"入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にPWM信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御装置において、前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の3次調波を重畳した重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成部と、前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記PWM信号を生成するPWM信号生成部と、を備えたことを特徴とする電動機の制御装置。前記PWM信号生成部には、非同期のキャリア信号が入力され、前記PWM信号生成部は、前記電動機の全制御領域において、インバータ出力電圧の半周期中に常時複数個のパルスを含むPWM信号を生成して出力することを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。前記電圧指令生成部は、前記インバータの出力周波数から当該出力周波数の3次調波を生成する3次調波生成部と、前記インバータの出力周波数、前記3次調波、変調率および制御位相角に基づいて前記電圧指令を生成する変調波生成部と、を備えて構成されることを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。前記スイッチング素子およびこのスイッチング素子に逆並列に接続されるダイオード素子のうちの少なくとも一つの素子が、ワイドバンドギャップ半導体にて形成されることを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化ケイ素、窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いた半導体であることを特徴とする請求項1に記載の電動機の制御装置。入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にPWM信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御方法において、前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の3次調波を重畳した重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成ステップと、前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記PWM信号を生成するPWM信号生成ステップと、を含むことを特徴とする電動機の制御方法。請求項1~請求項6の何れか1項に記載の制御装置または制御方法を適用して制御される電動機。請求項1~請求項5の何れか1項に記載の制御装置と、前記制御装置により制御されるインバータと、前記インバータへの入力とする直流電力を生成する入力回路と、前記インバータにより駆動される電動機と、を備えたことを特徴とする車両駆動システム。上記の課題を解決するため、上記特許文献1では、多パルスモードと1パルスモードの組み合わせにより、ほぼ連続に出力電圧を制御するようにしている。しかしながら、この特許文献1では、パルス幅変調PWM制御モード、非同期過変調制御モード、1パルス制御モードという複数の制御モードを有し、これらの制御モードをこの順で順次移行させるモード切替制御が必須となるため、出力電圧の制御が完全には連続と言えず、インバータのスイッチング素子や電動機から発生する耳障りな磁気騒音が残るという問題がある。また、特許文献1では、高速域の1パルスモードでは矩形波の電圧が電動機に印加されるため、高調波成分に起因して発生する振動が比較的大きいという課題も認められる。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、耳障りな磁気騒音および、高調波成分に起因する振動の更なる低減を可能とする電動機の制御装置および制御方法、それらを適用した電動機ならびに車両駆動システムを提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、入力される直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換可能なインバータに対し、当該インバータを構成するスイッチング素子にPWM信号を出力することにより電動機の動作を制御する電動機の制御装置において、前記インバータの出力周波数を基本周波数とする正弦波に当該正弦波の3次調波が重畳された重畳波信号を電圧指令として生成する電圧指令生成部と、前記電圧指令生成部が出力する電圧指令と、所定のキャリア信号との振幅比較により前記PWM信号を生成するPWM信号生成部と、を備えたことを特徴とする。本発明によれば、耳障りな磁気騒音および、高調波成分に起因する振動の更なる低減が可能になるという効果を奏する。以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電動機の制御装置および制御方法、それらを適用した電動機ならびに車両駆動システムについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。図1は、本発明の実施の形態に係る電動機の制御装置を含む車両駆動システムの一構成例を示す図である。本実施の形態に係る車両駆動システム1は、図1に示すように、少なくともスイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルを含む入力回路2、スイッチング素子4a,5a,6a,4b,5b,6bを具備し、電気車を駆動するための少なくとも1台以上の電動機8を接続してなるインバータ3、およびインバータ3に具備されるスイッチング素子4a,5a,6a,4b,5b,6bをPWM制御するためのPWM信号U,V,W,X,Y,Zをそれぞれ生成して出力する制御部7を備えて構成される。なお、インバータ3に接続される電動機8としては、誘導電動機や同期電動機が好適である。また、図1において、入力回路2の一端は集電装置11を介して架線10に接続され、他端は車輪13を介して大地電位であるレール12に接続されている。架線10から供給される直流電力または交流電力は、集電装置11を介して入力回路2の一端に入力されるとともに、入力回路2の出力端に生じた電力直流電圧がインバータ3に入力印加される。インバータ3は、スイッチング素子4a,5a,6aで構成される正側アーム例えばU相では4aと、スイッチング素子4b,5b,6bで構成される負側アーム例えばU相では4bとがそれぞれ直列に接続されたレグを有している。すなわち、インバータ3には、3組U相分、V相分、W相分のレグを有する三相ブリッジ回路が構成されている。なお、スイッチング素子4a,5a,6a,4b,5b,6bとしては、逆並列ダイオードが内蔵されたIGBT素子やIPM素子が好適である。インバータ3は、制御部7から出力されるスイッチング信号PWM信号に基づいてスイッチング素子4a,5a,6a,4b,5b,6bをPWM制御することにより、入力回路2から入力された直流電圧を任意周波数および任意電圧の交流電圧に変換して出力する。なお、図1の例では、レグ数が33相である場合の構成例を示しているが、このレグ数に限定されるものではない。つぎに、本実施の形態に係る制御部7について説明するが、ここではまず、本実施の形態に係る制御部7が非常に簡易または簡潔な構成で実現でき、且つ、非常に優れた効果を有することの対比として、従来技術に係る一般的な制御部の構成および動作について詳細に説明する。図2は、従来技術に係る一般的な制御部50の一構成例を示す図である。従来技術に係る制御部50は、図2に示すように、掛算器53、調整ゲインテーブル54、電圧指令生成部55、非同期キャリア信号生成部57、同期3パルスキャリア信号生成部58、スイッチ59、パルスモード切替部60ならびに、比較器61~63および反転回路64~66を具備するPWM信号生成部51を備えて構成される。電圧指令生成部55は、変調率PMFと制御位相角θとから、以下の式1~3に基づいて、三相電圧指令であるU相電圧指令Vu、V相電圧指令Vv、W相電圧指令Vwを生成する。Vu=PMFMsinθ...1Vv=PMFMsinθ-2π/3...2Vw=PMFMsinθ-4π/3...3ここで、上記1~3式に含まれるPMFMは、変調率PMFに調整ゲインテーブル54の出力を掛けた電圧指令振幅である。調整ゲインテーブル54は、非同期パルスモードおよび同期3パルスモードに対して、変調率PMFに対するインバータ出力電圧の関係が異なるのを補正するためのものであり、概略は以下の通りである。非同期パルスモードでは、インバータが歪なく出力可能な最大電圧実効値は0.612EFCとなるが、同期3パルスモードでは、0.7797EFCとなる。即ち、非同期パルスモードでは、同期3パルスモードと比較して、変調率PMFに対するインバータ出力電圧は0.7797/0.612=1.274となる。この両者の差を打ち消すために、非同期パルスモードでは、変調率PMFを1.274倍し、電圧指令振幅PMFMとして上述した電圧指令生成部55に入力している。一方、同期パルスモードでは、変調率PMFを1.0倍し、電圧指令振幅PMFMとして電圧指令生成部55に入力している。また、上記の各電圧指令と比較するキャリア信号CARは、パルスモード切替部60により、非同期キャリア信号生成部57にて生成される非同期キャリア信号A、同期3パルスキャリア信号生成部58にて生成される同期3パルスキャリア信号Bおよび、1パルスモードに対して選択されるゼロ値Cが、スイッチ59により選択された信号である。なお、同期キャリア信号は、インバータ出力電圧を構成するパルス数とその位置がインバータ出力電圧の正側半周期と負側半周期とで同じになるよう、キャリア信号CARの周波数をインバータ出力周波数FINVの関数として決定したものである。また、非同期キャリア信号は、同期キャリア信号ではない信号であって、インバータ出力周波数FINVに関連なく決められた周波数のキャリア信号である。電圧指令生成部55から出力されるU相電圧指令Vu、V相電圧指令Vv、W相電圧指令Vwは、それぞれ比較器61~63にてキャリア信号CARと大小比較され、それらの比較結果としてのPWM信号U,V,Wと、それらをさらに反転回路64~66を介して得られるPWM信号X,Y,Zとが生成される。なお、これらのPWM信号U,V,W,X,Y,Zによりインバータ3は制御され、インバータ3からは所望の交流電力が電動機8に供給され、電動機8の動作が制御される。図3は、従来方式におけるパルスモード切替動作を説明する図である。パルスモード切替部60は、図4に示すように、変調率PMFに応じて、非同期パルスモード、同期パルスモード例えば、同期3パルスモード、および1パルスモードを切り替える。詳細には、変調率PMFが低い領域変調率PMFが第1の設定値0.785=1/1.274以下では非同期キャリアA側、変調率PMFが第1の設定値以上、かつ第2の設定値未満では同期3パルスキャリアB側、変調率PMFが第2の設定値に達するとゼロ値C側にスイッチ59を切り替える。上記のように、従来方式の制御部は、構成が必ずしも簡易であるとは言い難かった。また、従来方式の制御部には、制御モードの切替が必ず存在していた。したがって、上記課題にも示したように、従来方式の域を出ない改良を行っても、制御モードの切替制御は必須であり、耳障りな磁気騒音が残るという課題は完全には払拭されない。また、高速域では1パルスモードを使用するため、高調波成分に起因して電動機が発生する振動が他のモードよりも大きくなり、振動対策が必要になるという欠点があった。図4は、本実施の形態に係る電動機制御の概念を従来技術と比較して説明する図である。図4において、実線で示す波形は本実施の形態に係る目標電流電動機に対する目標電流、以下同じであり、破線で示す波形は本実施の形態に係る目標電圧電動機に対する目標電圧、以下同じである。一方、一点鎖線で示す波形は従来技術に係る目標電流であり、二点鎖線で示す波形は従来技術に係る目標電圧である。上述し、且つ、図4にも示すように、従来の電動機制御では、非同期パルスモードや同期パルスモードなどの複数パルスモードの間においては、目標電圧をインバータ出力周波数電動機の速度と同義に応じて比例的に増加させ、1パルスモードでは目標電圧を一定に制御していた。一方、本実施の形態に係る電動機制御では、全制御領域車両用電動機であれば全速度域において、単一の制御モードである非同期複数パルスモード非同期複数パルス制御を採用した。即ち、本実施の形態では、全制御領域において、目標電圧をインバータ出力周波数に応じて比例的に増加させる制御を行う。なお、図4に示すように、本実施の形態では、従来技術に比して目標電圧を低く、目標電流を高く設定している。つまり、本実施の形態では、全制御領域における非同期複数パルスモード非同期複数パルス制御の採用により、目標電圧電圧指令を高く設定できない分、目標電流電流指令を従来技術よりも高く設定することにしている。電動機に供給する電力は電圧と電流の積に比例するため、目標電圧が低くても、従来と同等もしくは同等以上の電力供給が可能となっている。つぎに、本実施の形態に係る制御部7について説明する。図5は、本実施の形態に係る制御部7の一構成例を示す図である。本実施の形態に係る制御部7は、図5に示すように、電圧指令生成部21、非同期キャリア信号生成部22ならびに、比較器31~33および反転回路34~36を具備するPWM信号生成部23を備えて構成される。図5と図2との比較から明らかなように、本実施の形態に係る制御部7では、従来技術に係る制御部50では必要であった、掛算器53、調整ゲインテーブル54、同期3パルスキャリア信号生成部58、スイッチ59および、パルスモード切替部60が不要となっており、極めて簡易な構成にて実現可能であることが分かる。また、図6は、図5に示す電圧指令生成部21の一構成例を示す図である。電圧指令生成部21は、図6に示すように、インバータ出力周波数FINVから第3次の高調波以下3次調波と略すFH3を生成する3次調波生成部41と、インバータ出力周波数FINV、3次調波FH3、変調率PMFおよび制御位相角θに基づき、U相電圧指令Vu、V相電圧指令Vvおよび、W相電圧指令Vwを生成する変調波生成部42と、を備えて構成される。この変調波生成部42では、インバータ出力周波数FINVを基本周波数とする正弦波または余弦波に、3次調波生成部41が生成した3次調波FH3が重畳され、重畳波信号の振幅および位相がそれぞれ変調率PMFおよび制御位相角θによって調整され、電圧指令としての変調波Vu,Vv,Vwが生成されてPWM信号生成部23に出力される。なお、PWM信号生成部23の動作については、前述の通りである。図7は、従来技術に係る電圧指令変調波によって生成されるPWM信号波形の一例を示す図である。図7において、太線で示す電圧指令波形は、図2の電圧指令生成部55が生成する任意の相例えばU相の信号波形であり、この電圧指令と三角波キャリア信号とで作られる信号波形PWM信号は、図2のPWM信号生成部51が生成するPWM信号波形である。図8は、本実施の形態に係る電圧指令変調波によって生成されるPWM信号波形の一例を示す図である。図8において、太線で示す電圧指令波形は、図5の電圧指令生成部21もしくは図6の変調波生成部42が生成する任意の相例えばU相の信号波形であり、この電圧指令と三角波キャリア信号とで作られる信号波形PWM信号は、図5のPWM信号生成部23が生成するPWM信号波形である。図7と図8のPWM信号波形を比較すると、以下の特徴がある。1電圧指令の振幅の小さい区間では、t1>t1’およびt5>t5’であり、本実施の形態の方がパルス幅が広くなっている。2電圧指令の振幅が中程度の区間では、t2>t2’およびt4>t4’であり、本実施の形態の方がパルス幅が若干広くなっている。ただし、パルス幅の差異は、電圧指令の振幅が小さいときよりも小さい。3電圧指令の振幅が大きい区間では、t3≒t3’であり、パルス幅はほぼ等しくなっている。電圧指令に関する上記の特徴は、基本波に3次調波を重畳させた電圧指令を使用することにより得られる。つまり、基本波に3次調波を重畳させた電圧指令を使用することにより、基本波のみの電圧指令を使用する場合に比して電圧出力を大きくすることが可能となる。この作用により、上述したような全制御領域における非同期PWM制御をより簡易かつ効果的に行うことが可能となる。また、本実施の形態の制御装置および制御方法は、電圧指令波形に関する特徴や、制御モードの切替が発生しないなどの構成上の特徴により、以下に示す効果が得られる。まず、制御対象が鉄道車両用電動機の場合、過変調との余裕がない変調率付近例えば変調率75付近において、架線電圧の急変が発生しても制御モードを切り替える必要がなく変調率を制御することができ、制御安定性を向上させることが可能となる。また、全制御領域における非同期PWM制御が可能となることにより、全制御領域のモード切替時において、インバータのスイッチング素子や電動機が発生し得る、耳障りな磁気騒音を抑制することが可能となる。また、本実施の形態の制御装置および制御方法では、パルスモード切替部や、調整ゲインテーブル、同期3パルスキャリア信号生成部などが不要となるので、従来の一般的な構成に比して装置を簡素化することができ、装置コストおよび装置規模の削減が可能となる。さらに、本実施の形態の制御装置および制御方法を適用した電動機では、高速制御域であっても1パルスモードを使用することがないので、高調波成分に起因して発生し得る振動の低減が可能となる。さらに、高調波成分による損失が低減して電動機としての冷却性能を抑えることができるため、冷却フィン形状、冷却風路等の見直しにより小型軽量化が可能となる。また、本実施の形態の制御装置および制御方法では、全制御領域において、非同期PWM制御を行うので、モータ入力電圧がより正弦波に近くなり、制御精度の向上が図れる。さらに、本実施の形態の車両駆動システムでは、従来、機械ブレーキで負担していた高速制御域において、回生ブレーキの使用が可能となるので、回生エネルギーを有効に活用できると共に、機械ブレーキの摩耗を抑制することができ、機械ブレーキの寿命の延伸化が可能となる。つぎに、本実施の形態のインバータ3に具備されるスイッチング素子について説明する。インバータ3に用いられるスイッチング素子としては、珪素Siを素材とする半導体スイッチング素子以下Si-SWと略記が一般的である。上記で説明した技術は、この一般的なSi-SWを用いて構成することができる。一方、このSi-SWに代え、近年注目されている炭化珪素SiCを素材とする半導体スイッチング素子以下SiC-SWと略記を用いることも無論可能である。SiC-SWは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、SiC-SWは、耐熱性も高いため、ヒートシンク等の冷却機構を必要とするスイッチング素子の場合、冷却機構の小型化が可能となり、スイッチング素子モジュールの更なる小型化が可能になる。なお、SiCは、Siよりもバンドギャップが大きいという特性を捉えて、ワイドバンドギャップ半導体と称される半導体の一例であるこれに対し、Siは、ナローバンドギャップ半導体と称される。このSiC以外にも、例えば窒化ガリウム系材料または、ダイヤモンドを用いて形成される半導体もワイドバンドギャップ半導体に属しており、それらの特性も炭化珪素に類似した点が多い。したがって、炭化珪素以外の他のワイドバンドギャップ半導体を用いる構成も、本発明の要旨を成すものである。"