"交流電圧を任意の振幅及び周波数の三相交流電圧に変換する電力変換装置において、半導体スイッチのスイッチング動作により、単相交流電源の電圧を所望の振幅及び周波数の単相交流電圧に変換するユニットを3つ形成してこれら第1~第3のユニットの交流出力側を直列接続したものを1つの組とし、前記1つの組、または、nnは複数個の組の交流出力側を直列接続したものを一相分の群として、この群を三相分設け、これら三相分の群の各一方の交流出力端子がそれぞれ単相交流出力端子として負荷に接続される電力変換装置であって、各組において、前記第1~第3のユニットがそれぞれ接続される3つの単相交流電源は、互いに電気的に絶縁されて各電源電圧の位相差が電気角で120°ずつ異なり、かつ、前記n個の組の全体において、第1のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第2のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第3のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間で、各電源電圧がそれぞれ所定の位相差を持つことを特徴とする電力変換装置。請求項1に記載した電力変換装置において、前記単相交流電源を、一次側が三相交流電源に接続された変圧器の二次巻線により構成し、かつ、前記単相交流電源によって構成される全相数が3の倍数であることを特徴とする電力変換装置。請求項1または2に記載した電力変換装置において、前記ユニットは、2つの双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列接続回路を2つ並列に接続し、この並列接続回路を前記単相交流電源に並列接続すると共に、前記双方向スイッチ直列接続回路における双方向スイッチ同士の直列接続点を単相交流出力端子としたことを特徴とする電力変換装置。図9に示した従来技術によれば、単方向スイッチとして電源電圧よりも十分に低い電圧定格の半導体スイッチを使用することができるが、半導体スイッチの電圧定格を更に低下させることができれば装置を一層低価格にすることができる。ここで、半導体スイッチの定格電圧を下げるには、直列接続されるユニットの数を増やせばよいことが容易に想像できる。しかし、その場合、変圧器Trの二次巻線数が増加して構成がより複雑になるため、結果として装置の低価格化を妨げると共に、電流が通過する半導体スイッチの数が増加して効率の悪化を招くことになる。更に、従来技術では、整流後の直流電圧を平滑する平滑コンデンサCdが、装置の小型化、低価格化の障害となっている。この種の平滑コンデンサCdには、一般にエネルギー密度の高い電解コンデンサが用いられるが、この電解コンデンサが装置の長寿命化の妨げとなっていた。そこで、本発明の解決課題は、装置の構成を簡略化して小型化、低価格化を図ると共に、長寿命化を可能にした電力変換装置を提供することにある。上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、交流電圧を任意の振幅及び周波数の三相交流電圧に変換する電力変換装置において、半導体スイッチのスイッチング動作により、単相交流電源の電圧を所望の振幅及び周波数の単相交流電圧に変換するユニットを3つ形成してこれら第1~第3のユニットの交流出力側を直列接続したものを1つの組とし、前記1つの組、または、nnは複数個の組の交流出力側を直列接続したものを一相分の群として、この群を三相分設け、これら三相分の群の各一方の交流出力端子がそれぞれ単相交流出力端子として負荷に接続される電力変換装置であって、各組において、前記第1~第3のユニットがそれぞれ接続される3つの単相交流電源は、互いに電気的に絶縁されて各電源電圧の位相差が電気角で120°ずつ異なり、かつ、前記n個の組の全体において、第1のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第2のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第3のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間で、各電源電圧がそれぞれ所定の位相差を持つことを特徴とする。請求項2に係る発明は、請求項1に記載した電力変換装置において、前記単相交流電源を、一次側が三相交流電源に接続された変圧器の二次巻線により構成し、かつ、前記単相交流電源によって構成される全相数が3以上であることを特徴とする。請求項3に係る発明は、請求項1または2に記載した電力変換装置において、前記ユニットは、2つの双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列接続回路を2つ並列に接続し、この並列接続回路を前記単相交流電源に並列接続すると共に、前記双方向スイッチ直列接続回路における双方向スイッチ同士の直列接続点を単相交流出力端子としたことを特徴とする.本発明によれば、従来よりも電圧定格の低い半導体素子を使用することができ、変圧器の二次巻線の巻線数を減少させて変圧器の構成を簡略化することができるため、装置の構成の簡略化、小型化、低価格化が可能である。また、整流電圧を平滑する平滑コンデンサを不要にして、装置の長寿命化を図ることができる。更に、これらの効果は、半導体素子における損失を従来と同等以下に抑えながら実現可能である。以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図1は、本発明の実施形態の全体構成を示す回路図である。この実施形態では、2つの双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列接続回路を2つ並列接続し、この並列接続回路を変圧器の二次巻線により構成される単相交流電源に並列に接続して単相-単相電力変換器を構成する。ここで、前記二次巻線に接続される双方向スイッチ直列接続回路の並列接続回路をユニットと呼び、3つのユニットの交流出力側を直列接続したものを1つの組とする。また、上記の組を2つ直列接続して一相分の群変換器を構成し、三相各相U,V,W相について構成したU群変換器,V群変換器,W群変換器の各1つの交流出力端子を負荷の電動機に対してY結線するものである。なお、この実施形態における双方向スイッチには、例えば、逆方向の耐圧を有する逆阻止IGBTが用いられる。すなわち、図1において、100は三相交流電源、Trは一次巻線Trpが三相交流電源100に接続された変圧器であり、各々が互いに絶縁された単相交流電源としての二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1,TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2には、双方向スイッチRU1PA,RU1PB,RU1NA,RU1NB,SU1PA,SU1PB,SU1NA,SU1NB,TU1PA,TU1PB,TU1NA,TU1NB,RU2PA,RU2PB,RU2NA,RU2NB,SU2PA,SU2PB,SU2NA,SU2NB,TU2PA,TU2PB,TU2NA,TU2NBからなる6つのU相のユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2がそれぞれ接続されている。なお、一次巻線Trpは三相巻線であるが、図1では便宜的に単線図にて表示している。ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の交流出力側はすべて直列接続されており、二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1及びユニットRU1,SU1,TU1により第1組が、二次巻線TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2及びユニットRU2,SU2,TU2により第2組が構成されると共に、これらの第1組及び第2組によってU群変換器201Uが構成されている。同様にして、変圧器Trの二次巻線TrsRV1,TrsSV1,TrsTV1,TrsRV2,TrsSV2,TrsTV2には、各二次巻線にそれぞれ対応する6つのV相のユニットRV1,SV1,TV1,RV2,SV2,TV2が接続されている。ユニットRV1,SV1,TV1,RV2,SV2,TV2の交流出力側はすべて直列接続されており、二次巻線TrsRV1,TrsSV1,TrsTV1及びユニットRV1,SV1,TV1により第1組が、二次巻線TrsRV2,TrsSV2,TrsTV2及びユニットRV2,SV2,TV2により第2組が構成され、これらの第1組及び第2組によってV群変換器201Vが構成されている。更に、変圧器Trの二次巻線TrsRW1,TrsSW1,TrsTW1,TrsRW2,TrsSW2,TrsTW2には、各二次巻線にそれぞれ対応する6つのV相のユニットRW1,SW1,TW1,RW2,SW2,TW2が接続されている。ユニットRW1,SW1,TW1,RW2,SW2,TW2の交流出力側はすべて直列接続されており、二次巻線TrsRW1,TrsSW1,TrsTW1及びユニットRW1,SW1,TW1により第1組が、二次巻線TrsRW2,TrsSW2,TrsTW2及びユニットRW2,SW2,TW2により第2組が構成され、これらの第1組及び第2組によってW群変換器201Wが構成されている。なお、各ユニットの直列接続状態を詳述すると、例えばU群変換器201Uでは、最下段のユニットTU2の一方の交流出力端子が中性点Nとなり、他方の交流出力端子がその上段のユニットSU2の一方の交流出力端子に接続され、以後、同様にユニットRU2~RU1まで接続されて最上段のユニットRU1の他方の交流出力端子がU相出力端子として電動機300に接続されている。V群変換器201V,W群変換器201Wの直列接続状態も上記と同様であり、それぞれの最下段のユニットTW2,TV2の各一方の交流出力端子が中性点Nとなり、最上段のユニットRV1,RW1の各他方の出力端子がV相出力端子,W相出力端子として電動機300に接続されている。また、変圧器Trの二次巻線から得られる各組内のユニットの単相電源電圧には、電気角で120度ずつの位相差が設けられる。例えば、U群変換器201Uの第1組の二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1の電圧には、互いに120°の位相差が設けられている。更に、各組の間において同一相のユニットの単相電源電圧の間にも位相差が設けられており、その位相差は、60°÷nnは組数とする。例えば、図1の例ではn=2であるため、U群変換器201Uの第1組の二次巻線TrsRU1の電圧と第2組の二次巻線TrsRU2の電圧との間には、60°÷2=30°の位相差が設けられている。図2は、図1のように組数nが2の場合における変圧器Trの二次巻線の電圧の位相関係を示しており、一例として、U群変換器201Uの二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1,TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2の電圧波形ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の入力電圧波形ViRU1,ViSU1,ViTU1,ViRU2,ViSU2,ViTU2を示している。ここでは、電圧の位相関係を説明することを目的にしているため、各電圧波形は振幅が1の正弦波により表示されている。図1の第1組ユニットRU1,SU1,TU1において、各二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1の電圧位相としてViRU1を基準に考えると、図2に示すごとく、ViSU1は120°遅れ、ViTU1は240°遅れとなる。一方、第2組ユニットRU2,SU2,TU2において、前述したようにn=2の場合には二次巻線TrsRU1,TrsRU2の電圧に30°の位相差があるので、ViRU1に対して、ViRU2は30°進み、ViSU2は90°遅れ、ViTU2は210°遅れとなる。次に、この実施形態における基本的な動作を説明する。図3は、本実施形態の基になる出力電圧の境界値を示す波形である。まず、U相の第1組における3つの単相電源電圧のそれぞれについて絶対値をとったもののうち、最大の大きさとなる電圧をMax1、中間の大きさとなる電圧をMid1、最小の大きさとなる電圧をMin1と定義する。また、U相の第2組についても、同様に、最大の大きさとなる電圧をMax2、中間の大きさとなる電圧をMid2、最小の大きさとなる電圧をMin2と定義する。ここで、U群変換器201Uは、第1組,第2組のユニットRV1,SV1,TV1,RV2,SV2,TV2の交流出力側がすべて直列に接続されているから、先に定義した単相電源電圧の絶対値の最大値、中間値、最小値を用いて、U群変換器201Uの出力電圧図1におけるU相出力端子-中性点N間の電圧VoUNの値として、以下の境界値を考える。LEVEL0=0LEVEL1=Min2LEVEL0LEVEL2=Mid2LEVEL1LEVEL3=Max2LEVEL2LEVEL4=Min1LEVEL3LEVEL5=Mid1LEVEL4LEVEL6=Max1LEVEL5この出力電圧の境界値に基づいて、本実施形態におけるU群変換器201Uの動作を説明する。図4は、前述した出力電圧の境界値と2つの出力電圧指令Voref1,Voref2の波形例を示している。ここで、出力電圧指令Voref1,Voref2としては、位相が180°異なり、かつ、振幅が異なる場合を例示してある。まず、出力電圧指令がVoref1である場合について、図4に⇔で示した期間電気角90°~120°の網掛け部分の動作を説明する。この場合、出力電圧指令Voref1の極性が正であり、その絶対値Voref1absがLevel5以上でLevel6未満であるときに、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の単相電源電圧の極性に注意して、図5に示すように、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2を構成する双方向スイッチのオンオフを決定する。この場合、図5に示すように、ユニットRU1では双方向スイッチRU1NBを常時オンさせてRU1PA,RU1NAを適切な変調率で交互にオンオフさせ、ユニットSU1では双方向スイッチSU1PB,SU1NAを常時オンさせ、ユニットTU1では双方向スイッチTU1PB,TU1NAを常時オンさせ、ユニットRU2では双方向スイッチRU2PA,RU2NBを常時オンさせ、ユニットSU2では双方向スイッチSU2PA,SU2NBを常時オンさせ、ユニットTU2では双方向スイッチTU2PB,TU2NAを常時オンさせることにより、ユニットRU2,SU2,TU2,TU1,SU1は、各ユニットの電源電圧を直接出力するか、あるいは、電源電圧の極性を反転させて出力することになる。このとき、前述したように、ユニットRU1では、双方向スイッチRU1NBを常時オン、RU1PA,RU1NAを適切な変調率で交互にオンオフすることにより、PWMパルス幅変調制御を行う。ここで、すべてのユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の交流出力側は直列接続されているので、U相の出力電圧VoUNは、各ユニットの出力電圧の総和となり、数式1により表すことができる。この数式1から明らかなように、ユニットRU1における変調率を適切に調整することにより、出力電圧指令通りの正の単相交流電圧VoUNを出力することができる。[数式1]VoUN=変調率×|ViRU1||ViTU1||ViSU1||ViTU2||ViRU2||ViSU2|この場合における、出力電圧指令Voref1の極性、出力電圧指令の絶対値Voref1absが存在する領域、各組における単相電源電圧絶対値の最大、中間、最小Max1,Mid1,Min1、及び、Max2,Mid2,Min2に該当するユニット、各ユニットを構成する双方向スイッチの状態、各ユニットの出力電圧を表1に整理する。次に、出力電圧指令がVoref2の場合について、図4の⇔で示した期間の動作を説明する。この場合には、出力電圧指令Voref2の極性が負であり、その絶対値Voref2absがLevel4以上でLevel5未満であるときに、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の電源電圧の極性に注意して、図6に示すように、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2を構成する双方向スイッチのオンオフを決定する。この場合、図6に示すように、ユニットRU1では双方向スイッチRU1NA,RU1NBを常時オンさせ、ユニットSU1では双方向スイッチSU1PA,SU1NBを常時オンさせ、ユニットTU1では双方向スイッチTU1PAを常時オンさせると共にTU1PB,TU1NBを適切な変調率で交互にオンオフさせ、ユニットRU2では双方向スイッチRU2NA,RU2PBを常時オンさせ、ユニットSU2では双方向スイッチSU2PB,SU2NAを常時オンさせ、ユニットTU2では双方向スイッチTU2PA,TU2NBを常時オンさせることにより、ユニットRU2,SU2,TU2,SU1は、各ユニットの電源電圧を直接出力するか、あるいは、電源電圧の極性を反転させて出力することになる。このとき、前述したように、ユニットTU1は、双方向スイッチTU1PAを常時オンさせてTU1PB,TU1NBを適切な変調率で交互にオンオフさせることにより、PWM制御を行う。また、ユニットRU1は、双方向スイッチRU1NA,RU1NBを常時オンさせることにより、出力電圧はゼロとなる。ここで、すべてのユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の交流出力側は直列接続されているため、U相の出力電圧VoUNは、各ユニットの出力電圧の総和となり、数式2により表すことができる。この数式2から明らかなように、ユニットTU1における変調率を適切に調整することにより、出力電圧指令通りの負の極性の単相交流電圧VoUNを出力することができる。[数式2]VoUN=-変調率×|ViTU1|-|ViSU1|-|ViTU2|-|ViRU2|-|ViSU2|この場合における、出力電圧指令Voref1の極性、出力電圧指令の絶対値Voref1absが存在する領域、各組における単相交流電圧絶対値の最大、中間、最小Max1,Mid1,Min1、及び、Max2,Mid2,Min2に該当するユニット、各ユニットを構成する双方向スイッチの状態、各ユニットの出力電圧を表2に整理する。図7は、本実施形態における出力相電圧の波形、例えばU群変換器201Uの出力相電圧の波形例である。図示するように、一相分の出力電圧はPWM波形となっている。なお、図1におけるV群変換器201V,W群変換器201Wの動作は基本的にU群変換器201Vと同一であり、電動機300には位相が120°ずつ、ずれた三相交流電圧が供給されることになる。一方、負荷電流の波形は、電動機300等の負荷の誘導性成分の作用により連続した波形となる。本実施形態では、連続した負荷電流を各ユニットの双方向スイッチにより遮断するため、各ユニットの単相交流電源には、双方向スイッチのスイッチングによる高周波成分を含む電流が流れる。この高周波成分を抑制するためには、図8に示す他の実施形態のように、各ユニットの変圧器Trの二次巻線符号Trsで代表するに、リアクトルLとコンデンサCとからなるフィルタを接続すればよい。ここで、リアクトルLは、変圧器Trの漏れインダクタンスによって代用することも可能である。以上の説明から明らかなように、この実施形態によれば、双方向スイッチのオンオフ動作により、三相交流電圧を任意の振幅及び周波数の三相交流電圧に変換することができる。また、前述したように、変圧器Trの二次巻線の電圧に位相差を設けているため、変圧器Trの一次側では、電流に含まれる高調波成分が打ち消し合うので、ひずみの少ない電流波形を得ることができる。以下、従来技術と本実施形態とについて、作用効果を比較する。まず、半導体素子に印加される電圧について検討する。図9に示した従来技術の場合、変圧器Trの二次巻線の出力線間電圧の振幅を1とすると、各ユニットにおける直流電圧Edも1となり、各相についてユニットの直列接続数が3であるから、出力一相当たりの電圧相電圧の最大振幅は3となる。一方、図1に示した本実施形態では、変圧器Trの二次巻線の出力線間電圧の振幅を1とすると、各相についてユニットを3つ直列接続した組を2つ直列接続しているため、出力一相当たりの電圧相電圧の最大振幅は、図3に示したLEVEL6の電圧脈動を考慮すると約3.73となる。このことは、従来技術と本実施形態とを比較した場合、変圧器Trの二次巻線の線間電圧の振幅が同一であった場合、本実施形態の方が従来技術よりも高い電圧を出力できることを意味する。換言すると、装置の最大出力電圧を両者ともに同等とするならば、本実施形態の方が従来技術よりも変圧器Trの二次側の出力電圧を低減することができ、本実施形態における半導体素子の定格電圧は従来技術の約80程度で済むことになる。次に、変圧器Trの二次巻線の巻線数について比較する。なお、以下は、出力一相分についての比較である。図9の従来技術では、1ユニットの入力が三相であり、出力一相について3つのユニットが直列接続されている。従って、変圧器Trの二次巻線の巻線数は合計で9つとなる。一方、図1の本実施形態では、1ユニットの入力が単相であり、変圧器Trの二次巻線の巻線数は合計で6つとなる。すなわち、本実施形態によれば、変圧器Trの構成を従来技術よりも簡略化することができる。次いで、半導体素子の数について考える。なお、図9に示した従来技術では、回生動作が不可能であるのに対し、本実施形態では、各ユニット内に整流回路を持たず、交流交流変換を行っているため回生動作が可能である。従って、条件を揃える目的で、従来技術では、図9に示した整流回路のダイオードをIGBTとダイオードとが逆並列接続されたスイッチに置き換えて考えることとする。この場合、出力一相分について考えると、従来技術ではIGBTが30個、ダイオードが30個の合計60個の半導体素子が必要となる。これに対し、本実施形態では、IGBTが48個となる。すなわち、本実施形態によれば、使用する半導体素子の数が従来技術よりも少なくなる。次に、コンデンサについて比較する。従来技術の場合、各ユニットに入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路が必要であり、整流後の電圧を平滑する目的でコンデンサCdが接続されている。この場合、平滑効果を高めるには、通常、電解コンデンサ等の静電容量の大きいコンデンサが使用される。一方、本実施形態においても、図8に示したように、双方向スイッチのスイッチングに伴う高周波成分が電源側に流出するのを抑制するために、コンデンサCを設けることが望ましいが、コンデンサCに要求される静電容量値は高周波成分を除去する程度に小さくてよく、電解コンデンサに対して寿命が長いフィルムコンデンサ等を用いることができる。従って、本実施形態によれば、従来技術に比べてコンデンサの体積を低減できると共に、装置の長寿命化が可能である。最後に、負荷電流が通過する半導体素子の数を比較する。従来技術の場合、1つのユニット当たり、電源から負荷に流れる電流が通過する半導体素子の数は4個であり、3つのユニットが直列接続されているから、負荷電流は、出力一相につき合計で12個の半導体素子を通過することになる。一方、本実施形態の場合、負荷電流は、1つのユニット当たり2個の半導体素子を通過する。本実施形態では、出力一相につき6つのユニットが直列接続されているから、負荷電流は、合計で12個の半導体素子を通過する。このため、負荷電流が通過する半導体素子の数に関しては、本実施形態と従来技術との間に差異はないと言える。以上の比較から明らかなように、本実施形態では、負荷電流が通過する半導体素子の数は従来技術と同等であり、言い換えれば、従来技術と比べて半導体素子により生じる損失を増やすことなく、装置構成の簡略化、小型化、低価格化、及び長寿命化を達成することができる。なお、上記実施形態では、U群変換器201U,V群変換器201V,W群変換器201Wを構成する組の数を何れも2としてあるが、これらの組の数は1または3以上であってもよい。何れの場合にも、変圧器の二次巻線からなる単相交流電源によって構成される全相数は、3の倍数となる。"