"多相系列に基づいて第1の系列のパイロットシンボルを形成するように動作するプロセッサと、前記第1の系列のパイロットシンボルを複数回複製して、通信チャネルを介して送信する第2の系列のパイロットシンボルを取得するように動作する変調器と、を備える装置。前記変調器は、位相ランプを前記第2の系列のパイロットシンボルに適用して、第3の系列の出力シンボルを取得するように動作する、請求項1に記載の装置。前記変調器はさらに、前記位相ランプの少なくとも2つの異なる位相傾斜を少なくとも2つの異なるシンボル周期で使用して、前記第1の系列のパイロットシンボルを少なくとも2つの異なるセットの周波数サブバンドで送信するように動作する、請求項2に記載の装置。前記変調器は、巡回語頭を前記第2の系列のパイロットシンボルに付加して、前記通信チャネルを介する時間ドメインでの送信に適した第3の系列の出力シンボルを取得するように動作する、請求項1に記載の装置。前記多相系列は、時間ドメインにおける一定のエンベロープと、周波数ドメインにおけるフラットなスペクトル応答とを有する、請求項1に記載の装置。前記プロセッサは、第1の系列のデータシンボルを形成し、前記第1の系列のデータシンボルを第1のシンボル周期で多重化し、前記第1の系列のパイロットシンボルを第2のシンボル周期で多重化するように動作する、請求項1に記載の装置。前記プロセッサは、第1の系列のデータシンボルを形成し、前記第1の系列のパイロットシンボルを前記第1の系列のデータシンボルで多重化し、1系列の多重化データおよびパイロットシンボルを提供するように動作する、請求項1に記載の装置。前記プロセッサは、第1の系列のデータシンボルを形成し、前記第1の系列のデータシンボルに第1の直交系列を乗算して複数の系列のスケーリングデータシンボルを取得し、前記第1の系列のパイロットシンボルに第2の直交系列を乗算して複数の系列のスケーリングパイロットシンボルを取得し、前記複数の系列のスケーリングデータシンボルと前記複数の系列のスケーリングパイロットシンボルを結合して複数の系列の結合シンボルを取得するように動作する、請求項1に記載の装置。前記プロセッサは、第1の系列のデータシンボルを形成し、前記第1の系列のデータシンボルに第1の直交系列を乗算して1系列のスケーリングデータシンボルを取得し、前記第1の系列のパイロットシンボルに第2の直交系列を乗算して1系列のスケーリングパイロットシンボルを取得し、前記1系列のスケーリングデータシンボルと前記1系列のスケーリングパイロットシンボルを結合して1系列の結合シンボルを取得するように動作する、請求項1に記載の装置。前記第1の系列のパイロットシンボルは第1のセットの周波数サブバンドで送信され、データシンボルが、前記第1のセットよりも多数の周波数サブバンドを含有する第2のセットの周波数サブバンドで送信される、請求項1に記載の装置。通信システムでパイロットを生成するための方法であって、多相系列に基づいて第1の系列のパイロットシンボルを形成することと、前記第1の系列のパイロットシンボルを複数回複製して、通信チャネルを介して送信する第2の系列のパイロットシンボルを取得することと、を備える方法。位相ランプを前記第2の系列のパイロットシンボルに適用して、第3の系列の出力シンボルを取得することをさらに備える、請求項11に記載の方法。巡回語頭を前記第2の系列のパイロットシンボルに付加して、第3の系列の出力シンボルを取得することと、前記第3の系列の出力シンボルを時間ドメインにおいて通信チャネルを介して送信することと、をさらに備える、請求項11に記載の方法。多相系列に基づいて第1の系列のパイロットシンボルを形成する手段と、前記第1の系列のパイロットシンボルを複数回複製して、通信チャネルを介する送信に適した第2の系列のパイロットシンボルを取得する手段と、を備える装置。位相ランプを前記第2の系列のパイロットシンボルに適用して、第3の系列の出力シンボルを取得する手段をさらに備える、請求項14に記載の装置。巡回語頭を前記第2の系列のパイロットシンボルに付加して、第3の系列の出力シンボルを取得する手段と、前記第3の系列の出力シンボルを時間ドメインにおいて前記通信チャネルを介して送信する手段と、をさらに備える、請求項14に記載の装置。多相系列に基づいて第1の系列のパイロットシンボルを形成するように動作するプロセッサと、前記第1の系列のパイロットシンボルを周波数ドメインに変換して第2の系列の周波数ドメインシンボルを取得し、パイロット送信に使用される1グループの周波数サブバンドにマッピングされる前記第2の系列の周波数ドメインシンボルによって第3の系列のシンボルを形成し、前記第3の系列のシンボルを時間ドメインに変換して、通信チャネルを介して送信する第4の系列の出力シンボルを取得するように動作する変調器とを備える装置。前記変調器は、巡回語頭を前記第4の系列のパイロットシンボルに付加して、前記通信チャネルを介する時間ドメインでの送信に適した第5の系列の出力シンボルを取得するように動作する、請求項17に記載の装置。前記多相系列は、前記時間ドメインにおける一定のエンベロープと、前記周波数ドメインにおけるフラットなスペクトル応答とを有する、請求項17に記載の装置。データシンボルが、パイロット送信に使用される前記1グループの周波数サブバンドより多数の周波数サブバンドを含有する第2のグループの周波数サブバンドで送信される、請求項17に記載の装置。1系列のパイロットシンボルを形成し、1系列のデータシンボルを形成し、前記1系列のデータシンボルおよび前記1系列のパイロットシンボルを時間分割多重化するように動作するプロセッサと、前記時間分割多重化されたデータシンボルおよびパイロットシンボルに基づいて少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを生成するように動作する変調器と、を備える装置。前記プロセッサは、前記1系列のデータシンボルを第1のシンボル周期で多重化し、前記1系列のパイロットシンボルを第2のシンボル周期で多重化するように動作し、前記変調器は、前記1系列のデータシンボルに対する第1のSC-FDMAシンボルを前記第1のシンボル周期で生成し、前記1系列のパイロットシンボルに対する第2のSC-FDMAシンボルを前記第2のシンボル周期で生成するように動作する、請求項21に記載の装置。前記プロセッサは、前記1系列のデータシンボルおよび前記1系列のパイロットシンボルをシンボル周期の異なるサンプル周期で多重化するよう動作し、前記変調器は、前記シンボル周期の前記多重化パイロットおよびデータシンボルに対してSC-FDMAシンボルを生成するように動作する、請求項21に記載の装置。1系列のパイロットシンボルを形成する手段と、1系列のデータシンボルを形成する手段と、前記1系列のデータシンボルおよび前記1系列のパイロットシンボルを時間分割多重化する手段と、前記時間分割多重化されたデータシンボルおよびパイロットシンボルに基づいて少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを生成する手段と、を備える装置。前記1系列のデータシンボルおよび前記1系列のパイロットシンボルを時間分割多重化する手段は、前記1系列のデータシンボルを第1のシンボル周期で多重化する手段と、前記1系列のパイロットシンボルを第2のシンボル周期で多重化する手段と、を備える、請求項24に記載の装置。前記1系列のデータシンボルおよび前記1系列のパイロットシンボルを時間分割多重化する手段は、前記1系列のデータシンボルおよび前記1系列のパイロットシンボルをシンボル周期の異なるサンプル周期で多重化する手段を備える、請求項24に記載の装置。1系列のパイロットシンボルを形成し、かつ1系列のデータシンボルを形成するように動作するプロセッサと、前記1系列のパイロットシンボルに基づいて広帯域パイロットを生成し、前記1系列のデータシンボルに基づいて少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを生成し、前記広帯域パイロットおよび前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルを時間分割多重化するように動作する変調器と、を備える装置。前記プロセッサは、擬似乱数PN系列に基づいて前記1系列のパイロットシンボルを形成するように動作する、請求項27に記載の装置。前記変調器は、前記1系列のデータシンボルに対して少なくとも1つのインタリーブFDMAIFDMAシンボルまたは少なくとも1つの局所FDMALFDMAシンボルを生成するように動作する、請求項27に記載の装置。前記広帯域パイロットは、少なくとも1つの他の送信機からの少なくとも1つの他の広帯域パイロットに対して擬似ランダム的である、請求項27に記載の装置。前記広帯域パイロットは、少なくとも1つの他の送信機からの少なくとも1つの他の広帯域パイロットと時間整列されている、請求項27に記載の装置。少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルを処理して時間ドメイン受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、前記受信パイロットシンボルを変換して周波数ドメインパイロット値を取得し、前記周波数ドメインパイロット値に基づいて、かつ最小2乗平均誤差MMSE技術または最小2乗LS技術を使用して前記通信チャネルに対する周波数応答推定を導出するように動作するプロセッサと、を備える装置。前記プロセッサは、前記周波数応答推定に基づいて前記通信チャネルに対するチャネルインパルス応答推定を導出するように動作する、請求項32に記載の装置。前記プロセッサは、前記周波数応答推定をフィルタリングするように動作する、請求項32に記載の装置。前記プロセッサは、前記チャネルインパルス応答推定をフィルタリングするように動作する、請求項33に記載の装置。前記プロセッサは、少なくとも2セットの周波数サブバンドで送信されるSC-FDMAシンボルに対する周波数応答推定を導出し、前記周波数応答推定に基づいてチャネルインパルス応答推定を導出し、前記チャネルインパルス応答推定をフィルタリングして、前記チャネルインパルス応答推定の各々よりも多数のタップを有する拡張チャネルインパルス応答推定を取得するように動作する、請求項32に記載の装置。前記プロセッサは、前記チャネルインパルス応答推定において所定数のタップを保有し、前記チャネルインパルス応答推定における残りのタップをゼロに設定するように動作する、請求項33に記載の装置。前記プロセッサは、前記通信チャネルを介するデータ送信に対する信号対干渉雑音比SNRまたはスペクトル効率に基づいて前記所定数のタップを選択するように動作する、請求項37に記載の装置。前記プロセッサは、所定の閾値を超える前記チャネルインパルス応答推定におけるタップを保有し、前記チャネルインパルス応答推定における残りのタップをゼロに設定するように動作する、請求項33に記載の装置。前記プロセッサは、前記チャネルインパルス応答推定における最初のL個のタップを保有し、前記チャネルインパルス応答推定における残りのタップをゼロに設定し、ここでLは1以上の整数である、請求項33に記載の装置。前記復調器は、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルにおける受信シンボルを受信データシンボルおよび受信パイロットシンボルに逆多重化するように動作する、請求項32に記載の装置。前記復調器は、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルをパイロットの直交系列で処理して、前記受信パイロットシンボルを取得するように動作する、請求項32に記載の装置。前記周波数応答推定に基づいて受信データシンボルを等化するように動作する等化器をさらに備える、請求項32に記載の装置。通信チャネルを介して受信される少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを処理して、受信パイロットシンボルを取得する手段と、前記受信パイロットシンボルを変換して周波数ドメインパイロット値を取得する手段と、前記周波数ドメインパイロット値に基づいて、かつ最小2乗平均誤差MMSE技術または最小2乗LS技術を使用して前記通信チャネルに対する周波数応答推定を導出する手段と、を備える装置。前記周波数応答推定に基づいて前記通信チャネルのチャネルインパルス応答推定を導出する手段と、前記チャネルインパルス応答推定の少なくとも1つのタップをゼロに設定する手段と、をさらに備える、請求項44に記載の装置。少なくとも2つのシンボル周期に対して少なくとも2つのSC-FDMAシンボルから導出される少なくとも2つの周波数応答推定をフィルタリングする手段をさらに備える、請求項44に記載の装置。多相系列によって生成される1系列のパイロットシンボルの複数のコピーからなるパイロットを受信し、前記受信パイロットを処理して受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、前記1系列のパイロットシンボルの前記複数のコピーに対応する受信パイロットシンボルを累算するように動作するプロセッサと、を備える装置。少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルにおける受信シンボルを受信データシンボルおよび受信パイロットシンボルに時間分割逆多重化するように動作する復調器と、前記受信パイロットシンボルに基づいて前記通信チャネルのチャネル推定を導出するように動作するプロセッサと、を備える装置。少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルを処理して受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、前記受信パイロットシンボルに基づいて、かつ最小2乗LS技術を使用して前記通信チャネルのチャネル推定を導出するように動作するプロセッサと、を備える装置。少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルを処理して時間ドメイン受信パイロットシンボルを取得するように動作する復調器と、前記受信パイロットシンボルを異なる時間オフセットで送信されるパイロットシンボルで相関することによって、前記通信チャネルのチャネルインパルス応答推定の少なくとも1つのタップを識別するように動作するプロセッサと、を備える装置。前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルは、サンプル周期で多重化されるパイロットシンボルおよびデータシンボルを備え、前記復調器は、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルにおいて前記受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルを逆多重化するように動作する、請求項50に記載の装置。少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルを処理して受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルを取得し、前記受信データシンボルを前記通信チャネルの第1のチャネル推定によって処理してデータシンボル推定を取得するように動作する復調器と、前記受信パイロットシンボルに基づいて前記第1のチャネル推定を導出し、前記第1のチャネル推定および前記データシンボル推定に基づいて前記受信データシンボルによる干渉を推定し、前記受信パイロットシンボルおよび前記推定干渉に基づいて干渉除去パイロットシンボルを導出し、前記干渉除去パイロットシンボルに基づいて第2のチャネル推定を導出するように動作する第1のプロセッサと、を備える装置。前記データシンボル推定を処理して復号データを取得し、前記復号データを処理して再変調データシンボルを取得するように動作する第2のプロセッサをさらに備えており、前記第1のプロセッサは、前記再変調データシンボルに基づいて前記干渉を推定するように動作する、請求項52に記載の装置。前記復調器および前記第1のプロセッサは、前記データシンボル推定を導出し、前記干渉を推定し、前記干渉除去パイロットシンボルを導出し、複数の反復に対して前記第2のチャネル推定を導出するように動作する、請求項52に記載の装置。少なくとも1つのシングルキャリア周波数分割多重アクセスSC-FDMAシンボルを通信チャネルを介して受信し、前記少なくとも1つのSC-FDMAシンボルを処理して受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルを取得するように動作する復調器と、前記受信パイロットシンボルに基づいて前記通信チャネルに対する第1のチャネル推定を導出し、前記受信データシンボルに基づいて第2のチャネル推定を導出し、前記第1および第2のチャネル推定に基づいて第3のチャネル推定を導出するように動作する第1のプロセッサと、を備える装置。前記復調器は、前記受信シンボルを前記第1のチャネル推定によって処理してデータシンボル推定を取得するように動作する、請求項55に記載の装置。前記第1のプロセッサは、前記受信データシンボルおよび前記データシンボル推定に基づいて前記第2のチャネル推定を導出するように動作する、請求項56に記載の装置。前記データシンボル推定を処理して復号データを取得し、前記復号データを処理して再変調データシンボルを取得するように動作する第2のプロセッサをさらに備え、前記第1のプロセッサは、前記受信データシンボルおよび前記再変調データシンボルに基づいて前記第2のチャネル推定を導出するように動作する、請求項56に記載の装置。前記第1のプロセッサは、前記第1のチャネル推定、前記第2のチャネル推定、および前記データシンボル推定の信頼性表示の関数に基づいて前記第3のチャネル推定を導出するように動作する、請求項55に記載の装置。本発明の特徴および性質は、図面と関連して説明される詳細な記述からより明らかになり、同一の参照符号は図面全体を通して対応して識別する。用語例示的は本明細書では、実施例、例または図示として作用することを意味するために使用されている。例示的に本明細書に説明されている任意の実施形態や設計は必ずしも、他の実施形態や設計より好ましいまたは好都合であると解釈されるべきではない。本明細書に説明されているパイロット送信およびチャネル推定技術は、マルチキャリア変調を利用したり、周波数分割多重化を実行したりする種々の通信システムに使用されてもよい。例えば、これらの技術は、周波数分割多重アクセスFDMAシステム、直交周波数分割多重アクセスOFDMAシステム、SC-FDMAシステム、IFDMAシステム、LFDMAシステム、OFDMベースシステムなどに使用されてもよい。これらの技術はまた、フォワードリンクまたはダウンリンクおよびリバースリンクまたはアップリンクに使用されてもよい。図1は、通信システムに使用されてもよい例示的サブバンド構造100を示している。このシステムはBWMHzの全帯域幅を有しており、これは、1~Kの指数が与えられるK個の直交サブバンドに分割される。隣接するサブバンド間の間隔はBW/KMHzである。スペクトル成形システムにおいて、システム帯域幅の両端のいくつかのサブバンドは、データ/パイロット送信に使用されず、システムがスペクトルマスク要件を満たすようにガードサブバンドとして作用する。代替的に、K個のサブバンドはシステム帯域幅の使用可能な部分に定義されてもよい。簡潔にするために、以下の説明では、全K個のサブバンドがデータ/パイロット送信に使用されてもよいとする。サブバンド構造100について、全K個のサブバンドはS個の非同一サブバンドセットに配列され、これらはまたインタレースと称される。S個のセットは、K個のサブバンドの各々が1つのセットにのみ属するという点において非同一または非重複である。各セットは、セットにおける連続サブバンドがS個のサブバンド分間隔をあけられるように、全K個のサブバンド全体に均一に分散されているN個のサブバンドを含有しており、ここでK=SNである。従って、セットuはサブバンドu、Su、2Su、N-1Suを含有しており、ここでuはセット指数であり、u∈{1、、S}である。指数uはまた、セットにおける最初のサブバンドを示すサブバンドオフセットでもある。各セットのN個のサブバンドは、他のS-1個のセットの各々におけるN個のサブバンドによってインタレースされる。図1は、具体的なサブバンド構造を示している。一般的に、サブバンド構造は、任意の数のサブバンドセットを含んでもよく、各セットは任意の数のサブバンドを含んでもよい。セットは同一または異なる数のサブバンドを含んでもよい。例えば、N個のサブバンドを含むことがあるセットもあるのに対して、2N個、4N個あるいは他のサブバンド数を含むことがあるセットもある。各セットのサブバンドは、後述される利点を達成するために、全K個のサブバンド全体に均一に分散されるつまり、等しく間隔をあけられる。簡潔にするために、以下の説明では、図1のサブバンド構造100の使用を前提とする。S個のサブバンドセットは、データおよびパイロット送信に使用可能なS個のチャネルとして見られることもある。例えば、各ユーザに1つのサブバンドセットが割り当てられてもよく、また各ユーザのデータおよびパイロットは割り当てられたサブバンドセットで送信されてもよい。S人のユーザは、S個のサブバンドセットでリバースリンクを介して基地局へデータ/パイロットを同時に送信してもよい。基地局はまた、S個のサブバンドセットでフォワードリンクを介してS人のユーザにデータ/パイロットを同時に送信してもよい。リンクごとに、最大N個の変調シンボルが、他のサブバンドセットへの干渉を引き起こすことなく、各セットのN個のサブバンドで各シンボル周期時間または周波数で送信されてもよい。変調シンボルは、例えば、M-PSK、M-QAMなどの信号コンステレーションのポイントの複素数値である。OFDMについて、変調シンボルは周波数ドメインで送信される。サブバンドセットごとに、N個の変調シンボルが各シンボル周期のN個のサブバンドで送信されてもよい。以下の説明では、シンボル周期はOFDMシンボル1個、IFDMAシンボル1個またはLFDMAシンボル1個の時間分である。変調シンボルは、送信に使用されるN個のサブバンドの各々にマッピングされ、ゼロの信号値であるゼロシンボルはK-N個の未使用サブバンドの各々にマッピングされる。K個の変調およびゼロシンボルは、K個の変調およびゼロシンボルに対してKポイント逆高速フーリエ変換IFFTを実行することによって周波数ドメインから時間ドメインに変換され、K個の時間ドメインサンプルを取得する。時間ドメインサンプルは高PAPRを有する可能性がある。図2は、1セットN個のサブバンドのIFDMAシンボルの生成を示している。セットuのN個のサブバンドで1個のシンボル周期において送信されるオリジナル系列のN個の変調シンボルは{d1、d2、d3、dN}と記されるブロック210。このオリジナル系列のN個の変調シンボルは、拡張系列のK個の変調シンボルを取得するためにS回複製されるブロック212。N個の変調シンボルは次いで時間ドメインで送信されて、周波数ドメインにおいてN個のサブバンドを集合的に占有する。オリジナル系列のS個のコピーは、S個のサブバンド分間隔をあけられているN個の占有サブバンドをもたらし、ゼロ出力powerのS-1個のサブバンドは隣接する占有サブバンドを分離している。拡張系列は、図1においてサブバンドセット1を占有するくし状周波数スペクトルを有している。拡張系列に位相ランプが乗算されて、周波数変換系列の出力シンボルを取得するブロック214。周波数変換系列の各出力シンボルは以下のように生成されてもよい。ここで、dnは拡張系列におけるn番目の変調シンボルであり、xnは周波数変換系列におけるn番目の出力シンボルである。位相ランプe-j2πn-1u-1/Kは、2πu-1/Kの位相傾斜を有しており、これはセットuにおける最初のサブバンドによって判断される。位相ランプの指数における項n-1およびu-1は、0ではなく1で始まる指数nおよびuによるものである。時間ドメインにおける位相ランプの乗算は、拡張系列のくし状周波数スペクトルを周波数に変換するため、周波数変換系列は周波数ドメインにおいてサブバンドセットuを占有する。周波数変換系列の最後のC個の出力シンボルは周波数変換系列の開始にコピーされて、KC個の出力シンボルを含有するIFDMAシンボルを形成するブロック216。C個のコピーされた出力シンボルはしばしば巡回語頭やガードインターバルと称され、Cは巡回語頭長である。巡回語頭を使用して、周波数選択フェージングによって引き起こされるシンボル間干渉ISIに対処し、これはシステム帯域幅にわたって変化する周波数応答である。IFDMAシンボルにおけるKC個の出力シンボルは、サンプル周期1個につき出力シンボル1個で、KC個のサンプル周期で送信される。IFDMAのシンボル周期はIFDMAシンボル1個の期間であり、これはKC個のサンプル周期に等しい。サンプル周期はしばしばチップ周期とも称される。IFDMAシンボルは位相ランプを除いて時間ドメインでは周期的であるため、IFDMAシンボルは、サブバンドuで開始する1セットN個の等間隔のサブバンドを占有している。異なるサブバンドオフセットによるユーザは異なるサブバンドセットを占有し、OFDMA同様に相互に直交している。図3は、通信システムに使用可能な例示的狭帯域サブバンド構造300を示している。サブバンド構造300について、全K個のサブバンドはS個の非重複グループに配列される。各グループは、相互に隣接するN個のサブバンドを含有している。一般的に、N>1、S>1およびK=SNであり、ここで狭帯域サブバンド構造300のNおよびSは、図1のインタレースサブバンド構造100のNおよびSと同じであっても異なっていてもよい。グループvはサブバンドv-1N1、v-1N2、vNを含有しており、ここでvはグループ指数であり、v∈{1、、S}である。一般的に、サブバンド構造は任意の数のグループを含んでもよく、各グループは任意の数のサブバンドを含有してもよく、また複数のグループは同数または異なる数のサブバンドを含有してもよい。図4は、1グループN個のサブバンドに対するLFDMAシンボルの生成を示している。サブバンドグループにおいてシンボル周期で送信されるオリジナル系列のN個の変調シンボルは{d1、d2、d3、、dN}と記されるブロック410。オリジナル系列のN個の変調シンボルはNポイント高速フーリエ変換FFTによって周波数ドメインに変換され、1系列のN個の周波数ドメインシンボルを取得するブロック412。周波数ドメインシンボルは、送信に使用されるN個のサブバンドにマッピングされ、K-N個のゼロシンボルは残りのK-N個のサブバンドにマッピングされて、1系列のK個のシンボルを生成するブロック414。送信に使用されるN個のサブバンドはk1~kNの指数を有しており、ここで1≦k≦K-Nである。1系列のK個のシンボルは次いでKポイントIFFTによって時間ドメインに変換され、1系列のK個の時間ドメイン出力シンボルを取得するブロック416。この系列の最後のC個の出力シンボルは系列の開始にコピーされて、KC個の出力シンボルを含有するLFDMAを形成するブロック418。LFDMAシンボルは、サブバンドk1で開始する1グループN個の隣接するサブバンドを占有するように生成される。ユーザは異なる非重複サブバンドグループを割り当てられてもよく、そしてOFDMA同様に相互に直交している。各ユーザは、周波数ダイバーシティを達成するために、異なるシンボル周期において異なるサブバンドグループを割り当てられてもよい。各ユーザのサブバンドグループは、例えば周波数ホッピングパターンに基づいて選択されてもよい。SC-FDMAは、OFDMA同様に、マルチパス効果に対する高スペクトル効率および堅牢性などの特定の所望の特徴を有している。さらに、変調シンボルは時間ドメインで送信されるため、SC-FDMAは高PAPRを有してはいない。SC-FDMA波形のPAPRは、使用するために選択される信号コンステレーション例えば、M-PSK、M-QAMなどにおける信号ポイントによって判断される。しかしながら、SC-FDMAにおける時間ドメイン変調シンボルは非フラット通信チャネルによるシンボル間干渉を引き起こしやすい。シンボル間干渉の悪影響を軽減するために受信変調シンボルに対して等化が実行されてもよい。等化は、通信チャネルに対するかなり正確なチャネル推定を必要とし、これは本明細書に説明されている技術を使用して取得されてもよい。送信機は、受信機によるチャネル推定を容易にするためにパイロットを送信してもよい。パイロットは、送信機および受信機両方によって先験的aprioriに知られているシンボルの送信である。ここで使用されているように、データシンボルはデータ用変調シンボルであり、パイロットシンボルはパイロット用変調シンボルである。データシンボルおよびパイロットシンボルは同一または異なる信号コンステレーションから導出されてもよい。パイロットは、後述されるように、種々の方法で送信されてもよい。図5Aは、パイロットおよびデータがシンボル周期で多重化されるTDMパイロットスキーム500を示している。例えば、データはD1個のシンボル周期で送信されてもよく、そしてパイロットは次のP1個のシンボル周期で送信されてもよく、そしてデータは次のD1個のシンボル周期で送信されてもよい。一般的に、D1≧1およびP1≧1である。図5Aに示されている例については、D1>1およびP1=1である。1系列のN個のデータシンボルは、データ送信に使用される各シンボル周期における1個のサブバンドセット/グループで送信されてもよい。1系列のN個のパイロットシンボルは、パイロット送信に使用される各シンボル周期における1個のサブバンドセット/グループで送信されてもよい。シンボル周期ごとに、1系列のN個のデータまたはパイロットシンボルが、それぞれ図2および4について上述されているように、IFDMAシンボルまたはLFDMAシンボルに変換されてもよい。SC-FDMAシンボルはIFDMAシンボルまたはLFDMAシンボルであってもよい。パイロットのみを含有するSC-FDMAシンボルはパイロットSC-FDMAシンボルと称され、これはパイロットIFDMAシンボルまたはパイロットLFDMAシンボルであってもよい。データのみを含有するSC-FDMAシンボルはデータSC-FDMAシンボルと称され、これはデータIFDMAシンボルまたはデータLFDMAシンボルであってもよい。図5Bは、パイロットおよびデータがサンプル周期で多重化されるTDMパイロットスキーム510を示している。本実施形態について、データおよびパイロットは同一のSC-FDMAシンボル内で多重化される。例えば、データシンボルはD2個のサンプル周期で送信されてもよく、そしてパイロットシンボルは次のP2個のサンプル周期で送信されてもよく、そしてデータシンボルは次のD2個のサンプル周期で送信される。一般的に、D2≧1およびP2≧1である。図5Bに示されている例については、D2=1およびP2=1である。1系列のN個のデータおよびパイロットシンボルは各シンボル周期において1個のサブバンドセット/グループで送信されてもよく、また図2および4について上述されているように、SC-FDMAシンボルに変換されてもよい。TDMパイロットスキームはまたシンボル周期およびサンプル周期の両方でパイロットおよびデータを多重化してもよい。例えば、データおよびパイロットシンボルはいくつかのシンボル周期で送信されてもよく、データシンボルのみがいくつかの他のシンボル周期で送信されてもよく、またパイロットシンボルのみが特定のシンボル周期で送信されてもよい。図5Cは、パイロットおよびデータがシンボル周期で結合されるCDMパイロットスキーム530を示している。本実施形態では、1系列のN個のデータシンボルに第1のMチップ直交系列{wd}が乗算され、M個の系列のスケーリングデータシンボルを取得し、ここでM>1である。各系列のスケーリングデータシンボルは、オリジナル系列のデータシンボルに1チップの直交系列{wd}を乗算することによって取得される。同様に、1系列のN個のパイロットシンボルに第2のMチップ直交系列{wp}が乗算されて、M個の系列のスケーリングパイロットシンボルを取得する。各系列のスケーリングデータシンボルには次いで、対応する1系列のスケーリングパイロットシンボルが加算されて、1系列の結合シンボルを取得する。M個の系列の結合シンボルが、M個の系列のスケーリングデータシンボルにM個の系列のスケーリングパイロットシンボルを加算することによって取得される。各系列の結合シンボルはSC-FDMAシンボルに変換される。直交系列はウォルシュ系列およびOVSF系列などであってもよい。図5Cに示されている例については、M=2であり、第1の直交系列は{wd}={11}であり、第2の直交系列は{wp}={1-1}である。N個のデータシンボルに、シンボル周期tの1とシンボル周期t1の1が乗算される。N個のパイロットシンボルにはシンボル周期tの1とシンボル周期t1の-1が乗算される。シンボル周期ごとに、N個のスケーリングデータシンボルにN個のスケーリングパイロットシンボルが加算されて、このシンボル周期に対してN個の結合シンボルを取得する。図5Dは、パイロットおよびデータがサンプル周期で結合されるCDMパイロットスキーム540を示している。本実施形態について、1系列のN/M個のデータシンボルにMチップ直交系列{wd}が乗算されて、1系列のN個のスケーリングデータシンボルを取得する。とりわけ、オリジナル系列における第1のデータシンボルd1tに直交系列{wd}が乗算されて、最初のM個のスケーリングデータシンボルを取得し、次のデータシンボルd2tにオリジナル系列{wd}が乗算されて次のM個のスケーリングデータシンボルを取得し、オリジナル系列における最後のデータシンボルdN/Mtに直交系列{wd}が乗算されて最後のM個のスケーリングデータシンボルを取得する。同様に、1系列のN/M個のパイロットシンボルにMチップ直交系列{wp}が乗算されて、1系列のN個のスケーリングパイロットシンボルを取得する。1系列のN個のスケーリングデータシンボルに1系列のN個のスケーリングパイロットシンボルが加算されて、1系列のN個の結合シンボルを取得し、これはSC-FDMAシンボルに変換される。図5Dに示されている例について、M=2であり、データの直交系列は{wd}={11}であり、またパイロットの直交系列は{wp}={11}である。1系列のN/2個のデータシンボルに直交系列{11}が乗算されて、1系列のN個のスケーリングデータシンボルを取得する。同様に、1系列のN/2個のパイロットシンボルに直交系列{1-1}が乗算されて、1系列のN個のスケーリングパイロットシンボルを取得する。シンボル周期ごとに、N個のスケーリングデータシンボルにN個のスケーリングパイロットシンボルが加算され、このシンボル周期に対するN個の結合シンボルを取得する。CDMパイロットは、図5Cおよび5Dに示されているように、各シンボル周期で送信されてもよい。CDMパイロットはまた特定のシンボル周期でのみ送信されてもよい。パイロットスキームはまたTDMおよびCDMの結合を使用してもよい。例えば、CDMパイロットはいくつかのシンボル周期で送信されてもよく、TDMパイロットは他のシンボル周期で送信されてもよい。周波数分割多重FDMパイロットはまた、例えばダウンリンクの、指定の1セットのサブバンドで送信されてもよい。図5A~5Dに示されている実施形態について、TDMまたはCDMパイロットは、データ送信に使用されるN個のサブバンドで送信されてもよい。一般的に、パイロット送信に使用されるサブバンドあるいは単に、パイロットサブバンドは、データ送信に使用されるサブバンドあるいは単に、データサブバンドと同じでも異なってもよい。パイロットはまたデータよりも少数または多数のサブバンドで送信されてもよい。データおよびパイロットサブバンドは送信全体に対して静的であってもよい。代替的に、データおよびパイロットサブバンドは、周波数ダイバーシティを達成するために、異なる時間スロットにおいて周波数をホッピングしてもよい。例えば、物理的チャネルは、各時間スロットにおける物理的チャネルに使用する1つ以上の特定のサブバンドセットやグループを示す周波数ホッピングFHパターンと関連付けられてもよい。時間スロットは1つ以上のシンボル周期に及んでもよい。図6は、広帯域パイロットスキーム600を示しており、これはリバースリンクに対してより適用可能である。本実施形態では、各ユーザは広帯域パイロットを送信し、これは、全K個のサブバンドの全部またはほとんどにおいて送信されるパイロットであり、例えば全サブバンドは送信に使用可能である。広帯域パイロットは例えば、擬似乱数PN系列によって時間ドメインで、または例えば、OFDMを使用して周波数ドメインで生成されてもよい。各ユーザの広帯域パイロットは、このユーザからのデータ送信によって時間分割多重化されてもよく、これは図6に示されているようなLFDMAまたは図6には示されていないIFDMAを使用して生成されてもよい。全ユーザからの広帯域パイロットは同一のシンボル周期で送信されてもよく、これは、チャネル推定に対するデータからパイロットへの干渉を回避することができる。各ユーザからの広帯域パイロットは他のユーザからの広帯域パイロットに対して符号分割多重化例えば、擬似ランダムされてもよい。このことは、各ユーザに異なるPN系列を割り当てることによって達成されてもよい。各ユーザの広帯域パイロットは低いピーク対平均電力比PAPRを有しており、またシステム帯域幅全体に及び、これによって受信機はユーザの広帯域チャネル推定を導出することができる。図6に示されている実施形態について、データサブバンドは異なる時間スロットにおける周波数をホッピングする。時間スロットごとに、チャネル推定は、広帯域パイロットに基づいてデータサブバンドについて導出されてもよい。図5A~6は、例示的なパイロットおよびデータ送信スキームを示している。パイロットおよびデータはまた、TDM、CDMおよび/またはいくつかの多重化スキームの組み合わせを使用して他の方法で送信されてもよい。TDMおよびCDMパイロットは種々の方法で生成されてもよい。一実施形態では、TDMおよびCDMパイロットを生成するために使用されるパイロットシンボルは、QPSKなどの既知の信号コンステレーションからの変調シンボルである。1系列のN個の変調シンボルは図5Aに示されているTDMパイロットスキームおよび図5Cに示されているCDMパイロットスキームに使用されてもよい。1系列のN/M個の変調シンボルは図5Bに示されているTDMパイロットスキームおよび図5Dに示されているCDMパイロットスキームに使用されてもよい。1系列のN個の変調シンボルおよび1系列のN/M個の変調シンボルは各々、1可能な限りフラットな周波数スペクトルおよび2可能な限り変動が少ない時間エンベロープを有するように選択されてもよい。フラットな周波数スペクトルは、パイロット送信に使用される全サブバンドが、受信機がこれらのサブバンドのチャネル利得を適切に推定できる程度に十分な電力を有することを保証する。一定のエンベロープは、電力増幅器などの回路ブロックによる歪みを回避する。別の実施形態では、TDMおよびCDMパイロットを生成するために使用されるパイロットシンボルが、良好な時間および空間特徴を有する多相系列に基づいて形成される。例えば、パイロットシンボルは以下のように生成されてもよい。ここで位相φnは以下のうちのいずれか1つに基づいて導出されてもよい。式6において、QおよびNは互いに素である。式3はGolomb系列に対し、式4はP3系列に対し、式5はP4系列に対し、式6はChu系列に対する。P3、P4およびChu系列は任意の長さを有することができる。パイロットシンボルはまた以下のように生成されてもよい。ここで位相φl,mは以下のうちのいずれか1つに基づいて導出されてもよい。式8はFrank系列に対し、式9はP1系列に対し、式10はPx系列に対する。Frank、P1およびPx系列の長さはN=T2に制約され、ここでTは正の整数である。上記の多相系列のうちのいずれかに基づいて生成される1系列のパイロットシンボルはフラットな周波数スペクトルおよび一定の時間ドメインエンベロープの両方を有している。良好なスペクトル特徴例えば、フラットまたは既知の周波数スペクトルおよび良好な時間特徴例えば、一定または既知の時間ドメインエンベロープを有する他の多相系列もまた使用されてもよい。このパイロットシンボル系列によって生成されるTDMまたはCDMパイロットは、1電力増幅器などの回路要素による歪みを回避する低PAPRおよび2受信機がパイロット送信に使用される全サブバンドのチャネル利得を正確に推定できるフラットな周波数スペクトルを有するであろう。図7Aは、パイロットIFDMAシンボルを生成するためのプロセス700を示している。第1の系列のパイロットシンボルは多相系列に基づいて形成され、これは、上記の多相系列または他の多相系列のうちのいずれか1つであってもよいブロック710。第1の系列のパイロットシンボルは、第2の系列のパイロットシンボルを取得するために複数回複製されるブロック712。位相ランプが第2の系列のパイロットシンボルに適用されて、第3の系列の出力シンボルを取得するブロック714。位相ランプはパイロットシンボルにディジタルに適用されたり、周波数アップ変換プロセスによって説明されたりしてもよい。巡回語頭が第3の系列の出力シンボルに付加されて第4の系列の出力シンボルを取得し、これはパイロットIFDMAシンボルであるブロック716。パイロットIFDMAシンボルは通信チャネルを介して時間ドメインで送信されるブロック718。簡潔にするために図7Aには示されていないが、パイロットシンボルは、例えば図5A~5Dについて上述されるように、TDMおよび/またはCDMを使用してデータシンボルによって多重化されてもよい。図7Bは、パイロットLFDMAシンボルを生成するためのプロセス750を示している。第1の系列のパイロットシンボルが多相系列に基づいて形成され、これは上記の多相系列または他の多相系列のうちのいずれか1つであってもよいブロック760。第1の系列のN個のパイロットシンボルはNポイントFFTによって周波数ドメインに変換され、第2の系列のN個の周波数ドメインシンボルを取得するブロック762。N個の周波数ドメインシンボルは次いで、パイロット送信に使用されるN個のサブバンドにマッピングされ、ゼロシンボルは残りのK-N個のサブバンドにマッピングされて、第3の系列のK個のシンボルを取得するブロック764。第3の系列のK個のシンボルはKポイントIFFTによって時間ドメインに変換され、第4の系列のK個の時間ドメイン出力シンボルを取得するブロック766。巡回語頭が第4の系列の出力シンボルに付加され、第5の系列のKC個の出力シンボルを取得し、これはパイロットLFDMAシンボルであるブロック768。パイロットLFDMAシンボルは通信チャネルを介して時間ドメインで送信されるブロック770。簡潔にするために図7Bには示されていないが、パイロットシンボルは、例えば図5A~5Dについて上述されているように、TDMおよび/またはCDMを使用してデータシンボルによって多重化されてもよい。IFDMAおよびLFDMAの両方について、パイロット送信に使用されるサブバンド数は、データ送信に使用されるサブバンド数と同じでも異なってもよい。例えば、ユーザは、データ送信用の16個のサブバンドとパイロット送信用の8個のサブバンドが割り当てられてもよい。他の8個のサブバンドは、データ/パイロット送信のために別のユーザに割り当てられてもよい。複数のユーザは、図1のインタレースサブバンド構造100の同一のサブバンドセット、または図3の狭帯域サブバンド構造300の同一のサブバンドグループを共有してもよい。図1のインタレースサブバンド構造100について、FDMパイロットは、受信機が、例えばチャネル推定、周波数追跡、時間追跡などの種々の機能を実行できるように、1つ以上のサブバンドセットで送信されてもよい。第1のスタガFDMパイロットにおいて、パイロットIFDMAシンボルがいくつかのシンボル周期においてサブバンドセットpで、他のシンボル周期においてサブバンドセットpS/2で送信される。例えば、S=8ならば、パイロットIFDMAシンボルは{3,7}のスタガパターンを使用して送信されてもよいため、パイロットIFDMAシンボルはサブバンドセット3、次いでサブバンドセット7、次いでサブバンドセット3で送信される。第2のスタガFDMパイロットにおいて、パイロットIFDMAシンボルはシンボル周期tにおけるサブバンドセットpt=[pt-1Δp]modS1で送信され、ここでΔpは2つの連続シンボル周期のサブバンドセット指数の差であり、1は、0ではなく1で開始する指数スキームに対する。例えば、S=8かつΔp=3であれば、パイロットIFDMAシンボルは{1,4,7,2,5,8,3,6}のスタガパターンを使用して送信されてもよいため、パイロットIFDMAシンボルはサブバンドセット1、次いでサブバンドセット4、次いでサブバンドセット7で送信される。他のスタガパターンもまた使用されてもよい。スタガFDMパイロットによって受信機は、より多数のサブバンドのチャネル利得推定を取得することができ、このことはチャネル推定および検出性能を改良可能である。図8は、送信機で送信されるTDMパイロットまたはCDMパイロットに基づいて通信チャネルの応答を推定するために受信機によって実行されるプロセス800を示している。受信機はシンボル周期ごとにSC-FDMAシンボルを取得し、受信SC-FDMAシンボルにおける巡回語頭を除去するブロック810。IFDMAについて、受信機は受信SC-FDMAシンボルにおける位相ランプを除去する。IFDMAおよびLFDMA両方について、受信機は、SC-FDMAシンボルに対するK個の受信データ/パイロットシンボルを取得する。受信機は次いで、パイロットに実行されるTDMまたはCDMを取り消すブロック812。図5Aに示されているTDMパイロットスキームについて、K個の受信パイロットシンボルrpnn=1、、KがパイロットSC-FDMAシンボルごとに取得される。図5Bに示されているTDMパイロットスキームについて、複数の受信パイロットシンボルが、TDMパイロットを含有するSC-FDMAシンボルごとに取得される。図5Cに示されているCDMパイロットスキームについて、CDMパイロットを含有するM個の受信SC-FDMAシンボルは、以下のように処理されてパイロットシンボルを回復する。ここでrti,nはシンボル周期tiにおけるサンプル周期nの受信サンプルであり;wp,iはパイロットの直交系列のi番目のチップであり;rpnはサンプル周期nの受信パイロットシンボルである。式11は、CDMパイロットがシンボル周期t1~tMで送信されるとし、ここでMは直交系列の長さである。K個の受信パイロットシンボルはCDMパイロットについて式11から取得される。図5Dに示されているCDMパイロットスキームについて、CDMパイロットを含有する各受信SC-FDMAシンボルは、以下のように処理されてパイロットシンボルを回復する。ここで、rn-1Miは、CDMパイロットを具備する受信SC-FDMAシンボルにおけるサンプル周期n-1Miの受信サンプルである。K/M個の受信パイロットシンボルはCDMパイロットについて式12から取得される。周波数選択通信チャネルはシンボル間干渉ISIを引き起こす。しかしながら、ISIは、巡回語頭ゆえに、単一のSC-FDMAシンボル内に制限される。さらに、巡回語頭ゆえに、チャネルインパルス応答による線形畳み込み動作は、OFDMA同様に、効果的に円形畳み込みになる。従って、パイロットシンボルおよびデータシンボルが同一のSC―FDMAシンボルで送信されない場合に、周波数ドメインにおいてチャネル推定、等化および他の動作を実行することができる。図5Aに示されているTDMスキームと図5Cに示されているCDMスキームについて、受信機はパイロット送信ごとにK個の受信パイロットシンボルを取得する。KポイントFFTが、K個の受信パイロットシンボルrpnn=1、、Kに実行されてもよく、周波数ドメインRpkk=1、KでK個の受信パイロット値を取得するブロック814。受信パイロット値は以下のように与えられてもよい。ここでPkはサブバンドkの送信パイロット値であり;Hkはサブバンドkの通信チャネルの複素利得であり、Rpkはサブバンドkの受信パイロット値であり;Nkはサブバンドkの雑音である。KポイントFFTは、全K個のサブバンドのK個の受信パイロット値を提供する。パイロットサブバンドと称されるパイロット送信に使用されるN個のサブバンドのN個の受信パイロット値のみが保有され、残りのK-N個の受信パイロット値が破棄されるブロック816。異なるパイロットサブバンドがIFDMAおよびLFDMAに使用され、ゆえに異なる受信パイロット値がIFDMAおよびLFDMAについて保有される。保有されているパイロット値は、Rpkk=1、、Nと記される。簡潔にするために、雑音は、ゼロ平均および分散N0による加法的白色ガウス雑音AWGNであるとされてもよい。受信機は、MMSE技術および最小2乗LS技術などの種々のチャネル推定技術を使用してチャネル周波数応答を推定してもよい。受信機は、N個の受信パイロット値に基づいて、かつMMSEまたはLS技術を使用してN個のパイロットサブバンドのチャネル利得推定を導出するブロック818。MMSE技術について、通信チャネルの初期周波数応答推定は、以下のように受信パイロット値に基づいて導出されてもよい:ここではサブバンドkのチャネル利得推定であり、は複素共役を示している。初期周波数応答推定は、N個のパイロットサブバンドのN個のチャネル利得を含有している。パイロットシンボル系列は、フラットな周波数応答を有する多相系列に基づいて生成されてもよい。この場合、kの全値に対して|Pk|=1であり、式14は以下のように表されてもよい。一定係数1/1N0は除去されてもよく、不偏MMSE周波数応答推定を提供し、これは以下のように表されてもよい。LS技術について、初期周波数応答推定が、以下のように受信パイロット値に基づいて導出されてもよい。通信チャネルのインパルス応答はL個のタップで特徴付けられてもよく、ここでLはNよりかなり小さくてもよい。つまり、インパルスが送信機によって通信チャネルに適用されると、BWMHzのサンプルレートでのL個の時間ドメインサンプルは、このインパルス刺激に基づいて通信チャネルの応答を特徴付けるのには十分であろう。チャネルインパルス応答のタップ数Lはシステムの遅延分散に左右され、これは受信機における十分なエネルギーの最初と最後の着信信号インスタンスの時間差である。より長い遅延分散はより大きな値Lに対応し、逆もまた同様である。チャネルインパルス応答推定はN個のチャネル利得推定に基づいて、かつLSまたはMMSE技術を使用して導出されてもよいブロック820。L個のタップhlsnn=1、、Lによる最小2乗チャネルインパルス応答推定は、以下のように、初期周波数応答推定に基づいて導出されてもよい:ここでHinitN×1は、k=1、...Nのとき、HlskまたはHmmsekを含有するN×1ベクトルであり;WN×Lは、フーリエ行列Wk×kのサブ行列であり;hlsL×1は、n=1、...Lのとき、hlsnを含有するL×1ベクトルであり;Hは共役転置を示している。フーリエ行列Wk×kは、u,v番目のエントリfu,vが以下のように与えられるように定義される。ここで、uは行指数であり、vは列指数である。WN×Lは、N個のパイロットサブバンドに対応するWK×KのN個の行を含有している。WN×Lの各行はWK×Kの対応する行の最初のL個の要素を含有している。hlsL×1は、最小2乗チャネルインパルス応答推定のL個のタップを含有している。L個のタップによるMMSEチャネルインパルス応答推定hmmsenn=1、...、nは、以下のように初期周波数応答推定に基づいて導出されてもよい。ここでNL×Lは、雑音および干渉のL×L自己共分散行列である。加法的白色ガウス雑音AWGNについて、自己共分散行列は、NL×L=σ2nIとして与えられてもよく、ここでσ2nは雑音分散である。NポイントIFFTはまた初期周波数応答推定に実行されてもよく、N個のタップによってチャネルインパルス応答推定を取得する。フィルタリングおよび/または事後処理が、後述のように、初期周波数応答推定および/またはチャネルインパルス応答推定に実行されてもよく、チャネル推定の品質を改良するブロック822。全K個のサブバンドの最終的な周波数応答推定は、1LタップまたはNタップのチャネルインパルス応答推定を長さKにゼロパッド化し、2KポイントFFTを拡張インパルス応答推定に実行することによって取得されてもよいブロック824。全K個のサブバンドの最終的な周波数応答推定はまた、1N個のチャネル利得推定を補間することによって、2最小2乗近似をN個のチャネル利得推定に実行することによって、または3他の近似技術を使用することによって取得されてもよい。受信機は、スタガFDMパイロットに基づいてより長いチャネルインパルス応答推定を導出することができる。一般的に、LT個のタップによるチャネルインパルス応答推定は、1つ以上のシンボル周期においてLT個の異なるサブバンドで送信されるパイロットIFDMAシンボルに基づいて取得されてもよい。例えば、LT=2Nであれば、2N個のタップによるインパルス応答推定が、2つ以上のシンボル周期において2つ以上のサブバンドセットで送信される2つ以上のパイロットIFDMAシンボルに基づいて取得されてもよい。K個のタップによる全長インパルス応答推定は、パイロットが完全スタガパターンを使用して全S個のサブバンドセットで送信される場合に取得されてもよい。受信機は、多数の異なるサブバンドセットに対して長さNの初期インパルス応答推定をフィルタリングすることによって、長さLTのより長いインパルス応答推定を導出してもよい。各初期インパルス応答推定は、1個のサブバンドセットに対して1個のパイロットIFDMAシンボルに基づいて導出されてもよい。パイロットが各シンボル周期において異なるサブバンドセットで送信される場合、フィルタリングは多数のシンボル周期で実行されてもよく、より長いインパルス応答推定を取得する。SC-FDMAについて、フィルタリングが、異なるシンボル周期に対して取得される初期周波数応答推定、最小2乗またはMMSEチャネルインパルス応答推定および/または最終周波数応答推定に実行されてもよく、チャネル推定の品質を改良する。フィルタリングは有限インパルス応答FIRフィルタ、無限インパルス応答IIRフィルタ、または他のタイプのフィルタに基づいてもよい。フィルタ係数は所望の量のフィルタリングを達成するように選択されてもよく、これは、例えば所望のチャネル推定品質、チャネルの高速変化追跡能力、フィルタの複雑さなどの種々の要因のトレードオフに基づいて選択されてもよい。通信チャネルの周波数応答推定および/またはチャネルインパルス応答推定はまた、他のチャネル推定技術を使用して他の方法で取得されてもよい。種々の事後処理動作は、チャネル推定の品質を改良するために実行されてもよい。マルチパスフェージング環境などの特定の動作環境では、通信チャネルはしばしば、時間ドメインにおいて少数のタップのみを有する。上記のチャネル推定は、雑音による多数のタップを有するチャネルインパルス応答推定を提供することもある。事後処理は、雑音に起因するタップを除去して、実際のチャネルに起因するタップを保有する。打切りと称される一事後処理スキームでは、チャネルインパルス応答推定の最初のL個のタップのみが保有され、残りのタップはゼロで置換される。閾値処理と称される別の事後処理スキームにおいて、低エネルギーのタップはゼロで置換される。一実施形態では、閾値処理は以下のように実行される。ここで、hnはチャネルインパルス応答推定のn番目のタップであり、これは、hmmsenまたはhlsnと等しくてもよく、また、hthは低エネルギータップをゼロ設定するために使用される閾値である。閾値hthは、チャネルインパルス応答推定の全K個のタップまたは最初のL個のタップのみのエネルギーに基づいて算出されてもよい。同じ閾値が全タップに使用されてもよい。代替的に、異なる閾値が異なるタップに使用されてもよい。例えば、第1の閾値は最初のL個のタップに使用されてもよく、第1の閾値より小さくてもよい第2の閾値は残りのタップに使用されてもよい。タップ選択と称されるさらに別の事後処理スキームにおいて、チャネルインパルス応答推定のB個の最良タップが保有され、ここではB≧1であり、また残りのタップはゼロに設定される。Bと記される保有するタップ数は固定値または変数値であってもよい。Bは、パイロット/データ送信に対する受信信号対干渉雑音比SNR、チャネル推定が使用されるデータパケットのスペクトル効率、および/または他のパラメータに基づいて選択されてもよい。例えば、受信SNRが第1の範囲内例えば、0~5デシベルdBにあれば、2つの最良タップが保有されてもよく、受信SNRが第2の範囲内例えば、5~10dBにあれば3つの最良タップが保有されてもよく、受信SNRが第3の範囲内例えば、10~15dBにあれば、4つの最良タップが保有されてもよい。チャネル推定が、図5Bに示されているTDMパイロットスキーム、図5Dに示されているCDMパイロットスキーム、およびデータおよびパイロットシンボルが同じSC-FDMAシンボルで送信される他のパイロットスキームに対して時間ドメインで実行されてもよい。レーキ推定は、例えば1受信シンボルを異なる時間オフセットで送信パイロットシンボル系列と相関させることによって、また2高相関結果を提供する時間オフセットを識別することによって、強力な信号経路を識別するために使用されてもよい。時間ドメインチャネル推定は、通信チャネルのチャネルインパルス応答推定に対して1セットのタップを提供する。全パイロットスキームについて、チャネル推定は、受信データシンボルの等化に使用されてもよいチャネルインパルス応答推定および/または周波数応答推定を提供する。1系列のK個の受信データシンボルが、図5Aに示されているTDMパイロットスキームの各データSC-FDMAシンボルについて、および図5Cに示されているCDMパイロットスキームの各セットのM個の受信SC-FDMAシンボルについて取得される。1系列のK個の受信データシンボルは時間ドメインまたは周波数ドメインで等化されてもよい。周波数ドメイン等化は以下のように実行されてもよい。KポイントFFTがまずK個の受信データシンボルrdnn=1、、Kに実行され、K個の周波数ドメイン受信データ値Rdkk=1、、Kを取得する。データ送信に使用されるN個のサブバンドのN個の受信データ値のみが保有され、残りのK-N個の受信データ値は破棄される。保有されているデータ値は、Rdkk=1、、Nと記される。等化は、以下のように、MMSE技術を使用してN個の受信データ値に時間ドメインで実行される。ここでRdkはサブバンドkの受信データ値であり、Hkは、サブバンドkのチャネル利得推定であり、HmmsekまたはHlskと等しくてもよく、また、Zdkはサブバンドkの等化データ値である。等化はまた、以下のように、ゼロフォーシング技術を使用してN個の受信データ値に周波数ドメインで実行されてもよい。MMSEおよびゼロフォーシング等化の両方について、N個の等化データ値Zdkk=1、、Nが時間ドメインに変換されてもよく、1系列のN個のデータシンボル推定dnn=1、、Nを取得し、これらはオリジナル系列におけるN個のデータシンボルの推定である。等化はまた、以下のように1系列のK個の受信データシンボルに時間ドメインで実行されてもよい。ここでrdnは1系列のK個の受信データシンボルを示しており;gnは時間ドメイン等化器のインパルス応答を示しており;xdnは1系列のK個の等化データシンボルを示しており;は円形畳み込み演算を示している。等化器の周波数応答はMMSE技術に基づいてと導出されてもよい。等化器の周波数応答はまたゼロフォーシング技術に基づいて但し、k=1、...、Nと導出されてもよい。等化器の周波数応答は時間ドメインに変換されてもよく、等化器のインパルス応答gnn=1、、Nを取得し、これは式24において時間ドメイン等化に使用される。式24からの1系列のK個の等化データシンボルは送信データシンボルのS個のコピーを含有している。S個のコピーはデータシンボル×データシンボルベースで累算されてもよく、以下のようにN個のデータシンボル推定を取得する。代替的に、累算は実行されず、送信データの1コピーのみに対するN個の等化データシンボルがN個のデータシンボル推定として提供される。受信機はまた受信パイロット値およびチャネル推定に基づいて干渉を推定してもよい。例えば、サブバンドごとの干渉は以下のように推定されてもよい。ここでIkはサブバンドkの干渉推定である。干渉推定Ikは各SC-FDMAシンボルの全N個のサブバンドに対して平均化されてもよく、短期干渉推定を取得し、これはデータ復調および/または他の目的に使用されてもよい。短期干渉推定は複数のSC-FDMAシンボルについて平均化されてもよく、長期干渉推定を取得し、これは動作条件の推定および/または他の目的で使用されてもよい。他の技術もまた、TDMパイロットまたはCDMパイロットから導出されるチャネル推定の品質を改良するために使用されてもよい。これらの技術は、反復チャネル推定技術およびデータ支援チャネル推定技術を含んでいる。反復チャネル推定技術について、通信チャネルの初期推定がまず、例えばMMSEや最小2乗技術を使用して受信パイロットシンボルに基づいて導出される。初期チャネル推定は、上記のようにデータシンボル推定を導出するために使用される。一実施形態では、パイロットシンボル上のデータシンボルによる干渉はデータシンボル推定dn及び初期チャネル推定hnに基づいて、例えばと推定され、ここで、inは干渉推定を示している。別の実施形態では、データシンボル推定が処理されて、復号データを取得する。復号データは次いで、再変調データシンボルを取得するために送信機で実行されるのと同様に処理され、これらは干渉推定を取得するために初期チャネル推定で畳み込まれる。両実施形態について、干渉推定は受信パイロットシンボルから減算されて、干渉除去パイロットシンボルを取得し、これらは次いで改良されたチャネル推定を導出するために使用される。プロセスは、良好なチャネル推定を積極的に取得するために任意の回数反復されてもよい。反復チャネル推定技術は、図5Bに示されているTDMパイロットスキーム、図5Cおよび5Dに示されているCDMパイロットスキーム、およびデータシンボルがパイロットシンボルへのシンボル間干渉をもたらすことがある他のパイロットスキームにより適している。データ支援チャネル推定技術について、受信データシンボルは、受信パイロットシンボルに伴ってチャネル推定に使用される。第1のチャネル推定は受信パイロットシンボルに基づいて導出され、データシンボル推定を取得するために使用される。第2のチャネル推定は次いで受信データシンボルおよびデータシンボル推定に基づいて導出される。一実施形態では、受信データシンボルrdnは周波数ドメイン受信データ値Rdkに変換され、データシンボル推定dnは周波数ドメインデータ値Dkに変換される。第2のチャネル推定は、式14~18においてRdkをRpkに、かつ、DkをPkに置換することによって取得されてもよい。別の実施形態では、データシンボル推定が処理されて復号データを取得し、また復号データが処理されて再変調データシンボルDrmkを取得する。第2のチャネル推定は、式14~18においてRdkをRpkに、かつDrmkをPkに置換することによって取得されてもよい。受信パイロットシンボルおよび受信データシンボルによって取得される2つのチャネル推定は結合されて、全チャネル推定の改良を取得する。この結合は、例えば以下のように実行されてもよい。ここで、Hpilotkは、受信パイロットシンボルに基づいて取得されるチャネル推定であり;Hdatakは、受信データシンボルに基づいて取得されるチャネル推定であり;CpkおよびCdkはそれぞれ、パイロットおよびデータの重み係数であり;Hoverallkは全チャネル推定である。一般的に、Hoverallkは、Hpilotk、Hdatak、データシンボル推定の信頼性の確かさ、および/または他の係数のうちの任意の関数に基づいて導出されてもよい。上記のプロセスは反復して実行されてもよい。反復ごとに、Hoverallkはデータシンボル推定から取得されたチャネル推定に基づいて更新され、更新されたHoverallkは新たなデータシンボル推定を導出するために使用される。データ支援チャネル推定技術は、図5A~5Dに示されているTDMおよびCDMパイロットスキームを含む全パイロットスキームに使用されてもよい。図9は、送信機910および受信機950のブロック図を示している。フォワードリンクについて、送信機910は基地局の一部であり、受信機950は無線デバイスの一部である。リバースリンクについて、送信機910は無線デバイスの一部であり、受信機950は基地局の一部である。基地局は概して固定局であり、ベーストランシーバシステムBTS、アクセスポイントまたは他の用語で呼ばれてもよい。無線デバイスは固定でもモバイルでもよく、ユーザ端末、モバイル局または他の用語で呼ばれてもよい。送信機910において、TXデータ/パイロットプロセッサ920はトラヒックデータを処理して、データシンボルを取得し、パイロットシンボルを生成し、データシンボルおよびパイロットシンボルを提供する。SC-FDMA変調器930はTDMおよび/またはCDMを使用してデータシンボルおよびパイロットシンボルを多重化し、例えば、IFDMAやLFDMAなどにSC-FDMA変調を実行して、SC-FDMAシンボルを生成する。送信機ユニットTMTR932はSC-FDMAシンボルを処理し例えば、アナログに変換、増幅、フィルタリング、および周波数アップコンバート、無線周波数RF変調信号を生成し、これはアンテナ934を介して送信される。受信機950において、アンテナ952は送信信号を受信し、受信信号を提供する。受信ユニットRCVR954は受信信号を調整し例えば、フィルタリング、増幅、周波数ダウンコンバートおよびディジタル化、1ストリームの受信サンプルを生成する。SC-FDMA復調器960は受信サンプルを処理して、受信データシンボルおよび受信パイロットシンボルを取得する。チャネル推定器/プロセッサ980は受信パイロットシンボルに基づいてチャネル推定を導出する。SC-FDMA復調器960はチャネル推定によって受信データシンボルに等化を実行し、データシンボル推定を提供する。受信RXデータプロセッサ970はデータシンボル推定をシンボルデマッピング、デインタリーブおよび復号して、復号データを提供する。一般的に、SC-FDMA復調器960およびRXデータプロセッサ970による処理は、送信機910におけるSC-FDMA変調器930およびTXデータ/パイロットプロセッサ920による処理とそれぞれ相補的である。コントローラ940および990はそれぞれ送信機910および受信機950において種々の処理ユニットの動作を命令する。メモリユニット942および992はそれぞれ、コントローラ940および990によって使用されるプログラムコードおよびデータを記憶する。図10Aは、TXデータ/パイロットプロセッサ920aのブロック図を示しており、これは図9のプロセッサ920の一実施形態であり、またTDMパイロットスキームに使用されてもよい。プロセッサ920a内では、トラヒックデータが符号器1012によって符号化され、インタリーバ1014によってインタリーブされ、シンボルマッパ1016によってデータシンボルにマッピングされる。パイロット生成器1020は、例えば多相系列に基づいてパイロットシンボルを生成する。マルチプレクサMux1022は、TDMコントロールに基づいてデータシンボルを受信し、これにパイロットシンボルを多重化し、1ストリームの多重化データおよびパイロットシンボルを提供する。図10Bは、TXデータ/パイロットプロセッサ920bのブロック図を示しており、これは図9のプロセッサ920の別の実施形態であり、CDMパイロットスキームに使用されてもよい。プロセッサ920b内では、トラヒックデータが符号器1012によって符号化され、インタリーバ1014によってインタリーブされ、シンボルマッパ1016によってデータシンボルにマッピングされる。乗算器1024aは各データシンボルに、データの直交系列{wd}のM個のチップを乗算し、M個のスケーリングデータシンボルを提供する。同様に、乗算器1024bは各パイロットシンボルに、パイロットの直交系列{wp}のM個のチップを乗算し、M個のスケーリングパイロットシンボルを提供する。加算器1026は、例えば図5Cまたは5Dに示されているように、スケーリングデータシンボルにスケーリングパイロットシンボルを加算し、結合シンボルを提供する。図11Aは、IFDMA用のSC-FDMA変調器930aを示しており、これは図9のSC-FDMA変調器930の一実施形態である。変調器930a内では、反復ユニット1112がオリジナル系列のデータ/パイロットシンボルをS回反復し、拡張系列のK個のシンボルを取得する。位相ランプユニット1114は位相ランプを拡張シンボル系列に適用して、周波数変換系列の出力シンボルを生成する。位相ランプは、送信に使用されるサブバンドセットuによって判断される。巡回語頭生成器1116は巡回語頭を周波数変換シンボル系列に付加し、IFDMAシンボルを生成する。図11BはLFDMA用のSC-FDMA変調器930bを示しており、これは図9のSC-FDMA変調器930の別の実施形態である。変調器930b内では、FFTユニット112がNポイントFFTをオリジナル系列のデータ/パイロットシンボルに実行して、1系列のN個の周波数ドメインシンボルを取得する。シンボルサブバンド間マッパー1124はN個の周波数ドメインシンボルを、送信に使用されるN個のサブバンドにマッピングし、K-N個のゼロシンボルを残りのK-N個のサブバンドにマッピングする。IFFTユニット1126はKポイントIFFTをマッパー1124からのK個のシンボルに実行し、1系列のK個の時間ドメイン出力シンボルを提供する。巡回語頭生成器1128は巡回語頭を出力シンボル系列に付加して、LFDMAシンボルを生成する。図12AはSC-FDMA復調器960aのブロック図を示しており、これは図9の復調器960の一実施形態であり、TDMIFDMAパイロットスキームに使用されてもよい。SC-FDMA復調器960a内では、巡回語頭除去ユニット1212が受信IFDMAシンボルごとに巡回語頭を除去する。位相ランプ除去ユニット1214は各受信IFDMAシンボルの位相ランプを除去する。位相ランプ除去はまた、RFからベースバンドへの周波数ダウン変換によって実行されてもよい。デマルチプレクサDemux1220はユニット1214の出力を受信し、受信データシンボルを等化器1230に提供し、受信パイロットシンボルをチャネル推定器980に提供する。チャネル推定器980は、例えばMMSEまたは最小2乗技術を使用して受信パイロットシンボルに基づいてチャネル推定を導出する。等化器1230は、時間ドメインまたは周波数ドメインにおいてチャネル推定によって受信データシンボルに等化を実行し、等化データシンボルを提供する。累算器1232は、同一送信データシンボルの複数個のコピーに対応する等化データシンボルを累算して、データシンボル推定を提供する。図12BはSC-FDMA復調器960bのブロック図を示しており、これは図9の復調器960の別の実施形態であり、CDMIFDMAパイロットスキームに使用されてもよい。SC-FDMA復調器960bは、送信データシンボルを回復するデータチャネライザーと、送信パイロットシンボルを回復するパイロットチャネライザーとを含んでいる。データチャネライザーについて、乗算器1224aはユニット1214の出力にデータ直交系列{wd}のM個のチップを乗算して、スケーリングデータシンボルを提供する。累算器1226aは、送信データシンボルごとにM個のスケーリングデータシンボルを累算し、受信データシンボルを提供する。パイロットチャネライザーについては、乗算器1224bはユニット1214の出力にパイロット直交系列{wp}のM個のチップを乗算して、送信パイロットシンボルごとにM個のスケーリングパイロットシンボルを提供し、これらは累算器1226bによって累算されて、送信パイロットシンボルに対する受信パイロットシンボルを取得する。SC-FDMA復調器960b内の後続のユニットによる処理は、SC-FDMA復調器960aについて上述されたのと同様である。図13Aは、SC-FDMA復調器960cのブロック図を示しており、これは図9の復調器960のさらに別の実施形態であり、TDMLFDMAパイロットスキームに使用されてもよい。SC-FDMA復調器960c内では、巡回語頭除去ユニット1312は受信LFDMAシンボルごとに巡回語頭を除去する。FFTユニット1314は、巡回語頭の除去後にKポイントFFTをLFDMAシンボルに実行して、K個の周波数ドメイン値を提供する。サブバンドシンボル間デマッパ1316はK個の周波数ドメイン値を受信し、送信に使用されるN個のサブバンドのN個の周波数ドメイン値を提供し、残りの周波数ドメイン値を破棄する。IFFTユニット1318はNポイントFFTを、デマッパ1316からのN個の周波数ドメイン値に実行して、N個の受信シンボルを提供する。デマルチプレクサ1320はユニット1318の出力を受信し、受信データシンボルを等化器1330に提供し、受信パイロットシンボルをチャネル推定器980に提供する。等化器1330は、チャネル推定器980からのチャネル推定によって時間ドメインまたは周波数ドメインにおいて受信データシンボルに等化を実行して、データシンボル推定を提供する。図13BはSC-FDMA復調器960dのブロック図を示しており、これは図9の復調器960のさらに別の実施形態であり、CDMLFDMAパイロットスキームに使用されてもよい。SC-FDMA復調器960dは、送信データシンボルを回復するデータチャネライザーと、送信パイロットシンボルを回復するパイロットチャネライザーとを含んでいる。データチャネライザーについて、乗算器1324aはIFFTユニット1318の出力に、データ直交系列{wd}のM個のチップを乗算して、スケーリングデータシンボルを提供する。累算器1326aは送信データシンボルごとにM個のスケーリングデータシンボルを累算し、受信データシンボルを提供する。パイロットチャネライザーについて、乗算器1324bはIFFTユニット1318の出力にパイロット直交系列{wp}のM個のチップを乗算して、送信パイロットシンボルごとにM個のスケーリングパイロットシンボルを提供し、これらは累算器1326bによって累算され、送信パイロットシンボルに対する受信パイロットシンボルを取得する。SC-FDMA復調器960d内の後続のユニットによる処理は、SC-FDMA復調器960cについて上述されたのと同様である。本明細書に説明されているパイロット送信およびチャネル推定技術は種々の手段によって実現されてもよい。例えば、これらの技術はハードウェア、ソフトウェアまたはこれらの組み合わせで実現されてもよい。ハードウェア実現については、送信機でパイロットを生成および送信するために使用される処理ユニット例えば、図9~13Bに示されている処理ユニットの各々、または処理ユニットの組み合わせは1つ以上の特定用途向け集積回路ASIC、ディジタル信号プロセッサDSP、ディジタル信号処理デバイスDSPD、プログラマブル論理デバイスPLD、フィールドプログラマブルゲートアレイFPGA、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子デバイス、本明細書に説明されている機能を実行するように設計されている他の電子ユニットまたはこれらの組み合わせで実現されてもよい。受信機でチャネル推定を実行するために使用される処理ユニットはまた、1つ以上のASIC、DSP、電子デバイスなどで実現されてもよい。ソフトウェア実現については、これらの技術は、本明細書に説明されている機能を実行するモジュール例えば、手順、関数などによって実現されてもよい。ソフトウェアコードはメモリユニット例えば、図9のメモリユニット942や992に記憶されてもよく、プロセッサ例えば、コントローラ940や990によって実行されてもよい。メモリユニットは、プロセッサ内またはプロセッサ外で実現されてもよい。開示されている実施形態についての先行の説明は、当業者が本発明を成し、これを使用できるようにするために提供されている。これらの実施形態に対する種々の修正は当業者には容易に明らかになり、またここに定義されている一般原理は本発明の主旨および範囲を逸脱することなく他の実施形態に適用されてもよい。従って、本発明は、ここに示されている実施形態に制限されることを意図しておらず、ここに開示されている原理および新規の特徴と矛盾しない広範な範囲が認められるべきである。"