"入射する光信号を入力として受け取り、かつ、前記入射する光信号中の所定の量だけ間隔を隔てた複数の時間位置間の位相差に関する情報を含んだ複素波形の実部および虚部のアナログ表現を出力として供給する直接差動検出受信器と、前記直接差動検出受信器に結合された、前記入射する光信号を表す強度プロファイルおよび位相プロファイルのディジタル表現を展開するための信号プロセッサとを備えた光受信器。本発明の原理によれば、ディジタル信号処理と共に直接差動検出を使用することにより、受け取ったオプティカルの複素オプティカルフィールド、すなわち、たとえば基準点に対する振幅および位相の両方のディジタルバージョンが受信器で展開される。より詳細には、良く知られているように、あらゆる信号の複素オプティカルフィールドは、その強度プロファイルおよび位相プロファイルを知ることによって復元することができる。強度プロファイルは、従来の直接強度検出によって得ることができる。本発明の一態様によれば、位相を得るために、直交位相オフセット、すなわち、位相オフセット間の差がπ/2である一対の光遅延干渉計、およびその後段に2つの平衡強度検出器を使用することにより、最初に、受け取った信号中の所定の時間差ΔTで分離された隣接する位置と位置の間の位相差に関する情報を含んだ複素波形の電子アナログ表現が獲得される。平衡強度検出の後の第1の干渉計の出力は複素波形の実部であり、一方、平衡強度検出の後の第2の干渉計の出力は複素波形の虚部である。直接強度検出によって得られる場合、平衡強度検出器の各々の出力および強度プロファイルは、アナログ-ディジタル変換を使用してディジタル表現に変換される。アナログ-ディジタル変換のためのサンプル周期はΔTより短くすることができるため、ΔTの周期内に複数のサンプルを存在させることができる。複素波形のディジタル表現から、ΔTで分離された隣接する位置と位置の間の位相差を得ることができる。次に、得られた位相差に基づいて、かつ、任意選択で、ΔTの周期内の複数のサンプルの中から初期位相オフセットが探索され、すべてのサンプル間の位相関係が獲得される。したがって、受け取った信号の絶対位相プロファイルは、本質的には、何ら重要ではない一定の位相シフトの不確実性である不確実性のみを使用して引き出される。必要なハードウェアを単純にするために、任意選択で、直接強度検出によって強度プロファイルを得るのではなく、複素波形の絶対値から強度プロファイルを近似することができる。さらに、任意選択で、受け取った光信号の強度プロファイルおよび位相プロファイルが回復されると、ディジタル信号処理を使用して、受け取った信号のひずみ、たとえば、色分散およびSPMによる信号ひずみを補償することができ、延いては最初に送信された光信号波形の正確な表現を電子的に復元することができる。本発明の技法は、差動2進位相シフトキーイングDBPSK信号および差動直角位相シフトキーイングDQPSK信号などの様々なタイプの光差動位相シフトキーイングDPSK信号との使用に適している。また、それらは、振幅シフトキーイングASK、組合せDPSK/ASKおよび直角振幅変調QAMと共に使用することも可能である。以下の説明は、単に本発明の原理を示したものにすぎない。したがって、当業者は、本明細書においては明確に記述または図示されていないが、本発明の原理を具体化する様々な構造を工夫することができることは理解されよう。これらはすべて本発明の精神および範囲の範疇である。さらに、本明細書において記載されているすべての実施例および条件付き言語には、主として、当分野をさらに発展させるべく、読者による本発明の原理および本発明者等による寄与の概念の理解を補助するための教育を目的としたものにすぎないことが明確に意図されており、また、これらの実施例および条件付き言語は、記載されているこのような特定の実施例および条件に限定されるものとして解釈してはならない。さらに、本明細書における、本発明の原理、態様および実施形態ならびにそれらの特定の実施例を記述しているあらゆる供述には、それらの構造的および機能的等価物の両方が包含されることが意図されている。また、このような等価物には、現在知られている等価物ならびに将来的に開発される等価物の両方、つまり、開発される、構造には無関係に同じ機能を実行するあらゆる構成要素が含まれることが意図されている。したがって、たとえば、本明細書におけるすべてのブロック図は、本発明の原理を具体化している実例回路の概念図を示したものであることは当業者には理解されよう。同様に、すべての流れ図、工程系統図、状態移行線図、擬似コード、等々は、コンピュータ可読媒体の中で実質的に表現することができ、したがって、コンピュータまたはプロセッサが明確に示されている、いないにかかわらず、このようなコンピュータまたはプロセッサによって実行することができる様々なプロセスを示したものであることは理解されよう。図に示されている、プロセッサとしてラベルが振られているすべての機能ブロックを含む様々な構成要素の機能は、専用ハードウェアの使用、ならびに適切なソフトウェアと連携してソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を介して提供することができる。プロセッサによって提供される場合、これらの機能は、単一の専用プロセッサによって提供することも、もしくは単一の共有プロセッサによって提供することも、あるいはそのうちのいくつかを共有することができる複数の個別のプロセッサによって提供することも可能である。さらに、プロセッサまたはコントローラという用語の明確な使用は、ソフトウェアを実行することができるハードウェアを排他的に意味するものと解釈してはならず、この用語は、それらに限定されないが、ディジタル信号プロセッサDSPハードウェア、ネットワークプロセッサ、専用集積回路ASIC、書替え可能ゲートアレイFPGA、ソフトウェアを記憶するためのリードオンリメモリROM、ランダムアクセスメモリRAMおよび不揮発性記憶装置を暗に含むことも可能である。他のハードウェア、従来のハードウェアおよび/または特注のハードウェアを備えることも可能である。同様に、図に示されているスイッチは、すべて、その概念を示したものにすぎない。それらの機能は、プログラム論理の動作を介して、専用論理を介して、プログラム制御と専用論理の相互作用を介して、さらには手動で実行することができ、コンテキストからより詳細に理解されるように、実施者によって特定の技法を選択することができる。本明細書における特許請求の範囲では、特定の機能を実行するための手段として表現されているすべて構成要素には、その機能を実行するためのあらゆる方法を包含することが意図されている。これには、たとえば、aその機能を実行する電気的構成要素または機械的構成要素の組合せ、またはbしたがって、その機能を実行するためのそのソフトウェアを実行するための適切な回路と結合したファームウェア、マイクロコード等々を始めとするあらゆる形態のソフトウェア、ならびに存在していればソフトウェア制御回路に結合された機械的構成要素を含むことができる。このような特許請求の範囲によって定義されている本発明は、記載されている様々な手段によって提供される機能が特許請求の範囲が要求している方法で結合され、かつ、一体化されていることに帰している。したがって出願人は、本明細書において示されている機能と等価の機能を提供することができるすべての手段を考慮している。ソフトウェアモジュールまたは単純にソフトウェアであることを暗にほのめかしているモジュールは、本明細書においては、場合によっては、流れ図構成要素の任意の組合せ、あるいはプロセスステップおよび/またはテキスト記述の実行を表す他の構成要素の任意の組合せとして表現されている。このようなモジュールは、明確に、あるいは暗に示されているハードウェアによって実行することができる。本明細書において特に明確に規定されていない限り、図面はスケール通りには描かれていない。以下の説明では、すべての図を通して同じ番号が振られているコンポーネントは、同じコンポーネントを表している。図1は、直接差動検出をディジタル信号処理と共に使用して、受け取った光信号の複素オプティカルフィールド全体を展開し、かつ、光信号がその信号源から移動する際にその光信号に課される様々な減損を補償するための、本発明の原理に従って配置された、一般的には受信器内の一例示的装置を示したものである。図1には、a1×3光スプリッタ1001、b光遅延干渉計ODI1002および1003、c平衡強度検出器1011および1013、dフォトダイオード1015、e増幅器1021、1022および1023、f任意選択の自動利得コントローラAGC1031、1032および1033、gアナログ-ディジタル変換器ADC1041、1042および1043、およびhディジタル信号処理ユニット1050が示されている。より詳細には、1×3光スプリッタ1001は、入射する光信号を複製し、3つのコピーを生成している。最初に入力される光信号からのコピーの各々に割り当てられる光パワーは、実施者の自由である。本発明の一実施形態では、パワーは、入力パワーの約40パーセントないし45パーセントが出力としてODI1002および1003の各々に供給され、また、残りのパワー、たとえば10パーセントと20パーセントの間のパワーがフォトダイオード1015に供給されるように分割される。当業者には容易に認識されるように、光遅延干渉計ODI1002および1003は、必要な特性を有する任意のタイプの干渉計でありうる。たとえば、ODI1002および1003は、良く知られているいわゆるマッハ-ツェンダー干渉計に基づくことができる。別法としては、ODI1002および1003は、良く知られているいわゆるマイケルソン干渉計に基づくこともできる。ODI1002は、その対応する2つのアーム間の光路内に約ΔTの遅延、および位相差すなわちφ0のオフセットを有している。ここで、であり、TSは信号の記号周期、spsは、アナログ-ディジタル変換器1041、1042および1043によって取られる1記号当たりのサンプル数、mは1とspsの間の整数、また、φ0は任意に選択される数である。その場合、自由スペクトルレンジFSR、すなわち、ODI1002および1003の1/ΔTは信号記号率SRに比例しており、である。数値シミュレーションに基づいて、spsは4の値に設定され、また、mは、1、2、3または4の値にすることができることが好ましいことが分かっていることに留意されたい。これは、spsの値が4未満の場合、本明細書において以下で説明される手順が十分に施された信号波形を正確に表現するには十分ではない傾向があり、また、4より大きいspsでは、ほとんど改善が提供されないことによるものである。遅延差は、本発明の一実施形態では、Cが真空中における光の速度であり、nがアームの媒体の屈折率であるΔTC/nの正味の長さの差を有するように干渉計の一方のアームを調整し、次に、その長さをさらに調整して位相シフトがφ0になるようにすることによって達成することができる。φ0の位相シフトは、実際には極めて微小な長さの差に対応しているため、位相シフト部分は、実際には多少長くなるかあるいは短くなる可能性があり、したがって全体の長さは、φ0に2πの倍数を加えた長さ、またはφ0から2πの倍数を減じた長さであることに留意されたい。したがって、長さは正確にφ0ではないが、位相変化は、事実上、φ0である。φ0の実効長変化を達成するために使用される長さ全体の変化は、長さΔTC/nの何割かであってもよい。最大25パーセントまで動作させることは可能であるが、この割合は10パーセント未満であることが好ましく、また、当然のことであるが、長さが正確であるほど、必要な実際の長さに整合させることができ、延いてはより良好な性能を得ることができる。本発明の他の実施形態では、必要な遅延および位相差が達成される限り、必要な遅延をアームとアームの間で分割することができる。ODI1002を実施するための適切な構造の開発方法については、当業者には容易に認識されよう。任意の値を位相オフセットφ0の値として使用することができるが、本明細書の以下の部分から分かるように、従来の受信器との互換性のために、φ0の特定の値を有利に使用することができる。たとえば、DQPSKの場合、φ0の良好な値はπ/4であり、また、DBPSKの場合、φ0の良好な値は0である。ODI1003は、その対応する2つのアーム間の光路内に約ΔTの遅延を有している点でODI1002と類似しているが、そのアーム間に、φ0-π/2の位相オフセットを有している。したがってODI1002の位相オフセットとODI1003の位相オフセットの差はπ/2であり、したがってODI1002および1003は、直交位相オフセットを有していると言われている。平衡強度検出器1011および1013は従来の平衡強度検出器である。これらの平衡強度検出器1011および1013の各々は、通常、良好に整合した一対のフォトダイオードでできている。平衡強度検出器1011および1013は、ODI1002および1003のアームの各々の出力を電気表現に変換している。したがって平衡強度検出器1011および1013は、受け取った光信号中のΔTで分離された2つの時間位置間の位相差に関する情報を含んだ複素波形の実部および虚部の電気バージョンを獲得している。フォトダイオード1015は、従来の直接強度検出を実行しており、したがって受け取った光信号の強度プロファイルを電子形態で獲得している。増幅器1021、1022および1023は、それぞれ平衡強度検出器1011、平衡強度検出器1013およびフォトダイオード1015による出力として供給される信号を増幅している。増幅器1021、1022および1023は、通常、平衡強度検出器1011、平衡強度検出器1013およびフォトダイオード1015の様々なフォトダイオードによって出力される電流をそれぞれ対応する電圧に変換している。そのためには、増幅器1021、1022および1023は、トランス-インピーダンス増幅器であってもよい。また、増幅器1021および1022は、差動増幅器であってもよい。通常、出力の各々は、増幅された後、シングルエンドにされる。任意選択の自動利得コントローラAGC1031、1032および1033を使用して、ディジタル化に先立って電子波形を正規化することができる。アナログ-ディジタル変換器ADC1041、1042および1043は、増幅信号のディジタル表現を展開するために、増幅信号のディジタルサンプリングを実行している。ADC1041、1042および1043は、通常、同じ分解能を有しており、たとえば8ビットの分解能を有している。本発明の一態様によれば、ディジタル信号処理ユニット1050は、増幅信号のディジタル表現を受け取り、受け取った光信号の振幅プロファイルおよび位相プロファイルのディジタル表現を展開している。詳細には、復元ユニット1051がこのような展開を実行している。さらに、本発明の他の態様によれば、ディジタル信号処理ユニット1050が、光信号が遭遇する伝送減損、たとえば色分散および/または自己位相変調などの様々な減損をディジタル的に補償することにより、送信された光信号の元の波形のディジタル表現、つまり通過するチャネル内で光信号が減損する前の波形のディジタル表現を展開することができる。修復ユニット1052は、このような修復を実行している。最後に、復調およびデータ回復ユニット1053が、実際のビットへの復調および変換を実行する。次に、図1の構造を使用して、本発明の原理による、直接差動検出とディジタル信号処理を結合することによって複素光信号フィールド全体を回復するための一例示的プロセスについて説明する。最初に、受け取ったオプティカルフィールドの強度プロファイルがフォトダイオード1015を使用した直接強度検出によって獲得される。Itで表される強度プロファイルは、It=ytyt2として計算される。ytは、結合器1001に入射する受信複素オプティカルフィールドであり、は複素共役を表している。平衡検出器1011および1013の出力は、それぞれ、ΔTで分離された2つの時間位置間の位相差に関する情報を含んだ次の複素波形の実部urealtおよび虚部uimagtのアナログ表現である。ut=urealtjuimagt=ytyt-ΔTexp[jφ0]3=|ytyt-ΔT|exp{j[φt-φt-ΔTφ0]}次の定義を使用すると、yt=|yt|exp[jφt]yt-ΔT=|yt-ΔT|exp[jφt-ΔT]4複素波形utの実部および虚部のアナログ表現が増幅されると、次に、たとえばADC1041および1042によるサンプリングによってディジタル表現に変換される。同様に、強度プロファイルも、増幅された後、たとえばADC1043によるサンプリングによって同じくディジタル表現に変換される。ADC1041および1042は、ADC1043を含むこともできるADCユニットと見なすことができる。複素波形および強度プロファイルのサンプリングは、次の時間位置tsで実行される。t1は、任意の初期時間位置であり、nは、式を任意のビット位置に対して一般化する方法を示すために使用される任意の選択数である。たとえばsps=4の場合、サンプリング時間位置は次の通りである。複素波形の実部および虚部のディジタル表現urealtsおよびuimagtsが得られると、次に、ディジタル信号処理ユニット1050に供給される。同様に、強度波形のディジタル表現Itsが得られると、同じくディジタル信号処理ユニット1050に供給される。最初に、復元ユニット1051によって、ディジタルサンプルを使用して、受け取った光信号の振幅プロファイルおよび位相プロファイルが復元される。この復元ステップは、以下の手順を含むことができる。第1に、サンプルされた波形の各々からのサンプルのグループ、Its、urealtsおよびuimagtsが、まとめて処理すべきフレームとして選択される。フレームのサイズ、すなわち、サンプルが取られる記号の数が、光伝送の間、色分散の結果として、あるいは光伝送中の他の効果の結果として相互作用する光記号の最大数より多くなるように選択される。相互作用する、とは、ファイバの分散特性に起因するパルスの拡大のため、記号を構築しているパルスが互いに重畳することを意味していることに留意されたい。たとえば、1,000kmの標準単一モードファイバSSMFによって生成されることになる同じ分散に対応する17,000ps/nmの色分散に遭遇する20Gb/sのDQPSK信号の場合、相互作用する光記号の最大数は約30である。このような例示的状況の場合、適切なフレームサイズは、場合によっては64記号、すなわち64spsサンプルである。第2に、ディジタル波形を逆フィルタリングすることにより、光検出器1011、1013および1015ならびにADC1041、1042および1043の帯域幅限界によるフィルタリング効果を補償しなければならないことがある。つまり、光検出器の応答とADCの応答を重畳させることによって生じる逆フィルタ伝達関数がディジタル波形にディジタル的に適用される。第3に、ΔTの時間で分離されたサンプル間の光位相差を表す、式3で与えられる位相係数Δφts=φts-φts-ΔTが次の通りに得られる。依然としてφ0の値を知る必要はあるが、式5の計算は、事実上、位相係数を獲得する際のφ0の影響を除去しており、したがってφ0は、任意のあらゆる値にすることができることに留意されたい。φ0の値は、リアルワールドサーチによって見出すことができ、たとえば最適推測値が見出されるまでφ0の値を変化させる自動探索によって見出すことができる。最小ビット誤り率をもたらす推測値が最適推測値として選択される。別法としては、本明細書において以下で説明されているようにして復元される信号の最良の光信号スペクトルを提供する推測値を最適推測値として選択することも可能である。もう1つの可能性は、探索を実行する代わりに、0から2πまでの範囲に及ぶφ0の異なる値を使用したあらゆる結果を計算することができ、また、最良の結果を与えるφ0の値が最適推測値として選択されることである。そうすることにより、φ0の値へ直接移動させることができ、したがってより速やかに移動させることが可能である。たとえば、0.05πおきに40個の可能なφ0の候補値に対する計算を実行することができる。第4に、理論的には、1つのフレーム内のサンプルの個々の対応するサブグループの信号位相プロファイル個々のサブグループは、そのフレームのサンプルのうちのΔTだけ間隔を隔てたサンプル、またはΔTの倍数の整数だけ間隔を隔てたサンプルからなっているを、を決定することによって、そのサブグループ内の隣接するサンプルの光位相差に基づいて得ることができる。上式で、nは、サブグループ内の特定のサンプルの位置であり、n=0の場合、この加算は全く計算されない。実際には、位相を直接得なくても、以下のように単に位相係数を得るだけでも十分である。nは、サブグループ内の特定のサンプルの位置であり、n=0の場合、この掛算は全く計算されない。位相係数によって、個々のサブグループ内のサンプル間の位相相関が与えられる。しかしながら、サブグループ間の位相関係は未だ分かっていない。したがってm-1個の位相差を決定しなければならない。サブグループの同じように間隔を隔てたサンプル、たとえば第1のサンプル、すなわちn=0のサンプル間の位相関係が分かると、すべてのサンプル間の位相関係が完全に特定される。たとえば、n=0の場合、式6の加算記号の前の隣接する個々の対の項と項の間の差、たとえばを決定しなければならない。これらのサブグループの同じように間隔を隔てたサンプル間の位相関係は、次のように予測することができる。フレーム内のすべてのサンプルの中から試行位相関係を得るために、これらのサンプルのうちの任意の2つの候補対のための候補位相差として、すべての可能位相オフセットから、0と2πの間の任意の値にすることができる初期位相差が選択される。初期位相差は、実際の位相差の範囲である0と2πの間にすることができる。良好な初期候補位相差は0.1πであることが分かっている。さらに、探索プロセスを使用して最良の位相オフセットを決定するために、様々な候補位相オフセットが試行されるため、選択される候補位相オフセットに対する分解能を選択する必要がある。分解能の良好な値は0.1πであることが分かっている。次に、試行復元光信号を生成するために、選択された位相差および既知の強度プロファイルItsに基づいて光信号フィールドが復元される。これは、を決定することによって達成することができる。上式で、Ertsは、受け取った光信号の現在の予測である値の現在のセットに対する復元信号である。次に、試行復元信号に対するフーリエ変換を実行することによって試行復元信号の光パワースペクトルが獲得される。試行復元信号のパワーのうち、信号の中心周波数の近辺の[-SR、SR]の周波数範囲の部分のパワーが獲得される。このプロセスは、新しい候補位相オフセットを選択することによって繰り返され、たとえば先行する候補位相を大きくすることによって繰り返される。信号の中心周波数の近辺の[-SR、SR]の範囲内に最大スペクトルパワーを与えるこれらのサブグループの同じように間隔を隔てたサンプル間の試行位相オフセットのセットが最良の予測値として選択される。次に、この最良の予測値に基づいて、フレーム内のすべてのサンプル間の位相関係を決定することができる。別法としては、信号の中心周波数の近辺の[-SR、SR]の範囲外に最小スペクトルパワーを与えるこれらのサブグループの同じように間隔を隔てたサンプル間の試行位相オフセットのセットが最良の予測値として選択される。次に、この最良の予測値に基づいて、フレーム内のすべてのサンプル間の位相関係を決定することができる。本発明の一実施形態では、場合によっては、ΔT=TS/spsに設定することが望ましい。したがって遅延ΔTは、サンプリング分解能であるm=1に等しく、したがってフレーム内に存在しているのは1つのサブグループのみであり、そのためにすべてのサンプルがそれらの直ぐ隣のサンプルとの位相関係を有している。本発明のこのような一実施形態では、理論的には、φts=t1nΔT=φt1Δφt1ΔTΔφt12ΔT...Δφts9を決定することにより、フレーム内のすべてのサンプルの位相を容易に得ることができる。これは、唯一のサブグループである第1のサブグループのみが計算される、式6の特殊なケースである。実際には、位相を直接得なくても、以下のように単に個々のサンプル毎に位相係数を得るだけでも十分である。これは、唯一のサブグループである第1のサブグループのみが計算される、式7の特殊なケースである。最後に、得られた位相係数および強度プロファイルItsに基づいて、によって、受け取った光信号フィールドのディジタル表現、ERtsを得ることができる。図2に示されている本発明の一実施形態では、記号周期Tsと比較してΔTが十分に小さい場合、|uts|によって強度プロファイルを近似することができ、したがって、であるか、あるいは好ましくは、である。ΔTが最大でも記号周期の1/2、つまりΔT≦Ts/2である場合、ΔTは十分に小さいと見なすことができることに留意されたい。sps=4の場合、ΔT=Ts/4であることが好ましい。この近似の使用は、フォトダイオード1015、増幅器1023、任意選択の自動利得コントローラ1033およびアナログ-ディジタル変換器1043が不要であることを意味しており、したがって図2にはこれらは示されていない。また、強度を決定するための分岐が不要であり、したがって2つしかコピーを必要としないため、1×3光スプリッタ1001は、より単純な1×2光スプリッタ2001に置き換えられている。受け取った光信号フィールドが復元ユニット1051によってディジタル領域に展開されると、次に、修復ユニット1052を使用して、送信器から最初に送信された光信号フィールドのディジタル表現ETTsを引き出すことができる。そのために、修復ユニット1052は、色分散によって生じるひずみなどの様々なひずみを電子的に補償しており、また、本発明の一態様によれば、送信される信号が受信器への移動の際に遭遇する、a自己位相変調SPMおよびb色分散とSPMの組合せによって生じるひずみを電子的に補償している。信号が主として色分散によってひずんでいる場合、修復ユニット1052は、を決定することによって元の光信号フィールドを修復することができる。上式で、Fxおよびは、それぞれ信号xおよびyのフーリエ変換および逆フーリエ変換であり、fDtotalは、値がDの分散によってもたらされる分散効果による信号の光位相の周波数依存変調を表している。また、-符号は、分散効果の除去を表している。より単純には、これは、有限インパルス応答FIRフィルタを使用した従来の技法を使用して近似することができる。信号が本質的にSPMによってのみひずんでいる場合、このようなSPMは、修復ユニット1052が、を決定する本発明の一実施形態によって補償することができる。上式で、Fxおよびは、この場合も、それぞれ信号xおよびyのフーリエ変換および逆フーリエ変換であり、ΔΦNLはSPMによる総非線形位相を表している。また、マイナス符号は、分散効果の除去を表している。信号が色分散とSPMの両方によってひずんでいる場合、色分散およびSPMのこのような組合せは、それぞれ同じ分散効果およびSPM効果を有するN個のセグメントで構築されているため、送信器と受信器を接続しているファイバリンクを修復ユニット1052が処理する本発明の一実施形態によって補償することができ、送信器に最も近いセグメントは第1のセグメントと見なされ、また、受信器に最も近いセグメントは、N番目のセグメントと見なされる。次に、修復ユニット1052は、以下の擬似コードによって具体化される相互作用プロセスを実行することによって元のオプティカルフィールドのディジタル表現を獲得する。Ets、N1=ERtsn=Nないし1の場合、ETts=Ets、1Ets、Nは、N番目のセグメントの開始時における修復されたオプティカルフィールドであり、ΔΦNLはSPMによる総非線形位相を表している。元のオプティカルフィールドがディジタル領域で修復されると、復調およびデータ回復ユニット1053によってさらに処理される。たとえば、光信号がDQPSKフォーマットによって変調されている場合、を決定することにより、従来の光DQPSK復調プロセスによって、同相Iデータ従属および直角位相Qデータ従属のための決定変数が獲得される。決定変数が獲得されると、を介して、送信された元のデータI従属およびQ従属を送信器で回復するための決定を実行することができる。上式で、tdは決定時間であり、また、vthは決定閾値であり、通常はほぼゼロである。当業者には容易に理解されるように、任意選択の受信器性能モニタリングを使用して、復元および修復プロセスが元の光信号を如何に良好に回復しているかに関する情報を提供することができる。さらに、フィードバック制御を適用して、復元および修復プロセスにおける個々のステップを最適化することも可能である。たとえば、φ0が、たとえば送信器における光信号搬送波の周波数変動によって、あるいはODIの経路長の温度誘導変化によって時間と共に徐々に変化する場合、フィードバック制御を使用して式5を動的に調整することができ、したがって時間によって変化するφ0に対する最良の推測値を常に見出すことができ、延いては正確な位相係数を得ることができる。当業者には容易に理解されるように、DPSK検出には1つまたは複数のODIおよび平衡検出が広く使用されているため、本発明は、差動2進位相シフトキーイングDBPSKおよび差動直角位相シフトキーイングDQPSK信号などの光差動位相シフトキーイングDPSK信号に適用することができる。さらに、本発明は、振幅シフトキーイングASK、組合せDPSK/ASKおよび差動QAMに適用することも可能である。"