"送信信号を伝送する主線路と、当該主線路に前記送信信号を入力する入力ポートと、当該主線路から前記送信信号を出力する出力ポートと、前記主線路と電磁界結合して前記送信信号の一部を取り出す副線路と、当該副線路の一端部に備えられた結合ポートと、当該副線路の他端部に備えられたアイソレーションポートとを有する方向性結合器であって、前記副線路と前記結合ポートとの間に、ローパスフィルタとしての機能を有するローパスフィルタ部を備え、これにより、使用周波数帯域より高域側に共振点を形成して前記使用周波数帯における結合度を平坦化したことを特徴とする方向性結合器。前記使用周波数帯の下端周波数をF1、上端周波数をF2、中心周波数をFc、帯域幅をBWとし、前記共振点の周波数である共振周波数をFrとしたときに、前記共振周波数と前記中心周波数との差を前記帯域幅と前記中心周波数で規格化した値であるFr-Fc/Fc/BWが0.6~1.2の範囲にある請求項1に記載の方向性結合器。前記共振周波数と前記中心周波数との差を前記帯域幅と前記中心周波数で規格化した値であるFr-Fc/Fc/BWが0.65~0.9の範囲にある請求項1に記載の方向性結合器。前記使用周波数帯の下端周波数における結合度と、前記使用周波数帯の上端周波数における結合度とが、略等しくなるように前記共振点を形成した請求項1に記載の方向性結合器。前記ローパスフィルタ部は、前記副線路と前記結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が前記副線路と前記結合ポートの間に接続され、他端がグランドに接続されたキャパシタとを含む請求項1から4のいずれか一項に記載の方向性結合器。前記ローパスフィルタ部に加え、ローパスフィルタとしての機能を有する別のローパスフィルタ部を前記副線路と前記アイソレーションポートとの間に更に備えた請求項1から5のいずれか一項に記載の方向性結合器。前記副線路と結合ポートとの間に備えたローパスフィルタ部は、前記副線路と前記結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が前記副線路と前記結合ポートの間に接続され、他端がグランドに接続されたキャパシタとを含み、前記副線路とアイソレーションポートとの間に備えたローパスフィルタ部は、前記副線路と前記アイソレーションポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が前記副線路と前記アイソレーションポートの間に接続され、他端がグランドに接続されたキャパシタとを含む請求項6に記載の方向性結合器。一端が前記副線路と前記結合ポートの間に接続され、他端が前記副線路と前記アイソレーションポートとの間に接続されたキャパシタを更に備えた請求項6または7に記載の方向性結合器。前記副線路と前記結合ポートとの間、および、前記副線路と前記アイソレーションポートとの間、のいずれか一方または双方にアッテネータを接続した請求項1から8のいずれか一項に記載の方向性結合器。前記アッテネータの内部に、または、前記結合ポートと前記アイソレーションポートとの間に、リアクタンス素子からなるリアクタンス部を接続した請求項9に記載の方向性結合器。前記請求項1から10のいずれか一項に記載の方向性結合器を含む無線通信装置。ところで、送信信号として伝搬される電力とカプラの結合ポートに取り出される電力の比である前記結合度は、送信電力の高精度の制御PAの正確なフィードバック制御を実現する点でその周波数特性は平坦であることが望ましく、一般には主線路と副線路の長さを使用周波数帯の1/4波長程度に設定すればその周波数帯において平坦な結合度を得ることが出来る。しかしながら、携帯電話機等の移動体無線機器で主に用いられる準マイクロ波帯の1/4波長は、1GHzで約7.5cm程度と非常に長くなり、軽薄短小化が必要な携帯電話機等の移動体無線機器に使用するカプラにこの長さの結合線路を備えることはサイズの点から現実的ではない。また、数cm以上の長い結合線路を使用すると挿入損失が非常に大きくなり、電池寿命の大幅な劣化に繋がってしまうという移動体無線機器にとって致命的な不具合を生じる。このため、使用周波数帯の1/4波長よりも短い結合線路のカプラが使用されるのが通常である。ただし、このような結合線路の特性は一般に周波数によって変動し、周波数が高くなるほど結合度が上昇してしまう傾向がある例えば前記特許文献1の図6b参照。一方、UMTSUniversalMobileTelecommunicationsSystemや3Gのような第3世代の携帯電話システムにおいて、例えばBand11920~2170MHzからBand5824~894MHzまでをカバーするには、800~2200MHzの広い帯域で結合度を一定にする必要があるが、そのような規格を満たすカプラは現在提供されていない。このため従来では、利用周波数帯が広範に及ぶ装置を構成する場合には、カプラを複数個備える必要があった。例えば、図15は複数の周波数帯を利用可能な携帯電話機の送受信部の一例を示すブロック図であるが、この図に示すように従来のマルチバンド方式の携帯電話機では、利用周波数帯に対応して設けられた送信回路301,401のそれぞれにカプラ311,411を備えている。なお、同図において、符号101はアンテナ、102はアンテナ101を通じて受信した電波を受信回路103,104へ振り分けるとともに、送信回路301,401から入力された送信信号をアンテナ101に送り出すスイッチをそれぞれ示す。スイッチ102は、例えばダイプレクサや高周波スイッチを組み合わせることにより構成される。他方、このようなマルチバンド方式の通信装置においてもカプラを共通化する例えば1つにすることが出来れば、送信回路内の部品点数を減らし、装置の製造コストを低減することが出来る。また、携帯通信装置のより一層の小型化を図ることも可能となる。さらに、カプラの結合度を平坦化することは、送信電力のより簡便かつ検出誤差の少ない制御を行う点で好ましい。なお、前記特許文献はいずれも、このような本願発明の着想およびその解決手段を示すものではない。さらに近年、LTELongTermEvolutionと称される携帯電話の新たな通信規格のサービスの開始が見込まれており、この規格によれば、700~2700MHzと言うさらに広い周波数帯域が使用されることとなる。ここで、結合度の平坦度は高ければ高いほど変動幅が小さければ小さいほど良いが、一般的には帯域内で変動幅を6dB以下より好ましくは4.5dB以下に抑えられれば実用に供することが出来るとされる。これに対し、例えば前記特許文献1に記載のカプラを使用することを考えた場合、700~2700MHzでは約9dBとなり同文献の図6B参照、当該カプラでは実用に耐え得ない。したがって、本発明の目的は、結合度が広帯域に亘って平坦なカプラを実現することにある。前記課題を解決し目的を達成するため、本発明に係るカプラ方向性結合器は、送信信号を伝送する主線路と、当該主線路に前記送信信号を入力する入力ポートと、当該主線路から前記送信信号を出力する出力ポートと、前記主線路と電磁界結合して前記送信信号の一部を取り出す副線路と、当該副線路の一端部に備えられた結合ポートと、当該副線路の他端部に備えられたアイソレーションポートとを有する方向性結合器であって、前記副線路と前記結合ポートとの間に、ローパスフィルタとしての機能を有するローパスフィルタ部を備え、これにより、使用周波数帯域より高域側に共振点を形成して前記使用周波数帯における結合度を平坦化した。本発明は、発明が解決しようとする課題の項で述べたように従来複数備えていたカプラを共通化することを検討する中でなし得たもので、送信信号を伝送する主線路と、この主線路に対して電磁界結合するよう近接して配置した副線路を用いるカプラにおいて、副線路と結合ポートとに間にローパスフィルタの機能を有するローパスフィルタ部以下LPF部と言うを備えれば当該カプラの結合度の周波数特性を平坦化できることを見出し、この知見に基づいて本発明は構成されたものである。上記LPF部は、高周波数の信号を減衰させ、低周波数の信号を通過する機能を有し、当該カプラの結合度が周波数によって変動高周波になるほど上昇するのを抑制する機能を果たす。これにより、従来のカプラに比べて結合度の周波数特性を低周波から高周波に亘る広帯域に平坦化することが可能となる。また特に本発明では、上記LPF部を接続することによって使用周波数帯より高域側使用周波数帯域より高い周波数領域で当該使用周波数帯に近い周波数位置に共振点結合度の減衰極を形成し、これにより使用周波数帯における結合度を平坦化する。共振点の形成位置共振周波数は、LPF部の具体的構成、すなわち、LPF部を形成するローパスフィルタ機能を実現する回路素子の構成や、各回路素子キャパシタやインダクタ、抵抗の容量値やインダクタンス値、抵抗値等によって調整することが可能であるが、本発明の一態様では、使用周波数帯の下端周波数をF1、上端周波数をF2、中心周波数をFc、帯域幅をBWとし、前記共振点の周波数である共振周波数をFrとしたときに、共振周波数と中心周波数との差を帯域幅と中心周波数で規格化した値であるFr-Fc/Fc/BWが、0.6~1.2の範囲内に、更に好ましくは、0.65~0.9の範囲にあるように上記共振点を設定する。なお、中心周波数Fcは、F1F2/2である。これにより、使用周波数帯域内の結合度の平坦度を高めることが出来る。なお、これら共振点と使用周波数帯との関係については、後の実施形態の説明においてシミュレーション結果に基づいて詳しく述べる。また、同様に使用周波数帯域内における結合度の変動幅を抑え平坦度を高める観点から、本発明の別の一態様として、使用周波数帯の下端周波数F1における結合度と、当該使用周波数帯の上端周波数F2における結合度とが、略等しくなるように上記共振点を形成するようにしても良い。LPF部の具体的な構成としては、例えば、副線路と結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が副線路と結合ポートの間に接続され且つ他端がグランドに接続されたキャパシタとを含むようにする。また本発明の更に別の一態様では、上記LPF部副線路と結合ポートとの間に接続したLPF部/以下これを第1LPF部と称することがあるに加え、ローパスフィルタとしての機能を有する別のLPF部以下これを第2LPF部と称することがあるを副線路とアイソレーションポートとの間に更に備える。このように副線路の両端部にLPF部を備える態様によれば、順方向主線路の入力ポートから出力ポートに向けた方向についてだけでなく、逆方向主線路の出力ポートから入力ポートに向けた方向に関する結合度の周波数特性についてもこれを平坦化することが出来る。例えば、無線通信装置においてアンテナとのマッチングアンテナからの反射電力を検出計量するために逆方向に伝搬する反射波をアイソレーションポートから取り出してモニタリングするような場合に、逆方向の結合度を平坦化できる当該態様によれば、順方向と同様に誤差の少ないより正確な検出を行うことが出来る。また、当該態様におけるLPF部の構成としては、例えば、第1LPF部副線路と結合ポートとの間に備えたLPF部が、副線路と結合ポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が副線路と結合ポートの間に接続され且つ他端がグランドに接続されたキャパシタとを含み、第2LPF部副線路とアイソレーションポートとの間に備えたLPF部が、副線路とアイソレーションポートの間に直列に接続したインダクタと、一端が副線路とアイソレーションポートの間に接続され且つ他端がグランドに接続されたキャパシタとを含むようにすれば良い。またこの場合、一端が副線路と結合ポートの間に接続され且つ他端が副線路とアイソレーションポートとの間に接続されたキャパシタを更に備えても、同様に結合度の平坦性に優れたカプラを構成することが出来る。また本発明では、上記本発明のいずれかのカプラにおいて、副線路と結合ポートとの間、および、副線路とアイソレーションポートとの間、のいずれか一方または双方にアッテネータを接続しても良い。このように副線路にアッテネータを付加すれば、副線路に接続される他の回路要素のインピーダンス変動の影響を当該アッテネータにより軽減することができ、本発明のカプラを実際に装置に組み込んで使用するときに他の回路要素による影響を受け難くすることが出来る。さらに、上記アッテネータを備えたカプラにおいて、アッテネータの内部に、または、結合ポートとアイソレーションポートとの間に、リアクタンス素子からなるリアクタンス部を接続しても良い。リアクタンス成分を加えることにより、インピーダンスを調整し、当該カプラの結合度や方向性等を最適化するためである。なお、上記リアクタンス素子としては、例えばインダクタやキャパシタを用いることが出来る。また、本発明に係る無線通信装置は、上記いずれかのカプラを含むものである。なお、本発明に言う無線通信装置は、典型的には、携帯電話機やスマートフォン、無線通信機能を備えたPDAPersonalDigitalAssistantsやタブレット型コンピュータなどの携帯端末装置であるが、これらに限られるものではなく、無線LAN用の通信装置やブルートゥースBluetooth規格の通信装置などの無線通信が可能な各種の通信装置が本発明に含まれる。本発明によれば、結合度が広帯域に亘って平坦で小型のカプラを実現することが出来る。本発明の他の目的、特徴および利点は、図面に基づいて述べる以下の本発明の実施の形態の説明により明らかにする。なお、各図中、同一の符号は、同一又は相当部分を示す。以下、本発明の実施の形態について説明するが、まず、比較対象として主線路と副線路のみで構成されたLPF部を備えない従来のカプラについて述べ、その後に本発明の実施形態について述べる。比較例図13に示すように従来のカプラは、送信信号を伝送する主線路12と、この主線路12に電磁界結合するように近接して配置した副線路13とを備える。主線路12は、その一端部に入力ポートP1を有し、他端部に出力ポートP2を有する。また、副線路13は、その一端部に結合ポートP3を有し、他端部にアイソレーションポートP4を有している。なお、以下の説明では、入力ポートをP1、出力ポートをP2、結合ポートをP3、アイソレーションポートをP4とそれぞれ称することがある。図14はこのような従来のカプラの結合度の周波数特性シミュレーション結果を示すものであるが、この図から明らかなように使用周波数帯として例えば700MHz~2.7GHzを考えた場合、この帯域内における結合度の最小値は700MHzのときの29.1dBであり、最大値は2.7GHzのときの17.8dBであるから、結合度の変動幅Δは11.3dBとなり、一般的に必要とされる変動幅である前記6dB以下の規格を満たすことは全く出来ない。第1実施形態一方、図1に示す本発明の第1の実施形態に係るカプラは、前記図13に示した従来のカプラと同様に、一端部に入力ポートP1を、他端部に出力ポートP2をそれぞれ有する主線路と、一端部に結合ポートP3を、他端部にアイソレーションポートP4をそれぞれ有して主線路に電磁界結合するように近接配置した副線路13とを備えるが、結合ポートP3と副線路13との間にLPF部21を加えたものである。なお、前述のように主線路と副線路の長さを使用周波数帯の4分の1波長程度に設定すれば平坦な結合度が得られるが、これでは当該主線路と副線路とが非常に長くなってしまうため、本実施形態ならびに以降の実施形態では主線路および副線路は共に使用周波数帯の4分の1波長より短い線路長を有するものとする。LPF部は、インダクタ22とキャパシタ23とからなる所謂L型のローパスフィルタであり、副線路13と結合ポートP3との間に直列に挿入したインダクタ22と、当該副線路13と結合ポートP3との間の伝送路とグランドとの間に接続したキャパシタ23とからなる。また、使用周波数帯を前記従来例と同様に700MHz下端周波数F1~2.7GHz上端周波数F2とし、この周波数帯の高域側の近傍位置に共振を発生させるため、LPF部を構成するインダクタのインダクタンスは5.2nH、キャパシタの容量は2.7pFとした。これにより、5.0GHz付近に共振を発生させることが出来た。図2は、このような本実施形態に係るカプラの結合度の周波数特性シミュレーション結果を示すものである。同図から分かるように、帯域内700MHz~2.7GHzにおける結合度の最小値は700MHzのときの27.1dB、最大値は1.8GHzのときの22.1dB、結合度の変動幅Δは5.0dBとなり、一般的に必要とされる変動幅である前記6dB以下の規格を満たすことが出来た。これは、LPF部と結合線路主線路と副線路間における電磁界結合により5.0GHzに共振減衰極が形成され、これにより使用周波数帯700MHz~2.7GHzにおける結合度の上昇が抑えられ、当該使用周波数帯において結合度が平坦化されたためである。なお、9.0GHz付近にも減衰極が見られたが図2参照、これはインダクタやキャパシタの自己共振から生じた副次的な共振によるものと考えられる。このように本実施形態のカプラによれば、使用周波数帯の高域側近傍位置に共振を生じさせることにより、使用周波数帯域内における結合度の変動を抑制し結合度を平坦化することが出来る。また、使用周波数帯における結合度の平坦度変動幅Δは、共振点の位置どこに共振点を形成するかによって変わってくる。次に、この点について述べる。図3は、共振点を低域側にシフトさせた例変形例1と称するであり、前記図2の例第1実施形態において、LPF部内のインダクタのインダクタンス値は変更せずに5.2nH、キャパシタの容量を5.5pFとしたものである。これにより、共振点は4.1GHz付近となり、共振点が低域側にシフトして共振点を使用周波数帯に近づけることが出来た。この結果、帯域内700MHz~2.7GHzにおける結合度の最小値は700MHzのときの29.1dB、最大値は1.45GHzのときの26.6dB、結合度の変動幅Δは2.6dBとなり、前記第1実施形態図2より変動幅は小さく、一般に必要とされる変動幅である前記6dB以下の規格を十分に満たすことが出来た。なお、実用に供する場合には、製造時のばらつきや、回路を形成したときの他の素子からの影響や特性のばらつき等が生じるため、安定したAPC回路形成するために当該変動幅は小さければ小さいほど好ましい。図4は、前記図3の変形例1より更に低域側に共振点をシフトさせた例変形例2と称するである。これを実現するため当該変形例2では、LPF部のインダクタの開口径を大きくすることによりインダクタンス値を6.9nHに上げるとともに、キャパシタの電極対向面積を増やすことで容量値を8.2pFとした。その結果、図4に示すように共振点は3.3GHz付近となり、共振点を使用周波数帯に更に近づけることが出来た。この変形例2では、図4から分かるように帯域内700MHz~2.7GHzにおける結合度の最小値は2.7GHzのときの37.8dB、最大値は1.1GHzのときの28.4dBで、結合度の変動幅Δは9.4dBとなり、従来例11.3dBよりは平坦性は改善されたものの、一般的に必要とされる変動幅6dB以下を満たすことは出来なかった。さらに、最適な共振点位置共振周波数を求めるため、LPF部のインダクタンスのインダクタンス値と、キャパシタの容量値とを様々に変更して共振点を変えるシミュレーションを行った。具体的には、前記従来例、第1実施形態共振点Fr=5.0GHz、変形例1共振点Fr=4.1GHz及び変形例2共振点Fr=3.3GHzに加えて、下記表1に示すように、共振点Frを4.6GHz変形例3、4.2GHz変形例4及び3.9GHz変形例5とした場合についてシミュレーションを行い、使用周波数帯域の下端周波数をF1、上端周波数をF2、中心周波数をFc、帯域幅をBW、共振点の周波数共振周波数をFrとそれぞれしたときに、共振周波数Frと中心周波数Fcとの差を帯域幅BW=F2-F1と中心周波数Fcで規格化し、この値Fr-Fc/Fc/BWと、使用周波数帯域における結合度の変動幅Δとの関係を調べた。結果は、下記表1ならびに図5~図6に示すとおりである。なお、このシミュレーションでは、使用周波数帯を700MHz~2.7GHzとし、したがって、F1=700MHz、F2=2.7GHz、Fc=0.72.7/2=1.7GHzである。また、従来例では共振点が10GHzまでの範囲で検出されなかったため、共振周波数Frを10GHzとした。上記表1および図5~図6から分かるように、使用周波数帯と共振点との関係は、共振点が使用周波数帯から高域側に遠く離れていては従来のカプラと同様で平坦化にさほど効果がない一方で、近すぎても使用周波数帯域における結合度の平坦性を損なう。したがって、前記一般に必要とされる6dB以下の変動幅を達成するには、規格化値Fr-Fc/Fc/BWが0.6~1.2の範囲内になるように共振点を設定すれば良く図5~図6参照、より好ましいとされる4.5dB以下の変動幅を実現するには、規格化値Fr-Fc/Fc/BWが0.65~0.9の範囲内になるように共振点を設定すれば良い。また、このように結合度を平坦化できる本実施形態によれば、マルチバンド方式の無線通信装置におけるカプラの配設個数を減らすことが出来る。例えば、800MHz帯と2GHz帯の2つの通信周波数帯を利用可能なデュアルバンド方式の携帯電話機を構成することを考えた場合、従来であれば800MHz帯と2GHz帯とでは結合度が大きく変動してしまうため、各周波数帯800MHz帯と2GHz帯で結合度がほぼ等しくなるように調整した2つのカプラを各周波数帯の送信回路それぞれに設ける必要があったが前記図15参照、本実施形態によれば両周波数帯800MHz帯と2GHz帯に亘って結合度をほぼ平坦にすることが出来るから、各周波数帯に共通のカプラを1つ設ければ良く、部品点数を減らして送信回路を単純化することが出来る。図7は、本実施形態のカプラ11を使用したマルチバンド方式の携帯電話機の送受信部の構成例を示すものである。この図に示すように本実施形態によれば、アンテナ101とスイッチ102との間にカプラ11を1つ設ければ良く、従来前記図15参照と比べて送信回路201を簡素化することが出来る。なお、PA202は両周波数帯に亘って使用可能なものを使用し、カプラ11により得られたモニタ信号送信信号のレベルに対応した信号をAPC回路203に入力し、APC回路203がモニタ信号のレベル即ち送信信号のレベルに応じてPA202の出力が一定になるようにPA202の利得を制御する。また、スイッチ102は、アンテナ101を通じて受信した電波を受信回路103,104へ振り分けるとともに、送信回路201から入力された送信信号をアンテナ101に送り出す機能を果たすもので、例えばダイプレクサや高周波スイッチを組み合わせることにより構成すれば良い。第2実施形態本発明の第2の実施形態に係るカプラは、図8に示すように、前記第1実施形態と同様に副線路13と結合ポートP3との間にLPF部第1LPF部31を備えるが、更に副線路13とアイソレーションポートP4との間にもLPF部第2LPF部41を備えたものである。各LPF部31,41は、前記第1実施形態と同様にインダクタ32,42とキャパシタ33,43とからなるL型ローパスフィルタである。なお、結合ポートP3とアイソレーションポートP4間にキャパシタ45を接続しているが、これはアイソレーションポートP4に生じてしまう不要な漏洩電流をキャンセルする位相調整機能を果たすものである。本実施形態のように主線路12および副線路13からなるカプラ本体部を挟んで対称に入力側と出力側との両方にLPF部31,41を備えれば、前記第1実施形態のように順方向の結合度を平坦化することが出来るだけでなく、逆方向の結合度主線路の出力ポートP2から入力し、アイソレーションポートP4に出力される電力の周波数特性も第2LPF部41によって順方向と同様に平坦化できる利点がある。したがって、前述したように例えば、無線通信装置においてアンテナとのマッチングアンテナからの反射電力を検出計量するために逆方向に伝搬する反射波をアイソレーションポートP4から取り出してモニタリングするような場合に、順方向と同様に誤差の少ないより正確な検出を行うことが可能となる。図9は、本実施形態に係るカプラの結合度とアイソレーションの周波数特性を示すものである。なお、この実施形態では、使用周波数帯域を800MHz~1.9GHzF1=800MHz,F2=1.9GHz,中心周波数Fc=1.35GHz,BW=1.1GHzを想定し、各LPF部のインダクタのインダクタンス値を6.2nH、キャパシタンスの容量値を1.9pF、P3‐P4間のキャパシタの容量値を1.1pFとすることにより、共振点Frを2.5GHzに形成した。このとき、前記共振点の規格化値Fr-Fc/Fc/BWは、0.77となる。本実施形態によっても、結合度の変動幅Δは3dBであり、一般に必要とされる変動幅6dB以下を満たすことが出来る。なお、方向性アイソレーションと結合度の差も前記一般に要求される20dBを満たすことが出来ている。また、本実施形態ならびに前記第1実施形態では、共振点の規格化値共振周波数と使用帯域の中心周波数の差を帯域幅と中心周波数で規格化した値を使用し、この規格化値を所定範囲に調整することにより使用周波数帯域における結合度の平坦化を図ったが、本発明では別の観点、すなわち下端周波数F1と上端周波数F2とが略等しくなるような周波数位置に共振点を形成することによっても同様に使用周波数帯域における結合度の平坦化を図ることが出来る。例えば、前記第2実施形態図9の使用周波数帯域は800MHz~1.9GHzであるが、下端周波数F1800MHzにおける結合度と上端周波数F21.9GHzにおける結合度とは略等しくなっており、これにより使用周波数帯域内における結合度の平坦性が高められている。また、最も変動幅Δを小さく抑えられた前記変形例1図3についても、下端周波数F1700MHzにおける結合度29.1dBと上端周波数F21.9GHzにおける結合度29.2dBとは略等しくなっており、これにより使用周波数帯域内において結合度の良好な平坦性が得られている。このように使用周波数帯域の下端周波数F1と上端周波数F2とが略等しくなるような周波数位置に共振点を形成すると言う手法によっても、同様に使用周波数帯域における結合度の平坦化を図ることが出来る。第3実施形態本発明の第3の実施形態に係るカプラは、図10に示すように、前記第2実施形態に係るカプラと同様に、副線路13の両側にそれぞれLPF部31,41を備え、P3-P4間にキャパシタ45を接続したものであるが、LPF部31と結合ポートP3との間、および、LPF部41とアイソレーションポートP4との間にアッテネータ46,47をそれぞれ接続した。このようにアッテネータを付加すれば、副線路に接続される他の回路要素のインピーダンス変動の影響を軽減することが出来る。なお、前記第1実施形態図1に係るカプラにおいても同様に、結合ポートP3とLPF部21との間や、アイソレーションポートP4と副線路13との間にアッテネータを接続しても良い。また、上記のようにアッテネータを備えたカプラに、リアクタンス成分リアクタンス部をさらに付加しても良い。インピーダンス調整を行い、当該カプラの結合度や方向性等を最適化するためである。具体的には、アッテネータは前記図10に示すように抵抗素子を所謂π型に接続したり、あるいはT型に抵抗素子を接続すること等により構成するが、例えば、図11に示すようにアッテネータ46,47の内部にアッテネータ46,47内の直列に接続された抵抗素子に直列にインダクタ52を接続することにより、リアクタンス成分を付加する。また、図12に示すように、一端が結合ポートP3とアッテネータ46との間、他端がアイソレーションポートP4とアッテネータ47との間に接続されたキャパシタ53を上記リアクタンス成分として加えても良い。以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載の範囲内で種々の変更を行うことが出来ることは当業者に明らかである。例えば、本発明において使用周波数帯や帯域幅は前記実施形態に示したものに限定されず、他の周波数帯や帯域幅であっても良い。また、LPF部として、前記実施形態ではL型ローパスフィルタを使用したが、例えば、直列に接続したインダクタの両側に並列に接続した2つのキャパシタを備えた所謂π型ローパスフィルタや、直列に接続した2つのインダクタとそれら2つのインダクタの間とグランドとの間に接続したキャパシタとからなる所謂T型ローパスフィルタその他のローパスフィルタを用いることも可能である。なお、前記実施形態のようにLPF部として2次のL型ローパスフィルタを使用することは、例えば3次のπ型ローパスフィルタを使用する場合と比べ、素子数や導体線路の引き回しを減らして不要な結合成分や共振の発生を抑えることが出来る利点がある。"