"制御入力端子を備え、当該制御入力端子に入力される信号に応じてオン状態とオフ状態とに切り替わる前記第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子がオン状態のときに負荷を通電状態とし、オフ状態のときに負荷を非通電状態とするように切り替わる第2のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子の前記制御入力端子に対して通電可能に配置されたコンデンサとダイオードとを備えた第1電源部と、前記第1のスイッチ素子の前記制御入力端子及び前記第1電源部の前記コンデンサに対して通電可能に設けられた第2電源部と、前記制御入力端子と導通する電流経路として配され、少なくとも前記コンデンサからの放電電流が流れる通電路と、外部から駆動信号と非駆動信号とに変化し得る制御信号が入力可能とされ、前記駆動信号及び前記非駆動信号に応じて前記通電路を流れる電流を制御する電流制御回路と、を備え、前記第2電源部は、前記電流制御回路に入力される前記制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上の場合に、前記電流制御回路に前記駆動信号が入力されている間、電流供給状態を維持し、前記電流制御回路は、外部から前記非駆動信号が入力されている間は、前記第1のスイッチ素子がオフ状態で維持されるように前記制御入力端子に導通する前記通電路の電流を抑制状態とし、外部からの入力が前記非駆動信号から前記駆動信号に変化した直後には、少なくとも前記コンデンサからの放電に基づいて、前記通電路を、前記第1のスイッチ素子がオン状態となる所定の大電流状態とし、前記通電路が前記所定の大電流状態となった後の所定の時期に、前記通電路を流れる電流を、前記第1のスイッチ素子のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ前記所定の大電流状態のときよりも低いレベルに変化させることを特徴とする負荷駆動装置。前記第2電源部は、チャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路とは異なる他電源とを備え、前記チャージポンプ回路は、前記制御信号のデューティ比が前記所定値以上の場合に前記コンデンサを充電可能とされており、前記他電源は、少なくとも前記制御信号のデューティ比が前記所定値未満の場合、少なくとも前記非駆動信号が入力されているときに前記コンデンサを充電可能とされていることを特徴とする請求項1に記載の負荷駆動装置。前記チャージポンプ回路は、前記制御信号のデューティ比が100のときにのみ電流供給可能とされていることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の負荷駆動装置。前記非駆動信号から前記駆動信号に変化した直後に前記通電路を流れる電流は、前記チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを上回るレベルであり、前記通電路が前記所定の大電流状態となった後の所定の時期に前記通電路を流れる電流は、前記チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを下回るレベルであることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。前記電流制御回路は、外部からの入力が前記非駆動信号から前記駆動信号に変化してから前記所定時間を計測可能に構成され、前記所定時間が計測された場合に前記通電路を流れる電流を前記大電流状態のときよりも低いレベルに切り替える切替回路を有することを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一項に記載の負荷駆動装置。PWM制御によって負荷を駆動する負荷駆動装置は、上記のような電動パワーステアリング装置の例に限らず、FPCフューエルポンプコントローラのポンプ駆動など、様々な用途で用いられており、その用途によっては、0~100のデューティ範囲で出力可能であることが望まれ、且つ高速に駆動可能であることが求められることも多い。しかしながら、特許文献1に代表される従来の技術では、特に高デューティ比例えば90~100のときに高速にスイッチング制御を行うことが困難であり、この問題を解消し得る技術が求められている。本発明は、上述した課題を解決するためになされたものであり、スイッチ素子のオンオフ制御によって負荷を駆動する負荷駆動装置に関し、特に高いデューティ比のときに出力制御を高速に行い得る構成を実現することを目的とする。上記目的を達成するため、本発明は、制御入力端子を備え、当該制御入力端子に入力される信号に応じてオン状態とオフ状態とに切り替わる前記第1のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子がオン状態のときに負荷を通電状態とし、オフ状態のときに負荷を非通電状態とするように切り替わる第2のスイッチ素子と、前記第1のスイッチ素子の前記制御入力端子に対して通電可能に配置されたコンデンサとダイオードとを備えた第1電源部と、前記第1のスイッチ素子の前記制御入力端子及び前記第1電源部の前記コンデンサに対して通電可能に設けられた第2電源部と、前記制御入力端子と導通する電流経路として配され、少なくとも前記コンデンサからの放電電流が流れる通電路と、外部から駆動信号と非駆動信号とに変化し得る制御信号が入力可能とされ、前記駆動信号及び前記非駆動信号に応じて前記通電路を流れる電流を制御する電流制御回路と、を備え、前記第2電源部は、前記電流制御回路に入力される前記制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上の場合に、前記電流制御回路に前記駆動信号が入力されている間、電流供給状態を維持し、前記電流制御回路は、外部から前記非駆動信号が入力されている間は、前記第1のスイッチ素子がオフ状態で維持されるように前記制御入力端子に導通する前記通電路の電流を抑制状態とし、外部からの入力が前記非駆動信号から前記駆動信号に変化した直後には、少なくとも前記コンデンサからの放電に基づいて、前記通電路を、前記第1のスイッチ素子がオン状態となる所定の大電流状態とし、前記通電路が前記所定の大電流状態となった後の所定の時期に、前記通電路を流れる電流を、前記第1のスイッチ素子のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ前記所定の大電流状態のときよりも低いレベルに変化させることを特徴とする。請求項1の発明では、第1のスイッチ素子の制御入力端子と導通する電流経路として配された通電路に対し、第1電源部のコンデンサからの放電電流が流れるように構成されている。そして、外部からの駆動信号及び非駆動信号に応じて通電路を流れる電流を制御する電流制御回路が設けられており、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化した直後には、少なくともコンデンサからの放電に基づき、第1のスイッチ素子がオン状態となるように通電路を所定の大電流状態としている。従って、第1のスイッチ素子のオン動作時に、通電路を流れる大電流を利用して第1のスイッチ素子を高速にオンさせることができ、第1のスイッチ素子及び第2のスイッチ素子のオンオフ制御の高速化が可能となる。また、電流制御回路は、通電路が所定の大電流状態となった後の所定の時期に、通電路を流れる電流を、第1のスイッチ素子のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ所定の大電流状態のときよりも低いレベルに変化させている。従って、第1のスイッチ素子が一旦オンした後には、そのオン状態を維持しつつ消費電力を効果的に低減することができる。更に、電流制御回路に入力される制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上の場合には、電流制御回路に駆動信号が入力されている間、第2電源部によって第1電源部のコンデンサに対して電流供給状態が維持されるようになっている。従って、第1のスイッチ素子のオン時間が長くなる信号状態即ち、通電路への放電時間が長くなる状態であってもコンデンサの充電量の低下を抑制することができ、第1のスイッチ素子の各オン動作時に大電流を発生させるために必要な動作電圧を安定的に確保し易くなる。請求項2の発明では、第2電源部において、チャージポンプ回路と、チャージポンプ回路とは異なる他電源とが設けられており、チャージポンプ回路は、制御信号のデューティ比が所定値以上の場合にコンデンサを充電可能とされている。そして、他電源は、少なくとも制御信号のデューティ比が所定値未満の場合、少なくとも非駆動信号が入力されているときにコンデンサを充電可能とされている。この構成では、駆動信号のデューティ比が所定値以上となる場合即ち、第1電源部のコンデンサからの放電量が大きい場合には、チャージポンプ回路からの供給電流によってコンデンサの充電量を維持することができ、大電流を発生させるための動作電圧を高く維持し易くなる。また、駆動信号のデューティ比が小さい場合には、チャージポンプ回路を動作させずに消費電力を抑えつつ、他電源によってコンデンサの充電状態を維持することができる。請求項3の発明では、チャージポンプ回路は、制御信号のデューティ比が100のときにのみ電流供給可能とされている。この構成によれば、デューティ比が100未満となる広いデューティ範囲で消費電力を抑えることができる。一方、デューティ比が100のときには、コンデンサからの放電が継続され続けて大電流を発生させるための動作電圧が確保できなくなってしまうことが懸念されるが、チャージポンプ回路からの供給電流によってコンデンサの充電量を高い状態に維持し、大電流を発生させるための動作電圧を高く確保することができるため、上記問題も生じない。請求項4の発明では、非駆動信号から駆動信号に変化した直後に通電路を流れる電流が、チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを上回るレベルであり、通電路が所定の大電流状態となった後の所定の時期に通電路を流れる電流は、チャージポンプ回路から供給可能な電流レベルを下回るレベルとなっている。この構成によれば、第1のスイッチ素子の駆動時には、チャージポンプ回路によって供給可能な電流を超える大電流を利用して第1のスイッチ素子のオン動作をより高速に行うことができる。また、第1のスイッチ素子の駆動後には、通電路を流れる電流のレベルをチャージポンプ回路によって供給可能なレベルよりも低く抑えることができるため、より消費電力を抑えることができる。特に、駆動信号のデューティ比が所定値以上となる場合即ち、第1電源部のコンデンサからの放電量が大きい場合には、第1のスイッチ素子のオン動作の維持に必要な電流即ち、切り替え後の低レベルの電流よりも大きな電流がチャージポンプ回路から供給されるため、通電路の電流が低く切り替えられた後にはコンデンサの充電量を安定的に上昇させて、動作電圧を高く維持することができる。請求項5の発明では、電流制御回路が切替回路を備えており、この切替回路は、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化してから所定時間を計測可能に構成されている。そして、所定時間が計測された場合に通電路を流れる電流を大電流状態のときよりも低いレベルに切り替えている。この構成によれば、第1のスイッチ素子がオン状態となってから一定時間後に通電路を流れる電流を確実に低レベルに変化させることができ、このような機能を実現するためにそれほど構成を複雑化することもない。第1実施形態以下、本発明を具現化した第1実施形態について、図面を参照して説明する。図1は、本発明の第1実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に示す回路図であり、まず、図1等を参照して負荷駆動装置の構成について説明する。図1に示す負荷駆動装置1は、モータやランプ等の電気的負荷を駆動する装置として構成されており、具体的には、例えば、FPCフューエルポンプコントローラのポンプ等を負荷として駆動し得る構成をなしている。この負荷駆動装置1は、制御回路2、OR回路3OR1チャージポンプ回路4、ブートストラップ回路5、ゲートドライバ回路6、スイッチ素子M0,M4などを備えている。制御回路2は、PWM信号を発生可能なPWM駆動部として構成されており、第1端子OUT1外部入力IN1、第2端子OUT2外部入力IN2に対して駆動信号及び非駆動信号を出力するように構成されている。この制御回路2から出力される制御信号は、例えば図5に示すような組み合わせで信号が出力されるようになっており、外部入力IN1,IN2を共にLレベルで出力する信号パターンパターン1、外部入力IN1をLレベルとし、外部入力IN2にPWM信号を出力する信号パターンパターン2、外部入力IN1をHレベルとする信号パターンパターン3のいずれかで出力を行うようになっている。この制御回路2からの信号は、第1端子OUT1外部入力IN1からの信号がチャージポンプ回路4及びOR回路3OR1に入力され、第2端子OUT2外部入力IN2からの信号がOR回路3OR1のみに入力されるようになっている。なお、本実施形態では、制御回路2から出力される信号が制御信号の一例に相当し、100デューティで駆動するとき図5のパターン3のときには、外部入力IN1から出力されるHレベルの信号が駆動信号に相当する。また、デューティ比が0より大きく100よりも小さい場合図5のパターン2には、IN2から出力されるPWM信号のHレベル信号が駆動信号に相当し、PWM信号のLレベル信号が非駆動信号に相当する。また、負荷を非駆動状態とするパターン1のときには、IN1及びIN2から出力されるLレベル信号が非駆動信号に相当する。OR回路3は、外部入力IN1又は外部入力IN2がHレベルとなったときにHレベル信号を出力するように構成されている。従って、図5に示す信号パターン1のときにはLレベル信号を継続的に出力し、信号パターン2のときにはIN2のPWM信号と同期したPWM信号を出力するようになっている。また、信号パターン3のときには、IN1のHレベル信号と同期したHレベル信号を継続的に出力するようになっている。チャージポンプ回路4は、公知の昇圧型チャージポンプ回路として構成されており、外部入力IN1からの信号を入力信号として動作しており、外部入力IN1がHレベルとなったときに駆動を開始し、設定された電圧チャージポンプ設定電圧を出力するようになっている。このチャージポンプ回路4の出力電圧は、例えば主電源VBよりも高い電圧に設定されている。本実施形態では、チャージポンプ回路4及び主電源VBが第2電源部の一例に相当しており、スイッチ素子M1のゲート端子と導通する通電路10及びコンデンサCBSに対して通電可能に構成されている。チャージポンプ回路4の出力側には、ダイオードD2のアノード側が接続されており、ダイオードD2のカソード側は、ブートストラップ回路5を構成するコンデンサCBSの一方の電極高電位側の電極に接続されている。本実施形態では、制御回路2から出力される制御信号のデューティ比が所定値以上具体的には100のときにのみ外部入力IN1からチャージポンプ回路4を駆動させる信号Hレベル信号が与えられるため、チャージポンプ回路4は制御信号のデューティ比が所定値以上本実施形態では100の場合にのみ動作してコンデンサCBSを充電することになる。ブートストラップ回路5は、第1電源部の一例に相当するものであり、スイッチ素子M1のゲート端子に対して通電可能に配置されたコンデンサCBSとダイオードD1とを備えている。コンデンサCBSの一端側はダイオードD1のカソード側に接続されると共に上述のダイオードD2のカソード側にも接続されており、ダイオードD1のアノード側は主電源VBの正極側に接続されている。なお、主電源VBは、他電源の一例に相当しており、例えばチャージポンプ4の出力電圧よりも低い電圧を出力するように構成されている。ゲートドライバ回路6は、スイッチ素子M1、M2、通電路10通電路11、12、13、インピーダンス成分16、切替回路17、AND回路19、定電流源21、23、25、インピーダンス成分27、スイッチSW1、SW2、SW3,NOT回路29等を備えている。このゲートドライバ回路6は、電流制御回路の一例に相当するものであり、外部から駆動信号Hレベル信号と非駆動信号Lレベル信号とが入力可能とされ、駆動信号及び非駆動信号に応じて通電路10通電路11、12、13を流れる電流を制御するように機能している。切替回路17は、OR回路3からの出力がLレベルのときにはLレベルの信号を出力し、OR回路3からの出力がHレベルのときには、OR回路3がHレベルに切り替わってから所定時間Taを超えない時間範囲でHレベル信号を出力している。この切替回路17は、タイマ回路を備えており、制御信号即ち、OR回路3からの信号が非駆動信号Lレベル信号から駆動信号Hレベル信号に変化する毎に、Hレベルに切り替わってからの時間を計測している。そして、OR回路3からのHレベル信号の継続時間が所定時間Taに達した以後には、OR回路3からのHレベル信号が継続していても出力をLレベル信号に切り替えており、このLレベル信号の出力を、再びOR回路3においてHレベルへの立ち上がりがあるまで即ち、OR回路3からの出力においてLレベル信号からHレベル信号への切り替わりが発生するまで維持し、これにより通電路10を流れる電流I3を大電流状態I3=I1I2の状態よりも低いレベルI3=I1の状態に切り替えるように機能している。AND回路19は、切替回路17からHレベルの信号が出力され、且つOR回路3OR1からHレベルの信号が出力されているときにHレベルの信号を出力するようになっている。つまり、OR回路3からの出力がLレベルからHレベルに切り替わってから、そのHレベル信号が維持されている間、所定時間Taを超えない範囲でHレベル信号を出力している。スイッチSW2は、トランジスタ等の公知の半導体スイッチなどによって構成されており、AND回路19からHレベルの信号が出力されているときにオン状態導通状態となり、AND回路19からLレベルの信号が出力されているときにオフ状態非導通状態となるように構成されている。スイッチSW1は、トランジスタ等の公知の半導体スイッチなどによって構成されており、OR回路3OR1からHレベルの信号が出力されているときにオン状態導通状態となり、OR回路3からLレベルの信号が出力されているときにオフ状態非導通状態となるように構成されている。このスイッチSW1は、PWM動作時図5に示すパターン2の場合には、OR回路3から出力されるPWM信号に同期してオンオフがなされ、100デューティ時図5に示すパターン3の場合にはOR回路3からのHレベル信号の係属中、オン状態が維持されるようになっている。NOT回路29は、OR回路3から出力される信号を入力信号とし、出力側がスイッチSW3に接続されており、OR回路3から出力される信号を反転して出力している。即ち、OR回路3からHレベルの信号が出力されているときにスイッチSW3を非動作とするLレベルの信号を出力し、OR回路3からLレベルの信号が出力されているときにスイッチSW3を動作させるHレベルの信号を出力している。スイッチSW3は、トランジスタ等の公知の半導体スイッチなどによって構成されており、NOT回路29からHレベルの信号が出力されているときにオン状態導通状態となり、NOT回路29からLレベルの信号が出力されているときにオフ状態非導通状態となるように構成されている。なお、スイッチSW1に入力される信号と、スイッチSW3に入力される信号は、常に逆位相の状態となるため、スイッチSW3は、スイッチSW1がオン状態のときにオフ状態に切り替わり、スイッチSW1がオフ状態のときにオン状態に切り替わるようになっている。スイッチ素子M1は、第1のスイッチ素子の一例に相当するものであり、制御入力端子としてのゲート端子に入力される信号に応じてオン状態とオフ状態とに切り替わる構成をなしている。図1の例ではスイッチ素子M1がPチャネル型のMOSFETとして構成され、駆動MOSスイッチ素子M0のゲートチャージ用のスイッチ素子として機能している。このスイッチ素子M1は、ソース端子が通電路11を介してコンデンサCBSとダイオードD2の間に接続され、コンデンサCBSの一方の電極高電位側の電極及びダイオードD2のカソードに導通している。また、スイッチ素子M1のソース端子は、コンデンサCBSとダイオードD1の間に接続され、ダイオードD1のカソードにも導通している。また、スイッチ素子M1のドレイン端子は、スイッチ素子M0のゲート端子及びスイッチ素子M2のドレイン端子に接続されている。また、スイッチ素子M1のゲート端子とソース端子との間は、通電路12によって導通しており、この通電路12には、抵抗等ゲート-ソース間クランプ素子等によって構成されるインピーダンス成分16が介在している。更に、スイッチ素子M1のゲート端子と、通電路12とに接続される構成で通電路13が設けられている。上記通電路10通電路11、12、13は、スイッチ素子M1のゲート端子制御入力端子と導通する電流経路として配され、コンデンサCBSからの放電電流が流れるように構成されている。また、通電路13からは第1定電流路14と第2定電流路15とが分岐しており、それぞれにおいて定電流源21と定電流源23とが並列に接続されている。第1定電流路14には、スイッチSW1を介して定電流源21が接続されており、スイッチSW1がオン状態となったとき即ち、OR回路3からHレベル信号が出力されているときには第1定電流路14において分岐位置P1からグランド側に定電流I1が流れるようになっている。なお、スイッチSW1がオフ状態のとき即ち、OR回路3からLレベル信号が出力されているときには第1定電流路14に電流は流れないこととなる。また、第2定電流路15には、スイッチSW2を介して定電流源23が接続されており、スイッチSW2がオン状態となったとき即ち、AND回路19からHレベル信号が出力されるときには第2定電流路15において分岐位置P1からグランド側に定電流I2が流れるようになっている。なお、スイッチSW2がオフ状態のとき即ち、AND回路19からLレベル信号が出力されているときには第2定電流路15に電流は流れないこととなる。定電流源21、23、25は、いずれも公知の定電流回路として構成されている。定電流源23によって流れる定電流I2の電流値は、定電流源21によって流れる定電流I1の電流値よりも十分大きくなっており、例えば、定電流I2の電流値は数十mAとされており、定電流I1の電流値は数十μAとされている。また、上述のチャージポンプ回路4から供給可能な電流の電流値Imaxは、定電流源21を流れる定電流I1の電流値よりも大きく即ちI1<Imax、定電流源23を流れる定電流I2の電流値よりも十分小さくなっている即ちImax≪I2。スイッチ素子M2は、Nチャネル型のMOSFETとして構成されており、駆動MOSスイッチ素子M0のゲートディスチャージ用の素子として機能している。このスイッチ素子M2は、ドレイン端子がスイッチ素子M1のドレイン端子及びスイッチ素子M0のゲート端子に接続されている。またスイッチ素子M2のソース端子は、スイッチ素子M0のソース端子に接続されると共に、負荷Mの一端側に接続されている。なお、負荷Mの他端側は接地されている。また、スイッチ素子M2のソース端子には、コンデンサCBSの低電位側の電極が接続され、スイッチ素子M4のドレイン端子も接続されている。本実施形態では、負荷Mの一端側に印加される駆動電圧VM電圧立ち上げ時即ち、負荷Mの駆動時にスイッチ素子M1をオン動作させる一方で、スイッチ素子M2をオフ動作させるように制御がなされ、VM電圧立ち下げ時即ち、負荷Mの駆動停止時にはスイッチ素子M1をオフ動作させ、スイッチ素子M2をオン動作させるようにゲートドライバ回路6によって制御がなされることとなる。スイッチ素子M0は、第2のスイッチ素子の一例に相当するものであり、スイッチ素子M1第1のスイッチ素子がオン状態のときにオン状態に切り替わり、主電源VBから負荷Mまでの通電ラインを導通させて負荷Mを通電状態とし、スイッチ素子M1がオフ状態のときにはオフ状態に切り替わり、このときには負荷Mを非通電状態とするように機能している。このスイッチ素子M0は、Nチャネル型のMOSFETとして構成されており、ドレイン端子が主電源VBの正極側に接続され、ソース端子が負荷Mの一端側接地側とは反対のVM位置側に接続されている。スイッチ素子M4は、Nチャネル型のMOSFETとして構成されており、ドレイン端子がスイッチ素子M0のソース端子及び負荷Mの一端側VM側に接続されており、ソース端子は接地されている。また、スイッチ素子M4のゲート端子には、当該ゲート端子に対してPWM信号を与える駆動回路が設けられている。なお、スイッチ素子M4は、スイッチ素子M0を駆動させるための構成と同様の構成によってオンオフを制御してもよく、これとは異なる構成によってオンオフを制御してもよい。負荷駆動装置の動作次に、本実施形態に係る負荷駆動装置の動作について説明する。図2は、駆動信号、スイッチSW2、SW2、定電流I1、I2、I3のタイミングを示すタイミングチャートである。図3は、デューティ比が100の制御信号が入力されるときの外部入力IN1、IN2、電流I3、ブートストラップ回路の出力電圧BS電圧、負荷の駆動電圧VM電圧のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。図4は、デューティ比が100未満のPWM信号が入力されるときの外部入力IN1、IN2、電流I3、ブートストラップ回路の出力電圧BS電圧、負荷の駆動電圧VM電圧のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。図5は、制御回路から出力される制御信号と駆動動作との関係を示す表である。図6Aは、図1の回路構成においてデューティ比が100の制御信号が入力されるときのブートストラップ回路の出力電圧BS電圧、負荷の駆動電圧VM電圧の波形のシミュレーション結果を示し、併せて、切替回路によって切替制御を行わない場合のBS電圧及びVM電圧の波形を対比して示すグラフである。図6Bは、図6Aのシミュレーションの前提となる入力波形駆動信号を示すグラフである。負荷駆動装置の動作<1.負荷を非駆動状態とする場合>まず、負荷Mを非駆動状態とする場合の負荷駆動装置1の動作について説明する。負荷Mを非駆動状態停止状態とする場合、図5のパターン1に示すように、制御回路2は、第1端子OUT1外部入力IN1をLレベルに設定し、第2端子OUT2外部入力IN2もLレベルに設定する。このように外部入力IN1、IN2がいずれもLレベルである場合、OR回路3OR1からLレベル信号が出力され、AND回路19からもLレベル信号が出力されるため、スイッチSW2はオフ状態となる。従って、第2定電流路15には電流が流れないことになる。また、スイッチSW1は、OR回路3OR1からLレベル信号が与えられるため、オフ状態となる。従って、第1定電流路14にも電流が流れないことになる。この場合、通電路10通電路11、12、13に電流が流れないため、スイッチ素子M1のゲート端子の電位はソース端子の電位と略同一となり、スイッチ素子M1のVGSは、ほぼ0となるため、スイッチ素子M1はオフ状態に維持される。一方、NOT回路29は、OR回路3OR1からLレベル信号が入力されることに応じてHレベル信号を出力し、これによりスイッチSW3がオン状態となる。このとき、通電路18には、定電流源25による定電流I4が流れ、スイッチ素子M2はオン状態となる。また、スイッチ素子M0のゲート端子とソース端子の電圧は略同一となり、スイッチ素子M0はオフ状態で維持される。従って、主電源VB側から負荷Mを駆動する駆動電流が流れず負荷Mは停止状態となる。なお、スイッチ素子M0とスイッチ素子M4は同時にオン状態とならないように制御がなされる。<2.デューティ比が100の場合>次に、デューティ比を100として駆動する場合について説明する。デューティ比を100に設定する場合、図5のパターン3に示すように、制御回路2は、図3の時間t1以降のように、第1端子OUT1外部入力IN1からHレベル信号を出力し、第2端子OUT2外部入力IN2から例えばLレベル信号Lo状態を出力する。この場合、外部入力IN1からのHレベル信号と同期してOR回路3OR1からHレベル信号が出力される。外部入力IN1、IN2のいずれかがHレベルのときにはOR回路3からHレベル信号が出力され、スイッチSW1は、OR回路3からのHレベル信号と同期してオン状態となる図2参照。従って、外部入力IN1から100デューティの駆動信号Hレベル信号が出力されている期間中はスイッチSW1がオン状態で継続し、第1定電流路14に定電流I1が流れ続ける図2参照。切替回路17は、OR回路3からの信号がLレベル信号からHレベル信号に切り替わった直後即ち、図2、図3の時間t1直後の所定期間Taの間はHレベル信号を出力し、その所定期間Ta後には出力をLレベルに変化させるように制御しているため、図2に示すように、第1端子OUT1外部入力IN1から100デューティの駆動信号Hレベル信号が出力された直後の所定期間TaだけスイッチSW2がオン状態となり、このときには第2定電流路15に定電流I2が流れることになる。この構成では、図3に示すように、第1端子OUT1外部入力IN1から100デューティの駆動信号Hレベル信号が出力された直後の初期期間1において通電路10即ち、通電路11、12、13を流れる電流I3は大電流I3=I1I2となり、この大電流I3は、上記所定期間Taが経過するまで継続することになる図2、図3参照。また、外部入力IN1が100デューティの駆動信号Hレベル信号となることに伴い、初期期間1からチャージポンプ回路4も動作を開始する。このようにチャージポンプ回路4が動作を開始すると、チャージポンプ回路4からの供給電流によってコンデンサCBSには徐々に電荷が蓄積され、コンデンサCBSの高電位側の電圧BS電圧が徐々に上昇することになる。このように、第2電源部に相当するチャージポンプ回路4は、ゲートドライバ6に入力される制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上本実施形態では100の場合に、駆動信号具体的にはIN1のHレベル信号が入力されている間、電流供給状態を維持している。また、第1端子OUT1外部入力IN1から100デューティの駆動信号Hレベル信号が出力された直後は、一定期間Taが経過するまで通電路10を流れる電流I3が大電流I3=I1I2となるため、インピーダンス成分16での電圧降下が大きくなり、急峻にスイッチ素子M1のVGSが大きくなる。従って、スイッチ素子M1が高速にオン状態となる図3の期間2。また、スイッチ素子M1のオン動作に伴い、スイッチ素子M0のゲート電圧も上昇し、スイッチ素子M0も高速にオン状態になる図3の期間3。このように、本実施形態に係る構成では、スイッチ素子M1及びスイッチ素子M0のいずれも高速スイッチングが可能となる。更に、スイッチ素子M0がオン状態となると、負荷Mの一端側の電圧VM電圧が急峻に上昇し、それに伴ってコンデンサCBSの高電位側の電圧BS電圧が急峻に上昇することになる図3の期間4。また、図1のゲートドライバ回路6では、デューティ比100での駆動開始後の一定期間Taの間は、インピーダンス成分16を介してコンデンサCBSより大電流I3=I1I2を流しているため、コンデンサCBSの高電位側の電圧BS電圧は、急峻な立ち上がり期間図3の期間4の後、徐々に低下することになる図3の期間5。なお、期間5のときには、図3の最下段に示すようにチャージポンプ回路4の出力電圧が出力可能な設定電圧チャージポンプ設定電圧まで立ち上がりきっておらず、大電流I3I3=I1I2による放電量が大きいため、BS電圧の低下速度はやや大きくなる。一方、第1端子OUT1外部入力IN1から100デューティの駆動信号Hレベル信号が出力されたt1時点から所定時間Taが経過すると、切替回路17の制御によってスイッチSW2がオフ状態となり、第2定電流路15に電流I2が流れなくなる。従って、駆動信号の開始時点t1から所定期間Taが経過した後には、通電路10を流れる電流I3は、駆動開始直後の所定期間Taのときよりも相対的に低いレベルI3=I1となり、コンデンサCBSからの放電が抑えられるため、所定時間Ta経過後の期間6図3では、BS電圧の低下速度が期間5よりも小さくなる。なお、電流I3を大電流I3=I1I2から小電流I3=I1に切り替えるための所定時間Taは、負荷Mに印加する駆動電圧VM電圧が完全に立ち上がるまでの時間Tbここでは、VM電圧が主電源VBと略同電位となるまでの時間以上に長く設定されている。そして、時間t2から更に時間が経過した所定時期t3となるとチャージポンプ回路4の出力電圧は設定電圧まで立ち上がることになる。一方、BS電圧は、所定期間Ta経過後も、電流I3=I1の供給によって徐々に低下するが、チャージポンプ回路4の出力電圧に達するとその電圧で維持され、最終的にチャージポンプ設定電圧で安定する。なお、図3の下二段のタイミングチャートは、BS電圧の内訳を説明するものであり、図3の最下段は、チャージポンプ回路4からの出力電圧の変化チャージポンプ回路4の単独動作としての電圧変化を示しており、図3の下から2段目は、ブートストラップ回路5の単独動作としての電圧変化即ち、デューティー比100の駆動信号が出力されたときにチャージポンプ回路4が動作しなかっと仮定した場合のBS電圧の変化を示している。以上のように、本実施形態では、電流制御回路に相当するゲートドライバ回路6により、外部から非駆動信号が入力されている間即ち、外部入力IN1、IN2がいずれもLレベルの間、スイッチ素子M1がオフ状態で維持されるようにゲート端子に導通する通電路10の電流を抑制状態具体的には、電流停止状態としている。そして、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化した直後即ち、外部入力IN1、IN2が共にLレベルの状態から、いずれかがHレベルに変化した直後には、少なくともコンデンサCBSからの放電に基づいて、通電路10を、スイッチ素子M1がオン状態となる所定の大電流状態I3=I1I2となる状態に設定し、スイッチ素子M1、M0の高速駆動を実現している。特に、ゲートドライバ回路6に入力される制御信号が非駆動信号Lレベル信号から駆動信号Hレベル信号に変化した直後に通電路10を流れる電流I3I3=I1I2は、チャージポンプ回路4から供給可能な電流レベルImaxを大きく上回るレベルとなっており、スイッチ素子M1、M0をより高速に駆動できるようになっている。そして、通電路10が大電流状態I3=I1I2の状態となった後の所定時期t2図2、図3に、通電路10を流れる電流を、スイッチ素子M1のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ前記大電流状態I3=I1I2の状態のときよりも低いレベルI3=I1の状態に変化させ、これによりスイッチ素子M1のオン動作を維持しつつ装置全体の消費電力の低減を図っている。更に本実施形態では、所定時期t2以後に通電路10を流れる電流I3=I1を、チャージポンプ回路4から供給可能な電流レベルImaxを下回るレベルとしているため、コンデンサCBSへの充電電流を確保して最終的にBS電圧を一定電圧値チャージポンプ設定電圧に維持することができ、デューティ比が100の駆動信号が継続する駆動中であってもBS電圧を高いレベルで維持することができる。<3.PWM動作時デューティ比が0より大きく100未満の場合>次に、PWM動作時デューティ比が0より大きく100未満の場合について説明する。このPWM動作時には、図5のパターン2に示すように、制御回路2において、第1端子OUT1外部入力IN1からLレベル信号が出力され、第2端子OUT2外部入力IN2からPWM信号が出力される。従って、OR回路3OR1からは、制御回路2からのPWM信号に同期したPWM信号が出力されることになる即ち、ゲートドライバ回路6には、外部入力IN2のPWM信号と同期したPWM信号が入力されることになる。また、PWM動作時には第1端子OUT1外部入力IN1からチャージポンプ回路4に対してLレベル信号が入力され続けるため、チャージポンプ回路4は動作停止状態となる。PWM信号においてHレベル信号駆動信号の出力時には、ゲートドライバ回路6では、基本的に100デューティの場合と同様の切替動作がなされる。この場合、外部入力IN2からのHレベル信号と同期してOR回路3OR1からHレベル信号が出力されるため、スイッチSW1は、OR回路3からのHレベル信号と同期してオン状態となる。従って、外部入力IN2からHレベル信号駆動信号が出力されている期間中はスイッチSW1がオン状態で継続し、第1定電流路14に定電流I1が流れ続ける。また、切替回路17は、OR回路3からの信号がLレベル信号からHレベル信号に切り替わった直後即ち、図4の時間t1直後の所定期間Taの間はHレベル信号を出力し、その所定期間Ta後には出力をLレベルに変化させるように制御しているため、第2端子OUT2外部入力IN2からHレベル信号駆動信号が出力された直後の所定期間TaだけスイッチSW2がオン状態となり、このときには第2定電流路15に定電流I2が流れることになる図2等参照。この構成でも、第2端子OUT2外部入力IN2からHレベル信号駆動信号が出力された直後の初期期間1において通電路10即ち、通電路11、12、13を流れる電流I3は大電流I3=I1I2となり、この大電流I3は、上記所定期間Taが経過するまで継続することになる図4参照。この場合も、第2端子OUT2外部入力IN2からHレベル信号駆動信号が出力されたt1直後は、一定期間Taが経過するまで通電路10を流れる電流I3が大電流I3=I1I2となるため、インピーダンス成分16での電圧降下が大きくなり、急峻にスイッチ素子M1のVGSが大きくなる。従って、スイッチ素子M1が高速にオン状態となる図4の期間2。また、スイッチ素子M1のオン動作に伴い、スイッチ素子M0のゲート電圧も上昇し、スイッチ素子M0も高速にオン状態になる図4の期間3。更に、スイッチ素子M0がオン状態となると、負荷Mの一端側の電圧VM電圧が急峻に上昇し、それに伴ってコンデンサCBSの高電位側の電圧BS電圧が急峻に上昇することになる図4の期間4。また、図1のゲートドライバ回路6では、Hレベル信号の開始時点t1から一定期間Taの間は、インピーダンス成分16を介してコンデンサCBSより大電流I3=I1I2を流しているため、コンデンサCBSの高電位側の電圧BS電圧は、急峻な立ち上がり期間図4の期間4の後、徐々に低下することになる図4の期間5。なお、期間5のときには、大電流I3I3=I1I2による放電量が大きいため、BS電圧の低下速度はやや大きくなる。一方、第2端子OUT2外部入力IN2からHレベル信号駆動信号が出力されたt1時点から所定時間Taが経過すると、切替回路17の制御によってスイッチSW2がオフ状態となり、第2定電流路15に電流I2が流れなくなる。従って、駆動信号の開始時点t1から所定期間Taが経過した後には、通電路10を流れる電流I3は、駆動開始直後の所定期間Taのときよりも相対的に低いレベルI3=I1となり、コンデンサCBSからの放電が抑えられるため、所定時間Ta経過後の期間6図4では、BS電圧の低下速度が期間5よりも小さくなる。なお、電流I3を大電流I3=I1I2から小電流I3=I1に切り替えるための所定時間Taは、負荷Mに印加する駆動電圧VM電圧が完全に立ち上がるまでの時間TbここではVM電圧が主電源VBと略同電位となるまでの時間以上に長く設定されている。そして、PWM信号のオン期間がデューティ比の設定に従って期間t4においてオフ期間非駆動信号に切り替わると即ち、第2端子OUT2外部入力IN2がLレベル信号に切り替わると、OR回路3からのLレベル信号の出力に応じてスイッチSW1、SW2がいずれもオフ状態となる。このときは、上述の負荷非駆動状態図5のパターン1と同様であり、第1定電流路14及び第2定電流路15のいずれにも電流が流れず、通電路10通電路11、12、13に電流が流れなくなり、スイッチ素子M1はオフ状態となる。一方、NOT回路29は、OR回路3OR1からLレベル信号が入力されることに応じてHレベル信号を出力し、これによりスイッチSW3がオン状態となる。このとき、通電路18には、定電流源25による定電流I4が流れ、スイッチ素子M2はオン状態となる。また、スイッチ素子M0のゲート端子とソース端子の電圧は略同一となり、スイッチ素子M0はオフ状態に切り替わる。本実施形態の負荷駆動装置1では、制御回路2から非駆動信号が出力されている間IN1、IN2がいずれもLレベルとなる期間であっても、主電源VB他電源によってコンデンサCBSが充電され、負荷停止時及びPWM動作時のいずれにおいても、BS電圧値が主電源VBの電位以下にならないようになっている。第1実施形態の主な効果本実施形態に係る負荷駆動装置1では、上述したように、スイッチ素子M1のオン動作時に通電路10を大電流I3I3=I1I2が流れ、インピーダンス成分16での電圧降下が大きくなるため、スイッチ素子M1でのVGSを高くして当該スイッチ素子M1を高速にオンさせることができる。従って、スイッチ素子M1及びスイッチ素子M0のオンオフ制御の高速化が可能となる。また、ゲートドライバ5は、通電路10が大電流状態I3=I1I2の状態となったt1後の所定時期t2に、通電路10を流れる電流I3を、スイッチ素子M1のオン状態が継続可能となるレベルであって且つ大電流状態I3=I1I2の状態のときよりも低いレベルI3=I1に変化させている。従って、スイッチ素子M1が一旦オンした後には、そのオン状態を維持しつつ消費電力を効果的に低減することができる。また、このように通電路I3の電流の切り替えを行っているため、スイッチ素子M1のオン動作中におけるBS電圧の低下度合いを抑制することができる。これにより、図6ABのシミュレーション結果のような効果をえることができる。図6ABのシミュレーションは、所定時間Ta図3等経過後に切替回路17による切り替え制御を行わない場合即ち、OR回路3の出力と完全に同期してスイッチSW2がオンオフ制御される場合と行う場合とを比較したものであり、切替回路17による切り替え制御を行わない場合には、駆動信号が継続したとき図6の例では図6Bではデューティ比が100の駆動信号が継続したときに、図6AのBS波形1のようにBS電圧が低下しすぎてしまい、VM波形1のように負荷Mへの出力電圧VM電圧が低下することが懸念される。しかしながら、本実施形態のように所定時間Ta後に通電路I3の電流の切り替えを行えば、図6AのBS波形2のようにコンデンサCBSの出力電圧BS電圧の低下を抑えることができ、VM波形2のように負荷Mへの出力電圧VM電圧を高く維持することができる。また本実施形態では、ゲートドライバ回路6に入力される制御信号のデューティ比が少なくとも所定値以上図1の例では100の場合に、ゲートドライバ回路6に駆動信号が入力されている間、チャージポンプ回路4及び主電源VBによってコンデンサCBSに対する電流供給状態が維持されるようになっている。従って、スイッチ素子M1のオン時間が長くなる信号状態即ち、通電路10への放電時間が長くなる状態であってもコンデンサCBSの充電量の低下を抑制することができ、スイッチ素子M1の各オン動作時に大電流を発生させるために必要な動作電圧を安定的に確保し易くなる。また、本実施形態では、チャージポンプ回路4と、チャージポンプ回路4とは異なる主電源VB他電源とによって第2電源部が構成されており、チャージポンプ回路4は、制御信号のデューティ比が所定値以上図1では100の場合にのみコンデンサCBSを充電可能とされている。一方、主電源VB他電源は、制御信号のデューティ比が所定値未満図1では100未満の場合であっても、コンデンサCBSを充電可能とされている。この構成では、制御信号のデューティ比が所定値以上となる場合即ち、コンデンサCBSからの放電量が大きい場合には、チャージポンプ回路4からの供給電流によってコンデンサCBSの充電量を維持することができ、大電流を発生させるための動作電圧を高く維持し易くなる。また、制御信号のデューティ比が小さい場合には、チャージポンプ回路4を動作させずに消費電力を抑えつつ、主電源VB他電源によってコンデンサCBSの充電状態を維持することができる。また、本実施形態では、制御信号のデューティ比が100のときにのみチャージポンプ回路4によって電流供給可能とされている。この構成によれば、デューティ比が100未満となる広いデューティ範囲で消費電力を抑えることができる。一方、デューティ比が100のときには、コンデンサCBSからの放電が継続し続けるため、スイッチ素子M1を駆動させるための動作電圧BS電圧が低下する懸念がより大きくなるが、チャージポンプ回路4からの供給電流によってコンデンサCBSの充電量を高い状態に維持することができるため、上記問題も生じない。また、本実施形態では、非駆動信号から駆動信号に変化したt1直後に通電路10を流れる電流I3を、チャージポンプ回路4から供給可能な電流レベルImaxよりも大きく設定しており即ち、I3=I1I2、I3>Imax、通電路10が大電流状態となった後の所定時期t2以後に通電路10を流れる電流I3を、チャージポンプ回路4から供給可能な電流レベルImaxよりも小さく設定している即ち、I3=I1、I3<Imax。この構成によれば、スイッチ素子M1の駆動時には、チャージポンプ回路4によって供給可能な電流を超える大電流を利用してスイッチ素子M1のオン動作をより高速に行うことができる。また、スイッチ素子M1の駆動後には、通電路10を流れる電流のレベルをチャージポンプ回路4によって供給可能なレベルよりも低く抑えることができるため、より消費電力を抑えることができる。特に、制御信号のデューティ比が所定値以上となる場合即ち、コンデンサCBSからの放電量が大きい場合には、スイッチ素子M1のオン動作の維持に必要な電流即ち、切り替え後の低レベルの電流よりも大きな電流がチャージポンプ回路4から供給されるため、通電路10の電流I3が低く切り替えられた後にはコンデンサCBSの充電量を安定的に上昇させて、動作電圧BS電圧を高く維持することができる。また、本実施形態では、ゲートドライバ回路6電流制御回路が切替回路17を備えており、この切替回路17は、外部からの入力が非駆動信号から駆動信号に変化したt1時点からの所定時間Taを計測可能に構成されている。そして、所定時間Taが計測された場合に通電路10を流れる電流を大電流状態のときよりも低いレベルに切り替えている。この構成によれば、スイッチ素子M1がオン状態となってから一定時間Ta後に通電路10を流れる電流を確実に低レベルに変化させることができ、このような機能を実現するためにそれほど構成を複雑化することもない。[第2実施形態]次に、第2実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。図7は、本発明の第2実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。また、図8は、図7の負荷駆動装置において制御回路から出力される制御信号と駆動動作との関係を示す表である。図7に係る負荷駆動装置1は、制御回路2からチャージポンプ回路4及びゲートドライバ回路6へ制御信号を出力する方法のみが第1実施形態と異なり、それ以外は第1実施形態と同様である。よって、第1実施形態と同様の構成については第1実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明は省略することとする。この負荷駆動装置1では、制御回路2の第1端子OUT1からの出力ライン外部入力IN1がチャージポンプ回路4のみに接続され、制御回路2の第2端子OUT2からの出力ライン外部入力IN2がゲートドライバ回路6のみに接続されている。そして、制御回路2の各端子OUT1外部入力IN1、OUT2外部入力IN2からは、負荷の駆動動作に対応させて図8のように制御信号が出力されるようになっている。この構成では、負荷動作停止時、デューティ比100時、PWM動作時にチャージポンプ回路4及びゲートドライバ回路6に入力される信号の組み合わせ及びタイミングは第1実施形態と同様であり、負荷動作停止時には、チャージポンプ回路4及びゲートドライバ回路6にLレベル信号が入力されることになる。また、デューティ比が100のときには、チャージポンプ回路4及びゲートドライバ回路6にHレベル信号が入力されることになる。また、PWM動作時には、チャージポンプ回路4にLレベル信号が入力され、ゲートドライバ回路6にPWM信号が入力されることになる。そして、負荷動作停止時、デューティ比100時、PWM動作時のいずれの場合でも、各部分チャージポンプ回路4、ブートストラップ回路5、ゲートドライバ回路6、スイッチ素子M0,M4の動作が第1実施形態と同様に行われることとなる。そして、この第2実施形態の構成でも、第1実施形態と同様の効果を奏することができる。[第3実施形態]次に、第3実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。図9は、本発明の第3実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。図10は、図9の負荷駆動装置においてデューティ比が100の制御信号が入力されるときの外部入力IN1、IN2、電流I3、ブートストラップ回路の出力電圧BS電圧、負荷の駆動電圧VM電圧のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。図11は、図9の負荷駆動装置においてデューティ比が100未満のPWM信号が入力されるときの外部入力IN1、IN2、電流I3、ブートストラップ回路の出力電圧BS電圧、負荷の駆動電圧VM電圧のタイミングを示すタイミングチャートであり、併せて、ブートストラップ回路及びチャージポンプ回路の単独動作での各出力電圧を示すものである。第3実施形態に係る負荷駆動装置は、VM電圧を検出する検出回路301を設けた点、及び切替回路317の具体的制御方法のみが第1実施形態と異なり、それ以外は第1実施形態と同様である。よって、第1実施形態と同様の構成については第1実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。本実施形態で用いられる切替回路317は、出力をHレベルからLレベルに切り替えるタイミングを時間計測によってではなく、VM電圧が所定電圧に到達した時点としている点が第1実施形態の切替回路17と異なり、それ以外は第1実施形態の切替回路17と同様である。図9の負荷駆動装置300には、負荷Mの一端側の電圧VM電圧を検出する検出回路301が設けられている。この検出回路301は、例えばVMの電圧値を所定の閾値Vthと比較する比較回路などによって構成されており、VMの電圧値が閾値Vth未満のときにLレベル信号を出力し、VMが閾値Vth以上のときにHレベル信号を出力するように機能している。なお、閾値Vthは、例えば、主電源VBの電圧値と同一かこれよりもやや低い値に設定されている。切替回路317は、デューティ比100の場合図10の場合でも、PWM動作時図11の場合でも、OR回路3からの出力がLレベルのときにはLレベルの信号を出力し、OR回路3からの出力がHレベルのときには、OR回路3がHレベルに切り替わってから時間Ta制御回路2からの駆動信号の出力後、VM電圧値が閾値Vthに到達するまでの時間を超えない時間範囲でHレベル信号を出力している。切替回路17は、検出回路301からの信号を監視しており、制御信号即ち、OR回路3からの信号が非駆動信号Lレベル信号から駆動信号Hレベル信号に変化したタイミングで出力をHレベルに切り替え、このHレベルの出力を、その後に検出回路301からHレベル信号が出力されるまで維持している。そして、検出回路301からHレベル信号が出力された以後には、OR回路3からのHレベル信号が継続していても出力をLレベル信号に切り替えており、このLレベル信号の出力を、再びOR回路3においてHレベルへの立ち上がりがあるまで即ち、OR回路3からの出力においてLレベル信号からHレベル信号への切り替わりが発生するまで維持している。このようにして、通電路10を流れる電流I3を、大電流状態I3=I1I2の状態からこれよりも低いレベルI3=I1の状態に切り替えている。上記構成では、切替回路17の切り替えタイミングを第1実施形態とは異なる方法で設定しているが、それほど複雑な構成を伴うものではない。そして、この構成によっても、第1実施形態と同様の効果を奏することができる。[第4実施形態]次に、第4実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。図12は、本発明の第4実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。図13は、図12の負荷駆動装置において、スイッチ素子M0がオン状態、スイッチ素子M4がオフ状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。図14は、図12の負荷駆動装置において、スイッチ素子M0がオフ状態、スイッチ素子M4がオン状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。第4実施形態に係る負荷駆動装置400は、コイルL0、コンデンサC0を追加した点、及びV0電圧を制御回路2によってモニタ可能とした点が第1実施形態と異なり、それ以外は、第1実施形態と同様である。この負荷駆動装置400は、第1実施形態の特徴を全て含んでおり、更に発展させたものであるため、第1実施形態と同様の部分については第1実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。負荷駆動装置400では、スイッチ素子M0のソース端子、スイッチ素子M4のドレイン端子、コンデンサCBSの低電位側の電極、及びスイッチ素子M2のソース端子に一端側が接続されるようにコイルL0が配され、コイルL0の他端側は、負荷Mの一端側接地側とは反対側に接続されている。また、コイルL0の他端側には、負荷Mと並列にコンデンサC0が接続されている。コンデンサC0は一端側がコイルL0に接続され、他端側が接地されている。この負荷駆動装置400は、降圧型のDCDCコンバータとしての機能を有し、スイッチ素子M0がオン状態となり、且つスイッチ素子M4がオフ状態となる切替状態図13の状態と、スイッチ素子M0がオフ状態となり、且つスイッチ素子M4がオン状態となる切替状態図14の状態とが交互に繰り返されるようになっている。この構成では、図13と図14のいずれの場合も、スイッチ素子M0とスイッチ素子M4には逆位相の信号が入力されるようになっており、スイッチ素子M0、M4の駆動方法は第1実施形態と同一となっている。図13のように、スイッチ素子M0がオン状態であり、スイッチ素子M4がオフ状態のとき第1の逆位相状態には、主電源VBからコイルL0を介してコンデンサC0に電流が流れ込み、コンデンサC0と並列に接続された負荷Mにも電流が流れる。これにより、負荷Mに印加されるV0電圧は上昇する但し、V0電圧はVB以下で維持される。一方、図14のように、スイッチ素子M0がオフ状態、且つスイッチ素子M4がオン状態第2の逆位相状態に切り替わると、コイルL0に生じる逆起電力により、コイルL0はVM側から電流逆起電流を引こうとする。また、スイッチ素子M0のときには、スイッチ素子M4がオン状態となるため、コイルL0に蓄積されたエネルギーによりGND側からスイッチ素子M4を経由して電流が流れ、コンデンサC0と負荷Mに電流が流れることとなる。なお、スイッチ素子M0がオフのときにはスイッチ素子M4をオフ状態で維持しても良いが、スイッチ素子M4をオン状態とすると、スイッチ素子M4のドレインソース間電圧VDSは、VFではなく、Ron×I<VFとなるため、スイッチ素子M4での発熱量を抑えることができる。このように構成される負荷駆動装置400では、制御回路2がV0電圧をモニタしながら第1端子OUT1外部入力IN1、第2端子OUT2外部入力IN2からの出力制御信号を制御し、これにより図13の状態と図14の状態とを繰り返す。この例では、図13の状態第1の逆位相状態となる時間が多いと、V0電圧が増加する方向に働くことになる。また、負荷Mを流れる電流が増加するとV0電圧が減少する方向になるが、この場合、スイッチ素子M0のオン時間を増加するように制御を行えばV0電圧を所望の値に保持することができる。[第5実施形態]次に、第5実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。図15は、本発明の第5実施形態に係る負荷駆動装置を概略的に例示する回路図である。図16は、図15の負荷駆動装置において、スイッチ素子M0がオフ状態、スイッチ素子M4がオン状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。図14は、図15の負荷駆動装置において、スイッチ素子M0がオン状態、スイッチ素子M4がオフ状態のときの通電経路を概念的に説明する説明図である。図15の構成では、スイッチ素子M0、M4の配置を変更した点、及び電源VB1、コイルL0、コンデンサC0を追加した点、V0電圧を制御回路2によってモニタ可能とした点が第1実施形態と異なり、それ以外は第1実施形態と同様である。よって、第1実施形態と同様の構成については第1実施形態と同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。本実施形態に係る負荷駆動装置500は、昇圧型のDCDCコンバータとしての機能を有しており、第1実施形態の主電源VBと同様の主電源VB2が用いられ、この主電源VB2と同一又は異なる電源VB1が用いられている。そして、電源VB1にはコイルL0が直列に接続されている。このコイルL0は、一端側は電源VB1に接続され、他端側はコンデンサCBSの低電位側電極、スイッチ素子M2のソース端子、スイッチ素子M4のドレイン端子、スイッチ素子M0のドレイン端子にそれぞれ接続されている。スイッチ素子M0は、ゲート端子が第1実施形態と同様に接続スイッチ素子M1、M2のドレイン端子に接続されており、スイッチ素子M0のドレイン端子がコイルL0、コンデンサCBSの低電位側電極、スイッチ素子M2のソース端子、スイッチ素子M4のドレイン端子にそれぞれ接続されている。スイッチ素子M0のソース端子には、コンデンサC0及び負荷Mが並列に接続されており、コンデンサC0及び負荷Mの他端側スイッチ素子M0とは反対側はそれぞれ接地されている。この負荷駆動装置500では、スイッチ素子M0がオフ状態となり、且つスイッチ素子M4がオン状態となる切替状態図16の状態と、スイッチ素子M0がオフ状態となり、且つスイッチ素子M4がオン状態となる切替状態図17の状態とが交互に繰り返されるようになっている。このように、図16と図17のいずれの場合も、スイッチ素子M0とスイッチ素子M4には逆位相の信号が入力されることとなるが、スイッチ素子M0、M4の駆動方法は第1実施形態と同一である。図16の状態第2の逆位相状態では、スイッチ素子M0がオフ状態となり、スイッチ素子M4がオン状態となるため、電源VB1からコイルL0とスイッチ素子M4を経由してGND側に電流が流れることとなる。そして、図17の状態第1の逆位相状態に切り替わると、コイルL0に生じる逆起電力により、コイルL0は電源VB1側から電流逆起電流を引き続けようとする。この時、スイッチ素子M0はオン状態となっているため、V0電圧は、電源VB1の電圧とコイルL0での電圧自己誘導による電圧とが加算された電圧となり、コンデンサC0と負荷MにはVB1側から電流が流れる。このように構成される負荷駆動装置500では、制御回路2がV0電圧をモニタしながら第1端子OUT1外部入力IN1、第2端子OUT2外部入力IN2からの出力制御信号を制御し、これにより図16の状態と図17の状態とを繰り返す。この例では、図16の状態第2の逆位相状態となる時間が多いと、V0電圧が増加する方向に働くことになる。また、負荷Mを流れる電流が増加するとV0電圧が減少する方向になるが、この場合、スイッチ素子M0のオン時間を増加するように制御を行えばV0電圧を所望の値に保持することができる。[他の実施形態本発明は上記記述及び図面によって説明した実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような実施形態も本発明の技術的範囲に含まれる。上記実施形態では、デューティ比が所定値以上の例として、デューティ比が100である場合を示したが、いずれの実施形態においても、このような設定に限られない。例えば、デューティ比が100よりも低い所定値例えば90以上のときに、チャージポンプ回路4を動作させ、所定値未満のときにチャージポンプ回路4を動作させないようにしてもよい。この場合、例えば、各実施形態における制御回路からの出力を図7のように構成し、制御信号のデューティ比が所定値以上のときには外部入力IN1と外部入力IN2に同一の制御信号を出力するようにし、デューティ比が所定値未満のときには外部入力IN2のみに制御信号を出力し、外部入力IN1にはLレベル信号を出力すればよい。"