交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータと、前記インバータが前記ブラシレスDCモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしているモータ駆動装置。交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータと、前記インバータが前記ブラシレスDCモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に母線電圧が所定電圧に上昇するまでに、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンするとしたモータ駆動装置。通電が終了した相のアームと反対側のアームでオンしているスイッチング素子のオンが継続する期間は、少なくとも通電が終了した相に流れる電流が所定値以下になるまでとする請求項1または2に記載のモータ駆動装置。通電が終了した相のアームと反対側のアームでオンしているスイッチング素子のオンが継続する期間は、通電相が次に切り換わるまでとする請求項1または2に記載のモータ駆動装置。前記ブラシレスDCモータの回転子は、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成され、さらに、突極性を有する請求項1~4のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。前記ブラシレスDCモータは圧縮機を駆動する1~5のいずれか1項に記載のモータ駆動装置。前記圧縮機はレシプロ圧縮機である請求項6に記載のモータ駆動装置。前記圧縮機で使用される冷媒はR600aである請求項7に記載のモータ駆動装置。請求項1~5のいずれか1項に記載のモータ駆動装置により駆動されるブラシレスDCモータを備えた電気機器。しかしながら上記第二の従来の構成は、通電相切換時に母線電圧が急激に上昇し、ブラシレスDCモータの滑らかな駆動に影響を及ぼしていた。また、高速駆動や高負荷駆動など電流が大きな状態では最悪の場合には回路が過電圧で破壊するなどの課題を有していた。具体例を図9、図10、図11を用いて説明する。図10は第二の従来のモータ駆動装置の駆動信号と電流波形の関係を示し、図11は第二の従来のモータ駆動装置の電流経路を示す。図9のインバータ303cと303dにつながる相をV相として説明する。図10において、1~5は通電相が同一で、303aがスイッチングを行い、303dが100通電となっている。図10の1、3は同じスイッチングパターンとなり、電流経路は図11に示すaの経路を通っている。図10の2、4は同じスイッチングパターンとなり、電流経路は図11のbとなる。図10の5では、下アームにあるスイッチング素子303dをオンからオフに切換え、スイッチング素子303fをオフからオンに切り換えた際に、上アームの通電相に電流を供給しているスイッチング素子303aがオフしているため、モータへの還流電流となる経路が存在せず、図11のcに示す経路を通り平滑コンデンサ302eに電流が流れ込む。このとき、平滑コンデンサ302eが小容量であるため、母線電圧が急激に上昇する。本発明は上記従来の課題を解決するもので、小容量平滑コンデンサによる駆動であっても、母線電圧が急激に上昇することなく、より安定した滑らかな駆動を可能にする安価で小型なモータ駆動装置を提供する。本発明のモータ駆動装置は、交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータと、前記インバータが前記ブラシレスDCモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしている状態にする。かかる構成によれば、ブラシレスDCモータの通電相を切り換えても、オフした通電相に流れる電流がブラシレスDCモータに戻る経路が常に存在することにより、小容量平滑コンデンサに戻る電流経路がなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制する。本発明のモータ駆動装置は、通電相切換時に母線電圧の急激な上昇を抑えより安定した滑らかなモータ駆動を実現できる安価で小型なモータ駆動装置を提供できる。第1の発明は交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータと、前記インバータが前記ブラシレスDCモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンしているとしたことにより、ブラシレスDCモータの通電相を切り換えても、オフした通電相にたまったエネルギーがブラシレスDCモータに戻る経路が常に存在することにより、小容量平滑コンデンサにエネルギーが戻ることがなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制し、前記ブラシレスDCモータの安定した滑らかな駆動が可能な小型で安価なモータ駆動装置を提供できる。第2の発明は、交流電源と、前記交流電源から入力された交流を直流に整流する整流回路と、前記交流電源の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定したコンデンサとリアクタで構成され前記整流回路からの出力を平滑する平滑部と、スイッチング素子と還流電流用ダイオードで構成され前記平滑部より得られる直流を交流に変換するインバータと、前記インバータから得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータと、前記インバータが前記ブラシレスDCモータに供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を前記インバータに出力するドライブ部を有し、前記ドライブ部が通電相を切り換えた際に母線電圧が所定電圧に上昇するまでに、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンするとすることで、母線電圧が上昇して問題となる過電圧や駆動のがたつきなどの影響が起こらない電圧上昇値に抑えることとなり、安定したモータ駆動装置を提供できる。第3の発明は、特に第1または第2の発明の前記ドライブ部が通電相を切り換えた直後に通電が終了した相と反対側のアームの通電相の前記スイッチング素子をオンする期間を少なくとも通電が終了した相に流れる電流が所定値以下になるまでとしたことにより、母線電圧が上昇して問題とならない電流値以下のみコンデンサに流れ込むようにでき、より安定した駆動が可能となる。第4の発明は、特に第1または第2の発明の前記ドライブ部が通電相を切り換えた直後に通電が終了した相と反対側のアームの通電相の前記スイッチング素子をオンする期間を通電相が次に切り換わるまでとしたことにより、通電パターンの設定が容易となり、駆動するためのソフトウェアやシステムが簡素化されるため、メンテナンス性と品質を向上することが可能となる。第5の発明は、特に第1~4のいずれか1つの発明の前記ブラシレスDCモータの回転子を、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成し、さらに、突極性を有するとしたことにより、ブラシレスDCモータの駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、母線電圧が落ち込んだ際に進角を大きくとることで出力トルクの低減を緩和でき、より安定した駆動が可能となる。第6の発明は、特に第1~5のいずれか1つの発明のブラシレスDCモータを圧縮機を駆動させる動力とするものである。前記圧縮機の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無く、前記圧縮機はイナーシャが比較的大きい負荷であるため、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷である。従って、母線電圧低下時であっても速度変動が少なく、より安定した駆動が可能となる。第7の発明は、特に第6の発明の前記圧縮機をレシプロ圧縮機としたことより、往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、よりイナーシャが大きくなり、電圧低下時により安定して動作させることができる。第8の発明は、特に、第7の発明の前記圧縮機で使用される冷媒をR600aとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積とイナーシャを大きくすることとなり、さらに印加トルクの変動に影響されにくい安定した駆動が可能となる。第9の発明は、特に、第1~5のいずれかの発明のモータ駆動装置を用いた電気機器である。これにより、電気機器として冷蔵庫に用いた場合は、前記モータ駆動装置が小型化できるため一定速駆動を行っている冷蔵庫の少ないスペースに収めることができ、速度変更が可能なより効率の良い冷蔵庫を安価に提供することができる。また、電気機器として送風機に用いた場合は、送風機はイナーシャが非常に大きいため、持ち運びが容易な小型送風機を実現することが可能となる。実施の形態1図1は、本発明の実施の形態1におけるモータ駆動装置のブロック図である。図1において、交流電源1は一般的な商用電源で、日本においては実効値100Vの50または60Hzの電源である。モータ駆動装置22は、交流電源1に接続され、ブラシレスDCモータ4を駆動する。以下、モータ駆動装置22について説明する。整流平滑回路2は、交流電源1を入力として交流電力を直流電力に整流平滑するものであり、ブリッジ接続された4個の整流ダイオード2a~2dと、平滑コンデンサ2eと、リアクタ2fとから構成される。整流平滑回路2からの出力はインバータ3に入力される。また、平滑コンデンサ2eとリアクタ2fは、共振周波数が交流電源周波数の40倍より高い周波数になるように設定され平滑部2gを構成する。これによって、共振周波数による電流は電源高調波規制の範囲外となり、高調波電流を低減することができる。また、平滑コンデンサ2eをこのような値とすることで、母線電圧は大きなリプル成分を含み、交流電源1から平滑コンデンサ2eに流れる電流も交流電源1の周波数成分に近い電流となるため高調波電流を低減することができる。なお、リアクタ2fは、交流電源1と平滑コンデンサ2eの間に挿入するため、整流ダイオード2a~2dの戦後どちらでも構わない。更にリアクタ2fは、高周波除去手段を構成するコモンモードフィルタを回路に設けた場合、高周波除去手段のリアクタンス成分との合成成分を考慮する。インバータ3は、整流平滑回路2からの電圧に交流電源1の電源周期の2倍周期で大きなリプル成分を含んだ直流電力を交流電力に変換する。インバータ3は、6個のスイッチング素子3a~3fを3相ブリッジ接続して構成される。また、6個の還流電流用ダイオード3g~3lは、各スイッチング素子3a~3fに、逆方向に接続される。ブラシレスDCモータ4は、永久磁石を有する回転子4aと、3相巻線を有する固定子4bとから構成される。ブラシレスDCモータ4は、インバータ3により作られた3相交流電流が固定子4bの3相巻線に流れることにより、回転子4aを回転させる。位置検出部5は、本実施の形態においてはブラシレスDCモータ4の端子電圧を取得する。つまり、ブラシレスDCモータ4の回転子4aの磁極相対位置を検出する。具体的には、位置検出部5は、固定子4bの3相巻線に発生する誘起電圧に基づいて、回転子4aの相対的な回転位置を検出している。なお、別な位置検出方法としては、モータ電流相電流または母線電流の検出結果に対してベクトル演算を行って磁極位置の推定を行う方法が挙げられる。電圧検出部6は直流母線間の電圧である平滑コンデンサ2eの両端電圧を検出する。速度推定部7は位置検出部5で検出した位置の変化の速度からブラシレスDCモータの駆動速度を推定する。ただし、電圧検出部6で検出した電圧が閾値以下のときは速度推定を停止し、母線電圧が再び閾値以上となったのちに位置検出部5が行う最初の位置検出後から速度推定を再開する。速度推定を停止する閾値とは、位置検出部5での位置検出が不安定となる母線電圧の値であり、システムによって予め決定しておく。切換部8では位置検出部5の位置情報は母線電圧が所定電圧以下になると不安定となるため、電圧検出部6で検出した母線電圧の検出値が閾値以下となった場合、位置検出部5の位置情報ではなく、位置推定部9の位置情報を選択し出力する。電圧検出部6で検出した電圧値が閾値以上となった場合は再び位置検出部5の位置情報を選択し出力する。位置推定部9では切換部8から出力される位置情報と速度推定部7で推定した速度からブラシレスDCモータ4の回転子4aの位置を推定し出力する。例えば、制御周期100μ秒であった場合、切換部8からの位置が電気角で60degで、速度推定部7で推定した速度が50r/sであった場合、ブラシレスDCモータ4は本実施の形態では4極としており、電流周波数は速度の2倍の100Hzとなるので、60degに100Hzが100μ秒の間に進む位相を加算したもの、すなわち63.6degという位置情報を出力する。スイッチングアーム決定部10では切換部8より出力される位置情報を元にスイッチング素子3a、3c、3eの上アームか、スイッチング素子3b、3d、3fの下アームのどちらをスイッチングさせPWM出力を行うかを決定する。これらは予め位置情報に対するテーブルで持たせておくことで簡単に実現ができる。本実施の形態ではPWM出力を行う側のアームの変更は通電相の切り換えと同時に行うよう決定を行う。PWM出力とオン出力を上下のアームがそれぞれ継続する期間はブラシレスDCモータの位相角にして60degとしている。位置検出を誘起電圧による0クロスをベースに行っている場合、駆動可能な範囲では60degの間に出力停止した通電相の電流値は0となる。つまり、少なくとも0という所定電流値以下になるまでオン出力を継続していることとなる。波形生成部11は切換部8からの位置情報から通電する相を決定し、スイッチングアーム決定部10で決定された側のアームをPWM制御するよう信号を出力する。また、PWMデューティ幅は速度推定部7と波形生成部11で管理している目標速度の差分から決定する。本実施の形態においては波形生成部11で目標速度を管理するとしたが、外部から目標速度を入力しても全く問題ない。また、波形生成部11では電圧検出部6が検出した母線電圧を利用し電圧の落ち込み時には進角が大きくなるよう制御を行っている。ドライブ部12は、波形生成部11から出力された波形信号に基づき、インバータ3がブラシレスDCモータ4の3相巻線に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号を出力する。具体的にはドライブ信号は、インバータ3のスイッチング素子3a~3fをオンまたはオフ以下、オン/オフと記すする。これにより、固定子4bに最適な交流電力が印加され、回転子4aが回転し、ブラシレスDCモータ4が駆動される。次に、本実施の形態におけるモータ駆動装置22を用いた電気機器について説明する。電気機器の一例として、冷蔵庫21について説明する。冷蔵庫21には圧縮機17が搭載されているが、ブラシレスDCモータ4の回転子4aの回転運動は、クランクシャフト図示せずにより、往復運動に変換される。クランクシャフトに接続されたピストン図示せずは、シリンダ図示せず内を往復運動することにより、シリンダ内の冷媒を圧縮する。つまり、ブラシレスDCモータ4と、クランクシャフト、ピストン、シリンダにより、圧縮機17が構成される。圧縮機17の圧縮方式機構方式は、ロータリー型やスクロール型など、任意の方式が用いられる。本実施の形態においては、レシプロ型の場合について説明する。レシプロ型の圧縮機17はイナーシャが大きい。このため、母線電圧が落ち込みトルクが低下する時であっても、速度変動が小さいため、圧縮機17の駆動が安定する。圧縮機17に用いる冷媒は、一般にR134a等であるが、本実施の形態においては、冷媒はR600aを用いる。R600aは、R134aと比較して地球温暖化係数は小さいが、冷凍能力が低い。本実施の形態においては、圧縮機17はレシプロ型圧縮機で構成するとともに、冷凍能力を確保するために、気筒容積を大きくしている。気筒容積の大きい圧縮機17は、イナーシャが大きいため、母線電圧が落ち込んだ場合であっても、イナーシャによってブラシレスDCモータ4が回転する。これにより、回転速度の変動が少なくなり、より安定した同期駆動が可能となる。圧縮機17で圧縮された冷媒は、凝縮器18、減圧器19、蒸発器20を順に通って、再び圧縮機17に戻るような冷凍サイクルを構成する。この時、凝縮器18では放熱を、蒸発器20では吸熱を行うので、冷却や加熱を行うことができる。この冷凍サイクルを搭載して冷蔵庫21が構成される。ここで、別な電気機器の例としては、送風機があり、ブラシレスDCモータ4が駆動する送風機のファンを備えたものがある。以上のように構成されたモータ駆動装置22について、その動作を説明する。まず、駆動信号とPWM出力する相の決定に関して説明する。図2は電気角1周期の本実施の形態におけるインバータ3の駆動信号波形を示すタイミング図である。図2において、それぞれの波形はスイッチング素子3a、3c、3e、3b、3d、3fをオン/オフするためのドライブ信号で、スイッチング素子3a~3fは駆動信号がハイのときにスイッチング素子をオンさせるアクティブハイの素子である。スイッチングアーム決定部10では図2に示すように、30degを基準に60degごとにPWM出力する側のアームを切り換えるように予めテーブルを持っている。上アームがPWM出力する位相は30~90deg、150~210deg、270~330degとなり、それ以外の位相では下アームがPWM出力を行う。PWM出力を行っていない側のアームはその間オン出力となるよう設定している。どの相に通電するかは波形生成部11で行っており、本実施の形態では120deg矩形波で行っているため、上側アームのスイッチング素子3a、3c、3eをそれぞれ120degずつずらして通電している。下側アームも同様に120degずつずらして、スイッチング素子3b、3d、3fを通電している。スイッチング素子3aと3b、3cと3d、3eと3fはそれぞれお互いの通電期間の間に60degずつのオフ期間が存在する。通電相がPWM出力するかオン出力となるかはスイッチングアーム決定部10の決定に従っており、通伝相の切り換えと上下どちら側のアームをPWM出力するかの切り換えは同時に行われるよう設定している。なお、本実施の形態では120deg通電で説明しているが、150degなど広角での駆動も可能で120degでの制御同様オフした通電相と反対側のアームをオン状態にするだけで容易に実現が可能である。広角にすることで電流ピークが下がることと、電流のコギング成分が低減されるため、駆動速度と極数の積によって現れる周波数成分の電源高調波が緩和される。次に、ブラシレスDCモータの通電相が切り換わる際の駆動信号波形と電流の流れについて説明する。図3は通電相が切り換わるタイミングを拡大した本実施の形態における駆動信号と電流波形の関係を示す図である。図4は本実施の形態における電流経路を示す図である。図3におけるV相電流とはスイッチング素子3cと3dにつながる固定子4bの巻き線に流れる電流で、母線電流とは平滑コンデンサ2eからインバータ3に流れる電流を示している。図3の4から5に通電パターンが切り換わるときの位相は図2の90degとなっている。図3の1と3は同じ電流経路を通り、図4のaに示すように平滑コンデンサ2eからインバータ3のスイッチング素子3aと3jを通り再び平滑コンデンサ2eに戻る電流経路を通る。また、図3の2と4は同じ電流経路を通り、図4のbに示すように、平滑コンデンサ2eからの電流経路は無く、スイッチング素子3aを流れていた電流は還流電流用ダイオード3hを通り、還流電流となる。この状態で、図3の4から5に移り、通電相が切り換わると、図4cに示す電流経路となる。位相が90degであるので、通電相が切り換わると同時に、PWM出力する相は上アームから下アームに切り換わる。これによって、スイッチング素子3aはオン出力になり、スイッチング素子3fはPWM出力を開始する。つまり通電相の切り換えと同時に、出力を停止した通電相下アームと反対側のアーム上アームの通電相をオン出力したこととなる。出力を停止した通電相側のアーム下アームで次に出力を開始する通電相はPWM出力となり、PWM出力による制御は継続して可能となる。ただし、図3の5の区間ではPWMがオフタイミングであるため即座にオンとはならない。このように、下アームであるスイッチング素子3dの出力が停止したと同時に、スイッチング素子3aをオン出力としているので、V相電流は還流電流用ダイオード3iを通ったあとスイッチング素子3aを通りブラシレスDCモータ4へと電流が流れるループが形成される。スイッチング素子3aはオンは60degの間保たれるので、V相電流が0になるまでスイッチング素子3aはオンを継続することとなり、平滑コンデンサ2eへの電流経路は発生せず、母線電圧が上昇することは無い。図3の6の区間でもV相電流は流れているが、スイッチング素子3aがオンしているため、図3の5の区間と同様に、V相電流が平滑コンデンサ2eに戻る経路は発生しない。このときスイッチング素子3fが通電相切り換え後初めてオンするため、図4のdの電流が流れ始め母線電流が流れ始める。図3の7の区間ではV相電流が0となったため、図4のdの電流経路のみとなる。図3の8の区間では、図4のeに示すような従来同様のPWMオフときの電流経路となり、平滑コンデンサ2eへの経路は同様に発生せず母線電圧の上昇は起こらない。通電相を切り換えた際の従来の母線電圧波形を図5aに本実施の形態の通電相を切り換えた際の母線電圧波形を図5bに示す。従来の方式では平滑コンデンサ2eにエネルギーがチャージされる経路が存在するため、図5aのアに示すように母線電圧が急激に上昇している。一方、本実施の形態の図5bの母線電圧波形では母線電圧の上昇が発生しておらず安定した滑らかな駆動が可能となる。次に、本実施の形態のブラシレスDCモータ4の構造について説明する。図6は、本実施の形態におけるブラシレスDCモータ4の回転子の、回転軸に対して垂直断面を示した断面図である。回転子4aは、鉄心4gと4枚のマグネット4c~4fとから構成される。鉄心4gは、0.35~0.5mm程度の薄い珪素鋼板を打ち抜いたものを積み重ねて構成される。マグネット4c~4fは、円弧形状のフェライト系永久磁石がよく用いられ、図示したように、円弧形状の凹部が外方を向くように、中心対称に配置される。一方、マグネット4c~4fとして、ネオジウムなどの希土類の永久磁石を用いる場合は、平板形状の場合もある。このような構造の回転子4aにおいて、回転子4aの中心から、1つのマグネット例えば4fの中央に向かう軸をd軸とし、回転子4aの中心から、1つのマグネット例えば4fとこれに隣接するマグネット例えば4cとの間に向かう軸をq軸とする。d軸方向のインダクタンスLdとq軸方向のインダクタンスLqは逆突極性を有し、異なるものとなる。つまりこれは、モータとしては、マグネットの磁束によるトルクマグネットトルク以外に、逆突極性を利用したトルクリラクタンストルクを有効に使える。したがって、モータとして、よりトルクが有効的に利用できる。この結果、本実施の形態としては、高効率なモータが得られる。また、平滑コンデンサ2eの容量を低減し、母線電圧に脈動が発生するため、母線電圧が落ち込んだ区間では出力トルクが減少する。しかしながら、電圧検出部6が検出する母線電圧の落ち込みにあわせて進角量を増加させるよう波形生成部11で制御を行い、出力トルクの減少を抑制することが可能となり、安定した駆動が可能なる。また、本実施の形態のブラシレスDCモータ4は、鉄心4gに永久磁石4c~4fを埋め込んでなる回転子4aを有し、かつ突極性を有する。また、永久磁石のマグネットトルクの他に、突極性によるリラクタンストルクを用いている。このことにより、低速時の効率向上はもちろん、高速駆動性能をさらに上げることになる。また、永久磁石にネオジウムなどの希土類磁石を採用してマグネットトルクの割合を多くしたり、インダクタンスLd、Lqの差を大きくしてリラクタンストルクの割合を多くしたりすると、最適な通電角を変えることにより効率を上げることができる。次に、本実施の形態のモータ駆動装置22を冷蔵庫21や空気調和機に用いて、圧縮機17を駆動した場合について説明する。従来のモータ駆動装置では平滑コンデンサやリアクタが大きくなりシステムに組み込むには大きなスペースが必要であった。しかしながら、本実施の形態では平滑コンデンサを400μF程度必要であったものを数μFに低減することが可能となり、体積にして1/3以下に低減できる。また、冷蔵庫21のような低負荷での駆動であれば、リアクタも数ミリHあったものをフィルタのインダクタンス成分で賄うことが可能となり、大幅なサイズダウンと低コスト化が可能となる。一定速でのみ駆動するコンプレッサ制御のシステムにおいて、従来の可変速度駆動が可能なモータ駆動装置ではスペースが狭く容易に組み込むことができなかった。しかしながら、本実施の形態では非常に小型化できるため、設置スペースの制約が緩和され、可変速度駆動が可能なモータ駆動装置を、一定速でのみ駆動するコンプレッサシステムに組み込むことが容易となる。速度可変となれば、冷蔵庫のシステム効率を向上させることができ、より省エネルギーな冷蔵庫を提供することができる。以上ように、本実施の形態においては、交流電源1と、交流電源1から入力された交流を直流に整流する整流回路2a~2dと、交流電源1の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ2eとリアクタ2fで構成され整流回路2a~2dからの出力を平滑する平滑部2gと、スイッチング素子3a~3fと還流電流用ダイオード3g~3lから構成され平滑部2gより得られる直流を交流に変換するインバータ3と、インバータ3から得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータ4と、インバータ3がブラシレスDCモータ4に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号をインバータ3に出力するドライブ部12を有し、ドライブ部12が通電相を切り換えた直後に通電が終了した相と反対側のアームの通電相のスイッチング素子がオンしているとしたことにより、ブラシレスDCモータ4の通電相を切り換えても、オフした通電相にたまったエネルギーがブラシレスDCモータ4に戻る経路が常に存在し、小容量の平滑コンデンサ2eにエネルギーが戻ることがなくなり、母線電圧の急激な上昇を抑制することとなるので、ブラシレスDCモータ4の安定した滑らかな駆動が可能な小型で安価なモータ駆動装置を提供できる。また、交流電源1の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ2eとリアクタ2fで構成したことにより、共振により流れる電流が高調波電源規制の範囲外であるため、高調波電流を低減できる。また、交流電源1の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ2eとリアクタ2fで構成したことにより、小容量の平滑コンデンサとなり突入電流ピークが下がるため、高調波電流が低減できる。なお、本実施の形態の交流電源1と、交流電源1から入力された交流を直流に整流する整流回路2a~2dと、交流電源1の周波数の40倍より高い共振周波数となるよう値を決定した平滑コンデンサ2eとリアクタ2fで構成され整流回路2a~2dからの出力を平滑する平滑部2gと、スイッチング素子3a~3fと還流電流用ダイオード3g~3lから構成され平滑部2gより得られる直流を交流に変換するインバータ3と、インバータ3から得られる交流を入力とし負荷を駆動するブラシレスDCモータ4と、インバータ3がブラシレスDCモータ4に供給する電力の供給タイミングを指示するドライブ信号をインバータ3に出力するドライブ部12を有し、ドライブ部12が通電相を切り換えた際に母線電圧が所定電圧に上昇するまでに、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子がオンするとすることで、母線電圧が上昇して問題となる過電圧や駆動のがたつきなどの影響が起こらない電圧上昇値に抑えることができ、安定したモータ駆動装置を提供できる。また、本実施の形態ではドライブ部12が通電相を切り換えた際に、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子をオンする期間を少なくとも通電が終了した相に流れる電流が所定値以下になるまでとしたことにより、母線電圧が上昇して問題とならない電流値以下のみ平滑コンデンサ2eに流れ込むこととなり、より安定した駆動が可能となる。また、本実施の形態ではドライブ部12が通電相を切り換えた際に、通電が終了した相のアームと反対側のアームのスイッチング素子をオンする期間を通電相が次に切り換わるまでとしたことにより、通電パターンの設定が容易となり、駆動するためのソフトウェアやシステムが簡素化されるため、メンテナンス性と品質を向上することができる。また、本実施の形態ではブラシレスDCモータ4の回転子4aを、鉄心に永久磁石を埋め込んで構成し、さらに、突極性を有するとしたことにより、ブラシレスDCモータ4の駆動において、永久磁石によるマグネットトルクとともに、突極性によるリラクタンストルクも有効に利用できるようになるため、波形生成部11が母線電圧が落ち込むほど進角を大きくとり出力トルクの低減を緩和することにより、より安定した駆動が可能となる。また、本実施の形態ではブラシレスDCモータ4を圧縮機17を駆動させる動力とするものである。圧縮機17の駆動制御では工業用サーボモータ制御等の様に、高精度な回転数制御や加速制御などは必要無く、圧縮機17はイナーシャが比較的大きい負荷であるため、短い時間での速度の変動は非常に少ない負荷である。従って、母線電圧低下時であっても速度変動が少なく、より安定した駆動が可能となる。また、本実施の形態では圧縮機17をレシプロ圧縮機としたことより、往復運動を行うレシプロタイプは、構造上回転子には、金属性で重量の大きいクランクシャフトやピストンが接続されているため、イナーシャが非常に大きく、よりイナーシャが大きくなり、電圧低下時により安定して動作させることができる。また、本実施の形態では圧縮機17で使用される冷媒をR600aとしたことにより、冷凍能力を得るために気筒容積とイナーシャを大きくすることとなり、さらに印加トルクの変動に影響されにくい安定した駆動が可能となる。また、本実施の形態のモータ駆動装置を用いた電気機器として冷蔵庫21に用いた場合は、モータ駆動装置が小型化できるため一定速駆動を行っている冷蔵庫の少ないスペースに収めることができ、より効率の良い冷蔵庫21を安価に提供することができる。また電気機器として送風機に用いた場合は、送風機はイナーシャが非常に大きいため、安定した駆動が可能で、持ち運びが容易な小型送風機を実現することが可能となる。