"交流電源電圧をAC-DC変換して整流電圧を生成する整流回路と,該整流回路の直流出力側に接続されるコンデンサと,前記整流電圧をDC-DC変換してLED負荷に給電する昇降圧回路と,該昇降圧回路が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路とを備えたLED点灯装置であって,前記コンデンサは,非電解型のコンデンサであって,前記制御回路は,前記昇降圧回路が電流断続モードで動作するように,かつ,前記スイッチング素子のスイッチング周波数と前記昇降圧回路の電流設定値との積が略一定となるように,前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするLED点灯装置。請求項1に記載のLED点灯装置において,前記制御回路は,周波数設定信号と電流設定信号を生成する設定信号生成回路と,前記周波数設定信号にしたがって前記スイッチング素子のスイッチング周波数を可変する周波数可変回路と,前記スイッチング素子に流れる電流を検出して,該電流が前記電流設定信号によって決まる電流設定値に達した時点で前記スイッチング素子をターンオフさせるオン時間可変回路とを備え,前記設定信号生成回路は,前記スイッチング周波数と電流設定値との積が略一定となるように,前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするLED点灯装置。請求項1から2に記載のLED点灯装置において,前記制御回路は,前記整流電圧が最も低くなったときに前記昇降圧回路を電流臨界モードで動作させることを特徴とするLED点灯装置。請求項1から3に記載のLED点灯装置において,前記制御回路は,前記スイッチング周波数と前記電流設定値をそれぞれ略一定とすることを特徴とするLED点灯装置。請求項1から3に記載のLED点灯装置において,前記制御回路は,前記整流電圧を検出して前記整流電圧が高いほど前記電流設定値を減少させることを特徴とするLED点灯装置。しかし,非電解コンデンサは,電解コンデンサに比べて体積あたりの容量が小さい。したがって,装置の大きさに制約がある場合,同等の容量を確保することが難しい。その結果,整流電圧を十分に平滑することができず,整流電圧の脈動振幅が大きくなる恐れがある。言い換えれば,整流電圧の最低値が小さくなる恐れがある。特許文献1に記載の装置では,整流電圧がLED負荷の電圧以下,LED電圧と記すより低くなると,降圧チョッパが動作不能となり,LED電流が急激に減少する。交流電源の半周期毎にこの現象が起こるため,交流電源の周波数をfacとすると,LED電流は2facの周波数で脈動する恐れがある。この脈動は,フリッカ,すなわち,ちらつきの原因となる恐れがある。この問題の対策として,降圧チョッパではなく昇降圧チョッパやフライバックコンバータのような昇降圧回路を用いることが考えられる。昇降圧回路であれば,整流電圧がLED電圧より低い状況においてもLEDに安定して給電できる。しかし,スイッチング素子に流れる電流のピーク値を一定として,かつ,電流臨界モードで動作させる制御を昇降圧回路に適用すると,整流電圧の脈動に応じてLED電流が脈動することになる。入力平滑コンデンサとして非電解コンデンサとする場合,整流電圧の脈動が大きいためLED電流の脈動も大きくなり,やはりフリッカ、すなわち、ちらつきの原因となる恐れがある。上記課題の解決にあたっては,交流電源電圧をAC-DC変換して直流電圧以下,整流電圧と記すを生成する整流回路と,該整流回路の直流出力側に接続されるコンデンサと,前記整流電圧をDC-DC変換して発光ダイオード以下,LEDと記す負荷に給電する昇降圧回路と,該昇降圧回路が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路とを備えたLED点灯装置であって,前記コンデンサは,非電解型のコンデンサ以下,非電解コンデンサと記すであって,前記制御回路は,前記昇降圧回路が電流断続モードで動作するように,かつ,前記スイッチング素子のスイッチング周波数と前記昇降圧回路の電流設定値との積が略一定となるように,前記スイッチング素子を駆動することを特徴とするLED点灯装置によって解決できる。本発明のLED点灯装置によれば,非電解コンデンサの使用によって高温耐性を強化する場合であっても,LED電流の脈動を低減してフリッカレスを実現できる。本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図1は,本発明におけるLED点灯装置のブロック図である。LED点灯装置は,交流電源100の交流電圧から直流の整流電圧を得るための整流回路101と,整流回路101の直流出力側に接続され,整流電圧を平滑する非電解コンデンサ102と,整流電圧をDC-DC変換してLED負荷104に給電する昇降圧回路103と,昇降圧回路103が備えるスイッチング素子を駆動する制御回路105から構成される。LED負荷104について,LEDの個数や接続形態は問わず,また,保護用素子などを内蔵したLEDモジュールを含んでもよい。制御回路105において,周波数可変回路107は,設定信号生成回路109が出力する周波数設定信号に基づいて,昇降圧回路103におけるスイッチング素子のスイッチング周波数fsを可変するように,駆動回路106にターンオン信号を出力する。ここで,必ずしも周波数設定信号の大きさがスイッチング周波数を決めるとは限らない。例えば,周波数設定信号が周期的な信号であって,その周期がスイッチング周期,ひいてはスイッチング周波数に相当する場合も考えてよい。周波数可変回路107は,結果としてスイッチング素子のオフ時間を可変することにもなるため,オフ時間可変回路と言うこともできる。ただし,これは表現上の問題であり,得られるLED点灯装置の動作は同じであるため,以下の説明では周波数可変回路として統一する。オン時間可変回路108は,検出した昇降圧回路103の電流と,設定信号生成回路109が出力する電流設定信号に基づいて,スイッチング素子のオン時間を可変するように駆動回路106にターンオフ信号を出力する。具体的には,検出した昇降圧回路103の電流が,電流設定信号によって決まる値以下では,この値を電流設定値Ipと記すに達した時点で駆動回路106にターンオフ信号を出力する。ここで,必ずしも電流設定信号の大きさが電流設定値を決めるとは限らない。例えば,周波数設定信号が振幅一定のパルス信号であって,そのパルス密度が電流設定値に相当する場合も考えてよい。駆動回路106は,周波数可変回路107が出力するターンオン信号と,オン時間可変回路108が出力するターンオフ信号に従って,昇降圧回路103のスイッチング素子をターンオンまたはターンオフさせるように駆動信号を出力する。設定信号生成回路109は,周波数設定信号と電流設定信号を,Ip×fsが略一定となるように決定する。ここで,略一定と記した理由は,部品のばらつきや制御の遅れ時間などを考慮すると,Ip×fsを完全に一定値とすることは困難であり,若干の変動が見込まれるためである。実際には,Ip×fsが±10の範囲であれば変動することが考えられ,本発明では,この程度の変動は許容するものと考える。一部の実施形態では,図1のように整流電圧の検出値を設定信号生成回路109にフィードバックして,これに基づいて周波数設定信号と電流設定信号を決定する。<第1実施形態>図2は,本発明の第1実施形態におけるLED点灯装置である。図2において,ダイオードブリッジ110による全波整流回路が,図1の整流回路101に相当する。また,チョークコイル112,スイッチング素子であるパワーMOSFET113,ダイオード114,コンデンサ115,電流検出手段116によって構成される昇降圧チョッパが,図1の昇降圧回路103に相当する。図2において,パワーMOSFET113の代わりに,バイポーラトランジスタやIGBTといった他種のスイッチング素子を用いてもよい。スイッチング素子は,ICに内蔵されていてもよい。全波整流回路の代わりに,倍電圧整流回路など,他方式の整流回路を用いてもよい。昇降圧チョッパの代わりに,フライバックコンバータのような他種の昇降圧回路を用いてもよい。ヒューズなどの回路保護部品,ノイズ対策部品としてのコンデンサやチョークコイルを追加してもよい。なお,これらの代案及び追加項目は,本発明の全ての実施形態に対して適用可能である。図3は,本発明の第1実施形態におけるLED点灯装置の動作波形である。図3の上側に,交流電源101の1周期Tacにおける整流電圧Vdcを実線で示す。なお,参考として,Vdcを全く平滑しなかった場合の全波整流波形を点線で示す。入力平滑コンデンサとして非電解コンデンサを用いる場合,平滑に十分な容量を確保することが困難である。その結果,Vdcは図3の上側に示したように,周期Tac/2,すなわち,交流電源の2倍の周波数で脈動する。容量が小さいほど,または,LED負荷の電力が大きいほど,Vdcの脈動の振幅は大きくなり,点線の全波整流波形に近づく。言い換えれば,Vdcの最低値が小さくなる。図3の下側に,aVdcが高い場合と,bVdcが最も低い場合について,時間軸レンジを拡大した波形を示す。この下側の図には,Vdcの他に,パワーMOSFET113のオンオフ状態SW,パワーMOSFET113電流IQ,チョークコイル112電流IL,ダイオード114電流ID,LED電流ILEDの波形も合わせて示した。これらの電圧及び電流の極性については,図2に示した矢印の方向を正とする。なお,コンデンサ115は,スイッチング周波数の脈動を除去するものであり,非電解コンデンサを利用しても十分な容量を確保できると考えられる。そのため,ILEDは完全に平滑され,IDの直流成分,すなわち平均値になると仮定した。図3を利用して,昇降圧チョッパと制御回路105の動作を説明する。まず,昇降圧チョッパの動作について説明する。パワーMOSFET113がオンのとき,昇降圧チョッパには,非電解コンデンサ102の整流電圧を電圧源として,チョークコイル112,パワーMOSFET113,電流検出手段116の経路で電流が流れる。このとき,チョークコイル112には,Vdcとほぼ同じ電圧が印加される。また,図3の下側に示したように,パワーMOSFET113のスイッチング周期においてVdcはほとんど変化しない。したがって,図3のIQ及びIL波形のように,この電流は時間と共に直線的に増大する。オン時間可変回路108は,この電流が電流設定値Ipに達した時点でパワーMOSFET113をターンオフさせる。言い換えれば,スイッチング素子であるパワーMOSFET113に流れる電流のピーク値をIpと一致させるように,パワーMOSFET113のオン時間を可変する。パワーMOSFET113のオン時間をTonと定義すると,Tonは式1のように書ける。Ton=L×Ip/Vdc...式1式1において,Lはチョークコイル112の自己インダクタンスである。式1及び図3から,TonはVdcに依存し,Vdcが高いほどTonは短くなる。パワーMOSFET113がオフになると,昇降圧チョッパは電圧源から切り離された状態となるが,チョークコイル112に蓄えられたエネルギーによって,チョークコイル112,ダイオード114,LED負荷104とコンデンサ115の並列体の経路に環流電流が流れる。このとき,チョークコイル112には,LED電圧VLEDとほぼ同じ電圧が,オン期間とは逆方向に印加される。したがって,図3のIL及びID波形のように,環流電流は時間と共に直線的に減少する。周波数可変回路107は上記のように,パワーMOSFET113のスイッチング周波数fsが周波数設定信号に従った値となるように,パワーMOSFET113をターンオンさせる。すなわち,前にパワーMOSFET113がターンオンしてから,fsの逆数として決まるスイッチング周期Ts=1/fsが経過した時点で,パワーMOSFET113を再びターンオンさせる。ここで,第1実施形態では,図3に示したように,Vdcに依らず昇降圧チョッパを電流断続モードで動作させる。すなわち,環流電流がゼロまで減少してから,さらに時間が経過した時点でパワーMOSFET113をターンオンさせる。ここで,パワーMOSFET113のオフ時間をToffと定義し,このToffのうち環流電流がゼロになるまでの時間を環流時間Toff1,残りの時間を断続時間Toff2とそれぞれ定義する。Toff1とToff2は,それぞれ式2と式3のように書ける。Toff1=L×Ip/VLED...式2Toff2=Ts-TonToff1...式3Toff1は,Vdcに依存しない。また,VLEDはLED負荷におけるLEDの直列接続数で決まる定数であり,Toff1も定数として扱ってよい。なお,Toff2が略ゼロになるモード,すなわち,環流電流が略ゼロまで減少した時点でパワーMOSFET113をターンオンさせるモードは,電流臨界モードと呼ばれる。本発明では,電流臨界モードは電流断続モードに含まれると考える。ただし,意図して電流臨界モードを利用する場合に限り,電流臨界モードと記すことにする。次に,昇降圧チョッパにおけるILEDを決定付ける式と,第1実施形態における制御回路105の動作について説明する。既に説明したように,ILEDはIDの直流成分平均値であるため,Ipを用いて式4のように書ける。ILED=Ip/2×Toff1/Ts=Ip×fs×Toff1/2...式4式4から,昇降圧チョッパにおいて,ILEDはIp×fsに比例することが分かる。本発明では,Vdcに依らずIp×fsが略一定となるように制御するため,ILEDもまたVdcに依らず略一定に制御することができ,フリッカレスを実現できる。特に第1実施形態では,その中でも最も簡単な方法として,fsとIpをそれぞれVdcに依らず略一定とする。この方法では,Vdcを検出する必要はなく,装置の構成が簡単であるという利点もある。具体的には,Ipとfsを設定できるようなLED向けのIC以下,単にICと記すが市販されており,ICとその周辺回路によって制御回路105の各要素を構成できる。このような機能を持つICとして,例えばSuperTex社のHV9910Bがある。図4は,図2のLED点灯装置における制御回路105をより具体的に示したものであり,ICとしてSuperTex社のHV9910Bを利用している。図4にブロックとして示したIC117が,HV9910Bである。図4において,抵抗118と119による抵抗分圧回路が生成し,IC117のLDピンに入力する電圧が電流設定値に相当する。VDDピンは定電圧源であるため,Ipは分圧比によって決まる略一定の値となる。なお,LDピンに入力する電圧が高いほど,Ipが大きくなる。IC117のRTピンに接続される抵抗120の値によって,スイッチング周波数が決まる。よって,抵抗120が略一定のfsを得るための周波数設定信号を生成すると言ってもよい。なお,抵抗120の値が大きいほど,fsは小さくなるTsは大きくなる。制御回路105の構成として,必ずしもICを利用する必要はない。例えば,オン時間可変回路108は,コンパレータを用いることで構成可能である。ICの代わりにマイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサを利用して,制御回路105が備える機能の全てまたは一部をソフトウェアで実現することも考えられる。以上のように,制御回路105の具体的な実現方法については問わない。昇降圧チョッパをVdcに依らず電流断続モードで動作させるための条件を説明する。図3に示したように,Tonが最も長くなるのは,Vdcが最も低下したときである。Vdcの最低値をVdcminと定義し,VdcminにおけるTonをTonmaxと定義する。Tonmaxは式5のように書ける。Tonmax=L×Ip/Vdcmin...式5Ts=1/fsが,このTonmaxとToff1の和よりも大きくなるように,Ipとfs,及びその他の定数を決めればよい。したがって,Vdcに依らず電流断続モードで動作させるための条件式は式6となる。Ts=1/fs>TonmaxToff1=L×Ip{1/Vdcmin1/VLED}...式6式6によって定数を設定するためには,Vdcminを予め把握しておく必要がある。Vdcminは,LED負荷104に供給する電力や非電解コンデンサ102の静電容量によって異なるが,回路シミュレーションや実機実験を行うことで測定可能である。以上によって,非電解コンデンサの使用によって高温耐性を強化した上で,LED電流の脈動を低減してフリッカレスを実現できる。<第2実施形態>本発明の第2実施形態では,点灯装置の構成については第1実施形態と同様であるが,制御回路105におけるIpやfsの設定法が第1実施形態とは異なる。図5は,本発明の第2実施形態におけるLED点灯装置の動作波形である。図5のように,第2実施形態では,Vdcが最も低いときに電流臨界モードで動作するように,Ipとfsを決める。その他の点は,第1実施形態と同様である。既に説明したように,電流臨界モードでは,パワーMOSFET113のターンオフ後にILやIQが略ゼロまで減少した時点で,パワーMOSFET113をターンオンさせる。図5のように,Vdcが最も低い場合にToff2を略ゼロとすればよいため,Ipやfsなどを設定する上での条件式は式7となる。1/fs=TonToff1=L×Ip{1/Vdc1/VLED}...式7ここで,式7に基づく設定において,±10程度の誤差が生じることを許容する。これは,設定ではLやVLEDなどの定数についてノミナル値を利用するが,実際のLやVLEDがノミナル値と完全に一致することは無いためである。LやVLEDにばらつきがあることを考えると,±10の誤差を許容することは妥当であると考えられる。Toff2が略ゼロであることは,スイッチング周期Tsに対する環流期間Toff1の割合が最大になることを意味する。したがって,式4から,同じILEDを供給するためのIpを最小にすることができる。これによって,昇降圧チョッパに流れる電流のピーク値が減少し,点灯装置を小型高効率化することができる。<第3実施形態>図6は,本発明の第3実施形態におけるLED点灯装置である。第1実施形態に関する図2とほとんど同様であるが,Vdcを検出して制御回路105の設定信号生成回路109にフィードバックする点でのみ異なる。すなわち,第3実施形態では,Ip×fsが略一定となる範囲において,Vdcに応じてIpとfsを変化させる。図7は,本発明の第3実施形態におけるLED点灯装置の動作波形である。図7のように,第3実施形態では,Vdcが高いほどIpとTsを減少させる。Tsの逆数であるfsは,Vdcが高いほど増大する。図8は,第3実施形態における設定信号生成回路109の構成例である。図8では,ゲイン回路125や加算回路126によってVdcに前処理を加える。この前処理によって,Vdcの変化に対するIp及びfsの変化量を調節できる。ただし,この前処理の有無については任意であり,省略してもよい。また,加算回路126の後段にもう一段のゲイン回路を設けたり,途中にバッファ回路を設けたりするなど,前処理部分の詳細な構成については問わない。図8のように,前処理されたVdcをVdc′と定義する。Vdc′に対して,比例回路123でfsを,反比例回路124でIpをそれぞれ生成する。これによって,Ip×fsを略一定にしつつ,Vdcが高いほどIpを減少させ,fsを増大させることができる。なお,比例回路123,反比例回路124,ゲイン回路125,加算回路126は,全てオペアンプなどを用いたアナログ電子回路によって実現できるが,その具体的な実現方法については問わない。また,これらのアナログ回路を内蔵したICを用いてもよい。ICの代わりにマイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサを利用して,設定信号生成回路109の機能をソフトウェア化することも考えられる。ここで,Ip×fsを略一定にするという程度であれば,より簡単な構成のアナログ電子回路によって設定信号生成回路109を実現できる。すなわち,反比例回路124の代わりに,Vdc′とIpが単調減少の関係となるようにIpを生成する回路を設ける。図9は,図4でも利用したSuperTex社のHV9910Bを用いることを想定した場合の,設定信号生成回路109の構成例である。fsを決めるRTピンの周辺回路と,Ipを決めるLDピンの周辺回路に,それぞれトランジスタ127と128を挿入し,これらを可変抵抗として利用することで,Vdcが高いほどIpを減少させ,fsを増大させる制御を実現できる。なお,トランジスタの代わりに,MOSFETなど他の半導体素子を用いてもよい。昇降圧チョッパをVdcに依らず電流断続モードで動作させるための条件は,第1実施形態と同様であり,VdcminにおけるIp,fs及びその他の定数を式6に従って決めればよい。第3実施形態では,第2実施形態と比べて,Vdcが高いときの電流ピーク値をさらに低減できるため,点灯装置を小型高効率化することができる。<第4実施形態>図10は,本発明の第4実施形態におけるLED点灯装置の動作波形である。第4実施形態では,第3実施形態を基本として,Vdcが最も低いときに電流臨界モードで動作するようにIpやfsなどを決める。その他の点は,第3実施形態と同様である。昇降圧チョッパをVdcに依らず電流断続モードで動作させ,かつ,Vdcminにおいてのみ電流臨界モードとするための条件は,第2実施形態と同様に式7となる。ここで,第2実施形態と同様に,式7に基づくIpとfsの設定において±10程度の誤差が生じることを許容する。理由については,第2実施形態の説明にて記載の通りであるため,省略する。第4実施形態では,第3実施形態と比べて,電流ピーク値をさらに低減できるため,点灯装置を小型高効率化することができる。<第5実施形態>図11は,本発明の第5実施形態におけるLED点灯装置の動作波形である。図11のように,第5実施形態では,Vdcに依らず常に電流臨界モードで動作させ,かつ,Vdcが高いほどIpを減少させる。仮に,Ipを一定とする条件において,Vdcに依らず常に電流臨界モードで動作させると,Vdcが高いほどTsが小さくなる。一方で,Toff1はVdcに依らない。したがって,式4からVdcが高いほどILEDが増大することになり,フリッカレスを実現できない。その対策として,Vdcが高いほどIpを減少させる。なお,Vdcが高いほどfsは自動的に増大するため,Ip×fsは略一定となる。第5実施形態における制御回路として,電流臨界モードで動作させるための専用の構成を応用することが望ましい。そのような構成の一例として,チョークコイルに補助巻線を設けるものがある。図12は,第5実施形態における点灯装置の例であり,チョークコイル112に設けられたチョークコイルの補助巻線131を利用して電流臨界モードを実現するものである。設定信号生成回路109は,Vdcに従ってIpを出力し,Vdcが高いほどIpを減少させるように,電流設定信号をオン時間可変回路108に出力する。また,チョークコイルの補助巻線131に発生する電圧をもとに,環流期間Toff1の終端時点を検出し,これをもとに周波数設定信号を周波数可変回路107に出力する。具体的には,Toff1の終端時点において,チョークコイルの補助巻線131に発生する電圧の極性が反転することを利用する。これによって,Vdcが変化し,これによってIpが変化したとしても,常に電流臨界モードの動作を維持するように,スイッチング周波数を自動的に変化させることができる。なお,Toff1の終点を検出する方式には他にもあり,例えば,スイッチング素子であるパワーMOSFET113のドレイン電圧を検出し,Toff1の終端時点ではこの電圧がある値より低下することを利用した検出方式を用いてもよい。第5実施形態では,第4実施形態と比べて,電流ピーク値をさらに低減できるため,点灯装置を小型高効率化することができる。本発明の全ての実施形態に共通した別構成として,昇降圧チョッパをフライバックコンバータに置き換えることについて説明する。例えば,図2に示したLED点灯装置について,チョークコイル112をトランスに変更することで,昇降圧チョッパをフライバックコンバータに置き換えると図13となる。フライバックコンバータは,LED負荷104と交流電源100との間を絶縁する用途において有効である。また,トランスの変圧比を利用すれば,幅広いLED電圧のLED負荷に対応することができる。なお,フライバックコンバータを用いる場合の詳細な動作説明については,昇降圧チョッパと同様である点が多いため省略する。"