"互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオンオフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも1つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記オンオフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の操作状態を仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じた前記制御量を予測する予測手段と、該予測される制御量に基づき、前記電力変換回路の操作状態を決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記回転機を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、前記予測手段による前記制御量の予測処理は、前記制御量または該制御量の算出のためのパラメータとしての前記回転機の電流を予測する処理を含み、前記取得手段によって取得される電流の検出値に基づく前記予測手段によって予測される電流の評価結果に応じて、前記制御量の予測処理を補正する予測処理補正手段をさらに備えることを特徴とする回転機の制御装置。前記予測処理補正手段は、前記予測される電流を前記電流の検出値に応じた目標値にフィードバック制御すべく前記制御量の予測処理を補正することを特徴とする請求項1記載の回転機の制御装置。前記予測処理補正手段は、前記目標値と前記予測される電流との差のdq座標系の成分を入力とする積分要素の出力に基づき前記予測処理を補正することを特徴とする請求項2記載の回転機の制御装置。前記予測手段は、前記回転機の端子のうちの一部を流れる電流としての前記電流の検出値と、dq座標系の電流の算出に必要な残りの端子を流れる電流としての前記予測される電流とを、dq座標系の電流に変換する電流再現手段を備え、該電流再現手段によって再現される電流を前記予測処理に用いるものであり、前記予測処理補正手段は、前記再現される電流によって前記予測される電流を評価することを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、前記回転機は、前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子数が3であり、前記取得手段は、前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得するものであり、前記予測処理は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流の初期値として利用するものであり、前記予測処理補正手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値に基づき前記予測される電流を評価することを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記予測手段は、前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値と、dq座標系の電流の算出に必要な残りの端子を流れる電流としての前記予測される電流とを、dq座標系の電流に変換する電流再現手段を備え、該電流再現手段によって変換される電流を前記予測処理に用いるものであり、前記予測処理補正手段は、前記変換される電流と前記予測される電流との比較に基づき該予測される電流を評価することを特徴とする請求項5記載の回転機の制御装置。前記予測処理補正手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値と前記いずれか1つの端子に対応する前記予測される電流との比較に基づき、該予測される電流を評価することを特徴とする請求項5記載の回転機の制御装置。前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記電流の検出値と前記予測手段によって予測される電流との差を低減するようにフィードバック制御する検出値補正手段をさらに備え、前記検出値補正手段のフィードバック制御のゲインを、前記予測処理補正手段のゲインよりも小さく設定したことを特徴とする請求項1~8のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。ただし、上記モデル予測制御において想定した3相電動機のモデルと実際の電動機の特性とにずれがある場合等にあっては、電流の予測精度が低下するため、制御性が低下するおそれがある。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオンオフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも1つを有した制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、互いに相違する複数の電圧値を有する電圧印加手段と回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えて構成される電力変換回路について、該電力変換回路を構成するスイッチング素子のオンオフ操作によって、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも1つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記オンオフ操作によって定まる電圧ベクトルにて表現される前記電力変換回路の操作状態を仮設定し、該仮設定された操作状態のそれぞれに応じた前記制御量を予測する予測手段と、該予測される制御量に基づき、前記電力変換回路の操作状態を決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記電力変換回路を操作する操作手段と、前記回転機を流れる電流の検出値を取得する取得手段とを備え、前記予測手段による前記制御量の予測処理は、前記制御量または該制御量の算出のためのパラメータとしての前記回転機の電流を予測する処理を含み、前記取得手段によって取得される電流の検出値に基づく前記予測手段によって予測される電流の評価結果に応じて、前記制御量の予測処理を補正する予測処理補正手段をさらに備えることを特徴とする。予測される電流の精度は、予測対象となるタイミングにおける電流の検出値によって評価することができる。上記発明では、この点に鑑み予測される電流を評価することで、精度が低下していると評価される場合、予測処理を補正することができる。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記予測処理補正手段は、前記予測される電流を前記電流の検出値に応じた目標値にフィードバック制御すべく前記制御量の予測処理を補正することを特徴とする。請求項3記載の発明は、請求項2記載の発明において、前記予測処理補正手段は、前記目標値と前記予測される電流との差のdq座標系の成分を入力とする積分要素の出力に基づき前記予測処理を補正することを特徴とする。電流のdq座標系の成分は、電気角の変動によっては変動しない。このため、定常的な乖離を補償する機能を有する積分要素を用いることで、予測される電流と目標値との定常的な乖離を好適に補償することができる。請求項4記載の発明は、請求項1~3のいずれか1項に記載の発明において、前記予測手段は、前記回転機の端子のうちの一部を流れる電流としての前記電流の検出値と、dq座標系の電流の算出に必要な残りの端子を流れる電流としての前記予測される電流とを、dq座標系の電流に変換する電流再現手段を備え、該電流再現手段によって再現される電流を前記予測処理に用いるものであり、前記予測処理補正手段は、前記再現される電流によって前記予測される電流を評価することを特徴とする。互いに連結された固定子巻線に接続される複数の端子を備える回転機においては、全端子数よりも1つ少ない数の端子のそれぞれを流れる電流情報によって、回転機を流れる電流情報を不足なく取得することができる。ここで、電流の検出値のみでは電流情報として不足している場合、予測される電流を用いることで、不足分を補うことができる。そして、これらをdq座標系の電流に変換するなら、変換された電流は、電流の検出値と予測される電流との双方を含んだものとなる。このため、変換された電流は、電流の検出値を反映した電流となる。上記発明では、この点に鑑み、電流再現手段を備えた。請求項5記載の発明は、請求項1~4のいずれか1項に記載の発明において、前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、前記回転機は、前記直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子数が3であり、前記取得手段は、前記直流交流変換回路の入力端子を流れる電流の検出値を取得するものであり、前記予測処理は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記電流の検出値を前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流の初期値として利用するものであり、前記予測処理補正手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値に基づき前記予測される電流を評価することを特徴とする。直流交流変換回路の出力電圧が印加される端子数が3である回転機の場合、有効電圧ベクトルにて表現される操作状態においては、1つの端子または2つの端子が直流電圧源の正極に接続されて且つ、残りの端子が直流電圧源の負極に接続される。このため、正極または負極のうち接続される端子数が1であるものについて、その端子を流れる電流と上記電流の検出値とが、少なくとも絶対値については一致する。上記発明では、この点に鑑み、有効電圧ベクトル採用時において、上記電流の検出値を用いて上記評価を行なう。請求項6記載の発明は、請求項5記載の発明において、前記予測手段は、前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値と、dq座標系の電流の算出に必要な残りの端子を流れる電流としての前記予測される電流とを、dq座標系の電流に変換する電流再現手段を備え、該電流再現手段によって変換される電流を前記予測処理に用いるものであり、前記予測処理補正手段は、前記変換される電流と前記予測される電流との比較に基づき該予測される電流を評価することを特徴とする。上記電流再現部では、電流の検出値と予測される電流とをdq座標系の電流に変換するため、変換された電流は、電流の検出値と予測される電流との双方を含んだものとなる。このため、変換された電流は、電流の検出値を反映した電流となる。上記発明では、この点に鑑み、電流再現手段によって変換される電流を用いて予測される電流を評価する。請求項7記載の発明は、請求項5記載の発明において、前記予測処理補正手段は、前記操作手段による操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、前記回転機の3つの端子のうちのいずれか1つの端子を流れる電流としての前記電流の検出値と前記いずれか1つの端子に対応する前記予測される電流との比較に基づき、該予測される電流を評価することを特徴とする。上記発明では、電流の検出値と、同電流の検出値に対応する端子の電流の予測値とを比較することで、予測される電流を検出値と直接比較することができ、ひいては予測される電流を高精度に評価することができる。請求項8記載の発明は、請求項1~4のいずれか1項に記載の発明において、前記電力変換回路は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに前記回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であることを特徴とする。請求項9記載の発明は、請求項1~8のいずれか1項に記載の発明において、前記電流の検出値と前記予測手段によって予測される電流との差を低減するようにフィードバック制御する検出値補正手段をさらに備え、前記検出値補正手段のフィードバック制御のゲインを、前記予測処理補正手段のゲインよりも小さく設定したことを特徴とする。検出値にオフセット誤差が重畳される場合、予測手段によって予測された電流のうち前記決定手段によって決定された操作状態に対応するものと検出値との間には、予測手段に予測誤差がなくても、乖離が生じうる。上記発明では、この点に鑑み、上記予測される電流を規範として、検出値に含まれるオフセット誤差を把握し、これに基づき制御量の制御処理を補正する。しかも、この際、予測処理補正手段のゲインよりも検出値補正手段のゲインを小さくすることで、検出値に基づき予測される電流を評価して予測処理を補正する処理との両立を図ることができる。<第1の実施形態>以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。車載主機としてのモータジェネレータ10は、3相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ10は、突極性を有する回転機突極機である。詳しくは、モータジェネレータ10は、埋め込み磁石同期モータIPMSMである。モータジェネレータ10は、インバータINVを介して高電圧バッテリ12およびコンデンサ13に接続されている。高電圧バッテリ12は、端子電圧がたとえば百V以上となる直流電圧源である。インバータINVは、スイッチング素子Sp,Sn=u,v,wの直列接続体を3組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ10のU,V,W相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子S=u,v,w;=p,nとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードDが逆並列に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ10やインバータINVの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ10の回転角度電気角θを検出する回転角度センサ14を備えている。また、モータジェネレータ10のU相、V相およびW相を流れる電流iu,iv,iwを検出する電流センサ16を備えている。さらに、インバータINVの入力電圧電源電圧VDCを検出する電圧センサ18を備えている。上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置20に取り込まれる。制御装置20では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータINVを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータINVのスイッチング素子Sを操作する信号が、操作信号gである。上記制御装置20は、モータジェネレータ10のトルクを要求トルクTrに制御すべく、インバータINVを操作する。詳しくは、要求トルクTrを実現するための指令電流とモータジェネレータ10を流れる電流とが一致するように、インバータINVを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ10のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ10を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ10を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータINVの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ10の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータINVの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。詳しくは、電流センサ16によって検出された電流iu,iv,iwは、dq変換部22において、回転座標系の実電流id,iqに変換される。また、回転角度センサ14によって検出される電気角θは、速度算出部23の入力となり、これにより、回転速度電気角速度ωが算出される。一方、指令電流設定部24は、要求トルクTrを入力とし、dq座標系での指令電流idr,iqrを出力する。これら指令電流idr,iqr、実電流id,iq、及び電気角θは、モデル予測制御部30の入力となる。モデル予測制御部30では、これら入力パラメータに基づき、インバータINVの操作状態を規定する電圧ベクトルViを決定し、操作部26に入力する。操作部26では、入力された電圧ベクトルViに基づき、上記操作信号gを生成してインバータINVに出力する。ここで、インバータINVの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図2に示す8つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Sun,Svn,Swnがオン状態となる操作状態図中、下と表記を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルV0であり、高電位側のスイッチング素子Sup,Svp,Swpがオン状態となる操作状態図中、上と表記を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルV7である。これら電圧ベクトルV0,V7は、モータジェネレータ10の全相を短絡させるものであり、インバータINVからモータジェネレータ10に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの6つの電圧ベクトルV1~V6は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図2bに示すように、電圧ベクトルV1、V3,V5のそれぞれがU相、V相、W相の正側にそれぞれ対応している。次に、モデル予測制御部30の処理の詳細について説明する。先の図1に示す操作状態設定部31では、インバータINVの操作状態を設定する。ここでは、先の図2に示した電圧ベクトルV0~V7をインバータINVの操作状態として設定する。dq変換部32では、操作状態設定部31によって設定された電圧ベクトルをdq変換することで、dq座標系の電圧ベクトルVdq=vd,vqを算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部31における電圧ベクトルV0~V7を、例えば、先の図2において、上をVDC/2として且つ下を-VDC/2とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルV0は、-VDC/2、-VDC/2、-VDC/2となり、電圧ベクトルV1は、VDC/2、-VDC/2、-VDC/2となる。予測部33では、電圧ベクトルvd、vqと、実電流id,iqと、電気角速度ωとに基づき、インバータINVの操作状態を操作状態設定部31によって設定される状態とした場合の電流id,iqを予測する。ここでは、基本的には、下記c1、c2にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式式c3、c4を離散化し、1ステップ先の電流を予測する。vd=RpLdid-ωLqiq...c1vq=ωLdidRpLqiqωφ...c2pid=-R/LdidωLq/Ldiqvd/Ld...c3piq=-ωLd/Lqid-Rd/Lqiqvq/Lq-ωφ/Lq...c4ちなみに、上記の式c1、c2において、抵抗R、微分演算子p、d軸インダクタンスLd,q軸インダクタンスLqおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。上記電流の予測は、操作状態設定部31によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。一方、操作状態決定部34では、予測部33によって予測された予測電流ide,iqeと、指令電流idr,iqrとを入力として、インバータINVの操作状態を決定する。こうして決定された操作状態に基づき、操作部26では、操作信号gを生成して出力する。図3に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期制御周期Tcで繰り返し実行される。この一連の処理では、まずステップS10において、電気角θnと、実電流idn,iqnとを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルVnを出力する。続くステップS12においては、1制御周期先における電流iden1,iqen1を予測する。これは、上記ステップS10によって出力された電圧ベクトルVnによって、1制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、基本的には、上記の式c3、c4にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Tcで離散化したものを用いて、電流iden1、iqen1を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップS10において検出された実電流idn,iqnを用いるとともに、dq軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルVnを、上記ステップS10において検出された電気角θnによってdq変換したものを用いる。なお、ステップS12の実際の処理では、上記の式c3、c4にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Tcで離散化したものに補正量Δid,Δiqが加わるが、これについては後に詳述する。続くステップS14~S22では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、2制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップS14において、電圧ベクトルを定める数jを0に設定する。続くステップS16においては、電圧ベクトルVjを、次回の制御周期における電圧ベクトルVn1として設定する。続くステップS18においては、上記ステップS12と同様にして予測電流iden2、iqen2を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップS12において算出された予測電流iden1,iqen1を用いるとともに、dq軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルVn1を、上記ステップS10において検出された電気角θnにωTcを加算した角度によってdq変換したものを用いる。続くステップS20においては、数jが7であるか否かを判断する。この処理は、インバータINVの操作状態を決定する電圧ベクトルV0~V7の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップS20において否定判断される場合には、ステップS22において、数jをインクリメントし、ステップS16に戻る。これに対し、ステップS20において肯定判断される場合には、ステップS24に移行する。ステップS24においては、次回の制御周期における電圧ベクトルVn1を決定する処理を行う。ここでは、評価関数Jによる評価の最も高い電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルVn1とする。本実施形態では、評価関数Jとして、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Jを、指令電流ベクトルIdqr=idr,iqrと、予測電流ベクトルIdqe=ide,iqeとの差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルIdqrと予測電流ベクトルIdqeとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルIdqrと予測電流ベクトルIdqeとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Jを構築することができる。ここで、ステップS20において肯定判断される時点で、電圧ベクトルV0~V7のそれぞれについての予測電流iden2,iqen2が算出されている。このため、これら8通りの予測電流iden2,iqen2を用いて、評価関数Jの値を8つ算出することができる。続くステップS26においては、電圧ベクトルVn,Vn1を、それぞれ電圧ベクトルVn-1,Vnとし、電気角θnを電気角θn-1とし、実電流idn,iqnを、それぞれ実電流idn-1、iqn-1とする。なお、ステップS26の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。ところで、上記予測部33によって用いられるモデル式がモータジェネレータ10の実際の特性からずれている場合には、モータジェネレータ10の電流等の制御量の制御性が低下する。そこで本実施形態では、電流センサ16によって検出される電流に基づき、予測電流ide,iqeを評価し、評価結果に応じて予測電流ide,iqeを算出する処理を補正する。すなわち、先の図1に示すように、偏差算出部40では、予測部33の出力する予測電流ideに対するdq変換部22の出力する実電流idの差を算出し、フィードバック制御部42では、この差を入力とし、予測電流ideを実電流idにフィードバック制御するための操作量補正量Δidを算出する。これは、上記差を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和として行われる。また、偏差算出部44では、予測部33の出力する予測電流iqeに対するdq変換部22の出力する実電流iqの差を算出し、フィードバック制御部46では、この差を入力とし、予測電流iqeを実電流iqにフィードバック制御するための操作量補正量Δiqを算出する。これは、上記差を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和として行われる。なお、偏差算出部40,44の入力は、先の図3のステップS10における実電流idn,iqnに対しては、1制御周期Tcだけ前の予測電流iden1,iqen1とすることが望ましい。これは、1制御周期Tcだけ前の予測電流iden1,iqen1が、今回の制御周期における実電流idn,iqnの予測値であるからである。予測部33では、モデル式に基づき算出される予測電流ide,iqeを補正量Δid,Δiqによって補正したものを最終的な予測電流ide,iqeとして出力する。詳しくは、先の図3のステップS12、S18の双方の処理において、予測電流ide,iqeの算出過程で補正量Δid,Δiqによる補正を行なう。このように、本実施形態では、電流センサ16の検出値を規範となる値として、予測精度を評価したため、制御装置20の完成後において、予測精度を自動的に向上させることができる。このため、モデル予測の精度を向上させる上での一手法である制御周期Tcを短縮する手法ほどには、制御装置20の演算負荷を増大させることなく予測精度を向上させることも可能となる。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1予測電流ide,iqeを、電流センサ16の検出値を用いて評価し、この評価結果に応じてモデル予測処理を補正した。これにより、予測電流ide,iqeの算出精度を向上させることができる。2直流成分である予測電流ide,iqeを実電流id,iqにフィードバック制御した。このため、フィードバック制御器に積分要素を設けて定常的な誤差を補償することが容易となる。<第2の実施形態>以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図4に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図4において、先の図1に示した処理や部材に対応する処理や部材については、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態では、電流センサ16が、インバータINVの入力端子ここでは、負極側入力端子を流れる電流母線電流IDCを検出する。母線電流IDCは、インバータINVの操作状態を表現する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルである場合、モータジェネレータ10のいずれか1相の電流にその絶対値が一致する。一方、3相の回転機を流れる電流を特定するためには、少なくとも2相の電流情報が必要である。このため、本実施形態では、電流検出手段の検出値が、モータジェネレータ10を流れる電流を特定するうえで必要な数の検出値よりも少ない。このため、本実施形態では、母線電流IDCと、予測電流ide,iqeとの協働で、モータジェネレータ10を流れる電流を特定し、これを予測部33の入力とする。すなわち、図4に示すUVW変換部47では、予測電流ide,iqeを、3相の予測電流iue,ive,iweに変換する。電流再現部48では、インバータINVの現在の操作状態を表現する電圧ベクトルViに基づき、母線電流IDCと、予測電流iue,ive,iweとの一部を、3相の電流値として選択的にdq変換することで実電流id,iqを算出し、予測部33に出力する。なお、電流再現部48の出力する実電流id,iqは、母線電流IDCのみならず、予測電流iue,ive,iweが利用されて算出されるものであるため、これはモータジェネレータ10を流れている電流の検出値というわけではなく、検出値と推定値との混在した値となっている。図5に、本実施形態にかかる電流再現部48の行なう選択処理の手順を示す。この処理は、先の図3に示した処理と同期して且つ、図3のステップS10の処理に先立ってくり返し実行される。この一連の処理では、まずステップS30において、この一連の処理に引き続いて行われる上記ステップS10の処理において出力される電圧ベクトルVnが、電圧ベクトルV1,V4のいずれかであるか否かを判断する。この処理は、母線電流IDCの絶対値がU相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。すなわち、電圧ベクトルV1の場合、スイッチング素子Sup,Svn,Swnがオン状態となるため、母線電流IDCは、V相下側アームを流れる電流とW相下側アームを流れる電流との和となり、これは、U相上側アームを流れる電流に一致する。一方、電圧ベクトルV4の場合、スイッチング素子Sun,Svp,Swpがオン状態となるため、母線電流IDCは、U相下側アームを流れる電流に一致する。そしてステップS30において肯定判断される場合、ステップS32において、電圧ベクトルVnが電圧ベクトルV4であるか否かを判断する。そして、ステップS32において肯定判断される場合、ステップS34においてU相の実電流iuを-IDCとする一方、ステップS32において否定判断される場合、ステップS36においてU相の実電流iuをIDCとする。これらの処理は、本実施形態では、相電流の極性を、インバータINVからモータジェネレータ10へと電流が流出する場合に正と定めたことに対応したものである。ステップS34、S36の処理が完了する場合、ステップS38において、実電流iuと予測電流ive,iweとを選択する。一方、ステップS30において否定判断される場合、ステップS40において、電圧ベクトルVnが電圧ベクトルV3,V6であるか否かを判断する。この処理は、母線電流IDCの絶対値がV相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。そして、ステップS40において肯定判断される場合、ステップS42~S48の処理において、上記ステップS32~S38の処理の要領で、実電流ivをIDCとするか-IDCとするかを選択する処理等を行なう。同様、ステップS40において否定判断される場合、ステップS50において、電圧ベクトルVnが電圧ベクトルV2,V5であるか否かを判断する。この処理は、母線電流IDCの絶対値がW相の相電流の絶対値と一致するか否かを判断するためのものである。そして、ステップS50において肯定判断される場合、ステップS52~S58の処理において、上記ステップS32~S38の処理の要領で、実電流iwをIDCとするか-IDCとするかを選択する処理等を行なう。これに対し、ステップS50において否定判断される場合、電圧ベクトルVnがゼロ電圧ベクトルであることから、ステップS60において、予測電流iue,ive,iweを選択する。上記ステップS38,S48,S58,S60の処理が完了する場合、ステップS62において、選択された3相の電流値をdq変換し、この一連の処理を一旦終了する。なお、上記3相の予測電流iue,ive,iweのうちステップS38,S48,S58,S60の処理において採用されたものについては、先の図3に示した処理の前回の周期における予測電流iden1,iqen1を3相変換した値である。この予測電流iden1,iqen1は、予測部33に入力される際には、既に未来の電流の予測値ではなく、現在の電流の推定値となっている。このため、母線電流IDCの検出タイミングを、先の図3に示したステップS10の処理に同期させることで、母線電流IDCと、予測電流iue,ive,iweとの位相を同期させることができる。もっとも、電圧ベクトルが変更される場合、電圧ベクトルVnの出力時更新時においては、デッドタイムに起因して母線電流IDCがステップS38,S48,S58において想定する相の電流とならないおそれがある。このため、実際には、電圧ベクトルが変更される直前において検出される母線電流IDCをステップS38,S48,S58において選択された実電流iu,iv,iwとすることが望ましい。また、ステップS38,S48,S58の処理は、電圧ベクトルが変更される直前における母線電流IDCの検出に先立って行われるようにしてもよい。この場合、ステップS38,S48,S58の処理は、近い将来検出される母線電流IDCの扱いを定める処理となる。以上説明したように、本実施形態では、モータジェネレータ10を流れる電流情報としては、母線電流IDCのみとなるため、予測部33に入力される実電流id,iqの精度が低下しやすい。しかし、実電流id,iqの精度の低下に起因した予測電流ide,iqeの精度の低下は、補正量Δid,Δiqによって補償される。すなわち、本実施形態では、補正量Δid,Δiqが電流の検出値の不足を補う役割をも果たしている。<第3の実施形態>以下、第3の実施形態について、先の第2の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図6に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図6において、先の図1に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、UVW変換部47によって予測電流ide,iqeが変換された3相の予測電流を、母線電流IDCと比較することで予測電流を評価する。すなわち、母線電流IDCは、セレクタ52を介して偏差算出部54,56,58に出力可能とされている。偏差算出部54では、予測電流iueに対する母線電流IDCの差を算出し、偏差算出部56では、予測電流iveに対する母線電流IDCの差を算出し、偏差算出部58では、予測電流iweに対する母線電流IDCの差を算出する。メモリ60は、偏差算出部54の出力値を記憶するとともにdq変換部66に出力する機能を有し、メモリ62は、偏差算出部56の出力値を記憶するとともにdq変換部66に出力する機能を有し、メモリ64は、偏差算出部58の出力値を記憶するとともにdq変換部66に出力する機能を有する。dq変換部66では、メモリ60,62,64の出力値をdq変換部66に出力する。dq変換部66では、メモリ60,62,64の出力値をdq座標系の成分に変換する。ここで、変換されたd軸成分は、d軸の予測電流ideの誤差情報を有し、変換されたq軸成分は、q軸の予測電流iqeの誤差情報を有する。上記d軸成分についてはフィードバック制御部68に、上記q軸成分についてはフィードバック制御部70にそれぞれ入力される。フィードバック制御部68,70では、誤差をゼロにフィードバック制御するための操作量補正量Δid,Δiqを算出する。これは、上記差を入力とする比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和として行われる。図7に、本実施形態の効果を示す。図7aに示されるように、本実施形態では、補正量Δid,Δiqを用いない図7bに示す比較例と比較して、トルクの制御性が向上している。<第4の実施形態>以下、第4の実施形態について、先の第2の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、電流センサ16の値が定常的に一定値オフセット誤差Δだけ実際の値からずれた場合にこれを補償するための処理をさらに行なう。図8に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図8において、先の図4に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。図示されるようにUVW変換部47の出力する予測電流iue,ive,iweは、セレクタ80によって選択的に偏差算出部86に出力される。一方、母線電流IDCは、セレクタ84を介して、そのままの値か、乗算器82によって-1が乗算された値かのいずれかが偏差算出部86に出力される。ここで、乗算器82およびセレクタ84は、電圧ベクトルViが有効電圧ベクトルである場合、母線電流IDCがいずれか1相の電流の絶対値に一致するものの、符号については逆となり得ることに鑑み、いずれか1相の電流と符号を含めて一致させるためのものである。一方、セレクタ80は、予測電流iue,ive,iweのうち母線電流IDCに対応するものを選択的に偏差算出部86に出力するためのものである。偏差算出部86では、セレクタ84の出力に対するセレクタ80の出力の差を算出し、フィードバック制御部88に出力する。フィードバック制御部88では、偏差算出部86の出力値をゼロにフィードバック制御するための操作量を算出する。これは、上記差の比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の差として算出される。この操作量は、補正部90において、母線電流IDCに加算され、補正部90の出力が電流再現部48に取り込まれる。こうした構成によれば、母線電流IDCは、予測電流iue,ive,iweのうち対応するものにフィードバック制御される。ここで、予測電流iue,ive,iweは、操作状態設定部34によって選択された電圧ベクトルViに対応するものである。そして、母線電流IDCにオフセット誤差が生じている場合、予測部33に予測誤差がない場合であっても、予測電流iue,ive,iweと母線電流IDCから算出される相電流の検出値との間に乖離が生じる。このため、この乖離を、オフセット誤差と相関を有するパラメータとして利用することができる。したがって、母線電流IDCと予測電流iue,ive,iweとに基づくフィードバック操作量によって母線電流IDCを補正することで、母線電流IDCにオフセット誤差が生じている場合であっても、補正部90の出力はこれを低減した値となる。ここで、フィードバック制御部88の比例ゲイン、積分ゲイン、微分ゲイン等のゲイン図中、gain3は、フィードバック制御部42,46のゲイン図中、gain1,2と比較して十分に小さく設定される。これにより、母線電流IDCによって得られる情報を規範として予測電流ide,iqeが補正量Δid,Δiqによって補正される処理と、予測電流iue,ive,iweを規範としてオフセット誤差が補正される処理との干渉を好適に回避することができる。この際、フィードバック制御部88のゲインを小さくするのは、オフセット誤差の変化が非常に緩やかであることに鑑みた設定である。なお、電圧ベクトルViがゼロ電圧ベクトルである場合、フィードバック制御部88によるフィードバック操作量の算出は行わない。ちなみに、このフィードバック制御部88の制御周期は、上記制御周期Tcと比較して十分に長くてよい。<その他の実施形態>なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。予測処理補正手段について比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和として操作量を算出するものに限らない。たとえば比例要素および積分要素の各出力のみを用いて操作量を算出したり、積分要素の出力のみを用いて操作量を算出したりしてもよい。上記各実施形態では、先の図3のステップS12、S18の双方で補正量Δid,Δiqを用いたが、これに限らず、いずれか一方であってもよい。特に、上記第2~第4の実施形態において、予測電流ide,iqeの誤差として、電流再現部48の出力する実電流id,iqの誤差が支配的であるなら、ステップS12においてのみ補正量Δid,Δiqを用いることが望ましい。dq軸成分の操作量を算出するものにも限らない。たとえば、上記第3の実施形態において、フィードバック制御部68,70の出力を3次元座標変換uvw変換することで、各相の予測電流iue,ive,iweの補正量操作量を算出するものであってもよい。なお、補正対象としては、予測電流に限らないことについては、制御量についての欄に記載したとおりである。電流再現手段について母線電流IDCのみでは不足する情報を予測電流から取得するものに限らない。たとえば電流センサとして、3相のモータジェネレータ10の1つの端子を流れる電流を検出するもののみを備え、不足する情報を予測電流から取得するものであってもよい。検出値補正手段について比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和として操作量を算出するものに限らない。たとえば比例要素および積分要素の各出力のみを用いて操作量を算出したり、積分要素の出力のみを用いて操作量を算出したりしてもよい。また、操作対象補正量による補正対象としては、予測部33の入力となる検出値に限らず、予測部33の予測電流ide,iqeであってもよい。予測手段について次回の電圧ベクトルVn1によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータINVの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。決定手段についてたとえば、上記第1の実施形態において、予測電流iden2と指令電流idrn2との差の絶対値と、予測電流iqen2と指令電流iqrn2との差の絶対値との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。電圧ベクトルV0~V7の中から評価の最も高いものを選択するものに限らない。たとえばスイッチング状態の切り替え端子数が1以下の電圧ベクトルの中で評価の最も高いものに制限してもよい。制御量についてインバータINVの操作を決定するために用いる制御量指令値との乖離度の評価対象となる制御量としては、電流に限らない。たとえば、上記特許文献1に記載されているように、トルクおよび磁束であってもよい。またたとえば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。この場合であっても、トルクや磁束の予測に電流を用いる場合には、上記各実施形態の要領で、予測電流の補正量Δid,Δiqを用いることが有効である。もっとも、これに代えて、トルクや磁束の予測値を補正する補正量を算出するようにしてもよい。上記各実施形態では、回転機の究極の制御量予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。回転機について回転機としては、3相回転機に限らず、5相回転機等、4相以上の回転機であってもよい。上記実施形態では、固定子巻線がスター結線されたものを想定したがこれに限らず、デルタ結線されたものであってもよい。この場合、回転機の端子と相とは一致しない。回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。回転機としては、車両の主機として用いられるものに限らない。"