"第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、少なくとも第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出部と、前記第1の三角行列に基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化部と、第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、少なくとも第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出部と、を有することを特徴とするフィルタ算出装置。前記第1の変換行列は、前記第1のチャネルを準直交化する第2のユニモジュラ行列と、前記第1の等化フィルタ算出部が算出する第1の置換行列と、の積で表されることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ算出装置。前記第1のチャネルと前記第2のチャネルは、周波数領域で互いに隣接するチャネルであることを特徴とする請求項1または2に記載のフィルタ算出装置。前記第1のチャネルと前記第2のチャネルは、時間領域で互いに隣接するチャネルであることを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載のフィルタ算出装置。前記第1のチャネルに隣接し、かつ前記第2のチャネルと異なる第3チャネルの伝搬路状態と、第1のユニモジュラ行列に基づいて、第3の変換行列と第3の三角行列を生成する第3の等化フィルタ算出部を有すること、を特徴とする請求項1から4までのいずれか1項に記載のフィルタ算出装置。複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する送信装置であって、請求項1から5までのいずれか1項に記載のフィルタ算出装置を有し、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて、第1のチャネルで送信する前記信号に対して非線形プレコーディングを施し、前記第2の変換行列と前記第2の三角行列とに基づいて、第2のチャネルで送信する前記信号に対して非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部と、前記非線プレコーディング部による非線形プレコーディング後の信号を送信する送信部と、を有することを特徴とする送信装置。通信帯域を複数の分割帯域に分割し、前記分割帯域各々に前記フィルタ算出装置を用いてフィルタ算出を行うことを特徴とする請求項6に記載の送信装置。前記分割帯域を、チャネル同士の伝搬路状態の相関によって決定することを特徴とする請求項7に記載の送信装置。送信装置が同一周波数で同一時刻に送信した複数の異なる信号を受信する受信装置であって、請求項1から5までのいずれか1項に記載のフィルタ算出装置を有し、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて、第1のチャネルで受信した前記信号に対して判定帰還型信号検出を行い、前記第2の変換行列と前記第2の三角行列とに基づいて、第2のチャネルで送信する前記信号に対して判定帰還型信号検出を行うLR-DFE部と、を有することを特徴とする受信装置。第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出部と、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化部と、第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出部と、を有することを特徴とするプロセッサ。第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出ステップと、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化ステップと、第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出ステップと、を有することを特徴とするフィルタ算出方法。DLMU-MIMOにおけるLR-THP方式は、まず伝搬路行列Hに対してLRを施すことで直交性が高い等価伝搬路行列Gに変換し、LRの後に、等価伝搬路Gに対して逐次的な干渉除去方式であるTHPを行うことで、通常のTHPよりも電力効率良く、各端末装置宛に信号を送信する。伝搬路行列Hは、各サブキャリア単位で異なるため、LR-THPに用いるフィルタ算出処理をサブキャリア数分だけ行う必要がある。このフィルタ算出処理は大きな演算量がかかり、非特許文献345等のLRの演算量低減技術を用いてもLR-THPの実用化における問題になっていた。また非特許文献5に記載されているような、SU-MIMOのLR処理を用いたDFE処理LR-DFEにおいても、各サブキャリアでLRおよびDFEに用いるフィルタを算出する必要があり、演算量が大きかった。本発明は係る事情に鑑みてなされたものであり、LR-THPおよびLR-DFEのフィルタ算出処理の演算量を低減することを目的とする。本発明の一観点によれば、第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、少なくとも第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出部と、前記第1の三角行列に基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化部と、第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、少なくとも第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出部と、を有することを特徴とするフィルタ算出装置が提供される。前記第1の変換行列は、前記第1のチャネルを準直交化する第2のユニモジュラ行列と、前記第1の等化フィルタ算出部が算出する第1の置換行列と、の積で表されることが好ましい。前記第1のチャネルと前記第2のチャネルは、周波数領域で互いに隣接するチャネルであっても良いし、時間領域で互いに隣接するチャネルであっても良い。前記第1のチャネルに隣接し、かつ前記第2のチャネルと異なる第3チャネルの伝搬路状態と、第1のユニモジュラ行列に基づいて、第3の変換行列と第3の三角行列を生成する第3の等化フィルタ算出部を有することが好ましい。また、本発明は、複数の受信装置に対してそれぞれ異なる信号を同一周波数で同一時刻に送信する送信装置であって、上記のいずれか1に記載のフィルタ算出装置を有し、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて、第1のチャネルで送信する前記信号に対して非線形プレコーディングを施し、前記第2の変換行列と前記第2の三角行列とに基づいて、第2のチャネルで送信する前記信号に対して非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部と、前記非線プレコーディング部による非線形プレコーディング後の信号を送信する送信部と、を有することを特徴とする送信装置である。上記において、通信帯域を複数の分割帯域に分割し、前記分割帯域各々に前記フィルタ算出装置を用いてフィルタ算出を行うことが好ましい。前記分割帯域を、チャネル同士の伝搬路状態の相関によって決定するようにすると良い。また、本発明は、送信装置が同一周波数で同一時刻に送信した複数の異なる信号を受信する受信装置であって、上記のいずれか1に記載のフィルタ算出装置を有し、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて、第1のチャネルで受信した前記信号に対して判定帰還型信号検出を行い、前記第2の変換行列と前記第2の三角行列とに基づいて、第2のチャネルで送信する前記信号に対して判定帰還型信号検出を行うLR-DFE部と、を有することを特徴とする受信装置である。また、本発明は、第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出部と、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化部と、第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出部と、を有することを特徴とするプロセッサである。本発明の他の観点によれば、第1のチャネルの伝搬路状態に基づいて、第1の変換行列と第1の三角行列を生成する第1の等化フィルタ算出ステップと、前記第1の変換行列と前記第1の三角行列とに基づいて第1のユニモジュラ行列を算出する第1の準直交化ステップと、第2のチャネルの伝搬路状態と前記第1のユニモジュラ行列に基づいて、第2の変換行列と第2の三角行列を生成する第2の等化フィルタ算出ステップと、を有することを特徴とするフィルタ算出方法である。本発明は、フィルタ算出方法をコンピュータに実行させるためのプログラム、当該プログラムを記録するコンピュータ読みとり可能な記録媒体であっても良い。本発明によれば、LR-THPおよびLR-DFEのフィルタ算出処理の演算量を低減することができる。実施形態1本実施形態は、DLMU-MIMOにおいてLR-THPの演算量を削減する方法について開示する。<通信システム1について>図1は、本発明の第1の実施形態に係る通信システム1の一例を示す概念図である。通信システム1は、基地局装置A1、および、第1から第Nまでの端末装置B1~BNを具備する。図1は、一例として、基地局装置A1が、第1から第4までの端末装置B1、B2、B3、およびB4を選択した場合の例N=4を示す図である。まず、基地局装置A1は、共通参照信号CommonReferenceSignal:CRSと称するを送信する。なお、CRSは、基地局装置A1と端末装置B1~B4とが、その信号点基準信号を予め記憶する信号である。端末装置B1~B4各々は、基地局装置A1が送信したCRSに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態の値を予め定めた値で近似する。端末装置B1~B4の各々は、近似した伝搬路状態の値を示す伝搬路状態情報を、基地局装置A1に通知する。基地局装置A1は、端末装置B1~端末装置B4に対して、DMRSDeModulationReferenceSignal:復調用参照信号およびデータ信号を送信する。ここで、基地局装置A1は、データ信号に対して、非線形プレコーディングを施し、非線形プレコーディング後のデータ信号を送信する。また、端末装置B1~端末装置B4に対して、DMRSも送信する。多重された端末装置B1~端末装置B4は、基地局装置A1から受信したDMRSに基づいて、非線形プレコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路以下、単に等価伝搬路と称するの伝搬路状態を推定し、推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいてデータ信号を検出する。図2は、本実施形態に係る通信システム1の動作の一例を示すシーケンス図である。この図では、図1の場合の通信システム1の動作を示す図である。ステップS101基地局装置A1は、CRSを送信する。その後、ステップS102に進む。ステップS102端末装置B1~B4は、ステップS101で送信され受信したCRSに基づいて伝搬路状態を推定する。その後、ステップS103に進む。ステップS103端末装置B1~B4は、ステップS102で推定した伝搬路状態に基づいて伝搬路状態を示す伝搬路状態情報を算出する。その後、ステップS104に進む。ステップS104端末装置B1~B4は、ステップS103で算出した伝搬路状態情報を、基地局装置A1へ通知する。その後、ステップS105に進む。ステップS105基地局装置A1は、ステップS104で通知された伝搬路状態情報に基づいて、データ信号に対して、非線形プレコーディングを施す。その後、ステップS106に進む。ステップS106基地局装置A1は、DMRSを、端末装置B1~端末装置B4へ送信する。その後、ステップS107に進む。ステップS107端末装置B1~端末装置B4は、ステップS106で送信されたDMRSに基づいて、基地局装置A1における非線形プレコーディングも含めた等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。その後、ステップS108に進む。ステップS108基地局装置A1は、ステップS105で生成したデータ信号を、各端末装置B1~端末装置B4へ送信する。その後、ステップS109に進む。ステップS109各端末装置Bnは、ステップS107で推定した等価伝搬路の伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報に基づいて、データ信号を検出して取得する。以下、各端末装置B1~BN図1図2ではN=4を代表して端末装置Bnと称する。N=4以外も同様である。また、端末装置Bnと記載して説明する場合には、各端末装置B1~BNが同様の動作を行うことを示す。なお、受信部102-nなどのように、変数nを用いて各構成部分の動作を説明する時は、受信部102-1、受信部102-2、...、受信部102-Nの各受信部102-nが、同じ動作を行うことを意味する。他の構成部分についても同様の方法で記載する。例えば、代表して第n番目の構成部分XYZ-nについての動作を説明する場合、これは第1~N番目の構成部分XYZ-1~XYZ-Nそれぞれが同じ動作をすることを示す。<基地局装置A1について>図3は、本実施形態に係る基地局装置A1の一構成例を示す機能ブロック図である。この図において、基地局装置A1は、アンテナ101-1~101-N、第1から第Nまでの受信部102-1~102-N、第1から第NまでのGIGuardInterval;ガードインターバル除去部103-1~103-N、第1から第NまでのFFTFastFourierTransform;高速フーリエ変換部104-1~104-N、伝搬路状態情報取得部105、フィルタ算出部11、第1から第Nまでの符号部121-1~121-N、第1から第Nまでの変調部122-1~122-N、電力正規化部123、DMRS生成部124、非線形プレコーディング部13、CRS生成部141、フレーム構成部142、第1から第NまでのIFFTInverseFastFourierTransform;逆高速フーリエ変換部143-1~143-N、第1から第NまでのGI挿入部144-1~144-N、および、第1から第Nまでの送信部145-1~145-Nを含んで構成される。尚、図3の基地局装置A1は、N本のアンテナ101-1~101-Nを備え、N個の端末装置を多重する場合の基地局装置である例えば、図1、2の例では、N=4。また、図3の基地局装置A1では、一例として上りリンクおよび下りリンクともに直交周波数分割多重OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing:OFDM方式を用いる場合について説明するが、本発明はこれに限らず、OFDMではない周波数分割多重FrequencyDivisionMultiplexing:FDM方式を用いてもよい。受信部102-nは、アンテナ101-nを介して、各端末装置Bnから送信された信号搬送波周波数の信号を受信する。この信号には、伝搬路状態情報が含まれる。受信部102-nは、受信した信号をダウンコンバージョンし、A/Dアナログ/デジタル変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部102-nは、生成したデジタル信号をGI除去部103-nに出力する。GI除去部103-nは、受信部102-nから入力されたデジタル信号からGIを除去し、除去後の信号をFFT部104-nに出力する。FFT部104-nは、GI除去部103-nから入力された信号に対して、FFTを行うことで、周波数領域の信号を生成する。FFT部104-nは、生成した周波数領域の信号を伝搬路状態情報取得部105に出力する。伝搬路状態情報取得部105は、FFT部104-nから入力された信号を復調し、復調した情報から伝搬路状態情報を抽出する。伝搬路状態情報取得部105は、伝搬路状態情報からサブキャリア毎に伝搬路行列Hを構成する。ここで、n1番目の端末装置Bn1の伝搬路状態情報は、複素数の成分を持つN次元行ベクトルで表す。この行ベクトルの第n2成分は、基地局装置のn2番目のアンテナ101-n2と端末装置Bn1間の伝搬路の複素利得を示す。伝搬路状態情報取得部105は、各行ベクトルを全端末装置B1~BNについて各行に順番に並べることで伝搬路行列Hを生成する。Hは、N行N列の行列であり、n1行n2列成分が、n1番目の端末装置Bn1と基地局装置のn2番目のアンテナ101-n2の間の伝搬路の複素利得を示すここでn1とn2は1からNまでの任意の整数である。なお、後述するように、各端末装置Bnは、伝搬路状態情報を示す行ベクトルについて、ノルムの正規化や近似を行ってから基地局装置A1に通知しても良い。このとき、伝搬路状態情報取得部105は、各端末装置Bnから通知された行ベクトルを用いて伝搬路行列Hを生成する。伝搬路状態情報取得部105は、生成したサブキャリア毎の伝搬路行列Hをフィルタ算出部11とDMRS生成部124に入力する。なお、ここでは、一例としてサブキャリア毎に伝搬路行列Hを取得する場合について示したが、あらかじめ決められた複数の連続するサブキャリアサブチャネル単位で1つずつ伝搬路行列Hを取得しても良い。なお、FFT部104-nが出力する信号のうち、伝搬路状態情報の信号以外の信号は、制御部C図示せずで復調される。復調された情報のうち制御情報は、基地局装置A1の制御に用いられ、また、制御情報以外のデータは他の基地局装置やサーバ装置等へ送信される。フィルタ算出部11は、伝搬路状態情報取得部105から入力されたサブキャリア毎の伝搬路行列Hに基づいて、非線形プレコーディングに用いるフィルタを算出する。フィルタ算出部11では、複数のサブキャリアについて一度にフィルタを算出する。本実施の形態では、隣接する周波数に対応する伝搬路行列Hは互いに相関を持った互いに似た伝搬路行列となっていることを利用してフィルタ算出に要する演算量を削減する。すなわち、ある1つのサブキャリアについてのフィルタを演算する過程で得られる情報を他のサブキャリアに再利用することで、全サブキャリアについて独立にフィルタを算出するよりも演算量を低減することができる。詳細な動作については後述する。フィルタ算出部11は、算出した各サブキャリアに対応するフィルタを、非線形プレコーディング部13に入力する。符号部121-nには、各端末装置Bn宛例えば、図1、2の例では、N=4の情報ビットデータが入力される。符号部121-nは、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部122-nに出力する。変調部122-nは、符号部121-nから入力された符号化ビットを変調することで、端末装置Bn宛のデータ信号を生成する。変調部122-nは、生成したデータ信号を非線形プレコーディング部13に入力する。非線形プレコーディング部13は、入力された全データ信号を、各端末装置Bn宛のデータ信号を1つずつ含むグループに分けて、当該グループを送信するOFDMシンボルおよびサブキャリアを決める。例えば、図6に示したようなフレームフォーマットに従ってOFDMシンボルおよびサブキャリアの関係付けを行う。図6は、N=4のときの本実施形態に係るフレームの構成の一例を示す概略図である。この図は、フレーム構成部142が信号をマッピングしたフレームの構成を示す。図6のt1,t2,t3,t4,t5,...は、各OFDMシンボルの送信タイミングを示し、f1,f2,f3,f4,f5,...は、各サブキャリアを示す。ここで、図6の各マス目ある1つのOFDMシンボルにおけるある1つのサブキャリアに相当をリソースエレメントと呼ぶ。また、複数の連続するサブキャリアにおける連続するOFDMシンボルに対応するリソースエレメント全体例えば図6に示されたリソースエレメント全体をリソースブロックと呼ぶ。図6は、白い無地のマス目で示したリソースエレメントの部分がデータ信号を送信するリソースエレメントを示し、他の部分がCRSとDMRSを送信するリソースエレメントを示す。また図6の縦方向周波数軸方向は各サブキャリアを表し、横方向時間軸方向は各OFDMシンボルを表す。非線形プレコーディング部13は、図6に示したフレームフォーマットに従って、各グループのデータ信号を送信するリソースエレメントを決定する。その後、各グループを送信するリソースエレメントに対応するサブキャリアに基づいて、当該グループに対して非線形プレコーディングを施す。非線形プレコーディング部13は、あるグループ内の各端末装置Bnのデータ信号をsnとおき、全s1~sNを各成分に持つ列ベクトルをsとし、フィルタ算出部11から入力されたフィルタを用いて当該データ信号sに対して非線形プレコーディングを施す。各グループに対して非線形プレコーディングを行うと、送信信号を表すN次元列ベクトルxが得られる。xの第n成分n=1,2,...,Nは、それぞれアンテナ101-nn=1,2,...,Nで送信する信号を示す。非線形プレコーディング部13は、信号xを電力正規化部123に入力する。電力正規化部123は、入力された非線形プレコーディング後のデータ信号xに基づいて電力正規化係数βを算出する。基地局装置A1は、送信電力を一定にするために、一定数のサブキャリアおよび一定数のOFDMシンボル電力正規化単位と呼ぶ。内のデータ信号の総送信電力を正規化する。電力正規化単位は、例えば図6に示したフレーム単位全体を示す。まず電力正規化部123は、非線形プレコーディング部13が算出した信号xの電力の電力正規化単位に亘る総和Pxを算出する。なお、ここで、信号xはデータ信号のみを表し、DMRSやCRSを含まない。電力正規化部123は、1つの電力正規化単位のデータ信号の送信に基地局装置A1が割り当て可能な総電力がPtrであるとすると、下式で電力正規化係数βを算出する。電力正規化部123は、算出した電力正規化係数βをデータ信号に乗算してデータ信号の電力正規化を行い、電力正規化後のデータ信号をフレーム構成部142に入力する。また電力正規化部123は、電力正規化係数βをDMRS生成部124に入力する。DMRS生成部124は、各端末装置Bn宛のDMRSを生成する。DMRSの生成方法は後述する。CRS生成部141は、基地局装置A1と端末装置Bnで既知の信号点基準信号を有するCRSを生成し、生成したCRSをフレーム構成部142に出力する。フレーム構成部142は、電力正規化部123から入力されたデータ信号、DMRS生成部124から入力されたDMRS、および、CRS生成部141から入力されたCRSをマッピングする。ここで、フレーム構成部142は、アンテナ101-n毎に予め定められた時間単位で、つまり、アンテナ101-n毎にフレーム単位で、信号をマッピングする。なお、フレーム構成部142は、データ信号、DMRS、およびCRSを別のフレームにマッピングしてもよいし、同じフレームにマッピングしてもよい。例えば、CRSのみを、あるフレームにマッピングし、DMRSおよびデータ信号を他のフレームにマッピングしてもよい。尚、基地局装置A1は、あらかじめ決められたマッピングに従って、CRS、DMRSおよびデータ信号をフレームにマッピングし、端末装置Bnは、上記のマッピングをあらかじめ把握しているものとする。あらかじめ決められたマッピングの一例を、図6を用いて説明する。図6は、基地局装置A1がアンテナ101-n図6においてはn=1~4でCRS各々、DMRS、およびデータ信号を、フレーム構成部142で互いに異なるリソースエレメントに配置して送信することを示す。例えば、アンテナ101-1で送信されるCRSCRS1と呼ぶは時間t1に周波数f1で送信し、アンテナ101-3で送信するCRSCRS3と呼ぶは時間t5に周波数f4で送信する。他のアンテナ101-2で送信されるCRSCRS2と呼ぶとアンテナ101-4で送信されるCRSCRS4と呼ぶも同様に、図6に示したフレーム構成の例に従って送信する。また、図6は、基地局装置A1が、各端末装置宛のDMRSを互いに異なるリソースエレメントに配置して送信することを示す。例えば、端末装置B1宛のDMRSDMRS1と呼ぶは時間t1に周波数f4で送信し、端末装置B3宛のDMRSDMRS3と呼ぶは時間t5に周波数f1で送信する。他の端末装置B2宛のDMRSDMRS2と呼ぶと他の端末装置B4宛のDMRSDMRS4と呼ぶも同様に、図6に示したフレーム構成の例に従って送信する。また、図6は、フレーム構成部142が、図6においてデータ信号を示すリソースエレメントで、非線形プレコーディングを施したデータ信号を送信することを示す。つまり、同一周波数同一時刻で、端末装置B1~BN宛の全データ信号を送信する。なお、フレーム構成部142は、他の信号例えば制御信号などを、CRS、DMRS、およびデータ信号と異なるリソースエレメントに配置しても良い。このとき、基地局装置A1と端末装置Bnは制御信号が配置される場所をあらかじめ把握しているとする。フレーム構成部142は、マッピング後の信号のアンテナ101-nで送信する信号を、IFFT部143-nに、フレーム単位で出力する。n=1、2、...、Nまで同様の処理を行う。IFFT部143-nは、フレーム構成部142から入力された信号に対して、IFFTを行うことで、時間領域の信号を生成する。ここで、IFFT部143-nは、IFFTをフレーム単位で行う。IFFT部143-nは、生成した時間領域の信号をGI挿入部144-nに出力する。GI挿入部144-nは、IFFT部143-nから入力された信号に対して、ガードインターバルを付与し、付与後の信号を送信部145-nに出力する。送信部145-nは、GI挿入部144-nから入力された信号ベースバンドのデジタル信号をD/Aデジタル/アナログ変換する。送信部145-nは、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部145-nは、生成した信号を、アンテナ101-nを介して送信する。<端末装置Bnについて>図15は、本実施形態に係る端末装置Bnの一構成例を示す機能ブロック図である。この図15において、端末装置Bnは、アンテナ201、受信部202、GI除去部203、FFT部204、信号分離部205、CRS用伝搬路推定部206、DMRS用伝搬路推定部207、伝搬路補償部208、Modulo演算部209、復調部210、復号部211、伝搬路状態情報生成部212、IFFT部213、GI挿入部214、および、送信部215を含んで構成される。受信部202は、アンテナ201を介して、基地局装置A1から送信された信号搬送波周波数の信号を受信する。受信部202は、受信した信号をダウンコンバージョンし、A/Dアナログ/デジタル変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部202は、生成したデジタル信号をGI除去部203に出力する。GI除去部203は、受信部202から入力されたデジタル信号からGIを除去し、除去後の信号をFFT部204に出力する。FFT部204は、GI除去部203から入力された信号に対して、FFTを行うことで、周波数領域の信号を生成する。FFT部204は、生成した周波数領域の信号を信号分離部205に出力する。信号分離部205は、基地局装置A1から通知されたマッピング情報に基づいて、FFT部204から入力された信号を分離する。信号分離部205は、分離した信号のうち、CRSをCRS用伝搬路推定部206に出力し、DMRSをDMRS用伝搬路推定部207に出力する。信号分離部205は、CRSおよびDMRS以外の信号例えば、データ信号を伝搬路補償部208に出力する。CRS用伝搬路推定部206は、信号分離部205から入力されたCRSに基づいて伝搬路状態を推定し、推定した伝搬路状態を示す情報を伝搬路状態情報生成部212に出力する。伝搬路状態情報生成部212は、CRS用伝搬路推定部206から入力された伝搬路状態に基づいて伝搬路状態情報を生成する伝搬路状態情報生成処理という。ここでは、伝搬路状態情報は、基地局装置A1の各アンテナ101-nと端末装置Bnのアンテナ201との間の伝搬路の複素利得を各成分に持つ行ベクトルである。この行ベクトルを式で示すと、と表すことが出来る。伝搬路状態情報生成部212は、伝搬路状態情報としてこの行ベクトルhnを基地局装置A1に通知しても良いが、式1-2のノルムを値Cnに正規化したを伝搬路状態情報としても良い。なお、値Cnは、例えば全通信帯域の平均受信電力フェージングの影響を除いたパスロスとシャドウイングとから求められる平均受信電力の平方根でもよいし、他の値でもよい。また、式1-2または式1-3で表される行ベクトルを量子化または近似したものを伝搬路状態情報として通知しても良い。なお、基地局装置A1は、伝搬路状態情報取得部105では、伝搬路行列Hの各行を構成する行ベクトルとして、伝搬路状態情報生成部212に対応して式1-2を量子化したもの、若しくは近似したものを用いても良い。また、正規化した式1-3、または式1-3を量子化若しくは近似したものを用いても良い。伝搬路状態情報生成部212は、生成した伝搬路状態情報を変調し、変調後の伝搬路状態情報の信号をIFFT部213に出力する。IFFT部213は、伝搬路状態情報生成部212から入力された信号に対して、IFFTを行うことで、時間領域の信号を生成する。IFFT部213は、生成した時間領域の信号をGI挿入部214に出力する。GI挿入部214は、IFFT部213から入力された信号に対して、ガードインターバルを付与し、付与後の信号を送信部215に出力する。送信部215は、GI挿入部214から入力された信号ベースバンドのデジタル信号をD/Aデジタル/アナログ変換する。送信部215は、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部215は、生成した信号を、アンテナ201を介して送信する。DMRS用伝搬路推定部207は、信号分離部205から入力されたDMRSに基づいて非線形プレコーディング処理を伝搬路の一部とみなした等価伝搬路の伝搬路状態を推定する。いま、DMRS信号およびデータ信号送信時の端末装置Bnの伝搬路状態をhdとし、伝搬路状態情報生成部212で生成した伝搬路状態情報が示す伝搬路状態をhfbとする。非線形プレコーディング部13における非線形プレコーディング処理は、摂動ベクトルの加算を除けば、フィルタW=H-1を変調信号sに乗算していることと等価である。しかし、フィルタWは、hdではなく、端末装置Bnがフィードバックした伝搬路状態ベクトルに基づいてフィルタ算出部11で算出されているので、端末装置Bnは、等価伝搬路heq_n1次元複素数として、が得られる。ここで、wnはフィルタWの第n列である。DMRSと所定の周波数所定の時刻例えば同じリソースブロック内に配置されたデータ信号はheq_nとほぼ同じ等価伝搬路を通って端末装置Bnに受信される。DMRS用伝搬路推定部207は、推定した等価伝搬路heq_nの伝搬路状態を示す等価伝搬路状態情報を伝搬路補償部208に出力する。伝搬路補償部208は、DMRS用伝搬路推定部207から入力された等価伝搬路状態情報を用いて、信号分離部205から入力された信号に対して伝搬路補償を行う。すなわち、データ信号をyとすると、伝搬路補償後のデータ信号yccは、ycc=y/heq_nとなる。伝搬路補償部208は、伝搬路補償後の信号yccをModulo演算部209に出力する。Modulo演算部209は、伝搬路補償部208から入力されたデータ信号yccに対して、Modulo演算を行う。Modulo演算は、下式で表される。ここで、jは虚数単位、floorはγを超えない最大の整数を表す。τは、変調信号の平均電力を1に正規化した場合、変調方式に応じて、あらかじめ送受信側で既知な所定の値となる。例えば、QPSKQuadraturePhaseShiftKeyingではτ=2√2、16QAMQuadratureAmplitudeModulationでは、τ=8/√10、64QAMではτ=16/√42とする。ただし、基地局装置と端末装置で共通であれば、これらの値と異なる値を用いても良い。Modulo演算部209は、Modulo演算後の信号modを復調部210に出力する。復調部210は、Modulo演算部209から入力された信号を復調する。復調部210は、復調後の情報硬判定した符号化ビットまたは符号化ビットの軟推定値を復号部211に出力する。復号部211は、復調部210から入力された情報を復号することで、情報ビットを取得し、取得した情報ビットを出力する。<本実施形態の主要部分:フィルタ算出部11の説明>次に、本実施形態の主要部分であるフィルタ算出部11の動作を従来例と比較しながら詳細に述べる。本実施形態は、DLMU-MIMOにおけるLR-THPの1つとして位置付けられる。LR-THPは、まず伝搬路行列HにLRを施して直交性が高い等価伝搬路行列Gに変換する。直交性が高い伝搬路に変換することで、除去すべきMUIの電力を抑圧できる。MUIの抑圧後、等価伝搬路Gに対して、逐次的な干渉除去方式であるTHPを行う。LR-THPは、伝搬路行列Hに対して直接逐次的な干渉除去を行う通常のTHPよりも、高い電力効率で、各端末装置宛に信号を送信できる。しかし、LR-THPは演算量が大きいという問題がある。LR-THPは、伝搬路行列HをLRにより等価伝搬路行列Gに変換して、THPの逐次干渉除去に必要なフィルタを算出する。このとき特にLRに大きな演算量が必要である。LRは、1伝搬路行列Hをユニタリ行列と三角行列の積に分ける三角化処理、2当該三角行列から、ユニモジュラ行列を生成する準直交化処理、の2つに分けられる。ここでユニモジュラ行列とは、各成分がガウス整数実部と虚部が共に整数の複素数で行列式の絶対値が1の行列である。LRの演算量低減方法には、非特許文献4や非特許文献5のように1回のLRに要する演算量を低減する方法と、非特許文献6のように複数回行うLRそれぞれの入力値の類似性を利用して演算量を減らす方法がある。いずれも2の準直交化処理を減らすアルゴリズムであり、伝搬路行列の三角化処理を減らすアルゴリズムではない。三角化処理は、空間多重する端末装置数の3乗に比例した回数の演算が必要である一方、LLLAでは準直交化に関して空間多重する端末装置数の4乗以上の演算量が必要であり、従来のLLLAでは、三角化処理よりも準直交化処理に要する時間が支配的であった。そのため、準直交化処理の演算量低減方法が提案されてきた。しかし、非特許文献3に記載のJQOを用いてLRを行えば、準直交化は空間多重する端末装置数の高々2乗に比例した回数の演算で終了する。また非特許文献5における技術を用いることでも準直交化に要する演算回数を大きく減らすことが出来る。このように準直交化部分の低演算量化が進んだことで、準直交化よりも前段の三角化に要する演算量がLRアルゴリズム全体の中で占める割合が大きくなった。また、非特許文献6で示されているALLLを、LR-THPに適用した場合であっても三角化処理に要する演算量を減らすことが出来ない。フィルタ算出部11の構成では、図14のような構成が考えられる。サブキャリア1に関する伝搬路行列HにLRこの場合はLLL-Algorighmを施して得たユニモジュラ行列U伝搬路行列Hを直交性が高い等価伝搬路行列Gに変換するための行列を隣のサブキャリア2におけるLR処理の入力値の生成に用いることで準直交化の演算量を削減している。そのため、図14から明らかなように、依然として各サブキャリアに1つ三角化部が必要である。このように、ALLL方式を用いたとしても三角化処理は依然として必要であり、入力値に関係なく一定の演算量が必要な三角化処理の演算回数を減らすことが出来ない。図24は、図14と対比可能な形で示した本実施形態に係るフィルタ算出部11の概要図である。図24は、サブキャリア2と3における三角化部が無く、サブキャリア1のTHPフィルタ算出部113-1から、隣のサブキャリア2の準直交化部112-2に、三角行列を入力する構成を持つ。図24では、THPフィルタ算出部113-1で算出した三角行列を隣のサブキャリアで利用することで、サブキャリア2で三角化部111-1のような構成部分を設けて三角化を行わずに、サブキャリア2の伝搬路行列の準直交化を行っている。サブキャリア3でも同様に、THPフィルタ算出部113-2で算出した三角行列を利用することで、サブキャリア3において三角化部を設けずに、準直交化を行うことができる。非特許文献5に記載されているように、LR処理における三角化処理では、より直交性が高い等価伝搬路を生成するために、算出する三角行列の対角成分が左上に行くほどノルムが小さくなるような傾向をもって並ぶように、HHの各列をオーダリングしながら、三角化処理を行うことが好ましい。また、THPフィルタ算出部でも、等価伝搬路行列GHの各列をオーダリングしながらMUIを算出するための三角行列を算出する処理を行う。このとき当該三角行列の対角成分が左上に行くほどノルムが小さくなるような傾向をもって並ぶような三角行列を生成する。これは、左上の成分であるほど高いダイバーシチオーダを取ることが出来るため、利得の小さいストリームに対して、一番高いダイバーシチオーダを与えることで、全体として電力効率を上げることが出来るからである。すなわち、LRとTHPにおける三角化のオーダリングの基準が、目的は異なるが一致している。本実施形態では、この共通点を利用して、THPフィルタを算出時に生成した三角行列を隣のサブキャリア2における準直交化部112-2で利用する。隣のサブキャリア1のTHPフィルタ算出部113-1から算出した三角行列は、サブキャリア2にとって最適なものではないが、サブキャリア1とサブキャリア2の伝搬路行列に相関がある類似していることを考慮すれば、サブキャリア1から算出した三角行列でも十分な準直交化することが出来る。ここで、THPフィルタ算出部113-1で算出した三角行列は、対角成分が左上に行くほどノルムが小さくなるような傾向をもって並んでいる。また、準直交化部112-2で必要な三角行列も、対角成分が左上に行くほどノルムが小さくなるような傾向をもって並んでいる。同様にサブキャリア2のTHPフィルタ算出部113-2で算出した三角行列をサブキャリア3で用いることでサブキャリア3においても三角化部を設ける必要が無くなる。以下同様に、各サブキャリアにおいて順次隣のサブキャリアのTHPフィルタ算出時の三角行列を準直交化に利用していくことで、演算量を削減することが出来る。準直交化部112-1や準直交化部112-2の処理は、JQOを用いた時は多重端末装置数Nに対して2乗のオーダの演算量が必要であるところ、THPフィルタ算出部と三角化部は3乗のオーダが必要であるため、三角化部の個数を減らすことで演算量を大きく削減することが出来る。以上が本実施形態の特徴部分であるフィルタ算出部11の動作の概要である。次に、フィルタ算出部11内の詳細な構成部分の動作初回フィルタ算出部110-1の動作と、連結フィルタ算出部110-2~NSCの動作を、図7を用いて説明する。最初に、初回フィルタ算出部110-1について説明する。初回フィルタ算出部110-1内の三角化部111-1とTHPフィルタ算出部113-1がサブキャリア1の伝搬路行列Hを取得する。三角化部111-1は、伝搬路行列Hを用いて、図11に示すソート付きQR分解SQRDを行う。なお、初回フィルタ算出部110-1の動作は、連結フィルタ算出部110-2~NSCにおける動作と共通する構成部分が多いので各変数H,G,Q,Rなどは、後述するサブキャリア番号を示す添え字を省略して説明する。図11に示したSQRDの手順について説明する。第0行:入力として伝搬路行列のエルミート共役HHを取得する。ここでHはエルミート共役を示す。なお、上に三角化部110-1は伝搬路行列Hを取得すると記載しているが、入力としてHを取得した後、エルミート共役HHに変換しても良いし、予めエルミート共役HHに変換してから入力しても良い。第1行:N×N行列RI=0,QI=HHを定義する。ここで、0は全成分が0のゼロ行列を示す。またSを、N次元行ベクトル[1,2,...,N]と定義する。第2行:第3~12行目をi=1~Nまで繰り返す。第3行:QIの中でノルムが最も小さい列の番号をkiとおく。ここで、行列Xにおいて、Xp,qは行列Xのp行q列成分を表し、X:,mは行列Xの第m列を表し、Xm,:は行列Xの第m行を表す。また、Xp:q,mは行列Xのp,m成分~q,m成分で表される列ベクトル、Xm,p:qは行列Xのm,p成分~m,q成分で表される行ベクトル、Xp1:q1,p2:q2は行列Xの第p1列~第q1列第p2~q2列で表される行列をそれぞれ表す。第4行:QIの第ki列と第i列を入れ替える。第5行:RIの第ki列と第i列を入れ替える。第6行:Sの第ki成分と第i成分を入れ替える。第7行:RIのi行i列成分にQI:,iのノルムベクトルQ:,iの長さを代入する。第8行:QI:,iにQI:,i/RIi,iを代入する。第9行:第10~11行目をm=i1~Nまで繰り返す。第10行:RIi,mにQI:,iHQI:,mを代入する。第11行:QI:,mにQI:,m-RIi,mQI:,iを代入する。第12行:第10~11行目をm=i1~Nまで繰り返すことを示す。第13行:第3~12行目をi=1~Nまで繰り返すことを示す。第14行:INをN行N列の単位行列とし、INの列を行ベクトルSの順番に並び替えた行列をΠIとおく。第15行:行列RIとΠIを出力する。三角化部111-1は、ソート付きQR分解をして得たユニタリ行列QIと三角行列RIと置換行列ΠIを算出し、RIとΠIを準直交化部112-1に入力する。準直交化部112-1は、三角行列RIと置換行列ΠIを用いて図12に示す準直交化処理を行ってユニモジュラ行列Uを算出する。図12に示した手順について説明する。第0行:入力として行列RIとΠIを取得する。第1行:N×N行列MI=IN,RL=RIを定義する。第2行:第3~7行目をk=2~Nまで繰り返す。第3行:第4~6行目をi=k-1~1まで繰り返す。つまり、各ループの処理を行う度に、iの値をk-1から1つずつ減らす。第4行:ガウス整数μにRLi,k/RLi,iを代入する。ここでxは複素数xの実部と虚部の値についてそれぞれ独立に、最も近い整数に近似する関数である。例えば2.1-3.6j=2-4jとなる。第5行:RL1:i,kにRL1:i,k-μRL1:i,iを代入する。第6行:M:,kにM:,k-μM:,iを代入する。第7行:第4~6行目をi=k-1~1まで繰り返すことを示す。第8行:第3~7行目をk=2~Nまで繰り返すことを示す。第9行:行列U=ΠIMを定義する。第10行:行列Uを出力する。この三角化部111-1と準直交化部112-1とでユニモジュラ行列Uを算出する演算がLR処理であり、伝搬路行列Hと比較して直交性が高くMUIの除去が容易な等価伝搬路GHHU=GHつまりG=UHHという関係を持つを生成している。その後、準直交化部112-1は、ユニモジュラ行列UをTHPフィルタ算出部113-1に入力する。THPフィルタ算出部113-1は、伝搬路行列Hとユニモジュラ行列Uとから直交性の高い等価伝搬路行列Gを算出し、Gに対してTHPに用いるフィルタを算出する処理を行う。THPフィルタ算出部113-1の動作を図13に示す。図13に示した手順について説明する。第0行:入力として行列HとUを取得する。第1行:N×N行列Gを定義し、G=HUHを代入し、GをGHに変換する。第2行:GHに対してSQRDを施す。ここでSQRDとは、図11に示した三角化部111-1の処理と全く同じ処理である。ここではHHに換えてGHを入力する。図11ではHHを入力して、QI,RI,ΠIを出力するところ、図13の第2行ではGHを入力して、QT,RT,ΠTを出力する。第3行:RTの対角成分のみを抽出しその他の非対角成分を0とした対角行列Aを定義する。なお、diagXは、行列Xと対角成分のみ等しく、非対角成分は全て0となる対角行列を表す。第4行:行列P=QTA-1を定義する。第5行:行列F=RTA-1-INを定義する。第6行:行列T=UΠTを定義する。第7行:P,F,T,RTを出力する。図13に示した手順によって、MUI算出用のフィードバックフィルタFと、各アンテナで送信する信号を算出するために最後に乗算するフィードフォワードフィルタP、変換行列T、およびフィルタ算出過程で算出されるTHP用三角行列RTを算出する。以降は、初回フィルタ算出部110-1で算出された各種フィルタP,F,T,RT,ΠTに添え字1を付して、P1,F1,T1,RT1,ΠT1と表す。連結フィルタ算出部110-mm=2,3,...,Nscで算出されるフィルタには添え字mを付して表す。またサブキャリアmの伝搬路Hおよび等価伝搬路GをHmとGmと表す。ここで変換行列T1は、伝搬路行列を準直交化するユニモジュラ行列U1と、準直交化後の伝搬路行列に対してTHPを適用する時の最適な干渉除去順を示す置換行列ΠT1との積で表される。THPフィルタ算出部113-1は、フィードバックフィルタF1、フィードフォワードフィルタP1、および変換行列T1を非線形プレコーディング部13に入力する。またTHPフィルタ算出部113-1はTHP用三角行列RT1と変換行列T1をサブキャリア2に対応する連結フィルタ算出部110-2内の準直交化部112-2に入力する。次に、連結フィルタ算出部110-2の動作を説明する。準直交化部112-2は、THPフィルタ算出部113-1から入力されたTHP用三角行列RT1と変換行列T1を用いて準直交化処理図12を行い、ユニモジュラ行列U2を算出し、THPフィルタ算出部113-2に入力する。このように三角化を行わずにサブキャリア2に対応するユニモジュラ行列U2を算出できる。本実施形態においてサブキャリア2以降で三角化処理を省略できるのは、サブキャリア1の三角化部111-1における三角化処理に代えて、一つ前のサブキャリアにおけるTHPフィルタ算出部のSQRDの結果を利用できるからである。THPフィルタ算出部113-2は、サブキャリア2の伝搬路行列H2と準直交化部112-2から入力されたユニモジュラ行列U2を用いて、図13のTHPフィルタ算出処理を行う。ここで初回フィルタ算出部110-1と異なり、連結フィルタ算出部110-2では、大きな演算量を持つ三角化処理を行う必要が無いため、演算量を大きく削減することが出来る。また、ユニモジュラ行列U2が、サブキャリア2の伝搬路行列から算出されたものではなく、サブキャリア1から入力されたTHP用三角行列RT1と変換行列T1を用いて計算されている。つまりTHPフィルタ算出部113-2で用いるユニモジュラ行列Uには、サブキャリア2の伝搬路行列H2の情報は何ら含まれていない。しかし、THPフィルタ算出部113-2で用いるユニモジュラ行列U2は、隣のサブキャリア1に対応する初回フィルタ算出部110-1から得た情報であり、サブキャリア1とサブキャリア2の伝搬路状態は、高い相関を有するため、このユニモジュラ行列U2であってもサブキャリア2の伝搬路行列H2を十分に準直交化できる。上で説明したように、連結フィルタ算出部110-3,110-4,...,110-Nscでも、一つ前の連結フィルタ算出部内のTHPフィルタ算出部で得たTHP用三角行列RTm-1と変換行列Tm-1を用いて、LR-THPに用いるフィルタを算出する。フィルタ算出部11は、各サブキャリアに対応するフィルタPm,Fm,Tmm=1,2,...,Nscを非線形プレコーディング部13に入力する。ここまで、各サブキャリアの伝搬路行列Hを用いて、各種フィルタを算出したが、これはMUIを完全に除去するZeroForcingZF規範に対応する。ZF規範以外にも、全端末装置におけるMUIと雑音の平均二乗和が最小になるように、MinimumMeanSquareErrorMMSE規範のフィルタを用いてもよい。具体的には、伝搬路行列HをHex=[HαI]というn×2n行列に置き換えて、フィルタ算出部11における処理を行う。ここでIはn×n単位行列、αは、1OFDMシンボルの1サブキャリア当たりの端末装置における雑音電力の、全端末装置の合計を1OFDMシンボルの1サブキャリア当たりの総送信信号電力で割った値α2の平方根である。MMSE規範にするため、伝搬路行列HをHexに置き換えても、フィルタ算出部11の動作は一部を除きZF規範と同じ動作をするため、MMSE規範にすることによって動作が変更される部分についてのみ説明する。まず、三角化部111-1では入力値が2n×n行列HexHとなり、行列QIも2n×n行列として計算を行う。出力時の行列QIも2n×n行列となる。またTHPフィルタ算出部113-mにおいて、第2行目は、GH=HexHUとなるため、GHは2n×n行列となり、第3行目でGHを入力としてSQRDを行うので三角化部と同様に出力QTも2n×n行列となる。第4行目でZF規範ではP=QTA-1を計算するところ、MMSE規範ではP=QT1:N,1:NA-1という計算に置き換える。つまりQTの上N行のみ用いる。これらの変更を加えることにより、ZF規範からMMSE規範のフィルタを生成できる。<非線形プレコーディング部13の説明>次に、フィルタ算出部11でサブキャリア毎に算出したフィルタP,F,Tを用いて各データ信号sに非線形プレコーディングを施す非線形プレコーディング部13の動作について詳細に説明する。図4に非線形プレコーディング部13の構成を、図5に動作を示すフローチャートを示す。図5は各サブキャリアにおける動作を示している。非線形プレコーティング部13は、フィルタ算出部11と異なり、サブキャリア単位で各端末装置Bn宛のデータ信号に対して非線形プレコーディングを施す。すなわち、非線形プレコーディング部13は、図5の動作をNSC回繰り返す。図5内の各フィルタP,F,Tはフィルタ算出部11から入力されたサブキャリア毎のフィルタを示す。以下、順番に非線形プレコーディング部13内の動作を説明する。ステップS1干渉算出部131と線形フィルタ乗算部134とは、それぞれフィードバックフィルタFとフィードフォワードフィルタ乗算部Pと変換行列Tをフィルタ算出部11から取得する。ステップS2データ信号sに左から変換行列のエルミート共役THを乗算し、新たに列ベクトルで表される信号uを算出する。すなわちu=THsという関係が成立する。ステップS3計算中の端末装置の番号を示す番号nに1を代入する。ステップS4uの第1成分u1に対してModulo演算部132-1でModulo演算を施して得た信号をv1とおく。ステップS5nにn1を代入する。すなわちn=2とする。ステップS6干渉算出部131はv1を用いて端末装置B2が受ける干渉信号f2を下式により算出する。ここで、Fn1,n2は行列Fのn1行n2列成分を表す。ステップS7干渉減算部133-2は端末装置B2宛の固有信号s2からf2を減算し、信号s2-f2を算出する。ステップS8Modulo演算部132-2がs2-f2に対してModulo演算を適用し、信号v2を算出する。ステップS9n=2なので、ステップS4から再び次の端末装置宛の信号の演算ステップS5~ステップS8を行う。以降、ステップS5~S8の処理をn=Nになるまで繰り返すので、一例としてn番目の端末装置宛の信号を算出する処理を説明する。ステップS5nの値を1増やす。ステップS6干渉算出部131はv1~vn-1を用いて端末装置Bnが受ける干渉信号fnを下式により算出する。ここで、Fn,1:n-1は、行列Fのn行目の1~n-1列目の成分を示す行ベクトルを示す。なおtは転置を示す。ステップS7干渉減算部133-nは端末装置Bn宛の固有信号snからfnを減算し、信号sn-fnを算出する。ステップS8Modulo演算部132-nがsn-fnに対してModulo演算を適用し、信号vnを算出する。このModulo演算によって各端末装置宛の送信信号電力を低減する。ステップS9n<Nのときは、再びステップS4を行う。またn=NのときはステップS9に進む。ステップS10ステップS9は信号v=v1,v2,...,vNtに線形フィルタPを乗算して得た信号をxとおく。ここで第1の実施形態と同様に信号xの各成分は、順番に各アンテナ101-1~101-Nで送信する送信信号である。この信号xをフレーム構成部142に入力する。ここで、LR-THPは、各端末装置におけるModulo演算によって正しくデータ信号を送信できる技術であることを説明する。以降の説明では、簡単のため電力の正規化は無いものとして説明する。まず非線形プレコーディング部13のModulo演算部132-1~132-Nが無いものと仮定して信号を演算すると、非線形プレコーディング部13は、という演算を行っている。ここでPとFにP=QTA-1とF=RTHA-1-Iを代入し、GHΠT=QTRTとGH=HHUという関係を考慮すると、x=QTA-1{IRTHA-1-I}-1THs=QTA-1RTHA-1-1THs=QTRTH-1THs=QTRT-HTHsとなり、伝搬路行列の逆行列つまり、ZF規範の線形フィルタをデータ信号に乗算していることになる。また、Modulo演算部132-2~132-Nはデータ信号sにModulo幅の整数倍の信号をI-ch又はQ-chに加算する処理であり、という式で表すことが出来る。ここで、z1とz2はどちらも各成分が整数のN次元列ベクトルを表す。すなわち、各端末装置Bnの受信信号は、伝搬路行列Hが乗算されたHx=sz1τjz2τ=yとおくで表される。すなわちyの第n成分が端末装置Bnの受信信号となる。端末装置Bnは受信信号に対してModulo演算を施すことで、データ信号snSの第n成分を検出できる。ここでは、電力の正規化が無いものとして説明したが、本来は基地局装置A1で電力の正規化係数βを乗算し、各端末装置Bnで伝搬路補償を行う。<等化フィルタ算出部>THPはプレコーディング技術の1つであると位置づけられる。プレコーディングとは事前等化とも呼ばれる。そのためTHPフィルタ算出部それぞれを等化フィルタ算出部とも呼ぶこととする。なお、等化フィルタ算出部は後述する実施形態2のDFEフィルタ算出部とTHPフィルタ算出部の総称である。<DMRSの生成方法について>フィルタ算出部11がZF規範でフィルタを生成する場合、DMRS生成部124は、DMRSを送信するサブキャリア図6では周波数f1とf4のサブキャリアに関する伝搬路行列Hの逆行列H-1を算出する。また、MMSE規範の場合、Hexの疑似逆行列Hex-1=HexHex-H×Hexを算出する。以降、H-1ZF規範の場合またはHex-1の1行目からN行目を取り出したN×N行列MMSE規範の場合をフィルタW呼ぶ。DMRS生成部124は基地局装置A1と端末装置Bnで既知の基準信号qに対して電力正規化係数βを乗算した後、フィルタWの第n列目wnを乗算してDMRSを生成し、フレーム構成部142に入力する。基地局装置A1と端末装置Bnで共有している基準信号点をqとし、フィルタWの第n列をwnとおくと、各端末装置Bn宛のDMRSは、で表されるn次元列ベクトルqnとなる。ここでqnの各成分は、フレーム構成部142であらかじめ決められたOFDMシンボルのあらかじめ決められたサブキャリアで、各アンテナ101-nで送信する信号を示す。DMRS生成部124は生成したDMRSをフレーム構成部142に入力する。<回路規模を削減する場合について図8>フィルタ算出部11は、図7に示した構成により実現することも可能であるが、図8のように準直交化部112-1~112-NSCおよびTHPフィルタ算出部113-1~113-NSCをそれぞれ1つの構成部分で実装し、各サブキャリアで準直交化部とTHPフィルタ算出部を繰り返し使ってもよい。図8に一例を示す。図8に示すフィルタ算出部11は、三角化部111と準直交化部112とTHPフィルタ算出部113との3つの構成部分を有する。最初に、三角化部111にサブキャリア1の伝搬路行列H1を入力し、三角化処理を行って算出した行列RI1,ΠI1を準直交化部112に入力する。準直交化部112はユニモジュラ行列U1を算出し、THPフィルタ算出部113に入力する。THPフィルタ算出部113は、ユニモジュラ行列U1とサブキャリア1の伝搬路行列H1とから非線形プレコーディングに用いるフィルタP1,F1,T1を算出し、非線形プレコーディング部13に入力する。また、THPフィルタ算出部113は準直交化部112にTHP用三角行列RT1と変換行列T1を入力する。ここまでが図7の初回フィルタ算出部110-1に対応する処理である。その後、準直交化部112でフィルタ算出部から入力されたTHP用三角行列RT1と変換行列T1を用いてユニモジュラ行列U2を新たに算出して、THP用フィルタ算出部113に入力する。THPフィルタ算出部113は、新たに入力されたユニモジュラ行列U2とサブキャリア2に対応する伝搬路行列H2とを用いて、サブキャリア2用の非線形プレコーディングに用いるフィルタP2,F2,T2を算出し、準直交化部112にTHP用三角行列RT2と変換行列T2を入力する。ここまでが図7の連結フィルタ算出部110-2に対応する処理である。以降、準直交化部112で、ユニモジュラ行列Um-1を、THP用三角行列RTmおよび変換行列Tmから算出し,THPフィルタ算出部112においてサブキャリアm1の非線形プレコーディングに用いるフィルタPm1,Fm1,Tm1を算出する。これにより、図7と比較して、小さい回路規模で同じ処理を実現できる。<サブキャリア単位でなくサブチャネル単位で行う場合について>また、各端末装置Bnが、伝搬路状態情報を、サブキャリア単位ではなく、そのサブキャリアを複数まとめたサブチャネル単位で通知する場合もある。このような場合は、基地局装置A1は、各サブチャネルに対して初回フィルタ算出部または連結フィルタ算出部を配置して、初回フィルタ算出部から逐次的に各サブチャネルに対応するフィルタを算出すればよい。ただし、サブチャネル単位で通知された場合でも、伝搬路行列を線形補間、2次補間、FFT補間、若しくはSinc関数補間などを用いて補間し、実質的に各サブキャリアで伝搬路状態情報が通知されたと見なせる場合は、サブチャネル単位でフィルタを算出する必要はなく、最初に説明した通りサブキャリア単位でのフィルタ算出を行えばよい。<物理的なアンテナ数と仮想アンテナ数について>なお、本実施形態において、基地局装置A1は、多重する端末装置Bnの数Nと同じ本数のアンテナ数を持ち、端末装置Bnは各々1本ずつアンテナを持つとして説明した。しかし、当該アンテナ数は必ずしも、物理的なアンテナ数実際に基地局装置A1が持つアンテナの数を示す必要は無い。例えば、NN ́本のアンテナを基地局装置A1が持っていたとしても、送信ダイバーシチ技術によって、仮想的にN本のアンテナを持っているとして端末装置Bnと通信をすることができる。また単に一部のアンテナを使わない場合も、N本のアンテナを持っているとみなすことが出来る。また、端末装置Bnが各々1本ずつアンテナを持つとして説明したが、端末装置Bnが複数のアンテナを有し、受信ダイバーシチ技術などによって等価的に1本のアンテナを持つとして通信を行っていてもよい。なお、本実施形態において、異なる2つの端末装置例えば端末装置Bpと端末装置Bqp≠qとして基地局装置A1に扱われているが、実際は1つの端末装置が複数のアンテナを持ち、端末装置Bpと端末装置Bqの2つの端末装置であるとして動作している状態であっても本実施形態は適用可能である。また、この関係は以降の実施形態においても同様である。<シミュレーション>ここで、本実施形態の効果について、コンピュータシミュレーションの結果を参照しながら説明する。図17aに、本実施形態実線と、従来のLRを行わないTHP方式点線、非特許文献5記載のLR方式SQRD-LLLAを用いたLR-THP方式破線のビット誤り率特性を示す。図17aに示すように、本実施形態は、従来のLR-THP方式とほぼ同等の特性を持つ一方、LRを行わないTHP方式よりも大きく特性が改善している。また、サブキャリア1つあたりの演算量複素数の浮動小数点数の乗算回数の累積分布関数CumulativeDistributionFuction:C.D.F.を図17bに示す。SQRD-LLLAを用いたLR-THP方式破線の演算量が、約4000回付近に分布している一方、本実施形態に係る方式実線は、従来のLRを行わないTHP方式点線とほぼ同等の2000回程度の演算量に抑えられていることがわかる。すなわち、本実施形態は、LR処理において支配的な演算量を有する三角化処理の回数を、THPフィルタ算出処理の結果を利用することで減らして、LR処理に要する演算量をTHPフィルタ算出処理と比較してほぼ無視できるまでに低減できていることを示す。従来のLR-THP方式の良好な特性を、LR処理を行わないTHPと同等の演算量で実現可能な本実施形態は非常に有効な方式である。<変形例1>実施形態1では、図7に示したように、一番周波数が低い高いサブキャリアからフィルタP,F,Tを計算したが、必ずしもこれに限られない。例えば、図9のように、中間のサブキャリアkSCに対応する初回フィルタ算出部F3で計算した後、THP用三角行列RTおよび変換行列Tを周波数が1つ高いサブキャリアと1つ低いサブキャリアに対応する連結フィルタ算出部F2、F4に入力し、以降、順番に周波数が高いサブキャリアと低いサブキャリアについて連結フィルタ算出部F1、F5、...で演算を行ってもよい。<変形例2>また、図10に示したように、初回フィルタ算出部は、1つである必要は無く、複数あっても良い。その場合、互いに異なるサブキャリアkSCとサブキャリアmSCに対して初回フィルタ算出部F12、F15を配置し、各隣接サブキャリアに対して連結フィルタ算出部F11、13、F14、16を配置してもよい。この場合、サブキャリアkSCの周辺のサブキャリアとサブキャリアmSCの周辺のサブキャリアとで並行してフィルタ算出処理を行うことができるので、全体のフィルタ算出に要する時間を減らすことが出来る。変形例2を言い換えれば、通信帯域を複数の領域に分けて、各領域ごとに1つのサブキャリアについて初回フィルタ算出部を設け、各領域の他のサブキャリアに対して連結フィルタ算出部を設けて、同じ領域内の初回フィルタ算出部の結果を順番に連結フィルタ算出部で利用する方法ということが出来る。<変形例3>変形例2では、連結して順番にフィルタ算出する領域を複数設ける方法について説明したが、この領域は各サブキャリアの伝搬路状態によって適応的に変更しても良い。本実施形態は隣り合うサブキャリア間の伝搬路状態が似ているほど特性が高くなる。そのため、例えば、隣り合う二つのサブキャリアで、相関がある閾値以上のときに、変形例2で説明した領域の境界を設定しても良い。これにより伝搬路状態の類似性が高いサブキャリアのみをまとめて1つの領域にすることができるので、伝搬路変動による本実施形態の方式の劣化を抑えることが出来る。<変形例4>また、図7図9図10に示した隣接サブキャリア間の伝搬路の相関を利用して演算量を低減する技術は、時間方向で隣接するOFDMシンボルに対しても適用可能である。時間方向で隣接するOFDMシンボルにおける同じサブキャリアでは、同一OFDMシンボル内の隣接サブキャリアと同様に伝搬路状態に高い相関を持つ。そのため、あるOFDMシンボルで算出したあるサブキャリアのTHP用三角行列RTと変換行列Tを、1つ前若しくは後のOFDMシンボルの同じサブキャリアに対して利用しても良い。図16に一例を示す。図16の1で示したリソースエレメントに対して初回フィルタ算出部を設け、LR-THP用のフィルタP,F,Tを算出する。その後、THP用三角行列RTと変換行列Tを、2という記号を付したリソースエレメント、すなわち隣接サブキャリアだけでなく、隣接OFDMシンボルの同じサブキャリアに対して用いても良い。さらに2の結果を用いて3のフィルタ算出処理を行う、というように周波数方向だけでなく時間方向にも順番に計算して行くことが出来る。図16のように、時間方向にもTHP用三角行列RTと変換行列Tを再利用していくことで、周波数方向のみに再利用する場合と比較して、更に演算量を減らすことが出来る。なお、時間方向だけに再利用しても良い。<変形例5>図21は、本変形例に係るフィルタ算出部11の構成を示した図である。図7と異なり、初回フィルタ算出部113-1において、LR処理を施さずにTHPによるフィルタ算出を行っている。本変形例に係る初回フィルタ算出部110a-1では、サブキャリア1の伝搬路行列H1を直接THPフィルタ算出部113-1に入力する。THPフィルタ算出部113-1では、図13に示したように、入力として伝搬路行列H1とユニモジュラ行列が必要である。なお、図13に示したアルゴリズムは任意のサブキャリアについて記載したので、下付き文字のサブキャリア番号を省略している。ここでは1つ目のサブキャリアの動作を説明しているので、伝搬路行列HをH1と示している。以下のT1,ΠT1,P2,F2,T2も同様に、対応するサブキャリア番号を下付き文字で付して説明する。本変形例では、ユニモジュラ行列の代わりにN行N列の単位行列を入力とする。出力は、置換行列ΠT1となり、非線形プレコーディング13および連結フィルタ算出部110-2では、変換行列T1の代わりに置換行列ΠT1を用いてフィルタP2,F2,T2の算出を行う。<変形例6>上記の実施形態に係る準直交化部では、演算量が小さいJQOを用いていたが、LLLAを用いても良い。本実施形態においてLLLAを用いるためには準直交化部112-kSCkSC=1,2,...,NSCで図25に示すアルゴリズムを用いる。図25に示した手順について説明する。尚、ギブンズ回転行列Gは、図25の式で与えられる。第0行:入力として行列RIとΠIを取得する。第1行:N×N行列MI=IN,RL=RIを定義する。第2行:変数kに1を代入する。第3行:第3~14行目をk≦Nが満たされている限り繰り返す。第4行:第5~7行目をi=k-1~1まで繰り返す。つまり、各ループの処理を行う度に、iの値をk-1から1つずつ減らす。第5行:ガウス整数μにRLi,k/RLi,iを代入する。ここでxは複素数xの実部と虚部の値についてそれぞれ独立に、最も近い整数に近似する関数である。例えば2.1-3.6j=2-4jとなる。第6行:RL1:i,kにRL1:i,k-μRL1:i,iを代入する。第7行:M:,kにM:,k-μM:,iを代入する。第8行:第5~7行目をi=k-1~1まで繰り返すことを示す。第9行:δ|RLk-1,k-1|2≧|RLk,k|2|RLk-1,k|2が満たされれば第10行~第12行、満たされなければ第14行を実行する。ここでδは1/4から1の間の任意の実数である。通常はδ=3/4であることが望ましい。第10行:RLとMのk-1列とk列を入れ替える。第11行:RLの第k-1行とk行を取り出した行列に図25下部に書いたギブンズ回転行列Gを右から乗算する。第12行:kにk-1と1のうち大きい方を代入する。第13行:第9行の条件分岐を表す。第14行:kにk1を代入する。第15行:第9行の条件分岐処理の終点を表す。第16行:第3行のwhileループの終点を表す。第17行:行列U=ΠIMを定義する。第18行:行列Uを出力する。以上のように、図25に示したアルゴリズムをフィルタ算出部11の内の各準直交化部112-kSCで行うことで、本実施形態においてJQOの代わりにLLLAアルゴリズムを適用できる。<変形例7>本実施形態に係るTHPフィルタ算出部113-1~113-NSCは図13に基づくSQRD-THPのアルゴリズムを用いてフィルタを算出した。このアルゴリズムを図26に示したVBLAST-THPに換えても本実施形態を適用することが出来る。図26に示した手順について説明する。第0行:入力として行列HとUを取得する。第1行:N×N行列Gを定義し、G=HUHを代入し、GをGHに変換する。また行列ΠTを定義し、単位行列INを代入する。第2行:整数1~Nを要素に持つ集合をκと定義する。第3行:行列G’=Gを定義する。第4行:第5~10行目をi=N~1まで繰り返す。第5行:行列Pを定義し、行列G’の逆行列に代入する。ここで、行列G’が正則行列でないときは疑似逆行列G’=G’HG’G’H-1を行列Pに代入する。は疑似逆行列を示す。第6行:κ内に存在する番号が示す行列Pの列の中でノルムが最も小さい列の番号をkiとおく。例えばκ={2,3,5}であれば行列Pの第2、3、および5列目のノルムの中で最も小さい番号ものをkiとおく。第7行:列ベクトルpiを定義し、行列Pのki列目を代入する。第8行:行列Fの第i列目にeki-Gpiを代入する。ここでekiは第ki成分が1で他の成分が全て0となるN次元列ベクトルである。また、第4行が示すForループの初回i=Nのときは、Fが定義されていないので、まず行列Fを全成分が0のN×N行列として定義してから上記代入を行う。第9行:集合κから要素kiを削除する。第10行:行列G’の第ki列目の各成分を全て0にする。第11行:第4~10行目をi=N~1まで繰り返すことを示す。第12行:行列Pの第i列に列ベクトルpiを代入する。ここでiは1~Nまでの全ての数を表し、全列について代入を行う。第13行:行列ΠTの各列を[k1,k2,...,kN]の順番に並び替える。第14行:行列Tを定義し、UΠTを代入する。第15行:行列RTを定義し、I-ΠTHFHを代入する。第16行:行列P,F,T,RTを出力する。VBLAST-THPは、SQRD-THPよりも特性が良いのでSQRD-THPを使う方法と比較して、良好な誤り率特性を得ることが出来る。実施形態2LR-DFEについて本実施形態は、SU-MIMOにおける受信装置の演算量を低減することを可能にする。ここで、SU-MIMOとは、送信装置が複数のアンテナを用いて複数のデータ信号を1つの受信装置宛に同一周波数同一時刻に空間多重して送信する方式である。本実施形態では、一例として基地局装置A2を送信装置とし、端末装置Cを受信装置とする。ただし、逆に基地局装置A2を受信装置として、端末装置Cを送信装置としても良い。また、本実施形態では、N本のアンテナを用いてN個のストリームのデータをSU-MIMOで送信する場合を例として説明する。図18は、本実施形態に係る基地局装置A2の構成を示す概略ブロック図である。基地局装置A2は、第1~第Nまでの符号部321-1~N、第1~第Nまでの変調部322-1~N、CRS生成部341、フレーム構成部342、第1~第NまでのIFFT部343-1~N、第1~第NまでのGI挿入部344-1~N、第1~第Nまでの送信部345-1~Nを含んで構成される。符号部321-nには、端末装置Cの第nストリームの情報ビットデータが入力される。符号部321-nは、入力された情報ビットを誤り訂正符号化し、符号化後の符号化ビットを変調部322-nに出力する。変調部322-nは、符号部321-nから入力された符号化ビットを変調することで、端末装置Cの第nストリームのデータ信号を生成する。変調部322-nは、生成したデータ信号をフレーム構成部342に入力する。CRS生成部341は、基地局装置A2と端末装置Cとで既知の信号点基準信号を有するCRSを生成し、生成したCRSをフレーム構成部342に出力する。フレーム構成部342は、変調部322-nから取得したデータ信号と、CRS生成部341から取得したCRSを、図6に示したような配置にマッピングする。ここで、図6にはDMRSをマッピングしていたが、本実施形態に係るフレームはDMRSを端末装置Cに送信する必要が無いので図6のDMRSに対応するリソースエレメントではデータ信号をマッピングするものとする。フレーム構成部342は、マッピング後の信号のアンテナ301-nで送信する信号を、IFFT部343-nに、フレーム単位で出力する。n=1、2、...、Nまで同様の処理を行う。IFFT部343-nは、フレーム構成部342から入力された信号に対して、IFFTを行うことで、時間領域の信号を生成する。ここで、IFFT部343-nは、IFFTをフレーム単位で行う。IFFT部343-nは、生成した時間領域の信号をGI挿入部344-nに出力する。GI挿入部344-nは、IFFT部343-nから入力された信号に対して、ガードインターバルを付与し、付与後の信号を送信部345-nに出力する。送信部345-nは、GI挿入部344-nから入力された信号ベースバンドのデジタル信号をD/Aデジタル/アナログ変換する。送信部345-nは、変換後の信号をアップコンバージョンすることで搬送波周波数の信号を生成する。送信部345-nは、生成した信号をアンテナ301-nを介して送信する。図19は、本実施形態に係る端末装置Cの構成を示す概略ブロック図である。端末装置Cは、第1~第Nまでの受信部402-1~N、第1~第NまでのGI除去部403-1~N、第1~第NまでのFFT部404-1~N、信号分離部405、CRS用伝搬路推定部407、フィルタ算出部406、LR-DFE部408、第1~第Nまでの復調部421-1~N、第1~第Nまでの復号部422-1~Nを含んで構成される。受信部402-nは、アンテナ401-nを介して、基地局装置A2から送信された信号搬送波周波数の信号を受信する。受信部402-nは、受信した信号をダウンコンバージョンし、A/Dアナログ/デジタル変換することで、ベースバンドのデジタル信号を生成する。受信部402-nは、生成したデジタル信号をGI除去部403-nに出力する。GI除去部403-nは、受信部402-nから入力されたデジタル信号からGIを除去し、除去後の信号をFFT部404-nに出力する。FFT部404-nは、GI除去部403-nから入力された信号に対して、FFTを行うことで、周波数領域の信号を生成する。FFT部404-nは、生成した周波数領域の信号を信号分離部405に出力する。信号分離部405は、基地局装置A2から通知されたマッピング情報に基づいて、FFT部404から入力された信号を分離する。信号分離部405は、分離した信号のうち、CRSをCRS用伝搬路推定部407に出力する。信号分離部405は、CRS以外の信号例えば、データ信号をLR-DFE部408に出力する。CRS用伝搬路推定部407は、信号分離部405から入力されたCRSに基づいて伝搬路状態を推定する。ここで伝搬路状態は、サブキャリア毎にN行N列の伝搬路行列H1~HNscで表される。Hの添え字はサブキャリアの番号を示す。CRS用伝搬路推定部407は、推定した伝搬路行列H1~HNscをフィルタ算出部406に入力する。フィルタ算出部406は、本実施形態に係る特徴部分であり、LRを用いた処理によりサブキャリア毎に信号検出に用いるフィルタを算出し、各フィルタをLR-DFE部408に入力する。詳細な動作は後述する。LR-DFE部408はフィルタ算出部406から入力されたフィルタを用いてデータ信号を検出し、等化結果を、第1~第Nまでの復調部421-1~Nにそれぞれ入力する。LR-DFE部408についても詳細な動作は後述する。復調部421-nは、それぞれLR-DFE部から出力された第nストリームの等化結果を用いて復調を行い、各復調結果を復号部422-nに入力する。復号部422-nは、復調部421-nの各復調結果を用いて誤り訂正符号の復号を行い、情報ビットを出力する。<フィルタ算出部406>図20に、フィルタ算出部406の詳細なブロック図を示す。フィルタ算出部406の構成は、実施形態1に係るフィルタ算出部11の構成図7と似た構成を持つ。具体的には、フィルタ算出部406は、フィルタ算出部11のTHPフィルタ算出部113-1~NSCをDFEフィルタ算出部413-1~NSCに変更した構成を持ち、一部を除きフィルタ算出部11と同じ動作を行う。図20を用いてフィルタ算出部11との動作の相違点を説明する。三角化部111-1図7では、入力として伝搬路行列H1のエルミート共役H1Hを入力したが、本実施形態に係る三角化部411-1では、伝搬路行列Hそのものを入力とする。すなわち三角化部411-1の出力した行列QI1,RI1,ΠI1は、HΠI1=QI1RI1という関係を持つ実施形態1ではHHΠI1=QI1RI1という関係を持つ。準直交化部412-1は、図6の準直交化部112-1と同じ動作をして、等価伝搬路G1とユニモジュラ行列U1を算出する。ここで三角化部411-1に伝搬路行列H1そのものを入力したので、G1はG1=H1U1という関係となる。DFEフィルタ算出部413-1は、伝搬路行列H1とユニモジュラ行列U1から等価伝搬路G1を算出し、等価伝搬路G1に対してSQRDを施し、LR-DFE部408に入力するフィルタを算出する。図22はDFEフィルタ算出部413-1の詳細な動作を表す。なお、DFEフィルタ算出部413-1の動作は、DFEフィルタ算出部413-2~NSCにおける動作と同じであるため、DFEフィルタ算出部413-1~NSCの動作として一般化して行う。そのためサブキャリア番号を示す添え字を省略して説明する。第0行:入力として行列HとUを取得する。第1行:N×N行列Gを定義し、GにHUを代入する。第2行:Gに対してSQRDを施す。実施形態1のTHPフィルタ算出部113-nでは図13のようにGHに対してSQRDを施したが、本実施形態に係るDFEフィルタ算出部413-1ではGに対してSQRDを施す後述するDFEフィルタ算出部413-nも同様。第3行:N×N行列Tを定義し、TにUΠTを代入する。第4行:QT,RT,TをLR-DFE部に出力する。DFEフィルタ算出部413-1は、サブキャリア1に対応するフィルタを算出するので、最終的に算出したフィルタをQT1,RT1,T1とおく。これらのフィルタQT1,RT1,T1をLR-DFE部408に出力し、連結フィルタ算出部410-2にRT1,T1を出力する。次に、連結フィルタ算出部410-2内の準直交化部412-2は、初回フィルタ算出部410-1から入力されたRT1,T1取得する。その後、準直交化部412-2は、準直交化部412-1と同様に準直交化処理を行ってユニモジュラ行列U2を算出し、DFEフィルタ算出部413-2に出力する。DFEフィルタ算出部413-2は、入力されたユニモジュラ行列U2とCRS伝搬路推定部407から入力された伝搬路行列H2に基づいて図26に示した処理を行い、フィルタQT2,RT2,T2を算出する。また、DFEフィルタ算出部413-2は算出したフィルタQT2,RT2,T2をLR-DFE部408に入力し、フィルタRT2,T2を連結フィルタ算出部410-3に入力する。以降、連結フィルタ算出部410-3は連結フィルタ算出部410-2と同様に、フィルタRT2,T2と伝搬路行列H3からフィルタQT3,RT3,T3を算出し、フィルタQT3,RT3,T3をLR-DFE部408に入力し、フィルタRT3,T3を連結フィルタ算出部410-4に入力する。以降同様に、連結フィルタ算出部410-NSCまで繰り返す。ここで連結フィルタ算出部410-2~410-NSCの構成から明らかなように、三角化部411-1に相当する三角化を行う部分が無い。つまり、実施形態1と同様に三角化処理を省略することができる。そのため本実施形態に係る端末装置Cは、従来のLR-DFEよりもフィルタ算出に要する演算量を低減することが出来る。<LR-DFE部408>次にLR-DFE部408の動作を説明する。LR-DFE部408はフィルタ算出部406から入力されたフィルタを用いて信号分離部405から入力されたデータ信号を等化して復調を行う。図23はLR-DFE部の詳細な動作を示す。図23に示した手順について説明する。LR-DFE部408では、サブキャリア毎に独立に同じ動作を行う。そのため図23においてはサブキャリア番号を示す添え字を省略して説明している。第0行:入力としてフィルタ算出部406からサブキャリア毎のQT,RT,およびTを取得し、さらに信号分離部405からデータ信号yを取得する。ここでデータ信号yは、各成分が複素数のN次元縦ベクトルで表す。yは、各成分が、同じリソースエレメントにおける端末装置Cの各アンテナ401-nでそれぞれ受信した信号である。第1行:yにQTHを乗算し、yTとおく。yTの各成分は等価伝搬路Gにおけるストリーム毎の受信信号を表す。第2行:第3~4行目をk=N~1まで繰り返す。第3行:他ストリームからk番目のストリームへの干渉信号を示すfkにRTk,k1:N×ck1:Nを代入する。なお、k=1のときは、f1=0とおく。またcは初期値として成分が全て0のN次元ベクトルであるとする。第4行:yTの第k成分からk番目のストリームへの干渉信号fkを減算した値をk番目のストリームの利得RTk,kで除算した結果を、変調信号の信号点間隔Δで量子化する。量子化した値をN次元縦ベクトルcの第k成分ckに代入する。第5行:第3~4行目をk=N~1まで繰り返すことを示す。第6行:d=T-1cを算出する。dは、等価伝搬路Gではなく実際の伝搬路Hの各ストリームの等化結果である。すなわち、dの各成分は、基地局装置A2が変調部322-nで生成した各データ信号の推定値を示す。第7行:信号dの第n成分をそれぞれ復調部411-nに出力する。なお、本実施形態に係るフィルタ算出部406は、実施形態1の変形例1~4と同様の変更を加えても同様に動作する。なお、本実施形態において、基地局装置A2はストリーム数Nと同じ本数のアンテナ数を持ち、N本のストリームを送信するとして説明した。しかし、当該アンテナ数は必ずしも、物理的なアンテナ数実際に基地局装置A2が持つアンテナの数を示す必要は無い。例えば、NN ́本のアンテナを基地局装置A2が持っていたとしても、送信ダイバーシチ技術によって、仮想的にN本のアンテナを持っているとして端末装置Cと通信をすることができる。また単に一部のアンテナを使わない場合も、N本のアンテナを持っているとみなすことが出来る。また、本実施形態において、端末装置Cがストリーム数Nと同じN本のアンテナを持つとして説明したが、端末装置CがN本以上の複数のアンテナを有し、受信ダイバーシチ技術などによって等価的にN本のアンテナを持つとして通信を行っていてもよい。<等化フィルタ算出部>本実施形態のDFEフィルタ算出部413-1~413-NSCと実施形態1のTHPフィルタ算出部113-1~113-NSCは、入力された伝搬路行列Hとユニモジュラ行列Uに基づいて等価伝搬路Gを算出し、当該等価伝搬路GまたはGHを、ユニタリ行列三角行列置換行列の積に分解する動作が共通している。そのためDFEフィルタ算出部とTHPフィルタ算出部を総称して等化フィルタ算出部と呼ぶこととする。上記の実施の形態において、添付図面に図示されている構成等については、これらに限定されるものではなく、本発明の効果を発揮する範囲内で適宜変更することが可能である。その他、本発明の目的の範囲を逸脱しない限りにおいて適宜変更して実施することが可能である。また、本実施の形態で説明した機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより各部の処理を行ってもよい。尚、ここでいうコンピュータシステムとは、OSや周辺機器等のハードウェアを含むものとする。また、コンピュータシステムは、WWWシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境あるいは表示環境も含むものとする。また、コンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ROM、CD-ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。さらにコンピュータ読み取り可能な記録媒体とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを送信する場合の通信線のように、短時間の間、動的にプログラムを保持するもの、その場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。また前記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良く、さらに前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるものであっても良い。"