第1と第2のロジックインバータを備えた圧電発振器において、第1のロジックインバータの出力は第2のロジックインバータの入力に接続し、第1のコンデンサは圧電振動子と直列に接続し、片端を第1のロジックインバータの入力へ、片端を第2のロジックインバータの出力へ接続し、第1のロジックインバータの入力と出力の間に第1の抵抗を挿入し、第1のロジックインバータの入力と接地間へ第2のコンデンサ、第1のロジックインバータの出力と第2のロジックインバータ入力の接続点と接地間に第3のコンデンサ、第2のロジックインバータの出力と接地間に第4のコンデンサを挿入し、第1のロジックインバータの接地端子と接地間へ第2の抵抗を挿入し、第1のロジックインバータの電源端子と電源間へ第3の抵抗を挿入し、第2のロジックインバータの接地端子と接地間へ第4の抵抗を挿入し、第2のロジックインバータの電源端子と電源間へ第5の抵抗を挿入し、第3の抵抗の電源側と第5の抵抗の電源側を接続し外部電源の電源端子へ接続し、第2のコンデンサの接地側と第3のコンデンサの接地側と第4のコンデンサの接地側をそれぞれ外部電源の接地端子と接続し、電源と接地間に交流に対して短絡とするコンデンサを挿入することを特徴とする圧電発振器。圧電振動子の両端にコンデンサ、あるいはインダクタンス、あるいはコンデンサとインダクタの直列接続回路挿入することを特徴とする請求項1に記載の圧電発振器。発振回路と外部電源との間に電源の接断のスイッチを設けた発振回路、及び同回路を使用することを特徴とする請求項1および2に記載の圧電発振器。発振波形の歪みを小さくし、消費電流も少なく、また発振の起動時間が短く、外部の電源変動等に優れる、信頼性に優れる発振回路を提供する。第1の発明は、第1と第2のロジックインバータを備えた圧電発振器において、第1のロジックインバータの出力は第2のロジックインバータの入力に接続し、第1のコンデンサは圧電振動子と直列に接続し、片端を第1のロジックインバータの入力へ、片端を第2のロジックインバータの出力へ接続し、第1のロジックインバータの入力と出力の間に第1の抵抗を挿入し、第1のロジックインバータの入力と接地間へ第2のコンデンサ、第1のロジックインバータの出力と第2のロジックインバータ入力の接続点と接地間に第3のコンデンサ、第2のロジックインバータの出力と接地間に第4のコンデンサを挿入し、第1のロジックインバータの接地端子と接地間へ第2の抵抗を挿入し、第1のロジックインバータの電源端子と電源間へ第3の抵抗を挿入し、第2のロジックインバータの接地端子と接地間へ第4の抵抗を挿入し、第2のロジックインバータの電源端子と電源間へ第5の抵抗を挿入し、第3の抵抗の電源側と第5の抵抗の電源側を接続し外部電源の電源端子へ接続し、第2のコンデンサの接地側と第3のコンデンサの接地側と第4のコンデンサの接地側をそれぞれ外部電源の接地端子と接続し、電源と接地間に交流に対して短絡とするコンデンサを挿入することを特徴とする圧電発振器である。なお、第1のコンデンサは主に発振周波数の可変を目的とするもので、可変を不要とする場合はショートして使用する。第2、第3、第4のコンデンサはロジックインバータの入出力と接地間内部容量で置換することも可能である。また同コンデンサは電源に接続して使用することも可能である。また、電源と接地間を短絡とするコンデンサは外部電源の内部で同等の処理がおこなわれている場合は不要である。第2の発明は、圧電振動子の両端にコンデンサ、あるいはインダクタンス、あるいはコンデンサとインダクタの直列接続回路挿入することを特徴とする。第3の発明は、発振回路と外部電源との間に電源の接断のスイッチを設けた発振回路、及び同回路を使用することを特徴とする。なお、スイッチは外部電源を断とすると同時に回路の電源と接地間を接とするスイッチ、あるいは同機能を設ける場合もある。さらに、外部よりスイッチを制御する入力を設ける場合もある。まず本発明の回路が発振する条件を明確にする。図1に本発明の発振回路ブロックを示す。Z1からZ4は2端子のインピーダンス回路を示す。図2に同発明発振回路の等価発振回路1を示す。インバータはPchMOSFETとNchMOSFETの1対で構成されるアンバッファータイプとし、それぞれ等価回路では定電流源として表示される。またそれぞれのFETの相互コンダクタンスをgmで近似する。Inverter1の入力電位をVinとし、R3R4Rfとする。RfによりInverterのコンダクタンスはNFBNegativeFeedBackにより抑圧を受け、同コンダクタンスをgmfとする。同図より1、2、3式を得る。同じくInverter2の入力電位をVgとし、R5R6RfとすることでRfによりNFBを受けるコンダクタンスをgmfとすると4式を得る。式より図2の等価発振回路1は図3の等価発振回路2へできる。図3へキルヒホッフの法則を適応し式を得る。式へ式を導入し式、同式を式へ導入し式を得る。ここで複素コンダクタンスGMを規定し10式を得る。さらに、11式の関係より式を得る。さらに、図3より14式を得る。15式の設定を行い、式を式へ代入し式を得る。同式を変形し式を得る。18式の設定を行い、Z2を除く回路インピーダンスをZccとし式を得、式へ代入し式を得る。ここで式の変換を行い式へ代入した。19式に示す等価回路抵抗Rcc、及び等価回路リアクタンスXccより等価回路インダクタンスLcc、等価回路容量Cccを式に示す。即ち図3の等価回路2は図4の等価回路3に変換される。また、Gmに式の変換を行い式の設定を式へ代入し式を得る。さらに、式に示すZcに、24式を代入し、式を得る。振動子の振動母体はL1C1R1のMotionarmとすることでき、C0Cy及びCxを回路側へ含め合成し、図5に示す等価回路4を得る。発振起動を促す合成等価抵抗Rcciは式、合成等価容量Ccci及びLcciの関係は式に得る。図5より発振回路の発振条件として、抵抗条件として28式、周波数条件として29式を得る。即ち28、29式を満足することで発明回路が発振することが解る。本発明に示す様な発振回路の構成を行うことにより、特に低周波発振においては発振を容易に行うことができ、しかも回路のリアクタンスを、インダクタを用いること無く誘導性の範囲まで大きくすることができる。さらに、インバータの電源及び接地端子に抵抗を挿入することにより回路電流を低下できる。また、CRリアクタンス発振の発振周波数を振動子の共振周波数に一致させることで非常に早い起動特性を得ることができる。本発明回路は低電流で高速起動を必要とするセンシング回路、また、移動体通信用の同期用発振回路に特に大きな効果を与える。図6に本発明の発振回路1を示す。図2、図3に示すインピーダンスZ1、Z3、Z4はそれぞれC2、C3、C4に対応する。Z2は振動子XtalとコンデンサCxの直列回路に対応する。C5、C6は電源Vccと接地Gnd間を交流に対して短絡するパスコンデンサ、C7は出力とのカップリングコンデンサで、直流を必要とする場合はショートする。図7に本発明の発振回路2を示す。振動子Xtalと並列にコンデンサCyを接続、さらにCxを直列に接続した回路に変換した。図8に本発明の発振回路3を示す。スイッチSWを設け、外部より同SWの制御入力を用意する。図6の発振回路1を用いて、32768kHzの音叉型水晶振動子の励振を行い、高速励起を行うことができた。R3、R4、R5、R6はバイアス抵抗、R2は帰還抵抗である。C2、C3、C4は負性抵抗の発生のために必要な静電容量で、C2C3C4=10pF電源回路に挿入されているC5、C6はパスキャパシター。ここでC5=01μFC6=10μFである。バイアス抵抗R3、R4、R5、R6と帰還抵抗R2は最適条件の探索のために調整した。このときのIC1とIC2はTC7SHU04Fバイアス電圧はVcc3Vである。次に負性抵抗と負性静電容量の発生する周波数領域を図9に示す。計算に用いた等価定数は、C2、C3=14pFC4=18pFR2=19MΩIC1とIC2のゲインgmf4μAV水晶振動子の等価定数の静電容量C0114pF回路の浮遊静電容量Cs1pFとした。以上のように、32768kHzにおいて負性抵抗が局所的な最大値を示し、回路定数が最適化されていることを示している。次にIC1とIC2の近似電流源のゲインに対する負性抵抗の依存性を図10に示す。計算に用いた等価定数は、C2とC3は14pFC4は8pFR2は200kΩ振動子の等価定数の静電容量C0=114pF回路の浮遊容量Cs=1pFとした。共鳴周波数fr32768kHzである。41μAVにおいて負性抵抗が最大値になるため、回路が最適化されていることが分かる。図11は、32768kHzの水晶振動子の励起時間ならびに等価キャパシタンスで置き換えた場合の発振周波数を示している。横主軸は帰還抵抗R2、左側縦主軸は周波数、水晶振動子を取り付けた場合の振動数を十字線、並列静電容量に等しいセラミックキャパシターで置き換えた場合の発振周波数●を示している。右側縦軸は起動時間○を示している。帰還抵抗R2が23MΩ付近で起動時間が最短となることを示している。図12は、水晶発振回路の発振開始時の波形の典型的な例を示している。縦軸スケールは電圧で200mivdiv横軸スケールは時間100μsdivである。この例のように、開始より100μ秒後に電源電圧が加えられると、さらに約50μ秒後に初期振動が開始、約039m秒で周波数変動が安定化されて定常振動に至る。実験に使用した等価定数は、帰還抵抗R2510kΩ、C2C3C410pF水晶振動子の等価定数は、共振周波数f132768kHz等価直列インダクタンスL111797H、等価抵抗R1476kΩ、等価直列静電容量C12fF、等価並列静電容量C021pFである。使用したIC1とIC2はTC7SU04Fである。次に、実施例1と同様、図6の発振回路において、153kHzにおける水晶発振回路の回路構成と高速起動について説明する。図13において、バイアス抵抗の違いによって結果が異なることが分かる。左側縦主軸は周波数で水晶振動子を取り付けた場合の発振周波数が十字線、075pFの静電容量で置き換えた場合の発振周波数が●、1pFの場合の発振周波数が□、2pFとした場合の発振周波数が△で表されている。右側縦軸は励起時間○を表している。水晶振動子の並列静電容量は067pFである。回路定数バイアス抵抗R3、R4、R5、R656kΩとした場合R2200から510kΩ付近で最短励起時間が得られる。この例のように明確な最短励起時間が観察できない場合があるが、動作可能領域全領域において2重共振による高速起動が発生する。図14では、R3、R4、R5、R610Ωでの結果を示す。左側縦主軸は周波数で水晶振動子を取り付けた場合の発振周波数が十字線、075pFの静電容量で置き換えた場合の発振周波数が●、右側縦軸は励起時間○を表している。この結果のように2重共振によって明確な最短励起時間が観察できる場合がある。動作可能領域全領域において2重共振による高速起動が発生するが、R2530kΩのとき明確な最短励起時間を与える。図15は、153kHzの振動子の励起時の波形である。上側の輝跡の横軸は経過時間で200μsecdivは示し、縦軸は出力電圧で任意のスケールである。下側の輝跡の横軸は経過時間で20μsecdivを示し、縦軸は出力電圧で500mVdivである。この結果のように、開始から20μ秒後に電源電圧が加えられると、約10μ秒に初期振動が開始し、約04m秒で周波数変動が安定化されて定常発振に至る。図16は、正弦波の高速起動を示す。上側輝跡の横軸は経過時間で200μsecdivを示し、縦軸は出力電圧で任意のスケールを示している。下側輝跡の横軸は経過時間で20μsecdivを表し、縦軸は出力電圧で500mVdivである。正弦波の高速起動による励起で用いた回路の回路定数はR3、R4、R5、R656kΩ、R2270kΩである。動作開始後の20μ秒後に電源電圧が加えられると、さらに40μ秒後に初期振動が励振され、500μ秒から1m秒後に周波数が安定化され定常振動の発生に至る。図17には図16の一部の拡大波形を示す。輝跡の横軸は経過時間で4μsecdiv、縦軸は出力電圧で200mVdivである。このような正弦波発振はインバータICの動作が線形領域で行われていることを示している。さらに付け加えると、IC2の出力における出力飽和は、負性容量発生において動作上の問題にはならない。立ち上がりの速い前エッジを有するクロックパルスの発生が起きるために、論理回路の応用において有用である。