"電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、前記コア回路は、前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、前記出力信号モニタ回路は、前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、前記制御回路は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。請求項1に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。請求項1または2に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。請求項1乃至3の何れか1項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。請求項1乃至4の何れか1項に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記コア回路は、信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、前記帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。請求項5に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第1の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第2の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第1の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。上記のように、従来のトランスインピーダンスアンプでは、利得の変化や入力容量の変化に対して、利得周波数特性の広帯域性と平坦性を両立させることが難しいという問題があった。本発明の目的は上記の問題を解決し、広帯域かつ平坦性の高い利得周波数特性を有するトランスインピーダンスアンプを提供することにある。本発明のトランスインピーダンスアンプは、電流信号を帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって増幅すると同時に電圧信号に変換するコア回路と、このコア回路の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路と、この出力信号モニタ回路が検出した振幅検出値に基づいて前記コア回路の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路とを備え、前記コア回路は、前記帰還抵抗の値を変化させる帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング量を変化させる周波数ピーキング回路とを備え、前記出力信号モニタ回路は、前記コア回路の出力信号を入力とする第一の帯域通過フィルタと、この第一の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第一の振幅検出回路と、前記コア回路の出力信号を入力とする第二の帯域通過フィルタと、この第二の帯域通過フィルタの出力信号振幅を検出する第二の振幅検出回路とから構成され、前記制御回路は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように、前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値に基づいて前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。また、本発明のトランスインピーダンスアンプの1構成例において、前記出力信号モニタ回路の第二の帯域通過フィルタの通過帯域は、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域よりも高い周波数帯域であることを特徴とするものである。また、本発明のトランスインピーダンスアンプの1構成例において、前記出力信号モニタ回路の第一の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち低周波信号を通す低域通過フィルタであり、前記第二の帯域通過フィルタは、前記コア回路の出力信号のうち高周波信号を通す高域通過フィルタであることを特徴とするものである。また、本発明のトランスインピーダンスアンプの1構成例において、前記制御回路は、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値に応じた利得制御電圧を前記帰還抵抗可変回路に出力して、前記第一の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記帰還抵抗の値を変化させると共に、前記第一の振幅検出回路が検出した振幅検出値と前記第二の振幅検出回路が検出した振幅検出値との差分に応じた周波数ピーキング制御電圧を前記周波数ピーキング回路に出力して、前記第二の帯域通過フィルタの通過帯域における前記コア回路の出力信号振幅が所望の値になるように前記周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。また、本発明のトランスインピーダンスアンプの1構成例において、前記コア回路は、信号入力端子から入力される電流信号を増幅し電圧信号に変換して出力するエミッタ接地回路と、このエミッタ接地回路からの電圧信号を電力増幅して信号出力端子に出力するエミッタフォロア回路と、一端が前記信号出力端子に接続され、他端が前記信号入力端子に接続された前記帰還抵抗と、前記帰還抵抗可変回路と、前記周波数ピーキング回路とを備えることを特徴とするものである。また、本発明のトランスインピーダンスアンプの1構成例において、前記エミッタ接地回路は、ベースが前記信号入力端子に接続された増幅用トランジスタと、一端に第1の電源電圧が供給され、他端が前記増幅用トランジスタのコレクタに接続されたコレクタ抵抗と、一端が前記増幅用トランジスタのエミッタに接続され、他端に第2の電源電圧が供給されるエミッタ抵抗とから構成され、前記エミッタフォロア回路は、ベースが前記増幅用トランジスタのコレクタに接続され、コレクタに第1の電源電圧が供給され、エミッタが前記信号出力端子に接続された出力用トランジスタと、この出力用トランジスタに一定の電流を供給する電流源とから構成され、前記周波数ピーキング回路は、前記エミッタ抵抗のインピーダンス値を変化させることにより、周波数ピーキング量を変化させることを特徴とするものである。本発明によれば、光信号に対応した電流信号を電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域化と平坦化の両立が可能となる。本発明では、利得周波数特性の広帯域化により動作速度に対し必要な帯域が得られるため、符号間干渉による信号伝送特性劣化を抑えることができる。さらに、利得周波数特性の平坦化により過剰ピーキングが抑えられるので、高周波の信号成分が過剰になることによるリンギングや、郡遅延偏差の悪化による波形劣化を改善できるので、信号伝送特性劣化を抑えることができる。本発明では、特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、受光素子や実装等によって生じる入力容量の変化に対し、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。本発明により、トランスインピーダンスアンプの広帯域かつ平坦な利得周波数特性が得られるので、良好な信号伝送特性が得られ、伝送距離の長延化に有効である。さらに、本発明による制御機能により実装等の外部要因に対し、容易に特性改善ができるため、コストを抑えることができ、高速動作化に有効である。[第1の実施の形態]以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の第1の実施の形態に係るトランスインピーダンスアンプの構成を示すブロック図である。電流信号Iinを受信し電圧信号Voutを出力するトランスインピーダンスアンプは、利得制御機能および周波数ピーキング制御機能を備えたトランスインピーダンスアンプコア回路6と、トランスインピーダンスアンプコア回路6の出力信号振幅を検出する出力信号モニタ回路7と、出力信号モニタ回路7が検出した振幅検出値に基づいてトランスインピーダンスアンプコア回路6の利得および周波数ピーキング量を制御する制御回路8とを備えている。トランスインピーダンスアンプコア回路6は、増幅回路2と、増幅回路2の入出力端子間に設けられた可変帰還抵抗RFとから構成される。トランスインピーダンスアンプコア回路6の構成は図13に示した構成と同一である。すなわち、トランスインピーダンスアンプコア回路6は、ベースがコア回路6の信号入力端子に接続されたトランジスタQ1と、ベースがトランジスタQ1のコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタがコア回路6の信号出力端子に接続されたトランジスタQ2と、一端がトランジスタQ1のコレクタに接続され、他端に電源電圧が供給されるコレクタ抵抗RLと、一端が信号入力端子に接続され、他端が信号出力端子に接続された可変帰還抵抗RFと、一端が信号出力端子に接続され、他端が接地された電流源ISと、一端がトランジスタQ1のエミッタに接続され、他端が接地された周波数ピーキング回路109とから構成される。トランジスタQ1とコレクタ抵抗RLとエミッタ直列帰還抵抗REとは、エミッタ接地回路を構成し、トランジスタQ2と電流源ISとは、エミッタフォロア回路を構成している。エミッタ接地回路とエミッタフォロア回路とは、図1に示した増幅回路2を構成している。トランスインピーダンスアンプコア回路6は、信号入力端子からトランジスタQ1のベースに入力される電流信号Iinを、可変帰還抵抗RFの値に応じて増幅して、電圧信号に変換し、しかる後、トランジスタQ2のエミッタから、電力増幅した出力信号Vout電圧信号として低インピーダンスで出力する。図2は可変帰還抵抗RFの構成を示す回路図である。図2に示すように、可変帰還抵抗RFは、ゲートに制御回路8からの利得制御電圧VCONTが入力され、ソースがトランスインピーダンスアンプコア回路6の信号出力端子に接続され、ドレインがトランスインピーダンスアンプコア回路6の信号入力端子に接続されたMOSトランジスタQ3と、一端がトランスインピーダンスアンプコア回路6の信号出力端子に接続され、他端がトランスインピーダンスアンプコア回路6の信号入力端子に接続された帰還抵抗RF1とから構成される。MOSトランジスタQ3は、帰還抵抗可変回路を構成しており、利得制御電圧VCONTに応じてドレイン-ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。周波数ピーキング回路109は、一端がトランジスタQ1のエミッタに接続され、他端が接地されたエミッタ直列帰還抵抗REと、エミッタ直列帰還抵抗REと並列に設けられたピーキング容量CEとからなる。ピーキング容量CEは、MIM容量、MOS容量やバラクタ容量などの可変容量を用いることにより実現できる。図3はMOSトランジスタを可変抵抗として用いる場合のピーキング回路CEの構成を示す回路図である。図3に示すように、ピーキング回路CEは、ゲートに周波数ピーキング制御電圧VCONTが入力され、ドレインがトランジスタQ1のエミッタに接続されたMOSトランジスタQ4と、一端がMOSトランジスタQ4のソースに接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Re1と、一端がMOSトランジスタQ4のソースに接続された容量Ce1と、一端が容量Ce1の他端に接続され、他端が接地されたエミッタ抵抗Re2とから構成される。MOSトランジスタQ4は、周波数ピーキング制御電圧VCONTに応じてドレイン-ソース間の抵抗値が連続的に変化する連続可変抵抗となる。このMOSトランジスタQ4およびエミッタ抵抗Re1,Re2は、エミッタ直列帰還抵抗REに対して並列に接続されていることから明らかなように、エミッタ直列帰還抵抗REの抵抗値を連続的に変化させる役割を果たす。さらに、エミッタ抵抗Re2と直列に挿入されている容量Ce1は、エミッタ直列帰還抵抗REの高周波帯におけるインピーダンスを変化させる役割を果たす。従って、上記回路はMOSトランジスタQ4のゲート電位を制御することにより、高周波帯におけるインピーダンスを制御でき、ピーキング回路として機能する。図4は出力信号モニタ回路7の構成を示すブロック図である。図4に示すように、出力信号モニタ回路7は、トランスインピーダンスアンプコア回路6の出力信号Voutのうち低周波信号のみを通す第一の帯域通過フィルタである低域通過フィルタLPF10と、出力信号Voutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタである帯域通過フィルタBPF11と、LPF10から出力される出力信号の振幅を検出する第一の振幅検出回路12と、BPF11から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路13とから構成される。図5は制御回路8の構成を示すブロック図である。制御回路8には、第一の振幅検出回路12が検出した振幅検出値VLと第二の振幅検出回路13が検出した振幅検出値VHとが入力される。制御回路8は、低周波信号の振幅検出値VLに応じた利得制御電圧VCONTを出力する出力バッファ14と、低周波信号の振幅検出値VLと高周波信号の振幅検出値VHとの差分VL-VHを算出する減算器15と、減算器15が算出した差分VL-VHに応じた周波数ピーキング制御電圧VCONTを出力する出力バッファ16とから構成される。本実施の形態では、異なる周波数帯の出力信号振幅を検出する2つの振幅検出回路を出力信号モニタ回路7に設けることにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を可能とした。すなわち、本実施の形態では、出力信号モニタ回路7の第二の帯域通過フィルタであるBPF11の通過帯域を、第一の帯域通過フィルタであるLPF10の通過帯域よりも高い周波数帯域とすることにより、トランスインピーダンスアンプコア回路6の出力信号Voutに含まれる低周波信号の振幅検出値VLと出力信号Voutに含まれる高周波信号の振幅検出値VHとをモニタできるので、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得情報を検出できるだけでなく、低周波信号の振幅検出値VLと高周波信号の振幅検出値VHとの差分からトランスインピーダンスアンプコア回路6の利得特性の周波数特性をも検出できるため、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の平坦性制御が可能となる。前述の式3に示すように、トランスインピーダンス利得Ztは、その周波数帯域の決定要因である入力時定数として帰還抵抗RFと開ループ利得Aoがあるので、周波数ピーキング回路109のみでなく開ループ利得も制御することにより、トランスインピーダンスアンプの利得周波数特性の広帯域化と平坦性の改善がより可能となる。図4に示した出力信号モニタ回路7のフィルタ特性例を図6に示す。図6において、60はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、61はLPF10の通過帯域特性を示し、62はBPF11の通過帯域特性を示している。図7A、図7B、図7Cは出力信号モニタ回路7による出力信号振幅検出の動作概要を示す図であり、LPF10が抽出する低周波信号とBPF11が抽出する高周波信号の波形例を示す図である。図7Aは高周波信号の振幅VaHと低周波信号の振幅VaLが同じ場合の波形例を示し、図7Bは高周波信号の振幅VaHが低周波信号の振幅VaLよりも小さい場合の波形例を示し、図7Cは高周波信号の振幅VaHが低周波信号の振幅VaLよりも大きい場合の波形例を示している。出力信号モニタ回路7の第一の振幅検出回路12は、LPF10が抽出した低周波信号の振幅VaLに応じた振幅検出値VLを出力し、第二の振幅検出回路13は、BPF11が抽出した高周波信号の振幅VaHに応じた振幅検出値VHを出力する。制御回路8は、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得については低周波信号の振幅検出値VLに応じて制御する。低周波信号の振幅検出値VLが大きくなると、利得制御電圧VCONTが上昇するので、MOSトランジスタQ3のドレイン-ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、可変帰還抵抗RFの抵抗値MOSトランジスタQ3と帰還抵抗RF1の合成の抵抗値が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得が小さくなる。反対に、低周波信号の振幅検出値VLが小さくなると、利得制御電圧VCONTが低下するので、MOSトランジスタQ3のドレイン-ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、可変帰還抵抗RFの抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得が大きくなる。こうして、トランスインピーダンスアンプコア回路6の低周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように利得制御を行うことができる。また、制御回路8は、トランスインピーダンスアンプコア回路6の周波数ピーキング量については高周波信号の振幅検出値VHに応じて制御する。さらに、制御回路8は、低周波信号の振幅検出値VLを基準値とし、高周波信号の振幅検出値VHとの差分信号に応じて高周波信号振幅を制御する。すなわち、図7Bの場合のようにトランスインピーダンスアンプコア回路6の出力信号Voutの高周波成分が不足している場合は、VaL>VaHとなり、VL>VHとなるので、周波数ピーキング制御電圧VCONTが上昇し、MOSトランジスタQ4のドレイン-ソース間の抵抗値が小さくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗REとピーキング容量CEの合成の抵抗値が小さくなるので、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得が大きくなる。このとき、低周波帯においてはMOSトランジスタQ4とエミッタ抵抗Re1とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗REに並列に接続されている状態と等価であるのに対して、高周波帯においては更に容量Ce1とエミッタ抵抗Re2とからなる回路がエミッタ直列帰還抵抗REに並列に接続されている状態となるので、エミッタ直列帰還抵抗REとピーキング容量CEの合成のインピーダンス値は低周波帯に比べて高周波帯でより小さくなる。こうして、周波数ピーキング回路109のピーキング量を増やすことにより、トランスインピーダンスアンプコア回路6の高周波帯の出力信号振幅が大きくなるように制御する。一方、図7Cの場合のようにトランスインピーダンスアンプコア回路6の出力信号Voutの高周波成分が大きく過剰ピーキングになっている場合は、VaL<VaHとなり、VL<VHとなるので、周波数ピーキング制御電圧VCONTが低下し、MOSトランジスタQ4のドレイン-ソース間の抵抗値が大きくなる。これにより、エミッタ直列帰還抵抗REとピーキング容量CEの合成の抵抗値が大きくなるので、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得が小さくなる。MOSトランジスタQ4のドレイン-ソース間の抵抗値が大きくなると、キャパシタCe1によるインピーダンス低減効果が弱くなるので、トランスインピーダンスアンプコア回路6の高周波帯の利得を増大させる高周波ピーキング効果も弱くなる。こうして、周波数ピーキング回路109のピーキング量を減らすことにより、トランスインピーダンスアンプコア回路6の高周波帯の出力信号振幅が小さくなるように制御する。以上により、トランスインピーダンスアンプコア回路6の高周波帯の出力信号振幅が所望の値になるように周波数ピーキング制御を行うことができる。図8は本実施の形態のトランスインピーダンスアンプの利得帯域制御特性を示す図である。図8において、80はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、81は帯域不足の場合の利得周波数特性を示し、82は過剰ピーキングの場合の利得周波数特性を示している。上記の図7Bに示した低周波信号と高周波信号の関係は図8の81の場合に対応し、図7Cに示した低周波信号と高周波信号の関係は図8の82の場合に対応している。LPF10と第一の振幅検出回路12とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプコア回路6の低周波帯fWLの利得ZtLに対応する出力信号振幅VaLを検出するのに対し、BPF11と第二の振幅検出回路13とからなる回路は、トランスインピーダンスアンプコア回路6の高周波帯fWHの利得ZtHに対応する出力信号振幅VaHを検出する。この周波数帯域に応じた振幅検出値により、トランスインピーダンスアンプコア回路6の利得制御と周波数ピーキング量制御を行う。特に、高速受信用トランスインピーダンスアンプなどの広帯域受信増幅回路においては、広帯域特性を得るために増幅回路内の周波数極ポールを周波数帯域f3dB付近に設定する。このため、広帯域受信増幅回路の利得周波数特性は図8に示すように低周波帯で平坦で、高周波帯で周波数極が集中し帯域不足もしくは過剰ピーキングになりやすいため、本実施の形態による利得制御およびピーキング制御は広帯域受信増幅回路の広帯域化に有効である。したがって、本実施の形態では、上記の手段により、トランスインピーダンスアンプにおいて、従来技術では困難であった利得周波数特性の広帯域性と平坦性の両立を大きく改善することができる。特に、伝送距離等に応じて変更が必要になる利得の可変時や、フォトディテクタや実装等によって生じる入力容量の変化に対して、安定して利得周波数特性の広帯域性と平坦性の改善が可能となる。すなわち、受信強度変化や入力容量等の外部要因に対して、トランスインピーダンスアンプの最適な利得周波数制御を提供することができる。[第2の実施の形態]次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。第1の実施の形態では、出力信号モニタ回路7の第二の帯域通過フィルタとしてBPF11を用いたが、高域通過フィルタHPFを用いてもよい。図9は本実施の形態の出力信号モニタ回路7の構成を示すブロック図である。本実施の形態においても、トランスインピーダンスアンプ全体の構成は第1の実施の形態と同様であるので、図1~図3、図5の符号を用いて説明する。図9に示すように、本実施の形態の出力信号モニタ回路7は、LPF10と、第一の振幅検出回路12と、トランスインピーダンスアンプコア回路6の出力信号Voutのうち高周波信号のみを通す第二の帯域通過フィルタであるHPF17と、HPF17から出力される出力信号の振幅を検出する第二の振幅検出回路18とから構成される。第二の振幅検出回路18は、HPF17が抽出した高周波信号の振幅に応じた振幅検出値VHを出力する。図9に示した出力信号モニタ回路7のフィルタ特性例を図10に示す。図10において、60はトランスインピーダンスアンプの適正な利得周波数特性を示し、61はLPF10の通過帯域特性を示し、63はHPF17の通過帯域特性を示している。その他の構成は、第1の実施の形態と同じである。以上のように、本実施の形態では、出力信号モニタ回路7の第二の帯域通過フィルタとしてBPF11の代わりに、HPF17を用いることにより、第1の実施の形態と同様の効果を得ることができる。"