"冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、2つのスイッチング素子の直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータと、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の3つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンAの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンAの駆動信号の次には、前記3つのスイッチング素子のうち2つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記3つのスイッチング素子のうち2つのスイッチング素子をオンの状態とし、1つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンBの駆動信号を生成するインバータ制御部とを備えることを特徴とするヒートポンプ装置。前記インバータ制御部は、所定の周波数の基準信号に同期して、3つの電圧指令値Vu,Vv,Vwそれぞれを予め設定された2つの値に順に切り替えて選択する電圧指令選択部と、前記電圧指令選択部が選択した3つの電圧指令値と前記基準信号とを比較して、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えることを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。前記基準信号は、時間に対する値の変化における頂と谷とが特定可能な信号であり、前記電圧指令選択部は、前記基準信号の頂と底との両方のタイミングで前記3つの電圧指令値Vu,Vv,Vwそれぞれを切り替えることを特徴とする請求項2に記載のヒートポンプ装置。前記インバータ制御部は、前記圧縮機に冷媒を圧縮させる圧縮運転モードと、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードとのいずれかで運転し、前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記モータが回転する周波数の交流電圧を前記三相インバータに発生させ、前記加熱運転モードで運転する場合には、前記圧縮運転モードの場合に発生させる交流電圧の周波数より高く、前記モータが回転しない周波数の前記高周波交流電圧を前記三相インバータに発生させることを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。前記ヒートポンプ装置は、さらに、前記三相インバータへ電圧を印加する電源部であって、前記インバータ制御部が前記加熱運転モードで運転する場合には、前記インバータ制御部が前記圧縮運転モードで運転する場合よりも低い電圧を前記三相インバータへ印加する電源部を備えることを特徴とする請求項4に記載のヒートポンプ装置。前記電源部は、三相四線式の交流電源と、前記交流電源の三相交流出力を入力として整流する第1整流器と、前記交流電源のいずれか一相と中性点との出力を入力として整流する第2整流器と、前記インバータ制御部が前記圧縮運転モードで運転する場合には、前記第1整流器で整流された電圧を前記三相インバータへ印加し、前記インバータ制御部が前記加熱運転モードで運転する場合には、前記第2整流器で整流された電圧を前記三相インバータへ印加するように切り替える切替部とを備えることを特徴とする請求項5に記載のヒートポンプ装置。前記三相インバータを構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体であることを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。前記ワイドギャップ半導体は、SiC、GaN、ダイヤモンドのいずれかであることを特徴とする請求項7に記載のヒートポンプ装置。前記三相インバータを構成するスイッチング素子は、スーパージャンクション構造のMOSFETであることを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、第1熱交換器と、膨張機構と、第2熱交換器とが配管により順次接続された冷媒回路を備えるヒートポンプ装置と、前記冷媒回路に接続された前記第1熱交換器で冷媒と熱交換された流体を利用する流体利用装置とを備えるヒートポンプシステムであり、前記ヒートポンプ装置は、さらに、前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、2つのスイッチング素子の直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータと、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の3つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンAの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンAの駆動信号の次には、前記3つのスイッチング素子のうち2つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記3つのスイッチング素子のうち2つのスイッチング素子をオンの状態とし、1つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンBの駆動信号を生成するインバータ制御部とを備えることを特徴とするヒートポンプシステム。冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、2つのスイッチング素子の直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータとを備えるヒートポンプ装置における前記三相インバータの制御方法であり、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御工程であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の3つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンAの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンAの駆動信号の次には、前記3つのスイッチング素子のうち2つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記3つのスイッチング素子のうち2つのスイッチング素子をオンの状態とし、1つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンBの駆動信号を生成するインバータ制御工程を備えることを特徴とする三相インバータの制御方法。特許文献1には、高周波の低電圧についての詳細な記載がない。そのため、どのような高周波の低電圧を圧縮機に供給するかがわからない。特許文献2には、25kHzといった高周波の単相交流電源を印加することが記載されている。高周波の単相交流電源であるため、特許文献2の図3に示されるように、全てのスイッチング素子がオフとなる全オフ区間が比較的長く発生することになる。全オフ区間では、高周波電流は還流ダイオードを介してモータへ還流せずに、直流電源に回生される。そのため、全オフ区間では、電流の減衰が早く、モータに効率的に高周波電流が流れないため、圧縮機の加熱効率が悪くなってしまう。この発明は、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することを目的とする。この発明に係るヒートポンプ装置は、冷媒を圧縮する圧縮機構を有する圧縮機と、前記圧縮機が有する前記圧縮機構を動作させるモータと、前記モータに所定の電圧を印加するインバータであって、2つのスイッチング素子の直列接続部を3個並列に接続して構成された三相インバータと、前記三相インバータの各スイッチング素子に対応する6つの駆動信号を生成し、生成した各駆動信号を前記三相インバータの対応するスイッチング素子へ出力することにより、前記三相インバータに高周波交流電圧を発生させるインバータ制御部であって、前記三相インバータの正電圧側又は負電圧側の3つのスイッチング素子の全てをオンの状態とするスイッチングパターンAの駆動信号を生成するとともに、前記スイッチングパターンAの駆動信号の次には、前記3つのスイッチング素子のうち2つ以上のスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンの駆動信号を生成することなく、前記3つのスイッチング素子のうち2つのスイッチング素子をオンの状態とし、1つのスイッチング素子をオフの状態とするスイッチングパターンBの駆動信号を生成するインバータ制御部とを備えることを特徴とする。この発明に係るヒートポンプ装置では、高周波電圧を三相インバータに印加するため、モータの鉄損と、巻き線に流れる電流により発生する銅損とによって、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。特に、この発明に係るヒートポンプ装置では、正電圧側の3つのスイッチング素子の全てがオンの状態から、前記正電圧側の3つのスイッチング素子のうち2つ以上のスイッチング素子が同時にオフになることなく、1つのスイッチング素子がオフになる。そのため、モータに電流を効率的に流すことができ、結果として圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。実施の形態1.図1は、実施の形態1におけるヒートポンプ装置100の構成を示す図である。ヒートポンプ装置100は、圧縮機1、四方弁2、熱交換器3、膨張機構4、熱交換器5が冷媒配管6によって順次接続された冷凍サイクルを備える。圧縮機1の内部には、冷媒を圧縮する圧縮機構7と、圧縮機構7を動作させるモータ8とが設けられている。また、モータ8に電圧を与え駆動させるインバータ9は、モータ8と電気的に接続されている。インバータ9の直流電源10には、その電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部11が設けられている。インバータ9の制御入力端は、インバータ制御部12と接続されている。インバータ制御部12は、加熱判定部13、電圧指令生成部14電圧指令選択部、PWM信号生成部15駆動信号生成部を備える。インバータ9は、2つのスイッチング素子16aと16d、16bと16e、16cと16fの直列接続回路が、三相分並列接続された三相インバータである。インバータ9は、インバータ制御部12から送られたPWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN駆動信号により、それぞれに対応したスイッチング素子UPは16a、VPは16b、WPは16c、UNは16d、VNは16e、WNは16fを駆動する。インバータ制御部12は、加熱判定部13が圧縮機1内に液冷媒が滞留した状態冷媒が寝込んだ状態であると判断した場合に、電圧指令生成部14にてモータ8に印加する電圧の指令値Vu、Vv、Vwを求める。そして、電圧指令生成部14が求めた電圧指令値Vu、Vv、Vwを元に、PWM信号生成部15にてPWM信号を生成する。PWM信号生成部15のPWM信号の基本的な生成方法について説明する。図2は、PWM信号生成部15の入出力波形を示す図である。例えば、電圧指令値Vu、Vv、Vwを式1~式3のように位相が2π/3づつ異なる正弦波と定義する。但し、θは電圧指令値の位相運転指令の一例、Aは電圧指令値の振幅である。1Vu=Acosθ2Vv=Acosθ-2/3π3Vw=Acosθ2/3π電圧指令生成部14は、電圧位相指令θと振幅Aとに基づき、式1~式3により電圧指令値Vu、Vv、Vwを計算し、計算した電圧指令値Vu、Vv、VwをPWM信号生成部15へ出力する。PWM信号生成部15は、電圧指令値Vu、Vv、Vwと、所定の周波数で振幅Vdc/2のキャリア信号基準信号とを比較し、相互の大小関係に基づきPWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WNを生成する。なお、Vdcは、母線電圧検出部11にて検出される母線電圧である。例えば、電圧指令値Vuがキャリア信号よりも大きい場合には、UPはスイッチング素子16aをオンにする電圧を出力し、UNはスイッチング素子16dをオフにする電圧を出力する。また、電圧指令値Vuがキャリア信号よりも小さい場合には、逆に、UPはスイッチング素子16aをオフにする電圧を出力し、UNはスイッチング素子16dをオンにする電圧を出力する。他の信号についても同様であり、電圧指令値Vvとキャリア信号との比較によりVP、VNが決定され、電圧指令値Vwとキャリア信号との比較によりWP、WNが決定される。一般的なインバータの場合、相補PWM方式を採用しているため、UPとUN、VPとVN、WPとWNは互いに逆の関係となる。そのため、スイッチングパターンは全部で8通りとなり、8通りのスイッチングパターンを組み合わせることでインバータは電圧を出力する。図3は、8通りのスイッチングパターンを示す図である。なお、図3では、各スイッチングパターンで発生する電圧ベクトルにV0~V7の符号を付している。また、各電圧ベクトルの電圧の方向を±U,±V,±W電圧が発生しない場合には0で表している。ここで、Uとは、U相を介してモータ8へ流入し、V相及びW相を介してモータ8から流出するU相方向の電流を発生させる電圧であり、-Uとは、V相及びW相を介してモータ8へ流入し、U相を介してモータ8から流出する-U相方向の電流を発生させる電圧である。±V,±Wについても同様の解釈である。図3に示すスイッチングパターンを組み合わせて電圧ベクトルを出力することでインバータ9に所望の電圧を出力させることができる。このときに位相θを高速で変化させ、電圧指令値Vu、Vv、Vwを定義する変調波図2では3つの正弦波の周波数を高くすることにより、高周波の電圧を出力することが可能となる。なお、電圧が発生しない電圧ベクトルV0、V7をゼロベクトルと呼び、他の電圧ベクトルを実ベクトルと呼ぶ。式1~式3以外にも二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令値Vu、Vv、Vwを求めてもよい。次に、インバータ制御部12の動作について説明する。図4は、インバータ制御部12の動作を示すフローチャートである。S1:加熱判断ステップ加熱判定部13は、圧縮機1の運転停止中に、圧縮機1内に冷媒が滞留したか否かにより、電圧指令生成部14を動作させるかを判断する。圧縮機1内に冷媒が滞留したため電圧指令生成部14を動作させると加熱判定部13が判断した場合S1でYES、処理をS2へ進め、予熱用のPWM信号を発生させる加熱運転モードへ移行する。一方、圧縮機1内に冷媒が滞留していないため電圧指令生成部14を動作させないと加熱判定部13が判断した場合S1でNO、所定時間経過後に、再び電圧指令生成部14を動作させるかを判断する。S2:電圧指令値生成ステップ電圧指令生成部14は、電圧位相指令θと振幅Aとに基づき、式1~式3により電圧指令値Vu、Vv、Vwを計算し、計算した電圧指令値Vu、Vv、VwをPWM信号生成部15へ出力する。S3:PWM信号生成ステップPWM信号生成部15は、電圧指令生成部14が出力した電圧指令値Vu、Vv、Vwをキャリア信号と比較して、PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WNを得て、インバータ9へ出力する。これにより、インバータ9のスイッチング素子17a~17fを駆動してモータ8に高周波電圧を印加する。モータ8に高周波電圧を印加することにより、モータ8の鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損とで効率よくモータ8が加熱される。モータ8が加熱されることにより、圧縮機1内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機1の外部へと漏出する。所定の時間経過後、再びS1へ戻りさらに加熱が必要かを判定する。なお、圧縮動作時圧縮運転モードの運転周波数以上の高周波電圧をモータ8に印加すれば、モータ8内のロータが周波数に追従できなくなり、回転や振動が発生することが無くなる。一般に、圧縮動作時の運転周波数は、高々1kHzである。そのため、1kHz以上の高周波電圧をモータ8に印加すればよい。さらに、14kHz以上の高周波電圧をモータ8に印加すれば、モータ8の鉄心の振動音がほぼ可聴周波数上限に近づくため、騒音の低減にも効果がある。ここで、一般的なインバータの場合、キャリア信号の周波数であるキャリア周波数はインバータのスイッチング素子のスイッチングスピードにより上限が決まっている。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難である。なお、一般的なIGBTInsulatedGateBipolarTransistorの場合、スイッチングスピードの上限は20kHz程度である。また、電圧指令値Vu、Vv、Vwを定義する変調波の周波数がキャリア周波数の1/10程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす虞がある。この点を考慮し、キャリア周波数を20kHzとした場合に、変調波の周波数をキャリア周波数の1/10の2kHz以下とすると、高周波電圧の周波数は可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。そこで、加熱運転モードでは、電圧指令生成部14は、図2に基づき説明した方法により電圧指令値Vu、Vv、Vwを計算するのではなく、キャリア信号に同期させて電圧指令値Vu、Vv、VwをHiここでは、AとLoここでは、-Aとに交互に切り替える。図5は、キャリア信号の頂山及び底谷のタイミングで、電圧指令値Vu、Vv、Vwを交互に切り替えた場合のタイミングチャートである。なお、図5では、キャリア信号の底から頂までの区間以下、前半と呼ぶで、電圧指令値VuをLo、電圧指令値Vv、VwをHiとし、キャリア信号の頂から底までの区間以下、後半と呼ぶで、電圧指令値VuをHi、電圧指令値Vv、VwをLoとしている。また、UPとUN、VPとVN、WPとWNはそれぞれオン/オフ状態が逆であり、一方がわかれば他方もわかるため、ここではUP、VP、WPのみを示している。図5に示す電圧指令値Vu、Vv、Vwをキャリア信号と比較すると、図5に示すようにPWM信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、V0UP=VP=WP=0、V4UP=1、VP=WP=0、V7UP=VP=WP=1、V3UP=0、VP=WP=1、V0UP=VP=WP=0、の順で変化する。図6は、図5に示す電圧ベクトルの変化の説明図である。なお、図6では、破線で囲まれたスイッチング素子16がオン、破線で囲まれていないスイッチング素子16がオフの状態であることを表している。図6に示すように、V0ベクトル、V7ベクトル印加時はモータ8の線間が短絡状態となり、電圧が出力されない。この場合、モータ8のインダクタンスに蓄えられたエネルギーが電流となって短絡回路中を流れる。つまり、インバータ9のスイッチング素子16a~16fの逆並列に接続されたダイオード17により、モータ8とインバータ9とを循環する還流電流が流れる。また、V4ベクトル印加時には、U相を介してモータ8へ流入し、V相及びW相を介してモータ8から流出するU相方向の電流Iuの電流が流れ、V3ベクトル印加時には、V相及びW相を介してモータ8へ流入し、U相を介してモータ8から流出する-U相方向の電流-Iuの電流がモータ8の巻線に流れる。つまり、V4ベクトル印加時と、V3ベクトル印加時とでは逆方向の電流がモータ8の巻線に流れる。そして、電圧ベクトルがV0、V4、V7、V3、V0、の順で変化するため、Iuの電流と-Iuの電流とが交互にモータ8の巻線に流れることになる。特に、図5に示すように、V4ベクトルとV3ベクトルとが1キャリア周期1/fcの間に現れるため、キャリア周波数fcに同期した交流電圧をモータ8の巻線に印加することが可能となる。また、V4ベクトルIuの電流とV3ベクトル-Iuの電流とが交互に出力されるため、正逆のトルクが瞬時切り替わる。そのため、トルクが相殺されることによりロータの振動を抑えた電圧の印加が可能となる。図7は、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合における出力電圧とモータ8に流れる電流との説明図である。図7に示すように、モータ8に流れる電流は、電圧ベクトルV4の時に増加し、電圧ベクトルV3の時に減少する。また、ゼロベクトルである電圧ベクトルV0、V7の時は、上述したように、インバータ9のスイッチング素子16a~16fの逆並列に接続されたダイオード17により、モータ8とインバータ9とを循環する還流電流が流れる。なお、スイッチング素子全てをオフにすると、上述した還流電流は流れることができず、逆並列に接続されたダイオードのみに電流が流れ、直流電源10へ電流が流れ込む回生モードとなる。直流電源10は、電荷を蓄積するコンデンサで構成されることが一般的であるため、回生モードの場合、モータ8に流れている電流は急峻に減衰する。そのため、スイッチング素子16a~16fをオンする時間を長くする必要がある。スイッチング素子16a~16fに、ダイオードよりオン電圧閾値電圧の高いIGBTなどを利用している場合、スイッチング素子16a~16fをオンする時間を長くすると、電流が流れることで発生する通流損などが増加してしまう。実施の形態1に係るヒートポンプ装置100では、スイッチング素子全てをオフにせず、ゼロベクトルという電流がモータ8を還流する状態を利用することにより、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。図8は、キャリア信号の頂及び底のタイミングで、電圧指令値Vu、Vv、Vwを交互に切り替えた場合における図5とは異なるタイミングチャートである。図5と図8との違いは、キャリア周波数の位相と電圧指令Vu、Vv、Vwの位相との関係が反転している点である。つまり、図8では、キャリア信号の前半で、電圧指令値VuをHi、電圧指令値Vv、VwをLoとし、キャリア信号の後半で、電圧指令値VuをLo、電圧指令値Vv、VwをHiとしている。図8に示す電圧指令値Vu、Vv、Vwをキャリア信号と比較すると、図8に示すようにPWM信号が変化する。そして、電圧ベクトルは、V0UP=VP=WP=0、V3UP=0、VP=WP=1、V7UP=VP=WP=1、V4UP=1、VP=WP=0、V0UP=VP=WP=0の順で変化する。つまり、図5では、図6に示す電圧ベクトルがV0から時計回りに変化していた。これに対して、図8では、図6に示す電圧ベクトルがV0から反時計回りに変化する。図9は、図8に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合における出力電圧とモータ8に流れる電流との説明図である。なお、図9において、破線は、図7に示すつまり、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合における出力電圧とモータ8に流れる電流とを示す。図9に示すように、実ベクトルである電圧ベクトルV3、V4にて電流が反転して交流の高周波電流が生成される。しかし、図8に示す位相関係の場合は、図5に示す位相関係の場合に比べて、出力電圧の立ち上りが遅く、電圧指令値Vu、Vv、Vwに対し出力電圧が低くなる現象が発生する。その結果、モータ8に流れる電流の極性変化が遅れ、モータ8に流れる電流量が、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合と比較して少なくなる破線参照。したがって、図8に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合に比べて、モータ8を予熱する電力が小さくなり、同じ電圧指令値Vu、Vv、Vwにも拘らず予熱量が減少してしまう。図8に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、出力電圧の立ち上りが遅くなる理由について説明する。図8に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、電圧ベクトルは、V0、V3、V7、V4、V0、と順に変化する。この電圧ベクトルの軌跡においては、V0からV3へ変化する場合と、V7からV4へ変化する場合とにおいて、正電圧側又は負電圧側の2相分のスイッチング素子が同時に変化する2相スイッチングが発生している図6参照。つまり、ゼロベクトルから実ベクトルへ変化する場合において、2相スイッチングが発生している。図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合でも2相スイッチングは発生している。しかし、図5に示すPWM信号でインバータ9を動作させた場合、電圧ベクトルは、V0、V4、V7、V3、V0、と順に変化する。そのため、2相スイッチングが発生するのは、V4からV7へ変化する場合と、V3からV0へ変化する場合とである図6参照。つまり、実ベクトルからゼロベクトルへ変化する場合において、2相スイッチングが発生している。2相スイッチングが発生した場合、スイッチング素子16を構成するアームが2つ同時に変化する。例えば、V0からV3へ変化する場合、VP=WP=0がVP=WP=1に変化する。すなわち、スイッチング素子16e、16fがオンからオフになり、スイッチング素子16b、16cがオフからオンなる。ゼロベクトル出力時は、電流の変化は、モータ8のインピーダンス消費による減衰だけであるため、時間当たりの電流の変化の大きさを示す電流時間変化率di/dtは小さい。一方、実ベクトル出力時は、電流の極性を変化させており、電流時間変化率di/dtは大きい。ここで、2相スイッチングが発生すると電流時間変化率di/dtが小さくなる場合がある。実ベクトルからゼロベクトルに変化する場合、電流時間変化率di/dtが大きい状態から小さい状態に変化する。この場合、2相スイッチングが発生して電流時間変化率di/dtが小さくなったとしても、もともと電流時間変化率di/dtが小さい状態に変化する場合であるため、影響は少ない。しかし、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合は、電流時間変化率di/dtが小さい状態から大きい状態に変化する場合である。この場合、2相スイッチングが発生して電流時間変化率di/dtが小さくなると、電流時間変化率di/dtを大きい状態に変化させようとしているにも関わらず、電流時間変化率di/dtが小さくなってしまうため、影響が大きい。つまり、電流を大きく変化させる状態に変化させようとしているにも関わらず、電流を大きく変化させることができなくなってしまうこの影響により、モータ8電流の極性変化が遅れる。そのため、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に2相スイッチングが発生すると、モータ8に流れる電流の極性変化が遅れてしまう。また、高周波電圧を印加することで、モータ8のインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が少なくなり、インバータ9に流れる電流も少なくなる。ここで、2相スイッチングが発生する場合、モータ8に流れる電流は、2つのスイッチング素子に分流して流れていたものが同時オフして、逆並列に接続されたダイオード17へ転流することになる。しかし、上述したように、インバータ9に流れる電流が少ないため、スイッチング素子16をオフした時のテールが発生し、電流が0になるまでに時間がかかる。そのため、2相スイッチングが発生すると、出力電圧の立ち上りが遅くなり、モータ8に流れる電流の極性変化が遅れてしまう。そこで、電圧指令生成部14は、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に、2相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成せず、実ベクトルからゼロベクトルへの変化する場合のみ、2相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成する。これにより、スイッチング素子16のオンオフ切替えによる電流の転流をスムーズに行うことができる。その結果、出力電圧の立ち上りの遅れが抑制でき、電圧指令値通りの出力電圧が得られ、予熱量を確保できる。なお、インバータ9には一般的にTdと呼ばれる上下アーム短絡防止時間が設定されている。Td期間中は、スイッチング素子全てがオフとなり、還流電流が流れる。そのため、Td期間中は、ゼロベクトル時より電流減衰が早く、図9に基づき説明した出力電圧歪みが発生し易い。したがって、Tdを有するインバータを用いた場合、ゼロベクトルから実ベクトルに変化する場合に、2相スイッチングが発生するような電圧指令値を生成しないことによる効果が顕著に現れる。以上のように、実施の形態1に係るヒートポンプ装置100は、高周波電圧をモータ8に印加することで、モータの鉄損と、巻き線に流れる電流により発生する銅損とによって、圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。特に、ゼロベクトルから実ベクトルへ変化する場合における2相スイッチングが発生するような電圧指令値の生成を禁止しているため、モータに電流を効率的に流すことができ、結果として圧縮機内に滞留した冷媒を効率よく加熱することができる。また、高周波電圧をモータ8に印加しているため、回転トルクや振動が発生することがない。なお、近年のヒートポンプ装置用の圧縮機のモータには高効率化のためIPMInteriorPermanentMagnet構造のモータや、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻きモータが広く用いられる。集中巻きモータは、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要がある。巻線に多量の電流を流すと、インバータ9に流れる電流も多くなり、インバータ損失が大きくなる。そこで、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなる。そのため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに、巻線に流れる電流が小さくなるため、インバータに流れる電流も小さくなり、インバータ9の損失も低減でき、より効率の高い加熱が可能となる。また、上述した高周波電圧印加による加熱を行うと、圧縮機がIPM構造のモータである場合、高周波磁束が鎖交するロータ表面も発熱部となる。そのため、冷媒接触面増加や圧縮機構への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。また、圧縮運転モードにおける直流電圧より、加熱モードにおける直流電圧を低くしてもよい。これにより、高周波によるスイッチング損失を低減できる。図10は、インバータ9の電源部30の構成例を示す図である。なお、図1では、電源部30を直流電源10として示していた。電源部30は、三相四線式の交流電源31と、交流電源31の三相交流出力を整流する三相整流器32第1整流器と、DCL33と、三相整流器32の出力を平滑する平滑コンデンサ34と、ACL35と、交流電源31のいずれか一相と中性点との出力を入力として整流する単相整流器36第2整流器と、単相整流器36の出力を平滑する平滑コンデンサ37と、平滑コンデンサ34と平滑コンデンサ37とのいずれからインバータ9へ電圧を出力するかを切り替える切替部38とを備える。交流電源31は、三相四線式であるため、平滑コンデンサ34と平滑コンデンサ37の両端電圧は異なる。平滑コンデンサ37の両端電圧は、平滑コンデンサ34の両端電圧の1/√3倍である。圧縮運転モードでは、平滑コンデンサ34の両端電圧を用いてインバータ9を駆動する。しかし、加熱運転モードでは、平滑コンデンサ34の両端電圧を用いてインバータ9を駆動すると、高周波化によりモータ8のインダクタンス成分によって電流が低減して電流が流れることによる導通損失は低減できるが、スイッチング損失自体は増加してしまう。なお、スイッチング損失はインバータ9の入力電圧に依存する。そこで、加熱運転モードでは、平滑コンデンサ34の両端電圧ではなく、平滑コンデンサ37の両端電圧を用いてインバータ9を駆動する。つまり、圧縮運転モードにおいては、平滑コンデンサ34からインバータ9へ電圧を出力し、加熱運転モードにおいては、平滑コンデンサ37からインバータ9へ電圧を出力するように切替部38を切り替える。上述したように、平滑コンデンサ37の両端電圧は、平滑コンデンサ34の両端電圧の1/√3倍である。したがって、圧縮運転モード時よりも、加熱運転モード時におけるインバータ9の入力電圧を低下させることができ、スイッチング損失を低減することができる。これにより、加熱運転モードにおけるインバータ9におけるスイッチング損失を低減でき、インバータ9の効率を向上させ、消費電力を低減できる。また、電圧が低下したことによりスイッチングノイズも低減でき、ノイズ対策を安価に実現できる。もちろん、図10に基づき説明した方法ではなく、他の方法により圧縮運転モードにおける電圧よりも加熱運転モードにおける直流電圧を低下させてもよい。また、インバータ9を構成するスイッチング素子16a~16fと、これに並列に接続されたダイオード17a~17fには、現在一般的には珪素Siを材料とする半導体を用いるのが主流である。しかし、これに代えて、炭化珪素SiCや窒化ガリウムGaN、ダイヤモンドを材料とするワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、耐熱性も高い。そのため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。さらに、このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子は、電力損失が低い。そのため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。なお、スイッチング素子16a~16f及びダイオード17a~17fの両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、いずれか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよい。また、上側スイッチング素子16a~16cもしくは下側スイッチング素子16d~16fだけをワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。この場合、ゼロベクトルとなる電圧ベクトルをワイドバンドギャップ半導体で構成した側に合わせて配置することにより、電流が流れることにより発生する通流損失を低減することができる。また、スイッチング素子16a~16fと逆並列に接続されているダイオード17のみワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。これは、還流電流がモータ8のインピーダンスだけで流れるためである。特に、還流電流が流れる時間が長くなるような電圧指令値の低い場合に効果が大きい。また、ワイドバンドギャップ半導体を用いた場合、耐熱性が向上するため、加熱運転モードにおける高周波電圧の印加時には、空冷のためのファンモータを停止してもよい。特に、モータ8の運転停止時に冷媒が圧縮機1に滞留することを防止するための予熱通電を行うため、運転停止時運転待機時の消費電力をファンモータ駆動分だけさらに削減できる。これにより、一層の待機電力削減が実現できる。その他、高効率なスイッチング素子として知られているスーパージャンクション構造のMOSFETMetal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistorを用いることでも同様の効果を得ることが可能である。また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難である。そのため、他の方式の圧縮機に比べ、液圧縮した場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する可能性が高い。しかし、実施の形態1のヒートポンプ装置100では、圧縮機1の効率の良い加熱が可能であり、圧縮機1内の液冷媒の滞留を抑制することできる。そのため、液圧縮を防止することができるので、圧縮機1としてスクロール圧縮機を用いた場合にも効果的である。また、周波数10kHz、出力50Wを超える加熱機器の場合、法令による制約を受ける場合もある。そのため、事前に50Wを超えないよう電圧指令値の振幅の調整や、流れる電流や電圧を検出して50W以下となるようフィードバック制御を行うようにしてもよい。なお、インバータ制御部12は、CPUCentralProcessingUnitやDSPDigitalSignalProcessor、マイクロコンピュータマイコン、電子回路などで構成される。次に、ヒートポンプ装置100の回路構成の一例について説明する。なお、例えば、図1では、圧縮機1と、四方弁2と、熱交換器3と、膨張機構4と、熱交換器5とが配管により順次接続されたヒートポンプ装置100について示した。ここでは、より具体的な構成のヒートポンプ装置100について説明する。図11は、実施の形態1に係るヒートポンプ装置100の回路構成図である。図12は、図11に示すヒートポンプ装置100の冷媒の状態についてのモリエル線図である。図12において、横軸は比エンタルピ、縦軸は冷媒圧力を示す。ヒートポンプ装置100は、圧縮機41と、熱交換器42と、膨張機構43と、レシーバ44と、内部熱交換器45と、膨張機構46と、熱交換器47とが配管により順次接続され、冷媒が循環する主冷媒回路48を備える。なお、主冷媒回路48において、圧縮機41の吐出側には、四方弁49が設けられ、冷媒の循環方向が切り替え可能となっている。また、熱交換器47の近傍には、ファン50が設けられる。また、圧縮機41は、上記実施の形態で説明した圧縮機1であり、インバータ9によって駆動されるモータ8と圧縮機構7とを有する圧縮機である。さらに、ヒートポンプ装置100は、レシーバ44と内部熱交換器45との間から、圧縮機41のインジェクションパイプまでを配管により繋ぐインジェクション回路52を備える。インジェクション回路52には、膨張機構51、内部熱交換器45が順次接続される。熱交換器42には、水が循環する水回路53が接続される。なお、水回路53には、給湯器、ラジエータや床暖房等の放熱器等の水を利用する装置が接続される。まず、ヒートポンプ装置100の暖房運転時の動作について説明する。暖房運転時には、四方弁49は実線方向に設定される。なお、この暖房運転とは、空調で使われる暖房だけでなく、水に熱を与えて温水を作る給湯も含む。圧縮機41で高温高圧となった気相冷媒図12の点1は、圧縮機41から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器42で熱交換されて液化する図12の点2。このとき、冷媒から放熱された熱により、水回路53を循環する水が温められ、暖房や給湯に利用される。熱交換器42で液化された液相冷媒は、膨張機構43で減圧され、気液二相状態になる図12の点3。膨張機構43で気液二相状態になった冷媒は、レシーバ44で圧縮機41へ吸入される冷媒と熱交換され、冷却されて液化される図12の点4。レシーバ44で液化された液相冷媒は、主冷媒回路48と、インジェクション回路52とに分岐して流れる。主冷媒回路48を流れる液相冷媒は、膨張機構51で減圧され気液二相状態となったインジェクション回路52を流れる冷媒と内部熱交換器45で熱交換されて、さらに冷却される図12の点5。内部熱交換器45で冷却された液相冷媒は、膨張機構46で減圧されて気液二相状態になる図12の点6。膨張機構46で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器47で外気と熱交換され、加熱される図12の点7。そして、熱交換器47で加熱された冷媒は、レシーバ44でさらに加熱され図12の点8、圧縮機41に吸入される。一方、インジェクション回路52を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構51で減圧されて図12の点9、内部熱交換器45で熱交換される図12の点10。内部熱交換器45で熱交換された気液二相状態の冷媒インジェクション冷媒は、気液二相状態のまま圧縮機41のインジェクションパイプから圧縮機41内へ流入する。圧縮機41では、主冷媒回路48から吸入された冷媒図12の点8が、中間圧まで圧縮、加熱される図12の点11。中間圧まで圧縮、加熱された冷媒図12の点11に、インジェクション冷媒図12の点10が合流して、温度が低下する図12の点12。そして、温度が低下した冷媒図12の点12が、さらに圧縮、加熱され高温高圧となり、吐出される図12の点1。なお、インジェクション運転を行わない場合には、膨張機構51の開度を全閉にする。つまり、インジェクション運転を行う場合には、膨張機構51の開度が所定の開度よりも大きくなっているが、インジェクション運転を行わない際には、膨張機構51の開度を所定の開度より小さくする。これにより、圧縮機41のインジェクションパイプへ冷媒が流入しない。ここで、膨張機構51の開度は、マイクロコンピュータ等の制御部により電子制御により制御される。次に、ヒートポンプ装置100の冷房運転時の動作について説明する。冷房運転時には、四方弁49は破線方向に設定される。なお、この冷房運転とは、空調で使われる冷房だけでなく、水から熱を奪って冷水を作ることや、冷凍等も含む。圧縮機41で高温高圧となった気相冷媒図12の点1は、圧縮機41から吐出され、凝縮器であり放熱器となる熱交換器47で熱交換されて液化する図12の点2。熱交換器47で液化された液相冷媒は、膨張機構46で減圧され、気液二相状態になる図12の点3。膨張機構46で気液二相状態になった冷媒は、内部熱交換器45で熱交換され、冷却され液化される図12の点4。内部熱交換器45では、膨張機構46で気液二相状態になった冷媒と、内部熱交換器45で液化された液相冷媒を膨張機構51で減圧させて気液二相状態になった冷媒図12の点9とを熱交換させている。内部熱交換器45で熱交換された液相冷媒図12の点4は、主冷媒回路48と、インジェクション回路52とに分岐して流れる。主冷媒回路48を流れる液相冷媒は、レシーバ44で圧縮機41に吸入される冷媒と熱交換されて、さらに冷却される図12の点5。レシーバ44で冷却された液相冷媒は、膨張機構43で減圧されて気液二相状態になる図12の点6。膨張機構43で気液二相状態になった冷媒は、蒸発器となる熱交換器42で熱交換され、加熱される図12の点7。このとき、冷媒が吸熱することにより、水回路53を循環する水が冷やされ、冷房や冷凍に利用される。そして、熱交換器42で加熱された冷媒は、レシーバ44でさらに加熱され図12の点8、圧縮機41に吸入される。一方、インジェクション回路52を流れる冷媒は、上述したように、膨張機構51で減圧されて図12の点9、内部熱交換器45で熱交換される図12の点10。内部熱交換器45で熱交換された気液二相状態の冷媒インジェクション冷媒は、気液二相状態のまま圧縮機41のインジェクションパイプから流入する。圧縮機41内での圧縮動作については、暖房運転時と同様である。なお、インジェクション運転を行わない際には、暖房運転時と同様に、膨張機構51の開度を全閉にして、圧縮機41のインジェクションパイプへ冷媒が流入しないようにする。また、上記説明では、熱交換器42は、冷媒と、水回路53を循環する水とを熱交換させるプレート式熱交換器のような熱交換器であるとして説明した。熱交換器42は、これに限らず、冷媒と空気を熱交換させるものであってもよい。また、水回路53は、水が循環する回路ではなく、他の流体が循環する回路であってもよい。以上のように、ヒートポンプ装置100は、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等のインバータ圧縮機を用いたヒートポンプ装置に利用することができる。"