"交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、前記第二の制御部は、前記交流電動機の電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、前記電圧振幅指標に基づいて前記第二の電力変換部の出力電圧半周期中のパルス数が1である同期1パルスモードと、当該出力電圧半周期中のパルス数が1よりも大きい同期パルスモードとを選択可能に構成されたパルスモード切替処理部と、前記交流電動機の周波数に基づき、前記交流電動機の周波数が所定の値にあるときに、前記パルスモード切替処理部が選択するパルスモードが、前記同期パルスモードとなるように調整された電流指令調整量を生成する電流指令調整部と、を有し、前記電流指令調整量により調整された前記電流指令に基づいて前記第二の電力変換部へのPWM信号を生成して出力することを特徴とする電動機駆動用電力変換装置。交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、前記第二の制御部は、前記交流電動機の電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、前記電圧振幅指標に基づいて前記第二の電力変換部の出力電圧半周期中のパルス数が1である同期1パルスモードと、当該出力電圧半周期中のパルス数が1よりも大きい同期パルスモードとを選択可能に構成されたパルスモード切替処理部と、前記直流電圧に基づいて脈動抑制信号を演算する脈動抑制信号演算部と、を有してなり、前記第一の制御部は、前記直流電圧と前記直流電圧指令とが一致するように制御信号を生成する電圧制御部と、前記交流電動機の周波数が所定の値にあるときに、前記パルスモード切替処理部が選択するパルスモードが、前記同期パルスモードとなるように調整された前記直流電圧の目標値である直流電圧指令を生成する直流電圧指令生成部と、を有し、前記電流指令と前記脈動抑制信号とを含む制御信号に基づいて前記第二の電力変換部へのPWM信号を生成して出力することを特徴とする電動機駆動用電力変換装置。交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、前記第二の制御部は、前記交流電動機の電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、前記電圧振幅指標に基づいて前記第二の電力変換部の出力電圧半周期中のパルス数が1である同期1パルスモードと、当該出力電圧半周期中のパルス数が1よりも大きい同期パルスモードとを選択可能に構成されたパルスモード切替処理部と、変調率が電圧振幅目標指令である変調率指令を超過したときに、前記パルスモード切替処理部が選択するパルスモードが、前記同期パルスモードとなるように調整された電流指令調整量を生成する電流指令調整部と、を有し、前記電流指令調整量により調整された前記電流指令に基づいて前記第二の電力変換部へのPWM信号を生成して出力することを特徴とする電動機駆動用電力変換装置。しかしながら、特許文献1に示されたような電源2f成分を打ち消す制御は、全ての応用例に適用できるものではない。例えば、交流電動機への印加電圧を最大とするために、インバータ回路のスイッチング状態として、所謂1パルスモードを選択して使用する電気車等への適用は困難である。ここで、1パルスモードとは、インバータの出力線間電圧半周期に含まれるパルス数が1となるスイッチング状態を使用することであるが、この1パルスモードでの動作領域においては、パルス幅を調整することは不可能である。仮に、1パルスモードを選択して使用する電気車等に特許文献1の技術を適用した場合には、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする問題が発生する。したがって、インバータ回路に対するPWMパルス幅の調整を要旨とする特許文献1の技術は、1パルスモードを選択して使用する電気車等に適用することは困難である。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、インバータ回路のスイッチング状態として1パルスモードを選択して使用する応用例において、交流電動機における過電流や過大なトルク脈動の発生を抑止しつつ、電源2f成分の打ち消し制御を可能とする電動機駆動用電力変換装置を提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置は、交流電源に接続され、前記交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する第一の電力変換部と、前記第一の電力変換部に接続され、直流電圧を交流電圧に変換して交流電動機へ出力する第二の電力変換部と、前記第一の電力変換部を制御する第一の制御部と、前記第二の電力変換部を制御する第二の制御部とを有してなる電動機駆動用電力変換装置において、前記第二の制御部は、少なくともトルク指令に基づいて前記交流電動機の電流指令を生成する電流指令生成部と、前記電流指令に基づいて前記交流電動機へ印加すべき電圧振幅指標を演算する電圧振幅指標演算部と、少なくとも前記電圧振幅指標と前記交流電動機の周波数とに基づいて前記電流指令を調整するための電流指令調整量を生成する電流指令調整部と、前記直流電圧に基づいて脈動抑制信号を生成する脈動抑制信号生成部と、前記電流指令調整量により調整された前記電流指令と前記脈動抑制信号とを含む制御信号により前記第二の電力変換部へのPWM信号を生成するPWM信号生成部と、を有したことを特徴とする。本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置によれば、電流指令を調整するための電流指令調整量により調整された電流指令と、電源2f成分の脈動成分を抑制するための脈動抑制信号とを含む制御信号によって第二の電力変換部PWM信号を生成することとしているので、インバータ回路のスイッチング状態として1パルスモードを選択して使用する応用例において、交流電動機における過電流や過大なトルク脈動の発生を抑止しつつ、電源2f成分の打ち消し制御が可能になるという効果が得られる。以下に添付図面参照して、本発明にかかる電動機駆動用電力変換装置の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1における電動機駆動用電力変換装置の構成例を示す図である。なお、図1は、交流電動機として永久磁石同期電動機を制御する場合の構成を一例として示している。図1において、実施の形態1における電動機駆動用電力変換装置300は、主回路として、交流電源230から単相交流電圧を受電して直流電圧に変換する第一の電力変換部であるコンバータ220、直流電源となるコンデンサ1、コンデンサ1の直流電圧から任意の周波数の交流電圧に変換する第二の電力変換部であるインバータ2、および交流電動機以下単に電動機と記す6を備えて構成されている。なお、コンバータ220は、単相2レベルPWMコンバータあるいは単相3レベルPWMコンバータ等が好適であり、インバータ2は、三相2レベルPWMインバータ、三相3レベルPWMインバータ等の電圧形インバータが好適である。いずれも、その主回路構成は公知であるため、ここでの詳細な説明は行わない。交流電源230は、例えば1KV~2KVの単相交流電圧を出力する電源であり、コンバータ220は、当該単相交流電圧を入力とし、例えば1500V~3000V程度の直流電圧に変換してコンデンサ1に出力する電圧変換部である。なお、コンバータ220の出力である直流電圧コンデンサ1の電圧には、交流電源230の電源周波数の2倍の周波数成分以下電源2f成分と称するの脈動が5程度含まれる。第一の電力変換部であるコンバータ220は、交流電源230からの単相交流電圧を受けて、これを直流電圧に変換してコンデンサ1に出力する。コンバータ220は、IGBT等のスイッチング素子図示せずを使用して交流-直流変換を行ういわゆるPWMコンバータが好適であり、その主回路構成は公知であるので、ここでの詳しい説明は割愛する。なお、電動機駆動用電力変換装置300には、交流電源230からの入力電流を検出する電流検出器214が配置され、電流検出器214によって検出された入力電流ISは、第一の制御部200に入力される。また、コンバータ220のスイッチング素子を制御するための制御信号CGは、第一の制御部200で生成され、コンバータ220に出力される。また、電動機駆動用電力変換装置300には、コンデンサ1の電圧以下コンデンサ電圧と称するEFCを検出する電圧検出器8が配置され、インバータ2と電動機6とを結ぶ出力線には、この出力線に流れる電流iu,iv,iwを検出する電流検出器3,4,5が配置され、電動機6には、ロータの回転状態を表す信号ロータ機械角θmを検出する回転検出器7が配置されており、それぞれの検出信号は第二の制御部100に入力される。なお、回転検出器7から得られる信号位置信号の代わりに、検出または推定した電動機6の電圧値、電流値等から位置信号を演算して求める回転センサレス方式を使用してもよい。この場合、回転検出器7は不要となる。つまり、回転状態の信号の取得は、回転検出器7を使用することに限定されることはない。電流検出器3,4,5は、少なくとも2相に設置してあればよい。この場合、残りの1相の電流は、設置した2相の電流検出器の出力に基づき、演算によって求めることができる。また、インバータ2の直流側電流を用いて、インバータ2の出力電流を再現して取得するようにしてもよい。インバータ2には、第二の制御部100により生成されるゲート信号U,V,W,X,Y,Zが入力され、インバータ2に内蔵されるスイッチング素子がPWM制御される。インバータ2は、電圧型PWMインバータが好適であり、その構成は公知であるので詳細な説明は割愛する。つぎに、第二の制御部100の構成について説明する。図1に示すように、第二の制御部100には、図示しない外部の制御装置から、トルク指令Tが入力される構成となっている。この第二の制御部100は、入力されたトルク指令Tに電動機6の発生トルクTが一致するようにインバータ2を制御する機能を有した構成部であり、電流指令生成部10、電圧振幅指標演算部150、制御位相角演算部40、電圧指令/PWM信号生成部50、電流指令調整部80、インバータ角周波数演算部69、基準位相角演算部95、および三相-dq軸座標変換部90を備えて構成される。また、電圧振幅指標演算部150は、d軸電流制御部20、q軸非干渉演算部21、d軸非干渉演算部22、q軸電流制御部23、および変調率演算部30を備えて構成される。基準位相角演算部95は、ロータ機械角θmから基準位相角θeを算出する。三相-dq軸座標変換部90は、電流検出器3,4,5から検出された三相電流iu,iv,iwと基準位相角θeとからd軸電流id、q軸電流iqを生成する。インバータ角周波数演算部69は、基準位相角θeからインバータ出力角周波数ωを算出する。電流指令生成部10は、外部より入力されたトルク指令Tと電流指令調整値dVとからd軸電流指令idおよびq軸電流指令iqを生成する。d軸電流制御部20は、d軸電流指令idとd軸電流idとの電流偏差didを比例積分制御し、d軸電流誤差pdeを生成する。q軸非干渉演算部21は、d軸電流指令idとインバータ出力角周波数ωとからq軸フィードフォワード電圧vqFFを演算する。d軸非干渉演算部22は、q軸電流指令iqとインバータ出力角周波数ωとからd軸フィードフォワード電圧vdFFを演算する。q軸電流制御部23は、q軸電流指令iqとq軸電流iqとの電流偏差diqを比例積分制御し、q軸電流誤差pqeを生成する。そして、変調率演算部30は、d軸電流誤差pdeとd軸フィードフォワード電圧vdFFとの和であるd軸電圧指令vdと、q軸電流誤差pqeとq軸フィードフォワード電圧vqFFとの和であるq軸電圧指令vqと、基準位相角θeと、コンデンサ電圧EFCとから変調率PMFを演算する。制御位相角演算部40は、d軸電圧指令vdと、q軸電圧指令vqと、基準位相角θeとから、制御位相角θを演算する。電流指令調整部80は、変調率PMFとインバータ出力周波数FINVとから電流指令調整値dVを生成する。電圧指令/PWM信号生成部50は、変調率PMFと制御位相角θとインバータ出力周波数FINVとからインバータ2へのゲート信号U,V,W,X,Y,Zを生成する。上記のように構成された各構成部の機能により、電圧振幅指標演算部150は、電流偏差did、q軸フィードフォワード電圧vqFF、d軸フィードフォワード電圧vdFF、電流偏差diq、コンデンサ電圧EFC、および基準位相角θeを用いて変調率PMF、d軸電圧指令vd、およびq軸電圧指令vqを生成するとともに、変調率PMFを電圧指令/PWM信号生成部50に出力し、d軸電圧指令vdおよびq軸電圧指令vqを制御位相角演算部40に出力する。上記のように構成された各構成部の機能により、第二の制御部100は、ロータ機械角θm、三相電流iu,iv,iw、トルク指令T、およびコンデンサ電圧EFC用いてゲート信号U,V,W,X,Y,Zを生成し、インバータ2に出力する。つぎに、上記に説明した各制御ブロックの詳細構成および動作について説明する。まず、基準位相角演算部95は、次式に基づき、ロータ機械角θmから電気角である基準位相角θeを算出する。θe=θmPP...1ここで、PPは電動機6の極対数である。三相-dq軸座標変換部90は、次式に基づいて、三相電流iu,iv,iwと基準位相角θeとからd軸電流id、q軸電流iqを生成する。インバータ角周波数演算部69は、次式に基づき、基準位相角θeを微分することでインバータ出力角周波数ωを算出する。ω=dθedt...3この際、インバータ出力角周波数ωを2πで除算したインバータ出力周波数FINVも併せて算出される。つぎに、電流指令生成部10の詳細な構成および動作について図2を参照して説明する。図2は、図1に示した電流指令生成部10の詳細な構成例を示す図である。電流指令生成部10は、外部より入力されたトルク指令Tに基づいてd軸電流指令idおよびq軸電流指令iqを生成する機能を有する構成部であり、d軸基本電流指令生成部11、q軸電流指令生成部15、および加算器14を備えて構成される。d軸電流指令idおよびq軸電流指令iqを生成する手法としては、例えば、ある電流で最大のトルクを発生させる最大トルク/電流制御法や、電動機の効率を最大に維持する最大効率制御法等が挙げられる。これらの最適制御手法は、電動機の回転速度、出力トルクの大きさ等をパラメータとして、所定の演算式、あるいは予めテーブルに記憶させて得た最適なトルク分電流指令q軸電流指令iq、磁束分電流指令d軸電流指令idに電動機6の実電流が一致するように制御を行う手法である。本実施の形態にかかる電流指令生成部10では、図2に示すように、トルク指令Tがd軸基本電流指令生成部11に入力され、第一のd軸電流指令であるd軸基本電流指令id1が生成される。なお、d軸基本電流指令id1の生成手法としては、電動機6が所望のトルクを最小の電流で発生することのできる最大トルク制御法が知られており、例えば、トルク指令Tに基づいてマップを参照して最適なd軸基本電流指令id1を得たり、演算式により最適なd軸基本電流指令id1を得たりする手法がある。いずれにしても、d軸基本電流指令生成部11については、種々の公知技術を用いて構成することができるため、ここでの更に詳細な説明は割愛する。d軸基本電流指令生成部11により生成されたd軸基本電流指令id1は、加算器14に入力され、電流指令調整値dVと加算されることにより、第二のd軸電流指令であるd軸電流指令idが生成される。電流指令調整値dVは、主として負の値をとり、d軸基本電流指令id1に負方向の補正を与える。より詳細に説明すると、電流指令調整値dVは、d軸電流指令idを負方向に大きくし、電動機6に内蔵された永久磁石により発生する磁束に対し、これを打ち消す方向の磁束を発生させて電動機6の鎖交磁束を弱めて電動機6の電圧を低下させる所謂弱め磁束制御を行う制御出力として作用する。なお、電流指令調整値dVは、電流指令調整部80にて生成される制御出力であり、電流指令調整部80の詳細な構成は後述する。d軸電流指令idは、電流指令生成部10の出力として電圧振幅指標演算部150に出力される一方、q軸電流指令生成部15に入力される。q軸電流指令生成部15では、d軸電流指令idとトルク指令Tとから第一のq軸電流指令であるq軸電流指令iqが生成される。なお、q軸電流指令iqの生成手法としては、d軸基本電流指令id1と同様に、マップを参照することで最適なq軸電流指令iqを得たり、演算式により最適なq軸電流指令iqを得たりする手法がある。いずれにしても、q軸電流指令生成部15については、種々の公知技術を用いて構成することができるため、ここでの更に詳細な説明は割愛する。つぎに、電圧振幅指標演算部150の動作について説明する。図1に戻り、q軸電流制御部23は、4式に基づいてq軸電流指令iqとq軸電流iqとの差を比例積分増幅したq軸電流誤差pqeを生成する。また、d軸電流制御部20は、5式に基づいてd軸電流指令idとd軸電流idとの差を比例積分増幅したd軸電流誤差pdeを生成する。pqe=K1K2/siq-iq...4pde=K3K4/sid-id...5上式において、K1,K3は比例ゲイン、K2,K4は積分ゲインである。なお、pqe,pdeは必要に応じて、制御に使用するか否かつまりpqe,pdeの値をゼロとするか否かを選択可能な制御系としてもよい。d軸非干渉演算部22は、6式に基づいてd軸フィードフォワード電圧vdFFを演算する。q軸非干渉演算部21は、7式に基づいてq軸フィードフォワード電圧vqFFを演算する。vdFF=R1sLdid-ωLqiq...6vqFF=R1sLqiqωLdidφa...7上式において、R1は電動機6の一次巻線抵抗Ω、Ldはd軸インダクタンスH、Lqはq軸インダクタンスH、φaは永久磁石磁束Wb、sは微分演算子である。変調率演算部30は、d軸電流誤差pdeとd軸フィードフォワード電圧vdFFとの和であるd軸電圧指令vdと、q軸電流誤差pqeとq軸フィードフォワード電圧vqFFとの和であるq軸電圧指令vqと、基準位相角θeと、コンデンサ電圧EFCとから、次式に基づいて電圧振幅指標である変調率PMFを演算する。PMF=VM/VMmax...8ここで、上記8式におけるVMmax,VMは、次式で表される。VMmax=√6/πEFC...9VM=sqrtvd2vq2...10なお、変調率PMFは、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさVMを、インバータが出力可能な最大電圧VMmax9式で定義に対する割合で示したものである。例えば、PMF=1.0の場合、インバータ出力電圧指令ベクトルの大きさVMは、インバータが出力可能な最大電圧VMmaxと等しくなる。また、2式~10式から理解できるように、変調率PMFは、電流指令生成部10により生成されるd軸電流指令idおよびq軸電流指令iqにより変化する性質を有している。制御位相角演算部40は、d軸電流誤差pdeとd軸フィードフォワード電圧vdFFとの和であるd軸電圧指令vdと、q軸電流誤差pqeとq軸フィードフォワード電圧vqFFとの和であるq軸電圧指令vqと、基準位相角θeとから、次式11に基づいて制御位相角θを演算する。θ=θeπTHV...11ここで、上記11式におけるTHVは、次式で表される。THV=tan-1vd/vq...12つぎに、電圧指令/PWM信号生成部50の構成および動作について図3を参照して説明する。図3は、図1に示した電圧指令/PWM信号生成部50の詳細な構成例を示す図である。電圧指令/PWM信号生成部50は、図3に示すとおり、コンデンサ電圧EFCを入力として脈動抑制信号BTPMFCMPを生成する脈動抑制信号演算部71を有し、変調率PMFに脈動抑制信号BTPMFCMPを乗算して電圧指令振幅指令信号であるPMFMを生成する。なお、脈動抑制信号演算部71の構成については後述する。電圧指令演算部55は、信号PMFMと制御位相角θとから、次式に基づいて三相電圧指令であるU相電圧指令Vu、V相電圧指令Vv、およびW相電圧指令Vwを生成する。Vu=PMFMsinθ...13Vv=PMFMsinθ-2π/3...14Vw=PMFMsinθ-4π/3...15電圧指令演算部55にて生成されたU相電圧指令Vu、V相電圧指令Vv、W相電圧指令Vwは、比較器61~63でキャリア信号CARと大小比較され、ゲート信号U,V,W、および反転回路64~66を介した反転ゲート信号X,Y,Zが生成される。キャリア信号CARは、パルスモード切替部として機能するパルスモード切替処理部60により、選択スイッチ59にて選択された信号の一つであり、非同期多パルスキャリア信号生成部57にて生成される非同期多パルス一般には1kHz前後キャリア信号A、同期3パルスキャリア生成部58にて生成される同期3パルスキャリア信号B、または同期1パルスモードにて選択されるゼロ値Cのうちの何れか一つが選択スイッチ59を介して選択される。なお、非同期多パルスキャリア信号Aおよび同期3パルスキャリア信号Bは、ゼロを中心として-1~1までの値をとる。パルスモード切替処理部60は、変調率PMFおよび制御位相角θの値に応じて、選択スイッチ59を切り替える。具体的に、選択スイッチ59は、変調率PMFが低い領域0.785以下では非同期多パルスモードを選択する非同期多パルスキャリア信号A側に切り替えられ、変調率PMFが0.785~1.0未満では同期パルスモードを選択する同期3パルスキャリア信号B側に切り替えられ、変調率PMFが略1.0に達するとちょうど1.0でなくとも0.99等でも構わないゼロ値C側に切り替えられる。このような構成により、変調率PMFが略1.0に等しくなるタイミングで、パルスモードを同期1パルスモードに自動的に切り替えることが可能となり、逆に変調率PMFが略1.0より小さくなると、パルスモードを同期3パルスモードに自動的に切り替えることが可能となる。すなわち、インバータ2の出力電圧を最小から最大まで、容易に遷移させることが可能となる。なお、パルスモードの切り替えに際し、パルスモード切替処理部60が参照する信号は、後述する脈動抑制信号BTPMFCMPが反映される前の信号である変調率PMFとするのが好ましい。変調率PMFを参照する構成とすることにより、パルスモード切替処理部60によるパルスモード切替動作が不安定となることを回避できる。ここで、同期3パルスモードは、非同期多パルスモードでは出力することが不可能な、変調率PMFが0.785以上の電圧を出力させるに必要なパルスモードである。なお、非同期多パルスモード、同期5パルスモード、同期9パルスモード等において過変調とする手法を用いれば、同期3パルスモードに相当する電圧の出力が可能となる。ただし、この手法を用いた場合には、変調率PMFおよびインバータ2の出力電圧が著しい非線形となるので、これを補正する必要が生じ、構成が複雑化するというデメリットがある。なお、上記では、非同期多パルスキャリア信号と同期3パルスキャリア信号とを切り替える変調率PMFの閾値を0.785としているが、これ以外の閾値を用いても構わない。また、後述するように、上記の各電圧指令と比較するキャリア信号CARは、少なくとも非同期多パルスキャリア信号、同期キャリア信号を有し、パルスモード制御部であるパルスモード切替処理部60で選択されたパルスモードに応じて選択可能に構成される。なお、非同期多パルスキャリア信号は、インバータ出力周波数FINVと無関係に決められた周波数のキャリア信号であり、その周波数は1000Hz程度である。また、同期3パルスキャリア信号等の同期キャリア信号は、インバータ出力電圧を構成するパルス数とその位置がインバータ出力電圧の正側半周期と負側半周期で同じになるよう、キャリア信号の周波数をインバータ出力周波数FINVの関数として決定したものである。本実施の形態においては、同期キャリア信号として同期3パルスキャリア信号のみを使用した例で説明するが、これ以外の例えば同期5パルスキャリア信号等でも構わないし、複数の同期キャリア信号を準備しておき必要に応じて切り替えることでも構わない。ところで、非同期多パルスモードが選択された状態において、インバータ出力周波数FINVが非同期多パルスキャリア信号の周波数に近接すると、インバータ出力電圧の半周期中に含まれるパルス数が少なくなる。また、非同期多パルスキャリア信号の周波数は、インバータ出力周波数FINVと無関係に決められた値である。したがって、このような状態で電動機6を駆動すると、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置がアンバランスとなったり時間的に変動したりして、電動機6に印加される電圧の正負対称性が崩れ、電動機6に電流振動やトルク脈動が発生し騒音や振動の原因となる。一方、同期キャリア信号を用いるようにすれば、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期とにそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置が等しくなり、電動機6に印加される電圧の正負対称性が確保されるので、電動機6に電流振動やトルク脈動が発生するのを防止でき、安定に駆動することが可能となる。なお、同期1パルスモードに関しても、インバータ出力電圧半周期中に含まれるパルス数は常に1であり時間的に変化なく一定である。したがって、インバータ出力電圧の正の半周期と負の半周期とでパルス数とパルス位置が同一となり、電動機6に印加される電圧の正負対称性が確保できるので、電動機6に電流振動やトルク脈動が発生する懸念は生じない。なお、制御位相角θにより、パルスモードの切り替えタイミングを微調整する構成を付加してもよく、パルスモード切り替え時の電動機電流のリプルを抑制できるという効果が得られる。つぎに、脈動抑制信号生成部として機能する脈動抑制信号演算部71の構成および動作について図4を参照して説明する。図4は、図3に示した脈動抑制信号演算部71の詳細な構成例を示す図である。脈動抑制信号演算部71では、図4に示すように、コンデンサ電圧EFCがバンドパスフィルタ以下BPFと記す72に入力される。コンデンサ電圧EFCは、BPF72にてフィルタリングされ、信号EFCBP1が生成される。なお、BPF72は、交流電源230の電源周波数の2f成分を効率よく抽出できるように設定されている。加算器73では、上記生成した信号EFCBP1と、コンデンサ1に対する電圧指令であるコンデンサ電圧指令EFCとの和である信号EFCBP2が生成される。なお、コンデンサ電圧指令EFCは、コンバータ220が交流電源230の交流電圧を直流電圧=コンデンサ電圧EFCに変換制御する際のコンデンサ電圧EFCの目標値であり、通常1500V~3000V程度の値をとる。なお、コンデンサ電圧指令EFCの代わりに、コンデンサ電圧EFCをLPF図示せずを通し、交流成分を除去して直流成分のみとした信号を生成して、この信号を加算器73により信号EFCBP1に加算して信号EFCBP2を生成する構成としてもよい。コンデンサ電圧指令EFCおよび加算器73の出力である信号EFCBP2は割算器74に入力される。割算器74では、コンデンサ電圧指令EFCが信号EFCBP2で除算され、除算結果は脈動抑制信号BTPMFCMPとして出力される。なお、信号EFCBP2と同様に、コンデンサ電圧指令EFCの代わりに、コンデンサ電圧EFCをLPF図示せずを通し、交流成分を除去して直流成分のみとした信号を生成して、この信号を割算器74により信号EFCBP2で除算して脈動抑制信号BTPMFCMPを生成する構成としてもよい。このようにして得られた脈動抑制信号BTPMFCMPは、コンデンサ電圧EFCの直流成分に対する、電源2f成分の脈動成分を含むコンデンサ電圧EFCBP2の割合の逆数を示すことになる。図5は、実施の形態1における脈動抑制信号演算部71の内部状態例を示す図である。なお、図5は、コンデンサ電圧EFCの中心値が3000Vである場合を一例として示している。図5に示すように、コンデンサ電圧EFCには電源2f成分とともに、コンバータ220のスイッチング動作により発生する電源2f成分より周波数の高いリプル分が含まれる同図上段部の波形参照。信号EFCBP1は、BPF72の働きによりリプル分が除去され、電源2f成分のみが含まれた信号となる同図中上段部の波形参照。信号EFCBP2は、上記信号EFCBP1にコンデンサ電圧指令であるEFCが加算された値であり、変動分としては電源2f成分のみが含まれる信号である同図中下段部の波形参照。そして、脈動抑制信号BTPMFCMPは、コンデンサ電圧EFCの直流成分に対する、電源2f成分の脈動成分を含むコンデンサ電圧EFCBP2の割合の逆数を示すことがわかる同図中下段部の波形参照。脈動抑制信号演算部71の出力である脈動抑制信号BTPMFCMPは、電圧指令/PWM信号生成部50の掛算器70に入力され、変調率PMFと乗算される図3参照。脈動抑制信号BTPMFCMPを変調率PMFにて乗算することにより、コンデンサ電圧EFCの電源2f成分による脈動成分を打ち消すような電圧指令振幅指令信号PMFMを生成することが可能となる。また、図3に示すように、電圧指令振幅指令信号PMFMに基づいて、インバータ2に対する出力電圧指令が生成される。このようにして電源2f成分を打ち消すようにインバータ2が出力する電圧のパルス幅の調整が可能となり、インバータ出力周波数FINVと電源2f成分の周波数が近接する領域において、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする問題を解消することができる。つぎに、電流指令調整部80の構成および動作について図6を参照して説明する。図6は、図1に示した電流指令調整部80の詳細な構成例を示す図である。電流指令調整部80では、図6に示すように、インバータ出力周波数FINVに基づき、上述した電流指令調整値dV生成する機能を有する構成部であり、変調率指令生成部85、引算器84、リミッタ81、および増幅器82ゲインKとするを備えて構成される。変調率指令生成部85は、電圧振幅目標指令生成部として動作し、インバータ出力周波数FINVに基づいて電圧振幅目標指令である変調率指令PMFを生成する。引算器84は、変調率指令PMFから変調率PMFを引いた値を出力する。リミッタ81は、引算器84の出力を入力信号とし、入力信号の符号が正の場合は出力をゼロとし、入力信号の符号が負の場合は入力信号をそのまま出力する。増幅器82ゲインKとするは、リミッタ81の出力信号を増幅し、増幅した信号を電流指令調整値dVとして出力する。なお、この電流指令調整値dVは、次式のように表される。dV=LIMPMF-PMFK...16ここで、LIMは、内の値の上下限をそれぞれ、上記した手法に従って制限する関数を表現している。つぎに、変調率指令生成部85の構成および動作について図7を参照して説明する。図7は、図6に示した変調率指令生成部85を拡大して示した図である。上述したように、変調率指令生成部85は、入力されたインバータ出力周波数FINVに基づいて変調率指令PMFを生成する。ここで、図7に示すように、変調率指令PMFは、インバータ出力周波数FINVが120Hz前後120Hz±30Hzの領域では例えば0.95に設定され、それ以外の領域では1.0となるように設定されている。このように構成することで、インバータ出力周波数FINVが120Hz前後120Hz±30Hzの領域にある場合において、変調率PMFが0.95となるように電流指令調整値dVを生成して制御することができる。なお、上記では変調率PMFを0.95に設定する領域として、インバータ出力周波数FINVの120Hz前後120Hz±30Hzと説明したが、これは交流電源230の周波数が60Hzの場合を一例とした場合である。120Hzは、60Hzの2f成分に相当するからである。一方、交流電源230の周波数が50Hzの場合、2f成分は100Hzとなるので、変調率PMFを0.95に設定する領域は、インバータ出力周波数FINVの100Hz前後100Hz±30Hzとなる。これらの図6、図7に基づく構成により、変調率PMFが所定の変調率指令PMFを超過した時点でリミッタ81への入力がゼロ以下となり、負の電流指令調整値dVを発生させることができるので、インバータ2の出力電圧を変調率指令PMFで設定した値に一致させる弱め磁束制御を行うことができる。すなわち、電圧指令が、インバータ2の最大出力電圧に対して余裕がある場合は電流指令調整値dVは出力されず、変調率PMFが変調率指令PMFを超過した時点電圧指令が変調率指令PMFで設定した最大電圧を超過した時点でリミッタ81の出力に負の値が生じ、電流指令調整値dVが出力されるため、無駄なd軸電流idを流すことがなくなり電動機6の電流を最小化することができる。図8は、実施の形態1におけるインバータ出力周波数FINVと、変調率PMF、パルスモードの遷移、および選択スイッチ59図3参照の動作の遷移との関係を説明する図であり、電気車が停止状態から力行加速する場合を一例として示している。図8に示すように、電気車が低速時、すなわちインバータ出力周波数FINVが低いとき、変調率PMFは小さく、パルスモードは非同期多パルスモードであり、選択スイッチ59はAが選択される。一方、電気車の速度が増加し、変調率PMFが0.785以上となると、非同期多パルスモードではインバータ2の出力電圧が飽和するので、選択スイッチ59をBに切り替え、パルスモードを同期3パルスモードとする。さらに電気車の速度が増加し、変調率PMFが1.0に到達すると、選択スイッチ59をCに切り替えてパルスモードを同期1パルスモードに切り替える。なお、電気車が回生ブレーキを掛けて減速する場合については図示しないが、上記と逆の順序により、パルスモードが同期1パルスモードから同期3パルスモード、非同期多パルスモードへと遷移し、選択スイッチ59がC,B,Aの順に切り替わる。つぎに、本実施の形態にかかる電動機駆動用電力変換装置が有する効果について、上記した各構成要素の制御動作に関係づけて説明する。図9は、本発明の実施の形態1と従来例における永久磁石同期電動機の一般的な制御特性を示す図である。ここで、図9に示した制御特性は、電気車用に設計した永久磁石同期電動機に関するものであり、最大出力トルクが1500Nm、インバータに対する入力電圧EFCが3000Vを想定している。なお、これ以外のパラメータで運転される永久磁石同期電動機であっても、類似の特性を呈することに変わりはない。図9において、横軸はd軸電流id、縦軸はq軸電流iqを表している。図中の右上から左下へ複数本存在する曲線実線は、トルク一定曲線であり、図左端に記載しているそれぞれのトルクTにおけるd軸電流idとq軸電流iqとの関係電流ベクトルの関係を示す曲線である。また、図中の左上から右下への曲線破線は、最小電流条件を示す曲線であり、あるトルクTを出力する場合に電動機電流が最小となる曲線である。言い換えると、最小の電流で最大のトルクを発生する、所謂最大トルク/電流制御が可能な条件を示す曲線である。上記最小電流条件を示す曲線と、トルク一定曲線の交点に電流ベクトルを制御すれば、当該トルクTを最小の電流で得ることができる。このように制御することで、あるトルクTを得る場合の電動機6の銅損、インバータ損失を最小とすることができ、電動機6、インバータ2を小型軽量に構成できるというメリットがある。例えば、1000NmのトルクTを出力したい場合、d軸電流id=-125A付近、q軸電流iq=225A付近図示P1点となるようにインバータ2にて電流制御すれば、最小の電流で1000Nmを発生できる。また、図中、山状に描画した曲線一点鎖線は誘起電圧一定曲線である電圧制限曲線であり、あるインバータ出力周波数FINVにおいて電動機6の端子電圧が最大となるd軸電流idとq軸電流iqとの関係電流ベクトルの関係を示した曲線である。なお、図中には、インバータ2の入力電圧EFCを3000Vとした条件で、インバータ出力周波数FINVをパラメータにとって5ケース60Hz、90Hz、120Hz、150Hz、180Hzにおける電圧制限曲線を示している。理論的に選択可能なd軸電流idとq軸電流iqの組み合わせ電流ベクトルは、この電圧制限曲線の内側曲線の下側である。電圧制限曲線の線上に存在する電流ベクトルにて電動機6を運転した場合、電動機6の線間電圧は最大つまり、インバータ2の変調率PMFは10で最大電圧を出力している状態となり、このとき出力可能なトルクTは電圧制限曲線とトルク一定曲線との交点にあたるトルクTとなる。電圧制限曲線の内側下側に存在する電流ベクトルにて電動機6を運転した場合、電動機6の線間電圧はゼロ以上で最大値未満の値つまり、インバータ2の変調率PMFは10未満をとる。なお、電圧制限曲線の外側曲線の上側に存在する電流ベクトルは、インバータ2の最大出力電圧を越えた領域となるので選択することはできない。図9に示した5ケースのインバータ出力周波数FINV60Hz、90Hz、120Hz、150Hz、180Hzにおける電圧制限曲線から理解できるように、電動機6の速度が増加してインバータ出力周波数FINVが大きくなるに従い、電圧制限曲線は図の下方側に移動し、選択可能な電流ベクトルは制限され、出力可能なトルクTの最大値は小さくなる。また、インバータ出力周波数FINVが大きくなるに従い、最小電流条件を示す曲線上にて発生しうるトルクTも小さくなる。コンデンサ電圧EFCが高くなると同一インバータ出力周波数FINVにおける電圧制限曲線は、図中の上方側に移動し、コンデンサ電圧EFCが低くなると同一インバータ出力周波数FINVにおける電圧制限曲線は、図中の下方側に移動する。例えば、インバータ出力周波数FINVが60Hzの場合、最大トルク1500Nmで最小電流条件を満たす動作点d軸電流id=-175A付近、q軸電流iq=295A付近、図中A点は、電圧制限曲線から十分に下方側に離れた点となる。一方、インバータ出力周波数FINVが150Hzの場合、発生しうる最大トルクは、電圧制限曲線上となるd軸電流id=-245A付近、q軸電流iq=200A付近のおおよそ1200Nm図中P2点であり、最小電流条件にて発生することのできる最大トルクは、同じく電圧制限曲線上のd軸電流id=-120A付近、q軸電流iq=210A付近の930Nm程度図中P3点となる。なお、930Nm~1200Nmの間は最小電流条件での運転は不可能であり、d軸電流idを負に増加させる弱め磁束制御を行うことで運転が可能な領域である。ただし、弱め磁束制御を深く実施するほどd軸電流idを負に大きくするほど、d軸電流idとq軸電流iqとからなる電流ベクトルは大きくなり、電動機6の電流は増加する。つまり、電動機6の銅損、インバータ2の損失を最小とするために、極力、最小電流条件曲線上に電流ベクトルd軸電流idとq軸電流iqの組み合わせを選択して電動機6に所望のトルクを発生させるように、インバータ2を制御するのが望ましい。また、電動機6の回転速度の増加に伴ってインバータ出力周波数FINVが増加した場合において、電圧制限曲線の制約を受けて最小電流条件曲線上では所望のトルクが出力できない領域となると、d軸電流idを負に増加して弱め磁束制御を行うことが一般的である。なお、これまでに述べた最小電流条件上での制御最大トルク/電流制御の他、電動機6の鉄損を含めた電動機6の損失が最小となる最大効率曲線図示せず上に電流ベクトルを制御して電動機6を運転する最大効率制御を適用することも可能である。つぎに、本発明の特徴的部分である、同期1パルスモードへの切り替え制御を行う領域周辺つまり変調率PMFが1.0に近い値をとる領域、あるいは同期1パルスモードでの運転中にインバータ出力周波数FINVが電源2f成分に近接した場合の動作を説明する。ここではまず、従来例における制御動作を説明することで課題の詳細部分を明確化し、その後、本発明の実施の形態1における課題解決手段について図14を参照して説明する。図14は、従来例における動作状態を説明する図であり、電動機6が停止している状態から電動機6を起動し力行加速させた場合の制御例を示している。なお、図14中の動作点A、B、C1、D、Eは、図9中に示す動作点A、B、C1、D、Eは、それぞれに対応している。図14において、まず、時刻ゼロでインバータ2を起動し、トルクTの指令を1500Nmとして電動機6に電圧を印加して加速を開始する。このとき、変調率PMFはゼロからインバータ出力周波数FINVに比例して増加して行く。ここで、時刻ゼロから変調率PMFが0.785に達するまではインバータ2のパルスモードは非同期多パルスモードが選択され、トルクTは1500Nm一定となっているので、電動機6は直線状に加速しインバータ出力周波数FINVは直線状に増加して行く。変調率が0.785に達した時点でパルスモードを同期3パルスモードに切り替える。A点とB点との間にて、変調率PMFは最大である1.0に到達するので、パルスモードは同期3パルスモードから同期1パルスモードに切り替えられる。また、A点インバータ出力周波数FINV=60HzとB点インバータ出力周波数FINV=90Hzとの間にて、トルクTの指令を1500Nmからインバータ出力周波数FINVに反比例して減少させている。変調率PMFが1.0に到達した後は、インバータ出力周波数FINVが増加するに従って生成される電流指令調整量dVは負側に大きくなり、これによりd軸電流指令idは負に大きくなることで弱め磁束制御が行われる。これにより、変調率PMFは変調率指令PMF=1.0に一致するよう、d軸電流指令idが調整される。以上に説明した制御状態における電流ベクトルの軌跡を図9にて説明する。図9において、前述したように、動作点Aは電圧制限曲線の下側に位置して電圧制限曲線から離れているため、変調率PMFは1.0未満であり、インバータ2の出力電圧は出力可能な最大電圧よりも小さい値となっている。動作点Bでは、トルクTの指令は1400Nmであり、d軸電流指令id=-170A程度、q軸電流指令iq=277A程度のポイントに電流ベクトルは制御されている。また、この動作点Bでは、電流ベクトルはFINV=90Hzにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率PMF=1.0となるように、電流指令調整量dVが生成されて、制御されている。動作点C1では、トルクTの指令は1200Nmであり、d軸電流指令id=-163A程度、q軸電流指令iq=243A程度のポイントに電流ベクトルは制御されている。また、この動作点C1では、電流ベクトルはFINV=120Hzにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率PMF=1.0となるように、電流指令調整量dVが生成されて、制御されている。動作点Dでは、トルクTの指令は1100Nmであり、d軸電流指令id=-177A程度、q軸電流指令iq=220A程度のポイントに電流ベクトルは制御されている。また、この動作点Dでは、電流ベクトルはFINV=150Hzにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率PMF=1.0となるように、電流指令調整量dVが生成されて、制御されている。動作点Eでは、トルクTの指令は1000Nmであり、d軸電流指令id=-180A程度、q軸電流指令iq=195A程度のポイントに電流ベクトルは制御されているまた、この動作点Eでは、電流ベクトルはFINV=180Hzにおける電圧制限曲線上にも維持されており、変調率PMF=1.0となるように、電流指令調整量dVが生成されて、制御されている。このように、従来の制御例では、動作点A→B→C1→D→Eと制御動作点は遷移して行く。また、変調率PMFが1.0に達した後は、トルクTを出力しながらインバータ2の出力電圧を出力可能な最大値に維持するように変調率PMF=1.0を維持するように電流指令調整量dVが生成されて、電流指令調整量dVを含むd軸電流指令idにより弱め磁束制御が行われる。上記制御により、従来の制御例では、変調率が1.0に達した後は変調率PMFを1.0に維持して交流電動機への印加電圧を最大のまま維持するために、インバータ回路のスイッチング状態は同期1パルスモードが選択されることになる。この同期1パルスモードでの動作領域においては前述のとおり、パルス幅の調整ができないので、特にインバータ出力周波数FINVが電源2f成分と近接する領域において、電源2f成分を打ち消す制御ができなくなるため、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりするという問題点課題が生起することになる。つぎに、上記課題を解消する実施の形態1における制御動作について図10を参照して説明する。図10は、本発明の実施の形態1における制御状態を説明する図であり、電動機6が停止している状態から電動機6を起動し力行加速させた場合の制御例を示している。なお、図10中の動作点A、B、C、D、Eは、図9中に示す動作点A、B、C、D、Eにそれぞれ対応している。図10において、まず、時刻ゼロにおいてインバータ2を起動し、トルクTの指令を1500Nmとして電動機6へ電圧を印加して加速を開始する。変調率PMFはゼロからインバータ出力周波数FINVに比例して増加して行く。時刻ゼロから変調率PMFが0.785に達するまではインバータ2のパルスモードは非同期多パルスモードが選択され、トルクTは1500Nm一定となっているので、電動機6は直線状に加速しインバータ出力周波数FINVは直線状に増加して行く。変調率が0.785に達した時点でパルスモードを同期3パルスモードに切り替える。A点とB点との間にて、変調率PMFは最大である1.0に到達するので、パルスモードは同期3パルスモードから同期1パルスモードに切り替えられる。また、A点インバータ出力周波数FINV=60HzとB点インバータ出力周波数FINV=90Hzとの間にて、トルクTの指令を1500Nmからインバータ出力周波数FINVに反比例して減少させている。変調率PMFが1.0に到達した後は、インバータ出力周波数FINVが増加するに従って生成される電流指令調整量dVは負に大きくなり、これによりd軸電流指令idは負に大きくなることで弱め磁束制御が行われる。これにより、変調率PMFは変調率指令PMF=1.0に一致するようd軸電流指令idが調整される。ここまでの制御動作は、従来例と同等である。一方、動作点Bから動作点Dの間は、インバータ出力周波数FINVと電源2f成分が近接する領域である。動作点Cは、インバータ出力周波数FINVが120Hzとなる動作点であり、交流電源230の周波数が60Hzである場合の電源2f成分の周波数とインバータ出力周波数FINVとが丁度一致する点である。このため本実施の形態では、インバータ出力周波数FINVと電源2f成分が近接あるいは一致する範囲となる動作点Bから動作点Dまでの範囲において、変調率指令PMFを1.0から0.95まで減少させる。この制御に伴い、変調率PMFと変調率指令PMFとの偏差が生じるので、この偏差に基づいて電流指令調整量dVが生成され、電流指令調整量dVに基づいて生成されたd軸電流指令idが負方向により大きくなるように操作される。これにより、d軸電流指令idとq軸電流指令iqとは、トルクTの指令に応じた一定トルク曲線上で尚且つFINV=120Hz付近における電圧制限曲線の内側下側に位置する電流ベクトルとして生成される。このようにして生成されたd軸電流指令idとq軸電流指令iqにより、電動機6に対する弱め磁束制御はより深いものとなり、電動機6の誘起電圧がさらに低下するので変調率PMFも低下し、変調率PMFが変調率指令PMFと一致するように制御される。この領域において、本実施の形態の電動機駆動用電力変換装置では、変調率PMFを通常よりも低下させることで、パルスモードを同期パルスモードである同期3パルスモードに切り替える。このため、脈動抑制信号演算部71の出力である脈動抑制信号BTPMFCMPによってインバータ2が出力する出力電圧のパルス幅調整が可能となり、電源2f成分を打ち消す制御が可能となる。この制御により、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりするという問題点を解消することができる。また、パルスモードとして同期パルスモードである同期3パルスモードが選択されため、インバータ2の出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置が等しくなり、電動機6に印加される電圧の正負対称性が確保されるので、電動機6に電流振動やトルク脈動が発生するのを防止することができるととともに、電流振動やトルク脈動に起因する騒音や振動の発生を回避することができ、電動機6の安定駆動が可能となる。なお、動作点D以降は、先に説明した従来例の場合と同等である。このように、本実施の形態による制御では、動作点A→B→C→D→Eの順に動作点は遷移して行く。なお、動作点A、B、C、D、EにおけるトルクTの指令は、それぞれ1500Nm、1400Nm、1200Nm、1100Nm、1000Nmであり、従来例の動作点A、B、C1、D、Eの場合と同じである。つまり、本実施の形態では、電源2f成分を打ち消す制御を行っている間において、動作点Cを含めて、トルクTの出力特性には影響を与えない。一方、従来例の動作点C1と、本実施の形態の動作点Cとは、所定のトルク指令値に応じた同一のトルク一定曲線上1200Nmに位置するため、電動機6が出力するトルクは両者で同じとなる。つまり、本実施の形態では、電動機6の出力トルクを同一に維持しながら電動機6の誘起電圧を低下させ、インバータ2の出力電圧を低下させることで、変調率PMFを例えば0.95に減少させることができ、変調率PMFを通常よりも低下させて、且つパルスモードを同期パルスモードである同期3パルスモードに切り替えるので、脈動抑制信号演算部71の出力によりインバータ2の出力する電圧のパルス幅の調整が可能となり、電源2f成分を打ち消す制御が可能となる。このことから、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする従来の問題点が解消される。また、変調率PMFが変調率指令PMFに一致するような電流指令d軸電流指令id、q軸電流指令iqを生成する構成としているので、電動機6の出力トルクを所定値に維持しながら電動機6の誘起電圧を低下させ、インバータ2の出力電圧を低下させることで、変調率PMFを例えば0.95に減少させることができる。なお、以上の説明では電動機6を停止状態から力行加速させる場合を例として説明したが、高速回転中に電動機6を回生運転して停止させる場合についても、本実施の形態に示した構成を適用できる。実施の形態2.実施の形態1では、電動機駆動用電力変換装置に対する電流指令を調整するための電流指令調整量を好適に制御し、あるいはパルスモードの切り替えを好適に制御することにより、インバータ2の出力する電圧のパルス幅の調整を可能とし、インバータ2の出力電圧に含まれる電源2f成分を打ち消す制御を効果的に行うことができる構成について開示した。実施の形態2では、さらに、コンバータ220を制御するためのコンバータ電圧指令を好適に生成することで、電動機6に流す電流を効果的に小さくすることができる構成について開示する。図11は、本発明の実施の形態2における電動機駆動用電力変換装置の構成例を示す図であり、図1に示した電動機駆動用電力変換装置の構成において、第一の電力変換部であるコンバータ220のより詳細な構成について示している。なお、図11の構成のうち、図1と同一の構成部については、既に説明しているので、ここでは、実施の形態2に関連する構成部を中心とする説明を行う。図11に示すように、第一の制御部200には、第二の制御部100が生成した変調率PMF、インバータ出力周波数FINV、電圧検出器8が検出したコンデンサ電圧EFC、電流検出器214が検出した入力電流ISが入力される構成となっている。この第一の制御部200は、コンバータ220の出力電圧直流電圧を制御する機能を有した構成部であり、直流電圧指令生成部210および直流電圧制御部280を備えて構成される。直流電圧指令生成部210は、コンデンサ電圧の目標値であり、コンデンサ電圧指令EFCでもある直流電圧指令EFCを生成する。電圧制御部211は、直流電圧指令EFCとコンデンサ電圧EFCとが入力され、両者の偏差に基づいて電流指令ISを生成出力する。電流制御部212は、電流指令ISと電流検出器214が検出した入力電流ISとが入力され、両者の偏差とに基づいてコンバータ電圧指令VCを生成する。PWM信号生成部213は、コンバータ電圧指令VCが入力され、コンバータ220の入力側交流電源側の電圧をコンバータ電圧指令VCと一致させるコンバータ220のスイッチング素子図示せずへのオンオフ信号PWM信号CGを生成する。上記のように構成された電圧制御部211、電流制御部212およびPWM信号生成部213の機能により、直流電圧制御部280は、直流電圧指令EFC、コンデンサ電圧EFCおよび入力電流ISを用いて、PWM信号CGを生成してコンバータ220に出力する。つぎに、直流電圧指令生成部210の詳細な構成および動作について図12を参照して説明する。図12は、図11に示した実施の形態2における直流電圧指令生成部210の第一の構成例を示す図である。図12に示すように、第一の構成例である直流電圧指令生成部210は、直流電圧指令テーブル240を備えている。直流電圧指令テーブル240は、インバータ出力周波数FINVに基づいて直流電圧指令EFCを生成して出力する。ここで、インバータ出力周波数FINVが電源2f成分の周波数の近傍にない場合、直流電圧指令テーブル240は、直流電圧指令EFCとして通常時の電圧を出力する。一方、インバータ出力周波数FINVが電源2f成分の周波数の近傍にある場合、直流電圧指令テーブル240は、直流電圧指令EFCとして通常時の電圧よりも高い電圧指令を出力する。例えば交流電源周波数が60Hzの場合、直流電圧指令テーブル240は、インバータ出力周波数FINVが電源2f成分の周波数である120Hzを中心とする90Hz~150Hz程度の範囲にない場合には、直流電圧指令EFCとして例えば3000Vを出力し、インバータ出力周波数FINVが90Hz~150Hz程度の範囲にある場合には、直流電圧指令EFCとして通常時よりも5~10程度増加させた、例えば3300Vを出力する。このように構成することで、インバータ出力周波数FINVが電源2f成分の周波数の近傍領域である、例えば90Hz~150Hzの領域にある場合において、コンデンサ電圧EFCを高く制御することができ、その分インバータ2の出力可能な最大電圧を高くすることが可能となる。この制御により、必要な弱め磁束量を少なくすることができる。その結果、電流指令調整量dVも少なくすることができ、d軸電流指令idの大きさを小さくすることができる。したがって、実施の形態2にかかる第一の制御部200の構成を適用しない場合と比較して、電動機6の電流を小さくすることが可能となる。なお、直流電圧指令生成部210は、図12の構成に限定されるものではなく、例えば図13のように構成してもよい。なお、図13は、図11に示した実施の形態2における直流電圧指令生成部210の第二の構成例を示す図である。図13に示す直流電圧指令生成部210は、インバータ出力周波数FINVおよび、変調率電圧振幅指標PMFの目標値である変調率指令PMFに基づいて直流電圧指令EFCを生成する構成部として、変調率指令テーブル250、引算器251、リミッタ252、比例積分器253および加算器254を備えて構成される。変調率指令テーブル250は、入力されたインバータ出力周波数FINVに基づいて、変調率指令PMFを生成する。引算器251は、変調率PMFおよび変調率指令PMFが入力され、変調率PMFから変調率指令PMFを引いた偏差信号を生成してリミッタ252に出力する。リミッタ252は、入力信号の符号が正の場合は入力信号をそのまま出力し、入力信号の符号が負の場合には入力信号の値にかかわらず出力をゼロとする。比例積分器253は、リミッタ252の出力を比例積分演算して得た値を出力する。加算器254は、比例積分器253の出力と、基本直流電圧指令EFC0例えば、3000Vとを加算し、加算した信号を直流電圧指令EFCとして出力する。例えば交流電源周波数が60Hzの場合、変調率指令テーブル250は、インバータ出力周波数FINVが電源2f成分の周波数である120Hzを中心とする90Hz~150Hz程度の範囲にない場合には、変調率指令PMFとして例えば1.0を出力する。一方、インバータ出力周波数FINVが90Hz~150Hz程度の範囲にある場合には、変調率指令PMFとして例えば0.95を出力する。このように構成することで、インバータ出力周波数FINVが例えば90Hz~150Hzの領域にある場合において、インバータ2の変調率PMFが例えば0.95となるようにコンデンサ電圧EFCを高くすることができ、その分インバータ2の出力可能な最大電圧を高くすることが可能となる。この制御により、必要な弱め磁束量を少なくすることができる。その結果、電流指令調整量dVも少なくすることができ、d軸電流指令idの大きさを小さくすることができる。したがって、実施の形態2にかかる第一の制御部200の構成を適用しない場合と比較して、電動機6の電流を小さくすることが可能となる。以上に示した実施の形態1の構成によれば、インバータ出力周波数FINVが電源2f成分の周波数に近接する領域において、電動機6の出力トルクを所定の指令値に維持しながら電動機6の誘起電圧を低下させ、インバータ2の出力電圧を低下させることで、変調率PMFを例えば0.95に減少させることができる。これにより、パルスモードを同期パルスモードである同期3パルスモードに切り替えるので、脈動抑制信号演算部71の出力である脈動抑制信号BTPMFCMDによりインバータ2の出力する電圧のパルス幅の調整が可能となり、電源2f成分を打ち消す制御が可能となる。このことから、交流電動機が過電流となったり、過大なトルク脈動が発生したりする問題を解消できる。また、実施の形態1の構成によれば、変調率PMFが変調率指令PMFに一致するような電流指令d軸電流指令id、q軸電流指令iqを生成する構成としているので、電動機6の出力トルクを所定の指令値に維持しながら電動機6の誘起電圧を低下させ、インバータ2の出力電圧を低下させることで、変調率PMFを例えば0.95に減少させることができる。また、実施の形態1の構成によれば、パルスモードとして同期パルスモードである同期3パルスモードが選択されため、インバータ2の出力電圧の正の半周期と負の半周期にそれぞれ含まれるパルス数やパルス位置が等しくなり、電動機6に印加される電圧の正負対称性が確保されるので、電動機6に電流振動やトルク脈動が発生するのを防止することができるととともに、電流振動やトルク脈動に起因する騒音や振動の発生を回避することができ、電動機6の安定駆動が可能となる。さらに、実施の形態2の構成によれば、実施の形態2を適用しない実施の形態1の構成と比較して、電動機6の電流を小さくする効果が大である。また、電動機6の電流をさらに小さくできるので、インバータ2や電動機6の損失を更に低減することが可能となる。なお、以上の実施の形態における説明では、永久磁石同期電動機を制御する電動機駆動用電力変換装置を対象として説明したが、他の種類の電動機を駆動制御する電動機駆動用電力変換装置に上述した制御手法を適用しても構わない。また、上記実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。さらに、本明細書では、電気車用の電動機駆動用電力変換装置への適用を中心とした説明としているが、適用分野はこれに限られるものではなく、その他の産業分野への応用が可能であることも言うまでもない。"