"第1巻線とこの第1巻線に磁気結合する第2巻線とが直列に接続された第1リアクトルと前記第1リアクトルに直列に接続された第2リアクトルとからなるリアクトルと、直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第1リアクトルと前記第2リアクトルと第1ダイオードと第1コンデンサとが直列に接続された第1直列回路と、前記第1巻線と前記第2巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第1スイッチング素子と、一端が前記第1巻線と前記第2巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第1ダイオードと前記第1コンデンサとの接続点又は前記第2リアクトルと前記第1ダイオードとの接続点に接続され、第2スイッチング素子と第2コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、を有することを特徴とするスイッチング電源回路。前記第2リアクトルは、前記第1リアクトルの前記第1巻線と前記第2巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源回路。前記第1ダイオードにスナバ回路を接続したことを特徴とする請求項1又は請求項2記載のスイッチング電源回路。前記直流電源は、交流電源と整流回路とから構成され、前記制御回路は、力率を改善する制御を有することを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項記載のスイッチング電源回路。しかしながら、特許文献1に記載された従来のスイッチング電源回路は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを交互にオンオフさせ、リアクトルL20のエネルギーをコンデンサC2に回生させ、極性反転するような共振電流を発生させるアクティブクランプ回路を応用したものであるが、コンデンサC2の充電電圧が出力電圧コンデンサC1の電圧に加算されるため、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン-ソース間電圧がコンデンサC1の電圧よりも大きくなり、スイッチング素子Q1,Q2の耐圧を超えることがあった。本発明の課題は、スイッチング素子の耐圧を超えないようにアクティブクランプ回路のコンデンサの電圧上昇を抑制するとともに、ゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源回路は、第1巻線とこの第1巻線に磁気結合する第2巻線とが直列に接続された第1リアクトルと前記第1リアクトルに直列に接続された第2リアクトルとからなるリアクトルと、直流電源の一端と他端との間に接続され、前記第1リアクトルと前記第2リアクトルと第1ダイオードと第1コンデンサとが直列に接続された第1直列回路と、前記第1巻線と前記第2巻線との接続点と前記直流電源の一端との間に接続された第1スイッチング素子と、一端が前記第1巻線と前記第2巻線との接続点に接続され且つ他端が前記第1ダイオードと前記第1コンデンサとの接続点又は前記第2リアクトルと前記第1ダイオードとの接続点に接続され、第2スイッチング素子と第2コンデンサとが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、前記第2スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路とを有することを特徴とする。本発明によれば、第1スイッチング素子がオフすると第1リアクトルの励磁エネルギーは、第1巻線から第2スイッチング素子と第2コンデンサとを介して第1コンデンサに放出され、第2コンデンサは充電されるが、同時に第2巻線からもエネルギーが放出され、第2巻線、第2リアクトル、第1ダイオード、第2コンデンサ、第2スイッチング素子の経路又は第2巻線、第2リアクトル、第2コンデンサ、第2スイッチング素子の経路で第2コンデンサが放電されるので、第2コンデンサの充電電圧が低く抑えられ、第1及び第2スイッチング素子の耐圧を超えず、第1及び第2スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源回路を図面を参照しながら詳細に説明する。図1は本発明の実施例1のスイッチング電源回路の構成図である。図1に示す実施例1のスイッチング電源回路は、リアクトルL1に流れる電流が連続的に流れる電流連続モードの昇圧チョッパ回路であり、図9に示す従来のスイッチング電源回路の構成に対して、第1巻線L1-1とこの第1巻線L1-1に磁気結合する第2巻線L1-2とを有する第1リアクトルと、第2リアクトルLrとからなるリアクトルL1を設けたことを特徴とする。なお、図1は、図9のリアクトルL10,L20に代えて、リアクトルL1とした。その他の構成は、図9の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。第2リアクトルLrは、第1リアクトルの第1巻線L1-1と第2巻線L1-2との間の漏れ磁束によるリーケージインダクタンスからなる。なお、第2リアクトルLrは、前記リーケージインダクタンスではなく、個別に設けても良い。また、第1巻線L1-1と第2巻線L1-2との巻数比は、10:1程度で良い。制御回路10は、コンデンサC1からの電圧と電流検出抵抗R1からの電圧とに基づいてゲート信号Q1gを生成してスイッチング素子Q1のゲートに出力しスイッチング素子Q1第1スイッチング素子をオンオフさせる。制御回路10は、スイッチング素子Q1をオンオフさせるゲート信号Q1gを反転させたゲート信号Q2gを生成し、スイッチング素子Q2第2スイッチング素子のゲートに出力しスイッチング素子Q2をオンオフさせる。また、制御回路10は、スイッチング素子Q1のターンオンがゼロ電圧スイッチングとなるように、スイッチング素子Q2のオンオフを制御する。なお、スイッチング素子Q1,Q2に印加される電圧は、コンデンサC1の両端電圧とコンデンサC2の両端電圧との和である。図2及び図3は本発明の実施例1のスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。図4及び図5は本発明の実施例1のスイッチング電源回路の各部が各期間毎に動作したときの電流経路を太線で示した図である。なお、図4及び図5において、コンデンサC2の電圧C2vは、スイッチング素子Q2のドレイン側電位を正とし、Vo側電位を0ボルトと定義する。次に、図1乃至図5を参照しながら、実施例1のスイッチング電源回路の各部の動作を説明する。なお、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とは所定のデッドタイムtdを有し、交互にオン/オフするようになっている。図4aは初期状態を示している。まず、図4bの期間t3において、直流電源Vinの電圧により励磁されたリアクトルL1のエネルギーにより、L1-1→Q1Ca→R1→Vinの負極の経路で、スイッチング素子Q1のドレイン-ソース間のコンデンサCaが充電される。このため、スイッチング素子Q1のドレイン-ソース間の電圧Q1vが上昇する。また、これと同時に、リアクトルL1のエネルギーは、L1-1→Q2Cb→C2→C1→Vinの負極の経路にも流れるため、スイッチング素子Q2のドレイン-ソース間の電圧Q2vも下がり始める。コンデンサCa,Cbの電圧変化率dv/dtは、第1巻線L1-1とコンデンサCa,Cbとの時定数からなる傾きで変化する。図4cの期間t4において、スイッチング素子Q2のダイオードDbに第1巻線L1-1の放出エネルギーが流れ始める。図2及び図3に示す負の電流Q2iは、ダイオードDbに電流が流れることを示す。この負の電流Q2iが流れている期間に、ゲート信号Q2gによりスイッチング素子Q2をオンさせることで、スイッチング素子Q2のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。また、Vinの正極→L1-1→L1-2→Lr→D1→C1→Vinの負極の第1の経路と、Vinの正極→L1-1→Q2→C2→C1→Vinの負極の第2の経路とにより、コンデンサC1へエネルギーが放出される。図4dの期間t5において、スイッチング素子Q1がオフで、スイッチング素子Q2がオンである。このとき、リアクトルL1のエネルギーにより、スイッチング素子Q2を介してコンデンサC2が充電される。これと同時に、第2巻線L1-2のエネルギーが放出され始め、L1-2→Lr→D1→C2→Q2→L1-2の経路でコンデンサC2が放電される。ダイオードD1には第2巻線L1-2と第2リアクトルLrとが接続されているため、第2巻線L1-2の放出エネルギーは、第2リアクトルLrを励磁しながらコンデンサC1に出力される。やがて、コンデンサC2の充電電圧C2vが上昇してくると、今度は、コンデンサC2が放電して、C2→Q2→L1-2→Lr→D1→C2の経路で電流が流れ出す。このことは、スイッチング素子Q2の電流Q2iが正に極性反転していることからもわかる。図5aの期間t6において、ゲート信号Q2gによりスイッチング素子Q2がオフし、これと同時に、第2リアクトルLrは励磁エネルギーを放出し始める。Lr→D1→C2→Q2Cb→L1-2→Lrの経路に電流が流れ、第2リアクトルLrとコンデンサCbとの時定数による傾きdv/dtで、コンデンサCbは徐々に充電されて、コンデンサCbの電圧、即ちスイッチング素子Q2のドレイン-ソース間の電圧Q2vが上昇する。さらに、Lr→D1→C1→R1→Q1Ca→L1-2→Lrの経路で、第2リアクトルLrの励磁エネルギーが放出し始める。このとき、スイッチング素子Q1のコンデンサCaの電荷は引き抜かれて、スイッチング素子Q1の電圧Q1vは下がる。図5bの期間t7において、期間t6と同じ電流経路で電流が流れるため、スイッチング素子Q1のダイオードDaに第2リアクトルLrの放出エネルギーが流れる。図2及び図3に示す負の電流Q1iは、ダイオードDaに電流が流れることを示す。負の電流Q1iが流れている期間に、ゲート信号Q1gによりスイッチング素子Q1をオンさせることで、スイッチング素子Q1のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。図5cの期間t1において、スイッチング素子Q1がオンし、スイッチング素子Q1には、直流電源Vinにより第1巻線L1-1に流れる励磁電流と、第2リアクトルLrのエネルギー放出により流れる電流との差分の電流が流れる。図5dの期間t2において、第2リアクトルLrのエネルギー放出が終了し、スイッチング素子Q1の電流Q1iは、直流電源Vinにより励磁される電流の傾きで流れる。なお、第2巻線L1-2の巻数を増やしていくと、図3に示すように、コンデンサC2の電圧C2vは、負電圧となる場合もあり、スイッチング素子Q1,Q2の電圧Q1v,Q2vを出力電圧コンデンサC1の電圧よりも低くすることができる。このように、実施例1のスイッチング電源回路によれば、スイッチング素子Q1がオフすることによりリアクトルL1の励磁エネルギーは、まず、第1巻線L1-1からスイッチング素子Q2とコンデンサC2とを介してコンデンサC1あるいは負荷に放出され、コンデンサC2は充電されるが、同時に第2巻線L1-2からもエネルギーが放出され、第2巻線L1-2、第2リアクトルLr、ダイオードD1、コンデンサC2、スイッチング素子Q2の経路でコンデンサC2が放電される。従って、コンデンサC2の充電電圧が低く抑えられ、スイッチング素子Q1,Q2のドレイン-ソース間電圧Vdsは耐圧を超えることがなくなる。即ち、第2巻線L1-2を設けることにより、積極的にコンデンサC2の放電を行い、コンデンサC2の電圧の上昇によるスイッチング素子耐圧を超えることがなくなり、また、スイッチング素子Q1,Q2のゼロ電圧スイッチングを実現し、高効率なスイッチング電源回路を提供できる。図6は、本発明の実施例2のスイッチング電源回路の構成図である。図6に示す実施例2では、第2巻線L1-2と第2リアクトルLrとコンデンサC2とスイッチング素子Q2とを閉回路に接続して構成したことを特徴とする。なお、図6は、図1のコンデンサC2の接続を変えている。その他の構成は、図1の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。このような構成であっても、図1に示す実施例1のスイッチング電源回路の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。図7は、本発明の実施例3のスイッチング電源回路の構成図である。図7に示す実施例3では、ダイオードD2,D3とコンデンサC3とからなるスナバ回路を設けたことを特徴とする。なお、図7は、図1に対して、ダイオードD2、D3、コンデンサC3を追加した。その他の構成は、図1の構成と同じであるので、同一部分には同一符号を付けている。ダイオードD1のアノードにはコンデンサC3の一端が接続され、コンデンサC3の他端にはダイオードD2のアノードとダイオードD3のカソードが接続されている。ダイオードD3のアノードは、直流電源Vinの負極とコンデンサC1の一端と出力端子-Voと電流検出抵抗R1の一端とに接続されている。ダイオードD2のカソードは、コンデンサC1の他端とダイオードD1のカソードとコンデンサC2の一端とに接続されている。以上の構成によれば、スイッチング素子Q1がオンすると、第1巻線L1-1には直流電源Vinの電圧が印加され、第1巻線L1-1と第2巻線L1-2とは磁気結合されているので、第2巻線L1-2にはVin×L1-2の巻数/L1-1の巻数の電圧が発生し、この電圧と出力電圧Voとが加算された電圧がダイオードD1に印加される。このとき、ダイオードD1の蓄積電荷が引き抜かれることにより、ダイオードD1にサージ電圧が発生することがある。このとき、第2巻線L1-2に発生した電圧は、コンデンサC3、ダイオードD2を介してコンデンサC1を充電する。また、ダイオードD3は負電圧のときに用いられる。このため、ダイオードD1に印加される電圧は低くなり、ダイオードD1にサージ電圧が発生することがなくなる。即ち、ダイオードD2,D3とコンデンサC3とによる無損失スナバ回路を追加したので、ダイオードD1の耐圧を抑えることができる。図8に示す実施例4のスイッチング電源回路は、図1に示すスイッチング電源回路の直流電源Vinに代えて、交流電源Vacと、整流回路RC1とを設けたPFC回路力率改善回路であることを特徴する。交流電源Vacは、交流電圧を整流回路RC1に供給する。整流回路RC1は、交流電源Vacからの交流電圧を整流する。図8に示す制御回路10aは、図1に示す制御回路10に対して、さらに、整流回路RC1の出力両端に直列に接続された抵抗R2と抵抗R3との接続点の電圧を入力し、抵抗R2と抵抗R3との接続点の入力交流電圧とコンデンサC1の出力誤差電圧とを乗算し、得られた乗算出力と電流検出抵抗R1の電圧とに基づいて入力交流電流波形が入力交流電圧波形に一致するように制御することにより、力率を改善することを特徴とする。このような実施例4のスイッチング電源回路によれば、力率を改善するとともに実施例1のスイッチング電源回路の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。"