"信号振幅を調整する手段に対して制御信号を出力する制御回路であって、複数の参照電圧を発生する電圧発生器と、外部から入力される制御電圧と前記参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器群とを備え、振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器群として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第1制御信号を出力する第1の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第2の制御信号を出力する第2の差動増幅器グループとを備え、前記電圧発生器は、前記複数の参照電圧を前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループに交互に1つずつ入力し、前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも1つずつの差動増幅器を備え、各差動増幅器は、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とする第1の単位差動増幅器と、この第1の単位差動増幅器の出力信号を入力とするエミッタフォロアと、このエミッタフォロアの出力信号を入力とする第2の単位差動増幅器とから構成され、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧を正弦波または余弦波に類似する前記制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とする制御回路。請求項1に記載の制御回路において、前記電圧発生器は、NNは2以上の整数個の前記参照電圧を生成し、前記第1の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数と前記第2の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数との総和は、Nであることを特徴とする制御回路。請求項1または2に記載の制御回路において、前記第1の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器の出力は逆相で接続され、前記第2の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器の出力は逆相で接続されることを特徴とする制御回路。請求項1乃至3のいずれか1項に記載の制御回路において、前記参照電圧Vmと1つおきの前記参照電圧Vnとは、前記第1の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器または前記第2の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器に入力されることを特徴とする制御回路。入力信号から同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とを生成する90°分配器と、同相信号側の第1の制御信号に応じて前記同相信号の振幅を変化させて出力する第1の四象限乗算器と、直交信号側の第2の制御信号に応じて前記直交信号の振幅を変化させて出力する第2の四象限乗算器と、前記第1、第2の四象限乗算器から出力される同相信号と直交信号とを合成して出力する合成器と、請求項1乃至4のいずれか1項に記載の制御回路とを備えることを特徴とする位相変調器。請求項5記載の位相変調器において、前記90°分配器は、多段のポリフェーズフィルタで構成されることを特徴とする位相変調器。従来の位相変調器は、制御電圧の周波数が低い例えばMHz程度以下ことを前提に設計されており、無線通信、光通信、計測器において高周波帯域にて位相制御を行う用途には対応できないという問題点があった。例えば、無線通信にてフェーズアレイアンテナや周波数シンセサイザを高速に切り替える場合や、計測器にて高速で位相が変化する任意信号を発生させたい場合などには、制御電圧の帯域が不足することにより、十分に高速な位相変調動作をさせることができない。本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、GHzオーダーの高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路を実現することにより、従来構成では難しかった高周波帯域の位相制御が可能な移相器、すなわち位相変調器を提供することを目的とする。特に、単一の制御電圧により高周波の位相変調が可能な位相変調器を提供することを目的とする。本発明は、信号振幅を調整する手段に対して制御信号を出力する制御回路であって、複数の参照電圧を発生する電圧発生器と、外部から入力される制御電圧と前記参照電圧との差信号を制御信号として出力する差動増幅器群とを備え、振幅調整の対象となる信号として同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とが存在する場合に、前記差動増幅器群として、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし同相信号側の第1制御信号を出力する第1の差動増幅器グループと、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とし直交信号側の第2の制御信号を出力する第2の差動増幅器グループとを備え、前記電圧発生器は、前記複数の参照電圧を前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループに交互に1つずつ入力し、前記第1の差動増幅器グループと前記第2の差動増幅器グループとは、それぞれ少なくとも1つずつの差動増幅器を備え、各差動増幅器は、前記制御電圧と前記参照電圧とを入力とする第1の単位差動増幅器と、この第1の単位差動増幅器の出力信号を入力とするエミッタフォロアと、このエミッタフォロアの出力信号を入力とする第2の単位差動増幅器とから構成され、前記制御電圧が前記参照電圧の近傍にあるときに、前記制御電圧を正弦波または余弦波に類似する前記制御信号へ変換するアナログ演算を行うことを特徴とするものである。また、本発明の制御回路の1構成例において、前記電圧発生器は、NNは2以上の整数個の前記参照電圧を生成し、前記第1の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数と前記第2の差動増幅器グループに含まれる差動増幅器の個数との総和は、Nであることを特徴とするものである。また、本発明の制御回路の1構成例において、前記第1の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器の出力は逆相で接続され、前記第2の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器の出力は逆相で接続されることを特徴とするものである。また、本発明の制御回路の1構成例において、前記参照電圧Vmと1つおきの前記参照電圧Vnとは、前記第1の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器または前記第2の差動増幅器グループに含まれる隣接する2つの差動増幅器に入力されることを特徴とするものである。また、本発明の位相変調器は、入力信号から同相信号とこの同相信号に対して位相が90°ずれた直交信号とを生成する90°分配器と、同相信号側の第1の制御信号に応じて前記同相信号の振幅を変化させて出力する第1の四象限乗算器と、直交信号側の第2の制御信号に応じて前記直交信号の振幅を変化させて出力する第2の四象限乗算器と、前記第1、第2の四象限乗算器から出力される同相信号と直交信号とを合成して出力する合成器と、制御回路とを備えることを特徴とするものである。また、本発明の位相変調器の1構成例において、前記90°分配器は、多段のポリフェーズフィルタで構成されることを特徴とするものである。従来の位相変調器では、制御回路を構成する差動増幅器に十分な駆動力がないため、GHzオーダーの高周波にて位相制御を行う用途には対応できなかった。これに対して、本発明では、第1、第2の単位差動増幅器の間にエミッタフォロアを挿入して駆動力を高めた差動増幅器を用いて制御回路を構成するので、制御電圧の帯域不足を解消することができ、GHzオーダーの高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路を実現することができる。したがって、本発明の制御回路を位相変調器に適用すれば、単一の制御電圧により高周波の位相変調が可能な位相変調器を実現することができる。また、本発明では、縦続接続による位相変調器であっても、後段の位相変調器の広帯域動作を担保することができるので、位相変調器の変調度を高くすることができる。[第1の実施の形態]以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図1A、図1Bは本発明の第1の実施の形態に係る位相変調器における差動増幅器対の構成要素となる差動増幅器の回路構成を示す図である。本実施の形態においても位相変調器の構成は図14に示したとおりであり、制御回路4の構成は図16に示したとおりであるので、図14、図16の符号を用いて説明する。図1Aは差動増幅器440I,442I,444Iの構成を示しており、図1Bは差動増幅器441I,443Iの構成を示している。図1Aの差動増幅器は、ベースに制御電圧VCLSが入力されるトランジスタ100と、ベースに参照電圧Vmが入力されるトランジスタ101と、一端に電源電圧VEEが与えられる定電流源102と、一端に電源電圧VCCが与えられ、他端がトランジスタ100のコレクタに接続される負荷抵抗103と、一端に電源電圧VCCが与えられ、他端がトランジスタ101のコレクタに接続される負荷抵抗104と、一端がトランジスタ100のエミッタに接続され、他端が定電流源102の他端に接続されるエミッタ抵抗105と、一端がトランジスタ101のエミッタに接続され、他端が定電流源102の他端に接続されるエミッタ抵抗106と、ベースがトランジスタ101のコレクタと負荷抵抗104との接続点に接続され、コレクタに電源電圧VCCが与えられるトランジスタ107と、ベースがトランジスタ100のコレクタと負荷抵抗103との接続点に接続され、コレクタに電源電圧VCCが与えられるトランジスタ108と、ベースおよびコレクタがトランジスタ107のエミッタに接続されたトランジスタ109と、ベースおよびコレクタがトランジスタ108のエミッタに接続されたトランジスタ110と、一端に電源電圧VEEが与えられ、他端がトランジスタ109のエミッタに接続された定電流源111と、一端に電源電圧VEEが与えられ、他端がトランジスタ110のエミッタに接続された定電流源112と、ベースがトランジスタ108のエミッタとトランジスタ110のベースおよびコレクタとの接続点に接続されたトランジスタ113と、ベースがトランジスタ107のエミッタとトランジスタ109のベースおよびコレクタとの接続点に接続されたトランジスタ114と、一端に電源電圧VEEが与えられる定電流源115と、一端に電源電圧VCCが与えられ、他端がトランジスタ113のコレクタに接続される負荷抵抗116と、一端に電源電圧VCCが与えられ、他端がトランジスタ114のコレクタに接続される負荷抵抗117と、一端がトランジスタ113のエミッタに接続され、他端が定電流源115の他端に接続されるエミッタ抵抗118と、一端がトランジスタ114のエミッタに接続され、他端が定電流源115の他端に接続されるエミッタ抵抗119とから構成される。制御信号CIは、トランジスタ113のコレクタと負荷抵抗116との接続点から出力され、制御信号バーCIは、トランジスタ114のコレクタと負荷抵抗117との接続点から出力される。トランジスタ100,101と定電流源102と負荷抵抗103,104とエミッタ抵抗105,106とは、制御電圧VCLSと参照電圧Vmとを入力とするエミッタ結合形式の第1の単位差動増幅器を構成している。トランジスタ107,108,109,110と定電流源111,112とは、第1の単位差動増幅器から出力される差動出力信号を入力とするエミッタフォロアを構成している。トランジスタ113,114と定電流源115と負荷抵抗116,117とエミッタ抵抗118,119とは、エミッタフォロアから出力される差動出力信号を入力とするエミッタ結合形式の第2の単位差動増幅器を構成している。本実施の形態では、駆動力が大きく高速性に優れるエミッタフォロアを第1、第2の単位差動増幅器の間に挿入することにより、図17Aに示した従来の差動増幅器と比較して高周波帯域の信号を扱うことが可能となる。図1Bの差動増幅器は、図1Aと同様の構成であり、トランジスタ200,201,207,208,209,210,213,214と、定電流源202,211,212,215と、負荷抵抗203,204,216,217と、エミッタ抵抗205,206,218,219とから構成される。トランジスタ200,201と定電流源202と負荷抵抗203,204とエミッタ抵抗205,206とは、制御電圧VCLSと参照電圧VnVnはVmに対して1つおきの関係にある参照電圧とを入力とするエミッタ結合形式の第1の単位差動増幅器を構成している。トランジスタ207,208,209,210と定電流源211,212とは、第1の単位差動増幅器から出力される差動出力信号を入力とするエミッタフォロアを構成している。トランジスタ213,214と定電流源215と負荷抵抗216,217とエミッタ抵抗218,219とは、エミッタフォロアから出力される差動出力信号を入力とするエミッタ結合形式の第2の単位差動増幅器を構成している。図1Aとの違いは、参照電圧Vmの代わりに参照電圧Vnが入力されることと、出力が逆相になっていることである。つまり、制御信号CIは、トランジスタ214のコレクタと負荷抵抗217との接続点から出力され、制御信号バーCIは、トランジスタ213のコレクタと負荷抵抗216との接続点から出力される。図2A、図2Bは差動増幅器対401Iの回路構成とその動作を示す図であり、図2Aは差動増幅器対401Iの記号を示す図、図2Bは図2Aの差動増幅器対401Iの入出力特性VC-CI特性を示す図である。差動増幅器対401Iを構成する一方の差動増幅器440Iの構成は図1Aに示したとおりであり、他方の差動増幅器441Iの構成は図1Bに示したとおりである。上記のとおり、2つの差動増幅器440I,441Iの出力は逆相で接続される。制御電圧VCLSが参照電圧Vm,Vnよりも十分に大きい領域では2つの差動増幅器440I,441Iが両方ともオンとなり、制御信号CIは電圧VHの近傍に収束する。制御電圧VCLSが参照電圧Vm,Vnよりも十分に小さい領域では2つの差動増幅器440I,441Iが両方ともオフとなり、制御信号CIは電圧VHの近傍に収束する。制御電圧VCLSが参照電圧VmとVnの中間電圧となったときには、制御信号CIは最小電圧VLとなる。制御電圧VCLSが参照電圧Vmに近い領域では差動増幅器440Iがオフとなり差動増幅器441Iがオンとなるので、制御信号CIはVHとVLの中間的なレベルとなる。制御電圧VCLSが参照電圧Vnに近い領域では差動増幅器440Iがオンとなり差動増幅器441Iがオフとなるので、制御信号CIはVHとVLの中間的なレベルとなる。2つの差動増幅器440I,441Iは同一に製造されるので、差動増幅器対401Iの入出力特性は下に凸または上に凸の左右対称の形状となる。本実施の形態では、制御電圧VCLSを参照電圧Vmの近傍の値または参照電圧Vnの近傍の値にして、VHとVLの中間的なレベルを利用する。図3A、図3B、図3Cは差動増幅器対401Iの動作の参照電圧間隔依存性を示す図であり、図3Aは参照電圧VmとVnとの差が定数VTVT=kT/q=26mVであり、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、qは電子の電荷と比較して十分に大きい場合|Vm-Vn|>>8VTの差動増幅器対401Iの入出力特性を示す図、図3Bは参照電圧VmとVnとの差が定数VTの8倍程度である場合|Vm-Vn|≒8VTの差動増幅器対401Iの入出力特性を示す図、図3Cは参照電圧VmとVnとの差が定数VTと比較して十分に小さい場合|Vm-Vn|<<8VTの差動増幅器対401Iの入出力特性を示す図である。制御電圧VCLSが参照電圧VmとVnの中間電圧となったときに制御信号CIは最小となるが、参照電圧VmとVnの電圧差と定数VTとの大小関係によりその振る舞いは変化する。参照電圧VmとVnとの差が定数VTと比較して十分に大きい場合には、制御信号CIは、図3Aに示すように広い制御電圧VCLSの範囲で最小電圧VLに張り付く。反対に、参照電圧VmとVnとの差が定数VTと比較して十分に小さい場合には、図3Cに示すように制御電圧VCLSが参照電圧VmとVnの中間電圧となったときに制御信号CIは最小となるが、制御信号CIの電圧値はVLまで下がらない。参照電圧VmとVnとの電圧差と、定数VTとの関係を適切に例えば、参照電圧VmとVnとの電圧差を定数VTの8倍程度に選択すると、図3Bに示すように制御電圧VCLSが参照電圧VmとVnの中間電圧となったときに、制御信号CIは最小電圧VL近傍まで下がり、かつ余弦波形または正弦波形に似た極小値を持つことになる。このように、参照電圧VmとVnとの電圧差と、定数VTとの関係を適切に選択すると、制御電圧VCLSに対する制御信号CIの変化の特性をcosVCLSまたはsinVCLSに類似させることができる。さらに、制御電圧VCLSの変化に対して制御信号CIが大きく変化しており、雑音の影響を受けにくいことから、制御信号CIは制御信号として適している。参照電圧VmとVnとの電圧差が定数VTの2倍未満または定数VTの12倍よりも大きいときには、制御信号CIは余弦波形、正弦波形から外れた波形になる。このように、制御信号CIを余弦波形、正弦波形に類似した波形にするには、参照電圧VmとVnの電圧差を定数VTの2倍以上12倍以下程度に設定すると有効である。なお、図1~図3では、制御信号CIを演算する構成について説明しているが、制御信号CQを演算する構成も同様である。すなわち、差動増幅器440Q,442Q,444Qの場合には図1Aの構成においてCI,バーCIをCQ,バーCQとすればよく、差動増幅器441Q,443Qの場合には図1Bに示した構成においてCI,バーCIをCQ,バーCQとすればよい。図4は制御回路4の入出力特性を示す図である。まず、参照電圧Vmとして電圧V9が入力され、参照電圧Vnとして電圧V7が入力される差動増幅器対401Iに注目して動作を説明する。制御電圧VCLSが電圧V6よりも大きく、電圧V10よりも小さい領域では、制御信号CIは図3Bと同様な特性となっている。すなわち、電圧V6を位相の基準0°と考えると、制御信号CIのレベルは擬似的に、VCLS=V6においてcos0°、VCLS=Vn=V7においてcos90°、VCLS=V8においてcos180°、VCLS=Vm=V9においてcos270°と理解することができる。図3Bによれば、cos0°の電圧値はVH、cos180°の電圧値はVL、cos90°、cos270°の電圧値はVHとVLの中間の値である。本実施の形態では、図4に示すようにVHを1、VLを-1、VHとVLの中間の値を0としている。さらに、参照電圧Vmとして電圧V5が入力され、参照電圧Vnとして電圧V3が入力される差動増幅器対402Iに注目して動作を説明する。制御電圧VCLSが電圧V2よりも大きく、電圧V6よりも小さい領域では、制御信号CIは図3Bと同様な特性となっている。すなわち、電圧V2を位相の基準0°と考えると、制御信号CIのレベルは擬似的に、VCLS=V2においてcos0°、VCLS=Vn=V3においてcos90°、VCLS=V4においてcos180°、VCLS=Vm=V5においてcos270°と理解することができる。以上説明した2つの差動増幅器対401I,402Iにより、制御電圧VCLSが電圧V2からV10の領域で720°分に相当する疑似的な余弦波形が得られることが分かる。さらに、電圧V1が入力される差動増幅器444Iが設けられることにより、制御信号CIは電圧V1においてcos270°に相当する値となる。2つの差動増幅器対401I,402Iと差動増幅器444Iとを合わせると、制御電圧VCLSが電圧V1からV10の領域で810°分に相当する疑似的な余弦波形が得られることになる。次に、参照電圧Vmとして電圧V10が入力され、参照電圧Vnとして電圧V8が入力される差動増幅器対401Qに注目して動作を説明する。制御電圧VCLSが電圧V7よりも大きい領域では、制御信号CQは図3Bの制御信号CIと同様な特性となっている。90°基準をずらして考えて、V6を位相の基準0°と考えると、制御信号CQのレベルは擬似的に、VCLS=V6においてsin0°、VCLS=V7においてsin90°、VCLS=Vn=V8においてsin180°、VCLS=V9においてsin270°と理解することができる。さらに、参照電圧Vmとして電圧V6が入力され、参照電圧Vnとして電圧V4が入力される差動増幅器対402Qに注目して動作を説明する。制御電圧VCLSが電圧V3よりも大きく、電圧V7よりも小さい領域では、制御信号CQは図3Bの制御信号CIと同様な特性となっている。90°基準をずらして考えて、V2を位相の基準0°と考えると、制御信号CQのレベルは擬似的に、VCLS=V2においてsin0°、VCLS=V3においてsin90°、VCLS=Vn=V4においてsin180°、VCLS=V5においてsin270°と理解することができる。以上説明した2つの差動増幅器対401Q,402Qにより、制御電圧VCLSが電圧V2からV10の領域で720°分に相当する疑似的な正弦波形が得られることが分かる。さらに、電圧V2が入力される差動増幅器444Qが設けられることにより、制御信号CQはVCLS=V2においてsin0°、VCLS=V1においてsin270°に相当する値となる。2つの差動増幅器対401Q,402Qと差動増幅器444Qとを合わせると、制御電圧VCLSが電圧V1からV10の領域で810°分に相当する疑似的な正弦波形が得られることになる。このように、制御回路4は、制御電圧VCLSから、制御信号CI=cosVCLS、CQ=sinVCLSへの変換をリアルタイムで行うアナログ演算回路となっている。同相信号側の制御信号CIと直交信号側の制御信号CQを同時に得ることができるのは、制御回路4内の電圧発生器400Ib,400Qbが発生する複数の参照電圧を、同相信号側の演算を行う差動増幅器対と直交信号側の演算を行う差動増幅器対に交互に入力するからである。例えば図16の例では、電圧V9,V7,V5,V3,V1を同相信号側の演算に使用し、電圧V10,V8,V6,V4,V2を直交信号側の演算に使用している。図5は本実施の形態の位相変調器の移相特性を示す図である。横軸は制御電圧VCLS、縦軸はVCLS=V1を基準にした場合の出力信号VOUTの移相量である。50は制御回路4が理想的な余弦波、正弦波を発生すると仮定した場合の位相変調器の移相特性を示し、51は実際の移相特性を示している。制御回路4が理想的な余弦波、正弦波を発生する場合、VCLS=V1で0度の移相量となり、VCLS=V10で810度の移相量となる直線的な移相特性となる。しかしながら、現実の制御回路4は、理想的な余弦波、正弦波を発生するものではなく、余弦波、正弦波の特性に近い特性擬似正弦波、擬似余弦波を発生するので、移相特性は理想的な直線にはならない。現実の移相特性の形状は、擬似余弦波の理想的な余弦波に対する振幅歪み、擬似正弦波の理想的な正弦波に対する振幅歪みや、90°分配器1の分配誤差振幅ばらつき、位相ばらつき等によって影響を受ける。まず、90°分配器1の分配誤差よりも擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みの方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合を考える。振幅歪みは180度周期で理想からのずれとして現れるが、擬似余弦波にて180度毎に現れ、擬似正弦波にて180度毎に現れる。擬似余弦波と擬似正弦波には90度相当の差があるので、結果として出力には90度周期の位相誤差として現れる。図5の51で示した移相特性は、このような振幅歪みが支配的な場合の移相特性の例を表わしている。次に、擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも90°分配器1の分配誤差の方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合を考える。90°分配器1の分配誤差は180度周期であるので、結果として出力には180度周期の位相誤差として現れる。図6は擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも90°分配器1の分配誤差の方が移相特性に大きな影響を与える場合の位相変調器の移相特性を示す図である。60は理想的な移相特性を示し、61は実際の移相特性を示している。以上のように、本実施の形態では、第1、第2の単位差動増幅器の間にエミッタフォロアを挿入して駆動力を高めた差動増幅器を用いて制御回路4を構成するので、制御電圧VCの帯域不足を解消することができ、GHzオーダーの高周波にて位相制御を行う用途に対応可能な制御回路4を実現することができる。したがって、本実施の形態の制御回路4を図14に示した位相変調器に適用すれば、単一の制御電圧VCにより高周波の位相変調が可能な位相変調器を実現することができる。このように、本実施の形態の位相変調器では、単一の制御信号により高周波の位相変調が可能であるが、制御回路4の出力に振幅歪みが存在する場合や、90°分配器1に分配誤差が存在する場合には、移相特性の線形性が悪化する。[第2の実施の形態]次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。図7は本発明の第2の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図である。本実施の形態の位相変調器は、90°分配器1-1,1-2と、四象限乗算器2I-1,2Q-1,2I-2,2Q-2と、合成器3-1,3-2と、制御回路4-1,4-2と、相殺回路5とから構成される。本実施の形態は、90°分配器1-1と四象限乗算器2I-1,2Q-1と合成器3-1と制御回路4-1とからなる第1の位相変調器と、90°分配器1-2と四象限乗算器2I-2,2Q-2と合成器3-2と制御回路4-2とからなる第2の位相変調器とを縦続接続した構成になっている。90°分配器1-1,1-2は第1の実施の形態の90°分配器1と同一であり、四象限乗算器2I-1,2Q-1,2I-2,2Q-2は第1の実施の形態の四象限乗算器2I,2Qと同一であり、合成器3-1,3-2は第1の実施の形態の合成器3と同一であり、制御回路4-1,4-2は第1の実施の形態の制御回路4と同一である。したがって、これら構成要素の説明は省略する。すでに述べたように、第1の実施の形態では、位相変調器の移相特性の誤差は90度または180度の周期で現れる。そこで、第1の実施の形態で説明した位相変調器を2つ用意し、これらの位相変調器を縦続接続し、移相特性の誤差の周期を相殺する2つの制御電圧VC1,VC2を発生する相殺回路5を設ける。相殺回路5は、単一の制御電圧VCから制御電圧VC1,VC2を生成して制御回路4-1,4-2に入力する。このとき、相殺回路5は、予め定められた動作特性により制御電圧VC1,VC2の電圧レベルを調整したり、予め定められた動作特性により制御電圧VC1,VC2間のタイミングを調整したりすることで、位相変調器の2つの移相特性の誤差を相殺する。つまり、90°分配器1-1と四象限乗算器2I-1,2Q-1と合成器3-1と制御回路4-1とからなる第1の位相変調器の移相特性と、90°分配器1-2と四象限乗算器2I-2,2Q-2と合成器3-2と制御回路4-2とからなる第2の位相変調器の移相特性との間には、45度または90度に相当するずれが存在するので、制御電圧VC1,VC2の電圧レベルを調整したり、制御電圧VC1,VC2間のタイミングを調整したりすることで、これら2つの移相特性の誤差を相殺することができる。制御電圧VC1,VC2の調整は、電圧レベルのみを調整してもよいし、タイミングのみを調整してもよいし、これら2つの調整を同時に実施してもよい。以上の構成により、本実施の形態では、単一の制御電圧VCにより高周波の位相変調が可能であり、かつ、制御回路4-1,4-2の出力に振幅歪みが存在する場合や、90°分配器1-1,1-2に分配誤差が存在する場合でも、移相特性の線形性の悪化を抑圧することができる。[第3の実施の形態]次に、本発明の第3の実施の形態について説明する。図8は本発明の第3の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図であり、図7と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の位相変調器は、90°分配器1-1,1-2と、四象限乗算器2I-1,2Q-1,2I-2,2Q-2と、合成器3-1,3-2と、制御回路4-1,4-2と、レベルシフト回路6とから構成される。本実施の形態は、第2の実施の形態の相殺回路5の具体例としてレベルシフト回路6を用いるものである。制御回路4-1には、制御電圧VCが制御電圧VC1としてそのまま入力される。レベルシフト回路6は、入力される制御電圧VCの高周波特性は維持しながら、制御電圧VCの直流成分のみ電圧レベルをシフトさせて制御電圧VC2として出力する機能を有する。例えば、図5で説明したように制御回路4が発生する擬似余弦波および擬似正弦波に振幅歪みが存在する場合、第1の実施の形態の位相変調器の移相特性は90度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧VCではVn1-Vnの電圧レベル、すなわち参照電圧の間隔に相当する。そこで、90°分配器1-1,1-2の分配誤差よりも制御回路4-1,4-2が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みの方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、レベルシフト回路6は、制御電圧VC1とVC2の電圧レベル差がVn1-Vnの1/2に相当する値になるように制御電圧VC2の電圧レベルをシフトさせればよい。図9は本実施の形態の位相変調器の移相特性を示す図である。90°分配器1-1と四象限乗算器2I-1,2Q-1と合成器3-1と制御回路4-1とからなる第1の位相変調器の移相特性は図9の90で表わされる90度周期の位相誤差を持ち、90°分配器1-2と四象限乗算器2I-2,2Q-2と合成器3-2と制御回路4-2とからなる第2の位相変調器の移相特性は図9の91で表わされる90度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、レベルシフト回路6を設け、制御電圧VC1とVC2の電圧レベル差をVn1-Vnの1/2に相当する値にすることにより、2つの移相特性が45度に相当するずれを持つことになるので、2つの移相特性を相殺することができ、位相変調器のトータルの移相特性として図9の92で示す直線の移相特性を実現することができる。また、図6で説明したように90°分配器1に分配誤差が存在する場合、第1の実施の形態の位相変調器の移相特性は180度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧VCではVn2-Vnの電圧レベル、すなわち参照電圧の間隔の2倍の電圧レベルに相当する。そこで、制御回路4-1,4-2が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも90°分配器1-1,1-2の分配誤差の方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、レベルシフト回路6は、制御電圧VC1とVC2の電圧レベル差がVn2-Vnの1/2に相当する値になるように制御電圧VC2の電圧レベルをシフトさせればよい。図10は本実施の形態の位相変調器の別の移相特性を示す図である。90°分配器1-1と四象限乗算器2I-1,2Q-1と合成器3-1と制御回路4-1とからなる第1の位相変調器の移相特性は図10の120で表わされる180度周期の位相誤差を持ち、90°分配器1-2と四象限乗算器2I-2,2Q-2と合成器3-2と制御回路4-2とからなる第2の位相変調器の移相特性は図10の121で表わされる180度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、レベルシフト回路6を設け、制御電圧VC1とVC2の電圧レベル差をVn2-Vnの1/2に相当する値にすることにより、2つの移相特性が90度に相当するずれを持つことになるので、2つの移相特性を相殺することができ、位相変調器のトータルの移相特性として図10の122で示す直線の移相特性を実現することができる。以上の構成により、本実施の形態では、単一の制御電圧VCにより高周波の位相変調が可能であり、かつ、制御回路4-1,4-2の出力に振幅歪みが存在する場合や、90°分配器1-1,1-2に分配誤差が存在する場合でも、移相特性の線形性の悪化を抑圧することができる。[第4の実施の形態]次に、本発明の第4の実施の形態について説明する。図11は本発明の第4の実施の形態に係る位相変調器の構成を示すブロック図であり、図7、図8と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の位相変調器は、90°分配器1-1,1-2と、四象限乗算器2I-1,2Q-1,2I-2,2Q-2と、合成器3-1,3-2と、制御回路4-1,4-2と、遅延回路7とから構成される。本実施の形態は、第2の実施の形態の相殺回路5の具体例として遅延回路7を用いるものである。制御回路4-1には、制御電圧VCが制御電圧VC1としてそのまま入力される。遅延回路7は、入力される制御電圧VCの高周波特性は維持しながら、制御電圧VCのタイミングをずらして制御電圧VC2として出力する機能を有する。例えば、図5で説明したように制御回路4が発生する擬似余弦波および擬似正弦波に振幅歪みが存在する場合、第1の実施の形態の位相変調器の移相特性は90度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧VCのタイミングを、入力信号VINで90度の位相に相当するタイミングずらした場合に相当する。そこで、90°分配器1-1,1-2の分配誤差よりも制御回路4-1,4-2が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みの方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、遅延回路7は、制御電圧VC1とVC2のタイミング差が、入力信号VINで45度の位相に相当する値になるように制御電圧VC2のタイミングをずらせばよい。この場合の位相変調器の動作は図9で説明することができる。90°分配器1-1と四象限乗算器2I-1,2Q-1と合成器3-1と制御回路4-1とからなる第1の位相変調器の移相特性は図9の90で表わされる90度周期の位相誤差を持ち、90°分配器1-2と四象限乗算器2I-2,2Q-2と合成器3-2と制御回路4-2とからなる第2の位相変調器の移相特性は図9の91で表わされる90度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、遅延回路7を設け、制御電圧VC1とVC2のタイミング差を、入力信号VINで45度の位相に相当する値にすることにより、2つの移相特性が45度に相当するずれを持つことになるので、位相変調器のトータルの移相特性として図9の92で示す直線の移相特性を実現することができる。また、図6で説明したように90°分配器1に分配誤差が存在する場合、第1の実施の形態の位相変調器の移相特性は180度周期の位相誤差を持つ。この位相誤差は、制御電圧VCのタイミングを、入力信号VINで180度の位相に相当するタイミングずらした場合に相当する。そこで、制御回路4-1,4-2が発生する擬似余弦波および擬似正弦波の振幅歪みよりも90°分配器1-1,1-2の分配誤差の方が位相変調器の移相特性に大きな影響を与える場合、遅延回路7は、制御電圧VC1とVC2のタイミング差が、入力信号VINで90度の位相に相当する値になるように制御電圧VC2のタイミングをずらせばよい。この場合の位相変調器の動作は図10で説明することができる。90°分配器1-1と四象限乗算器2I-1,2Q-1と合成器3-1と制御回路4-1とからなる第1の位相変調器の移相特性は図10の120で表わされる180度周期の位相誤差を持ち、90°分配器1-2と四象限乗算器2I-2,2Q-2と合成器3-2と制御回路4-2とからなる第2の位相変調器の移相特性は図10の121で表わされる180度周期の位相誤差を持つ。本実施の形態では、遅延回路7を設け、制御電圧VC1とVC2のタイミング差を、入力信号VINで90度の位相に相当する値にすることにより、2つの移相特性が90度に相当するずれを持つことになるので、位相変調器のトータルの移相特性として図10の122で示す直線の移相特性を実現することができる。以上の構成により、本実施の形態では、単一の制御電圧VCにより高周波の位相変調が可能であり、かつ、制御回路4-1,4-2の出力に振幅歪みが存在する場合や、90°分配器1-1,1-2に分配誤差が存在する場合でも、移相特性の線形性の悪化を抑圧することができる。[第5の実施の形態]次に、本発明の第5の実施の形態について説明する。図12A、図12Bは本発明の第5の実施の形態に係る位相変調器の90°分配器の構成を示す回路図である。図12Aは第1~第4の実施の形態の90°分配器1,1-1,1-2を1段のポリフェーズフィルタで実現する場合の回路図であり、図12Bは90°分配器1,1-1,1-2を2段のポリフェーズフィルタで実現する場合の回路図である。図12Aに示すポリフェーズフィルタは、一端が入力信号VINの入力端子に接続され、他端が同相信号VINIの出力端子に接続された抵抗300と、一端が入力信号VINの入力端子に接続され、他端が直交信号VINQの出力端子に接続された抵抗301と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続され、他端が同相信号バーVINIの出力端子に接続された抵抗302と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続され、他端が直交信号バーVINQの出力端子に接続された抵抗303と、一端が入力信号VINの入力端子に接続され、他端が直交信号VINQの出力端子に接続された容量304と、一端が入力信号VINの入力端子に接続され、他端が同相信号バーVINIの出力端子に接続された容量305と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続され、他端が直交信号バーVINQの出力端子に接続された容量306と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続され、他端が同相信号VINIの出力端子に接続された容量307とから構成される。図12Bに示すポリフェーズフィルタは、一端が入力信号VINの入力端子に接続された抵抗308,309と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続された抵抗310,311と、一端が抵抗308の他端に接続され、他端が同相信号VINIの出力端子に接続された抵抗312と、一端が抵抗309の他端に接続され、他端が直交信号VINQの出力端子に接続された抵抗313と、一端が抵抗310の他端に接続され、他端が同相信号バーVINIの出力端子に接続された抵抗314と、一端が抵抗311の他端に接続され、他端が直交信号バーVINQの出力端子に接続された抵抗315と、一端が入力信号VINの入力端子に接続され、他端が抵抗309,313の接続点に接続された容量316と、一端が入力信号VINの入力端子に接続され、他端が抵抗310,314の接続点に接続された容量317と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続され、他端が抵抗311,315の接続点に接続された容量318と、一端が入力信号バーVINの入力端子に接続され、他端が抵抗308,312の接続点に接続された容量319と、一端が抵抗308,312の接続点に接続され、他端が直交信号VINQの出力端子に接続された容量320と、一端が抵抗309,313の接続点に接続され、他端が同相信号バーVINIの出力端子に接続された容量321と、一端が抵抗310,314の接続点に接続され、他端が直交信号バーVINQの出力端子に接続された容量322と、一端が抵抗311,315の接続点に接続され、他端が同相信号VINIの出力端子に接続された容量323とから構成される。図12A、図12Bに示したポリフェーズフィルタを第1の実施の形態の90°分配器1に適用してもよいが、第2~第4の実施の形態の90°分配器1-1,1-2に適用すると、より効果的である。第2~第4の実施の形態では、位相変調器を縦続接続するので、後段の第2の位相変調器には前段の第1の位相変調器によって位相変調された信号が入力される。したがって、第2の位相変調器の各構成要素は広帯域での動作が担保されている必要がある。90°分配器1,1-1,1-2は、利用する回路構成により広帯域性に大きく差が生じる。ポリフェーズフィルタは広帯域性に優れた90度分配を実現することができるが、前段の第1の位相変調器の変調度が大きい場合には、1段のポリフェーズフィルタでは必要な帯域をカバーできないケースが生じる。そこで、図12Aに示した1段のポリフェーズフィルタでは必要な帯域をカバーできない場合には、図12Bに示すように90°分配器1-1,1-2として多段のポリフェーズフィルタを使用すればよい。図13は1段、2段、3段、4段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示す図である。横軸は周波数、縦軸は位相である。図13の130は1段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示し、131は2段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示し、132は3段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示し、133は4段のポリフェーズフィルタの帯域特性を示している。図13によれば、ポリフェーズフィルタの段数を増やすことにより、90度分配の広帯域性が良好になることが分かる。以上の構成により、本実施の形態では、縦続接続による位相変調器であっても、後段の位相変調器の広帯域動作を担保することができるので、位相変調器の変調度を高くすることができる。"