スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン/オフを制御することにより直流電圧を交流電圧に変換して出力する1次側スイッチング回路と、当該1次側スイッチング回路の出力電圧を変圧する変圧器と、スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン/オフを制御することにより前記変圧器の出力電圧を整流する2次側スイッチング回路と、出力指令に基づいて前記1次側スイッチング回路及び前記2次側スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令を生成するパルス制御手段と、前記パルス指令に基づいて生成した電圧パルスを前記スイッチング素子のゲートに送ることによって前記スイッチング素子のオン/オフを制御するパルス生成手段とを有し、入出力間で電力の変換を行う絶縁型DC‐DCコンバータにおいて、前記変圧器の1次側巻線と直列に接続された1次側電流検出手段と、2次側スイッチング回路の出力電圧端子と直列に接続された2次側電流検出手段と、1次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段と、2次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて当該選択されたスイッチング素子に対する前記パルス指令を補正するパルス補正手段とを有することを特徴とする絶縁型DC‐DCコンバータ。請求項1に記載の絶縁型DC‐DCコンバータであって、前記パルス補正手段が力行時の制御モードにおいては前記1次側スイッチング回路のスイッチング素子を、回生時の制御モードにおいては前記1次側スイッチング回路及び前記2次側スイッチング回路のスイッチング素子を補正対象として選択することを特徴とする絶縁型DC‐DCコンバータ。請求項1または請求項2に記載の絶縁型DC‐DCコンバータであって、前記パルス補正量演算手段が前記1次側電流検出手段により検出された電流の直流成分を検出するフィルタを備え、前記直流成分と0アンペアとの偏差をパルス補正量として出力することを特徴とする絶縁型DC‐DCコンバータ。請求項1から請求項3のいずれかに記載の絶縁型DC‐DCコンバータであって、前記パルス補正手段が力行回生に対応する制御モードに対してそれぞれ1の入力端子を有し、前記制御モード切替手段としては1またはそれ以上のスイッチが前記入力端子の一方を接地しもう一方を前記パルス補正量演算手段の出力に接続するように構成し、前記2次側電流検出手段により検出された電流値と0Aとの偏差に基づいて前記スイッチの切り替えを行うことを特徴とする絶縁型DC‐DCコンバータ。請求項1から請求項4のいずれかに記載の絶縁型DC‐DCコンバータであって、前記1次側スイッチング回路及び前記2次側スイッチング回路としては還流ダイオード付きスイッチング素子を2対直列に並べたアームを2対並列に並べることによりフルブリッジ回路を構成し、前記パルス補正手段は力行時の制御モードにおいては前記1次側フルブリッジ回路を構成する1のアームに含まれるスイッチング素子を補正し、回生時の制御モードにおいては前記1次側フルブリッジ回路を構成する1のアームであって力行時の制御モードにおいて補正されないものに含まれるスイッチング素子及び前記2次側フルブリッジ回路を構成する両方のアームに含まれるスイッチング素子を補正することとした絶縁型DC‐DCコンバータ。一方、2次側にもスイッチング素子が設けられる双方向DC-DCコンバータにおいては基本的に出力電圧端子における電流は一定方向に流れる力行と呼ぶほか、出力電圧端子において電流が逆流する回生と呼ぶ場合がある。回生状態においては、1次側だけでなく2次側のスイッチング遅れによっても偏磁が生じるため、特許文献1の補正では偏磁を解消し切れないという問題がある。このような課題を解決する手段として、変圧器の1次側及び2次側それぞれの巻き線と直列にコンデンサを挿入することにより、電流の直流成分を取り除くという方法がある。しかしながら、この方法を用いると力行時及び回生時の偏磁を解消することはできるものの、コンデンサの挿入により装置が大型化コストアップするという別の問題が生じてしまう。本発明は、このような装置の大型化やコストアップを回避し、ソフトウェアによるスイッチング素子の制御のみによって双方向ゆえの課題である力行時及び回生時の偏磁を同時に解消する絶縁型DC‐DCコンバータを提供することを目的としている。本発明は、かかる目的を達成するために、次のような手段を講じたものである。すなわち、本発明の絶縁型DC‐DCコンバータは、スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン/オフを制御することにより直流電圧を交流電圧に変換して出力する1次側スイッチング回路と、当該1次側スイッチング回路の出力電圧を変圧する変圧器と、スイッチング素子により構成され当該スイッチング素子のオン/オフを制御することにより前記変圧器の出力電圧を整流する2次側スイッチング回路と、出力指令に基づいて前記1次側スイッチング回路及び前記2次側スイッチング回路に含まれるスイッチング素子のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令を生成するパルス制御手段と、前記パルス指令に基づいて生成した電圧パルスを前記スイッチング素子のゲートに送ることによって前記スイッチング素子のオン/オフを制御するパルス生成手段とを有し、入出力間で電力の変換を行う絶縁型DC‐DCコンバータにおいて、前記変圧器の1次側巻線と直列に接続された1次側電流検出手段と、2次側スイッチング回路の出力電圧端子と直列に接続された2次側電流検出手段と、1次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段と、2次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて当該選択されたスイッチング素子に対する前記パルス指令を補正するパルス補正手段とを有することを特徴とする絶縁型DC‐DCコンバータである。ここで、力行とは出力電圧端子において負荷を正常に駆動する方向に電流が流れている状態であり、回生とは出力電圧端子において力行時と逆方向に電流が流れている状態である。本発明の絶縁型DC‐DCコンバータは力行回生それぞれのモードに対して補正対象となるスイッチング素子を選択し補正を行うため、力行時だけでなく回生時においても回路にコンデンサを追加することなく好適に偏磁を解消することができる。さらに、最小限の制御で偏磁を適切に解消するためには、前記パルス補正手段が力行時の制御モードにおいては前記1次側スイッチング回路のスイッチング素子を、回生時の制御モードにおいては前記1次側スイッチング回路及び前記2次側スイッチング回路のスイッチング素子を補正対象として選択するようにすることが望ましい。また、前記パルス補正量演算手段において偏磁の解消に好適なパルス補正量を決定するためには、前記パルス補正量演算手段が前記1次側電流検出手段により検出された電流の直流成分を検出するフィルタを備え、前記直流成分と0アンペアとの偏差をパルス補正量として出力するように構成することが好ましい。さらに、前記制御モード切替手段の動作を簡易な構成によって実現するためには、前記パルス補正手段が力行回生に対応する制御モードに対してそれぞれ1の入力端子を有し、前記制御モード切替手段としては1またはそれ以上のスイッチが前記入力端子の一方を接地しもう一方を前記パルス補正量演算手段の出力に接続するように構成し、前記2次側電流検出手段により検出された電流値と0Aとの偏差に基づいて前記スイッチの切り替えを行うように構成することが望ましい。また、前記1次側スイッチング回路及び前記2次側スイッチング回路として特に還流ダイオード付きスイッチング素子を2対直列に並べたアームを2対並列に並べたフルブリッジ回路が用いられる場合において、簡易な制御により好適に偏磁を解消するためには、前記パルス補正手段は力行時の制御モードにおいては前記1次側フルブリッジ回路を構成する1のアームに含まれるスイッチング素子を補正し、回生時の制御モードにおいては前記1次側フルブリッジ回路を構成する1のアームであって力行時の制御モードにおいて補正されないものに含まれるスイッチング素子及び前記2次側フルブリッジ回路を構成する両方のアームに含まれるスイッチング素子を補正することが好ましい。本発明は、以上説明した構成であるから、力行時だけでなく回生時においても回路にコンデンサを追加することなく好適に偏磁を解消することができる。以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。まず、本実施形態に係る絶縁型DC-DCコンバータの構成を説明する。本実施形態に係る絶縁型DC-DCコンバータは、図1に示されるように、1次側スイッチング回路1と、1次側スイッチング回路1の出力電圧を変圧する変圧器2と、変圧器2の出力電圧を整流する2次側スイッチング回路3とからなる絶縁型コンバータ回路4を備え、出力指令T1に基づいて1次側スイッチング回路1に含まれるスイッチング素子SW1からSW4及び2次側スイッチング回路3に含まれるスイッチング素子SW5からSW8のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令T2を生成するパルス制御手段5と、前記パルス指令T2の入力に基づいて生成した電圧パルスT3を前記スイッチング素子SW1からSW8のゲートに送ることによって前記スイッチング素子SW1からSW8のオン/オフを制御するパルス生成手段6とを有し、入出力間で電力の変換を行っている。1次側スイッチング回路1、変圧器2、及び2次側スイッチング回路3とからなる絶縁型コンバータ回路4は、図2に示されるような構成となっている。1次側スイッチング回路1では、還流ダイオード付きスイッチング素子SW1とSW2、SW3とSW4とがそれぞれ直列に構成されアームA1及びアームA2を構成し、当該2のアームを並列に並べることによりフルブリッジ回路を構成している。2次側スイッチング回路3では、還流ダイオード付きスイッチング素子SW5とSW6、SW7とSW8とがそれぞれ直列に構成されアームA3及びアームA4を構成し、当該2のアームを並列に並べることによりフルブリッジ回路を構成している。変圧器2の1次側巻線の両端はスイッチング素子SW1とスイッチング素子SW2との間、及びスイッチング素子SW3とスイッチング素子SW4との間にそれぞれ接続されており、変圧器2の2次側巻線の両端はスイッチング素子SW5とスイッチング素子SW6との間、及びスイッチング素子SW7とスイッチング素子SW8との間にそれぞれ接続されている。また、1次側スイッチング回路1は入力電圧端子24と並列に設置された1次側入力コンデンサ21を含んでおり、2次側スイッチング回路3は出力電圧端子25と直列に接続された平滑リアクトル22及び出力電圧端子25と並列に設置された2次側出力コンデンサ23を含んでいる。スイッチング素子SW1からSW8には、典型的にはIGBT絶縁ゲートバイポーラトランジスタが用いられ、当該IGBTのゲートに印加する電圧によって当該IGBTのオン/オフを制御する。また、パルス補正手段11、パルス制御手段5、パルス生成手段6は、例えば1つのCPUCentralProcessingUnit等により実現することが可能である。1次側入力コンデンサ21及び2次側出力コンデンサ23は、電圧を平滑化するために設置されている。また、平滑リアクトル22は、出力電流を平滑化するために設置されている。これらのコンデンサや平滑リアクトルを設置しない回路や、スナバ回路などの付加回路を備えた回路を絶縁型コンバータ回路4として用いることも可能である。また上記の構成に加えて、本実施形態に係る絶縁型DC-DCコンバータは、図1に示されるように、変圧器2の1次側巻線と直列に接続された1次側電流検出手段7と、2次側スイッチング回路3の出力電圧端子25と直列に接続された2次側電流検出手段9と、1次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段8と、2次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段10と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて前記パルス指令T2を補正するパルス補正手段11とを有している。パルス補正量演算手段8及び制御モード切替手段10は、図3に示されるような構成となっている。本実施形態のように、1次側電流検出手段7及び2次側電流検出手段9には必ずしも電流計のように具体的な電流値を測定可能な機器を用いる必要はなく、検出地点における電流値をそれぞれパルス補正量の演算及び制御モードの切り替えに反映することが可能な構成となっていれば十分である。パルス補正量演算手段8は、フィルタ31によって1次側電流検出手段7で検出された電流Iac1の直流成分を検出し、当該直流成分と0アンペアとの偏差に基づいて補償器32によりパルス補正量を生成する。フィルタ31には、一般的なローパスフィルタ等を用いることができる。制御モード切替手段10は2つの出力端子を備え、比較器33により2次側電流検出手段9により検出された電流Idcと0アンペアとの大小を比較し、当該比較の結果に基づいてスイッチ34の切り替えを行うことにより、前記出力端子の一方を接地し、もう一方の出力端子をパルス補正量演算手段8の出力と接続する。スイッチ34には、例えばトランジスタやリレーなどを用いることが可能である。力行回生それぞれの制御モードに対応する両出力端子はパルス補正手段11の入力となり、パルス補正手段11は当該入力に基づいてパルス指令T2を補正する。次に、本実施形態に係る絶縁型DC-DCコンバータの動作を図4を参照して説明する。図4は、本実施形態に係る絶縁型DC-DCコンバータにおけるスイッチング素子SW1からSW8に対する電圧パルスと変圧器2に生じる電流及び電圧との関係を模式的に表わした概念図である。グラフ41から44に示されるように、1次側スイッチング回路1において、スイッチング素子SW1とスイッチング素子SW2、スイッチング素子SW3とスイッチング素子SW4とは同時にオンになることがないように反転動作をしており、アーム短絡の発生を防止している。スイッチング素子SW1及びスイッチング素子SW3は位相をずらしたパルスによって駆動されており、パルス制御手段5がパルス指令T2を通じて当該位相差を調節することによって出力指令T1と実際の出力電圧との乖離を解消する。また、グラフ45、46に示されるように、2次側スイッチング回路3においては、スイッチング素子SW5とスイッチング素子SW8、スイッチング素子SW6とスイッチング素子SW7の動作は同期しており、スイッチング素子SW5とスイッチング素子SW6とが反転動作を行うことで変圧器2の出力として得られる交流電圧を直流電圧に変換している。またこのとき、変圧器2の1次側及び2次側巻線の両端電圧を示したのがグラフ47であり、力行時Idcが正の向きの時及び回生時Idcが負の向きの時における変圧器2の1次側及び2次側巻線を流れる電流を示したのがそれぞれグラフ48及びグラフ49である。ここで、スイッチング素子SW1に対する電圧パルスの立ち上がりがa時点からa ́時点に遅れた場合、及びスイッチング素子SW6とスイッチング素子SW7とに対する電圧パルスの立ち上がりがb時点からb ́時点に遅れた場合を考える。グラフ47に示されるように、力行時回生時に関わらず、電圧波形はa‐a ́間の遅れのみに影響を受ける。一方、電流波形については、力行時においてはグラフ48に示されるようにa‐a ́間のスイッチング素子SW1の遅れのみに影響を受けるが、回生時においてはグラフ49に示されるようにa‐a ́間のスイッチング素子SW1の遅れとb‐b ́間のスイッチング素子SW6及びスイッチング素子7の遅れとの両方の影響を受ける。これに対し、制御モード切替手段10は、力行時には1次側のスイッチング素子SW1及びSW2に、回生時には1次側のスイッチング素子SW3及びスイッチング素子SW4と2次側の全てのスイッチング素子を補正対象として選択し、パルス補正手段11が当該選択されたスイッチング素子に対するパルス指令T2を前記パルス補正量に基づき補正する。このとき、それぞれのスイッチング素子に対しては同じ向きに補正をすればよく、当該補正により偏磁を好適に解消することが可能である。以上のように、本実施形態に係る絶縁型DC‐DCコンバータは、スイッチング素子SW1からSW4により構成され当該スイッチング素子SW1からSW4のオン/オフを制御することにより直流電圧を交流電圧に変換して出力する1次側スイッチング回路1と、当該1次側スイッチング回路1の出力電圧を変圧する変圧器2と、スイッチング素子SW5からSW8により構成され当該スイッチング素子SW5からSW8のオン/オフを制御することにより前記変圧器2の出力電圧を整流する2次側スイッチング回路3と、出力指令T1に基づいて前記1次側スイッチング回路1及び前記2次側スイッチング回路3に含まれるスイッチング素子SW1からSW8のゲートに送る電圧パルスを指令するパルス指令T2を生成するパルス制御手段5と、前記パルス指令T2に基づいて生成した電圧パルスT3を前記スイッチング素子SW1からSW8のゲートに送ることによって前記スイッチング素子SW1からSW8のオン/オフを制御するパルス生成手段6とを有し、入出力間で電力の変換を行う絶縁型DC‐DCコンバータにおいて、前記変圧器2の1次側巻線と直列に接続された1次側電流検出手段7と、2次側スイッチング回路3の出力電圧端子25と直列に接続された2次側電流検出手段9と、1次側電流検出器により検出された電流値に基づきパルス補正量を演算するパルス補正量演算手段8と、2次側電流検出器により検出された電流の向きにより力行回生いずれのモードで動作しているかを判定し当該モードに基づいて制御モードを切り替える制御モード切替手段10と、前記制御モードに基づいて補正対象となるスイッチング素子を選択し前記パルス補正量に基づいて当該選択されたスイッチング素子に対する前記パルス指令T2を補正するパルス補正手段11とを有することを特徴とする絶縁型DC‐DCコンバータである。このように、本実施形態に係る絶縁型DC‐DCコンバータは力行回生それぞれのモードに対して補正対象となるスイッチング素子を選択し補正を行うため、力行時だけでなく回生時においても回路にコンデンサを追加することなく好適に偏磁を解消することができる。さらに、前記パルス補正手段11が力行時の制御モードにおいては前記1次側スイッチング回路1のスイッチング素子SW1及びSW2を、回生時の制御モードにおいては前記1次側スイッチング回路1及び前記2次側スイッチング回路3のスイッチング素子であるSW3、SW4、及びSW5からSW8を補正対象として選択することにより、偏磁を適切に解消する最小限の制御を実現している。また、前記パルス補正量演算手段8が前記1次側電流検出手段7により検出された電流の直流成分を検出するフィルタ31を備え、前記直流成分と0アンペアとの偏差をパルス補正量として出力することにより偏磁の解消に好適なパルス補正量を決定する構成となっている。さらに、前記パルス補正手段11が力行回生に対応する制御モードに対してそれぞれ1の入力端子を有し、前記制御モード切替手段10としては1またはそれ以上のスイッチ34が前記入力端子の一方を接地しもう一方を前記パルス補正量演算手段8の出力に接続するように構成し、前記2次側電流検出手段9により検出された電流値と0Aとの偏差に基づいて前記スイッチ34の切り替えを行うように構成し、前記制御モード切替手段10の動作を簡易な構成によって実現している。また、前記1次側スイッチング回路1及び前記2次側スイッチング回路3として特に還流ダイオード付きスイッチング素子を2対直列に並べたアームを2対並列に並べたフルブリッジ回路を用い、前記パルス補正手段11は力行時の制御モードにおいては前記1次側フルブリッジ回路を構成する1のアームに含まれるスイッチング素子であるSW1、SW2を補正し、回生時の制御モードにおいては前記1次側フルブリッジ回路を構成する1のアームであって力行時の制御モードにおいて補正されないものに含まれるスイッチング素子であるSW3、SW4及び前記2次側フルブリッジ回路を構成する両方のアームに含まれるスイッチング素子であるSW5からSW8を補正するため、簡易な制御により好適に偏磁を解消する構成となっている。なお、各部の具体的な構成は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形が可能である。