n個nは整数の複数の制御要素EP1、EP2、EPnと、m個mはnより大きい整数の放射素子ER1、ER2、ERmとを有する核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法であって、磁場B1の分布マップを決定するステップ210と、前記ステップで決定されたB1の分布マップから複数のx点の選択に基づいて行列Bを構築するように構成された行列B構築ステップ220と、但し、iは1からxまで変わる選択された点の符号を示し、jは1からmまで変わる放射素子ERjの符号を示すとき、BB1となるようにB1のx×mを用いて行なわれる、特異値分解によって前記行列Bの特異ベクトルを決定するように構成された特異ベクトル決定ステップ230と、但し、前記行列Bの前記特異ベクトルは、行列kjによって示され、kは、1からnまで変わる制御要素EPkの符号を示す、前記制御モジュールの出力における放射素子ERjの信号Sojが、式の関数になるように前記制御モジュールを形成する結合手段および/または位相シフト手段を配置するステップ240と、但し、Sikは制御要素EPkの入力信号を示す、を備えることを特徴とする制御モジュールの作成方法。前記制御モジュール10を形成する結合手段および/または位相シフト手段を配置するステップ240は、結合手段および/または位相シフト手段として機能するブランチラインカプラと言われるカプラを用いて行なわれる、請求項1に記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。式VVN×VN1×...×V1×V0に従って、前記行列Vを複数のN1行列に分解するステップを含む、請求項1または2に記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。前記行列Bの特異ベクトルを決定するステップ230における特異値への分解は、行列uが行列Bと同じ大きさを有するユニタリ行列であり、m行がユニタリであり、行列Σがm×mの大きさを有する対角行列であり、対角係数が正の実数であるとき、式を用いて行なわれる、請求項1から3のいずれかに記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。前記行列の特異ベクトル決定ステップ230は、を用いて行なわれる、請求項4に記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。前記行列Bの特異ベクトル決定ステップ230は、前記行列Bからn個の特異ベクトルを選択するサブステップを有する、請求項1から5のいずれかに記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。前記行列Bからn個の特異値を選択するサブステップは、行列Σの対角係数により表わされる値のうちのより高い値を有するn個の特異値を選択することによって実行される、請求項6に記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。前記磁場B1の分布マップを決定するステップ210は、磁場B1に基づいてコンピュータソフトウエアにより実行される、請求項1から7のいずれかに記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。前記磁場B1の分布マップを決定するステップ210は、測定によって実行される、請求項1から8のいずれかに記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法。請求項1から9のいずれかに記載の核磁気共鳴イメージング装置用高周波アンテナ300のための制御モジュール10の作成方法によって得られた制御モジュールであって、jが複数の出力信号mからの出力信号の符号を表わし、Sikが前記制御モジュール10の入力信号を表わすとき、前記制御モジュール10からの出力信号Sojが式の関数であるような結合手段および位相シフト手段の配置を備えることを特徴とする制御モジュール。フェーズドアレイタイプアンテナのシリーズは、それぞれ信号を送受信するための独自の経路またはチャネルを有した表面アンテナを複数個リンクさせるように開発されている。それぞれの表面アンテナは、その面する位置における解剖組織上の領域anatomicalregionの画像を生成することを可能にしており、種々の画像は、その後、最終画像を生成するためアルゴリズムを用いて結合される。これらのフェーズドアレイタイプアンテナを十分に動作させるために、それぞれのアンテナからのそれぞれのチャネルは、電力増幅器poweramplifierにリンクされており、それぞれの電力増幅器は、人間とコンピュータの相互作用HumanComputerInteractionHCIを介して特定の増幅度および位相シフトを有するように制御される。このために、これらのフェーズドアレイタイプアンテナの制御をする目的で制御手法が開発されている。この手法は、イメージングシーケンスの間における静止および動的な励起調整の使用を主に含む。この技術の欠点はこれを実現するのに高いコストを要することである。この理由は、主に、より多くの電力増幅器を必要とすること、および、アンテナの各チャネルを制御するために必要とされる制御電子機器にコストの大部分を要することにある。従って、独立した制御システムがアンテナのそれぞれのチャネルに割り当てられている。アレイアンテナを作成するコストを下げるため、制御システムの数を減らすことを可能にする制御方法が開発されているが、これらのシステムは信号を生成するためにバトラーマトリックスButlermatricesを使用するという事実により制御システムの数を減らすようになっている。この制御方法は、特に、2008年、KawinSetsompopの論文16素子コイルと並列RF励起を用いる、7テスラにおける生体内でのB1の不均一性の緩和のためのスライス選択RFパルスSliceSelectiveRFpulsesforinvivoB1inhomogeneitymitigationat7TeslausingparallelRFexcitationwitha16Elementcoilにおいて言及されている。この制御方法は、低エネルギー消費のパッシブマトリックスであるバトラーマトリックスの使用に基づいており、このことはバトラーマトリックスを増幅器とアンテナのチャネルの間に設けることができるということを意味する。これにより、使用する制御素子、および、高価な電力増幅器を削減することができる。このマトリックスは、円筒導波管内の特定の電磁波伝播モードを励起するために公知の方法で用いられている。バトラーマトリックスは、同一振幅の数個の出力が、励起される伝播モードに従って変化する相を有した単一の電源入力に関連するような方法で、信号を変換するために用いられる。しかしながら、このシステムは固定されたシステムであり、パッシブ位相シフト成分を調整するには長い時間がかかる。さまざまな特定のバトラーマトリックスが2、4、8、または16チャネルを使用したアプリケーションのために開発されているという事実にも関わらず、それらは、アンテナのチャネル数に関しては、どのような数のモジュールでも許容するというものではない。また、それらは、円筒導波管によって適合させることができる円筒状システムまたは対象に対してのみ真に最適である。従って、バトラーマトリックスでさえも、人の頭の内側に作られる励起に対して最適に適応することはできない。なぜならば、人の頭は円筒導波管ではなく、さらに、均一ではないからである。図1は、バトラーマトリックスを用いた制御の原理図である。この例において、制御要素1a、1b、1c、1dによって放出された4つの信号は、増幅器A1、A2、A3、A4によって増幅され、その後、バトラーマトリックス3の中で、一つの入力は、同じ振幅を有するが異なる位相を有する2つの出力に関連付けられるように変換される。すなわち、アンテナの各チャネル4a、4b、4c、4d、4e、4f、4g、4hは同じ振幅であるが、それらが独自の位相を有する送信信号を生成する。MRI装置におけるフェーズドアレイアンテナを制御するバトラーマトリックスの使用は、また、試料において高磁場を有して十分な均一性を有する磁気励起場B1の分布を達成することができない。最小の電力を受信する領域でもリターン信号を生成するために十分な電力を受けることを保証するためには、全体的な送信電力を実質的に増加させることが必要である。事実、この技術はシステム内の自由度の程度の数、さらには、電力素子の数を減らすために、バトラーマトリックスによって提供されるモードからこれらのモードからのみであるが選択される励起モードを可能にする。従って、この装置を用いて得られた結果は、また、非常に強い磁場内で最適に使用するためにはこのタイプのアレイアンテナは有効ではないことを示す。なぜならば、バトラー励起モードは、脳のために最適化されていないからである。このような情況において、本発明は、解析されるべき関心領域ROIに応じて送信信号を最適化するように高周波フェーズドアレイタイプアンテナを制御するモジュールを作成するための方法を提案することによって、上記に概説した問題を解決することを目的とする。本発明は同時に、アンテナを制御するために必要な制御要素の数をを減らすことによって経済的なソリューションを提案することを目的とする。この目的のため、本発明は、n、mがそれぞれ複数である、n個の制御要素およびm個の放射素子を含む核磁気共鳴イメージング用高周波アンテナを制御するためのモジュールの作成方法を提案する。ここで、放射素子の数mは、制御要素の数nよりも大きく、前記方法は以下の手順を含む。-磁場B1の分布マップを決定するステップ;-前記ステップで決定されたB1の分布マップから複数のx点の選択に基づいて行列Bを構築するように構成された行列B構築ステップ、但し、iは1からxまで変わる選択された点の符号を示し、jは1からmまで変わる放射素子ERjの符号を示すとき、BB1となるようにB1のx×mを用いて行なわれる;-特異値分解によって前記行列Bの特異ベクトルを決定する特異ベクトル決定ステップ、但し、前記行列Bの前記特異ベクトルは、行列kjによって示され、kは1からnまで変わる制御要素EPkの符号を示す;および、-前記制御モジュールの出力における放射素子ERjの信号Sojがの関数になるように前記制御モジュールを形成する結合手段および/または位相シフト手段を配置するステップ、但し、Sikは制御要素EPkの入力信号を示す。用語制御要素は、通常、人間とコンピュータの相互作用HumanComputerInteractionを介して操作者によってアクセスされるMRI装置のコンピユーティングシステムによって制御される高速振幅変調器および高速位相変調器を備える、電子サブアセンブリを意味すると理解される。本発明は、n個の制御要素EPを用いて複数経路アンテナmultipathantennaを構成するm個の放射素子ERの制御を可能にする制御モジュールを生成する方法を提案することにある。但し、放射素子ERの数mは、制御素子EPの数nより大きい。n個の制御要素EPすなわち、n個の制御信号を放射素子の入力におけるm個の信号に変換することは、本発明による制御モジュールによって行なわれる。前記フェーズドアレイアンテナの前記制御モジュールは、磁場B1のマップを表わす行列Bの特異ベクトルの定義を可能にする特異ベクトル分解方法を用いて作成される。行列の特異ベクトル分解SVD方法は、実数および複素数矩形行列の対角化の重要なツールとして知られている。SVD方法は、信号処理、統計学、気象学、および画像圧縮などの分野で使用されている。しかしながら、NMRの特定の領域における送信信号を制御する制御モジュールを最適化する目的で磁場に特異値分解方法の適用をすることは、それらの従来の用途から遠くかけ離れており、完全に独創的である。事実、この方法を用いることで、高い精度で各放射素子に伝送された電力量を知ることができるように作成される制御モジュールが可能となる。従って、モジュールが設計されるとき、種々の特異べクトルからより強い励起の特異ベクトルを選択するようにすることが可能である。これにより、アンテナが制御されるときにより少ない電力を放射素子に供給する制御モジュールを得ることができ、このようなフェーズドアレイアンテナの出力を改善する。その上、本発明による方法によって作成された制御モジュールは、バトラーマトリックスの原理に基づく制御方法とは異なり、アンテナチャネルの数に関係なくアンテナを制御するための大きな自由度を操作者に与えることができる。本発明による方法は、また、個別、または技術的に可能な組み合わせにより、以下に記載の1またはそれ以上の特性により特徴づけられる。-前記制御モジュールを形成する結合手段および/または、位相シフト手段を配置するステップは、結合および/または位相シフト手段として機能する、ブランチラインカプラbranchlinecouplersとして知られているカプラを用いて行なわれる。-前記方法は、次式に従って、前記行列Vを複数のN1行列に分解するステップを含む。-前記行列Bの特異ベクトル決定ステップにおける特異値への分解は、を用いて行なわれる。式中、Uは、行列Bと同じ大きさdimensionsを有するユニタリ行列であり、m行がユニタリである。また、Σは、m×mの大きさを有する対角行列であり、対角係数diagonalcoefficientsが正の実数である。-前記行列Bの特異ベクトル決定ステップは、を用いて行なわれる。ここで、は、エルミート演算子を示す。-前記行列Bの特異ベクトル決定ステップは、前記行列Bからn個の特異ベクトルを選択するサブステップを有する。-前記行列Bからn個の特異値を選択するサブステップは、行列Σの対角係数により表わされる値のうちのより高い値を有するn個の特異値を選択することによって実行される。-磁場B1の分布マップを決定するステップは、磁場B1に基づいてコンピュータソフトウエアにより実行される。-磁場B1の分布マップを決定するステップは、測定によって行なわれる。本発明の他の特徴および利点は以下の記載を読むことにより明白になるであろう。これらは、以下の添付図を参照して単に例証となる目的を意図しているものであり、いかなる限定をも意図しているものではない。全ての図において同一要素は同一の符号を有する。図1は、すでに従来技術の記載の文脈で説明されている。図2は、フェーズドアレイアンテナ300への電源供給の制御を可能にする制御システム100の図を示す。制御システム100は、制御要素EPkをn個備えている。ここでnは複数であり、kは1からnまでの可変符号である。本発明による作成方法により得られた制御モジュール10は、アンテナ300の放射素子ERjのためのm個のチャネルに接続されている。ここでmは複数であり、jは1からmまでの可変符号である。制御システムはさらに、制御モジュール10と制御要素EPkとの間に位置する電力増幅器Akを備える。本発明による制御モジュール10は、アンテナに関連付けられている放射素子ERより少ない数の、すなわちm>nである数の制御要素EPを用いて制御されるフェーズドアレイアンテナを可能にする。例示的な目的のために、生成方法およびそれにより生成された制御方法を8個の制御要素n=8によって制御される15個の独立した伝送チャネルおよび15個の放射素子m=15を備えるアンテナに対して記載する。用語チャネルは、放射素子と通信するアンテナに対するそれぞれの電源入力として用いていることを想起されたい。本発明によれば、各制御要素EPkすなわち、EP1、EP2EPnは、通常、マンマシンインターフェースを介して操作者によってアクセスされるMRI装置のコンピユータシステムによって制御される高速振幅変調器および高速位相変調器を備える電子サブアセンブリ図示せずを含む。従って、図2の例示的な実施態様によれば、制御モジュール10は、その入力として制御要素EPkの送信信号Sikすなわち、Si1、Si2、Si8を有する。制御モジュール10の出力は出力信号Sojすなわち、So1、So2、So15を受けるアンテナの各放射素子ERjに接続されている。制御モジュールは、このようにm個の放射素子ERに電力を与えるためのm個の出力信号を生成するために、n個の制御要素からのn個の入力信号Siに対して線形変換効果を有している。ここで、n、mは複数である。変換は、以下の式で表わされる行列Vによって行なわれる。ここで、-信号Siの全体は、n×1の大きさを持つ行列で表わされる。すなわち、この行列中のk番目の要素は、制御モジュール10におけるk番目の制御要素EPkから送信された信号に対応する。ここで、kは1からnまでの可変符号である。-信号Soの全体は、m×1の大きさを有する行列で表わされる。すなわち、この行列中のj番目の要素は、j番目の放射素子ERjへの電力供給に対応する。ここで、jは1からmまでの可変符号である。-行列Vは、m×nの大きさを有する行列であり、nにユニタリである。従って、図2に示す例では、制御モジュール10は、15×8の大きさを有する変換行列Vを備える記憶手段storagemeansを含む。図3は、本発明による制御モジュール10の生成方法の主要ステップを表わすブロック図を示す。本発明による方法は、最初に特異値分解SVDと呼ばれる方法によって得られた変換行列Vの係数を決定し、次に、カプラのセットを用いてこの行列を物理的に構築することから構成される。行列に適用される特異ベクトル分解SVD手順は、信号処理、統計学、気象学、および画像圧縮などの分野で一般的に使用されている。しかしながら、NMRの特定の領域における送信信号を制御する制御モジュールを最適化する目的で磁場に特異値分解方法の適用をすることは、それらの従来の用途から遠くかけ離れており、完全に独創的である。従って、本発明による方法は、負荷がアンテナの内側に配置されるとき、アンテナの励起磁場B1の分布マップを生成する第1ステップ210を備える。励起磁場分布のマップは、シミュレーションによって、または、MRIスキャナにおける模型prototypeからの測定によって生成してもよい。例示すれば、シミュレーションは、アンソフトによって製造された数値シミュレーションソフトウエアHFSSを用いて行なわれる。このシミュレーションの原理は、次のような磁気成分B1の分布状態を組織的に調べることにある。指標xおよびyは、実験室に関連する固定デカルト座標系直交座標系に属する。軸Xおよび軸Y図示せずはアンテナの縦軸Z図示せずに垂直である。縦軸Zは、磁場B0の大域的な磁化の方向である。磁場B1のシミュレーションは、中間の計算によってB1の結論づけを可能にする。ここでB1は、次式に従ってスピンを同じ方向に回転させた座標系における分解された磁場B1の位相ベクトルに対応する。ここで、磁場B1の分布状態を示すマップは、また、模型prototypeに基づいた測定によって実験的に決定されるようにもできる。このためには、特に、実フリップ角イメージングActualFlipangleImagingと呼ばれる、医用イメージングの分野では公知の獲得法VasilyLYarnykhActualFlipangleImaginginthePulsedSteadyStateMagnResonLed200757192200を用いて、磁気成分B1からマップを決定すれば十分である。測定によって磁場の分布を表わすマップを作成するためには、模型または実験室のアンテナは、放射素子EPと同じ数の制御要素EPすなわち、m=nを含まなければならない。本方法の第2ステップ220は、前述のステップ210の過程で得られた複合磁場B1のマップから複数の点B1の選択に基づく行列Bを構築するステップからなる。複数の点は、人間とコンピュータの相互作用HumanComputerInteractionを使用する操作者によって予め定められたマップのメッシュを介して選択されている。マップB1のメッシュは、印加される磁場B0によって決定される所望の分解能および所望の共鳴周波数に応じて操作者によって選択される。有利には、5mmのメッシュ、すなわち、2点の間に5mmの間隔を有する複数の点を含むメッシュはヘッドタイプアンテナに対して満足のいく分解能を得るための条件を提供する。5mmよりも大きなメッシュでは結果の精度が低下し、5mmよりも小さいメッシュでは、それによって得られる分解能の増加の割に、処理するための計算要素が、多大となりすぎる。この目的のために、前述のステップ210の過程で決定された磁場B1のマップから抽出された各ボクセルvoxelは、各ボクセルが点B1に対応するように変数iによって符号付けされている。符号jはアンテナの放射素子ERjの符号に対応し、ここでjは1からmまでの変数であり、符号kは制御要素EPkの符号に対応し、ここでkは1からnまでの変数であることを想起されたい。ボクセルは、特に、MRI装置によって生成された2次元2Dにおける断面のデジタル処理による医用イメージングの分野における3次元空間表現に用いられる、3次元におけるピクセルであることを想起されたい。各ボクセルiには、放射素子ERjによって送信される点磁場B1に関連付けらている位置xi、yi、ziがある。ボクセルが符号付けされるindexed順序は、最終結果には影響は与えない。従って、行列は、前述のステップ210で構築されたマップの関数として以下のようにコンパイルされる。行列Bは、励起磁場の分布のマップが構築されたステップ210の期間における振動磁場B1のマップの関心領域ROIにおいて選択されたボクセルの数と同じ数の行rowを含み、アンテナ300の放射素子ERの数と同数の列columns、すなわち、m列を含む。典型的に、図2に示す例では、15個の放射素子ERが用いられ、振動磁場B1は3次元における32×32×32の分解能を有して描かれ、32768行および15列を有する行列Bが得られる。前記方法の第3ステップ230は、モード決定ステップ、すなわち、特異ベクトルの決定であり、行列BにSVD方法として公知の特異値分解方法が適用される。用語SVDモードSVDmodeは、特異値の分解から得られる特異ベクトルに言及するために用いられている。これらのモードは、体積アンテナまたは空洞共振アンテナの電磁気モードelectromagneticmodesとは何の関係もない。特異値分解の原理は、行列Bに次のように関係付けられる行列U、Σ、Vに適用できる。ここで-Uは、行列Bと同じ大きさを有するユニタリ行列であり、m行はユニタリである。すなわち、uuImである。-Σは、m×mの大きさを有する対角行列であり、対角係数は正の実数である。-Vは、m×mの大きさを有する正方行列である。行列Σの対角係数は、このように行列Bの特異値を表わし、行列Uおよび行列Vの行は特異値に応じた左および右の特異ベクトルである。ここで、特異ベクトルが行列Vからの右ベクトルsingularvectorstotherightfrommatrixVであれば、モードは決定されうる。従って、本例では行列Uは32768×15の大きさを有する行列であり、行列VおよびΣは15×15の大きさを有する行列である。この分解は、V、UおよびΣの行の類似する置き換えに対しても一意である。行列Vおよび行列Uの性質は、次式の適用を許容する。これにより、次の新しい式が得られる。これにより、行列Vはまた行列BBの固有ベクトルであり、この行列BBの固有値はΣ2の係数であることも導出される。第3ステップ230は、行列Σの対角係数のより高い値から行列Bにおけるn個の特異値を選択するサブステップを含む。従って、行列Σの対角係数に対応する特異値αkは行列Bの各モードkに関連付けられている。k番目のモードの電力効率はこのようにαk2に比例する。ここでnのより強力な値を選択する理由は、モードがより効率的になることを保証するからである。従って8個の制御要素EP1、EP2、EP8に対する8個の特異値、α1、α8は、α1がα2よりも高いように選択し、同様な選択によりα8までに至る15個から選ばれたより高い値を有している。第3ステップ230は、特異ベクトルの置換によって昇順で真の特異値を分類するサブステップを含んでも良い。各特異値α1、α8は、n列n=8を有し、32768×8の大きさを有している縮小行列reducedmatrixU8の特異値に関係づけられている。縮小行列U8の列は各モードに対する磁場分布B1を表わす。縮小行列V8は15×8すなわちm×nの大きさを有し、その行が所望のモードを表して縮小行列U8に関係付けられている。従って、行列Vの列に対応する行列Bの特異ベクトル、またはモードは、m個の放射素子のうちの特定の放射素子ERjが次式に等しい信号Sojを受け取るようにアンテナ300のm個の放射素子ERに供給するために、n個の信号Siを制御要素EPによってm個の信号Soに変換するように用いられる。ここで、jは、1からmまでの変数であり、kは、1からnまでの変数である。従って、信号Sojは、Vkjの和に比例する振幅によって特徴付けられ、その位相は、偏角の和に等しい。この分解の特別な利点は、これによって決定される各モードが完全に独立している点にある。事実、行列Vの構造は、モードが励起磁場B1と直交していることを保証する。行列Vは、VVI15のようなユニタリ行列であるので、制御モジュール10からの出力電力が、次式で示されるような入力電力に等しいことを保証することができる。従って、変換はエネルギー損失なく行なわれる。この分解は、モードの選択がそれらのエネルギー収率の関数として第3ステップ230に応じて行なわれるという適用範囲によって、また有利である。事実、前述のように、行列Bの特異値、すなわち、行列Σの対角係数は、検討されるべき各モードに対して、に比例する。従って、任意の入力電力に対して、アンテナに導入される負荷、本件の場合には、患者の頭であるが、のエネルギー出力を次式を用いて結論付けることが可能となる。磁場B1は各モードに対して直交しているので、仮に複数のモードが励起していても、患者の関心領域ROIzoneに到達する全磁気励起エネルギーは、各モードの励起エネルギーの和に等しい。この計算に必要な要素は、磁場B1の値および一つの放射素子と他の放射素子との間の位相の違いのみであるので、エネルギー出力の計算は、測定またはシミュレーションによって得られたB1の分布マップに基づいて行なうことができる。第4ステップ240は、前述のステップ230で決定された行列Vから信号の変換を再現することができるように、結合手段および位相シフト手段を配置することにある。得られた行列Vはnにユニタリである、すなわち、行列Vは式VVInを使用でき、ここでInは大きさn×nの恒等行列identitymatrixであることが想起される。を与える。複数の行列の分解の原理は、次のように行列Vを構築するために用いられる。その後、各行列V0、V1、VNは、図4に示すようなブランチラインカプラタイプのカプラを用いて構築される。ブランチラインタイプカプラは、一般的には3デシベルでエネルギーを分割することにより使用されている方向性カプラである。通常、ブランチラインカプラは、次式に従って、入力を出力に変換することができるように、2つの入力および2つの出力を有している。ここで、θは自由に選択できる。これは、波を遅らせる送信線に基づいたブランチラインカプラによる位相シフトを関連付けることができる。この位相シフトは、次のユニタリ行列によって表わされる。積は、以下のように、ユニタリ行列である。最初の行列V0は、15×8の大きさを有する図2に示す本例の実施形態と同じく、m×nの大きさを有さなければならない。上述のように、ブランチラインカプラを用いて8入力から15出力を得るためには、それぞれ、例えば50Ωの、それぞれが抵抗からなる入力負荷を有する7つのブランチラインカプラが必要である。この場合、入力Iに対する各ブランチラインカプラの変換行列は、以下のようになる。従って、8入力のうちの7つにブランチラインカプラを接続するこの設計は、15出力が得られ、8番目の入力はカプラの使用する出力に直接接続されている。つまり、第1入力に第1と第9の出力が接続され、第2入力に第2と第10の出力が接続され、第8入力は直接的に第8出力に接続される。このようにして、次のようなV0行列が得られる。行列V1、VN1、VNはまた、ブランチラインカプラを用いて作成される。これらの行列を作成するため、カプラは、それらの入力で負荷を搬送するのではなく、それらの出力における位相シフトθを生成する。この構造は、カプラの混信crossが生じることを避け、制御モジュール10の行列Vの設計を簡単にする。このような設計を例示目的で図6に示す。結局、カプラの配置は、7つの結合パラメータθおよび15の位相シフトパラメータΦに従属する行列V1、VN1、VNの構築を許容する。このように、V0、V1、VNは、前の仮説を検証しながら作られる行列Vを可能とし、および定義できる。しかしながら、θおよびΦの値は、所望の行列V、すなわち、前述のステップで決定された行列Vを得るために、各行列V0、V1、VNを決定することが必要である。本発明の有利な形態によれば、行列Vは、行列の構築費用を低減するために、近似行列Vappに近似される。従って、近似行列Vappは、行列Vと同じユニタリ行列を有するが、その値は、次のような近似許容差範囲εで近似される。従って、θおよびΦの値は、以下のような最適化によって決定される。-ここで、θijは、行列Vjのi番目の結合要素であり、iは、本例示構造に従った1から7までの変数である。-Φijは、行列Vjのi番目の位相シフト要素であり、iは、本例示構造に従った1から15までの変数である。そして、を伴う。この最適化によれば、N=12は、チャネルあたり5未満の許容差で15個の放射素子のために通常、十分であることが示される。従って、本実施形態によれば、行列Vの構築には、その後、91カプラおよび195個の位相シフト要素が必要である。286の実際のパラメータは、マトラボタイプMatlabtypeのソフトウエア解析アルゴリズムのような最適化アルゴリズムを用いて最適化されなければならない。本発明は、特に、頭の検査に対するMRI装置の高周波アンテナの制御に言究して記載してきた。しかしながら、記載しているこの制御方法、特にSVD方法は、いかなる体の部分、いかなる患者にも子供にも大人にも、または著しく太り過ぎの患者などにも有効である。勿論、磁場B1は、アンテナに導入された体の一部または被検者にも依存して測定またはシュミュレートされる。計算結果は、導入された体の部分、および患者から患者に従って変わる。特異値分解を用いる本発明による方法によれば、静止および動的例起を調整することの結果を容易に最適にでき、特にガウスニュートン法の最適化アルゴリズムGaussNewtontypeoptimizationalgorithmsを用いて、または初期値の最適化が必要ないかなるタイプのアルゴリズムを用いて、調整する信号の質を、容易に最適にできる。この場合、最適化は、最初は第1のモードで、そして、次に引き続くモードで徐々に行なうこともできる。[0126]補足説明PCT出願書類における符号は、翻訳文においては、下記のように表記した。