"直交拡散符号を有する符号多重遠隔通信システム内で使用の受信装置であって、a.離散時間信号サンプルを受信するため、および前記受信された信号サンプルをチップレベルフィルタリングするための第1の等化器手段を使用するフィルタリングブランチと、b.前記フィルタリングブランチにおいて獲得されたシンボル推定値を非線形フィルタリングして、前記フィルタリングされたシンボル推定値を前記第1の等化器手段にフィードバックするためのフィードバック手段と、c.データシンボルに相当する期間だけ前記受信された信号サンプルを遅延させるために構成された遅延手段を介して、前記受信された信号サンプルを受信するための適応手段と、を備え、d.前記フィルタリングされたシンボル推定値は、前記適応手段によって、後続のシンボル周期において前記第1の等化器手段の等化器重みを適応させるための所望される応答として使用される受信装置。前記適応手段は、第2の等化器手段を含み、前記第1の等化器手段において適応させられた等化器の重みは、前記第1の等化器手段において使用される請求項1に記載の受信装置。前記第1の等化器手段は、前記適応手段を含む請求項1に記載の受信装置。前記第2の等化器手段から出力された等化された信号サンプルと、前記フィードバック手段から獲得されたフィードバック信号サンプルとの差を獲得するため、および、前記差を前記第2の等化器手段の前記等化器重みを適応させるための更新手段に供給するための減算手段をさらに含む請求項2に記載の装置。前記等化器手段から出力され、データシンボルに相当する期間だけ、フィルタリングされた信号サンプルを遅延させるために構成された別の遅延手段を介して遅延された該フィルタリングされた信号サンプルと、前記フィードバック手段から獲得されたフィードバック信号サンプルとの差を獲得するため、および前記差を、前記等化器手段の前記等化器重みを適応させるための更新手段に供給するための減算手段をさらに含む請求項3に記載の装置。前記期間は、前記直交拡散符号の固定のシンボル長に相当する請求項1ないし5のいずれか一項に記載の装置。前記フィルタリングブランチは、単一の符号ツリーレベルで逆スクランブルされ、等化された信号サンプルを逆拡散するための逆拡散手段を含み、逆拡散された信号サンプルは、前記フィードバック手段に供給される請求項1ないし6のいずれか一項に記載の装置。前記フィードバック手段によってフィードバックされる前記フィルタリングされたシンボル推定値は、拡散手段において再び拡散される請求項7に記載の装置。前記受信装置にチャネル符号が全く割り当てられていない非活性段階中に、他の重み更新手段を選択するための選択手段をさらに含む請求項1ないし8のいずれか一項に記載の装置。前記他の重み更新手段は、前記第1の等化器手段の入力と出力の直接の比較に基づいて動作するように構成される請求項9に記載の装置。前記他の重み更新手段は、グリフィスアルゴリズムに基づいて動作するように構成される請求項9または10のいずれかに記載の装置。前記フィードバック手段は、前記フィルタリングブランチにおいて獲得された前記シンボル推定値を、ハード検出されるべき最も信頼できる推定値を伝送することになっているダウンリンク共有チャネルの第1のブランチグループ、フィードバックから除外されるべきであり、かつ、知られている定数シーケンスによって置き換えられるべき、または全く処理なしにフィードバックされるべき第1の出力の第2のブランチグループ、および所定の閾値未満で阻止されるべき残りのブランチの第3のグループに分類するように構成される請求項1ないし11のいずれか一項に記載の装置。前記所定の閾値は、前記すべてのダウンリンク共有チャネルのハード検出された値とソフト検出された値の間の平均エネルギーレベルに相当する請求項12に記載の装置。前記フィードバック手段は、前記非線形フィルタリングの後に重み付け機構を適用するように構成され、前記重み付け機構は、信頼性測度に基づく請求項1ないし13のいずれか一項に記載の装置。前記信頼性測度は、信号対雑音干渉比の測度である請求項14に記載の装置。直交拡散符号を有する符号多重遠隔通信システムの受信機において重み適応を制御する方法であって、a.離散時間信号サンプルを受信し、第1の等化ステップを使用することによって前記受信された信号サンプルをチップレベルフィルタリングするステップと、b.前記受信された離散時間信号サンプルを、データシンボルに相当する期間だけ遅延させ、前記遅延された時間信号サンプルを、前記第1の等化ステップのために適応関数において使用するステップと、c.前記第1の等化ステップから獲得されたシンボル推定値に非線形フィルタリング動作を適用し、前記フィルタリングされたシンボル推定値を、後続のシンボル周期において前記第1の等化ステップのための等化器重みを適応させるために前記適応関数のための所望される応答として使用するステップとを含む方法。前記適応関数は、第2の等化ステップを含む請求項16に記載の方法。コンピュータデバイス上で実行されると、請求項16および17のいずれかの方法の前記ステップを生成するように適合された符号手段を含むコンピュータプログラム。直交拡散符号を有する符号多重遠隔通信システム内で使用のための受信装置であって、a.離散時間信号サンプルを受信するため、および前記受信された信号サンプルをチップレベルフィルタリングするためのフィルタリングブランチと、b.前記受信された信号サンプルの中に含まれる拡散符号間の直交性を復元するための等化器手段と、c.前記等化器手段のフィルタ重みを更新するための重み適応手段と、d.前記受信装置に少なくとも1つのチャネル符号が割り当てられている、活性段階中に、重み適応に関する第1の更新スキームを使用し、前記受信装置にチャネル符号が全く割り当てられていない非活性段階中に、重み適応に関する第2の更新スキームを使用するよう、前記重み適応手段を制御するための選択手段と、を含む受信装置。前記第1の更新スキームは、判定指向の正規化された最小平均2乗誤差スキームに基づき、前記第2の更新スキームは、グリフィスアルゴリズムに基づく請求項19に記載の受信装置。直交拡散符号を有する符号多重遠隔通信システムの受信機において重み適応を制御する方法であって、a.離散時間信号サンプルを受信し、前記受信された信号サンプルをチップレベルフィルタリングするステップと、b.前記受信された信号サンプルを等化して、前記受信された信号サンプルの中に含まれる拡散符号間の直交性を復元するステップと、c.前記受信装置に少なくとも1つのチャネル符号が割り当てられている活性段階中に、第1の重み更新スキームを使用し、前記受信装置にチャネル符号が全く割り当てられていない非活性段階中に、第2の重み更新スキームを使用するよう、前記等化するステップにおいて適用されるフィルタ重みの更新を制御するステップと、を含む方法。コンピュータデバイス上で実行されると、請求項21の方法の前記ステップを生成するように適合された符号手段を含むコンピュータプログラム。したがって、本発明の目的は、改良された受信端重み適応制御方法を提供することであり、この方法を使用して、複雑度の増大が小さく抑えられることが可能でありながら、干渉電力の欠陥が小さくされることが可能である。第1の態様によれば、この目的は、それぞれ、請求項1に記載の受信装置、および請求項16に記載の重み適応制御方法によって達せられる。したがって、適応ブランチに導入される遅延は、固定であり、16のチップの1シンボル周期にまで短縮される。したがって、フィルタ重みは、予測を全く要求することなしに、適応ブランチの等化器からフィルタリングブランチの等化器にコピーされることが可能である。さらに、シンボル推定値の非線形フィルタリングは、特定のチャネル符号の知識に基づくことが可能であり、したがって、より堅牢な方法およびシステムが、実現されることが可能である。さらに、請求項3および16に記載のソリューションでは、1の等化関数または等化ユニットだけしか必要なく、このことは、複雑度、オーバヘッド、および電力消費の大幅な低減をもたらす。さらなる、または代替の第2の態様によれば、前述の目的は、請求項19に記載の受信装置、および請求項21に記載の重み適応制御方法によって達せられる。したがって、更新アルゴリズムが、遠隔通信システムの段階、すなわち、活性段階と非活性段階に基づいて選択される、選択的重み適応スキームを有する、混成等化器アーキテクチャが、提案される。その結果、フィルタ重みまたはフィルタタップは、計算の負荷および複雑度を減らすために、活性段階の始めにおいて、より信頼できるものと見込まれることが可能である。非活性段階中に使用される第2の更新スキームの更新レートは、活性段階中に使用される更新レートと比べて、より低い値であるように選択されることが可能である。第2の重み更新スキームは、単に、チャネルの追跡能力を緩めないような仕方で選択されるだけでよい。HSDPAシステムの特定の例において、期間は、直交拡散符号の16チップの固定シンボル長に相当することが可能である。このため16チップの短い遅延だけが導入され、したがって、適応ブランチにおいて更新される重みは、フィルタリングブランチにおける第1の等化器手段のために即時に使用されることが可能である。フィルタリングブランチは、単一の符号ツリーレベルでFWHT高速ウォルシュアダマール変換を適用することにより、逆スクランブルされ、等化された信号サンプルを逆拡散するための逆拡散手段を含んでもよく、ただし、逆拡散された信号サンプルはフィードバック手段に供給される。固定レベルのFWHTを使用することは、より低い逆拡散複雑度という利点をもたらす。16チップの固定シンボル長の例では、逆拡散複雑度は、4分の1に低減されることが可能である。フィードバック手段によってフィードバックされるフィルタリングされたシンボル推定値は、FWHTを使用して拡散手段において再び再拡散されてもよい。さらに、減算手段が、第2の等化器手段から出力された、等化された信号サンプルと、フィードバック手段から獲得されたフィードバック信号サンプルとの差を獲得するため、およびその差を、第2の等化器手段の等化器重みを適応させるための更新手段に供給するために提供されてもよい。その結果、推定されるチップレベル信号は、適応ブランチに存在する第2の等化器手段のための、或る種の訓練シーケンスまたは所望される信号として使用されることが可能である。単一等化器代替形態では、減算手段は、等化器手段から出力され、データシンボルに相当する期間だけ、フィルタリングされた信号サンプルを遅延させるために構成された別の遅延手段を介して遅延された、フィルタリングされた信号サンプルと、フィードバック手段から獲得されたフィードバック信号との差を獲得するため、およびその差を、等化手段の等化器重みを適応させるための更新手段に供給するために構成されることが可能である。さらに、選択手段が、少なくとも1つのチャネル符号が受信装置に割り当てられた活性段階中に第2の等化器手段を選択するため、およびチャネル符号が全く、受信装置にサインされない非活性段階中に他の重み更新手段を選択するために、提供されてもよい。この混成等化器アーキテクチャは、異なる更新機構および所望の信号または統計値を保持することが、チャネルの非活性段階中と活性段階中に用いられるという利点をもたらし、その結果、計算負荷を低減する。特に、他の重み更新手段は、第1の等化器手段の入力と出力の直接比較に基づいて動作するように構成されることが可能である。特定の、ただし、限定的ではない例として、他の重み更新手段は、グリフィスアルゴリズムに基づいて動作するように構成されてもよい。さらなるオプションとして、フィードバック手段は、フィルタリングブランチにおいて獲得されたシンボル推定値を、ハード検出されるべき最も信頼できる推定値を伝送することになっているダウンリンク共有チャネルの第1のブランチグループ、フィードバックから除外されるべきであり、かつ、既知の定数シーケンスconstantsequenceによって置き換えられるべき、または線形最小平均2乗誤差LMMSE重み付けによってスケーリングされてフィードバックされるべき第1の出力の第2のブランチグループ、およびLMMSE重み付けによってスケーリングされて再びフィードバックされる残りのブランチの第3のグループに分類するように構成されることが可能である。いずれかの特定のブランチ上の推定されたLMMSE重みが、負である場合、その重みは、0によって置き換えられる。この正に最後の状況は、フィードバックからのブランチをブロックすることと均等であり、その特定のブランチにおける電力が、所定の閾値を下回る場合に生じる。この混成機構は特定のダウンリンク共有チャネルの知識だけが、明示的に使用され、したがって、システムの堅牢性が向上させられることが可能であるという利点をもたらす。特に、第3のブランチグループに適用される所定の閾値は、すべてのダウンリンク共有チャネルのハード検出された値とソフト検出された値の間の平均エネルギーレベルに対応してもよい。ダウンリンク共有チャネルの符号の間の、この平均は、推定誤差分散を小さくする。LMMSE重み付けは、SINR信号対干渉雑音比の測度である。この測度によりハード判定と重み付き線形判定の混合に明示的な信頼できる測度が与えられる。残りの符号ブランチ上のLMMSE重み付けは、以下の仕方で計算されることが可能である。任意のブランチk上の瞬時電力が、であり、指定の閾値が、前段で定義されたとおり、であるものと想定する。すると、そのブランチ上のLMMSE重みは、である。この重みにおける分子の項は、有効信号電力に相当し、分母の項は、有効電力と干渉雑音電力の合計に相当する。第1のブランチのハードパイロット追加とスケーリングされた線形フィードバックとの間の多重化機構は、閾値を要求する。パイロットトーン電力が、PCPICHである場合、すると、計算された最適閾値は、である。第1のブランチ上の電力が、Pthrより小さい場合、すると、パイロット信号は、ハードな仕方でフィードバックパスに追加される。Pthr以上である場合、第1のブランチ出力は、その他の残りのブランチに関して行われるのと同様に、LMMSEスケーリングによってフィードバックされる。さらなる有利な発展形態は、従属請求項において定義される。本発明は、次に、添付の図面を参照して好ましい実施形態に基づいて説明される。以下において、好ましい実施形態が、UMTS標準のリリース5規格に準拠するHSDPAデータアクセスシステムに基づいて説明される。HSDPAは、ダウンリンク方向で高いデータレートを提供するように開発された。この特徴により、さらに、HSDPAチャネルの分散性により、前述した第1のアプローチによる従来のレイク受信機は、もはや考慮されず、前述した第2のアプローチによる等化器スキームが、重要なソリューションとして認識される。図1は、本発明の好ましい実施形態が実施されることが可能な受信機10の概略ブロック図を示す。受信機10は、適応干渉除去アルゴリズムを有し、このアルゴリズムは、チャネル等化に基づき、符号スクランブルと一緒に直交拡散符号を使用する同期CDMAシステムに適する。特に、受信機10は、等化の適応のために訓練シーケンスまたは訓練情報を有することを強要されない。受信機10は、初期設定重みだけを必要とし、初期設定重みは、訓練シーケンスを要求するチャネル推定スキームを必要とすることも、必要としないこともある。図1によれば、少なくとも1つのアンテナ1001から100Nが、遠隔通信チャネルから信号を受信する。これらの信号は、A/Dアナログ-デジタル変換器を含む従来のRFトランシーバ110に結合される。従来のRFトランシーバ110は、オプションとして、チップ波形フィルタリングを実行してもよい。変換された信号r1からrNは、チャネルインパルス応答エスティメータ120および適応チップエスティメータ130に転送される。チャネルインパルス応答エスティメータ120は、チャネルのインパルス応答を推定するように動作し、初期設定重みを提供するために、適応チップエスティメータ130に基準入力ファクタ、つまり、重みh1からhNを提供する。適応チップエスティメータ130の出力は、シンボル同期されたsymbol-synchronized符号相関器140に結合される。相関器140は、適応チップエスティメータ130の出力dを、出力dに、符号ジェネレータ150の出力を掛け、次いで、シンボル周期にわたって積分することによって、逆拡散する。符号ジェネレータ150は、図2の前述のOSVFツリーに従って、要求される拡散符号を生成することができる。相関器140の出力は、従来のディインタリーバ160に結合され、ディインタリーバ160は、データ判定を出力する従来の復号器170に結合される。チャネルインパルス応答エスティメータ120および適応チップエスティメータ130によって達せられる、提案される等化器関数は、伝送された多ユーザチップを推定し、これにより、チャネルを等化することにより、受信機においてユーザ波形の直交性を復元しようと努めることにより、複数アクセス干渉を除去する役割をする。完璧に推定されたチップシーケンスを使用して、多ユーザチップシーケンスをユーザのスクランブル符号および拡散符号と互いに関係付けることにより、所望されるユーザ信号が、全くその他のユーザからの残余の干渉なしに、復元されることが可能である。CDMAベースのUMTSシステムに関する適応アプローチの問題は、信頼できる訓練多ユーザチップシーケンスが、全く利用できないことである。それでも、訓練シーケンスの必要性は、所望される信号多ユーザチップシーケンスと、受信された信号との間の相互関係の知識を使用することにより、回避される。これを達するのに、受信機10は、チャネルインパルス応答エスティメータ120を使用して、チャネルインパルス応答を推定する。好ましい実施形態によれば、チップレベルLMSアルゴリズムの変種に基づく、混成等化器アーキテクチャが、提案される。等化器重み更新の規則は、HSDPAチャネルの非活性期間におけるグリフィスアルゴリズム、またはHSDPA符号の部分的な符号知識を活用することによって、利用可能なすべての電力を活用する、活性期間中の新奇な判定指向ベースのスキームであることが可能である。その結果、フィルタタップまたはフィルタ重みを更新することは、チップレートより低いレートで行われることが可能であり、複雑度の大幅な節約をもたらす。好ましい実施形態は、従来のレイク受信機ベースのソリューションと比べて、顕著な利得をもたらす。HSDPAシステムの現在の例において、移動端末装置、または第3世代の用語でUEユーザ機器などの端末デバイスが、チャネルを追跡する、もしくは推定することができ、かつ/または等化することができる、可能な2つの段階が、提供される。これら2つの段階は、非活性段階および活性段階と呼ばれる。非活性段階または非活性状態は、ユーザが、チャネルをリッスンしているが、HSDSCH高速ダウンリンク共有チャネルが、そのユーザに全く割り当てられていない時に、与えられる。他方、活性段階または活性状態は、少なくとも1つのHSDSCH符号が、そのユーザに割り当てられている時に、与えられる。非活性段階中と活性段階中、同様の適応等化器アーキテクチャが使用されることが可能であるが、更新機構、およびサポートする所望される信号または統計値は異なる。図5は、非活動段階Iおよび活動段階A、ならびに等化器重みを更新するための対応する更新機構を示す概略タイムチャートを示す。計算負荷、推定速度、干渉除去などの点で等化器動作を最適化する更新機構が、選択される。非活性段階I中、更新機構は、単に、時間とともに変化するチャネルの追跡能力を失わない役割を果たすべきである。この目的で、訓練シーケンス所望される信号が、利用できない場合、または信頼できない場合に、一般に使用される、知られているグリフィスアルゴリズムG。非活性期間I中に使用されるグリフィスアルゴリズムGは、基地局の全信号の分散、およびチャネル推定値を活用することにより、ウィーナフィルタリングの入力/出力相互相関部分の近似値を求める。このことは、活性段階Aの始めにおけるフィルタタップが、それらの切り替え時点において、レイク受信機を一時的な初期設定ソリューションと単に考えることと比べて、より信頼できると見込まれることが可能であるという利点を提供する。計算負荷を低減するため、グリフィスアルゴリズムGに関する更新レートは、活性段階A中に選択される更新レート未満であると考えられることが可能である。しかし、この場合、パイロットトーンを使用するシンボルレベルのLSM機構が、非活性段階I中に使用されることも同様に可能であり、ただし、フィルタタップまたはフィルタ重みは、256のチップごとに、せいぜい1回、更新されることに留意されたい。他方、少なくとも1つのHSDSCHがユーザに割り当てられた活性段階A中、新たな更新機構が、DD-LMS判定指向の最小平均2乗誤差等化器の新たな変種に基づいて、提案される。図6は、DD-LMS等化器の新たな変種を有する第1の好ましい実施形態による、提案される混成等化器アーキテクチャの概略ブロック図を示す。図6における破線およびボックスは、非活性期間中に、すなわち、グリフィスアルゴリズムが、重み更新のために使用される際に、動作する等化器アーキテクチャの部分を表す。第1の更新関数もしくは更新ユニット280が、等化器アーキテクチャのフィルタリングブランチにおける第1の等化器215にフィルタ重みを適用するよう、重み判定関数もしくは重み判定ユニット285を制御する。第1の更新ユニット280の更新規則は、下記の式1において与えられ、グリフィスアルゴリズムによる再帰的フィルタ更新手続きを実施し、ただし、wRakeは、チャネル長と同じだけ多くのタップを有する従来のレイク受信機のFIR有限インパルス応答形態を表す。レイク受信機の、このFIR形態は、CMFチャネル整合フィルタとして知られる。このFIR形態は、チャネルの共役対称性に対応する、すなわち、wRake[n]=h[-n]であり、ただし、h[n]は、遅延nを有するチャネルタップを表す。σ2dは、全基地局信号分散を表し、wIは、現状のフィルタ列ベクトルを表し、wI1は、次の状態のフィルタベクトルを表し、uIは、入力回帰行ベクトルを表し、μは、このアルゴリズムのステップサイズを表す。更新ベクトルは、NLMS正規化された最小平均2乗誤差のグリフィス相当物となるように入力回帰ベクトルエネルギーによって正規化される。このため、非活性段階中、第1の等化器215の入力値および出力値が、前述のグリフィスアルゴリズムに基づいて処理されて、適応重み更新機構を第1の等化器215に適用するために、第1の更新ユニット280に供給される。破線ではない実線およびブロックが、ユーザに少なくとも1つのチャネルが割り当てられている活性段階中に使用される。新たな更新アルゴリズムデジタルシグナルプロセッサまたはベクトルプロセッサのためのソフトウェア実施形態を考慮するまたは更新アーキテクチャハードウェアコンテキストを考慮するが、受信された離散時間サンプルy[l]を2つのブランチ、すなわち、フィルタリングブランチ上方ブランチおよび適応ブランチ下方ブランチにルーティングするように構成される。これらの信号サンプルは、遅延関数または遅延要素290を介して適応ブランチにルーティングされ、関数または要素290において、これらの信号サンプルは、例えば、16チップだけ遅延され、16チップは、1つのHSDSCHシンボル周期に相当する。16チップという短いシンボル持続時間は、無線チャネルにおける比較的大きい通常のコヒーレンス時間と比べて小さい。その結果、16チップという、この短い周期中にチャネルが、あまり変化せず、したがって、関連する最適な等化器重みも変化しないという事実が、活用されることが可能である。提案される段階依存の切替えまたは選択は、優勢な段階活性段階または非活性段階を示す制御情報、例えば、フラグなどに応答して、切り替えまたは選択の関数またはユニット図示せずによって実施されてもよい。ハードウェア実施形態において、この切り替えユニットまたは選択ユニットは、アナログまたはデジタルの電子スイッチまたは電子セレクタであることが可能である。ソフトウェアベースの実施形態において、切り替え関数または選択関数は、ソフトウェアルーチンにおける条件ブランチ動作または条件ジャンプ動作によって達せられることが可能である。上方ブランチは、図1に示されるとおり、逆スクランブルおよび拡散が後に続くチップレベルフィルタリングの構造を有する任意の受信機における通常のデータフローパスに対応する。最初、フィルタ重みh[l]が、外部フィルタ設定機構210によって提供される。FWHT高速ウォルシュアダマール変換が、複数の逆拡散動作を効率的に実施するために提供される。M個の符号が、拡散レベルNで逆拡散される場合、M個の独立した相関器の代わりにFWHTを使用することは、複雑度をMN単位からNlog2N単位に減らす。このため、M>log2Nである限り、FWHTは、有利なままである。SF=16である場合のクロスオーバM値は、log216=4である。このため、当該のユーザと他のユーザの両方に対応する、いくつかのHSDPAチャネルを一緒に逆拡散するために、16の出力を当然、有する長さ16のFWHTが、使用されることが可能である。以下において、このタイプのFWHTは、FWHT-16と呼ばれる。図6から推測されることが可能であるとおり、フィルタリングブランチにおける第1の等化器215から出力された信号サンプルは、逆スクランブル関数または逆スクランブルユニット220によって逆スクランブルされ、次いで、逆拡散関数または逆拡散ユニット230に供給され、逆拡散関数または逆拡散ユニット230においてFWHT-16が適用される。当該のユーザのそれぞれのHSDSCHに関連するFWHT-16出力は判定ブロックスライサを通らされて、図1の復号器170などの復号器ユニットに、または他のビットレベル処理ユニットにフィードフォワードされる。しかし、すべてのハード検出されたHSDSCHシンボル例えば、QPSK直角位相偏移変調配置または16-QAM直交振幅変調配置からのもまた、他のユーザのチャネル化符号も知られているという条件付きで、他のユーザのハード検出された、またはハード判定されたHSDSCHシンボルと一緒に、下方適応ブランチにフィードバックされる。チャネル化符号が知られていない場合でも、それらの符号を検出することは、符号探索空間が、せいぜい14の符号だけに限られるのでせいぜい1つの符号が、当該のユーザに割り当てられ、HSDPAサービスに割り当てられた、せいぜい15の符号が、存在することが可能であるので、容易である。さらに、HSDSCH符号は、連続的に配置されこのことは、検出をより容易な作業にする、配置も、検出することがやはり容易であるQPSKおよび16-QAMに限定される。したがって、ほとんど労力なしに、他の存在する可能性があるHSDPA符号を活用することもできる。しかし、下方ブランチにフィードバックされるシンボル推定値は、HSDPA符号だけに限定されない。それどころか、他のすべてのFWHT-16出力が、非線形フィルタリング関数または非線形フィルタリングユニット240に供給され、非線形フィルタリング関数または非線形フィルタリングユニット240において、それらの出力は、非線形フィルタリングに供給され、例えば、それらの出力は、非線形フィルタリングブロックにおけるLMMSEスケーリングによって阻止され、または許され、このことが、適応ブランチへのフィードバックを制御する。次いで、適応ブランチにフィードバックされる推定された、または検出されたシンボルはまず、FWHT-16アルゴリズムに従って拡散ユニット260において再拡散され、次いで、スクランブルユニット250において再スクランブルされて、或る種の訓練シーケンスまたは所望される信号として使用されることが可能な、所望される信号が得られる。この所望される信号d[l]と、遅延された入力信号サンプルu[l]が供給される第2の等化器255の出力との差が、誤差信号e[l]として、第2の等化器255の関する重み更新を実行する第2の更新ユニット270に与えられる。次いで、第2の等化器255の更新された重みが、上方フィルタリングブランチにおける第1の等化器215に関する重みとして直接に使用されることが可能である。ハード検出されたHSDPAシンボル、および線形推定された他の活性のシンボルのフィードバックは、基地局によって同期伝送されたチップレベル信号が、可能な限り正確に推定されて、下方適応ブランチに存在する第2の等化器255に関する訓練シーケンスとして使用されることが可能であるという利点を提供する。特に第2の等化器255は、1つのHSDPAシンボル周期だけ遅延された、受信された信号サンプルの遅延された形態に対して動作する。したがって、検出された、または推定された信号線形フィードバック部分の場合におけるは、後続のシンボル周期において、下方適応ブランチに関する完璧に同期されたチップレベルの所望される応答の役割をする。上方フィルタリングブランチを通って流れるデータは、適応ブランチを通って流れるデータより1つのシンボル周期、先に進んでいるものの、適応ブランチの第2の等化器255において適応された等化器重みが、上方フィルタリングブランチの実際のデータをフィルタリングするのに安全に使用されることが可能である。このことは、1つのHSDPAシンボル周期すなわち、16チップが、通常の無線チャネルのコヒーレンス時間と比べて、ほとんど、無視できるほどわずかな時間であるという事実により、実現可能である。図7は、逆拡散ユニット230におけるFWHT-16処理の出力サンプルの特定のカテゴリにおいて適用される非線形フィルタ動作を示す概略図を示す。特に、非線形フィルタリングユニット240が、サンプル出力を、図7の中間処理フローに示される通り、ハード検出されたHSDSCHブランチに分類する。これらのHSDSCHブランチは、最も信頼できる所望される信号推定値を伝送するものとされる。このことは、正しい判定が、ほとんどの場合に行われ、HSDSCHシンボル振幅が、正確に推定される限り、実際に当てはまる。振幅推定値は、HSDSCHと、基地局、すなわち、ノードBによってシグナルされる制御パイロットチャネルCPICHとの間の電力オフセット値に基づくことが可能である。さらに、第1の出力ブランチは、第1の出力、すなわち、すべて1の符号を使用する有効な逆拡散からの出力に対応し、この逆拡散は、CPICHトーン、PCCPCH符号、およびすべての活性の符号を、図2のOVSFツリーの符号c16,0にルートがあるOVSFサブツリーの下で、部分的に逆拡散する。2つのオプションが、この場合、可能である。第1のオプションによれば、この第1の出力ブランチは、フィードバック動作から除外され、代わりに、CPICHチップシーケンスが、このシーケンスが、知られている定数シーケンスであるので、追加される。しかし、このアプローチは、CPICH振幅も推定する必要性、および符号c16,0にルートがあるOVSFサブツリーの下の他の符号が、CPICHがフィードバックされると、含められることが可能でないという事実という欠点を有する。第2のオプションによれば、第1の出力ブランチは、図7の上方フローに示されるとおり、そのブランチに対して全く処理を行うことなしに、フィードバックされる、またはLMMSE重み付けによってスケーリングされてフィードバックされる。他の残りのブランチOBに関する扱いは、完全にブラインドであるように選択される。他の残りのブランチOBのそれぞれにルートがあるOVSFサブツリーにわたる相当な活動が存在するかどうかは、アプリオリに知られることが可能でない。要領は、活性の一般化拡散符号が、知られている必要がなく、配置情報およびシンボル振幅情報を確実に要求するハード判定または他の非線形動作が考慮されない限り、それらの符号の実際のシンボルが、推定される必要がないことである。OVSF階層の或る特定の位置に存在する実際のシンボルからの擬似シンボル推定値を、そのシンボルの親符号または子符号のいずれかに反映させるだけで、同様に十分である。したがって、その他のブランチOBは、図7の下方処理フローの図に示されるとおり、エネルギー閾値をまず推定し、次いで、それらの他のブランチOBにおけるエネルギーを、この閾値と比較することによって、処理されることが可能である。このエネルギー閾値を超えているブランチは、非線形フィルタリングユニット240を通過して、フィードバックされる一方で、その他のブランチは、阻止される。任意のブランチの下のすべての活動を正しく検出することは、それほど有用でないことが、この場合、強調される。代わりに、任意の特定のブランチを含める、または除外することが有利であるかどうかを判定するだけで十分である。例えば、いくつかのブランチの下で弱い活動が存在するかもしれないが、そのFWHT-16ブランチによってキャプチャされる干渉および雑音の方がはるかに優勢であることが可能である。そのような事例においては、そのブランチを阻止する方がよい。オプションの改良機構として、LMMSE重み付け機構もまた、非線形フィルタリングユニット240または別個のユニットに導入されてもよく、この機構は、すべての通過ブランチまたはフィードバックブランチの間で、それらのブランチの信頼性測度、例えば、それらのブランチのSINR値に基づき、ハード検出および非線形処理の後に実行される。このフィードバック戦略は、所望される信号のエネルギーを改善し、チャネルのより良好な追跡を可能にする。さらに、この再帰的プロセスは、所望される信号に関する学習プロセスとしても解釈されることが可能である。再帰のたびに、フィルタ重みの品質が改良され、このため、検出された、または推定されたフィードバック信号すなわち、所望される信号が、改良される。第2の更新ユニット270においてフィルタタップまたはフィルタ重みを更新することは、チップレートとして、またはチップレートより低い更新レートにおいてさえ行われることが可能であり、したがって、複雑度が低減されることが可能である。第2の更新ユニット270において実施される更新規則は、Schniter他の最初に述べられた従来技術において提案されるとおりのDD-LMSアルゴリズムの下で、フィルタタップを更新するのに使用される再帰的な式であることが可能であり、ただし、μは、アルゴリズムのステップサイズである。逆拡散ユニット230における逆拡散が、単一のレベル、すなわち、SF=16において一緒に行われるという事実に鑑みて。したがって、FWHT-16動作の例において、逆拡散の複雑度は、4分の1に低減されることが可能である。他の方法と比べて、計算の複雑度は、さらにはるかに小さい。符号の数は、OVSFにおいて、より高い拡散率で、いくつかの活性の符号、および拡散率SF=16で単一の擬似符号、という事実により、劇的に低減される。さらに、ハード判定および重み付き線形判定、ならびにオプションの明示的な信頼性測度の混合が、提案されるスキームの、より高い効率につながる。外部重み設定機構210による、このスキームの初期設定そのものが、従来のレイク原理に基づくことが可能である。その後、グリフィスアルゴリズム、または別の適切なアルゴリズムが、非活性段階中に使用されることが可能である。いずれのDDスキームも、収束の誤りの問題を被りやすい。収束の誤りは、等化器が、回転された配置状態にロックし、そこから回復することができない場合に生じる現象である。収束の誤りを回避するため、逆スクランブルの後、チップとシンボルの両方のレベルで45度ベクトルであるPCPICH信号が、利用されることが可能である。最初にスーパーPCPICHシンボルPCPICHシンボルのブロックの合計が、ドップラー拡散-雑音独立の設計パラメータであり、より少ないことも、より多いことも可能である5または10のPCPICHシンボル周期ごとに獲得され、等化器フィルタ重みが、推定されたスーパーPCPICHシンボルと、パイロット信号に関する正しい位相である45度との差に等しい角度だけ、逆回転de-rotateされる。適応LMSフィルタリングの複雑度は、適応およびフィルタリングの構成要素に基づいている。適応とフィルタリングはともに、ほとんど同一の複雑度、すなわち、タップまたは重みの数の約4倍、実数の乗算および加算を有する。第2の更新ユニット270において使用されるDDアルゴリズムは、2つのフィルタリング機構、および1つの適応機構を要求する。したがって、チップレートで適応させられた場合、DD更新スキームは、適応LMSフィルタリングよりさらに50複雑である。しかし、適応レートが、χ分の1に低減された場合、LMSアルゴリズムの適応部分の複雑度、およびDD-LMSアルゴリズムの1つのフィルタリング部分および適応部分の複雑度が、比例して低下する。このことは、以下の数式2、すなわち、によって表現されることが可能である。このため、フィルタが、例えば、HSDSCHシンボルレートで適応させられると、LMSアルゴリズムに関する複雑度の増大は、6だけに抑えられることが可能である。さらなる再拡散ユニット260および再スクランブルユニット250は、フィルタリング動作に関して、無視できるほど小さい量の複雑度を増加させる。提案される等化スキームは、干渉電力の影響を低減して、したがって、所望される信号d[l]の電力は、非線形フィルタリングユニット240がすべての利用可能な電力を活用する役割をするので、従来のソリューションよりはるかに良好である。パイロットトーンだけを使用するフィルタタップまたはフィルタ重みの適応が、それらのタップまたは重みに与えられる電力が、干渉レベルと比べて小さすぎるため、機能しない、従来のNLMSアルゴリズムと比べて、顕著な利得が、達せられることが可能である。要求される複雑度の増大は、その増大が、適応のレートに依存するので、低減され、調整もされることが可能である。図8は、第2の好ましい実施形態による代替の混成等化器アーキテクチャの概略ブロック図を示す。原理は、第1の好ましい実施形態と同様である。したがって、新しいブロック、または機能もしくは動作が第2の好ましい実施形態において変更されているブロックに限り、以下で説明される。残りのブロックの機能および動作は、第1の好ましい実施形態と同様であり、ここで再び説明はされない。さらに、図7に関連して前述される第1の好ましい実施形態の特徴が、以下の第2の好ましい実施形態に適用されることもある。以下のアーキテクチャ上の変更が、第2の好ましい実施形態のDD-LMSに導入されて、この変更は、適応の複雑度を50、全体的な複雑度を33、低減する。図6に示されるとおりの第1の好ましい実施形態において、入力信号y[l]が、遅延要素290において16チップだけ、すなわち、1つのHSDPAシンボルだけ遅延されて、信号u[l]として下方適応ブランチにフィードフォワードされる。上方データフィルタリングブランチが、それらのユーザシンボルを推定する。このブランチは、第1の等化器215におけるフィルタリング、逆スクランブルユニット220における逆スクランブル、FWHTを介して拡散率レベル16におけるすべての擬似符号による、逆拡散ユニット230における逆拡散、そして最後に非線形フィルタリングユニット240における、HSDPA符号に対するハード判定およびその他の符号に対するLMMSE重み付けから成る。推定されたシンボルは、逆拡散ユニット260におけるFWHT、および逆スクランブルユニット250における逆スクランブルを通って、下方ブランチにフィードバックされる。結果のBSチップ推定値d[l]は、第2の等化器255の適応に関する所望される応答の役割をする。被る遅延は、16チップに、ユニット260および250における少しの処理遅延を加えたものでありこれは、高いプロセッサ速度で行われることが可能であり、チップレートで行われなくてもよい、この遅延は、移動チャネルの通常のコヒーレンス時間よりはるかに少ない。したがって。第2の等化器255の推定されるフィルタ重みは、データフィルタリングブランチの第1の等化器215において直接に使用されることが可能である。図6の第1の好ましい実施形態のアーキテクチャ全体の主な複雑度は、第1の等化器215および第2の等化器255の2つのフィルタ関数からもたらされる。第2の等化器255において、チップレートフィルタリングと適応処理がともに、行われる。第2の等化器255が、重みを直ちに提供するので、第1の等化器215において、フィルタリングだけが行われる。両方の動作は、ONの複雑度を有し、ただし、Nは、FIRフィルタタップの数である。したがって、2つのブロック215および255は、合計で3単位の計算の複雑度を被る。図8の第2の好ましい実施形態において、第1の等化器215の出力信号もまた、上方ブランチにおけるのと同一の遅延量すなわち、1つのシンボル周期だけ、第2の遅延要素290によって遅延される。第1の等化器215の遅延された出力信号は、または再スクランブルユニット250から得られた再スクランブルされたフィードバック信号から引かれ、またはそのような信号と比較され、結果の誤差信号e[l]が、第2の更新ユニット270に供給され、ユニット270が、次に、第1の等化器215に直接に供給する。さらに、第1の遅延要素290から得られた、遅延された入力信号u[l]は、第1の等化器215に供給される。その結果、上方ブランチにおける第1の等化器215は、下方ブランチにおける第2のフィルタ255を必要とすることなしに、適応させられることが可能である。したがって、適応プロセスは、第2の等化器255から第1の等化器215に移され、第2の等化器255は、削除されることが可能である。結果のアーキテクチャ上の変更が、図8に示される。第2の好ましい実施形態の残りのアーキテクチャ、すなわち、シンボル推定プロセスなどは、第1の好ましい実施形態の場合と同一である。第2の好ましい実施形態の、このアーキテクチャ上の変更で、適応オーバヘッドは、502単位から1単位に低減されることが可能であり、全体的な複雑度は、333単位から2単位に低減されることが可能である。さらに、このことは、比例した量の電力節約も可能にする。図6および図8の機能またはブロックは、ディスクリートの回路要素を使用して、または適切なデータプロセッサによって実行されるソフトウェアルーチンとして実施されることが可能であることを理解されたい。また、回路要素とソフトウェアルーチンの組み合わせが、使用されてもよい。また、適応複素チップ推定フィルタを提供する他の重み更新アルゴリズムが、使用されてもよい。本発明の2つの態様、すなわち、一方で、異なる更新アーキテクチャまたは更新アルゴリズムの段階依存の選択と、他方で、DD-LMS等化器の新たな変種とは、別々の実施形態において実施されることが可能であることに留意されたい。つまり、図6および図8における破線のブロックは、オプションと考えられることが可能であり、図6および図8の破線でないブロックに対応するDD-LMS等化器アーキテクチャまたはDD-LMS等化器アルゴリズムの残りの新たな変種は、段階依存の切り替えまたは選択なしに、提供されてもよい。さらに、異なる等化器アーキテクチャまたは更新アルゴリズムの間の段階依存の切り替えまたは選択を使用する混成等化器アーキテクチャは、DD-LMS等化器の新たな変種なしに、実施されてもよい。代わりに、切り替えまたは選択は、知られている2つの等化器アーキテクチャまたは更新アルゴリズム、例えば、Schniter他の前述の従来技術において開示されるグリフィスアルゴリズムと従来のDD-LMSアルゴリズムの間で実行されてもよい。要約すると、直交拡散符号を使用する符号多重遠隔通信システムの受信機における重み適応を制御する受信装置および方法が、説明されており、ただし、受信された離散時間信号サンプルは、第1の等化ステップを使用することによってチップレベルフィルタリングされる。さらに、受信された離散時間信号サンプルは、データシンボルに相当する期間だけ遅延され、第2の等化ステップにおいて使用される。第1の等化ステップから獲得されたシンボル推定値が、非線形フィルタリングされ、後続のシンボル周期において第2の等化ステップのための所望される応答として使用され、ただし、第2の等化ステップにおいて適応させられた等化器重みが、第1の等化ステップのために使用される。代替として、第2の等化ステップは、省かれてもよく、重み適応は、単一の等化ステップに組み込まれてもよい。追加のオプション、または代替のオプションとして、混成等化器アーキテクチャが提供されてもよく、ただし、前述の2ステップ等化が、チャネルが割り当てられている活性段階中に使用されるのに対して、別の重み更新スキームが、チャネルが全く割り当てられていない非活性段階中に使用される。その結果、干渉電力の悪影響が、複雑度の小さな増加で低減されることが可能である。最後に、ただし、重要なこととして、特許請求の範囲を含む本明細書で使用される際、含むまたは含んだという語は、述べられる特徴、手段、ステップ、または構成要素の存在を明示することを意図するが、他の特徴、手段、ステップ、構成要素、またはこれらのグループの存在または追加を排除しないことに留意されたい。さらに、特許請求の範囲における要素の前に付く或るという語は、複数のそのような要素の存在を排除しない。さらに、いずれの符号も、特許請求の範囲を限定しない。"