"複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、前記算出されたフィルタ係数ベクトルにより、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、前記フィルタベクトル推定ステップは、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、希望信号のインパルス応答行列 ̄H ̄はHの頭に付く、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルwを算出することを特徴とする受信方法。複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答 ̄H1~ ̄HZ ̄はHの頭に付くを受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、前記フィルタベクトル推定ステップは、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することにより、フィルタ係数ベクトルwをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルwαとして算出することを特徴とする受信方法。前記フィルタベクトル推定ステップは、フィルタ係数ベクトルw、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、インパルス応答行列 ̄H ̄はHの頭に付く、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、雑音電力と干渉電力の重みを決定するパラメータγ、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて、μをステップサイズパラメータとして、逐次的にウエイトを演算し、α番目の送信アンテナに対するj1回目の逐次演算後のフィルタ係数ベクトルwαj1をとして算出することを特徴とする請求項1または2に記載の受信方法。得られたフィルタ係数w1~wQに対し、直交化法を用い、i番目のフィルタ係数ベクトルwiに対し、1~i-1番目のフィルタ係数ベクトルw1~wi-1に対する直交条件を付加することで、複数の受信装置に対する出力をそれぞれ相関の低い受信信号とすることを特徴とする請求項2または3記載の受信方法。複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定手段と、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、前記フィルタベクトル推定手段は、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、希望信号のインパルス応答行列 ̄H ̄はHの頭に付く、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルwを算出することを特徴とする受信装置。複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答 ̄H1~ ̄H2 ̄はHの頭に付くを受信処理前に推定するチャネル推定手段と、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、前記フィルタベクトル推定手段は、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルwをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルwαとして算出することを特徴とする受信装置。前述したように、従来の方法では、アナログフィルタにより、通信品質を改善する受信装置において、干渉信号が受信される場合に、選択性フェージング環境において希望信号の抽出効果が小さくなるという問題がある。本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、通信品質を改善する受信装置において、干渉信号が受信される場合に、選択性フェージング環境において希望信号の抽出効果が小さくなるという問題を解決することができる無線信号の受信方法及び受信装置を提供することを目的とする。本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、前記算出されたフィルタ係数ベクトルにより、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、前記フィルタベクトル推定ステップは、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、希望信号のインパルス応答行列 ̄H ̄はHの頭に付く、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することによりフィルタ係数を算出することを特徴とする。本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置における受信方法であって、希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答 ̄H1~ ̄HZ ̄はHの頭に付くを受信処理前に推定するチャネル推定ステップと、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定ステップと、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけステップとを有し、前記フィルタベクトル推定ステップは、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することにより、フィルタ係数ベクトルwをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルwαとして算出することを特徴とする。本発明は、前記フィルタベクトル推定ステップは、フィルタ係数ベクトルw、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、インパルス応答行列 ̄H ̄はHの頭に付く、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、雑音電力と干渉電力の重みを決定するパラメータγ、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて、μをステップサイズパラメータとして、逐次的にウエイトを演算し、α番目の送信アンテナに対するj1回目の逐次演算後のタップ重みをwαj1をとして算出することを特徴とする。本発明は、得られたフィルタ係数w1~wQに対し、直交化法を用い、i番目のフィルタ係数ベクトルwiに対し、1~i-1番目のフィルタ係数ベクトルw1~wi-1に対する直交条件を付加することで、複数の受信装置に対する出力をそれぞれ相関の低い受信信号とすることを特徴とする。例えば、得られたフィルタ係数に対して、として、i番目のフィルタ係数ベクトルに対し、1~i-1番目のフィルタ係数ベクトルに対し直交条件を付加する。本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、希望信号を送信するアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答を受信処理前に推定するチャネル推定手段と、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、前記フィルタベクトル推定手段は、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、希望信号のインパルス応答行列 ̄H ̄はHの頭に付く、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルwを算出することを特徴とする。本発明は、複数の受信アンテナのそれぞれに、複数の遅延素子とフィルタ係数を乗算する複数の乗算素子を有するアナログフィルタを接続され、前記アナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善する無線信号の受信装置であって、希望信号を送信する複数のアンテナと前記受信アンテナとの間のインパルス応答 ̄H1~ ̄H2 ̄はHの頭に付くを受信処理前に推定するチャネル推定手段と、前記推定されたインパルス応答を用いて、複数のアナログフィルタの、複数のフィルタ係数からなるフィルタ係数ベクトルを算出するフィルタベクトル推定手段と、前記算出されたフィルタ係数により、前記受信アンテナのそれぞれから入力された受信信号に重みづけ処理を行う重みづけ手段とを備え、前記フィルタベクトル推定手段は、α番目の送信アンテナに対し、離散フーリエ行列Dのk番目の行ベクトルdkの巡回行列Dkを用いた相関行列DkHDkを対角に並べたブロック対角行列Φk、干渉信号のインパルス応答行列 ̄K ̄はKの頭に付く、離散フーリエ変換処理のポイント数Mを用いて表せるを、の条件下で最小化することによりフィルタ係数ベクトルwをα番目の送信アンテナに対するフィルタ係数ベクトルwαとして算出することを特徴とする。本発明によれば、非同期で到来するパケット信号に対し、干渉信号を抑圧しつつ、希望信号の受信を可能にするという効果が得られる。以下、図面を参照して、本発明の一実施形態による無線信号の受信装置を説明する。図1は同実施形態の構成を示すブロック図である。この図において、図6に示す従来の装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。この図に示す装置が従来の装置と異なる点は、フィルタ係数設定回路8に代えて、チャネル推定回路9と、フィルタベクトル設定回路10が設けられている点である。ここで、図2を参照して、図1に示すアナログフィルタ部3の詳細な構成を説明する。図2は、図1に示すアナログフィルタ部3の構成を示す図である。アナログフィルタ部3は、受信信号が入力される直列結合されたN-1個の遅延素子と、各遅延素子の出力に対して重みづけをするN個の乗算素子により構成される。時刻nにおけるM×1の情報信号ブロックsnにMポイントIDFTを行ったのち、Kポイント長のサイクリックプリフィックスを付加したMK×1の送信信号ブロックs’nは1式と同様に与えられる。ここでは、説明を簡単にするために、OFDM信号の送信を考え、25式のように、周波数領域の送信信号dnを用いて、snを生成するものとする。ここで、従来と同様にチャネルのインパルス応答長をLとし、p番目の受信アンテナ素子における通信路のインパルス応答を{hp,1,hp,2,...hp,L}とする。12、13式で用いられるインパルス応答{h1,h2,...hL}が各アンテナで係数wpを乗算した後、和をとった受信信号に対するインパルス応答であるのに対し、{hp,1,hp,2,...hp,L}は各受信アンテナと送信アンテナ、または送信ビームとの間のインパルス応答である点が異なる。p番目の受信アンテナにおけるサイクリックプリフィックス除去前の受信信号ベクトル ̄rp ̄はrの頭に付く、以下、 ̄は後に続く文字の頭に付くはであり、Hp,0およびHp,1はで定義されるMK×MKの行列である。ここで、 ̄npnは、p番目の受信アンテナ素子におけるMK×1の雑音ベクトルであり、各成分を平均0、分散σ2の白色雑音であるとする。また、 ̄rI,pnは、p番目の受信アンテナ素子におけるMK×1の干渉信号ベクトルであり、通信相手でない送信端末の送信信号に対応する。また、チャネル推定回路9は各受信アンテナにおけるチャネル情報インパルス応答を、受信処理を行う前に予め取得する。例えば、1~Pのうちいずれか一つのアンテナからのみ信号が受信装置に取得できるようにフィルタ係数を設定し、通信相手から送信される既知信号snを取得することによりチャネル情報を推定し、これをすべてのアンテナについて行うことにより、全アンテナに対応するチャネル情報を推定し、記憶しておく。広帯域アダプティブアレーにおける受信信号ベクトル ̄rnはで与えられる。ここで、Wp,0とWp,1はで定義されるMK×MKの行列である。サイクリックプリフィックス除去後のM×1の受信信号ブロックは、と与えられる。ここで、N-1≦Kを満たすとすると、RcpWp,1=0であり、LN-2≦Kのもとで、RcpWp,0Hp,1=0である。よって、43式の受信信号rnはと表せる。周波数領域等化FDEを行った際の出力となる周波数領域の信号は周波数領域の送信信号dnの推定結果となっており、と推定される。ここで、と定義すると、RcpHwTcpは巡回行列であることから、と対角化できる。45式におけるΓはΛW-1で与えられる。FDE後の受信ブロックは、となる。ただし、である。ここでは、FDE出力の雑音電力、および、干渉信号の電力の両方を最小化するタップ重みを使用する。まず、FDE出力の雑音電力を最小にするような広帯域アレーのウエイトについて説明する。まず、48式の右辺第2項の雑音電力に係る項ΛW-1DRcpNWnをタップ重みで微分する際に取り扱いやすい形にする。雑音電力Pnはと表せる。NWnの相関行列は、付加雑音の白色性からとなる。51式はと書き直せる。ここで、Wpは、であり、である。DFT行列のk行m列の要素{D}kmをdk,mと定義すると、ΛW-1DWpのk行目の非ゼロ成分は、テプリッツ行列の性質を利用することにより、下記のように計算できる。よって、と定義することで、雑音電力はと表せる。ここで、wはアンテナ1~Pの受信信号にかかるフィルタ係数ベクトル全てを結合させたPN×1の集合フィルタ係数ベクトルであり、ΦkはDkHDkをP個対角に並べたブロック対角行列であり、以下のPN×PN行列で表せる。従来方法で用いたwは各アンテナに一つの係数しか決めていなかったため、P×1のベクトルであったのに対し、ここでは、PN×1であることに注意する。次に、λkを集合フィルタ係数ベクトルwを用いて表現することについて説明する。46式のチャネルインパルス応答に注目すると、と表記できる。ここで、テプリッツ行列の性質から、ここで、HpはNL-1×Nの巡回行列、 ̄HはHp~Hpからなる行列であり、と定義される。[λW,1...λW,M]は伝搬環境および図2に示すアナログフィルタ部3を含めた通信路の周波数応答であり、である。よって、となる。ただし、dk=[dk,1,...dk,NL-1]Tである。これより、雑音電力Pnはと表せる。次に、干渉電力の抑圧について説明する。干渉信号は、干渉信号と希望信号の同期が完全にとれていれば、FDEにおける信号処理で分離可能である。本発明は、干渉信号が非同期で受信されており、FDEにおける線形の受信ウエイト演算では、分離できない場合に特に効果が期待できる。干渉波のインパルス応答長をR、p番目の受信アンテナ素子における通信路のインパルス応答ベクトルを[kp,1,kp,2,...,kp,R]Tとし、希望信号に対し定義されたHp,0とHp,1に対応するものとして、干渉信号に対しKp,0とKp,1をそれぞれで定義されるMK×MKの行列とする。37式における干渉信号に対応する受信信号 ̄r1,pnはKp,0とKp,1および干渉ブロック信号 ̄inを用いて、と書ける。ただし、 ̄inは希望信号に対するDFTのタイミングと同期していない。RN-2≦Kを仮定するとWp,0Kp,1=0となることから、広帯域アレー出力で干渉信号成分をゼロにするための条件はと与えられる。ここでと定義すると、上記の条件は、と表せる。よって、広帯域アレーにおいて、干渉信号を除去しつつ、雑音電力を最小にするフィルタ係数ベクトルは以下の最適化問題として定式化される。この解を直接求めるのは困難であるが、干渉信号と雑音の影響のトレードオフを考慮するために制約条件を重み付きのコスト関数に組み込んだ次の制約無し最適化問題を考えることができる。ここで、γは雑音電力と干渉電力の重みを決定するパラメータである。この問題に対し、最急降下法を適用することにより局所最適解を導出し、これをウエイトとする。具体的なタップの更新式は、μをステップサイズパラメータとして,j回目のイタレーション後のタップ重みをwjと定義するとで与えられる。ここで、である。フィルタベクトル設定回路10は、チャネル推定回路9が取得した希望信号を送信している送信アンテナと、各受信アンテナ間のチャネルのインパルス応答を用いて76式、77式の計算を行い、フィルタ係数を算出する。アナログフィルタ3-1~3-Pは、フィルタベクトル設定回路10により算出されたフィルタ係数を用いて、受信信号の重みづけ処理を行う。次に、図3を参照して、図1に示す受信装置の変形例の構成を説明する。図3は、図1に示す受信装置の変形例の構成を示すブロック図である。この図において、図1に示す装置と同一の部分には同一の符号を付し、その説明を省略する。この図に示す装置が図1に示す装置と異なる点は、分配器2-1~2-Pを設け、複数系統のアナログフィルタ部31~3Q、アナログフィルタ部31~3Qと同数の接合器4-1~4-Q及び受信装置5-1~5-Qが設けられている点である。図3に示すi番目のアナログフィルタ部3iに用いるフィルタ係数は、アナログフィルタ3i-1~3i-Pを構成する各N個の乗算素子のフィルタ係数ベクトル全てを結合させたPN×1の集合フィルタ係数ベクトルとして、前述した処理動作と同様に決定される。ただし、Q個のアナログフィルタ部31~3Qに同様にチャネル情報を用いてフィルタ係数ベクトルを決定すると、全て同じフィルタ係数ベクトルに決定されてしまうため、用いるフィルタ係数がそれぞれ独立となるように制御を加える必要がある。アナログフィルタ部3i1≦i≦Qにおけるフィルタ係数ベクトルをw’iとすると、76式、77式の演算により、w’1~w’Qを決定できるがw’iはNP×1のベクトル、このままでは同じ係数となってしまう。ここでは、複数の送信アンテナからの信号を受信することを考える。チャネル推定回路9は各送信アンテナに対応するチャネル情報インパルス応答を、受信処理を行う前に予め取得する。例えば、1~Pのうちいずれか一つのアンテナからのみ信号が受信装置に取得できるようにフィルタ係数を設定し、通信相手から送信される既知信号snを取得することによりチャネル情報を推定し、これをすべてのアンテナについて行うことにより、全アンテナに対応するチャネル情報を推定し、記憶しておく。この際に、複数の送信アンテナに対応する複数のチャネル情報を取得する。どの送信アンテナに対するチャネル情報であったかについては、受信した信号の時間的な位置、復号したデータの中に含まれる送信局の情報や、アンテナ情報から判断することができる。すなわち、チャネル情報 ̄Hは、複数の送信アンテナに対し推定され、送信アンテナがZ本あったとすると、チャネル情報 ̄H1~ ̄Hzが推定される。よって、これに対応するAkもα番目の送信アンテナに対し、と表せる。よって、広帯域アレーにおいて、α番目の送信アンテナに対し、干渉信号を除去しつつ、雑音電力を最小にするフィルタ係数ベクトルは以下の最適化問題として定式化される。または、μをステップサイズパラメータとして,j回目のイタレーション後のタップ重みをwjと定義し、で与えられる。ここで、である。ここで、Q<Zの場合には、送信アンテナのうちQ個を選択し、フィルタ係数を演算し、Q=Zの場合は、各送信アンテナに対し最適化したフィルタ係数を用いて受信装置5-1~5-Qに出力し、Q>Zの場合には、受信装置5-1~5-Qのうち複数の受信装置が同一の送信アンテナに対応し、フィルタ係数を演算する。このようにすると、いくつかの受信ウエイトが同一のフィルタ係数に収束するが、以下の方法を用いることにより解決できる。得られたフィルタ係数ベクトルw1~wQに対し、として、4-iのアナログフィルタ部において4-1~4-i-1のアナログフィルタと直交するように設定する直交化法ことで、互いに独立になるようにフィルタ係数を決定できる。式は直交化法の一例であり、グラムシュミットの直交化法や、QR分解、ハウスホルダー変換等を用いることもできる。ここでμwを1とすれば、完全に直交する条件となり、0<μw<1とすれば、直交条件を緩めることができ、完全な直交性は得られないが、信号電力が著しく低下することを防ぐことができる。このようにすることで、送信アンテナが1である場合、または、送信アンテナ数が受信側に置いて分からない場合にも、Q個のアナログフィルタ部から独立の受信信号を得ることができる。Q個の受信信号を得ることで、復号回路7においてMIMO通信による受信信号の復号を可能にすることができる。なお、直交化法として、84式を用いる方法に加えて、他の公知の方法を用いるようにしてもよい。次に、前述したフィルタ係数の算出方法の有効性を確認するために計算機シミュレーションを行った結果について説明する。図3および図4は有効性を確認するために計算機シミュレーションを行った結果を示す図である。変復調方式としてQPSK同期検波を用い、DFT長を64M=64、サイクリックプリフィックスを16K=16とした。伝搬チャネルとして、所望波のインパルス応答長を3L=3、干渉波のインパルス応答長を2R=2、コスト関数の重みγを103、ステップサイズμを10-5とした。希望波及び干渉波の通信路応答のパス数3及び2は、サイクリックプリフィックス内でランダムに決定した。また、各パスは独立なレイリーフェージングを受けるものとした。前述したフィルタ係数の算出方法の特性を1000個の独立な通信路応答の実現値に対する平均のビット誤り率BitErrorRate,BERにより評価した。比較のため、MMSE基準のPost-FFT型アダプティブアレーを用いたときの特性も示す。PostFFT型のアダプティブアレーでは、受信装置をアンテナ数設置し、全アンテナからの受信信号を信号処理するため、信号処理量および回路コストは本発明の構成より著しく大きい。ただし、Post-FFT型アダプティブアレーでは非同期の干渉があるときにはMMSE基準のウエイトを決定することが困難であるため、この場合は干渉信号がないものとしたときのウエイトを用いる。図4および5はそれぞれ希望信号と干渉信号の受信電力の比SIRを10dBとし、受信アンテナ素子数を5でとした際の、OFDM伝送および、シングルキャリアブロック伝送の誤り率BER特性を示している。いずれの図においてもPost-FFT型アレーが最も良好な特性となっている。これはPostFFT型アレーでは、5つのアレーの下にそれぞれアナログデジタル変換器を含む受信装置を用いており、デジタル信号処理で信号電力を高めることができるためである。前述した構成では、アナログデジタル変換器を含む受信装置は1つでよい。受信装置を1/5に低減しているにもかかわらず、PostFFT型アレーに漸近する特性を持っていることが確認できる。図4におけるOFDM方式を用いた場合では、BER10-3において、タップ数を5N=5とした構成はPostFFT型アレーに対し、0.6dBの特性劣化しかなく、非常にコストパフォーマンスの高い受信装置を実現していることが確認できる。また、図5におけるシングルキャリア伝送に対する特性では、BER10-3において1.4dBの劣化となっており、OFDM方式に比べやや劣化が大きいものの、受信装置を1/5にできることに対し、特性劣化は非常に小さいことが分かる。更に、いずれの場合でも、タップ数を1N=1とした場合から、タップ数を増やした場合N=3に著しくBER特性を改善しており、広帯域アレー構成が非常に有効であることが分かる。以上説明したように、複数の受信アンテナのそれぞれに接続された複数のアナログフィルタのフィルタ係数を制御することにより、希望波の信号品質を改善するためのアンテナ指向性制御を行う際に、複数段の遅延素子を備えるアナログフィルタを用いることによって、選択性フェージングによる信号歪を補償する一方、各遅延素子からの出力に対するフィルタ係数の算出において、雑音電力と干渉波の両方を抑制するように制御するようにした。具体的には、76、77式の計算を行うことによりフィルタ係数を求めるようにした。なお、76、77式は、雑音電力を最小化すること最適化問題を拘束条件の下で、最急降下法により解を導くことにより得るようにしている。この際に、雑音電力と干渉波のどちらに重きを置くかを調整するためのパラメータγを設けた。従来からアンテナの指向性を制御する技術として、アナログフィルタのフィルタ係数を制御する技術があるが、従来方法では、雑音電力を最小化する手法に着目した制御がなされており、干渉波がある場合に最適な制御となっていないという問題があり、また、広帯域信号を処理する場合に、選択性フェージングにより品質が劣化するという問題がある。前述したような構成とすることで、雑音電力と干渉波の同時に最小化するためのフィルタ係数の算出が可能となり、このフィルタ係数を用いた受信により、干渉波のある環境下でも所望信号の通信品質を改善することが可能となる。なお、図1における処理部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより無線信号の受信処理フィルタ係数の算出処理を行ってもよい。なお、ここでいうコンピュータシステムとは、OSや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ROM、CD-ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらにコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリRAMのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する伝送媒体は、インターネット等のネットワーク通信網や電話回線等の通信回線通信線のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであってもよい。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル差分プログラムであってもよい。"