蓄電手段に供給される充電電流の大きさが閾値以上であるか否かを検出する充電電流検出回路において、前記蓄電手段に対する充電電流の供給経路に介挿され、前記充電電流に比例した電圧を両端間に発生する電流/電圧変換素子と、前記電流/電圧変換素子の両端に第1および第2の入力端子が各々接続されたコンパレーターであって、前記第1および第2の入力端子間にオフセット電圧を有し、前記第2の入力端子に対する入力電圧が、前記第1の入力端子に対する入力電圧に前記オフセット電圧を加えた電圧を上回るか否かを示す比較結果信号を出力するコンパレーターと、トリミング操作に応じて前記コンパレーターのオフセット電圧を調整するトリミング手段とを具備することを特徴とする充電電流検出回路。前記コンパレーターは、電流値の調整が可能な定電流源と、各々のゲートに前記第1および第2の入力端子の各入力電圧が各々与えられ、前記定電流源に各々のソースが共通接続され、トランジスターサイズが互いに異なる2個の電界効果トランジスターからなり、前記2個の電界効果トランジスターの一方のドレインから前記比較結果信号を出力する差動トランジスターペアとを具備し、前記トリミング手段は、トリミング操作に応じて前記定電流源の電流値を調整する手段を具備することを特徴とする請求項1に記載の充電電流検出回路。前記電流/電圧変換素子の両端に前記第1および第2の入力端子が接続されたコンパレーターとして、各々異なるオフセット電圧を有する複数のコンパレーターを具備し、前記トリミング手段は、トリミング操作に応じて前記複数のコンパレーターのオフセット電圧を個別的に調整することを特徴とする請求項1または2に記載の充電電流検出回路。前記コンパレーターは、電流値の調整が可能な定電流源と、ゲートに前記第1の入力端子の入力電圧が与えられ、前記定電流源にソースが接続された第1の電界効果トランジスターと、各ゲートに前記第2の入力端子の入力電圧が与えられた複数の第2の電界効果トランジスターの群と、前記複数の第2の電界効果トランジスターの各々を前記定電流源に接続するか否かを切り換える複数のスイッチとを有する差動トランジスターペアとを有し、前記複数のスイッチのON/OFF切り換えにより前記第1および第2の入力端子間のオフセット電圧の切り換えが可能なコンパレーターであり、前記トリミング手段は、トリミング操作に応じて前記定電流源の電流値を調整する手段を具備することを特徴とする請求項1に記載の充電電流検出回路。発電手段と、前記発電手段から供給される充電電流を蓄積することにより、電子時計内の回路に対する電源電圧を出力する蓄電手段と、請求項1乃至4のいずれか1の請求項に記載の電流検出回路とを具備し、前記電流検出回路における前記コンパレーターの出力信号に基づいて、前記蓄電手段に対する充電電流を検出し、この充電電流の積算を行うことにより電子時計が動作可能な持続時間を算出することを特徴とする電子時計。ところで、上述した特許文献1に開示された電子時計では、蓄電手段への充電電流の供給経路上に介挿された電流/電圧変換素子の両端間電圧に基づいて充電電流を検出し、このようにして検出される充電電流の積算値を求め、この積算値に基づいて持続時間を算出している。従って、持続時間を正確に算出するためには、充電電流の検出精度を高くする必要がある。しかし、電子時計を構成する時計回路は、半導体製造工程により製造され、その際、電流/電圧変換素子およびその両端間電圧を検出する回路には、製造ばらつきが生じる。しかも、電流/電圧変換素子およびその両端間電圧を検出する回路は、各々別個の製造工程において製造されるため、電流/電圧変換素子に生じる製造ばらつきと、電流/電圧変換素子の両端間電圧を検出する回路に生じる製造ばらつきには相関がない。このため、蓄電手段に対する充電電流を高い精度で検出することが難しく、持続時間を精度良く算出することができる電子時計を安価に製造することが困難であった。この発明は、以上説明した事情に鑑みてなされたものであり、製造ばらつきが発生する状況においても、蓄電手段に対する充電電流を精度良く検出することが可能な充電電流検出回路およびこの充電電流検出回路を備えた電子時計を提供することを目的とする。この発明は、蓄電手段に供給される充電電流の大きさが閾値を上回るか否かを検出する充電電流検出回路において、前記蓄電手段に対する充電電流の供給経路に介挿され、前記充電電流に比例した電圧を両端間に発生する電流/電圧変換素子と、前記電流/電圧変換素子の両端に第1および第2の入力端子が各々接続されたコンパレーターであって、前記第1および第2の入力端子間にオフセット電圧を有し、前記第1の入力端子に対する入力電圧が、前記第2の入力端子に対する入力電圧に前記オフセット電圧を加えた電圧を上回るか否かを示す信号を出力するコンパレーターと、トリミング操作に応じて前記コンパレーターのオフセット電圧を調整するトリミング手段とを具備することを特徴とする充電電流検出回路を提供する。この発明によれば、充電電流検出回路を含む装置の製造後、所望の大きさの充電電流が電流/電圧変換素子に流れたときにコンパレーターの出力信号が反転するように、トリミング操作によりコンパレーターのオフセット電圧を調整することが可能である。従って、電流/電圧変換素子およびコンパレーターの電気的特性に製造ばらつきが発生する状況においても、所望の大きさの充電電流を精度良く検出することができる充電電流検出回路を実現することができる。また、この発明は、発電手段と、前記発電手段から供給される充電電流を蓄積することにより、電子時計内の回路に対する電源電圧を出力する蓄電手段と、前記充電電流検出回路とを具備し、前記電流検出回路における前記コンパレーターの出力信号に基づいて、前記蓄電手段に対する充電電流を検出し、この充電電流の積算を行うことにより電子時計が動作可能な持続時間を算出することを特徴とする電子時計を提供する。かかる発明によれば、トリミング操作により充電電流検出回路が検出する充電電流のばらつきを低減することができるので、持続時間を高い精度で算出することが可能な電子時計を安価に製造することができる。以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。図1はこの発明の一実施形態である充電電流検出回路の適用例である電子時計1の外観を示す平面図である。図1に示すように、電子時計1は、時針21、分針22、秒針23からなる時刻表示用指針20を備えている。また、電子時計1の文字板24の9時位置には、時刻表示用指針20とは別に表示針副表示針31および発電表示用目盛板32が設けられている。この表示針31および発電表示用目盛板32は、二次電池図1では図示略に蓄積されている電気エネルギーにより電子時計1が動作を継続することが可能な残り時間継続時間を表示する手段である。なお、文字板24の3時位置には窓241が形成され、文字板24の裏面に配置された日車によって日付が表示可能とされている。図2は電子時計1の機能構成を示すブロック図である。図2において、電源部Xは、回転錘2、りゅうず3、発電手段4及び整流手段5を備える。発電手段4は、電子時計1のケース内部に配置された回転錘2の運動またはりゅうず3の回転に応じて発電する交流発電機である。整流手段5は、発電手段4から出力される交流電流を整流するものであり、全波整流回路、半波整流回路などの公知の整流回路を利用することができる。本実施形態による充電電流検出回路6は、整流手段5によって整流された電流の大きさを複数種類の閾値の各々と比較し、各比較結果を示す検出結果信号を出力する回路である。整流手段5によって整流された電流は、この充電電流検出回路6を通過し、蓄電手段である二次電池7に充電される。なお、蓄電手段としては、二次電池7に限らず、キャパシタを利用してもよい。積分手段8は、充電電流検出回路6から出力される検出結果信号に基づいて二次電池7に対する充電電流の平均電流値を算出し、その平均電流値を積算することにより継続時間を算出する回路である。ここで、図3を参照し、充電電流検出回路6および積分手段8の動作を説明する。例えばりゅうず3の回転が繰り返されると、1回転毎に図3の最上段に例示するような複数の半波を繋げたバースト波形を持った電流が整流手段5から出力される。充電電流検出回路6には、所定のサンプリングレートのサンプリングパルスφが積分手段8から供給される。充電電流検出回路6は、整流手段5の出力電流と、大きさの異なった閾値I1~I4I1<I2<I3<I4の各々とを比較し、サンプリングパルスφの発生タイミングにおいて各比較結果をサンプリングし、検出結果信号SCP1~SCP4として出力する。積分手段8は、検出結果信号SCP1~SCP4が充電電流検出回路6から得られる都度、検出結果信号SCP1~SCP4が示す電流値を積算し、充電量積算値を算出する。具体的には検出結果信号SCP1~SCP4が全てLレベルである場合、充電電流の大きさは閾値I1以下である。従って、積分手段8は、現状の充電量積算値を維持する。また、検出結果信号SCP1がHレベル、検出結果信号SCP2~SCP4がLレベルである場合、充電電流の大きさは閾値I1~I2の範囲内にある。従って、積分手段8は、閾値I1~I2の範囲内の所定値を現状の充電量積算値に加える。また、検出結果信号SCP1およびSCP2がHレベル、検出結果信号SCP3およびSCP4がLレベルである場合、充電電流の大きさは閾値I2~I3の範囲内にある。従って、積分手段8は、閾値I2~I3の範囲内の所定値を現状の充電量積算値に加える。また、検出結果信号SCP1~SCP3がHレベル、検出結果信号SCP4がLレベルである場合、充電電流の大きさは閾値I3~I4の範囲内にある。従って、積分手段8は、閾値I3~I4の範囲内の所定値を現状の充電量積算値に加える。また、検出結果信号SCP1~SCP4が全てHレベルである場合、充電電流の大きさは閾値I4以上である。従って、積分手段8は、閾値I4以上の所定値を現状の充電量積算値に加える。一方、積分手段8は、単位時間の経過を示すタイミングパルスが発生する毎に、充電量積算値から電子時計1の単位時間当たりの電荷消費量を示す数値を減算する。以上、りゅうず3の回転が繰り返されて発電手段4が発電する場合を例に充電電流検出回路6および積分手段8の動作の概略を説明したが、回転錘2の回転により発電手段4が発電する場合の充電電流検出回路6および積分手段8の動作も同様である。持続時間表示制御手段9は、積分手段8が算出する充電量積算値に基づいて持続時間を算出し、この持続時間を表示針31で指示するように持続時間表示用モータ駆動手段10を制御する。持続時間表示用モータ駆動手段10は、持続時間表示制御手段9から出力される駆動制御信号に基づいて、持続時間表示用モータ11のモータコイル111に駆動パルスを与えて表示針31を駆動し、この表示針副表示針31により、発電量を積算した持続時間を表示する。以上説明した電子時計1において、持続時間を精度良く算出するためには、蓄電手段である二次電池7に対する充電電流の大きさを精度良く検出する必要がある。そこで、本実施形態では、充電電流検出回路6として、図4に例示する構成のものを採用している。図4に示すように、充電電流検出回路6は、整流手段5から二次電池7に至る充電電流の供給経路に介挿された電流/電圧変換素子61と、4個のコンパレーター62_1~62_4と、サンプリング回路63とにより構成されている。ここで、電流/電圧変換素子61は、例えば半導体チップ上に形成された拡散層パターンからなる拡散抵抗である。コンパレーター62_1~62_4は、各々の第1の入力端子601が電流/電圧変換素子61の二次電池7側の端子に接続され、各々の第2の入力端子602が電流/電圧変換素子61の整流手段5側の端子に接続されている。コンパレーター62_1において、Pチャネルトランジスター611および612は、各々のソースが電源VDDに接続され、各々のゲートがPチャネルトランジスター611のドレインに接続されており、カレントミラー610を構成している。Nチャネルトランジスター621および622は、ソース同士が共通接続された差動トランジスターペア620を構成している。ここで、Nチャネルトランジスター621のドレインは、Pチャネルトランジスター611のドレインに接続され、Nチャネルトランジスター622のドレインは、Pチャネルトランジスター612のドレインに接続されている。そして、Nチャネルトランジスター621のゲートはコンパレーター62_1の第1の入力端子601、Nチャネルトランジスター622のゲートはコンパレーター62_1の第2の入力端子602、Nチャネルトランジスター622のドレインはコンパレーター62_1の出力端子603となっている。Nチャネルトランジスター621および622のソース同士の共通接続点と接地線との間には定電流源630が介挿されている。この例における定電流源630は、ゲートおよびソースが互いに接続されたデプレッション型NチャネルトランジスターTR0と、ゲートおよびソースが互いに接続されたデプレッション型NチャネルトランジスターTR1およびスイッチSW1からなる直列回路と、...、ゲートおよびソースが互いに接続されたデプレッション型NチャネルトランジスターTRnおよびスイッチSWnからなる直列回路とを並列接続してなるものである。ここで、1個のスイッチSWkは、図4の下方に示すように、ソースが接地され、ドレインが差動トランジスターペア620の共通ソースに接続されたNチャネルトランジスターTRSと、このNチャネルトランジスターTRSのゲートおよび接地線間に介挿された抵抗Rと、同ゲートと電源VDDとの間に介挿されたヒューズFとにより構成されている。このスイッチSWkは、ヒューズFががった状態ではON状態、溶断した状態ではOFF状態となる。以上の構成において、差動トランジスターペア620のNチャネルトランジスター622のトランジスターサイズは、Nチャネルトランジスター621のトランジスターサイズよりも小さい。このため、Nチャネルトランジスター622に対するゲート電圧をNチャネルトランジスター621に対するゲート電圧よりも所定のオフセット電圧だけ増加させないと、Nチャネルトランジスター621および622に同じドレイン電流が流れる平衡状態にならない。この例では、二次電池7に対する充電電流が閾値I1を越えるか否かをコンパレーター62_1に検出させる。このため、電流/電圧変換素子61の抵抗値に閾値I1を乗算したオフセット電圧がコンパレーター62_1に発生するように、コンパレーター62_1のNチャネルトランジスター622のトランジスターサイズが決定されている。従って、コンパレーター62_1は、第2の入力端子602に対する入力電圧が第1の入力端子601に対する入力電圧にオフセット電圧を加えた電圧よりも大きいとき、出力端子603からの比較結果信号CP1をアクティブレベルであるLレベルとし、そうでないときには非アクティブレベルであるHレベルとする。他のコンパレーター62_2~62_4もコンパレーター62_1と同様な構成であるが、コンパレーター62_2は充電電流が閾値I2>I1を越えるか否かを、コンパレーター62_3は充電電流が閾値I3>I2を越えるか否かを、コンパレーター62_4は充電電流が閾値I4>I3を越えるか否かを検出する役割を各々担っている。従って、各コンパレーターのNチャネルトランジスター622は、各々に対応付けられた閾値I2~I3に応じて決定されたトランジスターサイズを有している。サンプリング回路63には、所定のサンプリングレートのサンプリングパルスφが積分手段8から供給される。サンプリング回路63は、サンプリングパルスφの発生タイミングにおけるコンパレーター62_1~62_4の比較結果信号CP1~CP4をサンプルホールドし、検出結果信号SCP1~SCP4として積分手段8に出力する。ところで、本実施形態による充電電流検出回路6の電流/電圧変換素子61の抵抗値には製造ばらつきが発生する。また、コンパレーター62_1~62_4を構成する各トランジスターの電気的特性にも製造ばらつきが発生するため、各コンパレーターのオフセット電圧にも製造ばらつきが発生する。そして、電流/電圧変換素子61と、各コンパレーターを構成するPチャネルトランジスター、Nチャネルトランジスターは、異なる製造工程において製造される。従って、電流/電圧変換素子61の抵抗値の製造ばらつきと、コンパレーター62_1~62_4のオフセット電圧の製造ばらつきには相関がない。このため、何ら策を講じないとすると、二次電池7に対する充電電流の検出精度が劣化する。そこで、本実施形態では、電子時計1を構成する時計回路の製造後において、トリミング操作を行うことによりコンパレーター62_1~62_4の各々のオフセット電圧を閾値I1~I4に合せて最適化する。さらに詳述すると、各コンパレーター62_1~62_4のオフセット電圧は定電流源630の電流値に依存し、定電流源30の電流値が大きくなる程、オフセット電圧は大きくなる。そこで、各コンパレーター62_1~62_4のオフセット電圧を閾値I1~I4に対応した最適なオフセット電圧よりもやや大きめに設計しておく。そして、時計回路の製造後に充電電流検出回路6の電気的特性を測定するとともに、測定結果に基づいて各コンパレーター62_1~62_4のスイッチSW1~SWnをヒューズFの溶断により必要な個数だけOFF状態にして定電流源630の電流値を減らし、例えばコンパレーター62_1に関しては、閾値I1に相当する電流を電流/電圧変換素子61に流したときに比較結果信号CP1がHレベルからLレベルに転ずるようにオフセット電圧を最適化する。他のコンパレーター62_2~62_4についても同様である。このようなトリミング操作を行うことにより、充電電流検出回路6の充電電流の検出精度を高めることができる。以上説明したように、本実施形態によれば、製造ばらつきが発生する状況においても、蓄電手段に対する充電電流を精度良く検出することが可能となる。図5はこの発明の一実施形態である充電電流検出回路の他の構成例である充電電流検出回路6Aの構成を示す回路図である。上記充電電流検出回路6図4参照は、4個のコンパレーター62_1~62_4を有していた。これに対し、充電電流検出回路6Aは、オフセット電圧の切り換え機能を備えた1個のコンパレーター62Aのみを有している。また、充電電流検出回路6Aでは、上記充電電流検出回路6におけるサンプリング回路63がコンパレーター62Aのオフセット電圧の切り換え機能を備えたサンプリング回路63Aに置き換えられている。コンパレーター62Aは、コンパレーター62図4参照におけるNチャネルトランジスター622がNチャネルトランジスター641~644および651~654からなる回路に置き換えられている。ここで、Nチャネルトランジスター641~644の各ドレインはNチャネルトランジスター612のドレインに共通接続されている。この共通接続点が比較結果信号CPを出力するコンパレーター62Aの出力端子603となっている。また、Nチャネルトランジスター641~644の各ゲートは、第2の入力端子602に接続されている。そして、Nチャネルトランジスター641~644の各ドレインはNチャネルトランジスター651~654の各ドレインに各々接続されている。これらのNチャネルトランジスター651~654の各ソースは、差動トランジスターペア620Aを構成する相手であるNチャネルトランジスター621と共通接続され、この共通接続点と接地線との間に図4のものと同様な定電流源630が介挿されている。Nチャネルトランジスター651~654の各ゲートにはサンプリング回路63Aからスイッチ制御信号S1~S4が各々供給される。ここで、スイッチ制御信号S1~S4の全てがHレベルである場合、Nチャネルトランジスター651~654の全てがON状態となり、Nチャネルトランジスター641~644を並列化したものがNチャネルトランジスター621とともに差動トランジスターペア620Aを構成する。この構成例では、この状態において第1の入力端子601および第2の入力端子602間にオフセット電圧I1が発生するようになっている。スイッチ制御信号S1がLレベル、スイッチ制御信号S2~S4がHレベルである場合、Nチャネルトランジスター651がOFF状態、Nチャネルトランジスター652~654がON状態となり、3個のNチャネルトランジスター642~644を並列化したものがNチャネルトランジスター621とともに差動トランジスターペア620Aを構成する。この構成例では、この状態において第1の入力端子601および第2の入力端子602間にオフセット電圧I2が発生するようになっている。スイッチ制御信号S1およびS2がLレベル、スイッチ制御信号S3およびS4がHレベルである場合、Nチャネルトランジスター651および652がOFF状態、Nチャネルトランジスター653および654がON状態となり、2個のNチャネルトランジスター643および644を並列化したものがNチャネルトランジスター621とともに差動トランジスターペア620Aを構成する。この構成例では、この状態において第1の入力端子601および第2の入力端子602間にオフセット電圧I3が発生するようになっている。スイッチ制御信号S1~S3がLレベル、スイッチ制御信号S4がHレベルである場合、Nチャネルトランジスター651~654がOFF状態、Nチャネルトランジスター654がON状態となり、1個のNチャネルトランジスター644がNチャネルトランジスター621とともに差動トランジスターペア620Aを構成する。この構成例では、この状態において第1の入力端子601および第2の入力端子602間にオフセット電圧I4が発生するようになっている。サンプリング回路63Aは、積分手段8からサンプリングパルスφが与えられる毎に次の動作を行う。まず、スイッチ制御信号S1~S4を全てHレベルとすることによりコンパレーター62Aのオフセット電圧をI1とし、このときコンパレーター62Aから出力される比較結果信号CPをサンプリングし、検出結果信号SCP1として保持する。次に所定時間経過後、スイッチ制御信号S1をLレベル、スイッチ制御信号S2~S4をHレベルとすることによりコンパレーター62Aのオフセット電圧をI2とし、このときコンパレーター62Aから出力される比較結果信号CPをサンプリングし、検出結果信号SCP2として保持する。次に所定時間経過後、スイッチ制御信号S1およびS2をLレベル、スイッチ制御信号S3およびS4をHレベルとすることによりコンパレーター62Aのオフセット電圧をI3とし、このときコンパレーター62Aから出力される比較結果信号CPをサンプリングし、検出結果信号SCP3として保持する。次に所定時間経過後、スイッチ制御信号S1~S3をLレベル、スイッチ制御信号S4をHレベルとすることによりコンパレーター62Aのオフセット電圧をI4とし、このときコンパレーター62Aから出力される比較結果信号CPをサンプリングし、検出結果信号SCP4として保持する。そして、このようにして保持した検出結果信号SCP1~SCP4を積分手段8に供給するのである。この構成は、充電電流検出回路を構成するコンパレーターが1個で済むので、消費電流が少なくて済むという利点がある。<他の実施形態>以上、この発明の一実施形態を説明したが、この発明には、他にも各種の実施形態が考えられる。例えば次の通りである。1上記実施形態では、定電流源630の電流値を調整することによりコンパレーター62_1~62_4の各々のオフセット電圧のトリミングを行うようにした。しかし、オフセット電圧のトリミングを行うための回路構成はこれに限定されるものではない。例えば定電流源630をエンハンスメント型のトランジスターとこのトランジスターのゲートに基準電圧を出力する定電圧源とにより構成し、この定電圧源が出力する基準電圧をトリミング操作により調整する構成としてもよい。この態様においても、上記実施形態と同様な効果が得られる。2上記実施形態では、オフセット電圧の異なる4個のコンパレーター62_1~62_4を充電電流検出回路6に設けたが、コンパレーターの個数は必要な充電電流の分解能に合せて任意に決定すればよい。3上記実施形態では、電源部Xは、回転錘2等の運動に応じて発電する発電手段4を備えたが、電源部Xとして太陽光の入射によって発電するソーラーパネルを用いてもよい。また、図4及び図5に示す電流/電圧変換素子61としてPチャネルトランジスターを用いてもよい。この場合、充電電流検出回路66Aの要部は、図6に示す構成となる。Pチャネルトランジスター61aのゲート端子とドレイン端子とは蓄電手段である二次電池7に共通に接続される。一方、Pチャネルトランジスター61aのソース端子はソーラーパネル70に接続される。ソーラーパネル70の出力電流がPチャネルトランジスター61aに流れると、ソース端子とドレイン端子との間に電圧が発生する。すなわち、Pチャネルトランジスター61aは、電流/電圧変換素子61として機能する。図7に充電電流検出回路および積分手段の動作を示す。この例では、図3に示す整流手段の出力電流の替わりにソーラーパネル70の出力電流が供給され、上述した実施形態と同様に充電電流積算値が上昇する。このようにソーラーパネル70を用いることにより、発電機、回転錘2、および整流手段5を不要にでき、構成を簡素化することが可能となる。