入力される入力データを処理するデータ処理装置であって、前記入力データに基づいて、時間軸で隣接するデータ間のレベル差が一定値となる時間補間データを生成する時間補間部を備えるデータ処理装置。前記入力データにおいて、予め定められた時間範囲のデータ部分を抽出する部分抽出部を更に備え、前記時間補間部は、前記データ部分に対して前記時間補間データを生成する請求項1に記載のデータ処理装置。前記時間補間部が生成した前記時間補間データに基づいて、時間軸で隣接するデータ間の時間差が一定値となる振幅補間データを生成する振幅補間部を更に備える請求項2に記載のデータ処理装置。前記振幅補間データを周波数領域の信号に変換する周波数領域変換部を更に備える請求項3に記載のデータ処理装置。前記部分抽出部は、前記入力データの立上エッジ部分と、立下エッジ部分とを抽出し、前記時間補間部は、前記立上エッジ部分および前記立下エッジ部分ごとに、前記時間補間データを生成する請求項3または4に記載のデータ処理装置。前記振幅補間部が生成した前記振幅補間データにおいて、前記立上エッジ部分および前記立下エッジ部分の境界に、前記立上エッジ部分および前記立下エッジ部分の各データ値に応じた境界データを挿入する境界データ挿入部を更に備える請求項5に記載のデータ処理装置。入力データを処理するデータ処理システムであって、前記入力データを生成するデータ生成装置と、前記データ生成装置が生成した前記入力データを処理する請求項1から6のいずれか一項に記載のデータ処理装置とを備えるデータ処理システム。被測定信号を測定する測定システムであって、前記被測定信号を測定した測定データを生成するデータ測定装置と、前記データ測定装置が生成した前記測定データを処理する請求項1から6のいずれか一項に記載のデータ処理装置とを備える測定システム。前記データ測定装置は、予め定められたサンプリング周期における、前記被測定信号の信号レベルと、閾値レベルとの比較結果を示す前記測定データを出力する請求項8に記載の測定システム。前記データ測定装置は、複数の前記閾値レベルのそれぞれに対して、前記測定データを出力する請求項9に記載の測定システム。前記データ測定装置は、前記サンプリング周期における、前記被測定信号の信号レベルと、前記閾値レベルとの比較結果を示す前記測定データを出力するクロックドコンパレータと、前記クロックドコンパレータにおける前記閾値レベルを、前記複数の閾値レベルのそれぞれに順次設定する閾値設定部とを備える請求項10に記載の測定システム。前記データ測定装置は、それぞれ異なる前記閾値レベルが設定され、前記サンプリング周期における、前記被測定信号の信号レベルと、前記閾値レベルとの比較結果を示す前記測定データを出力する複数のクロックドコンパレータを備える請求項10に記載の測定システム。前記データ測定装置は、前記被測定信号の信号レベルが閾値レベルとレベルクロスするタイミングで値が変化する前記測定データを出力する請求項8から10のいずれか一項に記載の測定システム。前記データ測定装置は、複数の前記閾値レベルのそれぞれに対して、前記被測定信号の信号レベルが前記閾値レベルとレベルクロスするタイミングで値が変化する前記測定データを出力する請求項13に記載の測定システム。前記データ測定装置は、前記被測定信号の信号レベルが、設定される前記閾値レベルとレベルクロスするタイミングで値が変化する前記測定データを出力する閾値検出コンパレータと、前記閾値検出コンパレータにおける前記閾値レベルを、前記複数の閾値レベルに順次設定する閾値設定部とを備える請求項14に記載の測定システム。前記データ測定装置は、それぞれ異なる前記閾値レベルが設定され、前記被測定信号の信号レベルが、前記閾値レベルとレベルクロスするタイミングで値が変化する前記測定データを出力する複数の閾値検出コンパレータを備える請求項14に記載の測定システム。前記データ測定装置は、前記測定データに基づいて、前記被測定信号が前記閾値レベルをレベルクロスするタイミングを示すデジタル値を出力する時間デジタル変換部を更に有する請求項9から12のいずれか一項に記載の測定システム。前記時間デジタル変換部は、前記比較結果を記憶する記憶部を有し、前記記憶部が記憶した前記比較結果のうちの予め定められた組み合わせを比較して、前記レベルクロスするタイミングを示すデジタル値を出力する請求項17に記載の測定システム。前記データ測定装置は、前記被測定信号をコヒーレントサンプリングし、前記時間デジタル変換部は、前記被測定信号の周期および前記サンプリング周期に応じて、前記比較結果の各データを並べ替え、前記被測定信号が前記閾値レベルをレベルクロスするタイミングを示すデジタル値を出力する請求項17に記載の測定システム。前記データ測定装置は、前記被測定信号が並列に入力され、前記サンプリング周期における、前記被測定信号の信号レベルと、前記閾値レベルとの比較結果を出力する複数のクロックドコンパレータを備え、予め定められた個数以上のクロックドコンパレータの前記比較結果の値が遷移したタイミングを、前記被測定信号が前記閾値レベルをレベルクロスしたタイミングとする前記測定データを出力する請求項9または10に記載の測定システム。入力される入力データを処理するデータ処理方法であって、前記入力データに基づいて、時間軸で隣接するデータ間のレベル差が一定値となる時間補間データを生成する時間補間段階を備えるデータ処理方法。被測定信号を測定する測定方法であって、前記被測定信号を測定した測定データを生成する測定段階と、前記測定段階で生成した前記測定データを、請求項21に記載のデータ処理方法で処理するデータ処理段階とを備える測定方法。請求項8から20のいずれか一項に記載の測定システムが形成された電子デバイス。コンピュータを、請求項1から6のいずれか一項に記載のデータ処理装置として機能させるプログラム。しかし、多ビットADコンバータを用いて取得した測定データには、振幅方向においてADコンバータの量子化誤差が含まれる。このため、被測定信号の波形を高精度に測定することが困難である。また、等間隔でサンプリングされた波形をフーリエ変換するとエリアシングが生じる。このため、等間隔でサンプリングされたデータから正確なスペクトルを測定するには、アナログフィルタ等を用いてエリアシング成分を除去しなければならない。また、被測定信号を測定した後に、サンプリングデータのデータ間を補間する場合がある。サンプリングデータを補間する方法として、2つのサンプリングタイミングの中間タイミングにおける補間データの振幅値を、2つのサンプリング値に基づいて算出する方法が知られている。しかし、被測定信号の傾きが大きい場合には、所定のタイミングにおける補間データの振幅値を算出すると、振幅方向の誤差が大きくなってしまう。本発明の第1の態様においては、入力される入力データを処理するデータ処理装置であって、入力データに基づいて、時間軸で隣接するデータ間のレベル差が一定値となる時間補間データを生成する時間補間部を備えるデータ処理装置、ならびに、当該データ処理装置に係るデータ処理方法を提供する。本発明の第2の態様においては、入力データを処理するデータ処理システムであって、入力データを生成するデータ生成装置と、データ生成装置が生成した入力データを処理する第1の態様のデータ処理装置とを備えるデータ処理システムを提供する。本発明の第3の態様においては、被測定信号を測定する測定システムであって、被測定信号を測定した測定データを生成する測定装置と、測定装置が生成した測定データを処理する第1の態様のデータ処理装置とを備える測定システム、当該測定システムに係る測定方法、ならびに、当該測定システムを備える電子デバイスを提供する。本発明の第4の態様においては、コンピュータを、第1の態様のデータ処理装置として機能させるプログラムを提供する。なお、上記の発明の概要は、本発明の必要な特徴の全てを列挙したものではない。また、これらの特徴群のサブコンビネーションもまた、発明となりうる。以下、発明の実施の形態を通じて本発明を説明するが、以下の実施形態は特許請求の範囲にかかる発明を限定するものではない。また、実施形態の中で説明されている特徴の組み合わせの全てが発明の解決手段に必須であるとは限らない。図1は、被測定信号を測定する測定システム300の構成例を示す。測定システム300は、測定装置200およびデータ処理装置100を備える。測定装置200は、複数の閾値レベルのそれぞれに対して、被測定信号がレベルクロスするタイミングを測定する。データ処理装置100は、測定装置200が生成した測定データを処理する。測定装置200は、レベルクロス測定部210および閾値設定部220を備える。レベルクロス測定部210は、設定される閾値レベルに対して、被測定信号がレベルクロスするタイミングを測定する。閾値設定部220は、レベルクロス測定部210における閾値レベルを設定する。測定装置200は、複数の閾値レベルのそれぞれについて順番に測定してよい。この場合、測定装置200は、レベルクロス測定部210を一つ有する。閾値設定部220は、レベルクロス測定部210が、所定の期間、被測定信号をサンプリングする毎に、閾値レベルを次の値に設定する。また、測定装置200は、複数の閾値レベルについて並行して測定してよい。この場合、測定装置200は、レベルクロス測定部210を複数有する。閾値設定部220は、それぞれのレベルクロス測定部210に異なる閾値レベルを設定する。なお、データ処理装置100は、測定装置200における測定データ以外の入力データの処理に用いることもできる。一例としてデータ処理装置100は、EDAElectronicDesignAutomation等の予め定められたソフトウェアおよびハードウェアにより入力データを生成するデータ生成装置が生成した入力データを処理してもよい。図2は、レベルクロス測定部210の動作例を示す。図2において横軸は時間、縦軸は被測定信号の信号レベルをあらわす。本例の被測定信号はサイン波信号である。本例のレベルクロス測定部210は、設定されるそれぞれの閾値レベルVthについて、被測定信号の信号レベルと閾値レベルVthとの比較結果を出力する。当該比較結果が、上述した測定データに対応する。レベルクロス測定部210は、所定のサンプリング周期における当該比較結果を出力してよい。図2において、上側の丸印0、3、6、10、13が、被測定信号の信号レベルが閾値レベルVth以上である比較結果を示す。また下側の丸印1、2、4、5、7、8、9、11、12、14、15が、被測定信号の信号レベルが閾値レベルVthより小さい比較結果を示す。k番目のサンプリングタイミングにおける比較結果をxkとする。本例においてk=0、1、2、、15である。また、本例のレベルクロス測定部210は、被測定信号をオーバーサンプリングまたはコヒーレントサンプリングする。コヒーレントサンプリングとは、MT=NTsとなるサンプリングである。ただし、MおよびNは互いに素な整数、Tは被測定信号の周期、Tsはサンプリング周期である。図2の例において、M=5、N=16である。レベルクロス測定部210は、被測定信号の周期Tおよびサンプリング周期Tsまたは、整数MおよびNに応じてサンプリングデータを並べ替えることで、N個のサンプリングデータ比較結果から、1サイクル分の被測定信号の波形データを再構成する。レベルクロス測定部210は、再構成した波形データに基づいて、比較結果が遷移するタイミングを検出する。図3は、レベルクロス測定部210が生成する波形データを示す。レベルクロス測定部210は、下式に基づいて測定データを再構成して、波形データを生成してよい。ただし、l=0、1、2、、14、15また、レベルクロス測定部210は、被測定信号をオーバーサンプリングして、図3に示す波形データを生成してもよい。図3に示すように、再構成した波形データの論理値が遷移するタイミングから、被測定信号が閾値レベルVthをレベルクロスするタイミング量子化時刻Qtkと称するを検出することができる。当該タイミングは、コヒーレントサンプリングの等価サンプリング時間T/Nの時間分解能で量子化される。本例では、l=2および3の間k=10および7の間、ならびに、l=13および14の間k=9および6の間のタイミングで、被測定信号が閾値レベルとクロスする。本例において検出される量子化時刻Q[tk]は、3および14となる。レベルクロス測定部210は、それぞれの閾値レベルについて、量子化時刻Qtkを検出する。図4は、複数の閾値レベルについて検出した量子化時刻Qtkをプロットした波形を示す。図4において縦軸は閾値レベルを示す。また横軸は時刻を示す。なお、それぞれの量子化時刻Qtkには、図4に示すように時間方向に量子化誤差ΔQ=T/Nを有する。図2から図4に示すように、複数の閾値レベルについて量子化時刻Qtkを検出することで、レベルクロスコンパレータを用いて被測定信号の波形データを再構成することができる。なお、再構成される波形データの時間間隔は一定とならない。閾値設定部220に順次設定される閾値レベルは、等間隔であってよく、不等間隔であってもよい。被測定信号の傾きが大きい領域では閾値レベルの間隔を大きく設定し、被測定信号の傾きが小さい領域では閾値レベルの間隔を小さく設定してよい。レベルクロス測定部210は、被測定信号の信号レベルと、閾値レベルとの比較結果を出力する。このため、測定装置200が測定した測定データには、被測定信号の振幅における量子化誤差が含まれない。このため、多ビットのADコンバータを用いて被測定信号を測定する場合に比べて、測定データにおける振幅量子化にともなう雑音成分を低減できる。なお、測定装置200が測定する測定データには、図4に示したように、時間方向の量子化誤差が含まれる。しかし、当該量子化誤差は、サンプリング周波数コヒーレントサンプリングの場合、等価サンプリング周波数を増加させることで漸減する。このため、高精度の測定データを容易に取得できる。特に、コヒーレントサンプリングの場合には、比較的に低周波数のクロック源を用いて高周波数の等価サンプリング周波数を実現できるので、高精度の測定データを容易に取得できる。これに対し、多ビットのADコンバータを用いて被測定信号を測定した場合、量子化誤差が離散化振幅に存在するので、サンプリング周波数を増加させても量子化誤差は、ベストケースで-3dB/octしか減少しない。このため、多ビットのADコンバータを用いた等間隔サンプリングでは、高精度に被測定信号を測定することが困難である。図5は、データ処理装置100の機能ブロックの構成例を示す。データ処理装置100は、エッジ抽出部10、時間補間部20、振幅補間部30、境界データ挿入部40および周波数領域変換部50を備える。図6は、データ処理装置100に入力される測定データの一例を示す。本例の測定データは、複数の閾値レベルのそれぞれについて、サイン波信号が閾値レベルとクロスするタイミングを検出したデータである。エッジ抽出部10は、測定データにおいて、立上エッジ部分14と、立下エッジ部分15とを分離して抽出する。エッジ抽出部10は、所定の閾値レベルに対応するデータ12に基づいて、立上エッジ部分14および立下エッジ部分15を抽出してよい。当該所定の閾値レベルは、被測定信号の振幅の50レベルであってよい。エッジ抽出部10は、時間軸方向で隣り合うデータ12の間隔の平均幅を算出してよい。エッジ抽出部10は、それぞれのデータ12を中心とした上記平均幅の範囲内のデータを、立上エッジ部分14または立下エッジ部分15としてよい。これにより、測定データから、立上エッジ部分14および立下エッジ部分15を分離して抽出することができる。時間補間部20は、測定データに基づいて、時間軸で隣接するデータ間のレベル差が一定値となる時間補間データを生成する。本例の時間補間部20は、エッジ抽出部10が抽出した立上エッジ部分14および立下エッジ部分15毎に、時間補間データを生成する。図7は、時間補間データの一例を示す。図7では、立上エッジ部分14または立下エッジ部分15の時間補間データの一部分を示す。時間補間部20は、各エッジ部分の測定データVk、Qtkに対して時間補間を行い、等間隔のjVstepに対するtjを算出するjは自然数。ここで、である但し、finは被測定信号の周波数。時間補間部20は、測定データをスプライン補間することで、時間補間データを生成してよい。例えば時間補間部20は、振幅mVstepにおける補間データのタイミングtmを、測定データにおいて振幅mVstepを挟む振幅を有する2つのデータ間をスプライン補間することで算出する。なお、時間補間データにおける振幅方向の間隔Vstepは、測定データにおける振幅方向の間隔より小さくてよい。また、時間補間部20は、測定データの各データ間に補間データを挿入することで、時間補間データを生成してもよい。測定データの振幅方向の間隔が一定の場合、すなわち閾値レベルVthの間隔が一定の場合、時間補間部20は、同一の個数の補間データを、測定データの各データ間に挿入してもよい。このような時間補間により、傾きの大きい被測定信号のエッジ部分について、精度のよい補間データを生成することができる。振幅補間部30は、時間補間部20が生成した時間補間データに基づいて、時間軸で隣接するデータ間の時間差が一定値となる振幅補間データを生成する。振幅補間部30は、時間補間データの立上エッジ部分14および立下エッジ部分15毎に、振幅補間データを生成してよい。振幅補間部30は、時間補間データの各データtj、Vjに対して振幅補間を行い、等間隔時刻nに対するVnを算出する。振幅補間部30は、時間補間部20の処理において、時刻タイミングおよび振幅を入れ替えた補間処理で、等間隔時刻nに対するVnを算出してよい。境界データ挿入部40は、振幅補間部30が生成した振幅補間データにおいて、それぞれの立上エッジ部分14および立下エッジ部分15の境界に境界データを挿入する。境界データは、立上エッジ部分14および立下エッジ部分15の各データ値から算出できる。図8は、立上エッジ部分14、立下エッジ部分15および境界データ19の一例を示す。境界データ挿入部40は、立上エッジ部分14および立下エッジ部分15を、被測定信号の既知の波形で近似することで、境界データ19を算出する。本例の被測定信号はサイン波信号なので、境界データ挿入部40は、近似したサイン波において、立上エッジ部分14および立下エッジ部分15の境界のタイミングにおける振幅値を算出して、境界データ19を算出する。境界データ挿入部40は、境界データ19を挿入した時間補間データのスペクトルにおけるSNRが最大となるように、近似サイン波を算出してよい。例えば境界データ挿入部40は、SNRが最大となるサイン波の振幅およびオフセットを算出する。また、境界データ挿入部40は、時間補間部20に入力される測定データに対して境界データ19を挿入してよく、振幅補間部30に入力される測定データに対して境界データ19を挿入してもよい。また、境界データ挿入部40は、立上エッジ部分14および立下エッジ部分15の間に、振幅補間データにおける時間間隔と同一の時間間隔となるように、1または複数の境界データ19を挿入してよい。以上の処理により、被測定信号の時間軸における波形が再構成される。周波数領域変換部50は、境界データ19が挿入された振幅補間データを周波数領域の信号に変換する。周波数領域変換部50は、振幅補間データをフーリエ変換してよい。なお、周波数finのサイン波信号に対するレベルクロスADコンバータの信号対雑音比は、下式で与えられる文献1参照。図4に関連して説明したように、測定データにおける雑音は、時間デジタル変換器の時間分解能Tcにより生じる時間量子化雑音であるから、SNRは分解能比R=1/finTcの関数となる。もし、分解能比Rが十分大きくないと、時間量子化雑音は、雑音フロアーだけでなく、帯域内高調波の要因にもなる。このとき、信号対雑音歪は次式で与えられる。このため、帯域内の時間量子化雑音を評価する尺度としては、SINADがふさわしい。つぎに、理想的補間器を用いて時間間隔が不等間隔であるxtiから、等間隔のxunifkを取得すると、分解能比Rが増大するにつれて、補間誤差ΔVは減少する。つまり、なので、補間誤差パワーは、となる。式4から、補間信号の雑音対信号比は次式であたえられる。式2および式5から、等間隔のxunifkのSNRは、下式で与えられる。式6は、十分大きなRと理想的補間器の組み合わせが、不等間隔のxtiから大きなSNRの等間隔のxunifkを取得できることを示している。SNRunifは、xunifkに高速フーリエ変換をほどこし、帯域外高調波の存在しない周波数の時間量子化雑音を観測することで測定できる。図9は、測定装置200の他の構成例を示す。本例の測定装置200は、レベルクロス測定部210、閾値設定部220および時間デジタル変換部240を備える。本例のレベルクロス測定部210は、被測定信号の信号レベルと、閾値レベルとの比較結果を出力するクロックドコンパレータを有する。当該クロックドコンパレータは、予め定められたサンプリング周期clockにおける、被測定信号の信号レベルと、閾値レベルとの比較結果を出力する。例えばクロックドコンパレータは、サンプリング周期で被測定信号の信号レベルをサンプリングし、サンプリング結果と閾値レベルとを比較した比較結果を出力してよい。当該サンプリングクロックは、図2に関連して説明したサンプリング周波数fsを有してよい。本例の閾値設定部220は、設定値に応じた電圧を、レベルクロス測定部210に閾値レベルとして供給する可変電圧源である。時間デジタル変換部240は、レベルクロス測定部210が、サンプリングクロックに応じて出力する比較結果に基づいて、それぞれの閾値レベルVthに対応する量子化時間Qtkを示すデジタル値を生成する。時間デジタル変換部240は、レベルクロス測定部210の出力を記憶する記憶部を備える。時間デジタル変換部240は、記憶部に記憶したデータをソフトウェアまたはハードウェアを用いて処理して、量子化時間Qtkを示すデジタル値を生成する。時間デジタル変換部240は、記憶部が記憶したレベルコンパレータの出力のうちの、予め定められた組み合わせを比較して、量子化時間Qtkを示すデジタル値を生成する。また、レベルクロス測定部210は、被測定信号の信号レベルが閾値レベルとレベルクロスするタイミングで値が変化する測定データを出力する閾値検出コンパレータを有してもよい。閾値検出コンパレータが出力する値は、当該レベルクロスのタイミングから一定の遅延時間だけ遅延して変化してもよい。測定装置200は、閾値検出コンパレータが出力する値が遷移するタイミングを示すデジタル値を、測定データとして出力してよい。測定装置200は、閾値検出コンパレータの出力をサンプリングした結果から、当該デジタル値を生成してよい。レベルクロス測定部210が閾値検出コンパレータを有する場合、測定装置200は、時間デジタル変換部240を有さずともよい。また、上述したように、レベルクロス測定部210は複数設けられてよい。この場合、閾値設定部220は、それぞれのクロックドコンパレータまたはそれぞれの閾値検出コンパレータに対して、それぞれ異なる閾値レベルを設定する。図10は、時間デジタル変換部240の構成例を示す。本例の時間デジタル変換部240は、ハードウェアにより量子化時間Qtkを示すデジタル値を生成する。時間デジタル変換部240は、縦続接続されたN個本例ではN=16のフリップフロプ242-0~242-15フリップフロップ242と総称する、セレクタ244、シーケンサ246、排他的論理和回路248、ラッチ部250、カウンタ252およびメモリ254を有する。それぞれのフリップフロップ242は、レベルクロス測定部210がサンプリングクロックに応じて出力するデータ比較結果を、当該サンプリングクロックに応じて後段のフリップフロップ242に順次受け渡す。つまり、複数のフリップフロップ242は、レベルクロス測定部210の出力を記憶する記憶部として機能する。フリップフロップ242が、レベルクロス測定部210からN個のデータを受け取った場合に、フリップフロップ242へのサンプリングクロックの供給を停止してよい。セレクタ244は、複数のフリップフロップ242が出力するデータを受け取る。セレクタ244は、シーケンサ246により順次指定される2つのフリップフロップ242が出力している2つのデータを順次選択して出力する。シーケンサ246は、予め定められた順番で、2つのフリップフロップ242の組み合わせを順次指定する。当該順番は、図3に示したように、再構成後のデータの並びに応じて定められる。例えば図3の例では、シーケンサ246は、a、b=0、13、13、10、10、7、、9、6、6、3で示される順番で、2つのフリップフロップ242-aおよび240-bの組み合わせを順次指定する。排他的論理和回路248は、セレクタ244が順次出力する2つのデータの排他的論理和を出力する。つまり、排他的論理和回路248は、2つのデータが異なる場合に論理値1を出力する。カウンタ252は、所定の周期でインクリメントされるカウント値を出力する。当該周期は、シーケンサ246およびセレクタ244の動作周期と同一である。つまり、カウンタ252は、セレクタ244の出力が切り替わる毎にインクリメントされるカウント値を出力する。ラッチ部250は、排他的論理和回路248が論理値1を出力した場合に、カウンタ252のカウント値をラッチする。これによりラッチ部250は、被測定信号が閾値レベルをレベルクロスするタイミングに応じたカウント値をラッチする。図3の例においてカウンタ252は、0から15までのカウント値を順次出力する。そして、カウント値が3のときにシーケンサ246の出力は10、7となり、排他的論理和回路248が論理値1を出力する。このためラッチ部250は、カウント値3をラッチする。メモリ254は、カウンタ252がラッチしたカウント値を記憶する。図3の例においてメモリ254は、カウント値3および14を記憶する。当該カウント値が、当該閾値レベルにおける量子化時刻Qtkを示すデジタル値となる。図11は、時間デジタル変換部240の他の構成例を示す。本例の時間デジタル変換部240は、2つのフリップフロップ242-1、242-2、排他的論理和回路248、ラッチ部250、カウンタ252およびメモリ254を有する。図11において図10と同一の符号を付した構成要素は、図10において説明した構成要素と同一の機能を有してよい。本例の時間デジタル変換部240を用いる場合、レベルクロス測定部210におけるサンプリングクロックは、被測定信号の周期に時間分解能Tc=T/Nを加算した周期を有する。この場合、レベルクロス測定部210が順次出力するデータを式1で並べ替えても、データの順番は変わらない。この場合、レベルクロス測定部210が出力するデータと、直前に出力されたデータとを比較すれば、被測定信号が閾値レベルをレベルクロスするタイミングを検出できる。すなわち、サンプリングクロックに応じて動作する、縦続接続された2つのフリップフロップ242-1、242-2の出力を比較することで、レベルクロスタイミングを検出できる。排他的論理和回路248は、2つのフリップフロップ242-1、242-2の出力の排他的論理和を出力する。カウンタ252は、サンプリングクロックの周期で値がインクリメントされるカウント値を出力する。ラッチ部250およびメモリ254の機能は、図10において説明したラッチ部250およびメモリ254と同一である。このような構成によっても、量子化時刻Qtkを示すデジタル値を検出できる。図12は、時間デジタル変換部240の他の構成例を示す。本例の時間デジタル変換部240は、縦続接続されたN個のフリップフロップ242およびN個の排他的論理和回路256-1~256-16を有する。それぞれの排他的論理和回路256は、排他的論理和回路256毎に予め定められた2つのフリップフロップ242に接続される。それぞれの排他的論理和回路256は、N個のフリップフロップ242の順番を、式1に応じて並べ替えた場合に隣接する2つのフリップフロップ242に接続される。例えばM=5、N=16の場合、排他的論理和回路256-1は、フリップフロップ242-0および242-13に接続され、排他的論理和回路256-2は、フリップフロップ242-13および242-10に接続される。時間デジタル変換部240は、論理値1を出力する排他的論理和回路256の番号を、量子化時刻Qtkを示すデジタル値として出力してよい。なお、図10および図12に示した時間デジタル変換部240は、並列に複数個設けられてよい。それぞれの時間デジタル変換部240は、インターリーブ動作する。レベルクロス測定部210は、閾値レベルを変化させる毎に、異なる時間デジタル変換部240に測定データを入力してよい。それぞれの時間デジタル変換部240は、他の時間デジタル変換部240に測定データが入力されている間に、フリップフロップ242からデータを読み出して量子化時刻Qtkを検出してよい。図13は、測定装置200の他の構成例を示す。本例の測定装置200は、複数組のレベルクロス測定部210および閾値設定部220、演算部230ならびに時間デジタル変換部240を備える。本例のレベルクロス測定部210は、上述したクロックドコンパレータである。本例のレベルクロス測定部210には、被測定信号の周期に時間分解能Tc=T/Nを加算した周期を有するサンプリングクロックが入力される。また、それぞれの閾値設定部220は、同一の設定値が設定される。演算部230は、所定の個数以上のレベルクロス測定部210の出力が遷移した場合に、時間デジタル変換部240に入力するデータ値を遷移させてよい。例えば演算部230は、過半数のレベルクロス測定部210の出力が遷移した場合に、時間デジタル変換部240に入力するデータ値を遷移させる。これにより、いずれかの閾値レベルに誤差が生じた場合でも、当該誤差の影響を排除することができる。また、時間デジタル変換部240が、レベルクロス測定部210ごとに設けられてもよい。この場合、演算部230は、過半数のレベルクロス測定部210が検出した量子化時刻Qtkを選択して出力してよい。この場合、サンプリングクロックの周期は、被測定信号の周期に時間分解能Tc=T/Nを加算した周期に限定されない。図14は、測定システム300で測定したスペクトルと、スペクトラムアナライザで測定したスペクトルとを示す。なお被測定信号として、14ビットの任意波形発生器を用いて、20.05MHzのサイン波信号を生成した。また、サンプリングクロックとして、20.00MHzの方形波信号を生成した。なお、任意波形発生器は、有限ビットのAD変換により生成した波形データに、カットオフ周波数が20MHzのアナログフィルタリングを施して信号を生成する。このため、任意波形発生器の出力信号には、内部雑音振幅雑音が含まれる。測定システム300は、22の閾値レベルについて量子化時刻Qtkを検出した。また、データ処理装置100によってデータ処理を行い、等間隔の波形データを生成し、高速フーリエ変換を施すことでスペクトルGxxfを生成した。SINADの値は52.11dBであり、帯域外におけるSNRは90.65dBであった。スペクトルGxxfには、図4に関連して説明した時間量子化雑音による高調波があらわれている。しかし、平坦な振幅雑音は、あらわれていない。これに対し、スペクトラムアナライザによるスペクトルには、任意波形発生器の内部雑音によるノイズフロアーがあらわれている。図14に示した測定結果から、測定システム300は、振幅雑音に敏感でないことがわかる。また、測定装置200で生じる振幅量子化雑音がほぼゼロであることがわかる。図15は、測定システム300におけるSINADおよびSNRの測定結果を示す。本例では、時間分解能比Rを25から400の間で変化させた。図15における丸印はSNRの測定結果を示しており、四角印はSINADの測定結果を示す。図15に示されるように、SINADの値は、Rに応じて6dB/Octで増加する。これは、式2および式3で示される理論式と整合する。また、SNRの値は、Rに応じて12dB/Octで増加する。これは、式6で示した理論式と整合する。以上から、時間分解能比Rを十分大きくすることで、測定システム300によって、帯域外周波数にわたり大きなSNRを得ることができることがわかる。なお、図1から図15に関連して説明した測定装置200は、電子デバイスに形成されてよい。当該電子デバイスには、被測定信号を出力する被測定回路も形成されてよい。測定装置200は、電子デバイスの内部で生じる振幅雑音に敏感でなく、また、サンプリングクロックの周波数を変えることで、その性能を動的にコントロールできるので、オンチップでの測定に適している。図16は、データ処理装置100として機能するコンピュータ1600の構成例を示す。コンピュータ1600は、CPU周辺部と、入出力部と、レガシー入出力部とを備える。CPU周辺部は、ホストコントローラ1882により相互に接続されるCPU1805、RAM1820、グラフィックコントローラ1875、及び表示装置1880を有する。入出力部は、入出力コントローラ1884によりホストコントローラ1882に接続される通信インターフェイス1830、ハードディスクドライブ1840、及びCD-ROMドライブ1860を有する。レガシー入出力部は、入出力コントローラ1884に接続されるROM1810、フレキシブルディスクドライブ1850、及び入出力チップ1870を有する。ホストコントローラ1882は、RAM1820と、高い転送レートでRAM1820をアクセスするCPU1805、及びグラフィックコントローラ1875とを接続する。CPU1805は、ROM1810、及びRAM1820に格納されたプログラムに基づいて動作して、各部の制御をする。グラフィックコントローラ1875は、CPU1805等がRAM1820内に設けたフレームバッファ上に生成する画像データを取得して、表示装置1880上に表示させる。これに代えて、グラフィックコントローラ1875は、CPU1805等が生成する画像データを格納するフレームバッファを、内部に含んでもよい。入出力コントローラ1884は、ホストコントローラ1882と、比較的高速な入出力装置であるハードディスクドライブ1840、通信インターフェイス1830、CD-ROMドライブ1860を接続する。ハードディスクドライブ1840は、CPU1805が使用するプログラム、及びデータを格納する。通信インターフェイス1830は、通信ネットワークに接続してプログラムまたはデータを送受信する。CD-ROMドライブ1860は、CD-ROM1895からプログラムまたはデータを読み取り、RAM1820を介してハードディスクドライブ1840、及び通信インターフェイス1830に提供する。入出力コントローラ1884には、ROM1810と、フレキシブルディスクドライブ1850、及び入出力チップ1870の比較的低速な入出力装置とが接続される。ROM1810は、コンピュータ1600が起動時に実行するブートプログラム、あるいはコンピュータ1600のハードウェアに依存するプログラム等を格納する。フレキシブルディスクドライブ1850は、フレキシブルディスク1890からプログラムまたはデータを読み取り、RAM1820を介してハードディスクドライブ1840、及び通信インターフェイス1830に提供する。入出力チップ1870は、フレキシブルディスクドライブ1850、あるいはパラレルポート、シリアルポート、キーボードポート、マウスポート等を介して各種の入出力装置を接続する。CPU1805が実行するプログラムは、フレキシブルディスク1890、CD-ROM1895、またはICカード等の記録媒体に格納されて利用者によって提供される。記録媒体に格納されたプログラムは圧縮されていても非圧縮であってもよい。プログラムは、記録媒体からハードディスクドライブ1840にインストールされ、RAM1820に読み出されてCPU1805により実行される。CPU1805により実行されるプログラムは、コンピュータ1600を、図1から図15に関連して説明したデータ処理装置100として機能させる。以上に示したプログラムは、外部の記憶媒体に格納されてもよい。記憶媒体としては、フレキシブルディスク1890、CD-ROM1895の他に、DVDまたはPD等の光学記録媒体、MD等の光磁気記録媒体、テープ媒体、ICカード等の半導体メモリ等を用いることができる。また、専用通信ネットワークあるいはインターネットに接続されたサーバシステムに設けたハードディスクまたはRAM等の記憶装置を記録媒体として使用して、ネットワークを介してプログラムをコンピュータ1600に提供してもよい。以上、本発明を実施の形態を用いて説明したが、本発明の技術的範囲は上記実施の形態に記載の範囲には限定されない。上記実施の形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。その様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。特許請求の範囲、明細書、および図面中において示した装置、システム、プログラム、および方法における動作、手順、ステップ、および段階等の各処理の実行順序は、特段より前に、先立って等と明示しておらず、また、前の処理の出力を後の処理で用いるのでない限り、任意の順序で実現しうることに留意すべきである。特許請求の範囲、明細書、および図面中の動作フローに関して、便宜上まず、、次に、等を用いて説明したとしても、この順で実施することが必須であることを意味するものではない。