第1電源線と負荷出力端子との間および前記負荷出力端子と第2電源線との間にそれぞれ接続され、少なくとも一方がトランジスタから構成される第1半導体素子および第2半導体素子と、前記トランジスタを一定のスイッチング周波数を持つ駆動信号によりオンオフ駆動する駆動回路と、前記第1半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第1可変容量回路と、前記第2半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる第2可変容量回路と、前記駆動回路によるスイッチング動作中に前記駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで前記第1可変容量回路の容量値および前記第2可変容量回路の容量値を切り替える切替信号を出力することにより、前記第1半導体素子および前記第2半導体素子のそれぞれについて、当該半導体素子の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出す容量値制御回路とを備えたことを特徴とするスイッチング装置。前記第1、第2電源線間に直流コンデンサが設けられ、前記直流コンデンサの正側端子から前記第1電源線、前記第1半導体素子、前記第1半導体素子から前記第2半導体素子に至る出力端子線、前記第2半導体素子および前記第2電源線を介して前記直流コンデンサの負側端子に至る通電経路に介在するインダクタンスをLp1とし、前記第1半導体素子、前記出力端子線および前記第2半導体素子の直列経路に介在するインダクタンスをLp2とし、前記第1、第2半導体素子の主端子間寄生容量をそれぞれCq1、Cq2とし、前記第1、第2可変容量回路の容量値をそれぞれCpX、CpYとしたとき、前記容量値制御回路は、その時々においてLp1CpYCq2≠Lp2CpXCq1の関係が成立するように前記切替信号を出力することを特徴とする請求項1記載のスイッチング装置。前記容量値制御回路は、前記第1半導体素子および前記第2半導体素子のそれぞれについて、前記駆動信号のn周期nは1、2、...の中から選定した値ごとに前記第1、第2可変容量回路の容量値が変化するように前記切替信号を出力することを特徴とする請求項1または2記載のスイッチング装置。前記容量値制御回路は、前記第1半導体素子および前記第2半導体素子のそれぞれについて、前記駆動信号に対しランダムな周期で前記第1、第2可変容量回路の容量値が変化するように前記切替信号を出力することを特徴とする請求項1または2記載のスイッチング装置。前記第1、第2可変容量回路は、コンデンサと前記切替信号に従ってオンオフ動作するスイッチとの直列回路を並列に複数接続して構成されていることを特徴とする請求項1ないし4の何れかに記載のスイッチング装置。前記第1、第2可変容量回路は、スイッチによりコンデンサの直列接続数を変更可能に構成されていることを特徴とする請求項1ないし4の何れかに記載のスイッチング装置。前記第1、第2可変容量回路は、前記切替信号の持つ電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子から構成されていることを特徴とする請求項1ないし4の何れかに記載のスイッチング装置。前記第1、第2可変容量回路は、直列抵抗を備えていることを特徴とする請求項1ないし7の何れかに記載のスイッチング装置。前記第1半導体素子と第1可変容量回路および前記第2半導体素子と第2可変容量回路は、それぞれ1つのベアチップとして構成されていることを特徴とする請求項1ないし8の何れかに記載のスイッチング装置。従来のスナバ11、12は、抵抗を用いてリンギングのエネルギーを熱に変換しているので、リンギングスイッチングノイズを低減する際に大きな発熱が生じる。そのため、使用する抵抗は大きな定格電力を必要とし素子サイズが大きくなる。また、汎用されているCRスナバの場合、抵抗とコンデンサとが接近して配されるので、抵抗の発熱によりコンデンサの温度が上昇してコンデンサの静電容量が低下する。このため、それを見込んでコンデンサの静電容量値を予め大きく設定する必要があり、コンデンサのサイズも大きくなる。さらに、従来はCRスナバだけではリンギングを減衰しきれないのでLCフィルタ13も併用しており、スイッチング装置に一層大きなサイズが必要となる。これに対しては、トランジスタ5、6のターンオン時間およびターンオフ時間を長く設定し、リンギングの発生自体を抑えることが考えられる。しかし、この手段を用いるとトランジスタ5、6の損失が増大するため、トランジスタサイズを増やす必要が生じる。このように従来のスナバ11、12では、小型化を図りながらスイッチングノイズを抑えることは困難であった。本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ノイズ抑制手段の発熱の問題を解決し、小型でありながらノイズ抑制効果の大きいスイッチング装置を提供することにある。請求項1に記載した手段によれば、第1電源線と負荷出力端子との間および負荷出力端子と第2電源線との間にそれぞれ第1半導体素子および第2半導体素子を備えている。これら第1半導体素子および第2半導体素子の少なくとも一方はトランジスタから構成され、その他は例えばダイオードから構成されている。駆動回路は、トランジスタを一定のスイッチング周波数を持つ駆動信号によりオンオフ駆動する。第1可変容量回路は、第1半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる。同様に、第2可変容量回路は、第2半導体素子に並列に接続され、切替信号に従ってその並列接続端子間の容量値を複数に変化させる。容量値制御回路は、駆動回路によるスイッチング動作中に駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで第1可変容量回路の容量値および第2可変容量回路の容量値を切り替える切替信号を出力することにより、第1半導体素子および第2半導体素子のそれぞれについて、当該半導体素子の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出す。本手段によれば、半導体素子の並列容量値を順次複数に切り替えるので、時間の経過とともにリンギング周波数がずれてノイズエネルギーのスペクトルが広帯域に拡散し、ノイズのピークレベルが下がる。本手段は、スナバとは異なり、リンギングエネルギーを熱に変換してノイズの発生を抑えるものではないので、第1、第2可変容量回路での熱の発生がなくまたは非常に小さく、発熱の問題を解決できる。その結果、受熱に備えて第1、第2可変容量回路のサイズに余裕度を持たせる必要がない。また、LCフィルタは不要となり、あるいは補助的に設けたとしても従来よりも小型のもので足りる。従って、本スイッチング装置は、従来のスナバと比較して、小型でありながら大きなノイズ抑制効果が得られる。請求項2に記載した手段によれば、第1、第2電源線間に直流コンデンサが設けられている。直流コンデンサの正側端子から第1電源線、第1半導体素子、第1半導体素子から第2半導体素子に至る出力端子線、第2半導体素子および第2電源線を介して直流コンデンサの負側端子に至る通電経路に介在するインダクタンスをLp1とし、第1半導体素子、出力端子線および第2半導体素子の直列経路に介在するインダクタンスをLp2とし、第1、第2半導体素子の主端子間寄生容量をそれぞれCq1、Cq2とし、第1、第2可変容量回路の容量値をそれぞれCpX、CpYとしたとき、容量値制御回路は、その時々においてLp1CpYCq2≠Lp2CpXCq1の関係が成立するように切替信号を出力する。この関係式が成立すると、ハイサイド駆動において、第1半導体素子がオフからオンに移行するときのリンギング周波数と、第1半導体素子がオンからオフに移行するときのリンギング周波数とが異なるように制御できる。両リンギング周波数が異なることにより、放射されるノイズの一層の拡散効果が得られ、ピークレベルが下がる。請求項3に記載した手段によれば、容量値制御回路は、第1半導体素子および第2半導体素子のそれぞれについて、駆動信号のn周期nは1、2、...の中から選定した値ごとに第1、第2可変容量回路の容量値が変化するように切替信号を出力する。nの設定値が大きくなるに従って、ノイズエネルギーのスペクトルに生じるピーク値が増加する。請求項4に記載した手段によれば、容量値制御回路は、第1半導体素子および第2半導体素子のそれぞれについて、駆動信号に対しランダムな周期で第1、第2可変容量回路の容量値が変化するように切替信号を出力する。これにより、ノイズエネルギーのスペクトルに生じるピーク値が低下し、当該部分のスペクトルがフラットに近付く。請求項5に記載した手段によれば、第1、第2可変容量回路は、コンデンサと切替信号に従ってオンオフ動作するスイッチとの直列回路を並列に複数接続して構成されている。これにより、第1、第2可変容量回路は、切替信号に応じて選択されたコンデンサの並列容量値を有する。請求項6に記載した手段によれば、第1、第2可変容量回路は、スイッチによりコンデンサの直列接続数を変更可能に構成されている。これにより、第1、第2可変容量回路は、切替信号に応じて選択されたコンデンサの直列容量値を有する。請求項7に記載した手段によれば、第1、第2可変容量回路は、切替信号の持つ電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子から構成されている。請求項8に記載した手段によれば、第1、第2可変容量回路は、上記コンデンサ、可変容量コンデンサに対する直列抵抗を備えている。この直列抵抗は、上述した手段によりリンギング周波数のスペクトルを広帯域に拡散させた上で、さらにリンギングを低減させるために用いられる。従って、リンギングエネルギーを熱に変換してノイズの発生を抑えるスナバに比べ、直列抵抗での発熱作用は小さくて済む。このため、直列抵抗の定格電力およびサイズは小さくなり、受熱を考慮してコンデンサ等の容量値に余裕度を持たせる必要がない。請求項9に記載した手段によれば、上述したように可変容量回路が小型化できることから、第1半導体素子と第1可変容量回路を1つのベアチップとして構成し、第2半導体素子と第2可変容量回路を1つのベアチップとして構成することができる。各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。第1の実施形態以下、本発明の第1の実施形態について図1ないし図11を参照しながら説明する。図1は、車載用の直流モータをPWM制御するスイッチング装置21の構成を示している。第1電源線2と負荷出力端子4との間および負荷出力端子4と第2電源線3との間には、それぞれMOSトランジスタ5および6第1および第2半導体素子が接続されている。トランジスタ5、6はボディダイオード5D、6Dを有している。また、ドレインソース間には寄生容量Cq1、Cq2が存在している。電源線2、3間には直流コンデンサ8が接続され、バッテリ9から電源電圧Vbが供給されている。負荷出力端子4には負荷としての直流モータ10が接続されており、ハイサイド駆動される。駆動回路に相当するPWM制御回路7は、デッドタイムを確保しつつ、トランジスタ5、6を一定のスイッチング周波数を持つPWM駆動信号により相補的にオンオフ駆動する。トランジスタ5の主端子であるドレインとソースの間には、並列に第1可変容量回路22が接続されている。第1可変容量回路22は、コンデンサCpnとスイッチSWnとの直列回路を3個並列に接続して構成されているn=1、2、3。同様に、トランジスタ6のドレインとソースの間には、並列に第2可変容量回路23が接続されている。第2可変容量回路23は、コンデンサCpnとスイッチSWnとの直列回路を3個並列に接続して構成されているn=4、5、6。スイッチSWnは、MOSトランジスタにより構成されている。トランジスタ5、6および可変容量回路22、23は、それぞれベアチップまたはディスクリート素子により基板上に組みつけられている。なお、以下の説明において符号Cpnは容量値を表すことがある。容量値制御回路24は、PWM制御回路7がPWM駆動信号を出力しているスイッチング動作中に、PWM駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで、スイッチSWnn=1~6に対しそのオンオフ状態を切り替える切替信号を出力する。これにより、可変容量回路22、23の容量値を絶えず変化させ、可変容量回路22、23のそれぞれについて、トランジスタ5、6の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出し、トランジスタ5、6の並列容量値を時間経過とともに変化させる。トランジスタ5、6のターンオン時およびターンオフ時にリンギングが生じるが、スイッチング装置21によれば、時間経過とともにリンギング周波数がずれてノイズエネルギーのスペクトルが広帯域に拡散し、ノイズのピークレベルが下がる。以下、この作用について詳しく説明する。図2は、可変容量回路22、23の総容量値を1nFに設定した場合aと100pFに設定した場合bの出力電圧VsのFFTの結果を示している。容量値が1nFの場合にはリンギングによるサージ電圧のピークが55MHzに現れるのに対し、容量値が100pFの場合にはリンギングによるサージ電圧のピークが95MHzに現れる。つまり、トランジスタ5、6に並列接続される容量値が変化すると、リンギングによるサージ電圧のピーク周波数が変化することが分かる。トランジスタ5のスイッチングにより出力電圧Vsに現れるリンギングの周波数は、以下のようになる。[トランジスタ5のターンオン時]図3は、トランジスタ5のターンオン時のリンギング説明図である。aはトランジスタ5、6がともにオフデッドタイム、bはトランジスタ5がオンした直後、cはトランジスタ6のボディダイオード6Dが逆回復した状態を示している。説明に不要な回路要素は省略している。cに示す抵抗Rp2は、蓄積キャリアが引き出された時のボディダイオード6Dの等価抵抗回路の寄生損失抵抗分を含むである。トランジスタ5がオンする直前には、ボディダイオード6Dに順方向電流IDが流れている。トランジスタ5がオンした直後は、寄生インダクタンスLp1により、ダイオード6Dの電流は瞬間的に0にならない。寄生インダクタンスLp1は、コンデンサ8の正側端子から電源線2、トランジスタ5、トランジスタ5からトランジスタ6に至る出力端子線25、トランジスタ6、電源線3を介してコンデンサ8の負側端子に至る通電経路に介在するインダクタンスである。このときの出力端子線25に流れる電流ILは1式となる。IL=-IDVb/Lp1t...1ボディダイオード6Dに流れる電流ILは急速に減少し0となるが、ボディダイオード6Dの蓄積キャリアが全て引き出されるまで逆電流が流れる。その結果、出力電圧Vsは-側に振れる。その後、ボディダイオード6Dが逆回復した時、寄生インダクタンスLp1に蓄積されたエネルギーWLは2式となる。ここで、IPRは、蓄積キャリアが全て引き出された時のボディダイオード6Dの逆電流である。WL=1/2Lp1IPR2...2このエネルギーWLは、トランジスタ6の全並列容量Ctを充電し、寄生インダクタンスLp1と並列容量Ctとで共振してリンギングが発生する。このときのリンギング周波数fonは、近似的に3式で表すことができる。fon=1/2πLp1Ct12...3この結果を図1に示すスイッチング装置21に適用すると、スイッチSW4~SW6が全てオフのとき、トランジスタ5のターンオン時に生じるリンギングの周波数fonは4式で表される。Cq2は、上述したようにトランジスタ6のドレインソース間に存在する寄生容量である。fon=1/2πLp1Cq212...4また、スイッチSW4~SW6の切替状態に応じた第2可変容量回路23の総容量値をCpYとすれば、Ct=CpYCq2の関係が成立し、リンギングの周波数fonは5式で表される。4式は5式においてCpY=0の場合である。fon=1/2πLp1CpYCq212...5[トランジスタ5のターンオフ時]図4は、トランジスタ5のターンオフ時のリンギング説明図である。aはトランジスタ5がオン、トランジスタ6がオフ、bはトランジスタ5がオフした直後を示している。説明に不要な回路要素は省略している。トランジスタ5と出力端子線25とトランジスタ6との直列経路に介在するインダクタンスをLp2とすると、トランジスタ5がオンの間、寄生インダクタンスLp2にも電流が流れる。このとき、寄生インダクタンスLp2に蓄積されているエネルギーWLは6式となる。WL=1/2Lp2IL2...6トランジスタ5がオフした直後、エネルギーWLは7式に示すように最大となる。IPKは、トランジスタ5がオフする瞬間の電流である。WL=1/2Lp2IPK2...7このエネルギーWLは、トランジスタ5の並列容量Csを充電し、寄生インダクタンスLp2と並列容量Csとで共振してリンギングが発生する。このときのリンギング周波数foffは、近似的に8式で表すことができる。foff=1/2πLp2Cs12...8この結果を図1に示すスイッチング装置21に適用すると、スイッチSW1~SW3が全てオフのとき、トランジスタ5のターンオフ時に生じるリンギングの周波数foffは9式で表される。Cq1は、上述したようにトランジスタ5のドレインソース間に存在する寄生容量である。foff=1/2πLp2Cq112...9また、スイッチSW1~SW3の切替状態に応じた第1可変容量回路22の総容量値をCpXとすれば、Cs=CpXCq1の関係が成立し、リンギングの周波数foffは10式で表される。9式は10式においてCpX=0の場合である。foff=1/2πLp2CpXCq112...10さて、放射されるノイズエネルギーを広帯域化してリンギングによるノイズを低減するには、リンギング周波数fonとfoffとが異なることが好ましい。スイッチSWnが全てオフのときにfon≠foffとなる条件は11式となる。Lp1Cq2≠Lp2Cq1...11また、第1可変容量回路22の容量値すなわちスイッチSW1~SW3の切替状態に応じたコンデンサCp1~Cp3の並列合成容量値をCpX、第2可変容量回路23の容量値すなわちスイッチSW4~SW6の切替状態に応じたコンデンサCp4~Cp6の並列合成容量値をCpYとすれば、fon≠foffとなる条件は12式となる。Lp1CpYCq2≠Lp2CpXCq1...12トランジスタ5のターンオン時のリンギング周波数fonは、スイッチSW4~SW6のオンオフ状態に応じて、SW4~SW6全てオフ、SW4のみオン、SW5のみオン、SW6のみオン、SW4とSW5がオン、SW4とSW6がオン、SW5とSW6がオン、SW4~SW6全てオンの場合の8通り存在する。トランジスタ5のターンオフ時のリンギング周波数foffも、同様にしてSW1~SW3のオンオフ状態に応じて8通り存在する。ノイズエネルギーを広帯域化するには、これら各条件でのリンギング周波数が互いに100kHz以上離れることが望ましい。図5は、リンギングにより生じるラジオノイズのスペクトルを模式的に示している。図中に示すAは、SW1とSW4のみオン破線A1、SW2とSW5のみオン破線A2、SW3とSW6のみオン破線A3の3通りの状態に順次切り替えるスイッチング装置21によるスペクトルであり、Bは、従来のCRスナバ11、12を備えたスイッチング装置1図20参照によるスペクトルである。スイッチング装置21が備える可変容量回路22、23において、コンデンサCp1≠Cp2≠Cp3、Cp4≠Cp5≠Cp6の関係があるとすれば、上記3状態のリンギング周波数は互いに異なる。また、上記3状態がそれぞれ1/3ずつの時間比率を有するので、各切替状態に対応するスペクトルA1~A3のノイズレベルは低下する。その結果、時間平均したノイズエネルギーは、スペクトルA1~A3を重ね合わせたスペクトルAのように広帯域に拡散し、従来のスナバを備えた構成に対しノイズのピークレベルを下げる作用を奏する。図6は、容量値制御回路24が出力する切替信号と出力電圧Vsの波形を示している。aは1PWM周期ごとにスイッチSW1~SW6を切り替えて可変容量回路22、23の容量値を順次変更する場合、bは2PWM周期ごとにスイッチSW1~SW6を切り替えて可変容量回路22、23の容量値を順次変更する場合、cはPWM駆動信号に対しランダムな周期でスイッチSW1~SW6を切り替えて可変容量回路22、23の容量値を変更する場合である。aにおいて、スイッチSW1~SW3自体は必ずしも1PWM周期ごとに切り替わらないが、スイッチSW1~SW3の何れかが切り替わるため、可変容量回路22の容量値は1PWM周期ごとに変化する。また、スイッチSW1とSW4、スイッチSW2とSW5、スイッチSW3とSW6をそれぞれ同じオンオフ状態に制御しているが、異なるオンオフ状態に制御してもよい。図7は、図5と同様に示すラジオノイズのスペクトルである。a~cは、それぞれ図6のa~cの場合に相当する。可変容量回路22、23の容量値を1PWM周期ごとに切り替える場合、スペクトルA1~A3を重ね合わせたスペクトルAは正規分布に近い形になる。可変容量回路22、23の容量値の切替周期が長くなるに従ってスペクトルA1、A2、A3のピーク値が高くなり、スペクトル間に谷ができる。切替周期がランダムになると、このピーク値の山がつぶれてフラットな特性となる。図8も、容量値制御回路24が出力する切替信号と出力電圧Vsの波形を示している。aは第1可変容量回路22のスイッチSW1~SW3の切替タイミングと第2可変容量回路23のスイッチSW4~SW6の切替タイミングが同一の場合であり、図6aと同じ波形である。bは第1可変容量回路22のスイッチSW1~SW3の切替タイミングと第2可変容量回路23のスイッチSW4~SW6の切替タイミングが異なる場合である。第1可変容量回路22の容量値の切り替えは出力電圧Vsの立ち下がり時に作用し、第2可変容量回路23の容量値の切り替えは出力電圧Vsの立ち上がり時に作用するので、リンギングエネルギーの拡散作用は図8aとbの何れの場合でも同様に生じる。ただし、第1可変容量回路22と第2可変容量回路23の切り替えタイミングを同一にすると、切り替えタイミングに起因するノイズが発生することが考えられる。従って、切り替え時のノイズ対策として異なるタイミングが好ましい。図10は、図9に示す切替信号により2PWM周期ごとにスイッチSW1~SW6を切り替えたときのスイッチング装置21の出力電圧Vsをシミュレーションにより求め、それをFFT処理した結果である。コンデンサCp1≠Cp2≠Cp3、Cp4≠Cp5≠Cp6の関係があり、スイッチSW1~SW6が全てオフのときのターンオン時のリンギング周波数は100MHz、1つのスイッチが選択的にオンされているときのターンオン時のリンギング周波数は88MHz、93MHz、95MHzである。すなわち、リンギング周波数は4つの状態に分散されている。図10において100MHz付近にピークが見られるが、これがスイッチング時に現れるリンギングによるノイズ成分である。本スイッチング装置21によれば、-36dB100MHzにまで低減していることが分かる。これと対比するため、図11には従来のCRスナバ11、12を備えたスイッチング装置1図20参照の出力電圧VsのFFT結果を示している。両者は、同じトランジスタ5、6、電源電圧Vb、PWM周波数200kHz、寄生インダクタンスLp1、Lp2およびモータ負荷を備える。従来のスイッチング装置1によれば、-30dB100MHzまでしか低減していないことが分かる。以上説明したように、本実施形態のスイッチング装置21は、トランジスタ5、6に対しそれぞれ並列に可変容量回路22、23を備え、容量値制御回路24によりPWMスイッチング中にPWM駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで可変容量回路22、23の容量値を切り替える。これにより、トランジスタ5、6のそれぞれについて、その並列容量値が時間の前後において互いに異なる複数の状態が作り出される。その結果、時間の経過とともに、リンギング周波数がずれてノイズエネルギーのスペクトルが広帯域に拡散し、時間平均で見るとノイズのピークレベルが下がる。すなわち、スイッチング装置21で用いるノイズ抑制手段は、リンギングエネルギーを熱に変換してノイズの発生を抑えるスナバとは異なり、可変容量回路22、23での熱の発生がなくまたは非常に小さく、従来の発熱の問題を解決できる。このため、受熱によるコンデンサの容量値の低下に備えて可変容量回路22、23のサイズに余裕度を持たせる必要がない。また、LCフィルタは不要となり、あるいは補助的に設けたとしても従来よりも小型のもので足りる。さらに、トランジスタ5、6のスイッチング速度を敢えて低下させる必要もない。従って、本スイッチング装置21は、従来のスイッチング装置1と比較して、小型でありながら大きなノイズ抑制効果が得られる。このノイズ抑制効果は、特に10MHz以上の周波数で有効となり、車載機器へのノイズ例えばラジオノイズを低減することができる。出力電圧Vsに生じるリンギングは、トランジスタ5、6のターンオン時およびターンオフ時に発生する。容量値制御回路24は、容量値の切り替えタイミングをPWM駆動信号の切り替えタイミングとずらしているので、リンギングの発生とともに可変容量回路22、23のコンデンサが切り替わることによるリンギングの増大を回避できる。すなわち、容量値制御回路24は、リンギングが発生していない期間に切替信号を変化させることが好ましい。容量値制御回路24は、その時々においてLp1CpYCq2≠Lp2CpXCq1の関係が成立するように切替信号を出力するので、トランジスタ5のターンオン時に生じるリンギング周波数fonとトランジスタ5のターンオフ時に生じるfoffとが異なる。これによりリンギングノイズのエネルギーが一層分散化され、リンギングノイズのピーク値を一層低減させることができる。容量値制御回路24は、トランジスタ5、6のそれぞれについて、PWM駆動信号のn周期nは1、2、...の中から選定した値ごとに可変容量回路22、23の容量値が変化するように切替信号を出力する。このnが大きくなるに従って、各並列容量値に対応したスペクトルのピーク値が徐々に高くなり、スペクトル間に谷ができる。従って、nは小さい値に設定することが好ましい。また、容量値制御回路24は、PWM駆動信号に対しランダムな周期例えばM系列で可変容量回路22、23の容量値が変化するように切替信号を出力することもできる。これによれば、各並列容量値に対応したスペクトルのピーク値の山がつぶれてフラットなスペクトルとなる。第2の実施形態次に、第2の実施形態について図12を参照しながら説明する。このスイッチング装置31は、図1に示すスイッチング装置21に対し第1可変容量回路32、第2可変容量回路33および容量値制御回路34の構成が異なる。第1可変容量回路32は、スイッチSW7、コンデンサCp7、スイッチSW8およびコンデンサCp8の直列回路と、スイッチSW9、コンデンサCp9、スイッチSW10およびコンデンサCp10の直列回路とが並列に接続されている。第2可変容量回路33は、スイッチSW11、コンデンサCp11、スイッチSW12およびコンデンサCp12の直列回路と、スイッチSW13、コンデンサCp13、スイッチSW14およびコンデンサCp14の直列回路とが並列に接続されている。スイッチSW7~SW14は、MOSトランジスタから構成される単極双投スイッチである。容量値制御回路34は、PWM制御回路7がPWM駆動信号を出力しているスイッチング動作中に、PWM駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで、スイッチSW7~SW14に対しそのオンオフ状態を切り替える切替信号を出力する。この切替信号によれば、第1可変容量回路32は、0、Cp7、Cp7とCp8の直列容量の何れかと、0、Cp9、Cp9とCp10の直列容量の何れかとの並列容量となる。同様に、第2可変容量回路33は、0、Cp11、Cp11とCp12の直列容量の何れかと、0、Cp13、Cp13とCp14の直列容量の何れかとの並列容量となる。本実施形態は、第1可変容量回路32および第2可変容量回路33におけるコンデンサの直列接続数に応じて容量値を変更可能に構成したもので、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。また、容量値が0の場合を除き、コンデンサに対し2つのスイッチ例えばSW7とSW8が直列に介在することになるので、スイッチが有する直流抵抗成分によりリンギングの抑制効果が高まる。第3の実施形態次に、第3の実施形態について図13および図14を参照しながら説明する。図13に示すスイッチング装置41は、第1可変容量回路42および第2可変容量回路43において、スイッチSWnとコンデンサCpnとの直列回路に対しさらに直列抵抗Rnn=1~6を備えている。その他の構成はスイッチング装置21図1と同様である。図14は、図10と同一条件により演算した出力電圧VsのFFTの結果である。本スイッチング装置41によれば、リンギングノイズ成分が-41dB100MHzにまで低減しており、一層高いノイズ低減効果が期待できる。このように本実施形態によれば、リンギングエネルギーのスペクトルを広帯域に拡散させた上で、さらに直列抵抗Rnによりリンギングエネルギーを消費させるので、リンギングエネルギーを全て熱に変換してノイズの発生を抑えるスナバに比べ、直列抵抗Rnでの発熱量は小さくて済む。このため、直列抵抗Rnのサイズは小さくなり、従来構成のスイッチング装置1に比べ小型でありながら大きなノイズ抑制効果が得られる。第4の実施形態上記各実施形態はハイサイド駆動のスイッチング装置であった。これに対し、図15に示すように負荷である直流モータ10を負荷出力端子4と高電位側の電源線2との間に接続し、トランジスタ6のデュ-ティ比に応じて出力電圧Vsの大きさを制御するローサイド駆動の構成にしてもよい。本実施形態のスイッチング装置51によっても第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。第5の実施形態図16に示すスイッチング装置61は、負荷出力端子4と第2電源線3との間に接続された第2半導体素子にトランジスタ6に替えてダイオード62を採用している。容量値制御回路63は、ダイオード62に並列接続された第2可変容量回路23のスイッチSW4~SW6を、第1可変容量回路22のスイッチSW1~SW3と同じタイミングまたはトランジスタ5のオフ期間に切り替える。その他の構成は、スイッチング装置21と同様である。この構成は、負荷出力端子4と第2電源線3との間に負荷モータ10が接続されたハイサイド駆動の他の実施形態にも適用できる。また、第4の実施形態で説明したローサイド駆動の場合には、第1電源線2と負荷出力端子4との間に接続された第1半導体素子にダイオードを採用すればよい。すなわち、第1半導体素子と第2半導体素子の少なくとも一方がトランジスタにより構成されていればよい。これらの実施形態によっても、第1、第2半導体素子にトランジスタ5、6を採用した各実施形態と同様の作用および効果が得られる。第6の実施形態図17に示すスイッチング装置71は、第1、第2可変容量回路として、印加電圧に応じて容量値が変化する可変容量素子72、73を用いている。可変容量素子72、73は、例えば特開平6-275853号公報に記載された可変容量素子、特開平7-283652号公報に記載された電圧制御キャパシタ、特開2008-66682号公報に記載された可変キャパシタなどから構成されている。容量値制御回路74は、PWM制御回路7がPWM駆動信号を出力しているスイッチング動作中に、PWM駆動信号のオンオフ切替時とは異なるタイミングで、可変容量素子72、73の容量値に対応した電圧を持つ切替信号を出力する。これにより、可変容量素子72、73の容量値を変化させ、可変容量素子72、73のそれぞれについて、トランジスタ5、6の並列容量値が異なる複数の状態を順次作り出し、トランジスタ5、6の並列容量値を時間経過とともに変化させる。本実施形態によっても、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。また、切替信号の電圧値に応じて可変容量素子72、73の容量値を連続的に変化させることができるので、並列容量値が異なる多数の状態を容易に作り出すことができ、ノイズエネルギーのスペクトルを拡散し易い。第7の実施形態図18に示すスイッチング装置91は、第1の実施形態で説明したスイッチング装置21と同じ電気的構成を備えている。ただし、ベアチップ92にMOSトランジスタ5と第1可変容量回路22が内蔵されており、ベアチップ93にMOSトランジスタ6と第2可変容量回路23が内蔵されている。上述したように可変容量回路22、23は熱の発生がなくまたは非常に小さいので、コンデンサCpnのサイズを小型化でき、以ってトランジスタと可変容量回路とを1つのベアチップに内蔵することが可能となる。この構成によれば一層の小型化が図れる。また、従来構成のスイッチング装置におけるトランジスタを上記ベアチップに置き替えるとともに容量値制御回路24を付加することにより、ノイズエネルギーを拡散させてノイズのピークレベルを下げることができるため汎用性が高まる。なお、MOSトランジスタ5、6と可変容量回路22、23を全て1つのベアチップに内蔵してもよい。その他の実施形態以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。第1半導体素子および第2半導体素子のうち少なくとも一方がトランジスタから構成されていればよい。トランジスタは、MOSトランジスタやダイオードに限られず、バイポーラトランジスタやIGBTなど種々の半導体素子でよい。モータ10は、電流、回転速度、位置等の種々の制御がなされるものでよい。また、負荷はモータに限られずソレノイドなどの誘導性負荷であってもよい。第1の実施形態において、可変容量回路22、23はそれぞれ3つのコンデンサのうちから任意の1または複数のコンデンサを選択して並列接続可能に構成されていた。しかし、可変容量回路22、23は少なくとも2つのコンデンサを備え、端子間の総容量値を複数に切り替え可能な構成であればよい。ただし、可変容量回路22、23が備えるコンデンサの数すなわち異なる容量値となる状態数が多いほど拡散効果は大きくなる。第2の実施形態の第1、第2可変容量回路32、33の構成を上述した各実施形態に適用してもよい。第3の実施形態の直列抵抗Rnを用いた構成を上述した各実施形態に適用してもよい。第4の実施形態のローサイド駆動の構成を上述した各実施形態に適用してもよい。第7の実施形態のベアチップの構成を上述した各実施形態に適用してもよい。