"片側端に音声周波数信号が正位相で印加され、反対側端に音声周波数信号が逆位相で印加される入力抵抗器と、前記入力抵抗器の片側端が入力端子に接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比50の矩形波が切換制御端子に入力された片側用1入力2出力アナログスイッチと、前記入力抵抗器の反対側端が入力端子に接続され、前記矩形波が切換制御端子に入力された反対側用1入力2出力アナログスイッチと、前記片側用1入力2出力アナログスイッチの第一出力端子と前記反対側用1入力2出力アナログスイッチの第二出力端子が一次側コイルの片側端に接続され、前記片側用1入力2出力アナログスイッチの第二出力端子と前記反対側用1入力2出力アナログスイッチの第一出力端子が一次側コイルの反対側端に接続された出力トランスとを備えたことを特徴とする変調回路。前記入力抵抗器の中間点と前記一次側コイルの中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路と、前記音声周波数信号を非反転増幅する非反転増幅器と、前記非反転増幅器の出力端と前記入力抵抗器の片側端とを交流接続する片側用直列コンデンサと、前記音声周波数信号を反転増幅する反転増幅器と、前記反転増幅器の出力端と前記入力抵抗器の反対側端とを交流接続する反対側用直列コンデンサとを備えたことを特徴とする請求項1記載の変調回路。ところで、図6の受信器601に対応する送信器を構成しようとすると、初段の変調回路をどのように構成するかが問題となる。例えば、従来の周波数変換回路を音声周波数信号の変調に用いようとすると、音声周波数信号が入力トランスを通過しにくいという問題及びダイオードに由来する不具合があるという問題が生じる。図7の周波数変換回路は、局部発振信号LOと高周波信号RFを入力とし、中間周波信号IFを出力としていた。これに倣い、RF端子に音声周波数信号を入力し、LO端子に搬送波信号を入力することで、IF端子に振幅変調信号が出力されることを試みたとする。しかし、音声周波数信号は、これまで述べた他の信号と比較して低周波であり、入力トランス72を通過しにくい。したがって、RF端子に音声周波数信号を割り振るのは適切でない。そこで、図7の周波数変換回路を利用し、端子に割り振る信号だけを入れ替えて図13のように変調回路131を構成する。すなわち、入力トランス72の一次側コイルに搬送波信号CARを入力し、出力トランス73の一次側コイルの中間点に音声周波数信号AFを入力することで、出力トランス73の二次側コイルから中間周波信号振幅変調信号IFが出力される。なお、図7の周波数変換回路は、3つある端子RF端子、IF端子、LO端子に3つの信号高周波信号RF、中間周波信号IF、局部発振信号LOあるいは振幅変調信号IF、搬送波信号CAR、音声周波数信号AFのいずれを割り振ってもよく、2つの信号を任意の2つの端子に入力すれば残りの端子から残りの1つの信号が出力される。しかしながら、図13の変調回路131は、音声周波数信号が入力トランス72を通さずに与えられる点では好ましいものの、図7、図8の二重平衡変調器71、81と同じ回路構成であり、4個のダイオードD1,D2,D3,D4で伝達経路が切り替わる。この回路構成では、ダイオードに由来する不具合は解決されない。ダイオードに由来する不具合を以下に3点述べる。第1点として、一般に、ダイオードは、順方向に電圧が印加されても電圧が閾値順方向電圧降下に達するまでは導通しないという特性がある。したがって、正弦波である局部発振信号LOが正の半周期では、図10のように、ダイオードD1,D2が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、印加電圧が閾値より低いため図9のように非導通となる期間が含まれる。負の半周期でも、同様に、図11のように、ダイオードD3,D4が順バイアスされて導通している期間ばかりでなく、非導通となる期間が含まれる。つまり、局部発振信号LOの振幅の絶対値が閾値より小さい期間は、全ダイオードD1,D2,D3,D4が非導通となる。導通の期間と非導通の期間が交互することにより、局部発振信号LOを供給している局部発振器図示せずの負荷が不連続に変化するので、取り出される中間周波数信号IFに歪みが生じる原因となる。第2点として、局部発振器を高出力とし局部発振信号LOの振幅を大きくすることで、前述の全ダイオード非導通期間を短縮することができるように思われる。これは、局部発振信号LOの振幅が小さいと、1周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が長くなるが、局部発振信号LOの振幅が大きいと、1周期中において振幅の絶対値が閾値より小さい期間が短くなるからである。しかし、局部発振信号LOの振幅を、例えば、10dbm10mW以上に大きくしようとすると、局部発振器には高出力増幅器を備える必要が生じ、コスト増大を招くと共に、振幅が大きい局部発振信号LOが配線基板中や信号線間、部品間空間を介して他の回路に漏洩しやすくなり、スプリアス不要周波数信号が発生する原因となる。第3点として、ダイオードは、回路図上ではダイオード単体で示され、導通と非導通の2状態のみを有する素子として扱われるが、実際には非線形なインピーダンス成分抵抗成分などを含んでおり、電圧電流特性が非直線となる。こうしたダイオードの電圧電流特性の非直線性のため、二重平衡変調器71,81のインピーダンスは不安定であり、インピーダンスの不安定さは中間周波信号IFに歪みが生じる原因となる。以上の3点の不具合は、端子と信号の割り振りを変えた図13の変調回路131においても共通である。そこで、本発明の目的は、上記課題を解決し、ダイオードに由来する不具合がなく、音声周波数信号の変調に好適な変調回路を提供することにある。上記目的を達成するために本発明の変調回路は、片側端に音声周波数信号が正位相で印加され、反対側端に音声周波数信号が逆位相で印加される入力抵抗器と、前記入力抵抗器の片側端が入力端子に接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比50の矩形波が切換制御端子に入力された片側用1入力2出力アナログスイッチと、前記入力抵抗器の反対側端が入力端子に接続され、前記矩形波が切換制御端子に入力された反対側用1入力2出力アナログスイッチと、前記片側用1入力2出力アナログスイッチの第一出力端子と前記反対側用1入力2出力アナログスイッチの第二出力端子が一次側コイルの片側端に接続され、前記片側用1入力2出力アナログスイッチの第二出力端子と前記反対側用1入力2出力アナログスイッチの第一出力端子が一次側コイルの反対側端に接続された出力トランスとを備えたものである。前記入力抵抗器の中間点と前記一次側コイルの中間点に所定電圧の直流信号を入力するオフセット回路と、前記音声周波数信号を非反転増幅する非反転増幅器と、前記非反転増幅器の出力端と前記入力抵抗器の片側端とを交流接続する片側用直列コンデンサと、前記音声周波数信号を反転増幅する反転増幅器と、前記反転増幅器の出力端と前記入力抵抗器の反対側端とを交流接続する反対側用直列コンデンサとを備えてもよい。本発明は次の如き優れた効果を発揮する。1ダイオードに由来する不具合がない。2音声周波数信号の変調に好適である。以下、本発明の一実施形態を添付図面に基づいて詳述する。図1に示されるように、本発明に係る変調回路1は、片側端t1に音声周波数信号AFが正位相で印加され、反対側端t2に音声周波数信号AFが逆位相で印加される入力抵抗器2と、入力抵抗器2の片側端t1が入力端子COMに接続され、搬送波信号と同じ周波数を有するデューティ比50の矩形波RECが切換制御端子CNTに入力された片側用1入力2出力アナログスイッチ3と、入力抵抗器2の反対側端t2が入力端子COMに接続され、矩形波RECが切換制御端子CNTに入力された反対側用1入力2出力アナログスイッチ4と、片側用1入力2出力アナログスイッチ3の第一出力端子NCと反対側用1入力2出力アナログスイッチ4の第二出力端子NOが一次側コイル5inの片側端t3に接続され、片側用1入力2出力アナログスイッチ3の第二出力端子NOと反対側用1入力2出力アナログスイッチ4の第一出力端子NCが一次側コイル5inの反対側端t4に接続された出力トランス5とを備える。入力抵抗器2は、抵抗値が同じ2つの抵抗器を直列接続して構成する。片側用1入力2出力アナログスイッチ3及び反対側用1入力2出力アナログスイッチ4となる1入力2出力アナログスイッチマルチプレクサとも言うは、切換制御端子CNTと入力端子COMと第一出力端子NCと第二出力端子NOとを有し、切換制御端子CNTの入力信号がHレベルのときは入力端子COMと第一出力端子NCとが導通して第二出力端子NOはどことも非導通となり、切換制御端子CNTの入力信号がLレベルのときは入力端子COMと第二出力端子NOとが導通して第一出力端子NCどことも非導通となる半導体素子である。2つの1入力2出力アナログスイッチは、同一チップに形成されるのが望ましい。1入力2出力アナログスイッチは、数10MHz以上、あるいは100MHz以上の高速切り換え動作が可能で入出力間の導通時抵抗値ON抵抗が1Ω以下であることが望ましい。変調回路1は、2つの1入力2出力アナログスイッチ3,4の切換制御端子CNTに搬送波信号と同じ周波数を有しデューティ比50の矩形波RECが入力されている。片側用1入力2出力アナログスイッチ3では、入力端子COMに入力抵抗器2の片側端t1が接続され、第一出力端子NCに出力トランス5の一次側コイル5inの片側端t3が接続され、第二出力端子NOに一次側コイル5inの反対側端t4が接続されている。反対側用1入力2出力アナログスイッチ4では、入力端子COMに入力抵抗器2の反対側端t2が接続され、第一出力端子NCに出力トランス5の一次側コイル5inの反対側端t4が接続され、第二出力端子NOに一次側コイル5inの片側端t3が接続されている。出力トランス5は、交流信号が伝達可能な一次側コイル5inと二次側コイル5outとを有し、一次側コイル5inの片側端t3と反対側端t4と中間点t5に端子を有する。一次側コイル5inは、二次側コイル5outと巻数が同じ2つのコイルを直列接続して構成する。変調回路1は、入力抵抗器2の中間点t6と一次側コイル5inの中間点t5に所定電圧の直流信号以下、オフセット信号というを入力するオフセット回路6と、音声周波数信号AFを増幅率=1で非反転増幅する非反転増幅器ボルテージフォロワ7と、非反転増幅器7の出力端t7と入力抵抗器2の片側端t1とを交流接続する片側用直列コンデンサ8と、音声周波数信号AFを非反転増幅器7と同じ増幅率=1で反転増幅する反転増幅器9と、反転増幅器9の出力端t8と入力抵抗器2の反対側端t2とを交流接続する反対側用直列コンデンサ10とを備える。オフセット回路6は、直流定電圧源11の陽極陰極間に可変抵抗器12が接続され、可変抵抗器12によってオフセット信号の電圧が調節されるように構成されている。オフセット信号は、1入力2出力アナログスイッチの通過電圧範囲例えば、0Vから電源電圧の範囲の中央付近にバイアスをかけることで、音声周波数信号AFが正負全域にわたり1入力2出力アナログスイッチを通過できるようにする信号である。一次側コイル5inの中間点t5と入力抵抗器2の中間点t6には、中間点t5,t6を高周波的及び低周波的に接地して動作を安定させるためのコンデンサが接続される。矩形波RECは、図示しない矩形波発振器から得られる。矩形波発振器は、例えば、DDSDirectDigitalSynthesizerとローパスフィルタと二値化用のコンパレータと原発振用の水晶振動子とからなる。DDSは、ROM等の記憶素子に1周期分の正弦波について周期を所定個に刻んだサンプル間隔で振幅値を格納しておき、読み出しクロックに応じて振幅値を順に読み出すことで階段状の正弦波を発生させるものである。サンプル間隔及び振幅値分解能を高くすれば階段状の正弦波が理想的な正弦波に近づき、さらにローパスフィルタを適用することで、理想的な正弦波が得られる。コンパレータでは、ローパスフィルタからの正弦波を直流電圧と比較して二値化することで、読み出しクロックに依存しないタイミングで二値化が達成される。この結果、デューティ比50の理想的な矩形波RECが得られる。コンパレータを内蔵したDDSの例として、アナログデバイス社製AD9834がある。以下、変調回路1の動作を説明する。音声周波数信号AFの周波数をfAFとする。搬送波信号の周波数をfCARとすると、矩形波RECの周波数はfCARとなる。図示しないマイクロホンから入力された音声周波数信号AFは、非反転増幅器7において、位相が変化することなく伝送され、片側用直列コンデンサ8を介して交流成分のみ入力抵抗器2の片側端t1に現れる。同時に、音声周波数信号AFは、反転増幅器9において、位相が180°変化して伝送され、反対側用直列コンデンサ10を介して交流成分のみ入力抵抗器2の反対側端t2に現れる。一方、矩形波RECは、搬送波信号の周波数でHレベルとLレベルを交番する。矩形波RECがHレベルの半周期では、1入力2出力アナログスイッチ3,4の切換制御端子CNTがいずれもHレベルとなり、1入力2出力アナログスイッチ3,4は、いずれも入力端子COMと第一出力端子NCとが導通して第二出力端子NOはどことも非導通となる。これにより、入力抵抗器2の片側端t1の信号は、片側用1入力2出力アナログスイッチ3の第一出力端子NCから出て、出力トランス5の一次側コイル5inの片側端t3に現れる。入力抵抗器2の反対側端t2の信号は、反対側用1入力2出力アナログスイッチ4の第一出力端子NCから出て、一次側コイル5inの反対側端t4に現れる。この結果、図2に示されるように、位相θの信号が一次側コイル5inの片側端t3に、位相θ180°の信号が反対側端t4に現れることになる。矩形波RECがLレベルの半周期では、1入力2出力アナログスイッチ3,4の切換制御端子CNTがいずれもLレベルとなり、1入力2出力アナログスイッチ3,4は、いずれも入力端子COMと第二出力端子NOとが導通して第一出力端子NCはどことも非導通となる。これにより、入力抵抗器2の片側端t1の信号は、片側用1入力2出力アナログスイッチ3の第二出力端子NOから出て、出力トランス5の一次側コイル5inの反対側端t4に現れる。入力抵抗器2の反対側端t2の信号は、反対側用1入力2出力アナログスイッチ4の第二出力端子NOから出て、一次側コイル5inの片側端t3に現れる。この結果、図3に示されるように、位相θの信号が検波用抵抗器5の反対側端t4に、位相θ180°の信号が片側端t3に現れることになる。このようにして、1入力2出力アナログスイッチ3,4を通った信号が矩形波RECの半周期ごとに位相が反転する状態で一次側コイル5inの両端に現れる。音声周波数信号AFの周波数がfAFであり、矩形波RECの周波数がfCARであるため、一次側コイル5inの両端に現れる振幅変調信号中間周波信号IFの周波数は、fCAR±fAFとなる。2つの中間周波信号IFは互いに逆位相であるが、出力トランス5が位相合成器の働きをすることにより、二次側コイル5outに伝達される信号は同位相となり、重畳される。以上説明したように、本発明の変調回路1によれば、従来のようなダイオードの非導通による中間的状態がないので、信号歪みの発生を回避することができる。本発明の変調回路1によれば、ダイオード非道通期間を短縮するための高出力で低歪みの局部発振器は必要なくなり、高出力に起因する信号漏洩がない。本発明の変調回路1によれば、ダイオードの電圧電流特性の非直線性に起因する信号歪みの発生を回避することができる。本発明の変調回路1によれば、片側用1入力2出力アナログスイッチ3の入力端子COMに入力される音声周波数信号AFが第一出力端子NCか第二出力端子NOのいずれかに必ず伝達され、反対側用1入力2出力アナログスイッチ4の入力端子COMに入力される音声周波数信号AFが第二出力端子NOか第一出力端子NCのいずれかに必ず伝達されるので、音声周波数信号AFが遮断される期間がない。本発明の変調回路1によれば、出力トランス5の一次側コイル5inの両端に現れる互いに逆位相の振幅変調信号中間周波信号IFが出力トランス5によって位相を合わせて合成されるので、二次側コイル5outの振幅変調信号IFは2倍の振幅が得られる。本発明の変調回路1によれば、片側用1入力2出力アナログスイッチ3の切換制御端子CNTと反対側用1入力2出力アナログスイッチ4の切換制御端子CNTに同じ矩形波RECが入力されるので、2つの1入力2出力アナログスイッチ3,4の切換動作が全く同時になる。本発明の変調回路1によれば、入力抵抗器2の片側端t1が片側用1入力2出力アナログスイッチ3の入力端子COMに接続され、入力抵抗器2の反対側端t2が1入力2出力アナログスイッチ4の入力端子COMに接続されている。これにより、入力端子COMの入力インピーダンスが安定に確保され、入力端子COMでのひずみ発生がない。本発明の変調回路1は、アマチュア無線の送信器に適用すると好ましい。この他にも、変調回路1は、AM放送機器、携帯電話機など放送や無線通信を行う全ての送受信器に利用することができる。"