"直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、前記インバータを冷却する冷却器と、前記直流電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを接地する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第1のコアと、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続されて前記冷却器を接地する第1の接地導体と、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続され、容量性素子を介して前記モータを交流的に接地する第2の接地導体と、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体、または、前記第1の接地導体に一端が接続され、他端が接地される第3の接地導体と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。前記第1のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記冷却器、前記第1の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第1のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第1のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記冷却器、前記第3の接地導体、前記モータ、前記容量性素子、前記第2の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第1のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記インバータと前記モータとを接続する負荷導体を通過させる貫通孔を有する第2のコアとを備えたことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第1および第2のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記負荷導体、前記モータ、前記容量性素子、前記第2の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第1のコアおよび前記第2のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。前記第1および第2のコアは、前記インバータをノイズ源とするときに、前記負荷導体、前記モータ、前記第3の接地導体および前記負極側導体を通じて当該インバータに流出入する電流経路が前記第1のコアおよび前記第2のコアを貫通するように配置されていることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。前記第1のコアのインピーダンスが前記第2のコアのインピーダンスよりも大きいことを特徴とする請求項1~6の何れか1項に記載の電力変換装置。前記インバータを収納する筐体は接地され、前記第3の接地導体は、当該接地された筐体に接続されていることを特徴とする請求項1~6の何れか1項に記載の電力変換装置。筐体内に配置され、直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、前記インバータを冷却する冷却器と、前記直流電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを接地する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第1のコアと、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体と前記冷却器とを接続する第1の接地導体と、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体を容量性素子を介して前記モータに接続させる第2の接地導体とを備え、前記冷却器を接地したことを特徴とする電力変換装置。前記筐体は接地されており、前記冷却器が前記筐体に接続されていることを特徴とする請求項9に記載の電力変換装置。前記インバータが備えるスイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項1~6、9、10のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記特許文献1に示される技術によれば、ノイズ源電流に加え、高調波電流や、共振電流などを抑制することができるという効果が得られるが、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトしている現状において、これらのノイズ源電流、高調波電流および共振電流を更に低減することが求められている。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減を可能とする電力変換装置を提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る電力変換装置は、直流電源系統から受電し、負荷であるモータを駆動するインバータと、前記インバータを冷却する冷却器と、前記直流電源系統と前記インバータとを接続する正極側導体および前記インバータを接地する負極側導体を通過させる貫通孔を有する第1のコアと、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続されて前記冷却器を接地する第1の接地導体と、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体に接続され、容量性素子を介して前記モータを交流的に接地する第2の接地導体と、前記第1のコアに対して前記直流電源系統側の前記負極側導体、または、前記第1の接地導体に一端が接続され、他端が接地される第3の接地導体と、を備えたことを特徴とする。本発明によれば、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流の更なる低減が可能になるという効果を奏する。以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係る電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。<実施の形態>図1は、本発明の実施の形態に係る電力変換装置を含む電気車駆動システムの一構成例を示す図である。本実施の形態に係る電気車駆動システムは、図1に示すように、パンタグラフ1、リアクトル2、電力変換部30およびモータ6を備えて構成される。また、電力変換部30は、パンタグラフ1およびリアクトル2を介して直流電源系統から受電した直流電力を蓄積するフィルタコンデンサ3、フィルタコンデンサ3の直流電圧を交流電圧に変換して負荷であるモータ6を駆動するインバータ4、インバータ4の入力側に設けられるインピーダンス要素としての第1のコア8、インバータ4の出力側に設けられるインピーダンス要素としての第2のコア9、インバータ4を構成する半導体素子4Aを冷却する冷却器としてのフィン5および、インバータ4の入力側接地電位とモータ6の接地電位とを交流的に接続するための容量性素子としてのコンデンサ10を備えて構成される。つぎに、電力変換部30と外部の構成要素との間の接続構成および、電力変換部30の内部接続構成について説明する。まず、電力変換部30の入力側直流電源系統側には、リアクトル2とインバータ4とを接続する正極側導体21と、インバータ4をアース7に接地する負極側導体22による2本の配線が設けられている。これらの正極側導体21および負極側導体22は、第1のコア8の貫通孔を通過するように配置されてインバータ4と接続されている。一方、電力変換部30の出力側モータ6側には、インバータ4と負荷であるモータ6とを接続する負荷導体2323a,23b,23cが設けられている。これらの負荷導体23は、第2のコア9の貫通孔を通過するように配置されてモータ6と接続されている。モータ6の周辺部には、モータ6を機器として接地するためのアース41が設けられており、モータ6を構成する構造物の一部であるモータヨーク6Aとアース41とが電気的に接続されている。電力変換部30の内部に目を向けると、第1の接地導体接地線やブスバ-などの導体である接地導体50は、フィン5と、第1のコア8に対して直流電源系統側に位置する負極側導体22上の任意の点である接続点27に接続されている。即ち、フィン5は、接地導体50および負極側導体22を介してアース7と同電位等電位に接地されている。第2の接地導体である接地導体59は、コンデンサ10を介して、アース41に接地されているモータヨーク6Aを、第1のコア8に対して直流電源系統側に位置する負極側導体22上の接続点28に接続している。第3の接地導体である接地導体61は、接地導体50上の任意の点である接続点29とアース40との間に電力変換部30の筐体30Aの任意の接続点30Bを介して接続されている。なお、接続点27,28は、電力変換部30内のコア8より直流電源系統側であれば何れの部位筐体30Aの外でもに接続されていても構わない。なお、図1では、接地導体61を接地導体50の任意の点である接続点29に接続する例を示しているが、接地導体50の一方側の端部もしくはその近傍に位置するフィン5に接続してもよく、また、接地導体50の他方側の端部である接続点27もしくはその近傍に接続してもよい。即ち、フィン5もしくは、第1のコア8に対して直流電源系統側に位置する負極側導体22上の任意の点は、接地導体61を介してアース40と同電位等電位に接地される。また、フィン5は、電力変換部30の筐体30Aに直接接続されていてもよい。このようにすることで、フィン5を電力変換部30の筐体と絶縁する必要がなくなり、製造工程を簡素化することが可能となる。また、図1では、接地導体61を筐体30Aの任意の接続点30Bに接続し、その接続点30Bをアース40に接続する例を示しているが、筐体30Aの接地点が接続点30Bである必要はなく、筐体30Aが接続点30B以外の箇所で接地されていればよい。この場合、接地導体61を筐体30Aに接続することにより、電気的な接地がとれていることになる。つぎに、図1のように構成した本実施の形態に係る電力変換装置が固有に有するノイズ電流の低減効果について図2~図5の図面を参照して説明する。図2は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第1のノイズ経路を説明する図である。より詳細に説明すると、図2aは、第1のノイズ経路を図1の構成図上に示した図であり、図2bは、電気車駆動システムにおけるノイズ経路の等価回路を示す図である。ここではまず、図2bの等価回路を説明する。図2bにおいて、A点は接続点28もしくは接続点27、B点はインバータ4の出力端、C点はフィン5もしくは接続点29、D点は筐体30Aの接続点30B、E点はモータヨーク6Aを意味している。A点とB点との間には、第1のコア8のインピーダンスを模擬する回路部71、接続点28よりも右側インバータ4側にある負極側導体22のインピーダンスを模擬する回路部72および、コモンモードノイズの発生源としてのノイズ源73が配されている。以下同様に、B点とC点との間には、フィン5が有する浮遊容量であるフィン浮遊容量86が配され、A点とC点との間には、接地導体50のインピーダンスを模擬する回路部74が配され、C点とD点との間には、接地導体61のインピーダンスを模擬する回路部76が配され、D点とE点との間には、車体のインピーダンスを模擬する回路部77が配され、A点とE点との間には、接地導体59のうちの箱内配線のインピーダンスを模擬する回路部80、コンデンサ10の容量値である容量79および、接地導体59のうちの車外ケーブルのインピーダンスを模擬する回路部78が配され、B点とE点との間には、負荷導体23のうちの箱内導体のインピーダンスを模擬する回路部81、第2のコア9のインピーダンスを模擬する回路部82、負荷導体23のうちの車外ケーブルのインピーダンスを模擬する回路部83、モータ6のモータ巻線のインピーダンスを模擬する回路部84および、モータ6が有する浮遊容量であるモータ浮遊容量85が配される。上記のように、電気車駆動システムの等価回路は、図2bに示す等価回路にて表すことができ、電気車駆動システムに生じ得るノイズ経路は複数存在する。図2a、bは、複数存在し得るノイズ経路のうちの一つである第1のノイズ経路を示している。この第1のノイズ経路は、図2aにおいて太破線で示すように、インバータ4を起点および終点とする、インバータ4→フィン5→第1のコア8→インバータ4という経路となる。この第1のノイズ経路では、図2bに示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。一方、この第1のノイズ経路では、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第1のコア8を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。図3は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第2のノイズ経路を説明する図であり、図2のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。第2のノイズ経路は、図3aにおいて太破線で示すように、インバータ4を起点および終点とする、インバータ4→フィン5→アース40→アース41→モータヨーク6A→コンデンサ10→第1のコア8→インバータ4という経路となる。この第2のノイズ経路においても、図3bに示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第2のノイズ経路においても、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第1のコア8を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。なお、図3に示す第2のノイズ経路は、接地導体61を接続したことによる新たなノイズ経路であるが、前記のように第1のコア8が第2のノイズ経路に存在し、かつ、図2に示す第1のノイズ経路の方が低インピーダンスとなるため、第2のノイズ経路による悪影響はほとんどない。図4は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第3のノイズ経路を説明する図であり、図2および図3のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。第3のノイズ経路は、図4aにおいて太破線で示すように、インバータ4を起点および終点とする、インバータ4→第2のコア9→モータ6→モータヨーク6A→コンデンサ10→第1のコア8→インバータ4という経路となる。この第3のノイズ経路においても、図4bに示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第3のノイズ経路では、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第1のコア8および第2のコア9を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。また、この第3のノイズ経路では、第1のコア8に加え、第2のコア9のインピーダンスも直列に加わるため、高周波帯域におけるインピーダンス低下の抑制効果を大きくすることができる。図5は、本実施の形態の電力変換装置に生じ得る第4のノイズ経路を説明する図であり、図2~図4のときと同様に、構成図および等価回路図上にその経路を示している。第4のノイズ経路は、図5aにおいて太破線で示すように、インバータ4を起点および終点とする、インバータ4→第2のコア9→モータ6→モータヨーク6A→アース41→アース40→第1のコア8→インバータ4という経路となる。この第4のノイズ経路においても、図4bに示すように、経路内に抵抗成分、インダクタンス成分およびキャパシタンス成分が含まれるため、共振回路を形成し、特定の周波数においてインピーダンスが低下し、ノイズ電流が大きくなる可能性がある。しかしながら、この第4のノイズ経路においても、第3のノイズ経路と同様に、経路内に他のインピーダンス要素よりもインピーダンスの大きな第1のコア8および第2のコア9の双方を含んでいるので、共振周波数を低下させることができ、高周波帯域でのインピーダンス低下を抑制することができる。その結果、電力変換装置に具備されるスイッチング素子に対するスイッチング周波数が高域側にシフトし、より高周波領域のノイズ源電流、高調波電流および共振電流が増加する状況下であっても、これらの電流の増加を抑制することができる。また、この第4のノイズ経路でも、第3のノイズ経路と同様に、第1のコア8に加え、第2のコア9のインピーダンスも直列に加わるため、高周波帯域におけるインピーダンス低下の抑制効果を大きくすることができる。なお、第4のノイズ経路は、接地導体61を接地導体50上の接続点29とアース40との間に接続したことにより生じた経路であり、第3のノイズ経路と並列関係にあるため、インピーダンスの低下が懸念される。しかしながら、上述のように、これら第3および第4の経路では、第1のコア8および第2のコア9の双方が経路上に配置される一方で、モータ浮遊容量は、低周波帯域では比較的大きなインピーダンスを奏するので、このような懸念は払拭できる。また、第3のノイズ経路は、他のノイズ経路よりも相対的に長いため、経路が作るループの面積に比例して放射されるノイズ量も相対的に大きくなることが懸念される。しかしながら、接地導体61を接地導体50上の接続点29とアース40との間に接続したことにより、モータヨーク6AのE点に対して、フィン5のC点の電位をより安定させることができるので、第3のノイズ経路に流れる電流が軽減される。したがって、第3のノイズ経路によって放射されるノイズ量も軽減することができ、前記懸念は払拭される。また、従来のように、フィン5と筐体30Aの絶縁を必ずしも確保する必要がなく、機械的な構造の簡素化も可能となる。つぎに、第1のコア8および第2のコア9が有するインピーダンスについて説明する。図6は、本実施の形態に係る第1のコア8および第2のコア9の一例であるリング状フェライトコアの概観形状を示す斜視図である。このリング状フェライトコア90では、図示のように貫通孔92が設けられている。リング状フェライトコア90を第1のコア8として用いる場合、貫通孔92には、正極側導体21および負極側導体22が挿通される。また、リング状フェライトコア90を第2のコア9として用いる場合、貫通孔92には、負荷導体2323a,23b,23cが挿通される。リング状フェライトコア90のインピーダンスは、下記1式および下記2式に示す関係が知られている。|Z|∝Ae/Le......1Ae/Le=H/2πLNR1/R2......2ここで、上記1,2式に含まれる各記号の意味は、以下の通りである。|Z|:インピーダンスの絶対値、Ae:実効断面積、Le:実効磁路長、H:厚さ、R1:外径、R2:内径上記1、2式から理解できるように、リング状フェライトコア90のインピーダンスを大きくするには、実効断面積Aeと実効磁路長Leとの比実効磁路長Leに対する実効断面積Aeの比を大きくすることが効果的である。具体的には、内径R2を小さく、厚さHを大きく、外径R1を大きくすればよい。ところで、インバータに具備されるスイッチング素子としては、珪素Siを素材とする半導体トランジスタ素子以下Si素子というを用いることが一般的である。一方、近年、このSi素子に代え、炭化珪素SiCを素材とする半導体スイッチング素子以下SiC素子というが注目されている。ここで、SiC素子が高速のスイッチング動作が可能であるのは、SiCは、高温度での使用が可能であり、耐熱性も高いため、SiC素子を搭載するモジュールの許容動作温度を高温側に引き上げることができ、キャリア周波数を高めてスイッチング速度を増加させても、冷却器が大きくなるのを抑制することができるからである。しかしながら、SiC素子の利用によって、インバータの出力電圧の高周波成分が増加し、その高周波電圧によって引き起こされる高周波電流がノイズ源となって、信号機等の誤動作を引き起こすことが懸念される。ここで、SiC素子の利用によって、出力電圧の高周波成分が増加する理由としては、主に以下の2点がある。1SiCは、ワイドギャップ半導体であるので、ユニポーラデバイスの構造を採用でき、蓄積キャリアが略零である。故に、スイッチング時の損失を低減できる一方で、dv/dtおよびdi/dtが増加し、ノイズが増加する。2SiC素子の利用によって、1回のスイッチング当りの損失が低減できるので、制御性の向上やモータ損失の低減を狙って、スイッチング周波数を増加させることができる。その結果、1秒あたりのスイッチング回数が増加するので、ノイズも増加する。上記のように、インバータに具備されるスイッチング素子としてSiC素子を用いる場合、インバータの出力電圧の高周波成分によって引き起こされる高周波電流がノイズ源となって、車上信号機器、地上信号機器等の誤動作を引き起こすことが懸念される。そこで、上記のようなSiC素子を利用する場合においても好適な第1のコア8および第2のコア9に係るインピーダンス特性について説明する。図7は、本実施の形態に係る第1のコア8および第2のコア9に好適なインピーダンス特性の一例を示す図である。図7において、実線部の波形がインピーダンスの大きさ絶対値に関する周波数特性であり、破線部の波形がインピーダンスの位相に関する周波数特性である。第1のコア8および第2のコア9の役割は、上述した第1~第4のノイズ経路のインピーダンスを高くし、これらの経路のノイズ電流を低減させることにある。図7に示すインピーダンス特性に目を向けると、インピーダンスの絶対値は高周波になるに従って大きくなり、また、インピーダンスの位相は高周波になるに従って、0degに近づく特性が示されている。即ち、図7に示す特性は、高周波になるに従って、誘導インダクタンス成分から抵抗成分に徐々に変化すると共に、インピーダンスの絶対値が大きくなる特性を示している。インピーダンスの主成分が抵抗に近くなればなるほどダンピング効果が得られるのと共に、インピーダンスの絶対値が大きければ大きい程、ノイズ電流を小さくできる。このため、図7に示すような特性を有するフェライトコアは、本実施の形態に係る第1のコア8および第2のコア9として用いる場合に好適なインピーダンス要素であると言うことができる。なお、第1のコア8および第2のコア9として、例えば図6に示すようなフェライトコアを用いる場合、図6の説明から理解できるように、インピーダンスを大きくするには、容積も大きくなる。一方、本実施の形態の構成の場合、図1などに示すように、第1のコア8および第2のコア9を内蔵する構成のため、重量制限等がある場合には、第1のコア8と第2のコア9との間で性能、重量または容積に関するトレードオフが生ずる。ここで、第1のコア8と第2のコア9の作用を考えると、上記した第1~第4のノイズ経路の全てが第1のコア8を通過しているのに対し、第2のコア9を通過しているのは、第3および第4のノイズ経路のみである。よって、総合的なノイズ電流の低減という観点で言えば、第2のコア9のインピーダンスよりも第1のコア8のインピーダンスの方を大きくする方が効果的である。なお、上記の例のように、フェライトコアのインピーダンスは、容積の大きい方がインピーダンスが大きくなる。よって、同じ素材のものを用いる場合、第2のコア9の重量または容積よりも第1のコア8の重量または容積の方を大きくする方が効果的である。なお、本実施の形態では、第1のコア8および第2のコア9の双方を用いる構成を開示したが、モータ浮遊容量の大きさ如何によっては、上述した第3および第4のノイズ経路に流れる電流が小さくなるため、このような場合には、第2のコア9を省略することも可能である。また、本実施の形態では、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流を低減するための要素として、例えば図6に示すようなフェライトコア磁性体コアを用いるようにしているが、磁性体コアに代えて、例えばリアクトル、コモンモードチョークコイルなどの要素、すなわちインダクタンス成分を有するインピーダンス要素を用いることも可能である。肝要な点は、ノイズ源電流、高調波電流および共振電流が流れる際の共振周波数を、例えば車上信号機器、地上信号機器等に影響を与えない周波数帯にシフトすることができれば、どのようなインピーダンス要素を用いても構わない。"