"冷媒サイクル900に設けられる冷媒圧縮機7を駆動するインバータ5へ直流電流を供給し、臨界電流モード若しくは電流不連続モードで機能するスイッチング電源回路4であって、第1及び第2の入力端P1,P2と、第1及び第2の出力端P3,P4と、前記第1の入力端と前記第1の出力端との間を結ぶ第1の経路LH1と、前記第1の経路上に設けられた第1のリアクトルL1と、前記第1の経路上で、前記第1のリアクトルに対して前記第1の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第1のリアクトル側に向けて設けられる第1のダイオードD1と、前記第2の入力端と前記第2の出力端との間を結ぶ第2の経路LLと、前記第1のリアクトルと前記第1のダイオードとの間の点と、前記第2の経路との間に設けられた第1のスイッチング素子S1とを備え、前記冷媒サイクルが中間運転能力及び前記中間運転能力よりも低い能力で運転するときの前記第1のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第1のリアクトルのインダクタンスは第1値L11を採り、前記冷媒サイクルが最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び前記最大運転能力で運転するときの前記第1のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第1のリアクトルのインダクタンスは、前記第1値よりも小さい第2値L12を採る、スイッチング電源回路。前記冷媒サイクルが定格能力で運転するときの前記第1のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第1のリアクトルのインダクタンスは前記第1値を採る、請求項1記載のスイッチング電源回路。前記第1のリアクトルのインダクタンスは、前記第1のスイッチング素子のスイッチング周波数を可聴周波数以上にする値を採る、請求項1~2のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。前記第1の入力端と前記第1の出力端との間を結び前記第1の経路とは異なる第3の経路LH2と、前記第3の経路上に設けられた第2のリアクトルL2と、前記第3の経路上で、前記第2のリアクトルに対して前記第1の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第2のリアクトル側に向けて設けられる第2のダイオードD2と、前記第2のリアクトルと前記第2のダイオードとの間の点と、前記第2の経路LLとの間に設けられ、前記第1のスイッチング素子と排他的に導通する第2のスイッチング素子S2とを更に備える、請求項1~3のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。前記第1のスイッチング素子と前記第1のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される、請求項1~4のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。前記冷媒サイクルは空気調和機である、請求項1~5のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。力率改善回路を電流連続モードで動作させることは、ダイオードD1に電流が流れているときにスイッチングが行われることを招くので、電気的ノイズが増大する観点で望ましくない。よって力率改善回路は電流不連続モードあるいは臨界電流モードで使用することが望ましい。例えばインターリーブ型力率改善回路では、リアクトルに流れる電流は通常は臨界電流モードが採用される。力率改善回路中のリアクトルのインダクタンスが大きいと、力率改善回路に大きな電流が流れるとき、電流連続モードになりやすい。また電流連続モードではなく臨界電流モードで力率改善回路を動作させることができても、当該インダクタンスが大きいときに大きな電流を流すためにはスイッチング周波数の低下を招く。これは機械的振動の周波数が可聴域に入り易くし、可聴の騒音を招来する観点で望ましくない。よって力率改善回路、特に臨界電流モードが採用されるインターリーブ型力率改善回路を大電力用に採用する場合には、リアクトルのインダクタンスを下げることが望ましい。しかし、臨界電流モードでリアクトルのインダクタンスを下げると、負荷が小さい状況において、スイッチング周波数が高くなる。これはスイッチングに伴って発生するノイズの増大や、力率改善回路中のスイッチング素子のスイッチング損失の増大により効率が低下する問題を招来する。力率改善回路を電流不連続モードで動作させれば、リアクトルのインダクタンスが小さく、負荷も小さい状況においてスイッチング周波数を上昇させないことも可能である。但しスイッチング周波数を上昇させないと、スイッチング素子に流れる電流が増大し、スイッチング損失の増大のみならず、スイッチング素子の導通損失も増大し、効率が低下する。そこで、本発明は、昇圧チョッパを採用した力率改善回路において、リアクトルの特性を適切に設定することによって、効率低下の抑制と可聴音抑制とのトレードオフを改善するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。この発明にかかるスイッチング電源回路の第1の態様は、冷媒サイクル900に設けられる冷媒圧縮機7を駆動するインバータ5へ直流電流を供給し、臨界電流モード若しくは電流不連続モードで機能する力率改善回路4である。そして第1及び第2の入力端P1,P2と、第1及び第2の出力端P3,P4と、前記第1の入力端と前記第1の出力端との間を結ぶ第1の経路LH1と、前記第1の経路上に設けられた第1のリアクトルL1と、前記第1の経路上で、前記第1のリアクトルに対して前記第1の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第1のリアクトル側に向けて設けられる第1のダイオードD1と、前記第2の入力端と前記第2の出力端との間を結ぶ第2の経路LLと、前記第1のリアクトルと前記第1のダイオードとの間の点と、前記第2の経路との間に設けられた第1のスイッチング素子S1とを備える。そして前記冷媒サイクルが中間運転能力及び前記中間運転能力よりも低い能力で運転するときの前記第1のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第1のリアクトルのインダクタンスは第1値L11を採り、前記冷媒サイクルが最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び前記最大運転能力で運転するときの前記第1のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第1のリアクトルのインダクタンスは、前記第1値よりも小さい第2値L12を採ることを特徴とする。この発明にかかるスイッチング電源回路の第2の態様は、その第1の態様であって、前記冷媒サイクルが定格能力で運転するときの前記第1のリアクトルに流れる電流の最大値において前記第1のリアクトルのインダクタンスは前記第1値を採る。この発明にかかるスイッチング電源回路の第3の態様は、その第1の態様又は第2の態様のいずれかであって、前記第1のリアクトルのインダクタンスは、前記第1のスイッチング素子のスイッチング周波数を可聴周波数以上にする値を採る。この発明にかかるスイッチング電源回路の第4の態様は、その第1の態様、第2の態様又は第3の態様のいずれかであって、前記第1の入力端と前記第1の出力端との間を結び前記第1の経路とは異なる第3の経路LH2と、前記第3の経路上に設けられた第2のリアクトルL2と、前記第3の経路上で、前記第2のリアクトルに対して前記第1の出力端側で直列に接続されて、そのアノードを前記第2のリアクトル側に向けて設けられる第2のダイオードD2と、前記第2のリアクトルと前記第2のダイオードとの間の点と、前記第2の経路LLとの間に設けられ、前記第1のスイッチング素子と排他的に導通する第2のスイッチング素子S2とを更に備える。この発明にかかるスイッチング電源回路の第5の態様は、その第1の態様、第2の態様、第3の態様、又は第4の態様のいずれかであって、前記第1のスイッチング素子と前記第1のリアクトルとは同じプリント基板に搭載される。前記冷媒サイクルは例えば空気調和機である。冷媒サイクルの運転能力は、中間運転能力よりも低い能力から最大運転能力までの広い範囲において変動し、インバータの負荷も大きく変動する。この発明にかかる力率改善回路の第1の態様によれば、スイッチング電源回路の発生する音はインバータの負荷が大きくても可聴音域に至りにくく、当該負荷が小さいときに発生する損失が低減される。この発明にかかる力率改善回路の第2の態様によれば、定格能力においても損失が低減される。この発明にかかる力率改善回路の第3の態様によれば、スイッチング電源回路の発生する音が可聴音域に至らず、騒音の発生が回避される。この発明にかかる力率改善回路の第4の態様によれば、いわゆるインターリーブ方式の動作が実現されるので、力率改善回路への入力電流のリプルが低減される。この発明にかかる力率改善回路の第1~第4の態様によれば、第1のリアクトルの発熱が小さい。よって第1のスイッチング素子が搭載されるプリント基板に第1のリアクトルを搭載しても、第1のスイッチング素子への発熱の影響が小さく、特に第1のスイッチング素子として半導体素子が採用される場合に好適である。よってこの発明にかかる力率改善回路の第5の態様によれば、第1のスイッチング素子が搭載される基板と第1のリアクトルとを接続するための接続線が不要となり、部品点数の削減のみならず接続線に起因する雑音も回避される。本実施の形態にかかるスイッチング電源回路は、図1に例示するように、入力端P1,P2と出力端P3,P4とリアクトルL1とダイオードD1とスイッチング素子S1と、平滑コンデンサCとを備えている。入力端P1,P2の間には直流電圧が印加される。例えば入力端P1,P2には不図示のダイオード整流回路が接続される。ダイオード整流回路は交流電源からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端P1,P2の間に印加する。ここでは入力端P2に印加される電位は入力端P1に印加される電位よりも低い。なお、入力端P1,P2にダイオード整流回路が接続されることは必須要件ではない。入力端P1,P2の間に直流電圧を印加する任意の構成が入力端P1,P2に接続されていればよい。リアクトルL1は入力端P1と出力端P3とを結ぶ経路LH1上に設けられている。ダイオードD1は経路LH1上において出力端P3側でリアクトルL1と直列に接続されている。ダイオードD1はそのアノードをリアクトルL1に向けて設けられる。スイッチング素子S1は、リアクトルL1とダイオードD1との間の点と、入力端P2および出力端P4を結ぶ経路LLとの間に設けられる。なお図1の例示では、スイッチング素子S1がMOS電界効果トランジスタとして示されているが、これに限らない。スイッチング素子S1は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。ここでMOSという用語は、古くは金属/酸化物/半導体の積層構造に用いられており、MetalOxideSemiconductorの頭文字を採ったものとされている。しかしながら特にMOS構造を有する電界効果トランジスタMOS電界効果トランジスタにおいては、近年の集積化や製造プロセスの改善などの観点からゲート絶縁膜やゲート電極の材料が改善されている。例えば主としてソースドレインを自己整合的に形成する観点から、ゲート電極の材料として金属の代わりに多結晶シリコンが採用されてきている。また電気的特性を改善する観点から、ゲート絶縁膜の材料として高誘電率の材料が採用されるが、当該材料は必ずしも酸化物には限定されない。従ってMOSという用語は必ずしも金属/酸化物/半導体の積層構造のみに限定されて採用されているわけではなく、本明細書でもそのような限定を前提としない。即ち、技術常識に鑑みて、ここではMOSとはその語源に起因した略語としてのみならず、広く導電体/絶縁体/半導体の積層構造をも含む意義を有する。出力端P3,P4の間には平滑コンデンサCが設けられている。平滑コンデンサCは入力端P1,P2からリアクトルL1、ダイオードD1及びスイッチング素子S1を介して印加される直流電圧を平滑する。いずれも経路LH1に接続されるリアクトルL1及びダイオードD1と、スイッチング素子S1とは昇圧回路B1を構成し、昇圧回路B1は平滑コンデンサCと共にスイッチング電源回路を構成する。昇圧回路B1は入力側の力率を改善する力率改善回路としても機能する。制御部6はリアクトルL1を流れる電流IL1に基づいて、スイッチング素子S1の導通/非導通を、例えば図2のように臨界電流モードで制御し、あるいは例えば図3のように電流不連続モードで制御する。本実施の形態では電流IL1の検出のためにリアクトルL1sが設けられている。リアクトルL1sはリアクトルL1と共にトランスを構成している。制御部6はリアクトルL1sに流れる電流を検知し、電流IL1を見積もる。図4は本実施の形態にかかる力率改善回路4を採用する冷媒サイクルたる空気調和機900の構成を例示するブロック図である。空気調和機900は室内機901及び室外機902を有している。室内機901及び室外機902はいずれも商用電源1から交流電力が供給され、当該交流電力の総量を電力Wとして示している。力率改善回路4としては上述の昇圧回路B1を採用することができる。空気調和機900に代替して、公知のヒートポンプ形式の冷媒サイクル、例えば給湯器を適用することもできる。空気調和機900はその室外機902において、冷媒圧縮機7及びこれを駆動するインバータ5を設けている。力率改善回路4は臨界電流モード若しくは電流不連続モードで動作し、インバータ5へ直流電流を供給する。ダイオード整流回路3も室外機902に設けられ、これは商用電源1からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を力率改善回路4に供給する。制御部6は力率改善回路4のみならず、インバータ5の動作も制御する。このようなスイッチング素子S1の導通/非導通やインバータ5を制御する手法については周知であるのでこれ以上の説明は割愛する。またここでは、制御部6はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ換言すれば手順を実行する。上記記憶装置は、例えばROM、RAM、書き換え可能な不揮発性メモリEPROM等、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部6はこれに限らず、制御部6によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。本実施の形態においては、リアクトルL1にスイングチョークが採用される。図5において、通常のリアクトルのインダクタンスを曲線101で、スイングチョークのインダクタンスを曲線102で、それぞれ示した。但しここでは電流が小さい領域での両者のインダクタンスが等しい場合を例示している。本実施の形態にかかるスイッチング電源回路は、リアクトルL1に電流不連続モードあるいは臨界電流モードで電流を流して駆動される。入力端P1,P2に入力される入力電流はダイオード整流回路3によって整流された直流であるのが通常であり、例えばダイオード整流回路3には正弦波が入力される。以下、リアクトルL1にスイングチョークが採用された場合において、リアクトルL1に流れる電流IL1について説明する。スイングチョークのインダクタンスは図5に曲線102で示されるように、電流が大きい領域においてほぼ平坦な特性を示し、かつスイングチョークに流れる電流が小さい領域におけるインダクタンスは、当該電流が大きい領域におけるインダクタンスよりも大きい。換言すれば、曲線102は少なくとも二つの変曲点を有していることになる。電流IL1の値I1,I2,I3は、空気調和機900に供給される電力Wが、それぞれの中間運転消費電力、定格運転消費電力、最大運転消費電力日本工業規格C9612参照をとるときの最大電流に対応する。即ち、空気調和機900が中間運転能力で運転するときには電流IL1の最大値は値I1を、空気調和機900が定格運転で運転するときには電流IL1の最大値は値I2を、最大運転能力で運転するときには電流IL1の最大値は値I3を、それぞれ採ることになるI3>I2>I1。あるいは、定格運転消費電力は国際工業規格5151-1に則っても良く、この場合には中間消費電力は定格運転消費電力の半分と把握される。最大運転能力は冷房運転時では空気調和機のメーカーが指定する、当該空気調和機が連続して出力できる能力であり、暖房運転時では、上記規格にて定義された暖房低温能力の1.38倍となる。リアクトルL1のインダクタンスは、空気調和機900が中間運転能力及び中間運転能力よりも低い能力で運転するときの電流IL1が最大値I1を採るときに、値L11を採り、空気調和機900が最大運転能力で運転するとき及び最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するときの電流IL1が最大値I1を採るときには、第2値L12<L11を採る。図6は電流IL1が、値I1よりも更に小さい値を採る場合を示すグラフである。電流IL1に併記された破線は電流IL1の包絡線の概要を示す。当該包絡線は正弦波状に制御されるので例えば非特許文献1の図14等、電流IL1が小さいと、臨界電流モードではスイッチング素子S1が導通/非導通する周波数即ちスイッチング周波数が高くなってスイッチング損卒が大きくなり易い。電流IL1が小さいと、電流不連続モードではスイッチング周波数を上昇させないとスイッチング素子S1が導通時に流す電流が増大する。これはスイッチング損失及び導通損失の増大を招来し、効率が低下する。そこでリアクトルL1のインダクタンスの値L11を高くして、スイッチング素子S1が導通しても電流IL1が上昇しにくいことが望ましい。このようにして、中間運転能力以下で空気調和機900が運転されるとき、その損失を低減し、効率の良い運転を行うことができる。一般に、空気調和を必要とする外気温度の発生時間例えば日本工業規格C9612附属書3表3及び表6参照は、空気調和機の中間能力以下での運転が要求される温度に集中している。よって中間運転能力以下での効率の向上は、通年エネルギー消費効率APF:AnnualPerformanceFactor、日本工業規格C9612附属書3を参照を改善する。より通年エネルギー消費効率を改善するため、図5に曲線102で示されるように、リアクトルL1として採用されるスイングチョークのインダクタンスは、定格運転に対応する値I2に電流IL1が至るまで値L11を採ってもよい。なお、一般に、絶縁ゲートバイポーラトランジスタの導通損失は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタに流れる電流と、そのエミッタ-コレクタ間電圧の積で表される。他方、MOS電界効果トランジスタの導通損失は、MOS電界効果トランジスタに流れる電流の二乗と、そのオン抵抗との積で表される。通常、絶縁ゲートバイポーラトランジスタのエミッタ-コレクタ間電圧は1.5V程度であり、及びMOS電界効果トランジスタのオン抵抗は0.2Ω程度である。よって流れる電流が7.5A以下のときには絶縁ゲートバイポーラトランジスタよりもMOS電界効果トランジスタの方が、導通損失は小さくなる。かかる導通損失の比較に鑑みれば、スイッチング素子S1としてMOS電界効果トランジスタを採用することは、中間運転能力以下で空気調和機900が運転されるときの損失を低減し、ひいては通年エネルギー消費効率を向上させる観点で望ましい。図6は曲線101のインダクタンスに対応する通常のリアクトルに流れる電流、曲線102のインダクタンスに対応するスイングチョークに流れる電流のいずれにも相当する。両者のインダクタンスは電流IL1が値I1よりも小さい領域において一致するからである。さて、運転能力を大きくして電流IL1を大きくする必要がある場合を考える。図7は曲線101でそのインダクタンスが示される通常のリアクトルを用いた場合に、運転能力が大きく、流れる電流IL1も値I2>I1を越える場合のグラフを示す。図5に示されるように曲線101は電流IL1が値I2を越える辺りから大きく低下し、値I3>I2ではさらに低下する傾斜がきつくなる。もし電流IL1が値I2を越えても、リアクトルL1のインダクタンスが低下しなければ電流IL1の波形の傾斜も図6に示されたグラフと同程度であるはず図7の三角波の破線参照である。しかしリアクトルL1のインダクタンスが低下するため、電流IL1の傾斜は値I2を越えると急峻となり、大きな電流が流れてしまう図7の実線のグラフ参照。これにより、電流IL1は値I3をも越える部分が発生し、その傾斜は更に急峻となる。よって電流IL1の包絡線は大きく歪み、高調波抑制の観点で望ましくない。しかも、臨界電流モードが採用されていればスイッチング周波数が低下して可聴周波数帯に入るという懸念があり、電流不連続モードが採用されていれば電流連続モードに移行しやすく電気的ノイズが増大するという懸念もある。他方、図8は曲線102でそのインダクタンスが示されるスイングチョークをリアクトルL1に用いた場合に、運転能力が大きく、流れる電流IL1も値I2を越える場合のグラフを示す。曲線102で示されるように、当該インダクタンスは電流IL1が増大するにつれて一旦は低下するものの、更に電流IL1が増大してもインダクタンスは余り低下しない。よって電流IL1が値I2を越えても、電流IL1の傾斜は値I2を越えても余り急峻とはならず、値I3に達することもない。よって電流IL1の包絡線の波形歪みも少なく、当該包絡線の平均値図8の鎖線参照も正弦波に近づくことになる。一般に空気調和機900は最大運転以下で運転されるが、過渡的に最大運転を越えた運転を行う場合がある。かかる場合においても効率を維持するためにはリアクトルL1のインダクタンスは低下しないことが望ましい。電流IL1が大きいときには昇圧回路B1の損失としてはスイッチング素子S1の導通損失が支配的となり、リアクトルL1の銅損による損失が電流IL1の二乗に比例して増大する。よって当該インダクタンスが小さくなって図7で示された波形と類似して電流IL1のピーク値が大きくなることは回避されることが望ましい。他方、電流連続モードで動作させないため、また臨界電流モードにおいてスイッチング周波数を小さくしないためには、当該インダクタンスを大きくすることも望ましくない。従って当該インダクタンスは電流IL1が値I3以上を採るときに一定値L12を採ることが望ましい。図9において、電流IL1が値I3以上となる領域において、スイングチョークが採用されたリアクトルL1のインダクタンスが値L12で一定となることを説明する。当該インダクタンスは図5と同様に、曲線102で表される。但し、図9は図5よりも電流IL1が値I3を採る近傍の領域を拡大して示している。曲線J1,J2は、それぞれ機械的振動の周波数が一定となる場合のリアクトルL1のインダクタンスの値を示す。非特許文献1によれば、ダイオード整流回路3へ入力する最小AC電圧実効値と、昇圧回路B1の出力電圧と、力率及び効率を一定とすると、リアクトルL1のインダクタンスは昇圧回路B1の出力電力の最大値とPWM周波数の最低値との積に反比例する。出力電力の最大値は出力電圧及び出力電流の積に比例し、PWM周波数の最低値はスイッチング周波数の最低値であると見ることができる。よってリアクトルL1のインダクタンスはスイッチング周波数を固定すると電流IL1に反比例し、スイッチング周波数が高いほど小さくなる。上述の説明から、曲線J1,J2は電流IL1が増大するほど、それらが示すインダクタンスの値は小さくなることがわかる。また曲線J1で示されるインダクタンスに対応する周波数の値は、曲線J2で示されるインダクタンスに対応する周波数の値よりも大きく、たとえばそれぞれ20kHz及び10Hzである。曲線K1,K2は、それぞれ昇圧回路B1の効率が一定の場合の、リアクトルLにおけるリアクトルL1のインダクタンスの値を示す。但し当該効率ではリアクトルLの銅損を無視した。よって当該効率はスイッチング損失が大きいほど小さくなり、スイッチング損失はスイッチング周波数が高いほど増大する。そしてスイッチング周波数を下げつつ電流IL1を大きくするためには、昇圧回路B1が電流不連続モードのみではなく臨界電流モードでも動作する場合も考慮すると、スイッチングされない期間で昇圧回路B1から出力される電流のピークを、インダクタンス値を小さくすることで増大させることになる。よって等しい効率で電流IL1を大きくするには、電流IL1が大きいほどインダクタンスを小さくする。上述の説明から、曲線K1,K2は電流IL1が増大するほど、それらが示す効率の値は小さくなることがわかる。また曲線K1で示されるインダクタンスに対応する効率の値は、曲線K2で示されるインダクタンスに対応する効率の値よりも大きく、たとえばそれぞれ95及び97である。他方、昇圧回路B1の効率は、上記のスイッチング損失の他、リアクトルLの銅損によっても損なわれる。そしてリアクトルLの銅損は電流IL1の二乗に比例する。曲線R1は当該銅損を示し、電流IL1が増大するにつれてその上昇率は大きくなる。以上のことからリアクトルL1のインダクタンスは、機械的振動の周波数が可聴域に入りにくい観点からは曲線J1で示される値よりも小さく、効率を向上させる観点では曲線K1,R1で示される値よりも大きいことが望ましい。特に、過渡的であっても、最大能力運転以上の運転能力が要求される空気調和機に電力が供給される観点からは、当該インダクタンスは電流IL1が値I3近傍以上となる領域においては、曲線R1で示される値よりも大きいことが望まれる。当該インダクタンスが曲線J1で示される値よりも大きく、例えばスイッチング周波数が20kHzより低下しても、そのこと自体が当該実施の形態を実施できないことを意味するものではない。当該インダクタンスが曲線J1で示される値よりも大きくても、曲線J2で示される値よりも小さく、例えばスイッチング周波数が15kHzよりも大きければ、冷媒圧縮機7の運転音や、室外機902に通常採用されるファン図示省略の風切り音や、インバータ5のキャリア周波数に基づく騒音の方が、力率改善回路4のスイッチング周波数に基づく騒音よりも大きい場合がある。かかる場合には、力率改善回路4から発生する騒音に対しての固有の対策を採る必要はない。つまり、可聴域の高域限界辺りまでしかスイッチング周波数が低下しなければ、本実施の形態の効果はあるものと認めることができる。以上のように、スイングチョークは、そのインダクタンスが電流の大きい領域においてほぼ平坦な特性を示すので、これを採用したリアクトルL1に流れる電流IL1が大きいときにも当該インダクタンスを大きく保つことができる。これによりスイッチング周波数が可聴周波数帯に至ることを抑制して騒音を防止しながらも、効率の低下が抑制される。また出力電流の波形が大きく突出することを抑制できる。つまり出力電流の高調波を抑制できるという効果を招来する。またスイッチング素子S1に小電流用の素子、例えば電界効果トランジスタを採用することができるという効果もある。また、スイッチング周波数の低下を抑制して当該するという効果もある。またリアクトルL1に流れる電流IL1が小さい領域におけるインダクタンスが、電流IL1が大きい領域におけるインダクタンスよりも大きいので、電流IL1が小さい領域での効率を高めることができる。通常、空気調和機の運転能力は、中間運転能力よりも低い能力から最大運転能力までの広い範囲において変動し、インバータ5の負荷例えば圧縮機7も大きく変動する。よって上述のように、リアクトルL1のインダクタンスが、空気調和機900が中間運転能力及び中間運転能力よりも低い能力で運転するときには値L11を採り、空気調和機900が最大運転能力を越える能力で過渡的に運転するとき及び最大運転能力で運転するときには値L12<L11を採ることにより、下記の利点が得られる。即ちインバータ5の負荷が大きくても、スイッチング電源回路、中でも力率改善回路4の騒音は可聴音域に至りにくく、かつ当該負荷が小さいときに発生する損失が低減される。そして空気調和機900が定格能力で運転するときにもリアクトルL1のインダクタンスが値L11を採ることにより、定格能力においても損失が低減される。また、リアクトルL1のインダクタンスがスイッチング周波数を可聴周波数以上とする値を採ることにより、スイッチング電源回路、中でも力率改善回路4が発生する音は可聴音域に至らず、騒音の発生が回避される。図10は力率改善回路4の外観を示す図である。力率改善回路4では、プリント基板40上に経路LL,LH1、入力端P1,P2及び出力端P3,P4が実現されている。またプリント基板40にはリアクトルL1,L1s、ダイオードD1、スイッチング素子S1が搭載される。上述のように、特に電流IL1が大きい領域でリアクトルL1のインダクタンスを大きくすることにより、リアクトルL1の発熱は小さくなる。よってスイッチング素子S1が搭載されるプリント基板40から、リアクトルL1を離して熱的に分離する必要性が少ない。換言すればスイッチング素子S1が搭載されるプリント基板40にリアクトルL1を搭載しても、スイッチング素子S1への発熱の影響が小さい。これは特にスイッチング素子S1として半導体素子が採用される場合に好適である。そしてスイッチング素子S1が搭載されるプリント基板40にリアクトルL1を搭載することにより、リアクトルL1とプリント基板40とを接続するための接続線が不要となる。かかる接続線の省略により、部品点数の削減のみならず接続線に起因する雑音も回避される。上記力率改善回路4として、インターリーブ型力率改善回路を採用することができる。図11はインターリーブ型力率改善回路の構成を示す回路図である。図11に示された構成は、図1に示された構成に対して、スイッチング素子S2、リアクトルL2,Ls2、ダイオードD2、経路LH1が追加された構成を有している。リアクトルL2は入力端P1と出力端P3とを結ぶ経路LH2上に設けられている。ダイオードD2は経路LH2上において出力端P3側でリアクトルL2と直列に接続されている。ダイオードD2はそのアノードをリアクトルL2に向けて設けられる。スイッチング素子S2は、リアクトルL2とダイオードD2との間の点と、経路LLとの間に設けられる。スイッチング素子S2はスイッチング素子S1と同様に、MOS電界効果トランジスタには限定されず、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ又はバイポーラトランジスタ等であってよい。経路LH2に接続されるリアクトルL2、ダイオードD2及びスイッチング素子S2は昇圧回路B2を構成する。昇圧回路B1,B2は入力側の力率を改善する力率改善回路4として機能する。力率改善回路4は平滑コンデンサCと共にスイッチング電源回路を構成する。制御部6は電流IL1のみならず、リアクトルL2を流れる電流IL2にも基づいて、スイッチング素子S1,S2の導通/非導通を、例えば図12のように制御する。入力端P1,P2間に流れる電流ILは電流IL1,IL2の和である。リアクトルL1sと類似して、電流IL2の検出のためにリアクトルL2sが設けられている。リアクトルL2sはリアクトルL2とトランスを構成している。制御部6はリアクトルL2sに流れる電流を検知して電流IL2を見積もる。スイッチング素子S1,S2は互いに排他的に導通し、力率改善回路4は臨界電流モード、あるいは電流不連続モードで動作する。スイッチング素子S1,S2の導通/非導通を制御する手法についてはインターリーブの動作として周知であるのでこれ以上の説明は割愛する。かかる力率改善回路4において、少なくともリアクトルL1については上述の特性を有するスイングチョークを採用することによって、効率向上あるいは更に高調波抑制と可聴音抑制とのトレードオフが改善される。上述の例では、中間運転能力以下や定格運転能力で空気調和機を運転するときの電流IL1の最大値におけるリアクトルL1のインダクタンスと、中間運転能力以下や定格運転能力で空気調和機を運転するときの電流IL1の最大値におけるリアクトルL1のインダクタンスとの相違について説明した。しかし当該インダクタンスは、電流IL1が小さいときに大きな平坦領域を有し、電流IL1が大きいときに小さな平坦領域を有すれば、上述の効果が得られることは明白である。リアクトルL2にスイングチョークを用いても同様に、出力電流の高調波抑制、スイッチング素子S2への小電流用の素子の採用、電流が小さい領域での効率向上、という効果がある。スイングチョークはリアクトルL1,L2の両方に用いることが望ましい。但しスイングチョークをリアクトルL1,L2のいずれか一方だけに用いても、リアクトルL1,L2の両方に通常のリアクトルを用いる場合と比較して、上述の効果が得られることは明白である。"