"整流回路及びその出力側の一対の電源線間に直列接続された第1及び第2の平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、第1~第4のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第1~第4のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記直流変換回路と前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第5及び第6のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第7及び第8のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第1及び第2の平滑コンデンサ間の接続点と第7及び第8のスイッチング素子間の接続点とが接続されて、第5~第8のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第1又は第2の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給しつつ、第5~第8のスイッチング素子の所定の素子が前記第1~第4のスイッチング素子のオフに先立ってオフするソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路とを備えた電源装置であって、前記補助スイッチング回路のソフトスイッチング動作は、前記補助コンデンサが充電状態で第5~第8のスイッチング素子がオフし、前記インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子が遅れてオフするまでのオンにて補助コンデンサが放電し、放電後に第1~第4のスイッチング素子がオフし、このオフ後に生じる還流電流にて再び補助コンデンサを充電するように動作するものであり、前記還流電流により充電する補助コンデンサの充電電圧が適切値に到達した時、若しくはそれ以前に対応の前記第7又は第8のスイッチング素子をオンさせ、適切な充電後に生じ得る還流電流をその第7又は第8のスイッチング素子を介して前記平滑コンデンサ側に帰還させる充電制御手段を備えたことを特徴とする電源装置。請求項1に記載の電源装置において、前記充電制御手段は、前記インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子のオフ時と同時、若しくはそれ以前に対応の前記第7又は第8のスイッチング素子をオン状態に切り替えることを特徴とする電源装置。請求項1又は2に記載の電源装置において、前記充電制御手段は、前記第7又は第8のスイッチング素子のオン期間を対応の前記第5又は第6のスイッチング素子のオン期間よりも長く設定することを特徴とする電源装置。請求項1~3のいずれか1項に記載の電源装置を用い、加工対象物のアーク加工を行うアーク加工用電圧を生成するように構成されていることを特徴とするアーク加工用電源装置。ところで、補助コンデンサは、インバータ回路のスイッチング素子がオフした後、該回路後段に備えられる変圧器の漏れインダクタンスに蓄積された電磁エネルギーにて還流電流が生じて充電が行われ、次のサイクルに備えられる。この場合、補助コンデンサは、補助スイッチング回路の前段に設けた平滑コンデンサと同等の充電電圧に充電されることが好ましい。しかしながら、補助コンデンサが適切な充電電圧となった以降も漏れインダクタンスに電磁エネルギーが残存する場合がある。特に第1及び第2の平滑コンデンサ間の接続点と第7及び第8のスイッチング素子間の接続点との間が導通される回路構成をなす場合文献1では400V系入力時、全部のスイッチング素子がオフした後に生じる還流電流の行き場が補助コンデンサ以外に存在せず、該補助コンデンサを過剰に充電させてしまうことがあった。そのため、補助コンデンサに大容量のものを用いたり、過充電によりソフトスイッチング動作の恩恵を十分に受けられなくなることから、スイッチング素子に高耐圧のものを用いたりする等の対策が必要であった。本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ソフトスイッチングに用いる補助コンデンサの過充電を抑制し、自身の小容量化、スイッチング素子の低耐圧化に寄与することができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することにある。上記課題を解決するために、請求項1に記載の発明は、整流回路及びその出力側の一対の電源線間に直列接続された第1及び第2の平滑コンデンサを有し、入力交流電源を整流平滑化した直流電圧に変換する直流変換回路と、第1~第4のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第1~第4のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して前記各電源線を介して供給された前記直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記直流変換回路と前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第5及び第6のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第7及び第8のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第1及び第2の平滑コンデンサ間の接続点と第7及び第8のスイッチング素子間の接続点とが接続されて、第5~第8のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第1又は第2の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給しつつ、第5~第8のスイッチング素子の所定の素子が前記第1~第4のスイッチング素子のオフに先立ってオフするソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路とを備えた電源装置であって、前記補助スイッチング回路のソフトスイッチング動作は、前記補助コンデンサが充電状態で第5~第8のスイッチング素子がオフし、前記インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子が遅れてオフするまでのオンにて補助コンデンサが放電し、放電後に第1~第4のスイッチング素子がオフし、このオフ後に生じる還流電流にて再び補助コンデンサを充電するように動作するものであり、前記還流電流により充電する補助コンデンサの充電電圧が適切値に到達した時、若しくはそれ以前に対応の前記第7又は第8のスイッチング素子をオンさせ、適切な充電後に生じ得る還流電流をその第7又は第8のスイッチング素子を介して前記平滑コンデンサ側に帰還させる充電制御手段を備えたことをその要旨とする。この発明では、インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子のオフ後に生じる還流電流により補助コンデンサが充電されるが、充電する補助コンデンサの充電電圧が適切値に到達した時、若しくはそれ以前に、対応の第7又は第8のスイッチング素子がオン状態に切り替えられる。これにより、補助コンデンサの適切な充電後に還流電流が継続して生じた場合に、その還流電流が第7又は第8のスイッチング素子を介して平滑コンデンサ側に帰還するため、補助コンデンサの過充電が防止される。請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の電源装置において、前記充電制御手段は、前記インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子のオフ時と同時、若しくはそれ以前に対応の前記第7又は第8のスイッチング素子をオン状態に切り替えることをその要旨とする。この発明では、インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子のオフ時と同時、若しくはそれ以前に対応の第7又は第8のスイッチング素子がオン状態に切り替えられて、還流電流の平滑コンデンサ側に帰還する経路が早期から形成される。これにより、当初はインバータ回路のスイッチング素子のオフ時から生じる還流電流にて補助コンデンサが充電されるものの、適切な充電後にもその還流電流が継続して生じる場合、無用な還流電流を確実に平滑コンデンサ側に帰還させることができる。請求項3に記載の発明は、請求項1又は2に記載の電源装置において、前記充電制御手段は、前記第7又は第8のスイッチング素子のオン期間を対応の前記第5又は第6のスイッチング素子のオン期間よりも長く設定することをその要旨とする。この発明では、第7又は第8のスイッチング素子のオン期間が対応の第5又は第6のスイッチング素子のオン期間よりも長く設定されるため、還流電流の平滑コンデンサ側に帰還する経路が長く維持され、無用な還流電流を確実に平滑コンデンサ側に帰還させることができる。請求項4に記載の発明は、請求項1~3のいずれか1項に記載の電源装置を用い、加工対象物のアーク加工を行うアーク加工用電圧を生成するように構成されているアーク加工用電源装置である。この発明では、請求項1~3のいずれか1項に記載の電源装置が用いられて構成されるため、上記各請求項と同様の効果を奏するアーク加工用電源装置を提供できる。本発明によれば、ソフトスイッチングに用いる補助コンデンサの過充電を抑制し、自身の小容量化、スイッチング素子の低耐圧化に寄与することができる電源装置及びアーク加工用電源装置を提供することができる。以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。図1は、本実施形態のアーク加工用電源装置11を備えたアーク加工機10を示す。アーク加工機10は、その電源装置11から出力される加工用直流電圧をトーチTHに供給し、そのトーチTHから加工対象物Mに向けてアークを発生させることで、加工対象物Mに対してアーク溶接やアーク切断等のアーク加工を行う装置である。このようなアーク加工機10のアーク加工用電源装置11は、入力された商用電源三相交流電圧を直流電圧に変換する直流変換回路12と、その直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換するインバータ回路13とを備え、そのインバータ回路13からの高周波交流電圧を変圧器INT及びその二次側回路にて加工用直流電圧に更に変換して出力する。直流変換回路12は、6個のダイオードを用いたブリッジ回路で構成され三相の入力交流電源を全波整流する一次側整流回路DR1と、該整流回路DR1の出力側の電源線L1,L2間に直列に接続され該整流回路DR1の出力電圧を平滑化する第1及び第2の平滑コンデンサC1,C2とを有し、入力交流電源から直流電圧を生成する。この第1及び第2の平滑コンデンサC1,C2は、それぞれ同容量のものが用いられる。また、直流変換回路12には、直流電圧を検出する電圧検出回路IVが電源線L1,L2間に接続されている。電圧検出回路IVは、検出した直流電圧を電圧検出信号Ivとして後述の出力制御回路SCに出力し、電源装置11の制御等に用いられる。インバータ回路13は、電源線L1,L2に接続され、4個のIGBTよりなる第1~第4のスイッチング素子TR1~TR4を用いたブリッジ回路で構成されている。第1及び第3のスイッチング素子TR1,TR3が電源線L1,L2間に直列に接続されるとともに、第2及び第4のスイッチング素子TR2,TR4が電源線L1,L2間に直列に接続され、スイッチング素子TR1のエミッタとスイッチング素子TR3のコレクタとの間が変圧器INTの一次側コイルの一端に、スイッチング素子TR2のエミッタとスイッチング素子TR4のコレクタとの間がその一次側コイルの他端にそれぞれ接続されている。尚、第1~第4のスイッチング素子TR1~TR4には、それぞれダイオードD1~D4が逆接続されている。そして、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の組みと、第2及び第3のスイッチング素子TR2,TR3の組みとが出力制御回路SCの制御に基づいて交互にオンオフ駆動され、直流変換回路12からの直流電圧を所定の高周波交流電圧に変換して変圧器INTの一次側コイルに供給する。インバータ回路13及び前記直流変換回路12の間には、補助スイッチング回路14及び補助コンデンサC3が備えられている。補助スイッチング回路14は、4個のIGBTよりなる第5~第8のスイッチング素子TR5~TR8を備え、第1及び第2の平滑コンデンサC1,C2の後段の電源線L1上に第5のスイッチング素子TR5が、電源線L2上に第6のスイッチング素子TR6がそれぞれ配置されている。第7及び第8のスイッチング素子TR7,TR8は、第5及び第6のスイッチング素子TR5,TR6の後段の電源線L1,L2間に直列に接続されている。尚、第5~第8のスイッチング素子TR5~TR8には、それぞれダイオードD5~D8が逆接続されている。第7及び第8のスイッチング素子TR7,TR8の後段の電源線L1,L2間には、補助コンデンサC3が接続されている。また、第7のスイッチング素子TR7のエミッタと第8のスイッチング素子TR8のコレクタ間の接続点N2と、前記第1及び第2の平滑コンデンサC1,C2間の接続点N1との間は互いに接続されている。そして、第5~第8のスイッチング素子TR5~TR8は、出力制御回路SCの制御に基づいてインバータ回路13の第1~第4のスイッチング素子TR1~TR4のスイッチング損失を低減すべく該スイッチング素子TR1~TR4と同期させてオンオフ駆動される。変圧器INTの二次側には、2個のダイオードを用いた全波整流の二次整流回路DR2及び直流リアクトルDCLが備えられる。インバータ回路13で生成された高周波交流電圧は、変圧器INTにて電圧調整がなされ、電圧調整された高周波交流電圧は、二次整流回路DR2及び直流リアクトルDCLにてアーク加工用直流電圧に変換される。直流リアクトルDCL側の出力線L3はトーチTHに接続されるとともに、変圧器INTの二次側コイルの中間点から延びる出力線L4は加工対象物Mと接続され、そのアーク加工用電圧の供給に基づきトーチTHから加工対象物Mに向けてアークが生じるようになっている。また、出力線L4上には、実出力電流値を検出する出力電流検出回路IDが接続されている。出力電流検出回路IDは、検出した出力電流値を出力電流検出信号Idとして比較演算回路ERに出力し、該比較演算回路ERでは、その出力電流検出信号Idと、出力電流設定器IRからの出力電流設定信号Irとが比較される。因みに、出力電流設定器IRでは、アーク加工を行う加工対象物Mに応じた出力電流値となるように人の操作等によりその出力電流値の設定がなされ、その設定に応じた出力電流設定信号Irが比較演算回路ERに出力される。比較演算回路ERは、出力電流検出信号Idと出力電流設定信号Irとを比較した比較演算信号Er、即ち出力電流値と設定値との偏差を比較演算信号Erとして出力制御回路SCにフィードバックを行う。そして、出力制御回路SCは、入力された比較演算信号Erに基づく出力電流値と設定値との偏差を踏まえたインバータ回路13のスイッチング制御を実施する。また、出力制御回路SCは、補助スイッチング回路14をインバータ回路13と連動動作させるべく、補助スイッチング回路14のスイッチング制御をインバータ回路13の制御態様に合わせて実施する。その際、本実施形態の出力制御回路SCは、各スイッチング素子TR1~TR8に対して図2に示すような制御パルス信号を用いたパルス幅変調制御PWM制御を実施する。先ず、インバータ回路13においては、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の組みと第2及び第3のスイッチング素子TR2,TR3の組みとが交互にオンオフ動作するように、同組それぞれで同時に立ち上がり、同時に立ち下がるオンパルスを有する制御パルス信号が生成される。出力要求が大の場合は、制御パルス信号のオンパルス幅Wmが広くされ、出力要求が小さくなるに連れてオンパルス幅Wmが次第に狭く設定される。補助スイッチング回路14においては、第5及び第8のスイッチング素子TR5,TR8がインバータ回路13の第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4と同組で、また第6及び第7のスイッチング素子TR6,TR7がインバータ回路13の第2及び第3のスイッチング素子TR2,TR3と同組で動作するような制御パルス信号の生成が行われる。第5及び第6のスイッチング素子TR5,TR6に出力する制御パルス信号は、同組として動作する第1~第4のスイッチング素子TR1~TR4の制御パルス信号と同時に立ち上がり、立ち下がりは所定時間前に立ち下がるオンパルスを有する。つまり、スイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号のオンパルス幅Ws1は、インバータ回路13の制御パルス信号のオンパルス幅Wmよりも若干幅狭に設定され、PWM制御によりオンパルス幅Wmとともに設定幅が大小する。第8及び第7のスイッチング素子TR8,TR7に出力する制御パルス信号は、同組として動作する第5及び第6のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号と同時に立ち下がるが、立ち上がりは同組として動作する第5及び第6のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号が立ち上がるよりも早めに立ち上がるように設定されている。より詳しくは、第8のスイッチング素子TR8の制御パルス信号の立ち上がりは、もう一方の組として動作する第6のスイッチング素子TR6の制御パルス信号の立ち下がり後から第2及び第3のスイッチング素子TR2,TR3の制御パルス信号の立ち下がるまでの間に設定されている。また、第7のスイッチング素子TR7の制御パルス信号の立ち上がりは、もう一方の組として動作する第5のスイッチング素子TR5の制御パルス信号の立ち下がり後から第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の制御パルス信号の立ち下がるまでの間に設定されている。この場合、第8及び第7のスイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号のオンパルス幅Ws2は、PWM制御によりオンパルス幅Wm,Ws1が大小変化するのに対して固定であり、オンパルス幅Wm,Ws1が狭くなるに連れて進み側にシフトすることとなる。次いで、このような制御パルス信号に基づく電源装置11の動作は以下のようになる。尚、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の組と第2及び第3のスイッチング素子TR2,TR3の組とで同様な動作となるため、以下には第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の組側の動作を中心にMode1~5に分けて説明する。[Mode1]は、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4と第5のスイッチング素子TR5の制御パルス信号の立ち上がりから、第5及び第8のスイッチング素子TR5,TR8の制御パルス信号が立ち下がるまでの期間である。同期間では、第1,第4,第5のスイッチング素子TR1,TR4,TR5のオンに加え、第8のスイッチング素子TR8が既にオン状態であり、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4と第5のスイッチング素子TR5とが同時にオンしている。つまり、第1の平滑コンデンサC1の端子間電圧充電電圧がインバータ回路13に印加され、該インバータ回路13から変圧器INT、それ以降の負荷側へのパワー伝達モードとなっている。[Mode2,3]は、第5及び第8のスイッチング素子TR5,TR8の制御パルス信号の立ち下がりから第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の制御パルス信号が立ち下がるまでの期間である。同期間では、第5及び第8のスイッチング素子TR5,TR8が第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4のオフに先立って同時にオフする。これに基づく[Mode2]は、第1の平滑コンデンサC1からの電圧印加が絶たれることで補助コンデンサC3の放電が開始し、補助コンデンサC3によるインバータ回路13への電圧印加となる補助コンデンサ放電モードとなる。次いで[Mode3]は、補助コンデンサC3の放電後において、変圧器INTの漏れインダクタンスに蓄積された電磁エネルギーにより第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4を介するインバータ回路13内に還流電流が生じる還流モードとなる。またこの[Mode3]では、次の[Mode4,5]の動作に備えて、第7のスイッチング素子TR7の制御パルス信号が同組として動作する第6のスイッチング素子TR6よりも早いタイミング、より詳しくはスイッチング素子TR1,TR4の制御パルス信号の立ち下がりよりも更に早いタイミングで立ち上がり、該スイッチング素子TR7が先にオン状態に切り替えられる。[Mode4,5]は、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4の制御パルス信号の立ち下がりから第2及び第3のスイッチング素子TR2,TR3の制御パルス信号が立ち上がるまでの期間である。同期間では、第1及び第4のスイッチング素子TR1,TR4がオフされ、第7のスイッチング素子TR7のみがオンしている。[Mode4]は、インバータ回路13内に生じていた還流電流がスイッチング素子TR1,TR4のオフに基づいて補助コンデンサC3に向けて流れ、該コンデンサC3を充電する補助コンデンサ充電モードとなる。次いで[Mode5]は、補助コンデンサC3の端子間電圧が平滑コンデンサC2,C1の端子間電圧と同等になると、既に第7のスイッチング素子TR7がオンされていることから、ダイオードD6がオンとなり、先の還流電流が平滑コンデンサC2に流れる帰還モードとなる。つまり、変圧器INTの漏れインダクタンスの電磁エネルギーにより生じた還流電流にて補助コンデンサC3が平滑コンデンサC2,C1と同等の端子間電圧まで充電され、これ以降も電磁エネルギーが残存することで還流電流が継続する場合には、第7のスイッチング素子TR7を介して平滑コンデンサC2,C1側に帰還する。これにより、補助コンデンサC3が常に適切な充電電圧とされ、過充電が防止されている。因みに、第1,第4のスイッチング素子TR1,TR4のオフ時について、第5,第8のスイッチング素子TR5,TR8が先にオフして補助コンデンサC3の放電が十分に行われた後にオフされるソフトスイッチング制御が行われることから、スイッチング素子TR1,TR4のオフ時のスイッチング損失は極めて小さい。また、先にオフする第5,第8のスイッチング素子TR5,TR8についても、前段の平滑コンデンサC1と後段の補助コンデンサC3とが同等の端子間電圧となる状態でオフされることから、スイッチング素子TR5,TR8のオフ時のスイッチング損失も極めて小さい。また、第1,第4,第5のスイッチング素子TR1,TR4,TR5のオン時については、変圧器INTの漏れインダクタンス等の関係から、スイッチング素子TR1,TR4,TR5のオン時のスイッチング損失も極めて小さい。更に、第7のスイッチング素子TR7のオン時については、電流電圧の生じない状態でオンされることから、スイッチング素子TR7のオン時のスイッチング損失も極めて小さい。このようにしてスイッチング損失の低減が図られて、電源装置11の省電力化、高周波数化への対応を可能としている。次に、本実施形態の特徴的な効果を記載する。1インバータ回路13のスイッチング素子TR1~TR4のオフ後に生じる還流電流により補助コンデンサC3が充電されるが、本実施形態では出力制御回路SCにてそのオフ直前にスイッチング素子TR7,TR8がオン状態に切り替えられる。つまり、充電する補助コンデンサC3の充電電圧が適切値に到達するよりも前から、還流電流の平滑コンデンサC1,C2側に帰還する経路が形成される。これにより、補助コンデンサC3の適切な充電後に変圧器INTの漏れインダクタンスの残存エネルギーにより還流電流が継続して生じた場合であっても、その還流電流がスイッチング素子TR7,TR8を介して平滑コンデンサC1,C2側に帰還するため、補助コンデンサC3の過充電を防止することができる。結果、補助コンデンサC3の小容量化、スイッチング素子TR1~TR8の低耐圧化に寄与でき、電源装置11の構成の効率化に貢献できる。2インバータ回路13のスイッチング素子TR1~TR4のオフ以前に、スイッチング素子TR7,TR8をオン状態に切り替えて、還流電流の平滑コンデンサC1,C2側に帰還する経路が早期から形成される。これにより、当初はインバータ回路13のスイッチング素子TR1~TR4のオフ時から生じる還流電流にて補助コンデンサC3が充電されるものの、適切な充電後にもその還流電流が継続して生じる場合、無用な還流電流を確実に平滑コンデンサC1,C2側に帰還させることができ、補助コンデンサC3の過充電をより確実に防止することができる。3スイッチング素子TR7,TR8のオン期間を対応のスイッチング素子TR5,TR6のオン期間よりも長く設定したため、還流電流の平滑コンデンサC1,C2側に帰還する経路が長く維持される。これにより、無用な還流電流を確実に平滑コンデンサC1,C2側に帰還させることができ、補助コンデンサC3の過充電をより確実に防止することができる。尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。上記実施形態では、第8及び第7のスイッチング素子TR8,TR7の制御に図2に示す制御パルス信号を用いたが、これに限定されず、適宜変更してもよい。上記実施形態では、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち下がりを、対応の第5及び第6のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号の立ち下がりと同時としたこの場合、PWM制御にてオンパルス幅Wm,Ws1が変化しても、オンパルス幅Ws2としては固定幅で、位相が変化する形となる。これを同図2に破線による波形にて示すように、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち下がりを、対応のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号の立ち下がりよりも前に設定してもよい。この場合、還流電流の消失後であればよい。また還流電流の消失をその都度検出し、該検出に基づいてスイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち下げタイミングをその都度設定するようにしてもよい。また上記実施形態では、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち上がりを、対応のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号の立ち下がりと、対応のスイッチング素子TR1~TR4の制御パルス信号の立ち下がりとの間とした対応のスイッチング素子TR1~TR4の制御パルス信号の立ち下がりよりも若干早めた。これを図3に示すように、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち上がりを、対応のスイッチング素子TR1~TR4の制御パルス信号の立ち下がりと同時としてもよい。尚、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち下がりは、対応のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号の立ち下がりと同時か、それよりも前に設定される。また上記実施形態では、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号のオンパルスを、対応のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号のオンパルスよりも前側に延ばした。これを図4に示すように、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号のオンパルスを、対応のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号のオンパルスよりも後側に延ばしても、過剰な還流電流を平滑コンデンサC1,C2側に帰還させることができ、上記と同様に補助コンデンサC3の過充電を防止可能である。尚、図4では、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち上がりを、対応のスイッチング素子TR5,TR6の制御パルス信号の立ち上がりと同時とし、スイッチング素子TR8,TR7の制御パルス信号の立ち下がりを、対応のスイッチング素子TR1~TR4の制御パルス信号の立ち下がりと、次のスイッチング素子TR5,TR6スイッチング素子TR1~TR4の制御パルス信号の立ち上がりとの間に設定したが、これに限らず適宜変更してもよい。上記実施形態の電源装置11の構成を適宜変更してもよい。例えば、接続点N1,N2を接続する回路構成であったが、接続点N1,N2の間に相互間を導通遮断する切替スイッチを設け、例えば400V系入力時に導通、200V系入力時には遮断するというように入力電圧値に応じて切り替える構成にも適用できる。また、スイッチング素子TR1~TR8をIGBTにて構成したが、MOSトランジスタ、サイリスタ等、IGBT以外のスイッチング素子を用いてもよい。また、整流回路DR2、直流リアクトルDCLを用いて出力変換回路を構成したが、負荷に応じて適宜変更してもよい。また、交流電源を入力する仕様であって直流変換回路12を用いたが、直流電源を入力する仕様であれば直流変換回路12を省略、若しくは電圧変換回路等に置き換えてもよい。上記実施形態の電源装置11はアーク加工用電源装置であったが、その他の電源装置に適用してもよい。次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。イ請求項1~3のいずれか1項に記載の電源装置において、前記第1及び第2の平滑コンデンサ間の接続点と第7及び第8のスイッチング素子間の接続点とを導通遮断するものであり、前記入力交流電源の電圧値に応じて切り替える切替スイッチを備えるものであることを特徴とする電源装置。この構成よれば、補助コンデンサの過充電が生じ得るのは切替スイッチが導通に切り替えられる場合であるため、切替スイッチを備える回路構成であっても請求項に記載の発明と同様な効果を奏する。ロ第1~第4のスイッチング素子を用いたブリッジ回路で構成され、その第1~第4のスイッチング素子が所定組み毎でオンオフ駆動して一対の電源線を介して供給された直流電圧を所定の交流電圧に変換するインバータ回路と、前記各電源線間に直列接続された第1及び第2の平滑コンデンサと前記インバータ回路前段の前記各電源線間に接続される補助コンデンサとの間において、第5及び第6のスイッチング素子が前記各電源線上に配置されるとともに第7及び第8のスイッチング素子が前記各電源線間に直列接続され、更に前記第1及び第2の平滑コンデンサ間の接続点と第7及び第8のスイッチング素子間の接続点とが接続され、第5~第8のスイッチング素子の所定組み毎でオンオフ駆動して前記第1又は第2の平滑コンデンサの各端子間電圧を交互に前記インバータ回路に供給しつつ、第5~第8のスイッチング素子の所定の素子が前記第1~第4のスイッチング素子のオフに先立ってオフするソフトスイッチング制御が行われる補助スイッチング回路とを備えた電源装置であって、前記補助スイッチング回路のソフトスイッチング動作は、前記補助コンデンサが充電状態で第5~第8のスイッチング素子がオフし、前記インバータ回路の第1~第4のスイッチング素子が遅れてオフするまでのオンにて補助コンデンサが放電し、放電後に第1~第4のスイッチング素子がオフし、このオフ後に生じる還流電流にて再び補助コンデンサを充電するように動作するものであり、前記還流電流により充電する補助コンデンサの充電電圧が適切値に到達した時、若しくはそれ以前に対応の前記第7及び第8のスイッチング素子をオンさせ、適切な充電後に生じ得る還流電流をその第7又は第8のスイッチング素子を介して前記平滑コンデンサ側に帰還させる充電制御手段を備えたことを特徴とする電源装置。この構成よれば、請求項に記載の発明と同様の効果を奏する。"