"N個Nは自然数の第1タップ係数と、受信ディジタル信号の符号情報に基づき整合処理を行って、第1出力データを得る第1のマッチドフィルタと、前記N以下の値であるM個Mは自然数の第2タップ係数と、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および振幅情報に基づき整合処理を行って、第2出力データを得る第2のマッチドフィルタと、前記第1出力データに基づき、前記受信ディジタル信号の第1のフレーム同期タイミングを判定する第1のフレーム同期判定部と、前記第2出力データおよび前記第1のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第1の位相量を判定する第1の位相判定部と、を具備した無線受信装置。前記第1のフレーム同期タイミングを判定後に前記第1のマッチドフィルタおよび第2のマッチドフィルタの第1タップ係数および第2タップ係数を変更するタップ係数切替部と、前記第1のフレーム同期タイミングおよび前記第1タップ係数の変更後の前記第1出力データに基づき、前記受信ディジタル信号の第2のフレーム同期タイミングを判定する第2のフレーム同期判定部と、前記第2のフレーム同期タイミングと、前記第2タップ係数の変更後の前記第2出力データに基づき、前記受信ディジタル信号の第2の位相量を判定する第2の位相判定部と、前記第1の位相量および第2の位相量から周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、をさらに具備したことを特徴とする請求項1に記載の無線受信装置。前記第1のフレーム同期タイミングを判定後に前記第1のマッチドフィルタの出力先を前記第1のフレーム同期判定部から前記第2のフレーム同期判定部へと切り替える第1のセレクタと、前記第1のフレーム同期タイミングを判定後に前記第2のマッチドフィルタの出力先を前記第1の位相判定部から前記第2の位相判定部へと切り替える第2のセレクタと、をさらに具備したことを特徴とする請求項2に記載の無線受信装置。前記N個の第3タップ係数と、前記受信ディジタル信号の符号情報に基づき、整合処理を行って第3の出力データを得る第3のマッチドフィルタと、前記M個の第4タップ係数と、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および振幅情報に基づき、整合処理を行って第4の出力データを得る第4のマッチドフィルタと、前記第3の出力データおよび前記第1のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第3のフレーム同期タイミングを判定する第3のフレーム同期判定部と、前記第4の出力データおよび前記第2のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第3の位相量を判定する第3の位相判定部と、前記第1の位相量および第3の位相量から、前記受信ディジタル信号の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定部と、をさらに具備したことを特徴とする請求項1に記載の無線受信装置。受信信号の利得を制御するAGCAutomaticGainControllerと、利得制御された受信信号を前記受信ディジタル信号に変換するA/D変換器と、をさらに具備したことを特徴とする請求項1に記載の無線受信装置。受信信号を前記ディジタル受信信号に変換するA/D変換器と、前記ディジタル受信信号の利得を制御するAGCと、をさらに具備し、前記第1のマッチドフィルタおよび前記第2のマッチドフィルタは、利得制御後のディジタル受信信号を用いることを特徴とする請求項1に記載の無線受信装置。このように、従来の無線受信機では、フレーム同期処理と周波数同期処理を共通のマッチドフィルタによって実現している。このため、マッチドフィルタが十分なタップ数とビット精度の両方を兼ね備えた構成をとる必要があり、回路規模タップ数ビット精度が大きくなってしまう。すなわち、周波数同期の要求精度とフレーム同期の要求精度のうち、より厳しい条件にマッチドフィルタの回路規模を合わせなくてはならないという問題があった。また、回路規模の増大に伴う消費電力の増大も課題となっている。この発明の一側面は、上記の問題を解決するためになされたものであり、同期性能を向上させつつ処理時間を短縮し、更に回路規模を必要最小限に抑えた無線受信装置を提供することを目的とする。本発明の一態様としての無線受信装置は、第1のマッチドフィルタと、第2のマッチドフィルタと、第1のフレーム同期判定部と、第1の位相判定部とを備える。前記第1のマッチドフィルタは、N個Nは自然数の第1タップ係数と、受信ディジタル信号の符号情報に基づき整合処理を行って、第1出力データを得る。前記第2のマッチドフィルタは、前記N以下の値であるM個Mは自然数の第2タップ係数と、前記受信ディジタル信号の前記符号情報および振幅情報に基づき整合処理を行って、第2出力データを得る。前記第1のフレーム同期判定部は、前記第1出力データに基づき、前記受信ディジタル信号の第1のフレーム同期タイミングを判定する。前記第1の位相判定部は、前記第2出力データおよび前記第1のフレーム同期タイミングに基づいて、前記受信ディジタル信号の第1の位相量を判定する。本発明の実施の形態は、フレーム同期用にタップ長を長く設定したマッチドフィルタと、周波数同期用にビット精度を高く設定したマッチドフィルタとを別々に設けて、両者の処理タイミングをそろえることで、同期性能を向上させつつ処理時間を短縮し、更に回路規模を必要最小限に抑えることを特徴とする。以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。実施の形態1実施の形態1では、携帯電話端末などの各種通信機器において、フレーム化された無線信号を受信する環境を考える。図1は、実施の形態1における無線端末の受信構成例を示す図である。この無線端末は、アンテナ101、RFアナログ部102、ADCAnalogtoDigitalConverter103、同期部104、復調部105、受信データ処理部106から構成される。アンテナ101を通して受信された高周波信号は、RFアナログ部102において、所望の周波数帯へ変換され、ADC103においてアナログ信号からディジタル信号へ変換される。同期部104では、受信信号のタイミングと位相を合わせる処理が行われる。復調部105においてデータシンボルを復調する。受信データ処理部106において、誤り訂正等の復号処理を行い、フレーム信号が受信できたか否かの判定を行う。本実施の形態は、特に図1における同期部104の処理に関するものであり、マッチドフィルタを用いた簡易な回路構成で、受信フレーム信号のタイミングと位相を精度良く合わせることを目的とする。図2は、同期部104の基本構成を示す図である。同期部104は、フレーム同期をとるための第1のマッチドフィルタ202と、位相判定位相回転の推定を行うための第2のマッチドフィルタ203を具備する。第1のマッチドフィルタ202では、受信ディジタル信号の符号極性情報のみを使ってフレーム同期をとり、第2のマッチドフィルタ203では、受信ディジタル信号の符号と振幅の両方を使って位相判定を行う。符号抽出部201は、受信信号の正負の極性を判定して、符号データを第1のマッチドフィルタ202へと入力する処理を行い、受信フレーム信号のサンプル毎にMSB1ビットを取り出す回路によって実装できる。第1のマッチドフィルタ202は、図3に示す回路構成で実現される。第1のマッチドフィルタ202に入力された符号データは、遅延素子301乃至303を通り、N個Nは自然数のタップ係数AN乃至A1との線形加算値相関値が出力される。第1のマッチドフィルタ202の出力は、第1出力データに相当する。第2のマッチドフィルタ203も同様の構成をとり、図4のような回路によって実現される。第2のマッチドフィルタ203は、M個MはN≧Mを満たす自然数のタップ係数AN乃至ANM1を具備し、このタップ係数は第1のマッチドフィルタ202のタップ係数の部分集合となっている。第2のマッチドフィルタ203の出力は、第2出力データに相当する。以下の例では、タップ数Mは、タップ数Nより小さい場合を示す。第1及び第2のマッチドフィルタのタップ係数の関係を図5に示す。第1のマッチドフィルタ202のタップ係数は、既知の同期ワードNシンボル分に合致しており、第2のマッチドフィルタ203のタップ係数は、上記Nシンボルの同期ワードの末尾Mシンボルに合致する。このようなタップ係数を設定することで、第1のマッチドフィルタ202と第2のマッチドフィルタ203における整合タイミングを揃えることが可能となる。同期ワードa1aNを含む受信フレーム信号が同期部104に入力される場合、同期ワードの第1シンボルa1が第1のマッチドフィルタ202に入力されるタイミングをt=1とすると、t=1からt=Nにわたって第1のマッチドフィルタ202に同期ワードが入力されていき、t=Nで整合する。同様に、第2のマッチドフィルタ203では、意味のある同期ワードが入力されるタイミングはt=N-M1であり、t=N-M1からt=Nの計M単位時間にわたって同期ワードが入力されていき、t=Nのタイミングで整合する。2つのマッチドフィルタにおいて、フレーム同期処理と位相判定処理を同時並行に行っており、同期処理時間を短縮している。第1及び第2のマッチドフィルタの出力例を図6に示す。第1及び第2のマッチドフィルタは共にt=Nで同期ワードと整合してピークを出力するが、タップ数が長い第1のマッチドフィルタ202の出力に、より大きなピークが現れる。同期部104におけるフレーム同期タイミング、及び位相量の判定処理のフローチャートを図7に示す。フレーム同期判定部204では、第1のマッチドフィルタ202の出力を観測しS11、閾値を越えるピークのタイミングを捕捉することでS12、フレーム同期タイミングt=Nを同定するS13。位相判定部205では、第2のマッチドフィルタ203の出力を観測しS14、フレーム同期タイミングt=Nにおける出力データF1の位相値argF1を同定するS15。この際、位相判定部205では第2のマッチドフィルタ203の出力ピークを見つけようとはせず、ピークタイミングの情報をフレーム同期判定部204から受け取る。位相判定部205は、第2のマッチドフィルタ203の出力データのうち、フレーム同期タイミングt=Nにおけるデータの位相回転量を判定する。フレーム同期判定部204におけるフレーム同期タイミングの推定精度は、第1のマッチドフィルタ202の出力に現れるピークの大きさによって決まり、タップ数が多いほど整合時のピークは顕著になることが知られている。一方、位相判定部205では、第2のマッチドフィルタ203の整合タイミングにおける出力データの位相を判定する。すなわち、ピークの現れるタイミングと、その時の位相の両者を正確に知る必要がある。タイミングと位相の両方の同期をとることを目的とした従来のマッチドフィルタでは、受信信号のビット精度を十分にとり、タップ数を多く設定することで対応していたが、回路規模と消費電力が増大してしまうという問題があった。本実施形態では、ピーク検出のための第1のマッチドフィルタ202は、符号のみを使った構成のため、タップ係数の加減算処理のみで実現することができ、回路規模を大幅に削減することが可能となる。また、位相判定用の第2のマッチドフィルタ203は、位相判定のために複数ビットで表現される振幅情報を利用した構成をとるものの、タップ数を少なくすることで回路規模を削減している。そのため、第2のマッチドフィルタ203の出力データのみで整合タイミングを検知することは難しいが、整合タイミングが一致するように第1及び第2のマッチドフィルタのタップ係数を設定することで、フレーム同期判定部204において高精度で検知したタイミング情報を流用することが可能となる。第2のマッチドフィルタ203では、タップ数を削減することによる回路規模削減効果が大きいことに加え、タップ数削減による受信性能への影響は微小である。図17は、第2のマッチドフィルタ203のタップ数を変えた場合の、シングルキャリアBPSK変調での受信性能の一例を示す。HightRateおよびLowRateの2つの例が示されている。HightRateおよびLowRateのいずれの場合においても、第2のマッチドフィルタ203のタップ数を変えても、整合タイミングは第1のマッチドフィルタ202によって正確に検知できており、位相推定精度の違いによる受信性能の差はほとんど見られないことがわかる。以上のように、本実施形態では、無線受信機において、フレーム同期処理用の第1のマッチドフィルタと、位相判定用の第2のマッチドフィルタとを別々に持つことで、それぞれの処理を並行して実施することができ、処理時間が短縮できる。さらに、それぞれの処理内容に合わせてマッチドフィルタの回路規模タップ数ビット精度を個別に設定することができ、少ない回路規模で所望のフレーム同期性能および位相回転量の推定性能を得ることができる。具体的には、フレーム同期性能はマッチドフィルタのビット精度よりタップ数に依存するため、第1のマッチドフィルタを受信信号の符号のみを使う構成にすることで、回路規模を削減することができる。また、位相回転量の推定処理はマッチドフィルタのタップ数よりビット精度に依存するため、第2のマッチドフィルタについては受信信号の符号と振幅の両方を使う構成とし、第1のマッチドフィルタよりタップ数を少なくすることで、回路規模を削減することができる。さらに、第2のマッチドフィルタにおける位相回転推定において、タップ数の多い第1のマッチドフィルタでのフレーム同期タイミングを利用することができるため、位相回転量の推定精度を高めることが可能となる。なお、本実施形態では、第2のマッチドフィルタ203のタップ数Mが、第1のマッチドフィルタ202のタップ数Nよりも小さい例を示したが、タップ数Mがタップ数Nと同じであってもよい。この場合、第2のマッチドフィルタ203におけるM個のタップの一部を停止させることで、上記同様に、消費電力を低減することが可能である。実施の形態2実施の形態2として、位相ずれの時間変動である周波数オフセットの推定機構を具備した同期部の構成を図8に示す。第1の実施の形態である図2の同期部104と比べて、図8に示す同期部は、タップ係数切替部505、第1のセレクタ503、第2のセレクタ504、第2のフレーム同期判定部508、第2の位相判定部509、及び周波数オフセット推定部510を具備する。タップ係数切替部505において、第1のマッチドフィルタ501、及び第2のマッチドフィルタ502の係数を切り替えることで、それぞれのマッチドフィルタで、異なる同期ワードとの整合をとることを可能とする。第2の実施の形態におけるマッチドフィルタのタップ係数と同期ワードとの関係を図9に示す。同期ワードが含まれるプリアンブル信号として、長さNXシンボルの非周期的な信号を想定する。第1のマッチドフィルタ501では、先頭Nシンボル及び末尾Nシンボルと整合をとるようにタップ係数を設定する。即ち、切替前のタップ係数はaNa1、切替後のタップ係数はaNXa1Xとなる。第2のマッチドフィルタ502のフィルタ係数は、第1のマッチドフィルタの係数Nタップ内の末尾Mタップを設定する。即ち、切替前はaNaNM1、切替後はaNXa1XNMとなる。第1、及び第2のマッチドフィルタのタップ係数の末尾をそろえることで、整合時の出力ピークの出現タイミングが一致する。そのため、第1の実施の形態の場合と同様に、フレーム同期タイミングの判定結果を流用して、位相判定を実施することが可能となる。第2の実施の形態における第1、及び第2のマッチドフィルタの出力例を図10Aおよび図10Bにそれぞれ示す。プリアンブル内の同期ワードの時間間隔=X単位時間と同じ間隔で、2つのピークが出現していることがわかる。タップ数が多い第1のマッチドフィルタ501の出力ピークより、フレーム同期タイミングを同定し、同じ整合タイミングを持つ第2のマッチドフィルタ502の出力より、位相値argF1及び位相値argF2を算出する。位相値argF1、及び位相値argF2によって、第1のフレーム同期タイミングt=Nから第2のフレーム同期タイミングt=NXまでの位相変動、すなわち周波数オフセットを算出することが可能となる。第2のマッチドフィルタ502の出力位相と、周波数オフセットとの関係を図11に示す。第1の位相判定部507では、第1のフレーム同期タイミングt=Nにおける第2のマッチドフィルタ502の複素出力F1より、位相値argF1=θ1を算出する。同様に、第2の位相判定部509では、第2のフレーム同期タイミングt=NXにおける第2のマッチドフィルタ502の複素出力F2より、位相値argF2=θ2を算出する。周波数オフセット推定部510では、時間間隔t=Xにおける位相変動θ2-θ1より単位時間当たりの位相変動値を周波数オフセットとして算出する。なお、図11に示すように、位相変動が180°を超えると、正確なオフセット推定ができなくなるため、想定する無線システムを考慮したうえで、周波数オフセットによる位相変動が180°を超えないような時間間隔Xに基づいて、タップ係数を設定する必要がある。また、上記のように位相値argF1=θ1及びargF2=θ2をそれぞれ算出するのではなく、複素出力の乗算処理によって位相変動を求めてもよい。その場合、周波数オフセット推定部510では、複素出力F1の共役値と、複素出力F2との複素乗算値F3=F2×conjF1を計算し、その位相値argF3を求めることで、位相変動θ2-θ1を算出する。第2の実施の形態における同期処理のフローを図12に示す。図8に示す同期部では、第1のフレーム同期判定部506と、第2のフレーム同期判定部508とは、第1のセレクタ503によって切り替わる構成となっている。第1のフレーム同期タイミングt=Nを検出後S21,S22、S23、第1のセレクタ503は、第1のマッチドフィルタ501の出力先を、第1のフレーム同期判定部506から第2のフレーム同期判定部508へと切り替える。また、第1のマッチドフィルタ501のタップ係数を変更するS24。第2のフレーム同期判定部508でのフレーム同期タイミング判定処理は、閾値によるピーク検出だけではなく、第1のフレーム同期タイミングt=Nからの経過時間を利用することができる。即ち、図9に示したタップ係数の関係より、第1のフレーム同期タイミングと第2のフレーム同期タイミングとの時間間隔はX単位時間だけ離れていることが既知であることを利用する。第2のフレーム同期判定部508でのピーク検出処理は、第1のフレーム同期タイミングt=NからX単位時間だけ経過したタイミングt=NXにおいてのみ実施すればよく、t=NX時点での第1のマッチドフィルタ501の出力が閾値以上であればフレーム同期完了と判定するS25、S26、S27。逆に、閾値未満であればフレーム同期誤り誤検出という判定ができるS28。このため、誤った同期タイミングのまま復調処理に移行することを回避できる。誤検出を判定する機能を除外するのであれば、第2のフレーム同期判定部508の処理を、第1のフレーム同期タイミングt=Nの情報を使わずに独立した処理にすることが可能である。その場合、第1のフレーム同期判定部506と第2のフレーム同期判定部508の処理は全く同じであり、セレクタ509は不要で、どちらか一方の同期判定部を具備すればよい。また図8に示す同期部では、第1の位相判定部507と、第2の位相判定部509とは、第2のセレクタ504によって切り替わる構成となっている。第1の位相判定部507では、第2のマッチドフィルタ502の出力を観測しS31、第1のフレーム同期タイミングt=Nにおける出力データから位相値周波数偏移量θ1を算出するS32。第2のセレクタ504は、第2のマッチドフィルタ502の出力先を、第1の位相判定部507から第2の位相判定部509へと切り替える。また、タップ係数切替部505は、第2のマッチドフィルタ502のタップ係数を変更するS33。第2の位相判定部509では、第2のマッチドフィルタ502の出力を観測し、第2のフレーム同期タイミングt=NXにおける出力データから位相値周波数偏移量θ2を算出するS34。周波数オフセット推定部510では、位相変動θ2-θ1より単位時間当たりの位相変動値を周波数オフセットとして算出する。第2の実施の形態では、時間的に離れた同期ワードとの整合をとることで周波数オフセット推定を実施している。タップ係数を切り替えることで、マッチドフィルタを流用し、回路規模を小さくしている。また、第2のマッチドフィルタ502のタップ係数は、第1のマッチドフィルタ501のタップ係数の末尾Mタップであるため、タップ係数切替部505の処理は、実質的に第1のマッチドフィルタ501の係数を切り替えるだけで実現できる。以上のように、本実施形態によれば、第2の位相判定部を新たに設けることで、第1の位相量からの差分が計算できるため、受信信号の周波数オフセットを算出することが可能となる。また、第2のフレーム同期判定部において、第1のフレーム同期タイミングを利用することで、フレーム同期の誤検出を防ぐことができ、フレーム同期性能が向上する。さらに、タップ係数切替部を新たに設けることで、2つのマッチドフィルタを流用することができ、回路規模を削減することが可能となる。実施の形態3図13に、実施の形態3に係る同期部の構成を示す。図13に示す同期部は、フレーム同期用に第1のマッチドフィルタ1301及び第3のマッチドフィルタ1302、位相判定用に第2のマッチドフィルタ1303及び第4のマッチドフィルタ1304を具備している。第2の実施の形態との違いは、タップ係数を切り替えず、固定係数のマッチドフィルタを4つ具備する点である。タップ係数を高速で切り替える処理が不要であるため、周波数オフセット推定のための2つの同期ワードの時間間隔を短く設定することが可能である。プリアンブルが短いフレーム信号を受信する場合には、同期処理は短時間に実施することが求められるため、固定のタップ係数を持つ複数マッチドフィルタを具備する図13の構成が有効である。第3のマッチドフィルタ1302の出力は第3の出力データに対応し、第4のマッチドフィルタ1304の出力は第4の出力データに対応する。なお図13におけるフレーム同期判定部1305、1306、位相判定部1307、1308および周波数オフセット推定部1309は、図8におけるフレーム同期判定部506、508、位相判定部507、509および周波数オフセット推定部510の動作と同様であり、その説明を省略する。フレーム同期判定部1306は、第3のフレーム同期判定部に対応し、位相判定部1308は、第3の位相判定部に対応する。以上のように、本実施形態によれば、第2の位相判定部を設けることで、第1の位相量からの差分が計算できるため、受信信号の周波数オフセットを算出することが可能となる。また、第2のフレーム同期判定部において、第1のフレーム同期タイミングを利用することで、フレーム同期の誤検出を防ぐことができ、フレーム同期性能が向上する。また、フレーム同期用の2個のマッチドフィルタでそれぞれ個別に固定のタップ係数を設定するため、それぞれのマッチドフィルタと整合する同期ワードの受信間隔が短くても、フレーム同期をとることができる。実施の形態4符号のみを利用するマッチドフィルタとしてそれぞれ固定のタップ係数を有する第1のマッチドフィルタ及び第2のマッチドフィルタを具備し、符号と振幅を利用するマッチドフィルタはタップ係数を切り替えるようにした構成として、図14の構成が考えられる。第2の実施の形態との違いは、フレーム同期用に2つのマッチドフィルタ第1のマッチドフィルタ1401及び第3のマッチドフィルタ1402を具備する点である。フレーム同期用のマッチドフィルタは、出力ピークを大きくするためにタップ数を多く持つため、その分だけプリアンブルの処理時間が長くなってしまう。できるだけ処理時間を短くする、という目的に対しては、タップ長の長い第1及び第3のマッチドフィルタについては固定のタップ係数を具備しておき、タップ長の短い第2のマッチドフィルタ1404のみ、タップ係数切替部1403によるタップ係数切替によって回路を流用する。第1及び第3のマッチドフィルタ1401、1402は、タップ長は長いものの受信信号の符号のみしか使用しないため、実質的な計算はタップ係数の累積加減算であり、2つ具備することによる回路規模への影響は限定的である。なおセレクタ1405、位相判定部周波数変位量判定部1407、1408、フレーム同期判定部1406、1409および周波数オフセット推定部1401の動作は、図8におけるフレーム同期判定部506、508、位相判定部507、509および周波数オフセット推定部510と同様であるため、その説明を省略する。実施の形態5実施の形態5として、同期部104の前段にAGCAutomaticGainController1501を具備する構成を図15に示す。受信ディジタル信号は、AGC1501において所望のレベルに利得調整され、同期部104へと入力される。その結果、所望の平均電力の受信信号が第1及び第2のマッチドフィルタ202、203に入力されるため、同期ワードとの整合時の出力ピークを判定しやすくなる。受信信号に含まれる同期ワードの平均電力が既知であれば、マッチドフィルタでの整合時の出力値も理論計算できるため、フレーム同期のための閾値を適切に設定することが可能となる。図15では、AGC1501は、同期部104の直前に配置されているが、AGCは、RFアナログ部102とADC103の間に配置されてもよいし、RFアナログ部102の一部として組み込まれてもよい。すなわち、AGCは、アナログ領域で利得制御を行ってもよいし、ディジタル領域で利得制御を行ってもよい。AGC1501は、回路の不完全性によって所望のレベルからずれてしまうAGC誤差を生じる点が懸念されるが、本実施形態はAGC誤差に対する耐性が強いという利点がある。図16に、AGC誤差の影響下でのマッチドフィルタ出力分布の一例を示す。図16aは、符号と振幅の両方を使うマッチドフィルタ軟値マッチドフィルタの出力分布を表している。マッチドフィルタへの入力信号として、平均電力にバラツキがある3通りの同期ワードバラツキは2、0、-2dBを与えたときの、理想同期点整合タイミングでの出力の分布と、同期点以外の非理想タイミング時の出力の分布を示している。AGCの誤差によって、理想同期点の出力がバラついており、ピークを見つけるための閾値の範囲が狭くなっていることがわかる。図16bは、符号のみを使うマッチドフィルタを用いた場合に、同様の出力分布を示したものである。受信信号の符号のみを使うため、AGC誤差による平均電力のバラツキの影響はほとんど受けず、理想同期点を見つけるための閾値の範囲が広くとれることがわかる。図16cは符号のみを使うマッチドフィルタのタップ数を1/2倍にした場合の出力分布であり、タップ数が半減することで理想同期点の出力レベルが小さくなり、閾値の範囲が狭まっている様子が確認できる。以上の解析により、AGCでの利得調整誤差のある環境でも本実施形態のフレーム同期方式は良好に動作し、タップ数を増やすほど同期性能の向上が期待できることがわかる。以上のように、本実施形態によれば、利得調整のためのAGCをマッチドフィルタの前段に具備することで、同期ワードを受信したときのマッチドフィルタ出力が所定のレベルになるように設定することができるため、フレーム同期性能が向上する。また、AGCでの利得調整に誤差が生じた場合においても、第1のマッチドフィルタでは符号のみを使って整合をとるため、誤差の影響を受けにくく、高精度なフレーム同期を実現することが可能となる。なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。"