"第1、第2の無線通信装置、同期信号送信装置を備え、前記第1、第2の無線通信装置間で無線を用いて情報を送受信する無線通信システムであって、前記同期信号送信装置は、同期信号で変調した同期変調信号を生成する同期変調信号発生手段と、前記同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、を有し、前記第1、第2の無線通信装置のそれぞれは、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、前記第1の無線通信装置は、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、前記第2の無線通信装置は、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする無線通信システム。同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期信号送信装置から前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出し、当該同期信号に基づいて情報を送信する無線通信装置であって、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有することを特徴とする無線通信装置。同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期信号送信装置から前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出するとともに、前記同期信号に基づいて情報を復調する無線通信装置であって、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする無線通信装置。前記同期信号抽出手段は、前記同期変調信号を受信する同期信号受信手段と、前記同期変調信号の変調に用いた信号の周波数を中心として前記同期信号の周波数分離れた2つの周波数を持つ信号をそれぞれを通過させる第1、第2のフィルタと、前記第1、第2のフィルタの出力信号を乗算する乗算器と、前記乗算器の出力の高周波成分を取り除く第3のフィルタと、を有することを特徴とする請求項2又は3記載の無線通信装置。前記同期変調信号に別の周波数を持つ信号を乗算するダウンコンバート手段を前記第1、第2のフィルタの前段に有することを特徴とする請求項4記載の無線通信装置。受信した前記変調搬送波と前記搬送波変換手段が変換した搬送波とを比較して前記搬送波の位相を補正する位相補正手段を有することを特徴とする請求項3記載の無線通信装置。前記位相補正手段は、前記変調搬送波と位相を90度ずらした前記搬送波を乗算した信号を入力する第1のローパスフィルタと、前記第1のローパスフィルタの出力を積分する積分器と、前記積分器が出力する積分値に応じて前記搬送波を遅延させる可変遅延器と、前記変調搬送波の振幅が所定の閾値を超えてから所定の時間経過後に前記積分器に積分動作の停止を指示する積分停止信号を送信するプリアンブル検出回路と、を有することを特徴とする請求項6記載の無線通信装置。前記位相補正手段は、前記変調搬送波を所定の時間遅延させる固定遅延器を備えることを特徴とする請求項7記載の無線通信装置。前記位相補正手段は、前記第1のローパスフィルタの出力の絶対値をとり前記積分器に入力する絶対値回路と、前記変調搬送波と前記搬送波を乗算した信号を入力する第2のローパスフィルタと、前記第2のローパスフィルタの出力に応じて前記搬送波を反転し、前記復調手段に出力する反転バッファと、を有することを特徴とする請求項7記載の無線通信装置。情報を変調搬送波に変調して送受信する第1、第2の無線通信装置で前記情報の変調及び復調に用いられる同期信号を含む同期変調信号を送信する同期信号送信装置であって、同期信号で変調した同期変調信号を生成する同期変調信号発生手段と、前記同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、を有することを特徴とする同期信号送信装置。前記同期変調信号発生手段は、同期信号の周波数の半分の周波数の第1の信号を出力する第1の信号源と、前記変調搬送波の変調に用いた搬送波の周波数とは異なる周波数の第2の信号を出力する第2の信号源と、前記第1、第2の信号を乗算する乗算器と、を有することを特徴とする請求項10記載の同期信号送信装置。前記同期変調信号発生手段は、前記第1の信号にフレーム信号を混合するフレーム信号変調手段を有することを特徴とする請求項11記載の同期信号送信装置。第1、第2の無線通信装置間で無線を用いて情報を送受信する無線通信システムであって、前記第1、第2の無線通信装置のいずれか一方は、同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段を有し、もう一方は、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段を有し、前記第1、第2の無線通信装置のそれぞれは、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、前記第1の無線通信装置は、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、前記第2の無線通信装置は、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする無線通信システム。同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有することを特徴とする無線通信装置。同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする無線通信装置。受信した前記変調搬送波と前記同期信号とを比較して前記変調搬送波の位相を補正する位相補正手段を有することを特徴とする請求項15記載の無線通信装置。図24にマンチェスター符号化法を用いた場合のアンテナ107から出力されるパワースペクトル密度の周波数特性を示し、図25に送信データのみを送信する場合に用いられるNRZNon-ReturnToZero符号化法でのパワースペクトル密度の周波数特性を示す。マンチェスター符号化法では送信データに加えてクロック信号も送信するため、図24,25に示すように、NRZ符号化法よりも占有帯域幅が広くなり環境雑音が混入しやすくなる。このため、クロック信号等の基準信号の復元、延いては安定した通信が困難になる。本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、環境雑音下でも安定した通信を可能とすることを目的とする。第1の本発明に係る無線通信システムは、第1、第2の無線通信装置、同期信号送信装置を備え、前記第1、第2の無線通信装置間で無線を用いて情報を送受信する無線通信システムであって、前記同期信号送信装置は、同期信号で変調した同期変調信号を生成する同期変調信号発生手段と、前記同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、を有し、前記第1、第2の無線通信装置のそれぞれは、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、前記第1の無線通信装置は、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、前記第2の無線通信装置は、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする。第2の本発明に係る無線通信システムは、第1、第2の無線通信装置間で無線を用いて情報を送受信する無線通信システムであって、前記第1、第2の無線通信装置のいずれか一方は、同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段を有し、もう一方は、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段を有し、前記第1、第2の無線通信装置のそれぞれは、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、前記第1の無線通信装置は、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、前記第2の無線通信装置は、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする。本発明によれば、環境雑音下でも安定した通信を可能とすることができる。以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。[第1の実施の形態]図1は、第1の実施の形態における無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。第1の実施の形態における無線通信システムは、無線通信端末1,2と同期信号発生部3を備える。無線通信端末1,2はそれぞれ送信受信する機能をもつモジュールを備えているが、簡略化のため、無線通信端末1では送信モジュールのみを、無線通信端末2では受信モジュールのみを示している。第1の実施の形態における同期信号発生部3は、無線通信端末1,2とは別に配置された装置で、基準となる同期信号で変調された所定の周波数帯の同期変調信号を生成し、アンテナ31から出力する。無線通信端末1,2は、同期変調信号を受信して基準となる同期信号を抽出し、基準となる同期信号を用いてクロック信号、搬送波を生成し、クロック信号、搬送波を用いて送信すべき情報の変調、復調を行う。無線通信端末1の送信モジュールは、同期信号抽出部11、クロック変換部12、搬送波変換部13、端末処理部14、パケット生成部15、変調部16、パワーアンプ17、および2個のアンテナ18,19を備える。同期信号抽出部11は、アンテナ19で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出してクロック変換部12、搬送波変換部13に出力する。クロック変換部12は、同期信号抽出部11が抽出した同期信号を変換してクロック信号を生成する。搬送波変換部13は、同期信号抽出部11が抽出した同期信号を変換して搬送波を生成する。端末処理部14は、送信すべき情報に基づくデータ列をパケット生成部15に出力する。パケット生成部15は、端末処理部14から入力した送信すべき情報に基づくデータ列に、通信制御に必要なデータ列を付加してパケットを生成し、パケットに基づいた信号列をクロック変換部12が出力するクロック信号に同期して変調部16に出力する。変調部16は、パケット生成部15から入力したパケットに基づいた信号列を搬送波変換部13から入力する搬送波で変調して変調搬送波を生成してパワーアンプ17に出力する。パワーアンプ17は、変調部16から入力した変調搬送波を所定の振幅まで増幅してアンテナ18から送信する。無線通信端末2の受信モジュールは、同期信号抽出部21、クロック変換部22、局所発振信号変換部23、増幅フィルタ部24、復調部25、パケット抽出部26、端末処理部27、および2個のアンテナ28,29を備える。同期信号抽出部21、クロック変換部22、局所発振信号変換部23は、無線通信端末1と同様に、同期信号抽出部21がアンテナ29で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出し、クロック変換部22が同期信号からクロック信号を生成し、局所発振信号変換部23が同期信号から、送信モジュールで生成する搬送波と同じ周波数の、局所発振信号を生成する。増幅フィルタ部24は、アンテナ28で受信した信号を増幅して不要な雑音を除去し、復調部25に出力する。復調部25は、増幅フィルタ部出力信号から、局所発振信号変換部23で生成された局所発振信号をもとに、パケットに基づいた信号列を復調する。パケット抽出部26は、復調されたパケットに基づいた信号列を、クロック変換部22が出力するクロック信号のタイミングに基づいてデータ列としてメモリに記憶するとともに、メモリに記憶されたデータ列から受信すべきデータ列を抽出して端末処理部27に出力する。端末処理部27は、抽出されたデータ列を受信して処理を行う。<同期信号について>次に、同期信号発生部3、同期信号抽出部11,21について説明する。まず、同期信号発生部3について説明する。図2は、同期信号発生部3の構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、同期信号発生部3では、搬送波の周波数と異なる周波数fsの信号と基準信号の周波数frefの半分の周波数の信号を乗算して同期変調信号を生成し、アンテナ31から出力する。同期信号発生部3の出力信号V0は次式1で表される。ここで、πは円周率、tは時間を表す。出力信号の周波数はfsfref/2とfs-fref/2の2種類となる。続いて、同期信号抽出部11,21について説明する。図3は、同期信号抽出部11,21の構成を示す機能ブロック図である。アンテナ19で受信した信号をAMP増幅器で増幅し、通過帯域fsfref/2のBPFバンドパスフィルタ1と通過帯域fs-fref/2のBPF2にそれぞれ並列に通過させて、両者の信号を乗算器に入力してフィルタで高周波側の信号を除去することで、周波数frefの同期信号を抽出する。同期信号発生部3と無線通信端末1との距離をd1とすると、同期信号発生部3から放射された同期変調信号はτ1=d1/c0遅れて無線通信端末1に到達するc0は電磁波の速度。したがって、乗算器の出力信号Vmix1は次式2のようになる。上式2の第1項である乗算器の出力信号の周波数の高い成分をフィルタで除去することにより、無線通信端末1においてクロック信号や搬送波の基準となる周波数frefの同期信号Vref1=-Am/2cos{2πfreft-τ1}式2の第2項を抽出する。無線通信端末2の同期信号抽出部21においても同様の信号処理を行うことにより、無線通信端末2においてクロック信号や搬送波の基準となる周波数frefの同期信号Vref2=-Am/2cos{2πfreft-τ2}を抽出する。<遅延の影響について>次に、無線通信端末1,2で生じる遅延の影響について考察する。搬送波は、搬送波変換部13において、図4に示すPLL回路を用いて同期信号Vref1から生成される。ここでは、簡単のため振幅をすべて1とする。搬送波をsin2πf0tθ1とし、同期信号Vref1=cos{2πfreft-τ1}と搬送波を1/Nに分周した信号sin{2πf0tθ1/N}が同じになるように帰還されるとモデル化している。この場合帰還が収束するとf0/N=fref,θ1/N=2πfrefτ1となり、搬送波はsin{2πNfreft-τ1}となる。図5に示すように、無線通信端末1,2間の距離をd12とすると、無線通信端末1から送信され無線通信端末2で受信される搬送波には遅延τ12=d12/c0が生じ、無線通信端末2で受信した搬送波はsin{2πNfreft-τ1-τ12}となる。一方、無線通信端末2の局所発振信号も図5と同じ回路で生成されsin{2πNfreft-τ2}と表される。無線通信端末2で受信した搬送波と無線通信端末2が生成した局所発振信号の位相差θ12は次式3で表される。ここで図6に示すように無線通信端末1,2の大きさを無視して無線通信端末1,2と同期信号発生部3の配置を三角形で近似する。図中αは無線通信端末1と同期信号発生部3を結んだ辺と無線通信端末2と同期信号発生部3を結んだ辺のなす角度である。余弦定理より次式4が成立する。式4で1-cosα≧0であるから次式5の不等式が成立する。式5の不等式を考慮すると式3で示す搬送波と局所発振信号の位相差θ12には次式6の不等式が成立する。したがって、同期信号発生部3と無線通信端末1,2との間の距離d1,d2が遠くても、搬送波の波長c0/Nfrefと比較して無線通信端末1,2間の距離d12が十分近ければ、搬送波と局所発振信号の位相差θ12は無視できて復調できる。以上説明したように、本実施の形態によれば、基準となる同期信号で変調された所定の周波数帯の同期変調信号を放射する同期信号発生部3を備え、無線通信端末1,2で同期変調信号を受信して同期信号を用いてクロック信号、搬送波を生成し、パケットに基づいた信号列のみを搬送波で変調して送受信することにより、送信データにクロック信号を加えて送信する従来のマンチェスター符号化法の場合と比較して占有帯域幅が狭くなり、その結果、受信する側のフィルタの通過帯域幅は狭くてよく、環境雑音が混入しにくい。基準となる同期信号についても、単一周波数の周波数fsfref/2とfs-fref/2の信号それぞれを通過させるBPFを使用するため、従来のマンチェスター符号化法の場合に比べ必要な通過帯域幅は狭くて良く、環境雑音が混入しにくい。パケットに基づいた信号列を搬送波で変調した変調搬送波と、基準となる同期信号で変調された同期変調信号の両方に環境雑音が混入にくいため、従来のマンチェスター符号化法の場合に比べて安定した通信が可能となる。なお、本実施の形態では、搬送波と同期変調信号の混信を防ぐために搬送波の周波数と異なる周波数fsの信号を用いて同期信号を変調した。図1では、各無線通信端末1,2で2個のアンテナを使用しているが、1個のアンテナで同期変調信号を受信し、変調搬送波を送受信してもよい。<同信号抽出部の変形例>次に、同期信号抽出部11,21の変形例について説明する。図7は、同期信号抽出部11,21の変形例の構成を示す機能ブロック図である。同図に示す同期信号抽出部11,21は、受信した同期変調信号と周波数floの信号を乗算器2に入力してダウンコンバートした後、図3と同じ信号処理をすることにより同期信号を抽出する。無線通信端末1,2に図7に示す同期信号抽出部11,21が組み込まれているとすると、無線通信端末2での乗算器2から出力される信号Vm2は次式7のようになる。上式7で、θ1は無線通信端末1の周波数floの信号の同期信号frefに対する位相ずれを表し、時間に対しては一定であるとする。BPF3で周波数fsfref/2-floとfs-fref/2-floの成分のみを通過させた信号Vbpfは次式8となる。この後、図3で説明した信号処理を行うと乗算器1の出力信号Vmは次式9で表される。このように、図3の場合と同様に、上式9の第1項である乗算器1の出力信号の周波数の高い成分をフィルタで除去することにより、無線通信端末1においてクロック信号や搬送波の基準となる周波数frefの同期信号を抽出できる。無線通信端末1での同期信号はθ1に依存しないため、無線通信端末2でも周波数floの信号に無線通信端末1とは異なる位相ずれθ2があっても無線通信端末1と同様の同期信号が得られる。無線通信端末1,2間の距離d12の影響に関しては図3の場合と同様であり、搬送波の波長c0/Nfrefと比較して無線通信端末1,2間の距離d12が十分近いとして、搬送波と局所発振信号の位相差θ12を無視した。図3の場合では、周波数fsを中心に±fref/2離れた周波数であるfsfref/2とfs-fref/2をBPF1とBPF2の中心周波数とするのに対し、図7の場合では図3の場合よりも低い周波数fs-floをBPF1とBPF2の中心周波数とする。図3の場合では、BPF1はfsfref/2の信号を通過させるがfs-fref/2の信号を遮断させるように設計し、図7の場合では、BPF1はfs-flofref/2の信号を通過させるがfs-flo-fref/2の信号を遮断させるように設計する。通過させたい信号の周波数と遮断させたい信号の周波数の差frefの絶対値は図3と図7の場合で変わらないが、通過させたい信号の周波数と遮断させたい信号の周波数の差frefと中心周波数の相対値は図7の場合のほうが高い。以上説明したように、同期変調信号と周波数floの信号を乗算器2に入力してダウンコンバートすることにより、中心周波数や中心周波数に対する通過帯域幅の相対的な精度が低いバンドパスフィルタを使用できる。<同信号発生部の変形例>次に、同期信号発生部3の変形例について説明する。図8は、同期信号発生部3の変形例の構成を示す機能ブロック図である。同図に示す同期信号発生部3は、フレーム信号変調部32を備えて、同期信号にパケット生成部15やパケット抽出部26の動作を初期化することに用いるフレーム信号を混合して送信する。フレーム信号を混合することにより、無線通信端末1,2は、送受信動作を初期化することができ、送受信動作のタイミングを合わせることができる。図9のタイミングチャートを用いてフレーム信号の混合動作について説明する。同期信号の半分の周波数fref/2の信号をフレーム信号変調部32に入力する。無線通信端末1,2の動作を合わせるタイミングでフレーム信号を変化させる。図9の例ではフレーム信号をHレベルにしている。フレーム信号が変化したときの周波数fref/2の信号を一定値にする信号処理を行った後、周波数fsの信号と乗算してアンテナ31から出力する。フレーム信号が変化していない時Lレベルの時では、図2の場合と同様に、周波数fsfref/2とfs-fref/2の信号が出力され、同期信号抽出部11,21では周波数frefの同期信号が抽出される。これに対し、フレーム信号が変化した時Hレベルの時では、周波数fsfref/2とfs-fref/2ではなく別の周波数図9の場合では周波数fsの信号が出力されるため、同期信号抽出部11,21では同期信号が抽出されない。クロック変換部12,22では同期信号が入力されないことを検知して、パケット生成部15やパケット抽出部26を初期化する信号を出力する。以上説明したように、フレーム信号変調部32を備えてフレーム信号を混合し、同期変調信号に基準となる同期信号を含まない期間を設けることで、同期変調信号からクロック信号や搬送波を生成するだけでなく、フレーム信号を用いて送受信動作のタイミングを合わせることができる。以上の構成では無線通信端末1,2間の伝播遅延の影響を、搬送波の波長に比べて無線通信端末1,2間の距離d12が十分短いとして無視したが、復調部25に図10に示す同期検波回路を備えて同期検波により復調する場合は伝播遅延の影響を緩和できる。<位相補正部>図11は、第1の実施の形態における別の無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。同図に示す無線通信システムは、図1に示した受信モジュールに位相補正部40を備えたものである。無線通信端末1は、パケットに基づいた信号列を出力する前に、搬送波のみを出力する期間プリアンブルを設ける。無線通信端末2は、プリアンブルの期間において位相補正部40で局所発振信号変換部23から出力された局所発振信号と受信した搬送波を比較し位相補正をした後、位相補正された位相補正搬送波を復調部25に出力する。図12に、位相補正部40の機能ブロック図を示し、図13のタイミングチャートを用いて位相補正動作について説明する。タイミングチャートではプリアンブルの期間での波形のみを記載している。以下では簡略化のため搬送波の振幅を1として説明する。局所発振信号変換部23から出力された局所発振信号sin{2πNfreft-τ2}は可変遅延器41を通過するとsin{2πNfreft-τ2-τd}となる。ここでτdは可変遅延器41を通過した時に生じる遅延時間である。この信号は90°移相器42を介して乗算器43に入力される。図5,6を用いて説明したように、増幅フィルタ部出力信号はsin{2πNfreft-τ1-τ12}であり、乗算器43の出力Vm3は次式10のようになる。Vm3をLPF44に通過させると、式10の第1項が除去され第2項のみとなる。すなわち偏差量はsin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]となる。以下では説明のためτ1τ12-τ2>0でτdの初期値がゼロとする。この場合、偏差量は正、sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]>0となる。図13Dの期間Aに示すように、LPF44のもつ遅延特性のためLPF44の出力は緩やかに増加する。動作切替積分器45は積分停止信号がLレベルの間は積分動作を行い、可変遅延器41は、動作切替積分器45の出力積分値が増加すると遅延時間τdが増加するように設計されている。図13Dに示すLPF出力すなわち偏差量が正であると積分値が増加し、遅延時間τdが増加してτ1τ12-τ2に近づく。遅延時間τdがτ1τ12-τ2に十分近づくと偏差量は減少するが偏差量が正であるため、遅延時間τdはさらにτ1τ12-τ2に近づく図13Dの期間B。図13Dの期間Cに示すように、遅延時間τdがτ1τ12-τ2と等しくなると偏差量はゼロとなり積分値は変化しなくなる。したがって、遅延時間τdはτ1τ12-τ2と等しくなった値で変化しなくなる。以上の動作により、図13Aに示す増幅フィルタ部出力信号と図13Fに示す位相補正搬送波の位相は等しくなる。検波回路46では増幅フィルタ部24の出力の振幅を検波する。図13G,Hに示すように、立ち上がり遅延回路47は、検波回路46の出力がしきい値を超えてから予め設定された期間Wが経過した後、積分停止信号をHレベルにする。積分停止信号がHレベルになると動作切替積分器45は積分動作を停止する。図14に、積分停止信号により積分動作を停止する機能を実現する動作切替積分器45の構成例を示す。積分停止信号がLレベルのときは、スイッチ451のa1とb1を接続し、偏差量を積分器452に入力して積分を行う。積分停止信号がHレベルのときは、スイッチ451のa1とc1を接続し、直流電圧源453から出力されるゼロに相当する信号を積分器452に入力する。この場合、積分値は変化しない。ここでτ1τ12-τ2>0が成立する範囲を考察する。図6の三角形での近似において余弦定理から導出した式4から式5への展開で、d122≧d1-d22から次式11が導出できる。式11にd12を足すと次式12となる。式12を電磁波の速度c0で割ると次式13となる。等式の場合を除けばτ1τ12-τ2>0は満たされる。等式の場合、つまりτ1τ12-τ2=0の場合は、無線通信端末1,2間の伝播遅延による位相誤差がないことを意味しており、可変遅延器41の遅延時間はゼロのままでよい。この場合でも増幅フィルタ部出力信号と位相補正搬送波の位相は等しくなり目的を達成できる。ここでは、積分値動作切替積分器45の出力が大きくなると遅延時間が大きくなる可変遅延器41で説明したが、積分値が小さくなると遅延時間が大きくなる可変遅延器41を使用してもよい。この場合、偏差量LPF44の出力が正の時に積分値が小さくなるように動作切替積分器45を設計する。次に、位相補正部40の変形例について説明する。上記では同期信号抽出部21や局所発振信号変換部23で遅延をないことを前提に考察したが、実際には使用する回路の入力と出力で遅延が生じることがある。また、可変遅延器41の遅延時間にオフセットがある、つまり、積分値がゼロでも遅延時間がゼロより大きい値となる場合もある。このように局所発振信号に遅延がある場合や可変遅延器41の遅延時間にオフセットがある場合は、図15の位相補正部の変形例に示すように、増幅フィルタ部24の出力に遅延時間がτpで固定の固定遅延器48を接続する。以下では簡単のため局所発振信号の振幅を1として説明する。無線通信端末2での局所発振信号の伝播遅延以外の遅延時間の全体をτofとおくと、可変遅延器41を通過した局所発振信号は、sin{2πNfreft-τ2-τof-τd}となる。ここでτofには動作切替積分器45の出力で制御される成分τpは含まれていないとしている。固定遅延器48を通した増幅フィルタ部出力信号はsin{2πNfreft-τ1-τ12-τp}と表される。乗算器43の出力Vm3は次式14で表される。したがって、LPF44の出力は、sin{2πNFrefτ1τ12τp-τ2-τof-τd}となる。固定遅延器48の遅延時間τpを適切に設計することでτ1τ12τp-τ2-τof>0は満たされる。図12で示した位相補正部40と同様の動作で位相補正搬送波と固定遅延器48の出力の位相は等しくなる。次に、位相補正部40の別の変形例について説明する。無線通信端末1,2間の距離d12が大きくなると偏差量が負、sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]<0となる場合もある。この場合でも正しく位相補正できる位相補正部40の別の変形例を図16に示す。同図に示す位相補正部40は、LPF44と動作切替積分器45の間に絶対値回路51を挿入し、|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|とする演算を追加した。絶対値回路51は例えばOPアンプとダイオードで構成される全波整流回路などを用いることができる。初期値でπ≦2πNfrefτ1τ12-τ2-τd<2πとし、可変遅延器41の遅延時間の初期値をτd=0とする。このときsin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]<0であるが、絶対値回路51を通すことで|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|>0となる。図13のタイミングチャートにおける偏差量が|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|であり、|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|が正であるため、動作切替積分器45の出力積分値は増加する。この結果τpは増加し、2πNfrefτ1τ12-τ2-τdは減少する。|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|>0の間τpは増加し2πNfrefτ1τ12-τ2-τdは減少し続け、|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|=0となるとτpの増加と2πNfrefτ1τ12-τ2-τdの減少は停止する。上記の動作を|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|と2πNfrefτ1τ12-τ2-τdの関係を表す図17を用いて考察する。図17の黒丸で示す初期値から|sin[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]|=0、2πNfrefτ1τ12-τ2-τd=πの点に移動する。したがって、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号の位相差はπとなり、増幅フィルタ部出力信号は可変遅延器出力信号を反転した信号となる。一方、可変遅延器出力信号sin[2πNfreft-τ2-τd]と増幅フィルタ部出力信号sin[2πNfreft-τ1-τ12]を乗算器52で乗算した信号Vm4は次式15で表される。Vm4をLPF53に入力すると周波数の高い式15の第1項が除去され、式15の第2項のcos[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]が出力される。反転非反転切替バッファ54はcos[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]<0の時に反転バッファとして動作し、cos[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]>0の時に非反転バッファとして動作する。2πNfrefτ1τ12-τ2-τd=πのとき、cos[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]=-1であるため、反転非反転切替バッファ54は反転バッファとして動作する。この状態で増幅フィルタ部出力信号と反転した可変遅延器出力信号を入力すると、反転非反転切替バッファ54で反転されて増幅フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。以上の動作により、π≦2πNfrefτ1τ12-τ2-τd<2πでも、増幅フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。さらに考察すると、n=0,1,2,として、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号の位相差の初期値が2nπ≦2πNfrefτ1τ12-τ2-τd<2n1πの場合では、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号の位相差は2nπに収束するため、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号は同相と等価となる。この場合、cos[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]=1となり、反転非反転切替バッファ54は非反転バッファとして動作するため、増幅フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。n=0,1,2,として、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号の位相差の初期値が2n1π≦2πNfrefτ1τ12-τ2-τd<2n2πの場合では、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号の位相差は2n1πに収束するため、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号は反転している。この場合、cos[2πNfrefτ1τ12-τ2-τd]=-1となり、反転非反転切替バッファ54は反転バッファとして動作するため、増幅フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。このように、可変遅延器出力信号と増幅フィルタ部出力信号の位相差の初期値がどのような値でも増幅フィルタ部出力信号と位相補正搬送波は同相となる。図18に反転非反転切替バッファの構成例を示す。LPF53の出力が負の時、コンパレータ61の出力はLレベルとなり、スイッチ62のa1とb1が接続され、スイッチ63のa2とb2が接続される。このとき、OPアンプ64の非反転入力は接地され、可変遅延器41の出力信号が反転入力に入力されるため、可変遅延器41の出力信号は同相で出力される。以上説明したように、局所発振信号変換部23から出力された局所発振信号と受信した搬送波を比較し位相補正する位相補正部40を備えることにより、無線通信端末1,2間の信号伝播距離の違いに起因する位相誤差を補正することが可能となる。[第2の実施の形態]図19は、第2の実施の形態における無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。第2の実施の形態における無線通信システムは、第1の実施の形態の同期信号発生部3を無線通信端末1の送信モジュールに備えたものである。第2の実施の形態では、無線通信端末1の同期信号発生部71で基準となる同期信号を含む所定の周波数帯の同期変調信号を生成しアンテナ19から送信するとともに、同期信号発生部71から基準となる同期信号をクロック変換部12、搬送波変換部13に出力する。図20に、同期信号発生部71の構成例を示す。同図に示す同期信号発生部71は、第1の実施の形態の同期信号発生部と同様に、搬送波の周波数と異なる周波数fsの信号と基準信号の周波数の半分の周波数fref/2の信号を乗算して同期変調信号を生成し出力する。さらに、周波数fref/2の信号を逓倍部711により逓倍して同期信号を生成し、クロック変換部12、搬送波変換部13に出力する。第2の実施の形態の無線通信端末2は、第1の実施の形態と同様であるので説明は省略する。また、無線通信端末2が同期信号発生部3を備える構成でもよい。この場合、無線通信端末1は、第1の実施の形態と同様となる。図19では、無線通信端末1,2それぞれでアンテナを2個を使用しているが、1個のアンテナで同期変調信号を受信し、変調搬送波を送受信してもよい。図21に第2の実施の形態の変形例を示す。図21に示す変形例では、図19に示したものに、無線通信端末1については、局所発振信号変換部23、増幅フィルタ部24、復調部25、パケット抽出部26、および位相補正部40を有する受信モジュールと送受切替SW1を備え、無線通信端末2については、搬送波変換部13、パケット生成部15、変調部16、およびパワーアンプ17を有する受信モジュールと送受切替SW2を備えて、無線通信端末2から無線通信端末1へも送信する構成とした。第2の実施の形態では、同期信号発生部71を備えた無線通信端末1が送信して無線通信端末2で受信する場合、同期変調信号と変調搬送波は共に無線通信端末1から送信されるため、無線通信端末2で受信する同期変調信号と変調搬送波の遅延は等しい。図6においては、d1=0,d12=d2となる。したがって、式3から無線通信端末2で受信した搬送波と同期信号に基づいて生成される局所発振信号の位相差θ12=0となり、無線通信端末1,2間の距離d12が離れていても無線通信端末2で受信した搬送波と局所発振信号の位相は同じである。このため無線通信端末2で位相補正をする必要はない。図21に示す変形例において、無線通信端末2が送信して無線通信端末1で受信する場合について説明する。簡単のため振幅をすべて1とする。図4に示すPLL回路を用いて生成した端末2の搬送波は、sin{2πNfreft-τ12}となる。無線通信端末1で生成される局所発振信号はsin{2πNfreft-2τ12}であるため、無線通信端末1で受信する搬送波と局所発振信号には4πNFrefτ12の位相差が生じる。この位相差を補正するために、図21に示す無線通信端末1には位相補正部40を備えた。図12,14,15の機能ブロック図に示したいずれの位相補正部40を用いてもよい。無線通信端末1で送信し無線通信端末2で受信する場合は、無線通信端末1の送受切替SW1のx1端子とy1端子を接続し、無線通信端末2の送受切替SW2のx2端子とz2端子を接続する。無線通信端末1では、同期信号発生部71で基準となる同期信号を含む所定の周波数帯の同期変調信号を生成してアンテナ19から送信するとともに、同期信号発生部71から基準となる同期信号をクロック変換部12、搬送波変換部13に出力する。同期信号発生部71から出力された基準となる同期信号を用いて、送信すべき情報を送信モジュールで変調してアンテナ18から変調搬送波を送信する。無線通信端末2では、同期信号抽出部21がアンテナ29で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出するとともに、変調搬送波をアンテナ28で受信し、抽出した同期信号を用いて、受信した変調搬送波を受信モジュールで復調して送信すべき情報を取得する。無線通信端末2で送信し無線通信端末1で受信する場合は、無線通信端末1の送受切替SW1のx1端子とz1端子を接続し、無線通信端末2の送受切替SW2のx2端子とy2端子を接続する。無線通信端末2では、同期信号抽出部21がアンテナ29で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出するとともに、抽出した同期信号を用いて、送信すべき情報を送信モジュールで変調してアンテナ28から変調搬送波を送信する。無線通信端末1では、同期信号発生部71で基準となる同期信号を含む所定の周波数帯の同期変調信号を生成してアンテナ19から送信するとともに、変調搬送波をアンテナ28で受信し、同期信号発生部71から出力された基準となる同期信号を用いて、変調搬送波を受信モジュールで復調して送信すべき情報を取得する。同期信号発生部71から出力された基準となる同期信号を用いて生成した局所発振信号と増幅フィルタ部24の出力信号には位相差が生じるため、無線通信端末1では、位相補正部40で位相差を補正する。[第3の実施の形態]図22は、第3の実施の形態における無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。第3の実施の形態では、無線通信端末1,2のそれぞれに同期信号発生部81と同期信号抽出部82を備える。無線通信端末1が送信して無線通信端末2で受信する場合は、無線通信端末1の同期信号発生部81から同期変調信号を出力し、無線通信端末2の同期信号抽出部82で同期信号を抽出する。無線通信端末2が送信して無線通信端末1で受信する場合は、無線通信端末2の同期信号発生部81から同期変調信号を出力し、無線通信端末1の同期信号抽出部82で同期信号を抽出する。送受信の切り替わりにより動作の切り替えはスイッチ83で行う。送信時は同期信号発生部81とアンテナ86を接続し、受信時は同期信号抽出部82とアンテナ86を接続する。送信すべき情報は、端末送受信部84で変調搬送波に変換されてアンテナ85を用いて送受信される。なお、図22では、無線通信端末1,2それぞれで2個のアンテナ85,86を使用しているが、1個のアンテナで同期変調信号、変調搬送波を送受信してもよい。"