"電流源240、640と列線220、620とを備えた少なくとも1つの信号読み出し回路205、605に動作可能に結合された少なくとも1つの電荷検出器回路210、610を備えた半導体電荷センサ200、600であって、前記少なくとも1つの信号読み出し回路205、605が、出力ノード254、354、454、654と前記少なくとも1つの列信号線220、620及び前記少なくとも1つの電流源240、640に動作可能に接続された入力ノードとを有する少なくとも1つの開ループ増幅器250、650と、前記少なくとも1つの開ループ増幅器250、650の前記出力ノード254、354、454、654に動作可能に接続することのできる少なくとも1つの帰還線230、630と、をさらに備え、センスノード217を備えた前記少なくとも1つの電荷検出器回路210、610が、負帰還ループを形成するために、前記帰還線230、630の中の選択された1つに選択的に接続可能であり、前記開ループ増幅器250、650が、反転電圧利得を有する、ことを特徴とする、半導体電荷センサ200、600。前記少なくとも1つの開ループ増幅器250、650の帯域幅が、前記少なくとも1つの列信号線220、620上における信号の帯域幅よりも狭いことを特徴とする、請求項1に記載の半導体電荷センサ200、600。前記開ループ増幅器250、650が、負荷抵抗253を備えた縮退共通ソース増幅器であることを特徴とする、請求項1又は請求項2のいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。前記開ループ増幅器250、650が、少なくとも1つの電流ミラー401、402、413を備えたことを特徴とする、請求項3に記載の半導体イメージセンサ200、600。前記開ループ増幅器250、650が、負荷抵抗453に流し込まれる信号電流からほぼ一定の電流を引き算するために、基準電流発生器410を備えたことを特徴とする、請求項3又は請求項4のいずれか一項に記載の半導体イメージセンサ200、600。前記開ループ増幅器250、650の出力ノード254、354、454、654に接続された第2のサンプルホールド回路660をさらに備えたことを特徴とする、請求項1から請求項5までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。前記列信号線620に接続された第1のサンプルホールド回路690を備えたことを特徴とする、請求項1から請求項6までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。前記第2のサンプルホールド回路260、660が、信号電荷が電荷検出器回路210、610の前記センスノード217上に蓄積される前又はセンスノード217に転送される前の出力ノード254、354、454、654における電圧の第1のサンプルと、信号電荷がセンスノード217上に蓄積された後又はセンスノード217に転送された後の出力ノード254、354、454、654における第2のサンプルとの差分を決定するように動作することを特徴とする、請求項1から請求項7までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。組み合わせられない信号と比較してより大きなダイナミックレンジを有する1つの信号を形成するために、第1のサンプルホールド回路690によってサンプリングされた信号と第2のサンプルホールド回路660によってサンプリングされた信号とを組み合わせるように動作することを特徴とする、請求項6及び請求項7のいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。前記少なくとも1つの電荷検出器回路210、610が、バッファデバイス213、613と選択スイッチ215、615とを備え、前記選択スイッチ215、615が、前記少なくとも1つのバッファデバイス213、613を前記少なくとも1つの列信号線220、620の中の1つに選択可能に接続するように動作することを特徴とする、請求項1から請求項9までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。前記少なくとも1つのバッファデバイス213、613が、前記少なくとも1つのバッファデバイスの相互コンダクタンスが、前記半導体電荷センサの対応するフレームレート要件を満たすのに必要な前記列信号線220、620上の信号の帯域幅を達成するのに必要な相互コンダクタンスよりも少なくとも2倍だけ大きくなるように動作し、そして、前記開ループ増幅器250、650が、前記開ループ増幅器250、650の出力ノード254、354、454、654上における信号の帯域幅が、前記半導体電荷センサ200、600のフレームレート要件を満たすのに十分なものとなり、かつ、前記出力ノード254、354、454、654上における信号の帯域幅が、前記列信号線220、620上の信号の帯域幅よりも少なくとも1/2だけ狭くなるように動作することを特徴とする、請求項10に記載の半導体電荷センサ200、600。前記センスノード217と前記列信号線220との電圧差が、前記センスノード217が前記少なくとも1つの帰還線230、630に接続されていれば、第1の値となり、そして、前記センスノード217が前記帰還線230、630に接続されていなければ、第2の値となり、それによって、電圧シフトを修正することを達成することを特徴とする、請求項1から請求項11までのいずれか一項に記載の半導体電荷センサ200、600。請求項1から請求項12までのいずれか一項に記載のイメージセンサ200、600を動作させる方法であって、少なくとも、前記電荷検出器回路210、610に含まれるリセットトランジスタ214の導電状態から前記リセットトランジスタ214の非導電状態への制御された遷移を実行し、前記リセットトランジスタ214の抵抗が、ある範囲の値に維持され、前記範囲に存在する抵抗値においては、前記開ループ増幅器250、650の閉ループ収束時定数よりも大きいか又は前記閉ループ収束時定数に等しい、前記抵抗と前記センスノード217のキャパシタンスとの積がもたらされ、前記抵抗が、前記範囲の抵抗値における前記開ループ増幅器250、650の前記閉ループ収束時定数に等しいか又は前記閉ループ収束時定数よりも長い期間にわたり前記範囲の値に維持される、ことを特徴とする、方法。本発明の目的は、改善された雑音特性を備え、かつ、例えば、イメージセンサ及び/又は微小電極アレイのようなセンサの電荷検出器回路とともに動作する信号読み出し回路及び方法を提供することである。以下の説明を簡潔にするために、電荷センサという用語は、ここでは、イメージセンサと呼ばれ、電荷検出器という用語は画素と呼ばれ、電荷検出器回路という用語は画素回路と呼ばれ、そして、電荷出力変換器という用語は感光デバイスと呼ばれる。しかしながら、これらの簡素化は、単なる例として解釈されるべきであり、したがって、限定するものであると解釈されるべきではない。したがって、開示された発明の実施形態は、例えば微小電極アレイを含めて、電荷を検出しかつ読み出すように動作する様々なセンサに使用することができる。本発明は、きわめて小さい読み出し雑音を備えた信号読み出し回路を開示し、この信号読み出し回路は、とりわけ、列信号線を含むものであり、かつ、複数の画素を使用するイメージセンサとともに動作するものである。したがって、画素は、感光デバイス、バッファデバイス例えば、ソースフォロワトランジスタによって実施された、選択スイッチ、リセットトランジスタ、及び、読み出しノードを含む画素回路とともに実施されてもよい。電荷が入射光によって生成される感光デバイスは、pnフォトダイオード、埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、又は、電荷結合素子CCDによって具体化されてもよい。画素のバッファリングデバイスの出力は、選択スイッチによって、共通列信号線に接続され、雑音に関して増幅器負荷キャパシタンスによって最適値に制限することのできる帯域幅を提供する増幅器によって終端され、すなわち、この帯域幅は、雑音を減少させるためにできる限り狭く維持されるが、所望の速度又はフレームレートで動作するようにイメージセンサを維持するほど十分に大きいものである。増幅器は、開ループ構成で選択的に動作することができ、そのために、以下では、開ループ増幅器と呼ばれる。開ループ増幅器は、例えば2から100までの範囲に存在する中程度の利得を有し、かつ、リセットレベル及び信号レベルを読み出すのに使用され、それぞれの開ループ増幅器の入力は、対応する列信号線に接続される。画素回路の選択スイッチを駆動することによって、画素回路は、対応する列信号線に接続される。電荷検出器の低雑音読み出しは、相関二重サンプリングCDSのような相関多重サンプリングcorrelatedmultiplesampling技術によって実施され、この技術によれば、画素からの信号は、増幅段階中に少なくとも2回は読み出される。まず最初に、センスノードのリセットレベルが、リセット段階中に確立される。しかしながら、リセット段階中における列信号線上のレベルは、関係がなく、かつ、サンプリングされない。それに続く増幅段階これは、また、読み出し段階と呼ばれてもよい中に、2つの段階が、識別されてもよい。第1の段階では、増幅段階の開始時点において電荷転送又は継続的な電荷蓄積の前に、列信号線上の信号のリセットレベルが、確立されセンスノードのリセットレベルに基づいて、少なくとも1回はサンプリングされ、そして、第2の段階では、電荷転送又は電荷蓄積の後に、列信号線の信号レベルが、確立され、少なくとも1回はサンプリングされる。増幅段階は、列帰還トランジスタの中の1つと画素のリセットトランジスタとを開くことによって達成される。画素のセンスノード上の信号レベル及び列信号線上の信号レベルは、リセット後の蓄積期間において、例えば、pn型フォトダイオードの転送ゲートのような転送スイッチを用いてか又は電荷をセンスノード上に直接に蓄積することによって、記憶された電荷信号をセンスノードに転送することによって確立される。換言すれば、感光デバイスによって生成された電荷信号は、イメージセンサのセンスノードに直接に転送されるか又はそのセンスノード上に蓄積され、センスノードは、バッファデバイス及びリセットトランジスタに接続される。リセット段階は、列帰還トランジスタと画素のリセットトランジスタとを少なくともほぼ同時に閉じることによって達成される。帰還線は、この列における画素に含まれるすべてのリセットトランジスタのドレインに接続され、また、この帰還線は、列帰還トランジスタを介して、信号列の開ループ増幅器の出力に接続される。したがって、それぞれの開ループ増幅器の出力は、帰還線と画素回路のリセットトランジスタとを介して、対応する画素回路のセンスノードに接続される。このように構成されると、開ループトランジスタの出力から入力への負帰還を提供することができ、この負帰還は、列信号線のリセット電圧を開ループ増幅器の非飽和入力電圧にセットする。開ループ増幅器を使用する場合に得られる、増幅効果を減少させる帯域幅と改善された高い周波数の減衰とによって、センサのソースフォロワトランジスタの同等に小さい熱雑音電力スペクトル密度PSDを備えた従来技術によるセンサと比較して、負荷キャパシタンスをほとんど犠牲にすることなく出力レート要件を満たしながら、出力信号の帯域幅を最小値まで減少させることができる。したがって、特別のフィルタリングキャパシタンスを列信号線に接続しなくてもよい。開ループ増幅の効果を制限する帯域幅は、また、開ループ増幅器の自己発生熱雑音を、ほんの小さい値の負荷キャパシタンスしか必要としない望ましいレベルにまで減少させるのを可能にする。本発明の実施形態は、また、従来技術によるイメージセンサから知られているソースフォロワトランジスタのゲート面積当たりの小さい入力キャパシタンスを特徴とする。したがって、本発明の実施形態によって達成されるきわめて小さいセンスノード換算雑音sensenodereferrednoise電圧は、きわめて小さいセンスノード等価雑音電荷ENCをもたらす。本発明の実施形態によれば、ソースフォロワトランジスタの寸法及びバイアス電流は、列信号線の帯域幅がイメージセンサの出力レート要件を満たすのに必要な帯域幅よりもかなり広くなるように選択される例えば、少なくとも2~10倍。したがって、例えばイメージセンサにおいて使用される本発明の実施形態による信号読み出し回路は、低域通過フィルタリングすることによって、例えば、画素内ソースフォロワトランジスタのような相補型金属酸化膜半導体CMOSイメージセンサのフロントエンド読み出し回路からの熱雑音を効果的に減少させる。要するに、本発明の実施形態による信号読み出し回路は、従来技術による信号読み出し回路と比較すれば、半導体ダイ面積をほとんど犠牲にすることなく、きわめて小さい全体的電子雑音を保証するものである。発明の実施形態の概要本発明は、電流源及び列線を備えた少なくとも1つの信号読み出し回路に動作可能に結合された少なくとも1つの電荷検出器回路を備えた半導体電荷センサを開示するものである。実施形態において、少なくとも1つの信号読み出し回路は、出力ノードと少なくとも1つの列信号線及び少なくとも1つの電流源に動作可能に接続された入力ノードとを有する少なくとも1つの開ループ増幅器と、少なくとも1つの開ループ増幅器の出力に動作可能に接続することのできる少なくとも1つの帰還線とをさらに備え、センスノードを備えた少なくとも1つの電荷検出器回路は、負帰還ループを形成するために、帰還線の中の1つに選択的に接続可能であり、開ループ増幅器は、反転電圧利得を有する。実施形態において、少なくとも1つの開ループ増幅器の帯域幅は、少なくとも1つの列信号線上における信号の帯域幅よりも狭い。実施形態において、開ループ増幅器は、負荷トランジスタを備えた共通ソース増幅器である。実施形態において、開ループ増幅器は、負荷抵抗を有する縮退共通ソース増幅器degeneratecommon-sourceamplifierである。実施形態において、開ループ増幅器は、少なくとも1つの電流ミラーを備える。実施形態において、開ループ増幅器は、負荷抵抗に流し込まれる信号電流からほぼ一定の電流を引き算するために、基準電流発生器を備える。実施形態において、半導体電荷センサは、開ループ増幅器の出力ノードに接続された第2のサンプルホールドS/H回路を備える。実施形態において、半導体電荷センサは、列信号線に接続された第1のサンプルホールドS/H回路を備える。本発明の実施形態は、列信号線上のリセットレベル及び信号レベルをサンプリングする第1のサンプルホールド回路S/H回路を画素回路の列ごとに含み、また、開ループ増幅器の出力ノード上のリセットレベル及び信号レベルをサンプリングする第2のS/H回路を含む。取り込まれた増幅されない信号と増幅された信号との信号統合signalfusionは、ダイナミックレンジを増大させるために、オンチップonchipか又はオフチップoffchipで選択的に実行されてもよい例えば、信号結合器によって。換言すれば、半導体電荷センサは、組み合わせられない信号と比較してより大きなダイナミックレンジを有する1つの信号を形成するために、本発明の実施形態において、第1のサンプルホールド回路によってサンプリングされた信号と第2のサンプルホールド回路によってサンプリングされた信号とを組み合わせるように動作する。実施形態において、第2のサンプルホールド回路は、信号電荷が電荷検出器回路のセンスノード上に蓄積される前又はセンスノードに転送される前の出力ノードにおける電圧の第1のサンプルと信号電荷がセンスノード上に蓄積された後又はセンスノードに転送された後の出力ノードにおける第2のサンプルとの差分を決定するように動作する。実施形態において、少なくとも1つの電荷検出器回路は、バッファデバイスと選択スイッチとを備え、選択スイッチは、少なくとも1つのバッファデバイスを少なくとも1つの列信号線の中の1つに選択可能に接続するように動作する。実施形態において、少なくとも1つのバッファデバイスは、少なくとも1つのバッファデバイスの相互コンダクタンスが、半導体電荷センサの対応するフレームレート要件を満たすのに必要な列信号線上の信号の帯域幅を達成するのに必要な相互コンダクタンスよりも少なくとも2倍だけ大きくなるように動作し、そして、開ループ増幅器は、開ループ増幅器の出力ノード上における信号の帯域幅が、半導体電荷センサのフレームレート要件を満たすのに十分なものとなり、かつ、出力ノード上における信号の帯域幅が、列信号線上の信号の帯域幅よりも少なくとも1/2だけ狭くなるように動作する。実施形態において、センスノードと列信号線との電圧差は、センスノードが少なくとも1つの帰還線に接続されていれば、第1の値となり、そして、センスノードが帰還線に接続されていなければ、第2の値となり、それによって、電圧シフトを修正することを達成する。したがって、本発明の実施形態は、リセットレベルを修正するように動作する電圧シフト修正器を含み、それによって、イメージセンサの非飽和電圧振幅voltageswingを増加させる。より詳細には、電圧シフト修正器は、負帰還が増幅器に適用されているリセット段階において、電荷検出器回路のセンスノード上における電圧と列信号線上における電圧との電圧シフトを増加又は減少させるように動作する。とりわけ、電圧シフト修正器は、ソースフォロワトランジスタに提供されるバイアス電流を修正することによって、電荷検出器回路のソースフォロワトランジスタの電圧シフトを修正してもよい。実施形態において、請求項1から請求項12までのいずれか一項に記載のイメージセンサを動作させる方法は、少なくとも、電荷検出器回路に含まれるリセットトランジスタの導電状態からリセットトランジスタの非導電状態への制御された遷移を実行し、リセットトランジスタの抵抗が、ある範囲の値に維持され、この範囲に存在する抵抗値においては、開ループ増幅器の閉ループ収束時定数よりも大きいか又は等しい抵抗リセットトランジスタのとセンスノードのキャパシタンスとの積がもたらされ、抵抗は、この範囲の抵抗値における開ループ増幅器の閉ループ収束時定数に等しいか又はそれよりも長い期間にわたりこの範囲の値に維持される。換言すれば、信号読み出し方法は、制御された緩やかな遷移を画素回路のリセットトランジスタのゲート端子に施すことを含む。制御された緩やかな遷移は、開ループ増幅器による負帰還調整を使用することによって、リセットトランジスタをターンオフするプロセス中にリセットトランジスタのチャネルにおいて生成される熱雑音の影響を減少させるのを可能にするように選択されてもよい。本発明の実施形態においては、開ループ増幅器は、負荷抵抗に流し込まれる信号電流から一定の電流を引き算するように動作する減算器を含んでもよい。実施形態において、信号読み出し方法は、相関性のあるリセットサンプルを信号サンプルから引き算することを含む。実施形態において、信号読み出し方法は、リセットサンプルを信号サンプルから引き算することを含み、リセットサンプルに含まれるリセット雑音は、信号サンプルに含まれるリセット雑音と相関性のない成分を含んでもよい。実施形態において、信号読み出し方法は、信号レベルのシングルサンプリングを含む。本発明の特徴及び利点が、単なる例として提供される本発明のいくつかの実施形態に関する以下の説明を添付の図面を参照して考察することによって明らかとなる。ここで、図2Aを参照する。イメージセンサ200は、マトリックス構成に基づいて配置されてもよい複数の画素回路210を含み、複数の画素回路210のそれぞれは、信号読み出し回路205に動作可能に結合され、この信号読み出し回路205は、とりわけ、少なくとも1つの列信号線220と少なくとも1つの帰還線230とを含む。それぞれの列信号線220は、電流源240と、反転中程度電圧利得invertingmoderatevoltagegain及び低入力換算雑音電圧PSDを備えた開ループ増幅器250の入力とに接続される。開ループ増幅器250の出力ノード254は、寄生キャパシタンスであってもよい負荷キャパシタ270と、S/H回路260の入力とに接続される。帰還スイッチ280は、駆動されると、開ループ増幅器250の出力ノード254を対応する列の帰還線230に接続してもよい。帰還スイッチ280は、実施形態によっては、省略されてもよく、帰還線230は、出力ノード254に永久的に接続される。画素回路210は、例えば、転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、電荷結合素子、又は、pnフォトダイオードのような、入射光に応答して信号電荷をセンスノード217上に供給することのできる感光デバイス211と、ドレイン端子を供給ノードに接続されたソースフォロワトランジスタとして実施されたバッファデバイス213と、駆動されるとバッファデバイス213のソース端子を列信号線220に接続する選択スイッチ215と、センスノード217と1つか又は数個の交流電流ACグラウンドノードとの間に接続された寄生キャパシタであってもよいセンスノードキャパシタ216と、駆動されるとセンスノード217を帰還線230に接続するリセットトランジスタ214とを含む。行デコーダ202は、それぞれの画素回路210のリセットトランジスタ214及び選択スイッチ215に対する制御信号を生成する。開ループ増幅器250は、ゲート端子を対応する列信号線220に接続されかつドレイン端子を出力ノード254に接続された入力トランジスタ251と、入力トランジスタ251のソース端子と例えばグラウンド電位のような第1の定電位との間に接続されたソース抵抗252と、出力ノード254と例えば正の供給電位のような第2の定電位との間に接続された負荷抵抗253とを含んでもよい。開ループ増幅器250の説明される構成は、抵抗負荷を備えた縮退共通ソース増幅器である。S/H回路260は、増幅器出力ノード254上に存在する2つの連続的な電圧レベルをサンプリングして保持する。オプションとして、S/H260は、減算器を使用することによって、2つのサンプリングされた電圧レベル間の差分を計算するように動作してもよい。S/H回路260は、大きな負荷キャパシタンスを増幅器出力ノード254に提供してもよい。図2Aに示される本発明の実施形態によるイメージセンサ200は、以下の2つの主要な段階を含む動作シーケンスを用いて動作してもよい。すなわち、以下ではリセット段階と呼ばれる第1の段階において、アドレスされた画素回路210の選択スイッチ215及びリセットトランジスタ214は、両方が閉じられ、かつ、もし存在するならば、帰還スイッチ280は、閉じられる。この構成において、負帰還ループが、開ループ増幅器250、帰還線230、画素回路210のセンスノード217、画素回路210のバッファデバイス213、及び、列信号線220との間に形成される。負帰還の効果によって、増幅器250は、アドレスされた画素回路210のセンスノード217を、開ループ増幅器250の非飽和入力電圧レンジ内において列信号線220上にリセット電圧レベルを発生させるセンスノードリセット電圧にまで駆動する。ここで、図2Bをさらに参照すると、この図2Bは、出力ノード254上の電圧として定義される開ループ増幅器250の簡素化されたDC電圧伝達関数のグラフを列信号線220上の電圧の関数として概略的に示す。さらにまた、図2Bは、列信号線220上の電圧として定義されるバッファデバイス213の簡素化されたDC電圧伝達関数をセンスノード217上の電圧の関数として概略的に示す。センスノード217のリセット段階において、出力ノード254上の電圧は、センスノード217上の電圧に少なくともほぼ等しい。なぜなら、センスノード217は、帰還スイッチ280及びリセットトランジスタ214を介して、出力ノード254に接続されているからである。同様に、センスノード217のリセット段階においては、センスノード217上の電圧及び列信号線220上の電圧は、図2Bに概略的に示されるように、開ループ増幅器250のDC電圧伝達関数とバッファデバイス213のDC電圧伝達関数との交点によって定義される。交点は、当然ながら、開ループ増幅器250のDC電圧伝達関数か又はバッファデバイス213のDC電圧伝達関数がトランジスタオフセット効果によってシフトしたとしても、開ループ増幅器250の非飽和入力電圧レンジ内に存在することに注意されたい。増幅段階中、帰還スイッチ280及びアドレスされた画素回路210のリセットトランジスタ214は、開いており、選択スイッチ215は、依然として、閉じている。増幅段階においては、帰還経路は、存在せず、開ループ増幅器250は、列信号線220上の電圧の増幅された表現をこの開ループ増幅器250の出力ノード254上に提供する。リセット段階と増幅段階との間で遷移するとき、リセットトランジスタ214は、開かれ、かつ、センスノード217は、フローティングノードに変化する。センスノードキャパシタ216上の電荷量は、凍結され、かつ、センスノードリセット電圧を定義する。これまでに簡単に説明したように、この電圧は、当然ながら、非飽和入力電圧で開ループ増幅器を動作させるように定義される。異なる画素回路210に含まれるバッファデバイス213間のゲート-ソース電圧の変動は、このリセット方法を使用することによって、1/1Aolだけ減少し、ここで、Aolは、開ループ増幅器250の電圧利得である。リセット段階中の説明された構成は、また、開ループ増幅器250のDCオフセットを1/1Aolだけ減少させ、あるいは、換言すれば、開ループ増幅器250のDC電圧伝達関数の変動は、説明される帰還動作から得られたリセットレベルによって、少なくとも部分的に補償される。開ループ増幅器250の出力ノード254上の電圧が安定したレベルに収束する十分な時間が経過した後、S/H回路260は、出力ノード254上の電圧である第1の値、これはリセットレベルと呼ばれるが、をサンプリングして保持する。安定したという用語及びこれの文法的な変形は、また、少なくともほぼ安定したという意味を包含することに注意されたい。安定したという用語は、ここで使用される場合、時間フレームを意味し、この時間フレームは、開ループ増幅器250の収束時間を定義する時定数Tに基づいて決定されてもよく、また、例えば、8×T~10×Tの範囲に存在してもよい。次のステップにおいて、感光デバイス211からの信号電荷は、感光デバイス211が埋め込みフォトダイオードである場合には転送ゲートを駆動することによって、センスノード217上に蓄積され、あるいは、センスノード217に転送される。信号電荷をセンスノード217上に転送又は蓄積するこのステップにおいて、吟味される画素回路210の選択スイッチ215は、オプションとして、閉じられてもよい。センサが増幅構成にあるときに開ループ増幅器の出力ノード254上の電圧が安定したレベルに収束する十分な時間だけもう1度待った後、S/H回路260は、出力ノード254上の電圧である第2の値、これは信号レベルと呼ばれるが、をサンプリングして保持する。その後、センスノードリセット電荷のリセット雑音が事実上ない光生成信号電荷量の表現を得るために、サンプリングされたリセットレベルは、信号レベルから引き算されてもよい。さらにまた、2つのサンプリングされたレベルの引き算は、これまでに簡単に説明したように、開ループ増幅器250の直流電流DCオフセットの残りと、負帰還を使用するリセット段階ステップを使用することによってまだ抑制されていないバッファデバイス213のゲート-ソース電圧の変動とを除去する。除去するという用語及びこれの文法的な変形は、また、少なくともほとんど除去するという意味を包含することに注意されたい。信号レベル及びリセットレベルに関してこれまでに簡単に説明されたサンプリング処理及び引き算処理は、相関二重サンプリングCDSと呼ばれる。図2C及び図2Dをさらに参照し、これらの図2C及び図2Dは、それぞれ、センスノード217上における電圧及び開ループ増幅器250の出力ノード254上における電圧の定性的な変化の例を概略的に示す。電圧強度及び時間的な量は、必ずしも正確な縮尺率で示されているとは限らないことに注意されたい。図2C及び図2Dに示される例において、電荷は、センスノード217上に継続的に蓄積されるのではなく、予め定められた電荷転送時点において感光デバイス211からこのセンスノード217上へ転送される。したがって、示される波形は、例えば、感光デバイス211が転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオードである実施形態に対応する。説明される本発明の実施形態において、列信号線220の全体的キャパシタンスは、何らかの特定の手段によって増加することはない。列信号線220の全体的キャパシタンスは、寄生線路キャパシタンスと、開ループ増幅器250の入力キャパシタンスとを含む。バッファデバイス213のゲート幅及びゲート長と、電流源240によって定義される列バイアス電流とは、バッファデバイス213の大きな相互コンダクタンスと、列信号線220上における電圧信号の低雑音PSDとを提供するような量を有する。バッファデバイス213の相互コンダクタンス及び列信号線220に接続された全体的なキャパシタンスから得られる列信号線220上の信号の帯域幅は、イメージセンサ200の出力レート規格を満たす要件よりもかなり広く、例えば、少なくとも2~10倍だけ広い。開ループ増幅器250の出力ノード254上における信号の帯域幅は、できる限り狭くセットされ、イメージセンサ200の動作制約を与えるが、依然として、イメージセンサ200の要求される読み出し速度を満たすための要件に適合するほど十分なものである。増幅段階における図2Aに示される本発明による実施形態の開ループ増幅器250の小信号伝達関数は、次の数式2によって与えられる。ここで、voは、開ループ増幅器250の出力ノード254上の電圧を表現し、vcolは、列信号線220上の電圧を表現し、gmampは、入力トランジスタ251の相互コンダクタンスを表現し、R1は、ソース抵抗252の抵抗を表現し、R2は、負荷抵抗253の抵抗を表現し、Cload,ampは、出力ノード254に接続された全体的な負荷キャパシタンスを表現し、そして、sは、複素信号周波数である。その他の数式が、開ループ増幅器250の小信号伝達関数を表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。また、gmampは、vcolの関数であることに注意されたい。EQN.2は、開ループ増幅器250の帯域幅はR2及びCload,ampの適切な値を選択することによって、調節されてもよいことを示している。開ループ増幅器250による低域通過フィルタリング後のバッファデバイス213の熱雑音によるセンスノード217上の等価雑音電荷の成分qn,sfは、次の数式3で表現される。ここで、Csnは、センスノードキャパシタ216のキャパシタンスを表現し、gmsfは、バッファデバイス213の相互コンダクタンスを表現し、そして、ωは、複素周波数sの実数部を表現する。その他の数式が、バッファデバイス213における熱雑音によるENCを表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。列信号線220上の信号は、開ループ増幅器250の出力ノード254上における信号の帯域幅よりも十分に広い帯域幅を有するので例えば、少なくとも10倍だけ、qn,sfの値は、次の数式4で与えられる式によって近似されてもよい。その他の数式が、バッファデバイス213における熱雑音によるENCの近似を表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。ここで、図2Eをさらに参照し、この図2Eは、EQN.2に基づいた開ループ増幅器250に関する小信号伝達関数の振幅の漸近的な概略図を示す。比較のために、図2Eは、さらにまた、当技術分野において知られているいくつかのイメージセンサの列回路に使用される反転キャパシタンス帰還増幅器の小信号伝達関数の振幅破線を概略的に示す。この例において、低周波数増幅と、信号読み出し回路205の有効な信号帯域幅を定義するドミナントポールの遷移周波数とは、比較のために、開ループ増幅器250の低周波数増幅と遷移周波数とに等しいと仮定される。開ループ増幅器250は、当技術分野において使用されるようなキャパシタンス帰還増幅器と比較すれば、より大きな高周波雑音減衰を提供することに注意されたい。EQN.1とEQN.4との比較は、R2が1/gmsfよりも大きいように選択されるならば、開ループ増幅器250の要求される負荷キャパシタンスは、従来技術によるイメージセンサにおけるソースフォロワトランジスタ113から等価熱雑音を得るのに必要な列信号線120の負荷キャパシタンスCload,conventionalと比較して、1/gmsfR2だけ減少することを示している。開ループ増幅器250は、それの出力ノード254上における信号に電子雑音を加える。入力トランジスタ251が、十分に大きいゲート面積を有するならば、電子雑音の主要な成分は、熱雑音である。開ループ増幅器250が、1よりも大きい電圧増幅を提供するように良好に設計されるならば、負荷抵抗253及び入力トランジスタ251の熱雑音寄与は、ソース抵抗252の熱雑音寄与よりもきわめて小さいことを数学的に証明することができる。したがって、増幅器250の雑音によるセンスノード217上のENCは、次の数式5の簡単な式によって近似されてもよい。別の式が、開ループ増幅器250の熱雑音によるセンスノードENCを表現するのに使用されてもよいことに注意されたい。開ループ増幅器250による増幅の帯域幅減少効果のために、低入力換算雑音を達成するのに必要な開ループ増幅器250の出力ノード254における全体的なキャパシタンスCload,ampは、単位利得バッファに関して1/R2/R1だけ減少する。EQN.5とEQN.4との比較から、開ループ増幅器250からの雑音は、R1がγ/gmsfよりも小さいか又はそれに等しい限り、全体的な雑音特性を過度に損なうことはないと推論することができる。EQN.5に雑音非理想性要素γが存在しないことは、主要な雑音原因である入力電圧を電流に変換する電子部品は、例えば、入力トランジスタ251のような入力トランジスタではなく、ソース抵抗252であることを示す。現在のCMOSプロセスを使用して製造されるほとんどのトランジスタに関しては、γは、1よりも大きく、説明された実施形態の開ループ増幅器250のような縮退共通ソース増幅器は、与えられた負荷キャパシタンスに対して、標準的な共通ソース増幅器又は差動ペアのような相互コンダクタンス素子としてMOSトランジスタを使用する増幅器よりも小さい入力換算熱雑音を提供する。例として、R1=20kオーム、R2=200kオーム、1/gmsf=20kオーム、及び、γ=2である場合、開ループ増幅器250の出力ノード254に接続された4.8ピコファラッド程度の小さな全体的キャパシタンスCload,ampを使用することによって、センスノード217において、バッファデバイス213及び開ループ増幅器250からの0.5エレクトロン程度の小さい熱雑音の全体的ENCを室温において達成できることが、EQN.4及びEQN.5からわかる。さらにまた、図2Aに概略的に示される本発明の実施形態による開ループ増幅器250を使用することによって、相互コンダクタンス素子及び負荷素子として抵抗を使用する増幅器は、固有線形動作特性を有する。ソース抵抗252及び負荷抵抗253が、同一の物理的種類の抵抗であるように選択されるならば、調和のとれたレイアウトは、入力トランジスタ251の相互コンダクタンスが1/R1よりもきわめて大きく例えば、少なくとも10倍だけかつ入力トランジスタ251のドレイン-ソース抵抗がR2よりもきわめて大きければ、ENQ.2に基づいてソース抵抗252と負荷抵抗253との比によって近似的に与えられる開ループ増幅器250の増幅の高い再現性及び低い温度ドリフトを可能にするかもしれない。開ループ増幅器250の異なる実施形態が、本発明の範囲を逸脱することなく使用されてもよい。とりわけ、実施形態は、pnp及びnpnバイポーラトランジスタ、n型及びp型MOSトランジスタ又はそれらを組み合わせたもののような能動半導体素子を備えてもよい。ここで、図3をさらに参照すると、開ループ増幅器250の考えられる第1の代替実施形態は、入力トランジスタ351及び負荷トランジスタ352を含んでもよい。入力トランジスタ351のソース端子は、グラウンド電位のような定電位に接続され、入力トランジスタ351のゲート端子は、列線にゲート端子355に接続され、そして、入力トランジスタ351のドレイン端子は、増幅器出力ノード354に接続される。負荷トランジスタ352は、入力トランジスタ351とは反対のチャネルタイプを有してもよい。負荷トランジスタ352のソース端子は、供給電位のような定電位に接続され、負荷トランジスタ352のゲート電位は、一定のバイアス電圧に接続され、そして、負荷トランジスタ352のドレイン端子は、出力ノード354に接続される。開ループ増幅器250のこの第1の代替実施形態は、図3に示されるように、図2Aに示される開ループ増幅器250の実施形態と比較すれば、より小さい線形性及びより大きな入力換算雑音電力スペクトル密度と引き換えにより大きい開ループ電圧増幅という利点を提供することができる。負荷トランジスタ352の示される実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではないことに注意されたい。より詳細には、負荷トランジスタ352は、電流源の代わりにダイオード構成に接続された抵抗又はMOSトランジスタとして実施されてもよい。回路解析は、MOSトランジスタにおける短チャネル効果による有限のドレイン-ソース抵抗の影響は、図2Aに概略的に示される開ループ増幅器250の実施形態の利得の線形性及び再現性を損なうことがあることを示している。さらにまた、ソース抵抗252の電圧降下は、開ループ増幅が中程度に大きければ例えば、少なくとも10である、小さい値に制限され、かつ、供給電圧は、比較的に小さく、例えば、3.3V又は1.8Vである。この理由から、ソース抵抗252の抵抗R1に比較して十分に大きい入力トランジスタ251の相互コンダクタンスgmampを得ることは難しいかもしれない。したがって、制限された相互コンダクタンスは、非線形性及び異なる開ループ増幅器250間における利得の変動のさらなる発生源となるかもしれない。図4をさらに参照すると、開ループ増幅器250の第2の代替実施形態が、概略的に示される。開ループ増幅器の第2の代替実施形態は、そのゲート端子455が列信号線220に接続された入力トランジスタ451と、グラウンド電位のような定電位と入力トランジスタ451のソース端子との間に接続されたソース抵抗452と、それの入力が入力トランジスタ451のドレイン端子に接続されかつそれの出力が第2の電流ミラー402の入力に接続された第1の電流ミラー401と、出力ノード454と負供給電位のような定電位との間に接続された負荷抵抗453とを含んでもよい。第2の電流ミラー402の出力は、出力ノード454に接続される。第2の電流ミラー402は、出力ノード454上における大きな電圧振幅の影響を減少させてこの第2の電流ミラー402の出力抵抗を増加させるために、カスケードトランジスタを含んでもよい。説明される第2の代替実施形態は、さらにまた、基準電流発生器410を含んでもよく、この基準電流発生器410は、定電流を出力ノード454に流し込む。基準電流発生器410は、それのゲート端子が基準電位線415に接続された基準入力トランジスタ412と、グラウンド電位と基準入力トランジスタ412のソース端子との間に接続された基準抵抗411と、それの入力が基準入力トランジスタ412のドレイン端子に接続されかつそれの出力が出力ノード454に接続された第3の電流ミラー413とを含んでもよい。基準入力トランジスタ412及び基準抵抗411の種類及び配置は、それぞれ、入力トランジスタ451及びソース抵抗452の種類及び配置に適合するものであってもよい。第3の電流ミラー413は、例えば、入力に対する出力の比3:8を提供してもよい。第1の電流ミラー401は、例えば、入力に対する出力の比1:1を提供してもよい。第2の電流ミラー402は、例えば、入力に対する出力の比2:1を提供してもよい。基準電位線415上に存在する電圧レベルは、基準電源からの定電位であってもよい。あるいは、基準電位線415上に存在する電圧レベルは、バッファデバイス213及び電流源240の調和のとれたレプリカと組み合わせた定電圧源から生成されてもよい。負荷抵抗453を流れる電流は、第1の電流ミラー401及び第2の電流ミラー402によって鏡映されたソース抵抗452で生成された入力電圧依存信号電流から基準電流発生器410によって生成された基準電流を引き算することによって得られる。この引き算によって、例えば、少なくとも100mV、200mV、300mV、又は、400mVのソース抵抗452における大きな電圧降下を得ることができ、かつ、例えば、少なくとも10の中程度に大きい電圧利得を維持することができ、それと同時に、例えば、1.8V又は3.3Vのような小さい供給電圧は、回路を動作させるのに十分なものである。結果として得られたソース抵抗452における大きな電圧降下は、入力トランジスタ451の有限相互コンダクタンスの影響を減少させるのを可能にする。第1の電流ミラー401の比較的に小さい入力インピーダンスの結果による第1の電流ミラー401の入力における小さい電圧振幅のために、入力トランジスタ451の有限ドレイン-ソース抵抗の影響は、図2Aに概略的に示される開ループ増幅器250の実施形態と比較すれば、減少する。これまでに簡単に説明した理由から、図4に示される開ループ増幅器250の第2の代替実施形態は、実際の出力電圧レンジ、例えば、1.5Vにおいて、優れた線形性、例えば、0.5以下の利得変動を提供することができる。図2Aに概略的に示される実施形態において、リセット段階の構成は、開ループ増幅器250の非飽和入力レンジの上限と下限との間に存在するリセットレベルを列信号線220上にもたらす電圧にセンスノードをリセットする。リセットレベルの正確なレベルは、開ループ増幅器250の出力電圧は開ループ増幅器250の入力電圧バッファデバイス213のゲートソース電圧シフトに等しいという基準によって決定される。等しいという用語及びこれの文法的な変形は、また、少なくともほぼ等しいという意味を包含することに注意されたい。さらにまた、リセット段階と増幅段階との間における遷移におけるリセットトランジスタ214からセンスノード217への電荷注入は、列信号線220上のリセットレベルをさらに下げることをもたらす。列信号線220上の信号レベルは、一般的には、このリセットレベルよりも低いので、イメージセンサ200のための最大信号振幅を得るために、開ループ増幅器250の非飽和入力レンジの上限にできる限り近いがそれでもその上限よりも小さい列信号線220上のリセットレベルを達成することが望ましい。ここで、図5をさらに参照すると、電流源240の代替実施形態は、当技術分野において知られている電流源と比較して、リセットレベルの望ましい増加を達成してもよい。電流源240の代替実施形態は、増幅段階におけるそれのバイアス電流と比較すれば、リセット段階において、増加したバイアス電流を提供する。したがって、バッファデバイス213のゲートソース電圧シフトは、増幅段階よりもリセット段階において大きい。したがって、増幅段階における列信号線220上のリセットレベルは、リセット段階における負帰還によって定義される開ループ増幅器250の入力動作点と比較して、例えば、10mV~100mVだけ増加する。列信号線220上におけるリセットレベルの説明される増加は、開ループ増幅器250の非飽和入力レンジをできる限り多く有効利用するために使用されてもよい。図5を参照すると、電流源240のそのような代替実施形態は、それのソース端子がグラウンド電位のような一定か又は少なくともほぼ一定の定電位に接続されかつそれのドレイン端子が列信号線220に永久的に接続された第1の電流源トランジスタ501と、それのソースが定電位に接続されかつそれのドレインがバイアスリセットスイッチ503の第1の端子に接続された第2の電流源トランジスタ502とを含んでもよい。第1の電流源トランジスタ501及び第2の電流源トランジスタ502のゲート端子は、定バイアス電圧に接続される。バイアスリセットスイッチ503の第2の端子は、列信号線220に接続され、そして、バイアスリセットスイッチ503のゲート512は、帰還スイッチ280を制御するリセット信号又はこのリセット信号を時間シフトしたものに等しいか又は少なくともほぼ等しいかもしれないリセット信号に接続される。これまでに説明した電流源240の代替実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではないことに注意されたい。当業者は、等価な特性を提供するその他の実施形態を容易に考え出すことができる。例えば、第2の電流源トランジスタ502は、本発明のある実施形態においては、それぞれが必要なバイアス電流の小部分を提供する多数の電流源からなる電流ディジタル-アナログ変換器と置換されてもよい。図2Aに示される本発明の実施形態の開ループ増幅器250が、例えば、2~100の範囲に存在する中程度の電圧増幅を提供するならば、開ループ増幅器250の非飽和入力振幅は、一般的には、列信号線220上における電圧レベルの非飽和振幅よりも小さい。したがって、全体的な信号電荷ハンドリング容量の損失が、得られる。列ごとの並列非増幅読み出し経路は、列信号線220上における信号レベルの非飽和表現を読み出すのを可能にするかもしれない。非増幅読み出し経路を使用する信号読み出しは、開ループ増幅器を使用する読み出し経路における信号読み出しよりも大きな入力換算ENCの影響を受けるかもしれない。増幅読み出し経路の飽和点よりも小さいレベルに増幅された信号と飽和点よりも大きい増幅されない信号との信号統合は、大きな振幅で低雑音の出力、例えば、イメージの出力を生成するかもしれない。ここで、図6をさらに参照する。本発明の実施形態によるイメージセンサ600は、デュアル読み出し経路を有し、かつ、とりわけ少なくとも1つの列信号線620及び少なくとも1つの帰還線630を含むシングル読み出し回路605に動作可能に結合されたマトリックスとして配置された複数の画素回路610を含んでもよい。少なくとも1つの列信号線620は、電流源640、開ループ増幅器650の入力、そして、第1のS/H回路690の入力に接続されてもよい。開ループ増幅器650の出力ノード654は、寄生キャパシタンスであってもよい負荷キャパシタ670、駆動されると出力ノード654を帰還線630に接続する帰還スイッチ680、そして、第2のS/H回路660に接続される。図6に示される実施形態に含まれる画素回路610、電流源640、及び、開ループ増幅器650の実施形態は、それぞれ、図2Aに示される本発明の実施形態に含まれるそれらの同等物に対応している。これらの実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではない。とりわけ、例えば、図3及び図4に示されるような開ループ増幅器650の代替実施形態、及び、例えば、図5に示されるような電流源640の代替実施形態が、使用されてもよい。増幅段階において、しかも、信号電荷を対応する画素回路610のセンスノード上に転送する前、あるいは、信号電荷を対応する画素回路610のセンスノード上に蓄積する前には、第1のS/H回路690は、列信号線620上の増幅されていないリセットレベルをサンプリングする。これと同時に、第2のS/H回路660は、開ループ増幅器650の出力ノード654上の増幅されたリセットレベルをサンプリングして保持する。同時にという用語及びこれの文法的な変形は、また、少なくともほぼ同時にという意味を包含することに注意されたい。また、増幅段階の構成であっても、信号電荷を対応する画素回路610のセンスノード上に転送した後、あるいは、信号電荷を対応する画素回路610のセンスノード上に蓄積した後には、第1のS/H回路690は、列信号線620上の増幅されていない信号レベルをサンプリングする。これと同時に、第2のS/H回路660は、開ループ増幅器650の出力ノード654上の増幅された信号レベルをサンプリングして保持する。オプションとして、第1のS/H回路690は、例えば、減算器を使用することによって、サンプリングされた増幅されていないリセットレベルを信号レベルから引き算するように動作する。したがって、S/H回路690の出力は、増幅されていないリセットレベル及び増幅されていない信号レベルを提供するか又はそれらの増幅されていないリセットレベルと増幅されていない信号レベルとの差分を提供する。第1のS/H回路690によってサンプリングされた信号は、フォトンショット雑音photonshotnoiseが大きな影響を有する所定のしきい値よりも大きい信号レベルの範囲内で使用されるので、ここでは、比較的に大きいレベルの熱雑音、例えば、10~20エレクトロンのENCが、許容できる。第1のS/H回路690が、サンプリングされるリセット値及びサンプリングされる信号値のために、主に、1つか又は数個のサンプリングスイッチ及び1つか又は数個のサンプリングキャパシタを含む場合、サンプリングキャパシタの値は、比較的に小さいものであるように選択されてもよく、例えば、500フェムトファラッド~1.5ピコファラッドであるように選択されてもよい。第1のS/H回路690の説明される実施形態は、限定するものであると解釈されるべきではない。当業者は、その他の実施形態を容易に考え出すことができる。とりわけ、第1のS/H回路690は、ソースフォロワ帰還増幅器又は単位利得帰還増幅器のような少なくとも1つの単位利得バッファを含んでもよく、このバッファは、第1のS/H回路690の入力キャパシタンスを減少させるために、列信号線620上の信号を緩衝する。オプションとして、第2のS/H回路660は、例えば、減算器を使用することによって、サンプリングされた増幅されたリセットレベルを信号レベルから引き算するように動作してもよい。したがって、S/H回路660の出力は、増幅されたリセットレベル及び増幅された信号レベルを提供するか又はそれらの増幅されたリセットレベルと増幅された信号レベルとの差分を提供する。イメージセンサの第1のS/H回路690の大きな振幅の出力信号と第2のS/H回路660の低雑音出力信号との統合又は組み合わせは、例えば90dBの優れたイントラシーンintra-sceneダイナミックレンジを備えたイメージを提供する。信号統合は、例えば、当技術分野において知られているような信号結合器図示しないによって実行されてもよい。これまでに説明したCDSシーケンスとは異なる動作シーケンスが、本発明によるイメージセンサの実施形態を動作させるのに使用されてもよい。例えば、シングル信号サンプリングが、CDSの代わりに使用されてもよい。図2Aに戻ると、以下に説明される本発明の代替実施形態による動作シーケンスは、一般的に、本発明のどのような実施形態にも適用されてよいことに注意されたい。変形の動作シーケンスは、リセット段階において、まず最初に、センスノード217上の電圧をリセットし、ここで、選択スイッチ215が、閉じられ、リセットトランジスタ214が、閉じられ、及び、帰還スイッチ280が、閉じられる。次の増幅段階において、リセットトランジスタ214が、開かれ、及び、帰還スイッチ280が、開かれ、そして、選択スイッチ215は、閉じられたままである。増幅段階において、感光デバイス211からの信号電荷は、例えば、感光デバイス211が埋め込みフォトダイオードの場合には転送ゲートを駆動することによって、センスノード217に転送される。開ループ増幅器250の出力ノード254上の電圧レベルが安定レベルに収束する十分な時間が経過した後、S/H回路260は、シングルサンプリング信号レベルと呼ばれる、開ループ増幅器250の出力ノード254上における電圧の値をサンプリングして保持する。本発明の代替実施形態による上述した動作シーケンスは、リセットレベルをサンプリングすること及びその後にそのようなリセットレベルを信号レベルから引き算することを含まない。したがって、特別の注意が、リセット段階と増幅段階との間の遷移において凍結されるセンスノード217上の雑音成分に払われる。この雑音成分は、以下では、リセット雑音と呼ばれる。変形動作シーケンスは、リセット段階と増幅段階との間で遷移するときに行デコーダ202によってリセットトランジスタ214のゲートに印加されるリセット信号203の制御された緩やかな遷移を含んでもよい。とりわけ、リセット信号203の立ち下がり時間は、リセットトランジスタ214のオン抵抗を、少なくとも開ループ増幅器250の時定数期間だけはリセット構成における時定数に等しいか又はそれよりも大きいオン抵抗とセンスノード217のキャパシタンスCsnとの積をもたらすほど十分に大きく維持するように選択されてもよい。この条件が満たされる場合、リセット構成の帰還ループは、リセットトランジスタ214のチャネル電荷を徐々に除去するプロセス中の閉ループ調整によって、リセットトランジスタ214の熱雑音を減衰させるかもしれない。したがって、結果として得られるセンスノード217上における凍結雑音電荷量すなわち、電荷量はほぼ一定のままであるは、当技術分野において知られているように、また、例えば、R.Sarpeshkar,T.Delbruck,andC.A.Mead,inWhitenoiseinMOStransistorsandresistors,IEEECircuitsDevicesMag.,pp.23-29,Nov.1993によって説明されるように、リセット信号203のきわめて短い立ち下がり時間の場合に得られるkTCsnの値よりも少ない量にまで減少する。雑音電荷量は、例えば、kTCsnの値よりも2~20倍だけ少なくてもよい。本発明の代替実施形態によるリセット信号203の要求される立ち下がり時間は、センスノードキャパシタ216のキャパシタンスCsn、リセットトランジスタ214の特性、及び、開ループ増幅器250の閉ループ帯域幅に依存し、例えば、100ns程度の小さいものであってもよく、あるいは、例えば、10μs程度の大きいものであってもよい。リセット信号203の制御された穏やかな遷移を発生させるために、行デコーダ202は、例えば、電流欠乏インバータcurrent-starvedinverterによって駆動されるキャパシタのようなランプ波発生器図示しないを含んでもよい。説明された変形動作シーケンスがリセットレベルと信号レベルとの相関対ではなく1つのサンプリングされた信号レベルだけを読み出せばよいという事実は、画素回路210が、信号電荷をセンスノード217とは無関係の蓄積サイト上に蓄積できるならば、かつ、制御信号をトリガーしたときに蓄積された電荷をセンスノード217上に転送できるならば、この変形動作シーケンスを画素回路210のマトリックスのグローバルシャッター動作にとって特に興味のあるものにする。より詳細には、グローバルシャッター動作においては、当技術分野において知られているように、センサに含まれるどの画素の露光期間も歪みのないイメージを同時に生成する。埋め込みフォトダイオードを使用するイメージセンサに関しては、露光時間は、センスノードへの2つの連続する電荷転送間の期間として定義される図2C及び図2Dを参照。したがって、グローバルシャッター動作を達成するためには、すべての画素は、それらの電荷転送を同時に実行しなければならない。画素の出力信号がリセット雑音の相関成分とともに2回サンプリングされる上述の実施形態に関しては、グローバルシャッター動作は、実施するのがきわめて難しい。すなわち、サンプリングは、1回目は、電荷転送の前に実行され、2回目は、電荷転送の後に実行されなければならないので、それぞれの行を順次にアドレスし、リセット段階を実行し、増幅段階に進み、電荷転送の前にリセットレベルを読み出しかつ、すべてのリセットレベルをコンピュータに記憶し、そして、センスノードへの電荷転送を同時に実行し、そして、最後に、電荷転送の後にもう1回だけ、それぞれの行をアドレスし、増幅段階を確立し、信号レベルを読み出さなければならない。しかしながら、シングル信号サンプリングとも呼ばれてもよいこれまでに簡単に説明した変形動作シーケンスは、増幅段階に進み、リセットレベルを読み出して記憶する必要性を除去する。不利益は、リセット雑音をキャンセルしないことである相関性のあるリセットレベルの引き算が存在しないので。しかしながら、この不利益の影響は、低減される。なぜなら、リセット雑音は、画素回路210からなるマトリックスのリセット信号のこれまでに簡単に説明した制御された緩慢な遷移を適用すれば、大きさが低下するからである。本発明の代替実施形態によれば、共通信号線220及び共通帰還線230を共有するすべての画素回路210を順次にリセットし、それに続いて、信号電荷をこれらの画素回路210のセンスノード217上にグローバル転送し、最後に、これらの画素回路210のシングルサンプリングされる信号レベルを順次に増幅及びサンプリングすることは、読み出しながら蓄積する機能integrate-while-readfunctionalityを特徴とするグローバルシャッター動作をもたらす。独立した蓄積サイトと蓄積サイトからセンスノード217への制御された電荷転送とを含む感光デバイスは、限定はされないが、転送ゲートを備えた埋め込みフォトダイオード、フォトゲート、及び、CCDを含む。バッファデバイス213のゲートソース電圧の変動と開ループ増幅器250のオフセットとを含む未解決の成分がシングルサンプリング信号レベルに存在することに注意されたい。この限界を克服するために、リセット段階と増幅段階との間で遷移するときに列デコーダ202によってリセットトランジスタ214のゲートに提供されるリセット信号203の制御された緩やかな遷移を適用する方法は、開ループ増幅器250の出力ノード254上における信号の非相関二重サンプリングとともに使用されてもよい。リセット信号203のこの緩やかな遷移を使用することによるリセット雑音の減少のおかげで、非相関サンプルの引き算は、小さい全体的雑音と、回路オフセットのキャンセルと、グローバルシャッター動作とを組み合わせたものをもたらす。グローバルシャッター非相関二重サンプリング動作シーケンスは、次のステップを含む。すなわち、第1のステップにおいて、信号電荷は、選択スイッチ215が開いているとき、感光デバイス211の独立した蓄積サイトからすべての画素回路210のセンスノード217に同時に転送される。次のステップにおいて、共通列信号線220及び共通帰還線230を共有するすべての画素回路210の選択スイッチ215は、順次に閉じられる。与えられた画素回路210の選択スイッチ215が閉じられているとき、まず最初に、増幅段階の構成が、使用され、すなわち、帰還スイッチ280及びリセットトランジスタ214が、開かれる。この増幅段階において、S/H回路260は、開ループ増幅器240の出力ノード254上における信号レベルをサンプリングして保持する。与えられた画素回路の選択スイッチ215が、閉じたままであるとき、リセットトランジスタ214及び帰還スイッチ280は、次のリセット段階において、閉じられる。センスノード217上の電圧がリセットされるのに十分な時間が経過した後、行デコーダ202は、制御された緩やかな遷移をリセットトランジスタ214のゲートに適用し、そして、帰還スイッチ280が、開かれ、与えられた画素回路210の選択スイッチ215が閉じたままであるときに、増幅段階の構成が、もう一度、確立される。増幅段階が十分な時間だけ適用された後、S/H回路260は、与えられた画素回路210の選択スイッチ215が開かれそして次の画素回路210が選択される前に、開ループ増幅器250の出力ノード254上におけるリセットレベルを選択的にサンプリングする。S/H回路260によって連続的にサンプリングされた信号レベル及びリセットレベルは、開ループ増幅器250におけるオフセット及びバッファデバイス213のゲートソース電圧のオフセットを抑制するために、引き算されてもよい。この引き算は、リセット雑音のどのようなキャンセルも改善も提供しない。なぜなら、センスノード217が、連続的にサンプリングされるリセットレベルと信号レベルとの取り込み間においてリセットされているという事実のために、2つの引き算されるサンプルに存在するリセット雑音成分は、相関性がないからである。これまでに説明したシングル信号サンプリングシーケンスか又は非相関二重サンプリングシーケンスを使用するグローバルシャッター動作は、速い画素読み出し速度が要求される利用分野にとって特に興味のあるものであるかもしれない。開ループ増幅器250の開ループ収束時間は、そのような速い読み出し速度を達成するには不十分であるかもしれない。速い画素読み出し速度を達成するための考えられる解決方法は、信号統合を実行しない図6に示される実施形態を使用することによって得られる。これは、第2のS/H回路660によってサンプリング及び保持される信号が除去されることを意味する。ある特定の実施形態においては、第2のS/H回路660は、省略されてもよい。当業者には、本発明の範囲から逸脱することなく本発明の異なる実施形態を示唆することができることがわかるはずである。この結果として、実施形態によっては、n型金属酸化膜半導体MOSトランジスタは、p型MOSトランジスタと置換されてもよく、また、その逆であってもよい。実施形態によっては、MOSトランジスタは、バイポーラトランジスタと置換されてもよい。さらにまた、画素回路の物理的寸法を減少させるために、回路構成要素は、画素回路間で共有されてもよく、また、列回路は、例えば、多重化することによって、画素回路のいくつかの列によって共有されてもよい。本発明の実施形態は、光子検出に関連して開示されたが、これは、限定するものであると解釈されるべきではないことに注意されたい。この結果として、本発明の実施形態は、それに加えてあるいはそれの代わりに、例えば、生体内及び/又は生体外において、及び/又は、信号を読み出すことの必要な何らかの利用分野において使用される微小電極アレイに関連して使用されてもよい。本発明の様々な特徴は、ただ1つの実施形態に関連して説明されてもよいが、本発明の特徴は、個々に提供されてもよく、あるいは、適切に組み合わせて提供されてもよい。逆に、本発明は、ここでは、わかりやすいように個々の実施形態に関連して説明されたが、本発明は、単一の実施形態として具体化されてもよい。本明細書において、1つの実施形態、実施形態、いくつかの実施形態、又は、その他の実施形態への言及は、実施形態に関連して説明されるある特定の特徴、構造、又は、特性が、必ずしも本発明のすべての実施形態ではなく、少なくとも1つの実施形態に含まれることを意味する。特許請求の範囲又は明細書が、1つの構成要素に言及する場合、そのような言及は、その構成要素がただ1つしか存在しないと解釈されるべきではないことを理解すべきである。"