"所定周波数の帯域を有する情報信号によって変調が施された第1の搬送周波数を有する第1の送信波と、前記情報信号によって変調が施された第2の搬送周波数を有する第2の送信波を送信する無線送信機であって、前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数の平均である平均周波数を一定とし、前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数との差分である差分周波数を可変とすることを特徴とする無線送信機。複数のチャネルに分割された周波数帯域から前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数を選択することによって、前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数を可変とし、第1の送信アンテナを用いて前記第1の送信波を送信し、第2の送信アンテナを用いて前記第2の送信波を送信すること特徴とする請求の範囲第1項に記載の無線送信機。前記第1の送信波と前記第2の送信波の複数の組合せによって、それぞれ異なる前記情報信号を伝送することを特徴とする請求の範囲第2項に記載の無線送信機。請求の範囲第1項ないし請求の範囲第3項のいずれか1項に記載の無線送信機が送信する前記第1の送信波と前記第2の送信波とを受信して前記差分周波数を検波し、前記差分周波数によって搬送された所定周波数の帯域を有する前記情報信号を復調することを特徴とする無線受信機。請求の範囲第1項ないし請求の範囲第3項のいずれか1項に記載の無線送信機の受信信号が入力され、前記第1の搬送周波数を共振周波数とする第1の共振器と、前記受信信号が入力され、前記第2の搬送周波数を共振周波数とする第2の共振器と、前記第1の共振器の出力信号と前記第2の共振器の出力信号とを前記平均周波数の周波数でサンプリングするアナログデジタル変換器と、前記アナログデジタル変換器によってサンプリングされた信号を補間するデジタル信号補間器と、前記デジタル信号補間器の出力信号を、前記平均周波数の整数倍の周波数で変換するデジタルアナログ変換器と、前記受信信号から前記デジタルアナログ変換器の出力信号を逆相で合成する逆相合成器と、を具備するデルタシグマ変調器によって、前記差分周波数で検波すること特徴とする無線送信機、前記デルタシグマ変調器の信号伝達関数の位相が、前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数において、ほぼゼロであることを特徴とする請求の範囲第5項に記載の無線送信機。前記第1の共振器、前記第2の共振器、前記アナログデジタル変換器、前記デジタル信号補間器、前記デジタルアナログ変換器、および、前記逆相合成器が実装されたプリント基板を具備することを特徴とする請求の範囲第5項に記載の無線送信機。請求の範囲第1項に記載の無線送信機、および、請求の範囲第5項に記載の無線送信機を有する無線通信システムであって、前記無線送信機は、所定シーケンスに従って前記差分周波数を可変し、前記無線受信機は、所定シーケンスに従って検波する検波周波数を可変して最も変換出力が高い前記差分周波数と前記検波周波数との組合せを検出し、前記所定周波数の帯域を有する前記情報信号を復調することを特徴とする無線通信システム。前記所定シーケンスは、トレーニングモードと通信モードを含み、前記トレーニングモードに於いては、前記無線送信機は前記差分周波数を可変させながら、前記無線受信機に於いて最も受信感度が高い前記差分周波数を選別し、前記通信モードに於いて、前記無線送信機と前記無線受信機は、前記差分周波数に対応する前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数とを用いて通信を行うことを特徴とする請求の範囲第8項に記載の無線通信システム。請求の範囲第8項または請求の範囲第9項に記載の無線通信システムを備えることを特徴とする昇降機制御システム。請求の範囲第8項または請求の範囲第9項に記載の無線通信システムを備えることを特徴とする変電設備制御システム。特許文献1の発明は、電波の送受信において生ずるフェージングや雑音の影響を除去することには有効である。しかし、この発明は、多重波マルチパスによる干渉が発生している環境下で高信頼性の無線通信を実現することや、送信アンテナや受信アンテナを小さくすることについては、何ら記載されていない。特許文献2の発明は、パイロット信号波を必要とせず、FMFrequencyModulationなどのアナログ変調方式に適用でき、構成が簡単で通信用信号波ごとの補償が容易である。しかし、この発明は、受信機に於いて所定周波数成分を検出したのち、情報信号をデジタル処理することについては、何ら記載されていない。そこで、本発明は、複数の電磁波散乱体が存在する環境下に於ける、多重波の干渉によるデジタル無線通信の信頼性を向上可能な無線送信機、無線受信機、無線通信システム、昇降機制御システムおよび変電設備制御システムを提供することを課題とする。前記課題を解決し、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。すなわち、本発明の無線送信機は、所定周波数の帯域を有する情報信号によって変調が施された第1の搬送周波数を有する第1の送信波と、前記情報信号によって変調が施された第2の搬送周波数を有する第2の送信波を送信する無線送信機であって、前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数の平均周波数を一定とし、前記第1の搬送周波数と前記第2の搬送周波数を可変とすることを特徴とする。その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。本発明によれば、複数の電磁波散乱体が存在する環境下に於ける、多重波の干渉によるデジタル無線通信の信頼性を向上可能な無線送信機、無線受信機、無線通信システム、昇降機制御システムおよび変電設備制御システムを提供可能である。以降、本発明を実施するための形態本実施形態というを、図等を参照して詳細に説明する。第1の実施形態の構成図1a~dは、第1の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図1aは、本実施形態の無線送信機10を示している。図1bは、本実施形態の無線受信機30を示している。図1cは、本実施形態の無線送信機10の送信信号のパワースペクトラムを示している。図1dは、ローパスフィルタ35の出力信号のパワースペクトラムを示している。本実施形態の無線通信システムは、無線送信機10と無線受信機30とを有している。図1aに示す無線送信機10は、送信側制御部14と、可変発振器12-1,12-2と、変調器13-1,13-2と、情報生成回路11と、ベースバンド回路17と、送信アンテナ20-1,20-2とを有している。送信側制御部14の出力側は、可変発振器12-1,12-2に接続されている。可変発振器12-1の出力側は、変調器13-1に接続されている。可変発振器12-2の出力側は、変調器13-2に接続されている。情報生成回路11の出力側は、ベースバンド回路17に接続されている。ベースバンド回路17の出力側は、それぞれ変調器13-1,13-2に接続されている。変調器13-1の出力は、送信アンテナ20-1に接続されている。変調器13-2の出力は、送信アンテナ20-2に接続されている。情報生成回路11は、情報信号を生成する。ベースバンド回路17は、入力された情報信号を、所定周波数である周波数帯域f1を有する情報信号に変換する。送信側制御部14は、可変発振器12-1,12-2の出力する信号周波数を制御する。可変発振器12-1は、周波数f0から、送信側制御部14の出力信号に応じた周波数差Δfを加算した周波数f0Δfである第1の搬送波を出力する。可変発振器12-2は、周波数f0から、送信側制御部14の出力信号に応じた周波数差Δfを減算した周波数f0-Δfである第2の搬送波を出力する。変調器13-1は、第1の搬送波である入力発振信号に基づいて、情報信号を変調する。変調器13-2は、第2の搬送波である入力発振信号に基づいて、情報信号を変調する。本実施形態に於いて、周波数f0よりも、周波数差Δfの方が小さい。更に、周波数差Δfよりも、所定周波数である周波数f1の方が小さい。つまり、f0>Δf>f1である。図1bは、本実施形態の無線受信機30を示している。図1bに示す無線受信機30は、受信アンテナ31と、ミキサ32と、発振器33と、ローパスフィルタ35と、アナログデジタル変換器36と、ベースバンド回路51とを有している。受信アンテナ31は、送信アンテナ20-1,20-2が送信する電波を受信する。発振器33は、周波数f0の発振信号を出力する。ミキサ32は、入力された2つの信号を混合して出力する。具体的には、周波数f0の発振信号と受信アンテナ31が受信した信号を混合する。これにより、プロダクト検波が行われる。ローパスフィルタ35は、入力された信号のうち、所定周波数を超えたスペクトル成分を抑圧し、低域のスペクトル成分を伝達する。アナログデジタル変換器36は、入力された信号をデジタル信号に変換する。ベースバンド回路51は、入力されたデジタル信号を、元の情報信号であるベースバンド信号に変換する。受信アンテナ31の出力側と、発振器33の出力側は、ミキサ32に接続されている。ミキサ32の出力側は、ローパスフィルタ35を介して、アナログデジタル変換器36に接続されている。アナログデジタル変換器36の出力側は、ベースバンド回路51に接続されている。図1cは、本実施形態の無線送信機10のパワースペクトラムを示している。図の横軸は周波数を示している。図の縦軸は、周波数に対応したスペクトル密度spectrumを示している。なお、図面では周波数をfreqと略している場合があり、スペクトル密度のことをspectrumと記載している場合がある。図1cに示すパワースペクトラムは、送信アンテナ20-1,20-2から放射される電磁波に係るものである。可変発振器12-1は、周波数f0を中心に、周波数f0Δfの信号を出力する。可変発振器12-2は、周波数f0を中心に、周波数f0-Δfの信号を出力する。周波数差Δbは、周波数Δfが最も大きい場合に於ける、送信アンテナ20-1,20-2から放射される電磁波のパワースペクトラムのピークの差である。周波数差Δaは、周波数Δfが最も小さい場合に於ける、送信アンテナ20-1,20-2から放射される電磁波のパワースペクトラムのピークの差である。図1dは、本実施形態のローパスフィルタ35の出力信号のパワースペクトラムを示している。図の横軸は周波数を示している。図の縦軸は、周波数に対応したスペクトル密度spectrumを示している。本実施形態では、受信アンテナ31からミキサ32に出力された信号のパワースペクトラムは、ミキサ32によって、ピークの周波数差に相当する周波数にプロダクト検波される。よって、ローパスフィルタ35の出力信号のパワースペクトラムは、周波数Δb/2~周波数Δa/2にピークを有している。第1の実施形態の動作図1aを元に、本実施形態の無線送信機10の動作を説明する。情報生成回路11は、情報信号を生成してベースバンド回路17に出力する。ベースバンド回路17は、入力された情報信号を、所定周波数である周波数帯域f1を有する情報信号に変換し、変調器13-1,13-2に出力する。変調器13-1は、可変発振器12-1が出力する発振信号によって、周波数帯域f1を有する情報信号を変調し、送信アンテナ20-1から送信する。変調器13-2は、可変発振器12-2が出力する発振信号によって、周波数帯域f1を有する情報信号を変調し、送信アンテナ20-2から送信する。送信アンテナ20-1,20-2から放射された電磁波は、非特定の反射物が多数存在する空間を通過する際に、異なる入射角かつ異なる周波数で反射する。電磁波は偏波を持ち、異なる入射角に対する偏波のベクトルにより、この偏波の移相角は変化する。たとえば、入射面に対し偏波ベクトルが直交していれば、移相角は180°になる。入射面に対して偏波ベクトルが含まれていれば、移相角は0°である。送信アンテナ20-1,20-2から放射された異なる周波数の電磁波は、複数の反射物によって種々の経路で、種々の入射角によって、種々の回数の反射を起こす。このとき、反射物の平均的分布距離と同程度の波長に相当する周波数が2つの送信周波数の差と同程度であるとき、この周波数差で時間軸上にビート波が形成され、このビート波が異なる偏波ベクトル方向かつ異なる位相で合成される。平均して、一回の反射あたり偏波ベクトルが一回ずつ回転する。したがって、特定の多重波が受信点で合成される場合、この偏波ベクトルの回転によって、受信点に到来する複数の反射波の位相が回転周期で0°から180°の間で変化する。このため、回転周期を時間軸上で分割し、分割後の各点での受信波の電力を観測すると、分割後の各点の集合は、受信点で反射波が逆相で合成され受信電力が相殺される時間点と、受信点で反射波が同相で合成され受信電力が強めあう時間点とを含んでいる。デジタル信号処理技術などによって、この受信点で反射波が同相で合成され受信電力が強めあう時間点を抽出することによって、反射物が多数存在する電波環境下においても、無線通信路の確保が容易となる。図1bを元に、本実施形態の無線受信機30の動作を説明する。送信アンテナ20-1,20-2が送信する直線偏波は、受信アンテナ31によって受信される。受信信号には、周波数f0±Δfの周波数の信号が含まれている。この受信信号と、発振器33が出力する周波数f0の発振信号は、ミキサ32で混合される。これにより、プロダクト検波が行われ、両者の周波数差に相当する周波数Δfの信号が取り出される。ミキサ32の出力信号は、ローパスフィルタ35によって、所定周波数以上の信号ノイズが抑圧され、周波数Δfの信号スペクトルが取り出される。ローパスフィルタ35の出力信号は、アナログデジタル変換器36を介して、デジタル信号に変換される。このデジタル信号は、ベースバンド回路51によって元の情報信号に変換される。本実施形態の無線受信機30によれば、無線送信機10から発射され、かつ、複数の反射物により多重反射を受け受信アンテナ31に到達した電波は、無線受信機30により、2つの送信波の搬送周波数f0±Δfと発振器33が出力する周波風f0との差に相当する周波数Δfの信号に変換される。2つの送信波の搬送周波数f0±Δfの周波数差の最大値は周波数Δbであり、最小値は周波数Δaである。これにより、送信波の搬送周波数f0より大幅に低い周波数の範囲Δa/2~Δb/2において、容易に受信点で反射波が同相に合成される時間点を抽出することができ、無線通信システムの無線通信路の確保が容易となる。第1の実施形態の効果以上説明した第1の実施形態では、次のA,Bのような効果がある。A本実施形態の無線送信機10は、送信アンテナ20-1,20-2から異なる周波数を有する2つの電磁波を送信している。これにより、回転周期を時間軸上で分割し、分割後の各点での受信波の電力を観測すると、分割後の各点の集合は、受信点で反射波が逆相で合成され受信電力が相殺される時間点と、受信点で反射波が同相で合成され受信電力が強めあう時間点とを含んでいる。デジタル信号処理技術などによって、この受信点で反射波が同相で合成されて、受信電力が強めあう時間点を抽出することによって、反射物が多数存在する電波環境下においても、無線通信路の確保が容易となる。B本実施形態の無線受信機30は、2つの送信波の搬送周波数の差に相当する周波数Δfの信号に変換している。これにより、送信波の搬送周波数f0より大幅に低い周波数Δa/2~周波数Δb/2において、容易に受信点で反射波が同相に合成される時間点を抽出することができ、無線通信システムの無線通信路の確保が容易となる。第2の実施形態の構成図2a~dは、第2の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図1a~dに示す第1の実施形態の無線通信システムと同一の要素には同一の符号を付与している。図2aに示す無線送信機10は、図1aに示す第1の実施形態の無線送信機10と同様の構成を有している。図2bに示す無線受信機30Aは、図1bに示す第1の実施形態の無線受信機30のローパスフィルタ35とは異なる可変バンドパスフィルタ35Aを有し、更に受信側制御部34を有している他は、図1bに示す第1の実施形態の無線受信機30と同様の構成を有している。本実施形態の受信側制御部34の出力側は、可変バンドパスフィルタ35Aに接続されている。受信側制御部34は、無線送信機10が用いる送信波周波数可変の周期と同一の時間で可変バンドパスフィルタ35Aの通過周波数帯を変化させる。図2cは、本実施形態の無線送信機10のパワースペクトラムを示している。本実施形態の無線送信機10のパワースペクトラムは、図1cに示す第1の実施形態の無線送信機10のパワースペクトラムと同様である。図2dは、本実施形態の可変バンドパスフィルタ35Aの出力信号のパワースペクトラムを示している。本実施形態の可変バンドパスフィルタ35Aの出力信号のパワースペクトラムは、図1dに示す第1の実施形態のローパスフィルタ35の出力信号のパワースペクトラムと同様である。第2の実施形態の動作図3a~hは、第2の実施形態に於ける無線通信システムの動作を示す図である。図3aは、無線送信機10がトレーニングモードと通信モードを繰り返す所定シーケンスを示している。図3bは、無線受信機30Aがトレーニングモードと通信モードを繰り返す所定シーケンスを示している。図3a,bの横軸は、共通する時間tを示している。無線送信機10は、通信を開始すると、所定時間に於いて最適な周波数をトレーニングするトレーニングモードで動作し、そののち通信モードに遷移して、最適な周波数での通信を行う。同様に、無線受信機30Aは、所定時間に於いて最適な周波数をトレーニングするトレーニングモードで動作し、そののち通信モードに遷移して、最適な周波数での通信を行う。ここで最適な周波数とは、多重波の干渉が最も少なく、よって可変バンドパスフィルタ35Aによる周波数f0の成分が最も高くなる周波数である。図3cは、無線送信機10のトレーニングモードの詳細シーケンスを示している。図3dは、無線受信機30Aのトレーニングモードの詳細シーケンスを示している。図3c,dの横軸は、共通する時間tを示している。無線送信機10の送信側制御部14は、トレーニングモードに於いて、時間Tごとに周波数f0±Δf1,f0±Δf2,f0±Δf3,f0±Δf4で、可変発振器12-1,12-2がそれぞれ発振するように切り替えている。同様に、無線受信機30Aは、トレーニングモードに於いて、時間4Tごとに可変バンドパスフィルタ35Aが周波数Δf1、Δf2、Δf3、Δf4の信号を通過するフィルタ動作を行うように切り替えている。すなわち、無線受信機30Aの受信周波数を切替えている。これらのモード切替えにより、無線送信機10の発振周波数と、無線受信機30Aの受信周波数の組み合わせが最適となるようにトレーニングしている。図3eは、無線送信機10の通信モードの詳細シーケンスを示している。図3fは、無線受信機30Aの通信モードの詳細シーケンスを示している。図3e,fの横軸は、共通する時間tを示している。通信モードに於いて、無線送信機10と無線受信機30Aとは、最適な発振周波数Δfiと、最適な受信周波数Δfiによって、情報を送受信する。図3gの縦軸は、無線送信機10の送信信号のパワースペクトラムを示している。図3hの縦軸は、無線受信機30Aの可変バンドパスフィルタ35Aの出力信号のパワースペクトラムを示している。図3g,hの横軸は、周波数を示している。図3gは、無線送信機10が、周波数f0Δfiにピークを有する送信信号と、周波数f0-Δfiにピークを有する送信信号とを出力することを示している。図3hは、無線受信機30Aの可変バンドパスフィルタ35Aは、プロダクト検波とバンドパスフィルタ処理により、2つの送信信号のピークの差分である周波数Δfiにピークを有する信号を出力することを示している。図4は、第2の実施形態に於ける無線通信システムのチャネル例その1を示す図である。横軸は周波数を示し、長方形は、それぞれの無線通信チャネルCh-1~Ch-nnは自然数を示している。薄い灰色部分は、第1の送信波の搬送周波数f0-Δf1と、第2の送信波の搬送周波数f0Δf1の組合せを示している。周波数f0は、第1の送信波の搬送周波数f0-Δf1と、第2の送信波の搬送周波数f0Δf1の組合せの平均周波数を示している。濃い灰色部分は、第1の送信波の搬送周波数f0-Δf2と、第2の送信波の搬送周波数f0Δf2の組合せを示している。周波数f0は、上記と同様に、第1の送信波の搬送周波数f0-Δf2と、第2の送信波の搬送周波数f0Δf2の組合せの平均周波数を示している。本実施形態の無線通信システムは、使用する周波数帯域を、複数の狭い周波数帯域である無線通信チャネルCh-1~Ch-nに分割する。無線通信チャネルCh-1~Ch-nに於いて、第1の実施形態と同一の方式で信号の変調を行う。使用する周波数帯域の内部に一つの中心周波数平均周波数f0を設定し、この周波数f0の周波数軸上の左右に、同一の周波数間隔を有する二つのチャネルを選び、同一の信号により変調を施し、送信アンテナ20-1,20-2により空中に放出する。周波数分割多重を行う既存の無線通信システムに対し、電波法に則った上で、本実施形態を適用可能である。図5は、第2の実施形態に於ける無線通信システムのチャネル例その2を示す図である。図4と異なる点は、異なる中心周波数f0aと、中心周波数f0bとが、周波数帯域の内部に設定されていることである。本実施形態に於ける無線通信システムは更に、中心周波数f0aから周波数軸上に等間隔に位置している周波数f0aΔf1の通信チャネルと、周波数f0a-Δf1の通信チャネルを使用する。同時に、中心周波数f0bから周波数軸上に等間隔に位置している周波数f0bΔf1の通信チャネルと、周波数f0b-Δf1の通信チャネルを使用する。このように、同時に同一のチャネルを使用せず、かつ、複数の中心周波数f0a,f0bから周波数軸上に等間隔に位置する2つの通信チャネルをそれぞれ選択することにより、複数の無線回線を同時に実現可能となり、情報通信容量増大および無線通信回線の信頼性向上に効果がある。第2の実施形態の効果以上説明した第2の実施形態では、次のC,Dのような効果がある。C本実施形態の無線通信システムは、周波数分割多重を行う既存の無線通信システムに対し、電波法に則った上で、本実施形態を適用可能である。D同時に同一のチャネルを使用せず、かつ、複数の中心周波数f0a,f0bから周波数軸上に等間隔に位置する2つの通信チャネルをそれぞれ選択することにより、複数の無線回線を同時に実現可能となり、情報通信容量増大および無線通信回線の信頼性向上に効果がある。第3の実施形態の構成図6a,bは、第3の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。図1bに示す第1の実施形態の無線受信機30と同一の構成には同一の符号を付与している。図6aに示す本実施形態の無線受信機30Bは、第1の実施形態の無線受信機30とは異なり、受信アンテナ31からデルタシグマ変調器40を介してベースバンド回路51に接続されている他は、第1の実施形態の無線受信機30と同様の構成を有している。本実施形態の無線受信機30Bが備えているデルタシグマ変調器40は、共振器42-1,42-2と、アナログデジタル変換器43と、デジタルアナログ変換器45と、発振器44と、逆相合成器41-1とを有している。第1の共振器である共振器42-1は、送信波の搬送周波数f0-Δfに対応した共振周波数で共振する。第2の共振器である共振器42-2は、送信波の搬送周波数f0Δfに対応した共振周波数で共振する。アナログデジタル変換器43は、例えば、所定の閾値と入力信号とを比較して、1ビットのデジタルに変換する。発振器44は、周波数fsの発振信号を出力する。デジタルアナログ変換器45は、例えば、1ビットのデジタル信号に応じて所定のアナログ値に変換する。図6bは、本実施形態の無線受信機30Bのデルタシグマ変調器40のパワースペクトラムを示す図である。横軸は周波数を示し、縦軸はデルタシグマ変調器40の出力信号のスペクトル密度spectrumを示している。デジタル信号特有のエイリアス信号により、バンドパス型のデルタシグマ変調器40の出力信号のパワースペクトラムは、サンプリング周波数fsの整数倍ごとに0となる。サンプリング周波数fs以下の周波数領域には0次高調波のピークが存在する。サンプリング周波数fs~2fsの周波数領域には、1次高調波のピークが存在する。以下同様に、サンプリング周波数n×fs~n1×fsnは自然数の周波数領域には、n次高調波のピークが存在する。第3の実施形態の動作図6aを元に無線受信機30Bの動作を説明する。デジタルアナログ変換器45は、フィードバック信号を逆相合成器41-1に出力する。逆相合成器41-1によって、受信アンテナ31が出力する受信信号から、フィードバック信号が減算される。逆相合成器41-1の出力信号は、並列に接続された共振器42-1,42-2を介して、それぞれの共振周波数で共振する。これにより、周波数f0よりも高い周波数によるノイズを除去可能である。共振器42-1,42-2の出力信号は、アナログデジタル変換器43に入力され、デジタル信号に変換される。デジタル信号は、ベースバンド回路51に出力されると共に、デジタルアナログ変換器45にも出力され、前述したフィードバック信号に変換される。アナログデジタル変換器43と、デジタルアナログ変換器45とは、共通する発振器44によって、同じサンプリング周波数fsでサンプリングされる。このサンプリング周波数fsは、前述した2つの送信波の搬送周波数f0-Δfと、搬送周波数f0Δfの平均周波数f0の整数倍であり、以下の式1を満たす。f0=M×fs式1。このデルタシグマ変調器40は、入力信号の微分値変化量に応じて、ビット1の時間密度が濃くなるようなデジタル信号を出力する。図6bに示されるように、本実施形態では、受信信号の搬送波の中心周波数f0は、サンプリング周波数fsのM倍なので、デルタシグマ変調器40から、搬送周波数f0-Δfを有する送信波の信号と、搬送周波数f0Δfを有する送信波の信号の出力成分がデジタル信号として出力される。第3の実施形態の効果以上説明した第3の実施形態では、次のEのような効果がある。E本実施形態のデルタシグマ変調器40によれば、アナログ非線形回路であるミキサ32および発振器33を用いることなく、送信波よりも充分に低い周波数を中心周波数とする変調信号波をデジタル信号として取り出すことができる。これにより、後段のベースバンド回路51が行うデジタル信号処理により、容易に受信点で反射波が同相に合成される時間点を抽出することが可能であり、無線受信機30Bの簡略化および高信頼化が実現可能である。第4の実施形態の構成図7a,bは、第4の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。図6に示す第3の実施形態の無線受信機と同一の要素には同一の符号を付与している。本実施形態の無線受信機30Cは、第3の実施形態の無線受信機30Bが有するデルタシグマ変調器40とは異なるデルタシグマ変調器40Cを有している他は、第3の実施形態の無線受信機30Bと同様の構成を有している。本実施形態のデルタシグマ変調器40Cは、第3の実施形態のデルタシグマ変調器40に加えて更に、デジタル信号補間器46を有し、発振器44Cは、デジタルアナログ変換器45に、サンプリング周波数M×fsの発振信号を出力している他は、第3の実施形態のデルタシグマ変調器40Bと同様の構成を有している。このデジタル信号補間器46は、所定周期の1ビット信号を入力として、指定されたサンプリング周期で信号を出力する。デジタル信号補間器46は、例えば、所定周期と一致しているタイミングでは、入力デジタル信号をそのまま出力し、所定周期と一致していないタイミングでは、0を補間して出力する。本実施形態のデルタシグマ変調器40Cは、アナログデジタル変換器43の出力信号を、デジタル信号補間器46を介して、デジタルアナログ変換器45に入力している。図7bは、本実施形態の無線受信機30Cの動作を示す図である。横軸は周波数を示し、縦軸はパワースペクトラムを示している。実線はデルタシグマ変調器40Cの出力信号のパワースペクトラムを示し、更に比較のため、前述した図6bに示すデルタシグマ変調器40の出力信号のパワースペクトラムを、破線で示している。デジタル信号特有のエイリアス信号により、デルタシグマ変調器40Cの出力信号のパワースペクトラムは、デジタルアナログ変換器45のサンプリング周波数M×fsの整数倍ごとに0となる。サンプリング周波数M×fs以下の周波数領域には、0次高調波のピークが存在する。第4の実施形態の動作図7に示す第4の実施形態の無線受信機30Cが、図6に示す第3の実施形態の無線受信機30Bと異なる点は、デルタシグマ変調器40Cが用いるデジタルアナログ変換器45のサンプリング周波数fsをアナログデジタル変換器43のサンプリング周波数M×fsの整数倍にしており、アナログデジタル変換器43のデジタル出力をフィードバックループに戻す際に、デジタル信号補間器46により、デジタル信号の周波数を整数倍にすることである。デジタルアナログ変換器45は、ゼロ次ホールド効果により、SINC関数のローパス型の減衰特性を示す。2つの送信波の搬送周波数の平均周波数と、クロック発生回路のサンプリング周波数の差が大きくなるにつれ、フードバックループの送信周波数に対する利得が低下する。図7bに示されるように、本実施形態では、受信信号の搬送波の中心周波数f0は、サンプリング周波数fsのM倍なので、デルタシグマ変調器40Cから、周波数Δfを有する送信波の信号と、搬送周波数f0-Δfを有する送信波の信号と、搬送周波数f0Δfを有する送信波の信号の出力成分がデジタル信号として出力される。ゼロ次ホールド効果により、周波数Δfの信号が最も大きなスペクトル密度を有している。よって、この周波数Δfの信号によって搬送されている周波数f1の情報信号は、容易に抽出可能となる。第4の実施形態の効果以上説明した第4の実施形態では、次のFのような効果がある。F本実施形態によれば、フードバックループのデジタルアナログ変換器45に入力するデジタル信号の周波数を、低域周波数に於いてあらかじめ持ち上げることができるので、ゼロ次ホールド効果による送信波に対するフードバックのゲインの低下を抑制できる。これにより、図6に示す第3の実施形態のデルタシグマ変調器40と比べ、サンプリング周波数fsを低くすることができ、ハードウェアの低価格化および低消費電力化が可能となる。第5の実施形態の構成図8は、第5の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。図7に示す第4の実施形態の無線受信機と同一の構成には同一の符号が付与されている。図8aに示すように、本実施形態の無線受信機30Dは、図7に示す第4の実施形態の無線受信機30Cとは異なるデルタシグマ変調器40Dを有している。本実施形態のデルタシグマ変調器40Dは、第4の実施形態のデルタシグマ変調器40Cに加えて、順方向増幅器48-1,48-2,48-3、逆方向増幅器47-1,47-2,47-3、および、逆相合成器41-2,41-3を具備している。順方向増幅器48-1,48-2,48-3には、受信アンテナ31の出力側が接続されている。逆方向増幅器47-1,47-2,47-3には、デジタルアナログ変換器45の出力側が接続されている。順方向増幅器48-1の出力側は、逆相合成器41-1の同相入力点に接続されている。逆方向増幅器47-1の出力側は、逆相合成器41-1の逆相入力点に接続されている。逆相合成器41-2は、共振器42-1と共振器42-2との間に接続されている。共振器42-1の出力側と順方向増幅器48-2の出力側は、逆相合成器41-2の同相入力点に接続されている。逆方向増幅器47-2の出力側は、逆相合成器41-2の逆相入力点に接続されている。逆相合成器41-3は、共振器42-2とアナログデジタル変換器43の間に接続されている。共振器42-2の出力側と順方向増幅器48-3の出力側は、逆相合成器41-3の同相入力点に接続されている。逆方向増幅器47-3の出力側は、逆相合成器41-3の逆相入力点に接続されている。前述したように、逆相合成器41-1,41-2,41-3の同相入力点には、順方向増幅器48-1,48-2,48-3を介して受信信号が入力される。逆相合成器41-1,41-2,41-3の逆相入力点には、逆方向増幅器47-1,47-2,47-3を介してデジタルアナログ変換器45のフィードバック出力が加えられる。順方向増幅器48-1,48-2,48-3によって、3次のフィードフォワード制御が行われ、逆方向増幅器47-1,47-2,47-3によって、3次のフィードバック制御が行われる。よって、デルタシグマ変調器40Dの信号伝達関数は6次関数で表される。図8bは、第5の実施形態に於ける無線受信機30Dの構成と動作を示す図であり、デルタシグマ変調器40Dの信号伝達関数の位相特性を示している。横軸は位相ωを示しており、縦軸は信号伝達関数STFSignalTransferFunctionの位相歪の例を示している。位相ωが0のとき、信号伝達関数STFの位相歪は所定の正の値である。位相がω0-Δωのときに、ほぼ0となり、以降、位相πまで単調減少する。信号伝達関数STFの位相歪は、位相πを超えると増加し、位相がω0Δωのときに再び、ほぼ0になる。周波数f0-Δfの場合は、位相ω0-Δωの場合に相当する。周波数f0Δfの場合は、位相ω0Δωの場合に相当する。図9は、第5の実施形態に於ける無線受信機の実装例を示す図である。多層プリント基板63の上に、電源回路64と高周波コネクタ61とデジタル信号コネクタ62が実装され、図9と同一の記号が付与された機能素子ブロックが、アナログ信号線65およびデジタル信号線66によって電気的に接続されている。電源回路64で発生した直流電流は、多層プリント基板63の内層に設けられた図示しない電源線によって、スルーホール等を用いて機能素子ブロックの能動素子に供給される。多層プリント基板63の内層には、アナログ信号線65およびデジタル信号線66に対する図示しないグランド面が形成され、このグランド面とこれらの信号線によりストリップ線路が形成され、信号の伝達路が形成される。多層プリント基板63の無線受信機30Dには、受信波の入力端としての高周波コネクタ61と、デジタル信号の出力端としてデジタル信号コネクタ62が実装されている。これにより、図8に示すデルタシグマ変調器40Dを構成している。このデルタシグマ変調器40Dは、プリント基板プロセスおよび、部品の自動面実装プロセスを用いて量産が可能であり、生産コスト低減に効果がある。第5の実施形態の動作信号発生回路が生成した信号に、位相情報を用いて変調を掛ける場合には、二つの搬送波に逆相の変調を掛けることになる。二つの搬送周波数を有する信号を、二つの搬送周波数の差の周波数を有する信号に変換する場合に於いて、デルタシグマ変調器40Dは、二つの搬送周波数に位相歪みを与えないことが望ましい。本実施形態の無線受信機30Dは、デルタシグマ変調器40Dの信号伝達関数STFの位相歪を、2つの送信波のそれぞれの搬送周波数f0Δf,f0-Δfにおいてゼロにすることが可能である。よって、無線受信機30Dの位相変調感度を向上させることが可能である。第5の実施形態の効果以上説明した第5の実施形態では、次のGのような効果がある。G本実施形態のデルタシグマ変調器40Dによれば、2つの送信波のそれぞれの搬送周波数f0Δf,f0-Δfで位相歪みが小さく抑制されるので、無線受信機30Dの位相変調感度を向上させることが可能である。第6の実施形態の構成図10a,bは、第6の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図2a,bに示す第2の実施形態の無線通信システムと同様な要素には同一の符号を付与している。図10aは、第6の実施形態に於ける無線送信機の構成を示す図である。本実施形態の無線送信機10Eは、第2の実施形態の無線送信機10に加えて、合成分配器19と、移相器18と、相互に直交する直線偏波の送信アンテナ20b-1,20b-2とを有している。合成分配器19は、2つの入力信号を合成し、2つの出力側に分配する。移相器18は、例えば遅延線であり、入力された信号を、搬送波の周波数f0の1/4波長分に相当する時間だけ遅延させて出力する。変調器13-1,13-2の出力側は、合成分配器19に入力されている。合成分配器19の出力側は、送信アンテナ20b-1に接続されていると共に、移相器18を介して送信アンテナ20b-2に接続されている。図10bは、第6の実施形態に於ける無線受信機の構成を示す図である。本実施形態の無線受信機30Eは、相互に直交する直線偏波の受信アンテナ31b-1,31b-2と、移相器37と、復調器40E-1,40E-2と、受信側制御部34Aと、ベースバンド回路51Aとを有している。移相器37は、入力された信号を、搬送波の周波数f0の1/4波長分に相当する時間だけ遅延させて出力する。復調器40E-1,40E-2は、入力された信号を所定のキャリア周波数で復調する。ベースバンド回路51Aは、2つの復調信号を基に、情報信号を生成する。第6の実施形態の動作図10a,bの第6の実施形態の無線通信システムの動作のうち、図2に示す第2の実施形態の無線通信システムの動作と同一の部分については、説明を省略する。無線送信機10Eに於いて、第2の実施形態と異なり、変調器13-1の出力信号と変調器13-2の出力信号は、合成分配器19によって合成されたのち二分配され、移相器18によって、周波数f0に対して90°の位相差が付けられ、二つの直交する直線偏波の一体型アンテナである送信アンテナ20b-1,20b-2を介して空中に送出される。無線受信機30Eに於いて、第2の実施形態と異なり、受信アンテナ31b-1から取り込まれた受信波は、復調器40E-1によって復調され、ベースバンド回路51Aに供給される。受信アンテナ31b-2から取り込まれた受信波は、移相器37によって周波数f0に対して90°の位相差を付けられ、復調器40E-2によって復調され、ベースバンド回路51Aに供給される。本実施形態によれば、お互いに直交した直線偏波の一体アンテナである送信アンテナ20b-1,20b-2から空中に送出されるので、二つの搬送波の周波数の差の周波数で偏波ベクトルが回転する送信波を放出でき、この送信波の偏波ベクトルの回転角度を受信機で検出可能である。これにより、第2の実施形態の無線通信システムと比べて、送信アンテナ20b-1,20b-2、および、受信アンテナ31b-1,31b-2を其々一体化することにより、小型化が可能である。第6の実施形態の効果以上説明した第6の実施形態では、次のHのような効果がある。H第2の実施形態の無線通信システムと比べて、送信アンテナ20b-1,20b-2、および、受信アンテナ31b-1,31b-2を其々一体化することにより、小型化が可能である。第7の実施形態の構成図11a,bは、第7の実施形態に於ける無線通信システムの構成を示す図である。図10に示す第6の実施形態の無線通信システムと同一の要素には同一の符号を付与している。図11aに示す無線送信機10Fは、第6の実施形態の無線送信機10Eとは異なり、円偏波の一体型アンテナである送信アンテナ20c-1,20c-2を有しているほかは、第6の実施形態の無線送信機10Eと同様の構成を有している。図11bに示す無線受信機30Fは、第6の実施形態の無線受信機30Eとは異なり、円偏波の一体型アンテナである受信アンテナ31c-1,31c-2を有しているほかは、第6の実施形態の無線受信機30Eと同様の構成を有している。第7の実施形態の製造第6の実施形態の送信アンテナ20b-1,20b-2,受信アンテナ31b-1,31b-2のように、二つの直交する直線偏波のアンテナを制作する際には、厳密に直交する直線状の導体を物理的に実現する必要がある。この直線偏波のアンテナを製造する上で、厳密に直交するように精度を維持することは事実上困難である。本実施形態では、送信アンテナ20b-1,20b-2,受信アンテナ31b-1,31b-2は、回転方向の異なる円偏波のアンテナである。これを製造するには、右旋円編波アンテナと左旋円偏波アンテナを単に貼り合せれば良く、2つのアンテナの相対位置の精度は考慮しなくとも良い。したがって、量産プロセスに於いて、貼付精度は考慮しなくとも良いため、アンテナの低コスト化が可能である。第7の実施形態の効果以上説明した第7の実施形態では、次のIのような効果がある。I送信アンテナと受信アンテナの量産プロセスに於いて、2つのアンテナの貼付精度は考慮しなくとも良いため、アンテナの低コスト化が可能である。第8の実施形態の構成図12は、第8の実施形態に於ける昇降機システムの構成を示す図である。この昇降機システム100は、縦長の直方体である建物101と、昇降カゴ111とを有している。建物101の内部には、昇降カゴ111が昇降する空間が設けられている。昇降カゴ111は、図示しないロープと駆動機構によって、建物101の内部空間を昇降する。建物101の内部空間の天井部には、基地局無線機102-1とアンテナ103-1とが設置され、建物101の内部空間の床部には、基地局無線機102-2とアンテナ103-2とが設置されている。基地局無線機102-1,102-2は、図11bに示す無線受信機30Fと同一の構成を有している無線機であり。アンテナ103-1,103-2は、図11aに示す受信アンテナ31b-1,31b-2と同様の一体型の受信アンテナである。昇降カゴ111の上面にはアンテナ113-1が設けられ、下面にはアンテナ113-2が設けられ、高周波ケーブル114によって端末局無線機112に接続されている。端末局無線機112は、図11aに示す無線送信機10Fと同様の無線機である。このアンテナ113-1,113-2は、図11bに示す送信アンテナ20c-1,20c-2と同様の一体型の送信アンテナである。第8の実施形態の動作端末局無線機112から送信された電波は、アンテナ113-1とアンテナ113-2を介して送信される。送信された電波は、建物101の内部空間を無線伝送媒体とするので、建物101の内壁および昇降カゴ111の外壁によって多重反射を受ける。すなわち、建物101の内部空間は、多重波干渉環境を形成する。多重反射を受けた電波は、それぞれアンテナ103-1,103-2に到達する。本実施形態では、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。建物101から無線接続手段によって昇降カゴ111の制御/監視が可能となるので、ケーブルなどの有線接続手段によって昇降カゴ111が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、建物101を小体積とするか、または、同一の建物101の体積で昇降カゴ111の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。あわせて、昇降カゴ111の軽量化も可能となる。昇降カゴ111に接続されるケーブル等の有線接続手段の重さは、高層ビルにおいて、無視し得ない重さとなる為である。第8の実施形態の効果以上説明した第8の実施形態では、次のJのような効果がある。J建物101から無線接続手段によって昇降カゴ111の制御/監視が可能となるので、ケーブル等の有線接続手段によって昇降カゴ111が昇降する空間を無駄にすることがなくなる。よって、小さい建物101の体積とするか、または、同一の建物101の体積で昇降カゴ111の寸法を増大させて輸送能力を向上させることが可能である。第9の実施形態の構成図13は、第9の実施形態に於ける変電設備監視システムの構成を示す図である。本実施形態の変電設備監視システム200は、複数の変電機201-1~201-12と、これらの近傍に設定されている複数の無線基地局211-1~211-4とを備えている。本実施形態では、変電機201-1~201-12の数は無線基地局211-1~211-4の数よりも多い。それぞれの変電機201-1~201-12は、端末局無線機203と直交偏波一体アンテナ202とを備えている。変電機201-1~201-12の寸法は、数mのオーダである。無線基地局211-1~211-4は、それぞれ基地局無線機213と直交偏波一体アンテナ212とを備えている。無線機が使用する数百MHzから数GHzの周波数の電磁波の波長に比べて、変電機201-1~201-12の寸法は圧倒的に大きい。第9の実施形態の動作本実施形態の変電設備監視システム200において、電磁波は、複数の変電機201-1~201-12によって多重反射を受ける。変電設備監視システム200には、多重波干渉環境が形成される。本実施形態の端末局無線機203と、基地局無線機213とは、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となり、複数の無線基地局211-1~211-4によって、変電機201-1~201-12の遠隔制御と遠隔監視が可能である。よって、ケーブルなどを用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストが不要となり、変電機201-1~201-12の制御/監視システムの安全性の向上、および、コストの削減が可能となる。第9の実施形態の効果以上説明した第9の実施形態では、次のKのような効果がある。K本実施形態の無線機によれば、多重波干渉環境下でも高品質の無線伝送が実現可能となる。変電機201-1~201-12の制御監視を複数の無線基地局211-1~211-4によって遠隔で実施可能である。よって、ケーブルなどの該有線接続手段を用いる場合に問題となる高圧誘導電力の問題を解決できると共に、ケーブルの敷設コストを削除でき、変電機201-1~201-12の制御/監視システムの安全性向上、および、コスト削減が可能となる。変形例本発明は、上記実施形態に限定されることなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更実施が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次のaのようなものがある。a第1~第5の実施形態の送信アンテナ20-1,20-2と、受信アンテナ31は、いずれも直線偏波のアンテナである。しかし、これに限られず、円偏波のアンテナであっても良い。"