"高周波信号を直交復調し、I/Q成分のベースバンド信号に変換する直交復調器と、前記直交復調器から出力されるI/Q成分のベースバンド信号をそれぞれ増幅するベースバンド信号増幅部と、前記増幅されたI/Q成分のベースバンド信号から位相誤差を検出する位相誤差検出部と、前記増幅されたI/Q成分のベースバンド信号から振幅誤差を検出する振幅誤差検出部と、前記ベースバンド信号増幅部から出力されるI/Q成分のベースバンド信号を該ベースバンド信号の周波数成分よりも高い周波数に変換し、前記検出した位相誤差および振幅誤差に基づいてベクトル補正するアップコンバージョン乗算器と、前記アップコンバージョン乗算器の出力信号レベルに基づいて前記ベースバンド信号増幅部の減衰量を制御する自動利得制御部と、を具備することを特徴とする無線受信装置。しかしながら、ダイレクトコンバージョン方式の受信装置においては、後述するように、直交復調器、ベースバンド部で発生する振幅誤差、位相誤差により、アップコンバージョンミキサ出力にイメージ信号が発生してしまい、このため電力検出部であるIQ検波器出力において誤差が生じるため、適切なAGCの制御を行うことが難しいという問題がある。本発明は、イメージ信号を抑制することで、AGCを適切に動作させることができる無線受信装置を提供することを目的とする。課題を解決する一実施形態は、高周波信号を直交復調し、I/Q成分のベースバンド信号に変換する直交復調器と、前記直交復調器から出力されるI/Q成分のベースバンド信号をそれぞれ増幅するベースバンド信号増幅部と、前記増幅されたI/Q成分のベースバンド信号から位相誤差を検出する位相誤差検出部と、前記増幅されたI/Q成分のベースバンド信号から振幅誤差を検出する振幅誤差検出部と、前記ベースバンド信号増幅部から出力されるI/Q成分のベースバンド信号を該ベースバンド信号の周波数成分よりも高い周波数に変換し、前記検出した位相誤差および振幅誤差に基づいてベクトル補正するアップコンバージョン乗算器と、前記アップコンバージョン乗算器の出力信号レベルに基づいて前記ベースバンド信号増幅部の減衰量を制御する自動利得制御部と、を具備することを特徴とする無線受信装置である。直交変調器、ベースバンド部に直交誤差、振幅誤差があった場合でも、アップコンバージョンミキサ内において振幅補正、位相補正を施すことによって、アップコンバージョン出力においてイメージ信号を抑圧することができ、電力検出部にて誤差が生じないため、適切なAGCを行うことができる。以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図1は、本発明の一実施形態に係る無線受信装置の構成の一例を示すブロック図である。無線受信装置1は、アンテナ11と、この後段に設けられるBPF12と、この後段に設けられるRFアンプ13と、この後段に設けられる直交復調器2と、この後段に設けられるLPF18,19と、この後段に設けられる自動利得制御部3と、この後段に設けられるA/Dコンバータ30,31と、この後段に設けられるディジタル復調処理ベースバンド部32を有している。また、直交復調器2は、局部発信器14から発信信号を与えられる0/90度位相器16と、0/90度位相器16から信号がそれぞれ供給され、RFアンプ13からI相が与えられるミキサ15と、Q相が与えられるミキサ17を有している。また、自動利得制御部3は、I相が与えられる可変利得アンプ20と、Q相が与えられる可変利得アンプ21と、I相およびQ相が与えられるアップコンバージョンミキサ25と、この後段に設けられたIQ検波器22と、この後段に設けられた誤差増幅器23と、この後段に設けられたラグリードフィルタ24を有している。また、アップコンバージョンミキサ25は、局部発信器27に信号が供給される0/90度位相器28と、これに信号がそれぞれ供給されるミキサ26およびミキサ29を有している。この無線受信装置1は、一例として、狭帯域無線ダイレクトコンバージョン方式以下:DC方式と略すの自動利得制御以下:AGCと略す機能高速応答性を向上させる目的で構成された無線受信装置である。この方式の場合、直交復調器2により発生した直交誤差振幅誤差、位相誤差、ベースバンド回路LPF、可変利得アンプにより発生した振幅誤差が、そのままアップコンバージョンミキサの各ミキサ26,29に入力されてしまうため、アップコンバージョンミキサ25の出力には希望波とそのイメージ信号が出力されてしまう。すなわち、アップコンバージョンミキサの出力に、イメージ信号が含まれてしまうため、IQ検波器出力には希望波とイメージ信号の合成電力が現れ、電力検出に誤差が生じ、誤った電力値にてAGCが制御されることとなる。例として、図2に示すように、アンテナ11にRF周波数fmのトーン信号が入力されただしfmは、LPF通過帯域内の周波数とする、アップコンバージョンミキサの周波数をfloとし、位相誤差、振幅誤差があり、イメージ信号が発生した場合のアップコンバージョンミキサの出力スペクトラムと、イメージ信号が発生しない場合の出力スペクトラムが現れる。また、図3は、イメージ信号が発生した場合のIQ検波器出力、イメージ信号が発生しない場合のIQ検波器出力の時間波形を示す。ただし、図2、図3において可変増幅器は変化していないものとする。図3に示すように、イメージ信号が含まれている場合には、含まれていない場合とは異なった電力値が検出される。このように、直交復調器、ベースバンド部で発生する振幅誤差、位相誤差により、アップコンバージョンミキサ出力にイメージ信号が発生してしまい、電力検出部であるIQ検波器22の出力において誤差が生じ、適切なAGCの制御を行うことが難しい。従って、適切にAGCを動作させるため、イメージ信号を抑圧して、正しい検波電力を得られるようにする必要がある。図4は、振幅誤差、位相誤差に応じてベクトル補正される無線受信装置1’の概念図である。この図4の直交復調器、LPF、可変利得アンプ、自動利得制御部が全て理想的な状態において、角周波数ωのキャリアを持ち、I相、Q相の変調信号を各々、It、Qtとした変調波が直交復調器に入力され、可変利得アンプの利得をAtttとした場合に、可変利得アンプの出力として、I相:AtttAmp{It}Q相:AtttAmp{Qt}が得られたとする。アップコンバージョン角周波数ωloとし、これらの信号がアップコンバージョンミキサ25’に入力された場合、アップコンバージョンミキサの出力としてAtttAmp{Itcosωlot-Qtsinωlot}を得ることができる。これは直交復調器に入力された信号の利得のみが変化した信号となる。図5は、同じく無線受信装置の動作原理を示す説明図である。アップコンバージョンミキサ25は、ミキサ33、35、36、38、加算器34、および、可変位相器39を有している。直交復調器において位相誤差θが現れ、理想的な利得Ampが振幅誤差としてI相、Q相各々、AmpI,AmpQへと変化した場合、可変利得アンプの出力として、I相:AtttAmpI{It}Q相:AtttAmpQ{-ItsinθQtcosθ}の信号が出力される。このアップコンバージョンミキサ25においては、以下に示すように、図中に示される<補正1>、<補正2>、<補正3>の処理が行われる。<補正1>アップコンバージョンミキサ25においては、イメージ信号を抑圧する目的として、Q相の信号に対して、AmpI/AmpQを乗算、I相とQ相の相対振幅偏差を取り除く。その結果、I相:AtttAmpI{It}Q相:AtttAmpI{-ItsinθQtcosθ}の信号が得られる。<補正2>アップコンバージョンミキサのイメージ信号を抑圧する目的として、アップコンバージョンミキサのローカル周波数信号cosωlot、-sinωlotの一方に対し可変移相器を用いて位相を変化させ、を作成し、ベースバンド信号とミキシング、加算を行うとAtttAmpIcosθ{Itcosωlot-Qtsinωlot}の信号が得られる。これは直交復調器に入力された信号の利得が変化しただけの信号となっているが、図4の理想的なアップコンバージョンミキサとは振幅が異なる。<補正3>理想的なアップコンバージョンと同一の振幅値とするために、Amp/AmpIcosθを乗算することで、理想的な場合と同一なAtttAmp{Itcosωlot-Qtsinωlot}を得ることができる。図6は、同じく無線受信装置の全体のブロックを示すブロック図である。また、図7は、補正機能付アップコンバージョンミキサの第1の構成図である。図6において、補正機能付アップコンバージョンミキサ25’が設けられている。第1実施形態図7は、同じく補正機能付アップコンバージョンミキサの第1の構成図である。補正機能付アップコンバージョンミキサ25’は、図7において、発振器51、可変位相器52、0/90度移相器53、可変利得アンプ54、ミキサ55、ミキサ56、加算器60、可変利得アンプ57を有している。この補正機能付アップコンバージョンミキサ25’は、図7において、I相、Q相の相対振幅偏差を取り除く<補正1>の機能は可変利得アンプ54により構成する。このアンプをAmpIQContにより制御を行い、I相、Q相の相対振幅偏差を取り除く。位相偏差を取り除く<補正2>の機能は、0/90度移相器53の出力の片側に可変移相器52を用いて構成する。この可変移相器をPhsContにより位相Δθ変化させて乗算器に入力し、位相誤差を取り除く。理想的なアップコンバージョンミキサ振幅値を得るための<補正3>の機能は、可変利得アンプ57により構成する。このアンプをAmpContにより制御を行い、AtttAmp{Itcosωlot-Qtsinωlot}を得る。第2実施形態図8は、同じく補正機能付アップコンバージョンミキサの第2の構成図である。補正機能付アップコンバージョンミキサ25は、図8において、発振器51、0/90度移相器53、可変利得アンプ54、ミキサ55、ミキサ56、加算器60、可変利得アンプ57、可変遅延器58、可変遅延器59を有している。補正機能付アップコンバージョンミキサ25の位相補正部は、ローカル信号のcos、sinのトーン信号に対して位相回転をさせている。群遅延特性の影響を受けないため、図8のように可変遅延器59をローカル信号の各々に持たせ、相対的に位相差を作り出すことによりΔθを作成することができる。I側の可変遅延器59は、PhsContIによりΔθiを制御し、Q側の可変遅延器58は、PhsContQによりΔθqの制御を行う。第1実施形態、第2実施形態において、AmpIQCont、AmpCont、PhsContPhsContI、PhsContQは、アナログ的に制御を行うことも可能であり、十分にイメージ信号が抑圧できる場合には離散的に制御を行うことも可能である。制御値の設定方法例図9は、同じく振幅誤差検出部位相誤差検出部を示すブロック図である。無線受信装置1は、図9において、ディジタル処理部32’を有しており、ディジタル処理部32’は、FFT61、FFT62、ピーク電力検出部63、振幅誤差検出部64、位相誤差検出部65を有している。アンテナ11よりRF周波数fmのトーン信号を入力しただしfmはLPF通過帯域内の周波数とする、自動利得制御部3-5の可変利得アンプの更新を停止させ固定利得とし、その利得値はディジタル処理部で既知であるものとする。アンテナ11より入力された信号は、LPF18,19、自動利得制御部3-5を経て、ADCディジタル値へと変換する。アンテナ11より、トーン信号が入力されているため、ADCにはI相:AttAmpI{cos2πfmt}Q相:AttAmpQ{sin2πfmt-θ}の信号が入力される。そのディジタル値、I相、Q相に対して各々FFT演算を行い、ピーク電力値を検出し、ピーク電力が検出された周波数fmが検出されるを振幅誤差検出部64、位相誤差検出部65に出力する。位相誤差検出部65では、ピーク電力が検出された周波数のI相、Q相のFFT結果から位相誤差θを算出し、位相誤差θを元にPhsContの制御を行い、位相誤差θを振幅誤差検出部64へと渡す。一方、振幅誤差検出部64では、ピーク電力が検出された周波数のI相、Q相のFFT結果から振幅誤差AmpI、AmpQを求め、理想Amp値、位相誤差θを元に、AmpIQCont、AmpContの制御を行う。これらの制御値を使用して、アップコンバージョンミキサ25を制御することにより、アップコンバージョンミキサの出力からイメージ信号を抑圧することができる。上記設定方法は、アンテナ11よりトーン信号が入力された場合を想定して設定値を検出しているが、振幅誤差、位相誤差が検出でき、PhsCont、AmpIQCont、AmpContが算出できる場合には、問題なくアップコンバージョンミキサ出力のイメージ信号を抑圧することができる。例えば、TDMATimeDivisionMultipleAccessディジタル変調信号を受信中、フレーム内のユニークワード、同期制御信号等、既知のパターンより振幅誤差、位相誤差を検出し、PhsCont、AmpIQCont、AmpContを算出することが可能である。以上記載した様々な実施形態は複数同時に実施することが可能であり、これらの記載により、当業者は本発明を実現することができるが、更にこれらの実施形態の様々な変形例を思いつくことが当業者によって容易であり、発明的な能力をもたなくとも様々な実施形態へと適用することが可能である。従って、本発明は、開示された原理と新規な特徴に矛盾しない広範な範囲に及ぶものであり、上述した実施形態に限定されるものではない。"