第1の基準電圧を発生する第1の非線形素子と、第2の基準電圧を発生する第2の非線形素子と、自己の出力電圧に基づいて前記第1の非線形素子および前記第2の非線形素子に流れる電流を制御する電流制御回路と、前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整するNNは2以上の整数個の温度特性調整素子とを備えることを特徴とする基準信号発生回路。前記温度特性調整素子は、前記第2の非線形素子に直列に接続された第1の可変抵抗と、前記第2の非線形素子と前記第1の可変抵抗との直列回路に並列に接続された第2の可変抵抗とを備えることを特徴とする請求項1に記載の基準信号発生回路。前記温度特性調整素子は、前記第1の非線形素子に並列に接続された第3の可変抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項2に記載の基準信号発生回路。前記出力電圧を出力電流に変換する電流出力回路をさらに備えることを特徴とする請求項3に記載の基準信号発生回路。前記出力電流が供給される発振器の温度に対する周波数特性が前記第2の可変抵抗と前記第3の可変抵抗の調整範囲内で平坦になるように前記第1の可変抵抗の値を調整することを特徴とする請求項4に記載の基準信号発生回路。本発明の一つの実施形態の目的は、温度特性の校正に必要なパラメータの可変範囲を小さくすることが可能な基準信号発生回路を提供することである。実施形態の基準信号発生回路によれば、第1の非線形素子と、第2の非線形素子と、電流制御回路と、NNは2以上の整数個の温度特性調整素子とが設けられている。第1の非線形素子は、第1の基準電圧を発生する。第2の非線形素子は、第2の基準電圧を発生する。電流制御回路は、自己の出力電圧に基づいて前記第1の非線形素子および前記第2の非線形素子に流れる電流を制御する。N個の温度特性調整素子は、前記電流制御回路の出力電圧の温度特性を別個に調整する。以下、実施形態に係る基準信号発生回路について図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。第1実施形態図1は、第1実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。図1において、この基準信号発生回路11には、非線形素子1、2、電流制御回路3、温度特性調整素子6-1、6-2および調整値記憶部41、42が設けられている。非線形素子1は、第1の基準電圧を発生させることができる。非線形素子2は、第2の基準電圧を発生させることができる。非線形素子1、2にはダイオードD1、D2がそれぞれ設けられている。ここで、第1の基準電圧および第2の基準電圧は、例えば、シリコンのバンドギャップエネルギーに起因して設定することができる。第1の基準電圧の値と第2の基準電圧の値を互いに異ならせるために、ダイオードD1、D2のサイズを互いに異ならせることができ、例えば、ダイオードD2のサイズをダイオードD1のサイズより大きくすることができる。なお、非線形素子1、2は、ダイオードD1、D2にてそれぞれ構成する方法以外にも、トランジスタ回路などにて構成するようにしてもよい。温度特性調整素子6-1、6-2は、電流制御回路3の出力電圧Voの温度特性を別個に調整することができる。温度特性調整素子6-1には、可変抵抗R2、R3が設けられ、温度特性調整素子6-2には、可変抵抗R1が設けられている。なお、可変抵抗R2、R3は、その値を同時に可変することができ、温度に対する出力電圧Voの傾きを調整することができる。可変抵抗R1は、ダイオードD1、D2間の基準電圧の差分を吸収するとともに、温度に対する出力電圧Voの傾きを調整することができる。また、可変抵抗R1は、可変抵抗R2、R3よりも、抵抗値の調整範囲を狭くすることができる。ここで、ダイオードD1と可変抵抗R3とは互いに並列に接続されている。そして、ダイオードD1のアノードと可変抵抗R3との接続点にはノードN1が設けられている。また、ダイオードD2と可変抵抗R1とは互いに直列に接続され、ダイオードD2と可変抵抗R1との直列回路には可変抵抗R2が並列に接続されている。そして、可変抵抗R1、R2の接続点にはノードN2が設けられている。電流制御回路3は、その出力電圧Voに基づいて非線形素子1、2に流れる電流を制御することができる。この電流制御回路3には、オペアンプE1およびトランジスタM1、M2が設けられている。なお、トランジスタM1、M2としては、Pチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、オペアンプE1の反転入力端子はノードN1に接続され、オペアンプE1の非反転入力端子はノードN2に接続されている。また、トランジスタM1、M2のゲートにはオペアンプE1の出力端子が接続され、トランジスタM1、M2のソースには電源電位Vddが接続されている。トランジスタM1のドレインにはノードN1が接続され、トランジスタM2のドレインにはノードN2が接続されている。調整値記憶部41には可変抵抗R1の調整値が記憶され、調整値記憶部42には可変抵抗R2、R3の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部41、42はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。そして、基準信号発生回路11は、電流出力回路4を介して発振器5に接続されている。電流出力回路4は、電流制御回路3の出力電圧Voを出力電流Ioに変換することができる。ここで、電流出力回路4にはトランジスタM3が設けられている。なお、トランジスタM3としては、Pチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、トランジスタM3のゲートにはオペアンプE1の出力端子が接続され、トランジスタM3のソースには電源電位Vddが接続されている。トランジスタM3のドレインからは出力電流Ioが出力される。発振器5は、発振信号Soを生成することができる。ここで、発振器5は、出力電流Ioに基づいて発振信号Soの発振周波数を変化させることができる。そして、オペアンプE1においてノードN1、N2間の電位が比較される。そして、ノードN1、N2間の電位差がゼロに近づくようにオペアンプE1の出力電圧Voが制御され、トランジスタM1~M3のゲートに印加される。そして、トランジスタM1、M2のゲートに出力電圧Voが印加されると、ノードN1を介してダイオードD1および可変抵抗R3に電流が供給されるとともに、ノードN2を介してダイオードD2および可変抵抗R1、R2に電流が供給される。そして、ダイオードD1、D2は電流に対して正の温度特性電圧に対しては負の温度特性を有し、可変抵抗R1~R3は電流に対して負の温度特性電圧に対しては正の温度特性を有している。このため、温度が上昇すると、ダイオードD1、D2の基準電圧が低下するとともに、可変抵抗R1~R3による電圧降下が上昇する。そして、ダイオードD1、D2の基準電圧の低下は、ノードN1、N2の電位を低下させるように作用し、可変抵抗R1~R3による電圧降下の上昇は、ノードN1、N2の電位を上昇させるように作用する。そして、ダイオードD1、D2の基準電圧の低下に起因するノードN1、N2の電位の低下分が、可変抵抗R1~R3による電圧降下の上昇に起因するノードN1、N2の電位の上昇分を上回ると、オペアンプE1の出力電圧Voが低下する。一方、ダイオードD1、D2の基準電圧の低下に起因するノードN1、N2の電位の低下分が、可変抵抗R1~R3による電圧降下の上昇に起因するノードN1、N2の電位の上昇分を下回ると、オペアンプE1の出力電圧Voが上昇する。そして、オペアンプE1の出力電圧Voが低下すると、電流出力回路4の出力電流Ioは上昇し、オペアンプE1の出力電圧Voが上昇すると、電流出力回路4の出力電流Ioは低下する。また、温度が上昇すると、発振器5の発振信号Soの発振周波数が上昇する。そして、発振器5の発振信号Soの発振周波数の上昇分を出力電流Ioが変化分で打ち消すことにより、温度変化による発振信号Soの発振周波数の変動を補償することができる。ここで、温度変化による発振信号Soの発振周波数の変動の補償精度を向上させるために、温度変化による発振信号Soの発振周波数の変動の傾きが打ち消されるように、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きを設定することができる。この時、可変抵抗R2、R3の値を増大すると、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きが大きくなる。一方、可変抵抗R1の値を増大すると、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きが小さくなる。このため、可変抵抗R1~R3の値を調整することより、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きを調整することができ、発振器5の発振信号Soの発振周波数の上昇分を出力電流Ioの変化分で打ち消すことが可能となる。この時、調整済みの可変抵抗R1~R3の値は調整値記憶部41、42に記憶することができる。また、可変抵抗R2、R3を調整可能とするだけでなく、可変抵抗R1も調整可能とすることにより、可変抵抗R2、R3の可変範囲を小さくすることが可能となる。このため、可変抵抗R2、R3のみを調整可能とした場合に比べて、可変抵抗R2、R3による消費電力の増大を抑制するとともに、可変抵抗R2、R3のレイアウト面積を低減することができる。図2aは、図1の基準信号発生回路にPTATProportionaltoAbsoluteTemperature特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図、図2bは、図1の基準信号発生回路にConstConstanttoAbsoluteTemperature特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図、図2cは、図1の基準信号発生回路にNTATNegativetoAbsoluteTemperature特性を持たせた時の温度と出力電流との関係を示す図である。図2aにおいて、可変抵抗R2、R3の値を増大させると、可変抵抗R2、R3の温度特性の影響がダイオードD1、D2の温度特性の影響より大きくなる。このため、温度が上昇すると、ノードN1、N2の電位が上昇し、オペアンプE1の出力電圧Voが上昇する。この結果、電流出力回路4の出力電流Ioは低下し、図1の基準信号発生回路はNTAT特性L1を示す。ここで、可変抵抗R1を増大させると、可変抵抗R1の電圧降下が大きくなり、ノードN1、N2の電位が上昇するため、オペアンプE1の出力電圧Voが上昇する。この結果、電流出力回路4の出力電流Ioは低下し、PTAT特性L1の傾きが減少する。また、図2cにおいて、可変抵抗R2、R3の値を減少させると、可変抵抗R2、R3の温度特性の影響がダイオードD1、D2の温度特性の影響より小さくなる。このため、温度が上昇すると、ノードN1、N2の電位が低下し、オペアンプE1の出力電圧Voが低下する。この結果、電流出力回路4の出力電流Ioは上昇し、図1の基準信号発生回路はPTAT特性L3を示す。また、図2bにおいて、可変抵抗R2、R3の温度特性の影響とダイオードD1、D2の温度特性の影響とが等しくなるように可変抵抗R2、R3の値を設定すると、温度が変化しても、ノードN1、N2の電位が一定に維持され、オペアンプE1の出力電圧Voが一定に維持される。この結果、電流出力回路4の出力電流Ioは一定に維持され、図1の基準信号発生回路はConst特性L2を示す。図3aは、図1の基準信号発生回路の可変抵抗R3の値を減少させた時において可変抵抗R1、R2の値の可変範囲における発振器の発振周波数と温度との関係を示す図、図3bは、図1の基準信号発生回路の可変抵抗R3の値を増大させた時において可変抵抗R1、R2の値の可変範囲における発振器の発振周波数と温度との関係を示す図である。図3aにおいて、P1は、可変抵抗R2、R3の可変範囲の最小値に設定した時の室温Trにおける発振器5の発振周波数、P2は、可変抵抗R2、R3の可変範囲の最大値に設定した時の室温Trにおける発振器5の発振周波数、P3は、可変抵抗R2、R3の可変範囲の最小値に設定した時の高温Thにおける発振器5の発振周波数、P4は、可変抵抗R2、R3の可変範囲の最大値に設定した時の高温Thにおける発振器5の発振周波数を示す。この場合、可変抵抗R2、R3を可変範囲内でどのように調整しても、発振器5の周波数特性が一定に維持される値はない。そして、可変抵抗R1の値を減少させると、図3bに示すように、P1~P4がP1 ́~P4 ́にそれぞれ移動する。この場合、発振器5の周波数特性が一定に維持されるように、可変抵抗R2、R3を可変範囲内で調整することができる。この時、発振器5の周波数特性が一定に維持される可変抵抗R1の可変範囲内において、図1の基準信号発生回路の消費電力が最小になるように可変抵抗R1の値を設定するようにしてもよいし、雑音または線形性などを考慮して可変抵抗R1の値を設定するようにしてもよい。図4は、図1の基準信号発生回路の可変抵抗R1の概略構成の一例を示す回路図である。図4において、可変抵抗R1には、トランジスタM11~M13および抵抗R10~R13が設けられている。なお、トランジスタM11~M13としては、例えば、Nチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、抵抗R10~R13は直列接続され、抵抗R11にはトランジスタM11が並列接続され、抵抗R12にはトランジスタM12が並列接続され、抵抗R13にはトランジスタM13が並列接続されている。また、トランジスタM11~M13のゲートには、切替信号A1~A3が入力される。ここで、切替信号A1~A3にてトランジスタM11~M13のオンされる個数が増えると、可変抵抗R1の抵抗値は減少する。また、切替信号A1~A3にてトランジスタM11~M13のオフされる個数が増えると、可変抵抗R1の抵抗値は増大する。このため、切替信号A1~A3にてトランジスタM11~M13のオンされる個数を増減させることにより、可変抵抗R1の抵抗値を増減させることができる。なお、この切替信号A1~A3の値は、調整値記憶部41に記憶させることができる。なお、図4の例では、3個のトランジスタM11~M13および4個の抵抗R10~R13を設けることにより、可変抵抗R1の抵抗値を4段階に変化させる方法を例にとったが、可変抵抗R1の抵抗値はkkは2以上の整数段階に変化させるようにしてもよい。また、可変抵抗R2、R3についても可変抵抗R1と同様に構成することができる。図5は、図1の基準信号発生回路をリング発振器に適用した時の概略構成の一例を示す回路図である。図5において、リング発振器13には基準電流発生回路12が接続され、基準電流発生回路12から出力電流Ioがリング発振器13に供給される。なお、基準電流発生回路12は、図1の基準信号発生回路11および電流出力回路4にて構成することができる。また、リング発振器13にはインバータV1~V3が設けられている。そして、インバータV1~V3は順次直列に接続され、最終段のインバータV3の出力は初段のインバータV1の入力に帰還されている。ここで、リング発振器13では、発振周波数fはインバータV1~V3の伝播遅延時間τと段数Nに依存するf∝Nτ。伝播遅延時間τは、インバータV1~V3の負荷容量Cに比例し、動作電流Iと動作温度Tに反比例するので、発振周波数fと動作温度Tはf∝IT/Cの関係がある。従って、出力電流IoにNTAT特性を持たせることにより、動作温度Tによる発振周波数fの変動を打ち消すことができ、リング発振器13の温度特性を補償することができる。第2実施形態図6は、第2実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。図6において、この基準信号発生回路には、図1の電流出力回路4の代わりに電流出力回路4 ́が接続されている。電流出力回路4 ́は、電流制御回路3の出力電圧Voを出力電流Ioに変換するとともに、基準信号発生回路11の温度特性を調整することができる。ここで、電流出力回路4 ́には、可変トランジスタM3 ́および調整値記憶部43が設けられている。可変トランジスタM3 ́は、出力電圧Voに対応した出力電流Ioを変化させることができる。調整値記憶部43には可変トランジスタM3 ́の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部43はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。ここで、温度変化による発振信号Soの発振周波数の変動の補償精度を向上させるために、温度変化による発振信号Soの発振周波数の変動の傾きが打ち消されるように、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きを設定することができる。この時、出力電流Ioの値を増減させることにより、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きを増減させることができる。このため、出力電流Ioの値を調整することより、温度変化による出力電流Ioの変動の傾きを調整することができ、発振器5の発振信号Soの発振周波数の変動分を出力電流Ioの変化分で打ち消すことが可能となる。また、可変抵抗R1~R3を調整可能とするだけでなく、出力電流Ioも調整可能とすることにより、可変抵抗R1~R3の可変範囲を小さくすることが可能となる。このため、可変抵抗R1~R3のみを調整可能とした場合に比べて、可変抵抗R1~R3による消費電力の増大を低減するとともに、可変抵抗R1~R3のレイアウト面積を低減することができる。なお、図6の実施形態では、可変抵抗R1~R3および可変トランジスタM3 ́を可変とする方法について説明したが、可変抵抗R2、R3および可変トランジスタM3 ́を可変とし、可変抵抗R1の代わりに固定抵抗を用いるようにしてもよい。図7は、図6の基準信号発生回路の可変トランジスタM3 ́の概略構成の一例を示す回路図である。図7において、可変トランジスタM3 ́には、トランジスタM21~M23およびスイッチW1、W2が設けられている。なお、トランジスタM21~M23としては、例えば、Pチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、トランジスタM21~M23は互いに並列接続されている。そして、トランジスタM21のゲートには出力電圧Voが印加され、トランジスタM22のゲートにはスイッチW1を介して出力電圧Voが印加され、トランジスタM23のゲートにはスイッチW2を介して出力電圧Voが印加される。また、スイッチW1、W2は切替信号B1、B2にてオン/オフされる。ここで、切替信号B1、B2にてスイッチW1、W2のオンされる個数が増えると、可変トランジスタM3 ́の出力電流Ioは増大する。また、切替信号B1、B2にてスイッチW1、W2のオフされる個数が増えると、可変トランジスタM3 ́の出力電流Ioは減少する。このため、切替信号B1、B2にてトランジスタM21~M23のオンされる個数を増減させることにより、出力電流Ioを増減させることができる。なお、この切替信号B1、B2の値は、調整値記憶部43に記憶させることができる。なお、図7の例では、3個のトランジスタM21~M23および2個のスイッチW1、W2を設けることにより、出力電流Ioを3段階に変化させる方法を例にとったが、出力電流Ioはmmは2以上の整数段階に変化させるようにしてもよい。第3実施形態図8は、第3実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。図8において、この基準信号発生回路には、非線形素子21、22、電流制御回路23、温度特性調整素子24-1、24-2および調整値記憶部51、52が設けられている。非線形素子21は、第1の基準電圧を発生させることができる。非線形素子22は、第2の基準電圧を発生させることができる。非線形素子21、22にはダイオードD11、D12がそれぞれ設けられている。第1の基準電圧の値と第2の基準電圧の値を互いに異ならせるために、ダイオードD11、D12のサイズを互いに異ならせることができる。温度特性調整素子24-1、24-2は、電流制御回路23の出力電圧Voの温度特性を別個に調整することができる。温度特性調整素子24-1には、可変抵抗R21が設けられ、温度特性調整素子24-2には、可変抵抗R22が設けられている。なお、可変抵抗R22は、温度に対する出力電圧Voの傾きを調整することができる。可変抵抗R21は、ダイオードD11、D12間の基準電圧の差分を吸収するとともに、温度に対する出力電圧Voの傾きを調整することができる。ここで、ダイオードD11のアノードにはノードN11が設けられている。また、ダイオードD12と可変抵抗R21とは互いに直列に接続され、ダイオードD12と可変抵抗R21との直列回路には可変抵抗R22が並列に接続されている。そして、可変抵抗R21、R22の接続点にはノードN12が設けられている。電流制御回路23は、その出力電圧Voに基づいて非線形素子21、22に流れる電流を制御することができる。この電流制御回路23には、トランジスタM31~M34が設けられている。なお、トランジスタM31、M32としては、Pチャンネル電界効果トランジスタ、トランジスタM33、M34としては、Nチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。そして、トランジスタM31、M33は互いに直列に接続され、トランジスタM32、M34は互いに直列に接続されている。トランジスタM33、M34のゲートはトランジスタM33のドレインに接続され、トランジスタM31、M32のゲートはトランジスタM32のドレインに接続されている。トランジスタM31、M32のソースは電源電位Vddが接続され、トランジスタM33のソースはノードN11に接続され、トランジスタM34のソースにはノードN12に接続されている。調整値記憶部51には可変抵抗R21の調整値が記憶され、調整値記憶部52には可変抵抗R22の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部51、52はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。そして、トランジスタM31、M32のカレントミラー動作により、トランジスタM33、M34のドレイン電流が互いに等しくなるように設定される。また、トランジスタM33、M34のカレントミラー動作により、ノードN11、N12を流れる電流が互いに等しくなるように設定され、ノードN11、N12間の電位差がゼロに近づくように調整される。そして、ノードN11を介してダイオードD11に電流が供給されるとともに、ノードN12を介してダイオードD12および可変抵抗R21、R22に電流が供給される。そして、ダイオードD11、D12は電流に対して正の温度特性電圧に対しては負の温度特性を有し、可変抵抗R21、R22は電流に対して負の温度特性電圧に対しては正の温度特性を有している。このため、温度が上昇すると、ダイオードD11、D12の基準電圧が低下するとともに、可変抵抗R21、R22による電圧降下が上昇する。そして、ダイオードD11、D12の基準電圧の低下は、ノードN11、N12の電位を低下させるように作用し、可変抵抗R21、R22による電圧降下の上昇は、ノードN11、N12の電位を上昇させるように作用する。そして、ダイオードD11、D12の基準電圧の低下に起因するノードN11、N12の電位の低下分が、可変抵抗R21、R22による電圧降下の上昇に起因するノードN11、N12の電位の上昇分を上回ると、電流制御回路23の出力電圧Voが低下する。一方、ダイオードD11、D12の基準電圧の低下に起因するノードN11、N12の電位の低下分が、可変抵抗R21、R22による電圧降下の上昇に起因するノードN11、N12の電位の上昇分を下回ると、電流制御回路23の出力電圧Voが上昇する。このため、可変抵抗R11、R12の値を調整することより、温度変化による出力電圧Voの変動の傾きを調整することができる。この時、調整済みの可変抵抗R21、R22の値は調整値記憶部51、52に記憶することができる。また、可変抵抗R22を調整可能とするだけでなく、可変抵抗R21も調整可能とすることにより、可変抵抗R22の可変範囲を小さくすることが可能となる。このため、可変抵抗R22のみを調整可能とした場合に比べて、可変抵抗R22による消費電力の増大を低減するとともに、可変抵抗R22のレイアウト面積を低減することができる。第4実施形態図9は、第4実施形態に係る基準信号発生回路の概略構成を示す回路図である。図9において、この基準信号発生回路では、図8の基準信号発生回路の電流制御回路23、温度特性調整素子24-2および調整値記憶部52の代わりに電流制御回路31、温度特性調整素子24-3および調整値記憶部53が設けられている。電流制御回路31には、電流制御回路23にトランジスタM35が追加されている。なお、トランジスタM35としては、Nチャンネル電界効果トランジスタを用いることができる。また、温度特性調整素子24-3には、可変抵抗R23が設けられている。ここで、図8の構成では可変抵抗R22はノードN12に接続されていたが、図9の構成では可変抵抗R23はノードN13に接続されている。また、調整値記憶部53には可変抵抗R23の調整値が記憶されている。なお、調整値記憶部53はヒューズ素子を用いるようにしてもよいし、レジスタを用いるようにしてもよい。そして、トランジスタM35のドレインはトランジスタM34のドレインに接続され、トランジスタM35のソースはノードN13に接続され、トランジスタM35のゲートはトランジスタM34のゲートに接続されている。ここで、図8の構成では、ダイオードD11、D12の非直線性の差に応じて可変抵抗R22に流れる電流の温度特性に基づいて負の2次温度係数が生成される。また、図9の構成では、ダイオードD11、D12の非直線性の差に応じて可変抵抗R23に発生する電圧の温度特性に基づいて正の2次温度係数が生成される。このため、正の2次温度係数を有する基準電流を生成させることができ、基準信号発生回路の2次温度係数を容易に補償することができる。なお、上述した実施形態では、BGR回路の温度特性を校正するために、BGR回路の出力電流を制御するパラメータの具体例について説明したが、一般化すると、出力信号yにおけるNNは2以上の整数個のパラメータx1、x2、、xnを変数とする関数y=fx1、x2、、xNがある時、これらのパラメータx1、x2、、xNのうち2個以上のパラメータを用いてBGR回路の温度特性を校正することができる。これにより、パラメータx1、x2、、xNのうち1個のパラメータのみを用いてBGR回路の温度特性を校正する方法に比べてパラメータx1、x2、、xNの可変範囲を狭くすることができ、BGR回路の消費電力を低減したり、BGR回路のレイアウト面積を低減したりすることができる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。