"交流電源11と、複数のスイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szおよび該スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのスイッチングにより生じるリプル電圧を平滑するコンデンサ31を有し、上記交流電源11から入力される電力を上記スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換する主回路1Aと、該主回路1Aが出力する交流によって駆動する永久磁石モータ12とを備えたモータ駆動装置であって、上記永久磁石モータ12の極性を判別するためのパルス電圧を上記交流電源11の電源電圧の位相に基づいたタイミングで複数回上記永久磁石モータ12に出力するように電圧指令を上記主回路1Aに出力する電圧指令部51と、上記永久磁石モータ12のモータ電流を検知し、上記パルス電圧によるモータ電流の変動に基づいて上記永久磁石モータ12の極性を判別する判別部52とを備えていることを特徴とするモータ駆動装置。請求項1において、上記主回路1Aは、上記交流電源11の交流電力を整流するコンバータ部20と、上記スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのスイッチング動作によって上記コンバータ部20の出力電圧を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部40と、上記コンデンサ31が前記コンバータ部20とインバータ部40との間に接続される直流リンク部30とを備えていることを特徴とするモータ駆動装置請求項1において、上記主回路1Aは、マトリクスコンバータであることを特徴とするモータ駆動装置請求項1~3何れか1項において、上記電圧指令部51は、パルス電圧を上記交流電源11の電源電圧の1/2n周期nは電源の相数の整数倍の間隔で出力するように構成されていることを特徴とするモータ駆動装置。請求項1~4の何れか1項において、上記電圧指令部51は、パルス電圧を上記交流電源11の電源電圧の1/2n周期nは電源の相数の後半に対応するタイミングで出力するように構成されていることを特徴とするモータ駆動装置。請求項1~5の何れか1項において、上記判別部52は、モータ電流の変化の大きさで極性を判別するように構成されていることを特徴とするモータ駆動装置。請求項1~5の何れか1項において、上記判別部52は、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量で極性を判別するように構成されていることを特徴とするモータ駆動装置。しかしながら、従来の極性判別は、パルス電圧を所定間隔で出力し、例えば、4msの間隔で出力し、電源電圧の位相周期とは関係なく出力するようにしている。したがって、従来の極性判別では、安定したモータ電流の変化を得ることができないという問題があった。つまり、モータ駆動装置には、スイッチングによるリプル電圧を平滑化する程度の小容量コンデンサしか備わっていないものがる。例えば、コンバータとインバータの間の直流リンク部に小容量コンデンサを設け、脈動する直流をインバータに出力するようにしているものがある。このように、直流リンク部が小容量コンデンサを備える場合、電源電圧のピーク点でパルス電圧を出力した場合、コンデンサ電圧の低下時における電源電圧と直流リンク部電圧の電位差が大きくなり、リアクトルから小容量コンデンサに流れ込む電流が大きくなり、パルス電圧の出力を停止した後に直流リンク部の電圧が大きく上昇する。また、電源電圧のゼロクロス点でパルス電圧を出力した場合、コンデンサ電圧は0V付近まで低下し、パルス電圧の出力を維持できなくなる。その結果、モータには極性判別に必要なパルス電圧を印加できず、モータ電流の応答も不十分となる。したがって、上記パルス電圧を電源電圧の位相を考慮せずに出力していたのでは、単にモータ電流の大きさを検知しても永久磁石界磁の極性を正確に判別することができない、またはインバータ素子を破壊してしまうという問題があった。本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、永久磁石界磁の極性を正確に判別することを目的とする。本発明は、パルス電圧の出力タイミングを電源電圧の位相に基づいて決定するようにしたものである。第1の発明は、交流電源11と、複数のスイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szおよび該スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのスイッチングにより生じるリプル電圧を平滑するコンデンサ31を有し、上記交流電源11から入力される電力を上記スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換する主回路1Aと、該主回路1Aが出力する交流によって駆動する永久磁石モータ12とを備えたモータ駆動装置を対象としている。そして、第1の発明は、上記永久磁石モータ12の極性を判別するためのパルス電圧を上記交流電源11の電源電圧の位相に基づいたタイミングで複数回上記永久磁石モータ12に出力するように電圧指令を上記主回路1Aに出力する電圧指令部51と、上記永久磁石モータ12のモータ電流を検知し、上記パルス電圧によるモータ電流の変動に基づいて上記永久磁石モータ12の極性を判別する判別部52とを備えている。第2の発明は、上記第1の発明において、上記主回路1Aは、上記交流電源11の交流電力を整流するコンバータ部20と、上記スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのスイッチング動作によって上記コンバータ部20の出力電圧を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部40と、上記コンデンサ31が前記コンバータ部20とインバータ部40との間に接続される直流リンク部30とを備えたものである。第3の発明は、上記第1の発明において、上記主回路1Aがマトリクスコンバータである構成としている。上記第1~第3の発明では、上記電圧指令部51が、電圧指令を出力する。この電圧指令により、増磁方向のパルス電圧が交流電源11の電源電圧に同期して主回路1Aから永久磁石モータ12に出力される。例えば、第2の発明では、増磁方向のパルス電圧がインバータ部40より永久磁石モータ12に出力される。上記パルス電圧が永久磁石モータ12に出力されると、永久磁石モータ12を流れるモータ電流が上昇する。判別部52は、このモータ電流の変動を検出する。続いて、上記電圧指令部51の指令に基づき減磁方向のパルス電圧が交流電源11の電源電圧に同期して出力する。上記パルス電圧が永久磁石モータ12に出力されると、永久磁石モータ12のモータ電流が上昇する。判別部52は、このモータ電流の変化の大きさを検出する。上記判別部52は、このパルス電圧に伴うモータ電流の変動に基づき永久磁石モータ12の極性を判別する。第4の発明は、上記第1~第3の発明の何れかにおいて、上記電圧指令部51は、パルス電圧を上記交流電源11の電源電圧の1/2n周期nは電源の相数の整数倍の間隔で出力するように構成されたものである。上記第4の発明では、パルス電圧が電源電圧の半周期の整数倍の間隔で出力されるので、常に一定の電源電圧に対してパルス電圧が出力されることになる。第5の発明は、上記第1~第4の発明の何れかにおいて、上記電圧指令部51は、パルス電圧を上記交流電源11の電源電圧の1/2n周期nは電源の相数の後半に対応するタイミングで出力するように構成されたものである。上記第5の発明では、パルス電圧が電源電圧の半周期の後半で出力されるので、電源電圧と直流リンク部電圧の電位差が電源電圧の半周期の前半で出力した場合と比較して大きくならず、リアクトルに流れる電流がが小さくなり、直流リンク部30の電圧上昇が低減される。第6の発明は、上記第1~第5の発明の何れかにおいて、上記判別部52は、モータ電流の変化の大きさで極性を判別するように構成されたものである。上記第6の発明では、増磁方向のパルス電圧であるとモータ電流の変化がN極においては大きく、S極においては小さくなり、減磁方向のパルス電圧であるとモータ電流の変化がN極においては小さく、S極においては大きくなるので、磁束の増減方向とモータ電流の変化の大きさとの組み合わせにより極性を判別する。第7の発明は、上記第1~第5の発明の何れかにおいて、上記判別部52は、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量で極性を判別するように構成されたものである。上記第7の発明では、増磁方向のパルス電圧であるとモータ電流の変化がN極においては大きく、S極においては小さくなり、減磁方向のパルス電圧であるとモータ電流の変化がN極においては小さく、S極においては大きくなるので、磁束の増減方向とモータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量との組み合わせにより極性を判別する。本発明によれば、交流電源11の電圧位相を考慮してパルス電圧を出力するようにしたので、モータ電流の変化を安定化させることができる。つまり、常に一定の電源電圧の状態において、パルス電圧を出力するので、電圧の変化が安定する。この結果、モータ電流は、一定の電圧の変化に対する変化となり、モータ電流の変化が安定する。この結果、永久磁石モータ12の極性判別を正確に行うことができる。特に、電源電圧がゼロクロス以外の一定の電源電圧の状態において、パルス電圧を出力すると、電圧は、再現性のある変化にすることができる。特に、上記第2の発明によれば、常に一定の電源電圧の状態において、パルス電圧を出力するので、直流リンク部30の直流リンク電圧の変化が安定する。この結果、モータ電流は、一定の直流リンク電圧の変化に対する変化となり、モータ電流の変化が安定する。この結果、永久磁石モータ12の極性判別を正確に行うことができる。また、電源電圧がゼロクロス以外の一定の電源電圧の状態において、パルス電圧を出力すると、直流リンク部30の直流リンク電圧は、再現性のある変化にすることができる。なお、電源電圧の位相に応じたパルス電圧を出力することにより、所望のモータ電流を流し、直流リンク部30の電圧上昇を抑制することは可能である。よって、パルス電圧の出力は常に同じ位相である必要はない。また、上記第4の発明によれば、パルス電圧を交流電源11の電源電圧の半周期の整数倍の間隔で出力するので、直流リンク部30の直流リンク電圧の変化を確実に再現させることができる。また、上記第5の発明によれば、交流電源11の電源電圧の半周期に後半電圧の低下時にパルス電圧を出力するので、電源電圧の半周期の前半と比べて電源電圧と直流リンク部電圧の電位差が大きくならず、コンデンサ31の充電時におけるLC共振による直流リンク部30の電圧上昇がより低減される。この結果、素子の耐圧を超える電圧上昇を抑制することができる。また、上記第6の発明によれば、極性をモータ電流の変化の大きさで判別するので、簡易に極性判別を行うことができる。また、上記第7の発明によれば、極性をモータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量で判別するので、増磁方向と減磁方向のパルス電圧が正確に一致していない場合であっても極性を正確に判別することができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。発明の実施形態1-全体構成-図1に示すように、本実施形態1に係るモータ駆動装置10は、主回路1Aを備え、単相の交流電源11から与えられる電源電力を所定周波数の制御電力に変換してモータ12に供給するものである。そして、上記モータ12は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する永久磁石モータの三相交流モータである。上記モータ駆動装置10の主回路1Aは、コンバータ部20と直流リンク部30とインバータ部40とを備える一方、上記モータ駆動装置10は、制御部50を備えている。-コンバータ部-上記コンバータ部20は、交流電源11に接続され、交流電源11が出力した交流を直流に全波整流するものである。上記コンバータ部20は、4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路で構成され、これらのダイオードD1~D4は、交流電源11の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。-直流リンク部-上記直流リンク部30は、コンデンサ31を備えている。該コンデンサ31は、コンバータ部20の出力に並列接続され、つまり、コンバータ部20の出力端の間に接続されている。そして、上記コンデンサ31は、該コンデンサ31の両端に生じた直流電圧直流リンク電圧をインバータ部40に出力する。また、上記コンバータ部20とコンデンサ31との間には、リアクトル13が設けられている。上記コンデンサ31は、例えばフィルムコンデンサ31によって構成されている。このコンデンサ31は、インバータ部40のスイッチング素子後述がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、上記コンデンサ31は、コンバータ部20によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部30が出力する直流リンク電圧は、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有し、脈動の周波数は電源周波数の2倍となる。-インバータ部-上記インバータ部40は、入力ノードが直流リンク部30のコンデンサ31に並列に接続されている。そして、上記インバータ部40は、直流リンク部30の出力をスイッチングして三相交流に変換し、該三相交流をモータ12に供給するように構成されている。上記インバータ部40は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ部40は、三相交流をモータ12に出力するので、6個のスイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szを備えている。詳しくは、インバータ部40は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子Su,Sv,Swと下アームのスイッチング素子Sx,Sy,Szとの中点が、それぞれモータ12の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、上記各スイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szには、還流ダイオードDu,Dv,Dw,Dx,Dy,Dzが逆並列に接続されている。そして、上記インバータ部40は、これらのスイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szのオンオフ動作によって、直流リンク部30から入力された直流リンク電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ12へ供給する。-制御部-上記制御部50は、モータ電流を検出する電流センサである電流検出部60からモータ電流の電流値が入力されると共に、直流リンク部30のコンデンサ31の両端電圧を検出する電圧センサである電圧検出部61から直流リンク電圧の電圧値が入力されている。そして、上記制御部50は、モータ12に流れる電流モータ電流が、電源電圧の脈動に同期して脈動するように、インバータ部40におけるスイッチングオンオフ動作を制御している。さらに、上記制御部50は、モータ12の極性を判別するための電圧指令部51と判別部52とを備えている。上記電圧指令部51は、上記モータ12の極性を判別するためのパルス電圧を電源電圧の位相と同期したタイミングで複数回上記永久磁石モータ12に出力するように電圧指令を上記インバータ部40に出力するように構成されている。つまり、上記電圧指令部51は、上記モータ12の起動時において、該モータ12の極性が分からないので、この極性を判別するためのパルス電圧の電圧指令を出力する。上記電圧指令部51は、パルス電圧を電源電圧の半周期の整数倍の間隔で出力するように指令し、本実施形態では、上記電圧指令部51は、電源電圧の半周期ごとに2回指令するように構成されている。特に、上記電圧指令部51は、パルス電圧を電源電圧の半周期の後半に対応するタイミングで出力するように指令する。なお、図には記載されていないが、電源電圧の位相は、一般的に交流波形である電源電圧波形のゼロクロスタイミングを検出するゼロクロス検出回路を用いて検出される。もちろん、電源電圧の位相は、電源電圧波形の変化より求めることも可能である。上記判別部52は、電流検出部60から電流値に基づいてモータ12に流れるモータ電流を検知し、上記パルス電圧によるモータ電流の変動に基づいて上記モータ12の極性を判別する。具体的に、上記判別部52は、モータ電流の変化の大きさで極性を判別するように構成されている。-極性判別の原理-そこで、上記パルス電圧の出力タイミングと交流電源11の位相周期とを同期させる基本的理由について説明する。先ず、起動時において、モータ12の界磁極軸に近い位置にパルス電圧を印加すると、つまり、所定の電圧を印加すると、電機子鉄心の磁化特性は、図4に示すようになる。図4の横軸は、上記モータ12を流れるモータ電流であり、図4の縦軸は、上記モータ12に印加した電圧に比例した磁束である。そして、図4におけるφ0は、モータ12の永久磁石による磁束である。なお、パルス電圧を印加する界磁極軸の位置は、極性判別を行う前に検知されている。一般的には、高周波の電圧または電流をモータ12に印加する検知方法が用いられる。上記電機子鉄心の磁化特性は、増磁方向の電圧を印加した場合、電圧に比例した磁束の変化Δφに対するモータ電流の変化の大きさI1が大きく、減磁方向の電圧を印加した場合、電圧に比例した磁束の変化-Δφに対するモータ電流の変化の大きさI2が小さくなる。これは、N極における特性を示したものであり、S極においては電流の変化の大きさが逆になる。したがって、上記モータ12の極性は、磁束の増減方向とモータ電流の変化との組み合わせによって判別することができる。一方、図2および図3に示すように、電源電圧Vac電源電圧波形参照に対して、インバータ部40がパルス電圧Pを出力すると、直流リンク部30のコンデンサ31が放電する。したがって、パルス電圧Pの出力と同時に直流リンク部30の直流リンク電圧Vdcが低下する。この直流リンク電圧Vdcの低下を補うために、リアクトル13からコンデンサ31に電流が流れ込むので、上記パルス電圧Pの出力が停止した後に、直流リンク電圧Vdcが跳ね上がる直流リンク電圧波形のV1~V3参照。上記直流リンク部30のコンデンサ31の容量が小さいほど、直流リンク電圧Vdcの上昇が大きくなる。なお、図2および図3における直流リンク電圧波形の破線は、コンバータ部20による全波整流後の波形を示している。従来、図2に示すように、パルス電圧Pは、電源電圧Vacの周期と無関係に出力している。この結果、電源電圧Vacのピーク時またはゼロクロス時にパルス電圧Pを出力するとになる。このような場合、直流リンク部30の過大な電圧上昇によるインバータ部40のスイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szの破壊という問題および永久磁石界磁の極性を正確に判別できないといった問題が発生する。これに対し、本実施形態では、図3に示すように、電源電圧Vacの半周期に同期してパルス電圧Pを出力するので、モータ電流の変化が安定する図3のi3、i4参照。よって、永久磁石モータの極性判別を正確に行うことができるまた、電源電圧Vacの半周期に後半電圧の低下時にパルス電圧Pを出力するので、上記リアクタに流れる電流が小さくなり、コンデンサ31の充電時におけるLC共振による直流リンク部30の電圧上昇が低減される。-運転動作-次に、本実施形態のモータ駆動装置10に動作について説明する。先ず、交流電源11から与えられる交流は、コンバータ部20によって直流に全波整流される。この全波整流された直流は、直流リンク部30を介してインバータ部40に出力される。直流リンク部30のコンデンサ31は、インバータ部40のスイッチング素子Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Szがスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑している。上記インバータ部40は、直流リンク部30の出力を制御部50の指令に基づきスイッチングして三相交流に変換し、該三相交流をモータ12に供給する。そして、該モータ12の駆動により圧縮機が駆動する。特に、上記直流リンク部30は、小容量のコンデンサ31を有しているために、直流リンク電圧がより大きく脈動する。この直流リンク電圧の脈動により、コンバータ部20のダイオードD1~D4の電流導通幅が広くなり、その結果、力率が改善する。また、制御部50は、モータ電流が、電源電圧の脈動に同期して脈動するように、インバータ部40におけるスイッチングを制御する。これにより、交流電源11からモータ駆動装置10に入力される入力電流の高調波が低減される。一方、上記モータ駆動装置10は、モータ12の起動時にモータが停止している状態において、界磁極軸の位置を検出した後にその極性を判別する。この極性判別動作について、図5に基づいて説明する。先ず、ステップST1において、増磁方向のパルス電圧Pを出力する。つまり、電圧指令部51は、増磁方向のパルス電圧Pがインバータ部40よりモータ12に出力されるように、電圧指令をインバータ部40に出力する。上記ステップST1からステップST2に移り、判別部52は、モータ電流の変化の大きさI1を検出する図4のI1参照。つまり、上記パルス電圧Pは、図3に示すように、交流電源11の電源電圧Vacの半周期に同期し、且つ電源電圧Vacの半周期の後半に出力される。上記パルス電圧Pがモータ12に出力されると、モータ12を流れるモータ電流が上昇する図3のi3参照。判別部52は、このモータ電流の変化の大きさI1を検出する。続いて、ステップST3に移り、減磁方向のパルス電圧Pを出力する。つまり、電圧指令部51は、減磁方向のパルス電圧Pがインバータ部40よりモータ12に出力されるように、電圧指令をインバータ部40に出力する。上記ステップST3からステップST4に移り、判別部52は、モータ電流の変化の大きさI2を検出する図4のI2参照。つまり、上記パルス電圧Pは、図3に示すように、電源電圧Vacの半周期に同期し、且つ電源電圧Vacの半周期の後半に出力される。上記パルス電圧Pがモータ12に出力されると、モータ12を流れるモータ電流が上昇する図3のi4参照。判別部52は、このモータ電流の変化の大きさI2を検出する。その後、上記ステップST4からステップST5に移り、上記2つのパルス電圧Pに伴うモータ電流の変化の大きさI1とI2を比較する。1回目のモータ電流の変化の大きさI1が2回目のモータ電流の変化の大きさI2よりも大きければ、ステップST6に移り、判別部52は、モータ12の極性をN極と判別する。一方、上記ステップST5において、1回目のモータ電流の変化の大きさI1が2回目のモータ電流の変化の大きさI2よりも小さければ、ステップST7に移り、判別部52は、モータ12の極性をS極と判別する。-実施形態1の効果-本実施形態によれば、上記交流電源11の電圧位相に同期してパルス電圧を出力するようにしたので、モータ電流の変化を安定化させることができる。つまり、常に一定の電源電圧の状態において、パルス電圧を出力するので、直流リンク部30の直流リンク電圧の変化が安定する。この結果、モータ電流は、一定の直流リンク電圧の変化に対する変化となり、モータ電流の変化が安定する。この結果、永久磁石モータ12の極性判別を正確に行うことができる。特に、電源電圧がゼロクロス以外の一定の電源電圧の状態において、パルス電圧を出力すると、直流リンク部30の直流リンク電圧は、再現性のある変化にすることができる。また、パルス電圧を交流電源11の電源電圧の半周期の整数倍の間隔で出力するので、直流リンク部30の直流リンク電圧の変化を確実に再現させることができる。また、交流電源11の電源電圧の半周期に後半電圧の低下時にパルス電圧を出力するので、電源電圧の半周期の前半電圧の上昇時にパルス電圧を出力した場合と比較して、リアクトル13から流れる電流が小さくなり、コンデンサ31の充電時におけるLC共振による直流リンク部30の電圧上昇がより低減される。この結果、素子の耐圧を超える電圧上昇を抑制することができる。また、極性をモータ電流の変化の大きさで判別するので、簡易に極性判別を行うことができる。-実施形態1の変形例-次に、実施形態1の変形例について、図6に基づいて説明する。この変形例は、パルス電圧Pを実施形態の振幅よりも小さくし、出力時間を長くしたものである。このように、パルス電圧Pの振幅を小さくし、出力時間を長くすると、実施形態1に比して、リアクタに流れる電流が小さくなり、LC共振による直流リンク部30の電圧上昇がさらに低減される。その他の構成、作用および効果は、実施形態1と同様である。発明の実施形態2次に、本発明の実施形態2を図面に基づいて詳細に説明する。本実施形態は、実施形態1が極性判別をモータ電流の変化の大きさによって行ったのに代えて、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量であるインダクタンスで極性判別を行うようにしたものである。つまり、図4に示すインダクタンスLは、次式1で表される。式1のNは巻数、Δφは磁束変化、ΔIはモータ電流の変化、Vはパルス電圧の大きさPWMの場合、キャリア周期間における平均出力電圧となり、直流リンク電圧とデューティの積により求めることが可能、Δtはパルス電圧の出力時間である。L=N×Δφ/ΔI=V×Δt/ΔI......1要するに、図4に示すインダクタンスLは、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量に相当する。増磁方向のパルス電圧Pの場合、インダクタンスL1は、小さくなり、減磁方向のパルス電圧Pの場合、インダクタンスL2は、大きくなる。そこで、極性判別動作について、図7に基づいて説明する。先ず、ステップST11において、増磁方向のパルス電圧Pを出力する。つまり、電圧指令部51は、増磁方向のパルス電圧Pがインバータ部40よりモータ12に出力されるように、電圧指令をインバータ部40に出力する。上記ステップST11からステップST12に移り、判別部52は、モータ電流の変化の大きさI1を検出する図4のI1参照。つまり、上記パルス電圧Pは、実施形態1と同様に図3参照、交流電源11の電源電圧Vacの半周期に同期し、且つ電源電圧Vacの半周期の後半に出力される。上記パルス電圧Pがモータ12に出力されると、モータ12を流れるモータ電流が上昇する図3のi3参照。判別部52は、このモータ電流の変化の大きさI1を検出する。上記判別部52は、ステップST13ステップST14に移り、インダクタンスL1を演算する。つまり、上記判別部52は、式1に基づき、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量であるインダクタンスL1を演算する。続いて、ステップST14に移り、減磁方向のパルス電圧Pを出力する。つまり、電圧指令部51は、減磁方向のパルス電圧Pがインバータ部40よりモータ12に出力されるように、電圧指令をインバータ部40に出力する。上記ステップST14からステップST15に移り、判別部52は、モータ電流の変化の大きさI2を検出する図4のI2参照。つまり、上記パルス電圧Pは、実施形態1と同様に図3参照、電源電圧Vacの半周期に同期し、且つ電源電圧Vacの半周期の後半に出力される。上記パルス電圧Pがモータ12に出力されると、モータ12を流れるモータ電流が上昇する図3のi4参照。判別部52は、このモータ電流の変化の大きさI2を検出する。上記判別部52は、ステップST15ステップST16に移り、インダクタンスL2を演算する。つまり、上記判別部52は、式1に基づき、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量であるインダクタンスL2を演算する。その後、上記ステップST16からステップST17に移り、上記2つのパルス電圧Pに伴うインダクタンスL1とインダクタンスL2とを比較する。1回目のインダクタンスL1が2回目のインダクタンスL2よりも小さければ、ステップST18に移り、判別部52は、モータ12の極性をN極と判別する。一方、上記ステップST17において、1回目のインダクタンスL1が2回目のインダクタンスL2よりも大きければ、ステップST19に移り、判別部52は、モータ12の極性をS極と判別する。本実施形態によれば、モータ電流の変化に対するパルス電圧の変化量であるインダクタンスにより極性を判別するようにしたために、増磁方向と減磁方向で出力したパルス電圧が直流リンク部電圧の変動等の何らかの要因により正確に一致していない場合であっても、極性を正確に判別することができる。その他の、構成、作用および効果は実施形態1と同様である。その他の実施形態本発明は、上記各実施形態について、以下のような構成としてもよい。1上記各実施形態は、単相の交流電源11について説明したが、本発明は、三相の交流電源11を適用してもよい。この場合、電源周期の1/6周期に同期してパルス電圧を出力することができる。2また、上記パルス電圧は、電源電圧の半周期ごとに連続して出力するようにしたが、半周期の2以上の整数倍の間隔で3回以上出力してもよい。三相の交流電源の場合は、電源周期の1/6周期の2以上の整数倍の間隔で3回以上出力してもよい。3また、上記パルス電圧の出力は、第1の発明等では、電源電圧の半周期の後半に限られるものではない。三相の交流電源11の場合は、電源周期の1/6周期の後半に限られるものではない。4また、本発明は、いわゆるマトリクスコンバータにも適用できる。例えば、図8は、Aがいわゆる単相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、Bが該単相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子S1S2...S6の構成例である。主回路1Aを構成する単相マトリクスコンバータは、単相交流電圧をスイッチングすることで、異なる周波数と電圧をモータ12に印加する。この例では、単相の交流電源11に接続された6個のスイッチング素子S1S2...S6で単相交流をスイッチングしてモータ12に三相交流を供給する。それぞれのスイッチング素子S1S2...S6は、図8Bのように構成された双方向スイッチを採用することができる。また、コンデンサ31の容量は、スイッチング素子S1S2...S6のスイッチングにより生じるリプル電圧を除去できる程度の小容量である。また、図9は、Aがいわゆる三相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、Bが該三相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子S1S2...S9の構成例である。主回路1Aを構成する三相マトリクスコンバータは、三相交流電圧をスイッチングすることで、異なる周波数と電圧をモータ12に印加する。この例では、三相の交流電源11と接続された9個のスイッチング素子S1S2...S9で三相交流をスイッチングしてモータ12に三相交流を供給する。また、コンデンサ31の容量は、スイッチング素子S1S2...S9のスイッチングにより生じるリプル電圧を除去できる程度の小容量である。これらのマトリクスコンバータにおいても、上記実施形態1および2の直流リンク部30と同様に電源11の位相に同期してモータ12に出力できる電圧の最大値が変化するため、同様の効果を得ることができる。なお、以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。"