元の波形の少なくとも位相成分を表す部分的に変調をされた無線周波数RF信号の電力増幅のためのシステムであって、フィードバック補正をされた制御信号に基づいて前記部分的に変調されたRF信号を変調して変調RF信号を生成するよう構成されるフィードバック制御型変調器と、前記フィードバック制御型変調器に結合され、前記変調RF信号を増幅して増幅RF出力信号を生成するよう構成される電力増幅器と、前記電力増幅器に結合され、前記増幅RF出力信号の振幅特性を検出して振幅フィードバック信号を生成するよう構成される振幅検出器と、前記振幅検出器及び前記フィードバック制御型変調器に結合され、前記振幅フィードバック信号と前記元の波形の振幅成分との間の差に基づいて前記フィードバック補正をされた制御信号を生成するよう構成されるフィードバックネットワークと、前記元の波形の少なくとも前記位相成分を表す一対のIQ信号に基づいてRFキャリア信号を変調して前記部分的に変調をされたRF信号を生成するよう構成されるIQ変調器と、前記IQ変調器に結合され、前記部分的に変調をされたRF信号の位相特性に基づいて位相シフト信号を生成するよう構成される固定位相シフタとを有するシステム。前記フィードバック補正をされた制御信号は、フィードバック補正をされた振幅制御信号であり、前記フィードバック制御型変調器は、前記フィードバック補正をされた振幅制御信号に基づいて前記部分的に変調をされたRF信号に振幅変調を行って完全変調RF信号を生成するよう構成される振幅変調器である、請求項1記載のシステム。前記部分的に変調をされたRF信号は、位相変調をされたRF信号である、請求項2記載のシステム。前記元の波形の位相成分に基づいてRFキャリア信号に位相変調を行って前記位相変調をされたRF信号を生成するよう構成される位相変調器を更に有する、請求項3記載のシステム。前記位相変調器及び前記フィードバックネットワークに結合され、矩形形式で前記元の波形を受け取って該元の波形を前記位相成分及び前記振幅成分に変換するポーラ信号変換器を更に有する、請求項4記載のシステム。前記元の波形の周波数成分に基づいてRFキャリア信号に周波数変調を行って前記部分的に変調をされたRF信号を生成するよう構成される周波数変調器を更に有する、請求項2記載のシステム。前記周波数変調器及び前記フィードバックネットワークに結合され、矩形形式で前記元の波形を受け取って該元の波形を前記周波数成分及び前記振幅成分に変換する振幅-周波数信号変換器を更に有する、請求項6記載のシステム。前記IQ変調器に結合され、前記元の波形の前記位相成分のみを表すように前記一対のIQ信号を正規化するよう構成されるデジタル信号プロセッサを更に有する、請求項2記載のシステム。矩形形式で前記元の波形を受け取り、該元の波形を前記位相成分及び前記振幅成分に変換し、該振幅成分を前記フィードバックネットワークに供給するよう構成されるポーラ信号変換器と、前記ポーラ信号変換器及び前記フィードバック制御型変調器に結合され、前記位相成分を前記一対のIQ信号に変換するよう構成される矩形信号変換器とを更に有する、請求項2記載のシステム。前記ポーラ信号変換器及び前記矩形信号変換器は、デジタル信号プロセッサに実装される、請求項9記載のシステム。前記振幅変調器に結合され、前記元の波形の位相成分に基づいて前記位相変調をされたRF信号を生成するよう構成される直接デジタルシンセサイザを更に有する、請求項3記載のシステム。前記フィードバック補正をされた制御信号は、一対のフィードバック補正をされた制御信号を有し、前記フィードバック制御型変調器はIQ変調器であり、前記フィードバックネットワークは、i前記元の波形の少なくとも前記位相成分を表す前記一対のIQ信号と、ii前記振幅フィードバック信号と前記元の波形の振幅成分との間の前記差とに基づいて前記一対のフィードバック補正をされた制御信号を生成するよう構成される一対のアナログ乗算器を有する、請求項1記載のシステム。前記振幅検出器は、前記電力増幅器及び前記固定位相シフタに結合されるIQ復調器を更に有し、前記IQ復調器は、前記位相シフト信号を受信して前記位相変調をされたRF信号と同相で発振するよう構成される局部発振器を有し、前記振幅フィードバック信号は、前記増幅RF出力信号に基づいて前記IQ復調器によって生成される同相成分信号を有する、請求項1記載のシステム。従って、RF信号の線形増幅のための効率的なシステムが必要とされている。更に、比較的簡単で高価でない線形RF増幅システムが必要とされている。RF信号の電力増幅のためのシステムによって解決法は提供される。このシステムは、フィードバック補正をされた制御信号に基づいてRF信号を変調するよう構成されるフィードバック制御型変調器を有する。変調器は、更に、変調RF信号を生成するよう構成される。システムは、更に、変調器と通信を行う電力増幅器を有する。増幅器は、変調RF信号を増幅して増幅RF出力信号を生成するよう構成される。システムは、また、電力増幅器と通信を行う振幅検出器を有する。この振幅検出器は、増幅RF出力信号の振幅特性を検出して振幅フィードバック信号を生成するよう構成される。システムは、振幅検出器及び変調器と通信を行うフィードバックネットワークを有する。このフィードバックネットワークは、振幅フィードバック信号と元の波形の振幅成分との間の差に基づいて前記フィードバック補正をされた制御信号を生成するよう構成される。以下、一例として添付の図面を参照して、本発明について記載する。更に、図中、同じ参照符号は、全ての図を通して、対応する部分を表す。本発明の実施形態には、RF信号の電力増幅のためのシステムであって、増幅器や送信器等を有するシステムが含まれる。本願で記載される実施形態は、例えば、双方向無線機、同時放送通信システム、及び携帯電話機のような、幅広い用途で実施されてよい。図1は、本発明の1つの側面に従って、ポーラ増幅フィードバックによる線形増幅のためのシステム100を表すブロック図である。ポーラ増幅フィードバックは、ポーラフィードバックネットワークの振幅チャネルに基づいて提供される。システム100は、RF信号102を変調し増幅して、出力信号104を生成する。変調は振幅変調器AM変調器110によって提供され、増幅は電力増幅器PA112によって提供される。振幅変調器110及び電力増幅器112は、特定の用途に依存して、如何なる適切な形態をとってもよい。例えば、変調及び増幅の機能は、単一の装置にまとめられても、又は多数の装置の間で分けられてもよい。更に、1又はそれ以上の電力増幅器112は動作において線形である必要はない。システム100は、電力増幅器112によって導入される如何なる歪み又は非線形性も補正するようポーラ振幅フィードバックネットワーク116を有する。振幅検出器AM検出器114は、如何なる位相成分とも無関係な、出力信号104の振幅成分を検知する。例えば、振幅検出器114は単一のエンベロープ検出器であってよい。振幅検出器114は、振幅成分を示す信号をポーラ振幅フィードバックネットワーク116に供給する。ポーラ振幅フィードバックネットワーク116はフィードバック制御116Aを有する。出力信号104の振幅成分に加えて、フィードバック制御116Aは、また、元の入力波形の振幅成分を表す信号106を受信する。これら2つの信号に基づいて、フィードバック制御116Aは、ポーラ振幅フィードバック制御信号を生成し、この信号を振幅変調器110に供給する。振幅変調器110は、ポーラ振幅フィードバック制御信号を用いて、増幅出力信号104の如何なる非線形性も適応させる。入来するRF信号102は、振幅変調器110に到達する前に予め部分的に変調されていることがある。例えば、入来RF信号102は、元の波形からの位相情報を用いて前もって変調されていてよい。代替的に、入来RF信号102は、元の波形からの位相及び振幅両方の情報を用いて前もって変調されていてよい。これらの代替案の例について、以下で詳細に記載する。図2は、本発明の他の側面に従って、ポーラ振幅フィードバックによるRF信号の電力増幅のためのシステム200を表すブロック図である。図1に表されるシステム100と同じく、図2の増幅システム200は、振幅変調器210と、電力増幅器212と、振幅検出器214と、ポーラ振幅フィードバックネットワーク216とを有する。システム200は、また、デジタル信号プロセッサDSP220と、位相変調器PM変調器230とを有する。DSP220は、変調発生源222を介してIQフォーマットで元の波形を供給する。DSP220は、また、元のIQ波形のポーラ位相及び大きさの各成分を分離するアークタンジェント関数224及び振幅関数226を有する。これらの関数からの出力に基づいて、DSP220は、位相成分信号208と、振幅成分信号206とを生成する。位相変調器230は、位相成分信号208を受信し、この位相成分信号208に基づいてRFキャリア信号を変調して、部分的に変調をされたRF信号202を生成する。RFキャリア発生源240は、基礎を成すRFキャリア信号を発生させる。図2に表されるシステムで、部分的に変調をされたRF信号202は、位相変調をされているが、まだ振幅変調をされていない。振幅変調器210は、ポーラ振幅フィードバックネットワーク216から受信したフィードバック制御信号に基づいて、部分的に変調をされたRF信号202に振幅変調を行う。結果として得られる完全変調RF信号は、出力信号204としての増幅のために電力増幅器212へ励振器218を介して送信される。図1に示されるシステム100で見られたように、システム200は振幅検出器214を有する。振幅検出器214は、如何なる位相成分とも無関係な、出力信号204の振幅成分を検知する。振幅検出器214は、検知した振幅成分を示す信号をポーラ振幅フィードバックネットワーク216に供給する。ポーラ振幅フィードバックネットワーク216は、検知された出力信号204の振幅成分と元の波形の振幅成分206との間の差に基づいてポーラ振幅フィードバック制御信号を生成する差分要素216Aを有する。ポーラ振幅フィードバック制御信号は、高利得積分増幅器216Bによって増幅されて、振幅変調器210に供給される。振幅変調器210は、ポーラ振幅フィードバック制御信号を用いて、増幅出力信号204の如何なる非線形性も適応させる。図2の増幅システム200は、RF信号の簡単で効率的な線形増幅を提供する。この構造に存在する高利得負帰還により、システムは、検出器出力を所望の振幅変調波形とほとんど同一のものとする。このようなポーラ振幅フィードバックの使用は、振幅変調器210、励振器218、又は電力増幅器212によって導入される如何なる歪みも補正する。このことは、本来なら開ループシステムで増幅器が飽和近くで動作することにより生ずる歪みの危険性を伴わずに、飽和により近い電力増幅器212の効率的な動作を可能にする。更に、ポーラ振幅フィードバックネットワーク216に必要とされる構成要素は、比較的簡単であり且つ高価でない。しかし、システム200の位相変調は、ある用途については交換条件を必要とする。通常、アナログ位相変調器は/-180度の位相シフトに制限される。多くの用途は、/-180度より大きい位相シフトを必要とする。代替の構成は、図3に示されるように、周波数変調器を用いることである。図3は、本発明の他の側面に従って、ポーラ振幅フィードバックによるRF信号の電力増幅のためのシステム300を表すブロック図である。システム300は、システム300が周波数変調器330を有する点を除いて、図2に表されるシステム200と同じである。更に、システム300のDSP320は、元の波形の周波数変調成分を分離する微分演算器関数d/dt328を有する。この関数の出力に基づいて、DSP320は周波数成分信号308を生成する。周波数成分信号308は周波数変調器330に送られる。周波数変調器330は、周波数成分信号308に基づいてRFキャリア信号を変調して、部分的に変調をされたRF信号302を生成する。部分的に変調をされたRF信号302は、図2に関して上述されたように、ポーラフィードバック制御をされる振幅変調及び増幅のために振幅変調器310に送られる。図3に示されるシステム300は、図2のシステム200についての利点の全てを有するとともに、/-180度より小さい位相シフトに制限されない。しかし、システム300に必要とされる周波数処理及び変調は、ある用途について課題を提示しうる。周波数成分信号308を生成するために必要とされる微分演算器関数328は、一般に、微分の近似を行うために有限差分を用いる。このことは、振幅信号成分306と周波数成分信号308との間に時間遅延を生じさせる。この時間遅延は、出力信号304に歪みを引き起こしうる。信号の劣化は、時間遅延を最小限とするよう極めて高いサンプルレートで微分を行うことによって軽減され得る。しかし、このようなプロセスは、過度のプロセッサ電力及び/又は速度を必要としうる。上述される位相変調器及び周波数変調器の代替案として、IQ変調器が最初のRF変調を行うために使用されてよい。例えば、図4は、本発明の他の側面に従って、ポーラ振幅フィードバックによるRF信号の電力増幅のためのシステム400を表すブロック図である。図4に示されるシステム400は、システム400が位相/周波数変調器に代えてIQ変調器430を有する点を除いて、図2及び図3のシステム200及び300と同じである。更に、システム400のDSP420は、コサイン関数428A及びサイン関数428Bを有する。これらの関数は、アークタンジェント関数424から位相成分信号を受信する。コサイン関数428A及びサイン関数428Bは、位相成分信号を一定振幅の同相成分信号408A及び直交成分信号408Bに分解する。これらの一定振幅IQ信号408A、408BはIQ変調器430に送られる。IQ変調器430は、それらを用いてRFキャリア信号を変調する。IQ変調器430は、部分的に変調をされたRF信号402を生成する。この信号402は振幅変調器410に送られる。実際に、部分的に変調をされたRF信号402は、元の波形からの振幅情報を有さないので、位相変調をされている。上述されたシステムと同じく、振幅情報は、振幅変調器410及びポーラ振幅フィードバック制御ネットワーク416を介して加えられる。ポーラ振幅フィードバック制御ネットワーク416は、上述された簡単で効率的な線形増幅についての同じ利点を提供する。図4に示されるシステム400は、上述された位相及び周波数の変調に係る制限を回避するよう3チャネル信号伝達を用いる。3つのチャネルのうち第1のチャネルはポーラ振幅である。残り2つのチャネルは、ポーラ位相の同相成分及び直交成分である。この3チャネルアプローチは、制限されない位相シフトを可能にするとともに、周波数変調に必要とされる微分関数によって引き起こされる遅延を回避する。図5及び図6は、図4に示されるシステム400についての変形例を表す。アークタンジェント関数、コサイン関数及びサイン関数に代えて、図5に示されるシステム500のDSP520は正規化関数528を有する。正規化関数528は、ポーラ増幅によって元の波形のIQ信号を分割して、ポーラ位相の同相成分508A及び直交成分508Bを分離する。これらの信号508A及び508BはIQ変調器530に供給される。システム500の残りの部分は、図4に示されるシステム400と同じように動作する。図6のシステム600は同じであるが、正規化関数528を欠く。このシステム600で、元の波形のIQ信号はIQ変調器630へ直接に供給される。結果として、IQ変調器630は、元の波形の振幅及び位相の両方に基づいてRFキャリア信号を変調し、結果として得られる変調RF信号602を振幅変調器610に送る。このシステム600の1つの利点は、DSP620が、図4及び図5に示されるDSP420及び520と比べて簡単化されることである。振幅変調器610の入力での振幅成分の有無に関わらず、ポーラ振幅フィードバックネットワーク616は、やはり、システムの出力を所望のポーラ振幅とほとんど同一のものとする。システム600の残りの部分は、図4及び図5に示されるシステム400及び500と同じように動作する。上述されたシステムの他の代替案は、IQ変調器及び振幅変調器の機能を組み合わせることである。例えば、図7は、本発明の他の側面に従って、ポーラ増幅フィードバックを用い且つ単一変調器710を有するRF信号の電力増幅のためのシステム700を表すブロック図である。システム700は、一定振幅のIQ位相成分信号708A及び708Bをポーラ振幅フィードバックネットワーク716からの振幅フィードバック制御信号と結合するよう構成される一対のアナログ乗算器750A及び750Bを有する。結合信号は、RFキャリア信号の変調のために単一のIQ変調器710に送られる。電力増幅器712、振幅検出器714及びDSP720を含むシステム700の残りの部分は、上述されたシステムと同じように動作する。図8に示される更なる他の代替の増幅システム800は、最初の位相変調に代えて直接デジタル合成DDSdirectdigitalsynthesis828を用いる。DDS828は、元の波形のIQ信号に基づいて直接に変調RF信号802を合成するよう構成される直接デジタル合成機能を有する。振幅変調器810、励振器818、電力増幅器812、振幅検出器814、及びポーラ振幅フィードバックネットワーク816を含むシステム800の残りの部分は、図2乃至6に関して上述されたシステムと同じように動作する。上述されるシステムの全てで、ポーラ振幅フィードバックは、振幅検出器の出力を所望の振幅出力とほとんど同一のものとする。振幅検出器自体が線形である場合は、検出器の入力及び出力はお互いに比例する。このことは、システムの出力が所望の振幅出力とほとんど同じであることを意味する。しかし、振幅検出器によって導入される如何なる非線形性も、システムの出力を等しく且つ反対の量だけ歪ませる。結果として、概して、線形な検出器を使用することが望ましい。極めて線形なダイオードに基づく振幅検出器が利用可能であり、ここに記載されるシステムとともに使用されるのに適する。しかし、一般に、同期振幅検出器は、典型的なダイオード検出器より線形である。IQ復調器直交復調器として知られる。は、通常、2つの同期検出器、すなわち、同相発振器の投入によるもの及び直交発振器の投入によるものを有する。このような復調器のIチャネルは、図9に示されるような振幅検出を提供する。図9は、本発明の他の側面に従って、IQ復調器914による振幅検出を有し且つポーラ振幅フィードバックを用いるRF信号の電力増幅のためのシステム900を表すブロック図である。IQ復調器914に加えて、システム900は、また、固定位相シフタ960を有する。固定位相シフタ960は、IQ変調器930から位相変調されたRF信号902を受信し、IQ変調器930の位相及びIQ復調器914の局部発振器を同期させるよう構成される。IQ復調器914の局部発振器はIQ変調器930による位相変調の後に起こるので、局部発振器は増幅RF出力信号904の位相を追跡する。IQ復調器914のIチャネル出力はAcosθに比例する。なお、Aは、復調器の入力の振幅であり、θは、その局部発振器の位相を参照する復調器914の入力の位相である。上記の位相追跡により、θ=0であるから、cosθ=1である。結果として、Iチャネル出力はA、すなわち入力の振幅に比例する。このようにして、復調器914のIチャネルは、ポーラ振幅フィードバックネットワーク916に有効な振幅フィードバック信号を供給する。DSP920、IQ変調器930、振幅変調器910、励振器918、及び電力増幅器912を含む図9のシステム900の残りの部分は、図4を参照して上述されるシステムと同じように動作する。IQ復調器914のIチャネルは、励振器918及び電力増幅器912によって導入される位相歪みがない場合にのみ、全くの振幅検出を提供する。励振器918及び電力増幅器912のうちいずれかが位相歪みを導入する場合は、θ≠0であり、IQ復調器914のIチャネルは、増幅RF出力信号904の振幅成分を純粋に反映しない。他方で、総位相歪みが小さい場合は、θは小さいままであり、である。θ=0を確かにするよう、図9のシステム900は、ポーラ位相フィードバックを含むフルポーラフィードバックを有するよう変更されてよい。例えば、図10は、本発明の他の側面に従って、IQ復調器1014による振幅及び位相の検出を有し且つフルポーラフィードバックを用いるRF信号の電力増幅のためのシステム1000を表すブロック図である。IQ復調器1014のQチャネル出力はAsinθに比例する。この出力は、θ=0である限り、ゼロに等しい。しかし、小さい角度については、である。従って、Qチャネル出力は、小さい角度についてはθに比例する。結果として、Qチャネル出力は、有効に位相検出器として働き、局部発振器信号の位相に対する増幅RF出力信号1004の位相を表す。このことは、Qチャネル出力がポーラ位相フィードバック信号として働くことを可能にする。積分増幅器1016Cによる増幅の後、Qチャネル出力によって提供されるポーラ位相フィードバック信号は、電圧制御型位相シフタ1016Dを制御するために用いられる。負帰還のために、フルポーラフィードバックネットワーク1016の位相部分は、IQ復調器1014のQチャネル出力をゼロにする。この方式では、積分増幅器1016Cは、電圧制御型位相シフタ1016Dに、励振器1018又は電力増幅器1012によって導入される如何なる過度の位相も相殺させる。このことは、励振器1018及び/又は電力増幅器1012から生ずる如何なる位相歪みも取り除くという追加の利点を提供する。プロセスにおいて、θは、また、ゼロにされる。このことは、IQ復調器1014のIチャネル出力が増幅RF出力信号1004の振幅を正確に追跡することを確かにする。システム1000の残りの部分は、図4及び図9に関して上述されたシステムと同じように動作する。図9及び図10に示されるIQ復調器914及び1014並びにポーラフィードバックネットワーク916及び1016についての変形例は、ポーラ位相及び/又は振幅フィードバックのための様々な可能性を提供する。例えば、フルポーラフィードバックネットワーク106の位相要素1016C及び1016Dは、振幅要素1016A及び1016Bと無関係に使用されてよい。反対に、フルポーラフィードバックネットワーク106の振幅要素1016A及び1016Bは、図9に表されるように位相要素1016C及び1016Dと無関係に使用されてよい。振幅のみのフィードバックネットワークは、特に、励振器1018及び電力増幅器1012がほとんど又は全く位相ひずみを導入しないすなわち、θが小さく且つである場合に有効である。励振器1018及び電力増幅器1012のいずれか一方又は両方からの位相歪みが有意である場合は、完全なポーラ振幅及び位相フィードバックネットワーク1016が用いられてよい。代替的に、線形ダイオードに基づく振幅検出器は、IQ復調器1014に代えて、フルポーラフィードバックネットワーク1016の位相要素1016C及び1016Dを伴わずに、使用されてよい。フルポーラフィードバックネットワーク1016の使用は、従来のデカルトフィードバックネットワークと比較して様々な利点を提供する。例えば、ポーラ位相及び振幅フィードバックループは独立しており、共に又は別々に動作してよい。従来のデカルトフィードバックネットワークで、I及びQフィードバックループは相互に依存しており、独立して削除又は無効化をすることができない。更に、図10に示されるIQ復調器1014の位相θは自動的に設定される。デカルトフィードバック方式は、この位相を設定するために追加の制御システムを必要とする。フルポーラフィードバックネットワークは、また、図6に示される増幅システム600に適用されてよい。例えば、図11は、本発明の他の側面に従って、IQ変調器による振幅及び位相の検出を有し且つフルポーラフィードバックを有するRF信号の電力増幅のためのシステム1100を表すブロック図である。図6のシステム600と同じく、図11に示されるDSP1120は、元の波形のIQ信号1108A及び1108Bを直接にIQ変調器1130に供給する。いくつかの用途で、IQ復調器1114の局部発振器が振幅変調成分を含む入力を受け取ることは、望ましくない。これを回避するよう、システム1100は、2つの更なる構成要素を有するよう構成される。第1に、DSP1120は、1/A関数1126Bを有するよう構成されてよい。1/A関数1126Bは、信号にその振幅の逆数を乗ずることによって位相成分を分離するために使用される。この関数1126Bの出力は、次いで、第2の更なる構成要素、すなわち振幅変調器1162を制御するために使用されてよい。これら2つの構成要素1126B及び1162は共に、固定位相シフタ1160への入力から振幅変調成分を除く。結果として、IQ復調器1114の局部発振器への入力は振幅変調を含まない。図11に示される残りの構成要素は、図9及び図10を参照して上述されたシステムと同じように動作する。いくつかのタイプの振幅変調器は、過剰なキャリア漏れが起こる。更に、あるIQ復調器は、過度のDCオフセットレベルが生ずる。これらの問題に対処するよう、漏れ及び/又はオフセットが問題を与える用途及び状況でゼロ化回路nullingcircuitが使用されてよい。例えば、図12は、本発明の他の側面に従って、復調器出力バッファのオフセット調整をゼロにする回路1200を表すブロック図である。回路1200は、IQ復調器1214のIチャネル出力のためのバッファ1270を有する。回路1200は、IQ復調器1214のQチャネル出力について同じであってよい。バッファ1270は、2方向スイッチ1278のオフセット調整入力ポートを選択的に接続する。スイッチ1278は、バッファ1270のオフセット調整入力ポートを、デジタル-アナログ変換器DAC1276の出力、又はアナログ-デジタル変換器ADC1274へ接続されている積分増幅器1272を含むフィードバックループのリターンエンドのいずれか一方に、選択的に接続する。通常動作の間、スイッチ1278は、DAC1276の出力をバッファ1270のオフセット調整入力ポートに接続する。短時間の較正期間例えば、<<1ミリ秒の間、スイッチ1278はフィードバックループを閉じるよう設定され、フィードバックにシステム内の如何なるオフセットも相殺させる。較正の間、ADC1274は、無効化nulling電圧を読み出し、その値をコントローラに送る。コントローラは、その値を記憶し、それをDAC1276に返す。較正期間が終わり、スイッチ1278がその通常の位置に復帰すると、所望の無効化電圧がDAC1276を介してバッファ1270に提供される。IQ復調器が無効にされると、同様の考えが、変調器の如何なる漏れも無効にするよう変調器-復調器結合の周囲で適用され得る。この場合に、フィードバックは、変調器に先行する入力へ適用されてよい。例えば、図13は、本発明の他の側面に従って、変調器入力バッファのオフセット調整をゼロにする回路1300を表すブロック図である。回路1300は、無効化nulledIQ復調器1314と対にされるIQ変調器1330のIチャネル入力のためのバッファ1370を有する。回路1300は、IQ変調器1330のQチャネル入力について同じであってよい。バッファ1370は、2方向スイッチ1378へ接続されているオフセット調整入力ポートを有する。スイッチ1378の動作は、図12を参照して上述されたスイッチ1278と同様である。スイッチ1378は、バッファ1370のオフセット調整入力ポートを、デジタル-アナログ変換器DAC1376の出力、又はアナログ-デジタル変換器ADC1374に接続されている積分増幅器1372を含む、無効化IQ復調器1314のIチャネル出力からのフィードバックループのリターンエンドのいずれか一方に、選択的に接続する。通常動作の間、スイッチ1378は、DAC1376の出力をバッファ1370のオフセット調整入力ポートに接続する。短時間の較正期間例えば、<<1ミリ秒の間、スイッチ1378はフィードバックループを閉じるよう設定され、フィードバックにシステム内の如何なるオフセットも相殺させる。較正の間、ADC1374は、無効化nulling電圧を読み出し、その値をコントローラに送る。コントローラは、その値を記憶し、それをDAC1376に返す。較正期間が終わり、スイッチ1378がその通常の位置に復帰すると、所望の無効化電圧がDAC1376を介してバッファ1370に提供される。図12及び図13に示されるゼロ化回路1200及び1300は、変調器/復調器が通常すなわち、開ループモードで無効にされている期間はどれくらいであるのかに依存して、周期的な較正を用いる。例えば、温度及び動作が常に一貫している場合は、較正は、理論上、たった一度しか必要とされない。現実的に、たいていは、より頻繁に例えば、1時間に一度、1日に一度、又は増幅器/送信器がオンされるたびにゼロ化回路を較正することが必要である。本発明の方法及びシステムは、ソフトウェア、ハードウェア、又はソフトウェア及びハードウェアの組合せで実現されてよい。例えば、ソフトウェア及びハードウェアの典型的な組合せは、ここに記載される機能を実行するようDSPを制御するプログラムを有するDSPであってよい。ここに記載される機能を実現するよう適合されるあらゆるタイプのコンピュータシステム又は他の装置が適している。本文脈中、プログラムは、情報処理能力を有するシステムに特定の機能を実行させることを目的とする命令の組の、あらゆる言語、コード又は表記法でのあらゆる表現を有してよい。以上の詳細な記載は限定ではなくむしろ例示と考えられるべきであり、全ての等価なものを含む特許請求の範囲は当然に本発明の技術的範囲を定めることを目的とすると意図される。当業者には明らかなように、ここに記載されるシステム及び方法についての変形例は本発明の技術的範囲の中で行われ得る。