"複数の2次巻線を備えた絶縁変圧器と、該絶縁変圧器の前記2次巻線のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器と、該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、該低下率のばらつきを低減するように各相の出力を制御することを特徴とする多重電力変換装置。複数の2次巻線を備えた絶縁変圧器と、該絶縁変圧器の前記2次巻線のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器と、該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、演算した低下率をもとに給電時における各相の出力電圧を取得し、取得した各相の出力電圧をもとに、特定の相の出力電圧に他の相の出力電圧を揃える方向に調整することを特徴とする多重電力変換装置。複数の2次巻線を鉄心に並べて巻回した絶縁変圧器と、前記絶縁変圧器の第1の2次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第1の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第2の2次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第2の電力変換器とを備え、第1の電力変換器と第2の電力変換器の出力が加算されるように接続した第1相用の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第3の2次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第3の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第4の2次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第4の電力変換器とを備え、第3の電力変換器と第4の電力変換器の出力が加算されるように接続した第2相用の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第5の2次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第5の電力変換器と、前記絶縁変圧器の第6の2次巻線の発生する交流電圧を直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する第6の電力変換器とを備え、第5の電力変換器と第6の電力変換器の出力が加算されるように接続した第3相用の電力変換器と備え、第1の2次巻線と第2の2次巻線、第3の2次巻線と第4の2次巻線第5の2次巻線と第6の2次巻線の組み合わせは、漏れインダクタンスの大きい巻線と小さい巻線の組み合わせ、あるいは漏れインダクタンスの中程度の巻線の組み合わせであることを特徴とする多重電力変換装置。従来の高圧電動機駆動用の多重インバータでは、前述のように、二次巻線をユニットインバータの数に分割した変圧器を入力側に設けることが一般的である。また、分割された二次巻線は相互の間隔を合理的に確保するため、多重インバータの同一相を構成するユニットインバータに電力を供給する各二次巻線は、前記ユニットインバータの配列に合わせて隣接して配置している。変圧器は、その構造上、二次巻線と鉄心の位置関係によって漏れ磁束が異なり、鉄心の中央近くに配置された二次巻線ほど漏れ磁束は少ない。このため、通常のUVW相を有する3相インバータを考えた場合、鉄心の中央近くに配置されたV相の二次巻線が他相に比べて漏れ磁束が少ない配置となることが予想される。多重インバータの制御においては、3つの相の電圧が均等になるように電圧制御することが必要であり、二次巻線の電圧にアンバランスがある場合は、多重インバータの出力が不平衡となる。二次巻線電圧のアンバランスは出力電圧の二次高調波として現れ、電圧歪率を悪化させ、引いては電動機のトルクリップルを増大させる。これらの問題に関しては、特許文献2に、各単相インバータの直流電圧を検出し、検出した直流電圧が直流電圧目標値に一致するように制御することにより、線間電圧のばらつきや脈動を抑制することが示されている。しかし、この例の場合には、複数のユニットインバータに電圧検出器を設けることが必要であり、また、アナログ情報を制御装置に伝送するには時間がかかる。本発明は、このような問題点に鑑みてなされたもので、各相に電源を供給する変圧器二次巻線電圧のアンバランスに基づく電圧歪みを低減して、電圧歪みのない交流出力を得ることのできる多重電力変換器を提供するものである。本発明は上記課題を解決するため、次のような手段を採用した。複数の2次巻線を備えた絶縁変圧器と、該絶縁変圧器の前記2次巻線のそれぞれに発生する交流電圧のそれぞれを直流電圧に変換し変換された前記直流電圧を交流電圧に変換する複数の電力変換器と、該複数の電力変換器の交流出力のそれぞれが平衡した各相の交流出力となるように前記電力変換器を制御する制御装置を備えた多重電力変換装置において、前記制御装置は、前記電力変換器の負荷電圧および負荷電流をもとに負荷に供給する瞬時出力電力を取得し、取得した瞬時出力電力と、予め取得しておいた各相毎の瞬時出力電力に対する出力電圧低下率をもとに給電時における各相の出力電圧の低下率を演算し、該低下率のばらつきを低減するように各相の出力を制御する。本発明は、以上の構成を備えるため、各相に電源を供給する変圧器二次巻線電圧のアンバランスに基づく電圧歪みを低減して、電圧歪みのない交流出力を得ることができる。以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。図1は、本発明の第一の実施形態にかかる多重電力変換装置を示す図であり、図1aは電力変換装置主回路装置を示し、図1bは、その制御装置を示している。本実施形態では、一相当たりユニットインバータを2台備え、これらを多重化して三相多重電力変換装置を構成する。図1において、22は三相交流電源、1は入力変圧器の一次巻線、2-1~2-6は入力変圧器の二次巻線、3-1~3-6はユニットインバータ、4は電流検出器、5は電圧検出器、6は誘導電動機等の負荷、8は周波数指令器、9は周波数から位相を演算する積分器、10は周波数に対応する出力電圧を演算する演算器、11U~11Wは各相に対応する基本波の正弦波を出力する波形発生器、12V~12Wは各相の出力電圧を調整する係数器、13は掛算器、14はゲートパルス発生器であり、正弦波信号をPWM変調して各ユニットインバータを構成する半導体スイッチング素子をオンオフする制御信号を発生する。15はトルク成分演算用座標変換器であり、検出した各相電流と基本波正弦波をもとにらトルク電流成分を演算する。16は電圧演算用座標変換器であり、検出した各相電圧と基本波正弦波をもとに電圧実効値を演算する。17は急峻な制御応答を抑制する為の一次遅れ演算器、19は各相の出力電圧低下率の設定器である各相毎に出力電圧低下率が設定されている。20は定数1.0を発生する定数設定器、18は減算器、21u、21vは除算器であり、それぞれ入力Vuを入力Vv,Vwで除算する。本実施形態の電力変換装置の動作原理を説明する。電源電圧は、三相交流電源22から一次巻線1、二次巻線2を有する変圧器を介して各ユニットインバータ3に供給される。なお、変圧器は、電源電圧の降圧と各ユニットインバータ間を絶縁するために挿入される。ユニットインバータ3-1~3-6は、図2に示すようにダイオードによる6相整流器31と平滑コンデンサ32からなる直流電源、およびゲートドライバ34で駆動されるフルブリッジインバータ33を備える。次に、図1に示す電力変換装置における各相電圧の制御方法について説明する。誘導電動機6を可変速制御するためには、電動機に印加する電圧の周波数と実効値を可変に制御しなければならない。図1において、周波数指令器8により周波数指令を発生させる。発生した周波数指令をもとに積分器9によって位相を演算し、演算した位相に基づいて波形発生器11U~11Wが各相用の単位正弦波電圧を出力する。これらの単位正弦波に乗算器13を用いて電圧実効値指令を乗算して電圧指令値を作成し、この電圧指令値をゲートパルス発生器14に入力してユニットインバータ3用のゲートパルス信号を得る。なお、電圧実効値指令は周波数指令値に基づいて出力電圧演算器10が出力する。このとき、V相とW相の電圧実効値指令については、係数器12V~12Wにより係数Kv、Kwを乗算した値を使用する。なお、Kv、Kwは次のようにして演算する。すなわち、電流検出器4により検出した電流値Iu,Ivと基準とする単位正弦波に基づいて座標変換器15によりトルク電流成分を演算し、また、電圧検出器5により検出した電圧値Vuv、Vuwと基準とする単位正弦波に基づいて座標変換器16により出力電圧の実効値を演算し、演算したトルク電流成分と出力電圧実効値をそれぞれ一次遅れ演算器17を通して急峻な変動を減衰させた後、乗算器13により乗算して瞬時出力電力を得る。次に、例えば、定格出力時の変圧器二次電圧変動率に基づき、設定器19に各相の出力電圧低下率を設定し、これに前記瞬時出力電力を乗算することにより瞬時出力電力時の電圧低下率を得る。これを各相基準値1.0から減じることで、各相の瞬時出力電圧を得ることができる。なお、V相とW相については、除算器21により除算することにより、U相との比Kv,Kwを演算し、係数器12V、12Wに設定する。以上説明したように、変圧器の二次巻線間に電圧変動率のばらつきがあっても、事前に前記バラツキによる各相間の電圧アンバランスを予測してこれを修正するように電圧指令値を調整できるので、相電圧アンバランスによる二次調波の発生を抑制でき、引いては電圧電流歪率の増大を防止できると共に、電動機のトルクリップルの増加を抑制することが可能になる。図3は、本発明の第二の実施形態を示す図である。本実施形態の多重電力変換器は、各相に2台づつ、計6台のユニットインバータ、および各インバータに対応して配置された6つの二次巻線を有する変圧器を備える。なお、図3において図1に示される部分と同一部分については同一符号を付してその説明を省略する。一般に多重電力変換装置用変圧器の二次巻線2-1ないし2-6は、鉄心に対して図示の順序で組込まれる。この場合、鉄心の端に位置する二次巻線2-1,2-6と、中央に位置する二次巻線2-3,2-4とでは漏れインダクタンスが相違し、この相違により電圧変動率も異なる。一般には、中央付近の二次巻線が漏れインダクタンスが小さく、電圧変動率も小さい。図3の例の場合、二次巻線2-1と2-6の二次電圧変動率は大きく、二次巻線2-2と2-5の電圧変動率は中程度であり、二次巻線2-3と2-4の電圧変動率は小さい。このため、図1に示す接続では、多重電力変換装置の出力電力が増加するに従い、V相の電圧がUW相の電圧よりも若干高くなる傾向があるV相の電圧は、電圧変動率の小さい二次巻線2-3および2-4からのみ供給されているため。これに対して、図3の例の場合は、例えば、電圧変動率が大きい二次巻線と小さい二次巻線とを組み合わせるため、即ち、U相用ユニットインバータ3-1および3-2には、二次電圧変動率が大きい二次巻線2-1と二次電圧変動率が小さい二次巻線2-3とを組合わせて供給し、V相用ユニットインバータ3-3および3-4には電圧変動率が中程度の二次巻線2-2と2-5とを組合わせて供給し、W相用ユニットインバータ3-5および3-6には電圧変動率が小さい二次巻線2-4と電圧変動率が大きい二次巻線2-6とを組合わせて供給することで、各相の合成電圧のアンバランスを緩和することができる。このように、各相のユニットインバータを構成する直流電源の電圧の和が相間でバランスする。このため、相間での電圧のアンバランスを緩和することができる。なお、以上の説明においては、一相当たりのユニットインバータを2段にした例について説明したが、段数は3段以上とすることができる。以上説明したように、本発明の実施形態によれば、変圧器二次巻線の電圧変動率にばらつきがあっても、各相の出力電圧をバランスさせることができる。また、二次巻線とユニットインバータ組み合わせを選択するという簡易な手法により各相の合成電圧のアンバランスをより緩和することができる。また、ユニットインバータに電力を供給する二次巻線の電圧変動率が出力相の間でアンバランスしても簡単な演算の追加で最終出力電圧をバランスさせることができるので、二次調波の発生を低減することができ、引いては電動機のトルクリップルの増加を抑制することが可能になる。また、二次巻線の組合せを選択することで出力相の間のアンバランス率を低減することができるので、演算器を追加することなく二次調波の発生を抑制できる。"