"直流電源と、該直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、該直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器とを備えることを特徴とする交流モータの制御装置。請求項1の制御装置において、前記インバータ制御回路は、前記直流母線電流検出器で検出した複数の直流母線電流から前記交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定する電流推定手段と、該電流推定手段の出力に基づいて前記インバータ制御回路の電圧指令を演算するベクトル制御手段と、該ベクトル制御手段の出力に基づいて前記スイッチ素子をPWM制御するPWM信号発生手段と、を備えることを特徴とする交流モータの制御装置。請求項2の制御装置において、前記電流推定手段は、前記直流母線電流検出器で検出される直流母線電流の周期性に同期して前記交流モータに流れる交流電流の振幅および位相を推定することを特徴とする交流モータの制御装置。請求項2の制御装置において、前記ローパスフィルタの時定数Tfがであることを特徴とする交流モータの制御装置。ただし、Tf:時定数、Tc:インバータ制御回路のキャリア周期IDC0:直線母線電流の定格値、IDCm直流母線電流検出器の最小分解能請求項2の制御装置において、前記インバータの変調率に応じて前記ローパスフィルタの時定数を変更することを特徴とする交流モータの制御装置。請求項2の制御装置において、前記直流母線電流検出器は、前記インバータの変調率が閾値以上の場合、前記ローパスフィルタおよび前記補正器を回避し、前記インバータに流れる直線母線電流を直接検出することを特徴とする交流モータの制御装置。請求項1~6の何れかに記載の交流モータの制御装置を、ファン或いは圧縮機に用いられる交流モータの制御装置としたことを特徴とする冷凍空調装置。交流モータを低負荷あるいは低速域で駆動する場合、変調率を低くするため、インバータの直流母線電流の通電期間を短くする。直流母線電流の通電期間が短いと、通電期間内に直流母線電流を複数回検出することが困難なため、従来の技術では、直流母線電流の検出に誤差が生じ、モータ電流を正確に推定できず、交流モータを高性能に駆動できないという問題が生じる。本発明の目的は、インバータの通電期間が短い場合でも直線母線電流を正確に検出することで、モータ電流を正確に推定し、交流モータを高性能に駆動する手法を提供することである。直流電源と、該直流電源より供給される直流電力を交流電力に変換するインバータと、該インバータに備わるスイッチ素子を制御するインバータ制御回路と、前記インバータに流れる直流母線電流を検出する直流母線電流検出器と、該直流母線電流検出器で検出した直流母線電流を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタで平滑された直流母線電流の減衰分を補正する補正器と、を備える交流モータの制御装置。本発明により、変調率が低い場合においても、直線母線電流を正確に検出できる。このため、低負荷あるいは低速域においても交流モータを高性能に駆動できる。以下、図面を用いて本発明の各実施例を説明する。図1~図6を用いて実施例1の制御装置を説明する。図1において、交流モータ1は、インバータ2から印加される三相交流電流Iu,Iv,Iwに応じたトルクを出力する。インバータ2は、スイッチ素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnを備え、交流モータ1へ三相交流電圧Vu,Vv,Vwを印加し、交流電力を供給する。直流電源3は、直流電圧VDCをインバータ2へ印加し、直流電力を供給する。直流母線電流検出器4は、インバータ2の直流母線電流IDCを検出する。ローパスフィルタ5は、直流母線電流検出器4の検出値を平滑化する。補正器6は、ローパスフィルタ5による検出値の減衰分を補正する。インバータ制御回路7は、スイッチ素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnのオンオフを制御する。なお、インバータ制御回路7内のPWM信号発生部7a,ベクトル制御部7b,電流推定部7cの詳細については、実施例2で説明することとする。インバータ2は、数1の三相交流電圧Vu,Vv,Vwを交流モータ1に印加し、交流モータ1には、数2の三相交流電流Iu,Iv,Iwが流れる。数1の三相交流電圧は、図2aに示され、数2の三相交流電流は図2bに示される。なお、数1,数2において、V1はモータ電圧、I1はモータ電流、θvはU軸を基準とする電圧位相、ψは電圧/電流位相差である。次に、図3を用いて、電圧電流の各成分を説明する。図3において、U軸は交流モータ1の固定子のU相コイル方向を表す。モータ電圧V1,モータ電流I1のU軸方向の成分を、それぞれ、U相電圧Vu,U相電流Iuとする。同様に、図3では省略するが、V軸方向の成分を、V相電圧Vv,V相電流Ivとし、W軸方向の成分を、W相電圧Vw,W相電流Iwとする。また、モータ電流I1のモータ電圧V1方向の成分を有効電流Iaとし、それに直交する成分を無効電流Irとする。直流母線電流検出器4は、三相交流電流Iu,Iv,Iwのいずれかを直流母線電流IDCとして検出する。三相交流電流のうち何れが検出されるかは、スイッチ素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnのオンオフの組み合わせに依存する。図4を用いて、スイッチ素子のオンオフの組み合わせと直流母線電流IDCの理論上の波形の関係を詳細に説明する。図4aは、キャリア周期Tcのキャリア信号である。ここでは、キャリア信号として三角波を用いた例を図示するが、鋸波を用いても良い。インバータ制御回路7は、キャリア信号と三相交流電圧の指令値Vu,Vv,Vwを比較して、スイッチ素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnのオンオフを決定する。図4bのSuのハッチングは、キャリア信号がVu以下となる期間に相当し、スイッチ素子Supをオンにする期間を表す。同様に、図4cのSvのハッチングは、キャリア信号がVv以下となる期間に相当し、スイッチ素子Svpをオンにする期間を表し、図4dのSwのハッチングは、キャリア信号がVw以下となる期間に相当し、スイッチ素子Swpをオンにする期間を表す。図1に示すスイッチ素子SupとSunは、それぞれ相補的に動作し、一方がオンであるとき、他方はオフである。同様に、スイッチ素子SvpとSvn,SwpとSwnも相補的に動作し、一方がオンであるとき、他方はオフである。ただし、インバータ2の短絡防止のため、両者がオフとなるデッドタイムを設けても良い。図4に示すように、Sup,Svp,Swpの全てがオンのときと全てがオフのときには、直流母線電流IDCは流れない。一方、Supのみオンとなる期間Tuでは、U相電流Iuが順方向に流れ、SupとSvpがオンとなる期間Twでは、W相電流Iwが逆方向に流れる。この結果、論理的には、図4eに示す直流母線電流IDCが得られる。次に、図4eを用いて、直流母線電流検出器4による直流母線電流IDCの検出方法を具体的に説明する。直流母線電流検出器4は、キャリア信号下り時のSupオンからTs後のタイミングAにおいて、U相電流Iuを検出する。Tsを設ける理由については後述する。なお、ここで示した例に代え、キャリア信号上り時のタイミングBにおいてU相電流を検出しても良いし、W相電流Iwを検出しても良い。次に、図5,図6を用いて、実際に観測される直流母線電流IDCを検出する例を説明する。なお、図5は、変調率が低く期間Tuが短い場合の直流母線電流IDCの波形図であり、図6は、変調率が高く期間Tuが長い場合の直流母線電流IDCの波形図である。まず、変調率が低い場合について、図5を用いて説明する。スイッチ素子に遅れや非線形特性がある実際の回路では、直流母線電流IDCの波形は、図4eで示した理想的な形状とはならず、図5bの実線で示すように脈動する。このため、U相電流Iuを正確に検出するには、脈動が収まってから電流検出する必要がある。しかし、変調率が低い場合、三相電圧Vu,Vv,Vwがゼロ近傍にあることから期間Tuが短く、リンギングが収まる前に次のスイッチングが行われ、U相電流Iuを正確に検出できない。そこで、本実施例では、図1に示すように、直流母線電流検出器4の後段に、数3に示す特性を持ったローパスフィルタ5を設けた。ここで、数3において、Tfは時定数である。数3の特性のローパスフィルタ5を用いることで、実線で示した直流母線電流IDCは点線で示すフィルタ値IDC′に平滑化される。なお、数3に示すローパスフィルタ5の特性は一例であり、より高次のローパスフィルタでもよい。図5のように変調率が低い場合、キャリア周期Tcに対して期間Tuが短いため、脈動が早期に収束し、直流母線電流IDCの波形の立ち上がるタイミングであるタイミングCにおけるフィルタ値IDC′をゼロと近似できる。なお、タイミングCは、理想的には、図4における、キャリア信号立下り時のSupのオン時である。このとき、U相電流Iuの検出値Iu′は数4で求めることができる。なお、数4の補正係数εは数5である。次に、変調率が高い場合について図6を用いて説明する。図5では、タイミングCにおけるフィルタ値IDC′をゼロと近似できたが、図6では、キャリア周期Tcに対して期間Tuが長いため、タイミングCにおいても脈動は収束せず、フィルタ値IDC′もゼロに収束しない。この場合、タイミングCにおけるフィルタ値IDC′をゼロと近似することなく正確に演算するのが望ましい。そこで、本実施例では、図1に示すように、ローパスフィルタ5の後段に補正器6を設けた。補正器6は、数4に補正係数εを代入し、U相電流検出値Iu′からU相電流Iuを逆算する。これにより、ローパスフィルタ5の減衰分を補正することができる。インバータ制御回路7は、このようにして得られた三相交流電流Iu,Iv,Iwに基づいてスイッチ素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnのオンオフを制御するので、交流モータ1を安定駆動することができる。以上で説明したように、ローパスフィルタ5および補正器6を用いた本実施例の構成により、変調率が低い場合にも高い場合にもともに正しく電流を検出することができる。このため、低負荷あるいは低速域においても交流モータ1を高性能に駆動でき、駆動範囲をワイドレンジ化できる。図1を用いて実施例2を説明する。なお、実施例1と同等の点については説明を省略することとする。本実施例は、図1に示すように、インバータ制御回路7内に、PWM信号発生部7a,ベクトル制御部7b,電流推定部7cを備え、これらにより、モータ電流I1を推定し、交流モータ1をベクトル制御するものである。以下、各々につき詳細に説明する。電流推定部7cは、補正器6からの出力に基づき、図3で説明した無効電流Irおよび有効電流Iaを推定し、モータ電流I1の振幅および位相を推定するものである。この推定原理を以下に述べる。図3から明らかなように、無効電流Irおよび有効電流Iaは、それぞれ数6,数7で表される。数2に数6,数7を代入すると、数8を得る。また、数4で表されるU相電流検出値Iu′を、図2に示す区間Q1θv1≦θv≦θv2で積分し、数9の積分値S1を求める。同様に、Q2θv2≦θv≦θv3で積分し、数10の積分値S2を求める。数4,数8を数9,数10に代入すると、数11,数12を得る。なお、数11中のkr1,Δkr1,ka1,Δka1は数13で定義され、数12中のkr2,Δkr2,ka2,Δka2は数14で定義される。そして、数11,数12より数15を得る。電流推定部7cは、以上で求めた数15より、無効電流Irおよび有効電流Iaを推定できる。なお、数15の係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2は、ローパスフィルタ5による直流母線電流IDCの減衰分に相当するものであり、補正器6は、減衰の影響を補正するため、予め記憶された、或いは、数13,数14を用いて演算した係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2を用いて、直流母線電流IDCを補正する。なお、以上では連続する区間Q1,Q2のU相電流検出値Iu′積分値を用いる例を説明したが、連続しない区間Q1,Q2の積分値を求めても良く、このようにして電流推定を行う場合には、演算処理を行うタイミングを分散させることができ、演算負荷の集中を防ぐことができる。また、3つ以上の区間Q1,Q2,...,Qnの積分値を求めても良く、より多くの積分値を用いて電流推定を行うことで、ノイズが混入した場合であっても好適な電流推定を行うことができる。これらの方法で電流推定を行う場合は、数13,数14の積分区間を実際に電流検出した区間に変更するだけで対応できる。電流推定部7cの後段に設けられるベクトル制御部7bは、ベクトル制御に基づいて、モータ電流I1の振幅および位相より電圧指令Vu,Vv,Vwを演算する。PWM信号発生部7a,ベクトル制御部7bからの電圧指令Vu,Vv,Vwに基づいて、スイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnの制御信号を出力する。これにより、インバータ2がPWM制御され、交流モータ1が駆動される。以上で説明したように、本実施例の構成によれば、ローパスフィルタ5による直流母線電流IDCの減衰分を補正し、無効電流Irおよび有効電流Iaを推定することができる。これにより、ローパスフィルタ5による減衰を補正しない構成に比べ、交流モータ1を高性能に駆動することができる。図7を用いて実施例3を説明する。なお、実施例2と同等の点については説明を省略することとする。数13,数14から分かるように、係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2は、図2で示した電圧位相θv1,θv2,θv3に依存する。電圧位相θvは交流モータ1の駆動とともに進むため、電流推定毎に数13,数14を用いて係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2を再計算する場合には、補正器6に大きな演算負荷がかかることになる。また、係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2を予め記憶しておく場合には、補正器6は全ての係数を記憶した大容量のメモリを備えなければならない。そこで、本実施例は、数15の係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2を統一し、補正器6の演算負荷あるいは記憶容量を低減させるものである。係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2を統一するには、電流検出値が周期性を有し、これに同期して電流推定すればよい。電圧位相θvに応じて検出する電流相を適切に切り換えれば、電流検出値は周期性を有する。表1に示すように電流検出相を切り換える場合について説明する。ここで、-Uは、U相電流検出値Iu′の正負を逆にした-Iu′を検出することを示す。V相およびW相に関しても同様である。なお、表1は本実施例の一態様であり、電流検出値が周期性を有し、これに同期して電流推定できる場合は、表1に示す例に代えて、種々の区間,電圧位相,検出相の組み合わせを用いることができる。このときの電流検出値を図7に実線で示す。電流検出値は周期性を有し、例えば、区間DにおいてU相を検出することは、区間Cにおいて-V相を検出することと等しい。他の区間においても同様であり、係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2は、いずれか一つの区間に基づいて演算すればよい。以上で説明した本実施例では、係数Δkr1,Δkr2,Δka1,Δka2を統一できるため、電流推定部7cの演算負荷が小さくなる効果も得られる。図8を用いて実施例4を説明する。なお、既に説明した実施例と同等の点については説明を省略することとする。一般に、時定数Tfが大きいほど、直線母線電流IDCに対するフィルタ値IDC′の応答は低下する。このとき、実際の電流に対する電流推定値の応答が低下し、交流モータ1の制御も劣化することになる。そこで、本実施例では、フィルタ値IDC′が直線母線電流IDCを十分な応答速度で追従するように、数3の時定数Tfをキャリア周期Tcとの関係で規定することにより、制御応答性の低下を防止する。図8に直流母線電流IDCおよびIDC′の波形図を示す。フィルタ値IDC′はキャリア周期Tc毎に1回検出されると仮定する。ここで、IDC0は直流母線電流IDCの定格値を表し、直流母線電流IDCは定格値IDC0以下とする。また、ある通電期間でのフィルタ値IDC′の検出値をIDC1、次の通電期間直前のフィルタ値IDC′をIDC2とする。IDCmは直流母線電流検出器4の最小分解能を表し、フィルタ値IDC′がIDCm以下の場合、ゼロが検出されるとする。このとき、キャリア周期Tc以内にフィルタ値IDC′が定格値IDC0から最小分解能IDCm以下まで変動できれば、ローパスフィルタ5の遅れは無視できる。この条件は、数16で表される。ここで、IDC1とIDC2に関して、数17が成り立つ。数16,数17より数18を得る。本実施例では数18を満たす時定数Tfを用いることで、十分な応答速度のフィルタ値IDC′を得ることができ、このフィルタ値IDC′に基づいて交流モータ1を制御するので、交流モータ1の制御応答性の低下を防止することができる。図9,図10を用いて実施例5を説明する。なお、既に説明した実施例と同等の点については説明を省略することとする。本実施例では、インバータ2の変調率に応じて時定数Tfを調整することにより、電流推定の精度を向上させる。図9は、実施例5で用いられるローパスフィルタ5の構成図である。ここに示すように、ローパスフィルタ5は複数のローパスフィルタ5a,5b,5cを内蔵しており、マルチプレクサ5dによって、使用するローパスフィルタを切り換えることができる。ローパスフィルタ5aは、所定の抵抗とコンデンサを組み合わせ所定の時定数のフィルタを構成している。他のローパスフィルタ5b,5cも同様の構成であるが、各々異なる時定数のフィルタを構成するよう、抵抗,コンデンサが選択される。ここでは、ローパスフィルタ5a,5b,5cの順に時定数が小さくなるものとする。図4で説明した期間Tuは、変調率が高いほど長くなり、ローパスフィルタ5により直流母線電流IDCを平滑化する必要がなくなる。そこで、図10に示すように、変調率が高いほど時定数Tfを小さくするようにマルチプレクサ5dを切り換える。これにより、変調率が最も高いときにはローパスフィルタ5aを用い、変調率が最も小さいときにはローパスフィルタ5cを用いるなど、変調率に応じた適切なフィルタを用いることで、電流推定の精度を向上させることができる。なお、ここでは常にローパスフィルタを用いる構成としたが、変調率が十分に高く、閾値を超える場合には、ローパスフィルタ5および補正器6を回避し、直接直流母線電流を観測してもよい。また、本実施例は、図9以外の構成を用い、変調率に応じて時定数Tfを変更しても良い。例えば、ローパスフィルタ5のコンデンサと並列にショート回路を設けて、放電量を制御することにより、変調率に応じて連続的に時定数Tfを変更してもよい。図11を用いて実施例6を説明する。実施例6は、実施例1から実施例5の説明した何れかの制御装置を冷凍空調機の駆動装置に適用した実施例である。これらの駆動装置は、しばしば、低速になるほど負荷が小さくなる運転条件で駆動される。低速になるほど交流モータ1の誘起電圧は小さくなり、また、負荷が小さくなるほどモータ電流I1も小さくなる。このため、極低速での変調率は極めて小さい。そこで、ファン駆動装置あるいは圧縮機駆動装置などの、冷凍空調装置の駆動装置へ実施例1から実施例5の何れかで説明した制御装置を適用することにより、駆動範囲をワイドレンジ化することができる。本発明を該当駆動装置に適用することにより、変調率が極めて小さい場合にも電流検出が可能となり、極低速から駆動装置を制御することが可能となる。"