複数チャンネルの発光素子の共通に接続された第1端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源を制御するとともに、前記複数チャンネルの発光素子それぞれに流れる駆動電流を制御する制御回路であって、それぞれがチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の電流経路上に設けられた複数の検出抵抗と、それぞれがチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の電流経路上に前記検出抵抗と直列に設けられた複数のスイッチと、複数の前記検出抵抗それぞれに生ずる電圧降下に応じた検出電圧を受け、最も小さい検出電圧と所定の基準電圧との誤差に応じたフィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、前記フィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、前記パルス信号にもとづき前記スイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、それぞれがチャンネルごとに設けられ、所定の周期で対応するスイッチをスイッチングするスイッチング回路であって、対応するスイッチのオン時間を、対応する検出電圧と反比例するように調節する、複数のスイッチング回路と、を備えることを特徴とする制御回路。前記複数のスイッチング回路はそれぞれ、キャパシタと、所定の周期ごとに、対応する検出電圧に比例した充電電流によって前記キャパシタの充電または放電を開始する充放電回路と、を備え、前記充放電回路が前記キャパシタの充電または放電を開始してから、前記キャパシタに生ずる電圧変化量が所定値に達するまでの間、対応するスイッチをオンし、その後、次に充電または放電を開始するタイミングまで対応するスイッチをオフする動作を繰り返すことを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記複数のスイッチング回路はそれぞれ、一端の電位が固定されたキャパシタと、オン状態において対応する検出電圧に比例した充電電流を生成し、前記キャパシタを充電し、オフ状態において前記キャパシタの電位を初期化する充放電回路と、所定のしきい値電圧を生成するしきい値電圧源と、前記キャパシタの電圧が前記しきい値電圧に達するとアサートされる比較信号を生成するコンパレータと、所定の周期ごとにアサートされるリセット信号を生成するオシレータと、前記比較信号がアサートされるたびに前記スイッチをオフ、前記充放電回路をオンし、前記リセット信号がアサートされるたびに前記スイッチをオン、前記充放電回路をオフするロジック回路と、を備えることを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記充放電回路は、一端が接地された第1抵抗と、前記第1抵抗と直列に設けられた第1トランジスタと、その非反転入力端子に前記検出電圧が入力され、その反転入力端子が前記第1抵抗の他端と接続され、その出力端子が前記第1トランジスタの制御端子と接続された第1演算増幅器と、前記第1トランジスタに流れる電流を折り返して前記キャパシタに供給する第1カレントミラー回路と、前記キャパシタと並列に設けられた初期化スイッチと、を含み、前記初期化スイッチがオフのときオン状態、前記初期化スイッチがオンのときオフ状態であることを特徴とする請求項3に記載の制御回路。前記しきい値電圧源は、一端が接地された第2抵抗と、一端が接地された第3抵抗と、前記第2抵抗と直列に設けられた第2トランジスタと、その非反転入力端子に、前記しきい値電圧を指示する指示電圧が入力され、その反転入力端子が前記第2抵抗の他端と接続され、その出力端子が前記第2トランジスタの制御端子と接続された第2演算増幅器と、前記第2トランジスタに流れる電流を折り返して前記第2抵抗に供給する第2カレントミラー回路と、を備え、前記第3抵抗に生ずる電圧降下を、前記しきい値電圧として出力することを特徴とする請求項3に記載の制御回路。前記ロジック回路は、前記比較信号がアサートされると前記スイッチのオフに対応するレベルとなり、前記リセット信号がアサートされると前記スイッチのオンに対応するレベルとなるパルス信号を生成するフリップフロップを含み、前記パルス信号に応じて前記スイッチを制御することを特徴とする請求項3に記載の制御回路。前記充放電回路は、前記検出電圧を電流に変換する第1V/I変換回路を含み、前記しきい値電圧源は、調光制御電圧を電流に変換する第2V/I変換回路と、前記第2V/I変換回路の出力電流の経路上に設けられた第3抵抗と、を含み、前記第3抵抗に生ずる電圧降下を、前記しきい値電圧として出力するよう構成され、前記第1、第2V/I変換回路は、同じ構成を有することを特徴とする請求項3に記載の制御回路。前記発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光ダイオードストリングであることを特徴とする請求項1から7のいずれかに記載の制御回路。ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項1から8のいずれかに記載の制御回路。複数チャンネルの発光素子と、前記複数チャンネルの発光素子の共通に接続された一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を備え、前記スイッチング電源は、スイッチング素子を含む出力回路と、前記スイッチング素子を駆動する請求項1から9のいずれかに記載の制御回路と、を含むことを特徴とする発光装置。液晶パネルと、前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項10に記載の発光装置と、を備えることを特徴とする電子機器。LEDストリング6_1~6_nの順方向電圧VF1~VFnはチャンネルごとにばらつく。たとえば第1チャンネルの順方向電圧VF1が最も大きいとする。この場合、第1チャンネルの検出電圧VLED1が最小となり、VLED1=VREFとなるようにスイッチングトランジスタM1がスイッチングされ、このとき出力電圧VOUT=VREFVF1が成り立つ。その他のi番目i≠1のチャンネルの検出電圧VLEDiは、VLEDi=VOUT-VFiとなる。一例としてVREF=0.5V、VF1=55V、VF2~VFn=50.5Vとすると、第2チャンネル~第nチャンネルの検出電圧VLED2~VLEDn=5Vとなる。第iチャンネルの電流源CSiにおける消費電力は、ILEDi×VLEDiとなり、検出電圧が大きいと損失が大きくなるという問題がある。また電流源CSを構成するトランジスタを制御IC1100に内蔵すると、制御IC1100が発熱によって高温になってしまうという別の問題を引き起こす。この問題を解決するためには、各チャンネルのLEDストリング6の順方向電圧のばらつきを抑制すればよいが、これには部品選別が必要となり、コストが高くなる。特に液晶のバックライト用のLEDストリング6は、白色LEDを数十~数百個接続して構成されるため高価であり、それに加えての部品選別によるコスト増は許容できない。本発明は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、消費電力を低減可能なLEDの駆動技術の提供にある。本発明のある態様は、複数チャンネルの発光素子の共通に接続された第1端子に駆動電圧を供給するスイッチング電源を制御するとともに、複数チャンネルの発光素子それぞれに流れる駆動電流を制御する制御回路に関する。この制御回路は、それぞれがチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の電流経路上に設けられた複数の検出抵抗と、それぞれがチャンネルごとに設けられ、対応する発光素子の電流経路上に検出抵抗と直列に設けられた複数のスイッチと、複数の検出抵抗それぞれに生ずる電圧降下に応じた検出電圧を受け、最も小さい検出電圧と所定の基準電圧との誤差に応じたフィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、フィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス信号を生成するパルス変調器と、パルス信号にもとづきスイッチング電源のスイッチング素子を駆動するドライバと、それぞれがチャンネルごとに設けられ、所定の周期で対応するスイッチをスイッチングするスイッチング回路であって、対応するスイッチのオン時間を、対応する検出電圧と反比例するように調節する、複数のスイッチング回路と、を備える。各チャンネルにおいて、検出抵抗に生ずる検出電圧は、そのチャンネルの発光素子に流れる駆動電流に比例する。つまり、そのチャンネルのスイッチのオン時間、つまり駆動電流が流れる発光時間は、駆動電流に反比例することになる。その結果、各チャンネルにおいて、発光素子の電圧降下にかかわらず、発光時間と駆動電流の積、つまり発光素子の輝度の時間平均を一定に保つことができる。またこの制御回路では、スイッチのオン抵抗を十分小さく構成した場合、その主たる電力損失は検出抵抗において生ずるところ、チャンネルごとに定電流源を用いる場合に比べて、その電力損失を低減できる。複数のスイッチング回路はそれぞれ、キャパシタと、所定の周期ごとに、対応する検出電圧に比例した充電電流によってキャパシタの充電または放電を開始する充放電回路と、を備えてもよい。スイッチング回路は、充放電回路がキャパシタの充電または放電を開始してから、キャパシタに生ずる電圧変化量が所定のしきい値に達するまでの間、対応するスイッチをオンし、その後、次に充電または放電を開始するタイミングまで対応するスイッチをオフする動作を繰り返してもよい。検出電圧VSに比例した充電電流をICHG=k×VSkは比例定数、キャパシタの容量値をC、電圧変化量ΔVのしきい値VTHをとすれば、スイッチのオン時間TONは、式1で与えられ、オン時間TONを、検出電圧VSに反比例させることができる。TON=C×VTH/ICHG=C×VTH/k×VS...1また駆動電流の時間平均値ILED_AVEは、式2で与えられる。ILED_AVE=ILED×TON/TP...2したがって、この態様によれば、所定の周期TP、容量値C、比例定数k、所定の周期TP、あるいは所定値VTHをパラメータとして、発光輝度を設定できる。複数のスイッチング回路はそれぞれ、一端の電位が固定されたキャパシタと、オン状態において対応する検出電圧に比例した充電電流を生成し、キャパシタを充電し、オフ状態において前記キャパシタの電位を初期化する充放電回路と、所定のしきい値電圧を生成するしきい値電圧源と、キャパシタの電圧がしきい値電圧に達するとアサートされる比較信号を生成するコンパレータと、所定の周期ごとにアサートされるリセット信号を生成するオシレータと、比較信号がアサートされるたびにスイッチをオフ、充放電回路をオンし、リセット信号がアサートされるたびにスイッチをオン、充放電回路をオフするロジック回路と、を備えてもよい。充放電回路は、一端が接地された第1抵抗と、第1抵抗と直列に設けられた第1トランジスタと、その非反転入力端子に検出電圧が入力され、その反転入力端子が第1抵抗の他端と接続され、その出力端子が第1トランジスタの制御端子と接続された第1演算増幅器と、第1トランジスタに流れる電流を折り返してキャパシタに供給する第1カレントミラー回路と、キャパシタと並列に設けられた初期化スイッチと、を含んでもよい。充放電回路は、初期化スイッチがオフのときオン状態、初期化スイッチがオンのときオフ状態である。ある態様の制御回路は、しきい値電圧を生成するしきい値電圧源をさらに備えてもよい。しきい値電圧源は、一端が接地された第2抵抗と、一端が接地された第3抵抗と、第2抵抗と直列に設けられた第2トランジスタと、その非反転入力端子に、しきい値電圧を指示する指示電圧が入力され、その反転入力端子が第2抵抗の他端と接続され、その出力端子が第2トランジスタの制御端子と接続された第2演算増幅器と、第2トランジスタに流れる電流を折り返して第2抵抗に供給する第2カレントミラー回路と、を備え、第3抵抗に生ずる電圧降下を、しきい値電圧として出力してもよい。ロジック回路は、比較信号がアサートされるとスイッチのオフに対応するレベルとなり、リセット信号がアサートされるとスイッチのオンに対応するレベルとなるパルス信号を生成するフリップフロップを含み、パルス信号に応じてスイッチを制御してもよい。充放電回路は、検出電圧を電流に変換する第1V/I変換回路を含んでもよい。しきい値電圧源は、調光制御電圧を電流に変換する第2V/I変換回路と、第2V/I変換回路の出力電流の経路上に設けられた第3抵抗と、を含み、第3抵抗に生ずる電圧降下を、しきい値電圧として出力するよう構成されてもよい。第1、第2V/I変換回路は、同じ構成を有してもよい。この場合、回路素子の特性がばらついても、そのばらつきが第1V/I変換回路と第2V/I変換回路で相殺し合うため、オン時間のばらつきを抑制できる。発光素子は、直列に接続された複数の発光ダイオードを含む発光ダイオードストリングであってもよい。ある態様の制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。一体集積化とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。本発明の別の態様は、発光装置に関する。この発光装置は、複数チャンネルの発光素子と、複数チャンネルの発光素子の共通に接続された一端に駆動電圧を供給するスイッチング電源と、を備える。スイッチング電源は、スイッチング素子を含む出力回路と、スイッチング素子を駆動する上述のいずれかに記載の制御回路と、を含んでもよい。本発明のさらに別の態様は、電子機器に関する。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明のある態様によれば、消費電力を低減できる。以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。本明細書において、部材Aが、部材Bと接続された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。図2は、実施の形態に係るスイッチング電源を備える電子機器の構成を示す回路図である。電子機器2は、ノートPC、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、PDAPersonalDigitalAssistantなどの電池駆動型の機器であり、発光装置3とLCDLiquidCrystalDisplayパネル5を備える。発光装置3はLCDパネル5のバックライトとして設けられる。発光装置3は、複数チャンネルのLEDストリング6_1~6_nと、スイッチング電源4と、を備える。各LEDストリング6は、直列に接続された複数のLEDを含む発光素子である。スイッチング電源4は、昇圧型のDC/DCコンバータであり、入力端子P1に入力された入力電圧たとえば電池電圧VINを昇圧して、出力端子P2に接続される出力ラインに、出力電圧駆動電圧VOUTを発生させる。複数のLEDストリング6_1~6_nそれぞれの一端アノードは、出力ラインに共通に接続される。スイッチング電源4は、制御IC100および出力回路102を備える。出力回路102は、インダクタL1、整流ダイオードD1、スイッチングトランジスタM1、出力キャパシタC1を含む。出力回路102のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。またそのトポロジーにさまざまな変形があることが当業者には理解され、本発明において限定されるものではない。制御IC100のスイッチング端子P4は、スイッチングトランジスタM1のゲートと接続される。制御IC100は、LEDストリング6の点灯に必要な出力電圧VOUTが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタM1のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタM1は制御IC100に内蔵されてもよい。制御IC100は、スイッチング電源4を制御するとともに、複数チャンネルのLEDストリング6_1~6_nそれぞれに流れる駆動電流ILED1~ILEDnを制御する。制御IC100は、複数の検出抵抗RS1~RSn、複数の駆動スイッチ以下、単にスイッチというSW1_1~SW1_n、誤差増幅器20、パルス変調器22、ドライバ24、複数のスイッチング回路26_1~26_nを備える。複数の検出抵抗RS1~RSnはそれぞれ、チャンネルごとに、対応するLEDストリング6_1~6_nの電流経路上に設けられる。検出抵抗RSiは、対応するLEDストリング6_iに流れる駆動電流ILEDiを検出するために設けられ、その両端間には、駆動電流ILEDiに比例した電圧降下VSiが生ずる。検出抵抗RSiの抵抗値は数Ωである。スイッチSW1_1~SW1_nはそれぞれ、チャンネルごとに、対応するLEDストリング6_1~6_nの電流経路上に、検出抵抗RS1~RSnと直列に設けられる。後述の検出電圧VSにもとづく制御を簡略化するためには、検出抵抗RSが接地端子側、スイッチSW1がLEDストリング6側に設けることが好ましいが、配置を逆にしてもよい。本実施の形態では、スイッチSW1_1~SW1_nは制御IC100に集積化され、検出抵抗RS1~RSnは、制御IC100に外付けされる。高精度な低抵抗値を有する抵抗を形成可能なプロセスを使用する場合、検出抵抗RS1~RSnを制御IC100に内蔵してもよい。またスイッチSW1_1~SW1_nを制御IC100に外付けしてもよい。誤差増幅器20は、複数の検出抵抗RS1~RSnそれぞれに生ずる電圧降下に応じた検出電圧VS1~VSnを受け、スイッチSW1_1~SW1_nがオンしているチャンネルの中で最も小さい検出電圧と所定の基準電圧VREFとの誤差に応じたフィードバック電圧VFBを生成する。誤差増幅器20は、具体的には図1と同様に構成されてもよい。たとえば、各チャンネルにはスイッチSW2_iが設けられる。スイッチSW2_iは、対応するスイッチSW1_iがオフのとき、検出電圧VSiが生ずるラインをプルアップする。これにより、スイッチSW1_iがオフしているチャンネルの検出電圧VSiはハイレベル電圧たとえば電源電圧にプルアップされ、その他のチャンネルの検出電圧VSよりも高くなるため、誤差増幅器20によるフィードバックから除外される。パルス変調器22は、フィードバック電圧VFBに応じてデューティ比が調節されるパルス信号SPWMを生成する。パルス変調器22の構成は特に限定されず、電圧モード、ピーク電流モード、平均電流モードをはじめとするさまざまな変調器を利用できる。ドライバ24は、パルス信号SPWMにもとづいてスイッチングトランジスタM1をスイッチングする。複数のスイッチング回路26_1~26_nは、チャンネルごとに設けられる。各スイッチング回路26_iは、所定の周期で、対応するスイッチSW1_iをスイッチングする。スイッチング回路26iは、対応するスイッチSW1_iのオン時間TONiを、対応する検出電圧VSiと反比例するように調節する。TONi=αi/VSi=αi/RSi×ILEDiαiは反比例の係数である。本実施の形態において、各チャンネルの抵抗値RSiおよび反比例係数αiはすべて同じ値に設定される。以上が制御IC100の構成である。続いてその動作を説明する。図3は、図2の制御IC100の動作を示す波形図である。ここでは、チャンネル数n=3の場合を説明する。また各チャンネルのLEDストリングの電圧降下には、VF1>VF2>VF3が成り立つものとする。また説明の簡素化および理解の容易化のため、スイッチSW1のオン抵抗は無視する。このとき、複数チャンネルのうち、第1チャンネルの検出電圧VS1が最も小さくなる。したがってフィードバックによって、VS1=VREFが成り立つように、出力電圧VOUTが調節される。このときの出力電圧VOUTは、式3で与えられる。VOUT=VREFVF1...3そして第1チャンネルにおいて、検出電圧VS1=VREFが成り立つように出力電圧VOUTが調節される結果、第1チャンネルのLEDストリング6_1に流れる駆動電流ILED1の振幅は、式4で与えられる。ILED1=VREF/RS1...4第2チャンネルにおいては、VS2=VOUT-VF2が成り立つから、駆動電流は、ILED2=VOUT-VF2/RS2となる。また第3チャンネルにおいては、VS3=VOUT-VF3が成り立つから、駆動電流は、ILED3=VOUT-VF3/RS3となる。任意のチャンネルに拡張すれば、ILEDi=VOUT-VFi/RSiである。VF1>VF2>VF3が成り立つとき、ILED1>ILED2>ILED3となる。各チャンネルのスイッチング回路26_iは、対応するスイッチSW1_iのオン時間TONiを、検出電圧VSi、言い換えれば駆動電流ILEDiに反比例するよう調節する。以上が制御IC100の動作である。この制御IC100によれば、各チャンネルのスイッチSW1_iのオン時間TONi、つまり駆動電流ILEDiが流れる発光時間は、駆動電流ILEDiに反比例することになる。その結果、各チャンネルにおいて、LEDストリング6の電圧降下VFにかかわらず、発光時間と駆動電流ILEDの積、つまり発光素子の輝度の時間平均を一定に保つことができる。また制御IC100によれば、図1の比較技術に比べて消費電力を低減できる。なぜなら、図1の制御IC1100では、電流源CSiの消費電量は、VLEDi×ILEDiで与えられるが、駆動電流ILEDiの大きさと、電流源CSiの両端間の電圧VLEDiには相関がない。したがって、順方向電圧VFiが小さいチャンネルでは、VLEDiが無駄に大きくなり、消費電力が大きくなる。これに対して図2の制御IC100では、検出抵抗RSiの電圧降下VSiは、駆動電流ILEDiに比例するため、無駄な消費電力を低減することができる。なおスイッチング回路26によるスイッチSW1のスイッチングを、バースト調光のスイッチングと混同してはならず、スイッチング回路26によるスイッチングは、いわゆるアナログ調光に対応する機能である。したがって、スイッチング回路26による調光と、バースト調光を併用することも可能である。この場合、スイッチSW1_1~SW1_nをバースト調光用のスイッチとしても利用できる。続いて、制御IC100の具体的な構成を説明する。図4は、図2のスイッチング回路26の具体的な構成例を示す回路図である。複数のスイッチング回路26はそれぞれ同様に構成される。スイッチング回路26は、主としてキャパシタC2および充放電回路30を備える。充放電回路30は、所定の周期TPごとに、対応する検出電圧VSiに比例した充電電流ICHGiによってキャパシタC2の充電を開始する。別の実施の形態においては、検出電圧VSiに比例した電流ICHGiによってキャパシタC2を放電してもよい。スイッチング回路26は、充放電回路30がキャパシタC2の充電または放電を開始してから、キャパシタC2に生ずる電圧変化量ΔVが所定値VTHiに達するまでの間、対応するスイッチSW1_iをオンし、その後、次に充電または放電を開始するタイミングまで対応するスイッチSW1_iをオフする動作を繰り返す。検出電圧VSiに比例した充電電流をICHGi=ki×VSikiは比例定数、キャパシタC2の容量値をCi、電圧変化量ΔVのしきい値をVTHiとすれば、スイッチSW1_iのオン時間TONiは、式5で与えられ、オン時間TONiを、検出電圧VSiに反比例させることができる。TONi=C×VTHi/ICHGi=C×VTHi/ki×VS=C×VTHi/ki×RSi×ILEDi...5つまり、式1の係数αiは、αi=C×VTHi/kiとなる。また駆動電流ILEDiの時間平均値ILED_AVEは、式6で与えられる。ILEDi_AVE=ILEDi×TON/TP...6したがって、所定の周期TP、容量値Ci、比例定数ki、所定の周期TP、あるいはしきい値VTHiをパラメータとして、発光輝度を設定できる。より具体的には、スイッチング回路26は、キャパシタC2、充放電回路30、コンパレータ36、オシレータ38、ロジック部40、しきい値電圧源50を備える。充放電回路30は、オンオフが切りかえ可能に構成され、1オン状態において、対応する検出電圧VSiに比例した充電電流ICHGiを生成し、キャパシタC2を充電し、2オフ状態において、キャパシタC2の電位VC2を初期化する。充放電回路30は、第1V/I変換回路32と初期化スイッチ34を含む。第1V/I変換回路32は、第1抵抗R11、第1トランジスタM11、第1演算増幅器OA1、第1カレントミラー回路CM1を含む。第1抵抗R11の一端は接地される。第1トランジスタM11は第1抵抗R11と直列に設けられる。第1演算増幅器OA1の非反転入力端子には、対応する検出電圧VSiが入力され、その反転入力端子-は第1抵抗R11の他端と接続される。第1演算増幅器OA1の出力端子は第1トランジスタM11の制御端子と接続される。第1カレントミラー回路CM1は、第1トランジスタM11に流れる電流を折り返して充電電流ICHGi=生成し、キャパシタC2に供給する。この構成では、ICHGi=VSi/R11×β1となる。β1は、第1カレントミラー回路CM1のミラー比である。つまり上記係数kiは、ki=β1/R11となる。初期化スイッチ34は、キャパシタC2と並列に設けられる。充放電回路30は、初期化スイッチ34がオフのときオン状態、初期化スイッチ34がオンのときオフ状態である。しきい値電圧源50は、所定のしきい値電圧VTHiを生成する。しきい値電圧源50は、充放電回路30と同様に構成されている。具体的にはしきい値電圧源50は、第2V/I変換回路52と、第3抵抗R13を備える。第2V/I変換回路52は、第2演算増幅器OA2、第2抵抗R12、第2トランジスタM12、第2カレントミラー回路CM2を含み、第1V/I変換回路32と同様に構成される。第2演算増幅器OA2の非反転入力端子には、外部からの調光制御電圧VDIMが入力される。第2V/I変換回路52は、電流IDIM=VDIM/R12×β2を生成する。β2は第2カレントミラー回路CM2のミラー比である。第3抵抗R13の一端は接地され、電流IDIMの経路上に設けられる。第3抵抗R13の電圧降下が、しきい値電圧VTHiとなり、それは制御電圧VDIMに比例する。VTHi=IDIM×R13=VDIM/R12×β2×R13...7なおしきい値電圧源50の構成は特に限定されず、公知の電圧源を利用できる。しきい値電圧VTHiを外部から設定するために、第2抵抗R12を外付け部品としてもよい。コンパレータ36は、キャパシタC2の電圧VC2をしきい値電圧VTHiと比較する。コンパレータ36は、キャパシタC2の電圧VC2、つまりその変化量が所定のしきい値電圧VTHiに達するとアサートここではローレベルされる比較信号S1を生成する。キャパシタC2の容量値がばらつくと、コンパレータ36に入力されるキャパシタ電圧VC2がばらつく。このばらつきをキャンセルするため、第1抵抗R11をトリミング可能とすることが望ましい。また第3抵抗R13の抵抗値がばらつくと、コンパレータ36に入力される電圧VTHiがばらつく。このばらつきをキャンセルするため、第3抵抗R13をトリミング可能とすることが好ましい。オシレータ38は、所定の周期TPごとにアサートされるリセット信号S2を生成する。オシレータ38の発振周波数、つまり周期TPは、外付けの抵抗RTによって調節可能とすることが望ましい。オシレータ38は、全チャンネルで共有される。ロジック部40は、比較信号S1とリセット信号S2を受ける。ロジック部40は、比較信号S1がアサートされるたびにスイッチSW1_iをオフ、充放電回路30をオンし、リセット信号S2がアサートされるたびにスイッチSW1_iをオン、充放電回路30をオフする。上述のスイッチSW2_iも、ロジック部40によって制御することができる。ロジック部40は、比較信号S1がアサートされるとスイッチSW1_iのオフに対応するレベルローレベルとなり、リセット信号S2がアサートされるとスイッチSW1_iのオンに対応するレベルハイレベルとなるパルス信号S3_iを生成するフリップフロップ42を含む。ANDゲート44は、フリップフロップ42の出力S3_iと、リセット信号S2の論理積G1_iをスイッチSW1_iの制御端子に出力する。ANDゲート44は省略してもよい。当業者であれば、図4のロジック部40と同等の機能を有する回路を設計でき、それらも本発明の範囲に含まれる。図5は、図4のスイッチング回路26の動作を示す波形図である。時刻t0にリセット信号S2がアサートされると、パルス信号G1_iがオンレベルとなり、スイッチSW1_iがオンする。その結果、検出抵抗RSiに駆動電流ILEDiに比例した電圧降下VSiが生ずる。充電電流ICHGiは検出電圧VSiに比例するため、キャパシタ電圧VC2は、検出電圧VSiに応じた傾きで増大する。そして、時刻t1にキャパシタ電圧VC2がしきい値電圧VTHiに達すると、比較信号S1がアサートされ、パルス信号G1_iがオフレベルとなり、スイッチSW1_iがオフする。これにより初期化スイッチ34がオンし、キャパシタ電圧VC2がゼロリセットされる。スイッチング回路26はこの動作を繰り返す。図4のスイッチング回路26によれば、検出電圧VSiに反比例するように、オン時間TONiを調節できる。また、調光電圧VDIMあるいは抵抗RTによって、周期TPを設定できる。上述のように各チャンネルの平均的な輝度は、周期TPによって変化する。したがって、電圧VDIM、抵抗RTによって輝度を制御できる。さらに図4のスイッチング回路26では、充放電回路30としきい値電圧源50において、同じ構成を有するV/I変換回路を利用している。したがって、プロセスばらつきによって抵抗値等が変動しても、2つのV/I変換回路によって変動が相殺し合うため、オン時間TONiの変動を抑制できる。以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。スイッチング回路26によるアナログ調光と、バースト調光を併用する場合、調光用パルス信号PWMiのパルス幅は、スイッチング回路26によるスイッチング周期TPよりも長く設定される。そして、各チャンネルにおいて、スイッチング回路26_iが生成するパルス信号G1_iと、そのチャンネルの調光用PWM信号PWMiの論理積に応じて、スイッチSW1_iおよびSW2_iをスイッチングすればよい。実施の形態では、検出抵抗RSの電圧降下を検出電圧VSとして利用したが、スイッチSW1のオン抵抗が十分小さい場合には、検出抵抗RSとスイッチSW1の電圧降下の合計を検出電圧としてもよい。実施の形態では、すべてのチャンネルの抵抗値Rsiおよび反比例係数αiが等しい場合を説明したが、チャンネルごとに異なる値としてもよい。実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。実施の形態では、発光装置3のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明、電光掲示板、電子看板などにも利用できる。また、本実施の形態において、各信号のハイレベル、ローレベルの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。