位相制御式調光器を介して交流電源と接続されLED負荷を駆動するLED駆動回路において、スイッチング素子とスイッチング電流検出部とを有するスイッチング電源部と、LED電流検出部と、前記スイッチング電流検出部の検出信号に基づきスイッチング電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第1制御部と、前記LED電流検出部の検出信号に基づきLED電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第2制御部と、前記位相制御式調光器が高輝度調光設定の場合は前記第1制御部による制御を行い、前記位相制御式調光器が低輝度調光設定の場合は前記第2制御部による制御を行うよう制御を切替える切替部と、を備えたことを特徴とするLED駆動回路。前記切替部は、前記第1制御部及び前記第2制御部から入力される各制御信号のうちパルス幅が短い方の制御信号を前記スイッチング素子に出力することで制御を切替えることを特徴とする請求項1に記載のLED駆動回路。前記第1制御部は、第1基準電圧と前記スイッチング電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有することを特徴とする請求項1または請求項2に記載のLED駆動回路。前記第1制御部は、前記第1基準電圧をクランプする電圧クランプ部を有することを特徴とする請求項3に記載のLED駆動回路。前記第1基準電圧は、入力電源電圧の抵抗による分圧であることを特徴とする請求項3または請求項4に記載のLED駆動回路。前記第2制御部は、第2基準電圧と前記LED電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とを比較してパルス状の制御信号を出力する比較部と、を有することを特徴とする請求項1~請求項5のいずれかに記載のLED駆動回路。前記第2制御部は、第2基準電圧と前記LED電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、当該比較部による比較結果とスイッチング電流検出信号とを比較する比較部と、発振器と、当該比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有することを特徴とする請求項1~請求項5のいずれかに記載のLED駆動回路。前記スイッチング電流検出信号は、前記スイッチング電流検出部による検出信号であることを特徴とする請求項7に記載のLED駆動回路。前記第2基準電圧は、入力電源電圧の位相角を検出する位相角検出部の検出信号であることを特徴とする請求項6~請求項8のいずれかに記載のLED駆動回路。前記位相角検出部は、入力電源電圧が0Vから立ち上がるまでの時間に応じた放電量でコンデンサを放電させ、放電された前記コンデンサの端部電圧を検出信号として出力することを特徴とする請求項9に記載のLED駆動回路。前記位相角検出部は、ローパスフィルタで構成され、入力電源電圧を平均化した検出信号を出力することを特徴とする請求項9に記載のLED駆動回路。前記LED電流検出部の出力にオフセットが加えられることを特徴とする請求項9~請求項11のいずれかに記載のLED駆動回路。前記位相角検出部の出力にオフセットが加えられることを特徴とする請求項9~請求項11のいずれかに記載のLED駆動回路。前記スイッチング電源部は、昇圧コンバータまたは降圧コンバータで構成されることを特徴とする請求項1~請求項13のいずれかに記載のLED駆動回路。前記スイッチング電源部は、トランスを有する絶縁コンバータで構成されることを特徴とする請求項1~請求項14のいずれかに記載のLED駆動回路。請求項1~請求項15のいずれかに記載のLED駆動回路と、前記LED駆動回路により駆動されるLED負荷と、を備えたことを特徴とするLED照明灯具。交流電源使用のLED照明灯具を調光制御しようとした場合、白熱電球を調光制御しようとした場合と同様に位相制御式調光器が用いられることが望まれる。ここで、交流電源使用のLED照明灯具を調光制御することができるLED照明システムの従来例を図20に示す。図20に示すLED照明システムは、位相制御式調光器200と、LED駆動回路300と、複数のLEDからなるLED負荷400と、を有している。商用電源100に接続される位相制御式調光器200は、半固定抵抗Rvarのツマミ不図示が或る位置に設定されると、その設定された位置に対応する電源位相角でトライアックTriをオンとする。さらに、位相制御式調光器200は、コンデンサC1とコイルL1による雑音防止回路を備えており、位相制御式調光器200から電源ラインに帰還する端子雑音を当該雑音防止回路によって低減している。また、LED駆動回路300は、全波整流器1と、スイッチング制御回路2と、スイッチング電源部3と、を有する。スイッチング電源部3は、スイッチング素子SW1と、コイルL2と、ダイオードD1と、コンデンサC4と、電流検出用抵抗R2とを、有する。スイッチング制御回路2は、スイッチング素子SW1のソースに接続された電流検出用抵抗R2に流れる電流値を検出し、スイッチング素子SW1のオン/オフを制御し、スイッチング素子SW1に流れる電流を一定電流に制御する。この時、スイッチング素子SW1に流れる電流の最大値をipとすると、LED負荷400、コイルL2、ダイオードD1、コンデンサC4に供給される電力は05×L×ip2×foとなるLはコイルのインダクタンス値、foはスイッチング周波数例えば60kHzなど。LED駆動回路300としてはLED負荷400の電流が一定になる事が望ましいが、コイルL2、ダイオードD1、コンデンサC4、ip、foの制御の製造バラツキ/温度変動によりLED負荷400に供給される電流は一定とはならず、LED負荷400の明るさ自体が上述の製造バラツキ/温度変動に影響されることとなる。輝度が高く明るい状態ではLED負荷400の明るさが変動しても人間の目には大きな変化とならないが、輝度が低く暗い状態では無視できない状態となる。そこで、従来、LED電流を一定に制御する方式のLED駆動回路が存在し特許文献1及び特許文献3等、このようなLED駆動回路であれば、LEDの輝度を広い調光範囲で安定化できる。しかし、LED電流を一定に制御する方式では、調光器により位相制御された交流電圧が入力される全波整流器の出力電圧が変化する全領域に渡り出力電力が一定となるので、図21に示すように、全波整流器の出力電圧の瞬時値が高くなるタイミングt1では入力電流が小さくなり、調光器内部の電流保持手段例えばトライアック等の保持電流の下限を下回り電流保持手段がオフされてしまい、調光器が誤動作するおそれが高いという問題があった。上記問題点を鑑み、本発明は、広い調光範囲で輝度状態を良好としつつ、保持電流低下による調光器の誤動作を抑えることが可能となるLED駆動回路及びLED照明灯具を提供することを目的とする。上記目的を達成するために本発明は、位相制御式調光器を介して交流電源と接続されLED負荷を駆動するLED駆動回路において、スイッチング素子とスイッチング電流検出部とを有するスイッチング電源部と、LED電流検出部と、前記スイッチング電流検出部の検出信号に基づきスイッチング電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第1制御部と、前記LED電流検出部の検出信号に基づきLED電流を所望の電流値にすべく前記スイッチング素子をスイッチング制御する第2制御部と、前記位相制御式調光器が高輝度調光設定の場合は前記第1制御部による制御を行い、前記位相制御式調光器が低輝度調光設定の場合は前記第2制御部による制御を行うよう制御を切替える切替部と、を備えた構成とする第1の構成。このような構成によれば、輝度変化が目立ち易くLED電流の精度が求められる低輝度調光設定の場合は、第2制御部によりLED電流を所望の電流値にする制御を行い、輝度変化が目立ちにくくLED電流の精度がそれほど必要ではない高輝度調光設定の場合は、第1制御部によりスイッチング電流を所望の電流値にする制御を行い、保持電流低下を抑えることを優先させる。これにより、広い調光範囲で輝度状態が良好となり、保持電流低下による調光器の誤動作を抑えることができる。また、上記第1の構成において、前記切替部は、前記第1制御部及び前記第2制御部から入力される各制御信号のうちパルス幅が短い方の制御信号を前記スイッチング素子に出力することで制御を切替える構成としてもよい第2の構成。また、上記第1の構成または上記第2の構成において、前記第1制御部は、第1基準電圧と前記スイッチング電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有する構成としてもよい第3の構成。また、上記第3の構成において、前記第1制御部は、前記第1基準電圧をクランプする電圧クランプ部を有する構成としてもよい第4の構成。また、上記第3の構成または第4の構成において、前記第1基準電圧は、入力電源電圧の抵抗による分圧である構成としてもよい第5の構成。また、上記第1~第5のいずれかの構成において、前記第2制御部は、第2基準電圧と前記LED電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、発振器と、前記比較部による比較結果と前記発振器の出力とを比較してパルス状の制御信号を出力する比較部と、を有する構成としてもよい第6の構成。また、上記第1~第5のいずれかの構成において、前記第2制御部は、第2基準電圧と前記LED電流検出部の検出信号とを比較する比較部と、当該比較部による比較結果とスイッチング電流検出信号とを比較する比較部と、発振器と、当該比較部による比較結果と前記発振器の出力とに基づきパルス状の制御信号を出力するラッチ回路と、を有する構成としてもよい第7の構成。また、上記第7の構成において、前記スイッチング電流検出信号は、前記スイッチング電流検出部による検出信号である構成としてもよい第8の構成。また、上記第6~第8のいずれかの構成において、前記第2基準電圧は、入力電源電圧の位相角を検出する位相角検出部の検出信号である構成としてもよい第9の構成。また、上記第9の構成において、前記位相角検出部は、入力電源電圧が0Vから立ち上がるまでの時間に応じた放電量でコンデンサを放電させ、放電された前記コンデンサの端部電圧を検出信号として出力する構成としてもよい第10の構成。また、上記第9の構成において、前記位相角検出部は、ローパスフィルタで構成され、入力電源電圧を平均化した検出信号を出力する構成としてもよい第11の構成。また、上記第9~第11のいずれかの構成において、前記LED電流検出部の出力にオフセットが加えられる構成としてもよい第12の構成。また、上記第9~第11のいずれかの構成において、前記位相角検出部の出力にオフセットが加えられる構成としてもよい第13の構成。また、上記第1~第13のいずれかの構成において、前記スイッチング電源部は、昇圧コンバータまたは降圧コンバータで構成されるようにしてもよい第14の構成。また、上記第1~第14のいずれかの構成において、前記スイッチング電源部は、トランスを有する絶縁コンバータで構成されるようにしてもよい第15の構成。また、本発明のLED照明灯具は、上記第1~第15のいずれかの構成のLED駆動回路と、前記LED駆動回路により駆動されるLED負荷と、を備える。本発明によると、広い調光範囲で輝度状態を良好としつつ、保持電流低下による調光器の誤動作を抑えることが可能となる。以下に本発明の実施形態を図面を参照して説明する。本発明の実施形態に係るLED駆動回路の一構成を図1に示す。図1に示すよう、LED駆動回路500は、LED負荷400を駆動する回路であり、全波整流器1と、スイッチング電源部4と、第1制御部5と、第2制御部6と、切替器7と、LED電流検出器8と、を備えている。第1制御部5は、スイッチング電源部4が有するスイッチング電流検出器不図示の出力に基づき、入力電源全波整流器1の出力に応じた制御信号をスイッチング電源部4が有するスイッチング素子不図示に出力して、スイッチング素子をオン/オフ制御し、スイッチング電流を所望の電流値にする制御を行う。また、第2制御部6は、LED電流検出器8の出力に基づき、入力電源に応じた制御信号をスイッチング電源部4が有するスイッチング素子に出力し、スイッチング素子をオン/オフ制御し、LED電流を所望の電流値にする制御を行う。そして、切替器7は、位相制御式調光器200が高輝度設定の場合に第1制御部5の制御信号をスイッチング電源部4に出力し、低輝度設定の場合に第2制御部6の制御信号をスイッチング電源部4に出力する。ここで、位相制御調光に関するタイミングチャートを図2に示す。図2の上段が交流電圧V1図1の波形であり、下段が位相制御式調光器200の出力電圧V2図1の波形である。位相制御式調光器200の出力電圧V2において0Vのタイミングから電圧が立ち上がるタイミングまでの期間が位相角θと定義され、位相角が調光の度合いを示す。ある調光器に白熱電球を接続した場合の相対輝度と位相角の関係を図3に示す。調光器により位相角が47°から164°まで変化し、それに応じて相対輝度が変化していることが分かる。本発明の実施形態において、高輝度とは例えば位相角120°未満の調光状態を示し、低輝度とは位相角120°以上の調光状態を示す。なお、高輝度、低輝度の境界の位相角は90°以上とするとよい。切替器7は、例えば図1で不図示の位相角検出器の出力に応じて第1制御部5の制御信号と第2制御部6の制御信号を切替えて出力するスイッチとすればよい位相角検出器については後述。例えば境界の位相角を120°とする場合は、位相角検出器の出力が120°未満であれば、第1制御部5の制御信号を出力し、位相角検出器の出力が120°以上であれば、第2制御部6の制御信号を出力するようにする。第1制御部5と第2制御部6による制御の比較に関するタイミングチャートを図4Aに示す。図4Aの例では、第1制御部5によりスイッチング電流を一定に制御し、第2制御部6によりLED電流を一定に制御している。この構成は、構成が簡易にできる利点がある。図4Aaは、第1制御部5による制御時の入力電流平均値を全波整流器1の出力である入力電源電圧V3と対比させて示し、図4Abは、第2制御部6による制御時の入力電流平均値を全波整流器1の出力電圧V3と対比させて示す。第2制御部6による制御時は、LED電流が一定となるため、電圧V3が変化する全領域に渡り出力電力が一定となる。従って、電圧V3の瞬時値が高いタイミングでは入力電流が小さくなり図4Ab、調光器内部の電流保持手段の保持電流の下限を下回り、電流保持手段がオフとなり、調光器が誤動作するおそれがある。一方、第1制御部5による制御時は、入力電源電圧V3の瞬時値が極大となっても入力電流が小さくなることはなく図4Aa、保持電流を維持することができる。従って、調光器が高輝度設定の場合は第1制御部5による制御を行うことで、保持電流を維持し調光器の誤動作を抑えることができ、高輝度であるのでLED電流が変化して輝度が変化した場合でも人間の見た目には問題がない。さらに、調光器が低輝度設定の場合は第2制御部6による制御を行うことで、LED電流を一定電流とするよう高精度に制御でき、輝度の変化が目立ち易い低輝度状態において輝度を安定化させることができる。別の実施例として、第1制御部5によりスイッチング電流に入力電源電圧V3と逆の相関を持たせる例を図4Baに示す図4Baにおける破線は図4Aaの入力電流波形と同一。入力電源電圧V3が下がるとスイッチング電流を上昇させる構成とする事で、入力電源電圧V3が低いときの入力電流の低下を防ぐことができるため、特に、入力電流が少ない低出力電力LED照明に最適である。さらに別の実施例として、第2制御部6によりLED電流に入力電源電圧V3と逆の相関を持たせる例を図4Bbに示す図4Bbにおける破線は図4Abの入力電流波形と同一。入力電源電圧V3が下がるとLED電流を上昇させる構成とする事で、入力電源電圧V3が低いときの入力電流の低下を防ぐことができるため、特に、入力電流が少ない低出力電力LED照明に最適である。なお、保持電流は概ね10mA~30mA程度のものが一般的であるが、調光器内部の電流保持手段は応答が遅く、50μs程度保持電流を下回っても電流保持手段がオフにならないことがある。しかし、電流保持を確実にするために、図5に示すように、スイッチング電源部4の入力にフィルタ9を設け、入力電流を平均化することも有効となる。また、図6に示すように、位相制御式調光器200を正常に動作させるため、スイッチング電源部4の入力に電流引抜部10を設けてもよい。これにより、調光器の保持電流を強制的に流して電流保持手段がオフになることを防げる。また、切替器7による制御信号の切替えについては、上述のような位相角検出器を用いることなく、次のように行うこともできる。位相制御式調光器200が高輝度設定の場合は、第2制御部6よりも第1制御部5の制御信号のパルス幅が短くなるよう図7a、かつ、位相制御式調光器200が低輝度設定の場合は、第1制御部5よりも第2制御部6の制御信号のパルス幅が短くなるよう図7b、第1制御部5、第2制御部6、スイッチング電源部4、LED電流検出器8の各パラメータを設定する。そして、切替器7は、入力される制御信号のうちパルス幅が短い方の制御信号を出力するようにする図7ab参照。これにより、輝度に応じて制御を切替えることが可能となる。また、切替りの点で切替器7が出力する制御信号のパルス幅が連続的に変化するので、切替りの点で急に輝度が変化するという異常を回避できる。次に、第1制御部5の具体的構成例について説明する。図8に、第1制御部5の第1構成例を示す。スイッチング電源部4は昇圧コンバータに構成されており、スイッチング素子SW2と基準電圧ラインとの間にスイッチング電流検出器としての抵抗R3が接続される。第1制御部5は、コンパレータ11と、発振器12と、ラッチ回路であるRSフリップフロップ13と、を有している。そして、抵抗R3でスイッチング電流を電圧変換された電圧がコンパレータ11の非反転端子に入力され、反転端子に第1基準電圧が入力され、コンパレータ11の出力がRSフリップフロップ13のセット端子に入力される。また、パルスを発生する発振器12の出力がRSフリップフロップ13のリセット端子に入力され、Qバー出力端子からの出力が切替器7に入力される。このような構成により、発振器12の出力によりスイッチング素子SW2をオンとする信号を出力し、コンパレータ11の出力によりスイッチング素子SW2をオフとする信号を出力する。RSフリップフロップ13のようなラッチ回路を用いることで、電流検出→スイッチング素子オフ→電流非検出→スイッチング素子オン→電流検出→といった誤動作のループを回避できる。図9に、第1制御部5の第2構成例を示す。本構成は、上記第1構成例図8において電圧クランプ手段としてのツェナーダイオード14を第1基準電圧源に並列に追加している。第1基準電圧が異常に高くなった場合においても、ツェナーダイオード14に電流が流れることで、第1基準電圧は所定値にクランプされる。このように、第1基準電圧の異常による素子の破壊防止を簡易な構成で実現でき、チップサイズを小さくできるのでコストメリットが有る。図10に、第1制御部5の上記第1構成例の具体例を示す。本構成例は、上記第1構成例図8において、入力電源ラインと基準電圧ラインとの間に直列接続された抵抗R4、R5による分圧を第1基準電圧としてコンパレータ11の反転端子に入力するものである。入力電圧と正の相関を持つ第1基準電圧を生成することで、力率を向上させることができる。次に、第2制御部6の具体的構成例について説明する。図11に、第2制御部6の第1構成例を示す。第2制御部6は、エラーアンプ15と、発振器16と、コンパレータ17と、を有する。LED電流検出器8としての抵抗R6でLED電流が電圧変換された電圧がエラーアンプ15の反転端子に入力され、第2基準電圧が非反転端子に入力される。そして、エラーアンプ15の出力がコンパレータ17の非反転端子に入力され、三角波を発生する発振器16の出力が反転端子に入力され、コンパレータ17の出力が切替器7に入力される。LED電流が少ない場合、エラーアンプ15の出力は大きくなり、コンパレータ17から出力されるパルスのパルス幅は長くなる。この方式であれば制御信号のパルス幅を小さくすることができ、小さなパルス幅が必要となる入力200V系、出力4Wなどの高い入力電圧かつ低い出力時に有効な方式である。図12に、第2制御部6の第2構成例を示す。第2制御部6は、エラーアンプ18と、コンパレータ19と、発振器20と、RSフリップフロップ21と、を有する。LED電流検出器8としての抵抗R6でLED電流が電圧変換された電圧がエラーアンプ18の反転端子に入力され、第2基準電圧が非反転端子に入力される。エラーアンプ18の出力がコンパレータ19の反転端子に入力され、スイッチング電流検出器としての抵抗R3でスイッチング電流が電圧変換された電圧が非反転端子に入力される。また、コンパレータ19の出力がRSフリップフロップ21のセット端子に入力され、発振器20三角波などではなく短いパルス幅のパルスを出力するものが好ましいの出力がリセット端子に入力される。そして、RSフリップフロップ21のQバー出力端子からの出力が切替器7に入力される。抵抗R6に発生する電圧と第2基準電圧とエラーアンプ18によりスイッチング素子SW2に流れるスイッチング電流の上限を設定し、スイッチング素子SW2に流れる電流がその上限に達したときにコンパレータ19の出力によりスイッチング素子SW2をオフにする制御信号を出力し、発振器20の出力によりスイッチング素子SW2をオンにする制御信号を出力する。一般的に電流制御方式と呼ばれる制御方式を構成している。このような方式によれば、スイッチング素子をオンにするタイミングが発振器により決定されるため、ノイズによる誤動作が少なく、20Wなどの大電力出力などのノイズの多い条件で有効な方式となる。また、スイッチング電流検出器として抵抗R3を第1制御部5と第2制御部6で共用することで、必要な回路の追加を抑え、低コストを実現できる。また、図13は、上述した第1構成例の第2制御部6における第2基準電圧源として、位相角検出器22を用いた場合を示す。位相角検出器22は、入力電源電圧V3より位相角を検出し、検出信号を第2基準電圧として出力する。位相角検出器22の第1構成例を図14に示す。位相角検出器22は、抵抗R7、R8と、コンパレータCL、CHと、スイッチSWL、SWHと、定電流源I1と、コンデンサC6と、を有する。入力電源ラインと基準電圧ラインとの間に抵抗R7と抵抗R8が直列接続される。抵抗R7、R8による分圧がコンパレータCLの反転端子に入力され、基準電圧VLがコンパレータCLの非反転端子に入力される。コンパレータCLの出力がスイッチSWLを駆動する。また、抵抗R7、R8による分圧がコンパレータCHの反転端子に入力され、基準電圧VH>VLが非反転端子に入力される。コンパレータCHの出力がスイッチSWHを駆動する。また、コンデンサC6の一端にはスイッチSWLを介して基準電圧VBが印加されると共に、スイッチSWHを介して定電流源I1が接続され、その一端から第2基準電圧が取り出される。上記構成において、抵抗R7、R8による分圧が基準電圧VL以下の時、入力電源電圧V3は0Vであるとみなし、スイッチSWL、SWHはオンとされ、第2基準電圧は基準電圧VBとなり、コンデンサC6が充電される。そして、抵抗R7、R8による分圧が基準電圧VLを超えるが基準電圧VH以下のとき、入力電源電圧V3は未だ立ち上がっていないとみなし、スイッチSWLはオフとなり、スイッチSWHはオンであるので、定電流源I1によりコンデンサC6が放電される。そして、抵抗R7、R8による分圧が基準電圧VHを超えると、入力電源電圧V3が立ち上がったとみなし、スイッチSWL、SWHがオフにされ、コンデンサC6の放電を停止する。このような動作により、入力電源電圧V3が0Vから立ち上がるまでの時間、即ち位相角に応じた第2基準電圧を生成することができる。位相角検出器22の第2構成例を図15に示す。位相角検出器22は、抵抗R9、R10と、コンデンサC7を有する。入力電源ラインと基準電圧ラインの間に抵抗R9と抵抗R10が直列接続され、抵抗R9、R10の接続点にコンデンサC7の一端が接続され、他端が基準電圧ラインに接続され、コンデンサC7の抵抗R9、R10の接続点側から第2基準電圧が取り出される。抵抗とコンデンサによりローパスフィルタが構成されており、入力電源電圧V3がローパスフィルタにより平均化され第2基準電圧として出力される。ローパスフィルタの遮断周波数は商用周波数50Hzまたは60Hzよりも十分低い数Hz以下が望ましい。また、図16は、図13で示した第2制御部6の構成の変形例を示す。本構成では、LED電流検出器抵抗R6の出力にオフセット電圧を加える構成としている。調光器によっては最大位相角に設定しても位相角検出器22の出力が0とならないので、図13の構成ではLED電流を0に制御することができない。そこで、本構成により、最大位相角設定時の位相角検出器22の出力よりも大きいオフセット電圧を加えることで、LED電流を0に制御、即ちLED負荷400を消灯することができる。また、図17では、オフセット電圧を位相角検出器22の出力に加える構成としている。調光器によっては最大位相角設定時に位相角検出器22の出力が0になってしまうので、LED電流が0に制御され、LED負荷400が消灯する。そこで、オフセット電圧を位相角検出器22の出力に加えることで、LED電流が0となることを防ぎ、最大位相角設定時にLED負荷400を微灯とすることができる。最低輝度調光時にLED電流を0消灯状態とするか、0としない微灯状態かは設計者が任意に決定する項目であるが、調光器によって設定できる最大位相角が異なるため、オフセット電圧を設けない構成では調光器によって消灯したり微灯となるということが起こり、設計者の意図しない動作を行う可能性が有る。そこで、上述のようにオフセット電圧を設けることで、設計者の意図通りの最低輝度調光状態を実現できる。なお、例えば、上述した図8で示す構成では、スイッチング電源部4を昇圧コンバータで構成しているので、LED電流検出器の出力を低耐圧系例えば5V系で構成することができ、LED電流検出器の出力が入力されるエラーアンプの高速化、サイズ低減を実現できる。これに対し、図18で示す構成では、スイッチング電源部4を降圧コンバータで構成しているので、接続するLED負荷400の電圧を低く設定することができる。例えば、交流100Vで駆動する場合、LED負荷400の電圧は24V~60Vが一般的となる。また、図19で示す構成では、スイッチング電源部4をトランスTrを用いる絶縁型コンバータで構成しており、AC側とLED側を絶縁することで、LED側の電位を人間が触れる可能性がある場合に有効な構成となる。なお、LED電流検出器8の出力は、発光ダイオードLとフォトトランジスタPを介して第2制御部6に入力されるように構成している。以上、本発明に係るLED駆動回路の実施形態について説明したが、本発明に係るLED駆動回路とLED負荷とを有するLED照明灯具としては、例えば、LED電球などが挙げられる。