"カット角θが20°から40°の範囲であるθ回転yカットx伝搬ニオブ酸リチウム基板SUと、前記基板SU上に形成される表面音響波を励起するためのインターディジタルトランスデューサIDTとを備える表面音響波フィルタ。前記インターディジタルトランスデューサIDTが、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作られている、請求項1に記載の表面音響波フィルタ。前記基板SU上に共振器を備える、請求項1または2に記載の表面音響波フィルタ。前記共振器が、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作られている、請求項3に記載の表面音響波フィルタ。電極厚hが、h≦λθ/6°0.5/100で与えられ、λは、前記表面音響波の波長であり、θは、前記カット角θである、請求項1乃至4のいずれか1項に記載の表面音響波フィルタ。wをインターディジタルトランスデューサの電極フィンガの幅とし、gを前記電極フィンガの間隙幅とし、式η=w/gwが成り立つとき、メタライゼーション比ηが、0.3から0.55の範囲である、請求項1乃至5のいずれか1項に記載の表面音響波フィルタ。カスケードで配置された2つの音響トラックを備える、請求項1乃至6のいずれか1項に記載の表面音響波フィルタ。各音響トラックは、複数のインターディジタルトランスデューサIDTで構成され、異なるトランスデューサ間に音響キャビティを有する、請求項7に記載の表面音響波フィルタ。前記音響キャビティは、前記トランスデューサIDTの一部でないメタライズストリップによって埋められている、請求項8に記載の表面音響波フィルタ。前記音響キャビティは、側部IDTに属する電極によって満たされ、前記キャビティ内のピッチはIDTの残りの部分のピッチと異なる、請求項8に記載の表面音響波フィルタ。温度補償層によって覆われる、請求項1乃至10のいずれか1項に記載の表面音響波フィルタ。前記インターディジタルトランスデューサIDTが、はしご型構成もしくは平衡ブリッジ構成で電子回路化され、音響結合され、または両者の組合せである、請求項1乃至11のいずれか1項に記載の表面音響波フィルタ。カット角αおよびγが-5°から5°の範囲である、請求項1乃至12のいずれか1項に記載の表面音響波フィルタ。したがって、本発明の目的は、より大きな帯域幅を提供し、マッチングネットワークを必要としないSAWフィルタを提供することである。請求項1に記載のSAWフィルタは、この目的に対する解決策を提供する。従属請求項は、本発明の有利な実施形態を開示する。本発明は、θ回転yカットx伝搬ニオブ酸リチウム基板を備えるSAWフィルタを提供し、カット角θは、20°から40°の範囲である。このSAWフィルタは、基板上に形成される表面音響波を励起するためのインターディジタルトランスデューサInterdigitalTransducerをさらに備える。ここで、オイラー角α,β,γは、以下のように定義される。x,y,zは、基板の結晶軸である。最初に、z軸周りでx軸とy軸との間に張られた平面の回転が行われ、x軸は、y軸の方向に回転される。第1のオイラー角αは、この回転の角度である。この回転は、新しい軸の組x’,y’,z’をもたらし、z’は、元の軸zと等しい。第2の回転では、z’軸とy’軸との間の平面がx’軸周りで回転される。ここで、y’軸は、z’軸の方向に回転される。この回転の角度βは、第2のオイラー角を表す。この第2の回転は、新しい軸の組x’’,y’’,z’’をもたらし、x’は、x’’と等しい。第3の回転では、x’’軸とy’’軸がz’’軸周りで回転され、x’’軸は、y’’軸の方向に回転される。この回転の角度γは、第3のオイラー角を表す。この第3の回転もやはり、新しい軸の組x’’’,y’’’,z’’’をもたらし、z’’は、z’’’と等しい。ここに述べられている変換は、基板の表面に対して平行なx’’’軸およびy’’’軸をもたらす。さらに、z’’’軸は、基板の表面に対して垂直である。x’’’軸は、音響波の伝搬方向に対して平行である。この定義は、国際標準IEC62276、2005-05、AnnexAlに沿ったものである。しかし、オイラー角α、β、γを使用する代わりに、角度βをθ-90°として、ニオブ酸リチウム基板のカット角を角度α、θ、γによって定義することができる。発明者らは、20°から40°の範囲のカット角θを選択することにより、約12の大きな比帯域幅を有するSAWフィルタが得られることを見出した。SAWフィルタは、比帯域幅に直接関係するカップリングを最大にし、反射係数を最大にし、伝搬損失を最小限に抑えるように構成される。しかし、これらの目的は相反するもので、単一の実施形態によって同時に達成することができず、したがって、十分に高いカップリング、十分に高い反射係数、十分に低い伝搬損失をもたらすように、良好なトレードオフを見出すことが必要である。カップリングおよび反射係数の定義は後述する。伝搬損失は、信号がフィルタを通って伝搬するとき失われる信号の量を表す。SAWフィルタのカップリング、反射係数、および伝搬損失は、たとえば、カット角範囲、メタライゼーション比、および相対的なメタライゼーション厚relativemetallizationthicknessのそれぞれの選択により影響され得る。メタライゼーション比および相対的なメタライゼーション厚の定義もまた、後述する。一実施形態では、インターディジタルトランスデューサは、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作られている。一実施形態では、SAWフィルタは、基板上にそれぞれのメタライゼーション構造体によって形成される共振器を備える。共振器もまた、アルミニウムおよびアルミニウム合金のグループから選択された金属のフィルムで作ることができる。インターディジタルトランスデューサは、圧電基板上に配置された、互いに噛み合う2つの櫛歯状電極を備える。一実施形態では、電極厚hは、h≦λθ/6°0.5/100で与えられる。ここで、λは、励起されたSAWの波長であり、θは、基板のカット角である。一実施形態では、メタライゼーション比ηは、0.3から0.55の範囲であり、ここでwをインターディジタルトランスデューサの電極フィンガの幅とし、gを通常の電極フィンガの配置を有するトランスデューサのフィンガの間隙幅として、式η=w/gwが成り立っている。電極の幾何形状は、電極の厚さおよびメタライゼーション比によって定義される。これらの2つの電極幾何形状パラメータおよび基板カット角に与えられる範囲が、挿入損失とフィルタの達成可能な最大帯域幅との間の良好なトレードオフをもたらす。一実施形態では、SAWフィルタは、漏洩波を励起する。金属厚が薄いため、この波は、損失を伴って伝搬する。一実施形態では、フィルタは、カスケードで配置された2つの音響トラックを備える。各音響トラックは、複数の櫛歯状電極で構成することができ、異なるトランスデューサ間に音響キャビティを有する。音響キャビティは、トランスデューサの一部でないメタライズストリップによって埋めることができる。基板の表面にあるメタライズストリップは、表面波が基板内に入るのを防止する。さらに、このメタライゼーションは、IDTによって覆われていない領域内の波の速度を、IDTによって覆われた領域内の速度に合わせることに役立つ。あるいは、音響キャビティは、側部IDTに属する電極によって満たすことができ、この側部IDTのピッチは、IDTの残りの部分とはピッチが異なっている。一実施形態では、SAWフィルタおよびそのメタライゼーション構造体は、温度補償層および/または保護層によって覆われる。この温度補償層は、SAWフィルタの共振周波数の温度依存性の低減に役立つ。SiO2層を温度補償層として選択し、フィルタ上に取り付けることができるが、それはSiO2が圧電物質に比べて反対の温度依存性を有するからである。保護層は、電極を腐食から、またはパッケージ内に存在し得る金属性粒子による短絡から保護するよう機能することができる。一実施形態では、櫛歯状電極は、はしご型構成で、または平衡ブリッジ構成で電子回路化することができる。あるいは、櫛歯状電極は、音響的にカップリングすることができる。音響カップリングの例は、DMS2重モード対称構造、およびIIDTInterdigitatedInterdigitalTransducer構造である。どちらの構造でも、入力トランスデューサと出力トランスデューサが音響トラック上で交互に配置され、互いに音響カップリングされる。さらに、DMS構造では反射構造体を音響トラックの両端に配置することができる。さらに、電気的カップリングと磁気的カップリングの組合せも可能である。一実施形態では、他のカット角αおよびγは、-5°から5°の範囲である。これらは0°であることが好ましい。本発明は、本明細書で後述する詳細な説明、および添付の概略図面から十分に理解されよう。図1は、本発明による表面音響波フィルタを示す概略図である。図2は、そのSAWフィルタの断面図の一部である。SAWフィルタは、圧電基板SUを備える。基板SUは、ニオブ酸リチウムである。さらに、2つのインターディジタルトランスデューサIDTが基板SU上に配設されている。第1のトランスデューサIDTは、その電極に印加された高周波信号を表面音響波に変換する。第2のトランスデューサIDTは、その表面音響波を高周波信号に変換し直し、それにより所望の周波数帯域を選択的に抽出する。各トランスデューサIDTは、2つの電極ELを備え、これらの電極のフィンガは音響トラック上で互いに噛み合っている。wはフィンガの幅である。gは2つのフィンガ間の間隙幅である。さらに、hはフィンガの厚さである。図1および図2に示されているSAWフィルタは、波長λを有する表面音響波を励起する。図のような通常のフィンガ構成では、波長λは、インターディジタルトランスデューサの周期pの2倍に等しい。周期pは、フィンガ幅wと間隙幅gの和によって与えられる。周期pは、IDTに沿って変化してよい。SAW共振器は、単一のIDTで構成され、両側に反射器として短絡された電極のアレイが追加されている。図3は、一定のピッチを有するSAW共振器のアドミタンスおよびインピーダンスを示す。横軸には、規格化された周波数が示されている。この周波数は、周期pの2倍を乗じたものである。曲線C1はインピーダンスを示し、曲線C2はアドミタンスを示す。以下では、規格化された周波数が想定されており、この周波数は、励起されたSAWの波長の乗算によって規格化されている。これにより、使用される周波数スペクトルに依存せず、良好な性能をもたらすSAWフィルタを決定することができる。この方法を使用して抽出された伝搬パラメータを使用し、任意の幾何形状の電極の挙動をモデル化することができる。さらに、IDTをモデル化することができる。不定ピッチを有するIDTでさえ、個々の電極の組合せによってモデル化することができる。アドミタンスは2つのピークを有する。第1のピークは、SAWフィルタの共振周波数fRを与える。より小さい第2の共振が、周波数fEで生じる。この第2の共振は、共振器の有限長によるものである。第2の共振周波数fEは、フィルタの阻止帯域の端部を示す。インピーダンスは、SAWフィルタの反共振周波数fAに1つのピークを有する。阻止帯域は、fRからfEの範囲である。阻止帯域の中心は、f0=fR-fE/2によって与えられる。カップリングおよび反射係数をこれらの周波数から計算することができる。このカップリングは、2Δv/v=2fA-fR/f0として定義され、電極当たりの反射係数は、R=π/2fE-fR/f0として定義される。伝搬損失の定義について以下で論じる。共振器のQ値は、以下の定義から計算される。上式で、Y=BjGがアドミタンスであり、Z=1/Y=RjXがインピーダンスである。アドミタンスおよびインピーダンスは、測定によって、または高調波アドミタンスの計算によって決定することができる。QZは、共振付近におけるQの良好な評価をもたらす。QYは、反共振付近におけるQの良好な評価をもたらす。このようにして、周波数で変化するQ値がQZおよびQYから構築される。この手法は、カップリング係数が高いためすなわち、大きなフィルタ帯域幅のために使用される物質では、fRとfAとの間の距離が大きいことが見出されているので、有効である。もちろん、小さい不連続が接合部に現れることがあるが、この手法の原理にとって問題ではない。これからQを用いて、周期に対して伝搬損失が計算される。単位:db/2p最大損失は、共振周波数から反共振周波数に及ぶ範囲内の最大損失として定義される。図4から図17は、SAWフィルタの測定およびシミュレーションの結果を示す。最大伝搬損失、カップリング、および反射係数の値について考察する。これらのパラメータは、メタライゼーション比ηと相対金属厚h/2pの関数と考えられる。メタライゼーション比ηは、w/gwとして計算することができる。電極の相対厚は、絶対厚を励起された表面音響波の波長で除したものによって与えられる。厚さhを波長で除することにより、これらの考察は特定の周波数範囲に依存しないものになり、このため、様々な周波数範囲に適用可能なSAWフィルタが提供される。最大伝搬損失、カップリング係数、および反射係数を、20°から40°の範囲にある様々なカット角θについて考察する。図4は、メタライゼーション比ηと相対金属厚h/2pの関数として、最大伝搬損失を示す。メタライゼーション比ηは横軸上に示されており、相対金属厚h/2pは縦軸上に示されている。さらに、図4に示されている最大伝搬損失は、励起されたSAWの波長で除算することによって規格化されている。ここでは、カット角θは20°である。曲線C0.1は、0.1dB/λの最大伝搬損失をもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚h/2pの値を表す。さらに、曲線C0.15は、0.15dB/λの最大伝搬損失をもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚h/2pの値を表す。同様に、曲線C0.2,C0.25,C0.3,C0.35,C0.4,およびC0.45は、それぞれ0.2dB/λ,0.25dB/λ,0.3dB/λ,0.35dB/λ,0.4dB/λ,または0.45dB/λの最大伝搬損失をもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚h/2pの値を表す。図4から、メタライゼーション比ηの増大は、一定の最大伝搬損失を維持するために、相対金属厚h/2pの減少を必要とすることがわかる。さらに、図7および図10もまた、メタライゼーション比ηと相対金属厚h/2pの関数として、最大伝搬損失を示す。これらの図では、他のカット角θが選択されている。図7では、カット角θは30°である。さらに、図10では、カット角θは40°である。これらの図から、所与の相対金属厚h/2pに対し、メタライゼーション比ηが減少するにつれて、最大伝搬損失は減少することがわかる。さらに、図5,図8,および図11は、メタライゼーション比ηと相対金属厚h/2pの関数として、カップリングを示す。この場合も、図5,図8,および図11は、様々なカット角θを用いている。具体的には、カット角θは、図5では20°、図8では30°、図11では40°である。例として、図5を詳細に説明する。曲線C16は、16のカップリング2Δv/vをもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚h/2pの値を表す。上述のように、カップリングは、2Δv/v=2fA-fR/f0として定義される。高いカップリングは、直ちに大きい比帯域幅に結びつく。さらに、曲線C18は、18のカップリングに関連する。さらに、曲線C20,C22,C24,C26,およびC28は、それぞれ20,22,24,26,および28のカップリング2Δv/vをもたらすメタライゼーション比ηおよび相対金属厚h/2pの値を表す。図5,図8,および図14は、所与の金属厚について、カップリング係数が、0.5から0.55の範囲内のメタライゼーション比ηに対して最大となることを示す。さらに、図6,図9,および図12は、メタライゼーション比ηと相対金属厚h/2pの関数として、反射係数をパーセントで示す。この場合も、図6,図9,および図12は、様々なカット角θを用いている。具体的には、カット角θは、図6では20°、図9では30°、図12では40°である。所与の金属厚について、反射係数は、金属厚およびカット角に応じて、0.3から0.55の範囲内のメタライゼーション比ηに対して最大である。したがって、0.3から0.55の範囲であるメタライゼーション比が、カップリングと反射係数と損失との最良に折り合うことを示す。図13は、相対金属厚h/2pの関数として、最大伝搬損失を示す。ここでは、異なる曲線は、異なるカット角θを有している。曲線C0は、0°のカット角を表す。さらに、C10は10°、C20は20°、C30は30°、C40は40°のカット角である。メタライゼーション比ηは、すべての曲線C0~C40において0.4と仮定されている。低損失設計の要件により、0.4dB/λより低い伝搬損失を有する動作点が選択される。したがって、0°のカット角を有するニオブ酸リチウムは、この要件に適していない。図13から、0.4dB/λという所与の最大伝搬損失について、最大許容相対金属厚はカット角に依存することがさらにわかる。10°のカット角の場合、最大相対金属厚は、約2とすることができる。さらに、20°のカット角の場合、最大相対金属厚は、4となるように選択することができる。さらに、30°の角度の場合、5.5の最大相対金属厚を選択することができる。40°の角度の場合、7の最大相対金属厚を選択することができる。本発明者らは、最大相対金属厚hmax/2pをカット角θの関数、すなわちhmax/2p≦θ/6°0.51/100として表すことができることを見出した。最適なトレードオフを明確にするために、カップリング2Δv/vが最大伝搬損失の関数として図14にプロットされている。メタライゼーション比ηは0.4に等しく保たれ、相対金属厚h/2pが、曲線に従って変化している。0.4dB/λより高い伝搬損失は、上述の金属厚における制限に対応して無視すべきである。同様に、反射係数が伝搬損失の関数として図15に表されている。これらの2つの図から、最適なカット角を推定することができる。最適なカット角は、20°から40°の範囲であり、損失を最小限のレベルに保ちながら、カップリング係数および反射係数を最大にすることを可能にする。図16は、整合ネットワークのない50Ωのインピーダンスで測定された、15°のカット角を有するニオブ酸リチウム基板上で実現されたフィルタの減衰を示す。なお、このフィルタは、本発明に対応するものではない。最小挿入損失は-5.7dBであり、-3dBで測定された最小損失となる帯域幅は、17.3MHzである。比帯域幅は、12.4である。これに対して、図17は、本発明により実現されたフィルタの減衰を示す。ここでは、最小挿入損失は-5dBであり、-3dBで測定された最小損失となる帯域幅は、17.3MHzである。比帯域幅は、12.4である。2つの設計の比較すると、本発明を使用する実施形態によって、2つの主なパラメータが改善されていることが示されている。より低い伝搬損失と、電極での抵抗損失を低減する金属厚の増大とにより、最小挿入損失が0.7dB改善された。通過帯域から阻止帯域への移行の選択性および傾きの急峻さが著しく改善されている。本発明は、反射係数を高め、一方、所望の通過帯域を実現するのに十分なカップリング係数を保つことを可能にする。図18および図19は、本発明によるSAWフィルタのレイアウトおよびパッケージングを表したものである。この例では、この設計は、帯域外減衰を改善するためにカスケードで配置された2つの音響トラックで構成される。各トラックは、間に音響キャビティを有する複数のIDTで構成される。これらのキャビティは、IDTの一部でないメタライズストリップによって埋められる。したがって、表面波は、基板内にあまり深く入ることができない。金属ストリップは、設計をさらに改善するために電極によって置き換えることができる。金属ストリップは、接地される。"