"差動四位相偏移変調された光信号を受信する差動四位相偏移変調光受信回路であって、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、前記光電気変換部から出力される複数の電気信号から、複数のデータ信号を再生するために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、該クロック信号生成部で生成された前記共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、をそなえ、該クロック信号生成部が、入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振器と、該クロック発振器で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、複数の位相比較回路と、該複数の位相比較回路からの前記位相差に応じた信号の値の平均を演算し、前記演算結果となる信号を前記制御信号として前記クロック発振器に供給する平均演算回路と、をそなえ、該クロック発振器が、該平均演算回路からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴とする、差動四位相偏移変調光受信回路。該光電気変換部が、前記受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された2つの電気信号を出力し、該データ再生部が、該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した2つのデータ信号をそれぞれ再生し、該クロック信号生成部が、該データ再生部で前記2つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、該複数の位相比較部として、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、2つの位相比較部をそなえ、該平均演算回路が、該2つの位相比較部からの前記位相差に応じた値を有する信号の平均を演算し、前記平均の演算結果となる値を有する信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給することを特徴とする、請求項1記載の差動四位相偏移変調光受信回路。しかしながら、上述の図15に示すDQPSK光受信回路100では、クロック抽出に使用している♯1系における光フロントエンド部符号102-1,103-1参照の利得が低下したり、遅延干渉計102-1での遅延特性のズレなどが発生した場合には、抽出するクロックに劣化が発生したりするので、♯2系での光フロントエンド部符号102-2,103-2における利得特性や遅延特性等が正常であっても、♯1系の信号のみならず♯2系の信号についても、ディジタル化処理部105での識別特性が劣化する場合があるという課題がある。また、♯1系および♯2系の光フロントエンド部において上述のごとき利得特性の低下や遅延特性のズレなどが発生する場合には、図16に示すように、ディジタル化処理部105への♯1系および♯2系の入力信号の位相ズレt1即ち上述した所期の位相差π/2からのズレが発生する。この位相ズレは、ディジタル化処理部105での相対的な識別点ズレt2に相当する。即ち、自身の系統の信号からクロックCを抽出している♯1系の信号については、DFF105bでは適正な識別タイミングで識別を行なうことができるが、自身の系統の信号からクロックを抽出していない側の信号、即ち♯2系の信号については、DFF105cにおける実効的な識別位相余裕が劣化することにつながる、という課題もある。本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することを目的とする。また、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての実効的な位相余裕を改善することを目的とする。1このため、本発明の差動四位相偏移変調光受信回路は、差動四位相偏移変調された光信号を受信する差動四位相偏移変調光受信回路であって、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、前記光電気変換部から出力される複数の電気信号から、複数のデータ信号を再生するために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、該クロック信号生成部で生成された前記共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、をそなえ、該クロック信号生成部が、入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、複数の位相比較部と、該複数の位相比較部からの前記位相差に応じた信号の値の平均を演算し、前記演算結果となる信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給する平均演算回路と、をそなえ、該クロック発振部が、該平均演算回路からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴としている。2この場合において、該光電気変換部が、前記受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された2つの電気信号を出力し、該データ再生部が、該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した2つのデータ信号をそれぞれ再生し、該クロック信号生成部が、該データ再生部で前記2つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、該複数の位相比較部として、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相さに応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、2つの位相比較部をそなえ、該平均演算回路が、該2つの位相比較部からの前記位相差に応じた値を有する信号の平均を演算し、前記平均の演算結果となる値を有する信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給することとすることもできる。このように、本発明によれば、平均演算回路により、複数の位相比較回路からの位相差に応じた信号の値の平均を演算し、演算結果となる信号を制御信号としてクロック発振器に供給し、クロック発振器により、平均演算回路からの制御信号に応じて発生するクロック信号を、データ再生部への共通のクロック信号として供給することができるので、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができるほか、一の系列の電気信号からクロック信号を抽出した場合に比べて、他の系列の電気信号についての識別タイミングの実効的な位相余裕を改善させることができる利点もある。以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。なお、本発明は、以下の実施の形態に限定されるものではない。又、上述の本願発明の目的のほか、他の技術的課題,その技術的課題を解決する手段及び作用効果についても、以下の実施の形態による開示によって明らかとなる。a第1実施形態の説明図1は本発明の第1実施形態にかかるDQPSK光受信回路を示す図である。この図1に示すDQPSK光受信回路1は、nを2としたM=22=4とした差動4位相偏移変調DQPSK変調された光信号を受信する差動4位相偏移変調光受信回路である。この図1に示すDQPSK光受信回路1は、前述の図15に示すものとは異なるディジタル化処理部6をそなえている。又、8は電気接点である。尚、光スプリッタ2,遅延干渉計3-1,3-2,バランスドフォトダイオード4-1,4-2,トランスインピーダンスアンプTIA5-1,5-2およびMUX7は、それぞれ前述の図15に示すもの符号101,102-1,102-2,103-1,103-2,104-1,104-2,106と同様である。すなわち、光フロントエンドをなす2系統の遅延干渉計3-1,3-2,バランスドフォトダイオード4-1,4-2およびTIA5-1,5-2により、光スプリッタ2で受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された2つの電気信号を出力する光電気変換部を構成する。また、ディジタル化処理部6は、TIA5-1,5-2から2系統♯1系および♯2系の入力電気信号を入力されて、共通のクロック信号を定めるとともに、定められたクロック信号を用いてハイレベルおよびローレベルが識別された2系統のディジタル信号をそれぞれ出力するものである。このディジタル化処理部6は、前述の図15に示すもの符号105a~105c参照と基本的に同様の構成を有するクロックリカバリ6a,DFF6b,6cをそなえるとともに、選択制御部6dおよびデータ切り替え回路6eをそなえている。データ切り替え回路6eは、後述する選択制御部6dからの選択制御信号に基づいて、TIA5-1,5-2から出力される2系統の電気信号のうちのいずれかを選択的にクロックリカバリ6aに出力する。従って、データ切り替え回路6eは、上述の共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部を構成する。また、選択制御部6dは、光電気変換部をなすTIA5-1,5-2から出力される2系統の電気信号の信号特性をそれぞれモニタするモニタ部6daと、モニタ部6daでのモニタ結果に応じて上述のデータ切り替え回路6eでの選択を制御するための信号選択制御信号をデータ切り替え回路6eに出力する制御信号出力部6dbと、により構成される。これにより、選択制御部6dにおいては、上述の2つの電気信号の信号特性をモニタし、そのモニタ結果に応じて、データ切り替え回路6eでの共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を制御することができる。さらに、クロックリカバリCR6aにおいては、データ切り替え回路6eで上述のごとく選択された電気信号からクロック信号を抽出し、2系統の電気信号の識別のための共通のクロック信号として、DFF6b,6cに出力するようになっている。したがって、クロックリカバリ6aは、光電気変換部としてのTIA5-1,5-2から出力される2つの電気信号のうちのいずれかを用いて、DFF6b,6cで2つのデータ信号の再生のために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部であり、データ切り替え回路6eで選択された電気信号に含まれるクロック信号成分を抽出し、抽出したクロック信号成分を共通のクロック信号としてDFF6b,6cに供給するクロック信号抽出部である。また、DFF6b,6cでは、それぞれ、TIA5-1,5-2からの♯1系,♯2系の信号について、クロックリカバリ6aで抽出された共通のクロック信号に同期したディジタル信号を出力することができるようになっている。従って、上述のDFF6b,6cは、光電気変換部をなすTIA5-1,5-2から出力される2つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した2つのデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部を構成する。なお、上述の選択制御部6dの制御信号出力部6dbとしては、信号特性についてのモニタ結果が良好な側の信号からクロック信号を抽出すべくデータ切り替え回路6eに選択制御信号を出力することとしてもよいし、デフォルトではいずれか一方例えば♯1系の信号を選択する一方、選択している信号の信号特性についてのモニタ結果が定められた基準よりも低下した場合に他方の信号この場合には♯2系の信号を選択すべく、選択制御信号をデータ切り替え回路6eに出力することとしてもよい。また、上述の選択制御部6dのモニタ部6daとしては、例えば、2つの電気信号TIA5-1,5-2からの♯1系および♯2系の入力信号についての平均パワーをモニタするパワーモニタ6daとして構成することができる。図2は、モニタ部6daをパワーモニタとして構成した場合において、当該パワーモニタ6daでのモニタ結果に応じた、制御信号出力部6dbによるデータ切り替え回路6eに対する制御態様の一例を説明するためのフローチャートである。この図2に示す制御態様においては、制御信号出力部6dbにおいては、平均パワーのモニタ結果に基づいて、平均パワーが最大となる電気信号を選択すべく、選択部としてのデータ切り替え回路6eを制御するようになっている。具体的には、パワーモニタ6daでは、TIA5-1からの♯1系入力信号の平均パワーPOW1およびTIA5-2からの♯2系入力信号の平均パワーPOW2をそれぞれ測定しステップA1,A2、制御信号出力部6dbでは、これらの測定結果のうちの大きい側の信号を選択するようデータ切り替え回路6eに対して選択制御信号を出力している。すなわち、♯1系の入力信号の平均パワーPOW1が♯2系の入力信号の平均パワーPOW2以上である場合POW1≧POW2には、データ切り替え回路6eで当該♯1系の入力信号を選択すべく選択制御信号を出力する一方ステップA3のYESルートからステップA4、♯1系の入力信号の平均パワーPOW1が♯2系の入力信号の平均パワーPOW2よりも小さい場合POW1<POW2には、制御信号出力部6dbでは、クロック信号抽出用に♯2系の入力信号を選択する選択制御信号をデータ切り替え回路6eに出力するステップA3のNOルートからステップA5。なお、パワーモニタ6daでの各平均パワーの大小判断に関し、♯1系の入力信号の平均パワーPOW1が♯2系の入力信号の平均パワーPOW2よりも大きい場合POW1>POW2に、データ切り替え回路6eで当該♯1系の入力信号を選択すべく選択制御信号をデータ切り替え回路6eに出力する一方、♯1系の入力信号の平均パワーPOW1が♯2系の入力信号の平均パワーPOW2以下となる場合POW1≦POW2に、データ切り替え回路6eで♯2系の入力信号を選択すべく選択制御信号をデータ切り替え回路6eに出力するようにしてもよい図2のZ参照。図3は、モニタ部をパワーモニタ6daとして構成した場合において、当該パワーモニタ6daでのモニタ結果に応じた、制御信号出力部6dbによるデータ切り替え回路6eに対する制御態様の他の例を説明するためのフローチャートである。この図3に示す制御態様においては、2つの電気信号のうちのいずれか例えば♯1系の電気信号をデフォルトで選択し、選択している電気信号の平均パワーが予め設定された閾値よりも小さい又は前記閾値以下となった場合に、当該選択していた電気信号以外の他の電気信号この場合には♯2系の電気信号に選択を切り替えるべく、データ切り替え回路6eに対して選択制御信号を出力するようになっている。具体的には、制御信号出力部6dbでは、データ切り替え回路6eでの♯1系,♯2系の入力信号の選択に対する切り替えの契機となる、♯1系,♯2系の入力信号の平均パワーPOW1,POW2と大小比較する閾値をそれぞれPth1,Pth2に設定するステップB1。そして、データ切り替え回路6eにおいてデフォルトで選択されている♯1系の信号ステップB2についての平均パワーPOW1をパワーモニタ6daで測定しステップB3、制御信号出力部6dbで、この測定結果と、対応する閾値Pth1と、の大小を比較するステップB4。そして、制御信号出力部6dbでの上記比較の結果、♯1系の信号についての平均パワーの測定結果POW1が閾値Pth1以上POW1≧Pth1である場合には、測定結果は正常であって、クロック信号の抽出のために♯1系の信号を選択していることは適当であり、制御信号出力部6dbでは、データ切り替え回路6eに対して選択の切り替えのための選択制御信号は出力されないステップB4のYESルート。これに対し、♯1系の信号についての平均パワーの測定結果POW1が閾値Pth1よりも小さい場合POW1<Pth1には、♯1系の信号を出力する光フロントエンド符号102-1,103-1における利得特性や遅延特性などが適正範囲内ではなく、クロック信号の抽出のために♯1系の信号を選択していることは適当ではないと想定できる。そこで、データ切り替え回路6eでは、♯2系の信号の平均パワーが正常であることを前提として、クロック信号抽出用の信号を♯1系の電気信号から♯2系の電気信号に切り替える。すなわち、♯2系の信号についての平均パワーPOW2をパワーモニタ6daで測定しステップB5、制御信号出力部6dbで、この測定結果POW2と、対応する閾値Pth2と、の大小を比較するステップB6。このとき、♯2系の信号についての平均パワーの測定結果POW2が対応する閾値Pth2以上である場合POW2≧Pth2には、♯2系の信号を出力する光フロントエンド符号102-2,103-2における利得特性や遅延特性などが適正範囲内であるため、制御信号出力部6dbではデータ切り替え回路6eに対し選択制御信号を出力することにより、クロック信号の抽出のために用いる電気信号を♯2系の電気信号に切り替えるステップB6のYESルートからステップB7。但し、♯2系の信号についての平均パワーの測定結果が閾値Pth2よりも小さい場合POW2<Pth2には、♯2系の信号を出力する光フロントエンド符号102-2,103-2における利得特性や遅延特性などについても適正範囲内ではないと想定できる。この場合においては、アラーム信号を出力するステップB6のNOルートからステップB8。なお、POW1=Pth1の場合においては、♯2系の信号の平均パワーが正常であることを前提として、クロック信号抽出用の信号を♯1系の電気信号から♯2系の電気信号に切り替えるようにしてもよい。更に、POW2=Pth2の場合には、アラーム信号を出力せずに♯2系の信号を選択すべく選択制御信号を出力することとしてもよい。又、上述のPth1とPth2は、それぞれの光フロントエンドの特性に応じて同一値としてもよいし、異なる値としてもよい。上述のごとく構成された第1実施形態にかかるDQPSK光受信回路1においては、受信したDQPSK変調光について、♯1系,♯2系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。すなわち、♯1系の光フロントエンドである遅延干渉計3-1において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-1において光電変換検出することにより、光信号のπ/4と-3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯1系の電気信号を出力する。一方、♯2系の光フロントエンドである遅延干渉計3-2において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-2において光電変換検出することにより、光信号の-π/4と3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯2系の電気信号を出力する。そして、ディジタル化処理部6では、TIA5-1,5-2を通じて入力されたこれらの♯1系,♯2系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してMUX7に出力する。このとき、データ切り替え回路6eにおいては、選択制御部6dから選択制御信号モニタ部6daでのモニタ結果に応じて制御信号出力部6dbから出力される選択制御信号を受け取って、TIA5-1,5-2からの電気信号のうちのいずれか一方をクロック抽出用にクロックリカバリ6aに出力している。このように、本発明の第1実施形態によれば、選択部としてのデータ切り替え回路6eにおいて、クロックリカバリ6aでの共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を行なうことができるので、♯1系信号および♯2系信号のディジタル化を行なうDFF6b,6cにおいて共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、2系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。b第2実施形態の説明図4は本発明の第2実施形態にかかるDQPSK光受信回路を示す図である。この図4に示すDQPSK光受信回路1Aは、前述の図1に示すものとは異なる選択制御部6d′をそなえるとともに、TIA5-1とDFF6bとの間、およびTIA5-2とDFF6cとの間にハイレベルおよびローレベルの識別のためのリミッタアンプLIA6f-1,6f-2がそれぞれそなえられている。尚、その他の構成は第1実施形態の場合と同様であり、図4中、図1と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。又、8は電気接点である。ここで、選択制御部6d′は、モニタ部として前述の第1実施形態の場合とは異なる波形モニタ6dcをそなえるとともに、第1実施形態の場合と同様の制御信号出力部6dbをそなえている。波形モニタ6dcは、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード4-1,4-2からTIA5-1,5-2をそれぞれ介して出力される各電気信号についての波形をモニタするものである。具体的には、バランスドフォトダイオード4-1,4-2からTIA5-1,5-2をそれぞれ介して出力される各電気信号についての平均パワーを検出するパワーモニタとともに、これらの各電気信号のピーク値を検出するピーク検出回路により構成されるようになっている。ここで、遅延干渉計3-1,3-2は、それぞれ、1ビット時間の遅延成分と、電極に印加する電圧によりπ/4rad,-π/4radの位相制御がなされた成分とを干渉遅延干渉させて、干渉結果を2出力としている。このとき、この位相制御量移相量に実質的な誤差移相量ずれΔが生じた場合には、当該誤差が生じていない場合[図5a,図5b参照]に比べて、図6a,図6bに示すような波形劣化が発生する。尚、図5a,図6aは、それぞれ移相量ずれΔが無い場合、有る場合におけるTIA5-1又は5-2からの電気信号の波形を示すもので、図5b,図6bは、それぞれ図5a,図6aの波形のアイパターンである。すなわち、上述の移相量ずれΔが発生すると、第1実施形態の場合において測定していた平均パワーの値には実質的な変動はないものの、波形劣化は、特に図5b,図6bに示すようなピーク値の変動として現れる。尚、図5b,図6b中においては、移相量ずれΔが発生していない場合のピーク値をPeとして示している。このような波形劣化は、抽出クロック信号の劣化につながることが想定できる。そこで、第2実施形態の波形モニタ6dcにおいては、第1実施形態の場合と同様の平均パワーのみならず、各電気信号のピーク値の変動を検出するようになっており、これにより、制御信号出力部6dbでは、波形モニタ6dcからのモニタ結果に基づき、移相量ずれが生じた電気信号からクロック信号を抽出している場合には、移相量ずれが生じていない電気信号からクロック信号を抽出すべく、データ切り替え回路6eに選択制御信号を出力することができるようになる。なお、第2実施形態においてはLIA6f-1,6f-2が設けられているので、DFF6b,6cで♯1系および♯2系の電気信号のディジタル化のために用いるクロック信号としては、LIA6f-1,6f-2の出力のいずれかから抽出することが好ましいが、波形モニタ6dcで波形モニタを行なう場合には、LIA6f-1,6f-2の出力では本来検出しようとしているピーク値の変動が抑圧されているので、♯1系および♯2系の信号波形としては、LIA6f-1,6f-2の前段であるTIA5-1,5-2の出力から検出することが好ましい。上述のごとく構成された第2実施形態にかかるDQPSK光受信回路1Aにおいても、受信したDQPSK変調光について、♯1系,♯2系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。すなわち、♯1系の光フロントエンドである遅延干渉計3-1において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-1において光電変換検出することにより、光信号のπ/4と-3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯1系の電気信号を出力する。一方、♯2系の光フロントエンドである遅延干渉計3-2において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-2において光電変換検出することにより、光信号の-π/4と3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯2系の電気信号を出力する。そして、DFF6bおよび6cでは、それぞれ、バランスドフォトダイオード4-1からTIA5-1およびLIA6f-1を通じて入力された♯1系の電気信号、および、バランスドフォトダイオード4-2からTIA5-2およびLIA6f-2を通じて入力された♯2系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してMUX7に出力する。このとき、データ切り替え回路6eにおいては、選択制御部6d′から選択制御信号波形モニタ部6dcでのモニタ結果に応じて制御信号出力部6dbから出力される選択制御信号を受け取って、LIA6f-1,6f-2からの電気信号のうちのいずれか一方をクロック抽出用にクロックリカバリ6aに出力している。図7は、上述のごとく選択制御部6d′に波形モニタ6dcをそなえた場合において、当該波形モニタ6dcでのモニタ結果に応じた、制御信号出力部6dbによるデータ切り替え回路6eに対する制御態様の一例を説明するためのフローチャートである。ここで、波形モニタ6dcでは、TIA5-1,5-2からの♯1系,♯2系の入力信号についての平均パワーA1,A2およびピーク検出値P1,P2をそれぞれ検出し、モニタ結果として出力することができる。制御信号出力部6dbでは、これらのモニタ結果A1,A2,P1,P2についての比較対象となる閾値をそれぞれ、Ath1,Ath2,Pth1,Ath2と設定するステップC1。尚、この場合においては、ピーク値P1,P2を用いた比較は、平均パワーに対する当該ピーク値の比の値により行なっており、この比較結果により、ピーク値変動による移相量ズレの大きさを判断するようになっている。まず、制御信号出力部6dbでは、データ切り替え部6eに対して選択制御信号を出力することにより、データ切り替え回路6eにおいて♯1系の信号をまずデフォフトとして選択させるステップC2。そして、TIA5-1,5-2からの電気信号についての平均パワーA1,A2およびピーク検出値P1,P2を波形モニタ6dcで測定するステップC3。つぎに、制御信号出力部6dbでは、波形モニタ6dcからのモニタ結果を受け、クロック抽出のためにデータ切り替え回路6eで選択されている系列の信号である、LIA5-1からの電気信号についての測定結果A1と閾値Ath1との比較を行なうとともに、平均パワーA1に対するピーク値P1の比の値A1/P1と、対応する閾値Pth1と、の大小をそれぞれ比較するステップC4。このとき、制御信号出力部6dbでの上記比較の結果、♯1系の信号について平均パワーの測定結果A1と閾値Ath1との比較、および、A1/P1についての閾値Pth1との比較の結果、ともに閾値以上A1≧Ath1andA1/P1≧Pth1である場合には、測定結果は正常であって、クロック信号の抽出のために♯1系の信号を選択していることは適当であり、制御信号出力部6dbでは、データ切り替え回路6eに対して選択の切り替えのための選択制御信号は出力されないステップC4のYESルートからステップC2。これに対し、♯1系の信号について平均パワーの測定結果A1と閾値Ath1との比較、および、A1/P1についての閾値Pth1との比較の結果のうち、少なくとも、A1<Ath1となるか、又はA1/P1<Pth1となる場合にはA1<Ath1及び/又は、A1/P1<Pth1、♯1系の信号を出力する光フロントエンド符号3-1,4-1における利得特性や遅延特性、又は移相量ズレΔがなどが適正範囲内ではなく、クロック信号の抽出のために♯1系の信号を選択していることは適当ではないと想定できる。そこで、データ切り替え回路6eでは、♯2系の信号についてのモニタ結果が正常であることを前提としてA2≧Ath2,A2/P2≧Pth2、クロック信号抽出用の信号を♯1系の電気信号から♯2系の電気信号に切り替えるステップC4のNOルート、ステップC5のYESルートからステップC6。ただし、♯2系の信号についてのモニタ結果についての閾値との比較の結果、A2<Ath2及び/又は、A2/P2<Pth2となり、♯2系の信号を出力する光フロントエンド符号3-2,4-2における利得特性や遅延特性、又は移相量ズレΔなどについても適正範囲内ではないと認められる場合には、アラーム信号を出力するステップC5のNOルートからステップC7。このように、本発明の第2実施形態によれば、選択部としてのデータ切り替え回路6eにおいて、クロックリカバリ6aでの共通のクロック信号の生成のための電気信号の選択を制御することができるので、前述の第1実施形態の場合と同様の利点があるほか、データ切り替え回路6eの制御のために、波形モニタ6dcにより検出されるピーク値を用いているので、遅延干渉計3-1,3-2の位相制御量ずれの発生についてもクロック信号の切り替えの契機とすることができ、クロック信号抽出のために選択する信号を、劣化の生じていない側に高精度に切り替えることができ、複数系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。c第3実施形態の説明図8は本発明の第3実施形態にかかるDQPSK光受信回路1Bを示す図である。第3実施形態にかかるDQPSK光受信回路1Bは、前述の図1,図4,図15に示すものとは異なるディジタル化処理部6Bをそなえているが、その他の構成は第1実施形態の場合と同様であり、図4中、図1と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。ここで、ディジタル化処理部6Bは、前述の各実施形態の場合と同様のDFF6b,6cおよび選択制御部6dをそなえるとともに、電圧制御発振器VCO11,位相比較回路位相比較部12-1,12-2およびスイッチSW13をそなえている。尚、8は電気接点である。電圧制御発振器11は、入力される制御電圧信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部であり、位相比較回路12-1は、電圧制御発振器11で発生するクロック信号と光電気変換部4-1からTIA5-1を通じて出力される電気信号♯1系の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、位相差に応じた信号CONT♯1を出力する。同様に、位相比較回路12-2は、電圧制御発振器11で発生するクロック信号と光電気変換部4-2からTIA5-2を通じて出力される電気信号♯2系の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、位相差に応じた信号CONT♯2を出力する。また、スイッチ13は、選択制御部6dをなす制御信号出力部6dbからの選択制御信号を受けて、上述の2つの位相比較回路12-1,12-2からの位相差に応じた信号CONT♯1,CONT♯2のうちのいずれかを制御電圧信号VCONTとして選択的に電圧制御発振器11に出力する。換言すれば、スイッチ13は、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部であり、複数の位相比較回路12-1,12-2からの位相差に応じた信号のうちで、選択制御部6dによる制御を受けて選択された電気信号についての位相差に応じた信号を、電圧制御発振器11に対する制御電圧信号として供給しているのである。これにより、電圧制御発振器11では、選択された制御電圧信号VCONTに応じて制御された周波数を有するクロック信号を発生し、これを共通のクロック信号としてDFF6b,6cへ供給することができるようになる。従って、上述の電圧制御発振器11および複数の位相比較回路12-1,12-2により、PLLPhaseLockedLoopを構成し、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード4-1,4-2から出力される複数の電気信号のうちのいずれかを用いて、DFF6b,6cで複数のデータ信号の再生のために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部を構成する。上述のごとく構成された第3実施形態にかかるDQPSK光受信回路1Bにおいても、受信したDQPSK変調光について、♯1系,♯2系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。すなわち、♯1系の光フロントエンドである遅延干渉計3-1において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-1において光電変換検出することにより、光信号のπ/4と-3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯1系の電気信号を出力する。一方、♯2系の光フロントエンドである遅延干渉計3-2において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-2において光電変換検出することにより、光信号の-π/4と3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯2系の電気信号を出力する。そして、ディジタル化処理部6Bでは、TIA5-1,5-2を通じて入力されたこれらの♯1系,♯2系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してMUX7に出力する。このとき、スイッチ13においては、選択制御部6dから選択制御信号モニタ部6daでのモニタ結果に応じて制御信号出力部6dbから出力される選択制御信号を受け取って、位相比較回路12-1,12-2からの位相比較結果のうちのいずれか一方を電圧制御発振器11への制御電圧信号として出力している。これにより、電圧制御発振器11においては、上述の♯1系または♯2系の電気信号のうちで、モニタ結果に応じて選択されたいずれか一方の電気信号から、共通のクロック信号を抽出することができるようになる。前述の第1又は第2実施形態においては、クロックリカバリ6aにおいて、TIA5-1,5-2又はLIA6f-1,6f-2から、♯1系および♯2系の電気信号のいずれか一方を選択的に受け取り、この電気信号から直接的にクロック信号を抽出するようになっている。換言すれば、データ切り替え回路6eでの切り替えは、データ成分が含まれる信号そのものを対象としているので、その切り替え応答についても、データのビットレートに対応して高速に行なうことが求められる。DQPSK変調されるデータのビットレートを例えば20Gb/s×2であると想定すると、このようなビットレートに対応した応答速度の切り替えを行なうことができる素子は、現状専用に設計することが必要であり、汎用のスイッチング素子を適用することは難しい。これに対し、第3実施形態においては、電圧制御発振器11に供給される位相差に応じた制御電圧信号は、ビットレートに相当する周波数よりも十分低い周波数とすることができるので、電圧制御発振器11では実質的に前述の第1又は第2実施形態の場合と同様の共通クロック信号を生成することができることに加えて、選択部をなすスイッチ13の切り替え応答性能についても第1又は第2実施形態の場合におけるデータ切り替え回路6e相当の性能は求められず、汎用のスイッチング素子で構成することも可能であり、又切り替え性能の安定化を図ることができる。このように、本発明の第3実施形態によれば、選択部としてのスイッチ13の切り替えを通じ、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号の選択を行なうことができるので、♯1系信号および♯2系信号のディジタル化を行なうDFF6b,6cにおいて共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、2系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができる利点がある。また、スイッチ13においては、位相比較回路12-1,12-2からの位相差についての信号のうちのいずれか一つを電圧制御発振器11への制御電圧信号として選択的に切り替えて供給することができるので、切り替え対象の信号を、ビットレートに相当する周波数よりも十分低い周波数とすることができるので、スイッチ13としての機能を汎用の素子により構成することができるので、切り替え性能の安定化を図ることができる利点もある。c1第3実施形態の変形例の説明図9は本発明の第3実施形態の第1変形例にかかるDQPSK光受信回路1Baを示す図である。この図9に示すDQPSK光受信回路1Baは、前述の図8に示すものと異なり、スイッチ13に対する選択制御を外部からの選択制御信号に基づいて行なっている点が異なっている。尚、図9中、図8と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。即ち、この選択制御信号により、電圧制御発振器11で出力される共通のクロック信号を、特性が劣化した系列の電気信号から他の系列の電気信号についての位相比較結果に基づいて生成することができるようになり、上述の第3実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。また、図10は本発明の第3実施形態の第2変形例にかかるDQPSK光受信回路1Bbを示す図である。この図10に示すDQPSK光受信回路1Bbは、前述の図8に示すものと異なり、スイッチ13に対する選択制御を行なう選択制御部14が、DFF6b,6cで再生されたデータについての符号誤り率BERを入力されこのBERの値に応じてスイッチ13の選択制御を行なうように構成されている点が異なっている。尚、図9中、図8と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。図11は選択制御部14によるスイッチ13に対する選択制御態様の一例について説明するためのフローチャートである。この図11に示すように、選択制御部14ではまずBERについて比較を行なう対象となる閾値Bthを設定するとともにステップD1、初期設定としては位相比較回路12-1からの位相差信号が電圧制御発振器11に出力されるようにスイッチ13を選択制御しているステップD2。ついで、上述の位相比較回路12-1からの位相差信号を用いて電圧制御発振器11で生成された共通のクロック信号により再生されたデータについての符号誤り率BERの測定結果を取り込みステップD3、取り込んだBERの値と閾値Bthとを比較するステップD4。このとき、取り込んだBERの値が閾値Bth以上である場合には、クロック抽出のために使用している位相差信号はそのままとするがステップD4のYESルートからステップD5の選択はそのまま、取り込んだBERの値が閾値Bthよりも小さい値となった場合には、クロック抽出のために使用している位相差信号を変更するための選択制御信号をスイッチ13に出力する。これにより、電圧制御発振器11では、位相比較回路12-2からの位相差信号から共通クロック信号を生成するようになるステップD4のNOルートからステップD6の選択を切り替える。尚、その後も継続してBERを取り込んで同様の閾値との比較を行ない、比較結果に応じて位相差信号の切り替えを行なうべくスイッチ13を選択制御するステップD3~D6。したがって、選択制御部14においては、DFF6b,6cで再生されたデータについての符号誤り率に応じて、選択部としてのスイッチ13を切り替え制御することができるので、このスイッチ13により、共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号の選択を行なうことができ、♯1系信号および♯2系信号のディジタル化を行なうDFF6b,6cにおいて共通に用いられるクロック信号を、特性の良好な側の信号から抽出することができ、前述の第3実施形態の場合と同様の利点を得ることができる。d第4実施形態の説明図12は本発明の第4実施形態にかかるDQPSK光受信回路1Cを示す図である。この図12に示すDQPSK光受信回路1Cは、前述の第3実施形態図8参照に示すものとは異なるディジタル化処理部6Cをそなえているが、その他の構成は第3実施形態の場合と同様であり、図12中、図8と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。ここで、ディジタル化処理部6Cは、前述の第3実施形態の場合と同様のDFF6b,6c,電圧制御発振器VCO11および位相比較回路12-1,12-2をそなえるとともに、平均化回路15をそなえている。尚、8は電気接点である。平均化回路15は、位相比較回路12-1,12-2からの各位相差に応じた信号電圧信号の値の平均[この場合においては、CONT♯1CONT♯2/2]を演算し、演算結果となる信号電圧信号を制御電圧信号VCONTとして電圧制御発振器11に供給する平均演算回路である。これにより、電圧制御発振器11では、平均化回路15からの制御電圧信号に応じて発生するクロック信号を、共通のクロック信号としてDFF6b,6cに供給することができるようになる。したがって、上述の電圧制御発振器11,位相比較回路12-1,12-2および平均化回路15により、DFF6b,6cで2つのデータ信号の再生のために用いる共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部を構成する。上述のごとく構成された第4実施形態にかかるDQPSK光受信回路1Cにおいても、受信したDQPSK変調光について、♯1系,♯2系の光フロントエンドでそれぞれ復調処理を行なう。すなわち、♯1系の光フロントエンドである遅延干渉計3-1において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-1において光電変換検出することにより、光信号のπ/4と-3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯1系の電気信号を出力する。一方、♯2系の光フロントエンドである遅延干渉計3-2において遅延干渉処理を行ない、バランスドフォトダイオード4-2において光電変換検出することにより、光信号の-π/4と3π/4の位相変化が強度変化に変換された♯2系の電気信号を出力する。そして、ディジタル化処理部6Cでは、TIA5-1,5-2を通じて入力されたこれらの♯1系,♯2系の電気信号について、ビットレートに対応した周波数の共通のクロック信号に同期したディジタル信号に変換してMUX7に出力する。ここで、上述の共通のクロック信号は、電圧制御発振器11において生成されるようになっている。また、この電圧制御発振器11では、平均化回路15で演算された、位相比較回路12-1,12-2からの制御電圧信号CONT♯1,CONT♯2の平均の電圧信号VCONTに基づいてクロック信号を生成している。即ち、位相比較回路12-1では、♯1系の位相ズレ成分を有する電圧信号を出力する一方、位相比較回路12-2では、♯2系の位相ズレ成分を有する電圧信号を出力しており、平均化回路15でこれらの電圧信号の平均を演算することにより、♯1系および♯2系の電気信号が有している相対的な位相ズレ成分を平均化した電圧信号とすることができるのである。電圧制御発振器11では、平均化回路15での上述のごとき演算により位相ずれ成分が平均化された電圧信号を制御電圧信号VCONTとして取り込むことができるので、DFF6b,6cそれぞれにおける最適識別タイミングの中間タイミングを、共通の識別タイミングとすることができ、一の系列の電気信号からクロック信号を抽出した場合に比べて、他の系列の電気信号についての識別タイミングの実効的な位相余裕を改善させることができる。このように、本発明の第4実施形態によれば、平均化回路15により、複数の位相比較回路12-1,12-2からの位相差に応じた信号の値の平均を演算し、演算結果となる信号を制御電圧信号VCONTとして電圧制御発振器11に供給し、電圧制御発振器11により、平均化回路15からの制御電圧信号VCONTに応じて発生するクロック信号を、DFF6b,6cへの共通のクロック信号として供給することができるので、2系列の光フロントエンド部からの信号についての識別特性を改善することができるほか、一の系列の電気信号からクロック信号を抽出した場合に比べて、他の系列の電気信号についての識別タイミングの実効的な位相余裕を改善させることができる利点もある。d1第4実施形態の変形例の説明図13は第4実施形態の第1変形例にかかるDQPSK光受信回路1Caを示す図である。この図13に示すDQPSK光受信回路1Caは、前述の第4実施形態におけるもの図12参照の構成に加えて、重み付け制御部16-1,16-2及び重み付け回路17-1,17-2がそなえられている。尚、図13中、図12と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。ここで、重み付け回路17-1,17-2は、それぞれ、位相比較回路12-1,12-2から出力された位相差に応じた値を有する信号電圧信号であるCONT♯1,CONT♯2に、個別に重み付けを付与する重み付け付与部である。又、重み付け制御部16-1,16-2は、それぞれ、重み付け回路17-1,17-2で付与する重み付けを制御するものである。これにより、平均化回路15においては、重み付け付与部17-1,17-2で重み付けがそれぞれ付与された、位相差に応じた値を有する電圧信号について平均を演算するようになっている。ここで、重み付け制御部16-1は、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード4-1からTIA5-1を通じて出力される電気信号♯1系をモニタする電気信号モニタ部161aと、電気信号モニタ部161aでのモニタ結果に応じて、重み付け回路17-1に与える重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部161bと、をそなえている。同様に、重み付け制御部16-2は、光電気変換部をなすバランスドフォトダイオード4-2からTIA5-2を通じて出力される電気信号♯2系をモニタする電気信号モニタ部162aと、電気信号モニタ部162aでのモニタ結果に応じて、重み付け回路17-2に与える重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部162bと、をそなえている。これにより、重み付け回路17-1,17-2は、それぞれ、重み付け制御信号出力部161b,162bからの制御信号に基づいた量で、位相比較回路12-1,12-2からの位相差信号に重み付けが与えられるようになっている。すなわち、上述の重み付け制御部16-1,16-2の制御信号出力部161b,162bが協働することにより、電気信号モニタ部161a,162aでのモニタ結果に応じて、重み付け回路17-1,17-2において、複数の位相比較回路12-1,12-2からそれぞれ出力された位相差に応じた値を有する信号に個別に重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部を構成する。また、例えば、重み付け制御部16-1,16-2における電気信号モニタ部161a,162aからのモニタ結果に基づいて、♯1系および♯2系の電気信号のいずれかに不具合が検出された場合には、当該不具合が検出された側の重み付けを0とすることにより、電圧制御発振器11に供給される制御電圧信号には、当該不具合が検出された側の位相比較回路からの位相差信号を実質的に0とすることができる。これにより、当該検出された不具合が、生成される共通クロック信号に与える影響を除外することができるようになる。したがって、図13に示すDQPSK光受信回路1Caによれば、前述の第4実施形態の場合と同様の利点があるほか、複数系列の光フロントエンドの特性のばらつきを、各系列の信号の状態からモニタして、その特性ばらつきに応じて柔軟に平均値演算される位相差信号電圧信号の重みを変更することで、特性ばらつきの影響を抑制させることができるようになる。なお、第4実施形態の第2変形例として、図14に示すように、図13の場合符号16-1,16-2とは異なる重み付け制御部18-1,18-2をそなえて構成することとしてもよい。この図14に示すDQPSK光受信回路1Cbにおいて、図13と同一の符号はほぼ同様の部分を示す。ここで、重み付け制御部18-1は、DFF6bで再生されたデータ信号をモニタする再生データモニタ部181aと、再生データモニタ部181aのモニタ結果に応じて、重み付け回路17-1において、位相比較回路12-1から出力された位相差に応じた値を有する信号に重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部181bと、をそなえている。同様に、重み付け制御部18-2は、DFF6cで再生されたデータ信号をモニタする再生データモニタ部182aと、再生データモニタ部182aのモニタ結果に応じて、重み付け回路17-2において、位相比較回路12-2から出力された位相差に応じた値を有する信号に重み付けを制御する制御信号を出力する重み付け制御信号出力部182bと、をそなえている。これにより、重み付け回路17-1,17-2は、それぞれ、重み付け制御信号出力部181b,182bからの制御信号に基づいた量で、位相比較回路12-1,12-2からの位相差信号に重み付けが与えられるようになっている。すなわち、上述の重み付け制御部18-1,18-2の制御信号出力部181b,182bが協働することにより、再生データモニタ部181a,182aでのモニタ結果に応じて、重み付け回路17-1,17-2において、複数の位相比較回路12-1,12-2からそれぞれ出力された位相差に応じた値を有する信号に個別に重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部を構成する。また、図13の場合と同様に、例えば、重み付け制御部18-1,18-2における再生データモニタ部181a,182aからのモニタ結果に基づいて、♯1系および♯2系の再生データのいずれかに不具合が検出された場合には、当該不具合が検出された側の重み付けを0とすることにより、電圧制御発振器11に供給される制御電圧信号には、当該不具合が検出された側の位相比較回路からの位相差信号を実質的に0とすることができる。これにより、当該再生データに検出された不具合が、再生前の電気信号TIA5-1,5-2から出力された電気信号から生成される共通クロック信号に与える影響を除外することができるようになる。したがって、図14に示すDQPSK光受信回路1Cbによれば、前述の第4実施形態の場合と同様の利点があるほか、複数系列の光フロントエンドの特性のばらつきを、各系列の信号の状態からモニタして、その特性ばらつきに応じて柔軟に平均値演算される位相差信号電圧信号の重みを変更することで、特性ばらつきの影響を抑制させることができるようになる。eその他上述の各実施形態においては、n=2M=4とした差動4位相偏移変調光受信回路について詳述したが、本発明によればこれに限定されず、nを3以上の整数とした場合にM=2nである差動M位相偏移変調光受信回路においても、同様に適用することが可能である。また、上述の各実施形態においては、光電気変換部をなすTIA5-1,5-2から出力される2つの電気信号をそれぞれモニタするモニタ部として、パワーモニタ6daおよび波形モニタ6dcを適用した場合について説明したが、本発明によればこれに限定されず、他の構成を適用することも、もちろん可能である。付記1nが2以上の整数である場合にM=2nとした差動M位相偏移変調された光信号を受信する差動M位相偏移変調光受信回路であって、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号のうちのいずれかを用いて、該データ再生部で前記複数のデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、前記共通のクロック信号の生成のために用いる電気信号を選択する選択部と、をそなえたことを特徴とする、差動M位相偏移変調光受信回路。付記2該クロック信号生成部が、該選択部で選択された電気信号に含まれるクロック信号成分を抽出し、前記抽出したクロック信号成分を前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給するクロック信号抽出部であることを特徴とする、付記1記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記3該クロック信号生成部が、入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた信号を出力する、複数の位相比較部と、をそなえるとともに、該選択部が、該複数の位相比較部からの前記信号のうちで選択された前記電気信号についての前記位相差に応じた信号を、該クロック発振部に対する前記制御信号として供給するように構成され、該クロック発振部が、該選択部からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴とする、付記1記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記4該選択部での前記共通のクロック信号の生成のための前記電気信号の選択を制御する選択制御部をそなえたことを特徴とする、付記1~3のいずれか1項記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記5該選択制御部が、該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号をそれぞれモニタするモニタ部と、該モニタ部でのモニタ結果に応じて該選択部おける前記電気信号の選択を制御する制御信号を出力する制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記4記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記6該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての平均パワーをモニタするパワーモニタにより構成されたことを特徴とする、付記5記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記7該選択制御部の制御信号出力部は、前記平均パワーのモニタ結果に基づいて、前記平均パワーが最大となる電気信号を選択すべく該選択部に対して前記制御信号を出力することを特徴とする、付記6記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記8該選択制御部の制御信号出力部は、前記複数の電気信号のうちのいずれかを初期設定で選択し、前記選択している電気信号の平均パワーが予め設定された閾値よりも小さい又は前記閾値以下となった場合に、当該選択していた電気信号以外の他の電気信号に前記選択を切り替えるべく該選択部に対して前記制御信号を出力することを特徴とする、付記6記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記9該モニタ部が、該光電気変換部から出力される各電気信号についての波形をモニタする波形モニタにより構成されたことを特徴とする、付記5記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記10該波形モニタは、該光電気変換部から出力される各電気信号についての平均パワーとともに、該光電気変換部から出力される各電気信号のピーク値を検出することを特徴とする、付記9記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記11該選択制御部は、前記複数の電気信号のうちのいずれかを初期設定で選択する一方、前記選択している電気信号についての、該波形モニタでモニタされた平均パワーおよび該ピーク検出回路で検出されたピーク値が、それぞれ予め設定された閾値よりも小さい又は前記閾値以下となった場合に、当該選択していた電気信号以外の他の電気信号に前記選択を切り替えるべく該選択部を制御することを特徴とする、付記10記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記12該選択制御部が、該データ再生部で再生されたデータについての符号誤り率に応じて、該選択部での前記選択を制御することを特徴とする、付記4記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記13前記nを2としM=4とした差動4位相偏移変調光受信回路であって、該光電気変換部が、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された2つの電気信号を出力し、該データ再生部が、該光電気変換部から出力される2つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した2つのデータ信号をそれぞれ再生し、該クロック信号生成部が、該光電気変換部から出力される2つの電気信号のうちのいずれかを用いて、該データ再生部で前記2つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、該選択部が、該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号のうちのいずれか一つを、前記共通のクロック信号の生成のために、該クロック信号生成部に対し選択的に出力することを特徴とする、付記1記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記14nが2以上の整数である場合にM=2nとした差動M位相偏移変調された光信号を受信する差動M位相偏移変調光受信回路であって、受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された複数の電気信号を出力する光電気変換部と、該光電気変換部から出力される複数の電気信号から、共通のクロック信号に同期した複数のデータ信号をそれぞれ再生するデータ再生部と、該データ再生部で前記複数のデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成するクロック信号生成部と、をそなえ、該クロック信号生成部が、入力される制御信号に応じた周波数を有するクロック信号を発生するクロック発振部と、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、複数の位相比較部と、該複数の位相比較部からの前記位相差に応じた信号の値の平均を演算し、前記演算結果となる信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給する平均演算回路と、をそなえ、該クロック発振部が、該平均演算回路からの前記制御信号に応じて発生するクロック信号を、前記共通のクロック信号として該データ再生部に供給することを特徴とする、差動M位相偏移変調光受信回路。付記15前記nを2としM=4とした差動4位相偏移変調光受信回路であって、該光電気変換部が、前記受信した光信号から、位相変調成分が強度変調された2つの電気信号を出力し、該データ再生部が、該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号から、共通のクロック信号に同期した2つのデータ信号をそれぞれ再生し、該クロック信号生成部が、該データ再生部で前記2つのデータ信号の再生のために用いる前記共通のクロック信号を生成し、該複数の位相比較部として、該クロック発振部で発生するクロック信号と該光電気変換部から出力される前記2つの電気信号との位相差を位相比較によりそれぞれ検出して、前記位相差に応じた値を有する信号をそれぞれ出力する、2つの位相比較部をそなえ、該平均演算回路が、該2つの位相比較部からの前記位相差に応じた値を有する信号の平均を演算し、前記平均の演算結果となる値を有する信号を前記制御信号として前記クロック発振部に供給することを特徴とする、付記14記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記16該複数の位相比較部からそれぞれ出力された前記位相差に応じた値を有する信号に、個別に重み付けを付与する重み付け付与部と、該重み付け付与部で付与する重み付けを制御する重み付け制御部と、をそなえ、該平均演算回路は、該重み付け付与部で前記重み付けがそれぞれ付与された、前記位相差に応じた値を有する信号について前記平均を演算することを特徴とする、付記14記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記17該重み付け制御部が、該光電気変換部から出力される前記複数の電気信号をそれぞれモニタする電気信号モニタ部と、該電気信号モニタ部での該モニタ結果に応じて、該重み付け付与部において、該複数の位相比較部からそれぞれ出力された前記位相差に応じた値を有する信号に個別に前記重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記14記載の差動M位相偏移変調光受信回路。付記18該重み付け制御部が、該データ再生部で再生される前記複数のデータ信号をそれぞれモニタする再生データモニタ部と、該再生データモニタ部での該モニタ結果に応じて、該重み付け付与部において、該複数の位相比較部からそれぞれ出力された前記位相差に応じた値を有する信号に個別に前記重み付けを付与するための制御信号を出力する重み付け制御信号出力部と、をそなえたことを特徴とする、付記14記載の差動M位相偏移変調光受信回路。"