ベースバンド信号をフィルタにかけ、且つフィルタ信号を提供するために動作するフィルタであって、可調整周波数応答を有するフィルタ、及びフィルタ信号を遅延し、出力信号を提供するために動作する遅延ユニットであって、可調整遅延を行う遅延ユニットを具備する無線デバイス。フィルタの周波数応答が調整されるとき、遅延ユニットの遅延はフィルタ及び遅延ユニットに関する一定の全体遅延を維持するように調整される、請求項1記載の無線デバイス。フィルタの周波数応答が調整されるとき、フィルタの周波数応答及び遅延ユニットの遅延はほぼ固定の出力信号のタイミングを維持するように調整される、請求項1記載の無線デバイス。受信信号を処理し、且つベースバンド信号を提供するために動作する無線周波数RFユニットをさらに具備する、請求項1記載の無線デバイス。フィルタはアナログ回路によって実施される、請求項1記載の無線デバイス。フィルタは複数のフィルタセクションを含み、選択されたフィルタセクションの一つはフィルタの周波数応答を調整する、請求項1記載の無線デバイス。フィルタはディジタル回路によって実施される、請求項1記載の無線デバイス。フィルタ応答はフィルタの係数を変更することによって調整される、請求項7記載の無線デバイス。遅延ユニットはディジタル回路構成によって実施される、請求項1記載の無線デバイス。遅延ユニットの可調整遅延には遅延ユニットのために使用されるクロックの1期間の分解能を有する、請求項9記載の無線デバイス。無線デバイスの受信信号の信号強度を表す受信信号強度を検出するために動作する信号検出器をさらに具備し、フィルタ、遅延ユニット、またはフィルタと遅延ユニットの両方が受信信号強度に基づいて調整される、請求項1記載の無線デバイス。受信信号強度が第一の閾値以下であればフィルタの帯域幅が低減され、受信信号強度が第二の閾値を超えれば拡大される、請求項11記載の無線デバイス。受信信号強度はフィルタ信号に基づいて検出され、選択無線周波数RFチャネル中の所望の信号成分の信号強度を表す、請求項11記載の無線デバイス。無線デバイスの受信信号における不所望の信号成分の信号強度を示す不所望の信号強度を検出するために動作する妨害信号検出器をさらに具備し、フィルタ、遅延ユニット、またはフィルタと遅延ユニットの両方が不所望の信号強度に基づいて調節される、請求項1記載の無線デバイス。妨害信号検出器は受信信号をフィルタにかけるために動作する低域フィルタ、及び不所望の信号強度を取得するために低域フィルタから出力のベースバンド電力を測定するために動作する電力検出器を具備する、請求項14記載の無線デバイス。妨害信号検出器は、受信信号をフィルタにかけるために動作する高域フィルタ、及び不所望の信号強度を取得するために高域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するために動作する電力検出器を具備する、請求項14記載の無線デバイス。妨害信号検出器は、受信信号をフィルタにかけるために動作する低域フィルタ、受信信号をフィルタにかけるために動作する高域フィルタ、及び低域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するため、及び高域フィルタからの出力のベースバンド電力を測定するために動作する電力検出器を具備し、フィルタ、遅延ユニット、またはフィルタと遅延ユニットの両方は低域フィルタからの測定ベースバンド電力及び高域フィルタからのベースバンド電力に基づいて調整される、請求項14記載の無線デバイス。不所望の信号強度が所定の閾値を超えればフィルタの帯域幅は低減され、不所望の信号強度が所定の閾値以下であれば拡大される、請求項14記載の無線デバイス。不所望の信号強度は選択無線周波数RFチャネルの外の帯域外信号成分の信号強度を表す、請求項14記載の無線デバイス。フィルタ信号をディジタル化し、且つ標本を提供するために動作するアナログ対ディジタル変換器ADCをさらに具備し、遅延ユニットはADCからの標本を遅延させるために動作する、請求項1記載の無線デバイス。ADCはスペクトル加工量子化雑音を有するデルタシグマADCである、請求項20記載の無線デバイス。符号分割多元接続CDMA通信システムにおいて動作可能な請求項1記載の無線デバイス。無線通信システムにおいてフィルタリングを行う方法であって、フィルタ信号を取得するために可調整周波数応答によってベースバンド信号をフィルタリングすること、及び出力信号を取得するために可調整遅延によってフィルタ信号を遅延させることを含む方法。フィルタ信号を遅延することは、周波数応答が調整されるとき出力信号についてほぼ一定の全体の遅延を維持するために可調整遅延によってフィルタ信号を遅延することを含む、請求項23記載の方法。周波数応答及び遅延は、出力信号のタイミングをほぼ固定して維持するために同時に調整される、請求項23記載の方法。ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理することをさらに含む、請求項23記載の方法。標本を取得するためにフィルタ信号をディジタル化することをさらに含み、標本は可調整遅延によって遅延される、請求項23記載の方法。受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を検出することをさらに含み、周波数応答及び遅延は所望の信号強度に基づいて調整される、請求項23記載の方法。受信信号における妨害信号の信号強度を検出することをさらに含み、周波数応答及び遅延は妨害信号の信号強度に基づいて調整される、請求項23記載の方法。無線通信システムにおける装置であって、フィルタ信号を取得するために可調整周波数応答によってベースバンド信号をフィルタにかける手段、及び出力信号を取得するために可調整遅延によってフィルタ信号を遅延する手段を具備する装置。周波数応答が調整されるとき、遅延はほぼ一定の全体の遅延を維持するために出力信号について調整される、請求項30記載の装置。周波数応答及び遅延は出力信号のタイミングをほぼ固定して維持するために同時に調整される、請求項30記載の装置。ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理する手段をさらに具備する、請求項30記載の装置。標本を取得するためにフィルタ信号をディジタル化する手段をさらに具備し、標本は可調整遅延によって遅延される、請求項30記載の装置。受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を検出する手段をさらに具備し、周波数応答及び遅延は所望の信号強度に基づいて調整される、請求項30記載の装置。受信信号における妨害信号の信号強度を検出する手段をさらに含み、周波数応答及び遅延は妨害信号の信号強度に基づいて調整される、請求項30記載の装置。符号分割多元接続CDMA通信システムにおいて動作可能な請求項30記載の装置。符号分割多元接続CDMA通信システムにおける無線デバイスであって、受信信号を処理し、且つベースバンド信号を提供するために動作する無線周波数RFユニット、ベースバンド信号をフィルタにかけ、フィルタ信号を提供するために動作するフィルタであって、可調整帯域幅を持つフィルタ、フィルタ信号を検出し、受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を提供するために動作する検出器、及び所望の信号強度が第一の閾値以上であればフィルタの帯域幅を第一の帯域幅に調整し、所望の信号強度が第二の閾値以下であれば第二の帯域幅に調整するために動作する制御ユニットを具備する無線デバイス。フィルタ信号をディジタル化し、標本を提供するために動作するアナログ対ディジタルADC変換器であって、スペクトル加工量子化雑音を有するADCをさらに具備し、検出器は標本に基づいて所望の信号強度を検出するために動作する、請求項38記載の無線デバイス。フィルタ信号を遅延し、出力信号を提供する遅延ユニットであって、可調整遅延を行う遅延ユニットをさらに含む、請求項38記載の無線デバイス。フィルタの帯域幅が調整されるとき、遅延ユニットの遅延はフィルタ及び遅延ユニットに関してほぼ一定の全体の遅延を維持するように調整される、請求項38記載の無線デバイス。無線デバイスにおいて受信信号を処理する方法であって、ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理すること、フィルタ信号を取得するために可調整帯域幅によってベースバンド信号をフィルタリングすること、受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を決定するためにフィルタ信号を検出すること、及び所望の信号強度が第一の閾値以上であればフィルタの帯域幅を第一の帯域幅に調整し、所望の信号強度が第二の閾値以下であれば第一の帯域幅より少ない第二の帯域幅に調整することを含む方法。出力信号を取得するために可調整遅延によってフィルタ信号を遅延することをさらに含む、請求項42記載の方法。無線通信システムにおける装置であって、ベースバンド信号を取得するために受信信号を処理する手段、フィルタ信号を取得するためにベースバンド信号をフィルタリングする手段、受信信号における所望の信号成分の信号強度を表す所望の信号強度を決定するためにフィルタ信号を検出する手段、及び所望の信号強度が第一の閾値以上であればフィルタの帯域幅を第一の帯域幅に調整し、所望の信号強度が第二の閾値以下であれば第一の帯域幅より少ない第二の帯域幅に調整する手段を具備する装置。出力信号を取得するために可調整遅延によってフィルタ信号を遅延する手段をさらに具備する、請求項44記載の装置。本発明はベースバンド信号をフィルタし、そして無線通信の信頼性を改善するための技術に関与する。実施例では、受信信号の信号強度が測定される。受信信号が低信号レベルにあるとき、フィルタの帯域幅は低減される。帯域幅の低減は雑音帯域幅を低減し、そして隣接チャネルの排除を増加する。逆に、受信信号強度が高信号レベルにあるとき、フィルタの帯域幅はより大きい信号強度を利用するために拡大される。無線通信デバイスは選択されたRFチャネルにおける受信信号を調整例えば、フィルタ、低雑音増幅、周波数低変換、等々する無線周波数RFユニットを有する。無線通信に利用可能なスペクトルの部分は複数のRFチャネルに割当てられ、各々は業界規格によって指定された帯域幅を有する。無線通信デバイスはスーパーヘテロダイン受信器アーキテクチャまたは直接ベースバンド受信器アーキテクチャを実施する。スーパーヘテロダイン受信器アーキテクチャに関して、受信信号は一つの周波数低変換段において無線周波数RFから中間周波数IFへ混合または変換され、その後、別の周波数低変換段において中間周波数から例えば、DCまたはDCに近いベースバンド周波数へ混合または変換される。追加の増幅及び/またはフィルタリングはIFにおいて行われる。無線通信デバイス、特にCDMA無線通信デバイスにおいて非常に普及しつつある直接ベースバンド受信器アーキテクチャに関して、受信信号は無線周波数から直接ベースバンド周波数へ混合または変換される。明確にするため、ここに例示された実施は直接ベースバンド受信器アーキテクチャを使用するCDMA無線デバイスに関与する。しかしながら、本発明の原理はCDMAシステム以外の無線通信システム、及び直接ベースバンドを利用しない受信器アーキテクチャに適用可能なことを当業者は認識するであろう。図1は本発明の実施例を実施する通信デバイス100aのブロック図を示す。無線デバイス100aはRFユニット106を含み、それはアンテナ104に連結される。RFユニット106はRF段108、スプリッタ110、及び逓降混合器downmixers112及び114を含む。RF段108はアンテナ104からの受信信号を増幅し、フィルタするために使用される増幅器及び/またはフィルタを含む。RF段108はこのRF信号を次の直角低変換quadraturedownconversionのために二つの同じ信号に分割するスプリッタ110に調整されたRF信号を提供する。スプリッタ110からの二つの同じ信号は逓降混合器112及び114へ提供される。逓降混合器は無線周波信号及び局部発振器LO信号を入力として受取り、そして二つの入力信号の和及び差の周波数の信号成分を含む低変換信号を生成する。逓降混合器112及び114はそれらの局部発振器信号の位相を除いては動作が同じである。逓降混合器112に提供される局部発振器信号は同相局部発振器LOI信号として指定され、一方、逓降混合器114に提供される局部発振器信号は直角局部発振器LOQ信号として指定される。LOI及びLOQ信号は同じ周波数を有するが、相互に関して90°の位相差を持つ。従って、逓降混合器112及び114の出力はそれぞれIbb及びQbbとして指定された直角ベースバンド信号である。上述のように、図1に示した無線デバイスは直接ベースバンド信号アーキテクチャを使用する。従って、LOI及びLOQ信号は受信信号を選択されたRFチャネルからベースバンド周波数へ直接逓降混合する。RFチャネル選択はLOI及びLOQ信号の周波数を制御することによって行われる。逓降混合器112及び114はフィルタ122及び124を含むフィルタ段120へ同相及び直角ベースバンド信号を提供する。従来の設計では、フィルタ122及び124は単に固定帯域幅を持つ低域フィルタlowpassfiltersである。しかしながら、無線デバイス100aでは、フィルタ122及び124は可変周波数応答例えば、可変帯域幅、加工フィルタ次数shapefilterorder、等々を有する。下記でさらに詳細に述べるように、フィルタ122及び124の帯域幅は受信信号の強度及び/または他の基準に基づいて調整される。フィルタ122及び124は本発明の可変帯域幅機能に加えてアンチエイリアシングフィルタとして機能する。フィルタ122及び124はアナログベースバンド信号であり、且つIlpf及びQlpfとして指定される低域フィルタ信号をアナログディジタル変換器ADC130及び132へ提供する。ADC130及び132はフィルタ122及び124からのアナログベースバンド信号をディジタル形式に変換し、そして次の処理のために標本を提供する。ADC130及び132の動作は当技術分野において既知である。いずれかの型式のADCがADC130及び132を実施するために使用されるが、ここに述べたフィルタリング技術はデルタシグマADC、他の雑音加工ADCといった高ダイナミックレンジの雑音加工ADCと連係した使用に好適である。しかしながら、フィルタリング技術はいずれか特定の型式のADCに限定されない。追加の信号処理例えば、復調及び復号は復号データを取得するために標本に関して行われる。この信号処理は当技術分野において既知であり、ここに述べていない。ADC130及び132からの標本はまた自動利得制御AGCループ134のために使用される。AGCループ134はADC130及び132へ提供されるアナログベースバンド信号の振幅が適切なレベルになるように図1には示してない可変利得増幅器VGAの利得を制御する利得制御信号を生成する。そして、これはADCによる変換処理の性能を改善する。ADC130及び132からの標本は信号検出器/AGC回路140の入力に提供される。AGC回路140は当技術分野において周知のいくつかの構成要素を含む。例えば、AGC回路140はVGAの利得が線形ではなくデシベルdBで制御されるように対数変換器を含む。AGC回路140はまたループ応答時間を制御する積分器、利得制御の非線形応答に関する修正要素を提供するリニアライザlinearizer、等々含む。リニアライザはVGAの制御電圧を線形にするために修正要素を提供する。VGAは、例えば、RF段108とスプリッタ110との間へ挿入された単体デバイスである。代りに、VGAはRF段108内に在駐し、RF段108の不可欠な部分である。VGAの利得は連続的に調整可能であるか、個別ステップでも調整可能である。当技術分野において既知のように、他の構成要素もまたAGC回路140及びAGCループ134の一部である。信号検出器/AGC回路140は受信信号強度の尺度を提供し、それは所望の信号成分の信号強度である。無線通信システムにおいて、このレベルは時には受信信号強度指標RSSIと呼ばれる。VGAの制御に加えて、AGC回路140からのRSSIはフィルタ制御ユニット144に提供される。フィルタ制御ユニット144はフィルタ122及び124の帯域幅を制御するためにRSSIを使用する。フィルタ制御ユニット144はフィルタ122及び124に提供され、且つこれらのフィルタの帯域幅を制御するために使用されるフィルタ制御信号146を生成する。フィルタ制御信号146は様々な形をとる。例えば、フィルタ制御信号146は直列バスインタフェースSBIデータ語、ディジタル制御信号1以上のビットを持つ、アナログ制御電圧、等々である。フィルタ制御信号146の実施詳細はここに含まれる教示に基づいて当業者によって実行される。無線通信デバイス100aは信号レベルの広い範囲例えば、CDMAについては80dB以上にわたって変化する受信信号に対して動作するように設計されている。この信号レベル範囲及び入力電力範囲は多数の部分範囲に分割される。二つの隣接の部分範囲を線引きする電力レベルは電力閾値、信号閾値、または単に閾値と呼ばれる。各々の部分範囲は電力様式powerregimeと呼ばれる。フィルタ帯域幅は受信信号の電力様式に基づいて調整される。実施例では、全体の入力電力範囲は三つの電力様式低/弱、中間、及び高/強の電力様式に分けられる。これら三つの電力様式は二つの閾値第一の閾値Th1及び第二の閾値Th2によって線引きされる。しかしながら、全体の入力電力範囲はかなり多数の電力様式に分割される。一般に、無線デバイスにおける全てのフィルタリングの後で、フィルタ信号が最大になるようにフィルタの周波数応答例えば、帯域幅、フィルタ次数、等々を調整することが望ましい。SNRは信号及び雑音レベルに依存する。上で述べたように、受信信号の信号レベルは広い範囲にわたって変化する。フィルタ信号における雑音はチャネル雑音、受信器雑音、量子化雑音、及びICIといった様々な源に由来する。チャネル雑音は無線チャネルにおける雑音及び干渉例えば、隣接のRFチャネルにおけるRF信号からの干渉を含む。受信器雑音は受信経路における回路による雑音例えば、RFユニット106によって発生する雑音を含む。量子化雑音は連続アナログベースバンド信号を離散値を持つディジタル標本にディジタル化するためにADC130及び132を使用することに起因する。ICIは信号中で一以上の次のチップに歪みとして働く信号中のチップによって発生する歪みである。この歪みは受信チップを正しく検出する能力に影響することにより性能を劣化させる。ICIはフィルタ帯域幅が狭くなるにつれて一般に増加する。フィルタ帯域幅はフィルタ信号における様々な形式の雑音に影響を及ぼす。狭フィルタ帯域幅はより多くのチャネル雑音を除去し、より多くの隣接チャネル干渉排除を行い、より多くの量子化雑音を除去するがそのフィルタリングがADCの後で行われるならば、ICIを増加させる。広フィルタ帯域幅はより多くのチャネル雑音を通過させ。あまり隣接チャネル干渉排除を行わず、量子化雑音は少ないが、ICIを低減する。受信信号強度が低いか、弱いとき、チャネル雑音及び量子化雑音を低減させるためにフィルタ帯域幅を下げることが大抵は望ましい。ICIは受信信号強度に比例するので、受信信号強度が低いときICIによる歪みの量は他の形式の雑音と比較して一般的に少ない。従って、性能は一般的に低受信信号強度に関してフィルタ帯域幅を下げることによって改善される。逆に、受信信号強度が高いとき、フィルタ帯域幅を広くすることが大抵は望ましい。受信信号強度が高いとき、チャネル雑音及び量子化雑音はICIと比較して一般的に小さい。受信信号の帯域幅に合致したフィルタ帯域幅はICI及び全体の雑音を最小にする。従って、性能は高受信信号強度に関してフィルタ帯域幅を増加させることによって改善される。表1は異なる受信信号強度条件に関する典型的なフィルタ帯域幅設定を示す。通常の帯域幅は中間の帯域幅より広く、それは狭帯域幅より広い。フィルタ帯域幅は3dB帯域幅または等価雑音帯域幅と呼ばれ、その両方とも当技術分野において既知である。表1における設定は下記で詳細に述べる。実施例では、フィルタ制御ユニット144は受信信号強度例えば、RSSIが第一の閾値Th1を超えるとき、フィルタ122及び124に関して通常の帯域幅を維持するためにフィルタ制御信号を生成する。通常の帯域幅は従来のCDMAシステムにおけるフィルタの帯域幅に等しく設定され、それはRFチャネル帯域幅の半分である。RFチャネル帯域幅はIS95CDMAシステムに関して1.2288MHzである。比較的強い受信信号の存在において、できる限り多くの信号エネルギーを獲得し、且つICIを最小にするためにフィルタ122及び124の帯域幅を増加させることが望ましい。それとは対照的に、受信信号強度例えば、RSSIが低いとき、フィルタ122及び124の帯域幅を下げることが望ましい。実施例では、RSSIが第二の閾値Th2以下であるならば、フィルタ制御信号146はフィルタ122及び124を狭帯域幅に設定する。帯域幅の低減は雑音帯域幅を下げ、さらに隣接のチャネル干渉排除を改善する。受信信号強度例えば、RSSIが第二の閾値以上であるが、第一の閾値以下であれば、中間の帯域幅がフィルタ122及び124に関して使用される。下記で述べるように、中間の帯域幅は雑音及び歪みを最適化するように選択される。代りの実施例では、フィルタ122及び124は受信信号強度例えば、RSSIが減少するにつれて減少する連続的可変の帯域幅を有する。帯域幅低減は保護帯域が提供されなかったか、不十分な保護帯域しか提供されなかった無線通信システムにおいて特に重要である。この概念は図2A~2Cに示された標本スペクトルにおいて例示される。図2Aでは、隣接RFチャネル間の十分な保護帯域分離を持つスペクトルが例示される。保護帯域分離はRFチャネル上のRF信号が隣接RFチャネル上のRF信号による干渉なしでロールオフすることを可能にする。図2Bは保護帯域が提供されないスペクトルを例示する。図2Bから見られるように、隣接RFチャネルCH1及びCH2上のRF信号の間の重複は明白である。同様の重複は隣接RFチャネルCH2及びCH3上のRF信号の間で発生する。RF信号の間の重複は干渉の原因となり、それは影響された各RF信号のSNRを減少させる。図2Cは、一例として、RFチャネルCH1上での可変帯域幅フィルタの使用を例示する。RFチャネルCH1上のRF信号は狭帯域幅によってフィルタされる。図2Cから明らかなように、狭帯域幅はそうでない場合には重複し、且つRFチャネルCH1上のRF信号と干渉するであろうRFチャネルCH2上のRF信号のスペクトルの一部をフィルタして取り除く。その結果、RFチャネルCH1に関する隣接チャネル干渉排除が増加する。図1の実施例はフィルタ段120のアナログ実施を例示する。しかしながら、無線デバイス100aはまたディジタルフィルタまたはアナログとディジタルフィルタの組合せを実施する。図3は本発明の別の実施例を実施する無線通信デバイスのブロック図を示す。図3に例示したように、ADC130及び132からの標本はディジタルフィルタ150及び152にそれぞれ提供される。ディジタルフィルタ150及び152はフィルタ122及び124について述べたものと同様な方法で動作する。即ち、ディジタルフィルタ150及び152は受信信号強度が第一の閾値Th1以上のとき通常の帯域幅に設定される。受信信号強度が第一の閾値以下のとき、フィルタ制御ユニット144はディジタルフィルタ150の帯域幅を下げるためにフィルタ制御信号156を生成する。ディジタルフィルタ150及び152はディジタル信号プロセッサDSP示されてないまたは中央制御ユニット示されてないの一部として実施される。フィルタ制御信号156は単一制御ラインとして図3に例示される。しかしながら、ディジタルフィルタ150及び152はディジタルフィルタ150及び152の周波数応答例えば、帯域幅、形状、及び/または次数を変更するために新しいフィルタ係数を提供することによって実施される。従って、フィルタ制御信号156は所望の周波数応答を達成するためにディジタルフィルタに関する係数を含む。ディジタルフィルタ150及び152に加えて、無線デバイス100bはまたアナログフィルタ122及び124を含む。フィルタ122及び124はそれらが可変帯域幅動作のために任意であることを示すために破線によって図3に例示例証される。しかしながら、アナログフィルタ122及び124とディジタルフィルタ150及び152の組合せはあるシナリオにおいて望ましい追加のフィルタリングを提供する。上で述べたように、フィルタ制御信号146はアナログまたはディジタル形式で実施される。無線デバイス100bがアナログフィルタ122及び124、ディジタルフィルタ150及び152、またはアナログ及びディジタルフィルタの組合せによって実施されるか否かに関係なく、受信信号強度に基づくフィルタ帯域幅の調整は無線デバイス100bの性能を改善する。無線デバイス100bは受信信号レベルに基づいてフィルタアナログフィルタ122及び124及び/またはディジタルフィルタ150及び152の帯域幅を低減する。一つの実施において、RF段108図1参照に提供される受信信号が検出感度にあるとき、フィルタの帯域幅は低減される。用語検出感度にあるatsensitivityは無線通信デバイスによって処理される最低の認識可能な信号を云う。検出感度にある受信器の決定は当技術分野において既知であるが、ここには述べていない。無線デバイス100bに関する受信信号が検出感度にあるとき、支配的な雑音源は熱雑音及びADC130及び132からの量子化雑音である。受信信号が検出感度にあるとき、無線デバイス100bは第二の閾値Th2以下で動作している。この低電力様式において、フィルタ即ち、アナログフィルタ122及び124及び/またはディジタルフィルタ150及び152の帯域幅はフィルタ標本Idata及びQdataにおける雑音を減衰させるために低減される。以前に述べたように、ADC130及び132はデルタシグマ型式、または他のいくつかの型式であり、それはその雑音が帯域内では低いが帯域外では急速に増加させるようにスペクトル的に量子化雑音を加工する。この概念は図4Aに例示され、そこには低電力信号スペクトル180が雑音加工デルタシグマADCに関する量子化雑音スペクトル182に対して描かれている。デルタシグマADCはADCからの標本が比較的少ない量子化雑音内部帯域に直面するように量子化雑音をより高い周波数の方へ押込む。より高い外部帯域量子化雑音はディジタルフィルタ150及び152によってフィルタされる。図4はデルタシグマADCの量子化雑音スペクトルを例示しているけれども、無線デバイス110bはそれらが雑音加工であるか否かに拘らず他の型式のADCを利用する。しかしながら、無線デバイス100bは雑音加工ADCと旨く適合している。通常の帯域幅が維持されれば、受信信号に関するスペクトル180はかなりの量子化雑音の量を含むであろう。しかしながら、フィルタ150及び152の帯域幅の低減はスペクトル180を生じさせる。図4Aに例示したように、スペクトル180の帯域幅低減はフィルタ標本Idata及びQdata内に含まれる量子化雑音の量の減少をもたらし、従って全体のシステム性能が改善する。帯域幅の低減はICIの形式により高い歪みを導くけれども、入力電力がはるかに高くなるまで、ICIの増加は無視できる。二つの閾値即ち、第一及び第二の閾値の使用は三つの電力様式の動作を可能にする。低電力様式は上記で論じてきた。高電力様式即ち、受信信号強度が第一の閾値以上の受信信号強度を持つはフィルタ即ち、フィルタ122及び124及び/またはディジタルフィルタ150及び152の帯域幅がゼロまたはほぼゼロのICIを達成するように調整されるとき最適である。例えば、アナログフィルタ122及び124の帯域幅は垂下の量を低減させるために拡大される。代りに、またはその上に、ディジタルフィルタ150及び152は低ICIを達成するために新しいフィルタ係数によって再プログラムされる。フィルタ係数は低ICIを達成するためにフィルタ帯域幅を調整し、且つ/またはディジタルフィルタ150及び152の位相及び振幅応答を等化するように選択される。高電力様式に関して、全体の雑音はなお一般的にかなり信号レベル以下であるので広帯域幅の結果としてフィルタを通して追加の雑音を許容することは問題ではない。これは図4Bに例示され、そこでは高電力信号スペクトル184は量子化雑音スペクトル182に対して描かれている。図4に例示された例はADC130及び132図1及び3参照からのかなりの程度の量子化雑音を含むけれども、追加の量子化雑音はスペクトル184におけるフィルタ信号の高電力と比較したちき無視できる。受信信号強度が第一の閾値以下で、第二の閾値以上であれば中間の電力様式が発生する。この電力様式では、雑音帯域幅とICIとの間の妥協が行われる。フィルタの帯域幅は雑音の様々な源に関する最適動作のために選択される。アナログフィルタ122及び124は所望の中間の帯域幅に合わせられ、且つ/またはディジタルフィルタ150及び152のフィルタ係数は所望の中間帯域幅を取得するように選択される。無線デバイス100a及び100bの単純化した実施例では、第一及び第二の閾値は同一である即ち、一つの閾値が使用される。この実施例では、無線デバイス100a及び100bは高または低電力様式のいずれかにおいて動作する。フィルタは狭または低電力様式において狭または低減帯域幅を有し、高電力様式において広または通常の帯域幅を有する。中間電力様式は中間帯域フィルタによってこの単純化された実施例において取除かれる。入力電力は既知であり、且つ測定できるので、検出感度においてフィルタ帯域幅を狭くし、高入力電力レベルに関してフィルタ帯域幅を増加させることが可能である。無線デバイス100a、100bは高入力電力レベルに関して対応フィルタの帯域幅を調整するためにフィルタ制御信号即ち、フィルタ制御信号146及び/または156を生成する。従って、全体システムの性能は追加のフィルタリングによって向上する。上記に述べたように、受信信号強度にもっぱら基づいてフィルタ帯域幅は調整される。フィルタ帯域幅はまた不所望の信号強度、信号対雑音比SNR、等々といった他のいくつかの基準または基準の組合せに基づいて調整される受信信号強度は関心のRFチャネル中の所望の信号成分の全体の電力即ち、信号と雑音の和を表している。SNRは関心のRFチャネル内の所望の信号の品質即ち、雑音によって分割された所望の信号を表している。例えば、SNRは受信パイロットに基づいて推定される。妨害信号jammerは関心のRFチャネルの外にある不所望の干渉信号であり、そして振幅が所望の信号よりはるかに高い例えば、数10dB高い。受信信号強度及びSNRは一般的にフィルタされた信号に基づいて、即ち、無線デバイスのフィルタリングの後で測定される。妨害信号は一般的にフィルタされない信号に基づいて、即ち、フィルタリングの前に検出される。妨害信号検出は混合器112及び114からの低変換downconverted信号、アンテナ104からの受信信号、RF段108からの調整されたRF信号、等々に関して行われる。妨害信号について測定されつつある信号の信号強度が妨害信号閾値Thjより大きく、且つそうではなく低いlowならば妨害信号は高いhighと宣言される。図5は本発明のさらに別の実施例を実施する無線通信デバイス100cのブロック図である。無線デバイス100cはデバイス100bと類似しているが、さらに妨害信号検出器160を含む。図5に示した実施例について、妨害信号検出器160は混合器112及び114からのベースバンド信号を受取り、妨害信号の存在を検出し、そして検出された妨害信号の標示をフィルタ制御ユニット144に提供する。妨害信号検出器160はベースバンド信号の信号強度を測定し、測定信号強度を妨害信号閾値Thjに対して比較し、そして測定信号強度が妨害信号閾値Thjより大きければ、妨害信号が存在しているという標示を提供する。妨害信号検出器160はベースバンド信号または受信RF信号をフィルタする低域フィルタ及び低域フィルタ出力のベースバンド電力を測定する電力検出器を含む。妨害信号検出器160はまたベースバンド信号または受信RF信号をフィルタする高域フィルタ及び高域フィルタ出力のベースバンド電力を測定する電力検出器を含む。フィルタ、遅延ユニット、またはフィルタと遅延ユニットの両方は低域フィルタ出力からの測定ベースバンド電力及び/または高域フィルタ出力からのベースバンド電力に基づいて調整される。表2は異なる受信信号強度及び妨害信号条件に対する典型的なフィルタ帯域幅設定を示す。一般に、高振幅妨害信号が別の方法で検出され、且つそうでなく拡大されるとき、フィルタ帯域幅は低減される。フィルタ帯域幅は表2に示されたものとは異なる方法でも設定され、これは発明の範囲内にある。いかなるフィルタも、アナログであれディジタルであれ、振幅応答対周波数及び位相応答対周波数を含む周波数応答によって特徴付けられる。振幅応答は異なる周波数における信号成分の減衰の量を決定する。位相応答は異なる周波数における信号成分の位相変位の量を決定し、それはフィルタを経由する遅延の量を同様に決定する。一般に、あるフィルタ次数に関して、より広い帯域幅は比較的少ない遅延に対応し、狭い帯域幅はより多くの遅延に対応する。さらに、ある帯域幅に関して、より高次数のフィルタはより低次数のフィルタよりより多くの遅延を有する。いくつかの無線通信システムでは、無線デバイスは信号が適切に復調されるように、受信信号のタイミングを連続して追跡する必要がある。例えば、CDMAシステムでは、各BTSもしくは基地局は無線デバイスへの伝送の前にその信号を疑似乱数PN系列によってスペクトル拡散する伝送信号を復元するために、無線デバイスは受信信号のPN系列によって時間整列された局部生成PN系列によって受信信号に関して相補的な逆拡散操作を行う必要があるであろう。無線デバイスはこのように逆拡散操作が適切に行われるように、受信信号のタイミングを推定、且つ追跡する必要があるであろう。受信信号のタイミングが適切に追跡されず、そして無線デバイスによって使用されるPN系列が受信信号のそれと共に時間整列されなければ、逆拡散操作の結果は低下するであろう。CDMAシステムにおける無線デバイスは一般的に受信信号のタイミングを推定し、それに従って局部生成PN系列のタイミングを調整するタイミング制御ループを使用する。アナログフィルタ122及び124及び/またはディジタルフィルタ150及び152が調整されるとき、フィルタの遅延は一般的に変化する。その結果、これらのフィルタからのフィルタ信号はフィルタ遅延DDにおける変化に等しい量だけ進み、或いは遅れるであろう。遅延差分deltadelayが十分に大きければ、性能は時間追跡ループがタイミングの変化を補正するまで低下するであろう。受信信号のタイミングを乱すことを回避するために、可調整遅延ユニットが信号経路に提供される。これらの遅延ユニットはフィルタが調整されるときでもフィルタと遅延ユニットの両方が全体の遅延がおおよそ一定に維持されるようにフィルタと同時に調整される。フィルタ信号はフィルタが調節された後でも定常状態にあるように見えるであろう。性能低下はそれによって最小化される。図6は一定遅延可調整フィルタユニット600のブロック図を示す。フィルタユニット600は可調整フィルタ610及び可調整遅延ユニット640を含む。可調整フィルタはNフィルタ620a~620nを含み、Nは1またはそれ以上の整数例えば、1、2、3、等々である。各フィルタ620は特定の周波数応答例えば、帯域幅、形状、及びフィルタ次数及び特定の遅延τを有する。Nフィルタ620a~620nは異なる周波数応答例えば、異なる帯域幅及び/またはフィルタ次数及び異なる遅延τ1~τNをそれぞれ有する。Nフィルタ620a~620nの一つはスイッチ612及び622を制御することによっていかなる瞬間においても使用のために選択される。入力信号Sinは選択フィルタによってフィルタされ、フィルタ信号は可調整遅延ユニット640に提供される。可調整遅延ユニット640はどのNフィルタ620a~620nを使用のために選択するかに関係なくフィルタユニット600の全体の遅延τtotalがほぼ一定になるように適切な量の遅延を行う。例えば、可調整遅延ユニット640はフィルタ620aが選択されればほぼτtotalτ1、フィルタ620aが選択されればほぼτtotalτ2の遅延、等々の遅延を行い、そしてフィルタ620nが選択されればほぼτtotalτNの遅延を行う。一般的に、全体の遅延における小さな誤差は性能を低下することなく許容できる。従って、遅延ユニット640によって提供された遅延の量はフィルタ620iについて厳密にτtotalτiである必要がない。実施例では、フィルタユニット600はアナログフィルタ122及び124の各々及び/またはディジタルフィルタ150及び152の各々について使用される。別の実施例では、可調整フィルタ610はアナログフィルタ122の各々及び124及び/またはディジタルフィルタ150及び152の各々について使用される。この実施例に関して、可調整遅延ユニット640は信号経路に沿った個別ユニットとして実施される。図7は一定遅延可調整フィルタユニット600aの実施例に示し、それはアナログ可調整フィルタ610a及びディジタル可調整遅延ユニット640aと共に実施される。ADC630ADC130または132でもよいは可調整フィルタ610aと可調整遅延ユニット640aとの間に位置する。図7に示した実施例では、可調整フィルタ610aは単極フィルタセクション710a及び710bと双二次biquadフィルタセクション720a及び720bを含む。各単極フィルタセクション710は一つの実数極を有する。各双二次フィルタセクション720は一対の複素数極を有する。5次例えば、楕円、バターワース、ベッセル、またはチェビシェフフィルタは単極セクション710a及び双二次フィルタセクション720a及び720bによって実施される。二つの実数極を持つ2次フィルタは単極セクション10a及び710bによって実施される。スイッチ712及び722は5次フィルタと2次フィルタとの間を選択するために使用される。図7に示した実施例に関して、可調整遅延ユニット640aはLレジスタ740a~740l及びマルチプレクサMUX742を含み、ここでLは必要な遅延の量及びレジスタ740のために使用されるクロックの周波数fclkによって決定される。レジスタ740a~740を直列に結合し、そしてクロック例えば、Chipx8チップレートの8倍の周波数を持つによって始動される。マルチプレクサMUX742はレジスタ740aの入力及びレジスタ740lの出力を受取り、出力信号Soutとしてこれらの入力の一つを提供する。5次フィルタはセクション710a、720a及び720bの遅延の和に等しい全体の遅延を有し、それはτ5th=τaτbτcである。2次フィルタはセクション710a及び710bの遅延の和に等しい全体の遅延を有し、それはτ2nd=τaτbτdである。可調整遅延ユニット640aは5次フィルタが選択されたときほぼτtotalτ5th例えば、0nsecの遅延を行い、2次フィルタが選択されたときほぼτtotalτ2nd例えば、L/fclkの遅延を行う。図7は図6における可調整フィルタ610及び可調整遅延ユニット640の実施例を示す。一般に、可調整フィルタ610はアナログまたはディジタル設計によって実施される。アナログ設計に関して、可調整フィルタ610は、スイッチキャパシタ、gmC、等々によって実施され、それは当技術分野において既知である。ディジタル設計に関して、可調整フィルタ610は一組のフィルタ係数によって調整される周波数応答例えば、帯域幅及び遅延を持つ有限インパルス応答FIRフィルタまたは無限インパルス応答IIRフィルタによって実施される。同様に、可調整遅延ユニット640はアナログまたはディジタル設計によって実施される。アナログ設計に関して、可調整遅延ユニット640は複素数極の適切な配置によって決定された所望の遅延を持つ全通過フィルタとして実施される。ディジタル設計に関しては、図7に示したように、可調整遅延ユニット640はレジスタによって実施される。ディジタルフィルタはまた遅延がほぼ一定に維持されながら帯域幅が調整されるように設計される。明確にするために、フィルタリング技術は無線通信デバイスについて述べてきたが、それはまた移動局、ユーザー端末、携帯電話、ユーザー装置、等々とも呼ばれる。これらの技術はまたBTSについても使用され、それはまた基地局、及びアクセス点、等々とも呼ばれる。本発明の様々な実施例及び利点は前述の記述において示してきたけれども、前述の開示は例示のみであり、細部において変更が行われ、しかも本発明の広い原理の中にあることは理解されることである。従って、本発明は添付の請求項によって限定されるべきことである。