"トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を少なくとも一つ以上有する電圧変換回路部を備えた電力変換装置において、前記電圧変換回路部は、前記還流ダイオードとして、SiC-SBDSiC-Schottky-BarrierDiodeと、SiC-SBD以外のダイオードとの双方を少なくとも一つ以上含むように構成されていることを特徴とする電力変換装置。前記SiC-SBD以外のダイオードが、Si-FRDSi-FastRecoveryDiodeであることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをSiC-SBDで構成すると共に、他の還流ダイオードをSiC-SBD以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記SiC-SBDが設けられていない側のアームのスイッチング素子が全てオン状態となるゼロベクトル期間よりも前記SiC-SBDが設けられている側のアームのスイッチング素子が全てオン状態となるゼロベクトル期間の方が長くなるようにスイッチング指令が与えられることを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをSiC-SBDで構成すると共に、他の還流ダイオードをSiC-SBD以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記SiC-SBDが設けられている相の電流を当該SiC-SBDを流れる極性に流し、且つ、当該SiC-SBDが設けられていない相に流れる電流よりも当該SiC-SBDが設けられている相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。前記SiC-SBDが設けられている相の電圧ブリッジ回路における逆アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成したことを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。前記SiC-SBDが設けられていない相のうちの一つの相の電圧ブリッジ回路において、前記SiC-SBDが設けられている側の逆アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成したことを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。前記SiC-SBDが設けられていない相に流れる電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した電圧変換回路部を有する三相の電力変換装置において、任意の二つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上下アームの各還流ダイオードをSiC-SBDで構成すると共に、残りの一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオードをSiC-SBD以外のダイオードで構成したことを特徴とする電力変換装置。前記SiC-SBDが設けられていない相に流れる電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項10に記載の電力変換装置。トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続し電圧変換回路部を有するた三相の電力変換装置において、任意の第1の相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをSiC-SBDで構成すると共に、残りの第2、第3の相の前記各電圧形ブリッジ回路において、前記第1の相のSiC-SBDが設けられている側の逆アームに位置するそれぞれの還流ダイオードをSiC-SBDで構成したことを特徴とする電力変換装置。前記電圧変換回路部に接続される負荷を直流制動する際に、前記第1の相の電流を当該第1の相のSiC-SBDを流れる極性に流し、且つ、前記第2および第3の相に流れるそれぞれの電流よりも前記第1の相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することを特徴とする請求項12に記載の電力変換装置。前記直流制動を開始するタイミングが前記第1の相に流れる電流の最大値であることを特徴とする請求項13に記載の電力変換装置。前記SiC-SBD以外のダイオードが、Si-FRDSi-FastRecoveryDiodeであることを特徴とする請求項3~14の何れか1項に記載の電力変換装置。しかしながら、SiCはSiに比べて非常に高価であるため、上記特許文献1のように、全ての還流ダイオードにSiCを適用した場合にはコスト上昇を来すという課題が生ずる。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電力変換装置は、トランジスタおよび、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を少なくとも一つ以上有する電力変換装置において、前記還流ダイオードとして、SiC-SBDSiC-Schottky-BarrierDiodeと、SiC-SBD以外のダイオードとの双方を少なくとも一つ以上含むように構成したことを特徴とする。本発明に係る電力変換装置によれば、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができるという効果を奏する。以下、添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、実施の形態1に係る電力変換装置の構成を示す図である。実施の形態1に係る電力変換装置100は、図1に示すように、主たる構成部として、電力変換回路部50、平滑コンデンサ13および制御部14を備えて構成される。電力変換回路部50は、トランジスタと、このトランジスタに逆並列接続された還流ダイオードとを有するスイッチング素子を直列接続した上下アーム構成の電圧形ブリッジ回路を一つの相として、平滑コンデンサ13に対して並列接続された三つの相U相,V相,W相を構成している。例えば、U相上アームは、還流ダイオード19aがトランジスタ1aに逆並列接続されてなり、U相下アームは、還流ダイオード2dがトランジスタ1dに逆並列接続されてなる。V相およびW相についても同様であり、V相上アームは、還流ダイオード2bがトランジスタ1bに逆並列接続されてなり、V相下アームは、還流ダイオード2eがトランジスタ1eに逆並列接続されてなり、W相上アームは、還流ダイオード2cがトランジスタ1cに逆並列接続されてなり、W相下アームは、還流ダイオード2fがトランジスタ1fに逆並列接続されてなる。なお、以後、各アーム間の関係について説明する場合、各相における上アームと下アームとは互いに逆アームの関係にあり、一つの相のアームと他の相のアームとは互いに対向アームの関係にあるものとして説明する。各相の上アームと下アームとの接続部は電力変換回路部50の出力端交流出力端を成し、これらの出力端にはモータ15が接続されている。また、電力変換回路部50の出力端交流出力端には、負荷駆動対象であるモータ15が接続され、これら電力変換回路部50およびモータ15の間には、電力変換回路部50とモータ15との間に流れる電流情報を検出する電流センサ16~18が設けられている。電流センサ16はU相に流れる電流を検出し、電流センサ17はV相に流れる電流を検出し、電流センサ18はW相に流れる電流を検出する。電流センサ16~18が検出した電流情報は制御部14に入力される。制御部14は、電流センサ16~18が検出した電流情報に基づき、電流の大きさや位相の情報を取得する。また、制御部14は、外部から与えられた速度指令を各相の電圧指令に変換し、変換した電圧指令を三角波と比較し,その比較結果を差が正か負かにより各スイッチング素子のスイッチングのオン時間、即ちスイッチング指令を決定すると共にし、当該スイッチング指令を電力変換回路部50内に構成されるスイッチング素子に対して付与する。上記スイッチング指令が付与された電力変換回路部50では、平滑コンデンサ13に充電された直流電圧が電圧形ブリッジ回路を構成する上下アームのスイッチング素子が任意幅のパルスに変調され、各相毎に相補的にオンオフ動作することで所望電圧所望周波数の擬似正弦波がモータ15に供給される。なお、このような駆動方式をPWM駆動といい、印加される電圧をPWM電圧という。実施の形態1に係る電力変換装置の要旨は、U相~W相を構成する6つのアームのうちの一つの還流ダイオードをSiC-SBDで構成している点にある。具体的に説明すると、図1の構成において、トランジスタ1a~1fは、例えばSi-IGBTSi-InsulatedGateBipolarTransistorであり、還流ダイオード2b~2fは、例えばSi-FRDSi-FastRecoveryDiodeである。一方、太実線で囲んだ還流ダイオード19aは、SiC-SBDSiC-Schottky-BarrierDiodeである。すなわち、電圧形ブリッジ回路の一つの相における上アームまたは下アームいずれかの還流ダイオード図1の構成では、U相上アームの還流ダイオード19aをSiC-SBDで構成し、残りの還流ダイオード図1の構成では、U相上アーム以外の還流ダイオード2b~2fをSiC-SBD以外のダイオード例えばSi-FRDで構成した点にある。この構成により、SiC-SBDの導通損失および逆回復損失ならびに対応するスイッチング素子図1の構成では、トランジスタ1dのターンオン損失を低減することが可能となる。つぎに、実施の形態1に係る電力変換装置において、導通損失、逆回復損失およびターンオン損失が低減される理由について図2~図4の図面を参照して説明する。なお、図2~図4は、U相上アームの還流ダイオードをSi-FRD2aで構成したとき、すなわち電力変換回路部50における全ての還流ダイオードがSi-FRDであるときの各種波形である。より詳細に説明すると、図2は、トランジスタ1dがターンオンする前の従来技術に係る電流の流れを示す図であり、図3は、トランジスタ1dがターンオンした後の従来技術に係る電流の流れを示す図である。また、図4は、トランジスタ1dがターンオンしたときの従来技術に係るターンオン損失の増加を説明する図であり、aにはトランジスタ1dのターンオン後のコレクタ電流104およびコレクタ-エミッタ間電圧105の波形を示し、bにはトランジスタ1dのターンオン後の損失波形を示している。まず、トランジスタに関する損失には、定常的に電流が流れることによって発生する導通損失と、スイッチング動作によって発生するスイッチング損失とがある。また、スイッチング損失は、オフからオンへ変わる場合のターンオン損失と、オンからオフへ変わる場合のターンオフ損失とに区分できる。一方、還流ダイオードに関する損失には、定常的に電流が流れることによって発生する導通損失と、電圧形ブリッジ回路の同一相における逆アームのスイッチング素子のターンオンスイッチングにより流れる逆回復電流によって発生する逆回復損失と、がある。これらスイッチング素子および還流ダイオードに関する損失は、効率を下げるだけでなく、熱破壊などによって装置の信頼性を低下させる原因となるので、これらの損失を可能な限り低減させることが好ましい。ここで、図2では、上アームと下アームの接続部にモータ電流102が流れ込む状態を示しているが、いま、この図2に示す電流の方向を負の極性とする。ここで、トランジスタ1aが定常オンしているとき、還流ダイオードに流れる順方向電流101にはモータ電流102がそのまま流れる。つぎに、図3に示すように、図2の状態からトランジスタ1aがオフし、トランジスタ1dがターンオンすると、還流ダイオード2aの逆回復動作により、太破線で示すような逆回復電流103が流れる。このため、トランジスタ1dのコレクタ電流104は、太実線で示すモータ電流102に加え、太破線で示す逆回復電流103が重畳される。このとき、トランジスタ1dに流れるコレクタ電流104には、還流ダイオード2aの逆回復電流103が重畳されるため、ターンオン損失は逆回復電流103の増加分増大する図4aにおいて、ハッチングで示した部分がこれに相当する。一方、図5~図8は、U相上アームの還流ダイオードをSi-FRD19aで構成したときの各種波形である。より詳細に説明すると、図5は、トランジスタ1dがターンオンする前の実施の形態1に係る電流の流れを示す図であり、図6は、トランジスタ1dがターンオンした後の実施の形態1に係る電流の流れを示す図であり、図7は、トランジスタ1dがターンオンしたときの実施の形態1に係るターンオン損失の増加を説明する図であり、図8は、三相電流波形から見た実施の形態1に係る損失低減領域を示す図である。図5において、トランジスタ1aが定常オンのとき、負極性のモータ電流102は図2のときと同様に順方向電流106としてSiC-SBD19aに流れる。図5の状態からトランジスタ1aがオフし、トランジスタ1dがターンオンすると、SiC-SBD19aの逆回復動作が始まるが、SiC-SBD19aの特徴として逆回復電流は殆ど流れないため、図6の破線で示すような逆回復電流107はごく僅かな電流となり、逆回復損失は極めて小さくなる。また、トランジスタ1dのコレクタ電流108は、モータ電流102にSiC-SBD19aの逆回復電流107が重畳されたものであるが、SiC-SBD19aの逆回復電流107がごく僅かとなるため、トランジスタ1dのコレクタ電流108を従来よりも小さくすることができ、結果的に、トランジスタ1dのターンオン損失も低減することが可能となる。また、図7aに示すように、逆回復電流が重畳したトランジスタ1dのコレクタ電流108は、SiC-SBD19aの逆回復電流の減少により、図4においてハッチングで示した部分に見られるような大きな重畳領域がなくなる。このため、トランジスタ1dのターンオン損失は、図7bと図4bとの波形を比較すれば明らかなように、実施の形態1の方が小さくなる。なお、図1の構成では、U相上アームにおける還流ダイオードのみをSiC-SBDとしているため、図5および図6に示すように負極性のU相電流が流れるときに損失低減効果が得られる。このため、図8に示す三相電流波形上においては、ハッチングで示したU相電流の負の領域が損失低減領域となる。以上説明したように、実施の形態1の電力変換装置によれば、還流ダイオードとして、SiC-SBDと、SiC-SBD以外のダイオードとしてのSi-FRDの双方を少なくとも一つ以上含むように構成したので、SiC-SBDの導通損失および逆回復損失を低減し、且つ、当該SiC-SBDの逆アーム側に位置するトランジスタのターンオン損失を低減することができるので、コスト上昇を抑えつつ、熱破壊に対する信頼性の確保と高効率化とを実現することができる。実施の形態2.実施の形態1では、通常運転時における導通損失、逆回復損失およびターンオン損失の低減効果について説明したが、実施の形態2では、直流制動時における導通損失の低減効果について説明する。なお、前提となる電力変換回路部50の構成については、実施の形態1と同一である。直流制動は、三相交流を直流に変換してモータの回転磁界を停止させることで制動する制御手法である。ここで、図9は、従来技術に係る直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図9において、破線で示す位置時間は直流制動を開始するタイミングを示している。図に示すように、直流制動指令が入った時点で位相が固定されるため、各相の電流の大きさが不均衡となり、一つの素子に損失が集中し熱破壊を起こす可能性も出てくる。一方、図10は、実施の形態2の三相電力変換装置における直流制動時のPWM電圧指令を示す図である。また、図11は、図10に示す領域Aにおいて流れる電流経路を示す図であり、図12は、図10に示す領域Bにおいて流れる電流経路を示す図である。図10において、上段部の波形は、直流制動時におけるU相V相W相に対する電圧指令との三角波比較を示し、中段部の波形は、三角波比較の差が正か負かによって生成されたU相のPWM電圧ならびに、V相およびW相のPWM電圧を示し、下段部の波形は、U-V線間U-W線間のPWM電圧を示している。なお、下段部の波形において、U相V相W相のPWM電圧が全てオンとなるゼロベクトル期間を領域Aとし、U相V相W相のPWM電圧が全てオフとなるゼロベクトル期間を領域Bとしている。図10に示す領域Aは、U相V相W相のPWM電圧が全てオンとなるゼロベクトル期間であるため、上アームのUVW相は、トランジスタ1a、1b、1cおよび還流ダイオード19a、2b、2cによって短絡され、図11中に太実線で示す経路上において電位差のない電流が流れる。また、図10に示す領域Bは、U相V相W相のPWM電圧が全てオフとなるゼロベクトル期間であるため、上アームのUVW相は、トランジスタ1d、1e、1fおよび還流ダイオード2d、2e、2fによって短絡され、図12中に太実線で示す経路上において電位差のない電流が流れる。なお、図11および図12の電流経路は、モータ15から見た場合の電流経路としては、電気的には同じ意味である。このため、領域Aと領域Bの時間幅期間は、双方の期間の和が等しければ、これらの領域における時間幅の割合を変えても問題はない。よって、図10の上段部に示すように、各相の電圧指令を三角波の正側頂点付近に設定することで、下段部に示すようなU-VU-W線間PWM電圧とすることができる。このようなPWM電圧を生成した場合、一周期あたり領域Aの期間が長くなる。その結果、Si-FRD2dの導通期間がSiC-SBD19aの導通期間より短くなり、導通損失の大きなSi-FRD2dよりも、導通損失の小さなSiC-SBD19aに流れる電流を多くすることができる。この作用により、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。以上説明したように、実施の形態2の電力変換装置によれば、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをSiC-SBDで構成すると共に、他の還流ダイオードをSiC-SBD以外のダイオードで構成し、SiC-SBDが設けられていない側のアームが全オン状態となるゼロベクトル期間よりもSiC-SBDが設けられている側のアームが全オン状態となるゼロベクトル期間の方が長くなるようなスイッチング指令を付与されるので、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。実施の形態3.実施の形態2では、直流制動時における導通損失の低減効果について説明したが、実施の形態3では、直流制動時における導通損失の低減効果を高める制御手法について説明する。なお、前提となる電力変換回路部50の構成については、実施の形態1と同一または同等である。従来の制御手法では、図9に示すように、直流制動が入った時点で電流位相が固定されるため、相ごとで電流の大きさが不均衡となり、ある特定の素子に損失が集中していた。そこで、図13に示すように、三相交流でモータを駆動しているときに、上下アームの接続部からモータへ電流が流れ出す向きを電流の正として、負のU相電流が最大になる位相で直流制動を開始するようにする。このようなタイミングで直流制動を開始すると、V相W相に流れる電流をU相に流れる電流の半分にすることができるため、V相W相は損失を半分にでき、且つ、損失を均一化することができる。なお、U相は、V相W相より電流が多くなるが、U相の還流ダイオードはSiC-SBDで構成しているため、導通損失および逆回復損失ならびに逆アームのターンオン損失は増大しない。この制御により、熱破壊に対する信頼性が高くなり、効率も高くすることができる。図14は、実施の形態3に係る電力変換装置の他の構成例を示す図であり、電圧形ブリッジ回路の同一相における一対の上下アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成したものである。なお、図14の構成例では、U相の上下アームにおける還流ダイオードをそれぞれSiC-SBD19a,19dとして示している。また、その他の構成は、図1と同一である。図15は、図14に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図14に示すように、U相の上下アームにおける還流ダイオードをSiC-SBDで構成することにより、モータ15から上下アームの接続部に流れ込む負極性の電流と、上下アームの接続部からモータ15に流れ出る正極性の電流とでは、両極性において損失の原理は同一である。このため、直流制動のタイミングは、図13に示すようなU相電流の負の最大値だけでなく、図15に示すようなU相電流の正の最大値のタイミングにおいて直流制動を開始してもよく、直流制動時における損失低減効果が得られる。また、この制御により、直流制動までの移行時間を短縮できるという効果も得られる。図16は、実施の形態3に係る電力変換装置の図14とは異なる他の構成例を示す図であり、ある一つの相の電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成すると共に、当該一つの相とは異なり、且つ、SiC-SBDが設けられたアームとは異なるアーム、すなわち対向アームの逆アームSiC-SBDが設けられたアームが上アームであれば下アーム、下アームであれば上アームの還流ダイオードもSiC-SBDで構成したものである。なお、図16の構成例では、U相の上アームの還流ダイオードと、V相の下アームの還流ダイオードとをそれぞれSiC-SBD19a,19eとして示している。また、その他の構成は、図1と同一である。図17は、図16に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図17に示すように、U相電流が負極性、V相電流が正極性であり、且つ、W相電流がゼロとなるタイミングで直流制動を開始すれば、W相電流はゼロであり、U相電流は負極性のため上アーム側のSiC-SBD19aを流れ、V相電流は正極性のため下アーム側のSiC-SBD19eを流れる。このため、W相電流による導通損失はゼロになり、U相電流およびV相電流は共にSiC-SBD側を流れるので、導通損失の更なる低減が可能となる。図18は、実施の形態3に係る電力変換装置の図14および図16とは異なる他の構成例を示す図であり、電圧形ブリッジ回路上のある二つの相の上下アームにおける各還流ダイオードをSiC-SBDで構成したものである。なお、図18の構成例では、U相の上下アームにおける各還流ダイオードをSiC-SBD19a,19dとして示し、V相の上下アームにおける各還流ダイオードをそれぞれSiC-SBD19b,19eとして示している。また、その他の構成は、図1と同一である。図19は、図18に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図17に示すように、U相およびV相の上下アームにおける各還流ダイオードをSiC-SBDで構成することにより、モータ15から上下アームの接続部に流れ込む負極性の電流と、上下アームの接続部からモータ15に流れ出る正極性の電流とでは、両極性において損失の原理は図16と同一である。このため、直流制動のタイミングは、図17に示すような、W相電流がゼロとなるタイミングの中で、U相電流が負極性であり、V相電流が正極性である場合のみならず、W相電流がゼロとなるタイミングであれば、U相電流が正極性であり、V相電流が負極性であっても構わない。すなわち、図18に示す電力変換装置の構成であれば、W相電流がゼロとなるタイミングであれば、何れのタイミングであっても構わない。このようなタイミングで直流制動を開始すれば、直流制動における損失低減が可能となり、直流制動までの移行時間を短縮できるという効果が得られる。図20は、実施の形態3に係る電力変換装置の図14、図16および図18とは異なる他の構成例を示す図であり、ある一つの相の電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成すると共に、他の二つの相において、当該SiC-SBDが設けられたアームとは異なるアームすなわち、SiC-SBDが設けられたアームが上アームであれば下アーム、下アームであれば上アームの各還流ダイオードもSiC-SBDで構成したものである。なお、図20の構成例では、U相の上アームの還流ダイオードと、V相の下アームの還流ダイオードと、W相の下アームの還流ダイオードとをそれぞれSiC-SBD19a,19e,19fとして示している。また、その他の構成は、図1と同一である。図21は、図20に示す電力変換装置に用いて好適な直流制動実行時の制御タイミングを説明する図である。図21に示すように、U相電流が負極性の最大値で直流制動を開始すると、V相W相には正方向にU相電流の1/2の電流が流れる。このとき、負極性のU相電流は上アームにあるSiC-SBD19aを流れ、正極性のV相電流は下アームにあるSiC-SBD19eを流れ、正極性のW相電流は下アームにあるSiC-SBD19fを流れる一方で、SiC-SBDではない他の還流ダイオードには電流が流れないため、直流制動における損失低減の効果を更に高めることが可能となる。なお、上記実施の形態1~3では、上下アーム構成の三つの電圧形ブリッジ回路を並列に接続した三相電力変換装置を一例として説明したが、この三相電力変換装置に限定されるものではない。例えば、図22に示すようなハーフブリッジ構成の単相電力変換装置に適用することも可能である。図22に示す例では、上アームの還流ダイオードをSiC-SBD19aで構成しており、SiC-SBD19aに電流が流れ込んだ後に下アームのトランジスタ1dがオンするような動作が行われる場合には、上述した損失低減の効果が得られる。なお、図22の構成では、上アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成しているが、上下の関係を入れ替え、下アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成してもよいことは無論である。また、例えば、図23に示すようなフルブリッジ構成の単相電力変換装置に適用することも可能である。図23に示す例では、U相上アームの還流ダイオードをSiC-SBD19aで構成しており、SiC-SBD19aに電流が流れ込んだ後にU相下アームのトランジスタ1dがオンするような動作が行われる場合には、上述した損失低減の効果が得られる。なお、図23の構成では、U相上アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成しているが、U相下アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成してもよいし、V相上アームまたはV相下アームのうちの何れかをSiC-SBDで構成してもよい。さらに、実施の形態3の他の構成例に示すように、フルブリッジ構成を成す4つの還流ダイオードのうちの2~3個の還流ダイオードSiC-SBDで構成してもよく、実施の形態3と同様な効果が得られる。以上説明したように、実施の形態3の電力変換装置によれば、任意の一つの相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをSiC-SBDで構成すると共に、他の還流ダイオードをSiC-SBD以外のダイオードで構成し、SiC-SBDが設けられている相の電流を当該SiC-SBDを流れる極性に流し、且つ、当該SiC-SBDが設けられていない相に流れる電流よりも当該SiC-SBDが設けられている相に流れる電流の方が絶対値として大きくなるようなタイミングで直流制動を開始することとしたので、還流ダイオードにおける導通損失の低減が可能となる。なお、SiC-SBDが設けられている相の電圧ブリッジ回路における逆アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成してもよいし、SiC-SBDが設けられていない相のうちの一つの相の電圧ブリッジ回路において、SiC-SBDが設けられている側の逆アームの還流ダイオードをSiC-SBDで構成してもよい。また、任意の二つの相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの各還流ダイオードをSiC-SBDで構成すると共に、残りの一つの相の電圧形ブリッジ回路における上下アームの還流ダイオードをSiC-SBD以外のダイオードで構成してもよい。さらに、任意の第1の相の前記電圧形ブリッジ回路における上アームまたは下アームの還流ダイオードの何れかをSiC-SBDで構成すると共に、残りの第2、第3の相の前記各電圧形ブリッジ回路において、前記第1の相のSiC-SBDが設けられている側の逆アームに位置するそれぞれの還流ダイオードをSiC-SBDで構成してもよい。これらの構成によって、直流制動に関する種々のバリエーションが生まれ、還流ダイオードにおける導通損失の低減効果を高めることが可能となる。なお、実施の形態1~3では、U相~W相を構成する6つのアームのうちの一つの還流ダイオードをSiC-SBDとする構成を開示したが、SiC-SBDに限定されるものではない。SiC炭化珪素は、Si珪素よりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例である。このSiC以外にも、例えば窒化ガリウム系材料GaNまたは、ダイヤモンドCを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性もSiCに類似した点が多い。したがって、SiC以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、ダイオード素子の小型化が可能であり、この小型化されたダイオード素子を用いることにより半導体素子モジュールの小型化が可能となる。また、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの小型化が可能となり、半導体素子モジュールを冷却する冷却器または放熱器の小型化が可能になる。"