交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置において、前記電力変換手段は、スイッチング素子およびインダクタを備え、前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記インダクタに蓄積されるエネルギを増減させるものであり、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギの増減周波数を、前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期の逆数に設定する設定手段を備えることを特徴とする電力変換制御装置。前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えるための前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを、前記整流手段の出力電圧が規定電圧を跨ぐタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする請求項1記載の電力変換制御装置。前記整流手段の出力端子および前記電力変換手段の間に、平滑コンデンサを備えることを特徴とする請求項1または2記載の電力変換制御装置。前記操作手段は、前記スイッチング素子のオンオフ操作の1周期に対するオン時間の時比率を操作するものであり、前記時比率の更新周期を前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とすることを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の電力変換制御装置。前記整流手段は、全波整流手段であることを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載の電力変換制御装置。前記整流手段は、車両に搭載されて且つ、車両の外部からの交流の磁気エネルギが入力される非接触給電装置の入力側に接続されていることを特徴とする請求項1~5のいずれか1項に記載の電力変換制御装置。ところで、上記コンデンサは、整流回路の出力電圧が大きいと、出力電流のピーク値が大きくなるため、コンデンサのリップル電流を十分に低減することができるように、コンデンサの静電容量を大きくする必要がある。このため、たとえば車載用途等の場合には、限られたスペースに上記コンデンサを搭載することが困難となるなど問題が生じる。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える新たな電力変換制御装置の提供にある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、交流電力を整流する整流手段の出力端子に接続されて且つ、該出力端子の電圧を変換して出力する電力変換手段について、これを操作する操作手段を備える電力変換制御装置において、前記電力変換手段は、スイッチング素子およびインダクタを備え、前記スイッチング素子のオンオフ操作によって前記インダクタに蓄積されるエネルギを増減させるものであり、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギの増減周波数を、前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期の逆数に設定する設定手段を備えることを特徴とする。上記発明では、設定手段を備えることで、インダクタを流れる電流のリップルを低減することができる。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記操作手段は、前記インダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えるための前記スイッチング素子のスイッチング状態の切り替えタイミングを、前記整流手段の出力電圧が規定電圧を跨ぐタイミングに同期させる同期手段を備えることを特徴とする。請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記整流手段の出力端子および前記電力変換手段の間に、平滑コンデンサを備えることを特徴とする。上記発明では、同期手段を備えることで、平滑コンデンサの充放電電流のリップルを低減することができる。請求項4記載の発明は、請求項1~3のいずれか1項に記載の発明において、前記操作手段は、前記スイッチング素子のオンオフ操作の1周期に対するオン時間の時比率を操作するものであり、前記時比率の更新周期を前記整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とすることを特徴とする。請求項5記載の発明は、請求項1~4のいずれか1項に記載の発明において、前記整流手段は、全波整流手段であることを特徴とする。請求項6記載の発明は、請求項1~5のいずれか1項に記載の発明において、前記整流手段は、車両に搭載されて且つ、車両の外部からの交流の磁気エネルギが入力される非接触給電装置の入力側に接続されていることを特徴とする。非接触給電装置は、その位置ずれによって、電力伝送量が変動しうる。この点、上記発明では、電力変換手段を備えることで、位置ずれによる電力伝送量の減少を抑制することができる。以下、本発明にかかる電力変換制御装置を車載電力変換制御装置に適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示される高電圧バッテリ10は、車載主機等に電力を供給するための2次電池であり、正常時における開放端電圧がたとえば100V以上となるものである。本実施形態では、車両に、車両の外部の電気エネルギを非接触で供給可能とするための装置が搭載されている。すなわち、車両の外部からの交流の磁気エネルギは、2次側コイル20に入力される。2次側コイル20に入力された磁気エネルギは、インダクタ22aおよびコンデンサ22bを備える共振回路22を介して、全波整流回路24に取り込まれる。全波整流回路24の出力電流は、インダクタ26aおよび平滑コンデンサ26bを備えるローパスフィルタLC回路26を介して電力変換手段昇圧チョッパ回路28に入力される。昇圧チョッパ回路28は、電力変換用インダクタ28aと、スイッチング素子28bと、電力変換用インダクタ28aおよびスイッチング素子28bの接続点に接続されたダイオード28dと、ダイオード28dの出力電流が入力されるコンデンサ28eとを備える。なお、本実施形態では、スイッチング素子28bとして、NチャネルMOS電界効果トランジスタを例示しており、これにはボディーダイオード28cが逆並列接続されている。昇圧チョッパ回路28は、スイッチング素子28bのオンオフ操作によって、電力変換用インダクタ28aに蓄積される磁気エネルギ電力変換用インダクタ28aに流れる電流の漸増処理、漸減処理を繰り返すことで、コンデンサ28eの電圧を昇圧チョッパ回路28の入力電圧よりも上昇させるものである。ここで、漸増処理は、スイッチング素子28bのオン操作によって、LC回路26側から電力変換用インダクタ28aおよびスイッチング素子28bを備える経路に電流が流れることで行われる。すなわち、この際、インダクタ30aの鎖交磁束が、LC回路26の出力電圧に比例して漸増する。これに対し、漸減処理は、スイッチング素子28bのオフ操作によって、LC回路26側から電力変換用インダクタ28aおよびダイオード28dを介してコンデンサ28e側に電流が流れることで行われる。すなわち、この際、インダクタ30aの鎖交磁束が、LC回路26の出力電圧とコンデンサ28e側の電圧との差に比例して漸減する。上記昇圧チョッパ回路28の出力電流は、インダクタ30aおよびコンデンサ30bからなるローパスフィルタLC回路30を介して高電圧バッテリ10に入力される。一方、車両の外部の商用電源50の電力は、コンバータ52を介して所定に変換された後、フルブリッジ回路54によって所定の周波数を有する交流電力とされる。そして、フルブリッジ回路54の出力は、インダクタ55aおよびコンデンサ55bを備えるバンドバスフィルタ55によって、上記共振回路22の共振周波数成分が選択的に透過される一方、それ以外の成分は減衰される。バンドバスフィルタ55の出力は、共振回路22と同一の共振周波数を有する共振回路56に入力される。共振回路56は、インダクタ56aおよびコンデンサ56bを備えるものである。そして、共振回路56の出力がコイル58に印加される。これにより、1次側コイル58に誘起される磁束が2次側コイル20を鎖交し、鎖交磁束が変化することで、2次側コイル20に電圧が誘起される。そして、2次側コイル20に誘起される交流電圧のうちの共振回路22の共振周波数成分が全波整流回路24に印加されることとなる。制御装置60は、全波整流回路24の出力電圧Vを検出する電圧センサ62の検出値や、LC回路30の出力電流Iを検出する電流センサ64の検出値を取り込み、これに基づき、スイッチング素子28bを操作することで、高電圧バッテリ10の充電電流を制御する。図2に、本実施形態にかかる充電電流の制御に関する処理手順を示す。この処理は、制御装置60によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、まずステップS10において、電流センサ64によって検出されるLC回路30の出力電流Iを取得する。続くステップS12においては、出力電流Iを指令電流Irefにフィードバック制御するための操作量Mを算出する。本実施形態では、出力電流Iと指令電流Irefとの差ΔIを入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和を操作量Mとする。なお、指令電流Irefは、高電圧バッテリ10の許容最大充電電流以下に設定される。続くステップS14においては、操作量Mがガード値Mthよりも大きいか否かを判断する。ガード値Mthは、たとえば、昇圧チョッパ回路28の出力電圧の許容最大値や、昇圧チョッパ回路28の電力変換効率の許容下限値に基づき設定すればよい。ステップS14においてガード値Mthよりも大きいと判断されると、ステップS16において、操作量Mをガード値Mthとする。上記ステップS16の処理が完了する場合や、ステップS14において否定判断される場合、ステップS20において、操作量Mを、スイッチング素子28bのオンオフの一周期Tに対するオン時間の時比率Dに変換する。これは、周期TのキャリアScと操作量Mとの大小比較に基づき、スイッチング素子28bのオン操作時間DTを設定する処理となる。本実施形態では、キャリアScの周期Tを、全波整流回路24の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期とする。続くステップS22においては、全波整流回路24の出力電圧Vが閾値電圧Vth以下となるまで待機する。この処理は、全波整流回路24の出力電圧Vのゼロクロスタイミングを特定するためのものである。これは、閾値電圧Vthを、ゼロよりも僅かに大きい値に設定することで行なうことができる。そして、ゼロクロスタイミングとなることでステップS22:YES、ステップS24において、スイッチング素子28bをオン操作する。これは、スイッチング素子28bのオン操作を、ゼロクロスタイミングに同期させるための設定である。この設定は、スイッチング素子28bのオンオフ操作に伴って電力変換用インダクタ28aに蓄積されるエネルギが増加、減少を繰り返す期間のうち、蓄積されるエネルギを減少から増加へと切り替えるタイミングを、全波整流回路24の出力電圧のゼロクロスタイミングに同期させることで、平滑コンデンサ26bのリップル電流や電力変換用インダクタ28aのリップル電流の低減を狙ったものである。すなわち、全波整流回路24の出力電圧のゼロクロスタイミングの後には、全波整流回路24の出力電圧が増加する。このため、このタイミングでスイッチング素子28bがオフとなっていると、平滑コンデンサ26bには、全波整流回路24の出力電圧と平滑コンデンサ26bの充電電圧との差に応じて電流が流れ、この電流は漸増する。これが平滑コンデンサ26bのリップル電流となる。しかも、この場合、平滑コンデンサ26bの充電電圧の変動も大きくなるため、スイッチング素子28bをオン操作した際の電力変換用インダクタ28aを流れる電流の変化も大きくなる。これに対し、全波整流回路24の出力電圧がゼロクロスタイミングを経て増加に転じるのに同期してスイッチング素子28bをオン操作する場合、全波整流回路24から出力される電流の多くは平滑コンデンサ26bに充電されることなく、電力変換用インダクタ28aに流入する。このため、平滑コンデンサ26bの充電電流のリップルは小さくなる。これにより、平滑コンデンサ26bの充電電圧の変動が小さくなるため、電力変換用インダクタ28aを流れる電流の変動も小さくなる。ステップS24においてスイッチング素子28bをオン操作すると、オン操作時間の計時動作を開始する。そして、オン操作時間がDTとなることでステップS26:YES、スイッチング素子28bをオフ操作するステップS28。なお、ステップS28の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。図3~図5に、本実施形態の効果を示す。図3aは、本実施形態にかかる平滑コンデンサ26bのリップル電流と、電力変換用インダクタ28aのリップル電流との推移を示す。これに対し、図3bは、スイッチング素子28bのオンオフ操作の一周期を、本実施形態の周期Tの2倍スイッチング周波数fswを1/2とした場合を示す。図示されるように、平滑コンデンサ26bのリップル電流と電力変換用インダクタ28aのリップル電流との双方とも、本実施形態では十分に低減できている。そして、この際、図4に示すように、全波整流回路24の出力電流や、共振回路22の出力電圧Vrに特に変化はない。図5は、スイッチング素子28bのオン操作操作信号msの立ち上がりに伴うソースおよびドレイン間の電圧Vsdと、ドレイン電流Idとの関係を示す。<その他の実施形態>なお、上記実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。同期手段について上記実施形態のように、全波整流回路24の出力電圧が漸減して閾値電圧Vth以下となるタイミングを、スイッチング素子28bのオン状態への切替タイミングとするものに限らない。たとえば、全波整流回路24の出力電圧がゼロから上昇して閾値電圧Vth以上となるタイミングを、スイッチング素子28bのオン状態への切替タイミングとするものであってもよい。また、こうしたタイミングの検出処理を、全波整流回路24の出力電圧の検出値を入力として行なうものに限らず、たとえば共振回路22の出力電圧の検出値を入力として行なうものであってもよい。磁気エネルギの減少から増加への切り替えタイミングについて図6に、スイッチング素子28bのオン状態への切替位相スイッチング位相と、平滑コンデンサ26bのリップル電流図中、ひし形、全波整流回路24のリップル電流図中、三角、および電力変換用インダクタ28aのリップル電流図中、四角との関係を示す。ここでは、スイッチング周波数を上記実施形態の1/2とした場合についての平滑コンデンサ26bのリップル電流Ic0、全波整流回路24のリップル電流Ir0、および電力変換用インダクタ28aのリップル電流Ii0を併せ示している。図示されるように、平滑コンデンサ26bのリップル電流や電力変換用インダクタ28aのリップル電流の低減効果を得る上でのスイッチング位相の設定可能領域は、比較的広い。この図からは、全波整流回路24の出力電圧のゼロクロスタイミング0°に対して-40~180°の範囲程度とすることが望ましいと考えられ、-40~60°の範囲がより望ましいと考えられる。もっとも、この範囲については、昇圧チョッパ回路28の入力電圧に応じて変動しうるとも考えられる。なぜなら、入力電圧に応じて全波整流回路24の出力電流がゼロを上回るタイミングが変動すると考えられるからである。平滑コンデンサ26bについてローパスフィルタLC回路26を構成するものに限らない。すなわち、インダクタ26aを削除してもよい。もっとも、平滑コンデンサ26bを備えない場合であっても、電力変換用インダクタ28aのリップルを低減する上では、スイッチング素子28bのオン操作タイミングを全波整流回路24の出力電圧Vのゼロクロスタイミングに同期させることは有効であるとも考えられる。電力変換手段について図1に示した昇圧チョッパ回路28に限らない。要は、インダクタおよびスイッチング素子を備え、スイッチング素子のオンオフ操作によって、インダクタの磁気エネルギの漸増処理および漸減処理がなされるものであればよい。電力変換手段の用途について非接触給電装置としては、車両に搭載されるものに限らない。非接触給電装置に限らない。たとえば、プラグイン車両等において、外部の商用電源からの交流電力を配線を介して整流手段に入力するものであってもよい。操作手段について電流フィードバック制御器としては、比例要素および積分要素の各出力同士の和を操作量として算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の出力同士の和を操作量として算出するものであってもよい。また、電流フィードバック制御をするものに限らない。たとえば、高電圧バッテリ10の充電率が比較的高い場合等において、高電圧バッテリ10の充電電流を最大充電電流とすることで端子電圧が上限電圧を超える状況にあっては、高電圧バッテリ10の電圧を上限電圧あるいはそれよりも僅かに低い電圧に制御する定電圧制御を行なうべく、電圧フィードバック制御を行ってもよい。もっとも、フィードバック制御に限らず、開ループ制御を行なうものであってもよい。なお、時比率Dの更新周期は、整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミング間の周期に限らず、そのN>1倍であってもよい。この場合、ゼロクロスタイミングがN回訪れる間、時比率D自体は変わらないものの、ゼロクロスタイミングに同期してスイッチング素子28bをオン操作することで、リップルを低減することはできる。整流手段について全波整流回路に限らず、半波整流回路であってもよい。この場合であっても、整流手段の出力電圧のゼロクロスタイミングゼロとなる期間に同期してインダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替えることが有効である。もっとも、この場合、ゼロクロス期間が長いため、ゼロとなる期間の終了時、すなわち出力電流がゼロから上昇するタイミングに同期させることが望ましい。もっとも、ゼロとなる期間の初期にインダクタに蓄積されるエネルギを減少から増加に切り替える場合であっても、インダクタの蓄積エネルギの漸増期間に整流手段の出力電圧がゼロから上昇を開始するなら、平滑コンデンサ26bのリップルの低減効果を奏しうる。