"d軸電流指令及びq軸電流指令を受けて、IPMモータを制御する制御装置であって、前記d軸電流指令を補正する補正手段と、前記IPMモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記検出された電流に基づいて、前記IPMモータの突極比に依存したパラメータを求め、求められたパラメータを用いて、前記IPMモータにおける磁極位置を推定する位置推定手段と、前記補正されたd軸電流指令と、前記q軸電流指令と、前記推定された磁極位置とに基づいて、電圧指令を生成する制御手段と、前記生成された電圧指令と、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期とに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号を生成するパルス幅変調手段と、前記生成されたロジック信号に基づいて前記IPMモータに駆動用の交流電圧を印加する電圧印加手段と、を備え、前記制御手段により生成される電圧指令は、mを3以上の整数とするとき、前記IPMモータの駆動用の基本波電圧に対して、前記スイッチング周期のm倍と等しい周期を有するとともに各相間で位相の異なる位置検出用電圧が重畳されており、前記補正手段は、前記IPMモータの突極比が閾値以上に維持されるように、前記d軸電流指令を補正することを特徴とする制御装置。前記補正手段は、前記q軸電流指令の大きさが第2の閾値を超えたことに応じて、前記d軸電流指令に正の補正量を加算することを特徴とする請求項1に記載の制御装置。前記補正手段は、前記q軸電流指令の大きさに関わらず、前記d軸電流指令に正の補正量を加算することを特徴とする請求項1に記載の制御装置。特許文献1に記載の制御装置では、回転電機IPMモータの突極比が単に1より大きければ、すなわち突極性があれば、回転電機の回転位置磁極位置を正確に推定できることを前提としていると考えられる。一方、本発明者は、検討を行ったところ、IPMモータの磁極位置を正確に推定するためには、突極比が単に1より大きいだけでは十分でなく、IPMモータの突極比が1より大きい所定の閾値例えば、1.2以上であることが必要であることを見出した。さらに、本発明者は、検討を行ったところ、定常運転時におけるIPMモータの突極比が所定の閾値以上であるIPMモータであっても、高負荷時に突極比が所定の閾値より小さくなることがあるため、低速域においてIPMモータの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。また、もともと、定常運転時におけるIPMモータの突極比が所定の閾値より小さいIPMモータでは、負荷に関わらず、低速域においてIPMモータの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。IPMモータの磁極位置を正確に推定できないと、低速域での出力トルクが制限される可能性がある。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低速域においてIPMモータの磁極位置を正確に推定できる制御装置を得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の1つの側面にかかる制御装置は、d軸電流指令及びq軸電流指令を受けて、IPMモータを制御する制御装置であって、前記d軸電流指令を補正する補正手段と、前記IPMモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記検出された電流に基づいて、前記IPMモータの突極比に依存したパラメータを求め、求められたパラメータを用いて、前記IPMモータにおける磁極位置を推定する位置推定手段と、前記補正されたd軸電流指令と、前記q軸電流指令と、前記推定された磁極位置とに基づいて、電圧指令を生成する制御手段と、前記生成された電圧指令と、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期とに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号を生成するパルス幅変調手段と、前記生成されたロジック信号に基づいて前記IPMモータに駆動用の交流電圧を印加する電圧印加手段とを備え、前記制御手段により生成される電圧指令は、mを3以上の整数とするとき、前記IPMモータの駆動用の基本波電圧に対して、前記スイッチング周期のm倍と等しい周期を有するとともに各相間で位相の異なる位置検出用電圧が重畳されており、前記補正手段は、前記IPMモータの突極比が閾値以上に維持されるように、前記d軸電流指令を補正することを特徴とする。本発明によれば、IPMモータの突極比の低下を抑制できるので、低速域においてIPMモータの磁極位置を正確に推定できる。以下に、本発明にかかる制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.まず、実施の形態1にかかる制御装置について説明する前に、実施の形態1にかかる制御装置に対する基本の形態について説明する。基本の形態にかかる制御装置1の構成について図6を用いて説明する。図6に示す制御装置1は、d軸電流指令id及びq軸電流指令iqを外部例えば、上位のコントローラなどから受ける。制御装置1は、d軸電流指令id及びq軸電流指令iqを用いて、IPMInteriorPermanentMagneticモータMを制御する。IPMモータMは、回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石構造を有している。d軸は、回転子の磁極がつくる磁束の方向永久磁石の中心軸を表し、磁束軸とも呼ばれる。q軸は、d軸と電気的、磁気的に直交する軸永久磁石間の軸を表し、トルク軸とも呼ばれる。図示しないが、d軸電流idによる鎖交磁束は、透磁率の低い磁石が途中にあるために制限されるのに対して、q軸電流iqによる鎖交磁束は、磁石より透磁率の高い材質例えばケイ素鋼中を通るので大きくなる。IPMモータMは、その定常運転時において、d軸の磁気抵抗がq軸の磁気抵抗より大きくなり、d軸のインダクタンスLdがq軸のインダクタンスLqより小さくなる。すなわち、d軸のインダクタンスLdに対するq軸のインダクタンスLqの比である突極比Lq/Ldが1より大きな値になっている。制御装置1は、定常運転時におけるIPMモータMの突極比が1より大きな値であること、すなわち突極性を利用して回転子の磁極位置を推定し、推定された磁極位置を用いてIPMモータMの駆動を制御する。図6に示すように、制御装置1は、電流検出手段10、位置推定手段20、制御手段30、パルス幅変調手段40、及び電圧印加手段50を備える。電流検出手段10は、IPMモータMに流れる電流を検出する。具体的には、電流検出手段10は、電流センサ11及び電流センサ12を有する。電流センサ11は、IPMモータMに流れる例えばU相電流iuを検出して位置推定手段20及び制御手段30へ供給する。電流センサ12は、IPMモータMに流れる例えばV相電流ivを検出して位置推定手段20及び制御手段30へ供給する。位置推定手段20は、電流検出手段10により検出された電流に基づいて、IPMモータMの突極比Lq/Ldに依存したパラメータ例えば、後述する数式7のΔIαβを求める。IPMモータMの突極比に依存したパラメータの詳細については、後述する。位置推定手段20は、求められたパラメータを用いて、IPMモータMにおける回転子の磁極位置θpを推定する。位置推定手段20は、推定された磁極位置θpを制御手段30へ供給する。制御手段30は、d軸電流指令id及びq軸電流指令iqを外部例えば、上位のコントローラなどから受ける。制御手段30は、推定された磁極位置θpを位置推定手段20から受ける。制御手段30は、d軸電流指令idと、q軸電流指令iqと、推定された磁極位置θpとに基づいて、電圧指令Vup、Vvp、Vwpを生成する。具体的には、制御手段30は、三相二相変換器36、座標変換器37、減算器31a、減算器31b、d軸電流制御器32a、q軸電流制御器32b、座標変換器33、二相三相変換器34、位置検出用電圧発生器38、加算器35a、加算器35b、及び加算器35cを有する。三相二相変換器36は、U相電流iuを電流センサ11から受け、V相電流ivを電流センサ12から受ける。三相二相変換器36は、U相電流iu及びV相電流ivからW相電流iwを推定し、固定三軸U-V-W軸上の三相電流ベクトルiu,iv,iwを固定二軸α-β軸上の二相電流ベクトルiα,iβに変換する。三相二相変換器36は、変換された二相電流ベクトルiα,iβを座標変換器37へ供給する。座標変換器37は、二相電流ベクトルiα,iβを三相二相変換器36から受ける。座標変換器37は、推定された磁極位置θpを位置推定手段20から受ける。座標変換器37は、推定された磁極位置θpを用いて、固定二軸α-β軸上の二相電流ベクトルiα,iβを回転二軸d-q軸上の電流ベクトルid,iqに変換する。座標変換器37は、変換されたd軸電流idを減算器31aへ供給し、変換されたq軸電流iqを減算器31bへ供給する。減算器31aは、d軸電流指令idを外部から受け、d軸電流idを座標変換器37から受ける。減算器31aは、d軸電流指令idからd軸電流idを減算して偏差Δidを求め、求められた偏差Δidをd軸電流制御器32aへ供給する。減算器31bは、q軸電流指令iqを外部から受け、q軸電流iqを座標変換器37から受ける。減算器31bは、q軸電流指令iqからq軸電流iqを減算して偏差Δiqを求め、求められた偏差Δiqをq軸電流制御器32bへ供給する。d軸電流制御器32aは、偏差Δidを減算器31aから受ける。d軸電流制御器32aは、比例積分制御などを用いて、偏差Δidがゼロに近づくように、d軸基本波電圧Vdを生成する。d軸電流制御器32aは、生成されたd軸基本波電圧Vdを座標変換器33へ供給する。q軸電流制御器32bは、偏差Δiqを減算器31bから受ける。q軸電流制御器32bは、比例積分制御などを用いて、偏差Δiqがゼロに近づくように、q軸基本波電圧Vqを生成する。q軸電流制御器32bは、生成されたq軸基本波電圧Vqを座標変換器33へ供給する。座標変換器33は、d軸基本波電圧Vdをd軸電流制御器32aから受け、q軸基本波電圧Vqをq軸電流制御器32bから受ける。座標変換器33は、回転二軸d-q軸上の基本波電圧ベクトルVd,Vqを固定二軸α-β軸上の基本波電圧ベクトルVα,Vβに変換する。座標変換器33は、変換された基本波電圧ベクトルVα,Vβを二相三相変換器34へ供給する。二相三相変換器34は、基本波電圧ベクトルVα,Vβを座標変換器33から受ける。二相三相変換器34は、固定二軸α-β軸上の基本波電圧ベクトルVα,Vβを固定三軸U-V-W軸上の基本波電圧ベクトルVu,Vv,Vwに変換する。二相三相変換器34は、変換された基本波電圧Vuを加算器35aへ供給し、変換された基本波電圧Vvを加算器35bへ供給し、変換された基本波電圧Vwを加算器35cへ供給する。位置検出用電圧発生器38は、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期Tcの値をパルス幅変調手段40から受ける。スイッチング周期Tcは、三相分の各基本波電圧Vu、Vv、Vwの周期よりも十分に短い周期を有している。このスイッチング周期Tcは、IPMモータMの電気的特性やインバータ駆動により発生する電磁騒音の周波数等を考慮して予め最適な値に設定されている。位置検出用電圧発生器38は、スイッチング周期Tcを用いて位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを生成する。例えば、位置検出用電圧発生器38は、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhがそれぞれスイッチング周期Tcのm倍mは3以上の整数に等しい周期mTcを有し、かつ、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの位相が互に異なるように、位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを生成する。仮に、mが1あるいは2とすると、スイッチング周期Tcのm倍の周期mTcと等しい三相の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhの各相に、位相差を持たせることができず、ひいては位置推定手段20により回転子の磁極位置θpを精度良く求めることが困難になる。位置検出用電圧発生器38は、生成された位置検出用電圧Vuhを加算器35aへ供給し、生成された位置検出用電圧Vvhを加算器35bへ供給し、生成された位置検出用電圧Vwhを加算器35cへ供給する。加算器35aは、基本波電圧Vuを二相三相変換器34から受け、位置検出用電圧Vuhを位置検出用電圧発生器38から受ける。加算器35aは、基本波電圧Vuに位置検出用電圧Vuhを加算重畳して電圧指令Vupを生成する。加算器35aは、生成された電圧指令Vupをパルス幅変調手段40へ供給する。加算器35bは、基本波電圧Vvを二相三相変換器34から受け、位置検出用電圧Vvhを位置検出用電圧発生器38から受ける。加算器35bは、基本波電圧Vvに位置検出用電圧Vvhを加算重畳して電圧指令Vvpを生成する。加算器35bは、生成された電圧指令Vvpをパルス幅変調手段40へ供給する。加算器35cは、基本波電圧Vwを二相三相変換器34から受け、位置検出用電圧Vwhを位置検出用電圧発生器38から受ける。加算器35cは、基本波電圧Vwに位置検出用電圧Vwhを加算重畳して電圧指令Vwpを生成する。加算器35cは、生成された電圧指令Vwpをパルス幅変調手段40へ供給する。パルス幅変調手段40は、制御手段30により生成された電圧指令Vup、Vvp、Vwpと、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期Tcとに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号Vul、Vvl、Vwlを生成する。具体的には、パルス幅変調手段40は、スイッチング周期発生器41及びパルス幅変調制御器42を有する。スイッチング周期発生器41は、スイッチング周期Tcの値を発生させて位置検出用電圧発生器38及びパルス幅変調制御器42へ供給する。パルス幅変調制御器42は、基本波電圧Vupを加算器35aから受け、基本波電圧Vvpを加算器35bから受け、基本波電圧Vwpを加算器35cから受ける。パルス幅変調制御器42は、スイッチング周期Tcの値をスイッチング周期発生器41から受ける。パルス幅変調制御器42は、基本波電圧Vup、Vvp、Vwpとスイッチング周期Tcの値とに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号Vul、Vvl、Vwlを生成する。パルス幅変調制御法としては、例えば、キャリア信号としての三角波Csによるパルス幅変調制御法、キャリア信号としてののこぎり波Wstによるパルス幅変調制御法、瞬時空間電圧ベクトルVsによるパルス幅変調制御法などの公知の方法を用いてもよい。パルス幅変調制御器42は、生成されたロジック信号Vul、Vvl、Vwlを電圧印加手段50へ供給する。電圧印加手段50は、ロジック信号Vul、Vvl、Vwlをパルス幅変調手段40から受ける。電圧印加手段50は、ロジック信号Vul、Vvl、Vwlに基づいてIPMモータMに駆動用の交流電圧を印加する。具体的には、電圧印加手段50は、インバータ51を有する。インバータ51は、ロジック信号Vul、Vvl、Vwlをパルス幅変調手段40から受ける。インバータ51は、図示しない複数のスイッチング素子を有し、ロジック信号Vul、Vvl、Vwlに応じて複数のスイッチング素子がそれぞれ所定のタイミングでスイッチング動作を行う。これにより、インバータ51は、駆動用の交流電圧を生成してIPMモータMに印加する。次に、位置推定手段20により回転子の磁極位置θpを求める処理内容について詳細に説明する。IPMモータMについて、固定直交座標α-β軸での電圧方程式は下記の数式1のように表すことができる。IPMモータMが停止している、あるいは低速域で運転していると仮定し、ω=0とし、また、微分演算子Pをラプラス演算子sに置き換えると固定直交座標での電流iαs,iβsは下記の数式2となる。いま、位置検出用電圧発生器38からIPMモータMを駆動するための交流電圧の角周波数よりも十分に高い角周波数ωhとなる位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhを印加すると、R<<Lαωh及びR<<Lβωhが成り立ちs=jωhjは虚数単位とした場合、固定子抵抗Rの影響を無視すると、上記の数式2は下記の数式3となる。また、位置検出用電圧発生器38より印加する位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhは、固定直交座標では下記の数式4のように表すことができる。数式4の固定直交座標での位置検出用電圧は、下記の数式5で表される。上記の数式5の位置検出用電圧の値を上記の数式3における固定直交座標系の[VαsVβs]に代入し、s=jωhjは虚数単位とすると、下記の数式6となる。上記の数式6に示すように、固定直交座標での電流iαs,iβsの振幅に回転子の磁極位置θ=回転子の磁極位置θpが含まれていることが分かる。したがって、フーリエ変換器図示せずで固定直交座標での電流iαs,iβsの振幅Iαs,Iβsを抽出する。すなわちフーリエ変換器で回転電機電流中の位置検出用電圧Vuh,Vvh,Vwhによる高周波の電流iαs,iβsを抽出し、かつその振幅Iαs,Iβsを求める。そして、抽出した振幅Iαs,Iβsに基づいて、下記の数式7に示すような演算を施すことにより、回転子の磁極位置θのみを含んだ項を抽出することができる。この演算を実現するために、振幅Iαs,Iβsをそれぞれ二乗する第1の乗算器と第2の乗算器ともに図示せずの出力であるIβsIβsから、IαsIαsを減じて回転子の磁極位置θの情報のみを含むΔIαβを出力する減算器図示せずを用いる。減算器の出力を受ける位置演算器図示せずでは、上記の数式7のΔIαβを下記の数式8で除すことにより、cos2θのみを抽出する。そして、cos2θの逆余弦を演算することによりθ回転子の磁極位置θpを計算する。なお、回転子の磁極位置θpの演算は逆余弦演算ではなく、cos2θの値を記憶したテーブルを用意し、その記憶装置に記憶されたcos2θの値に基づいて回転子の磁極位置θpを求めてもよい。ここで、数式1~7に示されるように、ΔIαβは、IPMモータMの突極比Lq/Ldに依存したパラメータになっている。そして、図6に示す制御装置1では、IPMモータMの突極比が単に1より大きければ、すなわち突極性があれば、IPMモータMの磁極位置を正確に推定できることを前提としていると考えられる。一方、本発明者は、突極比と磁極位置の推定精度とについて比較検討を行ったところ、IPMモータMの磁極位置を正確に推定するためには、突極比が単に1より大きいだけでは十分でなく、IPMモータMの突極比が1より大きい所定の閾値例えば、1.2以上であることが必要であることを見出した。さらに、本発明者は、検討を行ったところ、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値例えば、1.2以上であるIPMモータMであっても、高負荷時に突極比Lq/Ldが所定の閾値より低下することがあるため、低速域においてIPMモータMの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。すなわち、負荷が大きくなると、q軸電流指令iqが増加する。q軸電流指令iqが増加すると、磁気飽和によりq軸インダクタンスLqが減衰して突極比Lq/Ldが低下することがあるため、低速域においてIPMモータMの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。IPMモータMの磁極位置を正確に推定できないと、低速域での出力トルクが制限される可能性がある。次に、実施の形態1にかかる制御装置100について図1を用いて説明する。以下では、基本の形態にかかる制御装置1と異なる部分を中心に説明する。制御装置100は、補正手段160をさらに備える。補正手段160は、d軸電流指令id及びq軸電流指令iqを外部例えば、上位のコントローラなどから受ける。補正手段160は、IPMモータMの突極比が閾値TH以上になるように、d軸電流指令idを補正する。閾値THは、IPMモータMの低速域における位置推定手段20による磁極位置の推定の精度が要求される精度を満たすことができるように、予め実験的に決定された値である。閾値THは、例えば、1.2である。補正手段160は、補正されたd軸電流指令idと制御手段30へ供給するとともに、受けたq軸電流指令iqをそのまま制御手段30へ供給する。具体的には、補正手段160は、演算器161及び加算器162を有する。演算器161は、q軸電流指令iqを外部から受ける。演算器161は、q軸電流指令iqに応じて、d軸電流指令idに対する補正量Δidを演算する。例えば、演算器161には、図2に示すような補正情報が予め設定されている。演算器161は、この補正情報を用いて、q軸電流指令iqの大きさが第2の閾値iq1を超えたことに応じて、d軸電流指令に正の補正量Δidを加算する。すなわち、q軸電流指令iqの大きさが第2の閾値iq1を超えて負荷が高くなったすなわち、高負荷時になったと推定されることに応じて、d軸電流指令idの値を増加させる。より具体的には、演算器161は、q軸電流指令iqの大きさが第2の閾値iq1以下であれば、補正量Δidをゼロとする。演算器161は、q軸電流指令iqの大きさが第2の閾値iq1を超えて第3の閾値iq2へ近づくにつれて補正量Δidをゼロから徐々に正の方向へ増加させる。そして、演算器161は、q軸電流指令iqの大きさが第3の閾値iq2を超えたら、補正量Δidを最大値Δidmaxにする。第3の閾値iq2は、補正手段160による補正を行わなかった場合のIPMモータMの突極比Lq/Ldとq軸電流指令iqとの関係を実験的に取得することにより決定された値である。例えば、第3の閾値iq2は、IPMモータMの突極比が所定の閾値TH例えば、1.2より小さくなり始めるq軸電流指令iqの値より所定マージン分低い値である。また、第3の閾値iq2は、第2の閾値iq1より所定量分大きな値を有する。これにより、d軸電流の急激な変化を抑制しながら補正処理を行うことができる。そして、演算器161は、求めた補正量Δidを加算器162へ例えば随時供給する。加算器162は、d軸電流指令idを外部から受け、補正量Δidを演算器161から受ける。加算器162は、d軸電流指令idに補正量Δidを加算して、加算結果を補正されたd軸電流指令idとして制御手段30へ供給する。これにより、制御手段30は、補正されたd軸電流指令idと、q軸電流指令iqと、推定された磁極位置θpとに基づいて、電圧指令Vup、Vvp、Vwpを生成する。以上のように、実施の形態1では、補正手段160が、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値例えば、1.2以上に維持されるように、d軸電流指令idを補正する。これにより、IPMモータMの突極比Lq/Ldの低下を抑制できるので、低速域においてIPMモータMの磁極位置を正確に推定できる。したがって、低速域において安定してセンサレス制御を行うことができ、低速域での出力トルクを確保することができる。また、実施の形態1では、補正手段160が、q軸電流指令iqの大きさが第2の閾値iq1を超えたことに応じて、d軸電流指令idに正の補正量Δidを加算する。これにより、高負荷時において、すなわちq軸電流指令iqが増加して磁気飽和の影響でq軸インダクタンスLqが減衰してIPMモータMの突極比Lq/Ldが小さくなることが懸念される状況において、d軸電流指令idを増加でき、磁気飽和の影響でd軸インダクタンスLdも減衰できるので、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値例えば、1.2以上に維持されるようにすることができる。なお、実施の形態1では演算器161に1つの補正情報図2参照が設定されている場合について例示的に説明しているが、演算器161には、複数の補正情報が設定されていてもよい。例えば、演算器161には、図2に示す補正情報に加えて、図3に示す補正情報が設定されていてもよい。図3に示す補正情報では、補正量Δidの最大値Δidmax2が図2に示す補正情報における補正量Δidの最大値Δidmaxと異なる。例えば、図3の最大値Δidmax2は図2の最大値Δidmaxより大きい。この場合、演算器161は、現在制御対象となっているIPMモータMのモータ定数等の特性値を取得し、取得した特性値に基づいて図2に示す補正情報と図3に示す補正情報とのいずれの補正情報を選択する。例えば、図3の最大値Δidmax2は図2の最大値Δidmaxより大きい場合、演算器161は、取得された特性値から、q軸電流指令iqの増加に対するq軸インダクタンスLqの減衰度合いが第4の閾値以下であると判断される場合、図2に示す補正情報を選択し、q軸電流指令iqの増加に対するq軸インダクタンスLqの減衰度合いが第4の閾値より大きいと判断される場合、図3に示す補正情報を選択する。そして、演算器161は、選択された補正情報を用いて補正量Δidを演算する。これにより、制御装置100の制御対象が、q軸電流指令iqの増加に対するq軸インダクタンスLqの減衰度合いの異なるIPMモータMに交換された場合でも、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値例えば、1.2以上に維持されるようにすることができる。あるいは、例えば、演算器161には、図2に示す補正情報に加えて、図4に示す補正情報が設定されていてもよい。図4に示す補正情報では、第2の閾値iq3が図2に示す補正情報における第2の閾値iq1と異なるとともに、第3の閾値iq4が図2に示す補正情報における第3の閾値iq2と異なる。例えば、図4の第2の閾値iq3は図2の第2の閾値iq1より小さく、図4の第3の閾値iq4は図2の第3の閾値iq2より小さい。この場合、演算器161は、現在制御対象となっているIPMモータMのモータ定数等の特性値を取得し、取得した特性値に基づいて図2に示す補正情報と図4に示す補正情報とのいずれの補正情報を選択する。例えば、図4の第2の閾値iq3は図2の第2の閾値iq1より小さく、図4の第3の閾値iq4は図2の第3の閾値iq2より小さい場合、演算器161は、取得された特性値から、q軸インダクタンスLqの減衰し始めるq軸電流指令iqの値が第5の閾値以下であると判断される場合、図4に示す補正情報を選択し、q軸インダクタンスLqの減衰し始めるq軸電流指令iqの値が第5の閾値より大きいと判断される場合、図2に示す補正情報を選択する。そして、演算器161は、選択された補正情報を用いて補正量Δidを演算する。これにより、制御装置100の制御対象が、q軸インダクタンスLqの減衰し始めるq軸電流指令iqの値の異なるIPMモータMに交換された場合でも、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値例えば、1.2以上に維持されるようにすることができる。実施の形態2.次に、実施の形態2にかかる制御装置100について説明する。以下では、実施の形態1と異なる部分を中心に説明する。実施の形態1では、制御装置100の制御対象が、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値TH例えば、1.2以上であるようなIPMモータMである。それに対して、実施の形態2では、制御装置100の制御対象が、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが1よりおおきくかつ所定の閾値TH例えば、1.2より小さいようなIPMモータMである。これに関して、本発明者は、検討を行ったところ、もともと、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値TH例えば、1.2より小さいIPMモータMでは、負荷に関わらず、低速域においてIPMモータMの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。IPMモータMの磁極位置を正確に推定できないと、低速域での出力トルクが制限される可能性がある。それに対して、実施の形態2では、補正手段160が、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値TH例えば、1.2以上に維持されるように、d軸電流指令idを補正する。具体的には、演算器161は、q軸電流指令iqの大きさに関わらず、d軸電流指令に正の補正量Δidを加算する。例えば、演算器161には、図5に示すような補正情報が予め設定されている。演算器161は、この補正情報を用いて、q軸電流指令iqの大きさに関わらず、d軸電流指令に正の補正量Δidを加算する。すなわち、負荷の大きさに関わらず、d軸電流指令idの値を増加させる。より具体的には、演算器161は、q軸電流指令iqの大きさによらずに、補正量Δidを最大値Δidmaxにする。そして、演算器161は、求めた補正量Δidを加算器162へ例えば随時供給する。以上のように、実施の形態2では、補正手段160が、q軸電流指令iqの大きさに関わらず、d軸電流指令idに正の補正量Δidを加算する。これにより、制御装置100の制御対象が、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値TH例えば、1.2より小さいIPMモータMである場合に、負荷に関わらずにd軸電流指令idを増加でき、磁気飽和の影響でd軸インダクタンスLdを減衰できるので、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値TH例えば、1.2以上に維持されるようにすることができる。なお、実施の形態2では演算器161に1つの補正情報図5参照が設定されている場合について例示的に説明しているが、演算器161には、複数の補正情報が設定されていてもよい。例えば、演算器161には、図5に示す補正情報に加えて、図2に示す補正情報が設定されていてもよい。この場合、演算器161は、現在制御対象となっているIPMモータMのモータ定数等の特性値を取得し、取得した特性値に基づいて図2に示す補正情報と図3に示す補正情報とのいずれの補正情報を選択する。例えば、演算器161は、取得された特性値から、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値TH例えば、1.2より小さいと判断される場合、図5に示す補正情報を選択し、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値TH例えば、1.2以上であると判断される場合、図2に示す補正情報を選択する。そして、演算器161は、選択された補正情報を用いて補正量Δidを演算する。これにより、制御装置100の制御対象が、定常運転時におけるIPMモータMの突極比Lq/Ldが所定の閾値THより小さいIPMモータMと所定の閾値TH以上であるIPMモータMとの間で交換された場合でも、IPMモータMの突極比Lq/Ldが閾値TH例えば、1.2以上に維持されるようにすることができる。"