"マイクロコンピュータと、前記マイクロコンピュータから出力されるパルス信号を伝送する出力信号線と、前記マイクロコンピュータへ入力信号を伝送する入力信号線と、を備え、前記マイクロコンピュータは、前記パルス信号の周期的な立ち上がり及び立ち下がりタイミングであるエッジタイミングを生成する第1タイミング生成手段、及び、前記入力信号の値を周期的に取得するためのサンプリングタイミングを生成する第2タイミング生成手段を有し、前記第1タイミング生成手段および前記第2タイミング生成手段は、前記パルス信号のエッジタイミングと前記入力信号のサンプリングタイミングとに時間差をもたらすタイミング不一致処理を実行することを特徴とする電子制御装置。前記第1タイミング生成手段によって前記パルス信号の出力が開始され当該パルス信号による処理が実行された後、前記第2タイミング生成手段が前記入力信号のサンプリングを開始する前に、前記タイミング不一致処理を実行することを特徴とする請求項1に記載の電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第1タイミング生成手段が出力するタイマ値を前記入力信号のサンプリングタイミングに対応して所定の値に書き換えることを特徴とする請求項2に記載の電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第2タイミング生成手段は、前記第1タイミング生成手段が出力するタイマ値が所定の値になるのを待って起動することを特徴とする請求項2に記載の電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第2タイミング生成手段は、前記第1タイミング生成手段が出力するタイマ値の現在値に基づいて、特定回のサンプリング周期を所定の周期に変更することを特徴とする請求項2に記載の電子制御装置。前記第1タイミング生成手段によって前記パルス信号の出力が開始され当該パルス信号による処理が実行された後、さらに前記第2タイミング生成手段が前記入力信号のサンプリングを開始した後に、前記タイミング不一致処理を実行することを特徴とする請求項1に記載の電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第2タイミング生成手段が出力するタイマ値を前記パルス信号のエッジタイミングに対応して所定の値に書き換えることを特徴とする請求項6に記載の電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第1タイミング生成手段は、前記第2タイミング生成手段が出力するタイマ値が所定の値になるのを待って出力することを特徴とする請求項6に記載の電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第1タイミング生成手段は、前記第2タイミング生成手段が出力するタイマ値の現在値に基づいて、特定回のパルス周期を所定の周期に変更することを特徴とする請求項6に記載の電子制御装置。前記第1タイミング生成手段および前記第2タイミング生成手段は、前記パルス信号のエッジタイミングと前記入力信号のサンプリングタイミングとを、予め所定の時間ずらして起動されることを特徴とする請求項1に記載の電子制御装置。マイクロコンピュータと、前記マイクロコンピュータから出力されるパルス信号を伝送する出力信号線と、前記マイクロコンピュータへ入力信号を伝送する入力信号線と、を備え、前記マイクロコンピュータは、前記パルス信号の周期的な立ち上がり及び立ち下がりタイミングであるエッジタイミングを生成する第1タイミング生成手段、及び、前記入力信号の値を都度取得するためのサンプリングタイミングを生成する第2タイミング生成手段を有し、前記第1タイミング生成手段および前記第2タイミング生成手段は、前記パルス信号のエッジタイミングと前記入力信号のサンプリングタイミングとに時間差をもたらすタイミング不一致処理を実行することを特徴とする電子制御装置。前記タイミング不一致処理において、前記第2タイミング生成手段によってサンプリングタイミングが生成された後に、前記第1タイミング生成手段が出力するタイマ値が所定の値になるのを待って前記入力信号の値を取得することを特徴とする請求項11に記載の電子制御装置。しかし、上述の手法について、ソフトウェア演算による平滑化は、信号の応答性を低下させるとともに、マイコンの処理能力や演算に用いるROM/RAMの圧迫を引き起こす問題がある。また、信号線の分離実装は、レイアウトの自由度を奪うことから電子制御装置の小型化を阻害する要因となりうる。さらに、特許文献2のノイズ除去装置では、ノイズ検波回路を設けるためコストアップするという問題がある。本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、パルス信号を出力しつつ入力信号を取得する電子制御装置において、パルス出力によって生ずる重畳ノイズが入力信号のサンプリングに及ぼす影響を回避することにある。請求項1に記載の電子制御装置は、マイクロコンピュータと、マイクロコンピュータから出力されるパルス信号を伝送する出力信号線と、マイクロコンピュータへ入力信号を伝送する入力信号線とを備える。マイクロコンピュータは、パルス信号の周期的な立ち上がり及び立ち下がりタイミングであるエッジタイミングを生成する第1タイミング生成手段、及び、入力信号の値を周期的に取得するためのサンプリングタイミングを生成する第2タイミング生成手段を有する。第1タイミング生成手段および第2タイミング生成手段は、パルス信号のエッジタイミングと入力信号のサンプリングタイミングとに時間差をもたらすタイミング不一致処理を実行する。このタイミング不一致処理によって、パルス信号のエッジタイミングと入力信号のサンプリングタイミングとを意図的にずらすため、入力信号のサンプリングにおいて、パルス出力によって生ずる重畳ノイズの影響を回避することができる。この処理は、マイコンの処理能力やROM/RAMをほとんど圧迫することなく実現可能である。また、新たな回路の追加や信号の平滑化が不要であるため、素子の増加によるコストアップや信号応答性の低下を招くこともない。さらに、出力信号線と入力信号線とを分離実装しないので、電子制御装置の小型化が阻害されることもない。請求項2に記載の電子制御装置は、第1タイミング生成手段によってパルス信号の出力が開始され当該パルス信号による処理が実行された後、第2タイミング生成手段が入力信号のサンプリングを開始する前に、タイミング不一致処理を実行する。このようにパルス信号による任意の処理が一旦実行されると、その後の処理において、パルス信号のエッジタイミングは既知情報から静的に定まらない。そこで、請求項2に記載の発明では、既に出力されているエッジタイミングと、これから生成しようとするサンプリングタイミングとの時間的関係が不明な状態から、動的なタイミング不一致処理を実行する。また、ここで開始する前とは例えばμsオーダーの時間をいい、現実的には、限りなく開始と同時にに近い意味である。請求項3~5に記載の発明は、請求項2に記載の動的なタイミング不一致処理を具体的に示す。請求項3に記載の発明では、第1タイミング生成手段が出力するタイマ値を入力信号のサンプリングタイミングに対応して所定の値に書き換える。ここで、所定の値は、例えばパルス周期の1/4に相当する時間差値である。これにより、入力信号のサンプリング開始と同時に、パルス信号は、エッジタイミングがサンプリングタイミングに対しパルス周期の1/4周期分進んだ信号として書き換えられる。すなわち、サンプリングタイミングは、パルス信号のある立ち上がりタイミングと次の立ち下がりタイミングとの間のタイミング、あるいはある立ち下がりタイミングと次の立ち上がりタイミングとの間のタイミングに生成されることとなる。この処理を書き換え型処理という。書き換え型処理では、第2タイミング生成手段がそれ自身の生成するタイミングを変更するのでなく、相手方である第1タイミング生成手段のタイミングのみを変更する。また、第1タイミング生成手段のタイミングを変更するとき、第1タイミング生成手段の現在値に関係なく、常に、決まった所定の値に画一的に書き換えるので、演算負荷を軽減することができる。さらに、後述する待機型処理のように入力信号のサンプリング開始が遅れることがないため、迅速な処理が可能である。請求項4に記載の発明では、第2タイミング生成手段は、第1タイミング生成手段が出力するタイマ値が所定の値になるのを待って起動する。ここで、所定の値は、例えば請求項3に記載の所定の値と同じ値、すなわち、パルス周期の1/4に相当する値を採用することができる。これにより、パルス信号のエッジタイミングが所定の値だけずれるのを待って、第2タイミング生成手段は、サンプリングタイミングの生成を開始する。この処理を待機型処理という。待機型処理では、既に出力しているパルス信号を変更することなく、安定したパルス出力を継続させることができる。また、マイコンの演算が簡素となる。請求項5に記載の発明では、第2タイミング生成手段は、第1タイミング生成手段が出力するタイマ値の現在値に基づいて、特定回のサンプリング周期を所定の周期に変更する。ここで、特定回は、例えば起動1回目の周期である。第2タイミング生成手段は、エッジタイミングの現在値を取得し、それに基づいて、サンプリングタイミングの周期を起動1回目のみ特別に変更することで、2回目以降のサンプリングタイミングをエッジタイミングに対してずらす。この処理を周期変更型処理という。周期変更型処理では、第2タイミング生成手段は、第1タイミング生成手段の生成するエッジタイミングの現在値に基づき、特定回のサンプリングタイミングの周期を演算する。既に出力しているパルス信号を変更することがないため、安定したパルス出力を継続させることができる。請求項6に記載の電子制御装置は、第1タイミング生成手段によってパルス信号の出力が開始され当該パルス信号による処理が実行された後、さらに第2タイミング生成手段が入力信号のサンプリングを開始した後に、タイミング不一致処理を実行する。すなわち、動的な処理をするという点で請求項2に記載の発明と同じである。しかし、処理実行時にサンプリングタイミングが既に出力されており、請求項2に記載の発明に対し第1タイミング生成手段と第2タイミング生成手段との役割を逆転させるものである。よって、請求項6に記載の発明は、既に出力されているサンプリングタイミングと、これから改めて生成しようとするエッジタイミングとの時間的関係が不明な状態から、動的なタイミング不一致処理を実行する。ここでも、開始した後とは例えばμsオーダーの時間をいい、現実的には、限りなく開始と同時にに近い意味である。請求項7~9に記載の発明は、それぞれ請求項3~5に記載の発明に対応し、請求項6に記載の動的なタイミング不一致処理を具体的に示す。請求項7に記載の発明では、第2タイミング生成手段が出力するタイマ値をパルス信号のエッジタイミングに対応して所定の値に書き換える。請求項8に記載の発明では、第1タイミング生成手段は、第2タイミング生成手段が出力するタイマ値が所定の値になるのを待って出力する。請求項9に記載の発明では、第1タイミング生成手段は、第2タイミング生成手段が出力するタイマ値の現在値に基づいて、特定回のパルス周期を所定の周期に変更する。これらの発明の技術的特徴は、請求項3~5に記載の発明と同様である。以上、請求項2~9に記載の電子制御装置が動的なタイミング不一致処理を実行するのに対し、請求項10に記載の電子制御装置は、静的なタイミング不一致処理を実行する。すなわち、第1タイミング生成手段および第2タイミング生成手段は、パルス信号のエッジタイミングと入力信号のサンプリングタイミングとを、予め所定の時間ずらして起動される。このように、本発明の電子制御装置は、動的な処理にも静的な処理にも適用することができる。請求項11に記載の電子制御装置は、請求項1に記載の電子制御装置に対し、第2タイミング生成手段が生成するサンプリングタイミングが、入力信号の値を周期的に取得するためのものでなく、入力信号の値を都度取得するためのものである点が異なる。この場合のタイミング不一致処理において、請求項12に記載の発明では、第2タイミング生成手段によってサンプリングタイミングが生成された後、第1タイミング生成手段が出力するタイマ値が所定の値になるのを待って入力信号の値を取得する。ここで、所定の値の考え方は、上述の請求項3または4に準ずる。このように、入力信号のサンプリングが周期的に実行されるのでなく都度実行される場合であっても、パルス出力によって生ずる重畳ノイズの影響を回避する効果は同様に発揮される。自動車等のハンドル操作をアシストするための電動パワーステアリング装置に本発明の電子制御装置以下ECUというを適用した実施形態を図面に基づいて説明する。第1実施形態図1は、電動パワーステアリング装置を備えたステアリングシステムの全体構成を示す。ステアリングシステム90に備えられる電動パワーステアリング装置1は、ハンドル91に接続されたステアリングシャフト92に操舵トルクを検出するためのトルクセンサ94を設置している。ステアリングシャフト92の先端にはピニオンギア96が設けられており、ピニオンギア96はラック軸97に噛み合っている。ラック軸97の両端には、タイロッド等を介して一対の車輪98が回転可能に連結されている。これにより、運転者がハンドル91を回転させると、ハンドル91に接続されたステアリングシャフト92が回転し、ステアリングシャフト92の回転運動は、ピニオンギア96によってラック軸97の直線運動に変換され、ラック軸97の直線運動変位に応じた角度について一対の車輪98が操舵される。電動パワーステアリング装置1は、操舵アシストトルクを発生するモータ80、モータ80の回転を減速してステアリングシャフト92に伝える減速ギア89、及び、モータ駆動装置2を備える。モータ80は3相ブラシレスモータであり、減速ギア89を正逆回転させる。モータ駆動装置2は、ECU10を備える。モータ駆動装置2は、また、モータ80の回転角を検出する回転角センサ85、上述のトルクセンサ94、車速を検出する車速センサ95を含む。この構成により、電動パワーステアリング装置1は、ハンドル91の操舵を補助するための操舵アシストトルクを発生し、ステアリングシャフト92に伝達する。図2にECUのシステム概略図を示す。ECU10は、マイコン11、クロック監視回路31、駆動回路32等を備えている。マイコン11は、上述の回転角センサ85、トルクセンサ94および車速センサ95等から入力した信号に基づいてプログラムを実行し、モータ80を駆動するための駆動回路32を制御する。また、駆動回路32からは、入力信号線22を経由してマイコン11へ入力信号が入力される。また、マイコン11は、動作クロックに同期したパルス信号を、出力信号線21を経由してクロック監視回路31に出力する。クロック監視回路31は、マイコン11から出力されるパルス信号に基づいて、マイコン11の動作クロックが正常であるか否かを監視する。このパルス信号は、高周波デジタル信号である。マイコン11は、プログラムを実行するCPU中央演算処理装置12、CPU12によって実行されるプログラムを記憶するROM13、CPU12による演算結果等を記憶するためのRAM14、入力信号が入力される入力回路17の他、第1タイマ15および第2タイマ16を備えている。これらの構成要素は、バスライン19によって互いに通信されている。第1タイミング生成手段としての第1タイマ15は、クロック監視回路31に出力するパルス信号のパルス周期、すなわち、信号のHI/LOが周期的に切り替わる立ち上がり及び立ち下がりタイミングに相当するエッジタイミングを生成する。第2タイミング生成手段としての第2タイマ16は、入力回路17に入力される入力信号の値を周期的に取得するためのサンプリングタイミングを生成する。ここで、入力信号線22と出力信号線21とは、マイコン11付近で互いに近接して実装されるため、高周波デジタル信号であるパルス信号から入力信号にパルス性ノイズが重畳することが避けられない。図3および図4a、bに示すように、重畳ノイズは、特にパルス信号のエッジタイミングに発生する。なお、図3bおよび図4bでは、入力信号は正弦波信号で例示されているが、これに限らず、入力信号は、どのような波形の信号であってもよい。そして、図4cに示す比較例のように、入力信号のサンプリングタイミングがパルス信号のエッジタイミングに一致する場合、入力信号は、重畳ノイズの影響を強く受けることとなる。一方、図4dに示す本実施形態では、入力信号のサンプリングタイミングがパルス信号のエッジタイミングに一致しないため、重畳ノイズの影響を回避することができる。すなわち、重畳ノイズは、一般的なノイズ源からのノイズとは異なり、タイミングを調整することで影響を回避することが可能である。また、本実施形態では、サンプリング周期Tsはパルス周期Tpの2倍に設定されている。この技術的意義については、第4実施形態のところで対比しつつ説明する。このように、ECU10は、第1タイマ15が生成するパルス信号のエッジタイミングと、第2タイマ16が生成する入力信号のサンプリングタイミングとを意図的にずらす処理を実行する。この処理を、タイミング不一致処理という。次に、第1実施形態のタイミング不一致処理のフローについて、図5のフローチャートを参照して説明する。以下のフローチャートの説明で記号Sはステップを示す。S1では、第1タイマ15を起動してパルス信号の出力を開始する。続くS2では、任意の処理Xが実行される。処理Xは、例えばデバイスの初期化等の処理である。処理X実行後のS31にて、マイコン11は、第1タイマ15のカウンタ値を所定の値Kに書き換えるとともに、S4にて、第2タイマ16が起動開始し、入力信号のサンプリングを開始する。以下、本実施形態の処理を書き換え型処理という。ここで、カウンタ値は、特許請求の範囲に記載のタイマ値と相関のある値である。すなわち、直接タイマ値を書き換えてもよく、カウンタ値を書き換えることによって間接的にタイマ値を書き換えるようにしてもよい。また、値Kは、入力信号のサンプリングタイミングに対しパルス信号のエッジタイミングが先行する時間差値を意味する。言い換えれば、エッジタイミングから値Kに相当する時間が経過した時刻にサンプリングが実行されることとなる。ところで、パルス周期の1周期には、立ち上がり及び立ち下がりの2つのエッジタイミングが含まれるため、エッジタイミングの周期は、パルス周期の半分Tp/2で表される。そこで、値Kを、0でなくK≠0、かつ下式1に示すようにN×Tp/2Nは自然数と異なる値望ましくは、可及的に近似しない値に設定することにより、エッジタイミングとサンプリングタイミングとの一致を回避することができる。K≠±N×Tp/2=±Tp/2,±Tp,±3Tp/2,±2Tp式1具体的には、値Kを、例えば0.25Tpに設定すればよい。あるいは、値Kを、0.25Tpを中間値としつつ、重畳ノイズの影響を受けない範囲で、所定の幅本例では±0.1Tpを持たせ、下式2のように設定することができる。0.15Tp≦K≦0.35Tp式2このフローでは、処理Xが途中S2に実行されることにより、第2タイマ16の起動時に、第1タイマ15のカウンタ値の現在値が静的に定まらない。したがって、第1タイマ15と第2タイマ16との時間的な関係を動的に調整し、エッジタイミングとサンプリングタイミングとの一致を回避する必要がある。これにより、入力信号のサンプリングにおいて、パルス出力によって生ずる重畳ノイズの影響を回避することができる。特に本実施形態の書き換え型処理では、第2タイマ16自身のタイミングを変更するのでなく、相手方である第1タイマ15のタイミングのみを変更する。また、第1タイマ15のタイミングを変更するとき、第1タイマ15の現在値に関係なく、常に、決まった値Kに画一的に書き換えるので、演算負荷を軽減することができる。さらに、後述する待機型処理のように入力信号のサンプリング開始が遅れることがないため、迅速な処理が可能である。第2、第3実施形態タイミング不一致処理の別の形態を第2、第3実施形態として説明する。以下の実施形態において、ECU10のシステム構成図2参照は、第1実施形態と同様である。第1実施形態では、第2タイマ16自身のタイミングを変更せず、相手方である第1タイマ15のタイミングを変更する。それに対し、第2、第3実施形態では、第2タイマ16自身のタイミングを変更することを特徴とする。第2実施形態のタイミング不一致処理のフローについて、図6のフローチャートを参照して説明する。ここで、第1実施形態と実質的に同一のステップには同一のステップ記号を付す。図6に示すように、S1、S2、S4は、第1実施形態図5と実質的に同一であり、処理X実行S2後のS32のみが、第1実施形態のS31に対して異なる。S32にて、マイコン11は、第1タイマ15のカウンタ値が所定の値Kであるか否かを判断する。YESの場合、次のS4に移行し、NOの場合、S32の前に戻り、再度S32の判断を行う。つまり、第1タイマ15のカウンタ値が所定の値Kになるのを待ってS4に移行する。以下、本実施形態の処理を待機型処理という。なお、カウンタ値は、第1実施形態と同様、タイマ値と相関のある値である。待機型処理では、既に出力しているパルス信号を変更することなく、安定したパルス出力を継続させることができる。また、マイコン11の演算が簡素となる。第3実施形態のタイミング不一致処理のフローについて、図7のフローチャートを参照して説明する。ここで、S1、S2、S4は、第1、第2実施形態と実質的に同一であり、処理X実行S2後のS33のみが、第1、第2実施形態に対して異なる。S33にて、マイコン11は、第1タイマ15のカウンタ現在値Vpを取得する。そして、取得した現在値Vpに基づき、第2タイマ16は、エッジタイミングとサンプリングタイミングとをずらすように、特定回のサンプリング周期を変更しつつ起動するS4。特定回のサンプリング周期を変更するとは、例えば起動1回目の周期のみ、サンプリング周期を通常周期に対して特別に変更することをいう。以下、本実施形態の処理を周期変更型処理という。周期変更型処理では、取得したカウンタ現在値Vpに基づく演算により、起動1回目のサンプリングタイミングを決定する。既に出力しているパルス信号を変更することがないため、安定したパルス出力を継続させることができる。第4実施形態次に、パルス周期Tpとサンプリング周期Tsとの関係について説明する。図4cに示すように、第1実施形態では、サンプリング周期Tsはパルス周期Tpの2倍に設定される。Nを自然数とすると、このようにサンプリング周期Tsがパルス周期TpのN倍の場合には、毎回のサンプリングタイミングにおいて、パルス立ち上がりのエッジタイミングとの時間差K値が一定になる。また、サンプリング周期Tsがパルス周期TpのN/2倍の場合であっても、毎回のサンプリングタイミングにおいて、パルス立ち上がりまたは立ち下がりのエッジタイミングとの時間差K値が交互に一定になる。サンプリング周期Tsがパルス周期TpのN/2倍を言い換えると、サンプリング周期Tsがパルス周期の半分Tp/2のN/1倍となる。ここで、N倍をあえてN/1倍というのは、倍数の分母が1であることを強調するためである。倍数の分母が1である場合、上述のように、値Kを1/4Tpすなわち0.25Tpに設定すれば、あるいは0.25Tpを中間値とする所定の範囲の値に設定すれば、毎回のサンプリングタイミングにおいてエッジタイミングとの時間差を略一定に維持し、タイミングの一致を回避することができる。それに対し、図8cに示す比較例、及び図8dに示す第4実施形態では、サンプリング周期Tsは、パルス周期Tpの1.25倍、言い換えれば、パルス周期の半分Tp/2の5/2倍に設定される。すなわち、倍数の分母が2である。この場合、値Kを1/8Tpすなわち0.125Tpに設定すれば、あるいは0.125Tpを中間値とする所定の範囲の値に設定すれば、毎回のサンプリングタイミングにおいて、エッジタイミングとの一致を回避することが可能となる。以上の内容を一般化すると、Qを、Q=N/MN、Mは自然数、かつN/Mは既約分数で表される有理数とすれば、サンプリング周期Tsがパルス周期の半分Tp/2のQ倍の場合、下式3が成り立つことが、エッジタイミングとの一致を回避するための十分条件となる。K=1/4MTp式3つまり、上記実施形態によるタイミング不一致処理は、サンプリング周期Tsがパルス周期Tpの有理数倍に設定される限り、理論的に適用可能である。言い換えれば、上記実施形態によるタイミング不一致処理が適用できない場合とは、サンプリング周期Tsがパルス周期Tpの無理数倍に設定される場合ということになる。しかし、無理数の周期を設定するということは現実的でない。したがって、サンプリング周期Tsおよびパルス周期Tpが変動せず、一定であれば、上記実施形態によるタイミング不一致処理は、実質的にあらゆる場合に適応可能である。以上、複数の実施形態を通じて説明したように、処理Xを実行後、マイコン11から出力されるパルス信号のエッジタイミングについては、第1タイマ15のカウンタ値を調べることにより知ることができる。そして、エッジタイミングとサンプリングタイミングとを動的に調整することは容易であり、マイコン11の処理能力やROM13/RAM14をほとんど圧迫することなく実現可能である。また、新たな回路の追加や信号の平滑化が不要であるため、素子の増加によるコストアップや信号応答性の低下を招くこともない。さらに、出力信号線21と入力信号線22とを分離実装しないので、ECU10の小型化が阻害されることもない。特に、パルス出力がクロック信号のような固定デューティ出力であり、入力信号のサンプリングタイミングもまた第2タイマ16によって周期的に生成される場合には、上記のタイミング不一致処理をシステム起動時に一回だけ行えばよい。したがって、本発明は、マイコン11の定常的な処理能力を抑えつつノイズの影響を低減する手法として極めて有効である。その他の実施形態ア上記第1~第3実施形態は、いずれも、第1タイマ15によりパルス信号の出力を開始し処理Xが実行された後、入力信号をサンプリングするための第2タイマ16を起動する場面でのタイミング不一致処理を示している図5~7参照。すなわち、第2タイマ16を主体とし、先行する第1タイマ15が生成するエッジタイミングに対し、遅れて起動する第2タイマ16が実行する処理を対象としている。これに対し、他の実施形態では、第1タイマ15を主体とし、既に作動中の第2タイマ16のサンプリングタイミングに応じて第1タイマ15が同様のタイミング不一致処理を実行することとしてもよい。具体的には、第1~第3実施形態に対応して、下記の第1~第3変形例のタイミング不一致処理を挙げることができる。第1変形例第2タイマ16が出力するカウンタ値をパルス信号のエッジタイミングに対応して所定の値に書き換える書き換え型処理。第2変形例第1タイマ15は、第2タイマ16が出力するカウンタ値が所定の値になるのを待って出力する待機型処理。第3変形例第1タイマ15は、第2タイマ16が出力するカウンタ現在値に基づいて、特定回のパルス出力例えば、起動1回目の周期を所定の周期に変更する周期変更型処理。イ上記実施形態における処理Xを実行しない場合には、第1タイマ15および第2タイマ16は、パルス信号のエッジタイミングと入力信号のサンプリングタイミングとを予め所定の時間ずらして起動されてもよい。この場合、パルス信号のエッジタイミングと入力信号のサンプリングタイミングとは静的に調整される。ウパルス出力信号は、上記実施形態で例示したクロック監視に用いられる信号に限らず、例えば、他のECUとの通信等に用いられる信号等でもよい。エ入力信号は、ECU10の内部上記実施形態では駆動回路32から入力される場合に限らず、ECU10の外部から入力されてもよい。オ第1タイミング生成手段および第2タイミング生成手段は、必ずしも第1タイマ15および第2タイマ16のように物理的に独立した2つのタイマ素子で構成される必要はない。2つのタイミング生成手段の機能を1つのタイマ素子が兼ね備えてもよい。また、CPU12がタイミング生成手段として機能してもよい。カ上記実施形態では、入力信号のサンプリングは周期的に実行された。この場合、サンプリングの開始時にタイミング不一致処理を一度実行すれば、パルス出力が一定のパルス周期Tpで継続される限り、重畳ノイズを回避し続けることとなった。これに対し、入力信号のサンプリングが周期的でなく、都度実行されてもかまわない。この場合、第2タイマ16は、サンプリングの都度、タイミング不一致処理を実行する。具体例としては、第2タイマ16によってサンプリングタイミングが生成された後、第1タイマ15が出力するカウンタ値が所定の値になるのを待って入力信号の値を取得する。このように、入力信号のサンプリングが都度実行される場合であっても、パルス出力によって生ずる重畳ノイズの影響を回避する効果は同様に発揮される。キ本発明の電子制御装置は、電動パワーステアリング装置の他、例えば、VGRSギア比可変ステアリング、ARSアクティブリアステアリング等、様々な用途に適用することができる。以上、本発明はこのような実施形態に限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において、種々の形態で実施することができる。"