"測位システム1内の少なくとも1つの受信機2のグレアを低減するための方法であって、前記システムは、複数の発信機3、ここで、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値であるところの少なくとも1つの白色領域Dと、を有するところの同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機3ごとに、前記符号によって変調された第1信号S1と、前記第1信号に対して位相シフトされた第2信号S2とを有し、前記第2信号S2は、前記第1信号S1を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調される、及び、受信機2、ここで該受信機2は、前記発信機3によって放出された前記信号を検出するように構成され、且つ、前記発信機3のうちの1つによって放出された前記第1S1及び第2S2信号の追跡のために、前記符号によって変調された局部信号を生成する、を有し、前記方法においては、それぞれの発信機3は、前記システムのそれ以外の発信機3の前記第1S1及び第2S2信号それぞれを変調する前記符号の位相とはその位相が異なる前記符号によって変調されたそれぞれ前記第1S1及び第2S2信号を放出し、それぞれの発信機3によって放出された前記第1信号S1のメイン相関ピーク及び前記第2信号S2のメイン相関ピークは、前記受信機の前記局部信号と前記システムの前記以外のすべての発信機3によって放出された前記信号との間の相関について算出された相関関数の白色領域D内に配設され、且つ、前記受信機の前記局部信号と、前記システムの前記発信機によって放出された前記信号の組合せから結果的に得られた信号との間の相関について、相関関数が算出される、方法。使用される前記符号は、最長系列符号である、請求項1に記載の方法。前記システム1の前記発信機3において、それぞれの発信機の前記第1信号のメイン相関ピーク及び前記第2信号のメイン相関ピークが、前記局部信号と前記システムのそれ以外のすべての発信機によって放出された前記信号との間の相関について前記算出された相関関数の白色領域D内に位置するように、それぞれ前記第1S1及び第2S2信号を変調する前記符号の位相シフトが、一つの発信機3から次の発信機3へと順次予め選択される、請求項1に記載の方法。1つの発信機3によって放出された前記第1信号S1を変調している前記符号と別の発信機3によって放出された前記第1信号S1を変調している前記符号との間の符号位相シフトは、前記発信機3によって放出された前記第2信号S2を変調している前記符号と前記別の発信機3によって放出された前記第2信号S2を変調している前記符号との間の符号位相シフトに等しい、請求項3に記載の方法。前記第1信号S1を変調する前記符号との関係における、前記第2信号S2を変調する前記符号の遅延は、前記システムの少なくとも2つの発信機3について同一である、請求項1乃至4のいずれか一項に記載の方法。前記第1信号S1を変調する前記符号との関係における、前記第2信号S2を変調する前記符号の遅延は、前記システムの少なくとも2つの発信機3について異なっている、請求項1乃至4のいずれか一項に記載の方法。それぞれの発信機によって放出された前記第1S1及び前記第2S2信号の間の位相シフトは、180°に±10以内で等しい、請求項1乃至6のいずれか一項に記載の方法。内部屋内において実施される、請求項1乃至7のいずれか一項に記載の方法。前記受信機2は、特に、10MHz以下の、特に8MHz以下の、特に6MHz以下の、特に4MHz以下の、特に2MHz以下の帯域幅のフィルタの支援により、前記発信機3によって放出された前記信号のアンチエイリアシングフィルタリングを実行する、請求項1乃至8のいずれか一項に記載の方法。前記受信機2は、サンプリング周波数と前記放出信号のベーススペクトルの幅との比率が、2超に、特に5以上に、特に10以上に、特に20以上に、特に30以上に、特に40以上に、特に50以上になるように、前記サンプリング周波数に従って前記発信機3によって放出された前記信号のサンプリングを実行する、請求項1乃至9のいずれか一項に記載の方法。前記発信機3は、周波数L1のGPS信号を放出し、且つ、前記サンプリング周波数は、5MHz~100MHzである、請求項10に記載の方法。前記受信機3は、20超の、特に20~600の、特に50~600の、特に100~600の、特に100~150の比率だけ、前記発信機3によって放出された前記信号を変調している前記符号の周波数を低減させる、請求項1乃至11のいずれか一項に記載の方法。測位システム1であって、-複数の発信機3であって、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値であるところの少なくとも1つの白色領域Dと、を有するところの同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機3ごとに、前記符号によって変調された第1信号S1と、前記第1信号S1に対して位相シフトされた第2信号S2と、を有し、前記第1S1及び第2S2信号はそれぞれ、前記システムのその他の発信機3のそれぞれ前記第1S1及び第2S2信号を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調され、それぞれの発信機3によって放出された前記第1信号S1のメイン相関ピーク及び前記第2信号S2のメイン相関ピークは、受信機の局部信号と、前記システムの前記それ以外のすべての発信機3によって放出された前記信号との間の相関について算出された相関関数の白色領域D内に配設される、複数の発信機3と、-前記発信機3によって放出された前記信号を受信するように構成され、且つ、前記発信機3のうちの1つによって放出された前記第1S1及び第2S2信号の追跡のために、前記符号によって変調された局部信号を生成する受信機2であって、前記受信機の前記局部信号と、前記システムの前記発信機によって放出された前記信号の組合せから得られる信号との間の相関について相関関数を算出するように構成された受信機2と、を有する測位システム1。請求項13に記載のものなどの測位システム1における使用が意図された発信機3であって、前記システムは、少なくとも1つのその他の発信機3と、前記発信機3及びその他の発信機3によって放出された前記信号を検出するように構成された受信機2と、を有し、前記発信機3は、前記システムの前記その他の発信機に共通である符号によって変調された第1信号S1と、前記第1信号S1に対して位相シフトされた第2信号S2と、を放出するように構成されており、前記第2信号S2は、前記第1信号S1を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調される、発信機3。請求項13に記載のものなどの測位システム1における使用が意図された受信機2であって、前記システムは、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値であるところの少なくとも1つの白色領域Dと、を有するところの同一の符号によって変調された信号をそれぞれ放出する複数の発信機3を有し、前記信号は、それぞれの発信機3ごとに、前記符号によって変調された第1信号S1と、前記第1信号S1に対して位相シフトされた第2信号S2と、を有し、前記第2信号S2は、前記第1信号S1を変調する前記符号に対して遅延された前記符号によって変調され、前記受信機2は、前記発信機3によって放出された前記信号を受信するように構成され、且つ、前記発信機3のうちの1つによって放出された前記第1S1及び第2S2信号の追跡のために、前記符号によって変調された局部信号を生成し、且つ、前記受信機の前記局部信号と、前記システムの前記発信機によって放出された前記信号の組合せから得られる信号との間の相関について相関関数を算出するように構成されている、受信機2。有効且つ低廉であると同時に実装が比較的簡単である、同一の符号によって変調された信号を放出するいくつかの発信機を有するシステムの少なくとも1つの受信機のグレアを低減するための方法の利益を享受するというニーズが存在している。本発明の目的は、このニーズに対処することにあり、且つ、その態様のうちの1つによれば、本発明は、測位システム内の少なくとも1つの受信機のグレアを低減するための方法により、この目的を実現しており、このシステムは、-複数の発信機であって、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値である少なくとも1つの白色領域と、を有する同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第1信号と、第1信号に対して位相シフトされた第2信号と、を有し、第2信号は、第1信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調される、複数の発信機と、-受信機であって、発信機によって放出された信号を検出するように構成され、且つ、発信機のうちの1つによって放出された第1及び第2信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成する受信機と、を有し、この方法においては、-それぞれの発信機は、システムのその他の発信機のそれぞれ第1及び第2信号を変調する符号の位相とはその位相が異なる符号によって変調されたそれぞれ第1及び第2信号を放出し、それぞれの発信機によって放出された第1信号のメイン相関ピーク及び第2信号のメイン相関ピークは、受信機の局部信号とシステムのすべてのその他の発信機によって放出された信号の間の相関の算出された相関関数の白色領域内に配設され、且つ、-受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数が、この相関関数のいくつかの項が消滅して受信機のグレアを低減するように、算出される。本発明によれば、システムの発信機によって放出される信号と、相関関数の算出と、は、この相関関数のみを算出することにより、追跡を所望する発信機によって放出される第1及び第2信号以外の信号によって受信機のグレアを搬送する前記関数の項のすべて又は一部を取り消し、これにより、受信機のグレアを低減又は実際に除去することができるようなものになっている。更には、上述の方法においては、システムのそれぞれの発信機は、2つの信号を同時に放出しており、且つ、1つの発信機によって放出される信号のうちの一方によって生じる干渉を除去できるようにしているのは、その発信機によって放出される信号のうちの他方である。従って、それぞれの発信機によって放出される2つの信号のうちの一方が経験する物理的現象の大部分が、前記2つの信号のうちの他方が経験する物理的現象と同一になることができる。この結果、干渉信号の間接経路を低減又は除去することも可能となろう。使用する符号は、最長系列符号であってよい。このような符号の自己相関関数は、メイン相関ピークの外側に同一の第2ピークレベルを常に有するという特性を有しており、これらの第2ピークは、いずれも、自己相関関数の最小値をとる。10ビットレジスタにおいて生成された最長系列は、メイン相関ピークが1に等しい際に、-1/1023に等しい単一の第2ピークレベルを有する。この第2ピークレベルは、比率に対応している。信号を変調する符号として最長系列を利用することにより、算出される相関関数の第2ピークの値を非常に顕著に低減することができる。一変形形態として、システムの発信機によって放出される信号を変調する符号は、最長系列ではなく、且つ、システムの発信機において、それぞれ第1信号及び第2信号を変調する符号の位相シフトは、それぞれの発信機の第1信号のメイン相関ピーク及び第2信号のメイン相関ピークが、受信機の局部信号とシステムのすべてのその他の発信機によって放出される信号の間の相関の算出された相関関数の白色領域内に位置するように、発信機ごとに予め選択されている。このような発信機ごとのそれぞれ第1信号及び第2信号の符号の位相シフトの選択により、システムのそれぞれの発信機によって放出される信号の自己相関ピークを、算出された相関関数において変位させることが可能となり、この結果、前記相関関数の過大な値の第2ピークがメイン相関ピークと干渉することができなくなり、これにより、干渉低減の観点において、最長系列符号を使用しているシステムの性能に等しい性能を得ることができる。例えば、Gold符号などの最長系列以外の符号を使用する際には、白色領域の数及び場所が符号ごとに異なるため、それぞれの符号の関数として位相シフトを判定してもよい。白色領域は、例えば、VERVISCH-PICOISA.及びSAMAMAN.のInterferenceMitigationinaRepeaterandPseudoliteIndoorPositioningSystemIEEEJournalofSelectedTopicsinSignalProcessing、第3巻、第5号、810~820頁、2009年10月という文献に記述されているアルゴリズムによって判定してもよい。発信機ごとにそれぞれ第1及び第2信号を変調する符号の位相シフトは、例えば、Φk1-Φk>2チップdIndoorという関係を満足しており、dIndoorは、潜在的な間接経路と、符号モーメント又は符号ビットに対応するチップと、を含む測位環境において遭遇する最大距離を表している。このような位相シフト値によれば、信号の変調に使用される符号が最長系列である際に、グレアの低減が可能となる。1つの発信機によって放出された第1信号を変調している符号と別の発信機によって放出された第1信号を変調している符号の間の符号位相シフトは、前記発信機によって放出された第2信号を変調している符号とこの別の発信機によって放出された第2信号を変調している符号の間の符号位相シフトと等しくてもよい。一変形形態として、2つの発信機の間において、第1及び第2信号は、異なる値だけ、位相シフトされている。第1信号を変調する符号との関係における第2信号を変調する符号の遅延は、同一であってもよく、或いは、一変形形態として、システムの少なくとも2つの発信機について、異なっていてもよい。それぞれの発信機によって放出される第1及び第2信号の間の位相シフトは、180°の±10以内に等しくてもよく、これにより、受信機のグレアの更なる低減が可能となる。本方法は、例えば、建物などのように、内部屋内において実施し、これにより、例えば、GPS又はGNSSによってカバーされていないゾーン内の物体の測位のために機能してもよい。受信機は、特に10MHz以下の、特に8MHz以下の、特に6MHz以下の、特に4MHz以下の、特に2MHz以下の帯域幅のフィルタの支援により、発信機によって放出された信号のアンチエイリアシングフィルタリングを実行することが可能であり、これにより、相関関数の値に対して直接的な影響を及ぼすスペクトルエイリアシングに関係したノイズを低減することができる。使用する信号が周波数L1の民生用GPS信号である際には、そのエネルギーの90が、わずかに2MHzにわたって分散する。従って、2MHzの通過帯域を有する低域通過又は帯域通過フィルタを利用することにより、4~5MHzのサンプリング周波数において、過大なエネルギーを消費しない比較的低いサンプリング周波数によって動作しつつ、エイリアシングの結果を十分に制限できるようにしてもよい。一変形形態として、或いは、アンチエイリアシングフィルタリングステップとの組合せにおいて、本発明による方法は、前記サンプリング周波数と前記放出信号のベーススペクトルの幅の間の比率が、5以上に、特に10以上に、特に20以上に、特に30以上に、特に40以上に、特に50以上になるように、発信機によって放出された信号をサンプリング周波数に従って受信機によってサンプリングするステップを有することができる。高サンプリング周波数の使用により、スペクトルのエイリアシングされた部分が有するエネルギーを可能な限り小さくすることが可能となり、この結果、オーバーラップノイズが低減される。周波数L1の民生用GPS信号の場合には、このスペクトル幅は、2MHzであり、且つ、サンプリング周波数は、5MHz~50MHzであってよく、又は実際には最大で100MHzであってもよい。一変形形態として、使用する信号は、そのスペクトルが20MHzの幅を有する軍事用GPS信号であってもよく、この場合には、サンプリング周波数は、50MHz又は実際には100MHzである。独立的に、或いは、アンチエイリアシングフィルタリング及びオーバーサンプリングステップとの組合せにおいて、本方法は、20超の、特に20~600の、特に50~600の、特に100~600の、特に100~150の比率により、発信機によって放出された信号を変調している符号の周波数を受信機によって低減させるステップを有することができる。符号の周波数を低減することにより、信号のエネルギーが比較的狭い帯域に集中する。従って、同一のサンプリング周波数において、スペクトルエイリアシングの干渉を受けにくいスペクトル的に比較的高密度の信号を得ることができる。受信機は、静的なものであってもよく、即ち、受信機によって受信される信号内のシステムの発信機に由来する信号間の相対的なドップラーが、いずれも、ゼロである。一変形形態として、受信機は、静的なものでなくてもよい。更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システム内の少なくとも1つの受信機のグレアを低減するための方法であり、このシステムは、-複数の発信機であって、それぞれの発信機は、同一の最長系列符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第1信号と、第1信号に対して位相シフトされた第2信号と、を有し、第2信号は、第1信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調される、複数の発信機と、-受信機であって、発信機によって放出された信号を検出するように構成され、且つ、発信機のうちの1つによって放出された第1及び第2信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成する受信機と、を有し、この方法においては、-それぞれの発信機は、第1及び第2信号を放出し、且つ、-受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数が、この相関関数のいくつかの項が消滅して受信機のグレアを低減するように、算出される。更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システムであり、このシステムは、-複数の発信機であって、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値である少なくとも1つの白色領域と、を有する同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第1信号と、第1信号に対して位相シフトされた第2信号と、を有し、それぞれ第1及び第2信号は、システムのその他の発信機のそれぞれ第1及び第2信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調され、それぞれの発信機によって放出された第1信号のメイン相関ピークと第2信号のメイン相関ピークは、受信機の局部信号とシステムのすべてのその他の発信機によって放出された信号の間の相関の算出された相関関数の白色領域内に配設される、複数の発信機と、-発信機によって放出された信号を受信するように構成され、且つ、発信機のうちの1つによって放出された第1及び第2信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成する受信機であって、受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数を算出するように構成された受信機と、を有する。更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システムにおける使用が意図された発信機であり、前記システムは、少なくとも1つのその他の発信機と、前記発信機及びその他の発信機によって放出された信号を検出するように構成された受信機と、を有し、前記発信機は、システムのその他の発信機に共通である符号によって変調された第1信号と、第1信号に対して位相シフトされた第2信号と、を放出するように構成されており、第2信号は、第1信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調される。発信機によって放出された信号を変調している共通符号は、最長系列符号であってよい。更には、本発明の主題は、その態様のうちの別のものによれば、測位システムにおける使用が意図された受信機であって、測位システムは、複数の発信機を有し、それぞれの発信機は、自己相関関数が、メインピークと、前記自己相関関数が最小値である少なくとも1つの白色領域と、を有する同一の符号によって変調された信号を放出し、前記信号は、それぞれの発信機ごとに、符号によって変調された第1信号と、第1信号に対して位相シフトされた第2信号と、を有し、第2信号は、第1信号を変調する符号に対して遅延された符号によって変調されており、受信機は、発信機によって放出された信号を受信するように構成されており、且つ、発信機のうちの1つによって放出された第1及び第2信号の追跡のために、符号によって変調された局部信号を生成し、且つ、受信機の局部信号とシステムの発信機によって放出された信号の組合せの結果として得られる信号の間の相関の相関関数を算出するように構成されている。本発明については、本発明の実装形態の非限定的な例に関する以下の説明を参照することにより、且つ、添付図面を検討することにより、更に十分に理解することができよう。図1には、本発明を実施してもよい例示用のシステム1が示されている。このシステムは、受信機2と、ローカルコンステレーションを形成する複数の発信機3と、を有する。図1に示されているように、システム1は、例えば、建物4の内部のように、内部屋内において実施してもよい。説明の対象であるこの例示用の用途においては、建物4の内部に位置する空間は、建物4の壁の存在に起因し、GPS又はGNSSネットワークによってカバーされてはいない。このGPS又はGNSSネットワークは、衛星6を有し、これらの衛星6の信号は、ネットワークによってカバーされているゾーン内の建物3の外部に配置されたアンテナ7によって取得される。取得されたこれらの信号は、次いで、ケーブル8を介して、システム1の発信機3に送付される。これらの発信機3は、検討対象の例においては、リピーライトrepealiteである。このリピーライトという表現は、アンテナからの同一の信号をすべてが受信する発信機を表しており、この信号は、コンステレーションの発信機に対して永久に再伝送され、且つ、これらの発信機によって同時に放出される。これらの信号間の干渉を低減するために、信号を発信機ごとに異なる方式で遅延させてもよい。図1においては、PRjは、外部アンテナ7から衛星6を隔てている擬距離を表している。擬距離PRjは、受信機2のクロックバイアスを含み、Δcableは、ケーブル8の通過に対応する共通遅延を表し、且つ、Δi,i1は、発信機のコンステレーションの2つの連続した発信機3の間の意図的に生成された遅延に対応している。更に図1においては、距離diは、受信機2のアンテナから発信機3のアンテナを隔てている距離である。この検討対象の例においては、発信機3によって放出される信号は、最長系列符号によって変調されている。最長系列とは、GPSの場合には、10ビットの、そして、ロシアのGLONASSシステムの場合には、9ビットのシフトレジスタによって生成される周期的な2値系列である。図3には、最長系列符号の自己相関関数が示されている。この図に示されているように、この自己相関関数は、メイン相関ピークの外側に同一の第2ピークレベルを常に有する。例えば、10ビットレジスタにおいて生成された最長系列の場合には、この系列の自己相関関数は、1に等しいメイン相関ピークと、-1/1023に等しい単一の第2ピークレベルと、を有する。この第2ピークレベルは、比率に対応している。以下においては、最長系列符号の場合に、白色領域という表現は、最長系列符号の自己相関関数の第2ピークを表している。但し、本発明は、以下において理解されるように、発信機3によって放出された信号を変調するための最長系列の利用に限定されるものではない。発信機から放出される信号は、例えば、周波数L1のGPS信号である。これらの信号は、受信機2のアンテナによって受信された後に、増幅され、且つ、周波数fL1未満の中間周波数IntermediateFrequency:FIに変換される。検討対象の例においては、これらの信号は、サンプリングされ、且つ、次いで、デジタル化され、その後に、受信機2の受信チャネルによって処理される。これらの受信チャネルは、図2に示されている追跡ループを実装している。これらのループは、第1発信機3の信号の搬送波及び符号をそれぞれ復調するように機能するPLLループ8とDLLループ9という2つの位相ロックループを有する。第1信号の追跡のために、受信機は、搬送波及び符号という2つの個別の要素に分解された信号のローカルレプリカを使用しており、ループ8及び9は、このローカルレプリカを第1発信機によって放出される信号と永久的に同期させる。受信機内に存在しているチャネルの数と同数の発信機を並行して追跡することができる。図2は、相互に入れ子になっており、且つ、同一の相関器又は積分器を使用する追跡ループ8及び9を示している。受信機2のチャネル内の局部信号は、以下のように、グループ化された形態においてモデル化してもよい。flocは、搬送波上の局部信号のドップラー周波数に対応しており、且つ、θlocは、クロックバイアス及び受信機2のドリフトを含むこの搬送波上の位相に対応しており、τは、追跡対象である符号i上に生成された遅延である。まず、DLLループ9について説明することとする。DLLループ9の目的は、入射符号上において受信機のローカル符号を同期させるというものである。このループは、例えば、StandardDLLの略称であるSDLLともしばしば呼称される所謂EarlyminusLate又は、AdvanceminusDelayループである。このループは、符号生成器10を有し、この符号生成器10は、EEarlyと呼ばれる0.5チップだけ先行するレプリカこの場合に、チップとは、符号モーメント又は符号ビットを表している、LLateと呼ばれる0.5チップだけ遅延したレプリカ、及びPPromptと呼ばれる位相オフセットを有していないレプリカという符号の3つのレプリカを生成するように構成されている。これらのレプリカは、ループ9の後述する弁別器15の動作を保証できるようにするものであり、且つ、後述するVCO17の制御信号に基づいて生成される。発信機によって放出された信号の和に対応する入射信号Sは、ミキサ11により、搬送波のローカルレプリカと混合され、且つ、次いで、ミキサ12により、符号生成器10に由来するローカル符号の3つのレプリカと混合される。この結果得られる信号は、これらのループの積分時間である時間Tsにわたって積分器13によって合計される。この動作は、2つの目的を有しており、低域通過フィルタの役割と相関器の役割の両方を実行する。低域通過フィルタリングにより、flocFIにおける高周波数部分を除去することができる。積分器13においては、6つの相関演算が実行され、これらは、以下のとおりである。-IPは、同相Prompt相関に対応しており、-IEは、同相Early相関に対応しており、-ILは、同相Late相関に対応しており、-QPは、直交Prompt相関に対応しており、-QEは、直交Early相関に対応しており、且つ、-QLは、直交Late相関に対応している。この後に、積分器13の出力における結果は、弁別器15に送付される。ループ9の弁別器15は、追跡を所望する信号の符号cとローカル符号の間の位相誤差を検出するように構成されている。正規化されたバージョンにおけるその数式は、例えば、限定を伴うことなしに、次のとおりである。弁別器15は、Early相関がLate相関に等しい際に、バランスする。弁別器の出力は、0.5~-0.5チップの誤差において線形であり、これにより、発散を伴うことなしに、最大で±1.5チップまで動作することができる。弁別器15により、追跡を所望する信号の符号と局部信号の符号の間の対応する位相シフトを得ることが可能であり、これにより、ループ9は、自身が生成するローカル符号の位相を必要な量だけ補正することができる。この後に、弁別器15の出力における信号は、フィルタ16によって処理されるが、このフィルタ16は、ループ9内のノイズを低減するように構成されている。又、このフィルタ16によれば、外部干渉によって又はその他の信号との相互相関によって生成される残留スプリアス信号を除去することもできる。フィルタ16は、例えば、通過帯域における利得を提供する能動型低域通過フィルタである。実現するべき目的に従って、-フィルタの次数と、-等価ノイズ帯域Bnというパラメータを調節することができる。このフィルタの次数という表現は、デジタルフィルタの電子的等価物を構成している誘導子やコンデンサなどの反応性素子の数を意味するものと理解されたい。高フィルタ次数は、動的状況における比較的良好な復元力を提供することが可能であり、この結果、ループ9は、加速に追随する能力を有することになるが、ノイズの影響を受けやすくなり、且つ、とりわけ、不安定になる。等価ノイズ帯域に関しては、Bnが大きいほど、ループ内における許容可能な周波数変位frequencyexcursionが大きくなり、且つ、大きな動的負荷に対応する可能性が大きくなる。その一方で、ノイズが増大することになろう。ループ9は、非常にノイズが多いが、比較的静的であるため積分ごとの符号上におけるドップラーの変動が非常に小さい、選択されるBnの値は、通常、相当に小さい。一般的なBnの値は、ループ9の場合には、0.5Hzである。その他の例においては、Bnは、0.05Hzにまで小さくしてもよい。ループ9がバランスしている際には、フィルタ16の出力は、発信機3によって放出された信号を変調している符号と受信機2のローカル符号の間のドップラー差に対応している。次いで、フィルタ16の出力をVCOVoltageControlledOscillator17の入力が受け取っている。VCO17は、フィルタ16の出力における信号を積分して位相を取得する動作を実行し、次いで、この位相と、例えば、1.023MHzに等しいVCOの中心周波数と、に基づいて、クロック信号が生成され、次いで、このクロック信号により、符号生成器10が駆動されることになる。次に、PLLループ8の動作について説明することとする。このループ8は、入射信号の搬送波を復調するように構成されている。これは、例えば、Costasループを伴っている。このループ8は、その標準化された数式が、限定を伴うことなしに、例えば、である弁別器20を有し、QP及びIPは、例えば、先ほど定義済みのものである。弁別器20の出力における信号は、この後に、フィルタ21によって処理されるが、このフィルタ21は、前述のフィルタ16ど同一のタイプである。フィルタ21の次数は、nがフィルタ16の次数である際には、例えば、n1に等しく、且つ、フィルタ21のBnの値は、フィルタ16のものを上回っており、例えば、10Hz~18Hzである。この後に、フィルタ21の出力における信号は、ループ8に固有のVCO22によって処理され、このVCO22は、前述のVCO17と同一の方式によって動作している。この後に、VCO22の出力における信号が搬送波生成器23を駆動している。図4の例においては、ループ9のVCO17は、フィルタ16の出力における信号のみを入力として受け取っている。図示されてはいない一変形形態においては、フィルタ21の出力における信号が、ループ9のVCO17にも伝送されており、この結果、VCO17は、ループ9のフィルタ16とループ8のフィルタ21の出力の支援により、クロック信号を生成している。フィルタ16の出力における信号は、周波数fL1と符号の周波数の間の比率により、即ち、この説明対象の例においては、1540により、除算される。フィルタ21の出力における信号のこのような取得により、特に、ループ9のフィルタ16の等価ノイズ帯域Bnに0.05Hzという小さな値を使用することが可能になっている。説明対象の例によれば、それぞれの発信機3は、特定の符号断片によって位相シフトされた信号S1及びS2のペアを放出している。又、検討対象の例においては、2つの信号S1及びS2は、180°だけ位相シフトされている。2つの符号断片の間の位相シフトは、例えば、この符号の1/2周期に等しいか又はこれとは異なるなどように、任意のものであってよい。システムのそれぞれの発信機3による信号S1及びS2のペアの放出によって受信機2によって受信される信号の式が、式5.1である。nrは、システム1のローカルコンステレーションのリピーライト3の数であり、Akは、リピーライト3kによって放出される信号の振幅であり、Dkは、リピーライト3kと関連付けられたナビゲーションメッセージであり、fkは、受信機のクロックバイアスのドリフトを含む受信機2のアンテナのレベルにおけるリピーライト3kと関連付けられたドップラー周波数であり、θkは、リピーライト3kと関連付けられた搬送波の位相であり、cSMは、リピーライトによって放出される最長系列であり、Φkは、リピーライト3kの放出を弁別するために符号上に生成される位相シフトであり、φは、同一のアンテナによって放出された第1及び第2信号を変調している符号の間の位相シフトであり、dkは、受信機2のアンテナとリピーライト3kのアンテナの間の擬距離であり、ntは、熱ノイズ及びその他の誤差の供給源である。検討対象の例においては、リピーライト3kの第1信号とリピーライト3k1の第1信号の間の符号位相シフトΦk1-Φkは、これらのリピーライトの第2信号の間の符号位相シフトに等しい。これらの位相シフト値Φk1-Φkは、既定値をとるように選択してもよい。例えば、Φk1-Φkは、2チップdIndoorを上回るように選択される。距離dIndoorは、例えば、環境のサイズの関数として判定され、dIndoorは、発信機と受信機の間において、環境内において遭遇する最大距離である。dIndoorは、例えば、適宜、幅広の又は狭いマージンを伴って、建物の設計図から読み取ることにより、或いは、レーザーテレメータによる計測により、判定される。前述のように、同一のリピーライト3kによって放出された2つの信号S1及びS2の間の符号位相シフトφは、任意の値をとることが可能であり、恐らくは、前記信号を変調する符号の1/2周期に等しい。この位相シフトφは、それぞれのリピーライトによって放出された信号のペアのすべてについて同一であってもよい。一変形形態として、この位相シフトφは、システム1の少なくとも2つのリピーライトの間において異なっていてもよい。同一のリピーライト3kによって放出された2つの信号S1及びS2の間の符号位相シフトφの値とリピーライト間における符号位相シフトΦk1-Φkの値は、関係付けられてもよい。例えば、それぞれのリピーライト3kごとに、φ=Φk1-Φkを選択する。このようなφの値によれば、信号Stの自己相関関数を算出する際に、システムのそれぞれのリピーライト3によって放出されたそれぞれの信号の自己相関ピークが、それらが同一のアンテナに由来するか又は異なるアンテナに由来するかとは無関係に、オーバーラップしないようにすることができる。信号のローカルレプリカとも呼ばれる受信機が使用する局部信号Sloct,τは、式5.2によって定義される。flocは、局部信号のドップラー周波数であり、θlocは、この局部信号の搬送波の位相であり、且つ、τは、最長系列のローカルレプリカの位相シフト制御である。受信機2によって追跡されるリピーライト3の決定は、τを式5.2において変位させるインターバルの選択肢に由来している。本発明による方法を実施する際には、5.1による信号Stは、5.2に従って局部信号と関連付けられる。相関関数を算出するために、積分時間が、例えば、Tと等しくなるように選択され、Tは、最長系列符号の周期の整数倍に等しい。この結果、式5.3に従って定義されるnr個の項Rkτの合計として相関関数を記述することができる。受信機2がリピーライト3iの信号を追跡している際には、floc≒fi及びθloc≒θiと記述することができる。取得状態にある受信機という表現は、受信機が、存在している信号、それらの位相シフト、及びそれらのドップラーを粗く判定しているフェーズを意味するものと理解されたい。追跡状態にある受信機という表現は、取得によって見出された信号のローカルレプリカの位相のスレービングに対応する取得に後続するフェーズを意味するものと理解されたい。追跡フェーズにおいては、入射信号と受信機によって生成されたそのローカルレプリカの間の位相シフトの時間に伴う変化を計測することにより、伝播時間の計測値を連続的に取得することができる。受信機が静的であるという仮定の下においては、コンステレーションの任意のリピーライト3kについて、fi=fkである。これらの条件下においては、式5.3を次の5.4として書き直してもよい。即ち、例えば、KAPLANElliot及びHEGARTYChristopherのUnderstandingGPSPrinciplesandApplicationsArtechHouse、2006年、第2版、第4章、730頁という文献に定義されている三角関数Rτであり、この関数は、次のようになっている。Tcは、符号チップの持続時間である。Nが符号内のチップの数に等しい場合には、インターバル]0;T[における最長系列の自己相関関数は、に等しい。これらの条件下においては、式5.4を式5.7のように書き直すことができる。この場合には、受信機2が追跡モードにあるため、τは、以下の2つのインターバルのうちの1つに属している。これらのインターバルにおいては、Rkτは、すべてのk≠iの場合に、消滅する。実際に、式5.7がゼロではないインターバルは、k≠iの場合に、次のとおりである。この結果、検討対象の例においては、本発明者らは、次の内容を選択しているため、これらのインターバルは、すべてばらばらである。φ=Φj1-Φ>2TcdIndoorであり、これから、j≦nrのすべてについて、φ=Φj1-Φj>2Tcdjが得られる。従って、以上の内容から、式5.7は、k≠iのすべてにおいてゼロであると結論付けてもよい。完全な相関を記述することが望ましい場合には、k=iの場合に、式5.7を記述することで十分である。受信機2が検討対象のリピーライト3kによって放出された第1信号S1を追跡する場合には、本発明者らは、インターバル[-TcT/2Φkdk;TcT/2Φkdk]にあり、且つ、項cosθk-θlocが1に等しいため、式5.7の第2項RτーΦk-dk-T/2は、ゼロである。受信機2が検討対象のリピーライト3kによって放出された第2信号S2を、即ち、その符号がφだけ位相シフトされているものを追跡する場合には、式5.7の第1項Rτ-Φk-dk-T/2は、項cosθk-θlocが1に等しい際に、ゼロである。この結果、式5.7は、本発明者らが検討対象のリピーライト3kによって放出された第1信号を追跡しているのか又は第2信号を追跡しているのかに応じて、値として、次のものをとる。従って、図4に示されているように、リピーライト3kによって放出された信号S1及びS2のペアを追跡している際に、リピーライトによって放出された信号と受信機2の局部信号の間の相関の算出された相関関数のグレア現象を搬送するすべての項が消滅するように積分インターバルを選択することにより、追跡対象であるリピーライトによって放出された第1又は第2信号のメイン相関ピーク30のみが残される。図4のピーク30は、多様なリピーライト3のメイン相関ピークを示している。これらのそれぞれは、その他のリピーライト3との間の相互相関を有していないが、それぞれのリピーライト3によって放出された信号のペアは、そのすべてが、受信機によって受信された信号内に存在しており、且つ、そのすべてが、同一の自己相関関数を有する。信号S1のメインピーク30上に存在している唯一の干渉は、同一のアンテナ上において放出された信号S2の第2レベルであり、且つ、これは、10ビットにおいて生成された最長系列の場合には、-1/1023に等しい。積分インターバルの選択肢は、発信機ごとのそれぞれ第1及び第2信号の間の符号位相シフトのために、且つ、同一の発信機によって放出された第1及び第2信号のペア内の符号位相シフトの、選択された値の結果的として得られるものであってよい。次に、受信機2が静的である本発明の例示用の実装形態と、取得の際の操作と、について検討することとする。この例においては、発信機3は、リピーライトであり、且つ、取得対象の信号は、単一の符号上に分散している。単一の時間/周波数走査に従って、信号の組全体の取得を実行してもよい。取得の際には、受信機2によって受信された式5.1による信号Stと式5.2による局部信号の間の相関の相関関数を算出する際に、周波数の最大値と符号の全体を走査するように、τ及びflocを変化させる。この例においては、受信機2は静的であるものと見なされている。従って、k≦nrのすべてにおいて、f=fkという近似を実行することができる。これらの条件下においては、算出される相関関数を式5.9による項の合計として記述してもよい。式5.9は、VANDIERENDONCKA.J.のGlobalPositioningSystem:TheoryApplicationsProgressinAstronauticsandaeronautics、1996年、第8章、第1巻、777頁という文献に説明されているように、式5.10に圧縮することができる。受信機2が追跡モードにおいて動作している前述の例において述べたように、式5.10の項は、1つにグループ化することが可能であり、且つ、その場合に、10ビットにおいて生成された符号の場合には、積分が常に-1/1023に等しいため、それらは、グループ化により、相互に除去される。相関の値が、符号の位相シフトと、搬送波の間のドップラー差と、の関数として得られる3次元パターンに対応した理論的な取得パターンは、検討対象の例においては、時間に対応した符号シフト軸に沿ってφ=Φk1-Φkだけ離隔した一連のカーディナルサインcardinalsineに似ている。間接経路に関しては、限度dIndoorの算出が、これらの経路の可能な最大距離を有する場合には、そのドップラーが直接的な信号のドップラーと同一である間接経路は除去される。式5.1~式5.8は、いずれもがアナログ信号を使用しているが、現在使用されている受信機2の圧倒的大多数は、デジタルであり、従って、アナログ信号をサンプリングするステップを伴う。従って、このサンプリングが、上述のグレアを低減するための方法の有効性に対して影響を及ぼすことになろう。例えば、KAPLANElliot及びHEGARTYChristopherのUnderstandingGPSPrinciplesandApplicationsArtechHouse、2006年、第2版、第6章、730頁という文献において想起されているNyquist-Shannonのサンプリング理論は、情報の損失を伴うことなしに信号をサンプリングするためには、サンプリング周波数は、少なくともその信号内に含まれている最大周波数の2倍でなければならないとしている。別の表現をすれば、この理論は、信号がサンプリング動作の後に自身の上部に折り返されることのないようにエイリアシングされないように、サンプリング周波数は、信号のスペクトルの最大周波数の2倍に等しくなければならないとしている。スペクトルエイリアシングは、相関関数の値に対して直接的な影響を有するノイズを生成する。GPS信号の場合には、信号の変調に使用される符号は、無制限の幅を有しており、即ち、信号を収容可能な有限の帯域が存在しておらず、従って、情報の損失を伴うことなしにこれらの信号をサンプリングすることは不可能である。実際に、サンプリング周波数とは無関係に、GPS信号の符号のスペクトルの帯域が制限されていないことから、このスペクトルの一部は、サンプリング周波数の半分に等しい直接サンプリングスペクトル帯域内において常にエイリアシングされる従って、これは、オーバーラップが最小限である最大の帯域という意味において、有用な帯域である。例えば、Gold符号などのようなGPSシステム内において使用される符号は、エネルギーの90が、この符号のスペクトルのメインローブの幅の2.046MHz以内に位置するようになっている。受信機2が、4~5MHzのサンプリング周波数において、且つ、1~1.25MHzの中間周波数により、サンプリングする際には、メインローブは、自身の上部において折り返されないようにすることができる。それにも拘わらず、サイドローブは、メインローブ上において折り返され、これにより、干渉をもたらす。図5には、このようなサンプリングされたGPS信号符号のパワースペクトル密度が示されている。この図5に示されているように、サンプリングが直接的である0~8MHzの周波数帯域においては、破線によって表されているサイドローブの一部がエイリアシングされる。このエイリアシング効果は、有用な帯域外の周波数帯域上の信号のレプリカの生成に起因しており、これらの帯域の幅は、サンプリング周波数の半分に等しい。これらのレプリカは、有用な帯域幅の右側及び左側の両方において有用な信号によって対称的に形成されることから、エイリアシングの影響を極小化するために、GPS受信機は、可能な限り有用な帯域の中心に位置した中間周波数を使用している。図5の例においては、サンプリング周波数は、16MHzに等しく、従って、このことから、有用な帯域は、0~8MHzに位置することになる。メインローブの干渉低減の観点において、受信機用の最適な中間周波数として、4MHzが選択される。図5は、有用な帯域上においては、有用な信号は、エイリアシングされた部分よりも大きく、これは、この帯域外には、当て嵌まらないことを示している。又、図5は、2つのレプリカのそれぞれに由来するエイリアシングされたローブは、メインローブのレベルにおいて、可能な限り小さいことをも示している。算出された相関関数に対するスペクトルオーバーラップの有害な影響に起因し、このオーバーラップを低減することが望ましい。次に、これを実行するための例示用の解決策について説明することとする。サンプリングと関連するスペクトルオーバーラップの影響を低減又は実際に除去するための3つの解決策について説明する。これらの解決策は、相互に独立的に実施してもよい。一変形形態として、これらのうちの2つ又は実際にはそのすべてを1つに組み合わせることもできる。第1の例によれば、本方法は、受信機2によって受信されたアナログ信号Stを、この信号が受信機2によって低周波数FIに変換された後に、且つ、そのサンプリング及びそのデジタル化の直前に、フィルタリングするステップを有する。このステップにおいては、例えば、10MHz以下の、特に8MHz以下の、特に6MHz以下の、特に4MHz以下の、特に2MHz以下の帯域幅の低域通過フィルタ又はアナログ帯域通過フィルタが使用される。このステップにより、その幅がサンプリング周波数の半分に等しい有用な帯域のものよりも低い値に信号のスペクトルの帯域を制限することができる。図5に示されているものとは対照的に、このようにフィルタリングされた信号をサンプリングする際には、予めフィルタリングされているために、スペクトルのエイリアシングされた部分は、これにより、大幅に低減される。最高周波数を除去することにより、上述のNyquist-Shannon理論の適用条件を採用することができる。衛星6が民生用GPS信号をL1において放出している場合には、それらのスペクトルのエネルギーの90は、わずかに2MHzにわたって分散する。このステップにおいて使用されるフィルタは、例えば、2MHzの通過帯域を有しており、且つ、受信機2用のサンプリング周波数は、4~5MHzであってよい。従って、フィルタの使用により、スペクトルオーバーラップの影響を制限することができる。図6は、上述のように受信機によるサンプリングの前に入射信号に対して適用されたアナログアンチエイリアシングフィルタの効果を示す表である。この表に示されている結果を得るためには、-周波数fL1又はFIがゼロである変調されてはいないベースバンド信号を200MHzのサンプリング周波数においてオーバーサンプリングする。RPmaxによって表された第1パワー比率を計測するが、このパワー比率は、これらの条件下においてアンチエイリアシングフィルタを使用することによって取得することを期待できる最適条件に対応している。-オーバーサンプリングされた信号を低い周波数においてアンダーサンプリングする。第1パワー比率を下回る第2パワー比率を取得し、且つ、これは、アンチエイリアシングフィルタが存在しない状態において、そのスペクトルがエイリアシングされる信号に対応している。第1及び第2パワー比率の間の差は、アンチエイリアシングフィルタの使用から期待することができる最大限の改善に対応している。この後に、アンダーサンプリング操作の直前に、入射信号に対する次数10のButterworthタイプの低域通過フィルタを追加することにより、上述のシミュレーションを再度実行する。次いで、その値が図6に示されている第1パワー比率RPmaxを取得しており、図6は、信号に対するアンチエイリアシングフィルタリングの効果を示している。図6は、所与のサンプリング周波数用のアンチエイリアシングフィルタの使用によってRPmaxに提供された改善を示している。表の第1列は、サンプリング周波数を示しており、且つ、最後の列は、使用するオーバーサンプリング周波数ごとに得ることができる最大の改善を示している。ラベルn/aは、関係するサンプリング周波数の半分を超過しているため、そのフィルタ幅が不適切であることを示している。図6に示されているように、使用するフィルタ幅とは無関係に、相関関数の値の顕著な改善が存在している。アンチエイリアシングフィルタリングの肯定的な効果は、アンチエイリアシングフィルタの使用によってもたらされるスムージング効果を上回っている。次に、スペクトルオーバーラップの現象を低減するための本発明による別の例示用の解決策について説明することとする。この例によれば、本方法は、オーバーサンプリングするステップを有する。このオーバーサンプリングの技法は、特に、外形のレベルにおいて出現するギザギザを除去するように、運動する物体の3Dモデル化の際の演算において知られており、この理由から、これは、アンチエイリアシングとも呼称される。このオーバーサンプリングステップによれば、信号のベーススペクトルのものよりも相当に大きいサンプリング周波数が使用され、これにより、スペクトルのエイリアシングされた部分のエネルギーを低減させることができる。このオーバーサンプリングステップにより、オーバーラップノイズが低減される。本出願人は、サンプリング周波数が増大するほど、相関関数の第2ピークが-1/1023という単一の値に向かう傾向が強まり、これは、エイリアシングされるスペクトルのエネルギーの部分が高サンプリング周波数によって低減されるという事実の結果として得られるものであることに注目した。図7は、図6を参照して述べたものと同一の方式によって実行されたシミュレーションにおけるサンプリング周波数の関数としての干渉信号と被干渉信号Rpmaxの間のパワーの最大偏差を示している。結果が図7に示されているシミュレーションは、上述のアンチエイリアシングフィルタリングステップが存在しない状態において実行されている。図7に示されている結果は、サンプリング周波数の1/4に等しい中間又は変調周波数を有する受信機2によって更に得られている。実行されたシミュレーションにおいては、サンプリング周波数値は、技術的に合理的な値に留まるように、5MHz~100MHzである。オーバーサンプリングにより、干渉信号と被干渉信号Rpmaxの間のパワーの最大偏差を大きな値に押し戻すことができることに留意されたい。80MHzを上回るサンプリング周波数において実現されている60dBという偏差値から始まって、受信機のグレアが非常に満足のゆく方式によって低減されるものと実際に見なしてもよい。又、オーバーサンプリング周波数が10に等しい倍率だけ増大された際には、約20dBの利得が得られることに留意されたい。実際に、Fe=10MHzとFe=100MHzの間においては、利得は19.5dBであり、且つ、Fe=5MHzとFe=50MHzの間においては、利得は18dBである。サンプリング周波数の増大は、アンチエイリアシングフィルタリングのみに対して、大きな性能の利得を提供することになることが図7から理解されよう。但し、本発明は、オーバーサンプリングステップとアンチエイリアシングフィルタリングステップの両方の実施に限定されるものではない。但し、このオーバーサンプリングステップにおける高サンプリング周波数の利用により、例えば、この周波数が100MHzに接近した際に、エネルギーが消費される。この理由から、スペクトルエイリアシングを低減するための本発明による別の解決策は、使用される符号の周波数を低減させるステップを実施する必要がある。この実施された方法は、リピーライト3によって放出された信号を変調している符号の周波数を低減させるステップを有することができる。このようなステップにおいては、好ましくは、放出信号の搬送波周波数に対しては、なんの対策も施さない。受信機2のアナログ部分の変更を回避し、受信機2のデジタル部分にのみ対策を施すことができる。符号の周波数が低減された後に、信号のスペクトルは、帯域が制限されていない状態に留まるが、エネルギーは、更に狭い帯域にわたって集中している。従って、同一サンプリング周波数において、スペクトルエイリアシングの干渉の影響を受けにくいスペクトル的に高密度の信号の利益を享受することができる。例えば、ナビゲーションメッセージの周波数を変更することが望ましくない際には、最大で20の比率により、符号の周波数を低減することができる。GPS信号の場合には、従来のGPS信号の20符号/ビットの代わりに、1符号/情報ビットが存在することになる。この比率20を超過することが望ましい場合には、ナビゲーションメッセージの周波数を低減するか又はナビゲーションメッセージを除去することができる。但し、符号の周波数を低減させ、且つ、その結果、その持続時間従って、積分の持続時間を増大させることができるのは、最大で、信号搬送波の変化と適合することを要する特定の限度まで、である。符号の積分の持続時間は、例えば、KAPLANElliot及びHEGARTYChristopherのUnderstandingGPSPrinciplesandApplicationsArtechHouse、2006年、第2版、第5章、730頁という文献により、好ましくは、600ms未満でなければならないことが知られている。従って、このステップにおいては、最大で600の比率により、符号の周波数を低減することができる。この検討対象の用途によれば、100~150の比率による符号の周波数の低減が適当であるという結果となろう。20MHzのサンプリング周波数を有する受信機によれば、2~3GHzのサンプリング周波数及び1.023MHzの符号の場合に得られることになる性能に等しい性能を実現することができる。その結果が図7に報告されている、即ち、アンチエイリアシングフィルタを利用するものと同一の条件下において実行されたシミュレーションは、20MHzのサンプリング周波数と100の比率による符号周波数の低減の場合には、干渉信号と被干渉信号の間において81dBのパワーの最大偏差が得られることを示しており、従って、これは、グレアの顕著な低減に対応している。この偏差は、同一条件下において、100MHzのサンプリング周波数の場合に、95dBに達する。更には、信号を変調する符号の周波数を低減することにより、符号のチップの持続時間が増大することに留意されたい。そして、この増大は、図2には示されていないループの物理的性能領域の増大と協働し、受信機2によってソフトウェア的に実現される短い間接経路を低減させる。SMICLとも呼ばれるこのループについては、例えば、JARDAKN.、VERVISCH-PICOISA.、JEANNOTM.、FLUERASUA.、及びSAMAMAN.のOptimisedtrackingloopformultipathmitigationCaseofrepeaterbasedindoorpositioningsystemENC-GNSS2008、2008年4月、Toulouse,Franceという文献に記述されている。1.023MHzの符号周波数の場合には、ループSMICLは、経路を0.5チップにまで低減することが可能であり、これは、GPS信号の場合には、150メートルに対応している。例えば、20の比率によって低減された符号周波数を使用する場合には、ループSMICLは、間接経路の影響を最大で150×20=3000メートルに低減することになる。別の表現をすれば、SMICLを無効にする間接経路は、3kmを上回らなければならず、システム1が内部において実施される際には、ほとんどの経路がこの距離を超過しないため、これは、相当な利点である。次に、上述の例のうちの1つによる方法の実施を伴う又は伴わない様々なシミュレーション結果について述べることとする。リピーライトR1、R2、R3、及びR4という4つの発信機3を使用し、これらのシミュレーションを実行している。リピーライトR1は、そのパワーが変化しない信号を有する。リピーライトR2、R3、及びR4は、等しいパワーを有する。シミュレートされた実時間は、1秒に等しい。サンプリング周波数は、50MHzである。リピーライトR1に由来する受信信号と関連する受信機の搬送波/ノイズ比C/N0は、50dB-Hzに等しい。動的モードにおけるシミュレーションの場合には、それぞれのリピーライトと関連するドップラーは、それぞれ、R1の場合には、0Hzに、R2の場合には、-2.77Hzに、R3の場合には、-4.61Hzに、R4の場合には、-4.45Hzに、等しい。詳細は省略するが、受信機の追跡ループは、1msという積分時間によってパラメータ設定され、且つ、ループフィルタは、次数が1であり、且つ、DLLループ9のフィルタ16の場合には、特性Bn=1Hzを、そして、PLLループ8のフィルタ21の場合には、特性Bn=10Hzを有する。R2、R3、及びR4の信号のパワーを変化させ、且つ、上述のグレアを低減するための方法の効果が明らかになるように、受信機とR1の間の擬距離の計測に対する影響を観察する。1つのパワーレベルを変化しない状態に残しつつ、いくつかのパワーレベルを変化させることは、障害物によって発信機の信号が遮断される実際のケースに対応することができる。同一の条件下において、R2、R3、R4のそれぞれの同一のパワーレベルにおいて、2つのシミュレーションを実施している。第1シミュレーションは、システムのそれぞれの発信機のための符号として、シフトされた最長系列を使用している。第2シミュレーションは、それぞれの発信機ごとに、上述の信号ペアを使用して実行される。動的モードにある受信機2の場合には、それぞれのリピーライト3上に生成されるドップラーは、その4つのコーナーにリピーライトが位置することになる20メートル×20メートルの正方形上に中心を有する直径が10メートルの円形軌跡の小さな部分に沿って1m/sで移動する受信機2のものに対応している。選択された系列は、ドップラー差が相互の関係において最も変化するものである。この動きは、実際のケースをシミュレートするために便利であり、且つ、実際のケースを相当に表しているため、受信機2の変位のために、円形の一部分が選択される。シミュレートされた実時間は、1秒であり、従って、これは、1000個の計測値に対応している。これらの計測値は、ループがロックオンされる瞬間から、即ち、それらが過渡的状況を離脱し、且つ、安定した状況に位置する瞬間から、常に取得される。別の表現をすれば、ループは、入射信号のローカルレプリカ、搬送波、及び符号が入射信号と同相である際に、ロックオンされる。次いで、これらのレプリカは、入射信号に対してスレービングされる。-シミュレーション時間を制限するため、並びに、-ドップラーは、一秒間において大きくは変化しない、という2つの理由から、実際の1秒の時間のみをシミュレートすることが選択されている。既定値として選択されているものなどの受信機のループパラメータは、GPS信号の変化に対応する追跡ループのパラメータを代表するものである。熱ノイズに関しては、相当に強力なベース信号が使用される。但し、50dB-HzのC/N0は、屋内測位システムにおける現実の限度内に留まっている。シミュレータの実行速度とスペクトルエイリアシングの影響の低減の間の妥協点を得るように、50MHzに等しいサンプリング周波数が選択されている。リピーライトR1とその他の3つのリピーライトの間のパワー比率について、0dBから50dBまで変化するシミュレーション結果が得られている。図8及び図9は、受信機2が静的である場合に対応しており、図8は、R1に由来する信号とi≠1の場合のその他のリピーライトRiに由来する信号の間のパワー比率の関数として受信機とリピーライトR1の間の擬距離の誤差の値を示しており、且つ、図9は、これらの同一の誤差について得られた標準偏差を示している。図8及び図9においては、上述のように、リピーライトがそれぞれ信号S1及びS2のペアを放出した際に得られた結果は、曲線110に対応しており、且つ、最長系列符号によって変調された単一の信号がそれぞれのリピーライトによって放出された際の結果は、曲線100に対応している。図8及び図9に鑑み、20~30dBというパワー比率以降においては、最長系列のみを利用することにより、受信機2がグレアによって眩惑されていることに留意されたい。図8に示されているように、信号S1及びS2のペアのそれぞれの発信機による放出を伴わない曲線100によれば、擬距離の誤差は、この検討対象の例においては、パワー比率が40dBを上回る際に1.3メートルという値に達する時点まで、顕著に増大しており、この結果、リピーライトR1以外の発信機から生じる第2相互相関ピークが、メイン相関ピークに対して、非常に大きい。曲線110によって示されているように、本発明による信号S1及びS2のペアの放出の場合には、第2相互相関ピークがメイン相関ピークを上回ることを防止することが可能であり、従って、擬距離計測の信頼性が高い。本発明による方法は、大きなグレアが存在する状態においても、優れた誤差の安定性を実現することを図9から理解されたい。その結果がここには示されていない更に高いサンプリング周波数を有するシミュレーションは、上述のように、スペクトルエイリアシングの影響が低減されるため、本発明による方法における更に安定した標準偏差を示している。従って、静的受信機2によれば、図8及び図9によって示されているように、干渉の除去が、非常に満足できるものとなり、或いは、実際に完全なものとなる。次に、受信機が動的である、即ち、リピーライトの相対的なドップラーがゼロではない場合を、実行されたシミュレーションにおいて検討することとする。図10及び図11は、図8及び図9のものに類似したシミュレーションに対応しているが、それぞれのリピーライトと関連付けられたドップラーが、それぞれ、R1の場合には0Hzに、R2の場合には、-2.77Hzに、R3の場合には、-4.61Hzに、R4の場合には、-4.45Hzに、等しいという事実が異なっている。図10及び図11の曲線100及び110の比較は、本発明による方法が、従来技術に対して、擬距離の誤差を低減することができることを示している。ドップラーを有するその他の発信機の信号によって受信機2に対して生じる劣化を低減するために、受信機2が使用する図2に示されている追跡ループのフィルタ16及び21を変更することができる。これらのフィルタにより、ループ内のノイズを低減することができるが、スプリアス周波数の原因、即ち、その他の発信機の影響を低減することもできる。内部において本発明が実施された際に、予想される変化は、建物の内部のものである。この場合には、比較的狭い帯域を有するフィルタ16及び21を有する追跡ループを受信機2に使用することが可能であり、且つ、従って、スプリアス発振を低減することができる。従って、GPS受信機が従来使用しているフィルタ16及び21の帯域を低減することにより、その信号の取得及び/追跡を所望しているもの以外の発信機のドップラーに起因した障害を低減することができる。これらのフィルタ16及び21の帯域は、例えば、2に、又は実際には、5に、又は実際には、10に、等しい比率により、低減される。習慣的に使用されているフィルタ16及び21の1-Hz帯域を、0.5Hzに、又は実際には0.1Hzに、低減してもよい。場合によっては、フィルタ16及び21の帯域を、1Hz以降において、20に等しい比率により、低減することもできる。一変形形態として、フィルタ16の帯域のみを、上述の比率のうちの1つの比率により、低減し、フィルタ21の帯域を1Hzに等しい状態に留めておいてもよい。本発明は、上述の例に、且つ、特に、発信機によって放出された信号を変調する符号としての最長系列の利用に限定されるものではない。この代わりに、例えば、リピーライトの間の放出遅延の選択肢を最適化することにより、単一のGold符号生成器を使用することもできる。又、一変形形態として、PPrecise又はProtected符号などのGPS用のその他の既知の符号を使用することもできよう。n個のリピーライトと、単一のソース信号と、を有する測位システムを使用する受信機の場合には、受信機2によって受信される信号Stは、次式5.20によって示されているように、すべてが同一のランダムな擬似符号を有するが相互の関係において遅延されたn個の信号の合計である。nsは、外部アンテナ7によって受信されると共にリピーライト3によって再伝送される衛星6の数であり、nは、内部測位のために配備されたリピーライト3の数であり、Ai,kは、リピーライト3kによって再伝送される衛星6iの信号の振幅であり、φi,ktは、リピーライト3kによって再伝送される衛星6iの信号の搬送波の位相であり、tにおける依存性は、ドップラーの存在を示しており、τ0,kは、リピーライト3kとリピーライト30遅延されていないものの間において信号に生成された遅延であって、k=0...n-1であり、Ti,kは、衛星6iの信号の外部における伝播時間の、リピーライト3kのアンテナからの内部における伝播時間の、且つ、受信機2のクロックバイアスの、合計に等しい遅延であり、ditは、衛星6i用のナビゲーションメッセージであり、citは、衛星6iの信号の擬似ランダム符号であり、且つ、ntは、熱ノイズ及びその他の干渉供給源を考慮している。信号の処理においては、相関の結果は、実際には、同一の自己相関関数の、但し、様々な時点において取得された、要素の合計である。第2ピークによって生成されるグレア生成干渉を低減するために、Gold符号の自己相関関数の特性を使用することができる。これらの特性のうちの1つは、3つのピークの第2レベルの存在であり、且つ、更に詳しくは、これらのうちの最小のもの1/1023は、最長系列の自己相関関数のものであり、且つ、これは、最も頻繁に遭遇するものである。図12は、GPS信号のGold符号の自己相関関数の理論曲線を示している。これは、メイン相関ピーク上に中心を有する。図12は、相関が最小である白色領域Dの存在を強調表示している。これらの領域の長さは、符号に応じて、大幅に変化することができるが、最大で数チップとすることができる。次いで、リピーライトの間の遅延τ0,kの値を選択することが可能であり、これに伴う効果は、システム1のリピーライトによって放出される信号の組によって形成される信号の相関パターン内において自己相関ピークを変位させるというものである。別の表現をすれば、リピーライトの様々な放出の相対的な遅延τ0,kを変化させることにより、相関関数の有用な部分である入射信号のメイン相関ピークを平行移動させることができる。基本的な概念は、それぞれのリピーライトに対応するそれぞれのメイン相関ピークが、1つに加算されたすべてのその他の自己相関関数に共通する白色領域内に平行移動するように、遅延τ0,kの値を選択するというものである。この結果、-1/1023を上回る第2ピークが、受信機2によって受信される入射信号のメイン相関ピークに干渉しなくなる。従って、この結果、干渉低減の観点において、最長系列を符号として使用するシステムのものに全体的に等しい性能が得られることになる。符号として最長系列を使用するものに等しいシステムを得るためには、次の3つの条件が、リピーライトの間の遅延τ0,kの値に課される。-それぞれの自己相関関数が一意であるため、符号当たりに単一の最適化のみが存在する。-最適なものとなるために、それぞれのメイン相関ピークは、すべてのその他の自己相関関数の最低レベルにおいて存在している。-メイン相関ピークの幅の2チップ環境のサイズを満足するように、即ち、白色領域Dのサイズが、少なくとも2チップdIndoorとなるように、遅延τ0,kを選択するdIndoorは、上述のように定義されている。例えば、以下のようにすることにより、符号として最長系列を使用しているものに等しいシステムが得られる。システムが、Gold符号によって変調された信号を放出する2つのリピーライトのみを有する際には、Gold符号の自己相関関数のメインピークに対して対称であるという特性を使用することにより、これらのリピーライトによって放出された信号を選択することができる。従って、自己相関関数の白色領域が、十分に大きく、且つ、従って、1つの相関ピークを配置するのに適当である場合には、その白色領域は、自動的に、その他の相関ピークにとっても適切なものとなる。システムが少なくとも3つのリピーライトを有する際には、2つのリピーライトを有する先ほど検討したシステムに対して新たに追加されたリピーライトの自己相関関数の第2ピークが、予め利用されているリピーライトのメインピークの組に干渉しないことを保証することが望ましい。受け入れ可能な数のリピーライトについてτ0,kの最適化が可能となるように、白色領域は、比較的数が多い。例えば、VERVISCH-PICOISA.及びSAMAMAN.のInterferencemitigationinarepeaterandpseudoliteindoorpositionningsystemIEEEJournalofselectedtopicsinsignalprocessing、第3巻、第5号、810~820頁、2009年10月という文献に記述されているアルゴリズムを使用し、所与の自己相関関数用に配備してもよいリピーライトの最大数を判定する。このアルゴリズムの第1ステップは、リピーライトの自己相関関数のメインピークに最も近接した白色領域をサーチするステップを有する。この白色領域が判明したら、そこに第2のリピーライトを配置し、これにより、図13におけるように、これらのリピーライトの2つの自己相関関数を重畳させる。この第1ステップの実行が完了したら、第2ステップにおいて、これらの自己相関関数の重畳の結果として得られる関数に基づいて、最も近接した白色領域のサーチを実行する。このプロセスは、アルゴリズムの停止条件である白色領域が存在しなくなる時点まで、後続のリピーライトによって反復的に継続される。有するという表現は、特記されていない限り、少なくとも1つを有するという表現と同義であるものと理解されたい。"