"位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受け該交流電圧による電力を用いてLEDを点灯させるLED点灯装置であって、前記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路からの電流を流すインダクタと、前記脈流電圧に基づいて前記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって前記LEDに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、前記スイッチング回路が、前記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、前記脈流電圧が所定の閾値電圧で2値化された状態信号を生成する状態検出回路と、前記状態信号を積分する積分回路と、前記積分回路で積分された状態信号を前記脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングするサンプルホールド回路と、前記サンプルホールド回路の出力レベルに応じて前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とするLED点灯装置。位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受け該交流電圧による電力を用いてLEDを点灯させるLED点灯装置であって、前記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、前記整流回路からの電流を流すインダクタと、前記脈流電圧に基づいて前記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって前記LEDに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、前記スイッチング回路が、前記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、前記交流電圧の周波数よりも高い第1の周波数を有し、前記脈流電圧中のオン位相角に応じたデューティ比を有する第1のパルス信号を生成する第1のパルス生成回路と、前記第1の周波数より高い第2の周波数を有する第2のパルス信号を生成する第2のパルス生成回路と、前記第2のパルス信号を、前記第1のパルス信号に応じてオンオフし、該オンオフされた第2のパルス信号で前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とするLED点灯装置。しかしながら、特許文献1に示されたLED点灯装置は、交流電圧のオフ期間ごとにあえて平滑コンデンサからの電流供給を遮断するため、コンデンサの平滑機能が発揮されず、ちらつきが生じるおそれがある。そこで特許文献1の技術とは別の方法として、LED点灯装置において、交流電圧の波形を表す信号をフィルタによって積分し、積分された信号のレベルに応じてLEDへの供給電力を制御することが考えられる。しかし、商用交流周波数において一部が欠けた波形の信号を、ちらつきの影響が生じない程度まで平滑化するフィルタの時定数では、調光の変化に対する応答時間が長くなるという課題があった。また仮に、応答時間を短縮するためにフィルタの次数を2次、3次と増やすと、今度はフィルタ回路に必要なコンデンサの数が増加する。LED点灯装置の主要回路をIC化する場合でもコンデンサは外付けとすることが一般的である。コンデンサの数が増加するとICのピン数や外付け部品数が増加し、LED点灯装置の実装領域が増大してしまう。本発明は上記問題点を解決し、LEDの発光のちらつきを抑えつつ、調光の変化に対する応答が早いLED点灯装置を提供することを目的とするものである。上記目的を達成する本発明の第1のLED点灯装置は、位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受けこの交流電圧による電力を用いてLEDを点灯させるLED点灯装置であって、上記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、上記整流回路からの電流を流すインダクタと、上記脈流電圧に基づいて上記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって上記LEDに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、上記スイッチング回路が、上記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、上記脈流電圧が所定の閾値電圧で2値化された状態信号を生成する状態検出回路と、上記状態信号を積分する積分回路と、上記積分回路で積分された状態信号を上記脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングするサンプルホールド回路と、上記サンプルホールド回路の出力レベルに応じて上記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする。本発明の第1のLED点灯装置では、脈流電圧が所定の閾値電圧で2値化されさらに積分された状態信号が、脈流電圧の周期に同期したタイミングでサンプリングされる。このため、積分回路が1次フィルタで構成されても平滑な信号が応答時間の遅れなく得られる。このサンプリングされた出力レベルに応じてスイッチング素子のオンオフが制御されるため、LEDの発光のちらつきが抑えられ、かつ、調光の変化に対する応答が早い。また、上記目的を達成する本発明の第2のLED点灯装置は、位相制御器によってオン位相角が制御された交流電圧を受けこの交流電圧による電力を用いてLEDを点灯させるLED点灯装置であって、上記交流電圧を整流して脈流電圧に変換する整流回路と、上記整流回路からの電流を流すインダクタと、上記脈流電圧に基づいて上記インダクタに流れる電流のオンオフを制御することによって上記LEDに流れる電流を制御するスイッチング回路とを備え、上記スイッチング回路が、上記インダクタと直列に接続されたスイッチング素子と、上記交流電圧の周波数よりも高い第1の周波数を有し、上記脈流電圧中のオン位相角に応じたデューティ比を有する第1のパルス信号を生成する第1のパルス生成回路と、上記第1の周波数より高い第2の周波数を有する第2のパルス信号を生成する第2のパルス生成回路と、上記第2のパルス信号を、上記第1のパルス信号に応じてオンオフし、このオンオフされた第2のパルス信号で上記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御回路とを備えたことを特徴とする。例えば、スイッチング素子のオンオフを制御する第2のパルス信号における各パルスのデューティ比を脈流電圧中のオン位相角に応じて変化させると、短いパルス幅の領域ではスイッチングが不安定になることがある。本発明の第2のLED点灯装置では、脈流電圧よりも周波数の高い、オン位相角に応じたデューティ比を有する第1のパルス信号に応じて、さらに周波数の高い第2のパルス信号をオンオフし、このオンオフされた第2のパルス信号でスイッチング素子を制御する。このため、LEDの発光のちらつきを抑えつつ、より広い範囲でオン位相角に応じた輝度の調整が行える。以上説明したように、本発明の第1のLED点灯装置によれば、LEDの発光のちらつきを抑えつつ、調光の変化に対する応答が早い。また、本発明の第2のLED点灯装置によれば、LEDの発光のちらつきも抑えつつ、より広い範囲でオン位相角に応じた調整が行える。以下図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図1は、本発明のLED点灯装置の第1実施形態を示す回路図である。図1に示すLED点灯装置1およびLED2は、例えば白熱電球と同様の形状を有する容器図示しないの中に配置されてLED照明装置を構成する。ただし、LED点灯装置1は、白熱電球と同様の形状のLED照明装置に限られず、蛍光管型や面型等種々の照明装置に採用され得る。また、図には、複数のLED2が直列接続された状態が示されているが、LED2の接続は、仕様に応じて並列や直並列の組合せが採用され得る。LED点灯装置1は、商用の交流電圧V1を受け交流電圧による電力を用いてLED2を点灯させる。このため、LED点灯装置1とLED2とを備えたLED照明装置は、既存の電球ソケットや電源コンセントに容易に取り付けられる。商用交流電源3から供給される交流電圧V1は正弦波である。例えば、交流電圧V1は282Vの振幅を有し、周波数は50Hzまたは60Hzである。本実施形態のLED点灯装置1には、商用交流電源3の交流電圧V1が直接供給されてもよいが、ここでは位相制御器TRによってオン位相角が制御された交流電圧V2が供給される。オン位相角が制御された交流電圧V2は、LED照明装置が白熱電球型である場合の口金に供給される電圧となる。位相制御器TRは、例えば、照明装置の発光輝度を調整する図示しない調光器に設けられたトライアック素子である。位相制御器TRは、例えば明るさを調整しようとする操作者の操作に基づいて、交流電圧V1のオン位相角を変化させる。具体的には、位相制御器TRは、交流電圧V1の正弦波形における電圧0Vのタイミングから設定されたオン位相角のタイミングまで、電流を遮断する。したがって、LED点灯装置1に供給される交流電圧V2は、正弦波に対し、設定された所定の位相角まで欠けた波形を有する。電圧波形の欠けに応じて、供給されるエネルギーは減少する。仮に白熱電球の場合は、電圧波形の欠けに直接対応して発光輝度が減少する。本実施形態のLED点灯装置1は、LED2の特徴を活かした低消費電力での動作を行いつつ、白熱電球の場合と同様の輝度調整が可能となっている。[LED点灯装置]LED点灯装置1の内部構成について説明する。LED点灯装置1は、整流回路11、スイッチング回路12、平滑コンデンサ13、インダクタ14、還流ダイオード15、およびノイズフィルタ16を備えている。整流回路11は、交流電圧V2を整流して脈流電圧に変換する回路である。整流回路11は、4つのダイオード111~114からなるダイオードブリッジであり、交流電圧V2を全波整流することにより脈流電圧V3に変換する。脈流電圧V3は、位相制御器TRによるオン位相角の制御が停止した状態では、例えば141Vppの振幅を有する。スイッチング回路12は、整流回路11からインダクタ14に流れる電流のオンオフを制御することによってLED2に流れる電流を制御する回路である。より具体的には、スイッチング回路12は、脈流電圧V3に基づいて整流回路11からLED2およびインダクタ14に流れる電流のオンオフを制御する回路であり、スイッチング素子120と、スイッチング素子120の動作を制御する回路とを備えている。本実施形態の回路は、商用交流電源3とLED2との間の絶縁が確保されていない、いわゆる非絶縁型のスイッチング電源回路である。スイッチング回路12の主要部は半導体集積回路ICに形成されている。半導体集積回路ICは、外部の部品と接続するための8つのパッドBLDR,FTR,DR,RS,GND,RT,BP,FBを有し、8ピンの図示しないパッケージに内蔵されている。スイッチング回路12の詳細については後述する。平滑コンデンサ13は、LED2に並列接続されており、LED2に印加される電圧を平滑化する。インダクタ14は、LED2に直列に接続されている。より具体的には、スイッチング回路12のスイッチング素子120と、LED2と、インダクタ14とは、整流回路11の出力に対し、直列に接続されている。スイッチング素子120がオン状態の期間、LED2およびインダクタ14には電流が流れ、インダクタ14にはエネルギーが蓄積される。還流ダイオード15は、直列接続されたLED2およびインダクタ14に対し、並列に接続されている。スイッチング素子120がオフ状態の期間、インダクタ14に蓄積されていたエネルギー逆起電圧による電流は還流ダイオード15を経由して流れる。ノイズフィルタ16は、ダイオード161およびインダクタ162を有しており、整流回路11とLED2との間に挿入されている。ノイズフィルタ16は、スイッチング素子120のオンオフによるパルスが、整流回路11から出力された脈流電圧V3にスイッチングノイズとして加わることを抑えるためのものである。LED点灯装置1は、LED2に対し、スイッチング電源として動作する。LED2に供給される電力は、スイッチング回路12におけるスイッチング素子120のオンオフによって制御される。[スイッチング回路]スイッチング回路12は、上記のスイッチング素子120に加え、第1制御回路121、第2制御回路122、および、これらの回路の動作に必要な電圧を供給する内部電源回路124を備えている。なお、スイッチング回路12は、公知の加熱保護回路や供給電圧監視回路も有するが、これらの図示および説明は省略する。スイッチング素子120は、MOSトランジスタで構成されている。スイッチング素子120のドレイン端子はドレインパッドDRを介してインダクタ14に接続されており、ソース端子はセンスパッドRSを介して電流検知抵抗Rsに接続されている。ただし、スイッチング素子120には、MOSトランジスタ以外にも、例えばバイポーラトランジスタが採用可能である。[第1制御回路]第1制御回路121は、脈流電圧V3中のオン位相角に応じた電圧を有するオン位相角表示信号V4を生成する。第1制御回路121は、デューティ比検出回路1211を備えている。デューティ比検出回路1211は、脈流電圧V3中のオン位相角を検出して、オン位相角に応じた電圧を有するオン位相角表示信号V4を出力する。具体的には、デューティ比検出回路1211は、脈流電圧V3中のオン位相角が遅いほど、すなわち、位相制御器TRによるオフ期間が長く波形の欠けが大きいほど、出力するオン位相角表示信号V4の電圧を低くし、この逆に、脈流電圧V3中のオン位相角が早いほど、すなわち、位相制御器TRによるオフ期間が短く波形の欠けが小さいほど、出力する電圧のオン位相角表示信号V4を高くする。デューティ比検出回路1211の詳細な構成については後述する。[第2制御回路]第2制御回路122は、スイッチングパルス信号VP2を生成する。スイッチングパルス信号VP2は、スイッチング素子120のスイッチング信号VPSとなる。したがって、スイッチングパルス信号VP2の周波数は、スイッチング素子120のスイッチング周波数となる。第2制御回路122は、第2発振回路1221、電流制御回路1222、比較回路1223、ワンショットマルチバイブレータ1224、および、SRフリップフロップ1225を備えている。第2発振回路1221は、所定周波数のトリガ信号V6を出力する。ここで、トリガ信号V6の波形は短パルスである。トリガ信号V6の周波数は、パッドRTを介して接続された時定数抵抗Rtと、パッドFBの電圧に基づく電流制御回路1222の制御信号とによって調整される。なお、パッドFBは、後に説明するフライバック方式の構成で主に機能するものであり、図1に示す回路方式では一定の電圧に保たれている。第2発振回路1221のトリガ信号V6は、例えば100kHzとなるように調整されている。比較回路1223は、センスパッドRSの電圧をオン位相角表示信号V4と比較する回路である。センスパッドRSには、スイッチング素子120のソース端子と電流検知抵抗Rsとが接続されている。電流検知抵抗Rsは、値が調整できるように、半導体集積回路ICの外付け部品となっている。比較回路1223は、電流検知抵抗Rsに生じる電圧降下を介して、スイッチング素子120、インダクタ14、およびLED2に流れる電流を検知している。本実施形態のLED点灯装置1は、スイッチングの個々のオン時間についてピーク最大電流の制御を行う。比較回路1223は、スイッチング素子120等に流れる電流がオン位相角表示信号V4を超えたことを検出する。ワンショットマルチバイブレータ1224は、比較回路1223においてスイッチング素子120に流れる電流がオン位相角表示信号V4を超えたことを検出すると、パルスを出力する。SRフリップフロップ1225のセット入力Sには第2発振回路1221の出力が接続され、リセット入力Rにはワンショットマルチバイブレータ1224の出力が接続されている。SRフリップフロップ1225は、第2発振回路1221の出力がHレベルになると、出力Qからの出力信号であるスイッチングパルス信号VP2をHレベルとし、ワンショットマルチバイブレータ1224の出力がHレベルになるとスイッチングパルス信号VP2をLレベルとする。ここで、比較回路1223が、本発明にいうスイッチング制御回路の一例に相当する。[基本動作]ここで、スイッチングの基本動作を説明する。第2制御回路122の第2発振回路1221からは、100kHzのトリガ信号V6がSRフリップフロップ1225のセット入力Sに供給されている。トリガ信号V6がHレベルになると、SRフリップフロップ1225が、出力Qすなわち第2制御回路122のスイッチングパルス信号VP2をHレベルとする。したがって、スイッチング素子120はオン状態となる。この結果、整流回路11から、LED2、インダクタ14、スイッチング素子120、および、電流検知抵抗Rsを経由して、オン状態による電流が流れる。インダクタ14にはエネルギーが蓄積されていくとともに、電流は徐々に増加する。電流検知抵抗Rsの電圧降下により、電流の増加に伴ってセンスパッドRSの電位が上昇する。センスパッドRSの電位がオン位相角表示信号V4を超えると、比較回路1223およびワンショットマルチバイブレータ1224が、SRフリップフロップ1225のリセット入力RにHレベルのパルスを供給する。これによって、SRフリップフロップ1225が、第2制御回路122のスイッチングパルス信号VP2をLレベルとし、スイッチング素子120はオフ状態となる。オフ状態とオン状態は約100kHzで繰り返される。スイッチング素子120のオフ状態では、インダクタ14から蓄積されたエネルギーによる電流が、還流ダイオード15およびLED2を経由して減衰しながら流れる。LED2に供給される電圧は平滑コンデンサ13によってさらに平滑化される。したがって、単なるオンオフに比べて、スイッチングノイズの発生や発光のちらつきが抑えられる。このようにして、LED点灯装置1によって、LED2には、商用交流電源3の交流電圧V1からスイッチングによって効率的かつ安定的に変換された電圧が供給される。なお、本実施形態のLED点灯装置1は、LED2およびインダクタ14のピーク電流によってオン状態の時間を制御しており、LED2の印加電圧に関しては、制御に直接フィードバックしないオープンループ制御となっている。電流検知抵抗Rsの抵抗値は、LED2およびインダクタ14を流れる電流の大きさがLED2の定格を超えず、かつ、インダクタ14に磁気飽和を生じさせない範囲に設定される。[オン位相角への対応]ワンショットマルチバイブレータ1224が、SRフリップフロップ1225のリセット入力RにHレベルのパルスを供給するタイミングは、センスパッドRSの電位がオン位相角表示信号V4の電位を超えたタイミングである。ここで、オン位相角表示信号V4は、脈流電圧V3中のオン位相角に応じた電位となっている。具体的には、オン位相角表示信号V4の電位は、脈流電圧V3中のオン位相角が遅いほど低い。したがって、脈流電圧V3中のオン位相角が遅いほど、ワンショットマルチバイブレータ1224が、SRフリップフロップ1225のリセット入力RにHレベルのパルスを供給するタイミングが早まる。この結果、スイッチング素子120のオン時間が短縮されて、LED2に供給される電力が低下する。[デューティ比検出回路]ここで、脈流電圧V3中のオン位相角を検出するデューティ比検出回路1211の構成を説明する。図2は、デューティ比検出回路1211の構成を示す回路図である。デューティ比検出回路1211は、状態検出回路1211A、積分回路1211B、および、サンプルホールド回路1211Cを備えている。状態検出回路1211Aは、分割抵抗R1,R2、および比較器COMPを備えている。分割抵抗R1,R2は直列接続されており、脈流電圧V3の電圧を減衰させる。比較器COMPは、分割抵抗R1,R2によって減衰した信号と基準電圧Vthとを比較し、比較結果を2値の状態信号V33として出力する。状態検出回路1211Aは、整流回路11から出力された脈流電圧V3が、所定の閾値電圧V3thで2値化された状態信号V33を生成する。つまり、状態信号V33は、オン位相角が制御された脈流電圧V3のオフ期間およびオン期間を、LレベルおよびHレベルでそれぞれ表した信号ということができる。脈流電圧V3に対する閾値電圧V3thは、分割抵抗R1,R2および基準電圧Vthの値により設定される。本実施形態における分割抵抗R1,R2および基準電圧Vthは、脈流電圧V3に対する閾値電圧V3thが0V近傍の例えば7Vとなるように設定される。この場合、状態信号V33は、脈流電圧V3の値が7Vを超えるとHレベルとなり、7V以下になるとLレベルとなる。なお、整流回路11の出力には、図1に示すように、高速にオンオフするスイッチング素子120、LED2、およびインダクタ14が接続されているが、脈流電圧V3へのスイッチングノイズの伝播は、ノイズフィルタ16によって抑えられている。積分回路1211Bは、フィルタ抵抗RfとフィルタコンデンサCfとを備えている。フィルタコンデンサCfは、半導体集積回路ICを小型化するために、半導体集積回路IC図1参照の外部に設けられており、フィルタパッドFTRを介してフィルタ抵抗Rfと接続されている。フィルタ抵抗RfとフィルタコンデンサCfとは1次のローパスフィルタを形成している。積分回路1211Bは、1次のローパスフィルタによって、状態信号V33を積分する。サンプルホールド回路1211Cは、積分回路で積分された積分状態信号V34を脈流電圧V3の周期に同期したタイミングでサンプリングする回路である。サンプルホールド回路1211Cは、積分状態信号V34の導通遮断を制御するサンプリングスイッチSW、電圧を保持するホールドコンデンサCh、および、周期検出回路DETを備えている。周期検出回路DETは、脈流電圧V3の周期に同期したタイミングのパルスを有するサンプリング信号V35を出力する。周期検出回路DETは、例えば、脈流電圧V3のH/L状態を表す状態信号V33の立下りエッジを検出するエッジ検出回路により構成される。サンプリングスイッチSWは、サンプリング信号V35のパルスのタイミングで、積分状態信号V34を導通する。サンプリングスイッチSWは、例えば、増幅回路またはアナログスイッチで構成される。ホールドコンデンサChは、サンプリングスイッチSWが積分状態信号V34の導通を遮断する間も、直前の導通状態の電圧を保持する。これによって安定したオン位相角表示信号V4を出力する。[デューティ比検出回路の動作]図3は、デューティ比検出回路1211における各信号の波形を示すタイミングチャートである。図3および図2の双方を参照しながら各信号について説明する。脈流電圧V3は、整流回路11図1参照によって交流電圧V2が全波整流された電圧であり、最大電圧は例えば141Vppである。ただし、位相制御器TRのオン位相角制御によって、波形の一部オフ期間が欠けている。状態検出回路1211Aから出力される状態信号V33は、脈流電圧V3を例えば7Vの閾値電圧で2値化した信号であり、脈流電圧V3のオフ期間とオン期間を表している。積分状態信号V34は、積分回路1211Bによって状態信号V33が積分された信号である。積分状態信号V34は、一次のフィルタで積分した信号であるため、状態信号V33の状態に応じたリップル成分を含む。しかし、積分状態信号V34のDC電圧成分は、脈流電圧V3におけるオフ期間とオン期間との比に応じたレベルとなる。本実施形態では、積分状態信号V34の電圧は、脈流電圧V3におけるオフ期間が長いほど低く、脈流電圧V3におけるオフ期間が短いほど高い。周期検出回路DETから出力されるサンプリング信号V35は、状態信号V33の立下りエッジ、すなわち脈流電圧V3におけるオフ期間の開始タイミングを表している。このサンプリング信号V35のタイミングで、サンプルホールド回路1211Cにおいて積分状態信号V34がサンプリングされることで、積分状態信号V34のリップル成分に拘わらず、安定したオン位相角表示信号V4が得られる。サンプルホールド回路1211Cから出力されたオン位相角表示信号V4は、脈流電圧V3におけるオン位相角の状態を電圧によって表している。このオン位相角表示信号V4に基づいて、最終的にはスイッチング素子120図1参照のオンオフが制御される。[オン位相角に対する反応時間]本実施形態のLED点灯装置1では、脈流電圧V3中のオン位相角に応じたオン位相角表示信号V4を出力するため、図2に示すデューティ比検出回路1211に、状態検出回路1211A、積分回路1211B、およびサンプルホールド回路1211Cを備えている。状態検出回路1211Aで、脈流電圧V3が閾値電圧V3thで2値化された状態信号V33を生成し、積分回路1211Bで、状態信号V33を積分し、さらにサンプルホールド回路1211Cで、積分した信号をサンプリングする。ここで、脈流電圧V3中のオン位相角に応じた信号を得る構成としては、交流電圧の波形を表す信号を積分した結果をそのまま用いる構成が考えられる。図4は、積分回路のみによるデューティ比検出回路の参考例を示す回路図である。図4に示す積分回路Xは、本実施形態の積分回路1211Bのような1次フィルタの構成である。しかし、積分を1次フィルタで行う場合には、脈流電圧V3中の波形に応じたリップルが検出信号に含まれてしまうため、輝度のちらつきが生じる。例えば、フィルタのコンデンサの容量をリップルの影響が生じない程度に増大すると、オン位相角の変化に対する応答が長すぎてしまう。このため、調光レベルを操作した場合の輝度変化に違和感が生じる。そこで、応答時間を短縮するために積分のフィルタ次数を2次、3次と増やすことが考えられる。図5は、積分回路の次数を2とした、第2の参考例を示す回路図である。図5に示すように積分回路Yの次数が増えると、今度はフィルタ回路に必要なコンデンサの数が増加する。コンデンサの数が増加すると半導体集積回路のピン数パッド数および外付け部品数が増加し、限られた領域内での実装が困難となる。本実施形態のLED点灯装置1では、図2に示すように、2値化された状態信号V33を積分した信号を、脈流電圧V3の周期に同期したタイミングでサンプリングすることで、オン位相角表示信号V4を得る。このため、オン位相角の変化に対する即応する程度の時定数を有する1次フィルタを用いて、安定したオン位相角表示信号V4が得られる。したがって、LED点灯装置1によれば、半導体集積回路ICのピン数が増加することなく、LEDの発光のちらつきが抑えられ、かつ、調光の変化に対する応答も早い。[第2実施形態]上述した第1実施形態では、スイッチング素子120を制御するスイッチングパルス信号VP2における短パルス幅の領域では、スイッチングが不安定になることがあり、それを避けるための回路を追加した、本発明の第2実施形態について説明する。以下の第2実施形態の説明にあたっては、前述の実施形態における各要素と同一の要素には同一の符号を付けて示し、前述の実施形態との相違点について説明する。図6は、本発明のLED点灯装置の第2実施形態を示す回路図である。図6に示すLED点灯装置4は、図1に示す第1実施形態のLED点灯装置1に対し、スイッチング回路42の第1制御回路121が、デューティ比検出回路1211に加えて第1発振回路4212および比較回路4213備えている。また、スイッチング回路42には、第1制御回路421の出力と、第2制御回路422の出力との論理積を出力するアンド回路423が設けられている。[第1制御回路]本実施形態における第1制御回路421は、脈流電圧V3中のオン位相角に応じたデューティ比を有する第1パルス信号VP1を生成する。第1パルス信号VP1は、交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する。デューティ比検出回路1211の機能は図1に示す第1実施形態のものと同じである。デューティ比検出回路1211は、脈流電圧V3中のオン位相角が遅いほど、すなわち、位相制御器TRによるオフ期間が長く波形の欠けが大きいほど、出力するオン位相角表示信号V4の電圧を低くし、この逆に、脈流電圧V3中のオン位相角が早いほど、すなわち、位相制御器TRによるオフ期間が短く波形の欠けが小さいほど、出力する電圧のオン位相角表示信号V4を高くする。第1発振回路4212は、交流電圧V1の周波数よりも高い周波数を有する三角波信号V5を出力する。詳細には、三角波信号V5は、交流電圧V1の周波数の10倍以上の周波数を有する。より詳細には、三角波信号V5の周波数は、交流電圧V1の周波数50Hzまたは60Hzに対し、例えば1kHzである。比較回路4213は、第1発振回路4212からの三角波信号V5と、デューティ比検出回路1211からのオン位相角表示信号V4を比較する。比較結果は、ハイレベルおよびローレベル以降、HレベルおよびLレベルと称する。の2値からなる第1パルス信号VP1として出力される。比較回路4213から出力される第1パルス信号VP1は、脈流電圧V3のオフ期間が長い波形の欠けが大きいほど、Hレベルのパルス幅が短く、脈流電圧V3中のオフ期間が短いほど、Hレベルのパルス幅が長い。つまり、第1制御回路421で生成される第1パルス信号VP1は、Hレベルのデューティ比によって脈流電圧V3中のオン位相角を表すPWMPulseWidthModulation信号ということができる。[第2制御回路]第2制御回路422の主要な回路構成は、第1実施形態における第2制御回路422の回路構成と同じである。なお、第2制御回路422が生成するスイッチングパルス信号VP2は、第1制御回路421における第1パルス信号VP1の周波数よりもさらに高い。本実施形態において、第2制御回路422の比較回路1223には、第1制御回路421からの出力に代えて、定電圧である基準電圧Vrefが入力される。つまり、比較回路1223は、センスパッドRSの電圧を基準電圧Vrefと比較することによって、スイッチング素子120等に流れる電流が一定の基準値を超えたことを検出する。ワンショットマルチバイブレータ1224は、比較回路1223がスイッチング素子120に流れる電流が基準値を超えたことを検出すると、パルスを出力する。本実施形態において、第2制御回路422のSRフリップフロップ1225から出力されるスイッチングパルス信号VP2は、脈流電圧V3中のオン位相角に直接には依存しない。[アンド回路]SRフリップフロップ1225の出力Qはアンド回路423の入力に供給される。このアンド回路423の別の入力には、第1制御回路421回路で生成される第1パルス信号VP1が供給される。アンド回路423は、入力信号の論理積を表す信号を出力する。したがって、第2制御回路422の出力であるスイッチングパルス信号VP2は、アンド回路423によって、第1パルス信号VP1に応じてオンオフされることとなる。そして、このオンオフされたスイッチングパルス信号VP2でスイッチング素子120が制御される。ここで、アンド回路423が、本発明にいうスイッチング制御回路の一例に相当する。[第2実施形態におけるオン位相角への対応]スイッチング素子120のオンオフは、アンド回路423に入力される第1パルス信号VP1がLレベルの場合には停止する。第1制御回路421は、第1パルス信号VP1のHレベルおよびLレベルの期間を制御することにより、LED2の輝度を、脈流電圧V3中のオン位相角に応じて調整している。具体的には、第1制御回路421のデューティ比検出回路1211は、脈流電圧V3中のオン位相角を検出し、脈流電圧V3中のオン位相角が遅いほど、オン位相角表示信号V4の電圧を低くする。比較回路4213は、第1発振回路4212からの三角波信号V5と、デューティ比検出回路1211からのオン位相角表示信号V4を比較する。比較回路4213は、脈流電圧V3中のオン位相角が遅いほどHレベルのパルス幅が短い第1パルス信号VP1を出力する。この結果、スイッチング素子120のオンオフ制御が停止する時間が延びて、LED2に供給される電力が低下する。[スイッチング素子のオンオフ制御タイミング]図7は、図6に示すスイッチング素子120のオンオフ制御タイミングを示すタイミングチャートである。図7および図6の双方を参照しながら説明する。第1制御回路421のサンプルホールド回路1211Cからは、脈流電圧V3におけるオン位相角の状態を電圧によって表すオン位相角表示信号V4が出力される。この一方で、第1発振回路4212からは、三角波信号V5が出力される。オン位相角表示信号V4を三角波信号V5と比較した結果が第1パルス信号VP1として比較回路4213から出力される。第1パルス信号VP1は、Hレベルのデューティ比によって脈流電圧V3中のオン位相角を表すPWM信号であり、脈流電圧V3中のオフ期間が短いほど、Lレベルのパルス幅が短い。第2制御回路422では、第2発振回路1221の出力に基づいて第1発振回路4212よりもさらに高い周波数を有するスイッチングパルス信号VP2が生成されている。なお、本実施形態の例では、第1パルス信号VP1の周波数は1kHzであり、スイッチングパルス信号VP2の周波数は100kHzであるが、図7では、波形の見易さのため周波数の比を10として示している。アンド回路423は、スイッチングパルス信号VP2を第1パルス信号VP1に応じてオンオフしたスイッチング信号VPSを生成する。アンド回路423は、スイッチング信号VPSでスイッチング素子120のオンオフを制御する。スイッチング素子120は、第1パルス信号VP1がHレベルの期間は、スイッチングパルス信号VP2によってオンオフ動作し、第1パルス信号VP1がLレベルの期間は、スイッチングパルス信号VP2によるオンオフ動作を停止する。先に説明したように、第1パルス信号VP1はHレベルのデューティ比によって脈流電圧V3中のオン位相角を表す信号であり、脈流電圧V3中のオフ期間が長いほど、Lレベルの期間が長い。第1パルス信号VP1およびアンド回路423によって、スイッチングパルス信号VP2によるスイッチング素子120のスイッチングは間欠的に実施され、脈流電圧V3中のオフ期間が長いほどスイッチングの停止期間が長くなる。そして、LED2に供給される電力は低下する。このようにして、位相制御器TRのオン位相角制御に応じてLED2の発光輝度が調整される。ところで、スイッチングパルス信号VP2は、脈流電圧V3を、LEDの供給電圧に変換するためのスイッチングを決定するものである。ここで、スイッチング素子のオン期間のデューティ比は、脈流電圧V3とLEDの供給電圧との比から単純に考えた場合には、位相制御器による制御がない場合でも50よりも低いものとなる。仮に、このデューティ比を、オン位相角に応じてさらに低下させた場合には、スイッチング素子をオン状態にしてインダクタ14にエネルギーを蓄えるのに十分なパルス幅が得られず、変換効率が著しく低下するおそれがある。これに対し、本実施形態では、スイッチングパルス信号VP2によるスイッチングを第1パルス信号VP1で間欠的に行う構成により、スイッチングパルス信号VP2の個々のパルス幅を、スイッチングの変換効率が低下しない程度に維持しつつ、オン位相角に応じた輝度の調整が行われる。したがって、オン位相角の変化に対し、より広い範囲まで輝度を追従させることが可能となる。なお、本実施形態では、第1パルス信号VP1の周期に応じて、スイッチング状態の変動が生じるが、第1パルス信号VP1は、脈流電圧の周波数よりも十分に高い1kHzの周波数を有するため、輝度のちらつきは視認されない。[第3実施形態]次に、LEDが交流電圧側から絶縁された、本発明の第3実施形態について説明する。以下の第3実施形態の説明にあたっては、これまで説明してきた実施形態における各要素と同一の要素には同一の符号を付けて示し、前述の実施形態との相違点について説明する。図8は、本発明のLED点灯装置の第3実施形態を示す回路図である。本実施形態のLED点灯装置5は、図6に示す第2実施形態におけるインダクタ14の代わりに、トランス55が接続されている。スイッチング素子120は、トランス55の一次側コイル55aに接続されている。ここで、一次側コイル55aが、本発明にいうインダクタの一例に相当する。本実施形態のLED点灯装置5は、フライバック方式の構成であり、トランス55の二次側コイル55bは、ダイオード56およびインダクタ58を経由してLED2と接続されている。また、LED2とインダクタ58の直列回路と並列に平滑用のコンデンサ57が接続されている。LED点灯装置5では、スイッチング素子120が、トランス55の一次側コイル55aに流れる電流のオンオフを制御することで、トランス55の相互誘導を介し、LED2に流れる電流を制御している。トランス55の二次側は、商用交流電源3から絶縁されている。二次側コイル55bに流れる電流を検知するため、この二次側コイル55bとは別の二次側コイル55cが設けられている。この別の二次側コイル55cの出力は、パッドFBを介して、電流制御回路1222に供給されている。図8に示す絶縁型のLED点灯装置5にも、第2実施形態と同じ半導体集積回路ICを用いることができる。また、図8に示す絶縁型のLED点灯装置5には、図1に示す半導体集積回路ICを使用することもできる。[第4実施形態]次に、本発明の第4実施形態について説明する。以下の第4実施形態の説明にあたっては、上述した第2実施形態における各要素と同一の要素には同一の符号を付けて示し、第2実施形態との相違点について説明する。図9は、本発明のLED点灯装置の第4実施形態における、デューティ比検出回路の構成を示す回路図である。図9に示すデューティ比検出回路6211は、積分回路6211BにダイオードDおよび抵抗Rdが追加されている。ダイオードDおよび抵抗Rdは、フィルタ抵抗Rfと並列接続されており、フィルタコンデンサCfには抵抗Rdを介してダイオードDのアノードが接続されている。ダイオードDは、フィルタコンデンサCfの電荷を急速に放電させることにより、状態検出回路1211Aから出力される状態信号V33のデューティ比が変化した場合の応答速度を高速化する。図10は、図9に示すデューティ比検出回路6211における各信号の波形を示すタイミングチャートである。状態信号V33がLレベルになると、積分状態信号V34は急速に低下する。このため、積分状態信号V34の、状態信号V33のデューティ比変化に対する応答が高速になる。つまり、脈流電圧V3中のオン位相角の変化に対するデューティ比検出回路6211の応答が高速になる。なお、図9に示すデューティ比検出回路6211が、図8に示すフライバック方式のLED点灯装置に用いられた場合にも、脈流電圧V3中のオン位相角の変化に対するデューティ比検出回路6211の応答が高速になる。"