"電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する直流電源装置であって、前記電源制御回路は、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧-オンデューティ特性カーブに従って変化するようにしたことを特徴とする直流電源装置。前記過電流保護回路は、前記比較基準電圧を生成する可変電圧源と、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と、前記デューティ検出回路により検出されたオンデューティに基づいて、前記比較基準電圧が入力電圧-オンデューティ特性カーブに従って変化するように、前記可変電圧源を制御する補正回路と、を備えることを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流-電圧変換された電圧であることを特徴とする請求項2に記載の直流電源装置。前記電源制御回路は、1個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流-電圧変換された電圧が入力されたる第1端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第2端子とを備えていることを特徴とする請求項3に記載の直流電源装置。ワールドワイド入力仕様のAC-DCコンバータは、入力交流電圧が例えば85V~276Vのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成する必要がある。しかしながら、特許文献1に開示されている電源装置のように、電流-電圧変換した電圧を監視する方式にあっては、AC入力電圧VACの大きさによって一次側のピーク電流Ipが図6のように変化してしまう。そのため、何ら対策をしないと、例えばAC入力電圧100Vのときに図7に破線で示すような動作点で過電流保護機能が働いて出力電圧Voutを下げるように設計されていたとすると、85Vや276Vのときには実線や一点鎖線で示すように過電流保護機能が働く動作点電流値Idetがずれてしまう。このAC入力電圧VACの大きさに対する過電流保護回路の動作点の変化を図示したものが図8であり、何ら対策をしない場合には、図8に実線Aで示すように過電流保護回路の動作点Idetが変化してしまい、適切な過電流保護を行うことができない。なお、理想的な特性は、VAC-Idet特性が平坦になることである。そこで、図1のようなAC-DCコンバータにおいて、ダイオードブリッジ12により整流された脈流電圧が印加されるノードN1と、電流検出用抵抗Rsと制御用ICの電流検出端子CSとの間のノードN2との間に、破線で示すように、補正用の抵抗Rbを接続した回路について検討した。しかしながら、上記のような補正用の抵抗Rbを接続した場合には、図8に破線Bで示すように、抵抗を設けないものよりは動作点Idetの変化は少なくなるものの、VAC-Idet特性の平坦性が悪く、特に100~200Vの範囲での動作点の変化が充分に低減されないという課題があることが分かった。本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する直流電源装置において、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる技術を提供することにある。上記目的を達成するため本発明は、電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する直流電源装置であって、前記電源制御回路は、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧-オンデューティ特性カーブに従って変化するように構成した。上記した構成によれば、交流入力電圧が異なっても過電流保護の動作点がほとんど変化しないため、交流入力電圧-過電流保護動作点特性が平坦になり、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができる。ここで、望ましくは、前記過電流保護回路は、前記比較基準電圧を生成する可変電圧源と、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と、前記デューティ検出回路により検出されたオンデューティに基づいて、前記比較基準電圧が入力電圧-オンデューティ特性カーブに従って変化するように、前記可変電圧源を制御する補正回路と、を備えるように構成する。これにより、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができ、過電流保護回路を容易に設計することができる。また、望ましくは、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流-電圧変換された電圧であるようにする。これにより、過電流保護のために監視する電圧を容易に得ることができる。さらに、望ましくは、前記電源制御回路は、1個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流-電圧変換された電圧が入力されたる第1端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第2端子とを備えるようにする。これにより、絶縁型直流電源装置を構成する部品点数を減らすとともに、電源装置の小型化を図ることができる。本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力電圧を制御する直流電源装置において、過電流保護回路の動作点の補正特性を平坦にして広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるという効果がある。以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。図1は、本発明を適用した直流電源装置としての絶縁型AC-DCコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。この実施形態のAC-DCコンバータは、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ11と、交流電圧ACを整流し直流電圧に変換するダイオードブリッジ回路12と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサC1と、一次側巻線Npと二次側巻線Nsおよび補助巻線Nbとを有する電圧変換用のトランスT1と、このトランスT1の一次側巻線Npと直列に接続されたNチャネルMOSFETからなるスイッチングトランジスタSWと、該スイッチングトランジスタSWを駆動する電源制御回路13を有する。この実施形態では、電源制御回路13は、単結晶シリコンのような1個の半導体チップ上に半導体集積回路電源制御用ICとして形成されている。上記トランスT1の二次側には、二次側巻線Nsと直列に接続された整流用ダイオードD2と、このダイオードD2のカソード端子と二次側巻線Nsの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサC2とが設けられ、一次側巻線Npに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Nsに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Npと二次側巻線Nsとの巻線比に応じた直流電圧Voutを出力する。さらに、トランスT1の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップルノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルL3およびコンデンサC3が設けられているとともに、出力電圧Voutを検出するための検出回路14と、該検出回路14に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路13へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード15aが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用IC13のフィードバック端子FBと接地点との間に接続され検出回路14からの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ15bが設けられている。また、この実施形態の直流電源装置の一次側には、上記補助巻線Nbと直列に接続された整流用ダイオードD0と、このダイオードD0のカソード端子と接地点GNDとの間に接続された抵抗R0および平滑用コンデンサC0とからなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧が上記電源制御用IC13の電源電圧端子VDDに印加されている。これとともに、ダイオードブリッジ回路12で整流される前の電圧または整流された後の直流電圧が、ダイオードD1および抵抗R1を介して電源制御用IC13の高圧起動端子HVに印加され、電源起動時の補助巻線Nbに電圧が誘起される前に電源制御用IC13を動作させることができるように構成されている。さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタSWのソース端子と接地点GNDとの間に電流検出用の抵抗Rsが接続されているとともに、スイッチングトランジスタSWと電流検出用抵抗RsとのノードN3と電源制御用IC13の電流検出端子CSとの間に抵抗Rcが接続されている。さらに、電源制御用IC13の電流検出端子CSと接地点との間にはコンデンサC4が接続され、抵抗R2とコンデンサC4によりローパスフィルタが構成されるようになっている。なお、ノードN1とN2との間の抵抗Rbは、本実施形態においては接続されない素子である。次に、上記電源制御用IC13の具体的な構成例について説明する。本実施例の電源制御用IC13は、電流検出用抵抗Rsにより電流-電圧変換された監視対象の電圧が印加される端子CSに入力端子が接続され、該端子CSに入力電圧と所定の比較基準電圧とを比較して過電流状態を検出する監視回路コンパレータに供給する比較基準電圧を補正するようにしたものである。従来の過電流保護のための監視回路は、AC入力電圧の大きさにかかわらず一定の比較基準電圧と抵抗Rsにより電流-電圧変換された電圧とを比較して判定することが、過電流保護回路の動作点のVAC-Idet特性が平坦にならない原因であった。本発明者は、AC入力電圧VACの大きさに応じて比較基準電圧の方を変化させることで、過電流保護回路の動作点を補正できると考え、AC入力電圧VACに対する過電流保護回路の動作点Idetとの関係を示すVAC-Idet特性を平坦化させるのに必要な監視回路コンパレータの比較基準電圧スレッシホールド電圧を計算によって求めた。その結果、図3Aに実線Aで示すような特性カーブを持たせることでVAC-Idet特性を平坦化させることができることが分かった。さらに、図3Aに示す特性カーブに近い特性が電源装置内にないか調べた結果、スイッチングトランジスタSWの駆動パルスONOFFのオンデューティTon/T0が、図3Bに示すように、AC入力電圧に対して類似のカーブとなることを見出した。なお、T0は駆動パルスの周期、TonはスイッチングトランジスタSWのオン時間である。本発明は上記のような知見に基づいてなされたもので、電源制御用IC13内にオンデューティ検出回路と該検出回路により検出したオンデューティに応じて比較基準電圧スレッシホールド電圧を補正する補正回路を設けることとした。具体的には、図2に示すように、本実施例の電源制御用IC13は、フィードバック端子FBの入力電位に応じた周波数で発振する発振器31と、該発振器31で生成された発振信号に基づいて一次側スイッチングトランジスタSWをオンさせるタイミングを与えるクロック信号CKを生成するクロック生成回路32と、クロック信号CKによってセットされるRSフリップフロップ33と、該フリップフロップ33の出力に応じてスイッチングトランジスタSWの駆動パルスONOFFを生成するドライバ駆動回路34を備える。また、電源制御用IC13は、電流検出端子CSに入力されている電圧およびフィードバック端子FBの入力されている電圧をそれぞれ内部回路に適した電位にシフトするレベルシフト回路35a,35bと、レベルシフト回路35aによりシフトされた電位Vcsと過電流状態の監視のための比較基準電圧スレッシホールド電圧Vthとを比較する電圧比較回路としてのコンパレータ36aと、レベルシフト回路35aによりシフトされた電位Vcsとレベルシフト回路35bによりシフトされた電位Vfbとを比較するコンパレータ36bと、コンパレータ36aと36bの出力の論理和をとるORゲート37を備え、ORゲート37の出力が上記フリップフロップ33のリセット端子に入力されることで、スイッチングトランジスタSWをオフさせるタイミングを与えるように構成されている。さらに、本実施例の電源制御用IC13は、上記フリップフロップ33の出力を監視することで駆動パルスONOFFのオンデューティTon/T0を検出するデューティ検出回路38と、該デューティ検出回路38により検出されたデューティに基づいて比較基準電圧スレッシホールド電圧Vthが図2Aに破線Bで示すような特性カーブを持つように補正を行う補正回路39が設けられている。デューティ検出回路38は、例えばフリップフロップ33に供給されるクロックCKよりも充分に高い周波数のクロックで駆動パルスONOFFの周期T0とオン時間Tonを計時するカウンタと、計時された周期T0とオン時間TonとからオンデューティTon/T0に相当する電圧もしくは情報を出力する回路とによって実現することができる。また、補正回路39は、デューティ検出回路38からの電圧もしくは情報に応じて比較基準電圧Vthを発生する可変電圧源40を制御して、図3Aに破線Bで示すような特性カーブに沿って比較基準電圧Vthを変化させる制御電圧を出力するように構成する。このような回路は、演算増幅回路などで実現することができる。この実施例においては、デューティ検出回路38と補正回路39と可変電圧源40とによって過電流保護回路が構成される。本実施例の電源制御用IC13は、二次側の電流が定格負荷電流または最大負荷電流以下である通常状態においては、フィードバック端子FBの入力電圧をレベルシフトした電位Vfbは比較基準電圧Vthよりも低く、コンパレータ36aの出力はロウレベルである。そして、Vfbが電流検出端子CSの電圧をレベルシフトした電位Vcsよりも低くなると、コンパレータ36bの出力がハイレベルに変化してORゲート37を介してフリップフロップ33をリセットさせることで、スイッチングトランジスタSWをオフさせる。また、出力電圧Voutが低いほど図1のフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード15aの順方向電流が減少し、その為に受光側素子としてのフォトトランジスタ15bのコレクタ電流も減少する。その結果フィードバック端子FBの電圧が上昇し、フィードバック端子FBの入力電圧をレベルシフトした電位Vfbも上昇する。そのため、コンパレータ36bの出力がロウレベルとなるような、電流検出端子CSの電圧のレベルシフト電圧VCS、及びCS端子の電圧も上昇する。この結果一次側ピーク電流及び平均電流が増大して、出力電圧Voutが高くなる方向に作用する。この様にしてVoutが一定にされるフィードバック制御が行われる。一方、二次側の電流が定格負荷電流を超えた過電流状態になると、電流検出端子CSの電圧をレベルシフトした電位Vcsが比較基準電圧スレッシホールド電圧Vthよりも高くなり、コンパレータ36aの出力がハイレベルに変化してORゲート37を介してフリップフロップ33をリセットさせることで、スイッチングトランジスタSWをオフさせる。その結果、一次側の電流が制限され、出力電圧Voutが低下することとなる。なお、上記実施例の電源制御用IC13では、コンパレータ36aの出力を、ORゲート37を介してフリップフロップ33のリセット端子に供給しているが、コンパレータ36aの出力を直接ドライバ駆動回路34へ供給して、過電流状態を検出した場合にスイッチングトランジスタSWをオフさせるように構成してもよい。図4には、補正回路39により比較基準電圧スレッシホールド電圧Vthに、図3Aに実線Aで示すような特性カーブを持たせるようにした電源制御用IC13における、入力電圧VACに対する過電流保護動作点Idetの特性を示す。図4において破線は、比較基準電圧Vthの補正回路39を備えた上記実施例の電源制御用IC13における過電流保護動作点のVAC-Idet特性を、また実線は比較基準電圧Vthの補正回路39を設けていない電源制御用ICにおけるVAC-Idet特性を示す。図4より、補正回路39を設けることにより、補正回路39を設けない場合に比べてVAC-Idet特性の平坦性を大幅に改善できることが分かる。また、図1に破線で示すような補正用の抵抗Rbを接続した場合におけるVAC-Idet特性を示す図8の破線Bに比較しても、平坦性がよくなることが分かる。また、図5には、負荷電流-出力電圧特性を示す。図において、実線Aは上記実施例の電源制御用IC13を使用したAC-DCコンバータにおいて、AC100Vで過電流状態を起こした場合の特性、破線BはAC230Vで過電流状態を起こした場合の特性である。また、図5において、一点鎖線Cは補正回路を設けていない電源制御用ICを使用したAC-DCコンバータにおいて、AC100Vで過電流状態を起こした場合の特性、点線DはAC230Vで過電流状態を起こした場合の特性である。図5より、補正回路を設けていない場合には、C,Dのように過電流保護動作点Idetすなわち負荷電流が減少し始める電流値がAC入力電圧によってずれてしまうのに対し、補正回路39を備えた上記実施例の電源制御用IC13を使用したAC-DCコンバータにおいては、A,BのようにAC入力電圧が変化しても同一の過電流保護動作点Idetから負荷電流が減少し始めることが分かる。また、実施例の電源制御用IC13を使用したAC-DCコンバータにおいては、過電流保護機能が働いた場合の出力電圧の低下の仕方が、Vthを補正しない場合に比べて急峻になることが分かる。これは、同じ入力電圧で出力電圧が下がると駆動パルスのデューティが小さくなり、ICにとっては入力電圧が高くなったのと等価であるので、比較基準電圧Vthが下がって正帰還がかかるためである。そして、このように出力電圧の低下の仕方が急峻である方が、電源装置にとっての過剰な負荷を軽減することができるので、過電流時の安全性を高めることができるという利点もある。以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタSWを、電源制御用IC13とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタSWを電源制御用IC13に取り込んで、1つの半導体集積回路として構成してもよい。また、前記実施形態の電源制御用IC13では、コンパレータ36bが、フィードバック端子FBの入力電圧をレベルシフトした電位Vfbと電流検出端子CSに印加されている電圧をレベルシフトした電圧Vcsとを比較するように構成しているが、Vfbと所定の参照電圧とを比較するように構成してもよい。また、システムの立ち上がりの際に過電流保護回路が誤って働かないようにするため、例えば駆動パルスのデューティが所定の範囲にある場合もしくは電源立ち上がり後所定時間経過してから、比較基準電圧Vthの補正回路39が動作するように構成してもよい。さらに、本発明は、前述したようなスイッチング素子をPFMパルスで駆動する方式の電源制御用ICに限定されず、PWMパルスで駆動する方式の電源制御用ICにも適用することができる。また、前記実施形態では、本発明をフライバック方式のAC-DCコンバータを構成する一次側の電源制御用ICに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のAC-DCコンバータを構成する電源制御用IC、更には非絶縁型の電源制御用ICにも適用することができる。"