"第1スイッチと第2スイッチを直列接続し、第1スイッチ及び第2スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第1スイッチと第2スイッチの第1接続中点から分岐して接続された第1共振タンク回路とを備えた第1インバータユニットと、第3スイッチと第4スイッチを直列接続し、第3スイッチ及び第4スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第3スイッチと第4スイッチの第2接続中点から分岐して接続された第2共振タンク回路とを備えた第2インバータユニットと、負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備え、上記の第1インバータユニットと第2インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第1共振タンク及び第2共振タンクを介して第1接続中点と第2接続中点を接続し、第1共振タンクと第2共振タンクの第3接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第1接続中点と第2接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。第1スイッチと第2スイッチを直列接続し、第1スイッチ及び第2スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第1スイッチと第2スイッチの第1接続中点から分岐して接続された第1共振タンク回路とを備えた第1インバータユニットと、第3スイッチと第4スイッチを直列接続し、第3スイッチ及び第4スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第3スイッチと第4スイッチの第2接続中点から分岐して接続された第2共振タンク回路とを備えた第2インバータユニットと、負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備え、上記の第1インバータユニットと第2インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第1共振タンク及び第2共振タンクを介して第1接続中点と第2接続中点を接続し、第1共振タンクと第2共振タンクの第3接続中点と直流電源の負極側を接続し、第1共振タンクおよび第2共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第3接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、第1共振タンクおよび第2共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第1共振タンクと第2共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。下記1~5のいずれかであることを特徴とする請求項1又は2に記載の誘導加熱用高周波インバータ。1第1インバータユニットの第1スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第3スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。2第1インバータユニットの第2スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第4スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。3第1インバータユニットの第1スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第4スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。4第1インバータユニットの第2スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第3スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。5直流電源と直列にゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。同容量の4つのゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが、それぞれ、第1インバータユニットの第1スイッチと直列に接続され、第2インバータユニットの第3スイッチと直列に接続され、第1インバータユニットの第2スイッチと直列に接続され、第2インバータユニットの第4スイッチと直列に接続された、ことを特徴とする請求項1又は2に記載の誘導加熱用高周波インバータ。上記の第1インバータユニットの第2スイッチと並列に第1ゼロボルテージスイッチングZVS用共振ロスレススナバコンデンサが接続され、上記の第2インバータユニットの第4スイッチと並列に第2ゼロボルテージスイッチングZVS用共振ロスレススナバコンデンサが接続されたことを特徴とする請求項1又は2に記載の誘導加熱用高周波インバータ。2つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた1組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチングZCS促進手段あるいはゼロボルテージスイッチングZVS促進手段と、を備え、1組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、2つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。2つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた1組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチングZCS促進手段あるいはゼロボルテージスイッチングZVS促進手段と、を備え、1組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、2つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、2つの共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。前記ゼロカレントスイッチングZCS促進手段は、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである、ことを特徴とする請求項6又は7に記載の誘導加熱用高周波インバータ。前記ゼロボルテージスイッチングZVS促進手段は、各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサでことを特徴とする請求項6又は7に記載の誘導加熱用高周波インバータ。請求項1~5のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、1並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第2スイッチがオフされた後あるいは同時に第1スイッチがオンされるステップと、2並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第3スイッチがオフされた後あるいは同時に第4スイッチがオンされるステップと、3並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第1スイッチがオフされた後あるいは同時に第2スイッチがオンされるステップと、4並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第4スイッチがオフされた後あるいは同時に第3スイッチがオンされるステップと、を含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法。請求項1~5のいずれかに記載の誘導加熱用高周波インバータのスイッチのゲート制御プログラムであって、コンピュータに、1並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第2スイッチがオフされた後あるいは同時に第1スイッチがオンされるステップと、2並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第3スイッチがオフされた後あるいは同時に第4スイッチがオンされるステップと、3並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第1スイッチがオフされた後あるいは同時に第2スイッチがオンされるステップと、4並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第4スイッチがオフされた後あるいは同時に第3スイッチがオンされるステップと、を実行させるための制御プログラム。上記状況に鑑みて、本発明は、低スイッチング損失を図るべく、短絡から開放まで半導体スイッチによるソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタル低抵抗率金属のアルミニウムや銅を含むに対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提供することを目的とする。上記目的を達成すべく、本発明の第1の観点の誘導加熱用高周波インバータは、1第1スイッチと第2スイッチを直列接続し、第1スイッチ及び第2スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第1スイッチと第2スイッチの第1接続中点から分岐して接続された第1共振タンク回路とを備えた第1インバータユニットと、2第3スイッチと第4スイッチを直列接続し、第3スイッチ及び第4スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第3スイッチと第4スイッチの第2接続中点から分岐して接続された第2共振タンク回路とを備えた第2インバータユニットと、3負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。そして、上記1の第1インバータユニットと上記2の第2インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第1共振タンク及び第2共振タンクを介して第1接続中点と第2接続中点を接続する。また、第1共振タンクと第2共振タンクの第3接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。これにより、第1接続中点と第2接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御実効値電流制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変にできる。ここで、上記の共振タンク回路とは、共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。また、上記の加熱負荷ユニットにおける負荷抵抗、負荷インダクタは、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす等価回路のRL直列回路の要素である。また、力率補償用コンデンサC0は負荷力率を改善するために用いられる。本発明の誘導加熱用高周波インバータは、1つの誘導加熱IH負荷に対して、2系統のハーフブリッジ駆動回路を備え、それぞれの瞬時電流ベクトルの相互位相を制御することにより、IH負荷に与える電力を設定できるようにしたものである。次に、本発明の第2の観点の誘導加熱用高周波インバータは、第1スイッチと第2スイッチを直列接続し、第1スイッチ及び第2スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第1スイッチと第2スイッチの第1接続中点から分岐して接続された第1共振タンク回路とを備えた第1インバータユニットと、第3スイッチと第4スイッチを直列接続し、第3スイッチ及び第4スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第3スイッチと第4スイッチの第2接続中点から分岐して接続された第2共振タンク回路とを備えた第2インバータユニットと、負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。そして、上記の第1インバータユニットと第2インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第1共振タンク及び第2共振タンクを介して第1接続中点と第2接続中点を接続する。また、第1共振タンクと第2共振タンクの第3接続中点と直流電源の負極側を接続する。また、第1共振タンクおよび第2共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第3接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置される。また、第1共振タンクおよび第2共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。これにより、第1共振タンクと第2共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変にできる。また、本発明の誘導加熱用高周波インバータにおいて、以下の1~5の態様の如く、ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続されることが好ましい。1第1インバータユニットの第1スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第3スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。2第1インバータユニットの第2スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第4スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。3第1インバータユニットの第1スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第4スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。4第1インバータユニットの第2スイッチと直列に第1ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続され、第2インバータユニットの第3スイッチと直列に第2ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。5直流電源と直列にゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続される。これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。ZCS用インダクタはそれぞれのインバータユニットに設けることにより、各インバータユニットに応じてインダクタを調整することが可能になる。直流電源と直列にゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが接続されることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。各インバータユニットの経路ではなく、各インバータユニットの共通となるように電源と直列にインダクタを接続することで、素子の簡素化が図ることができる。また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、同容量の4つのゼロカレントスイッチングZCS用インダクタが、それぞれ、第1インバータユニットの第1スイッチと直列に接続され、第2インバータユニットの第3スイッチと直列に接続され、第1インバータユニットの第2スイッチと直列に接続され、第2インバータユニットの第4スイッチと直列に接続されたことが好ましい。これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、第1インバータユニットの第2スイッチと並列に第1ゼロボルテージスイッチングZVS用コンデンサが接続され、上記の第2インバータユニットの第4スイッチと並列に第2ゼロボルテージスイッチングZVS用コンデンサが接続されたことが好ましい。ZCS用インダクタを用いる替りに、ZVS用コンデンサを用いることにより、スイッチ素子の切換時の過大電圧を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、2つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた1組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチングZCS促進手段あるいはゼロボルテージスイッチングZVS促進手段と、を備え、1組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、2つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御実効値電流制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る。ここで、上記の加熱負荷ユニットにおける誘導加熱負荷は、具体的には負荷抵抗、負荷インダクタから成るRL直列回路であり、力率改善機能を実現するために力率補償用コンデンサをRL負荷抵抗,負荷インダクタと直接に接続する。また、共振タンクとは、具体的には共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、2つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた1組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチングZCS促進手段あるいはゼロボルテージスイッチングZVS促進手段と、を備え、1組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、2つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第1共振タンクと第2共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る。上記のゼロカレントスイッチングZCS促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである。また、ゼロボルテージスイッチングZVS促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサである。また、本発明の他の観点からは、上述の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、下記1~4のステップを含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法が提供される。1並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第2スイッチがオフされた後あるいは同時に第1スイッチがオンされるステップ。2並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第3スイッチがオフされた後あるいは同時に第4スイッチがオンされるステップ。3並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第1スイッチがオフされた後あるいは同時に第2スイッチがオンされるステップ。4並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第4スイッチがオフされた後あるいは同時に第3スイッチがオンされるステップ。上記1~4のステップを高速に行うことにより、後述の実施例に記載の如く、12の動作モードが実現でき、第1接続中点と第2接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御できる。本発明の誘導加熱用高周波インバータの第1スイッチ~第4スイッチの半導体スイッチのゲート制御のプログラムは、上記のステップ1~4をコンピュータに実行させるものである。本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、半導体スイッチのソフトスイッチング方式を採用して低スイッチング損失を図り、誘導加熱負荷として低抵抗率金属を含むオールメタルに対応し、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が行えるといった効果を有する。また、本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、インバータユニットの半導体スイッチを順次オン動作することにより、半導体スイッチのゲートトリガ周波数以上の周波数の誘導加熱負荷電流を供給でき、広範囲な負荷変動に対してソフトスイッチング動作が行えるといった効果を有する。以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。なお、以下の説明において、ゼロ電圧/ゼロ電流状態に置けるスイッチングは、便宜上、実施例1にあるゼロカレントスイッチングZCS先行形のスイッチング以下ZCZVSというと、実施例2にあるゼロボルテージスイッチングZVS先行形のスイッチング以下ZVZCSというに分けて定義する。回路構成図1に実施例1の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。図1において、回路全体としては高周波インバータを示し、第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2と加熱負荷ユニットを有する。2つのインバータユニットは共に、それぞれIGBTから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。具体的には、図1に示すように、第1インバータユニットU1は、第1スイッチS1と第2スイッチS2が直列接続され、第1スイッチS1に並列に逆並列ダイオードD1に接続され第1スイッチング素子Q1が構成され、第2スイッチS2に並列に逆並列ダイオードD2が接続され第2スイッチング素子Q2が構成されている。そして、第1スイッチング素子Q1と第2スイッチング素子Q2の接続中点aには、共振インダクタL1と共振コンデンサC1が直列接続された第1共振タンク回路が分岐して接続されている。また、第1スイッチS1に直列に、ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタLS1が設けられている。ZCS用インダクタLS1により、第1スイッチS1の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。同様に、第2インバータユニットU2は、第3スイッチS3と第4スイッチS4が直列接続され、第3スイッチS3に並列に逆並列ダイオードD3に接続され第3スイッチング素子Q3が構成され、第4スイッチS4に並列に逆並列ダイオードD4が接続され第4スイッチング素子Q4が構成されている。そして、第3スイッチング素子Q3と第4スイッチング素子Q4の接続中点bには、共振インダクタL2と共振コンデンサC2が直列接続された第2共振タンク回路が分岐して接続されている。また、第3スイッチS3に直列に、ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタLS2が設けられている。ZCS用インダクタLS2により、第3スイッチS3の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2は、互いに並列に接続され、また直流電源Vin電源電圧をVinVとするに並列に接続されている。そして、互いに並列である第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2は、第1共振タンク及び第2共振タンクをブリッジとして接続中点aと接続中点bが接続されている。また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱IH負荷負荷抵抗R0及び負荷インダクタL0と力率補償用コンデンサC0とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗R0及び負荷インダクタL0は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてRL直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサC0は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第1共振タンクと第2共振タンクの接続中点cと、直流電源Vinの負極側との間に接続される。実施例1の誘導加熱用高周波インバータは、2つの共振インダクタL1,L2と2つの共振コンデンサC1,C2の共振周波数frより低い動作周波数fs<frで進み電流動作させることにより、接続中点aと接続中点bから流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御し、接続中点cから加熱負荷ユニットに流れる出力電流Ioを制御し、出力電力を広範囲に高速かつ連続的に変化させることができる。回路動作図1に示す回路構成において、接続中点aと接続中点bから流れ出るiL1,iL2の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御することにより、接続中点cから加熱負荷ユニットに流れ出る合成ベクトルioを高速制御する。これにより、誘導加熱IH負荷に流す高周波電流の瞬時電流ベクトルの大きさを制御し、出力電力を連続的に可変できる。図2に実施例1の誘導加熱用高周波インバータの理論動作波形を示す。実施例1の誘導加熱用高周波インバータの動作は以下の12の動作モードから成る。実施例1の誘導加熱用高周波インバータは、図2に示すように、時間の経過に従って、第1インバータユニットU1及び第2インバータユニットU2の第1スイッチS1~第4スイッチS4をそれぞれのゲートトリガ信号によってオンオフ制御することによって、t0~t12の区間において、1サイクル分の高周波電力変換動作を行い、この高周波電力変換サイクルを繰り返すことによって高周波電力変換を行う。以下、t0~t12の各区間tn~tn1;n=0~11における実施例1の誘導加熱用高周波インバータの12の動作モードについて説明する。<モード1:区間t0~t1>図2の区間t0~t1における動作モードを説明する。前回のサイクルの区間t11~t12において、第1インバータユニットU1の第1スイッチS1はオンに切り換えられ、第2インバータユニットU2の第3スイッチS3がオン状態で、第4スイッチS4がオフ状態である。第1インバータユニットU1の逆並列ダイオードD2が導通状態である。上記の状態で、第1インバータユニットU1の第2スイッチS2が逆並列ダイオードD2の導通中にオフに切り替えられると、区間t0~t1の動作モードに移行する。区間t0~t1の動作モードでは、図3の電流経路図に示すように、電源Vin-第1スイッチS1-直列共振回路L1-C1-IH負荷で閉ループ回路を形成し、電流iL1が流れる電流ループができる。また、第2インバータユニットU2の逆並列ダイオードD3が導通状態であり、直列共振回路L2-C2-逆並列ダイオードD3-第1スイッチS1-直列共振回路L1-C1で閉ループ回路を形成し、電流iL2が流れる電流ループができ、回路内を循環する。ここで、第1スイッチS1及び第3スイッチS3の両端電圧は、図4のV1,V3に示すように共に0Vになり、接続中点aと接続中点bは共にVinvとなる。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式1のようになる。数1io=iL1-iL2式1<モード2:区間t1~t2>モード1の状態から、第3スイッチS3を逆並列ダイオードD3の導通中にオフに切り替えることで、第2インバータユニットU2の状態が変化する。すなわち、第3スイッチS3をオフすることにより、第3スイッチング素子Q3がZCZVSターンオフする。ここで、逆並列ダイオードD3のリカバリ―電流は、ZCS促進インダクタLS2の効果により小さい。また、同様に、第2インバータユニットU2のZCS促進インダクタLS2によって、第4スイッチング素子Q4がZCSターンオンする図5,図6を参照。ここで、第1スイッチS1の両端電圧は0Vのままであるが、第3スイッチS3の両端電圧はVinVとなる。<モード3:区間t3~t4>第1インバータユニットU1では、区間t0~t1の動作モードと同様、電源Vin-第1スイッチS1-直列共振回路L1-C1-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL1が流れる。この電流iL1は直列共振回路L1-C1によって時間の経過と共に電流量が減ってくる。また、第2インバータユニットU2では、第3スイッチS3がオフされたことによって、直列共振回路L2-C2-第4スイッチS4-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL2が循環するようになる図7,図8を参照。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式2のようになる。数2io=iL1-iL2式2<モード4:区間t4~t5>第1インバータユニットU1において、図10に示すように、電流iL1がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオードD1が導通する。すなわち、図9に示すように、直列共振回路L1-C1-逆並列ダイオードD1-電源Vin-IH負荷で形成される閉ループ回路で、電流iL1が反転して電源Vinに逆流回生する方向に流れるようになる。第2インバータユニットU2では、区間t3~t4の動作モードと同様、直列共振回路L2-C2-第4スイッチS4-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL2が循環する。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式3のようになる。数3io=-iL1iL2式3<モード5:区間t5~t6>第1インバータユニットU1では、区間t4~t5の動作モードと同様、逆並列ダイオードD1が導通中で、直列共振回路L1-C1-逆並列ダイオードD1-電源Vin-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL1が流れる。第2インバータユニットU2では、図12に示すように、電流iL2がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオードD4が導通する。すわなち、図11に示すように、直列共振回路L2-C2-IH負荷-逆並列ダイオードD4で形成される閉ループ回路で電流iL2が循環する。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式4のようになる。数4io=-iL1iL2式4<モード6:区間t6~t7>モード5の状態から、第1スイッチS1を逆並列ダイオードD1の導通中にオフに切り替えることで、第1インバータユニットU1の状態が変化する。すなわち、第1スイッチS1をオフすることにより、第1スイッチング素子Q1がZCZVSターンオフする。ここで、逆並列ダイオードD1のリカバリ―電流はZCS促進インダクタLS1の効果により小さい。また、同様に、第1インバータユニットU1のZCS促進インダクタLS1によって、第2スイッチング素子Q2がZCSターンオンする図13,図14を参照。<モード7:区間t7~t8>第1インバータユニットU1では、直列共振回路L1-C1-第2スイッチS2-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL1が循環するようになる図15,図16を参照。第2インバータユニットU2では、区間t5~t6の動作モードと同様、直列共振回路L2-C2-IH負荷-逆並列ダイオードD4で形成される閉ループ回路で電流iL2が循環する。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式5のようになる。数5io=-iL1iL2式5<モード8:区間t8~t9>モード7の状態から、第4スイッチS4を逆並列ダイオードD4の導通中にオフに切り替えることで、第2インバータユニットU2の状態が変化する。すなわち、第4スイッチS4をオフすることにより、第4スイッチング素子Q4がZCZVSターンオフする。ここで、逆並列ダイオードD4のリカバリ―電流はZCS促進インダクタLS2の効果により小さい。また、第2インバータユニットU2のZCS促進インダクタLS2によって、第3スイッチング素子Q3がZCSターンオンする図17,図18を参照。<モード9:区間t8~t9>第1インバータユニットU1では、区間t7~t8の動作モードと同様、直列共振回路L1-C1-第2スイッチS2-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL1が循環する。第2インバータユニットU2では、第3スイッチング素子Q3がZCSターンオンしたことから、電源Vin-第3スイッチS3-直列共振回路L2-C2-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL2が流れ、電源Vinが電力を供給する状態となる図19,図20を参照。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式6のようになる。数6io=-iL1iL2式6<モード10:区間t9~t10>第1インバータユニットU1において、図22に示すように、電流iL1がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオードD2が導通する。すなわち、図21に示すように、直列共振回路L1-C1-IH負荷-逆並列ダイオードD2で形成される閉ループ回路で、電流iL1が反転して循環するようになる。第2インバータユニットU2では、区間t8~t9の動作モードと同様、電源Vin-第3スイッチS3-直列共振回路L2-C2-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL2が流れ、電源Vinが電力を供給する状態を保つ。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式7のようになる。数7io=iL1iL2式7<モード11:区間t10~t11>第1インバータユニットU1では、区間t9~t10の動作モードと同様、直列共振回路L1-C1-IH負荷-逆並列ダイオードD2で形成される閉ループ回路で、電流iL1が反転して循環する。第2インバータユニットU2では、図24に示すように、電流iL2がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオードD3が導通する。すわなち、図23に示すように、直列共振回路L2-C2-逆並列ダイオードD3-電源Vin-IH負荷で形成される閉ループ回路で電流iL2が循環し、電源Vinへ回生される。このモードの場合、IH負荷に流れる電流ioは下記式8のようになる。数8io=iL1-iL2式8<モード12:区間t11~t12>モード11の状態から、第2スイッチS2を逆並列ダイオードD2の導通中にオフに切り替えることで、第1インバータユニットU1の状態が変化する。すなわち、第2スイッチS2をオフすることにより、第2スイッチング素子Q2がZCZVSターンオフする。ここで、逆並列ダイオードD2のリカバリ―電流はZCS促進インダクタLS1の効果により小さい。また、第1インバータユニットU1のZCS促進インダクタLS1によって、第1スイッチング素子Q1がZCSターンオンする図25,図26を参照。図27に上述の動作モード1~12の動作遷移を示す。インバータの特性次に、実施例1の誘導加熱用高周波インバータと特性について説明する。以下では、動作周波数fsを100kHzとしている。まず、図28に重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す。図28aは出力電圧波形を示しており、bは出力電流波形を示している。図28に示すように、出力電圧および出力電流の振幅は、重負荷出力電力P0=1.9kWでは大きく、軽負荷出力電力P0=11Wでは小さくなっていることから、誘導加熱用高周波インバータが出力制御を行っていることが分かる。また、図29に共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す。図29aは軽負荷出力電力P0=11W,位相差角0.9degにおけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図29bは重負荷出力電力P0=1.8kW,位相差角162degにおけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図中、VC1,VC2は、それぞれ共振コンデンサC1と共振コンデンサC2の電圧を示しており、iL1,iL2は、それぞれ共振インダクタL1と共振インダクタL2の電流を示している。図29に示すように、位相差角の増加に応じて共振インダクタL2と共振コンデンサC2の動作電圧電流の振幅幅が減少していることが分かる。このことから、共振インダクタL1と共振コンデンサC1で構成される第1共振タンクと、共振インダクタL2と共振コンデンサC2で構成される第2共振タンクの接続中点cの状態が互いに干渉していることが分かる。また、図30に重負荷出力電力P0=1.9kWおよび軽負荷出力電力P0=11Wにおけるスイッチング素子Q1~Q4の各スイッチング電圧電流波形を示す。重負荷出力電力P0=1.9kWの場合、軽負荷出力電力P0=11Wと比べて、スイッチング素子Q1~Q4の各スイッチングの電流変動が小さいことが分かる。また、図31に位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図を示す。図311は位相差角制御に対する入力電力の制御特性を示しており、図312は位相差角制御に対する出力電力の制御特性を示している。動作周波数fsを100kHzに設定してソフトスイッチング条件下で電流ベクトル位相差を変化させた場合、約50Wから約2kWの実効電力制御が可能であることが確認できた。すなわち、実施例1の誘導加熱用高周波インバータを用いることにより、重負荷から軽負荷まで広い電力制御が行えることが理解できる。図32は、ZCS促進用インダクタの回路配置パターンを示している。ZCS促進用インダクタは、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されており、図32に示すように6種類の配置パターンが存在する。これらの配置パターンのZCS促進用インダクタが設けられることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。図321は、上述の実施例1と同じ回路であり、第1スイッチS1に直列にZCS用インダクタLS1、第2スイッチS2に直列にZCS用インダクタLS2が設けられたインダクタ配置パターンである。図322は、第2スイッチS2に直列にZCS用インダクタLS1、第4スイッチS4に直列にZCS用インダクタLS2が設けられたインダクタ配置パターンである。図323は、第1スイッチS1に直列にZCS用インダクタLS1、第4スイッチS4に直列にZCS用インダクタLS2が設けられたインダクタ配置パターンである。図324は、第2スイッチS2に直列にZCS用インダクタLS1、第3スイッチS3に直列にZCS用インダクタLS2が設けられたインダクタ配置パターンである。図325は、電源にZCS用インダクタLSが直列に設けられたインダクタ配置パターンである。図326は、第1スイッチS1に直列にZCS用インダクタLS1、第2スイッチS2に直列にZCS用インダクタLS2が設けられ、また第2スイッチS2に直列にZCS用インダクタLS1、第4スイッチS4に直列にZCS用インダクタLS2が設けられたインダクタ配置パターンである。図326の場合、図321~5で用いるインダクタの1/2の小容量のインダクタを用いる。図33は、実施例2の誘導加熱用高周波インバータの回路構成を示している。実施例2の誘導加熱用高周波インバータは、実施例1の誘導加熱用高周波インバータと比べ、インダクタLS1,LS2の代替として、第2スイッチS2と第4スイッチS4にそれぞれ並列にコンデンサCS1,CS2を設けたものである。これらのコンデンサCS1,CS2を設けることにより、ゼロボルテージスイッチングZVSを行うことが可能になる。以下詳細に説明する。図33の第1インバータユニットU1において、共振インダクタL1とコンデンサCS1による部分共振スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象を利用して、スイッチング素子Q1,Q2のZVSを実現する。例として、第1スイッチS1がオン状態、かつ、第2スイッチS2がオフ状態から、ある時刻に第1スイッチS1のゲートをオフすると、上記の部分共振により電源電圧Vinまで充電されていた第2スイッチング素子Q2の端子電圧、すなわち、コンデンサCS1の電圧VQ2は緩やかに共振状に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第1スイッチング素子Q1の端子電圧VQ1は、次式のようになる。数9VQ1=VIN-VQ2すなわち、第1スイッチング素子Q1の端子電圧VQ1は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第1スイッチング素子Q1はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧電流のオーバーラップ期間が低減されるソフトスイッチング動作となる。これが、ZVSターンオンの原理である。一方、コンデンサCS1が完全に放電されその電圧VQ2がゼロに達すると、第2スイッチS2に逆並列のダイオードD2が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第2スイッチS2のゲートをトリガすれば、第2スイッチング素子Q2は、そのアクティブの第2スイッチ部S2に電流が流れず、また電圧もかかっていないダイオードの順方向電圧は、シリコンベースで約0.7ボルトである。このため、電源電圧VINに比べて十分小さい場合は無視できる状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧ゼロ電流のソフトスイッチングであるZVZCSターンオン動作が実現する。なお、同様に、スイッチング素子Q3,Q4に対しては、コンデンサCS2が同様に、ZVS動作を可能とする。実施例1では、2つの共振インダクタL1,L2と2つの共振コンデンサC1,C2の共振周波数frより低いスイッチング動作周波数fs<frで進み電流動作させていたが、実施例2では、共振周波数frより高くスイッチング動作周波数fs>frを選定する必要がある。これにより、上述のZVZCS動作を得ることができる。すなわち、実施例2は、実施例1の進み電流を伴うZCS動作とは異なり、遅れ電流動作を実現することになる。実施例1では、進み位相の電流がターンしたスイッチに流れ込もうとする。このとき,進み位相であるため,ある値初期電流値をもった波形である。ここで、インダクタLS1,LS1の減流作用により、スイッチターンオン電流は初期電流がそのまま流れる急峻な電流波形とはならず、ゼロから緩やかに立ち上がる緩やかな電流波形となる。これにより、スイッチターンオン時は、それと同時に急激に下降する端子電圧と電流の重なりが少ないソフトスイッチングであるZCSターンとなる。また、そのターンオフは、進み位相電流のためスイッチがオン状態でも自然に電流が反転し、逆並列ダイオードに電流が流れる区間が生まれる。その間にスイッチのゲート信号を取り除くオフすると、スイッチには電流が流れておらず、かつ、ダイオードの順方向電圧が無視できるとすると、スイッチはゼロ電流、かつ、ゼロ電圧のソフトスイッチング動作となる。すなわち、ZCZVSターンオフとなる。以上、説明した実施例1と実施例2の回路では、ソフトスイッチング方式,共振周波数に対するスイッチング周波数の設定等で違いはある。しかしながら、2つの共振タンク回路に流れる電流を合成して負荷電流を得て、合成瞬時電流ベクトルの制御に基づく電力制御である点は共通している。次に、実施例1や実施例2における瞬時電流ベクトル制御の変形として、それとは双対の瞬時電圧ベクトル制御を実現するものについて実施例3および実施例4で説明する。図34に、実施例3の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例3の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ZCS高周波インバータである。実施例3の誘導加熱用高周波インバータは、実施例1と同様に、第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2と加熱負荷ユニットを有する。2つのインバータユニットは共に、それぞれIGBTから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。実施例3では、実施例1と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。実施例3の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。図34に示すように、第1インバータユニットU1は、第1スイッチS1と第2スイッチS2が直列接続され、第1スイッチS1に並列に逆並列ダイオードD1に接続され第1スイッチング素子Q1が構成され、第2スイッチS2に並列に逆並列ダイオードD2が接続され第2スイッチング素子Q2が構成されている。そして、第1スイッチング素子Q1と第2スイッチング素子Q2の接続中点aには、共振インダクタL1と共振コンデンサC1が直列接続された第1共振タンク回路が分岐して接続されている。また、第1スイッチS1に直列に、ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタLSが設けられている。同様に、第2インバータユニットU2は、第3スイッチS3と第4スイッチS4が直列接続され、第3スイッチS3に並列に逆並列ダイオードD3に接続され第3スイッチング素子Q3が構成され、第4スイッチS4に並列に逆並列ダイオードD4が接続され第4スイッチング素子Q4が構成されている。そして、第3スイッチング素子Q3と第4スイッチング素子Q4の接続中点bには、共振インダクタL2と共振コンデンサC2が直列接続された第2共振タンク回路が分岐して接続されている。また、第3スイッチS3に直列に、ゼロカレントスイッチングZCS用インダクタLSが設けられている。第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2は、互いに並列に接続され、また直流電源Vin電源電圧をVinVとするに並列に接続されている。そして、互いに並列である第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2は、第1共振タンク及び第2共振タンクをブリッジとして接続中点cで接続されている。また、接続中点cは直流電源Vinの負極側に接続されている。また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱IH負荷負荷抵抗R0及び負荷インダクタL0と力率補償用コンデンサC0とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗R0及び負荷インダクタL0は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてRL直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサC0は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第1共振タンクを構成する共振インダクタL1と共振コンデンサC1の接続中点dと、第2共振タンクを構成する共振インダクタL2と共振コンデンサC2の接続中点eとの間に、接続されている。実施例3の誘導加熱用高周波インバータは、2つの共振タンクの共振コンデンサC1,C2の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサCoを含めた負荷Ro-Loに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。図35に、実施例3の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図36に、実施例3の誘導加熱用高周波インバータの位相差角-出力電力特性を示す。図36から、位相差角を制御することにより、出力電力を50W~2400Wまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。図37はスイッチング素子Q1~Q4の波形図Φ=18degP=2.5kW、図38はスイッチング素子Q1~Q4の波形図Φ=90degP=1.2kW、図39はスイッチング素子Q1~Q4の波形図Φ=162degP=56Wを示している。図40に、実施例3の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図401が出力電圧波形であり、図402が出力電流波形である。また、図41に共振キャパシタ間電圧波形を、図42に共振インダクタ間電流波形を示す。図43に、実施例4の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例4の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ZVS高周波インバータである。実施例4の誘導加熱用高周波インバータは、実施例2と同様に、第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2と加熱負荷ユニットを有する。2つのインバータユニットは共に、それぞれIGBTから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。実施例4では、実施例2と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。実施例4の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。図43に示すように、第1インバータユニットU1は、第1スイッチS1と第2スイッチS2が直列接続され、第1スイッチS1に並列に逆並列ダイオードD1に接続され第1スイッチング素子Q1が構成され、第2スイッチS2に並列に逆並列ダイオードD2が接続され第2スイッチング素子Q2が構成されている。そして、第1スイッチング素子Q1と第2スイッチング素子Q2の接続中点aには、共振インダクタL1と共振コンデンサC1が直列接続された第1共振タンク回路が分岐して接続されている。また、第2スイッチS2に並列に、ゼロボルテージスイッチングZVS用コンデンサCSが設けられている。同様に、第2インバータユニットU2は、第3スイッチS3と第4スイッチS4が直列接続され、第3スイッチS3に並列に逆並列ダイオードD3に接続され第3スイッチング素子Q3が構成され、第4スイッチS4に並列に逆並列ダイオードD4が接続され第4スイッチング素子Q4が構成されている。そして、第3スイッチング素子Q3と第4スイッチング素子Q4の接続中点bには、共振インダクタL2と共振コンデンサC2が直列接続された第2共振タンク回路が分岐して接続されている。また、第4スイッチS4に並列に、ゼロボルテージスイッチングZVS用コンデンサCSが設けられている。第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2は、互いに並列に接続され、また直流電源Vin電源電圧をVinVとするに並列に接続されている。そして、互いに並列である第1インバータユニットU1と第2インバータユニットU2は、第1共振タンク及び第2共振タンクをブリッジとして接続中点cで接続されている。また、接続中点cは直流電源Vinの負極側に接続されている。また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱IH負荷負荷抵抗R0及び負荷インダクタL0と力率補償用コンデンサC0とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗R0及び負荷インダクタL0は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてRL直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサC0は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第1共振タンクを構成する共振インダクタL1と共振コンデンサC1の接続中点dと、第2共振タンクを構成する共振インダクタL2と共振コンデンサC2の接続中点eとの間に、接続されている。実施例4の誘導加熱用高周波インバータは、2つの共振タンクの共振コンデンサC1,C2の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサCoを含めた負荷Ro-Loに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。図44に、実施例4の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図45に、実施例4の誘導加熱用高周波インバータの位相差角-出力電力特性を示す。図45から、位相差角を制御することにより、出力電力を50W~2400Wまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。図46はスイッチング素子Q1~Q4の波形図Φ=18degP=2.4kW、図47はスイッチング素子Q1~Q4の波形図Φ=90degP=1.2kW、図48はスイッチング素子Q1~Q4の波形図Φ=162degP=56Wを示している。図49に、実施例4の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図491が出力電圧波形であり、図492が出力電流波形である。また、図50に共振キャパシタ間電圧波形を、図51に共振インダクタ間電流波形を示す。"