"入力端子と出力端子との間に、FMVHF回路とUHF回路とBSCS回路とが並列に接続されているブースタであって、前記FMVHF回路は、FM帯域とVHF帯域を通過させる複数段の第1のローパスフィルタからなるパス回路で構成されており、前記複数段の第1のローパスフィルタの間とアースとの間に、空芯コイルとコンデンサとからなる雷のサージ成分の周波数だけを通す直列回路が接続されており、前記UHF回路は、UHF帯域を通過させる第1のハイパスフィルタの間に、UHF帯の受信信号レベルを所定レベルに増幅する第1のアンプが接続されて構成されており、前記BSCS回路は、BSCS帯域を通過させる第2のハイパスフィルタの間に、BSCS帯の受信信号レベルを所定レベルに増幅する第2のアンプが接続されて構成されていることを特徴とするブースター。前記FMVHF回路と前記UHF回路とが並列接続された並列回路の入力側と出力側とに、それぞれUHF帯域以下の周波数帯域を通過させる第2のローパスフィルタが接続されており、前記第2のローパスフィルタと前記第1のローパスフィルタとの経路により、前記入力端子と前記出力端子間に電通回路が構成されていることを特徴とする請求項1記載のブースター。VHF帯域の地上波アナログ放送は、2011年の7月に終了する予定とされており、VHF帯域を増幅するテレビジョン受信機用のブースターの需要がなくなりつつある。しかし、VHF帯にはFM放送がありFM放送を受信するために図3および図4に示すようなFMVHF帯をパスするブースター100が提案されている。また、BSCSアンテナに電源を供給するための電通機能を有するブースター100ではBSCSアンテナのコンバーターに電源を送る際に出力端子OUTとBSCS帯等の受信信号が入力される入力端子IN間に直列接続されたチョークコイルCH10,CH11で電通回路を構成し、FMVHF回路110,UHF回路111,BSCS回路112の入力側および出力側にコンデンサC10,コンデンサC11を挿入して電通回路の直流が印加されないようにしている。また、雷のサージ保護を行う雷保護回路114では、耐圧の高いコンデンサ14を使用し、また雷の低い周波成分がFMVHF回路110,UHF回路111,BSCS回路112に混入しないように、低い信号周波数帯域に対して雷保護回路114のインピーダンスを低くしている。電通回路を構成するチョークコイルCH1,CH2は放送波の信号帯域のアイソレーションを確保するためにインダクタンス値を大きくする必要がある。この場合、磁芯に銅線を巻いたチョークコイルより空芯コイルの方が低コストであることから、空芯コイルを使用することが考えられる。しかし、インダクタンス値の大きい空芯コイルは自己共振周波数が高くなり、高い周波数のアイソレーションが取れないために、BSCS帯域の特性に影響を与えてしまうことになる。このため、空芯コイルに替えて磁性体に銅線を巻いた高価なチョークコイルCH10,CH11を使用する必要があった。また、チョークコイルCH1,CH2は雷のサージ保護のために、巻線の線径が太くなってサイズが大きくなることから、基板の実装面積が大きくなってしまうと云う問題点があった。そこで、本発明はチョークコイルに替えてサイズが小さくなる空芯コイルを使用することのできるテレビジョン受信機用のブースターを提供することを目的としている。上記目的を達成するために、本発明のブースターは、入力端子と出力端子との間に、FMVHF回路とUHF回路とBSCS回路とが並列に接続されているブースタであって、前記FMVHF回路は、FM帯域とVHF帯域を通過させる複数段の第1のローパスフィルタからなるパス回路で構成されており、前記複数段の第1のローパスフィルタの間とアースとの間に、空芯コイルとコンデンサとからなる雷のサージ成分の周波数だけを通す直列回路が接続されており、前記UHF回路は、UHF帯域を通過させる第1のハイパスフィルタの間に、UHF帯の受信信号レベルを所定レベルに増幅する第1のアンプが接続されて構成されており、前記BSCS回路は、BSCS帯域を通過させる第2のハイパスフィルタの間に、BSCS帯の受信信号レベルを所定レベルに増幅する第2のアンプが接続されて構成されていることことを最も主要な特徴としている。本発明は、FMVHF回路を構成しているローパスフィルタの間とアースとの間に、コイルとコンデンサとからなる雷のサージ成分の周波数だけを通す直列回路を接続することにより雷のサージ対策用の雷保護回路を構成している。この場合、FMVHF回路によりBSCS帯域のアイソレーションをとれるため、コイルとして空芯コイルを使用することができる。このように、磁芯に銅線を巻いたチョークコイルを不要とすることができ、ローパスフィルタを電通回路として使用することにより、直流カット用のコンデンサも不要とすることができ、コストダウンを図れるようになる。本発明の実施例にかかるテレビジョン受信機用のブースター1の構成を示す回路ブロック図を図1に示す。図1に示す本発明の実施例にかかるブースター1では、入力端子INから入力されたTV信号は、ローパスフィルタLPF1とハイパスフィルタHPF1とに入力される。LPF1は、約710MHz以下あるいは約770MHz以下のFM帯域とVHF帯域とUHF帯域との信号を通過させる。LPF1からの出力はLPF3とHPF3にそれぞれ供給される。LPF3はFM帯域およびVHF帯域を通過させる2段のT型フィルタからなり、このLPF3とLPF3の中途に設けられた雷保護回路AとによりFMVHF回路が構成されている。すなわち、コイルL1,コイルL2,コイルL4が直列に接続され、コイルL1とコイルL2との接続点とアース間にコンデンサC1が接続され、コイルL2とコイルL4との接続点とアース間にコンデンサC4が接続されてLPF3が構成されている。また、雷保護回路AはコイルL2とコイルL4との接続点とアース間に空芯コイルL3と、雷のサージ電流をアースにバイパスするバリスタZNRおよびコンデンサC2およびコンデンサC3の並列回路が直列に接続されて構成されている。このLPF3をFM帯およびVHF帯の受信信号が通過して出力され、VHF帯を超える帯域の受信信号は阻止される。また、雷保護回路AはコイルL3とコンデンサC2,C3との直列回路が雷のサージ成分の周波数だけを通し、FMVHF帯域の信号を阻止するローパスフィルタを形成している。また、LPF1からの出力はHPF3とAMP1とHPF4の直列回路からなるUHF回路にも供給される。HPF3およびHPF4は約470MHz以上のUHF帯の受信信号を通過させ、それより下の帯域を阻止するフィルタとされており、AMP1はUHF帯の受信信号を所定レベルに増幅するアンプとされている。これにより、HPF3を通過したUHF帯の受信信号はAMP1で所定レベルに増幅され、HPF4を介して出力される。LPF3から出力されるFM帯およびVHF帯の受信信号と、HPF4から出力される所定レベルのUHF帯の受信信号とは、LPF2に供給されて混合される。LPF2は約710MHz以下あるいは約770MHz以下のFM帯域とVHF帯域とUHF帯域との信号を通過させ、UHF帯を超える帯域の信号を阻止するフィルタである。また、入力端子INから入力されたTV信号は、HPF1とAMP2とHPF2の直列回路からなるBSCS回路にも供給される。HPF1およびHPF2は約1032MHz以上のBSCS帯域の信号を通過させ、それより下の帯域の信号を阻止している。通過されたHPF1からのBSCS帯の受信信号は、AMP2により所定レベルに増幅されて、約1032MHz以上のBSCS帯域の信号を通過させるHPF2を介して出力される。そして、LPF2から出力されるFM帯およびVHF帯の受信信号と所定レベルのUHF帯の受信信号との混合信号、HPF2から出力される所定レベルのBSCS帯の受信信号とが混合されて出力端子OUTから出力される。なお、LPF1とLPF3とLPF2からなる経路におけるローパスフィルタはコイルが経路に直列に接続されて直流を通過させられることから、LPF1とLPF3とLPF2からなる経路を電通回路として利用している。また、電源10からAMP1とAMP2に動作用の電源が供給されている。電源10は、電通回路に供給される直流電源を利用して動作用の電源を発生させるようにしてもよい。ブースター1においては、FMVHF回路を構成しているLPF3の中途とアースとの間に、コイルL3とコンデンサC2,C3とからなる直列回路を接続することにより雷のサージ対策用の雷保護回路Aを構成している。この場合、LPF3によりBSCS帯域のアイソレーションをとれると共に、FMVHF回路とUHF回路との並列回路の入力側と出力側とにそれぞれ接続されている、UHF帯域より下の周波数帯域を通過させるLPF1とLPF2によりBSCS帯域のアイソレーションをとれるため、コイルL3として磁芯に銅線を巻いたチョークコイルを使用する必要が無く空芯コイルを使用することができる。また、FMVHF回路を構成しているLPF3と、FMVHF回路とUHF回路との並列回路の入力側と出力側とにそれぞれ接続されているLPF1とLPF2により電通回路を構成している。このため、本発明にかかるブースター1では、従来必要であった直流カット用のコンデンサとチョークコイルとを不要とすることができ、コストダウンを図れるようになる。次に、本発明にかかるブースター1と従来のブースター100との周波数に対する伝達特性を図2に示す。図2に示す伝達特性を参照すると、770MHzにおいて本発明にかかるブースター1では約21.231dBのゲインが得られており、従来のブースター100においても約21dBのゲインが得られている。また、1.032GHzにおいて本発明にかかるブースター1では約15.904dBのゲインが得られており、従来のブースター100においては約14dBのゲインが得られている。さらに、2.15GHzにおいて本発明にかかるブースター1では約12.55dBのゲインが得られており、従来のブースター100においては約10.5dBのやや低下したゲインが得られている。さらにまた、2.602GHzにおいて本発明にかかるブースター1では約5.8769dBのゲインが得られているが、従来のブースター100においては約-3dBのロスとされている。このように、従来のブースター100では約2.3GHz以上の高域において、伝達特性が急速に悪化するようになるが、本発明にかかるブースターにおいては2.3GHz以上の高域においても、伝達特性は徐々に悪化するだけとなり、高域の伝達特性が改善されていることが分かる。"