"三相交流電源からの電力を直流電力に変換する電力変換装置において、上記三相交流電源の出力電圧を整流する三相整流回路と、上記三相整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路と、上記昇圧コンバータ回路の出力電圧を平滑する平滑素子と、上記平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出回路と、上記三相整流回路の出力電流の交流成分を検出する交流電流成分検出回路と、上記昇圧コンバータを制御する制御回路とを備え、上記制御回路は、上記昇圧コンバータ回路に対する出力電圧指令Vs、上記交流電流成分検出回路からの検出信号ViL、および上記電圧検出回路からの検出信号VoLの偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLを求め、上記偏差ΔVdc1を零に抑制するためのパルス信号を生成して上記昇圧コンバータに出力するものであり、上記昇圧コンバータ回路は、上記三相整流回路の出力電流を蓄積するリアクトルと、上記リアクトルに蓄積された電流の充放電を上記制御回路より出力される上記パルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを有している電力変換装置。上記制御回路は、上記昇圧コンバータ回路に対する上記出力電圧指令Vs、上記交流電流成分検出回路からの上記検出信号ViL、および上記電圧検出回路からの上記検出信号VoLに基づいて上記偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLを演算する演算部と、この演算部で得られた上記偏差ΔVdc1を零に抑制するための上記パルス信号を生成するパルス発生部とを有する請求項1に記載の電力変換装置。上記パルス発生部は、上記演算部で算出された上記偏差ΔVdc1によって比例積分制御を行うPI制御回路、所定の周波数の三角波信号を発生する三角波発生回路、上記PI制御回路の出力信号と上記三角波発生回路からの三角波信号とを比較する比較回路、および上記比較回路の出力に応じて上記スイッチング素子のオン/オフ制御を行う駆動回路を備え、上記三角波発生回路の信号周波数は、上記三相交流電源の周波数よりも高く設定されている請求項2に記載の電力変換装置。上記昇圧コンバータ回路に対する上記出力電圧指令値Vsを徐々に増加させるソフトスタート回路を備え、上記制御回路の上記演算部は上記ソフトスタート回路の出力信号Vs1、上記交流電流検出回路からの上記検出信号ViL、および上記電圧検出回路からの上記検出信号VoLに基づいて上記偏差ΔVdc1=Vs1-ViL-VoLを演算するものである請求項2または請求項3に記載の電力変換装置。上記交流電流成分検出回路には、上記三相交流電源の6倍の周波数を通過帯域にもつフィルタが設けられている請求項1に記載の電力変換装置。上記三相整流回路に対して、上記昇圧コンバータ回路、上記平滑素子、上記電圧検出回路、上記交流電流検出回路、および上記制御回路からなる組が複数組並設されている請求項1に記載の電力変換装置。ところで、上記の特許文献1に記載の従来技術では、三相交流電源と全波整流回路との間の各相に交流リアクトルを挿入しているため、回路の大型化、コストの増加を避けることができない。また、リアクトルに電源電流が流れるため回路損失が大きくなるとともに、その損失により生じるリアクトルの発熱が問題となる。上記の特許文献2に記載の従来技術では、電源電流をほぼ正弦波状にすることができ、電源力率を略1にすることが可能になるが、その反面、単相整流回路と昇圧コンバータ回路の組を三相電源出力の相間にそれぞれ1組ずつ個別に取り付ける必要があるため、回路の大型化、コストの増加を避けることができないという問題がある。上記の特許文献3に記載の従来技術では、昇圧コンバータの出力電圧と三相整流回路の出力電流を各々検出して、直流電流指令生成回路により電圧指令と検出電圧値との偏差を零に抑制するための直流電流指令を生成し、パルス信号生成回路によりその直流電流指令と検出電流値の偏差を零に抑制するためのパルス信号を生成し、そのパルス信号により昇圧コンバータのスイッチング素子をオン/オフ制御して整流回路の出力電流を直流化する方式としている。そのため、制御回路が二重のフィードバックループを持つことになり、その結果、制御の応答性が悪化するとともに、制御回路の複雑化を避けることができないという問題がある。本発明は、上記の課題を解決するためになされたもので、回路の大型化、コスト増加、回路損失の増加および制御の応答性悪化や複雑化を回避しつつ、三相交流電力を直流電力に変換する際に、電源の入力力率を向上することのできる電力変換装置を提供することを目的とする。この発明に係る電力変換装置は、三相交流電源の出力電圧を整流する三相整流回路と、上記三相整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧コンバータ回路と、上記昇圧コンバータ回路の出力電圧を平滑する平滑素子と、上記平滑素子の出力電圧を検出する電圧検出回路と、上記三相整流回路の出力電流の交流成分を検出する交流電流成分検出回路と、上記昇圧コンバータを制御する制御回路とを備え、上記制御回路は、上記昇圧コンバータ回路に対する出力電圧指令Vs、上記交流電流成分検出回路からの検出信号ViL、および上記電圧検出回路からの検出信号VoLの偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLを求め、上記偏差ΔVdc1を零に抑制するためのパルス信号を生成して上記昇圧コンバータに出力するものであり、上記昇圧コンバータ回路は、上記三相整流回路の出力電流を蓄積するリアクトルと、上記リアクトルに蓄積された電流の充放電を上記制御回路より出力される上記パルス信号のパルス幅に応じて制御するスイッチング素子とを有している。この発明に係る電力変換装置によれば、回路の大型化、コスト増加、回路損失の増加および制御の応答性悪化や複雑化を避けつつ、三相交流電力を直流電力に変換する際の、電源の入力力率を向上することが可能な電力変換装置を提供できる。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1における電力変換装置の構成図である。この発明の実施の形態1による電力変換装置は、三相整流回路2、昇圧コンバータ回路3、平滑素子4、電圧検出回路5、交流電流成分検出回路10、制御回路11、およびソフトスタート回路14を主体に構成されている。三相整流回路2は、三相交流電源1の出力電圧を整流するものであって、直列に接続された整流素子D1及びD2、整流素子D3及びD4、並びに整流素子D5及びD6の組が3組並列に接続されている。そして、各々直列に接続された整流素子の接続点に三相交流電源1の三相電力のうちの各1相分が供給されている。また、前記整流素子の各直列接続におけるカソード端側が三相整流回路2の正側出力端に、アノード端側が三相整流回路2の負側出力端にそれぞれ共通接続されている。昇圧コンバータ回路3は、三相整流回路2の出力電圧Viを昇圧するものであり、三相整流回路2の出力電流を蓄積するリアクトル31、制御回路11より出力されるパルス信号のパルス幅に応じて、リアクトル31に蓄積された電流の充放電を制御するスイッチング素子MOSFET32、および出力側からの電流の逆流を防止するチョッパダイオード33を備えている。そして、リアクトル31の一端と三相整流回路2の正側出力端が接続されている。また、リアクトル31の他端、スイッチング素子32のドレイン側、およびチョッパダイオード33のアノード側がそれぞれ接続されている。さらに、スイッチング素子32のソース側と三相整流回路2の負側出力端が接続されている。なお、図1では、スイッチング素子32にMOSFETを用いた構成を示しているが、これに限らず、スイッチング素子32は自己消弧型半導体素子であればよく、IGBTやバイポーラトランジスタなどを選定してもよい。平滑素子4は、昇圧コンバータ3の出力を平滑化させるためのものであり、昇圧コンバータ回路3のチョッパダイオード33のカソード端と三相整流回路2の負側出力端との間に接続されている。この場合の平滑素子4としては、大容量の電解コンデンサを用いてもよいが、スイッチング素子32がスイッチングする際にスイッチング素子32の両端に過大なサージ電圧が発生する場合には、フィルムコンデンサを多数並列に接続した構成、あるいは電解コンデンサとフィルムコンデンサの両方を並列に接続した構成としてもよい。なお、平滑素子4の容量値が大きいほど、その出力電圧Voは直流に安定化される。よって平滑素子4は、少なくとも負荷変動に対して十分に電圧を維持できる程度の容量値とするのが望ましい。昇圧コンバータ回路3の出力側には、平滑素子4と並列に電圧検出回路5が接続されている。この電圧検出回路5は、平滑素子4で平滑化された出力電圧Voを検出し、この出力電圧Voに対応した検出信号VoLを出力する。なお、この場合の電圧検出回路5としては、例えば平滑素子4の両端電圧を直接に差動アンプあるいは絶縁アンプ等で検出する回路としてもよいが、出力電圧Voが高電圧の場合には、直列接続した2個以上の抵抗を平滑素子4に並列に取り付け、その内の1個の抵抗両端の電圧を差動アンプあるいは絶縁アンプ等で分圧検出する回路としてもよい。三相整流回路2の出力ラインには交流電流成分検出回路10が設けられている。この交流電流成分検出回路10は、三相整流回路2からの出力電流に含まれる交流電流成分を検出し、この交流電流成分に対応した検出信号ViLを出力する。なお、この場合の交流電流成分検出回路10としては、例えば交流型の電流センサを用いた回路、あるいは直流型の電流センサと直流分を除去するハイパスフィルタ、もしくは直流型の電流センサと直流分とノイズ等の高周波成分を除去するバンドパスフィルタを組み合わせたいずれかの回路が適用される。三相整流回路2の出力電流に含まれる交流電流成分は、主に三相交流電源1の出力を全波整流することにより生じる三相交流電圧の6倍の周波数をもつ電流信号例えば、三相交流電圧が60ヘルツの信号であれば、交流成分は360ヘルツである。よって、交流電流成分検出回路10の上記各フィルタは、少なくとも三相交流電圧の6倍の周波数を通過帯域にもつように設計することが望ましく、このようにすれば、力率改善の効果を最大限に得ることができる。制御回路11は、昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令Vs、電圧検出回路5からの検出信号VoL、および交流電流成分検出回路10からの検出信号ViLに基づいてPWMパルス幅変調制御されたパルス信号を出力して昇圧コンバータ回路3のスイッチング素子32のスイッチング動作を制御するものである。そして、この制御回路11は、昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令Vs、交流電流成分検出回路10からの検出信号ViL、及び電圧検出回路5からの検出信号VoLの偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLを演算する演算部12と、この演算部12で得られた上記偏差ΔVdc1を零に抑制するためのパルス信号を生成するパルス発生部13とを有し、パルス発生部13の出力がスイッチング素子32のゲートに接続されている。この場合、昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令Vsは、三相整流回路2からの出力電圧Viの波高値よりも高くなるように設定されている。したがって、制御回路11から出力されるパルス信号は、常に電圧を高める方向の信号となる。なお、ソフトスタート回路14については後述する。次に、上記構成を備えた電力変換装置の各回路の動作および制御方法について説明する。三相交流電源1の三相出力電圧が三相整流回路2に入力されて全波整流され、続いて三相整流回路2の出力電圧Viが次段の昇圧コンバータ回路3に入力される。昇圧コンバータ回路3は、三相整流回路2の出力電流がリアクトル31に蓄積され、リアクトル31に蓄積された電流の充放電がスイッチング素子32のスイッチングにより制御され、昇圧された直流電力がチョッパダイオード33を介して平滑素子4に出力され、最終的に一対の出力端子6,7間に昇圧された直流の出力電圧Voが出力される。ここで、電力変換装置が停止状態から起動する場合、あるいは昇圧コンバータ回路3の出力を低電圧指令の状態から高電圧指令の状態に急変する場合には、リアクトル31とチョッパダイオード33を介して平滑素子4へ過渡的な突入電流が流れる場合がある。この過渡的な突入電流は、定常動作時の電流に比べて大きいため、リアクトル31、チョッパダイオード33およびスイッチング素子32として、大電流の突入電流に耐え得る定格をもった素子を選定する必要があり、回路の大型化やコストの増加を招く。このため、電力変換装置を停止状態から起動する場合や、低電圧指令から高電圧指令の状態に急変させる際に、平滑素子4に過渡的な突入電流が流れるのを抑制するため、ここではソフトスタート回路14を設ける。このソフトスタート回路14により、昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令Vsをある一定の時定数遅らせて立ち上がらせるようにしている。この場合のソフトスタート回路14としては、例えば単純には抵抗とコンデンサにより構成される一次遅れ系の回路で構成することができる。このように、いわゆるソフトスタート化することで、電源の立ち上がり時や電圧指令急変時の過渡的な突入電流が平滑素子4に流れることを抑制し、リアクトル31、スイッチング素子32およびチョッパダイオード33に過大な電流が流れることを防ぐことができる。なお、ソフトスタート回路14の出力信号Vs1は、最終的にVs1=Vs出力電圧指令となるように設定される。これにより、リアクトル31、スイッチング素子32およびチョッパダイオード33に適切な電流定格の素子を選択することが可能となるため、回路の大型化、コストの増加および素子の発熱を避けることができ、より小型で安価な電力変換装置を構成することができる。なお、平滑素子4に過渡的な突入電流が流れる恐れがない場合には、ソフトスタート回路14を省略することも可能である。制御回路11の演算部12は、外部から与えられる昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令Vs、電圧検出回路5からの検出信号VoL、および交流電流成分検出回路10からの検出信号ViLに基づいてその偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLを演算し、その値を次段のパルス発生部13に出力する。パルス発生部13は、この演算部12で得られた上記偏差ΔVdc1を零に抑制するためのパルス信号を生成する。すなわち、パルス発生部13は、例えば図2に示すように、演算部12で算出された偏差ΔVdc1によって比例積分PI制御を行うPI制御回路131、所定の周波数の三角波信号Vtrを発生する三角波発生回路132、PI制御回路131の出力信号ΔVdc2と三角波発生回路132の三角波信号Vtrとを比較する比較回路133、およびこの比較回路133の出力に応じてスイッチング素子32のオン/オフ制御をおこなう駆動回路134により構成されている。そして、比較回路133は、PI制御回路131からの出力信号ΔVdc2と三角波発生回路132からの三角波信号Vtrとを比較し、その際、出力信号ΔVdc2の方が三角波信号Vtrよりも大きい場合にはスイッチング素子32をオンする信号を出力し、また出力信号ΔVdc2の方が三角波信号Vtrよりも小さい場合にはスイッチング素子32をオフするパルス信号を出力する。この比較回路133からのパルス信号に基づき、駆動回路134によりスイッチング素子32のゲートが駆動され、スイッチング素子32のオン/オフが制御される。なお、三角波発生回路132の信号周波数は、三相交流電源の周波数の1/6周期三相脈流の波高点間の間隔の期間にスイッチング素子32のオン/オフ動作が十分な回数行えるように、三相交流電源1の周波数に比べて高くなるよう設定されるのが望ましい。そして、このように高く設定することで、さらに一層、コンバータ出力電圧の安定化と力率改善の効果を得ることができる。このようにして、制御回路11は、外部からの出力電圧指令Vs、電圧検出回路5の検出出力VoL、および交流電流成分検出回路10の検出出力ViLの偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLに応じて昇圧コンバータ3のスイッチング素子32をオン/オフする制御、すなわちPWMパルス幅変調制御を行なう。ここで、交流電流成分検出回路10の検出信号ViLを制御回路11に導入しない制御を行う場合には、三相整流回路2の出力電流として、直流に三相交流電源1の6倍の周波数をもつリップル電流が重畳された電流が流れてしまう。これに対して、この実施の形態1では、交流電流成分検出回路10の検出信号ViLを制御回路11に導入することにより、演算部12において算出される偏差ΔVdc1にはリップル電流が含まれ、このリップル電流を含む偏差ΔVdc1の値が次段のパルス発生部13に入力されるので、このリップル電流を含む偏差ΔVdc1を零に抑制するように昇圧コンバータ3が制御されることとなる。その結果、図3に示すように、三相整流回路2の出力側には安定化された直流の出力電流ILが流れ同図c参照、かつ、電力変換装置の出力電圧Voは電圧一定となる同図d参照。また、この時、三相交流電源1の電源電圧が最大、最小の二相間で三相整流回路2の直流電流ILが流れるため、各相の電源電流すなわち、三相交流電源1から三相整流回路2に流入する電流IR,IS,ITは、振幅ILで120°分位相の遅れた120°方形波電流となる同図b参照。このように、電源電流として120°方形波電流が流れた場合、電源の入力力率cosθは次の式1で表される。ここで、Eは電源電圧の実効値、Iは高調波成分を含む方形波電流の実効値、Paは有効電力である。また、120°方形波電流の実効電流Iは、次の式2で表される。ここで、瞬時の電源電圧Vi=√2Esinθ、瞬時の電源電流ILπ/6≦θ≦5π/6、7π/6≦θ≦5π/6であるので、有効電力は次の式3で表される。よって、式2と式3とを式1に代入すると、電源の入力力率は、cosθ≒0.956となり、力率改善の効果が得られる。以上のように、この実施の形態1の電力変換装置は、三相整流回路2の出力に安定化された直流電流が流れるように昇圧コンバータ回路3を制御回路11によって制御することで、120°の方形波電流を三相交流電源1に流すようにしたため、従来技術特許文献2のように交流電源と全波整流回路との間の各相に個別に交流リアクトルを挿入する必要がなくなる。このため、回路の大型化やコストの増加、回路損失の増加を避けつつ、制御の応答速度を速め、かつ簡易的に電源力率を0.95程度まで改善することが可能となる。また、三相受電の場合でも、単一の三相整流回路2と単一の昇圧コンバータ回路3を設けることにより電力変換装置を構成できるため、回路の複雑化、大型化、コストの増加および回路損失の増加を回避しつつ、簡単な回路構成によって電源力率を0.95程度まで大幅に向上させることができ、かつ出力電圧を昇圧して一定電圧に制御することが可能となる。さらに、この実施の形態1の電力変換装置は、従来技術特許文献3のように、制御回路が二重のフィードバックループをもつ構成ではなく、昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令Vs、交流電流成分検出回路10の検出信号ViL、および電圧検出回路5の検出信号VoLの偏差ΔVdc1=Vs-ViL-VoLを零に抑制するためのパルス信号を生成する制御回路11を設けて一つのフィードバックループで構成している。その結果、制御回路11の複雑化を避けることができるとともに、制御応答を高速化することが可能となる。これにより簡易的な方法で、出力安定度の高い電力変換装置を構成することができる。実施の形態2.図4は本発明の実施の形態2における電力変換装置の構成図であり、図1に示した実施の形態1と対応もしくは相当する構成部分には同一の符号を付す。上記の実施の形態1では、三相整流回路2の後段に、昇圧コンバータ回路3と平滑素子4の1組を接続する構成として説明したが、複数の直流出力が必要な場合には、図4に示すように、三相整流回路2の後段に昇圧コンバータ回路3と平滑素子4の複数組を接続する構成とすることもできる。ここで、各々の昇圧コンバータ回路3で同一の出力電圧Voを得たい場合には、各昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令として同一の値をもつ電圧Vsを与えればよいが、異なる出力電圧を得たい場合には、各昇圧コンバータ回路3の出力電圧に対する出力電圧指令として、互いに異なる値をもつ電圧Vs,Vs2Vs≠Vs2を与えることも可能である。いずれの場合も、各々の昇圧コンバータ回路3で三相整流回路2の出力に直流電流が流れるように制御することで、120°の方形波電流を三相交流電源1に流すことができるため、実施の形態1と同様、電源全体の力率を0.95程度まで大幅に向上させることができ、かつ、出力電圧Voを昇圧して一定電圧に制御することが可能となり、回路の大型化やコストの増加を避けつつ、簡易的に電源力率の改善ができる電力変換装置を構成することができる。"