シングルキャリア伝送方式を用いて変調された信号を周波数変換する高周波部と、周波数領域信号に、前記高周波部の前記周波数変換における歪補正係数を乗算して歪補正する補正係数乗算部と、受信時に時間軸信号を周波数領域信号に変換し、送信時に前記補正係数乗算部によって歪補正された周波数領域信号を時間軸信号に変換する第1の変換部と、送信時に時間軸信号を周波数領域信号に変換し、受信時に前記補正係数乗算部によって歪補正された周波数領域信号を時間軸信号に変換する第2の変換部と、を備える送受信装置。請求項1記載の送受信装置であって、前記第1の変換部は、キャリブレーション時、前記高周波部の送信側から受信側へのループバック信号を周波数領域信号に変換する送受信装置。請求項2記載の送受信装置であって、前記ループバック信号が変換された周波数領域信号から前記高周波部の前記周波数変換における歪特性を推定する歪推定部と、前記歪推定部によって推定された歪特性の逆特性となる補正係数を算出する補正係数算出部と、を更に備え、前記補正係数乗算部は、前記送信時、前記補正係数算出部によって算出された補正係数を前記周波数領域信号に乗算して歪補正する送受信装置。請求項1~3のうちいずれか一項に記載の送受信装置であって、前記第2の変換部は、前記送信時に変換した周波数領域信号に対し、Nポイントの信号からP>1とするP×Nポイントの信号を得るオーバーサンプリングを行い、前記補正係数乗算部は、前記P×Nポイントの信号に補正係数を乗算して歪補正する送受信装置。請求項4記載の送受信装置であって、前記補正係数算出部は、帯域を制限する係数を乗じて前記補正係数を算出する送受信装置。しかしながら、上記従来の無線通信装置では、次の様な問題があった。具体的には、前述した従来技術では、送信信号のシンボルをDAコンバータにおいてオーバーサンプリングインタポレーションした信号に対し、プレディストーションフィルタを掛ける必要があった。即ち、上記従来の無線通信装置をミリ波の通信に適用しようとすると、例えば2倍オーバーサンプリングでも、3.52Gspsサンプル/秒の時間軸信号に対してデジタルフィルタを用いる必要がある。インタポレーションフィルタ及びプレディストーションフィルタを用いて補正するRF回路の通過帯域特性の周波数分解能を高めるためには、数十タップのFIRフィルタが必要となり、回路規模が増大する。また、フィルタ演算には、高速な処理クロック速度が求められた。本発明は、この様な事情を考慮してなされたものであり、シンボル速度が高速であるために信号帯域幅が広帯域にわたるベースバンド信号でも、回路規模を増大せずに、通過帯域特性を高精度に補正する送受信装置を提供することを目的とする。本発明の送受信装置は、シングルキャリア伝送方式を用いて変調された信号を周波数変換する高周波部と、周波数領域信号に、前記高周波部の前記周波数変換における歪補正係数を乗算して歪補正する補正係数乗算部と、受信時に時間軸信号を周波数領域信号に変換し、送信時に前記補正係数乗算部によって歪補正された周波数領域信号を時間軸信号に変換する第1の変換部と、送信時に時間軸信号を周波数領域信号に変換し、受信時に前記補正係数乗算部によって歪補正された周波数領域信号を時間軸信号に変換する第2の変換部と、を備える。本発明によれば、送信時の歪補正において、受信時における補正係数乗算部、第1の変換部および第2の変換部を共用でき、回路規模を大幅に増大せずに、送信時、通過帯域特性を精度良く補正できる。本発明に係る送受信装置の実施形態について、図面を参照して説明する。本発明に係る送受信装置は、ミリ波帯の無線信号を送受信する送受信装置に適用される。信号フォーマット図3は、送信信号のフレームフォーマットの一例を表す説明図である。送信信号のフレームフォーマットは、プリアンブル401、伝送路推定用フィールド402、ガードインターバルGI403、及びデータ404を含む構成である。プリアンブル401は、既知の信号波形を複数回繰り返した波形を含む。例えば、プリアンブル401には、相関特性に優れる128ビットのGolay系列をBPSK変調した信号波形を一単位として、一単位の信号波形を複数回繰り返した波形が用いられる。本発明に係る送受信装置は、既知の信号波形の繰り返しを相関検出により求め、フレームの検出、ゲイン制御、キャリア周波数同期のうち、少なくとも1つ以上を含む同期処理に用いる。伝送路推定用フィールド402は、同様に複数個の既知の信号波形を含み、本発明に係る送受信装置において伝送路の歪み推定に用いられる。例えば、伝送路推定用フィールド402には、128bitのGolay系列とGolay系列の相補系列とをBPSK変調した信号波形が用いられる。ガードインターバル403は、データ404の区切りとして挿入されている。ガードインターバル403にも、同様に既知の信号波形、例えば64bitのGolay系列をBPSK変調した信号が用いられる。データ404は、ブロック単位毎に誤り訂正符号化されたデータビット列をPSK又はQAM変調したシンボル列を含む。前述のフレームフォーマット信号フォーマットを用いてデジタル変調された送信信号のシンボル列は、送信帯域制限フィルタとしてルートレイズドコサインフィルタに掛けられ、DAコンバータによりアナログベースバンド信号に変換される。ベースバンド信号は、高周波RF部図1参照においてシングルキャリア高周波信号に変換され、アンテナから送信される。送受信装置の構成図1は、送受信装置10の全体構成を表すブロック図である。送受信装置10は、図1に表す様に、アンテナ301、高周波部RF部302、ADコンバータ201、同期部303、歪補正部102、復調部304、DAコンバータ101及び変調部103を含む構成である。なお、RF部302は、変調部103によりシングルキャリア変調された信号をアップコンバートするための送信側の構成と、アンテナ301により受信されたシングルキャリア高周波信号をダウンコンバートするための受信側の構成とを含む。送信時、歪補正部102は、変調部103によりデジタル変調シングルキャリア変調されたシンボル列がRF部302の送信側において受ける送信歪特性を補正し、DAコンバータ101に出力する。DAコンバータ101は、歪補正部102からの出力信号を、アナログベースバンド信号に変換する。RF部302の送信側は、アナログベースバンド信号をシングルキャリア高周波信号にアップコンバートし、アンテナ301を介して送信する。受信時、RF部302の受信側は、アンテナ301により受信されたシングルキャリア高周波信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換する。RF部302の受信側は、ベースバンド信号をADコンバータ201に出力する。ADコンバータ201は、RF部302の受信側からの出力信号をサンプリングしてデジタル信号に変換する。同期部303は、変換されたデジタル信号の受信信号におけるプリアンブル401を用いて、フレームの検出、RF部302のゲイン調整、キャリア周波数同期のうち少なくとも1つ以上を含む同期処理を行う。歪補正部102は、同期部303において検出されたフレームタイミングに従い、伝送路推定用フィールド402を用いて伝送路歪みを推定し、これ以降のデータ404の伝送路の歪み特性を補正してシンボル列を出力する。復調部304は、歪補正部102により出力されたシンボル列を入力し、信号点を判定してデータを復調し、送信データを再生する。図2は、歪補正部102の内部構成を表すブロック図である。歪補正部102は、図2に表す様に、切替部C1、パラレル/シリアル変換部104、PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105、補正係数乗算部106106-1~106-n、補正係数算出部107、歪推定部202、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108、シリアル/パラレル変換部109及び切替部C2を含む構成である。切替部C1は、受信時あるいはキャリブレーション時には同期部303からの受信信号をパラレル/シリアル変換部104に出力し、送信時にはパラレル/シリアル変換部104からの送信信号をDAコンバータ101に出力するために、伝送路を切り替える。パラレル/シリアル変換部104は、受信時あるいはキャリブレーション時にはシリアル信号からパラレル信号に変換し、送信時にはパラレル信号からシリアル信号に変換する。第1の変換部としてのPNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、P×Nポイントの周波数領域信号又は時間軸信号を単位として、回転子演算の符号反転によって、フーリエ変換又は逆フーリエ変換する。具体的には、PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、受信時あるいはキャリブレーション時には、P×Nポイントの時間軸信号を単位としてフーリエ変換し、P×Nポイントの周波数領域信号に変換する。また、PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、送信時には、P×Nポイントの周波数領域信号を単位として逆フーリエ変換し、P×Nポイントの時間軸信号に変換する。切替部C2は、受信時あるいはキャリブレーション時にはシリアル/パラレル変換部109からの受信信号を復調部304に出力し、送信時には変調部103からの送信信号をシリアル/パラレル変換部109に出力するために、伝送路を切り替える。シリアル/パラレル変換部109は、受信時あるいはキャリブレーション時にはパラレル信号からシリアル信号に変換し、送信時にはシリアル信号からパラレル信号に変換する。第2の変換部としてのNポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、回転子演算の符号反転によって実現可能に、Nポイントの時間軸信号又は周波数領域信号を単位として、フーリエ変換又は逆フーリエ変換する。具体的には、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、受信時あるいはキャリブレーション時には、Nポイントの周波数領域信号を単位として逆フーリエ変換し、Nポイントの時間軸信号に変換する。また、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、送信時には、Nポイントの時間軸信号を単位としてフーリエ変換し、Nポイントの周波数領域信号に変換する。歪補正部102は、送信時、受信時及びキャリブレーション時のうち、いずれかのタイミングにおいて、信号の処理方向を変えることにより、各部を共用できる。次に、歪補正部102の動作を詳細に説明する。キャリブレーション時の動作歪補正部102のキャリブレーション時における動作について説明する。キャリブレーションでは、RF部302の送信側における送信歪特性が測定され、送信歪特性を補正するための送信歪補正係数が求められる。なお、既に、RF部302の受信側における受信歪特性のキャリブレーションされており、受信歪特性を補正するための受信歪補正係数は予め求められているとする。なお、受信歪特性のキャリブレーションにおいては、例えば測定器からリファレンス信号をRF部302の受信側に入力し、後述する方法と同様の方法を用いて受信歪特性を測定し、受信歪補正係数を求めることが可能である。図4は、送信歪特性のキャリブレーション時における歪補正部102の内部構成を表すブロック図である。なお、図4において切替部C1は省略している。キャリブレーション時、DAコンバータ101は、既知の信号波形を持つリファレンス信号を例えば送受信装置10の外部から入力してRF部302の送信側に出力し、更にRF部302の受信側を介してループバックさせた同信号をADコンバータ201に入力する。即ち、RF部302には、同RF部302の送信側から同RF部302の受信側へのループバック信号が入力される。ここで、リファレンス信号は既知の信号波形を持つ信号であれば、どのような信号でも良く、例えば送信信号のプリアンブル401の変調信号でもよい。あるいは任意の周波数の正弦波信号でもよい。好ましくは、送信信号の信号帯域の周波数特性が測定できるような広帯域信号、もしくは正弦波の狭帯域信号を信号帯域内において周波数スイープさせたような信号であることが望ましい。ADコンバータ201は、RF部302をループバックしたリファレンス信号を入力してサンプリングし、同期部303及び切替部C1を介して、サンプリング後のデジタル信号をパラレル/シリアル変換部104に出力する。パラレル/シリアル変換部104は、入力されたデジタル信号シリアル信号をパラレル信号に変換し、PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105に出力する。PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、パラレル/シリアル変換部104からの入力信号である時間軸信号に対してフーリエ変換し、周波数領域信号に変換する。PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、周波数領域信号から信号帯域の信号を選択して歪推定部202に出力する。歪推定部202は、入力された信号帯域の周波数領域信号を、予め求められているRF部302の受信歪特性を用いて補正した後、補正後の周波数領域信号と既知のリファレンス信号の周波数領域信号との差分ベクトルを周波数bin範囲毎に求める。差分ベクトルは、RF部302の送信側における送信歪特性に相当する。補正係数算出部107は、歪推定部202によって推定された送信歪特性を基に、推定された送信歪特性の逆特性となる補正ベクトルを求め、補正ベクトルに対応する送信歪補正係数を保存する。更に、補正係数算出部107は、送信帯域制限フィルタとして予め求められたルートレイズドコサインフィルタの周波数領域特性を用いて、周波数bin毎に、補正ベクトルに重み付けをしても良い。図5は、キャリブレーション時における歪補正部102の各部の信号をスペクトルによって表現した図である。キャリブレーション用のリファレンス信号は、送信信号と同じ帯域幅fsHzを有する信号とする。図5Aは、ADコンバータ201に入力されたベースバンド信号のスペクトルを表す。ベースバンド信号は、複素信号であり、DC0Hz成分を中心に帯域幅fsHzのスペクトルとなる。図5Bは、ADコンバータ201がベースバンド信号を2倍オーバーサンプリングした後の信号のスペクトルを表す。サンプリング速度が2fsHzであり、fsHzを中心に折り返しエイリアシングが生じている。図5Cは、サンプル列を128ポイントのFFTによって変換した周波数領域信号のスペクトルを表す。横軸は、2fsHzを128ポイントに離散化した周波数bink=0~127を表す。信号帯域は、k=0~31と、k=96~127の周波数binに存在する。図5Dに表す様に、信号帯域の64ポイント分の周波数binに対し、信号帯域特性700図5C参照と理想の周波数特性701点線との差分が送信歪特性となる。補正係数算出部107は、送信歪特性の逆特性となる送信歪補正係数702実線を求め、補正係数算出部107に記憶する。ここで、数式を用いて、歪補正部102におけるキャリブレーションの動作を説明する。送信信号xt、ループバック受信信号rt、RF部302の送信側の通過帯域特性h_txt、RF部302の受信側の通過帯域特性h_rxtとする。更に、送信信号xt、ループバック受信信号rt、RF部302の送信側の通過帯域特性h_txt、RF部302の受信側の通過帯域特性h_rxtをフーリエ変換した値をそれぞれXf、Rf、H_txf、H_rxfとすると、数式1が得られる。また、キャリブレーション用リファレンス信号をx_reft、x_reftがフーリエ変換された値をX_reff、RF部302の受信側にループバックしたリファレンス信号をr_reft、r_reftがフーリエ変換された値をR_reffとする。RF部302の通過帯域特性Hfは、数式2により求められる。ここで、予め求められたRF部の受信側における通過帯域特性H_rxfを用いると、RF部302の送信側における通信帯域特性H_txfが、数式3に表す様に求められる。すなわち、歪補正部102のキャリブレーションにより、送信歪特性の逆特性となる送信歪補正係数702図7参照として、1/H_txfが求められる。送信時の動作次に、歪補正部102がキャリブレーション時に求められた送信歪補正係数を用いて送信信号を補正する動作を説明する。図6は、送信時における歪補正部102の内部構成を表すブロック図である。なお、図6において切替部C2は省略している。送信時、シリアル/パラレル変換部109は、切替部C2を介して、変調部103からシンボル速度fsHzにおいて変調されたシンボル列シリアル信号を入力し、Nシンボル毎にパラレル信号に変換する。Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、入力されたパラレル信号であるNシンボルの信号をフーリエ変換し、周波数bin毎の複素ベクトルによって構成可能なNポイントの周波数領域信号に変換する。更に、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、DAコンバータ101がアナログ信号に変換する場合に必要なP倍P>1のオーバーサンプリングを可能とするために、Nポイントの周波数領域信号をP×Nポイントに帯域拡張する。具体的には、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、オーバーサンプリングに相当する信号帯域のエイリアス成分を生成するために、周波数binの信号帯域における複素ベクトルを、同周波数binの他の帯域にコピーする。補正係数乗算部106は、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108によりP×Nポイントに帯域拡張された周波数領域信号に、補正係数算出部107により求められた送信歪補正係数を、周波数bin毎に乗算する。補正係数乗算部106は、乗算結果をPNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105に出力する。PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、補正係数乗算部106からの乗算結果、即ち、送信歪補正係数が乗算されたP×Nポイントの周波数領域信号を、逆フーリエ変換し、時間軸信号に変換する。PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、時間軸信号をパラレル/シリアル変換部104に出力する。時間軸信号は、元のNシンボルのシンボル列に対してP倍のオーバーサンプリングされたサンプル列である。P×Nサンプルのサンプル列は、パラレル/シリアル変換部104においてシリアル信号に変換される。パラレル/シリアル変換部104は、P×Nサンプルのうち、FFT及びIFFTの波形打ち切りの影響を受ける先頭及び最後の数サンプルを除去した中央の部分サンプル列、例えば中央のP×N/2サンプルのサンプル列を出力する。なお、送受信装置10において、変調部103から歪補正部102に入力されたシンボル列から補正の対象とするNシンボルをN/2シンボルずつオーバーラップさせながら入力する。これにより、歪補正部102から出力されるサンプル列の連続性が保たれる。図7は、歪補正部102内の各信号をスペクトルによって表現した図である。図7Aは、変調部103からのシンボル速度fsHzの変調信号のスペクトルを表す。シンボル速度fsHzとサンプル速度とが等しいサンプル列であるので、図7Aにおいてfs/2Hzにおいて折り返しが発生している。図7Bは、サンプル列を64ポイントのFFTによって変換した周波数領域信号のスペクトルを表す。横軸はfsHzを64ポイントに離散化した周波数bink=0~63を表す。図7Cは、周波数bin毎の、2倍のオーバーサンプリングによって帯域拡張した周波数領域信号のスペクトルを表す。図7Cに表す様に、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、DAコンバータ101が2倍P=2のオーバーサンプリングを行うために、Nポイントの周波数領域信号を帯域拡張する。即ち、Nポイントフーリエ/逆フーリエ変換部108は、2倍オーバーサンプリングによって周波数帯域が128ポイントに広がる場合、元の信号帯域の信号のエイリアス成分を生成するために、エイリアス周波数となる周波数binに対して信号帯域成分をコピーする。図7Dは、送信歪補正係数601の信号のスペクトルである。図7Dに表す様に、補正係数乗算部106によりオーバーサンプリングされた128ポイントの周波数領域信号に送信歪補正係数601が乗算されると、送信歪が補正された後の周波数領域信号が得られる図7E参照。図7Eは、送信歪補正係数の乗算後の周波数領域信号のスペクトルを表す。送信歪補正係数601には、ルートレイズドコサインフィルタRRCフィルタの特性も含まれている場合、上記乗算は送信帯域制限フィルタの役割も果たす。PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、補正された周波数領域信号を128ポイントIFFTにおいて逆フーリエ変換して時間軸信号に変換し、切替部C1を介してDAコンバータ101に出力する。DAコンバータ101において、入力された時間軸信号をアナログ信号に変換すると、図7Fに表すベースバンド信号のスペクトルが得られる。更に、RF部302において、図7Gに表すように、ベースバンド信号はシングルキャリア周波数fcを用いて変調される。図7Gは、RF部の送信側における歪みが補正された周波数領域信号のスペクトルを表す。ここで、数式を用いて、歪補正部102における送信時の送信歪補正の動作を説明する。補正係数乗算部106は、送信信号xtをフーリエ変換してオーバーサンプリングした周波数領域信号X’fに図7D参照、送信RRCフィルタ特性の周波数領域表現C_filtfと、RF部302の送信側の通過帯域特性を補正する補正係数1/H_txfとを乗算し、数式4に表す信号X’’fを得る図7E参照。PNポイント逆フーリエ/フーリエ変換部105は、数式4によって求められた信号X’’fを逆フーリエ変換して時間軸信号x’’t図7F参照を求める。時間軸信号x’’tは、RF部302の送信側を介してアンテナ301から送信される。信号x’’’tは、数式5により表される。ただし、は畳み込み演算を表す。信号x’’’tをフーリエ変換して周波数領域によって表すと、数式6により表される。送受信装置10は、RF部302の送信側において生じる信号の歪みを補正し、送信フィルタを乗じた信号を送信できる図7G参照。図7Gは、RF送信部の歪みが補正された信号のスペクトルを表す。図8は、補正の対象とする信号の処理単位の一例を表す説明図である。図8では、シンボル速度とサンプル速度とが等しい等倍サンプリングのサンプルシンボル列501が入力される。補正対象の処理単位をN=64シンボルとする。シリアル/パラレル変換部109は、サンプル列501から64シンボル分に相当する64サンプルのサンプル列502-1を選択する。シリアル/パラレル変換部109は、N/2=32シンボル32サンプルずつオーバーラップさせたサンプル列502502-1、502-2、502-3を処理単位として選択する。選択された各サンプル列502に対し、歪補正部102によって64ポイントフーリエ変換及び歪補正が行われ、128ポイント逆フーリエ変換により2倍オーバーサンプリングされた128サンプル64シンボルの時間軸信号503に変換される。ここから、中央64サンプル32シンボルの部分サンプル列504-1が選択されて出力される。サンプル列502-2、502-3も同様に処理され、サンプル列504-2、504-3に変換される。これらのサンプル列504-1、504-2、504-3が連結され、シンボル速度に対してP=2倍の速度によってオーバーサンプリングされたサンプル列505は、連続性が保たれたまま出力される。以上の様に、本発明に係る送受信装置10は、歪補正部102を、受信時に等化器として用いてFDEFrequencyDomainEqualizationを行い、キャリブレーション時にはRF部の通過帯域を測定する。更に、送受信装置10によれば、送信時にはインタポレーションオーバーサンプリングとプレディストーション歪補正とを行う周波数領域フィルタとして用いる。これにより、送受信装置10によれば、回路規模を大幅に増大せずに、精度良く送信RF回路の通過帯域特性を補正できる。従って、シンボル速度が高速であるために信号帯域幅が広帯域にわたるベースバンド信号でも、回路規模を増大せずに、精度良く通過帯域特性を補正できる。また、信号処理を並列化することによって処理クロック速度を下げることができる。以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。なお、実施の形態にかかる各構成は、集積回路であるLSIとして実現されても良い。LSIは、1チップ化されてもよいし、各構成の一部または全てを含んで1チップ化しても良い。ここでは、LSIと称したが、集積度の違いによっては、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと称呼されることもある。また、集積回路化の手法は、LSIに限られず、専用回路または汎用プロセッサを用いて集積回路化してもよい。また、LSI製造後にプログラムすることが可能なFPGAFieldProgrammableGateArray、LSI内部の回路セルの接続及び設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサを用いても良い。また、これらの機能ブロックの演算は、例えばDSP又はCPUを用いて演算できる。さらに、これらの処理ステップはプログラムとして記録媒体に記録して実行できる。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、別技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。また、上記実施形態では、ミリ波帯の無線信号を送受信する場合を示したが、センチメートル波帯を含む無線信号においても、本発明は同様に適用可能である。また、本発明は、シングルキャリア通信に用いる送信歪補償回路として、小回路規模低消費電力が要求されるモバイル通信を含む無線通信機器全般に広く適用できる。