"単相3線式の交流電力系統に連系される電力変換装置であって、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第1および第2のコンデンサからなる平滑回路と、前記平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって前記平滑回路の直流電力と前記電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、前記平滑回路の直流端子間電圧、前記直流正母線および前記平滑回路の中点間の第1の直流電圧および、前記直流負母線および前記平滑回路の中点間の第2の直流電圧を検出する電圧センサと、前記電力変換回路の電力変換動作を制御するための制御装置とを備え、前記平滑回路の中点は、前記電力系統の中性点と電気的に接続され、前記制御装置は、直流電圧目標値と前記電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第1のスイッチング制御手段と、前記電圧センサの前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第2のスイッチング制御手段とを含む、電力変換装置。前記第2のスイッチング制御手段は、前記第1の直流電圧検出値が前記第2の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第1のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項1に記載の電力変換装置。前記第2のスイッチング制御手段は、前記第2の直流電圧検出値が前記第1の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第2のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項1に記載の電力変換装置。前記第1のスイッチング制御手段は、前記直流電圧目標値と前記直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子のデューティー比を設定し、前記第2のスイッチング制御手段は、前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記第1または第2のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従って前記デューティー比を補正する、請求項2または3に記載の電力変換装置。前記平滑回路の中点および前記電力系統の中性点を接続する配線をさらに備える、請求項1から4のいずれか1項に記載の電力変換装置。単相3線式の電力系統に連系される電力変換装置の制御方法であって、前記電力変換装置は、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第1および第2のコンデンサからなる平滑回路と、前記平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって前記平滑回路の直流電力と前記電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、前記平滑回路の直流端子間電圧、前記直流正母線および前記平滑回路の中点間の第1の直流電圧および、前記直流負母線および前記平滑回路の中点間の第2の直流電圧を検出する電圧センサと含み、前記平滑回路の中点は、前記電力系統の中性点と電気的に接続され、前記制御方法は、前記電力変換回路の電力変換動作を制御するステップを備え、前記制御するステップは、直流電圧目標値と前記電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップと、前記電圧センサの前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップとを含む、電力変換装置の制御方法。前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記第1の直流電圧検出値が前記第2の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第1のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項6に記載の電力変換装置の制御方法。前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記第2の直流電圧検出値が前記第1の直流電圧検出値よりも大きい場合には、前記平滑回路および前記電力系統の間で、前記第2のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する、請求項6に記載の電力変換装置の制御方法。前記直流電圧目標値と前記電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記直流電圧目標値と前記直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子のデューティー比を設定し、前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、前記第1の直流電圧検出値と前記第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、前記第1または第2のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従って前記デューティー比を補正する、請求項7または請求項8に記載の電力変換装置の制御方法。上記の従来の電力変換装置においては、インバータブリッジの直流側には、インバータブリッジへの入力電圧の変動を抑えるために、直列接続された2個のコンデンサからなる平滑回路が接続されている。そして、この2個のコンデンサの中点は、単相3線式の商用電力系統の中性点に接続されている。2個のコンデンサの中点と単相3線式の商用電力系統の中性点とを接続することによって、R相線および中性線間および中性線およびT相線間に対して同じ電圧を供給するためである。しかしながら、インバータブリッジの特性の変化やPWM制御における制御誤差、配線の寄生容量からの漏電などの要因により、2個のコンデンサが必ずしも同じ電圧を出力するとは限らず、2個のコンデンサの間で電圧のアンバランスが生じるという不具合が起きてしまう。そして、2個のコンデンサの間で電圧のアンバランスが生じると、2個のコンデンサの中点の対地電圧が不安定となる虞がある。それゆえ、この発明はかかる課題を解決するためになされたものであり、その目的は、単相3線式の電力系統に連系される電力変換装置において、直流側の対地電圧を安定化することである。この発明のある局面に従えば、単相3線式の交流電力系統に連系される電力変換装置であって、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第1および第2のコンデンサからなる平滑回路と、平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって平滑回路の直流電力と電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、平滑回路の直流端子間電圧、直流正母線および平滑回路の中点間の第1の直流電圧および、直流負母線および平滑回路の中点間の第2の直流電圧を検出する電圧センサと、電力変換回路の電力変換動作を制御するための制御装置とを備える。平滑回路の中点は、電力系統の中性点と電気的に接続される。制御装置は、直流電圧目標値と電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第1のスイッチング制御手段と、電圧センサの第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するための第2のスイッチング制御手段とを含む。好ましくは、第2のスイッチング制御手段は、第1の直流電圧検出値が第2の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第1のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。好ましくは、第2のスイッチング制御手段は、第2の直流電圧検出値が第1の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第2のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。好ましくは、第1のスイッチング制御手段は、直流電圧目標値と直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子のデューティー比を設定する。第2のスイッチング制御手段は、第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、第1または第2のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従ってデューティー比を補正する。好ましくは、、電力変換装置は、平滑回路の中点および電力系統の中性点を接続する配線をさらに備える。この発明の別の局面に従えば、単相3線式の電力系統に連系される電力変換装置の制御方法であって、電力変換装置は、直流正母線および直流負母線の間に直列接続された第1および第2のコンデンサからなる平滑回路と、平滑回路の直流端子に接続され、複数のスイッチング素子によって平滑回路の直流電力と電力系統の交流電力との間で電力変換を行なう電力変換回路と、平滑回路の直流端子間電圧、直流正母線および平滑回路の中点間の第1の直流電圧および、直流負母線および平滑回路の中点間の第2の直流電圧を検出する電圧センサと含む。平滑回路の中点は、電力系統の中性点と電気的に接続される。制御方法は、電力変換回路の電力変換動作を制御するステップを備える。制御するステップは、直流電圧目標値と電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップと、電圧センサの第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップとを含む。好ましくは、第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、第1の直流電圧検出値が第2の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第1のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。好ましくは、第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、第2の直流電圧検出値が第1の直流電圧検出値よりも大きい場合には、平滑回路および電力系統の間で、第2のコンデンサを放電するための電流循環経路が形成されるように、複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。好ましくは、直流電圧目標値と電圧センサの直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、直流電圧目標値と直流端子間電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子のデューティー比を設定する。第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、複数のスイッチング素子をスイッチング制御するステップは、第1の直流電圧検出値と第2の直流電圧検出値との偏差に基づいて、第1または第2のコンデンサを放電させるためのスイッチング素子のオン期間を算出し、算出されたオン期間に従ってデューティー比を補正する。この発明によれば、直列接続された2個のコンデンサからなる平滑回路の中点を単相3線式の電力系統の中性点に電気的に接続した構成において、当該2個のコンデンサの電圧差に応じた電力変換回路のスイッチング制御により、平滑回路と電力系統との間で、コンデンサを放電させるための電流循環経路を形成することができる。これにより、2個のコンデンサの電圧のアンバランスを平衡に保つことができ、平滑回路の中点の対地電圧を安定させることができる。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当する部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。直流給電システムの構成図1は、この発明の実施の形態に従う電力変換装置が適用される直流給電システムの全体の構成を概略的に示す図である。図1を参照して、本実施の形態に従う直流給電システムは、直流バス1と、太陽光発電システム2と、蓄電池システム3と、系統電力システム4とを備える。直流バス1は、直流負荷群5に直流電力を供給する。直流負荷群5は、一例として、家庭で使用される空調機、冷蔵庫、洗濯機、テレビ、照明装置またはパーソナルコンピュータのような電気機器である。あるいは、オフィスで使用されるコンピュータ、複写機またはファクシミリのような電気機器や、または、店舗で使用されるショーケースまたは照明装置のような電気機器であってもよい。直流バス1には、太陽光発電システム2、蓄電池システム3および系統電力システム4が接続されている。なお、本実施の形態に従う直流給電システムにおいては、直流バス1、太陽光発電システム2、蓄電池システム3、系統電力システム4および直流負荷群5をそれぞれ1個ずつ備える場合について説明するが、これらの個数には制限がなく、1個でも複数個であってもよい。直流バス1は、電力線対である正母線PLおよび負母線NLで構成される。太陽光発電システム2は、太陽電池20と、DC/DC変換器30とを含む。DC/DC変換器30は、太陽電池20と直流バス1との間に配置されており、太陽電池20から受ける直流電力を電圧変換して直流バス1へ供給する。DC/DC変換器30における電圧変換動作は、太陽電池20の出力電圧と、直流バス1の電圧正母線PLおよび負母線NLの間の線間電圧とに応じて、図示しない制御部からのスイッチング指令に従って制御される。蓄電池システム3は、蓄電池10と、DC/DC変換器12とを含む。蓄電池10は、充放電可能な電力貯蔵要素であり、代表的にリチウムイオン二次電池やニッケル水素電池などの二次電池で構成される。蓄電池10は、一例として、定格電圧380Vおよび10Ahを有している。DC/DC変換器12は、蓄電池10と直流バス1との間に配置されており、蓄電池10から受ける直流電力を電圧変換して直流バス1へ供給する。また、DC/DC変換器12は、直流バス1から受ける直流電力を電圧変換して蓄電池10へ供給する。DC/DC変換器12における電圧変換動作は、蓄電池10の出力電圧と、直流バス1の電圧とに応じて、図示しない制御部からのスイッチング指令に従って制御される。系統電力システム4は、直流バス1との間で直流電力の授受を行なう。系統電力システム4は、DC/AC変換器50と、AC/DC変換器70と、系統電力40とを含む。系統電力40は、電力会社等から受電する電力たとえば、AC200Vとするである。系統電力40は、単相3線式の商用交流電力系統から供給される。単相3線式の商用交流電力系統は、中性線が抵抗Rg1を介して接地されており、中性線以外の2線R相線RLおよびT相線TLを使用してAC200Vを供給する。DC/AC変換器50およびAC/DC変換器70は、直流バス1および系統電力40の間に並列接続される。DC/AC変換器50は、直流バス1から受ける直流電力を交流電力に変換して系統電力40へ供給する。一方、AC/DC変換器70は、系統電力40から受ける交流電力を直流電力に変換して直流バス1へ供給する。本実施の形態に従う直流給電システムにおいては、AC/DC変換器50を介して電力会社等から系統電力を買う買電するとともに、DC/AC変換器70を介して余剰電力を電力会社等に売る売電することを可能に構成されている。DC/AC変換器の構成次に、図面を参照して、この発明の実施の形態に従う電力変換装置の一形態であるDC/AC変換器50の構成について説明する。図2は、図1におけるDC/AC変換器50の詳細な構成を示す回路図である。図2を参照して、DC/AC変換器50は、コンデンサCh,Clと、DC/AC変換部52と、連系リアクトル54,56と、直流電圧検出部58,62,64と、制御部60とを含む。コンデンサCh,Clは、直流バス1を構成する正母線PLおよび負母線NLとの間に直列に接続され、平滑回路を構成する。コンデンサCh,Clは同じ容量とする。これにより、コンデンサCh,Clの中点図中の点Bに正母線PLと負母線NLとの中間電位を生成することができる。また、コンデンサChとコンデンサClとの中点Bは、抵抗Rg2を介して接地されている。したがって、たとえば正母線PLおよび負母線NLの線間電圧が380V蓄電池3の定格電圧である場合、正母線PL、負母線NL、中点Bにおける電位はそれぞれ、190V,-190V,接地電位0Vとなる。DC/AC変換部52は、制御部60からのスイッチング制御信号S1~S4に応じて、直流バス1から受けた直流電力を交流電力に変換して系統電力40へ出力する。DC/AC変換部52は、スイッチング素子であるトランジスタQ1~Q4と、ダイオードD1~D4とを含む。トランジスタQ1,Q3は、直流バス1を構成する正母線PLおよび負母線NLの間に直列に接続される。トランジスタQ1とトランジスタQ3との中間点はR相線RLに接続される。連系リアクトル54は、R相線RLに介挿接続される。トランジスタQ2,Q4は、正母線PLおよび負母線NLの間に直列に接続される。トランジスタQ2とトランジスタQ4との中間点はT相線TLに接続される。連系リアクトル56は、T相線TLに介挿接続される。各トランジスタQ1~Q4のコレクタ-エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1~D4がそれぞれ接続されている。なお、トランジスタQ1~Q4として、たとえば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistorを用いることができる。または、パワーMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor等の電力スイッチング素子を用いてもよい。直流電圧検出部58は、正母線PLと負母線NLとの間に接続され、直流バス1からDC/AC変換器50へ供給される直流電力の電圧Vdcを検出し、その検出結果を制御部60へ出力する。直流電圧検出部62は、正母線PLと中点Bとの間に接続され、コンデンサChの両端の電圧Vdc_h正母線PLと中点B間の電圧に相当する。を検出し、その検出結果を制御部60へ出力する。直流電圧検出部64は、中点Bと負母線NLとの間に接続され、コンデンサClの両端の電圧Vdc_l中点Bと負母線NL間の電圧に相当する。を検出し、その検出結果を制御部60へ出力する。制御部60は、直流電圧検出部58から受けた電圧Vdcと、直流電圧検出部62から受けた電圧Vdchと、直流電圧検出部64から受けた電圧Vdc_lとに基づいて、後述する制御構造に従って、トランジスタQ1~Q4のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S1~S4を生成し、DC/AC変換部52を制御する。以下、図3を参照して、DC/AC変換器50の電力変換動作について説明する。電力変換動作時においては、制御部60は、直流電圧Vdcが所定の電圧目標値Vdcとなるようにスイッチング制御信号S1~S4を生成する。なお、電圧目標値Vdcは、たとえば380Vのように事前に決定し、図示しない記憶部に格納しておくことができる。あるいは、制御部60と直流給電システムの外部との間で通信を行なうことによって、所望の電圧値を適宜取得するようにしてもよい。制御部60は、フルブリッジ回路を構成するトランジスタQ1~Q4において、トランジスタQ1およびQ4を1組のスイッチペアとし、トランジスタQ2およびQ3をもう1組のスイッチペアとして、2組のスイッチペアを交互にオンオフさせる。図3では、オン状態のスイッチペアのみを実線で表わすものとする。図3に示すように、制御部60は、系統電力の半周期以下、期間1と称すでは、トランジスタQ2およびQ3のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタQ1およびQ4のスイッチペアを所定のデューティー比トランジスタQ1~Q4のスイッチング周期に対するオン期間の割合でオンオフさせる。この期間1では、トランジスタQ1およびQ4のオン期間にトランジスタQ1およびQ4を通って系統電力40側へ電流が流れることにより、直流側から交流側へ通電する。そして、トランジスタQ1~Q4のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル54,56中の電磁エネルギーが系統電力40とダイオードD2,D3とを通って直流側へ還流される。トランジスタQ1~Q4のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル54,56中の電磁エネルギーが減少していくと、回路の通電は行なわれなくなる。続いて、系統電力の次の半周期以下、期間2と称すでは、制御部60は、トランジスタQ1およびQ4のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタQ2およびQ3のスイッチペアを所定のデューティー比でオンオフさせる。この期間2では、トランジスタQ2およびQ3のオン期間にトランジスタQ2およびQ3を通って系統電力40側へ電流が流れることにより、直流側から交流側へ通電する。そして、トランジスタQ1~Q4のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル54,56中の電磁エネルギーが系統電力40とダイオードD1,D4とを通って直流側へ還流される。トランジスタQ1~Q4のオフ期間に電流平滑用の連系リアクトル54,56中の電磁エネルギーが減少していくと、回路の通電は行なわれなくなる。このように、フルブリッジ回路の2組のスイッチペアを交互にオンオフさせることによって、正弦波の出力波形を有する交流電力をR相線RLおよびT相線TLの間に出力することができる。なお、上記の期間1および期間2では、直流電圧Vdcが電圧目標値Vdcよりも大きい場合には、制御部60は、系統電力40側へ伝達されるエネルギーを増やすように、各スイッチペアのデューティー比を増大させる。一方、直流電圧Vdcが電圧目標値Vdcより小さい場合には、制御部60は、系統電力40側へ伝達されるエネルギーを減らすように、各スイッチペアのデューティー比を減少させる。しかしながら、上述したトランジスタQ1~Q4のスイッチング制御においては、トランジスタQ1~Q4およびコンデンサCh,Clの特性の変化や制御部60の制御誤差によるスイッチング制御信号のずれなどに起因して、1組のスイッチペアを構成する2個のトランジスタにおいて、スイッチングタイミングにずれが生じることがある。スイッチングタイミングにずれが生じると、平滑回路においては、コンデンサChに蓄えられる電荷量とコンデンサClに蓄えられる電荷量とが異なってくる。これにより、コンデンサChの電圧Vdc_hと、コンデンサClの電圧Vdc_lとの間にアンバランスが生じるという不具合が起きてしまう。そして、このようにコンデンサCh,Cl間で電圧のアンバランスが生じると、平滑回路の中点Bの対地電圧が不安定となる虞がある。このような不具合を回避するため、本実施の形態に係るDC/AC変換器では、電圧目標値Vdcに基づいて生成された本来のスイッチング制御信号S1~S4に対して、コンデンサChの電圧Vdc_hとコンデンサClの電圧Vdc_lとのアンバランスを補償するための補正処理を実行する。以下に、図面を参照して、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御信号の補正処理について詳細に説明する。図4は、コンデンサCh,Clの電圧のアンバランスを補償するためのスイッチング制御を説明する図である。図4を参照して、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御では、図2に示した期間1系統電力の半周期において、トランジスタQ1およびQ4のオン期間と、トランジスタQ1~Q4のオフ期間との間に、平滑回路の中点Bの電位を補正するための期間以下、中点電位補正期間と称するを設ける。この中点電位補正期間では、制御部60は、コンデンサChの電圧Vdc_hとコンデンサClの電圧Vdc_lとが等しくなるように、トランジスタQ1~Q4のオンオフを固定する。たとえば、コンデンサChの電圧Vdc_hがコンデンサClの電圧Vdc_lよりも大きい場合には、図4に示すように、トランジスタQ1をオンに固定し、トランジスタQ2~Q4をオフに固定する。このようにすると、中点電位補正期間では、図5に示すように、平滑回路および系統電力40の間で、トランジスタQ1~連系リアクトル54~R相線RL~中性点A~抵抗Rg1~接地~抵抗Rg2~中点Bという、コンデンサChを放電させるための電流循環経路が形成され、この電流循環経路を放電電流が流れる。そして、コンデンサChの電圧VdchとコンデンサClの電圧Vdc_lとが等しくなって中点電位補正期間が終了すると、トランジスタQ1~Q4はいずれもオフ状態となる。図6は、図4に示すスイッチング制御を説明するための時間波形図である。なお、図6は、図2および図4に示した期間1におけるスイッチング制御信号S1,S4の時間波形を示したものである。図6では、トランジスタQ1,Q4のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S1,S4が示される。一方、トランジスタQ2,Q3のオンオフするためのスイッチング制御信号S2,S3は、期間1ではL論理ローレベルに固定されているため、その図示が省略されている。図6を参照して、期間1では、制御部60から、所定のデューティー比のスイッチング制御信号S1,S4が出力される。スイッチング制御信号S1およびS4がH論理ハイレベルとなる期間図中の期間Tにおいて、トランジスタQ1およびQ4がいずれもオン状態となる。一方、スイッチング制御信号S1およびS4がLレベルとなる期間において、トランジスタQ1およびQ4がいずれもオフ状態となる。制御部60は、直流電圧検出部62から受けた電圧Vdchと、直流電圧検出部64から受けた電圧Vdc_lとの差から電圧偏差を算出し、この電圧偏差に応じて中点電位補正期間を算出する。コンデンサChの電圧Vdc_hがコンデンサClの電圧Vdc_lよりも大きい場合には、中点電位補正期間をΔTとすると、スイッチング制御信号S1およびS4は、Hレベルとなる期間がスイッチング制御信号S1の方がΔTだけ長くなるように補正される。図6では、一例として、スイッチング制御信号S1は、Hレベルとなる期間がTΔT/2となるように補正され、スイッチング制御信号S4は、Hレベルとなる期間がT-ΔT/2となるように補正される。これにより、中点電位補正期間では、トランジスタQ1をオンに固定する一方で、トランジスタQ4をオフに固定することができ、図5に示したコンデンサChを放電させるための電流循環経路を形成することができる。なお、コンデンサClの電圧Vdc_lがコンデンサChの電圧Vdc_hよりも大きい場合には、スイッチング制御信号S1およびS4は、Hレベルとなる期間がスイッチング制御信号S4の方が中点電位補正期間ΔTだけ長くなるように補正される。これにより、中点電位補正期間では、トランジスタQ4をオンに固定する一方で、トランジスタQ1をオフに固定することができ、コンデンサClを放電させるための電流循環経路を形成することができる。以上のように、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、コンデンサChおよびClの中点Bと単相3線式の商用交流電力系統の中性点Aとを電気的に接続することにより、DC/AC変換器50を介して、平滑回路と系統電力40との間に、コンデンサChまたはClを放電させるための電流循環経路を形成することができる。この結果、コンデンサChの電圧Vdc_hとコンデンサClの電圧Vdc_lとを平衡に保つことができ、平滑回路の中点Bの対地電圧を安定させることができる。図7は、図2における制御部60の制御構造を示す図である。図7を参照して、制御部60は、減算部600,603~605と、加算部601,602と、PI制御部610,615と、搬送波比較器611~614と、NOT回路621,624とを含む。減算部600は、直流電圧Vdcと電圧目標値Vdcとの差から電圧偏差を演算し、PI制御部610へ出力する。PI制御部610は、少なくとも比例要素P:proportionalelementおよび積分要素I:integralelementを含んで構成され、減算部600から電圧偏差を受けると、この入力された電圧偏差に応じて、各トランジスタQ1~Q4のスイッチング周期搬送波信号の周期に対するオン期間の割合としてのデューティー比dを演算する。減算部605は、電圧Vdc_hと電圧Vdc_lとの差から電圧偏差を演算し、PI制御部615へ出力する。PI制御部615は、減算部605から電圧偏差を受けると、この入力された電圧偏差に応じて、中点電位補正期間としてのトランジスタのオン期間を算出する。そして、PI制御部615は、この算出されたオン期間を確保するのに必要なデューティー比の補正量Δdを演算する。加算部601は、PI制御部610から入力されたデューティー比dに、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを加算し、デューティー比指令dΔdを生成する。加算部601は、生成されたデューティー比指令を搬送波比較器611へ出力する。加算部602は、PI制御部610から入力されたデューティー比dに、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを加算し、デューティー比指令dΔdを生成する。加算部602は、生成されたデューティー比指令を搬送波比較器612へ出力する。減算部603は、PI制御部610から入力されたデューティー比dから、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを減算し、デューティー比指令d-Δdを生成する。加算部601は、生成されたデューティー比指令を搬送波比較器613へ出力する。減算部604は、PI制御部610から入力されたデューティー比dから、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを減算し、デューティー比指令d-Δdを生成する。加算部602は、算出されたデューティー比指令を搬送波比較器614へ出力する。搬送波比較器611は、デューティー比指令dΔdと搬送波信号たとえば三角波信号とするとを比較し、その比較結果に応じた2値信号をNOT回路621により反転して、トランジスタQ1のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S1を生成する。搬送波比較器612は、デューティー比指令dΔdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ2のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S2を生成する。搬送波比較器613は、デューティー比指令d-Δdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ3のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S3を生成する。搬送波比較器614は、デューティー比指令d-Δdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号をNOT回路624により反転して、トランジスタQ4のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S4を生成する。なお、図7では、各スイッチング制御信号のデューティー比dに対して、補正量Δdを加算/減算することによって、スイッチング制御信号S1~S4を補正する構成について説明したが、図8および図9に示すように、1組のスイッチペアを構成する2個のトランジスタにそれぞれ対応する2個のスイッチング制御信号の一方のみを補正するように構成してもよい。また、図6ではスイッチング制御信号S4がLレベルに遷移した後もスイッチング制御信号S1が継続してHレベルとなるように制御することで、トランジスタQ1のみをオンする期間中点電位補正期間を形成する構成について説明したが、どのようなタイミングで中点電位補正期間を設けてもよい。たとえばスイッチング制御信号S1をスイッチング制御信号S4よりも先にHレベルに遷移させる構成としてもよい。あるいは、スイッチング制御信号S1,S4がHレベルとなる期間とは別のタイミングで、スイッチング制御信号S1のみをHレベルとする期間を設けてもよい。なお、本実施の形態では、電力変換器のスイッチング制御として、バイポーラスイッチング方式を説明したが、本発明の適用はバイポーラスイッチング方式に限定されるものではない。すなわち、本発明は、トランジスタQ1およびQ4、またはトランジスタQ2およびQ3をオンするエネルギー伝達期間と、トランジスタQ1~Q4のいずれか1つをオンする中点電位補正期間とを設けられる全てのスイッチング方式に適用することが可能である。[変形例1]図8は、図2における制御部60の制御構造の変形例1を示す図である。図8を参照して、変形例1に係る制御部60Aは、図7に示す制御部60と比較して、減算部603,604を備えていない点でのみ異なる。図8に示す構成において、加算部601は、PI制御部610から入力されたデューティー比dに、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを加算し、デューティー比指令dΔdを生成する。搬送波比較器611は、デューティー比指令dΔdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号をNOT回路621により反転して、トランジスタQ1のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S1を生成する。加算部602は、PI制御部610から入力されたデューティー比dに、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを加算し、デューティー比指令dΔdを生成する。搬送波比較器612は、デューティー比指令dΔdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ2のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S2を生成する。搬送波比較器613は、デューティー比dと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ3のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S3を生成する。搬送波比較器614は、デューティー比dと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号をNOT回路624により反転して、トランジスタQ4のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S4を生成する。このように、本変形例1では、1組のスイッチペアを構成する2個のトランジスタにそれぞれ対応する2個のスイッチング制御信号の一方のデューティー比dに補正量Δdを加算することによって、中点電位補正期間を確保している。[変形例2]図9は、図2における制御部60の制御構造の変形例2を示す図である。図9を参照して、変形例2に係る制御部60Bは、図7に示す制御部60と比較して、加算部601,602を備えていない点でのみ異なる。図9に示す構成において、減算部603は、PI制御部610から入力されたデューティー比dから、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを減算し、デューティー比指令d-Δdを生成する。搬送波比較器611は、デューティー比指令d-Δdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号をNOT回路621により反転して、トランジスタQ1のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S1を生成する。減算部604は、PI制御部610から入力されたデューティー比dから、PI制御部615から入力されたデューティー比の補正量Δdを減算し、デューティー比指令d-Δdを生成する。搬送波比較器612は、デューティー比指令d-Δdと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ2のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S2を生成する。搬送波比較器613は、デューティー比dと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ3のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S3を生成する。搬送波比較器614は、デューティー比dと搬送波信号とを比較し、その比較結果に応じた2値信号をNOT回路624により反転して、トランジスタQ4のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S4を生成する。このように、本変形例2では、1組のスイッチペアを構成する2個のトランジスタにそれぞれ対応する2個のスイッチング制御信号の一方のデューティー比dに補正量Δdを減算することによって、中点電位補正期間を確保している。なお、上述した実施の形態においては、電力変換装置の一形態として、平滑回路を構成するコンデンサCh,Clの中点Bを抵抗Rg2を介して接地することにより、中点Bと単相3線式交流電力系統の中性点Aとが電気的に接続されてなるDC/AC変換器について例示したが、本願発明は、平滑回路の中点Bと単相3線式交流電力系統の中性点Aとが電気的に接続されてなるDC/AC変換器に適用することが可能である。たとえば、図10に示すように、平滑回路の中点Bを単相3線式交流電力系統の中性線に接続する構成についても、本願発明は適用可能である。なお、図10に示す構成では、平滑回路の中点Bと単相3線式交流電力系統の中性点Aとを結ぶ中性線には抵抗Rg3が介挿接続される。この抵抗Rg3は、中点Bと中性点Aとの間に過大な電流が流れることを防止するために接続されているが、必ずしも中性線に抵抗を介挿接続させる必要はない。たとえば、抵抗Rg3には、中点Bと中性点Aとを結ぶ中性線の配線インピーダンスが含まれる。AC/DC変換器の構成図11は、図1におけるAC/DC変換器70の詳細な構成を示す回路図である。図11を参照して、AC/DC変換器70は、図2に示すDC/AC変換器50とは回路構成が基本的に同じであり、コンデンサCh,Clと、AC/DC変換部72と、連系リアクトル74,76と、直流電圧検出部78,82,84と、制御部80とを含む。コンデンサCh,Clは、正母線PLおよび負母線NLの間に直列に接続される。コンデンサCh,Clの中点Bは、抵抗Rg2を介して接地されている。AC/DC変換部72は、制御部80からのスイッチング制御信号S11~S14に応じて、系統電力40から受けた交流電力を直流電力に変換して直流バス1へ出力する。AC/DC変換部72は、スイッチング素子であるトランジスタQ11~Q14と、ダイオードD11~D14とを含む。トランジスタQ11,Q13は、正母線PLおよび負母線SLの間に直列に接続される。トランジスタQ11とトランジスタQ13との中間点はR相線RLに接続される。連系リアクトル74は、R相線RLに介挿接続される。トランジスタQ12,Q14は、正母線PLおよび負母線SLの間に直列に接続される。トランジスタQ12とトランジスタQ14との中間点はT相線TLに接続される。連系リアクトル76は、T相線TLに介挿接続される。各トランジスタQ11~Q14のコレクタ-エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD11~D14がそれぞれ接続されている。なお、トランジスタQ11~Q14として、たとえば、IGBTを用いることができる。または、パワーMOSFET等の電力スイッチング素子を用いてもよい。直流電圧検出部78は、正母線PLと負母線NLとの間に接続され、AC/DC変換部72から直流バス1へ供給される直流電力の電圧値Vdcを検出し、その検出結果を制御部80へ出力する。直流電圧検出部82は、正母線PLと中点Bとの間に接続され、コンデンサChの両端の電圧Vdc_h正母線PLと中点B間の電圧に相当する。を検出し、その検出結果を制御部80へ出力する。直流電圧検出部84は、中点Bと負母線NLとの間に接続され、コンデンサClの両端の電圧Vdc_l中点Bと負母線NL間の電圧に相当する。を検出し、その検出結果を制御部80へ出力する。制御部80は、直流電圧検出部78から受けた電圧Vdcと、直流電圧検出部82から受けた電圧Vdchと、直流電圧検出部84から受けた電圧Vdc_lとに基づいて、後述する制御構造に従って、トランジスタQ11~Q14のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S11~S14を生成し、AC/DC変換部72を制御する。以下、図12を参照して、AC/DC変換器70の電力変換動作について説明する。電力変換動作時においては、制御部80は、直流電圧Vdcが所定の電圧目標値Vdcとなるようにスイッチング制御信号S11~S14を生成する。なお、電圧目標値Vdcは、たとえば380Vのように事前に決定し、図示しない記憶部に格納しておくことができる。あるいは、制御部80と直流給電システムの外部との間で通信を行なうことによって、所望の電圧値を適宜取得するようにしてもよい。図12に示すように、制御部80は、系統電力の半周期では、トランジスタQ11およびQ12のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタQ13およびQ14のスイッチペアを所定のデューティー比でオンオフさせる。トランジスタQ13およびQ14のオン期間以下、期間1-1と称すでは、トランジスタQ13およびQ14を通って電流が流れることにより、連系リアクトル74,76に電磁エネルギーが蓄積される。続いて、トランジスタQ13およびQ14のオフ期間、すなわち、トランジスタQ11~Q14のオフ期間以下、期間2と称すでは、ダイオードD11およびD13の接続点およびダイオードD12およびD14の接続点の間に、連系リアクトル74,76から放出される電磁エネルギーを受け、この電磁エネルギーを直流電力に整流する。なお、図12においては、ブリッジ回路を構成するダイオードD11およびD14により交流電力を直流電力に整流する期間2において、トランジスタQ11~Q14をすべてオフ状態とする構成としたが、トランジスタQ11およびQ14についてはオン状態として同期整流させる構成としてもよい。制御部80は、直流電圧Vdcが電圧目標値Vdcよりも大きい場合には、直流側へ伝達されるエネルギーを減らすように、すなわち、期間1-1を短くするように、スイッチペアのデューティー比を減少させる。一方、直流電圧Vdcが電圧目標値Vdcより小さい場合には、制御部80は、直流側へ伝達されるエネルギーを増やすように、すなわち、期間1-1を長くするように、スイッチペアのデューティー比を増大させる。ここで、トランジスタQ13およびQ14のオン期間期間1-1においては、図12aに示すように、連系リアクトル74,76に電磁エネルギーが蓄積されるのと同時に、図12bに示すように、平滑回路および系統電力40の間で、連系リアクトル76~トランジスタQ14~コンデンサCl~中点B~抵抗Rg2~接地~抵抗Rg1~中性点Aという、コンデンサClを放電させるための電流循環経路が形成され、この電流循環経路を放電電流が流れる。すなわち、トランジスタQ13およびQ14のオン期間期間1-1中にコンデンサClの放電が行なわれる。これに対して、図13には、図12とは別の制御態様によって電力変換動作を行なう様子が示される。図13では、制御部80は、系統電力の半周期では、トランジスタQ13およびQ14のスイッチペアをオフ状態とする一方で、トランジスタQ11およびQ12のスイッチペアを所定のデューティー比でオンオフさせる。トランジスタQ11およびQ12のオン期間以下、期間1-2と称すでは、トランジスタQ11およびQ12を通って電流が流れることにより、連系リアクトル74,76に電磁エネルギーが蓄積される。続いて、トランジスタQ11およびQ12のオフ期間、すなわち、トランジスタQ11~Q14のオフ期間期間2では、ダイオードD11およびD13の接続点およびダイオードD12およびD14の接続点の間に、連系リアクトル74,76から放出される電磁エネルギーを受け、この電磁エネルギーを直流電力に整流する。制御部80は、直流電圧Vdcが電圧目標値Vdcよりも大きい場合には、直流側へ伝達されるエネルギーを減らすように、すなわち、期間1-2を短くするように、スイッチペアのデューティー比を減少させる。一方、直流電圧Vdcが電圧目標値Vdcより小さい場合には、制御部80は、直流側へ伝達されるエネルギーを増やすように、すなわち、期間1-2を長くするように、スイッチペアのデューティー比を増大させる。図13においては、トランジスタQ11およびQ12のオン期間期間1-2において、同図aに示すように、連系リアクトル74,76に電磁エネルギーが蓄積されるのと同時に、同図bに示すように、平滑回路および系統電力40の間で、中性点A~抵抗Rg1~接地~抵抗Rg2~中点B~コンデンサCh~トランジスタQ11~連系リアクトル74という、コンデンサChを放電させるための電流循環経路が形成され、この電流循環経路を放電電流が流れる。すなわち、トランジスタQ11およびQ12のオン期間期間1-2中にコンデンサChの放電が行なわれる。以上のように、図12の制御態様に従って電力変換動作を行なう場合には、トランジスタQ13およびQ14のオン期間期間1-1においてコンデンサClが放電される。一方、図13の制御態様に従って電力変換動作を行なう場合には、トランジスタQ11およびQ12のオン期間期間1-2においてコンデンサChが放電される。そこで、本実施の形態に係るAC/DC変換器80では、コンデンサCh,Cl間の電圧のアンバランスを補償するための補正処理として、コンデンサChの電圧Vdc_hおよびコンデンサClの電圧Vdclの電圧偏差に応じて、図12の制御態様と図13の制御態様とを切替えて実行する。図14は、コンデンサCh,Clの電圧のアンバランスを補償するためのスイッチング制御を説明する図である。図14を参照して、本発明の実施の形態に係るスイッチング制御では、制御部80は、コンデンサChの電圧Vdc_hとコンデンサChの電圧Vdc_lとを比較し、その比較結果に応じて、同図Aに示すスイッチング制御および同図Bに示すスイッチング制御のいずれかを選択して実行する。具体的には、図14Aを参照して、電圧Vdc_lが電圧Vdc_hよりも大きい場合には、図12で説明したように、系統電力の半周期において、トランジスタQ11およびQ12をオフ状態とし、トランジスタQ13およびQ14を所定のデューティー比でオンオフさせる。これにより、トランジスタQ13およびQ14のオン期間期間1-1においてコンデンサClを放電させることができる。これに対して、図14Bを参照して、電圧Vdc_hが電圧Vdc_lよりも大きい場合には、図13で説明したように、系統電力の半周期において、トランジスタQ13およびQ14をオフ状態とし、トランジスタQ11およびQ12を所定のデューティー比でオンオフさせる。これにより、トランジスタQ11およびQ12のオン期間期間1-2においてコンデンサChを放電させることができる。以上のように、本実施の形態に係る電力変換装置によれば、コンデンサChおよびClの中点Bと単相3線式の商用交流電力系統の中性点Aとを電気的に接続することにより、AC/DC変換器70を介して、平滑回路と系統電力40との間に、コンデンサChまたはClを放電させるための電流循環経路を形成することができる。この結果、コンデンサChの電圧Vdc_hとコンデンサClの電圧Vdc_lとを平衡に保つことができ、平滑回路の中点Bの対地電圧を安定させることができる。図15は、図11における制御部80の制御構造を示す図である。図15を参照して、制御部80は、減算部800と、PI制御部802と、搬送波比較器804と、選択部806と、比較部808とを含む。減算部800は、直流電圧Vdcと電圧目標値Vdcとの差から電圧偏差を演算し、PI制御部802へ出力する。PI制御部802は、少なくとも比例要素Pおよび積分要素Iを含んで構成され、減算部800から電圧偏差を受けると、この入力された電圧偏差に応じて、各トランジスタQ11~Q14のスイッチング周期搬送波信号の周期に対するオン期間の割合としてのデューティー比dを演算する。搬送波比較器804は、デューティー比dと搬送波信号たとえば三角波信号とするとを比較し、その比較結果に応じた2値信号からなるトランジスタQ11~Q14のオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S11~S14を生成する。具体的には、搬送波比較器804は、トランジスタQ11およびQ12のスイッチペアのオンオフを制御するためのスイッチング制御信号S11およびS12を1組のスイッチング制御信号とし、トランジスタQ13およびQ14のスイッチペアのオンオフを制御するためスイッチング制御信号S13およびS14をもう1組のスイッチング制御信号として、2組のスイッチング制御信号S11,S12およびS13,S14を生成する。比較部808は、直流電圧検出部82から受けた電圧Vdchと、直流電圧検出部84から受けた電圧Vdc_lとを比較する。そして、比較部808は、比較結果を示す信号を選択部806へ出力する。選択部806は、比較部808から受けた比較結果信号に基づいて、2組のスイッチング制御信号S11,S12およびS13,S14のいずれか一方を選択する。具体的には、比較結果信号から電圧Vdc_hが電圧Vdc_lよりも大きいと判断される場合には、選択部806は、スイッチング制御信号S13,S14を選択する。この場合、選択部806は、非選択のスイッチング制御信号S11,S12については、Lレベルに固定する。一方、比較結果信号から電圧Vdc_lが電圧Vdc_hよりも大きいと判断される場合には、選択部806は、スイッチング制御信号S11,S12を選択する。この場合、選択部806は、非選択のスイッチング制御信号S13,S14については、Lレベルに固定する。なお、本実施の形態におけるAC/DC変換器は、図14に示すような制御方式により中点電位補正期間を設けているが、図4bに示すように、トランジスタQ11~Q14のいずれか1つをオンする期間を設けることにより中点Bの電位を補正する構成としてもよい。また、上述した実施の形態においては、電力変換装置の一形態として、平滑回路を構成するコンデンサCh,Clの中点Bを抵抗Rg2を介して接地することにより、中点Bと単相3線式交流電力系統の中性点Aとが電気的に接続されてなるAC/DC変換器について例示したが、本願発明は、平滑回路の中点Bと単相3線式交流電力系統の中性点Aとが電気的に接続されてなるAC/DC変換器に適用することが可能である。たとえば、図10で説明したように、平滑回路の中点Bを単相3線式交流電力系統の中性線に接続する構成についても、本願発明は適用可能である。また、本実施の形態では、電力変換装置として、直流バスおよび系統電力の間に、DC/AC変換器およびAC/DC変換器を並列に設置する構成を示したが、これらを一体化した双方向電力変換器に対しても、本発明による電力変換制御を適用することができる。今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"