"マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において,時間領域の受信信号を離散フーリエ変換以下DFT演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するDFTユニットと,前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪を補正する伝搬路推定回路を有し,前記伝搬路推定回路は,DFT演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と,前記最小角度情報をDFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と,前記第1の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する受信装置。請求項1において,前記位相回転量算出部は,前記最小角度情報を前記DFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて位相回転して第2の位相回転量を算出する第2の位相回転量算出部と,前記第2の位相回転量を各サブキャリア信号に応じて位相回転して前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量を算出する第1の回転量算出部とを有する受信装置。請求項2において,前記第2の回転量算出部は,前記サンプル点ずれ数がDFT演算のポイント数の1/2を超える場合に,前記最小角度情報の複素共役を前記ポイント数から前記サンプル点ずれ数を減算した数だけ位相回転する受信装置。請求項1乃至3のいずれかにおいて,前記位相回転量算出部は,前記複数のサブキャリア信号のうち前記パイロット信号のサブキャリア信号に対する前記第1の位相回転量を求め,前記位相補正部は,前記第1の位相回転量に基づいて前記パイロット信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。請求項4において,前記伝搬路推定回路は,さらに,前記DFTウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのパイロット信号と,発生前後の他方のシンボルのパイロット信号であって前記位相補正されたパイロット信号との平均を生成するパイロット平均部と,前記パイロット信号の平均値に応じて前記DFTウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのデータ信号を補償する伝搬路補償部とを有する受信装置。請求項5において,前記伝搬路推定回路は,さらに,前記パイロット平均部が生成したパイロット信号の平均値の複素共役を生成する複素共役部を有し,前記伝搬路補償部は,前記複素共役部が生成した前記パイロット信号の平均値の複素共役に応じて,前記DFTウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の他方のシンボルのデータ信号を補償する受信装置。請求項1または2において,前記位相回転量算出部は,前記複数のサブキャリア信号に対する前記第1の位相回転量を求め,前記位相補正部は,前記第1の位相回転量に基づいて前記パイロット信号及びデータ信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。時間領域の受信信号を離散フーリエ変換以下DFT演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するDFTユニットと,前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪みを補正する伝搬路推定回路を有するマルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置の伝搬路補償方法において,DFT演算の回転因子の最小角度情報をDFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出工程と,前記第1の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正工程とを有する伝搬路補償方法。受信装置においては,フーリエ変換前の時間領域の受信信号の複数のサンプル点について,所定の係数を乗算してフーリエ変換後の周波数領域の受信信号を求めるDFTDiscreteFourierTransform離散フーリエ変換処理が行われる。そして,このDFT処理の演算は,シンボルに同期したDFTウインドウ内の複数のサンプル点に対して行われる。ここでサンプル点とは,AD変換器によりアナログ信号をデジタル信号に変換するときのサンプル点の意味である。ところが,端末の移動による受信信号の時間変動や,マルチパスの経路の違いにより受信信号の到来時間が異なるなどの外乱による受信信号の時間変動により,DFTウインドウの開始位置が,本来のシンボルに同期した位置とずれることがある。このDFTウインドウのずれに起因して,本来のDFT演算対象のサンプル点からずれたサンプル点に対してDFT演算が行われる。そのため,時間軸上で異なる位置に内挿されたパイロット信号の間に上記のサンプル点ずれが発生すると,両側のパイロット信号の位相が異なり,それらの移動平均値の精度が低下し,高精度な伝搬路推定値を得ることができない。そこで,本発明の目的は,DFTウインドウのサンプル点ずれが発生してDFT処理された周波数領域信号の位相補正を行う受信装置及び伝搬路補償方法を提供することにある。受信装置の第1の側面は,マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において,時間領域の受信信号を離散フーリエ変換以下DFT演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するDFTユニットと,前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪を補正する伝搬路推定回路を有し,前記伝搬路推定回路は,DFT演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と,前記最小角度情報をDFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と,前記第1の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する。第1の側面によれば,DFTウインドウのサンプル点ずれによる位相変動を簡単な構成で補正することができる。図1は,本実施の形態に係る無線装置の構成図である。無線装置の送信側は,送信データTxdを符号化エンコードする符号化回路10と,符号化データをI,Q座標軸上にマッピングするマッピング回路11と,マッピングされた座標点のI成分,Q成分を複数のサブキャリアで変調し高速逆フーリエ変換IFFTする変調回路12と,デジタルアナログ変換回路13と,I成分,Q成分の時間領域信号をローカル周波数信号で直交変調する直交変調回路14と,さらに搬送波の高周波にアップコンバートするIF/RF回路15とを有する。搬送波信号は,ディプレクサ16を介してアンテナATから送出される。一方,無線装置の受信側では,アンテナATで受信された受信信号は,ディプレクサ16を介してRF/IF回路20に入力され中間周波数までダウンコンバートされる。そして,直交検波回路21がローカル周波数信号で直交検波してI成分とQ成分の時間領域信号を生成する。その後,アナログデジタル変換回路22がデジタル信号に変換し,復調回路23で高速フーリエ変換FFTされて周波数領域信号に変換され,各サブキャリアの伝搬路特性がパイロット信号から推定されて,データ信号のI成分とQ成分から伝搬路特性が除去されて復調され,デマッピング回路24がI,Q座標上の座標点からデマッピングして符号化データを再生し,さらにデコーダ回路25がそれを復号化デコードして受信データRxdを抽出する。本実施の形態にかかる伝搬路推定回路は,復調回路23内に設けられる。図2は,本実施の形態に係る受信装置の構成図である。この受信装置は,図1の受信部をより詳細に示すものであり,OFDM方式またはOFDMA方式の通信システムに適用される。アンテナで受信された受信信号はバンドパスフィルタ26を通過してローノイズアンプLNAで増幅され自動ゲイン制御アンプ27で一定の振幅に増幅される。そして,その受信信号に基準信号発振器VCO_RFが生成する0°とπ/2の位相のローカル信号FLがミキサMIXi,MIXqで乗算され,ローパスフィルタLPFを経由してベースバンドまでダウンコンバートされる。つまり,図1のRF/IF回路20と直交検波回路21とが,アナログ回路30A内のミキサMIXi,MIXqにより構成されている。そして,アナログデジタル変換器A/DによりI成分とQ成分のデジタル受信信号がデジタルベースバンド部30Bに入力される。デジタルベースバンド部30Bでは,自動ゲイン制御回路AGCがI信号とQ信号の振幅が一定になるように自動ゲイン制御アンプ27のゲインを制御する。さらに,I信号とQ信号からDFTタイミング検出回路31がDFTウインドウを検出し,そのタイミング信号をサイクリックプレフィックスCP除去回路32とDFT33とに供給する。サイクリックプレフィックス除去回路32は,時間領域のI信号とQ信号から受信信号の有効シンボルの先頭に付加されているサイクリックプレフィックスを除去して有効シンボル成分を出力し,DFT33は,時間領域のI信号とQ信号をDFT変換して周波数領域の複数のサブキャリアを抽出する。ここで,DFT33は,一般にFFTFastFourierTransformと称されるが,これはフーリエ変換を離散化して高速に計算する手法であり,本明細書では離散フーリエ変換DFTと称する。つまり,アナログデジタル変換器A/Dでは,一定時間間隔のサンプリング点のアナログ値をデジタル値に変換し,DFT33は,そのサンプリング点の離散値に対してDFT演算を行う。すなわち,DFTタイミング検出回路31が検出するDFTウインドウ内の離散的なサンプル値に対して,DFT33はDFT演算を行う。このDFT演算については後で詳述する。さらに,伝搬路推定回路ChannelEstimation34は,一部のシンボル及び一部のサブキャリアに挿入されている既知信号であるパイロット信号の位相と振幅を検出し,時間軸上の異なる位置に内挿されている複数のパイロット信号の位相及び振幅基準ベクトルの平均時間平均を算出する。このように複数のパイロット信号の位相及び振幅基準ベクトルの平均をとることで,基準ベクトルの位相及び振幅の精度を高め,伝搬路推定値の信頼性を高めている。そして,伝搬路推定回路34は,各サブキャリアのデータ領域のI信号とQ信号に対して,各サブキャリアの基準ベクトルに基づいて位相回転などを行い,データ領域のI信号とQ信号の絶対位相などを取得する。変調方式がQPSKであればデータ領域の位相情報を取得し,QAMであれば位相情報と振幅情報を取得する。そして,デマッピング回路24は,データ領域のI信号とQ信号の座標点から元の送信コードをデマッピングし,デコーダ回路25が誤り訂正FEC:ForwardErrorCorrectionなどの復号化を行い,受信データRxdを出力する。上記のDFTタイミング検出回路31,サイクリックプレフィックス除去回路32,DFT33,伝搬路推定回路34などが,図1の復調回路23に対応する。図3は,伝搬路推定回路の構成図である。伝搬路推定回路34は,DFT変換されたパイロット信号の位相と振幅基準ベクトルを検出する基準ベクトル検出部35と,各サブキャリアについて検出した複数の基準ベクトルの平均値を演算する平均化部36と,平均化された基準ベクトルの位相と振幅に基づいて,各サブキャリアのデータ領域の信号の位相を回転して絶対位相に修正する位相回転部37,つまり伝搬路補償回路とを有する。図4は,OFDMの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係を示す図である。この図では,複数のサブキャリアSC0~SC7と,複数のシンボルSm1~Sm9とが配置され,そのうち,シンボルSm2,Sm8には全てのサブキャリアにパイロットが挿入され,それ以外のシンボルSm1,Sm3~Sm7,Sm9のサブキャリアにはデータが変調されている。図4では,全てのシンボルでDFTウインドウのサンプル点ずれは発生していないものとする。この場合,全てのシンボルで各サブキャリアの基準位相は同じである。したがって,図3の平均化部36が,シンボルSm2,Sm8のパイロット信号の位相と振幅基準ベクトルの平均値を各サブキャリア毎に演算し,位相回転部37が,その平均化されたパイロット信号の位相と振幅基準ベクトルにより,シンボルSm2,Sm8の間のシンボルSm3~Sm7の各サブキャリアを補正する。ここで,基準位相とは,DFTウインドウのタイミングに基づく位相であり,DFTウインドウのサンプル点ずれが発生すると,この基準位相がずれてしまう。したがって,ここでの基準位相は,伝搬路特性に起因したパイロット信号の基準ベクトルとは異なる。図5は,OFDMの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係を示す図である。複数のサブキャリアと複数のシンボルとパイロットは,図4と同じである。図5では,シンボルSm4とSm5との間でDFTウインドウのサンプル点のずれが発生している。したがって,サンプル点のずれが発生する前のシンボルと発生した後のシンボルとでは,各シンボルの基準位相が異なる。そのため,シンボルSm2,Sm8のパイロット信号の位相と振幅基準ベクトルも異なり,これらの平均値は精度の低い基準ベクトルになる。その結果,これらの平均値を利用してデータシンボルSm3~Sm7の各サブキャリアを補正すると,正しくない伝搬路補償がなされることになる。そこで,本実施の形態では,第1の方法として,サンプルSm8のパイロットの基準位相をサンプル点のずれ数に応じてサンプルSm2のパイロットの基準位相と同じになるように補正し,それらのパイロットの基準ベクトルの平均値を適用して,サンプル点のずれが発生する前のデータシンボルSm3,Sm4の伝搬路補償を行う。さらに,上記平均値の複素共役Qchを反転したI,Q信号を適用して,サンプル点のずれが発生した後のデータシンボルSm5,Sm6,Sm7の伝搬路補償を行う。この平均値の複素共役は,サンプルSm2のパイロットの基準位相をサンプル点のずれ数に応じてサンプルSm8のパイロットの基準位相と一致するように位相補正し,それらの平均をとったパイロットの基準ベクトルの平均値と同じである。また,第2の方法として,サンプル点ずれ発生後のデータシンボルとパイロット信号の全てを,サンプル点ずれ発生前の基準位相に補正する。そして,サンプル点ずれ発生前のパイロット信号と発生後で補正したパイロット信号の位相と振幅基準ベクトルの平均値を適用して,パイロット信号の間のデータシンボルの伝搬路補償を行う。第1の方法のほうが,パイロット信号にのみサンプル点のずれに対応した位相補正を行えば良いので,消費電力を節約できる。次に,DFT演算について説明し,DFTウインドウにサンプル点ずれが発生したときの位相補正について説明する。DFT離散フーリエ変換の演算は,DFT演算の離散点の数であるポイント数がNの場合,N個の複素数列x0~xN-1に対して以下の演算を行うことによりN個の複素数列X0~XN-1を求める演算であることが知られている。Xj=Σk=0~N-1xke{-2π/Njk}そして,OFDMまたはOFDMA方式において,時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するDFT演算においてもこの演算が行われる。この演算式は,以下の行列式で表すことができる。図6は,そのDFT演算の行列式を示す図である。図6Aでは,x0~xN-1は,DFT演算される時間領域信号のサンプル点0~N-1の値である。そして,W0~WN-1^2は,時間領域信号x0~xN-1に乗算される回転因子である。さらに,X0~XN-1はDFT演算された周波数領域信号である。この周波数領域信号X0~XN-1は,それぞれ異なる周波数0,f,2f,3f~N-1fと,それぞれの位相と振幅を有する。なお,N-1^2は,N-12を意味する。つまり,このDFT行列式では,DFTウインドウのポイント数がN点0~N-1,サブキャリア周波数の数もN個0~N-1である。ポイント数はDFT演算対象のサンプル点数であり,全てのサンプル点がポイントになる場合はDFTウインドウ内のサンプル点が全てDFT演算対象になる。そして,図6Bには,DFTポイント数がN=8の例を示している。つまり,DFTウインドウ内の時間領域信号のサンプル点x0~x7に,回転因子W0~W49を乗算して周波数領域信号X0~X7が求められる。図7は,DFT演算の回転因子WNを説明する図である。図7Aは,DFTポイント数がNの場合の回転因子W0~WN-1を示している。回転因子WNは,角度0°のW0から角度2π/Nずつ時計回りに回転する位相成分を有する。図7Bは,DFTポイント数が8の場合の回転因子W0~W7を示している。この場合は角度0°から45°ずつ時計回りに回転する位相成分を有する。図6,7の回転因子W0~WN-1が,上記のDFT演算式のe{-2π/Njk}に対応していることが理解できる。図8,図9は,フーリエ変換後の周波数領域信号X0~X7のQ成分sin,I成分cosの8つのサブキャリアの信号波形を示す図である。この図から,上記の回転因子W0~WN-1の位相の意味が理解される。FT演算ではDFT演算と異なり連続点に対する演算であるので,図8,9に示されるとおり周波数領域信号X0~X7は連続点からなり波形を認識することができる。一方,DFT演算の場合は,サンプル点という離散点に対する演算であり,求められる周波数領域信号も離散点のデータになる。この図に示される通り,各サブキャリアX0~X7の周波数は,X0が0DC,X1~X7がf~7fであるので,同じ8つのサンプリング点SP0~SP7でそれぞれのサブキャリアの位相が異なる。例えば,図8に示されるように以下の通りである。X1:0,π/4,2π/4,3π/4,4π/4,5π/4,6π/4,7π/4X2:0,2π/4,4π/4,6π/4,8π/4,10π/4,12π/4,14π/4X3:0,3π/4,6π/4,9π/4,12π/4,15π/4,18π/4,21π/4X4:0,4π/4,8π/4,12π/4,16π/4,20π/4,24π/4,28π/4X5:0,5π/4,10π/4,15π/4,20π/4,25π/4,30π/4,35π/4X6:0,6π/4,12π/4,18π/4,24π/4,30π/4,36π/4,42π/4X7:0,7π/4,14π/4,21π/4,28π/4,35π/4,42π/4,49π/4このように,各サブキャリアの周波数が0,f~7fの関係にあるので,各サンプリング点での位相も異なる。上記の位相は,回転因子W0~W49の位相成分と符号は逆であるが一致している。図10は,到来波の位相が進んでいるためにDFTウインドウが1サンプル点ずれた場合のDFT行列式を示す図である。図2のDFT33は,予め決められたDFTウインドウ内の時間領域信号のサンプル点に対してSFT演算を行う。したがって,到来波の位相が進んでDFTウインドウが1サンプル点ずれると,DFT演算される時間領域信号のサンプル点は,x1~x7,x0になる。そのため,DFT演算で時間領域信号のサンプル点x1~x7,x0に回転因子W0~W49が乗算された結果,DFT演算で得られた各サブキャリアの周波数領域信号X0~X7は,それぞれ1サンプル点の位相だけ進んでしまっている。図10において,本来なら時間領域信号のサンプル点x1~x7,x0には,図中破線で囲まれた回転因子が乗算されるべきところ,誤って破線とは異なる回転因子W0~W49が乗算されている。その結果,DFT演算で得られた周波数領域信号X0~X7は,それぞれのサブキャリアの1サンプル点に対応する位相π/4,2π/4,3π/4,4π/4,5π/4,6π/4,7π/4だけそれぞれ位相が進んでいる。この位相ずれは,各サブキャリアの回転因子W1~W7の位相に対応し,図8のサンプル点SP0とSP1との間の各サブキャリアの位相に対応する。従って,図8中に矢印で示した1サンプルずれ時の補正量を,DFT演算結果X0~X7に乗算することで,1サンプルずれに伴うDFT演算結果の位相ずれを補正して,DFTウインドウのサンプル点ずれがないDFT演算結果を得ることができる。このことは実際の行列演算で説明すると次の通りである。図10の行列演算において,例えば,周波数領域信号X1は,X1=W0x1W1x2W2x3W3x4W4x5W5x6W6x7W7x0となるので,これらにこのサブキャリアX1の1サンプル点のずれに対応する最小角度の回転因子W1位相-π/4を乗算することで,X1=W1W0x1W1x2W2x3W3x4W4x5W5x6W6x7W7x0=W1x1W2x2W3x3W4x4W5x5W6x6W7x7W0x0となり,進んだ位相が補正されサンプル点ずれのない演算結果X1を得ることができる。他の周波数領域信号X2~X7にも同様に,それぞれの最小角度の回転因子W2~W7を乗算すれば,サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。また,2サンプル点ずれの場合は,周波数領域信号X1~X7に,それぞれのサブキャリアの2サンプル点に対応する回転因子,つまり最小角度の回転因子W1~W7の2倍の位相をもつ回転因子W2~W8を乗算すれば,サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。次の通りである。X1=W2W0x2W1x3W2x4W3x5W4x6W5x7W6x0W0x1=W2x2W3x3W4x4W5x5W6x6W7x7W0x0W1x1そして,Mサンプル点のずれの場合は,周波数領域信号X1~X7に,それぞれの最小角度のM倍の回転因子WM~WM7を乗算すれば,サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。図11は,到来波の位相が遅れたためDFTウインドウが1サンプル点ずれた場合のDFT行列式を示す図である。時間領域信号のサンプル点x7,x0~x6に回転因子W0~W49が乗算された結果,DFT演算で得られた各サブキャリアの周波数領域信号X0~X7は,それぞれ1サンプル点の位相だけ遅れてしまっている。図11において,本来なら時間領域信号のサンプル点x7,x0~x6には,図中破線で囲まれた回転因子が乗算されるべきところ,誤って破線とは異なる回転因子W0~W49が乗算されている。その結果,DFT演算で得られた周波数領域信号X0~X7は,それぞれのサブキャリアの1サンプル点に対応する位相π/4,2π/4,3π/4,4π/4,5π/4,6π/4,7π/4だけ位相が遅れている。したがって,この場合は,DFT演算後の周波数領域信号X1~X7に,それぞれのキャリアの1サンプル点に対応する最小角度の回転因子W1~W7を除算もしくはその回転因子W1~W7の複素共役を乗算すれば,サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。上記の説明によれば,到来波の位相が進んだ場合は,最小角度に対応する回転因子W1をサンプル点ずれ数の回数だけ乗算位相回転して周波数fのサブキャリアX1の補正位相を求め,周波数2f~7fNの場合はN-1fのサブキャリアX2~X7の補正位相は,周波数fのサブキャリアX1の補正位相をそれぞれ2倍~7倍Nの場合はN-1倍して求める。そして,DFT演算されたX1~X7にそれらの補正位相を乗算位相回転する。その代わりに,上記補正位相として,最小角度に対応する回転因子W1をDFTポイント数-サンプル点ずれ数の回数だけ乗算位相回転して周波数fのサブキャリアX1の補正位相を求め,それから2倍~7倍して他のサブキャリアX2~X7の補正位相も求め,DFT演算されたX1~X7にそれらの補正位相を除算または複素共役を乗算位相回転するようにしてもよい。逆に,上記の説明では,到来波の位相が遅れた場合は,最小角度に対応する回転因子W1をサンプル点ずれ数の回数だけ乗算位相回転して周波数fのサブキャリアX1の補正位相を求め,周波数2f~7fのサブキャリアX2~X7の補正位相は,周波数fのサブキャリアX1の補正位相をそれぞれ2倍~7倍して求める。そして,DFT演算されたX1~X7にそれらの補正位相を除算または複素共役を乗算位相回転している。その代わりに,上記補正位相として,最小角度に対応する回転因子W1をDFTポイント数-サンプル点ずれ数の回数だけ乗算位相回転して周波数fのサブキャリアX1の補正位相を求め,それから2倍~7倍して他のサブキャリアX2~X7の補正位相も求め,DFT演算されたX1~X7にそれらの補正位相を乗算位相回転するようにしてもよい。図10の1サンプル点分位相が進んだ場合において,DFT演算された周波数領域信号X1~X7に対応するFT演算された周波数領域信号X1~X7は,以下の通りである。X1=A1ej2πftθ1π/4ここで,A1は振幅,θ1は位相成分,fは周波数成分である。X2=A2ej2π2ftθ22π/4X3=A3ej2π3ftθ33π/4X4=A4ej2π4ftθ44π/4X5=A5ej2π5ftθ55π/4X6=A6ej2π6ftθ66π/4X7=A7ej2π7ftθ77π/4X1は,図8に示す通り,DFTウインドウの1サンプル点ずれにより位相が1サンプル点に対応するπ/4だけ進んでいる。したがって,1サンプル点に対応する最小角度の回転因子W1=e-jπ/4を乗算すると,X1W1=A1ej2πftθ1π/4e-jπ/4=A1ej2πf1tθ1と進んだ位相成分を除去することができる。同様に,X2=A2ej2π2ftθ22π/4W2=e-j2π/4を乗算すると,X2W2=A2ej2π2ftθ22π/4e-j2π/4=A2ej2π2ftθ2X3~X7も同様である。逆に,図11の場合は,X1は,DFTウインドウの1サンプル点ずれにより位相が1サンプル点に対応するπ/4だけ遅れているので,X1=A1ej2πftθ1π/4したがって,これに回転因子W1W1=e-jπ/4を除算すると,X1/W1=A1ej2πftθ1π/4/e-jπ/4=A1ej2πftθ1同様に,X2=A2ej2π2ftθ22π/4W2=e-j2π/4を除算すると,X2/W2=A2ej2π2ftθ22π/4/e-j2π/4=A2ej2π2ftθ2上記の除算は,回転因子の複素共役を乗算することと等価であるので,X1W1=A1ej2πftθ1π/4e-jπ/4=A1ej2πftθ1X2W2=A2ej2π2ftθ22π/4e-j2π/4=A2ej2π2ftθ2となる。他の周波数領域信号X3~X7も同様である。以上の通り,DFTウインドウが本来のウインドウからずれた場合,そのずれたサンプル点数に応じて,かつ各サブキャリアの回転因子の最小角度の位相に応じて,DFT演算後のX1~X7の位相を補正すれば良い。そして,各サブキャリアの回転因子の最小角度の位相は,図6のとおりW1~W7の位相である。なお,DFT演算後のX0は位相成分がないDC波であるので,位相補正は必要なく位相ゼロの回転因子W0で補正すれば良い。上記のことから,DFTウインドウのサンプル点ずれの補正値は,最小角度を有する回転因子W1を,サンプル点のずれ数とサブキャリアとに対応させて位相回転して演算で求めることができる。この考え方を利用して,本実施の形態では,伝搬路推定回路CEはDFTタイミング信号からサンプル点のずれ数を求め,そのずれ数に応じて,各サブキャリアの位相補正量を求める。以下,その具体例について説明する。[第1の実施の形態]図12は,第1の実施の形態における伝搬路推定回路の構成図である。この実施の形態において,簡単化のために,DFTのポイント数は8とする。伝搬路推定回路34は,DFT演算部33でDFT演算されたI,Qチャネルの信号から,データ信号とパイロット信号とを識別して別々に出力するデータパイロット識別部45を有する。さらに,伝搬路推定回路34は,パイロット信号のDFTウインドウのサンプル点ずれを補正するパイロット信号補正部40を有する。パイロット信号補正部40は,位相回転量算出部41と位相補正部42とを有する。位相回転量算出部41は,DFTタイミング生成部31が生成するDFTタイミング信号S31の本来のDFTタイミングからのずれサンプル点ずれ数と,各サブキャリアの回転因子の最小角度とに応じて,サンプル点ずれを補正する位相回転量を算出する。そして,位相補正部42は,DFT演算されたパイロット信号の位相を,位相回転量算出部41が算出した回転量だけ回転させて位相補正を行う。位相補正部42は,後述する位相回転器からなる。さらに,伝搬路推定回路34では,パイロット平均部36が,パイロット信号補正部40によりDFTウインドウのサンプル点ずれが補正された複数のパイロット信号の平均値を演算する。そして,伝搬路補償部37は,時間平均されたパイロット信号の位相と振幅基準ベクトル基づいて,データ信号の位相と振幅を補正する。データ信号はデータ遅延部46により所定時間遅延され,パイロット平均部36の出力タイミングに整合される。伝搬路補償部37は,後述する位相回転器であり,本実施の形態では,位相補正部42と同等の位相回転器である。図5の例を適用して説明すると,シンボルSm8のパイロット信号は,サンプル点ずれが発生した後のシンボルであるので,パイロット信号補正部40でサンプル点ずれに対応する位相補正が行われる。具体的には位相回転処理である。そして,パイロット平均部36で位相補正されたシンボルSm8のパイロット信号とサンプル点ずれのないシンボルSm2のパイロット信号との時間平均が求められる。さらに,伝搬路補償部37では,サンプル点ずれ発生前のシンボルSm3,Sm4のデータ信号に対して,時間平均したパイロット信号で伝搬路補償される。具体的には位相回転処理である。また,サンプル点ずれ発生後のシンボルSm5,Sm6,Sm7に対しては,サンプル点ずれ後に位相補正されたパイロット信号の時間平均で伝搬路補償されることが望まれる。そのために,上記の位相補正されたシンボルSm8のパイロット信号とサンプル点ずれのないシンボルSm2のパイロット信号との時間平均の複素共役を求める複素共役生成部43と,Qチャネル符号反転イネーブル信号S44に応じて複素共役生成部43の出力を選択するセレクタ44とを有する。この複素共役は,シンボルSm2のパイロット信号を位相回転量算出部41が求めた位相回転量の逆方向に位相回転し,シンボルSm8のパイロット信号と時間平均したものと一致する。そして,伝搬路補償部37は,そのパイロット信号の複素共役で,サンプル点ずれ発生後のシンボルSm5,Sm6,Sm7が伝搬路補償される。図13は,パイロット信号補正部の構成図である。図12で説明したとおり,パイロット信号補正部40は,位相回転量算出部41と位相補正部42とを有する。図13中,位相回転量算出部41には,符号410~415を付している。また,図13には,サンプル点ずれがない場合と,1サンプル点ずれが発生した場合と,2サンプル点ずれが発生した場合それぞれのシンボル周期内のサンプル点ずれ補正処理での信号S1,S2,S3,S4が示されている。位相回転量算出部41は,サンプル点ずれに伴うDFT演算後のパイロット信号の位相補正での位相回転量を各サブキャリア毎に算出する。位相回転量算出部41は,複数の回転因子のうち最小角度情報を有する回転因子W1のI,Qチャネルの情報S0が格納されたW1テーブル410を有する。この回転因子W1のI,Qチャネル信号は,I=1/√2,Q=-1/√2である。さらに,制御信号生成部413は,DFTタイミング信号S31からDFTウインドウのずれ数サンプル点数を求め,それに対応する回数のイネーブル信号S413を生成し,シンボル周期に同期してリセット信号RSTを生成し,前述のQチャネル符号反転イネーブル信号S44を生成する。さらに,位相回転量算出部41は,フリップフロップ412と,サブキャリアSC1の回転量算出部411とを有し,サンプル点ずれ量に応じたサブキャリアSC1X1の位相回転量を求める。制御信号生成部413が,シンボル周期の開始タイミングでリセット信号RSTを出力すると,フリップフロップ412がリセットされ,2つの出力端子Qの信号S1には,Iチャネル成分1と,Qチャネル成分0が出力される。これは,回転因子W0に対応する。そして,制御信号生成部413がサンプル点ずれ数の回数だけイネーブル信号S413を出力すると,フリップフロップ412は,SC1回転量算出部411により信号S1の初期値I=1/√2,Q=-1/√2を回転因子の最小角度情報W1のサンプル点ずれ数だけ回転したI,Q信号を出力する。この回転回数は,図10のように到来波の位相が進んでいる場合は,DFTポイント数-サンプル点ずれ数であり,図11のように位相が遅れている場合は,サンプル点ずれ数である。したがって,図13中に示すとおり,サンプル点ずれがないシンボル周期では信号S1は回転因子W0に,位相遅れの1サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号S1は回転因子W2に,さらに,位相遅れの2サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号S1は回転因子W3になる。逆に,図13に示していないが,位相進みの1サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号S1は回転因子W2に,さらに,位相進みの2サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号S1は回転因子W3になる。は複素共役を示す。さらに,位相回転量算出部41は,フリップフロップ415と,各SC回転量算出部414とを有し,サブキャリアに応じたサンプル点ずれに対応する位相回転量を求める。すなわち,フリップフロップ415は,リセット信号RSTで両出力Qの信号S2には,回転因子W0に対応するIチャネル成分1/√2と,Qチャネル成分-1/√2が出力される。そして,シンボル周期内のサブキャリアX0~X7の位相補正タイミングを制御するクロックCLKに同期して,フリップフロップ415は,各SC回転量算出部414で信号S2の初期値I=1/√2,Q=-1/√2からフリップフロップ412に保持された位相回転量S1ずつ順に位相回転された位相補正量S2を出力する。そして,位相補正部42が,データパイロット識別部45から出力されるパイロット信号S3に,位相補正量S2の複素共役を乗算位相回転し,サンプル点ずれによる位相ずれが補正されたパイロット信号S4を出力する。さらに,制御信号生成部413は,後段の伝搬路補償部37の前段のセレクタ44に出力するQチャネル符号反転イネーブル信号S44を生成する。これは,DFTタイミング信号S31に基づいて検出したサンプル点ずれが発生した後のシンボルのデータ信号に対する伝搬路補償では,図5の例で説明したとおり,シンボルSm2のパイロット信号と,シンボルSm8のパイロット信号であってサンプル点ずれが補正されたパイロット信号との時間平均の複素共役を,サンプル点ずれ後のシンボルSm5,Sm6,Sm7に乗算する必要があることに対応する。したがって,制御信号生成部413は,伝搬路補償部42によるシンボルSm5,Sm6,Sm7の位相補正タイミングでQチャネル符号反転イネーブル信号S44を出力する。図13に示された信号S1,S2,S3,S4のタイミングチャートにしたがって,パイロット信号補正部40を構成する位相回転量算出部41と位相補正部42の動作について説明する。まず,図13のタイミングチャートの左端のDFTウインドウにサンプル点のずれが発生していない場合は,制御信号生成部413は,DFTタイミング信号S31にもとづいてサンプル点ずれがないことを検出し,イネーブル信号S413を出力しない。これにより,リセット信号RSTに応答してフリップフロップ412が出力信号S1から回転因子W0のI,Q信号I=0,Q=0を出力する。また,リセット信号RSTに応答してフリップフロップ415も出力信号S2から回転因子W0のI,Q信号を出力する。そして,各SC回転量算出部414は,この角度0°の回転因子W0をフリップフロップ415の出力S2に乗算するので,クロックCLKに同期してフリップフロップ415に格納される信号S2は全てW0である。その結果,位相補正部42は,各サブキャリアのパイロット信号S3に対して,位相補正量0°の回転因子W0を乗算し,すなわち位相補正されずに,パイロット信号S3をそのまま補正後のパイロット信号S4として出力する。次に,図13のタイミングチャートの真ん中のDFTウインドウに位相遅れの1サンプル点のずれが発生した場合は,制御信号生成部413は,DFTタイミング信号S31にもとづいて1サンプル点ずれを検出し,イネーブル信号S413を1回出力する。これにより,フリップフロップ412がリセット信号RSTに応答して出力信号S1から回転因子W0のI,Q信号を出力したあと,1回のイネーブル信号S413により,出力信号S1から回転因子W1のI,Q信号I=1/√2,Q=-1/√2を出力する。また,シンボル周期の最初に,リセット信号RSTに応答してフリップフロップ415が出力信号S2として回転因子W0のI,Q信号を出力する。そして,各SC回転量算出部414は,この角度-π/4の回転因子W1をフリップフロップ415の出力S2に乗算するので,フリップフロップ415は,クロックCLKに同期して信号S2をW1,W2,W3,W4,W5,W6,W7と変更する。その結果,位相補正部42は,パイロット信号S3に対して,位相補正量0°,-π/4,-2π/4,-3π/4,-4π/4,-5π/4,-6π/4,-7π/4の回転因子W0,W1,W2,W3,W4,W5,W6,W7の複素共役位相回転量が量0°,π/4,2π/4,3π/4,4π/4,5π/4,6π/4,7π/4を乗算し,パイロット信号S3を位相補正したパイロット信号S4として出力する。図13のタイミングチャートの右端のDFTウインドウに2サンプル点のずれが発生した場合は,制御信号生成部413は,DFTタイミング信号S31にもとづいて2サンプル点ずれを検出し,イネーブル信号S413を2回出力する。これにより,フリップフロップ412がリセット信号RSTに応答して出力信号S1から回転因子W0のI,Q信号を出力したあと,2回のイネーブル信号S413により,出力信号S1から回転因子W2のI,Q信号I=0,Q=-1を出力する。また,シンボル周期の最初に,リセット信号RSTに応答してフリップフロップ415が出力信号S2として回転因子W0のI,Q信号を出力する。そして,各SC回転量算出部414は,この角度-2π/4の回転因子W2をフリップフロップ415の出力S2に乗算するので,フリップフロップ415は,クロックCLKに同期して信号S2をW2,W4,W6,W8,W10,W12,W14と変更する。その結果,位相補正部42は,パイロット信号S3に対して,位相補正量0°,-2π/4,-4π/4,-6π/4,-8π/4,-10π/4,-12π/4,-14π/4の回転因子W0,W2,W4,W6,W8,W10,W12,W14の複素共役位相回転量が量0°,2π/4,4π/4,6π/4,8π/4,10π/4,12π/4,14π/4を乗算し,パイロット信号S3を位相補正したパイロット信号S4として出力する。上記の通り,位相補正されたパイロット信号は,図12で説明したとおり,パイロット平均部36で平均され,伝搬路補償部37で,その平均パイロット信号の複素共役がデータ信号に乗算される。その結果,伝搬路による歪が除去されたデータ信号のI,Q信号がデマップ部24に出力される。図7に示された回転因子から理解できるとおり,ポイント点が8の場合,回転因子W5,W6,W7は,回転因子W1,W2,W3の複素共役である。したがって,回転因子W5,W6,W7は,必ずしも回転因子W0から最小角度の回転因子W1の位相である-π/4を,それぞれ5,6,7回位相回転させなくともよく,回転因子W1の複素共役の位相であるπ/4をそれぞれ3,2,1回位相回転させて求めることができる。しかも,複素共役を利用したほうが回転回数が少なくなる。図14は,上記の回転因子W1の複素共役でSC1回転量算出部411が位相回転するパイロット信号補正部40の構成図である。図13と異なる構成は,最小角度情報W1を格納するW1テーブル410のQチャネル出力の符号反転を行う複素共役生成部416と,その出力か符号反転されていないQチャネル出力かのいずれかを選択信号S417に応じて選択するセレクタ417とである。それに伴い,制御信号生成部413は,DFTタイミング信号S31に基づいて検出したサンプル点ずれ数に応じて,信号S1をW1,W2,W3に設定する場合は,選択信号S417を符号非反転側にし,イネーブル信号S413をそれぞれ1回,2回,3回出力する。この動作は,図13と同じである。一方で,信号S1をW5,W6,W7に設定する場合は,制御信号生成部413は,選択信号S417を符号反転側にし,イネーブル信号S413をそれぞれ3回,2回,1回出力する。これにより,信号S1は,W0からW7,W6,W5と回転される。それ以外の構成と動作は,図13と同じである。図10のように到来波が位相進みの場合は,制御信号生成部413が生成する選択信号S417は,ポイント数-サンプル点ずれ数がN/2を超えていれば複素共役生成部416側を選択し,イネーブル信号S417はポイント数-ポイント数-サンプル点ずれ数回だけ出力される。逆に,位相遅れの場合は,制御信号生成部413が生成する選択信号S417は,サンプル点ずれ数がN/2を超えていれば複素共役生成部416側を選択し,イネーブル信号S417はポイント数-サンプル点ずれ数回だけ出力される。これにより,SC1回転量算出部411の回転演算回数を最大でN/2に抑えることができる。図15は,位相回転量算出部41内のSC1回転量算出部411と,各SC回転量算出部414の構成図である。図中の信号は,SC1回転量算出部411の信号を,括弧内が各SC回転量算出部414の信号をそれぞれ示している。また,M1~M4は乗算器ミキサ,D1は減算器,D2は加算器をそれぞれ示す。SC1回転量算出部411の場合は,フリップフロップ412の出力S1にW1テーブル410からの信号S0を乗算し,フリップフロップ412の入力に出力する。一方,各SC回転量算出部414の場合は,フリップフロップ415の出力S2にフリップフロップ412の出力S1を乗算し,フリップフロップ415の入力に出力する。いずれの場合も,入力は振幅成分がいずれも1であるので,信号S1,S2に対して,信号S0,S1の位相だけ位相回転を行う位相回転器として動作する。図16は,位相補正部42の構成図である。M1~M4は乗算器ミキサ,D1は加算器,D2は減算器である。図15とはD1,D2の減算と加算とが逆になっている。したがって,図16の位相補正部42は,位相回転器であり,位相補正前のパイロット信号S3に位相回転量S2の複素共役を乗算して,位相補正されたパイロット信号S4を出力する。伝搬路推定回路34内の伝搬路補償部37も,図16の位相回転器と同じ構成である。その場合は,図16中の信号S3に被補償信号であるデータ信号が入力され,信号S2に基準位相を有するパイロット信号の平均値が入力される。そして,パイロット信号の平均値がサンプル点ずれ前の基準位相になっている場合は,同じ基準位相のデータ信号,図5のSm3,Sm4,に対してパイロット信号の平均値の複素共役が乗算されて,伝搬路特性が除去される。一方,パイロット信号の平均値がサンプル点ずれ後の位相になっている場合は,同じサンプル点ずれ後のデータ信号,図5のSm5,Sm6,Sm7に対して,サンプル点ずれ後の位相のパイロット信号の平均値の複素共役が乗算されて,伝搬路特性とサンプル点ずれとが同時に除去される。上記の伝搬路推定回路34は,第1に,回転因子W1の最小角度情報S0のみをテーブル410に格納しておけば,全てのサブキャリアの信号X1~X7に対し且つ全てのサンプル点ずれ数に対する補正位相量を演算により求めることができる。よって,テーブル410の記憶容量を小さくすることができる。通常,DFTのポイント数は210=1024など大きな数になるので,テーブル410の記憶容量を小さくすることは大きな意味を持つ。第2に,伝搬路推定回路34はDFTウインドウのサンプル点ずれの影響を受けたパイロット信号に対してのみ位相補正を行ってサンプル点ずれの影響のない基準位相に補正している。したがって,後述する第2の実施の形態のように,データ信号に対してまで位相補正を行わないので,その分省電力化することができる。第3に,パイロット信号の平均部36の出力側に,複素共役生成部43とセレクタ44を設けて,サンプル点ずれ前の基準位相のパイロット信号平均値か,サンプル点ずれ後の基準位相のパイロット信号平均値かのいずれかを求めれば,他方の平均値は複素共役生成部43が生成するQチャネル信号を選択するだけで良い。よって,パイロット平均部36の構成を簡素化できる。第2の実施の形態図17は,第2の実施の形態における伝搬路推定回路の構成図である。この実施の形態においても,DFTのポイント数は8とする。伝搬路推定回路34は,DFT演算部33でDFT演算されたパイロット信号及びデータ信号のI,Qチャネルの信号に対して,DFTウインドウのサンプル点ずれを補正するサンプル点ずれ補正部40Aを有する。サンプル点ずれ補正部40Aは,位相回転量算出部41Aと位相補正部42Aとを有する。位相回転量算出部41Aは,DFTタイミング生成部31が生成するDFTタイミング信号S31の本来のタイミングからのずれサンプル点ずれ数と,各サブキャリアの回転因子の最小角度とに応じて,サンプル点ずれを補正する位相回転量を算出する。そして,位相補正部42Aは,DFT演算されたパイロット信号及びデータ信号の位相を,位相回転量算出部41Aが算出した位相回転量だけ回転させて位相補正を行う。さらに,伝搬路推定回路34は,サンプル点ずれ補正された信号から,データ信号とパイロット信号とを識別して別々に出力するデータパイロット識別部45を有する。そして,伝搬路推定回路34では,パイロット平均部36が,サンプル点ずれ補正部40AによりDFTウインドウのサンプル点ずれが補正された複数のパイロット信号の平均値を演算する。そして,伝搬路補償部37は,時間平均されたパイロット信号の位相と振幅基準ベクトルに基づいて,データ信号の位相と振幅を補正する。データ信号はデータ遅延部46により所定時間遅延され,パイロット平均部36の出力タイミングに整合される。すなわち,第2の実施の形態の伝搬路推定回路34は,図5の例を適用して説明すると,サンプル点ずれが発生したシンボルSm5以降の信号は,シンボルSm5,Sm6,Sm7のデータ信号も,シンボルSm8のパイロット信号も,サンプル点ずれ補正部40Aでサンプル点ずれに対応する位相補正が行われる。その結果,サンプル点ずれが発生した前後のシンボルは全て同じ基準位相にそろえられ,パイロット平均部36で,位相補正されたシンボルSm8のパイロット信号とサンプル点ずれのないシンボルSm2のパイロット信号との時間平均が求められ,伝搬路補償部37では,サンプル点ずれ発生前のシンボルSm3,Sm4のデータ信号と,サンプル点ずれを補正されたシンボルSm5,Sm6,Sm7のデータ信号に対して,時間平均したパイロット信号で伝搬路補償される。図18は,サンプル点ずれ補正部40Aの構成図である。その構成は,図13のサンプル点ずれ補正部40と殆ど同じである。異なる点は,制御信号生成部413がQチャネル符号反転イネーブル信号を出力していないこと,位相補正部42がパイロット信号に加えてデータ信号に対しても位相補正を行うことである。SC1回転量算出部411とフリップフロップ412で,サンプル点ずれ数に対応してサブキャリアSC1X1に対する位相補正量を信号S1に算出することと,各SC回転量算出部414とフリップフロップ415で,各サブキャリアSC2~SC7X2~X7に対する位相補正量を信号S2に算出することは,図13と同じである。図19は,サンプル点ずれ補正部40Aの別の構成図である。その構成は,図14のサンプル点ずれ補正部40と殆ど同じである。異なる点は,制御信号生成部413がQチャネル符号反転イネーブル信号を出力していないこと,位相補正部42がパイロット信号に加えてデータ信号に対しても位相補正を行うことである。SC1回転量算出部411とフリップフロップ412で,サンプル点ずれ数に対応してサブキャリアSC1X1に対する位相補正量を信号S1に算出することと,位相遅れの場合のサンプル点ずれ数,位相進みの場合のポイント数-サンプル点ずれ数がポイント数の1/2N/2を超えた場合には,テーブル410内のW1の複素共役をSC1位相量算出部411が乗算することと,各SC回転量算出部414とフリップフロップ415で,各サブキャリアSC2~SC7X2~X7に対する位相補正量を信号S2に算出することは,図14と同じである。図4,5では,全てのサブキャリアにパイロット信号が内挿されているが,複数のサブキャリアの一部のサブキャリアにパイロット信号が内挿されていても,それらに基づいてパイロット信号が内挿されていないサブキャリアの基準ベクトルを求めることができる。よって,そのような場合も,勿論,本実施の形態を適用することができる。以上の実施の形態をまとめると,次の付記のとおりである。付記1マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において,時間領域の受信信号を離散フーリエ変換以下DFT演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するDFTユニットと,前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪を補正する伝搬路推定回路を有し,前記伝搬路推定回路は,DFT演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と,前記最小角度情報をDFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と,前記第1の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する受信装置。付記2付記1において,前記位相回転量算出部は,前記最小角度情報を前記DFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて位相回転して第2の位相回転量を算出する第2の位相回転量算出部と,前記第2の位相回転量を各サブキャリア信号に応じて位相回転して前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量を算出する第1の回転量算出部とを有する受信装置。付記3付記2において,前記第2の回転量算出部は,前記サンプル点ずれ数がDFT演算のポイント数の1/2を超える場合に,前記最小角度情報の複素共役を前記ポイント数から前記サンプル点ずれ数を減算した数だけ位相回転する受信装置。付記4付記1乃至3のいずれかにおいて,前記位相回転量算出部は,前記複数のサブキャリア信号のうち前記パイロット信号のサブキャリア信号に対する前記第1の位相回転量を求め,前記位相補正部は,前記第1の位相回転量に基づいて前記パイロット信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。付記5付記4において,前記伝搬路推定回路は,さらに,前記DFTウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのパイロット信号と,発生前後の他方のシンボルのパイロット信号であって前記位相補正されたパイロット信号との平均を生成するパイロット平均部と,前記パイロット信号の平均値に応じて前記DFTウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのデータ信号を補償する伝搬路補償部とを有する受信装置。付記6付記5において,前記伝搬路推定回路は,さらに,前記パイロット平均部が生成したパイロット信号の平均値の複素共役を生成する複素共役部を有し,前記伝搬路補償部は,前記複素共役部が生成した前記パイロット信号の平均値の複素共役に応じて,前記DFTウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の他方のシンボルのデータ信号を補償する受信装置。付記7付記1または2において,前記位相回転量算出部は,前記複数のサブキャリア信号に対する前記第1の位相回転量を求め,前記位相補正部は,前記第1の位相回転量に基づいて前記パイロット信号及びデータ信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。付記8時間領域の受信信号を離散フーリエ変換以下DFT演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するDFTユニットと,前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪みを補正する伝搬路推定回路を有するマルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置の伝搬路補償方法において,DFT演算の回転因子の最小角度情報をDFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出工程と,前記第1の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正工程とを有する伝搬路補償方法。付記9付記8において,前記位相回転量算出工程は,前記最小角度情報を前記DFTウインドウのサンプル点ずれ数に応じて位相回転して第2の位相回転量を算出する第2の位相回転量算出工程と,前記第2の位相回転量を各サブキャリア信号に応じて位相回転して前記複数のサブキャリア信号に対する第1の位相回転量を算出する第1の回転量算出工程とを有する伝搬路補償方法。付記10付記9において,前記第2の回転量算出工程は,前記サンプル点ずれ数がDFT演算のポイント数の1/2を超える場合に,前記最小角度情報の複素共役を前記ポイント数から前記サンプル点ずれ数を減算した数だけ位相回転する伝搬路補償方法。付記11付記8乃至10のいずれかにおいて,前記位相回転量算出工程は,前記複数のサブキャリア信号のうち前記パイロット信号のサブキャリア信号に対する前記第1の位相回転量を求め,前記位相補正工程は,前記第1の位相回転量に基づいて前記パイロット信号のサブキャリア信号の位相を補正する伝搬路補償方法。"