"単一電圧出力の直流電源からマルチレベル電圧に変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、前記直流電源から直流リアクトルLDCと充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5を介したPU極側とNX極側の間に複数のHブリッジ回路を直列接続し、前記複数のHブリッジ回路は、それぞれ、2つのスイッチング素子SUlとSU2をそれぞれ直列に接続した出力側スイッチング回路と、2つのスイッチング素子SU3とSU4をそれぞれ直列に接続した入力側スイッチング回路と、直流コンデンサCDC1を並列に接続し、前記PU極に高電位側が接続される第1のHブリッジ回路の出力側スイッチング素子の直列接続点をマルチレベル電圧の出力端Gとし、前記PN極に低電位側が接続される第2のHブリッジ回路の入力側スイッチング素子の直列接続点をマルチレベル電圧の中性点Hとし、前記第1と第2のHブリッジ回路の間に直列接続されるHブリッジ回路の入力側スイッチング素子の直列接続点と出力側スイッチング素子の直列接続点を互いに接続し、前記複数のHブリッジ回路のスイッチング素子SUl~SU4,SX1~SX4のオンオフパターン制御によって、各Hブリッジ回路の直流コンデンサCDC1の単体又は両方の直列接続回路の切換接続および該コンデンサの正負極に切換接続して前記出力端Gと中性点H間に出力するマルチレベル電圧を切り換えるマルチレベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路を設け、前記充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5の接続期間制御および前記スイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4のオンオフパターン制御によって、前記直流リアクトルLDCを通した経路で前記各Hブリッジ回路の直流コンデンサCDC1とCDC2の単体または両方の直列接続回路を一定電圧に充電するコンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路を設けたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。前記マルチレベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路は、電圧指令値VUとマルチレベル電圧範囲別に電圧波形レベルを設定した複数の三角波キャリアCarrierl~Carrier4の各々を振幅比較することでパルス幅変調したゲート信号GU1~GU4,GX1~GX4を生成し、これらゲート信号の組み合わせになるスイッチングパターンP1~P16の選択で前記スイッチング素子SU3とSU4,SX3とSX4をオンオフパターン制御し、前記出力端Gと中性点H間に出力するパルス幅変調したマルチレベル電圧を切り換える構成にしたことを特徴とする請求項1に記載のマルチレベル電力変換器。前記コンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路は、前記充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5がオン制御されたときに、前記スイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4のオンオフ状態との関係で前記直流コンデンサCDC1またはCDC2を単体で充電するモードと、両直流コンデンサCDC1とCDC2の両方の直列接続回路を充電するモード、どちらも充電しないモードのいずれかで両直流コンデンサCDC1とCDC2を充電するスイッチングパターンを生成することを特徴とする請求項1に記載のマルチレベル電力変換器。前記マルチレベル電力変換器を3つ用いて三相インバータ装置を構成し、前記コンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路は、前記充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5の接続期間を各相U,V,Wの電圧指令値VU,VV,VWに応じて互いに異なる接続期間となるよう充電する相のHブリッジ回路を選択し、各Hブリッジ回路の各直流コンデンサを相間で同じ電圧に充電することを特徴とする請求項1に記載のマルチレベル電力変換器。前記の図8の構成では、5レベルインバータの直流側の電源電圧を5分圧するために4つの直流リンクコンデンサCdc1~Cdc4が直列接続されており、これらのコンデンサに蓄えられたエネルギーを用いて5レベル電圧の交流出力が生成される。この5レベルインバータには有効電力が流入もしくは流出するため、4つのコンデンサCdc1~Cdc4に生じる電圧の各平均値が等しくならない。交流出力の各レベルについての波高を全て等しくするためには、各コンデンサCdc1~Cdc4に生じる直流電圧の平均値が全て等しくなるよう制御する必要がある。そのため、非特許文献1では、各コンデンサCdc1~Cdc4に生じる直流電圧の平均値を昇降圧チョッパ動作によって均一にするための電圧均一回路3をインバータ1の直流側に設けている。この電圧均一回路3は、半導体スイッチの他に、結合巻線をもつ大型の直流リアクトルLCや逆流阻止用ダイオードを必要とし、これら回路素子の増加が装置の大形化及びコスト高になるという問題があった。また、図8に示す5レベルインバータ1には、半導体スイッチの他に、高耐圧大電流容量のクランプ用ダイオードを多く必要とし、それらが回路の大形化及びコスト高の要因になる。本発明の目的は、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供することにある。本発明は、前記の課題を解決するため、単一電圧出力の直流電源から直流リアクトルと充電期間制御用スイッチング素子を介したPU極側とNX極側の間に複数のHブリッジ回路を直列接続し、各Hブリッジ回路は、直流コンデンサと、2つのスイッチング素子の直列接続点を入力端とした入力側スイッチング回路と、2つのスイッチング素子の直列接続点を出力端とした出力側スイッチング回路を並列接続してマルチレベル電力変換器を構成し、各Hブリッジ回路のスイッチング素子のオンオフパターン制御によって、各Hブリッジ回路の直流コンデンサの単体又は直列接続回路の切換接続および該コンデンサの正負極に切換接続して出力端と入力端間に出力するマルチレベル電圧を切り換え、充電期間制御用スイッチング素子の接続期間制御およびスイッチング素子のオンオフパターン制御によって、直流電源から直流リアクトルLDCを通した経路で各Hブリッジ回路の直流コンデンサの単体または直列接続回路を一定電圧に充電するようにしたもので、以下の構成を特徴とする。1単一電圧出力の直流電源からマルチレベル電圧に変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、前記直流電源から直流リアクトルLDCと充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5を介したPU極側とNX極側の間に複数のHブリッジ回路を直列接続し、前記複数のHブリッジ回路は、それぞれ、2つのスイッチング素子SUlとSU2をそれぞれ直列に接続した出力側スイッチング回路と、2つのスイッチング素子SU3とSU4をそれぞれ直列に接続した入力側スイッチング回路と、直流コンデンサCDC1を並列に接続し、前記PU極に高電位側が接続される第1のHブリッジ回路の出力側スイッチング素子の直列接続点をマルチレベル電圧の出力端Gとし、前記PN極に低電位側が接続される第2のHブリッジ回路の入力側スイッチング素子の直列接続点をマルチレベル電圧の中性点Hとし、前記第1と第2のHブリッジ回路の間に直列接続されるHブリッジ回路の入力側スイッチング素子の直列接続点と出力側スイッチング素子の直列接続点を互いに接続し、前記複数のHブリッジ回路のスイッチング素子SUl~SU4,SX1~SX4のオンオフパターン制御によって、各Hブリッジ回路の直流コンデンサCDC1の単体又は両方の直列接続回路の切換接続および該コンデンサの正負極に切換接続して前記出力端Gと中性点H間に出力するマルチレベル電圧を切り換えるマルチレベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路を設け、前記充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5の接続期間制御および前記スイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4のオンオフパターン制御によって、前記直流リアクトルLDCを通した経路で前記各Hブリッジ回路の直流コンデンサCDC1とCDC2の単体または両方の直列接続回路を一定電圧に充電するコンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路を設けたことを特徴とする。2前記マルチレベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路は、電圧指令値VUとマルチレベル電圧範囲別に電圧波形レベルを設定した複数の三角波キャリアCarrierl~Carrier4の各々を振幅比較することでパルス幅変調したゲート信号GU1~GU4,GX1~GX4を生成し、これらゲート信号の組み合わせになるスイッチングパターンP1~P16の選択で前記スイッチング素子SU3とSU4,SX3とSX4をオンオフパターン制御し、前記出力端Gと中性点H間に出力するパルス幅変調したマルチレベル電圧を切り換える構成にしたことを特徴とする。3前記コンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路は、前記充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5がオン制御されたときに、前記スイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4のオンオフ状態との関係で前記直流コンデンサCDC1またはCDC2を単体で充電するモードと、両直流コンデンサCDC1とCDC2の両方の直列接続回路を充電するモード、どちらも充電しないモードのいずれかで両直流コンデンサCDC1とCDC2を充電するスイッチングパターンを生成することを特徴とする。4前記マルチレベル電力変換器を3つ用いた構成とし、前記コンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路は、前記充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5の接続期間を各相U,V,Wの電圧指令値VU,VV,VWに応じて互いに異なる接続期間となるよう充電する相のHブリッジ回路を選択し、各Hブリッジ回路の各直流コンデンサを相間で同じ電圧に充電することを特徴とする。以上のとおり、本発明によれば、非特許文献1のマルチレベルインバータと比較して、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができる。具体的には、スイッチングパターンを選択し制御することで、各相の2個の直流コンデンサに生じる電圧を一定に保つことができるため、電圧均―回路を必要としない。また、図8に示す5レベルインバータと比較して、図1に示す本発明に係る5レベルインバータでは、電力変換器を少ない素子数で実現できる。1回路構成図1は、本発明に係る5レベル電力変換器の主回路構成を示す。ここでは、U相回路を代表して5レベル電力変換器の回路構成を説明する。このU相回路は、直流電源VDCと、直流リアクトルLDCと、逆耐圧を有する2個の充電期間制御用スイッチング素子RB_IGBT[以下、逆阻止SW素子と言う]SU5SX5と、8個のスイッチング素子SU1~SU4,SX1~SX4および2個の直流コンデンサCDC1,CDC2から構成される。直流電源VDCの両端をP極,N極とし、P極側に直流リアクトルLDCを介して逆阻止SW素子SU5を順方向に配置し、N極側に逆阻止SW素子SX5を順方向に配置し、これらの両端をPU極,NX極とする。これら逆阻止SW素子SU5SX5は、図1右下に示すように、逆耐圧保護用のダイオードとIGBTを組み合わせたもので代替が可能である。直流電源を電源とするPU極とNX極の間に一対のHブリッジ回路INV_U,INV_Xを直列接続する。このうち、PU極側に接続されるHブリッジ回路INV_Uは、2つのスイッチング素子SUlとSU2,SU3とSU4をそれぞれ直列に接続し、出力側になるスイッチング素子SUlとSU2の直列接続回路に並列に直流コンデンサCDC1を接続し、さらに、入力側になるスイッチング素子SU3とSU4の直列接続回路を直流コンデンサCDC1に並列に接続した3並列で構成する。NX極側に接続されるHブリッジ回路INV_Xは、スイッチング素子SX1とSX2,SX3とSX4と直流コンデンサCDC2を用いて同様に構成し、スイッチング素子SXlとSX2の直列接続回路を入力側とし、スイッチング素子SX3とSX4の直列接続回路を出力側とする。Hブリッジ回路INV_Uの入力端になるスイッチング素子SU3,SU4の直列接続点Aと、Hブリッジ回路INV_Xの出力端になるスイッチング素子SX3,SX4の直列接続点Bを互いに接続する。Hブリッジ回路INV_Uの出力端になるスイッチング素子SU1,SU2の直列接続点は、U相の出力端Gとして負荷へ接続する。Hブリッジ回路INV_Xの入力端になるスイッチング素子SX1,SX2の直列接続点Hは、他の相の接続点J,Lと相互に接続し、これらの点を中性点Mとする。V相,W相も同様に構成し、各相の接続点I,KはV,W相の出力端として負荷へマルチレベル電圧を出力する。2マルチレベル電力変換器のスイッチングパターン生成回路図2に制御ブロック図を示す。マルチレベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路11は、U相用には、両直流コンデンサCDC1CDC2の単体又は直列接続回路の切換および両コンデンサの正負極に切換えて出力端Gと中性点H間に出力するマルチレベル電圧を切り換えるスイッチングパターンゲート信号を生成、さらには正弦波電圧指令値とキャリア信号によりパルス幅変調したスイッチングパターンゲート信号を生成する。同様に、マルチレベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路11は、図1のV相用およびW相用のスイッチングパターンゲート信号を生成する。コンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路12は、U相用には、充電期間制御用スイッチング素子SU5,SX5の接続期間制御およびスイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4のオンオフパターン制御によって、直流リアクトルLDCを通した経路で両直流コンデンサCDC1CDC2の単体または両方の直列接続回路を充電するためのスイッチングパターンゲート信号を生成する。同様に、図1のV相用およびW相用のスイッチングパターンゲート信号を生成する。なお、コンデンサ充電用スイッチングパターン生成回路12によるスイッチング制御は、三相インバータ装置に適用する場合は、各相U,V,Wの電圧指令値VU,VV,VWに応じて各相で互いに異なる接続期間にして直流リアクトルLDCからの充電電流を均等にし、各相の直流コンデンサを相間で同じ電圧に充電する。以下、これら制御を説明する。2Aスイッチングパターン生成回路11のゲート信号生成と電圧出力スイッチングパターン生成回路11は、図3に正弦波と三角波の比較によるパルス幅変調波形図を示すように、各相の電圧指令値VU,VV,VWとマルチレベル電圧範囲別に電圧波形レベルを設定した4個の三角波キャリアCarrierl~Carrier4の各々を振幅比較することでパルス幅変調したゲート信号GU1~GU4,GX1~GX4,GVl~GV4,GY1~GY4,GW1~GW4,GZ1~GZ4を生成する。そして、これらゲート信号の組み合わせになるスイッチングパターンP1~P16の選択で、各相のHブリッジ回路のスイッチング素子SUl~SU4,SX1~SX4,SV1~SV4,SY1~SY4,SW1~SW4,SZ1~SZ4をオンオフパターン制御し、各相に5レベル電圧を出力する。スイッチングパターン生成回路11の内部におけるU相電圧指令値VUの振幅比較による各スイッチング素子SUl~SU4,SX1~SX4のオンオフパターン制御を以下に説明する。ケース1電圧指令値>Carrier1となる場合SU1オン,SU2オフ,SU3オフ,SU4オン,SXlオフ,SX2オン,SX3オン,SX4オフとなり、2Eの電圧が出力される。ケース2電圧指令値<Carrier1、かつ電圧指令値>Carrier2となる場合SU1オン,SU2オフ,SU3オフ,SU4オン,SXlオフ,SX2オン,SX3オフ,SX4オンSU1オフ,SU2オン,SU3オフ,SU4オン,SXlオフ,SX2オン,SX3オン,SX4オフSU1オン,SU2オフ,SU3オン,SU4オフ,SXlオフ,SX2オン,SX3オン,SX4オフSU1オン,SU2オフ,SU3オフ,SU4オン,SXlオン,SX2オフ,SX3オン,SX4オフの4通りの組み合わせがあり、それぞれEの電圧が出力される。ケース3電圧指令値<Carrier2、かつ電圧指令値>Carrier3となる場合SU1オフ,SU2オン,SU3オフ,SU4オン,SXlオフ,SX2オン,SX3オフ,SX4オンSU1オフ,SU2オン,SU3オフ,SU4オン,SXlオン,SX2オフ,SX3オン,SX4オフSU1オフ,SU2オン,SU3オン,SU4オフ,SXlオフ,SX2オン,SX3オン,SX4オフSU1オン,SU2オフ,SU3オフ,SU4オン,SXlオン,SX2オフ,SX3オフ,SX4オンSU1オン,SU2オフ,SU3オン,SU4オフ,SXlオフ,SX2オン,SX3オフ,SX4オンSU1オン,SU2オフ,SU3オン,SU4オフ,SXlオン,SX2オフ,SX3オン,SX4オフの6通りの組み合わせがあり、0の電圧が出力される。ケース4電圧指令値<Carrier3、かつ電圧指令値>Carrier4となる場合SU1オフ,SU2オン,SU3オン,SU4オフ,SXlオフ,SX2オン,SX3オフ,SX4オンSU1オフ,SU2オン,SU3オフ,SU4オン,SXlオン,SX2オフ,SX3オフ,SX4オンSU1オン,SU2オフ,SU3オン,SU4オフ,SXlオン,SX2オフ,SX3オフ,SX4オンSU1オフ,SU2オン,SU3オン,SU4オフ,SXlオン,SX2オフ,SX3オン,SX4オフの4通りの組み合わせがあり、それぞれ-Eの電圧が出力される。ケース5電圧指令値<Carrier4となる場合SU1オフ,SU2オン,SU3オン,SU4オフ,SXlオン,SX2オフ,SX3オフ,SX4オンとなり、-2Eの電圧が出力される。2BU相の5レベル電圧相電圧VUM切換上記のように、パルス幅変調したゲート信号GU1~GU4,GX1~GX4の組み合わせでスイッチング素子SUl~SU4,SX1~SX4をオンオフパターン制御するスイッチングパターンは、図4に表で示すように、16通りのパターンP1~P16があり、各相のN極側入力点Hを互いに接続した中性点Mを基準としたときの端子Uに出力される電圧、及びその時のスイッチングパターンP1~P16における端子Uに出力される電圧と経路を以下に説明する。なお、下記の説明中、VUは直流コンデンサCDC1の電圧、VXは直流コンデンサCDC2の電圧である。P1VUVX:中性点MH→SX2→CDC2→SX3→端子BA→SU4→SUl→端子UGとなる経路で電圧2Eを発生する。P2VU:中性点MH→SX2→SX4→端子BA→SU4→CDC1→SUl→端子UGとなる経路で電圧Eを発生する。P3VX:中性点MH→SX2→CDC2→SX3→端子BA→SU4→SU2→端子UGとなる経路で電圧Eを発生する。P4VX:中性点MH→SX2→CDC2→SX3→端子BA→SU3→SUl→端子UGとなる経路で電圧Eを発生する。P5VU:中性点MH→SXl→SX3→端子BA→SU4→CDC1→SUl→端子UGとなる経路で電圧Eを発生する。P60:中性点MH→SX2→SX4→端子BA→SU4→SU2→端子UGとなる経路で電圧0を発生する。P70:中性点MH→SXl→SX3→端子BA→SU4→SU2→端子UGとなる経路で電圧0を発生する。P8VX-VU:中性点MH→SX2→CDC2→SX3→端子BA→SU3→CDC1→SU2→端子UGとなる経路で電圧0を発生する。P9VU-VX:中性点MH→SXl→CDC2→SX4→端子BA→SU4→CDC1→SUl→端子UGとなる経路で電圧0を発生する。P100:中性点MH→SX2→SX4→端子BA→SU3→SUl→端子UGとなる経路で電圧0を発生する。P110:中性点MH→SXl→SX3→端子BA→SU3→SUl→端子UGとなる経路で電圧0を発生する。P12-VU:中性点MH→SX2→SX4→端子BA→SU3→CDC1→SU2→端子UGとなる経路で電圧-Eを発生する。P13-VX:中性点MH→SXl→CDC2→SX4→端子BA→SU4→SU2→端子UGとなる経路で電圧-Eを発生する。P14-VX:中性点MH→SXl→CDC2→SX4→端子BA→SU3→SUl→端子UGとなる経路で電圧-Eを発生する。P15-VU:中性点MH→SXl→SX3→端子BA→SU3→CDC1→SU2→端子UGとなる経路で電圧-Eを発生する。P16-VU-VX:中性点MH→SXl→CDC2→SX4→端子BA→SU3→CDC1→SU2→端子UGとなる経路で電圧-2Eを発生する。これらパターンのうち、2個の直流コンデンサCDC1,CDC2に生じる電圧を一定に保つように、スイッチングパターンを選択してオンオフ制御することで、直流コンデンサCDC1の電圧VUと直流コンデンサCDC2の電圧VXを等しくする。したがって、VUVXは2E、VU,VXはE、VX-VU,VU-VXは0、-VU,-VXは-E、-VU-VXは-2Eとなり、中性点Mからみて端子Uには5レベルの相電圧を出力できる。また、V相,W相も同様で、端子V,Wにはそれぞれ5レベルの相電圧を出力できる。このとき、端子U,V,Wの端子間の電圧線間電圧は、9レベルの電圧を出力できる。図5に相電圧VUMと線間電圧VUVの波形を示す。2Cスイッチングパターン生成回路12のゲート信号生成スイッチングパターン生成回路12は、各相の電圧指令値VU,VV,VWをそれぞれ振幅比較し、ゲート信号GU5,GX5,GV5,GY5,GW5,GZ5を生成する。そして、生成されたゲート信号に基づいて、逆阻止SW素子SU5,SX5,SV5,SY5,SW5,SZ5をオンオフパターン制御し、各相の逆阻止SW素子がオン制御されたときに直流コンデンサを充電する。直流コンデンサの充電モードについてU相を例に説明する。図6に、U相の直流コンデンサ充電モードでの経路を示す。直流コンデンサの充電モードは、CDC1を単体で充電するモードMODE1、CDC2を単体で充電するモードMODE2、CDC1とCDC2の両方の直列接続回路を充電するモードMODE3、どちらも充電しないモードMODE4の4つがある。これら4つのモードは、電源が接続された時の各相のスイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4,SV3,SV4,SY3,SY4,SW3,SW4,SZ3,SZ4のオンオフ状態に応じて決められ、各直流コンデンサを充電する経路は、U相の例ではスイッチング素子SU3,SU4,SX3,SX4のオンオフ状態との関係で以下のようになる。MODE1CDC1充電モード:SU3オフ,SU4オン,SX3オフ,SX4オンVDC→端子P’→SU5→端子PU→CDC1→SU4→端子AB→SX4→端子NX→SX5→端子N’となる経路で充電する。MODE2CDC2充電モード:SU3オン,SU4オフ,SX3オン,SX4オフVDC→端子P’→SU5→端子PU→SU3→端子AB→SX3→CDC2→端子NX→SX5→端子N’となる経路で充電する。MODE3CDC1,CDC2両方を充電するモード:SU3オフ,SU4オン,SX3オン,SX4オフVDC→端子P’→SU5→端子PU→CDC1→SU4→端子AB→SX3→CDC2→端子NX→SX5→端子N’となる経路で充電する。MODE4どちらも充電しないモード:SU3オン,SU4オフ,SX3オフ,SX4オンVDC→端子P’→SU5→端子PU→SU3→端子AB→SX4→端子NX→SX5→端子N’となる経路となり、充電しない。これらの経路を通り、U相の直流コンデンサCDC1,CDC2はそれぞれ充電される。なお、V相,W相も同様に、両Hブリッジ回路に内蔵される2つの直流コンデンサの充電が行なわれる。また、充電される相の選択は、以下のように行なわれ、各相U,V,Wの電圧指令値VU,VV,VWに応じて互いに異なる接続期間となるよう充電する相のHブリッジ回路を選択し、直流コンデンサが接続される直流電源が各相間で60度毎に切り替わり、相間で同じ電圧に充電する。VV>VU>VW,VW>VU>VVとなる60度区間で逆阻止SW素子SU5,SX5はオン動作し、U相に直流電源が接続され、U相のHブリッジ回路に内蔵された直流コンデンサCDC1,CDC2が充電される。VU>VV>VW,VW>VV>VUとなる60度区間で逆阻止SW素子SV5,SY5はオン動作し,V相に直流電源が接続され,V相のHブリッジ回路に内蔵された直流コンデンサCDC1,CDC2が充電される。VU>VW>VV、VV>VW>VUとなる60度区間で逆阻止SW素子SV5,SY5はオン動作し、W相に直流電源が接続され、W相のHブリッジ回路に内蔵された直流コンデンサCDC1,CDC2が充電される。図7に、三相電圧指令値に対する逆阻止SW素子の導通区間をそれらのゲート信号GU5,GX5とGV5,GY5およびGW5,GZ5で示す。図に示すように、60度毎に、直流電源が接続される相が切り替わる。以上のことから、本実施形態による5レベル電力変換器は、前記の図4に表1で示すように、各スイッチングパターンP1~P16のパターン選択制御によって5レベル電圧を出力できる。また、それとともに、電源に接続されている相では、表1に示すように直流コンデンサの充電も同時に行うことができる。なお、本実施形態では、CDC1,CDC2の両方を充電するモードMODE3、どちらも充電しないモードMODE4が現れるスイッチングパターンは使用せずに制御を行なうことができる。ただし、図7に示すような区間で電源を接続する相を切り替えた場合、表1の2Eの電圧を出力するスイッチングパターンP1と、-2Eの電圧を出力するスイッチングパターンP16では電源が接続されないため、その例外とする。つまり、表1に示すスイッチングパターンP1,P2,P4,P6,P8,P9,P11,P13,P15,P16の10パターンを用いて出力電圧を制御する。また、表1に示すスイッチングパターンP2,P4,P6,P8,P9,P11,P13,P15の8パターンで各相の直流コンデンサが充電される。"