"単相交流電源6の電源電圧Vinを全波整流するコンバータ回路2と、上記コンバータ回路2の出力端間に接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧Vdcを出力する直流リンク部3と、上記直流リンク部3から出力された直流電圧Vdcをスイッチングによって交流に変換して出力するインバータ回路4と、上記直流リンク部3の直流電圧Vdcの波形の周期から上記電源電圧Vinの位相を推定し、該推定位相と直流電圧Vdcの波形の位相との位相ずれに基づいて、上記推定位相を補正する位相推定部70とを備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記位相推定部70は、上記推定位相における所定時間に対する上記直流電圧Vdcの積分値から上記位相ずれを推定することを特徴とする電力変換装置。請求項1または2において、上記単相交流電源6とコンバータ回路2との間に設けられるリアクトルLを備え、上記位相推定部70は、上記リアクトルLによる電圧降下分を上記直流電圧Vdcに対して補償することを特徴とする電力変換装置。ところで、上述した特許文献1および2の制御を行うためには、電源電圧の位相を検出する必要がある。そして、現状では、ゼロクロス検出回路を用いて電源電圧に同期した信号を得ることにより、電源電圧の位相を算出している。しかしながら、ゼロクロス検出回路はフォトカプラ等を使用しているため、そのフォトカプラ等の個体バラツキや周囲温度のバラツキによって、その特性が変化してしまうため、算出した電源電圧の位相に誤差が生じてしまう。これにより、電源側の力率低下や電源高調波の抑制を十分に行うことができないという問題があった。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、いわゆる単相コンデンサレスインバータの電力変換装置において、正確な電源電圧の位相を検出して、その位相を用いた制御の精度を向上させることにある。本発明に係る電力変換装置1は、上記の目的を達成するために、ゼロクロス検出回路を用いて電源電圧Vinの位相を直接検出するのではなく、直流リンク部3の電圧波形の形状から、電源電圧Vinの位相を推定するようにしたものである。具体的に、第1の発明は、単相交流電源6の電源電圧Vinを全波整流するコンバータ回路2と、上記コンバータ回路2の出力端間に接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧Vdcを出力する直流リンク部3と、上記直流リンク部3から出力された直流電圧Vdcをスイッチングによって交流に変換して出力するインバータ回路4と、上記直流リンク部3の直流電圧Vdcの波形の周期から上記電源電圧Vinの位相を推定し、該推定位相と上記直流電圧Vdcの波形の位相との位相ずれに基づいて、上記推定位相を補正する位相推定部70とを備えているものである。上記第1の発明では、先ず、直流リンク部3の脈動する直流電圧Vdcの波形の周期から電源電圧Vinの位相が推定される。この推定位相は、実際の直流リンク部3の直流電圧Vdcの位相とずれている可能性がある。そのため、推定位相と直流電圧Vdcの波形の位相との位相ずれを検出し、その位相ずれの分だけ推定位相が補正される。この補正された推定位相は電源電圧Vinの位相として各制御に用いられる。第2の発明は、上記第1の発明において、上記位相推定部70が、上記推定位相における所定時間に対する上記直流電圧Vdcの積分値から上記位相ずれを推定するものである。上記第2の発明では、例えば図6に示すように、直流リンク部3の直流電圧Vdcの波形の周期から推定した電源電圧Vinの推定位相における所定時間に対する直流電圧Vdcの積分値から、上述した位相ずれが推定される。第3の発明は、上記第1または第2の発明において、上記単相交流電源6とコンバータ回路2との間に設けられるリアクトルLを備え、上記位相推定部70が、上記リアクトルLによる電圧降下分を上記直流電圧Vdcに対して補償するものである。上記第3の発明では、直流リンク部3の直流電圧Vdcが、リアクトルLによる電圧降下分だけ補償される。以上説明したように、本発明によれば、直流リンク部3の直流電圧Vdcの波形の周期から電源電圧Vinの位相を推定し、該推定位相と直流電圧Vdcの波形の位相との位相ずれに基づいて補正した推定位相を電源電圧Vinの位相としている。そのため、従来のようにゼロクロス検出回路を用いて電源電圧Vinの位相を直接検出する場合に比べて、フォトカプラ等の個体バラツキや周囲温度のバラツキによる影響を受けない。したがって、正確な電源電圧Vinの位相を把握することができる。その結果、電源側の力率低下や電源高調波を抑制する制御を高精度に行うことができる。上記第2の発明によれば、推定位相における所定時間に対する直流電圧Vdcの積分値から、推定位相と直流電圧Vdcの位相との位相ずれを推定するため、位相ずれを具体的に検出することができる。これにより、正確な電源電圧Vinの位相を具体的に把握可能である。上記第3の発明によれば、リアクトルLによる電圧降下分を直流電圧Vdcに対して補償するので、より正確な電源電圧Vinの波形を把握することができ、より正確な電源電圧Vinの位相を把握することができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。尚、以下の実施形態及び変形例は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、或いはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。本発明の実施形態に係る電力変換装置1の概略構成を図1に示す。この電力変換装置1は、コンバータ回路2と、直流リンク部3と、インバータ回路4と、制御部5とを備え、単相の交流電源6から供給される交流の電力を所定の周波数の電力に変換し、三相交流のモータ7に供給するように構成されている。尚、三相交流のモータ7は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。コンバータ回路2は、交流電源6に接続され、複数本実施形態では4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路と、交流電源6とダイオードブリッジ回路との間に直列に接続されたリアクトルLとを有している。交流電源6の電源電圧Vinは、ダイオードD1~D4のブリッジ回路によって全波整流される。また、コンバータ回路2の出力と上記直流リンク部3の入力との間には、シャント抵抗図示せずが直列に接続され、コンバータ回路2の出力電流iinが検出される。直流リンク部3は、コンバータ回路2の出力とインバータ回路4の入力との間に設けられている。直流リンク部3には、コンバータ回路2の出力端間に接続されたコンデンサ3aが設けられている。このコンデンサ3aとしては、例えばフィルムコンデンサが用いられ、インバータ回路4の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動を平滑化可能にする程度の静電容量を有している。つまり、コンデンサ3aは、コンバータ回路2によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化する程の静電容量を有さない小容量のコンデンサである。本実施形態では、単相の交流電源6であるため、直流リンク部3の直流電圧Vdc以下、DC電圧Vdcという。は、電源周波数例えば50Hzの2倍の周波数で脈動し,且つ,その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。インバータ回路4は、入力側が直流リンク部3のコンデンサ3aに接続され、出力側が三相交流のモータ7に接続されている。インバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路4は、電力を三相交流のモータ7に出力するために、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ7の各相のコイル図示は省略に接続されている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、入力された直流リンク部3のDC電圧Vdcをスイッチングして所定の周波数の三相交流電圧に変換し、その電圧をモータ7に出力するように構成されている。尚、本実施形態では、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzに対して、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。制御部5は、インバータ回路4のスイッチングオンオフ動作を制御し、そのスイッチング制御によって、インバータ回路4の出力電流、つまり、モータ7に流れるU,V,W各相の電流モータ電流iuiviwが制御されるように構成されている。図2~図4に示すように、制御部5は、電流制御部50と補償値演算部60と位相推定部70とを備えている。電流制御部電流制御部50は、電流指令値を生成し、その電流指令値に基づいて、モータ電流iuiviwを制御するように構成されている。電流制御部50は、速度制御部51、乗算器52、加算器53、dq電流指令値生成部54、座標変換部55、dq軸電流制御部56およびPWM演算部57を備えている。速度制御部51は、モータ7の機械角の回転角周波数ωと、機械角の指令値ωとの偏差を求め、その偏差を比例積分演算PI演算し、その演算結果である第1の電流指令値imを乗算器52に出力するように構成されている。乗算器52は、交流電源6から出力される電源電圧Vinの位相θinの正弦値の絶対値sinθinが入力され、下記の式1に基づいて算出される変調係数rippleを第1の電流指令値imに乗算し、その乗算結果を第2の電流指令値iTとして出力するように構成されている。尚、式1中のkは、モータ7の負荷の大きさに応じて変更される値である。加算器53は、第2の電流指令値iTと、後述する補償値演算部60で出力される補償電流指令値icompとを加算し、その加算結果を駆動電流指令値idqとして出力するように構成されている。駆動電流指令値idqの値は、次の式2で表すことができる。dq電流指令値生成部54は、駆動電流指令値idqと、モータ7に流す電流の位相βの指令値βとから、次の式3に基づいてd軸電流指令値id及びq軸電流指令値iqを求め、それらをdq軸電流制御部56に出力するように構成されている。座標変換部55は、モータ7の回転子図示は省略の回転角電気角θeと、モータ電流iuiviwとから、d軸電流idとq軸電流iqを算出するように構成されている。具体的には、次の式4に基づいて、d軸電流idとq軸電流iqとが求められる。dq軸電流制御部56は、モータ電流iuiviwの指令値であるd軸及びq軸の電流指令値idiqとd軸及びq軸の実電流値idiqとの偏差がそれぞれ小さくなるようにd軸及びq軸の電圧指令値VdVqを生成し、PWM演算部57に出力するように構成されている。PWM演算部57では、d軸及びq軸の電圧指令値VdVqと、直流リンク部3のDC電圧Vdcと、モータ7の回転子図示は省略の回転角電気角θeとが入力される。PWM演算部57は、これらの値に基づいて、インバータ回路4の各スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作を制御するゲート信号Gを生成し、そのゲート信号Gをインバータ回路4に出力するように構成されている。補償値演算部補償値演算部60は、検出されたコンバータ回路2の出力電流値iinに基づいて、補償電流指令値icompを演算により求めるように構成されている。図3に示すように、補償値演算部60では、まず、コンバータ回路2の出力電流の指令値iinが生成される。コンバータ回路2の出力電流値iinに基づいてフーリエ変換によって抽出される基本波の振幅成分Ampiinと電源電圧Vinの位相θinの正弦値の絶対値sinθinとが乗算され、その乗算結果として上記指令値iinが生成される。電源電圧Vinの位相θinの正弦値の絶対値sinθinは、電源電圧Vinと同位相の正弦波の全波整流波形を表している。つまり、上記指令値iinは、電源電圧Vinと同位相の正弦波の全波整流波に基づいて生成される。次に、補償値演算部60では、補償電流指令値icompが生成される。具体的には、補償電流指令値icompは、コンバータ回路2の出力電流の指令値iinとコンバータ回路2の出力電流値iinとの偏差を比例積分演算PI演算し、その演算結果として生成される。このように、補償電流指令値icompは、コンバータ回路2の出力電流値iinが目標値である上記指令値iinに近づくように算出される。つまり、補償電流指令値icompは、コンバータ回路2の出力電流の波形が上記正弦波の全波整流波形に近づくように算出される。尚、コンバータ回路2の出力電流iinの波形は、コンバータ回路2の入力電流iinを全波整流した波形に等しい。つまり、コンバータ回路2の出力電流の波形が上記正弦波の全波整流波形に近づくように補償電流指令値icompを算出することは、コンバータ回路2の入力電流の波形が上記正弦波に近づくように補償電流指令値icompを算出することと同じ意味である。生成された補償電流指令値icompは、前述の通り、モータ電流iuiviwを制御するための指令値として、電流制御部50の加算器53に出力される。この補償電流指令値icompに基づいてモータ電流iuiviwを制御することにより、入力電流の高調波成分が抑制される。位相推定部位相推定部70は、電流制御部50および補償値演算部60で用いる電源電圧Vinの位相θinを、直流リンク部3のDC電圧Vdcの波形から推定するように構成されている。図4に示すように、位相推定部70は、周波数算出部71と演算部72と位相算出部73とを備えている。周波数算出部71は、DC電圧Vdcの波形の周期から電源周波数ωsを推定する。演算部72は、周波数算出部71で推定した電源周波数ωsを積分することによって、電源電圧Vinの位相θinを推定する。以下、この電源電圧Vinの位相θinは単に推定電源位相θinともいう。位相算出部73は、演算部72で推定した推定電源位相θinとDC電圧Vdcの位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて上記推定電源位相θinを補正する。そして、この補正後の推定電源位相θinは、電流制御部50および補償値演算部60で用いる電源電圧Vinの位相θinとして出力される。位相算出部73の動作について図5および図6を参照しながら詳細に説明する。先ず、図5のステップST1では、演算部72で推定された推定電源位相θinの所定時間例えば、0~90degの期間に対するDC電圧Vdcの積分値A1が算出される。図5のステップST2では、演算部72で推定された推定電源位相θinの所定時間例えば、90~180degの期間に対するDC電圧Vdcの積分値A2が算出される。つまり、積分値A1およびA2は、図6に示すように、DC電圧Vdcの波形における所定時間に対する面積である。続いて、図5のステップST3では、積分値A1と積分値A2の大小が比較判定される。A1がA2より大きい場合A1>A2の場合は、推定電源位相θinがDC電圧Vdcの位相に対して遅れていると判断して、推定電源位相θinが進み方向に補正される図5のステップST4。逆に、A1がA2より小さい場合A1<A2の場合は、推定電源位相θinがDC電圧Vdcの位相に対して進んでいると判断して、推定電源位相θinが遅れ方向に補正される図5のステップST5。例えば、A1がA2より小さい場合A1<A2の場合は、図6aに示す状態となる。それぞれの位相の補正量は、A1とA2の差分に対応した位相量である。図5のステップST4,5で補正された推定電源位相θinは、電流制御部50および補償値演算部60で用いる正弦値の絶対値sinθinの位相θinとして出力される。このように、演算部72で推定された推定電源位相θinの位相ずれの算出と、その位相ずれに基づく補正が連続して行われる。尚、図5において図示しないが、図6bに示すようにA1とA2が同じである場合A1=A2の場合は、演算部72で推定された推定電源位相θinは位相ずれが無いとしてそのまま出力される。-実施形態の効果-以上のように、本実施形態では、DC電圧Vdcの波形から推定した推定電源位相θinを電源電圧Vinの位相θinとしている。具体的に、本実施形態では、DC電圧Vdcの周期から推定した推定電源位相θinと、DC電圧Vdcの波形の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて推定電源位相θinを補正し、その補正後の推定電源位相θinを電源電圧Vinの位相θinとしている。そのため、従来のようにゼロクロス検出回路を用いて電源電圧の位相を直接検出する場合に比べて、フォトカプラ等の個体のバラツキや周囲温度のバラツキによる影響を受けない。したがって、正確な電源電圧Vinの位相θinを把握することができる。その結果、電流制御部50および補償値演算部60で用いる電源電圧Vinの位相θinの正弦値の絶対値sinθinを正確に把握することができる。その結果、補償値演算部60において正確な補償電流指令値icompを求めることができ、それに伴って電流制御部50において正確なモータ電流iuiviwを求めることができる。これにより、コンバータ回路2の入力電流iinの波形を正弦波に十分近づけることができ、入力電流の高調波成分を高精度に抑制することができる。また、本実施形態の位相算出部73では、推定電源位相θinにおける所定時間に対するDC電圧Vdcの積分値から、推定電源位相θinとDC電圧Vdcの位相との位相ずれを算出しているので、位相ずれひいては電源電圧Vinの位相θinを具体的且つ簡易に把握することができる。-実施形態の変形例-変形例1本変形例1は、上記実施形態の位相推定部70における位相算出部73の構成を変更したものである。本変形例の位相算出部73は、図7に示すように、演算部72で推定された推定電源位相θinの位相ずれの算出と、その位相ずれに基づく補正を行う。電源周波数例えば50Hzの2倍の周波数で脈動し,且つ,その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。先ず、ステップST11では、DC電圧Vdcに対して、演算部72で推定された推定電源位相θinの2倍の周波数の正弦値sin2θinを乗算した波形の積分値Bが算出される。続いて、ステップST12では、積分値Bが正であるか否かが判定される。Bが正の場合B>0の場合は、推定電源位相θinがDC電圧Vdcの位相に対して遅れていると判断して、推定電源位相θinが進み方向に補正されるステップST13。逆に、Bがゼロまたは負の場合B≦0の場合は、推定電源位相θinがDC電圧Vdcの位相に対して進んでいると判断して、推定電源位相θinが遅れ方向に補正されるステップST14。実際、DC電圧Vdcの波形は、図8に示すX部のように、正弦波の全波整流の一部低電圧部が平滑された状態になっている。そうすると、上記実施形態1の位相算出部73のように、DC電圧Vdcの所定時間における面積の大小関係を比較する方法では、一部平滑されたX部の面積が小さいとは言え加味されてしまうため、面積の大小比較に多少の影響を及ぼすこととなる。ところが、本変形例の位相算出部73では、仮想のsin2θinをDC電圧Vdcに乗算するため、一部平滑されたX部をある程度無視することができる。したがって、本変形例の位相算出部73によれば、より正確な位相ずれを算出することができる。よって、より正確な電源電圧Vinの位相θinを把握することができる。変形例2本変形例2は、図9に示すように、上記実施形態における位相推定部70の構成を変更したものである。つまり、本変形例は、上記実施形態の位相推定部70において電圧降下算出部74を追加して、DC電圧Vdcを補償するようにしたものである。具体的に、本変形例の位相推定部70では、電圧降下算出部74においてコンバータ回路2の出力電流値iinからリアクトルLによる電圧降下Ldidtが算出される。この算出された電圧降下LdidtがDC電圧Vdcに加算されて、電源電圧Vinが推定される。以下、この推定された電源電圧Vinは推定電源電圧Vinという。周波数算出部71では、推定電源電圧Vinの波形の周期から電源周波数ωsが推定される。演算部72では、周波数算出部71で推定した電源周波数ωsを積分することによって、推定電源位相θinが推定される。位相算出部73は、演算部72で推定された推定電源位相θinと推定電源電圧Vinの位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて上記推定電源位相θinを補正する。この位相算出部73による位相ずれの算出および補正の内容は、上記実施形態と同様である。そして、この補正後の推定電源位相θinは、電流制御部50および補償値演算部60で用いる電源電圧Vinの位相θinとして出力される。このように、本変形例では、推定電源電圧Vinが上記実施形態の位相推定部70におけるDC電圧Vdcとして用いられる。推定電源電圧Vinは、上述したように、DC電圧Vdcに対してリアクトルLによる電圧降下Ldidtが加算されたものである。つまり、本変形例では、DC電圧Vdcに対しリアクトルLによる電圧降下Ldidtを補償した値として推定電源電圧Vinが用いられる。したがって、本変形例では、リアクトルLによる影響を受けないため、より正確な電源電圧Vinの位相θinを把握することができる。"