問合せ信号からのエネルギーを受信するアンテナと、前記アンテナと接続して同調回路を形成する共振コンデンサと、前記同調回路から使用可能な正電圧を抽出する整流素子と、前記整流素子の出力から取り出された前記使用可能な正電圧を増幅させるチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路によって増幅された前記電圧からのエネルギーを蓄積する蓄積コンデンサとを備える、通信範囲が向上したトランスポンダ。問合せ期間が終了した時を検出するバースト終了検出器と、前記問合せ期間が終了した後に、リーダに返すデータ送信のための搬送周波数を生成する発振器と、送信すべきデータを符号化し、前記発振器によって応答信号をどのように変調させるかを制御する変調制御回路と、識別データを保持するメモリとをさらに備える、請求項1に記載のトランスポンダ。整流素子が、2対の相補型トランジスタから構成される、請求項1に記載のトランスポンダ。チャージポンプ回路が、アノードが入力に接続され、前記入力とは逆位相の駆動信号を有するポンプコンデンサに出力が接続された第1のダイオードと、前記第1のダイオードと直列に接続され、カソードに蓄積コンデンサを有する第2のダイオードとを備える、請求項1に記載のトランスポンダ。チャージポンプ回路のダイオードが、ショットキー型ダイオードを備える、請求項4に記載のトランスポンダ。チャージポンプ回路が、単段又は多段のいずれかである、請求項1に記載のトランスポンダ。蓄積コンデンサに蓄積された電圧が予め規定された閾値を超えない場合に、送信をスキップするようにトランスポンダに指示する高電圧閾値検出器をさらに備える、請求項2に記載のトランスポンダ。トランスポンダが、少なくとも2回の問合せサイクルの間待ってエネルギーを蓄積してから、RFIDリーダに応答する、請求項2に記載のトランスポンダ。問合せ信号からのエネルギーを受信するアンテナと、前記アンテナと接続して同調回路を形成する共振コンデンサと、前記同調回路から直接取り出された電圧を増幅させるチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路によって増幅された前記電圧からのエネルギーを蓄積する蓄積コンデンサとを備える、トランスポンダ。同調回路から使用可能な正電圧を抽出する整流素子をさらに備え、チャージポンプ回路が、前記整流素子の出力から取り出された前記使用可能な正電圧を増幅させる、請求項9に記載のトランスポンダ。整流素子が、2対の相補型トランジスタから構成される、請求項9に記載のトランスポンダ。チャージポンプ回路が、アノードが入力に接続され、前記入力とは逆位相の駆動信号を有するポンプコンデンサに出力が接続された第1のダイオードと、前記第1のダイオードと直列に接続され、カソードに蓄積コンデンサを有する第2のダイオードとを備える、請求項9に記載のトランスポンダ。チャージポンプ回路が、単段又は多段のいずれかである、請求項9に記載のトランスポンダ。HDXトランスポンダの通信距離を向上させる方法であって、アンテナによって問合せ信号を受信するステップと、チャージポンプ回路を用いて、前記アンテナから受信した前記問合せ信号を増幅させるステップと、増幅された電圧を蓄積コンデンサに蓄積するステップと、問合せ信号の終了を検出するステップと、蓄積された前記増幅された電圧によって電力供給される発振器を用いて、データをリーダに送信するステップとを含む、方法。問合せ信号を増幅させるステップが、問合せ信号を使用可能な正電圧に整流化するステップと、チャージポンプ回路を用いて、前記使用可能な正電圧を増幅させるステップとをさらに含む、請求項14に記載の方法。第1の問合せ信号が終了した後、より高い送信電力が得られるように、蓄積コンデンサ内により高い電圧を得るために、少なくとも1サイクルの間データの送信をスキップするステップをさらに含む、請求項14に記載の方法。問合せ信号の終了後、蓄積された増幅電圧を、予め規定された電圧閾値と比較するステップと、蓄積された前記増幅電圧が、前記予め規定された電圧閾値よりも低い場合に、データの送信をスキップするステップとをさらに含む、請求項14に記載の方法。第1の問合せ信号が終了した後、より高い送信電力が得られるように、蓄積コンデンサ内により高い電圧を得るために、少なくとも1サイクルの間データの送信をスキップするステップをさらに含む、請求項15に記載の方法。問合せ信号の終了後、蓄積された増幅電圧を、予め規定された電圧閾値と比較するステップと、蓄積された前記増幅電圧が、前記予め規定された電圧閾値よりも低い場合に、データの送信をスキップするステップとをさらに含む、請求項15に記載の方法。少なくとも2回の問合せサイクルの間待ってから、リーダにデータを送信するステップをさらに含む、請求項14に記載の方法。従来型の充電回路では、同調回路からの電圧を用いて蓄積コンデンサを充電し、その蓄積コンデンサ内に蓄積された電圧を用いて、RFIDリーダからの問合せ信号interrogationsignalが消失した後も同調回路の共振を維持する。そして、この蓄積コンデンサに蓄積された電圧により、応答信号の振幅が決定される。そのため、送信電力が制限される。本発明では、トランスポンダのマイクロチップ内にチャージポンプ回路を組み込み、同調回路単独で通常充電される電圧よりも高い充電電圧に増大させることによって、リーダとトランスポンダとの間の通信範囲を拡張させている。上記は、トランスポンダのコスト、トランスポンダのサイズ、又は全体的な通信システムのコストを増大させずに、トランスポンダに比較的小型の回路を組み込むことによって実現される。さらに、第1の充電段階で十分なエネルギーを取り込めない場合、トランスポンダは、送信せずに、次の充電段階を待って、エネルギーが十分なレベルに達するまでより多くのエネルギーを充電するように判定することができる。通常、トランスポンダは、1サイクル内で、定常状態レベルに極めて近いレベルまで充電されるように最適に設計されるが、チャージポンプ回路は、充電を継続することが可能であるため、数サイクル内で蓄積電圧を十分に増大させることができる。充電回路は、一般に、リーダ及びトランスポンダより構成される。リーダが電磁エネルギーを供給すると、トランスポンダのLCタンクがそのエネルギーを受信し、そのエネルギーを蓄積コンデンサに充電する。LCタンクは、アンテナコイルL1を、共振コンデンサC1と並列に備え、選択周波数fcに対するL1とC1との関係は、である。アンテナコイルL1を用いて、リーダからの電磁エネルギーを受信し、その電磁データをリーダに、又は別のRFID受信機に送信する。共振コンデンサC1は、選択周波数で電磁エネルギーを最適に送受信するために、アンテナコイルL1と周波数を整合させなければならない。HDX送信では、トランスポンダの送信電力は、蓄積コンデンサに蓄積された電圧に比例した搬送波の振幅に大きく依存する。蓄積コンデンサの電圧が高くなるほど、生成される搬送波の振幅は大きくなり、それによって受信機の電圧も高くなる。したがって、より高い電圧で送信するトランスポンダは、より長い通信範囲を有することになる。図1は、本発明による例示的な実施形態を示す。図示のように、HDXトランスポンダ100は、RFIDリーダ150から問合せ信号を受信するアンテナ102と、アンテナ102が受信したエネルギーを蓄積する共振コンデンサ104とを備え、アンテナ102とコンデンサ104とは並列に接続され、それによって同調回路を形成している。さらに、整流素子106それだけに限られるものではないが、半波整流器又は全波整流器が含まれ得るを同調回路に接続させて、AC信号から同調回路を介して、使用可能な正電圧を抽出することができる。正電圧は、チャージポンプ回路108によってさらに増幅昇圧され、次いで平滑化され、蓄積コンデンサ110に蓄積される。他の実施形態では、整流素子106は省略することができ、チャージポンプ回路108は、同調回路から直接取り出された電圧を増幅させることができる。増幅された電圧は、同様に平滑化され、蓄積コンデンサ110に蓄積される。蓄積コンデンサ110は、充電段階中、リーダ150から受信したエネルギーを蓄積する。このエネルギー充電時間は、通常約20ミリ秒~150ミリ秒である。応答段階では、リーダ150は、RFエネルギーの送信を停止し、トランスポンダ100からの応答を待つ。トランスポンダ100は、FSK周波数偏移変調、FrequencyShiftKeyingにより、固有のIDバイナリデータをリーダ150に送信することによって応答することができ、FSKでは、約134.2kHzでビット0を示し、約124.2kHzでビット1を示す。別の実施形態では、ビット0及び1を表すのに、上記の周波数ではなく他の周波数を選択して使用してもよい。同様に、他の実施形態では、トランスポンダはFSKに限定されるわけではなく、ASK振幅偏移変調、AmplitudeShiftKeying、及びPSK位相偏移変調、PhaseShiftKeyingによってリーダに応答してもよい。トランスポンダ100はまた、RFIDリーダが問合せ信号を停止し、応答段階を開始した時を検出するバースト終了検出器112を備えることができる。応答段階では、トランスポンダ100は、蓄積コンデンサ110に予め蓄積されたエネルギーを用いて、発振器114、変調制御回路116、及びメモリ118にエネルギーを供給して、識別データを表すRF応答信号を生成する。RFIDリーダ150が問合せ信号を停止した後、同調回路の共振は通常、電力の損失のため徐々に消失されることになる。本発明において、発振器114は、蓄積コンデンサ110から蓄積電力を取り出し、その取り出した電力電圧を同調回路に印加することによって、共振oscillationを維持することで、この損失を補償する。共振の最大振幅は、蓄積された電圧に正比例する。したがって、蓄積電圧が高いほど、共振の振幅はより大きくなり、したがって送信距離が向上する。共振を維持することに加えて、発振器114はまた、変調制御回路116からの入力データに従って共振の振幅、位相、又は周波数を調整して、ASK、PSK、又はFSK符号化RF信号をそれぞれ生成することができる。変調制御回路116は、メモリ118内に格納された識別データを読み取り、それらのデータをRF送信に適するように符号化する。図2aは、整流素子106が全波整流器を備える例を示す。図示のように、同調回路の第1の端子RF1が、1対の相補型トランジスタMN1及びMP1のドレイン端子に接続されている。第2の端子RF2が、もう一方の1対のトランジスタMN2及びMP2のドレイン端子に接続されている。トランジスタMN1及びMP1のゲート端子が、トランジスタMN2及びMP2のドレイン端子に接続され、その逆も同様に接続されている。図2bは、RF1電圧及びRF2電圧を入力として用いた図1に示すチャージポンプ回路108の実施形態の例を示す。信号RF1が信号RF2よりも高い電圧を有する場合、電荷は第1のダイオードD1を通って移動し、それによって第1のポンプコンデンサCPMP1の両端間で正の電圧降下が生じる。この期間中、コンデンサCPMP1の両端間の電圧がコンデンサCHV2の両端間の電圧よりも大きい場合、電荷はコンデンサCPMP1から第2のダイオードD2を通ってCHV2へとさらに移動する。電荷の移動は、信号RF1が、第1のダイオードD1を順方向にバイアスさせるほど十分に高くない場合特に信号RF1が減衰する場合に停止し、その時点で、コンデンサCPMP1とCHV2との間の電荷共有は平衡状態になる。信号RF2が信号RF1よりも高い電圧を有する場合、第1のダイオードD1は、逆方向にバイアスされる。しかし、信号RF2によってコンデンサCPMP1の底部端子が上昇することになるので、第2のダイオードD2のアノードの電圧はさらに増大する。上昇した電圧によって、コンデンサCHV2が平衡状態になるまで、コンデンサCHV2により多くの電荷が移動する。信号RF2が減衰すると、第2のダイオードD2は、逆方向にバイアスされ、電流が流れなくなる。そのため、移動した電荷は、コンデンサCHV2に保持されたままとなる。信号RF1とRF2とが交互に高低し続けるにつれて、コンデンサCHV2の電荷は増加し続けることになる。トランジスタMN1及びMN2の共通ソース端子を接地基準として使用すると、電圧RF1、RF2の波形は図2cに示すようになる。この図から分かるように、RF1の電圧とRF2の電圧とが高電圧と低電圧の間で交互に入れ替わると、コンデンサの両端間の電圧は、常に高いまま維持される。発振器114によってこの電圧を用いて、従来型の回路に比べて振幅がより大きい応答信号を生成し、それによってトランスポンダの通信距離が確実に向上し、通信距離は、約10~30の範囲で拡張される。コンデンサCHV2の両端間の電圧が、コンデンサCPMP1の両端間の最高電圧と、信号RF2の最高電圧から第2のダイオードD2の両端間の電圧降下を減算したものとの合計に等しくなると定常状態になる。コンデンサCPMP1の両端間の電圧は、信号RF1の最高電圧から第1のダイオードD1の両端間の電圧降下を減算したものに等しい。図3に、チャージポンプ回路がある場合と、無い場合における電圧CHV2の波形の比較を例示的に示す。良い効率を得るために、全てのダイオードの両端間の電圧降下を最小限に抑える必要がある。ショットキーダイオードを用いて、チャージポンプ回路108の効率を高めることができる。再度図2bを参照すると、チャージポンプ回路108の右半分は、信号RF1とRF2とが入れ替わっている点を除いて、左半分と同じである。ダイオードD3、D4、及びコンデンサCPMP2はそれぞれ、ダイオードD1、D2、及びコンデンサCPMP1と同様に動作する。したがって、チャージポンプ回路の左半分と右半分とは、互いに逆位相で動作する。したがって、図3に示すように、同じシミュレーション条件即ち、リーダとトランスポンダとがどちらも、同じコイルインダクタンス、及び同じ結合係数を有するでは、蓄積コンデンサCHV2の電圧例えば約8Vは、CHV1の電圧例えば約4Vよりも約2倍高いレベル電圧まで上がり、一方、信号VRF1及びVRF2の最高電圧は、例えば約4Vである。したがって、電圧VRF1及びVFR2が所与のいかなるものであっても、VHV2は約2倍高くなる。このシミュレーションで使用した周波数は、134.2kHzであり、CPMP1、CPMP2、及びCHV2の静電容量はそれぞれ20pF、20pF、及び15nFに等しい。他の実施形態では、CPMP1及びCPMP2の静電容量は、チャージポンプ回路の性能に影響を及ぼさずに他の値に調整することができる。典型的には、RFIDリーダ150の問合せ期間の長さは、HDXトランスポンダ100の蓄積コンデンサ110の最適な充電時間と一致するように選択される。このことは、問合せフィールドの終了時に、蓄積コンデンサ110は、同調回路が定常状態に達したときに実現可能な最大値の約80~90まで充電されることを意味する。しかし、トランスポンダには、全応答データを送信することが可能となるのに適したエネルギー量が必要となる。したがって、蓄積コンデンサ110の電圧閾値レベルは、問合せ期間終了時の蓄積電圧VHVが、予め規定された電圧閾値レベルを超えたときにしかトランスポンダ100が応答しないように規定される。この電圧閾値レベルはまた、高電圧待機レベルhighvoltagereadylevelとも呼ばれる。蓄積された電圧の定常状態値がこの電圧閾値レベルよりも低い場合、この状態はトランスポンダがRFIDリーダから離れすぎているときに生じ得るが、そのような場合、トランスポンダ100は、RFIDリーダ150の問合せ期間がどんなに長くとも、RFIDリーダ150に応答することができない。これは、トランスポンダがそれだけの距離を置いて留まる限り、蓄積電圧は適切な電力で送信することができるほど十分にはならないことに起因し、最終的に送信が完了しないことになる。しかし、チャージポンプ回路108を使用し、後述の多重サイクルを利用することによって、蓄積コンデンサ110により多くのエネルギーを充電することが可能となり、それによって蓄積電圧VHVの定常状態レベルが上がる。図4は、第1の問合せ期間後、蓄積電圧VHVが高電圧待機閾値よりも低いときに、チャージポンプ回路108を用いて蓄積電圧VHVを増大させる手法の実施形態を示す。この実施形態では、蓄積電圧VHV2を保持するために、トランスポンダ100は、チャージポンプ回路が有効になる次の問合せ期間まで応答を送信しない開始しない。蓄積コンデンサに蓄積された電圧が予め規定された閾値を超えない場合に、高電圧閾値検出器図示せずを用いてトランスポンダに送信をスキップするように指示することができる。第2の問合せ期間後、蓄積電圧VHV2が閾値よりも高くなると、トランスポンダ100は送信を開始することになる。要するに、トランスポンダ100は、少なくとも2回の問合せサイクルの間待ってエネルギーを蓄積すると、RFIDリーダ150に応答することができる。送信後、蓄積エネルギーは枯渇することになり、チャージポンプ回路108はオフになる。トランスポンダ100は、次の問合せ期間でチャージポンプ回路108の助けを借りずに充電を再開することになり、その問合せ期間の終了時に、蓄積された電圧を予め規定された電圧閾値と比較することによって、蓄積電圧がその高電圧待機閾値よりも高いか否かチェックする。蓄積された電圧の値が、高電圧待機閾値よりも低い場合、トランスポンダは、もう1回問合せ期間を待ってから、チャージポンプ回路108を有効にすることになる。これにより、後続の問合せ期間中に蓄積電圧VHV2が増大することになる。後続の問合せ期間の終了時に、蓄積電圧VHV2は高電圧待機閾値よりも高くなり、その場合には、トランスポンダ100は送信を開始することになる。チャージポンプ回路がオンの状態で、予め規定された回数の連続した問合せサイクルを用いて充電することによって、より高い電圧レベルを実現することも可能である。この方法では、RFIDリーダ150の問合せ期間が短いかどうかは重要ではなく、その理由は、トランスポンダ100は、図4に示すように、複数のサイクルにわたって待ち、エネルギーを収集することができるからである。充電サイクルの回数は、蓄積電圧を高電圧待機閾値と比較し、蓄積電圧がその閾値レベルを超えたサイクルの直後に応答を送信することによって、適合させることができる。図2bのチャージポンプ回路の例は、入力電圧を理想的には2倍に増幅させることができ、この例は単段チャージポンプ回路と呼ばれる。蓄積コンデンサに、より高い電圧が得られるよう実現するために、チャージポンプ回路の1又は2以上の段を、前段の出力を次段の入力として接続することによって直列にカスケード接続することができる。このようにすると、入力電圧は、段の数に1を足した数だけ増幅される。例えば、3段チャージポンプ回路では、入力電圧は4倍に増倍されることになる。しかし、実験から、ほとんどの場合、単段チャージポンプ回路を使用することによって、通信距離を約10~30拡張させることができるので、十分な蓄積電圧が得られることになる。したがって、3段チャージポンプは、場合によっては充電に必要となる時間が長くなりすぎることがあるので、必ずしも必要ではない。図5は、チャージポンプ回路を組み込み、4サイクル充電させた場合と、チャージポンプ回路を組み込んでいない場合における、蓄積コンデンサの両端間の電圧を比較したシミュレート波形を示す。この図から分かるように、例示的なチャージポンプ回路を用いると、トランスポンダの蓄積電圧を、各サイクルとともに増幅させることができ、それによって通信距離が拡張される。4回の充電サイクルしか示されていないが、追加の充電サイクル及び/又は追加のチャージポンプ段を用いて、通信距離をさらに拡張させることができる。本発明は、その趣旨又は本質的な特徴から逸脱することなく、他の特定の形態で実施することができる。したがって、前述の実施形態は、あらゆる点において、本明細書に記載の本発明を限定するものではなく、例示するものであるとみなすべきである。したがって、本発明の範囲は、前述の説明ではなく、添付の特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の均等物の意味及び範囲の中に含まれる変形例は全て、本発明の範囲内に包含されるものである。