"入力端子と出力端子の間にコンデンサが接続された反転増幅回路の前記入力端子に、ソース電流を供給する第1の電流源とシンク電流を供給する第2の電流源を交互に接続することを特徴とする発振回路。前記入力端子の電位が第1の基準電位に達すると前記第1の電流源を前記入力端子に接続し、前記入力端子の電位が前記第1の基準電位より高電位の第2の電位に達すると前記第2の電流源を前記入力端子に接続することを特徴とする請求項1に記載の発振回路。前記反転増幅回路の増幅率を可変とすることを特徴とする請求項1または2に記載の発振回路。前記反転増幅回路は、可変抵抗,トランジスタおよび基準抵抗がこの順で電源間に接続された直列回路、出力端子が前記トランジスタのゲート端子に接続されるとともに前記トランジスタと前記基準抵抗の接続点の電位および前記反転増幅回路への入力信号がそれぞれ入力される入力端子を有する演算増幅回路、前記可変抵抗と前記トランジスタの接続点の電位を増幅する増幅回路を有することを特徴とする請求項3に記載の発振回路。集積回路において特許文献1~4に示されているような発振回路を実現する場合、分解能を上げようとすると電流源やコンデンサを多数用意する必要があるとともに、最大の電流値もしくは容量値と最小の電流値もしくは容量値の比が大きくなる分解能を示すnに対し、最小の容量値もしくは電流値の20倍,21倍,22倍,23倍,,2nのものを用意する必要がある。。最小の電流値もしく最小の容量値は精度の観点から下限があり、上記電流値もしくは容量値の比を大きくするためには、最大の電流値もしくは容量値を大きくしなければならない。一方、集積回路において容量は比較的大きなチップ面積を占有する。コンデンサの容量値により周波数拡散する場合は、上述のようにコンデンサの占有面積がそのまま増えてしまうので、チップサイズすなわちコストが問題となる。電流値により周波数拡散する場合も、最大電流値が大きくなるので、その最大電流でも所定の発振周期発振周期が短すぎてはいけないとなるようにコンデンサCoscの容量値もそれに合わせて大きくする必要があり、電流源の占める面積増大と合わせて同様にコストの問題が発生する。本発明は、従来技術に関する以上の課題を解決し、集積回路においてコンデンサに大きな占有面積をとられることなく周波数を変更することが可能で、チップサイズの増加を抑制することができる発振回路を提供することを目的とする。そこで、上記課題を解決するために、請求項1に係る発明は、入力端子と出力端子の間にコンデンサが接続された反転増幅回路の前記入力端子に、ソース電流を供給する第1の電流源とシンク電流を供給する第2の電流源を交互に接続する発振回路であることを特徴とする。請求項2に係る発明は、請求項1に係る発明において、前記入力端子の電位が第1の基準電位に達すると前記第1の電流源を前記入力端子に接続し、前記入力端子の電位が前記第1の基準電位より高電位の第2の電位に達すると前記第2の電流源を前記入力端子に接続することを特徴とする。請求項3に係る発明は、請求項1または2に係る発明において、前記反転増幅回路の増幅率を可変とすることを特徴とする。請求項4に係る発明は、請求項3に係る発明において、前記反転増幅回路は、可変抵抗,トランジスタおよび基準抵抗がこの順で電源間に接続された直列回路、出力端子が前記トランジスタのゲート端子に接続されるとともに前記トランジスタと前記基準抵抗の接続点の電位および前記反転増幅回路への入力信号がそれぞれ入力される入力端子を有する演算増幅回路、前記可変抵抗と前記トランジスタの接続点の電位を増幅する増幅回路を有することを特徴とする。本発明の発振回路によれば、入力端子と出力端子の間にコンデンサが接続された反転増幅回路の入力端子に、ソース電流を供給する第1の電流源とシンク電流を供給する第2の電流源を交互に接続する構成とすることにより、コンデンサの容量値を小さくすることができる。また、反転増幅回路の増幅率利得を変更することで周波数を変更することができる。大面積のコンデンサを必要としないので、チップサイズの増加を抑制することができる。図1に本発明に係る発振回路の実施の形態を示す。図4と同じ部位には同じ符号を付して、詳細な説明を省略する。図1に示す発振回路は、スイッチSW1,SW2の接続点と増幅率利得-AvAv>0の反転増幅回路2の入力端子を接続するとともに、コンデンサCoscを反転増幅回路2の入力端子と出力端子との間に接続したことが図4の発振回路と異なっている。反転増幅回路2の出力電圧をV1とし、コンデンサCosc中の電荷量をQVosc側にQ、V1側に-Qとすると、反転増幅回路について以下の式が成り立つ。Vosc-V1=Q/Cosc4V1=-AvVosc54,5式より次式が得られる。Vosc=Q/1AvCosc6電荷Qはソース電流Iuにより単調増加する、もしくはシンク電流Idにより単調減少するので、この場合も電位Voscは最大値VH,最小値VLの三角波信号となる。また、Vosc=VHのときのQをQh,Vosc=VLのときのQをQl、三角波信号VoscがVLからVHになるまでの時間をT1、VHからVLになるまでの時間をT2とすると、以下の式が成り立つ。VH-VL=Qh-Ql/1AvCosc=IuT1/1AvCosc=IdT2/1AvCosc77式より、三角波信号Voscの周期T0=T1T2は次の8式となる。T0=VH-VL1AvCosc1/Iu1/Id88式は3式に対し1Avの係数が追加された形となっていて、従来回路と同じ周波数を得るためにコンデンサCoscに必要な容量値が従来の1/1Avに小さくすることができる。また、増幅率-Avを変化させることにより、スイッチング周波数fosc=1/T0を変化させることができる。なお、8式は、反転増幅器が次の特性を持つ場合でも成立する。V1=V0-AvVosc9ここでV0は定数である。この場合、4式と9式より次式が導かれる。Vosc=V0Q/Cosc/1Av10ここでもVosc=VHのときのQをQh,Vosc=VLのときのQをQl、三角波信号VoscがVLからVHになるまでの時間をT1、VHからVLになるまでの時間をT2とすると、以下の式が成り立つ。VH-VL=V0Qh/Cosc-V0Ql/Cosc/1AvCosc=Qh-Ql/1AvCosc=IuT1/1AvCosc=IdT2/1AvCosc117式と11式は同じ形となるので、同じ周期T08式と同じ周波数fosc=1/T0を与える。図2に反転増幅回路2の構成例を示す。図2の反転増幅回路は、演算増幅回路OP1,OP2、およびGND接地電位と電位Vbとの間に直列に接続された抵抗R1,NチャネルMOSトランジスタNM1,可変抵抗R2の直列回路抵抗R1,可変抵抗R2の抵抗値もそれぞれR1,R2で表すを有している。電位Vbは後述のように基準となる値なので、変動の少ないものを適用する。演算増幅回路OP1の非反転入力端子には反転増幅回路への入力信号Vin図1ではVin=Voscが入力され、反転入力端子は抵抗R1とNチャネルMOSトランジスタNM1の接続点に接続されている。演算増幅回路OP2は、反転入力端子と出力端子が短絡されてボルテージフォロワを構成し、非反転入力端子に入力されているNチャネルMOSトランジスタNM1と可変抵抗R2の接続点の電位をインピーダンス変換して出力Vout図1ではVout=V1として出力している。演算増幅回路OP1の働きによりその反転入力と非反転入力が仮想短絡されているため、抵抗R1の両端には電圧Vinが印加され、抵抗R1にはVin/R1の電流が流れる。この電流が可変抵抗R2に流れるため、NチャネルMOSトランジスタNM1と可変抵抗R2の接続点の電位、すなわち出力電圧Voutは次式となる。Vout=Vb-R2/R1Vin1212式は9式と同形であり、V0=Vb,Av=R2/R1であることが分かる。従って、可変抵抗R2の抵抗値を変化させることにより、反転増幅回路の増幅率および発振回路の発振周波数を変化させることができる。図3に可変抵抗R2の構成例として可変抵抗回路を示す。図3の可変抵抗回路は、抵抗R20,R21,,R2nnは正整数および抵抗R21,,R2nにそれぞれ並列に接続されたスイッチSW21,,SW2nを有している。スイッチSW21,,SW2nは図示しない制御回路からの制御信号D1,,Dnによりそのオンオフが制御される。制御信号D1,,Dnはそれぞれ0,1Lowレベル,Highレベルの2値信号であり、例えばDi0≦i≦nが0であればSwiがオフ遮断、1であればオン導通となるオンオフ関係は逆でもよい。抵抗R20の抵抗値をR、抵抗R21,,R2nの抵抗値をa1R,,anRa1,,anは正定数とすれば、可変抵抗R2の抵抗値は次式となる。R2=1D1a1DnanR13例えば、a1=21,a2=22,,an=2nとすれば、nビット相当2n段階の階調を実現できる。なお、コンデンサCoscとして電圧依存性のあるMOSトランジスタのゲート容量などを適用する場合は、電位Vbの値を調整することで適切なバイアス条件で使用することができる。"