ディー10、ピラー20および該ピラーと該ディーを少なくとも部分的に囲む導電性チャンバ40を備え、前記ピラー20の端部は前記ディー10を支持し、前記導電性チャンバおよび前記ピラー20がこのように伝送線路を形成するサイクロトロン内の荷電粒子の加速用の共振空洞6であって、前記ピラー20の反対側の端部は前記導電性チャンバ40の底部45に連結されており、該ピラーの両端部の間に位置する前記伝送線路の中間部分20bの単位長さあたりの容量が該伝送線路の他の部分20a、20cの単位長さあたりの容量より実質的に大きいことを特徴とする共振空洞6。前記伝送線路の前記中間部分20bの単位長さあたりの容量は、該伝送線路の他の前記部分20a、20cの単位長さあたりの容量の二倍より大きいことを特徴とする請求項1に記載の共振空洞。前記伝送線路の前記中間部分20bの単位長さあたりの容量は、該伝送線路の他の前記部分20a、20cの単位長さあたりの容量の十倍より大きいことを特徴とする請求項2に記載の共振空洞。前記伝送線路の前記中間部分20bの特性インピーダンスZc2および他の前記部分20a、20cの特性インピーダンスZc1、Zc3は、前記空洞6が二つのモードに応じて共振して、実質的に二倍の比で二つの異なる周波数を生成することを特徴とする請求項1~3のいずれか一つに記載の共振空洞。前記ピラー20は複数の重ねられたシリンダ20a、20b、20cを備えており、これらのシリンダの一つ20bは伝送線路の該中間部分20bに対応し、他の前記シリンダ20a、20cの一つの平均直径を実質的に上回る平均直径を有することを特徴とする請求項1~4のいずれか一つに記載の共振空洞。前記導電性チャンバ40は複数の重ねられた中空のシリンダを備え、これらの中空のシリンダの一つは伝送線路の前記中間部分20bに対応し、他の中空のシリンダの一つの平均直径を実質的に下回る平均直径を有することを特徴とする請求項1~5のいずれか一つに記載の共振空洞。さらに、前記導電性チャンバ40に電気的に接続され、前記ピラーの正面および実質的に前記伝送線路の前記中間部分20bの位置に配置された可動電極を備える調和コンデンサ50を備えることを特徴とする請求項1~6のいずれか一つに記載の共振空洞。下記の段階、-ピラーおよび導電性チャンバが一定の断面を示す空洞のピラーの単位長さあたりの容量の計算で、該ピラーおよび導電性チャンバによってこのように形成された伝送線路の特性インピーダンスを算出することができる計算、-ピラーの様々な直径についての特性インピーダンスの計算、-導電性チャンバの等価な平均外径の決定、-前記のように決定したサイズにもとづく空洞の二次元電磁シミュレーションおよび円形と仮定され、従来技術の空洞と同一の共振周波数を生成する等価なディーの直径の決定、-品質係数Q、損失電力、貯蔵エネルギーなどのような空洞の固有のパラメータの計算および測定値との結果の比較、-二つの異なる周波数を生成する二つの共振モードを利用する空洞のピラーを構成する線路の各部分の高周波数シミュレーションによる特徴決定、を備えることを特徴とする請求項1~7のいずれか一つに記載の二重周波数共振空洞の設計方法。さらに、二次元電磁シミュレーションによる二重周波数空洞の最終的な最適化段階を備えることを特徴とする請求項8に記載の二重周波数共振空洞の設計方法。本発明は、前記の問題点を少なくとも部分的に解決することを目的とする。第一の側面によると、本発明は、ディー、ピラーおよび該ピラーと該ディーを少なくとも部分的に囲む導電性チャンバを備え、該ピラーの端部はディーを支持し、導電性チャンバおよびピラーがこのように伝送線路を形成するサイクロトロン内の荷電粒子の加速用の共振空洞であって、前記ピラーの反対側の端部は前記導電性チャンバの底部に連結されており、該ピラーの両端部の間に位置する前記伝送線路の中間部分の単位長さあたりの容量が該伝送線路の他の部分の単位長さあたりの容量より実質的に大きいことを特徴とする共振空洞に関するものである。ピラーの反対側の端部が導電性チャンバの底部に連結されているとすると、該ピラーの反対側の端部はチャンバの底部に物理的に固定され、電気的に固定接続されていると理解されなければならない。したがって、ピラーは、その両端部の間に一定の物理的長さを示す。導電性チャンバはまた一定の物理的長さを備えるので、チャンバおよびピラーによって形成された伝送線路は一定の長さと、したがって、一定のインダクタンスを有する。このような形態によって、例えばスライド短絡回路または可動プレートのような可動部品を使用する必要がなく、異なる二つのモード、例えば、λ/4モードおよび3λ/4モードに応じて空洞を共振させることができ、このようにして、二つの異なる周波数RFを生成し、それによって、前記に指摘した問題の多数を解決する。伝送線路の中間部分の単位長さあたりの容量は、該伝送線路の他の部分の単位長さあたりの容量の二倍より大きいことが好ましい。伝送線路の中間部分の単位長さあたりの容量は、該伝送線路の他の部分の単位長さあたりの容量の十倍より大きいことがさらに好ましい。さらにより好ましくは、伝送線路の中間部分の特性インピーダンスおよび他の部分の特性インピーダンスは、空洞が二つのモードに応じて共振して、実質的に二倍の比で二つの異なる周波数を生成するようなものである。実質的に二倍とは、周波数の比が1.7~2.3の範囲にあることであると理解しなければならない。実際、このような空洞によって、単一のサイクロトロン内で、例えば、プロトンとα粒子、または、プロトンと重陽子のように、q/m比の値が2である粒子を加速することができる。また、より好ましくは、ピラーは複数の重ねられたシリンダを備えており、そのシリンダの一つは伝送線路の該中間部分に対応し、他のシリンダの一つの平均直径を実質的に上回る平均直径を有する。交互に、または、一緒に、導電性チャンバは複数の重ねられた中空のシリンダを備え、これらの中空のシリンダの一つは伝送線路の該中間部分に対応し、他の中空のシリンダの一つの平均直径を実質的に下回る平均直径を有する。ピラーおよび/または導電性チャンバのこのようなシリンダ状の形態によって、実際、良好な全体の物理的剛性を得ることができ、ピラーからの電場の良好な等電位分布を確保することができる。本発明は、第二の特徴によると、請求項に記載したような二重周波数共振空洞の設計方法に関するものである。本発明のこれらの特徴およびその他の特徴は、以下の本発明の特定の実施態様の詳細な説明によって明らかになるであろう。図面は、例として示したものに過ぎず、本発明を限定するものではない。さらに、図面の比率は尊重されてはいない。一般的に、図面全体において、同一または類似の構成要素には、同一の参照番号を付した。図2aは、本発明による二重周波数空洞の一実施態様を概略的に図示したものである。ここでは、サイクロトロンの正中面に関して対称の空洞について記載している図面では一点鎖線によって図示が、非対称の空洞でも同様に適することは明らかである。空洞6は、電気的に接続され、その間を加速すべき粒子が循環する二つの半ディー10および10’、各々が三つの部分20a、20bおよび20c20a’、20b’および20c’を備える二つのピラーおよび全部を囲む二つの導電性チャンバ40および40’を備える。チャンバは、この実施例では、ピラーの高さについて実質的に一定である横断面を有する。各ピラーは、端部に各々半ディーを支持し、反対側の端部は各々導電性チャンバ40および40’の底部45および45’に機械的におよび電気的に固定接続されており、そこで、高周波の観点から短絡回路を構成する。ピラーの端部はその導電性チャンバの底部に例えば溶接されるか、ねじ留めされるか、または、ボルトで締められるであろう。あるいは、ピラーおよびその導電性チャンバの底部は、例えば、単一の部材でのみ形成することもできる。したがって、各ピラーは、その両端部の間に一定の長さを有する。ピラーの様々な部分は堆積されており、好ましくは同一軸線に沿って整列している。該部分は、この実施例では、直径が様々な円筒形管によって構成されており、そのサイズの例は、下記に本発明による空洞の設計方法について後述するときに記載する。中間部分20bの直径は他の2つの部分20aおよび20cの直径より実質的に大きく、したがって、この中間部分20bの単位長さあたりの容量1mあたりのファラッドは、他の2つの部分20aおよび20cの単位長さあたりの容量より実質的に大きい。その結果、空洞の作動周波数の範囲内メガヘルツ単位に位置するで、中間部分20bは本質的に容量性の挙動を示し、一方、他の部分20aおよび20cは本質的に誘導性の挙動を示す。このような空洞の単純化した等価電気概略図を図2cに示した。第一の型の作動は、空洞をλ/4λは波長モードに励起することによって得られ、それによって、第一の共振周波数以下低共振周波数、例えば、33MHzを得ることができる。図2bは、ピラーに沿ったアキシアル位の関数xとしてこのモードでの電圧Uxおよび電流lxの展開を図示している。電圧はディーの位置で最大であるが、一方、対応する電流はそこでは零か極めて小さい。これは、ピラーの足元に来ると逆転する。この電圧の形態は、特にサイクロトロンの正中面内を動き回る粒子を加速することに適している。第二の型の作動を図3aに図示した。物理的構造は図2aのものと同様であるが、3λ/4モードを励起し、これによって、第一の共振周波数より高い第二の共振周波数以下高共振周波数とし、例えば、66MHzを得ることができる。図3bは、このモードでの電圧Uxおよび電流lxの展開を図示しており、第一の共振モードと同様に、電圧はディーの位置で最大であるが、一方、対応する電流はそこでは零か極めて小さい。さらに、電流は低インピーダンス線20bの実質的に半分の高さに位置する中間点で逆転する。これによって、線20bのこの部分の容量性作用を二つに分割する結果となる。空洞の中間部分の単位長さあたりの容量が他の部分の単位長さあたりの容量より実質的に大きい、好ましくは他の部分の単位長さあたりの容量の二倍以上、さらに好ましくは他の部分の単位長さあたりの容量の十倍以上であるとき、空洞の他の幾何学的形状が可能であることは当業者には明らかであろう。したがって、代わりに、その高さについて断面が一定のピラーおよび他の部分より中間部分の断面が実質的に小さい導電性チャンバを考案することができる。また、例えば図6bおよび7に図示したように、これらの二つの解決方法を組み合わせる、すなわち、中間部分に狭まりを備えるチャンバおよび中間部分に広がりを備えるピラーの組み合わせ、または、別のどのような組み合わせでも考えることができる。本発明による空洞の構造の設計およびサイズ決定を可能にする計算方法を以下に説明する。本発明による二重周波数空洞の計算に先立って、特許文献1に記載のような公知の空洞、すなわち、ピラーおよびチャンバが一定の断面を示す空洞のモデル化は、円形と仮定される等価なディーの直径およびこのような公知の空洞のピラーのインピーダンスを正確に決定するために、下記に記載の方法によって実施される。1ピラーおよび導電性チャンバが一定の断面を示す空洞のピラーの単位長さあたりの容量の計算で、該ピラーおよび導電性チャンバによってこのように形成された伝送線路の特徴インピーダンスを演繹することができる計算、2ピラーの異なる直径についての特性インピーダンスの計算、3導電性チャンバの等価平均外径の決定、4前記のように決定したサイズにもとづく空洞の二次元電磁シミュレーションおよび円形と仮定され、従来技術の空洞と同一の共振周波数を生成する等価なディーの直径の決定、5品質係数Q、損失電力、貯蔵エネルギーなどのような空洞の固有のパラメータの計算および測定値との結果の比較。段階1の詳細FieldPrecisionLLC社のプログラムTricompを使用して、公知のピラーの特性インピーダンスを算出する。このプログラムは、最終要素の方法によって電場を決定する。図4aは、例えば、導電性チャンバはアース電位にあるが、直径d=90mmの公知のピラーに電圧1Vを印加して得られた電場の等電位分布を示している。貯蔵エネルギー18.53pJ/mが得られる。次に下記の数式3から容量Cの値が得られる。数3E=C.V2/2これによって、実施例の場合では、C=37.06pF/mが得られる。次に下記の二つの数式、数式4および数式5を組み合わせる。数4Zc=√L/C数5c0=1/√L.Cただし、c0=光速特性インピーダンスZcは、下記の数式6で書き換えられる。数6Zc=1/C.c0そこから、Zcの値が得られ、実施例の場合90.1オームになる。段階2の詳細ピラーの別の直径について、同一の特性インピーダンスの計算を実施する。したがって、たとえば、下記の値が得られる。-d=100mmのとき、C=39.88pF/mおよびZc=83.58Ω-d=80mmのとき、C=34.36pF/mおよびZc=97.01Ω段階3の詳細公知の導電性チャンバは必ずしも円形の断面を備えているわけではないので例えば、図4aでは公知のチャンバの例として多少とも三角形の断面を示す例が見られる、次に、下記の数式7によってこの導電性チャンバの等価な平均直径を決定する図4bを参照。数7D=d.eZc/60この実施例では、ピラー直径d=90mmについて、数式7からD=404.02mmになる。さらに、段階2で得られたデータで同一の計算を実行すると、Dはピラーの直径が異なっていてもほとんど変化しないことが分かる。実際、d=100mmのときD=402.69、および、d=80mmのときD=402.97が得られる。この実施例では、D=400mmの値を選択することとする/-3mmは導電性チャンバの銅の厚さに割り当てられる。段階4の詳細従来技術の該空洞と同一の共振周波数を生成する、円形と想定される等価なディーの直径を決定するために、例えば、FieldPrecisionLLC社のWavesimプログラムによって、以前に見られたサイズにもとづく空洞の二次元電磁シミュレーションを実施する。このように、良好な共振周波数を得るまで、漸近法によって実行する。本実施例の場合、共振周波数f0=66MHz実際の空洞で測定についてディーの等価な直径は378mmである。段階5の詳細次に、空洞内で表面電流を測定して、損失電力および品質係数を算出する。これは、例えば、またWavesimプログラムによって実行できる。ギャップ加速器内に存在する50kVの電圧では、ここに示した実施例によって公知の空洞内の損失電力は1300Wであり、品質係数Qは10600である。これらの数値は、下記の段階で基準点として使用される。これらの最初の五段階のときに得られた数値によって、次に本発明による二重周波数空洞の構造の計算が可能である。本発明による計算方法の続く段階は、例として、図2aおよび3aにより、約33MHzの低周波数ではλ/4の第一のモードおよび約66MHzの高周波数では3λ/4の第2のモードである二つの共振モードを利用する空洞に関する。他の周波数および/または他の周波数比についてこれらの後続する段階に適合させることが必要なことは、当業者には明らかであるだろう。本発明による二重周波数空洞の形状は、複数の物理的構成要素によって決定されるが、その下記の特性は、例えば、Agilent社の高周波シミュレーションソフトウェアGenesysによって得られ、好ましくは最適化される。-線20cの特性インピーダンスおよび長さ-コンデンサと同一視できる低インピーダンス線20bの特性インピーダンスおよび長さ-線20aの特性インピーダンスおよび長さこれらの要素を測定して、好ましくは、例えば、Wavesimプログラムを使用した二次元電磁シミュレーションによる空洞二重周波数の最終最適化を実行する。そこでは、ピラーの異なる部分の幾何学的特性の変動に応じた共振周波数の変動を調べる。特に、最も難しい点は低インピーダンス線20bの最適化である。実際、その容量があまりにも低く選択されていれば、この場所で展開した電圧と同様に、高周波数例えば、66MHzでの損失は大きく、ディーに存在する電圧と同じように大きい場合もある。容量の値を大きくすると、電圧は空洞の下部に損失した電力と同様に減少する。所望の周波数比例えば、二重比参照点Cminを得ることのできる容量値と同様に電場の許容できる最大値を考慮して、損失電力が図5に図示したように二つの共振周波数とほとんど同じである最適点Coptを決定することが好ましい。多数の解決方法が存在する。しかしながら、いくつかの技術的な基準が本発明によるより好ましい空洞の設計の指針となった。i機械的剛性の理由で、部分20cに直径が80mm以上のピラーを備える、iiピラーの全体の長さが可能な限り短い、iii低インピーダンス線20bをサイクロトロンのシリンダヘッドの外に伸ばして、このようにして、電力RFの入射および最適空洞調和を可能にする。iv特に高周波数例えば66MHzで、空洞の励起電力RFを可能な限り低くして、それによって、粒子ビーム加速用の予備を備える。前記の方法を適用して、最終的に、ピラーに下記の好ましいサイズを得る。-部分20c二つの部分からなる第1の部分直径80mm、長さ520mm、Zc96.5Ω第2の部分直径80mm、長さ145mm、Zc70Ω-部分20b直径258mm、長さ285mm、Zc5Ω低インピーダンスの部分-部分20a直径184mm、長さ405mm、Zc60Ωこの結果を図6aおよび6bに図示した。図6aはピラーを構成する線の各部分のインピーダンス図であり、図6bは本発明による好ましい空洞の実施例の対応する物理的な実現の概略的な縦断面図である。空洞の全体長は1355mmであり、そのうち600mmは、サイクロトロンのシリンダヘッド60の外である。低周波数は33.094MHz、高周波数は66.486MHzと各々算出された。損失電力は、電圧25kVでは33MHzで約2768Wであり、電圧50kVでは66MHzで2699Wである。品質係数は、33MHzで6700および66MHzで10000である。本発明による空洞の実際の作製およびサイクロトロンへのその設置を図7に示した。このサイクロトロンの垂直断面によって本発明による四つの空洞を見分けることができるが、見やすく、分かりやすくするために、一つだけに参照番号を付した。空洞の共振周波数は、周波数での走査wobbulationを実行することによって、確認できる。これによって、二つの異なるピークを出現させる周波数の関数であるインピーダンス変動曲線を提供する。好ましい一実施例を示すと、図8に概略的に図示したように、一つのピークが実質的に33MHzに、および、二番目のピークが実質的に66MHzに見られる。その作動のとき、空洞の共振周波数は、主にそのサイズを変更させる熱の偏流を原因としてドリフトしようとする。従来技術によると、サイクロトロンの正中面内に機械化され、制御され、空洞に入射された周波数RFを調節するためのコンデンサを配置することが公知である。しかしながら、この形状では低周波数、例えば、33MHzではほとんど効果がないであろう。本発明の好ましい一態様では、空洞6は、導電性チャンバ40に電気的に接続され、ピラーの正面および実質的に伝送線路の中間部分20bの位置に配置された可動電極を備える調和コンデンサ50を備える。この調和コンデンサ50は図7に見られる。実際、シミュレーションによって、このような場所に配置された調和コンデンサ50によって二つの共振周波数に極めて近い調整幅、すなわち、低周波数33MHzおよび高周波数66MHzの場合、33MHzで12.6KHz/pFの変動および66MHzで12.2KHz/pFの変動を得ることができることが測定された。要するに、本発明はまた下記のように記載される。ディー10、ピラー20および該ピラーと該ディーを囲む導電性チャンバ40を備え、該ピラーの端部は導電性チャンバの底部に連結されており、該ピラー20の反対側の端部はディー10を支持するサイクロトロン用の二重周波数共振空洞6である。導電性チャンバおよびピラーは、各々が特性インピーダンスZc1、Zc2、Zc3を有する少なくとも三つの部分20a、20b、20cを備える伝送線路を形成する。中間部分20bの特性インピーダンスZc2は他の二つの部分20a、20cの特性インピーダンスZc1およびZc3より実質的に小さい。これによって、例えばスライド短絡回路や可動プレートなどの可動部品を使用する必要がなく、二つのモードに応じて空洞を共振させて、二つの異なる周波数を生成することができる。特定の実施態様に関して、本発明を説明したが、それらの実施態様は純粋に例として示され、本発明を何ら限定するものではない。一般的に本発明が上記に図示した、および/または、記載した例に限定されないことは当業者には明らかであろう。本発明は、新たな特徴の各々およびそのあらゆる組み合わせを含む。図面における参照番号の存在も、これらの番号が特許請求の範囲に示されているときも含めて、限定的なものとみなすことはできない。動詞備えるcomprendre、含むinclure、含むcomporterおよび他の変形、およびそれらの活用の使用は、上記に示したもののとは別の要素の存在を排除するものでは全くない。要素を紹介するための不定冠詞一つun、uneまたは定冠詞そのle、la、l’の使用はこれらの要素の複数の存在を排除するものではない。