"帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる装置であって、複数の異なる搬送波信号を生成する複数の発振器であって、各搬送波信号は異なる周波数を有し、各搬送波信号は、所定のシンボル周期Tを有するマルチビット情報信号によって変調される、複数の発振器と、各被変調搬送波信号が印加される複数の別々の送信フィードバックループであって、各被変調搬送波信号に対する第1のレベルの正のフィードバックと、前記被変調搬送波信号と干渉する信号に対する第2のレベルの正のフィードバックとを供給し、前記第2のレベルの正のフィードバックは、前記第1のレベルの正のフィードバックよりも小さい、複数の別々の送信フィードバックループと、各シンボル周期Tで少なくとも1度それぞれの別々のフィードバックループを開くリセットパルス発生器とを備えることを特徴とする装置。前記リセットパルス発生器は、所定の持続時間のリセットパルスを供給し、それによって、前記フィードバックループのそれぞれが、前記リセットパルスの持続時間の間、開かれ、正のフィードバックが供給されないことを特徴とする請求項1に記載の装置。加算器は各被変調搬送波信号を合計し、前記合計した被変調搬送波信号を前記帯域幅が限定された通信経路に供給することを特徴とする請求項1に記載の装置。前記合計した被変調搬送波信号が印加される複数の受信フィードバックループがさらに含まれることを特徴とする請求項3に記載の装置。整合フィルタがさらに含まれ、前記整合フィルタは前記受信フィードバックループと共に動作して、前記合計した被変調搬送波信号から前記マルチビット情報信号を復元することを特徴とする請求項4に記載の装置。帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる方法であって、複数の搬送波信号を生成するステップであって、前記複数の搬送波信号のそれぞれは、異なる所定の周波数を有するステップと、各搬送波信号を複数のマルチビット情報信号で変調するステップであって、各情報信号は所定のシンボル周期Tを有するステップと、別々のフィードバックループに各被変調搬送波信号を印加するステップであって、前記別々のフィードバックループは、各被変調搬送波信号に対する第1のレベルの正のフィードバックと、前記被変調搬送波信号と干渉する信号に対する第2のレベルの正のフィードバックとを供給し、前記第2のレベルの正のフィードバックは、前記第1のレベルの正のフィードバックよりも小さい、ステップとを含み、それによって前記被変調搬送波信号強度が向上し、前記干渉する搬送波信号強度は、前記被変調搬送波信号強度に関して減少することを特徴とする方法。所定の持続時間のリセットパルスが、それぞれの所定のシンボル周期Tの間に少なくとも1度、前記別々のフィードバックループのそれぞれに印加されることを特徴とする請求項6に記載の方法。それぞれの別々のフィードバックループが、前記リセットパルスに応答して開かれ、それによって、リセットパルスの所定の持続時間の間、それぞれの前記別々のフィードバックループによって正のフィードバックが供給されないことを特徴とする請求項7に記載の方法。前記複数の被変調搬送波信号のそれぞれが、前記別々のフィードバックループに印加された後に共に追加され、前記被変調搬送波信号の合計が、前記通信経路に印加されることを特徴とする請求項8に記載の方法。前記フィードバックループのそれぞれは、前記被変調搬送波信号および前記干渉信号に対する累積する位相ずれの連続を供給し、前記累積する位相ずれは、被変調搬送波信号についてよりも干渉信号について大きく、それによって、複数の搬送波信号の間の帯域内干渉が低減されることを特徴とする請求項9に記載の方法。帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる方法であって、前記通信経路が、それに関連する情報を有する第1の信号と、前記第1の信号と干渉し、前記第1の信号を低下させることが可能な第2の信号とを搬送する、方法において、フィードバックループに前記第1の信号および第2の信号を印加するステップと、前記第1の信号の振幅を増大させる第1のレベルの正のフィードバックと、前記第2の信号の振幅を低減する第2のレベルの正のフィードバックの両方を前記フィードバックループ内で同時に生成するステップとを含み、前記第2のレベルの正のフィードバックは、前記第1のレベルの正のフィードバックよりも小さいことを特徴とする方法。前記通信経路は送信機および受信機を含み、前記方法は、前記送信機に位置する第1のフィードバックループと、前記受信機に位置する第2のフィードバックループとに前記第1の信号および第2の信号を印加するステップをさらに含むことを特徴とする請求項11に記載の方法。前記生成するステップは、前記フィードバックループの順方向信号経路で周波数に対する位相ずれの連続を生成することをさらに含み、前記位相ずれが反復され、n回の反復を通して高められることを特徴とする請求項11に記載の方法。所定の中心周波数に近い第1の周波数に関する前記位相ずれは第1のレートで累積し、前記所定の中心周波数からさらに離れた第2の周波数に関する位相ずれが第2のレートで累積し、前記第2のレートは前記第1のレートよりも実質的に大きいことを特徴とする請求項13に記載の方法。前記第1の周波数は、前記第1の信号に好ましい周波数の近くであり、それによって、前記第1の信号が、前記第2の信号に対して振幅が増大することを特徴とする請求項14に記載の方法。前記受信機に関連する整合フィルタがさらに含まれ、前記方法は、理想的な信号を前記整合フィルタに記憶するステップと、前記理想的な信号を前記第1の信号と比較して、前記第1の信号を前記第2の信号とさらに区別するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項12に記載の方法。帯域幅が限定された通信経路のチャネル容量を向上させる装置であって、第1のレベルの正のフィードバックを情報搬送信号に印加し、第2のレベルの正のフィードバックを干渉信号に印加することによって前記情報搬送信号の振幅を増大させる送信フィードバックループであって、前記第2のレベルの正のフィードバックは前記第1のレベルの正のフィードバックよりも小さい、送信フィードバックループと、前記情報搬送信号を前記干渉信号から区別する、それに関連する整合フィルタを有する受信機フィードバックループとを備えることを特徴とする装置。前記送信フィードバックループおよび前記受信フィードバックループは、前記送信フィードバックループおよび受信フィードバックループの順方向信号経路上に存在する信号の周波数に対する小さい位相ずれを生み出すフィードバック経路を含むことを特徴とする請求項17に記載の装置。前記帯域幅が限定された通信経路が、複数の前記送信フィードバックループと、複数の前記受信フィードバックループとの間に接続され、前記情報搬送信号は、複数の局部発振器によって変調される複数の所定の情報ビットを含み、前記情報搬送信号が、前記送信フィードバックループのそれぞれの入力に印加され、前記送信フィードバックループのそれぞれの出力が合計され、前記帯域幅が限定された通信経路に印加されることを特徴とする請求項18に記載の装置。前記情報搬送信号および前記干渉信号は前記帯域幅が限定された通信経路を介して移動し、前記複数の受信フィードバックループの入力に印加され、前記受信フィードバックループは、前記情報搬送信号の振幅をさらに増大させると共に、前記干渉信号の振幅を低減し、それによって、前記複数の受信フィードバックループのそれぞれに関連する前記整合フィルタは、情報搬送信号と干渉信号とを区別することを特徴とする請求項19に記載の装置。本明細書で説明される発明は、複数の被変調搬送波を重ね合わせ、搬送波間干渉を抑制することにより、帯域幅が限定された通信ハイウェイのチャネル容量を向上させる固有のデジタル圧縮技術である。本質的には、被変調搬送波のそれぞれによって搬送されるデータの合計容量が、容量を何倍にも増大させる。さらに、同一の帯域幅内の加法的白色ガウスチャネル雑音が変調搬送波のすべてに等しく影響を与え、それによって各被変調搬送波上で同一の信号対AWGN雑音比が維持され、合計容量がShannonの容量以内に維持される。したがって、この本発明の技法の結果、Shannon-Hartley定理で帯域幅を求めるときに予想されるものよりも優れたチャネル容量の向上が得られる。本発明の技法は、複数の独立した被変調データストリームがクロスチャネル干渉なしに同一の帯域幅を同時に共有することを可能にする。周知のスペクトラム拡散方法とは異なり、各データストリームは、他のチャネルの存在による信号対雑音比SNR低下を受けない。本発明の技法は、シンボルごとに独立に各被変調搬送波を処理し、それによって所望の搬送波が高められると共に、望ましくない搬送波干渉物は高められないことにより、通信ハイウェイのチャネル容量を効果的に向上させる。これは、狭帯域幅フィルタを利用すると共に、重複する被変調搬送波について雑音帯域幅を依然として同一に維持すること、重複する信号を利用して追加の情報を搬送すること、および固有の雑音に受信機内の狭帯域フィルタを通過させると共に、情報を搬送する信号が全帯域幅を占有することによって実施される。本発明はさらに、従来型整合フィルタとは異なる整合フィルタシステムこれは、雑音によって破壊された着信信号に対するベストマッチフィットを単に利用するを利用して、通信ハイウェイを介する誤り率を低減する。スペクトル的に重複するデータ搬送波からの搬送波間干渉阻止を最大にするために、整合フィルタがRXSRFと組み合わされる。特定の通信チャネルを介するデータスループットを向上させるために典型的なシステムでデータ搬送波の数が増加するとき、整合フィルタは、RXSRFに続くデータ検出のための便利な方法を提供する。従来型システムでは、整合フィルタは純粋に、チャネル付加雑音を有する受信した信号からのデータ回復のために、最良の事前記憶した信号整合を実施し、本発明のシステムと同様に、整合フィルタは、送信および受信SRF回路との組合せで働き、雑音および搬送波間阻止プロセスが達成され、同一帯域幅内の重複する被変調周波数の増加に対処する。さらに、整合フィルタは、通信ハイウェイを介して所定のシーケンスで一連の純粋周波数を送信するスペクトル応答試験を実施することに基づく固有のトレーニング方法を利用する。送信される信号に対する通信ハイウェイの固有特性の効果を計算するためにアルゴリズムが利用される。その計算に基づいて、理想的な信号が生み出され、本発明の伝送システムの受信機部分で受信される信号との比較のために整合フィルタに格納される。添付の図面と共に考慮するときに、以下の詳細な説明から、本発明のこれらおよび他の特徴をより完全に理解されよう。ここで図1を参照すると、本発明の送信部分および受信部分の全体的なシステムブロック図が示されている。図1に示されるシステムは、米国特許第5956372号明細書、米国特許第6075817号明細書、および米国特許第7336747号明細書に記載された通信システムに対する著しい改良であり、これら通信システムに勝る動作上の利点をもたらし、すべての3つの特許の教示は、参照により本明細書に組み込まれる。こうした改良および動作上の利点が以下で説明される。図1に示されるように、本発明の送信機30は、乗算器10~13の入力にそれぞれ印加される入力txbit1,0からtxbit7,6として示される複数の入力を有する。この例示的実施形態では、8ビット入力が4つの2ビットワードに分割される。各2ビットワードは、それぞれの送信機チャネルに供給される。8ビットワードが乗算器10~13に印加される前にそれを符号化すること、またはその配置に関する事前の要件はなく、ビットが特定の送信チャネルに印加されることに関してどんな要件もない。チャネル当たり1または8ビットではなく、チャネル当たり2ビットという選択は、信号対雑音比SNR、チャネルタイプ、データレート、出力レベル、雑音プロファイルなどの全体的システム要件に基づく。しかし、チャネル当たりのビット数は本発明の特定の制限ではないことを理解されたい。それは、本発明がソース符号化システムではなく、チャネル符号化システムであるからである。唯一の入力要件は、各シンボル周期が事前定義されることである。本発明の一実施形態に関する例示的シンボル周期Tは、1μ秒または1メガシンボル/秒である。この例では、着信8ビットワードは、1ワード/マイクロ秒の厳密な速度で到着しなければならない。局部発振器L0L01~L04の出力も乗算器10~13に印加される。各局部発振器は、事前設定された周波数および固定振幅を有する純粋な正弦波であり、各伝送チャネルに対して固有のものである。各局部発振器は、各正弦波が0位相角で開始するように、各1μ秒周期の始めに同一の固定位相関係を有するように所与のシステムについて事前設定される。一例を挙げると、1.00MHzの局部発振器のケースでは、360度正弦波が1μ秒以内に完了し、複数のシンボル周期にわたって連続的正弦波のように見える。残りの局部発振器は、1.00MHzよりも低いまたは高い周波数である可能性があるので、定義上は連続的ではない。しかし、新しいシンボル周期について規定の位相角で再始動するために、各マイクロ秒シンボル周期の終わりに所定の組込み遅延が存在する。一例を挙げると、9つの周波数印加について、1.00MHzより下の4つの周波数と、1.00MHzより上の4つの周波数が存在する可能性がある。一実施形態では、中心周波数1.00MHzの周りの周波数の範囲を使用することができる。この範囲は、全システム帯域幅、および各TXSRF符号14~17の出力で正弦波の少なくとも1つピークが必要であることを含む、いくつかの要素の影響を受ける。必要なピークは、各局部発振器について90および270度で生じる。この実施形態では、1μsecシンボル周期で、使用される最高の周波数は1.30MHzであり、最低は700kHzであった。合計25ビット/シンボルについて、2ビットをそれぞれ変調した最高および最低の周波数を除いて、各周波数上で3ビットが変調された。各乗算器10~13に印加されるビットは、図1に示されるようにやはり各乗算器に印加される、各局部発振器の出力を変調する。各乗算器の出力は、それぞれTXSRF1~TXSRF4の入力に入力される。次に図2を参照すると、TXSRF1~TXSRF4の一実施形態が示されている。以下で説明されるように、RXSRF1~RXSRF4の回路は同一である。この超共振フィルタSRF回路は、参照により本明細書に組み込まれる米国特許第7336747号明細書に示され記載されたタイプに勝る著しい改良である。SRF回路の追加の実施形態も米国特許第7336747号明細書に示されている。図2に示されるSRF回路は、シンボル周期をTとして、1/Tよりもかなり狭い帯域幅を有し、応答時間Tを有するスパイクフィルタとして機能する。図2に示される超共振フィルタは、従来技術のスパイクフィルタに勝る利点を有する。そのような一利点は、超共振フィルタの高速設定時間である。SRFは、正弦波入力の特定の位相で単一の周波数だけを送信する。入力は、それ自体は信号の集まりである雑音を含むことがある。フィードバックループおよびフィードフォワードループを有する典型的な従来技術のDSLループは、同一のループ内に送信機と受信機のどちらも含む本質的に、電話線はループの要素であるのに対して、本発明では、各SRFループは、送信機または受信機のどちらかに完全に局在化する。送信側または受信機側のどちらかの各SRFループの機能および目的は、DSLで使用される電話線補償ループ方式とは完全に異なる。本発明のSRFループは、インターキャリア抑制に関係がありそれによって、各搬送波は、より多くのデータがその上に変調される局在化送信搬送波である、特定の伝送電話線特性を補償することには関係がない。対照的に、DSLループは、それぞれの特定の電話線の特性を補償し、それに適合するように設計される。それでもなお、DSLループは、本発明のSRFループ内の要素として本発明のSRFループと共に実装できることに留意されたい。言い換えれば、本明細書で説明される本発明のSRFループと、DSLループは、望むなら互いに一体化することのできる異なるループであるが、その機能は完全に固有のものであり、互いに関連しない。類似の適用例で有用な周知の従来技術のフィードバックループは、送信機内に内部ループを含まず、正のフィードバックを示さず、示唆しない。これは、正のフィードバックの結果、不安定性および振動が生じるために、システム設計で明示的かつ意図的に回避される概念である。任意のシステム設計通信または制御では、典型的な負フィードバックループで180度に近づくどんな位相ずれ符号反転したがって、これは正のフィードバックとなるも回避しようと常に試みている。本発明のSRFは、所望の信号に関する第1のレベルの正のフィードバック、信号に干渉する第2のレベルの正のフィードバックとは正確に正反対を行い、第2のレベルの正のフィードバックは第1のレベルの正のフィードバック未満である。この手法は、米国特許第5956372号明細書、米国特許第6075817号明細書、および米国特許第7336747号明細書に記載された技術の進化および改良を表す。本発明のSRFの別の主な特徴は、それがシンボル周期ごとにリセットされることである。これは、他のループと比べて根本的な違いであるそのようなループの目的はSRFループとは大いに異なるとしても。典型的なループの時定数電話線を特徴付け、それに伝送を適合させるDSLなどは、多数のシンボル周期数百程度であり、通常は、こうしたループは、ハードリセットなしに継続的に適応している。本明細書で説明される本発明のSRFは、シンボル周期ごとにリセットし以下で説明される、これは、伝送線適合のためではなく、そのデータ回復の目的に関連する。システムは、1シンボル周期T以下にわたる入力信号のサンプルに対して動作し、したがって、連続するシンボル周期間のコヒーレント関係はない。各シンボル周期Tは再び開始するが、シンボル周期T内で、別のTXSRFによって回復可能ないくつかの周波数が存在することがある。図2に示されるように、入力51は入力信号を受信し、入力信号は、正弦波の1サイクルによって表されるシンボルである。正弦波はシンボル当たりn回サンプリングされ、入力51上の信号は周波数LOを有する。入力信号が加算器53に提示され、加算器53は、入力サンプルとフィードバックサンプルを合計する。平方機能が平方回路54で実施される。平方回路54は、加算器53の出力をそれ自体で乗算し、それによって加算器53出力の平方を生成する。平方回路54の出力は、入力周波数LOの2倍の周波数を有する電圧である。局部発振器55は周波数LOで発振する。局部発振器55の出力と平方回路54の出力とが、乗算器56によって乗算される。乗算器56は、1LOおよび3LOからなる出力を供給する。乗算器56の出力が平方根回路60に提示され、平方根回路60は、乗算器56の出力の振幅の平方根を供給する。加算器53の出力は、符号抽出器61にも印加される。符号抽出器61はこの信号の符号を抽出し、符号は、乗算器62で平方根回路60の出力を乗算するのに使用される。乗算器62の出力は、遅延ユニット63を通じてフィードバックされ、遅延ユニット63は、出力サンプルパルスを1サンプル周期すなわち1/nだけ遅延する。平方回路54では、x2演算が、その位相角が2倍となった正弦波を供給し、すなわち、x=asinaがx2=a2sin2a、すなわちa2sin2a-1となる。この信号に、sinaの信号を出力する局部発振器55の出力が乗算されるとき、その結果はa2sinaである。この信号は、入力信号と正確に同相である。信号のサンプルも局部発振器のLOと同相であることに留意されたい。サンプルが1サンプル周期1/nだけ遅延するとき、それが、新しく受信されるサンプル周期に加わる。しかし、この加算が行われる前に、a2sin2a-1sinの平方根の結果、sinaが得られる。平方根プロセスは符号を除去するので、平方根プロセスの出力が、回復された入力符号を有することを保証することが必要となる。局部発振器の周波数は着信周波数および位相に正確に等しくないとき、動作は異なるものとなる。局所周波数角がであるとき、出力位相角はであり、これはに等しく、局所周波数角がであるとき、出力角はであり、したがって着信信号周波数が所望の局所的に選択された周波数より上であっても、下であっても、フィードバック遅延信号は入力信号とは違相であり、加算されない。サンプルの加算は、選択された正弦波の統合に相当し、その結果、ピーク信号n/2πが得られる。サンプル振幅は、30度間隔にわたって大きい。したがって、統合は、入力信号のピーク付近で最も強い。順次サンプリングパルスの統合は、情報チャネル周波数でそれぞれのスペクトルが互いに重なることを必要とする。チャネルを介して情報を発生および転送するのに必要なのは、このスペクトルだけである。したがって、サンプリングパルスのスペクトル全体が必要であるわけではない。出力64での出力は、時間サイズがT/nであるサンプル間隔シンボル周期当たりn個のサンプルがあるの振幅の総和であり、90度に正のピークがあり、270度に負のピークがある。合計したピークの大きさは、入力正弦波のピークの約n倍である。出力ピークの幅はxT/nに近似する。ただしxは3または4程度であり、シンボル周期に対して非常に狭い。これにより、連続するシンボルを、出力ピークが互いに干渉することなく、xT/nよりもわずかに長い時間分離で互いに近接して送信することが可能となる。上記は、ビットスループットレートがn1nfであることを意味する。ただし、n1はシンボル当たりの時間サンプル数であり、nfはチャネル幅当たりの周波数チャネル数である。出力64は、その周波数を、着信信号の入力51の周波数およびスペクトルから導出する。線スペクトルだけが入力51に提示されるので、入力51の時間および周波数間隔の如何に関わらず、出力も線スペクトルでなければならない。線周波数スペクトルは、出力が帯域幅と共に増加するのに対して、情報信号は限定された帯域幅を占有するだけであるので、チャネル雑音からの干渉が大きく低減されることを意味する。したがって、チャネルのバンドが1マイクロ秒パルスを通すために1MHzの帯域幅を有さなければならない場合、雑音改善は106すなわち60dBである。これにより、長い距離、またはさらに大きいデータレートを処理することが可能となる。図2に示されるスパイクフィルタは、2つの重要な要素を有する。第1に、平方回路54、LOを有する乗算器56、ならびに平方根構成要素60および符号抽出構成要素61からなる、着信信号用のフォーワードパス要素がある。第2に、出力を入力に加え、フォワード信号経路の周波数に対して小さな位相ずれを生み出すフィードバック経路がある。シンボル周期Tの途中に、実質的に1/T未満の帯域幅を有するが、応答時間Tを有する、狭帯域で依然として高速動作のフィルタを生成するのに十分なだけ累積効果が著しくなるように、この小さな位相ずれがn回反復される。構成53~55および構成60~62を備えるフィードバックループが2つのレベルの正のフィードバックを提供し、一方の正のレベルが他方の正のレベルよりも低いことを理解することも重要である。具体的には、その周波数がLO周波数と同じである所望の信号が提示されたとき、ループの効果は正のフィードバックであり、その信号の特性振幅の増大を引き起こす。同様に、望ましくない周波数その周波数がその特定のSRF内のLOの周波数とは異なる干渉物、または多くの他の周波数から構成される広帯域雑音などが提示されたとき、加算器53を含むループ内のすべてのこうした要素の効果は、所望の信号に関連する負のフィードバックと同等のより低い程度の正のフィードバックを供給することであり、その結果、望ましくない信号複数可の特性振幅の増加が小さくなる。送信SRF回路と受信SRF回路内の両方で実装される正のフィードバックループの使用の正味の効果は、全体の信号対雑音比、または信号対干渉物比を増加させることである。一般には、正のフィードバックシステムまたは回路は、通信システムの信号経路内では使用されない。これにより、不安定性および振動が生じるからである。正のフィードバックのDcTの使用は、従来とは非常に異なっており、本発明の動作にとって根本的なものである。各シンボル周期の信号処理の完了後に送信SRFおよび受信SRFがリセットされるので、DcT回路は振動を示さない。図2では、正のフィードバック経路要素63が非常に短い期間シンボル周期に対して非常に短いについて分割され、値0がフィードバックされる。これは、正のフィードバックループのすべてのメモリを効果的に除去し、そのループに、新しいデータシンボル周期についてその処理を再び開始させる。シンボル周期間で送信端と受信端の両方のSRF回路をリセットしなければならないシンボル周期Tの終わり、または次のシンボルTの始まりのどちらか-これらの両方は等価な時間であり、非常に小さな時間量T/nで分離される。各シンボル周期T例えば、1Mシンボル/秒伝送速度に対して1μsec持続するが、より小さい時間増分にn倍に分割される。例えばn=1000である場合、1/n遅延図2Aの63は1μsec/1000=1nsecである。シンボル周期Tに同期されるRESETPULSEが生成され、その値は正確に1nsecまたは持続時間T/nについて0であり、すべての他の時間について1である図2の71。RESETPULSEが、現シンボル周期Tの最後の1nsecT/nステップに関して、または次のシンボル周期Tの最初の1nsecT/nに関して厳密に値0を有することに留意されたい。RESETPULSEがSRFのフィードバック経路と乗算される。RESETPULSEの値が1であるとき、回路は、70および71が存在しない場合と同様に動作する。RESETPULSEの値が0であるとき、回路は、開ループである場合と同様に動作し、フィードバックはない。このRESETPULSEプロセスの効果は、RESETPULSEが値0を有する持続時間の間、SRFループをリセットすることである。このことは、持続時間T/nの小さい時間枠についてフィードバックを持たないフィードバック経路を遮断することに似ている。この結果、SRFループが前のシンボル周期Tからのすべてのそのメモリを失い、それによって各シンボル周期Tが、その後続のシンボルのその前のシンボルとは独立して処理される。したがって、SRF回路はシンボル間干渉を示さない。RESETPULSEの別の重要な目的は、SRFに特有の正のフィードバック回路が、複数の連続するシンボル周期にわたって、制御されない振動とならないことを保証することである。そのような振動により、正のフィードバックの使用、SRF回路の基本動作原理が無駄となる。図2に示すように厳密に1/n遅延63の後ろではなく、SRFループ内のどこにでも、乗算器70を介してRESETPULSEを単に効果的に印加することができることに留意されたい。動作機能がループにシンボル周期Tに対する適切な時間にその過去の信号処理から任意の状態履歴を忘れさせることである限り、SRFループをリセットする他の手段も利用することができる。例えば、LO55の値が少なくとも1つのT/n期間について0である場合それが0および180度で正弦曲線である場合のように、この特定のLOはまた、その値が0である時間中に固有ループリセット機能を効果的に引き起こすことに留意されたい。しかし、LOがTシンボル周期の始めに値0を有することを保証しなければならない例えば、LOが、その値がシンボル周期Tの始めで0ではなく1である余弦である場合、これは真ではない。受信端でのSRFの動作は、所望の信号に正のフィードバックを、望ましくない信号複数可に正の程度が低い負のフィードバックを同時に印加することである。受信機のSRFの動作の最終結果は実際に、組み合わされたその入力信号のすべてに適用される差分挙動であり、したがって、フィードバックプロセスを通じて多くの回数適用されるループの位相応答の正味の違いは、最終的にシステムの有益な挙動を引き起こすものである。言い換えれば、それは正または負のフィードバックだけではなく、所望の信号と望ましくない信号に対して適用されるこれらの2つの効果の違いでもある。組み合わされる複数の被変調周波数仮想チャネルが、受信機でSRFへの入力として使用される。SRFの局部発振器が、データ回復のための所望の周波数に同調される。LOと所望の被変調周波数が、位相および周波数で同期される。しかし、残りの被変調周波数仮想チャネルは、局部発振器に対する位相偏位を有する。SRFは、各シンボルを独立して処理し、次のシンボル処理についてリセットされる。こうした信号の多数のサンプル例えば100万と共に正のフィードバックが使用される。信号の各サンプルの振幅が、局部発振器に同期される被変調周波数仮想チャネルの前の振幅および累積振幅と共に累積的に加算され、局部発振器との間の位相偏位を有する周波数よりも高速な振幅増加を有する。実際には、所望の周波数の累積エネルギーは、他の周波数の累積エネルギーよりもずっと大きい。この分離の増大は、データレートの向上を可能にする。SRFループの効果は、位相ずれの連続に基づき、フィードバックプロセスが多数の反復n回の反復を通じてそれを高める。非常に中心に近いしかし中心周波数ではない信号では、位相ずれは非常に小さいが、累積する。同様に、さらに離れた周波数では、位相ずれは大きいが、さらに累積する。遠い周波数という用語は、目標が帯域内干渉の除去である相対的な用語である。従来の用語では、この遠い周波数が帯域内とみなされ、近過ぎて除去することも、さらには低減することもできない。単に普通の振幅ではない、特性振幅という用語が上記の議論で使用される。その理由は、SRFは所望の信号を単に増幅するのではなく、望ましくない信号を減衰するが、信号の形状も変更するためである。その形状変化は、SRFプロセスの副産物であり、それ自体は、受信機の大きな結果ではない。重要な要素は、得られる新しい信号SRFの出力が、非中心周波数の入力すなわち、干渉物または帯域内雑音ではなく、大部分は中心周波数の入力によって影響を受けることである。スパイクの振幅が主に中心周波数入力によるものである限り、受信機の出力がスパイクまたは正弦波のように見えることは重要ではない。再び図1を参照すると、各TXSRF回路の出力は、正のフィードバックSRF回路の効果、着信デジタルビットの組合せ振幅、ならびに局部発振器によって供給される入力の組合せを含む。すべてのTXSRFチャネル出力が加算器18で合計され、複合の送信される信号が形成される。ラインフィルタ19図1は、低域フィルタまたは帯域フィルタである。典型的な電話会社回線のケースでは、このフィルタは必ずしも物理的回路ではない。むしろ、図1に示されるフィルタは、電話線の低域通過特性のモデルである。送信機30から受信機40への送信中にフィルタ処理が行われるとき、信号をそのソースで事前フィルタ処理する必要はない。ワイヤレス信号のケースでは、送信される信号の高調波を有する隣接するワイヤレス帯域との干渉を回避するために、送信機でこのタイプのフィルタを実装しなければならない。大部分のワイヤレスシステムでは、加算器18からの信号出力は通常、ワイヤレス伝送のために当該の帯域にアップコンバートされ、次いで、選ばれたベースバンド周波数にダウンコンバートされる。このワイヤレス構成の利点は、送信される信号にとって低域通過経路として見えるその有線電話の対応するものとは異なり、ベースバンド信号が全体のワイヤレス伝送路を当該のベースバンド周波数範囲内のフラットな通過帯域として見ることである。LPF19の出力が、図2に示されるTXSRFと同じ構成であるRXSRF1~RXSRF4に印加される。各RXSRFは、送信機によって送信された、受信された信号を復号化するのに使用される。各RXSRFは、対応するTXSRFと遅延した同一の周波数で動作し、共通クロック基準に同期される。クロック基準は、帯域幅の著しい増大なしに任意の周知の方式で受信機に送信することができる図示せず。図3に、受信機システムの性能を向上させるためにRXSRF回路を直列に縦続することができることを示す。帯域が限定されたチャネルを通じて全体のデータスループットを向上させるために、より多くの干渉チャネルが送信側で使用されるので、これは特に有用である。図4を参照すると、典型的なTTP接続を介してデータを送るときの、データレートと距離のプロットが示されている。図示されるように、ADSLは、データソースで約9Mbpsのデータレートを実現し、それが、ソースから4000フィート1219.2メートルで1.5Mbpsまで低下する。対照的に、本明細書で説明される本発明のシステムは、6000フィート1828.8メートルでデータレート25Mbps、20000フィートで3Mbpsを実現することができ、これはADSLに勝る大きな改善である。TXSRF/RXSRFの組合せの基本動作は、実効雑音帯域幅を低減するが、信号帯域幅を同等に低減しないことであり、それによって、高速な信号を送信および回復することを可能にする。ただし高速とは、同等の帯域幅と比較した相対的なものである。追加の情報を搬送するための、ほとんどしかし正確ではない100の重複する信号の使用は、この雑音帯域幅低減効果によって可能にされる。本発明を利用する任意の1つの特定の周波数チャネルにとって、他の重複するデータチャネルは雑音とみなされる。これは、TXRSF、RXSRF、および整合フィルタ以下で説明されるの本発明の組合せのために可能となる。図1に示されるように、各RXSRF回路の出力が、整合フィルタ26に印加される。整合フィルタは、以下で説明されるトレーニングプロセス中に得られる事前記憶される波形と共に着信信号をたたみこむ時間畳み込みフィルタである。各事前記憶される波形は、すべての着信ビットの組合せ効果に対応するが、意図は、特定のシンボル周期で特定の周波数によって送信される2または3ビットを復号化することである。他のビットは、過去のシンボル周期からのビット、または現シンボル周期からであるが異なる周波数からのビットからなる。1μsec持続時間の各シンボルについて、および各周波数について、整合フィルタが畳み込みを実施し、最良の合致が使用され、その周波数チャネルについて検出された2または3ビットが復号化される。図5は、整合フィルタの典型的な構成を示す。図示されるように、各RXSRF1~4の出力が、デルタエネルギー計算モジュール70~73に供給される。事前記憶される波形以下で説明されるが波形メモリ74~77に記憶され、計算モジュールに印加され、計算モジュールは、着信波形と事前記憶される波形との違いに依存するスコアを生成する。次いで、最良適合選択モジュール78~81が、事前記憶される一連の理想的な雑音のない波形から、最良に合致する波形について判断を行う。例えば、雑音を含む実際の伝送波形との後続の比較のための理想的な波形を得るために0雑音が追加されるとき、こうした理想的な事前記憶される波形が、あらかじめ計算され、接続のトレーニング段階中にメモリモジュールに記憶される。図6は、最良適合に関する判断が最良適合選択モジュール82で多重チャネル式に行われることを除いて、図5と類似の構成を示す。各RXSRF経路は依然として、すべての可能な理想的な波形と比べた着信波形に関するスコアのリストを計算する。次いで、このスコアのリストが、すべての他のチャネルからの類似のリストと組み合わされ、出力ビットに関してシステム全体の決定が行われる。この手法は一般に、単一チャネル決定方法と比べたときに、全体の雑音性能を改善することができる。トレーニングプロセスの目的は、適切な信号波形をメモリに記憶することである。通常、トレーニングは、検出すべき信号が理想的であり、すなわち歪んでおらず、雑音を含まない方式で、この信号を整合フィルタの入力に提示することによって実施される。現実世界伝送チャネルで雑音をオフすることは通常は可能ではないので、この技法は常に実際的であるわけではない。他の技法は、フィールドでの使用中にではなく、実験室環境で整合フィルタの内容を事前計算することを含む。別の技法は、理想的な波形がそれから間接的に計算され、整合フィルタに記憶される伝送媒体の特徴付けを例えば、スペクトル解析を使用して実施する。整合フィルタがトレーニングされた後は、動作の準備ができている。整合フィルタの出力はアナログ信号ではない。むしろ、その出力は、整合フィルタに対する入力での所望の信号の存在の尤度を示す、上記で説明されたスコアである。通常、整合フィルタの出力上のしきい値比較が使用され、信号が十分な成功の確率で提示されたかどうかが判定される。整合フィルタの動作は時間領域相関であり、通信および検出システムで周知の技法である。1つの一般的な方法は、時間差理想的な波形に対する入力波形の差の平方の和を取ることである。同一の正弦波の上に重ねられた理想的な正弦波がわずかなひずみを有することを仮定する。2つの波形の振幅が等しい場合、差は0である。それらが等しくない場合、差は0でない値である。この比較がこれらの波形上でいくつかの時点にわたって2つの波形上で実施されるときサンプル、一連の数が生成され、それぞれは、特定の各時点での理想的な波形に対する入力波形の忠実度を表す。これらの値のそれぞれの平方したがってそれらはすべて正であるが互いに合計され、最終的な合致スコアが得られる。2つの波形が同一である場合、それぞれの差分ポイントは0であり、これらのポイントの合計も0であることに留意されたい。したがって、0スコアは理想的な合致を意味する。同様に、高スコアは、着信波形と理想的な波形との間の相関が低いことを意味する。信号にわたる比較が実施される時点が多いほど、そのようなフィルタが、異なるが同一に近い信号を比較することを可能にする精度および解像度が高くなるすなわち、シンボル当たりより多くのビット。整合フィルタに関するトレーニングは各接続について実施され、再トレーニングも周期的に実施することができる。一般に、整合フィルタのトレーニングは、フィルタが製造されるときに行われる。整合すべき信号が伝送媒体によって変更されないが、雑音と共に破壊されると予想されるからである。したがって、典型的な整合フィルタでは、回復すべき信号がどのように見えるかが既知であるので、フィルタのトレーニングは直接的である。しかし、本発明では、特定の通信ハイウェイの特性が、整合すべき信号に効果を及ぼし、整合フィルタを事前プログラムするために線特性を先験的に知ることができない。したがって、本発明で整合フィルタを事前プログラムするために、線特有または接続特有のスペクトル応答試験が実施される。そのようなスペクトル応答試験が通信技術で知られており、本明細書でさらに説明する必要はない。スペクトル応答試験の結果に基づいて、所定のアルゴリズムで、所望の信号に対する線の固有特性の効果を計算することが可能となる。所定のアルゴリズムを適用した後、次いで、得られる信号をトレーニング信号として整合フィルタに記憶することができる。様々なアルゴリズムを使用することができるが、本発明と共に使用される1つの例示的なアルゴリズムは、以下のステップを含む。a線フィルタ処理特性を求めるために、送信機は、一連の純粋周波数を所定のシーケンスで送信する。一例は、1μsecごとに1kHzステップで100kHzから1.5MHzまで掃引することである。受信機は、これらの周波数を受信し、線の通過帯域のスペクトルマッピングを生成し、線のスペクトル解析を発展させる。b受信機は、送信機、線、および受信機のその内部シミュレーションでスペクトル解析の通過帯域特性を使用して、RXSRFの出力が整合フィルタに提示する波形を計算する。cそれぞれの一連のビット組合せについてステップbを反復する。dbおよびcの結果を整合フィルタに記憶する。スペクトルマッピングを生成して、線の通過帯域に基づくスペクトル解析を発展させることは周知の技法である。スペクトル解析が発展されると、整合フィルタのために必要な波形の計算も周知の技法を利用して実施することができる。再び図5を参照すると、最良適合選択モジュール78~81によってrxbit1,0からrxbit7,6が生成される。rxbit1,0からrxbit7,6は、送信機30に印加されたtxbit1,0からtxbit7,6に等しく、それによって、送信された信号の受信機での正確な回復が可能となる。IEEE802.9ISLAN非シールド電話撚線対フィルタ1MHz帯域フィルタをチャネルとして使用する本発明の技術の能力は、それぞれの周波数が3ビットのデータを搬送し、2つのエンド周波数がそれぞれ2ビットのデータを搬送する9つの周波数を使用して、最大データレート25Mビット/秒を示し、これは、Shannonの容量限界を破ることなく許容される最大値である。したがって、本発明の技術は、1MHz帯域幅で25Mビット/秒を送信する能力を有する。コアの発明は、送信側で重複する被変調周波数をサポートし、受信側で周波数間干渉を抑制する。デフォルトで、任意の他の干渉も抑制される。最小の保護帯域で、BMHzチャネルを介してサポートすることのできるデータレート量は、25BMビット/秒である。本発明の技術を使用する典型的なブロードバンドチャネル6MHzは、150Mビット/秒を配信することができ、30MHzチャネルは、750Mビット/秒を配信することができる。ワイヤレスチャネルでも同様のデータレートが達成可能である。チャネルがシンボル間干渉ISIと加法的白色ガウス雑音AWGNのどちらも含むケースについて、本発明のシステム性能と、従来型直交振幅変調QAMの性能との比較も行われた。より高いデータレートでは、両方のシステムが、等しいビット当たりエネルギーの制約下で比較されたとき、本発明の技術は、シングルキャリアQAMシステムよりも性能が優れていた。例えば、アルファベットサイズがシンボル当たり6ビットであったとき、本発明のシステムは、ビット当たりエネルギーと雑音出力スペクトル密度との比で、従来型QAMシステムよりも約5から6dBだけ性能が優れていた。この比較では、波形は、それぞれが2進位相偏移キーイングBPSK変調を利用する6つの密に配置されたトーンからなるのに対して、従来型シングルキャリアシステムは64QAM変調を利用した。従来技術システムと比べたこれらの優れた結果は、送信機のSRFに対する入力の基本波形、送信機のSRFによって実施される信号処理のタイプ、および受信機のSRFによって示されるように受信機のフィルタリングの適切な形態の組合せによるものである。本発明のいくつかの実施形態の説明は、例示的なものであり、限定的なものではないものとする。したがって、本発明がその特定の実施形態に関連して説明されたが、他の多くの変形形態および他の用途が当業者には明らかであろう。したがって、本発明は本明細書の特定の開示によって限定されず、添付の特許請求の範囲の最も広い範囲のみによって限定されることを理解されたい。本明細書で説明される回路に関する可能な周知の変形は、本発明のシステムおよび方法の動作が添付の特許請求の範囲内に包含される限り、いくつかの異なる方式で実装することができる。"