"無線通信システムにおいて端末がPUCCHを通じて制御情報を伝送する方法であって、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列を時間領域で巡回シフトして複数の第3変調シンボル列を獲得し、前記複数の第3変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って周波数領域で複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送すること、を含む、制御情報伝送方法。それぞれの第2変調シンボル列ごとに異なる巡回シフト値が適用されることを特徴とする、請求項1に記載の制御情報伝送方法。それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、前記第2変調シンボル列が対応するSC-FDMAシンボルによって変わることを特徴とする、請求項1に記載の制御情報伝送方法。それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、前記第2変調シンボル列が対応するスロットによってさらに変わることを特徴とする、請求項1に記載の制御情報伝送方法。それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、セル特定巡回シフト値を用いて決定されることを特徴とする、請求項1に記載の制御情報伝送方法。前記セル特定シフト値は、下記の式を用いて得られることを特徴とし、ここで、はセル特定巡回シフト値であり、cは、擬似ランダムシーケンス生成関数であり、は、スロット内のSC-FDMAシンボルの個数であり、nsは、スロットインデックスであり、lは、SC-FDMAシンボルインデックスである、請求項5に記載の制御情報伝送方法。無線通信システムにおいて端末がPUCCHを通じて制御情報を伝送する方法であって、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから、スクランブルされたコードワードを獲得し、前記スクランブルされたコードワードから第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送すること、を含む、制御情報伝送方法。前記スクランブルされたコードワードは、端末特定スクランブルコードを用いて得られることを特徴とする、請求項7に記載の制御情報伝送方法。前記端末特定スクランブルコードは、下記の値を初期値にして生成されることを特徴とし、ここで、nsは、スロットインデックスであり、は、セルIDを表し、nRNTIは、CRNTICellRNTIを表し、は、床関数を表す、請求項8に記載の制御情報伝送方法。無線通信システムにおいてPUCCHを通じて制御情報を伝送するように構成された端末であって、RFRadioFrequencyユニットと、プロセッサと、を備え、前記プロセッサは、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列を時間領域で巡回シフトして複数の第3変調シンボル列を獲得し、前記複数の第3変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って周波数領域で複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送するように構成された、端末。それぞれの第2変調シンボル列ごとに異なる巡回シフト値が適用されることを特徴とする、請求項10に記載の端末。それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、前記第2変調シンボル列が対応するSC-FDMAシンボルによって変わることを特徴とする、請求項10に記載の端末。それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、前記第2変調シンボル列が対応するスロットによってさらに変わることを特徴とする、請求項10に記載の端末。それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、セル特定巡回シフト値を用いて決定されることを特徴とする、請求項10に記載の端末。前記セル特定シフト値は、下記の式を用いて得られることを特徴とし、ここで、はセル特定巡回シフト値であり、cは、擬似ランダムシーケンス生成関数であり、は、スロット内のSC-FDMAシンボルの個数であり、nsは、スロットインデックスであり、lは、SC-FDMAシンボルインデックスである、請求項14に記載の端末。無線通信システムにおいてPUCCHを通じて制御情報を伝送するように構成された端末であって、RFRadioFrequencyユニットと、プロセッサと、を備え、前記プロセッサは、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから、スクランブルされたコードワードを獲得し、前記スクランブルされたコードワードから、第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送するように構成された、端末。前記スクランブルされたコードワードは、端末特定スクランブルコードを用いて得られることを特徴とする、請求項16に記載の端末。前記端末特定スクランブルコードは、下記の値を初期値にして生成されることを特徴とし、ここで、nsは、スロットインデックスであり、は、セルIDを表し、nRNTIは、CRNTICellRNTIを表し、は、床関数を表す、請求項16に記載の端末。本発明の目的は、無線通信システムにおいて制御情報を效率よく伝送する方法及びそのための装置を提供することにある。本発明の他の目的は、制御情報を效率よく伝送するためのチャネルフォーマット、信号処理、及びそのための装置を提供することにある。本発明のさらに他の目的は、制御情報を伝送するためのリソースを效率よく割り当てる方法及びそのための装置を提供することにある。本発明で達成しようとする技術的課題は、以上に言及している技術的課題に制限されるものではなく、言及していない他の技術的課題は、以下の記載から、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者には明らかになるであろう。本発明の一態様として、無線通信システムにおいて端末がPUCCHPhysicalUplinkControlChannelを通じて制御情報を伝送する方法において、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列を時間領域で巡回シフトして複数の第3変調シンボル列を獲得し、前記複数の第3変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って周波数領域で複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送すること、を含む、制御情報伝送方法が提供される。本発明の他の態様として、無線通信システムにおいてPUCCHPhysicalUplinkControlChannelを通じて制御情報を伝送するように構成された端末において、RFRadioFrequencyユニットと、プロセッサと、を備え、前記プロセッサは、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列を時間領域で巡回シフトして複数の第3変調シンボル列を獲得し、前記複数の第3変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って周波数領域で複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送するように構成された、端末が提供される。ここで、前記複数の第2変調シンボル列を得る演算は、前記第1変調シンボル列から前記PUCCH内の各スロットに対応するように分周された各変調シンボルを、該当のスロット内の複数のSC-FDMASingleCarrierFrequencyDivisionMultiplexingシンボルに対応するように拡散し、スロット別に前記複数のSC-FDMAシンボルに対応する複数の拡散された第2変調シンボル列を得ることを含む。ここで、それぞれの第2変調シンボル列ごとに異なる巡回シフト値が適用されるとよい。ここで、それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、前記第2変調シンボル列が対応するSC-FDMAシンボルによって変わるとよい。ここで、それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、前記第2変調シンボル列が対応するスロットによってさらに変わるとよい。ここで、それぞれの第2変調シンボル列に適用される巡回シフト値は、セル特定巡回シフト値を用いて決定されるとよい。この場合、前記セル特定シフト値は、下記の式を用いて得られるとよい。ここで、はセル特定巡回シフト値であり、cは、擬似ランダムシーケンス生成関数であり、は、スロット内のSC-FDMAシンボルの個数であり、nsは、スロットインデックスであり、lは、SC-FDMAシンボルインデックスである。本発明のさらに他の態様として、無線通信システムにおいて端末がPUCCHPhysicalUplinkControlChannelを通じて制御情報を伝送する方法において、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから、スクランブルされたコードワードを獲得し、前記スクランブルされたコードワードから、第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送することを含む、制御情報伝送方法が提供される。本発明のさらに他の態様として、無線通信システムにおいてPUCCHPhysicalUplinkControlChannelを通じて制御情報を伝送するように構成された端末において、RFRadioFrequencyユニットと、プロセッサと、を備え、前記プロセッサは、複数の制御情報をジョイントコーディングして単一コードワードを獲得し、前記単一コードワードから、スクランブルされたコードワードを獲得し、前記スクランブルされたコードワードから第1変調シンボル列を獲得し、前記第1変調シンボル列から、前記PUCCH内の各スロットに対応する複数の第2変調シンボル列を獲得し、前記複数の第2変調シンボル列に対してDFTDiscreteFourierTransformプリコーディングを行って複数の複素シンボル列を獲得し、前記複数の複素シンボル列を前記PUCCHを通じて伝送するように構成された、端末が提供される。ここで、前記複数の第2変調シンボル列を得る演算は、前記第1変調シンボル列から前記PUCCH内の各スロットに対応するように分周された各変調シンボルを、該当のスロット内の複数のSC-FDMASingleCarrierFrequencyDivisionMultiplexingシンボルに対応するように拡散し、スロット別に前記複数のSC-FDMAシンボルに対応する複数の拡散された第2変調シンボル列を得ることを含む。ここで、前記スクランブルされたコードワードは、端末特定スクランブルコードを用いて得られるとよい。この場合、前記端末特定スクランブルコードは、下記の値を初期値にして生成されるとよい。ここで、nsは、スロットインデックスであり、は、セルIDを表し、nRNTIは、CRNTICellRNTIを表し、は、床flooring関数を表す。本発明によれば、無線通信システムにおいて制御情報を效率的に伝送することができる。また、制御情報を效率的に伝送するためのチャネルフォーマット、信号処理方法を提供することができる。また、制御情報伝送のためのリソースを效率的に割り当てることができる。本発明で得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していない他の効果は、以下の記載から、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者には明確に理解されるであろう。以下の技術は、CDMAcodedivisionmultipleaccess、FDMAfrequencydivisionmultipleaccess、TDMAtimedivisionmultipleaccess、OFDMAorthogonalfrequencydivisionmultipleaccess、SC-FDMAsinglecarrierfrequencydivisionmultipleaccessなどのような様々な無線接続システムに用いることができる。CDMAは、UTRAUniversalTerrestrialRadioAccessやCDMA2000のような無線技術radiotechnologyとして実現されうる。TDMAは、GSMGlobalSystemforMobilecommunications/GPRSGeneralPacketRadioService/EDGEEnhancedDataRatesforGSMEvolutionのような無線技術として実現されうる。OFDMAは、IEEE802.11Wi-Fi、IEEE802.16WiMAX、IEEE802-20、E-UTRAEvolvedUTRAなどのような無線技術として実現されうる。UTRAは、UMTSUniversalMobileTelecommunicationsSystemの一部である。3GPP3rdGenerationPartnershipProjectLTElongtermevolutionは、E-UTRAを用いるE-UMTSEvolvedUMTSの一部であり、LTE-AAdvancedは、3GPPLTEの進展したバージョンである。説明を明確にするために、3GPPLTE/LTE-Aを中心に説明するが、これに本発明の技術的思想が制限されることはない。無線通信システムにおいて、端末は基地局からダウンリンクDownlink:DLを通じて情報を受信し、端末は基地局にアップリンクUplink:ULを通じて情報を送信する。基地局と端末が送受信する情報は、データ及び様々な制御情報を含み、これらが送受信する情報の種類/用途に応じて様々な物理チャネルが存在する。図1は、3GPPLTEシステムに用いられる物理チャネル及びこれらのチャネルを用いた一般的な信号伝送方法を説明するための図である。電源が切れた状態で再び電源が入ったり、セルに新しく進入したりした端末は、段階S101において、基地局と同期を取る等の初期セル探索Initialcellsearch作業を行う。このために、端末は基地局からプライマリ同期チャネルP-SCH:PrimarySynchronizationChannel及びセカンダリ同期チャネルS-SCH:SecondarySynchronizationChannelを受信して基地局と同期を取り、セルIDなどの情報を獲得する。その後、端末は、基地局から物理放送チャネルPhysicalBroadcastChannelを受信してセル内の放送情報を獲得することができる。一方、端末は、初期セル探索段階においてダウンリンク参照信号DownlinkReferenceSignal:DLRSを受信して、ダウンリンクチャネル状態を確認することができる。初期セル探索を終えた端末は、段階S102において、物理ダウンリンク制御チャネルPDCCH:PhysicalDownlinkControlChannel、及び物理ダウンリンク制御チャネル情報に対応する物理ダウンリンク共有チャネルPDSCH:PhysicalDownlinkSharedChannelを受信して、より具体的なシステム情報を獲得することができる。その後、端末は基地局への接続を確立するために、段階S103乃至段階S106のようなランダムアクセス手順RandomAccessProcedureを行うことができる。そのために、端末は、物理ランダムアクセスチャネルPRACH:PhysicalRandomAccessChannelを通じてプリアンブルを送信しS103、物理ダウンリンク制御チャネル及びこれに対応する物理ダウンリンク共有チャネルを通じて、プリアンブルに対する応答メッセージを受信することができるS104。競合ベースランダムアクセスの場合は、追加の物理ランダムアクセスチャネルの送信S105、及び物理ダウンリンク制御チャネル及びこれに対応する物理ダウンリンク共有チャネルの受信S106のような衝突解決手順ContentionResolutionProcedureを行うことができる。以上の手順を行った端末は、以降、一般的なアップリンク/ダウンリンク信号伝送手順として、物理ダウンリンク制御チャネル/物理ダウンリンク共有チャネルの受信S107及び物理アップリンク共有チャネルPUSCH:PhysicalUplinkSharedChannel/物理アップリンク制御チャネルPUCCH:PhysicalUplinkControlChannelの送信S108を行うことができる。端末が基地局に伝送する制御情報を総称してアップリンク制御情報UplinkControlInformation:UCIとする。UCIは、HARQACK/NACKHybridAutomaticRepeatandreQuestAcknowledgement/Negative-ACK、SRSchedulingRequest、CQIChannelQualityIndication、PMIPrecodingMatrixIndication、RIRankIndicationなどを含む。UCIは、主に、PUCCHを通じて伝送されるが、制御情報とトラフィックデータが同時に伝送されるべき場合は、PUSCHを通じて伝送されてもよい。また、ネットワークの要求/指示によってPUSCHを通じてUCIを非周期的に伝送することもある。図2は、端末がアップリンク信号を伝送するための信号処理手順を説明するための図である。アップリンク信号を伝送するために、端末は、スクランブリングscramblingモジュール201で端末特定スクランブル信号を用いて伝送信号をスクランブルすることができる。スクランブルされた信号は変調マッパー202に入力され、伝送信号の種類及び/またはチャネル状態に基づいてBPSKBinaryPhaseShiftKeying、QPSKQuadraturePhaseShiftKeyingまたは16QAM/64QAMQuadratureAmplitudeModulation方式を用いて複素シンボルcomplexsymbolに変調される。変調された複素シンボルを、変換プリコーダ203で処理した後に、リソース要素マッパー204に入力し、リソース要素マッパー204は、複素シンボルを時間-周波数リソース要素にマッピングすることができる。このように処理した信号は、SC-FDMA信号生成器205を経てアンテナから基地局に伝送することができる。図3は、基地局がダウンリンク信号を伝送するための信号処理手順を説明するための図である。3GPPLTEシステムにおいて、基地局は、ダウンリンクで一つ以上のコードワードcodewordを伝送することができる。コードワードはそれぞれ、図2のアップリンクと同様、スクランブルモジュール301及び変調マッパー302を通じて複素シンボルとすることができる。その後、複素シンボルを、レイヤマッパー303により複数のレイヤLayerにマッピングし、プリコーディングモジュール304で各レイヤにプリコーディング行列を乗じて、各送信アンテナに割り当てることができる。このように処理した各アンテナ別伝送信号のそれぞれを、リソース要素マッパー305で時間-周波数リソース要素にマッピングし、以降、OFDMAOrthogonalFrequencyDivisionMultipleAccess信号生成器306を経て各アンテナから伝送することができる。無線通信システムにおいて端末がアップリンクで信号を伝送する場合は、基地局がダウンリンクで信号を伝送する場合に比べて、PARPeak-to-AverageRatioが問題となる。そのため、図2及び図3で説明したように、アップリンク信号伝送には、ダウンリンク信号伝送に用いられるOFDMA方式ではなく、SC-FDMASingleCarrier-FrequencyDivisionMultipleAccess方式が用いられている。図4は、SC-FDMA方式とOFDMA方式を説明するための図である。3GPPシステムは、ダウンリンクではOFDMAを採用し、アップリンクではSC-FDMAを採用する。図4を参照すると、アップリンク信号伝送のための端末及びダウンリンク信号伝送のための基地局は、直列-並列変換器Serial-to-ParallelConverter401、副搬送波マッパー403、M-ポイントIDFTモジュール404及びCPCyclicPrefix付加モジュール406を備えている点では同一である。ただし、SC-FDMA方式で信号を伝送するための端末は、N-ポイントDFTモジュール402をさらに備える。N-ポイントDFTモジュール402は、M-ポイントIDFTモジュール404のIDFT処理影響を一定部分打ち消すことによって、伝送信号が単一搬送波特性singlecarrierpropertyを持つようにする。図5は、周波数領域で単一搬送波特性を満たすための周波数領域上の信号マッピング方式を説明する図である。図5のaは、ローカル型マッピングlocalizedmapping方式を示し、図5のbは、分散型マッピングdistributedmapping方式を示す。SC-FDMAの修正された形態であるクラスタclusteredSC-FDMAについて説明する。クラスタSC-FDMAは、副搬送波マッピング工程でDFT工程出力サンプルをサブグループsub-groupに分け、これらを周波数領域あるいは副搬送波領域に不連続的にマッピングする。図6は、クラスタSC-FDMAにおいてDFT工程出力サンプルが単一キャリアにマッピングされる信号処理手順を示す図である。図7及び図8は、クラスタSC-FDMAにおいてDFT工程出力サンプルがマルチキャリアmulti-carrierにマッピングされる信号処理手順を示す図である。図6は、イントラキャリアintra-carrierクラスタSC-FDMAを適用する例であり、図7及び図8は、インターキャリアinter-carrierクラスタSC-FDMAを適用する例に該当する。図7は、周波数領域で連続的contiguousにコンポーネントキャリアcomponentcarrierが割り当てられた状況において、隣接したコンポーネントキャリア間の副搬送波の間隔spacingが整列された場合に、単一のIFFTブロックを通じて信号を生成する例を示す。図8は、周波数領域で非連続的non-contiguousにコンポーネントキャリアが割り当てられた状況において複数のIFFTブロックを通じて信号を生成する場合を示す。図9は、セグメントsegmentedSC-FDMAの信号処理手順を示す図である。セグメントSC-FDMAは、任意個数のDFTと同じ個数のIFFTが適用されてDFTとIFFTとの関係構成が一対一の関係を有すことから、単純に既存SC-FDMAのDFT拡散とIFFTの周波数副搬送波マッピング構成を拡張したもので、NxSC-FDMAまたはNxDFT-s-OFDMAとも表現される。これらを包括して本明細書ではセグメントSC-FDMAと呼ぶ。図9を参照すると、セグメントSC-FDMAは、単一搬送波特性条件を緩和するために、全体時間領域変調シンボルを、NNは、1より大きい整数個のグループにし、グループ単位にDFT工程を行う。図10は、アップリンクサブフレームの構造を示す図である。図10を参照すると、アップリンクサブフレームは、複数例、2個のスロットを含む。スロットは、CPCyclicPrefixの長さによってそれぞれ異なる数のSC-FDMAシンボルを有することができる。一例として、一般normalCPの場合は、スロットは7個のSC-FDMAシンボルを有することができる。アップリンクサブフレームは、データ領域と制御領域とに区別される。データ領域は、PUSCHを含み、音声などのデータ信号を伝送するのに用いられる。制御領域は、PUCCHを含み、制御情報を伝送するのに用いられる。PUCCHは、周波数領域においてデータ領域の両端部に位置しているRB対RBpair例、m=0,1,2,3例、周波数反射frequencymirroredされた位置の7つのRB対を含み、スロットを境界にホッピングする。アップリンク制御情報すなわち、UCIは、HARQACK/NACK、CQIChannelQualityInformation、PMIPrecodingMatrixIndicator、RIRankIndicationなどを含む。図11は、アップリンクで参照信号を伝送するための信号処理手順を説明するための図である。データは、DFTプリコーダを通じて周波数領域信号に変換された後、周波数マッピング後にIFFTを通じて伝送されるのに比べて、RSは、DFTプリコーダを経ることが省かれる。すなわち、周波数領域でRSシーケンスが直接生成S11された後に、ローカル化マッピングS12、IFFT工程S13及びCPCyclicPrefix付加工程S14を順次経てRSが伝送される。RSシーケンスは、基本シーケンスbasesequenceの巡回シフトcyclicshiftαにより定義され、式1のように表現できる。ここで、は、RSシーケンスの長さであり、は、副搬送波単位で表したリソースブロックのサイズであり、mは、である。は、最大アップリンク伝送帯域を表す。基本シーケンスであるは、いくつかのグループに分けられる。u∈{0,1,...,29}は、グループ番号を表し、vは、該当のグループの基本シーケンス番号に該当する。各グループは、長さが1≦m≦5である1つの基本シーケンスv=0と、長さが6≦m≦である2つの基本シーケンスv=0,1を含む。該当グループ内でシーケンスグループ番号uと該当の番号vは、時間によってそれぞれ変わることがある。基本シーケンスの定義は、シーケンス長による。以上の長さを有する基本シーケンスは、下記のように定義することができる。について、基本シーケンスは下記の式2で与えられる。ここで、q番目のルートZadoff-Chuシーケンスは、下記の式3により定義できる。ここで、qは、下記の式4を満たす。ここで、Zadoff-Chuシーケンスの長さは、最大の素数により与えられ、よって、を満たす。未満の長さを有する基本シーケンスは、下記のように定義できる。まず、とに対して基本シーケンスは式5のように与えられる。ここで、とに対するφnの値は、下記の表1及び表2でそれぞれ与えられる。一方、RSホッピングについて説明すると、下記のとおりである。グループホッピングパターンfghnsとシーケンスシフトsequenceshiftパターンfssによって、スロットnsでシーケンスグループ番号uは、下記の式6のように定義することができる。ここで、modは、モジュロmodulo演算を表す。17個の互いに異なるホッピングパターンと30個の互いに異なるシーケンスシフトパターンが存在する。上位層により提供され、グループホッピングを可能にするパラメータによってシーケンスグループホッピングが可能enabledまたは不可能disabledになる。PUCCHとPUSCHとは、同じホッピングパターンを有するが、互いに異なるシーケンスシフトパターンを有することができる。グループホッピングパターンfghnsは、PUSCHとPUCCHに対して同一であり、下記の式7のように与えられる。ここで、ciは、擬似ランダムpseudo-randomシーケンスに該当し、擬似ランダムシーケンス生成器は、各無線フレームの開始においてで初期化することができる。シーケンスシフトパターンfssの定義は、PUCCH及びPUSCHにおいて互いに異なる。PUCCHに対して、シーケンスシフトパターンはで与えられ、PUSCHに対して、シーケンスシフトパターンはで与えられる。Δss∈{0,1,...,29}は上位層により構成される。以下、シーケンスホッピングについて説明する。シーケンスホッピングは、長さがである基準信号にのみ適用される。長さがである基準信号に対して、基本シーケンスグループ内で基本シーケンス番号vがv=0と与えられる。長さがである基準信号に対して、スロットnsにおいて基本シーケンスグループ内で基本シーケンス番号vは、下記の式8のように与えられる。ここで、ciは、擬似ランダムシーケンスに該当し、上位層により提供されるシーケンスホッピングを可能にenabledするパラメータは、シーケンスホッピングが可能か否かを決定する。擬似ランダムシーケンス生成器は、無線フレームの開始においてで初期化することができる。PUSCHに対する基準信号は、下記のように決定される。PUSCHに対する基準信号シーケンスrPUSCHは、と定義される。mとnはを満たし、かつを満たす。一つのスロットにおいて、巡回シフトは、とともにα=2ncs/12と与えられる。は放送される値であり、は、アップリンクスケジューリング割当により与えられ、nPRSnsは、セル特定巡回シフト値である。nPRSnsはスロット番号nsによって変わり、のように与えられる。ciは、擬似ランダムシーケンスであり、ciはセル特定値である。擬似ランダムシーケンス生成器は、無線フレームの開始においてで初期化することができる。表3は、DCIDownlinkControlInformationフォーマット0において巡回シフトフィールドとを示すものである。PUSCHにおいてアップリンクRSのための物理的マッピング方法は、下記のとおりである。シーケンスは、振幅スケーリング要素amplitudescalingfactorβPUSCHを乗じられ、rPUSCH0から始まるシーケンス内で対応するPUSCHのために用いられる物理リソースブロックPhysicalResourceBlockPRBの同一のセットにマッピングされる。標準CPについてはl=3、拡張CPについてはl=2としてサブフレーム内でリソース要素k,lにマッピングすることは、まずkの次数が増加してから、スロット番号が増加する。要するに、長さが以上であれば、巡回拡張と共にZCシーケンスが用いられ、長さが未満であれば、コンピュータ生成シーケンスが用いられる。巡回シフトは、セル特定巡回シフト、端末特定巡回シフト及びホッピングパターンなどによって決定される。図12Aは、標準CPnormalCPの場合にPUSCHのためのDMRSdemodulationreferencesignal構造を示す図であり、図12Bは、拡張CPextendedCPの場合にPUSCHのためのDMRS構造を示す図である。図12Aでは、4番目と11番目のSC-FDMAシンボルを通じてDMRSが伝送され、図12Bでは、3番目と9番目のSC-FDMAシンボルを通じてDMRSが伝送される。図13乃至図16は、PUCCHフォーマットのスロットレベル構造を示す例である。PUCCHは、制御情報を伝送するために下記の形式を含む。1フォーマットFormat1:オン-オフキーイングOn-OffkeyingOOK変調、スケジューリング要求SchedulingRequest:SRに使用2フォーマット1aとフォーマット1b:ACK/NACKAcknowledgment/NegativeAcknowledgment伝送に使用1フォーマット1a:1個のコードワードに対するBPSKACK/NACK2フォーマット1b:2個のコードワードに対するQPSKACK/NACK3フォーマット2:QPSK変調、CQI伝送に使用4フォーマット2aとフォーマット2b:CQIとACK/NACKの同時伝送に使用表4は、PUCCHフォーマットによる変調方式、及びサブフレーム当たりのビット数を表す。表5は、PUCCHフォーマットによるスロット当たりのRSの個数を表す。表6は、PUCCHフォーマットによるRSのSC-FDMAシンボル位置を表すものである。表4で、PUCCHフォーマット2aと2bは、標準CPの場合に該当する。図13は、標準CPの場合におけるPUCCHフォーマット1a及び1bを示す。図14は、拡張CPの場合におけるPUCCHフォーマット1a及び1bを示す。PUCCHフォーマット1a及び1bは、同じ内容の制御情報がサブフレーム内でスロット単位に反復される。各端末から、ACK/NACK信号は、CG-CAZACComputer-GeneratedConstantAmplitudeZeroAutoCorrelationシーケンスの互いに異なる巡回シフトcyclicshift:CS周波数領域コードと直交カバーコードorthogonalcoverororthogonalcovercode:OCorOCC時間領域拡散コードとから構成された互いに異なるリソースを通じて伝送される。OCは、例えば、ウォルシュWalsh/DFT直交コードを含む。CSの個数が6であり、OCの個数が3であれば、単一アンテナを基準に、全18個の端末が同一のPRBPhysicalResourceBlock内で多重化されることが可能である。直交シーケンスw0、w1、w2、w3は、FFT変調後に任意の時間領域で、またはFFT変調前に任意の周波数領域で適用されるとよい。SR及び持続的スケジューリングpersistentschedulingのために、CS、OC及びPRBPhysicalResourceBlockで構成されたACK/NACKリソースを、RRCRadioResourceControlを通じて端末に与えることができる。動的ACK/NACK及び非持続的スケジューリングnon-persistentschedulingのために、ACK/NACKリソースを、PDSCHに対応するPDCCHの最小lowestのCCEインデックスによって暗黙的にimplicitly端末に与えることができる。図15には、標準CPの場合におけるPUCCHフォーマット2/2a/2bを示す。図16は、拡張CPの場合におけるPUCCHフォーマット2/2a/2bを示す。図15及び図16を参照すると、標準CPの場合に、一つのサブフレームは、RSシンボルの他、10個のQPSKデータシンボルで構成される。それぞれのQPSKシンボルは、CSにより周波数領域で拡散された後、該当のSC-FDMAシンボルにマッピングされる。SC-FDMAシンボルレベルCSホッピングは、セル間干渉をランダム化するために適用することができる。RSは、巡回シフトを用いてCDMにより多重化することができる。例えば、可用CSの個数が12または6であるとすれば、同一のPRB内にそれぞれ12または6個の端末を多重化することができる。要するに、PUCCHフォーマット1/1a/1bと2/2a/2bにおいて、複数の端末を、CSOCPRBとCSPRBによりそれぞれ多重化することができる。PUCCHフォーマット1/1a/1bのための長さ4と長さ3の直交シーケンスOCは、下記の表7及び表8に示すとおりである。PUCCHフォーマット1/1a/1bにおいて、RSのための直交シーケンスOCは、下記の表9のとおりである。図17は、PUCCHフォーマット1a及び1bに対するACK/NACKチャネル化channelizationを説明する図である。図17は、の場合に該当する。図18は、同一のPRB内で、PUCCHフォーマット1/1a/1b及びフォーマット2/2a/2bの混合構造に対するチャネル化を示す図である。巡回シフトCyclicShift:CSホッピングと直交カバーOrthogonalCover:OC再マッピングremappingは、下記のように適用可能である。1セル間干渉inter-cellinterferenceのランダム化のためのシンボルベースのセル特定CSホッピング2スロットレベルCS/OC再マッピング1セル間干渉ランダム化のために2ACK/NACKチャネルとリソースk間のマッピングのためのスロットベースの接近一方、PUCCHフォーマット1/1a/1bのためのリソースnrは、下記の組み合わせを含む。1CS=シンボルレベルでDFT直交コードと同一ncs2OCスロットレベルで直交カバーnoc3周波数RBResourceBlocknrbCS、OC、RBを表すインデックスをそれぞれ、ncs、noc、nrbとすれば、代表インデックスrepresentativeindexnrは、ncs、noc、nrbを含む。nrは、nr=ncs、noc、nrbを満たす。CQI、PMI、RI、及びCQIとACK/NACKとの組み合わせは、PUCCHフォーマット2/2a/2bを通じて伝送することができる。リードマラーReedMuller:RMチャネルコーディングを適用することができる。例えば、LTEシステムでULCQIのためのチャネルコーディングを説明すると、次のとおりである。ビットストリームa0,a1,a2,a3,...,aA1は、20,ARMコードを用いてチャネルコーディングされる。表10は、20,Aコードのための基本シーケンスを示すものである。a0とaA1は、MSBMostSignificantBitとLSBLeastSignificantBitを表す。拡張CPの場合に、CQIとACK/NACKが同時伝送される場合を除けば、最大情報ビットは11ビットである。RMコードを用いて20ビットにコーディングした後に、QPSK変調を適用することができる。QPSK変調の前に、コーディングされたビットをスクランブルすることができる。チャネルコーディングビットb0,b1,b2,b3,...,bB1は、式9により生成することができる。ここで、i=0,1,2,...,B-1を満たす。表11は、広帯域報告単一アンテナポート、伝送ダイバーシティtransmitdiversityまたは開ループ空間多重化openloopspatialmultiplexingPDSCHCQIフィードバックのためのUCIUplinkControlInformationフィールドを表すものである。表12は、広帯域に対するCQIとPMIフィードバックのためのUCIフィールドを表し、このフィールドは、閉ループ空間多重化closedloopspatialmultiplexingPDSCH伝送を報告する。表13は、広帯域報告のためのRIフィードバックのためのUCIフィールドを表す。図19は、PRB割当を示す図である。図19に示すように、スロットnsでPUCCH伝送のためにPRBを用いることができる。マルチキャリアシステムまたはキャリアアグリゲーションcarrieraggregationシステムは、広帯域支援のために目標帯域幅bandwidthよりも小さい帯域幅を持つ複数のキャリアを統合して用いるシステムのことをいう。目標帯域幅よりも小さい帯域幅を持つ複数のキャリアを統合する時に、統合されるキャリアの帯域幅は、既存システムとの互換backwardcompatibilityのために、既存システムで用いる帯域幅に制限されるとよい。例えば、既存のLTEシステムは、1.4、3、5、10、15、20MHzの帯域幅を支援し、LTEシステムから進展したLTE-ALTE-Advancedシステムは、LTEで支援する帯域幅のみを用いて20MHzよりも大きい帯域幅を支援することができる。または、既存システムで用いる帯域幅にかかわらず、新しい帯域幅を定義してキャリアアグリゲーションを支援してもよい。マルチキャリアは、キャリアアグリゲーション及び帯域幅統合と併用できる名称である。また、キャリアアグリゲーションは、隣接したcontiguousキャリアアグリゲーションと隣接していないnon-contiguousキャリアアグリゲーションを総称する。図20は、基地局でダウンリンクコンポーネントキャリアを管理する概念を示す図であり、図21は、端末でアップリンクコンポーネントキャリアを管理する概念を示す図である。説明の便宜のために、以下では、図20及び図21において、上位層をMACと簡略化して説明する。図22は、基地局において一つのMACがマルチキャリアを管理する概念を説明する。図23は、端末において一つのMACがマルチキャリアを管理する概念を説明する。図22及び図23を参照すると、一つのMACが一つ以上の周波数キャリアを管理及び運営して送受信を行う。一つのMACにより管理される周波数キャリアは、互いに隣接する必要がないため、リソース管理の側面においてより柔軟flexibleであるという利点がある。図22及び図23で、一つのPHYは、便宜上、一つのコンポーネントキャリアを意味するとする。ここで、一つのPHYは、必ずしも独立したRFRadioFrequencyデバイスを意味するわけではない。一般に、一つの独立したRFデバイスは、一つのPHYを意味するが、これに限定されず、一つのRFデバイスは複数のPHYを含むこともできる。図24は、基地局において複数のMACがマルチキャリアを管理する概念を説明する。図25は、端末において複数のMACがマルチキャリアを管理する概念を説明する。図26は、基地局において複数のMACがマルチキャリアを管理する他の概念を説明する。図27は、端末において複数のMACがマルチキャリアを管理する他の概念を説明する。図22及び図23に示すような構造に限定されず、図24乃至図27のように、複数のキャリアを、一つのMACではなく複数のMACが制御することもできる。図24及び図25に示すように、それぞれのキャリアをそれぞれのMACが1:1で制御することもでき、図26及び図27に示すように、一部キャリアについては、それぞれのキャリアをそれぞれのMACが1:1で制御し、残り1個以上のキャリアを一つのMACが制御することもできる。上記のシステムは、1個~N個の多数のキャリアを含むシステムであり、各キャリアは隣接して用いられることもあり、非隣接non-contiguousして用いられることもある。これは、アップリンク/ダウンリンクを問わずに適用可能である。TDDシステムは、それぞれのキャリア内にダウンリンクとアップリンクの伝送を含むN個の多数キャリアを運営するように構成され、FDDシステムは、多数のキャリアをアップリンクとダウンリンクにそれぞれ用いるように構成される。FDDシステムの場合に、アップリンクとダウンリンクで統合されるキャリアの数及び/またはキャリアの帯域幅は、他の非対称的なキャリアアグリゲーションも支援することができる。アップリンクとダウンリンクで統合されたコンポーネントキャリアの個数が同一であれば、全てのコンポーネントキャリアを既存システムと互換可能に構成することができる。しかし、互換性を考慮しないコンポーネントキャリアが本発明から排除されるわけではない。以下では、説明の便宜のために、PDCCHがダウンリンクコンポーネントキャリア0で伝送された時に、該当のPDSCHはダウンリンクコンポーネントキャリア0で伝送されるとして説明するが、交差-キャリアスケジュールリングcross-carrierschedulingが適用されることで、該当のPDSCHが他のダウンリンクコンポーネントキャリアを通じて伝送されてもよいことは明らかである。コンポーネントキャリアという用語は、等価の他の用語例、セルにしてもよい。図28には、キャリアアグリゲーションが支援される無線通信システムにおいて、アップリンク制御情報UplinkControlInformation:UCIが伝送されるシナリオを例示する。便宜上、本例は、UCIがACK/NACKA/Nである場合とする。しかし、これは、説明の便宜のためのもので、UCIはチャネル状態情報例、CQI、PMI、RI、スケジューリング要求情報例、SRのような制御情報を制限なく含むことができる。図28には、5個のDLCCが1個のULCCとリンクされた非対称キャリアアグリゲーションを例示する。例示した非対称キャリアアグリゲーションは、UCI伝送の観点で設定したものでよい。すなわち、UCIのためのDLCC-ULCCリンケージとデータのためのDLCC-ULCCリンケージとを、異なるように設定することができる。便宜上、一つのDLCCが最大2個のコードワードを伝送できるとすれば、ULACK/NACKビットも、少なくとも2ビットが必要である。この場合、5個のDLCCを通じて受信したデータに対するACK/NACKを一つのULCCを通じて伝送するには、少なくとも10ビットのACK/NACKビットが必要である。もし、DLCC別にDTX状態も支援するためには、ACK/NACK伝送のために少なくとも12ビット=5^5=3125=11.61ビットが必要である。既存のPUCCHフォーマット1a/1bは2ビットまでACK/NACKを送ることができるため、この構造では、増加したACK/NACK情報を伝送することができない。便宜上、UCI情報の量が増加する原因としてキャリアアグリゲーションを挙げたが、アンテナの個数の増加、TDDシステム、リレーシステムにおけるバックホールサブフレームの存在などにも起因する。ACK/NACKと同様に、複数のDLCCと関連した制御情報を一つのULCCを通じて伝送すべき場合にも、伝送されるべき制御情報の量が増加する。例えば、複数のDLCCに対するCQIをULアンカーまたはプライマリCCを通じて伝送しなければならない場合に、CQIペイロードが増加することがある。DLCC及びULCCはそれぞれ、DLCell及びULCellと呼ぶこともできる。また、アンカーDLCC及びアンカーULCCはそれぞれ、DLPCellPrimaryCell及びULPCellと呼ぶこともできる。DLプライマリCCは、ULプライマリCCとリンケージされたDLCCと規定できる。ここで、リンケージは、暗黙的implicit、明示的explicitリンケージlinkageの両方を包括する。LTEでは、一つのDLCCと一つのULCCが固有にペアリングされている。例えば、LTEペアリングにより、ULプライマリCCとリンケージされたDLCCを、DLプライマリCCと称することができる。これを暗黙的リンケージということができる。明示的リンケージは、ネットワークがあらかじめリンケージを構成configurationすることを意味し、RRCなどでシグナリングできる。明示的リンケージにおいて、ULプライマリCCとペアリングされているDLCCをプライマリDLCCと称することができる。ここで、ULプライマリまたはアンカーCCは、PUCCHが伝送されるULCCでよい。あるいは、ULプライマリCCは、PUCCHあるいはPUSCHを通じてUCIが伝送されるULCCでもよい。または、DLプライマリCCは、上位層シグナリングを通じて構成されてもよい。または、DLプライマリCCは、端末が初期接続を行ったDLCCでもよい。また、DLプライマリCC以外のDLCCは、DLセカンダリCCと呼ぶことができる。同様に、ULプライマリCC以外のULCCは、ULセカンダリCCと呼ぶことができる。DL-ULペアリングは、FDDに限るものでよい。TDDは、同じ周波数を用いているため、DL-ULペアリングを別に定義しなくてもよいわけである。また、DL-ULリンケージは、SIB2のULEARFCN情報を通じてULリンケージから決定することができる。例えば、DL-ULリンケージを、初期接続時にSIB2デコーディングを通じて獲得し、それ以外はRRCシグナリングを通じて獲得することができる。そのため、SIB2リンケージのみ存在し、他のDL-ULペアリングは明示的に定義されなくてもよい。例えば、図28の5DL:1ULの構造において、DLCC0とULCC0とはSIB2リンケージ関係にあり、残りのDLCCは、当該端末に設定されていない他のULCCとSIB2リンケージ関係を有することができる。以下、図面を参照して、増大したアップリンク制御情報を效率よく伝送するための方式を提案する。具体的に、増大したアップリンク制御情報を伝送するための新しいPUCCHフォーマット/信号処理手順/リソース割当方法などを提案する。説明のために、本発明で提案するPUCCHフォーマットを、新規PUCCHフォーマット、LTE-APUCCHフォーマット、または既存LTEにPUCCHフォーマット2まで定義されている点に照らしてPUCCHフォーマット3と呼ぶ。本発明で提案するPUCCHフォーマットの技術的思想は、アップリンク制御情報を伝送できる任意の物理チャネル例、PUSCHにも同一または類似の方法を用いて容易に適用することができる。例えば、本発明の実施例は、制御情報を周期的に伝送する周期的PUSCH構造、または制御情報を非周期的に伝送する非周期的PUSCH構造に適用することができる。以下の図面及び実施例は、本発明の実施例に係るPUCCHフォーマット3に適用されるサブフレーム/スロットレベルのUCI/RSシンボル構造であり、既存のLTEのPUCCHフォーマット1標準CPのUCI/RSシンボル構造を用いる場合を中心に説明する。しかし、図示のPUCCHフォーマット3においてサブフレーム/スロットレベルのUCI/RSシンボル構造は、例示のために便宜上定義したもので、本発明が特定構造に制限されることはない。本発明に係るPUCCHフォーマット3において、UCI/RSシンボルの個数、位置などは、システム設計に合わせて適宜変形すればよい。例えば、本発明の実施例に係るPUCCHフォーマット3は、既存のLTEのPUCCHフォーマット2/2a/2bのRSシンボル構造を用いて定義することができる。本発明の実施例に係るPUCCHフォーマット3は、任意の種類/サイズのアップリンク制御情報を伝送するのに用いることができる。例えば、本発明の実施例に係るPUCCHフォーマット3は、HARQACK/NACK、CQI、PMI、RI、SRなどの情報またはこれらの組み合わせ情報を伝送することができ、これらの情報は、任意サイズのペイロードを有することができる。説明の便宜上、図面及び実施例は、本発明に係るPUCCHフォーマット3がACK/NACK情報を伝送する場合を中心に説明する。しかし、これは、説明のための例示で、以下の図面及び実施例において、ACK/NACK情報は任意のアップリンク制御情報に代わってもよく、ACK/NACK情報は、他のアップリンク制御情報と共に伝送されてもよい。実施例1図29A乃至図29Fには、本実施例に係るPUCCHフォーマットの構造及びそのための信号処理手順を例示する。図29Aには、本実施例に係るPUCCHフォーマットをPUCCHフォーマット1標準CPの構造に適用する場合を例示する。図29Aを参照すると、チャネルコーディングブロックchannelcodingblockは、情報ビットa_0、a_1、...、a_M-1例、多重ACK/NACKビットをチャネルコーディングして、コーディングビットcodedbitorcodingbitまたはコードワードb_0、b_1,...,b_N-1を生成する。Mは、情報ビットのサイズを表し、Nは、コーディングビットのサイズを表す。情報ビットは、アップリンク制御情報UCI、例えば、複数のDLCCを通じて受信した複数のデータまたはPDSCHに対する多重ACK/NACKを含む。ここで、情報ビットa_0、a_1、...、a_M-1は、情報ビットを構成するUCIの種類/個数/サイズにかかわらずにジョイントコーディングされる。例えば、情報ビットが複数のDLCCに対する多重ACK/NACKを含む場合に、チャネルコーディングは、DLCC別、個別ACK/NACKビット別に行わずに、全体ビット情報に対して行われ、これにより単一コードワードが生成される。チャネルコーディングには、これに限定されるものではないが、単純反復repetition、単純コーディングsimplexcoding、RMReedMullerコーディング、パンクチャリングされたRMコーディング、TBCCTail-bitingconvolutionalcoding、LDPClow-densityparity-checkあるいはターボコーディングを用いることができる。図示してはいないが、コーディングビットは、変調次数とリソース量を考慮してレートマッチングrate-matchingされるとよい。レートマッチング機能は、チャネルコーディングブロックの一部として含まれてもよく、別の機能ブロックによって行われてもよい。例えば、チャネルコーディングブロックは、複数の制御情報に32,0RMコーディングを行って単一コードワードを獲得し、このコードワードに循環バッファレートマッチングを行うことができる。32,0RMコーディングを行う場合について具体的に例示する。式10は、情報ビットa_0,a_1,...,a_M-1の長さが11ビット以下の場合にチャネルコーディングする例を示す。ここで、i=0,...,31は、チャネルコーディングの出力ビットを表し、Minは、チャネルコーディングのための基底basisシーケンスを表す。Minの例を表14に示す。その後、を必要な長さだけ循環バッファレートマッチングする。すなわち、を必要な長さだけ式11によって循環反復することができる。ここで、bii=0,...,N-1は、レートマッチング後のコーディングビットを表す。情報ビットa_0,a_1,...,a_M-1の長さが11ビットを超える場合は、情報ビットを11ビットずつ分けて32,0RMコーディングを行った後に、それらを合わせることができる。変調器modulatorは、コーディングビットb_0,b_1,...,b_N-1を変調して、変調シンボルc_0,c_1,...,c_L-1を生成する。Lは、変調シンボルのサイズを表す。変調は、伝送信号のサイズと位相を変形することによってなされる。変調方法は、例えば、n-PSKPhaseShiftKeying、n-QAMQuadratureAmplitudeModulationを含むnは、2以上の整数。具体的に、変調方法には、BPSKBinaryPSK、QPSKQuadraturePSK、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAMなどを用いることができる。分周器dividerは、変調シンボルc_0,c_1,...,c_L-1を各スロットに分周する。変調シンボルを各スロットに分周する順序/パターン/方式は特に制限されない。例えば、分周器は、変調シンボルを前から順にそれぞれのスロットに分周することができるローカル型方式。この場合、図示のように、変調シンボルc_0,c_1,...,c_L/2-1はスロット0に分周し、変調シンボルc_L/2,c_L/21,...,c_L-1は、スロット1に分周できる。また、変調シンボルをそれぞれのスロットへの分周時にインタリービングまたはパーミュテーションすることができる。例えば、偶数番目の変調シンボルは、スロット0に分周し、奇数番目の変調シンボルはスロット1に分周することができる。変調演算と分周演算は互いに順序が換わってもよい。DFTプリコーダprecoderは、単一搬送波波形singlecarrierwaveformを生成するために、それぞれのスロットに分周された変調シンボルに対してDFTプリコーディング例、12-ポイントDFTを行う。同図で、スロット0に分周された変調シンボルc_0,c_1,...,c_L/2-1は、DFTシンボルd_0,d_1,...,d_L/2-1としてDFTプリコーディングされ、スロット1に分周された変調シンボルc_L/2,c_L/21,...,c_L-1は、DFTシンボルd_L/2,d_L/21,...,d_L-1としてDFTプリコーディングされる。DFTプリコーディングは、相応する他の線形演算linearoperation例、ウォルシュプリコーディングに代替可能である。拡散ブロックspreadingblockは、DFTされた信号を、SC-FDMAシンボルレベルで時間領域拡散する。SC-FDMAシンボルレベルの時間領域拡散は、拡散コードシーケンスを用いて行われる。拡散コードは、準直交コードと直交コードを含む。準直交コードは、これに制限されるわけではないが、PNPseudoNoiseコードを含む。直交コードは、これに制限されるわけではないが、ウォルシュコード、DFTコードを含む。本明細書は、説明の容易のために、拡散コードの代表例として直交コードを挙げて説明するが、これは例示であり、直交コードは準直交コードに代替可能である。拡散コードサイズまたは、拡散因子SpreadingFactor:SFの最大値は、制御情報伝送に用いられるSC-FDMAシンボルの個数によって制限される。一例として、1スロットで4個のSC-FDMAシンボルが制御情報伝送に用いられる場合に、スロット別に長さ4の準直交コードw0,w1,w2,w3を用いることができる。SFは、制御情報の拡散度を意味し、端末の多重化次数multiplexinigorderまたはアンテナ多重化次数と関連を持つことができる。SFは、1、2、3、4、...のように、システムの要求条件によって可変でき、基地局と端末との間にあらかじめ定義されたり、DCIあるいはRRCシグナリングを通じて端末に知らせられたりすることができる。例えば、SRSを伝送するために、制御情報用SC-FDMAシンボルのうちの一つをパンクチャリングする場合に、当該スロットの制御情報にはSFの縮小した例、SF=4の代わりにSF=3拡散コードを適用することができる。上述の手順を経て生成された信号は、PRB内の副搬送波にマッピングされた後に、IFFTを経て時間領域信号に変換される。時間領域信号にはCPが付加され、生成されたSC-FDMAシンボルはRF端を通じて伝送される。5個のDLCCに対するACK/NACKを伝送する場合を挙げて、各手順をより具体的に説明する。それぞれのDLCCが2個のPDSCHを伝送できる場合に、これに対するACK/NACKビットは、DTX状態を含む場合に12ビットでよい。QPSK変調とSF=4時間拡散を想定する場合に、レートマッチング後のコーディングブロックサイズは48ビットでよい。コーディングビットは24個のQPSKシンボルに変調され、生成されたQPSKシンボルは12個ずつ各スロットに分周される。各スロットで12個のQPSKシンボルは12-ポイントDFT演算を通じて12個のDFTシンボルに変換される。各スロットにおいて12個のDFTシンボルは時間領域でSF=4拡散コードを用いて4個のSC-FDMAシンボルに拡散されてマッピングされる。12個のビットが[2ビット12個の副搬送波8個のSC-FDMAシンボル]を通じて伝送されるので、コーディングレートは0.0625=12/192である。また、SF=4の場合に、1PRB当たり最大4個の端末を多重化することができる。図29Aを参照して説明した信号処理手順は単なる例示であり、図29AでPRBにマッピングされた信号は、等価の様々な信号処理手順を通じて得られてもよい。図29B乃至図29Gを参照して、図29Aに例示したものと等価の信号処理手順を説明する。図29Bは、図29AにおいてDFTプリコーダと拡散ブロックとの処理順序を入れ替えたものである。図29Aにおいて拡散ブロックの機能は、DFTプリコーダから出力されたDFTシンボル列にSC-FDMAシンボルレベルで特定の定数を乗じる演算に対応するものあるから、これらの順序を入れ替えても、SC-FDMAシンボルにマッピングされる信号の値は同一である。したがって、PUCCHフォーマット3のための信号処理手順は、チャネルコーディング、変調、分周、拡散、DFTプリコーディングの順にすることができる。この場合、分周と拡散は一つの機能ブロックにより行われてもよい。一例として、変調シンボルをそれぞれのスロットに交互に分周しながら、それぞれの変調シンボルを分周と同時にSC-FDMAシンボルレベルで拡散させることができる。他の例として、変調シンボルをそれぞれのスロットに分周する時にそれぞれの変調シンボルを拡散コードのサイズに対応するように複写し、これらの変調シンボルと拡散コードの各要素を1対1に乗じることができる。そのため、スロット別に生成された変調シンボル列は、SC-FDMAシンボルレベルで複数のSC-FDMAシンボルに拡散される。その後、それぞれのSC-FDMAシンボルに対応する複素シンボル列は、SC-FDMAシンボル単位にDFTプリコーディングされる。図29Cは、図29Aにおいて変調器と分周器との処理順序を入れ替えたものである。そのため、PUCCHフォーマット3のための処理手順は、サブフレームレベルでジョイントチャネルコーディングと分周が行われ、それぞれのスロットレベルで変調、DFTプリコーディング、拡散の順に行われる。図29Dは、図29Cにおいて、DFTプリコーダと拡散ブロックとの処理順序をさらに入れ替えたものである。前述したように、拡散ブロックの機能は、DFTプリコーダから出力されたDFTシンボル列にSC-FDMAシンボルレベルで特定の定数を乗じる演算に対応するものであるから、それらの順序を入れ替えても、SC-FDMAシンボルにマッピングされる信号の値は同一である。したがって、PUCCHフォーマット3のための信号処理手順は、サブフレームレベルでジョイントチャネルコーディングと分周が行われ、それぞれのスロットレベルで変調が行われる。スロット別に生成された変調シンボル列は、SC-FDMAシンボルレベルで複数のSC-FDMAシンボルに拡散され、それぞれのSC-FDMAシンボルに対応する変調シンボル列は、SC-FDMAシンボル単位にDFTプリコーディングされる。この場合、変調と拡散は、一つの機能ブロックにより行われてもよい。一例として、コーディングビットを変調しながら、生成された変調シンボルを直ちにSC-FDMAシンボルレベルで拡散させることができる。他の例として、コーディングビットの変調時に生成された変調シンボルを拡散コードのサイズに対応するように複写し、これらの変調シンボルと拡散コードの各要素を1対1に乗じることができる。図29Eは、本実施例に係るPUCCHフォーマット3をPUCCHフォーマット2標準CPの構造に適用する場合を示し、図29Fは、本実施例に係るPUCCHフォーマット3をPUCCHフォーマット2拡張CPの構造に適用する場合を示す。基本的な信号処理手順は、図29A乃至図29Dを参照して説明したとおりである。ただし、既存LTEのPUCCHフォーマット2の構造を再利用することから、PUCCHフォーマット3でUCISC-FDMAシンボル及びRSSC-FDMAシンボルの個数/位置が、図29Aとは異なってくる。表15には、図示のPUCCHフォーマット3でのRSSC-FDMAシンボルの位置を示す。標準CPの場合に、スロットにおけるSC-FDMAシンボルは7個インデックス:0~6であり、拡張CPの場合に、スロットにおけるSC-FDMAシンボルは6個インデックス:0~5であるとする。表16及び表17は、SF値による拡散コードを例示する。表16は、SF=5とSF=3のDFTコードを例示する。表17は、SF=4とSF=2のウォルシュコードを例示する。DFTコードは、で表現される直交コードである。ここで、kは、DFTコードのサイズまたはSF値を表し、mは、0,1,...,SF-1である。下の表は、mを直交コードに対するインデックスとした場合を例示する。コードインデックスmは、あらかじめ指定されたり、基地局からシグナリングされたりすることができる。一例として、コードインデックスmは、PDCCHを構成するCCEインデックス例、最小のCCEインデックスと暗黙的implicitlyにリンクされる。また、コードインデックスmは、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて明示的に指定されてもよい。また、コードインデックスmは、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて指定された値から類推されてもよい。また、コードインデックスmは、サブフレーム単位、スロット単位、複数のSC-FDMAシンボル単位に独立して与えられるものでよい。好適には、コードインデックスmは、サブフレーム単位、スロット単位、複数のSC-FDMAシンボル単位に変更可能である。すなわち、コードインデックスmは一定の時間区間単位にホッピング可能である。図示してはいないが、セル間干渉ランダム化のためにPCIPhysicalCellIDに相応するスクランブルコード例、ゴールドコードのようなPNコードを用いたセル特定cell-specificスクランブルあるいは端末ID例、RNTIに相応するスクランブルコードを用いた端末特定UE-specificスクランブルがさらに適用されてもよい。スクランブルは、全体情報に対して行われたり、SC-FDMAシンボル内でまたはSC-FDMAシンボル間に行われたり、これら両方において行われたりすることができる。全体情報に対するスクランブルは、分周前の情報ビットレベル、コーディングビットレベル、変調シンボルレベルでスクランブルを行うことによって達成されることができる。SC-FDMAシンボル内スクランブルは、分周後に変調シンボルレベルまたはDFTシンボルレベルでスクランブルを行うことによって実現されることができる。また、SC-FDMAシンボル間スクランブルは、拡散後に時間領域においてSC-FDMAシンボルレベルでスクランブルを行うことによって達成されることができる。式12は、ビットレベルで行われるスクランブルを示す。ビットレベルスクランブルは、情報ビットレベルまたはコーディングビットレベルすなわち、コードワードで行うことができる。ここで、及びは、スクランブルされたビット列を表す。ai及びbiはそれぞれ、情報ビット列及びコーディングビット列を表す。ciは、スクランブルシーケンスを表す。modは、モジュロmodulo演算を表す。iは、0以上の整数である。次に、スクランブルシーケンス生成手順を例示する。スクランブルシーケンスとして、長さ31のゴールドシーケンスと定義される擬似ランダムPseudo-random:PNシーケンスを用いることができる。長さMPNの擬似ランダムシーケンスcは、式13で定義できる。ここで、Nc=1600であり、最初のmシーケンスは、x10=1、x1n=0、n=1,2,...,30と初期化される。2番目のmシーケンスの初期値は、式14で与えられる。ここで、nsは、スロットインデックスであり、は、セルIDを表し、nRNTIは、C-RNTICellRNTIを表す。は、床flooring関数を表す。シンボルレベルのスクランブルは、式12におけるモジュロ演算に代わって乗算を用い、かつ複素値を持つスクランブルコードを用いることによって行うことができる。また、DFTプリコーダの前段にCDMを適用して端末多重化を図ることができる。一例として、DFTの前段は、時間領域信号であるから、巡回シフトあるいはウォルシュまたはDFT拡散を通じてCDMを行うことができる。CDM多重化は、情報ビットレベル、コーディングビットレベル、変調シンボルレベルのいずれか一方で行うことができる。具体的に、SF=2ウォルシュコードで2つの端末を一つのSC-FDMAシンボルに多重化する場合を例示する。コーディングビットが12ビットの場合に、QPSK変調を行うと、a0a1a2a3a4a5の複素信号が生成される。各端末の制御情報を[11][1-1]のウォルシュコードで拡散した例は、下記のとおりである。-UE0:[11]を適用。a0a1a2a3a4a5a0a1a2a3a4a5を伝送。-UE1:[1-1]を適用。a0a1a2a3a4a5-a0-a1-a2-a3-a4-a5を伝送。この場合、インタリービングをさらに行うことができる。インタリービングは、拡散の前または後に適用することができる。拡散及びインタリービングの両方を適用した例は、下記のとおりである。-UE0:[11]を適用。a0a0a1a1a2a2a3a3a4a4a5a5を伝送。-UE1:[1-1]を適用。a0,-a0,a1,-a1,a2,-a2,a3,-a3,a4,-a4,a5,-a5を伝送。DFTプリコーダの前段における拡散及び/またはインタリービング後に、生成された信号は、DFTプリコーディング後必要時には、SC-FDMAシンボルレベルで時間拡散をさらに行うに該当のSC-FDMAシンボルの副搬送波にマッピングされる。図30には、本実施例に係るPUCCHフォーマットの他の構造を例示する。このPUCCHフォーマットの構造は、図29で例示した構造と基本的に同一である。ただし、互いに異なるコーディングビットがそれぞれのスロットに分周される代わりに、同じコーディングビットがスロット単位に反復されるという点で、図29の構造と異なる。そのため、図30の信号処理ブロックは分周器dividerを含まない。以下、複数のDLCCから受信したデータに対して多重ACK/NACKビットを伝送する状況を仮定して端末にPUCCHリソースを割り当てる方法について例示する。説明の便宜上、PUCCHリソースは、制御情報伝送のためのリソース及び/またはRS伝送のためのリソースを含む。便宜上、制御情報伝送のための準直交リソースをリソースAと呼び、RS伝送のための準直交リソースをリソースBと呼ぶ。リソースAは、PRBインデックスと拡散コード例、ウォルシュコードインデックスのうちの少なくとも一つを含み、リソースAに対して一つの代表論理インデックスを与え、それからPRBインデックスと拡散コードインデックスが類推できる。リソースBは、PRBインデックス、巡回シフトインデックスと直交カバーインデックスのうちの少なくとも一つを含み、リソースBに対して一つの代表論理インデックスを与え、それからPRBインデックス、巡回シフトインデックス及び直交カバーインデックスが類推できる。リソースAとリソースBの論理インデックスは互いにリンク可能である。また、リソースA及びリソースBをなす具体的なリソースのインデックスも互いにリンク可能である。また、別の代表PUCCHリソースインデックスを定義し、これをリソースA及び/またはリソースBとリンクできる。すなわち、別のPUCCHリソースインデックスからリソースA及び/またはリソースBが類推できる。第一のリソース割当方法として、リソースA及び/またはリソースBを全てシグナリングすることができる。一例として、リソースA、リソースBの両方を物理制御チャネル例、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて知らせることができる。この時、制御情報伝送のためのリソースAインデックスとRS伝送のためのリソースBインデックスはそれぞれシグナリングされてもよく、いずれか一方のみシグナリングされてもよい。例えば、RSのフォーマットとインデクシングが既存LTEの方法にそのまま従うとすれば、RSのためのリソースBインデックスのみをシグナリングすればよい。制御情報はRSと同一のPRBで伝送されることが好ましいので、RSのためのリソースBインデックスから制御情報のためのPRBインデックスを類推し、PRBインデックスに該当するPRBを通じて制御情報を伝送することができる。また、制御情報に用いられる直交コードインデックスは、RSに用いられる直交カバーインデックスまたは巡回シフトインデックスから類推できる。他の例として、別のPUCCHリソースインデックスをシグナリングし、それからリソースA及び/またはリソースBを類推してもよい。すなわち、別のPUCCHリソースインデックスが与えられると、それから制御情報のためのPRB及び/または直交カバーインデックス、RSのためのPRB、直交カバーインデックス及び/または巡回シフトインデックスを類推することができる。シグナリングオーバーヘッド及びリソースの効率的な使用のために、上位層シグナリング例、RRCシグナリングを通じて端末または端末グループに複数のPUCCH候補リソースインデックスを知らせ、物理制御チャネル例、PDCCHを通じて特定PUCCHリソースインデックスを指示することができる。PUCCHリソースインデックスは、上述したように、[リソースAインデックス及びリソースBインデックス]、[リソースAインデックスまたはリソースBインデックス]、または[別のPUCCHリソースインデックス]と与えられることが可能である。具体的に、PUCCHリソースインデックスは、DLセカンダリCCのPDCCHを通じてシグナリングすることができる。キャリアアグリゲーションが適用される場合に、ULプライマリCCでのみPUCCHが伝送されるので、敢えてDLセカンダリCCのTPCTransmitPowerControlを用いる理由はない。そのため、PUCCHリソースインデックスを、DLセカンダリCCで伝送されるPDCCHのTPCフィールドを通じてシグナリングすることができる。第二の割当方法として、動的ACK/NACKリソース割当の場合に、既存LTEの暗黙的implicit方法を再使用することができる。例えば、特定DLCC例、PrimaryDLCCのDLグラントに該当するPDCCHの最小lowestのCCEインデックスに相応し、かつ、LTE規則nr=ncceN_PUCCHに従うリソースインデックスを類推することができる。nrは、リソースA及び/またはリソースBインデックスを表し、ncceは、PDCCHを構成する最小のCCEインデックスを表し、N_PUCCHは、上位層により設定される値を表す。一例として、RS区間は、類推されたリソースインデックスに該当するリソースを用いることができる。制御情報の場合に、類推されたリソースインデックスからPRBインデックスを再び類推した後に、該当のPRBで該当のリソース例、拡散コードを用いて複数のDLCCに対するACK/NACKを伝送することができる。あるいは、制御情報に対するリソースインデックスからRSに対するリソースインデックスを類推する場合に、制御情報区間にはRSリソース例、巡回シフト、直交カバー、PRBインデックスの組み合わせのうち、巡回シフトインデックスに対応するリソースが用いられないので、RSに用いられる巡回シフトインデックスは制御情報に対するリソースインデックスから類推することができない。この場合、RSリソースの巡回シフトインデックスは特定値例、ncs=0と仮定して用いることができる。多重アンテナ伝送方法を用いてPUCCHを伝送する方式について説明する。便宜上、2Tx伝送ダイバーシティ方式transmitdiversityschemeを説明するが、下記の例示は、n-Tx伝送ダイバーシティ方式に同一/類似に拡張されてもよい。便宜上、上で仮定した通り、制御情報伝送のための準直交リソースをリソースAとし、RS伝送のための準直交リソースをリソースBとする。リソースAとリソースBの論理インデックスを互いにリンクすることができる。例えば、リソースBの論理インデックスが与えられると、リソースAの論理インデックスが自動的に与えられる。また、リソースAとリソースBに対する論理インデックスの物理的構成方法を互いに異ならせることができる。主に、下記2つの場合が存在する。1制御情報をいずれのアンテナポートにおいても同一PRBを通じて伝送することができる。A.制御情報を、アンテナポート別に選択された2個の互いに異なるリソースA例、互いに異なるインデックスのウォルシュあるいはDFTコードを通じて伝送することができる。B.RSを、アンテナポート別に選択された2個の互いに異なるリソースB例、巡回シフトとDFTカバーとの組み合わせを通じて伝送することができる。2制御情報を、アンテナ別に互いに異なるPRBを通じて伝送することができる。一例として、制御情報をアンテナポート0でPRB4を通じて伝送し、アンテナポート1でPRB6を通じて伝送することができる。A.互いに異なるアンテナポートを通じて伝送される制御情報には、リソースが特に制約されないすなわち、互いに同一でも異なってもよい。B.互いに異なるアンテナポートを通じて伝送されるRSには、リソースが特に制約されないすなわち、互いに同一でも異なってもよい。多重アンテナ伝送例、2Tx伝送モードで、制御情報伝送のための2個のリソースA例、直交コードとRS伝送のための2個のリソースB例、巡回シフトとDFTカバーとの組み合わせは、あらかじめ定義されてもよく、物理制御チャネル例、PDCCH/RRCシグナリングを通じて与えられてもよい。この場合、制御情報とRSのためのシグナリングは個別に行われるとよい。また、いずれか一つのアンテナポートのためのリソース情報がシグナリングされると、他のアンテナポートのためのリソース情報は、既にシグナリングされたリソース情報から類推することができる。一例として、制御情報のための拡散コードインデックスmは、あらかじめ指定されてもよく、基地局からシグナリングされてもよい。他の例として、拡散コードインデックスmは、PDCCHを構成するCCEインデックスと暗黙的implicitlyにリンクされてもよい。さらに他の例として、拡散コードインデックスmは、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて明示的に指定されてもよい。さらに他の例として、拡散コードインデックスmは、RSのための直交コードインデックスまたは巡回シフトインデックスとリンクされてもよい。一方、拡散コードインデックスmは、サブフレーム単位、スロット単位、複数のSC-FDMAシンボル単位に変更可能である。すなわち、拡散コードインデックスmは一定の時間区間単位例、スロットでホッピング可能である。実施例2図31及び図32には、本実施例に係るPUCCHフォーマットの構造及びそのための信号処理手順を例示する。本実施例は、制御情報を周波数領域にインタリービング方式とローカル方式でFDMマッピングする場合を例示する。FDMマッピングは、端末多重化あるいはアンテナポート多重化などの用途に用いることができる。FDMマッピングは例示であり、本実施例は、時間/周波数領域巡回シフトなどを用いたCDMマッピングにも適用することができる。図31を参照すると、チャネルコーディングブロックchannelcodingblockは、情報ビットa_0,a_1,...,a_M-1例、多重ACK/NACKビットをチャネルコーディングしてコーディングビットencodedbit、codedbitorcodingbitまたはコードワードb_0,b_1,...,b_N-1を生成する。Mは、情報ビットのサイズを表し、Nは、コーディングビットのサイズを表す。情報ビットは、アップリンク制御情報UCI、例えば、多重ACK/NACKを含む。ここで、情報ビットa_0、a_1,...,a_M-1は、情報ビットを構成するUCIの種類/個数/サイズにかかわらずにジョイントコーディングされる。例えば、情報ビットが複数のDLCCに対する多重ACK/NACKを含む場合に、チャネルコーディングは、DLCC別、個別ACK/NACKビット別に行われず、全体ビット情報を対象に行われ、これから単一コードワードが生成される。チャネルコーディングは、これに制限されるものではないが、単純反復repetition、単純コーディングsimplexcoding、RMReedMullerコーディング、パンチングされたNRMコーディング、TBCCTail-bitingconvolutionalcoding、LDPClow-densityparity-checkあるいはターボコーディングを含む。図示してはいないが、コーディングビットは、変調次数及びリソース量を考慮してレート-マッチングrate-matchingされるとよい。レートマッチング機能は、チャネルコーディングブロックの一部として含まれてもよく、別の機能ブロックを通じて行われてもよい。変調器modulatorは、コーディングビットb_0,b_1,...,b_N-1を変調して、変調シンボルc_0,c_1,...,c_L-1を生成する。Lは、変調シンボルのサイズを表す。変調は、伝送信号のサイズと位相を変形することによってなされる。変調方法は、例えば、n-PSKPhaseShiftKeying、n-QAMQuadratureAmplitudeModulationを含むnは、2以上の整数。具体的に、変調方法には、BPSKBinaryPSK、QPSKQuadraturePSK、8-PSK、QAM、16-QAM、64-QAMなどを用いることができる。分周器dividerは、変調シンボルc_0,c_1,...,c_L-1を各スロットに分周する。変調シンボルを各スロットに分周する順序/パターン/方式は特に制限されない。例えば、分周器は、変調シンボルを前から順にそれぞれのスロットに分周することができるローカル型方式。この場合、図示のように、変調シンボルc_0,c_1,...,c_L/2-1はスロット0に分周し、変調シンボルc_L/2,c_L/21,...,c_L-1は、スロット1に分周できる。また、変調シンボルをそれぞれのスロットへの分周時にインタリービングまたはパーミュテーションすることができる。例えば、偶数番目の変調シンボルは、スロット0に分周し、奇数番目の変調シンボルはスロット1に分周することができる。変調と分周は互いに順序が換わってもよい。DFTプリコーダprecoderは、単一搬送波波形singlecarrierwaveformを生成するために、それぞれのスロットに分周された変調シンボルに対してDFTプリコーディング例、12-ポイントDFTを行う。同図で、スロット0に分周された変調シンボルc_0,c_1,...,c_L/2-1は、DFTシンボルd_0,d_1,...,d_L/2-1としてDFTプリコーディングされ、スロット1に分周された変調シンボルc_L/2,c_L/21,...,c_L-1は、DFTシンボルd_L/2,d_L/21,...,d_L-1としてDFTプリコーディングされる。DFTプリコーディングは、相応する他の線形演算linearoperation例、ウォルシュプリコーディングに代替可能である。拡散ブロックspreadingblockは、DFTされた信号を、SC-FDMAシンボルレベルで時間領域拡散する。SC-FDMAシンボルレベルの時間領域拡散は、拡散コードシーケンスを用いて行われる。拡散コードは、準直交コードと直交コードを含む。準直交コードは、これに制限されるわけではないが、PNPseudoNoiseコードを含む。直交コードは、これに制限されるわけではないが、ウォルシュコード、DFTコードを含む。拡散コードサイズまたは、拡散因子SpreadingFactor:SFの最大値は、制御情報伝送に用いられるSC-FDMAシンボルの個数によって制限される。一例として、1スロットで4個のSC-FDMAシンボルが制御情報伝送に用いられる場合に、スロット別に長さ4の準直交コードw0,w1,w2,w3を用いることができる。SFは、制御情報の拡散度を意味し、端末の多重化次数multiplexinigorderまたはアンテナ多重化次数と関連を持つことができる。SFは、1、2、3、4、...のように、システムの要求条件によって可変でき、基地局と端末との間にあらかじめ定義されたり、DCIあるいはRRCシグナリングを通じて端末に知らせられたりすることができる。例えば、SRSを伝送するために、制御情報用SC-FDMAシンボルのうちの一つをパンクチャリングする場合に、当該スロットの制御情報にはSF=3の拡散コードを適用することができる。拡散コードの例は、前述の表16及び表17を参照すればよい。上述の手順を経て生成された信号は、PRB内の副搬送波にマッピングされる。実施例1と違い、本実施例では、拡散された信号はそれぞれのSC-FDMAシンボル内で不連続的に副搬送波にマッピングされる。図31は、拡散された信号がSC-FDMAシンボル内にインタリービング方式でマッピングされる場合を示し、図32は、拡散された信号がSC-FDMAシンボル内にローカル方式でマッピングされる場合を示す。その後、副搬送波にマッピングされる周波数領域信号は、IFFTを経て時間領域信号に変換される。時間領域信号にはCPが付加され、生成されたSC-FDMAシンボルはRF端を通じて伝送される。5個のDLCCに対するACK/NACKを伝送する場合を仮定して各手順をより具体的に例示する。それぞれのDLCCが2個のPDSCHを伝送できる場合に、それに対するACK/NACKビットは、DTX状態を含む場合に12ビットでよい。QPSK変調、SF=4時間拡散及び不連続マッピングを仮定する場合に、レートマッチング後のコーディングブロックサイズは24ビットでよい。QPSK変調後に、コーディングビットは12個のQPSKシンボルに変調され、生成されたQPSKシンボルは6個ずつ各スロットに分周される。各スロットで6個のQPSKシンボルは6-ポイントDFT演算を通じて6個のDFTシンボルに変換される。各スロットで6個のDFTシンボルは時間領域でSF=4拡散コードを用いて4個のSC-FDMAシンボルに拡散されてマッピングされる。12個のビットが[2ビット6個の副搬送波8個のSC-FDMAシンボル]を通じて伝送されるので、ACK/NACK情報に対するコーディングレートは0.125=12/96になる。また、SF=4の場合に、1PRB当たりに最大8つの端末を多重化することができる。DFTシンボルを周波数領域にマッピングする時に副搬送波間隔を2から3にすると、最大12個の端末を多重化でき、副搬送波の間隔を4/6にすると、それぞれ16/24個の端末を多重化できる。この時、RSは、既存LTEで用いたSF=3のDFTコードと巡回シフトを適用することができる。既存LTEでウォルシュSF=4の場合に、[11-1-1は、RSのSF=3により多重化次数が制限され、用いられなかったが、本発明では再び用いられるように定義することができる。図示してはいないが、セル間干渉ランダム化のためにPCIPhysicalCellIDに相応するスクランブルコード例、ゴールドコードのようなPNコードを用いたセル特定cell-specificスクランブル、あるいは端末ID例、RNTIに相応するスクランブルコードを用いた端末特定UE-specificスクランブルがさらに適用されてもよい。スクランブルは、全体情報に対して行われたり、SC-FDMAシンボル内でまたはSC-FDMAシンボル間に行われたり、これら両方において行われたりすることができる。全体情報に対するスクランブルは、分周前の情報ビットレベル、コーディングビットレベル、変調シンボルレベルでスクランブルを行うことによってなることができる。SC-FDMAシンボル-内スクランブルは、分周後に変調シンボルレベルまたはDFTシンボルレベルでスクランブルを行うことによってなることができる。また、SC-FDMAシンボル-間スクランブルは、拡散後に時間領域においてSC-FDMAシンボルレベルでスクランブルを行うことによってなることができる。また、DFTプリコーダの前段にCDMを適用して端末多重化を図ることができる。一例として、DFTの前段は、時間領域信号であるから巡回シフトcircularshiftorcyclicshiftあるいはウォルシュまたはDFT拡散を通じてCDMを具現することができる。CDM多重化は、情報ビットレベル、コーディングビットレベル、変調シンボルレベルのいずれか一方で行われるとよい。具体的に、SF=2ウォルシュコードで2個の端末を一つのSC-FDMAシンボルに多重化する場合を例示する。コーディングビットが6ビットの場合に、QPSK変調を行うと、a0,a1,a2の複素信号が生成される。各端末の制御情報を[11][1-1]のウォルシュコードで拡散した例は、下記の通りである。-UE0:[11]を適用。a0,a1,a2,a0,a1,a2を伝送。-UE1:[1-1]を適用。a0,a1,a2,-a0,-a1,-a2を伝送。この場合、インタリービングをさらに行うことができる。インタリービングは、拡散の前または後に適用することができる。拡散及びインタリービングの両方を適用した例は、下記の通りである。-UE0:[11]を適用。a0,a0,a1,a1,a2,a2を伝送。-UE1:[1-1]を適用。a0,-a0,a1,-a1,a2,-a2を伝送。図33及び図34には、本実施例に係るPUCCHフォーマットの他の構造を例示する。このPUCCHフォーマットの構造は、図31及び図32で例示した構造と基本的に同一である。ただし、互いに異なるコーディングビットがそれぞれのスロットに分周される代わりに、同じコーディングビットがスロット単位に反復されるという点で、図31及び図32の構造と異なる。そのため、図33及び図34は分周器dividerを含まない。以下、複数のDLCCから受信したデータに対して多重ACK/NACKビットを伝送する状況を仮定して端末にリソースを割り当てる方法について例示する。説明の便宜上、制御情報伝送のための準直交リソースをリソースAとし、RS伝送のための準直交リソースをリソースBとする。リソースAは、PRBインデックス、拡散コード例、ウォルシュコードインデックス、及び周波数因子による副搬送波シフトまたはオフセット、インデックスのうちの少なくとも一つを含み、リソースAに対して一つの代表論理インデックスが与えられ、それからPRBインデックス、拡散コードインデックス、及び周波数因子による副搬送波シフトまたはオフセット、インデックスのうち、少なくとも一つが類推できる。リソースBは、PRBインデックス、巡回シフトインデックスと直交カバーインデックスのうちの少なくとも一つを含み、リソースBに対して一つの代表論理インデックスが与えられ、それからPRBインデックス、巡回シフトインデックス及び直交カバーインデックスが類推できる。リソースAとリソースBの代表論理インデックスは互いにリンク可能である。また、リソースA及びリソースBをなす細部リソースのインデックスも互いにリンク可能である。第一のリソース割当方法として、リソースAとリソースBの両方をシグナリングすることができる。一例として、リソースAとリソースBの両方を物理制御チャネル例、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて知らせることができる。この時、制御情報伝送のためのリソースAインデックスとRS伝送のためのリソースBインデックスがそれぞれシグナリングされてもよく、いずれか一方のみシグナリングされてもよい。例えば、RSのフォーマットとインデクシングが既存LTEの方法をそのまま従うとすれば、RSのためのリソースBインデックスのみをシグナリングすることができる。制御情報は、RSと同一のPRBで伝送されることが好ましいので、RSのためのリソースBインデックスから制御情報のためのPRBインデックスを類推し、PRBインデックスに該当するPRBを通じて制御情報を伝送することができる。また、制御情報に用いられる直交コードインデックスは、RSに用いられる直交カバーインデックスから類推できる。また、リソースAの周波数因子による副搬送波シフトまたはオフセット、インデックスは、RSで用いられる巡回シフトインデックスから類推できる。他の例として、リソースAの周波数因子による副搬送波シフトまたはオフセット、インデックスは、RRCシグナリングすることができる。ここで、リソースAの周波数因子あるいは、それに相応する線形演算、例えば、周波数因子の逆数は、RRCシグナリングされてもよく、DLCCの個数によって暗黙的に決定されてもよい。すなわち、周波数因子は、システムにより設定configurationされてもよく、あらかじめ指定されてもよい。一方、RS区間にも、制御情報と同様にFDMマッピングを適用することができる。ただし、制御情報の場合には、DFTプリコーディングを適用して低いPAPR/CMの信号を生成するのに対し、RSの場合には、既に指定された低CMシーケンスを用いるため、DFTプリコーダなしで周波数領域で直接生成することができるすなわち、DFTプリコーダを省略可能である。ただし、技術的には、FDMマッピングよりは、巡回シフトを用いるCDMマッピングをRS区間に適用することが、下記の理由でより好ましい。-RSにFDMマッピングを用いる場合に、様々な長さのシーケンス設計が必要である。すなわち、既存LTEにおいてRSのための最小のシーケンス長は12であるが、周波数因子FFまたは、副搬送波間隔が2の場合は、長さ6の新しいシーケンス設計が必要である。-RSにFDMマッピングを用いる場合に、特定周波数ポジションのチャネルを推定し、他の部分に対しては内挿interpolationを行うので、高い周波数選択的チャネルではチャネル推定性能が劣化することがある。しかし、CDMマッピングの場合には、RSがすべての周波数領域をカバーするので、そのような性能劣化がない。第二のリソース割当方法として、動的ACK/NACKリソース割当の場合に、既存LTEの暗黙的implicit方法を再利用することができる。例えば、特定DLCC例、PrimaryDLCCのDLグラントに該当するPDCCHの最小lowestのCCEインデックスに相応し、かつ、LTE規則nr=ncceN_PUCCHに従うリソースインデックスを類推することができる。nrは、リソースA及び/またはリソースBインデックスを表し、ncceは、PDCCHを構成する最小のCCEインデックスを表し、N_PUCCHは、上位層により設定される値を表す。一例として、RS区間は、類推されたリソースインデックスに該当するリソースインデックスに従うことができる。制御情報の場合に、類推されたリソースインデックスからPRBインデックスを再び類推した後に、該当のPRBで該当のリソース例、拡散コード及び/または周波数因子による副搬送波シフトまたはオフセット、インデックスを用いて複数のDLCCに対するACK/NACKを伝送することができる。あるいは、制御情報に対するリソースインデックスからRSに対するリソースインデックスを類推する場合に、制御情報区間にはRSリソース例、巡回シフト、直交カバー、PRBインデックスの組み合わせのうち、巡回シフトインデックスに対応するリソースが用いられないので、RSに用いられる巡回シフトインデックスは制御情報に対するリソースインデックスから類推することができない。この場合、RSリソースの巡回シフトインデックスは特定値例、ncs=0と仮定して用いることができる。図35~図41は、本発明の実施例によってリソースインデックスを定義する方法を例示する。図35~図41は、制御情報のためのリソースインデックスすなわち、リソースAインデックスを、副搬送波マッピングパターン/位置例、副搬送波インデックスまたはオフセットと拡散コード例、直交コードとの組み合わせで定義する場合を中心に例示した。制御情報伝送のためのPRBは、RSのためのPRBが確認されると、同一のPRBに設定されるとよい。他の例として、制御情報伝送のためのPRBは、物理制御チャネル例、PDCCH/RRCシグナリングされてもよい。一方、この例で、制御情報のための周波数因子による副搬送波シフトまたは、オフセット、インデックスは、RSの巡回シフトインデックスから類推可能である。他の例として、周波数因子による副搬送波シフトまたは、オフセット、インデックスは、RRCシグナリングされてもよい。ここで、周波数因子は、RRCシグナリングされてもよく、DLCCの個数によって暗黙的に決定されてもよい。すなわち、周波数因子は、システムにより設定configurationされてもよく、あらかじめ指定されてもよい。この場合、制御情報のためのチャネルリソースは、細部リソースの組み合わせ例、[PRB、拡散コード]または[PRB、拡散コード、周波数因子]を指示するための代表インデックスは別に定義されなくてもよい。図35~図41を参照すると、ボックス中の数字は、リソースインデックスすなわち、制御情報伝送のためのリソースAインデックスを意味する。この例において、制御情報のためのリソースインデックスは[直交コードインデックス、副搬送波シフトまたは、オフセット、インデックス]とリンクされる。そのため、制御情報はリソースインデックスに対応する直交コードを用いてSC-FDMAシンボルレベルで拡散され、リソースインデックスに対応する副搬送波にマッピングされる。図35~図41は、リソースインデックスを周波数リソース副搬送波インデックスが増加する順にカウントしたが、まず直交コードインデックス軸に沿ってカウントしてもよい。図35B、図36B、図37B、図38B、図39B及び図40Bは、RS多重化次数multiplexingorderにより制御情報のためのリソースインデクシングが制限される例を示している。例えば、RS多重化次数を3と仮定し、制御情報伝送のためにSF=4のウォルシュコードを用いると仮定する場合に、既存LTEのように[11-1-1]リソースインデックス3が用いられなくてもよい。この例で説明したリソースインデックス値は、相対値例、オフセットでよい。例えば、既存LTEではバンドの最も外側にPUCCHフォーマット2/2a/2bが伝送され、その内側にPUCCHフォーマット1/1a/1bと2/2a/2bが共存する1PRBがあり、その内側にPUCCHフォーマット1/1a/1bが伝送されることが可能である。PUCCHフォーマット1/1a/1bのためのPRBとPUCCHフォーマット2/2a/2bのためのPRBとが共存する場合LTEでは1つのPRBのみこのようなことを許容するに、当該PRBでHARQ-ACK/NACKリソースの個数がMであれば、図面中の数字nは、実質的にMnを示すことができる。図41は、直交リソースインデックスを直交コードインデックス別にスタガリングstaggeringまたは周波数軸に沿って巡回シフトさせる場合を例示する。この例は、図37Aで、リソースインデックスに対して直交コードインデックス別に1個の副搬送波ずつスタガリングを適用した場合を示す。巡回シフトあるいは直交コードインデックスは、SC-FDMAシンボルレベル/スロットレベルでセル特定/端末特定にホッピングすることができる。図42は、RSのためのリソースインデクシング方法について説明する。RSのためのリソースインデクシングは、既存LTEに定義された方法に従うことができる。図42を参照すると、ボックス中の数字は、リソースインデックスすなわち、RS伝送のためのリソースBのインデックスを意味する。この例では、RSのためのリソースインデックスは[巡回シフト値、直交コードインデックス]とリンクされる。したがって、RSシーケンスは、リソースインデックスに対応する値だけ周波数軸に沿って巡回シフトされ、リソースインデックスに対応する直交コードで時間領域でカバリングされる。同図で、は、巡回シフト間隔を意味し、用いられる巡回シフト値はでよいcは、正の整数。巡回シフトによる位相シフト値は、と与えられるとよい。nsは、スロットインデックスであり、lは、SC-FDMAシンボルインデックスであり、は、巡回シフト値であり、NRBscは、リソースブロックをなす副搬送波の個数である。この例で、RSのためのリソースインデックスは、巡回シフト軸に沿ってまずカウントしたが、直交コード軸に沿ってまずカウントしてもよい。RSのと制御情報の周波数因子あるいは、それに相応する線形演算、例えば、周波数因子の逆数は、物理制御チャネル例、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じてそれぞれシグナリングすることができる。また、制御情報区間のリソースインデクシングは、RS区間のリソースインデクシングに相応するようにすることができる。この場合、制御情報リソースインデックスあるいはRSリソースインデックスのいずれか一方のみを、物理制御チャネル例、PDCCH/RRCシグナリングを通じて端末に送り、それから残りのリソースインデックスを類推することができる。例えば、周波数因子は、RSで用いられる巡回シフトに関する情報例、巡回シフト間隔から類推できる。もし、従来ののシグナリングをそのまま再利用する場合に、一度のシグナリングにより、RSのための、制御情報のための周波数因子間隔の両方を指定することができる。具体的に、図42のリソースインデクシングと図35B、図36B、図37B、図38B、図39B及び図40Bのリソースインデクシングとをそれぞれ関連付けることができる。表18には、及び周波数因子のマッピング例を示す。表19には、可用リソース数すなわち、多重化次数を考慮した及び周波数因子のマッピング例を示す。例えば、1SC-FDMAシンボル内で巡回シフトによる多重化次数が6の場合に、及びFF=6をペアリングできる。他の例として、周波数因子を、RRCシグナリングしたり、DLCCの個数によって暗黙的implicitに決定したりできる。周波数因子をDLCCの個数によって暗黙的に変更する一例を取り上げる。より具体的に、周波数因子は、構成されたconfiguredDLCCの個数によって暗黙的に決定したり、活性化されたactivatedDLCCの個数によって暗黙的に決定したりすることができる。例えば、5個の構成されたまたは活性化されたDLCCのための周波数因子は2にあらかじめ指定して使用することができる。4、3、2、1個の構成されたまたは活性化されたDLCCのための周波数因子はそれぞれ、3、4、6、12のように暗黙的に指定して使用することができる。図43Aには、本実施例によって制御情報を多重アンテナを通じて伝送するための信号処理手順を例示する。図43Aを参照すると、全体的な流れは、実施例1及び2で図29~図34を参照して説明したのと類似しているので、主な相違点であるTxDTransmitDiversityマッパーを中心に説明する。TxDマッパーは、多重アンテナポートを通じて制御情報を伝送するためのリソース割当/MIMOMultipleInputMultipleOutputプリコーディング/プロセスなどを行う。以下、TxDマッパーを用いてPUCCHを多重アンテナモードで伝送する方式について例示する。便宜上、2Tx伝送ダイバーシティ方式transmitdiversityschemeを説明するが、下の例示は、n-Tx伝送ダイバーシティ方式にも同一/類似に拡張可能である。便宜上、上述と同様、制御情報伝送のための準直交リソースをリソースAとし、RS伝送のための準直交リソースをリソースBとする。リソースAとリソースBの論理インデックスは互いにリンク可能である。例えば、リソースBの論理インデックスが与えられると、リソースAの論理インデックスが自動的に与えられる。また、リソースAとリソースBに対する論理インデックスの物理的構成方法は互いに異ならせることができる。主に、下記2つの場合が存在する。1制御情報を、いずれのアンテナポートにおいても同一PRBを通じて伝送することができる。A.制御情報を、アンテナポート別に選択された2個の互いに異なるリソースA例、直交コード、及び周波数因子による副搬送波シフトまたはオフセット、インデックスの組み合わせを通じて伝送することができる。例えば、直交コードは、ウォルシュコード、DFTコードを含む。周波数因子は、Nsc/Nfreqまたはその逆数と与えることができる。Nscは、PRB内の副搬送波の個数を表し、Nfreqは、PRB内で制御情報伝送に用いられる副搬送波の個数を表す。B.RSを、アンテナポート別に選択された2個の互いに異なるリソースB例、巡回シフト及びDFTカバーの組み合わせを通じて伝送することができる。2制御情報を、アンテナごとに互いに異なるPRBを通じて伝送することができる。一例として、制御情報は、アンテナポート0でPRB4を通じて伝送し、アンテナポート1でPRB6を通じて伝送することができる。A.互いに異なるアンテナポートを通じて伝送される制御情報間には、リソースが特に制約されないすなわち、互いに同一でも異なってもよい。B.互いに異なるアンテナポートを通じて伝送されるRS間には、リソースが特に制約されないすなわち、互いに同一でも異なってもよい。多重アンテナ伝送例、2Tx伝送モードで、制御情報伝送のための2個のリソースA例、直交コード、及び周波数因子による副搬送波ポジション例、シフト、オフセットまたはインデックスの組み合わせと、RS伝送のための2個のリソースB例、巡回シフト及びDFTカバーの組み合わせは、あらかじめ定義されてもよく、物理制御チャネル例、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて与えられてもよい。この場合、制御情報とRSのためのシグナリングは個別に行われるとよい。また、いずれか一方のアンテナポートのためのリソース情報がシグナリングされると、他方のアンテナポートのためのリソース情報は、既にシグナリングされたリソース情報から類推できる。一例として、コードインデックスm及び/または周波数因子による副搬送波ポジション例、シフト、オフセットまたはインデックスは、あらかじめ指定されもよく、基地局からシグナリングされもよい。他の例として、コードインデックスm及び/または周波数因子による副搬送波ポジション例、シフト、オフセットまたはインデックスは、PDCCHを構成するCCEインデックスと暗黙的implicitlyにリンクされてもよい。さらに他の例として、コードインデックスm及び/または周波数因子による副搬送波ポジション例、シフト、オフセットまたはインデックスは、PDCCHまたはRRCシグナリングを通じて明示的に指定されてもよい。一方、コードインデックスm及び/または周波数因子による副搬送波ポジション例、シフト、オフセットまたはインデックスは、サブフレーム単位、スロット単位、複数のSC-FDMAシンボル単位に変更可能である。すなわち、コードインデックスm及び/または周波数因子による副搬送波ポジション例、シフト、オフセットまたはインデックスは、一定の時間区間単位例、スロットでホッピング可能である。もし、RS区間の多重化次数が制御情報区間の多重化次数の2倍以上であるとすれば、次のような2Tx伝送ダイバーシティ方式を適用することができる。この時、RS区間のリソースCSOCPRBのうちの2つは、2個の送信アンテナそれぞれのチャネル推定のために用いることができ、制御情報区間には1個のリソース副搬送波ポジションOCPRBのみを用いることができる。伝送ダイバーシティ方式の他の例として、周波数領域でDFTプリコーダの出力値にアラマウティ方式Alamoutischemeを適用できる。アラマウティ方式は、下記のような行列で表現できる。ここで、列0と列1はそれぞれ、アンテナポート0とアンテナポート1に伝送される信号ベクトルを意味し、行0と行1はそれぞれ、第1副搬送波と第2副搬送波に伝送される複素信号ベクトルを意味する。は、複素共役演算complexconjugateoperationを表す。この行列から線形変換lineartransformationされたいずれの形態も、本発明に適用可能である。本発明の実施例に係るPUCCHフォーマットにアラマウティ方式を単純に適用すると、アンテナポート1のSC-FDMAシンボルにマッピングされるDFTシンボルの順序が、2個のDFTシンボル単位に取り替えられる。例えば、アンテナポート0のSC-FDMAシンボルには、d_0、d_1、d_2、d_3がマッピングされるのに対し、アンテナポート1のSC-FDMAシンボルには-d_1、d_0、-d_3、d_2がマッピングされる。そのため、アンテナポート1にマッピングされる信号の単一搬送波特性が崩れ、アンテナポート1でCMが増加するという問題が生じる。図43B及び図43Cを参照して、アラマウティ方式を適用する場合にもCM増加を招かない多重アンテナコーディング方式をさらに説明する。便宜上、図43B及び図43Cは、図43の信号処理手順において拡散演算から示す。図43B及び図43Cを参照すると、制御情報をアンテナポート0にマッピングする時は、DFTプリコーディング後に複素信号をそのまま副搬送波にマッピングする。一方、制御情報をアンテナポート1にマッピングする時は、1SC-FDMAシンボル内の副搬送波に逆順序でマッピング、2複素共役演算complexconjugateoperation、3交互にマイナス符号alternativeminussign付加、を行う。1~3の順序は例示的なものであり、これらの順序は互いに変更可能である。本方式は、明細書全般にわたって同一の方法で適用可能である。例えば、図29または図30を参照すると、第1アンテナポート及び第2アンテナポートを通じて伝送されるSC-FDMAシンボルにマッピングされる複素シンボル列は、下記のように与えることができる。第1アンテナポート:ak第2アンテナポート:-1modconja11k...式16ここで、akは、SC-FDMAシンボルの副搬送波にマッピングされる複素シンボル列を表し、kは、複素シンボルインデックスを表す0~11。moda,bは、aをbで割った余りを表す。conjaは、aの複素共役値を表す。式16は、複素信号がSC-FDMAシンボル内の副搬送波に全てマッピングされる場合を想定する。図31~図34のように周波数因子が用いられる場合を考慮すると、式16は下記のように一般化可能である。第1アンテナポート:ak第2アンテナポート:-1modconjankまたは-1modconjank...式17ここで、nは、SC-FDMAシンボル内の副搬送波にマッピングされる複素シンボル列akの長さ-1を表す例、0≦n≦11。また、第1アンテナポートまたは第2アンテナポートのSC-FDMAシンボルにマッピングされる複素シンボル列は、周波数方向に巡回シフト例、複素シンボル列長の半分だけシフトされてよい。表20~表22は、本実施例によってアラマウティ方式を適用した場合を例示する。実施例3図44には、本実施例に係るPUCCHフォーマットの構造及びそのための信号処理手順を例示する。全体的な流れは、実施例1及び2で図29~図43を参照して説明したのと類似しているので、主な相違点であるCAZAC変調器について説明する。図44を参照すると、CAZAC変調器は、該当のスロットに分周された変調シンボル[c_0,c_1,...,c_L/2-1]と[c_L/2,c_L/21,...,c_L-1]を該当のシーケンスに変調して、CAZAC変調シンボル[d_0,d_1,...,d_L/2-1]と[d_L/2、d_L/21,...,d_L-1]を生成する。CAZAC変調器は、例えば、CAZACシーケンスあるいはLTECGComputerGenerated1RB用シーケンスを含む。例えば、LTECGシーケンスをr_0,...,r_L/2-1とすれば、CAZAC変調シンボルはd_n=c_nr_nあるいはd_n=conjc_nr_nを意味することができる。スロットレベルでジョイントコーディングした場合が図示されているが、本発明は、スロット別セパレートコーディングseparatecoding、スロットレベル反復、周波数因子を適用する場合も同一に適用可能である。この例では、基本シーケンスの役割を有するCAZACやCGシーケンスが、既にセル特定cell-specificであるので、セル特定スクランブルを省略することができる。あるいは、さらなるランダム化のために端末特定スクランブルのみを適用することもできる。リソース割当方法やRSインデックスとの関係、シグナリング方法、伝送ダイバーシティは、上述の実施例で言及した方法を用いればよい。実施例4実施例1~3で例示した新規PUCCHフォーマットに動的ACK/NACKA/Nリソース割当方式を適用する場合について説明する。以下の説明は、本発明の新規PUCCHフォーマットの他、他の新規PUCCHフォーマットにも同一に適用可能である。例えば、LTEのPUCCHフォーマット2を多重ACK/NACKのための新規PUCCHフォーマットとして再利用できる。この場合、ACK/NACKのためのリソースインデクシングは、LTEPUCCHフォーマット2で用いる方法、すなわち、巡回シフト軸にまずインデクシングし、次のPRBに移る方法を用いることができる。LTEPUCCHフォーマット2を新規PUCCHフォーマットとすることは、従来の構造を再利用するという長所がある。しかし、PUCCHフォーマット2では13ビット情報までしか支援されず、コーディングレートが制限されるため、上述の実施例で提案された構造に比べて柔軟性及びパフォーマンスの側面で劣っている。新規PUCCHフォーマットのための領域あるいはPRBを、下記のように定義することができる。1.LTEに定義されたPUCCH領域の他に、LTE-Aのための追加のPUCCH領域あるいはPRBを定義することができる。2.LTEに定義されたPUCCH領域あるいはPRBの一部を借用できる。すなわち、PUCCH領域の定義はLTEの方法に従うものの、これらのリソースのうちの一部を新規PUCCHフォーマットのためのリソースとして用いることができる。以下、キャリアアグリゲーションシナリオに応じたPUCCHフォーマット適応adaptationについて説明する。PUCCHフォーマット適応に用いられるPUCCHフォーマットは、特に制限されない。本明細書で説明されるPUCCHフォーマット適応は、下記の2つの場合に大別される。1.キャリアアグリゲーション構成に応じたPUCCHフォーマット適応2.端末に割り当てられるPDCCH及び/またはPDSCHの個数に応じたフォーマット適応A.PDCCH/PDSCHの個数だけでPUCCHフォーマット適応B.PDCCHあるいはPDSCHが伝送されるDLCCの個数に応じたフォーマット適応第一のPUCCHフォーマット適応方式として、キャリアアグリゲーション構成に応じたフォーマット適応を説明する。セル特定あるいは端末特定に併合されているDLCCの個数Nが、特定値例、2個未満である場合に、既存LTEのように、HARQ-ACK/NACKリソースをPDCCHの最小lowestCCEインデックスに相応するようにすることができる。ここで、併合されたDLCCは、クロスキャリアスケジューリングのためにPDCCH検出を試みるべき候補DLCCでよい。また、併合されたDLCCは、セル別に構成されたDLCCセットの一部でもよい。また、併合されたDLCCは、活性化されたactivatedDLCCでもよい。この時、用いられるPUCCHフォーマットは、既存LTEのPUCCHフォーマット1/1a/1bでよい。N>=3の場合に用いられうる具体的な技術には、MM<=N個のリソースを用いて同時に伝送するMSMMulti-SequenceModulation、あるいは多数のリソースのうち一部のみを選択して伝送するHARQ-ACK/NACK多重化または、シーケンス選択がある。この時、用いられるPUCCHフォーマットは、既存LTEのPUCCHフォーマット1/1a/1bでよい。N=1の場合、すなわち、キャリアアグリゲーションがない場合すなわち、1DL-1ULペアリングのHARQ-ACK/NACKリソースは、既存LTEの規則及びPUCCHフォーマット1/1a/1bをそのまま用いることができる。N個以上のDLCCがセル特定あるいは端末特定に併合されている場合に、HARQ-ACK/NACKは、実施例1~3を参照して例示した新規PUCCHフォーマットを通じて伝送することができる。新規PUCCHフォーマットのための領域あるいはPRBがLTEと排他的に定義されているか、LTEと共存できるように定義されているかによらず、PUCCHリソースを、最小のCCEインデックスと相応するように設定することができる。この時、伝送される多重HARQ-ACK/NACK情報は、多数のDLCCを通じて伝送されるデータに相応するものでよい。第二のPUCCHフォーマット適応方式として、端末に割り当てられるPDCCH及び/またはPDSCHの個数に応じたPUCCHフォーマット適応を説明する。通常、PDCCHを含んでいるDLCCの個数と、スケジューリングされるPDSCHを含んでいるDLCCの個数とは同一であるが、クロスキャリアスケジューリングが適用される場合には異なることがある。また、DLCC別にPDCCHあるいはPDSCHの個数が1個に限定されるとすれば、PDCCH/PDSCHの個数は、PDSCHのために用いられるDLCCの個数でよい。HARQ-ACK/NACKリソースのための暗黙的規則implicitruleは、PDCCHと関連を有することができ、PDSCHの個数とPDCCHの個数とが同一なので、特に言及していない限り、PDCCHの個数を基準に説明する。また、PDCCH/PDSCHが伝送されるDLCCの個数に応じたPUCCHフォーマット適応は、PDCCHの個数に応じたPUCCHフォーマット適応をそのまま拡張すればよいので、詳細な説明は省略する。1つの端末にスケジューリングされたPDCCHの個数Nが特定値未満の場合に、HARQ-ACK/NACK伝送のためのリソースは、PDCCHの最小CCEインデックスに相応するLTE規則に従うことができる。この時、用いられるPUCCHフォーマットは、既存LTEのPUCCHフォーマット1/1a/1bでよい。N>=3の場合に用いられるより具体的な技術は、MM<=N個のリソースを用いて同時に伝送するMSMMulti-SequenceModulation、あるいは多数のリソースのうち一部のみを選択して伝送するHARQ-ACK/NACK多重化または、シーケンス選択でよい。この時、用いられるPUCCHフォーマットは、LTEのPUCCHフォーマット1/1a/1bでよい。N=1の場合に、すなわち、いずれか1つの端末のPDCCHのみがスケジューリングされた場合に、HARQ-ACK/NACK伝送のためのリソースは、LTEの規則及びPUCCHフォーマット1/1a/1bをそのまま用いることができる。1つの端末にN個以上のPDCCHがスケジューリングされた時に、HARQ-ACK/NACKは、新しく定義される新規PUCCHフォーマットを通じて伝送することができる。新規PUCCHフォーマットのための領域あるいはPRBが、既存LTEのPUCCHフォーマットのための領域と排他的に定義されるか、あるいは共存するように定義されるかによらず、PUCCHリソースを、最小のCCEインデックスと相応するように設定することができる。この時、多重HARQ-ACK/NACK情報は、多数のDLCCを通じて伝送されるデータに相応するものでよい。次に、エラーケースハンドリングについて説明する。説明の便宜上、N=2と仮定する。もし、スケジューラが1端末に2個のPDCCH通常、2個のDLCCを通じて伝送される2個のPDSCHのためのものでよい。を伝送するとしたときに、端末は、1個のPDCCHがスケジューリングされたと誤検出missdetectionすることがある。この場合、基地局は2個以上のPDCCHのための新規PUCCHフォーマットを通じてHARQ-ACK/NACK情報を受信することを期待するが、端末は1個のPDCCHを検出したから、LTEPUCCHフォーマットを通じてHARQ-ACK/NACK伝送するはずである。基地局は、期待したのとは異なるPUCCHフォーマットを受信することから、1個のPDCCHに対してDTXが発生したと認識することができる。端末のDTX状態を基地局が認識することは、IRIncrementalRedundancyベースのHARQでパフォーマンスに影響を及ぼすことがある。例えば、DTXが発生すると、端末は、PDCCHが伝送されたそのものを知らず、よって、PDSCHのデコーディングされたソフトビット結果値をソフトバッファに保存することができない。そのため、DTXが発生すると、基地局はHARQ再伝送時にRVRedundancyVersionを変化させない、または、システムビットsystematicbitを可能な限り多く含ませて伝送をしなければならない。しかし、基地局が端末のDTX状態を知らず、他のRVの値を持って再伝送を行うと、再伝送時にRVが変化し、システムビットが損失するため、システムスループットに悪影響を及ぼすことがある。この理由から、3GPPはWCDMA規格から端末のDTX状態を基地局に知らせている。以下、新規PUCCHフォーマットにおいてHARQ-ACK/NACKのためのリソース決定方法及びDTXハンドリング方法について説明する。ここで、新規PUCCHフォーマットは、多数のDLCCに相応するHARQ-ACK/NACK、及びそれぞれのDLCCのDTX状態の両方を含む情報を共に伝送できるPUCCHフォーマットと仮定する。例えば、5個のDLCCがあり、かつそれぞれのDLCCで2つのコードワードを伝送できる場合に、新規PUCCHフォーマットは、5個のDLCCに対するACK/NACK及びDTXを支援するためには少なくとも12ビットの情報を運ぶことができる。また、説明の容易のために、新規PUCCHフォーマットのためのPUCCHリソースが、CC別に排他的に予約reservationされる場合、及び複数のCCで少なくとも一部が共有される場合について説明するが、本発明がこれに制約されるものではない。PUCCH伝送のためのリソースがCCごとに排他的に予約される一例として、4個のDLCCがあり、かつそれぞれのDLCCのために10個のPUCCHリソースが予約されているとすれば、PUCCHリソースは40個=104が予約され、PUCCHリソースインデックス0~9はDLCC0、10~19はDLCC1、20~29はDLCC2、30~39はDLCC3のために用いることができるPUCCHリソーススタッキングresourcestacking。PUCCHのためのリソースが複数のCCで共有される場合の一例として、4個のDLCCがあり、かつそれぞれのDLCCのために10個のPUCCHリソースが予約されているとすれば、全てのDLCCのためにPUCCHリソースインデックス0~9を共有することができる。上述の実施例で説明したように、新規PUCCHフォーマットが存在しうるPUCCH領域あるいはPRBは、LTE-Aのために新しい領域あるいは、リソースの一定区間を定義したり、LTEに定義されたリソースの一部を借用して定義することができる。また、暗黙的ACK/NACKリソース割当方法の例として、LTEのように最小のCCE概念を借用したり、他の暗黙的方法を適用することも可能である。以下、本発明の具体的なリソース割当例を説明する。便宜上、4個のDLCCで伝送される4個のPDSCHのために4個のHARQ-ACK/NACK情報を伝送しなければならないと仮定する。また、HARQ-ACK/DTX情報は、一つのULCC例、アンカーULキャリアを通じて伝送されると仮定する。ここで、HARQ-ACK/NACKは、ACK、NACK、DTX、NACK/DTXを含む。それぞれのDLCCのために10個ずつ全40個のPUCCHリソースが予約reservedされていると仮定する。また、本実施例は、1端末すなわち、UE0の立場で説明されるが、多重端末使用にも同一に適用することができる。また、排他的exclusiveリソース定義で本実施例は0~39のリソースの順次インデクシングを説明するが、各DLCCのために0~9のインデックスを持つPUCCHリソース領域が4個ある場合にも適用可能である。図45には、端末0UE0の立場でDACIDownlinkAssignmentCarrierIndexと関連付けて多重PDCCHを伝送する一例を示す。この場合、新規PUCCHフォーマットは、全てのDLCCのPDSCHに対する状態を共に伝送するので、既存LTEのCCEベースの暗黙的マッピングを適用し難い。ここで、PDCCHが各CCのために1個ずつ端末0に伝送される場合を仮定した。また、端末0の立場で全てのPDCCHのデコーディングが成功し、DTXが発生していない場合を仮定した。また、説明の容易のために、各DLCCでのCCEインデクシングはそれぞれ0から始めると仮定する。もちろん、以前のDLCCのCCEインデクシングまで含めて定義することも可能である。例えば、DLCC1のためのCCEインデックスは10~19でよい。DACIについて説明する。DACIは、端末に伝送されるPDCCHに対する一種のカウンタであり、端末別に設定される。DACIは、複数のPDCCHが伝送される場合に、各PDCCHの順序を表すことができる。図45のように、4つのPDCCHが伝送される場合に、DACI値は0~3の値を持つ。DACIは、該当のPDCCHのDCIフィールド内に含まれて端末に送られたり、他のシグナリング方法を通じて端末に送られたりすることができる。また、LTETDDに用いられるDAIDownlinkAssignmentIndexフィールドをDACIフィールドとして再利用することができる。一方、DACIは、カウンタではなく、全体DLCC内のPDSCHの個数あるいは、PDCCHの個数を表すこともできる。例えば、図45で、DACIがPDCCHの個数を知らせるとした時に、各PDCCH内にDACI値はいずれも4でよい。DACI値がPDCCHの個数を表す場合は、端末がACK/NACKバンドリングモードでACK/NACKを伝送する場合に適用することができる。ACK/NACKバンドリングは、論理AND演算を通じて代表HARQ-ACK/NACKを伝送する方法のことを指す。例えば、ACK/NACK結果のうちの少なくとも一つの結果がNACKである場合に、代表値としてNACKを伝送し、全ての結果がACKの時には、代表値としてACKを伝送する。もし、全体のPDCCHの個数を意味するDACI値が4であるが、端末がデコーディングに成功したPDCCHの個数が3であれば、1個がデコーディングされなかったことがわかり、代表値としてNACK、DTXまたはNACK/DTX状態を基地局に知らせることができる。そのため、DACI値を用いて基地局と端末はDTX状態がわかる。DTXが発生した場合にNACKを伝送することは一例であり、DTX状態は、情報を伝送しない方法にしてもよい。本発明は、DTXシグナリング方式に制約がない。説明の容易のために、DACIをCCインデックスカウンタとして活用する場合について説明する。DACIカウンタは、クロスキャリアスケジューリングのためのCIFCarrierIndicatorFieldと相応するように設定することができる。例えば、CIF値が3ビットであれば、DACI値も同様、3ビットでよい。また、DACIは、低い周波数CCから高い周波数CCの順にカウントできるあるいは逆順に、高い周波数CCから低い周波数CCの順。あるいは、DACIは、プライマリキャリアから昇順で循環方式でカウントされてもよい。もし、一つのDLCC内で複数のPDCCHが伝送される場合に、DACIは、低いCCEインデックスから高いCCEインデックスの順にカウントされるとよい。例えば、DLCC0内にDLCC1のPDSCHのためのPDCCH0の最小のCCEインデックスが10である場合、及びDLCC0内にDLCC2のPDSCHのためのPDCCH1の最小のCCEインデックスが20である場合には、PDCCH0がPDCCH1よりも低いDACI値を有することができる。他の例として、各PDCCHで伝送されるDACI値は、特別な規則なしに、ネットワークが任意に決定して伝送してもよい。すなわち、一定の規則を有しなくてもよい。また、DACIは、LTETDDに用いられるDAIと連動付けて組み合わせと定義することができる。例えば、4個状態のDAI及び5個状態のDACIがある場合に、全20個のDAI,DACI組み合わせが0~19の範囲を持つインデックスで定義されてもよい。この場合にも、ここで説明される本発明をそのまま適用するのには無理がない。基本的に、DACIは、端末がDTX検出を可能にすることに主な目的がある。例えば、図45で、DLCC2のPDCCHデコーディングに失敗したとしよう。すると、端末0は、DCI0、DCI1、DCI3のそれぞれを通じてDACIカウンタ値0、1、3を獲得する。端末0は、DACI=2が欠落しているので、DCI2に対してブラインドデコーディングに失敗すなわち、DTX状態に入るしたという事実を認識し、該状態を基地局に伝送することができる。しかし、DACIを用いるとしても、端末0は、最後のDCIのブラインドデコーディングの失敗の有無はわからない。言い換えると、基地局が最後のDCIを伝送したにもかかわらず、端末0は、最後のDCIデコーディングに失敗した場合に、端末0は最後のDCIのデコーディングに失敗したのか、基地局が当該DCIを初めから伝送しなかったのかがわからない。図45を参照すると、基地局がDLCC3でDCI3を伝送した時に、端末0がDCI3のデコーディングに失敗した場合は、端末0は、DCI3が初めからなかったのか、デコーディングに失敗したのかがわからない。そこで、本実施例は、基地局と端末に全てのDLPDSCHに対するACK/NACKDTXを含む状態を正確に提供するための方法を提供する。具体的に、本実施例は、DACIカウンタの最後の値が伝送されたPDCCHに相応するPUCCHリソースを用いてACK/NACKを伝送することを提案する。図面を参照して具体的に説明する。図46は、本発明に係る一実施例を示す。この例は、基地局が4個のPDCCHを伝送し、端末0も、全てのPDCCHのデコーディングに成功した場合を例示する。この場合、4個のDLCCで伝送される4個のPDSCHのためのHARQ-ACK/NACK情報は、検出されたPDCCHのうち、最大のDACI値3を持っているものの最小のCCEインデックス4に相応するPUCCHリソース34を通じて伝送される。もし、DACI値が逆順でカウントされるとすれば例、3、2、1、0、最初のPDCCHDLCC0の最小のCCEインデックス2に相応するPUCCHリソース2を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送することができる。図47は、端末0がDCI2のPDCCHデコーディングには成功し、DCI3に対するPDCCHデコーディングに失敗した場合を示す。基地局は、端末0がDCI3のデコーディングに成功したと仮定し、端末0からPUCCHリソース34を通じてHARQ-ACK/NACK情報を受信することを期待するはずである。しかし、端末0がDCI2のデコーディングには成功しDCI0、DCI1のデコーディングの成功の有無は、端末がDACIを通じて認識できるので関係ない、DCI3のデコーディングに失敗した場合に、端末0は、DCI2に相応するPUCCHリソース20を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。そのため、伝送されるリソースを通じて最後のDCI3でのDTXの有無を基地局が認識できる。図48は、DCI0、DCI2、DCI3に対するデコーディングに失敗した場合を示す。端末0は、DCI1のデコーディングに成功したので、受信したDACIを通じてDCI0のデコーディングの失敗を推測できる。しかし、端末0は、DCI2とDCI3のDTXの有無はわからない。端末0は、DCI2とDCI3のDTXの有無はわからないが、端末0は、検出されたPDCCHのうち、最大のDACI値1を持っているものの最小のCCEインデックス6と相応するPUCCHリソース16を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。これにより、基地局は、DCI2とDCI3に対してDTXが発生したことがわかる。図49は、DLCC3で2個のPDCCHが伝送される場合を例示する。この例は、一つのDLCCを通じて複数のPDCCHが伝送される場合に、DACIは、低いCCEインデックスから高いCCEインデックスの順にカウントされると仮定する。そのため、端末0は、検出されたPDCCHのうち、最大のDACI値3を持っているものの最小のCCEインデックス6と相応するPUCCHリソース36を通じて、HARQ-ACK/NACK情報を伝送する。図50は、DLCC3で2つのPDCCHが伝送されるが、低いCCEインデックスを持つDCIが、より大きいDACI値を持つ場合を例示する。そのため、端末0は、検出されたPDCCHのうち、最大のDACI値3を持っているものの最小のCCEインデックス4と相応するPUCCHリソース34を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。次に、図51及び図52を参照して、それぞれのDLCCのためのPUCCHリソースが互いに共有されるように定義される場合を説明する。図51は、それぞれのDLCCのためのPUCCHリソースが互いに共有される状況で、端末0が4個のPDCCHの全てのデコーディングに成功した場合を例示する。端末0は、検出されたPDCCHのうち、最大のDACI値3を持っているものの最小のCCEインデックス4と相応するPUCCHリソース4を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。図52は、DACI=3の値を持つDCI3でデコーディングの失敗が生じた場合である。この場合、端末0は、検出されたPDCCHのうち、DACIが最も大きい値2を持つPDCCHの最小CCEインデックス0に相応するPUCCHリソース0を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。そのため、基地局は、DCI3に対してDTXが発生したことがわかる。図53は、それぞれのDLCCのためのPUCCHリソースが部分的にオーバーラップpartiallyoverlapされている場合を例示する。PUCCHリソースが部分的にオーバーラップされている以外は、前述のものと同様である。次に、最後のDACI値のDTX問題を解決するための他の方式について説明する。具体的に、PDCCHカウンタ値を表すパラメータとPDCCHの個数を表すパラメータとを共に用いることを提案する。例えば、DACI0がPDCCHのカウンタの役割を有するとすれば例、3ビットの時に0~7の範囲、DACI1は、割り当てられたPDCCHまたはPDSCHの個数例、3ビットの時に1~8の範囲;0の個数は伝送する必要がないを伝送することができる。例えば、4個のPDCCH伝送時に、各PDCCH内に次のような情報を伝送することができる。DCI0:DACI0=0、DACI1=4DCI1:DACI0=1、DACI1=4DCI2:DACI0=2、DACI1=4DCI3:DACI0=3、DACI1=4ここで、DACI1は、DACI0と共にさらに定義することができる。あるいは、他の方法として、DACI1値は、PDCCHのいずれか一つ以上に任意に伝送してもよい。あるいは、いずれか一つのDCIがクロスキャリアスケジューリングが許容されないように制限されるとすれば、当該DCIのCIFフィールドを、DACI1値を運ぶのに用いることができる。あるいは、DACI0及びDACI1等は、RRCシグナリングあるいはブロードキャスティングシグナリングを通じて伝送されてもよい。次に、最後のDACI値のDTX問題を解決するための他の解決方法として、RRCシグナリングを用いる方法を説明する。この例で、RRCシグナリングを通じて固有のPUCCHリソースを特定端末に指定することができる。この時、PUCCHリソースは、複数の端末間に互いに共有されるリソースである、または、SPSやACK/NACK反復などのために割り当てられたリソースでよい。ここで、特定端末が、少なくとも一つ以上のPDCCHでDTXが発生すると、RRCから割り当てられたPUCCHリソースを通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。DTXが一つも発生しない場合に、端末は、暗黙的implicitな方式で動的ACK/NACK動作を行う。これと逆に、DTXがない場合には、RRCで割り当てられたPUCCHリソースを用いてHARQ-ACK/NACK情報を伝送し、DTXが発生した場合には、暗黙的に動的ACK/NACK動作を行ってもよい。この場合、DACI値は単純に伝送されるPDCCHの個数でよい。DACI値が単純にPDCCHの個数を意味する場合には、正確にどのPDCCHが損失されたかがわからず、DTXの発生の有無のみ把握することができる。動的ACK/NACK動作のための暗黙的規則は、最大のCCインデックスのうち、最大のCCEインデックスを持つPDCCHの最小CCEインデックス、最大のCCインデックスのうち、最小のCCEインデックスを持つPDCCHの最小CCEインデックス、最小のCCインデックスのうち、最小のCCEインデックスを持つPDCCHの最小CCEインデックス、あるいは、最小のCCインデックスのうち、最大のCCEインデックスを持つPDCCHの最小CCEインデックスに相応するPUCCHリソースを用いて、HARQ-ACK/NACK情報を伝送することを指す。もし、DACIがカウンタと定義されると、上述の実施例で説明したように、最大のDACI値を持つPDCCHの最小CCEインデックスにより暗黙的にマッピングされることが可能である。一例として、図54は、暗黙的規則により、最大のCCインデックスのうち、最小のCCEインデックスを持つPDCCHの最小CCEインデックスによりPUCCHリソースが定義され、全てのPDCCHに対してDTXが発生しない場合を示す。DTXが発生しなかったので、端末0は、検出されたPDCCHのうち、DACIが最も大きいの値3を持つPDCCHの最小CCEインデックス4に相応するPUCCHリソース34を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。HARQ-ACK/NACK情報は、全てのPDSCHの制御情報に対してバンドリングされた情報でよい。図55は、DCI1でDTXが発生した場合を例示する。端末0は、DACI=0、DACI=1、DACI=3のデコーディングに成功したので、DACI=2に相応するDCIにDTXがあることがわかる。DTXが発生したので、端末0は、RRCシグナリングされたPUCCHリソース100を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。HARQ-ACK/NACK情報は、全てのPDSCHの制御情報に対してバンドリングされた情報でよい。図56は、最後のDACI値を持つPDCCHのデコーディングに失敗した場合を例示する。この場合、端末0は、DACI=3に相応するDCIにDTXがあるか否かがわからない。そのため、端末0はDTXがないと考え、検出されたPDCCHのうち、DACIが最も大きい値2を持つPDCCHの最小CCEインデックス6に相応するPUCCHリソース36を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送する。一方、基地局は、最大のDACI値を持つPDCCHであるDCI2に相応するPUCCHリソース34、あるいはRRCシグナルされたPUCCHリソース100からHARQ-ACK/NACK情報結合されたcombinedACK/NACKの受信を期待する。しかし、端末0は、DCI3に相応するPUCCHリソース36を通じてHARQ-ACK/NACK情報を伝送するので、基地局はDCI2でDTXが発生したことがわかる。上述した方法は、互いに組み合わせで用いられてもよい。例えば、フォーマット適応adaptation及びDTX検出のための方式すなわち、最後のDACI値を乗せるPDCCHのCCEインデックスに相応すること、DACI0とDACI1を共に伝送すること、RRCシグナリングを用いることは組み合わされて用いられることが可能である。実施例5図57を参照して、DFTベースあるいはPUSCH形態の新規PUCCHフォーマットを、既存のPUCCHフォーマット1/1a/1bと多重化する方式について説明する。ここで説明される新規PUCCHフォーマットは必ずしも特定フォーマットに限定されるものではなく、現在LTEに定義されている以外の全ての他の形態の伝送方法も含む。図57は、LTEPUCCHのためのPRBが定義されており、LTE-APUCCHのためのPRBが定義されており、M個のPRBが互いに異なるフォーマットにより共存する場合を仮定する。M個の共存地域は、リソースを浪費なく效率よく使用するために定義されるものでよく、特に、M=1でよい。あるいは、従来のLTEPUCCH領域をLTE-APUCCHフォーマットに置き換えるためにMを複数の値に定義することができる。この時、PUCCHはUCIのうちの一つ以上を伝送するための伝送形態でよい。PUCCHフォーマットの相互共存地域及びPRBの個数は、上位層シグナリング例、RRCを通じてオフセット値で設定されてもよく、LTEのリソースインデクシングをいずれかの規則に従ってLTE-Aの新規PUCCHフォーマットリソースインデクシングに置き換える形態で暗黙的implicitに指示されてもよい。PUCCHフォーマット1/1a/1bと新規PUCCHフォーマットがM個のPRBに定義されるためには考慮されるべき事項がある。まず、PUCCHフォーマット1/1a/1bとPUCCHフォーマット2の互いに異なるフォーマットが共存する場合は、既にLTEで支援されている。しかし、他の形態のフォーマット例、図29等がPUCCHフォーマット1/1a/1bと共存するためには別の装置が必要である。例えば、便宜上、図29の新規PUCCHフォーマットとPUCCHフォーマット1/1a/1bが共存する場合を説明する。図29の新規PUCCHフォーマットは、PUCCHフォーマット1/1a/1bと比較して巡回シフト領域のリソースがないので、これら2つのPUCCHフォーマットは、互いに異なる直交カバーにより多重化可能である。一方、LTEは、SC-FDMAシンボルレベルで適用される巡回シフト値が変わる巡回シフトホッピングを行う。すなわち、基本シーケンスと巡回シフトとが結合された最終シーケンスが、シンボル毎symbol-by-symbolに変化する。一方、上述の実施例で例示した新規PUCCHフォーマットのDFTプリコーディングされた周波数領域信号は、シンボル変換に相応する変化がない。しかし、新規PUCCHフォーマットがPUCCHフォーマット1/1a/1bと共存するためには、同じ巡回シフトホッピングパターンを適用する必要がある。そうしないと、直交カバーの直交性が破壊し、互いに異なるPUCCHフォーマットが共に多重化されることが不可能である。このような問題を解決するために、本実施例は、新規PUCCHフォーマット及び既存PUCCHフォーマットの多重化のために、新規PUCCHフォーマットにも巡回シフトを適用することを提案する。巡回シフトは、LTEのように。周波数領域で位相回転シーケンスphaserotationalsequenceの形態で定義可能であるが、DFTプリコーダがある場合は、DFT前の時間領域で定義されてもよい。式18は、DFTプリコーディング前に時間領域で巡回シフトを適用する例を示す。ここで、は、時間領域で巡回シフトされるシンボル列を表す。またはその等価情報がDFTプリコーダに入力される。は、拡散された変調シンボル列を表し、DFTプリコーディング前の時間領域信号である。iは、0,1,...,NL-1である。NLは、の長さ、DFTプリコーダのサイズ、あるいはSC-FDMAシンボル内で制御情報がマッピングされる副搬送波の個数に該当する。図29Aのように、制御情報がSC-FDMAシンボルの副搬送波に全てマッピングされる場合に、NL=NSCである。NSCは、RB内の副搬送波の個数例、12個を表す。は、巡回シフト値を表し、0~NL-1の値を有する。式19は、DFTプリコーディング後に周波数領域で巡回シフトを適用する例を示す。式18及び式19は、互いに等価である。ここで、は、周波数領域で巡回シフトされる複素シンボル列を表す。またはその等価情報がSC-FDMAシンボルの副搬送波にマッピングされる。は、DFTプリコーダから出力された複素シンボル列またはその等価情報を表す周波数領域信号である。iは、0,1,...,NL-1である。NLは、の長さ、DFTプリコーダのサイズ、あるいはSC-FDMAシンボル内で制御情報がマッピングされる副搬送波の個数に該当する。図29Aのように、制御情報がSC-FDMAシンボルの副搬送波に全てマッピングされる場合に、NL=NSCである。NSCは、RB内の副搬送波の個数例、12個を表す。nCSNEWは、巡回シフト値を表し、0~NL-1の値を有する。新規PUCCHフォーマットのための巡回シフトは、LTEのように、スロット及び/またはSC-FDMAシンボルレベルでホッピング可能である。この場合、nCSNEWはnCSNEWlまたはnCSNWns,lと定義できる。ここで、lは、SC-FDMAシンボルインデックスを表し、nsは、スロットインデックスを表す。また、新規PUCCHフォーマットのための巡回シフトまたは巡回シフトホッピングパターンは、アンテナポート別に定義可能である。すなわち、nCSNEWは、、またはと定義できる。ここで、pは、アンテナポートを表す。新規PUCCHフォーマットのための巡回シフトホッピングパターン例、またはは、通例的にセル特定パラメータから定義でき、LTEPUCCHフォーマットで用いられるパターンと同じものを使用することができる。新規PUCCHフォーマットのための巡回シフトホッピングパターンは、RS以外の制御情報部分にのみ定義されることもあり、制御情報及びRSの両方に定義されることもある。すなわち、新規PUCCHフォーマットのための巡回シフトホッピングパターンは、LTEのように、SC-FDMAシンボル別に定義され、かつ、新規PUCCHフォーマットの制御情報部分にのみ定義されたり、新規PUCCHフォーマット全体に適用されたりする。また、新規PUCCHフォーマットのための巡回シフト値は、暗黙的/明示的implicit/explicitにシグナリングされる。例えば、新規PUCCHフォーマットのための巡回シフト値は、ネットワークにより与えられたり、端末が暗黙的に類推したりする。もし、新規PUCCHフォーマットにRSが、LTEPUCCHフォーマットのように、巡回シフトCS領域でも定義されると、当該RSで用いられるCSと同一の値、あるいはその値から類推される相応するCS値を開始値として制御情報区間にCSホッピングを適用することができる。また、LTEは、直交カバー再マッピングをスロットレベルで定義している。この場合も同様、新規PUCCHフォーマットにおいて相互多重化のために同じ直交カバー再マッピングパターンを適用することができる。新規PUCCHフォーマットにおけるCSホッピングは、LTEのPUCCHフォーマットで用いるパターンと同一でない場合にも有益である。以下、具体的な本発明の説明のために問題定義から再び説明する。まず、LTEでの定義の通り、基本シーケンスを基盤にして変調を行う場合には、信号があるかないかを、RSシンボルと制御情報シンボルを共に用いて区別することができる。UCIがACK/NACK情報の場合に、信号のない状態は、HARQ動作上、全ての伝送ブロックに対するフィードバックがDTX状態すなわち、all-DTX状態にある場合でよい。PUCCHフォーマット1/1a/1bを取り上げると、RS及び制御情報は独立したOCを通じて端末多重化を行うので、RSシンボルと制御情報シンボルの内ではコヒーレントコンバイニングcoherentcombiningを行い、RSシンボルと制御情報シンボルとの間では非コヒーレントコンバイニングnon-coherentcombiningを行って得た最終の整合フィルタ出力matchedfilteroutputをall-DTX検出に用いることができる。しかし、一例として、図29のような新規PUCCHフォーマット構造で、制御情報区間は、基本シーケンスに変調されないので、制御情報部分をall-DTX検出に用いる場合に、整合フィルタ出力はセル間干渉を平均化させることができない。すなわち、隣接セル間には同一のOCパターンを用いるので、整合フィルタ出力から隣接セル干渉が除去されず、必然的に誤認警報falsealarmが増加する。本実施例は、上記問題を解決するために、制御情報区間にセル特定変化を与えることで、セル間干渉を除去できる方式をさらに提案する。この場合、セル間干渉が平均化するので、例えば、all-DTX検出が容易になりうる。ここで、セル特定変化のための関数には、PCIPhysicalCellIDをシードseed値とする変数を含むことができる。この例で、制御情報区間の変化は、セル特定変化に限定されない。ただし、技術的には、制御情報区間の変化要素が端末特定よりは、セル特定である方が、セル内でCDM/FDMで多重化されている端末間に直交性を保証し、セル間干渉に対して干渉ランダム化interferencerandomizationを提供することができる。より具体的に、次のような一例を上げることができる。説明の容易のために、RSシンボル構造は、LTEPUCCHフォーマット1/1a/1bのような構造を用いると仮定する。また、制御情報部分には、UE-ID例、C-RNTIをシード値とするPN生成器例、LTEGoldcodeにより生成されたスクランブルコードを用いた変調が追加されたと仮定する。そもそも、端末特定スクランブルコードは、制御情報デコーディング時にセル間干渉ランダム化に目的がある。しかし、all-DTX検出時には、OCの適用された領域にコヒーレントコンバイニングを行い、副搬送波領域やDFT前の領域側には非コヒーレントコンバイニングを行うので、この場合、スクランブルは役に立たない。1制御情報SC-FDMAシンボルにセル特定CSホッピングを適用することができる。A.もし、CSホッピングがLTEフォーマットと同じ場合には、上述した既存PUCCHフォーマットとの共存に対する長所がさらに獲得される。B.ホッピングパターン生成器のシード値としてSC-FDMAシンボル番号/スロット番号/サブフレーム番号/システムフレーム番号を考慮することができる。2.制御情報SC-FDMAシンボルにセル特定OCパターンを適用することができる。A.セル特定オフセットに基づくOCリソース割当ができる。B.セル特定OCマトリクスパーミュテーションができる。C.ホッピングパターン生成器のシード値としてSC-FDMAシンボル番号/スロット番号/サブフレーム番号/システムフレーム番号を考慮することができる。3.制御情報SC-FDMAシンボルに、セル特定または端末特定スクランブルビットレベルまたは変調シンボルレベルを適用することができる。スクランブルは、周波数領域時間領域、時間領域、またはDFT前/後に適用可能である。A.SC-FDMAシンボルレベルでのセル特定スクランブルB.SC-FDMAシンボルレベル及び副搬送波レベルでのセル特定スクランブルC.SC-FDMAシンボルレベル及びDFT前レベルでのセル特定スクランブルD.ホッピングパターン生成器のシード値としてSC-FDMAシンボル番号/スロット番号/サブフレーム番号/システムフレーム番号を考慮することができる。それぞれの場合について具体的に説明する。1制御情報SC-FDMAシンボルにセル特定CSホッピング適用新規PUCCHフォーマットに対してLTEPUCCHフォーマットと同じパターンでCSホッピングを適用することができる。まず、LTEPUCCHフォーマットに適用されるCSホッピングについて説明する。式20は、LTEPUCCHフォーマット1/1a/1bに適用されるCSホッピングを示す。式21は、LTEPUCCHフォーマット2/2a/2bに適用されるCSホッピングを示す。ここで、nocnsは、直交シーケンスインデックスを表し、αns,lは、位相で示した巡回シフト値を表し、ncsns,lは、インデックスで示した巡回シフト値を表す。は、セル特定巡回シフト値インデックスを表す。nsは、スロットインデックスを表し、lは、シンボルインデックスを表す。は、RB内の副搬送波の個数を表す。各パラメータに対する詳細な事項は、3GPPTS36.211を参照すればよい。参考として、は、下記の式により決定される。ここで、は、セル特定巡回シフト値であり、cは、擬似ランダムシーケンス生成関数であり、は、スロット内のSC-FDMAシンボルの個数であり、nsは、スロットインデックスであり、lは、SC-FDMAシンボルインデックスである。一方、新規PUCCHフォーマットのCSホッピングを、LTEのPUCCHフォーマットで用いるパターンと同一に定義しない場合に、新規PUCCHフォーマットのCSホッピングは、セル特定パターンでのみ変更されるように定義することができる。この場合、LTEPUCCHフォーマットに用いられるセル特定巡回シフト値インデックスを再利用することができる。式23は、DFTプリコーディング前に時間領域で巡回シフトを適用する例を示す。ここで、、yti、i及びNLは、式18で定義した通りであり、は、式22で定義した通りである。は、アンテナポート別に定義可能である。式24は、DFTプリコーディング後に周波数領域で巡回シフトを適用する例を示す。式23及び式24は、互いに等価である。ここで、、yfi、i及びNLは、式19で定義した通りであり、ncsns,l及びαns,lは、式22で定義した通りである。は、アンテナポート別に定義可能である。2制御情報SC-FDMAシンボルにセル特定OCパターンを適用セルAの端末0とセルBの端末1がそれぞれOCインデックス0、1を用いると仮定し、OCインデックスの個数は4であると仮定する。この時、20スロットのOCパターンがセルAとセルBのユーザに対してそれぞれ次の通りであるとする。-セルA:21323103413103231303-セルB:23000201030201001121最終的に適用されるOCインデックスは、例えば、次の通りである:割り当てられたOCインデックスホッピングパターンmodOCの個数-セルA:21323103413103231303-セルB:301113121013121122323制御情報SC-FDMAシンボルにセル特定スクランブル図29を参照して、端末0に対する拡散コードまたは直交カバーコードが[w0w1w2w3]である場合に、セル特定複素スクランブルコードを[c0c1c2c3]のように定義することができる。この場合、SC-FDMAシンボルレベルのスクランブルを、[c0w0c1w1c2w2c3w3]のように適用することができる。便宜上、スクランブルコードは、複素値例、1または-1で定義しているが、ビットレベルで等価的に定義すことができる。例えば、複素値レベルで1はビットレベルの0と等価であり、-1はビットレベル1と等価でよい。また、複素レベルの乗算は、XORまたはモジュロ演算を通じて等価的に具現することができる。SC-FDMAシンボルレベルスクランブルの他に、周波数領域でスクランブルをさらに行うこともできる。すなわち、スクランブルコードをcここで、kは周波数インデックス、nは制御情報シンボルインデックスとした時に、dcwのようにスクランブルを行うことができる。ここで、dは、拡散コードまたは直交カバーコードである。図58は、all-DTX検出時に、RSのみを用いた場合と、RS及び制御情報を共に用いた場合における結果を示す。制御情報も共に用いた場合に、最終的な誤検出性能は、そうでない場合に比べて約2dB改善した。図59には、本発明に一実施例に適用されうる基地局及び端末を例示する。図59を参照すると、無線通信システムは、基地局BS110及び端末UE120を含む。基地局110は、プロセッサ112、メモリ114及び無線周波数RadioFrequency:RFユニット116を含む。プロセッサ112は、本発明で提案した手順及び/または方法を具現するように構成することができる。メモリ114は、プロセッサ112に接続し、プロセッサ112の動作と関連した様々な情報を記憶する。RFユニット116は、プロセッサ112に接続し、無線信号を送信及び/または受信する。端末120は、プロセッサ122、メモリ124及びRFユニット126を含む。プロセッサ122は、本発明で提案した手順及び/または方法を具現するように構成することができる。メモリ124は、プロセッサ122に接続し、プロセッサ122の動作と関連した様々な情報を記憶する。RFユニット126は、プロセッサ122に接続し、無線信号を送信及び/または受信する。基地局110及び/または端末120は、単一アンテナまたは多重アンテナを有することができる。以上説明してきた実施例は、本発明の構成要素及び特徴を所定形態に結合したものである。各構成要素または特徴は、別の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮しなければならない。各構成要素または特徴は、他の構成要素や特徴と結合しない形態で実施することもでき、一部の構成要素及び/または特徴を結合して本発明の実施例を構成することもできる。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更可能である。ある実施例の一部構成や特徴は、別の実施例に含まれることもでき、別の実施例の対応する構成または特徴に取って代わることもできる。特許請求の範囲において明示的な引用関係にない請求項を結合して実施例を構成したり、出願後の補正により新しい請求項として含めたりすることができることは明らかである。本明細書で、本発明の実施例は、端末と基地局との間のデータ送受信関係を中心に説明されている。このような送受信関係は、端末とリレーとの間、または基地局とリレーとの間の信号送受信にも同一/類似に拡張される。本明細書で基地局により行われるとした特定動作は、場合によっては、その上位ノードuppernodeにより行われてもよい。すなわち、基地局を含む多数のネットワークノードnetworknodesからなるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局または基地局以外の別のネットワークノードにより実行できることは明らかである。基地局は、固定局fixedstation、NodeB、eNodeBeNB、アクセスポイントaccesspointなどの用語に代替可能である。また、端末は、UEUserEquipment、MSMobileStation、MSSMobileSubscriberStationなどの用語に代替可能である。本発明による実施例は様々な手段、例えば、ハードウェア、ファームウェアfirmware、ソフトウェアまたはそれらの結合などにより具現することができる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、一つまたはそれ以上のASICapplicationspecificintegratedcircuit、DSPdigitalsignalprocessor、DSPDdigitalsignalprocessingdevice、PLDprogrammablelogicdevice、FPGAfieldprogrammablegatearray、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどにより具現することができる。ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施例は、以上で説明された機能または動作を行うモジュール、手順、関数などの形態で具現することができる。ソフトウェアコードは、メモリユニットに記憶されて、プロセッサにより駆動されるようにすることができる。メモリユニットは、プロセッサの内部または外部に設けられ、既に公知の様々な手段によりプロセッサとデータを交換することができる。本発明は、本発明の特徴を逸脱しない範囲で別の特定の形態に具体化可能であるということは、当業者にとっては自明である。したがって、上述の詳細な説明は、いずれの面においても制限的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付の請求項の合理的な解釈により決定すべきであり、本発明の等価的範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。"