直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調手段と、既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入手段と、前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御手段と、前記位相制御手段で前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するIFFT手段と、前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、を備えることを特徴とする通信機。前記位相制御手段は、前記所定の値として、1/4×高速フーリエ変換サイズを用いて、前記位相回転量を算出することを特徴とする請求項1に記載の通信機。前記サブキャリア変調手段は、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成することを特徴とする請求項1または2に記載の通信機。前記所定の変調方式は四位相偏移変調であることを特徴とする請求項3に記載の通信機。直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調ステップと、既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入ステップと、前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御ステップと、前記位相制御ステップにおいて前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するIFFTステップと、前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、を備えることを特徴とする通信方法。前記位相制御ステップにおいて、前記所定の値として、1/4×高速フーリエ変換サイズを用いて、前記位相回転量を算出することを特徴とする請求項5に記載の通信方法。前記サブキャリア変調ステップにおいて、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成することを特徴とする請求項5または6に記載の通信方法。前記所定の変調方式は四位相偏移変調であることを特徴とする請求項7に記載の通信方法。OFDM方式の通信では、PAPRを低減することが課題となっている。特許文献1では、PAPRを低減する最適位相を算出するために繰り返し計算処理を行う必要がある。本発明は、上述のような事情に鑑みてなされたものであり、PAPRを低減するための処理を簡易化し、PAPRの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和する、通信機、および通信方法を提供することを目的とする。上記目的を達成するため、本発明の第1の観点に係る通信機は、直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機であって、入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調手段と、既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入手段と、前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御手段と、前記位相制御手段で前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するIFFT手段と、前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信手段と、を備えることを特徴とする。好ましくは、前記位相制御手段は、前記所定の値として、1/4×高速フーリエ変換サイズを用いて前記位相回転量を算出する。好ましくは、前記サブキャリア変調手段は、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成する。好ましくは、前記所定の変調方式は四位相偏移変調である。本発明の第2の観点に係る通信方法は、直交周波数分割多重通信方式の無線通信により他の機器と通信を行う通信機が行う通信方法であって、入力信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定の前記サブキャリアに割り当て、前記サブキャリアごとに変調してサブキャリア変調信号を生成するサブキャリア変調ステップと、既知の信号であるパイロット信号を前記入力信号が割り当てられていない所定の前記サブキャリアに割り当て、前記パイロット信号を前記サブキャリア変調信号に挿入する挿入ステップと、前記サブキャリアごとに、前記サブキャリアの一周期の位相量に所定の値と前記サブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、位相回転量を算出し、前記位相回転量を前記サブキャリア変調信号に加える位相制御ステップと、前記位相制御ステップにおいて前記位相回転量を加えた前記サブキャリア変調信号の逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成するIFFTステップと、前記ベースバンド信号から送信信号を生成して送信する送信ステップと、を備えることを特徴とする。好ましくは、前記位相制御ステップにおいて、前記所定の値として、1/4×高速フーリエ変換サイズを用いて、前記位相回転量を算出する。好ましくは、前記サブキャリア変調ステップにおいて、前記入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、前記変調信号を直並列変換して並列信号を生成し、前記並列信号を前記所定のサブキャリアに割り当て、前記サブキャリア変調信号を生成する。好ましくは、前記所定の変調方式は四位相偏移変調である。本発明によれば、PAPRを低減するための処理を簡易化し、PAPRの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和することが可能となる。以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお図中、同一または同等の部分には同一の符号を付す。図1は、本発明の実施の形態に係る通信機の構成例を示すブロック図である。通信機1は、OFDMOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing:直交周波数分割多重方式の無線通信により他の機器と通信を行う。通信機1は、アンテナ10、一次変調部11、直並列変換部12、信号挿入部13、位相制御部14、IFFT部15、送信部16、およびコントローラ20を備える。コントローラ20は、CPUCentralProcessingUnit:中央処理装置21、RAMRandomAccessMemory23、およびROMReadOnlyMemory24を備える。複雑化を避け、理解を容易にするために、コントローラ20から各部への信号線が省略されているが、コントローラ20は通信機1の各部にI/OInput/Output22を介して接続しており、それらの処理の開始、終了、処理内容の制御を行う。RAM23には、例えば送信信号フレームを生成するためのデータが記憶されている。ROM24には、コントローラ20が通信機1の動作を制御するための制御プログラムが格納されている。コントローラ20は、制御プログラムに基づいて、通信機1を制御する。図2は、実施の形態に係る通信機の異なる構成例を示すブロック図である。上述の通信機1に受信機としての機能をもたせるため、図2に示す通信機1はさらに復調部31、並直列変換部32、等化部33、FFT部34、受信部35、および送受信切替部36を備える。送信機および受信機としての機能を備える図2に示す通信機1を用いて、通信機1が行う通信方法について以下に説明する。一次変調部11は、入力信号を所定の変調方式で変調して変調信号を生成し、直並列変換部12に送る。変調方式として、例えばQPSKQuadraturePhaseShiftKeying:四位相偏移変調を用いる。直並列変換部12は、変調信号を並列信号に直並列変換する。そして、並列信号を周波数成分が互いに直交するサブキャリアの内、所定のサブキャリアに割り当て、サブキャリア変調信号を生成し、信号挿入部13に送る。直並列変換部12から位相制御部14までの間に送受信される信号をサブキャリア変調信号という。信号挿入部13は、既知の信号であるパイロット信号を入力信号が割り当てられていない所定のサブキャリアに割り当て、パイロット信号をサブキャリア変調信号に挿入する。そして、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号を位相制御部14に送る。位相制御部14は、サブキャリアの一周期の位相量である2πに所定の値とサブキャリアを識別するためのサブキャリア番号を乗じて、サブキャリアごとに位相回転量を算出する。所定の値とは、一次変調部11が用いる変調方式に対応する、PAPRPeaktoAveragePowerRatio:ピーク対平均電力比を低減させるのための値である。位相制御部14は、変調方式としてQPSKを用いた場合には、例えばFFTFastFourierTransformation:高速フーリエ変換サイズを用い、所定の値として1/4×FFTサイズを用いた下記1式に基づき位相回転量を算出する。sは、サブキャリア番号であり、NはFFTサイズである。sの最小値は0であり、最大値はFFTサイズ-1である。パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号dおよび上記1式で算出された位相回転量Pを、下記2式のように表す。下記3式のように、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号dに位相回転量Pを加える。下記3式において、大きい黒点はアダマール積を意味する。図3は、実施の形態におけるサブキャリア変調信号の位相変動の例を示す図である。図3aはパイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号dの信号点配置図である。図中の黒丸が入力信号が割り当てられたサブキャリア変調信号d、白丸がパイロット信号である。図3aに示す例では、複数のサブキャリアの位相は同じである。そして、パイロット信号を挿入したサブキャリア変調信号dに位相回転量Pを加えると、図3bの例に示すように、サブキャリアごとの位相はそれぞれ異なる位相となる。位相制御部14は、位相回転量を加えたサブキャリア変調信号をIFFT部15に送る。IFFT部15は、位相回転量を加えたサブキャリア変調信号のIFFTInverseFastFourierTransformation:逆高速フーリエ変換を行い、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号を送信部16に送る。送信部16は、ベースバンド信号から送信信号を生成し、送受信切替部36およびアンテナ10を介して他の機器に送信信号を送信する。受信部35は、アンテナ10および送受信切替部36を介して、送信信号を受信し、ベースバンド信号を生成する。そして、ベースバンド信号をFFT部34に送る。FFT部34は、ベースバンド信号のFFTを行い、サブキャリア変調信号を生成し、等化部33に送る。サブキャリア変調信号は、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転により、図3cの例に示すように図3bの状態からさらに位相が回転している。等化部33は、例えば以下のように、パイロット信号に基づき伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する従来の等化器を用いて位相補正を行う。等化部33は、サブキャリア変調信号からパイロット信号を抽出する。パイロット信号は既知の信号であるため、等化部33は、抽出したパイロット信号の位相変動を検出することができる。等化部33は、抽出したパイロット信号の位相変動に基づき、サブキャリア変調信号のサブキャリアごとの位相変動を検出する。抽出したパイロット信号と既知のパイロット信号との位相差を算出し、周波数領域における位相差を最小二乗法で近似して回帰直線を求める。そして、周波数領域におけるサブキャリア変調信号について、サブキャリアごとに、回帰直線との位相差をサブキャリアごとの位相変動として検出する。等化部33は、検出した位相変動に基づきサブキャリア変調信号の位相を補正し、図3aの例に示すようなサブキャリア変調信号を得る。等化部33は、サブキャリア変調信号の位相制御部14で加えられた位相回転量、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する。すなわち、等化部33は、位相制御部14で加えられた位相回転量を補正するために新たに補正手段を設ける必要はなく、従来の等化器を用いてパイロット信号に基づいて位相補正を行うことができる。なお等化部33は、振幅についても従来の等化器と同様に振幅変動の補正を行う。等化部33は、等化処理を行ったサブキャリア変調信号からパイロット信号を取り除き、並直列変換部32に送る。並直列変換部32は、等化処理を行い、パイロット信号を取り除いたサブキャリア変調信号を並直列変換し、直列信号を生成する。そして、直列信号を復調部31に送る。復調部31は、直列信号のQPSK復調を行い、出力する。以上説明したとおり、本発明の実施の形態に係る通信機1によれば、IFFTを行う前に予め定められた簡易な計算式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加えることで、PAPRを低減するための処理を簡易化し、PAPRの低減の程度を向上させることが可能となる。また受信側では、パイロット信号に基づき伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転を補正する従来の等化器を用いて、伝送中に生じた位相回転および受信機側で生じた位相回転と共にIFFT前に加えた位相回転量を補正できることから、新たに補正手段を設ける必要がない。次に、シミュレーションにより本実施の形態に係る発明の効果を説明する。予め定められた式を用いて各サブキャリア変調信号の位相を制御する特許文献2に係る発明と本実施の形態に係る発明のPAPRの低減効果を比較する。特許文献2では、サブキャリア変調信号の位相が下記4式で算出される位相になるよう制御する。sはサブキャリア番号であり、NはFFTサイズである。sの最小値は1、最大値はFFTサイズである。所定の変調方式としてQPSKを用い、FFTサイズを8とし、入力信号として全信号パターンである65536個の信号を用いてベースバンド信号を生成するシミュレーションを行い、特許文献2に係る発明が用いる上記4式を用いた場合と、本実施の形態に係る発明が用いる上記1式を用いた場合との、ベースバンド信号のPAPRの特性を比較した。図4は、シミュレーションしたベースバンド信号のPAPR特性を示す図である。図4aが上記4式を用いた場合のPAPR特性であり、図4bが上記1式を用いた場合のPAPR特性である。図4の横軸は、入力信号の信号パターンの数単位:104個であり、縦軸はPAPR単位:dBである。入力信号がある信号パターン、例えば0110011110001001である場合のPAPRを算出してプロットし、これを全ての信号パターンについて行った結果が図4である。図4aの最大PAPRは8.8624dB、最小PAPRは0dBである。図4bの最大PAPRは8.1328dB、最小PAPRは1.9826dBである。図示していないが、IFFTを行う前に位相回転量を加えなかった場合の最大PAPRは9.0309dB、最小PAPRは0dBである。本実施の形態に係る発明によれば、位相回転を加えなかった場合に比べ、最大PAPRを0.8981dB低減させることができる。また特許文献2に比べても、最大PAPRを0.7296dB低減させることができる。最大PAPRに基づき増幅器に線形性が求められる範囲が決定されるので、最大PAPRを低減すると、増幅器に求められる線形性の要件を緩和することが可能となる。また本実施の形態に係る発明が用いる位相回転量を算出する式は、特許文献2に比べて簡易である。したがって、本実施の形態に係る発明によれば、PAPRを低減するための処理を簡易化し、PAPRの低減の程度を向上させて増幅器に求められる線形性の要件をより緩和することが可能となる。本発明の実施の形態は上述の実施の形態に限られない。一次変調部11が用いる変調方式は、QPSKに限られず、QPSK以外のPSKPhaseShiftKeying:位相偏移変調やQAMQuadratureAmplitudeModulation:直角位相振幅変調などを用いることができる。上述の実施の形態では、変調方式としてQPSKを用い、上記1式を用いて算出した位相回転量をサブキャリア変調信号に加え、全てのサブキャリアの位相が異なるようにした。変調方式として、例えばBPSKBinaryPhaseShiftKeying:二位相偏移変調を用いる場合は、下記5式を用いて位相回転量を算出するよう構成してもよい。すなわち、サブキャリアの一周期の位相量である2πに、1/2×FFTサイズとサブキャリア番号を乗じたものを位相回転量としてもよい。すなわち、位相回転量の算出方法は上述の実施の形態に限られず、位相制御部14は、一次変調部11で用いる変調方式に対応する、PAPRを低減させるための所定の値を用いて、2π×所定の値×サブキャリア番号により位相回転量を算出し、サブキャリア変調信号に位相回転量を加える。