"給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、前記給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、かつ、前記給電コイルが実質的に非共振の状態で、前記給電コイルから前記受電コイルに交流電力をワイヤレス給電させる送電制御回路と、を備えることを特徴とするワイヤレス給電装置。前記給電コイルへの第1の方向からの電流の供給を制御する第1のスイッチと、前記給電コイルへの第2の方向からの電流の供給を制御する第2のスイッチと、を備え、前記送電制御回路は、前記第1および第2のスイッチを交互に導通させることにより前記給電コイルに交流電流を供給することを特徴とする請求項1に記載のワイヤレス給電装置。前記第1および第2のスイッチを流れる電流は、結合トランスを介することなく前記給電コイルに直接的に供給されることを特徴とする請求項2に記載のワイヤレス給電装置。前記交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路と、を更に備えることを特徴とする請求項1に記載のワイヤレス給電装置。前記交流電力が発生させる磁場により誘導電流を発生させる検出コイル、を更に備え、前記位相検出回路は、前記誘導電流の位相を計測することにより、前記交流電力の電流位相を計測することを特徴とする請求項4に記載のワイヤレス給電装置。前記送電制御回路は、前記検出された位相差が減少するように前記駆動周波数を調整することを特徴とする請求項4に記載のワイヤレス給電装置。前記給電コイルは前記受電コイルと対向する位置に設けられ、前記給電コイルの非対向面には、磁性体板が取り付けられることを特徴とする請求項1に記載のワイヤレス給電装置。前記給電コイルの非対向面には、更に、電界遮蔽板が取り付けられることを特徴とする請求項7に記載のワイヤレス給電装置。前記送電制御回路は、前記受電コイルの共振周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することを特徴とする請求項1に記載のワイヤレス給電装置。給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、前記給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルから前記受電コイルに交流電力をワイヤレス給電させる送電制御回路と、を備え、前記給電コイルは、給電側の回路要素とは、前記受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しないことを特徴とするワイヤレス給電装置。給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、前記給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルから前記受電コイルに交流電力をワイヤレス給電させる送電制御回路と、を備え、前記給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成であることを特徴とするワイヤレス給電装置。ワイヤレス給電装置とワイヤレス受電装置を備え、前記ワイヤレス給電装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を前記給電コイルに供給することにより、実質的に非共振の状態のまま前記給電コイルから受電コイルに交流電力を給電させる送電制御回路と、を含み、前記ワイヤレス受電装置は、前記受電コイルと、前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した交流電力を供給されるロードコイルと、を含むことを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。前記ワイヤレス受電装置は、前記受電コイルと共振回路を形成するキャパシタ、を更に含むことを特徴とする請求項12に記載のワイヤレス電力伝送システム。しかし、本発明者の検証の結果、給電側共振回路は、共振周波数fr1だけでなく、別の共振周波数fr2でも共振することが判明した。給電側共振回路LC回路と受電側共振回路LC回路が磁場成分による結合磁場結合することにより、給電コイルと受電コイルの間に相互インダクタンスMが形成される。そして、この相互インダクタンスM、給電側共振回路および受電側共振回路により形成される新たな共振回路が、共振周波数fr1とは異なる共振周波数fr2を持つためではないかと考えられる。給電コイルと受電コイルの距離以下、コイル間距離とよぶを大きくするとfr1とfr2が接近する。したがって、給電側共振回路に供給される交流電力の駆動周波数foを共振周波数fr1に追随させようとする場合、駆動周波数foが本来のターゲットである共振周波数fr1ではなく共振周波数fr2の方に追随してしまう可能性がある。共振周波数fr2はワイヤレス給電の副作用として発生した望まざる共振点であるため、除去することが望ましい。もちろん、駆動周波数foを共振周波数fr2に追随させてもよいが、その場合には共振周波数fr1が不要となる。また、共振周波数fr1を低周波数帯に設定する場合には、給電側共振回路LC回路に含まれるキャパシタの静電容量を大きくする必要がある。しかし、静電容量を大きくするとキャパシタのサイズが大きくなってしまう。また、キャパシタが大きくなれば誘電損失が大きくなるというデメリットがある。本発明におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電する。この装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、実質的に非共振の状態のまま給電コイルから交流電力を給電させる送電制御回路と、を備える。このワイヤレス給電装置は、給電コイルを実質的に非共振の状態で交流電力を給電する。ここでいう実質的に非共振とは、給電コイルの共振をワイヤレス給電の必須構成要件としないことを意味する。給電コイルがなんらかの回路要素と偶発的に共振することまでも排除する意味ではない。また、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象とは、給電コイルが発生させる交流磁場に基づく受電コイル回路の共振現象を意味する。給電コイルに駆動周波数の交流電流を供給すると、給電コイルは駆動周波数の交流磁場を発生させる。この交流磁場により、給電コイルおよび受電コイルを主として磁場成分により結合磁場結合させることにより受電コイル回路を共振させる。このとき、受電コイルに大きな交流電流が流れる。受電コイル回路の共振周波数に駆動周波数を一致させれば、給電コイル自体が共振しなくても、高効率の磁場共振型ワイヤレス給電が可能であることがわかった。送電制御回路は、受電コイル回路の共振周波数にて交流電流を給電コイルに供給してもよい。この装置は、給電コイルへの第1の方向からの電流の供給を制御する第1のスイッチと、給電コイルへの第2の方向からの電流の供給を制御する第2のスイッチを備えてもよい。送電制御回路は、第1および第2のスイッチを交互に導通させることにより給電コイルに交流電流を供給してもよい。第1および第2のスイッチを流れる電流は、結合トランスを介することなく給電コイルに直接的に供給されてもよい。給電コイルにより共振回路を形成する必要がないので、給電コイルに高電圧を印加しやすくなるためである。この装置は、交流電力の電圧位相と電流位相の位相差を検出する位相検出回路を備えてもよい。また、交流電力が発生させる磁場により誘導電流を発生させる検出コイルを備えてもよい。位相検出回路は、誘導電流の位相を計測することにより、交流電力の電流位相を計測してもよい。送電制御回路は、検出された位相差が減少するように駆動周波数を調整してもよい。これにより、駆動周波数を受電コイル回路の共振周波数に追随させてもよい。給電コイルは受電コイルと対向する位置に設けられてもよい。そして、給電コイルの非対向面には、磁性体板や電界遮蔽板が取り付けられてもよい。本発明の別側面におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電する。この装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、給電コイルから交流電力を給電させる送電制御回路を備える。給電コイルは、給電側の回路要素とは、受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しない。給電コイルは、ワイヤレス給電装置に含まれるその他の回路要素とは共振回路を形成しないように構成されればよい。少なくとも、受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路は給電側において形成されない。本発明の更に別側面におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルから受電コイルにワイヤレス給電するための装置である。この装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、給電コイルから交流電力を給電させる送電制御回路を備える。ここで給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成となっている。本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、ワイヤレス給電装置とワイヤレス受電装置を備える。ワイヤレス給電装置は、給電コイルと、駆動周波数にて交流電流を給電コイルに供給することにより、実質的に非共振の状態のまま給電コイルから受電コイルに交流電力を給電させる送電制御回路を含む。ワイヤレス受電装置は、受電コイルと、受電コイルと磁気結合し、受電コイルが給電コイルから受電した交流電力を供給されるロードコイルを含む。ワイヤレス受電装置は、受電コイルと共振回路を形成するキャパシタを含んでもよい。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。図1は、一般的なワイヤレス電力伝送システム308の原理図である。具体的には、図1は、特許文献6に開示されるワイヤレス電力伝送システムの原理を模式的に示すものである。ワイヤレス電力伝送システム308は、ワイヤレス給電装置310とワイヤレス受電装置312を含む。ワイヤレス給電装置310は給電LC共振回路300を含む。ワイヤレス受電装置312は受電LC共振回路302を含む。給電LC共振回路300は、給電キャパシタCSと給電コイルLSを含む。受電LC共振回路302は、受電キャパシタCRと受電コイルLRを含む。給電コイルLSと受電コイルLRの磁場結合を無視できるほど両者が充分に離れた状態において給電LC共振回路300および受電LC共振回路302それぞれの共振周波数が同一となるように、給電キャパシタCS、給電コイルLS、受電キャパシタCR、受電コイルLRが設定される。この共通の共振周波数をfr0とする。給電コイルLSと受電コイルLRを充分に磁場結合できる程度に近づけた状態では、給電LC共振回路300、受電LC共振回路302およびその間に発生する相互インダクタンスMにより新たな共振回路が形成される。ワイヤレス給電装置310においては、給電源VGからこの新共振回路の共振周波数fr1にて交流電力が給電LC共振回路300に供給される。新共振回路の一部である給電LC共振回路300は共振点1共振周波数fr1で共振する。給電LC共振回路300が共振すると、給電コイルLSは共振周波数fr1の交流磁場を発生させる。同じく新共振回路の一部である受電LC共振回路302もこの交流磁場により共振する。給電LC共振回路300と受電LC共振回路302が同一の共振周波数fr1にて共振するとき、給電コイルLSから受電コイルLRに最大の電力伝送効率にてワイヤレス給電がなされる。ワイヤレス受電装置312の負荷LDから受電電力が出力電力として取り出される。新共振回路は、給電LC共振回路300と受電LC共振回路302それぞれの共振周波数fr0よりも低い上記共振周波数fr1だけでなく、共振周波数fr0よりも高い共振周波数fr2も発生する。すなわち、給電コイルLSと受電コイルLRとが磁場結合することにより、給電コイルLSと受電コイルLRとの間に相互インダクタンスMが生じ、給電LC共振回路300と受電LC共振回路302、相互インダクタンスMとから構成される新共振回路が形成される。新共振回路は、共振点1共振周波数fr1だけでなく共振点2共振周波数fr2でも共振する。共振周波数fr1により電力伝送する場合でも、本来の目的である共振点1共振周波数fr1だけでなく、不要な共振点2共振周波数fr2が生じてしまうことになる。また、当然ながら、給電キャパシタCSは誘電損失を発生させる。特に、共振周波数fr1が低周波数帯にあるときには誘電損失が大きくなる。低周波数帯では給電キャパシタCSのサイズも大きくなりやすい。図2は、一般的なワイヤレス電力伝送システム308における駆動周波数と出力電力の関係を示すグラフである。給電源VGは、駆動周波数foの交流電流を給電LC共振回路300に流す。給電源VGは、駆動周波数foを調整して、共振周波数fr1に一致させる機能を備えるものとする。もっとも、完全に一致させることが望ましいが、少なくとも、完全一致するように駆動周波数foを調整することが重要であるため、厳密には常に完全一致するとは限らないことはいうまでもない。中距離特性304は、コイル間距離Dが小さいときの駆動周波数foと出力電力の関係を示す。中距離特性304の場合、相互インダクタンスMの影響により、2つの共振点共振周波数fr1,fr2は互いに離れている。したがって、共振周波数fr1の近辺に駆動周波数foの制御範囲を限定しておけば、共振点1共振周波数fr1を検出して、駆動周波数foと共振周波数fr1に一致させやすくなる。遠距離特性306は、コイル間距離Dが大きくなったときの駆動周波数foと出力電力の関係を示す。相互インダクタンスMの影響が小さくなるため2つの共振点共振周波数fr1,fr2は接近する。この場合、駆動周波数foは、共振周波数fr1ではなく共振周波数fr2の方に一致してしまう可能性がある。あるいは、共振周波数fr1と共振周波数fr2の間で追随目標が揺れてしまう可能性がある。コイル間距離Dが更に大きくなれば、相互インダクタンスMの影響をほとんど無視できるため共振周波数fr1と共振周波数fr2はほぼ同一となる。すなわち、共振周波数fr1と共振周波数fr2は、どちらも共振周波数fr0に近づく。[第1実施形態]図3は、第1実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100の原理図である。ワイヤレス電力伝送システム100は、ワイヤレス給電装置116とワイヤレス受電装置118を含む。ワイヤレス受電装置118は受電LC共振回路302を含むが、ワイヤレス給電装置116は給電LC共振回路300を含まない。すなわち、給電コイルLSは、LC共振回路の一部とはなっていない。より具体的には、給電コイルLSは、ワイヤレス給電装置116に含まれる他の回路要素とは共振回路を形成しない。給電コイルLSに対しては、直列並列のいずれにもキャパシタが挿入されない。したがって、電力を伝送するときの周波数においては、給電コイルLSは非共振となる。給電源VGは、共振周波数fr1の交流電流を給電コイルLSに供給する。ここでいう共振周波数fr1は、給電コイルLSおよび受電LC共振回路302により形成される新たな共振回路の共振周波数である。給電コイルLSは共振しないが、共振周波数fr1の交流磁場を発生させる。受電LC共振回路302は、この交流磁場により図1に示したワイヤレス受電装置312と同様共振する。この結果、受電LC共振回路302には大きな交流電流が流れる。本発明者による検証の結果、給電コイルLSの共振はワイヤレス給電の必須要件ではないことが判明した。給電コイルLSは、給電LC共振回路の一部ではないため、ワイヤレス給電装置116としては共振周波数fr1にて共振状態には移らない。一般的には、磁場共振型のワイヤレス給電は、給電側と受電側双方に共振回路を形成し、それぞれの共振回路を同一の共振周波数fr1で共振させることにより、大電力の送電が可能となると解釈されている。しかし、給電LC共振回路300を含まないワイヤレス給電装置116であっても、ワイヤレス受電装置118が受電LC共振回路302を含んでさえいれば、磁場共振型のワイヤレス給電を実現可能であることがわかった。給電コイルLSと受電側コイルLRが磁場結合しても、給電キャパシタCSが省略されているため新たな共振回路が形成されない。この場合、電力を伝送するときの周波数では給電コイルLSは非共振となるので、磁場結合により2つ目の共振点を生じることがなくなる。給電キャパシタCSが不要であるためサイズやコスト面でも有利となる。図4は、第1実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100の模式図である。VCOVoltageControlledOscillator202は、駆動周波数foの交流電流を増幅回路206に供給する。増幅回路206は、交流電流を増幅して給電コイルL2に供給する。電流検出回路204は、給電コイルL2に流れる交流電流の電流位相を計測する。位相比較回路150は、VCO202が発生させる電圧Voの電圧位相と電流検出回路204により検出される電流位相を比較する。駆動周波数foが共振周波数fr1と一致していれば、電流位相と電圧位相も一致する。電流位相と電圧位相のずれ位相差を検出することにより、駆動周波数foと共振周波数fr1のずれを検出し、周波数のずれが解消されるようにVCO202の駆動周波数foを調整する。このような構成により、ワイヤレス給電装置116は駆動周波数foを共振周波数fr1に追随させる。ワイヤレス受電装置118は、受電コイル回路130とロード回路140を含む。受電コイル回路130においては、受電コイルL3とキャパシタC3により受電LC共振回路302が形成される。受電コイル回路130とロード回路140の詳細については次の図5に関連して説明する。図5は、第1実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。ワイヤレス給電装置116は、基本構成として、送電制御回路200、給電コイル回路120および位相検出回路114を含む。送電制御回路200は、増幅回路206とVCO202を含む。ワイヤレス受電装置118は、受電コイル回路130とロード回路140を含む。給電コイル回路120が有する給電コイルL2と、受電コイル回路130が有する受電コイルL3の間には0.02~1.0m程度の距離コイル間距離がある。ワイヤレス電力伝送システム100の主目的は、給電コイルL2から受電コイルL3にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態においては共振周波数fr1=100kHzであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ISMIndustryScienceMedical周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。低周波数帯には、スイッチングトランジスタ後述のコストおよびスイッチング損失を抑制しやすい、電波法の規制が緩いといったメリットがある。給電コイル回路120は、給電コイルL2とトランスT2二次コイルLiが直列接続された回路である。トランスT2二次コイルLiは、トランスT2一次コイルLbと共に結合トランスT2を形成し、電磁誘導により送電制御回路200から交流電力を供給される。給電コイルL2の巻き数は7回、導体直径は5mm、給電コイルL2自体の形状は280mm×280mmの正方形である。図5では、わかりやすさのため、給電コイルL2を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図5に示す各コイルの材質はいずれも銅である。コイルは、アルミニウムなどの他の材質により形成されてもよい。給電コイル回路120には交流電流I2が流れる。受電コイル回路130は、受電コイルL3とキャパシタC3が直列接続されたLC共振回路である。給電コイルL2と受電コイルL3は互いに向かい合っている。受電コイルL3の巻き数は7回、導体直径は5mm、受電コイルL3自体の形状は280mm×280mmの正方形である。受電コイル回路130単体の共振周波数fr0が100kHzとなるように、受電コイルL3とキャパシタC3それぞれの値が設定されている。給電コイルL2と受電コイルL3は同一形状である必要はない。給電コイルL2が周波数fr=100kHzにて交流磁場を発生させると、給電コイルL2と受電コイルL3が磁場結合し、受電コイル回路130に大きな電流I3が流れる。このとき、給電コイルL2が発生させる交流磁場によって受電コイル回路130も共振する。ロード回路140は、ロードコイルL4と負荷LDが直列接続された回路である。受電コイルL3とロードコイルL4は互いに向かい合っている。図6に関連して詳述するように、受電コイルL3とロードコイルL4の距離はゼロである。このため、受電コイルL3とロードコイルL4は電磁的に強く結合電磁誘導による結合している。ロードコイルL4の巻き数は1回、導体直径は5mm、ロードコイルL4自体の形状は300mm×300mmである。受電コイルL3に電流I3が流れることにより、ロード回路140に起電力が発生し、ロード回路140に交流電流I4が流れる。交流電流I4は負荷LDを流れる。ワイヤレス給電装置116の給電コイルL2から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置118の受電コイルL3により受電され、負荷LDから取り出される。負荷LDを受電コイル回路130に直接接続すると、受電コイル回路130のQ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路130と電力取り出し用のロード回路140を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルL2、受電コイルL3およびロードコイルL4の中心線を揃えることが好ましい。次に、送電制御回路200の構成を説明する。まず、ゲート駆動用トランスT1の一次側にVCO202が接続される。VCO202は、駆動周波数foの交流電圧Voを発生させるオシレータとして機能する。交流電圧Voの波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波デジタル波形であるとして説明する。交流電圧Voにより、トランスT1一次コイルLhには正負両方向に交互に電流が流れる。トランスT1一次コイルLhとトランスT1二次コイルLf、トランスT1二次コイルLgはゲート駆動用の結合トランスT1を形成する。電磁誘導により、トランスT1二次コイルLfとトランスT1二次コイルLgにも正負の両方向に交互に電流が流れる。本実施形態におけるVCO202は、モトローラ社:製品番号MC14046Bの内蔵ユニットを利用している。VCO202は、位相比較回路150から出力される位相差指示電圧SC後述に基づいて駆動周波数foを動的に変化させる機能も備える。送電制御回路200の電源となるのは、直流電源Vddにより充電されるキャパシタCA、CBである。キャパシタCAは図1に示す点Cと点Eの間、キャパシタCBは点Eと点Dの間に設けられる。キャパシタCAの電圧CE間の電圧をVA、キャパシタCBの電圧ED間の電圧をVBとすると、VAVBCD間の電圧が入力電圧となる。キャパシタCAおよびCBは直流電圧源として機能する。トランスT1二次コイルLfの一端は、スイッチングトランジスタQ1のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタQ1のソースと接続される。トランスT1二次コイルLgの一端は、別のスイッチングトランジスタQ2のゲートと接続され、他端はスイッチングトランジスタQ2のソースと接続される。VCO202が駆動周波数foにて交流電圧Voを発生させると、スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2の各ゲートには、電圧VxVx>0が駆動周波数foにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2は駆動周波数foにて交互にオンオフする。スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2は同一特性のエンハンスメント型MOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。スイッチングトランジスタQ1のドレインは、キャパシタCAの正極に接続される。キャパシタCAの負極は、トランスT2一次コイルLbを介してスイッチングトランジスタQ1のソースに接続される。スイッチングトランジスタQ2のソースは、キャパシタCBの負極に接続される。キャパシタCBの正極は、トランスT2一次コイルLbを介して、スイッチングトランジスタQ2のドレインに接続される。スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間の電圧をソースドレイン電圧VDS1、スイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間の電圧をソースドレイン電圧VDS2とよぶ。また、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間を流れる電流をソースドレイン電流IDS1、スイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間を流れる電流をソースドレイン電流IDS2とする。ソースドレイン電流IDS1、IDS2については、同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。スイッチングトランジスタQ1が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ2は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第1電流経路とよぶは、キャパシタCAの正極から点C、スイッチングトランジスタQ1、トランスT2一次コイルLb、点Eを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタQ1は、第1電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。スイッチングトランジスタQ2が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ1は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第2電流経路とよぶは、キャパシタCBの正極から点E、トランスT2一次コイルLb、スイッチングトランジスタQ2、点Dを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタQ2は、第2電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。送電制御回路200においてトランスT2一次コイルLbを流れる電流を電流ISとよぶ。電流ISは交流電流であり、第1電流経路を流れるときを正方向、第2電流経路を流れるときを負方向とよぶ。VCO202が駆動周波数foにて交流電圧Voを供給すると、第1電流経路と第2電流経路が駆動周波数foにて交互に切り替わる。駆動周波数foの交流電流ISがトランスT2一次コイルLbを流れるため、給電コイル回路120にも駆動周波数foにて交流電流I2が流れる。駆動周波数foが共振周波数fr1に近いほど、電力伝送効率は高くなる。駆動周波数fo=共振周波数fr1であれば、給電コイルL2と受電コイルL3は強く磁場結合する。このとき、電力伝送効率は最大となる。共振周波数fr1は、受電コイル回路130の使用状態や使用環境によって微妙に変化する。受電コイル回路130を交換した場合にも共振周波数fr1は変化する。あるいは、キャパシタC3の静電容量を可変とすることにより共振周波数fr1を積極的に変化させたい場合もあるかもしれない。また、本発明者の実験により、給電コイルL2と受電コイルL3のコイル間距離Dをある程度近づけると共振周波数fr0に比べて共振周波数fr1が上昇し始めることがわかっている。共振周波数fr1と駆動周波数foの差が変化すると電力伝送効率が変化する。電力伝送効率が変化すると、負荷LDの電圧出力電圧が変化する。したがって、負荷LDの出力電圧を最大化安定化するためには、共振周波数fr1が変化したときでも、共振周波数fr1に駆動周波数foを追随させる必要がある。給電コイル回路120には検出コイルLSSが設けられる。検出コイルLSSは、貫通孔を有するコア154トロイダルコアにNs回巻き付けられたコイルである。コア154の材質はフェライト、珪素鋼板、パーマロイpermalloy等の既知材料である。本実施形態における検出コイルLSSの巻き数Nsは100回である。給電コイル回路120の電流経路の一部もコア154の貫通孔を貫通している。これは、コア154に対する給電コイル回路120の巻き数Npが1回であることを意味する。このような構成により、検出コイルLSSと給電コイルL2は結合トランスを形成する。給電コイルL2の交流電流I2が発生させる交流磁場により、検出コイルLSSには同相の誘導電流ISSが流れる。等アンペアターンの法則により、誘導電流ISSの大きさは、I2Np/Nsとなる。検出コイルLSSの両端には抵抗R4が接続される。抵抗R4の一端Bは接地され、他端Aの電位VSSはコンパレータ142を介して位相比較回路150に接続される。電位VSSは、コンパレータ142によって2値化され、S0信号となる。コンパレータ142は電位VSSが所定の閾値、たとえば、0.1Vより大きくなると飽和電圧3.0Vを出力する。電位VSSは、コンパレータ142によってデジタル波形のS0信号に変換される。電流I2と誘導電流ISSは同相であり、誘導電流ISSと電位VSSS0信号は同相である。また、送電制御回路200を流れる交流電流ISは電流I2と同相である。したがって、S0信号の波形を観察することにより交流電流ISの電流位相を計測できる。検出コイルLSS、抵抗R4およびコンパレータ142は、図4の電流検出回路204に相当する。共振周波数fr1と駆動周波数foが一致するときには電流位相と電圧位相も一致する。共振周波数fr1と駆動周波数foのずれは、電流位相と電圧位相の位相差から計測できる。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100は、この位相差に基づいて、共振周波数fr1と駆動周波数foのずれを計測することにより、共振周波数fr1の変化に対して駆動周波数foを自動的に追随させる。位相検出回路114は、位相比較回路150とローパスフィルタ152を含む。ローパスフィルタ152は、抵抗R3とキャパシタC4を含む既知の回路であり、位相差指示電圧SCの高周波数成分をカットするために挿入される。本実施形態における位相比較回路150は、VCO202と同じくモトローラ社:製品番号MC14046Bの内蔵ユニットPhaseComparatorを利用している。したがって、位相比較回路150とVCO202は、ワンチップにて実現可能である。電流位相を示すS0信号は位相比較回路150に入力される。また、VCO202が発生させる交流電圧Voも、電圧位相を示すS2信号として位相比較回路150に入力される。位相比較回路150は、S0、S2信号から電流位相と電圧位相のずれ位相差を検出し、位相差の大きさを示す位相差指示電圧SCを生成する。位相差の検出により、共振周波数fr1と駆動周波数foのずれの大きさを検出する。位相差指示電圧SCにしたがって駆動周波数foを制御することにより、駆動周波数foを共振周波数fr1に追随させることができる。たとえば、駆動周波数foと共振周波数fr1が乖離すると位相差が大きくなるため、位相比較回路150はこの位相差を小さくするように位相差指示電圧SCを発生させればよい。したがって、共振周波数fr1が変化しても、電力伝送効率を一定に保ち、負荷LDの出力電圧を安定させることができる。図6は、給電コイルL2、受電コイルL3およびロードコイルL4の側断面図である。給電コイルL2と受電コイルL3は、互いに対向するように設置される。給電コイルL2の非対向面側には磁性体板208および電界遮蔽板212が設けられる。また、受電コイルL3の外縁にロードコイルL4が設けられる。そして、受電コイルL3、ロードコイルL4にも、非対向面側に磁性体板210、電界遮蔽板214が設けられる。本実施形態における磁性体板208,210の材質はフェライトである。磁性体板208,210は、給電コイルL2や受電コイルL3が発生させる磁束を集約するために設けられる。磁束集約により、電力伝送効率を高めている。本実施形態における電界遮蔽板212,214の材質はアルミニウムである。電界遮蔽板212,214は、給電コイルL2等による不要な電界放射を防ぐために設けられる。図7は、受電LC共振回路302のインピーダンスZと駆動周波数foの関係を示すグラフである。縦軸は、受電コイル回路130キャパシタC3と受電コイルL3の直列回路のインピーダンスZを示す。横軸は駆動周波数foを示す。インピーダンスZは、共振時において最低値Zminとなる。共振時にZmin=0となるのが理想であるが、受電コイル回路130には若干の抵抗成分が含まれるため、Zminは通常ゼロとはならない。図7においては、駆動周波数fo=共振周波数fr1となるとき、インピーダンスZは最低となり、受電コイル回路130は共振状態となる。駆動周波数foと共振周波数fr1がずれると、インピーダンスZにおける容量性リアクタンスまたは誘導性リアクタンスが優勢となるためインピーダンスZも大きくなる。駆動周波数foが共振周波数fr1と一致するとき、給電コイルL2には共振周波数fr1にて交流電流I2が流れ、受電コイル回路130にも共振周波数fr1にて交流電流I3が流れる。受電コイル回路130の受電コイルL3およびキャパシタC3は、共振周波数fr1にて共振するため、給電コイルL2から受電コイルL3への電力伝送効率は最大となる。駆動周波数foと共振周波数fr1がずれると、給電コイルL2には非共振周波数の交流電流I2が流れる。このため、給電コイルL2と受電コイルL3は磁気的に共振できなくなるため、電力伝送効率は急速に悪化する。図8は、駆動周波数foと共振周波数fr1が一致するときの電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻t0~時刻t1の期間以下、第1期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオン、スイッチングトランジスタQ2がオフとなる期間である。時刻t1~時刻t2の期間以下、第2期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオフ、スイッチングトランジスタQ2がオンとなる期間、時刻t2~時刻t3の期間以下、第3期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオン、スイッチングトランジスタQ2がオフとなる期間、時刻t3~時刻t4の期間以下、第4期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオフ、スイッチングトランジスタQ2がオンとなる期間であるとする。スイッチングトランジスタQ1のゲートソース電圧VGS1が所定の閾値Vxを超えたとき、スイッチングトランジスタQ1は飽和状態となる。したがって、第1期間の開始タイミングである時刻t0にスイッチングトランジスタQ1がオン導通となると、ソースドレイン電流IDS1が流れ始める。いいかえれば、正方向第1電流経路に電流ISが流れ始める。第2期間の開始タイミングである時刻t1にスイッチングトランジスタQ1がオフ非導通となると、ソースドレイン電流IDS1は流れなくなる。代わりに、スイッチングトランジスタQ2がオン導通となり、ソースドレイン電流IDS2が流れはじめる。すなわち、負方向第2電流経路に電流ISが流れ始める。電流ISと誘導電流ISSは同相であり、S0信号は誘導電流ISSと同相である。このため、電流ISの電流波形とS0信号の電圧波形は同期する。S0信号を観察することにより、電流ISソースドレイン電流IDS1、IDS2の電流位相を計測できる。第3期間、第4期間以降は、第1期間、第2期間と同様の波形を繰り返す。図9は、駆動周波数foが共振周波数fr1よりも大きい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数foが共振周波数fr1よりも大きい場合、受電コイル回路130のインピーダンスZには誘導性リアクタンス成分が現れ、交流電流ISの電流位相は電圧位相に対して遅れる。上述のように、電流ISとS0信号は同相であるから、S0信号とS2信号の電圧波形を比較すれば、供給電力における電流位相と電圧位相の位相差tdを検出できる。図8に示したように、駆動周波数fo=共振周波数fr1のときには、第1期間の開始タイミングである時刻t0から電流ISが流れ始めVSS>0となる。この場合には、位相差td=0である。駆動周波数fo>共振周波数fr1の場合、電流ISSは時刻t0よりも遅い時刻t5から流れ始めVSS>0となるため、位相差td=t0-t5<0となる。駆動周波数foと共振周波数fr1がずれると、電力伝送効率が悪化し、電流ISやVSSの振幅は共振時に比べて小さくなる。図10は、駆動周波数foが共振周波数fr1よりも小さい場合の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。駆動周波数foが共振周波数fr1よりも小さい場合、インピーダンスZに容量性リアクタンス成分が現れ、電流ISの電流位相は電圧位相に対して進む。電流ISは時刻t0よりも早い時刻t6から流れ始めるため、位相差td=t0-t6>0となる。電流ISやVSSの振幅は共振時に比べて小さくなる。図11は、位相検出回路150へ入力される各種電圧の変化過程を示すタイムチャートである。S2信号はVCO202の交流電圧Voに同期して変化する。第1期間と第3期間においてVo>0となる。コンパレータ142は、電位VSSが所定値、たとえば、0.1V以上となると3.0Vに飽和する。このため、電位VSSがアナログ波形となる場合にも、コンパレータ142はデジタル波形のS0信号を生成できる。電位VSSは、電流ISに同期して変化する。図11では、駆動周波数fo<共振周波数fr1の場合の波形を示している。したがって、電流位相が電圧位相よりも進んでいる。位相検出回路150は、S2信号駆動電圧Voの立ち上がりエッジ時刻t0と、S0信号の立ち上がりエッジ時刻t6を比較し、t0-t6により位相差tdを求める。コンパレータ142がVSSをデジタル波形に変換整形するため、位相検出回路150は位相差tdを検出しやすくなる。もちろん、位相検出回路150は、VSSとVoを直接比較して位相差tdを検出してもよい。図12は、位相差指示電圧SCと駆動周波数foの関係を示すグラフである。図12に示す関係は、VCO202において設定されている。位相差tdの大きさは、共振周波数fr1の変化量に比例する。そこで、位相検出回路150は、位相差tdに応じて位相差指示電圧SCの変化量を決定し、その変化量に応じて駆動周波数foを決定する。まず、初期状態では共振周波数fr1=fr0=100kHzなので、駆動周波数fo=100kHzに設定される。位相差指示電圧SC=3.0Vに初期設定される。共振周波数fr1が100kHzから90kHzに変化した場合を想定する。駆動周波数fo=100kHz>共振周波数fr1=90kHzとなるため、位相差td<0となる。位相差tdは、共振周波数fr1の変化量-10kHzに比例する。位相検出回路150は、位相差tdに応じて位相差指示電圧SCの変化量を決定する。上記設例では、位相検出回路150は位相差指示電圧SCの変化量を-1Vとし、新たな位相差指示電圧SC=2Vを出力する。VCO202は、図12のグラフに示す関係にしたがって、位相差指示電圧SC=2.0Vに対応する駆動周波数fo=90kHzを出力する。このような処理により、共振周波数fr1が変化しても駆動周波数foを自動的に追随させることができる。図13は、第1実施形態における駆動周波数foと出力電力の関係を示すグラフである。コイル間距離Dが短いほど、共振点共振周波数fr1は高くなる。給電コイル回路120が給電キャパシタCSを含まない非共振回路であるため、共振点は1つだけとなる。なお、図13は、受電コイル回路130の共振周波数fr0を70kHzに設定した場合を示している。図14は、コイル間距離Dと出力電力効率の関係を示すグラフである。非共振型特性216は、第1実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100におけるコイル間距離Dと出力電力効率の関係を示す。共振型特性218は、給電LC共振回路300を含むワイヤレス電力伝送システム308におけるコイル間距離Dと出力電力効率の関係を示す。いずれも、駆動周波数foを共振周波数fr1に自動追随させている。ここでいう出力電力効率とは、理論上最大の電力伝送効率に対して実際に達成された電力伝送効率の割合を示す。図14によれば、従来の共振型特性218よりも第1実施形態における非共振型特性216の方が高い出力電力効率を達成できている。これは、給電LC共振回路300に含まれる給電キャパシタCSの誘電損失が存在しないためではないかと考えられる。[第2実施形態]図15は、第2実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。変形例における給電コイルL2は、結合トランスT2を介することなく、送電制御回路200と直接接続されている。いいかえれば、給電コイルL2は、実質的には送電制御回路200の一部となっている。このため、交流電流ISと交流電流I2は同一となる。給電コイル回路120がLC共振回路である場合、給電コイル回路120には低電圧大電流にて電力を供給することが望ましい。そのためには結合トランスT2により、電圧および電流を調整する必要がある。しかし、第1、第2実施形態におけるワイヤレス給電装置116の場合、給電コイルL2を共振させる必要がないため、給電コイルL2に大電圧を印加可能である。この結果、結合トランスT2を不要化できるため、ワイヤレス給電装置116をいっそう省サイズ化できる。[第3実施形態]図16は、第3実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。全般的な構成は第1実施形態と同様であるが、増幅回路206の構成が異なる。第1実施形態における増幅回路206は、いわゆるハーフブリッジ回路として構成されるが、第3実施形態における増幅回路206はプッシュプル回路として構成されている。VCO202により、トランスT1一次コイルLhには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスT1一次コイルLhとトランスT1二次コイルLf、Lgはゲート駆動用の結合トランスT1を形成する。電磁誘導により、トランスT1二次コイルLf、Lgには交互に電流が流れ、スイッチングトランジスタQ1、Q2は交互にオンオフする。トランスT1の二次コイルは中点接地される。スイッチングトランジスタQ1が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ2は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第1電流経路とよぶは、電源Vddから平滑用のインダクタLa、トランスT2一次コイルLd、スイッチングトランジスタQ1を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタQ1は、第1電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。スイッチングトランジスタQ2が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ1は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第2電流経路とよぶは、電源Vddから平滑用のインダクタLa、トランスT2一次コイルLb、スイッチングトランジスタQ2を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタQ2は、第2電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。給電コイル回路120は、増幅回路206からトランスT2二次コイルLiを介して交流電力を供給される。トランスT2二次コイルLiは、増幅回路206のトランスT2一次コイルLdおよびトランスT2一次コイルLbと共に結合トランスT2を形成し、電磁誘導により交流電力を供給される。なお、VCO202が生成する交流電圧Voの代わりに、トランスT1二次コイルLf、Lgの両端の電圧から電圧位相を計測してもよい。あるいは、スイッチングトランジスタQ1、Q2のソースドレイン間の電圧を計測することにより、交流電力の電圧位相を計測してもよい。また、検出コイルLSSに流れる誘導電流ISSの変わりに、スイッチングトランジスタQ1またはスイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間の通過電流を計測することにより、交流電力の電流位相を計測してもよい。例えば、スイッチングトランジスタQ1のソースとグランドとの間、またはスイッチングトランジスタQ2のソースとグランドとの間に抵抗を直列接続し、その抵抗に印加される電圧の変化から電流位相を計測してもよい。[第4実施形態]図17は、第4実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。全般的な構成は第2実施形態と同様であるが、増幅回路206の構成が異なる。第2実施形態における増幅回路206は、いわゆるハーフブリッジ回路として構成されるが、第4実施形態における増幅回路206はフルブリッジ回路として構成されている。VCO202により、トランスT1一次コイルLhには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスT1一次コイルLhとトランスT1二次コイルLa、Lb、Lc、Ldはゲート駆動用の結合トランスT1を形成する。電磁誘導により、トランスT1二次コイルLa、LdのグループとトランスT1二次コイルLb、Lcのグループには交互に電流が流れる。トランスT1二次コイルLa、Ldは、スイッチングトランジスタQ1、Q4を制御し、トランスT1二次コイルLb、Lcは、スイッチングトランジスタQ2、Q3を制御する。スイッチングトランジスタQ1、Q4が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ2、Q3は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第1電流経路とよぶは、電源Vddから、スイッチングトランジスタQ1、給電コイルL2、スイッチングトランジスタQ4を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタQ1、Q4は、第1電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。スイッチングトランジスタQ2、Q3が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ1、Q4は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第2電流経路とよぶは、電源Vddから、スイッチングトランジスタQ3、給電コイルL2、スイッチングトランジスタQ2を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタQ2、Q3は、第2電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。なお、VCO202が生成する交流電圧Voの代わりに、トランスT1二次コイルLa、Lb、Lc、Ldの両端の電圧から電圧位相を計測してもよい。あるいは、スイッチングトランジスタQ1、Q2、Q3、Q4のソースドレイン間の電圧を計測することにより、交流電力の電圧位相を計測してもよい。以上、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100について説明した。本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100は、磁場共振型のワイヤレス給電において暗黙の前提とされてきたワイヤレス給電装置116の共振を不要化している。これにより、不要な共振点を除去できる。また、給電キャパシタCSの不要化により、低周波数化や低コスト化、省サイズ化が可能となる。図14に関連して説明したように、出力電力効率の向上というメリットもある。磁場共振型のワイヤレス給電の場合、共振周波数fr1と駆動周波数foの一致度が電力伝送効率に大きく影響する。位相検出回路150やVCO202等を設ければ、共振周波数fr1が変化しても駆動周波数foを自動的に追随させることができるため、使用条件が変化しても、電力伝送効率を最大値に維持しやすくなる。以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。ワイヤレス電力伝送システム100において伝送される交流電力は、エネルギーに限らず、信号として伝送されてもよい。アナログ信号やデジタル信号をワイヤレスにて送電する場合にも、本発明におけるワイヤレス電力伝送方法を適用可能である。"