"衛星より送信される複数の偏波信号を受け、前記複数の偏波信号をそれぞれ増幅する複数の増幅回路と、各々が前記複数の増幅回路の出力のうちからいずれか1つの出力を選択する複数のスイッチ回路と、前記複数のスイッチ回路にそれぞれ対応して設けられ、イメージ信号を除去する複数のフィルタ回路と、前記複数のフィルタ回路にそれぞれ対応して設けられ、前記複数のフィルタ回路の各々の出力と局部発信信号とを混合し、増幅する複数の信号混合増幅器と、前記複数の信号混合増幅器にそれぞれ対応して設けられ、前記複数の信号混合増幅器の出力をそれぞれ受ける複数の出力ポートとを備える、低雑音コンバータ。前記低雑音コンバータは、前記スイッチ回路を制御する制御部をさらに備え、前記スイッチ回路は、前記複数の偏波信号のうちの第1の偏波信号をベースに受け、エミッタに接地電位が与えられる第1のバイポーラトランジスタと、前記複数の偏波信号のうちの第2の偏波信号をベースに受け、エミッタに接地電位が与えられる第2のバイポーラトランジスタとを含み、前記スイッチ回路は前記第1および第2の偏波信号を増幅し、前記制御部は、前記第1および第2のバイポーラトランジスタをトグル動作させる、請求項1に記載の低雑音コンバータ。前記制御部は、前記スイッチ回路が前記第1または第2の偏波信号のいずれかを選択するように、前記第1および第2のバイポーラトランジスタのベースおよびコレクタに印加電圧を供給する、請求項2に記載の低雑音コンバータ。前記制御部は、前記第1および第2のバイポーラトランジスタのコレクタの電圧を一定電圧に固定し、前記スイッチ回路が前記第1または第2の偏波信号のいずれかを選択するようにベースに印加電圧を供給する、請求項2に記載の低雑音コンバータ。従来、12GHzの周波数帯を扱うマイクロ波信号回路では、切替回路を実現するために、HEMTHighElectronMobilityTransistorを使用した複数の増幅回路を並列に接続し、この複数の増幅回路のそれぞれをON/OFFさせることで、信号の切替選択をしていたユニバーサルシングルLNBなど。しかし、上述した切替方法をユニバーサルツイン低雑音コンバータに応用する場合には、マイクロ波信号増幅回路の後段増幅回路のON/OFFさせることで、信号切替をすることになる。特にこの後段増幅回路の増幅素子としてHEMTが用いられている場合に、このHEMTがオフ時においても完全に信号を遮断することができず、信号が漏れ出すために所望のアイソレーション特性を取ることが出来なかった。また、信号選択には、PINP-Intrinsic-nダイオードを使用して実現することが知られているが、12GHzの周波数帯を扱うマイクロ波信号に対応したPINダイオードは非常に高価であり、一般民生用製品には使用することが難しいという問題もある。本発明の一実施例の目的は、上記のような問題を解決するためになされたものであって、ユニバーサルツイン低雑音コンバータの信号切替を12GHzのマイクロ波増幅回路のON/OFF状態の切替を用いて実現する場合に、所望のアイソレーション特性を損なうことなく、低コストで、簡単に実現する低雑音コンバータを提供することを目的とする。この発明に係る低雑音コンバータは、衛星より送信される複数の偏波信号を受け、複数の偏波信号をそれぞれ増幅する複数の増幅回路と、各々が複数の増幅回路の出力のうちからいずれか1つの出力を選択する複数のスイッチ回路と、複数のスイッチ回路にそれぞれ対応して設けられ、イメージ信号を除去する複数のフィルタ回路と、複数のフィルタ回路にそれぞれ対応して設けられ、複数のフィルタ回路の各々の出力と局部発信信号とを混合し、増幅する複数の信号混合増幅器と、複数の信号混合増幅器にそれぞれ対応して設けられ、複数の信号混合増幅器の出力をそれぞれ受ける複数の出力ポートとを備える。好ましくは、この発明に係る低雑音コンバータは、スイッチ回路を制御する制御部をさらに備え、スイッチ回路は、複数の偏波信号のうちの第1の偏波信号をベースに受け、エミッタに接地電位が与えられる第1のバイポーラトランジスタと、複数の偏波信号のうちの第2の偏波信号をベースに受け、エミッタに接地電位が与えられる第2のバイポーラトランジスタとを含み、スイッチ回路が第1および第2の偏波信号を増幅し、制御部は、第1および第2のバイポーラトランジスタをトグル動作させる。さらに好ましくは、制御部は、スイッチ回路が第1または第2の偏波信号のいずれかを選択するように、第1および第2のバイポーラトランジスタのベースおよびコレクタに印加電圧を供給する。さらに好ましくは、制御部は、第1および第2のバイポーラトランジスタのコレクタの電圧を一定電圧に固定し、スイッチ回路が第1または第2の偏波信号のいずれかを選択するようにベースに印加電圧を供給する。ユニバーサルツイン低雑音コンバータの信号切替を12GHzのマイクロ波増幅回路のON/OFF状態の切替を用いて、所望のアイソレーション特性を損なうことなく、低コストで、簡単に実現する低雑音コンバータを提供できる。以下、本発明について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一又は相当部分には同一の符号を付してその説明は繰返さない。[実施の形態]図1は、本実施の形態2に係るユニバーサルツイン低雑音コンバータの回路の主要部の構成を示すブロック図である。図1を参照して、ユニバーサルツイン低雑音コンバータ以下低雑音コンバータともいう。は、フィードホーン3と、フィードホーン3によって受信されたH偏波信号を周波数変換して2つのIF信号を出力する周波数変換部と、フィードホーン3によって受信されたV偏波信号を周波数変換して2つのIF信号を出力する周波数変換部とを含む。具体的には、H偏波信号を周波数変換する周波数変換部は、フィードホーン3によって受信されたH偏波信号を増幅するLNA4Aを含む。LNA4Aの出力は2つに分配され、スイッチ回路7A,7B以下総称してスイッチ回路7ともいう。に供給される。一方、V偏波信号を周波数変換する周波数変換部は、フィードホーン3によって受信されたV偏波信号を増幅するLNA4Bを含む。LNA4Bの出力は2つに分配され、スイッチ回路7A,7Bに供給される。さらに、低雑音コンバータは、スイッチ回路7Aの出力からイメージ信号をそれぞれ除去するバンドパスフィルタ6Aと、バンドパスフィルタ6Aの出力と局部発信信号とを混合増幅する信号混合増幅器19Aとを含む。信号混合増幅器19Aは、局部発振器18Aと、局部発振器18Aからそれぞれ出力される局部発振信号周波数9.75GHzの信号および周波数10.6GHzの信号とバンドパスフィルタ6Aの出力とをそれぞれ混合する混合回路8Aと、混合回路8Aから出力される中間周波数帯のIF信号をそれぞれ増幅する中間周波数増幅器9Aとを含む。さらに、低雑音コンバータは、スイッチ回路7Bの出力からイメージ信号をそれぞれ除去するバンドパスフィルタ6Bと、バンドパスフィルタ6Bの出力と局部発信信号とを混合増幅する信号混合増幅器19Bとを含む。信号混合増幅器19Bは、局部発振器18Bと、局部発振器18Bからそれぞれ出力される局部発振信号周波数9.75GHzの信号および周波数10.6GHzの信号とバンドパスフィルタ6Bの出力とをそれぞれ混合する混合回路8Bと、混合回路8Bから出力される中間周波数帯のIF信号をそれぞれ増幅する中間周波数増幅器9Bとを含む。また、低雑音コンバータは、さらに、信号混合増幅器19A,19Bの出力を端子P1,P2にそれぞれ伝達するキャパシタ12A,12Bと、直流電圧を伝達するためのインダクタ14A,14Bと、キャパシタ16A,16Bとを含む。また、低雑音コンバータは、電源回路20をさらに含む。電源回路20は、端子P1,P2から電圧を得て、低雑音コンバータに含まれる各回路に電源電圧を供給する。具体的には、LNA4A,4Bで構成されるLNA群5、スイッチ回路7A,7B、局部発振器18A,18B、混合回路8A,8B、中間周波数増幅器9Aで構成される信号混合増幅器19A,19Bに対して電圧が供給される。また、低雑音コンバータは、制御部22をさらに含む。制御部22は、スイッチ回路7A,7Bと、信号混合増幅器19A,19Bに対して、信号選択および局部発振信号の制御を行う。また、電源回路20および制御部22により、各端子に出力される信号が選択される。具体的にはハイバンド周波数帯が1100~2150MHzとローバンド周波数帯が950~1950MHzとの選択およびH偏波信号とV偏波信号との選択が電源回路20および制御部22により行われる。図2は、スイッチ回路7Aを説明するための一例を示す図である。図2を参照して、スイッチ回路7Aは、増幅回路4C、4Dを含む。増幅回路4Cは、RFカット回路52,54と、バイポーラトランジスタ50とを含む。バイポーラトランジスタ50のコレクタ端子がノードN2と接続され、エミッタ端子に接地電位が与えられる。また、ベース側は、ノードN1と接続され、LNA4Aの出力信号を受ける。また、ノードN2とノードN5との間にキャパシタ61が接続される。増幅回路4Dは、RFカット回路56,58と、バイポーラトランジスタ60とを含む。バイポーラトランジスタ60のコレクタ端子がノードN4と接続され、エミッタ端子に接地電位が与えられる。また、ベース側は、ノードN3と接続され、LNA4Bの出力信号を受ける。また、ノードN4とノードN5との間にキャパシタ63が接続される。なお、RFカット回路52,54,56,58は、信号成分が他に伝播しないように設けられている。また、キャパシタ61,63,65,67は、バイアス電圧を遮断するために設けられている。ここで、制御部22は増幅回路4Cのバイポーラトランジスタ50のベース電圧およびコレクタ電圧をそれぞれ0.7V,1.7Vと設定することにより、バイポーラトランジスタ50はON状態となり、BPF6AはH偏波信号を受ける。一方、制御部22は、増幅回路4Dのバイポーラトランジスタ60のベース電圧およびコレクタ電圧をともに0Vと設定することにより、バイポーラトランジスタ60はOFF状態となり、V偏波信号が漏れださず、BPF6AがV偏波信号を受けることはない。従って、制御部22はスイッチ回路7Aのバイポーラトランジスタ50,60に対してON/OFFの状態を交互に切替えるトグル動作をさせ、切替えられた偏波信号が増幅されてBPF6Aに出力される。なお、スイッチ回路7Bについてもスイッチ回路7Aと同様な構成を取るため、ここでは説明は繰返さない。図3は、検討例のスイッチ回路7A1を説明するための図である。図2のスイッチ回路7Aと比較しつつ、検討例のスイッチ回路7A1を説明する。図3を参照して、検討例のスイッチ回路7A1は、スイッチ回路7Aの増幅回路4C,4Dに代え、増幅回路4C1,4D1を含む。増幅回路4C1は、増幅回路4Cに含まれるバイポーラトランジスタ50に代え、HEMT150を含む。増幅回路4D1は、増幅回路4Dに含まれるバイポーラトランジスタ60に代え、HEMT160を含む。ここで、制御部22は、このHEMT150のドレインおよびゲートの電圧をそれぞれ-0.4V,2Vと設定することにより、HEMT150はON状態となる。一方、制御部22は、HEMT160のドレインおよびゲートの電圧をともに0Vと設定することにより、HEMT160はOFF状態となる。しかしながら、検討例のスイッチ回路7A1ではH偏波信号が選択されていても、OFF状態非選択側のHEMT160が所望のアイソレーションをとれず、その結果V偏波信号が漏れ、受信システムに悪影響を及ぼし、最悪受信不可能となる場合がある。これは、HEMT160がOFF状態においても、増幅はしていないがある一定の信号を通過させてしまうことによるものであり、検討例のスイッチ回路7A1ではOFF状態でのアイソレーション特性が悪い。一方、本発明によると、バイポーラトランジスタ60は非動作時のアイソレーションがHEMT160のアイソレーションに比べて良いため、OFF状態でのV偏波信号が漏れることなく、所望のアイソレーション特性を取ることが可能である。図4は、図2の増幅回路4Cの具体的な構成を示す回路図である。図4を参照して、増幅回路4Cは、制御部22と、抵抗素子62,64,66,68,70,72とバイポーラトランジスタ50,63と、定電圧源71とを含む。ノードN1に供給される電圧がバイポーラトランジスタ50のベース端子に与えられ、ノードN2に供給される電圧がバイポーラトランジスタ50のコレクタに与えられる。バイポーラトランジスタ50のエミッタ端子に接地電位が与えられる。ノードN1とノードNAとの間に抵抗素子70,72が直列に接続される。一方、ノードNAとノードN2との間に抵抗素子68が接続される。ノードNAに供給される電圧は、制御部22がバイポーラトランジスタ75のON/OFF状態の切替えによって定電圧源71から供給される。定電圧源71とバイポーラトランジスタ75のコレクタ端子との間に抵抗素子62が接続される。制御部22とバイポーラトランジスタ75のベース端子との間に抵抗素子64が接続される。バイポーラトランジスタ75のエミッタ端子とノードNAとの間に抵抗素子66が接続される。これによって、制御部22はバイポーラトランジスタ75のON/OFF状態の切替えを行うことができる。具体的には、制御部22はバイポーラトランジスタ50をON状態にするために、電圧2.5Vを出力する。一方、定電圧源71からは定電圧たとえば8Vが印加される。これらより、ベース端子およびコレクタ端子に印加される電圧を制御する。また、制御部22はバイポーラトランジスタ50をOFF状態にするために、制御部22からの出力電位を接地電位まで下げる。一方、定電圧源71からは定電圧たとえば8Vが印加される。これらより、ベース端子およびコレクタ端子に印加される電圧を制御する。上述したバイポーラトランジスタの各端子の電圧を供給するためには、たとえば抵抗素子62,64,66,68,70,72の抵抗値が、それぞれ0Ω、10kΩ、0Ω、0Ω、120kΩ、51Ωと設定されれば、図2で示したようにバイポーラトランジスタ50のベース端子に0.7V、コレクタ端子に1.7Vの印加電圧が供給される。なお、増幅回路4Dについても、同様な構成をとるため、ここでは、説明は繰返さない。図5は、スイッチ回路7Aのバイポーラトランジスタの各端子に与える電圧関係の別の一例を説明するための図である。図5を参照して、バイポーラトランジスタ50,60の各端子に与える電圧について説明する。増幅回路4C、4Dにそれぞれ含まれるバイポーラトランジスタ50,60のコレクタ端子に同一の電圧たとえば1.7Vを与え、ベース端子に与える印加電圧を変化させることでバイポーラトランジスタ50,60のON/OFF状態を切替えさせ、これによって信号切替を行うことができる。なお、スイッチ回路7Bについても同様な電圧制御をすることで、信号切替を容易に行うことができるため、ここでは説明を繰返さない。これにより、ベース端子に与える印加電圧のみを制御することにより、信号切替選択を容易にすることができる。図6は、図5の増幅回路4Cの具体的な構成を示す回路図である。図6を参照して、増幅回路4Cは、制御部22と、抵抗素子74,76,78とバイポーラトランジスタ50,63と、定電圧源73とを含む。ノードN1に供給される電圧がバイポーラトランジスタ50のベース端子に供給され、ノードN2に供給される電圧がバイポーラトランジスタ50のコレクタに供給される。バイポーラトランジスタ50のエミッタ端子は接地電位に接続される。制御部22とノードN1ベース端子との間に抵抗素子76,78が直列に接続される。また、定電圧源73とノードN2コレクタ端子との間に抵抗素子74が接続される。この構成により、制御部22によって印加電圧が制御され、この印加電圧に基づいてバイポーラトランジスタ50のON/OFF状態が決定される。コレクタ端子へ印加される電圧は、常に一定電圧が印加される。一方、ベース端子へ印加される電圧は、制御部22によって制御される。具体的には、制御部22はバイポーラトランジスタ50をON状態にするために、電圧2.5Vを出力する。一方、定電圧源73からは定電圧たとえば2.4Vが印加される。これらより、ベース端子に供給される電位は制御部22より調整され、コレクタ端子には定電圧源73によって一定の電圧が供給される。また、制御部22はバイポーラトランジスタ50をOFF状態にするために、制御部22からの出力電位を接地電位まで下げる。一方、定電圧源73からは定電圧たとえば8Vが印加される。これらより、ベース端子には接地電位が与えられ、コレクタ端子には定電圧源73によって一定の電圧が供給される。上述したバイポーラトランジスタの各端子の電圧を供給するためには、たとえば抵抗素子74,76,78の抵抗値がそれぞれ10Ω、150kΩ、47Ωと設定されれば、制御部22が2.5Vの印加電圧をかけたときに、図2で示したようにバイポーラトランジスタ50のベース端子に0.7Vの印加電圧を供給することができる。図7は、図5,6に示したスイッチ回路7Aのアイソレーション特性を説明するための図である。図7を参照して、横軸に周波数帯が示され、縦軸に信号強度が示されている。波形W1は、バイポーラトランジスタ50がON状態になったときの出力信号を示し、バイポーラトランジスタ50がOFF状態になったときの出力信号を示す波形W2が合わせて示される。図7の示すとおり、12GHzの周波数帯においてバイポーラトランジスタ50のON/OFF状態の切替えにより、十分なアイソレーションを取ることができる。なお、図7に示されたアイソレーション特性と同様に図2、図4で示したスイッチ回路7Aにおいても十分なアイソレーション特性を有することはいうまでもない。従って、本実施の形態の構成をとることにより、12GHz帯10.7GHz~12.75GHzにおいても許容範囲内に納まるアイソレーション特性を得ることができる。最後に、図1等を用いて、本実施の形態について説明する。本実施の形態は、図1で示したように、衛星より送信される複数の偏波信号を受け、複数の偏波信号をそれぞれ増幅する複数の増幅回路4A,4Bと、各々が複数の増幅回路の出力のうちからいずれか1つの出力を選択する複数のスイッチ回路7A,7Bと、複数のスイッチ回路にそれぞれ対応して設けられ、イメージ信号を除去する複数のフィルタ回路6A,6Bと、複数のフィルタ回路6A,6Bにそれぞれ対応して設けられ、複数のフィルタ回路6A,6Bの各々の出力と局部発信信号とを混合し、増幅する複数の信号混合増幅器19A,19Bと、複数の信号混合増幅器19A,19Bにそれぞれ対応して設けられ、複数の信号混合増幅器19A,19Bの出力をそれぞれ受ける複数の出力の端子P1,P2とを備える。実施の形態の低雑音コンバータは、図2、図5で示したように、スイッチ回路7A,7Bを制御する制御部22をさらに備え、スイッチ回路7A;7Bは、複数の偏波信号のうちの第1の偏波信号をベースに受け、エミッタに接地電位が与えられるバイポーラトランジスタ50と、複数の偏波信号のうちの第2の偏波信号をベースに受け、エミッタに接地電位が与えられるバイポーラトランジスタ60とを含み、スイッチ回路7A,7Bは第1および第2の偏波信号を増幅し、制御部22は、バイポーラトランジスタ50,60をトグル動作させる。また、図2、図4で示したように制御部22は、スイッチ回路7A,7Bが第1または第2の偏波信号のいずれかを選択するように、バイポーラトランジスタ50,60のベースおよびコレクタに印加電圧を供給する。また図5、図6で示したように制御部22は、バイポーラトランジスタ50,60のコレクタの電圧を一定電圧に固定し、スイッチ回路が第1または第2の偏波信号のいずれかを選択するようにベースに印加電圧を供給する。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"