直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第1のスイッチング素子とインダクタと第2のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、前記加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第2のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第1のスイッチング素子とインダクタと第2のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第3のスイッチング素子を備えたものであり、前記加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第2のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。請求項2に記載の電磁誘導加熱装置において、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第3のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。請求項1または請求項2に記載の電磁誘導加熱装置において、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第1のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、前記第1のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用することを特徴とする電磁誘導加熱装置。請求項1または請求項2に記載の電磁誘導加熱装置において、前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、ダイオードとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備することを特徴とする電磁誘導加熱装置。請求項1または請求項2に記載の電磁誘導加熱装置において、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、前記第1のスイッチング素子と環流ダイオードの直列回路を備えたものであり、前記第1のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の降圧用のスイッチング素子として作用し、前記直流電源は、商用交流電源の交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、該整流回路に並列に設けられ、ダイオードとコンデンサで構成されるフィルタと、を具備し、前記第1のスイッチング素子を、逆阻止型スイッチング素子としたことを特徴とする電磁誘導加熱装置。請求項1から請求項6何れか一項に記載の電磁誘導加熱装置において、前記第2のスイッチング素子のDutyを固定し、前記第1のスイッチング素子のDutyを可変とすることで、前記チョッパ回路の出力電圧を制御することを特徴とする電磁誘導加熱装置。特許文献1に開示された従来技術において、インバータ回路は整流回路により変換された非平滑の直流電圧を高周波電流に変換するため、加熱コイルには脈動電流が流れる。そのため、加熱コイルから発生する磁界も脈動するため、被加熱物の材質によってはうなり音が発生する問題がある。従って、これを防ぐためには、インバータ回路に印加する直流電圧を平滑し、加熱コイル電流の変動を抑制する必要がある。一般的に使用されるコンデンサインプット型の平滑回路では入力電流に多くの高調波を含むため、電圧平滑と高調波抑制の両者を満足する電源回路が必要となる。また、加熱コイルを複数個備えた装置において、それぞれ別々の被加熱物を加熱する場合、インバータの駆動周波数を制御して電力制御を行うとインバータ間の差分周波数に起因した干渉音が発生する問題もある。本発明は、加熱コイルから発生する磁界の変動を抑制し被加熱物から発生するうなり音を防止し、かつ複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止できる電磁誘導加熱装置を提供することである。上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第1のスイッチング素子とインダクタと第2のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサとを備えたものであり、前記加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第2のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。また、上記課題は、直流電源と、該直流電源からの直流電圧を昇圧または降圧するチョッパ回路と、該チョッパ回路からの直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を具備する電磁誘導加熱装置であって、前記チョッパ回路は、前記直流電源の正電極と負電極との間に、第1のスイッチング素子とインダクタと第2のスイッチング素子の直列回路を備え、前記電圧共振形インバータは、加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と、前記加熱コイルに並列に設けられた共振コンデンサと第3のスイッチング素子を備えたものであり、前記加熱コイルと前記第2のスイッチング素子の直列回路と並列になるように、前記チョッパ回路から出力される直流電圧を平滑する平滑回路を設け、前記チョッパ回路と前記インバータで兼用される前記第2のスイッチング素子は、前記チョッパ回路の昇圧用のスイッチング素子として作用する電磁誘導加熱装置によって解決される。本発明によれば、少ない部品点数にもかかわらず、加熱コイルの電流脈動を抑え、複数のインバータを同時に駆動した場合にも干渉音の発生を防止し、かつスイッチング素子の耐圧を抑えて負荷に所望の電力を効率良く供給することができる。以下に、図面を参照して、本発明の望ましい実施例を説明する。図1は、実施例1の電磁誘導加熱装置の回路構成図であり、図示しない被加熱物例えば、調理鍋が加熱コイル11と磁気結合し被加熱物調理鍋に電力が供給される。図1において、直流電源1の正電極と負電極間には、パワー半導体スイッチング素子3a、インダクタ41、スイッチング素子3bが直列に接続されている。また、インダクタ41の両端には、共振負荷回路60、平滑コンデンサ44、ダイオード43が直列に接続されている。共振負荷回路60は、並列接続された加熱コイル11と共振コンデンサ13により構成されている。スイッチング素子3a、3bにはそれぞれダイオード4a、4bが逆方向に並列接続されている。図1において、スイッチング素子3a、3b、インダクタ41、ダイオード43はチョッパ回路10を構成しており、スイッチング素子3a、3bをオンオフ制御することにより平滑コンデンサ44の直流電圧を制御することが可能である。平滑コンデンサ44の正電極と負電極間には、共振負荷回路60とスイッチング素子3bが直列に接続されており電圧共振形インバータ20が構成されている。スイッチング素子3bは、電圧共振形インバータ20のスイッチング素子として利用されるとともに、インダクタ41をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路10の昇圧チョッパ用または昇降圧チョッパ用のスイッチング素子としても利用される。スイッチング素子3aは、インダクタ41をチョッパ用のインダクタとするチョッパ回路10の降圧チョッパ用のスイッチング素子として動作し、ダイオード43は環流ダイオードとして動作する。以下、本実施例の動作について説明する。図2に本実施例の各部の動作波形を示す。図2aは低電力出力時、図2bは高電力出力時の動作波形を示しており、スイッチング素子3a、3bの駆動周波数およびスイッチング素子3bのオン時間Dutyを固定し、スイッチング素子3aのオン時間Dutyを制御することで出力電力を制御することが可能である。各図において、vg3aはスイッチング素子3aのゲート信号、vg3bはスイッチング素子3bのゲート信号、i3aはスイッチング素子3aの電流、i3bはスイッチング素子3bの電流、i4bはダイオード4bの電流、i41はインダクタ41の電流、i11は加熱コイル11の電流、i13は共振コンデンサ13の電流、vc3bはスイッチング素子3bにかかる電圧、v44は平滑コンデンサ44の電圧を表している。図2aにおいて、スイッチング素子3aがオンvg3a:Highしている期間、チョッパ回路10は直流電源1を電圧源としてインダクタ41にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子3aがオフvg3a:Lowし、直流電源1からインダクタ41が切り離されると、スイッチング素子3bはまだオン状態vg3b:Highにあるため、インダクタ41はスイッチング素子3b、ダイオード43の経路で短絡状態となり、インダクタ41の電流i41はほとんど変化せず維持される。一方、電圧共振形インバータ20は、平滑コンデンサ44、加熱コイル11、スイッチング素子3bの経路で電流が流れ、スイッチング素子3bにはインダクタ41と加熱コイル11との合成電流i3bが流れる。次にスイッチング素子3bがオフvg3b:Lowすると、インダクタ41に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ13を介して平滑コンデンサ44に供給される。一方、加熱コイル11に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ13に供給される。加熱コイル11のエネルギーがゼロになると、加熱コイル11にはインダクタ41から電流が供給され、加熱コイル11の電流がインダクタ41の電流値に達すると共振コンデンサ13が放電を開始する。スイッチング素子3bの電圧vc3bは次第に減少しダイオード4bが導通状態になると、加熱コイル11の電流i11は平滑コンデンサ44、ダイオード4bの経路で還流する。加熱コイル11の電流i11が減少し、インダクタ41の電流値i41に低下するまでの期間ダイオード4bは導通状態となる。ダイオード4bが導通状態の期間にスイッチング素子3bをターンオンすればスイッチング素子3bはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。図2bは、スイッチング素子3aのオン期間がスイッチング素子3bのオン期間より長いため、スイッチング素子3bがオフするまでの間、チョッパ回路10は直流電源1を電圧源としてインダクタ41にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子3bがオフすると、インダクタ41に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ13を介して平滑コンデンサ44に供給される。一方、加熱コイル11に蓄積されたエネルギーは共振コンデンサ13に供給される。加熱コイル11のエネルギーがゼロになると、加熱コイル11にはインダクタ41から電流が供給され、加熱コイル11の電流i11がインダクタ41の電流値i41に達すると共振コンデンサ13が放電を開始する。スイッチング素子3aがオフし、直流電源1からインダクタ41が切り離されると、インダクタ41の蓄積エネルギーはダイオード43を介して平滑コンデンサ44に供給される。スイッチング素子3bの電圧が次第に減少しダイオード4bが導通状態になると、加熱コイル11の電流i11は平滑コンデンサ44、ダイオード4bの経路で還流する。加熱コイル11の電流が減少し、インダクタ41の電流値に低下するまでの期間ダイオード4bは導通状態となる。図2aの場合と同様にダイオード4bが導通状態の期間にスイッチング素子3bをターンオンすればスイッチング素子3bはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。図2bは図2aに対しスイッチング素子3aのオン時間が長いため、インダクタ41に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ44の電圧v44は、図2aよりも図2bが高くなる。これにより、インバータ20に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル11の電流i11も増えて電力が増加する。本実施例は駆動周波数を固定した状態で電力制御ができるため、加熱コイルを複数個備えた装置においても、駆動周波数を同一にすることができる。これにより、差分周波数に起因した干渉音の発生も合わせて防止することが可能である。以上で説明した本実施例の電磁誘導加熱装置は、一般家庭や業務用として使用される誘導加熱調理器をはじめ、温水発生、低温高温の水蒸気発生装置、金属の溶解、複写機トナー定着用の熱転写ローラドラムなど多岐にわたる熱源の電源として利用できる。図3は、実施例2の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。実施例1の図1、図2と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図3において、図1と異なる点は、共振コンデンサ13とスイッチング素子3bとの間にスイッチング素子3cが接続され、スイッチング素子3cにはダイオード4cが逆方向に並列接続されている点と、スイッチング素子3bに並列にスナバコンデンサ14が接続された点である。なお、スナバコンデンサ14の容量は、共振コンデンサ13の容量と比べると小さい値となる。以下、本実施例の動作について説明する。図4に本実施例の各部の動作波形を示す。図4aは低電力出力時、図4bは高電力出力時の動作波形を示している。図4において、図2に追加した波形はスイッチング素子3cのゲート信号vg3cと、スイッチング素子3cの電流i3c、ダイオード4cの電流i4c、スイッチング素子3cにかかる電圧vc3cである。本実施例では、スイッチング素子3a、3b、3cの駆動周波数およびスイッチング素子3b、3cのオン時間Dutyを固定し、スイッチング素子3aのオン時間Dutyを制御することで電力を制御することが可能である。図4aにおいて、スイッチング素子3aがオンしている期間、チョッパ回路10は直流電源1を電圧源としてインダクタ41にエネルギーを蓄積する。次にスイッチング素子3aがオフし、直流電源1からインダクタ41が切り離されると、スイッチング素子3bはまだオン状態にあるため、インダクタ41はスイッチング素子3b、ダイオード43の経路で短絡状態となり、インダクタ41の電流はほとんど変化せず維持される。一方、インバータ20は、平滑コンデンサ44、加熱コイル11、スイッチング素子3bの経路で電流が流れ、スイッチング素子3bにはインダクタ41と加熱コイル11との合成電流が流れる。次にスイッチング素子3bがオフすると、インダクタ41と加熱コイル11の電流はスナバコンデンサ14を充電した後、ダイオード4cを介して共振コンデンサ13に流れる。従って、インダクタ41のエネルギーは共振コンデンサ13を介して平滑コンデンサ44に供給される。ダイオード4cが導通状態の期間にスイッチング素子3cをターンオンすればスイッチング素子3cはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。加熱コイル11のエネルギーがゼロになると、加熱コイル11にはインダクタ41から電流が供給され、加熱コイル11の電流がインダクタ41の電流値に達するとスイッチング素子3cはオン状態にあるため共振コンデンサ13は放電を開始する。次にスイッチング素子3cがオフすると、加熱コイル11の電流はスナバコンデンサ14を放電する。スイッチング素子3bの電圧は次第に減少しダイオード4bが導通状態になると、加熱コイル11の電流は平滑コンデンサ44、ダイオード4bの経路で還流する。加熱コイル11の電流が減少し、インダクタ41の電流値に低下するまでの期間ダイオード4bは導通状態となる。ダイオード4bが導通状態の期間にスイッチング素子3bをターンオンすればスイッチング素子3bはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。図4bは、スイッチング素子3aのオン期間がスイッチング素子3bのオン期間より長いため、スイッチング素子3bがオフするまでの間、チョッパ回路10は直流電源1を電圧源としてインダクタ41にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子3bがオフすると、インダクタ41と加熱コイル11の電流はスナバコンデンサ14を充電した後、ダイオード4cを介して共振コンデンサ13に流れる。従って、インダクタ41のエネルギーは共振コンデンサ13を介して平滑コンデンサ44に供給される。ダイオード4cが導通状態の期間にスイッチング素子3cをターンオンすればスイッチング素子3cはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。加熱コイル11のエネルギーがゼロになると、加熱コイル11にはインダクタ41から電流が供給され、加熱コイル11の電流がインダクタ41の電流値に達するとスイッチング素子3cはオン状態にあるため共振コンデンサ13は放電を開始する。スイッチング素子3aがオフし、直流電源1からインダクタ41が切り離されると、インダクタ41の蓄積エネルギーはダイオード43を介して平滑コンデンサ44に供給される。次にスイッチング素子3cがオフすると、加熱コイル11の電流はスナバコンデンサ14を放電する。スイッチング素子3bの電圧は次第に減少しダイオード4bが導通状態になると、加熱コイル11の電流は平滑コンデンサ44、ダイオード4bの経路で還流する。加熱コイル11の電流が減少し、インダクタ41の電流値に低下するまでの期間ダイオード4bは導通状態となる。ダイオード4bが導通状態の期間にスイッチング素子3bをターンオンすればスイッチング素子3bはゼロ電流スイッチング動作となりスイッチング損失は発生しない。図4bは図4aに対し、スイッチング素子3aのオン時間が長いため、図2と同様にインダクタ41に蓄積されるエネルギーも多くなり、平滑コンデンサ44の電圧v44は図に示すように、図4aより高くなる。これにより、インバータ20に印加される電源電圧が高くなるため、加熱コイル11の電流i11も増えて電力が増加する。実施例1と比べると本実施例はスイッチング素子3bにかかる電圧がクランプされるため、スイッチング素子3bの耐圧を抑えることが可能である。図5にスイッチング素子3aのオン時間Dutyと平滑電圧との関係、図6に平滑電圧と入力電力との関係を示す。平滑電圧は図5に示すようにスイッチング素子3aのオン時間Dutyに比例して増加し、入力電力は図6に示すように平滑電圧の二乗に比例して増加する。また、図7に入力電力とスイッチング素子3bに印加される電圧との関係、図8に入力電力と共振コンデンサ電圧との関係を示す。実線は本実施例の特性、点線はチョッパ回路10を外した場合の特性を表している。図7より、インバータは電圧共振形を基本構成としているため、入力電力の増加とともにスイッチング素子3bの印加電圧も増加するが、本実施例では印加電圧の上昇が抑えられている。これは、本実施例において入力電力の制御方法として、スイッチング素子3b、3cのオン時間を変化させず、スイッチング素子3aのオン時間を主に制御しているため、図8の実線で示すように電力増加にともなう共振コンデンサの電圧上昇を抑えているからである。このように、スイッチング素子3aのDutyを制御することで、平滑電圧を制御しスイッチング素子に印加される電圧上昇を抑えられることから電圧共振形インバータにおいても素子耐圧を低減し低オン抵抗の素子を利用することができる。図9は、実施例2において、商用交流電源を入力とした回路構成図である。図9に示すように、商用交流電源ACはダイオード整流回路2の交流入力端子に接続され、ダイオード整流回路2の直流出力端子には、インダクタ8とコンデンサ9から構成されるフィルタが接続されている。コンデンサ9の両端には商用周波数に起因した脈動を含む直流電圧が出力され、直流電源1として作用する。コンデンサ9の後段には図3の回路が接続されるが、ダイオード整流回路2によって整流された電圧は0Vから最大電圧値まで変動するため、インバータ側からコンデンサ9側に電流が逆流しないようにダイオード42を介して接続している。なお、スイッチング素子3aを逆耐圧のある逆阻止型スイッチング素子に置き換えれば、ダイオード42を削除しても構わない。次に、本実施例における各スイッチング素子を制御するために必要となる電圧電流検出箇所について説明する。商用交流電源ACから入力される電力や被加熱物の材質を検知するには、商用交流電源ACから流れるAC電流を検出する必要がある。本実施例では、商用交流電源ACから流れるAC電流を電流センサ73により電圧に変換した後、AC電流検出回路74により検出する。また、商用交流電源ACの電圧に応じてAC電流の波形生成を行うことにより力率を改善するには、電流波形の基準となる信号が必要となる。一般にはダイオードブリッジの出力電圧、すなわち整流された直流電圧を検出する。本実施例では、ダイオード整流回路2の直流出力端子間の電圧を入力電圧検出回路77により検出する。部品削減を図るために、入力電圧を検出せずに制御回路内部で基準波形を求め、AC電流の波形生成を行うことも可能であり、その場合には入力電圧検出回路77を削除することができる。AC電流の波形生成を行うには、チョッパ回路に流れる電流波形を制御することにより実現できる。本実施例では、スイッチング素子3aに流れる電流を電流センサ75により電圧に変換した後、入力電流検出回路76により検出する。入力電力の制御や被加熱物の材質、状態を検知するには、加熱コイルに流れる電流を検出する必要がある。本実施例では、加熱コイル11に流れる電流を電流センサ71により電圧に変換した後、コイル電流検出回路72により検出する。また、負荷の出力電力を制御するためには、平滑電圧すなわちインバータの電源電圧を検出しフィードバック制御を行う必要がある。本実施例では、平滑コンデンサ44の両端の電圧をINV電圧検出回路78により検出する。制御回路70は、前記各検出回路の検出値と入力電力設定部80からの電力指令値に基づいて各スイッチング素子の駆動信号を生成する。スイッチング素子3aから3cは制御回路70から与えられた制御信号に基づいてドライブ回路61により駆動される。図10に商用周波数の一周期における商用交流電源ACの電圧vac、商用交流電源ACから入力電流iac、加熱コイルの電流i11、平滑コンデンサ44の電圧v44を示す。スイッチング素子3a、3bを制御することで、平滑コンデンサ44の電圧を平滑しながら振幅を制御し加熱コイル11の電流脈動を抑制することができる。また、インダクタ41の電流を制御することで入力電流iacの導通期間を広げ高調波も抑制できる。図11は実施例3の電磁誘導加熱装置の回路構成図である。図3と同一部分については同一符号を付しており説明は省略する。図11において、図3と異なる点はスイッチング素子3cを昇圧チョッパまたは昇降圧チョッパ用スイッチング素子として兼用している点である。スイッチング素子3cにはインダクタ41と加熱コイル11の合成電流が流れ、前述と同様にチョッパ動作とインバータ動作を行う。制御方法としては前記実施例2と同様にスイッチング素子3a、3b、3cの駆動周波数およびスイッチング素子3b、3cのオン時間Dutyを固定し、スイッチング素子3aのオン時間Dutyを制御することで電力を制御することが可能である。