差動対を構成する差動入力トランジスタと、電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により前記差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには前記差動対に対し所定の動作電流を供給し、前記電流検出回路が前記遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには前記差動対に対し前記所定の動作電流よりも大きい動作電流を供給する電流供給回路とを備えていることを特徴とするオペアンプ。前記電流供給回路は、前記差動対に対し前記所定の動作電流を出力する第1の定電流回路と、前記所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第2の定電流回路と、前記電流検出信号に基づいて前記第2の定電流回路から前記差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備えていることを特徴とする請求項1記載のオペアンプ。前記増分電流制御回路は、前記第2の定電流回路と前記差動対との間に順方向に接続されたダイオードと、前記電流検出信号に応じて、前記第2の定電流回路から出力される増分動作電流を前記ダイオードと前記差動対を迂回させて流すバイパス回路とから構成されていることを特徴とする請求項2記載のオペアンプ。前記バイパス回路は、前記電流検出信号に応じてオンするとともに前記ダイオードに対し逆方向電圧を与えるトランジスタから構成されていることを特徴とする請求項3記載のオペアンプ。前記増分電流制御回路は、前記第2の定電流回路と前記差動対との間に接続されたスイッチ回路と、前記電流検出信号に基づいて前記スイッチ回路の開閉を制御する開閉制御回路とから構成されていることを特徴とする請求項2記載のオペアンプ。前記スイッチ回路はMOSトランジスタから構成され、前記開閉制御回路は、前記電流検出信号を入力として前記MOSトランジスタのオンオフ状態を制御するロジック回路から構成されていることを特徴とする請求項5記載のオペアンプ。前記差動入力トランジスタに対する能動負荷を備え、前記電流検出回路は、前記遮断側の差動入力トランジスタと前記能動負荷との間に設けられたカレントミラー回路により構成され、そのカレントミラー回路の出力電流を前記電流検出信号とすることを特徴とする請求項1ないし6の何れかに記載のオペアンプ。非遮断側の差動入力トランジスタと前記能動負荷との間にカレントミラー回路からなる補償回路を備えていることを特徴とする請求項7記載のオペアンプ。前記電流供給回路が前記カレントミラー回路の出力電流に基づいて前記動作電流の供給を制御可能な範囲内において、前記カレントミラー回路の出力電流がより小さくなるようにそのミラー比が設定されていることを特徴とする請求項7または8記載のオペアンプ。前記第2の定電流回路は、トランジスタまたは抵抗により構成されていることを特徴とする請求項1ないし9の何れかに記載のオペアンプ。車両のECUElectronicControlUnitと、エンジンルームなどに設置されたセンサとを接続するワイヤハーネスに点火ノイズなどが重畳すると、電源電圧が例えば数μsecに亘り12Vから負の電圧にまで低下することがある。こうしたセンサに上記一般的な構成を備えたオペアンプ1が用いられていると、オペアンプ1の電源電圧も一時的に低下し、センサ動作が中断されてしまう。そこで、電源電圧の復帰時にアナログ信号を早期に復帰させるため、オペアンプ1の出力を速く立ち上げる必要がある。これに対しては、差動増幅回路4に流す動作電流すなわち定電流回路15の出力電流を従来よりも増やすように抵抗17の抵抗値を下げ、或いは位相補償コンデンサ8の容量値を減らすことが有効になる。しかし、こうした手段を採用すると位相余裕が減少するので安定性が悪化し発振し易くなる。本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、位相余裕を減らすことなく電源立ち上げ時における出力電圧の立ち上がりを速くすることができるオペアンプを提供することにある。請求項1に記載した手段によれば、差動対を構成する差動入力トランジスタと、電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により差動入力トランジスタのうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタについて、その差動入力トランジスタに流れる電流の有無を示す電流検出信号を出力する電流検出回路と、差動対に対し動作電流を供給する電流供給回路とを備えている。オペアンプの定常動作時には、差動対を構成する2つの差動入力トランジスタに動作電流が流れ、非反転入力端子と反転入力端子はイマジナリショートの状態となって差動増幅を行う。これに対し、電源立ち上げ時には、イマジナリショートは成立せず、適用回路の構成に応じて非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態が定まる。このとき、オペアンプは、一方の遮断側の差動入力トランジスタに動作電流が流れないコンパレート動作状態にある。電流供給回路は、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには差動対に対し所定の動作電流を供給し、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには差動対に対し所定の動作電流よりも大きい動作電流を供給する。これにより、定常動作時には位相余裕を減らすことのない動作電流で安定動作させることができ、電源立ち上げ時には動作電流を増やして位相補償コンデンサに対する充放電電流を一時的に高めることにより出力電圧の立ち上がりを速くすることができる。請求項2に記載した手段によれば、電流供給回路は、差動対に対し所定の動作電流を出力する第1の定電流回路と、所定の動作電流に対する増分動作電流を出力する第2の定電流回路と、電流検出信号に基づいて第2の定電流回路から差動対への増分動作電流の供給を制御する増分電流制御回路とを備えている。これにより、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていることを検出しているときには第1の定電流回路から差動対に対し動作電流を供給し、電流検出回路が遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないことを検出しているときには第1および第2の定電流回路から差動対に対し動作電流を供給する。本手段によれば、第2の定電流回路の出力電流値に応じて出力電圧の立ち上がり速度を調節できる。請求項3に記載した手段によれば、増分電流制御回路は、第2の定電流回路と差動対との間に順方向に接続されたダイオードと、電流検出信号に応じて、第2の定電流回路から出力される増分動作電流をダイオードと差動対を迂回させて流すバイパス回路とから構成されている。請求項4に記載した手段によれば、バイパス回路は、電流検出信号に応じてオンするとともにダイオードに対し逆方向電圧を与えるトランジスタから構成されている。請求項5に記載した手段によれば、増分電流制御回路は、第2の定電流回路と差動対との間に接続されたスイッチ回路と、電流検出信号に基づいてスイッチ回路の開閉を制御する開閉制御回路とから構成されている。請求項6に記載した手段によれば、スイッチ回路はMOSトランジスタから構成され、開閉制御回路は、電流検出信号を入力としてMOSトランジスタのオンオフ状態を制御するロジック回路から構成されている。請求項7に記載した手段によれば、差動入力トランジスタに対する能動負荷を備え、電流検出回路は、遮断側の差動入力トランジスタと能動負荷との間に設けられたカレントミラー回路により構成され、そのカレントミラー回路の出力電流を電流検出信号とする。遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れているときにはカレントミラー回路が電流を出力し、遮断側の差動入力トランジスタに電流が流れていないときにはカレントミラー回路は電流を出力しない。電流供給回路は、カレントミラー回路の出力電流に応じて動作電流の供給制御を実行する。請求項8に記載した手段によれば、非遮断側の差動入力トランジスタと能動負荷との間にカレントミラー回路からなる補償回路を備えている。これにより、差動増幅回路の構成が対称となり、電流検出回路を設けたことに起因する入力オフセットの悪化を防止することができる。請求項9に記載した手段によれば、電流供給回路がカレントミラー回路の出力電流に基づいて動作電流の供給を制御可能な範囲内において、カレントミラー回路の出力電流がより小さくなるようにそのミラー比が設定されている。これにより、定常動作時に遮断側の差動入力トランジスタに流れる電流のうちカレントミラー回路を介して除かれる動作電流を極力少なくすることができる。請求項10に記載した手段によれば、第2の定電流回路は、トランジスタまたは抵抗により構成されている。このうち抵抗により構成すれば、ノイズに対する耐力が高まる。第1の実施形態以下、本発明の第1の実施形態について図1ないし図3を参照しながら説明する。図2は、本実施形態のオペアンプが用いられる半導体圧力センサ装置の要部の構成を示している。この半導体圧力センサ装置31は、センサチップに形成されたゲージ部32と回路チップに形成された信号処理部33とから構成されている。ゲージ部32は、回路チップに形成された定電流回路34によって駆動される。半導体基板のダイヤフラム部にはゲージ抵抗32a~32dが形成されており、これらゲージ抵抗32a~32dがホイーストンブリッジの形態に接続されている。例えば印加圧力が増加すると、ゲージ抵抗32a、32dの抵抗値が増大し、ゲージ抵抗32b、32cの抵抗値が減少する。その結果、ゲージ部32の出力端子32pゲージ抵抗32aと32bの接続点の電位が低下し、出力端子32qゲージ抵抗32cと32dの接続点の電位が上昇する。信号処理部33は、オペアンプ35~38を備えており、ゲージ部32の出力端子間電圧を増幅して出力する。オペアンプ35の非反転入力端子は、抵抗39を介してゲージ部32の出力端子32qに接続されており、オペアンプ36の非反転入力端子は、抵抗40を介してゲージ部32の出力端子32pに接続されている。オペアンプ35と36の出力端子間およびオペアンプ36と37の出力端子間には、それぞれ抵抗41、42および抵抗43、44が直列に接続されている。オペアンプ35の反転入力端子は抵抗45を介して抵抗41と42の共通接続点に接続されており、オペアンプ36の反転入力端子は抵抗46を介して抵抗43と44の共通接続点に接続されている。オペアンプ37と抵抗47~50は定電圧発生回路51を構成している。オペアンプ37の非反転入力端子は抵抗47、48の分圧点電圧Vaに接続されており、オペアンプ37の反転入力端子と出力端子との間には抵抗50が接続されている。オペアンプ38と抵抗52~54は、定電圧発生回路51の出力電圧Vaをオフセット電圧とする反転増幅回路55を構成している。オペアンプ38の反転入力端子と非反転入力端子は、それぞれ抵抗52、53を介してオペアンプ35、37の出力端子に接続されており、オペアンプ38の反転入力端子と出力端子との間には抵抗54が接続されている。図1は、オペアンプ35の構成を示しており、図6と同一構成部分には同一符号を付している。他のオペアンプ36~38も同様の構成を備えている。オペアンプ35は、電源線2、3間に接続された差動増幅回路61、バッファ回路5、出力回路6、定電流回路7および位相補償コンデンサ8から構成されている。差動増幅回路61は、PNP形の差動入力トランジスタ9、10からなる差動対11、NPN形のトランジスタ12、13からなる能動負荷14、トランジスタ10に流れる電流の有無を検出する電流検出回路62、対称性を確保するために付加される補償回路63、および差動対11に動作電流を供給する電流供給回路64から構成されている。図2に示す半導体圧力センサ装置31に電源が供給される前は、位相補償コンデンサ8の電荷はゼロであり、オペアンプ35の内部電位は0Vとなっている。この状態で電源電圧Vccが立ち上がると、トランジスタで構成された定電流回路34が電流出力を開始し、ゲージ部32の出力端子32p、32qの電圧および定電圧発生回路51の分圧電圧Vaが直ちに立ち上がる。一方、電源立ち上げ直後のオペアンプ35~38の出力電圧は、位相補償コンデンサ8が存在するために0Vである。その結果、電源立ち上げ直後において、オペアンプ35の非反転入力端子に電源電圧Vccと0Vとの中間電圧が入力され、反転入力端子に0Vが入力される。この非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態により、差動対11のトランジスタ9がオン、トランジスタ10がオフとなる。この状態では入力端子相互間にイマジナリショートは成立しておらず、増幅作用は奏さず、位相補償コンデンサ8への電荷設定が行われる。オペアンプ36、37についても同様の動作となる。電流検出回路62は、差動対11を構成するトランジスタ9、10のうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側のトランジスタ10の電流の有無を検出する。この電流検出回路62は、トランジスタ10とトランジスタ13との間に設けられたトランジスタ65と、トランジスタ10とトランジスタ73後述のベースとの間に設けられたトランジスタ66とからなるカレントミラー回路により構成されている。トランジスタ66のコレクタ電流は電流検出信号に相当する。差動増幅回路61の対称性を確保するため、電源立ち上げ時に電流が流れる非遮断側のトランジスタ9に対しても、トランジスタ67、68からなるカレントミラー回路により構成された補償回路63が設けられている。電流供給回路64は、差動対11に対し定常動作電流I1を出力する第1の定電流回路15と、動作電流I1に対する増分動作電流I2を出力する第2の定電流回路69と、第2の定電流回路69から差動対11への増分動作電流I2の供給を制御する増分電流制御回路70とから構成されている。第1の定電流回路15は、トランジスタ16と抵抗17から構成されており、定電流回路7のトランジスタ27とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。第2の定電流回路69は、トランジスタ71から構成されており、定電流回路7のトランジスタ27とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。増分電流制御回路70は、トランジスタ71と差動対11との間に順方向に接続されたダイオード72と、バイパス回路として動作するトランジスタ73から構成されている。トランジスタ73は、トランジスタ71のコレクタダイオード72のアノードと電源線3との間に接続されている。トランジスタ73は、電流検出回路62から出力される電流電流検出信号をベース電流としてオン動作し、第2の定電流回路69から出力される増分動作電流I2を全て吸い込むだけのシンク能力を有する。図3は、電源電圧Vccとオペアンプ35の出力電圧Voの波形、および比較例として従来構成のオペアンプ1の出力電圧Voの波形を示している。上述したように、電源電圧Vccが立ち上がる前は、位相補償コンデンサ8の電荷はゼロであり、オペアンプ35の内部電位は0Vとなっている。この状態で電源電圧Vccが立ち上がると、非反転入力電圧Vinpが反転入力電圧Vinmよりも高くなるので、トランジスタ9がオン、トランジスタ10がオフとなり、差動対11に供給される動作電流は全てトランジスタ9に流れる。このとき、トランジスタ18、20、26のベースエミッタ間電圧の存在により、差動増幅回路61の出力ノードNdの電圧は約0.7Vになる。位相補償コンデンサ8の初期電荷はゼロなので、出力電圧Voも同様に約0.7Vになる。この状態で、電源線2からトランジスタ25、位相補償コンデンサ8、トランジスタ13を通して充電電流が流れる。一般に、出力回路6のトランジスタ25が流し得る電流一例として100μAは、差動対11に供給さる動作電流一例として10μAよりも大きい。従って、上記充電電流の大きさは、トランジスタ25のソース電流とトランジスタ13のシンク電流のうち小さい方の電流、すなわち差動対11に供給される動作電流により定まる。増分動作電流I2も含めて充電電流の大きさが動作電流により定まる関係を維持するためには、0<増分動作電流I2<トランジスタ25のソース電流-定常動作電流I1の関係が必要となる。位相補償コンデンサ8の静電容量をC、差動対11に供給される動作電流をI、単位時間をTとすれば、出力電圧Voの立ち上がりの傾きVo/TはI/Cに等しくなる。図6に示す従来構成のオペアンプ1の動作電流は定常動作電流I1であるので、出力電圧Voの立ち上がりの傾きVo/TはI1/Cとなる。図3では二点鎖線で示している。これに対し、本実施形態のオペアンプ35について、電源立ち上げ時にトランジスタ10が遮断されるので、電流検出回路62に電流が流れずトランジスタ65、66がオフする。これにより、バイパス回路を構成するトランジスタ73がオフし、第2の定電流回路69が出力する増分動作電流I2は、ダイオード72を通して差動対11に流れ込む。その結果、トランジスタ9に流れる電流すなわち位相補償コンデンサ8の充電電流は定常動作電流I1増分動作電流I2となり、出力電圧Voの立ち上がりの傾きVo/TはI1I2/Cになる。図3では実線で示している。つまり、本実施形態のオペアンプ35は、従来構成のオペアンプ1と比較して、出力電圧Voの立ち上がりの傾きが1I2/I1倍に増える。位相補償コンデンサ8が充電されるのに伴い出力電圧Voが上昇し、それが反転入力電圧Vinmを押し上げると、やがて非反転入力電圧Vinpと反転入力電圧Vinmとがほぼ一致するイマジナリショートが成立し、トランジスタ9のみならずトランジスタ10にも動作電流が流れてフィードバック動作状態になる。トランジスタ10に動作電流が流れると、電流検出回路62を介してトランジスタ73にベース電流が流れ込み、トランジスタ73がオンする。これにより、ダイオード72に逆方向電圧が与えられ、第2の定電流回路69が出力する増分動作電流I2は、ダイオード72および差動対11を迂回してトランジスタ73によるバイパス回路を通して流れる。これ以降、オペアンプ35は、抵抗45を介したフィードバックが有効に作用する差動増幅を行う。この定常状態では、差動対11に供給される動作電流がトランジスタ9または10にのみに流れることはなく、ダイオード72には常に逆方向電圧が与えられる。従って、定常状態において差動対11に供給される動作電流は定常動作電流I1のみとなり、オペアンプ35は発振のない安定した増幅作用を奏することができる。以上説明したように、本実施形態のオペアンプ35~38は、電源立ち上げ時の遮断側トランジスタ10に電流が流れている定常動作時には、差動対11に対し安定した増幅動作を可能とする比較的小さい定常動作電流I1を供給する。一方、遮断側トランジスタ10に電流が流れていない電源立ち上げ時には、差動対11に対し定常動作電流I1のみならず増分動作電流I2も供給して動作電流を増大させる。これにより、定常動作時には位相余裕を減らさずに安定した増幅を行うことができ、電源立ち上げ時には位相補償コンデンサ8への充放電電流を一時的に増大させて出力電圧Voの立ち上がりを速めることができる。その結果、点火ノイズなどに起因して半導体圧力センサ装置31の電源電圧Vccが一時的に低下したときでも、電源復帰とともにオペアンプ35~38の出力を速く立ち上げることができる。第1の定電流回路15から差動対11に対し常に定常動作電流I1を供給し、電源立ち上げ時に第2の定電流回路69から差動対11に対し増分動作電流I2を供給する構成を備えているので、第2の定電流回路の出力電流値のみにより出力電圧Voの立ち上がり速度を設定できる。この場合、電源線2とトランジスタ71との間に抵抗を設け、トリミングにより増分動作電流I2の値を調節してもよい。電源立ち上げ時の非遮断側トランジスタ9と能動負荷14との間に、電流検出回路62と同様の構成を持つ補償回路63を備えた。これにより、差動増幅回路61の構成がトランジスタ9、10について対称となり、電流検出回路62を設けたことによる入力オフセットの悪化を防止できる。なお、電流検出回路62と補償回路63を備えたことにより、定常動作時においても動作電流I1の一部がトランジスタ66、68を通して引き抜かれる。これに対しては、電流供給回路64が電流検出回路62の出力電流に基づいて動作電流の供給を制御可能な範囲内において、すなわちトランジスタ73をオンさせるのに必要なベース電流を供給可能な範囲内において、電流検出回路62と補償回路63のミラー比トランジスタ65の電流/トランジスタ66の電流、トランジスタ67の電流/トランジスタ68の電流を大きく設定すればよい。これにより、定常動作時に引き抜かれる動作電流を極力少なくすることができる。第2の実施形態次に、MOSトランジスタを用いた本発明の第2の実施形態について図4を参照しながら説明する。図4に示すオペアンプ81は、電源線2、3間に接続された差動増幅回路82、出力回路83、定電流回路84および位相補償コンデンサ85から構成されている。差動増幅回路82は、Pチャネル型の差動入力トランジスタ86、87からなる差動対88、Nチャネル型のトランジスタ89、90からなる能動負荷91、トランジスタ87に流れる電流の有無を検出する電流検出回路92および差動対88に動作電流を供給する電流供給回路93から構成されている。電流検出回路92は、差動対88を構成するトランジスタ86、87のうち電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側のトランジスタ87の電流の有無を検出する。この電流検出回路92は、トランジスタ87とトランジスタ90との間に設けられたトランジスタ94と、トランジスタ87とトランジスタ103後述のドレインとの間に設けられたトランジスタ95とからなるカレントミラー回路により構成されている。トランジスタ95のドレイン電流は電流検出信号に相当する。電流供給回路93は、差動対88に対し定常動作電流I1を出力するトランジスタ96第1の定電流回路と、動作電流I1に対する増分動作電流I2を出力するトランジスタ97第2の定電流回路と、トランジスタ97から差動対88への増分動作電流I2の供給を制御する増分電流制御回路98とから構成されている。定電流回路84はトランジスタ99と抵抗100とから構成されており、上記トランジスタ96、97は、トランジスタ99とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。増分電流制御回路98は、トランジスタ97と差動対88との間に接続されたスイッチ回路としてのトランジスタ101と、電流検出信号に基づいてトランジスタ101のオンオフを制御する開閉制御回路102とから構成されている。開閉制御回路102は、トランジスタ103~107からなるロジック回路である。電流検出回路92の出力電流はトランジスタ103に流れて電圧に変換され、その変換電圧をトランジスタ105が受けた後、トランジスタ106、107からなるインバータで論理反転してトランジスタ101を駆動するようになっている。出力回路83は、電源線2、3間に接続されたトランジスタ108、109から構成されている。トランジスタ108は、トランジスタ99とともにカレントミラー回路を構成して定電流出力動作を行う。位相補償コンデンサ85は、差動増幅回路82の出力ノードNdと出力回路83の出力ノードオペアンプ81の出力端子との間に接続されている。本実施形態のオペアンプ81も、第1の実施形態のオペアンプ35~38とほぼ同様に動作する。電源電圧Vccが立ち上がる前は、位相補償コンデンサ85の電荷はゼロであり、オペアンプ81の内部電位は0Vとなっている。この状態で電源電圧Vccが立ち上がると、非反転入力電圧Vinpが反転入力電圧Vinmよりも高くなるので、トランジスタ86がオン、トランジスタ87がオフとなり、差動対88に供給される動作電流は全てトランジスタ86に流れる。これに伴い、電源線2からトランジスタ108、位相補償コンデンサ85、トランジスタ90を通して充電電流が流れる。電源立ち上げ時にはトランジスタ87が遮断されるので、電流検出回路92に電流が流れずトランジスタ105がオフする。これによりトランジスタ101がオンとなり、トランジスタ97が出力する増分動作電流I2は、トランジスタ101を通して差動対88に流れ込む。その結果、トランジスタ86に流れる電流は定常動作電流I1増分動作電流I2となり充電電流も増大するので、出力電圧Voの立ち上がりを速めることができる。出力電圧Voが上昇すると、やがてトランジスタ86のみならずトランジスタ87にも動作電流が流れるようになる。トランジスタ87に動作電流が流れると、電流検出回路92を介してトランジスタ103に電流が流れ、トランジスタ105がオンする。これによりトランジスタ101がオフとなり、第2の定電流回路69が出力する増分動作電流I2は遮断される。これ以降の定常状態では、差動対88に供給される動作電流は定常動作電流I1のみとなり、オペアンプ81は発振のない安定した増幅作用を奏することができる。以上説明したように、本実施形態のオペアンプ81は、定常動作時には差動対88に対し安定した増幅動作を可能とする比較的小さい定常動作電流I1を供給し、電源立ち上げ時には差動対88に対し定常動作電流I1のみならず増分動作電流I2も供給して動作電流を増大させる。これにより、第1の実施形態と同様の効果、すなわち定常動作時には位相余裕を減らさずに安定した増幅を行い、電源立ち上げ時には出力電圧Voの立ち上がりを速める効果が得られる。また、MOSトランジスタを採用しているので、回路サイズを小さくでき、消費電流も低減できる。第3の実施形態次に、本発明の第3の実施形態について図5を参照しながら説明する。図5に示す回路は、オペアンプ111を適用した反転増幅回路112である。オペアンプ111の後段には、出力反転および電流増幅のためのトランジスタ113が接続されている。反転増幅回路112の入出力間にはオペアンプ111の非反転入力端子を挟んで抵抗114と115が直列に接続されている。オペアンプ111の反転入力端子には、抵抗116、117による分圧電圧が与えられている。この反転増幅回路112に電源電圧Vccが与えられると、オペアンプ111の反転入力端子に電源電圧Vccと0Vとの中間電圧が入力され、非反転入力端子に入力電圧Vinに応じた電圧が入力される。電源立ち上げ直後の入力電圧Vinが0Vであれば、反転入力電圧Vinmが非反転入力電圧Vinpよりも高くなる。そこで、この反転増幅回路112に適用されるオペアンプ111では、上述した電流検出回路62、92は、電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側のトランジスタ9、86に対し設けられる図1、図4参照。電流供給回路64、93の構成およびその作用、効果は第1、第2の実施形態と同様である。本実施形態に示すように、オペアンプが適用される回路の電源立ち上げ時における非反転入力端子と反転入力端子の電圧状態に応じて、電源立ち上げ時に電流が流れない遮断側の差動入力トランジスタに対し電流検出回路62、92を備えればよい。その他の実施形態以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。オペアンプ61に付加したバッファ回路5および補償回路63は必須の構成要件ではない。オペアンプ81に対して補償回路を付加してもよい。第2の定電流回路は、トランジスタに替えて抵抗により構成してもよい。受動素子である抵抗を用いることにより、ノイズに対する耐力を高めることができる。差動入力トランジスタがNPN形トランジスタまたはNチャネル型MOSトランジスタにより構成されたオペアンプであっても、各実施形態で説明したオペアンプと同様の構成を採用できる。上述した各オペアンプをBiCMOSのプロセスにより構成してもよい。