"入力電圧に応じた遅延時間でパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続してなる第1パルス遅延回路と、開始タイミング信号及び終了タイミング信号の供給を受け、前記開始タイミング信号が示す開始タイミングから前記終了タイミング信号が示す終了タイミングまでの測定時間の間に、前記第1パルス遅延回路にて前記パルス信号が通過する前記遅延ユニットの段数を検出し、その段数に対応した数値データをAD変換データとして出力する第1符号化回路と、前記開始タイミング信号の供給を受け、前記第1パルス遅延回路の入力電圧が該入力電圧の許容電圧範囲内で指定された指定電圧である場合に、予め指定された指定段数だけ前記パルス信号が前記遅延ユニットを通過するのに要する時間が、前記測定時間となるような前記終了タイミング信号を生成するタイミング生成回路と、を備えることを特徴とするAD変換装置。前記タイミング生成回路は、前記指定電圧に応じた遅延時間でパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続してなり、該遅延ユニットの遅延時間が前記第1パルス遅延回路を構成する遅延ユニットと同様の温度特性を有する第2パルス遅延回路と、前記開始タイミング後に前記パルス信号が前記指定段数目に通過する前記遅延ユニットの出力を選択して、前記終了タイミング信号として出力する選択回路と、からなることを特徴とする請求項1に記載のAD変換装置予め設定された固定時間の間に、前記第2パルス遅延回路にて前記パルス信号が通過する前記遅延ユニットの段数を検出し、その段数に対応した数値データを、温度と相関関係を有する温度データとして出力する第2符号化回路と、前記第2符号化回路にて検出された温度データ、及び予め設定された基準温度の時に前記第2符号化回路にて検出される温度データであって予め設定された基準温度データ、前記入力電圧が前記指定電圧である時に前記第1符号化回路にて検出されるAD変換データであって予め設定された基準AD変換データを用いて、前記第1符号化回路が出力するAD変換データを、前記基準温度の時に出力される値となるように補正する補正回路と、を備えることを特徴とする請求項2に記載のAD変換装置。変換対象となる対象電圧及び前記指定電圧とは異なるように設定された基準電圧を交互に選択し、前記入力電圧として前記第1パルス遅延回路に供給する入力選択回路と、前記入力電圧が前記指定電圧である場合に前記第1符号化回路にて検出されるAD変換データであって予め設定された基準AD変換データ、及び前記入力選択回路により前記対象電圧の供給を受けた前記第1符号化回路が出力するAD変換データ、前記基準電圧の供給を受けた前記第1符号化回路が出力するAD変換データ、前記基準電圧が前記指定電圧である場合に前記第1符号化回路が出力するAD変換データを用いて、前記対象電圧を算出する電圧算出回路と、を備えることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のAD変換装置。請求項1乃至請求項4のいずれか1項に記載のAD変換装置を単位回路として、該単位回路を複数備えると共に、前記複数の単位回路の出力を加算する加算器を備え、前記加算器の出力をAD変換データとして出力することを特徴とするAD変換装置。ところで、遅延ユニットNAND,INVでの遅延時間は、入力電圧Vinに応じて変化するだけでなく、温度特性を有しており、一般に、温度が高いほど遅延時間が大きくなる。これに伴って、TAD10の入出力特性入力電圧VinからAD変換データDTへの変換特性も温度特性を有する。ここで、図16は、TAD10の入出力特性を、-40°C,0°C,100°Cにおいて測定した結果の一例を示すグラフである。図16に示すように、TAD10の入出力特性には、温度にかかわらず入出力特性が一定となる入力電圧Vinが存在する。以下では、この入力電圧Vinを温特ゼロ電圧Vfという。そして、温度変化によるAD変換データDTのバラツキは、温特ゼロ電圧Vf付近では非常に小さなものとなるが、温特ゼロ電圧Vfから離れるほど大きくなる。つまり、入力電圧Vinが温特ゼロ電圧Vf付近で変化する場合には、温度特性の影響を抑制することが可能となる。しかし、温特ゼロ電圧Vfは、遅延ユニットを構成するMOSトランジスタの閾値電圧などのCMOSプロセスによってある範囲内に決まることはわかっているものの、現時点では、製造プロセスで調整可能なパラメータを用いて、温特ゼロ電圧Vfを所望の値にコントロールすることは困難であるという問題があった。本発明は、上記問題点を解決するために、遅延ユニットの温度特性に基づくAD変換データのバラツキを抑制するAD変換装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するためになされた本発明のAD変換装置は、入力電圧に応じた遅延時間でパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続してなる第1パルス遅延回路を備えている。そして、第1符号化回路が、開始タイミング信号及び終了タイミング信号の供給を受け、開始タイミング信号が示す開始タイミングから終了タイミング信号が示す終了タイミングまでの測定時間の間に、第1パルス遅延回路にてパルス信号が通過する遅延ユニットの段数を検出し、その段数に対応した数値データをAD変換データとして出力する。この時、タイミング生成回路は、開始タイミング信号の供給を受け、第1パルス遅延回路の入力電圧が該入力電圧の許容電圧範囲内で指定された指定電圧である場合に、予め指定された指定段数だけパルス信号が遅延ユニットを通過するのに要する時間が、測定時間となるような終了タイミング信号を生成する。ここで、指定段数をN、温度Tm1での遅延ユニットの遅延時間をD、温度Tm2での遅延ユニットの遅延時間をDΔDとする。この場合、本発明では、温度がTm1の時の測定時間TWTm1は1式、温度がTm2の時の測定時間TWTm2は2式で表される。TWTm1=N×D1TWTm2=N×DΔD2ここで、簡単のために、入力電圧が指定電圧に等しい場合を考える。まず、従来装置のように、測定時間が一定である場合を考えると、第1符号化回路が出力するAD変換データDTは、温度Tm1の時には3式、温度Tm2の時には4式で表され両者は異なる値となる。但し、測定時間TW=N×Dであるものとする。DTTm1=TW/D=N3DTTm2=TW/DΔD≠N4これに対して、本発明のAD変換装置のように、温度に応じて測定時間も変化させた場合、第1符号化回路が出力するAD変換データDTは、温度Tm1の時には5式、温度Tm2の時には6式で表され、温度によらず同じ値のAD変換データを得ることができる。DTTm1=TWTm1/D=N5DTTm2=TWTm2/DΔD=N6このように本発明のAD変換装置によれば、入力電圧が指定電圧である場合に、AD変換データの温度特性がゼロとなるため、指定電圧によって温度特性がゼロとなる電圧温特ゼロ電圧を簡単に調整することができる。その結果、入力電圧が変化する範囲の中心電圧を指定電圧に設定することによって、遅延ユニットの温度特性に基づくAD変換データのバラツキを抑制することができる。本発明のAD変換装置において、タイミング生成回路は、例えば、指定電圧に応じた遅延時間でパルス信号を遅延させる遅延ユニットを複数段接続してなり、これら遅延ユニットの遅延時間が第1パルス遅延回路を構成する遅延ユニットと同様の温度特性を有する第2パルス遅延回路と、開始タイミング後にパルス信号が指定段数目に通過する遅延ユニットの出力を選択して、終了タイミング信号として出力する選択回路とにより構成されていてもよい。なお、第1パルス遅延回路を構成する遅延ユニットと、第2パルス遅延回路を構成する遅延ユニットの温度特性を揃えることは、例えば、両者を半導体集積回路の同一チップ上に構成することで簡単に実現することができる。上述したように、本発明のAD変換装置によれば、指定電圧によって温特ゼロ電圧を制御することができるものの、入力電圧が温特ゼロ電圧指定電圧から離れるほど、AD変換データの誤差が大きくなるため、入力電圧が比較的大きな電圧範囲で変化する場合には、温度変化によるAD変換データのバラツキを抑制する効果が低減してしまう。そこで、本発明のAD変換装置は、更に、第2符号化回路が、予め設定された固定時間の間に、第2パルス遅延回路にてパルス信号が通過する遅延ユニットの段数を検出し、その段数に対応した数値データを温度と相関関係を有する温度データとして出力し、補正回路が、第2符号化回路にて検出された温度データ、及び予め設定された基準温度の時に第2符号化回路にて検出される温度データであって予め設定された基準温度データ、入力電圧が指定電圧である時に第1符号化回路にて検出されるAD変換データであって予め設定された基準AD変換データを用いて、第1符号化回路が出力するAD変換データを、基準温度の時に出力される値となるように補正するように構成されていてもよい。つまり、温度変化によって遅延ユニットの遅延時間が変化すると、固定時間の間にパルス信号が通過する遅延ユニットの段数、即ち、第2符号化回路で得られる数値データである温度データは変換する。従って、温度データはが基準温度データに対してどの程度変化しているかがわかれば、現在の温度遅延ユニットの遅延時間を推定することができ、それに応じてAD変換データを補正することで、より温度誤差の少ないAD変換データを得ることができる。使用する入力電圧の全電圧範囲に渡って、温度特性誤差を改善することができる。ところで、AD変換データは、入力電圧の大きさを表しているが、何ボルトであるかを直接的に表しているわけではないため、各種制御に用いる場合には、電圧値に変換する必要がある。そして、電圧値は、上述の補正回路によりAD変換データを補正したあと、その補正されたAD変換データを電圧値に変換してもよいが、補正されたAD変換データを求めることなく、第1符号化回路が出力するAD変換データから直接電圧値を求めてもよい。この場合、具体的には、第1パルス遅延回路への入力電圧として、入力選択回路が、変換対象となる対象電圧、及び指定電圧とは異なるように設定された基準電圧を交互に供給し、入力電圧が指定電圧である場合に第1符号化回路にて検出されるAD変換データであって予め設定された基準AD変換データ、及び入力選択回路により対象電圧の供給を受けた第1符号化回路が出力するAD変換データ、基準電圧の供給を受けた第1符号化回路が出力するAD変換データ、基準電圧が指定電圧である場合に第1符号化回路が出力するAD変換データを用いて、電圧算出回路が対象電圧の大きさを算出する。つまり、指定電圧に対するAD変換データと基準電圧に対するAD変換データとにより、基準電圧に対するAD変換データを取得した時の入出力特性が推定されるため、その推定される入出力特性を用いて、対象電圧のAD変換データから電圧値を求めることができる。このように構成された本発明のAD変換装置によれば、補正回路を用いて補正されたAD変換データを求めることなく、温度特性の影響を除去した電圧値を求めることができる。また、本発明のAD変換装置は、請求項1乃至請求項4に記載のAD変換装置を単位回路として複数備えると共に、単位回路の出力を加算する加算器を備え、加算器の出力をAD変換データとして出力するように構成されていてもよい。この場合、単位回路の数を増やすほど、AD変換の分解能を向上させることができる。以下に本発明の実施形態を図面と共に説明する。[第1実施形態]<全体構成>図1は、AD変換装置1の全体構成を示すブロック図である。図1に示すようにAD変換装置1は、パルス信号PAがハイレベルの時に動作し、サンプリングクロックCKのタイミングで、入力電圧Vinに応じた数値データAD変換データDTを生成するTAD10と、パルス信号PAがハイレベルである間、周期データDpにより指定された周期を有するサンプリングクロックCKを発生させるデジタル制御発振器DCO20とを備えており、これらは半導体集積回路の同一チップ上に構成されている。TAD10は、測定タイミングを表すパルス信号PBの代わりにサンプリングクロックCKを用いていること以外は、図14に従来装置として示したものと同様の構成を有するものであるため、説明を省略する。図2は、DCO20の構成図であり、aが全体構成を示すブロック図一部回路図を含む、bがその一部であるクロック生成回路の構成を示すブロック図である。図2aに示すように、DCO20は、一方の入力端にパルス信号PAを受けて動作する1つの否定論理積回路NANDと、入力信号の信号レベルを反転させて出力する多数偶数個のインバータINVとをリング状に連結してなるリングディレイラインRDL:所謂パルス遅延回路21と、RDL21を構成する各遅延ユニット即ち否定論理積回路NAND及びインバータINVの出力に基づいて、周期データDpによって規定される周期を有したサンプリングクロックCKを生成するクロック生成回路22とを備えている。なお、RDL21は、TAD10を構成するRDL11と同様に構成されている。即ち、RDL21を構成する遅延ユニットは、駆動電圧や温度に対する遅延時間の特性がRDL11を構成する遅延ユニットと同一となるように構成されている。但し、RDL21では、遅延ユニットの駆動電圧として、入力電圧Vinの許容電圧範囲内で設定される一定の指定電圧V_DCOを印加するように構成されている。図2bに示すように、クロック生成回路22は、選択値PSに従って遅延ユニットの出力のいずれか一つを選択して出力するパルスセレクタ23と、周回数データSにプリセットされるカウント値を、初段の遅延ユニットの出力の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジのタイミングでダウンカウントするダウンカウンタ24とを備えている。ダウンカウンタ24は、カウントアウトするとサンプリングクロックCKが出力されるまでの間アクティブレベルとなるカウントアウト信号COを出力し、サンプリングクロックCKが出力されたタイミングで、カウント値が周回数データSにプリセットされるように構成されている。また、クロック生成回路22は、カウントアウト信号COがアクティブレベルの時にパルスセレクタの出力が変化するタイミングで、パルス遅延回路をパルス信号が1周するのに要する時間より短く設定された一定期間の間ハイレベルとなるパルス信号を、サンプリングクロックCKとして出力するパルス発生回路25と、周期データDpをRDL21の遅延ユニットの数Xで割った値の商を周回数データS、余りを初期位置データRとして出力する割算器26と、初期位置データRと選択値PSとをmodXmodは剰余演算を表すで加算する加算器27と、加算器27の出力を、パルス発生回路25の出力、即ちサンプリングクロックCKでラッチし、そのラッチした値を位置データPSとしてパルスセレクタ23に供給するラッチ回路28とを備えている。つまり、クロック生成回路22は、RDL21を周回するパルス信号が周期データDpで表される段数分の遅延ユニットを通過するのに要する時間を周期T_CKとするサンプリングクロックCKを出力するように構成されている。<動作>図3は、DCO20が発生させるサンプリングクロックCK、及びAD変換装置1の動作を模式的に示した説明図である。DCO20は、パルス信号PAがハイレベルである間、周期T_CKサンプリングクロックCKを出力する。なお、指定電圧V_DCOを一定値にすると、周囲温度がTmの時の遅延ユニットでの遅延時間をDL{Tm}とすると、周期T_CKは7式で表される。T_CK=DL×Dp7但し、遅延時間DL{Tm}は温度によって変化するため、周期T_CKも温度によって変化し、具体的には、図示されているように、周期T_CKは、温度が低いほど短く、温度が高いほど長くなる。ここで図4は、指定電圧をV_DCO=2.0Vに設定した時の、入力電圧Vinに対するAD変換データDTの変換特性AD変換装置1の入出力特性を、周囲温度が-40°C,0°C,100°Cの場合について示したグラフである。TAD10のRDL11を構成する遅延ユニットでの遅延時間は、温度によって変化するが、その変化に応じた分だけ、サンプリングクロックCKの周期T_CK、即ち、TAD10での測定時間も変化させている。このため、AD変換装置1の入出力特性は、図4に示すように、入力電圧Vinが指定電圧V_DCOと等しい時には、温度によらず常に同じ値のAD変換データDTが得られ即ち、指定電圧V_DCOが温特ゼロ電圧Vfとなり、入力電圧Vinが指定電圧V_DCOから離れるほど、温度によるAD変換データのばらつきが大きなものとなる。<効果>以上説明したように、AD変換装置1によれば、指定電圧V_DCOにより、入出力特性の温特ゼロ電圧Vfを任意に調整することができる。このため、入力電圧Vinの電圧が変化する範囲の中心付近で温度特性がゼロとなるように指定電圧V_DCOを設定することで、温度によるAD変換データDTのばらつきを抑制することができる。なお、本実施形態において、RDL11が第1パルス遅延回路、TAD10のRDL11以外の構成が第1符号化回路、DCO20がタイミング生成回路、RDL21が第2パルス遅延回路、クロック生成回路22が選択回路に相当する。また、パルス信号PAが開始タイミング信号、サンプリングクロックCKが終了タイミング信号、周期データDpの値が指定段数に相当する。[第2実施形態]次に、第2実施形態について説明する。<構成>図5は、本実施形態のAD変換装置2の全体構成を示すブロック図である。AD変換装置2は、AD変換装置1のものと同様に構成されたTAD10及びDCO20に加え、外部から供給されるシステムクロックSCK及びDCO20が生成するサンプリングクロックCKのうち、少なくとも一方がハイレベルの時にハイレベルとなる信号を出力する論理和回路30と、論理和回路30の出力を分周することでTAD10及びDCO20に供給するパルス信号PAを生成する分周回路31と、TAD10が出力するAD変換データDTをシステムクロックSCKに従ってラッチすることで、システムクロックSCKに同期したAD変換データDTsを生成するラッチ回路32とを備えている。なお、システムクロックSCKは、水晶発振子などを用いて生成され温度によらず安定した周期を有するものである。但し、システムクロックSCKは、周期データDpが許容最大値であり且つDCO20のRDL21を構成する遅延ユニットの遅延が最大となる状況動作を保証する最高温度の環境である時にDCO20が生成するサンプリングクロックCKの周期T_CKより十分に長い周期例えば、1.5倍以上を有するものが用いられる。<動作>図6は、AD変換装置2の動作を示すタイミング図である。なお、周期データDpは、パルス信号PAが立ち上がったあと、システムクロックSCKの半周期より長く、一周期より短いタイミングでサンプリングクロックCKのパルスが出力されるように設定される。これにより、分周回路31は、システムクロックSCKの立ち上がりエッジからサンプリングクロックCKの立ち上がりエッジまでの間ハイレベルとなり、その後再びサンプリングエッジの立ち上がりエッジまでロウレベルとなるパルス信号PAを生成する。なお、パルス信号PAがロウレベルの時に、DCO20の内部状態がリセットされるため、パルス信号PAがハイレベルとなる期間即ち、TAD10の測定時間は、常に、周期データDpで表された段数分だけ遅延ユニットをパルス信号が通過するのに要する期間と等しくなる。また、ラッチ回路32からは、システムクロックSCKに同期して、1クロック前に測定したAD変換データDTsが出力されることになる。<効果>以上説明したように、AD変換装置2によれば、AD変換装置1と同様に、指定電圧V_DCOにより、入出力特性の温特ゼロ電圧Vfを任意に調整することができるため、指定電圧V_DCOを適宜設定することにより、温度によるAD変換データDTのばらつきを抑制することができる。また、AD変換装置2によれば、システムクロックSCKの立ち上がりエッジ測定期間の開始タイミングでハイレベルにしたパルス信号PAを、サンプリングクロックCKの立ち上がりエッジ測定期間の終了タイミングでロウレベルに戻すようにされている。これにより、測定期間毎にTAD10の内部状態がリセットされるため、AD変換データDTとして、前回の測定期間で得られた値を初期値とした累積値ではなく、測定期間毎に独立した値を得ることができる。[第3実施形態]次に第3実施形態について説明する。<構成>図7は、本実施形態のAD変換装置3の全体構成を示すブロック図である。AD変換装置3は、第2実施形態のAD変換装置2と比較して、一部構成が異なるだけであるため、この相違する点を中心に説明する。AD変換装置3は、AD変換装置2のものと同様に構成されたTAD10,論理和回路30,分周回路31を備えている。また、AD変換装置3は、サンプリングクロックCKだけを生成するDCO20の代わりに、サンプリングクロックCK及び周囲温度に応じた値を示す温度データDTAを生成するDCOTDC40を備えると共に、ラッチ回路32の代わりに、TAD10から出力されるAD変換データDTを、DCOTDC40から出力される温度データDTAを用いて補正し、補正されたAD変換データDTBを出力する補正処理部33を備え、ラッチ回路32は、補正処理部33が出力するAD変換データDTBをラッチすることで、システムクロックSCKに同期したAD変換データDTBsを生成するように構成されている。更に、AD変換装置3は、システムクロックSCKの周波数を倍にした逓倍クロックSCK1を生成して、DCOTDC40に供給する逓倍回路34を備えている。<DCOTDC>ここで、図8は、DCOTDC40の構成を示すブロック図、図9はAD変換装置3各部の動作を示すタイミング図である。図8に示すようにDCOTDC40は、DCO20を構成するRDL21,クロック生成回路22と同様に構成されたRDL41,クロック生成回路42に加えて、TAD10を構成するカウンタ12,ラッチ回路13,パルスセレクタ14,エンコーダ15,信号処理回路16と同様に構成されたカウンタ43,ラッチ回路44,パルスセレクタ45,エンコーダ46,信号処理回路47を備えている。つまり、DCOTDC40を構成する各部位のうち、RDL41,クロック生成回路42からなる部位以下DCO部位というは、DCO20と同様に動作することによって、サンプリングクロックCKを生成し、クロック生成回路42以外からなる部位以下TDC部位というは、TAD10と同様に動作することによって温度データDTAを生成するように構成されている。但し、TDC部位を構成するRDL41の駆動電圧は入力電圧Vinではなく指定電圧V_DCOである。また、TDC部位を構成するラッチ回路43,パルスセレクタ45は、サンプリングクロックCKパルス信号PBではなく、逓倍クロックSCK1に従って動作するように構成されており、これに伴い信号処理回路47は、図9に示すように、システムクロックSCKの半周期毎に、温度データDTAを出力するようにされている。なお、RDL41は、パルス信号PAの信号レベルに従い、システムクロックSCKがハイレベルである半周期では、その全期間に渡って動作し続けるが、システムクロックSCKがロウレベルである半周期では、システムクロックSCKの立ち上がりエッジのタイミングで動作を停止する。このため信号処理回路47がシステムクロックSCKの半周期毎に出力するデータのうち、前者の半周期を測定期間として得られたデータをのみを温度データDTAとして用い、後者の半周期を測定期間として得られたデータは無効データとする。従って、温度データDTAの測定期間は、AD変換データDTの測定期間とは異なり、温度によって長さが変化せず常に一定の長さシステムクロックSCKの半周期、即ち逓倍クロックSCK1の一周期となる。従って、測定期間が一定であれば、温度変化によってRDL41を構成する遅延ユニットの遅延時間が変化することにより温度データDTAも変化する。具体的には、温度データDTAは、図10に示すように、温度データDTAは、温度が高いほど小さな値、温度が低いほど大きな値となる。従って、予め設定された基準温度Tm0の時の温度データDTA{Tm0}を基準温度データとすると、その時々で検出される温度データDTAが基準温度データDTA{Tm0}からどの程度ずれているかがわかれば、温度データDTAが検出された時の温度を推定することが可能となる。<補正処理部>補正処理部33では、8式を用いて補正されたAD変換データDTBを求める。但し、DT{Vin=Vf}は、温特ゼロ電圧Vf=V_DCOの時に得られるAD変換データDTである基準AD変換データ、KTRは、温度との相関を有する値TR=DTA{Tm0}/DTAに応じて設定される調整係数である。また、DT{Tm0},DT{Vin=Vf}は定数であり、KTRは、TRの値から予め用意された関数又はテーブルを用いて設定される値である。なお、TR基準温度データDTA{Tm0}と測定された温度データDTAとの比が、温度データDTAを測定した時の温度と相関関係を有することは、図10に示した温度データDTAの特性から明らかである。また、KTRは、TR=1の場合は1であり、TR<1の場合はTRが小さいほど1より大きな値となり、TR>1の場合はTRが大きいほど1より小さな値となる。ここで、図11は、補正処理部33が実行する補正処理の内容、即ち8式の意味を理解するための説明図であり、aは、TAD10の入出力特性が温度Tm0,Tm1,Tm2但し、Tm1<Tm0<Tm2によって変化する様子を模式的に示したグラフ、bは補正処理部33の補正の効果を示す説明図である。図11aに示すように、AD変換装置3の入出力特性は、温度によって変化するが、入力電圧Vinが温特ゼロ電圧Vf=V_DCOに等しい時は、温度によらず基準AD変換データDT{Vin=Vf}が得られる。そして、入出力特性の傾きは、温度が高いほど小さく、温度が低いほど大きくなる。つまり、8式は、測定されたAD変換データと基準AD変換データとの差分DT-DT{Vin=Vf}を、その差分に調整係数KTRを乗じることによって、図11bに示すように、基準温度Tm0の時に得られる値となるように補正するものである。<効果>以上説明したようにAD変換装置3によれば、入力電圧Vinが温特ゼロ電圧Vf=V_DCOから大きく外れている場合でも、温度によるばらつきが抑制された精度のよいAD変換データDTBを得ることができる。なお、本実施形態において、カウンタ43,ラッチ44,パルスセレクタ45,エンコーダ46,信号処理回路47が第2符号化回路、補正処理部33が補正回路に相当する。また、逓倍クロックCK1の1周期の長さが固定時間に相当する。[第4実施形態]次に第4実施形態について説明する。<構成>図12は、本実施形態のAD変換装置4の全体構成を示すブロック図である。AD変換装置4は、第2実施形態のAD変換装置2からラッチ回路32を省略した構成を有するDCOTAD2aと、DCOTAD2aへの入力電圧Vinとして、AD変換の対象となるセンサ電圧Vs又は指定電圧V_DCOとは異なった値に設定される基準電圧Vrのいずれかを選択信号SELに従って選択し、入力電圧VinとしてDCOTAD2aに供給するセレクタ35と、入力電圧Vinとしてセンサ電圧Vsが供給されている時にDCOTAD2aから出力されるAD変換データDT{Vin=Vs}と、入力電圧Vinとして基準電圧Vrが供給されている時にDCOTAD2aから出力されるAD変換データDT{Vin=Vr}とを用いて、AD変換データDT{Vin=Vs}をセンサ電圧Vsの大きさに換算したセンサ電圧値DT_Vsを算出するセンサ電圧算出処理部36とを備えている。なお、選択信号SELによりセレクタ35は、センサ電圧Vsに関するAD変換データDT{Vin=Vs}を1回だけ又は複数回連続して求める通常測定期間と、基準電圧Vrに関するAD変換データDT{Vin=Vr}を1回だけ又は複数回連続して求める基準測定期間とが交互に切り替わるように制御される。<センサ電圧算出処理部>センサ電圧算出処理部36では、9式を用いてセンサ電圧値DT_Vsを求める。ここで図13は、センサ電圧算出処理部36が実行する算出処理の内容、即ち9式の意味を理解するための説明図であり、具体的には、図11aと同様に、TAD10の入出力特性が温度Tm0,Tm1,Tm2但し、Tm1<Tm0<Tm2によって変化する様子を模式的に示したグラフである。測定時の温度がTm1であったとすると、AD変換データDT{Vin=Vs},DT{Vin=Vr}及び基準AD変換データDT{Vin=Vf}は、図13に示すように、いずれも温度がTm1の時の入出力特性上の点となる。これら3点のAD変換データに対応する電圧値のうち、VfとVrについては既知であり、Vsのみが未知であるため、入出力特性が直線であるとみなせるのであれば、比例関係を用いることで得られた9式からVsセンサ電圧値DT_Vsを求めることができる。<効果>以上説明したように、AD変換装置4によれば、補正されたAD変換データDTBを求めることなく、センサ電圧値DT_Vsを直接求めることができるため、センサ電圧値DT_Vsの算出に要する処理量を削減することができる。なお、本実施形態において、セレクタ35が入力選択回路、センサ電圧算出処理部36が電圧算出回路に相当する。また、センサ電圧Vsが対象電圧に相当する。[第5実施形態]次に第5実施形態について説明する。<構成>図14は、本実施形態のAD変換装置5の全体構成を示すブロック図である。AD変換装置5は、同じ入力電圧VinをAD変換する複数の単位回路50と、各単位回路50からの出力を加算してAD変換データDTを生成する加算器51とを備えている。なお、単位回路50は、上述したAD変換装置1~4のいずれかからなり、全ての単位回路50が同じAD変換装置で構成されていている。<効果>このように構成されたAD変換装置5によれば、単一の単位回路50からなるAD変換装置と比較して、AD変換データDTの分解能を向上させることができる。[他の実施形態]以上、本発明のいくつかの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において、様々な態様にて実施することが可能である。例えば、第4実施形態のAD変換装置4では、DCOTAD2aとして、AD変換装置2からラッチ回路32を省略したもの用いたが、代わりに、AD変換装置1を用いてもよい。第5実施形態のAD変換装置5では、全ての単位回路50が同じAD変換で構成されているが、単位回路50毎に異なるAD変換装置で構成されていてもよい。また、AD変換装置5を構成する全ての単位回路50が、同じAD変換装置からなる場合、ラッチ回路32単位回路50がAD変換装置2,3の場合、補正処理部33単位回路50がAD変換装置3の場合、セレクタ35及びセンサ電圧算出処理部36単位回路50がAD変換装置4の場合は、そのまま単位回路50毎に設けてもよいし、加算器51の後段に一つだけ設けてもよい。"