交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング素子により短絡して力率を改善する電力変換装置において、前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、前記昇圧回路により昇圧された出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、を備え、前記制御部は、連続する2つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、同半周期の前半で複数回の前記スイッチング動作を行った後、前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流に比例する時間であり予め定められた後半スイッチング開始時間の経過後に、前記スイッチング素子のスイッチングを少なくとも1回実施するように前記駆動部を制御して前記平滑コンデンサの損失低減を図ることを特徴とする電力変換装置。前記後半スイッチング開始時間は、前記昇圧回路の入力電流のパッシブ動作期間のピーク点から同入力電流が流れ終わる点までの期間の中間点付近となるように決定されており、予め実験的に求めるか、または前記後半スイッチング開始時間の算出式として前記制御部に記憶されていることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。このような特許文献1によれば、電力変換装置の昇圧回路におけるスイッチング素子を入力電流のモデリング波形に追従させるようにオンオフ制御することで、高調波規制をクリアしていたが、電力変換装置に用いられる平滑コンデンサ電解コンデンサの損失低減を意図した制御は行われていなかった。このため、平滑コンデンサのESR値等価直列抵抗による発熱により平滑コンデンサが短寿命化し、電力変換装置の信頼性が低下するという問題があった。これに対し、平滑コンデンサを大容量化したり、低ESR品を採用したりすることでコンデンサの損失低減を図ることが考えられるが、平滑コンデンサが高価格品となり、コストアップになるという問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、スイッチング動作により繰り返して平滑コンデンサに流れ込むリップル電流の周波数が高いほど平滑コンデンサの内部抵抗が低くなる平滑コンデンサの特性ESR値を利用し、低次高調波のリップル電流のエネルギーを高次高調波に分散させることで平滑コンデンサの発熱を低減させて、コンデンサを長寿命化することで、装置の信頼性を向上させると共に、低価格品のコンデンサを使用することでコストダウンを図ることが可能な電力変換装置を得ることを目的とする。上記した課題を解決して、本発明の目的を達成するために、本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、前記交流電源をリアクタを介してスイッチング素子により短絡して力率を改善する電力変換装置において、前記スイッチング素子を含む昇圧回路と、前記昇圧回路により昇圧された出力電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧位相を検出することにより前記交流電源の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路と、前記昇圧回路の入力電流を検出する入力電流検出部と、前記電圧ゼロクロス点および前記入力電流に基づき、所定のスイッチング動作期間において前記スイッチング素子をスイッチング動作させる制御部と、前記制御部から出力されるスイッチングパルスに基づき前記スイッチング素子を駆動する駆動部と、を備え、前記制御部は、連続する2つの前記電圧ゼロクロス点で示される前記交流電源の半周期毎に、同半周期の前半で複数回の前記スイッチング動作を行った後、前記電圧ゼロクロス点から前記入力電流に比例する時間であり予め定められた後半スイッチング開始時間の経過後に、前記スイッチング素子のスイッチングを少なくとも1回実施するように前記駆動部を制御して前記平滑コンデンサの損失低減を図ることを特徴とする。また、本発明の好ましい態様によれば、前記後半スイッチング開始時間は、前記昇圧回路の入力電流のパッシブ動作期間のピーク点から同入力電流が流れ終わる点までの期間の中間点付近となるように決定されている。また、前記後半スイッチング開始時間は、予め実験的に求めるか、または前記後半スイッチング開始時間の算出式として前記制御部に記憶されていることが望ましい。この発明によれば、平滑コンデンサの損失に起因するリップル電流の低次成分を高調波成分に移行分散させることが可能となり、平滑コンデンサの損失を低減させることにより、平滑コンデンサの発熱低減効果が得られるため、平滑コンデンサが長寿命化し、電力変換装置の信頼性を向上させると共に、低価格品の平滑コンデンサが使用可能となってコストダウンが図れるという効果を奏する。以下に、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。図1は、本実施例にかかる電力変換装置の一構成例を示す図であり、図2は、図1の制御部の一構成例を示す図であり、図3は、本実施例にかかる電力変換装置による入力電流波形とリップル電流波形の一例を示す線図であり、図4は、各次数における従来技術と本発明の電力変換装置の高調波リップル電流の値を対比させた図であり、図5は、本実施例にかかる電力変換装置に用いた電解コンデンサのESR値の周波数特性例を示す図であり、図6は、図4のリップル電流をフーリエ変換し図5の各周波数成分のESR値から算出した電解コンデンサの損失例を示す図であり、図7は、スイッチング素子の後半スイッチング開始時間に対する電解コンデンサの損失結果を示す図であり、図8は、電源電圧と入力電流における前半ゼロクロス点と後半ゼロクロス点の定義を説明する図であり、図9は、本実施例にかかる電力変換装置の制御部が昇圧回路のスイッチング素子をスイッチング制御するタイミングを説明する線図である。まず、実施例1にかかる電力変換装置は、図1に示すように、周波数が50Hzヘルツの交流電源1と、整流回路2と、整流回路2の一方の端子側に直列に接続したリアクタ昇圧チョークコイル3aと、昇圧回路3と、昇圧回路3により昇圧された出力電圧を平滑化する平滑コンデンサ電解コンデンサ12と、負荷4と、交流電源1の電圧ゼロクロス点を検出する電源位相検出回路5と、昇圧回路3の入力電流Iiを検出するための電流センサ例えばCT6と、昇圧回路3の入力電流Iiを電流センサ6からの検出信号により検出する入力電流検出部8と、昇圧回路3の入力電圧Viを検出するための入力電圧検出部9と、昇圧回路3の出力電圧母線電圧Voを検出するための出力電圧検出部10と、入力電流検出部8による入力電流Iiおよび電源位相検出回路5による電圧ゼロクロス点の検出結果に基づいて、昇圧回路3を駆動するスイッチングパルス信号を駆動部7に出力するマイクロコンピュータなどからなる制御部11と、制御部11からの駆動信号により昇圧回路3を駆動する駆動部7とを備えている。なお、上記したリアクタ昇圧チョークコイル3aの位置は、図1の位置に限るものではなく、交流電源1と整流回路2との間の一方の端子側に直列に接続しても良い。また、本実施例1では、リアクタ昇圧チョークコイル3aのインダクタンス値が13mHのものを用い、平滑コンデンサ電解コンデンサ12の容量が1320μFのものを用いている。昇圧回路3は、リアクタ3aと、リアクタ昇圧チョークコイル3aに直列に接続された逆阻止ダイオード3bと、このリアクタ昇圧チョークコイル3aと逆阻止ダイオード3bとの間で整流回路2の負端子側に接続されたスイッチング素子例えばIGBT;絶縁ゲート形トランジスタ3cとを備えている。この昇圧回路3は、スイッチング素子3cによってリアクタ3aを介して短絡電流を流すことにより力率を改善すると共に、リップル電流の低次成分を高調波成分に移行させることで、平滑コンデンサの損失を低減することができる。負荷4は、例えば空気調和機のコンプレッサモータに適用した場合インバータ回路およびモータを想定することができる。続いて、実施例1にかかる電力変換装置の制御部11の構成および概略機能について説明する。制御部11の特徴的な構成は、図10に示す従来の制御部に、後半スイッチング制御部600を追加した点にある。なお、図10に示す従来の制御部は背景技術で説明したように、この制御部は連続する2つの電圧ゼロクロス点で示される交流電源の半周期毎に、同半周期の前半で複数回のスイッチング動作を行った後、スイッチング動作を行わないパッシブ動作期間を設けている部分スイッチング。実施例1では以上説明した従来の機能に加えて、後半スイッチング制御部600がこのパッシブ動作期間内で平滑コンデンサの損失を低減するスイッチング動作を行う。この後半スイッチング制御部600は、入力電流の大きさに応じて後半のスイッチング動作を開始する時間以下、後半スイッチング開始時間というTdを算出する後半スイッチングTd算出部601と、スイッチングのオン幅Tonを決定する後半スイッチングTon算出部602と、後半スイッチング制御によるスイッチング回数を設定するスイッチング回数設定部606と、後半スイッチングTd算出部601と後半スイッチングTon算出部602とスイッチング回数設定部606とに基づいて、後半スイッチング許可信号を作成する後半スイッチング許可信号作成部603と、従来の前半スイッチング制御を行う前半スイッチング許可信号を論理否定するNOT回路604と、論理否定された前半スイッチング許可信号と後半スイッチング許可信号との論理積をとるAND回路605とを備えている。なお、駆動部7は、AND回路500の出力、もしくは、AND回路605の出力のいずれかの信号で駆動される。実施例1にかかる電力変換装置を動作させると、平滑コンデンサ電解コンデンサにおいて、外気温度の高温時やコンデンサに流れるリップル電流が大きくなる高負荷時ではコンデンサの損失や、電解コンデンサの自己発熱が発生する。電解コンデンサの損失は、次式1により求めることができる。つまり、電解コンデンサの損失は、リップル電流をフーリエ変換し、各周波数成分におけるESR値から求めることができる。また、コンデンサのESR値は、図5に示すように、周波数によって変化し、特に、ESR値が高周波になるとESR値が低くなる傾向にある。このため、本実施例1では、リップル電流に含まれる高周波成分において、高次の高調波成分が多くなるようにスイッチング素子3cをスイッチング制御する。このように制御することにより、電解コンデンサの損失が抑えられ、自己発熱が低減されることにより、電解コンデンサの長寿命化と、それを用いた電力変換装置の信頼性の向上を図り、大容量の電解コンデンサや低ESR品の電解コンデンサを用いないことによる低価格品の使用が可能となって、コストダウンを図ることができる。まず、電源電圧と入力電流のゼロクロス点の用語について、図8に示すように定義するものとする。つまり、電源電圧の正弦波の前半部分でゼロ点と接する点、および、入力電流の前半部分でゼロ点と接する点を前半ゼロクロス点と称し、電源電圧の正弦波の後半部分でゼロ点と接する点、および、入力電流の後半部分でゼロ点と接する点を後半ゼロクロス点とそれぞれ称することにする。なお、入力電流のピーク点とは、図9に示すように、前半部スイッチングが終了した以降のパッシブ期間における入力電流のピーク点と定義する。実施例1において、リップル電流を高周波化し、電解コンデンサの損失を抑えるスイッチング制御は、図9に示すように、入力電流のピーク点A点から入力電流の後半ゼロクロス点B点までのパッシブ動作期間の中間点C点を含む一定の範囲損失低減区間内で、スイッチング素子3cのスイッチングを少なくとも1回実施するように、制御部11が駆動部7を制御する。スイッチング素子3cのスイッチングを実施する好適な損失低減区間の範囲は、図7に示すように、比較対象である従来技術の損失が1.457Wであり、これとの比較で電解コンデンサの損失が1.457W以下となる範囲が好ましい。つまり、電源電圧の前半ゼロクロス点を0msとすると、図9に示すように、入力電流ピーク点A点が5.2msとなるが、これを図7で見ると、電解コンデンサの損失が1.465Wとなり、従来技術よりも損失が大きくなる。このため、損失低減区間は、図7に示すように、5.5msA-C間~8.0msB点となる。さらに、この損失低減区間の中で最も電解コンデンサの損失低減効果の大きい後半スイッチング開始時間は、入力電流ピーク点A点と入力電流の後半ゼロクロス点B点との略中間点付近の6.6msC点である。従って、入力電流の後半部にスイッチング素子3cによるスイッチングを実施する場合は、図9に示すように、入力電流のピーク点から入力電流の後半ゼロクロス点までのパッシブ動作期間の中間点付近で、少なくとも1回実施することにより、効率的な電解コンデンサの損失低減効果を得ることができる。また、スイッチングを複数回実施する場合は、損失低減効果の最も大きい6.6msC点と、次に損失低減効果の大きい7.0msC-B間の2回実施も可能である。その場合も効率的な電解コンデンサの損失低減効果を得ることができる。上記した電解コンデンサの損失低減効果が得られる制御部11の制御動作を、図2を用いて説明する。後半スイッチング制御部600における後半スイッチングTd算出部601は、電源位相検出回路5による電源電圧のゼロクロスの検出信号を入力すると共に、入力電流検出部8で検出した入力電流Iiから後半スイッチング開始時間Tdを次式2により算出する。2式におけるIは、入力電流の平均値であり、半周期毎に算出した電流の平均値を次の半周期の入力電流値として用いる。なお、αとβは定数である。Td=α×Iβ2この2式から入力電流が増加していくのに比例して、後半スイッチング開始時間を決定することができる。本実施例では、入力電流のピーク点をスイッチングのタイミングを決定する要素として説明しているが、実際には、入力電流の変化による電流のピーク点の時間的な前後を予め実験的に求め、これを考慮してTd算出の定数を決定している。なお、入力電流の平均値算出の都度、Td算出の式を用いてTdを求めてもよいし、入力電流値毎にTdの計算結果を記憶して用いてもよい。また、これらの式や計算結果は後半スイッチングTd算出部601に予め記憶されている。また、後半スイッチングTon算出部602は、スイッチングオン幅Tonを決定するものである。実施例1の後半スイッチングTon算出部602では、スイッチングオン幅Tonが予め設定された固定値を用いているが、スイッチングオン幅Tonを可変としても良い。例えば、入力電流に比例させて、スイッチングオン幅Tonを変更する比例制御を行うようにしても良い。さらに、スイッチング回数設定部606は、スイッチング回数を設定するものであり、実施例1では予め設定された固定のスイッチング回数1回を用いているが、入力電流に比例してスイッチング回数を変更する比例制御を行うようにしても良い。このように、実施例1における電力変換装置の制御部11は、図3に示すように、入力電流のピーク点約165.500msと入力電流の後半ゼロクロス点約168.000msとの間のパッシブ動作期間の中間点約166.750msでスイッチング素子3cをスイッチングするように駆動部7を制御している。このため、図4に示すように、従来技術と比較すると、主として低次成分1次~4次において、高調波リップル電流Aが減少しており黒枠部分、逆にその他の高次成分が主として増えていることがわかる。このことは、本発明の電解コンデンサの損失が従来技術と較べて低減されていることを意味している。すなわち、電解コンデンサの損失Wは、数式1に図4の高調波リップル電流値を代入して求めると、図6に示すように従来技術の損失が1.43Wであるのに対し、本発明の損失が1.38Wと低減されていることからもわかる。なお、n次成分のESR値は、図5の表から補間して用いている。実施例1の電力変換装置によれば、入力電流の後半時においてスイッチング素子3cをスイッチングさせることで、従来よりも電解コンデンサの損失を低減することが可能となり、電解コンデンサの損失が減るので、その分の発熱温度が低下し、電解コンデンサが長寿命化すると共に、それを用いた電力変換装置の信頼性を向上させることができるという効果が得られる。また、実施例1の電力変換装置によれば、制御部により昇圧回路のスイッチング素子をスイッチング制御することで、電解コンデンサの損失を低減することができるため、大容量のコンデンサや低ESRのコンデンサ等の高価格品を用いる必要がなくなり、低コスト化することができると共に、電解コンデンサおよびそれを用いた電力変換装置を小型化できるという効果が得られる。さらに、実施例1の電力変換装置によれば、入力電流の波形から所定の高調波成分を低減するためのモデリング波形の電流指令値を作成する電流指令値作成部150と、電流指令値と入力電流に対応する電圧とを比較するコンパレータ400と、コンパレータ400の比較結果および前半スイッチング許可信号に基づいてスイッチングパルス信号を生成するAND回路500とを備えている。このモデリング波形の電流指令値の作成は、本願出願人の特開2007-129849号公報に係る電力変換装置と同様の制御を行うものであり、本願発明の一部に加えるものとする。さらに、作成された電流指令値と電源位相検出回路5のゼロクロス信号とに基づいて、スイッチング回数制御部100により、電流波形から所定の高調波成分を減少させたモデリング波形を電流指令値として生成し、交流電源半周期のうち前半部分の区間、入力電流と電流指令値の比較結果に基づいてスイッチング素子をオン/オフ制御することとしたので、上記実施例1の効果に加え、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、所定の高調波成分を低減することができ、大電流領域においても、リアクタインダクタンスを大きくすることなく、電源高調波規制をクリアすることが可能となる。また、従来方式と同じ電流領域を使用した場合は、リアクタインダクタンスを小さくできるため、コストを低減することが可能となる。本実施例では、交流電源の周波数を50Hzとして説明しているが、他の周波数でも良い。例えば、60Hzの場合は、50Hzに比較して周期が短くなるため、損失低減区間は4.6ms~6.7msになる。