"複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により前記直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、前記複数のスイッチ素子をオンオフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置において、前記制御手段は、前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を備えたことを特徴とする、系統連系インバータ装置。前記変調波生成手段は、前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、を含む、請求項1に記載の系統連系インバータ装置。前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として、1/3周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が1つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く1/3周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が1つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの1/3周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成する、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置。前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成する、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置。相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、を更に備え、前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成する、請求項4に記載の系統連系インバータ装置。予め設定された変調度は、0.7から1.0の間の値に設定される、請求項1乃至5のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成する、請求項1乃至6のいずれかに記載の系統連系インバータ装置。系統連系インバータ装置100では、インバータ104におけるスイッチング損失を可及的に抑制して高効率で電力系統101に電力を供給することが求められる。また、系統連系インバータ装置100では、フィルタ105を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子を可及的に小型、軽量にして装置全体の小型化、軽量化、低コスト化が求められる。フィルタ105を構成するインダクタ及びキャパシタの各素子の値は、インバータ104から出力される交流電圧vu,vv,vw及び交流電流iu,iv,iwに含まれるスイッチングノイズの大きさによって決定される。従って、コントローラ107によるインバータ104の制御をスイッチングノイズの大きさを抑制するようにすれば、フィルタ105を構成する各素子の小型化、軽量化に繋がり、系統連系インバータ装置100の小型化、軽量化、低コスト化に寄与する。しかし、従来のインバータ104の制御では、インバータ104のバス電圧Vdcを所定のバス電圧基準値Vrefにするように、インバータ104の出力電流iu,iv,iwを制御するので、コントローラ107で生成されるPWM信号の変調度Mが変動し、それに応じてインバータ104から出力される交流電圧vu,vv,vw及び交流電流iu,iv,iwに含まれるスイッチングノイズの大きさも変動する。従って、フィルタ105を構成するインダクタ及びキャパシタは、スイッチングノイズの大きさの変動幅の最大値に基づいて選定する必要があり、フィルタ105の小型化、軽量化が困難となっている。また、コントローラ107の制御系には電流マイナーループuvw-dq変換部107d、PI補償部107g,107h、非干渉化部107i,107j及びdq-uvw変換部107kによる処理部分が含まれるので、制御系の構成も複雑になる。PWM信号の変調度Mを、インバータ104から出力される交流電圧vu,vv,vw及び交流電流iu,iv,iwに含まれるスイッチングノイズの大きさが変動範囲の最小となる値に固定すれば、スイッチングノイズの大きさが従来よりも抑制されるので、フィルタ105の更なる小型化及び軽量化が可能になる。また、変調度Mを固定する制御は、インバータ104の出力電流の制御目標のdq回転座標系におけるd軸成分Idoを固定する制御に相当するから、従来のように電流マイナーループによってインバータ104の出力電流を制御目標の変動に追従させる制御も不要になり、制御系の簡素化も期待できる。本発明は、コントローラの制御系をPWM信号の変調度を所定値に固定する制御系とすることによって制御系の簡素化を可能にするとともに、装置の小型化、軽量化、低コスト化を図ることができる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。本発明によって提供される系統連系インバータ装置は、複数のスイッチング素子を有し、これらのスイッチング素子により前記直流電源から供給される直流電力を断続することで交流電力に逆変換する電力逆変換手段と、前記電力逆変換手段の出力信号に含まれるスイッチングノイズを除去して電力系統に出力するノイズ除去手段と、前記複数のスイッチ素子をオンオフ駆動するパルス幅変調信号を制御することによって前記電力逆変換手段の電力逆変換動作を制御する制御手段と、を備えた系統連系インバータ装置において、前記制御手段は、前記パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる振幅の変調波を生成する変調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された変調波を用いて前記パルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号生成手段と、を備えたことを特徴とする請求項1。なお、上記の系統連系インバータ装置において、前記変調波生成手段は、前記変調波の波形データを記憶した記憶手段と、前記電力系統に出力される無効電力を検出し、その検出値を前記無効電力の制御目標にするための位相を算出する位相算出手段と、前記記憶手段から読み出した前記変調波の波形データの位相を前記位相算出手段で算出した位相で補正して前記パルス幅変調信号を生成するための変調波を生成する位相補正手段と、を含む構成にするとよい請求項2。また、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として、1/3周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が1つ前の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となり、続く1/3周期の期間が各相の相電圧から当該相より相順が1つ後の相電圧を差し引いて得られる線間電圧の波形となる波形となり、残りの1/3周期の期間がゼロとなる波形を有する制御目標を生成するとよい請求項3。また、請求項1又は2に記載の系統連系インバータ装置において、前記電力逆変換手段は、三相インバータで構成され、前記変調波生成手段は、各相の変調波として前記三相インバータから出力される相電圧の制御目標を生成するとよい請求項4。また、請求項3に記載の系統連系インバータ装置において、相毎に前記変調波生成手段で生成された制御目標の三次高調波を生成する三次高調波生成手段と、前記変調波生成手段で生成された各相の前記制御目標に前記三次高調波生成手段で生成された各相に対応する三次高調波を加算する信号加算手段と、を更に備え、前記パルス幅変調信号生成手段は、相毎に前記制御目標に代えて前記信号加算手段から出力される信号を用いて前記パルス幅変調信号を生成するとよい請求項5。また、上記の系統連系インバータ装置において、予め設定された変調度は、0.7から1.0の間の値に設定されるとよい請求項6。また、上記の系統連系インバータ装置において、前記パルス幅変調信号生成手段は、前記変調波生成手段で生成された変調波のレベルと所定の三角波のレベルを比較することにより前記パルス幅変調信号を生成するとよい請求項7。本発明によれば、パルス幅変調信号を生成するための変調波として、パルス幅変調信号の変調度が予め設定された変調度となる所定の変調波を生成し、その変調波を用いてパルス幅変調信号を生成するので、例えば、パルス幅変調信号の変調度をスイッチングノイズやコモンモードノイズを最も小さくすることができる変調度にすることによって、系統連系インバータ装置のスイッチングノイズやコモンモードノイズを抑制することができる。また、ノイズ除去手段の特性を従来よりも緩和できるので、ノイズ除去手段の小型化、軽量化が可能になり、系統連系インバータ装置の小型軽量化及び低コスト化を図ることができる。また、パルス幅変調信号の変調度を固定する制御を行うので、従来の電流マイナーループによる制御系が不要になる。これにより、制御手段における制御の安定性や過渡特性が向上する。また、電力逆変換手段に供給される直流電圧のレベルが変動したり、ノイズ除去手段での電圧降下が変化したりした場合でもパルス幅変調信号の変調度は一定になるので、パルス幅変調信号を生成する際の電圧利用率を一定にすることができる。本発明に係る系統連系インバータ装置を図1乃至図16を用いて説明する。図1は、本発明に係る系統連系インバータ装置のブロック構成を示す図である。図1に示す系統連系インバータ装置1は、太陽電池2を電力源とするインバータ装置である。また、図2と図3は、それぞれ系統連系インバータ装置1内のDC/DCコンバータ3とインバータ4の回路構成の一例を示す図である。系統連系インバータ装置1は、基本的なブロック構成として太陽電池2、DC/DCコンバータ3、インバータ4、フィルタ5、変圧器6及びコントローラ7を備え、変圧器6の出力端は遮断器10を介して電力系統11に接続される。また、変圧器6の出力端には系統連系インバータ装置1から出力されるU,V,Wの各相の交流電圧vu,vv,vwと交流電流iu,iv,iwの実測値をコントローラ7に入力するために交流電圧計8と交流電流計9とが設けられている。太陽電池2は、太陽からの光エネルギーを電気エネルギーに変換する電力源として機能する。直流電源としては、太陽電池2に代えて、燃料電池等の他の直流電源を用いることができる。太陽電池2は、山形の電力-電圧特性を有し、動作点が最大電力点からずれると、出力電力が減少する特性を有する。また、最大電力点は日射量によって変化するので、系統連系インバータ装置1では、一般に太陽電池2の動作点が最大電力点を追尾するすなわち、出力電圧を最大電力点電圧にするMPPT制御MaximumPowerPointTracking、最大電力点追尾制御が行われる。DC/DCコンバータ3は、インバータ4に入力される直流電圧バス電圧Vdcを所定のバス電圧基準値Vrefに安定化させる機能を果たす。DC/DCコンバータ3は、太陽電池2から出力される直流電圧Vsをバス電圧基準値Vrefに昇圧する。図1ではDC/DCコンバータ3のコントローラを省略しているが、コントローラ7は、インバータ4のバス電圧Vdcがバス電圧基準値Vrefに固定されるように制御するので、DC/DCコンバータ3のコントローラは、DC/DCコンバータ3の入力電圧、すなわち、太陽電池2の直流電圧Vsが最大電力点電圧を追尾するように制御する。DC/DCコンバータ3は、例えば、図2に示す周知の昇圧型コンバータである。昇圧型DC/DCコンバータは、スイッチング素子Qを所定の周期でオンオフさせることにより、オン期間に太陽電池2からの電気エネルギーを磁気エネルギーに変換してチョークコイルLに蓄積し、オフ期間にその磁気エネルギーを再度電気エネルギーに変換してダイオードDを介してコンデンサCに出力する動作を繰り返す。スイッチング素子Qとしては、バイポーラトランジスタ、FETFieldEffectTransistor、サイリスタ、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor等の各種の半導体スイッチング素子が利用される。インバータ4は、太陽電池2からDC/DCコンバータ3を介して入力される直流電力を三相交流電力に逆変換して電力系統11に出力する。インバータ4は、図3に示すように、6個のスイッチング素子Q1a,Q1b,Q2a,Q2b,Q3a,Q3bを用いた三相フルブリッジ回路で構成される三相インバータである。6個のスイッチング素子Qka,Qkbk=1,2,3もDC/DCコンバータ3のスイッチング素子Qと同様に上記の各種の半導体スイッチング素子を使用することができる。三相フルブリッジ回路は、スイッチング素子Q1a,Q1bの直列回路A1、スイッチング素子Q2a,Q2bの直列回路A2及びスイッチング素子Q3a,Q3bの直列回路A3を電源ラインLVに並列接続した構成である。各スイッチング素子Qka,Qkbにはそれぞれ帰還ダイオードDka,Dkbk=1,2,3が逆並列に接続されている。電源ラインLVにはDC/DCコンバータ3から出力される直流電圧バス電圧Vdcが供給される。各直列回路Akk=1,2,3の一対のスイッチング素子Qka,Qkbk=1,2,3は、コントローラ7から出力される一対のPWM信号Ska,Skbk=1,2,3によってオンオフ駆動される。PWM信号Skbは、PWM信号Skaに対してレベルが反転している。従って、スイッチング素子Qkaとスイッチング素子Qkbは、PWM信号Ska,Skbによって交互にオンオフ動作をする。PWM信号Ska,Skbは、コントローラ7によって、インバータ4の出力電圧の制御目標vuo,vvo,vwo変調波の瞬時値と変調波よりも高周波の三角波vt搬送波の瞬時値とを比較する三角波比較方式により生成される。インバータ4の出力電圧の制御目標vuo,vvo,vwoの波形は互いに位相が2/3πだけずれるから、PWM信号S1a,S1b、PWM信号S2a,S2b及びPWM信号S3a,S3bのパルス幅のパターンは、互いに位相が2π/3だけずれている。各直列回路Akの一対のスイッチング素子Qka,Qkbが一対のPWM信号Ska,Skbによってオンオフ動作することにより、直列回路A1の接続点n1、直列回路A2の接続点n2及び直列回路A3の接続点n3からそれぞれU相、V相、W相の各相に対する交流電圧vu,vv,vwが出力される。フィルタ5は、インバータ4から出力されるU相、V相、W相の三相交流信号交流電圧vu,vv,vwと交流電流iu,iv,iwに含まれるスイッチングノイズを除去する。フィルタ5は、図3に示すように、等価的に接続点n1,n2,n3の出力ラインにそれぞれインダクタLFを接続し、その後段の各出力ライン間にキャパシタCFを接続した逆L型回路で構成される。インバータ4の接続点n1,n2,n3から出力される信号の波形は微小な階段状の変化をするが、フィルタ5を通すことによってスイッチングノイズの成分が除去されるので、インバータ4の出力信号の波形は綺麗な正弦波となる。定常状態では、インバータ4から出力される交流電圧vu,vv,vwの波形は目標値vuo,vvo,vwoの波形となる。変圧器6は、昇圧トランスで構成され、フィルタ5から出力される正弦波の交流電圧のレベルを系統電圧とほぼ同一のレベルに昇圧する。交流電圧計8は、変圧器6から出力されるインバータ4の出力電圧U,V,Wの各相の相電圧vu,vv,vwを検出する。また、交流電流計9は、変圧器6から出力されるインバータ4の出力電流U,V,Wの各相の電流iu,iv,iwを検出する。交流電圧計8及び交流電流計9の検出値は、コントローラ4に入力され、PWM信号Ska,Skbの生成処理に利用される。コントローラ7は、マイクロコンピュータ若しくはFPGAFieldProgrammableGateArrayにより構成され、ディジタル演算処理により、所定の周期でインバータ4の出力電圧の制御目標vuo,vvo,vwoと所定の三角波vtとを生成し、相毎に制御目標vuo,vvo,vwoのレベルを三角波vtのレベルと比較してPWM信号Ska,Skbk=1,2,3を生成する。搬送波である三角波vtの波形は予め決められている。従って、コントローラ7は、インバータ4の出力電圧の制御目標vuo,vvo,vwoを生成する第1処理部とその制御目標vuo,vvo,vwoのレベルを三角波vtのレベルと比較してPWM信号Ska,Skbを生成する第2処理部とを備える。図1の変調波テーブル7a、力率調整部7b、位相補正部7c及び変調波生成部7dは第1処理部を構成し、PWM信号生成部7eは第2処理部を構成している。本発明は、インバータ4から出力される交流電圧及び交流電流に含まれるスイッチングノイズがPWM信号Ska,Skbの変調度Mによって変化し、スイッチングノイズを好適に抑制にする変調度M以下、最適変調度Mという。があることに着目し、第1処理部で生成するインバータ4の出力電圧の制御目標vuo,vvo,vwoの波形を第2処理部で生成されるPWM信号Ska,Skbの変調度Mが最適変調度Mとなるように制御する構成に特徴を有する。最適変調度Mは、変調度Mの変動範囲において、スイッチングノイズの最大ノイズ成分が最小になる変調度である。三相インバータにおける三角波比較方式によるPWM信号の生成においては、図4に示すように、インバータの出力電圧の制御目標vuo,vvo,vwoとして、相毎に正弦波の相電圧vmを生成し、振幅の中央のゼロレベルを合わせて三角波vtと比較する方式以下、第1のパルス幅変調方式という。と、図5に示すように、相毎に、1周期Tを均等に3つの区間I,II,IIIに分け、区間Iと区間IIは線間電圧の波形を有し、区間IIIはレベル0の波形を有する電圧vm’を生成し、振幅の最小レベルを合わせて三角波vtと比較する方式以下、第2のパルス幅変調方式という。と、がある。第1のパルス幅変調方式は、一般的な方法であるが、第2のパルス幅変調方式は、例えば、上述した特開2010-136547号公報に開示されている方式である。本発明は、第1のパルス幅変調方式及び第2のパルス幅変調方式のいずれにも適用可能であるので、まず、コントローラ7が第2のパルス幅変調方式でPWM信号を生成する場合について説明する。第2のパルス幅変調方式でPWM信号Ska,Skbを生成する場合は、例えば、図17~図19を用いて説明した例では、最適変調度Mは0.878である図19参照。第2のパルス幅変調方式のU,V,Wの各相の制御目標変調波は、図5に示す電圧vm’と同一の波形を有する。インバータ4から出力されるU,V,Wの各相の相電圧の制御目標をvuo,vvo,vwoとすると、U相の制御目標変調波vuo’の波形は、図6に示すように、位相θ2nπn=0,1,...に対して、a1-π/6≦θ≦3π/6:vuo’=vuwo=vuo-vwoa23π/6≦θ≦7π/6:vuo’=vuvo=vuo-vvoa37π/6≦θ≦11π/6:vuo’=0の合成をしたものである。また、V相の制御目標変調波vvo’の波形は、b1-π/6≦θ≦3π/6:vvo’=vvwo=vvo-vwob23π/6≦θ≦7π/6:vvo’=0b37π/6≦θ≦11π/6:vvo’=vvuo=vvo-vuoの合成をしたものである。また、W相の制御目標変調波vwo’の波形は、c1-π/6≦θ≦3π/6:vwo’=0c23π/6≦θ≦7π/6:vwo’=vwvo=vwo-vvoc37π/6≦θ≦11π/6:vwo’=vwuo=vwo-vuoの合成をしたものである。インバータ4の出力電圧の制御目標vuo’,vvo’,vwo’を生成するためのU,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoは、インバータ4の出力電流の制御目標iuo,ivo,iwoが連系用リアクトルを流れることによる電圧降下分の電圧を系統電圧にベクトル合成することによって得られる。本発明に係る系統連系インバータ装置1では、変調波の振幅を最適変調度Mの振幅に固定するので、各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoも最適変調度Mに基づき予め設定することができる。そこで、本実施形態では、最適変調度Mに基づいて各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoを予め設定している。そして、本実施形態では、αβ座標系における制御目標Vαo,Vβoに対して、インバータ4から出力される無効電力を無効電力指令値に追随させるための位相補正とαβ-uvw座標変換とを行ってU,V,Wの各相の制御目標変調波vuo’,vvo’,vwo’を生成するようにしている。コントローラ7は、上記の処理をするための機能ブロックとして、変調波テーブル7a、力率調整部7b、位相補正部7c、変調波生成部7d及びPWM信号生成部7eを備える。変調波テーブル7aは、最適変調度Mに基づいて予め設定された各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoのデータを記憶するブロックである。力率調整部7bは、交流電圧計8で検出されるインバータ4の出力電圧vu,vv,vwと交流電流計9で検出されるインバータ4の出力電流iu,iv,iwとを用いてインバータ4から出力される無効電力Qを算出し、その算出値Qから無効電力Qを無効電力指令値Qo力率1の運転時ではQo=0にするための位相θを算出する。位相補正部7cは、変調波テーブル7aから各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoを読み出し、力率調整部7bで算出された位相θを用いて下記6’式に示す演算式により上記の位相補正とαβ-uvw座標変換の演算処理を行い、U,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoを生成する。なお、6式において、θの行列は、αβ座標系における電圧ベクトルの位相を位相θだけ進めたり、遅らせたりするための演算処理である。0<θであれば、電圧ベクトルの位相は進み位相に補正され、θ<0であれば、電圧ベクトルの位相は遅れ位相に補正される。変調波生成部7dは、位相補正部7cで生成されるU,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoを用いて上記のa1~a3、b1~b3、c1~c3の合成処理をすることによりU,V,Wの各相の変調波vuo’,vvo’,vwo’を生成し、PWM信号生成部7eに入力する。PWM信号生成部7eは、振幅Vcを有する高周波の三角波vtを生成し、三角波vtの最小レベル-VcとU,V,Wの各相の変調波vuo’,vvo’,vwo’のゼロレベルを合わせてそれぞれレベルを比較してインバータ4の直列回路A1,A2,A3に対するPMW信号S1a,S2a,S3aを生成する。また、PWM信号生成部7eは、PMW信号S1a,S2a,S3aのレベルを反転することによりPMW信号S1b,S2b,S3bを生成する。そして、PWM信号生成部7eは、そのPMW信号S1a,S2a,S3a,S1b,S2b,S3bをインバータ4に入力する。なお、変調波生成部7dから入力される変調波vuo’,vvo’,vwo’の振幅VmVmは相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoの振幅と三角波vtの振幅Vcとの間には、Vm/Vc=M=0.878の関係がある。従って、変調波テーブル7aに記憶されている各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoのデータは、変調波生成部7dで生成される変調波vuo’,vvo’,vwo’の振幅がVm/Vc=Mを満たすように予め設定されている。次に、本実施形態に係る系統連系インバータ装置1の特徴的な構成の作用効果について説明する。コントローラ7は、系統連系インバータ装置1を電力系統11に連系させた後は、太陽電池2から供給される直流電力をインバータ4で交流電力に変換して電力系統11に出力する制御をする。従来の系統連系インバータ装置100は、インバータ104のバス電圧Vdcをバス電圧基準値Vrefに保持するように、インバータ104の出力電流の制御目標を設定し、電流マイナーループによってインバータ104の出力電流iu,iv,iwを制御目標に制御している。このため、従来の系統連系インバータ装置100では、PWM信号生成部107mで生成されるPWM信号の変調度Mが変動し、その変調度Mの変動に基づきスイッチングノイズも大きく変動する。これに対し、系統連系インバータ装置1は、変調度Mをスイッチングノイズの最大ノイズ成分が最も小さくなる最適変調度Mに固定し、インバータ4の出力電流iu,iv,iwを固定する制御をしているので、スイッチングノイズを最小の状態に抑制することができる。図7は、図18に示す回路モデルで従来の方法1,2と本発明の方法の3種類についてPWM制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレーションした結果である。シミュレーション1は、キャリア周波数fc=4.8[kHz]、系統周波数fg=60[Hz]、電力系統11の線間電圧の実効値Vrms=202[v]、インバータINVから定格電力を出力したときのフィルタでの電圧降下分5の条件で、従来の方法1、従来の方法2及び本発明の方法のそれぞれについて定常状態でのスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートしたものである。従来の方法1は、図17を用いて説明したシミュレーションのPWM制御方法に相当し、バス電圧Vdcを1式に示す電圧3457[v]に制御する方法である。従来の方法2は、バス電圧Vdcを電力系統11に連系可能な最小値に設定する場合のPWM制御方法である。また、本発明の方法は、PWM信号の変調度Mを最適変調度M=0.878に固定するPWM制御方法である。スイッチングノイズの大きさはバス電圧Vdcが低いほど低くなるようなイメージがあるので、バス電圧Vdcを最も厳しい条件に設定した場合と本発明の方法とでいずれがスイッチングノイズを抑制できるかを検証するために、今回のシミュレーションでは従来の方法2を加えている。従来の方法1では、バス電圧Vdcは、345.7[v]に制御される。一方、従来の方法2では、バス電圧Vdcは、実効値Vrms=202[v]の電力系統に定格電力を出力するために必要な最小のバス電圧値となるので、Vdc=202×√×0.866×2×1.05/√≒299.9[v]...7となる。7式は、1式の係数11をなくし、フィルタ5の電圧降下分の係数11を定格出力時のフィルタでの電圧降下分5の条件である係数1.05に変更したものである。インバータの出力電圧Vinv、変調度M及びバス電圧Vdcの間にはVinv=k×M×Vdckは電圧利用率などの諸係数の関係がある。従来の方法2では電力系統に連系させるために必要なバス電圧が最小値に制御されるので、従来の方法2の変調率M2は1となる。これに対し、従来の方法1ではバス電圧Vdcが345.7[v]に設定されるので、従来の方法1の変調率M1はM1=299.9/345.7≒0.867となる。一方、本発明の方法は、変調度M3を最適変調度M=0.878に設定するので、バス電圧VdcはVdc=299.9/M=299.9/0.878=3416[v]に制御されることになる。シミュレーション2は、シミュレーション1に対して系統電圧が許容範囲±10の上限値Vrms=222[v]に上昇した場合に条件を変更したものであり、シミュレーション3は、シミュレーション1に対して系統電圧が許容範囲±10の下限値Vrms=182[v]に低下した場合に条件を変更したものである。シミュレーション2ではシミュレーション1に対して系統電圧が1.1倍になるので、従来の方法2のバス電圧Vdcもシミュレーション1の場合の1.1倍となる。一方、シミュレーション3ではシミュレーション1に対して系統電圧が0.9倍になるので、従来の方法2のバス電圧Vdcもシミュレーション1の場合の0.9倍となる。従って、シミュレーション2のバス電圧Vdcは、Vdc=202×11×√×0.866×2×1.05/√≒329.6[v]...8となる。また、シミュレーション3のバス電圧Vdcは、Vdc=202×0.9×√×0.866×2×1.05/√≒270.2[v]...9となる。また、本発明の方法のシミュレーション2,3のバス電圧Vdcは、8式,9式の演算値を1/0.878倍したものであり、それぞれ3755[v]、3078[v]となる。従って、従来の方法1の変調度M1は、シミュレーション2ではM1=329.9/345.7≒0.953に上昇し、シミュレーション3ではM1=270.0/345.7≒0.782に低下する。なお、従来の方法2の変調度M2と本発明の変調度M3は、シミュレーション1の場合と変わらず、それぞれ1と0.878である。図8~図10は、シミュレーション1の条件で従来の方法1、従来の方法2及び本発明の方法によりPWM変調制御を行った場合のスイッチングノイズの最大ノイズ成分の発生状況をシミュレートした波形図である。図8は、従来の方法1によるPWM変調制御の場合、図9は、従来の方法2によるPWM変調制御の場合、図10は、本発明の方法によるPWM変調制御の場合の波形図であり、図7のシミュレーション1のNmax1,Nmax2,Nmax3は、図8~図10の各波形図に示す最大ノイズ成分Nmax1,Nmax2,Nmax3の値を記載したものである。また、シミュレーション4~6は、それぞれシミュレーション1~3でインバータの出力電圧を系統電圧対抗分だけにしたものである。シミュレーション4~6では、インバータから電流が出力されず、フィルタでの電圧降下が生じないから、シミュレーション4~6の従来の方法2のバス電圧Vdcは、それぞれ7式~9式で係数1.05を除去した演算式により算出される。すなわち、シミュレーション4の従来の方法2のバス電圧Vdcは、Vdc=202×√×0.866×2/√≒285.7...10となり、シミュレーション5の従来の方法2のバス電圧Vdcは、Vdc=202×11×√×0.866×2/√≒3139...11となり、シミュレーション6の従来の方法2のバス電圧Vdcは、Vdc=202×0.9×√×0.866×2/√≒257.4...12となる。また、本発明の方法のシミュレーション4~6のバス電圧Vdcは、10式~12式の演算値を1/0.878倍したものであり、それぞれ3254[v]、3576[v]、2931[v]となる。従って、従来の方法1の変調度M1は、シミュレーション4ではM1=285.7/345.7≒0.826となり、シミュレーション5ではM1=313.9/345.7≒0.908となり、シミュレーション6ではM1=257.4/345.7≒0.745となる。また、従来の方法2の変調度M2と本発明の変調度M3は、シミュレーション1の場合と同様にそれぞれ1と0.878である。図には示していないが、シミュレーション2~6についても図8~図10に示すような波形図が得られ、図7のシミュレーション2~6のNmax1,Nmax2,Nmax3もその波形図における最大ノイズ成分Nmax1,Nmax2,Nmax3の値を記載したものである。図7によれば、シミュレーション1,2,5では従来の方法2の方が従来の方法1よりもスイッチングノイズの最大ノイズ成分が大きく、バス電圧Vdcが低いほど最大ノイズ成分が低くなるとは一概に言えないことが分かる。そして、シミュレーション1~6のいずれの場合も変調度Mを最適変調度Mに制御する本発明の方法がスイッチングノイズを最も小さく制御できることが分かる。以上より、変調度Mを最適変調度Mに制御する系統連系インバータ装置1は、系統電圧のレベルが許容範囲内に制御されている状態で、インバータ4から電力を出力しない場合及びインバータ4から定格電力を出力する場合のいずれの場合でもスイッチングノイズを最小に制御できることが分かる。また、従来の方法1従来の系統連系インバータ装置100が採用する方法では、動作条件の変化によって最大ノイズ成分Nmax1のレベルが大きく変動するのに対し、本実施形態に係る系統連系インバータ装置1が採用する変調度Mを最適変調度Mに制御する方法では、動作条件が変化しても最大ノイズ成分Nmax3のレベルは余り変動しない。上記のシミュレーション1~6では、最大ノイズ成分Nmax1の最小レベルと最大レベルはそれぞれ61.09[v]、92.49[v]で、その変動幅は314[v]であるのに対し、最大ノイズ成分Nmax3の最小レベルと最大レベルはそれぞれ49.53[v]、63.46[v]で、その変動幅は1393[v]である。すなわち、本実施形態に係る系統連系インバータ装置1は、従来の系統連系インバータ装置100に対してスイッチングノイズを最大約50抑制できる効果がある。従って、本実施形態に係る系統連系インバータ装置1では、スイッチングノイズを可及的に抑制するように制御するので、フィルタ5の周波数特性の減衰傾度を従来の系統連系インバータ装置100のフィルタ105よりも緩和することができ、これによりフィルタ5を構成するインダクタンスLF若しくはキャパシタンスCFの小型化、軽量化を図ることができる。また、系統連系インバータ装置1では、PWM信号生成部7eの変調度Mを最適変調度Mに固定するので、インバータ4の出力電流の制御目標を生成するための制御系や電流マイナーループ等が不要になり、コントローラ4の安定性や過渡特性が向上する。また、系統電圧のレベルが変動したり、フィルタ5での電圧降下分が変化したりしてもPWM信号生成部7eにおけるPWM信号生成処理での電圧利用率を一定に保持することができる。次に、コントローラ7が第1のパルス幅変調方式でPWM信号を生成する場合について説明する。図11は、第1のパルス幅変調方式で変調度M=1のPWM信号を生成した時のインバータの出力電圧をFFT解析した結果を示す図である。図12は、第1のパルス幅変調方式で生成したPWM信号を用いてインバータを駆動した場合のインバータの出力電圧に含まれるスイッチングノイズと変調度Mの関係を解析した結果を示す図である。図11,図12の解析条件は、図17,図19の解析条件と同じである。従って、図11の解析結果は図17の解析結果に対応し、図12の解析結果は図19の解析結果に対応している。図12の特性Aは、キャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性A’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。また、特性Bは、キャリア周波数fcの2倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性であり、特性B’は、変調波に三次高調波を注入した場合のキャリア周波数fcの2倍波のサイドバンド成分の最大値をプロットした特性である。第2のパルス幅変調方式では、最大ノイズ成分が常にキャリア周波数fc=48[kHz]のサイドバンド成分の最大値であり、その最大ノイズ成分のレベルは、変調度Mの変動範囲0.74~1.0では、図19に示したように変調度M=0878で極小となる特性を有している。これに対し、第1のパルス幅変調方式では、キャリア周波数fc=48[kHz]のサイドバンド成分の最大値は、図12の特性A,A’に示すように、変調度Mの変動範囲0.74~1.0では単調に減少し、極小点を有しない。その一方、キャリア周波数fcの2倍波96[kHz]のサイドバンド成分の最大値は、特性B,B’に示すように単調に増加し、特性B変調波に三次高調波を注入しない場合では変調度Mが凡そ0.88以上の領域でキャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなり特性A,B参照、特性B’変調波に三次高調波を注入した場合では変調度Mが凡そ0.86以上の領域でキャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値よりも大きくなっている特性A’,B’参照。第1のパルス幅変調方式でPWM信号を生成するときは、変調度Mが凡そ0.86~0.88の値よりも小さい場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値となるが、変調度Mが凡そ0.86~0.88の値以上の場合は最大ノイズ成分がキャリア周波数fcの2倍波のサイドバンド成分の最大値となる特性を有する。フィルタ5で最も除去し難いのは、遮断周波数に近いキャリア周波数fcのサイドバンド成分であるので、第1のパルス幅変調方式によるPWM信号の生成でもキャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値が最小になる変調度Mを最適変調度Mに設定することが考えられる。すなわち、第1のパルス幅変調方式では最適変調度M=1.0に設定することが考えられる。しかしながら、フィルタ5のノイズ除去効率を考えると、フィルタ5にはできるだけ高周波成分を入力しない方が好ましい。この観点から第1のパルス幅変調方式での最適変調度Mを検討すると、キャリア周波数fcのサイドバンド成分の最大値とキャリア周波数fcの2倍波のサイドバンド成分の最大値とが交差する変調度MとM=1.0の範囲で最適変調度Mに選定するのが好ましいと考えられる。従って、変調波に三次高調波を注入しない場合は、M=0.88~1.0の範囲で最適変調度Mを設定するとよく、変調波に三次高調波を注入する場合は、M=0.86~1.0の範囲で最適変調度Mを設定するとよい。図1に示す構成で第1のパルス幅変調方式により変調波正弦波の三相相電圧を生成する場合は、変調波生成部7dで上記のa1~a3、b1~b3、c1~c3の合成処理は行われず、位相補正部7cで生成されるU,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoが各相の変調波として設定される。従って、変調波生成部7dで三次高調波の加算処理を行わない場合は、例えば、最適変調度Mを0.88とし、その最適変調度Mに基づいてU,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoのデータが予め設定され、変調波テーブル7aに記憶されている。コントローラ7は、変調波テーブル7aから制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoを読み出し、力率調整部7bで算出された位相θを用いて6’式に示す演算式により位相補正とαβ-uvw座標変換の演算処理を行い、U,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoを各相の変調波として生成する。そして、コントローラ7は、その変調波vuo,vvo,vwoをそれぞれ中央のレベルゼロレベルを三角波vtの中央のレベルゼロレベルと合わせてレベル比較することによりPMW信号S1a,S2b,S3cを生成する。また、コントローラ7は、PMW信号S1a,S2a,S3aのレベルを反転することによりPMW信号S1b,S2b,S3bを生成し、そのPMW信号Ska,Skbk=1,2,3をインバータ4に入力する。なお、第1のパルス幅変調方式では、電圧利用率を改善するため、変調波生成部7dで三次高調波を加算する処理をしてもよい。すなわち、変調波生成部7dで、位相補正部7cで生成される各相の変調波vuo,vvo,vwoから三次高調波を生成し、各三次高調波を所定の振幅比率例えば、変調波に対して1/6で対応する相の変調波vuo,vvo,vwoに加算するようにしてもよい。この場合は、例えば、最適変調度Mを0.86とし、その最適変調度Mに基づいてU,V,Wの各相の相電圧の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoのデータが予め設定され、変調波テーブル7aに記憶される。変調波に三次高調波を注入する場合は、電圧利用率を0.866に改善することができる。なお、上記実施形態では、変調波テーブル7aにU,V,Wの各相の制御目標vuo,vvo,vwoのαβ座標系におけるα軸成分Vαoとβ軸成分Vβoを記憶しているが、U,V,Wの各相の制御目標vuo,vvo,vwoを記憶するようにしてもよい。この場合は、位相補正部7cでは、下記13式に示す演算式により位相補正の演算処理を行ってU,V,Wの各相の制御目標変調波vuo’,vvo’,vwo’を生成するとよい。上記の実施形態では、スイッチングノイズを可及的に低減するという観点から変調度Mを最適変調度Mに固定するようにPWM信号の生成制御をすることを説明したが、スイッチングノイズ以外のノイズ対策の観点でも同様の制御をすることができる。例えば、インバータを用いたパワーエレクトロニクス機器では、EMCElectroMagneticInterference対策としてコモンモードノイズを可及的に低減したいという要求があり、この要求は系統連系インバータ装置でも同様である。図13~図16は、図18に示す回路モデルの5Ωの三相負荷の中性点に交流電圧計を設けた構成で、第2のパルス幅変調方式によりPWM変調の制御をした場合のインバータINVの出力電圧に含まれるコモンモードノイズを100[kHz]~10[MHz]の範囲でFFT解析したものである。図13は、バス電圧Vdcの制御値を400[v]、変調度Mを1.0に制御した場合であり、図14は、バス電圧Vdcの制御値を400[v]、変調度Mを0.8に制御した場合である。また、図15は、バス電圧Vdcの制御値を300[v]、変調度Mを1.0に制御した場合であり、図16は、バス電圧Vdcの制御値を300[v]、変調度Mを0.8に制御した場合である。図13~図16に示すように、コモンモードノイズは、周波数が高くなるのに応じて指数関数的に低下する。そして、ノイズ成分のレベルは、Vdc,M=400v,0.8、400v,1.0、300v,0.8、300v,10の順に小さくなっている。図示はしていないが、第1のパルス幅変調方式によりPWM変調の制御をした場合をFFT解析したでも同様の傾向が見られる。変調度Mを1.0に制御すると、バス電圧基準値Vrefは自動的に小さく制御されるので、コモンモードノイズを抑制する場合は、変調度Mを1.0に固定する制御をすれば、スイッチングノイズの場合と同様にコモンモードノイズを従来の変調方法よりも抑制することができる。なお、高調波補償を行う場合は、高調波補償により変調波の振幅に変調度余裕が生じるので、最適変調度MはM=1.0-高調波補償用の変調度余裕分にするとよい。上記の実施形態では、三角波比較方式によりPWM信号を生成する系統連系インバータ装置について説明したが、本発明は、他の方式によりPWM信号を生成する系統連系インバータ装置にも適用することができる。例えば、WO2009/041276号公報に記載されるPWM信号の生成方式を用いた系統連系インバータ装置にも適用することができる。WO2009/041276号公報に記載のパルス幅変調方式の具体的な内容は同公報に記載されているので、ここでは詳細は省略する。同公報に記載のパルス幅変調方式の要旨は、PWMホールド法を用いて系統連系インバータ装置1のインバータ4~変圧器6の回路を線形システムにモデル化し、その線形システムにおけるインバータ4の出力電圧を入力とする状態方程式からパルス信号のオン時間パルス幅を入力とする状態方程式を導出する。そして、その状態方程式の解を演算することによってパルス信号の各パルスのオン時間をリアルタイムで求めるというものである。すなわち、WO2009/041276号公報に記載のパルス幅変調方式は、入力をパルス信号のオン時間とする状態方程式の解を求める演算式を用いてインバータ4の相電圧の制御目標からPWM信号を直接生成する方式である。従って、本発明は、変調波のレベルをキャリア信号のレベルと比較する処理をしないで、変調波のレベルから直接的にPWM信号を生成する変調方式にも適用することができる。"