"入力信号の振幅情報を入力し、第1のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第1のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第1のフィルタと、第2のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得が前記第2のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有し、前記第1のフィルタにより出力される振幅情報を入力し、前記第1のフィルタにより出力される振幅情報に対応する電源電圧を生成する電源回路と、前記電源回路により生成される電源電圧の供給を受け、前記入力信号に基づく信号を増幅するアンプとを有することを特徴とする増幅回路。前記第1のフィルタは、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項1記載の増幅回路。前記第1のカットオフ周波数は、前記第2のカットオフ周波数と略同一であることを特徴とする請求項1記載の増幅回路。さらに、前記入力信号の振幅情報の信号強度及び前記電源回路により生成される電源電圧の信号強度を検出する強度検出器と、前記入力信号の振幅情報の信号強度及び前記電源電圧の信号強度の差分を出力する比較器とを有し、前記第1のフィルタは、前記比較器により出力される前記差分が小さくなる方向に前記第1のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項1記載の増幅回路。さらに、前記比較器により出力される差分を積分する積分器を有し、前記第1のフィルタは、前記積分器により積分される差分が小さくなる方向に前記第1のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項4記載の増幅回路。さらに、前記入力信号の振幅情報を入力し、第3のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第3のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第3のフィルタと、前記電源回路により生成される電源電圧を入力し、第4のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第4のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第4のフィルタとを有し、前記強度検出器は、前記第3のフィルタの出力信号の信号強度及び前記第4のフィルタの出力信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項4記載の増幅回路。前記第3のフィルタ及び前記第4のフィルタは、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項6記載の増幅回路。前記第1のフィルタの周波数に対する利得の特性は、前記電源回路の周波数に対する利得の特性に対して、正負符号が逆であって絶対値が略同じ傾きを有することを特徴とする請求項1記載の増幅回路。さらに、前記入力信号を入力し、前記入力信号の振幅情報を生成する振幅生成部と、前記入力信号を入力し、前記入力信号の位相情報を生成する位相生成部とを有し、前記第1のフィルタは、前記振幅生成部により生成される前記入力信号の振幅情報を入力し、前記アンプは、前記位相生成部により生成される前記入力信号の位相情報を増幅することを特徴とする請求項1記載の増幅回路。さらに、前記入力信号を入力し、前記入力信号の振幅情報を生成する振幅生成部と、前記入力信号を入力し、前記入力信号を遅延させる遅延回路とを有し、前記第1のフィルタは、前記振幅生成部により生成される前記入力信号の振幅情報を入力し、前記アンプは、前記遅延回路により遅延させられた入力信号を増幅することを特徴とする請求項1記載の増幅回路。本発明の目的は、電源回路のローパスフィルタ特性に起因する歪みを低減することができる増幅回路を提供することである。増幅回路は、入力信号の振幅情報を入力し、第1のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第1のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第1のフィルタと、第2のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得が前記第2のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有し、前記第1のフィルタにより出力される振幅情報を入力し、前記第1のフィルタにより出力される振幅情報に対応する電源電圧を生成する電源回路と、前記電源回路により生成される電源電圧の供給を受け、前記入力信号に基づく信号を増幅するアンプとを有する。第1のフィルタを設けることにより、電源回路のローパスフィルタ特性に起因する歪みを低減することができる。第1の実施形態図1は、増幅回路の構成例を示す図である。増幅回路は、振幅生成部101、電源回路102、位相生成部103及びスイッチモードパワーアンプ104を有し、入力信号S111を入力し、入力信号S111を増幅した出力信号S114を出力する。振幅生成部101は、入力信号S111を入力し、入力信号S111の振幅情報S112を生成する。振幅情報S112は、入力信号S111を整流した信号のエンベロープ波形に相当する。電源回路102は、振幅情報S112を入力し、振幅情報S112に対応する電源電圧S115を生成する。位相生成部103は、入力信号S111を入力し、入力信号S111の位相情報S113を生成する。入力信号S111は、振幅情報S112及び位相情報S113に分解される。スイッチモードパワーアンプ104は、電源回路102により生成される電源電圧S115の供給を受け、トランジスタのスイッチング動作により、位相情報S113を増幅し、増幅した出力信号S114を出力する。以上のように、スイッチモードパワーアンプ104は、トランジスタをスイッチング動作させるため、位相情報S113のみ増幅可能であり、振幅情報S112を増幅するためには振幅生成部101及び電源回路102が必要である。入力信号S111は、振幅情報S112及び位相情報S113に分解される。電源回路102は、振幅情報S112を基に電源電圧S115を変調する。スイッチモードパワーアンプ104は、電源電圧S115の供給を受け、位相情報S113を増幅する。図2は、図1の増幅回路の課題を説明するための図である。電源回路102は、カットオフ周波数より低い周波数成分の利得がカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有する。そのローパスフィルタ特性の影響により、電源電圧S115には歪みが生じる。電源電圧S115の歪みを減らすためには、カットオフ周波数が高い高速な電源回路102が必要である。しかし、電源回路102は、速度が高速なほど、その電源電圧生成効率が下がるため、増幅回路のトータルの効率が下がってしまう。したがって、高効率化のために低速な電源回路102を使用しつつ、電源電圧S115の歪みを低減することができる増幅回路が望まれる。以下、電源回路102のローパスフィルタ特性に起因する電源電圧S115の歪みを低減することができる実施形態を説明する。図3Aは第1の実施形態による増幅回路の構成例を示す図であり、図3Bは図3Aの増幅回路の周波数特性の例を示す図である。図3Aの増幅回路は、図1及び図2の増幅回路に対して、第1のフィルタ301を追加したものである。増幅回路は、振幅生成部101、歪み補償電源部300、位相生成部103及びスイッチモードパワーアンプ104を有し、入力信号S111を入力し、入力信号S111を増幅した出力信号S114を出力する。歪み補償電源部300は、第1のフィルタ301及び電源回路102を有する。振幅生成部101は、入力信号S111を入力し、入力信号S111の振幅情報S112を生成する。振幅情報S112は、入力信号S111を整流した信号のエンベロープ波形に相当する。第1のフィルタ301は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、入力信号の振幅情報S112を入力し、図3Bの周波数特性312に示すように、第1のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が第1のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う。例えば、第1のフィルタ301は、第1のカットオフ周波数以上で利得が増加するハイパスフィルタ特性を有する。図3Bの周波数特性312において、高周波数側で利得が一定になっているのは、例えば第1のフィルタ301を構成する演算増幅器などが有する有限の帯域のためである。第1のフィルタ301は、ハイパスフィルタが好ましい。しかし、実際のハイパスフィルタは、理想的なハイパスフィルタを実現することが困難であり、バンドパスフィルタと同様の特性を有する。したがって、第1のフィルタ301は、バンドパスフィルタでもよい。電源回路102は、第2のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得が第2のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有し、第1のフィルタ301により出力される振幅情報を入力し、第1のフィルタ301により出力される振幅情報に対応する電源電圧S115を生成する。例えば、電源回路102は、第2のカットオフ周波数以上で利得が減少するローパスフィルタ特性311図3Bを有する。第1のフィルタ301は、電源回路102のローパスフィルタ特性に起因する電源電圧S115の歪みを低減するための歪み補償回路である。以下、第1のフィルタ301が電源電圧S115の歪みを低減することができる理由を説明する。第1のフィルタ301の周波数特性312の第1のカットオフ周波数は、電源回路102の第2のカットオフ周波数と同一又は略同一である。また、第1のフィルタ301の周波数に対する利得の特性は、電源回路102の周波数に対する利得の特性に対して、正負符号が逆であって絶対値が略同じ傾きを有することが好ましい。第1のフィルタ301の周波数特性312及び電源回路102の周波数特性311の合成により、電源電圧S115の周波数特性313図3Bは、電源回路102の周波数特性311に比べ、カットオフ周波数が高くなり、高利得の周波数帯域が高周波数側に拡張される。これにより、電源電圧S115の歪みを低減することができる。なお、周波数特性311及び312の低周波数領域の利得が相互に同じ場合を図3Bに示したが、これらの利得は必ずしも同じでなくてもよい。位相生成部103は、例えばリミッタ回路及び遅延回路を有し、入力信号S111を入力し、入力信号S111の位相情報S113を生成する。入力信号S111は、振幅情報S112及び位相情報S113に分解される。スイッチモードパワーアンプ104は、電源回路102により生成される電源電圧S115の供給を受け、トランジスタのスイッチング動作により、位相情報S113を増幅し、増幅した出力信号S114を出力する。スイッチモードパワーアンプ104は、トランジスタをスイッチング動作させるため、位相情報S113のみ増幅可能であり、振幅情報S112を増幅するためには振幅生成部101及び歪み補償電源部300が必要である。入力信号S111は、振幅情報S112及び位相情報S113に分解される。歪み補償電源部300は、振幅情報S112を基に電源電圧S115を変調する。スイッチモードパワーアンプ104は、電源電圧S115の供給を受け、位相情報S113を増幅する。図4Aは、図1及び図2の増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号S114のパワーを示し、左縦軸は出力信号S114の利得を示し、右縦軸は出力信号S114の3次歪み量を示している。利得特性400は、出力信号S114のパワーに対する利得左縦軸を示す。3次歪み量特性401~403は、出力信号S114のパワーに対する3次歪み量右縦軸を示す。3次歪み量特性401は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が5MHzの場合の特性である。3次歪み量特性402は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が10MHzの場合の特性である。3次歪み量特性403は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が15MHzの場合の特性である。電源回路102の第2のカットオフ周波数5MHz、10MHz、15MHzが低いほど、3次歪み量が大きくなっている。図4Bは、図3Aの増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号S114のパワーを示し、左縦軸は出力信号S114の利得を示し、右縦軸は出力信号S114の3次歪み量を示している。利得特性410は、出力信号S114のパワーに対する利得左縦軸を示す。3次歪み量特性411は、出力信号S114のパワーに対する3次歪み量右縦軸を示し、電源回路102の第2のカットオフ周波数が5MHz、10MHz及び15MHzの場合の特性であり、略同じ特性である。電源回路102の第2のカットオフ周波数が5MHzの場合には、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数も5MHzに設定した。電源回路102の第2のカットオフ周波数が10MHzの場合には、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数も10MHzに設定した。電源回路102の第2のカットオフ周波数が15MHzの場合には、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数も15MHzに設定した。第1のカットオフ周波数及び第2のカットオフ周波数を同一にすることにより、電源回路102の第2のカットオフ周波数が低くなっても、歪み量が小さく、良好な歪み特性411を示している。図3Aの増幅回路の歪み特性411図4Bは、図1及び図2の増幅回路の歪み特性401~403図4Aに比べ、歪み量が低減している。本実施形態によれば、高効率化のために低速な電源回路102を使用しつつ、電源電圧S115の歪みを低減することができる。第2の実施形態図5は、第2の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。第1の実施形態図3Aでは、スイッチモードパワーアンプ104を用いた増幅回路を説明した。これに対して、第2の実施形態図5では、リニアモードパワーアンプ104を用いた増幅回路を説明する。以下、本実施形態が第1の実施形態と異なる点を説明する。遅延回路501は、図3Aの位相生成部103の代わりに設けられる。遅延回路501は、入力信号S111を入力し、入力信号S111を遅延させ、遅延した信号S113を出力する。リニアモードパワーアンプ104は、電源回路102により生成される電源電圧S115の供給を受け、遅延回路501により遅延させられた入力信号S113をリニアに増幅し、その増幅した出力信号S114を出力する。遅延回路501により、遅延信号S113と電源電圧S115のタイミングを調整することができる。第1の実施形態のスイッチモードパワーアンプ104は、第2の実施形態のリニアモードパワーアンプ104に比べ、理想的には電力効率が高い。これは、理想的には、スイッチモードパワーアンプ104中のトランジスタのドレインに電圧がかかっている期間にはドレイン電流が流れず、逆にドレイン電流が流れる期間にはドレイン電圧がかからなく、消費電力=ドレイン電圧×ドレイン電流=0になるためである。第3の実施形態図3Aの増幅回路において、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数及び電源回路102の第2のカットオフ周波数は、製造ばらつき、温度変動などにより独立に変化する。その結果、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数及び電源回路102の第2のカットオフ周波数にずれが生じると、電源電圧S115の歪みを低減する効果が弱まる。図6は、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数及び電源回路102の第2のカットオフ周波数にずれが生じた場合のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号S114のパワーを示し、左縦軸は出力信号S114の利得を示し、右縦軸は出力信号S114の3次歪み量を示している。利得特性600は、出力信号S114のパワーに対する利得左縦軸を示す。3次歪み量特性601~603は、出力信号S114のパワーに対する3次歪み量右縦軸を示す。3次歪み量特性601は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が5MHzであり、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数が10MHzの場合の特性である。3次歪み量特性602は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が15MHzであり、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数が10MHzの場合の特性である。3次歪み量特性603は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が10MHzであり、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数が10MHzの場合の特性である。第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数及び電源回路102の第2のカットオフ周波数にずれが生じると、電源電圧S115の歪み量は増加することが分かる。図7は、第2の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。本実施形態の増幅回路は、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数及び電源回路102の第2のカットオフ周波数のずれが減少するように制御することができる。本実施形態図7は、第1の実施形態図3A及び第2の実施形態図5に対して、制御部700を追加したものである。以下、本実施形態が第1及び第2の実施形態と異なる点を説明する。制御部700は、第3のフィルタ701、第4のフィルタ702、強度検出器703,704及び比較積分部707を有する。比較積分部707は、比較器708及び積分器709を有する。第3のフィルタ701は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、第3のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が第3のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う。第3のフィルタ701は、低周波数帯域の信号の利得を小さくし、電源回路102の第2のカットオフ周波数近傍の信号の利得が大きくなるようにフィルタリングを行う。強度検出器703は、第3のフィルタ701の出力信号振幅情報A1の信号強度A3を検出する。例えば、強度検出器703は、乗算器705により振幅情報A1を2乗することにより、振幅情報A1の信号強度A3を検出する。第4のフィルタ702は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、第4のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が第4のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う。第4のフィルタ702は、低周波数帯域の信号の利得を小さくし、電源回路102の第2のカットオフ周波数近傍の信号の利得が大きくなるようにフィルタリングを行う。第4のフィルタ702は、電源回路102により生成される電源電圧S115を入力し、電源電圧A2を出力する。強度検出器704は、第4のフィルタ702の出力信号電源電圧A2の信号強度A4を検出する。例えば、強度検出器704は、乗算器706により電源電圧A2を2乗することにより、電源電圧A2の信号強度A4を検出する。比較器708は、振幅情報の信号強度A3及び電源電圧の信号強度A4を比較し、振幅情報の信号強度A3及び電源電圧の信号強度A4の差分A5を出力する。積分器709は、比較器708により出力される差分A5を積分し、積分した差分A6を出力する。第1のフィルタ301は、積分器709により積分される差分A6が小さくなる方向に第1のカットオフ周波数を変化させる。これにより、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数を電源回路102の第2のカットオフ周波数と同一又は略同一にすることができる。制御部700は、第1のフィルタ301が最適な歪み補償を行うように、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数を制御することができる。また、電源回路102の第2のカットオフ周波数が変動した場合にも、制御部700は、第1のフィルタ301が最適な歪み補償を行うように、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数を制御することができる。図8は、図7の増幅回路の動作を説明するための図である。振幅情報A1は、第3のフィルタ701により、電源回路102の第2のカットオフ周波数近傍の信号が強調されて抽出される。その後、強度検出器703の乗算器705は、第3のフィルタ701の出力信号振幅情報A1の信号強度A3を検出する。電源電圧A2は、第4のフィルタ702により、電源回路102の第2のカットオフ周波数近傍の信号が強調されて抽出される。その後、強度検出器704の乗算器706は、第4のフィルタ702の出力信号電源電圧A2の信号強度A4を検出する。比較積分部707は、信号強度A3と信号強度A4を比較及び積分し、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcをフィードバック制御する。このフィードバック制御は、電源回路102の第2のカットオフ周波数と第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcをほぼ一致させる機能を有する。その原理を下記に説明する。もし、電源回路102の第2のカットオフ周波数より、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数の方が低かった場合、電源電圧A2は高い電源電圧B1になり、電源電圧の信号強度A4は大きい信号強度B11になる。振幅情報A1と電源電圧A2は、低周波数成分がほぼ一致するが、周波数が高くなるに従って、電源電圧の信号強度B11が大きくなる。これは、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcが低いため、第1のフィルタ301では第1のカットオフ周波数近傍の信号が増幅されるが、その第1のカット周波数近傍は電源回路102では利得が大きくて減衰しないためである。その結果、比較積分部707は、電源電圧の信号強度A4が振幅情報の信号強度A3より大きいと判断し、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcが高周波数側へ変化するように、第1のフィルタ301をフィードバック制御する。また、電源回路102の第2のカットオフ周波数より、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcの方が高かった場合、電源電圧A2は低い電源電圧B3になり、電源電圧の信号強度A4は小さい信号強度B13になる。振幅情報A1と電源電圧A2は、低周波成分がほぼ一致するが、周波数が高くなるに従って、電源電圧の信号強度B13が小さくなる。これは、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcが高いため、電源回路102では第2のカットオフ周波数近傍の信号が減衰されるが、その第2のカットオフ周波数近傍は第1のフィルタ301では利得が小さくて増幅しないためである。その結果、比較積分部707は、電源電圧の信号強度A4が振幅情報の信号強度A3より小さいと判断し、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcが低周波数側に変化するように、第1のフィルタ301をフィードバック制御する。また、電源回路102の第2のカットオフ周波数と第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcとが同じ場合、電源電圧A2は電源電圧B2になり、電源電圧の信号強度A4は信号強度B12になる。この場合、比較積分部707は、電源電圧の信号強度A4と振幅情報の信号強度A3とが同じと判断し、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcを変化させずに維持するように、第1のフィルタ301をフィードバック制御する。上記のように、制御部700は、電源回路102の第2のカットオフ周波数と第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数fcとが略一致するように、第1のフィルタ301をフィードバック制御する。その結果、電源回路102が第2のカットオフ周波数近辺で信号を減衰するのに対し、第1のフィルタ301が第1のカットオフ周波数近辺で信号増幅し、上記の減衰を補うことで、第1のフィルタ301の特性及び電源回路102のローパスフィルタ特性の合成により、電源電圧S115の周波数特性が拡張された特性となる。本実施形態によれば、制御部700を設けることにより、第1のフィルタ301による歪み補償を自動的に最適化することができる。なお、第3のフィルタ701及び第4のフィルタ702は、電源回路102の第2のカットオフ周波数近辺の信号の強度を比較するために、電源回路102の第2のカットオフ周波数近辺の信号を抽出するものである。特に、低周波数成分の信号レベルは大きいことが多いため、低周波数成分は電源回路102の第2のカットオフ周波数近辺の信号強度の比較の妨げになり易い。そのため、第3のフィルタ701及び第4のフィルタ702により、低周波数成分の信号を減衰させることが好ましい。ただし、低周波数成分の信号が信号強度の比較の妨げにならない場合には、第3のフィルタ701及び第4のフィルタ702を削除してもよい。また、第3のフィルタ701及び第4のフィルタ702は、フィードバックの精度または安定性を確保するために、そのDC利得は、増幅又は減衰してもよい。また、同様に、積分器709がなくても、信号強度の比較が可能である場合には、積分器709を削除してもよい。第1のフィルタ301は、比較器708により出力される差分が小さくなる方向に第1のカットオフ周波数を変化させるようにすればよい。図9は、図7の増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号S114のパワーを示し、左縦軸は出力信号S114の利得を示し、右縦軸は出力信号S114の3次歪み量を示している。利得特性900及び902は、出力信号S114のパワーに対する利得左縦軸を示す。3次歪み量特性901及び903は、出力信号S114のパワーに対する3次歪み量右縦軸を示す。利得特性900及び3次歪み量特性901は、電源回路102の第2のカットオフ周波数が15MHzの場合に、制御部700により第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数が15MHzに一致するように制御した場合の特性である。利得特性902及び3次歪み量特性903は、出力信号S114のパワー横軸が28.645[dBm]の場合に、電源回路102の第2のカットオフ周波数が5MHz、7.5MHz、10MHzの場合に、制御部700により第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数が電源回路102の第2のカットオフ周波数に一致するように制御した場合の特性である。本実施形態図9によれば、電源回路102の第2のカットオフ周波数が製造ばらつき及び/又は温度変動などにより変動した場合、制御部700は、第1のフィルタ301の第1のカットオフ周波数が電源回路102の第2のカットオフ周波数と略同一になるように制御することができるので、図6と比べて、電源電圧S115及び出力信号S114の歪みを低減できることがわかる。図10は、図7の強度検出器703,704及び比較積分部707の構成例を示す回路図である。強度検出器703及び704は、電界効果トランジスタ1011~1014をクロス接続したパッシブミキサ回路2乗回路から構成される。強度検出器703及び704の出力信号A3及びA4は、演算増幅器比較器1021と容量1022,1023で構成された比較積分部707に接続される。強度検出器703及び704は、バッファ1001,1002、容量1003,1004,1007~1010、nチャネル電界効果トランジスタ1011~1014及び抵抗1005,1006を有し、バイアス電圧C1~C3を入力する。バッファ1001は、第3のフィルタ701の出力信号振幅情報A1をバッファリングして出力する。バッファ1002は、第4のフィルタ702の出力信号電源電圧A2をバッファリングして出力する。バッファ1001の出力信号がバイアス電圧C1より大きくなると、トランジスタ1011がオンし、トランジスタ1013がオフする方向に動作する。バッファ1001の出力信号がバイアス電圧C1より小さくなると、その逆方向に動作する。これに対し、バッファ1002の出力信号がバイアス電圧C2より大きくなると、トランジスタ1012がオンし、トランジスタ1014がオフする方向に動作する。バッファ1002の出力信号がバイアス電圧C2より小さくなると、その逆方向に動作する。これにより、信号強度A3は振幅情報A1を2乗した信号強度として出力され、信号強度A4は電源電圧A2を2乗した信号強度として出力される。比較積分部707は、演算増幅器比較器1021及び容量1022,1023を有する。容量1022は、演算増幅器1021のプラス入力端子及び基準電位ノード間に接続される。容量1023は、演算増幅器1021のマイナス入力端子及び出力端子間に接続される。積分差分信号A6は、電源電圧の信号強度A4と振幅情報の信号強度A3との差分を積分した信号として出力される。なお、図10の比較積分器707の構成例では、A3A4の直流電位が決定しないため、別途直流電圧を決定するための回路が必要であるが、本実施形態の動作と直接的な関係がないため省略している。図11は、図7の第1のフィルタ301の構成例を示す図である。第1のフィルタ301は、容量1101,1102、nチャネルMOS電界効果トランジスタ1103,1104,1106,1107及び差動アンプ1105を有し、差動信号S112p及びS112nを振幅生成部101から入力し、差動信号S116p及びS116nを電源回路102に出力する。差動信号S112p及びS112nは、図7の振幅情報S112に対応する。第1のフィルタ301は、RCアクティブフィルタの抵抗をMOSトランジスタ1103,1104,1106,1107に置き換えたMOS-Cアクティブフィルタ1次ハイパスフィルタである。第1のフィルタ301は、制御信号A6によりMOSトランジスタ1103,1104,1106,1107のゲート電圧を制御することで、MOSトランジスタ1103,1104,1106,1107のオン抵抗を可変とする。その結果、MOSトランジスタ1103,1104,1106,1107のオン抵抗と容量1101,1102で決定される第1のカットオフ周波数を可変とすることができる。MOSトランジスタ1103,1104,1106,1107のオン抵抗を大きくするほど、第1のカットオフ周波数を低くすることができる。図11では、1次ハイパスフィルタを例に説明したが、これに限定されず、第1のフィルタ301のハイパスフィルタ特性の次数やその周波数特性は、電源回路102の周波数特性に従って、適した増幅回路の歪み補償特性が得られるように、選択するのがよい。以上のように、第1及び第2の実施形態によれば、第1のフィルタ歪み補償回路301を設けることにより、電源効率の良い低速の電源回路102を使用しても、電源回路102のローパスフィルタ特性に起因する歪みを低減することができる。なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。"