波長多重化された入力光信号を、多重化された波長ごとに分波して複数の光信号を生成する分波器と、前記複数の光信号のそれぞれにおける光パワーを表す複数のデジタル信号をそれぞれ生成する複数の経路と、前記複数のデジタル信号を入力して、前記光パワーの、前記分波器の特性に対応する補正値を算出する処理部とを具備し、前記分波器は、所定の範囲に含まれるFWHM半値全幅を有するフィルタを具備し、前記所定の範囲は、前記フィルタの通過中心波長精度と、前記入力光信号を生成したトランスポンダの発振波長精度とに基づいて設定されている光チャネルモニタ。請求項1に記載の光チャネルモニタにおいて、前記FWHMは、-50GHz~50GHzの範囲で積分した値をP0と置き、前記範囲で積分した値をPdetと置くとき、10G-OOK10ギガビット毎秒のオンオフキーイング方式、40G-DQPSK40ギガビット毎秒の差動四相位相偏移変調方式および40G-DPSK40ギガビット毎秒の差動位相偏移変調方式の全ての信号フォーマットにおいて、前記P0および前記Pdetの比を0.5dB以下とする条件を満たすように設定されている光チャネルモニタ。請求項1または2に記載の光チャネルモニタにおいて、前記フィルタは、ガウス分布で表されるガウシアンフィルタを具備し、前記FWHMは、前記通過中心波長精度をΔλfilと置き、前記発振波長精度をΔλsigと置くとき、2ΔλfilΔλsig≦FWHM≦10ΔλfilΔλsigを満たす光チャネルモニタ。請求項1または2に記載の光チャネルモニタにおいて、前記フィルタは、3次バターワース形状で近似されるフラットトップフィルタを具備し、前記FWHMは、前記通過中心波長精度をΔλfilと置き、前記発振波長精度をΔλsigと置くとき、1.5ΔλfilΔλsig≦FWHM≦10ΔλfilΔλsigを満たす光チャネルモニタ。請求項1~4のいずれかに記載の光チャネルモニタにおいて、前記処理部は、前記デジタル信号および前記光パワーの、前記フィルタの特性に対応する補正値を含む対応関係が定義されているルックアップテーブルを格納する記憶部と、前記デジタル信号および前記ルックアップテーブルを参照して前記光パワーの補正値を算出するパワー補正演算部とを具備する光チャネルモニタ。請求項1~5のいずれかに記載の光チャネルモニタにおいて、前記複数の経路のそれぞれは、前記複数の光信号のそれぞれについて、光パワーを電流に変換する光電変換部と、前記電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、前記電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部とを具備する光チャネルモニタ。本発明の目的は、製造コストを増加させずに分解能を向上させたポリクロメータ方式のOCMを提供することである。本発明による光チャネルモニタは、分波器と、複数の経路と、処理部とを具備する。ここで、分波器は、波長多重化された入力光信号を、多重化された波長ごとに分波して複数の光信号を生成する。複数の経路は、複数の光信号のそれぞれにおける光パワーを表す複数のデジタル信号をそれぞれ生成する。処理部は、複数のデジタル信号を入力して、光パワーの、分波器の特性に対応する補正値を算出する。分波器は、所定の範囲に含まれるFWHM半値全幅を有するフィルタを具備する。所定の範囲は、フィルタの通過中心波長精度と、入力光信号を生成したトランスポンダの発振波長精度とに基づいて設定されている。本発明のOCMは、各フォトディテクタが検出する信号帯域を最適化し、さらにパワー補正演算を実施する。こうすることで、信号対雑音比が劣悪な環境においても、信号光のパワーを精度良く検出し、かつ、無信号時のフォトディテクタに入射するノイズ成分を少なくすることが出来る。その結果、本発明によれば、ポリクロメータ方式のOCMにおけるダイナミックレンジを向上させることが可能である。添付図面を参照して、本発明によるOCMを実施するための形態を以下に説明する。実施形態図1は、本発明の実施形態によるOCMを利用する波長多重伝送システム10の一例における全体的な構成を概略的に示すブロック回路図である。図1の波長多重伝送システム10における構成要素について説明する。図1の波長多重伝送システム10は、トランスポンダ部11と、光合波器12と、光増幅部13と、光アドドロップ装置14と、トランスポンダ15と、光チャネルモニタ部20とを具備している。トランスポンダ部11は、複数のトランスポンダ11a~11xを具備している。トランスポンダ11a~11xの総数は、多重化される波長の総数に等しいか、それ以上であることが望ましい。なお、トランスポンダ11a~11xの総数について制限は特に無く、本発明を限定しないものとする。光増幅部13は、合計3つの光増幅器13a~13cを具備している。なお、この数はあくまでも一例にすぎず、光増幅器13a~13cの総数について制限は特に無く、本発明を限定しないものとする。光チャネルモニタ部20の詳細については、後述する。図1の波長多重伝送システム10における構成要素の接続関係について説明する。複数のトランスポンダ11a~11xのそれぞれにおける出力部は、光合波器12における複数の入力部にそれぞれ接続されている。複数の光増幅器13a~13cは、この順番に直列に接続されている。光合波器12における出力部は、光増幅部13における入力部、すなわち初段の光増幅器13aにおける入力部に接続されている。光増幅部13における出力部、すなわち最終段の光増幅器13cにおける出力部は、光アドドロップ装置14における第1の入力部に接続されている。光アドドロップ装置14における第1の出力部は、トランスポンダ15における入力部に接続されている。トランスポンダ15における出力部は、光アドドロップ装置14における第2の入力部に接続されている。光アドドロップ装置14における第2の出力部は、光チャネルモニタ部20における入力部に接続されている。なお、光素子同士は、光伝送路を介して接続されるのが一般的である。図1の波長多重伝送システム10における構成要素の動作について概略的に説明する。トランスポンダ部11における複数のトランスポンダ11a~11xのそれぞれは、電気信号を光信号に変換して出力する。光合波器12は、入力した複数の光信号を波長多重し、1つの光信号を生成出力する。光増幅器部13における複数の光増幅器13a~13cのそれぞれは、入力した波長多重光信号を増幅して出力する。光アドドロップ装置14は、トランスポンダ15と連携して、入力した波長多重光信号に他の光信号を分岐挿入して出力する。なお、光アドドロップ装置14は、内部に光フィルタを含んでいる。この光フィルタは、出力する波長多重光信号のスペクトルに影響を与えてしまう。この影響については、後述する。また、光チャネルモニタ部20の動作についても、後述する。図2は、本発明の実施形態による光チャネルモニタ部20の構成を概略的に示すブロック回路図である。図2の光チャネルモニタ部20における構成要素について説明する。図2の光チャネルモニタ部20は、光増幅器21と、光タップ22と、光分波器23と、フォトディテクタ部24と、電流電圧変換部25と、アナログデジタル変換部26と、演算処理部27とを具備する。フォトディテクタ部24は、複数のフォトディテクタ24a~24xを具備している。電流電圧変換器部25は、複数の電流電圧変換器25a~25xを具備している。アナログデジタル変換部26は、複数のアナログデジタル変換器26a~26xを具備している。演算処理部27は、演算部28と、記憶部29とを具備している。記憶部29は、ルックアップテーブル30を格納している。後述するように、同じ添え字iを有するフォトディテクタ24iと、電流電圧変換器25iと、アナログデジタル変換器26iとは、この順番に直列に接続されて、一つの経路を形成する。したがって、フォトディテクタ24a~24x、電流電圧変換器25a~25xおよびアナログデジタル変換器26a~26xのそれぞれにおける総数は等しく、すなわち経路の総数にも等しい。経路の総数は、多重化された波長の総数に等しいか、それ以上であることが望ましいが、トランスポンダ11a~11xの総数とは必ずしも一致しなくて良い。図2の光チャネルモニタ部20における構成要素の接続関係について説明する。光増幅器21における入力部は、光チャネルモニタ部20における入力部に接続されており、すなわち、光アドドロップ装置14における出力部に接続されている。光増幅器21における出力部は、光タップ22における入力部に接続されている。光タップ22における1つの出力部は、光分波器23における入力部に接続されている。光分波器23における複数の出力部は、複数のフォトディテクタ24a~24xのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数のフォトディテクタ24a~24xのそれぞれにおける出力部は、複数の電流電圧変換器25a~25xのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数の電流電圧変換器25a~25xのそれぞれにおける出力部は、複数のアナログデジタル変換器26a~26xのそれぞれにおける入力部に並列に接続されている。複数のアナログデジタル変換器26a~26xのそれぞれにおける出力部は、演算処理部27における複数の入力部に並列に接続されている。なお、光タップ22における他の出力部については、光伝送路を介して別の光素子に接続されていることが望ましいが、本発明の実施形態には関係しないのでさらなる説明を省略する。もしくは、本実施形態による光チャネルモニタ部20は、光タップ22を省略して、光増幅器21における出力部を直接、光分波器23における入力部に接続しても構わない。図2の光チャネルモニタ部20における構成要素の動作について説明する。光増幅器21は、入力した波長多重光信号を増幅して出力する。光タップ22は、入力した波長多重光信号を、同じ成分を有する2つまたはそれ以上の波長多重光信号に分けて、2つまたはそれ以上の出力部からそれぞれ出力する。光分波器23は、入力した波長多重光信号をチャネルごとに分波して、複数の光信号を出力する。このとき、生成される複数の光信号の特性は、光分波器23に内蔵されたフィルタの特性に依存する。このフィルタの詳細については後述する。複数のフォトディテクタ24a~24xのそれぞれは、入力した光信号を光電変換して電気信号を出力する。複数のフォトディテクタ24a~24xのそれぞれとして、例えば、一般的な赤外線用PIN-PDP-Instrinsic-NPhodoDiode:PIN型フォトダイオードなどを用いても良い。複数の電流電圧変換器25a~25xのそれぞれは、入力した電流を電圧に変換して出力する。複数の電流電圧変換器25a~25xのそれぞれとしては、例えば、トランスインピーダンスアンプ、ログアンプまたはCCDChargeCoupledDevice:電荷結合素子などを用いても良い。複数のアナログデジタル変換器26a~26xのそれぞれは、入力したアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換して出力する。演算処理部27は、記憶部29に格納されたルックアップテーブル30を参照して、チャネルごとに入力したデジタル電気信号に対応する光パワー補正値を、演算部28を用いて生成し、図示しない出力部から出力する。本実施形態における演算処理部27の構成としては、例えば、一般的なDSPDigitalSignalProcessor:デジタル信号処理装置やCPUCentralProcessingUnit:中央演算装置などのデジタル演算器を用いることが出来る。なお、複数のフォトディテクタ24a~24x、複数の電流電圧変換器25a~25xおよび複数のアナログデジタル変換器26a~26xのうち、同じ添え字a~xを有するもの同士は、直列に接続されている。したがって、同じ添え字iを有するフォトディテクタ24i、電流電熱変換器25iおよびアナログデジタル変換器26iは、光分波器23が出力する1つのチャネルの光信号を1つのデジタル電圧信号に変換する動作を行う経路として捉えることが出来る。光分波器23における分波について、詳細に説明する。光分波器23は、入力した波長多重光信号を、波長分割多重通信としてのチャネルごとに分波する。各チャネルに対応する波長を、短い方から順にλ1~λmと記す。ここで、添え字の最大値mは、経路の総数xに等しいか、それ以下であることが望ましい。ここで、λmは、本実施形態による波長多重伝送システム10における最大波長である。本実施形態において、各チャネルは、例えば、ITU-TInternationalTelecommunicationUnionTelecommunicationStandardizationSector:電気通信標準化部門で規定されたDWDMDenseWavelengthDivisionMultiplexing:高密度波長分割多重方式の信号光波長に準拠しているものとする。この規定によれば、例えば、L-bandでは、波長λ1は191.9テラヘルツに対応し、波長λ41は196.9テラヘルツに対応し、波長間隔は100ギガヘルツに設定される。ただし、これはあくまでも一例であって、本発明を限定しない。図3Aは、トランスポンダ11a~11xの出力スペクトルの一例を示すグラフである。図3Aのグラフにおいて、横軸は波長を示し、縦軸はトランスポンダ11a~11xの出力を示している。トランスポンダ11a~11xの出力スペクトルは、環境変化や経時変化などの原因により、本来の中心波長からシフトされてしまう場合がある。この波長シフト量をΔλsigと置く。図3Bは、本実施形態による光チャネルモニタ部20に用いられる光分波器23の出力スペクトルを示すグラフである。図3Bのグラフにおいて、横軸は波長を示し、縦軸は分波器特性を示している。光分波器23の出力スペクトルは、光分波器23が内蔵するフィルタの設計に依存する。例えば、一般的な光分波器であるAWGArrayWaveguideGratings:アレイ導波路グレーティングを用いる場合には、そのスペクトル形状はガウス分布で表されるガウシアン関数の形状や、3次バターワース形状で近似されるフラットトップ形状などになる。このフィルタの半値全幅FullWidthatHalfMaximum、以下FWHMと記すを、FWHMfilと置く。このフィルタの通過中心波長における、光分波器23における環境変化および経時変化による波長シフト量をΔλfilと置く。図4は、図3Aおよび図3Bに示した分波器およびトランポンダ11a~11xにおける出力スペクトルを比較するグラフ群である。図4において、分波器のスペクトルを示すグラフを第1のグラフ4aと呼ぶ。同じく、トランポンダのスペクトルを示すグラフを第2のグラフ4bと呼ぶ。図4の各グラフにおいて、横軸は波長λを示し、縦軸は光強度を示している。図4には、第1および第2のグラフ4aおよび4bに分けられて、以下に示す4つの領域が存在する。第1の領域Pdetは、第1およびのグラフ4aおよび4bの両方の下側にある領域であって、フォトディテクタによって検出される信号成分を示す。第2の領域Lは、第1のグラフ4aより下側にあって、かつ、第2のグラフ4bより上側にある領域であって、分波器を通過し得るがフォトディテクタでは検出されない成分、すなわち損失を示す。第3および第4の領域Psupは、第1のグラフ4aより上側にあって、かつ、第2のグラフ4bより下側にある領域であって、分波器によって抑圧される信号成分を示す。このような抑圧は、フィルタとしての分波器におけるFWHMが、入力信号のFWHMと比較して狭い場合に発生し、図4の例では左右に2つに分かれている。その結果、フォトディテクタによって実際に検出される光強度は、ノイズ成分が存在しない理想的な条件下において、以下のように求められる。P0L=PdetPsupP0=Pdet-LPsupP0=1kPdet-Lここで、P0は、1波のみ入射した際にフォトディテクタが検出する光強度である。Lは、分波器のデッドロス、すなわち図4における損失Lを示す。係数kは、PdetおよびPsupの比である。k=Psup/Pdet信号およびフィルタのスペクトル形状で一意に決定し、また、フィルタの波長シフトΔλfilおよびトランスポンダの波長シフトΔλsigによって変動する。フィルタの波長シフトΔλfilおよびトランスポンダの波長シフトΔλsigによって係数kに発生する変動をΔkと呼ぶ。この変動Δkは、OCMのパワー検出精度に直接的に影響する。そのため、一般的には、変動Δkの許容レベルは0.5dB程度とされている。変動Δkを抑圧するためには、フィルタのFWHMを大きくすることが望ましい。ここで、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅を、以下、FWHMfilと置く。しかし、その一方で、FWHMを大きくすることは、波長方向のRBWResolutionBandWidth:パワー積分範囲を大きく取ることと同義である。このため、ASEが付加された波長多重信号において、フォトディテクタのダイナミックレンジ、すなわち信号のオンオフでフォトディテクタが検出する光強度の差が圧縮される弊害がある。したがって、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のFWHMfilを、変動Δkが許容される範囲内で可能な限り小さく設定することが望ましい。変動Δkを0.5dB以下とする条件を満足する、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のFWHMfilについて、本発明によるアルゴリズムで数値シミュレーションを行った結果、以下の結果を得た。すなわち、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅FWHMfilを、以下の不等式を満足する範囲内で、出来る限り小さく設定することで、フォトディテクタのダイナミックレンジおよび変動Δkを両立するに望ましい結果が得られる。なお、フィルタの通過中心波長精度の半値全幅のFWHMfilが取り得る値に範囲が存在するのは、トランスポンダのスペクトルに応じて、最適となる値が異なるためである。フィルタスペクトルが、フラットトップ形状の場合:1.5ΔλfilΔλsig≦FWHMfil≦10ΔλfilΔλsigフィルタスペクトルが、ガウシアン形状の場合:2ΔλfilΔλsig≦FWHMfil≦10ΔλfilΔλsig上述した、本発明によるアルゴリズムおよびその数値シミュレーションについて説明する。ガウシアンフィルタの場合は、ガウス分布で表される形状の伝達関数を用いてシミュレーションを行い、FWHMの最適値を求める。フラットトップフィルタの場合は、フィルタの伝達関数を、例えば3次のバターワース形状で近似する。この場合、伝達関数をHjωと置き、その利得をGωと置くと、両者は以下の式で定義される。G2ω=|Hjω|2=G02/1ω/ωc2×3ここで、ωcは遮断周波数であり、G0はゼロ周波数における利得である。本実施形態では、遮断周波数ωcを振ってシミュレーションを行い、FWHMの最適値を求める。なお、上記のシミュレーション結果では、現在一般的に用いられている下記3つの信号フォーマットの全てにおいて、FWHMが0.5dB以下となる。これら3つの信号フォーマットとは、10G-OOK10Gbpsのオンオフキーイング方式、40G-DQPSK40ギガビット毎秒の差動四相位相偏移変調方式および40G-DPSK40ギガビット毎秒の差動位相偏移変調方式である。また、上記シミュレーションでは、Δλfil=±0.04nmΔλsig=±0.02nmの値を用いている。以上に説明したように、本発明によれば、精度が高く、かつ、ダイナミックレンジの広いOCMが実現可能である。その理由は、OCMのパワー検出制度およびフィルタ帯域幅を最適化しているからである。