"高周波信号が一次側コイルに入力される入力トランスと、中間周波信号が二次側コイルから出力される出力トランスと、前記入力トランスの二次側コイルと前記出力トランスの一次側コイルとの間に挿入された2つの1入力2出力アナログスイッチとを備え、前記2つの1入力2出力アナログスイッチの切換制御端子に、局部発振周波数を有しデューティ比50の矩形波からなる切換信号が入力され、一方の1入力2出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの片側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、他方の1入力2出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの反対側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続されたことを特徴とする周波数変換回路。前記入力トランスの二次側コイルの中間点と前記出力トランスの一次側コイルの中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路を備えたことを特徴とする請求項1記載の周波数変換回路。ところで、従来の周波数変換回路二重平衡変調器71,81は、4個のダイオードD1,D2,D3,D4で伝達経路が切り替わるように構成されるが、この構成は信号に歪みが生じることが避けられない。その理由を3点述べる。第1点として、一般に、ダイオードは、順方向に電圧が印加されても電圧が閾値順方向電圧降下に達するまでは導通しないという特性がある。したがって、正弦波である局部発振信号LOが正の半周期では、図10のように、ダイオードD1,D2が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、印加電圧が閾値より低いため図9のように非導通となる期間が含まれる。負の半周期でも、同様に、図11のように、ダイオードD3,D4が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、非導通となる期間が含まれる。つまり、局部発振信号LOの振幅の絶対値が閾値より小さい期間は、全ダイオードD1,D2,D3,D4が非導通となる。導通の期間と非導通の期間が交互することにより、局部発振信号LOを供給している局部発振器図示せずの負荷が不連続に変化するので、取り出される中間周波数信号IFに歪みが生じる原因となる。第2点として、局部発振器を高出力とし局部発振信号LOの振幅を大きくすることで、前述の全ダイオード非導通期間を短縮することができるように思われる。これは、局部発振信号LOの振幅が小さいと、1周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が長くなるが、局部発振信号LOの振幅が大きいと、1周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が短くなるからである。しかし、局部発振信号LOの振幅を、例えば、10dbm10mW以上に大きくしようとすると、局部発振器には高出力増幅器を備える必要が生じ、コスト増大を招くと共に、振幅が大きい局部発振信号LOが配線基板中や信号線間、部品間空間を介して他の回路に漏洩しやすくなり、スプリアス不要周波数信号が発生する原因となる。第3点として、ダイオードは、回路図上ではダイオード単体で示され、導通と非導通の2状態のみを有する素子として扱われるが、実際には非線形なインピーダンス成分抵抗成分などを含んでおり、電圧電流特性が非直線となる。こうしたダイオードの電圧電流特性の非直線性のため、二重平衡変調器71,81のインピーダンスは不安定であり、インピーダンスの不安定さは中間周波信号IFに歪みが生じる原因となる。そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、ダイオードに由来する不具合がない周波数変換回路を提供することにある。上記目的を達成するために本発明の周波数変換回路は、高周波信号が一次側コイルに入力される入力トランスと、中間周波信号が二次側コイルから出力される出力トランスと、前記入力トランスの二次側コイルと前記出力トランスの一次側コイルとの間に挿入された2つの1入力2出力アナログスイッチとを備え、前記2つの1入力2出力アナログスイッチの切換制御端子に、局部発振周波数を有しデューティ比50の矩形波からなる切換信号が入力され、一方の1入力2出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの片側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、他方の1入力2出力アナログスイッチでは、入力端子に前記入力トランスの二次側コイルの反対側端が接続され、第一出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの反対側端が接続され、第二出力端子に前記出力トランスの一次側コイルの片側端が接続されたものである。前記入力トランスの二次側コイルの中間点と前記出力トランスの一次側コイルの中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路を備えてもよい。本発明は次の如き優れた効果を発揮する。1ダイオードに由来する不具合がない。以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。図1に示されるように、本発明に係る周波数変換回路1は、高周波信号RFが一次側コイル2inに入力される入力トランス2と、中間周波信号IFが二次側コイル3outから出力される出力トランス3と、入力トランス2の二次側コイル2outと出力トランス3の一次側コイル3inとの間に挿入された2つの1入力2出力アナログスイッチ4,5とを備える。入力トランス2は、交流信号が伝達可能な一次側コイル2inと二次側コイル2outとを有し、二次側コイル2outの片側端t1と反対側端t2と中間点t3に端子を有する。出力トランス3は、一次側コイル3inと二次側コイル3outとを有し、一次側コイル3inの片側端t4と反対側端t5と中間点t6に端子を有する。1入力2出力アナログスイッチマルチプレクサとも言う4,5は、それぞれ切換制御端子CNTと入力端子COMと第一出力端子NCと第二出力端子NOとを有し、切換制御端子CNTの入力信号がHレベルのときは入力端子COMと第一出力端子NCとが導通して第二出力端子NOはどことも非導通となり、切換制御端子CNTの入力信号がLレベルのときは入力端子COMと第二出力端子NOとが導通して第一出力端子NCはどことも非導通となる半導体素子である。2つの1入力2出力アナログスイッチ4,5は、同一チップに形成されるのが望ましい。1入力2出力アナログスイッチ4,5は、数10MHz以上、あるいは100MHz以上の高速切り換え動作が可能で入出力間の導通時抵抗値ON抵抗が1Ω以下であることが望ましい。周波数変換回路1は、2つの1入力2出力アナログスイッチ4,5の切換制御端子CNTに局部発振周波数を有しデューティ比50の矩形波からなる切換信号が入力されている。一方の1入力2出力アナログスイッチ4では、入力端子COMに入力トランス2の二次側コイル2outの片側端t1が接続され、第一出力端子NCに出力トランス3の一次側コイル3inの片側端t4が接続され、第二出力端子NOに出力トランス3の一次側コイル3inの反対側端t5が接続されている。他方の1入力2出力アナログスイッチ5では、入力端子COMに入力トランス2の二次側コイル2outの反対側端t2が接続され、第一出力端子NCに出力トランス3の一次側コイル3inの反対側端t5が接続され、第二出力端子NOに出力トランス3の一次側コイル3inの片側端t4が接続されている。周波数変換回路1は、入力トランス2の二次側コイル2outの中間点t3と出力トランス3の一次側コイル3inの中間点t6に所定電圧の直流信号以下、オフセット信号というを入力するオフセット回路6を備える。オフセット回路6は、直流定電圧源7の陽極陰極間に可変抵抗器8が接続され、可変抵抗器8によってオフセット信号の電圧が調節されるように構成されている。オフセット信号は、1入力2出力アナログスイッチ4,5の通過電圧範囲例えば、0Vから電源電圧の範囲の中央付近にバイアスをかけることで、高周波信号RFが正負全域にわたり1入力2出力アナログスイッチ4,5を通過できるようにする信号である。中間点t3,t6には、中間点t3,t6を高周波的に接地するコンデンサが接続される。高周波信号RFは、図示しないアンテナから前段増幅器を経て一次側コイル2inに入力される。中間周波信号IFは、図示しないクリスタルフィルタに出力される。切換信号には、図示しない矩形波発振器からの矩形波が使用される。矩形波発振器は、例えば、DDSDirectDigitalSynthesizerとローパスフィルタと二値化用のコンパレータと原発振用の水晶振動子とからなる。DDSは、ROM等の記憶素子に1周期分の正弦波について周期を所定個に刻んだサンプル間隔で振幅値を格納しておき、読み出しクロックに応じて振幅値を順に読み出すことで階段状の正弦波を発生させるものである。サンプル間隔及び振幅値分解能を高くすれば階段状の正弦波が理想的な正弦波に近づき、さらにローパスフィルタを適用して平滑化することで、理想的な正弦波が得られる。コンパレータでは、ローパスフィルタからの正弦波を直流電圧と比較して二値化することで、読み出しクロックに依存しないタイミングで二値化が達成される。この結果、デューティ比50の理想的な矩形波が得られる。コンパレータを内蔵したDDSの例として、アナログデバイス社製AD9834がある。以下、周波数変換回路1の動作を説明する。高周波信号RFが入力トランス2の一次側コイル2inに入力されると、高周波信号RFは入力トランス2の二次側コイル2outに伝達される。このとき、切換信号がHレベルの半周期では、1入力2出力アナログスイッチ4,5の切換制御端子CNTがいずれもHレベルとなり、1入力2出力アナログスイッチ4,5は、いずれも入力端子COMと第一出力端子NCとが導通して第二出力端子NOはどことも非導通となる。これにより、1入力2出力アナログスイッチ4の第一出力端子NCから出力トランス3の一次側コイル3inを経由して1入力2出力アナログスイッチ5の第一出力端子NCまでが導通し、図2に示される交差のないループ状の等価回路C1が形成される。よって、入力トランス2からの高周波信号RFが出力トランス3に伝達される。次に、切換信号がLレベルの半周期では、1入力2出力アナログスイッチ4,5の切換制御端子CNTがいずれもLレベルとなり、1入力2出力アナログスイッチ4,5は、いずれも入力端子COMと第二出力端子NOとが導通して第一出力端子NCはどことも非導通となる。これにより、1入力2出力アナログスイッチ4の第二出力端子NOから出力トランス3の一次側コイル3inを経由して1入力2出力アナログスイッチ5の第二出力端子NOまでが導通し、図3に示される交差したループ状の等価回路C2が形成される。よって、入力トランス2からの高周波信号RFが出力トランス3に伝達される。ただし、出力トランス3における伝達方向が図2の場合と逆になる。このようにして、高周波信号RFは、切換信号の半周期ごとに伝達方向が反転する状態で出力トランス3の一次側コイル3inに入力される。出力トランス3の二次側コイル3outには、切換信号の周波数、すなわち局部発振周波数をfLO、高周波信号RFの周波数をfRFとしたとき、2n1fRF±fLOn=0,1,2,...1の周波数を持つ中間周波信号IFが現れる。この中間周波信号IFの波形は、図12の中間周波信号IFの波形に準ずる。従来と同様に、中間周波信号IFをクリスタルフィルタに通すことで、必要な周波数成分の信号を取り出すことができる。以上説明したように、本発明の周波数変換回路1によれば、ダイオードで構成した二重平衡変調器71,81では局部発振信号LOの正の半周期と負の半周期の間にRF側とIF側が完全に切り離された中間的状態があったのに対し、1入力2出力アナログスイッチ4,5を矩形波で切り換える周波数変換回路1には中間的状態がほとんどないので、信号歪みの発生を回避することができる。本発明の周波数変換回路1によれば、ダイオード非導通期間を短縮するための高出力で低歪みの局部発振器は必要なくなり、DDSによる矩形波発振器で切換信号を与えるだけなので、信号が漏洩することがない。本発明の周波数変換回路1によれば、ダイオードで構成した二重平衡変調器71,81はダイオードの電圧電流特性の非直線性のためインピーダンスが不安定であるのに対し、1入力2出力アナログスイッチ4,5はインピーダンスが安定であるため、信号歪みの発生を回避することができる。本発明の周波数変換回路1は、図6に示したアマチュア無線の受信器601に適用することができる。特に、1入力2出力アナログスイッチ4,5の高速切り換え動作が可能であるので、図6の受信器601の第一中間周波回路607や第二中間周波回路608のような局部発振周波数が高い回路に有効である。この他にも、周波数変換回路1は、テレビ受像器、携帯電話機、通信中継設備など放送受信や無線通信を行う全ての送受信器に利用することができる。"