"帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成するための装置において、異なるパッチのパッチ中心周波数、又は前記入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数を有する1つもしくは複数のパッチ信号を前記入力信号から生成するためのパッチ生成器82、102a、102bを備え、前記パッチ生成器82、102a、102bは、分析フィルタバンク101からのサブバンド信号の時間伸長90a、90b、90c;1808;130を行うよう構成されており、前記パッチ生成器82、102a、102bは、前記サブバンド信号の位相を、フィルタバンク-チャンネル依存の位相較正151、152、153を用いて調整するための位相調整器1806、124a、124b、124cを備える装置。前記位相調整器124a、124b、124c、1806は、前記フィルタバンク101、105の設計により導入された信号の振幅変動が低減もしくは除去されるように、位相較正151、152、153を選択するよう構成されている、請求項1に記載の装置。前記位相調整器124a、124b、124c、1806は、前記サブバンド信号非依存の位相較正151、152、153を適用するよう構成されている請求項1又は2に記載の装置。前記位相調整器124a、124b、124c、1806は、適用された転換係数143に依存する信号依存の位相較正をさらに適用するよう構成されている、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器82、102a、102bは、ブロック式処理を行うよう構成され、ブロック進行値eを用いて、前記サブバンド信号からの値の後続のブロックを抽出するためのブロック抽出器1800、120a、120b、120cと、前記位相調整器124a、124b、124c、1806と、時間伸長を得るために前記ブロック進行値eよりも大きいブロック進行値keを適用するよう構成されている重複加算プロセッサ1808、130とを備える、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記ブロック抽出器120b、120cは、前記転換係数Tに依存する間引き操作をさらに行い、非整数間引き操作の場合に内挿を行うよう構成されている請求項5に記載の装置。前記位相調整器124a、124b、124c、1806は、kがフィルタバンクチャンネルを示し、Cが2と4の間の実数であるとして、下記数式πCを含む位相較正153を適用するよう構成されている、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器82、102a、102bが、窓関数を用いてブロックに窓掛け処理をするための窓処理器126a、126b、126c、1802をさらに備える、請求項5に記載の装置。少なくとも2つの転換係数Tを用いて帯域幅拡張を行うよう構成される装置であって、前記パッチ生成器が、第1の転換係数についてブロック進行値を用いて、かつ第1の間引き係数を用いる第1の間引きを用いて、もしくは用いないで抽出処理120a、120bを行い、サブバンドサンプルブロックのサンプルを位相調整し、前記位相調整されたブロックに、ある長さになるようゼロ詰めをして第1の転換信号を得、第2の転換係数についてブロック進行値を用いて、かつ第1の間引きがなされた時の前記第1の間引き係数よりも大きな第2の間引き係数を用いる間引きを用いてサブバンドサンプルのブロックを抽出し、前記サブバンドサンプルブロックのサンプルを位相調整し、前記位相調整されたブロックに、ある長さになるようゼロ詰めをして、第2の転換された信号を得、前記第1及び第2の転換された信号をサンプル毎に加算128して、転換ブロックを得、前記ブロック進行値よりも大きい進行値を用いて連続する転換ブロックを重複加算130して、転換されたサブバンド信号を得るよう構成されている、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。調整されたサブバンド信号を得るために、前記サブバンド信号に適用された位相較正に引き続くサブバンド信号に高周波数再構成パラメータ104を適用するための高周波数再構成プロセッサ103をさらに備える、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記分析フィルタバンク101のサブバンド間隔よりも大きなサブバンド間隔を有する合成フィルタバンク105をさらに備える、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器82、102a、102bが低帯域信号から前記サブバンド信号を生成するための分析フィルタバンク101を備え、前記分析フィルタバンク101が、位相回転処理を有する直交鏡像フィルタバンクであり、前記位相較正が前記転換係数に依存するものである、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記分析フィルタバンク101がQMFフィルタバンクであり、前記位相較正153が前記1つ又は複数のパッチ化信号を生成するのに用いられる転換係数に依存しないように位相回転処理を適用するよう構成されている、請求項1ないし11のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器が、時間伸長器92aを備え、前記時間伸長器92aが抽出進行値を用いたブロック抽出器を備える、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器82、102a、102bが、時間伸長器92aを備え、前記時間伸長器92aが、分析フィルタバンクの異なるチャンネル番号を有する少なくとも2つの異なるチャンネルについてのブロック抽出器、窓処理器又は位相調整器及び重複-加算器を備え、前記少なくとも2チャンネルの各々についての前記窓処理器又は位相調整器が、各チャンネルについて、前記チャンネル番号に依存する位相調整を適用するよう構成されている、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記位相調整器が、位相調整をサンプリング値ブロックのサンプリング値に適用するよう構成され、前記位相調整は、前記位相較正として、時間伸長量及びブロックの実際の位相に依存する位相値と、前記チャンネル番号に依存する信号非依存位相値との組み合わせである、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器82、102a、102bが、前記入力オーディオ信号と前記1つ又は複数のパッチ信号の間の時間的不整列、又は異なるパッチ信号間の時間的不整列を低減又は除去するように前記1つ又は複数のパッチ信号を生成するよう構成されている、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。前記パッチ生成器82、102a、102bが、複数のパッチャ87a、87b、87c、110a、110b、110cを備え、少なくとも1つのパッチャが、間引き機能、時間伸長機能及び時間的不整列を低減又は除去するために前記パッチ信号に時間較正を適用するためのパッチ生成器を有する、先行する請求項のうちの1項に記載の装置。帯域幅拡張オーディオ信号を、入力信号から生成する方法であって、異なるパッチのパッチ中心周波数、又は前記入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数を有する1つもしくは複数のパッチ信号を前記入力オーディオ信号から生成する処理82、102a、102bを含み、分析フィルタバンク101からのサブバンド信号の時間伸長処理90a、90b、90c;1808;130が行われ、前記サブバンド信号の位相がフィルタバンク-チャンネル依存の位相較正151、152、153を用いて調整される1806、124a、124b、124c方法。コンピュータにおいて実行されるときに、請求項19に記載の方法を行うためのプログラムコードを有するコンピュータプログラム。本発明の目的は、改善されたオーディオ信号品質をもたらす、帯域幅拡張オーディオ信号を生成するための概念を提供することである。この目的は、請求項1に記載される帯域幅拡張オーディオ信号を生成する装置、請求項19に記載される帯域幅拡張オーディオ信号を生成する方法、又は請求項20に記載されるコンピュータプログラムによって達成される。帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成する装置は、入力信号から1つ又は複数のパッチ信号を生成するためのパッチ生成器を備える。パッチ生成器は、分析フィルタバンクからのサブバンド信号を時間伸長させるよう構成され、フィルタバンク-チャンネル依存の位相較正を用いて、サブバンド信号の位相を調整するための位相調整器を備える。本発明のさらなる作用効果は、帯域幅拡張用のボコーダ型の構成又は他の構成により通常導入される振幅応答に対する悪影響が回避されるということである。本発明の更なる作用効果は、例えば、位相ボコーダ又は位相ボコーダ型の構成により生じる個々のパッチの最適化振幅応答が得られる、ということである。さらなる実施形態においては、個々のパッチの時間的整列が同様に取り組まれるが、パッチ内、即ち、同じ転換係数を用いて処理された複数のサブバンド信号の間での位相較正を、全体としてパッチ内におけるすべてのサブバンド信号について有効である時間較正を用いて、もしくは用いずに適用できる。本発明の実施形態は、位相ボコーダによって生成される単一のパッチの振幅応答及び時間的整列の最適化のための新規な方法である。この方法は、基本的に、複素変調されたフィルタバンクの実施における転換されたサブバンドに対する位相較正の選択、及び追加の時間遅延の、異なる転換係数にて位相ボコーダから生じる単一のパッチへの導入から構成される。特定のパッチに導入される追加の遅延の持続時間は、適用された転換係数に依存し、理論的に決定され得る。あるいは、遅延が、ディラックのインパルス入力信号を印加した場合、パッチ毎の転換されたディラックのインパルスの時間的重心が、スペクトログラム分光記録表現における同じ時間位置に整列されるように調整される。位相ボコーダのような単一の転換係数によりオーディオ信号の転換を実施する多くの方法が存在する。いくつかの転換信号を組み合わせねばならない場合には、異なる出力間の時間遅延を較正することができる。パッチ間の正しい垂直整列は有用ではあるが、必ずしもこれらのアルゴリズムの一部を構成しない。これは、過渡応答が何ら考慮されない限り有害ではない。異なるパッチの正しい整列の問題は、文献の技術水準では取り組まれていない。位相ボコーダによるスペクトルの転換により、過渡応答の垂直コヒーレンスの保存は保証されない。しかも、総和信号に寄与する単一のパッチの異なる時間遅延と同様、位相ボコーダにおいて利用される重複加算方法に因り、高周波数帯域では、後置エコーが出現する。そのため、帯域幅拡張パラメータの後置処理がパッチ間におけるより良好な垂直整列を活用できるようにパッチを整列するのが望ましい。前置及び後置エコーをカバーする全時間がこれにより最小化されるはずである。位相ボコーダは、典型的には、複素変調されたフィルタバンクの分析/合成対の領域において、サブバンドサンプルの整数倍位相補正によって実施される。この処理は、各合成サブバンドからの、結果として生じる出力寄与の位相の適切な整列を自動的には保証せず、これは、位相ボコーダの非平坦振幅応答につながる。この結果アーチファクトは、転換された遅い正弦波掃引の時間変動振幅となる。一般的なオーディオについてのオーディオ品質の点での短所は、補正効果により出力が色付けされることである。本発明の好適な実施形態が、添付の図面に関して引き続き論じられる。本発明は、帯域拡張の場合および他のオーディオ応用の場合においてオーディオ信号を処理するための装置、方法又はコンピュータプログラムという異なる局面を提供するものである。以下に説明し特許請求の範囲に記載される個々の局面の特徴は、部分的又は全面的に組み合わせ可能であるが、互いに別々にも用いられ得るものである。個々の局面は、コンピュータシステム又はマイクロプロセッサで実施されるときに、知覚的品質、演算の複雑度及びプロセッサ/メモリ資源に関して既に利点をもたらしているからである。実施形態は、位相ボコーダにより生成される異なる高調波のパッチの時間整列を使用している。この時間整列は、転換されたディラックのインパルスの重心に基づいて実施される。つづいて図1は、制限帯域を表出する低域通過フィルタに通されたディラックのインパルスのスペクトログラムを示している。この信号は、転換のための入力信号として機能する。このディラックのインパルスを位相ボコーダによって転換することにより、周波数選択的遅延が、結果として生じるサブバンドに導入される。これらの継続時間は、利用された転換係数に依存する。つづいて、転換係数2、3及び4でのディラックのインパルスの転換が図2に示されている。周波数選択的遅延は、付加的な個々の時間遅延を、結果として生じるパッチの各々に挿入することにより補償される。このように、すべての単一のサブバンドは、各パッチにおけるディラックのインパルスの重心が、最も高いパッチにおけるディラックのインパルスの重心と同じ時間的位置に配置されるように整列される。時間的整列は、最も高いパッチに基いて実施される。というのは、通常、それが最も高い時間遅延を持つからである。本発明の遅延補償を適用すると、ディラックのインパルスの重心は、スペクトログラムの内部のすべてのパッチについて同じ時間的位置に配置される。結果として生じる信号についてのこのような表現は、図3に示したようなものに見えるかもしれない。これは、全体の過渡エネルギー拡散を最小化することにつながる。最終的には、転換された高周波数領域と元の入力信号の間の残りの時間遅延を追加補償する必要がある。そのために、入力信号は、予めある時間的位置に整列された転換後のディラックのインパルスの重心が帯域制限されたディラックのインパルスの時間位置と一致するように同様に遅延される。つづいて、結果として生じる信号のスペクトトログラムが図4に示されている。上述した方法を適用するにあたって、帯域幅拡張方法の基本的な構成要素としての位相ボコーダが、時間領域において実現されるのか、又は、例えば、pQMFフィルタバンクのようなフィルタバンク表現内において実現されるかは重要ではない。SOLA技術を用いると、過渡の主観的なオーディオ品質が、重複加算に因るエコー効果により損なわれるのに対して、垂直コヒーレンス基準は、過渡で満たされる。単一のパッチにおける重心の位置の、最も高いパッチにおける実際の重心からの、起こり得るわずかな偏位ずれは、前置マスキング又は後置マスキングの範囲内にそれぞれある。振幅応答の点で調整が十分になされていない位相ボコーダの結果が、一定の振幅の正弦波掃引入力に相当する、図5に示される出力信号により示されている。図からわかるように、強い振幅変動が存在し、出力が消去すらされている。わずかにより良く調整された位相ボコーダからの出力が図6に示されている。複素変調化フィルタバンクベースの位相ボコーダにおける動作は、サブバンドサンプルの倍数位相補正である。入力時間領域のシヌソイドは、下記数式の複素数値化されたサブバンド信号において極めて良好な精度に帰着する。ここで、ωはシヌソイドの周波数、nはサブバンド指標、kはサブバンドタイムスロット指標、qAは分析フィルタバンクの時間ストライド歩幅、Cは複素定数、νnωはフィルタバンクプロトタイプフィルタの周波数応答、及びθnは、νnωが実数値化される要件により定義される、問題となるフィルタバンクの位相項特性である。典型的なQMFフィルタバンク設計では、それは正とされ得る。位相補正の際には、典型的な結果は下記数式で表される。ここで、Tは転換次数、及びqSは分析フィルタバンクの時間ストライドである。合成フィルタバンクは、典型的には分析フィルタバンクの鏡像となるように選択されるので、適切なシヌソイド合成では、シヌソイドの分析サブバンドに対応するようこの最後の数式が必要となる。これに一致しないと、図5において描写されるような振幅変調につながることになる。本発明の実施形態は、下記数式に基づく付加的な後置変調位相較正を用いるものである。これにより、未変調サブバンド信号が、所望の相互サブバンド位相展開をもつものへとマッピングされる。奇数個積み重ねられた複素変調化QMFフィルタバンクの特定の例として下記の数式がある。そして、本発明の位相較正は、下記数式に基いて与えられる。この規則に従う位相が調整されたボコーダの出力が図7に示されている。分析/合成フィルタバンク対が位相回転のより非対称的な分布を持っている場合には、分析サブバンドに加算されたときに、位相較正が存在するであろう。そして、合成に先立つマイナス符号により上記対称の場合への復活がなされる。その場合には、上述した本発明の位相較正を下記数式に基づいて調整すべきである。この一例が、下記数式に基づく統一化音声およびオーディオ符号化処理USACにおける来るMPEG標準において用いられる64フィルタバンク対によって与えられる。ここで、Cは実数であり、2と3.5の間の値をとる。特別の値は、321/128または385/128である。よって、その対について、下記数式を用いることができる。さらに、上記状況の特別な実施において、転換次数Tに依存しない位相較正が、分析フィルタバンクステップそれ自体に編入され得るということが観測される。ボコーダ位相倍数化前の較正が位相倍数化後の同じ較正のT倍に対応するため、下記の分解が利点として生じる。分析フィルタバンク変調は、次に、標準化QMFフィルタバンク対についての場合に比較して位相385/128πn1/2を加えるよう変更され、本発明の位相較正は、下記の第2項のみに等しくなる。位相較正による作用効果は、出力に対する各ボコーダの次数寄与の平坦な振幅応答が得られるということである。本発明の処理は、位相ボコーダの時間伸長及びダウンサンプリング、又は各々の増加率での再生の適用によりオーディオ信号の帯域幅を拡張するすべてのオーディオ応用に適している。図8は、本発明の一局面に従う帯域幅拡張システムを示している。この帯域幅拡張システムは、コアの復号化信号を生成するコア復号器80を備える。コア復号器80は、後に詳述するパッチ生成器82に接続されている。パッチ生成器82は、コア復号器80、低帯域接続83、低帯域較正器84及び合流器85を除いて、図8に示されるすべての特徴を備える。具体的には、パッチ生成器は、入力オーディオ信号86から1つもしくは複数のパッチ信号を生成するよう構成され、ここでは、パッチ信号が、異なるパッチのパッチ中心周波数又は入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数をもっている。具体的には、パッチ生成器は、第1のパッチャ87a、第2のパッチャ87b及び第3のパッチャ87cを備え、図8に示される実施形態では、各個別のパッチャ87a、87b及び87cは、ダウンサンプラ88a、88b、88c、QMF分析ブロック89a、89b、89c、時間伸長ブロック90a、90b、90c及びパッチチャンネル較正器ブロック91a、91b、91cを備える。ブロック91aないし91c及び低帯域較正器84からの出力は、帯域幅拡張信号を出力する合流器85に入力される。この信号は、帯域幅拡張信号処理から公知の包絡線較正モジュール、調性較正モジュール又は他のモジュールのようなさらなる処理モジュールによって処理され得る。好ましくは、パッチ較正は、パッチ生成器82が、較正のない処理に比較して、入力オーディオ信号と1つもしくは複数のパッチ信号との間の時間的不整列、若しくは異なるパッチ信号間の時間的不整列が低減又は除去されるように、1つもしくは複数のパッチ信号を生成するような方法で行なわれる。図8に示される実施形態において時間的不整列のこのような低減又は除去は、パッチ較正器91aないし91cにより得られる。これに代えて、又はこれに付け加えて、パッチ生成器82は、時間伸長機能によりフィルタバンク-チャンネル依存の位相較正を行うよう構成されている。このことは、位相較正入力92a、92b、92cにより示される。尚、図8の実施形態は、QMF分析ブロック89aのような各QMF分析ブロックが複数のサブバンド信号を出力するように構成されている。時間伸長機能は、各個別のサブバンド信号について行われねばならない。例えば、QMF分析89aが32個のサブバンド信号を出力するときには、32個の時間伸長器90aが存在し得る。しかしながら、このパッチャ87aの個別に時間伸長された信号すべてに対して単一のパッチ較正器で十分である。後述されるように、図9は、時間伸長器において、QMF分析バンク89a、89b、89cのようなQMF分析バンクにより出力される各個別のサブバンド信号に対してなされる処理を示している。同じ時間伸長量を用いて処理されたすべての時間伸長された信号の結果については単一の遅延で十分であるものの、個々の位相較正は、各サブバンド信号について適用しなければならない。なぜなら、個々の位相較正は、信号に依存していないが、サブバンドフィルタバンクのチャンネル番号に依存、即ち、別の言い方をするとサブバンド信号のサブバンド指標に依存するからである。ここで、サブバンド指標は、本明細書中ではチャンネル番号と同じことを意味する。図9は、単一のサブバンド信号を処理するための例示としての処理実施の別の実施形態を示している。単一のサブバンド信号は、図9には示されていない分析フィルタバンクによってフィルタ処理される前あるいは後のいずれかにおいて、何らかの間引きを受けている。そのため、単一のサブバンド信号の時間長は、間引き以前の時間長よりも短くなっている。単一のサブバンド信号は、ブロック抽出器201と同一であり得るが、異なる方法でも実施され得るブロック抽出器1800に入力される。図9に示されるこのブロック抽出器1800は、例示的にeと呼ばれるサンプル/ブロック進行値を用いて動作する。このサンプル/ブロック進行値は、可変もしくは固定的に設定され得るもので、図9においてブロック抽出器のボックス1800への矢印として示されている。ブロック抽出器1800の出力には、複数の抽出されたブロックが存在している。これらのブロックは、サンプル/ブロック進行値eが、ブロック抽出器のブロック長よりも有意に小さいため、極度に重複している。一例は、ブロック抽出器が12個のサンプルのブロックを抽出するものである。第1のブロックはサンプル0乃至11を備え、第2のブロックはサンプル1乃至12を備え、第3のブロックはサンプル2乃至13を備える。この実施形態においては、サンプル/ブロック進行値eが1に等しく、11回の重複となっている。個々のブロックは、各ブロックについて、窓機能を用いてブロックに窓を掛けるための窓処理器1802に入力される。加えて、各ブロックについて位相を計算する位相計算器1804が設けられる。この位相計算器1804は、窓掛け処理の前又は窓掛け処理の後のいずれかに個々のブロックを用いることができる。次に、位相調整値p×kが計算されて、位相調整器1806に入力される。位相調整器は、ブロック内の各サンプルに対して調整値を適用する。さらに、係数kは、帯域幅拡張係数に等しい。例えば、係数2による帯域幅拡張を得ようとする時には、ブロック抽出器1800により抽出されたブロックについて計算された位相pに係数2が掛けられ、位相調整器1806においてブロックの各サンプルに適用される調整値は、2が掛けられたpである。実施形態において、単一のサブバンド信号は、複素サブバンド信号であり、ブロックの位相は、複数の方法で計算することができる。1つの方法は、ブロックの中央もしくは中央の周りにおけるサンプルを採り、そしてこの複素サンプルの位相を計算することである。図9においては、位相調整器が窓処理器に続いて動作するように示されたが、ブロック調整器により抽出されたブロックに位相調整が行われ、その後窓掛け操作が行われるようにこれら2つのブロックは相互に交換可能である。両方の操作、即ち、窓掛け処理と位相調整とは、実数値もしくは複素数値の乗算であり、これら2つの操作は、それ自体、位相調整乗算係数および窓掛け係数である複素乗算係数を用いた単一の操作にまとめることができる。位相調整されたブロックは、重複/加算および振幅較正ブロック1808に入力される。窓掛け処理され、かつ位相調整されたブロックが重複-加算される。しかし、重要なことは、ブロック1808におけるサンプル/ブロック進行値は、ブロック抽出器1800において用いられる値と異なるということである。特に、ブロック1808におけるサンプル/ブロック進行値は、ブロック1808により出力される信号の時間伸長が得られるようにブロック1800において用いられる値eよりも大きくなっている。こうして、ブロック1808によって出力される処理済みサブバンド信号は、ブロック1800に入力されるサブバンド信号よりも長い長さを持っている。2倍の帯域幅拡張を得ようとする時、ブロック1800における対応する値の2倍のサンプル/ブロック進行値が用いられる。これにより、係数が2の時間伸長となる。しかしながら、他の時間伸長係数が必要な場合は、ブロック1808の出力が必要な時間長をもつように他のサンプル/ブロック進行値を用いることができる。実施形態においては、m=0での1つのサンプルのみがその位相のk又は、T倍をもつよう修正され得る。この実施形態において、このことは、ブロック全体について有効ではない。他のサンプルでは、図13のブロック143に示されるような例とは修正は異なり得る。重複の問題に対する取り組みとして、ブロック1800及び1808における異なる重複の問題に取り組むために、好ましくは振幅較正が行われる。ただし、この振幅較正を窓処理器/位相調整器の乗算係数に導入することも可能であるが、振幅較正は、重複/処理に引き続いて行うこともできる。ブロック長が12で、ブロック抽出器におけるサンプル/ブロック進行値が1である上記例において、重複/加算ブロック1808についてのサンプル/ブロック進行値は、係数が2の帯域幅拡張が行われるとき、2となる。これでは、依然として、5つのブロックが重複することとなる。係数が3の帯域幅拡張を行うときには、ブロック1808により用いられるサンプル/ブロック進行値が3になることになり、その重複は3の重複に低下する。4倍の帯域幅拡張を行なうときには、重複/加算ブロック1808は、4のサンプル/ブロック進行値を用いねばならないが、依然として2つのブロックよりも多くの重複となる。加えて、フィルタバンクチャンネルに依存する位相較正は位相調整器に入力される。好ましくは、位相較正値が、位相計算器により決定されるような信号-依存調整位相値と、信号-非依存のしかし、フィルタバンクチャンネル番号依存である位相較正との組み合わせである、単一の位相較正操作が行われる。図8は、元のコア復号器信号よりも高い帯域幅を有する帯域幅拡張オーディオ信号を生成するための装置の帯域幅拡張であって、いくつかのQMF分析フィルタバンク89aないし89cが用いられる実施形態を示すが、単一の分析フィルタバンクのみが用いられるさらなる実施形態が図10及び図11に関して記載されている。さらに、コア符号器についてのQMF分析89dは、合流器85が合成フィルタバンクを備えるときに必要となるだけであるということが、図8に関して概説されるものである。但し、低帯域信号との合流が時間領域で生じるときには、QMF分析89dは必要ではない。さらに、合流器85は、包絡線調整器、または、基本的に、高周波再構成器に入力された信号を、送信された高周波数再構成パラメータに基いて処理するための高周波数再構成プロセッサをさらに備え得る。これら再構成パラメータは、包絡線調整パラメータ、雑音付加パラメータ、逆フィルタリングパラメータ、欠落高調波パラメータ、又は他のパラメータを含み得る。これらパラメータの用法及びパラメータ自体、並びに包絡線調整を行うための応用の方法、又は一般に、帯域幅拡張信号の生成は、スペクトル帯域複製SBRツールに専用のISO/IEC14496-3:2005E、セクション4.6.8において記述されている。しかし、あるいは、合流器85は、合成フィルタバンクと、フィルタバンク領域よりはむしろ時間領域におけるHFRパラメータを用いて信号を処理するための、合成フィルタバンクに続くHFRプロセッサとを備えることが可能であり、HFRプロセッサが合成フィルタバンクの前に設置される。さらに、図8を考察すると、間引き機能をQMF分析に続いて適用することもできる。同時に、各転換分岐について個別に示されている、92aないし92cで示される時間伸長機能を、単一の操作で3つの分岐のすべてに対して一緒に行うこともできる。図10は、さらなる実施形態に従って、低帯域入力信号100から帯域拡張されたオーディオ信号を生成するための装置を示している。この装置は、分析フィルタバンク101、サブバンド式非線形サブバンドプロセッサ102a、102b、続いて接続された包絡線調整器103、又は、一般に言えば、例えばパラメータライン104で入力されるような高周波数再構成パラメータで動作する高周波数再構成プロセッサを備える。図10又は図11の非線形サブバンドプロセッサ102a、102bは、図8におけるブロック82に類似するパッチ生成器である。包絡線調整器、一般に言う高周波数再構成プロセッサは、各サブバンドチャンネルについての個々のサブバンド信号を処理し、各サブバンドチャンネルについて処理されたサブバンド信号を合成フィルタバンク105に入力する。合成フィルタバンク105は、例えば、図8に示されるQMF分析バンク89dにより生成されるような低帯域コア復号器信号のサブバンド表現を低チャンネル入力信号として受信する。実施によっては、図10における分析フィルタバンク101の出力から低帯域を取り出すこともできる。転換されたサブバンド信号は、高周波数再構成を行う合成フィルタバンクのより高いフィルタバンクチャネルに供給される。フィルタバンク105は、最後に、転換係数が2,3,4の帯域拡張を含む転換器出力信号を出力し、ブロック105による出力信号はもはや、クロスオーバ周波数、すなわちSBRまたはHFR生成信号成分の最も低い周波数に対応するコア符号器信号の最も高い周波数に限定された帯域幅ではない。図10の実施形態において、分析フィルタバンクは、2倍のオーバサンプリングを行い、ある分析サブバンド間隔106をもっている。合成フィルタバンク105は、この実施形態においては、図11において後述するような転換寄与に帰着する分析サブバンド間隔の2倍の大きさを有する合成サブバンド間隔107をもっている。図11は、図10における非線形サブバンドプロセッサ102aの好適な実施形態についての詳細な実施を示している。図11に示される回路は、単一のサブバンド信号108を入力として受け取り、これは、3つの分岐において処理される。上側分岐110aは、転換係数が2の転換用である。図11において110bで示される中央の分岐は、転換係数が3の転換用のものであり、図11における下側の分岐は、転換係数が4の転換用のものであり参照番号110cにより示されている。しかし、分岐110aについて、図11の各処理要素により得られる実際の転換は1にすぎない即ち、転換なし。中央の分岐110bについて図11に示される処理要素により得られる実際の転換は、1.5に等しく、下側分岐110cについての実際の転換は2に等しい。このことは、転換係数Tが示されている図11の左側への括弧書きの番号により示されている。1.5及び2の転換は、分岐110b、110cにおける間引き操作及び重複-加算プロセッサによる時間伸長処理を有することにより得られる第1の転換寄与を表している。第2の寄与、即ち、転換の2倍処理は、分析フィルタバンクのサブバンド間隔の2倍である合成サブバンド間隔107を有する合成フィルタバンク105により得られる。従って、合成フィルタバンクは、合成サブバンド間隔の2倍をもつので、いずれの間引き機能も分岐110aにおいては生じない。しかしながら、1.5による転換を得るために、分岐110bは間引き機能をもっている。合成フィルタバンクが分析フィルタバンクの物理的サブバンド間隔の2倍を有するという事実により、図11の第2の分岐110bについてのブロック抽出器の左側に示すように転換係数3が得られる。同様に、第3の分岐は、転換係数2に対応する間引き機能を有し、分析フィルタバンク及び合成フィルタバンクにおける異なるサブバンド間隔の最終的な寄与は、最終的に第3の分岐110cの転換係数4に対応する。特に、各分岐は、ブロック抽出器120a、120b、120cを有し、これらブロック抽出器の各々は図9のブロック抽出器1800と同じようなものであってもよい。さらに、各分岐は、位相計算器122a、122b及び122cを有し、この位相計算器は、図9の位相計算器1804と同じようなものであってもよい。さらに、各分岐は位相調整器124a、124b、124cを有し、この位相調整器は、図9の位相調整器1806と同じようなものであってもよい。さらに、各分岐は、窓処理器126a、126b、126cを有し、これら窓処理器の各々は図9の窓処理器1802と同じようなものであってもよい。それにもかかわらず、窓処理器126a、126b、126cは、いくつかのゼロ詰めとともに矩形窓を適用するようにも構成され得る。図11の実施形態における各分岐110a、110b、110cからの転換又はパッチ信号は、加算器128に入力され、加算器128は、各分岐からの寄与を現在のサブバンド信号に加算し、加算器128の出力でいわゆる転換ブロックを最終的に得る。次に、重複-加算器130における重複-加算処理が行われるのであるが、重複-加算器130は、図9の重複/加算ブロック1808と同じようなものであってもよい。重複-加算器は、重複-加算進行値2eここで、eは、ブロック抽出器120a、120b、120cの重複-進行値又はストライド値であるを適用し、重複-加算器130が、図11の実施形態においては、チャンネルk、即ち、現在観察されているサブバンドチャンネルについての単一のサブバンド出力である転換された信号を出力する。図11において示される処理は、各分析サブバンドについて又はあるグループの分析サブバンドについて行われ、図10において示されるように、転換されたサブバンド信号は、ブロック103によって処理された後で合成フィルタバンク105に入力されて、図10において示される転換出力信号をブロック105の出力で最終的に得る。ある実施形態においては、第1の転換分岐110aのブロック抽出器120aは、10個のサブバンドサンプルを抽出し、その後これら10個のQMFサンプルを極座標に変換する。次に、この出力は、後述するような図13のブロック143と定義される。位相調整器124aにより生成されるこの出力は、窓処理器126aに送られ、それから窓処理器126aは、ブロックの最初及び最後の値についてのゼロにより出力を拡張する。この操作は、長さ10の矩形窓での合成窓処理に等しい。分岐110aにおけるブロック抽出器120aは、間引きを行わない。したがって、ブロック抽出器によって抽出されたサンプルは、それらが抽出されたのと同じサンプル間隔で抽出されたブロックにマッピングされる。しかしながら、これは、分岐110b及び110cについてのものとは異なる。ブロック抽出器120bは、好ましくは8つのサブバンドサンプルのブロックを抽出し、それら8つのサブバンドサンプルを、抽出されたブロック内において異なるサブバンドサンプル間隔にて分配する。抽出されたブロックについての非整数サブバンドサンプル入力は、内挿により得られ、こうして得られたQMFサンプルは、内挿サンプルとともに極座標に変換されて、図13のブロック143における表現と同様の表現となるように位相調整器124bにより処理される。次に、ここでも、窓処理器126bにおける窓掛け処理が、最初の2つのサンプルと最後の2つのサンプルについてのゼロにより位相調整器124bにより出力されるブロックを拡張するために行われ、その処理は、長さ8の矩形窓での合成窓掛け処理に等しい。ブロック抽出器120cは、6個のサブバンドサンプルの時間範囲を持つブロックを抽出するよう構成され間引き係数2の間引きを行い、QMFサンプルの極座標への変換を行い、そして図13のブロック143に含まれるものと同様の表現を得るために、位相調整器124bにおいて再度操作を行い、その出力は、ここでは最初の3つのサブバンドサンプル及び最後の3つのサブバンドサンプルについてのゼロによりここでも拡張される。この操作は、長さ6の矩形窓での合成窓掛け処理と等しい。各分岐の転換出力は、ついで加算器128により加算されて組み合わされたQMF出力を形成し、組み合わされたQMF出力は最終的にブロック130において重複-加算処理を用いて重畳される。ここで、重複-加算進行又はストライド値は、上述したようにブロック抽出器120a、120b、120cのストライド値の2倍である。続いて、好適な位相較正を決定するための異なる実施形態を図12を参照して説明する。151で示される実施形態においては、分析/合成フィルタバンク対の対称的な状況が存在し、位相較正Δθnは、転換係数Tに依存する第1の項151a及びチャンネル番号n、即ち図11における表記kに依存する第2の項151bを有する。この実施形態において、位相調整器は、図11でΩkとして示される、項151bに従ってフィルタバンクチャンネルに依存するのみならず項151aに示されるように転換係数Tにも依存し得る値Δθnを用いて位相較正を適用するよう構成されている。但し、重要なことに、位相較正は実際のサブバンド信号には依存しない。この依存性は、ブロック122a、122b、122bを参照して説明されるようなボコーダ転換のための位相計算器によるものであるが、位相較正、即ち複素出力利得Ωkは、サブバンド信号非依存である。図12の152に示されるようなさらなる実施形態において、位相回転の非対称的分布が生じる。位相回転は、時間軸にそって分析フィルタバンク入力サンプルのブロックをシフトするのに、及び合成フィルタバンクの出力値を同様に時間軸に沿ってシフトするのに用いられる。位相回転の値は、Ψnによって示される。位相回転の非対称分布を伴う場合において実際に用いられた位相較正はΔθnについて示され、ここでも、転換係数依存項152a及びサブバンドチャンネル依存項152bが存在する。153にて示された本発明のさらに好適な実施形態は、図11に示される位相較正項Δθn又はΩkはサブバンドチャンネルにのみ依存して、転換係数にはもはや依存しないという点で、実施形態151および152を上回る利点をもっている。この有利な状況は、位相較正の転換-依存項を消失させるために、分析フィルタバンクに位相回転の特定の応用を与えることにより得ることができる。特定のフィルタバンク実施についてのある実施形態において、この値は、図12に示されるΔθnに等しくなる。但し、他のフィルタバンク設計については、Δθnの値は変動し得る。図12は、385/128の定数係数を示しているが、この係数は状況により2から4まで変動し得る。さらに、385/128から離れる他の値を用いることができ、この値が最適である特定のフィルタバンク設計についてこの値からの偏位は、ある程度は無視可能な、転換係数に対するわずかな依存性となるに過ぎないであろうことが概説される。図13は、各転換分岐110a、110b、110cにより行われたステップ系列を示している。ステップ140において、抽出されたブロックについてのサンプルmは、ブロック120aにおけるような純粋のサンプル抽出によって、又はブロック120b、120cにおけるように間引きを行うことによって、のいずれかによって、及びおそらくブロック120bの背景において示されるような内挿によっても求められる。ついで、ステップ141において、各サンプルの振幅r及び位相Φが算出される。ブロック142において、図11における計算器122a、122b、122cは、ブロックについてある振幅と位相とを計算する。好適な実施形態において、抽出され、間引きされ及び内挿された可能性のあるブロックの中央における値の振幅値及び位相は、ブロックについての位相として及びブロックの振幅として計算される。但し、各ブロックについての位相及び振幅を求めるために、ブロックの他のサンプルを採ることもできる。その代替として、ブロック中のすべてのサンプルの振幅と位相を足し合わせることにより、及び結果として生じる値をブロック中のサンプルの数で割り算することにより求められる、各ブロックの平均化振幅又は平均化位相でさえもブロックの位相及び振幅として用いることができる。但し、図13における実施形態においては、ブロックについての振幅及び位相として指標ゼロでのブロックの中央におけるサンプルの振幅及び位相を用いるのが好ましい。次に、調整されたサンプルは、第1項目として本発明の位相較正Ω複素数を用いて、第2項目但し、なくてもよいとして振幅補正を用いて、第3項目としてT-1Φ0に対応するブロック122a、122b、122cにより計算された信号依存位相値を用いて、及びブロック143に示されるような第4項目として実際に考察されたサンプルΦmの実際の位相を用いて、位相調整器124a、124b、124cによって計算される。図14a及び図14bは、図12における実施形態についての分析フィルタバンクについての2つの異なる変調機能を示している。図14aは、転換係数に依存する位相較正を必要とする分析フィルタバンクについての変調を示している。フィルタバンクのこの変調は、図12における実施形態153に対応している。別の実施形態は、転換係数-依存位相較正が位相回転の非対称分布に因り適用される実施形態152に対応する図14bにおいて示されている。特に、図14bは、参照によりここに組み込まれているISO/IEC14496-3、セクション4.6.18.4.2における複素SBRフィルタバンクと整合する特定の分析フィルタバンク変調を示している。図14aと図14bを比較すると、余弦値と正弦値の計算について位相回転の量が、図14bの最後の2つの項及び図14aの最後の項において異なっていることが明らかになる。ある実施形態は、帯域幅拡張オーディオ信号を入力信号から生成する装置であって、入力オーディオ信号から1つ又は複数のパッチ信号を生成するパッチ生成器を備え、パッチ信号が、異なるパッチのパッチ中心周波数又は入力オーディオ信号の中心周波数とは異なるパッチ中心周波数を有し、パッチ生成器は、入力オーディオ信号と1つ又は複数のパッチ信号との間の時間的不整列又は異なるパッチ信号間の時間的不整列を低減又は除去するように1つ又は複数のパッチ信号を生成するよう構成され、又はパッチ生成器は時間伸長機能内でフィルタバンク-チャンネル依存位相較正を行うよう構成されている。さらなる実施形態においては、パッチ生成器が、複数のパッチャを含み、各パッチャが間引き機能、時間伸長機能、及び時間的不整列を低減又は除去するためにパッチ信号に対して時間的較正を適用するためのパッチ較正器を有している。さらなる実施形態においては、インパルス状の信号が処理されるときに、その処理により得られるパッチ信号の重心が時間的に互いに整列するように時間遅延が記憶され選択されるように、パッチ生成器が構成される。さらなる実施形態においては、不整列を低減又は除去するためのパッチ生成器によって適用された時間遅延は、固定的に記憶され及び処理された信号に非依存である。さらなる実施形態においては、時間伸長器が、抽出進行値を用いるブロック抽出器、窓処理器/位相調整器、及び抽出進行値とは異なる重複-加算進行値を有する重複-加算器を備える。さらなる実施形態においては、不整列を低減又は除去するために適用された時間遅延は抽出進行値、重複-加算進行値又はそれら両方の値に依存している。さらなる実施形態においては、時間伸長器は、分析フィルタバンクの異なるチャンネル番号を有する少なくとも2つの異なるチャンネルについてのブロック抽出器、窓処理器位相調整器、及び重複/加算器を備え、少なくとも2チャンネルの各々についての窓処理器/位相調整器は各チャンネルごとに位相調整を行うよう構成され、その位相調整は、チャンネル番号に依存している。さらなる実施形態においては、位相調整器は、サンプル値ブロックのサンプル値に対して位相調整を行うよう構成され、この位相調整は、時間伸長量及びブロックの実際の位相に依存する位相値と、チャンネル番号に依存する信号非依存の位相値との組み合わせになっている。装置の場合においてのいくつかの局面を記載したが、これら局面は、ブロック又はデバイスが方法ステップ又は方法ステップの特徴に対応するような対応の方法の記載をも表すものであることは明らかである。同様に、方法の場合において記載された局面は、対応する装置の対応するブロックもしくは項目又は特徴の記載をも表している。本発明の符号化オーディオ信号は、デジタル記憶媒体に記憶することもできるし、又はインターネットのような、有線伝送媒体もしくは無線伝送媒体のような伝送媒体で送信することが可能である。実施要件によっては、本発明の実施形態は、ハードウェア又はソフトウェアにおいて実施可能である。そのような実施は、それぞれの方法が行われるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協同する又は協同し得る電気的に読み取り可能な制御信号を記憶させるデジタル記憶媒体、例えば、フロッピーディスク、DVD、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM、又はフラッシュメモリを用いて行うことが可能である。本発明によるいくつかの実施形態は、ここで記述された方法の内の1つを行うように、プログラム可能なコンピュータシステムと協働し得る電気的に読み取り可能な制御信号を有するデータキャリアを含む。一般的に、本発明の実施形態は、コンピュータプログラムがコンピュータで実行されるときに、方法の内の1つを行う動作が可能なプログラムコードを持つコンピュータプログラム製品として実施することが可能である。プログラムコードは、例えば、マシン可読キャリアに記憶され得る。他の実施形態は、マシン可読キャリアに記憶された、ここで記述された方法の内の1つを行うコンピュータプログラムを含む。言い換えると、本発明の方法の実施形態は、それゆえにコンピュータプログラムがコンピュータで実行されるときに、ここで記述された方法のうちの1つを行うためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。よって、本発明の方法のさらなる実施形態は、ここで記述された方法のうちの1つを行うためのコンピュータプログラムを記憶して成るデータキャリアデジタル記憶媒体、又はコンピュータ可読媒体である。よって、本発明の方法のさらなる実施形態は、ここで記載された方法のうちの1つを行うためのコンピュータプログラムを表すデータ流または信号系列である。このデータストリーム又は信号系列は、例えば、インターネットを介したデータ通信接続を介して転送されるよう構成され得る。さらなる実施形態は、ここで記述された方法のうちの1つを行うよう構成されるか又は適合する処理手段、例えば、コンピュータ、即ち、プログラム可能な論理デバイスを含む。さらなる実施形態は、ここで記述された方法のうちの1つを行うためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを含む。いくつかの実施形態において、プログラム可能な論理デバイス例えば、フィールドプログラマブルゲートアレイを、ここで記述された方法のうちの機能のいくつか又はすべてを行うよう使用し得る。いくつかの実施形態においては、フィールドプログラマブルゲートアレイは、ここで記述された方法のうちの1つを行うために、マイクロプロセッサと協同し得るものである。一般に、これらの方法は、好ましくは、何らかのハードウェア装置により行われる。上述した実施形態は、単に本発明の原理を例示するに過ぎない。構成の変更及び変形、並びにここに記述された詳細は、当業者にとっては明白であると考える。従って、本発明は、ここでの実施形態の記述及び説明により表される特定の細部によるのではなく、付随する特許請求の範囲によってのみ限定されるべきであることが意図される。文献:1JLFlanaganandRMGoldenPhaseVocoderTheBellSystemTechnicalJournalNovember1966pp139415092UnitedStatesPatent6549884LarocheJDolsonMPhasevocoderpitchshifting3JLarocheandMDolsonNewPhaseVocoderTechniquesforPitchShiftingHarmonizingandOtherExoticEffectsProcIEEEWorkshoponAppofSignalProctoSignalProctoAudioandAcousNewPaltzNY19994FrederikNagelSaschaDischAharmonicbandwidthextensionmethodforaudiocodecsICASSPTaipeiTaiwanApril20095FrederikNagelSaschaDischandNikolausRettelbachAphasevocoderdrivenbandwidthextensionmethodwithnoveltransienthandlingforaudiocodecs126thAESConventionMunichGermanyMay7102009"