パラメトリックラウドスピーカの駆動信号を生成する装置であって、入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、複素ベースバンド信号を生成する第1の回路であって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第1の範囲と負の周波数に対応する第2の範囲とを有する第1のグループの第1の周波数範囲が、前記第1のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する第1の回路と、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路とを有する、装置。前記第1の回路はヒルベルトフィルタを有する、請求項1に記載の装置。前記第1の回路は前記ヒルベルトフィルタの前に、前記前置補正エンベロープ信号に対数関数を適用する回路を有する、請求項2に記載の装置。前記第1の回路は、前記位相信号を実質的にlnEtとして決定するように構成され、ここで、lnxはxの自然対数であり、Hxはヒルベルト変換であり、Etは前置補正されたエンベロープ信号であり、tは時間変数である、請求項3に記載の装置。前記第1の周波数範囲は負の周波数に対応する第1の範囲である、請求項1に記載の装置。前記第1の周波数範囲は正の周波数に対応する第2の範囲である、請求項1に記載の装置。前記複素ベースバンドのエネルギーの90以上が前記他の周波数範囲にある、請求項1に記載の装置。前記前置補正器は、前記入力オーディオ信号を補正する二重積分器を有する、請求項1に記載の装置。前記二重積分器は、200Hz乃至2kHzの周波数にある3dBのカットオフ周波数を有するローパスフィルタに対応する、請求項8に記載の装置。前記前置補正器は、さらに、前記二重積分器の出力にオフセットを適用する、オフセット信号を生成するオフセット生成器と、前記オフセット信号に平方根関数を適用することにより前記前置補正されたエンベロープ信号を生成する変調器とを有する、請求項8に記載の装置。前記オフセット生成器は、前記入力オーディオ信号の信号レベルに応じて前記オフセットを動的に決定するように構成される、請求項10に記載の装置。前記前置補正器は、前記前置補正されたエンベロープ信号を最低値より大きい信号値を有するように制約するように構成される、請求項1に記載の装置。前記前置補正器、前記第1の回路、及び前記変調器は、デジタルシグナル処理として実装され、前記出力回路はデジタルツーアナログ変換器を有する、請求項1に記載の装置。パラメトリックラウドスピーカシステムであって、入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、複素ベースバンド信号を生成する第1の回路であって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第1の範囲と負の周波数に対応する第2の範囲とを有する第1のグループの第1の周波数範囲が、前記第1のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する第1の回路と、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路と、前記超音波トランスデューサとを有する、パラメトリックラウドスピーカシステム。パラメトリックラウドスピーカの駆動方法であって、入力オーディオ信号を受け取るステップと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成するステップと、複素ベースバンド信号を生成するステップであって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第1の範囲と負の周波数に対応する第2の範囲とを有する第1のグループの第1の周波数範囲が、前記第1のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成することにより、生成するステップと、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成するステップと、前記変調信号で超音波トランスデューサを駆動するステップとを有する、方法。従って、本発明は、好ましくは、単独でまたは組み合わされて、上記の1つ以上の不利な点を緩和もしくは解消するものである。本発明の一態様による装置は、パラメトリックラウドスピーカの駆動信号を生成する装置であって、入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、複素ベースバンド信号を生成する第1の回路であって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第1の範囲と負の周波数に対応する第2の範囲とを有する第1のグループの第1の周波数範囲が、前記第1のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する第1の回路と、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路とを有する。本発明はパラメトリックラウドスピーカの駆動を改良するものであり得る。多くのシナリオとアプリケーションにおいて、音質を改良し得る。本アプローチは実装及び/又は運用が容易であり、具体的に計算リソースに対する要件が低減される。本アプローチにより、パラメトリックラウドスピーカのための歪み低減前処理を改良できる。歪み低減は、パラメトリックラウドスピーカの単一側波帯変調又は抑制側波帯変調に特に適しており、計算資源の使用を大幅に多くしたり音質を落としたりせずに、かかる変調方式の利点を適用できる。具体的には、本アプローチにより、多くの実施形態において、反復的近似の実行、及び/又は逆ヒルベルト変換関数及び逆平方根関数の近似、計算、又は決定をする必要を回避できる。本アプローチにより、処理量をあまり増加させることなく、多くのシナリオにおいて、Berktayの式によるほぼ理論的に完全な歪み抑制と、最小帯域幅要求が得られる。抑制suppressionは、正周波数に対する負周波数の抑制、又は負周波数に対する正周波数の抑制のいずれかでよい。あるシナリオでは、単一側波帯変調に対応して、正または負のいずれかの周波数が除去される。変調された超音波信号パラメトリック信号とも呼ぶことがあるの空気中での復調のエンベロープ歪みは、オーディオ帯域変調超音波信号の空気中での復調に付随するデフォルトの、名目的な、測定された、理論的な、又は想定される歪みである。具体的には、変調された超音波信号の空気中での復調のエンベロープ歪みは、により実質的に与えられる理論的歪みに対応する。ここで、Etは変調エンベロープである。本発明の任意的特徴によると、前記第1の回路はヒルベルトフィルタを有する。これにより、抑制側波帯が得られるが複雑性や計算リソースが少ない、特に好適な所定関数を適用できる。ヒルベルトフィルタは、具体的には、ヒルベルト変換を近似又は実装したフィルタである。本発明の任意的特徴によると、前記第1の回路は、前記ヒルベルトフィルタの前に、前記前置補正エンベロープ信号に対数関数を適用する回路を有する。これにより、抑制側波帯が得られるが複雑性や計算リソースが少ない、特に好適な所定関数を適用できる。対数関数は、具体的には、自然対数であり、理論的な対数の近似であってもよい。本発明の任意的特徴によると、前記第1の回路は、前記位相信号を実質的にとして決定するように構成され、ここで、lnxはxの自然対数であり、Hxはヒルベルト変換であり、Etは前置補正されたエンベロープ信号であり、tは時間変数である。これにより、抑制側波帯が得られるが複雑性や計算リソースが少ない、特に好適な所定関数を適用できる。対数関数は、具体的には、自然対数であり、理論的な対数の近似であってもよい。ある実施形態では、自然対数は、他の底を有する対数から、logalogblogbであり、特にlnlogblogbであることを考慮して生成できる。本発明の任意的特徴によると、前記第1の周波数範囲は負の周波数に対応する第1の範囲である。抑制は、多くの実施形態では、好都合にも、正の周波数に対する負の周波数のものである。これは、変調された超音波信号の抑制された又は除去されたLSBである。この特徴により、例えば、オーディオ帯域中の変調された超音波の量が減り、それに伴う欠点が少なくなる。本発明の任意的特徴によると、前記第1の周波数範囲は正の周波数に対応する第2の範囲である。抑制は、多くの実施形態では、好都合にも、負の周波数に対する正の周波数のものである。これは、変調された超音波信号の抑制された又は除去されたUSBである。この特徴により、例えば、超音波キャリア周波数がサウンドトランスデューサの上限周波数に近い実施形態において有利である。本発明の任意的特徴によると、前記複素ベースバンドのエネルギーの90以上が前記他の周波数範囲にある。これにより多くの実施形態では性能が有利になる。ある実施形態では、抑制された側波帯は実質的に完全に除去されてもよい。ある実施形態では、抑制される周波数は、100Hzより高い絶対周波数値の他の周波数範囲に対して、少なくとも10dBだけ減衰される。本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器は、前記入力オーディオ信号を補正する二重積分器を有する。これにより多くの実施形態では性能が改善される。具体的に、前置補正は、変調された超音波信号の空気中での復調により生じる歪みに近く対応するだけでなく、なされた前置補正と、抑制された又は単一側波帯変調の関係とを密接に反映する。本発明の任意的特徴によると、前記二重積分器は、200Hz乃至2kHzの周波数にある3dBのカットオフ周波数を有するローパスフィルタに対応する。これにより、実装が容易になり性能がよくなる。特に、放射される超音波に必要なエネルギーレベルが下がるが、それでも効果的な前置歪みを提供できる。ある実施形態では、区間の下端又は上端の少なくとも一方は、有利にも、400Hz、800Hz、1kHz、又は1.5kHzである。本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器は、さらに、前記二重積分器の出力にオフセットを適用する、オフセット信号を生成するオフセット生成器と、前記オフセット信号に平方根関数を適用することにより前記前置補正されたエンベロープ信号を生成する変調器とを有する。これにより、性能が改善するが、実装は容易なままである。特に、実数かつ正の前置補正されたエンベロープ信号となる。オフセットはDCオフセットでもよい。本発明の任意的特徴によると、前記オフセット生成器は、前記入力オーディオ信号の信号レベルに応じて前記オフセットを動的に決定するように構成される。これにより性能がよくなる。特に、平均超音波信号レベルが低くなるが、前置補正されたエンベロープ信号はすべての入力信号で実数かつ正である。オフセットは、入力オーディオ信号のエンベロープに応じて具体的に決定できる。本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器は、前記前置補正されたエンベロープ信号を最低値より大きい信号値を有するように制約するように構成される。これにより、性能が改善され、特に、所定関数の振る舞いがよくなり、及び/又は実装が簡単になる。本発明の任意的特徴によると、前記前置補正器、前記第1の回路、及び前記変調器は、デジタルシグナル処理として実装され、前記出力回路はデジタルツーアナログ変換器を有する。これにより、多くの実施形態での実装が容易になり、特に、デジタルツーアナログ変換器の変換レートを低くでき、コストを下げられる。本アプローチにより、比較的低いサンプルレートにおいて、信号処理する効率的な実装ができる。多くの実施形態では、サンプルレートは、有利にも、300kHz以下であり、ある実施形態では、さらに有利にも200kHz以下である。本発明の任意的特徴によるパラメトリックラウドスピーカシステムは、入力オーディオ信号を受け取るレシーバと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成する前置補正器と、複素ベースバンド信号を生成する第1の回路であって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第1の範囲と負の周波数に対応する第2の範囲とを有する第1のグループの第1の周波数範囲が、前記第1のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する第1の回路と、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成する変調器と、前記変調信号により超音波トランスデューサを駆動する出力回路と、前記超音波トランスデューサとを有する。本発明の一態様によると、パラメトリックラウドスピーカを駆動する方法が提供され、該方法は、入力オーディオ信号を受け取るステップと、変調された超音波信号の空気中復調のエンベロープ歪みを少なくとも部分的に補正する前置補正を前記入力オーディオ信号に適用することにより、前置補正されたエンベロープ信号を生成するステップと、複素ベースバンド信号を生成するステップであって、振幅信号から位相信号を決定する所定関数であって複素信号に対応する位相信号を生成する所定関数に応じて、前記前置補正エンベロープ信号から位相信号を生成し、正の周波数に対応する第1の範囲と負の周波数に対応する第2の範囲とを有する第1のグループの第1の周波数範囲が、前記第1のグループの他の周波数範囲に対して抑制され、振幅が前記前置補正されたエンベロープ信号に対応し、位相が前記位相信号に対応する複素ベースバンド信号を生成する、ステップと、超音波直交キャリアに前記複素ベースバンド信号を直交変調して、変調信号を生成するステップと、前記変調信号で超音波トランスデューサを駆動するステップとを有する。本発明の上記その他の態様、特徴、及び利点を、以下に説明する実施形態を参照して明らかにして説明する。以下の説明では、超音波キャリアの単一側波帯SSB振幅変調AMを用いるパラメトリックラウドスピーカ装置に適用可能な、本発明の実施形態にフォーカスする。しかし、言うまでもなく、説明した原理とアプローチは、抑制側波帯suppressedsidebandAM変調にも等しく適用可能である。図3は、ある実施形態によるパラメトリックラウドスピーカシステムの一例を示す図である。このシステムは、変調した超音波信号を放射する超音波トランスデューサ301を有する。超音波信号は、超音波信号の空気中での復調によりオーディオが再生されるように、オーディオ信号により変調される。パラメトリックラウドスピーカシステムは、好適な内部又は外部のソースから、サウンドとして再生される信号xtを受け取る入力回路303を有する。超音波信号の空気中復調により、超音波信号のエンベロープの歪みであるオーディオ信号が得られる。この歪みを補正するため、再生されるオーディオ信号xtは、超音波キャリアの変調には直接的には使われない。むしろ、入力回路303は、入力されたオーディオ信号に前置補正を適用することにより、前置補正したエンベロープ信号Etを生成する前置補正器305に入力される。前置補正は、変調された超音波信号の空気中復調の結果として生じるエンベロープ歪みを補正する。図3の例では、システムはSSB変調を用い、そのため、実数値のエンベロープ信号は側波帯抑制器307により複素ベースバンド信号に変換される。この例では、側波帯抑制器307は、前置補正されたエンベロープ信号Etの負または正の周波数を削除するが、言うまでもなく、他の実施形態では、側波帯抑制器307は、負の周波数又は正の周波数のみを抑制してもよい。このように、前置補正されたエンベロープ信号Etは実数値信号であるが、対称的な正と負の周波数を有するが、一方、生成される複素ベースバンド信号は、正の周波数又は負の周波数が抑制されるすなわち除去される。かかる非対称周波数スペクトルでは、信号が複素数でなければならない。この例では、側波帯抑制器307は、複素信号の実部として用いられる信号にヒルベルト変換を適用して複素ベースバンド信号の虚部を生成することにより、複素信号を生成する従来のアプローチは取らない。むしろ、側波帯抑制器307は、複素ベースバンド信号ntの振幅を変えずに、その複素ベースバンド信号ntに対して、前置補正されたエンベロープ信号Etに対して、正または負の周波数の抑制具体的には除去となる位相を適切に生成する。複素ベースバンド信号ntは、振幅が前置補正されたエンベロープ信号Etに等しく、位相が上記決定された位相値に等しい複素信号として生成される。このように、複素ベースバンド信号は、ヒルベルト変換の振幅領域における適用ではなく、位相領域において生成される。具体的に、複素ベースバンド信号ntは、として生成できる。ここで、φtは位相信号である。このように、側波帯抑制器307は、前置補正されたエンベロープ信号Etから位相信号を生成し、振幅が前置補正エンベロープ信号Etに対応し、位相が位相信号に対応する複素ベースバンド信号ntを生成する。位相は、エンベロープ信号を位相信号に関係づける所定の関数により決定される。このように、あまり複雑でない関数を前置補正エンベロープ信号Etに適用して、適当な位相を発生する。所定の関数は、位相値が、具体的なオーディオ信号の正の周波数または負の周波数の抑制となる値に対応するように、生成される。ある実施形態では、所定の関数は、例えば、トレーニングプロセスにより決定されたものであってもよい。例えば、単純なトライアンドエラーアプローチを用いて、様々な入力信号をシステムに入力し、得られる補正したオーディオ信号をキャプチャする。所定関数の様々なパラメータや特徴は、歪みが許容レベルまで低減されるまで、反復的に調整される。かかるトレーニングプロセスは、設計段階で一度だけあればよくすべてのシステムに対して再利用できるので、網羅的および複雑なプロセスでもよく、手作業で関数を微調整して、歪み性能、側波帯抑制性能、複雑性などをうまくトレードオフする段階を含んでいてもよい。ある実施形態では、同じ所定関数をすべてのオーディオ信号又はオーディオセグメントに用いても良い。しかし、他の実施形態では、所定関数は、オーディオ信号やオーディオセグメントのタイプに合わせて最適化された複数のサブ関数を含んでも良い。側波帯抑制器307は、この場合、前置補正されたエンベロープ信号Etを評価して、どのサブ関数を適用するか決定する。側波帯抑制器307は、変調器309に結合している。変調器309は、複素ベースバンド信号ntを入力され、超音波直交キャリアに複素ベースバンド信号を直交変調して変調された信号を発生する。直交変調は、具体的には関数を実行する。変調器309は、出力回路311に結合されている。出力回路311は、さらに超音波トランスデューサ301に結合している。出力回路311は、変調信号で超音波トランスデューサ310を駆動するように構成されている。具体的に、出力回路311は、当業者には言うまでもないが、好適な増幅器、フィルタなどを有する。このように、発明者は、好適な位相を決定し、前置補正されたエンベロープ信号Etと同じ振幅を維持することにより、側波帯を抑制できることに気づいた。さらに、本発明者は、抑制された又は単一側波帯変調のかかるアプローチを用いることにより、変調プロセス自体のインパクトを考慮しなくても、側波帯抑制/除去の効果により、かかる抑制された側波帯変調の前置補正が、空気中における復調の歪みに直接的に対応できることに気づいた。これにより、方式はあまり複雑でなくなり、先行技術で知られているよりもずっと計算リソースを要しないシステムが提供される。実際、先行技術における反復的実施を避けられ、多くの場合、計算リソースを1桁減らすことができる。よって、歪み補正を改善し音質が高い、もっと効率的なシステムを実現できる。ある実施形態では、SSBAM変調に対応して、正または負のいずれかの周波数はほぼ除去される。しかし、ある実施形態では、抑制された周波数の一部残っても良い。例えば、ある実施形態では、所定の関数及び/又は実装により、複素ベースバンド信号ntには抑制された周波数の一部が残る。しかし、多くの実施形態では、抑制は、複素ベースバンド信号ntのエネルギーの少なくとも90が、正または負の周波数のうちの選択されたものにあるそして、選択された側波帯中にあるようにすると有利である。多くの実施形態では、抑制される周波数は、少なくとも100Hzより高い絶対周波数の場合、抑制されていない対応する周波数に対して少なくとも10dBだけ減衰される。上記の具体的な例では、側波帯抑制器307は、所定の関数を適用することにより前置補正されたエンベロープ信号Etから位相信号φtを発生する位相発生器313を有する。得られる位相信号は、複素値発生器315に入力される。複素値発生器は、その位相信号φtに対応する位相を有し、振幅が一定である複素値信号を発生する。複素値発生器315は、乗算器317に結合されている。この乗算器は、複素値信号に前置補正されたエンベロープ信号Etをかけて、複素ベースバンド信号ntを生成する。このように、側波帯抑制器307は、として複素ベースバンド信号を発生する。上記の例では、位相発生器313は、前置補正されたエンベロープ信号Etの自然対数のヒルベルト変換を含む所定の関数を適用するように構成されている。図4は、位相発生器313の一例を示す図である。上記の例では、前置補正されたエンベロープ信号Etは対数回路401に入力される。この対数回路は前置補正されたエンベロープ信号Etに対数を適用する。この対数は具体的には自然対数である。対数回路401は、例えば、ルックアップテーブルとして実施してもよいし、ファームウェアとして実施してもよく、例えば、値の自然対数を取る既知のサブルーチンを用いて実施してもよい。得られる信号は、対数回路401からの信号にヒルベルト変換を適用するヒルベルトフィルタ403に入力される。ヒルベルトフィルタは、具体的には、当業者には知られているFIR又はIIRフィルタとして実施できる。このように、この例では、側波帯抑制器307は、として、位相信号を発生する。ここで、lnxはxの自然対数であり、Hxはヒルベルト変換である。この関係は、負の周波数を除去するのに使え、好適な複素ベースバンド信号を提供するのに使え、SSB変調が得られることを示せる。実際、PowersKH著TheCompatibilityProbleminSingleSidebandTransmissionProcoftheIRE1960pages14311435では、この関数は側波帯が除去された信号を提供することが示されている。この文献は、まったく異なるアプローチを用いる無線送信の異なる分野のものである。具体的に、無線通信の場合、復調は専用回路と信号復調用のアクティブ信号処理の利用とにより行われる。実際、一般的な無線信号の復調にはリニアエンベロープ検出器を用いる。これは上記文献のアプローチとは一貫していない。しかし、本発明者は、この関数をパラメトリックラウドスピーカの異なる分野で用いることができ、空気中における超音波サウンドの自然復調のコンセプトに適用できることに気づいた。このように、変調された超音波信号は、図3のシステムでは、により与えられる。このアプローチは、音質が改善されるだけでなく、複雑性と計算リソースの必要性が低く実施できるパラメトリック信号のSSB変調に適用される。実際、より複雑な演算の一つはヒルベルト変換であるが、これは比較的短いフィルタを用いて実施できることに留意すべきである。パラメトリックラウドスピーカは、例えば800Hz乃至15kHzの限定されたオーディオ帯域幅で有効に動作するからである。明らかに、ヒルベルト変換の周波数応答は、余分な計算負荷をかければ拡大することができる。上記のアプローチの大きな利点は、前置補正されたエンベロープ信号Etと放射エンベロープとの間の関係が分かっており、それゆえ前置補正されたエンベロープ信号Etと復調後のオーディオとの間の関係が分かっていることである。そのため、前置補正が有効となる。この例では、空気中における復調により生じる歪みは、Berktayの遠隔場解により予測された理論的歪みに一致すると仮定する。すなわち、。しかし、言うまでもなく、他の実施形態では、前置補正は他の歪み関数を仮定したものであってもよい。これらの関数は、理論的に求まり、あるいは、例えば、具体的なオーディオ環境を測定して決定できる。前置補正器305は、適宜、この歪みを補正するように構成される。このアプローチの利点は、それによりこの前置補正がDSBシステムに用いるアプローチに従うことである。よって、まったく異なる変調アプローチを用いても、同様の前置補正を用い、さらに、例えば、SSB変調の具体的なエンベロープ効果を反映した好適な補正後関数を見つけるのに反復手法を必要としないことが、このように可能である。それゆえ、上記の例では、前置補正器305は、Berktayにより予測された空気中歪みを補正し、そのため入力信号xtに適用される二重積分器319を含む。この関数は、空気中で信号が復調される時に生じる二階微分演算の効果をオフセットする線形等価演算として機能する。加算器315は、二重積分器319の結果に好適なDCオフセット例えば、値1を加える。平方根ブロックは、平方根関数を用いて前置補正されたエンベロープ信号Etを生成する。このように、前置補正器305は、近似的に信号を生成する。これにより、SSB又は抑制側波帯を用いても、高音質が実現でき、理想的な場合には、復調歪み効果の完全な補正ができる。図3のシステムは、したがって、パラメトリックラウドスピーカ用のSSB駆動信号を生成する方法を提供する。この前置補正方式は、パラメトリックラウドスピーカのBerktayの遠隔場近似に基づく潜在的に理想的な歪み除去を提供する。また、SSB駆動信号の帯域幅は、入力オーディオ信号の帯域幅を超えない。よって、このアプローチは、スペクトル的に非常に効率が高く、SSBを用いるすべての利点を提供する。さらに、本方式では、単純なDSB前置補正と比較して、必要となる処理パワーの増加が中庸であり、先行技術のSSB歪み低減方式よりも計算量が約1桁少ない。これにより、リアルタイムで低コストのSSB変調を、実際のパラメトリックラウドスピーカに適用できる。多くの実施形態では、負の周波数とLSBを抑制または除去すると都合がよい。これは、変調された超音波信号の大部分の成分がオーディオ帯域に近づかない又は含まれず、それに関連する欠点が緩和されるので、特に都合がよい。さらに、これにより、キャリア周波数を下げられ、キャリア周波数をオーディオ帯域に比較的近い周波数まで下げられる。しかし、言うまでもなく、ある実施形態では、正の周波数とそのためUSBとを抑制又は除去すると都合がよい。例えば、超音波トランスデューサの帯域幅を十分に用いるために、キャリア周波数を、超音波トランスデューサによりサポートされた周波数レンジの一方の端に配置することが望ましい。ある場合には、キャリア周波数をオーディオ帯域からできるだけ離すことが望ましく、キャリア周波数を超音波トランスデューサによりサポートされた高い周波数にすると都合がよい。かかるアプローチは、USBを除去し、LSBSSB変調を用いることにより可能である。ある実施形態では、超音波トランスデューサの具体的な伝達特性は、効率を最大化するために共鳴周波数を最大限に利用し、リニア又は最大限に効率的な動作体制を維持するように、USBを抑制し、LSBSSB変調を用いるようになっている。例えば、超音波トランスデューサの伝達関数が、共鳴周波数より高い周波数では急に効率が下がり、共鳴周波数より下では効率がもっとゆっくり下がるものである場合、LSBSSBを用いて、トランスデューサ伝達関数の最も効率的な領域を最大限利用することが望ましい。同様に、トランスデューサの伝達関数が上記の例と逆であれば、USBSSBを用いる方式を用いることもできる。ある実施形態では、前置補正器305の二重積分器319は、ローパスフィルタとして実施してもよい。実際には、積分は単純なリニアフィルタとしてモデル化でき、デジタル的に又はアナログ信号処理により実行できる。積分は、1/ω2に比例した、すなわち、高周波数に向けて1オクターブあたり12dBのロールオフするリニアフィルタと等価である。積分フィルタの振幅応答はにより与えられる。理論的には、このフィルタを適用すると、DCから最高オーディオ周波数まで周波数応答がフラットな復調オーディオ信号が得られる。実際には、オーディオスペクトル全体にわたって等化することは現実的ではない。これには、使えるオーディオ振幅を得るために危険なほどレベルが高い超音波の送信が必要である。また、必要な送信レベルは、増幅器とトランスデューサの物理的限界を超える。それゆえ、積分とそのためのローパスシフタリングは、ある下限ωfcより高い周波数に限られる。具体的に、二重積分器319は、200Hz乃至2kHzの周波数にある3dBのカットオフ周波数を有するローパスフィルタに対応する。多くの実施形態では、カットオフ周波数が400Hz乃至1kHzの周波数である場合に、有利な性能となる。例えば、フィルタはにより与えられる。wfcより下のフィルタのゲインは1である。すなわち、選択されたカットオフ周波数wfcより下の周波数では、オーディオ出力は補正されない。このように、この周波数より下の周波数では、オーディオは1オクターブにつき12dBの傾きでロールオフする。復調歪みの補正の下限周波数に対応する積分の下限周波数wfcを選択することにより、送信される超音波のレベルを低減できるが、替わりに、装置の低周波数側の広がりが犠牲になる。下限周波数を2倍にすると例えば、400Hzから800Hzにすると、超音波の強さは、帯域内オーディオ音圧レベルに対して12dBだけ下げられる。下限周波数は次の基準により影響される。すなわち、最大許容超音波音圧レベル、所望のオーディオ音圧レベル、トランスデューサの面積、信号処理と増幅器の無歪限界、トランスデューサのパワー限界である。ある実施形態では、二重積分器319のローパスフィルタをハイパスフィルタと組み合わせて、その組合せがバンドパスフィルタと等価になるようにしてもよい。例えば、800Hzで-3dBポイントのハイパスフィルタを、例えば、1kHzで-3dBポイントのローパスフィルタと組み合わせることができる。ハイパスフィルタを使うことにより、処理と増幅のヘッドルームができる。具体的に、ハイパスフィルタが無いと、低周波数エネルギーは依然として名目0dBゲインでレンダリングされる。このサウンドは、可聴ではなく、補正されていないので歪んでいるが、レンダリングされ、12dBの傾きで復調される。ハイパスフィルタの3dBカットオフ周波数の値は、一般的には、ローパスフィルタの3dBカットオフ周波数より400Hz、200Hz、又は100Hzよりは大きくないことが多い。図3の例では、二重積分器313の出力に一定のオフセット1が加算され、平方根ブロック317への入力が負にならないようにする。これは、前置補正されたエンベロープ信号Etが実数で正の値であることを保証するために行う。一般的に、1のオフセットは、DC成分を有さず-1≦xt≦1に制約された、規格化された入力信号に対して適当である。しかし、多くの実施形態では、オフセットを動的に調整すると都合がよい。具体的に、一般的には、入力オーディオ信号の信号レベルに応じてオフセットを調節するよい。例えば、前置補正器305が、入力信号の瞬間エンベロープを検出するエンベロープ検出器を含み、これに応じてオフセットを設定してもよい。具体的には、エンベロープ値が低い場合、オフセットを下げ、エンベロープ値が高い場合、オフセットを上げる。実際、一定値を使うと複雑性は低下するが、不都合もともなう。具体的には、図3の例では、可聴サウンドが出力されていなくても、送信されている超音波は、最大出力レベルの約0.5倍のレベルである。これは不便であり、パワー消費が大きくなってしまう。それゆえ、一定値ではなく、動的変数etを使うことが望ましい。etが入力信号の全振幅とともに変化するとき、送信される超音波レベルは最小化され、パワー消費が減る。修正されたエンベロープ関数はとなる。留意点は、動的変数により変調エンベロープが修正されることである。普通、これにより修正項が追加される。しかし、etが時間的にゆっくり変わる限り、エンベロープの修正は、パラメトリックラウドスピーカでは再生できない低い周波数で生じる。追加される修正項は、再生されても可聴になるにはレベルが低すぎ、気づかれるような歪みは生じない。動的変数の選択の可能性としては、etを入力オーディオ信号の瞬間エンベロープ関数に等しくすることである。これにより、超音波信号の全振幅を低減しても、信号は正に留まる。この例では、側波帯抑制器307は、前置補正エンベロープ信号Etに自然対数関数を適用する。しかし、Etが0に近づくと、自然対数演算は急速に-∞になる。これが計算上の問題となるのを防ぐため、前置補正されたエンベロープ信号Etを、最小値より大きい信号値を有するように制約してもよい。例えば、小さいオフセットを適用して、Etが常に最小値より、例えば0.01より大きくなるようにできる。図5は、結果として得られる前置補正器305の一例を示す。言うまでもなく、いろいろな機能はアナログ回路又はデジタル回路として、例えばデジタルシグナルプロセッサにおけるデジタル信号処理として実装される。他の実施形態では、システム全体をアナログ回路を用いて実装してもよい。しかし、多くの実施形態では、機能の少なくとも一部はデジタル領域で実装され、一方超音波トランスデューサはアナログ領域で駆動される。したがって、このシステムは、処理経路のある段階にデジタルツーアナログD/A変換器を有する。D/A変換器の厳密な配置及びデジタル領域からアナログ領域への移行は、個々の実施形態の具体的な好みや必要性に応じて決まる。しかし、考慮すべき最も重要な要因の一つは、信号処理の相対的サンプリング周波数とD/A変換器の変換レートである。具体的に、中間複素ベースバンド信号ntは、原理的に、その前に平方根ブロックがあるため、無限スペクトルを含む。しかし、補正器309における直交加算により、信号stの帯域が一側波帯に対応して、すなわち入力オーディオ信号の帯域幅に対応して、狭くなる。サンプル周波数は、中間信号ntを処理するとき生じる大きなエイリアシングアーティファクトを防ぐくらい高いことが好ましい。しかし、この要件を引き下げる複数の要因がある。第1に、平方根演算により無限高調波シーケンスが生じるが、高次高調波は1オクターブあたり12dBでロールオフrolloffする。また、二重積分器319も高周波を1オクターブあたり12dBで抑制するが、これは、実際には、ある高いカットオフ周波数fchにおいて、信号の振幅がノイズフロアより小さくなることを意味する。また、高調波のエイリアシングにより動作が許容できないくらい劣化することは多くない。実際、その後の直交変調によっても、エイリアシング成分の一部が除去される。よって、信号処理に必要なサンプル周波数は、比較的高いものだが、非合理的なものではない。多くの実施形態では、サンプル周波数は有利にも300kHzより低く、実際には200kHzより低い場合もある。例えば、サンプル周波数192kHzで有利な性能が得られた。しかし、かかるサンプル周波数は、オーディオ信号の帯域幅及び10-15kHzの超音波キャリア周波数と比べるとまだ高い。このため、アナログ領域で直交変調を行うことは可能であり、実施形態によっては有利であるが、複素ベースバンド信号ntを直交アナログ信号に変換する必要があるだろう。したがって、A/D変換器は、広い帯域幅をカバーする必要があり、高い変換周波数で動作する必要がある。しかし、直交変調をデジタル領域で行う場合、結果として得られる変調信号stは大幅に低い帯域幅と低い最大周波数とを有する。よって、この場合には、D/A変換器は、fcからfcWxの範囲をカバーするだけでよい。ここで、fcは超音波キャリア周波数であり、Wxはオーディオ信号の帯域幅である。したがって、デジタル領域で変調を行うと一般的には有利である。したがって、この例では、前置補正器305、側波帯抑制器307、及び変調器309の機能を、出力回路311がD/A変換器を有するデジタル信号処理として実施した。さらに、かかるアプローチにより、複素ベースバンド信号ntの変換には、一般的には、各インスタントに対して2回の変換が必要であるが、すなわち、実部と虚部のそれぞれに対して1回の変換が必要であるが、各サンプルインスタントに対して単一のD/A変換器動作を用いることができる。最も現実的な超音波トランスデューサの周波数応答はフラットではない。しかし、歪み低減前処理を最も有効にするには、必要な超音波パスバンドないで周波数応答がフラットであることが好ましい。したがって、出力回路は、超音波トランスデューサとマッチングさせた等化フィルタを有しても良い。このフィルタは、トランスデューサの周波数応答を測定して、好適な等化フィルタを設計する逆手順を用いて作れる。言うまでもなく、上記の説明では、明りょうにするため、異なる機能回路、ユニット、及びプロセッサを参照して本発明の実施形態を説明した。しかし、言うまでもなく、本発明から逸脱することなく、異なる機能回路、ユニット、及びプロセッサの間で機能を適宜分配して、用いることができる。例えば、別のプロセッサやコントローラにより実行される機能は、同じプロセッサやコントローラで実行してもよい。このように、具体的な機能ユニットや回路の参照は、説明した機能を提供する好適な手段の参照であり、論理的あるいは物理的に厳密な構造や組織を表しているわけではない。本発明は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組み合わせを含むいかなる好適な形式で実施することもできる。本発明は、任意的に、1つ以上のデータプロセッサ及び/またはデジタル信号プロセッサ上で実行されるコンピュータソフトウェアとして、少なくとも部分的に実施することができる。本発明の実施形態の構成要素は、いかなる好適な方法で物理的、機能的、論理的に実施してもよい。機能は単一のユニット、複数のユニット、または他の機能ユニットの一部として実施することもできる。このように、本発明は、単一ユニットで実施することもできるし、異なる複数のユニット、回路、及びプロセッサに物理的かつ機能的に分散して実施することもできる。実施形態に関して本発明を説明したが、ここに記載した具体的な形態に限定することを意図したものではない。むしろ、本発明の範囲は添付した請求の範囲のみにより限定される。また、具体的な実施形態に関して構成を説明したように見えるかも知れないが、当業者には言うまでもなく、説明した実施形態の様々な構成を、本発明により、組み合わせることができる。請求項では、有するという用語は他の要素やステップの存在を排除するものではない。さらに、個別的に列挙されていても、複数の手段、要素、回路、方法ステップは、例えば単一の回路、ユニット、またはプロセッサにより実施してもよい。また、個々の機能featureは異なる請求項に含まれていても、これらを有利に組み合わせることが可能であり、異なる請求項に含まれていても、機能を組み合わせられないとか、組み合わせても有利ではないということを示唆するものでもない。また、ある構成をあるカテゴリーのクレームに含めたとしても、そのカテゴリーに限定することを意味するのではなく、むしろその構成が必要に応じて他のクレームカテゴリーにも等しく適用できることを示すものである。さらに、クレーム中の構成の順序は、その構成が機能しなければならない特定の順序を示すものではなく、特に、方法クレームにおける個々のステップの順序はそのステップがこの順序で実行されなければならないことを示すものではない。むしろ、ステップは任意の好適な順序で実行してもよい。また、単数扱いをしても複数の場合を排除するものではない。よって、1つの、第1の、第2の等は複数の場合を排除するものではない。請求項中の参照符号は、明りょうにするために設けており、請求項の範囲を限定するものと解してはならない。