"半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源の出力端子をリアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から前記リアクタを介して供給される交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第1の制御手段と、前記検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第2の制御手段と、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御する第3の制御手段とを備えたことを特徴とする整流回路装置。前記所定の位相幅は、前記負荷の電気的特性に依存して変更して設定されることを特徴とする請求項1記載の整流回路装置。前記負荷の電気的特性は、前記交流電流の変動幅、もしくは前記負荷が圧縮機であるときの圧縮機モータへの回転数指令であることを特徴とする請求項2記載の整流回路装置。前記第3の制御手段は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅又は複数の前記チョッピング休止位相幅があるときに、当該期間内のいずれかの位相幅、もしくは、合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする請求項1乃至3のうちのいずれか1つに記載の整流回路装置。前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、b前記中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項1乃至4のうちのいずれか1つに記載の整流回路装置。前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の第1の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、b前記第1の中間点から所定の第2の中間点までは、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、c前記第2の中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項1乃至4のうちのいずれか1つに記載の整流回路装置。前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより2値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記2値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第3の制御手段は、前記2値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出することを特徴とする請求項1乃至5のうちのいずれか1つに記載の整流回路装置。前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にAD変換するAD変換手段と、前記AD変換手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記第2の制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項1乃至7のうちのいずれか1つに記載の整流回路装置。前記AD変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも十分に高くなるように設定されたことを特徴とする請求項8記載の整流回路装置。前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に2n-1/2nなる係数nは整数である。を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする請求項8又は9記載の整流回路装置。半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源の出力端子をリアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から前記リアクタを介して供給される交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流回路装置のための制御回路において、上記制御回路は、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第1の制御手段と、前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第2の制御手段と、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御する第3の制御手段とを備えたことを特徴とする制御回路。前記所定の位相幅は、前記負荷の電気的特性に依存して変更して設定されることを特徴とする請求項11記載の制御回路。前記負荷の電気的特性は、前記交流電流の変動幅、もしくは前記負荷が圧縮機であるときの圧縮機モータへの回転数指令であることを特徴とする請求項12記載の制御回路。前記第3の制御手段は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅又は複数の前記チョッピング休止位相幅があるときに、当該期間内のいずれかの位相幅、もしくは、合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする請求項11乃至13のうちのいずれか1つに記載の制御回路。前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、b前記中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項11乃至14のうちのいずれか1つに記載の制御回路。前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の第1の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、b前記第1の中間点から所定の第2の中間点までは、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、c前記第2の中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項11乃至14のうちのいずれか1つに記載の制御回路。上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより2値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記2値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第3の制御手段は、前記2値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出することを特徴とする請求項11乃至15のうちのいずれか1つに記載の制御回路。前記制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記直流電圧をデジタル電圧にAD変換するAD変換手段と、前記AD変換手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記第2の制御手段に前記直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項11乃至17のうちのいずれか1つに記載の制御回路。前記AD変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも十分に高くなるように設定されたことを特徴とする請求項18記載の制御回路。前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に2n-1/2nなる係数nは整数である。を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする請求項18又は19記載の制御回路。しかしながら、前記従来技術に係る整流回路装置の構成では、負荷が決まっている条件では、出力電圧が一定になるように制御され、また、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間も固定されている。このため、検出された出力電圧に誤差があると、電流波形が変化してしまう。例えば、実効値200Vの交流を整流して約280Vの直流を得る場合に、直流電圧が1V変化するだけで電流波形が大きく変化する。280Vの直流電圧に対して1Vの精度は、0.3に相当し、抵抗で電圧を分圧して低い電圧にする場合に、非常に高い精度の抵抗が必要になってしまう。このため、出力電圧の検出精度を加味して、変化した電流波形でも高調波が少なくなるように、チョッピングする期間をより長く設定して、回路の損失を少し増加させる必要があるというという課題を有している。また、このような制御方法は一般にデジタルコンピュータを用いて実現されるが、高精度な直流電圧の電圧制御を実現しようとすると、直流電圧を高分解能すなわちビット数の多いアナログ-デジタル変換以下、AD変換という。器が必要になり、回路負担が大きくなってしまう。この場合も、実際に制御回路が検出できる精度を加味して、変化した電流波形でも高調波が少なくなるように、チョッピングする期間をより長く設定して、回路の損失を少し増加させる必要があるという課題を有している。さらに、このような整流回路装置では、出力電圧が低いほど損失が少なくなるが、電源電圧の瞬時値よりも低い電圧に出力電圧を設定しようとした場合、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間の交流電圧が出力電圧より低くても、半導体スイッチをチョッピング動作させる期間に昇圧動作により出力電圧が上昇してしまう現象が発生し、このため、より損失の少ない、低い出力電圧に設定することが難しいという課題も有している。また、このような整流回路装置では、入力電流が、接続される負荷の電気的特性に依存して脈動を持つか、持たないかで発生する電源高調波が大きく異なり、予め設定されている半導体スイッチをチョッピング動作させる期間で制御を行った場合、電流振幅が比較的小さく、高調波電流も非常に小さくて周辺機器や電源系統に悪影響を与えない低電力領域においてもスイッチングが実施されることとなり、積算値としての損失が増加するという課題も有している。本発明の目的は以上の問題点を解決し、出力電圧の検出精度によらず、接続されている負荷の特性に応じて電源高調波電流を低減でき、かつ損失も低減できる整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路を提供することにある。第1の発明に係る整流回路装置は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源の出力端子をリアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から前記リアクタを介して供給される交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第1の制御手段と、前記検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第2の制御手段と、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御する第3の制御手段とを備えたことを特徴とする。上記整流回路装置において、前記所定の位相幅は、前記負荷の電気的特性に依存して変更して設定されることを特徴とする。ここで、前記負荷の電気的特性は、前記交流電流の変動幅、もしくは前記負荷が圧縮機であるときの圧縮機モータへの回転数指令であることを特徴とする。また、上記整流回路装置において、前記第3の制御手段は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅又は複数の前記チョッピング休止位相幅があるときに、当該期間内のいずれかの位相幅、もしくは、合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、b前記中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の第1の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、b前記第1の中間点から所定の第2の中間点までは、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、c前記第2の中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより2値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記2値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第3の制御手段は、前記2値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出することを特徴とする。さらに、前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にAD変換するAD変換手段と、前記AD変換手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記第2の制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。また、上記整流回路装置において、前記AD変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも十分に高くなるように設定されたことを特徴とする。さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に2n-1/2nなる係数nは整数である。を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。第2の発明に係る整流回路装置のための制御回路は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源の出力端子をリアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から前記リアクタを介して供給される交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流回路装置のための制御回路において、上記制御回路は、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第1の制御手段と、前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第2の制御手段と、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御する第3の制御手段とを備えたことを特徴とする。上記制御回路において、前記所定の位相幅は、前記負荷の電気的特性に依存して変更して設定されることを特徴とする。ここで、前記負荷の電気的特性は、前記交流電流の変動幅、もしくは前記負荷が圧縮機であるときの圧縮機モータへの回転数指令であることを特徴とする。また、上記制御回路において、前記第3の制御手段は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅又は複数の前記チョッピング休止位相幅があるときに、当該期間内のいずれかの位相幅、もしくは、合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。さらに、上記制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、b前記中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。またさらに、上記制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の第1の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、b前記第1の中間点から所定の第2の中間点までは、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、c前記第2の中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより2値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記2値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第3の制御手段は、前記2値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出することを特徴とする。さらに、前記制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記直流電圧をデジタル電圧にAD変換するAD変換手段と、前記AD変換手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記第2の制御手段に前記直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。また、上記制御回路において、前記AD変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも十分に高くなるように設定されたことを特徴とする。さらに、上記制御回路において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に2n-1/2nなる係数nは整数である。を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。従って、本発明によれば、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形になり、かつ負荷の特性に応じて所望の位相幅を切り換えることで常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が実現される。また、交流電源の周波数よりも十分に高いサンプリング周波数で、直流電圧をAD変換手段により、デジタル信号に変換して検出し、得られたデジタル信号を前記周期毎にLPF演算を実行して、デジタル信号に分解能以下の微小情報を補間するように追加し、微小情報を補間したデジタル信号を直流電圧情報として、チョッピングが実際になされている位相幅が所望の値になるように、微小情報を補間したデジタル信号を調整する。直流電圧の平滑電圧に含まれている電源周波数成分の揺らぎがあり、デジタル情報の分解能が粗い場合でも、揺らぎによりデジタル信号が分散されるため、平均的には高い分解能と等価なデジタル信号を得ることができる。これによって、粗い分解能のAD変換手段を用いても、直流電圧の平均値を高精度に調節することができ、常に損失が少なく、かつ、高調波電流が少ない整流動作が実現される。従って、本発明に係る整流回路装置は、接続された負荷の特性で入力電流が脈動する場合においても常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作を実現することができる。以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。本発明の実施形態に係る整流回路装置は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源の出力端子をリアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から前記リアクタを介して供給される交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第1の制御手段と、前記検出された直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第2の制御手段と、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御する第3の制御手段とを備えたことを特徴とする。上記整流回路装置において、前記所定の位相幅は、前記負荷の電気的特性に依存して変更して設定されることを特徴とする。ここで、前記負荷の電気的特性は、前記交流電流の変動幅、もしくは前記負荷が圧縮機であるときの圧縮機モータへの回転数指令であることを特徴とする。また、上記整流回路装置において、前記第3の制御手段は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅又は複数の前記チョッピング休止位相幅があるときに、当該期間内のいずれかの位相幅、もしくは、合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、b前記中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の第1の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、b前記第1の中間点から所定の第2の中間点までは、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、c前記第2の中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより2値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記2値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第3の制御手段は、前記2値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出することを特徴とする。さらに、前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にAD変換するAD変換手段と、前記AD変換手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記第2の制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。また、上記整流回路装置において、前記AD変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも十分に高くなるように設定されたことを特徴とする。さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に2n-1/2nなる係数nは整数である。を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。また、本発明の実施形態に係る、整流回路装置のための制御回路は、半導体スイッチをチョッピング動作させることにより、単相交流電源の出力端子をリアクタを介して短絡又は開放し、前記単相交流電源から前記リアクタを介して供給される交流電圧を直流電圧に整流して負荷に供給する整流回路装置のための制御回路において、上記制御回路は、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流の波形が実質的に前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御する第1の制御手段と、前記直流電圧が実質的に所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御する第2の制御手段と、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御する第3の制御手段とを備えたことを特徴とする。上記制御回路において、前記所定の位相幅は、前記負荷の電気的特性に依存して変更して設定されることを特徴とする。ここで、前記負荷の電気的特性は、前記交流電流の変動幅、もしくは前記負荷が圧縮機であるときの圧縮機モータへの回転数指令であることを特徴とする。また、上記制御回路において、前記第3の制御手段は、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、複数の前記チョッピング動作位相幅又は複数の前記チョッピング休止位相幅があるときに、当該期間内のいずれかの位相幅、もしくは、合計の位相幅が実質的に所定の位相幅となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。さらに、上記制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、b前記中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。またさらに、上記制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記交流電圧の極性が固定されている期間内において、a当該期間の開始点から、所定の第1の中間点までは、時間経過とともに、ゼロとなる期間を有し、b前記第1の中間点から所定の第2の中間点までは、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調増加し、c前記第2の中間点から終了点までに、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように実質的に単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより2値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記2値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記第3の制御手段は、前記2値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態であるチョッピング動作位相幅、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態であるチョッピング休止位相幅を検出することを特徴とする。さらに、前記制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記直流電圧をデジタル電圧にAD変換するAD変換手段と、前記AD変換手段と前記第2の制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記第2の制御手段に前記直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。また、上記制御回路において、前記AD変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも十分に高くなるように設定されたことを特徴とする。さらに、上記制御回路において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に2n-1/2nなる係数nは整数である。を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。従って、本発明の実施形態によれば、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形になり、かつ負荷の特性に応じて所望の位相幅を切り換えることで常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が実現される。また、交流電源の周波数よりも十分に高いサンプリング周波数で、直流電圧をAD変換手段により、デジタル信号に変換して検出し、得られたデジタル信号を前記周期毎にLPF演算を実行して、デジタル信号に分解能以下の微小情報を補間するように追加し、微小情報を補間したデジタル信号を直流電圧情報として、チョッピングが実際になされている位相幅が所望の値になるように、微小情報を補間したデジタル信号を調整する。直流電圧の平滑電圧に含まれている電源周波数成分の揺らぎがあり、デジタル情報の分解能が粗い場合でも、揺らぎによりデジタル信号が分散されるため、平均的には高い分解能と等価なデジタル信号を得ることができる。これによって、粗い分解能のAD変換手段を用いても、直流電圧の平均値を高精度に調節することができ、常に損失が少なく、かつ、高調波電流が少ない整流動作が実現される。従って、本発明に係る整流回路装置は、接続された負荷の特性で入力電流が脈動する場合においても常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作を実現することができる。以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施形態によって本発明が限定されない。実施形態1.図1は本発明の実施形態1に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図1において、単相のAC電源1の両出力端子を、リアクタ102を介して半導体スイッチ104により短絡することで1つのループを構成する。電流検出器103は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Iacを示す信号を制御回路100に出力する。半導体スイッチ104をオンすると、リアクタ102の電流は増加する一方、半導体スイッチ104をオフすると、リアクタ102を流れていた電流はダイオードブリッジ105にて整流されて、その整流された電流は平滑コンデンサ106及び負荷4に流れ込み、負荷4を駆動する。負荷4へ印加される平滑コンデンサ106の両端のDC電圧VdcはDC電圧検出器110により検出され、DC電圧検出器110は検出されたDC電圧Vdcを示す信号を制御回路100に出力する。また、電圧レベル比較器109は交流電源1のAC電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより当該しきい値電圧以上であるか否かを示す2値信号Scomを発生して制御回路100に出力する。制御回路100は、2値信号Scomに基づいて、その周期及び位相に基づいて、交流電源1から出力されるAC電圧の位相を検出し、検出されたAC電圧の位相に基づいて、AC電圧と実質的に同一の周波数であってAC電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器103により検出されるIacが上記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ104をチョッピング動作させるように制御することを特徴としている。さらに、制御回路100は、DC電圧検出器110により検出されたDC電圧Vdcが、制御回路100内で設定された所望の電圧になるように、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。ここで、制御回路100は、実際のDC電圧が所望の電圧より低ければ、目標電流指令の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際のDC電圧が所望のDC電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御を行う。また、制御回路100は、半導体スイッチ104のチョッピング状態に基づいて、半導体スイッチ104をパルス幅変調以下、PWMという。駆動している位相幅を検出し、その位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて前記所望のDC電圧値を調整する。図2は図1の制御回路100の詳細構成を示すブロック図である。図2の制御回路100において、当該制御システムの最終制御目標は、チョッピング駆動がなされているチョッピング動作位相幅θwONを所望の位相幅θwONに制御することである。まず、AC電圧位相検出器201は、AC電源1の電圧レベルを所定のしきい値電圧Vthと比較することにより2値化した2値信号Scomに基づいて、AC位相を検出し、検出したAC位相を示す信号を目標電流波形形成器202及びチョッピング位相幅検出器212に出力する。なお、AC電圧位相検出器201の具体的な動作は詳細後述する。次いで、目標電流波形形成器202は上記AC位相を示す信号に基づいて、詳細後述する所定の目標電流波形を発生して乗算器208に出力する。チョッピング位相幅検出器212は、Iac補償演算器210からPWM変調器211に出力される半導体スイッチ104に対するチョッピング駆動信号Schに基づいて、AC電圧位相検出器201からの信号が示すAC電圧の位相を基準として、チョッピング状態である位相幅以下、チョッピング動作位相幅又は、単にチョッピング位相幅という。θwONを検出して、チョッピング位相幅θwONを示す信号を減算器204に出力する。一方、目標位相幅設定器203は予め設定されて格納された所望のチョッピング位相幅θwONを示す信号を減算器204に出力する。減算器204はいわゆる位相比較器であり、実際のチョッピング位相幅θwONから所望のチョッピング位相幅θwONを減算することによりその位相幅の偏差を演算して当該偏差を示す信号を位相幅補償演算器205に出力する。位相幅補償演算器205は、PWM駆動状態の位相幅を安定に保つための所定の補償演算を行うことにより、当該整流回路装置により出力すべきDC電圧の指令電圧Vdcを発生して当該指令電圧Vdcを示す信号を減算器206に出力する。一方、DC電圧検出器110により検出された実際の出力DC電圧Vdcを示す信号は減算器206に入力される。減算器206は、DC電圧の指令電圧Vdcから実際の出力DC電圧Vdcを減算することにより電圧偏差を演算し、電圧偏差を示す信号を発生してVdc補償演算器207に出力する。補償演算器207は、実際のDC電圧Vdcが指令電圧Vdcと実質的に一致しかつ安定になるための補償演算を実行することにより補償演算後の電圧偏差を示す信号を乗算器208に出力する。乗算器208は、目標電流波形形成器202からの目標電流波形に対して補償演算後の電圧偏差を乗算し、乗算結果である瞬時の電流指令値Iacを発生して減算器209に出力する。乗算器208の動作では、実際の電圧Vdcが指令電圧Vdcよりも低いとき、目標電流波形の振幅を増大させる一方、実際の電圧Vdcが指令電圧Vdcよりも高いとき、目標電流波形の振幅を減少させる。減算器209は、瞬時の電流指令値Iacから、電流検出器103により検出された実際の電流値Iacを減算することにより、減算結果である電流偏差を示す信号をIac補償演算器210に出力する。Iac補償演算器210は、AC電源1から入力される電流が電流指令値Iacに安定かつ速やかに実質的に一致するように所定の補償演算を行って、補償演算後の電流偏差を示す信号をPWM変調器211及びチョッピング位相幅検出器212に出力する。PWM変調器211は入力される信号が示す補償演算後の電流偏差に対してPWM変調することにより、半導体スイッチ104をオンオフするためのチョッピング駆動信号Schを発生して半導体スイッチ104に出力する。一方、チョッピング位相幅検出器212は、上述のように、Iac補償演算器210からPWM変調器211に出力される半導体スイッチ104に対するチョッピング駆動信号Schに基づいて、AC電圧位相検出器201からの信号が示すAC電圧の位相を基準として、チョッピング位相幅θwONを検出して、チョッピング位相幅θwONを示す信号を減算器204に出力する。これにより、チョッピング位相幅の制御ループが構成される。以上のように構成された、半導体スイッチ104をチョッピング駆動制御する制御回路100においては、図2の減算器204よりも右側のループ204から205,206,207,208,209,210,212を介して204に戻るループをいう。において、チョッピング位相幅検出器212により検出されたチョッピング位相幅が目標位相幅設定器203により設定された目標位相幅に実質的に一致するようにDC電圧Vdcが制御される。また、図2の減算器206よりも右側のループ206から207,208,209,210,211,104,110を介して206に戻るループをいう。において、DC電圧検出器110により検出されたDC電圧Vdcが位相幅補償演算器205により示される所望のDC電圧Vdcと実質的に一致するように目標電流の振幅が制御されてチョッピング駆動制御される。さらに、図2の減算器209よりも右側のループ209から210,211,104,103を介して209に戻るループをいう。において、電流検出器103により検出された電流Iacが目標電流波形形成器202により形成された目標電流波形に基づいて発生された目標電流Iacに実質的に一致するようにチョッピング駆動制御される。図3Aは図1の制御回路100の第1の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図3Bは図1の制御回路100の第2の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。図3Aの第1の動作例は、出力されるDC電圧が比較的低く、半導体スイッチ104に対するチョッピング位相幅例えば、最小の位相幅θwONが所望の位相幅θwONよりも小さくなっている場合である。このときには、AC電圧がDC電圧より高い位相期間が増加するので、AC電源1からリアクタ102とダイオードブリッジ105を経由してDC側へと流れ込む電流が増加する。このため、AC電流の波形が先鋭になり、AC電流の高調波成分が増加する。一方、図3Bの第2の動作例は、出力されるDC電圧が比較的高く、半導体スイッチ104に対するチョッピング位相幅例えば、最大の位相幅θwONが所望の位相幅θwONよりも大きくなっている場合である。このときには、AC電圧がDC電圧より高い位相期間が第1の動作例に比較して減少するので、AC電源1からリアクタ102とダイオードブリッジ105を経由してDC側へと流れ込む電流も減少し、AC電流の高調波成分が減少する。しかし、図3Aの第1の動作例での波形に比べて、半導体スイッチ104に対するチョッピングが行われている期間が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。ここで、AC電源1からのAC電圧にひずみが含まれていると、AC電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがあるが、その場合には、チョッピング位相幅検出器212は、AC電圧の位相の0度又は180度に近いチョッピング位相幅を制御用チョッピング位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。また、チョッピング位相幅検出器212は、AC電圧の位相の0度又は180度の代わりに、AC電流又はAC電圧の極性を判定している基準位相に近いほうの位相幅を制御用チョッピング位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。さらに、チョッピング位相幅検出器212は、上記複数個得られたチョッピング位相幅を加算し、加算結果の位相幅を制御用チョッピング位相幅として当該チョッピング制御を行ってもよい。このように構成しても同様の作用効果を有する。実施形態2.実施形態1では、チョッピングしている位相幅θwONを検出し、DC電圧指令Vdcを調整しているが、実施形態2では、チョッピングが休止状態になっている位相幅以下、チョッピング休止位相幅という。θwOFFを検出し、DC電圧指令Vdcを調整することで同様の作用効果を得ることを特徴としている。図4Aは本発明の実施形態2に係る整流回路装置の制御回路100の第3の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図4Bは本発明の実施形態2に係る整流回路装置の制御回路100の第4の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。図4Aの第3の動作例では、出力されるDC電圧が比較的低く、半導体スイッチ104がチョッピング動作されないチョッピング休止位相幅例えば、最大の位相幅θwOFFが大きくなっている場合である。一方、図4Bの第4の動作例では、出力されるDC電圧が第3の動作例に比較して高く、半導体スイッチ104がチョッピングされないチョッピング休止位相幅例えば、最小の位相幅θwOFFが第3の動作例に比較して小さくなっている場合である。チョッピング休止位相幅θwOFFはチョッピング動作位相幅θwONと相補的であるため、同様の作用効果を得ることができる。また、AC電源1からのAC電圧にひずみが含まれていると、AC電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがある。このような場合には、チョッピング位相幅検出器212は、90度又は180度に近いオフ期間のチョッピング休止位相幅θwOFFを制御用チョッピング位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。なお、図4A及び図4Bでは、AC電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図3A及び図3Bや従来技術などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値瞬時絶対値としては同様の波形になるので省略する。また、図4A及び図4Bでは、AC電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図3A及び図3Bや従来例などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値としては同様の波形になるので省略する。実施形態3.実施形態3は、実施形態1の制御方法を簡素化したことを特徴としており、チョッピング位相幅検出器212は、0度又は180度からチョッピングが休止状態になるまでのAC電圧の極性符号が変化せず固定されている区間正の区間又は負の区間での前半の位相幅θ1wONを検出して当該チョッピング制御する。図5Aは本発明の実施形態3に係る整流回路装置の制御回路100の第5の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図5Bは本発明の実施形態3に係る整流回路装置の制御回路100の第6の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。図5Aの第5の動作例は、出力されるDC電圧が比較的低く、半導体スイッチ104がチョッピングされる位相幅が比較的小さくなっている場合であり、図5Bの第6の動作例は、出力されるDC電圧が第5の動作例に比較して高く、半導体スイッチ104がチョッピングされる位相幅が第5の動作例に比較して大きくなっている場合である。AC電圧の半周期の区間において、前半のチョッピングがなされている位相幅θ1wONも同様の傾向があるので、実施形態1と同様の作用効果を得ることができる。実施形態4.実施形態4は、実施形態3と同様に、実施形態1の制御方法を簡素化したことを特徴としており、チョッピング位相幅検出器212は、0度又は180度からチョッピングが休止状態になるまでのAC電圧の極性が変化せず固定されている区間正の区間又は負の区間での後半の位相幅θw2ONを検出して当該チョッピング制御する。図6Aは本発明の実施形態4に係る整流回路装置の制御回路100の第7の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図6Bは本発明の実施形態4に係る整流回路装置の制御回路100の第8の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。図6Aの第7の動作例は、出力されるDC電圧が比較的低く、半導体スイッチ104がチョッピングされるチョッピング位相幅θw2ONが比較的小さくなっている場合であり、図6Bの第8の動作例は、出力されるDC電圧が第7の動作例に比較して高く、半導体スイッチ104がチョッピングされるチョッピング位相幅θw2ONが第7の動作例に比較して大きくなっている場合である。AC電源1の半周期の区間において、後半のチョッピング動作位相幅θw2ONも同様の傾向があるので、実施形態1と同様の作用効果を得ることができる。実施形態5.実施形態5は、実施形態3のチョッピング位相幅θw1ONと、実施形態4のチョッピング位相幅θw2ONとの合計の位相幅θw1ONθw2ONをチョッピング位相幅検出器212により検出して、当該合計の位相幅θw1ONθw2ONが所望の位相幅になるようにDC電圧を制御することを特徴としている。図7Aは本発明の実施形態5に係る整流回路装置の制御回路100の第9の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図7Bは本発明の実施形態5に係る整流回路装置の制御回路100の第10の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。実施形態5においても、実施形態1~4と同様の作用効果を得ることができる。実施形態6.図8は本発明の実施形態6に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。また、図9は図8の制御回路111の詳細構成を示すブロック図である。図8において、実施形態6に係る整流回路装置は、図1の制御回路100に代えて制御回路111を備えたことを特徴としており、制御回路111は、図9に示すように、図1の制御回路100に比較して、入力電流変動判定血設定器213aを有する入力状況判定器213と、目標位相幅選定器214図1の目標位相幅設定器203に代えて設けられると、チョッピング位相幅抽出器216とをさらに備えたことを特徴としている。従来技術に係る装置において、接続される負荷4の電気的負荷特性により入力電流が脈動する場合、電源電圧の周期に基づいて同一のチョッピング位相幅は得られない。そこで、本実施形態では、脈動しない領域での所望のチョッピング位相幅とは別に、脈動する領域における所望のチョッピング位相幅を設け、かつ、この脈動する領域では、予め設定された一定時間又は一定周期数における、最大又は平均のチョッピング位相幅を抽出して当該チョッピング制御を行うことを特徴としている。本実施形態に係る図8及び図9の構成において、制御回路111により半導体スイッチ104をチョッピング制御することにより、電源電圧の高調波の低減とDC電圧の制御が行われる。図9の制御回路111において、当該制御システムの最終制御目標は、チョッピング駆動がなされているチョッピング位相幅θwONを、目標位相幅選定器214からの所望の位相幅θwONに一致するように制御することである。以下、図9の制御回路111の構成及び動作について、図2の制御回路100との相違点を中心に説明し、図2の制御回路100と同様の構成及び動作の説明については省略する。電流検出器103は検出したAC電流Iacを示す信号を入力状況判定器213に出力する。入力状況判定手段213は、複数の電源電圧周期のピーク値から入力電流の変動幅を計算し、当該計算した変動幅から、入力電流変動判定値設定器213aにより予め設定されている入力電流変動判定値を減算して、減算結果である変動幅偏差を示す信号を目標位相幅選定器214及びチョッピング位相幅抽出器216に出力する。目標位相幅選定器214は予め、変動幅偏差の各種数値範囲に対応して設定すべき所望のチョッピング位相幅θwONをチョッピング位相幅テーブルとして内蔵テーブルメモリ214mに格納しており、入力状況判定器213からの変動幅偏差入力電流の変動の程度を示す信号に基づいて、上記チョッピング位相幅テーブルを参照して、対応するチョッピング位相幅θwONを決定してそれを示す信号を減算器204に出力する。チョッピング位相幅抽出器216は、チョッピング位相幅検出器212からのチョッピング状態の位相幅と、入力状況判定器213からの変動幅偏差とに基づいて、当該位相幅において所定値以上の脈動が発生していないと判断したとき、チョッピング位相幅検出器212からのチョッピング状態のチョッピング位相幅θwONを示す信号をそのまま減算器204に出力する。一方、チョッピング位相幅抽出器216は、当該チョッピング位相幅θwONにおいて所定値以上の脈動が発生していると判断したとき、予め設定された一定時間又は一定周期数における、最大又は平均のチョッピング状態の位相幅を抽出して当該位相幅を示す信号を減算器204に出力する以上のように構成された図9の制御回路111を備えた整流回路装置によれば、所定値以上の脈動が発生する脈動的な負荷がある場合でも、電源電圧の高調波に大きく影響を与えるチョッピング状態の位相幅θwONを抽出することができ、電源電圧の高調波の低減と回路損失の低減との両立をはかることができる。実施形態7.図10は本発明の実施形態7に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。また、図11は図8の制御回路112の詳細構成を示すブロック図である。図10の整流回路装置は、負荷として、圧縮機駆動部300に接続された圧縮機301のモータを駆動し、その制御は圧縮機制御回路302にて実行することを特徴としている。圧縮機制御回路302は、図10に示すように、所望の回転数で圧縮機301のモータを回転させるべく圧縮機駆動部300及び制御回路112に対して回転数指令Srotを出力する。図10及び図11の実施形態7に係る整流回路装置は、実施形態6と同様に、脈動しない領域での所望のチョッピング位相幅とは別に、脈動する領域における所望のチョッピング位相幅を設け、かつ、この脈動する位相幅の領域では、予め設定された一定時間又は一定周期数における、最大又は平均のチョッピング位相幅を選択して当該チョッピング制御することを特徴としている。図11の制御回路112は、図9の制御回路111に比較して、a入力状況判定器213に代えて、圧縮機制御回路302からの回転数指令Srotに基づいて駆動状況を判定する駆動状況判定器215を備え、b目標位相幅選定器214に代えて、内蔵テーブルメモリ214Amを有する目標位相幅選定器214Aを備え、cチョッピング位相幅抽出器216に代えて、チョッピング位相幅抽出器216Aを備えたことを特徴としている。図11において、圧縮機制御回路302からモータの回転数指令Srotは駆動状況判定器215に入力される。駆動状況判定器215は、モータの回転数指令Srotから予め設定されている回転数を減算することにより回転数偏差を演算し、回転数偏差を示す信号を目標位相幅選定器214A及びチョッピング位相幅抽出器216Aに出力する。目標位相幅選定器214Aは予め、回転数偏差の各種数値範囲に対応して設定すべき所望のチョッピング位相幅θwONをチョッピング位相幅テーブルとして内蔵テーブルメモリ214Amに格納しており、駆動状況判定器215からの回転数偏差を示す信号に基づいて、上記チョッピング位相幅テーブルを参照して、対応するチョッピング位相幅θwONを決定してそれを示す信号を減算器204に出力する。チョッピング位相幅抽出器216Aは、チョッピング位相幅検出器212からのチョッピング状態の位相幅と、駆動状況判定器215からの回転数偏差とに基づいて、圧縮機301を駆動する回転数が予め設定されている回転数を超える場合は、チョッピング位相幅検出器212からのチョッピング状態の位相幅θwONを示す信号をそのまま減算器204に出力する。一方、チョッピング位相幅抽出器216Aは、圧縮機301を駆動する回転数が予め設定されている回転数以下の場合は、予め設定された一定時間又は一定周期数における、最大又は平均のチョッピング状態の位相幅を抽出して当該位相幅を示す信号を減算器204に出力するここで、本実施形態での圧縮機301と負荷との関連をまず説明する。一般に、家庭用などの小型の冷凍空調機器に用いられる、往復動型やローリングピストン型の圧縮機301は、吸入行程、圧縮行程、吐出行程のそれぞれの行程における必要な動力が大幅に異なる特性を有しており、各行程における必要動力を適切に供給しなければ、圧縮機301が振動を起こし、配管の破損などを引き起こす。このため、各行程における駆動用の電動機の瞬時瞬時の速度を一定に制御して振動を抑制する制御を行う。その結果、本発明に係る整流回路装置の負荷としては、各行程を推移する周期での脈動を有するものになる。また、振動の発生は各行程の推移周期にも関連し、周期が短くなれば、慣性モーメントによる慣性効果により減衰する特性を有しており、周期が短い、すなわちモータの回転数が高いときには、振動を抑制する制御を実施する必要がなくなり、平均的な速度制御だけでも振動が少ない状態を保つことができる。そして、平均的な速度制御だけの場合、DC側の負荷には脈動が少ない。例えば、圧縮機301の回転数がある値を越える回転数領域においては、平均的な速度制御だけで駆動しても、圧縮機301の振動が少ない場合には、この回転数領域においては、瞬時速度制御は特に必要ではない。そして、平滑コンデンサ106に流入する電源電流にもその脈動の影響がなくなるので、本実施形態に係るチョッピング位相幅抽出器216Aは、上記所定の回転数値を超える場合、もしくはそれ以下のどちらの回転数で圧縮機301を駆動しているかにより、チョッピング状態の位相幅を減算器204にそのまま出力するか、予め設定された一定時間又は一定周期数における最大又は平均のチョッピング状態の位相幅を抽出して減算器204へ出力するか、を切り替える。次いで、実施形態7の変形例について以下に説明する。実施形態7と同様の制御方法で、圧縮機301の回転数が高くなると、慣性効果により、瞬時瞬時の回転速度変動が減少し、瞬時瞬時の速度制御による圧縮機301へ供給する電力の脈動が減少していく。このため、瞬時速度制御が常に動作している場合でも、回転数が高い領域では、AC電源1側からみて、負荷の脈動の影響がほとんど関係しなくなっていく。この場合でも、チョッピング位相幅抽出器216Aが、圧縮機301の回転数が高い領域では、チョッピング状態の位相幅情報を減算器204へそのまま出力し、圧縮機301の回転数が低い領域では、予め設定された一定時間又は一定周期数における最大又は平均のチョッピング状態の位相幅を抽出して減算器204へ出力するように切り替えることで、電源高調波の低減と回路損失の両立をはかることができる。なお、これらの切り替えにおける回転数のしきい値の値は、圧縮機301の圧縮比や慣性モーメントなどの仕様緒元により変化する値である。例えば、チョッピング位相幅θwONもしくはチョッピングが休止状態になっている位相幅θwOFFが電源周期の毎回毎回変動する状態になるか否かで決定すればよい。なお、圧縮機301を駆動する際の回転数に起因した振動発生の抑制が必要な場合に実行される瞬時速度制御の具体的な方法は種々提案されているが、その方法の差異は本発明には直接は関与しないので、詳細な説明は省略する。このようにすることで、圧縮機301による脈動的な負荷がある場合でも、圧縮機301のモータの回転数指令Srotを用いることにより、脈動負荷の状況を推定できるので、脈動状況を直接検出することもなく、チョッピング状態の位相幅を抽出することができ、電源電圧の高調波の低減と回路損失の低減との両立をはかることができる。なお、本実施形態においては、駆動状況判定器215の入力として圧縮機301の駆動回転数指令Scotとしたが、圧縮機301を駆動する際の回転数に起因した振動発生の抑制が必要な場合に実行される瞬時速度制御の有無を圧縮機制御回路302からの入力として、瞬時速度制御の有無に従い目標位相幅選択信号を目標位相幅選定器214とチョッピング位相幅抽出器216Aに出力しても、同様のチョッピング制御を行うことができる。実施形態8.図12Aは本発明の実施形態8に係る整流回路装置の制御回路100の第11の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図12Bは本発明の実施形態8に係る整流回路装置の制御回路100の第12の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。実施形態8に係る制御回路100は、目標電流波形を正弦波以外の波形であって、例えば三角波にすることで、さらに回路損失を低減できることを特徴としている。特に、負荷が軽いときには、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少ないので、さらに損失を低減することが可能である。図12Aの第11の動作例は、出力されるDC電圧が比較的低く、半導体スイッチ104がチョッピングされる位相幅θwONが所望の位相幅θwONよりも小さくなっている場合である。このときにも、AC電圧がDC電圧より高い位相期間が増加するので、AC電源1からリアクタ102とダイオードブリッジ105を経由してDC側へと流れ込む電流が増加する。このため、AC電流の波形が先鋭になり、AC電流の高調波成分が増加する。一方、図12Bの第12の動作例は、出力されるDC電圧が第11の動作例に比較して高く、半導体スイッチ104がチョッピングされる位相幅θwONが所望の位相幅θwONよりも大きくなっている場合である。このときには、AC電圧がDC電圧より高い位相期間が減少するので、AC電源1からリアクタ102とダイオードブリッジ105を経由してDC側へと流れ込むAC電流も減少し、AC電流の高調波成分が減少する。しかし、図12Bの第12の動作例では、図3A及び図3Bと同様に、図12Aでの波形に比べて、半導体スイッチ104のチョッピングが行われている期間位相幅が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。実施形態8においては、好ましくは、図12A及び図12Bに示すように、目標電流波形の瞬時の絶対値は、時間経過とともに、AC電圧の0度開始点から180度終了点までの期間の前半の期間において、一定の傾きで単調増加した後、所定の中間点90度よりも小さい角度から一定の傾きで単調減少し、その後終了点までゼロになる区間を有する三角波形を用いる。なお、図12A及び図12Bにおいて、AC電圧の半周期で1つのチョッピング位相幅θwONが図示されているので、AC電圧の半周期で2つのチョッピング休止位相幅が図示されていることになる。従って、上述のように、2つのチョッピング休止位相幅のいずれかの位相幅、もしくは合計の位相幅に基づいてチョッピング制御してもよい。次いで、実施形態8の変形例に係る、図12A及び図12Bとは異なる別の形状を有する目標電流波形について、図13A~図13Dを参照して以下に説明する。図13Aは本発明の実施形態8に係る整流回路装置の制御回路100の第13の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図13Bは本発明の実施形態8に係る整流回路装置の制御回路100の第14の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。さらに、図13Cは本発明の実施形態8に係る整流回路装置の制御回路100の第15の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。また、図13Dは本発明の実施形態8に係る整流回路装置の制御回路100の第16の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、AC電圧と整流後のDC電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のAC電流とを示す信号波形図である。図13Aの第13の動作例の目標電流波形は、図12Aの目標電流波形と比較して、単調減少する区間の代わりに、後半の90度を超える所定の角度例えば110度で瞬時にゼロにする区間ゼロで一定の区間を有するように構成した三角波形である。また、図13Bの第14の動作例の目標電流波形は、図13Aの目標電流波形と比較して、時間経過とともに、単調増加区間を正弦波状に増加させ、後半の90度を超える所定の角度例えば110度で瞬時にゼロになる区間ゼロで一定の区間を有する波形である。さらに、図13Cの第15の動作例の目標電流波形は、図13Bの目標電流波形において制約条件を設けて、前半部の正弦波波形において90度より手前の中間点の角度例えば70度で瞬時にゼロにした波形である。またさらに、図13Dの第16の動作例の目標電流波形は、図13Cの目標電流波形において、時間経過とともに、0度から第1の中間点までの所定期間ゼロゼロで一定の区間にし、その後第2の中間点まで単調増加させるように構成した波形である。図13C及び図13Dの動作例では、90度よりも手前で目標電流をゼロにしているが、ゼロにする位相よりも手前で半導体スイッチ104のチョッピング動作から、チョッピングが休止になる期間になるような負荷で使用すればよい。しかも、本動作例は、DC電圧がAC電圧の最高瞬時電圧よりも低いので、90度近傍では、AC電源1からリアクタ102とダイオードブリッジ105を経由して電流が流れ込むので、目標電流がゼロになってもAC電流がしばらくは流れ続けるため、高調波成分の少ない電流が高効率で実現できる。以上の各実施形態において、目標電流波形の単調増加又は単調減少において、一定である期間を含んでもよく、すなわち、実質的に単調増加又は実質的に単調減少させてもよい。ここで、実質的に単調増加とは、目標電流波形の位相θ1<θ2であるときに、fθ1≦fθ2の関係にある広義の単調増加をいい、言い換えれば、時間経過とともに、少なくとも増加し、もしくは少なくとも増加しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調増加することをいう。また、実質的に単調減少とは、目標電流波形の位相θ1<θ2であるときに、fθ1≧fθ2の関係にある広義の単調減少をいい、言い換えれば、時間経過とともに、少なくとも減少し、もしくは少なくとも減少しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調減少することをいう。実施形態9.図14は本発明の実施形態9に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。実施形態9に係る整流回路装置は、AC電源1からのAC電圧を、リアクタ602を介して、半導体スイッチ604a、604b及びダイオード605a、605b、605c、605dで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ106を介して負荷4を駆動することを特徴としている。本実施形態に係るチョッピング制御方法は、実施形態1に係る図1の制御回路100と同様であり、2つの半導体スイッチ604b、604dをチョッピング駆動信号Schを用いて同時に駆動する。実施形態10.図15は本発明の実施形態10に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。実施形態10に係る整流回路装置は、AC電源1からのAC電圧を、リアクタ702を介して、半導体スイッチ704a、704b及びダイオード705a、705b、705c、705dで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ106を介して負荷4を駆動することを特徴としている。本実施形態に係るチョッピング制御方法は、AC電源1からのAC電圧の極性に応じて、2つのチョッピング駆動信号Sch1,Sch2を用いて、いずれか一方の半導体スイッチ705a又は705bのみをチョッピング動作させる。例えば、AC電圧の極性がリアクタ702が接続されている側が高い期間であれば、チョッピング駆動信号Sch2を用いて半導体スイッチ704bをチョッピングし、AC電圧の極性がリアクタ702が接続されている側が低い期間であれば、チョッピング駆動信号Sch1を用いて半導体スイッチ704aをチョッピングする。なお、本実施形態では、半導体スイッチ704aと704bを同時にオンさせると、負荷4へのDC出力電圧を短絡することになるので、AC電圧の極性が反転する近傍では、どちらの半導体スイッチ704a,704bもオンしないように設定する場合がある。このような場合、図3A及び図3Bにおいては、チョッピングが休止状態に変化する位相が、0度及び180度近傍でも発生しえることになる。ただし、この場合は、DC出力電圧の短絡防止として、意図的にチョッピングを休止しているので、本発明に係るチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。次いで、実施形態1~10に係る整流回路装置で用いる電圧レベル比較器109の2値化処理について、図16A及び図16Bを参照して以下に説明する。図16Aは本発明の実施形態1~10に係る整流回路装置の電圧レベル比較器109の2値化処理の第1の動作例を説明するための図であって、AC電圧としきい値電圧Vthとの関係と、電圧レベル比較器109からの2値信号とを示す信号波形図である。また、図16Bは本発明の実施形態1~10に係る整流回路装置の電圧レベル比較器109の2値化処理の第2の動作例を説明するための図であって、AC電圧としきい値電圧Vthとの関係と、電圧レベル比較器109からの2値信号とを示す信号波形図である。すなわち、図16A及び図16Bは、AC電圧が一定のレベル以上か否かの情報から電圧位相を検出する方法を示す。この情報はAC電圧の瞬時電圧がしきい値を超えているか否かを2値信号として得る。すなわち、電圧レベル比較器109は、AC電圧をしきい値電圧Vthと比較し、AC電圧がしきい値電圧Vth以上のときハイレベル信号を出力する一方、AC電圧がしきい値電圧Vth未満のときローレベル信号を出力する。ここで、しきい値電圧Vthが変動しても2値信号の周期は電源周波数と同一であり、2値信号のハイレベル側又はローレベル側の中点を求めれば、AC電圧位相の90度又は270度の時間を知ることができる。また、AC電圧位相の90度と270度の中点は180度及び0度の位相になる。このようにして得られた情報を、PLLなどを用いて逓倍すれば、瞬時瞬時の位相を正確に知ることができる。例えば、360逓倍すれば、1つのパルスが1度相当になり、このパルスを計数すれば、単位が度の位相情報を得ることができる。そして、得られた位相情報で、その瞬時瞬時の目標電流波形を呼び出せばよい。その他のレベル比較から得られた2値情報を用いて位相を検出する方法については、例えば、本発明者が開示した特許文献4にも提案されており、特に限定されない。本実施形態を用いることにより、DC電圧の検出精度に誤差があっても、チョッピング動作を行っている位相幅が、所望の位相幅になるようにDC電圧を相対的に調整するので、同様の電流波形になり、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が実現される。実施形態11.図17は本発明の実施形態11に係る整流回路装置の制御回路100の詳細構成を示すブロック図である。実施形態11に係る整流回路装置の制御回路100は、実施形態1に係る図2の制御回路100と比較して、DC電圧検出器110と減算器206との間に、AD変換器230及びLPF演算器231とを挿入したことを特徴とし、デジタル演算で実施する場合に特に有効な実施形態を提供する。以下、図2の制御回路100との相違点について説明する。図17において、DC電圧検出器110により検出されたDC電圧を示すアナログ信号は、AC電源1の周波数よりも十分に高いサンプリング周波数でAD変換するAD変換器230により、AD変換値Vadを示すデジタル信号に変換された後、低域通過フィルタ特性を有する演算詳細後述を行うLPF演算器231によりLPF演算され、その演算結果の信号LPF演算値Vdcaは減算器206に出力される。ここで、例えば、AC電源1の周波数は60Hzであり、サンプリング周波数は600kHzである。図18は図17のLPF演算器231の詳細構成を示すブロック図である。図18において、AD変換器230からのAD変換値を示す信号は加算器253に入力される。加算器253は入力されるAD変換値を示す信号と、定数乗算器251からの信号とを加算して加算結果であるLPF演算値Vdcaを示す信号を減算器206に出力するとともに、1つのクロック時間だけ遅延する遅延器252を介して定数乗算器251に出力する。定数乗算器251は入力される信号に対して所定の定数2n-1/2nを乗算して乗算結果を示す信号を加算器253に出力する。図18のLPF演算器231による演算を、入力をXj、出力をYjとし、時系列の漸化式で表現すると、次式1のようになる。[数1]Yj1←[2n-1/2n]×YjXj1このLPF演算処理は、演算周期の2n倍の時定数を有する一次型の低域通過フィルタであり、かつ、振幅が2n倍になる。したがって、この演算を実行することにより、AD変換値Vadに小数点以下のnビットの情報が追加される。図19は図17の整流回路装置の動作を示す図であって、AC電源1からのAC電流Iacと、DC電圧Vdcと、AD変換器230のAD変換値Vad上記DC電圧Vdcを点線で示す。とを示す信号波形図である。すなわち、図19は、単相ACの整流回路で低域通過フィルタ処理を行うことにより、電圧検出精度が向上できる動作原理を示す。単相AC電源1からのAC電圧にはゼロの区間があり、瞬時瞬時の電力が一定でないため、平滑コンデンサ106を用いても、DC電圧には電源周波数の2倍の周波数を有する変動が残る。この変動を少なくするには、平滑コンデンサ106のコンデンサ容量を無限に大きくする必要があり、現実的には不可能である。図19cは、DC電圧Vdc点線で示す。をAC電源1の周波数よりも十分に高いサンプリング周波数でAD変換した場合のAD変換値Vadとを示す。瞬時瞬時のDC電圧Vdcに応じて、得られるAD変換値Vadデジタル値はK,K1,K2,K3,...の値をとる。ここで、AD変換値Vadに対して低域通過フィルタ演算を行うと、図19の場合には、K1とK2の間の値に収束する。さらに、図18で示したように、低域通過フィルタ演算として2n倍する機能を含んでいるため、{K1×2n}と{K2×2n}との間の値整数値が得られる。つまり、AD変換器230の分解能に対して、小数点以下のnビットの情報が追加されて、分解能が改善されたことになる。なお、DC電圧Vdcに電源周波数の2倍の周波数を有する変動が全く無く、図19cの平均値のような場合には、AD変換値Vadは常にK1になり、LPF演算をしても、分解能を改善することはできない。すなわち、本手法は、単相ACの整流回路装置により、その効果を発揮することができる。変形例及び補足説明.実施形態1に係る図2の減算器206において、指令電圧VdcにもAD変換器230と同等の分解能を有する必要があるが、指令電圧Vdcは情報のみであるため、上記と同様に分解能を高めておくことは、容易に実現できる。また、LPF演算では2の累乗を用いる事例で説明したが、定数乗算器251の定数を0から1の間の値に設定すれば、同様にLPF演算を実現することができる。また、図19の動作原理から明らかなように、LPF演算が図18で示した方法以外の手法でも同様の効果を得ることができる。実施形態11に係るAD変換器230の分解能が粗い場合でも、きめ細かい電圧情報を得ることができるので、DC電圧Vdcを高精度に調節することができ、常に損失が少なく、かつ、高調波電流が少ない整流動作が実現される。また、本実施形態11に係る手法は、これまで説明した実施形態1~10を組み合わせて実施することが可能である。なお、全ての実施形態に共通することとして、チョッピングが休止状態からチョッピング状態に変化する際に、回路の揺らぎやノイズにより、一瞬だけ休止状態に再度変化する場合があるが、これについては、本発明でのチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。さらに、本発明に係る実施形態において、AC電圧位相検出器201においてAC電圧の位相を検出してそれを基準としてチョッピング位相幅を検出しているが、本発明はこれに限らず、AC電源1の周波数が固定されている場合には、AC電源1のゼロクロスなどの情報に基づいてチョッピング位相幅を検出してもよい。また、チョッピング位相幅を検出するときに、チョッピング手法の一例であるPWM制御を実現するキャリア信号のパルス数で計数することでチョッピング位相幅の時間を計測してもよい。"