"基準キャリア周波数をmmは2以上の整数倍したキャリア周波数をもつ高周波キャリア信号を用いてPWMパルス信号を生成するとともに、前記高周波キャリア信号の1周期間隔でPWMデューティを更新するインバータ制御装置であって、前記基準キャリア周波数の1周期間隔で第1処理を実行するとともに、前記高周波キャリア信号の1周期間隔で第2処理を実行し、前記第1処理は、モータ電流の計測値を3相/2相変換して2相電流値を算出するステップと、前記2相電流値に基づいて2相電圧指令値および電気角を算出するステップとを有し、前記第2処理は、前記第1処理で算出された前記電気角に、前記第1処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、算出した該電気角を用いて前記第1処理で求められた前記2相電圧指令値を2相/3相変換して、3相電圧指令値を算出するステップと、前記3相電圧指令値からPWMパルス信号のデューティを算出するステップとを有するインバータ制御装置。前記第2処理は、前記第1処理よりも優先度が高く設定されている請求項1に記載のインバータ制御装置。基準キャリア周波数をkkは1以上であり、かつ、0.5の倍数倍したキャリア周波数をもつキャリア信号を用いてPWMパルス信号を生成するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔でPWMデューティを更新するインバータ制御装置であって、前記基準キャリア周波数の1周期間隔で第1処理を実行するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔で第2処理を実行し、前記第1処理は、モータ電流の計測値を3相/2相変換して2相電流値を算出するステップと、前記2相電流値に基づいて2相電圧指令値および電気角を算出するステップとを有し、前記第2処理は、前記第1処理で算出された前記電気角に、前記第1処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、算出した該電気角を用いて前記第1処理で求められた前記2相電圧指令値を2相/3相変換して、3相電圧指令値を算出するステップと、前記3相電圧指令値からPWMパルス信号のデューティを算出するステップとを有するインバータ制御装置。前記第2処理は、前記第1処理よりも優先度が高く設定されている請求項3に記載のインバータ制御装置。モータ電流はインバータ制御装置により制御されるが、モータ電流の周波数がインバータ制御装置の能力を超えてしまうと、インバータ制御装置の制御が追従できなくなり、例えば、電流波形1周期に対するPWM波形のデューティ設定の計算回数が減少する、正側と負側とで制御回数が変わってしまうなどの種々の問題が生じることとなる。そして、このような場合には、電流波形に許容範囲を超える歪みが生じたり、モータ電流に振動が生じたりする可能性が懸念される。本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、モータの高速化および多極化に対する厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることのできるインバータ制御装置を提供することを目的とする。上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。本発明は、基準キャリア周波数をmmは2以上の整数倍したキャリア周波数をもつ高周波キャリア信号を用いてPWMパルス信号を生成するとともに、前記高周波キャリア信号の1周期間隔でPWMデューティを更新するインバータ制御装置であって、前記基準キャリア周波数の1周期間隔で第1処理を実行するとともに、前記高周波キャリア信号の1周期間隔で第2処理を実行し、前記第1処理は、モータ電流の計測値を3相/2相変換して2相電流値を算出するステップと、前記2相電流値に基づいて2相電圧指令値および電気角を算出するステップとを有し、前記第2処理は、前記第1処理で算出された前記電気角に、前記第1処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、算出した該電気角を用いて前記第1処理で求められた前記2相電圧指令値を2相/3相変換して、3相電圧指令値を算出するステップと、前記3相電圧指令値からPWMパルス信号のデューティを算出するステップとを有するインバータ制御装置を提供する。上記インバータ制御装置によれば、基準キャリア信号の周波数をmmは2以上の整数倍した高周波キャリア信号を生成し、この高周波キャリア信号の1周期間隔でPWMデューティを更新するので、インバータを細やかに制御することが可能となる。更に、PWMデューティを得るための処理を、第1処理と第2処理とに分割し、第1処理によって得られた演算結果2相電圧指令及び電気角を第2処理においてうまく用いてPWMデューティを得ることとしたので、PWMデューティの算出処理に費やされる処理時間を短縮することができる。これにより、基準キャリア信号の周波数をm倍することにより、高周波キャリア信号の1周期の長さが短くなっても、その1周期の時間内でPWMデューティを算出することが可能となる。なお、高周波キャリア信号の高周波とは、基準キャリア信号に対して周波数が高いという意味である。上記インバータ制御装置において、前記第2処理は、前記第1処理よりも優先度が高く設定されていることが好ましい。このように、第2処理の優先度を第1処理よりも高く設定しておくことで、高いキャリア周波数が設定されることにより、第1処理の実行中に第2処理の実行タイミングが訪れるような場合であっても、第2処理を第1処理の割り込み処理として対処することが可能となる。これにより、第2処理の実行に要する時間を基準として、キャリア周波数を設定することが可能となり、インバータ制御の更なる高速化を図ることが可能となる。本発明は、基準キャリア周波数をkkは1以上であり、かつ、0.5の倍数倍したキャリア周波数をもつキャリア信号を用いてPWMパルス信号を生成するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔でPWMデューティを更新するインバータ制御装置であって、前記基準キャリア周波数の1周期間隔で第1処理を実行するとともに、前記キャリア信号の半周期間隔で第2処理を実行し、前記第1処理は、モータ電流の計測値を3相/2相変換して2相電流値を算出するステップと、前記2相電流値に基づいて2相電圧指令値および電気角を算出するステップとを有し、前記第2処理は、前記第1処理で算出された前記電気角に、前記第1処理からの時間に基づいて求められる角度シフト量を加算することで本処理の電気角を算出するステップと、算出した該電気角を用いて前記第1処理で求められた前記2相電圧指令値を2相/3相変換して、3相電圧指令値を算出するステップと、前記3相電圧指令値からPWMパルス信号のデューティを算出するステップとを有するインバータ制御装置を提供する。上記インバータ制御装置によれば、キャリア周波数の1周期間隔で第1処理を実行するとともに、キャリア周波数の半周期間隔で第2処理を実行し、PWMデューティを更新するので、基準キャリア信号を用いた場合であっても従来よりも細やかにインバータを制御することが可能となる。また、キャリア信号の周波数を基準キャリア周波数よりも上昇させることで、PWMデューティの更新をより一層高速化させることができ、モータの高速化および多極化についての厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることが可能となる。上記インバータ制御装置において、前記第2処理は、前記第1処理よりも優先度が高く設定されていることが好ましい。このように、第2処理の優先度を第1処理よりも高く設定しておくことで、高いキャリア周波数が設定されることにより、第1処理の実行中に第2処理の実行タイミングが訪れるような場合であっても、第2処理を第1処理の割り込み処理として対処することが可能となる。これにより、第2処理の実行に要する時間を基準として、キャリア周波数を設定することが可能となり、インバータ制御の更なる高速化を図ることが可能となる。本発明によれば、インバータ制御の高速化を図ることができ、モータの高速化および多極化に対する厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることができるという効果を奏する。第1実施形態以下に、本発明の第1実施形態に係るインバータ制御装置について、図面を参照して説明する。図1は、本実施形態に係るインバータ制御装置が適用されたモータ駆動装置の概略構成を示した図である。図1に示されるように、モータ駆動装置1は、コンバータ2と、インバータ3と、インバータ3を制御するインバータ制御装置4とを備えている。また、図1において、符号5は、モータ駆動装置1により駆動されるモータである。コンバータ2は、AC電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換し、直流電圧をインバータ3に供給する。インバータ3は、例えば、6つのスイッチング素子からなる3相ブリッジ回路を備えており、直流入力電圧からU相、V相、W相からなる3相の駆動電圧を生成し、生成した3相の駆動電圧をモータ5に供給する。インバータ3が備えるスイッチング素子のオンオフが、インバータ制御装置4によって制御されることにより、モータ5の速度やトルクが制御される。インバータ3からモータ5に流れる3相の電流は電流検出回路6によって検出されインバータ制御装置4に出力される。なお、図1では、インバータ3から出力される3相の電力線にそれぞれ電流センサを設置し、各U相、V相、W相の電流を検出する場合を例示しているが、例えば、U相、V相、W相のうち、いずれか2つの電流値を検出し、検出した2相の電流から残りの1相の電流を演算で求めることとしてもよい。このようにすることで、センサを一つ省略することができる。また、図1に示したセンサ位置に代えて、例えば、インバータ3の入力側における負極電力線またはインバータ3内のブリッジ回路の下方アーム部にシャント抵抗を設け、その両端電圧と抵抗値とにより各相の電流を検出することとしてもよい。このように、本発明において、電流検出の手段については特に限定されない。インバータ3の直流入力電圧は、電圧検出回路7によって検出されインバータ制御装置4に出力される。インバータ制御装置4は、例えば、MPUMicroProcessingUnitであり、内蔵メモリに記録されている制御用コンピュータプログラムを読み出して実行することにより、モータ負荷に応じて決定されるモータ回転数指令やトルク指令に応じたインバータ3の制御信号、より具体的には、インバータ3を構成する各スイッチング素子のゲートに与えられるPWMパルス信号を生成し、これをインバータ3に与える。図1では、インバータ制御装置4が備える機能を機能展開して示している。図1に示すように、インバータ制御装置4は、電流検出回路6によって検出された3相電流をA/D変換するA/D変換部11、A/D変換部11から出力される3相電流を2相電流に変換する3相/2相変換部12、3相/2相変換部12により変換された2相電流に基づいて2相電圧指令値および電気角を演算するベクトル制御部13と、ベクトル制御部13によって算出された電気角を用いてベクトル制御部13によって算出された2相電圧指令値を2相/3相変換して、3相電圧指令値を得る2相/3相変換部14と、2相/3相変換部から出力された3相電圧指令値からPWMパルス信号のデューティを算出し、PWMパルス信号を生成するPWMパルス信号生成部15と、電圧検出回路7によって検出されたインバータ3の直流入力電圧をA/D変換し、PWMパルス信号生成部15に出力するA/D変換部16とを備えている。上記ベクトル制御部13は、ここでは、センサレスベクトル制御を採用している。例えば、ベクトル制御部31は、速度位置推定部22、トルク指令演算部23、指令変換部24、電圧指令演算部25を備えている。図2は、インバータ制御装置4において実行される各処理のタイミングを示した図である。図2に示すように、本実施形態では、基準キャリア信号例えば、従来用いられていたキャリア信号の周波数例えば、nHzをm倍mは2以上の整数した高周波キャリア信号がPWMパルス信号の生成に用いられる。図2では、m=2の場合を例示している。また、図2に示されるように、第1処理は、基準キャリア信号の周波数nHzの1周期間隔で実行され、第2処理は、高周波キャリア信号の周波数2nHzの1周期間隔で実行される。図3は、第1処理の処理手順を示したフローチャート、図4は第2処理の処理手順を示したフローチャートである。第1処理は、上述した図1に示されるインバータ制御装置4の機能ブロック図において、2相/3相変換部12およびベクトル制御部13により実行される処理に相当し、第2処理は、3相/2相変換部14、デューティ設定部15により実行される処理に相当する。以下、各処理について説明する。第1処理では、電流検出部6によって検出された3相交流電流がA/D変換部11によりA/D変換され図3のステップSA1、A/D変換された3相交流電流が3相/2相変換部12に入力され、q軸電流iq及びd軸電流idが求められる図3のステップSA2。続いて、ベクトル制御部13により、q軸電流iq及びd軸電流idに基づいて2相電圧指令値q軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vdおよび電気角θが求められる図3のステップSA3。例えば、2相電圧指令値および電気角θは以下のような処理により求められる。まず、図1の速度位置推定部22により3相/2相変換部21で算出されたq軸電流iq及びd軸電流idと、1つ前の処理において求められたq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vdとから、現在のロータの推定位置θes及びロータの推定速度ωesが算出される。ここで、推定位置θes及び推定速度ωesは、例えば、モータ5のモータモデルを用いて算出される。続いて、トルク指令演算部23により、回転数指令ωとロータの推定速度回転数ωesとの偏差がゼロとなるようなトルク指令t_cmdが生成され、指令変換部24により、トルク指令t_cmdからq軸電流指令iqとd軸電流指令idとが生成される。続いて、電圧指令演算部25により、q軸電流指令iqとq軸電流iqとの偏差、及びd軸電流指令idとd軸電流idとの偏差がゼロに近づくようなq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vdが求められる。このようにして、q軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vdからなる2相電圧指令および電気角θが求められると、これらの情報を2相/3相変換部14に出力し図3のステップSA4、第1処理を終了する。第2処理では、まず、3相/2相変換部14により電気角の調整処理が行われる。すなわち、第1処理は基準キャリア信号の1周期間隔で実行されるのに対し、第2処理は高周波キャリア信号の1周期間隔で実行されるうえに、第1処理が実行されてから第2処理が実行されるまでに時間差があることから、第1処理で求められた電気角θをそのまま使用できない。そこで、前回の処理、すなわち、第1処理で電気角θが算出されてからの時間に基づいて角度シフト量Δθを推定し、図5に示すように、この角度シフト量Δθを、第1処理で求められた電気角θに加算することで、本処理の電気角θ ́を算出する図4のステップSB1。次に、本処理の電気角θ ́を用いて、第1処理で求められたq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vdを2相/3相変換して、3相電圧指令値vu,vv,vwを算出する図4のステップSB2。算出された3相電圧指令値vu,vv,vwは、PWMパルス信号生成部15に出力される。PWMパルス信号生成部15は、与えられた3相電圧指令値vu,vv,vwからPWMパルス信号のデューティduty_u,duty_v,duty_wを算出し図4のステップSB3、これらデューティを次のPWMパルス信号のデューティとして設定して図4のステップSB4、第2処理を終了する。次に、上記第1処理および第2処理の処理タイミングについて図2を参照して具体的に説明する。図2に示した例では、第2処理は高周波キャリア信号の谷の位置で開始され、この処理において算出されたPWMデューティが当該高周波キャリア信号の山の位置で設定される場合を示している。まず、図2の時刻t1において第1処理が開始され、時刻t2において算出結果としてq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θが得られる。続いて、この演算結果を反映した第2処理が、次の高周波キャリア信号の谷の位置である時刻t3において開始され、この処理において求められたPWMデューティが当該高周波キャリア信号の山の位置である時刻t4で設定される。そして、次の高周波キャリア信号の谷の位置である時刻t5において、2回目の第2処理が開始される。この第2処理においても、直前の第1処理、すなわち、時刻t2において算出されたq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θが用いられる。この第2処理において算出されたPWMデューティは、当該高周波キャリア信号の山の位置である時刻t7において設定される。また、2回目の第2処理が終了した時点である時刻t6において、第1処理が再度実行され、新たなq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θが時刻t8において得られる。そして、このq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θが反映された第2処理が、時刻t9、t10において実行される。これにより、PWMデューティが高周波キャリア信号の山の部分で毎回更新されることにより、図2に示すような細やかなPWMパルス信号が生成され、インバータ3図1参照に出力されることとなる。このように、図2に示した例では、高周波キャリア信号の周波数を、基準キャリア信号の周波数を2倍に設定した場合、すなわち、m=2の場合を示しているので、基準キャリア周波数の1周期の間に第1処理が1回実行されるのに対して、第2処理は2回実行されることとなる。換言すると、第1処理の算出結果を用いた第2処理が2回行われることとなる。以上、説明してきたように本実施形態に係るインバータ制御装置4によれば、基準キャリア信号の周波数をmmは2以上の整数倍した高周波キャリア信号を生成し、この高周波キャリア信号の1周期間隔でPWMデューティを更新するので、インバータ4を細やかに制御することが可能となる。更に、PWMデューティを得るための処理を、第1処理と第2処理とに分割し、第1処理によって得られた演算結果q軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θを第2処理においてうまく用いてPWMデューティを得ることとしたので、PWMデューティの算出処理に費やされる処理時間を短縮することができる。これにより、基準キャリア信号の周波数をm倍することにより、高周波キャリア信号の1周期の時間間隔が短くなっても、その1周期の時間内でPWMデューティを算出することが可能となる。図6は、従来のインバータ制御装置において行われる処理タイミングと、本実施形態に係るインバータ制御装置4において行われる処理タイミングとを比較して示した図である。図6の上段が従来の処理タイミング、下段が本実施形態に係る処理タイミングである。従来の例では、本実施形態に係る第1処理および第2処理を一連の処理として実行していたことから、1回の処理に要する時間が長いことがわかる。このことから、例えば、キャリア周波数を上げてしまうと、PWMデューティを設定するタイミングであるキャリア信号の山の部分までに処理が終了せず、PWMデューティを算出することができないため、PWMデューティの更新が追いつかないことがわかる。これに対し、本実施形態によれば、従来は1連の処理として実施されていた処理を第1処理と第2処理とに分割し、第1処理において求められた演算結果を、第2処理で2回以上利用することにより、演算処理の時間短縮を図っている。このように、本実施形態に係るインバータ制御装置4によれば、演算処理の時間短縮を図ることができるという格別の効果を有することから、図6に示すように、キャリア周波数を上昇させたとしても、そのキャリア周波数に合わせてPWMデューティを更新することが可能となる。これにより、モータ速度や多極化が要求されたとしても、その要求に即したインバータの制御を実現することができる。なお、本実施形態では、高周波キャリア信号の周波数を基準キャリア信号の周波数の2倍m=2にした場合について説明したが、周波数の倍数については第2処理に要する時間の範囲で増加させることができる。図7には、高周波キャリア信号の周波数を基準キャリア信号の周波数の4倍m=4にした場合について示している。周波数を4倍にした場合、第2処理の周期内に第1処理が終了しないという事象が生じる。この場合には、第2処理の優先度を第1処理の優先度よりも高く設定しておけばよい。これにより、例えば、第1処理の実行中に、第2処理の実行タイミングが訪れた場合には、第1処理を一端停止し、割り込み処理として第2処理を行う。そして、第2処理が終了した後に、第1処理の停止した位置から処理を再開すればよい。これにより、高周波キャリア信号の1周期間隔で第2処理を実行することができるとともに、基準キャリア信号の1周期間隔で第1処理を実行することができる。また、本実施形態においては、センサレスベクトル制御を用いて3相電圧指令を求める場合について述べたが、2相電圧指令を算出する制御手法についてはこれに限定されない。例えば、センサレスではない通常のベクトル制御やV/f制御など公知の制御手法を適用することが可能である。第2実施形態次に、本発明の第2実施形態について図面を参照して説明する。本発明の第2実施形態に係るインバータ装置は、上述した第1実施形態に係るインバータ制御装置と構成を同じくするが、キャリア信号の周波数が基準キャリア周波数のk倍kは1以上、かつ、0.5倍である点、および、第2処理の実行タイミングがキャリア信号の半周期間隔である点が異なる。以下、本実施形態に係るインバータ制御装置について、上述した第1実施形態と共通の点については説明を省略し、異なる点について主に説明する。図8は、本実施形態に係る処理の実行タイミングを示した図である。図8に示すように、本実施形態においては、キャリア信号として基準キャリア信号を用いk=1の場合、キャリア信号の谷の位置および山の位置で第2処理を実施し、キャリア信号の山の位置および谷の位置でPWMデューティを更新している。すなわち、本実施形態においては、キャリア信号の1周期間隔で第1処理を行うとともに、その半周期間隔で第2処理を行う。以下、具体的に説明する。図8の時刻t1において第1処理が開始され、時刻t2において算出結果としてq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θが得られる。そして、この演算結果を反映した第2処理が、当該キャリア信号の山の位置である時刻t3において開始され、この処理において求められたPWMデューティが次に訪れるキャリア信号の谷の位置である時刻t4で設定されるとともに、この時刻t4において2回目の第2処理が実行される。この2回目の第2処理においても、直前の第1処理において得られた算出結果、すなわち、時刻t2において得られた算出結果が用いられる。2回目の第2処理において得られたPWMデューティは、次に訪れるキャリア信号の山の位置、すなわち、時刻t7において設定される。また、2回目の第2処理が時刻t5において終了すると、この時点で第1処理が再度実行され、新たなq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θが時刻t6において得られる。そして、このq軸電圧指令vq及びd軸電圧指令vd並びに電気角θを用いた第2処理が、基準キャリア信号の山の位置である時刻t7において開始される。このように、キャリア信号の山の位置および谷の位置において第2処理を実行するので、キャリア信号の半周期に一度PWMデューティを更新することが可能となる。なお、本実施形態では、キャリア信号の半周期に一度、PWMデューティを更新するために、図8に示すように、PWMパルス信号のパルス幅はキャリア信号の谷の位置を境として非対称になり得るが、制御上問題はない。以上説明したように、本実施形態に係るインバータ制御装置によれば、キャリア周波数の1周期間隔で第1処理を実行するとともに、キャリア周波数の半周期間隔で第2処理を実行し、半周期間隔でPWMデューティを更新するので、基準キャリア信号を用いた場合であっても従来よりも細やかにインバータを制御することが可能となる。なお、本実施形態の他の例として、図9に、k=1.5の場合、すなわち、キャリア信号の周波数を基準キャリア周波数の1.5倍に設定した場合の処理タイミングについて示す。この場合、基準キャリア周波数の1周期の間に、第1処理が1回実行されるのに対して、第2処理は3回実行されることとなる。換言すると、第1処理の算出結果が、3回分の第2処理において用いられることとなる。このように、キャリア周波数を基準キャリア周波数よりも上昇させることで、PWMデューティの更新をより一層高速化させることができ、モータの高速化および多極化についての厳しい要求に対してもインバータ制御を追従させることが可能となる。"