"パルス幅変調信号を生成するように構成されたマイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部と、同期コンバータと、前記同期コンバータのための駆動電圧を生成するように構成された駆動電圧発生器と、を備えた装置であって、前記駆動電圧発生器がさらに、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて、前記駆動電圧を生成するように構成されている装置。前記同期コンバータは、第1のトランジスタと、第2のトランジスタと、第1のドライバと、第2のドライバとを備え、前記駆動電圧発生器は、前記パルス幅変調信号を前記駆動電圧に印加して前記駆動電圧を調整するように構成されたブーストコンバータを備える、請求項1に記載の装置。前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項2に記載の装置。前記駆動電圧発生器はさらに、測定したスイッチング周波数に基づいて、前記駆動電圧を生成するように構成されている、請求項1に記載の装置。前記駆動電圧発生器はさらに、測定した温度に基づいて、前記駆動電圧を生成するように構成されている、請求項1に記載の装置。前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定したスイッチング周波数に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項2に記載の装置。前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した温度に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項2に記載の装置。マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを備えるように電圧レギュレータシステムを構成することと、出力電流および入力電圧を測定することと、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて駆動電圧を決定することと、駆動電圧発生器を用いて、前記電圧レギュレータシステムのための前記駆動電圧を生成することと、を備える方法。前記駆動電圧発生器がブーストコンバータを備え、前記方法は、第1のトランジスタと、第2のトランジスタと、第1のドライバと、第2のドライバとを備えるように前記同期コンバータを構成することと、前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部を用いて、パルス幅変調信号を生成することと、前記ブーストコンバータを用いて、前記パルス幅変調信号を前記駆動電圧に印加して、前記駆動電圧を調整することと、をさらに備える、請求項8に記載の方法。前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項9に記載の方法。前記駆動電圧を決定することは、測定したスイッチング周波数に基づいて、前記駆動電圧を決定することをさらに備える、請求項8に記載の方法。前記駆動電圧を決定することは、測定した温度に基づいて、前記駆動電圧を決定することをさらに備える、請求項8に記載の方法。前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定したスイッチング周波数に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項9に記載の方法。前記マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部はさらに、測定した温度に基づいて、前記パルス幅変調信号を生成するように構成されている、請求項9に記載の方法。本発明の実施形態によれば、装置は、パルス幅変調信号を生成するように構成されたマイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部と同期コンバータとを備えている。さらに該装置は、該同期コンバータのための駆動電圧を生成するように構成された駆動電圧発生器を備えている。該駆動電圧発生器がさらに、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて、該駆動電圧を生成するように構成されている。本発明の別の実施形態によれば、方法は、マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを備えるように電圧レギュレータシステムを構成することと、出力電流および入力電圧を測定することを備えている。さらに該方法は、測定した出力電流および測定した入力電圧に基づいて駆動電圧を決定することと、駆動電圧発生器を用いて、該電圧レギュレータシステムのための該駆動電圧を生成することとを備えている。本願明細書の図面に概略的に説明および示されているような本発明の構成要素は、多種多様の異なる形態で構成および設計することができることは容易に理解されるであろう。したがって、添付図面に描かれているような方法および装置の実施形態に関する以下の詳細な説明は、本発明の請求の範囲を限定しようとするものではなく、本発明の選択された実施形態の典型例にすぎない。本明細書全体を通して記載されている本発明の機能、構造または特徴は、1つ以上の実施形態において、何らかの適当な方法で組み合わせることができる。例えば、特定の実施形態、いくつかの実施形態という言いまわし、または他の似通った用語の使用は、本願明細書全体を通して、該実施形態に関連して記載されている特定の機能、構造または特徴が、本発明の少なくとも1つの実施形態に含まれている可能性があることを意味する。したがって、本願明細書全体を通して、特定の実施形態において、いくつかの実施形態において、他の実施形態においてという言いまわし、または他の似通った用語が出てきた場合、全てが該実施形態の同じ群を指すとは限らず、また、記載されている機能、構造または特徴は、1つ以上の実施形態において、何らかの適当な方法で組み合わせることができる。本願明細書全体を通して、測定記号は、当業者によって理解されるような通常の使用法と整合するように用いられている。明確にするために、本願明細書全体を通して用いられている以下の測定記号は、以下のように定義されている。A=アンペアH=ヘンリーHz=ヘルツΩ=オームV=ボルトW=ワットNBPCシステムにおいて、CPUまたはGPU等のコンポーネントは、バッテリ等の電源について効率的に動作するよう求められている。電圧レギュレータシステムは、電力損を最小限にし、かつ電力効率を最大化するように、該NBPCシステムに供給される電圧を調整するように構成されている。しかし、以下で詳細に議論するように、全体の電力損を低減し、それによって電力効率を向上させるために、該NBPCシステムが高負荷動作を実行しているかまたは低負荷動作を実行しているかによって、駆動電圧ゲートソース電圧と言ってもよく、当業者は容易に理解するであろうが、駆動電圧という用語とゲートソース電圧という用語は、本願明細書においては同じ意味で使われているを変化させることができることが分かっている。したがって、本発明の実施形態によれば、駆動電圧発生器を含む電圧レギュレータシステムを提供することができ、この場合、該駆動電圧発生器は、出力電流および入力電圧を含む要因に基づいて、駆動電圧を生成するように構成されている。したがって、本実施形態によれば、電力損を最小限にしかつ電力効率を最大化するために、該駆動電圧を変化させることができる。非絶縁DC/DCコンバータおよび電力供給システムの構成要素について、図1および図2に関して説明する。その後、入力電圧、出力電流、駆動電圧および全体の電力損にかかわる関係について、図3、図4および図5に関して説明する。次に、可変駆動電圧生成を利用する本発明の実施形態について、図6および図7に関して説明する。最後に、本発明の実施形態において実現される効率の向上について、図8および図9に関して説明する。図1は、NBPC等のパソコンの場合の直流/直流DC/DCコンバータのブロック図を示す。図1に示されているDC/DCコンバータは、同期バックコンバータとしても知られ、入力電圧図1でVINとして認識されているを受けて、駆動電圧図1でVDRとして認識されているを用いて、出力電圧図1でVOUTとして認識されているを生成するように構成されている同期降圧型DC/DCコンバータであり、この場合、出力電圧は入力電圧よりも低い。降圧型DC/DCコンバータを使用する1つの理由としては、コンポーネントによって必要とされる電圧が、電源によって供給される電圧よりも小さい場合が挙げられる。例えば、CPUまたはGPUは、一般に、交流ACアダプタ、またはリチウムイオン電池等のバッテリによって生成される電圧よりも低い電圧を必要とする。降圧型DC/DCコンバータは、ACアダプタまたはバッテリによって生成された電圧を、CPUまたはGPUが消費できる電圧に変換することができる。図1に示されているように、該DC/DCコンバータは、パルス幅変調PWM信号を生成するように構成されたPWM発生器図1でPWMGen.として認識されているを含む。また、該DC/DCコンバータは、ハイサイドドライバ図1でハイサイドドライバとして認識されていると、ローサイドドライバ図1でローサイドドライバとして認識されていると、ハイサイド金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFET図1でハイサイドMOSとして認識されていると、ローサイドMOSFET図1でローサイドMOSとして認識されているとを含む。ローサイドMOSFETおよびハイサイドMOSFETは、例えばnチャネルMOSFETである。nチャネルMOSFETは、一般に、nチャネルMOSFETをオンするために、かなり大きな正電荷が該nチャネルMOSFETに印加される必要がある。そのため、該DC/DCコンバータは、ハイサイドMOSFETをオンするための大きな電圧を生成するように構成されたブートストラップ回路も含む。具体的には、該ブートストラップ回路は、ダイオードDBおよびキャパシタCBを含む。ダイオードDBとキャパシタCBは共に、該ハイサイドドライバがハイサイドMOSFETをオンするのに用いることができる電圧VDRVINを作り出すことができる。また、該DC/DCコンバータは、ハイサイドMOSFETおよびローサイドMOSFETの電圧出力を電圧VOUTとして生成するように構成されている出力インダクタOLも含んでいる。図2は、ノート型パソコンNBPCの場合の電力供給システムのブロック図を示す。該電力供給システムは、AC/DCアダプタ図2でAC/DCアダプタとして認識されていると、充電器図2で充電器として認識されていると、バッテリ充電セレクタ図2でバッテリ充電セレクタとして認識されていると、2つのバッテリパック図2でバッテリパックAおよびバッテリパックBとして認識されていると、電源セレクタ図2で電源セレクタとして認識されていると、各々がCPUまたはGPU等の1つ以上のシステム負荷に作動可能に接続されている1つ以上のDC/DCコンバータ図2でDC/DCコンバータおよびシステム負荷として認識されているとを含む。本発明の実施形態において、該1つ以上のDC/DCコンバータは、図1に示されている同期DC/DCコンバータと同様の同期DC/DCコンバータとすることができる。図2のブロック図は2つのバッテリパックを含む電力供給システムを示しているが、当業者は、該電力供給システムが、単一のバッテリパック、または、任意の数のバッテリパックを含むことが可能であることを容易に理解するであろう。該AC/DCアダプタは、該2つのバッテリパックの一方または両方を充電するのに、または、該1つ以上のDC/DCコンバータに電圧を供給するのに用いることができる電圧図2でVDC-INとして認識されているを生成するように構成されている。図2に示されている実施例のブロック図において、AC/DCによって生成される電圧は20Vである。しかし、これは、単に実施例の電圧である。1つの態様において、該1つ以上のDC/DCコンバータは、該AC/DCアダプタから電圧を受けるように構成されている。別の態様において、該AC/DCアダプタが、該1つ以上のDC/DCコンバータに電圧を供給するのに用いられない場合には、該1つ以上のDC/DCコンバータは、バッテリパックAまたはバッテリパックBのいずれかから電圧を受けるように構成されている。図2に示されている実施例のブロック図において、バッテリパックAおよびバッテリパックBによって生成される電圧は、該バッテリの残量条件により、8.7-12.6Vの範囲内であり、これは、バッテリの典型的な範囲である。しかし、これは単に実施例の範囲である。例えば、バッテリの残量が少ない場合、該バッテリは、一般に7.9Vの電圧を生成する。どちらの態様においても、該1つ以上のDC/DCコンバータが受ける電圧図2でVDCとして認識されるは、該電源セレクタを介して受ける。実施例のブロック図に示されているように、該1つ以上のDC/DCコンバータが受ける電圧の範囲は、8.7-20Vとなる。当業者が容易に理解するように、これは、例示的な範囲である。上述したように、DC/DCコンバータは、同期DC/DCコンバータとすることができ、ハイサイドMOSFETおよびローサイドMOSFETを含むことが可能であり、また、該1つ以上のDC/DCコンバータは、一定電圧、例えば、1Vで出力電圧を生成するように構成されている。したがって、該ハイサイドMOSFETおよびローサイドMOSFETのデューティサイクルは、7.6-12.6Vの範囲となる入力電圧に基づいて変化する。図3は、模擬条件下での図1の直流/直流DC/DCコンバータの損失分類を示す。上述したように、図1に示されているDC/DCコンバータは、入力電圧を受けて出力電圧を生成するように構成されている同期降圧型DC/DCコンバータであり、この場合、その出力電圧は該入力電圧よりも低い。このプロセスの間、電圧電力としても認識されるが失われる可能性があり、それによって該DC/DCコンバータの効率が低下する。電圧は、例えば電圧が過剰になると熱として放散してしまう等の多くの原因で失われる可能性がある。そのため、良好な効率を維持するためには、該DC/DCコンバータの電力損を、具体的には、該DC/DCコンバータのハイサイドMOSFETおよびローサイドMOSFETにおける電力損を最小限にしなければならない。より詳細に説明されるように、図3は、模擬条件下での図1のDC/DCコンバータの電力損の分類を示す。図3に示されているように、テスト条件は、該DC/DCコンバータに入力される12Vの入力電圧Vinと、該DC/DCコンバータ内で生成される5Vの駆動電圧Vdrvと、該DC/DCコンバータによって生成される1.2Vの出力電圧Voutと、該DC/DCコンバータのPWM発生器の420kHzのスイッチング周波数fswと、0.215μHのDC/DCコンバータのインダクタンスと、該DC/DCコンバータによって生成される30Aの出力電流とを含む。当業者は、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルが、全体の出力電圧を全体の入力電圧で割ったものに等しいことは、容易に理解するであろう。したがって、図3に示されているテスト条件は、0.1または10のハイサイドデューティサイクルも含む。図3によれば、該テスト条件下での該DC/DCコンバータの全体の電力損は、5.5Wである。全体の電力損は、以下のカテゴリー、すなわち、ハイサイドMOS駆動、ハイサイドMOSターンオフ、ハイサイドMOSターンオン、ハイサイドMOS導通、ローサイドMOS駆動、ローサイドMOSリカバリ、ローサイドMOSダイオード、およびローサイドMOS導通に分類される。図3を見て分かるように、全電力損のうちの最大の成分は、ハイサイドMOS導通で1.1W、ローサイドMOS導通で3.5Wである。ハイサイドMOS導通は、ハイサイドMOSFETの導電チャネルを流れる電流の導通を指し、また、ローサイドMOS導通は、ローサイドMOSFETの導電チャネルを流れる電流の導通を指す。ハイサイドMOSFETに関する全電力損の最大成分は、ハイサイドMOS導通であるが、全電力損の他の成分は、ハイサイドMOSターンオフおよびハイサイドMOSターンオンである。ハイサイドMOSターンオフおよびハイサイドMOSターンオンは、該ハイサイドMOSFETがオンおよびオフする際に生じるスイッチング損失を指す。スイッチング損失は、MOSFETがオフ状態からオン状態に切り替わる場合、およびその逆の場合に生じる電力損である。したがって、該DC/DCコンバータの電力損を最小限にするためには、ハイサイドMOSFETのスイッチング損失とローサイドMOSFETの導通損失とを考慮しなければならない。図3に示す電力損は、該DC/DCコンバータの駆動電圧に依存することがある。例えば、図3に示すテスト条件の駆動電圧は5Vであるが、低飽和抵抗Rdsonとしても認識されているより低い導通損失が、より高い駆動電圧の場合にもたらされることがある。このより低い導通損失によって、図3に示されているように、全体の電力損が低減される。別の実施例としては、図3に示すテスト条件の入力電圧は12Vであるが、スイッチング損失は該DC/DCコンバータのキャパシタによって消費されるため、より低い入力電圧の場合により低いスイッチング損失がもたらされることがある。このより低いスイッチング損失によって、図3に示すように、全体の電力損が低減される。さらに、図3に示す電力損は、入力電圧以外の条件、例えば、出力電流、スイッチング周波数および温度に依存することがある。したがって、異なるテスト条件によって、損失配分が異なってくる可能性がある。上述したように、ハイサイドMOSFETの全電力損は、該ハイサイドMOSFETの導通損失に部分的に基づいている。ハイサイドMOSFETの導通損失は、次の一般式、すなわち、数1PconductionHS=Iout2RdsonHSatVgsHSDutyHSを用いて計算することができる。上記の一般式において、PconductionHSはハイサイドMOSFETの導通損失を表し、Ioutは出力電流を表し、RdsonHSatVgsHSはハイサイドMOSFETの所定の駆動電圧におけるハイサイドMOSFETの飽和抵抗を表し、DutyHSはハイサイドMOSFETのデューティサイクルを表す。したがって、ハイサイドMOSFETの導通損失を計算するには、出力電流と、ハイサイドMOSFETの飽和抵抗と、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルが分からなければならない。次に、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルおよびハイサイドMOSFETの飽和抵抗の計算方法について説明する。上述したように、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルは、全体の出力電圧を全体の入力電圧で割ったものに等しい。換言すれば、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルは、次の一般式、すなわち、数2DutyHS=Vout/Vinを用いて計算することができる。上記の一般式において、Voutは出力電圧を表し、Vinは入力電圧を表す。例えば、出力電圧が1Vであり、入力電圧が8Vである場合、そのデューティサイクルは、1V/8Vすなわち0.125である。しかし、入力電圧が8Vから20Vに増加すると、デューティサイクルは、1V/20Vすなわち0.05になる。したがって、該ハイサイドMOSFETの飽和抵抗および出力電流が一定値である場合、入力電圧を8Vから20Vに増加させることにより、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルは、0.125から0.05に低下する。次に、飽和抵抗について考えると、当業者は容易に理解するであろうが、素子の飽和抵抗は、安定した電流の通過に対する尺度となる。1例として、素子の飽和抵抗が低い場合は、該素子の全電力損が低いことを示し、すなわち、該素子を流れる電流の導通時の効率が高いことを示す。上述したように、飽和抵抗は、Rdsonとして表すことができる。したがって、低いRdson値は低い飽和抵抗値を示す。ハイサイドMOSFETの飽和抵抗は、該ハイサイドMOSFETのゲートに印加される駆動電圧の関数であり、これは図4に関連して例証されている。図4は、ハイサイドMOSFETのゲートソース電圧と飽和抵抗との関連を表すグラフを示す。具体的には、図4は、ゲートソース電圧Vgs値としても認識されているハイサイドMOSFETの駆動電圧値のx軸と、ハイサイドMOSFETのRdson値のy軸とを有するグラフを示す。このグラフの曲線は、Vgs値とRdson値との相関を示している。例えば、ハイサイドMOSFETのVgsが5Vである場合、該ハイサイドMOSFETのRdsonは、8.0mΩすなわち0.008Ωである。しかし、該ハイサイドMOSFETのVgsが5Vから10Vに増加した場合、該ハイサイドMOSFETのRdsonは6.3mΩすなわち0.0063Ωに低下する。したがって、図4に示すグラフを見て分かるように、該ハイサイドMOSFETのVgsが増加するにつれて、Rdsonは低下する。次に、デューティサイクル値および飽和抵抗値を用いてハイサイドMOSFETの導通損失を計算するための方法について、具体的な入力電圧値およびゲートソース電圧値を用いて説明する。該ハイサイドMOSFETの導通損失は、入力電圧値が8Vおよび20V、出力電圧値が1V、ゲートソース電圧値が5Vおよび10V、および出力電流が30Aの場合について算出することができる。出力電流が30A、入力電圧が8V、出力電圧が1V、およびゲートソース電圧が5Vおよび10Vである場合、ハイサイドのデューティサイクルを算出するのに以下の計算を行うことができる。数3Iout=30AVin=8VVout=1VDutyHS8=Vout/VinDutyHS8=1V/8VDutyHS8=0.125ゲートソース電圧が5Vである場合、対応する飽和抵抗は、図3に示すグラフを用いて算出することができる。数4RdsonHS5V=0.008Ω次に、ゲートソース電圧が5Vである場合のハイサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数5PconductionHS5V=Iout2RdsonHS5VDutyHS8PconductionHS5V=30A20.008Ω0.125PconductionHS5V=0.9Wしたがって、ゲートソース電圧が5V、入力電圧が8V、出力電圧が1V、および出力電流が30Aである場合、ハイサイドの導通損失は、0.9Wである。ゲートソース電圧が10Vの場合、対応する飽和抵抗は、図4に示すグラフを用いて算出することができる。数6RdsonHS10V=0.0063Ωゲートソース電圧が10Vである場合のハイサイドの導通損失は、上述したように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数7PconductionHS10V=Iout2RdsonHS10VDutyHS8PconductionHS10V=30A20.0063Ω0.125PconductionHS10V=0.70875Wしたがって、入力電圧が8Vの場合では、ゲートソース電圧を5Vから10Vに増加させると、ハイサイドMOSFETの導通損失が、0.9Wから0.70875Wに低下することが分かる。次に、出力電流が30A、入力電圧が8Vではなく20V、出力電圧が1V、およびゲートソース電圧が5Vおよび10Vの場合、デューティサイクルは以下のように計算することができる。数8Iout=30AVin=20VVout=1VDutyHS20=Vout/VinDutyHS20=1V/20VDutyHS20=0.05前述したように、ゲートソース電圧が5Vの場合、対応する飽和抵抗は、0.008Ωであり、また、ゲートソース電圧が10Vの場合は、対応する飽和抵抗は、0.0063Ωである。次に、ゲートソース電圧が5Vの場合のハイサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数9PconductionHS5V=Iout2RdsonHS5VDutyHS20PconductionHS5V=30A20.008Ω0.05PconductionHS5V=0.36Wしたがって、ゲートソース電圧が5V、入力電圧が20V、出力電圧が1V、および出力電流が30Aの場合、ハイサイドの導通損失は、0.36Wである。また、ゲートソース電圧が10Vの場合のハイサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数10PconductionHS10V=Iout2RdsonHS10VDutyHS20PconductionHS10V=30A20.0063Ω0.05PconductionHS10V=0.2835Wしたがって、入力電圧が20Vの場合では、ゲートソース電圧を5Vから10Vに増加させると、ハイサイドMOSFETの導通損失は0.36Wから0.2835Wに低下することが分かる。さらに、入力電圧を8Vから20Vに増加させると、ハイサイドMOSFETの導通損失が0.70875W-0.9Wの範囲から0.2835W-0.36Wの範囲に著しく低下することが分かる。ゲートソース電圧および入力電圧を変化させた場合のハイサイドの導通損失を以下の表にまとめる。ハイサイドMOSFETと同様に、ローサイドMOSFETの全体の電力損は、該ローサイドMOSFETの導通損失に部分的に基づいている。ローサイドMOSFETの導通損失は、次の一般式、すなわち、数11PconductionLS=Iout2RdsonLSatVgsLSDutyLSを用いて計算することができる。上記の一般式において、PconductionLSはローサイドMOSFETの導通損失を表し、Ioutは出力電流を表し、RdsonLSatVgsLSはローサイドMOSFETの所定の駆動電圧における該ローサイドMOSFETの飽和抵抗を表し、DutyLSはローサイドMOSFETのデューティサイクルを表す。したがって、ローサイドMOSFETの導通損失を計算するためには、出力電流、ローサイドMOSFETの飽和抵抗、およびローサイドMOSFETのデューティサイクルが分からなければならない。次に、ローサイドMOSFETのデューティサイクルおよびローサイドMOSFETの飽和抵抗を計算するための方法について説明する。デューティサイクルについては、ローサイドMOSFETのデューティサイクルは、全出力電圧を全入力電圧で割ったものを1から引いたものに等しい。換言すれば、ローサイドMOSFETのデューティサイクルは、次の一般式、すなわち、数12DutyLS=1-Vout/Vinを用いて計算することができる。上記の一般式においては、ハイサイドMOSFETのデューティサイクルを計算するための一般式と同様に、Voutは出力電圧を表し、Vinは入力電圧を表す。例えば、出力電圧が1Vで入力電圧が8Vである場合、デューティサイクルは、1-1V/8Vすなわち0.875となる。入力電圧が8Vから20Vに増加すると、デューティサイクルは1-1V/20Vすなわち0.95となる。したがって、入力電圧を8Vから20Vに増加させることにより、ローサイドMOSFETの飽和抵抗および出力電流が一定値であれば、該ローサイドMOSFETのデューティサイクルは0.875から0.95に増加する。飽和抵抗について考えると、ハイサイドMOSFETに関して前述したように、ローサイドMOSFETの飽和抵抗は、該ローサイドMOSFETのゲートに印加される駆動電圧の関数であり、これは図4に関連して例証されている。図5は、ローサイドMOSFETの場合のゲートソース電圧と飽和抵抗との関連を表すチャートを示す。具体的には、図5は、ゲートソース電圧Vgs値としても認識されている、ローサイドMOSFETの駆動電圧値のx軸と、ローサイドMOSFETのRdson値のy軸とを有するグラフを示す。該グラフの曲線は、Vgs値とRdson値の相関を示している。例えばローサイドMOSFETのVgsが5Vである場合、該ローサイドMOSFETのRdsonは、3.1mΩすなわち0.0031Ωである。しかし、該ローサイドMOSFETのVgsが5Vから10Vに増加すると、ローサイドMOSFETのRdsonは、2.2mΩすなわち0.0022Ωに低下する。したがって、図5に示されているグラフを見て分かるように、ローサイドMOSFETのVgsが増加するにつれて、Rdsonは低下する。次に、デューティサイクル値および飽和抵抗値を用いてローサイドMOSFETの導通損失を計算するための方法について、具体的な入力電圧値およびゲートソース電圧値を用いて説明する。該ローサイドMOSFETの導通損失は、入力電圧値が8Vおよび20V、出力電圧値が1V、ゲートソース電圧値が5Vおよび10V、および出力電流が30Aの場合について算出することができる。出力電流が30A、入力電圧が8V、出力電圧が1V、およびゲートソース電圧が5Vおよび10Vの場合、次の計算を実行して、ローサイドのデューティサイクルを算出することができる。数13Iout=30AVin=8VVout=1VDutyLS8=1-Vout/VinDutyLS8=1-1V/8VDutyLS8=0.875ゲートソース電圧が5Vおよび10Vの場合の対応する飽和抵抗は、図5に示されているグラフを用いて算出することができる。数14RdsonLS5V=0.0031ΩRdsonLS10V=0.0022Ω次に、ゲートソース電圧が5Vの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数15PconductionLS5V=Iout2RdsonLS5VDutyHS8PconductionLS5V=30A20.0031Ω0.875PconductionLS5V=2.44125Wまた、ゲートソース電圧が10Vの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数16PconductionLS10V=Iout2RdsonLS10VDutyHS8PconductionLS10V=30A20.0022Ω0.875PconductionLS10V=1.7325Wゲートソース電圧の5Vから10Vへの変化によるローサイドの導通損失の変化は、次のように計算することができる。数17DeltaConductionLoss=PconductionLS5V-PconductionLS10VDeltaConductionLoss=2.44125W-1.7325WDeltaConductionLoss=0.70875WPercentReductionfor5Vto10V=DeltaConductionLoss/PconductionLS5V100PercentReductionfor5Vto10V=0.70875W/2.44125WPercentReductionfor5Vto10V=29.03226したがって、出力電流が30A、入力電圧が8Vおよび出力電圧が1Vでは、ゲートソース電圧が5Vの場合のローサイドの導通損失は、ゲートソース電圧が10Vの場合のローサイドの導通損失よりも高い0.70875Wとなる。その結果、5Vのゲートソース電圧ではなく10Vのゲートソース電圧がローサイドのゲートに印加された場合、29.03226のローサイドの導通損失の低減が実現される。次に、出力電流が30A、入力電圧が8Vではなく20V、出力電圧が1V、およびゲートソース電圧が5Vおよび10Vの場合、デューティサイクルは次のように計算することができる。数18Iout=30AVin=20VVout=1VDutyLS20=1-Vout/VinDutyLS20=1-1V/20VDutyLS20=0.95前述したように、ゲートソース電圧が5Vである場合、対応する飽和抵抗は、0.0031Ωであり、また、該ゲートソース電圧が10Vである場合、対応する飽和抵抗は、0.0022Ωとなる。ゲートソース電圧が5Vの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数19PconductionLS5V=Iout2RdsonLS5VDutyHS20PconductionLS5V=30A20.0031Ω0.95PconductionLS5V=2.6505Wまた、ゲートソース電圧が10Vの場合のローサイドの導通損失は、上記のように計算したデューティサイクルおよび飽和抵抗を用いて計算することができる。数20PconductionLS10V=Iout2RdsonLS10VDutyHS20PconductionLS10V=30A20.0022Ω0.95PconductionLS10V=1.881Wゲートソース電圧の5Vから10Vへの変化によるローサイドの導通損失の変化は、次のように計算することができる。数21DeltaConductionLoss=PconductionLS5V-PconductionLS10VDeltaConductionLoss=2.6505W-1.881WDeltaConductionLoss=0.7695WPercentReductionfor5Vto10V=DeltaConductionLoss/PconductionLS5V100PercentReductionfor5Vto10V=0.7695W/2.6505WPercentReductionfor5Vto10V=29.03226したがって、出力電流が30A、入力電圧が20V、および出力電圧が1Vでは、ゲートソース電圧が5Vの場合のローサイドの導通損失は、ゲートソース電圧が10Vの場合のローサイドの導通損失よりも高い0.7695となる。その結果、5Vのゲートソース電圧ではなく10Vのゲートソース電圧がローサイドのゲートに印加された場合、29.03226のローサイドの導通損失の低減が実現される。しかし、入力電圧を8Vから20Vに増加させても、30Aの入力電流でのデルタ導通損失は変わらない。換言すれば、出力電流が30Aで節約するローサイドの導通損失は、29.03226のままである。MOSFETの導通損失について詳細に説明してきたが、この導通損失は、単にMOSFETの全電力損の一成分である。MOSFETの全電力損の別の成分は、ゲート駆動損失である。ハイサイドMOSFETのゲート駆動損失とローサイドMOSFETのゲート駆動損失は、それらは異なるMOSFET素子であるため、通常同じではなく、以下に詳細に記載されるように、各MOSFETのゲートが特定のゲートソース電圧および特定のスイッチング周波数で駆動される場合、各MOSFETの全ゲート駆動電力は各MOSFETの全ゲート電荷の関数である。MOSFETの全ゲート駆動電力を算出するための一般式は、次のようになる。数22Ptotalgatedrive=VgsQgfs上記の一般式において、PtotalgatedriveはMOSFETの全ゲート駆動損失を表し、QgはMOSFETの全ゲート電荷を表し、fsはMOSFETのスイッチング周波数を表す。MOSFETの全ゲート電荷は、該MOSFETのゲートソース電圧によって変化する。ハイサイドMOSFETの場合、ゲートソース電圧が5Vおよびゲートソース電圧が10Vの場合の全ゲート電荷値は、次のようになる。数23QgHS5=110-8Vgs=5Vの場合QgHS10=210-8Vgs=10Vの場合一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が5Vである場合、次の計算を実行して、ハイサイドMOSFETの全ゲート駆動損失を算出することができる。数24fs=250,000HzVgsHS5V=5VQgHS5V=110-8PtotalgatedriveHS5V=VgsHS5VQgHS5VfsPtotalgatedriveHS5V=5V110-8250,000HzPtotalgatedriveHS5V=0.0125W一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が5Vではなく10Vの場合、次の計算を実行して、ハイサイドMOSFETの全ゲート駆動損失を算出することができる。数25fs=250,000HzVgsHS10V=10VQgHS10V=210-8PtotalgatedriveHS10V=VgsHS10VQgHS10VfsPtotalgatedriveHS10V=10V210-8250,000HzPtotalgatedriveHS10V=0.05WハイサイドMOSFETの全ゲート駆動損失が計算されると、該ハイサイドMOSFETの導通損失も、上述した一般式を用いて計算することができる。例えば、250,000Hzの一定の周波数で、出力電流が30A、入力電圧が12V、出力電圧が1V、およびゲートソース電圧が5Vと仮定すると、導通損失は次のように計算することができる。数26DutyHS12=Vout/VinDutyHS12=1V/12VDutyHS12=0.08333RdsonHS5V=0.008ΩPconductionHS5V=Iout2RdsonHS5VDutyHS12PconductionHS5V=30A20.008Ω0.08333PconductionHS5V=0.6W別の実施例として、上記の値を前提とするが、ゲートソース電圧を5Vではなく10Vと仮定すると、導通損失は、次のように計算することができる。数27DutyHS12=0.08333RdsonHS10V=0.0063ΩPconductionHS10V=Iout2RdsonHS10VDuty12HSPconductionHS10V=30A20.0063Ω0.08333PconductionHS10V=0.4725Wゲートソース電圧が5Vの場合およびゲートソース電圧が10Vの場合共に、ハイサイドMOSFETの導通損失および全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。ゲートソース電圧が5Vの場合:数28CombinedHSLosses5V=PconductionHS5VPtotalgatedriveHS5VCombinedHSLosses5V=0.6W0.0125WCombinedHSLosses5V=0.6125Wゲートソース電圧が10Vの場合:数29CombinedHSLosses10V=PconductionHS10VPtotalgatedriveHS10VCombinedHSLosses10V=0.4725W0.05WCombinedHSLosses10V=0.5225W電力損の差は、ゲートソース電圧が5Vのときの合成損失とゲートソース電圧が10Vのときの合成損失との差を算出することによって、次のように計算することができる。数30PowerLossDifferenceHS=CombinedHSLosses5V-CombinedHSLosses10VPowerlossDifferenceHS=0.6125W-0.5225WPowerlossDifferenceHS=0.09Wしたがって、上記の一般式から分かるように、印加されたハイサイドのゲートソース電圧が5Vではなく10Vである場合、ハイサイドMOSFETの導通損失と全ゲート駆動損失を合成すると、該ハイサイドMOSFETの合成損失は、0.09W低減される。次に、ローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失および導通損失の算出について説明する。より具体的には、出力電流が30Aおよび5A、入力電圧が12V、出力電圧が1V、スイッチング周波数が250,000Hz、ゲートソース電圧が5Vおよび10Vである場合について、ローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失および導通損失が計算される実施例について説明する。MOSFETの全ゲート電荷は、該MOSFETのゲートソース電圧によって変化する。ローサイドMOSFETの場合、ゲートソース電圧が5Vおよびゲートソース電圧が10Vの場合の全ゲート電荷値は、次のようになる。数31QgLS5=2510-9Vgs=5Vの場合QgLS10=5510-9Vgs=10Vの場合一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が5Vの場合、次の計算を実行して、ローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失を算出することができる。数32fs=250,000HzVgsLS5V=5VQgLS5V=2510-9PtotalgatedriveLS5V=VgsLS5VQgLS5VfsPtotalgatedriveLS5V=5V2510-9250,000HzPtotalgatedriveLS5V=0.03125Wゲートソース電圧が5Vの場合の該ローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失が計算されると、該ローサイドMOSFETの導通損失も、次のように計算することができる。数33Iout=30ARdsonLS5V=0.003ΩDutyLS12=1-Vout/VinDutyLS12=1-1V/12VDutyLS12=0.91667PconductionLS5V=Iout2RdsonLS5VDutyLS12PconductionLS5V=30A20.003Ω0.91667PconductionLS5V=2.475WローサイドMOSFETの導通損失と全ゲート駆動損失とは、次のように合成することができる。数34CombinedLSLosses5V=PconductionLS5VPtotalgatedriveLS5VCombinedLSLosses5V=2.475W0.03125WCombinedLSLosses5V=2.50625W一定のスイッチング周波数でゲートソース電圧が5Vではなく10Vの場合、次の計算を実行して、ローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失を算出することができる。数35fs=250,000HzVgsLS10V=10VQgLS10V=5510-9PtotalgatedriveLS10V=VgsLS10VQgLS10VfsPtotalgatedriveLS10V=10V5510-9250,000HzPtotalgatedriveLS10V=0.1375Wゲートソース電圧が10Vの場合のローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失が計算されると、該ローサイドMOSFETの導通損失も次のように計算することができる。数36Iout=30ARdsonLS10V=0.0022ΩDutyLS12=1-Vout/VinDutyLS12=1-1V/12VDutyLS12=0.91667PconductionLS10V=Iout2RdsonLS5VDutyLS12PconductionLS10V=30A20.0022Ω0.91667PconductionLS10V=1.815WローサイドMOSFETの導通損失と全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。数37CombinedLSLosses10V=PconductionLS10VPtotalgatedriveLS10VCombinedLSLosses10V=1.815W0.1375WCombinedLSLosses10V=1.9525Wゲートが5Vのゲートソース電圧で駆動される場合と10Vのゲートソース電圧で駆動される場合とで生じる電力損の差は、次のように計算することができる。数38LossDifference=CombinedLSLosses5V-CombinedLSLosses10VLossDifference=2.50625W-1.9525WLossDifference=0.55375Wしたがって、出力電流が30A、入力電圧が12V、出力電圧が1V、およびスイッチング周波数が250,000Hzでは、該ゲートに印加されるゲートソース電圧が5Vの代わりに10Vであれば、0.55375W節約することができる。上記の式から分かるように、損失の差は、出力電流、デューティサイクルすなわち、入力電圧およびスイッチング周波数によって変化する。次に、出力電流が30Aではなく5Aである場合のローサイドMOSFETの全ゲート駆動損失および導通損失の算出について説明する。出力電流の変化は、5Vまたは10Vのゲートソース電圧での全ゲート駆動損失の計算に影響を及ぼさない。したがって、上記のように計算された次の全ゲート駆動損失値が用いられる。数39PtotalgatedriveLS5V=0.03125WPtotalgatedriveLS10V=0.1375Wゲートソース電圧が5Vの場合、ローサイドMOSFETの導通損失は、次のように計算することができる。数40Iout=5ARdsonLS5V=0.003ΩDutyLS12=1-Vout/VinDutyLS12=1-1V/12VDutyLS12=0.91667PconductionLS5V=Iout2RdsonLS5VDutyLS12PconductionLS5V=5A20.003Ω0.91667PconductionLS5V=0.06875Wこの結果、ローサイドMOSFETの導通損失および全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。数41CombinedLSLosses5V=PconductionLS5VPtotalgatedriveLS5VCombinedLSLosses5V=0.06875W0.03125WCombinedLSLosses5V=0.1Wゲートソース電圧が5Vではなく10Vの場合、該ローサイドMOSFETの導通損失は、次のように計算することができる。数42Iout=5ARdsonLS10V=0.0022ΩDutyLS12=1-Vout/VinDutyLS12=1-1V/12VDutyLS12=0.91667PconductionLS10V=Iout2RdsonLS10VDutyLS12PconductionLS10V=5A20.0022Ω0.91667PconductionLS10V=0.05042Wこの結果、ローサイドMOSFETの導通損失および全ゲート駆動損失は、次のように合成することができる。数43CombinedLSLosses10V=PconductionLS10VPtotalgatedriveLS10VCombinedLSLosses10V=0.05042W0.1375WCombinedLSLosses10V=0.18792Wゲートが5Vのゲートソース電圧で駆動される場合と10Vのゲートソース電圧で駆動される場合とで生じる電力損の差は、次のように計算することができる。数44LossDifference=CombinedLSLosses5V-CombinedLSLosses10VLossDifference=0.05042W-0.18792WLossDifference=-0.08792Wしたがって、出力電流が5A、入力電圧が12V、出力電圧が1V、およびスイッチング周波数が250,000Hzでは、該ゲートに印加されるゲートソース電圧が10Vの代わりに5Vであれば、0.08792W節約することができる。上記の式から分かるように、該損失の差は、出力電流、デューティサイクルすなわち、入力電圧およびスイッチング周波数によって変化する。図6は、本発明の実施形態による装置を示す。該装置は、マイクロプロセッサベースのPWM制御部を含む。また、該装置は、ブーストコンバータも含む。さらに、該装置は、DC/DCコンバータを含む。図示されている実施形態において、該DC/DCコンバータは、図1に示されている同期降圧型DC/DCコンバータと同様の同期降圧型DC/DCコンバータである。本実施形態によれば、図1に関連して前述したように、該DC/DCコンバータは、入力電圧図6でVINとして認識されているを受けて、駆動電圧図6でVDRとして認識されているを用いて、出力電圧図6でVOUTとして認識されているおよび出力電流図6で電流として認識されているを生成するように構成されており、この場合、該出力電圧は該入力電圧よりも低くなっている。図6に示されているように、該DC/DCコンバータは、パルス幅変調PWM信号を生成するように構成されたPWM発生器図6でPWMGen.として認識されているを含む。また、該DC/DCコンバータは、ハイサイドドライバ図6でハイサイドドライバとして認識されていると、ローサイドドライバ図6でローサイドドライバとして認識されていると、ハイサイドMOSFET図6でハイサイドMOSとして認識されていると、ローサイドMOSFET図6でローサイドMOSとして認識されているとを含む。また、該DC/DCコンバータは、ダイオード図6でDBとして認識されていると、キャパシタ図6でCBとして認識されていると、出力インダクタ図6でRZとして認識されているとを含む。ダイオードDBとキャパシタCBは、該ハイサイドドライバがハイサイドMOSFETをオンさせるのに用いることのできる電圧VDRVINを一緒に作り出すように構成されている。さらに、出力インダクタRZは、ハイサイドMOSFETおよびローサイドMOSFETの電圧出力を電圧VOUTとして生成するように構成されている。さらに、本実施形態によれば、該マイクロプロセッサベースのPWM制御部は、入力電圧VINおよび出力電流を監視するように構成されている。該マイクロプロセッサベースのPWM制御部は、監視した入力電圧VINと監視した出力電流とに基づいて、該DC/DCコンバータの電力効率を最適化するために、該ブーストコンバータを制御して駆動電圧を生成するためのパルス幅変調信号を生成するように構成されている。換言すれば、該マイクロプロセッサベースのPWM制御部はさらに、該ブーストコンバータを制御して該DC/DCコンバータの電力損を最小限にする駆動電圧を生成するパルス幅変調信号を生成するように構成されている。本実施形態によれば、該マイクロプロセッサは、図3から図5に関連して前述した式を用いて、監視した入力電圧VINと監視した出力電流電流とに基づいて、最適な駆動電圧を決定するように構成されている。本発明の実施形態において、該マイクロプロセッサは、1つ以上の式を計算して該最適な駆動電圧を決定するように構成されている。代替的な実施形態においては、該マイクロプロセッサは、最適な駆動電圧を決定するために、参照テーブルを検索するか、または式に基づく計算によって決定するように構成されている。本実施形態によれば、該マイクロプロセッサが最適な駆動電圧を決定すると、該マイクロプロセッサベースのPWM制御部は、該ブーストコンバータを制御して最適な駆動電圧を生成するためのパルス幅変調信号を生成するかまたは生成しないことが可能である。より具体的には、該ブーストコンバータが該最適な駆動電圧に達するように駆動電圧を昇圧する必要があると該マイクロプロセッサベースのPWM制御部が判断した場合、該マイクロプロセッサベースのPWM制御部は、該ブーストコンバータを制御してそれに応じて駆動電圧を昇圧するためのPWM信号を生成することができる。別の方法として、該マイクロプロセッサベースのPWM制御部が、該駆動電圧が既に最適な駆動電圧になっているため、該ブーストコンバータが該駆動電圧を昇圧する必要がないと判断した場合は、該マイクロプロセッサベースのPWM制御部は該PWM信号を生成せず、該ブーストコンバータは該駆動電圧を昇圧しない。本実施形態においては、該マイクロプロセッサは、監視した入力電圧VINと監視した出力電流とに基づいて最適な駆動電圧を決定するように構成されているが、代替的な実施形態においては、該マイクロプロセッサは、追加的な要因に基づいて最適な駆動電圧を決定するように構成される。例えば、該マイクロプロセッサは、該DC/DCコンバータのスイッチング周波数、該DC/DCコンバータの出力電圧、および該DC/DCコンバータの温度に基づいて、最適な駆動電圧を決定するように構成することができる。さらに、本実施形態によれば、該ブーストコンバータは、電源と、インダクタと、nチャネルMOSFET図6でMOSFETとして認識されていると、ショットキーバリアダイオード図6でダイオードとして認識されていると、キャパシタを含むように構成されている。該ブーストコンバータの電源は、駆動電圧を生成するように構成されている。図示されている実施形態において、該電源は、5Vの駆動電圧Vddを生成するように構成されている。該ショットキーバリアダイオードとキャパシタはそれぞれ、該DC/DCコンバータのハイサイドドライバおよびローサイドドライバに該駆動電圧を供給するように構成されている。該PWM制御部がPWM信号を生成する場合、該ブーストコンバータは、nチャネルMOSFETおよび該インダクタを用いて該PWM信号を受けるように構成され、また該nチャネルMOSFETおよび該インダクタを用いて該駆動電圧を昇圧するように構成される。具体的には、該ブーストコンバータは、以下の式を用いて、該PWM制御部のデューティサイクルに基づいて、該駆動電圧を昇圧するように構成されている。数45VDR=5V×1Dh/1-Dh-Vfここで、VDRは駆動電圧であり、Dhは0-0.5から選択される値を有する該PWM制御部のデューティサイクルであり、Vfは約0.3Vの値を有するショットキーバリアダイオード順電圧である。例えば、Dh=0の場合すなわち、該PWM制御部がPWM信号を生成しない場合、VDR=4.7Vである。しかし、Dh=0.5の場合は、VDR=9.7Vである。したがって、本発明の実施形態によれば、該DC/DCコンバータの全スイッチング損失が該DC/DCコンバータの全導通損失よりも大きくなるような出力電流の場合には、該PWM制御部はPWM信号を生成せず、それに伴って、該ブーストコンバータは該駆動電圧を元の電圧である4.7Vから昇圧しない。しかし、該DC/DCコンバータの全スイッチング損失が該DC/DCコンバータの全導通損失以下になるような出力電流の場合には、該PWM制御部は、ブーストコンバータを制御して該駆動電圧をその元の電圧である5Vから該DC/DCコンバータの全電力損が最小限になる駆動電圧まで昇圧するPWM信号を生成することができる。図7は、本発明の実施形態による方法を示す。本実施形態によれば、ステップ700において、電圧レギュレータシステムは、マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを含むように構成される。ステップ710においては、出力電流および入力電圧がそれぞれ測定される。ステップ720では、測定された出力電流および測定された入力電圧に基づいて、駆動電圧が決定される。ステップ730においては、駆動電圧発生器が、ステップ720で決定された駆動電圧を生成する。図8は、本発明の実施形態による別の方法を示す。本実施形態によれば、ステップ800において、電圧レギュレータシステムは、マイクロプロセッサベースのパルス幅変調制御部および同期コンバータを含むように構成される。ステップ810では、出力電流および入力電圧がそれぞれ測定される。ステップ820において、測定された出力電流および測定された入力電圧に基づいて、駆動電圧が決定される。ステップ830では、ブーストコンバータが該駆動電圧を生成する。ステップ840では、パルス幅変調発生器がパルス幅変調信号を生成する。ステップ850では、該ブーストコンバータが該パルス幅変調信号を駆動電圧に印加して該駆動電圧を調整する。図9は、本発明の実施形態による、3つの異なる入力電圧の場合の、DC/DCコンバータの出力電流と該DC/DCコンバータの電力効率との関連を表す3つのグラフを示す。これら3つのグラフは、それぞれ一連のテスト条件下でのDC/DCコンバータの電力効率を示している。具体的には、該テスト条件は、25°Cの全体の温度、空気流なし、1.2Vの出力電圧、300kHzのスイッチング周波数、および0.32μHのインダクタンスを含む。さらに、グラフAは、DC/DCコンバータの入力電圧が7.6Vの場合における一連のテスト条件下での該DC/DCコンバータの電力効率を示し、グラフBは、DC/DCコンバータの入力電圧が12Vの場合における一連のテスト条件下での該DC/DCコンバータの電力効率を示し、グラフCは、DC/DCコンバータの入力電圧が21Vの場合における一連のテスト条件下での該DC/DCコンバータの電力効率を示す。該DC/DCコンバータの電力効率は、図3から図5に関連して前述した式を用いて計算される。これら3つのグラフは、それぞれ3つの駆動電圧の場合の一連のテスト条件下でのDC/DCコンバータの電力効率を示す。具体的には、各グラフは、駆動電圧が5Vの場合図9において実線で示されている、駆動電圧が8Vの場合図9において点線で示されている、および駆動電圧が12Vの場合図9において一点鎖線で示されているの該DC/DCコンバータの電力効率を示す。見て分かるように、例えば、グラフAでは、各出力電流値に対して、3つの電力効率値、すなわち、駆動電圧が5Vの場合の第1の電力効率値と、駆動電圧が8Vの場合の第2の電力効率値と、駆動電圧が12Vの場合の第3の電力効率値とがある。これら3つの電力効率値はすべて異なっており、特定の駆動電圧によって該DC/DCコンバータの電力効率が最適化され、その結果、該DC/DCコンバータの電力損を最小限にしていることを示している。図9のグラフAを見て分かるように、グラフAの0Aから右側に移動した出力電流値の範囲において、5Vの駆動電圧に伴う電力効率値が最高の電力効率となる。しかし、グラフAの第1の交点2つ以上の電力効率曲線が交差する箇所として定義されるの後では、5Vの駆動電圧に伴う電力効率値は最高の電力効率ではなくなり、その代わりに、8Vの駆動電圧に伴う電力効率値が最高の電力効率になっている。これは、軽負荷とも呼ばれるより低い電流領域では、電力損の最も支配的な部分が導通損失ではなくスイッチング損失であるためである。対照的に、中負荷とも呼ばれる中間の電流領域では、電力損の最も支配的な部分がスイッチング損失ではなく導通損失であり、増加した駆動電圧が、飽和抵抗の低下の助けとなり、その結果、導通損失の低下の助けとなる。この導通損失の低下によって電力効率を向上させることができる。さらに、グラフAの第2の交点の後では、8Vの駆動電圧に伴う電力効率値は最高の電力効率ではなくなり、その代わりに、12Vの駆動電圧に伴う電力効率が最高の電力効率になっている。これは、重負荷とも呼ばれる高電流領域では、飽和抵抗をさらに低下させるために高い駆動電圧が必要であり、そのため、導通損失がさらに低下するためである。このように、特定の入力電圧の場合、最適な電力効率をもたらす駆動電圧は、出力電流によって変化する。図9に示されているように、グラフBおよびグラフCは、グラフAの電力効率値と同様の電力効率値を示している。しかし、グラフA、グラフBおよびグラフCの間で1つの重要な違いは、第1および第2の交点が、各グラフにおいて異なっているということである。より具体的には、グラフBでは、2つ以上の電力効率曲線が、グラフAおよびグラフCとは異なる出力電流値で交差しており、グラフCでは、2つ以上の電力効率曲線が、グラフAおよびグラフBとは異なる出力電流値で交差している。要するに、該交点は、グラフA7.6Vの入力電圧を示すから、グラフB12Vの入力電圧を示す、グラフC21Vの入力電圧を示すへシフトしている。このことは、交点が入力電圧および出力電流によって変化し、最適な電力効率を決定するためには、出力電流および入力電圧の両方を考慮しなければならないということを意味している。図10は、図9の3つの相関グラフを用いた本発明の実施形態による効果を示す。具体的には、図10は図9の3つの相関グラフを示しているが、グラフA、グラフBおよびグラフCの各々について、該グラフの各出力電流値における最高の電力効率が強調して示されている。これは、出力電流および入力電圧に基づいて駆動電圧を変化させることにより、最適な電力効率を実現できることを示している。したがって、本発明の実施形態によれば、NBPCシステム等のコンピュータシステムは、MOSFETのために生成される駆動電圧を変化させることにより、重負荷の間だけではなく軽負荷の間にも、最適な電力損効率を実現することができる。軽負荷の間に最適な電力損効率を実現できれば、リチウム電池等のコンピュータシステムのバッテリ電源をより長持ちさせることができる。重負荷の間に最適な電力損効率を実現できれば、ヒートシンクのサイズを低減でき、冷却ファン等の内蔵冷却システムに求められる強度を低減することができる。当業者は、上記のように議論されている本発明を異なる順序のステップで、および/または開示されているものとは異なる構成のハードウェア要素で実施できることを、容易に理解するであろう。したがって、これらの好適な実施形態に基づいて本発明を説明してきたが、当業者には、本発明の趣旨および範囲内においての変更例、変形例および代替的な構成が明確であることは明らかであろう。したがって、本発明の境界を判断するには、添付クレームを参照すべきである。"