非反転入力端子及び反転入力端子と、出力端子と、定電流生成トランジスタと、前記定電流生成トランジスタのドレイン端子にそれぞれのソース端子が接続され、お互いが対をなして差動動作する第1及び第2のトランジスタから構成される差動対トランジスタと、前記非反転入力端子を前記第1のトランジスタのゲート端子に接続するとともに前記反転入力端子を前記第2のトランジスタのゲート端子に接続する第1の接続状態と、前記反転入力端子を前記第1のトランジスタのゲート端子に接続するとともに前記非反転入力端子を前記第2のトランジスタのゲート端子に接続する第2の接続状態と、を切り替える入力スイッチ回路と、片方がダイオード接続され、ゲート端子が共通にされた第3及び第4のトランジスタから構成される能動負荷トランジスタ対と、前記第3のトランジスタのドレイン端子を前記第1のトランジスタのソース端子に接続するとともに前記第4のトランジスタのドレイン端子を前記第2のトランジスタのソース端子に接続する第3の接続状態と、前記第3のトランジスタのドレイン端子を前記第2のトランジスタのソース端子に接続するとともに前記第4のトランジスタのドレイン端子を前記第1のトランジスタのソース端子に接続する第4の接続状態と、を切り替える差動スイッチ回路と、前記第4のトランジスタのドレイン端子に接続され、入力された電圧と同じ電圧を出力し、低出力インピーダンスで出力が前記出力端子に接続されるバッファ回路と、前記入力スイッチ回路と前記差動スイッチ回路の接続状態を一定期間毎に切り替えるための信号を発生させる信号発生器と、から構成され、一定期間毎に前記入力スイッチ回路及び前記差動スイッチ回路の接続状態を切り替えることを特徴とするOPアンプ回路。請求項1記載のOPアンプを使用した帰還増幅回路であって、請求項1記載のOPアンプと、請求項1記載のOPアンプの出力を該OPアンプの入力部に帰還させる帰還手段と、請求項1記載のOPアンプの出力を平滑するために、該OPアンプ内の接続状態を切り替えるスイッチ切り替え周波数よりも時定数が大きく設定されたローパスフィルタと、を備えていることを特徴とする帰還増幅回路。上述した図8に示すような従来技術では、OPアンプ動作が補正フェーズ→動作フェーズ→補正フェーズ→動作フェーズと定期的に切り替わるため、OPアンプとして動作しない時間が定期的に発生する。これを避けるためには、例えば電源投入時のみ補正フェーズでオフセット電圧を補正し、それ以降は動作フェーズで動き続けるようにすることが考えられるが、この場合は温度ドリフトによるオフセットの補正は不可能になるという課題がある。また別の方法としては、例えば上記特許文献2に示されているように、二つのオートゼロアンプを用意し、交互に出力を切り替える方法があるが、この場合はオートゼロアンプが二つ必要となり、回路規模が大きくなってしまうという課題がある。これらの従来技術における課題を解決するために、本発明の目的は、OPアンプ一つで、かつOPアンプとして動作しない時間が無く、温度ドリフトにも対応することができるオートゼロアンプを提供することにある。本発明は、OPアンプのオフセット電圧が差動対と呼ばれる回路入力部の二つのトランジスタの閾値電圧の差から発生することに着目し、回路入力部のトランジスタ対を一定時間毎にスイッチで切り替えるよう構成したことを基本とするものである。本発明によれば、OPアンプ出力にはオフセット電圧が一定時間毎に正負切り替わって出力されることになるため、正と負の間の中心値が真値となり、トランジスタの切り替え周波数よりも十分時定数の大きいLPFをOPアンプ出力に接続することでOPアンプ出力は平滑され、オフセットが除去された電圧を出力として得ることが可能となる。以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。図1は、本発明の実施形態に係るオートゼロアンプ回路の構成を示す図その1である。なお図1に示すオートゼロアンプ回路は、OPアンプを使ったどのような帰還増幅回路にも適用可能であるが、本実施形態では、正相増幅回路の例について説明する。また図2は、図1のOPアンプ回路を使った全体の回路構成を示す図その1である。図1および図2において、オートゼロアンプ回路の入力はVP入力及びVM-入力であり、出力はVOUTである。図1において、M1は定電流源として機能する定電流生成トランジスタであり、M1のドレイン端子に接続された差動対を構成する二つのトランジスタM2、M3に流れる電流の和を一定にする働きをする。M2、M3は差動対トランジスタであり、この二つのトランジスタの閾値電圧の差がオフセット電圧となってアンプ回路の出力に現れる。また図1において、M4、M5は能動負荷トランジスタである。SW1、SW2、SW3、SW4はスイッチであり、差動対トランジスタM2、M3の接続を切り替える働きをする。スイッチSW1、SW2からなる入力スイッチ回路を動作させることにより、差動対を構成する二つのトランジスタM2とM3のゲート端子はVPとVMとに交互に接続される。すなわち、VPをM2のゲート端子に接続するとともにVMをM3のゲート端子に接続する第1の接続状態と、VMをM2のゲート端子に接続するとともにVPをM3のゲート端子に接続する第2の接続状態と、を切り替える。また、SW3、SW4からなる差動スイッチ回路を動作させることにより、差動対を構成する二つのトランジスタM2とM3のドレイン端子はダイオード接続側ノードと出力側ノードとに交互に接続される。すなわち、M4のドレイン端子をM2のソース端子に接続するとともにM5のドレイン端子をM3のソース端子に接続する第3の接続状態と、M4のドレイン端子をM3のドレイン端子に接続するとともにM5のドレイン端子をM2のドレイン端子に接続する第4の接続状態と、を切り替える。なお、第1の接続状態と第3の接続状態が連動同時にその状態になるし、第2の接続状態と第4の接続状態が連動する。差動対トランジスタM2、M3の出力は能動負荷トランジスタM5のドレイン端子から取られ、バッファ回路16を介して出力VOUTとして出力される。なお、バッファ回路16の具体的構成としては、例えばソースフォロワやAB級バッファなどを適用することができる。但し、バッファ回路自体がオペアンプの入力オフセット電圧に影響することはないので、これらに限定されるものではなく、他のアンプであってもよい。いま差動対を構成する一方のトランジスタM2の閾値電圧をVt0とし、同じく差動対を構成する他方のトランジスタM3の閾値電圧をVt0ΔVtとする。まずは、本発明のオートゼロアンプ回路の動作について図1、図2を用いて説明する。OPアンプは正常動作時、差動対M2、M3に等しい電流が流れるように出力に帰還がかかる。これは能動負荷トランジスタM4、M5のゲート電圧が等しいことから、能動負荷トランジスタM4、M5に等しい電流が流れようとすることに起因する。すなわち、仮に能動負荷トランジスタM4、M5の電流が等しくない状態にあるとすると、MOSトランジスタの電圧電流特性から、電流が大きいほうのトランジスタのソースドレイン間電圧は非常に大きく、電流が小さい方のトランジスタのソースドレイン間電圧は非常に小さなものになっている。例えば、上述のスイッチSW1、SW2、SW3、SW4の動作でMOSトランジスタのM2とM4が接続され、MOSトランジスタのM3とM5が接続された状態でMOSトランジスタのM5の電流が小さいと、VOUTが低電圧になり、これが入力側M3のゲートにフィードバックされてMOSトランジスタのM3の電流すなわちM5の電流を増やす方向に働く。MOSトランジスタのM5の電流が大きいと逆方向に働き、結局M4とM5の電流は等しくなる。なお、このような動作が成り立つのは、OPアンプの2つの入力が仮想短絡するよう全体回路が構成されている場合である。スイッチSW1、SW2、SW3、SW4の接続が図1となり、第1の接続状態と第3の接続状態が実現している状態1において、差動対トランジスタM2、M3に同じ電流が流れるには、差動対トランジスタの閾値の違いを補償するため、M3のゲートにΔVtだけM2より低い電圧をかける必要がある差動対トランジスタM2、M3はPチャネルMOSトランジスタである。。状態1の場合、オートゼロアンプ回路の入力端子VPはM2のゲート端子に接続され、オートゼロアンプ回路の入力端子VMはM3のゲート端子に接続されている。よって、オートゼロアンプ回路の入力端子VPにVINの電圧が印加されている時、オートゼロアンプ回路の入力端子VMにはVIN-ΔVtの電圧が印加される必要がある。そのためにVOUTの値は、以下に示す式1及び式2となる。上記式1及び式2から、もともと出力したい電圧VINよりもオフセット成分であるΔVtだけ低い値が出力に現れる。次に、本発明のオートゼロアンプ回路の動作にかかる状態2について図3、図4を用いて説明する。図3は、図1と同様に本発明の実施形態に係るオートゼロアンプ回路の構成を示す図その2である。図4は、図3のOPアンプ回路を使った全体の回路構成を示す図その2であり、図3、図4で使用されている記号については、図1、図2と同じものについてはその説明を省略する。図3、図4に示す状態2では、上述した図1、図2に示す状態1と異なり、第2の接続状態と第4の接続状態が実現していて、オートゼロアンプ回路の入力端子VPは差動対を構成するトランジスタM3のゲート端子に接続され、オートゼロアンプ回路の入力端子VMは差動対を構成するトランジスタM2のゲート端子に接続されている。図3、図4に示す状態2においてもOPアンプは正常動作時、差動対M2、M3に等しい電流が流れるように出力に帰還がかかることについては、状態1のときと同じである。そしてオートゼロアンプ回路の入力端子VPにVINが印加された時に差動対トランジスタM2とM3に同じ電流が流れるようにするために、M2にM3よりもΔVtだけ高い電圧が印加されるように動作して、トランジスタM2とM3の電流をバランスの取れた状態にする。したがって、図4に示すオートゼロアンプ回路の入力端子VMにはVINΔVtが印加されるようにVOUTから帰還がかかることになる。つまりVOUTの値は、以下に示す式3及び式4となる。上記式3及び式4から、もともと出力したい電圧VINよりもオフセット成分であるΔVtだけ高い値が出力に現れる。以上のように、スイッチSW1、SW2、SW3、SW4を切り替えることでOPアンプ出力VOUTに現れるオフセット電圧成分は正負が反転する。一定時間毎に上記スイッチを切り替えることで上記OPアンプ出力は図5のVOUTのような、オフセット電圧をゲイン倍した電圧を振幅とした矩形波出力となる。すなわち、出力は真値にΔVtに比例した正負のリップルが重畳された信号となっていて、この矩形波の中心値が、オフセットキャンセルされた真値であり、VOUT信号を図2および図4に示すLPFローパスフィルタに入力することで信号を平滑し、ローパスフィルタ出力LPFOUTはオフセットキャンセルされた電圧となる。図6は、本発明の請求項1対応の構成を示す図である。すなわち、請求項1記載に対応するOPアンプ回路の構成は、非反転入力端子及び反転-入力端子と、出力端子と、定電流生成トランジスタ11と、前記定電流生成トランジスタのドレイン端子にそれぞれのソース端子が接続され、お互いが対をなして差動動作する第1及び第2のトランジスタから構成される差動対トランジスタ12と、前記非反転入力端子を前記第1のトランジスタのゲート端子に接続するとともに前記反転入力端子を前記第2のトランジスタのゲート端子に接続する第1の接続状態と、前記反転入力端子を前記第1のトランジスタのゲート端子に接続するとともに前記非反転入力端子を前記第2のトランジスタのゲート端子に接続する第2の接続状態と、を切り替える入力スイッチ回路13と、片方がダイオード接続され、ゲート端子が共通にされた第3及び第4のトランジスタから構成される能動負荷トランジスタ対14と、前記第3のトランジスタのドレイン端子を前記第1のトランジスタのソース端子に接続するとともに前記第4のトランジスタのドレイン端子を前記第2のトランジスタのソース端子に接続する第3の接続状態と、前記第3のトランジスタのドレイン端子を前記第2のトランジスタのソース端子に接続するとともに前記第4のトランジスタのドレイン端子を前記第1のトランジスタのソース端子に接続する第4の接続状態と、を切り替える差動スイッチ回路15と、前記第4のトランジスタのドレイン端子に接続され、入力された電圧と同じ電圧を出力し、低出力インピーダンスで出力が前記出力端子に接続されるバッファ回路16と、前記入力スイッチ回路13と前記差動スイッチ回路12の接続状態を一定期間毎に切り替えるための信号を発生させる信号発生器17と、から構成され、一定期間毎に前記入力スイッチ回路13及び前記差動スイッチ回路15の接続状態を切り替えるようにしたものである。図7は、本発明の請求項2対応の構成を示す図である。すなわち、請求項2記載に対応する帰還増幅回路の構成は、請求項1記載のOPアンプを使用した帰還増幅回路であって、請求項1記載のOPアンプ21と、請求項1記載のOPアンプの出力を該OPアンプの入力部に帰還させる帰還手段22と、請求項1記載のOPアンプの出力を平滑するために、該OPアンプ内の接続状態を切り替えるスイッチ切り替え周波数よりも時定数が大きく設定されたローパスフィルタ23と、を備えるようにしたものである。