入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第1MOSトランジスタと、前記入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第2MOSトランジスタと、を有する入力部と、前記第1MOSトランジスタのドレインから出力された第1電流信号及び前記第2MOSトランジスタのドレインから出力された第2電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第3電流信号及び第4電流信号を生成する周波数変換部と、前記第3電流信号を入力して第1出力電圧信号に変換する第1負荷素子と、前記第4電流信号を入力して第2出力電圧信号に変換する第2負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、を有し、前記第1負荷素子がゲートとドレインが接続された第3MOSトランジスタであり、前記第2負荷素子がゲートとドレインが接続された第4MOSトランジスタであることを特徴とするミキシング回路。前記第1MOSトランジスタ、前記第2MOSトランジスタ、前記第3MOSトランジスタ、前記第4MOSトランジスタは、そのチャネル長及びチャネル幅が同一であることを特徴とする請求項1に記載のミキシング回路。前記周波数変換部は、ソースに前記第1MOSトランジスタから前記第1電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第5MOSトランジスタ及び第6MOSトランジスタと、ソースに前記第2MOSトランジスタから前記第2電流信号が供給され、ゲートに前記局部発振信号が供給される第7MOSトランジスタ及び第8MOSトランジスタと、を含むことを特徴とする請求項1または2に記載のミキシング回路。前記出力電圧信号生成部は、前記第5MOSトランジスタ及び前記第7MOSトランジスタから前記第3電流信号が供給されるソースを有する前記第3MOSトランジスタと、前記第6MOSトランジスタ及び前記第8MOSトランジスタから前記第4電流信号が供給されるソースを有する前記第4MOSトランジスタと、を含み、前記第3MOSトランジスタのソースから前記第1出力電圧信号が出力され、前記第4MOSトランジスタのソースから前記第2出力電圧信号が出力されることを特徴とする請求項3に記載のミキシング回路。前記第3MOSトランジスタのソースに接続される第1可変抵抗素子と、前記第4MOSトランジスタのソースに接続される第2可変抵抗素子と、をさらに含み、前記第3電流信号が前記第1可変抵抗素子を介して前記第3MOSトランジスタに入力され、前記第4電流信号が前記第2可変抵抗素子を介して前記第4MOSトランジスタに入力されることを特徴とする請求項1に記載のミキシング回路。前記第1MOSトランジスタのソースに接続される第3可変抵抗素子と、前記第2MOSトランジスタのソースに接続される第4可変抵抗素子と、をさらに含むことを特徴とする請求項1に記載のミキシング回路。前記第1可変抵抗素子、前記第2可変抵抗素子、前記第3可変抵抗素子、前記第4可変抵抗素子の抵抗値は、同一の値に設定されることを特徴とする請求項6に記載のミキシング回路。前記周波数変換部の変換ロスの値が、略2/πであることを特徴とする請求項1に記載のミキシング回路。上記した11式によれば、図6に示したミキシング回路の非線形成分を減少させるためには、gm3M2を小さくすればよいことが分かる。そのためには、ゲート接地MOSトランジスタM1、ソース接地MOSトランジスタM2のゲートソース間の電圧Vgsを高く設定することが必要である。ところで、図6に示したミキシング回路の入出力ゲインは12式によって決定される。Voutdiff/Vin≒gmM2gmM1×Gcl×R×1/212式12式に示した入出力ゲインを一定に保つためには、ゲート接地MOSトランジスタM1、ソースMOSトランジスタM2に比較的高いゲート電圧を印加しなければならず、このためにミキシング回路には一般的に消費電力を抑えることが望まれていた。しかし、図6に示した従来のミキシング回路では、非線形成分を少なくするために消費電流がいっそう増加するとことになる。本発明は、上記した点に鑑みてなされたものであり、非線形成分を低減しながら、消費電流の上昇を抑えることができるミキシング回路を提供することを目的とする。以上の課題を解決するため、本発明の一態様のミキシング回路は、入力信号がソースに入力されるゲート接地型の第1MOSトランジスタ例えば図1、3、5に示したゲート接地MOSトランジスタM1と、入力信号がゲートに入力されるソース接地型の第2MOSトランジスタ例えば図1~図5に示したソース接地MOSトランジスタM2と、を有する入力部例えば図1に示した入力部803、図3、5に示した入力部303と、第1MOSトランジスタのドレインから出力された第1電流信号及び第2MOSトランジスタのドレインから出力された第2電流信号を局部発振信号に基づいて周波数変換することによって第3電流信号及び第4電流信号を生成する周波数変換部例えば図1、3、5に示した周波数変換部802と、第3電流信号を入力して第1出力電圧信号に変換する第1負荷素子と、第4電流信号を入力して第2出力電圧信号に変換する第2負荷素子と、を含む出力電圧信号生成部と、を有し、第1負荷素子がゲートとドレインが接続された第3MOSトランジスタ例えば図1、3、5に示した負荷用MOSトランジスタM7であり、第2負荷素子がゲートとドレインが接続された第4MOSトランジスタ例えば図1、3、5に示した負荷用MOSトランジスタM8であることを特徴とする。また、本発明の一態様のミキシング回路は、第1MOSトランジスタ、第2MOSトランジスタ、第3MOSトランジスタ、第4MOSトランジスタは、そのチャネル長及びチャネル幅が同一であることが望ましい。また、本発明の一態様のミキシング回路は、周波数変換部が、ソースに第1MOSトランジスタから第1電流信号が供給され、ゲートに局部発振信号が供給される第5MOSトランジスタ及び第6MOSトランジスタと、ソースに第2MOSトランジスタから第2電流信号が供給され、ゲートに局部発振信号が供給される第7MOSトランジスタ及び第8MOSトランジスタと、を含むことが望ましい。また、本発明の一態様のミキシング回路は、出力電圧信号生成部が、第5MOSトランジスタ及び第7MOSトランジスタから第3電流信号が供給されるソースを有する第3MOSトランジスタと、第6MOSトランジスタ及び第8MOSトランジスタから第4電流信号が供給されるソースを有する第4MOSトランジスタと、を含み、第3MOSトランジスタのソースから第1出力電圧信号が出力され、第4MOSトランジスタのソースから第2出力電圧信号が出力されることが望ましい。また、本発明の一態様のミキシング回路は、第3MOSトランジスタのソースに接続された第1可変抵抗素子例えば図3、5に示した可変抵抗素子304と、第4MOSトランジスタのソースに接続された第2可変抵抗素子例えば図3、5に示した可変抵抗素子305と、をさらに含み、第3電流信号が第1可変抵抗素子を介して第3MOSトランジスタに入力され、第4電流信号が第2可変抵抗素子を介して第4MOSトランジスタに入力されることが望ましい。また、本発明の一態様のミキシング回路は、第1MOSトランジスタのソースに接続される第3可変抵抗素子例えば図3、5に示した可変抵抗素子306と、第2MOSトランジスタのソースに接続される第4可変抵抗素子例えば図3、5に示した可変抵抗素子307と、をさらに含むことが望ましい。また、本発明の一態様のミキシング回路は、第1可変抵抗素子、第2可変抵抗素子、第3可変抵抗素子、第4可変抵抗素子の抵抗値が、同一の値に設定されることが望ましい。また、本発明の一態様のミキシング回路は、周波数変換部の変換ロスの値が、2/πであることが望ましい。本発明によれば、第3MOSトランジスタ、第4MOSトランジスタを抵抗素子として挿入することにより、第1MOSトランジスタ、第2MOSトランジスタのゲートソース間電圧を高めないで出力の非線形性を小さくすることができる。このため、消費電流を抑えながら、非線形成分が小さいミキシング回路を提供することができる。以下、本発明の実施形態1ないし3のミキシング回路を説明する。実施形態1回路構成図1は、実施形態1のミキシング回路を説明するための図である。実施形態1のミキシング回路は、出力電圧信号生成部101、周波数変換部802、入力部803、局部発振信号生成回路5を有している。なお、図1において、図6に示した構成と同様の構成については同様の符号を付すものとする。入力部803は、インピーダンス整合回路2を有し、インピーダンス整合回路2には接地電圧Vssに接続された電圧信号源9から入力信号Vinが入力されている。電圧信号源9の出力側には信号源出力インピーダンス素子1が設けられている。また、入力部803は、インピーダンス整合回路2の出力端子とソースが接続されるゲート接地MOSトランジスタM1、インピーダンス整合回路2の出力端子とゲート端子が接続されるソース接地MOSトランジスタM2を有している。ソース接地MOSトランジスタM2のゲートとゲート接地MOSトランジスタM1のソースとの間にはキャパシタ3が設けられている。ゲート接地MOSトランジスタM1のゲートと、ソース接地MOSトランジスタM2のゲートとは、DC的に適切な電圧にバイアスされている。周波数変換部802は、4つの周波数変換MOSトランジスタM3~M6を備えている。周波数変換MOSトランジスタM3、M4のソースはゲート接地MOSトランジスタM1のドレインと接続され、周波数変換MOSトランジスタM5、M6のソースはソース接地MOSトランジスタM2のドレインと接続されている。周波数変換MOSトランジスタM3のドレインは出力電圧信号生成部101の出力端子102a及び周波数変換MOSトランジスタM5のドレインに接続されている。また、周波数変換MOSトランジスタM4のドレインは出力端子102b及び周波数変換MOSトランジスタM6のドレインに接続され、周波数変換MOSトランジスタM5のドレインは出力端子102a及び周波数変換MOSトランジスタM3のドレインに接続される。さらに、周波数変換MOSトランジスタM6のドレインは出力端子102b及び周波数変換MOSトランジスタM4のドレインに接続されている。さらに、周波数変換MOSトランジスタM3~M6のゲートは局部発振信号生成回路5の出力端子に接続され、ゲートには局部発振信号が入力されている。出力電圧信号生成部101は、負荷用MOSトランジスタM7、M8を有している。負荷用MOSトランジスタM7のソースは、周波数変換部802の周波数変換MOSトランジスタM3、M5のドレインと接続されている。また、負荷用MOSトランジスタM8のソースは、周波数変換部802の周波数変換MOSトランジスタM4、M6のドレインと接続されている。出力端子102aは、負荷用MOSトランジスタM7のソースと周波数変換MOSトランジスタM3、M5のドレインとの間に設けられる。出力端子102bは、負荷用MOSトランジスタM8のソースと周波数変換MOSトランジスタM4、M6のドレインとの間に設けられる。負荷用MOSトランジスタM7、M8のドレインは、電源電圧VDDに接続されている。さらに、負荷用MOSトランジスタM7のゲートとドレイン、負荷用MOSトランジスタM8のゲートとドレインは、互いに接続されている。動作次に、図1に示したミキシング回路の動作を説明する。実施形態1の入力部803は、シングルエンド-差動信号変換部として機能する。すなわち、電圧信号源9から入力信号Vinが信号源出力インピーダンス素子1、インピーダンス整合回路2を介してノード8に入力される。入力された入力信号Vinは、ゲート接地MOSトランジスタM1、ソース接地MOSトランジスタM2によってそれぞれ逆相の電流に変換される。このような動作により、シングルエンドの電圧信号が、差動電流信号に変換される。差動電流信号は、周波数変換MOSトランジスタM3~M6のドレインに入力される。周波数変換MOSトランジスタM3~M6は、ゲートに局部発振信号が入力されてオン、オフし、差動電流信号を局部発振信号と乗算する。このような動作より、差動電流信号の周波数が変換される。出力電圧信号生成部101では、周波数変換された差動電流信号がダイオード接続された負荷用MOSトランジスタM7、M8によって電圧信号に変換される。変換後の電圧信号は、差動電圧信号OUT、OUT-として出力端子102a、102bから出力される。非線形成分ここで、実施形態1のミキシング回路の非線形成分について説明する。周波数変換MOSトランジスタM3~M6が理想スイッチとして動作する場合、図1に示したミキシング回路の非線形成分は下記のように表される。すなわち、図1に示した出力端子102a、102bから出力される差動電圧信号OUT、OUT-の差である差動出力信号を3式、4式を用いて計算すると、13式のようになる。Voutdiff=gm1M2gm1M1×1/2×Gcl×1/gm1L×A×Va1/8×gm3M2-1/16×gm1M2/gm1M1×gm3M21/16×gm3M1×Gcl×1/gmL×A3×Vb-gmM13gm1M23×1/8×gm3L/gm1L4×Gcl3×A3×Vb13式13式において、gm1Lは負荷用MOSトランジスタM7、M8の1次のトランスコンダクタンスであり、gm3Lは負荷用MOSトランジスタM7、M8の3次のトランスコンダクタンスである。また、13式では、第1項が出力信号成分を表し、第2、3項が出力非線形成分を表す。次に、実施形態1のミキシング回路の非線形成分の低減効果について説明する。図1に示したゲート接地MOSトランジスタM1、ソース接地MOSトランジスタM2が同一のサイズチャネル長、チャネル幅に設計されていて、同一のバイアス電圧Vb1、Vb2が印加されているものとし、7式、8式を13式の第2、3項に代入すると、実施形態1のミキシング回路の非線形成分Non_Linear2が14式のように表される。Non_Linear2=1/8×gm3M2×Gcl×1/gm1L×A3×Vb-1/4×gm3L×Gcl3×gm1M13gm1M23/gm1L4×A3×Vb14式14式で表される実施形態1のミキシング回路の非線形成分の第1項はソース接地MOSトランジスタM2に起因する非線形成分を表している。また、第2項は負荷用MOSトランジスタM7、M8に起因する非線形成分を表している。第1項と第2項とは逆相の関係を有している。このため、実施形態1では、第2項の値を第1項の値に近づけることによって第1項の非線形成分を第2項の非線形成分で打ち消し、非線形成分Non_Linear2を低減することができる。このような実施形態1のミキシング回路によれば、ゲート-ソース間電圧Vgsを高く設定することなく、消費電流を増加させずに、従来よりも非線形成分を低減することができる。一方、図6に示したミキシング回路には負荷用MOSトランジスタM7、M8がないことから、11式で表される従来のミキシング回路の非線形成分には当然のことながら式の第2項に相当する項がない。このため、従来のミキシング回路では、実施形態1のようにして非線形成分を低減することはできない。次に、図6に示したミキシング回路の非線形成分と、実施形態1のミキシング回路の非線形成分とを具体的に算出して比較する。なお、図6、図1に示したミキシング回路のゲート接地MOSトランジスタM1、ソース接地MOSトランジスタM2、負荷用MOSトランジスタM7、M8が全て同じサイズであるものとする。また、MOSトランジスタの1次のトランスコンダクタンスをgm1、2次のトランスコンダクタンスをgm2、3次のトランスコンダクタンスをgm3とする。また、両回路のゲインを等しくするため、R=1/gm1とし、Gclは2/πとする。以上の条件で計算した結果、図6に示したミキシング回路の非線形成分Non_Linear1、図1に示したミキシング回路の非線形成分Non_Linear2が15、16式のように求められる。Non_Linear1=1/8×Gcl×gm3/gm1A3×Vb15式Non_Linear2=1/8×Gcl-1/4×Gcl3×gm3/gm1×A3×Vb16式15、16式の比の対数により非線形成分減少量を示すと、17式のようになる。20×logNon_Linear1/Non_Linear2=20×log1/1-2×Gcl2≒14.5dB17式以上のように、実施形態1のミキシング回路によれば、消費電流を増加させることなく、図6に示した従来のミキシング回路よりも非線形成分減少量を約14.5dB減少させることができる。図2は、実施形態1のミキシング回路の変換ロスGclと非線形成分減少量との関係を説明するための図であり、横軸に変換ロスGclを、縦軸に非線形成分減少量を示している。図から明らかなように、実施形態1による非線形成分低減効果は変換ロスGclの値に依存しており、Gcl=1/√2の時に最も大きくなる。実施形態1の変換ロスGclは、周波数変換部802において発生するものであり、理想的な周波数変換回路では、比較的1/√2に近い値2/πを取ることができる。このため、実施形態1のミキシング回路は、高い非線形性成分低減効果を得ることができる。実施形態2次に、本発明の実施形態2を説明する。図3は、実施形態2のミキシング回路を説明するための図である。図3において、図1に示した構成と同様の構成には同様の符号を付し、その説明を一部省くものとする。図3に示したミキシング回路は、出力電圧信号生成部301、周波数変換部802、入力部303によって構成されている。このうち、周波数変換部802は、図1に示した周波数変換部と同様の構成を有し、周波数変換MOSトランジスタM3~M6のゲートには局部発振信号が入力されている。実施形態2のミキシング回路では、ゲート接地MOSトランジスタM1のソースに可変抵抗素子306が接続され、ソース接地MOSトランジスタM2のソースに可変抵抗素子307が接続されている。入力信号Vinは、可変抵抗素子306、307を介してゲート接地MOSトランジスタM1、ソース接地MOSトランジスタM2に入力される。また、実施形態2のミキシング回路では、負荷用MOSトランジスタM7のソースに可変抵抗素子304が、負荷用MOSトランジスタM8のソースに可変抵抗素子305が接続されている。出力端子102aからは、負荷用MOSトランジスタM7に加え、可変抵抗素子304によって発生する差動電圧信号OUTが出力される。また、出力端子102bからは、負荷用MOSトランジスタM8に加え、可変抵抗素子305によって発生する差動電圧信号OUT-が出力される。このような実施形態2によれば、図4に示すように、可変抵抗素子の抵抗値Rによる負帰還の効果によって図7に示した単体のMOSトランジスタよりも非線形成分がさらに減少する。したがって、実施形態2では、上記した実施形態1よりもミキシング回路全体の非線形成分を減少させることができる。なお、実施形態2では、可変抵抗素子304~307の抵抗値が同一の値になるように設定されている。可変抵抗素子304~307の抵抗値を全て同じにするためには、その設計値や製造条件を全て同一にすることにより、可変抵抗素子304~307の製造ばらつきや温度特性のばらつきによる影響を抑えることができる。ただし、可変抵抗素子304~507に特性が異なるものを用いても、ミキシング回路の線形性を向上させる効果を得ることができる。実施形態3次に、本発明の実施形態3を説明する。図5は、実施形態3のミキシング回路を説明するための図である。図5において、図1、図3に示した構成と同様の構成には同様の符号を付し、その説明を一部省くものとする。図5に示したミキシング回路は、出力電圧信号生成部501、周波数変換部802、入力部303によって構成されている。このうち、周波数変換部802は、図1に示した周波数変換部と同様の構成を有し、周波数変換MOSトランジスタM3~M6のゲートには局部発振信号が入力されている。入力部303は、実施形態2の図3に示した入力部303と同様に構成されている。出力電圧信号生成部501は、負荷用MOSトランジスタM7のソースに可変抵抗素子304が、負荷用MOSトランジスタM8のソースに可変抵抗素子305が設けられている。また、出力電圧信号生成部501は、負荷用MOSトランジスタM7のソースに可変抵抗素子304を介して反転入力端子が接続され、負荷用MOSトランジスタM8のソースに可変抵抗素子305を介して非反転入力端子が接続される比較器10と、比較器10の出力端子に接続されるインピーダンス素子11とを備えている。このような実施形態3のミキシング回路は、実施形態1、実施形態2で得られる非線形成分を減少させる効果を維持しながら、出力信号をシングルエンドに変換することができる。