"交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第1および第2の主回路コンデンサと、前記第1の主回路コンデンサの端子間に介在した第1の半導体スイッチおよび第2の半導体スイッチと、前記第2の主回路コンデンサの端子間に介在した第3の半導体スイッチおよび第4の半導体スイッチと、前記第1および第2の半導体スイッチの共通接続点と前記第3および第4の半導体スイッチの共通接続点との間に接続されたコンデンサと、を備え、前記第1ないし第4の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで、前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧に応じた電荷を前記コンデンサに充放電し、前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくすることを特徴とするインバータ装置の電圧バランス回路。前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が許容電圧未満のとき、または、前記第1および第2の主回路コンデンサの双方の端子電圧が所定電圧以下のときには前記第1ないし第4の半導体スイッチのオンオフの繰り返しを停止することを特徴とする請求項1記載のインバータ装置の電圧バランス回路。前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が所定電圧以上、または、前記第1および第2の主回路コンデンサの何れかが所定電圧以上になったことを条件として前記第1ないし第4の半導体スイッチのオンオフを開始することを特徴とする請求項1ないし2記載のインバータ装置の電圧バランス回路。前記第1および第2の主回路コンデンサの個体差に応じた最大の漏れ電流差、および、最小の静電容量値に応じて、これらの第1および第2の主回路コンデンサの定格電圧の所定割合の差電圧以上互いに離れることが想定される時間が最大非駆動時間として予め設定され、この設定された最大非駆動時間以下の所定時間を除いて、前記第1ないし第4の半導体スイッチのオンオフを常に繰り返すことを特徴とする請求項1ないし3の何れかに記載のインバータ装置の電圧バランス回路。交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第1および第2の主回路コンデンサと、前記第1の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第1の半導体スイッチと、前記第1の半導体スイッチに1次側巻線が直列接続されると共に2次側巻線が第1のダイオードを介して前記第2の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比1:1の第1のトランスと、前記第2の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第2の半導体スイッチと、前記第2の半導体スイッチに1次側巻線が直列接続されると共に2次側巻線が第2のダイオードを介して前記第1の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比1:1の第2のトランスと、を備え、前記第1および第2の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくすることを特徴とするインバータ装置の電圧バランス回路。前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が許容電圧未満のとき、または、前記第1および第2の主回路コンデンサの双方の端子電圧が所定電圧以下のときには前記第1および第2の半導体スイッチのオンオフの繰り返しを停止することを特徴とする請求項5記載のインバータ装置の電圧バランス回路。前記第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧が所定電圧以上、または前記第1および第2の主回路コンデンサの何れかかが所定電圧以上になったことを条件として前記第1および第2の半導体スイッチのオンオフを開始することを特徴とする請求項5または6記載のインバータ装置の電圧バランス回路。前記第1および第2の主回路コンデンサの個体差に応じた最大の漏れ電流差、および、最小の静電容量値に応じて、これらの第1および第2の主回路コンデンサの定格電圧の所定割合の差電圧以上互いに離れることが想定される時間が最大非駆動時間として予め設定され、この設定された最大非駆動時間以下の所定時間を除いて、前記第1および第2の半導体スイッチのオンオフを常に繰り返すことを特徴とする請求項5ないし7の何れかに記載のインバータ装置の電圧バランス回路。複数の主回路コンデンサのそれぞれの主回路コンデンサの電圧のアンバランスを低減できるようにしたインバータ装置の電圧バランス回路を提供する。実施形態は、交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第1および第2の主回路コンデンサを備える。また、第1の主回路コンデンサの端子間に介在した第1の半導体スイッチおよび第2の半導体スイッチを備える。また、第2の主回路コンデンサの端子間に介在した第3の半導体スイッチおよび第4の半導体スイッチを備える。さらに、第1および第2の半導体スイッチの共通接続点と前記第3および第4の半導体スイッチの共通接続点との間に接続されたコンデンサを備える。そして、第1ないし第4の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで、第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧に応じた電荷をコンデンサに充放電し、第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくする。実施形態は、交流電源が整流された主端子間に直列接続され直流電圧を出力する第1および第2の主回路コンデンサを備える。また、第1の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第1の半導体スイッチを備える。また、第1の半導体スイッチに1次側巻線が直列接続されると共に2次側巻線が第1のダイオードを介して第2の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比1:1の第1のトランスを備える。また、第2の主回路コンデンサの端子間に介在して構成された第2の半導体スイッチを備える。また、第2の半導体スイッチに1次側巻線が直列接続されると共に2次側巻線が第2のダイオードを介して第1の主回路コンデンサの両端に接続された巻数比1:1の第2のトランスを備える。そして、第1および第2の半導体スイッチのオンオフを順に繰り返すことで第1および第2の主回路コンデンサの各端子電圧の差電圧を徐々に少なくする。第1の実施形態第1の実施形態について図1および図2を参照して説明する。インバータ装置1は、三相交流電源2を入力する端子RSTを備え、端子R,S,Tには整流器3が接続されている。この整流器3は、端子R,S,Tに入力された三相交流電源2の交流電源を入力し整流する。この整流器3の出力は主電源線N1およびN2に与えられている。この主電源線N1およびN2間主端子間に相当には複数の主回路コンデンサ4aおよび4bが直列接続されており、これらの複数の主回路コンデンサ4aおよび4bは整流器3の整流出力を平滑化し主電源線N1およびN2間に直流電力を出力する。主回路コンデンサ4a、4bは、それぞれアルミ電解コンデンサにより構成されているが、これらにはそれぞれ内部抵抗5a、5bが存在する。主回路コンデンサ4a、4bは漏れ電流特性、温度特性など特性値に個体差を生じるため、当該個体差に応じた電圧のアンバランスが生じやすい。複数の主回路コンデンサ4a、4bの静電容量値の比に応じて通常動作時の端子電圧V4a、V4bが決定されるため、本実施形態のように主回路コンデンサ4a、4bを複数直列接続するときには、同一の静電容量値、同一の耐電圧のコンデンサが用いられる。これらの主回路コンデンサ4a、4bによる直流電力はインバータ主回路6に入力されている。インバータ主回路6は入力した直流電力について制御回路7の制御信号に基づいて交流変換し三相交流電力を負荷となるモータ8に供給する。なお、制御回路7は、マイクロコンピュータなどにより構成されている。さて、主電源線N1およびN2間には4つの半導体スイッチ9a~9dが直列接続されている。これらの半導体スイッチ9a~9dはそれぞれ例えばNチャネルMOSFETにより構成される。これらの半導体スイッチ9a~9dのゲートソース間には、それぞれ、駆動回路10a~10dおよび駆動用ゲート抵抗11a~11dが図示形態で接続されている。制御回路7が駆動回路10a~10dにそれぞれ制御信号を与えると、駆動回路10a~10dはそれぞれ駆動用ゲート抵抗11a~11dを通じて半導体スイッチ9a~9dのゲートソース間に駆動信号を印加する。半導体スイッチ9bおよび9cの共通接続点N3は、主回路コンデンサ4aおよび4bの共通接続点に電気的に接続されている。また、半導体スイッチ9aおよび9bの共通接続点N4と、半導体スイッチ9cおよび9dの共通接続点N5との間にはコンデンサ12が接続されている。前述したように、コンデンサ4aおよび4bの静電容量値は同一であるが、これらのコンデンサ4aおよび4bの静電容量値とコンデンサ12の静電容量値との比は100:1程度に設定されている。上記構成の特徴部分の作用について図2を参照しながら説明する。図2は、制御動作をタイミングチャートにより示している。この図2において、電圧V4aは主回路コンデンサ4aの端子電圧を示しており、電圧V4bは主回路コンデンサ4bの端子電圧を示している。また、電流I12は、コンデンサ12の通電電流を示している。主回路コンデンサ4a、4bは、それぞれアルミ電解コンデンサにより構成されているが、個体差、温度条件に応じた漏れ電流特性のバラつきがある。この漏れ電流特性の個体差に起因して、コンデンサ4bの漏れ電流がコンデンサ4aの漏れ電流より大きな場合、コンデンサ4bの端子電圧V4bはコンデンサ4aの端子電圧V4aよりも低くなる。主電源線N1-N2間の直流電圧は定常状態において整流器3の整流出力の直流電圧とほぼ同等レベルとなるため、時間が経過するとコンデンサ4aの端子電圧V4aはコンデンサ4bの端子電圧V4bよりも高くなる。本実施形態では、このような場合を想定し、コンデンサ4aの端子電圧V4aがコンデンサ4bの端子電圧V4bよりも過大に上昇した場合を考慮する。この過大な電圧差を解消するため、本実施形態では、制御回路7が、半導体スイッチ9a~9dのスイッチング切換処理を常に行うことで、この電圧のアンバランス状態を解消して電圧バランスを保持する。制御回路7は、各駆動回路10a~10dおよび各駆動用ゲート抵抗11a~11dを通じて各半導体スイッチ9a~9dをオンオフさせる。このとき、図2に示すように、制御回路7は、半導体スイッチ9aおよび9cを同時にオンオフし、半導体スイッチ9bおよび9dを同時にオンオフする。なお、これらの切換タイミング間には所定のデッドタイムが設けられている。電圧のアンバランスが解消される前半導体スイッチ9a~9dを全てオフしているときには、定常状態におけるコンデンサ12の端子電圧は主電源線N1およびN2間のほぼ1/2の電圧となる。半導体スイッチ9aおよび9cがオンすると、コンデンサ4aおよび12の蓄積電荷は半導体スイッチ9aおよび9cを通じて分配される。本実施形態では、切換前にはコンデンサ4aの電圧がコンデンサ12の電圧よりも高いため、コンデンサ12には瞬時に電流が図示矢印方向正方向に流れる図2のA。コンデンサ12の正方向通電電流はコンデンサ4aの内部抵抗5aの抵抗値とコンデンサ4aおよび12の容量値などによる時定数に応じて減衰し、電圧V4aはわずかに低下する図2のB。なお、このA~Bの期間において、コンデンサ4bの端子間は開放しているため端子電圧V4bはほとんど変化しない。その後、制御回路7は、半導体スイッチ9aおよび9cを同時にオンからオフに切換えた図2のB後、半導体スイッチ9bおよび9dを同時にオフからオンに切換える図2のC。すると、コンデンサ12および4bの蓄積電荷が半導体スイッチ9bおよび9dを通じて分配されることになり、コンデンサ12の端子電圧がコンデンサ4bの端子電圧V4bよりも高いときには、コンデンサ12には電流が図示矢印逆方向に瞬時に流れる図2のC。コンデンサ4bの内部抵抗5bの抵抗値とコンデンサ4bおよび12の容量値による時定数に応じてコンデンサ12の逆方向通電電流は減衰し、電圧V4bはわずかに上昇する程度で落ち着く図2のD。なお、このC~Dの期間において、コンデンサ4aの端子間は開放しているため、電圧V4aの変化はほとんどない。その後、半導体スイッチ9bおよび9dをオンからオフに同時に切換えた図2のD後、半導体スイッチ9aおよび9cをオフからオンに同時に切換える図2のE。すると、コンデンサ4aの電圧がコンデンサ12の電圧より低い場合には、コンデンサ4aから半導体スイッチ9aおよび9bを通じてコンデンサ12に瞬時に電流が流れる。この場合、前回のオン切換タイミングAより今回のオン切換タイミングEの方がコンデンサ4aの端子電圧V4aとコンデンサ12の電圧との差が少なくなっているため、コンデンサ12のパルス電流I12の最大値はA時点よりもE時点の方が小さくなる。その後、前述と同様に、コンデンサ4aの内部抵抗5aの抵抗値とコンデンサ4aおよび12の容量値などによる時定数に応じてコンデンサ12の順方向通電電流は減衰し、電圧V4aはわずかに低下する。原理的には、このような動作は、電圧V4aと電圧V4bとが一致するまで繰り返される。この動作を繰り返すことでコンデンサ4a、4bの端子の差電圧が次第に減少する。本実施形態では、制御回路7は、これらのオンオフ切換制御を常に行っているため、主回路コンデンサ4a、4bの各端子電圧V4a、V4b間の電圧アンバランスを低減でき、電圧バランスを保持できる。本実施形態によれば、半導体スイッチ9a~9dのオンオフを順に繰り返すことで、主回路コンデンサ4a、4bの各端子電圧V4a、V4bの差電圧に応じた電荷をコンデンサ12に充放電し、主回路コンデンサ4a、4bの各端子電圧V4a、V4b間の差電圧V4a-V4bを徐々に少なくしている。そして、半導体スイッチ9aおよび9c、半導体スイッチ9bおよび9dのオンオフ切換制御を常に繰り返している。これにより、主回路コンデンサ4a、4bの両端子間に電圧バランス用の抵抗を別途接続する必要なく、主回路コンデンサ4aおよび4bの電圧のアンバランスを低減でき、端子電圧V4a、V4bを、それぞれ主電源線N1-N2間のほぼ1/2の直流電圧にそれぞれ調整することができる。第2の実施形態図3および図4は、第2の実施形態の説明を示している。なお、前述実施形態と同一または類似機能を有する部分には、同一符号または類似符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分についてのみ説明を行う。本実施形態では、巻数比1:1のトランス13a第1のトランスに相当の一次側巻線が半導体スイッチ9e第1の半導体スイッチに相当と直列接続された状態で主回路コンデンサ4aの端子間主電源線N1および接続点N3間に接続されている。また、このトランス13aの二次側巻線がダイオード14aを介して主回路コンデンサ4bの端子間接続点N3および主電源線N2間に接続されている。また、巻数比1:1のトランス13b第2のトランスに相当の一次側巻線が半導体スイッチ9f第2の半導体スイッチに相当と直列接続された状態で主回路コンデンサ4bの端子間接続点N3および主電源線N2間に接続されている。また、このトランス13bの二次側巻線がダイオード14bを介して主回路コンデンサ4aの端子間主電源線N1および接続点N3間に接続されている。半導体スイッチ9e~9fのゲートソース間には、それぞれ、駆動回路10e~10fおよび駆動用ゲート抵抗11e~11fが図示形態で接続されている。制御回路7は、駆動回路10e~10fにそれぞれ制御信号を与えると、駆動回路10e~10fはそれぞれ駆動用ゲート抵抗11e~11fを通じて半導体スイッチ9e~9fのゲートソース間に駆動信号を印加する。この実施形態の説明では原理的な回路図を用いて説明するが、実用的には、トランス13aの一次側に発生する誘起電圧を抑制するため、トランス13aの一次側にインダクタンス、直列抵抗などを構成すると良い。上記構成の作用について図4を参照しながら説明する。図4に示すように、主回路コンデンサ4bの端子電圧V4bが主回路コンデンサ4aの端子電圧V4aよりも小さい場合、半導体スイッチ9fをオフしたまま半導体スイッチ9eをオンすると、コンデンサ4aからトランス13aの一次側に瞬時に電流が印加され、この変動電流に応じた誘導起電力がトランス13aの一次側に誘起される。トランス13aは、この誘導起電力に応じた交流電圧を二次側に発生させるが、この二次側電圧は、ダイオード14aを通じてコンデンサ4bに充電される。したがって、主回路コンデンサ4aの電圧V4aは低下すると共に主回路コンデンサ4bの電圧V4bは上昇する図4のF。この後、半導体スイッチ9eをオフした後に半導体スイッチ9fをオンしたとしても、主回路コンデンサ4aの端子電圧V4aが主回路コンデンサ4bの端子電圧V4bよりも高ければ、コンデンサ4bのトランス13bを通じてコンデンサ4aに充電されることはない図4のG。さらにその後、半導体スイッチ9fをオフした後に半導体スイッチ9eをオンすると、主回路コンデンサ4aの端子電圧V4aが端子電圧V4bよりも高いと、トランス13aの二次側およびダイオード14aを通じてコンデンサ4bに充電される図4のH。トランス13aの巻数比を1:1としているため、この動作は、原理的には主回路コンデンサ4aおよび4bの端子電圧V4aおよびV4b間の差電圧がほぼ0になるまで繰り返される。なお、前述の説明では、電圧V4aが電圧V4bよりも高い場合の例を示したが、電圧V4aが電圧V4bよりも低い場合には、半導体スイッチ9eがオフで半導体スイッチ9fがオンしている間に、端子電圧V4bが上昇すると共に端子電圧V4aが下降する。このような実施形態においても、前述実施形態と同様に、主回路コンデンサ4a、4bの端子間に別途電圧バランス用の抵抗を設けることなく、主回路コンデンサ4aおよび4b間の電圧のアンバランスを低減でき、端子電圧V4a、V4bを、それぞれ主電源線N1-N2間のほぼ1/2の直流電圧にそれぞれ調整できる。他の実施形態前述実施形態では、半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換制御を常に行うようにしているが、半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fの切換回数、切換時間を低減するためには、主回路コンデンサ4a、4bの端子電圧V4a、V4bを電圧検出器図示せずによって検出し、制御回路7が、これらの端子電圧V4a、V4bの差電圧を算出し、この算出した差電圧が所定電圧過電圧防止電圧以上になったときに、半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ駆動制御を開始すると良い。また、主回路コンデンサ4a、4bの何れかの端子電圧V4a、V4bが所定電圧以上となったことを条件としてオンオフ駆動制御を開始しても良い。すると、半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換回数、時間を低減することができる。制御回路7は、各端子電圧V4a、V4bを電圧検出器により検出し、これらの差電圧が所定電圧以下となるまで半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換動作を繰り返し、所定電圧以下となればこれらの半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換動作を停止するようにしても良い。これにより、半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換回数、切換時間を低減することができる。制御回路7が行う半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換制御は、主回路コンデンサ4a、4bの各端子電圧V4a、V4bが双方共に所定電圧許容電圧以下となるまで行い所定電圧以下のときには行わなくても良い。これは、主回路コンデンサ4a、4bの各端子電圧V4a、V4bの電圧が所定電圧より低ければ特に半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのオンオフ切換を行う必要がないためである。この場合、各主回路コンデンサ4a、4bの各端子電圧V4a、V4bの差電圧が許容電圧以下になると半導体スイッチ9a~9dまたは9e~9fのスイッチング切換動作を停止することで切換回数、切換時間を低減できる。NチャンネルMOSFETを半導体スイッチとして使用したが、同様の半導体スイッチでも適用できる。第1の実施形態では、半導体スイッチ9aおよび9cを同時にオンまたはオフし、その後、半導体スイッチ9aおよび9cを同時にオフまたはオンし、さらに、その後、半導体スイッチ9bおよび9dを同時にオンまたはオフ、その後、半導体スイッチ9bおよび9dを同時にオフまたはオンするようにしているが、このオンオフ切換手順はこの手順に限られない。高い端子電圧V4aの主回路コンデンサ4aからコンデンサ12に充電し、充電されたコンデンサ12から低い端子電圧V4bの主回路コンデンサ4bに放電するように半導体スイッチ9a~9dをオンオフ切換えすれば、どのような切換手順でオンオフしても良い。なお、主回路コンデンサ4a、4bとして互いに同一の静電容量値、または/および、同一の耐電圧のコンデンサを適用した実施形態を示したが、異なる静電容量値、または/および、異なる耐電圧のコンデンサを用いて構成しても良い。なお、主回路コンデンサ4a、4bの製造メーカは、背景技術欄で述べたバランス抵抗の設計例として、端子電圧V4aと端子電圧V4bとの差電圧がコンデンサ定格電圧の所定割合例えば10に収まるように推奨している。したがって、これらの端子電圧V4aと端子電圧V4bとの差電圧が当該コンデンサ定格電圧の所定割合に到達するまで半導体スイッチ9a~9dの切換動作を行うと良い。素子の設計値などによって、端子電圧4aと端子電圧4bとの間の差電圧が、コンデンサ定格電圧の前述の所定割合例えば10よりも小さくなるように調整すると良い。このような場合、最大非駆動時間を設定しこの設定時間を下回る所定時間を除いて半導体スイッチ9a~9dのオンオフを常に繰り返すことができる。すなわち、主回路コンデンサ4a、4bの個体差に応じた漏れ電流の最大値最大漏れ電流と、静電容量の最小値最小静電容量値に応じて、これらの主回路コンデンサ4a、4bの定格電圧の所定割合例えば10の差電圧以上互いに離れることが想定される時間を最大非駆動時間として予め設定し、この設定された最大非駆動時間以下の所定時間を除いて、半導体スイッチ9a~9dのオンオフを常に繰り返す。すると、半導体スイッチ9a~9dの切換時間、切換回数を低減しながら、主回路コンデンサ4a、4bの各端子間の推奨される差電圧を実現できる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、各実施形態に示した構成に限定されることはなく、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。"