"既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得るスペクトル推定手段と、前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する換算手段とを備えたことを特徴とする到来時点識別装置。請求項1に記載の到来時点識別装置において、前記伝達関数を前記既知の数に適した関数に維持する制御手段を備えたことを特徴とする到来時点識別装置。請求項1または請求項2に記載の到来時点識別装置において、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号の周波数スペクトルを周波数領域で逆拡散し、前記時間信号の周波数スペクトルを得る逆拡散手段を備えたことを特徴とする到来時点識別装置。ところで、図5に示す従来例では、例えば、マルチパス、干渉、妨害等に起因して振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が受信波に重畳された場合には、その雑音のパルス幅や電力が極めて小さい場合であっても、図6に示すように、既述の相関の結果が閾値を超える時点に誤りや誤差が生じる。したがって、従来例では、GPS衛星から真に到来した受信波ではない信号、あるいは反射、屈折、回折等が生じる好ましくない伝搬路を介して到来した信号に基づいて測位演算が行われ、その測位演算の信頼性や精度が著しく低下する可能性が高かった。しかし、このような測位演算の信頼性や精度の低下については、特に、携帯電話等の小型の端末に内蔵されるGPS受信機では、ビル等の建造物のおくまった部位における測位の可能性や実用性例えば、端末のユーザによる警察署や消防署への迅速かつ的確な緊急通報が阻まれる大きな要因であるため、根本的な解消が強く要望されていた。本発明は、マルチパス、干渉、妨害等に起因するSN比の著しい低下を伴い、あるいはレベルが過度に低い時間信号であっても、振幅が極大となる時点を精度よく安定に識別できる到来時点識別装置を提供することを目的とする。請求項1に記載の発明では、スペクトル推定手段は、既知の数の周波数で共振する共振回路のモデルに、時間軸上における前記既知の数の時点で振幅が極大となる時間信号の周波数スペクトルをあてはめることにより、前記共振回路の伝達関数の係数を得る。換算手段は、前記係数に含まれる前記既知の数の周波数を前記既知の数の時点に換算する。すなわち、上記時間信号は、マルチパス、干渉、妨害等に起因して振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が重畳された場合であっても、振幅が極大となる既知の数の時点が安定に精度よく求められる。請求項2に記載の発明では、請求項1に記載の到来時点識別装置において、制御手段は、前記伝達関数を前記既知の数に適した関数に維持する。すなわち、時間信号の振幅が極大となる時点は、その時点の数が変化しても既知であるならば、安定に精度よく求められる。請求項3に記載の発明では、請求項1または請求項2に記載の到来時点識別装置において、逆拡散手段は、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号の周波数スペクトルを周波数領域で逆拡散し、前記時間信号の周波数スペクトルを得る。すなわち、スペクトル拡散処理に基づいて生成された入力信号であっても、上記時間信号に変換されることにより、本発明に基づいて振幅が極大となる時点が安定に精度よく求められる。本発明が適用された電子装置は、時間信号のSN比やレベルが広範に変化する環境においても、ハードウェアの構成が大幅に変更されることなく、その時間信号に基づいて行われるべき信号処理の信頼性や安定性が高められ、かつ多様な分野に適用可能となる。また、本発明は、衛星航法や無線航法に基づいて測位や測距を行う装置だけではなく、例えば、距離、位置および数が多様に変化し得る目標を検知するレーダ信号処理等の多様な信号処理にも適用可能となる。さらに、本発明は、例えば、無線伝送路の形成や維持のために行われる相関処理の正常性、精度、安定性が要求されるスペクトル拡散通信方式の通信系や伝送系にも適用可能となる。したがって、本発明が適用された電子装置は、広範かつ多様に変化し得る環境において所望の性能や信頼性が安価に確度高くかつ安定に維持され、さらに、価格性能比に併せて付加価値が高められる。以下、図面に基づいて本発明の実施形態について詳細に説明する。図1は、本発明の一実施形態を示す図である。図において、図5に示すものと機能および構成が同じものについては、同じ符号を付与し、ここではその説明を省略する。本実施形態と図5に示す従来例との構成の相違点は、IFFT部35に代えて、縦続接続された共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12が備えられた点にある。図2は、本実施形態における共振回路モデルフィッティング部の動作フローチャートである。本発明の特徴は、本実施形態では、後述するように共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12が連係して行う処理の手順にある。以下、図1を参照して本実施形態の原理を説明する。乗算器32によって得られる受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積は、GPS衛星から到来した受信波に雑音が重畳されていない場合には、一般に、そのGPS衛星と該当する受信機との距離を示す1つのみの周波数の正弦波信号となる。本実施形態では、単峰の共振特性を有する共振回路のモデルに、乗算器32が周波数領域で行う乗算の結果をあてはめるフィッティングすることによって、上記1つのみの周波数に相当するコード位相を特定するスペクトル推定が行われる。なお、本実施形態では、共振回路モデルフィッティング部11は、既述の乗算の結果として与えられる受信スペクトル信号と共役参照スペクトル信号との積が周波数領域の信号であるにもかかわらず、時間信号と見なすことによって後述する処理が行われる。したがって、以下では、このような乗算の結果については、仮想時間信号と称する。共振回路のモデル本実施形態に適用される共振回路のモデルは、例えば、その共振回路の尖鋭度を示すダンピングファクタζと、共振周波数ωnと、ラプラス変換オペレータsに対して下式で示される伝達関数Hで与えられる。H=/また、上式は、ディジタル信号処理に整合した離散時間系では、サンプリング周期τおよびZ変換オペレータzに対して次式で示される双一次変換により、下式で表される。s=/共振回路のモデルに対する乗算器32が周波数領域で行う乗算の結果のあてはめ本実施形態における既述のあてはめは、以下の通りに行われる。乗算器32が既述の乗算の結果として出力する仮想時間信号については、周波数領域における複素系列であるので、例えば、その複素系列の実部あるいは虚部の成分の振幅を正規化して実数の仮想時系列信号yとすることによって、上記伝達関数Hとの整合を図ることができる。以下、このような整合を実現する処理を整合処理という。したがって、本実施形態におけるあてはめは、下式に示すように、上記共振回路が白色ガウス雑音εに対する応答として所定の精度で既述の仮想時系列信号yを出力する伝達関数Hの各項の係数を求める処理として実現される。44ζ2-24-2z-14-4ζ2z-2y=4ζ22z-1-4ζ-z-2εここに、上式は、上式両辺にこれらの辺の分母をそれぞれ乗じることによって導出される。また、このような伝達関数Hの各項の係数は、サンプリング周期τが既知であるため、ダンピングファクタζおよび共振周波数ωnで定まる。すなわち、既述のあてはめの過程以下、あてはめ処理という。では、求められるべき真に独立な未知数がダンピングファクタζおよび共振周波数ωnの2つのみである。したがって、これらのダンピングファクタζおよび共振周波数ωnについては、一般的な自己回帰移動平均モデルARMA:AutoRegressiveMovingAverageモデルに基づくパラメータ推定ではなく、図2に示す以下の簡便な演算に基づいて得ることが好ましい。ダンピングファクタζおよび共振周波数ωnの値域が予めそれぞれI個、J個に区分されることによって与えられる離散値の対ζdi,ωndjを求め図2ステップS1、これらの離散値の対ζdi,ωndj毎に以下の処理~を行う。該当する対ζdi,ωndjがそれぞれ既述のダンピングファクタζおよび共振周波数ωnとして伝達関数Hに適用されることによって得られる伝達関数hij≒Hの逆数として、逆伝達関数hij′を求める図2ステップS2。上式にこのような伝達関数hijおよび逆伝達関数hij′が適用されることによって導出される下式で示される算術演算により、上記共通回路のモデルの残差Σ|εij|2を算出して順次蓄積する図2ステップS3。Σ|εij|2=Σ|y/hij|2=Σ|yhij′|2このようにして蓄積された残差Σ|εij|2の内、最小の残差に対応する離散値の対ζdi,ωndjとして、ダンピングファクタζ=ζdiおよび共振周波数ωn=ωndjを特定する図2ステップS4。以下、図1および図2を参照して本実施形態の動作を説明する。共振回路モデルフィッティング部11は、以下の処理を行う。既述の整合処理を行うことによって、乗算器32によって与えられる複素系列の例えば実部として仮想時系列信号yを生成する。既述のあてはめ処理を行うことにより、ダンピングファクタζおよび共振周波数ωnを特定する。相関ピーク検出部12は、このようにして求められた共振周波数ωnをコード位相として識別し、そのコード位相をGPSに適応した衛星航法に基づく測距演算に適用する。このような測位演算に適用されるコード位相は、単峰の共振特性を有する点で、本実施形態に係る受信機と個々のGPSとの距離が1つのみであることに整合し、かつ簡便な演算により実現可能な共振回路のモデルへの周波数領域仮想的な時間領域におけるあてはめフィッティングにより求められる。なお、このようにして共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12が周波数領域仮想的な時間領域で行う処理については、時間領域と周波数領域とにおける対称性とその対称性に基づく可逆性とにより、一般に、正常性が担保される。すなわち、本実施形態によれば、図3に点線で示す従来例との対比で示すように、マルチパス、干渉、妨害等に起因して受信波に振幅の尖頭値が比較的大きい雑音が重畳された場合であっても、測位演算の基準となるGPS衛星の距離が安定に精度よく求められる。このように本実施形態が適用されたGPS受信機では、GPS衛星から真に到来した受信波ではない信号、あるいは反射、屈折、回折等が生じる好ましくない伝搬路を介して到来した信号が測位演算に供されることに起因する信頼性や精度の低下が安価に確度高く高められ、かつ多様な分野に対するGPS衛星の応用の可能性が拡大される。特に、本発明は、携帯電話に内蔵されたGPS受信機だけではなく、広く普及しているカーナビやPNDモデルに基づくパラメータ推定に基づいて行われてもよい。また、本発明は、GPS受信機に限定されず、例えば、レーダ装置のように、レーダ信号処理の対象となる目標の数Nが増減する場合であっても、このような数Nが既知である場合には、その数Nに等しい数の共振点を有する共振回路のモデルが適宜用いられることによって、目標のレンジ方向における位置の精度の向上のために適用可能である。なお、このような共振回路のモデルは、既述の式の分母と分子との次数がそれぞれ2N、に設定されることによって与えられる。さらに、本発明は、GPS受信機に限定されず、既述の受信波が直接拡散方式に基づいて生成されていないロランC等の航法装置に対しても、例えば、図4に示すように、その受信波がフーリエ変換された後であれば同様に適用可能である。また、本発明は、直接拡散方式以外のスペクトル拡散方式例えば、周波数ホッピング、時間ホッピング、チャープ等が適用された通信系や伝送系の受信装置において逆拡散処理により生成された信号の振幅が極大となる時点の識別にも、同様に適用可能である。さらに、本発明は、GPSに限定されず、例えば、構築や開発が進められているグロナス、ガリレオ、コンパスその他の多様な衛星航法に適応する受信機にも、同様に適用可能である。また、本実施形態では、本発明は、GPS受信機の測位の精度を高めるために適用されている。しかし、本発明は、このような目的だけではなく、例えば、以下に列記するように、GPS受信機の始動や起動に要する時間の短縮のためにも、同様に適用可能である。GPS受信機内に有効なアルマナックが蓄積されているが、エフェメリスが記憶されてなく、あるいは先に記憶されているエフェメリスの有効期限が過ぎた後におけるウォームスタートGPS受信機内に有効なアルマナックおよびエフェメリスが蓄積されている状態におけるホットスタートさらに、本実施形態の演算対象や演算手順は、既述の形態に限らず、所望の精度や応答性が達成されるならば、如何なるものであってもよい。また、本実施形態では、既述の処理については、共振回路モデルフィッティング部11および相関ピーク検出部12によって行われている。しかし、このような処理は、情報処理や信号処理を行う複数のプロセッサに如何なる形態で機能分散や負荷分散が図られてもよい。さらに、本発明は、上述した実施形態に限定されず、本発明の範囲において多様な実施形態の構成が可能であり、構成要素の全てまたは一部に如何なる改良が施されてもよい。"