"発光素子に駆動電圧を供給するDC/DCコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、を制御する制御回路であって、バースト調光パルスにもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするバーストコントローラと、前記駆動電流に応じた電圧または前記電流ドライバの両端間の電圧である検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、前記バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわると、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧を生成し、前記バースト調光パルスがオンレベルからオフレベルに切りかわると、時間とともに下降する下降スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、1前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移すると、前記上昇スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、2続いて前記フィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、3前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移すると、前記下降スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記スイッチングトランジスタをスイッチングし、4その後、次に前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移するまでの期間、前記スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するDC/DCコンバータ制御部と、を備えることを特徴とする制御回路。前記DC/DCコンバータ制御部は、前記上昇スロープ電圧、前記下降スロープ電圧および前記フィードバック電圧のうち、最も低い電圧にもとづいて前記パルス変調信号のデューティ比を調節することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記スロープ電圧生成部は、一端の電位が固定された第1キャパシタと、前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移したことを契機として前記第1キャパシタの充電を開始する充電回路と、を含み、前記スロープ電圧生成部は、前記第1キャパシタの電圧を、前記上昇スロープ電圧として出力することを特徴とする請求項1または2に記載の制御回路。前記スロープ電圧生成部は、前記第1キャパシタの電圧を、前記フィードバック電圧に応じた上限値以下にクランプするクランプ回路をさらに含むことを特徴とする請求項3に記載の制御回路。前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移するタイミングにおける前記第1キャパシタの電圧は、前記スイッチングトランジスタのデューティ比が非ゼロとなるように定められていることを特徴とする請求項3または4に記載の制御回路。前記スロープ電圧生成部は、一端の電位が固定された第2キャパシタと、前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移したことを契機として、前記第2キャパシタの放電を開始する放電回路と、を含み、前記スロープ電圧生成部は、前記第2キャパシタの電圧を、前記下降スロープ電圧として出力することを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載の制御回路。前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移するタイミングにおける前記第2キャパシタの電圧は、前記フィードバック電圧と実質的に等しいことを特徴とする請求項6に記載の制御回路。前記スロープ電圧生成部は、前記第2キャパシタと前記フィードバック電圧が生ずるフィードバック端子の間に設けられ、前記バースト調光パルスがオンレベルである期間オンする初期化スイッチをさらに含むことを特徴とする請求項6に記載の制御回路。前記誤差増幅器は、前記検出電圧と前記基準電圧の誤差に応じた誤差電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、フィードバック端子と接地端子の間に直列に設けられるフィードバック抵抗およびフィードバックキャパシタと、前記トランスコンダクタンスアンプの出力端子と前記フィードバック端子の間に設けられ、前記バースト調光パルスがオンレベルの期間オンする第1スイッチと、を含み、前記スロープ電圧生成部は、一端の電位が固定された第1キャパシタと、前記第1キャパシタに第1電流を供給する第1電流源と、前記バースト調光パルスがオフレベルの期間、前記第1キャパシタから前記第1電流より大きな第2電流を引き抜く第2電流源と、前記第1スイッチと前記フィードバック端子の間に挿入され、前記バースト調光パルスがオンレベルの期間オンする第2スイッチと、前記第1スイッチと前記第2スイッチの接続点と、接地端子との間に設けられた第2キャパシタと、前記第2キャパシタから第3電流を引き抜く第3電流源と、を含み、前記DC/DCコンバータ制御部は、前記第1キャパシタの電圧と、前記第2キャパシタの電圧の低い方にもとづいて、前記パルス変調信号を生成することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記スロープ電圧生成部は、前記第1キャパシタの電圧を、前記フィードバック電圧に応じた上限値以下にクランプするクランプ回路をさらに備えることを特徴とする請求項9に記載の制御回路。前記スロープ電圧生成部は、一端の電位が固定された第1キャパシタと、前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移したことを契機として前記第1キャパシタの充電を開始する充電回路と、前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移したことを契機として前記第1キャパシタの放電を開始する放電回路と、前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移するのに先立ち、前記第1キャパシタの電圧を、前記フィードバック電圧に初期化する初期化回路と、を含み、前記スロープ電圧生成部は、前記第1キャパシタの電圧を、前記上昇スロープ電圧および前記下降スロープ電圧として出力することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記誤差増幅器は、前記検出電圧と前記基準電圧の誤差に応じた誤差電流を生成するトランスコンダクタンスアンプと、フィードバック端子と接地端子の間に直列に設けられるフィードバック抵抗およびフィードバックキャパシタと、前記トランスコンダクタンスアンプの出力端子と前記フィードバック端子の間に設けられ、前記バースト調光パルスがオンレベルの期間オンする第1スイッチと、を含み、前記スロープ電圧生成部は、一端の電位が固定された第1キャパシタと、前記第1キャパシタの他端と前記フィードバック端子の間に設けられた第4スイッチと、オン、オフが切りかえ可能に構成され、オン状態において前記第1キャパシタに第1電流を供給する第1電流源と、前記バースト調光パルスがオフレベルの期間、前記第1キャパシタから第2電流を引き抜く第2電流源と、前記バースト調光パルスがオンレベルに遷移してからある期間、前記第1電流源をオン、前記第4スイッチをオフし、その後、次に前記バースト調光パルスがオフレベルに遷移するまでの期間、前記第1電流源をオフ、前記第4スイッチをオンする充放電制御部と、を含み、前記DC/DCコンバータ制御部は、前記第1キャパシタの電圧と、前記フィードバック端子に生ずる前記フィードバック電圧の低い方にもとづいて、前記パルス変調信号を生成することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記バーストコントローラは、第1周波数の前記バースト調光パルスと、前記第1周波数より高い第2周波数の第2バースト調光パルスと、の論理積にもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングし、前記第1周波数が可聴周波数であることを特徴とする請求項1から12のいずれかに記載の制御回路。発光素子と、前記発光素子に駆動電圧を供給するDC/DCコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、前記DC/DCコンバータと前記電流ドライバを制御する請求項1から13のいずれかの制御回路と、を備え、前記電流ドライバは、前記発光素子と接地端子の間に設けられたバースト調光用スイッチおよび電流検出抵抗を含み、前記制御回路は、前記電流検出抵抗の電圧降下を前記駆動電流に応じた検出電圧として受けるとともに、前記バースト調光パルスにもとづいて前記バースト調光用スイッチをスイッチングすることを特徴とする発光装置。発光素子と、前記発光素子に駆動電圧を供給するDC/DCコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、前記DC/DCコンバータと前記電流ドライバを制御する請求項1から13のいずれかの制御回路と、を備え、前記電流ドライバは、前記発光素子と接地端子の間に設けられた電流源を含み、前記制御回路は、前記電流源の両端間の電圧を前記検出電圧として受けるとともに、前記バースト調光パルスにもとづいて前記電流源をスイッチングすることを特徴とする発光装置。液晶パネルと、前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項14または15に記載の発光装置と、を備えることを特徴とする電子機器。発光素子に駆動電圧を供給するDC/DCコンバータと、前記発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、の制御方法であって、バースト調光パルスにもとづいて前記電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするステップと、前記駆動電流に応じた検出電圧または前記電流ドライバの両端間に生ずる検出電圧の一方と、と所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成するステップと、前記バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわるとき時間とともに上昇し、オンレベルからオフレベルに切りかわるとき時間とともに下降するスロープ電圧を生成するステップと、前記フィードバック電圧と前記スロープ電圧生成部のうち低い方にもとづいてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、前記バースト調光パルスがオンレベルのとき、前記パルス変調信号にもとづいて、前記DC/DCコンバータのスイッチングトランジスタをスイッチングし、前記バースト調光パルスがオフレベルのとき、前記スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するステップと、を備えることを特徴とする方法。図2は、図1の駆動回路4rの動作を示す波形図である。駆動回路4rは、PWM調光の点灯期間TONにおいて、ゲート信号G1を生成してスイッチングトランジスタM1をスイッチングし、消灯期間TOFFにおいてスイッチングトランジスタM1のスイッチングを停止する。消灯期間TOFFから点灯期間TONへの遷移、および点灯期間TONから消灯期間TOFFへの遷移において、LEDストリング6に流れる駆動電流IDRVは急峻に変化し、それにともないインダクタL1のコイル電流IL1も急激に変化する。PWM調光を可聴周波数で行うと、コイル電流IL1の急峻な変化にともない、可聴ノイズが発生するという問題がある。本発明は係る状況に課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、PWM調光にともなう可聴ノイズの低減にある。本発明のある態様は、発光素子に駆動電圧を供給するDC/DCコンバータと、発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、を制御する制御回路に関する。制御回路は、バースト調光パルスにもとづいて電流ドライバが生成する駆動電流をスイッチングするバーストコントローラと、駆動電流に応じた電圧または電流ドライバの両端間の電圧である検出電圧と、所定の基準電圧の誤差を増幅し、フィードバック電圧を生成する誤差増幅器と、バースト調光パルスがオフレベルからオンレベルに切りかわると、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧を生成し、バースト調光パルスがオンレベルからオフレベルに切りかわると、時間とともに下降する下降スロープ電圧を生成するスロープ電圧生成部と、1バースト調光パルスがオンレベルに遷移すると、上昇スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、スイッチングトランジスタをスイッチングし、2続いてフィードバック電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、スイッチングトランジスタをスイッチングし、3バースト調光パルスがオフレベルに遷移すると、下降スロープ電圧に応じてデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成し、スイッチングトランジスタをスイッチングし、4その後、次にバースト調光パルスがオンレベルに遷移するまでの期間、スイッチングトランジスタのスイッチングを停止するDC/DCコンバータ制御部と、を備える。この態様によると、PWM調光によって、消灯期間から点灯期間に遷移する際には、時間とともに上昇する上昇スロープ電圧に応じて、DC/DCコンバータのスイッチングのデューティ比が緩やかに増大する。そして点灯期間の間は、フィードバック電圧に応じてDC/DCコンバータのスイッチングのデューティ比が調節され、点灯期間から消灯期間に遷移する際には、時間とともに低下する下降スロープ電圧に応じて、DC/DCコンバータのスイッチングのデューティ比が緩やかに増大する。その結果、PWM調光にともなう駆動電流の急激な変化、言い換えればDC/DCコンバータのコイル電流の急激な変化を抑制することができ、可聴ノイズを低減できる。本発明の別の態様は、発光装置である。この発光装置は、発光素子と、発光素子に駆動電圧を供給するDC/DCコンバータと、発光素子に流れる駆動電流を制御する電流ドライバと、DC/DCコンバータと電流ドライバを制御する上述の制御回路と、を備える。電流ドライバは、発光素子と接地端子の間に設けられたバースト調光用スイッチおよび電流検出抵抗を含む。制御回路は、電流検出抵抗の電圧降下を駆動電流に応じた検出電圧として受けるとともに、バースト調光パルスにもとづいてバースト調光用スイッチをスイッチングする。本発明のさらに別の態様もまた、発光装置である。この発光装置において、電流ドライバは、発光素子と接地端子の間に設けられた電流源を含む。制御回路は、電流源の両端間の電圧を検出電圧として受けるとともに、バースト調光パルスにもとづいて電流源をスイッチングする。本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明のある態様によれば、PWM調光にともなう可聴ノイズを低減できる。以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。本明細書において、部材Aが、部材Bと接続された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。図3は、実施の形態に係る制御ICIntegratedCircuit100を備える電子機器2の構成を示す回路図である。電子機器2は、ノートPC、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、PDAPersonalDigitalAssistantなどの電池駆動型の機器であり、発光装置3とLCDLiquidCrystalDisplayパネル5を備える。発光装置3はLCDパネル5のバックライトとして設けられる。発光装置3は、発光素子であるLEDストリング6、DC/DCコンバータ102、電流ドライバ8、制御IC100を備える。DC/DCコンバータ102は、LEDストリング6の一端アノードに駆動電圧VOUTを供給する。電流ドライバ8は、LEDストリング6のカソードと接地端子の間に設けられ、LEDストリング6に流れる駆動電流IDRVを制御する。制御IC100は、DC/DCコンバータ102および電流ドライバ8を制御する。電流ドライバ8は、LEDストリング6のカソードと接地端子の間に順に直列に設けられたPWM調光用スイッチM2および検出抵抗R1を含む。制御IC100は、検出抵抗R1に生ずる電圧降下を検出電圧Vs=IDRV×R1として受け、この検出電圧Vsが目標電圧VREFと一致するようにDC/DCコンバータ102のスイッチングトランジスタM1をスイッチングする。これにより駆動電流IDRVは、式1を満たすように調節されるアナログ調光。IDRV=VREF/R1...1また制御IC100は、目標輝度に応じてデューティ比が調節されるパルス幅変調PWMされたバースト調光パルスG2を生成し、バースト調光パルスG2にもとづき、PWM調光用スイッチM2をスイッチングする。これによりLEDストリング6には、駆動電流IDRVが間欠的に流れ、LEDストリング6の実効的な輝度が制御されるバースト調光、PWM調光。以上が発光装置3全体の構成である。続いて制御IC100の詳細な構成を説明する。制御IC100は、バーストコントローラ10、誤差増幅器20、スロープ電圧生成部30、DC/DCコンバータ制御部40を備える。制御IC100は、ひとつの半導体基板に一体集積化された機能ICである。一体集積化とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。バーストコントローラ10は、バースト調光パルスG2にもとづいてPWM調光用スイッチM2をスイッチングすることにより、電流ドライバ8が生成する駆動電流IDRVをスイッチングする。具体的には、バーストコントローラ10は、バースト調光パルスG2を生成する論理ゲート12と、バースト調光パルスG2にもとづいてスイッチングトランジスタM1をスイッチングするドライバDR2を備える。本実施の形態において、PWM調光は、周波数の異なる2つのバースト調光パルスPWM1、PWM2によって実行される。第1バースト調光パルスPWM1は第1周波数f1のパルス信号であり、第2バースト調光パルスPWM2は、第1周波数f1より高い第2周波数f2のパルス信号である。第1バースト調光パルスPWM1、第2バースト調光パルスPWM2それぞれのデューティ比は、目標輝度に応じて調節される。たとえば第1周波数f1は200~500Hzの可聴帯域であり、第2周波数f2は、可聴帯域外の40kHzである。論理ゲート12は、第1バースト調光パルスPWM1と第2バースト調光パルスPWM2の論理積をとることによりバースト調光パルスG2を生成する。誤差増幅器20は、駆動電流IDRVに比例した検出電圧Vsと、所定の基準電圧VREFの誤差を増幅し、フィードバック電圧VFBを生成する。誤差増幅器20は、トランスコンダクタンスgmアンプ22、フィードバック端子FB端子および第1スイッチSW1を含む。FB端子と接地端子の間には、フィードバック抵抗RFBおよびフィードバックキャパシタCFBが直列に接続される。gmアンプ22は、検出電圧Vsと基準電圧VREFの誤差に応じた誤差電流を生成する。第1スイッチSW1は、gmアンプ22の出力端子とFB端子の間に設けられ、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルの期間オンする。これにより、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルの間、FB端子に生ずるフィードバック電圧VFBは検出電圧Vsに応じて調節される。また第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルの間、FB端子がハイインピーダンスとなり、フィードバック電圧VFBはその直前の電圧レベルを維持する。スロープ電圧生成部30は、第1バースト調光パルスPWM1が、消灯を指示するオフレベルから点灯を指示するオンレベルに切りかわるとき時間とともに上昇する上昇スロープ電圧VRISEと、オンレベルからオフレベルに切りかわるとき時間とともに下降する下降スロープ電圧VFALLを生成する。スロープ電圧生成部30には、同期制御のために第1バースト調光パルスPWM1が入力されている。後述するように、スロープ電圧生成部30には、下降スロープ電圧VFALLを初期化するためにフィードバック電圧VFBが入力される。DC/DCコンバータ制御部40は、フィードバック電圧VFBと2つのスロープ電圧VRISE、VFALLのうち最も低い電圧誤差電圧VERRというにもとづいてデューティ比が調節されるパルス変調信号SPWMを生成する。DC/DCコンバータ制御部40は、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルのとき、パルス変調信号SPWMにもとづいて、DC/DCコンバータ102のスイッチングトランジスタM1をスイッチングし、第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルのとき、スイッチングトランジスタM1のスイッチングを停止する。DC/DCコンバータ制御部40は、パルス幅変調器44と、ドライバDR1を備える。パルス幅変調器44は、フィードバック電圧VFB、スロープ電圧VRISE、VFALLのうち、最も低い電圧VERRに応じたデューティ比を有するパルス幅変調信号SPWMを生成する。図3のパルス幅変調器44は、オシレータ46およびPWMコンパレータ48を含む。オシレータ46は、三角波もしくはのこぎり波の周期電圧VRAMPを生成する。PWMコンパレータ48は、周期電圧VRAMPと誤差電圧VERRを比較し、比較結果に応じたPWM信号SPWMを出力する。最小電圧回路SEL1は、フィードバック電圧VFBとスロープ電圧VRIES、VFALL受け、電圧レベルが小さい方VERRを選択し、DC/DCコンバータ制御部40に出力する。PWMコンパレータ48を3入力で構成することにより、最小電圧回路SEL1の機能を、PWMコンパレータ48に実装してもよい。ドライバDR1は、第1バースト調光パルスPWM1がハイレベルオンレベルのとき、スイッチングトランジスタM1をスイッチングし、ローレベルのときにはスイッチングトランジスタM1のスイッチングを停止する。以上が制御IC100の構成である。続いてスロープ電圧生成部30の具体的な構成を説明する。図4は、スロープ電圧生成部の第1の構成例を示す回路図である。スロープ電圧生成部30aは、第1キャパシタC11、充電回路32、第2キャパシタC12、放電回路34を含む。第1キャパシタC11および充電回路32は、上昇スロープ電圧VRISEを生成する。第1キャパシタC11の一端は接地される。充電回路32は、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移したことを契機として、第1キャパシタC11の充電を開始する。充電が開始すると、第1キャパシタC11に生ずる上昇スロープ電圧VRISEは時間とともに上昇する。充電回路32は、第1電流源CS1、第2電流源CS2、第3スイッチSW3を含む。第1電流源CS1は、第1キャパシタC11に第1電流Ic1を供給する。第2電流源CS2と第3スイッチSW3は、第1キャパシタC11の上側電極と接地端子の間に、直列に設けられる。第3スイッチSW3は、第1バースト調光パルスPWM1の反転信号に応じて制御される。第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルの期間、第3スイッチSW3がオンすると、第2電流源CS2は、第1キャパシタC11から第1電流Ic1より大きな第2電流Ic2を引き抜く。これにより、第1キャパシタC11のスロープ電圧VRISEは低下する。ただし、後述する出力電圧VOUTの上昇を抑制するために、スロープ電圧VRISEは所定の最小電圧VMIN以下にならないように構成される。たとえば第1キャパシタC11は10pFであり、Ic1=0.5μA、Ic2=1μAである。第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移すると、第2電流源CS2がオフし、第1キャパシタC11が第1電流Ic1によって充電され、スロープ電圧VRISEが上昇する。後述するように、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移するタイミングにおける第1キャパシタC11の電圧VRISEは、スイッチングトランジスタM1のデューティ比が非ゼロとなるように定めることが望ましい。第2キャパシタC12および放電回路34は、下降スロープ電圧VFALLを生成する。第2キャパシタC12の一端は接地される。放電回路34は、第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移したことを契機として、第2キャパシタC12の放電を開始する。放電によって第2キャパシタC12のスロープ電圧VFALLは時間とともに低下する。放電回路34は、第3電流源CS3および第2スイッチSW2を含む。上述の第1スイッチSW1も、放電回路34としての機能を担っている。第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移するタイミングにおける第2キャパシタC12の電圧VFALLは、フィードバック電圧VFBと実質的に等しいことが好ましい。これを実現するために第2スイッチSW2が設けられる。第2スイッチSW2は、第2キャパシタC12の電圧VFALLをリセットする初期化スイッチであり、第1スイッチSW1とFB端子の間に挿入され、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルの期間、オンする。第2キャパシタC12は、第1スイッチSW1と第2スイッチSW2の接続点と、接地端子との間に設けられる。フィードバックキャパシタCFBの容量値は、0.1μF程度であり、第2キャパシタC12の容量値よりも十分に大きい。つまり第2スイッチSW2がオンすることによりフィードバックキャパシタCFBの電荷が第2キャパシタC12に移動する。このときフィードバック電圧VFBはほとんどドロップしないため、第2キャパシタC12の電圧VFALLはフィードバック電圧VFBに初期化される。第3電流源CS3は、第2キャパシタC12から第3電流Ic3を引き抜く。たとえばC12=10pF、Ic3=1μAである。第3電流Ic3は、gmアンプ22の出力電流ソース電流、シンク電流よりも十分に小さい。したがって第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルであり第1スイッチSW1、第2スイッチSW2がオンの期間は、第3電流Ic3は無視でき、フィードバック動作には寄与しない。第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルとなり、第1スイッチSW1、第2スイッチSW2がオフすると、第2キャパシタC12が第3電流Ic3によって放電される。これにより、第2キャパシタC12の電圧VFALLは、フィードバック電圧VFBを初期値として、時間とともに低下していく。このように、図4のスロープ電圧生成部30aは、キャパシタC11、C12の充放電によって、上昇スロープ電圧VRISEと、下降スロープ電圧VFALLを個別に生成する。最小電圧回路SEL1には、第1キャパシタC11の電圧VFB、VFALLと、第2キャパシタC12の電圧VRISEが入力される。最小電圧回路SEL1は、入力された2つの電圧のうち、低い方を選択し、後段のDC/DCコンバータ制御部40へと出力する。図4のスロープ電圧生成部30aには、第1キャパシタC11の電圧VRISEを、フィードバック電圧VFBに応じた上限電圧VMAX以下にクランプするクランプ回路36を設けてもよい。図4のクランプ回路36は、PチャンネルMOSFETであるクランプトランジスタM13と、抵抗R13を備える。クランプトランジスタM13のゲートはFB端子と接続され、フィードバック電圧VFBが入力される。クランプ回路36によって、スロープ電圧VRISEは、上限値VMAX=VFBVTHP以下にクランプされる。VTHPは、トランジスタM13のゲートソース間しきい値電圧である。図5は、最小電圧回路SEL1の構成例を示す回路図である。最小電圧回路SEL1は、ソースフォロアを利用した最小電圧回路である。最小電圧回路SEL1は、電流源CS11、CS12、入力トランジスタM11、M12、レベルシフトトランジスタM13、抵抗R11、R12、を備える。入力トランジスタM11、M12はPチャンネルMOSFETであり、それぞれのゲートが、最小電圧回路SEL1の入力端子IN1、IN2と接続される。入力トランジスタM11、M12のソースは共通に接続され、電流源CS11と接続される。抵抗R11は、入力トランジスタM11、M12の共通に接続されたドレインと、接地端子の間に設けられる。入力トランジスタM11、M12の共通に接続されたソースには、2つの入力電圧のうち、低い方よりも電位差VTHP高い電圧VSRC1が発生する。VSRC1=minV1,V2VTHP電位差VTHPは、入力トランジスタM11、M12のゲートソース間しきい値電圧であり、minx,yは、xとyのうち小さい値を示す関数である。レベルシフトトランジスタM13はNチャンネルMOSFETでありであり、そのゲートには、ソース電圧VSRCが入力される。レベルシフトトランジスタM13のソースには電流源CS12が接続され、そのドレインには抵抗R12が接続される。最小電圧回路SEL1は、レベルシフトトランジスタM13のソース電圧VSRC2を出力する。ソース電圧VSRC2は、電圧VSRC1よりも電位差VTHN低い。VTHNは、レベルシフトトランジスタM13のゲートソース間しきい値電圧である。VSRC2=VSRC1-VTHNしたがって、VTHP=VTHNが成り立つとき、最小電圧回路SEL1の出力電圧は、2つの入力電圧V1、V2の低い電圧となる。VSRC2=minV1,V2図5の変形例として、MOSFETをバイポーラトランジスタに置き換えたもの、あるいは、PチャンネルPNPとNチャンネルNPNを入れ替えて天地反転したものなどが存在する。さらには、最小電圧回路SEL1の構成は図5には限定されず、公知の最小電圧回路を用いればよい。たとえばダイオードを用いた最小電圧回路などを用いてもよい。以上が実施の形態に係る制御IC100の構成である。続いてその動作を説明する。図6は、図3の制御IC100の動作を示す波形図である。時刻t0以前、第1バースト調光パルスPWM1はオフレベルローレベルであり、スイッチングトランジスタM1のスイッチングは停止している。また第1スイッチSW1、第2スイッチSW2はともにオフであり、FB端子はハイインピーダンスとなっている。時刻t0に第3スイッチSW3がオフすると、第1キャパシタC11が第1電流Ic1によって充電され、スロープ電圧VRISEが上昇し、上限値VMAXに達するとクランプされる。なおクランプ回路36を省略した場合、スロープ電圧VRISEは電源電圧付近でクランプされ、この場合であって回路は正常に動作する。時刻t2に第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移すると、第3スイッチSW3がオンし、第1キャパシタC11が放電され、スロープ電圧VRISEが低下し始める。時刻t0に第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルハイレベルに遷移すると第2スイッチSW2がオンする。これにより第2キャパシタC12の電圧VFALLがフィードバック電圧VFBと等しくなる。時刻t2に第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移すると、第1スイッチSW1、第2スイッチSW2がオフする。これにより第2キャパシタC12が第3電流Ic3によって放電され、スロープ電圧VFALLが低下しはじめる。最小電圧回路SEL1の出力電圧VERRは、時刻t0以前においてある最低電圧VMINとなっており、その後、時刻t0~t1の間、スロープ電圧VRISEと等しくなる。時刻t1~t2の間は、VERR=VFBである。時刻t2~t3の間は、VERR=VFALLとなる。したがってスイッチングトランジスタM1のゲート信号G1のデューティ比は、時刻t0~t1の間、時間とともに増加し、その後はフィードバック電圧VFBに従って調節され、時刻t2~t3の間は、時間とともに減少していく。その結果、第1バースト調光パルスPWM1のオンレベルへの遷移、オフレベルの遷移の際に、コイル電流IL1が緩やかに変化するため、可聴ノイズを抑制することができる。なお、スロープ電圧VRISE、VFALLによるデューティ比のソフト切りかえによって、以下の問題が生じうる。すなわち時刻t0の直後、出力電圧VOUTを一定に保つには、フィードバック電圧VFBに応じたデューティ比でスイッチングトランジスタM1をスイッチングする必要があるところ、図3の制御IC100では、デューティ比を緩やかに上昇させるため、インダクタL1に供給するエネルギーが不足し、それにより出力電圧VOUTが低下する。出力電圧VOUTの低下量VDECが大きいと、駆動電流IDRV、つまり輝度が低下するおそれがあることから、低下量VDECはなるべく小さくすることが望ましい。この低下量VDECは、時刻t0におけるデューティ比の初期値DINITに応じて制御できる。なぜなら、時刻t0におけるデューティ比の初期値DINITに応じて、コイル電流の傾き、すなわち可聴ノイズ低下の効果と、出力電圧VOUTの低下量VDECはトレードオフの関係にあるからである。つまり出力電圧VOUTの低下量VDECを小さくするには、初期値DINITは、非ゼロの値、具体手には、可聴ノイズが発生しない範囲において、なるべく大きな値とすることが望ましい。たとえば初期値DINITは5~10であることが好ましく、そうなるようにスロープ電圧VRISEの最小電圧VMINが決められている。また、低下量VDECは、時刻t0~t1の長さ遷移期間τ1によっても変化する。つまり遷移期間τ1に応じて、可聴ノイズ低下の効果と、出力電圧VOUTの低下量VDECはトレードオフの関係にある。遷移期間τ1は、電子機器2の設計者が任意に、たとえば10μs~1ms程度の範囲で設定できることが好ましく、一例として100μs程度としてもよい。具体的には、第1電流Ic1、第2電流Ic2を可変とすればよく、あるいはキャパシタC11の容量値を可変とすればよい。反対に時刻t2の直後、出力電圧VOUTを一定に保つには、スイッチングトランジスタM1のスイッチングを直ちに停止すべきところ、図3の制御IC100では、デューティ比を緩やかに低下させるため、インダクタL1に供給するエネルギーが過剰となり、それにより出力電圧VOUTが上昇する。ただし消灯期間における出力電圧VOUTの上昇は、輝度の変動をもたらさないため、それほど気にする必要はない。なお、スロープ電圧によるソフト切りかえと、一般的なソフトスタートを混同してはならない。ソフトスタートは、発光装置3の起動時の出力電圧VOUTがゼロであり、かつフィードバック電圧VFBもゼロの状態において、ラッシュ電流を抑制するための技術であって、バースト調光にともなう可聴ノイズとは無関係である。本実施の形態におけるスロープ電圧によるソフト切りかえは、出力電圧VOUTが立ち上がり、フィードバック電圧VFBも安定点に達した後の制御である。また一般的なソフトスタートが10ms~1sの時間スケールで行われるのに対して、スロープ電圧によるソフト切りかえは、10μs~1msの時間スケールで行われる。以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。図7は、スロープ電圧生成部の変形例を示す回路図である。図4のスロープ電圧生成部30aは、2つのキャパシタC11、C12を用いて、2つのスロープ電圧VRISE、VFALLを個別に生成した。これに対して図7のスロープ電圧生成部30bは、単一のキャパシタC11を用いて、スロープ電圧VRISE、VFALLを、単一のスロープ電圧VSLOPEとして生成する。スロープ電圧生成部30aは、第1キャパシタC11、充電回路CS1、SW5、38、放電回路CS2、SW3および初期化回路SW4、38を備える。第1キャパシタC11の一端は接地される。充電回路は、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移したことを契機として第1キャパシタC11の充電を開始する。放電回路は、第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移したことを契機として第1キャパシタC11の放電を開始する。初期化回路は、第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移するのに先立ち、第1キャパシタC11の電圧VSLOPEを、フィードバック電圧VFBに初期化する。より具体的には、スロープ電圧生成部30aは、第1キャパシタC11、第1電流源CS1、第2電流源CS2、第3スイッチSW3~第5スイッチSW5、充放電制御部38を備える。第4スイッチSW4は、第1キャパシタC11の他端とFB端子の間に設けられる。第1電流源CS1は、第5スイッチSW5と連動してオン、オフが切りかえ可能に構成され、オン状態において第1キャパシタC11に第1電流Ic1を供給し、第1キャパシタC11を充電する。第2電流源CS2はスイッチSW3と連動してオン、オフが切りかえ可能であり、第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルの期間、第1キャパシタC11から第2電流Ic2を引き抜き、第1キャパシタC11を放電する。Ic2>Ic1であり、たとえばIc1=0.5μA、Ic2=1μAである。充放電制御部38は、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移してからある期間Ta、第1電流源CS1をオン、第4スイッチSW4をオフし、その後、次に第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移するまでの期間、第1電流源CS1をオフ、第4スイッチSW4をオンする。第4スイッチSW4は、第1キャパシタC11の電圧VSLOPEをフィードバック電圧VFBに初期化するために設けられる。図7において、ある期間Taは、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移してから、第1キャパシタC11の電圧VSLOPEが所定のしきい値電圧VTHに達するまでの期間である。コンパレータCMP1は、スロープ電圧VSLOPEをしきい値電圧VTHと比較する。ロジック回路39は、第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移すると、第1電流源CS1をオン、第4スイッチSW4をオフし、その後、コンパレータCMP1の出力がハイレベルとなると、第1電流源CS1をオフ、第4スイッチSW4をオンする。たとえばロジック回路39は、フリップフロップを含む。フリップフロップの入力端子には、ハイレベル電圧が入力され、そのクロック端子には、コンパレータCMP1の出力が入力され、そのリセット端子負論理には、第1バースト調光パルスPWM1が入力される。第4スイッチSW4は、ロジック回路39の出力Qがハイレベルのときオン、第5スイッチSW5は、ロジック回路39の反転出力Qがハイレベルのときオンする。最小電圧回路SEL1は、フィードバック電圧VFBと、スロープ電圧生成部VSLOPEを受け、小さい方を誤差電圧VERRとして出力する。図8は、図7のスロープ電圧生成部30bの動作を示す波形図である。時刻t0以前、第5スイッチSW5、第3スイッチSW3が両方オンしており、Ic2>Ic1であるため、第1キャパシタC11の電圧VSLOPEは最小電圧VMINに低下している。時刻t0に第1バースト調光パルスPWM1がオンレベルに遷移すると、第3スイッチSW3がオフし、第1キャパシタC11が第1電流Ic1によって充電され、スロープ電圧生成部VSLOPEは時間とともに上昇する。時刻t4にスロープ電圧生成部VSLOPEがしきい値電圧VTHに達すると、充放電制御部38は、第5スイッチSW5をオフ、第4スイッチSW4をオンする。これによりスロープ電圧生成部VSLOPEは、フィードバック電圧VFBと等しくなる。時刻t2に第1バースト調光パルスPWM1がオフレベルに遷移すると、充放電制御部38がリセットされ、第4スイッチSW4がオフ、第5スイッチSW5がオンする。これにより、第1キャパシタC11は、電流Ic2-Ic1によって放電され、スロープ電圧生成部VSLOPEは時間とともに低下していき、時刻t3に最小電圧VMINとなる。このように図7のスロープ電圧生成部30bによれば、単一の第1キャパシタC11によって、スロープ電圧生成部VSLOPEの上昇部分と下降部分の両方を生成することができる。図7のスロープ電圧生成部30bの変形例において、初期化回路として、第4スイッチSW4に代えて、スロープ電圧生成部VSLOPEをフィードバック電圧VFB以下にクランプするクランプ回路を設けてもよい。以上がスロープ電圧生成部の変形例である。図9は、変形例に係る発光装置を示す回路図である。発光装置3cは、複数のLEDストリング6_1~6_Nを備える。電流ドライバ8_1~8_Nは、LEDストリング6_1~6_Nごとに設けられ、それぞれが駆動電流IDRVを生成する定電流源を備える。定電流源8_1~8_Nは、対応するバースト調光パルスG2_1~G2_Nに応じてスイッチング可能に構成される。誤差増幅器20cには、検出電圧Vsとして、電流ドライバ8_1~8_Nそれぞれの両端間の電圧、言い換えればLEDストリング6_1~6_Nのカソード電圧がフィードバックされる。誤差増幅器20cは、複数の検出電圧Vs1~VsNのうち、最も低い電圧と、基準電圧VREFの誤差を増幅する。バーストコントローラ10_1~10_Nは、電流ドライバ8_1~8_Nごとに設けられる。i番目のバーストコントローラ10_iは、第1バースト調光パルスPWM1_iと、第2バースト調光パルスPWM2にもとづいてバースト調光パルスG2_iを生成する。第1バースト調光パルスPWM1_1~PWM1_Nの位相はシフトしていてもよい。論理ゲート24は、複数の第1バースト調光パルスPWM1_1~PWM1_Nの論理和にもとづいて、第1バースト調光パルスPWM1を生成する。第1バースト調光パルスPWM1は、第1スイッチSW1、スロープ電圧生成部30、ドライバDR1に供給される。第1バースト調光パルスPWM1は、第1バースト調光パルスPWM1_1~PWM1_Nの少なくともひとつがオンレベルのときに、オンレベルとなる。この発光装置3cによれば、複数チャンネルのLEDストリング6_1~6_Nを駆動でき、全チャンネルのLEDストリング6_1~6_Nが一斉に消灯期間となる際に、可聴ノイズが発生するのを抑制できる。また全チャンネルの消灯期間から、いずれかのLEDストリング6_iが点灯期間となるときの可聴ノイズを抑制できる。実施の形態では、第1バースト調光パルスPWM1と第2バースト調光パルスPWM2の2つのパルスによってPWM調光を行ったが、本発明はそれには限定されない。たとえば第2バースト調光パルスPWM2による調光を行わず、第1バースト調光パルスPWM1をバースト調光パルスG2として用いてもよい。実施の形態では、電圧モードのパルス幅変調器44を説明したが本発明はそれには限定されず、平均電流モード、ピーク電流モードの変調器を用いてもよく、その構成は特に限定されない。実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のDC/DCコンバータを説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のDC/DCコンバータにも適用可能である。実施の形態では、発光装置3のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。また、本実施の形態において、ハイレベル、ローレベルの論理信号の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。"