"電源装置及び負荷間に介装したスイッチ素子と、該スイッチ素子に通流する電流に応じた電流を抵抗に通流させる分岐回路と、該抵抗の両端電圧に関連する電圧値を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段が検出した電圧値が所定電圧値より高いか否かを判定する手段とを備え、該手段が所定電圧値より高いと判定したときに、前記スイッチ素子をオフにするように構成してある過電流保護回路において、第2抵抗及びコンデンサを有し、前記抵抗の両端電圧を積分する積分回路と、前記第2抵抗に並列に接続され、前記抵抗側から順接続されたダイオード、逆接続されたツェナーダイオード及び第3抵抗が接続された直列回路とを備え、前記電圧検出手段は、前記コンデンサの両端電圧値を検出するように構成してあることを特徴とする過電流保護回路。前記分岐回路は、前記スイッチ素子及び負荷の直列回路に並列に接続されており、前記抵抗に直列に接続され、前記スイッチ素子と同一信号によりオン/オフされる第2スイッチ素子と、該第2スイッチ素子及び抵抗間に介装されオン抵抗が可変であるオン抵抗可変回路、並びに前記スイッチ素子の負荷側端子の電位及び前記第2スイッチ素子の抵抗側端子の電位の差を検出する電位差検出回路を有し、該電位差検出回路が検出した電位差に基づき前記オン抵抗可変回路のオン抵抗を増減制御することにより、前記負荷側端子の電位に前記抵抗側端子の電位を一致させる一致化回路とを備える請求項1記載の過電流保護回路。前述したように、従来、電線は、ロック電流に合わせて、ヒューズの容量及び電線の径が定められているが、ロック電流に合わせている為、モータに定常的に流れる電流に比較して、余裕を持たせた容量及び径に定められている。その為、通流する電流値等からヒューズ及び電線等の温度を推定して、発煙及び溶断が起きる前に、電流を遮断するヒューズ機能等が考えられている。例えば、通流する電流値をモニタリングしてヒューズ及び電線等の温度を推定し、発煙又は溶断前にリレー、スイッチ等で電流を遮断することにより、ヒューズ及び電線を保護する。しかし、電線及びヒューズの温度を推定するには、電流値の2乗×時間のように、電流値の2乗を演算する必要があり、この2乗を実現する為には、マイクロコンピュータが必要であったり、回路規模が大きくなる等の問題がある。例えば、前述した特許文献1に開示された発明では、マイクロコンピュータも2乗演算回路も使用せずに、2乗特性を近似した特性を実現しているが、三角波発生装置等の回路が必要である。また、特許文献2に開示された発明では、マイクロコンピュータは使用せずに、電線温度の推定を行っているが、2乗演算回路が必要である。本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、2乗演算を使用した温度推定を行うことなく、簡易的にヒューズ特性を模擬することにより、過電流時にヒューズが溶断する前に、電流を遮断することができる過電流保護回路を提供することを目的とする。第1発明に係る過電流保護回路は、電源装置及び負荷間に介装したスイッチ素子と、該スイッチ素子に通流する電流に応じた電流を抵抗に通流させる分岐回路と、該抵抗の両端電圧に関連する電圧値を検出する電圧検出手段と、該電圧検出手段が検出した電圧値が所定電圧値より高いか否かを判定する手段とを備え、該手段が所定電圧値より高いと判定したときに、前記スイッチ素子をオフにするように構成してある過電流保護回路において、第2抵抗及びコンデンサを有し、前記抵抗の両端電圧を積分する積分回路と、前記第2抵抗に並列に接続され、前記抵抗側から順接続されたダイオード、逆接続されたツェナーダイオード及び第3抵抗が接続された直列回路とを備え、前記電圧検出手段は、前記コンデンサの両端電圧値を検出するように構成してあることを特徴とする。この過電流保護回路では、スイッチ素子が、電源装置及び負荷間に介装し、分岐回路が、スイッチ素子に通流する電流に応じた電流を抵抗に通流させる。電圧検出手段が、抵抗の両端電圧に関連する電圧値を検出し、判定する手段が、その検出した電圧値が所定電圧値より高いか否かを判定し、判定する手段が所定電圧値より高いと判定したときに、スイッチ素子をオフにする。第2抵抗及びコンデンサを有する積分回路が、抵抗の両端電圧を積分し、抵抗側から順接続されたダイオード、逆接続されたツェナーダイオード及び第3抵抗が接続された直列回路が、第2抵抗に並列に接続されている。電圧検出手段は、コンデンサの両端電圧値を検出する。第2発明に係る過電流保護回路は、前記分岐回路は、前記スイッチ素子及び負荷の直列回路に並列に接続されており、前記抵抗に直列に接続され、前記スイッチ素子と同一信号によりオン/オフされる第2スイッチ素子と、該第2スイッチ素子及び抵抗間に介装されオン抵抗が可変であるオン抵抗可変回路、並びに前記スイッチ素子の負荷側端子の電位及び前記第2スイッチ素子の抵抗側端子の電位の差を検出する電位差検出回路を有し、該電位差検出回路が検出した電位差に基づき前記オン抵抗可変回路のオン抵抗を増減制御することにより、前記負荷側端子の電位に前記抵抗側端子の電位を一致させる一致化回路とを備えることを特徴とする。この過電流保護回路では、分岐回路は、スイッチ素子及び負荷の直列回路に並列に接続されており、第2スイッチ素子が、抵抗に直列に接続され、スイッチ素子と同一信号によりオン/オフされる。一致化回路は、オン抵抗が可変であるオン抵抗可変回路が、第2スイッチ素子及び抵抗間に介装され、電位差検出回路が、スイッチ素子の負荷側端子の電位及び第2スイッチ素子の抵抗側端子の電位の差を検出する。電位差検出回路が検出した電位差に基づきオン抵抗可変回路のオン抵抗を増減制御することにより、負荷側端子の電位に抵抗側端子の電位を一致させる。本発明に係る過電流保護回路によれば、2乗演算を使用した温度推定を行うことなく、簡易的にヒューズ特性を模擬することにより、過電流時にヒューズが溶断する前に、電流を遮断することができる過電流保護回路を実現することができる。以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づき説明する。図1は、本発明に係る過電流保護回路の実施の形態の構成を示すブロック図である。この過電流保護回路は、例えば負荷8である車両のパワーウィンドウモータに電源供給するものであり、ヒューズ7、NチャンネルMOSMetalOxideSemiconductor型FET9、電流センサ回路6、電流処理回路5、制御回路1、判定回路2及び定電圧源19を備えている。バッテリ電源装置20からの電源ラインには、ヒューズ7を通じてFET9のドレインが接続され、FET9のソース及び接地ライン間には負荷8が接続されている。電源ラインには、また、ヒューズ7を通じてNチャンネルMOS型FET10のドレインが接続され、FET10のソースには、NチャンネルMOS型FETオン抵抗可変回路11のドレインが接続されている。FET11のソース及び接地ライン間に抵抗17が接続されている。FET11のゲートには、オペアンプ電位差検出回路12の出力端子が接続され、オペアンプ12の反転入力端子にはFET9のソースが、非反転入力端子にはFET10のソースがそれぞれ接続されている。オペアンプ12は、図示しない電源回路により電源が供給されている。FET11及びオペアンプ12は、一致化回路を構成し、FET10,11及びオペアンプ12は、電流センサ回路6を構成している。FET11のソース及び接地ライン間には、抵抗16及びコンデンサ18からなり、抵抗17の両端電圧を積分する積分回路が接続されている。積分回路の抵抗16には、FET11のソース側から、順接続されたダイオード13、逆接続されたツェナーダイオード14及び抵抗15が直列に接続された非線形回路Aが並列に接続されている。抵抗16,17、コンデンサ18及び非線形回路Aは、電流処理回路5を構成している。積分回路のコンデンサ18の端子電圧両端電圧が判定回路電圧検出手段、判定する手段2に与えられ、判定回路2には、定電圧源19からの定電圧も与えられている。判定回路2は、定電圧値所定電圧値及びコンデンサ18の端子電圧値の高低を判定し、コンデンサ18の端子電圧値が定電圧値より高いと判定したときは、負荷8への電力供給の遮断を指示する遮断信号を、制御回路1へ与える。制御回路1は、外部からの制御信号に基づき、FET9,10を同一信号によりオン/オフ制御しており、判定回路2から遮断信号を与えられたときは、FET9,10をオフにする。制御回路1は、また、外部からの制御信号に基づき定められたデュ―ティ比により、FET9,10をPWMPulseWidthModulation制御することも可能である。以下に、このような構成の過電流保護回路の動作を説明する。制御回路1は、外部から負荷8をオンにする制御信号を与えられると、FET9,10を同一信号によりオンにする。オペアンプ12は、FET9,10の各ソースの電位差を検出し、FET10のソースの電位の方が高いときは、その電位差に応じた出力によりFET11のオン抵抗を減少させる。その結果、FET10、FET11及び電流処理回路5分岐回路に流れる電流が増加して、FET10の電圧降下により、FET10のソースの電位の方が低くなる。オペアンプ12は、FET10のソースの電位の方が低いときは、その電位差に応じた出力によりFET11のオン抵抗を増加させる。その結果、FET10、FET11及び電流処理回路5に流れる電流が減少して、FET10の電圧降下により、FET10のソースの電位の方が高くなる。オペアンプ12がこの一連の動作を高速に繰返して収斂させることにより、FET10のソースの電位は、FET9のソースの電位に瞬時に略一致させられる。このとき、FET10のオン抵抗値と、FET11のオン抵抗値及び電流処理回路5の合成抵抗値の和との比は、FET9のオン抵抗値と負荷8の抵抗値との比と一致し、電流処理回路5に流れる電流Isは、負荷8に流れる電流ILに応じた電流となり、Is=IL/kkは定数となる。図2は、ヒューズ7の溶断特性を示す特性図であり、ヒューズ溶断特性は、電流値毎のヒューズ7が溶断するときの継続通流時間数/100秒~数秒程度を示している。ここでの電流値は、負荷8に流れる電流値ILであるが、分岐回路の抵抗17の両端電圧値で測定している。ここで、図2に示すヒューズ溶断特性を、抵抗16及びコンデンサ18のように、R抵抗及びC容量のみによる積分回路で模擬させ、電流値をコンデンサ18の両端電圧値で測定してみる。この場合、時定数RCが比較的に大きければ、ヒューズ溶断特性が示す電流値抵抗17の両端電圧値に達する継続通流時間が長くなり過ぎ、その電流値が計測される前に、ヒューズ7が溶断することになる。そこで、積分回路の時定数RCを比較的に小さくすると、ヒューズ溶断特性が示す電流値抵抗17の両端電圧値に達する継続通流時間が短くなり、ヒューズ7が溶断するよりかなり早く、その電流値が計測され、FET9,10がオフにされることになる。以上から、この過電流保護回路では、電流値が小さいときは、上述した時定数RCが比較的に小さい積分回路の特性となり、電流値が所定値より大きいときは、抵抗16に並列に接続された非線形回路Aにより、コンデンサ18への充電を急速に進めて両端電圧が速く上昇する特性となる。これにより、電流処理回路5の特性コンデンサ18の両端電圧で測定は、図2におけるRCA回路の特性となる。即ち、所要の電流値区間では、時定数RCが小さい積分回路より、ヒューズの溶断特性に近似させることができ、ヒューズが溶断するより早くFET9,10をオフにすることのできる特性が得られる。ここで、図3において、溶断時間が長短2つのヒューズ溶断特性の例min,maxに対比させて、RCのみの積分回路の特性の他の例Aなし、及び非線形回路Aを接続した時定数RCの大小2つの積分回路の特性の他の例A有りを示す。図2には、負荷8に実際に流れる動作電流ロック電流の例も示されており、この動作電流を遮断する為の電流値Ith付近で、ヒューズの溶断特性に最も近似するように、CRA回路の特性を調整している。定電圧源19は、電流値Ithに対応する分岐回路の電流値Ishに相当する定電圧値Vth=Ish×抵抗17の抵抗値を出力している。判定回路2は、与えられたコンデンサ18の端子電圧が定電圧値Vthより高いと判定したときは、負荷8への電力供給の遮断を指示する遮断信号を、制御回路1へ与える。図2に示す動作電流の場合、電流値Ithより大きい期間がある為、コンデンサ18の端子電圧が定電圧値Vthに達するのは、図2に示す時間よりは早くなる。制御回路1は、遮断信号を与えられると、FET9,10をオフにする。制御回路1は、FET9,10をオフにした後、ヒューズ7及び電線が冷却されるのに十分な時間が経過したときは、通常の制御動作に復帰する。"