"ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、前記操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、前記各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置において、前記モータと前記制御装置の各相特性を相殺する特性を有するフィルタを各経路に配設し、前記モータと前記制御装置の各相特性を一致させると共に、前記モータと前記制御装置の各相特性を所望特性とすることを特徴とする電動パワーステアリング装置の制御装置。前記所望特性を前記各相特性のいずれか1つに一致させることにより、前記フィルタの配設数を1つ省略した請求項1に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。前記各相特性のいずれか2つが一致しており、残りの相にのみに前記フィルタを配設した請求項1に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。前記モータの制御がベクトル制御方式であり、前記モータに回転センサが連結されており、前記回転センサからの回転角度及び前記回転角度から算出された回転速度に基づいて前記操舵トルク補助指令値及び前記各相電流指令値を算出するようになっている請求項1乃至3のいずれかに記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。前記モータが3相のブラシレスDCモータである請求項4に記載の電動パワーステアリング装置の制御装置。しかしながら、特許文献1及び2のいずれも3相電流の最大振幅値が一致することを目的としており、製造上決まってしまうモータと制御装置の各相特性各相インダクタンスLx,各相抵抗Rxを任意に調整することができず、所望の動特性過渡応答にすることができないという問題がある。本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、モータと制御装置の各相特性を相殺して所望特性に変換すると共に、各相特性を一致させることによりトルクや速度等のリップル精度を向上させ、異音の発生がなく操舵に違和感のない電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することにある。本発明は、ステアリングシャフトに発生する操舵トルク及び車速に基づいて操舵トルク補助指令値を算出し、前記操舵トルク補助指令値から各相電流指令値を算出し、前記各相電流指令値とモータの各相電流値とから算出した電流制御値に基づいてステアリング機構に操舵補助力を与える前記モータを制御するようになっている電動パワーステアリング装置の制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記モータと前記制御装置の各相特性を相殺する特性を有するフィルタを各経路に配設し、前記モータと前記制御装置の各相特性を一致させると共に、前記モータと前記制御装置の各相の各相特性を所望特性とすることにより達成される。また、本発明の上記目的は、前記所望特性を前記各相特性のいずれか1つに一致させることにより、前記フィルタの配設数を1つ省略することにより、或いは前記各相特性のいずれか2つが一致しており、残りの相にのみに前記フィルタを配設することにより、或いは前記モータの制御がベクトル制御方式であり、前記モータに回転センサが連結されており、前記回転センサからの回転角度及び前記回転角度から算出された回転速度に基づいて前記操舵トルク補助指令値及び前記各相電流指令値を算出することにより、或いは前記モータが3相のブラシレスDCモータであることにより、より効果的に達成される。本発明では、モータと制御装置の各相の特性Lx,Rxを相殺し、所望特性Lh,Rhとなるフィルタを電圧指令部若しくは電流制御部の各経路に設けているので、モータと制御装置の各相特性を所望特性Lh,Rhに変換することができると共に、各相特性を一致させることができる。そのため、トルクや速度等のリップル精度を向上させることができ、異音の発生がなく操舵に違和感のない高性能な電動パワーステアリング装置の制御装置を提供することができる。また、モータと制御装置の各相特性を所望特性Lh,Rhとできるため、過渡応答特性動特性を任意に変更することができる。本発明では、ブラシレスDCモータと制御装置ECUとの間の各相特性Lx,Rxが一致していないために発生するモータトルクリップルの低減対策において、トルクリップルを低減若しくは消滅すると共に、各相特性を所望の特性Lh,Rhに変換し、更にモータの過渡応答動特性を任意に変更することができる制御装置を提案する。モータと制御装置の各相特性を所望特性Lh,Rhに変換して一致させることにより、トルクや速度等のリップル精度を向上させることができ、電動パワーステアリング装置に異音の発生がなく、操舵にも違和感は生じない。以下に、本発明の実施の形態を詳細に説明する。先ずモータ特性を説明する。モータ及び制御装置の抵抗をR、インダクタンスをLとし、モータに電流iを流したとすると、モータの相電圧Vmは下記数1で表わされる。数1Vm=RiLdi/dt数1より、sをラプラス演算子として、入力を電圧Vm、出力を電流iとする伝達関数で表記すると、モータ特性は下記数2となる。数2i=Vm1/LsRよって、モータのa,b,c相の特性、つまり各相入力電圧Vma~Vmcに対する出力電流ia~icは、下記数3となる。数3ia=Vma1/LasRaib=Vmb1/LbsRbic=Vmc1/LcsRc数3で示されるモータ及び制御装置の各相特性Lx,Rxに対して、本発明ではその特性を相殺すると共に、所望特性Lh,Rhとなるような特性のフィルタをPI制御部35とPWM制御部36の間の各経路に配設する。即ち、電圧指令値Varef~Vcrefの経路に各相フィルタFa~Fcを配設する。各相フィルタFa~Fcの特性は下記数4のようになっている。数4a相フィルタ:Fa=LasRa/LhsRhb相フィルタ:Fb=LbsRb/LhsRhc相フィルタ:Fc=LcsRc/LhsRh上記数4で示される特性のフィルタFa~FcをPI制御部35とPWM制御部36の間の各経路に配設することにより、数3で示される各相のバラツキを補償することができると共に、各相特性を一致させることができる。また、抵抗Rh及びインダクタンスLhを適宜選択することにより、任意のモータ過渡応答特性動特性を得ることができる。即ち、x=a,b,cとして、各相a,b,cにフィルタFxを配設することによりモータと制御装置の各相特性Lx,Rxを各相同一でかつ所望のモータと制御装置の各相特性Lh,Rhとする構成が可能であり、その構成を模式的にブロック図で示すと図4のようになり、モータと制御装置の各相特性40a~40cがそれぞれフィルタFa~Fcによって相殺され、全体として図5のように簡易化されたモータと制御装置の各相特性Lh,Rhとなる。これにより各相特性がモータと制御装置の各相特性41a~41cとなるので、各相のバラツキは無くなり、しかも所望の特性Lh,Rhとすることができる。この結果、モータ各相電流は図6に示すように最大振幅値のピークが一致した波形特性となり、リップルが改善若しくは無くなる。なお、a相抵抗Ra、b相抵抗Rb、c相抵抗Rc及びa相インダクタンスLa、b相インダクタンスLb、c相インダクタンスLcは設計値若しくは測定値である。ここで、フィルタFa~Fcの構成手法を図7に示して説明する。本発明では双一次変換を用いており、Tsをサンプリング時間sec、Z-1を1サンプリング前の値とした場合、ラプラス演算子sは下記数5のように表わされる。数5s=2/Ts1-Z-1/1Z-1数5を上記数4に代入することにより、下記数6が得られる。数6a相フィルタ:Fa=b0ab1aZ-1/1a1aZ-1b相フィルタ:Fb=b0bb1bZ-1/1a1bZ-1c相フィルタ:Fc=b0cb1cZ-1/1a1cZ-1ここで、a相フィルタFaの上記係数a1a、b0a、b1aは下記数7である。数7a1a=TsRh-2Lh/TsRh2Lhb0a=TsRa2La/TsRh2Lhb1a=TsRa-2La/TsRh2Lhまた、b相フィルタFbの上記係数a1b、b0b、b1bは下記数8であり、数8a1b=TsRh-2Lh/TsRh2Lhb0b=TsRb2Lb/TsRh2Lhb1b=TsRb-2Lb/TsRh2Lhc相フィルタFcの上記係数a1c、b0c、b1cは下記数9である。数9a1c=TsRh-2Lh/TsRh2Lhb0c=TsRc2Lc/TsRh2Lhb1c=TsRc-2Lc/TsRh2Lhここで、図7に示す各相フィルタFa~Fcを形成する動作例を図8に示して説明する。図8Aはa相フィルタFaの形成方法を、図8Bはb相フィルタFbの形成方法を、図8Cはc相フィルタFcの形成方法をそれぞれ示しているが、各相共係数のみが相違して、動作は同一であるので、ここではa相フィルタFaの形成方法を図8Aに従って説明する。先ず電圧指令値Varefを入力しステップSa1、電圧指令値Varefから1サンプリング前の値Xa1と係数a1aとの乗算値を減算部で減算するステップSa2。なお、値Xa1の初期値は0であり、減算部の減算結果はXaである。そして、減算結果Xaを係数b0aと乗算して乗算値Y0aを得ると共にステップSa3、1サンプリング前の値Xa1を係数b1aと乗算して乗算値Y1aを得るステップSa4。その後、減算結果XaがユニットZ-1と乗算されると共にステップSa5、値Xa、Y0a及びY1aが1サンプリング毎に更新される。上述のようにして求められた値Y0a及びY1aを加算部で加算しステップSa6、新たな電圧指令値Varef‘として出力するステップSa7。他のb相フィルタFb及びc相フィルタFcについても同様であり、新たな電圧指令値Vbref‘、Vcref‘が出力される。また、上記数1より下記数10が導かれ、インダクタンスL及び抵抗Rを適宜変えることにより、電圧のステップ入力に対して図9に示すように過渡応答動特性を改善することができる。つまり、インダクタンスL及び抵抗Rを適宜変えることにより、任意の過渡応答動特性を得ることができる。数10i=-Vm/Rext[-R/Lt]Vm/R次に、本発明の具体的な実施形態を図10に示して説明する。本実施形態は各相電流ia~icを減算部34a~34cにフィードバックしており、減算部34a~34cで求められた偏差をPI制御するPI制御部35の後段にそれぞれ数4で説明した特性Fa~Fcを有するフィルタ42a~42cを配設している。フィルタ42a~42cをPI制御部35の後段に配設することにより、図4及び図5で示すような各相特性が一致する。これによりリップルが無くなり、騒音の発生を防止することができる。図10の実施形態では3相全てにフィルタ42a~42cを配設しているが、所望の特性Lh,Rhを例えばb相モータ特性Lh=Lb,Rh=Rbとすることで、b相フィルタ42bの分母分子が通分されるので、図11に示すようにb相フィルタ42bを省略することができる。これにより演算負荷を軽減することができる。図11はb相のフィルタを省略した例を示しているが、a相又はc相についても同様である。また、各相のモータ特性Lx,Rxが2相共に同じ場合、図12に示すようにモータ特性が異なる残りの1相にのみフィルタ42cを配設すれば良い。図12の例は、a相モータ特性La,Raとb相モータ特性Lb,Rbが同じ場合でLab=La=Lb,Rab=Ra=Rb、c相にフィルタ42cを配設した例を示している。図10~図12の例ではいずれもPI制御部35の後段にフィルタを配設しており、つまり電流制御部の最後からの電圧出力を相殺するようになっているので、電流指令値電流値を相殺するよりも比較的簡単に行うことができる。フィルタ特性を適宜変更すれば、PI制御部35の前段に配設したり、フィードバック経路に配設することも可能である。また、ラプラス演算子sを変換する方法は、前述した双一次変換のみならず、周波数プリワープを用いても良い。なお、上述ではベクトル制御方式の電動パワーステアリング装置について説明したが、ベクトル制御方式に限定されるものではない。また、3相モータの例を説明したが、3相ブラシレスDCモータに限定されるものでもない。"