"車両用セーフティシステムの作動のための制御機器であって、昇圧型コンバータAWと、少なくとも1つのエネルギーリザーブ蓄積器CERとを有しており、前記昇圧型コンバータAWは、スイッチングコンバータとして構成され、前記昇圧型コンバータAWは、車両バッテリー電圧から導出された入力電圧UBを、出力側においてより高い充電電圧VUPに変換し、さらに、前記少なくとも1つのエネルギーリザーブ蓄積器CERは、アウタルキーモードにおけるセーフティシステムの作動のために、前記充電電圧VUPを用いて充電される、制御機器において、少なくとも1つの降圧型コンバータDC1,DC2が前記昇圧型コンバータAWに対して反転動作され、その際に前記少なくとも1つの降圧型コンバータDC1,DC2が前記充電電圧VUP又は前記少なくとも1つのエネルギーリザーブ蓄積器CERから送出された電圧を降圧させるようにしたことを特徴とする制御機器。前記少なくとも1つの降圧型コンバータDC1,DC2は、前記昇圧型コンバータに直結されている、請求項1記載の制御機器。前記昇圧型コンバータAWの出力側に、前記充電電圧VUPの上昇時間を設定するための容量性負荷C1,C2が接続されている、請求項1または2記載の制御機器。前記制御機器は論理回路を有しており、該論理回路は、前記エネルギーリザーブ蓄積器CERにおける少なくとも1つの電気的なパラメータに依存して、当該エネルギーリザーブ蓄積器CERの充電期間中に、当該エネルギーリザーブ蓄積器CERのキャパシタンスの初期測定と、それに続く当該エネルギーリザーブ蓄積器CERの等価的な内部抵抗の測定とを実行する、請求項1から3いずれか1項記載の制御機器。前記論理回路は、少なくとも1つの電気的なパラメータと所定の閾値とを比較するための少なくとも1つのコンパレータを有し、前記キャパシタンスの初期測定と内部抵抗の測定とが前記比較に依存して実行される、請求項4記載の制御機器。前記論理回路は、当該論理回路がエネルギーリザーブ蓄積器の充電の後で、前記キャパシタンスのさらなる測定を周期的に実行するように構成されている、請求項4または5記載の制御機器。車両用セーフティシステムの作動方法であって、車両バッテリー電圧から導出される入力電圧UBを、スイッチングコンバータとして構成されている昇圧型コンバータAWの出力側においてより高い充電電圧VUPに変換するステップと、前記充電電圧VUPを用いて、少なくとも1つのエネルギーリザーブ蓄積器CERを、アウタルキーモードにおけるセーフティシステムの作動のために充電するステップとを有している方法において、少なくとも1つの降圧型コンバータDC1,DC2が、前記昇圧型コンバータAWに対して反転動作され、その際に前記少なくとも1つの降圧型コンバータDC1,DC2が、前記充電電圧VUP又は前記少なくとも1つのエネルギーリザーブ蓄積器CERから送出される電圧を、降圧させるようにしたことを特徴とする方法。前記少なくとも1つの降圧型コンバータDC1,DC2は、前記昇圧型コンバータAWに直結されている、請求項7記載の方法。図1には、本発明に含まれる制御機器の部材がブロック回路図で示されている。バッテリー電圧UBは、例えばフィルタ及び/又は極性反転保護部を介して昇圧型コンバータAWに、詳細には当該コンバータの入力側に印加され、それによって当該昇圧型コンバータAWは、バッテリー電圧UB、又はそこから導出された電圧を、所定のレベルまで引き上げる。出力側に対して並列に一本の導体線路を介して後置接続されているコンデンサC1における出力電圧は符号VUPで表わされている。昇圧型コンバータAWは、主としてSPIインターフェースを介して制御可能であり、その際には特に以下のパラメータが変更可能である。すなわち、ON/OFF、クロック周波数、信号エッジ急峻度、トランジスタT1,T2,電流制限器T1,T2,出力電圧23~25V/31~35Vなど。出力側に並列接続されたコンデンサC1及びC2は、本発明によればいわゆる積層セラミックチップコンデンサMLCCであり、これらは1~20μFの大きさを有し、昇圧型コンバータの安定した動作を保証する。これらのコンデンサC1及びC2は、低インピーダンスを有しているが、本発明で用いられる例えば1800kHz~2200kHzの高いコンバータ周波数のもとでは、それによって中波領域の障害が回避され、安定した制御が達成される。所期のように定められたレイアウト手段によれば、十分なインピーダンス値を得るためのコンバータ出力側キャパシタンスとの関係において例えばセンチメートルあたり5~15mΩ/5~10nHのインダクタンス層が使用され得る。その際に、出力側コンデンサC1及びC2との関係において、長さが1cmで、幅が0.5mm、厚さが35μmのものに対して、0.125Ωの値が有利であることがわかっている。コンバータから送出された電流は、C1及びC2のインダクタンス層において、安定した制御を可能にする電圧を遅滞なく引き起こす。図1中に続けて示されている降圧型コンバータDC1及びDC2これらは昇圧型コンバータAWの出力側に直列に接続されているは、共通のASIC、つまり共通の集積回路内に配置されており、この集積回路内では昇圧型コンバータAWと2つの降圧型コンバータDC1及びDC2、並びに充電電流源LSQとが配設されている。この場合前記昇圧型コンバータAWのコンバータ出力側キャパシタンスは、長さ1cm、幅0.5mm、厚さ335μmの導体線路と接続可能であり、これによってインダクタンス5...15mΩ/5~10nHの抵抗層が生じ、それによって当該コンバータの制御が安定する。それと同時に、後続のコンバータ、すなわちDC1及びDC2の入力側バッファキャパシタンスの機能は、0~5mmの短い導体線路長で後続のコンバータ段の入力側に接続されるならば、同じキャパシタンスでもって得られるようになる。それにより電圧ハムが低減し、電磁波も低減する。この手法は2つの降圧型コンバータDC1及びDC2の結合にも相応に利用することが可能である。出力電圧VUP、すなわち応働による充電電圧は、充電電流源LSQによって次のために利用される。すなわちアウタルキーモードを備えるべく、充電電流源の出力側に接続されたエネルギーリザーブ蓄積器であるエネルギーリザーブ部CERの充電のために利用される。しかしながら点火は大抵は当該キャパシタンスCERを介して行われ、非アウタルキーモードにおいても実施される。ここでは目標電圧は符号VERで表わされている。充電電流源LSQ及び降圧型コンバータDC1及びDC2もシリアルインターフェースSPIを介して、有利には本願では図示されていないマイクロコントローラによって、駆動制御可能であり、プログラミング可能である。充電電流源LSQに関しては、どの電流がコンデンサCERの充電に用いられるかについてのプログラミングが必要である。前記コンデンサCERは通常は電解コンデンサであるが、その他のコンデンサタイプも可能である。またキャパシタンスの高さやESR測定電流の規模が調整可能であってもよいし、時間測定のクロック周波数が調整可能であってもよい。前記充電電流源LSQは電流制御器を有している。そのような電流制御器は、電流を、前記制御機器のマイクロコントローラによって定められるプログラミングされた電流に制御する。そのような電流のプログラミングを用いることによって、制御機器のスイッチオン後の充電フェーズにおいて既に、キャパシタンスの初期測定と、コンデンサCERの等価的な内部抵抗の初期測定が実施可能となる。これらの測定は、当該コンデンサの機能性を証明するために必要であり、そのため、例えばエアバック又はシートベルトの点火のために、リザーブエネルギーが使用される。測定結果は有利には制御機器内に記憶され、後からの機能性の証明のために得ることができる。制御機器の作動には所属するが本発明の理解のためには必ずしも必要でないコンポーネントは、簡素化の理由から本願では取り扱っていない。キャパシタンスCERがその所定の電圧まで充電される上昇速度も充電電流の設定によって設定可能である。その他にも電流省エネモードのような作動モードも可能である。そのような電流省エネモードにおいては充電電流源がコンデンサCERを充電しない。そのようなエコモードとも呼ばれる電流省エネモードにおいて作動されるべきマイクロコントローラには、昇圧型コンバータに直結した降圧型コンバータDC1及びDC2を介して所要のエネルギーが供給される。リザーブエネルギーCERの充電速度の設定によって、所定のシステムの作動可能時間を設定することが可能となる。エネルギーリザーブ蓄積器CERには点火回路が接続されており、そのため当該エネルギーリザーブ蓄積器CERは、駆動モードにおいて前記点火回路にエネルギーを供給することが可能である。前記制御機器の残りのコンポーネントは、アウタルキーモードにおいて降圧型コンバータDC1及びDC2を介して給電される。降圧型コンバータDC1及びDC2は少なくとも部分的に、昇圧型コンバータAWに対して反転動作する。前記降圧型コンバータDC1及びDC2はそれぞれインダクタンスを有し、複数の電圧を相応に降圧させる目的を有している。前記降圧型コンバータには、当該制御機器内の電子回路に相応の電圧レベルの給電を行うために、複数のインターフェースが接続されている。そのような電圧レベルについてはさらに以下で説明する。降圧型コンバータDC1は、そのような給電を何も行わないのではなく、さらなる降圧作用のために、電圧を、第2の降圧型コンバータDC2が用いる第1のレベルまで降圧させることが可能である。その他に降圧型コンバータDC1及びDC2は少なくとも部分的に、昇圧型コンバータAWに対して反転動作する。少なくとも1つの降圧型コンバータが昇圧型コンバータAWの出力側に接続されているならば、電圧VUPは低減され、それによって電圧VERも低減する。エネルギーリザーブ蓄積器CER又は昇圧型コンバータに欠陥が生じている場合には、バッテリー電圧が当該降圧型コンバータの出力電圧まで低減する。昇圧型コンバータと降圧型コンバータの反転動作とは、昇圧型コンバータにおいては充電フェーズがスタートされ、その後で降圧型コンバータにおいていわゆるフリーホイリングフェーズがスタートすることを意味する。充電フェーズとは、インダクタンスが充電されることを意味し、フリーホイリングフェーズとは、インダクタンスからエネルギーが送出されることを意味する。上記2つのフェーズ間ではスイッチングコンバータにおいて切替えがなされる。昇圧型コンバータAWがフリーホイリングフェーズにあるならば、すなわちエネルギーが出力側VUPに移送されるフェーズにおいては、降圧型コンバータDC1による所定のフェーズカバーによって直ちに出力側VUPから再びエネルギーが取り出される。それにより、VUPの交流成分が制御電圧を低減し、出力側VUPにおける可及的に小さくコストのかからないセラミックコンデンサが十分に役に立つ。このセラミックコンデンサはコンデンサC1及びC2かないしは2つの降圧型コンバータDC1とDC2の間のコンデンサC3及びC4である。降圧型コンバータDC1の出力電圧側には、ハードウエアによってプログラミング可能な1.2V~3.3Vの電圧を生成するさらなる降圧コンバータが接続される。この第2の降圧型コンバータDC2は、第1の降圧型コンバータDC1と同じように、昇圧型コンバータに対して反転動作する。それにより第1の降圧型コンバータの出力側においては、第2の降圧型コンバータによるエネルギー減少によって目下の増加出力電圧に対抗し得る。それにより、第1の降圧型コンバータDC1の出力電圧の交流成分が低減し、第1の降圧型コンバータの出力側における例えば150μFから約30μFへのキャパシタンスの低減が支援される。次に図2のフローチャートに基づいて本発明による方法を説明する。方法ステップ200ではバッテリー電圧UBが例えばフィルタリング若しくは極性反転保護されて、昇圧型コンバータAWの入力側に供給される。方法ステップ201では、この昇圧型コンバータAWがスイッチングコンバータとして作動し、昇圧作用を実施する。それにより、昇圧型コンバータAWの出力側では電圧VUPが測定可能である。シリアルインターフェースSPIを介して充電電流源LSQはプログラミングされ、それによって当該充電電流源LSQは、充電電圧VUPに依存して、相応の電流でもってコンデンサCERこれはエネルギーリザーブ蓄積器又はエネルギーリザーバー又はエネルギーリザーブコンデンサであるを、電圧VERまで充電する。このことは方法ステップ203において行われる。図3では前記フローチャートがさらなるフローチャートに受け継がれており、この場合方法ステップ203が方法ステップ300に継続され、先行の図2による方法ステップはここではもはや実施されない。方法ステップ300におけるコンデンサの充電に対して、方法ステップ301では、コンデンサにおける電圧が、例えばマイクロコントローラによって、又はASICシステムこれはコンデンサ自体も含んでいるによって測定される。この電圧は方法ステップ302において検査され、コンデンサにおける電圧が閾値VER_minに達しているかどうかが確かめられる。閾値VER_minに達していない場合には、方法ステップ300にフィードバックされる。しかしながら前記問い合わせにおいて閾値VER_minに達している場合には、直接方法ステップ303に進むか、若しくは、コンデンサCERのキャパシタンスとその等価的内部抵抗ESRを最初に測定するために、インターフェースSPIを介したテスト命令が送出されるまで待機される。その後で方法ステップ304においては再び充電が受け入れられる。キャパシタンスの測定、ないしは内部抵抗ESRの測定は、充電電流とは異なる測定電流によって実施される。方法ステップ304では充電電流が方法ステップ300からの充電電流が、自動的に、又は、要求に応じて、マイクロコントローラμCによってシリアルインターフェースSPIを介して再び受け入れられる。この第2の充電フェーズにおいては、方法ステップ305において、コンデンサCERにおける充電電圧が、電圧値VER_minよりも高い、値VUP_lowに達しているか否かが検査される。この値に達していない場合には、充電は充電電流によって継続される。しかしながら前記値VUP_lowに達している場合には、方法ステップ306において充電電流源LSQのプログラミングが次のように変更される。すなわち、前記方法ステップ300及び304からの充電電流よりも少ない、ここにおいて得られた電流が用いられるように変更される。ここで得られた前記小電流は、目標電圧VUPの達成とコンデンサをこの電圧に維持するために用いられる。昇圧コンバータは充電電流源がこれを直流電流として解釈するような高い周波数で作動し、出力側コンデンサによって平滑化される。図4には、本発明による制御機器に含まれているコンポーネントの実際の回路図が示されている。バッテリー電圧UBこれは0~26Vまでの値を取り得るは、順方向でダイオードD1に接続されており、このダイオードは極性反転保護ダイオードとして用いられている。ダイオードD1には、アースされたV-フィルタVFが接続されており、このことは、コンデンサV-F及びC40で表わされている。前記ダイオードとコンデンサV-FにはフェライトFRが接続しており、このフェライトは、アース接続された入力側コンデンサC40と、昇圧型コンバータAWのインダクタンスL1並びに昇圧型コンバータAWの入力側とに接続され、当該コンバータの電子部品に係わっている。前記昇圧型コンバータAWは、降圧型コンバータDC1及びDC2並びにリニア制御器LR及び充電電流源と共に共通のシステムASICに集積されている。このシステムASICもさらなるコンポーネントに含まれ得る。このシステムASICは、唯1つの基板か又は複数の基盤に含まれ得る。昇圧型コンバータAWは、Nチャネルの充電トランジスタT1を有しており、このトランジスタのドレイン端子はインダクタンスL1に接続され、ソース端子は抵抗R1を介してアースに接続されている。その他にフリーホイリングPチャネルトランジスタT2が設けられており、このトランジスタT2のソース端子は前記インダクタンスとトランジスタT1のドレイン端子に接続されており、さらにトランジスタT2のドレイン端子は、昇圧型コンバータの制御器VUPrに接続されている。同期制御されるトランジスタT2の代わりに、超高速の簡素なフリーホイリングダイオードショットキーダイオードが用いられてもよい。その際には当該ダイオードのアノードが前記インダクタンスとトランジスタT1のドレイン端子に接続され、カソードは前記制御器VUPrに接続される。前記制御器VUPrには、コンデンサC1及びC2からなる並列回路が接続される。この並列回路からは電圧VUPこれは22V~34Vであり得るが取り出される。この電圧は例えばマイクロコントローラμCによって測定される。前記充電電圧VUPは、充電電流源LSQの入力側に接続される。充電電流源LSQは、電流バルブSVと、順方向とは逆向きに接続されたダイオードD2とからなる並列回路を有しており、これは、充電電流源LSQの出力側に接続されたコンデンサCERからの還流を可能にするためである。電流バルブSVとしてはトランジスタT5が用いられている。ダイオードD2は通常はこのトランジスタT5の構成要素である。ここでは、0~930mAの電流がSPIインターフェースを介してプログラミング可能である。充電電流源LSQの出力側に接続されているコンデンサCERは、アースに接続されており、さらに点火回路これは図示されていないにも接続している。但し前記電圧VUPは充電電流源LSQのみから取り出されるわけではなく、降圧型コンバータDC1からも取り出されている。この降圧型コンバータDC1は、当該電圧VUPを、電圧VAS、詳細には7.2Vの電圧まで降圧させる。この降圧型コンバータDC1は逆に、制御電圧VUPにおける交流成分を低減するために、前記昇圧型コンバータAWに接続される。電圧VUPは降圧型コンバータDC1において、分流路R2を介して後置接続されている充電トランジスタT3P-チャネルのソース端子に接続され、当該トランジスタのドレイン端子を介して前記降圧型コンバータのインダクタンスL2に接続されている。別の同期式フリーホイリングトランジスタT4Nチャネルのソース端子は、アースに接続され、ドレイン端子は、前記インダクタンスL2と前記トランジスタT3のドレイン端子とに接続されている。なおここでも前記トランジスタT4の代わりに、超高速の簡素なフリーホイリングダイオードショットキーダイオードを用いてもよい。その際にはこのダイオードのアノードがアースに接続され、カソードは前記インダクタンスL2と前記トランジスタT3のドレイン端子とに接続される。前記インダクタンスL2は、降圧型コンバータDC1の制御入力側に接続され、ここでは制御電圧VASrを形成している。ここでも前記昇圧型コンバータAWと同じように、当該制御入力側がL2からの給電線と共に容量性負荷、詳細には、当該降圧型コンバータの出力側を形成しているコンデンサC3及びC4に接続されている。前記コンデンサC3/C4とアース基点との間からは降圧された電圧VASが取り出される。この6.4V~7.2Vの電圧VASは、本発明によれば、降圧型コンバータDC2から取り出される。そのために当該降圧型コンバータDC2は、分路R3と、スイッチングトランジスタT7及びT8と、インダクタンスL3とを有している。前記降圧型コンバータDC2は、降圧型コンバータDC1に類似の構成である。それにより出力電圧VSTが形成される。この出力電圧VSTは、1.2Vから3.3Vの間にあり、当該制御機器のコンポーネントから取り出される。降圧型コンバータに接続されているリニア制御器LRを介して、5Vの電圧が制御トランジスタT6と分路R4とから送出される。この電圧は、CANバスないしFLEXRAYバスのための給電電圧として用いられてもよい。また前記リニア制御器LRの出力側には、コンデンサC43及びC44を有する容量性負荷が設けられている。前記2つのコンデンサは冗長性の理由から並列に接続されている。前記降圧型コンバータDC2もPチャネル充電トランジスタT7と、NチャネルフリーホイリングトランジスタT8か又はそれに代わるフリーホイリングダイオードを有する。電圧VASは降圧型コンバータDC2において、分路R3を介して後置接続されている充電トランジスタT7P-チャネルのソース端子に接続され、当該トランジスタのドレイン端子を介して前記降圧型コンバータのインダクタンスL3に接続されている。別の同期式フリーホイリングトランジスタT8Nチャネルのソース端子は、アースに接続され、ドレイン端子は、前記インダクタンスL3と前記トランジスタT7のドレイン端子とに接続されている。なおここでも前記トランジスタT8の代わりに、超高速の簡素なフリーホイリングダイオードショットキーダイオードを用いてもよい。その際にはこのダイオードのアノードがアースに接続され、カソードは前記インダクタンスL3と前記トランジスタT7のドレイン端子とに接続される。前記降圧型コンバータDC2の出力側も、コンデンサC43及びC44からなる並列回路によって容量的に負荷されている。それにより、降圧型コンバータDC1と降圧型コンバータDC2とからなるシリアル回路が形成される。これらの降圧型コンバータはそれぞれ出力側において機能的に前記昇圧型コンバータAWと同じように、すなわち容量的に、相互接続されている。さらに前記コンバータは全て、当該コンバータの出力側における交流成分が低減されるように動作する。このことはより高い安定性につながる。図5には、スイッチングコンバータAW,DC1及びDC2のトランジスタの変調が示されている。この図では特に部分的に位相が重なる反転動作が示されている。ここでの上方の図では、昇圧型コンバータAWのトランジスタT1及びT2のパルス幅変調を介した変調が表わされており、従ってトランジスタのスイッチオンとスイッチオフが示されている。第1の位相においては充電フェーズが認められ、第2の位相ではフリーホイリングフェーズが認められる。中央の図では、降圧型コンバータDC1のトランジスタT3及びT4のパルス幅変調が描写されている。ここでは充電フェーズとリリースフェーズの部分的なカバーが見られる。ここでは、ちょうど裏返しのように、最初にフリーホイリングフェーズが認められ、その後で充電フェーズが認められる。これにより、昇圧型コンバータAWのリリースフェーズは、降圧型コンバータDC1によるエネルギー取り出しとも見なすことができる。前記2つの降圧型コンバータDC1とDC2の特性ないし比率は相応に対応しており、このことは中央と下方の時間図からも見て取れる。これらのコンバータのクロックは本発明では500nsである。1つのクロックには充電フェーズとリリースフェーズが含まれている。以下では2つの電圧/時間ダイヤグラム図6及び図7に基づいて図4による回路の機能動作を説明する。図6には、バッテリー電圧UBの投入からエネルギーリザーバーCERの等価的内部抵抗の測定までの電圧が示されている。図7には、エネルギーリザーバーCERの充電フェーズの開始からエネルギーリザーバーCERによる制御電圧到達までの電圧/時間ダイヤグラムが示されている。図6では、時点T0において電圧の供給が開始される。このバッテリー電圧UBは例えば12Vである。スイッチングコンバータは符号600の時点で稼働し、その出力側から電圧VUPが送出される。ここでの勾配は車両の供給インピーダンスに相応し、VフィルタV-F、インダクタンスL1,容量性負荷C1及びC2に対応する。この上昇勾配は本発明では非常に急峻である。時点T1ではこれは時点T0の約30~70μs後である、少なくとも2つの安定化ASICによる内部基準電圧の構築とフィルタによって生じる所定の待機時間の後で、スイッチングコンバータAWが起動する。この基準電圧では差分が検査される。つまり差分が生じている場合にはエラーが存在する。待機時間はカウンターを用いて計測される。時点T2では、降圧型コンバータDC1が動き始める。このことは符号601で表わされている。このことは昇圧型コンバータAWの出力電圧VUPが所定の値VUP_lowよりも大きくなると同時に起こる。このことは降圧型コンバータDC1自体も識別する。時点T3では、スイッチング制御器DC2もスタートする。このことは符号602によって表わされ、リニア制御器LRも、第1の降圧型コンバータDC1の出力電圧が所定の値VUP_lowを上回ると同時にスタートする。時点T4では、安定電圧の設定後のリリースによってパワーオンリセットが行われる。Vintは基準電圧を形成する内部電圧であり、この電圧は例えばツェナー電圧から形成される。VRef1はいわゆるバンドギャップ電圧であり、この電圧は、トランジスタエミッタ電圧と温度補償のための加算成分とからなる。これは珪素のバンドギャップに相応する。第1の降圧型コンバータの出力電圧VASは、カウンターを介して確定される2~20msの所定の充電時間の後の制御帯域にあり、またリニア制御器LRと第2の降圧型コンバータDC2の電圧もそれぞれの制御帯域にある。これらの電圧は、コンバータを含んだシステムASIC自体によって監視されている。時点T5では、充電電流源LSQのプログラミングがマイクロコントローラによって行われる。ここでは、例えば210mAの一次電流レベルによってエネルギーリザーバーの充電開始が行われる。それにより、エネルギーリザーバーVERにおける電圧がリニアに上昇する。時点T6では、エネルギーリザーバーVERにおける電圧が例えば11Vの値VER_minに達する。この一次電流レベルは自動的に測定電流レベル、例えば90mAに切替えられ、カウンターを少なくとも10ビットでもってスタートさせる。時点T7では、前記電圧が値VER_min0.5Vに達する。その後でカウンターは停止される。カウンター計数状態は、次のパワーオンリセットまでキャパシタンス測定値として蓄積され、電流レベルも等価的内部抵抗のテストのために切替えられる。この電流レベルは930mAである。時点T8ではこれは時点T710μsの値に等しい、エネルギーリザーバーCERを介した電圧が、≦VER_min1Vであるか否かと、当該電圧が、≦VER_min1.5Vであるか否かが検査される。決定フラグは次のパワーオンリセットまで蓄積され、その後、プログラミングされた一次電流レベルに切替えられる。これは図7に示されている。この一次電流レベルは、時点T5と時点T6の間の第1の上昇勾配700を引き起こし、キャパシタンスと等価的内部抵抗の間の測定は、時点T6と時点T8の間で行われる。第2の充電フェーズは、時点T8と時点T9の間で行われる。これは符号703で表わされている。時点T9では、エネルギーリザーバーCERを介した電圧が、値VER_low=22.8Vに達する。この電流レベルはプログラミングされた保存値、例えば60mAに自動的にセットされる。エネルギーリザーバーに関する電圧は、ここでは低減された速度でもって電圧VUPの制御値=22.4Vにもたらされる。このことは符号704によって表わされている。昇圧型コンバータAWからのエネルギーリザーバーCERの分離によって、エアバック供給システムは既に時点T4にて準備される。時点T4は、待機時間の決定に応じて3~21msの間にある。これによって、いわゆるエコモード等の新たな機能性を得ることができるようになる。このシステムは、エアバックアプリケーションを開始させることなく、及びエネルギーリザーバーの充電によって点火準備を完了させることなく、複数の機能、例えば診断機能、通信機能等を要求に応じて実施し得る。このことは例えば保守サービス又は車両展示のために利用することが可能である。適切な一次電流レベルつまり充電電流のプログラミングによって、一方では、最大制御機器入力電流による要求を、エネルギーリザーバーの充電フェーズを達成する点火準備状態の獲得中に満たし、他方では、所要のエネルギーリザーブ量の選択により所望の充電時間を満たす。この充電フェーズ中のキャパシタンステストは、既存のプログラミング可能な充電電流源LSQとしてさらなる測定源を何も必要としない。2つのコンパレータ値VER_minおよびVER_min0.5Vの使用により、0.5Vの測定帯域を実行するのに必要とされる充電時間を、集積されたカウンターを用いて求めることができる。測定電流として例えば90mAの値が統一的に用いられる。それに従ってキャパシタンスCERは、90mA×T測定/0.5Vによって確定され、102.3msの測定時間のもとではこれは18.4mFとなる。充電フェーズ中のいわゆるESRテストこれはエネルギーリザーバーの等価的内部抵抗であるは、既存のプログラミング可能な充電電流源LSQとしてのさらなる測定源は何も必要としない。2つのさらなるコンパレータ値、詳細にはVER_min1V及びVER_min1.5Vを用いることにより、エネルギーリザーバーの内部抵抗が十分に小さいかどうかが求められる。90mAから930mAへの測定電流の変更のもとでは、コンパレータ閾値VER_min1Vが電流供給後10μsにて問合せされる。このμsは選択可能であり、本発明によれば次のように選択される。すなわち顕著な容量性の再充電なしで、誘導作用の減衰が補償されるように選択される。この閾値を超えた場合には、内部抵抗は、0.6Ωよりも大となる。同様にコンパレータ閾値VER_min15Vが測定電流供給後の10μsにて問い合わせされる。ここで前記閾値を超えた場合には、内部抵抗は、1.2Ωよりも大となる。これは過度に高い値であり、ランプ照明のような警告が発せられる。図4に相当する直列接続されたコンバータの反転動作の特徴によって、昇圧型コンバータAWの遮断フェーズ中に、接続された降圧型コンバータDC1を、少なくとも時折、エネルギー受け入れ状態にもたらすことが試みられる。この手段は、昇圧型コンバータAWの出力側における交流成分を低減する同じ手法は、降圧型コンバータDC1及びDC2の結び付きに関連して用いられる。相応の線路部分による誘導的に減結合されたコンバータ出力キャパシタンスの特徴によって、安定したコンバータ制御器情報が電流変化でもって導出される。エネルギーリザーバー充電後のさらなるコンパレータ閾値の特徴によってこのコンパレータ閾値はVUP_low0.33Vで表わされる、エネルギーリザーバーの周期的なキャパシタンス測定が実行され得る。この測定は周期的なキャパシタンス測定の結果レジスターに対するマイクロコントローラの読出し過程の後で開始される。この結果レジスターもシステムASICに配設されている。この過程により、充電電流源LSQは遮断される。電圧は、電圧VERに印加される負荷、例えば分圧器、セーフティスイッチ等によって低下する。前記電圧VERが値VER_lowに達すると、測定電流、例えば60mAを用いて、エネルギーリザーバーが再び、VUP_low0.33Vの値に達するまで充電される。低減される測定幅とそれに応じて調整される測定電流の選択によって、分解能は、初期キャパシタンスの測定値に正確に維持される。値VERが、つまりエネルギーリザーバーに関する電圧が、前記値VER_low0.33Vに到達すると、付加的な電圧フラグが、システムASICに配設されている測定値メモリにおいて良好にセットされる。供給電圧の監視では、電圧VUP,VER,VAS,VST50,VSTが、システムASICのAD変換器、マルチプレクサを介して監視され、それによってこれらの値がSPIインターフェースを介してマイクロコントローラからシリアルに読出される。本発明によれば、エネルギーリザーバーの等価的内部抵抗の測定とキャパシタンス測定の際に、測定エラーの回避も行われる。この測定エラーは、バッテリー電圧が中断したときには避けられるべきである。このことのために、本発明では代替的な方法が設けられている。a入力電圧UBがコンパレータによって監視され、この電圧が連続した測定期間中に少なくとも一回閾値以下に低減すると、連続する各測定が測定メモリにおいて実施不能で特徴付けられる。b充電電流源LSQの電流制御器は、測定行使中に、調整状態を生成する。この調整状態が立上がり期間までの間に測定時間と同じ調整時間を達成した場合にのみ、連続する測定が支障なく経過し、それ故有効と見なされる。それ以外では、測定値は測定メモリ内で実施不能の識別子を受ける。調整状態の検出のために、クロック周波数5kHzの10ビットカウンターが用いられてもよいし、それよりも低い分解能のカウンターも本願では十分に考えられる。"