電子デバイスにおけるオープン欠陥を位置測定するための方法であって、a直流DC超伝導量子干渉デバイスSQUIDベースの磁気計を、200MHz以上の無線周波数RF帯域幅で動作するように適合させるステップと、bRF電力を調査対象の電子デバイスに結合するステップと、c前記DCSQUIDベースのRF磁気計を前記調査対象の電子デバイスにわたって走査するステップと、d前記調査対象の電子デバイスにおける伝導路レイアウトにおいて生じた電流の画像を取得するステップと、e前記電流画像を前記伝導路レイアウトの画像と位置合わせするステップと、f前記伝導路レイアウトに相関する前記電流画像上の電流消失の位置でオープン欠陥の正確な位置を示すステップとを含むことを特徴とする方法。前記ステップdの前に、g前記DCSQUIDベースのRF磁気計の先端と前記調査対象の電子デバイスとの間の相対配置の関数として前記調査対象の電子デバイスから生じる磁場のRF画像を取得するステップと、h前記RF磁場画像を前記電流画像に変換するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。前記RF帯域幅は、10MHzから200MHzまでの範囲であることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記RF帯域幅は、200MHz以上であることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記RF電力は、0.001mWから10Wまで、またはそれ未満の範囲であることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記DCSQUIDの前記先端と前記電子デバイスの間の距離は、10μmから2000μmまでの範囲であることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記調査対象の電子デバイスは、マイクロストリップ送信線を含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。前記調査対象の電子デバイスは、集積回路ICパッケージであり、前記ステップbにおいて、前記RF電力が前記ICの2つの末端において前記ICに結合されることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記ステップbにおいて、前記RF電力が、シングルエンドフィードライン構成によって前記調査対象の電子デバイスに結合されることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記ステップbにおいて、前記RF電力が、差動フィードライン構成によって前記調査対象の電子デバイスに結合されることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記差動フィードライン構成において差動チャネル間で振幅不均衡を作り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項10に記載の方法。前記差動フィードライン構成において差動チャネル間で位相差を作り出すステップをさらに含むことを特徴とする請求項10に記載の方法。前記ステップaにおいて、i前記調査対象の電子デバイスから生じ、低周波変調磁束上に重ね合わせられたRF磁束をDCSQUIDに誘導結合するステップであって、Φm、ωmおよびは、それぞれ、前記変調磁束の振幅、周波数、および位相であり、ΦRF、ωRF、およびは、それぞれ、前記調査対象の電子デバイスから受けた前記RF磁束の振幅、周波数、および位相であるステップと、j前記DCSQUIDの出力において、前記周波数ωmで0°と180°の間で二相変調された出力RF電圧を取得するステップと、k前記出力RF電圧をRF信号成分と低周波信号成分に多重分離するステップと、l前記二相変調された出力RF電圧の前記RF信号成分を、それぞれ前記周波数ωRFおよび前記周波数ωmを基準とする第1の復調ユニットおよび第2の復調ユニットにおいて逐次的に復調し、それにより前記第2の復調ユニットの出力において、前記調査対象の電子デバイスから生じる前記RF磁束を表す出力信号が得られるステップとをさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。前記ステップkの後に、前記低周波信号成分を磁束ロックループ回路に供給し、フィードバック磁束を生成するステップと、前記DCSQUIDを準静的磁束nΦ0、n=0、1、2、...ここで、Φ0は磁束量子であるにおいてロックするステップとをさらに含むことを特徴とする請求項13に記載の方法。前記ステップlの後に、前記第2の復調ユニットを前記磁束ロックループ回路に結合し、前記低周波変調磁束を制御するステップをさらに含むことを特徴とする請求項14に記載の方法。電子デバイスにおけるオープン欠陥を検出するためのシステムであって、無線周波数RF帯域幅で動作する直流DC超伝導量子干渉デバイスSQUIDベースのRF磁気計であって、SQUID先端を含むDCSQUIDベースのRF磁気計と、調査対象の電子デバイスを支持するステージと、前記ステージおよび前記DCSQUID先端に効果的に結合され、それらの間の相対配置を制御可能に変更するコンピュータユニットと、前記調査対象の電子デバイスに結合されたRF電力の電源と、前記DCSQUID磁気計に効果的に結合され、前記調査対象の電子デバイスの伝導路レイアウトにおいて生じた電流の画像を取得するデータ取得ユニットと、前記データ取得ユニットに効果的に結合されたデータ分析ユニットであって、前記データ分析ユニットは前記電流画像を前記伝導路レイアウトの画像に相関させ、前記データ取得ユニットおよび前記データ分析ユニットは、前記コンピュータユニットに効果的に結合されている、データ分析ユニットと、前記データ分析ユニットに結合され、前記電流画像が電流消失を示す前記伝導路レイアウトの領域におけるオープン欠陥位置に対応する信号を出力する出力ユニットとを含むことを特徴とするシステム。前記DCSQUIDベースのRF磁気計が、DCSQUID回路と、前記DCSQUID回路の入力に誘導結合される低周波変調磁束であって、Φmは前記変調磁束の振幅であり、ωmは前記変調磁束の周波数であり、は前記変調磁束の位相である、低周波変調磁束の電源と、前記DCSQUID回路の前記入力に誘導結合されるRF磁束を生じ、ΦRFtは前記RF磁束の振幅であり、ωRFは前記RF磁束の周波数であり、は前記RF磁束の位相である、前記調査対象の電子デバイスであって、前記DCSQUID回路に結合された前記RF磁束および前記低周波変調磁束に応答して、前記DCSQUID回路は0°と180°の間の前記周波数ωmで二相変調された出力RF電圧を生成する前記調査対象の電子デバイスと、前記DCSQUID回路の出力に結合され、前記出力RF電圧をRF信号成分と低周波信号成分に分離する多重分離回路と、前記二相変調された出力RF電圧の前記RF信号成分を受信し、前記RF信号成分を前記周波数ωmおよび前記周波数ωRFでダブルロックし、前記調査対象の電子デバイスから生じる前記RF磁束を表す出力信号を生成するRF復調回路であって、前記周波数ωRFを基準とする第1の復調ユニットと、前記周波数ωmを基準とし、前記第1の復調ユニットの出力に結合された第2の復調ユニットとを含むRF復調回路とを含むことを特徴とする請求項16に記載のシステム。前記DCSQUID回路の前記入力および前記出力の間に結合され、前記DCSQUID回路の前記入力にフィードバック磁束nΦ0、n=0、1、2、...ここで、Φ0は磁束量子であるを誘導結合する磁束ロックループFLL回路をさらに含み、前記FLL回路は、前記多重分離回路の出力に結合され、前記多重分離回路の出力から前記低周波信号成分を受信し、前記低周波信号成分は、前記FLL回路において処理され、前記フィードバック磁束nΦ0を生成し、前記第2の復調ユニットは、前記FLL回路に結合され、前記低周波変調磁束を制御することを特徴とする請求項17に記載のシステム。前記第1の復調ユニットは、周波数ωRFを基準とするRFロックイン増幅器、またはRFミキサー/乗算回路を含み、前記第2の復調ユニットは、前記周波数ωmを基準とする中間周波数IFロックイン増幅器、または乗算回路を含み、前記磁束ロックループFLL回路は、前記周波数ωmを基準とするFLLロックイン増幅器、または乗算ユニットを含み、低周波変調磁束の前記電源は、前記磁束ロックループ回路および前記第2の復調ユニットに結合される前記低周波変調磁束を生成する関数発生器を含み、前記DCSQUIDベースのRF磁気計が、シングルエンドフィードラインまたは差動フィードラインを介して前記電子デバイスに結合されたRF電源をさらに含み、前記システムが、前記DCSQUID回路に近接して配置され、前記DCSQUID回路に誘導結合され、前記低周波変調磁束および前記フィードバック磁束を前記DCSQUID回路に結合する変調コイルと、前記DCSQUID回路に近接して配置され、前記DCSQUID回路に誘導結合され、RF磁束の前記電源から生じる前記RF磁束を前記DCSQUID回路に結合するRFコイルとをさらに含むことを特徴とする請求項17に記載のシステム。前記周波数ωm≪前記周波数ωRFであり、前記周波数ωmが、前記第1の復調ユニットの出力帯域幅の範囲内であり、前記周波数ωRFが、200MHz以上までであることを特徴とする請求項17に記載のシステム。一態様において、本発明はオープン欠陥を検出する方法を構成する。オープン欠陥の検出は以下のステップを通して行われる:DCSQUIDベースの磁気計を200MHz以上までの無線周波数RadioFrequencyRF帯域幅で動作するように適合させるステップと、前記DCSQUIDの先端を調査対象の電子デバイスにわたって走査するステップと、RF作動させたときの前記調査対象の電子デバイス中の伝導路において生じた磁場の画像を取得するステップ。前記調査対象の電子デバイスから生じる磁場のRF画像は、まず前記DCSQUIDの前記先端と前記調査対象の電子デバイスとの間の相対配置の関数として取得され、高速フーリエ変換技術によって電流画像に変換され得る。この手順は、前記RF電流画像を前記電子デバイスの配線伝導路レイアウトの光学画像に重ね合わせるステップと、前記電流画像が電流消失を示す前記配線レイアウト上の位置でオープン欠陥の正確な位置を示すステップとに続く。本主題検出方法は、10MHzから200MHz以上までの範囲にあるRF帯域幅で適用可能である。RF電力は、シングルエンドsingle-endedフィードラインfeedline構成または差動フィードライン構成のいずれかにおいて前記調査対象の電子デバイスに印加され得る。前記差動フィードライン構成では、差動チャネル間の振幅不均衡、ならびに差動チャネル間の位相差が導入され得る。DCSQUID回路を無線周波数での動作に適合させるためには、前記SQUID回路を室温電子機器に結合する送信線における遅延、ならびに近接場カップリングによる帯域幅限界を克服しなければならない。これは、前記調査対象の電子デバイスから生じるRF磁束の、低周波変調磁束上への重ね合わせ、および両磁束を前記DCSQUID回路に誘導結合するステップを通して主題システムにおいて達成され、ここで、Φm、ωmおよびは、それぞれ、前記変調磁束の振幅、周波数、および位相であり、ΦRF、ωRF、およびは、それぞれ、前記RF磁束の振幅、周波数、および位相である。その結果、前記DCSQUID回路は周波数ωmで0°と180°の間で二相変調された出力RF電圧を生成する。前記SQUIDの電圧は、RF信号成分と低周波信号成分に分離される。前記SQUID回路により生成された前記二相変調された出力RF電圧の前記RF信号成分は、それぞれ前記周波数ωRFおよび前記周波数ωmを基準とする第1の復調ユニットおよび第2の復調ユニットにより逐次的に復調され、前記第2の復調ユニットの出力において、対象の前記RF磁束を表す出力信号を得る。前記低周波信号成分は磁束ロックループflux-lockedloop回路に供給され、フィードバック磁束を生成し、前記DCSQUIDを準静的磁束nΦ0、n=0、1、2、...ここで、Φ0は磁束量子であるにおいてロックし、前記SQUID回路の前記RF応答出力RF電圧を線形化する。前記第2の復調ユニットは前記磁束ロックループ回路に結合され、前記SQUID回路に対する前記低周波変調磁束を制御する。本発明の別の態様において、RF帯域幅200MHz以上で動作するDCSQUIDベースのRF磁気計の使用を通じて、電子デバイスにおけるオープン欠陥の非破壊的検出のためのシステムを構成する。本主題システムは、X-Y-Zステージが、調査対象の電子デバイスを支持し、前記ステージおよび前記DCSQUID先端に効果的に結合され、それらの間の相対配置を制御可能にかつ選択的に変更するコンピュータユニットにより制御可能に動作されるように設計されている。前記DCSQUIDベースのRF磁気計において、SQUIDRFおよびAC電子ユニットが前記SQUID回路に結合され、前記生成された出力RFSQUID電圧を処理して、前記調査対象の電子デバイスから生じる測定された磁場に対応する出力信号IF信号を生成する。同時に、前記SQUIDRFおよびAC電子ユニットは、SQUID動作の磁束ロックループレジームを制御し、前記SQUID回路と読み出し電子機器の間の送信線遅延、ならびに前記測定システムの様々な部品間の近接場クロストークと関連した帯域幅限界を克服するように設計される。前記帯域幅限界は、本主題システムにおいて、前記調査対象の電子デバイスから生じる前記RF磁束を前記低周波変調磁束上に重ね合わせ、二相変調されたRF電圧を前記SQUID回路の出力において生成することにより、克服される。これは、前記SQUIDRFおよびAC電子ユニットにおいて処理される。詳細には、前記SQUIDRFおよびAC電子ユニットにおいて、低周波変調磁束の電源ここで、Φmは前記変調磁束の振幅であり、ωmは前記変調磁束の周波数であり、は前記変調磁束の位相であるが、前記調査対象の電子デバイスから生じ、前記DCSQUID回路の入力に誘導結合されるRF磁束ここで、ΦRFtは前記RF磁束の振幅であり、ωRFは前記RF磁束の周波数であり、は前記RF磁束の位相であると共に前記DCSQUID回路の前記入力に誘導結合される。前記DCSQUID回路に結合された前記RF磁束および前記低周波変調磁束に応答して、前記DCSQUID回路は0°と180°の間の周波数ωmで二相変調された出力RF電圧を生成する。前記SQUIDRFおよびAC電子ユニットは、前記DCSQUID回路の前記出力に結合され、前記出力RF電圧をRF信号成分と低周波信号成分に分離する多重分離回路と、前記二相変調された出力RF電圧の前記RF信号成分を受信するRF復調回路とを含む。前記RF復調回路は、前記RF信号成分を前記周波数ωmおよび前記周波数ωRFでダウンコンバートし、前記調査対象の電子デバイスから生じる前記RF磁束を表す出力信号を生成する。前記RF復調回路は、前記周波数ωRFを基準とする第1の復調ユニットと、前記周波数ωmを基準とし、前記第1の復調ユニットの出力に結合された第2の復調ユニットとを含む。前記SQUIDRFおよびAC電子ユニットは、前記DCSQUID回路の前記入力および前記出力の間に結合され、前記DCSQUID回路の前記入力にフィードバック磁束を誘導結合する磁束ロックループFLL回路をさらに含む。前記FLL回路は、前記多重分離回路の出力に結合され、前記多重分離回路の出力から前記低周波信号成分を受信する。前記低周波信号成分は、前記FLL回路において処理され、前記フィードバック磁束を生成する。前記第2の復調ユニットは、前記FLL回路に結合され、前記低周波変調磁束を制御する。前記第1の復調ユニットは、周波数ωRFを基準とするRFロックイン増幅器、またはRFミキサー/乗算回路を含み得る。前記第2の復調ユニットは、前記周波数ωmを基準とする中間周波数IntermediateFrequencyIFロックイン増幅器、または乗算回路を含み得る。前記磁束ロックループFLL回路は、前記周波数ωmを基準とするFLLロックイン増幅器、または乗算ユニットを含み得る。低周波変調磁束の前記電源は、前記磁束ロックループ回路および前記第2の復調ユニットに結合される前記低周波変調磁束を生成する関数発生器を含み得る。RF電源が、シングルエンドフィードライン構成または差動フィードライン構成を介して前記電子デバイスに結合される。変調コイルが、前記DCSQUID回路に近接して配置され、前記DCSQUID回路に誘導結合され、前記低周波変調磁束および前記フィードバック磁束を前記DCSQUID回路に結合する。RFコイル前記変調コイルから分離されているか、または単一の構成にあるが、前記DCSQUID回路に近接して配置され、前記DCSQUID回路に誘導結合され、前記調査対象の電子デバイスから生じる前記RF磁束を前記DCSQUID回路に結合する。データ取得ユニットが、前記SQUIDRFおよびAC電子ユニットに効果的に結合され、前記調査対象の電子デバイスの伝導路において生じた磁場または磁気電流の画像を取得する。前記データ取得ユニットはコンピュータ制御下で動作する。データ分析ユニットは、前記コンピュータユニットおよび前記データ取得ユニットに効果的に結合され、前記取得された電流画像を前記伝導路レイアウトの光学画像上に重ね合わせるように機能する。さらに、出力ユニットが前記データ分析ユニットに結合され、前記電流画像が電流消失を示す前記伝導路レイアウトの領域におけるオープン欠陥位置に対応する信号を出力する。本発明のこれらの特徴および利点そしてその他の特徴および利点が、添付の特許図面と併せて、以下の本発明の詳細な説明から明らかになろう。したがって、本発明の目的は、電子デバイスにおけるオープン位置測定のための非破壊的技術を提供することである。本発明の別の目的は、高感度DCSQUIDベースの磁気計を利用するオープン欠陥位置測定のための技術、特に200MHz以上までの帯域幅において動作可能なDCSQUIDベースのRF磁気計を提供することである。本発明のさらなる目的は、DCSQUIDベースのRFまたはマイクロ波周波数磁気計を利用して調査対象の電子デバイスについてのRF磁場またはRF電流画像が取得され、オープン欠陥がRF磁場RF電流消失の位置で正確な位置を示される、オープン位置測定技術を提供することである。加えて、本発明の目的は、電子デバイスにおけるオープン欠陥位置測定における適用のために、DCSQUIDベースの磁気計をRF/マイクロ波周波数帯域幅200MHz以上までにおける動作に適合させることである。本発明は、DCSQUIDベースの磁気計を採用して、電子デバイスにおけるオープン欠陥を位置測定するという目標を追求する。電気的プロービングにおいて通常使用されるDC周期信号および/または低周波数KHz周期信号は、オープン欠陥の場合に回路欠陥トレースを通して正味電流を効果的に搬送しないことが知られている。オープン欠陥は、デバイスを使用不能にする電気的オープン信号線につながるひび割れた金属トレース、剥離したバイア、C4乾燥欠陥、めっきスルーホール、きず、および任意のその他のパッケージ欠陥または相互接続構造欠陥の形態であり得る。しかしながら、回路に供給された信号の周波数が、伝導トレースに沿って伝播するRF/マイクロ波範囲、例えば10MHzから100GHzまでとなったとき、図1に示されるそのような定在波10の電流場/磁場ノードは、調査対象の電子デバイス18中の絶縁層16の上面上に延在する伝導トレース14において形成されたオープン12と一致する。定在波10のスナップショットである図1に示されるように、フィードライン20の特性インピーダンスおよび調査対象の伝導トレース14が一致すると仮定して、定在波10の振幅は最大かつ正である。走査型DCSQUIDベースのRF磁気計によるオープン12近傍の定在波10により生じる磁場の画像化、定在波のプロファイルの回復を可能にし、オープンを位置測定する。図1に示されるように、磁場、ならびに伝導トレース14中に流れる電流はオープン12の位置でかなり弱い。しかしながら、磁場、ならびに電流は、SQUIDベースのRF顕微鏡を電子デバイス18にわたって走査することにより、SQUID磁気計が高感度を有するために、鮮明に画像化され得る。オーミック接続22が、RF/マイクロ波フィードライン20と調査対象の電子デバイス18の間に形成される。フィードライン20は、その後の段落において提示されるように、シングルエンド構成または差動構成であり得る。RF/マイクロ波フィードライン20は、RF電力またはマイクロ波電力を調査対象の電子デバイス18に供給して、RF電流を伝導路において生成するのに役立つ。電子デバイスに供給されたRF電力例えば0.001~10mWまたはそれ未満の範囲内であり得るおよびSQUID-デバイス距離例えば10~2000ミクロンの範囲内であり得るに応じて、本発明のSQUIDベースのRF磁気計の感度は、オープンノードから数ミクロンの近さの磁場を検出するのに十分な程度高くなる。オープン12近くの定在波10におけるRF電流振幅を、伝導トレース14に沿った位置Xに対して、として推定することができる。上式中、PRFはRF電力であり、Z0はフィードライン特性インピーダンスであり、λはトレースにより形成された送信線における放射波長である。典型的な集積回路については、RF周波数において、x≪λであることが考慮される。図2を参照すると、電子デバイス18におけるオープン欠陥を位置測定するためのシステム30は、超伝導ループにおいて接続される2つのジョセフソントンネル接合で構成されるSQUID回路32を含む。電流は、臨界電流Icの最大値まで電圧降下なしにジョセフソン接合に存在する。SQUIDがジョセフソン接合の臨界電流Icを超える定電流Ibでバイアスをかけられたとき、SQUIDループを貫通するthreading磁束Φにおける変化が、SQUIDにわたる電圧降下における変化を生じる。SQUID磁気計は、エネルギー分解能が量子限界に接近している、磁場の最も高感度な検出器である。YBCOSQUIDセンサを使用した走査型SQUID磁気計は、20ptの小ささの磁場を測定することが可能である。SQUIDセンサは、SQUIDセンサから約100マイクロメートルの距離で10nAの小ささの電流を搬送するワイヤを検出するのに十分な程度感度が高い。磁気計は、調査対象のサンプルを室温および空気中にあることを可能にするものの、SQUIDセンサは、真空下にあり、かつクライオクーラcryocoolerを使用して80k未満に冷却しなければならない。空気中の室温サンプルの非接触非破壊的画像化の間、システムは、SQUID先端34を電流から隔てる距離に対応する生の処理されていない空間分解能を達成し得る。図1~2に示されるように、SQUIDの感知部、すなわちSQUID先端34は、真空室内部に調査対象の電子デバイス18の表面から予め定めた距離に保持され得る。SQUID回路32は、クライオクーラ36内の真空室中に保持される。調査対象の電子デバイス18は、コンピュータシステム40の制御下でステージの3次元の動作を提供して、SQUID先端と調査対象の電子デバイスの間の相対配置を水平方向ならびに垂直方向に変化させることができる、X-Y-Zステージ38上に配置され、それにより支持される。RF/マイクロ波電源42以下の段落において提示されるように、RFおよびAC電子ユニット44の一部であり得るが、フィードライン20を介してシングルエンド構成または差動構成において調査対象の電子デバイス18に結合される。調査対象の電子デバイス18をRFまたはマイクロ波エネルギーにより作動させたとき、結果として伝導路から生じる磁場をもたらす電流が電子デバイスの伝導路において生じる。SQUID回路32は、電子デバイス18にわたって走査中であり、伝導路から生じる場の磁場画像を取得する。SQUID回路32は、磁場を感知すると、SQUIDループを貫通する磁束の周期的な非線形関数であるRF電圧を生成する。上式中、Rはジョセフソン接合の通常抵抗であり、IbはSQUIDバイアス電流であり、Icはジョセフソン臨界電流であり、ΦはSQUID磁束であり、は換算プランク定数および電子電荷eを有する磁束量子である。VSQUIDは、図13~19と併せて詳細に提示されるSQUIDRFおよびAC電子ユニット44に供給される。SQUIDRFおよびAC電子ユニット44は、SQUID回路を最適レジームにおいて動作させ、出力SQUID電圧を線形化し、雑音例えば、スプリアス信号を含まない、線形形式の電子デバイスから生じる磁束を表す出力信号IFを生成する手段としての役割を果たす。磁場代表的な信号IFは、次に、データの走査に伴い磁場の値を収集し、電子デバイスにわたるまたは伝導路に沿った先端34位置のX、Yおよび/またはZ座標に相関する磁場画像を生成するデータ取得ユニット46に供給される。データ取得ユニット46からの磁場画像は、高速フーリエ変換技術を使用して、磁場画像を対応する調査対象の集積回路またはプリント回路基板の伝導路における電流画像に変換し得る、データ分析ユニット48に転送される。得られた電流マップは、次に回路図の光学画像、例えばCADファイル50と比較され重ね合わせられ、不良箇所の位置の正確な位置を示し得る。データ取得ユニット46およびデータ分析ユニット48の機能は、コンピュータシステム40の制御下に実行され、任意の所望の様式において互換可能である。電流画像は電流密度画像、ならびに電流ピーク画像の形式で提示され得る。電流密度画像は、電流の大きさを与え、一方電流ピーク画像は、±3μmの分解能で電流路を明らかにする。システム30は、磁場強度または電流の大きさ処理後対電子デバイス上の位置の画像を、ディスプレイユニット52上に、例えば、光学、電子、デジタル、または印刷可能などの何らかの形式で出力する。本システムおよび方法において、オープン欠陥位置は電流消失の位置で検出される。RFマイクロストリップにおけるオープンの検出を示す図3~6を参照すると、200MHzの周波数および1mWの電力のRF場が、50Ωマイクロ波ストリップ線に供給され得、ここでオープン欠陥54がストリップ線56を横切って示されている。図4に示される観察された磁場は、入口点において強く、オープン欠陥54の位置に向かって徐々に消失する。図5および拡大されたスケールで図6に示される磁場の電流への反転は、電流振幅がオープン位置で実質的にゼロ雑音レベルまで減少することを確認する。検出された磁場のマップ、ならびにRF電流が伝導路レイアウトと位置合わせされるので、電流の消失の位置は、電子デバイスにおけるオープンの位置と相関し得る。図7~9を参照すると、RF電力がマイクロストリップ線の両端に同相に供給され、オープンの反対側でRF電流を生成し、任意の所与の時間で反対の方向に流れ込む、50オームマイクロストリップ線におけるオープンの検出の原則が示されている。図7は、オープン欠陥54が送信線であるストリップ線56を横切っている状態のストリップ線56に供給されたRF電力200MHz、1mWの画像化結果を示す。オープンの位置で減少したRF磁場が図8に示されている。オープンの位置は図9において、電流の消失の位置で明瞭に判別し得る。IC集積回路パッケージにおけるオープンの検出を提示する図10~12を参照すると、走査型SQUIDRF磁気計が実際のICパッケージ60におけるオープンを検出する能力を調査するために、10マイクロメートル幅のレーザーカットオープンがICパッケージにおいて作成された。3dB電力スプリッタを使用してICの両端において1mWの電力が供給され、サンプルを200MHzの周波数で作動させた。図11に示されるRF磁場の振幅は、入口点において強いが、オープン位置に向かって徐々に減衰する。図12に示される、電流画像への磁場の反転は、電流がオープン位置でゼロ雑音レベルまで減少することを確認する。蛇行構造は画像化するのがかなり難しい構造であるが隣接トレースによる磁場キャンセレーションcancellationのために、11マイクロメートルより優れた空間分解能でオープンの位置が得られた。サンプル形状およびオープン位置に応じて、シングルエンドフィードライン構成または差動フィードライン構成のいずれかが、RF電力をオープン伝導トレースに送り込むのに使用され得る。図1および3に示されるようなシングルエンドフィードライン構成の場合、フィードライン信号ワイヤ70はオープントレース14または図3におけるストリップ線56に結合される。図1に示されるアース線72は、浮いたまま放置されるかサンプル接地板74に結合されるかのいずれかであり得る。差動結合の場合、ワイヤの1つ、例えば、高または低ワイヤであるワイヤ76が、オープントレースに結合され、低または高ワイヤである別のワイヤ78が、浮いたまま放置されるか接地板に結合される。差動接地端子は浮いたまま放置される。RF電力を発生器から2つのチャネルに分割し、オープントレースの両側でそれらを結合することによって、図7に示されるようにRF電力をオープンの両側に同時に送り込むことも可能である。各チャネルは、上で提示したように、シングルエンド結合構成または差動結合構成のいずれかにおいて結合され得る。2つのチャネル間に振幅不均衡、ならびに位相差、例えば180度カプラ176を使用することによる図18に提示される0から180度など、を導入することが可能である。本発明の最終的な目標は、DCSQUIDベースのRF磁気計を採用して調査対象の電子デバイス18におけるオープン欠陥を検出することである。DCSQUIDの使用は、電子デバイスにおける磁場または磁気電流の高感度な測定を実行することを可能にする。DCSQUIDベースの磁気計の、RFさらにマイクロ波周波数でも領域で動作する能力は、DC信号または低周波信号はオープン欠陥により遮断される伝導路に沿って伝播できないため、DC域diapasonまたは低周波域で動作するDCSQUIDベースの磁気計には可能でなかった、オープン欠陥の位置測定を可能にする。200MHz以上の帯域幅におけるコヒーレント磁場を検出することが可能で、電子デバイスにおけるオープン欠陥位置測定に適用可能である、DCSQUIDをベースにしたRF磁気計が開発された。図2に概略的に示される主題システム30において、SQUID回路32は調査対象の電子デバイス18から生じる磁場を検出し、式2において提示されたSQUID電圧を生成する。VSQUIDに対応する信号がSQUID回路32から、図13~18に詳細に提示されるSQUIDRFおよびAC電子ユニット44に供給される。ユニット44の機能は、対象の電子デバイスから生じるRF磁場の尺度である、後でさらに論じられる出力IF信号を作り出すことである。出力IF信号は、SQUID先端34が電子デバイス18にわたって走査されるときに複数の磁場値を得るために、コンピュータシステム40に供給される。データは、FFT変換によって処理し、電流画像図5、9、および12に示されるをデバイス設計レイアウト50の光学画像と位置合わせするために、データ分析ユニット48に供給される。このことが、電流画像が電流の消失を示す、すなわち、電流の値が実質的に0雑音レベルに減少するレイアウトの位置でオープン欠陥の正確な位置を示す。伝導路レイアウトの光学画像CADファイルと重ね合わせられたRF電流画像は、任意の出力形式で光学、デジタルなど、ディスプレイ52に出力され、オープン欠陥の位置を示す。図13~18を参照すると、システム30のSQUIDRFおよびAC電子ユニット44は、超伝導ループ92において接続される2つのジョセフソントンネル接合90で構成されたDCSQUID回路32を利用する。SQUID回路32が接合の臨界電流を超える定電流でバイアスをかけられたとき電流は、臨界電流の最大値まで電圧降下なしに接合に存在する、SQUIDループを貫通する磁束Φにおける変化が、本明細書においてさらにSQUID応答と称される、SQUIDにわたる電圧降下における変化を生じる。SQUID応答を線形化し、その動的範囲を増加させるために、SQUID磁気計を磁束ロックループFLLレジームにおいて動作させる。このレジームにおいて、磁束ロックループFLL回路94は多重分離回路96を介してSQUID回路32に結合される。FLL回路94は、定電流Ibを生じ、SQUID回路32にバイアスをかける電流源98本明細書においてバイアスとも称されると、デカップリングコンデンサ100と、昇圧器stepuptransformer102と、低雑音増幅器104と、FLLロックイン増幅器106と、フィードバック抵抗器110と、電流加算器112と、SQUID回路32に近接して配置され、変調磁束とフィードバック磁束をSQUID回路32に誘導結合する変調コイル114とを含む。図19および図13~18を参照すると、約Φ0/4の振幅を有するωmの周波数で振動する磁束が、SQUID回路32に近接して配置され誘導結合される変調コイル114によってSQUID回路32に適用される。変調周波数ωmは、100Hzから10MHzまでの範囲内であり得る。周波数ωmを基準とするFLLロックイン増幅器106は、SQUID出力電圧を復調し、その出力は積分器108によって積分され、反転され、フィードバック抵抗器110および電流加算器112を介して変調コイルにフィードバックされる。SQUIDの準静的磁束がnΦ0、n=0、1、2、...、であるとき、SQUIDの電圧が基本波を含まないため、FLLロックイン増幅器106のロックイン出力はゼロである。準静的磁束がnΦ0より大きいまたは小さい場合、FLLロックイン増幅器106の出力はそれぞれ、正または負であり、フィードバック信号は準静的磁場ΦDCに比例する。変調磁束が変調コイル114を介してSQUID回路に適用され、SQUID準静的磁束は、nΦ0でロックされる。DCSQUID回路32が、変調磁束これはV-Φ関数の最小nΦ0にロックされるを有するFLL回路94に組み込まれたことを考慮すると、SQUIDに対するRF磁束の適用は、SQUIDループを貫通する総磁束を等しくする。ΦRFt<Φ0/4およびΦm~Φ0/4であれば、SQUIDは、0度に対してと180度に対しての間で、周波数ωmで二相変調されたRF電圧を出力する。例えば、図19に示される矩形波変調は、SQUIDに各半周期についてV-Φ関数の最大勾配でバイアスをかけるであろう。矩形波116は、FLLに対して誤りフィードバック信号を提供するのに使用される低周波変調磁束である。最初の半周期の間、変調磁束は1.25Φ/Φ0の値を有し、効果的にSQUIDにV-Φ曲線118の最大正勾配でバイアスをかける。変調磁束116が0.75Φ/Φ0である第2の半周期の間にも、同じことが起こる。しかしながら、SQUIDはV-Φ曲線118の最大負勾配でバイアスをかけられる。RF磁束120が変調磁束116の上に重ね合わせられた場合、SQUIDは、RF磁束120の振幅を掛けた1.25Φ/Φ0または0.75Φ/Φ0でV-Φ曲線の勾配に比例する振幅を有するRF電圧SQUID電圧122を出力する。すなわち、RF磁束観点からは、SQUIDは、変調の第1の半周期および第2の半周期の間にそれぞれ1.25Φ/Φ0および0.75Φ/Φ0でバイアスをかけられたように見える。さらに、SQUIDRF電圧122は、0度と180度の間で変調周波数ωmで二相変調さる。RF電圧は、変調の第1の半周期の間、0度相を有し正勾配のために、変調の第2の半周期の間、180度相を有する負勾配のために。図13~18を再び参照すると、多重分離回路96において多重分離した後、SQUID電圧126は、低周波信号成分128とRF周波数信号成分130に分離される。多重分離回路96は、SQUIDの出力RF電圧126に対してハイパスフィルタリングを実行する単一バイアスT回路132図14に提示されるように、または二重バイアスT回路132図13および15~18に示されるようにを実装され得る。出力されたSQUIDのRF電圧126からの単離後、RF周波数信号成分130はRF復調回路134により処理され、ここでRF周波数信号成分130が、平衡低雑音増幅器LNA複数可136によりまず増幅され、図13および15~18に提示される実施形態に示されるように、180度カプラ138により差動信号からシングルエンド信号に変換される。カプラの出力は、周波数ωRFを基準とするRFロックイン増幅器140により復調され、この出力は、増幅器142を介して、周波数ωmを基準とする中間周波数IFロックイン増幅器144に供給される。適切な動作のために、RFロックイン増幅器140の出力帯域幅は、周波数ωmより大きい、すなわち、周波数ωmはRFロックイン増幅器140の出力帯域幅の範囲内にある。以下の段落において提示するように、IFロックイン増幅器144の同相出力XIFIF信号はRF磁場の振幅および位相の両方に比例する。上式中、Gtotはシステムの総利得である。同時に、バイアスT回路132のDC出力低周波信号成分128が、FLL回路94に供給され、このフィードバックがSQUIDの静的磁束の従来の尺度をもたらす。周波数ωRF≫周波数ωmにより、RFロックイン増幅器140およびIF復調回路IFロックイン増幅器144は、それぞれお互いに影響することなく同時に動作する。RFロックイン増幅器140からの変調磁束出力は、RF磁束に対するACバイアスおよびFLL回路94に対する変調磁束の両方として役割を果たす。図13~18に示されるように、復調回路IFロックイン増幅器144または乗算器158はFLL回路94に結合され、変調レジームを決定する。例えば、矩形波変調の場合には図19に示されるように、SQUID回路32は、各半周期についてそれぞれV-Φ関数の最大勾配正および負でバイアスをかけられるであろう。SQUIDループの外で生じるスプリアスRF信号は相変調を有さないので、それらはダブルロックイン技術により効率的に排除される。図13~14に示すように、RF電力が、RFロックイン増幅器140から可変減衰器148を介して電子デバイス18に供給される。本実施形態では、RF周波数の範囲は、1MHzから200MHzまでであり得る。図14に示される本発明のRF磁気計の代替的実施形態において、単一バイアスT回路132、単一デカップリングコンデンサ100、および単一RFLNA136を有するシングルエンド構成が、RF復調回路134において使用される。本実施形態では、図13の180度カプラ138は省略され、RF周波数帯域幅は、およそ1MHzから200MHzまでの範囲であり得る。図13、14および18に示されるRFロックイン増幅器140は、図15~17に示されるように、RFミキサー/乗算器150により置き換えられてもよい。この場合、RF電源152からのRF電力は、カプラ154を介してミキサー150の局部発振器156および電子デバイス18に送達される。本実施形態では、RF周波数の範囲は、およそ1MHzから200GHzまで延長し得る。図15および18に示されるように、バンドパスフィルタ166が、RFロックイン増幅器140またはRFミキサー150と増幅器142の間に結合され得る。図15に提示されたスキームの追加の版を示す図16を参照すると、IFロックイン増幅器144が乗算器158で置き換えられている。本実施形態では、関数発生器160が変調信号をFLL回路94に、基準信号の周波数ωmを局部発振器LOを介して乗算器158に供給する。図16に示されたスキームの別の実施形態を示す図17を参照すると、FLLロックイン増幅器106は乗算器162で置き換えられている。ユニット44のさらなる代替的実施形態を提示する図18を参照すると、測定スキームは、これを介してRFロックイン増幅器140により生成されたRF信号が、低温装置174内に封入されたSQUID回路32に結合される差動接続線168を含む。ローパスRFフィルタ169は、フィルタリングされたRF信号を減衰器148に通過させる。信号はさらに180度カプラ176において分割され差動信号になり、これは一対のバイアスT回路170に供給され、ここで差動RF信号はFLL回路94から来る変調信号およびフィードバック信号と組み合わされる。重ね合わせられた信号は、変調コイル172を介してSQUID回路32に誘導結合される。減衰器148設定を変更することにより、RF磁束の関数としてのIF信号の依存性を得ることができる。ロックインシミュレーション本発明のダブルロックイン手法を分析的にモデル化するために、式1をIb>2Icについて以下のように概算することができる。約Φ=nΦ0n=0、1、2、...では、式5はのように展開され得る。ここで、は、Φ=n0.25Φ0におけるSQUID利得である。以下の磁束がSQUIDに適用される:RF磁束変調磁束およびFLL欠点imperfectionsΦoffによるnΦ0からの寄生の静的オフセット。RFロックイン増幅器140の入力におけるコヒーレントスプリアスRF電圧は、である。バイアスT回路132のハイパスフィルタリング効果を考慮に入れると、RFロックイン増幅器140により観察される総電圧は:である。上式中、GLNAはLNA136電圧利得である。式6にRFロックイン標準GRFsinωRFtを掛け、DC項および低周波項のみを保有することで、RFロックイン同相出力が得られる:上式中、GRFはRFロックインの総利得である。寄生のDCオフセットおよびスプリアスRF電圧と関連した信号は、式9においてDC項として現れるため、それらはIFロックイン増幅器144の後に除去される。式9にIFロックイン標準GIFsinωmtを掛けることにより、IFロックイン同相出力、すなわちIF信号が得られる:上式中、GIFはIFロックイン増幅器144の総利得である。を選択することにより、IF信号は最大化され得る:上式中、GTOT=0.5GIFGRFGLNAGSQUIDは全システムの純利得である。式11の右辺中のGTOTおよびΦmの両方が固定されており周知である。実験設定32x32μm2の有効ループ面積を有するバイクリスタルbi-crystalSrTiO3基板上の商業用YBa2Cu3O7DCSQUIDおよび単一変調コイルを、オープン欠陥検出のために使用した。1x1mmの大きさのSQUID洗浄器を、先細になったサファイアロッドの端面に接着した。SQUIDの臨界電流は11μAであり、通常接合抵抗は3オームであり、接触抵抗は1オーム未満であり、自己インダクタンスは200pHであった。測定は、遮蔽なしに77.4Kにおいて液体窒素浴中で行われた。すべての電子機器44は、室温で動作させ、3つの主なセクション:同期RF復調器RFロックイン増幅器140またはRFミキサー150、同期IF復調器IFロックイン増幅器144または乗算器158、およびFLL回路94を含んでいた図13~18に示される。図18に示される、差動信号伝達は、低レベルRF信号および低レベルAC信号について、SQUID回路32および変調コイル172端子を2対の50Ωステンレススチール同軸ケーブルの内部導体にワイヤボンディングすることにより実装された。この手法は、コモンモード雑音、図18に示される差動接続線168を排除しながら、それぞれ自然にバランスのとれた電源および負荷であるSQUIDと変調コイルの双方を利用する。これはまた、SQUIDとRF電子機器の間のインピーダンス不整合の問題を解決し、これにより広帯域システムにつながる。RF復調器は、2対の平衡超低雑音増幅器LNA136と、180度ハイブリッドカプラ138と、200MHzRF帯域幅を有するRFロックイン増幅器140[SRS844]とを含む。LNA136による前増幅の後に、RF信号は、180度カプラ138により差動からシングルエンドに変換され、周波数ωRFを内部基準とするRFロックイン増幅器140に供給された。RF磁場のレベルに応じて、RFロックイン増幅器140の純利得は103から105へと変化した。試験設定における最良の達成可能なRFロックイン感度は、100μV105RFロックイン純利得であり、スプリアスRF信号により制限された。RFロックインは、100μsの最小時定数を有したので、最大変調周波数ωmは2kHzで制限された。周波数ωmを中心としたアクティブ低雑音バンドパスフィルタ166を通過した後、RFロックインの出力は、周波数ωmを内部基準とするIFロックイン増幅器144に供給された。IFロックイン純利得は10であり、時定数は100から500msまでであった。SQUID回路32と180度カプラ138の間に形成された定在波は、周波数2ωmで振幅変調されたスプリアスRF信号を生じた。スプリアスRF信号は、周波数ωmを基準とするIFロックイン増幅器144により拒絶された。図2~18のユニットIFロックイン増幅器144において利用されるダブルロックイン技術RFロックインおよびIFロックインは、SQUIDを同軸ケーブルに接続する配線ループによるコヒーレントピックアップpick-up、設定全体の励起アームと検出アームの間の近接場カップリングクロストーク、バイアスTのDCからRFポートへのRFピックアップの漏洩、ならびにLO局部発振器からRFロックインのRFポートへのRF漏洩によるスプリアスRF信号を排除する。2kHz正弦波変調および100Hz帯域幅を有するFLL回路94を、容量結合された入力変換器である昇圧器102、差動超低雑音前置増幅器104、周波数ωmを外部基準とするFLLロックイン増幅器106、積分器108、および電流加算器112で設計した。2オーム入力のフィードバック抵抗器110が室温にある状態で、前置増幅器104は、105の利得および2kHzにおいて<0.5nV/√Hzの電圧雑音密度を有した。50から200MHz以上までのコヒーレント磁場を検出することが可能なDCSQUIDベースのRF磁気計が、電子デバイスにおけるオープン欠陥の位置測定のために実証された。システムは、200MHzにおける磁束雑音密度が4μΦ0/√Hz未満である4桁を超えるRF動的範囲を提供する。読み出し電子機器における送信線遅延により帯域幅が制限される既存のSQUIDFLLとは異なり、本主題RF磁気計における上限周波数はRFロックイン帯域幅のみにより制限され、ディスクリート乗算器ミキサーを使用することによりGHz範囲にまで延長され得、ディスクリート乗算器ミキサーは変調周波数を増加させることも可能にする。キャリア/位相回収モジュールの実装は、未知の位相を有する調波RF信号を感知する一助となり得る。本発明を、その特定の形式および実施形態と関連して記載してきたが、添付の特許請求の範囲において定義される本発明の精神または範囲から逸脱することなく、上で論じたもの以外の様々な改変が用いられ得ることが理解されよう。例えば、同等の要素が具体的に示され記載されたものを置換してもよく、特定の特徴をその他の特徴と独立して使用してもよく、ある場合には、要素の特定の位置を逆にしても割り込ませてもよく、これらはすべて添付の特許請求の範囲において定義される本発明の精神または範囲から逸脱することなく行われる。