"それぞれ直流電源の一端に接続されかつ逆並列ダイオードが接続された第1及び第2給電電流スイッチを有する給電電流回路と、誘導加熱負荷及び直列共振用コンデンサでなる負荷直列共振回路、逆並列ダイオードが接続された共振電流スイッチ並びにゼロ電圧スイッチング動作用コンデンサを上記直流電源の他端に並列に接続してなる共振電流回路とを共通接続回路を介して互いに接続し、上記第1及び第2給電電流スイッチ並びに上記共振電流スイッチのゲートトリガ周波数より高い周波の出力電流を上記誘導加熱負荷に流す高周波インバータ。上記誘導加熱負荷及び直列共振用コンデンサでなる負荷直列共振回路により直列共振周波数frを求め、上記第1及び第2給電電流スイッチ並びに上記共振電流スイッチのゲートトリガ周波数ftを上記直列共振周波数frの1/2より大きく設定し、誘導加熱負荷に供給する出力電流の出力周波数f0を、ゲートトリガ周波数ftの2倍f0=2ftに設定することを特徴とする請求項1に記載の高周波インバータ。位相角度0度から360度までのスイッチングモード切換動作繰返し周期Tにおいて、上記第1給電スイッチ、上記共振電流スイッチ及び上記第2給電スイッチを、デッドタイム区間を挟んで、1/4Tより小さい3つの角度範囲でそれぞれゲートトリガ動作させて給電電流及び共振電流を上記誘導加熱負荷に流すと共に、上記スイッチングモード切換動作繰返し周期Tの残る1つの角度範囲で上記第1及び第2給電電流スイッチにそれぞれ接続された逆並列ダイオードを導通させる共振電流を上記誘導加熱負荷に流すことを特徴とする請求項2に記載の高周波インバータ。このように、この種の高周波インバータにおいては、複数のスイッチ素子を所定のゲートトリガ周波数のゲート信号によりゲートオンオフ制御し、これにより、当該ゲートトリガ周波数より高い例えば倍周波の高周波出力電流を得るように構成されているので、当該複数のスイッチ素子ごとにゲートトリガ制御手段が必要になる。従って、必要なスイッチ素子の数を低減できれば、全体としての回路構成を一段と簡易にできると考えられる。本発明は以上の点を考慮してなされたもので、スイッチング回路構成に必要なスイッチ素子の数を低減できる高周波インバータを提案しようとするものである。かかる課題を解決するため本発明においては、それぞれ直流電源の一端に接続されかつ逆並列ダイオードが接続された第1及び第2給電電流スイッチを有する給電電流回路と、誘導加熱負荷及び直列共振用コンデンサでなる負荷直列共振回路、逆並列ダイオードが接続された共振電流スイッチ並びにゼロ電圧スイッチング動作用コンデンサを直流電源の他端に並列に接続してなる共振電流回路とを共通接続回路を介して互いに接続し、第1及び第2給電電流スイッチ並びに共振電流スイッチのゲートトリガ周波数より高い周波の出力電流を誘導加熱負荷に流すようにする。本発明によれば、逆並列ダイオードが接続された第1及び第2給電電流スイッチを有する給電電流回路を、共通接続回路を介して、誘導加熱負荷を含む負荷直列共振回路、逆並列ダイオードが接続された共振電流スイッチ並びにゼロ電圧スイッチング動作用コンデンサを並列に接続してなる共振電流回路に接続して、各スイッチのトリガ周波数より高い周波の出力電流を誘導加熱負荷に流すようにしたことにより、一段と簡易な構成の高周波インバータを実現できる。以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。1倍周波ZVS高周波インバータの基本回路図1において、1は全体として倍周波ZVS高周波インバータを示す。ここでZVSは、ZeroVoltageSwitching動作以下これをゼロ電圧スイッチング動作とも呼ぶを行う高周波インバータであることを示し、これによりスイッチ素子が切換動作をするとき、スイッチ素子の両端電圧を0Vに維持することにより、サージ電圧やサージ電流が発生することを抑制し、その結果スイッチング損失を低減させる効果を得るものである。倍周波ZVS高周波インバータ1は、スイッチ素子として電力半導体スイッチであるIGBTInsulatedGateBipolarTransistor:絶縁ゲート型バイポーラトランジスタなどの自己ターンオフ型電力半導体スイッチを用いた第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3を並列に直流電源Edその出力電圧はEdVに設定されているの一端に接続してなる給電電流回路2を有する。ここで自己ターンオフ型電力半導体スイッチは、そのオン状態及びオフ状態を、外部から与えるゲートトリガ信号によって、任意に切り換えることができるパワー半導体スイッチである。直流電源Edは給電電流回路2の共通母線2Aを通じて、電源電流idを第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3に対する給電電流i1及びi3図2C1及びC3として分流させる。かくして給電電流回路2は、図1において矢印で示す方向を正方向とする電源電流idと、給電電流i1及びi3とを、導通動作した第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3を通じて共通接続回路3矢印で示す方向を正方向とする共通電流i12を流すに給電する。第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3の両端間には、それぞれ逆並列ダイオードD1及びD3が接続され、これにより給電電流回路2において、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3に逆方向電圧が印加される動作状態になったとき、当該逆並列ダイオードD1及びD3を通じて負方向に給電電流i1及びi3を流すようになされている。共通接続回路3と直流電源Edの他端との間には共振電流回路4が接続され、当該共振電流回路4の共通母線4Aを通じて直流電源Edへの戻り電流となる電源電流idを流す。共振電流回路4は、誘導加熱負荷11を構成する負荷抵抗R0及び負荷インダクタンスL0の直列回路に対して直列共振用コンデンサCsを外付けしてなる負荷直列共振回路4Bを有する。実際上この負荷抵抗R0及び負荷インダクタンスL0は、誘導加熱源として誘導加熱コイルに誘導加熱電流を流して加熱素材に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表す等価回路を示している。負荷直列共振回路4Bの負荷抵抗R0は共通接続回路3に接続されると共に、直列共振用コンデンサCsは共通母線4Aに接続される。かくして誘導加熱負荷11に対して共通接続回路3及び共通母線4Aを通じて電流が流れたとき、これが矢印方向を正方向とする出力電流i0図2Eとなる。共振電流回路4において、共通接続回路3及び共通母線4A間に、負荷直列共振回路4Bと並列に、共振電流スイッチS2が接続され、これが導通動作したとき、誘導加熱負荷11及び直列共振用コンデンサCsの共振動作によって、共通接続回路3及び共通母線4Aを通して共振電流スイッチS2に正方向を矢印で示す共振電流i2図2C2が流れる。共振電流スイッチS2の両端間には逆並列ダイオードD2が接続され、これにより共振電流スイッチS2に逆方向電圧が与えられているとき、逆方向に共振電流i2を流すようになされている。かかる構成に加えて、共振電流回路4の誘導加熱負荷11及び直列共振用コンデンサCsの負荷直列共振回路4Bには並列に、ゼロ電圧スイッチング動作ZVS用コンデンサCpが接続され、全てのスイッチがオフ動作したとき、ゼロ電圧スイッチング動作用コンデンサCpの充放電電流としてこれを共通接続回路3及び共通母線4Aを通じて矢印の方向を正方向とするZVS電流icpをZVS用コンデンサCpに流す。ここでZVS用コンデンサCpに正方向のZVS電流icpが負荷直列共振回路4Bから流れて充電動作するとき、ZVS用コンデンサCpの両端電圧Vcp従って共振電流スイッチS2の両端電圧Vs2は0Vから直流電源Edの一端側の電圧EdVにまで上昇して行く図2D。これとは逆に、負荷直列共振回路4Bから逆方向のZVS電流icpが放電電流として流れたとき、ZVS用コンデンサCpの両端電圧VcpはEdVから0Vにまで降下する図2D。かくしてZVS用コンデンサCpの両端電圧Vcp=Vs2従って共通接続回路3の電圧レベルは、ZVS用コンデンサCpの充電状態の推移に従って0V→EdV→0Vのように切り換わる。これに応じて、図2Dに示すように、Vcp=Vs2=0Vのとき、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3の両端電圧Vs1及びVs3はVs1=Vs3=EdVで、かつ共振電流スイッチS2の両端電圧Vs2はVs2=0Vの状態になる。これに対して、Vcp=EdVのときは、Vs1=Vs3=0Vで、かつVs2=EdVの状態になる。これと共に、ZVS用コンデンサCpの両端電圧Vcpが0V→EdV又はEdV→0Vに変化しているとき、Vs1=Vs3及びVs2は所定の変化率でEdV→0V又は0V→EdVに切り換って行く。この結果、負荷直列共振回路4B、従って誘導加熱負荷11を流れる出力電流i0は、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3のゲートトリガ制御回路15S1及び15S3、並びに共振電流スイッチS2のゲートトリガ制御回路15S2によって第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3、並びに共振電流スイッチS2がゲートトリガ信号TG1図2A1及びTG3図2A3並びにTG2図2A2によって、ゲートトリガ周波数ftでオンオフ制御されたとき、出力電流i0の周波数f0がf0=2ftになるように、図2Bに示す一連のスイッチングモード動作を倍周波ZVS高周波インバータ1が実行することにより負荷直列共振回路4Bにゲートトリガ周波数ftの2倍の周波数f0従って倍周波の出力電流i0図2Eを得る。2スイッチ素子のスイッチングモードの動作原理2-1図1の倍周波ZVS高周波インバータ1は、図2Bに示すスイッチングモードの流れに従って、スイッチングモード切換動作繰返し周期Tごとに繰返し、第1給電電流スイッチS1、共振電流スイッチS2及び第2給電電流スイッチS3をトリガ周波数ftで順次ゲートトリガ動作させることにより、出力周波数f0がf0=2ft......1の関係をもつ出力電流i0を形成する。2-2スイッチングモード切換切換動作繰返し周期Tは、図2において時点t0~t14によって示す時間軸に沿って、360度のゲートトリガ位相角度に分割され、第1給電電流スイッチS1のゲートトリガ信号TG1図2A1のゲートトリガ角としてターンオン角度0度=t2及びターンオフ角度85度=t4を割り当て、共振電流スイッチS2のゲートトリガ信号TG2図2A2のゲートトリガ角としてターンオン角度90度=t6及びターンオフ角度175度=t8を割り当て、第2給電電流スイッチS3のゲートトリガ信号TG3図2A3のゲートトリガ角としてターンオン角度180度=t10及びターンオフ角度265度=t12を割り当てている。これにより第1給電電流スイッチS1には、ターンオン角度0度の時点t2直後の時点t3からターンオフ角度85度の時点t4までの間のタイミングに正方向の給電電流i1図2C1が流れ、また共振電流スイッチS2には、ターンオン角度90度の時点t6直後の時点t7からターンオフ角度175度の時点t8までのタイミングに共振電流i2図2C2が流れ、さらに給電電流スイッチS3には、ターンオン角度180度の時点t10直後の時点t11からターンオフ角度265度の時点t12のタイミングで給電電流i3図2C3が流れる。このように、第1給電電流スイッチS1、共振電流スイッチS2及び第2給電電流スイッチS3には、ターンオン角度0度、90度及び180度からずれた角度の時点t3、t7及びt11から導通電流i1、i2及びi3が流れるので、当該導通電流が流れ始める時点を導通開始時点と呼びその角度を導通開始角度と呼ぶ、また導通電流i1、i2及びi3の流れが終了する時点t4、t8及びt12を導通終了時点と呼ぶその角度を導通終了角度と呼ぶ。これに加えて、第2給電電流スイッチS3のターンオフ角度265度の後、スイッチングモード切換動作繰返し周期Tの終端角度270度の時点t14から抜けて、次のスイッチングモード切換動作繰返し周期Tの始端角度270度の時点t0に入って行く期間に対応して、時点t1から時点t3までの間に2つの逆並列ダイオードD1及びD3を通って逆方向の給電電流i1及びi3図2C1及びC3が流れる。この結果、導通開始時点t3、t7及びt11から導通終了時点t4、t8及びt12までの期間に第1給電電流スイッチS1、共振電流スイッチS2及び第2給電電流スイッチS3を通じて流れる電流と、時点t1から時点t3までの間に逆並列ダイオードD1及びD3を通って逆方向に流れる給電電流i1及びi3の電流の総和でなる出力電流i0図2Eが2周期分の電流として負荷直列共振回路4Bを通って流れる。2-3ここで、負荷直列共振回路4Bの直列共振周波数frは、誘導加熱負荷11の負荷インダクタンスL0の回路定数と、直列共振用コンデンサCsの値とによって、次式fr<f0......2を充足し、かつ直列共振周波数frが出力周波数f0の近傍の値frがf0よりやや小さい値になるように設定する。この条件は、2式に1式を代入することによりft>1/2fr......3のように、トリガ周波数ftが直列共振周波数frの1/2近傍の値ftがfrの1/2よりやや大きい値になるように設定することを意味する。2式のように、直列共振周波数frを出力周波数f0より小さい値に設定したのは、第1給電電流スイッチS1に給電電流i1を流すスイッチングモードと共振電流スイッチS2に共振電流i2を流すスイッチングモードとの間に、これらのスイッチ間に直接に電流を流さないようにするデッドタイムTd1t4~t7を設け、また共振電流スイッチS2に給電電流i2を流すスイッチングモードと第2給電電流スイッチS3に給電電流i3を流すスイッチングモードとの間にこれらのスイッチ間に直接に電流を流さないようにするデッドタイムTd2t8~t11を設け、さらに第2給電電流スイッチS3に給電電流i3を流すスイッチングモードと第1給電電流スイッチS1に給電電流i1を流すスイッチングモードとの間に、出力電流i0の1/2周期分に対応する逆方向の給電電流i1及びi3を逆並列ダイオードD1及びD3に流すようにするためである。このデッドタイムTd1及びTd2は、図2Bのスイッチングモードa~kのうち、ゼロボルテージスイッチングZVS動作を満たす期間d及びg以上の角度に設定するものである。2-4上述の動作原理によれば、時点t3~t4、t7~t8、t11~t12の間に流れる、第1給電電流スイッチS1の電流i1、共振電流スイッチS2の電流i2、第2給電電流スイッチS3の電流i3と、時点t1~t3の間に流れる逆並列ダイオードD1及びD3の電流i1及びi3との総和によって、負荷直列共振回路4Bに流れる出力電流i0として、ゲートトリガ周波数frに対して倍周波=2frの出力周波数f0をもつ共振自由振動波形の電流を形成できる。2-5実施例として、出力周波数f0=60kHzより少し小さい直列共振周波数fr=59.31kHzとなるように、負荷抵抗R0=0.4Ω、負荷インダクタンスL0=40μH、直列共振用コンデンサCs=0.18μF、ZVS用コンデンサCp=0.05μFに設定すると共に、ゲートトリガ周波数ftをft=f0/2=30kHzに設定したところ、直流電源Edの電圧Ed=270Vにおいて、出力電流I0=IR0=128Aで、出力電力P0=6.55kWの出力が得られた。3倍周波ZVS高周波インバータのスイッチングモード切換動作倍周波ZVS高周波インバータ1は、第1給電電流スイッチS1、共振電流スイッチS2及び第2給電電流スイッチS3をゲートトリガ制御回路15S1、15S2及び15S3のゲートトリガ信号TG1、TG2及びTG3図2A1、A2及びA3によってゲートトリガ周波数ftでターンオン制御することにより、図2Bに示すように、スイッチングモード切換動作繰返し周期Tごとに、スイッチングモードa~kに順次切換動作をし、これにより、図2C1及びC3に示すように給電電流i1及びi3を誘導加熱負荷11に給電すると共に、図2C2に示すように共振電流スイッチS2の共振電流i2と、図2C1及びC3に示すように負方向の給電電流i1及びi3でなる共振電流とを、誘導加熱負荷11の自由共振動作に基づいて流すことにより、図2Eに示すような出力電流i0を形成する。特に、ZVS動作を満たすためには、デッドタイムTd1及びTd2はモードa,d,g,jのZVS動作期間以上の角度を満たすことが必要で、各スイッチS1,S2,S3のゲートトリガ信号制御回路15S1、15S2、15S3は、このデッドタイムにより、各スイッチの両端電圧Vs1、Vs2、Vs3がゼロVになってからゲートトリガ信号を加える。その結果、ZVSコンデンサCpの充電及び放電動作に基づいて、共通接続回路3の電圧を、直流電源Edの一端の電圧EdVと、他端の電圧0Vとの間で切り換える図2Dことにより、出力電流i0として、ゲートトリガ制御回路15S1及び15S3並びに15S2のゲートトリガ周波数ftの2倍の周波数f0の自由振動共振波形をもった電流を形成できる図2E。3-1全スイッチオフモードa図2Bに示すように、前回のスイッチングモード切換動作繰返し周期Tの終端時点t14を抜けて今回の開始時点t0からスイッチングモード切換動作繰返し周期Tに入ると、倍周波ZVS高周波インバータ1は、図3に示す全スイッチオフモードaに入る。倍周波ZVS高周波インバータ1は、前回のスイッチングモード切換動作繰返し周期Tについて、図13について後述するように、D2単流モードkにおいて、ZVS用コンデンサCpの両端電圧Vcp及び共振電流スイッチS2の両端電圧Vs2がVcp=Vs2=0V従って共通母線4Aが直流電源Edの他端の電圧0Vで、共通接続回路3が0Vの状態にある。このとき倍周波ZVS高周波インバータ1は、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3と共振電流スイッチS2とが全てオフ制御される状態に切り換わると共に、D2単流モードkで流れていた共振電流i2が時点t14=t0においてゼロクロスしたとき誘導加熱負荷11の負荷インダクタンスL0に流れている出力電流i0が、その自由共振電流としての連続性から、図3において矢印m1で示すように、負荷インダクタンスL0-負荷抵抗R0-ZVS用コンデンサCp-直列共振用コンデンサCs-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-ZVS用コンデンサCp-負荷直列共振回路4Bの電流ループに切り換って図2E、共通接続回路3及び共通母線4Aを介してZVS用コンデンサCpに充電電流を与える。これにより、ZVS用コンデンサCpの両端電圧Vcp従って共振電流スイッチS2の両端電圧Vs2は図2Dに示すように、0VからEdVに向かって上昇して行く。このことは、共通接続回路3の電圧が、0VからEdVに向かって上昇して行くことを意味すると同時に、共通接続回路3と給電電流回路2の共通母線2Aとの間に接続されている第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3の両端電圧Vs1及びVs3がEdVから0Vに降下して行くことを意味する。この全スイッチオフモードaにおいて、やがて時点t1において共通接続回路3の電圧がEdVに達すると、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3の両端電圧Vs1及びVs3がVs1=Vs3=0Vになることにより、逆並列ダイオードD1及びD3の両端電圧が0Vになることによって導通して、倍周波ZVS高周波インバータ1は図4に示すD1D3複流モードbに切り換わる。3-2D1D3複流モードbD1D3複流モードbにおいて、負荷インダクタンスL0の電流i0は、その自由共振電流としての連続性によって、図4において矢印m2で示すように、ZVS用コンデンサCpを充電していた電流が、導通状態になった逆並列ダイオードD1及びD3を通して負方向の給電電流i1図2C1及びi3図2C3として、負荷インダクタンスL0-負荷抵抗R0-逆並列ダイオードD1D3-直流電源Ed-直列共振用コンデンサCs-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-逆並列ダイオードD1D3-直流電源Ed-負荷直列共振回路4Bの電流ループに切り換わって流れる。この結果、倍周波ZVS高周波インバータ1は、時点t3において次のS1単流モードc図5に切り換わるまでの間、負方向の給電電流i1及びi3図2C1及びC3の総和として、負側の1/2周期分の出力電流i0図2Eを流す。D1D3複流モードbにおいて流れる電流は、誘導加熱負荷11及び直列共振用コンデンサCsの共振動作による自由共振電流として共振電流回路4の負荷直列共振回路4Bから給電電流回路2に送り出される。この共振電流は、自由共振電流の連続性から、やがて時点t3においてゼロクロス状態になるが、倍周波ZVS高周波インバータ1のトリガ制御回路15S1のゲートトリガ信号TG1図2A1は時点t3の直前の時点t2において、第1給電電流スイッチS1をゲートオン動作させる。この第1給電電流スイッチS1は、そのオン動作時において、両端電圧Vs1が逆並列ダイオードD1に電流が流れたVs1=0Vの状態であるので、ゼロ電圧スイッチング動作ZVS動作することにより、第1給電電流スイッチS1に電圧サージも、電流サージも生じさせることなく、電流を流せる状態に切り換わる。この状態において、やがて時点t3において出力電流i0がゼロクロスすると、倍周波ZVS高周波インバータ1は、図5に示すS1単流モードcに切り換わる。ここで、時点t1から時点t3までの間に逆並列ダイオードD1及びD3に流れる電流波形は、上述の3式により、ゲートトリガ周波数ftの値が負荷直列共振回路4Bの直列共振周波数frの1/2よりやや大きい値になるように設定されていることにより、逆並列ダイオードD2を流れる電流i2がゼロクロスする時点t0から逆並列ダイオードD1及びD3の電流i1及びi3がゼロクロスする時点t3までの間に、負荷直列共振回路4Bの自由共振電流波形の1/2周期に相当する共振電流波形を形成する。かくして、時点t1から時点t3までの間の負方向の給電電流i1及びi3の総和の出力電流i0の波形は、前回のスイッチングモード切換動作繰返し周期Tの時点t11から時点t12までの間に第2給電電流スイッチS2から給電されていた給電電流i3の電流波形図2C3と、時点t3以後のモードcの間に第1給電電流スイッチS1から給電される給電電流i1の電流波形図2C1との間を、1/2周期分の自由共振電流波形として滑らかにつなぐことになるこのときの出力電流i0の波形部分をつなぎ波形と呼ぶ。3-3S1単流モードc時点t3においてS1単流モードcになると、倍周波ZVS高周波インバータ1は、直流電源Edの電源電流idを、第1給電電流スイッチS1の給電電流i1及び共通接続回路3の電流i12を順次通じて、給電電流回路2からの給電電流として、誘導加熱負荷11に給電する。このとき誘導加熱負荷11には、図5において矢印m3で示すように、負荷抵抗R0-負荷インダクタンスL0-直列共振用コンデンサCs-直流電源Ed-第1給電電流スイッチS1-負荷抵抗R0従って負荷直列共振回路4B-直流電源Ed-第1給電電流スイッチS1-負荷直列共振回路4Bの電流ループを通って給電電流i1図2C1が流れる。この給電電流i1は、時点t3から時点t4までの間、負荷直列共振回路4Bの自由共振動作によって、出力電流i0図3Eの正側の1/2周期分の主要部に対応する波形を呈する。かくして倍周波ZVS高周波インバータ1は、ゼロ電圧スイッチング動作により、各スイッチ素子にサージ波形を生じさせずに、D1D3複流モードbからS1単流モードcに切り換わる。3-4全スイッチオフモードd倍周波ZVS高周波インバータ1のゲートトリガ制御回路15S1は、上述のS1単流モードcの時点t4において第1給電電流スイッチS1をターンオフして図6の全スイッチオフモードdに移行する。このとき、第1給電電流スイッチS1から誘導加熱負荷11に流れていた給電電流i1は流れなくなるが、負荷直列共振回路4Bの自由共振動作によって誘導加熱負荷11の出力電流が矢印m4で示す方向に流れ続けることにより、負荷インダクタンスL0-直列共振用コンデンサCs-ZVS用コンデンサCp-負荷抵抗R0-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-ZVS用コンデンサCp-負荷直列共振回路4Bの電流ループに出力電流i0図2Eが共振電流として流れる。このとき流れる出力電流i0は、図3の全スイッチオフモードaの場合とは逆方向にZVS用コンデンサCpに流れ、これにより当該ZVS用コンデンサCpは放電されて行くことによって共通接続回路3の電圧がEdVから0Vに変化して行き、これにより共振電流スイッチS2の両端電圧Vs2がEdVから0Vに変化して行く図2D。この変化に伴って給電電流回路2の共通母線2A及び共通接続回路3間の電圧、従って第1及び第2給電電流スイッチS1及びS2の両端電圧Vs1及びVs3が0VからEdVに変化する図2D。やがて時点t5において共通接続回路3の電圧が0Vになって、共振電流スイッチS2の両端電圧Vs2が0Vになると、倍周波ZVS高周波インバータ1は、図7に示すD2単流モードeに移行する。3-5D2単流モードe図7のD2単流モードeにおいて、誘導加熱負荷11に流れる出力電流i0は、共振電流としての連続性から、矢印m5に示す方向に、負荷インダクタンスL0-直列共振用コンデンサCs-逆並列ダイオードD2-負荷抵抗R0-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-逆並列ダイオードD2-負荷直列共振回路4Bの電流ループを負方向の共振電流i2図2C2として流れる。かくして誘導加熱負荷11に流れる出力電流i0は、正側に流れる共振電流としての連続性をもった信号波形になる図2E。この共振電流i2が時点t7においてゼロクロスする波形になったとき図2C2、倍周波ZVS高周波インバータ1は、図8のS2単流モードfに移行するが、ゲートトリガ制御回路15S2は時点t7の直前の時点t6においてゲートトリガ信号TG2図2A2によって共振電流スイッチS2をターンオン動作させる。共振電流スイッチS2は、そのターンオン動作時において、両端電圧Vs2が逆並列ダイオードD2に電流が流れたVs2=0Vの状態であるので、ゼロ電圧スイッチング動作ZVS動作することにより、電圧サージも、電流サージも生じさせることなく、共振電流スイッチS2に共振電流i2を流せる状態に切り換わる。3-6S2単流モードf図8のS2単流モードfにおいて、共振電流スイッチS2を流れる共振電流i2は、負荷直列共振回路4Bの自由共振動作に基づく連続性から、図8において矢印m6で示すように、負荷インダクタンスL0-負荷抵抗R0-共振電流スイッチS2-直列共振用コンデンサCs-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-共振電流スイッチS2-負荷直列共振回路4Bの電流ループに切り換わって、図2C2に示すように時点t7から時点t8までの間の共振波形となって流れ、これにより倍周波ZVS高周波インバータ1は、図2Eに示すように、負側の1/2周期の主要部に対応する出力電流i0を流す。このS2単流モードfは、時点t8において、共振電流スイッチS2がゲートトリガ制御回路15S2のゲートトリガ制御信号TG2図2A2によってターンオフ動作することにより終了して、図9に示す全スイッチオフモードgに移行する。3-7全スイッチオフモードg倍周波ZVS高周波インバータ1は、時点t8において全スイッチオフモードgに移行したとき、負荷直列共振回路4Bが自由共振動作することにより共振電流スイッチS2に流れていた負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、図9で矢印m7で示すように、負荷インダクタンスL0-負荷抵抗R0-ZVS用コンデンサCp-直列共振用コンデンサCs-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-ZVS用コンデンサVcp-負荷直列共振回路4Bの電流ループを通って出力電流i0図2Eを流す。この電流はZVS用コンデンサCpに充電電流を流すことになり、その両端電圧Vcp従って電圧Vs2、共通接続回路3の電圧が0VからEdVに上昇して行く図2D。やがて時点t9において共通接続回路3の電圧がEdVになったとき、逆並列ダイオードD1及びD3に逆方向電圧がかからなくなることにより、負荷直列共振回路4Bから当該逆並列ダイオードD1及びD3を通じて電流が流れる、図10に示すD1D3複流モードhになる。3-8D1D3複流モードh図10のD1D3複流モードhにおいて、負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、倍周波ZVS高周波インバータ1は、矢印m8で示すように、負荷インダクタンスL0-負荷抵抗R0-逆並列ダイオードD1D3-直流電源Ed-直列共振用コンデンサCs-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-逆並列ダイオードD1D3-直流電源Ed-負荷直列共振回路4Bの電流ループに出力電流i0を流す。このとき、出力電流i0図2Eは、共振電流波形をもつ給電電流i1及びi3の総和として、負側の共振電流波形となる。このD1D3複流モードhの給電電流i1及びi3図2C1及びC3がゼロクロスする時点t11の直前の時点t10において、倍周波ZVS高周波インバータ1は、トリガ制御回路15S3のゲートトリガ制御信号TG3図2A3によって、第2給電電流スイッチS3をゲートオン制御することにより、図11のS3単流モードiに切り換える。ここで第2給電電流スイッチS3は、そのターンオン動作時において、両端電圧Vs3が逆並列ダイオードD3に電流が流れたVs3=0Vの状態であるので、ゼロ電圧スイッチング動作ZVS動作することにより、電圧サージも、電流サージも生じさせることなく、第2給電電流スイッチS3に共振電流i3を流せる状態に切り換わる。3-9S3単流モードi図11のS3単流モードiにおいて、倍周波ZVS高周波インバータ1は、負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、矢印m9で示すように、負荷インダクタンスL0-直列共振用コンデンサCs-直流電源Ed-第2給電電流スイッチS3-負荷抵抗R0-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-直流電源Ed-第2給電電流スイッチS3-負荷直列共振回路4Bの電流ループを通って出力電流i0を流す。この結果出力電流i0の電流波形は、時点t11から時点t12までの間当該第2給電電流スイッチS3を流れる給電電流i3図2C3によって、図2Eに示すように1/2周期の主要部に対応する共振波形を呈する。倍周波ZVS高周波インバータ1は、時点t12において、トリガ制御回路15S3のゲートトリガ信号TG3図2A3によって、第2給電電流スイッチS3をターンオフ動作させることにより、図12に示す全スイッチオフモードjに移行させる。3-10全スイッチオフモードj図12の全スイッチオフモードjにおいて、倍周波ZVS高周波インバータ1は、負荷インダクタンス電流が共振電流としての連続性をもつことから、矢印m10で示すように、負荷インダクタンスL0-直列共振用コンデンサCs-ZVS用コンデンサCp-負荷抵抗R0-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-ZVS用コンデンサCp-負荷直列共振回路4Bの電流ループに出力電流i0を流す。この出力電流i0はZVS用コンデンサCpを放電動作させるので、その両端電圧Vcp従って電圧Vs2、共通接続回路3の電圧は、EdVから0Vに降下して行く図2D。やがて、ZVS用コンデンサCpの両端電圧Vcpが0V従って共通接続回路3が0Vになると、倍周波ZVS高周波インバータ1は、共振電流スイッチS2の逆並列ダイオードD2の両端電圧が0Vになることにより、当該逆並列ダイオードD2を通して出力電流i0を流す図13のD2単流モードkに切り換わる。3-11D2単流モードk図13のD2単流モードkにおいて、倍周波ZVS高周波インバータ1は、誘導加熱負荷11の負荷インダクタンス電流が、共振電流としての連続性をもつことから、矢印m11で示す方向に、負荷インダクタンスL0-直列共振用コンデンサCs-逆並列ダイオードD2-負荷抵抗R0-負荷インダクタンスL0従って負荷直列共振回路4B-逆並列ダイオードD2-負荷直列共振回路4Bの電流ループに出力電流i0を流す。このときこの逆並列ダイオードD2を通る共振電流i2は、共振波形をもっていることにより出力電流i0図2Eは正側の共振電流波形となる。やがて時点t14において逆並列ダイオードD2を流れている共振電流i2がゼロクロスすると、当該共振電流i2は逆並列ダイオードD2を流れることができなくなって、次のスイッチングモード切換動作繰返し周期Tの時点t0から全スイッチオフモードaに移って、ZVS用コンデンサCpの充電を開始する。4実施の形態の作用効果以上の構成において、倍周波ZVS高周波インバータ1は、順次繰り返されるスイッチングモード切換動作繰返し周期Tの時点t3~t4、t7~t8、t11~t12のタイミングにおけるS1単流モードc図5、S2単流モードf図8及びS3単流モードi図11において、順次第1給電電流スイッチS1、共振電流スイッチS2及び第2給電電流スイッチS3から、共通接続回路3を介して、誘導加熱負荷11に流れる給電電流及び共振電流によって、出力電流i0として自由共振波形を有する3つの1/2周期分に対応する電流を流す図2E。これに対してスイッチングモード切換動作繰返し周期Tの時点t1~t3のタイミングにおけるD1D3複流モードb図4において、共通接続回路3を通して給電電流回路2を構成する逆並列ダイオードD1及びD3に対して負荷直列共振回路4Bによってその自由共振動作に基づいて発生される共振電流を負方向の給電電流i1及びi3として流すことにより、自由共振波形を有する1つの1/2周期分に対応する電流を流す図2E。この結果D1D3複流モードbの期間における出力電流i0は、2つの逆並列ダイオードD1及びD3を流れる共振電流の総和として共振信号の波形を形成する。かくして各スイッチングモード切換動作繰返し周期Tにおいて、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3並びに共振電流スイッチS2のオン動作期間が出力電流i0の1/2周期3回分に相当する自由振動波形を形成するのに対して、残る1回分の1/2周期の電流を電流スイッチを用いずに、逆並列ダイオードD1及びD3を利用して、つなぎ波形となる自由振動波形を形成することができる。このような機能は、1式のように出力周波数f0をトリガ周波数ftに対してf0=2ftに設定すると共に、2式のように直列共振周波数frをfr<f0に設定し、これにより3式のft>1/2frのようにftが1/2frよりやや大きい値に設定することにより、実現できる。この結果、倍周波ZVS高周波インバータ1は、第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3並びに共振電流スイッチS2のトリガゲート周波数ftに対して倍周波の出力周波数f0=2ftの自由振動波形を有する出力電流を得ることができる。また、ZVS用コンデンサCpは、本来第1及び第2給電電流スイッチS1及びS3と共振電流スイッチS2とをゲートトリガ動作させる際に、その両端電圧が必ず0Vになっている状態を作り出す目的で用いられているが、上述の実施の形態においては、当該ゼロ電圧スイッチング動作をさせながら当該ZVS用コンデンサCpを利用してD1D3複流モードbにおいて逆並列ダイオードD1及びD3を通じて出力電流i0を流す期間を形成することにより、当該D1D3の複流モードに対応する出力電流i0を含んで全体として2周期分の共振波形を形成できる。かくして各スイッチのゲートトリガ周波数ftに対して2倍の出力周波数f0を有する出力電流i0を得るにつき、これを3つのスイッチ素子で実現できることにより、D1D3複流モードbにおける出力電流i0を形成するための1つ分のスイッチ素子及びその制御系の構成を簡略化することができる。5実施例上述の実施の形態を構成する実施例として、直流電源Edの電圧Ed=270V、負荷抵抗R0=0.4Ω、負荷インダクタンスL0=40μH、直列共振用コンデンサCs=0.18μF、ZVS用コンデンサCp=0.05μF、デッドタイム角5度に設定した場合において、出力周波数f0kHz=2倍のゲートトリガ周波数2ftkHzを図14に示すように60kHzから66kHzまで変化させたところ、出力電力P0kWは6.554kWから0.314kWまで変化すると共に、出力電流I0=IR0Aは128Aから28Aまで変化することを確認できた。6デッドタイムの意義上述の実施の形態において用いたデッドタイムTd1=t4~t7、Td2=t8~t11は、通常1~3μSと時間で設定する場合が多いが、このようにすると、周波数の変化によって、デッドタイムとしての角度が変わってしまうので、上述の実施の形態においては、敢えて、デッドタイムを角度表示Tdangle度で表示している。このデッドタイムはZVS動作サージ電圧、電流を発生せず、スイッチング損失を抑制できるを実現する上で、極めて重要で、モードa、モードd、モードg、モードjのZVS動作期間中は、絶対にゲート信号をスイッチに印加してはならない。すなわち、ゲート信号を各スイッチに印加するタイミングはZVS動作期間<Tdangle度<ZVS動作期間逆並列接続ダイオード導通期間ということで、幅があり、逆並列接続ダイオードの導通期間中にゲートトリガ信号の導通開始時点すなわち導通開始角度を設定しておけば良いことになる。7他の実施の形態7-1上述の実施の形態においては、逆並列ダイオードD1及びD3に共振電流を流したD1D3複流モードb後にこれに続いて第1給電電流スイッチS1に給電電流を流すようにした場合について述べたが、この順序を入れ換えて、逆並列ダイオードD1及びD3に共振電流を流したD1D3複流モードb後これに続いて第2給電電流スイッチS3を通じて給電電流を流すようにしても、上述の場合と同様の効果を得ることができる。7-2上述の実施の形態においては、D1D3複流モードbにおいて、逆並列ダイオードD及びD3に、時点t1から時点t2までの期間に、出力電流i0の1/2周期に対応する給電電流i1及び共振電流i3を流すことにより、ゲートトリガ信号の信号派の出力電流i0を得るようにしたが、D1D3複流モードbの動作期間を変更する例えば短くすることによって出力電流i0の周波数を変更するようにしても、上述の場合と同様の効果を得ることができる。"