"三相交流電源から絶縁された直流を作り、蓄電池を充電する電力変換装置において、交流電源を整流して直流に変換する交流-直流変換回路と、前記直流を、相電圧の半周期に基本波周波数の3NNは1以上の整数倍の数のパルスを含み、基本波周波数が前記交流電源の周波数より高い高周波三相交流電圧に変換する直流-交流変換回路と、一次巻線が前記直流-交流変換回路の出力に接続される三相高周波変圧器と、前記三相高周波変圧器の二次巻線電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続されるフィルタ回路と、を有し、前記フィルタ回路の出力を蓄電池に接続することを特徴とする電力変換装置。前記三相高周波変圧器と直列にリアクトルを接続することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記基本波周波数の3NNは1以上の整数倍の数のパルスは、制御信号としての直流量とパルス幅変調のための搬送波から形成することを特徴とする請求項1又は2に記載の電力変換装置。前記フィルタ回路の出力と前記蓄電池との間にダイオードを接続することを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の電力変換装置。上述のように、交流入力と直流出力を絶縁するために、商用周波数の絶縁変圧器を用いると、装置が大型で、質量が大きくなる問題がある。この解決のために、特許文献の特開平10-70838号公報に示されるような単相高周波変圧器を用いる方式もあるが、単相高周波変圧器は、コアとして大型のものが製造しにくく、大容量の充電装置を低価格で実現しにくいという課題がある。従って、本願の課題は、入出力が絶縁された大容量の充電装置を小型、低価格で提供することである。上述の課題を解決するために、第1の発明においては、三相交流電源から絶縁された直流を作り、蓄電池を充電する電力変換装置において、交流電源を整流して直流に変換する交流-直流変換回路と、前記直流を、相電圧の半周期に基本波周波数の3NNは1以上の整数倍の数のパルスを含み、基本波周波数が前記交流電源の周波数より高い高周波三相交流電圧に変換する直流-交流変換回路と、一次巻線が前記直流-交流変換回路の出力に接続される三相高周波変圧器と、前記三相高周波変圧器の二次巻線電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続されるフィルタ回路と、を有し、前記フィルタ回路の出力を蓄電池に接続する。第2の発明においては、第1の発明における前記三相高周波変圧器と直列にリアクトルを接続する。第3の発明においては、前記第1又は第2の発明における前記基本波周波数の3NNは1以上の整数倍の数のパルスは、制御信号としての直流量とパルス幅変調のための搬送波から形成する。第4の発明においては、前記第1~第3の発明における前記フィルタ回路の出力と前記蓄電池との間にダイオードを接続する。本発明では、交流入力と直流出力を絶縁するための絶縁変圧器として、交流電源の周波数より高い高周波三相変圧器を使用し、この変圧器を相電圧の半周期に基本波周波数の3NNは1以上の整数倍の数のパルスを含んだ三相出力の直流-交流変換回路高周波インバータで駆動している。この結果、大容量の充電装置を小型、低価格で供給可能となる。本発明の要点は、三相交流電源から絶縁された直流を作り、蓄電池を充電する電力変換装置において、交流電源を整流して直流に変換する交流-直流変換回路と、前記直流を、相電圧の半周期に基本波周波数の3NNは1以上の整数倍の数のパルスを含み、基本波周波数が前記交流電源の周波数より高い高周波三相交流電圧に変換する直流-交流変換回路と、前記直流-交流変換回路の出力に接続される三相高周波変圧器と、前記三相高周波変圧器の二次巻線電圧を整流する整流回路と、前記整流回路の直流出力に接続されるフィルタ回路と、を有し、前記フィルタ回路の出力を蓄電池に接続する点である。図1に、本発明の第1の実施例を示す。交流電源1は交流-直流変換回路4の交流入力に、交流-直流変換回路4の出力は直流-交流変換回路12の直流入力に、直流-交流変換回路12の出力は三相高周波変圧器13の一次巻線に、三相高周波変圧器13の二次巻線は整流回路6の交流入力に、整流回路6の直流出力はフィルタ回路14の入力に、フィルタ回路14の出力は蓄電池5に、各々接続された構成である。このような構成において、交流-直流変換回路4としては、図8~図10に示した従来の回路構成のいずれでも適用可能である。直流-交流変換回路12の詳細回路を図2に、その動作波形例を図3に、各々示す。図2に示す直流-交流変換回路は、ダイオードを逆並列接続したIGBTT1~T6で構成されるフルブリッジインバータ回路で、直流入力にはコンデンサ8が、交流出力R,S,Tには高周波変圧器の一次巻線が、各々接続される。IGBTT1とT2の直列接続点が交流出力R、IGBTT3とT4の直列接続点が交流出力S、IGBTT5とT6の直列接続点が交流出力Tである。図3は、直流入力電圧コンデンサ8の電圧をEdとした時の動作波形図である。R相IGBTT1の動作、S相IGBTT3の動作、R-S間の線間電圧を示す。各IGBTのオンオフ信号は、パルス幅を決めるための制御信号と搬送波を比較して得られる。ここで、交流出力の基本波の半周期毎に比較条件を変更することにより、交流出力として正負対象の交流電圧が得られる。R相IGBTのオンオフ波形とS相IGBTのオンオフ波形は120度位相をずらして得られる。T相IGBTのオンオフ波形はS相IGBTの波形を120度ずらして得られるが、ここでは省略している。このような構成における動作を、以下に説明する。搬送波キャリアの周波数が、基本波周波数に対して、18倍の周波数の時の波形である。IGBTT1がオンIGBTT2はオフすると交流出力Rには直流電圧Edが、IGBTT3がオフIGBTT4はオンすると出力Sには零電圧が、各々出力され、R-S間の線間電圧は図示のように、半周期の中の120度期間に12個のパルスが含まれた交流電圧波形となる。S-T間電圧、T-R間電圧も同様に120度位相差を持った波形となる。120度の位相差を設けた各線間電圧の波形を均等にするために、各相の電圧の半周期に含まれるパルス数は3の倍数とする。図3の波形例では、相電圧のパルス数は9個で、線間電圧の120度期間のパルス数は12個である。このパルスの周波数は、搬送波の周波数で決定される。基本波周波数は、スイッチング素子のスイッチング特性により制約されるが、現状のIGBTを使用した場合、数kHz以下が実用的である。また、実施例では、制御信号として直流信号を用いた場合を示したが、正弦波や台形波を用いても実現可能である。直流信号を用いた場合には、高周波変圧器二次巻線電圧を整流後、平滑するためのフィルタ回路14を小型化できるメリットがある。図4に、本発明の第2の実施例を示す。第1の実施例との違いは、直流-交流変換回路12と三相高周波変圧器13との間にリアクトル15が接続されている点である。高周波変圧器では、高周波化に応じて磁性体コアの大きさが小さくなり、また磁性体に巻く巻線の巻回数が減少するため、漏れインダクタンスが減少する。このため、高周波変圧器の二次巻線に接続される整流回路6のダイオードの逆回復電流が大きくなり、損失が増加する課題が発生する。図5に整流回路の転流動作を示す。整流回路6はダイオードD1~D6で構成されたダイオードブリッジ整流回路である。例えば、交流入力R-S間にパルス電圧が入力されると、ダイオードD1→リアクトル7→コンデンサ8→ダイオードD4の経路で電流I1が流れ、増加する。次にパルス電圧が零になると、リアクトル7の電流は、ダイオードD4→ダイオードD3の経路で還流し電流I2となり、減少する。次に、R-S間にパルス電圧が入力されると、まず今まで導通していたダイオードD3を逆回復させ、その後I1の電流経路となる。ここで、ダイオードD3を逆回復させる時の電流傾斜-di/dtはR-S間の電圧を漏れインダクタンスで除算した値となる。従って、高周波変圧器の漏れインダクタンスが小さい場合、直列にリアクトル15を接続することにより、-di/dtを小さくすることができ、逆回復時の損失と跳ね上がり電圧を抑制することができる。ここで、リアクトルは変圧器と直列に挿入されておれば良いので、一次巻線と直列又は二次巻線と直列に接続すれば、同じ効果が得られる。図6に、本発明の第3の実施例を示す。第2の実施例との違いは、フィルタ14と蓄電池との間にダイオード16が接続されている点である。蓄電池5の充電を完了して、浮動充電状態になると、整流回路6の交流入力には微小幅のパルスが断続的にしか入力されない状態となる。このため、ダイオード16がない場合には、整流回路6のダイオードには、逆電圧が印加されたままの状態となり、逆漏れ電流で蓄電池の電荷が放電されることになる。これを防止するために、逆漏れ電流の小さなダイオード16をフィルタ14と蓄電池との間に接続する。尚、実施例では、三相交流入力電圧を交流-直流変換回路と直流-交流変換回路を用いて三相高周波電圧に変換する例を示したが、マトリクスコンバータなどの交流-交流直接変換形の回路を用いても実現可能である。"