"複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力するためのマトリックスコンバータと、前記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、前記制御部は、前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、前記複数相の電源が前記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電圧と前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した前記入力電圧位相に基づいて前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記入力交流電圧を昇圧して前記負荷へ出力する昇圧動作を行なう、電力変換装置。前記制御部は、前記入力電圧位相に基づいて前記マトリックスコンバータを制御することにより、前記マトリックスコンバータが前記複数相の電源から受ける入力交流電流を制御し、前記昇圧動作を行なう、請求項1に記載の電力変換装置。前記制御部は、前記マトリックスコンバータから出力される出力交流電流を制御するための出力側関数、および前記入力交流電圧を制御するための入力側関数に基づいて前記マトリックスコンバータを制御し、前記入力側関数は、前記入力電圧位相を変数とする、請求項2に記載の電力変換装置。前記出力側関数は、前記出力交流電力の周波数、および前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電圧と前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電流との位相差を変数とし、前記入力側関数は、前記複数相の電源が前記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電力の周波数、および前記入力電圧位相を変数とする、請求項3に記載の電力変換装置。前記制御部は、前記負荷交流電力および前記入力交流電力に基づいて前記入力電圧位相を算出する、請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記制御部は、前記負荷交流電力、および前記マトリックスコンバータから前記負荷に供給される負荷交流電圧と所定の電圧指令値との差を所定数倍した値に基づいて前記入力電圧位相を算出する、請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。しかしながら、非特許文献4に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を提供することである。上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる電力変換装置は、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力するためのマトリックスコンバータと、上記マトリックスコンバータを制御するための制御部とを備え、上記制御部は、上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電力に基づいて、上記複数相の電源が上記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電圧と上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電圧との位相差である入力電圧位相を算出し、算出した上記入力電圧位相に基づいて上記マトリックスコンバータを制御することにより、入力交流電圧を昇圧して上記負荷へ出力する昇圧動作を行なう。このような構成により、入力電圧位相を用いてマトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、発電機等の電源の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。好ましくは、上記制御部は、上記入力電圧位相に基づいて上記マトリックスコンバータを制御することにより、上記マトリックスコンバータが上記複数相の電源から受ける入力交流電流を制御し、上記昇圧動作を行なう。このように、入力交流電流を制御する構成により、昇圧形MCの制御を適切に行なうことができる。より好ましくは、上記制御部は、上記マトリックスコンバータから出力される出力交流電流を制御するための出力側関数、および上記入力交流電圧を制御するための入力側関数に基づいて上記マトリックスコンバータを制御し、上記入力側関数は、上記入力電圧位相を変数とする。このように、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を行なう構成により、昇圧形MCの制御を適切に行なうことができる。より好ましくは、上記出力側関数は、上記出力交流電力の周波数、および上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電圧と上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電流との位相差を変数とし、上記入力側関数は、上記複数相の電源が上記マトリックスコンバータへ出力する電源交流電力の周波数、および上記入力電圧位相を変数とする。このように、適切な変数を出力側関数および入力側関数において用いる構成により、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を適切に行なうことができる。好ましくは、上記制御部は、上記負荷交流電力および上記入力交流電力に基づいて上記入力電圧位相を算出する。このような構成により、負荷交流電力および入力交流電力の関係に基づいて入力電圧位相を適切に算出することができる。好ましくは、上記制御部は、上記負荷交流電力、および上記マトリックスコンバータから上記負荷に供給される負荷交流電圧と所定の電圧指令値との差を所定数倍した値に基づいて上記入力電圧位相を算出する。このような構成により、測定することが困難なマトリックスコンバータの出力交流電流を、測定が容易な負荷交流電圧を用いて算出することができる。また、出力交流電流を加味して入力電圧位相を算出する構成により、マトリックスコンバータの出力交流電流のリップルを抑制することができる。本発明によれば、マトリックスコンバータを適切に制御することにより、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することができる。以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。[構成および基本動作]図1は、本発明の実施の形態に係る電源システムの構成を示す図である。図1を参照して、電源システム201は、たとえば発電機である交流電源Pa,Pb,Pcと、電力変換装置101と、負荷LDu,LDv,LDwとを備える。電力変換装置101は、マトリックスコンバータ1と、出力フィルタ2と、測定部3と、制御部4とを含む。交流電源Paは、交流電圧源Eaと、インダクタLaとを含む。交流電源Pbは、交流電圧源Ebと、インダクタLbとを含む。交流電源Pcは、交流電圧源Ecと、インダクタLcとを含む。出力フィルタ2は、キャパシタCu,Cv,Cwとを含む。マトリックスコンバータ1は、双方向スイッチSa1,Sa2,Sa3,Sb1,Sb2,Sb3,Sc1,Sc2,Sc3を含む。負荷LDuは、抵抗Ruと、インダクタLuとを含む。負荷LDvは、抵抗Rvと、インダクタLvとを含む。負荷LDwは、抵抗Rwと、インダクタLwとを含む。電源システム201においては、たとえば交流電源Pa,Pb,Pcの中性点NP1と負荷LDu,LDv,LDwの中性点NP2とが共通の安定電位SPに結合されている。ここで、安定電位とは、電源システム201における他の部分と比べてインピーダンスが小さく電位変動が微小な部分の電位である。電力変換装置101は、周波数および振幅が変動する複数相の交流電力から任意の周波数および任意の振幅を有する複数相の交流電圧または交流電流を生成する。すなわち、電力変換装置101は、交流電源Pa,Pb,Pcの各々から供給されるA相,B相,C相の交流電力を任意の周波数および任意の振幅を有するU相,V相,W相の交流電力に変換して負荷LDu,LDv,LDwにそれぞれ供給する。出力フィルタ2は、マトリックスコンバータ1と負荷LDu,LDv,LDwとの間に設けられている。出力フィルタ2において、キャパシタCu,Cv,Cwはスター結線されている、すなわち、マトリックスコンバータ1と負荷LDu,LDv,LDwとの間におけるU相,V相,W相の配線間にそれぞれ接続されている。マトリックスコンバータ1において、双方向スイッチSa1は、インダクタLaと抵抗Ruとの間に接続されている。双方向スイッチSa2は、インダクタLaと抵抗Rvとの間に接続されている。双方向スイッチSa3は、インダクタLaと抵抗Rwとの間に接続されている。双方向スイッチSb1は、インダクタLbと抵抗Ruとの間に接続されている。双方向スイッチSb2は、インダクタLbと抵抗Rvとの間に接続されている。双方向スイッチSb3は、インダクタLbと抵抗Rwとの間に接続されている。双方向スイッチSc1は、インダクタLcと抵抗Ruとの間に接続されている。双方向スイッチSc2は、インダクタLcと抵抗Rvとの間に接続されている。双方向スイッチSc3は、インダクタLcと抵抗Rwとの間に接続されている。双方向スイッチSa1,Sa2,Sa3,Sb1,Sb2,Sb3,Sc1,Sc2,Sc3の各々は、たとえば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistorおよびダイオードを直列接続した回路を2つ用意し、互いの導通方向が逆向きになるようにこの2つの回路を並列接続した構成である。あるいは、これらの双方向スイッチは、逆耐圧性能を有する2つの逆阻止IGBTが、互いの導通方向が逆向きになるように並列接続されている構成であってもよい。マトリックスコンバータ1は、交流電源Pa,Pb,Pcからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷LDu,LDv,LDwへ出力する。具体的には、マトリックスコンバータ1は、制御部4から受けた制御信号G1~G9に基づいて双方向スイッチSa1,Sa2,Sa3,Sb1,Sb2,Sb3,Sc1,Sc2,Sc3をそれぞれオンオフすることにより、交流電源Pa,Pb,Pcからそれぞれ受けたA相,B相,C相の交流電力を任意の周波数および任意の電圧振幅を有するU相,V相,W相の交流電力に変換し、出力フィルタ2へ出力する。出力フィルタ2は、マトリックスコンバータ1から受けたU相,V相,W相の交流電力に含まれる所定周波数以上のノイズを減衰させ、減衰後の交流電力を負荷LDu,LDv,LDwへそれぞれ出力する。ここで、出力フィルタ2が減衰させるノイズの周波数は、電源システム201の仕様に応じて適宜変更され、たとえば負荷LDu,LDv,LDwへ供給すべき交流電力の周波数より高い周波数である。測定部3は、図示しない電流検出部を含み、マトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcからそれぞれ受ける入力交流電流ia,ib,ic、マトリックスコンバータ1が出力する出力交流電流iu,iv,iw、および負荷LDu,LDv,LDwに供給されるマトリックスコンバータ1からの負荷交流電流iu0,iv0,iw0を検出し、検出結果を示す信号を制御部4へ出力する。また、測定部3は、図示しない電圧検出部を含み、交流電圧源Ea,Eb,Ecがマトリックスコンバータ1へ出力する電源交流電圧va0,vb0,vc0、マトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電圧va,vb,vc、および負荷LDu,LDv,LDwに供給されるマトリックスコンバータ1からの負荷交流電圧vu,vv,vwを検出し、検出結果を示す信号を制御部4へ出力する。また、測定部3は、交流電源Pa,Pb,Pcが出力する電源交流電力の周波数である入力角周波数ωSを検出し、検出結果を示す信号を制御部4へ出力する。たとえば、測定部3は、交流電源である発電機の磁極位置を磁極位置センサで検出することにより、入力角周波数ωSを検出する。制御部4は、測定部3の検出結果に基づいて制御信号G1~G9を生成し、マトリックスコンバータ1における双方向スイッチSa1,Sa2,Sa3,Sb1,Sb2,Sb3,Sc1,Sc2,Sc3へそれぞれ出力することにより、マトリックスコンバータ1を制御する。具体的には、制御部4は、マトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電流ia,ib,icの実効値が、マトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電力に追随するように、マトリックスコンバータ1を制御する。また、制御部4は、マトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電圧vu,vv,vwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ1を制御する。制御部4は、マトリックスコンバータ1における各スイッチをPWMPulseWidthModulation制御する。本発明の実施の形態に係る電源システム201では、単体で昇圧機能を持つMC以下、昇圧形MCとも称する。を用いる。非特許文献1~4に記載のMCである降圧形MCは、電源電圧をPWM制御することから、出力電圧の最大値は電源電圧に制限される。また、電源電圧をPWM制御することは、出力電流をPWM制御することにもなるため、入力電流の最大値は出力電流に制限される。したがって、降圧形MCの出力側から入力側を見ると電圧が昇圧されていると考えることができるため、降圧形MCの入出力特性を入れ替えることによって昇圧形MCを定義することができる。図2は、降圧形MCの等価モデルを示す図である。図2を参照して、降圧形MCでは、入力側が電圧源VSであり、出力側が電流源ISである。降圧形MCは、所望の出力電圧となるように入力電圧をPWM制御する。図3は、昇圧形MCの等価モデルを示す図である。図3を参照して、昇圧形MCと降圧形MCとは入出力特性が双対の関係にある。すなわち、昇圧形MCでは、入力側が電流源ISとなり、出力側が電圧源VSとなる。昇圧形MCは、所望の出力電圧となるように入力電流をPWM制御する。電源システム201は、たとえば独立電源として利用される。この場合、入力側には発電機が接続されることを考えると、図1に示すように、入力側は実際には発電機の起電力および内部インダクタンスLinで構成され、昇圧形MCの入力側制御により入力電流が制御される。また、出力側は電圧源として動作させるためにキャパシタCoutおよび負荷で構成される。[動作]次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の電力変換動作について図面を用いて説明する。まず、昇圧形MCの入出力関係を定義する。昇圧形MCは、9つの双方向スイッチを切り換え、出力相に接続する入力相とその接続時間とを制御することにより、任意の電流および任意の周波数を直接出力する。1制御周期内、たとえばPWM制御に用いられる三角波の1周期内の出力線電流平均値と入力線電流との関係は、以下の式で表される。1式において、3×3行列は、1制御周期内のスイッチSa1~Sc3のオン時間の割合すなわちオンデューティで定義される。a1~c3は、それぞれスイッチSa1~Sc3のオンデューティである。また、昇圧形MCでは、入力側を電流源とみなし、出力側を電圧源とみなすことから、電源開放および負荷短絡は許されない。このため、a1~c3には以下の式で表される拘束条件が必要となる。1式におけるオンデューティの決定方法については様々な研究がなされている。電力変換装置101では、たとえば、座標変換を用いた手法によりオンデューティを演算するたとえば、非特許文献3および4参照。制御関数は、以下の式で表される。4式において、関数X1、X2、X3は以下の式で表され、出力側関数と称する。また、出力側関数をX関数とも称する。X関数は、Y関数によって仮想的に変換された直流電力を交流電力に変換するための関数である。5式において、ωLおよびψLは、それぞれ出力角周波数、および出力電流位相すなわち負荷力率角であり、Aは振幅変調率である。また、関数Y1、Y2、Y3は以下の式で表され、入力側関数と称する。また、入力側関数をY関数とも称する。Y関数は、入力交流電力を仮想的に直流電力に変換するための関数である。6式において、ψSは、電源交流電圧と入力交流電圧との位相差である。ここで、昇圧形MCの入力電流が、入力側の制御によって以下の式のように表されると仮定する。7式の第1項は対称成分であり、第2項は零相成分である。また、ISは入力電流振幅であり、ψ0は入力電圧に対する入力電流の位相差すなわち入力力率角である。1,4,6,7式より、昇圧形MCの出力電流は、以下の式のように第1項の対称三相出力電流と第2項の零相電流とに分割して表現できる。8式において、9式において、hu,hv,hwは、零相成分を決定する関数である。電力変換装置101では、たとえば零相成分が発生しない制御が要求される。このため、hu,hv,hwを以下の式のように決定する。8~10式より、出力電流の式を書き換えると、以下のようになる。11式より、入力電流に含まれる零相電流i0がそのまま出力側に現れることが分かる。また、出力側の制御により昇圧形MCの出力電圧が以下の式のように表されると仮定する。12式において、VLは出力電圧振幅であり、v0は零相電圧である。出力電流に零相成分が含まれる場合、出力電圧にも零相成分が含まれるが、たとえば非特許文献4において提案されている零相電圧抑制法により相殺することが可能である。ここでは、昇圧形MCの動作のみを検証し、零相成分についての説明は行なわない。昇圧形MCの入出力電圧の関係式より、入力電圧は以下の式で表される。さらに、MCへの入力直前電圧va~vcの振幅を以下の式のように定義する。そして、6式を13式に代入すると、以下の式が得られる。図4は、昇圧形MCの入力側のベクトル線図である。図5は、昇圧形MCの出力側のベクトル線図である。上述のようにして導出した電源電圧VS0、入力電圧VS、入力電流IS、出力電圧VL、および出力電流ILの関係をベクトル図で表すと、図4および図5に示すようになる。ただし、電源電圧VS0は電源交流電圧va0,vb0,vc0に相当し、入力電圧VSは入力交流電圧va,vb,vcに相当し、入力電流ISは入力交流電流ia,ib,icに相当し、出力電圧VLは負荷交流電圧vu,vv,vwに相当し、出力電流ILは出力交流電流iu,iv,iwに相当する。以上のように、昇圧形MCの入出力関係の式が得られた。次に、昇圧形MCの制御を説明する。まず、出力側および入力側の制御原理について説明する。8式より、昇圧形MCの出力側の制御は、入力電流が確立していることを前提とした出力電流制御である。すなわち、所望の電圧を得るために、負荷に応じて振幅変調率Aおよび負荷力率角ψLを制御する。また、15式より、昇圧形MCの入力側の制御は、昇圧形MCの入力電流を確立するための電源電圧VS0と入力電圧VSとの電位差の制御である。すなわち、入力電圧振幅VSはAにより制御されるため、入力側の制御は電源交流電圧と入力交流電圧との位相差ψSのみの制御となる。5~15式で示した入出力電圧および入出力電流の式および変数を用いて出力有効電力Poutおよび入力有効電力Pinを導出する。発電機出力の力率が1であると仮定すると、出力有効電力Poutおよび入力有効電力Pinは、以下の各式で表される。入出力の有効電力は一致するため、16式および17式より、以下の式が得られる。18式おいて、LSは、マトリックスコンバータ1の入力インダクタンスである。18式に従って導出したψSをY関数に与える。これにより、出力電力を制御することができる。次に、昇圧形MCにおいて、上記のような制御を実現するための制御系について説明する。図6は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置における制御部の構成を示す図である。図6を参照して、制御部4は、3相/dq変換部11と、減算部12d,12qと、増幅部13d,13qと、入力側制御演算部14と、Y関数演算部15と、PI演算部16q,16dと、dq/3相変換部17と、制御関数生成部18と、PWMパターン生成部19とを含む。3相/dq変換部11は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、負荷交流電圧vu,vv,vwをdq変換して負荷交流電圧vLd,vLqを算出する。減算部12d,12qは、電圧指令値vLd,vLqから、3相/dq変換部11によって算出された負荷交流電圧vLd,vLqを減算する。PI演算部16q,16dは、減算部12d,12qの減算結果に対してPI演算をそれぞれ行なう。dq/3相変換部17は、出力交流電力の周波数ωL、および負荷力率角ψLに基づいて、PI演算部16q,16dの演算結果を3相変換し、振幅変調率およびX関数を示すAX1,AX2,AX3を算出する。増幅部13d,13qは、減算部12d,12qの減算結果をK倍する。入力側制御演算部14は、負荷交流電圧vu,vv,vwおよび負荷交流電流iu0,iv0,iw0に基づいて負荷交流電力を算出し、算出した負荷交流電力を増幅部13d,13qの増倍結果に基づいて補正する。そして、入力側制御演算部14は、補正後の負荷交流電力、電源交流電圧va0,vb0,vc0、入力角周波数ωSおよび入力インダクタンスLSに基づいて、電源交流電圧va0,vb0,vc0に対する入力交流電圧va,vb,vcの位相である入力電圧位相ψSを算出する。Y関数演算部15は、入力側制御演算部14が算出した入力電圧位相ψSに基づいて、Y関数を示すY1,Y2,Y3を算出する。制御関数生成部18は、dq/3相変換部17が算出したAX1,AX2,AX3、およびY関数演算部15が算出したY1~Y3に基づいて、マトリックスコンバータ1における各双方向スイッチのオンデューティを制御するための制御関数を算出する。PWMパターン生成部19は、制御関数生成部18が算出した制御関数に基づいて、マトリックスコンバータ1における各双方向スイッチをPWM制御するための制御信号G1~G9を生成し、マトリックスコンバータ1へ出力する。このように、電力変換装置101では、負荷変動などの過渡時を扱うことを前提に、瞬時値に基づいて制御系を構築する。すなわち、制御部4では、dq変換した出力電圧指令値vLdおよびvLqと、検出した出力電圧vLdおよびvLqとの偏差をPI制御器へ入力する。そして、PI制御器の出力を三相変換した結果を、操作変数であるA、およびX関数とする。また、出力電圧および負荷電流を元に現在の出力有効電力Poutを導出し、18式に従って演算した入力電圧位相ψSをY関数に与える。すなわち、制御部4は、マトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電力に基づいて、交流電源Pa,Pb,Pcがマトリックスコンバータ1へ出力する電源交流電圧va0,vb0,vc0とマトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電圧va,vb,vcとの位相差である入力電圧位相ψSを算出する。たとえば、制御部4は、負荷交流電力およびマトリックスコンバータ1の入力交流電力に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。より詳細には、制御部4は、負荷交流電力、電源交流電圧va0,vb0,vc0のレベルおよび周波数、ならびに交流電源Pa,Pb,Pcのインダクタンスに基づいて、入力電圧位相ψSを算出する。さらに、制御部4は、たとえば、マトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電圧vu,vv,vwと所定の電圧指令値vLd,vLqとの差を所定数倍した値も用いて、入力電圧位相ψSを算出する。そして、制御部4は、算出した入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ1を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。より詳細には、制御部4は、入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ1を制御することにより、マトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電流ia,ib,icを制御し、昇圧動作を行なう。たとえば、制御部4は、出力交流電流を制御するための出力側関数X1,X2,X3、および入力交流電圧を制御するための入力側関数Y1,Y2,Y3に基づいてマトリックスコンバータ1を制御する。入力側関数Y1,Y2,Y3は、入力電圧位相ψSを変数とする。より詳細には、出力側関数X1,X2,X3は、出力交流電力の周波数ωL、およびマトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電圧vu,vv,vwとマトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電流iu0,iv0,iw0との位相差ψLを変数とする。また、入力側関数Y1,Y2,Y3は、入力角周波数ωSおよび入力電圧位相ψSを変数とする。[動作の検証]次に、本発明の実施の形態に係る電力変換装置による昇圧動作の検証結果を説明する。ここでは、三相平衡負荷の場合および三相不平衡負荷の場合についてシミュレーションを行った。図7は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの入力側の回路パラメータを示す図である。図7を参照して、電源電圧VS0が160Vrmsであり、電源周波数f0が60Hzであり、入力インダクタンス内部インダクタンスLinが10mHであり、最大入力電力Pinmaxが3.4kWであり、キャリア周波数fcarrが9kHzである。図8は、本発明の実施の形態に係るマトリックスコンバータの出力側の回路パラメータを示す図である。図8を参照して、出力フィルタ2のキャパシタ容量Coutが30μFであり、出力電圧Voutが184.7Vrmsであり、負荷周波数foutが30Hzであり、負荷抵抗RLが50Ωであり、負荷リアクトルLLが30mHであり、負荷電力Poutが2.02kWであり、負荷力率cosψLが0.985である。通常、MCの入力側には電源として可変速発電機が用いられる。しかしながら、ここでは定常特性のみをシミュレートするため、電圧および周波数の変化しない対称三相電源を用いると仮定する。また、スイッチング素子には理想スイッチを用いる。図9は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。図10は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。図11は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。図12は、三相平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。図9~図12を参照して、出力電圧は、指令値通り30Hzの正弦波状に制御できている。また、振幅は、184.6Vrmsと理論値どおり2倍に昇圧されている。また、入力電流は、60Hzの正弦波状に制御できており、力率が1となっている。以上のシミュレーション結果より、三相平衡負荷における電力変換装置101の昇圧動作の有効性が確認できた。また、電力変換装置101は、たとえば、定電圧定周波数電源として使用する。この場合、出力には単相負荷が接続されることを考慮して、不平衡負荷時の動作についても検証する。ここでは、負荷変動時の挙動を合わせて検証するため、三相平衡負荷状態からU相の負荷のみ50Ωかつ30mHから42.5Ωかつ25.5mHへと15変動させ、三相不平衡負荷状態へ遷移させる。図13は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。図14は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。図15は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。図16は、負荷変動前後における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。図13~図16を参照して、負荷変動タイミングである1秒前後で出力電圧および出力電流には大きな脈動が発生せず、安定に制御できていることが分かる。また、入力電圧および入力電流は、負荷変動タイミング後において、負荷へ供給する電力量の増加、および出力側で発生する瞬時電力脈動のため、約1.02秒において脈動成分が入力側に現れ、電流振幅が大きくなっている。図17は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電圧のシミュレーション結果を示す図である。図18は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の出力電流のシミュレーション結果を示す図である。図19は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電圧のシミュレーション結果を示す図である。図20は、三相不平衡負荷の場合における、本発明の実施の形態に係る電力変換装置の入力電流のシミュレーション結果を示す図である。図17~図20を参照して、本シミュレーションでは、不平衡負荷に対する制御を特に積極的には行っていないが、負荷1相の変動幅が15の場合、出力電圧については、基本波指令値との誤差が±3以内となり、また、ひずみ率が2.61程度となっている。入力電圧および入力電流では、出力側で発生する瞬時電力脈動のため、脈動が発生している。このとき、入力電流ひずみ率は5.58である。図13~図20に示すシミュレーション結果により、負荷変動時および三相不平衡負荷での電力変換装置101の適用が可能であることが確認できた。以上のように、定電圧電源および三相平衡負荷時についてシミュレーションし、電力変換装置101は原理的に昇圧動作が可能であることを確認した。また、負荷変動時および三相不平衡負荷時についてもシミュレーションし、電力変換装置101の不平衡負荷への適用が可能であることを確認した。ところで、非特許文献4に記載の構成では、出力電圧の最大値が電源電圧に制限され、入力電圧の利用範囲が狭くなる。このため、電源である発電機の出力が小さい場合に所望の変換電圧が得られない等の問題がある。これに対して、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、マトリックスコンバータ1は、交流電源Pa,Pb,Pcからそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷LDu,LDv,LDwへ出力する。制御部4は、マトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電力に基づいて、交流電源Pa,Pb,Pcがマトリックスコンバータ1へ出力する電源交流電圧va0,vb0,vc0とマトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電圧va,vb,vcとの位相差である入力電圧位相ψSを算出する。そして、制御部4は、算出した入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ1を制御することにより、入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力する昇圧動作を行なう。このような構成により、入力電圧位相ψSを用いてマトリックスコンバータを適切に制御することができるため、複数相の電源からそれぞれ受けた入力交流電力を複数相の出力交流電力に変換して負荷へ出力し、かつ複数相の電源から受けた入力交流電圧を昇圧して負荷へ出力することが可能な電力変換装置を実現することができる。すなわち、入力電圧の利用範囲を拡大し、電源である発電機の出力が小さい場合でも所望の変換電圧を得ることができる。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部4は、入力電圧位相ψSに基づいてマトリックスコンバータ1を制御することにより、マトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電流ia,ib,icを制御し、上記昇圧動作を行なう。このように、入力交流電流ia,ib,icを制御する構成により、昇圧形MCの制御を適切に行なうことができる。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部4は、出力交流電流を制御するための出力側関数X1,X2,X3、および入力交流電圧を制御するための入力側関数Y1,Y2,Y3に基づいてマトリックスコンバータ1を制御する。入力側関数Y1,Y2,Y3は、入力電圧位相ψSを変数とする。このように、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を行なう構成により、昇圧形MCの制御を適切に行なうことができる。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、出力側関数X1,X2,X3は、出力交流電力の周波数ωL、およびマトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電圧vu,vv,vwとマトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電流iu0,iv0,iw0との位相差ψLを変数とする。また、入力側関数Y1,Y2,Y3は、入力角周波数ωSおよび入力電圧位相ψSを変数とする。このように、適切な変数を出力側関数および入力側関数において用いる構成により、出力側関数および入力側関数を用いた演算処理を適切に行なうことができる。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部4は、負荷交流電力および入力交流電力に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。このような構成により、負荷交流電力および入力交流電力の関係に基づいて入力電圧位相ψSを適切に算出することができる。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部4は、負荷交流電力、およびマトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電圧vu,vv,vwと所定の電圧指令値vLd,vLqとの差を所定数倍した値に基づいて入力電圧位相ψSを算出する。このような構成により、測定することが困難なマトリックスコンバータ1の出力交流電流iu,iv,iwを、測定が容易な負荷交流電圧vu,vv,vwを用いて算出することができる。また、出力交流電流iu,iv,iwを加味して入力電圧位相ψSを算出する構成により、マトリックスコンバータ1の出力交流電流iu,iv,iwのリップルを抑制することができる。また、本発明の実施の形態に係る電力変換装置では、制御部4は、マトリックスコンバータ1が交流電源Pa,Pb,Pcから受ける入力交流電流ia,ib,icの実効値が負荷交流電力に追随するように、かつマトリックスコンバータ1から負荷LDu,LDv,LDwに供給される負荷交流電圧vu,vv,vwの実効値が一定となるようにマトリックスコンバータ1を制御する。このような構成により、入力側が電流源となり、出力側が電圧源となる昇圧型MCを適切に制御することができる。なお、本発明の実施の形態に係る電力変換装置は、測定部3を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。測定部3は、電力変換装置101の外部に設けられる構成であってもよい。上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"