"負荷装置に接続された同期モータを駆動制御するモータ制御装置であって、前記負荷装置の負荷トルクは、前記同期モータのロータの機械角に対応して変動し、前記モータ制御装置は、入力された単相交流電圧を全波整流する整流回路と、前記整流回路の出力電圧を制御信号に応じた振幅を有する多相交流電圧に変換して前記同期モータにモータ電圧として出力するインバータ装置と、前記整流回路と前記インバータ装置とを接続する直流配線間の線間電圧を検出する電圧検出部と、前記モータ電圧と前記同期モータのステータを流れるモータ電流との位相差に基づいて、前記モータ電圧の振幅に対応する第1の基準値を算出する第1の基準値算出部と、前記線間電圧と前記単相交流電圧のピーク値以上の値である予め定める上限値とを比較し、前記線間電圧が前記上限値以下の場合には、前記同期モータの機械角に対応した補正値を前記第1の基準値に加算した値である第2の基準値を出力し、前記線間電圧が前記上限値を超える場合には、縮小された前記補正値を前記第1の基準値に加算した値である第3の基準値を出力する補正部と、前記補正部から出力された前記第2または第3の基準値に基づいて前記制御信号を生成する制御信号生成部とを備え、前記補正値は、前記同期モータの機械角に対応した第1の補正係数を前記第1の基準値に乗算した値であり、前記第1の補正係数は、前記同期モータの1回転中で前記負荷トルクが最大のとき正の値になり、前記負荷トルクが最小のとき負の値になるように前記負荷トルクの大きさに応じて予め設定される、モータ制御装置。前記補正部は、前記線間電圧が前記上限値を超える場合には、前記線間電圧が前記上限値以下となるまでの間、前記第1の補正係数を徐々に縮小することによって前記補正値を徐々に縮小する、請求項1に記載のモータ制御装置。前記第1の基準値算出部は、前記モータ電圧と前記モータ電流との位相差が予め定める目標位相差に一致するように前記位相差に対して演算処理を行なうことによって第4の基準値を算出する第2の基準値算出部と、前記第4の基準値を前記線間電圧の大きさに応じて補正することによって前記第1の基準値を算出する第3の基準値算出部とを含み、前記第1の基準値は、前記第4の基準値に第2の補正係数を乗算した値であり、前記第2の補正係数は、前記単相交流電圧のピーク値未満の値である予め定める電圧基準値よりも前記線間電圧が大きい場合に1より小さく、前記電圧基準値よりも前記線間電圧が小さい場合に1より大きく、前記第2の補正係数は、前記電圧基準値に対する前記線間電圧の比率が大きいほど小さい、請求項1または2に記載のモータ制御装置。前記上限値は、前記インバータ装置の耐圧に基づいて予め設定される、請求項1~3のいずれか1項に記載のモータ制御装置。前記上限値は、前記同期モータが停止している状態で検出された前記線間電圧に基づいて予め設定される、請求項1~3のいずれか1項に記載のモータ制御装置。前記モータ制御装置は、前記整流回路と前記インバータ装置とを接続する直流配線間に設けられたコンデンサをさらに備え、前記コンデンサの容量値が前記整流回路の出力電圧を平滑化するのに必要な値よりも小さな値であることによって、前記線間電圧の値は前記整流回路に入力された前記単相交流電圧の絶対値に応じて変動する、請求項1~5のいずれか1項に記載のモータ制御装置。上記の特開2004-274841号公報特許文献3に記載の方法でトルク制御を行なった場合に、負荷トルクの変動パターンが予め想定したパターンからずれてしまうと、PWM信号のデューティ比の補正が適切に行なえないので負荷トルクとモータトルクとに差が生じる。この結果、同期モータの振動および騒音が増える。特に、負荷トルクに比べてモータトルクが増加した場合には、モータの回転数が増加する結果、回生エネルギーが増大する。このとき、特開2002-51589号公報特許文献4に記載のように平滑化用のコンデンサを設けない場合には、回生エネルギーの増加を平滑コンデンサによって吸収できないので、インバータの直流母線間の電圧が大きく上昇することになる。この結果、インバータ回路に設けられた半導体スイッチング素子に耐電圧を超える電圧が印加されてしまう可能性がある。この発明は上記の問題点を考慮してなされたものである。この発明の目的は、平滑化用の大容量コンデンサを有しないモータ制御装置によって同期モータを駆動する場合において、同期モータに接続された負荷のトルクがモータの回転に伴って変動する場合であっても、低振動かつ低騒音で同期モータを駆動するとともに、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することである。この発明は一局面において、負荷装置に接続された同期モータを駆動制御するモータ制御装置であって、整流回路と、インバータ装置と、電圧検出部と、第1の基準値算出部と、補正部と、制御信号生成部とを含む。ここで、負荷装置の負荷トルクは、同期モータのロータの機械角に対応して変動する。整流回路は、入力された単相交流電圧を全波整流する。インバータ装置は、整流回路の出力電圧を制御信号に応じた振幅を有する多相交流電圧に変換して同期モータにモータ電圧として出力する。電圧検出部は、整流回路とインバータ装置とを接続する直流配線間の線間電圧を検出する。第1の基準値算出部は、モータ電圧と同期モータのステータを流れるモータ電流との位相差に基づいて、モータ電圧の振幅に対応する第1の基準値を算出する。補正部は、線間電圧と単相交流電圧のピーク値以上の値である予め定める上限値とを比較し、線間電圧が上限値以下の場合には、同期モータの機械角に対応した補正値を第1の基準値に加算した値である第2の基準値を出力し、線間電圧が上限値を超える場合には、縮小された補正値を第1の基準値に加算した値である第3の基準値を出力する。制御信号生成部は、補正部から出力された第2または第3の基準値に基づいて制御信号を生成する。上記の補正値は、同期モータの機械角に対応した第1の補正係数を第1の基準値に乗算した値である。第1の補正係数は、同期モータの1回転中で負荷トルクが最大のとき正の値になり、負荷トルクが最小のとき負の値になるように負荷トルクの大きさに応じて予め設定される。好ましくは、補正部は、線間電圧が上限値を超える場合には、線間電圧が上限値以下となるまでの間、上記の第1の補正係数を徐々に縮小することによって上記の補正値を徐々に縮小する。好ましくは、第1の基準値算出部は、第2の基準値算出部と第3の基準値算出部とを含む。第2の基準値算出部は、モータ電圧とモータ電流との位相差が予め定める目標位相差に一致するように位相差に対して演算処理を行なうことによって第4の基準値を算出する。第3の基準値算出部は、第4の基準値を線間電圧の大きさに応じて補正することによって第1の基準値を算出する。第1の基準値は、第4の基準値に第2の補正係数を乗算した値である。上記の第2の補正係数は、単相交流電圧のピーク値未満の値である予め定める電圧基準値よりも線間電圧が大きい場合に1より小さく、電圧基準値よりも線間電圧が小さい場合に1より大きい。第2の補正係数は、電圧基準値に対する線間電圧の比率が大きいほど小さい。好ましくは、上記の上限値は、インバータ装置の耐圧に基づいて予め設定される。好ましくは、上記の上限値は、同期モータが停止している状態で検出された線間電圧に基づいて予め設定される。好ましくは、モータ制御装置は、整流回路とインバータ装置とを接続する直流配線間に設けられたコンデンサをさらに含む。コンデンサの容量値が整流回路の出力電圧を平滑化するのに必要な値よりも小さな値であることによって、線間電圧の値は整流回路に入力された単相交流電圧の絶対値に応じて変動する。この発明によれば、補正部によってモータ電圧の振幅に対応する第1の基準値を補正することによって、低振動かつ低騒音で同期モータを回転させることができるとともに、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することができる。以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰返さない。[空気調和機およびモータ制御装置の構成]図1は、この発明の実施の一形態による空気調和機1の構成を示す機能ブロック図である。以下では、空気調和機1を例に挙げて説明するが、冷凍機などのように冷凍サイクルヒートポンプサイクルを利用する機器などに対してこの発明を適用することができる。図1を参照して、空気調和機1は、同期モータ2と、同期モータ2に接続された負荷装置としての圧縮機3と、同期モータ2を駆動制御するモータ制御装置10とを含む。モータ制御装置10は、商用電源などの交流電源4から受けた単相交流電圧を所望の周波数および振幅を有する三相交流電圧に変換して同期モータ2のステータ固定子:statorに供給する。これによって、同期モータ2が可変速駆動される。同期モータ2によって駆動される圧縮機3は、たとえば、空気調和機や冷凍機などによく用いられるシングルロータリ型圧縮機である。シングルロータリ型圧縮機の特徴は、構造が簡単で製造コストが安価であるという反面、モータ1回転中での負荷トルク変動が非常に大きいことである。シングルロータリ型圧縮機では、モータ1回転中に冷媒の吸入、圧縮、吐出という圧縮サイクルを順次繰返していく。したがって、吐出直前は冷媒が圧縮されるので負荷トルクとして大きくなり、吐出直後は冷媒が抜けるので負荷トルクが小さくなる。このようにシングルロータリ型圧縮機の負荷トルクは同期モータの回転と同期してすなわち、モータ1回転中の機械角に対応して変動する。なお、空気調和機1は、図1に示した構成の他に少なくとも室内熱交換器、室外熱交換器、膨張弁、およびこれらを接続する冷媒配管を含む。冷媒配管に設けた四方弁の切り替えにより、冷房運転を行なうときには圧縮機、室外熱交換器、膨張弁、室内熱交換器、および圧縮機の順に冷媒が流れ、暖房運転を行なうときには圧縮機、室内熱交換器、膨張弁、室外熱交換器、および圧縮機の順に冷媒が流れる。以下、モータ制御装置10の構成を詳しく説明する。モータ制御装置10は、整流回路11と、インバータ回路12と、コンデンサC1と、電圧検出部13と、電流センサ14と、アンプ15と、マイクロコンピュータ20とを含む。整流回路11は、ダイオードD1~D4を含み、交流電源4から受けた単相交流電圧を全波整流する。インバータ回路12は、整流回路11の出力電圧を三相交流電圧U相、V相、W相に変換して同期モータ2にステータ巻線に供給する。インバータ回路12は、三相ブリッジ接続されたスイッチング素子Qu,Qv,Qw,Qx,Qy,Qzと、これらのスイッチング素子にそれぞれ対応し、各々が対応のスイッチング素子と逆バイアス方向に並列接続されたフリーホイールダイオードDu,Dv,Dw,Dx,Dy,Dzとを含む。図1に示すインバータ回路12では、スイッチング素子としてIGBTInsulatedGateBipolarTransistorが例示される。マイクロコンピュータ20から出力されたPWM信号に従ってスイッチング素子Qu~Qw,Qx~Qzがスイッチングすることによって、インバータ回路12は、制御信号に応じた振幅および周波数を有する三相交流電圧を同期モータ2に出力する。コンデンサC1は、整流回路11とインバータ回路12とを接続する高電圧側の直流配線HLと低電圧側の直流配線LLとの間に接続される。コンデンサC1は、主として、インバータ回路12におけるパルス幅変調PWMの際のキャリア信号を遮断するためのものであり、整流回路11の出力電圧を平滑化するためのものではない。したがって、コンデンサC1の容量値は、整流回路11の出力電圧を平滑化するのに必要な値に比べてかなり小さな値である。コンデンサC1の容量値は、たとえば、10μFであり、従来のダイオード全波整流回路用の平滑コンデンサの1/100程度である。この結果、同期モータ2の駆動中における直流配線HL,LL間の電圧は、整流回路11の入力電圧の絶対値に依存して、すなわち、交流電源4の2倍の周波数で脈動する。直流配線HL,LL間の電圧の極大値は極小値の10倍以上になる。このように、直流配線HL,LL間の電圧を脈動させることによって、整流回路11への入力電流波形を正弦波に近付けて力率を改善することができる。電圧検出部13は、直流配線HL,LL間の電圧線間電圧を検出する。検出された線間電圧はマイクロコンピュータ20に入力される。たとえば、電圧検出部13は、直流配線HL,LL間に直列接続された複数の抵抗素子図示省略を含む。これらの抵抗素子によって分圧された電圧は、マイクロコンピュータ20に入力され、A/DAnalogtoDigital変換器図示省略によってデジタルデータに変換される。電流センサ14は、同期モータ2のU,V,W相のステータ巻線のうち特定相図1の場合はU相のステータ巻線に流れる電流を検出する。電流センサ14として、コイルとホール素子で構成されたセンサや、カレントトランスなどを用いることができる。電流センサ14によって検出された信号は、アンプ15によって増幅およびオフセット加算がなされた後、マイクロコンピュータ20に入力され、A/D変換器図示省略によってデジタルデータに変換される。マイクロコンピュータ20は、CPUCentralProcessingUnit、RAMRandomAccessMemory、ROMReadOnlyMemory、A/D変換器、およびD/ADigitaltoAnalog変換器を含むいずれも不図示。マイクロコンピュータ20は、電圧検出部13および電流センサ14によって検出された信号に基づいて、インバータ回路12を制御するためのPWM信号を生成する。生成されたPWM信号は、D/A変換器によってアナログ信号に変換された後、インバータ回路12に出力される。本実施の形態による同期モータ2の速度制御方式は、他制運転速度オープンループ運転方式である。すなわち、マイクロコンピュータ20による制御によって、インバータ回路12は、回転数指令値に対応した強制励磁角周波数を有するモータ電圧を同期モータ2の各相のステータ巻線に印加する。このとき、マイクロコンピュータ20は、モータ電圧と各相のステータ巻線を流れるモータ電流Iu,Iv,Iwとの位相差を検出し、検出された位相差が目標位相差となるようにフィードバック制御する。このような位相差制御は、同期モータ2のロータとステータとの相対位置を直接検出するものではないが、位相差とロータステータの相対位置とはほぼ比例関係にあるので、位相差を制御することによって間接的にロータステータの相対位置を制御することができる。この結果、同期モータ2の高効率駆動のために適切なタイミングでモータに通電することができる。[マイクロコンピュータ20によるモータ制御の詳細]図1に示すマイクロコンピュータ20は、機能的には、位相差制御部振幅基準値算出部21と、電圧補正部22と、機械角検出部23と、トルク制御部24と、PWM信号生成部25とを含む。これらの各機能ブロックは、マイクロコンピュータ20がプログラムに従って動作することによって実現される。位相差制御部21は、PWM信号生成部25から出力されたモータ電圧信号と電流センサ14から出力されたモータ電流信号とを受けて、これらの信号間の位相差を表わす量位相差情報と称するを算出し、この位相差情報に基づいてモータ電圧の振幅に対応する振幅基準値Aを算出する。ここで、モータ電圧信号はPWM信号生成部25で作成するので、同期モータ2の特定相図1の場合U相のモータ電圧を直接検出する必要はない。モータ電圧信号のゼロクロス点とモータ電流信号のゼロクロス点との時間差に基づいて算出された位相差を位相差情報として用いてもよいし、特開2001-112287号公報特許文献1に記載の方法に従って位相差情報を求めてもよい。後者の方法では、位相差制御部21は、電流センサ14で検出されたモータ電流を用いて、モータ電圧を基準とする2個所の位相期間におけるモータ電流の面積を検出し、2個所のモータ電流面積の比を計算してこれを位相差情報とする。位相差制御部21は、上述のようにして算出した位相差情報が目標の位相差情報に一致するように、PI比例積分制御などによって振幅基準値Aを算出する。算出された振幅基準値Aは同期モータ2のロータの機械角によらない一定の値になる。ここで、目標の位相差情報として、実験やシミュレーションなどによって同期モータ2を高効率に駆動するために適した値が、モータの回転条件モータの回転数またはモータ電流の振幅ごとに予め定められる。電圧補正部22は、電圧検出部13によって検出された直流配線HL,LL間の線間電圧と予め設定された直流電圧基準値との相違の程度線間電圧と直流電圧基準値との差、または、線間電圧と直流電圧基準値との比率に応じて振幅基準値Aを補正する。補正後の振幅基準値A’は、線間電圧が直流電圧基準値より大きい場合には元の振幅基準値Aよりも小さな値であり、線間電圧が直流電圧基準値より小さい場合には元の振幅基準値Aよりも大きな値である。この結果、負荷トルクが一定値の場合すなわち機械角に応じて変化しない場合には、平滑用の大容量コンデンサが設けられていない場合でもインバータ回路12から出力される三相交流電圧の振幅が一定になるように制御することができる。ここで、直流電圧基準値は、整流回路11に入力される単相交流電圧のピーク値未満の正の値に設定される。たとえば、単相交流電圧の実効値が220Vであり、ピーク値が311Vのとき、直流電圧基準値は280Vに設定される。具体的に本実施の形態の場合には、電圧補正部22は、位相差制御部21から出力された振幅基準値Aに補正係数αを乗算した値A’=α×Aを出力する。電圧検出部13によって検出された線間電圧をVd、直流電圧基準値をVsとしたとき、補正係数αは、α=Vs/Vdδ...によって与えられる。上式1において、δは、線間電圧Vdが0になったときにαがオーバーフローすることを防止するために設定された微小項である。微小項δに代えてαの上限値を設け、Vdが所定の値以下の場合にはαの上限値に設定してもよい。上式1によれば、補正係数αは、直流電圧基準値Vsよりも線間電圧Vdが大きい場合に1より小さく、直流電圧基準値Vsよりも線間電圧Vd正確にはVdδが小さい場合に1より大きい。補正係数αは、直流電圧基準値Vsに対する線間電圧Vdの比率Vd/Vsが大きいほど小さい。機械角検出部23は、現在のロータの機械角を検出する。U相のモータ電圧を基準にした電気角θと機械角Θとの関係は、機械角0°がU相の電気角0°に対応する場合に、Θ=θ/p...で表わされる。ただし、モータの極数を2p極対数pとしている。したがって、4極3相モータの場合には、機械角0°~360°が電気角0°~720°に対応する。このとき、電気角に基づいてロータの機械的位置を判定するためには、ロータが機械角0°電気角0°から機械角180°電気角360°の範囲にあるのか、機械角180°電気角360°から機械角360°電気角720°の範囲にあるのかを判別する必要がある。機械角検出部23は、負荷トルクの変動に起因したU相モータ電流の振幅の変動を利用してロータの機械角を検出する。具体的には、機械角検出部23は、機械角で180°位相がずれたモータ電流の大小比較を行なうことによってロータの機械的位置を判定する。ロータの機械角の検出を一度行なえばその後は電気角のみによって同期モータの制御を行なうことができる。トルク制御部24は、モータ1回転中の負荷トルクの変動に合わせて、電圧補正部22による補正後の振幅基準値A’をさらに補正する。具体的には、機械角Θに対応して周期的に変化するように設定された補正係数Kを用いて振幅基準値A’を補正する。補正係数Kは、機械角Θの関数FΘとして表わされる周期関数であり、モータ1回転での平均値が0であり、負荷トルクが最大のとき正の値になり、負荷トルクが最小のとき負の値になる。凡その傾向として、補正係数Kは負荷トルクの増加に伴って増加し、負荷トルクの減少に伴って減少する。ただし、補正係数Kによる振幅基準値A’の補正量K×A’は、電圧検出部13によって検出された直流配線HL,LL間の電圧が、インバータ回路12の耐電圧に応じて予め定められた上限値を超えている場合には縮小される。すなわち、パラメータβ0<β≦1を用いることによって、負荷トルクに応じた補正量は、β×K×A’によって与えられる。パラメータβは初期状態では1に設定され、直流配線HL,LL間の電圧線間電圧が上限値を超えている場合には、線間電圧が上限値を超えなくなるまで徐々に縮小される。最終的に、トルク制御部24からPWM信号生成部25に出力される補正後の振幅基準値は、1β×K×α×A...のように与えられる。上記のようにパラメータβによって振幅基準値の補正量K×A’を縮小する理由は次のとおりである。モータ1回転中での負荷トルクの変動パターンが予め想定したパターンすなわち、予め設定された補正係数Kからずれてしまうと、負荷トルクとモータトルクとに差が生じる。このとき、負荷トルクに比べてモータトルクが増加した場合には、同期モータ2の回転数が増加し、この結果、回生エネルギーが増大する。モータ制御装置10に設けられたコンデンサC1は平滑化用の大容量コンデンサではないので、コンデンサC1によってはこの回生エネルギーの増大を吸収しきれない。このため、直流配線HL,LL間の電圧が上昇し、この結果、インバータ回路12を構成するスイッチング素子Qu~Qw,Qx~Qzが耐電圧を超える可能性がある。そこで、直流配線HL,LL間の電圧に上限値を設け、線間電圧が上限値を超えないようにパラメータβによって補正係数Kを調整している。上限値は、整流回路11に入力される単相交流電圧のピーク値以上の値であり、かつ、スイッチング素子Qu~Qw,Qx~Qzの各々にかかる電圧が耐電圧以下となるような値に設定される。たとえば、整流回路11に入力される単相交流電圧の実効値を220Vピーク値311Vとし、インバータ回路12の耐電圧を500Vとしたとき、上限値は311V以上500V以下の値に設定される。マイクロコンピュータ20の制御誤差や制御遅れを考慮して、耐電圧よりも十分に小さな値たとえば、400Vに上限値を設定するのが望ましい。整流回路11に入力される単相交流電圧のピーク値は、同期モータ2の停止中に電圧検出部13で検出される直流配線HL,LL間の電圧に等しい。したがって、この値をマイクロコンピュータ20のメモリに保持しておき上限値として用いてもよい。すなわち、トルク制御部24は、モータ駆動中に電圧検出部13で検出された直流電圧が、モータ停止中に電圧検出部13で検出された直流電圧よりも大きくなった場合には、補正係数Kを縮小するようにしてもよい。PWM信号生成部25は、同期モータ2の周波数設定値強制励磁角周波数とトルク制御部24から受けた補正後の振幅基準値とに基づいてPWM信号を生成してインバータ回路12を構成する各スイッチング素子のゲート電極に制御信号として出力する。具体的には、PWM信号生成部25は、設定周波数を有する単位振幅の正弦波を生成し、生成した単位振幅の正弦波に3式で表わされる補正後の振幅基準値を乗算することによってモータ電圧信号を生成する。PWM信号生成部25は、生成したモータ電圧信号と三角波のキャリア信号とを比較することによってPWM信号を生成する。上記の説明において、位相差制御部21がこの発明の第2の基準値算出部に対応し、電圧補正部22が第3の基準値算出部に対応し、位相差制御部21と電圧補正部22と併せた部分29がこの発明の第1の基準値算出部に対応する。トルク制御部24がこの発明の補正部に対応し、PWM信号生成部25が制御信号生成部に対応する。α×Aがこの発明の第1の基準値に対応し、1βK×αAが第2の基準値β=1および第3の基準値β<1に対応し、振幅基準値Aが第4の基準値に対応する。補正係数Kがこの発明の第1の補正係数に対応し、αが第2の補正係数に対応する。[モータ制御の具体例]コンデンサC1が大容量の平滑コンデンサの場合上記で説明したモータ制御を図2~図9に示した電圧波形図およびフローチャートを参照してさらに具体的に説明する。まず、本実施の形態の前提として、コンデンサC1が大容量の平滑コンデンサの場合について説明する。この場合、式3において、α=β=1に設定される。図2は、モータ1回転中での負荷トルク、モータトルク、およびロータ角速度の関係を示す図である。図2では、モータ電圧振幅を一定にした場合すなわち、式3で、機械角によらず補正係数Kを常に0にした場合の関係が示される。図2の上段の実線のグラフは負荷トルクとロータの機械角との関係を示し、破線のグラフはモータトルクと機械角との関係を示し、一点鎖線のグラフはロータの角速度と機械角との関係を示す。図2の下段のグラフはモータ電圧振幅と機械角との関係を示す。図2の場合、モータ1回転中で負荷トルクが変動するのに対して、モータ電圧の振幅を一定に制御しているのでモータトルクは機械角に対して一定の値になる。この結果、負荷トルクに応じてモータの回転数が変化することになり、図2に示すようにロータ角速度が振動する。したがって、ロータの角速度を一定に制御するためには、負荷トルクとモータトルクとがほぼ等しくなるようにモータ電圧振幅を制御する必要がある。図3は、補正係数Kによって振幅基準値Aを補正した場合のモータ電圧振幅およびモータトルクを示す図である。図3では、上から順にモータ1回転中での補正係数K、振幅基準値、モータ電圧振幅、およびモータトルクが示される。図3に示す正弦波状の補正係数Kによって、振幅基準値Aが1K×Aに補正される。そして、補正後の振幅基準値によって、実際に同期モータ2に印加されるモータ電圧振幅が制御され、そのモータ電圧振幅に応じてモータトルクが変化する。図4は、モータ1回転中での負荷トルク、モータトルク、およびロータ角速度の関係を示す図である。図4では、モータ電圧振幅を負荷トルクに応じて変化させた場合が示される。図4の上段の実線のグラフは負荷トルクとロータの機械角との関係を示し、破線のグラフはモータトルクと機械角との関係を示し、一点鎖線のグラフはロータの角速度と機械角との関係を示す。図4の下段のグラフはモータ電圧振幅と機械角との関係を示す。図4の場合、補正係数Kを用いてモータ電圧の振幅の基準値Aが補正されることによって、モータトルクはモータ1回転中の負荷トルクの変動に一致する。これによって、ロータの角速度はほぼ一定に制御されるので、同期モータ2および圧縮機3の振動および騒音が抑制される。圧縮機3の負荷トルクの変動パターンについて図5は、圧縮機3の負荷トルクの変動パターンを示す図である。図5において横軸は、ロータの機械角[度であり、縦軸は負荷トルク[Nm]を示す。図5に示すように、負荷トルクは機械角に対応して変動する。この理由は、モータ1回転中の吸入、圧縮、吐出の工程ごとに冷媒ガスの圧力が変化するからである。圧縮工程で負荷トルクが大きくなり、吐出工程で負荷トルクが小さくなる。さらに、負荷トルクの最大値は、吸入圧力値、吐出圧力値、および冷媒流量などの条件に応じて変化する。図5に示す例では、A~Dの順で負荷トルクの最大値が増加し、負荷トルクの最大値が増加するにつれて、負荷トルクの最大値に対応する機械角も変化している。上記のように負荷トルクの変動パターンが圧縮機の運転条件に応じて変化すると、予め設定された補正係数KK=FΘを用いた制御では、モータトルクを負荷トルクに一致させることができない。この結果、モータトルクが負荷トルクに比べて大きくなると、モータ回転数が増加するために回生電流も大きくなる。図1で説明したように小容量のコンデンサC1が設けられている場合には、この回生電流の増加を吸収しきれないので直流配線HL,LL間の電圧が上昇してインバータ回路12の耐電圧を超えてしまう。この直流電圧上昇の問題に対処するために、本実施の形態のトルク制御部24は、直流配線HL,LL間の電圧が所定の上限値を超えないように、補正係数Kを調整している。コンデンサC1が小容量のコンデンサの場合本実施の形態図6は、図1のマイクロコンピュータ20によるモータ制御手順を示すフローチャートである。以下、図1、図6を参照して、これまでの説明を総括して、マイクロコンピュータ20によるモータ制御手順について説明する。図6の制御手順の開始時点において、前述の式3におけるパラメータβはβ=1に初期化されているとする。まず、ステップS1で、マイクロコンピュータ20は、電流センサ14によって検出されたモータ電流の検出値を取得する。次のステップS2で、マイクロコンピュータ20位相差制御部21は、モータ電圧とモータ電流との位相差を表わす量位相差情報を算出する。次のステップS3で、マイクロコンピュータ20位相差制御部21は、算出した位相差情報と目標の位相差情報との偏差に対してPI演算を行なうことによって振幅基準値Aを算出する。次のステップS4で、マイクロコンピュータ20は、電圧検出部13によって検出された直流配線HL,LL間の電圧値を取得する。次のステップS5で、マイクロコンピュータ20電圧補正部22は、直流配線HL,LL間の検出電圧と所定の直流電圧基準値との比率に基づいて振幅基準値Aを補正する。具体的には、前述の式1に従って算出されたαが振幅基準値Aに乗算される。ステップS6で、マイクロコンピュータ20トルク制御部24は、現在の機械角Θに対応する補正係数Kを、機械角Θと補正係数Kとの関係を示すテーブルを記憶するメモリから読み出す。次のステップS7で、マイクロコンピュータ20トルク制御部24は、電圧検出部13によって検出された直流配線HL,LL間の電圧線間電圧の値が所定の上限値を超えているか否かを判定する。線間電圧の検出値が上限値を超えている場合にはステップS7でYES、マイクロコンピュータ20トルク制御部24は、パラメータβを現在の値よりも1減少させた値に変更するステップS8。その後、処理はステップS9に進む。線間電圧の検出値が上限値以下の場合にはステップS7でNO、マイクロコンピュータ20トルク制御部24は、パラメータβを現在の値のまま変更せずに、処理を次のステップS9に進める。ステップS9で、マイクロコンピュータ20トルク制御部24は、現在の機械角に対応する補正係数Kおよびパラメータβを用いて振幅基準値Aをさらに補正する。具体的には、マイクロコンピュータ20トルク制御部24は、前述の式3に従って補正後の振幅基準値を算出する。次のステップS10で、マイクロコンピュータ20PWM信号生成部25は、ステップS9で算出された補正後の振幅基準値と周波数設定値強制励磁角周波数とに基づいてPWM信号を生成し、生成したPWM信号をインバータ回路12に出力する。その後、処理はステップS1に戻り、以下ステップS1~S10が繰返される。線間電圧の検出値が上限値を超えている状態が続いている間、ステップS8によってパラメータβが徐々に縮小し、それによって振幅基準値の補正量すなわち、β×K×α×Aは徐々に縮小することになる。図7は、同期モータ2が停止中のときにモータ制御装置10の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。図7では、上から順に、図1の整流回路11に入力される単相交流電圧の波形、直流配線HL,LL間の電圧直流電圧の波形、および低電圧側の直流配線LLに流れる直流電流Idの波形が示される。単相交流電圧の実効値は220Vで、周波数は50Hzである。直流配線HL,LL間には、単相交流電圧のピーク値に等しい311Vの平滑化された直流電圧が生じる。図8は、同期モータ2が動作中のときにモータ制御装置10の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。ただし、図1の直流配線HL,LL間の電圧に上限値が設けられておらず、補正係数Kは初期設定のままであり、パラメータβによって縮小されないものとする。図8では、上から順に、補正係数Kの時間変化、図1の整流回路11に入力される単相交流電圧の波形、直流配線HL,LL間の電圧直流電圧の波形、および低電圧側の直流配線LLに流れる直流電流Idの波形が示される。単相交流電圧の実効値は220Vで、周波数は50Hzである。測定時の同期モータ2の回転数は1500rpmである。図8を参照して、時刻t1から時刻t2の間は、補正係数Kはモータ1回転中の負荷トルクの変化量に見合った最適の値になっているので、直流配線HL,LL間の電圧直流電圧は、単相交流電圧のピーク値311Vにほぼ等しい。コンデンサC1が小容量のため、コンデンサC1に充電されたエネルギーはほとんど全て同期モータ2によって消費されるので、直流電圧は時刻t1およびt2のときほとんど0Vまで低下する。時刻t3から時刻t4の間は、補正係数Kが、モータ1回転中の負荷トルクの大きさに見合った値となっていない。モータトルクが負荷トルクよりも増大した結果、大きな回生電流が発生しているすなわち、図1の直流電流Idが逆方向に流れる。この回生電流は小容量のコンデンサC1によっては吸収できないので、結果として、時刻t4付近において直流電圧が約420Vまで上昇し、補正係数Kが最適な場合の311Vに比べて100V以上上昇している。直流配線HL,LL間の電圧がインバータ回路12の耐電圧を超えると、スイッチング素子Qu~Qw,Qx~Qzが破損する可能性がある。図9は、同期モータ2が動作中のときにモータ制御装置10の各部で観測される電圧波形および電流波形を示す図である。ただし、図1の直流配線HL,LL間の電圧に上限値UL図9の場合、311Vが設定され、パラメータβによって補正係数Kの大きさが調整される。図9では、上から順に、補正後の補正係数β×Kの時間変化、図1の整流回路11に入力される単相交流電圧の波形、直流配線HL,LL間の電圧直流電圧の波形、および低電圧側の直流配線LLに流れる直流電流Idの波形が示される。単相交流電圧の実効値は220Vで、周波数は50Hzである。測定時の同期モータ2の回転数は1500rpmである。図9を参照して、直流電圧が上限値ULを超えないようにパラメータβによって補正係数Kが修正されるので、回線電流の発生負の直流電流Idが抑制され、この結果、直流電圧が上限値UL以下に抑えられる。以上のとおり、本実施の形態のモータ制御装置によれば、電圧検出部13による電圧検出値が所定の上限値ULを超えないように補正係数Kが縮小されるので、低振動かつ低騒音で同期モータの回転を維持しながら、回生エネルギーによる直流電圧の上昇を抑制することができる。[変形例]図1に示したモータ制御装置10では、位相差情報を得るためにU,V,W相のうち特定相U相のモータ電流を、交流電流センサ14を用いて直接検出していた。交流電流センサ14に代えて図1の低電圧側の直流配線LLに抵抗素子を挿入し、抵抗素子によって直流電流Idを検出することによって、特開平8-19263号特許文献2に記載の方法と同様の方法で各相のモータ電流を推定することもできる。具体的には、PWM信号生成部25が生成するPWM信号に基づいて、インバータ回路12を構成する各スイッチング素子がスイッチングする直前と直後における直流電流値Idの変化分を求め、求めた変化分に基づいてモータ電流Iu,Iv,Iwを推定する。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"