"第1及び第2の信号系列を生成するステップと、前記第1の信号系列により第1の偏波を変調し、前記第2の信号系列により前記第1の偏波と直交する第2の偏波を変調するステップと、前記変調された第1及び第2の偏波を偏波多重するステップとを含み、前記信号系列を生成するステップは、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第1のステップ、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第2のステップ、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第3のステップ、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第4のステップ、のうち少なくとも2つを、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用するステップを含む送信方法。前記少なくとも2つのステップを送信フレームの一部のシンボルに適用する請求項1に記載の送信方法。送信フレームの1フレーム内では、前記少なくとも2つのステップのうち同一のステップを適用し、フレーム毎に適用するステップを切り替える請求項1または2に記載の送信方法。前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、前記第2の信号系列における既知信号は、前記第1から第4のステップのうち少なくとも2つのステップを切り替えて生成される請求項1に記載の送信方法。前記既知信号は、2つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含む請求項4に記載の送信方法。前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号である請求項5に記載の送信方法。直交する第1及び第2の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置の受信方法であって、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第1及び第2の偏波に分離するステップと、前記分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第1又は第2の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離するステップとを含む受信方法。前記分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定するステップと、前記推定された伝送路パラメータを時間平均化処理するステップとを更に含む請求項7に記載の受信方法。前記推定するステップは、前記分離された第1の偏波を用いて第1の伝送路パラメータを推定するステップと、前記分離された第2の偏波を用いて第2の伝送路パラメータを推定するステップとを含み、前記時間平均化処理するステップは、前記推定された第1の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと、前記推定された第2の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップとを含み、前記第1の伝送路パラメータを時間平均化処理した値と前記第2の伝送路パラメータを時間平均化処理した値とを平均化して出力するステップを更に含む請求項8に記載の受信方法。前記同相成分と直交成分とに分離するステップは、受信した信号光と局発光とをミキシングして、第1又は第2の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離するステップを含み、前記伝送路パラメータを推定するステップは、前記分離された第1又は第2のいずれか一方の偏波の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定する請求項8に記載の受信方法。前記第1及び第2の伝送路パラメータを推定するステップは、既知信号の反転タイミングを検出するステップを更に含む請求項9に記載の受信方法。前記変調信号を単一の偏波で受信するステップと、前記受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するステップと、前記受信信号を蓄積する前と蓄積した後の信号を合成するステップとを含む請求項7に記載の受信方法。前記蓄積するステップは、前記受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延するステップを含み、前記合成するステップは、前記受信信号を遅延する前と遅延した後の信号を合成するステップを含む請求項12に記載の受信方法。前記受信するステップは、前記変調信号を直交する2つの偏波で受信し、前記蓄積するステップは、前記受信したX偏波の受信信号を一定時間蓄積する第1の蓄積ステップと、前記受信したY偏波の受信信号を一定時間蓄積する第2の蓄積ステップとを含み、前記合成するステップは、前記第1の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第1の合成ステップと、前記第2の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第2の合成ステップと、前記第1の合成ステップによる合成信号と前記第2の合成ステップによる合成信号とを合成する第3の合成ステップとを含む請求項12に記載の受信方法。第1及び第2の信号系列を生成する信号系列生成手段と、前記第1の信号系列により第1の偏波を変調し、前記第2の信号系列により前記第1の偏波と直交する第2の偏波を変調する変調手段と、前記変調された第1及び第2の偏波を偏波多重する偏波多重手段とを備え、前記信号系列生成手段は、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第1の手段、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第2の手段、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第3の手段、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第4の手段、のうち少なくとも2つを備え、前記少なくとも2つの手段を、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用する切り替え手段を更に備える送信装置。前記切り替え手段は、前記少なくとも2つの手段を送信フレームの一部のシンボルに適用する請求項15に記載の送信装置。前記切り替え手段は、送信フレームの1フレーム内では、前記少なくとも2つの手段のうち同一の手段を適用し、フレーム毎に適用する手段を切り替える請求項15または16に記載の送信装置。前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、前記第2の信号系列における既知信号は、前記第1から第4の手段のうち少なくとも2つの手段を切り替えて生成される請求項15に記載の送信装置。前記既知信号は、2つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含む請求項18に記載の送信装置。前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号である請求項19に記載の送信装置。直交する第1及び第2の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置であって、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第1及び第2の偏波に分離する偏波分離器と、前記偏波分離器で分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第1又は第2の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離する分離回路とを備える受信装置。前記分離回路で分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定する伝送路推定回路と、前記伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する時間平均化部とを更に備える請求項21に記載の受信装置。前記伝送路推定回路は、前記分離回路で分離された第1の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第1の伝送路推定回路と、前記分離回路で分離された第2の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第2の伝送路推定回路とを備え、前記時間平均化部は、前記第1の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第1の時間平均化部と、前記第2の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第2の時間平均化部とを備え、前記第1の時間平均化部からの出力値と前記第2の時間平均化部からの出力値とを平均化して出力する平均化部を更に備える請求項22に記載の受信装置。前記分離回路は、受信した信号光と局発光とをミキシングして、第1又は第2の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離し、前記伝送路推定回路は、前記分離回路で分離された第1又は第2の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定する請求項22に記載の受信装置。既知信号の反転タイミングを検出し、前記伝送路推定回路に反転タイミング情報を供給する反転位相検出回路を更に備える請求項23に記載の受信装置。前記変調信号を単一の偏波で受信する受信手段と、前記受信手段で受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するバッファ手段と、前記バッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する合成手段とを備える請求項21に記載の受信装置。前記バッファ手段は、前記受信手段で受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延する遅延回路であり、前記合成手段は、前記遅延回路により遅延する前と遅延した後の信号を合成する請求項26に記載の受信装置。前記受信手段は、前記変調信号を直交する2つの偏波で受信し、前記バッファ手段は、前記受信手段で受信したX偏波の受信信号を一定時間蓄積する第1のバッファ手段と、前記受信手段で受信したY偏波の受信信号を一定時間蓄積する第2のバッファ手段とを備え、前記合成手段は、前記第1のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第1の合成手段と、前記第2のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第2の合成手段と、前記第1の合成手段による合成信号と前記第2の合成手段による合成信号とを合成する第3の合成手段とを備える請求項26に記載の受信装置。しかしながら、上述した偏波スクランブラでは、偏波スクランブラの入射側に光ファイバを固定する際に、偏波スクランブラに入射される信号光の入射角度を光導波路断面の軸に対して45度となるよう調整する必要があり、製造性が悪いという問題があった。また、光ファイバが偏波スクランブラに一旦固定されると、その後の入射角度を調整できないため、光学部品の経年変化により、偏波スクランブル特性が劣化しても対応が困難であるという問題もあった。また、光の偏波スクランブラは、既知信号だけでなく、データ全体に対して偏波変動を与えるため、受信端における波形歪み用フィルタのタップ係数を、偏波状態の変化に追従させる必要がある。そして、既知信号の周期が高速である場合、偏波スクランブラの周期も高速化する必要があり、追従が不完全となり、誤り率が上昇するという問題がある。また、光偏波スクランブラでは、機械的に変動を与える手法が一般的であり、長期間の安定性、故障確率が上昇するなどの問題がある。本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号によりシンボルレートの速度で高速に変更することができ、製造時の入射角度の調整や光学部品の経年変化に起因する偏波スクランブル特性の劣化に対応する必要性をなくすことができる送信方法、受信方法、送信装置、及び受信装置を提供することにある。また、本発明の目的は、ダイバーシチ効果を高め、一方の偏波成分のみを用いて分散補償フィルタ、適応等化フィルタの係数を推定する場合であっても、推定精度を改善することができ、また、受信回路の簡易化、消費電力の低減を図ることができる送信方法、受信方法、送信装置、及び受信装置を提供することにある。上述した課題を解決するため、本発明による送信方法は、第1及び第2の信号系列を生成するステップと、前記第1の信号系列により第1の偏波を変調し、前記第2の信号系列により前記第1の偏波と直交する第2の偏波を変調するステップと、前記変調された第1及び第2の偏波を偏波多重するステップとを含み、前記信号系列を生成するステップは、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第1のステップ、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第2のステップ、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第3のステップ、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第4のステップ、のうち少なくとも2つを、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用するステップを含む。上記の発明において、前記少なくとも2つのステップを送信フレームの一部のシンボルに適用してもよい。上記の発明において、送信フレームの1フレーム内では、前記少なくとも2つのステップのうち同一のステップを適用し、フレーム毎に適用するステップを切り替えてもよい。上記の発明において、前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、前記第2の信号系列における既知信号は、前記第1から第4のステップのうち少なくとも2つのステップを切り替えて生成されてもよい。上記の発明において、前記既知信号は、2つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含んでもよい。上記の発明において、前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号であってもよい。上述した課題を解決するため、本発明による受信方法は、直交する第1及び第2の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置の受信方法であって、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第1及び第2の偏波に分離するステップと、前記分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第1又は第2の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離するステップとを含む。上記の発明において、前記分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定するステップと、前記推定された伝送路パラメータを時間平均化処理するステップとを更に含んでもよい。上記の発明において、前記推定するステップは、前記分離された第1の偏波を用いて第1の伝送路パラメータを推定するステップと、前記分離された第2の偏波を用いて第2の伝送路パラメータを推定するステップとを含み、前記時間平均化処理するステップは、前記推定された第1の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップと、前記推定された第2の伝送路パラメータを時間平均化処理するステップとを含み、前記第1の伝送路パラメータを時間平均化処理した値と前記第2の伝送路パラメータを時間平均化処理した値とを平均化して出力するステップを更に含んでもよい。上記の発明において、前記同相成分と直交成分とに分離するステップは、受信した信号光と局発光とをミキシングして、第1又は第2の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離するステップを含み、前記伝送路パラメータを推定するステップは、前記分離された第1又は第2のいずれか一方の偏波の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定してもよい。上記の発明において、前記第1及び第2の伝送路パラメータを推定するステップは、既知信号の反転タイミングを検出するステップを更に含んでもよい。上記の発明において、前記変調信号を単一の偏波で受信するステップと、前記受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するステップと、前記受信信号を蓄積する前と蓄積した後の信号を合成するステップとを含んでもよい。上記の発明において、前記蓄積するステップは、前記受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延するステップを含み、前記合成するステップは、前記受信信号を遅延する前と遅延した後の信号を合成するステップを含んでもよい。上記の発明において、前記受信するステップは、前記変調信号を直交する2つの偏波で受信し、前記蓄積するステップは、前記受信したX偏波の受信信号を一定時間蓄積する第1の蓄積ステップと、前記受信したY偏波の受信信号を一定時間蓄積する第2の蓄積ステップとを含み、前記合成するステップは、前記第1の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第1の合成ステップと、前記第2の蓄積ステップにおいて蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第2の合成ステップと、前記第1の合成ステップによる合成信号と前記第2の合成ステップによる合成信号とを合成する第3の合成ステップとを含んでもよい。上述した課題を解決するため、本発明による送信装置は、第1及び第2の信号系列を生成する信号系列生成手段と、前記第1の信号系列により第1の偏波を変調し、前記第2の信号系列により前記第1の偏波と直交する第2の偏波を変調する変調手段と、前記変調された第1及び第2の偏波を偏波多重する偏波多重手段とを備え、前記信号系列生成手段は、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第1の手段、前記第1の信号系列の直交成分と同一の信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第2の手段、前記第1の信号系列の同相成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第3の手段、前記第1の信号系列の直交成分を論理反転した信号を同相成分とし、前記第1の信号系列の同相成分と同一の信号を直交成分として前記第2の信号系列を生成する第4の手段、のうち少なくとも2つを備え、前記少なくとも2つの手段を、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに切り替えて適用する切り替え手段を更に備える。上記の発明において、前記切り替え手段は、前記少なくとも2つの手段を送信フレームの一部のシンボルに適用してもよい。上記の発明において、前記切り替え手段は、送信フレームの1フレーム内では、前記少なくとも2つの手段のうち同一の手段を適用し、フレーム毎に適用する手段を切り替えてもよい。上記の発明において、前記区間は既知信号と送信データ系列とを含み、前記第2の信号系列における既知信号は、前記第1から第4の手段のうち少なくとも2つの手段を切り替えて生成されてもよい。上記の発明において、前記既知信号は、2つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含んでもよい。上記の発明において、前記特殊シンボルパターンは、シンボル毎に位相が反転する交番信号であってもよい。上述した課題を解決するため、本発明による受信装置は、直交する第1及び第2の偏波が偏波多重された変調信号を受信して復調する受信装置であって、所定の長さで区分された各区間の少なくとも一部において前記区間ごとに偏光状態が変化する変調信号を第1及び第2の偏波に分離する偏波分離器と、前記偏波分離器で分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方の信号光と局発光とをミキシングして、前記第1又は第2の偏波の少なくとも一方の同相成分と直交成分とに分離する分離回路とを備える。上記の発明において、前記分離回路で分離された第1又は第2の偏波の少なくとも一方を用いて伝送路パラメータを推定する伝送路推定回路と、前記伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する時間平均化部とを更に備えてもよい。上記の発明において、前記伝送路推定回路は、前記分離回路で分離された第1の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第1の伝送路推定回路と、前記分離回路で分離された第2の偏波を用いて伝送路パラメータを推定する第2の伝送路推定回路とを備え、前記時間平均化部は、前記第1の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第1の時間平均化部と、前記第2の伝送路推定回路からの出力値を時間平均化処理する第2の時間平均化部とを備え、前記第1の時間平均化部からの出力値と前記第2の時間平均化部からの出力値とを平均化して出力する平均化部を更に備えてもよい。上記の発明において、前記分離回路は、受信した信号光と局発光とをミキシングして、第1又は第2の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とに分離し、前記伝送路推定回路は、前記分離回路で分離された第1又は第2の偏波のいずれか一方の同相成分と直交成分とを用いて伝送路パラメータを推定してもよい。上記の発明において、既知信号の反転タイミングを検出し、前記伝送路推定回路に反転タイミング情報を供給する反転位相検出回路を更に備えてもよい。上記の発明において、前記変調信号を単一の偏波で受信する受信手段と、前記受信手段で受信された単一の偏波の受信信号を一定時間蓄積するバッファ手段と、前記バッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する合成手段とを備えてもよい。上記の発明において、前記バッファ手段は、前記受信手段で受信した単一の偏波の受信信号を一定時間遅延する遅延回路であり、前記合成手段は、前記遅延回路により遅延する前と遅延した後の信号を合成してもよい。上記の発明において、前記受信手段は、前記変調信号を直交する2つの偏波で受信し、前記バッファ手段は、前記受信手段で受信したX偏波の受信信号を一定時間蓄積する第1のバッファ手段と、前記受信手段で受信したY偏波の受信信号を一定時間蓄積する第2のバッファ手段とを備え、前記合成手段は、前記第1のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第1の合成手段と、前記第2のバッファ手段に蓄積する前と蓄積した後の信号を合成する第2の合成手段と、前記第1の合成手段による合成信号と前記第2の合成手段による合成信号とを合成する第3の合成手段とを備えてもよい。この発明によれば、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号によりシンボルレートの速度で高速に変更することができる。このため、製造時の入射角度の調整や光学部品の経年変化に起因する偏波スクランブル特性の劣化に対応する必要性をなくすことができる。また、この発明によれば、ダイバーシチ効果を高め、一方の偏波成分のみを用いて分散補償フィルタ、適応等化フィルタの係数を推定する場合であっても、推定精度を改善することができ、また、受信回路の簡易化、消費電力の低減を図ることができる。以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。A.第1実施形態次に、本発明の第1実施形態について説明する。A-1.第1実施形態の構成図1は、本発明による第1実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。なお、図28に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図1において、300は半導体レーザ、301は送信機、305は光ファイバ、306は受信機、309は局部発振レーザ、327は第1のインバータ、328は第2のインバータ、329は第1のスイッチ、330は第2のスイッチ、331は第3のスイッチである。送信機301において、第2の変調器303には、Y偏波I信号として、第1の変調器302に入力されるX偏波I信号と同一の信号、または第1のインバータ327を介することにより第1の変調器302に入力されるX偏波I信号を論理反転した信号、またはX偏波Q信号と同一の信号、または第2のインバータ328を介することにより第1の変調器302に入力されるX偏波Q信号を論理反転した信号が入力されるように、第1のスイッチ329、第2のスイッチ330、及び第3のスイッチ331により時間的に切り替えられる。また、第2の変調器303には、Y偏波Q信号として、第1の変調器302に入力されるX偏波I信号と同一の信号、または第1のインバータ327を介することにより第1の変調器302に入力されるX偏波I信号を論理反転した信号、またはX偏波Q信号と同一の信号、または第2のインバータ328を介することにより第1の変調器302に入力されるX偏波Q信号を論理反転した信号が入力されるように、第1のスイッチ329、第2のスイッチ330、及び第3のスイッチ331により時間的に切り替えられる。本構成により、送信信号の偏光状態を、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、シンボルレートの速度で高速に変更することができる。以下において、その具体的な動作を説明する。A-2.第1実施形態による送信フレーム図2は、本第1実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。図2において、101~112は情報シンボルである。時間区間1において、Y偏波I信号は、X偏波I信号と同一信号第1の情報シンボル101、Y偏波Q信号は、X偏波Q信号と同一信号である第5の情報シンボル105。また、時間区間2において、Y偏波I信号は、X偏波Q信号と同一信号第6の情報シンボル106、Y偏波Q信号第11の情報シンボル111は、X偏波I信号第2の情報シンボル102を論理反転した信号である。また、時間区間3において、Y偏波I信号第9の情報シンボル109は、X偏波I信号第3の情報シンボル103を論理反転した信号、Y偏波Q信号第12の情報シンボル112は、X偏波Q信号第7の情報シンボル107を論理反転した信号である。また、時間区間4において、Y偏波I信号第10の情報シンボル110は、X偏波Q信号第8の情報シンボル108を論理反転した信号、Y偏波Q信号は、X偏波I信号と同一信号である第4の情報シンボル104。図2に示す送信フレームを用いたときの動作を図3A~3E、図4A~4E、図6A~6Eを参照して説明する。図2に示す時間区間1において、Y偏波I信号は、X偏波I信号と同一信号、Y偏波Q信号はX偏波Q信号と同一信号である。従って、図3Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点と、図3Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点とは、同じ位置になる。図中の[]の中の数字が、X偏波とY偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。このように変化するベースバンド信号により、位相変調PSK:PhaseShiftKeyingされた光の被変調信号の時間波形を、図3C、及び図3Dに示す。例えば、ベースバンド信号が1jの区間は、搬送波に対して45度、ベースバンド信号が-1-jの区間は、搬送波に対して、225度の位相差を持った被変調信号となる。図3C、及び図3Dにおいて、X偏波平面上の被変調信号をEx、Y偏波平面上の被変調信号Ey、波の進行方向をZ軸とすると、ExとEyの位相差は0であり、次式1、2で表すことができる。Ex=Asinωt-kz.........1Ey=Bsinωt-kz.........2但し、A、Bは光の被変調信号の振幅、ωは角周波数、tは時間、kは伝搬定数である。被変調信号の振幅AとBが等しい場合、次式3で表される。Ex=Ey.........32つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図3Eのように表すことができる。すなわち、X偏波平面とY偏波平面とに挟まれ、X偏波平面に対して45度をなす角度を持った偏波平面上を、角周波数ωで振動しながらZ方向に伝搬する直線偏光となる。次に、図2に示す時間区間2において、Y偏波I信号は、X偏波Q信号と同一信号、Y偏波Q信号は、X偏波I信号を論理反転した信号である。従って、図4Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点を、右に90度回転した点が、図4Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点になる。図中の[]の中の数字が、X偏波とY偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。図4C、及び図4Dにおいて、X偏波平面上の被変調信号をEx、Y偏波平面上の被変調信号Ey、波の進行方向をZ軸とすると、EyはExより90度位相が遅れており、次式4、5で表すことができる。Ex=Asinωt-kz.........4Ey=-Bcosωt-kz.........5被変調信号の振幅AとBが等しくAである場合、次式6で表される。Ex2Ey2=A2.........62つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図4Eのように円を描く。数式4、及び数式5の位相関係から、ベクトル合成した信号は、進む方向に向かって反時計回りに、角周波数ωで回転しながら、Z方向に伝搬する円偏光となる。次に、図2に示す時間区間3において、Y偏波I信号は、X偏波I信号を論理反転した信号、Y偏波Q信号は、X偏波Q信号を論理反転した信号である。従って、図5Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点と、図5Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点とは、原点に対して点対称となる。図中の[]の中の数字が、X偏波とY偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。図5C、及び図5Dにおいて、X偏波平面上の被変調信号をEx、Y偏波平面上の被変調信号Ey、波の進行方向をZ軸とすると、ExとEyの位相差は、180度であり、次式7、8で表すことができる。Ex=Asinωt-kz.........7Ey=-Bsinωt-kz.........8被変調信号の振幅AとBが等しい場合、次式9で表される。Ex=-Ey.........92つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図5Eのように表すことができる。すなわち、X偏波平面とY偏波平面とに挟まれ、X偏波平面に対して、-45度をなす角度を持った偏波平面上を、角周波数ωで振動しながらZ方向に伝搬する直線偏光となる。次に、図2に示す時間区間4において、Y偏波I信号は、X偏波Q信号を論理反転した信号、Y偏波Q信号は、X偏波I信号と同一信号である。従って、図6Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点を左に90度回転した点が、図6Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点になる。図中の[]の中の数字が、X偏波とY偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。図6C、及び図6Dにおいて、X偏波平面上の被変調信号をEx、Y偏波平面上の被変調信号Ey、波の進行方向をZ軸とすると、Eyは、Exより90度位相が進んでおり、次式10、11で表すことができる。Ex=Asinωt-kz.........10Ey=Bcosωt-kz.........11被変調信号の振幅AとBが等しくAである場合、次式12で表される。Ex2Ey2=A2.........122つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図6Eのように円を描く。数式10、及び数式11の位相関係から、ベクトル合成した信号は、進む方向に向かって時計回りに角周波数ωで回転しながら、Z方向に伝搬する円偏光となる。図2の下段には、上述した偏光状態の変化が示されている。また、偏光状態を表現するポアンカレ球の上に、本第1実施形態による偏光状態を描画した図を図7に示す。括弧内の数字1~4は、図2に示す時間区間1~4に対応している。本第1実施形態による偏光状態は、ポアンカレ球上において、赤道上で球の原点に対して対称な2点、北極点、南極点の4点で表される。すなわち、送信信号となる被変調信号の偏光状態を、1シンボル毎に4通りに変更することができる。この偏光状態の変更は、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号処理のみで行っている。4種の偏光状態は、1シンボル毎に決まった順番に変更するものに限る必要はなく、複数のシンボル毎に偏光状態を変更しても良いし、また、偏光状態を変更する順番をランダムにしても良い。また、4種のうちの2種、または3種のみを用いても良い。上述した第1実施形態によれば、90度位相差を有する変調フォーマットQPSKや16QAMなどにおいて、Y偏波のI,Q成分をX偏波のI,Q成分に基づいて、4種類のパターンを適宜変えてプリコードし、X偏波、Y偏波を合成して出力することにより、出力信号光の偏波状態を電気的に高速に変えることができるので、偏波ホールバーニングの影響を低減させることが可能になる。また、偏波スクランブラなどの光部品を用いないので、その偏波スクランブラなどの光部品による経年変化に起因する特性劣化が生じない。B.第2実施形態次に、本発明の第2実施形態について説明する。B-1.第2実施形態の構成図8は、本発明の第2実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。なお、図1に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図8において、332は第4のスイッチ、333は第5のスイッチである。図1に示す第1実施形態の送受信機の構成とは、第4のスイッチ332、及び第5のスイッチ333にY偏波情報シンボルを入力する外部入力端子を設けている点が異なる。従って、第2の変調器303にX偏波の入力信号とは独立なベースバンド信号を入力できる。情報シンボルについては、予め送信データを擬似雑音化データスクランブルを行うことで、本発明の原理に基づく、ある程度の偏波スクランブル化が可能である。一方、同期信号やトレーニング信号は、特定のシンボルパターンにより構成され、異なるフレームにおいても、一般に同じシンボルパターンを繰り返して使う。このため、本第2実施形態による構成では、同期信号やトレーニング信号に対して、本発明によるデジタル信号による偏波スクランブルを行い、情報シンボルには、偏波スクランブルを行わずに、X偏波とY偏波とで独立な信号を伝送することにより、偏波多重による高速伝送と偏波スクランブルとを両立させる。同期信号には、ビット同期信号やフレーム同期信号があり、ビット同期信号は、データ信号とクロック信号とのタイミングを合わせるために用いられ、フレーム同期信号は、フレームの始まりを識別するために用いられる。また、トレーニング信号は、受信機306における伝送路の伝達特性推定過程の初期引込みに用いられる。これらには、1と0が交互に並んだ符号や擬似雑音PN符号が用いられる。このような同期信号やトレーニング信号に対し、図2に示すように、1シンボル毎にY偏波信号をX偏波信号に連動させて変更させると、Y偏波信号は、X偏波信号とは異なる周波数成分を持つシンボルパターンとなる場合が生じる。例えば、X偏波I信号が1010...、X偏波Q信号が1010...という同期信号のとき、1シンボル毎に偏光状態を図2に示す1、2、3、4と変更させる場合には、Y偏波I信号は1001...、Y偏波Q信号は1100...となって、Y偏波信号は、X偏波信号とは異なる周波数成分を持つシンボルパターンとなる。このようなシンボルパターンが許容されない場合には、同期信号やトレーニング信号の偏光状態をフレーム毎に変更させれば良い。1フレーム内の同期信号やトレーニング信号の偏光状態を一定とし、フレーム間の同期信号やトレーニング信号の偏光状態を変更することにより、X偏波とY偏波とで同じ周波数成分を持つシンボルパターンとなり、また数フレーム以上の時間隔で見ると、偏光状態はランダム化される。図8において、同期信号やトレーニング信号の時間区間においては、第1の変調器302に入力される信号と同一信号、または第1の変調器302に入力される信号を論理反転した信号を、第2の変調器303に入力するように、第3のスイッチ331、第4のスイッチ332、及び第5のスイッチ333を切り替える。また、情報系列の時間区間においては、外部より入力されるY偏波用の情報シンボルを、第2の変調器303に入力するように、第3のスイッチ331、第4のスイッチ332、及び第5のスイッチ333を切り替える。B-2.第2実施形態による送信フレーム以下、本第2実施形態による具体的な動作を説明する。図9は、本第2実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。図9において、13、18、25、27は複数のシンボルにより構成され、所定のシンボルパターンを持つ同期信号である。また、14、15、16、17、19、20、21、22、23、24、26、28、29、30、31、32は複数の情報シンボルにより構成された情報系列である。同期信号については、X偏波I信号、及びX偏波Q信号では、同じシンボルパターンをフレーム毎に繰り返し用いている。一方、Y偏波I信号、及びY偏波Q信号では、X偏波I信号、及びX偏波Q信号と同一信号、または論理反転した信号である。情報系列は、X偏波とY偏波とで独立に伝送する。同期信号の時間区間1において、Y偏波I信号は、X偏波I信号と同一信号第1の同期信号13、Y偏波Q信号は、X偏波Q信号と同一信号である第2の同期信号18。また、時間区間2において、Y偏波I信号は、X偏波Q信号と同一信号第2の同期信号18、Y偏波Q信号第3の同期信号25は、X偏波I信号第1の同期信号13を論理反転した信号である。また、時間区間3において、Y偏波I信号第3の同期信号25は、X偏波I信号第1の同期信号13を論理反転した信号、Y偏波Q信号第4の同期信号27は、X偏波Q信号第2の同期信号18を論理反転した信号である。また、時間区間4において、Y偏波I信号第4の同期信号27は、X偏波Q信号第2の同期信号18を論理反転した信号、Y偏波Q信号第1の同期信号13は、X偏波I信号と同一信号である。従って、同期信号の偏光状態は、図3A~3E、図4A~4E、図5A~5E、図6A~6Eの情報シンボルと同様に変化する。この偏光状態の変化を図9の下段に示している。すなわち、送信信号のうち、同期信号の偏光状態を1フレーム毎に変更することができる。例えば、X偏波I信号が1010...、X偏波Q信号が1010...という同期信号の時、図9に示す時間区間1では、Y偏波I信号は1010...、Y偏波Q信号は1010...、時間区間2では、Y偏波I信号は1010...、Y偏波Q信号は0101...、時間区間3では、Y偏波I信号は0101...、Y偏波Q信号は0101...、時間区間4では、Y偏波I信号は0101...、Y偏波Q信号は1010...となる。すなわち、Y偏波信号は、X偏波信号と同じ周波数成分を持つシンボルパターンとなっており、かつ、フレーム間の偏光状態は、異なっている。この偏光状態の変更は、偏波スクランブラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号処理のみで行っている。同期信号は、トレーニング信号であっても良い。また、4種の偏光状態は、1フレーム毎に決まった順番に変更するものに限る必要はなく、複数のフレーム毎に偏光状態を変更しても良いし、また偏光状態を変更する順番をランダムにしても良い。また、4種のうちの2種、または3種のみを用いても良い。また、変調方式は、PSKに限らず、QAMQuadratureAmplitudeModulationなど90度位相差の信号点を持つものであれば良い。図10A、10Bには、変調方式が16QAMの場合の例を示している。図10Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点を左に90度回転した点が、図10Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点になっている。図中の[]の中の数字がX偏波とY偏波で同じ場合、同一時刻の信号点位置であることを示している。これは、図2、及び図9に示す時間区間4と同じ位相関係であり、Y偏波I信号は、X偏波Q信号を論理反転した信号、Y偏波Q信号は、X偏波I信号と同一信号にすることで生成できる。このため、PSK変調の場合と同様に、X偏波とY偏波の2つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、進む方向に向かって、時計回りに角周波数ωで回転しながら、Z方向に伝搬する円偏光となる。その他の3種の偏光状態も、図2、及び図9の時間区間1~3と同様にして生成することができる。上述した第2実施形態によれば、90度位相差を有する変調フォーマットQPSKや16QAMなどにおいて、Y偏波のI,Q成分をX偏波のI,Q成分に基づいて、4種類のパターンでプリコードし、X偏波、Y偏波を合成して出力し、プリコードのパターンを適宜変えることにより、出力信号光の偏波状態を電気的に高速に変えることができるので、偏波ホールバーニングの影響を低減させることが可能になる。また、偏波スクランブラなどの光部品を用いないので、その偏波スクランブラなどの光部品による経年変化に起因する特性劣化が生じない。また、同期信号やトレーニングパターン部分については、フレーム毎にプリコードのパターンを適宜変えることにより、X偏波とY偏波で同一フレーム内では、同じ周波数成分のみを有することが可能となる。以下、本発明の第3~第11実施形態を、図面を参照して説明する。まず、これらの実施形態に関する本発明の原理を説明する。C.本発明の原理多値変調された信号光を生成する方法として、光搬送波キャリアの同相成分の強度を変調する強度変調器と、キャリアの直交位相成分の強度を変調する変調器とを用いて、同相成分直交成分をそれぞれの信号光成分を生成しておき、それらを合成することで実現する方法がある。これら2つの変調器が一体の変調器として集積化されている場合もある。その他、例えば、4値位相変調信号、8値位相変調信号であれば、同一振幅レベルにあるため、位相変調器のみを用いて生成することも可能である。ここでは、同相成分直交成分が個別に変調される方式を例に説明する。光の直交する2つの偏波に個別のデータを載せて送信する偏波多重方式がある。X偏波、Y偏波それぞれに別の送信データ系列を送信する場合には、X偏波、Y偏波それぞれを多値変調した上で、これらを、偏波多重器を用いて合成して偏波多重信号光を生成する。既知信号を送信データ系列に挿入して、伝送路の波形歪みパラメータを推定する場合には、既知信号は同一パターンを繰り返し用いる。既知信号部分の偏波状態を操作することが目的であるが、その原理を説明する。上述したように、偏波多重多値変調信号を生成する構成として、X偏波I成分、X偏波Q成分、Y偏波I成分、Y偏波Q成分の4つ強度変調器を利用する場合を想定する。4値位相シフトキーイング変調方式の場合、X偏波I成分の送信デジタルデータパターンが0、1の場合、光キャリア電界では位相が反転関係にある-E、Eにマッピングされる。同様に、X偏波Q成分の送信データパターン0、1は、光キャリア電界では-E、Eにマッピングされる。したがって、XIとXQ変調器から出力されるそれぞれの出力信号光を互いに直交する位相関係で合成すると、光電界フェーザダイアグラム上では、E,E、E,-E、-E,E、-E,-Eの4点のいずれかの状態となる。一方、偏波多重の場合、Y偏波に対しても、E,E、E,-E、-E,E、-E,-Eの4点のいずれかの状態となる。図11A、11Bは、交番信号の周波数スペクトルの一例を示す概念図である。図11Aは同相の場合を表し、図11Bは逆相の場合を表す。仮に、XIが1、XQが1、YIが1、YQが1の場合、X偏波電界はE,E、Y偏波電界はE,Eの状態となる。したがって、偏波多重後の光キャリアは、X偏波の搬送波位相とY偏波の搬送波位相の相対的な位相関係が同位相であるため、図11Aに示すように、X偏波軸から45度方向に振動する偏波状態となる。一方、XIが1、XQが1、YIが0、YQが0の場合、X偏波電界はE,E、Y偏波電界は-E,-Eの状態となる。したがって、X偏波とY偏波の相対位相が逆相となり、図11Bに示すように、-45度の偏波状態となる。したがって、XIが1、XQが1、YIが1、YQが1の場合に比較すると、偏波状態が90度回転していることが分かる。さらに、XIが1、XQが1、YIが1、YQが0の場合、X偏波電界はE,E、Y偏波電界はE,-Eの状態となる。この場合、X偏波とY偏波の相対位相関係は、90度位相がずれた関係となっており、円偏光状態となる。つまり、送信データパターンによって、偏波状態が変化する。D.第3実施形態図12は、本第3実施形態による、送信機の構成を示すブロック図である。送信データ系列DS1~DS4のそれぞれに対して、既知信号パターンを挿入するための挿入回路10-1~10-4を配置し、挿入する既知信号パターンの、あるレーンに対してデジタル論理反転回路11-1、11-2を介挿しておき、既知信号パターンを送信する周期で、論理反転のONOFFを切り替える。既知信号パターンのように、同一のパターンを繰り返し送信する場合において、Y偏波I成分とY偏波Q成分とに対して、図13に示すように、1は0に、0は1に変換する論理反転を繰り返し、周期毎にONOFFすると、繰り返し周期毎に偏波状態を90度回転させることができる。デジタル論理反転回路11-1、11-2は、どのレーンに対して挿入してもよい。また、Y偏波Q成分のみ論理反転のONOFFを繰り返すと、直線偏光と円偏光とを繰り返して周期毎に切り替えることができる。さらに、デジタル論理反転回路11-1、11-2をONOFF切り替えするタイミングは、既知信号パターンを送信する周期に対して、任意に設定できる。例えば、2周期毎にONOFF切り替えしてもよい。さらに、Y偏波I成分のONOFFタイミングを2周期毎に、Y偏波Q成分のONOFFタイミングを1周期毎に設定すると、直線偏光45度、直線偏光-45度、右円偏光、左円偏光の4つの状態を切り替えることが可能になる。XI-変調器12-1は、X偏波-I成分を、XQ-変調器12-2は、X偏波-Q成分を、YI-変調器12-3は、Y偏波-I成分を、YQ-変調器12-4は、Y偏波-Q成分を、それぞれ搬送波光で変調する。偏波多重器13は、上記XI-変調器12-1、XQ-変調器12-2、YI-変調器12-3、及びYQ-変調器12-4からの変調波を多重化して出力する。なおデジタル論理反転回路11-1あるいは11-2がONするタイミングでデジタル論理反転回路11-1及び11-2に与える信号を互いに入れ替えることにより、任意の変調信号に対して図9の時間区間2あるいは時間区間4に示しているような一定の円偏光状態を与えることができる。なお、QPSK変調方式における適用例を説明したが、2値位相シフトキーイングBPSKでも利用することができる。BPSKの場合、X偏波の送信データパターンが0、1によって、キャリア光の電界は、E、-Eがマッピングされる。Y偏波に対しても同様で、0、1によってキャリア光の電界は、E、-Eがマッピングされる。X偏波が1、Y偏波が1の場合、X偏波とY偏波のキャリア位相関係は同相となるため、45度の直線偏波状態となる。一方、X偏波が1、Y偏波が0の場合、キャリア位相関係が逆相となり、-45度の直線偏波状態となる。したがって、X偏波、Y偏波のどちらか一方に、ON/OFF可能なデジタル論理反転回路を挿入し、既知信号を送信する周期毎に、ONOFF切り替え操作することで、偏波状態を制御できる。なお、ONOFF切り替え操作と表現したが、論理反転回路を通過するパスと、それをバイパスするパスとを設けておき、周期的に出力パスを切り替える構成でも同等の機能が実現できる。受信端では、波長分散による波形歪みの補償、偏波多重信号光の偏波分離、偏波モード分散補償のためのデジタル信号処理を実施するに当たり、コヒーレント受信が必要になるため、局発光と90度ハイブリッドとを用いて、信号光を同位相成分と直交位相成分とに分離する。ここで、同位相、直交位相とは、局発光の位相を基準とした定義となる。90度ハイブリッドから出力される光は、光電変換器により電気信号に変換される。光電変換器としては、バランス型フォトディテクタを利用する場合が一般的であり、90度ハイブリッドから出力される信号光が含む不要な直流成分を除くことができる。また、通常のフォトディテクタと直流除去器を用いる場合もある。その後、アナログデジタル変換器ADCを介して、デジタル信号に変換した後に、デジタル信号処理回路に入力される。デジタル信号処理回路には、既知信号を用いて伝送路の波長分散を推定するような伝送路推定回路を設ける。例えば、伝送路の波長分散を推定するための既知信号としては、2つ以上のある特定の周波数帯域に信号成分の大部分を持つ特殊シンボルパターンを含むことができる。このような特殊シンボルパターンとして、シンボル毎に位相が反転する交番信号を用いる方法がある。交番信号は、周波数スペクトル上に2つの輝線を有しており、この2つの成分の間に生じる到来時間差情報を用いて分散推定を行う。これは、波長分散が周波数に依存して群速度を変化させる特徴を有しており、結果として周波数成分によって受信端に到来する時間が異なることになる現象を利用するものである。E.第4実施形態図14は、本第4実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。なお、図12に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。図14において、偏波分離器20は、X偏波、Y偏波を分離し、90度ハイブリッド21-1、21-2は、局発光22により、信号光を同位相成分と直交位相成分とに分離する。光電変換器23-1~23-4は、分離された信号光を電気信号に変換する。ADC24-1~24-4は、電気信号をデジタル信号に変換する。伝送路推定回路25は、周波数スペクトル上に2つの輝線を有する交番信号の2つの成分の間に生じる到来時間差情報を用いて分散推定を行う。時間平均化処理部26は、伝送路推定回路25からの出力値を時間平均化処理する。受信端では、偏波ダイバーシチ構成をとっており、X偏波I成分、X偏波Q成分、Y偏波I成分、Y偏波Q成分をそれぞれ個別に受信している。このような場合であっても、伝送路推定回路25の回路規模を削減するため、一方の偏波成分のみを用いて、分散推定を実施している。このような場合、受信端の偏波分離器20に入力される際の既知信号の偏波状態によっては、既知信号の電力の大部分が上方の90度ハイブリッド21-1に流れ、下方の90度ハイブリッド21-2には微小な電力のみが供給される場合がある。この場合、既知信号が雑音成分に埋もれてしまい、分散推定値の精度が劣化することになる。このような場合であっても、上記で説明した既知信号を送信する周期で、送信される既知信号の偏波状態が切り替わる構成を適用している場合、例えば、既知信号が到来する周期毎に偏波状態が変化して、上方と下方の90度ハイブリッド21-1、21-2の双方に周期毎に既知信号電力の大部分が流れることになり、時間平均化処理を施すことにより、分散推定精度を改善することができる。また、時間平均化処理部26による時間平均化処理でなく、例えば、入力される既知信号の電力の大きさを用いて、大きな電力が供給されたタイミングの推定値を選択する方法も考えられ、時間平均化処理でなく、推定値選択回路を設けることで実現することができる。F.第5実施形態図15は、本第5実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。なお、図14に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第5実施形態では、図15に示すように、偏波ダイバーシチ受信をした上で、それぞれの偏波成分に対して伝送路推定回路25-1、25-2、及び時間平均化処理部26-1、26-2を用意する。この場合、既知信号の偏波状態によって、上方の90度ハイブリッド21-1、下方の90度ハイブリッド21-2への入力電力がばらつくものの、2つのどちらか一方には大きな電力量が供給されることになるため、通常、推定精度が著しく劣化することはない。但し、伝送路の偏波依存損失PDLがある場合、既知信号の偏波状態が伝送路のPDL偏波軸と一致した条件では、既知信号の電力が低下する場合がある。また、伝送路で受ける波長分散などの波形劣化が偏波状態に依存する場合もある。この場合、既知信号の偏波に依存して、波長分散の推定値が異なる。したがって、受信端では、両方の偏波をダイバーシチ受信し、さらに伝送路推定も両偏波でダイバーシチ推定する場合においても、送信する既知信号の偏波状態が一定である限り、伝送路PDL波形劣化の偏波依存性によって、伝送路推定の精度が劣化する。このような状況においても、本発明のように、送信される既知信号の偏波状態を周期的に変化させることで、推定値精度を向上させることができる。この場合、受信端では、既知信号が到来するタイミングによって、波長分散の推定値が変化するため、これを時間平均化処理部26-1、26-2で時間平均化処理することによって、最終的な推定精度を向上させることができる。XY平均化部27は、時間平均化処理部26-1、26-2の出力を平均化して出力する。また、時間平均化処理でなく、例えば、入力される既知信号の電力の大きさを用いて、大きな電力が供給されたタイミングの推定値を選択する方法もある。この場合、時間平均化処理でなく、推定値選択回路を設けることで実現できる。G.第6実施形態図16は、本第6実施形態による、送受信機の構成を示すブロック図である。なお、図15に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第6実施形態では、図16に示すように、受信端において偏波分離器20を利用せずに、一方の偏波成分のみから伝送路状態を推定する。この場合、既知信号の偏波状態によっては、伝送路推定に用いられる既知信号電力が低下する場合があり、推定精度が著しく低下する。しかし、送信端において偏波状態を切り替える機構を利用し、さらに受信端で推定値を平均化処理部26により時間平均化処理することで、推定精度を改善することが可能である。また、既知パターンを利用して、適応等化フィルタの係数を推定する場合など、パターンの値そのものを利用する場合には、送信側で付与したデジタル論理反転を戻す、もしくは反転を考慮した上で利用する必要がある。H.第7実施形態図17は、本第7実施形態による、送受信機の他の構成を示すブロック図である。なお、図15に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。本第7実施形態では、図17に示すように、伝送路推定回路25-1、25-2の後に、論理反転を施した反転タイミングを検出するための反転位相検出回路28-1、28-2を設けている。反転位相検出回路28-1、28-2は、反転操作が施された既知信号のタイミングを検出し、既知信号を実際に利用する伝送路推定回路25-1、25-2に対して、反転タイミング情報を提供する。論理反転のタイミング検知としては、論理反転がない場合の既知信号を期待値として持ち、その期待値が到来するタイミングを検出することで、論理反転タイミングを認識できる。期待値と到来パターンとの比較には、検出に用いる既知パターンシンボル数の連続シンボルに対して、既知パターンと到来パターンとのそれぞれのシンボルのXOR演算を実施し、その結果がすべてゼロとなる場合、もしくは殆どすべてがゼロとなる場合に、論理反転なしの既知信号パターンが到来したタイミングだと認識できる。また、逆に、反転している場合には、すべてのシンボルで、1となる場合が、反転既知パターンが到来したタイミングであると認識できる。また、より確実に実施するためには、論理反転がない既知信号と、論理反転を施した既知信号との両方を期待値として持ち、それぞれが検出されるタイミング周期を検出することもできる。伝送路推定回路25-1、25-2では、到来した既知信号パターン部分に対して、論理反転に相当する操作を実施する。例えば、到来パターンがデジタル信号とはいえ、複数のビット幅を用いた多値デジタル信号である場合がある。この場合、符号を反転することで到来パターンの方に対して、論理反転に相当する操作を施せばよい。一方、到来すべき既知信号として保持している参照用の既知信号パターンに対して、反転位相検出部28-1、28-2から提供される反転タイミング情報に従って、送信側での論理反転操作と同様の操作を参照用の既知信号パターンに与えてもよい。すなわち、到来すべき既知パターンとして、送信側での論理操作を想定した既知パターンを適用する方法である。上述した第3~第7実施形態によれば、送信信号の偏光状態を偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号により高速に変更することができる。このため、送信信号を、直交する2つの偏波面でそれぞれ独立に受信する必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。また、本第3~第7実施形態を、直交する2つの偏波面でそれぞれ独立に受信するシステムに適用した場合には、消費電力の低減効果はなくなるが、従来システムに比べてダイバーシチ効果を高めることができるという利点を有する。I.第8実施形態次に、本発明の第8実施形態による送信フレームについて説明する。図18は、本第8実施形態による送信フレーム構成を示す概念図である。図18において、201は第1の同期信号、202は第1の情報シンボル、203は第2の情報シンボル、204は第3の情報シンボル、205は第2の同期信号、206は第4の情報シンボルである。同期信号、及び情報シンボルは、いずれも複素数で表現されている。第2の同期信号205は、第1の同期信号201に対して論理反転した信号とする。図19は、本第8実施形態による送信フレームの詳細な構成例として、複素数で表現されている信号をI、Qに分離し実数で表現した構成を示す概念図である。同図において、207は第3の同期信号、208は第5の情報シンボル、209は第6の情報シンボル、210は第7の情報シンボル、211は第8の情報シンボル、212は第9の情報シンボル、213は第4の同期信号、214は第10の情報シンボル、215は第11の情報シンボル、216は第12の情報シンボルである。第4の同期信号213は、第3の同期信号207に対して論理反転した信号である。この送信フレームを用いたときの動作を図20A~20F、及び図21A~21Fを参照して説明する。図19の時間区間1において、X偏波I信号の第3の同期信号207が1、X偏波Q信号の第3の同期信号207が1のとき、これらを複素加算した信号は1jとなる。また、X偏波I信号の第3の同期信号207が-1、X偏波Q信号の第3の同期信号207が-1のとき、これらを複素加算した信号は-1-jとなる。これらの値を交互に取ったときの様子をIQ平面上に表した図を図20Aに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。同様に図19の時間区間1において、Y偏波I信号の第3の同期信号207が1、Y偏波Q信号の第3の同期信号207が1のとき、これらを複素加算した信号は1jとなる。また、Y偏波I信号の第3の同期信号207が-1、Y偏波Q信号の第3の同期信号207が-1のとき、これらを複素加算した信号は-1-jとなる。これらの値を交互に取ったときの様子をIQ平面上に表した図を図20Bに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。このように変化するベースバンド信号によりPSK変調された被変調信号の時間波形を図20C、及び図20Dに示す。X偏波、Y偏波共に、ベースバンド信号が1jの区間は搬送波に対して45度、ベースバンド信号が-1-jの区間は搬送波に対して45度180度の位相差を持った信号となる。図20C、及び図20Dにおいて、X偏波平面上の被変調信号が振幅1のときには、Y偏波平面上の被変調信号の振幅は1、X偏波平面上の被変調信号が振幅-1のときには、Y偏波平面上の被変調信号の振幅は-1となり、2つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図20Eのように表すことができる。すなわち、X偏波平面とY偏波平面とにはさまれ、X偏波平面に対して45度をなす角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この信号を受信したときの様子を図20Fに示す。受信機において信号を受信する偏波面をX’偏波、それと直交する偏波面をY’偏波と表すと、これら偏波面と受信信号とのなす角度は、送信信号と送信機のX偏波、Y偏波とは一般に異なる。その結果、X’偏波平面上の信号とY’偏波平面上の信号とは振幅が異なる。次に、図19の時間区間3において、X偏波I信号の第3の同期信号207が1、X偏波Q信号の第3の同期信号207が1のとき、これらを複素加算した信号は1jとなる。また、X偏波I信号の第3の同期信号207が-1、X偏波Q信号の第3の同期信号207が-1のとき、これらを複素加算した信号は-1-jとなる。これらの値を交互に取ったときの様子をIQ平面上に表した図を図21Aに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。第4の同期信号213は、第3の同期信号207に対して論理反転した信号である。Y偏波I信号の第4の同期信号213が-1、Y偏波Q信号の第4の同期信号213が-1のとき、これらを複素加算した信号は-1-jとなる。またY偏波I信号の第4の同期信号213が1、Y偏波Q信号の第4の同期信号213が1のとき、これらを複素加算した信号は1jとなる。これらの値を交互に取ったときの様子をIQ平面上に表した図を図21Bに示す。時間的に白丸、黒丸の順に変化することとする。このように変化するベースバンド信号によりPSK変調された被変調信号の時間波形を図21C、及び図21Dに示す。X偏波、Y偏波共に、ベースバンド信号が1jの区間は、搬送波に対して45度、ベースバンド信号が-1-jの区間は、搬送波に対して45度180度の位相差を持った信号となる。図21C、及び図21Dにおいて、X偏波平面上の被変調信号が振幅1のときには、Y偏波平面上の被変調信号の振幅は-1、X偏波平面上の被変調信号が振幅-1のときには、Y偏波平面上の被変調信号の振幅は1となり、2つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図21Eのように表すことができる。すなわち、図20Eで表されている偏波平面とは直交し、90度の角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この偏光状態の変更は、偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号のみで行っている。この信号を受信したときの様子を図21Fに示す。X’偏波平面上の信号とY’偏波平面上の信号との振幅の大小は図20Fの場合と逆になる。したがって、図20Fの信号と図21Fの信号とを、時間間隔を置いてX’偏波信号のみを受信し、合成することで、従来のX’偏波信号とY’偏波信号とを同時に独立に受信して合成した場合と同等の偏波ダイバーシチ効果を得ることができる。従来のフレーム構成を用いた場合の偏波ダイバーシチは、図20Fに示すX’偏波信号とY’偏波信号とを合成することになる。一方、本第8実施形態によるフレーム構成を用いた場合の偏波ダイバーシチは、図20Fに示すX’偏波信号と図21Fに示すX’偏波信号とを合成することになる。合成方法には、受信レベルの高い方を選択する選択合成法や、伝送路特性を推定した上で受信信号の位相振幅を伝送路特性に応じて調整して合成する最大比合成法がある。したがって、本第8実施形態によるフレーム構成を用いた場合には、Y’偏波信号を受信する回路を動作させる必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。また、上述した説明では、1フレーム毎に毎回偏光状態を90度回転させることとしたが、偏光状態を変化させる周期は、2以上のフレーム数にしても良い。J.第9実施形態次に、本発明の第9実施形態による送信フレームについて説明する。図22は、本発明の第9実施形態による送信フレーム構成を示す図である。同図において、217は第5の同期信号、218は第1のトレーニング信号、219は第13の情報シンボル、220は第14の情報シンボル、221は第2のトレーニング信号、222は第15の情報シンボル、223は第16の情報シンボル、224は第17の情報シンボル、225は第6の同期信号、226は第3のトレーニング信号、227は第18の情報シンボル、228は第19の情報シンボル、229は第4のトレーニング信号、230は第20の情報シンボルである。第6の同期信号225は、第5の同期信号217に対して論理反転した信号、第3のトレーニング信号226は第1のトレーニング信号218に対して論理反転した信号、第4のトレーニング信号229は第2のトレーニング信号221に対して論理反転した信号である。すなわち、1フレームの一部である時間区間1、2においてY偏波の信号はX偏波の信号と同一であり、次のフレームの一部である時間区間4、5においてY偏波の信号はX偏波の信号を論理反転した信号である。この送信フレームを用いたときの動作を図23A~23D、及び図24A~24Dを参照して説明する。同期信号は図19と同じ構成である。トレーニング信号は、IQ平面上で4点の信号点を取るようにするため、I信号とQ信号とは異なる系列としている。図22の時間区間2において、X偏波I信号とY偏波I信号は同一であり、またX偏波Q信号とY偏波Q信号は同一である。したがって、図23Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点と図23Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点とは同じ位置になる。図中の丸数字は時間的な順番を示している。したがって、このように変化するベースバンド信号によりPSK変調された2つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図23Cのように表すことができる。すなわちX偏波平面とY偏波平面とにはさまれ、X偏波平面に対して45度をなす角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この信号を受信したときの様子を図23Dに示す。X’偏波平面上の信号とY’偏波平面上の信号とは振幅が異なる。次に、図22の時間区間5において、X偏波I信号とY偏波I信号とは、論理反転しており、またX偏波Q信号とY偏波Q信号は論理反転している。したがって、図24Aに示すX偏波のIQ平面上の信号点と、図24Bに示すY偏波のIQ平面上の信号点とは、原点に対して点対称の位置を取ることになる。図中の[]の中の数字は、時間的な順番を示している。したがって、このように変化するベースバンド信号によりPSK変調された2つの偏波平面上の被変調波信号をベクトル合成した信号は、図24Cのように表すことができる。すなわち、図23Cで表されている偏波平面と直交し、90度の角度を持った偏波平面上で時間的に変化する。この偏光状態の変更は、偏光コントローラ等の光学部品を用いることなく、デジタル信号のみで行っている。この信号を受信したときの様子を図24Dに示す。X’偏波平面上の信号とY’偏波平面上の信号との振幅の大小は、図23Dの場合と逆になる。したがって、図23Dの信号と図24Dの信号とを時間間隔をおいてX’偏波平面上のみで受信し、最大比合成や、選択合成を行うことにより、X’偏波平面上の信号とY’偏波平面上の信号とを、同時に、独立に受信して合成した場合と同等の偏波ダイバーシチ効果を得ることができる。このため、Y’偏波信号を受信する回路を動作させる必要がなくなり、受信機の消費電力を低減することができる。また、上述した説明では、1フレーム周期で、毎回、偏光状態を90度回転させることとしたが、偏光状態を変化させる周期は2以上のフレーム数にしても良い。また、QPSK変調を仮定し、同期信号はIQ平面上の2点、トレーニング信号はIQ平面上の4点を取る信号としたが、同期信号が4点取る信号であっても良い。また、変調方式は、16QAMや、64QAMなどの多値変調であっても良い。K.第10実施形態次に、本発明の送信フレームを用いて光通信を行うことのできる送受信機の構成について説明する。図25は、本第10実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。図25において、300は半導体レーザ、301は送信機、302は第1の変調器、303は第2の変調器、304は偏波ビームコンバイナ、305は光ファイバ、306は受信機、309は局部発振レーザ、310は第1の90度ハイブリッド、312は第1の受光素子、313は第2の受光素子、316は第1のAD変換器、317は第2のAD変換器、320は複素加算回路、323は同期回路、324は等化回路、325は復調回路、334はバッファ回路、336は合成回路である。送信機301において、第1の変調器302、及び第2の変調器303に入力されるX偏波I信号とY偏波I信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替え、また、X偏波Q信号とY信号Q信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替える。第1の変調器302、及び第2の変調器303の出力信号は、偏波ビームコンバイナ304で偏波多重されて光ファイバ305に送信される。受信機306において、90度ハイブリッド310によりIQ信号に分離し、それらを、受光素子312、313を介して、AD変換器316、317によりデジタル信号に変換した後、複素加算回路320によりIjQの複素信号に変換する。得られた複素信号をバッファ回路334に送信信号の偏光状態の切り替え時間に相当する一定時間蓄積し、蓄積前と蓄積後の信号を合成回路336において合成する。合成方法には、位相振幅を適切に調整して合成する最大比合成法や受信レベルの高い方のみを選択する選択合成法などがある。ビット同期信号や、フレーム同期信号は、同期回路323において用いられ、トレーニング信号は、等化回路324において用いられ、復調回路325で復調された信号が出力される。なお、バッファ回路334、及び合成回路336は、AD変換器316と複素加算回路320との間、及びAD変換器317と複素加算回路320との間にそれぞれ設けても良い。また、バッファ回路334は、入力データを一定時間遅延して出力する遅延回路でも良い。上述した第10実施形態によれば、図29に示す従来の送受信機と比較すると、Y’偏波信号を受信するための受光素子、AD変換器、複素加算回路が削減されており、低消費電力化が可能となる。L.第11実施形態次に、本発明の送信フレームを用いて光通信を行うことのできる送受信機の他の構成について説明する。図26は、本第11実施形態による送受信機の構成例を示すブロック図である。同図において、300は半導体レーザ、301は送信機、302は第1の変調器、303は第2の変調器、304は偏波ビームコンバイナ、305は光ファイバ、306は受信機、307は第1の偏波ビームスプリッタ、308は第2の偏波ビームスプリッタ、309は局部発振レーザ、310は第1の90度ハイブリッド、311は第2の90度ハイブリッド、312は第1の受光素子、313は第2の受光素子、314は第3の受光素子、315は第4の受光素子、316は第1のAD変換器、317は第2のAD変換器、318は第3のAD変換器、319は第4のAD変換器、320は第1の複素加算回路、321は第2の複素加算回路、323は同期回路、324は等化回路、325は復調回路、334は第1のバッファ回路、335は第2のバッファ回路、336は第1の合成回路、337は第2の合成回路、338は第3の合成回路である。送信機301において、第1の変調器302、及び第2の変調器303に入力されるX偏波I信号とY偏波I信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替え、また、X偏波Q信号とY信号Q信号とは、同一信号、または論理反転した信号を時間的に切り替える。第1の変調器302、及び第2の変調器303の出力信号は、偏波ビームコンバイナ304で偏波多重されて光ファイバ305に送信される。受信機306において、偏波ビームスプリッタ307、及び308、90度ハイブリッド310、及び311により直交する2偏波それぞれIQ信号に分離し、それらを受光素子312~315を介して、AD変換器316、317、318、319によりデジタル信号に変換した後、複素加算回路320、321により偏波毎にIjQの複素信号に変換する。得られた偏波毎の複素信号を、バッファ回路334、335に送信信号の偏光状態の切り替え時間に相当する一定時間蓄積し、蓄積前と蓄積後の信号を合成回路336、337において合成する。この偏波毎に得られた合成信号を、さらに合成回路338において合成する。合成方法には、位相振幅を適切に調整して合成する最大比合成法や、受信レベルの高い方のみを選択する選択合成法などがある。図29に示す従来の送受信機構成では、図20Fに示すX’偏波信号とY’偏波信号とを合成することになる。また、図25に示す第10実施形態による送受信機の構成では、図20Fに示すX’偏波信号と図21Fに示すX’偏波信号とを合成することになる。これらに対して、本第11実施形態では、図20Fに示すX’偏波信号とY’偏波信号、及び図21Fに示すX’偏波信号とY’偏波信号との4つをすべて合成することになる。したがって、本第11実施形態は、第10実施形態による送受信機の構成に比較して、消費電力の低減効果はなくなるが、従来の送受信機の構成、及び第10実施形態による送受信機の構成に比較し、ダイバーシチ効果を高め、より高品質な信号を受信できるという利点を有する。"