所定の周波数を有する発振出力信号を生成し出力する発振回路と、前記発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力するとともに、前記発振回路の周囲温度に基づいて、前記発振回路における前記周囲温度に起因する前記発振出力信号の振幅の変動をキャンセルすべく増幅率を変更可能な増幅回路と前記増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する励磁電流供給回路と、を備える検出器励磁回路。前記増幅回路は、フィードバック抵抗の抵抗値に応じて増幅率を制御可能なオペアンプを内蔵しており、前記フィードバック抵抗と直列に前記発振回路の温度依存性をキャンセルする温度補償用のサーミスタを接続した、検出器励磁回路。入力された振幅制御信号に基づいて、所定の振幅を有する所定周波数の発振出力信号を生成し出力する発振回路と、前記発振回路の周囲温度及び前記発振出力信号に基づいて、前記発振回路における前記周囲温度に起因する前記発振出力信号の振幅の変動をキャンセル可能な前記振幅制御信号を出力する振幅制御回路と、前記発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力する増幅回路と前記増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する励磁電流供給回路と、を備える検出器励磁回路。前記振幅制御回路は、前記振幅制御信号の電圧を制御するオン抵抗値を可変可能とするトランジスタを備え、前記トランジスタと並列に、温度補償用のサーミスタを有し、前記発振回路の温度依存性をキャンセルする温度補償回路を設けた、検出器励磁回路。請求項1乃至請求項4のいずれか一項に記載の検出器励磁回路と、前記励磁電流が供給されるインダクタンス式検出器あるいは差動トランス式検出器として構成された検出器と、前記検出器の出力に基づいて演算を行い、検出器出力として出力する演算回路と、を備えた検出装置。ところで、一般的なウィーンブリッジ正弦波発振回路の振幅制御回路においては、FETのドレイン-ソース間のオン抵抗を制御して、所定の振幅制御信号を生成しているが、FETのドレイン-ソース間オン抵抗値は温度により大きな変動を生じ、検出器を励磁する電圧も変動するため、検出器からの二次側出力電圧が変動し測定に誤差が生じる虞があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、正弦波発振出力を用いて検出器を励磁する検出器励磁回路において、検出器を励磁する電圧の変動を抑制し、所定の温度範囲で安定した測定を可能とする検出器励磁回路及び検出装置を提供する。実施形態の検出器励磁回路の発振回路は、所定の周波数を有する発振出力信号を生成し増幅回路に出力する。増幅回路は、入力された発振出力信号を増幅して増幅発振出力信号を出力するとともに、発振回路の周囲温度に基づいて、発振回路における周囲温度に起因する発振出力信号の振幅の変動をキャンセルすべく増幅率を変更可能となっている。これにより、励磁電流供給回路は、増幅発振出力信号に基づいて、電流増幅を行い、検出回路に励磁電流を供給する。次に図面を参照して好適な実施の形態について説明する。[1]第1実施形態図1は、第1実施形態の検出器励磁回路を含む測定回路の回路構成例の説明図である。測定回路1は、大別すると、一次コイル2及び一対の二次コイル3を有する差動トランス4を備えた検出器5と、差動トランス4の二次コイル3が接続され、一対の二次コイル3の差電圧に基づいて、被検出物の偏心量、伸び量あるいは伸び差量を演算結果として外部に出力する演算回路6と、差動トランス4の一次コイル2に励磁電圧を供給する検出器励磁回路10と、を備えている。検出器励磁回路10は、大別すると、所定の周波数の発振出力信号を出力するウィーンブリッジ正弦波発振回路11と、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の発振出力信号S1のフィードバック制御を行い、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の発振出力信号S1の振幅制御を行い振幅制御回路12と、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の発振出力信号S1を増幅して検出器励磁電圧を有する増幅発振出力信号S2として出力する増幅回路13と、電流源に接続され、増幅発振出力信号S2に基づいて検出器5の交流励磁を行う交流励磁回路14と、を備えている。ウィーンブリッジ正弦波発振回路11は、大別すると発振出力信号S1の発振周波数を定めるための周波数選択回路11Aと、増幅率を制御するための増幅制御回路11Bと、増幅制御回路11Bにより制御された増幅率で増幅を行い、周波数選択回路11Aで選択された周波数を有する発振出力信号S1を出力するオペアンプ11Cと、を備えている。振幅制御回路12は、大別すると、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の出力した発振出力信号正弦波信号の全波整流を行う全波整流回路12Aと、全波整流回路12Aにより整流された発振出力信号S1のエンベロープに相当する電圧、すなわち、発振出力信号S1の振幅に比例する電圧に基づいてFET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗を制御して、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11を構成しているオペアンプ11Cの増幅率を制御する可変抵抗回路12Cと、を備えている。ここで、振幅制御回路12の動作について説明する。ウィーンブリッジ正弦波発振回路11のオペアンプ11Cの出力信号の電圧が高くなると、FET12Bに印加される低電位側電源電圧マイナス電圧は高くなる。この結果、FET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値は高くなる。ここで、FET12Bは、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11のオペアンプ11Cの反転入力端子に接続されている抵抗R4に直列に接続されている抵抗として機能するので、FET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値が高くなると、オペアンプ11Cの増幅率を低下させる方向に働くこととなる。したがって、この場合には、振幅制御回路12は、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の発振出力信号S1の振幅を小さくするように制御することとなる。一方、FET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値が低くなると、オペアンプ11Cの増幅率を高くする方向に働くこととなる。したがって、この場合には、振幅制御回路12は、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の発振出力信号S1の振幅を大きくするように制御することとなる。増幅回路13は、オペアンプ13Aを用いた非反転増幅回路として構成されており、オペアンプ13Aの出力端子と、反転入力端子-との間に接続されたフィードバック抵抗として、抵抗R14と温度補償用のサーミスタRTEMPとが設けられている。ここで、サーミスタRTEMPは、PTCサーミスタとして構成されており、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の周囲の温度上昇に伴って抵抗値が増大することとなり、ひいては、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の周囲の温度上昇に伴ってオペアンプ13Aの増幅率を大きくすることとなる。交流励磁回路14は、増幅回路13が出力した増幅発振出力信号S2に基づいて、高電位側電源Vあるいは低電位側電源V-から電流を供給する電流増幅回路として機能し、励磁電流を差動トランス4の一次コイル2に供給することとなる。次に実施形態の検出器励磁回路の動作について説明する。まず、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の動作について説明する。ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の発振周波数は以下の計算式で表される。発振周波数f=1/2π√C1C2R1R2C=C1=C2、R=R1=R2とするとf=1/2πCR一方、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の振幅制御回路12の出力はオペアンプA2で増幅する信号の増幅度により定まる。ここで、振幅制御回路12のオペアンプA2の増幅度は以下の式で表すことができる。増幅度=-R3/R4FET12BのドレインD-ソースS間オン抵抗値また、増幅回路13の出力電圧VTP2は以下の計算式で表される。VTP2=[2πfC5R11/√12πfC5R1121R14RTEMP/R13]×VTP1ここで、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の振幅制御回路12のFET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値は温度により大きな変動を生じるが、その変動は、サーミスタRTEMPにより補償され、増幅度を一定とすることが可能となる。この結果、出力電圧増幅発振出力信号のピーク電圧を一定として交流励磁回路14から出力され、検出器5を励磁する電圧も一定となるため、検出器5の二次コイル側の出力電圧も一定となり、測定誤差を抑制することができる。以上の説明のように、本第1実施形態によれば、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の振幅の温度に起因する変動を、増幅回路13の増幅率を温度補償することにより吸収して、安定した検出器交流励磁電圧を供給できるので、測定誤差の抑制が確実に行える。[2]第2実施形態図2は、実施形態の検出器励磁回路を含む測定回路の回路構成例の説明図である。本第2実施形態が第1実施形態と異なる点は、第1実施形態の増幅回路13において、オペアンプの出力端子と、反転入力端子との間に接続されたフィードバック抵抗として介挿されていた温度補償用のサーミスタRTEMPに代えて、振幅制御回路12のFET12Bと並列に温度補償回路20を設けた点である。第2実施形態の検出器励磁回路10Aを構成する温度補償回路20は、FET12Bと共働して、合成抵抗値が温度補償されたものとなり、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の出力信号の振幅値を温度補償されたものとする。ここで、温度補償回路20の動作について説明する。温度が変化することにより、FET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値が高くなった場合には、温度補償回路は、FET12Bと温度補償回路20を構成する温度補償抵抗RT1及びサーミスタRTEMPとの合成抵抗値が低くなって、温度変化に起因するFET12Bのオン抵抗値変化をキャンセルするように機能する。一方、FET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値が低くなった場合には、温度補償回路20は、FET12Bと温度補償回路を構成する温度補償抵抗RT1及びサーミスタRTEMPとの合成抵抗値が高くなって、温度変化に起因するFET12Bのオン抵抗値変化をキャンセルするように機能する。この結果、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の出力信号の振幅発振信号のピーク電圧を一定とすることができるので、交流励磁回路14から出力され、検出器5を励磁する電圧も一定となるため、検出器5の二次コイル3側の出力電圧も一定となり、測定誤差を抑制することができる。以上の説明のように、本第2実施形態によれば、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の振幅の温度に起因する変動を、温度補償回路20により、温度変化に起因するFET12BのドレインD-ソースS間のオン抵抗値変化をキャンセルすることにより吸収して、安定した検出器交流励磁電圧を供給できるので、測定誤差の抑制が確実に行える。[3]実施形態の変形例第1実施形態においては、温度補償用のサーミスタRTEMPを抵抗R14側に設けていたが、抵抗R13側に設けるように構成することも可能である。この場合においては、サーミスタRTEMPは、NTCサーミスタとして構成し、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の周囲の温度上昇に伴って抵抗値が減少することで、ウィーンブリッジ正弦波発振回路11の周囲の温度上昇に伴ってオペアンプ13Aの増幅率を大きくすることとなる。以上の説明においては、温度補償素子として、サーミスタRTEMPおよびそれに加えて温度補償用抵抗RT1を用いていたが、これに代えて所望の温度係数を有する銅線を巻回して用いたり、比較的温度係数が大きいカーボン抵抗を用いたりするように構成することも可能である。以上の説明においては、温度補償素子を、増幅回路13あるいは振幅制御回路12のいずれか一方に設ける構成としていたが、双方に設けるように構成することも可能である。このように構成することにより、より一層高精度に温度補償を行うことが可能となる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。次により具体的な実施例について説明する。まず、比較例について説明する。[1]比較例図1に示した検出器励磁回路からサーミスタRTEMPを除いた検出器励磁回路において、回路の各抵抗およびコンデンサの仕様をそれぞれ下記表1のようにしたときの電圧は表2に示す通りとなる。表2に示したように、電圧VTP1は25°C時の電圧に対して、-10°C時および60°C時の電圧は大きな変動になっており温度特性誤差が確認できる。電圧VTP1を増幅した電圧VTP2の温度特性誤差はほとんど無視できる値であり、本比較例においては、ウィーンブリッジ正弦波発振回路における温度特性誤差が大きいことがわかる。[2]第1実施例次に、第1実施形態の検出器励磁回路の具体的な実施例である第1実施例について説明する。図1に示した検出器励磁回路において、各抵抗およびコンデンサの仕様をそれぞれ下記表3のようにしたときの電圧は表4に示す通りとなった。本第1実施例における25°C時の電圧に対する最大温度特性誤差=-1.67であり、比較例の最大温度特性誤差=-8.10と比較しておよそ1/5の温度特性誤差となっており、実使用上問題のない値となっていることがわかる。[3]第2実施例次に、第2実施形態の検出器励磁回路の具体的な実施例である第2実施例について説明する。図1に示した検出器励磁回路において、各抵抗およびコンデンサの仕様をそれぞれ下記表5のようにしたときの電圧は表6に示す通りとなった。本第2実施例における25°C時の電圧に対する最大温度特性誤差=-1.1であり、比較例の最大温度特性誤差=-8.1と比較しておよそ1/11の温度特性誤差となっており、第1実施例と比較してもさらに温度特性誤差が減少しており、実使用上問題のない値となっていることがわかる。以上の説明のように、本実施形態の実施例によれば、検出器励磁回路において、温度特性誤差の少ない検出器励磁電流を供給することができ、ひいては、温度による影響を低減した検出装置を構成することが可能となる。