1フレームにプリアンブル信号とデータ信号を備えたシングルキャリア信号を伝送する伝送装置の受信装置において、前記シングルキャリア信号から変換された受信サンプリング系列と前記プリアンブル信号の複素共役信号との複素乗算を演算する複素乗算手段と、前記複素乗算手段による複素乗算結果に対して、1サンプル遅延した信号の複素共役信号と遅延しない信号の複素乗算を演算する差分処理手段と、前記差分処理手段による演算結果を所定のサンプル期間NPで積分する積分手段とを設け、前記積分手段による積分結果に基づいて受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。請求項1に記載の受信装置において、前記積分手段による積分結果をフレーム方向に平均化する加算平均手段と、前記加算平均手段による平均化結果に対して所定の時間幅Wを有する窓関数との畳み込み演算を行う矩形フィルタ手段とを設け、前記矩形フィルタ手段による畳み込み演算結果から最大値を検出し、検出した最大値に基づいて、受信信号レベルを推定することを特徴とする受信装置。請求項1又は請求項2に記載の受信装置において、前記推定した受信信号レベルに基づいて受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とする受信装置。上記従来技術は、アンテナの方向調整に或る程度以上のレベルの受信信号を要する点に配慮がされておらず、初期段階では方向調整が極めて困難であるという問題がある。ここで、従来のアンテナ方向調整方法においては、受信信号レベルを受信高周波部のアナログ検波器により検出していた。しかし、この場合、受信信号レベルが低くなると、受信高周波部の初段増幅器の雑音に受信信号が埋もれてしまい、精度の良い検出が困難であり、このため、従来技術では、精度の良い検出を行うためには、検波器の精度にも依存するが、例えば7dB以上のC/Nが必要であった。例えば、受信信号レベルが-90dBm程度でC/Nが約7dBとなる場合には、受信信号が-90dBmを下回るようなレベルを検出することは、従来技術では困難で、この結果、例え送信信号が中継受信側のアンテナに到達していたとしても、それが僅かなレベルの受信信号であった場合、中継受信側では受信信号を捕らえることができず、結局、従来技術ではアンテナ方向調整ができなかった。しかも、FPU方式の場合、高いアンテナ利得を得るため、狭い指向角のアンテナを使用することが多い。このため、まだ送受間のアンテナの方向調整がなされていない、アンテナ方向調整の初期段階では、当然のことながら受信信号レベルは非常に低く、-90dBmを下回ることも珍しくない。本発明の目的は、受信信号のレベルがかなり低くても受信信号の存在が検出できるようにしたシングルキャリア受信装置を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明は、シングルキャリア信号を伝送する伝送装置の送信装置において、伝送信号のフレーム構成が振幅及び位相が既知であるプリアンブル信号とデータを伝送するデータ信号から構成された信号を伝送する。上記伝送信号を受信する伝送装置の受信装置においては、複素受信サンプリング系列と送信部で挿入したプリアンブル信号の複素共役信号との複素乗算演算を行い、複素乗算結果に対して、1サンプル遅延した信号の複素共役信号と遅延しない信号の複素乗算を演算することでキャリア周波数ずれによる回転成分を除去する。上記演算結果を所定のサンプル期間NPNPは自然数で積分した結果に基づいて、受信信号レベルを推定する手段を具備することを特徴とする受信装置を提供する。更に、上記積分結果のS/Nを改善するため、フレーム方向に平均化を行い、平均化結果に対して所定の時間幅Wを有する窓関数との畳み込み演算を行う。畳み込み演算結果から最大値を検出して、検出した最大値に基づいて、受信信号レベルを推定する手段を具備することを特徴とする受信装置も提供する。更に、上記推定した受信信号レベルに基づき受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うことを特徴とする受信装置のアンテナ方向調整方法及びその装置を提供するものである。従って、上記目的は、1フレームにプリアンブル信号とデータ信号を備えたシングルキャリア信号を伝送する伝送装置の受信装置において、前記シングルキャリア信号から変換された受信サンプリング系列と前記プリアンブル信号の複素共役信号との複素乗算を演算する複素乗算手段と、前記複素乗算手段による複素乗算結果に対して、1サンプル遅延した信号の複素共役信号と遅延しない信号の複素乗算を演算する差分処理手段と、前記差分処理手段による演算結果を所定のサンプル期間NPで積分する積分手段とを設け、前記積分手段による積分結果に基づいて受信信号レベルを推定することにより達成される。このとき、更に、前記積分手段による積分結果をフレーム方向に平均化する加算平均手段と、前記加算平均手段による平均化結果に対して所定の時間幅Wを有する窓関数との畳み込み演算を行う矩形フィルタ手段とを設け、前記矩形フィルタ手段による畳み込み演算結果から最大値を検出し、検出した最大値に基づいて、受信信号レベルを推定するようにしてもよく、更にその上で、前記推定した受信信号レベルに基づいて受信アンテナの方向調整用信号を生成し、該生成した方向調整用信号を用いて受信アンテナの方向調整を行うようにしてもよい。本発明によれば、アンテナの方向調整の初期段階において、受信信号のCN比が-10dB程度であっても、つまり受信信号レベルが-107dBm程度であっても、信号の存在が検出できるようになる。従って、本発明によれば、アンテナの方向を変えながら受信信号レベルが最大になる方向を探すことができ、この結果、容易にアンテナ方向を調整することができる。以下、本発明によるシングルキャリア受信装置について、図示の実施の形態により詳細に説明する。まず、具体的な実施形態について説明する前に、シングルキャリア方式における送信信号の信号フォーマットについて説明すると、図2に示すように、この場合の送信信号は、受信部での等化処理を容易にするためのプリアンブル信号Pからなるサンプル期間NPと、データ信号Dを伝送するためのデータ期間NDとでフレームが構成されている。ここで、mはサンプル番号である。そして、プリアンブル信号Pは、プリアンブル期間NPの間、振幅、位相が既知の信号で生成される。このときの既知の信号の生成方法としては、既知の擬似ランダム信号などを用い、BPSKやQPSKなどの変調方式を用いた信号とすることが多い。次に、データ期間NDの信号DはBPSK方式から64QAM方式など、伝送レートに応じた変調方式を用いてデータを伝送する。このときデータ期間長はNDサンプルとする。そして、このようにフレーミングされた信号を繰り返し伝送する。そこで、本発明においては、このプリアンブル期間の信号Pを用いて受信信号レベルを算定するようにした点を特徴とするものであり、以下、図1の実施形態を用いて詳細に説明する。既に説明したように、中継現場の送信アンテナから電波として送出された信号は受信アンテナ1で受信され、受信高周波部2により周波数変換されてベースバンド信号に変換される。このベースバンド信号はA/D3に入力され、ここで受信サンプリング系列Rinを得る。そして、得られた受信サンプリング系列Rinは直交検波器4に入力され、ここで実数信号からIQ複素信号への変換処理が施され、受信複素サンプリング系列Zとして出力される。ここで、上記したように、mはサンプル番号である。この直交検波処理はデジタル信号処理で行ってもよいが、アナログの直交ミキサを用いて行い、IQの夫々にA/D変換器を用いてサンプリングすることにより実現してもよい。得られた受信複素サンプリング系列Zは複素乗算部5に入力される。この複素乗算部5では、図4に示すように、プリアンブル期間NPと同程度の長さを有するシフトレジスタなどの記憶素子41に受信複素サンプリング系列Zを入力し、次の式に示すように、シフトレジスタ41の各段の値Zと、送信側で予め規定されたプリアンブル信号Pに対する複素共役信号Pとの複素乗算を演算し、複素乗算信号Mを得る。式ここで、特にプリアンブル信号がBPSK変調されている場合には、複素乗算処理はZの符号を反転/非反転する処理により簡易に実現できる。このとき受信装置において、送信側のクロック周波数とキャリア周波数が正確に再生できている場合であって、シフトレジスタ41に入力されるタイミングが受信サンプル系列Zのプリアンブル期間と一致している場合、複素乗算信号Mは全て同位相の信号となる。しかし、本発明においては、低C/Nでの受信信号電力推定を目的としているため、C/Nが低い領域での正しいキャリア再生処理は困難で、キャリア周波数がずれる可能性が高い。そして、このような場合、複素乗算信号MはNPサンプル期間内で一定の位相ずれが生じ、図5に示すように回転する。このときの回転量は、キャリア周波数ずれ量をΔfとすると、プリアンブル期間の複素受信サンプリング系列Zは、次の式で表される。式ここで、fCLKは受信クロック周波数、θは固定位相、Nは雑音信号を示している。従って、回転が生じた場合の式で示した複素乗算信号Mは、次の式で表される。式ただし、このとき、次の式の通りにした。式ところで、一般的な相関処理では、Mを積分範囲NPで積分処理するが、このような回転が生じた信号の場合、そのまま積分処理すると、逆極性の信号同士で相殺してしまい、その結果は0に近い値となってしまう。このため、この実施形態では、複素乗算信号Mを差分処理部6に入力し、この回転成分を除去している。ここで、この差分処理部6では、図6及び式に示すように、複素乗算信号Mと、その1サンプル後の信号Mの複素共役信号との複素乗算を行う。式そして、この式に、上記の式で示すキャリア周波数ずれによる回転が生じた複素乗算信号Mを代入すると、次の式となる。式ここで、この式において、第一項は信号成分を示し、第二~四項は雑音成分である。そこで、これら第二~四項をNで置換えると、次の式となる。式そして、この式において、受信キャリア再生周波数に急激な変動がないと仮定する。つまりΔfが一定であるとする。そうすると、差分結果Dはサンプル数mによらず一定値となり、回転成分を除去することができる。次に、積分器7では、次の式に示すように、差分信号Dをtについて積分し、積分結果を絶対値二乗演算して、積分信号Iを出力する。式この差分処理により、差分信号Dは、全ての位相がほぼ一致し、この結果、図7に示すように、積分結果は、受信信号のプリアンブル期間と、積分期間が一致したときに大きな値を有するようになる。そこで、次に、この積分器7の出力信号IのS/Nについて説明する。まず、信号成分Sは、積分器7の出力Iの最大値であり、信号電力の約NP倍となる。また、雑音成分Nは、上記の式により、σ2σとなる。ここで、σ2は入力段でのC/Nで定義した雑音電力を示している。以上の結果、積分器出力のS/Nは、次の式に示すようになる。式ここで、式の一例として、上記したARIBSTD-B11で規定されるFPU規格について言及すると、この場合、プリアンブル期間はNP=240サンプルであり、このときの積分器7の出力IのS/Nは、図8に示すようになり、この場合、C/Nが-10dBのときのS/Nは約3dB程度である。ところで、既に説明したように、S/Nが3dB程度では信号と雑音の分別が困難である。そこで、この実施形態においては、積分器7の出力結果Iを加算平均部8に入力する。そして、この加算平均部7ではフレーム方向に加算平均を行い、S/Nの改善が得られるようにしている。既に図2に示したように、この場合のフレーム長はであり、このとき移動平均型の加算平均処理では過去Kフレームの積分結果Iを加算平均処理する。従って、この平均処理は次の式に示すようになる。式そこで、いま、この式において、例えば加算回数Kを100とすると、約20dBのS/N改善効果が得られることになる。そうすると、前述したFPUの例において、入力C/Nが-10dBの環境では加算平均部8の出力結果IのS/Nは約23dBになり、この場合、信号成分と雑音成分の分別は容易にできることが判る。従って、この実施形態によれば、低いC/Nでも受信信号レベルに応じた信号レベルが出力されることになり、この結果、アンテナの方向調整の初期段階での微弱な受信信号も容易に捉えることができる。ところで、以上は、伝搬路のモデルとして、単純な加法性白色雑音モデルを想定した場合のものであるが、実際の伝搬路では複数の反射波が存在するマルチパス環境である場合が想定される。そこで、この実施形態では、加算平均部7による加算平均結果Fを矩形フィルタ部9に入力し、ここで複数存在するマルチパスのエネルギーの総和を演算して出力信号Cを得る。このときの具体的な演算処理について、図9を用いて説明する。いま、図9のに示すようにマルチパスが混入した加算平均結果Fに対して、所定の時間幅Wを有する矩形窓を畳み込み演算すると、図9のに示すような出力信号Cが得られる。このときの窓幅Wとしては、予め想定されるマルチパスの最長遅延時間をLとすると、窓幅WはL以上であることが望ましい。しかし、窓幅Wを必要以上に長く設定すると、窓幅W内の雑音成分が多くなり、S/Nが劣化してしまうため、適切な幅に設計する必要がある。ここで、受信機側でマルチパス遅延時間を逐次算出できる場合には、窓幅Wを受信環境に応じて適応的に制御しても良い。矩形フィルタ部9の出力信号Cは最大値検出部10に入力され、フレーム毎にCの最大値MAXを算出する。そして、この最大値MAXは最大値平均部11にて更に平均化され、ここで擾乱成分を除去する。このときの平均化の時定数については、加算平均部8と最大値平均部11の合計の時定数が、アンテナの方向調整制御に素早く追従できる程度に短く、例えば数百msec以内に短く設計することが望ましい。従って、この実施形態によれば、複数の反射波が存在するマルチパス環境においても、擾乱成分が除去できるので、上記したS/N改善効果と相俟って、低いC/Nでも受信信号レベルに応じた信号レベルが出力されることになり、この結果、アンテナの方向調整の初期段階での微弱な受信信号も容易に捉えることができる。最大値平均部11の出力信号は受信電力変換部12に入力され、ここで入力値に対応した受信電力レベルに変換して出力する。そこで、次に、この変換の詳細について図10を用いて説明する。通常、受信装置では、受信条件で大きく変化する受信信号のレベルを自動利得制御回路により一定のレベルになるような制御を行った後に、各種の信号処理を実施する方式が用いられている。そして、このことは、この実施形態でも例外ではない。そうすると、この場合、AD3に入力される信号Rinの電力も一定に保たれていることになり、この結果、最大値平均部11の出力信号は、図10に破線で示してある理想特性のようにはならず、鎖線で示すように、C/Nが高くなると、つまり受信信号レベルが大きくなると、最大値平均部11の出力信号レベルは或る一定値に漸近してしまう。そこで、受信電力変換部12では、最大値平均部11の出力レベルに、図10の実線で示したように、その逆特性である補正特性を乗じることで、受信レベルを破線で示す理想特性になるように変換し、変換した受信レベルを方向調整信号Aとして出力する。このとき図10に示されているように、受信レベル信号の値をdB単位に変換しているが、アンテナの方向調整が容易になる任意の単位系の値に変換しても良い。以上に説明した処理により、更に低いC/Nでも受信信号レベルに応じた信号レベルが受信電力変換部12から出力でき、受信アンテナの方向調整の初期段階においても微弱な受信信号を捉えることができるようになる。こうして受信電力変換部12から出力された方向調整信号Aは、受信信号レベル表示器13に入力される。そして、この受信信号レベル表示器13では、アンテナ方向の調整がオペレータにより実施しやすいように、方向調整信号Aのレベルをメータ指針の振れやモニタ面での波形、色など視覚的な情報に変換して表示し、オペレータに認知できるようにする。このとき、音階、音量等の聴覚的な情報に変換して表示が得られるようにしても良い。そこで、この実施形態によれば、方向調整信号Aのレベルがオペレータに容易に認識でき、しかもこのとき、上記したように、受信信号のC/Nが-10dB程度でも受信信号のレベルが正確に検出でき、この結果、この実施形態によれば、C/Nが-10dB程度の受信信号レベルで、受信検波レベルを用いる従来技術によっては受信信号の存在すら検出できない受信アンテナの方向調整の初期段階においても、容易に受信信号レベルが検出できる。従って、この実施形態によれば、オペレータは、算出した方向調整信号Aを用いることにより、受信信号レベルが最大になる方向を、受信アンテナの方向を変えながら容易に探しだすことができる。そして、この結果、この実施形態によれば、受信アンテナの方向調整が簡単なシステムを容易に構築することができる。