"2つのスイッチング素子が直列接続され、各スイッチング素子に並列に逆導通素子が接続されたアームを有するスイッチング回路であって、前記スイッチング素子はSiC半導体であり;前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、この逆導通素子が並列接続された前記スイッチング素子をON作動させる;ことを特徴とするスイッチング回路。前記転流電流の電流値を検出する転流電流検出手段をさらに備え;前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、前記転流電流検出手段の検出結果に基づいて前記スイッチング素子をON作動させる時間を変更する;ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング回路。前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段をさらに備え;前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、前記温度検出手段の検出結果に基づいて前記スイッチング素子をON作動させる時間を変更する;ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング回路。図11A,図11Bは、従来のスイッチング回路のアーム113を示している。このアーム113は、シリコン半導体からなるスイッチング素子であるSi-IGBTInsulatedGateBipolarTransistor110a,110bと、このSi-IGBTに並列に逆接続されたシリコン半導体の転流ダイオード114a,114bとからなる回路である。アーム113の回路は、直流電源の高電位側Pと低電位側Nとの間に2つ直列接続されて構成される。このように構成されたアーム113の中点116にはモータ等の負荷が接続される。例えば、図11Aに示すように、上アーム115aのSi-IGBT110aのゲートをONにして、下アーム115bのSi-IGBT110bをOFFにすると図12中、t1で示す、アーム113の中点116から負荷に対して電流Idが流れる。この電流Idは、負荷に通電された後、図示しない他のアーム等を介して直流電源の低電位側の端子にリターンされる。その後、図11Bに示すように、上アーム115aのSi-IGBT110aのゲートをOFFすると図12中、t2で示す、下アーム115bの転流ダイオードFWD114bを介して転流電流Ifwdが負荷に向かって流れる。このとき、Si-IGBT110aのゲートをOFFしたときに転流ダイオード114bを流れる転流電流Ifwdの損失が比較的大きくなってしまうという課題がある。なお、上述した上アーム115aのSi-IGBT110aをターンオフする場合を一例に説明したが、下アーム115bのSi-IGBT110bをONからターンオフする際に上アーム115aの転流ダイオード114aに転流電流が流れる場合も同様に損失が大きくなる。損失は、主に転流ダイオード114a,114bの電圧降下に起因する。そこで、この発明は、損失低減を図ることが可能なスイッチング回路を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本発明は以下を採用した。1本発明の一態様は、2つのスイッチング素子が直列接続され、各スイッチング素子に並列に逆導通素子が接続されたU相アーム13u、V相アーム13v、W相アーム13wを有するスイッチング回路であって、前記スイッチング素子はSiC半導体であり、前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、この逆導通素子が並列接続された前記スイッチング素子をON作動させる。2上記1に記載のスイッチング回路は、前記スイッチング素子に通電される電流値を検出する電流検出手段をさらに備えてもよく、この電流検出手段により検出される前記アームの一方のスイッチング素子に通電された電流値に基づいて、他方のスイッチング素子をON作動させる時間を変更してもよい。3上記2に記載のスイッチング回路は、前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段をさらに備えてもよく、前記逆導通素子に転流電流が流れる際に、前記温度検出手段の検出結果に基づいて前記スイッチング素子をON作動させる時間を変更してもよい。上記1に記載の態様によれば、逆導通素子に転流電流が流れる際に、この逆導通素子が並列接続されたSiC半導体からなるスイッチング素子をON作動することで、逆導通素子に流れていた転流電流が、より損失が小さく熱破壊に強いSiC半導体のスイッチング素子を経由して流れるようになるため、電流を転流させる際の損失を低減することができる。上記2に記載の態様によれば、上記1の効果に加え、一方のスイッチング素子に通電される電流値に応じた転流電流が流れるので、電流が転流される際の他方のスイッチング素子がON作動される時間を、電流検出手段により検出された電流値に応じて変更することで、例えば、電流検出手段により検出された電流値が大きい場合に、他方のスイッチング素子のON作動による通電時間を短くするなど、他方のスイッチング素子の発熱による負担を軽減しつつ最大限の損失低減を図ることができる。上記2に記載の態様によれば、上記1の効果に加え、スイッチング素子をON作動させる時間を、温度検出手段により検出されたスイッチング素子の温度に応じて変更することができるため、例えば、スイッチング素子の温度が高い場合に、ON作動によるスイッチング素子の通電時間を短くするなど、スイッチング素子の発熱による負担を軽減しつつ、電流を転流させる際のスイッチング素子のON時間を最適化して最大限の損失低減を図ることができる。本発明の各実施形態を図面に基づいて以下に説明する。図1は、この実施形態のスイッチング回路Sが搭載されるハイブリッド車両1を示している。このハイブリッド車両1は、内燃機関2と、モータ3と、トランスミッション不図示とを備えている。ハイブリッド車両1は、内燃機関2と、モータ3と、トランスミッション不図示とを直列に直結したパラレル型のハイブリッド車両である。内燃機関2およびモータ3の両方の駆動力は、トランスミッションおよびディファレンシャル図示略を介して左右の駆動輪W,Wに配分されて伝達される。ハイブリッド車両1の減速時に駆動輪W側からモータ3側に駆動力が伝達されると、モータ3は発電機として機能する。すなわち、モータ3はハイブリッド車両1の減速時にいわゆる回生制動力を発生し、これを電気エネルギー電力に変換する。これによって、車体の運動エネルギーを電気エネルギーとして回収することができる。さらに、ハイブリッド車両1の運転状態に応じて、モータ3は内燃機関2の出力によって発電機として駆動され、発電エネルギーを発生する。図2に示すように、モータ3は、例えば3相U相、V相、W相のDCブラシレスモータ等とされ、このモータ3の駆動および発電を制御するパワーコントロールユニットPCU4に、ハーネス5u、5v5wを介して接続されている。パワーコントロールユニット4と高圧バッテリ9とはハイブリッド車両1の後席近傍に配置される。パワーコントロールユニット4は、平滑コンデンサ6と、パワードライブユニットPDU7と、パワードライブユニット7を制御するゲートドライブ回路8とを備えて構成される。パワーコントロールユニット4には、モータ3と電力例えば、モータ3の駆動またはアシスト動作時にモータ3に供給される供給電力や、回生作動または昇圧駆動によるモータ3の発電時にモータ3から出力される出力電力の授受を行う高圧バッテリ9が接続される。パワードライブユニット7は、PWMインバータ11を備えている。PWMインバータ11は、パワーデバイスであるMOSFET等のスイッチング素子10aおよび10bを複数用いてブリッジ接続してブリッジ回路を備えている。PWMインバータ11は、ブリッジ回路のパルス幅変調PWMによってインバータ動作を実現している。PWMインバータ11は、U相アーム13u、V相アーム13v、および、W相アーム13wをそれぞれ備えている。U相アーム13u、V相アーム13v、およびW相アーム13wは、スイッチング素子である第1スイッチング素子10aと、この第1スイッチング素子10aに並列に逆接続された第1ダイオード14aとからなる上アーム15aと、スイッチング素子である第2スイッチング素子10bと、この第2スイッチング素子10bに並列に逆接続された第2ダイオード14bとからなる下アーム15bとを直列接続して構成される。第1スイッチング素子10aおよび第2スイッチング素子10bはSiC半導体からなる。第1ダイオード14aと第2ダイオード14bはSi半導体からなる。U相アーム13uの上アーム15aと下アーム15bとが接続される中点16uにはモータ3のU相コイル18uが接続され、V相アーム13vの上アーム15aと下アーム15bとが接続される中点16vにはモータ3のV相コイル18vが接続され、W相アーム13wの上アーム15aと下アーム15bとが接続される中点16wにはモータ3のW相コイル18wが接続される。図2ではMOSFETをスイッチング素子として用いたアームの一例を示しているが、図3に示すIGBTInsulatedGateBipolarTransistorをスイッチング素子10a、10bとして用いたアームとしても良い。なお、図3に示すPは高圧バッテリ9の側から流れる電流、Nは-側へ流れる電流を意味する。パワードライブユニット7は、ゲートドライブ回路8からのパルス幅変調によるゲート制御信号を受けてモータ3の駆動および発電を制御する。例えばモータ3の駆動時には、ゲートドライブ回路8からゲート制御信号として出力されるトルク指令に基づき、高圧バッテリ9から出力される直流電力を3相交流電力に変換してモータ3へ供給する。一方、モータ3の発電時には、モータ3から出力される3相交流電力を直流電力に変換して高圧バッテリ9を充電する。パワードライブユニット7の電力変換動作は、ゲートドライブ回路8からPWMインバータ11のブリッジ回路を構成する第1スイッチング素子10aおよび第2スイッチング素子10bのゲートGに入力されるゲート制御信号、つまりパルス幅変調PWMにより第1スイッチング素子10aおよび第2スイッチング素子10bをオン/オフ駆動させるためのパルスに応じて制御される。このパルスのデューティ、つまりオン/オフの比率のマップデータはゲートドライブ回路8に予め記憶される。ここで、上述したPWMによるスイッチング周波数は10kHzを超える周波数とされる。なお、モータ3に供給される電流は、図示しない電流センサによって検出され、このモータ電流の測定値がゲートドライブ回路8にフィードバックされる。次に、上述したパワードライブユニット7による電力変換動作について、図4A~図4Cと、図5とを参照しながら説明する。なお、この電力変換動作については、異なるタイミングで行うものの、U相アーム13u、V相アーム13v、および、W相アーム13wの各アームで同様な制御を行うため、1つのアームの動作を一例に説明し、他の2つのアームの動作についての説明は省略する。また、便宜上、第1スイッチング素子10aがON状態のときに流れる電流を第1ドレイン電流Id1第2スイッチング素子10bがON状態のときに流れる電流を第2ドレイン電流Id2と称する。図5は、本発明の第1実施形態におけるスイッチング素子の動作と各素子の通電電流と損失の大きさとを示すタイミングチャートである。図5では、第1スイッチング素子のON/OFFの時間、第1ドレイン電流がながれる時間と、第2スイッチング素子のON/OFFの時間、第2ドレイン電流が流れる時間、転流電流Ifwdが流れる時間および各時間における損失が示されている。時間t1では、上アーム15aの第1スイッチング素子10aのゲートがON状態であり、第2スイッチング素子10bのゲートはOFF状態である。そのドレイン電流Id1がモータ3に向かって図4Aの矢印で示す方向へ流れる。この際、下アーム15bの第2スイッチング素子10bのゲートはOFFされており、この下アーム15bの第2スイッチング素子10bに電流は流れていない。この時間t1における損失は、主にSiC半導体である第1スイッチング素子10aの損失によるものとなる。次いで、時間t2になると、上アームの第1スイッチング素子10aのゲートがOFFされ、下アーム15bの第2ダイオード14bを介してモータ3へ向かう転流電流Ifwd図4B中矢印で示す方向への電流が流れる。時間t2における損失は、第2ダイオード14bの損失によるものとなる。この第2ダイオード14bによる損失は、上述の第1スイッチング素子10aの損失よりも大きなものとなる。なお、図5中、第1スイッチング素子10aのゲートGまたは、第2スイッチング素子10bのゲートGがONからOFFにされた瞬間やOFFからONにされる瞬間には、第2ダイオード14bへの突入などにより大きな電流が一時的に流れるため、損失が一時的に増加する。その後、時間t3になると、下アーム15bの第2スイッチング素子10bのゲートがON作動され、第2ダイオード14bに流れていた転流電流Ifwdが、第2ドレイン電流Id2としてSiC半導体の第2スイッチング素子10bを流れるようになる図4C中、矢印で示す方向への電流。この際、時間t2における第2ダイオード14bの損失よりもSiC半導体の第2スイッチング素子10bの損失の方が小さくなる。ここで、図5に示すように、損失は、通電によるスイッチング素子の温度上昇に伴い第2ドレイン電流Id2の流れ始めから徐々に右肩上がりに増加する。また、時間t2および時間t4は、第1スイッチング素子10aおよび第2スイッチング素子10bが同時にONしないように設けられるいわゆるデッドタイムである。さらに、時間t4になると、第2スイッチング素子10bのゲートGがOFFされて、再度第2ダイオード14bに転流電流Ifwdが流れる。その後、再度時間t1となり第1スイッチング素子10aのゲートがONされ、上述した動作と同様の動作を繰り返す。図6は、縦軸をSi半導体からなるダイオードの端子間電圧VdsおよびSiC半導体からなるスイッチング素子の端子間の電圧Vf、横軸をダイオードおよびSiC半導体からなるスイッチング素子に通電される電流としたグラフである。図6に示すように、SiC半導体からなるスイッチング素子の端子間電圧Vfは、通電される電流に対して略線形に推移しているのに対して、ダイオードの端子間電圧Vdsは、通電される電流が増加するほど増加率が少なくなるやや非線形を示す。図6において、破線で示す所定の電流値においてスイッチング素子とダイオードとの各端子間電圧がほぼ等しくなる。所定の電流値よりも大きい領域においてはダイオードの端子間電圧Vdsよりもスイッチング素子の端子間電圧Vfの方が高くなる。さらに、所定の電流値よりも小さい領域ではスイッチング素子Vfよりもダイオードの端子間電圧Vdsの方が高くなる。つまり図5の時間t3では、第2スイッチング素子10bの第2ドレイン電流Id2の値が、図6のグラフの所定の電流値に満たない電流領域にある。すなわち第2ダイオード14bによる電圧降下よりも第2スイッチング素子10bによる電圧降下の方が小さい領域で第2スイッチング素子10bがON作動されることとなる。したがって、第1実施形態によれば、第2ダイオード14b逆導通素子に転流電流Ifwdが流れる際に、この第2ダイオード14bと並列接続されているSiC半導体からなる第2スイッチング素子10bをON作動することで、第2ダイオード14b逆導通素子に流れていた転流電流Ifwdが、より損失が少なく熱破壊に強いSiC半導体の第2スイッチング素子10bを経由して第2ドレイン電流Id2として流れる。このため、電流が転流される際の損失を低減することが可能になる。なお、第1実施形態では、第1スイッチング素子10aをONからOFFに切換える際に流れる第2ダイオード14bの転流電流Ifwdを、第2スイッチング素子10bの第2ドレイン電流Id2として流す場合を一例に説明したが、第2スイッチング素子10bをONからOFF制御する際に第1ダイオード14a逆導通素子に流れる転流電流Ifwdを第1スイッチング素子10aの第1ドレイン電流Id1として流すようにしてもよい。すなわち、この第1ダイオード14a逆導通素子と並列接続されているSiC半導体からなる第1スイッチング素子10aをON作動することで、第1ダイオード14aに流れていた転流電流Ifwdが、より損失が少なく熱破壊に強いSiC半導体の第1スイッチング素子10aを経由して第1ドレイン電流Id1として流れるようになる。次に、本発明の第2実施形態におけるスイッチング回路Sについて、第1実施形態の図2を援用し、図7A~図7Cを参照しながら説明する。なお、第2実施形態は、第1実施形態の場合とは、第2スイッチング素子10bのゲートONに係る制御が異なるだけであるので、同一部分に同一符号を付して説明する。また、第2実施形態においてもU相アーム13u、V相アーム13v、および、W相アーム13wの各アームで同様な制御を行うため、1つのアームの動作を一例に説明し、他の2つのアームの動作についての説明は省略する。第2実施形態におけるスイッチング回路Sは、電流センサ20電流検出手段:図7A~図7C参照を用いて第1スイッチング素子10aに流れる第1ドレイン電流Id1を検出し、この検出された第1ドレイン電流Id1の大きさに応じて、第2ダイオード14bに転流電流Ifwdが流れる際の第2スイッチング素子10bのON時間を変更することができる。すなわち、時間t3の長さを制御することができる。図8は、第2スイッチング素子10bのON時間t3と第1スイッチング素子10aに流れる第1ドレイン電流Id1の関係を示している。縦軸を第2スイッチング素子10bのON時間、横軸を第1スイッチング素子10aに流れる第1ドレイン電流Id1を示している。第2スイッチング素子10bのON時間は、図5のt3に対応する。図8のグラフに示すように、第1ドレイン電流Id1が0から所定の電流値Id1=I0になるまでは、第2スイッチング素子10bのON時間t3は、一定の時間t0とされる。第1ドレイン電流Id1が所定の電流値I0を超えた場合、第1ドレイン電流Id1の増加に従って第2スイッチング素子10bのON時間t3が所定の傾きで短縮される。第1ドレイン電流Id1が所定の上限値IMAXとなった場合、第2スイッチング素子10bのON時間t3が0とされる。ここで、一定のON時間t3=t0とされる部分は、上述したデッドタイムを設けるために設定されており、それ以上のON時間t3の拡張がなされないようになっている。図8においては、上方の破線が、時間t2、時間t3、および時間t4の和t2t3t4の最長時間tMAXであり、その下方の破線が、所定の一定とされるON時間t3=t0である。これら破線の間の時間が、上述したデッドタイムの最小値t2t4MINとして確保される。したがって、第2実施形態によれば、第1スイッチング素子10aのターンオフ時に、第1スイッチング素子10aの第1ドレイン電流Id1の電流値に応じた転流電流Ifwdが流れるので、電流が転流される際の第2スイッチング素子10bがON作動される時間t3を、第1スイッチング素子10aの第1ドレイン電流Id1の電流値が大きいほど短くすることで、通電による第2スイッチング素子10bの発熱を低減して第2スイッチング素子10bの負担を軽減しつつ、最大限の損失低減を図ることができる。なお、第2実施形態では、第1スイッチング素子10aをONからOFFに切換える際に流れる第2ダイオード14bの転流電流Ifwdを、第2スイッチング素子10bの第2ドレイン電流Id2として流す場合を一例に説明したが、第2スイッチング素子10bをONからOFF制御する際に第1ダイオード14aに流れる転流電流Ifwdを第1スイッチング素子10aの第1ドレイン電流Id1として流すようにしてもよい。次に、本発明の第3実施形態におけるスイッチング回路Sについて、上述した第1実施形態の図2を援用し、図9A~図9Cを参照しながら説明する。なお、この第3実施形態は、上述した第2実施形態と、第2スイッチング素子10bのゲートONに係る制御が異なるだけであるので、同一部分に同一符号を付して説明する。この第3実施形態においても、U相アーム13u、V相アーム13v、および、W相13wアームの各アームで同様な制御を行うため、1つのアームの動作を一例に説明し、他の2つのアームの動作についての説明は省略する。第3実施形態におけるスイッチング回路Sは、温度センサ30温度検出手段:図9A~図9C参照を用いて、第2スイッチング素子10bの温度を検出し、この検出された温度に応じて、第2ダイオード14bに転流電流Ifwdが流れる際の第2スイッチング素子10bのON時間の変更を行うことができる。すなわち、時間t3の長さを制御することができる。図10は、縦軸を第2スイッチング素子10bのON時間t3、横軸を第2スイッチング素子10bの温度TFET温度としたグラフである。このグラフに示すように、第2スイッチング素子10bの温度が所定の温度以下であれば、第2スイッチング素子10bのON時間t3は所定の一定時間t0とされる。第2スイッチング素子10bの温度が所定の温度T0を超えた場合、第2スイッチング素子10bの温度上昇に従って第2スイッチング素子10bのON時間t3は、所定の傾きで短縮される。第2スイッチング素子10bの温度が所定の上限値TMAXとなったところで第2スイッチング素子10bのON時間t3が0とされる。図10においては、上方の破線が、時間t2、時間t3、および時間t4の和t2t3t4MAXであり、その下方の破線が、一定とされるON時間t3=t0であって、これら破線の間の時間が、上述したデッドタイムの最小値t2t4MINとして確保される。したがって、上述の第3実施形態によれば、第2スイッチング素子10bをON作動させる時間を、温度センサ30により検出された第2スイッチング素子10bの温度に応じて変更することができるため、第2スイッチング素子10bの温度が高い場合に、ON作動による第2スイッチング素子10bの通電時間を短くして、第2スイッチング素子10bの発熱による負担を軽減しつつ、最大限の損失低減を図ることができる。なお、第3実施形態では、第1スイッチング素子10aをONからOFFに切換える際に流れる第2ダイオード14bの転流電流Ifwdを、第2スイッチング素子10bの第2ドレイン電流Id2として流す場合を一例に説明したが、第2スイッチング素子10bをONからOFF制御する際に第1ダイオード14aに流れる転流電流Ifwdを第1スイッチング素子10aの第1ドレイン電流Id1として流すようにしてもよい。なお、本発明は上述した各実施形態に限られるものではなく、例えば、転流用の第1ダイオード14aおよび第2ダイオード14bを、Si半導体からなるダイオードよりも損失の少ないSiC半導体からなるショットキーバリアダイオードに変更してもよい。この場合、上述した時間t2、t4における損失を低減することができる。但し、本発明を適用する条件としては、SiC半導体からなるショットキーバリアダイオードの損失が、SiC半導体からなるスイッチング素子の損失、すなわち第1スイッチング素子10aの損失や第2スイッチング素子10bの損失よりも大きくなる場合が好ましい。また、上述した各実施形態では、第1スイッチング素子10aをOFFした後に第2ダイオード14bに流れる転流電流Ifwdを第2スイッチング素子10b経由で流す場合について説明したが、第2スイッチング素子10bをOFFした後に第1ダイオード14aに流れる転流電流Ifwdを第1スイッチング素子10a経由で流すようにしてもよい。また、上述した第2実施形態では、電流センサ20を第1スイッチング素子10aに設け、この電流センサ20の検出結果に基づき、第2スイッチング素子10bをONする時間t3を変化させる場合について説明したが、中点16からモータへ流れる電流ILoadを検出する電流センサ図示略を設けて、この電流センサの検出結果に基づき時間t3を変化させるようにしてもよい。"