"1次巻線および2次巻線を備えるトランスと、前記1次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する1次側交流電圧発生回路と、前記交流電圧を直流電圧に整流する2次側整流回路と、1次側に構成され、第1の直列共振インダクタおよび第1の直列共振キャパシタを含む第1のLC直列共振回路と、前記1次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン/オフ制御するスイッチング制御回路と、を備えたスイッチング電源装置において、前記2次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において2次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記2次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、前記スイッチング制御回路は、前記2次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路のそれぞれが導通する期間の比率を制御するオン期間比制御手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。前記トランスは、前記1次巻線と前記2次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とを合成した電磁界共鳴回路を構成する、請求項1に記載のスイッチング電源装置。第2の直列共振インダクタおよび第2の直列共振キャパシタを含む第2のLC直列共振回路が2次側に設けられ、前記第1のLC直列共振回路と前記第2のLC直列共振回路とが共鳴するように前記トランスを介してインピーダンスが整合された、請求項1または2に記載のスイッチング電源装置。前記相互インダクタンスを前記1次巻線と前記2次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成した、請求項1~3のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記スイッチング制御回路は、前記2次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、前記オン期間比制御手段によりオン期間比が1から大きく離れることを抑制するために、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる手段を備えたことを特徴とする、請求項1~4のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記第1の直列共振キャパシタと前記第2の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えた、請求項1~5のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記1次巻線と前記2次巻線との間に相互キャパシタンスを備えた、請求項1~6のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記相互キャパシタンスを前記1次巻線と前記2次巻線との間に形成される浮遊容量で構成した、請求項7に記載のスイッチング電源装置。前記1次巻線または前記2次巻線に対して並列に並列共振キャパシタを備えた、請求項1~8のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記並列共振キャパシタを前記1次巻線または前記2次巻線の浮遊容量で構成した、請求項9に記載のスイッチング電源装置。前記第1の直列共振インダクタまたは前記第2の直列共振インダクタを前記トランスの漏れインダクタンスで構成した、請求項1~10のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記2次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はスイッチング回路で構成される、請求項1~11のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記オン期間比制御手段は、前記2次側整流回路に備えられた前記スイッチング回路に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整するように動作することを特徴とする請求項12に記載のスイッチング電源装置。前記スイッチング回路はMOSFETで構成される、請求項1~13のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記2次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記2次側整流回路は前記1次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記1次側交流電圧発生回路は前記2次側整流回路として作用し、双方向に電力伝送が可能な、請求項14に記載のスイッチング電源装置。前記1次巻線は磁芯を有するトランスの1次側に設けられた巻線、前記2次巻線は前記トランスの2次側に設けられた巻線である、請求項1~15のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記1次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記2次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルである、請求項1~16のいずれかに記載のスイッチング電源装置。これまでの、電流共振型コンバータにおいては出力電力の制御のためにスイッチング周波数を変化させることが必要不可欠であった。特許文献1のスイッチング電源装置においても、その出力制御には周波数制御、PFMPulseFrequencyModulation制御を行うように構成されている。そのため、最低動作周波数に合わせて平滑回路を設計する必要があり、小型化の妨げとなっている。また、スイッチング周波数が変動すると、高周波になるほど制御性が困難になる。さらに、定格負荷大電力での高効率動作を目指す設計をすれば、軽負荷での効率が低下することになる。そのうえ、磁性部品の小型化を図るために高周波であるMHz級での動作を行おうとすると課題が多い。すなわち、所定の入力電圧の変動や出力電力の変動に対応するために、それらの変動に応じてスイッチング周波数の変動幅が拡がるとEMC電磁環境両立性電気機器などが備える電磁的な不干渉性および耐性の観点からすれば、スイッチング周波数が変動すれば、抑制すべきノイズの周波数帯や耐性を高めるべき周波数帯が拡がることになり、対策が困難になる。本発明は、上述の課題に鑑み、小型化を図り、電力変換効率を高めつつスイッチング周波数を固定して制御性を高め、高周波動作を容易にし、EMCに容易に対応できるようにしたスイッチング電源装置を提供することを目的としている。本発明のスイッチング電源装置は次のように構成される。11次巻線および2次巻線を備えるトランスと、前記1次巻線に電気的に接続され、ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路を備え、入力される直流電圧からほぼ方形波状、または台形波状の交流電圧を発生する1次側交流電圧発生回路と、前記交流電圧を直流電圧に整流する2次側整流回路と、1次側に構成され、第1の直列共振インダクタおよび第1の直列共振キャパシタを含む第1のLC直列共振回路と、前記1次側交流電圧発生回路の前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路をデッドタイムを挟んで交互にオン/オフ制御するスイッチング制御回路と、を備えたスイッチング電源装置において、前記2次側整流回路は、前記ハイサイド側またはローサイド側の一方のスイッチング回路が導通する期間において2次巻線に発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタに蓄えて、前記ローサイド側とハイサイド側の他方のスイッチング回路のオフ期間で、前記キャパシタの電圧と前記2次巻線に発生する電圧とを加算して直流電圧として出力するように構成された加算整流回路を備え、前記スイッチング制御回路は、前記2次側整流回路から出力される出力電力を調整するために、前記ハイサイド側とローサイド側のスイッチング回路のそれぞれが導通する期間の比率を制御するオン期間比制御手段を備えたことを特徴とする。21において、前記トランスは、前記1次巻線と前記2次巻線との間で相互インダクタンスを介した磁界結合および相互キャパシタンスを介した電界結合とを合成した電磁界共鳴回路を構成することが好ましい。31または2において、第2の直列共振インダクタおよび第2の直列共振キャパシタを含む第2のLC直列共振回路が2次側に設けられ、前記第1のLC直列共振回路と前記第2のLC直列共振回路とが共鳴するように前記トランスを介してインピーダンスが整合されていることが好ましい。41~3において、前記相互インダクタンスは前記1次巻線と前記2次巻線との間に等価的に形成される励磁インダクタンスで構成されていることが好ましい。51~4において、前記スイッチング制御回路は、前記2次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、前記オン期間比制御手段によりオン期間比が1から大きく離れることを抑制するために、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を変化させる手段を備えることが好ましい。61~5において、前記第1の直列共振キャパシタと前記第2の直列共振キャパシタのいずれかまたは両方は直流電圧を保持する機能を備えたていることが好ましい。71~6において、前記1次巻線と前記2次巻線との間には相互キャパシタンスを備えることが好ましい。87において、前記1次巻線または前記2次巻線に対して並列に並列共振キャパシタが備えされていることが好ましい。91~8において、前記並列共振キャパシタは前記1次巻線または前記2次巻線の浮遊容量で構成されていることが好ましい。109において、前記相互キャパシタンスは前記1次巻線と前記2次巻線との間に形成される浮遊容量で構成されていることが好ましい。111~10において、前記第1の直列共振インダクタまたは前記第2の直列共振インダクタは前記トランスの漏れインダクタンスで構成されていることが好ましい。121~11において、前記2次側整流回路に備えられる前記交流電圧を直流電圧に整流する整流素子はスイッチング回路で構成されることが好ましい。1312において、前記オン期間比制御手段は、前記2次側整流回路に備えられた前記スイッチング回路に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整するように動作すること好ましい。141~13において、前記スイッチング回路はMOSFETで構成されることが好ましい。1514において、前記2次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、前記2次側整流回路は前記1次側交流電圧発生回路として作用するとともに、前記1次側交流電圧発生回路は前記2次側整流回路として作用し、双方向に電力伝送が可能なことが好ましい。161~15において、前記1次巻線は磁芯を有するトランスの1次側に設けられた巻線、前記2次巻線は前記トランスの2次側に設けられた巻線であることが好ましい。171~16において、前記1次巻線は送電装置に設けられた送電コイル、前記2次巻線は前記送電装置に向けて配置される受電装置に設けられた受電コイルであることが好ましい。本発明によれば、大型化することなく電力変換効率が低下することなく、スイッチング周波数を固定化、もしくは非常に小さな変動幅とすることができ、それに伴って電力調整の制御性が高まり、高周波動作が容易となってEMCに容易に対応でき、小型化した電力変換効率が高いスイッチング電源装置を提供できる。《第1の実施形態》図2は第1の実施形態のスイッチング電源装置101の回路図である。スイッチング電源装置101は、入力部に入力電源Viが入力され、出力部から負荷Roへ安定した直流電力を供給する回路である。スイッチング電源装置101は次の各部を備えている。1次巻線npおよび2次巻線nsを備えるトランスT、またはトランスTによる、もしくはトランスTを含む電磁界結合回路901次巻線npに接続されたハイサイド側スイッチング素子Q1およびローサイド側スイッチング素子Q2を含むスイッチング回路2次巻線nsに接続された整流ダイオードD3,D4および平滑キャパシタCo1次巻線npに接続された直列共振インダクタLrおよび直列共振キャパシタCrによる第1のLC直列共振回路2次巻線nsに接続された直列共振インダクタLrsおよび直列共振キャパシタCrsによる第2のLC直列共振回路トランスTもしくは電磁界結合回路90を含めて、第1のLC直列共振回路と第2のLC直列共振回路により構成される複共振回路40スイッチング素子Q1,Q2に接続されたスイッチング制御回路10負荷Roへの出力電圧の検出信号をスイッチング制御回路10へフィードバックする絶縁回路30第1のLC直列共振回路に対して並列に接続された並列共振キャパシタCp第2のLC直列共振回路に対して並列に接続された並列共振キャパシタCs並列共振キャパシタCp,Cs間の電界結合となる相互キャパシタCmトランスTは、電磁誘導による磁界結合回路電磁共鳴回路90、もしくは、磁界結合と電界結合を融合した電磁界結合回路電磁界共鳴回路90の主要部を構成している。ここでは、トランスTは、電磁界結合回路電磁界共鳴回路90の主要部を構成する場合について説明する。直列共振キャパシタCr,Crsは共に直流電圧を保持しながら直流電流成分をカットする機能としてのキャパシタを兼ねている。1次側ではスイッチング素子Q1により構成されるスイッチング回路S1の導通期間にキャパシタCrを充電し、スイッチング素子Q2により構成されるスイッチング回路S2の導通期間にキャパシタCrを放電する。一方、2次側では、スイッチング回路S1の導通期間にキャパシタCrsに蓄えられた静電エネルギーを2次巻線nsに発生する電圧と加算して出力に放電し、スイッチング回路S2の導通期間に2次巻線nsに発生する電圧を静電エネルギーとしてキャパシタCrsを充電して蓄える。すなわち出力電圧は、スイッチング回路S1,S2、それぞれの導通期間に発生する2次巻線nsの電圧を加算することで得られる。すなわち、以降、1スイッチング周期において、スイッチング素子Q1からなるスイッチング回路S1の導通期間をコンバータのオン期間、他の期間をオフ期間と呼ぶとすると、整流ダイオードD3,D4およびキャパシタCrsによる回路は、コンバータのオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に2次巻線nsに発生する電圧を整流してキャパシタに静電エネルギーとして蓄積して、加算して出力する加算整流回路80を構成する。図2において太い破線で囲んだ部分は電磁界結合回路90、細い破線で囲んだ部分は複共振回路40を構成している。この電磁界結合回路90を含めた複共振回路40は、1次側と2次側の2つのLC共振回路で共鳴動作する。具体的な作用は次のとおりである。1Lr-Crからなる第1の共振回路と、Lrs-Crsからなる第2の共振回路とが共鳴することによりそれぞれが共振し、1次巻線npと2次巻線nsとの間で相互インダクタンスによる磁界と、相互キャパシタンスによる電界の2つの結合を利用して電力伝送を行う。ただし、図2ではトランスTの励磁インダクタンスを相互インダクタンスLmとして利用し、回路素子としての図示を略している。なお、キャパシタCp、Csは電磁界結合での電力伝送を促進する。すなわち、キャパシタCp、Cs、そして相互キャパシタンスCmとでπ型の電界結合による電力伝送回路を構成して電力を伝送する。因みに相互キャパシタンスCmは、共振キャパシタCr、Crsとも電界結合による電力伝送回路を構成している。また、キャパシタCp、Csは、スイッチング素子がターンオフした際の転流期間において、1次側では、共振インダクタLrに流れる共振電流をスイッチング回路の並列キャパシタスイッチング素子Q1,Q2に対して並列に接続されているキャパシタへ流れる電流とキャパシタCpとに分流する。共振電流が大きくなればなるほど、キャパシタCpに流れる電流は大きくなり、転流期間においてスイッチング回路の並列キャパシタンスへ流れる電流はほぼ一定となり、キャパシタCpのキャパシタンスを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と転流期間との差分を補正することができる。2次側でも同様に、2次側の共振電流が大きくなればなるほど、キャパシタCsに流れる電流は大きくなり、キャパシタCsのキャパシタンスを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と、ダイオードD3とダイオードD4とで電流経路が切り替わる際の期間との差分を補正することができる。2スイッチング素子Q1とQ2はデッドタイムを挟んで交互にオンオフすることにより、直流電圧Viをほぼ方形波状または台形波状の電圧波形に整形する。一方、整流ダイオードD3とD4は交互に導通することによりほぼ方形波状または台形波状の電圧波形を直流電圧に整形する。3スイッチング素子Q1とQ2によるスイッチング周波数fsに対して1次側と2次側の2つの共振回路は共鳴する。電磁界結合回路90を含めた1次側と2次側の2つの共振回路から複共振回路40は構成される。複共振回路40は、複共振回路40の合成インピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数frを有しており、スイッチング周波数fsと共振周波数frとが近づいて共振することにより、それぞれ2つの共振回路に流れる電流は大きくなり、出力電力は増加する。すなわち、電磁界結合回路を含めた1次側共振回路と2次側共振回路とを合成した全体の複共振回路90が有する固有の共振周波数frよりも高いスイッチング周波数fsでスイッチング素子をオンオフ動作させ、スイッチング周波数fsが固有の共振周波数frに近づいて共振することにより、複共振回路に流入する電流は大きくなり、出力電力は増加する。一方、スイッチング周波数fsを一定にして動作をさせる場合においては、2つのスイッチング回路の導通期間の比率となるオン期間比DaがDa=1、すなわち1スイッチング周期に対する第1のスイッチング回路S1の導通期間の比率である、コンバータのオン時比率DがD=0.5に近づくほど出力電力は増加する。41次側、2次側のキャパシタCrとCrsは、直流電圧を保持しながら電流の直流成分をカットする動作と共振動作の2つの作用を果たす。図2における電磁界結合回路90は、トランスTの1次巻線npの励磁インダクタンスLm、2次巻線nsの励磁インダクタンスLms、直列共振インダクタLr,LrsおよびキャパシタCp,Csなど、トランスTの寄生成分で構成されていてもよい。この場合、トランスは、電気的な絶縁を可能とするトランスとしての機能と共振インダクタ、共振キャパシタなどの電気的パラメータとを一体化した共振複合トランスと称することができ、電磁界結合装置として利用することができる。図3は、図2に示したスイッチング電源装置101の各部の電圧電流波形図である。スイッチング電源装置101の各タイミングでの動作は次のとおりである。まず、トランスTの1次巻線npの励磁インダクタンスをLm、励磁電流をimで表す。スイッチング素子Q1、Q2のゲートソース間電圧をvgs1、vgs2で表し、ドレインソース間電圧をそれぞれvds1、vds2で表し、Q1のドレイン電流をid1で表す。Q1、Q2は、両スイッチング素子がオフとなる短いデットタイムを挟んで交互にオン、オフ動作を行い、デットタイム期間にQ1、Q2に流れる電流をそれぞれ転流させてゼロ電圧スイッチングZVS動作を行う。1スイッチング周期における各状態での動作を以下に示す。[1]State1時刻t0~t1スイッチング素子Q1の並列ダイオードは導通している。この期間においてスイッチング素子Q1をターンオンすることでZVS動作が行われる。1次側では、巻線npに電流が流れ、キャパシタCrは放電される。2次側では、ダイオードD3は導通しており、巻線npに印加された電圧により、巻線nsに電圧が誘起され、巻線nsに誘起された電圧にキャパシタCrsの両端電圧が加算されて負荷に電圧が印加され、キャパシタCrsは放電して電流が供給される。スイッチング素子Q1がターンオフするとState2となる。[2]State2時刻t1~t2インダクタLrに流れていた電流irにより、スイッチング素子Q1の並列キャパシタ寄生容量は充電され、スイッチング素子Q2の並列キャパシタ寄生容量は放電される。電圧vds1が電圧Vi、電圧vds2が0VになるとState3となる。[3]State3時刻t2~t3スイッチング素子Q2の並列ダイオードは導通している。この期間においてスイッチング素子Q2をターンオンすることでZVS動作が行われる。ダイオードD3に流れる電流が0AになるとState4となる。[4]State4時刻t3~t4スイッチング素子Q2は導通しており、巻線npには電流が流れ、キャパシタCrは放電される。ダイオードD4は導通しており、巻線npに印加された電圧により、巻線nsに電圧が誘起され、キャパシタCrsは充電される。負荷にはキャパシタCoの電圧が印加されて電流が供給される。このようにしてインダクタLrに流れる電流irは正弦波状の共振電流波形となる。ダイオードD4に流れる電流が0になるとState5となる。[5]State5時刻t4~t51次側ではトランスの励磁電流imが流れ、電流irと等しくなる。2次側では、負荷にはキャパシタCoの電圧が印加されて電流が供給される。Q2がターンオフするとState6となる。[6]State6時刻t5~t0インダクタLrに流れていた電流irにより、スイッチング素子Q1の並列キャパシタ寄生容量は放電され、スイッチング素子Q2の並列キャパシタ寄生容量は充電される。電圧vds1が電圧0V、電圧vds2がViになるとState1となる。以後、State1~6を周期的に繰り返す。スイッチング制御回路10は次の制御を行う。1電磁界結合回路を含めた1次側共振回路と2次側共振回路とを合わせた全体の複共振回路に対して、入力インピーダンスが最も小さくなる固有共振周波数frよりスイッチング周波数を高くする。このことにより、そのスイッチング周波数では複共振回路は誘導性となる。そのため、インダクタLrに流れる電流位相が、1次側交流電圧発生回路による方形波台形波状の交流電圧の電圧位相に対して遅れた状態にできるので、スイッチング素子Q1の電圧Vds1が0の状態でスイッチング素子Q1をターンオンできる。同様に、スイッチング素子Q2の電圧vds2が0の状態でスイッチング素子Q2をターンオンできる。すなわちZVSゼロ電圧スイッチング動作を行うことになり、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。また、全負荷範囲において共振周波数frより高いスイッチング周波数にて動作をするため、全負荷範囲に亘ってゼロ電圧スイッチングZVS動作が実現できる。21次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を一定にし、スイッチング素子Q1を含むスイッチング回路S1と,スイッチング素子Q2を含むスイッチング回路S2の導通期間の比率、すなわちオン期間比を制御することで、2次側整流回路から出力される出力電力を調整する。32次側整流回路から出力される出力電力を制御するに当たって、オン期間比制御手段によりオン期間比が1から離れるに伴って複共振回路を流れる電流波形は正弦波から歪むことになる。このため正弦波からの波形の歪みを所定の値に抑えるために、スイッチング素子Q1,Q2のオン期間比を比較的1に近いところに設定して、1次側交流電圧発生回路のスイッチング周波数を変化させることによっても2次側整流回路から得られる出力電力を調整することはできる。4そこで、前記2のオン期間比制御と3のスイッチング周波数による制御を組み合わせて、例えば、入力電圧の変動に応じてスイッチング周波数を変化させ。複共振回路に流れる電流波形が正弦波から大きく歪むことを抑制し、負荷の変動に対しては、オン期間比を制御するように構成することで、共振電流波形は正弦波からの歪みが小さく、スイッチング周波数の変化幅も小さい、最適なコンバータ特性を得ながら、2次側整流回路から得られる出力電力を調整することができる。第1の実施形態によれば次のような効果を奏する。aコンバータのオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に発生する2次巻線電圧を整流して加算して直流電圧として出力するように構成することで一定のスイッチング周波数でのオン期間比制御PWM制御で出力電圧の安定化が可能となる。そのため、固定周波数での高周波動作、もしくはスイッチング周波数の変動幅が非常に小さい状態での高周波動作が容易になり、スイッチング電源装置の小型軽量化を図ることができる。bまた、オン期間比制御PWM制御だけでなく、スイッチング周波数を変化させる制御PFM制御をも混合させて出力電力を制御することにより、複共振回路に流れる電流波形が正弦波から大きく歪むことなく、スイッチング周波数の変化幅も小さい、最適なコンバータ特性を得ながら、出力電力が制御できる範囲を拡大することができる。cさらに、例えば、入力電圧の変動に応じてスイッチング周波数を制御するPFMPulseFrequencyModulation制御を行い、負荷の変動に対しては、オン期間比を制御してORMOnperiodsRatioModulation制御するなど、オン期間比制御ORM制御と周波数制御PFM制御を適切に組み合わせて、複共振回路に流れる共振電流波形を正弦波から大きく歪ませることなく、スイッチング周波数の変化幅も小さい動作させることによりコンバータの高効率動作が可能となる。d1次側のスイッチング素子のオン期間とオフ期間のそれぞれの期間に発生する2次巻線電圧を加算して直流電圧として出力するように構成することで、整流器に印加される電圧をセンタータップ整流の場合と比較して半分とすることができ、損失を低減することができる。e複共振回路のインピーダンスが最も小さくなる固有の共振周波数に対してスイッチング周波数を高くして動作をさせることにより、ZVSゼロ電圧スイッチング動作を行うことが可能になり、スイッチング損失を大幅に低減でき、高効率動作が可能となる。f第2の直列共振インダクタおよび第2の直列共振キャパシタを含む第2のLC直列共振回路が2次側に構成されることによって、1次側と2次側の共振を用いて磁界結合と電界結合を融合した電磁界結合回路電磁界共鳴回路を構成することにより、磁界結合だけで電力伝送を行う場合よりも電力伝送効率が高くなり、高効率動作が可能となる。gトランスの漏れインダクタンス、励磁インダクタンス、浮遊容量、相互キャパシタンスなどを用いて電磁界結合回路を構成することにより、少ない部品数でコンバータを構成することができ、小型軽量化を図ることができる。h1次側、2次側のキャパシタCrとCrsが直流電圧を保持する動作と共振動作の2つの役割を行うことで、直流電圧を交流電圧に変換しながら、他方では複共振回路を構成する共振キャパシタンスとして共振動作を行うため、部品数を減らすことができる。また、一定のスイッチング周波数でのオン期間比制御PWM制御が可能となる。iキャパシタCp、Csにより相互キャパシタンスCmと合わせてπ型の電界結合による電力伝送回路を構成して電磁界結合での電力伝送を促進する。また、そのキャパシタンスCp、Csを適宜設定することにより、出力電力の変動に対してデッドタイム期間と転流期間との差分を補正することができる。j並列共振キャパシタCp,Csを備えることにより電磁界結合での電力伝送を促進することができ高効率化を図ることができる。また、出力電力の変動に対して転流期間が変化することを補償してデッドタイム期間に適切に転流が行われるように動作させ損失を低減することができる。《第2の実施形態》図4は第2の実施形態のスイッチング電源装置102の回路図である。この例では第1の実施形態のスイッチング電源装置101と異なり、2次側の整流ダイオードD3,D4に代えてFETによるスイッチング素子Q3,Q4を備えている。すなわちスイッチング素子Q3,Q4で2次側整流回路を構成している。スイッチング素子Q3,Q4は、それぞれ並列にダイオード寄生ダイオード、キャパシタ寄生容量を備えており、スイッチング回路S3、S4を構成している。また、電源入力部にキャパシタCiを設けている。スイッチング制御回路20は2次側のスイッチング素子Q3,Q4の制御を行う。なお、トランスTの1次巻線np、2次巻線nsの励磁インダクタンスをLm、Lms、スイッチング素子Q1,Q2,Q3,Q4の寄生容量および寄生ダイオードは図示を略している。2次側のスイッチング制御回路20は、1次側のスイッチング素子Q1と同期してスイッチング素子Q3をオン/オフさせ、1次側のスイッチング素子Q2と同期してスイッチング素子Q4をオン/オフさせる。すなわち同期整流を行う。スイッチング電源装置102全体の動作は第1の実施形態で示したスイッチング電源装置101と同様である。図5Aは前記スイッチング電源装置102の各部の電圧電流の波形図である。ここでvds1はスイッチング素子Q1のドレインソース間電圧、irはキャパシタCrに流れる電流、Vds3はスイッチング素子Q3のドレインソース間電圧、id3はスイッチング素子Q3に流れる電流、id4はスイッチング素子Q4に流れる電流である。また、図5Bは、図1に示したスイッチング電源装置の各部の電圧電流の波形図である。ここでvds1はスイッチング素子Q1のドレインソース間電圧、irはキャパシタCrに流れる電流、Vd3はダイオードD3の両端間電圧、id3はダイオードD3に流れる電流、id4はダイオードD4に流れる電流である。図5A、図5Bに違いが表れているように、従来のセンタータップ整流方式では、二つの整流ダイオードのうち一方のダイオードにしか電流が流れず、不均一な動作となり、整流ダイオードに流れる電流のピーク値および実効電流値は大きくなり、導通損が増加する。また、第2の実施形態のスイッチング電源装置では、2次側のスイッチング素子Q3,Q4に印加される電圧は、出力電圧とほぼ同じとなるが、従来のセンタータップ整流方式では出力電圧の2倍の電圧が印加されることが分かる。第2の実施形態によれば、電圧ストレスを低減することにより耐電圧の小さい整流素子を用いることができ、一般に、耐電圧の小さいダイオード素子は順方向電圧降下が小さく、また耐電圧の小さいFETはオン抵抗が小さいために流れる電流による導通損を低減することができ、高効率動作が可能となる。図5Cは図3と対応させて描いた前記スイッチング電源装置102の各部の電圧電流の波形図である。図5Cと図3を比較する、図5Cでは、2次側のスイッチング素子Q3,Q4に流れる電流波形id3、id4に負電流が流れていることが分かる。このようにスイッチング素子Q3,Q4に流れる負電流は、負荷側から回生される電流となり、出力に供給される電流は、電流波形id3、id4の正電流から負電流を引いた電流を平均した値となる。このため、オン期間比を1から小さく変化させるだけで、出力電流は大きく減少し、小さなオン期間の変化で大きく出力電力を調整することが可能となり出力電力の制御性が向上する。このように、図4に示す第2の実施形態では、第1の実施形態のスイッチング電源装置101と異なり、2次側の整流ダイオードD3,D4に代えてFETによるスイッチング素子Q3,Q4を備え、スイッチング素子Q3,Q4に負電流を流すことで、小さなオン期間の変化で大きく出力電力を調整することが可能となり出力電力の制御性を向上させることができる。第2の実施形態のスイッチング電源装置102は、図4に表れているように、そのトポロジーは入出力間で対称性を有する。そのため、2次側整流回路の出力部から電力が送電されるとき、2次側整流回路は1次側交流電圧発生回路として作用し、スイッチング素子Q1,Q2による1次側交流電圧発生回路は2次側整流回路として作用する。したがって、トランスTの1次側から2次側へ、または2次側から1次側への双方向について電力伝送が可能である。例えば、負荷Roが充電電池や蓄電キャパシタンスであったり、その充放電制御回路を含む回路であったりする場合、トランスTの1次側から2次側へ電力が伝送されることにより、前記充電電池は充電される。そして、図4において入力電源Viが接続される部分に負荷回路が接続されれば、前記充電電池や蓄電キャパシタンスを入力電源とし、電力伝送の方向を逆にしたトランスTの2次側から1次側への電力伝送が可能となる。第2の実施形態によれば、第1の実施形態で述べた効果以外に次のような効果を奏する。aFETによるスイッチング素子Q3,Q4で同期整流動作を行うことにより、順方向降下電圧が小さくなり、整流回路での導通損が低減できる。bFETによるスイッチング素子Q3,Q4で同期整流動作を行い、スイッチング素子Q3,Q4に負電流を流すことで、小さなオン期間比の変化で大きく出力電力を調整することが可能となり出力電力の制御性を向上させることができる。c1次側と2次側を入れ替えて逆方向に電力を伝送する双方向コンバータとしての動作が可能である。《第3の実施形態》図6は第3の実施形態のスイッチング電源装置103の回路図である。この例では入力電源Viの電圧を分圧するキャパシタCi1,Ci2、および出力電圧Voを分圧するキャパシタCis1,Cis2を備えている。ここでは、トランスTの1次巻線np、2次巻線nsの励磁インダクタンス、または外付けのインダクタンスであるインダクタLm、Lmsを図示している。その他は第2の実施形態で図4に示したものと同様である。第3の実施形態では、入力電圧ViがキャパシタCi1,Ci2で分圧され、出力電圧VoがキャパシタCis1,Cis2で分圧される。なお、キャパシタCi1、Cis1が直流入力電圧を分圧して直流電圧を保持する機能を果たすため、直列共振キャパシタCr,Crsは共振用キャパシタとしてのみ作用し、直流電圧を保持する機能、すなわち直流電圧成分をバイアスして共振動作する機能としては作用しない。全体のコンバータ動作は第1の実施形態で示したとおりである。第3の実施形態によれば、第1第2の実施形態で述べた効果以外に次のような効果を奏する。a入力電源ViがキャパシタCi1,Ci2のそれぞれの電圧として分圧され、スイッチング素子Q1,Q2のオン/オフの両サイクルで入力電源ViからキャパシタCi1,Ci2へと電流が流れ、入力電源Viから流出する入力電流の実効値が小さくなって、電流経路での導通損が低減される。b上述aと同様に、出力電圧VoはキャパシタCis1,Cis2のそれぞれの電圧として分圧されており、スイッチング素子Q1,Q2のオン/オフの両サイクルでキャパシタCis1,Cis2から出力電圧Voへ流れる電流の実効値は小さくなり、導通損失は低減される。《第4の実施形態》図7は第4の実施形態のスイッチング電源装置104の回路図である。この例では入力電源Viの電圧を分圧するキャパシタCr1,Cr2、および出力電圧Voを分圧するキャパシタCrs1,Crs2を備えている。すなわち、第2の実施形態で示したスイッチング電源装置における直列共振キャパシタCrをCr1,Cr2に分割し、直列共振キャパシタCrsをCrs1,Crs2に分割したものである。ここでは、トランスTの1次巻線npと2次巻線nsとの間に形成される等価的な相互インダクタンスLmを図示し、1次巻線npと2次巻線nsからなるトランスTは、理想トランスとして図示されている。トランスTを理想的なトランスにて構成する場合、インダクタLr、インダクタLrs、およびキャパシタCp、Csを単体の回路素子にて構成できる。また、トランスTの寄生要素を用いて電磁結合回路90そのものを単体の共振複合トランスにて構成することも、電界と磁界の結合を合成した電磁界結合回路90として構成することも可能である。その他は第2の実施形態で図4に示したものと同様である。第4の実施形態では、直列共振キャパシタに流れる電流が2つのキャパシタに分割されるので、キャパシタによる損失が分散され全体の損失が低減され、発熱が分散される。なお、キャパシタCr1,Cr2およびキャパシタCrs1,Crs2は、直流電圧を保持する作用と直列共振キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。《第5の実施形態》図8は第5の実施形態のスイッチング電源装置105の回路図である。この例では1次側にキャパシタCcを設けて電圧クランプ回路を構成している。その他は第2の実施形態で図4に示したものと同様である。図8に示したスイッチング電源装置では、スイッチング素子Q1のターンオフ後、1次巻線npの電圧がスイッチング素子Q2の寄生ダイオードを介してキャパシタCcに図8に示す方向の電圧がチャージされ、スイッチング素子Q2がオンのときにキャパシタCcにチャージされた電圧Vcが複共振回路へ印加される。すなわち、入力電圧Viが方形波電圧に変換され、その方形波電圧はViと-Vcの電圧振幅となる。図9は図8に示した直列共振キャパシタCrと電磁界結合回路90と直列共振キャパシタCrsからなる複共振回路に与えられる電圧の波形である。ここで実線は第5の実施形態の場合の波形、破線は第1~第4の実施形態の場合の波形である。このように、第1~第4の実施形態では共振回路への入力電源電圧がViと0Vと変化し、電圧振幅は、Viであるのに比べ、第5の実施形態では入力電源電圧がViから-Vcへと大きく変化し、電圧振幅は、ViVcで動作することになる。また、電圧クランプ回路を構成するキャパシタCcの両端電圧Vcは、スイッチング周期に対するスイッチング素子Q1の導通期間の比率であるオン時比率Dによって変化し、出力電圧Voを広範囲に亘って制御できる。このことは出力電圧が一定である場合に入力電源電圧が広範囲に亘って変化する場合への適用に優れることを表している。このように電圧クランプ回路を構成することにより、入力電圧の変動に対する制御特性が改善される。すなわち入力電圧が大きく変動しても出力電圧の安定化が図れる。図10はスイッチング周期に対するスイッチング回路S1の導通期間の比率であるオン時比率Dと、スイッチング回路S1の導通期間に対するスイッチング回路S2の導通期間の比率であるオン期間比率Daとについて、出力電圧Voとの関係を示す図である。ここで実線はオン期間比率Daの特性カーブ、破線はオン時比率Dの特性カーブである。このように、オン期間比率DaではDa=1のとき、オン時比率DではD=0.5のときに出力電圧は最も大きくなる。《第6の実施形態》図11は第6の実施形態のスイッチング電源装置106の回路図である。この例では1次側にキャパシタCcを設けて電圧クランプ回路を構成している。また、入力電源Viの電圧を分圧するキャパシタCi1,Ci2、および出力電圧Voを分圧するキャパシタCis1,Cis2を備えている。また1次巻線npの励磁インダクタンスを回路パラメータとして表記している。ここでは、トランスTの1次巻線np、2次巻線nsの間に形成される等価的な相互インダクタンスLmを図示し、1次巻線npと2次巻線nsからなるトランスTは、理想トランスとして図示されている。トランスTを理想的なトランスにて構成する場合、インダクタLr、インダクタLrs、およびキャパシタCp、Csを単体の回路素子にて構成できる。また、トランスTの寄生要素を用いて電磁結合回路90そのものを単体の共振複合トランスにて構成することも可能である。その他は第2の実施形態で図4に示したものと同様である。この第6の実施形態によれば、入力電源電圧がViから-Vcの大きな電圧振幅で動作することになるので、入力電圧の変動に対する制御特性が改善される。また、入力電源ViがキャパシタCi1とCi2とで分圧されるので、スイッチング素子Q1,Q2のオン/オフの両サイクルで入力電源ViからキャパシタCi1、Ci2へと電流が流れ、入力電流の実効値が小さくなって、電流経路での導通損が低減される。さらに、出力電圧VoによりキャパシタCis1,Cis2へ流れる電流においても電流実効値は小さくなり、導通損は低減される。《第7の実施形態》図12は第7の実施形態のスイッチング電源装置107の回路図である。この例では1次側にキャパシタCcを設けて1次側に電圧クランプ回路を構成し、2次側にキャパシタCcsを設けて2次側にも電圧クランプ回路を構成している。その他は第5の実施形態で図7に示したものと同様である。図12に示したスイッチング電源装置では、入力電圧Viがほぼ方形波状または台形波状となる電圧に変換され、その方形波電圧はViと-Vcの電圧振幅となる。また、2次側のキャパシタCcsに電圧Vcsがチャージされるので、スイッチング素子Q3,Q4による同期整流回路に印加される交流方形波電圧はVoと-Vcsの電圧振幅となる。このように電圧振幅が大きくなるので、出力電圧の変動に対する制御特性も改善される。すなわち出力電圧の調整が広範囲に亘って容易となる。《第8の実施形態》図13は第8の実施形態のスイッチング電源装置108の回路図である。この例では4つのスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6によるフルブリッジ回路構成の1次側交流電圧発生回路を設けている。また、4つのスイッチング素子Q3,Q4,Q7,Q8によるブリッジ整流構成の2次側整流回路を設けている。この第8の実施形態によれば、第1~第7の実施形態に比べて、1次側のスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6、および2次側のスイッチング素子Q3,Q4,Q7,Q8に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。《第9の実施形態》図14は第9の実施形態のスイッチング電源装置109の回路図である。この例では1次側の共振キャパシタを二つのキャパシタCr1,Cr2に分割配置し、2次側の共振キャパシタを二つのキャパシタCrs1,Crs2に分割配置している。また、4つのスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6によるフルブリッジ回路構成の1次側交流電圧発生回路を設けている。また、4つのスイッチング素子Q3,Q4,Q7,Q8によるブリッジ整流構成の2次側整流回路を設けている。この第9の実施形態によれば、第1~第3の実施形態等で示した共振キャパシタCr,Crsのそれぞれに印加される電圧が2つのキャパシタに分割されて印加されるので、キャパシタでの損失を分散することができる。また、1次側のスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6、および2次側のスイッチング素子Q3,Q4,Q7,Q8に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。なお、キャパシタCr1,Cr2およびキャパシタCrs1,Crs2は、直流電圧を保持する作用と直列共振キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。《第10の実施形態》これまでに示した各実施形態では、部品としてのトランスを備えて、DC-DCコンバータとして用いるスイッチング電源装置を例に挙げたが、以降の各実施形態では対向する装置間で電気的には非接触で電力伝送を行う装置の例を示す。図15は第10の実施形態のスイッチング電源装置110の回路図である。図15においてLpは送電装置側の送電コイル、Lsは受電装置側の受電コイルである。この例では、送電コイルLpの等価的な漏れインダクタで第1~第9の実施形態に示したインダクタLr、送電コイルLpの等価的な巻線間の並列キャパシタで第1~第9の実施形態に示したキャパシタCpを構成している。また、受電コイルLsの等価的な漏れインダクタで第1~第9の実施形態に示したインダクタLrs、受電コイルLsの等価的な巻線間の並列キャパシタで第1~第9の実施形態に示したキャパシタCsを構成している。また、送電コイルLpで磁界結合に関与する等価的なインダクタンスを相互インダクタンスLm、送電コイルLpと受信コイルLsとの間で電界結合に関与する等価的なキャパシタンスを相互キャパシタンスCmとして構成する。図15に示すパラメータMlは磁界結合の相互係数を示したものであり、Mcは電界結合の相互係数を示したものである。相互インダクタンスによる磁界結合相互係数Mlと相互キャパシタンスによる電界結合相互係数Mcとの合成により電磁界結合としての相互係数Mは構成される。この電力伝送システムとして用いられるスイッチング電源装置110は、図15に表れているように、そのトポロジーは入出力間で対称性を有する。そのため、2次側整流回路の出力部から電力が伝送されるとき、2次側整流回路は1次側交流電圧発生回路として作用し、スイッチング素子Q1,Q2による1次側交流電圧発生回路は2次側整流回路として作用する。したがって、送電と受電の関係を交換して電力伝送することも可能である。例えば、負荷Roが充電電池や蓄電キャパシタンスであったり、その充放電制御回路を含む回路であったりする場合、送電コイルLpから受電コイルLsへ電力伝送されることにより、前記充電電池は充電される。そして、図15において入力電源Viが接続される部分に負荷回路が接続されれば、前記充電電池や蓄電キャパシタンスを入力電源とし、受電コイルLsから送電コイルLpへ電力が伝送される。一方、図15では、送電コイルLpと受信コイルLsとの間が電界結合と磁界結合の2つの結合を合成した電磁界結合回路を構成する実施例について説明したが、送電コイルLpと受信コイルLsとの間が電磁誘導による磁界結合のみで結合する電磁結合回路を構成する場合であっても同様である。ただしこの場合は、送電コイルLpと受信コイルLsとの間で電界結合に関与する相互キャパシタンスCmはなく、電界結合の相互係数Mcも存在せず、磁界結合の相互インダクタンスによる相互係数Mlのみが存在する。第10の実施形態によれば次のような効果を奏する。a非常にシンプルな電力伝送システムとして利用できる。b送電コイルと受電コイルを離して設置することにより、ワイヤレス電力伝送回路システムとして利用できる。c送信側と受信側と入れ替えることにより、双方向の電力伝送回路システムとして利用することができる。《第11の実施形態》図16は第11の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置111の回路図である。第10の実施形態で図15に示した回路と異なり、送電装置側に並列キャパシタCp、受電装置側に並列キャパシタCsを設けている。このように部品としての並列キャパシタCp,Csを設けることにより、送電装置側の共振周波数と受電装置側の共振周波数をそれぞれ任意に設定することができる。したがって、最適化が容易となる。《第12の実施形態》図17は第12の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置112の回路図である。第10の実施形態で図15に示した回路と異なり、共振キャパシタCr,Crsを共振キャパシタCr1とCr2,Crs1とCrs2とにそれぞれ分割して構成した例である。この構成により、キャパシタCr,Crsそれぞれに流れる電流がそれぞれ2つのキャパシタに分割されるのでキャパシタでの損失を分散することができ、発熱も分散される。なお、キャパシタCr1,Cr2およびキャパシタCrs1,Crs2は、直流電圧を保持する作用と直列共振キャパシタとしての作用の両方の役割を果たす。《第13の実施形態》図18は第13の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置113の回路図である。この例では4つのスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6によるフルブリッジ回路で送電装置側の交流電圧発生回路を構成している。また、4つのスイッチング素子Q3,Q4,Q7,Q8によるブリッジ整流回路で受電装置側の側整流回路を構成している。図18に示すパラメータMは、相互インダクタンスによる磁界結合と相互キャパシタンスによる電界結合との合成による電磁界結合の相互係数として示している。この第13の実施形態によれば、第10~第12の実施形態に比べて、送電装置側のスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6、および受電装置側のスイッチング素子Q3,Q4,Q7,Q8に印加される電圧がそれぞれ半分となるため、スイッチング素子での損失を低減できる。《第14の実施形態》図19は第14の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置114の回路図である。この例では、送電装置側にキャパシタCcを設けて電圧クランプ回路を構成している。その他は第10の実施形態で図15に示したものと同様である。この第14の実施形態によれば、キャパシタCcにチャージされる負電圧を-Vcとすれば、送電装置側で発生される方形波電圧はViと-Vcの電圧振幅となるので、送信直流電圧の変動に対する制御特性が改善される。《第15の実施形態》図20は第15の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置115の回路図である。この例では、受電装置側にキャパシタCcsを設けて2次側にも電圧クランプ回路を構成している。その他は第14の実施形態で図19に示したものと同様である。この例では送電装置側で入力電圧Viが方形波電圧に変換され、その方形波電圧はViと-Vcの電圧振幅となる。また、受電装置側のキャパシタCcsに負電圧Vcsがチャージされるので、スイッチング素子Q3,Q4による同期整流回路に印加される交流方形波電圧はVoと-Vcsの電圧振幅となる。このように電圧振幅が大きくなるので、出力電圧の変動に対する制御特性も改善される。すなわち出力電圧の調整が広範囲に亘って容易となる。《第16の実施形態》図21は第16の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置116の回路図である。この例では、受電装置側の整流回路を整流ダイオードD3,D4で構成している。この構成によれば、受電装置は簡素な構成で単方向の電力伝送システムとして用いることができる。《第17の実施形態》図22は第17の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置117の回路図である。この例では、4つのスイッチング素子Q1,Q2,Q5,Q6によるフルブリッジ回路で送電装置側の交流電圧発生回路を構成している。また、受電装置側の整流回路を整流ダイオードD3,D4,D7,D8によるダイオードブリッジで構成している。第17の実施形態によれば、単方向の電力伝送システムとして用いることができる。また、整流ダイオードの耐電圧が半分で済むこととなる。《第18の実施形態》図23は第18の実施形態の電力送電システムとして用いられるスイッチング電源装置118の回路図である。この例では、コイルのインダクタLp,Ls間の磁界結合となる相互インダクタンスをMl、キャパシタCp,Cs間の電界結合となる相互キャパシタンスをMc、キャパシタCr,Crs間の電界結合となる相互キャパシタンスをMcrとしてそれぞれ示している。ここでは、キャパシタCr,Crsを含めて電磁界結合回路90を構成する実施例を図示している。第18の実施形態の構成によれば、相互インダクタンスMl、相互キャパシタンスMc、相互キャパシタンスMcrを適切に設定することにより電磁界共鳴回路を構成し、電磁界結合による高効率な電力伝送を行なうことができる。《第19の実施形態》第19の実施形態では加算整流回路の他の例を示す。図24A、図24Bは第19の実施形態に係るスイッチング電源装置の加算整流回路部分の構成を示す図である。トランスTの2次側には、2次巻線nsに接続された直列共振インダクタLrsおよび並列共振キャパシタCsが設けられている。そして、キャパシタCr1,Cr2,Cr3,Cr4,Cr5Crn、ダイオードDr1,Dr2,Dr3,Dr4,Drnによる加算整流回路が構成されている。この例ではST1~STnで示すn段の加算整流回路を積み重ねている。その他の構成はこれまでに示した各実施形態と同様である。トランスTの1次側に設けられているスイッチング素子Q1,Q2それぞれの導通期間に発生する2次巻線nsの電圧はダイオードDr1~Drnで整流されるとともに、キャパシタCr1~Crnに順次加算される。したがって、2次巻線nsに発生される電圧は最終的に平滑キャパシタCoにn倍の電圧として充電される。nn≧2が偶数とすると、平滑キャパシタCoに出力電圧Voとして偶数倍の電圧を得る場合は、図24Aに示す構成とすればよい。平滑キャパシタCoに出力電圧Voとして奇数倍のn1倍の電圧を得る場合は、図24Bに示す構成とすればよい。"