互いに間隔をあけて配置され、左手右手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、それぞれのアンテナ素子がCRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の110の寸法を有し、二つの隣接するアンテナ素子が前記波長の14以下の間隔を互いにあけて配置されている、複数のアンテナ素子を備えるデバイス。前記アンテナ素子は、空間多重化をサポートするように構造化された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、時空間ブロック符号化をサポートするように構造化された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、ビーム形成を行うように構造化された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、ビーム形成及びヌル形成を行うように構造化された請求項1に記載のデバイス。基板を備え、前記アンテナ素子は、前記基板上に形成される請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、二次元アレーを形成する請求項6に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、前記CRLHメタマテリアル構造と共振する前記信号の前記波長を中心とする帯域を持つバンドパスフィルタを実行するように構成された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、少なくとも二つの異なる波長を共振させるように構造化された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、信号移相器を実行して信号内に移相を生じさせるように構造化された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、CRLHメタマテリアル構造のエッジでインピーダンスマッチングを行うように構造化された請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、信号を送信し、受信するための無線通信カードの一部である請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、信号を送信し、受信するためのハンドヘルド型無線通信デバイスの一部である請求項1に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、信号を送信し、受信するためのラップトップコンピュータの一部である請求項1に記載のデバイス。前記CRLHメタマテリアル構造に集積化されたRF回路素子を備え、前記RF回路素子は、帰還回路網、増幅器、フィルタ、電力分配器、又は電力結合器のうちの一つである請求項1に記載のデバイス。前記RF回路素子は、CRLHメタマテリアル構造を備える請求項15に記載のデバイス。CRLHメタマテリアル構造を有する指向性カプラーを備え、前記指向性カプラーは前記アンテナ素子の少なくとも一部に結合されている請求項1に記載のデバイス。基板と、前記基板上に形成され、左手右手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化された複数のユニットセルを備えるアンテナと、第2のCRLHメタマテリアル構造内の前記基板上に形成され、前記アンテナに結合されたRF回路素子とを備えるデバイス。前記RF回路素子は、フィルタを備える請求項18に記載のデバイス。前記RF回路素子は、電力分配器を備える請求項18に記載のデバイス。前記RF回路素子は、電力結合器を備える請求項18に記載のデバイス。前記RF回路素子は、指向性カプラーを備える請求項18に記載のデバイス。前記RF回路素子は、マッチング回路網を備える請求項18に記載のデバイス。前記アンテナは、多入力多出力アンテナアレーである請求項18に記載のデバイス。基板と、前記基板上に形成され、それぞれのアンテナ素子が右手左手系複合メタマテリアル構造を形成する複数のユニットセルを備えるように構造化され、複数のアンテナ素子を備えるアンテナアレーと、前記基板上に形成され、それぞれの信号フィルタが前記アンテナアレーのそれぞれのアンテナ素子の信号経路に結合される、複数の信号フィルタと、前記基板上に形成され、それぞれの信号増幅器が前記アンテナアレーのそれぞれのアンテナ素子の信号経路に結合される、複数の信号増幅器と、前記基板上に形成され、前記複数の信号フィルタ及び前記複数の信号増幅器を介して前記アンテナアレーに結合され、前記アンテナアレーに送られるか、又は前記アンテナアレーから受信される信号を処理するように動作可能なアナログ信号処理回路とを備えるデバイス。前記アンテナアレーは、多入力多出力アンテナアレーである請求項25に記載のデバイス。前記アナログ信号処理回路に結合され、前記アナログ信号処理回路からのアナログ信号をデジタル信号に変換し、前記アナログ信号処理回路に送られるデジタル信号をアナログ信号に変換するように動作可能なデジタルアナログインターフェース回路と、前記デジタルアナログインターフェース回路を介して前記アナログ信号処理回路と通信し、空間多重化、ビーム形成、ビーム形成及びヌル形成、並びに時空間ブロック符号化のうちの一つを動的に制御するチャネル制御メカニズムを備えるデジタルプロセッサとを備える請求項25に記載のデバイス。それぞれのアンテナ素子は、前記CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の110の寸法を有し、二つの隣接するアンテナ素子は、互いに、波長の14以下の間隔をあけて配置される請求項25に記載のデバイス。それぞれのアンテナ素子は、前記CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の16未満の寸法を有し、二つの隣接するアンテナ素子は、互いに、波長の14以下の間隔をあけて配置される請求項25に記載のデバイス。前記信号フィルタのそれぞれは、第2のCRLH金属材料構造を備える請求項25に記載のデバイス。前記信号増幅器のそれぞれは、第2のCRLH金属材料構造を備える請求項25に記載のデバイス。それぞれのアンテナ素子は、前記デバイスにおいて信号の波長の16の寸法を有する請求項25に記載のデバイス。前記アンテナ素子は、前記基板上にプリントされた金属層である請求項25に記載のデバイス。第1の側に第1の表面を有し、前記第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、前記第1の表面上に形成され、互いに隔てられている複数の導電性パッチと、前記第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、前記導電性パッチを前記グラウンド導電層に接続し、それぞれのユニットセルが前記第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積と前記それぞれの導電性経路を前記グラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタとを備える複数のユニットセルをそれぞれ形成するために前記基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタと、遠位端が前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチの近くに配置され、電磁結合される導電性給電路とを備え、前記デバイスは、前記ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、それぞれのユニットセルは、前記CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の16以下の寸法を有するデバイス。無線アクセスポイント、或いは無線信号が受信又は送信される際に使用される前記CRLHメタマテリアル構造に結合されたルーターを備える請求項34に記載のデバイス。それぞれのユニットセルは、波長の110以下の寸法を有する請求項34に記載のデバイス。前記グラウンド導電層は、それぞれの導電性パッチの寸法よりも小さい寸法をそれぞれのユニットセルにおいて有するようにパターン形成される請求項34に記載のデバイス。前記デバイスは、前記信号共振のそれぞれの周波数の1を超える帯域幅を持つ信号共振を有するように構造化される請求項37に記載のデバイス。前記デバイスは、前記信号共振のそれぞれの周波数の4を超える帯域幅を持つ信号共振を有するように構造化される請求項37に記載のデバイス。前記ユニットセルは、一次元アレーを形成し、前記グラウンド導電層は、前記一次元アレーにそってストライプ線を含むようにパターン形成される請求項37に記載のデバイス。インピーダンスマッチング状態をもたらすように前記直線アレーの一端のところでユニットセルに形成された終端キャパシタを備える請求項40に記載のデバイス。第1の側に第1の表面を有し、前記第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、前記第1の表面上に形成され、互いに隔てられている複数の導電性パッチと、前記第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、前記導電性パッチを前記グラウンド導電層に接続し、それぞれのユニットセルが前記第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積と前記それぞれの導電性経路を前記グラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタとを備える複数のユニットセルをそれぞれ形成するために前記基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタとを備え、前記デバイスは、前記ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、前記グラウンド導電層は、それぞれの導電性パッチの下の寸法が前記それぞれの導電性パッチの寸法よりも小さくなるようにパターン形成されるデバイス。無線アクセスポイント、或いは無線信号が送信又は受信される際に使用される前記CRLHメタマテリアル構造に結合されたルーターを備える請求項42に記載のデバイス。それぞれのユニットセルは、前記CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の110以下の寸法を有する請求項42に記載のデバイス。それぞれのユニットセルは、前記CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の140以下の寸法を有する請求項44に記載のデバイス。さらに、前記CRLHメタマテリアル構造に結合され、第2のCRLHメタマテリアル構造内に置かれるように構造化されたRF回路を備える請求項42に記載のデバイス。前記グラウンド導電層は、前記ユニットセルの少なくとも一部の前記導電性ビアコネクタに接続され、前記ユニットセルの部分の前記導電性パッチの下を通るストリップ線路を備え、前記ストリップ線路は、それぞれのユニットセルの前記導電経路の寸法よりも狭い幅を有する請求項42に記載のデバイス。前記グラウンド導電層は、共通グラウンド導電性領域と、複数のストリップ線路であって、前記ストリップ線路の第1の遠位端のところで前記共通グラウンド導電性領域に接続され、前記ユニットセルの前記部分の前記導電性パッチの下の前記ユニットセルの少なくとも一部の導電性ビアコネクタに接続された前記ストリップ線路の第2の遠位端を有する複数のストリップ線路とを備え、前記ストリップ線路は、それぞれのユニットセルの前記導電経路の寸法よりも狭い幅を有する請求項42に記載のデバイス。第1の側に第1の表面を有し、前記第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、前記第1の表面上に形成され、互いに隔てられて二次元アレーを形成する複数の導電性パッチと、前記第1の表面上に形成され、前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチに電磁結合される導電性給電路と、前記第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、前記導電性パッチを前記グラウンド導電層に接続し、それぞれのユニットセルが前記第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積と前記それぞれの導電性経路を前記グラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタとを備える複数のユニットセルをそれぞれ、空間異方性を示す二次元アレーに形成するために前記基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタとを備え、前記デバイスは、前記ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、前記導電性給電路は、二つの異なる周波数で二つのモードを励起するために二次元アレーの対称的位置から外れているユニットセルに結合されているデバイス。第1の側に第1の表面を有し、前記第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、前記第1の表面上に形成され、互いに隔てられて二次元アレーを形成する複数の導電性パッチと、前記第1の表面上に形成され、第1の方向にそった前記二次元アレーの中心対称線にそっている前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチに電磁結合される第1の導電性給電路と、前記第1の表面上に形成され、第2の方向にそった前記二次元アレーの中心対称線にそっている前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチに電磁結合される第2の導電性給電路と、前記第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、前記導電性パッチを前記グラウンド導電層に接続して、それぞれのユニットセルが前記第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積と前記それぞれの導電性経路を前記グラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタとを備える複数のユニットセルをそれぞれ、二次元アレーに形成するために前記基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタとを備え、前記デバイスは、前記ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、前記ユニットセルにより形成された前記CRLHメタマテリアル構造は、それぞれ前記第1の給電路及び前記第2の給電路内にある二つの異なる周波数の二つのモードをサポートするように空間的異方性を有するデバイス。誘電体基板を備え、前記誘電体基板の片側に共通導電層が形成されている、メタマテリアルアンテナと、前記誘電体基板の片側に、接触するようにして互いに間隔をあけて配置された導電性パッドのアレーと、前記導電性パッドを前記共通導電層にそれぞれ接続する複数の導電性ビアコネクタとを備え、前記金属素材のアンテナは、第1の周波数で前記メタマテリアルアンテナの第1の方向にそって第1の共振を、第2の異なる周波数で前記メタマテリアルアンテナの第2の方向にそって第2の共振を示すように構造化され、前記第1の周波数で信号を誘導するように前記メタマテリアルアンテナに結合された第1の導電性給電路と、前記第2の周波数で信号を誘導するように前記メタマテリアルアンテナに結合された第2の導電性給電路と、前記第1の周波数で信号を受信するように前記第1の導電性給電路に接続された受信ポートを備え、送信のため前記メタマテリアルアンテナに向けられた前記第2の周波数で伝送信号を発生するように前記第2の導電性給電路に接続された送信ポートを備え、前記メタマテリアルアンテナと前記FDD回路との間に結合された別の周波数デュプレクサがない、周波数分割複信回路を具備するデバイス。前記第1の周波数で信号を送信し、他の周波数では信号を除去するように前記第1の導電性給電路に結合されたバンドパスフィルタを備える請求項51に記載のデバイス。さらに、前記第2の周波数で信号を送信し、他の周波数では信号を除去するように前記第2の導電性給電路に結合されたバンドパスフィルタを備える請求項51に記載のデバイス。請求項51に記載のアンテナを備える無線トランシーバデバイス。周波数分割複信を実装する方法であって、誘電体基板と、前記誘電体基板の片側に形成された共通導電層と、前記誘導体基板の他方の側に互いに間隔をあけて配置され、前記誘電体基板と接触する導電性パッドの二次元アレーと、前記導電性パッドを前記共通導電層にそれぞれ接続する複数の導電性ビアコネクタとを備えることと、第1の周波数では前記メタマテリアルアンテナの第1の方向にそって第1の共振を、第2の異なる周波数では前記メタマテリアルアンテナの第2の方向にそって第2の共振を示すように前記金属素材のアンテナを構成することと、前記メタマテリアルアンテナにより受信された前記第1の周波数で信号をFDD回路に、前記FDD回路により処理される受信信号として誘導し、しかもその際に前記第1の周波数及び前記第2の周波数で信号を分離するのに別の周波数デュプレクサを使用せずに、第1の導電性給電路を前記メタマテリアルアンテナに接続することと、前記FDD回路からの前記第2の周波数で信号を前記メタマテリアルアンテナによる送信のため前記メタマテリアルアンテナに誘導するように、しかもその際に信号を前記第1の周波数と前記第2の周波数で分離するのに別の周波数デュプレクサを使用せずに、第2の導電性給電路を前記メタマテリアルアンテナに接続することとを含む方法。前記第1及び前記第2の導電性給電路のそれぞれにおいて信号の周波数をフィルタリングすることを含む請求項55に記載の方法。前記基板の片側に形成された複数の分離された導電性パッチにより誘電体基板上に形成された複数のユニットセルと、前記基板の他方の側に形成されたグラウンド導電層と、それぞれ導電性パッチをそれぞれ前記グラウンド導電層に接続するために前記基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタとを備える右手左手系複合メタマテリアル構造を備えることと、導電性給電路を前記CRLHメタマテリアル構造に結合して、右手系TEMモードと左手系TEMモードの混合であるTEモードを励起し、前記TEMモードのそれぞれのモードにおける帯域幅よりも広い、それぞれのTEモードにおける帯域幅を実現することとを含む方法。二次元アレーを形成するユニットセルを作ることと、前記CRLHメタマテリアル構造にオフセット給電を適用し、前記二次元アレーの二つの方向にそって異なる周波数における二つの異なる共振モードを励起することとを含む請求項57に記載の方法。前記二次元アレーの第1の方向にそって第1の導電性給電路を使用して、前記二つの共振モードのうちの一つのモードで第1の信号を結合することと、前記二次元アレーの第2の方向にそって第2の導電性給電路を使用して、前記二つの異なる共振モードのうちの他のモードで第2の信号を結合することとを含む請求項58に記載の方法。アンテナアレーと、前記アンテナアレーに電磁結合されているRF回路素子と、前記RF回路素子に結合されているアナログRF回路とを備え、前記RF回路素子は、右手左手系複合メタマテリアル構造を備えるデバイス。前記CRLHメタマテリアル構造は、前記基板の片側に形成された複数の分離された導電性パッチにより誘電体基板上に形成された複数のユニットセルと、前記基板の他方の側に形成されたグラウンド導電層と、それぞれ導電性パッチをそれぞれ前記グラウンド導電層に接続するために前記基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタとを備える請求項60に記載のデバイス。前記RF回路素子は、電力結合器を備える請求項60に記載のデバイス。前記RF回路素子は、マッチング回路網を備える請求項60に記載のデバイス。前記RF回路素子は、電力結合器を備える請求項60に記載のデバイス。RF信号を送信及び受信するためのRFトランシーバモジュールを備え、前記RFトランシーバモジュールは、互いに間隔をあけて配置され、右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化された、それぞれのアンテナ素子が前記CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の110よりも大きい寸法を有し、二つの隣接するアンテナ素子が前記波長の16以上の間隔を互いにあけて配置されている、複数のアンテナ素子を備えるアンテナアレーを具備するデバイス。前記RFトランシーバモジュールは、無線アクセスポイント又は基地局である請求項65に記載のデバイス。本出願では、とりわけ、電磁波信号を処理し取り扱う際に一つ又は複数の右手左手系複合メタマテリアル構造を使用する技術、装置、及びシステムを説明する。CRLHメタマテリアル構造に基づき、アンテナ、アンテナアレー、及び他のRFデバイスをCRLHに基づいて形成することができる。例えば、説明されているCRLHメタマテリアル構造は、無線通信RFフロントエンド及びアンテナサブシステムで使用されうる。一実装では、互いに間隔をあけて配置され、右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化されたアンテナ素子を備えるデバイスが説明される。それぞれのアンテナ素子は、CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の110の寸法を有し、二つの隣接するアンテナ素子は、互いに波長の14又はそれ以下の間隔をあけて配置される。他の実装では、デバイスは、基板上に形成され、右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化されたユニットセルを備えるアンテナと、第2のCRLHメタマテリアル構造内の基板上に形成され、アンテナに結合されたRF回路素子とを備える。他の実装では、デバイスは、基板上に形成され、アンテナ素子を含むアンテナアレーを備える。それぞれのアンテナ素子は、右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するユニットセルを備えるように構造化される。信号フィルタは、基板上に形成され、信号フィルタは、アンテナアレーのそれぞれのアンテナ素子の信号経路に結合される。このデバイスは、さらに、それぞれの信号増幅器がアンテナアレーのそれぞれのアンテナ素子の信号経路に結合されている基板上に形成された複数の信号増幅器を備える。アナログ信号処理回路が基板上に形成され、信号フィルタ及び信号増幅器を介してアンテナアレーに結合される。アナログ信号処理回路は、アンテナアレーに向けて送られるか、又はアンテナアレーから受信される信号を処理するように動作可能である。他の実装では、デバイスは、第1の側に第1の表面を有し、第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、第1の表面上に形成され、互いに隔てられている導電性パッチと、第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、導電性パッチをグラウンド導電層に接続して、それぞれのユニットセルが第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積とそれぞれの導電性経路をグラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタとを備える複数のユニットセルをそれぞれ形成するために基板内に形成された複数の導電性ビアコネクタと、遠位端が複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチの近くに配置され、電磁結合される導電性給電路とを備える。このデバイスは、ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、それぞれのユニットセルは、CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の16以下の寸法を有する。他の実装では、デバイスは、第1の側に第1の表面を有し、第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、第1の表面上に形成され、互いに隔てられている導電性パッチと、第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、導電性パッチをグラウンド導電層に接続してそれぞれ複数のユニットセルを形成するように基板上に形成される導電性ビアコネクタとを備える。それぞれのユニットセルは、第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積、及びそれぞれの導電性経路をグラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタを備える。このデバイスは、ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、グラウンド導電層は、それぞれの導電性パッチの下の寸法がそれぞれの導電性パッチの寸法よりも小さくなるようにパターン形成される。他の実装では、デバイスは、第1の側に第1の表面を有し、第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、第1の表面上に形成され、互いに隔てられて二次元アレーを形成する導電性パッチと、第1の表面上に形成され、前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチに電磁結合される導電性給電路と、第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、導電性パッチをグラウンド導電層に接続してそれぞれ空間異方性を示す二次元アレーとしてユニットセルを形成するように基板上に形成される導電性ビアコネクタとを備える。それぞれのユニットセルは、第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積、及びそれぞれの導電性経路をグラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタを備える。このデバイスは、ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、導電性給電路は、二つの異なる周波数で二つのモードを励起するように二次元アレーの対称位置からずれているユニットセルに結合される。他の実装では、デバイスは、第1の側に第1の表面を有し、第1の側の反対側の第2の側に第2の表面を有する誘電体基板と、第1の表面上に形成され、互いに隔てられて二次元アレーを形成する導電性パッチと、第1の表面上に形成され、第1の方向にそった二次元アレーの中心対称線にそっている前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチに電磁結合される第1の導電性給電路と、第1の表面上に形成され、第2の方向にそった二次元アレーの中心対称線にそっている前記複数の導電性パッチのうちの一つの導電性パッチに電磁結合される第2の導電性給電路と、第2の表面上に形成されているグラウンド導電層と、導電性パッチをグラウンド導電層に接続してそれぞれ二次元アレーとしてユニットセルを形成するように基板上に形成される導電性ビアコネクタとを備える。それぞれのユニットセルは、第1の表面上にそれぞれの導電性パッチを有する体積、及びそれぞれの導電性経路をグラウンド導電層に接続するそれぞれのビアコネクタを備える。このデバイスは、ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化され、ユニットセルにより形成されたCRLHメタマテリアル構造は、それぞれ第1の給電路及び第2の給電路内にある二つの異なる周波数における二つのモードをサポートするように空間異方性を有する。他の実装では、デバイスは、誘電体基板、誘電体基板の片側に形成された共通導電層、誘導体基板の他方の側で互いに間隔をあけて配置され、誘電体基板と接触する導電性パッドのアレー、及び導電性パッドを共通導電層にそれぞれ接続する導電性ビアコネクタとを備えるメタマテリアルアンテナを具備する。金属素材のアンテナは、第1の周波数ではメタマテリアルアンテナの第1の方向にそって第1の共振を、第2の異なる周波数ではメタマテリアルアンテナの第2の方向にそって第2の共振を示すように構造化される。このデバイスは、さらに、第1の周波数で信号を誘導するようにメタマテリアルアンテナに結合された第1の導電性給電路と、第2の周波数で信号を誘導するようにメタマテリアルアンテナに結合された第2の導電性給電路と、第1の周波数の信号を受信するように第1の導電性給電路に接続された受信ポートを備え、送信のためメタマテリアルアンテナに向けられた第2の周波数の伝送信号を発生するように第2の導電性給電路に接続された送信ポートを備える周波数分割複信回路も具備する。メタマテリアルアンテナとFDD回路との間に結合された独立した周波数デュプレクサはない。他の実装では、基板の片側に形成された分離された導電性パッチ、基板の他方の側に形成されたグラウンド導電層、及び基板内に形成され、それぞれ導電性パッチをグラウンド導電層にそれぞれ接続する複数の導電性ビアコネクタにより誘電体基板上に形成されたユニットセルを備える右手左手系複合メタマテリアル構造を実現する方法が説明される。この方法は、導電性給電路をCRLHメタマテリアル構造に結合して、右手系TEMモードと左手系TEMモードの混合であるTEモードを励起し、複数のTEMモードのそれぞれのモードにおける帯域幅よりも広い、それぞれのTEモードにおけるより広範な帯域幅を実現することを含む。他の実装では、デバイスは、アンテナアレー、アンテナアレーに電磁結合されたRF回路素子、及びRF回路素子に結合されたアナログRF回路を備える。RF回路素子は、右手左手系複合メタマテリアル構造を備える。さらに他の実装では、デバイスは、RF信号を送受信するRFトランシーバモジュールを備える。RFトランシーバモジュールは、互いに間隔をあけて配置されている、右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化されたアンテナ素子を備えるアンテナアレーを具備する。それぞれのアンテナ素子は、CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の110よりも大きな寸法を有する。二つの隣接するアンテナ素子は、互いに、波長の16以上の間隔をあけて配置されている。RFトランシーバモジュールは、無線アクセスポイント又は基地局とすることができる。説明されているCRLHメタマテリアル構造は、異なる信号チャネル間の干渉の低減、ビーム形成及びヌル形成の改善、アンテナ及びアンテナアレーのフォームファクタの低減、RF回路素子及びデバイスの設計柔軟性、並びに製造原価の低減を含む、一つ又は複数の利点を実現するために使用できる。これら及び他の実装は、図面、説明、及び請求項においてさらに詳しく説明される。純粋なLH物質は、三つの要素からなるベクトルに対する左手の法則に従い、位相速度方向は、信号エネルギー伝搬の方向と反対である。誘電率と透磁率は両方とも負である。CRLHメタマテリアルは、動作領域周波数に応じて左手系と右手系の両方の電磁波伝搬モードを示す。いくつかの状況の下で、これは、波数ベクトルがゼロの場合に非ゼロの群速度を示しうる。この状況は、左手系と右手系の両方のモードが平衡したときに生じる。不平衡モードでは、ωがゼロと異なる群速度と交差するのを禁止するバンドギャップがある。つまり、β0は、左手系モードと右手系モードとの間の遷移点であり、誘導波長は、無限大λg2πβ→∞となるが、群速度は正である。この状態は、左手系領域内の伝送路の実装における0次モードm0に対応する。CRHL構造は、近接場放射パターンを操作し、制御する独自の機能を有する電気的に大きな物理的に小さいデバイスを組み立てることを可能にする負のβ放物型領域に従う分散関係を有する低周波の微細スペクトルをサポートする。このTLが、0次共振器として使用される場合、これにより、共振器全体にわたる一定の振幅及び位相の共振が可能になる。ZORモードは、MTMベースの電力結合器スプリッタ、指向性カプラー、マッチング回路網、及び漏れ波アンテナを製作するために使用できる。RHTL共振器において、共振周波数は、lをTLの長さとし、m123とする電気的長さθmβmlmπに対応する。TL長は、共振周波数の低く、幅の広いスペクトルに到達するくらい長いものであるべきである。純粋なLH物質の動作周波数は、低い周波数である。CRLHメタマテリアル構造は、RH及びLH物質と非常に異なり、RH及びLH物質のRFスペクトル範囲の高位と低位の両方のスペクトル領域に到達するために使用できる。図1は、平衡しているCRLHメタマテリアルの分散図である。CRLH構造は、低周波数の微細スペクトルをサポートすることができ、また無限大の波長に対応するm0である遷移点を含むより高い周波数を発生する。これにより、CRLHアンテナ素子と指向性カプラー、マッチング回路網、増幅器、フィルタ、並びに電力結合器及びスプリッタとの継ぎ目のない統合が可能になる。いくつかの実装では、RF又はマイクロ波回路及びデバイスは、指向性カプラー、マッチング回路網、増幅器、フィルタ、並びに電力結合器及びスプリッタなどのCRLHMTM構造から作ることができる。CRLHベースのメタマテリアルを使用することで、電子制御漏洩波アンテナを漏洩波が伝搬する単一の大型アンテナ素子として製作することができる。この単一の大型アンテナ素子は、向きを制御できる細いビームを発生するように相隔てて並ぶ複数のセルを備える。図2は、MTMユニットセルの一次元アレーを備えるCRLHMTMデバイス200の一実施例を示す。誘電体基板201は、MTMユニットセルをサポートするために使用される。四つの導電性パッチ211は、基板201の上面に形成され、直接接触することなく互いに離して並べられる。二つの隣接するパッチ211の間の間隙220は、それらの間を静電結合できるように設定される。隣接するパッチ211は、さまざまな幾何学的形状で互いにインターフェースすることができる。例えば、それぞれのパッチ211のエッジは、パッチとパッチとの間の結合を高めるように他のパッチ211のそれぞれの相互にかみ合うエッジと交互配置になる相互にかみ合う形状を取りうる。基板201の底面には、グラウンド導電層202が形成され、異なるユニットセルに対する共通電気的接触部を構成する。グラウンド導電層202は、デバイス200の所望の特性又は性能が達成されるようにパターン形成されうる。導電性ビアコネクタ212が基板201内に形成され、それぞれ導電性パッチ211をグラウンド導電層202に接続する。この設計では、それぞれのMTMユニットセルは、上面上にそれぞれの導電性パッチ211を有する体積、及びそれぞれの導電性パッチ211をグラウンド導電層202に接続するそれぞれのビアコネクタ212を備える。この実施例では、導電性給電路230は、上面上に形成され、ユニットセルの一次元アレーの一端においてユニットセルの導電性パッチ211の近くに、ただし隔てられて配置されている遠位端を有する。ユニットセルの付近に導電性ランチパッドが形成され、給電路230は、そのランチパッドに接続され、ユニットセルに電磁結合される。このデバイス200は、ユニットセルから右手左手系複合メタマテリアル構造を形成するように構造化される。このデバイス200は、パッチ211を介して信号を送信又は受信するCRLHMTMアンテナとすることができる。CRLHMTM伝送路は、さらに、MTMセルの一次元アレーの他端上に第2の給電路を結合することによりこの構造から構成することもできる。図2A、2B、及び2Cは、図2のそれぞれのMTMユニットセル、及びそれぞれの等価回路の電磁波特性及び機能を例示している。図2Aは、それぞれのパッチ211とグラウンド導電層202との間の静電結合、及び上部パッチ211にそった伝搬による誘導を示している。図2Bは、二つの隣接するパッチ211の間の静電結合を示している。図2Cは、ビアコネクタ212による誘導結合を示している。図3は、MTMユニットセル310の二次元アレーに基づくCRLHMTMデバイス300の他の実施例を示している。それぞれのユニットセル310は、図2のユニットセルとして構成することができる。この実施例では、ユニットセル310は、異なるセル構造を有し、金属絶縁体金属構造内の上側パッチ211の下に他の導電層350を備え、これにより、二つの隣接するユニットセル310の間の左手系静電容量CLの静電結合を高める。このセル設計は、二つの基板と三つの金属層を使用することにより実装されうる。例示されているように、導電層350は、ビアコネクタ212を対称的に囲み、ビアコネクタ212から隔てられる導電性キャップを有する。二つの給電路331及び332は、基板201の上面に形成され、それぞれアレーの二つの直交方向にそってCRLHアレーに結合する。給電ランチパッド341及び342は、基板201の上面に形成され、給電路331及び332がそれぞれ結合されるセルのそれぞれのパッチ211から相隔てて並ぶ。この二次元アレーは、デュアルバンドアンテナを含む、さまざまな用途向けのCRLHMTMアンテナとして使用できる。図4は、サポート基板401上の一次元及び又は二次元アレー内に形成されたアンテナ素子410を含むアンテナアレー400の一実施例を示す。それぞれのアンテナ素子410は、CRLHMTM素子であり、それぞれ特定のセル構造内にある一つ又は複数のCRLHMTMユニットセル412を備える。それぞれのアンテナ素子410内のCRLHMTMユニットセル412は、アンテナアレー400の基板401上に直接形成されるか、又は基板401に係合されている別の誘電体基板411上に形成できる。それぞれのアンテナ素子内の二つ又はそれ以上のCRLHMTMユニットセル412は、一次元アレー又は二次元アレーを含む、さまざまな構成で配列されうる。それぞれのセルに対する等価回路も、図4に示されている。CRLHMTMアンテナ素子は、アンテナアレー400の所望の機能又は特性、例えば、広帯域動作、多帯域動作、又は超広帯域動作をサポートするように設計されうる。複数の送信機受信機により使用可能にされる複数の無相関通信経路を使用することにより同じ周波数帯域上で同じ時刻及び場所において複数のストリームが送信され、及び又は受信される技術。この方法は、多入力多出力と呼ばれるもので、スマートアンテナの一種である。図5は、図4のCRLHMTMアンテナ素子410を有するアンテナアレー400に基づくMIMOアンテナサブシステム500を例示している。それぞれのアンテナ素子410は、フィルタ510及び増幅器520に接続され、これにより信号チェーンを形成することができる。フィルタ510及び増幅器520は、CRLHMTMデバイスであってもよい。アナログ信号処理デバイス530は、アンテナ素子410とMIMOデジタル信号処理ユニットとの間のインターフェースとして備えられる。このMIMOアンテナサブシステム500は、WiFiルーターなどの無線アクセスポイント、無線ネットワーク内のBS、並びにコンピュータ及び多のデバイス用の無線通信USBドングル又はカードを含む、さまざまな用途において使用できる。図6Aは、CRLHMTMアンテナ610に基づく無線加入者局601を示している。加入者局601は、PDA、携帯電話、ラップトップコンピュータ、デスクトップコンピュータ、又は無線通信ネットワークに加入し、通信する他の無線通信デバイスとすることができる。CRLHMTMアンテナ610は、CRLHMTM構造を使用してコンパクトな設計とすることができる。例えば、それぞれのMTMユニットセルは、CRLHメタマテリアル構造と共振する信号の波長の16又は110よりも小さい寸法を有し、二つの隣接するMTMユニットセルは、互いに波長の14又はそれ以下の間隔をあけて配置される。一実装では、CRLHMTMアンテナ610は、MIMOアンテナとしてよい。本出願のCRLHMTM設計及び技術の実装では、MIMO技術とCRLHMTM技術とを組み合わせて複数のチャネル、例えば、二つ若しくは四つのチャネルを小さなデバイス601内に形成することができる。図6Bは、無線通信システム内のBS又はAP602で使用されるCRLHMTMアンテナ620を示している。図6Aの実施例とは異なり、比較的大きなCRLHMTMアンテナアレーをアンテナ620として使用することができる。例えば、図5のアンテナサブシステムは、BS又はAP602において使用することができる。他の実施例では、複数のCRLHMTMユニットセルを有するCRLHMTM漏洩波アンテナをアンテナ620として使用することができる。図7は、図6A及び6Bの設計を実装する無線通信システムを示している。図7の無線通信システムでは、空中電磁波を使用してさまざまな通信サービスを提供する。新しい広帯域用途をサポートするために必要な通信速度の高速化が、スペクトルの利用、ビット秒Hz数を最適化し、RFスペクトルの不足を解消し、高コスト問題を解決し、その一方で電力効率を最適化するという形で無線通信技術を最後の辺境へと押しやっている。無線通信システムのデジタル信号処理サブシステムでは、必要なビット誤り率及び信号対雑音比パラメータにより示されるシャノン容量限界に到達することで最適化が達成される。さまざまな用途及びターゲット展開シナリオに合わせてチャネル容量を改善する最適な圧縮、符号化、及び変調技術が見つかっている。これらの高度なデジタル技術は、手の届きうる最後の数分の1dBの利得をプッシュし、エンジニアたちにはもはや、最後の無線通信の未開拓分野であるエアーインターフェース、つまりアナログ空間を征服する以外の選択肢は残されていなかった。そこで、複数の送信機受信機により使用可能にされる複数の無相関通信経路を使用することにより同じ周波数帯域上で同じ時刻及び場所において複数のデータのストリームを送信し、及び又は受信するというアイデア。この技術は、MIMOと呼ばれるもので、SAの特別な例である。エアーインターフェースサブシステムと呼ばれるスマートアンテナは、最適な見通し内方向にビームを整形し、その方向を制御することができる。受信側では、これらのアンテナは、単純な方向探知技術及び高度な方向探知技術を実行することによりTxRx通信経路にそってRxアンテナ利得を最大化することができる。さらに、これらの技術は、無用な干渉信号を最小にするか、或いはさらには除去するヌル形成重みを付けて、TXRXSNRを改善することもできた。SAは、素子毎に、重みで参照される、TX信号位相、振幅、又はその両方を動的に調節するさまざまな給電回路網により駆動されるアンテナ素子のアレーで構成された。これらのフェーズドアレーアンテナは、アパーチャの幾何学的形状及び対称性に応じて、細いビーム、広帯域、又は周波数独立とすることができる。1990年代に、SAコンセプトは拡張され、マルチパス干渉を、除去する代わりに利用する追加のデジタル信号処理技術を取り込んだ。この異なるクラスのアルゴリズムでは、従来のLOSSAとともに初期SA焦点を見通し外リンクに拡張した。Tx及びRxアンテナのアレー、素子、RFチェーン、及び並列符号化デジタル信号処理アルゴリズムをリンクの両側で使用してより多くのビット秒Hzをプッシュする二つのクラスのアルゴリズムが定義された。無線システムは、入力及び出力用に複数のアンテナを備えるトランシーバを使用するように設計することができ、これらのシステムはMIMOシステムと呼ばれる。MIMOアンテナは、SAデバイスであり、MIMOシステム内の送信機と受信機の両方でアンテナを使用することで、NLOSマルチパス伝搬を利用し、容量及びスペクトル効率の増大、ダイバーシティによるフェージングの低減、並びに干渉に対する抵抗性の改善を含む、数多くの利点をもたらす。エンドツーエンドシステムモデルは、信号を空中に送り込む仕方、例えば、偏波、パターン、又は空間ダイバーシティなどのアンテナアンテナシステム特性を含むべきである。このことは、設計が三つの異なる無線通信技術の境界、つまりデジタルRF、RFアンテナ、及びアンテナエアーインターフェースをカバーするものであるため、システムエンジニアにとって大きな課題となる。それぞれのステップ全体を通して、最適なMIMO性能を保証するためにチャネル間のカップリングが最小にされなければならない。三つの完全直交偏波のみが利用可能で、信号がNLOS通信経路にそって反射されたときに歪みがあると、MIMOを効果的に実装するのに偏波ダイバーシティだけに頼ることは難しい場合がある。信号が異なるマルチパス方向にそって伝搬するように無指向性MIMOアンテナが離れた間隔で配置されている空間ダイバーシティを使用する必要があるが、これは大型のアンテナアレーを意味する。その一方、パターンダイバーシティは、MIMOアレー内のアンテナ素子の直交に近い放射パターンに依存し、したがって、それぞれのアンテナ素子が小型化されるとすればコンパクトなMIMOアレー用途に適したものとなる。MIMOシステムモデルを簡素化するために、何人かの通信システムエンジニアたちは、通信チャネルHの従来の定義、チャネルRFアンテナ空中伝搬から、単純な関係式rHDsを導いたが、ただし、rは受信したデジタル信号、sは送信デジタル信号、Hは間のチャネル、D演算はTx及びRxシステムアーキテクチャに依存する。例えば、NT×NRのシステムはrをNR×1のベクトルとして、sをNT×1のベクトルとして、HをNR×NTの行列として、Dを行列乗算として持つ。第1のMIMOアルゴリズムでは、それぞれのアンテナ素子チャネルにそってNT個の異なるデータストリームを送信し、NR個の受信アンテナチャネルのそれぞれがNT個のすべての信号を受信できるようにする。受信された信号の逆相関を求めてNT個の送信データストリームを復元するために、受信アルゴリズムに応じて、NRをNTよりも低いか、等しいか、又は高いものとすることができる。これは、チャネルパラメータをNR個の受信信号及び最初に処理されたNT個のTxデータに適用することにより達成される。NT個のTxデータストリームを正常に復元する上で重要な要求条件は、NT通信経路全体にわたって信号が無相関のままであることである。これは、チャネルダイバーシティと呼ばれる。空間多重化は、NT個のTxチャネル上で異なるデータストリームを送信する手段であり、これは、NT個のすべてのチャネルが無相関であり、それぞれのチャネル上で得られる利得が最大である場合にピークスペクトル効率に達する。無相関チャネルは、MIMOアンテナ素子間のカップリングが最小であり、通信環境に、典型的にはNLOS状況に関連する、隣接する構造による反射と回折により引き起こされるマルチパスがたくさんある場合に出現する。マルチパスがない場合、つまり、LOSの場合、SM受信信号は無相関であることを止めて、受信機がNT個のTxデータストリームの逆相関を求めるのを防ぐ。したがって、Tx及びRxノードが固定されている場合にマルチパス信号を最大にする場所にノードを常に置くことができる場合、通信リンクはSMの有利な点を全面的に利用する。ユーザーは、マルチパスリンクを最適化しようにも専門家でないのがふつうなので、エンドユーザー側の専門技術知識及び利用のすべてのシナリオに適応できるシステムを定義すると有益である。移動性とともに、チャネル、チャネル行列Hを常に特徴付ける必要があるという事実は、伝送される情報を受信機側で復元できるためには非常に重要なものとなっている。これは、プリアンブルパイロットビット又は他の技術を使用するチャネルサウンディングにより実行される。Hの必要更新速度は、移動体ノードの速度に依存する。頻繁なチャネル更新は、結局は、過剰なチャネルサウンディングが指定された通信時間の一部を消費するのでビット秒Hzの実効数を急減させることになる。この問題を緩和するために、第2のタイプのMIMOアルゴリズム、時空間ブロック符号化が使用される。STBCは、正確なチャネルパラメータ化の影響を受けにくい、つまり、誤差に強く、したがって、頻繁なチャネルサウンディングを必要としない。さらに、前のほうで説明されているように、他の要求条件として、通信システムはNLOSLOS混合環境内で動作することができる、つまり、Rx信号は直接TxRxLOS経路さらにはマルチパス軌跡の数分の1を含む。時空間ブロック符号化では、SMの場合のようにNT個の異なるデータストリームを送信するのではなく、同じTxデータストリームがNT回複製されるが、ただしそれぞれのストリームは異なる形で符号化される。送信機は、空間と時間の符号化を送信に先立って実行する。スペクトル効率を上げる少なくとも二つの異なるクラスのSA及び三つの技術がある、つまり、フェーズドアレーアンテナ又は周波数独立マルチアームアンテナに基づくビーム形成及びビーム形成ヌル形成とMIMO及び高度信号処理機能とであり、この機能は複数のチャネル上で異なるデータストリームを、複数のチャネル上で同じデータストリームを、並びにBF及びBFNを送信することができるが、ただし、チャネル特徴付けのあるLOSはビームパターン及び正確なチャネル特徴付けに依存し1異なるビームパターン間でアナログスイッチングを行い、2ビームを適応整形し、ビームの方向を制御し、3アナログビームスイッチング及び成形に加えてデジタルBF及びBFNを使用して性能を最適化する。それに加えて、従来のBF及びBFNも、移相器、遅延線、又は他の指向性カプラー及び及びマッチング回路網を必要とすることなく、デジタル領域においてMIMOシステムにより達成できる。デジタルBF及びBFNは、実装するのが非実用的になるほどの膨大な信号処理量を要する。より適したアプローチは、デジタルアナログ複合BFBFNアプローチである。既存の、及び将来の広帯域アプリケーションサービスに対応できるより高い通信速度をキャリアに持たせるMIMOを含む二つの無線通信商業規格が承認されている。第1の規格、IEEE80211nは、ローカルエリアネットワークを対象とするが、第2の規格、IEEE80216eは、移動体ワイドエリアネットワークを対象とするものであり、LANにも適用可能である。IEEE80220及び将来の4GUMTSシステムなどのMIMO技術を必要とする他の規格が進行中である。これらの規格の大半は、最大4×4のMIMOを推奨している。これは、クライアント側とAPBS側の両方において、四つのTxアンテナ及び四つのRxアンテナが使用されることを意味する。今までのところ、承認された商業規格は、SM、STBC、及びBFアルゴリズムを含んでおり、開発者には、無線通信USBドングル、PCMCIAPCIExpressカード、及びハンドヘルドコンピューティングマルチメディアデバイスなどの小型クライアントデバイス上に無相関MIMO経路コンセプトを最初に実装することと、次にLOS、NLOS、固定、及び動的チャネル条件に応じて適切なアプローチを適応選択することという難題が課せられている。本出願における設計及び技術は、かなり高いビット秒Hzスペクトル効率を必要とする広帯域エンドユーザーアプリケーションを対象とする完全な商業規格を実装する固定及び移動体無線通信業界が直面している最も困難な課題の一つを解決するために応用される。この実現技術は、以下に基づく。複数のアンテナ及び無線トランシーバをスモールフォームファクタに収めるのは、性能及びスループットを損なうことなく低消費電力にする必要もあり、携帯電話事業者、無線通信カード開発会社、PDAメーカー、さらには小型ラップトップ設計会社にとっては大きな難題である。本出願における設計及び技術の実装は、フォームファクタ又は消費電力の要求条件に関係なく、携帯型又は固定デバイスへの複数の並列チャネルを可能にする総合的MIMOサブシステムを実現するために使用できる。多くのMIMOシステムは、電磁波の電場及び磁場の特性が右手の法則に従うMIMOアンテナに従来の右手系材料を使用する。RHアンテナ材料を使用することで、それぞれのアンテナのサイズ及びアンテナアレー内の二つの隣接するアンテナの間隔に低い限界を設定する。このような限界は、携帯電話、PDA、及び無線通信機能を有する他のハンドヘルドデバイスなどのさまざまなコンパクトな無線通信デバイスにおけるMIMOシステムの応用を妨げている。本出願で説明されているアンテナアレー設計、無線システム、及び関連する通信技術では、右手左手系複合メタマテリアル構造を使用して、MIMOシステムを実装するためのコンパクトなアンテナアレーを製作する。CRLHメタマテリアルから作られるアンテナを使用するこのようなMIMOシステムは、従来のMIMOシステムの利点を保持しつつ、従来のMIMOシステムでは実現できない、又は実現困難なさらなる利点をもたらすように設計されうる。本出願における設計及び技術は、以下の特徴のうちの一つ又は複数を取り込むように実装できる。1近接距離が小さく、アンテナ素子間のカップリングは最小になるようにしたサイズがλ6を超える小型プリントアンテナ素子。このコンパクトなMIMOアンテナ設計は、SM、時空間ブロック符号に適しており、かなり大きな基地局BS又はアクセスポイントが備えるBS及びヌル形成機能をサポートする。サイズ縮小は、CRLH高度メタマテリアルを使用して達成される。2近接場及び遠隔場カップリングをさらに低減するためのプリントMTM指向性カプラー及びマッチング回路網の使用。3ビーム整形、スイッチング、及びMIMOアルゴリズムを使用した場合と使用しない場合の方向制御を可能にする単一MIMOアンテナを製作するための複数のMTMアンテナの使用。4プリントMTMベースの1対N電力結合器スプリッタが、複数のMTMアンテナを組み合わせて単一のサブMIMOアレーアンテナを形成するために使用される。5単一のMTM漏洩波アンテナが、ビーム整形、スイッチング、及びMIMOアルゴリズムのある場合とない場合の方向制御を可能にするために使用される。6MTMベースのフィルタ及びダイプレクサデュプレクサも、製作され、アンテナ及び電力結合器、指向性カプラー、並びに存在している場合にRFチェーンを形成するためのマッチング回路網と集積化されうる。RFICに直接接続されている外部ポートのみが、50Ωのレギュレーションに従えばよい。アンテナ、フィルタ、ダイプレクサ、デュプレクサ、電力結合器、指向性カプラー、及びマッチング回路網間のすべての内部ポートは、これらのRF素子間のマッチングを最適化するために50Ωと異なることがある。7アンテナ給電回路網及び四つ又はそれ以上のチャネルを駆動するRF回路設計。CRLHMTM設計では、これらの小型のアンテナにその給電回路網、増幅器、フィルタ、及び電力分配器結合器を組み込んで結合損失を低減しつつRF回路全体を最適化するという単純な集積化が可能になる。この全体的な集積化構造は、能動アンテナと呼ばれる。81番目と2番目の特徴により、図5に示されているように集積化される通信デバイスに適合する二次元膜表面内に集積化される小型アンテナ素子を有するMIMO膜が可能になる。9a非対称及び対称リンク、b動的チャネル、c商業規格に準拠するシステムに合わせて通信リンク性能を最適化する後及び前デジタル信号処理。技術的難題の一つは、依然として、商業規格に準拠しつつ四つ又はそれ以上のMIMOチャネルをハンドヘルドデバイス、無線USBドングル又はカード、無線通信USBドングル、薄型ラップトップコンピュータ、携帯型BS、コンパクトなAP、及び他の応用可能な製品などのコンパクトなフォームファクタに収め、SM、STBC、並びにBF及びヌル形成をサポートし、典型的には数十から数百MHzまでの範囲の複数の帯域上で動作し、該当する場合には消費電力に適合する能力を有することである。本出願における設計及び技術の実装を用いることにより、以下の三つの技術的課題を解決することができる。1最小のカップリングでごく近くに集積化できる十分に小さなサイズの小型アンテナ素子。この高度なコンパクトMIMOアンテナ設計は、SM、時空間ブロック符号に適しており、かなり大きな構造のBS又はアクセスポイントが備えるBS及びヌル形成機能をサポートする。サイズ縮小及び集積化は、CRLH高度メタマテリアルを使用して達成される。2アンテナ給電回路網及び四つのチャネルを駆動するRF回路設計。CRLHでは、これらの小型のアンテナにその給電回路網、増幅器、フィルタ、及び電力分配器結合器を組み込んで結合損失を低減しつつRFサブコンポーネント全体を最適化するという単純な集積化が可能になる。この全体的な集積化構造は、AAと呼ばれる。これらのラインにそって、二次元MIMOアンテナをデバイス幾何学的形状に適合させることができるMIMO膜の新規性のあるコンセプトが導入される。3MIMO商業規格に準拠し、コンパクトMIMOアンテナ、大型MIMOアンテナシステムリンク、さらには二つのコンパクトアンテナシステムの間のリンクに対応できる後及び前信号処理。MIMOダイバーシティは、無線通信において望ましいものである。空間ダイバーシティ又はSpVivと偏波ダイバーシティの組合せを、BSなどの大型MIMOシステムにおいて使用できる。コンパクトMIMOシステムは、パターンダイバーシティを利用することができる。このパターンダイバーシティは、エンドツーエンド通信システムがチャネルを空中伝搬部分のみとみなす、つまり、アンテナ及びRF回路を従来のH行列から抽出するときにもたらされ、通信モジュールに割り当てられうる。PaDivは、放射ビームの角度分布及び偏波特性に対応するので、ビームを修正又は傾斜させる手段が必要であることは明らかである。しかし、メタマテリアルを使用する場合、近接場放射を操作することで、近くのアンテナ素子間の近接場カップリングを除去するだけでなく、ビームを整形し、切り換え、方向を制御し、マルチパスの豊富な環境内でパターンダイバーシティ効果を及ぼすことができる。これらのメタマテリアルアンテナは、パターンと偏波ダイバーシティの組合せを容易にサポートすることができる。PaDivを使用して、OFDMMIMO、FHMIMO、及びDSSMIMO通信システム、及びその組合せをサポートすることができる。PaDivは、MIMOデジタル変調をサポートするために使用できる。本出願の設計及び技術の一実装は、多帯域、及び又は広帯域、及び又は超広帯域RFスペクトルをカバーする無線通信システムであるが、PDA、携帯電話、及び無線通信USBドングル又はカードなどのコンパクトな通信デバイス内に収められる革新的なエアーインターフェース、アナログ、及びデジタルMIMO処理機能を使用することによりOFDM又はDSS実装におけるマルチパス効果を利用する。MIMOは、複数のチャネル上に送信デジタル信号に対するデジタル信号処理を展開するSAアレーシステムを備える。これは、NLOS、LOSで動作する固定及び移動体シナリオに対するSM、STBC、及びBMBFNを含み、NLOS及びLOS環境を組み合わせたものである。図8Aは、LOSリンクを備える二つの地理的に分離された直線状Tx及びRxアンテナアレーを示している。図8Bは、LOS及びNLOSリンクを備える二つの地理的に分離された直線状Tx及びRxアンテナアレーを示している。図9Aは、BF及び又はヌル形成に対するフェーズドアレーアンテナシステムを示している。図9Bは、SMアルゴリズムに基づくMIMOシステムを示している。図9Cは、STBCアルゴリズムに基づくMIMOシステムを示している。前MIMO時代には、SAは、ビームを整形又は方向制御するため振幅、位相遅延時間線だけシフトされた同一信号を送信するフェーズドアレーアンテナを備えている。受信機側では、さらに類似のアナログタップ遅延線も使用して、スキャンし、送信方向の受信機利得を増加し、不要信号をゼロにする。これらのフェーズドアレー技術は、大部分は、アナログ領域にあり、信号エネルギーを受信機方向に集中させ、したがって、その制限をLOS環境に絞ることによりSNRを高める。反射及び又は回折プロセスにより障害物から跳ね返る送信信号は、異なる大きさを有し、またマルチパス干渉及びNLOS信号の注入と呼ばれるものを引き起こす全体的SNRを下げる異なる遅延時間を有する信号の集合体として受信機に到達する。フェーズドアレーアンテナも従来のSISOシステムも、マルチパス干渉を解消し、これらの信号を雑音として処理するということはできない。マルチパスの豊富な環境では、送信信号は、同じデータストリーム又は異なるデータストリームを送信機から受信機に伝えることができる無相関チャネルを形成する形で非常に多くの障害物から跳ね返る。これらの仮想的チャネルは、空間的に分離された放射線源及び受信素子、直交偏波、異なる放射線パターンにより引き起こされる。MIMOチャネルは、式により特徴付けられる。ap経路利得振幅。Ωp番目の経路にそったTx及びRxアンテナ平面に関するTx及びRxビームの角度方向。eTx及びRxビームの配向及び偏波。式は、それぞれのノードから見えるチャネルを識別する。固定座標系ですべての項を書く作業は、複雑さに関して大変な難題であることは明らかである。このような理由から、通信技術者は、SpDivである最も単純なチャネルダイバーシティアプローチを取り、信号対雑音比を高めるためにマルチパス干渉を利用するデジタルアルゴリズムを重視しているのである。デジタル送信及び受信信号では、チャネルに対し異なる見方をする。Tx及びRx信号の式は、又はと定式化されうるが、ただし、行列Hの成分はhijであり、HUΛVと分解される。行列V及びUの要素は、送信X及び受信Yベクトルを再配向し、最大NT個までの仮想的無相関並列チャネルを形成するのに必要な重みである。図9Aのフェーズドアレーの実施例を見直すと、デジタルU及びV重みは、移相器を駆動するアナログ重みに対し類似の効果を有している。したがって、デジタル領域とアナログ領域との間の信号処理の複雑さのバランスをとる新しいコンセプトが、プリファレンスを最適化してシステム複雑度を下げるだけでなく、システム効率を高めるためにも必要である。以下では、チャネルダイバーシティについて説明する。アンテナ間距離がΔλcで表される場合、λcを自由空間搬送波波長とし、Δを搬送波波長λcに対する正規化されたアンテナ間距離とすると、一次近似で、直線アレーに対するLOS経路は、式dikdΔRxλccosΔTxλccosi1NT及びk1NRに示されているように、送信機と受信機との間の広い距離で平行であるとみなすことができるが、ただし、dは第1のTx及びRxアンテナからの距離であり、φTx及びφRxはそれぞれTx及びRXアレー平面上へのLOSの入射角である。この直線というコンセプトは、限定はしないが、図7及び5に示されている膜構成を含む、二次元アレーに拡張することができる。この場合、LOSチャネル行列の要素は、に比例し、第2及び第3の項は、同一の偏波を有する無指向性アンテナ素子に対する正規化されたTx及びRxビームフォーマーを表す。Tx及びRx重みは、それぞれwi及びwkにより示され、Txビーム及びRx利得の方向付けを行う役割を持つ。それぞれのアンテナ素子が、異なる角度方向及び偏波により特徴付けられる場合、これらの項は、アンテナパターンの三次元ベクトルei及びekを乗算されと同じ、方位角と仰角は、それぞれi番目とk番目のアンテナ素子に関するものである。図9Aは、Tx及びRx重みがそれぞれの素子に適用されたBSシステムの一実施例を示している。アンテナの全体サイズLTxΔTxλc及びLRxΔRxλcがλcに比べて小さい場合、Tx及びRx複合システムは、角距離がλcLRx又はλcLRxよりもかなり小さい到達する信号を解決することができない。言い換えると、アンテナの相反定理を使用することにより、小さなサイズのアンテナは、幅の広いビーム放射を有し、すべての方向からの信号が見える。したがって、コンパクトなMIMOアンテナの場合、2人のユーザー加入者ユニット間のSNRを高めようとしてもBS単独では達成しにくい可能性のあることは明らかである。しかし、ノードの一つがBSAPである場合には達成可能である。ここで、非対称通信シナリオにおいて、伝送される情報をユーザーからBSAPにアップリンクし、逆方向にダウンリンクすると言うことにする。したがって、BSAPは、送信又は受信をしている場合にBSを実行し、分布密度の高いセルにおける干渉を最小に抑えることにより単一リンクベースのスループットではなくネットワークスループットを高めることができる。加入者アンテナ素子は、まとめると、BSAPの方向にかなり広い放射ビームを有する。TxノードとRxノードとの間のリンクがNLOSコンポーネントを備える場合、式は、NLOS経路を反映する項を含むように修正される。図8Bは、LOS、マルチパス1、及びマルチパス2の三つの経路を伴う実施例を示している。表面S1及びS2で反射された信号は、その伝搬方向を変化させ、場合によっては、その偏波、及び若しくは強度、又はその両方を変化させる。これらの変化は、それらの表面の場所、屈折率、及びきめ配向により決定される。アンテナ素子が密集して配置されているときに、反射障害物がTxとRxの両方のアンテナから離れた場所に配置されている場合、距離lP111ik及びlP211ikはゼロに近づくが、dik、dP1ik、及びdP2ik経路内の差により、受信機はそれらの経路にそって三つの信号の逆相関を求めることができる。ノードの一つがBSAPである場合、アンテナ素子は、大きく間隔をあけて配置されるか、又は0と異なる距離lP111ik及びlP211ikに対しビーム整形、方向制御、切り換えの技術を使用して、チャネルダイバーシティに余次元を与える。CRLHMTMアンテナは、アンテナ素子のサイズを縮小し、それらの素子間の間隔を密にする一方で、同時に、それらの間のカップリングを低減最小化し、またその対応するRFチェーンを形成するように設計されうる。そのようなアンテナを使用することで、1アンテナサイズの縮小、2最適なマッチング、3指向性カプラー及びマッチング回路網を使用することにより隣接するアンテナ間のカップリングを低減し、それらの間のパターン直交性を復元する手段、並びに4フィルタ、ダイプレクサデュプレクサ、及び増幅器の潜在的集積化のうちの一つ又は複数を達成することができる。項目4を含むアンテナは、AAにより参照される。無線通信用のさまざまな無線デバイスは、アナログデジタルコンバータ、オシレータ、マッチング回路網、カプラー、フィルタ、ダイプレクサ、デュプレクサ、移相器、及び増幅器を備える。これらのコンポーネントは、その傾向として、高価な要素であり、密集させて集積化することが困難であり、多くの場合、信号電力の著しい損失を示す。また、MTMベースのフィルタ及びダイプレクサデュプレクサも、製作され、アンテナ及び電力結合器、指向性カプラー、並びに存在している場合にRFチェーンを形成するためのマッチング回路網と集積化されうる。RFICに直接接続されている外部ポートのみが、50Ωのレギュレーションに従えばよい。アンテナ、フィルタ、ダイプレクサ、デュプレクサ、電力結合器、指向性カプラー、及びマッチング回路網間のすべての内部ポートは、これらのRF素子間のマッチングを最適化するために50Ωと異なることがある。したがって、MTM構造を使用してこれらのコンポーネントを効率的に、また高い費用効果をもたらすように集積化できることが重要である。CRLHメタマテリアル技術を使用することで、MIMOアンテナを小型化し、給電装置、増幅器、及び電力結合器分配器とともに潜在的に集積化することができる。このような小型化されたMIMOアンテナは、密集配置された、末端デバイスに応じて異なる幾何学的形状をとるアンテナ素子の二次元アレーに適用されうる。例えば、いくつかの実装では、図7に例示されているように、携帯電話の上、又はハンドヘルドPDA及びラップトップのエッジにそって膜を取り付けることができる。この構造を、MIMO膜と呼ぶが、これは、典型的には、ユーザーの手が邪魔しない領域に置かれる。MIMOモードは、高スループットアプリケーションに使用されるので、ユーザーが、マルチメディア又はデータアプリケーションにアクセスするため頭部の近くにデバイスを配置する可能性はほとんどない。さらに、この革新的なエアーインターフェースは、チャネルダイバーシティの節で説明されているような従来のSpDivPoDiv技術を使用してBSAPと通信することができる。この膜は、ある点では集積されている多くのRF素子で構成され、これにより、出力されるM個の信号は、重み調整及びM個のRF信号とNTNR個のデータストリームとの間のマッピングを介してMIMOデータチャネルから供給されるか、又はMIMOデータチャネルにフィードバックされる。重み調整及びマッパーの一実施例は、上述の移相器及びカプラーである。図5は、MIMO膜の機能ブロック図を示している。図9B及び9Cに示されているMIMOシステムでは、SM及びSTBCMIMOアルゴリズムを記述している。CRLHMTMベースのコンパクトなMIMOエアーインターフェースを使用することで、これら両方のアルゴリズムをサポートすることができ、またそれらのアルゴリズムとBSAPBF及びBFNアルゴリズムとの間の動的調節を行って、動的チャネル及びさまざまなユーザーのアプリケーションのリンクスループットを最適化することができる。ハイブリッド型デジタルアナログアルゴリズムは、デジタル信号処理重み調節とアナログ重みとの間のバランスをとる図9B及び9Cのチャネル制御機能を通じて実行される。制御アルゴリズムの高水準機能は、図10に例示されている。デジタルプロセッサは、MIMOシステム内に、制御アルゴリズムを実行するための通信デバイスの一部として備えられる。デジタルプロセッサとMIMOシステムのアナログ回路との間にアナログデジタルインターフェースが結合される。現在のMIMOベースの規格及び、場合によっては将来の規格も、OFDM信号トーンに加えてチャネルサウンディングを含み、チャネルダイバーシティの状態の特徴付けを行って、スループットを最適化するために対応するSM、STBC、又はBFBFN重みを導出する。これらの規格は、この機能専用のパケットを含み、これは典型的にはチャネルフィードバック行列によって参照される。したがって、このアルゴリズムは、MIMO規格に違反することなく実装できる。時分割二重のシナリオでは、同じ周波数帯域上で双方向通信が実行され、したがって、チャネルサウンディングをアップリンクで実行して、BSAPの大エネルギー容量を利用することができる。アップリンク及びダウンリンクが、二つの周波数帯域で実行される場合、両方向でチャネルサウンディングが必要である。PCMCIAカード及びハンドヘルドデバイスなどの小さな無線通信デバイスは、消費電力が限られているので、チャネル更新の要件を緩和するためにチャネル適応はデジタル領域とアナログ領域の両方で行われる。したがって、処理の複雑さを減らしつつスループットを維持することができ、結果としてエネルギー節約につながる。この特徴があるため、それぞれの加入者ユニットはそれ独自のチャネル調整を実行することができ、したがってハンドヘルドハンドヘルドMIMOリンクをサポートすることができる。図10では、チャネルサウンディングは、最初に、アナログ領域内で実行され、図8A及び8Bに例示されているように信号がLOS又はNLOSであるかを判定する。この一次推定により、チャネルの性質に関するチャネル制御予備情報が得られる。チャネルが完全にLOSコンポーネントである場合、BSAPは、加入者ユニットにより送られる到来角、離脱角、又はビーム形成器の重みに関する計算結果に基づきBSアルゴリズムを使用して開始することが伝えられる。この機能は、BSAP機能にのみ依存し、加入者ユニットが実行するのは、出力電力を上げるために単一のアンテナがあったかのようにすべてのアンテナ素子をまとめて使用することである。アンテナ素子からの複合信号は、単一の大型アンテナであるかのような挙動を示す。ここでは、この機能を、個々のビームチルティング機能を含む集合単一アンテナアレーと呼ぶ。加入者ユニットは、BS又はヌル形成機能をサポートすることができない。それでもLOSの場合、チャネルが非常に動的であれば、つまり、重みの値が絶えず激しく変化するのであれば、STBCを選択し、そうでなければ、BFBFN及びCSAAを維持する。前の段落で説明されているハイブリッドデジタルアナログ領域のビーム形成は、純粋なアナログビーム形成、ビーム方向制御、及びビーム切り換えで置き換えることができる。信号がNLOSとLOSとの間でバランス状態にある場合、STBCアルゴリズムがサポートされる。この場合、NLOSコンポーネントが優勢となり、SMは、チャネルがあまり動的でなければ使用され、動的であれば、より安全なアルゴリズムSTBCに復帰する。動的チャネルの項は、ノルムHH遮断パラメータにより定量化されるが、ただし、Hはチャネルを記述するNT×NRの行列である。LOS及びNLOSコンポーネントの定量化は、二つの段階にわけて実行されうる。第1に、アナログレベルで、リンクの粗い識別、確実にLOS、又は組合せを与える。アナログ領域単独では、NLOSのレベルを決定できない。この係数の粗測定を行うのが、チャネル制御デジタル信号処理の役目である。MTM技術は、既存のサイズの数分の1、例えば、λ40程度のアンテナサイズ縮小で、従来のRF構造に似た、又はそれを超える性能を伴う無線周波コンポーネント及びサブシステムを設計し、開発するために使用できる。さまざまなMTMアンテナの制限の一つは、単一帯域又は多帯域アンテナでは共振周波数を中心とする帯域幅が狭いことである。この点に関して、本出願では、アンテナなどのRFコンポーネント及びサブシステムで使用されるMTMベースの広帯域、多帯域、又は超広帯域伝送路構造を設計する技術について説明している。これらの技術は、低コストで、製造しやすい、しかも高い効率、利得、及びコンパクトなサイズを維持する好適な構造を識別するために使用できる。HFSSなどの全波シミュレーションツールを使用するこのような構造の実施例も提示される。一実装では、設計アルゴリズムは、構造共振周波数を識別することと、帯域幅を分析するために共振の付近の分散曲線勾配を決定することとを含む。このアプローチは、TL及び他のMTM構造についてだけでなく、その共振周波数で放射するMTMアンテナについても帯域幅拡張の本質をとらえ、指針を与える。このアルゴリズムは、さらに、BWサイズが実現可能なものであると判定された後、給電路及びエッジ終端に対する好適なマッチングメカニズムを見つけることも含み、これは、共振を中心とする広い周波数帯域にわたる一定のマッチング負荷インピーダンスZLを提示する。このメカニズムを使用するBB、MB、及び又はUWBMTM設計は、伝送路分析を用いて最適化され、次いで、HFSSなどの全波シミュレーションツールを使用することによりアンテナ設計に採用される。MTM構造は、RFコンポーネント、回路、及びサブシステムの設計及び能力を増強し、拡張するために使用できる。RH及びLHの両方の共振が発生しうる、右手左手系複合TL構造は、所望の対称性を示し、設計の柔軟性をもたらし、動作周波数及び動作帯域幅などの特定アプリケーション要件に対応することができる。さまざまなMTM一次元及び二次元伝送路は、狭帯域共振に悩まされる。本発明の設計を用いることで、アンテナ内に実装することが可能な一次元及び二次元広帯域、多帯域、及び超広帯域TL構造が実現される。一設計実装では、周波数帯域及びその対応する帯域幅を設定するために、Nセル分散関係及び入出力インピーダンスが解決される。一実施例では、二次元MTMアレーは、二次元異方性パターンを含むように設計され、アレーの二つの異なる方向にそって二つのTLポートを使用し、それらのセルの残りが終端されている間に異なる共振を励起する。入力及び1出力のTLに対し二次元異方性分析が実行されたが、ただし、行列表記は式II11で表されている。顕著なのは、中心外れTL給電解析を実施し、x及びy方向にそった複数の共振を集約し、周波数帯域を広げていることである。広帯域共振を有するCRLHMTMアレーに対する例示的な一設計は、特徴として構造の下のグラウンド面が縮小されている一次元及び二次元構造、構造の下に全GNDがあるオフセット給電を有する二次元異方性構造、改善された終端及び給電インピーダンスマッチングを含む。広帯域、多帯域、及び超広帯域で利用できる一次元及び二次元CRLHMTMTL構造に対するさまざまな設計及びアンテナ設計が説明されている。このような設計は、以下の特徴のうちの一つ又は複数を含みうる。一次元構造は、シャントと直列パラメータを有するN個の同一セルからなる。これら五つのパラメータは、N個の共振周波数、対応する帯域幅、及びこれらの共振を中心とする入出力TLインピーダンス変動を決定する。これら五つのパラメータは、さらに、構造アンテナのサイズも決定する。したがって、ターゲットのコンパクト設計は、λを自由空間内の伝搬波長として、λ40ほどの寸法となるように慎重に考察される。TLとアンテナの両方の場合において、共振上の帯域幅は、それらの共振の近くの分散曲線の勾配が急峻である場合に拡大される。一次元の場合、勾配方程式は、セルの個数Nに無関係であり、したがって帯域幅を拡張するさまざまな方法が得られることが実証されている。RH周波数ωRが高い構造は、より広い帯域幅を有することがわかった。これは、CRの値が低いと周波数帯域の高くなることを意味するので直観に反するが、ほとんど常に好適なLH共振がシャント共振ωSHの近くで生じるからであり、したがって、LH共振が低いと、CRの値は高くなるのである。ビアを通してGNDに接続されているパッチの下のGND領域を切り詰めることにより、CR値を低くすることができる。周波数帯域、帯域幅、及びサイズが、指定された後、次のステップは、ターゲットの周波数帯域及び帯域幅に到達するように構造をエッジセルの給電路及び適切な終端にマッチングさせることを考察する段である。給電路の幅を広げ、所望の周波数でマッチング値に近い値を持つ終端キャパシタを追加することでBWが増大した具体的な実施例を示す。適切な給電終端マッチングインピーダンスを識別する際の最大の問題は、所望の帯域上で周波数独立にすることである。このような理由から、共振を中心として類似のインピーダンス値を持つ構造を選択する完全な解析を実施した。これらの解析を実施し、FEMシミュレータを実行する過程で、周波数ギャップに異なるモードの存在することに気づいた。典型的なLH及びRHは、TEMモードであるが、LHとRHとの間のモードは、TEモードであり、RHLH混合モードであると考えられる。これらのTEモードは、純粋なLHモードと比べて高いBWを有し、同じ構造に対しより低い周波数に到達するように操作できる。本出願では、いくつかの実施例を提示する。二次元構造がかなり複雑な解析と類似している。二次元の利点は、一次元の構造の上に有する自由度が加わることである。二次元構造では、帯域幅が一次元の場合と同様のステップに従って拡張されるだけでなく、後述のようにx及びy方向にそって複数の共振を結合して帯域幅を拡張する。二次元構造は、Nx個の列とNy個の行からなり、全部でNy×Nx個のセルを形成する。それぞれのセルは、それぞれx及びy軸にそったその直列インピーダンスZx及びZy並びにシャントアドミッタンスYにより特徴付けられる。それぞれのセルは、4本のブランチを持つRF回路網により表されるが、ただし、2本のブランチはx軸にそっており、残り2本のブランチはy軸にそっている。一次元構造では、ユニットセルは、解析するのに二次元構造よりも複雑さの少ない2本のブランチを持つRF回路網により表される。これらのセルは、4本の内部ブランチを通してレゴ構造のように相互接続される。一次元では、セルは、2本のブランチのみにより相互接続される。その外部ブランチは、エッジとも呼ばれ、外部ソースにより励起されるか、又は出力ポートとして使用されるか、又は終端インピーダンスにより終端される。二次元構造内にはNy×Nxのエッジブランチがある。一次元構造では、入力、出力、入出力、又は終端ポートとして使用されうるエッジブランチが二つしかない。例えば、アンテナ設計で使用される一次元TL構造は、一端が入出力ポートとして使用され、他端がZtインピーダンスで終端され、ほとんどの場合、拡張アンテナ基板を表し、無限大である。したがって、二次元構造は、解析しようにもかなり複雑な構造である。最も一般的な場合は、それぞれのセルが、集中素子Zx、Zy、及びY並びにすべての終端Ztx、Ztx、Zt、及びZtの異なる値により特徴付けられ、給電が不均一である場合である。このような構造は、ある種のアプリケーションに適した固有の特性を持つことがあるけれども、その解析は、非常に複雑であり、実装は、対称性の高い構造に比べて実用性を大きく欠いている。これは、もちろん、共振周波数を中心とする帯域幅拡張を利用することに加えてなされる。本発明の二次元部分では、それぞれx方向、y方向にそって、またシャントを通して、等しいZx、Zy、及びYを持つセルに絞ることにする。しかし、CRの異なる値を持つ構造も一般的である。構造は、入力及び出力ポートにそってインピーダンスマッチングを最適化するインピーダンスZtx及びZtyにより終端されうるが、簡単のため、ここでは無限大のZtx及びZtyを考える。無限大のインピーダンスは、これらの終端されたエッジにそった無限大の基板グラウンド面に対応する。Ztx及びZtyの値が非無限大である場合は、代替えマッチング制約条件を持つ本発明の同じ手順に従う。このような非無限大の終端の一実施例では、表面電流を操作して、電磁波を二次元構造内に封じ込め、干渉を引き起こすことなく他の隣接する二次元構造を利用できるようにする。他の興味深い事例は、入力給電部がx又はy方向にそったエッジセルの一つの中心からオフセット位置に置かれる場合である。これにより、x及びyの両方向に非対称的に伝搬するEM波が生じるが、給電部がそれらの方向の一つにしかそっていない場合であってもそうである。一般的なNx×Nyの事例の概略を述べ、一実施例として1×2の構造について完全に解く。簡単のため、対称セル構造を使用する。Nx1、Ny2の場合、入力をセルにそわせ、出力をセルにそわせることができる。次いで、伝送ABCD行列について解き、散乱係数S11及びS12を計算する。E電場GNDの代わりに、切り詰められたGND、混合RHLHTEモード、及び完全なHについて類似の計算を行う。一次元と二次元の両方の設計が、間にあるビアとともに基板の両側にプリントされるか、又は上部金属化層と底部金属化層との間にサンドイッチ状に挟まれた追加の金属化層を持つ多層構造上にプリントされる。広帯域、多帯域、及び超広帯域特性を持つ一次元MTMTL及びアンテナ図11は、四つのユニットセルに基づく一次元CRLH材料TLの一実施例を示している。四つのパッチが、誘電体基板の上に置かれ、センタリングされたビアがグラウンドに接続される。図11Aは、図11のデバイスの類似している等価回路網を示している。ZLin及びZLoutは、それぞれ入力及び出力負荷インピーダンスに対応し、それぞれの端部のTLカップリングによるものである。これは、プリントされた2層構造の一実施例である。図2A~2Cを参照すると、図11と図11Aとの対応関係が例示されており、ではRH直列インダクタンス及びシャントキャパシタは、パッチとグラウンド面との間に誘電体がサンドイッチ状に挟まれていることによるものである。では、直列LHキャパシタンスは、二つの隣接するパッチが存在することによるものであり、ビアは、シャントLHインダクタンスを誘導する。個々の内部セルは、直列インピーダンスZ及びシャントアドミッタンスYに対応する二つの共振ωSE及びωSHを有する。これらの値は、関係式により与えられる。図11Aの二つの入出力エッジセルはCLキャパシタの一部を含まないが、それは、このキャパシタンスがこれらの入出力ポートに欠けている二つの隣接するMTMセルの間のキャパシタンスを表すからである。エッジセルのCL部分が存在していないため、ωSE周波数は共振周波数とならない。したがって、ωSHのみがn0共振周波数として現れる。計算解析を簡単にするため、ZLinとZLoutの直列キャパシタの一部を含めて、図12Aに示されているように欠落しているCL部分を補正する。このようにして、N個のセルすべてが、同一パラメータを持つ。図11B及び図12Bは、負荷インピーダンスのない図11A及び図12Aの2ポート回路網行列をそれぞれ示しており、図11C及び図12Cは、TL設計がアンテナとして使用される場合の類似のアンテナ回路を示している。式II11と似た行列表記により、図12Bは関係式を表している。ただし、図12A内のCRLH回路は、Vin端とVout端から見たときに対称的であるため、ANDNと設定した。GRは、放射抵抗に対応する構造であり、ZTは、終端インピーダンスである。ZTは、基本的に、2CL直列キャパシタを加えた図11bの構造の望ましい終端であることに留意されたい。同じことが、ZLinとZLoutについても言える、つまり、となる。GRは、アンテナを組み立てるか、又はそれをHFSSでシミュレートすることにより導出されるので、設計を最適化するためにアンテナ構造を操作するのは難しい。したがって、TLアプローチを採用して、さまざまな終端ZTを使って対応するアンテナをシミュレートするのが好ましい。式II12の表記は、二つのエッジセルのところで欠けているCL部分を反映する修正された値AN、BN、及びCNを含む図11Aの回路についても成り立つ。<一次元CRLH周波数帯域>周波数帯域は、N個のCRLHセル構造を、n0、±1、±2、±Nに対するnπの伝搬位相長で共振させることにより導出された分散式から決定される。ここで、N個のCRLHセルはそれぞれ、式II12においてZ及びYにより表され、CLが末端セルから欠落している図11Aに示されている構造と異なる。したがって、これら二つの構造に関連する共振は異なるものと予想できるであろう。しかし、大量の計算の結果から、すべての共振はn0の場合を除き同じであり、ωSEとωSHは両方とも、第1の構造で共振し、ωSHのみが、第2の構造で共振することが示される。正の位相オフセットは、RH領域共振に対応し、負の値は、LH領域に関連する。式II12で定義されている、Z及びYパラメータを含むN個の同一のセルの分散関係式は、関係式により与えられる。ただし、Z及びYは、式II12により与えられ、ANは、N個の同一のCRLH回路の直線的カスケード又は図12Aに示されている回路から導出され、pはセルサイズである。奇数n及び偶数n2mの共振は、AN1及びAN1にそれぞれ関連付けられている。図11A及び図11BのANでは、末端セルにおいてCLが欠落しているため、セルの個数に関係なく、n0モードは、ω0ωSHでのみ共振し、ωSEとωSHの両方では共振しない。より高い周波数は、表1で指定されているχの異なる値に対する式により与えられる。表1は、N1、2、3、及び4に対するχの値をまとめたものである。興味深いことに、より高い共振n0は、完全なCLがエッジセルに存在しようがしまいが同じである。さらに、n0に近い共振は、χ値が小さいが、より高い共振は、式II15に示されているようにχ上限4に到達する傾向がある。図12には、ωSEωSHでバランス状態とωSE≠ωSH非バランス状態の両方の場合について、分散曲線βがωの関数として示されている。後者の場合、minとmaxとの間に周波数ギャップがある。制限周波数ωmin及びωmax値は、式に示されているようにχが上限χ4に到達する式II16の同じ共振方程式により与えられる。図13A及び13Bは、β曲線にそった共振位置の実施例を示している。図13Aは、LRCLLLCRであるバランス状態の場合を示し、図13Bは、LH領域とRH領域との間にギャップがある非バランス状態の場合を示している。RH領域では、pをセルサイズとする構造サイズlNpは、周波数が低くなると増加する。しかし、LH領域と比べると、Npの値が小さい場合により低い周波数に到達し、したがって、サイズが縮小する。β曲線は、これらの共振を中心とする帯域幅の何らかの指標となる。例えば、β曲線がほとんど平坦であるためLH共振の帯域幅が狭くなるのは明らかである。RH領域では、β曲線が急峻であるため帯域幅が高くなるであろう、つまり、言い換えるととなる。ただし、χは、式II15で与えられ、ωRは、式II12で定義される。式II15の分散関係式から、共振は、AN1のときに発生し、その結果、式II18の第1のBB条件の中の分母が0になる。注意しなければならないのは、ANは、N個の同一のセルの最初の伝送行列要素である。計算の結果、COND1は、実際にはNと無関係であり、式II18の第2の式で与えられることがわかる。分散曲線の勾配、したがって可能な帯域幅を定義するのは、共振における分子とχの値であり、これらは表1で定義されている。ターゲット構造は、サイズが高々Npλ40であり、BWは4を超えている。小さなセルサイズpを有する構造では、式II18は、明らかに、高いωR値はCOND1、つまり、低いCR及びLR値という条件を満たすことを示しているが、これは、n0の場合よりもn0の場合に導き出される値に近い。GNDが切り詰められた一次元CRLH構造LH共振の帯域幅を増大するために、シャントキャパシタCRを低減することができる。この低減により、式II18に説明されているようにより急な勾配を持つβ曲線のωR値が高くなる。CRを下げるさまざまな方法があり、1基板厚さを増す、2上部セルパッチ領域を減らす、又は3上部セルパッチの下のGNDを減らす方法を含む。デバイスを設計する際に、これら三つの方法のうちのどれか一つを組み合わせて最終設計を行うことができる。図14Aは、切り詰められたGNDの一実施例を示しており、GNDは上部セルパッチの下の一方向にそって上部パッチよりも小さい寸法を有する。グラウンド導電層は、ユニットセルの少なくとも一部の導電性ビアコネクタに接続され、ユニットセルの部分の導電性パッチの下を通るストリップ線路1410を備える。ストリップ線路1410は、それぞれのユニットセルの導電経路の寸法よりも狭い幅を有する。切り詰められたGNDの使用は、基板厚さが小さく、アンテナ効率が低いため上部パッチ領域を縮小できない市販のデバイスで実装する他の方法よりも実用的と思われる。底部GNDが切り詰められた場合、他のインダクタLpは、図14Aに示されているようにビアを主GNDに接続する金属化ストリップから現れる。図15A及び15Bは、切り詰められたGND設計のもう一つの実施例を示している。この実施例では、グラウンド導電層は、共通グラウンド導電性領域1501及びストリップ線路1510の第1の遠位端のところで共通グラウンド導電性領域1501に接続され、ストリップ線路1510の第2の遠位端がユニットセルの一部の導電性パッチの下のユニットセルの少なくとも一部の導電性ビアコネクタに接続されているストリップ線路1510を備える。ストリップ線路は、それぞれのユニットセルの導電経路の寸法よりも狭い幅を有する。切り詰められたGNDに対する式を導くことができる。共振は、以下で説明されるように式II16及び表1のと同じ式に従う。式II112のインピーダンスの式から、二つの共振ω及びωは、それぞれ低いインピーダンスと高いインピーダンスを有することは明らかである。したがって、ωの共振の近くに同調させることは常に容易である。第2のアプローチの場合、複合シャント誘導は増大するが、シャントキャパシタは減少し、その結果、LH周波数が低くなる。アンテナの実施例以下の実施例で説明されているアンテナは、以下のように構成される。50ΩのCPW給電路CPW給電路の周りの上部グラウンドランチパッド単一セル上部金属化セルパッチ、最上層と最下層を接続するビア、及びビアを主底部GNDに接続する細いストリップ。アンテナは、HFSSEMシミュレーションソフトウェアを使用してシミュレートされた。それに加えて、設計のいくつかは、加工され、測定により特徴付けられた。<アンテナ素子部分>これらの実施例は、さまざまな幾何学的形状の切り詰められたグラウンド導電層を特徴とする。<USBドングルに対するλ48×λ202×2のWiFi>MIMOアンテナ設計及びHFSSシミュレーションの結果が、図16A、16B、及び16Cに例示されている。これは、24GHz及び5GHz帯域で動作する2×2のMIMOUSBドングルである。アンテナのサイズは、25GHzの周波数でλ48×λ20である。基板は、誘電率ε44、幅21mm、L31mm、及び厚さh0787mmのFR4である。GNDサイズは、21×20mmである。セルサイズは、25×58mmであり、上部GNDでは14mm離れている。図16aに示されているように、CPWトレース幅は、03mmであり、ギャップは上部GNDから015mmである。10dBで、帯域は244~255及び423~547である。シミュレートされる最大利得は、249GHzで14dBi、50GHzで34dBiであり、これは、極端に小さなサイズであればこのアンテナは十分な効率を有するという指標となっている。帯域幅は、24GHzで5に近い。<USBドングルに対する小さな2×2WiFi>他のMIMOアンテナ設計及びHFSSシミュレーションの結果が、図17A、17B、及び17Cに例示されている。図16のアンテナと比較すると、このアンテナは、24GHzで絶縁に優れ、最大利得は2dBiであり、性能のよいことの指標となっている。このアンテナは、ビアが存在するとしてセルパッチの幾何学的形状が任意の形状を取りうることを示す一例である。基板は、誘電率ε44、幅21mm、L31mm、及び厚さh0787mmのFR4である。GNDサイズは、21×20mmである。図15aに示されているように、CPWトレース幅は、03mmであり、ギャップは上部GNDから015mmである。10dBで、帯域は239~250である。<890MHzの小型アンテナ>図18Aに例示されているようにビアを底部GNDに接続するストリップ線路がより長い距離にわたって延びるときに周波数を低い値にどのように同調させ得るかを示す一実施例であり、インダクションLpのより高い値に対応する。アンテナのサイズは、890MHzの周波数でλ28×λ28である。基板は、誘電率ε44、幅30mm、L37mm、及び厚さh0787mmのFR4である。GNDサイズは、20×30mmである。セルサイズは、12×5mmであり、上部GNDでは14mm離れている。図16aに示されているように、CPWトレース幅は、13mmであり、ギャップは上部GNDから1mmである。6dBで、帯域は780~830MHzである。10dBにおける追加のより高い周波数帯域は、390~420GHz及び446~531GHzである。シミュレートされる最大利得は、890MHzで2dBi、50GHzで28dBiであり、これは、極端に小さなサイズであればこのアンテナは十分な効率を有するという指標となっている。効率及び放射パターンは、Satimo64の室内で検証され、効率の範囲が890MHz及び45GHz帯域において55~60であることがわかった。帯域幅は、890MHzで35に近い。<UWBアンテナ>このアンテナでは、Lpを操作する代わりに、ランチパッドとセルとの間のより高い結合容量CLを使用して、マッチング状態を改善する。設計及び結果は、それぞれ図19A、19B、及び19Cに例示されている。アンテナのサイズは、16GHzの周波数でλ56×λ12、32GHzの周波数でλ23×λ6である。基板は、誘電率ε44、幅20mm、L35mm、及び厚さh0787mmのFR4である。GNDサイズは、20×20mmである。セルサイズは、14×4mmであり、上部GNDでは14mm離れている。図16aに示されているように、CPWトレース幅は、13mmであり、ギャップは上部GNDから1mmである。より高い結合キャパシタンスは、03mmの指2本及び01mmのギャップを有するインターデジタル型キャパシタを使用して設計される。6dBで、帯域は163~234GHzである。10dBにおける追加のより高い周波数帯域は、320~454GHz及び517~556GHzである。シミュレートされる最大利得は、33GHzで35dBiであり、16GHzと32GHzの両方の帯域で測定された効率は、60~70であり、これは、このサイズ及びその広い帯域幅のアンテナに対しては非常に高い値である。二次元CRLHメタマテリアル構造を使用することで、ユニットセルアレーの非対称設計又は少なくとも一つの給電路のカップリング位置に基づき二つの異なる方向にそって構造の等方的空間分布を形成することができる。以下の節では、x及びy方向にそって異なるポートを利用することで、特定の放射パターンをもたらすNx×NyのセルにそったEM場強度の分布に関する情報が得られるMTM膜を設計するための二次元構造の解析について説明する。x及びy方向にそって異なる共振励起が生じるので、これらの二次元構造を使用することで、デュアルバンドアンテナも実現可能である。これら二つの共振を組み合わせて、帯域幅を広げることができる。これらの二次元構造は、さらに、単向二路通信機能及び二重通信機能も可能にする。<二次元異方性CRLHTL構造>一次元の一般化形式は、直接的ではあるが、今度はセルが二つではなく四つのブランチを通して相互接続するので、解析の複雑さが増す。以下の表記は、本明細書の二次元解析で使用される。Nx列とNy行がある。それぞれのセルは、アレー構造に関するその位置、nxを列位置、nyを行位置とするで表される。一次元の場合のように、x軸にそってビアのそれぞれの側にZx2のインピーダンス、y軸にそってビアのそれぞれの側にZy2インピーダンスを持つ対称セルを使用する。対称表記は、計算を簡素化するだけでなく、最終的実装の実現可能な表現ももたらす。エッジセルは、nx1又はNx及びny1又はNyに対応する。入力ポートは、に配置され、出力ポートは、に配置される。入力及び出力セルを除き、エッジセルの残りは、nx1又はNxに対してはZtxにより、ny1又はNyに対してはZtyにより終端される。nx1にそった電圧は、VinVX、IinIX、VoutVX、及びIoutIXとして、Vxにより表され、nxNxにそった電圧は、Vx及びその関連する電流Ix及びIXにより表される。一次元の場合に使用されるものと類似の表記が、VoutVXとともに二次元解析で使用され、のインデックスは、二次元解析で、一次元解析ののインデックスを置き換えるために使用される。RF回路網行列を使用して、すべての境界及び終了条件を解いて式から式II11のA、B、C、及びD係数を抽出するが、ただし、である。ただし、V及びIは、VinVX、IinIX、VoutVX、IoutIXとなり、終端エッジセルが、VXZtxIX、及びVXZtxIXとなるようにNy個の要素を含む列である。すべての角かっこは、Ny×Nyの行列に対応し、1は単位行列であり、0はすべての0の行列を表す。行列Xは、カロズ及びイトウ、ElectromagneticMetamaterialsTransmissionLineTheoryandMicrowaveApplications、JohnWileySonsで導かれている。式II21内の2Ny×2Nyの行列は、その相互接続と終端の制約条件により、式II11で表される一次元構造に簡約される。このプロセスは、Nx1及びNy2を有する構成に対する具体的な実施例において以下で例示される。ここでは、特性インピーダンスZcVinIinを導くが、これは、さらに、nyinnyoutとした場合の本明細書の対称セル構造内のZcVoutIoutにも等しい。四つのポートを持つ1セルに対する分散関係式は、により与えられる。式は、Py又はβy→0Zy→∞の場合に、式で与えられる一次元の場合に簡約される。一次元の場合と同様に、χx及びχyに対する可能な値は、である。一次元の場合と異なり、χ値が、0と4との間に制限され、低い周波数については値4に達する傾向がある場合、二次元構造は、類似の一次元構造及びx及びy方向にそった独立の伝搬だけでなく、場合bとcのような結合伝搬をももたらすことに関してかなり込み入っている。近共振nx及びnyを有する結合伝搬では、複数の共振を組み合わせて帯域幅を拡大することができる。他の方法も、場合bに示されているとおりであり、Zxは、急峻な勾配を持つ、従ってより大きなBWを持つようにy方向にそった分散関係を微調整する追加の項を与える。<Nx1及びNy2の実施例>この実施例では、Ztx→∞及びZty→∞及びnyinnyout1となる特別な場合について考察する。この場合、電流成分IXIX0である。式II12にこれらの値を代入すると、四つの未知数VinVX、IinIX、VX、及びVXを含む四つの式が一組得られ、これをVoutVX及びloutIXに関して計算する。式II21を使用し、またRef1で導かれたX行列を使用して簡単な計算を行った後、ABCD行列について、が求められるが、ただし、とする。上記の式の中で、Zty→∞の条件は、y軸にそってエッジのところの開回路を反映するように適用される。これらのABCD値に基づき、この1×2の二次元の実施例及びマッチング条件に関する対応する分散曲線が得られ得る。式II18に示されているように、Aの値により、共振及びBWが設定される。一次元の場合と異なり、二次元構造は、Zyに二つの追加の設計パラメータを有し、x及びy方向に異なる値を持つようにYgにおけるCRを選択した場合の第3のパラメータを有する。Nx1なので、nx0となる共振が発生しうるが、しかし、y方向にそって二つのセルがあるため、表1に示されているようにny1の共振に対応するχy2の場合にA1も満たされる。これら二つの可能性の組合せにより、共振を組み合わせるいくつかの方法を実現する。マッチングインピーダンスZcは、共振周波数上で入出力インピーダンスを整合させるように設定することができる。ZinZoutは、いずれかの側から見たときに回路網が完全対称であるという事実によるものである。次に、のようにZcを計算して、所望の周波数帯域にわたってZcの定数値で動作する構造を決定する。以下の節では、一部はユニットセルの一次元アレーに関する解析に基づき、ユニットセルが二次元アレーに配列されたCRLMMTM構造を説明する。ユニットセルのこのような二次元アレーは、さまざまな用途に対し一つ又は複数のポートを有するさまざまなMTM膜を構成するために使用できる。例えば、二つの直交する方向x及びyにそって異なるポートを持つMTM膜を使用することで、Nx×NyのセルにそってEM場の所望の分布をもたらし、特定の用途向けに手直しされた放射パターンを形成することができる。<オフセット給電部設計>上述の実施例は、一方向にそった信号伝搬、又はx及びy方向にそった減結合伝搬を示している。帯域幅を増やし、マッチング条件を最適化するために使用されうる他のデバイスパラメータは、オフセット給電である。これは、上及び下にあるxy平面が非対称となるように中心外れのx方向にそって給電部を設けることである。これは、y方向にそってnyモードを励起する別の給電部を備えることなくEM波をy方向にも伝搬させるトリガとなる。例えば、3×3の構造では、給電部がセルの中心yエッジに置かれる場合、これは中心に置かれた給電部と考えられる。その代わりに、給電部がセルの中心yエッジに置かれるか、又は対称性のためである場合、給電部は中心外れであると考えられる。給電部が、セルのところに、ただしyエッジにそって中心から空間オフセットδのところにある場合に同じ推論を行える。このようなオフセット給電の下で、分散曲線βx及びβyは、ほとんど互いの上に載り、nx及びny共振が近い値及び類似の帯域幅を有するように構成できる。図20A~20Eは、このようなメタマテリアルアンテナ並びにx及びyモードの励起の一実施例を示している。図3は、x及びy方向にそって二つのIOポートを持つそのようなCRLHメタマテリアルアンテナの具体的な実施例を示している。マルチセルCRLHMTM構造は、x及びy方向のユニットセルの異なる物理的寸法のせいで共振モードが二つの異なる周波数で励起される単一アンテナとして二次元異方性メタマテリアル構造を持つように設計できる。これらの共振x及びyモードは、同じ又は異なるオーダーである、つまり、両方ともn1に対応するか、又は一方がn0に対応し、他方がn1に対応するようにできる。給電部は両方とも、その中心をx及びy方向にそって真ん中のセル内に置く。これら二つのモードはそれぞれ、アンテナの対応する部分を介してのみ励起されうるため、所望の帯域における信号は、デバイスのTx又はRxポートによってのみ使用でき、したがってデュプレクサの必要は排除される。さらに、アンテナのところに伝送路を適宜設計し、対応するRFチェーンのインピーダンスと整合するようにすることにより、信号の選択的フィルタリングがこれらの伝送路により実現できる。この場合、対応するBPフィルタも必要なくなり、デバイスのサイズが縮小され、複雑度もなおいっそう低減されうる。具体的一実施例として、図20A~Eのユニットセルは、二つの基板と三つの金属層を備えることができる。低誘電率を有する厚手の基板RO4350及び高誘電率を有する薄手の基板RO3010が積み重ねられる。それぞれのユニットセルは、上部の隣接するパッチ間の間隙が02mmである48×48mm2の正方形のパッチを備え、金属製ビアがグラウンドに接続される。四つのMIMキャパシタが、xとyの両方向で隣接するセルにリンクされ、それぞれサイズは45mm2及び38mm2である。しかし、設計は、この材料のみに制限されるわけでなく、RF及びマイクロ波用途に適した誘電体材料を代わりに使用することもできる。高度なMTMアンテナサブシステムの全体的サイズは、132mm、132mm、及び3278mmである。給電部は、上部金属層上の14×2のマイクロストリップ線路である。高度なMTMアンテナのモデルは、全波高周波シミュレーションツールであるAnsoftHFSSで構築される。図20Fは、図20A~20Eにおいて二つのポートを有する二次元MTMアンテナのHFSSシミュレーションからの結果を示している。この場合の異方性は、アンテナがWCDMA周波数に対する高度なデュプレクサとして動作しうるように調節される。送信帯域中心周波数は、195GHzであり、受信帯域中心周波数は、214GHzである。ポート1のリターンロスは、送信帯域におけるポート1の共振を示している。ポート2のリターンロスは、受信帯域におけるポート2の共振を示している。Tx経路からRx経路までの間で25dBを超える絶縁が達成されることが、S12のプロットから明らかである。x軸にそったポートが励起されたときの二次元構造にそったEM場分布及びほとんどの場は、励起方向に従う間隙にそって集中する。図20Gは、図20Aのデュアルポート、デュアルバンドのMTMアンテナに基づく例示的なMTMFDDデバイスを示している。この実施例では、MTMFDDデバイスは、2ポートのメタマテリアルアンテナ、信号の送信と受信が別々の送信及び受信ポートを備えるRFIC、対応するアンテナポートをRFICのTxポート又はRxポートのいずれかに接続する二つの給電路、給電1及び給電2、並びに適切な動作帯域において信号を選択するためのデバイスのTx及びRxチェーン内でそれぞれ接続されるバンドパスフィルタを備える。したがって、FDD用のメタマテリアルアンテナサブシステムは、二つのアンテナポートを有する2ポートメタマテリアルアンテナ、及びそれぞれRFIC回路により生成される送信周波数の送信チャネル信号Tx及びアンテナから受信された、またRFIC回路に送られるべき異なる受信周波数の受信チャネル信号Rxを搬送するため対応するアンテナポートを接続する二つの給電路を備える。メタマテリアルアンテナは、二つの異なる共振モードをもたらす二次元異方性アンテナであり、それぞれのモードは対応するアンテナポートの一つを介して励起される。それに加えて、2ポートメタマテリアルアンテナは、二つのアンテナポート、及びそれぞれRFIC回路により生成される送信周波数の送信チャネル信号Tx及びアンテナから受信された、またRFIC回路に送られるべき異なる受信周波数の受信チャネル信号Rxを搬送するために対応するアンテナポートを接続する二つの給電路を備えることができる。二つの給電路は、それぞれ送信チャネル信号及び受信チャネル信号の部分において送信周波数及び受信周波数の信号をフィルタリングするためにバンドパスフィルタなしで基準面において対応するRFICチェーンのインピーダンスマッチングをそれぞれ行うように設計される。メタマテリアルアンテナは、二つの異なる共振モードをもたらす二次元異方性アンテナであり、それぞれのモードは対応するアンテナポートの一つを介して励起される。このデバイスは、さらに、それぞれデバイスのTx及びRxチェーン内で結合された、送信バンドパスフィルタ及び受信バンドフィルタを備えることができる。上記のMTM設計に基づく無線FDDデバイスは、送信周波数で共振する送信ポート及び異なる受信周波数で共振する受信ポートを有する2ポートメタマテリアルアンテナ、送信周波数で信号の独立の送信を、受信周波数で信号の独立の受信を行うための送信ポート及び受信ポートを有するRFIC回路、並びにそれぞれ対応するアンテナポートをRFIC回路のTxポート及びRxポートにそれぞれ接続する二つの給電路を備えることができる。アンテナ給電路は、それぞれの信号経路内にバンドパスフィルタを置くことなく基準面において対応するRFICチェーンのインピーダンスマッチングを行うように設計されうる。他の実装では、メタマテリアルアンテナは、二つの異なる共振モードをもたらす二次元異方性アンテナであり、それぞれのモードは一つの対応するアンテナポートのみを介して励起される。図21A~21Eは、2モードのCRLHMTMアンテナの他の実施例を示している。二次元アンテナは、x及びy方向にそって異なるパラメータを持つ、つまり、異方性MTM構造を持つことができる。異方性を有するので、同じオーダーのLH共振が、異なる周波数で励起されうる。適切なCRLHパラメータを持つアンテナを設計することにより、x及びyモードは、互いに非常に近くに出現でき、したがって、個々の共振のBWの総和に等しい、複合BWを持つアンテナを形成するために使用できる。実装の一つの特徴は、ある点においてMTM構造にオフセット給電を加えることができる点であり、x及びyモードの両方を励起することができる。最下層は、全面金属のGND面及び構造の中心軸からのオフセットを持つ給電路を有する。CRLHMTM構造は、さらに、隣接するアンテナ間のカップリングを低減するためにMIMOアンテナとの指向性カプラーを使用する指向性RFカプラーを製作するために使用されうる。図22に示されているように、指向性カプラーは、λ10の間隔などの密集アンテナ間の絶縁を改善する4ポートデバイスであり、アナログ領域において、受動的に、信号間の直交性を復元する。アンテナから受信された信号は、90°又は180°の指向性カプラーを使用することにより減結合される。アンテナ間のカップリングを低減することは、無相関経路を形成するのでMIMOアンテナアレー設計を成功させるうえで鍵となる構成要素と考えられる。従来の指向性カプラーは、長さλ4の複数のセクションを持つTLを必要としており、サイズが大きくなるため実装が実用的でない。CRLHMTM構造を使用することで、90°又は180°の指向性カプラーのサイズを縮小することができる。これは、二つのポートがアンテナに接続され、他の二つが無線トランシーバに接続された4ポート指向性カプラーを設計することにより実現されうる。及びなどの二つの異なる励起をアンテナポートに印加して絶縁を低減することができる。これは、直交になるのに近いアンテナの放射パターンであった。180°カプラーを使用することで、異なる励起は及びの励起であり、入力信号間の総和と差に対応する。図23は、MTM減結合マッチング回路網の一実施例を示している。指向性カプラーは、隣接するアンテナ間のカップリングを低減するので、同様に、密集間隔で配置されているアンテナを減結合するだけでなく、それぞれのアンテナポートに割り当てられた任意のビームパターンも許容する最適なマッチング回路網を設計する手段を見つけることが望ましい。そのような受動的な、無損失の減結合パターン整形マッチング回路網を形成するための実用的な反復アプローチが定められた。一度に二つのアンテナしか減結合できない指向性カプラーと異なり、DPSNはN個のアンテナポート及びN個のトランシーバポートに接続する。このマッチング回路網の入力要素は、N個のアンテナポートとN個のトランシーバポートとの間の位相オフセットの特定の値を含む。したがって、指向性カプラーは、N2とし、位相オフセットを90°又は180°とするDPSNの特別な場合と考えられる。ここでもバランス状態のCRLHTLを使用して、DPSNを設計し、DPSNのサイズを縮小する。アンテナアレーは、最終用途に基づき放射パターン及び偏波を最適化するためそのレイアウトが異なる幾何学的形状により定められるように複数のMTMアンテナを組み合わせたものである。例えば、WiFiアクセスポイントでは、アンテナは、CPW線路がアンテナを電力結合器分配器及びスイッチに接続するボードの周囲にそってプリントされうる。それを、ラップトップのディスプレイ上に、又は他の通信デバイス内に実装することができる。図24及び25は、二つの実施例を示している。ダイオードなどのスイッチング要素は、アンテナ素子を電力結合器分配モジュールに接続するトレースにそって使用される。これらのダイオードは、アンテナアレーの部分集合のみをアクティブ化するようにビームスイッチングコントローラにより制御される。マッチング条件を改善するため、スイッチング素子は、λを伝搬する波の波長として、電力結合器分配器からλ2のところに配置されうる。移相器及び又は遅延線は、選択されたアンテナのビームパターンをさらに高めるために使用されうる。電力結合器分配器は、既製のコンポーネント又はボード上に直接プリントされたものとすることができる。プリントされたPCSは、WilkinsonPCDなどの従来の設計又はゼロ次電力結合器及び分配器などのMTM設計に基づくことができる。以下の実施例では、プリントされたWilkinsonPCDを例示している。PCDからの入出力信号は、無線トランシーバに送られ、処理される。デジタルシグナルプロセッサは、リンク性能を評価する手段を備える。これは、パケット誤り率及びRSSIに基づくことができる。このデジタルプロセッサは、信号性能のレベルに基づいてBSCにフィードバックを送る。BSCの動作は、特定の場所及び時刻における通信環境に適した最適なビームパターンに収束するときに以下の段階により説明できる。走査モードこれは、細いビームに遷移する前に強い経路の方向を絞り込むために幅の広いビームが最初に使用される初期化プロセスである。複数の方向が、同じ信号強度を示すことがある。これらのパターンは、メモリに記録される前にクライアント情報及び時刻を刻印される。ロックモードリンクを、最高の信号強度を示した単一パターンの一つにロックする。再走査モードリンクが低い性能を示し始めた場合に、最初にメモリ内に記録されているビームパターンを考慮し、最初にそれらの方向からのビーム配向を変更する再走査モードをトリガする。MIMOモードMIMOシステムでは、最初に強くマルチパスリンクの方向を見つけてから、MIMOの複数のアンテナパターンをそれらの方向にロックするのが望ましい。したがって、アンテナの複数の部分集合が、同時に動作しており、それぞれMIMOトランシーバに接続される。<ZOR電力結合器分配器>電力結合器は、出力ポート及びNブランチ入力ポートを有するゼロ度右手左手系複合伝送路を備えることができる。それぞれの入力ポートは、アンテナからの出力信号を受け取るように構成される。入力ポートは、出力信号を生成するためにZORTLにより同相で結合される。ZORモードは、ブランチポートが信号を組み合わせるように緩く結合され、TLの他端が開放端である無限大波長定在波共振器に対応する。電力結合器は、集中インダクタ及びキャパシタを使用して製作できる。給電路は、プリントされたマイクロストリップ又はCPW給電路のいずれかとすることができる。出力ポートは、接続されているデバイスのインピーダンスと整合するように構成される。Nブランチ入力線は、ポートをアクティブ化又はディセーブルする集積化されたスイッチを有する。このスイッチは、ダイオード又はMEMSデバイスとすることができる。ゼロ次CRLHMTM伝送路の実施例は、本出願の明細書の一部として参照により組み込まれるイトウらのzerothorderresonatorという表題の2006年5月30日に公開された米国特許出願第20060066422号において説明されている。電力分配器は、入力ポート及びNブランチの出力ポートを有するゼロ度CRLH伝送路を備えることができる。それぞれの出力ポートは、アンテナに信号を送るように構成される。入力信号は、N出力ポートを生成するように同相で等しく分配される。ZORモードは、ブランチポートが主入力ポートからの信号を等しく分配するように緩く結合され、TLの他端が開放端である無限大波長定在波共振器に対応する。電力結合器は、集中インダクタ及びキャパシタを使用して製作できる。給電路は、プリントされたマイクロストリップ又はCPW給電路のいずれかとすることができる。入力ポートは、接続されているデバイスのインピーダンスと整合するように構成される。Nブランチ出力線は、ポートをアクティブ化又はディセーブルする集積化されたスイッチを有する。このスイッチは、ダイオード又はMEMSデバイスとすることができる。MTMアンテナと電力結合器分配器の集合体の代わりに、MTM漏洩波アンテナを使用して、ビームパターン間の整形、方向制御、又は切り換えを行うことができる。図26は、一実施例を示している。漏洩波アンテナは、一端が無線トランシーバに接続され、他端が入出力ポートと同じインピーダンスで終端されているZORTLを使用して製作できる。放射パターンのビーム幅は、TLのセルの個数に依存する。セルの数が多ければ多いほど、ビーム幅は狭くなる。TLに直交する方向は、ZOR周波数に対応し、前方及び後方ビームは、それぞれ、RH及びLH領域に対応する。アンテナは、これらの異なるビーム方向を生じながら同じ周波数で動作する必要があるため、キャパシタンス及びインダクタの値は、LH、RH、及びZOR領域内で同じ周波数により共振する構造を形成するように変化する。アンテナ及び電力結合器分配器の集合体を、漏洩波アンテナとともに使用できる。これは、電力結合器分配器構造を漏洩波アンテナとしても使用することにより実現されるが、その設計が、主ポートと同じインピーダンスを持つ他のTLポートを終端することのみを除き電力結合器分配器と似ているからである。図27は、さらに、信号をMIMO、SM、STBC、BF、及びBFN機能に送るアナログ回路に結合されているN個のMTMアンテナ素子を使用するアンテナシステムを例示している。図24~27の実施例では、非MTM構造では解決するのが困難であると思われる技術的、又は工学的課題を解決するために、少なくとも一つの素子がCRLHMTM構造から作られる。アンテナ又はアンテナアレーが、CRLHMTM構造から作られ、アンテナ又はアンテナアレーに結合されたRF回路素子もCRLHMTM構造である場合、二つのMTM構造は異なることがある。MTM構造は、さまざまなRFコンポーネント、デバイス、及びシステムを設計する際に設計の柔軟性及び運用を高めることができる。一次元及び二次元におけるMTMコンセプトを利用することで、RFチップパッケージング技術に適合するように、単一の層及び複数の層を設計することができる。第1のアプローチでは、低温同時焼成セラミック設計及び加工技術を使用することによりシステムオンパッケージコンセプトを利用している。多層MTM構造は、高い誘電率εを使用することによりLTCC加工用に設計されており、例えば、ε78、損失正接00004のDuPont951を使用する。ε値が高いほど、サイズの縮小はさらに推し進められる。したがって、ε44のFR4基板を使用して前の節で示されたすべての設計及び実施例は、LTCCのより高い誘電率の基板に適合するように直列及びシャントのキャパシタ及びインダクタを調節することでLTCCに移すことができる。LTCC基板の高い誘電率と対照的に、プリントMTM設計をRFチップに縮小するために使用できる他の技術は、GaAs基板とポリアミド薄層を使用するモノリシックマイクロ波集積回路である。両方の場合において、FR4又はRoger基板上のオリジナルのMTM設計は、LTCC及びMMIC基板層の誘電率及び厚さに適合するように調節される。本明細書は、多くの詳細事項を含んでいるが、これらは、本発明の範囲又は請求内容の範囲に対する制限として解釈すべきではなく、むしろ本発明の特定の実施形態に特有の特徴の説明として解釈すべきである。別々の実施形態の背景状況において本明細書で説明されているいくつかの特徴も、単一の実施形態において組み合わせて実装されうる。逆に、単一の実施形態の背景状況において説明されているさまざまな特徴は、複数の実施形態で別々に、又は好適な部分的組合せで、実装することも可能である。さらに、上ではいくつかの特徴を特定の組合せで動作するものとして説明することができ、さらには最初にそのようなものとして請求されうるが、請求されている組合せから得られる一つ又は複数の特徴は、場合によっては、組合せから切り取られ、また請求された組合せは、部分的組合せ又は部分的組合せの変更形態を対象とするものとすることもできる。ごく少数の実装が開示されている。しかし、変更形態及び機能強化を構成できることは理解されるであろう。