"入力信号の周波数及び位相を同定する同定装置において、周波数ωi及び位相θiの発振信号を生成する発振手段と、前記発振信号の位相を変更せず又は位相を変更して、互いに位相の異なるJ個Jは自然数の位相調整信号を生成する位相手段と、前記入力信号と前記各位相調整信号の位相差を示すJ個の位相差信号を生成する位相差検出手段と、j番目jはJ以下の自然数の前記位相差信号を積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jjikkは自然数を出力する積分手段と、時刻t、周波数Ω及び位相Θの関数FΩ,Θ,tを用いて式により表わされる評価関数Ijikと、前記積分値Jjikとの違いを最小化して、周波数差Δωi及び位相差Δθiを同時同定する同時推定手段を備え、前記発振手段は、前記周波数ωi及び前記周波数差Δωiを加算したものを新たな周波数ωi1とし、前記位相θi及び前記位相差Δθiを加算したものを新たな位相θi1として、新たな発振信号を生成するものである、同定装置。前記同時推定手段は、前記積分値Jjikと、前記入力信号の振幅A0及び前記発振信号の振幅A1を用いて式により表わされる評価関数Ijikとの違いについて、jが異なるものを独立に最小化して各jに対する周波数差Δωji及び位相差Δθjiを演算する演算手段と、前記演算手段により得られた周波数差Δωjiを組み合わせて前記周波数差Δωiと同定し、位相差Δθjiを組み合わせて前記位相差Δθiと同定する組合せ手段を備える、請求項1記載の同定装置。前記位相手段は、2つの前記位相調整信号を生成するものであって、前記位相調整信号の一方を前記発振信号の位相を変更せずに生成し、前記位相調整信号の他方を前記発振信号の位相をπ/2変更して生成するものであり、前記演算手段は、位相を変更せずに生成された前記位相調整信号により得られた前記積分値と、振幅をそれぞれ1に正規化した前記入力信号及び前記発振信号に対して式により表わされる評価関数Isikとの違いを最小化して周波数差Δωsi及び位相差Δθsiを演算し、位相をπ/2変更して生成された前記位相調整信号により得られた前記積分値と、振幅をそれぞれ1に正規化した前記入力信号及び前記発振信号に対して式により表わされる評価関数Icikとの違いを最小化して周波数差Δωci及び位相差Δθciを演算するものであり、前記組合せ手段は、前記周波数差Δωsi及びΔωci並びにこれらの符号を変更した-Δωsi及び-Δωciの一つを前記周波数差Δωiとし、前記位相差Δθsi及びΔθciの一つを前記位相差Δθiとするものである、請求項2記載の同定装置。入力信号の周波数及び位相を同定する同定方法であって、発振手段が、周波数ωi及び位相θiの発振信号を生成する発振ステップと、位相手段が、前記発振信号の位相を変更せず又は位相を変更して、互いに位相の異なるJ個Jは自然数の位相調整信号を生成する位相調整ステップと、位相差検出手段が、前記入力信号と前記各位相調整信号の位相差を示すJ個の位相差信号を生成する位相差検出ステップと、積分手段が、j番目jはJ以下の自然数の前記位相差信号を積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jjikkは自然数を出力する積分ステップと、同時推定手段が、時刻t、周波数Ω及び位相Θの関数FΩ,Θ,tを用いて式により表わされる評価関数Ijikと、前記積分値Jjikとの違いを最小化して、周波数差Δωi及び位相差Δθiを同時同定する同時同定ステップと、前記発振手段が、前記周波数ωi及び前記周波数差Δωiを加算したものを新たな周波数ωi1とし、前記位相θi及び前記位相差Δθiを加算したものを新たな位相θi1として、新たな発振信号を生成する新発振ステップを含む同定方法。しかしながら、PLLでは、その性能がループフィルタ105の設計法に依存する。ループフィルタについては、これまで種々の設計法が提案されており、用いられる回路のサイズや消費電力で優劣が決定される。そこで、本願発明は、ループフィルタを用いず、入力信号の周波数及び位相を同定する新たな同定装置等を提案することを目的とする。本願発明の第1の観点は、入力信号の周波数及び位相を同定する同定装置において、周波数ωi及び位相θiの発振信号を生成する発振手段と、前記発振信号の位相を変更せず又は位相を変更して、互いに位相の異なるJ個Jは自然数の位相調整信号を生成する位相手段と、前記入力信号と前記各位相調整信号の位相差を示すJ個の位相差信号を生成する位相差検出手段と、j番目jはJ以下の自然数の前記位相差信号を積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jjikkは自然数を出力する積分手段と、時刻t、周波数Ω及び位相Θの関数FΩ,Θ,tを用いて式により表わされる評価関数Ijikと、前記積分値Jjikとの違いを最小化して、周波数差Δωi及び位相差Δθiを同時同定する同時推定手段を備え、前記発振手段は、前記周波数ωi及び前記周波数差Δωiを加算したものを新たな周波数ωi1とし、前記位相θi及び前記位相差Δθiを加算したものを新たな位相θi1として、新たな発振信号を生成するものである。本願発明の第2の観点は、第1の観点であって、前記同時推定手段が、前記積分値Jjikと、前記入力信号の振幅A0及び前記発振信号の振幅A1を用いて式により表わされる評価関数Ijikとの違いについて、jが異なるものを独立に最小化して各jに対する周波数差Δωji及び位相差Δθjiを演算する演算手段と、前記演算手段により得られた周波数差Δωjiを組み合わせて前記周波数差Δωiと同定し、位相差Δθjiを組み合わせて前記位相差Δθiと同定する組合せ手段を備えるものである。本願発明の第3の観点は、第2の観点であって、前記位相手段が、2つの前記位相調整信号を生成するものであって、前記位相調整信号の一方を前記発振信号の位相を変更せずに生成し、前記位相調整信号の他方を前記発振信号の位相をπ/2変更して生成するものであり、前記演算手段は、位相を変更せずに生成された前記位相調整信号により得られた前記積分値と、振幅をそれぞれ1に正規化した前記入力信号及び前記発振信号に対して式により表わされる評価関数Isikとの違いを最小化して周波数差Δωsi及び位相差Δθsiを演算し、位相をπ/2変更して生成された前記位相調整信号により得られた前記積分値と、振幅をそれぞれ1に正規化した前記入力信号及び前記発振信号に対して式により表わされる評価関数Icikとの違いを最小化して周波数差Δωci及び位相差Δθciを演算するものであり、前記組合せ手段は、前記周波数差Δωsi及びΔωci並びにこれらの符号を変更した-Δωsi及び-Δωciの一つを前記周波数差Δωiとし、前記位相差Δθsi及びΔθciの一つを前記位相差Δθiとするものである。本願発明の第4の観点は、入力信号の周波数及び位相を同定する同定方法であって、発振手段が、周波数ωi及び位相θiの発振信号を生成する発振ステップと、位相手段が、前記発振信号の位相を変更せず又は位相を変更して、互いに位相の異なるJ個Jは自然数の位相調整信号を生成する位相調整ステップと、位相差検出手段が、前記入力信号と前記各位相調整信号の位相差を示すJ個の位相差信号を生成する位相差検出ステップと、積分手段が、j番目jはJ以下の自然数の前記位相差信号を積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jjikkは自然数を出力する積分ステップと、同時推定手段が、時刻t、周波数Ω及び位相Θの関数FΩ,Θ,tを用いて式により表わされる評価関数Ijikと、前記積分値Jjikとの違いを最小化して、周波数差Δωi及び位相差Δθiを同時同定する同時同定ステップと、前記発振手段が、前記周波数ωi及び前記周波数差Δωiを加算したものを新たな周波数ωi1とし、前記位相θi及び前記位相差Δθiを加算したものを新たな位相θi1として、新たな発振信号を生成する新発振ステップを含む。なお、本願発明を、例えば、コンピュータを同時推定手段として機能させるためのプログラム又はこのプログラムを定常的に記録するコンピュータ読み取り可能な記録媒体として捉えてもよい。また、同定装置は、例えば、積分値Jjik、周波数差Δωi、位相差Δθi、周波数ωi、位相θiなどの値を記憶する記憶手段を備えるものであってもよい。本願発明によれば、到来波を入力信号として、この入力信号に対して、例えば、発振手段の発振信号から生成されたsin波とcos波などの異なる位相の信号をそれぞれ掛け、積分手段を用いて高周波成分をカットし、この積分手段の出力データである積分値に対して最小二乗法等を用いて周波数推定差及び位相同定誤差を同時同定する。この同時同定処理を繰り返すことにより、ループフィルタを使用することなく、到来波の周波数及び位相を同時に同定することが可能となる。以下では、図面を参照して、本願発明の実施例について説明する。なお、本願発明は、この実施例に限定されるものではない。図1は、本願発明の実施例1に係る同定装置1の概略を示すブロック図である。入力信号は、振幅A0、周波数ω及び位相θであり、時刻tにおいてA0sinωtθで表わされるものとする。同定装置1がω及びθを同定する場合を例にして、同定装置1により周波数と位相が同時に同定できる原理、及び、同定装置1の動作を説明する。同定装置1は、振幅A1、周波数ωi及び位相θiiは自然数の発振信号時刻tにおいてA1sinωitθiにより表わされる信号を生成する発振器3本願請求項の発振手段の一例と、発振信号の位相を調整して、互いに位相の異なるJ個Jは自然数の位相調整信号を生成する位相器5本願請求項の位相手段の一例と、入力信号と各位相調整信号を乗算してJ個の位相差信号を生成する乗算器7本願請求項の位相差検出手段の一例と、j番目jはJ以下の自然数の位相差信号を積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jjikkは自然数を出力する積分器9本願請求項の積分手段の一例と、積分値Jjikと評価関数Ijikとの違いを最小化して、周波数差Δωi及び位相差Δθiを同時同定する同時推定器11本願請求項の同時推定手段の一例を備える。同時推定器11は、積分値Jjikと評価関数Ijikとの違いについて、jが異なるものを独立に最小化して、各jに対する周波数差Δωji及び位相差Δθjiを演算する演算器13本願請求項の演算手段の一例と、演算器13により得られた周波数差Δωjiを組み合わせて周波数差Δωiと同定し、位相差Δθjiを組み合わせて位相差Δθiと同定する組合せ器15本願請求項の組合せ手段の一例を備える。同定装置1の実現は、到来波がアナログ信号であるため、図示を省略するフロントエンドの受信部ではアナログ回路とならざるをえない。他方、演算器13は、ニュートン法などを計算するデジタル回路により実現することができる。すなわち、同定装置1は、いわゆるアナログデジタル混在回路構成として実現することができる。発振器3は、周波数及び位相の初期値ω1及びθ1により、又は、組合せ器15により選択された周波数差Δωi及び位相差Δθiを使って周波数ωi1及び位相θi1をそれぞれωiΔωi及びθiΔθiとして変化させて、発振信号を出力する。位相器5は、発振信号の位相を調整し、位相が互いに異なるJ個の位相調整信号を生成する。ここで、j番目の位相調整信号において調整された位相をφjとする。j番目の位相調整信号は、時刻tにおいてA1sinωitθiφjで表わされる。乗算器7は、入力信号と各位相調整信号の位相差を求める。乗算器の出力である位相差信号xjiは、式で表わされる。式は、周波数差位相差の成分と高周波成分の和である。積分器9は、各位相差信号を積分する。積分器9は、ローパスフィルタの役割を果たし、高周波成分をカットする。積分値Jjikを、時間間隔[0,Tk]Kを自然数として、kはK以下の自然数における積分器の出力とする。積分値Jjikは、式で表わされる。積分値Jjikにおいて、ωωiはω-ωiに比べて大きい。そのため、式の第1項は、第2項に比べて十分小さいと考えることができる。よって、積分値Jjikの推定式Ijikを式とおく。ただし、Δωi=ω-ωiであり、Δθiθ-θiである。演算器13は、この推定式におけるΔωi及びΔθiを最適決定する。演算器13は、最適値を求めるために最小二乗法を用いる。最小二乗法とは、測定データとモデル関数の残差の2乗和を最小とするようなパラメータを決定する方法である。積分器9の出力から得られた測定値Jjikと推定式Ijikの残差の二乗和は式となり、これらを最小にするようなΔωi及びΔθiを決定する。まず、Ejiを最小にするようなΔωi及びΔθiを決定するためには、EjiをΔωi,Δθiについて偏微分したものが0になればよい。つまり、式及び式というΔωi及びΔθiに関する2元連立方程式を解けばよい。ここで、式及び式の連立方程式は非線形方程式であるので、解を一意に定めることができない。そのため、演算器13は、各jについて独立に、ニュートン法を用いて数値的に解を求める。演算器13により各jに対して式及び式を解いて求められた周波数差及び位相差を、それぞれ、Δωji及びΔθjiとする。ここで、2変数の場合のニュートン法について説明する。式という2元連立方程式を解きたいとする。n番目の近似解をxn及びynとし、関数f及びgをそれぞれ1次の項までテイラー展開すると、式及び式となる。ここで、fxnΔx,ynΔy=0かつgxnΔx,ynΔy=0とすればよい。式及び式は、式と表わされる。左辺の行列は、ヤコビ行列と呼ばれる。この式は、ヤコビ行列の逆行列を使って、式となる。この式により、Δx及びΔyを得ることができる。ただし、ヤコビ行列は常に正則であると仮定する。n1番目の近似解は、式という漸化式で与えられる。同様の計算を繰り返し、所定の値εに対してΔx2Δy2<εとなれば収束したとみなし、反復を終了する。組合せ器15は、周波数ωi及び周波数差Δωji並びに位相θi及び位相差Δθjiの一部又は全部により例えば、位相差Δθjiが所定の範囲に属するか否か、位相θiΔθjiの正負などにより、係数αj及びβjを決定して、式によりΔωjiを組み合わせてΔωiとし、式によりΔθjiを組み合わせてΔθiとすることにより、発振器を変化させる周波数差Δωiと位相差Δθiを決定する。組み合わせは、例えば、ある係数を1として他の係数を0とすることにより一つを選択するものであり、また、ある係数を-1として他の係数を0とすることにより符号を反転して選択するものである。発振器3は、式にあるように、周波数ωiと周波数差Δωiとを加算したものを新たな周波数ωi1とし、位相θiと位相差Δθiを加算したものを新たな位相θi1として、新たな発振信号を生成する。同定装置1では、この過程を繰り返すことによって入力信号と出力信号発振信号を同期させる。この繰り返しは、例えば、予め回数を決定しておいてもよく、また、入力信号と出力信号の違いが所定の基準値より小さくなるまで繰り返してもよい。なお、演算器13は、評価関数として、sin関数により表わされるものに限らず、例えばcos関数等により表わされるものとしてもよい。すなわち、評価関数として、一般的に、時刻t、周波数Ω及び位相Θの関数FΩ,Θ,tを用いて、式により表わされる評価関数Ijikを用いるものであってもよい。図2は、本願発明の実施例2に係る同定装置21の概略を示すブロック図である。なお、説明を簡単にするために、実施例2では、入力信号と出力信号の振幅は1とする。同定装置21は、周波数及び位相の初期値をそれぞれω1及びθ1として、自然数iに対して周波数ωi及び位相θiの発振信号時刻tにおいてsinωitθiと表わされる信号を生成する発振器31本願請求項の発振手段の一例と、入力信号と発振信号を乗算して位相差信号xsiを生成する乗算器33と、位相差信号xsiを積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jsikkは自然数を出力する積分器35と、積分値Jsikと評価関数Isikとの違いを最小化して周波数差Δωsi及び位相差Δθsiを求める演算器37を備える。また、同定装置21は、発振信号の位相をπ/2偏移する位相器39本願請求項の位相手段の一例と、入力信号に偏移後の発振信号を掛けて位相差信号xciを生成する乗算器41と、位相差信号xciを積分して、時刻間隔[0,Tk]における積分値Jcikkは自然数を出力する積分器43と、積分値Jcikと評価関数Icikとの違いを最小化して周波数差Δωci及び位相差Δθciを求める演算器45を備える。さらに、同定装置21は、周波数差Δωsi及びΔωciを組み合わせて周波数Δωiとし、位相差Δθsi及びΔθciを組み合わせて位相差Δθiとする組合せ器47を備える。乗算器33及び41を併せた乗算部48、積分器35及び43を併せた積分部51、並びに、演算器37、演算器45及び組合せ器47を併せた同時推定部53が、それぞれ、本願請求項の位相差検出手段、積分手段及び同時推定手段の一例である。位相差信号xsi及びxciは、それぞれ、式及び式により表わされる。また、積分値Jsik及びJcikは、それぞれ、式及び式により表わされる。評価関数Isik及びIcikは、それぞれ、式及び式により表わされる。演算器37及び45は、それぞれ、推定式及び式におけるΔωi及びΔθiを最適決定する。演算器37及び45は、最適値を求めるために最小二乗法を用いる。積分器35及び43の出力から得られた測定値Jsik及びJcikと推定式Isik及びIcikの残差の二乗和は、それぞれ、式及び式となる。演算器37及び45は、それぞれ、これらを最小にするようなΔωi及びΔθiを決定する。演算器37は、まず,Exiを最小にするようなΔωi及びΔθiを決定するために、ニュートン法を用いて、式及び式というΔωi及びΔθiに関する2元連立方程式を解く。ここで求められた解をΔωsi及びΔθsiとする。また、演算器45は、同様に、ニュートン法を用いて、式及び式というΔωi及びΔθiに関する2元連立方程式を解く。ここで求められた解をΔωci及びΔθciとする。組合せ器47は、連立方程式を解いて得られた周波数推定差及び位相推定差の推定値の組2つを利用することによって、発振器31の周波数及び位相を入力信号に近づくように変化させる。この過程を繰り返すことによって、入力信号に同期させた信号を出力させる。続いて、本実施例2の同定回路21について、C言語を用いた数値計算によるシミュレーションの結果について説明する。このシミュレーションでは、積分器35及び43では、発振器31の出力信号の周期2π/ωiをサンプリング周期としてサンプリングし、合計10個の測定値を得る。ニュートン法における初期値は、Δωsi0=01、Δθsio=01、Δωci0=01及びΔθcio=π/2とした。また、ニュートン法の収束判定条件をε=1010、最大繰り返し回数を10回とし、周波数と位相の変更の最大繰り返し数を5回とした。発振器31における周波数の初期値は、ω0=10kHzとしている。図3は、入力信号の周波数10001Hz、発振器の周波数を10000Hz、発振器の位相を0とした場合に、入力信号の位相を変化させたときの、ニュートン法によって得られた周波数推定差Δωsi及びΔωciのグラフである。横軸は、入力信号の位相である。縦軸は、周波数の推定差を示す。また、図4は、位相推定差Δθsi及びΔθciのグラフである。横軸は、入力信号の位相である。縦軸は、位相の推定差を示す。このグラフより、入力信号の位相が負の場合、Δωsi及びΔθsiの符号が反転していることが分かる。また、Δωci及びΔθciは、入力信号の位相の絶対値が|π/2|より大きいとき、同定がうまくいっていない。これは、ニュートン法において、周期関数の多義性により、我々が望む解とは別の解に収束してしまっているためであると考えられる。そのため、今回は、組合せ器47において、Δωsi,ΔθsiとΔωci,Δθciを組み合わせて、式にあるように周波数差Δωiを決定し、式にあるように位相差Δθiを決定して、周波数と位相の同定値をそれぞれ決定し、発振器を変化させた。入力信号の周波数を99kHzから101kHzまで2Hzずつ変化させ、入力信号の位相を-πからπまでπ/50ずつ変化させる。入力信号の周波数をωm=99002mm=0,1,...,100、位相をθl=πl×π/50l=0,1,...,50とおき、それらを数6のように並べる。左上から右方向に=0,...,=50,51,...,=5151というように、1から5151まで番号をつける。それぞれの条件において、入力信号に対して出力信号発振信号を同期させる。入力信号の周波数をω、出力信号の周波数をω,入力信号の位相をθ,出力信号の位相をθとすると、理論的には、周波数の相対誤差は|ω-ω|/ωとなり、位相の相対誤差は|θ-θ|/2πとなる。図5は、周波数の相対誤差のシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は入力信号の条件による番号であり、縦軸は周波数の相対誤差である。また、図6は、位相の相対誤差のシミュレーション結果を示すグラフである。横軸は入力信号の条件による番号であり、縦軸は位相の相対誤差である。図5より、入力信号の周波数や位相によって誤差が変化しているが、非常に高い精度で周波数が一致しているのが分かる。図6をみると、相対誤差が大きくなっている点が多く見られる。これは入力信号の位相が-πのとき,出力信号の位相がπとなってしまっているためである。次に雑音を加えた場合についてのシミュレーション結果について示す.式のように、入力信号にガウス雑音nが加わった場合についてシミュレーションを行う。図7は、雑音を加えてない場合と同様に入力信号の周波数を99kHzから101kHzまで、入力信号の位相を-πからπまで変化させたときの同期させた信号の周波数の相対誤差を示すグラフである。横軸は入力信号の条件による番号であり、縦軸は周波数の相対誤差である。図8は、位相の相対誤差を示すグラフである。横軸は入力信号の条件による番号であり、縦軸は位相の相対誤差である。周波数位相ともに、雑音が加わっていないときよりも誤差がかなり大きくなっている。また、出力信号の周波数が入力信号に近づいていない特異点もいくつか見られる。次に、ガウスノイズSNR=-3dBが加わった場合において、積分器で得られる測定値の個数Kを10個,20個,30個,40個と変えた場合のパフォーマンスへの影響について観察した。表1は、そのときの、周波数の相対誤差の平均特異点を含む、周波数の相対誤差の平均特異点を除く、位相の相対誤差の平均、5151点のうち入力信号の周波数に全く近づかなかった特異点の個数の関係を示す。Kの数を大きくすると、出力信号の周波数が入力信号に近づいていない特異点の数が増えている。表1の第3列より、一般的に、Kの値が大きくなると、周波数の相対誤差は小さくなる。第4列において、位相の相対誤差は、K=10、20、30では変わっていないものの、K=40では増加している。この理由は、特異点の数すなわち、28において、対応する急な変化があるためと考えられる。もし、表の第2列にみられるように、周波数の相対誤差も特異点を含むならば、誤差は、Kに依存しないように思われる。また、図9及び図10は、それぞれ、積分器で得られる測定値の個数K=40個としたときの周波数の相対誤差と位相の相対誤差のグラフである。横軸は入力信号の条件による番号であり、縦軸は、それぞれ、周波数及び位相の相対誤差である。また、図9,図10より、特異点以外では、K=10の場合よりK=40の場合の方が、おおむね相対誤差は小さくなっているのが分かる。図6では、相対誤差が1になる点がいくつか存在する。これは、この方法が-πをπと間違えるためであり、逆もまた生じる。この問題は、2つの値θ-θi/2π又はθ-θi-2π/2πの大きい方をとることによって解決される。これは、図11に示すように、重要な改善をもたらす。シミュレーションは、同様に、ガウスノイズを加えた場合について行った。図12から図17は、SNR=-5、0、5dBでの周波数及び位相の推定の結果を示す。図12及び13は、それぞれ、SNR=-5dBに対する周波数及び位相の相対誤差である。図14及び15は、それぞれ、SNR=0dBに対する周波数及び位相の相対誤差である。図16及び17は、それぞれ、SNR=5dBに対する周波数及び位相の相対誤差である。横軸は入力信号の条件による番号であり、縦軸は周波数又は位相の相対誤差である。このことから、この方法によって、とても低いSNRでも、よいパフォーマンスが得られることがわかる。しかしながら、いくつかの特異点は、同様にみられる。表2は、従来手法と本願発明での平均誤差について、雑音がある場合のシミュレーション結果を比較するものである。従来の手法に比較して、本願発明の手法は、改善されていることがわかる。発明者らは、EsiとEciに代えて、EsiEciを最小化させてみた。発明者らは、例えば、入力の周波数が10001Hzで、出力の周波数が10000Hzの場合に、Δωiと入力信号の位相との間の関係を調べた。同様に、Δθiと入力信号の位相との間の関係も調べた。発明者らは、入力信号の絶対値が大きい場合に、ニュートン法で正しい解法を得ることができなかった。"