"局所光源と、90°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ-デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、前記90°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を前記局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、前記光電変換器は、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、前記アナログ-デジタル変換器は、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、前記デジタル信号処理部は、前記複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、前記量子化信号を高速フーリエ変換処理するFFT演算部とを備え、前記伝播遅延差は前記高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出されるコヒーレント光受信器。請求項1に記載したコヒーレント光受信器において、前記伝播遅延差は、前記複数のピーク値に基づいてそれぞれ算出される各伝播遅延差に対して、前記各ピーク値の振幅値に比例した加重平均を求めることによって算出されるコヒーレント光受信器。コヒーレント光受信器と、検査光源と、アナログ-デジタル変換器と、FFT演算部と、制御ブロックとを有し、前記コヒーレント光受信器は、局所光源と、90°ハイブリッド回路と、光電変換器とを少なくとも備え、前記90°ハイブリッド回路は、前記検査光源からの検査光を前記局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、前記光電変換器は、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、前記アナログ-デジタル変換器は、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、前記FFT演算部は、前記量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、前記制御ブロックは、前記高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて前記複数の信号成分間の伝播遅延差を算出するコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。請求項3に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、前記制御ブロックは、複数ピーク検出部とスキュー演算部を有し、前記複数ピーク検出部は、前記複数のピーク値として振幅値が所定の値以上であるピーク値を算出し、各ピーク値における各ピーク周波数と各ピーク位相を前記複数の信号成分ごとに算出し、前記スキュー演算部は、前記各ピーク周波数と前記各ピーク位相とからそれぞれ算出される各伝播遅延差に対して、前記各ピーク値の振幅値に比例した加重平均を求めることによって前記伝播遅延差を算出するコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。請求項4に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、前記スキュー演算部は、前記-のピーク値と、前記高速フーリエ変換処理した結果における前記-のピーク値の鏡像成分、とにおける各ピーク周波数と各ピーク位相とから前記伝播遅延差を算出するコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。請求項3から5のいずれか一項に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、前記検査光源は、位相変調された変調光を送出する位相変調光源であるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。コヒーレント光受信器と、位相変調された変調光を送出する位相変調光源を備えた光送信器とを有し、前記コヒーレント光受信器は、局所光源と、90°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ-デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、前記90°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を前記局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、前記光電変換器は、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、前記アナログ-デジタル変換器は、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、前記デジタル信号処理部は、前記複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、前記量子化信号を高速フーリエ変換処理するFFT演算部とを備え、前記伝播遅延差は、前記90°ハイブリッド回路に前記位相変調光源から前記変調光を入力して前記局所光と干渉させた場合の前記高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される光送受信機。検査光源からの検査光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、前記光信号を検波して検波電気信号を出力し、前記検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、前記量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、前記高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて前記複数の信号成分間の伝播遅延差を算出するコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法。請求項8に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法において、前記伝播遅延差を算出する処理は、前記複数のピーク値として振幅値が所定の値以上であるピーク値を算出し、各ピーク値における各ピーク周波数と各ピーク位相を前記複数の信号成分ごとに算出し、前記各ピーク周波数と前記各ピーク位相とからそれぞれ算出される各伝播遅延差に対して、前記各ピーク値の振幅値に比例した加重平均を求めることによって前記伝播遅延差を算出する処理を含むコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法。請求項9に記載したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置において、前記伝播遅延差を算出する処理は、前記-のピーク値と、前記高速フーリエ変換処理した結果における前記-のピーク値の鏡像成分、とにおける各ピーク周波数と各ピーク位相とから前記伝播遅延差を算出する処理を含むコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置。上述した式3、4で得られる信号は、コヒーレント光受信器700において90°ハイブリッド回路720の出力からアナログ-デジタル変換器740の入力までの間の4本の信号線の長さがすべて等しい場合にのみ成立する。しかし、90°ハイブリッド回路720の出力から光電変換器730の入力までの光ファイバ、および光電変換器730の出力からアナログ-デジタル変換器740の入力までの同軸線のそれぞれを、4チャネル間で厳密に等長配線とすることは困難である。ここで4チャネル間が等長でない場合、信号の伝達に遅延、すなわちスキューが生じる。このスキューの影響について図19を用いて説明する。図19は、関連する90°ハイブリッド回路720とその周辺部の構成を示すブロック図である。図中、PBSは偏光ビームスプリッタを、CPLは光カプラを、τは90°位相差部を、BRは光電変換器O/E630としてのバランス型フォトディテクタをそれぞれ示す。チャネル1CH1に対してチャネル2CH2にスキューTが存在する場合、上述の4式は下記5式になる。QXt=sinΔωtT5上述したスキューTが存在しない場合は、上記式3および式4を用いたデジタル信号処理によって偏波分離および位相推定を行うことができ、完全に復調することができる。しかし、チャネル間スキューが存在すると、式4で表わされたポートQXからの出力は、式5式で表わされる出力信号となり、デジタル信号処理を行っても復調が不十分となり、十分な性能が得られない。このように、コヒーレント光受信器においては、チャネル間にスキューが生じると十分な復調ができず、受信性能が劣化する、という問題があった。本発明の目的は、上述した課題である、コヒーレント光受信器においては、チャネル間にスキューが生じると十分な復調ができず、受信性能が劣化する、という課題を解決するコヒーレント光受信器、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法を提供することにある。本発明のコヒーレント光受信器は、局所光源と、90°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ-デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、90°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ-デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、デジタル信号処理部は、複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、量子化信号を高速フーリエ変換処理するFFT演算部とを備え、伝播遅延差は高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される。本発明のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置は、コヒーレント光受信器と、検査光源と、アナログ-デジタル変換器と、FFT演算部と、制御ブロックとを有し、コヒーレント光受信器は、局所光源と、90°ハイブリッド回路と、光電変換器とを少なくとも備え、90°ハイブリッド回路は、検査光源からの検査光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ-デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、FFT演算部は、量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、制御ブロックは、高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて複数の信号成分間の伝播遅延差を算出する。本発明の光送受信機は、コヒーレント光受信器と、位相変調された変調光を送出する位相変調光源を備えた光送信器とを有し、コヒーレント光受信器は、局所光源と、90°ハイブリッド回路と、光電変換器と、アナログ-デジタル変換器と、デジタル信号処理部を有し、90°ハイブリッド回路は、多重化された信号光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光電変換器は、光信号を検波して検波電気信号を出力し、アナログ-デジタル変換器は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、デジタル信号処理部は、複数の信号成分間の伝播遅延差を補償するスキュー補償部と、量子化信号を高速フーリエ変換処理するFFT演算部とを備え、伝播遅延差は、90°ハイブリッド回路に位相変調光源から変調光を入力して局所光と干渉させた場合の高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて算出される。本発明のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法は、検査光源からの検査光を局所光源からの局所光と干渉させて複数の信号成分に分離した複数の光信号を出力し、光信号を検波して検波電気信号を出力し、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力し、量子化信号に高速フーリエ変換処理を施し、高速フーリエ変換処理した結果における-のピーク値を中心とした複数のピーク値に基づいて複数の信号成分間の伝播遅延差を算出する。本発明のコヒーレント光受信器によれば、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能であり、受信性能の劣化を抑制することができる。以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。第1の実施形態図1は、本発明の第1の実施形態に係るコヒーレント光受信器100の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器100は、局所光源110、90°ハイブリッド回路90°Hybrid120、光電変換器O/E130、アナログ-デジタル変換器ADC140、およびデジタル信号処理部DSP150を有する。90°ハイブリッド回路90°Hybrid120は、多重化された信号光Signalを局所光源110からの局所光と干渉させて、各信号成分に分離した複数の光信号を出力する。本実施形態では、DP-QPSK変調方式を用いた場合について説明する。したがって90°ハイブリッド回路90°Hybrid120からは、2偏波X偏波、Y偏波についてそれぞれ同相成分IX、IYおよび直交成分QX、QYからなる4チャンネルの信号成分をそれぞれ有する4波の光信号が出力される。光電変換器O/E130は、90°ハイブリッド回路120が出力する各光信号を検波して検波電気信号を出力する。アナログ-デジタル変換器ADC140は、検波電気信号を量子化して量子化信号を出力する。デジタル信号処理部DSP150は、複数の信号成分間の伝播遅延差以下、スキューとも言うを補償するスキュー補償部151と復調部152を備える。スキュー補償部151は、例えばFIRFiniteImpulseResponseフィルタなどを用いて構成することができ、この場合スキュー値に基づいて決定されるフィルタ係数を有する。復調部152は偏波分離処理により量子化信号をX偏波信号とY偏波信号に分離し、さらに位相推定処理により4チャンネルの信号成分をそれぞれ復調する。次に、コヒーレント光受信器100におけるチャネル間スキューの検出方法について図2を用いて説明する。以下では、コヒーレント光受信器100のデジタル信号処理部DSP150がバッファ部Buf153とFFT演算部FFT154を備えた場合について説明する。ここでFFT演算部154はアナログ-デジタル変換器140が出力する量子化信号に対して高速フーリエ変換FastFourierTransform、以下ではFFTと言う処理を施す。なお図2では、スキュー補償部151および復調部152の記載は省略した。また、以下ではまず、90°ハイブリッド回路においてIポートとQポートの間に90°誤差が存在する場合について説明する。すなわち、90°ハイブリッド回路のIポートとQポートの間には信号周期の90°に相当する遅延があるが、90°ハイブリッド回路の製造ばらつきにより、位相差は必ずしも正確に90°となるとは限らない。この位相差90°の誤差による遅延Δτを考慮すると、上記式5は下記式6となる。QXt=sinΔωtTΔτ6この90°誤差が存在する場合、式4で表わされたポートQXからの出力は、式6式で表わされる出力信号となり、この場合もデジタル信号処理を行っても復調が不十分となり、十分な性能が得られない。図2に示すように、コヒーレント光受信器100に検査光源170と制御ブロック180が接続され、コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置1000を構成する。制御ブロック180は、制御部181、メモリ部182、および演算処理部183を有する。演算処理部183はピーク検出部184とスキュー演算部185を備え、FFT処理結果からスキュー値を算出する。ここでピーク検出部184およびスキュー演算部185は、専用の信号処理回路により構成することもできるし、中央演算処理装置CPUとCPUに処理を実行させるプログラムから構成することとしてもよい。90°ハイブリッド回路90°Hybrid120のシグナルポート121には検査光源Test170が接続され、ローカルポート122には局所光源110が接続される。90°ハイブリッド回路90°Hybrid120の出力ポートであるIXポート、QXポート、IYポート、QYポートから出力された光は、それぞれ光電変換器O/E130に入力される。コヒーレント光受信器100におけるチャネル間スキューの検出においては、まず、検査光源170から検査光として周波数fs波長λsの連続発振ContinuousWave:CW光をシグナルポート121に入力する。ここで検査光源170には波長可変光源を用いることができる。一方、ローカルポート122には局所光源110から局所光として周波数fo波長/λoのCW光を入力する。周波数fsの検査光と周波数foの局所光は90°ハイブリッド回路120内で干渉し、周波数fIF=|fs-fo|のビート信号が出力される。このとき、IXポート、QXポート、IYポート、QYポートからそれぞれ出力されるビート信号は下記7式から10式で表わされる。IX=cos2πfIFtφIX7QX=sin2πfIFtφQX8IY=cos2πfIFtφIY9QY=sin2πfIFtφQY10これらのビート信号は光電変換器O/E130によって電気信号に変換された後、アナログ-デジタル変換器ADC140で量子化されデジタル信号処理部DSP150へそれぞれ入力される。デジタル信号処理部DSP150では、バッファ部153によって所定の処理単位例えば、4096ビットごとにブロック化され、FFT演算部FFT154においてFFT処理が施される。その結果、FFT演算部154の出力として各行列I^xN、Q^xN、I^yN、Q^yNが得られる。ここでNはFFTのポイント数であり、例えばN=0~4095である。次に、図3に示したフローチャートを参照しながら本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法について説明する。まず、検査光源170の周波数を周波数fS1波長λS1に設定するステップS1。これにより、90°ハイブリッド回路90°Hybrid120の各出力ポートから周波数fIF=|fS1-fo|のビート信号が出力される。次に、データキャプチャを開始するステップS2。このとき制御ブロック180の制御部181はデジタル信号処理部DSP150へデータキャプチャ信号を送出するステップS3。FFT演算部154はデータキャプチャ信号を取得し、これをトリガとしてそのときバッファ部Buf153に格納されているデータにFFT処理を施しステップS4、FFTデータI^xN、Q^xN、I^yN、Q^yNを制御部181に返送する。制御部181は取得したFFTデータをメモリ部182に格納するステップS5。制御部181からの指示により演算処理部183のピーク検出部184は、FFTデータI^xNの4096ポイントの中から、その大きさが最大であるデータI^xNmaxを抽出する。そして、そのときの周波数ピーク周波数fmaxと位相ピーク位相φmaxを計算によって求めるステップ6。図4に、ポイント数Nに対してI^xNをプロットしたときの概略図を示す。ここでFFTデータI^xNは複素数であるので、同図の縦軸はI^xNの大きさ|I^xN|であり、横軸はFFTのポイント数Nである。図4に示すように、|I^xN|がポイント数Nmaxでピークを持つとした場合、ピーク検出部184はI^xNmaxを検出する。ここで、アナログ-デジタル変換器ADC140におけるサンプリング周波数をfTとすると、FFTの周波数間隔はfT/4096となる。よって、I^xNがピークとなるときのピーク周波数fmaxはNmaxfT/4096となる。続いて、ピーク周波数がfmaxのときのFFTデータI^xNmaxからピーク位相情報φmax=∠I^xNmaxを計算する。以上により、ピーク検出部184はFFTデータI^xNの大きさがピークとなるときのピーク周波数fmaxとピーク位相φmaxを求め、制御部181は周波数fIX1,1と位相φIX1,1としてメモリ部182に格納するステップS7。このとき、その他のFFTデータI^xNは廃棄することとしてもよい。測定誤差による影響を軽減するため、ステップ3からステップ7までの処理をn回繰り返し、周波数fIX1,nと位相φIX1,nをそれぞれメモリ部182に格納するフィードバックループFB1。n回目のループが終了したとき、終了フラグを立てるステップ8。次に、検査光源170の周波数を周波数fS2に変更しステップS9、再度ステップ2からステップ7までの処理を繰り返して、周波数fIX2,nと位相φIX2,nをメモリ部182に格納するステップS7。終了フラグを検出したときステップS8、検査光源170の周波数をさらにスイープしステップS9、再度ステップ2からステップ8までの処理を繰り返すフィードバックループFB2。このフィードバックループFB2をm回繰り返すことによって周波数fIXm,nと位相φIXm,nがそれぞれメモリ部182に格納される。Q^xN、I^yN、Q^yNについても同様の処理を施すことによって、周波数fQXm,n、fIYm,n、fQYm,nと位相φQXm,n、φIYm,n、φQYm,nがそれぞれメモリ部182に格納される。以上の処理が終了したとき、制御部181からの指示により、演算処理部183のスキュー演算部185はスキューを計算するステップ10。例えば、IXポートを基準とするとIXポートのスキューはゼロとなり、QX、IY、QXの各ポートはIXポートに対して位相が進んでいるか、または遅れているかによってスキューを表わす。具体的にはまず、各ポートの位相差を測定回数nおよび測定周波数mについてそれぞれ以下の量を計算することによって求める。φIXm,n=0φQXm,n-φIXm,nφIYm,n-φIXm,nφQYm,n-φIXm,n図5に、Ixポートを基準としたときのQXポートおよびIYポートにおけるそれぞれの位相差φQX-IX、φIY-IXと角周波数2πfmaxとの関係をプロットした概略図を示す。同図より、QXポートおよびIYポートについて一次関数による近似式を以下のようにそれぞれ算出する。φQX-IX=T12πfφ1φIY-IX=T22πfφ2QYポートについても同様にして以下のように近似式を算出する。φQY-IX=T32πfφ3ここで求めた傾きT1、T2、T3がIXポートに対するスキューとなる。このとき、スキュー検出の精度はFFTのポイント数NとfIFの関係から求められる。例えばfIFが1GHzである場合、周期は1ns=1000psであるから、Nが4096のときスキュー検出精度は0.24ps=1000/4096となる。すなわち、fIFが小さいと検出精度が低下することがわかる。一方、QYポートのIYポートに対する位相差は以下のように表される。φQYm,n-φIYm,nこのとき、角周波数2πfmaxとの関係は上述した場合と同様に以下の一次関数で近似される。φQY-IY=T42πfφ4ここで周波数オフセットがない場合、φQX-IXとφQY-IY位相差はそれぞれπ/2となることから、φ1およびφ4はπ/2となるはずである。よって、IxポートとQxポート、およびIyポートとQyポートの90°誤差はそれぞれ、φ1-π/2、φ4-π/2となる。したがって、図5に示した一次関数のy軸の切片からφ1、φ4を求めることによって、IYポートとQYポートの90°誤差が得られる。以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置およびその検出方法によれば、各出力ポート間のスキューとI-Qポート間の90°誤差を算出することが可能となる。すなわち、90°ハイブリッド回路のシグナルポートに検査光を入力し、検査光と局所光のビート信号をアナログ-デジタル変換器で観測し、FFT演算を行って得られた位相情報からスキューと90°誤差を算出することができる。そして本実施形態によるコヒーレント光受信器100によれば、ここで得たスキュー値をデジタル信号処理部150のスキュー補償部151において補償することにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。上述した実施形態では、図3のフィードバックループFB2に示すように、検査光源の周波数をスイープし、各周波数におけるチャネル間のピーク位相の差を求めることによりIポートとQポート間の90°誤差を算出することとした。しかし、この90°誤差が無視できる場合には、より簡易にチャネル間スキューを検出することができる。図6に、この場合におけるチャネル間スキュー検出方法のフローチャートを示す。まず、検査光源170の周波数を周波数fS1波長λS1に設定するステップS1。これにより、90°ハイブリッド回路90°Hybrid120の各出力ポートから周波数fIF=|fS1-fo|のビート信号が出力される。次に、データキャプチャを開始するステップS2。このとき制御ブロック180の制御部181はデジタル信号処理部DSP150へデータキャプチャ信号を送出するステップS3。FFT演算部154はデータキャプチャ信号を取得し、これをトリガとしてそのときバッファ部Buf153に格納されているデータにFFT処理を施しステップS4、FFTデータI^xN、Q^xN、I^yN、Q^yNを制御部181に返送する。制御部181は取得したFFTデータをメモリ部182に格納するステップS5。制御部181からの指示により演算処理部183のピーク検出部184は、FFTデータI^xNの4096ポイントの中から、その大きさが最大であるデータI^xNmaxを抽出する。そして、そのときの周波数ピーク周波数fmaxと位相ピーク位相φmaxを計算によって求めるステップ6。制御部181はこのときのピーク周波数とピーク位相を周波数fIX1、位相φIX1としてメモリ部182に格納するステップS7。測定誤差による影響を軽減するため、ステップ3からステップ7までの処理をn回繰り返し、周波数fIXnと位相φIXnをそれぞれメモリ部182に格納するフィードバックループFB1。n回目のループが終了したとき、終了フラグを立てるステップ8。終了フラグを検出したとき、制御部181からの指示により、演算処理部183のスキュー演算部185はスキューを計算するステップ9。例えば、IXポートを基準として、QX、IY、QYの各ポートの位相差を測定回数nについてそれぞれ以下のように求める。φIXn=0φQXn-φIXnφIYn-φIXnφQYn-φIXn図7に、IXポートを基準としたときのQXポートおよびIYポートにおけるそれぞれの位相差φQX-IX、φIY-IXと角周波数2πfmaxとの関係をプロットした概略図を示す。ここでI-Qポート間の90°誤差が無視できる場合には、QXポートおよびIYポートについて一次関数による近似式を以下のようにそれぞれ算出することができる。φQX-IX=a12πfπ/2φIY-IX=a22πfQYポートについても同様にして以下のように近似式を算出することができる。φQY-IX=a32πfここで求めた傾きa1、a2、a3がIXポートに対するスキューとなる。このように、90°誤差が無視できる場合には、より簡易にチャネル間スキューを検出することができる。第2の実施形態次に、本発明の第2の実施形態について説明する。図8は、本発明の第2の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置2000の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置2000は、コヒーレント光受信器200と、コヒーレント光受信器200に接続された検査光源270および制御ブロック280を有する。コヒーレント光受信器200は、局所光源210、90°ハイブリッド回路90°Hybrid220、光電変換器O/E230、アナログ-デジタル変換器ADC240、およびデジタル信号処理部DSP250を有する。制御ブロック280は、制御部281、メモリ部282、および演算処理部283を有し、演算処理部283はピーク検出部284とスキュー演算部285を備える。本実施形態のコヒーレント光受信器200においては、デジタル信号処理部DSP250の構成が、第1の実施形態によるデジタル信号処理部DSP150と異なる。デジタル信号処理部DSP250は、複素信号生成器252、バッファ部Buf253およびFFT演算部FFT254を備える。90°ハイブリッド回路90°Hybrid220のシグナルポート221には検査光源Test270が接続され、ローカルポート222には局所光源210が接続される。90°ハイブリッド回路90°Hybrid220の出力ポートであるIXポート、QXポート、IYポート、QYポートから出力された光は、それぞれ光電変換器O/E230に入力される。コヒーレント光受信器200におけるチャネル間スキューの検出においては、まず、検査光源270から検査光として周波数fs波長λsの連続発振ContinuousWave:CW光をシグナルポート221に入力する。ここで検査光源270には波長可変光源を用いることができる。一方、ローカルポート222には局所光源210から局所光として周波数fo波長λoのCW光を入力する。周波数fsの検査光と周波数foの局所光は90°ハイブリッド回路220内で干渉し、周波数fIF=|fs-fo|のビート信号が出力される。このとき、IXポート、QXポート、IYポート、QYポートからそれぞれ出力されるビート信号は、第1の実施形態における場合と同様に、上述の7式から10式で表わされる。これらのビート信号は光電変換器O/E230によって電気信号に変換された後、アナログ-デジタル変換器ADC240で量子化されデジタル信号処理部DSP250へそれぞれ入力される。デジタル信号処理部DSP250では、IポートおよびQポートの信号を合成して複素信号として処理する。すなわち、複素信号生成器252はIxおよびQxを入力して複素信号Ex=IxjQxを出力する。同様に、IyおよびQyを入力して複素信号Ey=IyjQyを出力する。これらの複素信号ExおよびEyは、バッファ部253によって所定の処理単位例えば、4096ビットごとにブロック化され、FFT演算部FFT254においてFFT処理が施される。その結果、FFT演算部254の出力として各行列E^xNおよびE^yNが得られる。ここでNはFFTのポイント数であり、例えばN=0~4095である。このときE^xNは次式で与えられる。ただし、P1、P2、Δωは下式で表わされる。次に、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法について説明する。処理のフローは第1の実施形態における場合と同様であり、以下では図3のフローチャートを参照しながら説明する。まず、検査光源270の周波数を周波数fS1波長λS1に設定するステップS1。これにより、90°ハイブリッド回路90°Hybrid120の各出力ポートから周波数fIF=|fS1-fo|のビート信号が出力される。次に、データキャプチャを開始するステップS2。このとき制御ブロック280の制御部281はデジタル信号処理部DSP250へデータキャプチャ信号を送出するステップS3。FFT演算部254はデータキャプチャ信号を取得し、これをトリガとしてそのときバッファ部Buf253に格納されているデータにFFT処理を施し、FFTデータE^xN、E^yNを制御部281に返送するステップS4。制御部281は取得したFFTデータをメモリ部282に格納するステップS5。制御部281からの指示により演算処理部283のピーク検出部284は、FFTデータE^xNの4096ポイントの中から、2個のピーク値P1=|E^xNpeak1|およびP2=|E^xNpeak2|を抽出する。そして、そのときの周波数±2πfIFを計算によって求めるステップ6。図9に、ポイント数Nに対してE^xNをプロットしたときの概略図を示す。ここでFFTデータE^xNは複素数であるので、同図の縦軸はE^xNの大きさ|E^xN|であり、横軸はFFTのポイント数Nである。図9に示すように、|E^xN|がポイント数Npeak1とNpeak2でピークを持つとした場合、ピーク検出部284はP1とP2を検出する。ここで、アナログ-デジタル変換器ADC240におけるサンプリング周波数をfTとすると、FFTの周波数間隔はfT/4096となる。よって、E^xNがピークとなるときの周波数は、fpeak1=Npeak1fT/4096、fpeak2=-4096-Npeak2fT/4096となる。次に、位相情報φIXとφQXを計算により算出する。まず、ピーク値P1は次式で与えられる。ただし、R1、I1は下式で表わされる。また、ピーク値P2は次式で与えられる。ただし、R2、I2は下式で表わされる。以上の各式から、下記の関係式が得られる。これらの関係式を解くことにより、位相情報φIXとφQXが下記のように求められる。以上により、ピーク検出部284はFFTデータE^xNの大きさがピークとなるときの周波数fpeak1とピーク位相φIXとφQXを求め、制御部281は周波数fX1,1と位相φIX1,1、φQX1,1としてメモリ部282に格納するステップS7。このとき、その他のFFTデータE^xNは廃棄することとしてもよい。測定誤差による影響を軽減するため、ステップ3からステップ7までの処理をn回繰り返し、周波数fX1,nと位相φIX1,n、φQX1,nをそれぞれメモリ部282に格納するフィードバックループFB1。n回目のループが終了したとき、終了フラグを立てるステップ8。次に、検査光源270の周波数を周波数fS2に変更しステップS9、再度ステップ2からステップ8までの処理を繰り返して、周波数fX2,nと位相φIX2,n、φQX2,nをメモリ部282に格納するステップS7。終了フラグを検出したときステップS8、検査光源270の周波数をさらにスイープしステップS9、再度ステップ2からステップ8までの処理を繰り返すフィードバックループFB2。このフィードバックループFB2をm回繰り返すことによって周波数fXm,nと位相φIXm,n、φQXm,nがそれぞれメモリ部282に格納される。E^yNについても同様の処理を施すことによって、周波数fYm,nと位相φIYm,n、φQYm,nがそれぞれメモリ部282に格納される。以上の処理が終了したとき、制御部281からの指示により演算処理部283のスキュー演算部285は、第1の実施形態と同様の手法によりスキューを計算するステップ10。以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置およびその検出方法によれば、各出力ポート間のスキューとI-Qポート間の90°誤差を算出することが可能となる。そして、このスキュー値を第1の実施形態によるコヒーレント光受信器が備えるデジタル信号処理部のスキュー補償部において補償することにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。第3の実施形態次に、本発明の第3の実施形態について説明する。図10は、本発明の第3の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置3000の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置3000は、コヒーレント光受信器300と、コヒーレント光受信器300に接続された検査光源370、制御ブロック380、およびサンプリングオシロスコープ390を有する。コヒーレント光受信器300は、局所光源310、90°ハイブリッド回路90°Hybrid320、光電変換器O/E330を有する。制御ブロック380は、制御部381、メモリ部382、および演算処理部383を有し、演算処理部383はピーク検出部384とスキュー演算部385およびFFT演算部FFT386を備える。本実施形態においては、デジタル信号処理部DSPの代わりにサンプリングオシロスコープ390を有し、制御ブロック380がFFT演算部FFT386を備える点において、第1および第2の実施形態と異なる。サンプリングオシロスコープ390は4チャネルのアナログ-デジタル変換器ADC391およびメモリ部392を備える。90°ハイブリッド回路90°Hybrid320のシグナルポート321には検査光源Test370が接続され、ローカルポート322には局所光源310が接続される。90°ハイブリッド回路90°Hybrid320の出力ポートであるIXポート、QXポート、IYポート、QYポートから出力されるビート信号は第1の実施形態の場合と同様に上記7式から10式で表わされる。これらのビート信号は光電変換器O/E330によって電気信号に変換された後、サンプリングオシロスコープ390が備えるアナログ-デジタル変換器ADC391で量子化され、波形データIxN、QxN、IyN、QyNがメモリ部392に格納される。ここでNはデータ数であり、例えばN=0~4095である。次に、図11に示したフローチャートを参照しながら本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出方法について説明する。まず、検査光源370の周波数を周波数fS1波長λS1に設定するステップS1。これにより、90°ハイブリッド回路90°Hybrid320の各出力ポートから周波数fIF=|fS1-fo|のビート信号が出力される。次に、サンプリングオシロスコープ390において波形データをキャプチャするステップS2。このとき制御ブロック380の制御部381はサンプリングオシロスコープ390へ波形取り込み信号を送出するステップS3。そして、そのときサンプリングオシロスコープ390のメモリ部392に格納されている波形データを制御ブロック380のメモリ部382に格納するステップ4。制御ブロック380のFFT演算部FFT386はメモリ部382に格納されている波形データIxN、QxN、IyN、QyNにFFT処理を施すステップS5。そして処理結果であるFFTデータI^xN、Q^xN、I^yN、Q^yNを制御部381に返送する。制御部381は取得したFFTデータをメモリ部382に格納するステップS6。制御部381からの指示により演算処理部383のピーク検出部384は、FFTデータI^xNの4096ポイントの中から、その大きさが最大であるデータI^xNmaxを抽出する。そして、そのときの周波数fmaxと位相φmaxを計算によって求めるステップ7。測定誤差による影響を軽減するため、ステップ2からステップ7までの処理をn回繰り返し、周波数fIX1,nと位相φIX1,nをそれぞれメモリ部382に格納するフィードバックループFB1。n回目のループが終了したとき、検査光源370の周波数を周波数fS2に変更しステップS8、再度ステップ2からステップ7までの処理を繰り返して周波数fIX2,nと位相φIX2,nをメモリ部382に格納するフィードバックループFB2。検査光源370の周波数をさらにスイープし、フィードバックループFB2をm回繰り返すことによって周波数fIXm,nと位相φIXm,nがそれぞれメモリ部382に格納される。Q^xN、I^yN、Q^yNについても同様の処理を施すことによって、周波数fQXm,n、fIYm,n、fQYm,nと位相φQXm,n、φIYm,n、φQYm,nがそれぞれメモリ部382に格納される。以上の処理が終了したとき、制御部381からの指示により演算処理部383のスキュー演算部385は、第1の実施形態と同様の手法によりスキューを計算するステップ9。以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置および検出方法によれば、各出力ポート間のスキューとI-Qポート間の90°誤差を算出することが可能となる。そして、このスキュー値を第1の実施形態によるコヒーレント光受信器が備えるデジタル信号処理部のスキュー補償部において補償することにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。上述した実施形態では、コヒーレント光受信器は偏波ダイバーシティ型の90°ハイブリッド回路PolarizationDiversity90°Hybridを備えることとした。しかしこれに限らず、単一偏波型90°ハイブリッド回路SinglePolarization90°Hybrid、または単一偏波型90°ハイブリッド回路を組み合わせて用いることとしてもよい。また、上述の実施形態では、90°ハイブリッド回路のシグナルポートに検査光源を接続して周波数をスイープすることとしたが、これに限らず、検査光源の波長は一定とし、局所光源に波長可変レーザを用いて波長をスイープすることとしてもよい。第4の実施形態次に、本発明の第4の実施形態について説明する。図12は、本発明の第4の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000は、コヒーレント光受信器400と、コヒーレント光受信器400に接続された検査光源270および制御ブロック480を有する。コヒーレント光受信器400は、局所光源210、90°ハイブリッド回路90°Hybrid220、光電変換器O/E230、アナログ-デジタル変換器ADC240、およびデジタル信号処理部DSP450を有する。制御ブロック480は、制御部281、メモリ部282、および演算処理部283を有し、演算処理部283は複数ピーク検出部484とスキュー演算部285を備える。本実施形態のコヒーレント光受信器400においては、デジタル信号処理部DSP450と制御ブロック480の構成が、第2の実施形態と異なる。すなわち、デジタル信号処理部DSP450はスキュー補償部451と信号処理部455を有し、制御ブロック480は複数ピーク検出部484を有する。ここで、信号処理部455はデジタルコヒーレント受信におけるクロック抽出、偏波トラッキング、およびキャリア周波数オフセット補償などの種々の信号処理を行う。なお、図12において、図8に示した第2の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置2000と同一の構成には同一の符号を付して、その説明を省略する。コヒーレント光受信器400におけるチャネル間スキューの検出においては、第2の実施形態における場合と同様に、検査光源270から検査光として周波数fs波長λsの連続発振ContinuousWave:CW光をシグナルポート221に入力する。ここで検査光源270には波長可変光源を用いることができる。一方、ローカルポート222には局所光源210から局所光として周波数fo波長λoのCW光を入力する。周波数fsの検査光と周波数foの局所光は90°ハイブリッド回路220内で干渉し、周波数fIF=|fs-fo|のビート信号が出力される。このとき、IXポート、QXポート、IYポート、QYポートからそれぞれ出力されるビート信号は、第1の実施形態における場合と同様に、上述の7式から10式で表わされる。これらのビート信号は光電変換器O/E230によって電気信号に変換された後、アナログ-デジタル変換器ADC240で量子化されデジタル信号処理部DSP450へそれぞれ入力される。デジタル信号処理部DSP450では、スキュー補償部451で伝播遅延差スキューが補償された後に、IポートおよびQポートの信号を合成して複素信号として処理する。すなわち、複素信号生成器252はIxおよびQxを入力して複素信号Ex=IxjQxを出力する。同様に、IyおよびQyを入力して複素信号Ey=IyjQyを出力する。このときExは次式で与えられる。ただし、P0、P’0、Δωは下式で表わされる。ここで、P0はサンプリング周波数fsampleでフーリエ変換を施したときのビート周波数fIF=Δω/2πにおけるスペクトル成分、P’0はその鏡像折り返し成分のスペクトル成分を表している。次に、P0およびP’0をそれぞれ実部と虚部に分けて表記すると下式のようになる。ただし、R0、I0、R’0、I’0はそれぞれ下式で与えられる。以上の各式から、下記の関係式が得られる。これらの関係式を解くことにより伝播遅延量T1およびT2が下記のように求まる。ここで、tan-1はtan正接の逆関数を表す。また、異なる表記として下記の関係式が得られる。したがって、R0、I0、R’0、I’0から下記の関係式により伝播遅延差T2-T1を直接求めることもできる。以上より、ビート周波数fIFに関する伝播遅延差は、複素信号Exのフーリエ変換信号の周波数fIF=Δω/2πにおけるスペクトル成分R0、I0と、そのスペクトルと対になる鏡像成分R’0,I’0から、式11または式12を用いて求めることができることが分かる。しかし、式11または式12は理想的なフーリエ変換を行った場合に得られる関係式であるので、FFTのような離散フーリエ変換回路を用いた場合には理想状態からの誤差が生じる。例えば、図9に示したFFT信号は、検査光と局所光のビート周波数fIFがFFTのk番目のグリッド周波数k×fsample/2nと等しい場合に発生するスペクトルを表わしている。ここで、2nはFFTポイント数であり、kは0≦k≦2n-1を満たす整数、nは正の整数である。しかし実際の測定においては、検査光源および局所光源の周波数安定度が十分でないため、ビート周波数fIFはFFTのグリッド周波数とずれる場合が多い。この場合、図13に示すように、スペクトルが図9におけるピーク信号の隣接グリッドに広がり、複数のサイドローブスペクトルが発生する。ここで、図13の縦軸はE^xNの大きさ|E^xN|であり、横軸はFFTのグリッド周波数である。このようなサイドローブが発生する場合、本実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000においては、複数ピーク検出部484が-のピーク値を中心として、FFT信号のスペクトル振幅が有効な値を持つ複数のピーク値を検出する。例えば、図13において、-のピーク値としてのP0とP0を中心としたP-1とP1、およびその鏡像であるP’0、P’-1、P’1を検出する。ここでFFT信号のスペクトル振幅が有効な値を持つ範囲として、例えば振幅レベルの大きさが上位にある複数個を選択することができる。また、あらかじめ一定の閾値レベルを設け、振幅レベルがその閾値レベル以上であるものを採用することとしてもよい。これに限らず、測定条件に応じて伝播遅延差T2-T1測定の精度が最適になるような組み合わせを選択することができる。本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000においては、上述したように複数ピーク検出部484が複数のピーク値を検出する。その後、各スペクトルとそのスペクトルと対になる鏡像成分とから、式11または式12を用いて伝播遅延差T2-T1を算出し、それぞれスペクトル振幅値に比例した加重平均を求める。これにより、伝播遅延差T2-T1の測定における測定精度を向上させることができる。例えば、図13においてスペクトル振幅の大きさの上位3個に相当するP0、P-1、P1およびそれらの鏡像であるP’0、P’-1、P’1からそれぞれの伝播遅延差ΔT0,ΔT-1、ΔT1を算出する。このとき、伝播遅延差T2-T1として、これらの加重平均を用いる。すなわち次式より伝播遅延差T2-T1を算出する。T2-T1=|P-1|ΔT-1|P0|ΔT0|P-1|ΔT-1/|P-1||P0||P1|また、採用するピーク数をm個に増やした場合も同様に、次式より伝播遅延差T2-T1を算出することができる。T2-T1=|P0|ΔT0|Pm|ΔTm/|P0||Pm|図14に、FFT信号のスペクトルにサイドローブが発生している場合に、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000を適用した場合のシミュレーション結果を示す。同図では、伝播遅延量T2-T1=25psecを付加し、FFTポイント数4096、サンプリング速度64GS/sGigasamplepersecondのFFT回路を用いた場合について示している。図14の縦軸は伝播遅延量T2-T1であり、横軸はビート周波数fIFをFFT周波数グリッド間隔単位で示したものである。本シミュレーション条件では、FFT周波数グリッド間隔単位は64GS/s/4096となり、FFT周波数グリッド間隔数FFTbinno.が整数である64のときに、fIFはFFTグリッド周波数1GHz=64×64GS/s/4096に相当する。図14からわかるように、図13に示した単一ピークP0とその鏡像であるP’0のみを用いて伝播遅延差T2-T1を算出した場合図14中の○印、fIFが64整数値からずれると、最大約±1psecの誤差が生じる。それに対して、複数の振幅値の加重平均により伝播遅延差T2-T1を算出した場合図14中の□印は、fIFが64からずれた場合であっても、誤差がほぼゼロとなる測定が可能であることを分かる。ここでは、図13における振幅値が上位2個に相当するP0およびP-1またはP1とその各々の鏡像であるP’0およびP’-1またはP’1を用いた。なお、FFTの代わりに離散フーリエ変換DiscreteFourierTransform:DFTを用いて同様の手法によりスキュー検出を行うことも可能である。この場合は、図13に示したポイント数は2のべき乗2nに限らない正の整数を用いることができる。このように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000によれば、複数ピーク検出部484が複数のピーク値を検出し、各ピークのスペクトルからそれぞれ伝播遅延差を算出する。そして、これらのスペクトル振幅値に比例した加重平均を求めることにより、伝播遅延差の測定における測定精度を向上させることができる。以上説明したように、本実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置およびその検出方法によれば、各出力ポート間の伝播遅延差スキューをより精度よく算出することが可能となる。そして、ここで算出した伝播遅延差量スキュー値をコヒーレント光受信器400が備えるデジタル信号処理部450のスキュー補償部451において補償する。これにより、チャネル間に伝播遅延差スキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。第5の実施形態次に、本発明の第5の実施形態について説明する。図15は、本発明の第5の実施形態に係るコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置5000の構成を示すブロック図である。コヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置5000は、検査光源270として位相変調光源570を備え、さらに偏波コントローラ580を有する点において、第4の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000と異なる。なお、図15において、図12に示したコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置4000と同一の構成には同一の符号を付して、その説明は省略する。位相変調光源570は検査光として例えば、4値0、π/2、π、3π/2の位相変調QuadraturePhase-ShiftKeying:QPSKを行った変調光を送出する。図16に、位相変調光源570の出力波形の一例として、鋸波状に位相変調を繰り返した変調光の波形を示す。縦軸は光信号の位相φ、横軸は時間tである。このような変調光は、Δω=2πf=dφ/dtφは光信号の位相に相当する周波数シフトデジタルセロダイン変調を生じさせる。したがって、位相変調光源570は、鋸波状位相変調の周期を変更することによって、周波数シフトΔωを非常に安定に、高精度で制御することができる。その結果、第2の実施形態または第4の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置2000、4000のように、検査光源270として周波数が不安定なCW光を送出する波長可変光源を用いる必要がない。そのため、より精度の高いスキュー検出を行うことができる。偏波コントローラ580は、位相変調光源570から送信される検査光が単一偏波である場合、偏光角を概ね45°もしくは45°に相当する角度に設定する。そして、IXポート、QXポート、IYポート、QYポートから出力される光パワーが概ね均等になるように偏光状態の調整を行う。したがって、位相変調光源570からの送信信号に偏波スクランブルが施されている場合、または偏波多重されているような場合例えば、DP-QPSK変調などには、偏波コントローラ580を用いない構成であってもスキュー検出を行うことが可能である。本実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置5000においては、上述した周波数が安定で高精度な制御が可能な検査光を用いて、第2または第4の実施形態と同様の手法によりスキュー検出を行う。その結果、より精度の高いスキュー検出が可能となる。そして、ここで検出したスキュー値をコヒーレント光受信器が備えるデジタル信号処理部のスキュー補償部において補償する。これにより、チャネル間にスキューが生じた場合であっても十分な復調が可能となり、受信性能の劣化を抑制することができる。本実施形態では、位相変調光源570は検査光としてQPSK変調を行った変調光を送出する場合を例として説明した。しかし、これに限らず、位相変調光源570がQAMQuadratureAmplitudeModulation変調またはアナログセロダイン変調など、他の方式によって位相変調された変調光を送出するとした場合にも、本実施形態を適用できることは明らかである。第6の実施形態次に、本発明の第6の実施形態について説明する。図17は、本発明の第6の実施形態に係る光送受信機6000の構成を示すブロック図である。光送受信機6000は、コヒーレント光受信器Rx600、光送信器Tx610、偏波コントローラ620、モード切替手段630、および制御部640を備える。本実施形態による光送受信機6000において、光送信器610はQPSK変調器などの位相変調器を備える。この位相変調器として、第5の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置が備える位相変調光源570と同様の変調器を用いることができる。モード切替手段630は、光送受信機6000の製造時などにおける検査工程において、チャネル間スキューを検出するスキュー検出モードと、通常の通信動作を行う通常運用モードの切替を制御部640に指示する。スキュー検出モードにおいて、制御部640は光送信器610が鋸波状の位相変調波形からなる送信光を送出するように光送信器610を制御する。このときの鋸波状の位相変調波形は、第5の実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置5000における位相変調光源570が送出する波形図16と同様な波形とすることができる。そして制御部640は、コヒーレント光受信器600が第5の実施形態のコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置5000におけるチャネル間スキュー検出動作を行うように、コヒーレント光受信器600を制御する。このとき制御部640は、コヒーレント光受信器600が光送信器610からの送出光を検査光として用いるように制御する。ここで偏波コントローラ620は、光送信器610から送信される検査光の偏波を調整し、コヒーレント光受信器600内のIXポート、QXポート、IYポート、QYポートから出力される光パワーが概ね均等になるように偏光状態の調整を行う。したがって、光送信器610からの送信信号に偏波スクランブルが施されている場合、または偏波多重されているような場合例えば、DP-QPSK変調などには、偏波コントローラ620を用いない構成であってもスキュー検出を行うことが可能である。一方、通常運用モードにおいては、制御部640は光送信器610から通常の光送信信号が送信されるように光送信器610を制御する。このように、光送受信機6000の光送信器610を、位相変調された検査光を送出する光源として用いることができる。これによって、第5の実施形態によるコヒーレント光受信器におけるチャネル間スキュー検出装置5000を含んだ光送受信機を、より簡易な構成とすることができる。したがって本実施形態によれば、コヒーレント光受信器における各ポート間のスキューを高精度で検出可能な、小型の光送受信機を得ることができる。本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。この出願は、2011年2月1日に出願された日本出願特願2011-019612を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。"