RF信号を受信するアンテナと、受信された前記RF信号を増幅して出力するローノイズアンプと、局部発振信号を出力する局部発振回路と、前記局部発振信号をπ/2だけ移相した信号を出力するπ/2移相器と、前記ローノイズアンプが出力した信号と前記局部発振信号とを混合した信号を混合した信号を出力する第1のミキサ回路と、前記ローノイズアンプが出力した信号と前記π/2移相器が出力した信号とを出力する第2のミキサ回路と、前記第1のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第1の信号を出力する第1のローパスフィルタと、前記第2のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第2の信号を出力する第2のローパスフィルタと、前記第1の信号を増幅して第3の信号を出力し、第1の設定値に応じてその利得が可変である第1の可変利得増幅器と、前記第2の信号を増幅して第4の信号を出力し、第2の設定値に応じてその利得が可変である第2の可変利得増幅器と、予め設定された第1の測定設定期間内における前記第3の信号の第1の平均値を演算する第1の演算回路と、前記第1の測定設定期間内における前記第4の信号の第2の平均値を演算する第2の演算回路と、前記第1の演算回路および前記第2の演算回路を制御し、前記第1の平均値に応じて前記第1の設定値を変更し且つ前記第2の平均値に応じて前記第2の設定値を変更する制御回路と、前記第3の信号と前記第4の信号から復調信号を復調して出力する復調器と、を備えることを特徴とする受信機。前記制御回路は、前記第1の平均値が目標値に近づくように、前記第1の設定値を変更し、且つ、前記第2の平均値が前記目標値に近づくように、前記第2の設定値を変更することを特徴とする請求項1に記載の受信機。前記制御回路は、前記第1の可変利得増幅器におけるDCオフセットのキャンセルが完了した後に、前記第1の設定値を変更し、且つ、前記第2の可変利得増幅器におけるDCオフセットのキャンセルが完了した後に、前記第2の設定値を変更することを特徴とする請求項1または2に記載の受信機。前記制御回路は、前記第1の可変利得増幅器の利得と前記第1の設定値との関係を規定し、且つ、前記第2の可変利得増幅器の利得と前記第2の設定値との関係を規定したテーブルを有し、前記テーブルに基づいて、前記第1の平均値が目標値となる前記第1の可変利得増幅器の利得に対応する前記第1の設定値を選択し、この選択した前記第1の設定値を出力し、前記テーブルに基づいて、前記第2の平均値が前記目標値となる前記第2の可変利得増幅器の利得に対応する前記第2の設定値を選択し、この選択した前記第2の設定値を出力することを特徴とする請求項1に記載の受信機。前記制御回路は、選択された第1の設定値と、前記選択された第1の設定値に応じて前記第1の可変利得増幅器の利得が設定されたときの前記第1の平均値との関係、または、選択された第2の設定値と、前記選択された第2の設定値に応じて前記第2の可変利得増幅器の利得が設定されたときの前記第2の平均値との関係を反映するように、前記テーブルを更新することを特徴とする請求項4に記載の受信機。予め設定された第2の測定設定期間内における前記第3の信号と前記第4の信号の2乗平均平方根を演算する第3の演算回路をさらに備え、前記制御回路は、前記第3の演算回路を制御し、前記2乗平均平方根に応じて前記第1の設定値および前記第2の設定値を変更することを特徴とする請求項1に記載の受信機。前記第2の測定設定期間が前記第1の測定設定期間よりも先であり、前記制御回路は、前記2乗平均平方根に応じて前記第1の設定値および前記第2の設定値を変更した後に、前記第1の平均値に応じて前記第1の設定値を変更し且つ前記第2の平均値に応じて前記第2の設定値を変更することを特徴とする請求項6に記載の受信機。前記第2の測定設定期間が前記第1の測定設定期間よりも後であり、前記制御回路は、前記第1の平均値に応じて前記第1の設定値を変更し且つ前記第2の平均値に応じて前記第2の設定値を変更した後に、前記2乗平均平方根に応じて前記第1の設定値および前記第2の設定値を変更することを特徴とする請求項6に記載の受信機。IチャネルとQチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することが可能な受信機を提供する。実施形態に従った受信機は、RF信号を受信するアンテナを備える。受信機は、受信された前記RF信号を増幅して出力するローノイズアンプを備える。受信機は、局部発振信号を出力する局部発振回路を備える。受信機は、前記局部発振信号をπ/2だけ移相した信号を出力するπ/2移相器を備える。受信機は、前記ローノイズアンプが出力した信号と前記局部発振信号とを混合した信号を混合した信号を出力する第1のミキサ回路を備える。受信機は、前記ローノイズアンプが出力した信号と前記π/2移相器が出力した信号とを出力する第2のミキサ回路を備える。受信機は、前記第1のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第1の信号を出力する第1のローパスフィルタを備える。受信機は、前記第2のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第2の信号を出力する第2のローパスフィルタを備える。受信機は、前記第1の信号を増幅して第3の信号を出力し、第1の設定値に応じてその利得が可変である第1の可変利得増幅器を備える。受信機は、前記第2の信号を増幅して第4の信号を出力し、第2の設定値に応じてその利得が可変である第2の可変利得増幅器を備える。受信機は、予め設定された第1の測定設定期間内における前記第3の信号の第1の平均値を演算する第1の演算回路を備える。受信機は、前記第1の測定設定期間内における前記第4の信号の第2の平均値を演算する第2の演算回路を備える。受信機は、前記第1の演算回路および前記第2の演算回路を制御し、前記第1の平均値に応じて前記第1の設定値を変更し且つ前記第2の平均値に応じて前記第2の設定値を変更する制御回路を備える。受信機は、前記第3の信号と前記第4の信号から復調信号を復調して出力する復調器を備える。以下、実施形態について図面に基づいて説明する。図1は、第1の実施形態に係る受信機1000の構成の一例を示す図である。図1に示すように、受信機1000は、半導体集積回路100と、アンテナ101と、復調器102と、を備える。アンテナ101は、RFRadioFrequency信号を受信するようになっている。半導体集積回路100は、受信されたRE信号を処理した信号を出力するようになっている。復調器102は、半導体集積回路100が出力した信号から復調信号dsを復調して出力する。ここで、図1に示すように、半導体集積回路100は、ローノイズアンプLNAと、局部発振回路OSCと、π/2移相器PSと、第1のミキサ回路M1と、第2のミキサ回路M2と、第1のローパスフィルタF1と、第2のローパスフィルタF2と、第1の可変利得増幅器A1と、第2の可変利得増幅器A2と、第1の演算回路AR1と、第2の演算回路AR2と、第1のアナログデジタル変換器C1と、第2のアナログデジタル変換器C2と、制御回路CONと、を備える。ローノイズアンプLNAは、アンテナ101により受信されたRF信号を増幅して出力するようになっている。局部発振回路OSCは、局部発振信号Loを出力するようになっている。π/2移相器PSは、局部発振信号Loをπ/2だけ移相した信号を出力するようになっている。第1のミキサ回路M1は、ローノイズアンプLNAが出力した信号と局部発振信号Loとを混合した信号Iチャネル成分を出力するようになっている。第2のミキサ回路M2は、ローノイズアンプLNAが出力した信号とπ/2移相器PSが出力した信号とを混合した信号Qチャネル成分を出力するようになっている。第1のローパスフィルタF1は、第1のミキサ回路M1が出力した信号Iチャネル成分をフィルタリングして第1の信号S1を出力するようになっている。第2のローパスフィルタF2は、第2のミキサ回路M2が出力した信号Qチャネル成分をフィルタリングして第2の信号S2を出力するようになっている。第1の可変利得増幅器A1は、第1の信号S1を増幅して第3の信号S3を出力するようになっている。この第1の可変利得増幅回路A1は、第1の設定値V1に応じてその利得が可変するようになっている。第2の可変利得増幅器A2は、第2の信号S2を増幅して第4の信号S4を出力するようになっている。この第2の可変利得増幅回路A2は、第2の設定値V2に応じてその利得が可変するようになっている。なお、第1および第2の可変利得増幅器A1、A2は、例えば、トランジスタレベルの回路設計構成がオープンループの構成を有する。すなわち、伝送レートの高速化に伴いRF帯域幅を従来よりも大幅に広くする必要があり、そのような広帯域にわたって所望の利得を得るために、旧来の回路設計で一般的に用いられているアクティブRC構成やフィードバックを用いたGmCアンプではなく、フィードバックしないGmCアンプが用いられる。第1のアナログデジタル変換器C1は、第3の信号S3をアナログデジタル変換して第1の演算回路AR1に出力するようになっている。第2のアナログデジタル変換器C2は、前記第4の信号S4をアナログデジタル変換して第2の演算回路AR2に出力する。第1の演算回路AR1は、予め設定された第1の測定設定期間D1内における第3の信号S3の第1の平均値を演算するようになっている。ここでは、第1の演算回路AR1は、アナログデジタル変換された第3の信号S3の第1の平均値を演算し、この演算結果に応じた前記第1の設定値V1を出力する。第2の演算回路AR2は、第1の測定設定期間D1内における第4の信号S4の第2の平均値を演算するようになっている。ここでは、第2の演算回路AR2は、アナログデジタル変換された第4の信号S4の前記第2の平均値を演算し、この演算結果に応じた第2の設定値V2を出力する。制御回路CONは、第1の演算回路AR1および第2の演算回路AR2を制御するようになっている。そして、この制御回路CONは、第1の演算回路AR1により演算された第1の平均値に応じて第1の設定値V1を変更し、且つ、第2の演算回路AR2により演算された第2の平均値に応じて第2の設定値V2を変更するようになっている。そして、既述のように、変更された第1、第2の設定値V1、V2に応じて、第1、第2の可変利得増幅回路A1、A2は、その利得を変更する。例えば、制御回路CONは、第1の平均値が目標値に近づくように、段階的に第1の設定値V1を変更し、且つ、第2の平均値が目標値に近づくように、段階的に第2の設定値V2を変更する。これにより、変更された第1、第2の設定値V1、V2に応じて、第1、第2の可変利得増幅回路A1、A2は、同じ所定の利得に近づくように変更することとなる。したがって、第1、第2の可変利得増幅器A1、A2の利得のばらつきの影響を低減ことができる。ここで、図2は、制御回路により変更された第1、第2の設定値V1、V2と第1、第2の可変利得増幅回路A1、A2の利得との関係の一例を示す図である。図2に示すように、第1、第2の可変利得増幅回路A1、A2の利得の特性は異なる。しかし、既述のように、制御回路CONが第1、第2の可変利得増幅回路A1、A2それぞれに対して、個別に設定値を変更することにより、第1、第2の可変利得増幅回路A1、A2の利得のばらつきを低減することができる。また、図1に示すように、制御回路CONは、例えば、第1の可変利得増幅器A1の利得と第1の設定値V1との関係を規定し、且つ、第2の可変利得増幅器A2の利得と第2の設定値V2との関係を規定したテーブルTを有する。そして、制御回路CONは、テーブルTに基づいて、第1の平均値が目標値となる第1の可変利得増幅器A1の利得に対応する第1の設定値V1を選択し、この選択した前記第1の設定値V1を出力するようになっている。さらに、制御回路CONは、テーブルTに基づいて、第2の平均値が目標値となる第2の可変利得増幅器A2の利得に対応する第2の設定値V2を選択し、この選択した第2の設定値V2を出力するようになっている。これにより、より高速にAGCを完了させることができる。なお、制御回路CONは、選択された第1の設定値V1と、選択された第1の設定値V1に応じて第1の可変利得増幅器A1の利得が設定されたときの第1の平均値との関係を反映するように、テーブルTを更新するようになっている。すなわち、制御回路CONは、選択された第1の設定値V1と第1の可変利得増幅器A1の現在の利得とが対応するように、テーブルTにおける、第1の可変利得増幅器A1の利得と第1の設定値V1との関係を更新する。同様に、制御回路CONは、選択された第2の設定値V2と、選択された第2の設定値V2に応じて第2の可変利得増幅器A2の利得が設定されたときの第2の平均値との関係を反映するように、テーブルTを更新するようになっている。すなわち、制御回路CONは、選択された第2の設定値V2と第2の可変利得増幅器A2の現在の利得とが対応するように、テーブルTにおける、第2の可変利得増幅器A2の利得と第2の設定値V2との関係を更新する。このように、補正したIQ振幅誤差に基づいてテーブルTを逐次更新する。また、IチャネルとQチャネルに各々異なるDCオフセットが重畳した状態で本実施例に係るAGCをかけると、本来の利得と違う利得に設定され、EVM特性が劣化し得る。そこで、制御回路CONは、第1の可変利得増幅器A1におけるDCオフセットのキャンセルが完了した後に、第1の設定値V1を変更する。さらに、制御回路CONは、第2の可変利得増幅器A2におけるDCオフセットのキャンセルが完了した後に、第2の設定値V2を変更する。これにより、第1、第2の可変利得増幅器A1、A2の利得制御に対するDCオフセットの影響を抑制することができる。既述のように、復調器102は、アナログデジタル変換された第3の信号S3とアナログデジタル変換された第4の信号S4から復調信号dsを復調して出力する。なお、図1の例では、アナログ用の可変利得増幅回路によってIQ個別にAGCを実行する。しかし、ADCの後段にディジタル用の可変利得増幅回路を設けディジタル的に利得制御してもよい。すなわち、第1のアナログデジタル変換器C1が、第1の信号S1をアナログデジタル変換して第1の可変利得増幅回路A1に出力し、且つ、第2のアナログデジタル変換器C2が、第2の信号S2をアナログデジタル変換して第2の可変利得増幅回路A2に出力するようにしてもよい。この場合、第1の可変利得増幅回路A1は、アナログデジタル変換された第1の信号S1を増幅して第3の信号S3を出力し、且つ、第2の可変利得増幅回路A2は、アナログデジタル変換された第2の信号S2を増幅して第4の信号S4を出力することとなる。ここで、図3は、RF信号のパケットの構成とACGを実行する期間との関係を示す図である。図3に示すように、RF信号のパケットのうち振幅が一定になるプリアンブル区間において第1の測定設定期間D1時間t0~tx、tx~ty、ty~t1が設定され、第1および第2の設定値V1、V2の変更が実行される。これにより、より適切に、Iチャネル成分とQチャネル成分の利得のばらつきの影響を低減することができる。一方、データ区間の電力は信号自体にIQ偏差がある。そこで、RF信号のパケットのうちデータが規定されるデータ区間において第1の測定設定期間D1が設定されず第1および第2の設定値V1、V2の変更が実行されない。ここで、図4は、IQ振幅誤差が無い場合における、EVMを示す図である。また、図5は、IQ振幅誤差が有る場合および実施例を適用した場合における、EVMを示す図である。なお、図5では、IQ振幅誤差が有る場合については、一例として、Qチャネルの利得が高い場合を示している。IQ振幅誤差が無い場合、図4に示すように、EVMErrorVectorMagnitudeは、半径1の円になる。一方、IQ振幅誤差が有る場合、図5に示すように、EVMは、Qチャネル成分が長い楕円になる。しかし、本実施例を適用することにより、Iチャネル成分を個別にAGCすることができるので、図4よりも大きい円にすることができる。すなわち、Qチャネル成分とIチャネル成分の利得のばらつきを等価的に低減することができる。なお、変調方式がQPSKである場合に、制御回路CONによる第1の設定値V1の変更および第2の設定値V2の変更が実行される。例えば、複数変調システムの場合、QAMQuadratureAmplitudeModurationのときには実行せず、QPSKQuadraturePhaseSiftKeyingのとき実行する。これにより、原点からの信号点への距離が複数ある変調信号に対してAGCが誤動作することを防ぐことができる。以上のように、IチャネルとQチャネルで別々に電力を計算し各々が一定になるようにAGCをかければIQ振幅誤差は自動的に補正される。ここで、広帯域なシステムでは、可変利得増幅器の利得精度を確保することが回路設計的に困難であり、特に設定利得によってIQの利得差が異なると補正が極めて困難である。本実施例では、π2シフトBPSKBinaryPhaseShiftKeying、GMSKGaussianFiteredMinimumShiftKeying等において、信号点の位置の原点からの距離が一定の変調信号の場合精度を出しやすいが、そのような複雑でない変調方式は一般的に広帯域システムに適用される。また、上記広帯域システムは近接無線等で多く用いられるが、近接無線では送受信間距離が近い故フェージング等による伝送路の時間変動が少なく、本実施例は、より有効に作用する。以上のように、本実施形態に係る受信機によれば、IチャネルとQチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することができる。本第2の実施形態においては、2乗平均平方根を演算する第3の演算回路をさらに備えた構成例について、説明する。ここで、図6は、第2の実施形態に係る受信機2000の構成の一例を示す図である。なお、図6において、図1の符号と同じ符号は、第1の実施形態と同様の構成を示す。図6に示すように、受信機2000は、半導体集積回路200と、アンテナ101と、復調器102と、を備える。そして、半導体集積回路200は、第1の実施形態の半導体集積回路100と比較して、第3の演算回路AR3を、さらに備える。この第3の演算回路AR3は、予め設定された第2の測定設定期間D2内における第3の信号S3と第4の信号S4の2乗平均平方根を演算するようになっている。ここで、制御回路CONは、第3の演算回路AR3を制御し、2乗平均平方根に応じて第1の設定値V1および第2の設定値V2を変更するようになっている。制御回路CONは、2乗平均平方根が目標値に近づくように、第1の設定値V1および前記第2の設定値V2を変更するようになっている。例えば、第2の測定設定期間D2が第1の測定設定期間D1よりも先に設定される。すなわち、この場合、制御回路CONは、第3の演算回路AR3により演算された2乗平均平方根に応じて第1の設定値V1および第2の設定値V2を変更した後に、第1の演算回路AR1により演算された第1の平均値に応じて第1の設定値V1を変更し且つ第2の演算回路AR2により演算された第2の平均値に応じて第2の設定値V2を変更する。すなわち、I、Qチャネル成分の電力が一定になるようにAGCをかけた後、微小な誤差だけをI、Qチャネル成分個別に補正する。これにより、より有効に、IチャネルとQチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減する。なお、第2の測定設定期間D2が第1の測定設定期間D1よりも後に設定されてもよい。この場合、制御回路CONは、第1の演算回路AR1により演算された第1の平均値に応じて第1の設定値V1を変更し且つ第2の演算回路AR2により演算された第2の平均値に応じて前記第2の設定値V2を変更した後に、第3の演算回路AR3により演算された2乗平均平方根に応じて第1の設定値V1および第2の設定値V2を変更する。すなわち、I、Qチャネル成分に対して個別にAGCをかけて、最後に微小な調節をI、Q成分の合計電力に対して実行する。なお、I、Qチャネル成分の誤差が所定値を超えたら再度AGCを実行するようにしてもよい。なお、受信機2000のその他の構成および機能は、第1の実施形態の受信機1000と同様である。すなわち、本実施形態に係る受信機によれば、第1の実施形態と同様に、IチャネルとQチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することができる。なお、実施形態は例示であり、発明の範囲はそれらに限定されない。