"電流検出器の故障診断方法において、平衡3相負荷に接続された電圧形インバータの各相出力に設けられた3個の電流検出器の内、電流がゼロクロスした1相を検知し、前記ゼロクロスに応答して、電流検出器の正常を判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。請求項1記載の故障診断方法において、前記ゼロクロスに応答して、前記検知された1相とは異なる2相の値の比較を行い、正常を判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。請求項1記載の故障診断方法において、前記ゼロクロスと前記電圧形インバータの出力電圧の位相差を検知し、前記位相を所定の閾値と比較し、正常を判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。前記請求項2もしくは請求項3のどちらかの判定結果に応答して、正常を判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。請求項2記載の故障診断方法において、1相が電流ゼロクロスした時点における、残る他2相の電流検出値は、極性が異なり、かつ、その大きさが略一致した場合には、電流検出器が正常であると判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。請求項3記載の故障診断方法において、平衡三相負荷の電圧方程式に基づいて、期待される電圧と電流の位相差を算出する手段を有し、前記算出された位相差に対し、所定の範囲内に実際の位相差が入っていた場合に、電流検出器が正常であると判定することを特徴とする電流検出器の故障診断方法。請求項1乃至6いずれかに記載の故障診断方法において、前記平衡3相負荷は電動機もしくは発電機であることを特徴とする電流検出器の故障診断方法。請求項7記載の故障診断方法において、前記平衡3相負荷及び電圧形インバータは自動車に組み込まれることを特徴とする電流検出器の故障診断方法。平衡3相負荷に接続された電圧形インバータの各相出力に設けられた3個の電流検出器の内、電流がゼロクロスした1相を検知し、前記ゼロクロス毎に、トリガ信号を発する回路並びに、前記トリガ信号に応答し、電流検出器が正常とする信号を発する回路を有することを特徴とする電流検出器の故障診断装置。請求項9記載の故障診断装置において、前記電流がゼロクロスした1相以外の2相の電流検出器を選択し、その夫々の符号、及び大きさを比較する回路を有し、前記符号が異なりかつ、大きさが所定の偏差内で一致している場合に電流検出器が正常とする信号を発する手段を有することを特徴とする電流検出器の故障診断装置。請求項9記載の故障診断装置において、前記ゼロクロスと前記電圧形インバータの出力電圧の位相差を計測する回路をそれぞれ有し、前記位相を所定の閾値と比較し、正常を示す信号を発する比較手段を有することを特徴とする電流検出器の故障診断装置。請求項11記載の故障診断装置において、平衡3相負荷の電圧方程式に基づいて前記所定の閾値をオンラインで演算する演算手段を有することを特徴とする電流検出器の故障診断装置。請求項10乃至12いずれかに記載の故障診断装置において、正常を示す信号の論理和を出力する回路を有し、その出力に応答して電流検出器の正常を判定する判定手段を備えることを特徴とする電流検出器の故障診断装置。請求項9乃至13いずれかに記載の故障診断装置において、前記平衡3相負荷は電動機もしくは発電機であることを特徴とする電流検出器の故障診断装置。請求項14記載の故障診断装置において、前記平衡3相負荷並びに、電圧形インバータは自動車に組み込まれることを特徴とする電流検出器の故障診断装置。しかしながら、特許文献1記載の方法は、インバータの電流検出器が各相に3つ設けられており、出力に接続された負荷が平衡3相であれば、零相電流がゼロとなることを利用した故障診断法である。そのため、電流検出器が故障し、かつ、3相検出値の単純和すなわち、零相電流がゼロとなる故障モードは検出することができず、故障検出のカバー率が低い問題がある。電流検出器の故障に対する診断を確実に実施するためには、以下の2通りが考えられる。1.同一電路電流を2つの独立した検出器により検出し、両者を比較する方式2.電流検出器が1つの場合は、診断用に所定の既知のパターン電流を流し、検出されたパターンの一致をとる方式しかしながら、方式1では、診断用に検出器を追加する必要があり、コストが上昇する。一方、方式2ではパターン電流を流すために、通常運転を中断する必要や、もしくは、インバータ制御上の制限がある。そこで、本発明は、こうした課題を解決するために、適切なタイミングで電流検出器の診断を行えるようにするものである。上記課題を解決するために、例えば、平衡三相負荷に接続されたインバータの各相出力に設けられた3個の電流検出器の内、電流がゼロクロスした1相を検知する手段と、前記ゼロクロスに応答して、電流検出器の正常を判定する手段を備えるようにすればよい。本発明による故障診断方法、もしくは装置を採用すれば、インバータ出力側に設けられた電流検出器の診断を確実に行うことができる。以下、この発明の診断方法、もしくは装置の動作及び、効果について、実施例を基に図面を用いながら詳細に説明する。自動車用途の交流モータの可変速駆動系は図1に示すように、バッテリー1、インバータ2、交流モータ3、直流入力電圧検出器4、交流出力電流検出器5、6、7、回転角検出器8、制御回路9、ゲート駆動回路10、そして制御やゲート駆動に必要な電源11で構成されている。なお、産業用途や民生用途の交流モータの可変速駆動系は、インバータの入力DC電源として、バッテリー1の代わりに、商用電源を入力とした整流回路を採用し、得られる平滑電圧DC電圧を供給する点が異なり、その他は同様に構成できる。図2は本発明を実施する処理を実行するためのブロック図を示している。核になるマイコン27は図1の中の制御回路に実装されている。各相電流検出器の出力は、マイコン27のADコンバータ15に入力される。また、モータ3の電流やトルクを制御するために、直流電圧検出器4の出力がADコンバータ15に入力され、回転位置検出器レゾルバ8の信号を角度に変更するRDコンバータ16がマイコン27の外部バス17に接続されている。マイコン27内のPWMタイマ18、19、20はCPU23で演算されたインバータ2を構成する各相のトランジスタのオン時間がセットされ、ゲート駆動回路10へPWM信号を出力する。各相のPWMタイマ18、19、20へは共通のキャリアfcタイマ21が接続されており、各相PWMのキャリア周期を生成している。そして、前記ADコンバータ15の変換をキャリア周期内の所定のタイミングで開始するためのトリガ信号をADタイマ22により生成するとともに、マルチプレクサホールド25により該入力を逐次切り替え、前記各相電流iu、iv、iw並びに直流電圧vdcを対応するレジスタに格納するように、図示を省略する他の処理で初期設定している。電流検出器の異常を診断する処理は、所定の周期本実施例では電流制御処理の実行毎にコールされる。図3のフローチャートに従い、その処理を説明する。各相電流をステップS100で入力し、ステップS110~S116までの処理により、各相電流の振幅と閾値Ilimitの大小比較により、ゼロクロス本発明では、電流が略ゼロとなる点を含みゼロクロスと称するを判定する処理を実行する。そして、判定の結果、ゼロクロスとなった場合、ステップS111、S113、又はS115において、判定された当該相が識別できる値例えば、0:U相、1:V相、2:W相を識別子kに記憶する。ここで判定の結果、ゼロクロスとなった場合識別子k=0から2の場合、ステップS120からS127までの処理により、当該相でない2相の電流を比較し、その極性が異なり図中、Signは符号を出力する関数、かつ、大きさが所定の閾値範囲D内で一致しているか以降、略一致と称するを判定する。判定の結果が略一致の場合は、ステップS127においてエラーカウンタが正の整数かを判定し、正の整数の場合は、当該カウンタをステップS128により1デクリメントする。略一致でない場合には、ステップS126において、エラーカウンタを1インクリメントする。そして、ステップS103により、エラーカウンタが所定の閾値Nを超えたと判定された場合は、電流検出器の異常確定フラグビットをステップ104でセットし、処理を終了し、詳細なフローチャートの図示を省略する電流制御の処理をステップS105にて実行し、その処理を終了すると同じく図示を省略するメインの処理に復帰する。ここで、電流検出器の異常確定フラグがセットされた場合は、例えば、電流制御の処理の先頭で、インバータのゲート駆動回路への信号を非能動状態にラッチするなどの処理を実行する。これにより、インバータを構成する6つのトランジスタは全て、オフ状態となり、モータは安全に停止する。また、各変数k、Cは図示を省略する初期化処理により、一連の診断処理ならびに電流制御処理などが開始する前に、それぞれ0に初期化される。更に、本実施例は、大きさの大小比較に加えて、極性の判別も行ったが、の大小比較に基づく、判別のみを用いることができる。しかし、x並びにyの大きさが共に小さい場合の誤判断を防止するために、閾値Dを、極性判別を同時に行う場合に比べ、高める必要がある。そのため、診断の確度は低下する。図4に本実施例により、U相、V相の電流検出器が診断されるタイミング、すなわち、V相電流の略ゼロクロスでの電流経路を示す。図から、U相、W相に極性が異なり、大きさが同じ電流が流れる様子を確認できる。診断が電流のゼロクロスに応答し実施されるため、電源1周期について、各相2回。よって、n極対数のモータは1回転で、各相2n回の実施が可能である。誤診断防止のために設定されるNとして、例えば、2nと設定すれば、1回転で正常を判定でき、万が一の、電流検出器の不具合によるモータの異常回転を、許容できるリスクの範囲で停止することができる。図5は、本発明を実施する別のフローチャートを示している。図3のフローチャートに代えて、図2のマイコン27において、所定の周期本実施例では電流制御処理の実行毎にコールされる。図5のフローチャートに従い、その処理を説明する。各相電流をステップS200で入力し、ステップS210~S216までの処理により、各相電流の振幅と閾値Ilimitの大小比較により、ゼロクロス本発明では、電流が略ゼロとなる点を含みゼロクロスと称するを判定する処理を実行する。そして、判定の結果、ゼロクロスとなった場合、ステップS211、S213、又はS215において、判定された当該相が識別できる値例えば、0:U相、1:V相、2:W相を識別子kに記憶する。次にステップS202において、現在の回転角を電気角に換算し、入力する。ゼロクロスと判定された電流の相の識別番号例えば、1、2、3に基づき、ステップS221、S223、S225それぞれにおいて、所定の閾値D内であるかを判定する。ここで、電気角の換算には、nθが-πからπの範囲となるように、nθにj2πjは整数を加減算する処理を含んでいる。判定の結果が所定の閾値D内以降、略一致と称するである場合は、ステップS227においてエラーカウンタが正の整数かを判定し、正の整数の場合は、当該カウンタをステップS228において1デクリメントする。略一致でない場合には、ステップS226において、エラーカウンタを1インクリメントする。そして、ステップS205により、エラーカウンタが所定の閾値Nを超えたと判定された場合は、電流検出器の異常確定フラグビットをステップS206でセットし、処理を終了し、詳細なフローチャートの図示を省略する電流制御の処理をステップS207にて実行し、その処理を終了すると同じく図示を省略するメインの処理に復帰する。ここで、電流検出器の異常確定フラグがセットされた場合は、例えば、電流制御の処理の先頭で、インバータのゲート駆動回路への信号を非能動状態にラッチするなどの処理を実行する。これにより、インバータを構成する6つのトランジスタは全て、オフ状態となり、モータは安全に停止する。次に、電圧と電流の位相角の差分に対する期待値判定の閾値について、負荷として埋込磁石モータを用いた場合について説明する。モータに印加する3相電圧[vuvw]=[vu、vv、vw]Tと流れる電流[iuvw]=[iu、iv、iw]Tとすると、電圧方程式は下記の通りとなる。ここで、rは各相巻線抵抗、Lunθ、Lvnθ、Lwnθは各相自己インダクタンス、Muvnθ、Mvwnθ、Mwunθは各相間の相互インダクタンス、Knωは永久磁石により各相巻線に誘起される線間電圧実効値、nはモータの極対数、θはモータの回転角、ωは回転角速度、Pは微分演算子をそれぞれ示す。式2の電圧方程式に基づき、所定の相電圧を印加した際に、生ずる電流の位相角を求めることができる。一般に3相交流電流を制御するのは難しいので、モータ回転子と同期して回転する座標系d-q座標に変換を行われる。この変換を施すことで、位相角の関係がより簡便に理解できるので、それについて説明する。この座標での電圧方程式は、式5の行列[C]を式2の電圧方程式の両辺に掛けることにより得られ、[vdq]=[vd、vq]Tと流れる電流[idq]=[id、iq]Tの関係は、式6となる。となる。ここで、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンスであり、回転角度に依存しない定数となる。また、dq軸電圧、電流も回転角度には依存しない直流量となり、電流制御系にPI制御を適用し、しかも、広帯域な制御が容易にできる。図6は、電流制御系のブロックを示している。ADコンバータ19を介して、入力された3相電流が式5の変換行列により、dq軸電流に変換される。そして、モータのトルク指令などにより図示を省略する別の制御器より出力される各軸電流指令値と共に、独立したPI制御器にそれぞれ入力される。PI制御器の出力はdq軸電圧指令となる。dq軸電圧指令は、式5の変換行列の転置を掛けることで、3相電圧に変換され、インバータ各相の電圧指令になり、所定の換算を実施し、インバータ各相トランジスタをオンオフ制御するPWMタイマ18、19、20にセットされる。ここで、dq軸電流制御が機能して、所定の偏差内でId,Iqに制定している場合、期待される電圧、電流の位相関係は式6から、と求めることができる。なお、回転角速度が高い場合には、巻線抵抗での電圧降下をインダクタンスなどにより生ずる電圧に比べ、十分小さいとできるため、式10、式11の最右辺の近似式としてもよい。また、インバータ電圧は指令通りPWM制御により、出力されているとすれば、その電圧に対して期待される電流位相を期待値として、用いれば良く、演算の簡単化が図れる。図5のフローチャートは式12の閾値に基づいて、電流検出器の診断を行っている。図7に回転角電気角nθに対するU相電圧、電流そして、U相に発生するモータの逆起電圧の波形式4を示す。V相、W相はそれぞれ位相を2π/3、4π/3進めることで同様に描くことができる。埋め込み磁石モータを含む同期モータは、回転角に電圧、電流が同期制御される。図に示すように、回転位置角電気角nθ例えば、0を位相基準に、相電圧位相δ、相電流位相βを計ることができる。故に、相電圧位相δとなるようにインバータがPWM制御されている場合は、式12のみでの判別を行うことができる。式9はインバータ出力電圧の各相電圧並びに、各相電流のゼロクロスを検出する回路を設け、その出力結果に応答し、各相の位相をマイコンにより計時する場合に用いることができる。診断処理毎にリアルタイムに、この演算を実行し、診断の閾値とする位相角の期待値を求めることができる。または、この演算を予め、各回転数、電流で演算しておき、位相角の期待値テーブルとして記憶し、診断処理ごとにルックアップ処理をしても良い。図8は、本発明を実施する別のフローチャートを示している。図3並びに図5のフローチャートの処理を共に実行する方法で、図1のマイコン27において、所定の周期本実施例では電流制御処理の実行毎にコールされる。その処理を説明する。各相電流をステップS301で入力し、ステップS302により、エラーカウンタCにC1の値をコピーする。そして、ステップS303により、図3のフローチャートのステップS101並びにS102の処理を実行し、エラーカウンタCをインクリメント、デクリメント、あるいは保持し、ステップS304でエラーカウンタ1C1にCの値をコピーし、記憶する。ステップS305で現在の回転角を電気角に換算し読み込み、ステップS306ではdq軸電流に基づいて、位相角の期待値βを入力する。ステップS307により、エラーカウンタCにC2の値をコピーする。そして、ステップS308により、図5のフローチャートに示したステップS204の処理を実行し、エラーカウンタCをインクリメント、デクリメント、あるいは保持し、ステップS309でエラーカウンタ2C2にCの値をコピーし、記憶する。そして、ステップS310において、エラーカウンタ1または、2の何れかが所定の閾値を超えたと判定された場合は、電流検出器の異常確定フラグビットをステップS311でセットし、処理を終了し、詳細なフローチャートの図示を省略する電流制御の処理をステップS312で実行し、その処理を終了すると同じく図示を省略するメインの処理に復帰する。ここで、電流検出器の異常確定フラグがセットされた場合は、例えば、電流制御の処理の先頭で、インバータのゲート駆動回路への信号を非能動状態にラッチするなどの処理を実行する。これにより、インバータを構成する6つのトランジスタは全て、オフ状態となり、モータは安全に停止する。"