回路の1つ以上のスイッチがイオン感応電界効果トランジスタによって与えられる、デジタル信号処理回路。前記または各々の使各イオン感応電界効果トランジスタは、モニタされる媒体に使用中露出される、検体感受性のある膜を含む、請求項1に記載の回路。回路は、イオン感応電界効果トランジスタトランジスタによって測定されたパラメータ値をしきい値と比較するためのコンパレータとして動作するよう構成され、回路は、インバータ構成に配置されたイオン感応電界効果トランジスタと金属酸化膜半導体トランジスタとを含む、請求項1または2に記載の回路。イオン感応電界効果トランジスタおよび金属酸化膜半導体トランジスタの一方はn-チャネル装置であって、他方はp-チャネル装置である、請求項3に記載の回路。デジタル信号処理回路は、関数AND、NAND、OR、XOR、およびNORのうち1つ以上を実現するよう配列される、請求項1または2に記載の回路。デジタル信号処理回路はCMOS論理を用いる、請求項1または2に記載の回路。デジタル信号処理回路は、弱反転領域の前記または各々のイオン感応電界効果トランジスタにバイアスをかけるためのバイアス手段を含む、請求項1から6のいずれかに記載の回路。媒体のパラメータの値を入力の1つとして有する論理関数を評価する方法であって、方法は、イオン感応電界効果トランジスタを論理回路のスイッチとして動作するよう構成するステップと、イオン感応電界効果トランジスタを前記媒体に露出するステップとを含む、方法。温度効果の測定値を補償するための従来の手法によれば、システムの温度依存性をモデル化し、pHと並行して温度を測定し、測定されたpHをそのモデルおよび測定された温度に基づいて修正する。この手法は有効である一方、いくつかの不利益を有する。第1にこれは、典型的にはISFETと同じチップ上に一体化された温度感応レジスタを含む温度センサを与えることに依存している。第2には、修正を実行するために処理能力が与えられなければならない。第3に、測定されたpH値を修正するプロセスには時間がかかる。典型的なシステムでは、pH値および温度値は、マイクロプロセッサまたはCPUを用いてさらなる処理を行う前に、そのデジタル等価物に変換される。必要であれば、デジタル制御出力は、制御される装置に適用される前にアナログ等価物に変換される。ISFETが用いられ得る主要な領域は、移植可能かつ着用可能なセンサの領域であることが長年認識されてきた。前のパラグラフで概説された従来のISFET設計の要件は、小さく、電力消費が低レベルで、極めて正確であることを要求するセンサにはうまく適合しない。たとえば薬剤送達システムの制御など、特にセンサが制御ループの一部を形成する場合には、センサも極めて正確でなければならない。発明の要約本発明の第1の局面によれば、1つ以上のイオン感応電界効果トランジスタと、弱反転領域で動作するよう前記または各々のイオン感応電界効果トランジスタにバイアスをかけるためのバイアス回路とを含む信号処理回路が与えられる。本発明の実施例は、前記または各々のイオン感応電界効果トランジスタの出力が、イオン感応電界効果トランジスタ固有の特性によって、感知されたイオンについて温度効果が補償されるという重要な利点を有する。好ましくは信号処理回路は、イオン感応電界効果トランジスタのゲート電圧に比例した電流を生成するための手段を含む。好ましくは、前記または各々のイオン感応電界効果トランジスタおよびバイアス回路は、シングルチップ上に一体化される。信号処理回路は、使用中、イオン感応電界効果トランジスタが露出される媒体の水素イオン濃度を決定するよう構成されてもよい。好ましくは、信号処理回路は、前記または各々のISFETに結合された1つ以上のMOSFET装置と、弱反転モードで動作するよう前記または各々のMOSFETにバイアスをかけるためのバイアス回路とを含む。より好ましくは、ISFET、MOSFET、およびバイアス回路は、シングルチップ上に一体化される。信号処理回路は1つ以上のバイポーラトランジスタを含んでもよい。信号処理回路のイオン感応電界効果トランジスタは、電流ミラー配列の金属酸化物半導体トランジスタに結合されてもよい。好ましくは、イオン感応電界効果トランジスタおよび金属酸化物半導体トランジスタは実質的に電気的に整合され、双方が弱反転モードで動作する。本発明の一定の実施例では、ISFETはゲート上に膜コーティングを含み、膜は、膜が露出される電解質中の水素イオン濃度に対して感受性を有する。信号処理回路は、電流ミラーの出力を受取って電流ミラーの出力信号を反転するよう配置された乗算器分周回路を含んでもよく、それにより水素イオン濃度に正比例する出力信号を与える。本発明の第2の局面によれば、イオン感応電界効果トランジスタを用いて媒体の性質をモニタする方法が与えられ、方法は、弱反転領域のイオン感応電界効果トランジスタにバイアスをかけるステップと、イオン感応電界効果トランジスタを前記媒体に露出するステップと、前記性質に依存して変動するイオン感応電界効果トランジスタの出力を分析するステップとを含む。好ましくは、イオン感応電界効果トランジスタの出力電流を分析する前記ステップは、モニタされているパラメータ値に比例する電流を導出するステップを含む。本発明の第3の局面によれば、デジタル信号処理回路が与えられ、回路の1つ以上のスイッチがイオン感応電界効果トランジスタによって与えられる。前記または各々のイオン感応電界効果トランジスタは、モニタされる媒体に使用中露出される、検体感受性のある膜を含む。デジタル信号処理回路は、イオン感応電界効果トランジスタによって測定されたパラメータ値をしきい値と比較するためのコンパレータであってもよく、回路は、インバータ構成に配置されたイオン感応電界効果トランジスタおよび金属酸化物半導体トランジスタを含む。好ましくは、イオン感応電界効果トランジスタおよび金属酸化物半導体トランジスタの一方はn-チャネル装置であって、他方はp-チャネル装置である。デジタル信号処理回路は、関数AND、NAND、OR、XOR、およびNORのうち1つ以上を実現するよう配列されてもよい。好ましくは、デジタル信号処理回路はCMOS論理を用いる。代替的には、NMOSまたはPMOS論理を用いてもよい。好ましくは、デジタル信号処理回路は、弱反転領域の前記または各々のイオン感応電界効果トランジスタにバイアスをかけるためバイアス手段を含む。本発明の第4の局面によれば、媒体のパラメータの値を入力の1つとして有する論理関数を実現する方法が与えられ、方法は、イオン感応電界効果トランジスタを論理回路のスイッチとして動作するよう構成するステップと、イオン感応電界効果トランジスタを前記媒体に露出するステップとを含む。発明の詳細な説明および実施例図3に示されたようなn-チャネルFETは4端末装置であって、p-型シリコン基板Bと、ソースSおよびドレインDとして公知の、高度にドープされた2つのn-型ウェルとから構成される。シリコン表面は二酸化ケイ素絶縁体で覆われている。ポリシリコンゲート接触Gは、チャネルとして公知の、ソースとドレインとの間の絶縁体表面下の領域内の電荷を制御する。ゲートに印加される電圧VGが増大されるにつれて、正電荷は最初にチャネルから退けられ、可動電荷キャリヤのない空乏層および正味の負電荷を形成する。ゲート電圧がさらに増大されるにつれて、この空乏層は、電子がソースおよびドレインからチャネルへ引出されて反転層を形成し始めるまで広がる。トランジスタは通常、一定のしきい電圧より高い電圧で動作し、チャネルがそこへ強反転されて、ドレインとソースとの間に電位差が与えられると、反転層中の可動電子はチャネルにわたりドリフトする。すでに述べたように、この運転モードについては、ドレイン電流はゲート電圧と二乗則または線形関係で関連する。いわゆる弱反転運転モードは、チャネルが消耗して薄い反転層だけが存在するよう、ゲート電圧をしきい電圧より低く維持することを含む。弱反転では、薄い反転層中の可動電荷はあまりにも少ないので、水平電界にわたるドリフト電流に有意に寄与することができない。弱反転でのドレイン電流は、ソースとドレインとの間の濃度勾配にわたっての電子の拡散に起因する。ソースおよびドレインにおける、ならびにチャネルに沿った電子濃縮が、それらの点においてボルツマン分布で障壁電位と関連するので、次にドレイン電流は、Vs、VdおよびVbに相対するVgに指数関数的に関連し、熱電圧UT=kT/qまたはRT/Fによってスケールが変化する。すなわち、以下のとおりである。ここでI0は指数関数に前置される乗数であって、nはサブスレショルドスロープ係数である。ISFETについては、参照電極は遠隔ゲートとして作用し、SiO2絶縁体の上面に堆積した化学感受性膜は試料溶液に直接に露出される。絶縁体の下のチャネルにおける反転の程度は、参照電極に印加される電圧のみならず、溶液のイオンからの電荷の感知膜上の蓄積にも依存する。膜表面におけるイオンの積層は、部位結合およびグイ-チャップマンGouyChapman二重層モデルによって試料中のイオン種の濃縮と関連する。膜表面上のいかなる正電荷の積層も、チャネルの負電荷の積層によって反射されなければならないので、試料のイオン濃度の変化はISFETの弱反転ドレイン電流に直接反映される。膜表面電荷と種濃縮との関係がわかっているということは、弱反転ISFET電流が膜表面電荷に比例するという事実と合わせると、簡単な数学的操作を実行する電子回路を用いれば、ChemFETsおよびEnFETsにおいてさえ、種濃縮と電流との直接の関係を得ることができることを意味する。さらに、チャネルの電子と溶液のイオンとの両方の、温度で変化するボルツマン分布が互いに打ち消すので、弱反転ISFET電流のイオン濃度に対する感度は温度に依存しない。弱反転領域においてバイアスされたMOSFETのドレイン電流についての大信号方程式は、以下によって与えられる。ここで、β=KW/Lであって、VTOは、VBS=0のときのしきい電圧であり、nはサブスレショルドスロープ係数であって、VDS>4UTのとき飽和が仮定される。この方程式は弱反転されたISFETにも適用される。なぜならば、pHに直線的に比例する電解質にわたる電位によって、すべての付加的な化学的現象が、そのしきい電圧の変調として表わされるからである。pHは指数関数的に水素イオン濃度と関連するので、水素イオン濃度と弱反転ドレイン電流との直接の関係を生成することができる。水素イオン濃度はpHよりもさらに自然な信号処理用パラメータなので、電解質にわたる電位を抽出してそれを弱反転電流信号に変換するいかなる回路も、リアルタイムの化学信号処理にとって著しく興味深い。図4に示される電流ミラーは、このような回路の中で最も簡単なものである。図4におけるように、ダイオード接続されたISFETが電流ソースでバイアスをかけられ、その参照電極がMOSFETのゲートに接続された場合、幾何学的かつ電気的に整合した装置を仮定してΔVDS誤差を無視すると、ISFETとMOSFETとの間のΔVthのためにI1≠I2となり、これは1よりVchemと等しいことがわかる。完全に整合され、飽和した装置について方程式3を用いると、以下のようになる。pHと水素イオン濃度との対数関係式pH=-log10[H]に代入すると、電流比ID2/ID1が水素イオン濃度の公知のべき乗に比例し、温度効果に依存しないことがわかる。この重要な結果は、弱反転されたISFETのドレイン電流が、そのゲート-ソース電位およびバルクソース電位によって指数関数的に制御され、かつ、水素イオン濃度の公知のべき乗0<α<1かつn>1なので、単位数未満であるに比例する、温度依存しないパラメータによって変化することを示す。弱反転領域においてバイアスされたISFETは、その温度非感受性に起因して、化学センサの変換段階で使用するのに理想的である。オンチップ処理回路について弱反転のMOSFETを用いることも有利である。なぜならば、ドレイン電流と端子電圧との指数関数的関係が生成されることができ、非常に簡単な低電力回路を用いた数学的操作を実現するからである。[H]に正比例する出力電流を得るために、方程式5のさらなる操作がいくつか必要である。相互コンダクタンスとサブスレショルドMOSトランジスタのドレイン電流との間に線形の関係を生成するトランスリニア回路を用いてこの関係を示すバイポーラトランジスタが代替的に、または追加的に用いられてもよいが、電流信号に対して乗算、除算およびべき乗則関数を実行することができる。図5に示された回路は入力段の例として示され、その出力は、電解質のバルクにおいてHイオンプロトンの数に正比例する電流IOUTである。この回路はここでHCellと呼ばれる。これは、真の化学的パラメータを直接得るために、弱反転の電界効果トランジスタの指数関数的挙動を生成することがいかに適切かを例示する。HCeIIに用いられるISFETのイオン感受性膜は、そのpH感度がα/n=0.5を与えるように化学的に調整されている。飽和を仮定してΔVDS誤差を無視した場合、方程式3から、ISFETX2およびMOSFETM1の間のドレイン電流が以下のように関連付けられることが示され得る。図5に示される回路については、等しい装置寸法およびグラウンドに接続されたバルクを備えた幾何学的かつ電気的に整合した装置を仮定すると、方程式7は以下のようになる。M1とX2との両方が弱反転で動作するようにバイアス点を設定するために、基準電圧Vrefが用いられる。pH入力範囲に対する制限は、動作可能な弱反転領域の電圧範囲およびpH感度Sである。約400mVのVGSの範囲の弱反転領域については、50mV/pHの感度を有する典型的なISFETは、7または8pH単位のダイナミックレンジを有する。トランジスタM3からM6はトランスリニア原理を用いてトランスリニアループを形成し、それについては以下の関係式が得られる。8からの結果に代入すると、以下のとおりである。Ib1=lb2と設定すると、電流比Iout/lb1と[H]との直接の関係式が得られる。信号処理に対するこのレシオメトリックな手法によれば、装置が近傍にあると仮定して回路の温度依存性を減じる。絶対温度比例PTAT基準電圧Vrefを用い、Kchemとαとが一次近似で温度依存しないと仮定すると、電流比が固有の温度補償を伴って水素イオン濃度に正比例することが理解される。図5の回路は、pHpzc=3かつ完全に線形のpH感度すべてのpHおよび温度について定数αを有する窒化ケイ素ISFETについてのマーティノイアMartinoiaマクロモデルの簡略バージョンを用いて、AMS0.8μ技術でシミュレートされた。n~1.43であって、かつαが、T=300Kにおいて42.6mV/pHの感度に対応して0.715であるよう選択されたことがわかっている。Vdd=1.8V、lb1=lb2=10nAであって、かつ動作領域をpH7中心にするためにVrefが50mVになるよう選択された。図6に示された出力電流は、pH5から9について優れた線形を示し、そこでである。X2およびM1については大きな寸法W=432μm、L=8μmが選択されて、整合誤差の影響を最小限にする。トランジスタM3からM6のW/Lは40μm/8μmであった。本願明細書に提示される原理を、各々が異なるイオン濃度をコード化するいくつかのISFETを有する回路に拡張すると、積、商およびイオン濃度のべき乗則関係を伴ういかなる化学反応式もリアルタイムで処理することが可能になる。バルクまたはバックゲートをトランスリニア操作に対する第2の入力として使用することによってISFETの4つの端子すべてを利用することは、これらの原理の柔軟性をさらに高める。さらに、キャパシタを含むことにより、反応動力学微分方程式の分野全体に対してこの原理を広げる。ISFET-MOSFETミラーは最も簡単な電流モード入力段であって、化学的現象によってもたらされたしきい電圧変調を電流に変換することがいかに適切かを示すためにここに示されている。この構成中のMOSFETを、ほぼpH非感受性のISFETREFETとして公知であるに置換することにより、ソリッドステート疑似参照電極の使用が可能になる。なぜならば不安定で未知の電極電位がISFETとREFETとの両方に共通しており、かつ電流ミラートポロジで打ち消されるからである。しきい電圧ΔVTHの差は、ISFETとMOSFETとの間でよりも、ISFETとREFETの間でより小さく、ΔVDS誤差を減少させ、必要なVbiasを減じ、そのために消費電力を減じる。整合を向上することも可能である。より高いSNRを有するより強固な回路については、完全微分入力段が用いられるべきである。膜の選択性を用いた化学的識別を越えたトランジスタ適用例の弱反転動作に基づくスマートセンシングの概念は、以下を含む:リアルタイム反応モニタリングおよび分析的データ処理DNA塩基配列決定当量点に達するよりもかなり前の、求められる分析的な情報を抽出するための動力学モデルを用いた高速の酸塩基滴定調整可能なしきい値を備えた論理真/偽装置としてISFETおよび他のセンサを直接用いた化学的決定木の実現血液および尿の代謝物質比率のリアルタイムのモニタリングを用いた医学的診断神経ブリッジ不純物検出。弱反転で動作するISFETは、トランスデューサ入力段に使用するのに好適であることに加えて、化学的に関連する信号のデジタル処理のための基礎的なビルディングブロックを与えることができる。図7に示された標準的なCMOSインバータは、弱反転領域で動作した場合、図8に示される電圧変換特性を有する。弱反転領域については、飽和において、VBS=0と仮定すると、ドレイン電流は以下によって与えられる。ここでnはサブスレショルドスロープパラメータであり、β=KW/Lであって、UTは熱電圧、VTOは固有のしきい電圧である。スイッチングしきい値Vinthでは、M1とM2とは等しいドレイン電流を有する。ここでNMOSおよびPMOSについてのサブスレショルドスロープは等しいと仮定される。図7のNMOSM1がn-チャネルISFETと置換されれば、そして、Vth=VthVchemであれば、スイッチングしきい値は以下のようになる。すなわち、スイッチングしきい値はpH<11については低下し、pH>11については増大する。図9は、pHを変えることにより引起こされた、スイッチングしきい値におけるシフトを示す。この特性の結果は、viが固定されている場合、スイッチングはもっぱらpHの変化によって起るということである。さらに、図10に示されるように、このスイッチングが生じるpHしきい値は、viの選択によって設定することができる。例示のために、viが0Vに固定された場合はpH≧4について出力が大きく、vi=100mVに固定された場合はpH≧8について出力が大きいことが示される。その意義は、図7の回路が、ゲートの固定入力電圧viによって規定されるしきい値より高いpHについて出力が大きいコンパレータとして用いられ得ることにある。論理ゲートもまた弱反転領域で動作するISFETを用いて構築されてもよい。図11の回路では、たとえば、VGAはpHしきい値pthAを設定し、VGBはpthBを設定する。n-チャネルISFETはpH<pthについて飽和している。両方のISFETが飽和している時、出力Yは単に0である。NAND真理表に示されるように、他のすべての状態について出力は1である。別の観点から見ると、出力がpHA≧pthAORpHB≧pthBのとき高いということがいえる。同様の解析によって、NOR真理表から推定できるようにここでもVGAがpHしきい値pthAを、VGBがpthBを設定すると仮定して、図12の回路の出力は、pHA≧pthAANDpHB≧pthBの場合にのみ高い。ISFETは、ゲート入力の0および1によってではなく、選択されたしきい値よりも<または>であるpHによってトリガされ、基礎的な論理ゲートを実現するために用いることができることが示された。したがって、ISFETは、より複雑な論理関数の直接の実現に好適である。このようなデジタル回路を形成するISFET/MOSFETのための好ましい運転モードが弱反転モードである一方、これは不可欠ではなく、代替的に飽和モードで動作してもよい。回路は、弱反転モード装置および飽和モード装置の組合わせを用いてもよい。当業者には、本発明の範囲から逸脱することなく、上述の実施例にさまざまな変更がなされ得ることが認識されるだろう。1つの変形例では、上述されたシングルゲートISFETは、マルチゲートISFETと置換される。別の変形例では、装置の付加的な入力としてバックゲートまたは基板が用いられる。ISFETおよび関連する回路の他のMOSFETのゲートにキャパシタを加えることにより、瞬間コンパンディングシステムを含む動的な数学的システムが生成され得、したがって特性を大信号非線形時間ドメイン生化学的機能、たとえばログドメインフィルタおよびプロセッサに変換することがさらに認識されるであろう。このような機能は、弱反転MOSFETの指数関数的/対数的な特性に依存する。