"スイッチング方式によるコンバータのスイッチ素子を制御するスイッチング制御手段と、交流商用電源からの入力を整流し容量に充電して平滑化する平滑手段と、前記平滑手段への充電を切り換える充電切り換え手段と、スイッチング周期におけるオン時間に応じて前記平滑手段へ前記充電切り換え手段にて充電するか充電しないかを切り換える充電選択手段とを有し、出力電流負荷が低下した際に前記スイッチング手段によるスイッチ素子のオン時間が短くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電しないことを選択し、前記平滑手段の電圧が低下して前記スイッチング制御手段によるスイッチ素子のオン時間が長くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電することを選択することを特徴とする電源装置。出力電流負荷が低下した際に前記スイッチング手段によるスイッチ素子のオン時間が短くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電しないことを選択し、前記平滑手段の電圧が低下して前記スイッチング制御手段によるスイッチ素子のオン時間が長くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電することを選択し、交流電圧のゼロクロスタイミングに同期して前記平滑手段に充電することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。コンバータからの出力電流負荷が増加した際には、前記平滑手段に充電することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の電源装置。しかしながら、上記従来例のうち特許文献1では、低消費電力状態においてAC入力からの全波整流後の電圧を1次平滑コンデンサで平滑化しない場合、スイッチングタイミングによっては、ピーク電圧付近でスイッチングを行うことがある。その時は、スイッチ素子に通電する電流と電圧の積である電力損失が大きくなり、電力消費が増大する期間があるという問題があった。また、特許文献2では、AC入力から電力を供給されて動作する間欠パルス発生回路や省エネモード検出回路や平滑コンデンサへの供給モード検出回路を有し、回路構成が複雑化するという問題があった。また、特許文献3では、低消費電力モードでの制御を行う際に2次側のユニットに構成した充電手段の電圧を監視して、1次側にフィードバックする構成のため、コスト高となる構成である。また、ACラインの交流電圧が0V付近となるゼロクロスタイミングを基準としてACラインに接続されているAC負荷への通電を制御する場合がある。例えば負荷としては、1次平滑コンデンサへの充電のための電力供給等が挙げられる。しかし、特許文献2、3では、低消費電力モードで1次平滑コンデンサへの充電を開始するタイミングでゼロクロスタイミングを考慮しておらず、急激な電流変化によってAC電力の供給源であるコンセント周辺のACラインの電圧降下が発生し、同一のACラインに接続されている他の装置に影響を与える恐れがある。そこで本出願に係る第1の発明の目的は、低消費電力状態でコンバータに供給するAC入力電圧の平滑化後の電圧を低下させてコンバータに供給する電圧を低下させることでスイッチング損失を低減し、AC入力の電力消費を低減した電源装置を提供することである。また、第2の発明の目的は、AC入力電圧のゼロクロスタイミングに同期してACラインからの電力供給をオンもしくはオフし、ACラインの急激な電流変動による電圧変動を防止するとともに平滑電圧を低下させてコンバータに供給する電圧を低下させることでスイッチング損失を低減し、AC入力の電力消費を低減した電源装置を提供することである。また、第3の発明の目的は、DC出力電流が大きくなる重負荷時には、対応するコンバータからの電力供給を行うために、ACラインから平滑手段へ連続して電力を供給し、AC入力のゼロクロスタイミングに同期してACラインから電力供給し、ACラインの急激な電流変動による電圧変動を防止することができる電源装置を提供することである。上記目的を達成するため、本出願にかかる第1の発明は、スイッチング方式によるコンバータのスイッチ素子を制御するスイッチング制御手段と、交流商用電源からの入力を整流し容量に充電して平滑化する平滑手段と、前記平滑手段への充電を切り換える充電切り換え手段と、スイッチング周期におけるオン時間に応じて前記平滑手段へ前記充電切り換え手段にて充電するか充電しないかを切り換える充電選択手段とを有し、出力電流負荷が低下した際に前記スイッチング手段によるスイッチ素子のオン時間が短くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電しないことを選択し、前記平滑手段の電圧が低下して前記スイッチング制御手段によるスイッチ素子のオン時間が長くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電することを選択することを特徴とする。また、本出願にかかる第2の発明は、第1の発明の電源装置において、出力電流負荷が低下した際に前記スイッチング手段によるスイッチ素子のオン時間が短くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電しないことを選択し、前記平滑手段の電圧が低下して前記スイッチング制御手段によるスイッチ素子のオン時間が長くなると前記充電選択手段にて前記平滑手段に充電することを選択し、交流電圧のゼロクロスタイミングに同期して前記平滑手段に充電することを特徴とする。また、本出願にかかる第3の発明は、前記第1の発明および第2の発明記載の電源装置において、コンバータからの出力電流負荷が増加した際には、前記平滑手段に充電することを特徴とする。以上説明したように、第1の発明によれば、低消費電力状態でコンバータに供給するAC入力電圧の平滑化後の電圧を低下させてスイッチング損失を低減し、AC入力の電力消費を低減することが可能となる。また、第2の発明によれば、AC入力電圧のゼロクロスタイミングに同期してACラインからの電力供給をオンもしくはオフし、ACラインの急激な電流変動による電圧変動を防止でき、低消費電力状態でコンバータに供給するAC入力電圧の平滑化後の電圧を低下させてスイッチング損失を低減し、AC入力の電力消費を低減することが可能となる。また、第3の発明によれば、出力電流負荷が増加するコンバータの動作に対応して平滑手段に充電することで、出力電流負荷の増加に対応することが可能となり、また、AC入力電圧のゼロクロスタイミングに同期してACラインから電力供給し、ACラインの急激な電流変動による電圧変動を防止することが可能となる。[実施例1]以下に本発明の第1の実施形態について図を参照して説明する。図1は、本発明の実施例に係る電源装置の構成と、電源装置に接続する負荷の構成を表すブロック図である。1は商用電源等のAC交流電源であり、2はAC入力を整流するかどうかを制御する整流制御部である。3および4はAC入力をブリッジダイオード等のブリッジ整流回路5に通電し、1次平滑コンデンサ6にDC電圧として充電するかどうかを切り換えるACコントローラ1ACCTRL1およびACコントローラ2ACCTRL2である。11はコンバータCNV1であり、DC化された電圧をスイッチング方式にて降圧してVcc1を生成する。12はコンバータCNV2であり、前述のDC電圧を降圧してVcc2を生成する。ACコントローラ1-3はコンバータ11からの出力によって動作し、ACコントローラ2-4はコンバータ12からの出力によって動作する。13は、AC電源1からの電圧のゼロクロスタイミングを検知してZRX信号を出力するゼロクロス信号出力部である。14はCPU中央演算処理ユニットであり、前述のゼロクロス信号出力部13からのZRX信号を入力して、制御対象であるAC負荷15の動作タイミング設定や制御を行う。また、CPU14は、16および17のDC負荷やDC回路の動作制御も行うものである。14aはCPU14内に設置されているROMReadOnlyMemoryであり、CPU14による制御の内容が記録されており、その内容をもとにCPU14内で処理を実行する。14bはRAMRandomAccessMemoryであり、CPU14の処理におけるデータの一時的な保持や、演算で使用するメモリ領域を有するものである。AC負荷15には交流供給源からの電力ラインACHとACLが接続されており、CPU14によって制御される。AC負荷15への通電は、AC電圧がほぼゼロボルトの時点に通電することで突入電流を低減し、ゼロクロス信号出力部13からのZRX信号を基に通電タイミングを制御する。16,17はVcc2を電力源とするDC負荷およびDC回路であり、CPU14によって制御される。例えば、DCモータ等の駆動ユニットや、DC電源で動作するセンサユニットである。18はSWスイッチであり、ユーザの操作によってVcc1電圧をコンバータ11から出力するかどうかを選択可能とするものである。コンバータ11からは、ICVccとしてコンバータ12へ電力が供給され、コンバータ12からはゼロクロス信号出力部13にゼロクロス信号生成電力ZRXPSが供給されている。図2は、本発明の実施例に係る電源装置の回路構成を表す図である。7はチョークコイルであり、ACラインの急激な電流変動を低減するためにAC_Nライン上に設置されている。102は電源ICであり、コンバータ11のスイッチング動作を制御する。本実施例では電源ICを例とするが、個別に部品を組み合わせて構成する方法もある。電源IC102は、スイッチ素子103のオンおよびオフ制御を行う。また、電源IC102は、ST端子に接続されたAC_Hラインからの電力供給によって起動する。スイッチング動作のスイッチ素子として、本実施例ではMOSFETを例にするが、特に限定するものではない。104はスイッチ素子103であるMOSFETのドレインとソース端子間に接続されているコンデンサである。105はスイッチ素子103に接続されている電流検知抵抗である。スイッチ素子103のオン時の電流を検知し、電源IC102にてオンおよびオフのスイッチングタイミングを制御するために用いる。106106a、106b、106cはスイッチングトランスである。106aは1次側のメイン巻線である。整流後のDC_HとDC_N間の電圧が、電源IC102で制御されるスイッチ素子103によって印加される。106bは2次側出力のVcc1出力巻線である。106cは電源IC102に動作電力を供給する補助巻線である。102電源ICは、前述のST端子からの起動後にスイッチングを行い、106cからの出力によって動作を継続するものとする。また、106cは電源IC102に接続されており、電源IC102がスイッチ素子103をオンするタイミングを検知するために用いられている。107aおよび107bダイオードは補助巻線106cからの出力を半波整流するダイオードであり、108aおよび108bは平滑コンデンサである。平滑化された電圧はICVcc1およびICVcc2となる。ダイオード109は106b巻線からの出力を整流するダイオードであり、110aおよび110bは平滑コンデンサである。平滑化された電圧は、2次側に設置されたSWスイッチ18のオン状態でFET19がオンすることによって、Vcc1として出力される。SW18のオフ状態では、FET19がオフすることによって、Vcc1の出力が停止する。111はチョークコイルであり、平滑コンデンサ110bへの急激な電流変動を低減する。本実施例では、フォトカプラ112、シャントレギュレータ113、抵抗114および115はVcc1の電位を安定させるための電圧フィードバック回路の構成を示している。また、フォトカプラ112は1次側と2次側を絶縁して分離し、発光部の発光状態によって2次側からVcc1の電圧出力状態を1次側の電源IC102にFB信号線を経由して電源IC102に伝達する。Vcc1の電圧フィードバック回路に関しては、特に方法や構成を限定するものではない。119は電源ICでありコンバータ12のスイッチング動作を制御する。119電源ICは、120スイッチ素子のオンおよびオフ制御を行う。本実施例では、スイッチ素子としてMOSFETを例とするが、特に限定するものではない。121はスイッチ素子120のMOSFETのドレインとソース端子間に接続されているコンデンサである。122はスイッチ素子120に接続されている電流検知抵抗である。スイッチ素子のスイッチング時の電流を検知し、電源IC119にてスイッチングのタイミングを制御するために用いる。123123a、123b、123cはスイッチングトランスである。123aは1次側のメイン巻線である。整流後のDC_HとDC_N間の電圧が、電源IC119で制御されるスイッチ素子120によって印加される。123bは2次側出力のVcc2出力巻線である。123cは補助巻き線であり、電源IC119に接続されている。電源IC119がスイッチ素子120をオンするタイミングを検知するために接続されている。ダイオード124は巻線123bからの出力を整流するダイオードであり、125aおよび125bは平滑コンデンサである。平滑化された電圧はVcc2となる。126はチョークコイルであり、平滑コンデンサ125bへの急激な電流変動を低減する。127はスイッチ素子であり、ICVcc2を電源IC119に動作電力として供給するか停止するかを切り換える。また、同時にゼロクロス信号出力部13にゼロクロス信号生成電力をZRXPSとして供給するか停止するかを切り換える。本実施例では、127はMOSFETを用いているが、特に限定するものではない。128はフォトカプラであり、コンバータ12の1次側と2次側を絶縁して分離し、スイッチ素子127を制御する。フォトカプラ129、シャントレギュレータ130、抵抗131および132は、Vcc2の電位を安定させるための電圧フィードバック回路である。また、フォトカプラ129は1次側と2次側を絶縁して分離し、発光部の発光状態によって2次側から、Vcc2の電圧出力状態を1次側の電源IC120のFB信号線を経由して電源IC119に伝達する。Vcc2の電圧フィードバック回路に関しては、特に方法や構成を限定するものではない。133はスイッチ素子である。SW18のオン状態でVcc1が出力されると、スイッチ素子133は、CPU14からのCNV2ON信号によってコンバータ12の動作とゼロクロス信号出力部13への電力供給を切り換える。CNV2ON信号がLow状態の場合、スイッチ素子133がオン状態となり、フォトカプラ128の発光素子が通電され、スイッチ素子127がオン状態となる。かつ、ゼロクロス信号出力部13にゼロクロス信号生成電力ZRXPSが供給される。また、ICVcc2が電源IC119に動作電力として供給され、電源IC119が動作しVcc2が出力される。SW18のオフ状態では、Vcc1出力が停止し、フォトカプラ128の発光素子の通電が停止して、スイッチ素子127がオフ状態となり、電源IC119へのICVcc2供給が停止し、電源IC119が停止して、Vcc2の出力が停止する。また同時に、ゼロクロス信号出力部13へのゼロクロス信号生成電力ZRXPSが停止する。139はダイオードであり、AC電源のAC_Nライン電圧の半波を生成し、抵抗140を介してスイッチ素子141に電圧を供給しオンもしくはオフ状態を生成する。スイッチ素子141がオン状態の場合、フォトカプラ142の発光素子がオフ状態となり、ZRX信号がHigh状態となってCPU14に出力される。スイッチ素子141がオフ状態の場合、フォトカプラ142の発光素子がオン状態となり、ZRX信号がLow状態となってCPU14に出力される。ZRX信号のHighおよびLowの切り替わりのタイミングが、AC電圧の0Vをクロスするタイミングであり、ゼロクロス信号ZRXとしてCPU14が入力する。CPU14はこの切り替わりポイントを検知してゼロクロスタイミングとして、前述の図1で示したAC負荷15のAC電力の通電タイミングを制御する。整流制御部2内の150はトライアックであり、AC電源のAC_Hライン上に設置されている。AC_Hライン上の交流電圧の接続と切断を切り換え、ブリッジ整流回路5に通電し平滑コンデンサ6にDC電圧として充電するかどうかを切り換える素子である。また、トライアック150の通電時の平均損失は、スイッチ素子103および120のオンおよびオフ時に発生する平均損失より小さい。151はノイズ吸収素子であり、トライアック150のオンおよびオフの状態変化時における電圧変動を吸収する。152はフォトトライアックカプラであり、発光側の制御に対応してトライアック150をオンもしくはオフ状態とする切り換え制御を行う素子である。ACコントローラ1ACCTRL13は、コンバータ11CNV1の電源IC103のOUTからの出力電圧を変換するように動作し、ダイオード153、158、コンデンサ155および抵抗154、156および定電圧ダイオード157で構成されている。コンバータ11の出力負荷が増大すると電源IC103のOUTからのオン出力の時間が図3の上図のように長くなる。そのためACCTRL1の出力電圧は、ダイオード153を経由し抵抗154とコンデンサ155でフィルタリングされ、定電圧ダイオード157のツェナー電圧Vz1以上で、かつダイオード158の順方向の電圧分降下して出力される。そして、ACCTRL1出力電圧波形は図3の下図で示した電圧出力波形のようになり、フォトトライアックカプラ152の発光素子が発光する。ただし、ACCTRL1出力電圧波形は、フォトトライアックカプラ152の発光素子の電圧降下によって波形形状が変化するが、本実施例の図3では変化後の波形は不図示である。また、出力負荷に対して、1次平滑コンデンサ6の電圧が低下すると、1次側からの電力供給と2次側の出力負荷の電力が釣り合うように、スイッチングのオン時間が長くなり、同じく電源IC103のOUTからのオン出力時間が長くなる。図4は、OUTからのオン出力時間が長く、スイッチ素子103のオン時間が長い状態でのスイッチ素子103の状態を示している。上図はMOSFETであるスイッチ素子103のドレインソース間電圧Vdsであり、ドレイン電流Idは下図のようになる。また、オン時間が長くなる条件として1次平滑コンデンサ6の充電電圧が低い場合も相当し、スイッチ素子103のVds電圧が低い状態でオンすることが可能となる。そのため、コンデンサ104からの放電電圧を低減し、スイッチ素子103のオン時の損失であるVdsとIdの積を低減することができる。スイッチ素子103の損失が小さいほどAC電源からの入力電力である消費電力は小さくなり、効率が良い状態となる。コンバータ11の出力負荷が低下すると電源IC103のOUTからのオン出力の時間が図5の上図のように短くなる。そのためACCTRL1の出力電圧は、ダイオード153を経由し抵抗154とコンデンサ155でフィルタリングされ、定電圧ダイオード157の電圧以上でかつダイオード158の順方向電圧分降下して出力される。そして、図5の下図で示した電圧出力波形のようになり、フォトトライアックカプラ152の発光素子の発光時間が短くなる。図6は、OUTからのオン出力時間が短く、スイッチ素子103のオン時間が短い状態でのスイッチ素子103の状態を示している。上図はMOSFETであるスイッチ素子103のドレインソース間電圧Vdsであり、ドレイン電流Idは下図のようになる。また、オン時間が短くなる条件として1次平滑コンデンサ6の充電電圧が高い場合も相当し、スイッチ素子103のVds電圧が高い状態でオンすることとなる。そのため、コンデンサ104からの放電電圧が高くなり、スイッチ素子103のオン時の損失であるVdsとIdの積が大きくなる。スイッチ素子103の損失が大きいほどAC電源からの入力電力である消費電力は大きくなり、効率が低下する状態となる。フォトトライアックカプラ152の発光素子によって受光側の導通状態が変化する電圧をVthとすると、図3および図5で示したACCTRL1の電圧出力によってフォトトライアックカプラ152の発光時間が異なる。図3のようにスイッチングのオン時間が長くなるようにOUTからのオン出力時間が長くなる場合、フォトトライアックカプラ152の導通時間は長くなる。図5のようにスイッチングのオン時間が短い場合、導通時間は短くなる。ACコントローラ2ACCTRL24についても、ACコントローラ1-3と同様に動作し、コンバータ12CNV2の電源IC120のOUT出力を変換するように動作し、ダイオード160、165、コンデンサ162および抵抗161、163および定電圧ダイオード164で構成されている。ACコントローラ1-3とACコントローラ2-4はダイオード158と165でOR接続されており、コンバータ11もしくはコンバータ12のいずれかのスイッチング状態に応じて、フォトトライアックカプラ152の発光素子に通電し、トライアック150をオンもしくはオフ制御することで、1次平滑コンデンサ6の充電もしくは放電状態を設定する。コンバータ11もしくはコンバータ12のいずれかの出力負荷が増大するとトライアック150のオン時間が長くなり、1次平滑コンデンサ6の電圧が上昇する。例えば、前述の図1のDC負荷16もしくは17の電流負荷が増大すると、負荷状態の変化に追従してトライアック150のオン時間が長くなり、1次平滑コンデンサ6の電圧が上昇して、1次側から2次側への電力の変換に対応するように動作する。出力負荷が軽負荷となると、電源IC103のOUT出力もしくは電源IC120のOUT出力の時間が短くなり、フォトトライアックカプラ152の発光素子の通電時間が短くなる。そしてフォトトライアックカプラ152の発光素子が消灯すると、トライアック150はオフ状態となり、1次平滑コンデンサ6が充電されないため電圧が低下する。図7は、AC電源からの入力電圧とスイッチ素子103の平均損失Pdを表した図である。AC入力電圧が高い場合、整流後のDC_HとDC_N間の電圧が高く、スイッチ素子103のVds電圧が高い状態でオンすることとなる。そのため、コンデンサ104からの放電電圧が高くなり、スイッチ素子103の損失Pdが大きくなる。逆に、整流後のDC_HとDC_N間の電圧が低い場合、コンデンサ104からの放電電圧が低くなり、スイッチ素子103の損失Pdが小さくなる。スイッチ素子103の損失が小さくなることで、AC電源からの入力電力を低減し、数の電力消費を低減できることとなる。図8は、出力負荷が軽負荷時の1次平滑コンデンサ6の電圧とACCTRL1の電圧出力波形を示したものである。1次平滑コンデンサ6が充電された状態でOUT出力の出力時間が短くなり、トライアック150がオフ状態となる。1次平滑コンデンサ6の放電によって、電源IC103のOUT出力の出力時間が短い状態から長い状態に時間経過にともなって変化する。そのため、ACCTRL1の出力電圧が上昇し、フォトトライアックカプラ152の発光素子によって受光側の導通状態が変化する電圧Vth以上になると、トライアック150がオン状態となる。その後、1次平滑コンデンサ6が充電され電源IC103のOUT出力のHigh出力時間が短い状態となれは、フォトトライアックカプラ152がオン状態からオフ状態となり、トライアック150がオフ状態となる。その後は、トライアック150のオン状態とオフ状態が繰り返され、1次平滑コンデンサ6の充電状態と放電状態が繰り返される。図9は本発明の実施例1に係る電源装置の動作を表すフローチャートを示したものである。図2の回路も参照して動作を述べる。S100で商用電源等の交流AC電源1から電力を入力し、S101でコンバータ11の102電源ICが起動してスイッチング動作を開始する。S102で102電源ICのOUT出力によってACコントローラ1ACCTRL13もしくはACコントローラ2ACCTRL24の出力がありフォトトライアックカプラ152が導通状態となれば、S103に進む。S103では、トライアック150が導通することで1次平滑コンデンサ6に5整流回路を経由してDC電圧が充電される。S102でACコントローラ1-3およびACコントローラ2-4からの出力がなければ、トライアック150が導通されず、1次平滑コンデンサ6は放電される。S105にてスイッチSW18がオン状態であればS106に進み、オフ状態であれは、S119に進む。18スイッチがオン状態であれば、S106ではスイッチ素子のFET19がオン状態となり、S107にてVcc1電圧が出力される。Vcc1電圧は、CPU14や電源回路内に供給される。CPU14はVcc1が供給されることで動作可能となり、図1で示した14aのROM内の制御プログラムによって14bのRAMの初期化を行った後、AC負荷15やDC負荷16、17の制御を行う。また、電源装置に接続されているAC負荷15やDC負荷16、17の制御状態によって、通常の動作状態や低消費電力モードへの状態遷移を判断する。また、CNV2ON信号の出力制御も行う。S108では、CPU14によって低消費電力モードに設定されていた場合CNV2ON信号をHigh状態としてコンバータ12CNV2の動作を停止させるため、S110でスイッチ素子FET133をオフする。S111では、フォトカプラ128がオフとなり、S112で119電源ICが停止する。S113でVcc2の出力が停止していることを示している。S108で低消費電力ではない場合、S114でCNV2ON信号をLow状態としてコンバータ12CNV2の動作を行うため、S115でFET133をオンとなる。次にS116で128フォトカプラがオンとなり、S117で電源IC119が動作し、S118でVcc2が出力されることを示している。S105にて18スイッチがオフの場合、S119にてFET19がオフ状態となり、S120でVcc1出力が停止する。次にS121でスイッチ素子133のFETがオフとなり、S122でフォトカプラ128がオフとなってS123で電源IC119が停止してS124でVcc2の出力が停止する。これらS102からS124のステップは繰り返し実行されているものとする。以上述べたように、図1から図9で示した本発明では、DC出力の負荷状態と1次平滑コンデンサに充電されている電圧に応じて、コンバータのスイッチングにおけるスイッチ素子のオン時間が変化する。特に低消費電力状態でコンバータに供給するAC入力の平滑化後の電圧を低下させることで、スイッチング損失が低減し、AC電源入力の電力消費を低減することが可能となる。[実施例2]以下に本発明の第2の実施形態について図を参照して説明する。前述の図2は、本発明の実施例に係る電源装置の回路構成を表す図である。図2において、フォトトライアックカプラ152はトライアック150をオン状態とする時に受光側の素子が通電状態となる。この通電状態となるタイミングを、AC電源のAC_Hライン電圧のゼロクロスタイミングとする。このことでトライアック150のオン時に、AC電圧の0V付近でオン状態とするように、フォトトライアックカプラ152はゼロクロス検出型とする。ゼロクロスタイミングにて1次平滑コンデンサ6に充電することで、突入電流を低減することができ、急激な電流変動が無い状態でトライアック150や整流回路5の電力損失やAC電源ラインの急激な電圧変動を防止することができる。以上述べたように、AC電源ラインの急激な電流変動による電圧変動を防止でき、低消費電力状態でコンバータに供給するAC入力の平滑化後の電圧を低下させてスイッチング損失を低減し、AC入力の電力消費を低減することが可能となる"