被モニタ領域内に物体が存在することを検出するための誘導型近接スイッチであって、コイル2と、送信電流パルス長Tsよりも長い周期Tで送信電流パルスS1、S2、S3を前記コイル2に供給するためのパルスソース4と、前記物体の位置変化に応じて変動する受信電圧Ui1、Ui2、Ui3に基づき、出力信号9を発生するための処理回路6とを備え、送信電流パルス長Tsの後、その前に前記コイルにより前記物体内に誘導された電圧に起因して前記物体内を流れる減衰する電流によって、前記コイル2内に前記受信電圧が誘導される誘導型近接スイッチにおいて、前記出力信号9の信号時間を所定の外乱時間Tc1、Tc2よりも短く抑制し、前記出力信号の2つの変動の間の最小時間間隔が前記外乱時間Tc1、Tc2よりも短くならないようにするための抑制回路13、13a、13b、13cが設けられていることを特徴とする、誘導型近接スイッチ。前記処理回路6は、2つの信号状態を含む中間信号19を発生し、前記中間信号19を、前記出力信号9を発生する前記抑制回路13、13a、13b、13cへ供給するように構成されていることを特徴とする、請求項1に記載の近接スイッチ。前記中間信号19の第1信号状態は、前記被モニタ領域内に前記物体が存在しないことを示し、第2信号状態は、前記被モニタ領域内に前記物体が存在することを示す、請求項1または2に記載の近接スイッチ。前記2つの信号状態に対し、前記抑制回路13、13a、13b、13c内で同じ値の前記外乱時間Tc1、Tc2を使用することを特徴とする、請求項2または3に記載の近接スイッチ。前記2つの信号状態に対し、前記抑制回路13、13a、13b、13c内で異なる値の前記外乱時間Tc1、Tc2を使用することを特徴とする、請求項2または3に記載の近接スイッチ。スイッチング回路SW1、SW2、SW3、SW4、25、31の少なくとも2つのスイッチング状態により、前記抑制回路13、13a、13b、13c内で前記中間信号19の前記2つの信号状態を識別することを特徴とする、請求項2~5のうちの少なくとも1項に記載の近接スイッチ。前記スイッチング回路は、前記スイッチング状態を定める少なくとも1つのマルチプレクサ25を含むことを特徴とする、請求項6に記載の近接スイッチ。前記抑制回路13、13a、13b、13cは、前記信号状態の各々に対し、前記外乱時間Tc1、Tc2だけ前記中間信号19を遅延させるための少なくとも1つの遅延回路16、28、29を備えることを特徴とする、請求項2~7のうちの少なくとも1項に記載の近接スイッチ。前記コイル2、前記パルスソース4、前記処理回路6および前記抑制回路13、13a、13b、13cは、強磁性でなくアルミよりも大きい特定の電気抵抗を有する金属から製造されハウジング8内に配置されていることを特徴とする、請求項1~8のうちの少なくとも1項に記載の近接スイッチ。前記金属は、ステンレススチールを含むことを特徴とする、請求項9に記載の近接スイッチ。先行する電流パルスS1、S2と後続する電流パルスS2、S3とを含む一連の前記送信電流パルスS1、S2、S3において、前記後続する電流パルスの極性を前記先行する電流パルスの極性に対して反転することを特徴とする、請求項1~10のうちの少なくとも1項に記載の近接スイッチ。外乱源によって発生可能な前記外乱信号が、最大で50kHzの周波数を含むことを特徴とする、請求項1~11のうちの少なくとも1項に記載の近接スイッチおよび前記外乱源の配置。電気抵抗溶接における請求項1~11のうちの少なくとも1項に記載の近接スイッチの使用。しかし、近接スイッチの欠点は、その磁気回路が周囲からの外乱磁界と結合しやすいことである。周波数帯域によっては近接スイッチの外部磁界との相互作用によって、近接スイッチの測定性能の低下または破壊がある。例えば、このような近接スイッチの好ましい応用分野では、500Hzまでの低周波数帯域および10kHzまでの中間周波数帯域内の外部磁界が存在することが多い。近接スイッチの電子回路によって検出し、増幅すべき信号の周波数帯域内一般的に、低周波数帯域および/または中間周波数帯域内にある外部磁界は、非常に深刻である。近接スイッチの基本機能には、これらの外乱の除去が不可欠である。より一般的には、良質の出力信号を発生するために、全周波数スペクトルにわたり、外乱を除去することが大いに好ましい。特許文献1に記載されているように、周期的に極性が反転する送信電流パルスを供給することにより、主に、低周波数帯域において外部磁界の影響の一部または全てを抑制することができる。しかし、このようなアプローチでは、より振幅が大きいか、または中間周波数帯域またはより高い周波数帯域内の周波数を有する外乱磁界は、極性の反転によって完全に除去することはできない。したがって、本発明の目的は、上記欠点のうちの少なくとも1つを解決することと、外乱磁界から影響されにくい出力信号を発生するような冒頭に述べた技術分野に関係する近接スイッチを提案することである。本発明による解決方法は、請求項1に記載されている。本発明の有利な実施形態は引用請求項に記載されている。したがって、本発明は、出力信号の2つの変動の間の最小時間間隔が所定の外乱時間より短くならないように、所定の外乱時間よりも短い出力信号の信号時間を抑制するための抑制回路を設けることを提案する。したがって、本発明は近接スイッチの有利な出力信号を発生するために、送信電流パルスの固定時間に対して相補的な別の固定時間パラメータとして働く外乱時間を抑制回路に採用することを提案する。本発明により、これら2つの時間パラメータの併用によって、一方で周囲の外乱磁界に対する所望の不感度insensitivityを達成し、他方で被モニタ物体の瞬間的位置を検出するための所望の感度sensitivityを提供するために有効な設定オプションをもたらす。本発明は、特に、調節可能なパラメータとして、送信電流パルスの周期的時間間隔の調節だけでは、測定精度と外乱に対する不感度との間で望ましくないトレードオフを生じるとの認識に鑑み、なされたものである。このようなトレードオフは、本発明の提案する少なくとも2つの調節可能な時間パラメータの組み合わせによって、十分低減できる。有利なことに、検出感度と外乱に対する不感度とを最適化するために、更に送信電流パルス長を一致させることができる。更に驚くことに、前記外乱時間の好ましい所定の値を選択することによって、広い周波数帯域にわたり、または実質的に全周波数スペクトルにわたり、外乱の影響を効果的に除去できることが分かった。外乱時間は、好ましくは少なくとも01ms、より好ましくは少なくとも1ms、最も好ましくは少なくとも10msに固定する。このように、前記抑制回路により低い周波数帯域および中間周波数帯域のほとんど全てに対処できる。本発明は、近接スイッチの電子回路により、より高い周波数帯域、特に100kHzを超える外乱を十分に減衰できることが分かった。したがって、基本的に、抑制回路において、提案する前記外乱時間の所定の値を組み入れることにより、近接スイッチの電子回路内でほとんど全周波数スペクトルに対処できる。中間周波数帯域内の顕著な外乱を選択的に抑制しなければならないような用途に対して、特に少なくとも01msの外乱時間の値を選択できる。逆に、抑制周波数帯域に関して少なくとも1msの値が、より普遍的に使用でき、かつより効率的となり得る。より具体的には、低周波数帯域および中間周波数帯域内の複数の外乱に対処しなければならない用途には、特に、少なくとも10msの外乱時間の値が有利となり得る。出力信号の十分な高速応答時間を達成するためには、被モニタ物体の予想される移動に対して、外乱時間の固定値に対する上限を選択することが好ましい。外乱時間を、好ましくは最大で1s、より好ましくは最大で100ms、最も好ましくは最大で50msとすることが有利である。特に、種々の用途における近接スイッチの時間応答に対して、一般的に、100ms以下の値が良好な結果をもたらす。例えば、電気抵抗溶接等のいくつかの用途において、10msから100msの間の外乱時間の値が、上記有利性を維持して高品質の出力信号を発生することが分かった。更に、中間周波数での電気抵抗溶接等の特に問題のある用途に対して、少なくとも20msの外乱時間の値を選択すると、発生する外乱の全てを効率的に抑制し、更に所望する検出感度を保証できる。処理回路は、2つの信号状態を含む中間信号を発生し、出力信号を発生する抑制回路に中間信号を供給するように構成することが好ましい。このように、あらかじめ処理された中間信号のより容易な処理可能性を利用して、抑制回路の設定を簡略化できる。よって、測定信号の入力に直接必要とするより複雑なフィルタ回路の組み込みを省略できる。例えば、中間信号を発生するためにコンパレータ回路を使用できる。中間信号の第1信号状態は、被モニタ領域内に前記物体が存在しないことを示し、第2信号状態は、被モニタ領域内に前記物体が存在することを示すことが好ましい。中間信号の2つの信号状態は、少なくとも2つのスイッチング状態、より好ましくは少なくとも4つのスイッチング状態により、抑制回路内で識別することが好ましい。スイッチング状態は、それぞれのスイッチを含むスイッチング回路によって定めることができる。電子回路の設計の複雑さおよび製造コストを最小にするために、スイッチング状態のうちの少なくとも2つは、マルチプレクサおよび/またはフリップフロップ等の単一のスイッチングユニットで発生することが好ましい。より一般的には、スイッチング回路は、抑制回路内で前記信号状態の識別処理を可能に構成することが好ましい。例えば、スイッチング回路は、条件プログラムコードによりスイッチング状態を実現できる処理ユニットによっても構成できる。抑制回路は、前記信号状態の各々に対し、前記外乱時間の間だけ中間信号を遅延させるための少なくとも1つの遅延回路を更に備えることが好ましい。近接スイッチの上記抑制回路は、前記所定の外乱時間よりも短い範囲の出力信号の好ましくない周波数を完全に抑制できる。したがって、一般的に、所定のカットオフ周波数を超える信号を減衰させるだけの従来のローパスフィルタと比較して、優れている。抑制回路の第1実施形態によれば、2つの信号状態の各々に対し、抑制回路内で同じ値の外乱時間を使用する。第2の実施形態によれば、2つの信号状態に対し、抑制回路内で異なる値の外乱時間を使用する。抑制回路内の少なくとも1つのダイオードにより、2つの信号状態に対して異なる値の外乱時間に固定することが好ましい。近接スイッチの所望する用途および外乱磁界の特性に応じて、同じ値または異なる値の外乱時間の使用を決定できる。抑制回路の容易な設計のためには、抑制回路が前記外乱時間を決定する部品と共に少なくとも1つのRC部品を含むことが好ましい。特に、抑制回路の基本設計は、単安定マルチバイブレータを含むことができる。単安定マルチバイブレータは、出力信号の応答動作を更に改善するために、再トリガー可能であることが好ましい。一連の送信電流パルス中で極性を反転することが好ましい。一連の送信電流パルスは、先行する電流パルスと後続する電流パルスとを含むことが好ましく、後続する電流パルスの極性を、先行する電流パルスの極性に対して反転することが好ましい。このことは、コイルに印加される一連の電圧パルス内の対応する極性反転によって達成することが好ましい。このように、特に、低周波数帯域内で外乱磁界の影響を、測定信号の入力段階であらかじめ低減できるので、外乱を受けない出力信号を発生する抑制回路の効果を高めることができる。よって、近接スイッチの検出感度および出力信号の外乱に対する不感度を最適化するために、一連の送信電流パルス間の所定時間内の極性の反転を、調節可能な追加パラメータとして使用することができる。前記コイル、前記パルスソース、前記処理回路および前記抑制回路は、強磁性でなくアルミよりも大きい特定の電気抵抗を有する金属から製造されるハウジング内に配置されることが好ましい。前記金属は、ステンレススチールを含むことがより好ましい。このように、近接スイッチのロバスト性を改善して近接スイッチ内に位置する電子部品を良好に保護できる。近接スイッチの好ましい配置は、最高50kHzの周波数の外乱信号を発生する外乱源を含み得る。例えば、直流DC電源の遮断またはスイッチオン動作も外乱磁界を発生できるので、そのようなDC電源も外乱源となり得る。近接スイッチの好ましい使用によれば、電気抵抗溶接で近接スイッチが使用される。このような溶接プロセス中には比較的振幅が大きい外乱磁界が発生するので、上記近接スイッチの使用が特に有利なことは明らかである。電気抵抗溶接の最も一般的なタイプは、50Hzの低周波数および1kHzの中間周波数この周波数は、その後2kHzの周波数に変換されるでの抵抗溶接を含む。したがって、低周波数での抵抗溶接技術では、たいてい50Hzの周波数の外乱磁界が発生する。これと対照的に、中間周波数での抵抗溶接は2kHzの基本周波数そして更に独特の一連の高調波の外乱を発生する。本発明によれば、これらの双方の溶接プロセスの近くで、上記近接スイッチを使用できる。添付図面を参照し、次の好ましい実施形態の説明において、本発明をより詳細に説明する。図1は、電子回路3に接続されたコイル2を備える誘導型近接スイッチ1を示す。参照により本願に含まれる特許文献1、2には、近接スイッチ1の基本的測定原理が開示されている。図3から明らかなように、電子回路3は、コイル2に周期的送信電流パルスを供給するためのパルスソース4と、ブリッジ回路5と、被モニタ物体の位置変化に応じて出力信号9を発生するための処理回路6とを含む。再度図1を参照すると、電子回路3は、出力信号9の送信用ケーブル7に接続されている。強磁性ではなく実質的に円筒形状のステンレススチールの単一部品から成るハウジング8内にコイル2と電子回路3とが配置されている。図2Aおよび2Bは、パルスソース4によって供給される制御信号を示す。図2Aに示される制御信号ptは、コイル2に印加されるDC電圧の極性を制御する。図2Bに示された制御信号stは、各パルス長Tsよりも長い周期Tの周期パルスS1、S2、S3から構成されている。例えば、パルスS1、S2、S3の周期Tは、01msの範囲内に存在でき、各パルス長Tsは、ほぼこの周期Tの5分の1に対応し、制御信号ptの周期Tpは、パルスS1、S2、S3の周期Tの2倍に対応する。図2Cは、コイル2を流れる電流Ictを示す。制御信号stの周期パルスS1、S2、S3に対応し、各パルス長Tsの間、振幅が増加し、その後、急激に振幅が減衰する送信電流パルスIc1、Ic2、Ic3が各周期Tに存在する。制御信号ptによって制御される極性反転に起因し、第2電流パルスIc2の符号は、前後の電流パルスIc1、Ic3と比較して逆である。特許文献1により詳細に示されているように、このようにして外部低周波磁界との干渉の影響を低減できる。被モニタ物体が送信電流パルスIc1、Ic2、Ic3によってコイル2内に発生される変動磁界の影響ゾーン内に存在すると、物体内に流れる減衰する電流を生じさせる電圧が物体内に誘導される。図2Dは、被モニタ物体内の減衰する電流との磁気結合によってコイル2内に誘導された受信電圧Uitを示す。送信電流パルスIc1、Ic2、Ic3の各々は、時間的にシフトされた受信電圧パルスUi1、Ui2、Ui3を生じさせる。受信される電圧Ui1、Ui2、Ui3は、処理回路6内で発生すべき出力信号9の基礎となる測定信号を示す。受信電圧Ui1、Ui2、Ui3は、一般的に、約100μV~300μVの信号強度を示し、1kHz~100kHzの範囲の帯域幅を有する。図3に概略的に示されるように、近接スイッチ1内の処理回路6は、受信ウィンドー制御回路10と、増幅チェーン11と、コンパレータ回路12と、抑制回路13とを備える。受信ウィンドー制御回路10は、主に、測定すべき受信電圧Ui1、Ui2、Ui3の時間的位置および長さを制御するために使用される。測定信号は、増幅ステージ11で増幅され、更にコンパレータ回路12によって処理される。このように、中間信号19は、抑制回路13の入力においてデジタルフォームで供給され、被測定領域に関して被モニタ物体が存在するか、存在しないかを示す。図4は、抑制回路13の回路図13aの第1実施形態を示す。回路13aの基本機能は、再トリガー可能な単安定マルチバイブレータに対応する。トランジスタ14の位置にある抑制回路13aの入力に中間信号19が送られ、コンパレータ15の出力に、抑制回路13aの出力信号9が供給される。更に、抑制回路13a内には4つのスイッチSW1、SW2、SW3、SW4が設けられている。このように、中間信号19の瞬間的信号状態に応じて異なる処理ができるように、スイッチング回路を構成する。スイッチSW1とSW3は常開NOタイプのスイッチであり、スイッチSW2とSW4は常閉NCタイプのスイッチである。したがって、スイッチSW3とSW4とはトランジスタ14の入力において信号状態の変化が生じたときに、中間信号19の前の状態を記憶するのに使用される。RC部品16の充電時間に関連し、所定の外乱時間Tc1、Tc2は、25msとなるように固定されている。これによって、抑制回路13a内で4つの異なるスイッチング状態を識別することが可能となり、これら4つの異なるスイッチング状態は、スイッチSW1、SW2、SW3、SW4によって記憶できる。第1のスイッチング状態は、RC部品16の充電時間Tc1に対応する。第2のスイッチング状態は、RC部品16の放電時間Tc2に対応する。第3のスイッチング状態はRC部品16のコンデンサに電圧Vcが印加されることに対応する。第4のスイッチング状態は、RC部品16のコンデンサがアースされることに対応する。図4に示された回路13では、外乱時間Tc1、Tc2は中間信号19の双方の信号状態に対して等しく選択されている。回路13の異なる実施形態によれば、第2信号状態の外乱時間Tc2と比較し、第1信号状態に対して外乱時間Tc1の異なる値を選択できる。このことは、例えば、図5に示されるように達成できる。図5に示された抑制回路13bの実施形態は、図4に示された抑制回路13aの実施形態に対応するが、抵抗22とダイオード21とが、抑制回路13bの抵抗17に並列に接続されている点が異なっている。このように、これら2つの部品21、22の電気特性が2つの外乱時間Tc1、Tc2の間の差を決定している。図6Aおよび6Bは、外乱が存在しない場合の抑制回路13の中間信号19および出力信号9の波形図を示す。図6Aに示された中間信号19は、期間T1およびT3中には、被モニタ領域外に被モニタ物体が位置することを示す第1信号状態に設定されている。それらの間の期間T2中には、中間信号19は被モニタ物体が被モニタ領域内に発見されたことを示す第2信号状態に設定されている。図6Bに示された対応する出力信号9は、中間信号19に一致するが、次の2点で異なっている。第1に、第1信号状態から第2信号状態への期間T1より後の遷移は、外乱時間Tc1の間だけ遅延されている。第2に、第2信号状態から第1信号状態への期間T2より後の遷移は、外乱時間Tc2の間だけ遅延されている。続いて、図6Aに示された入力信号19に基づく、抑制回路13の動作モードの例が示される。期間T1の間、トランジスタ14の入力およびコンパレータの出力9は、ゼロ電圧に設定される。期間T1の終了時に、第1状態から第2状態への信号変化がトランジスタ14に生じるので、スイッチSW2は開となりスイッチSW1は閉となる。スイッチSW3およびSW4は、このときのスイッチング状態のままである。したがって、RC部品16のコンデンサは、充電が開始される。期間T2中における第1状態の信号時間が外乱時間Tc1に対応する充電時間よりも長くなる。したがって、コンパレータ15は切り替り、スイッチSW3およびSW4のスイッチング状態を反転させる。このように、RC部品16のコンデンサには電圧Vcが印加される。トランジスタ14で、第2状態から第1状態への信号変化が生じると、期間T2の終了時にこの状況が反転するので、スイッチSW1はブロックされスイッチSW2は導通状態となる。スイッチSW3およびSW4は、そのときのスイッチング状態のままである。したがって、RC部品16のコンデンサは、抵抗18を介した放電を開始する。この放電時間は、十分長く、よって外乱時間Tc2よりも長いので、コンパレータ15は切り替り、スイッチSW3およびSW4のスイッチング状態を反転させる。このように、RC部品16のコンデンサは、アースに接続される。図6Cは、外乱が存在する場合の抑制回路13の中間信号19の波形図を示す。図6Cの信号19は、図6Aに示された中間信号19に対応し、この中間信号19に、外乱が、第1状態と第2状態との間の付加的信号変化を期間T1およびT3中に生じさせる。しかし、付加的信号変化の各々の期間Tfが外乱時間Tc1、Tc2と比較して十分短い。したがって、期間Tf中におけるRC部品16のコンデンサの充電時間は、コンパレータ15が切り替るのに十分ではない。したがって、入力電圧はゼロ電圧に戻り、スイッチSW2は、導通状態となるので、RC部品16のコンデンサは、再びアースに接続される。図6Dは、図6Cに示された外乱が存在する場合の出力信号9に対応する波形図を示す。以上のように、外乱磁界から生じる中間信号の追加的信号変動は、抑制回路13によって効率的に抑制される。このように、出力信号9の2つの変動の間の最小時間間隔は、それぞれの外乱時間Tc1、Tc2より短くなることはできない。図6Cに示されるようにトランジスタ14上に外乱が生じた入力信号の場合のRC部品16のコンデンサの電圧の動きを示す図6Eには、抑制回路13、13a、13bの機能が更に示されている。期間T1中、期間Tfの信号変動の各々により、コンデンサにおける電圧が上昇する。しかし、コンデンサを充電する時間は外乱時間Tc1よりも十分短いので、コンパレータ15が切り替わって状態の反転が生じ得る前に、システムはその都度、初期状態に戻る。期間T1の終了時に信号変動が外乱時間Tc1の値を超えると状況が変化する。したがって、RC部品16のコンデンサは、コンパレータ15が切り替った後に電圧Vcによってフル充電状態となる。図7は、図3に示された近接スイッチ1の抑制回路13の詳細な回路図13aおよび13bのより一般的な表現を示す。抑制回路13cは、コンパレータ回路12の出力に接続されたマルチプレクサ25を備え、マルチプレクサは中間信号19の2つの信号状態を識別するスイッチを備える。したがって、マルチプレクサ25の機能は、より詳細な抑制回路13a、13bのスイッチSW1、SW2によって提供されている。したがって、マルチプレクサ25のスイッチング状態は、中間信号19の瞬間的な信号状態によって決まる。中間信号19は、この瞬間的な信号状態に応じ、第1信号状態にある信号に対しては第1信号ライン26を通過するか、または第2信号状態にある信号に対しては第2信号ライン27を通過する。信号ライン26、27の各々には遅延回路28、29が設けられている。第2信号ライン27の遅延回路29には第2信号状態の反転信号を考慮するためのインバータが設けられている。遅延回路28、29は、遅延回路28、29の出力で信号変化が存在できるために遅延回路28、29のそれぞれの入力に信号が存在しなければならない時間遅延を生じさせる。この遅延時間は、それぞれ、外乱時間Tc1、Tc2の値として、遅延回路28、29内で固定されている。したがって、遅延回路28、29は、前に述べた抑制回路13a、13bのRC部品16の機能に対応する。信号ライン26、27の端にある遅延回路28、29の出力には、フリップフロップ31が接続されている。フリップフロップ31の2つのスイッチは、入力において信号状態の変化が生じたときの中間信号19の前の状態を記憶するのに使用される。この機能は、前に述べた抑制回路13a、13bのスイッチSW3、SW4によって実現される。フリップフロップ31の出力に、出力信号9が供給される。更に、信号の瞬間的状態に応じてマルチプレクサ25のスイッチング位置の変更を可能にするために、フリップフロップ31の出力は、信号ライン32を介してマルチプレクサ25に接続されている。図8A、8Bは、第1信号ライン26の遅延回路28の例を使用して、遅延回路28、29の基本機能を更に示す。図8Aは、時間と共に変化する遅延回路28の入力における信号35を示す。図8Bは、遅延回路28の出力における対応する信号36を示す。初期フェーズ中、入力信号35に、第1信号状態から第2信号状態への第1の遷移が生じる。しかし、第2信号状態の信号時間は外乱時間Tc1の値と比較して短い。したがって、第2信号状態におけるパルス長は、遅延回路28によって完全に抑制され、遅延回路28の出力信号36では変化は生じない。入力信号35のその後のフェーズ中、外乱時間Tc1と比較して十分長い時間に、第1信号状態から第2信号状態への第2の遷移が生じる。この結果、遅延回路28の出力信号36の変化が生じ、この変化はこの状態遷移に起因すると共に、外乱時間Tc1の値だけ遅延される。したがって、図6A~6Eに示された信号例に関してこれまで説明したように、抑制回路13a、13bおよび13cの動作モードは、等価的である。例えば、図6Cに示された入力信号19は、抑制回路13cの動作モードを更に図解するための特定の例と見なすことができる。すなわち入力信号19の期間T1における短い信号変動中には、図6Dに示されるように、出力信号9の変化は生じない。この理由は、これら信号変動の時間は、抑制回路13cのそれぞれの遅延回路28によって固定されている遅延時間Tc1よりも短いからである。期間T2中の信号時間は、遅延回路28の遅延時間Tc1と比較して十分に長い。したがって、遅延回路28の出力において信号変化が生じ、この信号変化は、外乱時間Tc1の値だけ遅延され、その後、フリップフロッップ31へ送られる。次に、フリップフロッップ31のスイッチング状態は、別のスイッチング状態にスイッチングされる。このことは、信号ライン32によって送信される信号を介し、マルチプレクサ25のスイッチング状態も変化させる。この結果、入力信号19は、第2信号ライン27によって遅延回路29を通過する。期間T3の最初に、入力信号19は第1信号状態に戻る。入力信号が第1信号状態のままとなっている時間は、第2信号ライン27内のそれぞれの遅延回路29によって決定される遅延時間Tc2よりも長い。したがって、フリップフロップ31のスイッチング状態は、再び初期コンフィギュレーションに切り替えられる。このことは、信号ライン32によって送信される信号を介してマルチプレクサ25のスイッチング状態も変更させる。この結果、入力信号19は、再び第1信号ライン26によって遅延回路28を通過する。入力信号19の期間T3の次の短い信号変動は、再び遅延回路28によって固定されている遅延時間Tc1よりも短いので、遅延回路28の出力における信号の対応する変化を生じさせない。このように、出力信号9の2つの変動の間の最小時間間隔は、遅延回路28、29のそれぞれの外乱時間Tc1、Tc2を下回ることはできず、この周波数帯域内の外乱が効果的に抑制される。本発明は、上記実施形態だけに限定されるものではなく、これまで説明した実施形態は、発明を理解し、説明するためだけのものであり、発明を限定するものと解すべきでないことに注意すべきである。本発明を、特に、抑制回路の特定の実施形態の例として説明した。当業者に知られているように、所定の外乱時間よりも短い信号時間を抑制するこのような回路を、デジタルフォームまたはアナログフォームで実現するための他の多数の電子実現も可能である。例えば、抑制回路における上記スイッチング状態を提供するための種々の可能性として、特にトランジスタ、リレー、マルチプレクサ、フリップフロッップまたは信号処理ユニットのソフトウェアコードが、当技術分野では知られている。したがって、本発明は、特許請求の範囲のみによって限定され、本明細書の特定の開示によって限定されないことが好ましい。