"スイッチング素子と直列に接続されるインダクタを用いて入力直流電源を電力変換し、前記インダクタの充放電電流あるいはそのいずれかを利用して固体光源に電流を流す直流電源回路部と、固体光源に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子を制御する電流制御部とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部は、前記スイッチング素子のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子のオンタイミングを制御する第2のスイッチング制御手段を備え、第2のスイッチング制御手段は、前記インダクタの放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子のオンまでの時間を変化させることができ、前記調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは長くなる方向に動作させることを特徴とする固体光源点灯装置。前記第1のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第2のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする請求項1記載の固体光源点灯装置。前記第1のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまではオン幅を小さくなるように変化させ、所定レベルを超えるとオン幅が前記所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第2のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする請求項1記載の固体光源点灯装置。前記第1のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第2のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させ、前記所定レベルよりも低光束となる第2の所定レベルを超えると前記第1のスイッチング制御手段は、オン幅が前記第2の所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第2のスイッチング制御手段は前記スイッチング素子のオンオフ周波数が前記第2の所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする請求項1または2に記載の固体光源点灯装置。前記第2のスイッチング制御手段は、調光のレベルが前記所定レベルに達するまでは放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子のオンまでの時間を略ゼロとすることを特徴とする請求項1~4のいずれかに記載の固体光源点灯装置。請求項1~5のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具。特許文献1の段落35、40では、外部からの調光信号に応じて、降圧チョッパ回路1aのスイッチング素子Q1のオン期間TONをPWM制御することが提案されている。しかしながら、図10の動作波形から分かるように、スイッチング素子Q1のオン期間TONを狭くすると、それと連動して、スイッチング素子Q1のオフ期間TOFFも狭くなり、結果としてスイッチング素子Q1の動作周波数が上昇するから、スイッチングの回数が増えて、スイッチング損失が増大するという問題がある。また、動作周波数の範囲が拡大すると、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が難しくなる。本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、広い範囲で調光した場合でもスイッチングの動作周波数の範囲を制限できる固体光源点灯装置を提供することを課題とする。請求項1の発明は、上記の課題を解決するために、図1に示すように、スイッチング素子Q1と直列に接続されるインダクタL1を用いて入力直流電源Vdcを電力変換し、前記インダクタL1の充放電電流あるいはそのいずれかを利用して固体光源3に電流を流す直流電源回路部1と、固体光源3に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子Q1を制御する電流制御部2とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部2は、前記スイッチング素子Q1のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子Q1のオンタイミングを制御する第2のスイッチング制御手段を備え、第2のスイッチング制御手段は、前記インダクタL1の放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子Q1のオンまでの時間を変化させることができ、前記調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは長くなる方向に動作させることを特徴とするものである。請求項2の発明は、請求項1記載の固体光源点灯装置において、前記第1のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第2のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする図3~図7。請求項3の発明は、請求項1記載の固体光源点灯装置において、前記第1のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまではオン幅を小さくなるように変化させ、所定レベルを超えるとオン幅が前記所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第2のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする図9。請求項4の発明は、請求項1または2に記載の固体光源点灯装置において、前記第1のスイッチング制御手段は前記調光のレベルに応じてオン幅を小さくなるように変化させると共に、第2のスイッチング制御手段は調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは前記スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を変化させ、前記所定レベルよりも低光束となる第2の所定レベルを超えると前記第1のスイッチング制御手段は、オン幅が前記第2の所定レベル時のオン幅と略同一となるように動作させると共に、前記第2のスイッチング制御手段は前記スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記第2の所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を変化させることを特徴とする図9。請求項5の発明は、請求項1~4のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記第2のスイッチング制御手段は、調光のレベルが前記所定レベルに達するまでは放電電流のゼロクロスから前記スイッチング素子Q1のオンまでの時間を略ゼロとすることを特徴とする図2a,b参照。請求項6の発明は、請求項1~5のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具である。本発明によれば、スイッチング電源を用いた固体光源点灯装置において、スイッチング素子のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御手段と、スイッチング素子のオンタイミングを制御する第2のスイッチング制御手段を備え、第2のスイッチング制御手段は、スイッチング電源のインダクタの放電電流のゼロクロスからスイッチング素子のオンまでの時間を変化させることができ、調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間とし、所定レベルを超えてからは長くなる方向に動作させるものであるから、広い範囲で調光した場合でもスイッチングの動作周波数の範囲を制限できる効果がある。実施形態1図1は本発明の実施形態1の回路図である。入力直流電源Vdcには直流電源回路部1が接続されている。直流電源回路部1は、スイッチング素子Q1を用いて入力直流電源Vdcを電力変換してLEDもしくは有機EL素子のような固体光源3に直流電流を供給するスイッチング電源回路であり、ここでは降圧チョッパ回路バックコンバータを用いている。降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源Vdcの正極と負極の間に、固体光源3とインダクタL1とスイッチング素子Q1と電流検出部4の直列回路が接続されており、固体光源3とインダクタL1の直列回路には回生ダイオードD1が閉回路を構成するように並列接続されている。降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Q1がオンすると、入力直流電源Vdcの正極→固体光源3→インダクタL1→スイッチング素子Q1→電流検出部4→入力直流電源Vdcの負極の経路で漸増電流が流れて、インダクタL1にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1の誘起電圧により、インダクタL1→回生ダイオードD1→固体光源3→インダクタL1の経路で漸減電流が流れて、インダクタL1のエネルギーが放出される。インダクタL1のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Q1がオンされる動作を連続モード、インダクタL1のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Q1がオンされる動作を臨界モード、インダクタL1のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Q1がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。このうち、電力変換効率が最も高いのは臨界モードである。スイッチング素子Q1は電流制御部2により高周波でオンオフされる。スイッチング素子Q1がオンのとき、スイッチング素子Q1に流れる漸増電流は、電流検出部4により検出される。電流検出部4により検出された電流検出値は、電流制御部2により設定された所定のしきい値と比較される。電流検出値が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Q1がオフされる。これにより、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値は所定のしきい値に設定される。図2a~cはスイッチング素子Q1のオンオフ動作によりインダクタL1に流れる電流の波形を示している。インダクタL1に流れる電流が漸増する期間については、スイッチング素子Q1に流れる電流と同じであり、インダクタL1に流れる電流が漸減する期間については、回生ダイオードD1に流れる電流と同じである図10参照。図2aは、電流制御部2により設定された所定のしきい値Ip1が高い場合、図2bは所定のしきい値Ip2が低い場合である。電流制御部2により設定される所定のしきい値Ip1,Ip2は、調光器5から電流制御部2に供給される調光信号に応じて設定される。図2a,bでは、インダクタL1に流れる電流が臨界モードの場合を例示しているが、連続モードであっても良い。図2cは、電流制御部2により設定された所定のしきい値Ip3がさらに低い場合である。図2cでは、インダクタL1に流れる電流が不連続モードとなっている。電流制御部2では、調光器5から供給される調光信号を読み取り、図2a~cに示すように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値を設定すると共に、図2cに示すように、所定の調光値未満ではインダクタL1に流れる電流が不連続モードとなるように、また、図2a,bに示すように、所定の調光値以上ではインダクタL1に流れる電流が連続もしくは臨界モードとなるように、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作を制御する。これにより、広い範囲で調光した場合でも、スイッチング素子Q1の動作周波数の範囲が拡大することを抑制することができる。実施形態2図3は本発明の実施形態2の回路図である。本実施形態では、スイッチング素子Q1をオンオフ制御するために、ピーク電流検出によるオフ制御機能と、ゼロクロス検出によるオン制御機能を有する制御用集積回路6を用いている。この種の制御用集積回路6としては、昇圧チョッパ回路の力率改善制御用IC例えば、STマイクロエレクトロニクス社製のL6562またはその同等品などを用いることができる。ゲートドライブ端子GDは、スイッチング素子Q1をオン/オフ制御するためのHigh/Lowのゲートドライブ信号を出力する。カレントセンス端子CSは、スイッチング素子Q1と直列に接続された電流検出抵抗R1の両端電圧を検出し、内部のコンパレータにより所定のしきい値と比較する。所定のしきい値は、外部からピーク電流設定端子Ipに入力される調光電圧Vdimにより設定可能である。ゼロクロス検出端子ZCDは、スイッチング素子Q1がオフされた後、インダクタL1の2次巻線n2の電圧が消失したことを検出すると、スイッチング素子Q1をオン制御するための端子である。制御電源端子Vccとグランド端子GNDの図示は省略している。なお、制御用集積回路6として、上述のように、昇圧チョッパ回路の力率改善制御用ICを用いる場合には、脈流電圧の瞬時振幅検出に用いる端子L6562であれば3番ピンをピーク電流設定端子Ipとして割り当てれば良い。本実施形態では、ゲートドライブ端子GDとゼロクロス検出端子ZCDの間に、タイマー回路7とダイオードD3を接続してある。ダイオードD3とD2はダイオードOR回路を構成しており、タイマー回路7の出力が消失するか、もしくは、2次巻線n2の電圧が消失するか、そのいずれか遅い方のタイミングでゼロクロス検出端子ZCDの電圧が立ち下がる。2次巻線n2の電圧が消失するタイミングの方が遅いときには、図2a,bに示すような臨界モードの動作となり、タイマー回路7の出力が消失するタイミングの方が遅いときには、図2cに示すような不連続モードの動作となる。まず、図2a,bに示す臨界モードの動作について説明する。この動作に関する以下の説明では、スイッチング素子Q1のオフ時に、タイマー回路7の出力が先に消失し、その後、2次巻線n2の電圧が消失するものとする。電源投入後、制御用集積回路6の動作が開始すると、内蔵のスタータによりゲートドライブ端子GDがHighレベルとなり、スイッチング素子Q1がオンされる。すると、コンデンサC1の正極→コンデンサC2→インダクタL1→スイッチング素子Q1→電流検出抵抗R1→コンデンサC1の負極の経路で漸増電流が流れる。電流検出抵抗R1により検出される電流検出値が所定のしきい値に達すると、IC内部のフリップフロップが反転し、ゲートドライブ端子GDがLowレベルとなる。これによりスイッチング素子Q1がオフされる。スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1の蓄積エネルギーによりインダクタL1→回生ダイオードD1→コンデンサC2→インダクタL1の経路で回生電流が流れる。この回生電流が流れている間、インダクタL1の2次巻線n2にはダイオードD2の順方向に電圧が発生する。その電圧が消失すると、ゼロクロス検出端子ZCDの電圧が立ち下がったことを検出して、IC内部のフリップフロップが反転し、ゲートドライブ端子GDがHighレベルとなる。これによりスイッチング素子Q1がオンされる。以下、同じ動作を繰り返し、インダクタL1に流れる電流は、図2a,bに示すように、臨界モードとなる。また、インダクタL1に流れる電流のピーク値Ip1,Ip2は、外部からピーク電流設定端子Ipに入力される調光電圧Vdimにより設定される値となる。次に、図2cに示す不連続モードの動作について説明する。外部からピーク電流設定端子Ipに入力される調光電圧Vdimが低下し、インダクタL1に流れる電流のピーク値が低下すると、インダクタL1の蓄積エネルギーが小さくなるから、2次巻線n2の電圧が消失するタイミングは早くなる。一方、タイマー回路7の計時時間は一定であり、スイッチング素子Q1のゲート電圧の立ち上がり又は立ち下がりから一定時間後にタイマー回路7の出力が消失する。したがって、インダクタL1に流れる電流のピーク値が図2cのIp3のように低下すると、2次巻線n2のフライバック電圧が先に消失し、その後で、タイマー回路7の出力が消失する状態となる。この場合、インダクタL1の回生電流が消失しても、ダイオードD3を介するタイマー回路7の出力が擬似的なフライバック電圧として検出されるので、制御用集積回路6はゼロクロスしたことを知らされないことになり、スイッチング素子Q1はオフ状態のままで待機することになる。そして、ダイオードD3を介するタイマー回路7からの出力が消失したタイミングになってから、ゼロクロス検出端子ZCDの電圧が立ち下がることにより、制御用集積回路6はフライバック電圧が消失したと判断し、スイッチング素子Q1がオンされる。これにより、インダクタL1に流れる電流は、図2cのように休止期間を有する不連続モードとなる。インダクタL1に流れる電流のピーク値が図2bのIp2のときが、臨界モードと不連続モードが切り替わる所定の調光値であるとすると、図2a~bに示すように、インダクタL1の電流のピーク値がIp1~Ip2の間は、ダイオードD2を介する2次巻線n2の信号消失のタイミングによりスイッチング素子Q1がオンされることで、臨界モードの動作となり、図2b~cに示すように、インダクタL1の電流のピーク値がIp2~Ip3~0の間は、ダイオードD3を介するタイマー回路7の信号消失のタイミングによりスイッチング素子Q1がオンされることで、不連続モードの動作となる。タイマー回路7の具体的構成については限定するものではないが、例えば、図4に示すように構成すれば、スイッチング素子Q1のゲート電圧の立ち上がりでタイマー回路7aの出力がHighレベルとなり、その時点から一定時間の経過後に、タイマー回路7aの出力がLowレベルとなるように動作する。この場合、スイッチング素子Q1の最短のオンオフ周期つまり、動作周波数の上限値がタイマー回路7aにより規定されることになる。以下、タイマー回路7aの動作について説明する。ゲートドライブ端子GDがLowレベルからHighレベルに変化すると、NORゲートG1の出力はLowレベルとなるから、コンデンサC4を介してNORゲートG2の入力もLowレベルとなり、NORゲートG2の出力はHighレベルとなる。これにより、NORゲートG1の他方の入力もHighレベルとなるから、その後、ゲートドライブ端子GDがLowレベルになっても、NORゲートG1の出力はLowレベルのまま維持される。この状態で、コンデンサC4は制御電源電圧Vccから抵抗R4を介して充電される。コンデンサC4の電圧がNORゲートG2のしきい値電圧通常はVcc/2に達すると、NORゲートG2の出力はLowレベルとなる。このとき、ゲートドライブ端子GDが既にLowレベルとなっていれば、NORゲートG1の出力はHighレベルとなるから、コンデンサC4の電荷はダイオードD4を介して捨てられて、次回の計時動作に備えることになる。また、仮にスイッチング素子Q1のオン時間が長く、NORゲートG2の出力がLowレベルに戻った時点ではゲートドライブ端子GDがLowレベルに戻っていなくても、その時点ではコンデンサC4がリセットされていないから、再度のトリガーは起こらない。その後、ゲートドライブ端子GDがLowレベルに戻った時点で、NORゲートG1の出力がHighレベルとなり、ダイオードD4を介してコンデンサC4がリセットされることになる。そのリセット時においてもNORゲートG2の出力は変化しないから、タイマー回路7aの出力パルスは、ゲートドライブ端子GDがLowレベルからHighレベルに変化した後、1回だけしか出ない。以上のように、NORゲートG2の出力は、ゲートドライブ端子GDがLowレベルからHighレベルに変化した後、コンデンサC4と抵抗R4の時定数とNORゲートG2のしきい値電圧で決まる遅延時間が経過するまで、Highレベルとなる。これにより、スイッチング素子Q1の最短のオンオフ周期つまり、動作周波数の上限値が規定される。本実施形態によれば、スイッチング素子Q1の動作周波数の上限値は、タイマー回路7aにより規定される最高スイッチング周波数に固定されるから、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が容易となる。また、調光出力が大きい明るいときは、図2aに示すように、スイッチング素子Q1のスイッチング回数が少ないうえに、臨界モードで動作しているから、スイッチング損失を極めて低く抑えることができる。さらに、調光出力が小さい暗いときは、図2cに示すように、インダクタL1の電流に休止期間を設けることにより、スイッチング素子Q1のスイッチング回数が無制限に増大することを防止でき、これにより、スイッチング損失の増大を抑制できる。また、ピーク値Ip3が低下するにつれてインダクタL1の電流の休止期間も長くなるので、ピーク値Ip3の下限側の制御可能範囲が限られていても、その割には、調光下限を低くまで設定できるという利点がある。実施形態3図5は本発明の実施形態3の要部回路図である。本実施形態は、図3のタイマー回路7として、図5のタイマー回路7bを用いた例である。図5のタイマー回路7bは、スイッチング素子Q1のゲート電圧の立ち上がりオン時点からではなく、ゲート電圧の立ち下がりオフ時点から一定時間後に出力がゼロクロス検出端子ZCDのゼロクロス検出レベルに低下するように動作する。したがって、本実施形態では、スイッチング素子Q1のオフ時間の最短幅がタイマー回路7bにより規定されることになる。このタイマー回路7bは、コンデンサC5,C6の直列回路と、コンデンサC5,C6にそれぞれ並列に接続された抵抗R5,R6と、コンデンサC5,C6の直列回路に充電電流を流すためのダイオードD5よりなる。コンデンサC6の電圧は、ダイオードD3のアノードカソード間を介して、制御用集積回路6のゼロクロス検出端子ZCDに入力されている。スイッチング素子Q1のオン期間中は、制御用集積回路6のゲートドライブ端子GDがHighレベルとなるから、ダイオードD5を介してコンデンサC5,C6の直列回路が充電される。その充電電圧は、過渡的にはコンデンサC5,C6の分圧比で決まり、定常的には抵抗R5,R6の分圧比で決まることになるが、ここではコンデンサC5,C6の分圧比と抵抗R5,R6の分圧比は同じとする。そうすると、スイッチング素子Q1がオンした瞬間に、コンデンサC6の充電電圧は、ゲートドライブ端子GDのゲートドライブ電圧Vgを所定の分圧比k0<k<1で分圧した初期設定電圧k×Vgとなり、スイッチング素子Q1がオフする瞬間まで、その初期設定電圧に維持される。スイッチング素子Q1がオフすると、ダイオードD5が逆バイアスされて遮断状態となるので、コンデンサC5の電荷は抵抗R5を介して放電され、コンデンサC6の電荷は抵抗R6を介して放電される。コンデンサC6の電圧は、上述の初期設定電圧k×Vgを起点として、コンデンサC6と抵抗R6の時定数により指数関数的に減衰する電圧となる。スイッチング素子Q1がオフした後、所定のオフ時間が経過した時点で、ダイオードD2を介する2次巻線n2の電圧が既に消失していた場合、ダイオードD3を介するコンデンサC6の電圧の消失を受けて、ゼロクロス検出端子ZCDにより擬似的にゼロクロスが検出されて、スイッチング素子Q1は再度オンとなる。したがって、図3のタイマー回路7として、図5のタイマー回路7bを用いた場合、スイッチング素子Q1のオフ時間の最短幅は、コンデンサC5,C6と抵抗R5,R6の定数で決まる固定時間となる。本実施形態によれば、図2cに示すような不連続モードとなった後も、ピーク電流Ip3の低下に伴なってオン時間が減少するにつれて、スイッチング素子Q1のオンオフの動作周波数は上昇を続けるが、タイマー回路7bによりオフ時間が固定されることにより、動作周波数の上昇は緩慢となる。最終的に、スイッチング素子Q1のオン時間が殆どゼロになったとしても、スイッチング周期がスイッチング素子Q1のオフ時間よりも短くなることは無いので、動作周波数が無制限に上昇するようなことは起きない。これにより、スイッチング周波数の範囲が制限されるから、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が容易となる。また、スイッチング損失の増大も抑制できる。ところで、実施形態2,3では、制御用集積回路6のピーク電流検出のためのしきい値Ipを可変値としたが、これは固定値としても良い。その場合、スイッチング素子Q1と直列に接続された電流検出抵抗R1の検出電圧に、調光電圧Vdimに応じたバイアス電圧を重畳するか、または、電流検出抵抗R1の抵抗値そのものを調光電圧Vdimに応じて可変とすることで、等価的に、しきい値Ipを可変値としたのと同等の動作となるように構成すれば良い。また、電流検出抵抗R1に代えて、以下の実施形態4,5で述べるような代替手段を用いても良い。実施形態4図6は本発明の実施形態4の回路図である。本実施形態では、図3の電流検出抵抗R1を省略し、代わりに、インダクタL1に3次巻線n3を設けて、そのフォワード側の出力電圧を時間積分することにより、等価的にスイッチング素子Q1に流れる電流をコンデンサC7の電圧として検出している。以下、その原理について説明する。スイッチング素子Q1がオンのとき、インダクタL1に印加される電圧をe1、スイッチング素子Q1に流れる電流をiとすると、e1=L1di/dtとなる。このとき、3次巻線n3に生じる電圧は、インダクタL1の1次巻線の巻数をn1とすると、e3=n3/n1e1となる。これを時間tにより積分すると、∫e3dt=n3/n1L1iCとなる。ここで、Cは積分定数であるが、図2a,bのような臨界モードまたは図2cのような不連続モードであれば、スイッチング素子Q1に流れる電流iの初期値はゼロであるから、積分定数C=0となる。したがって、3次巻線n3に生じるフォワード側の電圧を時間積分すると、スイッチング素子Q1に流れる電流iを読み取ることができる。時間積分はミラー積分器を用いれば正確に求めることができるが、ここでは簡略化のために、抵抗R7とコンデンサC7よりなるCR積分回路により時間積分している。ダイオードD6は3次巻線n3に生じるフォワード側の電圧だけを積分するために設けており、ダイオードD7はコンデンサC7を初期化するために設けている。以下、回路動作について説明する。スイッチング素子Q1がオンされると、コンデンサC1の正極→コンデンサC2→インダクタL1→スイッチング素子Q1→コンデンサC1の負極の経路で漸増電流が流れる。このとき、インダクタL1に印加される電圧と比例する電圧e3が3次巻線n3に発生する。この電圧e3により、ダイオードD6、抵抗R7を介してコンデンサC7が充電される。このとき、ゲートドライブ端子GDはHighレベルであるので、ダイオードD7は遮断状態となっている。コンデンサC7の電圧上昇は、カレントセンス端子CSにより監視されており、検出電圧がピーク電流設定端子Ipにより設定される所定のしきい値を越えると、ゲートドライブ端子GDがLowレベルとなり、スイッチング素子Q1はオフされる。このとき、ダイオードD7を介してコンデンサC7が放電されて、コンデンサC7の時間積分値はリセットされる。本実施形態では、図3の回路に比べると、電流検出抵抗R1が省略されているので、その電力損失を節減できるという利点がある。また、電源変動や負荷変動があった場合でも、スイッチング素子Q1のオン時にインダクタL1に印加される電圧が変動することで、その3次巻線n3の電圧e3も変動し、コンデンサC7の電圧の上昇速度の変化として検出することが可能であり、電流検出抵抗R1の機能を実質的に代替できる。実施形態5図7は本発明の実施形態5の回路図である。本実施形態では、図3の電流検出抵抗R1を省略し、代わりに、ゲートドライブ端子GDから出力されるゲートドライブ電圧を時間積分することにより、スイッチング素子Q1に流れる電流を擬似的にコンデンサC7の電圧として検出している。スイッチング素子Q1がオンのとき、ゲートドライブ端子GDはHighレベルであるので、ダイオードD7は遮断状態となり、抵抗R7を介してコンデンサC7が充電される。コンデンサC7の電圧上昇は、カレントセンス端子CSにより監視されており、検出電圧がピーク電流設定端子Ipにより設定される所定のしきい値を越えると、ゲートドライブ端子GDがLowレベルとなり、スイッチング素子Q1はオフされる。このとき、ゲートドライブ端子GDは低インピーダンスのLowレベルとなるので、ダイオードD7を介してコンデンサC7が放電されて、コンデンサC7の時間積分値はリセットされる。本実施形態では、電源変動や負荷変動があっても、それらの変動は、コンデンサC7の電圧上昇速度には反映されないが、スイッチング素子Q1のオン時間幅の制御は調光電圧Vdimに応じて正確に行える。また、図6の回路に比べると、インダクタL1の3次巻線n3を必要としないので、構成が簡単となる。また、図3の回路に比べると、電流検出抵抗R1が省略されているので、その電力損失を節減できるという利点がある。なお、本実施形態の一変形例として、図7において、ピーク電流設定端子Ipの入力電圧を固定値とし、代りに、外部からの調光電圧Vdimを所定の限流抵抗を介してコンデンサC7に重畳するように構成すれば、しきい値Ipが固定値であっても調光電圧Vdimが増大するにつれて、コンデンサC7の電圧上昇速度が増大するから、スイッチング素子Q1のオン時間を短縮するように制御することが可能となる。図3の回路を参照しても分かるように、カレントセンス端子CSの検出電圧はゲートドライブ電圧に比べると比較的に低いものであり、最大でもゲートドライブ端子GDのHighレベルの出力に比べるとスイッチング素子Q1のスレショルド電圧以上は低い電圧となっているから、スイッチング素子Q1がオンのときは、ダイオードD7は遮断状態に維持される。また、スイッチング素子Q1がオフのときは、低インピーダンスのゲートドライブ端子GDがLowレベルとなるので、上述のように、コンデンサC7に抵抗を介して調光電圧Vdimを重畳したとしても、ダイオードD7が導通状態に維持されることになるから、コンデンサC7の充電はゲートドライブ端子GDがHighレベルとなった時点でスタートすることになる。図3、図6、図7の回路において、固体光源3と並列に接続された平滑コンデンサC2は無くても良いが、接続しておけば、照明器具の光が高周波で点滅することを防止できる。これは、例えば、赤外線リモコンや可視光通信の周波数との干渉を避けるうえで有効である。また、電源別置型のLED点灯装置のように、電源ユニットがLEDユニットとリード線で接続されるような場合に、負荷電流が平滑化されていれば、リード線からの高周波輻射ノイズを低減できる利点がある。一方、入力直流電源Vdcとなる平滑コンデンサC1は、例えば商用交流電源を全波整流器図示せずにより全波整流した直流電圧を充電されており、全波整流器の交流入力側には高周波成分を除去するためのフィルタ回路を設けることが一般的である。また、全波整流器の直流出力側と平滑コンデンサC1の間に、昇圧チョッパ回路等を用いた力率改善回路を介在させることもある。このような構成において、本発明のように、スイッチング素子Q1の動作周波数の上限が制限されていると、全波整流器の交流入力側に接続される高周波成分を除去するためのフィルタ回路の設計が容易となる。実施形態6上述の各実施形態では、直流電源回路部1となる降圧チョッパ回路のスイッチング素子Q1が低電位側に配置されている回路例について説明したが、図8aに示すように、降圧チョッパ回路1aのスイッチング素子Q1が高電位側に配置されている場合であっても本発明を適用できることは言うまでもない。また、図8b~dに示すような各種のスイッチング電源回路を本発明の直流電源回路部1として使用しても構わない。図8bは昇圧チョッパ回路1b、図8cはフライバックコンバータ回路1c、図8dは昇降圧チョッパ回路1dの例である。いずれのスイッチング電源回路を用いた場合においても、スイッチング素子Q1のオン時に誘導性素子インダクタL1またはトランスT1に流れる電流が所定値に達するかオン時間が所定時間に達するとスイッチング素子Q1をオフ制御し、スイッチング素子Q1のオフ時に誘導性素子に流れる電流がゼロに戻るか又はタイマー回路により計時される所定の時間が経過すると、スイッチング素子Q1をオン制御する制御回路を備えており、タイマー回路によりスイッチング素子Q1のオンオフ周期またはオフ時間の下限値を固定することにより、スイッチング周波数の拡大を抑制できる。実施形態7上述の各実施形態では、タイマー回路7の計時時間を一定としたが、調光のレベルに応じて、タイマー回路7の計時時間を可変としても構わない。例えば、タイマー回路7の時定数を構成する抵抗の全部または一部をフォトカプラの受光素子のような可変抵抗で構成し、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、フォトカプラの発光素子の電流を制御することにより、調光が深くなるにつれて抵抗値が高くなるように構成しておく。その場合、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、調光が深くなるにつれて、スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が低くなる方向となるようにインダクタの放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を変化させることができる。このように制御すれば、スイッチング素子Q1のオンオフ周波数を低くすることにより調光できるので、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、スイッチング素子Q1のオン幅は固定としても構わない。あるいは、調光のレベルが所定レベルを超えてからも、スイッチング素子Q1のオン幅を狭くする制御を暫くは併用し、調光のレベルが前記所定レベルよりも低光束となる第2の所定レベルを超えるとスイッチング素子Q1のオン幅を固定し、スイッチング素子Q1のオンオフ周波数を低くすることにより調光するように制御しても構わない。実施形態8図9aは本発明の実施形態8の要部回路図である。スイッチング電源の構成は図7、図8のいずれでも良い。本実施形態では、タイマー回路TMのオンパルス幅を制御電圧5番ピンの基準電圧に応じて可変とし、なおかつ、可変トリガータイミング2番ピンの立下りタイミングでタイマー回路TMをワンショット動作させることにより、スイッチング素子Q1のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御と、前記スイッチング素子Q1のオンタイミングを制御する第2のスイッチング制御を実現している。調光制御回路8は、例えば、マイクロコンピュータを用いて実現可能であり、外部から調光信号を入力するアナログ入力ポート、タイマー回路TMの5番ピンの基準電圧を制御するアナログ出力ポート、タイマー回路TMの2番ピンに可変タイミングの立下りトリガーパルスを出力する2値出力ポート、インダクタL1の2次巻線n2の誘起電圧の立下りエッジを検出する割込入力ポートZCDを備えていれば良い。割込入力ポートZCDが立ち下がると、調光制御回路8は割込処理を実行し、所定時間≧0の計時後、タイマー回路TMの2番ピンに立下りトリガーパルスを出力する。立下りトリガーパルスは、通常はHighレベルとなっている2値出力ポートをLowレベルとする第1の命令を実行した直後に同ポートをHighレベルに戻す第2の命令を実行することで容易に生成可能である。第1の命令と第2の命令の間に適当な数のNOP命令を挿入しても良い。これによりタイマー回路TMの2番ピンをトリガー可能な立下りパルスが出力される。タイマー回路TMは、ワンショットマルチバイブレータを構成しており、その出力パルス幅はコンデンサCtと抵抗Rtの時定数ならびに5番ピンの基準電圧により規定される。タイマー回路TMは、例えば、図9bのような内部構成を有する周知のタイマーICいわゆる555で構成できるが、同等の機能を有していれば、これに限定されるものではない。1番ピンはグランド端子、8番ピンは電源端子である。2番ピンはトリガー端子であり、この端子が5番ピンの電圧の半分よりも低くなると、第1コンパレータCP1の出力により内部のフリップフロップFFがセットされて、3番ピン出力端子がHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。4番ピンはリセット端子であり、この端子がLowレベルになると、動作停止状態となり、3番ピン出力端子はLowレベルに固定される。本実施形態では、4番ピンを電源端子8番ピンに接続することで、常にタイマー回路TMが動作可能となっているが、4番ピンを調光制御回路8の制御下に置いても良い。5番ピンは制御端子であり、内蔵のブリーダ抵抗3個の抵抗Rの直列回路により通常は電源電圧Vccの2/3となる基準電圧が印加されている。本実施形態では、調光制御回路8により5番ピンの基準電圧を制御可能としている。6番ピンはスレショルド端子であり、この端子が5番ピンの電圧よりも高くなると、第2コンパレータCP2の出力により内部のフリップフロップFFがリセットされて、3番ピン出力端子がLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。タイマー回路TMは、時定数設定用の抵抗RtとコンデンサCtを外付けされて、単安定マルチバイブレータとして動作する。タイマー回路TMの2番ピントリガー端子に、パルス幅の短いLowレベルのパルスが入力されると、その立下りエッジにおいて、タイマー回路TMの3番ピン出力端子はHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。このため、コンデンサCtは、時定数設定用の抵抗Rtを介して充電される。その充電電圧が6番ピンスレショルド端子の第2コンパレータCP2で比較される基準電圧5番ピンの電圧よりも高くなると、3番ピン出力端子はLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサCtは瞬時に放電される。したがって、タイマー回路TMの3番ピンから出力されるHighレベルのパルス信号のパルス幅は、コンデンサCtをグランド電位から基準電圧5番ピンの電圧まで充電するのに要する時間で決まる。タイマー回路TMの3番ピンから出力されるHighレベルのパルス信号は、スイッチング素子Q1のオン駆動信号となる。そのオン時間幅は、タイマー回路TMの5番ピンの電圧により制御可能であり、5番ピンの電圧が低くなるほど、短くなる。調光制御回路8は、外部から調光信号例えば調光が深くなるにつれて電圧レベルが高くなるアナログ電圧を読み取り、その読み取り値に応じて内部メモリに格納されたデータテーブルを参照することにより、5番ピンの基準電圧を可変とすることで、スイッチング素子Q1のオンパルス幅を調光レベルに応じて設定する。また、インダクタL1の放電電流のゼロクロスを検出した後、タイマー回路TMの2番ピンに立下りトリガーパルスを与えるまでの遅延時間≧0を設定する。好ましい制御例1例えば、調光のレベルが所定レベルに達するまでは調光が深くなるにつれてスイッチング素子Q1のオン幅を小さくなるように変化させ、調光のレベルが所定レベルを超えるとスイッチング素子Q1のオン幅が前記所定レベル時のオン幅と略同一となるように制御する。また、インダクタL1の放電電流のゼロクロスを検出した後、タイマー回路TMの2番ピンに立下りトリガーパルスを与えるまでの遅延時間については、調光のレベルが所定レベルに達するまでは略同じ時間例えば、0とし、臨界モードないしは臨界モードに近い不連続モードで動作させる請求項5。そして、調光のレベルが所定レベルを超えてからはスイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように、放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を徐々に長くするように制御する請求項3。このように制御すれば、スイッチング素子Q1のオン幅の下限に制御限界があっても、さらに深くまで調光することが可能となる。好ましい制御例2また、さらに好ましい制御例として、調光のレベルが所定レベルに達するまでは制御例1と同じとし、調光のレベルが所定レベルを超えてからは、調光が深くなるにつれてスイッチング素子Q1のオン幅を小さくなるように変化させる制御を継続しながら、スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記所定レベル時の周波数と略同一となるように、インダクタL1の放電電流のゼロクロスからスイッチング素子Q1がオンするまでの時間を変化させる請求項2。さらに、前記所定レベルよりも低光束となる第2の所定レベルを超えると、スイッチング素子Q1のオン幅が前記第2の所定レベル時のオン幅と略同一となるように制御すると共に、インダクタL1の放電電流のゼロクロスを検出した後、タイマー回路TMの2番ピンに立下りトリガーパルスを与えるまでの遅延時間は、スイッチング素子Q1のオンオフ周波数が前記第2の所定レベル時の周波数から低くなる方向となるように制御する請求項4。このように制御すれば、スイッチング素子Q1のオン幅の下限に制御限界があっても、さらに深くまで調光することが可能となり、なおかつ、深い調光時であってもスイッチング素子Q1のオンオフ周波数がなるべく変動しないように制御できる。本実施形態では、調光制御回路8はマイクロコンピュータで構成されるものとして説明したが、同じ機能を実現できれば、アナログ回路を用いて構成しても良いことは言うまでも無い。以上の各実施形態において、スイッチング素子Q1としては、MOSFETを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、IGBTを用いても良い。本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、プロジェクタの光源として利用しても構わない。上述の各実施形態の説明では、固体光源3として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機EL素子や半導体レーザー素子などであっても良い。"