"交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、スイッチング素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、上記全波整流回路が変換した脈流を直流に変換する直流変換回路と、上記直流変換回路が変換した直流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路が検出した負荷電流と、上記負荷回路に流すべき目標電流とに基づいて、上記スイッチング素子のオン時間または上記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期を算出して、フィードバック値とするフィードバック回路とを有し、上記駆動回路は、上記フィードバック回路が算出したフィードバック値に基づいて、上記スイッチング素子を駆動し、上記フィードバック回路は、上記目標電流から上記負荷電流を差し引いた電流偏差から、所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする電源装置。上記フィードバック回路が上記電流偏差から除去する周波数の成分を含む上記所定の周波数帯域は、上記全波整流回路が入力する交流の周波数の2倍の周波数を含むことを特徴とする請求項1に記載の電源装置。上記フィードバック回路は、上記電流偏差のうち、上記電流偏差から除去する周波数の成分を含む上記所定の周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数の成分と、上記電流偏差から除去する周波数の成分を含む上記所定の周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数の成分とに基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電源装置。上記フィードバック回路が上記フィードバック値の算出に用いる上記電流偏差の上記所定の周波数帯域よりも高い周波数帯域は、3kHz以上30kHz以下の周波数のうち少なくともいずれかの周波数を含むことを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の電源装置。上記電流検出回路は、検出した上記負荷電流に比例する電流検出電圧を生成し、上記フィードバック回路は、正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有し、上記正入力端子と上記負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を上記出力端子から出力する差分増幅器と、上記電流検出回路が生成した電流検出電圧を入力する第一入力部と、上記差分増幅器の正入力端子に電気接続され、上記目標電流に比例する電圧を入力する第二入力部と、入力抵抗と、上記入力抵抗に対して並列に電気接続された入力コンデンサとを有し、上記第一入力部と、上記差分増幅器の負入力端子との間に電気接続された入力回路と、帰還抵抗と、上記帰還抵抗に対して直列に電気接続された第一帰還コンデンサと、上記帰還抵抗と上記第一帰還コンデンサとの直列回路に対して並列に電気接続された第二帰還コンデンサとを有し、上記差分増幅器の負入力端子と、上記差分増幅器の出力端子との間に電気接続された帰還回路とを有することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれかに記載の電源装置。上記フィードバック回路は、上記フィードバック値に比例する電圧を出力する出力部と、出力抵抗と、上記出力抵抗に対して並列に電気接続された出力コンデンサとを有し、上記差分増幅器の出力端子と、上記出力部との間に電気接続された出力回路とを有することを特徴とする請求項5に記載の電源装置。請求項1乃至請求項6のいずれかに記載の電源装置と、光源を有し、上記電源装置に対する負荷回路として、上記電源装置の上記直流変換回路が変換した直流によって駆動される光源回路とを有することを特徴とする照明器具。スイッチング素子の特性やその他の理由により、スイッチング素子のオン時間を短くし過ぎると、スイッチング素子がオンしなくなる場合がある。このため、負荷電流をあまり小さくすることができない場合がある。負荷電流を平均すれば目標値に一致させられたとしても、負荷電流の変動が大きくなってしまう場合がある。負荷が光源である場合、負荷電流の変動が大きいと、光源のちらつきとして認識される場合がある。この発明は、例えば、負荷電流の目標値を小さくした場合でも、負荷電流の変動を小さくし、負荷電流を目標値に一致させることを目的とする。この発明にかかる電源装置は、交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、スイッチング素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、上記全波整流回路が変換した脈流を直流に変換する直流変換回路と、上記直流変換回路が変換した直流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流を検出する電流検出回路と、上記電流検出回路が検出した負荷電流と、上記負荷回路に流すべき目標電流とに基づいて、上記スイッチング素子のオン時間または上記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期を算出して、フィードバック値とするフィードバック回路とを有し、上記駆動回路は、上記フィードバック回路が算出したフィードバック値に基づいて、上記スイッチング素子を駆動し、上記フィードバック回路は、上記目標電流から上記負荷電流を差し引いた電流偏差から、所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする。フィードバック回路が、電流偏差から所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいてフィードバック値を算出するので、全波整流回路が入力する交流の電圧瞬時値の変動に起因する負荷電流の変動が小さくなるとともに、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を素早くフィードバックして補償することにより、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を最小限に抑えることができる。実施の形態1.実施の形態1について、図1~図12を用いて説明する。図1は、この実施の形態における照明器具800の全体構成を示す図である。照明器具800は、電源回路100と、光源回路810とを有する。光源回路810は、例えばLED発光ダイオードなどの光源を有する。光源回路810は、電源回路100から供給された電力により、光源を点灯する負荷回路である。光源回路810は、例えば、複数の光源を直列に接続した回路である。電源回路100電源装置、点灯装置は、例えば商用電源などの交流電源ACから供給された電力例えば、周波数50~60Hz、実効電圧100~254Vを光源回路810に対して供給する電力に変換する電力変換回路である。電源回路100は、例えば、全波整流回路110と、直流変換回路120と、電流検出回路140と、調光入力回路150と、フィードバック回路160とを有する。全波整流回路110は、交流電源ACから交流を入力する。全波整流回路110は、入力した交流を全波整流して脈流に変換する。全波整流回路110は、変換した脈流を出力する。直流変換回路120直流電源回路、スイッチング電源部は、全波整流回路110が変換した脈流を入力する。直流変換回路120は、入力した脈流を直流に変換する。直流変換回路120は、例えばスイッチング電源回路であって、スイッチング素子を有する。直流変換回路120は、変換した直流を出力する。光源回路810は、直流変換回路120が変換した直流により駆動され、光源を点灯する。電流検出回路140は、直流変換回路120が変換した直流により光源回路810を流れた電流以下負荷電流と呼ぶ。を検出する。電流検出回路140は、検出した負荷電流を表わす信号以下電流検出信号と呼ぶ。を生成する。電流検出信号は、例えば、負荷電流に比例する電圧以下電流検出電圧と呼ぶ。を有する。電流検出回路140は、生成した電流検出信号を出力する。調光入力回路150調光指令部は、調光信号を入力する。調光信号は、光源回路810の光源を点灯すべき明るさを指示する信号である。調光信号は、例えば、パルス幅変調信号PWM信号である。調光入力回路150は、入力した調光信号に基づいて、負荷電流LED電流の目標値以下目標電流と呼ぶ。を表わす基準信号を生成する。基準信号は、例えば、負荷電流が目標電流に一致した場合に電流検出回路140が生成する電流検出信号の電圧と同じ電圧以下基準電圧と呼ぶ。を有する。調光入力回路150は、生成した基準信号を出力する。フィードバック回路160は、電流検出回路140が生成した電流検出信号と、調光入力回路150が生成した基準信号とを入力する。フィードバック回路160は、入力した電流検出信号と基準信号とに基づいて、直流変換回路120のスイッチング素子をオンする時間以下オン時間と呼ぶ。フィードバック値の一例。を算出する。フィードバック回路160は、算出したオン時間を表わすオン時間信号を生成する。オン時間信号は、例えば、フィードバック回路160が算出したオン時間に比例する電圧以下オン時間電圧と呼ぶ。を有する。フィードバック回路160は、生成したオン時間信号を出力する。負荷電流が目標電流より少ない場合、フィードバック回路160は、オン時間を長くする。また、負荷電流が目標電流より多い場合、フィードバック回路160は、オン時間を短くする。オン時間が長いほど、負荷電流は多くなる。フィードバック回路160は、オン時間を調整して、負荷電流を目標電流に一致させる。これにより、電源回路100は、定電流電源定電流回路として動作する。図2は、この実施の形態における電源回路100の回路構成を示す図である。全波整流回路110は、例えば、ダイオードブリッジ回路DBと、ノイズ除去コンデンサC11とを有する。ダイオードブリッジ回路DB整流回路は、例えば、4つの整流素子をブリッジ接続した回路である。ダイオードブリッジ回路DBは、交流電源ACから入力した交流を全波整流する。ダイオードブリッジ回路DBの低電位側出力は、電源回路100内の基準電位を有するグランド配線GNDに電気接続している。ノイズ除去コンデンサC11は、高周波ノイズの除去を目的とする静電容量が比較的小さい例えば、数百~数千pF程度。コンデンサである。ノイズ除去コンデンサC11は、ダイオードブリッジ回路DBの高電位側出力とグランド配線GNDとの間に電気接続している。直流変換回路120は、例えば、フライバックコンバータ回路である。直流変換回路120は、トランスT21と、スイッチング素子Q25と、2つの整流素子D26,D34と、平滑コンデンサC27と、抵抗R33と、起動抵抗R31と、点灯制御IC130とを有する。トランスT21は、3つの巻線L22,L23,L24を有する。スイッチング素子Q25は、例えばMOSFETである。スイッチング素子Q25は、点灯制御IC130からの指示にしたがってオンオフする。巻線L22一次巻線とスイッチング素子Q25とは、互いに直列に電気接続している。巻線L22とスイッチング素子Q25との直列回路は、ダイオードブリッジ回路DBの高電位側出力と、グランド配線GNDとの間に電気接続している。整流素子D26,D34は、例えば半導体ダイオードである。平滑コンデンサC27は、例えば電解コンデンサである。巻線L23二次巻線と、整流素子D26と、平滑コンデンサC27と整流平滑回路は、閉ループを構成している。巻線L24補助巻線と、抵抗R33と、整流素子D34とは、互いに直列に電気接続して、ゼロクロス検出回路132を構成している。ゼロクロス検出回路132スイッチング制御検出回路は、巻線L23を流れる電流以下二次電流と呼ぶ。が0になったことを検出するためのゼロクロス検出信号を生成する。起動抵抗R31は、点灯制御IC130を起動し動作させる電源を点灯制御IC130に供給するための抵抗である。起動抵抗R31の一端は、ダイオードブリッジ回路DBの高電位側出力に電気接続している。起動抵抗R31の他端は、点灯制御IC130の電源入力端子電源端子部に電気接続している。点灯制御IC130駆動回路、制御IC、点灯制御回路は、フィードバック回路160が生成したオン時間信号と、ゼロクロス検出回路132が生成したゼロクロス検出信号とを入力する。点灯制御IC130は、入力したオン時間信号とゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子Q25を駆動する駆動信号を生成する。点灯制御IC130は、生成した駆動信号を出力する。スイッチング素子Q25は、点灯制御IC130が生成した駆動信号にしたがってオンオフする。点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオンにする。オン時間信号が表わすオン時間が経過すると、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオフにする。その後、巻線L23を流れる電流が0になると、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25を再びオンにする。これを繰り返すことにより、スイッチング素子Q25は、高周波でオンオフする。スイッチング素子Q25がオンオフする周波数は、一定ではなく、例えば数十~数百kHzである。電流検出回路140LED電流検出部は、例えば、電流検出抵抗R41を有する。電流検出抵抗R41検出抵抗は、光源回路810に対して直列に電気接続している。電流検出抵抗R41と光源回路810との直列回路は、平滑コンデンサC27に対して並列に電気接続している。光源回路810を流れる負荷電流と同じ電流が電流検出抵抗R41を流れ、負荷電流に比例する電圧が電流検出抵抗R41の両端に発生する。電流検出回路140は、電流検出電圧として、電流検出抵抗R41の両端電圧を出力する。フィードバック回路160LED電流制御回路部は、例えば、アクティブフィルタ回路である。フィードバック回路160は、差分増幅器A61と、入力回路170と、帰還回路180と、出力回路190とを有する。差分増幅器A61比較器は、例えばオペアンプである。差分増幅器A61は、正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有する。差分増幅器A61は、正入力端子と負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を生成する。差分増幅器A61の増幅率は非常に大きく、例えば数千~数万倍である。差分増幅器A61は、グランド配線GNDに対する差分増幅器A61の出力端子の電位として、増幅した電圧を出力端子から出力する。差分増幅器A61の正入力端子に電気接続した配線163第二入力部は、調光入力回路150に電気接続している。差分増幅器A61の正入力端子とグランド配線GNDとの間には、調光入力回路150が出力した基準電圧が印加される。入力回路170は、電流検出回路140の出力に電気接続した配線162第一入力部と、差分増幅器A61の負入力端子LED電流検出端子との間に電気接続している。入力回路170は、例えば、抵抗R71入力抵抗、制御抵抗と、コンデンサC72入力コンデンサとを有する。抵抗R71と、コンデンサC72とは、互いに並列に電気接続している。帰還回路180は、差分増幅器A61の負入力端子と、差分増幅器A61の出力端子との間に電気接続している。帰還回路180は、例えば、抵抗R81帰還抵抗と、2つのコンデンサC82,C83帰還コンデンサとを有する。抵抗R81と、コンデンサC82とは、互いに直列に電気接続している。抵抗R81とコンデンサC82との直列回路と、コンデンサC83とは、互いに並列に電気接続している。出力回路190は、差分増幅器A61の出力端子と、点灯制御IC130のオン時間信号入力端子に電気接続した配線164出力部との間に電気接続している。出力回路190は、例えば、抵抗R91出力抵抗と、コンデンサC92出力コンデンサとを有する。抵抗R91と、コンデンサC92とは、互いに並列に電気接続している。図3は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流及び電圧を示す。なお、横軸のスケールは、例えば十マイクロ秒のオーダーである。全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値は、交流電源ACから供給される交流の位相によって変化するが、この図に示した期間内では、ほぼ一定であるとみなすことができる。実線511は、巻線L22を流れる電流を示す。実線521は、巻線L22の両端電圧を示す。実線512は、巻線L23を流れる電流を示す。実線522は、ゼロクロス検出回路132が出力するゼロクロス検出信号の電圧を示す。なお、巻線L23,L24の両端電圧は、巻線L22の両端電圧と比例する電圧である。両端電圧の電圧比は、巻線の巻数比によって定まる。時刻501において、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオンにする。巻線L22の両端には、全波整流回路110が出力する電圧が印加される。巻線L22を流れる電流は、巻線L22の両端電圧に比例する傾きで増加していく。巻線L23の両端には、逆極性の電圧が発生するので、整流素子D26がオフになり、巻線L23には電流が流れない。同様に、巻線L24の両端にも、逆極性の電圧が発生する。整流素子D34がオフになるので、ゼロクロス検出回路132が出力するゼロクロス検出信号の電圧は、ほぼ0になる。時刻502において、時刻501からフィードバック回路160が算出したオン時間が経過すると、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオフにする。巻線L22を流れる電流は、0になる。巻線L23には、トランスT21の磁束を維持する電流が流れる。整流素子D26がオンになり、巻線L23の両端には、平滑コンデンサC27の両端電圧と整流素子D26の順方向降下電圧とを合計した電圧が印加される。巻線L22の両端には、巻線L23の両端電圧に比例する逆極性の電圧が発生する。巻線L24の両端には、巻線L23の両端電圧と同じ極性の電圧が発生するので、整流素子D34がオンになり、ゼロクロス検出回路132が出力するゼロクロス検出信号の電圧が高くなる。巻線L23を流れる電流の向きと逆向きの電圧が巻線L23の両端に印加されるため、巻線L23を流れる電流は、巻線L23の両端電圧に比例する傾きで減少していく。時刻503において、巻線L23を流れる電流が0になると、整流素子D26がオフになり、巻線L23の両端電圧がほぼ0になる。巻線L24の両端電圧もほぼ0になるので、ゼロクロス検出回路132が出力するゼロクロス検出信号の電圧は、ほぼ0になる。点灯制御IC130は、ゼロクロス検出信号の電圧がほぼ0になったことにより、巻線L23を流れる電流が0になったことを検出する。時刻504において、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25を再びオンにする。このように、巻線L23を流れる電流が0になったことを検出して、スイッチング素子Q25を再びオンにするので、電源回路100の効率が高くなる。図4は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図3と同じである。全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値は、交流電源ACから供給される交流の位相によって変化する。全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値が図3に示した例よりも低い場合、時刻501から時刻502までの間において巻線L22を流れる電流の増加率が小さくなる。このため、オン時間が同じでも、巻線L22を流れる電流の最大値が小さくなる。これに比例して、巻線L23を流れる電流の最大値も小さくなる。平滑コンデンサC27の両端電圧がほぼ同じであれば、時刻502から時刻503までの間において巻線L23を流れる電流の減少率はほぼ同じであるから、巻線L23を流れる電流が0になるまでの時間が短くなる。このため、オン時間が同じでも、巻線L23を流れる電流の平均値が小さくなり、点灯制御IC130がスイッチング素子Q25をオンオフする周波数が高くなる。図5は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流を示す。なお、横軸のスケールは、図3及び図4と異なり、例えば十msミリ秒のオーダーである。実線523は、全波整流回路110が出力する電圧を示す。破線513は、光源回路810を流れる負荷電流を示す。細破線514は、光源回路810を流れる負荷電流の平均値を示す。ノイズ除去コンデンサC11の静電容量が十分小さいので、全波整流回路110が出力する電圧の波形は、正弦波形に近いきれいな全波整流波形になる。全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値が高い場合、巻線L23を流れる電流の最大値が大きくなる。全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値が低い場合、巻線L23を流れる電流の最大値が小さくなる。このように、全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値に応じて、巻線L23を流れる電流の最大値が変化する。これにより、電源回路100の力率が高くなる。巻線L23を流れる電流が、光源回路810を流れる負荷電流より多ければ、その差に相当する電流により、平滑コンデンサC27が充電される。平滑コンデンサC27の両端電圧が上昇して、光源回路810に印加される電圧が高くなる分、光源回路810を流れる負荷電流が増加する。巻線L23を流れる電流が、光源回路810を流れる負荷電流より少なければ、その差に相当する電流により、平滑コンデンサC27が放電される。平滑コンデンサC27の両端電圧が下降して、光源回路810に印加される電圧が低くなる分、光源回路810を流れる負荷電流が減少する。このように、光源回路810を流れる負荷電流は、交流電源ACの周波数の2倍の周波数を基本周波数として変化する。例えば、交流電源ACの周波数が50Hzなら、光源回路810を流れる負荷電流の交流成分の基本周波数は100Hzになる。交流電源ACの周波数が60Hzなら、負荷電流の交流成分の基本周波数は120Hzになる。この周波数成分に対応して、フィードバック回路160がオン時間を変化させると、電源回路100の動作が不安定になる可能性がある。このため、フィードバック回路160は、基本的に、この周波数成分よりも低い周波数成分に対応して、オン時間を変化させる。フィードバック回路160は、光源回路810を流れる負荷電流の平均値が目標電流より小さい場合に、オン時間を増加させ、負荷電流の平均値が目標電流より大きい場合に、オン時間を減少させる。図6は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図3及び図4と同じである。この図は、全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値が図3とほぼ同じであり、フィードバック回路160が算出するオン時間が図3より短い場合を示す。時刻501から時刻502までの間において巻線L22を流れる電流の増加率は、図3の場合とほぼ同じであるが、オン時間が短い分、巻線L22を流れる電流の最大値が小さくなる。このため、巻線L23を流れる電流の平均値が小さくなり、点灯制御IC130がスイッチング素子Q25をオンオフする周波数が高くなる。図7は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図6と同じである。この図は、全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値が図4とほぼ同じであり、フィードバック回路160が算出するオン時間が図5とほぼ同じである場合を示す。時刻501から時刻502までの間において巻線L22を流れる電流の増加率は、図4の場合とほぼ同じであるが、オン時間が短い分、巻線L22を流れる電流の最大値が更に小さくなる。このため、巻線L23を流れる電流の平均値が更に小さくなり、点灯制御IC130がスイッチング素子Q25をオンオフする周波数が更に高くなる。図8は、この実施の形態におけるフィードバック回路160の特性の一例を示すボード線図である。横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。ゲイン線図540は、フィードバック回路160の前段部分の利得G1の絶対値の周波数特性を示す。位相線図550は、フィードバック回路160の前段部分の利得G1の位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路160の前段部分の利得G1とは、電流検出回路140が生成した電流検出電圧vdから調光入力回路150が生成した基準電圧vrを差し引いた差電圧Δv1=vd-vrに対する、差分増幅器A61の出力電圧voから基準電圧vrを差し引いた差電圧Δv2=vo-vrの比Δv2/Δv1である。フィードバック回路160の前段部分の利得G1は、入力回路170のインピーダンスZ1=R1/1jωC1R1に対する帰還回路180のインピーダンスZ2=1jωC2R2/jωC2C4jωC2C4R2の比Z2/Z1になる。ただし、jは、虚数単位-1の平方根を表わす。ωは、角周波数を表わす。R1は、抵抗R71の抵抗値を表わす。C1は、コンデンサC72の静電容量を表わす。R2は、抵抗R81の抵抗値を表わす。C2は、コンデンサC82の静電容量を表わす。C4は、コンデンサC83の静電容量を表わす。この例において、抵抗R71の抵抗値R1は、抵抗R81の抵抗値R2より大きく、例えば数十倍~数百倍である。コンデンサC82の静電容量C2は、コンデンサC72の静電容量C1より十分大きく、例えば数千~数万倍である。また、コンデンサC82の静電容量C2は、コンデンサC83の静電容量C4より十分大きく、例えば数千~数万倍である。コンデンサC72の静電容量C1は、コンデンサC83の静電容量C4と同程度である。周波数531は、1/2πC2R2を示す。周波数532は、1/2πC1R1を示す。周波数533は、1/2πC4R2を示す。なお、πは、円周率を表わす。周波数531より十分低い周波数の領域において、ωC2R2≪1、ωC1R1≪1、ωC4R2≪1だから、利得G1は、1/jωC2R1で近似できる。ゲイン線図540のうち、周波数531より低い周波数の領域は、右肩下がりの直線541で近似することができる。また、位相差は、約-90度である。周波数531において、ωC2R2=1、ωC1R1≪1、ωC4R2≪1だから、位相差は、約-45度である。周波数531より十分高く、かつ、周波数532より十分低い周波数の領域がもしあれば、その周波数領域において、ωC2R2≫1、ωC1R1≪1、ωC4R2≪1だから、利得G1は、R2/R1で近似できる。ゲイン線図540のうち、周波数531より高く、かつ、周波数532より低い周波数の領域は、水平な直線542で近似することができる。また、位相差は、約0度である。周波数532において、ωC2R2≫1、ωC1R1=1、ωC4R2≪1だから、位相差は、約45度である。周波数532より十分高く、かつ、周波数533より十分低い周波数の領域がもしあれば、その周波数領域において、ωC2R2≫1、ωC1R1≫1、ωC4R2≪1だから、利得G1は、jωC1R2で近似できる。ゲイン線図540のうち、周波数532より高く、かつ、周波数533より低い周波数の領域は、右肩上がりの直線543で近似することができる。また、位相差は、約90度である。周波数533において、ωC2R2≫1、ωC1R1≫1、ωC4R2=1だから、位相差は、約45度である。周波数533より十分高い周波数の領域において、ωC2R2≫1、ωC1R1≫1、ωC4R2≫1だから、利得G1は、C1/C4で近似できる。ゲイン線図540のうち、周波数533より高い周波数の領域は、水平な直線544で近似することができる。また、位相差は、約0度である。図9は、この実施の形態におけるフィードバック回路160の特性の一例を示すボード線図である。横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。ゲイン線図545は、フィードバック回路160の後段部分の利得G2の絶対値の周波数特性を示す。位相線図555は、フィードバック回路160の後段部分の利得G2の位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路160の後段部分の利得G2とは、差電圧Δv2に対する配線164の電位の交流成分Δv3の比Δv3/Δv2である。フィードバック回路160の後段部分の利得G2は、R4/R4Z3である。ただし、Z3は、出力回路190のインピーダンスであり、Z3=R3/1jωC3R3である。R3は、抵抗R91の抵抗値を表わす。C3は、コンデンサC92の静電容量を表わす。R4は、点灯制御IC130のオン時間信号入力端子の入力抵抗を表わす。周波数534は、1/2πC3R3を示す。周波数535は、R3R4/2πC3R3R4を示す。周波数534より十分低い周波数の領域において、ωC3R3≪1だから、利得G2は、R4/R3R4で近似できる。ゲイン線図545のうち、周波数534より低い周波数の領域は、水平な直線546で近似することができる。また、位相差は、約0度である。周波数535より十分高い周波数の領域において、ωC3R3≫R3R4/R4だから、利得G2は、1で近似できる。ゲイン線図545のうち、周波数535より高い周波数の領域は、水平な直線547で近似することができる。また、位相差は、約0度である。周波数534より高く、かつ、周波数535より低い周波数の領域では、ゲイン線図545は、右肩上がりの直線548で近似することができる。また、位相差は、0より大きい。図10は、この実施の形態におけるフィードバック回路160の特性の一例を示すボード線図である。横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。ゲイン線図549は、フィードバック回路160の全体の利得Gの絶対値の周波数特性を示す。位相線図559は、フィードバック回路160の全体の利得Gの位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路160の全体の利得Gとは、利得G2と利得G1との積である。この例において、周波数534及び周波数535は、周波数532より高く、かつ、直線543より低い周波数である。ゲイン線図549は、ゲイン線図540とゲイン線図545とを加えた形状である。また、位相線図559は、位相線図550と位相線図555とを加えた形状である。周波数534より高く、かつ、周波数535より低い周波数の領域において、ゲイン線図549の右肩上がりの傾きが大きくなっている。フィードバック回路160は、周波数531より低い周波数において、積分回路としての特性を有する。フィードバック回路160は、周波数531~周波数532付近の周波数帯域における成分を除去する特性を有し、帯域除去フィルタとして機能する。フィードバック回路160は、周波数532~周波数533付近の周波数帯域において、微分回路としての特性を有する。フィードバック回路160は、周波数533より高い周波数の成分を通過させる特性を有する。フィードバック回路160の抵抗の抵抗値やコンデンサの静電容量などの回路定数は、交流電源ACの周波数の2倍の周波数の成分を除去するように設定する。例えば、周波数531が、交流電源ACの周波数の2倍の周波数より低くなり、周波数532が、交流電源ACの周波数の2倍の周波数より高くなるように設定する。図5で説明したように、光源回路810を流れる負荷電流には、交流電源ACの周波数の2倍の周波数を基本周波数とする交流成分が存在する。この周波数の成分を除去することにより、負荷電流のこの周波数の成分が増幅されて光源回路810の光源がちらつくのを防ぐ。なお、光源回路810を流れる負荷電流の交流成分には、高調波成分も存在するため、フィードバック回路160が除去する周波数帯域には、少なくとも3倍高調波すなわち、交流電源ACの周波数の6倍の周波数まで含まれることが望ましい。また、周波数531より低い周波数については、フィードバック回路160が積分回路として機能し、負荷電流の目標電流に対する誤差を蓄積して、負帰還する。負荷電流が目標電流より小さい場合、フィードバック回路160の出力電圧配線164とグランド配線GNDとの電位差が徐々に大きくなり、それに伴って、点灯制御IC130がスイッチング素子Q25をオンする時間を徐々に長くするので、負荷電流が増加する。逆に、負荷電流が目標電流より大きい場合、フィードバック回路160の出力電圧が徐々に小さくなり、それに伴って、点灯制御IC130がスイッチング素子Q25をオンする時間を徐々に短くするので、負荷電流が減少する。これにより、負荷電流が目標電流に一致する。図11は、この実施の形態におけるスイッチング素子Q25のオン時間の一例を示す図である。横軸は、フィードバック回路160が指示したオン時間を示す。縦軸は、実際にスイッチング素子Q25がオンしている時間を示す。実線561は、指示したオン時間と、実際のオン時間との関係を表わす。フィードバック回路160が指示したオン時間が非常に短い場合、点灯制御IC130やスイッチング素子Q25の特性などの影響により、スイッチング素子Q25がオンしなくなる場合がある。例えば、フィードバック回路160が指示したオン時間が、破線562で示した下限オン時間より長い場合、スイッチング素子Q25は、指示された時間オンする。しかし、フィードバック回路160が指示したオン時間が、下限オン時間より短い場合、スイッチング素子Q25は、オンしない。調光入力回路150が入力した調光信号による指示が、光源を非常に暗く点灯する指示である場合、目標電流が非常に小さくなる。このため、負荷電流を目標電流に一致させるには、オン時間を非常に短くする必要がある。図12は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流及びオン時間を示す。実線563は、フィードバック回路160が指示したオン時間を表わす。負荷電流が目標電流に一致する本来のオン時間が下限オン時間より短い場合、フィードバック回路160が本来のオン時間を指示すると、スイッチング素子Q25がオンしない。平滑コンデンサC27が充電されないので、平滑コンデンサC27の放電に伴って、負荷電流が減少する。負荷電流が目標電流より小さくなるので、フィードバック回路160は、オン時間を長くする。フィードバック回路160が指示するオン時間が下限オン時間より長くなると、スイッチング素子Q25がオンするようになる。平滑コンデンサC27が充電され、負荷電流が増加する。このときフィードバック回路160が指示するオン時間は、本来のオン時間より長いので、負荷電流は、目標電流より大きくなる。このため、フィードバック回路160は、オン時間を短くする。フィードバック回路160が指示するオン時間が下限オン時間より短くなると、スイッチング素子Q25がオンしなくなる。電源回路100は、これを繰り返す。光源回路810を流れる負荷電流は、目標電流より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。このような負荷電流の変動周期は、0.3ms以下であることが望ましい。実験によれば、負荷電流の変動周期が0.5msの場合、人間の目でちらつきを感じる場合がある。変動周期が短くなるほど、ちらつきを感じにくくなる。変動周期が0.3msの場合、ほとんどちらつきを感じなくなる。そこで、フィードバック回路160の回路定数は、周波数532が、負荷電流の変動周期に対応する周波数よりも低い周波数になるように設定する。変動周期が0.3msの場合、対応する周波数は約3.33kHzであるから、周波数532が例えば1kHz以下になるようにする。例えば、抵抗R71の抵抗値R1を100kΩ、抵抗R81の抵抗値R2を1kΩ、コンデンサC72の静電容量C1を0.004μF、コンデンサC82の静電容量C2を2μF、コンデンサC83の静電容量C4を0.004μFに設定すれば、周波数531は約80Hz、周波数532は約400Hz、周波数533は約40kHzになる。比較のため、フィードバック回路160が、周波数531よりも高い周波数成分をすべて除去する高域除去フィルタとしての特性を有している場合について考察する。その場合、オン時間が短くなり過ぎてスイッチング素子Q25がオンしなくなり、負荷電流が急激に減少したとしても、そのことがフィードバックされて、フィードバック回路160がオン時間を長くするまでには、数十ms程度の遅れが生じる。その間、光源回路810の光源が点灯しなくなるので、利用者に光源のちらつきとして認識される。これに対し、この実施の形態におけるフィードバック回路160は、負荷電流の急激な減少をすぐに検知して、オン時間を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。したがって、光源を暗く点灯する調光度を深くするような指示を調光入力回路150が入力した場合でも、光源をちらつきなく正常に点灯することができる。光源を暗く正常に点灯できるので、省エネルギーに貢献することができるとともに、利用者が光源の明るさを選択できる自由度が高くなり、照明器具800の使い勝手が向上する。差電圧Δv1は、目標電流から負荷電流を差し引いた差電流偏差に比例する。フィードバック回路160は、交流電源ACの周波数例えば50~60Hzの2倍の周波数例えば100~120Hzを含む周波数帯域の周波数成分を電流偏差から除去した値に基づいて、オン時間を算出する。これにより、全波整流回路110が変換した脈流の周波数に由来する負荷電流の周波数成分がカットされる。ここで、除去とは、完全に取り除く場合だけでなく、フィードバック回路160が算出するオン時間がほぼ影響を受けない程度にまで減衰させる場合を含み、少なくとも10分の1以下にまで減衰させることをいう。フィードバック回路160は、電流偏差のうち、除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分第一の検出ループと、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分第二の検出ループとに基づいて、オン時間を算出する。除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分だけに基づいてオン時間を算出すると、負荷電流の変化がフィードバックされるのにかかる遅延時間が長くなり、オン時間が短すぎるなどの原因により、スイッチング素子Q25がオンしなくなった場合など、負荷電流が急激に変化する現象に追随できない。フィードバック回路160が、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分も用いてオン時間を算出することにより、負荷電流の急激な変化に追随して、オン時間を増減させることができるので、負荷電流の変動周期を短くすることができ、光源のちらつきを抑えることができる。負荷電流の変動周期は、0.3ms以下であることが望ましい。このため、フィードバック回路160がオン時間の算出に用いる高い周波数帯域は、3kHz以上であることが望ましい。なお、スイッチング素子Q25のスイッチング周波数において、フィードバック回路160を介したフィードバックループの閉ループ利得が1より小さいことが必要である。スイッチング素子Q25のスイッチング周波数は、変動があるものの、例えば、数十kHz~数百kHz程度である。このため、フィードバック回路160がオン時間の算出に用いる高い周波数帯域は、30kHz以下であることが望ましい。実施の形態2.実施の形態2について、図13~図16を用いて説明する。この実施の形態における照明器具800の全体構成及び電源回路100の回路構成は、実施の形態1と同様なので、図1及び図2を参照しつつ、異なる点のみを説明する。フィードバック回路160は、電流検出信号と基準信号とに基づいて、スイッチング素子Q25のオン時間ではなく、スイッチング素子Q25をオンオフする周期以下スイッチング周期と呼ぶ。フィードバック値の一例。を算出する。フィードバック回路160は、算出したスイッチング周期を表わすスイッチング周期信号を生成する。スイッチング周期信号は、例えば、フィードバック回路160が算出したスイッチング周期に比例する電圧以下スイッチング周期電圧と呼ぶ。を有する。フィードバック回路160は、生成したスイッチング周期信号を出力する。フィードバック回路160の配線164出力部は、点灯制御IC130のスイッチング周期信号入力端子に電気接続している。点灯制御IC130は、フィードバック回路160が生成したスイッチング周期信号と、ゼロクロス検出回路132が生成したゼロクロス検出信号とを入力する。点灯制御IC130は、入力したスイッチング周期信号とゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子Q25を駆動する駆動信号を生成する。点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオフにする。その後、巻線L23を流れる電流が0になると、点灯制御IC130は、スイッチング素子をオンにする。スイッチング素子をオフにしてからの経過時間が、スイッチング周期信号が表わすスイッチング周期に達すると、点灯制御IC130は、スイッチング素子を再びオフにする。これを繰り返すことにより、スイッチング素子Q25は、高周波でオンオフする。スイッチング素子Q25がオンオフする周波数は、スイッチング周期信号によって定まり、例えば数十~数百kHzである。図13は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流及び電圧を示す。なお、横軸のスケールは、図3と同じである。時刻502において、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオフにする。時刻503において、巻線L23を流れる電流が0になると、点灯制御IC130は、ゼロクロス検出信号に基づいてそのことを検出する。時刻504において、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオンにする。時刻505において、時刻502からフィードバック回路160が算出したスイッチング周期が経過すると、点灯制御IC130は、スイッチング素子Q25をオフにする。図14は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図13と同じである。この図は、フィードバック回路160が算出したスイッチング周期が図13に示した例と同じであるが、全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値が図13に示した例より低い場合を示す。時刻504から時刻505までの間において巻線L22を流れる電流の増加率は、図13の場合よりも小さい。このため、巻線L22を流れる電流の最大値が小さくなる。これに伴い、巻線L23を流れる電流の最大値も小さくなる。時刻502から時刻503までの間において巻線L23を流れる電流の減少率は、図13の場合とほぼ同じなので、その分、時刻502から時刻503までの時間が短くなる。時刻502から時刻505までの時間は、図13の場合と同じなので、その分、時刻504から時刻505までの時間が長くなる。このため、全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値に対する巻線L22を流れる電流の最大値の比率は、図13の場合よりも大きくなる。すなわち、全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値の変化に比べて、巻線L22を流れる電流の最大値は、あまり変化しない。図15は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流を示す。なお、横軸のスケールは、図5と同じである。全波整流回路110が出力する電圧の瞬時値の変化に対して、巻線L22を流れる電流の最大値の変化が小さいので、光源回路810を流れる負荷電流の変化が小さくなる。図16は、この実施の形態における電源回路100の動作の一例を示すタイミング図である。横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流及び時間を示す。破線564は、フィードバック回路160が指示したスイッチング周期を表わす。実線563は、これにより、スイッチング素子Q25がオンするオン時間を表わす。目標電流が小さく、これにより、フィードバック回路160が指示するスイッチング周期が短い場合、スイッチング素子Q25のオン時間が、下限オン時間より短くなり、スイッチング素子Q25がオンしなくなる場合がある。その場合、平滑コンデンサC27が充電されないので、平滑コンデンサC27の放電に伴って、負荷電流が減少する。負荷電流が目標電流より小さくなるので、フィードバック回路160は、スイッチング周期を長くする。これにより、スイッチング素子Q25のオン時間が下限オン時間より長くなると、スイッチング素子Q25がオンするようになる。平滑コンデンサC27が充電され、負荷電流が増加する。電源回路100は、これを繰り返す。光源回路810を流れる負荷電流は、目標電流より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。フィードバック回路160の周波数特性が実施の形態1と同様であれば、フィードバック回路160は、負荷電流の急激な減少をすぐに検知してスイッチング周期を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。このように、フィードバック回路160がオン時間を算出するのではなく、スイッチング周期を算出する構成である場合も、実施の形態1と同様に、光源のちらつきを防ぐことができる。以上、説明した構成は、一例であり、他の構成であってもよい。例えば、異なる実施の形態で説明した構成を組み合わせた構成であってもよいし、本質的でない部分の構成を、他の構成で置き換えた構成であってもよい。例えば、フィードバック回路160の具体的な回路構成は、上記説明した回路構成に限らず、同様の周波数特性を有する回路であれば、他の回路構成であってもよい。例えば、出力回路190のコンデンサC92は、なくてもよい。あるいは、出力回路190がなく、差分増幅器A61の出力端子が配線164を介して点灯制御IC130のオン時間信号入力端子あるいは、スイッチング周期信号入力端子に電気接続している構成であってもよい。また、フィードバック回路160は、1次フィルタではなく、高次フィルタであってもよい。また、フィードバック回路160は、複数のフィルタ回路を有する構成であってもよい。例えば、ロールオフを良くするため、複数のフィルタ回路を直列に接続した構成であってもよい。あるいは、低周波数帯域用のフィルタ回路と、高周波数帯域用のフィルタ回路とを並列に接続した構成であってもよい。また、直流変換回路120は、フライバックコンバータ回路に限らず、フィードバック回路160が算出したフィードバック値にしたがってオンオフするスイッチング素子を有するスイッチング電源回路であればよい。スイッチング電源回路には、多段構成のものや1段構成のものなどが存在する。直流変換回路120は、多段構成であってもよいし、1段構成であってもよい。なお、直流変換回路120が1段構成である場合のほうが多段構成の場合よりも、交流電源ACの電圧瞬時値の影響が負荷電流に現れやすいので、本構成の効果が顕著である。1段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、部品数が少なくて済むので、電源回路100を小型化でき、製造コストを抑えることができる。また、1段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、ロスが少なく、電力効率が高くなる。"