擬似ヘテロダイン信号用の復調方法であって、当該の擬似ヘテロダイン信号は、位相変調された搬送波信号を有しており、前記の擬似ヘテロダイン信号はデジタルにサンプリングされる形式の、擬似ヘテロダイン信号の復調方法において、前記のデジタルサンプリングされた擬似ヘテロダイン信号に離散フーリエ変換を行い、振幅および位相を有する少なくとも1つの出力フーリエ係数を求め、前記の離散フーリエ変換のただ1つの出力フーリエ係数にatan2関数11を適用し、当該のatan2関数11により、前記の1つの出力フーリエ係数の位相を得ることを特徴とする、擬似ヘテロダイン信号用の復調方法。前記の1つの出力フーリエ係数は、前記の離散フーリエ変換の第2フーリエ係数である、請求項1に記載の復調方法。高速フーリエ変換のアルゴリムを使用して前記の離散フーリエ変換を形成する、請求項1または2に記載の復調方法。前記の擬似ヘテロダイン信号を前記の搬送波信号のm個の振動にわたって形成し、当該の擬似ヘテロダイン信号を前記の搬送波信号のm×n倍の周波数によってサンプリングし、前記の離散フーリエ変換をm×nサンプリングステップにわたって実行する、ただしmは、0よりも大きな自然数であり、nは、1よりも大きな自然数である、請求項1から3までのいずれか1項に記載の復調方法。前記の擬似ヘテロダイン信号を前記の搬送波信号のmpn信号にわたって形成し、当該の擬似ヘテロダイン信号を前記の搬送波信号のm×np倍の周波数によってサンプリングし、前記の離散フーリエ変換をm×n個のサンプリングステップにわたって実行して最初のp個のサンプリングステップを廃棄する、ただしmは、0よりも大きな自然数であり、nは、1よりも大きな自然数であり、pは、0よりも大きな自然数である、請求項1から3までのいずれか1項に記載の復調方法。前記の数nを4に等しく選択する、請求項4または5に記載の復調方法。前記の数mを1に等しく選択する、請求項4から6までのいずれか1項に記載の復調方法。前記の数pを1に等しく選択する、請求項5から7までのいずれか1項に記載の復調方法。前記のデジタルサンプリングの前に前記の擬似ヘテロダイン信号を増幅器によって増幅する、請求項1から8までのいずれか1項に記載の復調方法。前記のデジタルサンプリングの前に前記の擬似ヘテロダイン信号をローパスフィルタによってフィルタリングする、請求項1から9までのいずれか1項に記載の復調方法。前記の1つの出力フーリエ係数の位相における位相跳躍を位相アンラッピングによって除去する、請求項1から10までのいずれか1項に記載の復調方法。本発明の課題は、従来技術から公知の欠点を少なくとも部分的に回避しかつ少なくとも従来技術から公知の方法に代わる復調方法を提供することである。上記の課題は、本発明の請求項1により、擬似ヘテロダイン信号用の復調方法であって、この擬似ヘテロダイン信号は、位相変調された搬送波信号を有しており、上記の擬似ヘテロダイン信号はデジタルにサンプリングされる形式の、擬似ヘテロダイン信号の復調方法において、上記のデジタルサンプリングされた擬似ヘテロダイン信号に離散フーリエ変換を行い、振幅および位相を有する少なくとも1つの出力フーリエ係数を求め、上記の離散フーリエ変換のただ1つの出力フーリエ係数にatan2関数を適用し、このatan2関数により、前記の1つの出力フーリエ係数の位相を得ることよって解決される。フーリエ変換の各フーリエ係数には位相情報が含まれているため、1つのフーリエ係数だけを計算するので十分である。ここでatan2関数は、例えば離散フーリエ変換の1つのフーリエ係数などの複素数に適用される関数のことであり、atan2関数によってこの複素数の位相が得られる。上記の擬似ヘテロダイン信号は有効信号を伴って位相変調されているため、上記のatan2関数によって得られる1つの出力フーリエ係数の位相情報から、公知の方法で上記の有効信号を得ることができるのである。一般的にはatan2関数を任意の1つの出力フーリエ係数に適用することが可能である。それはすべての出力フーリエ係数に位相情報が含まれているからである。しかしながら本発明の有利な1発展形態では、上記の1つの出力フーリエ係数とは、上記の離散フーリエ変換の第2フーリエ係数のことである。本発明の有利な1実施形態の特徴は、上記の離散フーリエ変換を形成するために高速フーリエ変換のアルゴリムを使用することである。ふつうFFTFastFourierTransformと略記される高速フーリエ変換のためのアルゴリズムとは、分割統治法にしたがって上記の離散フーリエ変換を極めて高速に計算することのできるアルゴリズムのことである。殊に有利であるのは、計算しようとする離散フーリエ変換の特定の形態に、使用するアルゴリズムを適合させてさらに速度を上げることである。本発明の殊に有利な1発展形態によれば、上記の擬似ヘテロダイン信号を搬送波信号のm個の振動にわたって形成し、擬似ヘテロダイン信号を搬送波信号のm×n倍の周波数でサンプリングする。ただしmはゼロよりも大きな自然数であり、またnは1よりも大きな自然数であり、上記の離散フーリエ変換をm×n個のサンプリングステップにわたって実行する。ここで上記の擬似ヘテロダイン信号を搬送波信号のm個の振動にわたって形成するというのは、干渉計で干渉する2つの部分ビーム間の位相差の変調をつぎのようなノコギリ歯信号によって行うことである。すなわち、搬送波信号の周期的に繰り返される正弦波状のセグメントがそれぞれ正弦波振動のm個の振動に相当するようなノコギリ歯によって行うのである。これは、ノコギリ歯信号zのノコギリ歯の傾斜を適当に選択することによって行うことができる。ノコギリ歯信号zのノコギリ歯の傾斜は、スケーリングファクタa式1を介して調整することができる。本発明の殊に有利な1発展形態によれば、上記の擬似ヘテロダイン信号を搬送波信号のmp/n個の振動にわたって形成し、擬似ヘテロダイン信号を搬送波信号のm×np倍の周波数でサンプリングする。ただしmはゼロよりも大きな自然数であり、nは1よりも大きな自然数であり、またpはゼロよりも大きな自然数であり、上記の離散フーリエ変換をm×n個のサンプリングステップにわたって実行し、はじめのp個のサンプリングステップを廃棄する。m×np個のサンプリングステップの一部を廃棄することにより、周期的に繰り返される正弦波状のセグメントの一部をかくすことができる。増幅器のステップ応答によるノイズは、擬似ヘテロダイン信号のステップ状の変化の直後に発生するため、本発明では周期的に繰り返される正弦波状のセグメントのまさにこの部分を選択する。このセグメントには、増幅器のステップ状の応答によって発生するノイズが含まれているのである。この部分はふつうm×np個のサンプリングステップのはじめのp個のサンプリングステップに相当する。後続の離散フーリエ変換ではこれらのはじめのp個のサンプリングステップは考慮されない。すなわち廃棄されるのである。残りのm×n個のサンプリングステップが、離散フーリエ変換に使用される。ここで周期的に繰り返される正弦波状のセグメントの残りの部分は、ちょうど正弦波振動のm個の周期を表す。この残りの極めてノイズの少ない部分は、本発明により、atan2関数によって評価される。その結果、帯域幅が狭くひいては電力消費の少ない増幅器であっても使用できることになる。それは、増幅器のステップ応答によって発生するノイズがほぼ完全に抑圧されるからである。全体として確認できたのは、本発明による方法により、上述したように電流インタフェース4mA~20mAの2線式装置などの規格によって極めてわずかな最大電力入力しか有しない極めてわずかな最大電力入力しか許容されない装置であって干渉計の応用を実現できることである。数mと数nとが与えられた場合、数pの最適値をつぎのように求めることができる。数pの値は、数pの大きさがまさに増幅器の応答によって発生するノイズが抑圧されるのに十分な大きさである場合に最適であると称される。数pの最適値を求めるため、周期的に繰り返される正弦波状のセグメントの全体持続時間tdと、抑圧すべきノイズの持続時間tsrとを求める。これらの2つの持続時間と、与えられた数mと、与えられた数nとが分かれば、数pの最適値を式4にしたがって求めることができる。ここでは上記の下に向かって開いた括弧は丸め関数をシンボリックに表しているため、式4により、pに対してつねに整数が得られる。本発明の別の有利な1実施形態によれば、数nを4に等しく選択する。さらに数mを1に等しく選択すると有利である。本発明の殊に有利な1実施形態によれば、数pを1に等しく選択する。本発明の別の有利な1発展形態によれば、上記の擬似ヘテロダイン信号は、デジタルサンプリングの前に増幅器によって増幅される。上記のデジタルサンプリングの前に擬似ヘテロダイン信号を増幅することは必要であり、殊にエラーのないデジタルサンプリングに対して信号強度が十分でない場合には特に必要である。本発明の別の有利な1発展形態によれば、上記の擬似ヘテロダイン信号は、デジタルサンプリングの前にローパスフィルタによってフィルタリングされる。上記の擬似ヘテロダイン信号をデジタルサンプリングする前にローパスフィルタを使用することにより、場合によっては発生し得る擬似ヘテロダイン信号の障害的な高調波をフィタリングによって除去することができる。これにより、殊にエイリアシング作用が効果的に抑圧される。本発明の別の有利な1実施形態によれば、上記の1つの出力フーリエ係数の位相における位相跳躍を位相アンラッピングによって除去する。位相アンラッピングアルゴリズムによれば、2π以上の位相変化を取り扱うことができる。このようなアルゴリズムは従来技術から十分に知られている。個別的には本発明による復調方法を構成しまた発展させるためには多数の選択肢がある。これについては請求項1に従属する請求項、ならびに図面に基づく本発明の有利な実施例についての以下の詳細な説明を参照されたい。図1には擬似ヘテロダイン法に基づく干渉計が概略的に示されており、この干渉計は、半導体レーザ1と、第1ビームスプリッタ2と、第2ビームスプリッタ3と、第1干渉計アーム4と、第2干渉計アーム5とを有する。半導体レーザ1により、周波数がノコギリ歯状に変調されたレーザ信号が形成されて、これが第1ビームスプリッタ2に供給される。第1ビームスプリッタ2により、上記のレーザビームは2つの部分ビームに分けられて、これらの部分ビームが、第1干渉計アーム4ないしは第2干渉計アーム5に供給される。第1干渉計アーム4とは異なる長さを有する第2干渉計アームは、相互干渉箇所6を介して作用を及ぼすことができる。相互干渉箇所6において第2干渉計アーム5は作用を及ぼされて、例えば振動測定装置から得られる有効信号と、第1干渉計アーム4および第2干渉計アーム5における2つのレーザ信号の位相差分信号とが重ね合わされる。相互干渉箇所6における作用は、例えばつぎのようにして行われる。すなわち、上記のレーザ信号が第2干渉アーム5において進むはずである路長が、上記の有効信号に依存して変化するように行われるのである。ここで干渉計の出力側における強度信号は、擬似ヘテロダイン信号であり、また実質的に周期的に繰り返されかつ上記の有効信号によって位相変調された正弦波状のセグメントから合成される。この擬似ヘテロダイン出力信号は、PINフォトダイオード7によって検出されて電気信号に変換される。図2には、好適な実施例に基づき、本発明による復調方法が流れ図にしたがって概略的に示されている。アナログ-デジタル変換器8により、PINフォトダイオード7によって電気信号に変換された擬似ヘテロダイン信号をデジタル化した後、この擬似ヘテロダイン信号は、遅延ユニット9から構成される遅延チェーンに供給される。ここでアナログ-デジタル変換器8のサンプリングレートは、上記の搬送波信号、すなわち上記のノコギリ歯信号の周波数の倍数である。これに相応して上記の遅延チェーンには4つの遅延ユニット9も設けられている。アナログ-デジタル変換器8の各サンプリングステップにおいて、アナログ-デジタル変換器8はサンプリング値をそれに接続された遅延ユニット9に渡す。このサンプリング値は、アナログ-デジタル変換器8に接続された遅延ユニット9に記憶される。同時に各遅延ユニット9は、遅延チェーンにおけるつぎの遅延ユニット9に、記憶されたサンプリング値を渡し、遅延チェーンの各遅延ユニット9は、受け取ったサンプリング値を記憶する。4サンプリングステップが経過した後毎に遅延チェーンのすべての遅延ユニット9は、その各々のサンプリング値を高速フーリエ変換装置10に渡す。高速フーリエ変換装置10は、離散フーリエ変換の第2フーリエ係数だけを計算して、これをatan2関数11に渡す。atan2関数11により、上記の離散フーリエ変換の第2フーリエ係数の位相が計算される。フーリエ変換の各フーリエ係数には位相情報が含まれているため、1つのフーリエ係数だけを計算するので十分である。上記の離散フーリエ変換の第2フーリエ係数の位相情報は、本発明による復調方法の出力信号である。ここではわかりやすくするため、一部具体的な特徴と共にこれを説明する。従来技術から公知の手段により、上記の離散フーリエ変換の第2フーリエ係数の位相から上記の有効信号を得ることができる。この有効信号は、例えば機械的な振動を検出することによって得られる測定信号の周波数fである。必要であれば、アナログ-デジタル変換器8によるデジタルサンプリングの前に上記の擬似ヘテロダイン信号を増幅器12によって増幅することができる。増幅に付加的にまたはこれとは択一的に上記のアナログ-デジタル変換器8によるデジタルサンプリングの前に、ここでは図示していないローパスフィルタによって上記の擬似ヘテロダイン信号をフィルタリングすることができる。図3には本発明による復調方法の別の有利な1実施例が略示されている。図3の流れ図は、構造的に見れば実質的に図2の流れ図に相応している。ここではさらなる遅延ユニット13が上記の遅延チェーンに割り当てられているだけである。図2に示した復調方法とは異なり、図3に示した復調方法のアナログ-デジタル変換器8は、搬送波信号の41倍のサンプリングレートで動作する。これにより、搬送波信号の周波数が同じであると仮定した場合、アナログ-デジタル変換器8によって、図2のような4つのサンプリング値だけではなく5つのサンプリング値が求められる。5サンプリングステップが経過する毎に遅延チェーンの遅延ユニット9は、そこに記憶されたサンプリング値を高速フーリエ変換装置10に渡す。ここで上記の別の遅延ユニット13に記憶されているサンプリング値は、廃棄される。しかしながら本発明では、まさにこのサンプリング値が、発生するノイズの重要な部分なのである。図4には擬似ヘテロダイン信号の信号セグメント14が示されており、ここでこの信号は、例えばPINフォトダイオードの出力側における電気信号として出力されたものであり、このPINフォトダイオードにより、擬似ヘテロダイン干渉計の強度信号が受信される。上記の擬似ヘテロダイン信号の信号セグメント14は、ノイズ領域15を有しており、これは、上記の増幅器のステップ応答によって生じたノイズを含んでいる。本発明による復調方法の別の有利な実施例によれば、上記の離散フーリエ変換の際にまさに上記のノイズ領域15に相応するサンプリングステップは、考慮されない、すなわち廃棄されるのである。このことは図4においてつぎのことによって説明される。すなわち2段目において、擬似ヘテロダイン信号の信号セグメント14からノイズ領域15が除去され、残りの実質的に正弦波状でありかつノイズのない信号セグメント16が、図4の3段目で合成されるのである。