複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をDC/DC変換して負荷に出力するDC/DCコンバータにおいて、一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点にそれぞれ接続された第1~第3のダイオードを有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生することを特徴とするDC/DCコンバータ。上記整流回路は、複数の整流素子と、該複数の整流素子の共通カソード端および共通アノード端とを有し、上記スナバ回路内の上記第1、第2のダイオードの各アノードは上記トランスの二次巻線両端に接続され、上記第3のダイオードのアノードは上記整流回路の上記共通カソード端に接続されたことを特徴とする請求項1に記載のDC/DCコンバータ。上記第1~第3のダイオードのカソードが互いに接続されて、その接続点が上記抵抗と上記コンデンサとの接続点に接続されたことを特徴とする請求項1または2に記載のDC/DCコンバータ。3つの上記直列回路を並列に備えて、該各直列回路が上記第1~第3のダイオードの各カソードに個別に接続されたことを特徴とする請求項1または2に記載のDC/DCコンバータ。複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をDC/DC変換して負荷に出力するDC/DCコンバータにおいて、上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが互いに接続された第1~第3のダイオードと、該第1~第3のダイオードの互いの接続点と上記負荷の負極との間に接続されたコンデンサと、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子、ダイオードおよびリアクトルから成り上記コンデンサと上記負荷との間に接続された降圧チョッパ回路と、を有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記降圧チョッパ回路を介して上記負荷に回生することを特徴とするDC/DCコンバータ。上記整流回路は、複数の整流素子と、該複数の整流素子の共通カソード端および共通アノード端とを有し、上記スナバ回路内の上記第1、第2のダイオードの各アノードは上記トランスの二次巻線両端に接続され、上記第3のダイオードのアノードは上記整流回路の上記共通カソード端に接続されたことを特徴とする請求項5に記載のDC/DCコンバータ。上記コンデンサの電圧を検出する手段を有し、該コンデンサの電圧が所定の電圧になるように上記降圧チョッパ回路を動作させることを特徴とする請求項5または6に記載のDC/DCコンバータ。複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をDC/DC変換して負荷に出力するDC/DCコンバータにおいて、上記トランスをセンタータップ型で構成し、上記整流回路を2つのダイオードで構成し、一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記トランスの二次巻線両端にそれぞれアノードが接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点に接続された第1、第2のダイオードを有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生することを特徴とするDC/DCコンバータ。従来の電力変換装置では、スイッチング素子をトランスの出力電圧の極性に同期して動作させサージ電流をコンデンサに蓄電させていた。このため、サージ電圧の抑制にスイッチング制御が必要で回路構成を容易にするには限界があった。また、コンデンサからの放電電流はトランス側に流れるため、蓄電されたサージエネルギの利用も限られるものであった。この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、トランスの二次側に発生するサージ電圧を容易な構成で抑制すると共に、サージエネルギを確実に有効利用できるDC/DCコンバータを提供することを目的とする。この発明に係る第1のDC/DCコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をDC/DC変換して負荷に出力する。そして、一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点にそれぞれ接続された第1~第3のダイオードを有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生するものである。またこの発明に係る第2のDC/DCコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をDC/DC変換して負荷に出力する。そして、上記整流回路の所定部にアノードがそれぞれ接続され、カソードが互いに接続された第1~第3のダイオードと、該第1~第3のダイオードの互いの接続点と上記負荷の負極との間に接続されたコンデンサと、ダイオードが逆並列接続された半導体スイッチング素子、ダイオードおよびリアクトルから成り上記コンデンサと上記負荷との間に接続された降圧チョッパ回路と、を有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記降圧チョッパ回路を介して上記負荷に回生するものである。またこの発明に係る第3のDC/DCコンバータは、複数の半導体スイッチング素子を有して直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータの交流出力に一次側が接続されたトランスと、複数の半導体素子を有し該トランスの二次側に接続された整流回路とを備えて、入力された直流電力をDC/DC変換して負荷に出力する。そして、上記トランスをセンタータップ型で構成し、上記整流回路を2つのダイオードで構成し、一端が上記負荷の正極に接続された抵抗と一端が上記負荷の負極に接続されたコンデンサとを直列接続した直列回路、および上記トランスの二次巻線両端にそれぞれアノードが接続され、カソードが上記抵抗と上記コンデンサとの接続点に接続された第1、第2のダイオードを有するスナバ回路を備え、上記スナバ回路は、上記コンデンサの電力を上記抵抗を介して上記負荷に回生するものである。上記第1のDC/DCコンバータによると、トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第1~第3のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは抵抗を介して出力側に回生されるため確実に有効利用できる。上記第2のDC/DCコンバータによると、トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第1~第3のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは降圧チョッパ回路を介して出力側に回生されるため確実に有効利用できる。上記第3のDC/DCコンバータによると、センタータップ型トランスの二次側に発生するサージ電圧は、スナバ回路の第1、第2のダイオードによりコンデンサの電圧にクランプされ、該コンデンサに蓄電される。このため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路の各素子を過電圧から保護することができる。また、コンデンサに蓄えられたサージエネルギは抵抗を介して出力側に回生されるため確実に有効利用できる。実施の形態1.以下、この発明の実施の形態1について説明する。図1は、この発明の実施の形態1によるDC/DCコンバータの回路構成を示した図である。図1に示すように、DC/DCコンバータは、直流電源1の電圧Vinをトランス3で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷7に直流電圧Voutを出力する。DC/DCコンバータは、絶縁されたトランス3と、トランス3の一次巻線3aに接続され、ソースドレイン間にダイオードが内蔵されたMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorから成る半導体スイッチング素子Sa、Sb、Sc、Sdをフルブリッジ構成して、直流電源1の直流電圧Vinを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ2と、トランス3の二次巻線3bに接続され、整流素子半導体素子としてのダイオード4a~4dをフルブリッジ構成した整流回路4とを備える。なお、4Aは、ダイオード4a、4cのカソード同士が接続された共通カソード端、4Bは、ダイオード4b、4dのアノード同士が接続された共通アノード端である。また、整流回路4の出力には出力平滑用のリアクトル5と平滑コンデンサ6が接続され、負荷7へ直流電圧Voutが出力される。また、DC/DCコンバータは、トランス3の二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路8を備える。スナバ回路8は、整流回路4にそれぞれアノードが接続される第1~第3のダイオード9a~9cと、コンデンサ10と抵抗11を直列接続した直列回路とを備える。第1、第2のダイオード9a、9bは、整流回路4の所定部としての交流端子となるトランス二次巻線3bの両端にそれぞれアノードが接続される。また第3のダイオード9のアノードは、整流回路4の所定部としての共通カソード端4Aに接続される。第1~第3のダイオード9a~9cのカソードは互いに接続され、その接続点は、コンデンサ10と抵抗11との接続点に接続される。抵抗11の他端は平滑コンデンサ6または負荷7の正極に接続され、コンデンサ10、平滑コンデンサ6および負荷7の負極は互いに接続され、整流回路4の共通アノード端4Bに接続される。更に、主回路の外部には制御回路20が配置され、入力電圧Vinおよび出力電圧Voutはそれぞれモニタされて制御回路20へ入力される。制御回路20は、出力電圧Voutが目標電圧になるように、単相インバータ2内の半導体スイッチング素子Sa~Sdへのゲート信号20aを出力し、半導体スイッチング素子Sa~SdのオンDutyオン期間を制御する。なお、単相インバータ2の半導体スイッチング素子Sa~Sdは、MOSFETに限らず、ダイオードが逆並列接続されたIGBTInsulatedGateBipolarTransistor等の自己消弧型半導体スイッチング素子でもよい。このように構成されるDC/DCコンバータの動作について以下に説明する。図2は、単相インバータ2の半導体スイッチング素子Sa~Sdへのゲート信号20aとなる、半導体スイッチング素子Sa、Sdへのゲート信号および半導体スイッチング素子Sb、Scへのゲート信号と、トランス二次側に発生する電圧とを示す波形図である。なお、ゲート信号がHighのとき、各半導体スイッチング素子Sa~Sdはオンする。単相インバータ2は、半導体スイッチング素子Sa、Sdの同時オンと、半導体スイッチング素子Sb、Scの同時オンとを交互に同じオンDutyオン期間txで行い、この期間に、トランス3が一次側から二次側へ電力伝送しトランス二次側に電圧が発生する。半導体スイッチング素子Sa、Sdの同時オンと、半導体スイッチング素子Sb、Scの同時オンとの間には、アーム短絡を防止するためにデッドタイムtdを要するため、1周期をTとすると、オンDutytxは、tx≦T/2―tdとなる。また出力電圧Voutは、トランス3の巻線比nとすると、入力電圧Vin、オンDutytx、周期Tを用いて次の式にて示される。Vout=Vinn2tx/T即ち、出力電圧Voutを増加させる場合はオンDutytxをT/2―td以下の範囲で大きくし、出力電圧Voutを低下させる場合はオンDutytxを小さくすることで制御できる。上記のように、半導体スイッチング素子Sa、Sdの同時オンと、半導体スイッチング素子Sb、Scの同時オンとを交互に繰り返すと、電流は正負の向きが反転して流れる。このような転流時に、トランス3の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により、トランス3や整流回路4の共通カソード端にサージ電圧が発生するが、トランス3の二次側に設けられたスナバ回路8が上記サージ電圧を抑制する。これによりトランス二次側には、図2に示すように良好な波形の電圧が発生する。なお、スナバ回路8のようなサージ抑制回路のない場合の電圧波形を比較例として併せて図示した。図に示すようにサージ抑制回路のない場合は、サージ電圧はトランス3の二次巻線に電圧が発生開始する際、即ちトランス3がオンする際に発生している。スナバ回路8の動作の詳細について以下に説明する。DC/DCコンバータが起動すると、コンデンサ10は、リアクトル5と平滑コンデンサ6により平滑された電圧Voutで抵抗11を介して初期充電される。また、コンデンサ10の電圧がトランス3の二次側電圧よりも低いと、トランス二次巻線3bから第1、第2のダイオード9a、9bを介してコンデンサ10に電流が流入して充電される。転流時に、トランス3の二次側電圧にサージ電圧が発生すると、トランス二次巻線3bから第1、第2のダイオード9a、9bを介してコンデンサ10にサージ電流が流入し、整流回路4の共通カソード端4Aにサージ電圧が発生すると、第3のダイオード9cを介してコンデンサ10にサージ電流が流入する。このため、いずれもサージ電圧はコンデンサ10の電圧にクランプされると共に、サージ電流はコンデンサ10に充電される。なお、実際にはサージ電圧は、コンデンサ10の電圧に各ダイオード9a、9b、9cの順方向電圧を加えた電圧となる。コンデンサ10は、DC/DCコンバータが起動すると、出力電圧Voutから抵抗11を介して初期充電されているため、トランス3がオンする際に過大なサージ電流が流れることはない。また、サージ電流の充電によりコンデンサ10の電圧が上昇すると、コンデンサ10の電力は抵抗11を介して平滑コンデンサ6または負荷7に回生される。以上のように、この実施の形態では、トランス3の二次側に、第1~第3のダイオード9a~9cと、コンデンサ10と、抵抗11とから成るスナバ回路8を備えて、トランス3の二次側にサージ電圧が発生すると、第1~第3のダイオード9a~9cを介してコンデンサ10にサージ電流が流入するようにした。このため、トランス3の二次側に発生するサージ電圧はコンデンサ10の電圧でクランプされて抑制され、整流回路4のダイオード4a~4dに過電圧が印加されるのが防止でき整流回路4が保護できる。また、従来のようにスイッチング素子を用いず第1~第3のダイオード9a~9cを用いているため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路4の各素子を保護できる。また第1~第3のダイオード9a~9cには過大なサージ電流が流れることはなく、小容量な素子を用いることができる。さらに、コンデンサ10の電力は抵抗11を介して平滑コンデンサ6または負荷7に回生できるため、サージ電圧により発生したサージエネルギを確実に負荷側に回生して有効利用でき、DC/DCコンバータの電力変換効率を向上させる。また、コンデンサ10の電圧上昇を防ぐことでサージ電圧の抑制効果を高い状態で持続できる。実施の形態2.次に、この発明の実施の形態2について説明する。図3は、この発明の実施の形態2によるDC/DCコンバータの回路構成を示した図である。この実施の形態では、図3に示すように、スナバ回路81が、第1~第3のダイオード9a~9cと、コンデンサ10a、10b、10cと抵抗11a、11b、11cを直列接続した3つの直列回路とを備える。第1、第2のダイオード9a、9bは、整流回路4の交流端子となるトランス二次巻線3bの両端にそれぞれアノードが接続される。また第3のダイオード9のアノードは、整流回路4の共通カソード端4Aに接続される。3つの直列回路は並列に配置されて、コンデンサ10a~10cと抵抗11a~11cとの各接続点に、各ダイオード9a~9cのカソードが個別に接続される。また、抵抗11a~11cの他端は平滑コンデンサ6または負荷7の正極に接続される。コンデンサ10a~10c、平滑コンデンサ6および負荷7の負極は互いに接続され、整流回路4の共通アノード端4Bに接続される。スナバ回路81以外の構成は、上記実施の形態1と同様である。この実施の形態においても、上記実施の形態1と同様に、スナバ回路81は、トランス3の二次側に設けられて、トランス3の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により転流時にトランス3の二次側に発生するサージ電圧を抑制する。この場合、転流時にトランス二次巻線3bにサージ電圧が発生すると第1、第2のダイオード9a、9bにサージ電流を流す。第1のダイオード9aを流れるサージ電流はコンデンサ10aに流入してサージ電圧がコンデンサ10aの電圧にクランプされ、また第2のダイオード9bを流れるサージ電流はコンデンサ10bに流入してサージ電圧がコンデンサ10bの電圧にクランプされる。整流回路4の共通カソード端4Aにサージ電圧が発生すると、第3のダイオード9cを介してコンデンサ10cにサージ電流が流入してサージ電圧がコンデンサ10cの電圧にクランプされる。これにより上記実施の形態1と同様に、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制でき、整流回路4の各ダイオード4a~4dを保護できる。また、各コンデンサ10a~10cに蓄電されたサージエネルギは、抵抗11a~11cを介して確実に負荷側に回生して有効利用できる。この実施の形態では、整流回路4の共通カソード端4Aに発生するサージエネルギはコンデンサ10cに蓄電し、トランス3の二次側に発生するサージエネルギは半周期分ずつ2つのコンデンサ10a、10bで分担して蓄電するため、各コンデンサ10a~10cの電圧上昇が抑えられて、サージ抑制能力を向上させることができ、また各抵抗11a~11cでの損失を抑えて出力側に電力回生できる。実施の形態3.次に、この発明の実施の形態3について説明する。図4は、この発明の実施の形態3によるDC/DCコンバータの回路構成を示した図である。図4に示すように、スナバ回路82は、上記実施の形態1における抵抗11の代わりに、ダイオード13bが逆並列接続された半導体スイッチング素子であるMOSFET13a、ダイオード14およびリアクトル15から成る降圧チョッパ回路16を備える。MOSFET13aのドレインとコンデンサ10とが接続され、第1~第3のダイオード9a~9cのカソードの互いの接続点に接続される。またリアクトル15の他端は平滑コンデンサ6または負荷7の正極に接続され、コンデンサ10、ダイオード14のアノード、平滑コンデンサ6および負荷7の負極は互いに接続され、整流回路4の共通アノード端4Bに接続される。また、コンデンサ10の電圧Vcおよびリアクトル15を流れる電流iを検出して制御回路20へ入力し、制御回路20は、検出された電圧Vc、電流iに基づいてゲート信号20bを出力し降圧チョッパ回路16のMOSFET13aを制御する。MOSFET13aの代わりにIGBT等の自己消弧型半導体スイッチング素子を用いても良い。その他の構成は、上記実施の形態1と同様である。この実施の形態では、上記実施の形態1と同様に、トランス3の二次側電圧にサージ電圧が発生し、その電圧がコンデンサ10の電圧を超えると、第1~第3のダイオード9a~9cを介してコンデンサ10にサージ電流が流入し、サージ電圧はコンデンサ10の電圧にクランプされると共に、サージ電流はコンデンサ10に充電される。そして、コンデンサ10の電圧Vcは、降圧チョッパ回路16により目標電圧Vcに制御される。降圧チョッパ回路16の制御について、図5に基づいて以下に説明する。予め設定された目標電圧Vcと検出されたコンデンサ10の電圧Vcとの差分をフィードバック量31としてPI演算して電流指令値iを求める。この電流指令値iと検出されたリアクトル15の電流値iとの偏差32をPI演算した信号33を、判定器34にて判定し、PWM制御器35にてMOSFET13aへのゲート信号20cを生成して出力する。判定器34は、コンデンサ10の電圧Vcが出力電圧Voutより低い場合は、MOSFET13aをオフさせ、コンデンサ10の電圧Vcが出力電圧Vout以上の場合にMOSFET13aをPWM制御して降圧動作するように判定する。この実施の形態では、上記実施の形態1と同様に、トランス3の二次側に発生するサージ電圧はコンデンサ10の電圧でクランプされて抑制され、整流回路4のダイオード4a~4dに過電圧が印加されるのが防止でき整流回路4が保護できる。また、従来のようにスイッチング素子を用いず第1~第3のダイオード9a~9cを用いているため、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路4の各素子を保護できる。また第1~第3のダイオード9a~9cには過大なサージ電流が流れることはなく、小容量な素子を用いることができる。さらに、コンデンサ10の電力は降圧チョッパ回路16を介して平滑コンデンサ6または負荷7に回生できるため、サージ電圧により発生したサージエネルギを確実に負荷側に回生して有効利用できる。この場合、抵抗11を用いた場合よりも損失が低減してサージエネルギの有効利用が促進でき、DC/DCコンバータの電力変換効率の向上が図れる。また、コンデンサ10の電圧Vcを降圧チョッパ回路16により制御するため、コンデンサ10の電圧上昇がより抑制でき、サージ電圧の抑制効果を高めることができる。実施の形態4.次に、この発明の実施の形態4について説明する。図6は、この発明の実施の形態4によるDC/DCコンバータの回路構成を示した図である。DC/DCコンバータは、直流電源1の電圧Vinをトランス30で絶縁された二次側直流電圧に変換し、例えばバッテリ等の負荷7に直流電圧Voutを出力する。図6に示すように、DC/DCコンバータは、センタータップ型のトランス30と、トランス30の一次巻線3aに接続され、直流電源1の直流電圧Vinを交流電圧に変換するインバータとしての単相インバータ2aと、トランス30の二次巻線3c、3dに接続された2つのダイオード4e、4fから成る整流回路41とを備える。また、二次巻線3c、3dの接続点中点には出力平滑用のリアクトル5が接続され、リアクトル5には平滑コンデンサ6が接続され、負荷7へ直流電圧Voutが出力される。さらにDC/DCコンバータは、トランス30の二次側に発生するサージ電圧を抑制するためのスナバ回路83を備える。なお、4Bは、ダイオード4b、4dのアノード同士が接続された共通アノード端である。この場合、直流電源1の直流電圧Vinを交流電圧に変換するインバータとして、ゼロ電圧スイッチング回路である単相インバータ2aを用いる。この単相インバータ2aは、各半導体スイッチング素子Sa~Sdのスイッチング時の素子の両端電圧がほぼ零電圧にできるゼロ電圧スイッチング回路であり、各半導体スイッチング素子Sa~Sdにはそれぞれ並列にコンデンサ18a~18dが接続される。また、半導体スイッチング素子Sa~Sdとトランス3との間の交流出力線には共振リアクトル19が接続される。主回路の外部には制御回路20が配置され、入力電圧Vinおよび出力電圧Voutはそれぞれモニタされて制御回路20へ入力される。制御回路20は、出力電圧Voutが目標電圧になるように、単相インバータ2a内の半導体スイッチング素子Sa~Sdへのゲート信号20cを、各半導体スイッチング素子Sa~Sdがゼロ電圧スイッチングとなるように生成して出力する。スナバ回路83は、トランス30の二次巻線3c、3dの両端にそれぞれアノードが接続される第1、第2のダイオード9a、9bと、コンデンサ10と抵抗11を直列接続した直列回路とを備える。第1、第2のダイオード9a、9bのカソードは、コンデンサ10と抵抗11との接続点に接続される。抵抗11の他端は平滑コンデンサ6または負荷7の正極に接続され、コンデンサ10、平滑コンデンサ6および負荷7の負極は互いに接続され、整流回路4の共通アノード端4Bに接続される。DC/DCコンバータが起動すると、コンデンサ10は、リアクトル5と平滑コンデンサ6により平滑された電圧Voutで抵抗11を介して初期充電される。また、コンデンサ10の電圧がトランス3の二次側電圧よりも低いと、トランス二次巻線3bから第1、第2のダイオード9a、9bを介してコンデンサ10に電流が流入して充電される。上述したように、トランス30の漏洩インダクタンスや回路のインダクタンス成分により転流時にトランス30にサージ電圧が発生するものであり、単相インバータ2aでは、トランス一次側にコンデンサ18a~18dおよび共振リアクトル19を備え、サージ電圧が大きくなる。トランス30の二次側電圧にサージ電圧が発生すると、トランス二次巻線3bから第1、第2のダイオード9a、9bを介してコンデンサ10にサージ電流が流入し、サージ電圧はコンデンサ10の電圧にクランプされると共に、サージ電流はコンデンサ10に充電される。また、サージ電流の充電によりコンデンサ10の電圧が上昇すると、コンデンサ10の電力は抵抗11を介して平滑コンデンサ6または負荷7に回生される。この実施の形態は、センタータップ型のトランス30を用い、整流回路41を2つのダイオード4e、4fで構成したため、スナバ回路83は、上記実施の形態1~3で示した第3のダイオード9cが不要となる。また、スナバ回路83により、スイッチング制御を要することなく容易な回路構成でサージ電圧を抑制し、整流回路41の各素子を保護できる。また、サージエネルギを確実に負荷側に回生して有効利用でき、DC/DCコンバータの電力変換効率を向上させる。さらに、コンデンサ10の電圧上昇を防ぐことでサージ電圧の抑制効果を高い状態で持続できる。この場合、スイッチング損失を殆ど0にしたゼロ電圧スイッチング回路にスナバ回路83を用いたため、より電力変換効率を高め、信頼性も向上できる。なお、トランス30の一次側に、ゼロ電圧スイッチング回路ではない単相インバータ2を用いても良い。