増幅器と結合されたプリディストーションデバイスを含むフォワード経路と、なお、前記フォワード経路は、前記増幅器の出力信号についての所望の出力信号を生成するために、位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号に応答して、前記プリディストーションデバイスへの入力信号をプリディストーションするように構成される;前記入力信号と、前記増幅器の前記出力信号の位相および振幅の情報との比較に基づいて、前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号を生成するように構成されたプロセッサを含むフィードバック経路と、なお、前記増幅器の前記位相および振幅の情報は、前記フィードバック経路の単一経路上で前記プロセッサに送信される;を備える送信機システム。前記フォワード経路においてアップコンバートミキサにアップコンバート信号を供給し、前記フィードバック経路においてダウンコンバートミキサにダウンコンバート信号を供給するように構成された局部発振器をさらに含む、請求項1に記載の送信機システム。前記ダウンコンバート信号は、I-信号およびQ-信号を含む、請求項2に記載の送信機システム。前記局部発振器と前記ダウンコンバートミキサとの間に結合されたスイッチをさらに含み、なお、前記スイッチは、前記I-信号および前記Q-信号が前記フィードバック経路の前記単一経路上で前記プロセッサに交互に送信されるように、スイッチ制御信号に応答して、前記I-信号および前記Q-信号の間を交番するように構成される、請求項3に記載の送信機システム。前記増幅器の前記出力信号の電力または電圧についてのピーク振幅を測定するように構成されたピーク検出器を含む追加のフィードバック経路をさらに含む、請求項1に記載の送信機システム。前記プロセッサは、対応する瞬間における前記入力信号の振幅と前記増幅器の前記出力信号の前記ピーク振幅との間の差に基づいて、所望の振幅補償を決定する、請求項5に記載の送信機システム。前記追加のフィードバック経路は、前記ピーク検出器と前記増幅器との間に動作可能に結合された整流回路を含み、前記整流回路は、前記増幅器の前記出力信号の位相情報を取り除く間に、前記増幅器の前記出力信号をベースバンド信号に変換するように構成される、請求項5に記載の送信機システム。前記フィードバック経路および前記追加のフィードバック経路は、アナログ-デジタル変換器をそれぞれ含み、なお、前記追加のフィードバック経路のアナログ-デジタル変換器は、前記フィードバック経路のアナログ-デジタル変換器よりも比較的低いデータレートで動作するように構成される、請求項7に記載の送信機システム。前記整流回路は、ダイオード回路およびスクエアリング回路のうちの少なくとも1つを含む、請求項7に記載の送信機システム。前記所望の出力信号は、前記増幅器についての目標の、または指定の出力信号のうちの1つである、請求項1に記載の送信機システム。前記所望の出力信号は、低減された歪みを有する、請求項1に記載の送信機システム。前記入力信号と位相および振幅の情報との前記比較は、前記出力信号と前記所望の出力信号との実数成分の間の最小値を決定することに基づいて、位相補償を決定することを含む、請求項1に記載の送信機システム。増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信することと、フィードバック経路の単一経路を通じて、前記増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信することと、前記入力信号および前記出力信号の前記位相および振幅の情報に基づく前記増幅器の入力-出力信号特性に基づいて、前記入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成することと、前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号に応答して、前記入力信号をプリディストーションすることと、を備える方法。出力信号の位相および振幅の情報を受信することは、前記フィードバック経路の前記単一経路を通じて、前記出力信号のI-信号およびQ-信号を交互に受信するためのスイッチを起動することを含む、請求項13に記載の方法。位相誤差補償信号および振幅誤差信号を生成することは、前記増幅器の前記出力信号のピーク電力またはピーク電圧にさらに基づく、請求項13に記載の方法。前記位相および振幅の情報は、前記増幅器の前記出力信号の複数のサンプルを備える、請求項13に記載の方法。前記増幅器の前記出力信号の前記複数のサンプルは、予め定められたイベントに応答して、前記出力信号をサンプリングすることによって生成される、請求項16に記載の方法。前記予め定められたイベントは、前記入力信号のクロックレートに基づく、請求項17に記載の方法。前記予め定められたイベントは、前記入力信号が、予め定められた振幅および予め定められた位相のうちの少なくとも1つに達した場合の発生に基づく、請求項17に記載の方法。位相誤差補償信号を生成することは、前記出力信号および前記入力信号の実数成分を決定することと、前記出力信号と前記入力信号との前記実数成分の間の絶対値の距離を最小化する、前記出力信号に対する位相補償を決定することとを含む、請求項13に記載の方法。前記入力信号をプリディストーションすることは、前記増幅器についての目標の、または指定の出力信号を得るために、前記入力信号をプリディストーションすることを備える、請求項13に記載の方法。前記入力信号をプリディストーションすることは、前記出力信号における歪みを低減させるために、前記入力信号をプリディストーションすることを備える、請求項13に記載の方法。増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信するための手段と、フィードバック経路の単一経路を通じて、前記増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信するための手段と、前記入力信号および前記出力信号の前記位相および振幅の情報に基づく前記増幅器の入力-出力信号特性に基づいて、前記入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成するための手段と、前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号に応答して、前記入力信号をプリディストーションするための手段と、を備える装置。前記位相および振幅の情報を受信するための手段は、前記出力信号をサンプリングするための手段を備える、請求項23に記載の装置。前記位相および振幅の情報を受信するための手段は、前記フィードバック経路の前記単一経路を通じて、前記出力信号のI-およびQ-信号を交互に受信するための手段を備える、請求項23に記載の装置。前記増幅器の出力信号のピーク電力またはピーク電圧を測定するための手段をさらに備える、請求項23に記載の装置。前記プリディストーションする手段は、前記増幅器についての目標の、または指定の出力信号を得るために、前記入力信号をプリディストーションする、請求項23に記載の装置。前記プリディストーションする手段は、前記増幅器の出力信号における歪みを低減させるために、前記入力信号をプリディストーションする、請求項23に記載の装置。コンピュータプログラム製品であって、コンピュータに、増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信させるためのコードと、コンピュータに、フィードバック経路の単一経路を通じて、前記増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信させるためのコードと、コンピュータに、前記入力信号および前記出力信号の前記位相および振幅の情報に基づく前記増幅器の入力-出力信号特性に基づいて、前記入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成させるためのコードと、コンピュータに、前記位相誤差補償信号および前記振幅誤差補償信号に応答して、前記入力信号をプリディストーションさせるためのコードと、を備えるコンピュータ読取可能媒体、を備えるコンピュータプログラム製品。添付図面に関連して以下に記載される詳細な説明は、本発明の典型的な実施形態の説明として意図され、本発明が実現されうる唯一の実施形態を表すようには意図されない。本明細書の全体にわたって用いられる典型的exemplaryという用語は、例、実例、または例示を提供するを意味し、他の典型的な実施形態に対して必ずしも好ましいまたは有利であるようには解釈されるべきではない。詳細な説明は、本発明の典型的な実施形態の完全な理解を提供することを目的とした特定の詳細を含む。本発明の典型的な実施形態は、これらの特定の詳細なしで実現されうることが当業者に明らかになるであろう。いくつかの事例では、周知の構造およびデバイスが、ここに示される典型的な実施形態の新規性を曖昧にすることを避けるために、ブロック図形式で示される。図2は、本発明の典型的な実施形態に従って、典型的な送信機システム200の概略ブロック図を例示する。送信機システム200は、電力増幅器PA250とフォワード経路forwardpathにおいて動作可能に結合されたデジタルプリディストーションDPDデバイス210を含む。送信機システム200のフォワード経路は、デジタル-アナログ変換器DAC220およびアップコンバートミキサ230をさらに含む。送信機システム200は、ダウンコンバートミキサdownconvertingmixer260、アナログ-デジタル変換器analogtodigitalconverterADC270、およびプロセッサ280を含みうるフィードバック経路を含む。このフィードバック経路は、電力スプリッター256を通じて出力信号255を受信しうる。DPDデバイス210は、入力信号205に対して、振幅対振幅変調AMAM:amplitudetoamplitudemodulation補償212および振幅対位相変調AMPM:amplitudetophasemodulation補償214を実行するように構成されうる。入力信号205は、ベースバンド信号または中間周波数IFデジタル信号のような複素波形でありうる。以下により詳細に説明されるように、DPDデバイス210は、PA250についての目標出力信号を得るために、入力信号205を歪ませるか、さもなければ、PA250を含む、送信機システム200の非線形特性による出力信号255の歪みを補正または低減する、ように構成される。DPDデバイス210は、振幅誤差補償信号amplitudeerrorcompensationsignal282および位相誤差補償信号phaseerrorcompensationsignal284に応答して、AMAM補償212およびAMPM補償214を実行することにより、入力信号205にプリディストーションを加えるように構成される。この結果、DPDデバイス210は、プリディストーションされたデジタル信号215を生成する。入力信号205に適用されるプリディストーションは、PA250の出力信号255例えば、無線周波数RF出力信号において、目標信号を得るように構成されうる。例えば、AMAM補償212およびAMPM補償214は、信号例えば、235がPA250によって増幅されるときに、出力信号255が、望ましくない歪んだ信号ではなく、所望の目標信号になるように、PA250から生じる振幅および位相の歪みとはおよそ正反対oppositeになりうる。DAC220は、DPDデバイス210からのプリディストーションされたデジタル信号215を、プリディストーションされたアナログ信号225に変換する。アップコンバートミキサ230は、プリディストーションされたアナログ信号225を、ベースバンドまたはIF信号から中間RF信号235にアップコンバートするために、送信機局部発振器transmitterlocaloscillatorTXL.O.240を使用する。PA250は、出力信号255を生成するために、中間RF信号235を増幅する。その後、出力信号255は、アンテナ290を介して遠隔デバイスに送信されうる。また、出力信号255は、電力スプリッター256を介して、送信機システム200のフィードバック経路に供給されうる。送信機システム200のフィードバックループは、ダウンコンバートミキサ260、ADC270、およびプロセッサ280を含む。ダウンコンバートミキサ260は、出力信号255の周波数をダウンコンバートするために、TXL.O.240によって駆動されて、中間フィードバックアナログ信号265を生成し、それは、ベースバンドまたはIF信号になりうる。ADC270は、デジタルフィードバック信号275を生成するために、中間フィードバックアナログ信号265を変換する。プロセッサ280は、入力信号205およびデジタルフィードバック信号275を受信する。プロセッサ280は、プリディストーション制御機能を実行するように構成される。具体的には、プリディストーション制御機能は、受信された入力信号205とデジタルフィードバック信号275に応答して、適切な位相および振幅の補償を決定する。プリディストーション制御機能ついてのさらなる詳細は、図3A-図3Cを参照して説明されうる。プリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ280は、振幅誤差補償信号282および位相誤差補償信号284を生成し、これらの信号282、284は、AMAM補償212およびAMPM補償214を実行することによってプリディストーションを調整するために、DPDデバイス210へ送信される。デジタルフィードバック信号275は、プロセッサ280によって生成される制御トリガー信号286により決定されるサンプルレートで、出力信号255をサンプリングすることによって生成される。例えば、制御トリガー信号286は、所望の予め定められたサンプルレートで、ある特定のイベントの発生において、またはこれらの任意の組み合わせにおいて、フィードバック経路におけるコンポーネント即ち、ADC270、ダウンコンバートミキサ260をトリガーする。制御トリガー信号286および考えられるcontemplatedサンプリングスキームの例は、図8に関連して説明される。送信機システム200のコンポーネントおよび機能は、特定の順序において構成および実行されるように例示および説明されてきたが、そのような構成は、典型的な実施形態として意図されることに留意されたい。例えば、DAC220は、フォワード経路の異なるコンポーネントの間に位置しうる。この結果、入力信号205に対して、DPDデバイス210によって実行される補償即ち、プリディストーションの少なくとも一部は、デジタル領域とは対照的に、アナログ領域において実行されうる。加えて、信号をRF信号にアップコンバートするための方法は、アナログ領域とは対照的に、デジタル領域において実行されうる。したがって、DAC220は、フォワード経路に沿った様々な位置に位置しうる。同様に、ADC270も、フィードバック経路の異なる位置に位置しうる例えば、電力スプリッター256とダウンコンバートミキサ260との間に動作可能に結合される。また、他のコンポーネントの位置およびコンポーネントによって実行される機能の順序のその他のバリエーションも考えられうる。上記の例では、AMAM補償212は、AMPM補償214よりも前に実行されるように示されている。その状況では、AMAM補償212が実行された後、補償のために残っている主要なdominant歪みは位相歪みであり、これは、AMPM補償214によって補償されうる。その後、AMPM補償214は、所望の目標出力信号および出力信号255についての結果として生じるベクトルが揃えられalignedうるように、位相歪みを補償するために適用されうる。AMAM補償212は、AMPM補償214よりも前に実行されるように示されているが、AMPM補償214は、代替の典型的な実施形態において、AMAM補償212よりも前に実行されうる。加えて、実際の補償機能の順序orderは、プロセッサ280が補償のために必要な値を決定する順序とは独立しうる例えば、図3A-図3Cを参照。例えば、プロセッサ280は、振幅補償値よりも前に、位相補償値を決定することができ、DPDデバイス210は、AMPM補償214よりも前に、入力信号205のAMAM補償212を実行することができうる。言い換えれば、入力信号205およびデジタルフィードバック信号275に基づいて、プロセッサ280は、振幅誤差補償信号282および位相誤差補償信号284を、これらの信号がPA250の実際のパフォーマンスをより良く反映するreflect例えば、歪みをオフセットするまたは低減させるように修正する。その後、プロセッサ280は、振幅誤差補償信号282および位相誤差補償信号284をDPDデバイス210に送り、それは、送信機システム200についての目標の、または指定の出力信号255を得るために、応答的にresponsively入力信号205をプリディストーションする。この処理は、所望または指定に応じて、再び繰り返されうる。任意の上述された動作は、適応増幅器モデルadaptedamplifiermodelが増幅器280の実際のパフォーマンスを実質的に反映することを確実にするための適切な妥当性チェックを有しうる。要するに、送信機システム200は、PA250によって生成される出力信号255が、歪んだ信号ではなく、所望の目標信号になるように、入力信号205に対して振幅および位相の補償即ち、プリディストーションを提供するように構成される。入力信号205のこうようなプリディストーションは、PA250がより効率的になり、PA250の飽和領域のより近くで動作することを可能にしうる。振幅および位相の補償は、入力信号205と、出力信号255の位相および振幅の情報との比較に基づいて決定されることができ、この位相および振幅の情報は、フィードバック経路の単一経路によりプロセッサ280に送信される。送信機システム200は、図1に示された従来の送信機システムに対して、例えば、送信機200がより複雑でない、より少ないコンポーネントを使用する、より小さいダイ面積でインプリメントimplementedされる、より少ない電力を消費するなどの利点を有することができ、あるいはここにリストされていない他の利点を示す。図3A-図3Cは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号例えば、図2の282、284を決定する際に用いられうる、ベクトル310、320として表される複素信号を含むグラフ300、300 ́、300 ́ ́を例示する。言い換えれば、図3A-図3Cは、電力増幅器からの所望の出力信号を生成するために、入力信号をプリディストーションするための所望の補償を決定する典型的な方法を例示する。図3A-図3Cは、受信された入力信号205およびデジタルフィードバック信号275に応答して、位相および振幅の補償に関する適切な値を決定する例えば、推定する、計算する等ためのプリディストーション制御機能の一部としてプロセッサ例えば、図2の280内で実行されうる典型的な動作のグラフィカルなgraphical例示であることに留意されたい。したがって、図3A-図3Cにより表される典型的なプリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ280は、振幅誤差補償信号282および位相誤差補償信号284を生成し、これらの信号282、284は、AMAM補償212およびAMPM補償214を実行することによってプリディストーションを調整するために、DPDデバイス210に送信される。グラフ300、300 ́、300 ́ ́の水平軸は、複素信号の実数成分realcomponentsを表し、垂直軸は、複素信号の虚数成分imaginarycomponentsを表す。図3A-図3Cの各々は、目標リファレンスベクトル310および出力ベクトル320を例示する。各ベクトル310、320は、ある瞬間aninstantintimeでの複素信号の絶対値magnitude即ち、ベクトルの長さおよび位相即ち、ベクトルと正の実軸positiverealaxisとの間の角度によって表されうる。円VTARGETは、所与の複素ペアcomplexpairで目標リファレンスベクトル310の振幅を表す。円VOUTは、所与の複素ペアで出力ベクトル320の振幅を表す。例として、目標リファレンスベクトル310は、入力信号例えば、図2の205であることができ、出力ベクトルは、実質的に同じ瞬間に、プロセッサ例えば、図2の280によって受信される対応するデジタルフィードバック信号例えば、図2の275であることができる。具体的には、図3Aは、出力ベクトル320が振幅誤差と位相誤差の両方を示すことを例示しているグラフ300を例示し、これらの誤差は、電力増幅器における歪みによって引き起こされうる。振幅誤差は、VTARGETとVOUTとの間の長さの差330と見なすことができる。位相誤差は、出力ベクトル320と目標リファレンスベクトル310との間の位相の差340によって表される。プロセッサは、2つのベクトル310、320の振幅amplitudesおよび位相phasesを比較することによって、所望の位相補償値を決定しうる。例えば、ベクトル310、310は、それぞれ、ベクトル310、320の実数成分315、325を決定するために、実軸REALaxisに投影されうる。実数成分315と325の間の差は、線335によって示される。振幅または位相の誤差が存在しない場合、2つのベクトル310、320は互いに対して投影されるので、差335はゼロになりうる図3C。差335が存在するという事実は、位相誤差または振幅誤差のうちの少なくとも1つが存在するということを示す。図3Bは、位相誤差および振幅誤差についての所望の補償を決定するための典型的な分析におけるより後の段階でのプロセッサ内のベクトル310、320の状態statusを例示するグラフ300 ́である。例えば、プロセッサは、実数成分315と325との間の差335が最小値に達するまで、出力ベクトル320に関する位相を変化させる機能を実行しうる。出力ベクトル320が前後に動かされるにつれて、差335についての最小値が達せられた場合、2つのベクトル310、320は同相になりうる即ち、同じ角度301を有する。位相補償は、達するべきtoreach出力ベクトル310に適用される。差335を最小化する第2のベクトル321が存在しうるが、この第2のベクトル321は、目標リファレンスベクトル320と同相にないことに留意されたい。第2のベクトル321は、目標リファレンスベクトル310の反対符号即ち、この例では負negativeの位相を有する。この位相の不確定性ambiguityを補正するためには、複数の異なる時間のインスタンスinstancesにおいて、入力信号および出力信号の複数のサンプルを取得することが望ましくありうる。位相の不確定性は、複数のサンプルにより、正しい位相補償値に収束することによって解決されうる。位相補償値は、対応する位相補償に基づいて振幅補償を決定するためなどに、将来利用するためにルックアップテーブルに格納されうる。図3Cに示されるように、2つのベクトル710、720の振幅および位相の両方が存在する場合には、ベクトル710、720は、実質的に同一である。プリディストーション動作の間、振幅および位相の補償値に関連する情報は、プロセッサ例えば、図2の280からDPDデバイス例えば、図2の210へ送信されることができ、DPDデバイス210は、それに応答して、入力信号205に対してAMAM補償212およびAMPM補償214を適用することができる。図4は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システム400を例示する。送信機システム400は、フォワード経路とフィードバック経路を含む。フォワード経路では、送信機システム400は、DPDデバイス410、DAC420、アップコンバートミキサ430、およびPA450を含み、これらは、図2によって例示される同様のコンポーネントに関して前述されたように構成されうる。同様に命名および番号付けされた信号もまた、同様に構成されうる。フィードバック経路では、送信機システム400は、ダウンコンバートミキサ460、ADC470、およびプロセッサ480を含む。TXL.O.440は、アップコンバートミキサ430とダウンコンバートミキサ460との間に動作可能に結合される。TXL.O.440は、ダウンコンバートミキサ460のためにI-およびQ-信号を生成するように構成される。フィードバック経路は、ダウンコンバートミキサ460とTXL.O.440との間に動作可能に結合されるスイッチ444をさらに含む。スイッチ制御信号488は、I-およびQ-信号が、中間フィードバックアナログ信号465を生成するためにダウンコンバートミキサ460によって交互にalternatingly受信されるように、I-およびQ-信号の間を交番するalternateことをスイッチ444に可能にするために、プロセッサ480によって生成されうる。I-およびQ-信号の間で切り替えるswitchingことは、I-およびQ-信号がフィードバック経路の共有経路上でプロセッサ480に送信される際に、フィードバック経路において必要とされるADCの数を低減させうる。TXL.O.440からのI-およびQ-信号の間で切り替えることは、プロセッサ480に、入力信号405をプリディストーションするための位相補償値を決定するときに、位相の不確定性をさらに解決することを可能にしうる。入力信号405と、出力信号455についてのフィードバック経路上のI-およびQ-信号とに基づいて、プロセッサ480は、振幅誤差補償信号482および位相誤差補償信号484を、これらの信号482、484が、PA450の実際のパフォーマンスをより良く反映する例えば、歪みをオフセットするまたは低減させるように修正する。その後、プロセッサ480は、振幅誤差補償信号482および位相誤差補償信号484をDPDデバイス410に送り、それは、送信機システム400についての目標の、または指定の出力信号455を得るために、入力信号405を応答的にプリディストーションする。この処理は、所望または指定に応じて、再び繰り返されうる。任意の上述された動作は、適応増幅器モデルが増幅器480の実際のパフォーマンスを実質的に反映することを確実にするための適切な妥当性チェックを有しうる。図5は、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号例えば、図4の482、484を決定する際に用いられうる、ベクトル510、520として表される複素信号を含むグラフ500である。前述されたように、比較的素早く連続してinrelativelyquicksuccession、I-信号とQ-信号との間で切り替えることは、出力ベクトル520が、組み合わされたI-およびQ-信号から構成されることを可能にしうる。加えて、個別のQ-信号を有することは、プロセッサに、Q-成分525を使用して、位相誤差の符号を決定し、そして、ベクトル520またはベクトル521の位相を有するポテンシャル解potentialsolutionsの間の位相の不確定性を解決することを可能にしうる。図5は、受信された入力信号405とI-およびQ-信号とに応答して、適切な位相および振幅の補償を決定する例えば、推定する、計算する等ためのプリディストーション制御機能の一部としてプロセッサ例えば、図4の480内で実行されうる典型的な動作のグラフィカルな例示であることに留意されたい。したがって、図5により表される典型的なプリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ480は、振幅誤差補償信号482および位相誤差補償信号484を生成し、これらの信号482、484は、AMAM補償412およびAMPM補償414を実行することによってプリディストーションを調整するために、DPDデバイス410に送信される。図6は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システム600を例示する。フォワード経路では、送信機システム600は、DPDデバイス610、DAC620、アップコンバートミキサ630、およびPA650を含み、これらは、図2によって例示される同様のコンポーネントに関して前述されたように構成されうる。同様に命名および番号付けされた信号もまた、同様に構成されうる。フィードバック経路では、送信機システム600は、ダウンコンバートミキサ660、ADC670、およびプロセッサ680を含む。送信機システム600は、ADC696によってピークデジタル信号697に変換されるピークアナログ信号695を生成するように構成されたピーク検出器694および整流回路692を含む追加のフィードバック経路をさらに含む。ピークデジタル信号697は、プロセッサ680によって受信される。ADC696は、AMAM歪み特性において、追加のサンプル点samplepointsを加えるために、プロセッサ680へのローカライズされたピーク情報localizedpeakinformationを提供するための低データレートフィードバック用の低データレートADCでありうる。言い換えれば、ADC696は、ADC670よりも比較的低いデータレートで動作しうる。整流回路692は、位相情報なしで、出力信号655をベースバンド信号に変換するように構成されるダイオード回路またはスクエアリング回路squaringcircuitを備えうる。したがって、追加のフィードバック経路は、位相情報ではなく、出力信号655に関する振幅情報を生成するように構成される。ピーク検出器694は、出力信号655のローカライズされたピークを検出するように構成され、このローカライズされたピークは、振幅および位相の誤差補償の決定のために、プロセッサ680に送信され、この情報は、振幅誤差補償信号682および位相誤差補償信号684を通じてDPDデバイス610に送信されうる。制御トリガー信号686は、ダウンコンバートミキサ660、ADC670のサンプリングを制御し、また、ローカライズされたピークを識別するために、ピーク検出器694に関する開始時間と停止時間を制御することによって、ピーク検出器694に関するサンプリングウィンドウを決定する。一旦、入力信号605のローカライズされた目標ピークが識別されると、プロセッサ680は、出力信号655に適用するためのローカライズされたサンプリングウィンドウを決定し、それは増幅された、ローカライズされた目標ピークを含むであろう。ローカライズされたサンプリングウィンドウは、サンプリングウィンドウ制約に基づくことができ、例えば、グループ遅延と関連づけられる伝搬遅延を含む。したがって、プロセッサ680は、プロセッサ680による入力信号605についてのローカライズされた目標ピークの検出から、増幅された、ローカライズされたピークが、出力信号655において出現するappearingまでの間の遅延を決定する。この決定された伝搬遅延に基づいて、プロセッサ680は、ローカライズされたサンプリングウィンドウのタイミングをピーク検出器694にシグナリングする制御トリガー信号686を生成する。言い換えれば、制御トリガー信号686に応答して、プロセッサ680は、ローカライズされたサンプリングウィンドウ上のn個のサンプルのシーケンスに関して、ピーク検出器694によって示されるように、PA650の出力信号655のピーク電力または電圧を測定または推定する。入力信号605、デジタルフィードバック信号675、およびピークデジタル信号697に基づいて、プロセッサ680は、振幅誤差補償信号682および位相誤差補償信号684を、これらの信号628、684が、PA650の実際のパフォーマンスをより良く反映する例えば、歪みをオフセットするまたは低減させるように修正する。その後、プロセッサ680は、振幅誤差補償信号682および位相誤差補償信号684をDPDデバイス610に送り、これは、送信機システム200についての目標の、または指定の出力RF信号を得るために、入力信号605を応答的にプリディストーションする。この処理は、所望または指定に応じて、再び繰り返されうる。任意の上述された動作は、適応増幅器モデルが増幅器の実際のパフォーマンスを実質的に反映することを確実にするための適切な妥当性チェックを有しうる。図7A-図7Cは、本発明の典型的な実施形態に従って、補償信号例えば、図6の682、684を決定する際に用いられうる、ベクトル710、720として表される複素信号を含むグラフ700、700 ́、700 ́ ́である。言い換えれば、図7A-図7Cは、電力増幅器からの所望の出力信号を生成するために、入力信号をプリディストーションするための所望の補償を決定するための典型的な方法を例示する。図7A-図7Cは、受信された入力信号605、デジタルフィードバック信号675、およびピークデジタル信号697に応答して、適切な位相および振幅の補償値を決定する例えば、推定する、計算する等ためのプリディストーション制御機能の一部としてプロセッサ内で実行されうる典型的な動作のグラフィカルな例示であることに留意されたい。したがって、図7A-図7Cにより表される典型的なプリディストーション制御機能の結果に応答して、プロセッサ680は、振幅誤差補償信号682、位相誤差補償信号684を生成し、これらの信号682、684は、AMAM補償612およびAMPM補償614を実行することによって入力信号605のプリディストーションを調整するために、DPDデバイス610に送信される。グラフ700、700 ́、700 ́ ́の水平軸は、複素信号の実数成分を表し、垂直軸は、複素信号の虚数成分を表す。図7A-図7Cの各々は、目標リファレンスベクトル710および出力ベクトル720を例示する。各ベクトル710、720は、ある瞬間での複素信号の絶対値即ち、ベクトルの長さおよび位相即ち、ベクトルと正の実軸との間の角度によって表されうる。円VTARGETは、所与の複素ペアで目標リファレンスベクトル710の振幅を表す。円VOUTは、所与の複素ペアで出力ベクトル720の振幅を表す。例として、目標リファレンスベクトル710は、入力信号例えば、図6の605であることができ、出力ベクトルは、実質的に同じ瞬間に、プロセッサ例えば、図6の680によって受信される、対応するデジタルフィードバック信号例えば、図6の675であることができる。具体的には、図7Aは、出力ベクトル720が振幅誤差と位相誤差の両方を示すことを例示しているグラフ700を例示し、これら誤差は、電力増幅器における歪みによって引き起こされうる。ピークデジタル信号例えば、図6の697は、領域730を決定するために、プロセッサによって使用されることができ、それは、出力ベクトル720と目標リファレンスベクトル710との間の振幅における差を表す。図7Bは、位相誤差および振幅誤差についての所望の補償を決定するための典型的な分析におけるより後の段階でのプロセッサ内のベクトル710、720の状態を例示するグラフ300 ́である。例えば、プロセッサは、出力信号のピーク値に応答して、出力ベクトル720についての振幅補償を決定する機能を実行しうる。その後、位相補償値は、実数成分315と325との間の差335が最小値に達する際の最小値をもたらす位相補償値を決定することによって決定されうる。例えば、プロセッサは、振幅および位相が補正されて、実数成分315と325との間の差335が最小値に達するまで、出力ベクトル320に関する位相を変化させる機能を実行しうる。図7Cに示されるように、2つのベクトル710、720の振幅および位相の両方が存在する場合には、ベクトル710、720は実質的に同一である。プリディストーション動作の間、振幅および位相の補償値に関連する情報は、プロセッサ例えば、図6の680からDPDデバイス例えば、図6の610へ送信されることができ、DPDデバイス610は、それに応答して、入力信号605に対してAMAM補償612およびAMPM補償614を適用することができる。図8は、本発明の典型的な実施形態に従って、送信機システムのための典型的なサンプリングスキーム800を例示する。サンプリングスキーム800は、フィードバック経路のコンポーネントを使用可能にする制御トリガー信号の基礎basisとなりうる。例えば、プロセッサは、所望の予め定められたサンプルレートで、ある特定のイベントの発生において、他のサンプリングスキームで、あるいはこれらの任意の組み合わせで、フィードバック信号例えば、デジタルフィードバック信号、I-およびQ-信号、ピークデジタル信号等をサンプルするように構成されうる。図8によって例示されるように、プロセッサは、ある特定のイベントの発生においてフィードバック信号をサンプルしうる。例えば、プロセッサは、入力信号805を受信しうる。入力信号805が、目標振幅に達するとき即ち、時間tn、tn1、...tn7において、プロセッサは、例えば、制御トリガー信号を使用可能にすることを通じて、対応する瞬間についてのフィードバック信号と入力信号805との両方をサンプルするように構成されうる。言い換えれば、プロセッサは、このような既知のイベントが発生する時間のインスタンスおいて入力信号と出力信号を比較したときの振幅および位相の誤差に基づいて、振幅および位相の補償信号を生成することに集中するために、ある特定の既知のイベントにおいて入力信号805およびフィードバック経路を通じた出力信号をサンプルするために待つように構成されうる。他のイベントは、入力信号805が目標位相に達した場合例えば、45度の角度毎に、入力信号805が実軸と交差crossesするときなどを含みうる。別のサンプリングスキームは、所望のクロックレートに従ってサンプリングすることを含みうる。他のサンプリングスキームもまた、考えられうる。図9は、本開示の典型的な実施形態に従って、入力信号のプリディストーションのために、決定する振幅および位相の誤差補償信号を決定する典型的な方法のフロー図900を例示する。この方法は、増幅器を含む送信機システムのフォワード経路への入力信号を受信すること910を備える。この方法は、フィードバック経路の単一経路を通じて、増幅器からの出力信号の位相および振幅の情報を受信すること920をさらに備える。この方法は、出力信号および入力信号の位相および振幅の情報に基づく、増幅器の入力-出力inputoutput信号特性に基づいて、入力信号に関する位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号を生成すること930をさらに備える。この方法は、位相誤差補償信号および振幅誤差補償信号に応答して、入力信号をプリディストーションすること940をさらに備える。図10は、入力信号に対する適切な位相および振幅の補償を決定するためのプリディストーション制御機能を実行する典型的な方法のフロー図1000を例示する。この方法は、2つのベクトルの実数成分を決定すること1010を含む。2つのベクトルは、送信機システムの出力信号と入力信号であることができ、これら出力信号と入力信号は、複素波形である。出力信号は、送信機システムのフィードバック経路の単一経路から受信されうる位相および振幅の情報を含む。この方法は、これらベクトルの実数成分の間の距離値を最小化すること1020をさらに含む。距離値を最小化すること1020は、実数成分の間の最小値が決定される例えば、推定されるまで、出力ベクトルの位相を変更するalteringことを含みうる。この最小値を取得するために必要とされる位相補償は、送信機システムへの入力信号をプリディストーションするために、DPDデバイスに送信される位相補償値でありうる。この位相補償値から、振幅補償値がまた決定されて例えば、推定される、送信機システムへの入力信号をプリディストーションするためにDPDデバイスに送信されうる。図11A-Cは、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器、プリディストーションデバイス、および送信機システムについての、典型的な正規化された出力-入力応答のグラフを例示する。グラフの垂直軸は、正規化された出力電圧を示し、ここで、値1.0は、電力増幅器の目標の、または指定の最大瞬間出力電圧を示す。グラフの水平軸は、正規化された入力電圧を示し、ここで、値1.0は、電力増幅器の目標の、または指定の最大瞬間出力電圧に対応する入力電圧を示す。上方のグラフ図11Aは、電力増幅器106の平均出力電力が中程度なmoderateレベルに設定される典型的な応答である。中央のグラフ図11Bは、平均出力電力が比較的低いレベルに設定される典型的な応答である。下方のグラフ図11Cは、平均出力電力が比較的高いレベルに設定される典型的な応答である。これらの例において、グラフ上の実線は、例えば、図2、図4、図6の送信機システムについての目標の、または指定の正規化された出力-入力応答を示す。グラフが例示するように、目標応答は、上方および中央のグラフによって示されるように、主に線形応答になりうる。しかしながら、目標応答は、実質的に線形である必要がない例えば、図11Cことが理解されるべきである。例えば、クリッピングclippingが起こりうる。グラフの点線は、電力増幅器についての正規化された入力-出力信号応答を示す。グラフの破線は、プリディストーションデバイスの正規化された入力-出力信号応答を示す。これらのグラフが例示するように、所与の正規化された入力レベルについて、プリディストーションデバイスおよび電力増幅器の正規化された入力-出力応答は、目標応答を挟んで向き合うようにoppositesidesofthetargetresponse位置される。このように、電力増幅器の入力-出力応答と組み合わされたプリディストーションデバイスの入力-出力応答は、実質的に送信機システムについての入力-出力目標応答を生成するproduceであろう。図12は、本開示の別の典型的な実施形態に従って、電力増幅器の入力、出力、および目標出力についての、典型的な、電力に対するピーク対平均電力比peaktoaveragepowerratioversuspowerのグラフを例示する。垂直軸は、対応する信号について、dBでピーク対RMS比を表し、水平軸は、対応する信号について、dBmで平均出力電力レベルを表す。点線は、電力増幅器の補正された出力信号のピーク対平均電力比と平均出力電力との間の関係を表す。破線は、電力増幅器の入力信号のピーク対平均電力比と平均出力電力との間の関係を表す。また、実線は、電力増幅器の理想的な、または目標の出力信号についてのピーク対平均電力比と電力との間の関係を表す。グラフが例示するように、電力増幅器の補償された出力信号のピーク対平均電力比の値は、入力信号が飽和電力レベルに達するhitsまで、理想値を追跡tracksし、その後、17dBmよりも上の電力レベルでは徐々に低減する。これは、最大信号レベルを制限する電力増幅器の飽和特性によるものである。電力増幅器の圧縮効果compressioneffectsを補償するために、プリディストーションデバイスは、ピーク対平均電力比を増大させるために、入力信号をプリディストーションすることによって信号頂点拡張signalcrestenhancementを実行しうる。これは、電力増幅器への入力信号のピーク対RMS比における上昇によって、グラフにおいて破線から見ることができる。この補償の全体的な効果は、電力増幅器のピーク対平均電力比点線の実質的に平坦な応答によって例示されるように、送信機システムの動作範囲上で、実質的にピーク対平均比を一定に実質的に維持することであり、これは低い、および中程度の電力範囲上で目標と一致coincidentする。図13Aは、本発明の別の典型的な実施形態に従って、典型的な歪みのない、即ち、元の入力信号と、対応する歪んだ出力信号との時間領域グラフを例示する。垂直軸は、信号の振幅を表し、水平軸は、時間を表す。グラフが例示するように、破線で示される元の入力信号は、示されるように圧縮されたピークを有さないことがある。しかしながら、実線で示される出力信号は、その飽和領域の近くで動作された場合の電力増幅器の非線形特性により、圧縮されたピークを有しうる。図13Bは、本発明の別の典型的な実施形態に従って、典型的なプリディストーションされた入力信号と出力信号の時間領域グラフを例示する。この場合もまた、垂直軸は、信号の振幅を表し、水平軸は、時間を表す。グラフが例示するように、実線で示される入力信号は、示されるようにそのピークを拡張するために、プリディストーションデバイスによってプリディストーションされている。この結果、破線で示される出力信号は、もはや圧縮されたピークを有さない。したがって、ここに説明された増幅器モデリングamplifiermodelingおよびプリディストーション技術は、本グラフで示される一つのような目標出力信号を得るために使用されうる。一般に、増幅器モデルを開発して、この増幅器モデルに基づいて入力信号をプリディストーションする目的で、電力増幅器出力の情報を提供するレートに関しては、それは、前述した典型的な実施形態に従って、任意のレートで行われることができる。例えば、レートは、RF出力信号の変調レートであることができ、これは、200GHzまでもの高さになりうる。代替的に、レートは、例えば、変調帯域幅でのエンベロープenvelopeレートでありうる。代替的に、レートは、電力制御レートであることができ、これは、変調レートおよびスケジューラに依存することができる。代替的に、レートは、温度、電源電圧Vcc、および信号の周波数などの、動作環境パラメータにおける変化に基づきうるモデル発展modelevolutionレートであることができる。モデル発展レートは、必要に応じて更新されることができ、電力制御レートと同じ速さ、あるいはより速くなりうる。上述された典型的な送信機システムの要素および動作は、デジタル領域、アナログ領域、またはデジタル領域とアナログ領域の組み合わせでインプリメントされることができ、信号に対するアナログまたはデジタルであるとの特定の参照は、それについての限定ではなく、例であると考慮されるように意図されることが理解されるべきである。このシステムは、上述されたような、その意図された機能を実行するために、専用ハードウェア、プログラマブルハードウェア、1つまたは複数のソフトウェアモジュールの制御下で動作するプロセッサ、またはそれらの任意の組み合わせをさらに使用しうる。当業者は、情報および信号が、さまざまな異なる技術および技法のうちの何れかを使用して表されうることを理解するであろう。例えば、上記説明の全体にわたって参照されうるデータ、命令、コマンド、情報、信号、ビット、シンボル、およびチップは、電圧、電流、電磁波、磁場または磁性粒子、光場または光粒子、あるいはこれらの任意の組み合わせによって表されうる。当業者は、ここに開示された実施形態に関連して説明されたさまざまな例示的な論理ブロック、モジュール、回路、およびアルゴリズムステップが、電子ハードウェア、コンピュータソフトウェア、あるいは両方の組み合わせとしてインプリメントされうることをさらに理解するであろう。ハードウェアおよびソフトウェアのこの互換性を明確に例示するために、さまざまな例示的なコンポーネント、ブロック、モジュール、回路、およびステップが、一般的にそれらの機能の観点から、上記に説明された。このような機能が、ハードウェアとしてインプリメントされるか、あるいはソフトウェアとしてインプリメントされるかは、特定のアプリケーションおよびシステム全体に課せられる設計制約に依存する。当業者は、各特定のアプリケーションに関して、多様な方法で、説明された機能をインプリメントすることができるが、このようなインプリメンテーションの決定は、本発明の典型的な実施形態の範囲から逸脱を引き起こしていると解釈されるべきでない。ここに開示された実施形態に関連して説明されたさまざまな例示的な、論理ブロック、モジュール、および回路は、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサDSP、特定用途向け集積回路ASIC、フィールドプグラマブルゲートアレイFPGAまたは他のプログラマブル論理デバイス、ディスクリートゲートまたはトランジスタロジック、ディスクリートハードウェアコンポーネント、あるいはここに説明された機能を実行するように設計されたこれらの任意の組み合わせで、インプリメントまたは実行されうる。汎用プロセッサは、マイクロプロセッサでありうるが、代わりに、このプロセッサは、任意の従来のプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、またはステートマシンstatemachineでありうる。プロセッサはまた、例えば、DSPとマイクロプロセッサの組み合わせ、複数のマイクロプロセッサ、DSPコアと連携した1つまたは複数のマイクロプロセッサ、あるいはその他任意のこのような構成である計算デバイスの組み合わせとしてインプリメントされうる。ここで開示された実施形態に関連して説明された方法またはアルゴリズムのステップは、直接ハードウェアにおいて、プロセッサによって実行されるソフトウェアモジュールにおいて、あるいは2つの組み合わせにおいて、具現化embodiedされうる。ソフトウェアモジュールは、ランダムアクセスメモリRAM、フラッシュメモリ、読み出し専用メモリROM、電気的プログラマブルROMEPROM、電気的消去可能プログラマブルROMEEPROM、レジスタ、ハードディスク、リムーバルディスク、CD-ROM、あるいは当該技術分野において周知であるその他任意の形状の記憶媒体において存在しうる。典型的な記憶媒体は、プロセッサがこの記憶媒体から情報を読み取り、またこの記憶媒体に情報を書き込むことができるように、プロセッサに結合される。代替において、記憶媒体は、プロセッサと一体化されうる。プロセッサおよび記憶媒体は、ASIC内に存在しうる。ASICは、ユーザ端末内に存在しうる。代替において、プロセッサおよび記憶媒体は、ユーザ端末内のディスクリートコンポーネントとして存在しうる。1つまたは複数の典型的な実施形態では、説明された機能は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェア、あるいはこれらの任意の組み合わせでインプリメントされうる。ソフトウェアでインプリメントされる場合、これらの機能は、コンピュータ読取可能媒体上で、1つまたは複数の命令またはコードとして送信または記憶されうる。コンピュータ読取可能媒体は、1つの場所から別の場所へのコンピュータプログラムの転送を容易にする任意の媒体を含む通信媒体と、コンピュータ記憶媒体との両方を含む。記憶媒体は、コンピュータによってアクセスされうる任意の利用可能な媒体でありうる。限定ではなく例として、このようなコンピュータ読取可能媒体は、RAM、ROM、EEPROM、CD-ROMまたは他の光ディスク記憶装置、磁気ディスク記憶装置または他の磁気記憶デバイス、あるいは、データ構造または命令の形式で所望のプログラムコードを記憶または搬送するために使用可能であり、かつコンピュータによってアクセスされうるその他任意の媒体を備えうる。また、任意の接続は、コンピュータ可読媒体と厳密には称されうる。例えば、ソフトウェアが、同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、デジタル加入者回線DSL、または赤外線、電波、およびマイクロ波のような無線技術を使用して、ウェブサイト、サーバ、または他の遠隔ソースから送信される場合には、この同軸ケーブル、光ファイバーケーブル、ツイストペア、DSL、または赤外線、電波、およびマイクロ波のような無線技術は、媒体の定義に含まれる。ここで使用される場合、ディスクdiskおよびディスクdiscは、コンパクトディスクCD、レーザーディスク登録商標、光ディスク、デジタル多目的ディスクDVD、フロッピー登録商標ディスク、およびブルーレイ登録商標ディスクを含み、ここでディスクdisksは、通常磁気的にデータを再生し、一方ディスクdiscsは、レーザーを用いて光学的にデータを再生する。上記の組み合わせもまた、コンピュータ読取可能媒体の範囲内に含まれるべきである。開示された典型的な実施形態の上記説明は、いかなる当業者であっても、本発明の製造または使用を可能にするように提供される。これら典型的な実施形態への様々な修正は、当業者にとって容易に明らかであり、ここに定義された一般的な原理は、本発明の精神または範囲から逸脱することなく、他の実施形態にも適用されうる。したがって、本発明は、ここに示された実施形態に限定されるようには意図されず、ここに開示される原理および新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えられることとなる。