"被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマから前記第1の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備し、前記第1の整合部が、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記第1の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第1の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変するマッチングコントローラとを有する、プラズマ処理装置。被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマから前記第1の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備し、前記第1の整合部が、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変するマッチングコントローラとを有する、プラズマ処理装置。被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、前記プラズマから前記第1の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備し、前記第1の整合部が、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記第1の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第1の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変するマッチングコントローラとを有する、プラズマ処理装置。被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、前記プラズマから前記第1の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備し、前記第1の整合部が、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変するマッチングコントローラとを有する、プラズマ処理装置。前記第1のモニタ時間は、前記第1の期間の中でその開始直後の第1の過渡時間を含まない、請求項1~4のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。前記第1のモニタ時間は、前記第1の期間の中でその終了直前の第2の過渡時間を含まない、請求項1~5のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマを生成するための高周波を出力する高周波電源と、前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、前記高周波のパワーがオン状態になる第1の期間とオフ状態になる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備し、前記整合部が、前記高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算部と、前記移動平均値演算部より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算部と、前記負荷インピーダンス測定値演算部より得られる記負荷側インピーダンスの測定値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変するマッチングコントローラとを有する、プラズマ処理装置。被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、前記プラズマを生成するための高周波を出力する高周波電源と、前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、前記高周波のパワーがオン状態になる第1の期間とオフ状態になる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備し、前記整合部が、前記高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算部と、前記移動平均値演算部より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを可変するマッチングコントローラとを有する、プラズマ処理装置。前記モニタ時間は、前記第1の期間の中で開始直後の第1の過渡時間を含まない、請求項7または請求項8に記載のプラズマ処理装置。前記モニタ時間は、前記第1の期間の中で終了直前の第2の過渡時間を含まない、請求項7~9のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。前記モニタ時間は、前記第2の期間には設定されない、請求項7~10のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。前記高周波パワー変調部は、前記パルス周波数またはその1サイクルの時間および前記パルス周波数の1サイクルにおける前記第1の期間の割合デューティ比の少なくとも一方を可変することができる、請求項1~11のいずれか一項記載のプラズマ処理装置。上記のような第1のパワー変調方式または第2のパワー変調方式においては、高周波電源から処理容器内のプラズマまで高周波を伝送するための高周波給電ライン上に設けられる整合器の整合動作が課題になる。すなわち、整合器は、高周波電源より出力される高周波のパワーを処理容器内のプラズマに最も効率よく伝送するように、整合回路を含めた負荷側のインピーダンスを高周波電源側のインピーダンスに整合させるように動作する。ところが、上記のような第1または第2のパルス変調方式により高周波のパワーにパルス状の変調がかけられると、プラズマ負荷のインピーダンスがパルスに同期して周期的に変動し、これに整合動作を追従させるのが難しくなる。特にやっかいなのは、プラズマから高周波電源に向かって高周波給電ライン上を逆方向に戻ってくる反射波が、当該高周波に対応する基本波反射波だけでなく、パワー変調の周波数に応じた変調波や高調波歪等の異周波反射波も含むことである。このような異周波反射波の影響を受けずに基本波反射波だけに感応して、基本波反射波のパワーを可及的に小さくするように高速かつ精確な整合動作を行うことが課題となっている。この点に関して、当初は、パワー変調の1サイクルの中で、パワー変調をかける高周波のパワーをオフまたはLレベルにしている期間中は整合動作を停止し、当該高周波のパワーをオンまたはHレベルにしている期間中に整合動作を行うようにしていた特許文献2。しかし、パワー変調の各サイクルにおいて、オンまたはHレベル期間の開始時および終了間際にプラズマの状態が大きく変動する。このプラズマの過渡状態の変動にも追従して整合動作を行うと、整合器内で制御可能なリアクタンス素子たとえばコンデンサが微動を繰り返すこととなって、プラズマの安定化を阻害してプラズマプロセスが不安定になるとともに、リアクタンス素子がその寿命を縮めてしまうという問題が生じる。そこで、パワー変調の各サイクルにおいて、オフまたはLレベル期間中だけでなく、オンまたはHレベル期間中もその開始から所定時間過渡時間の間は整合動作を停止させる制御も行われている特許文献3。しかしながら、最近のプラズマ処理装置は、第1および第2のパワー変調方式のいずれを用いる場合でも、その方式に基づく技術的効果ひいてはプロセス性能を向上または拡張するために、あるいはプロセスマージンを広げるために、デューティ比については従来25~80より広いレンジたとえば10~90を求められ、パワー変調のパルス周波数については従来0.25~100Hzより高い領域たとえば100Hz~100kHzを求められている。したがって、たとえば、デューティ比が10でパワー変調のパルス周波数が90kHzの条件が選択されることもあり得る。上記従来技術のようにパワー変調の各サイクルで整合器の整合動作を断続的に停止する技法は、このようにパワー変調のパルス周波数がkHzあるいは10kHzのオーダになると、負荷プラズマインピーダンスの変動に追従できないばかりか、整合器内の可動系部品の故障や寿命短縮化を来してしまうおそれがある。このため、パルス周波数の高いパワー変調方式には適合しえない。さらに、従来は、パワー変調をかけない側の高周波については、当該高周波給電ライン上に設けられる整合器に特別な制御をかけることはなかった。したがって、当該整合器は、他方の高周波にかけられるパワー変調と同期をとることもなく、あたかも当該高周波給電ライン上のパワー変調無しの高周波を単独で処理容器内のプラズマに印加する場合と同様に、負荷プラズマインピーダンスの変動に対して瞬時瞬時連続的に応答する通常の整合動作を行うようになっていた。しかしながら、このような通常の整合動作では、完全整合状態ないし準整合状態を安定確実に確立するのが難しかった。しかも、上記のようにパワー変調の周波数がkHzあるいは10kHzのオーダになると、このようなパワー変調をかけない高周波側の整合問題も大きく顕著化してくる。本発明は、上記従来技術の課題に鑑みてなされたものであり、処理容器内に供給される高周波のパワーをパルスに変調するパワー変調方式において再現性の高い安定かつ精確な整合動作を行えるようにした容量結合型のプラズマ処理装置を提供する。本発明の第1の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周期で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第1の整合部は、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記第1の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第1の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。また、発明の第2の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第1の整合部は、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。本発明の第3の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第1の整合部は、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記第1の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第1の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。また、本発明の第4の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第1の高周波を出力する第1の高周波電源と、前記第1の高周波電源より出力される前記第1の高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための第1の高周波給電ラインと、前記第1の高周波給電ライン上で前記第1の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第1の整合部と、第2の高周波を出力する第2の高周波電源と、前記第2の高周波電源より出力される前記第2の高周波を前記第1の電極まで伝送するための第2の高周波給電ラインと、前記第2の高周波給電ライン上で前記第2の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第2の整合部と、前記第2の高周波のパワーがオン状態または第1のレベルになる第1の期間とオフ状態または前記第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第2の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第1の整合部は、前記第1の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1および第2の期間のいずれにも設定される第1のモニタ時間中に、前記第1の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第1の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。本発明の第5の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、高周波電源と、前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、前記高周波のパワーがオン状態になる第1の期間とオフ状態になる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記整合部は、前記高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算部と、前記移動平均値演算部より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算部と、前記負荷インピーダンス測定値演算部より得られる記負荷側インピーダンスの測定値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。また、本発明の第6の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第1および第2の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第1の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、高周波電源と、前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第1の電極または前記第2の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、前記高周波のパワーがオン状態になる第1の期間とオフ状態になる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記整合部は、前記高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の1サイクル内で前記第1の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算部と、前記移動平均値演算部より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成および作用により、処理容器内に供給される高周波のパワーをパルスに変調する第1または第2のパワー変調方式において再現性の高い安定かつ精確な整合動作を行うことができる。以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。[プラズマ処理装置の構成]図1に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部2高周波重畳印加方式の容量結合型平行平板型プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理陽極酸化処理されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ処理容器10を有している。チャンバ10は接地されている。チャンバ10の底部には、セラミックなどの絶縁板12を介して円柱状のサセプタ支持台14が配置され、このサセプタ支持台14の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ16が設けられている。サセプタ16は下部電極を構成し、この上に被処理基板としてたとえば半導体ウエハWが載置される。サセプタ16の上面には半導体ウエハWを保持するための静電チャック18が設けられている。この静電チャック18は導電膜からなる電極20を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極20にはスイッチ22を介して直流電源24が電気的に接続されている。直流電源24からの直流電圧により、半導体ウエハWを静電吸着力で静電チャック18に保持できるようになっている。静電チャック18の周囲でサセプタ16の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング26が配置されている。サセプタ16およびサセプタ支持台14の側面にはたとえば石英からなる円筒状の内壁部材28が貼り付けられている。サセプタ支持台14の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室30が設けられている。この冷媒室30には、外付けのチラーユニット図示せずより配管32a,32bを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水が循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ16上の半導体ウエハWの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構図示せずからの伝熱ガスたとえばHeガスが、ガス供給ライン34を介して静電チャック18の上面と半導体ウエハWの裏面との間に供給される。サセプタ16には、高周波電源36,38がそれぞれ整合器40,42および共通の給電導体たとえば給電棒44を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源36は、プラズマの生成に適した一定の周波数fRF1たとえば100MHzの高周波RF1を出力する。他方の高周波電源42は、プラズマからサセプタ16上の半導体ウエハWへのイオンの引き込みに適した一定の周波数fRF2たとえば13.56MHzの高周波RF2を出力する。このように、整合器40および給電棒44は、高周波電源36よりプラズマ生成用の高周波RF1をサセプタ16まで伝送する高周波給電ライン高周波伝送路43の一部を構成している。一方、整合器42および給電棒44は、高周波電源38よりイオン引き込み用の高周波RF2をサセプタ16まで伝送する高周波給電ライン高周波伝送路45の一部を構成している。チャンバ10の天井には、サセプタ16と平行に向かいあって接地電位の上部電極46が設けられている。この上部電極46は、多数のガス噴出孔48aを有するたとえばSi、SiCなどのシリコン含有材質からなる電極板48と、この電極板48を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体50とで構成されている。この上部電極46とサセプタ16との間にプラズマ生成空間または処理空間PSが形成されている。電極支持体50は、その内部にガスバッファ室52を有するとともに、その下面にガスバッファ室52から電極板48のガス噴出孔48aに連通する多数のガス通気孔50aを有している。ガスバッファ室52にはガス供給管54を介して処理ガス供給源56が接続されている。処理ガス供給源56には、マスフローコントローラMFC58および開閉バルブ60が設けられている。処理ガス供給源56より所定の処理ガスエッチングガスがガスバッファ室52に導入されると、電極板48のガス噴出孔48aよりサセプタ16上の半導体ウエハWに向けて処理空間PSに処理ガスがシャワー状に噴出されるようになっている。このように、上部電極46は、処理空間PSに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。また、電極支持体50の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路図示せずも設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極46の全体、特に電極板48を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極46に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体50の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ図示せずを取り付ける構成も可能である。サセプタ16およびサセプタ支持台14とチャンバ10の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ10の排気口62が設けられている。この排気口62に排気管64を介して排気装置66が接続されている。排気装置66は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ10の室内、特に処理空間PSを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ10の側壁には半導体ウエハWの搬入出口68を開閉するゲートバルブ70が取り付けられている。主制御部72は、1つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェアプログラムおよびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源36,38、整合器40,42、MFC58、開閉バルブ60、排気装置66等の個々の動作および装置全体の動作シーケンスを制御する。また、主制御部72は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマンマシンインタフェース用の操作パネル図示せずおよび各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置図示せず等とも接続されている。この実施形態では、主制御部72が1つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部72の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ70を開状態にして加工対象の半導体ウエハWをチャンバ10内に搬入して、静電チャック18の上に載置する。そして、処理ガス供給源56より処理ガスつまりエッチングガス一般に混合ガスを所定の流量および流量比でチャンバ10内に導入し、排気装置66による真空排気でチャンバ10内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源36,38よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波RF1100MHzおよびイオン引き込み用の高周波RF213.56MHzを重畳してサセプタ16に印加する。また、直流電源24より直流電圧を静電チャック18の電極20に印加して、半導体ウエハWを静電チャック18上に固定する。上部電極46のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極46,16間の高周波電界の下で放電し、処理空間PS内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハWの主面の被加工膜がエッチングされる。この容量結合型プラズマエッチング装置においては、たとえば上述したようなチャージングダメージ対策として、高周波電源36より出力されるプラズマ生成用の高周波RF1のパワーを、たとえば10~90の範囲でデューティ比を制御可能として、たとえば1kHz~100kHzのパルス周波数でオン/オフまたはHレベル/Lレベルのパルスに変調する第1のパワー変調方式を所与のプラズマエッチングに用いることができる。また、たとえば上述したようなマイクロローディング効果対策として、高周波電源38より出力されるイオン引き込み用の高周波RF2のパワーを、たとえば10~90の範囲でデューティ比の制御が可能であって、たとえば100Hz~50kHzのパルス周波数でオン/オフまたはHレベル/Lレベルのパルスに変調する第2のパワー変調方式を用いることも可能となっている。たとえば、第1のパワー変調方式によって上記のようなドライエッチングを行う場合は、主制御部72よりパワー変調用に設定されたパルス周波数fSおよびデューティ比DSを規定する変調制御パルス信号PSが高周波電源36に与えられる。高周波電源36は、変調制御パルス信号PSに同期してプラズマ生成用高周波RF1の出力をオンオフする。ここで、変調制御パルス信号PSの周期、オン期間第1の期間、オフ期間第2の期間をそれぞれTC,Ton,Toffとすると、TC=1/fS,TC=TonToff,DS=Ton/TonToffの関係式が成立する。一方、第1のパワー変調方式において、高周波電源38は、イオン引き込み用の高周波RF2をオンオフすることなく連続的に出力する。もっとも、高周波RF1のオンオフによりチャンバ10内でプラズマのインピーダンスが2つの値の間で行き来するために、高周波給電ライン45上の整合動作ないし整合度が高周波RF1のオンオフに同期して2状態の間で行き来する。より詳しくは、後述するように、パルス周波数fSの1サイクルを構成するオン期間Tonとオフ期間Toffとの間で、それらの持続期間の長短に応じて整合の度合いが異なり、相対的に長い方の期間の時が短い方の期間の時よりも完全整合状態に近づき、それに伴って高周波給電ライン45上の高周波RF2のパワーにも差が生じる。すなわち、図2Aに示すように、オン期間Tonがオフ期間Toffよりも十分長い場合デューティ比DSが十分大きい場合は、オン期間Tonの時の方がオフ期間Toffの時よりも完全整合状態に近づくため、高周波RF2のパワーはオン期間Tonの時がオフ期間Toffの時よりも高くなる。反対に、図2Bに示すように、オフ期間Toffがオン期間Tonよりも十分長い場合デューティ比DSが十分小さい場合は、オフ期間Toffの時の方がオン期間Tonの時よりも完全整合状態に近づくため、高周波RF2のパワーはオフ期間Toffの時がオン期間Tonの時よりも高くなる。このように第1のパワー変調方式によってプラズマ生成用の高周波RF1にパワー変調をかけると、高周波給電ライン43上で高周波電源36からチャンバ10内のサセプタ16に向かう進行波の中に、本来の高周波RF1のみならず、図3Aに示すように、周波数軸上でその高周波RF1の周り両側にパルス周波数fSに応じた側波帯の周波数成分パルス周波数の変調分が発生する。この場合、整合器40の整合動作が効いて整合が良くとれている時は、高周波RF1のパワーがプラズマに最も効率よく吸収される。したがって、チャンバ10内のプラズマから高周波給電ライン43上を逆方向に伝搬してくる反射波においては、図3Bに示すように、高周波RF1と同じ周波数fRF1を有する基本波反射波のパワーが際立って低くなる。一方、パワー変調をかけない高周波RF2側の給電系においても、上記のように高周波RF1のオンオフに同期して高周波RF2のパワーが2つの値の間で行き来変動することにより、図4Aに示すように、進行波および反射波の中に本来の高周波RF2および基本波反射波のみならず変調周波数fSに応じた側波帯の周波数成分パルス周波数の変調分が発生する。したがって、整合器42の整合動作が効いて整合が良くとれている時は、高周波RF2のパワーがプラズマに最も効率よく吸収される。この場合、チャンバ10内のプラズマから高周波給電ライン45上を逆方向に伝搬してくる反射波においては、図4Bに示すように、高周波RF2と同じ周波数fRF2を有する基本波反射波のパワーが際立って低くなる。なお、第2のパワー変調方式によってイオン引き込み用の高周波RF2のパワーにパワー変調をかける場合も、高周波RF1と高周波RF2の立場が逆転するだけで上記と同様のパワー変調に付随する側波帯がそれぞれに発生し、整合器40,42の整合動作に上記と同様の要求性能が課せられる。[高周波電源及び整合器の構成]図5に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源36および整合器40の構成を示す。高周波電源36は、プラズマ生成用の一定周波数たとえば100MHzの正弦波を発生する発振器80Aと、この発振器80Aより出力される正弦波のパワーを制御可能として、利得または増幅率で増幅するパワーアンプ82Aと、主制御部72からの制御信号にしたがって発振器80Aおよびパワーアンプ82Aを直接制御する電源制御部84Aとを備えている。主制御部72から電源制御部84Aには、上記変調制御パルス信号PSだけでなく、通常の電源オンオフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。主制御部72と電源制御部84Aは、高周波RF1系のパワー変調部を構成する。高周波電源36のユニット内には、RFパワーモニタ86Aも備わっている。このRFパワーモニタ86Aは、図示省略するが、方向性結合器、進行波パワーモニタ部および反射波パワーモニタ部を有している。ここで、方向性結合器は、高周波給電ライン43上を順方向に伝搬するRFパワー進行波と逆方向に伝搬するRFパワー反射波のそれぞれに対応する信号を取り出す。進行波パワーモニタ部は、方向性結合器により取り出された進行波パワー検出信号を基に、高周波給電ライン43上の進行波に含まれる基本波進行波100MHzのパワーを表わす信号を生成する。この信号つまり基本波進行波パワー測定値信号は、パワーフィードバック制御用に高周波電源36内の電源制御部84Aに与えられるとともに、モニタ表示用に主制御部72にも与えられる。反射波パワーモニタ部は、チャンバ10内のプラズマから高周波電源36に返ってくる反射波に含まれる基本波反射波100MHzのパワーを測定するとともに、チャンバ10内のプラズマから高周波電源36に返ってくる反射波に含まれる全ての反射波スペクトルのトータルのパワーを測定する。反射波パワーモニタ部により得られる基本波反射波パワー測定値はモニタ表示用に主制御部72に与えられ、トータル反射波パワー測定値はパワーアンプ保護用のモニタ値として高周波電源36内の電源制御部84Aに与えられる。整合器40は、複数たとえば2つの制御可能なリアクタンス素子たとえばコンデンサあるいはインダクタXH1,XH2を含む整合回路88Aと、リアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータM90A,92Aを介して制御するマッチングコントローラ94Aと、高周波給電ライン43上で整合回路88Aのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ96Aとを有している。マッチングコントローラ94Aは、主制御部72の制御の下で動作し、インピーダンスセンサ96Aより与えられる負荷側インピーダンス測定値をフィードバック信号として、負荷側インピーダンス測定値が高周波電源36側のインピーダンスに相当する整合ポイント通常50Ωに一致ないし近似するように、リアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンスをモータ90A,92Aの駆動制御を通じて制御するようになっている。図6に、インピーダンスセンサ96A内の構成を示す。このインピーダンスセンサ96Aは、電圧センサ系のRF電圧検出器100A、電圧検知信号生成回路102A、サンプリング平均値演算回路104Aおよび移動平均値演算回路106Aと、電流センサ系のRF電流検出器108A、電流検知信号生成回路110A、サンプリング平均値演算回路112Aおよび移動平均値演算回路114Aと、負荷インピーダンス演算回路116Aとを有している。電圧センサ系において、RF電圧検出器100Aは、高周波給電ライン43上の高周波の電圧を検出する。電圧検知信号生成回路102Aは、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、RF電圧検出器100Aからの高周波電圧検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波RF1に対応する電圧検知信号を生成する。サンプリング平均値演算回路104Aは、パワー変調に同期して動作し、パルス周波数fSの1サイクル内の所定のモニタ時間TH中に電圧検知信号生成回路102Aからの電圧検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。この構成例では、電圧検知信号生成回路102Aからのアナログの電圧検知信号をサンプリング平均値演算回路104Aにおいてディジタル信号に変換する。主制御部72は、サンプリング用のクロックACK1と、高周波RF1系のモニタ時間THを指示するRF1モニタ信号ASとをサンプリング平均値演算回路104Aに与える。サンプリング平均値演算回路104Aは、数10MHz以上のサンプリングクロックACK1に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、FPGAフィールドプログラマブルゲートアレイを好適に用いることができる。移動平均値演算回路106Aは、サンプリング平均値演算回路104Aより得られた各サイクルの平均値に基づいて電圧検知信号の移動平均値を求める。すなわち、サンプリング平均値演算回路104Aより得られた連続するN個の電圧検知信号の平均値を一定の周期でサンプリングして、それらN個の平均値について移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲を所望の移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。移動ピッチの値は任意に設定可能である。主制御部72は、サンプリング用のクロックACK2を移動平均値演算回路106Aに与える。移動平均値演算回路106Aは、特に高速の信号処理を求められないので、通常のCPUを好適に用いることかできる。電流センサ系において、RF電流検出器108Aは、高周波給電ライン43上の高周波の電流を検出する。電流検知信号生成回路110Aは、上述した電圧検知信号生成回路102Aと同様の構成および機能を有し、高周波RF1に対応する電流検知信号を生成する。サンプリング平均値演算回路112Aは、上述したサンプリング平均値演算回路104Aと同様の構成および機能を有し、パルス周波数fSの1サイクル内の所定のモニタ時間TH中に電流検知信号生成回路110Aからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。移動平均値演算回路114Aは、上述した移動平均値演算回路106Aと同様の構成および機能を有し、サンプリング平均値演算回路112Aより得られた各サイクルの平均値に基づいて電流検知信号の移動平均値を求める。負荷インピーダンス演算回路116Aは、移動平均値演算回路106Aからの電圧検知信号の移動平均値と移動平均値演算回路114Aからの電流検知信号の移動平均値とに基づいて、高周波電源36に対する負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路116Aより出力される負荷側インピーダンスの測定値は、サンプリングクロックACK2に同期して更新される。主制御部72は、負荷インピーダンス演算回路116Aに所要のクロックACK3を与える。通常、負荷インピーダンス演算回路116Aより出力される負荷側インピーダンスの測定値には、負荷側インピーダンスの絶対値および位相の測定値が含まれる。整合器40内のマッチングコントローラ94Aは、インピーダンスセンサ96Aより与えられる負荷側インピーダンス測定値に応答し、負荷側インピーダンス測定値の位相が零0、絶対値が50Ωになるように、モータ90A,92Aを駆動制御して整合回路88A内のリアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンスを制御する。インピーダンスセンサ96Aよりマッチングコントローラ94Aに与えられる負荷側インピーダンス測定値は、パワー変調に同期して正確には移動平均値演算の周期で更新される。マッチングコントローラ94Aは、この更新の合間にも、整合動作つまりリアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンス制御を停止することなく、更新直前の負荷側インピーダンス測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるように、モータ90A,92Aを連続的に駆動制御する。この実施形態では、上記のようにサンプリング平均値演算回路104A,112Aおよび移動平均値演算回路106A,114AによってRF電圧および電流の測定値に二重のサンプリング平均化処理をかけることにより、インピーダンスセンサ96Aより出力される負荷側インピーダンス測定値の更新の速度と、マッチングコントローラ94Aにおけるモータ90A,92Aの駆動制御つまりリアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンス制御の速度とを上手に調和させることができる。このことにより、パワー変調のパルス周波数を数10kHz以上のオーダに設定しても、整合器40の整合動作において、可動部品特にリアクタンス素子XH1,XH2の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷プラズマインピーダンスの変動に適確に追従することができる。また、この実施形態では、上記のように、高周波給電ライン43上で得られる高周波RF1に対応した電圧検出信号および電流検出信号に基づいて求めた負荷側インピーダンスの測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるようにオートマッチングを行うので、周波数軸上で高周波RF1の周り両側に変調周波数に応じた側波帯の周波数成分パルス周波数fSの変調分が存在しても、整合器40の整合動作は高周波RF1に対して選択的に効くようになっている。したがって、RFパワーモニタ86A内の反射波パワーモニタ部において、図3Bに示すように基本波反射波fRF1のパワーが際立って低くなるようなモニタ結果を得ることができる。図7に、この実施形態におけるイオン引き込み用の高周波電源38および整合器42の構成を示す。高周波電源38は、イオン引き込み用の一定周波数たとえば13.56MHzの正弦波を発生する発振器80Bと、この発振器80Bより出力される正弦波のパワーを制御してその利得または増幅率で増幅するパワーアンプ82Bと、主制御部72からの制御信号にしたがって発振器80Bおよびパワーアンプ82Bを直接制御する電源制御部84Bと、RFパワーモニタ86Bとを備えている。発振器80Bの周波数13.56MHzが発振器80Aの周波数100MHzと異なる点を除いて、高周波電源38内の各部80B~86Bはプラズマ生成用の高周波電源36内の各部80A~86Aとそれぞれ同様の構成および機能を有している。なお、主制御部72と電源制御部84Bは、高周波RF2系のパワー変調部を構成する。整合器42は、複数たとえば2つの制御可能なリアクタンス素子たとえばコンデンサあるいはインダクタXL1,XL2を含む整合回路88Bと、それらリアクタンス素子XL1,XL2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータM90B,92Bを介して制御するマッチングコントローラ94Bと、高周波給電ライン45上で整合回路88Bのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ96Bとを有している。マッチングコントローラ94Bは、主制御部72の制御の下で動作し、インピーダンスセンサ96Bより与えられる負荷側インピーダンス測定値をフィードバック信号として、負荷側インピーダンス測定値が高周波電源38側のインピーダンスに相当する整合ポイント通常50Ωに一致ないし近似するように、リアクタンス素子XL1,XL2のリアクタンスをモータ90B,92Bの駆動制御するようになっている。図8に、インピーダンスセンサ96B内の構成を示す。このインピーダンスセンサ96Bは、電圧センサ系のRF電圧検出器100B、電圧検知信号生成回路102B、サンプリング平均値演算回路104Bおよび移動平均値演算回路106Bと、電流センサ系のRF電流検出器108B、電流検知信号生成回路110B、サンプリング平均値演算回路112Bおよび移動平均値演算回路114Bと、負荷インピーダンス演算回路116Bとを有している。電圧センサ系において、RF電圧検出器100Bは、高周波給電ライン45上の高周波の電圧を検出する。電圧検知信号生成回路102Bは、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、RF電圧検出器100Bからの高周波電圧検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波RF1に対応する電圧検知信号を生成する。サンプリング平均値演算回路104Bは、パワー変調に同期して動作し、パルス周波数fSの1サイクル内の所定のモニタ時間TL中に電流検知信号生成回路102Bからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。この構成例では、電流検知信号生成回路102Bからのアナログの電流検知信号をサンプリング平均値演算回路104Bにおいてディジタル信号に変換する。主制御部72は、サンプリング用のクロックBCK1と、高周波RF2系のモニタ時間TLを規定するRF2モニタ信号BSとをサンプリング平均値演算回路104Bに与える。移動平均値演算回路106Bは、サンプリング平均値演算回路104Bより得られた各サイクルの平均値に基づいて電流検知信号の移動平均値を求める。すなわち、サンプリング平均値演算回路104Bより得られた連続するN個の電流検知信号の平均値を一定の周期でサンプリングして、それらN個の平均値について移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲を所望の移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。移動ピッチの値は任意に設定可能である。電流センサ系において、RF電流検出器108Bは、高周波給電ライン45上の高周波の電流を検出する。電流検知信号生成回路110Bは、上述した電流検知信号生成回路102Bと同様の構成および機能を有し、高周波RF2に対応する電流検知信号を生成する。サンプリング平均値演算回路112Bは、上述したサンプリング平均値演算回路104Bと同様の構成および機能を有し、パルス周波数fSの1サイクル内の所定のモニタ期間TRF2中に電流検知信号生成回路110Bからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。移動平均値演算回路114Bは、上述した移動平均値演算回路106Bと同様の構成および機能を有し、サンプリング平均値演算回路112Bより得られた各サイクルの平均値に基づいて電圧検知信号の移動平均値を求める。負荷インピーダンス演算回路116Bは、移動平均値演算回路106Bからの電圧検知信号の移動平均値と移動平均値演算回路114Bからの電流検知信号の移動平均値とに基づいて、高周波電源38に対する負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路116Bより出力される負荷側インピーダンスの測定値は、移動平均値演算用のサンプリングクロックBCK2に同期して更新される。主制御部72は、負荷インピーダンス演算回路116Bに所要のクロックBCK3を与える。通常、負荷インピーダンス演算回路116Bより出力される負荷側インピーダンスの測定値には、負荷側インピーダンスの絶対値および位相の測定値が含まれる。整合器42内のマッチングコントローラ94Bは、インピーダンスセンサ96Bより与えられる負荷側インピーダンス測定値に応答し、負荷側インピーダンス測定値の位相が零0、絶対値が50Ωになるように、モータ90B,92Bを駆動制御して整合回路88B内のリアクタンス素子XL1,XL2のリアクタンスを制御する。インピーダンスセンサ96Bよりマッチングコントローラ94Bに与えられる負荷側インピーダンス測定値は、パワー変調に同期して正確には移動平均値演算の周期で更新される。マッチングコントローラ94Bは、この更新の合間にも、整合動作つまりリアクタンス素子XL1,XL2のリアクタンス制御を停止することなく、更新直前の負荷側インピーダンス測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるように、モータ90B,92Bを駆動制御する。この実施形態では、上記のようにサンプリング平均値演算回路104B,112Bおよび移動平均値演算回路106B,114BによってRF電圧および電流測定値に二重のサンプリング平均化処理をかけることにより、インピーダンスセンサ96Bより出力される負荷側インピーダンス測定値の更新の速度と、マッチングコントローラ94Bにおけるモータ90B,92Bの駆動制御つまりリアクタンス素子XL1,XL2のリアクタンス制御の速度とを上手に調和させることができる。このことにより、パワー変調の周波数を数10kHz以上のオーダに設定しても、整合器42の整合動作において、可動系部品特にリアクタンス素子XH1,XH2の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷プラズマインピーダンスの変動に適確に追従することができる。また、この実施形態では、上記のように、高周波給電ライン45上で得られる高周波RF2に対応した電圧検出信号および電流検出信号に基づいて求めた負荷側インピーダンスの測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるようにオートマッチングを行う。すなわち、周波数軸上で高周波RF2の周り両側に変調周波数fSに応じた側波帯の周波数成分パルス周波数の変調分が存在しても、整合器42の整合動作は高周波RF2に対して選択的に効くようになっている。したがって、RFパワーモニタ86B内の反射波パワーモニタ部において、図4Bに示すように基本波反射波fLHのパワーが際立って低くなるようなモニタ結果を得ることができる。[整合器の作用]次に、図9につき、一例として第1のパワー変調方式における整合器40,42の作用をより詳細に説明する。第1のパワー変調方式によって所与のドライエッチングを行う場合、主制御部72よりプラズマ生成用の高周波電源36に変調制御パルス信号PSが与えられる。高周波電源36は、図9に示すように、変調制御パルス信号PSに同期して高周波RF1の出力またはパワーをオンオフする。この場合、主制御部72からのRF1モニタ信号ASにより高周波RF1系の整合器40内のサンプリング平均値演算回路104A,112Aに指示されるサンプリング平均化処理のモニタ時間THは、パルス周波数fSの1サイクルのオン期間Ton内に設定される。好ましくは、図9に示すように、高周波給電ライン43上でRF1系の反射波のパワーが突発的に増大するオン期間Tonの開始直後および終了直前の過渡時間TA1,TA2を除いた区間にモニタ時間THが設定される。高周波RF1がパルス周波数fsでオンオフしても、モニタ時間THがオン期間Ton内だけに設定され、オフ期間Toff内には設定されない。したがって、整合器40は、高周波RF1がオンの状態である時のみ機能する。サンプリング平均値演算回路104A,112Aは、このモニタ時間TH中にサンプリングクロックACK1に同期して電圧検知信号および電流検知信号をサンプリングして、それらの平均値をそれぞれ演算する。たとえば、パルス周波数fSが10kHz、デューティ比DSが80、サンプリングクロックACK1の周波数が40MHzであって、モニタ時間THの長さがオン期間Tonの半分50であるとする。この場合、パルス周波数fSの1サイクル毎に、オン期間Ton内のモニタ時間TH中に1600回のサンプリングが行われ、1600個分の平均値を表わす1個の平均値データaが得られる。整合器40内の電圧センサ系の移動平均値演算回路106Aは、図10に示すように、パルス周波数fSの各サイクル毎にサンプリング平均値演算回路104Aより出力される平均値データaを取り込んで、連続するN個の電圧検知信号の平均値aをサンプリングクロックACK2の周期TAでサンプリングして、それらN個の平均値データaについて移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲をサンプリングクロックACK2の周期TAに応じた移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。たとえば、パルス周波数fSが10kHzの場合に、サンプリングクロックACK2の周期TAを200μsec周波数では5kHzにすると、図10に示すように、移動ピッチ時間軸上の先頭側の平均値データaと最後尾側の平均値データaとを1回の移動平均値演算で入れ替える個数は2である。このように、移動ピッチの値を任意のmmは2以上の整数に設定する場合は、サンプリングクロック信号ACK2の周波数をパルス周波数fSの1/m倍に選定すればよい。整合器40内の電流センサ系の移動平均値演算回路114Aも、電圧センサ系の移動平均値演算回路106Aと同じタイミングで動作し、電圧検知信号の平均値について同様の信号処理を行う。このように、第1のパワー変調方式を用いる場合、プラズマ生成用高周波RF1系の整合器40においては、パルス周波数fSの各サイクルのオン期間Ton内好ましくは反射波パワーの多い過渡時間を除いた区間に設定されるモニタ時間TH中にサンプリング平均値演算回路104A,112Aが高速度で緻密なサンプリング平均の信号処理を行い、さらに移動平均値演算回路106A,114Aが多数のサイクルに亘る移動平均の信号処理を行う。そして、移動平均のサンプリングクロックに同期して更新される負荷インピーダンス測定値演算回路116Aからの負荷側インピーダンス測定値に応じて、マッチングコントローラ94Aがリアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンス制御を連続的に行う。これにより、パワー変調のパルス周波数を数10kHz以上のオーダに設定しても、またデューティ比Dsを任意の大きさに設定しても、整合器40の整合動作において、可動部品特にリアクタンス素子XH1,XH2の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷プラズマインピーダンスの変動に適確に追従することができる。一方、第1のパワー変調方式において、イオン引き込み用の高周波電源38には、変調制御パルス信号PSは与えられない。したがって、高周波電源38は、高周波波RF2を設定値パワーで連続的に出力する。この場合、主制御部72からのRF2モニタ信号BSにより高周波RF2系の整合器42内のサンプリング平均値演算回路104B,112Bに指示されるサンプリング平均化処理のモニタ時間TLは、パルス周波数fSの1サイクルのオン期間Tonおよびオン期間Toffのそれぞれに設定される。好ましくは、図9に示すように、オン期間Ton内では、高周波給電ライン45上でRF2系の反射波のパワーが突発的に増大する開始直後および終了直前の過渡時間TB1,TB2を除いた区間に一つのモニタ時間TL1が設定される。一方、オフ期間Toff内では、その全区間に亘って別のモニタ時間TL2が設定される。サンプリング平均値演算回路104B,112Bは、パルス周波数fSの1サイクル毎に、前部のモニタ時間TL1中にサンプリングクロックBCK1に同期して電圧検知信号および電流検知信号をサンプリングして、それらの平均値bをそれぞれ演算するとともに、後部のモニタ時間TL2中にもサンプリングクロックBCK1に同期して電圧検知信号および電流検知信号をサンプリングして、それらの平均値bをそれぞれ演算する。たとえば、パルス周波数fSが10kHz、デューティ比DSが80、サンプリングクロックBCK1の周波数が40MHzであって、前部のモニタ時間TL1の長さがオン期間Tonの半分50で、後部のモニタ時間TL2の長さがオン期間Toffの全部であるとする。この場合、パルス周波数fSの1サイクル内で、前部のモニタ時間TL1中に1600回のサンプリングが行われ、1600個分の平均値を表わす1個の平均値データbが得られるとともに、後部のモニタ時間TL2中に800回のサンプリングが行われ、800個分の平均値を表わす1個の平均値データcが得られる。整合器42内の電圧センサ系の移動平均値演算回路106Bは、図11に示すように、パルス周波数fSの各サイクル毎にサンプリング平均値演算回路104Bより出力される平均値データb,cを一緒に取り込んで、連続するN組の電圧検知信号の平均値[b,c]をサンプリングクロックBCK2の周期TBでサンプリングして、それらN組の平均値データ[b,c]について移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲をサンプリングクロックBCK2の周期TBに応じた移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。たとえば、パルス周波数fSが10kHzの場合に、サンプリングクロックBCK2の周期TBを200μsec周波数では5kHzにすると、図11に示すように、移動ピッチ時間軸上の先頭側の平均値データ[b,c]と最後尾側の平均値データ[b,c]とを1回の移動平均値演算で入れ替える組数は2である。このように、移動ピッチの値を任意のmmは2以上の整数に設定する場合は、サンプリングクロック信号BCK2の周波数をパルス周波数fSの1/m倍に選定すればよい。整合器42内の電流センサ系の移動平均値演算回路112Bも、電圧センサ系の移動平均値演算回路106Bと同じタイミングで動作し、電流検知信号の平均値について同様の信号処理を行う。このように、この実施形態では、パルス周波数fSの各サイクルのオン期間Ton内好ましくは反射波パワーの多い過渡時間を除いた区間およびオフ期間Toff内に設定される前部および後部のモニタ時間TL1,TL2にサンプリング平均値演算回路104B,112Bが高速度で緻密なサンプリング平均の信号処理を行い、さらに移動平均値演算回路106B,112Bが多数のサイクルに亘る移動平均の信号処理を行う。そして、移動平均のサンプリングクロックに同期して更新される負荷インピーダンス測定値演算回路116Bからの負荷側インピーダンス測定値に応じて、マッチングコントローラ94Bがリアクタンス素子XL1,XL2のリアクタンス制御を連続的に行う。これにより、パワー変調のパルス周波数を数10kHz以上のオーダに設定しても、またデューティ比Dsを任意の大きさに設定しても、整合器40の整合動作において、可動部品特にリアクタンス素子XL1,XL2の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷プラズマインピーダンスの変動に適確に追従することができる。もっとも、高周波RF1系の整合器40は、上記のようにオン期間Ton中のプラズマのインピーダンスについて整合をとればよいので、図12のスミスチャートで示すように、整合動作点Aを整合ポイント50Ωに一致または可及的に近接させることができる。これに対して、高周波RF2系の整合器42は、オン期間Ton中のプラズマのインピーダンスとオフ期間Toff中のプラズマのインピーダンスとの双方について整合をとるので、完全整合状態よりはむしろ準整合状態を確立するように動作する。ここで、整合器42では上記のような2重のサンプリング平均化処理が行われることにより、オン期間Tonとオフ期間Toffとの間で、それらのモニタ時間サンプリング期間TL1,TL2の長さに比例して整合の度合いが異なり、相対的に長い方の期間の時が短い方の期間の時よりも完全整合状態に近づく。したがって、図9のようにデューティ比DSが十分大きい場合は、図12のスミスチャート上で示すようにオン期間Tonの時の整合点Bがオフ期間Toffの時の整合点Cよりも整合ポイントに近接する。また、モニタ時間サンプリング期間TL1,TL2中のRF2反射波パワーは、モニタ期間の長さに反比例し、図9に示すようにオフ期間Toffの時の方がオン期間Tonの時よりも大きくなる。なお、本発明において、整合状態とは、整合動作点がオン期間Tonまたはオフ期間Toffの別なく整合ポイント50Ωを限りなく目指し、かつ一定第1の近接範囲内に入っている状態である。これに対して、準整合状態とは、オン期間Tonの時とオフ期間Toffの時とで負荷インピーダンスの違いに基づき整合動作点が整合ポイント50Ωの周りで移動し、それでも第1の近接範囲よりも大きい一定第2の近接範囲内に入っている状態である。第2のパワー変調方式によってイオン引き込み用の高周波RF2のパワーにパワー変調をかける場合も、高周波RF1整合器40と高周波RF2整合器42の立場が逆転するだけで、両整合器40,42において上記と同様の作用が奏され、上記と同様の効果が得られる。[他の実施形態または変形例]以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。たとえば、図13に示すように、整合器40内のインピーダンスセンサ96Aを、RF電圧検出器100A、RF電流検出器108A、負荷インピーダンス演算回路120A、サンプリング平均値演算回路122Aおよび移動平均値演算回路124Aで構成することも可能である。ここで、負荷インピーダンス演算回路120Aは、RF電圧検出器100AおよびRF電流検出器108Aより得られるRF電圧検知信号およびRF電流検知信号に基づいて高周波給電ライン43上の負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路120Aは、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。サンプリング平均値演算回路122Aおよび移動平均値演算回路124Aは、処理対象の信号が負荷側インピーダンス測定値に置き代わるだけで、上記実施形態におけるサンプリング平均値演算回路104A,112Aおよび移動平均値演算回路106A,114Aと同様のサンプリング平均化処理を行ってよい。この場合、マッチングコントローラ94A図5は、移動平均値演算回路124Aより得られる負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が高周波電源36側のインピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、リアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンスをモータ90A,92Aを通じて制御する。同様に、図14に示すように、整合器,42内のインピーダンスセンサ96Bを、RF電圧検出器100B、RF電流検出器108B、負荷インピーダンス演算回路120B、サンプリング平均値演算回路122Bおよび移動平均値演算回路124Aで構成することも可能である。ここで、負荷インピーダンス演算回路120Bは、RF電圧検出器100BおよびRF電流検出器108Bより得られるRF電圧検知信号およびRF電流検知信号に基づいて高周波給電ライン45上の負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路120Bは、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。サンプリング平均値演算回路122Bおよび移動平均値演算回路124Bは、処理対象の信号が負荷側インピーダンス測定値に置き代わるだけで、上記実施形態におけるサンプリング平均値演算回路104B,112Bおよび移動平均値演算回路106B,114Bと同様のサンプリング平均化処理を行ってよい。この場合、マッチングコントローラ94B図7は、移動平均値演算回路124Bより得られる負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が高周波電源36側のインピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、リアクタンス素子XH1,XH2のリアクタンスをモータ90B,92Bを通じて制御する。本発明においては、第1のパワー変調方式として、高周波RF1のパワーが第1のレベルになる第1の期間と第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。同様に、第2のパワー変調方式として、高周波RF2のパワーが第1のレベルになる第1の期間と第1のレベルよりも低い第2のレベルになる第2の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。上記実施形態図1では、プラズマ生成用の高周波RF1をサセプタ下部電極16に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波RF1を上部電極46に印加する構成も可能である。本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマCVD、プラズマALD、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能である。本発明における被処理基板は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機EL、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、CD基板、プリント基板等も可能である。"