"互いの間に入力電圧が印加される第1および第2の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオン状態である場合に前記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、前記スイッチング素子がオフ状態である場合に前記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部と、前記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、前記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって前記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、所定のターンオン周期に基づいて前記スイッチング素子をターンオンし、前記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が前記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると前記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備えることを特徴とする直流コンバータ。請求項1において、前記負荷の負荷電力を検出する負荷電力検出部と、前記負荷電力検出部によって検出された負荷電力に応じて過電流基準値を調整する過電流基準値調整部とをさらに備え、スイッチング制御部は、前記所定のターンオン周期に基づいて前記スイッチング素子をターンオンし、前記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が前記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値および前記過電流基準値調整部によって調整された過電流基準値のうち低いほうに到達すると前記スイッチング素子をターンオフすることを特徴とする直流コンバータ。請求項1または2において、前記最大基準値補正部は、前記スイッチング素子のオン時間を検出するオン時間検出部と、前記オン時間検出部によって検出されたオン時間に反比例する補正値を演算するスタティック動作型の反比例回路と、前記予め設定された最大基準値から前記反比例回路によって得られた補正値を減算することによって前記補正最大基準値を生成する演算部とを含むことを特徴とする直流コンバータ。請求項1または2において、前記最大基準値補正部は、前記スイッチング素子のオン時間において充電電流によってキャパシタを充電することによって前記オン時間に応じたオン時間電圧を生成するオン時間検出部と、前記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と予め設定された基準電圧との差に応じて補正値を調整し、前記予め設定された最大基準値から前記補正値を減算することによって前記補正最大基準値を生成するとともに、前記オン時間電圧と前記基準電圧との差が小さくなるように前記充電電流の電流値を制御するフィードバック制御部とを含むことを特徴とする直流コンバータ。請求項4において、前記フィードバック制御部は、前記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と前記基準電圧との差を反転増幅する反転増幅器を含むことを特徴とする直流コンバータ。互いの間に入力電圧が印加される第1および第2の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子がオン状態である場合に前記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、前記スイッチング素子がオフ状態である場合に前記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部とを備える直流コンバータを制御する装置であって、前記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、前記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって前記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、所定のターンオン周期に基づいて前記スイッチング素子をターンオンし、前記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が前記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると前記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備えることを特徴とする半導体装置。しかしながら、特許文献1ではスイッチング素子のオン時間と基準値との間の関係が比例になるように基準値が補正され、特許文献2ではスイッチング素子のオン時間と基準値との間の関係が指数関数で表現されるように基準値が補正されるので、スイッチング素子のオン時間が短くなるほど、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動量が大きくなってしまう。そこで、この発明は、従来よりも入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制可能な直流コンバータを提供することを目的とする。この発明の1つの局面に従うと、直流コンバータは、互いの間に入力電圧が印加される第1および第2の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、上記スイッチング素子がオン状態である場合に上記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、上記スイッチング素子がオフ状態である場合に上記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部と、上記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、上記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって上記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、所定のターンオン周期に基づいて上記スイッチング素子をターンオンし、上記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が上記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると上記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備える。上記直流コンバータでは、従来よりもスイッチング素子のオン時間のばらつきに対する電流ピーク値スイッチング電流の最高値の変動を抑制できる。これは、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できることを意味する。したがって、最大出力電力負荷電力の最大値の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。なお、上記直流コンバータは、上記負荷の負荷電力を検出する負荷電力検出部と、上記負荷電力検出部によって検出された負荷電力に応じて過電流基準値を調整する過電流基準値調整部とをさらに備え、スイッチング制御部は、上記所定のターンオン周期に基づいて上記スイッチング素子をターンオンし、上記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が上記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値および上記過電流基準値調整部によって調整された過電流基準値のうち低いほうに到達すると上記スイッチング素子をターンオフするものであっても良い。上記直流コンバータでは、負荷変動に対して定電圧制御,定電流制御,および定電力制御を実現できる。また、上記最大基準値補正部は、上記スイッチング素子のオン時間を検出するオン時間検出部と、上記オン時間検出部によって検出されたオン時間に反比例する補正値を演算するスタティック動作型の反比例回路と、上記予め設定された最大基準値から上記反比例回路によって得られた補正値を減算することによって上記補正最大基準値を生成する演算部とを含むものであっても良い。このように構成することにより、パルスバイパルス動作によって補正最大基準値を生成できる。これにより、入力電圧への追従性を高めることができ、定電流制御を精度良く行うことができる。または、上記最大基準値補正部は、上記スイッチング素子のオン時間において充電電流によってキャパシタを充電することによって上記オン時間に応じたオン時間電圧を生成するオン時間検出部と、上記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と予め設定された基準電圧との差に応じて補正値を調整し、上記予め設定された最大基準値から上記補正値を減算することによって上記補正最大基準値を生成するとともに、上記オン時間電圧と上記基準電圧との差が小さくなるように上記充電電流の電流値を制御するフィードバック制御部とを含むものであっても良い。このように構成することにより、フィードバック制御の収束動作によって補正最大基準値とスイッチング素子のオン時間との間の関係が反比例になるように補正最大基準値を生成できる。なお、上記フィードバック制御部は、上記オン時間検出部によって生成されたオン時間電圧と上記基準電圧との差を反転増幅する反転増幅器を含むものであっても良い。このように構成することにより、素子ばらつきや温度変化による制御誤差を抑制できる。この発明のもう1つの局面に従うと、半導体装置は、互いの間に入力電圧が印加される第1および第2の入力ノードの一方に電気的に接続されたスイッチング素子と、上記スイッチング素子がオン状態である場合に上記スイッチング素子によって伝達された入力電圧をエネルギとして蓄積し、上記スイッチング素子がオフ状態である場合に上記蓄積したエネルギを負荷に伝達するエネルギ伝達部とを備える直流コンバータを制御する装置であって、上記スイッチング素子を流れるスイッチング電流の電流値を検出するスイッチング電流検出部と、上記スイッチング素子のオン時間に基づいて予め設定された最大基準値を補正することによって上記スイッチング素子のオン時間に反比例する補正最大基準値を生成する最大基準値補正部と、所定のターンオン周期に基づいて上記スイッチング素子をターンオンし、上記スイッチング電流検出部によって検出されたスイッチング電流の電流値が上記最大基準値補正部によって生成された補正最大基準値に到達すると上記スイッチング素子をターンオフするスイッチング制御部とを備える。上記半導体装置では、従来よりもスイッチング素子のオン時間のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できる。これは、入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制できることを意味する。したがって、最大出力電力の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。以上のように、従来よりも入力電圧のばらつきに対する電流ピーク値の変動を抑制でき、最大出力電力負荷電力の最大値の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。以下、実施の形態を図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一または相当部分には同一の符号を付しその説明は繰り返さない。実施形態1図1は、実施形態1による直流コンバータの構成例を示す。直流コンバータは、スイッチング素子SWと、エネルギ伝達部ETと、最大基準値設定部100と、負荷電力検出部200と、半導体装置10とを備える。半導体装置10は、スイッチング電流検出部101と、最大基準値補正部102と、過電流基準値調整部103と、スイッチング制御部104とを備える。スイッチング素子スイッチング素子SWは、入力ノードN1,N2のうち入力ノードN2低電位側の入力ノードに電気的に接続される。入力ノードN1,N2の間には、入力電圧Vin直流電圧が印加される。また、スイッチング素子SWは、スイッチング制御信号SWGに応答してオン/オフを切り替える。エネルギ伝達部エネルギ伝達部ETは、スイッチング素子SWがオン状態である場合には、スイッチング素子SWによって伝達された入力電圧Vinをエネルギとして蓄積する。また、エネルギ伝達部ETは、スイッチング素子SWがオフ状態である場合には、蓄積したエネルギを負荷LDに伝達する。例えば、エネルギ伝達部ETは、互いに逆極性である一次巻線W1および二次巻線W2からなるトランスTRと、整流ダイオードDDと、キャパシタCCとを含んでいても良い。スイッチング素子SWのスイッチング動作によりトランスTRの二次巻線W2に誘起した交流電圧は、整流ダイオードDDおよびキャパシタCCによって整流平滑されて直流電圧として負荷LDに印加される。最大基準値設定部最大基準値設定部100は、過電流検出レベルの上限値に相当する最大基準値iMAXsを設定する。ここでは、最大基準値設定部100は、最大基準値iMAXsに応じた基準電流i100を供給する。なお、最大基準値iMAXsは、固定値であっても良いし、可変値であっても良い。負荷電力検出部負荷電力検出部200は、負荷LDの負荷電力を検出し、負荷電力の大きさを示したフィードバック信号FB例えば、フォトトランジスタによる電流などを供給する。例えば、負荷電力検出部200は、フォトカプラやツェナーダイオードなどによって構成される。スイッチング電流検出部スイッチング電流検出部101は、スイッチング素子SWを流れるスイッチング電流の電流値スイッチング電流値iSWを検出する。ここでは、スイッチング電流検出部101は、スイッチング電流値iSWに応じた電圧を供給する。最大基準値補正部最大基準値補正部102は、スイッチング素子SWのオン時間tonに基づいて最大基準値設定部100によって設定された最大基準値iMAXsを補正することによってオン時間tonに反比例する補正最大基準値iMAXcここでは、補正最大基準値iMAXcに応じた電圧を生成する。図2のように、最大基準値補正部102は、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例比例定数が負の値である反比例になるように補正最大基準値iMAXcを生成する。例えば、最大基準値補正部102は、補正値iCORとオン時間tonとの間の関係が反比例比例定数が正の値である反比例になるように補正値iCORを生成し、最大基準値設定部100によって設定された最大基準値iMAXsから補正値iCORを減算することによって補正最大基準値iMAXcを生成しても良い。過電流基準値調整部過電流基準値調整部103は、負荷LDの負荷電力の大きさが一定になるように、負荷電力検出部200によって検出された負荷電力の大きさに応じて過電流基準値iLMTここでは、過電流基準値iLMTに応じた電圧を調整する。例えば、図3のように、過電流基準値調整部103は、フィードバック信号FBの信号レベルが高くなるほどすなわち、負荷電力検出部200によって検出された負荷電力が小さくなるほど、過電流基準値iLMTが低くなるように過電流基準値iLMTを調整する。スイッチング制御部スイッチング制御部104は、所定のターンオン周期に基づいて、スイッチング制御信号SWGの信号レベルをローレベルからハイレベルへ変化させることによってスイッチング素子SWをターンオンするすなわち、スイッチング素子SWをオフ状態からオン状態へ変化させる。また、スイッチング制御部104は、スイッチング電流検出部101によって検出されたスイッチング電流値iSWが最大基準値補正部102によって生成された補正最大基準値iMAXcおよび過電流基準値調整部103によって調整された過電流基準値iLMTのうち低いほうに到達すると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルをハイレベルからローレベルへ変化させることによってスイッチング素子SWをターンオフするすなわち、スイッチング素子SWをオン状態からオフ状態へ変化させる。例えば、スイッチング制御部104は、発振器OSCと、比較器CMPと、RSフリップフロップRSFFとを含んでいても良い。発振器OSCは、所定の発振周期でターンオン信号Sonを出力する。比較器CMPは、スイッチング電流値iSWに応じた電圧が過電流基準値iLMTに応じた電圧および補正最大基準値iMAXcに応じた電圧のうち低いほうよりも高くなるとターンオフ信号Soffを出力する。RSフリップフロップRSFFは、ターンオン信号Sonに応答してスイッチング制御信号SWGの信号レベルをローレベルからハイレベルへ変化させ、ターンオフ信号Soffに応答してスイッチング制御信号SWGの信号レベルをハイレベルからローレベルへ変化させる。電流ピーク値とオン時間との関係ここで、図4を参照して、スイッチング電流iSWの最高値電流ピーク値iDPについて説明する。スイッチング素子SWがオフ状態からオン状態へ変化すると、時間経過に伴ってスイッチング電流値iSWが上昇する。スイッチング電流の時間変化勾配スイッチング電流値iSWの上昇速度は、入力電圧VinをトランスTRのインダクタンス値Lで除算した値Vin/Lとなる。また、直流コンバータを構成する各要素例えば、比較器CMP,RSフリップフロップRSFFなどが遅延時間を有するので、スイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcまたは、過電流基準値iLMTに到達してから遅延時間Δtが経過した後に、スイッチング素子SWがオン状態からオフ状態に変化することになる。したがって、電流ピーク値iDPは[数1]のように表現できる。スイッチング電流の時間変化勾配Vin/Lは[数2]のように表現できる。[数1]に[数2]を代入すると[数3]のようになる。[数3]より、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例比例定数が負の値である反比例になるように補正最大基準値iMAXcを生成することによって、オン時間tonのばらつきに対する電流ピーク値iDPの変動を抑制できることが分かる。最大基準値補正部図5は、図1に示した最大基準値補正部102の構成例を示す。最大基準値補正部102は、オン時間検出部111と、反比例回路112と、演算部113とを含んでいても良い。オン時間検出部111は、スイッチング素子SWのオン時間tonここでは、オン時間tonに応じたオン時間電圧V10を検出する。反比例回路112は、オン時間検出部111によって検出されたオン時間tonに反比例する補正値iCORここでは、補正値iCORに応じた反比例電流i12をスタティックに演算する。演算部113は、最大基準値設定部100によって設定された最大基準値iMAXsここでは、最大基準値iMAXに応じた基準電流i100から反比例回路112によって得られた補正値iCORを減算することによって補正最大基準値iMAXcここでは、補正最大基準値iMAXcに応じた電圧を生成する。《オン時間検出部》オン時間検出部111は、インバータINV11,INV12と、パルス発生器PG11と、電流源S10と、PMOSトランジスタT11と、NMOSトランジスタT12と、キャパシタC10とを含んでいても良い。インバータINV11は、スイッチング制御信号SWGを反転する。インバータINV12は、インバータINV11の出力信号を反転する。パルス発生器PG11は、インバータINV12の出力信号すなわち、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化すると、制御パルスP10を出力する。電流源S10は、充電電流i10定電流を供給する。PMOSトランジスタT11は、電流源S10とキャパシタC10の一端との間に接続され、インバータINV11の出力信号に応答してオン/オフを切り替える。NMOSトランジスタT12は、接地電圧が印加される接地ノードとキャパシタC10の一端との間に接続され、制御パルスP10に応答してオン/オフを切り替える。キャパシタC10の他端は、接地ノードに接続される。《反比例回路》反比例回路112は、抵抗R11~R15と、演算増幅器AMP11と、NPNバイポーラトランジスタT13,T14とを含んでいても良い。抵抗R11は、接地ノードと演算増幅器AMP11の非反転入力端子との間に接続される。抵抗R12は、キャパシタC10の一端と演算増幅器AMP11の反転入力端子との間に接続される。抵抗R13は、電源電圧が印加される電源ノードと演算増幅器AMP11の非反転入力端子との間に接続される。抵抗R14の一端は、演算増幅器AMP11の反転入力端子に接続される。抵抗R15は、電源ノードと抵抗R14の他端との間に接続される。NPNバイポーラトランジスタT13は、抵抗R14の他端と演算増幅器AMP11の出力端子との間に接続される。NPNバイポーラトランジスタT13のベースには基準電圧Vrefが印加される。NPNバイポーラトランジスタT14のベースは、演算増幅器AMP11の出力端子およびNPNバイポーラトランジスタT13のエミッタに接続され、NPNバイポーラトランジスタT14のエミッタは、接地ノードに接続される。《演算部》演算部113は、カレントミラーCM11,CM12と、抵抗RRとを含んでいても良い。カレントミラーCM11の入力端子は、NPNバイポーラトランジスタT14のコレクタに接続され、カレントミラーCM12の入力端子は、カレントミラーCM11の出力端子に接続される。抵抗RRの一端は、最大基準値設定部100ここでは、基準電流i100を供給する電流源およびカレントミラーCM12の出力端子に接続され、抵抗RRの他端は、接地ノードに接続される。動作次に、図6を参照して、実施形態1による直流コンバータの動作について説明する。まず、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化するとスイッチング素子SWがターンオンする。これにより、時間経過に伴いスイッチング電流値iSWが上昇する。また、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルになることにより、充電電流i10によるキャパシタC10の充電が開始されるので、時間経過に伴いオン時間電圧V10が上昇する。さらに、オン時間電圧V10の上昇に伴い反比例電流i12が少なくなるすなわち、補正値iCORが低下するので、時間経過に伴い補正最大基準値iMAXcが上昇することになる。次に、スイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達すると、遅延時間Δtが経過した後にスイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化する。これにより、スイッチング素子SWによるスイッチング電流の供給が停止するので、スイッチング電流値iSWが低下する。また、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルになると、充電電流i10によるキャパシタC10の充電が停止する。さらに、制御パルスP10が出力され、キャパシタC10が放電される。これにより、オン時間電圧V10が初期化されるので、補正値iCORおよび補正最大基準値iMAXcも初期化される。なお、スイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達した時点の補正値iCORをiCaとすると、この時点の補正最大基準値iMAXcはiMAXs-iCaと表現できる。また、図7のように、図6の場合よりも入力電圧Vinが高い場合、スイッチング電流の時間変化勾配が急峻になる。この場合、スイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達した時点の補正値iCORをiCbとすると、この時点の補正最大基準値iMAXcはiMAXs-iCbと表現できる。図6と図7とを比較すると、図6に示されたオン時間tonは、図7に示されたオン時間tonよりも長く、図6に示された補正値iCaは、図7に示された補正値iCbよりも低い。すなわち、入力電圧Vinが高くなるほど、スイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達するまでの時間が短くなる。また、電流ピーク値iDPは、入力電圧Vinの変動すなわち、スイッチング電流の時間変化勾配の変動に拘わらず一定値ここでは、最大基準値iMAXsに維持される。最大基準値の補正次に、図5に示した最大基準値補正部102による補正最大基準値iMAXcの生成について、数式を用いて詳しく説明する。キャパシタC10は、オン時間tonにおいて充電電流i10によって充電される。したがって、オン時間電圧V10は[数4]のように表現できる。また、反比例回路112の出力信号ここでは、中間電流i11とオン時間電圧V10との間の関係は反比例比例定数が正の値である反比例であるので、この反比例の比例定数をm11とすると、中間電流i11は[数5]のように表現できる。なお、比例定数m11は、正の値であり、NPNバイポーラトランジスタT14のベースエミッタ特性に依存する。反比例回路112の出力信号すなわち、中間電流i11は、カレントミラーCM11,CM12を経由して反比例電流i12として伝達される。カレントミラーCM11のミラー比をn11とし、カレントミラーCM12のミラー比をn12とすると、反比例電流i12は[数6]のように表現できる。また、補正最大基準値iMAXcここでは、補正最大基準値iMAXcに応じた電圧は[数7]のように表現できる。これと同様に、最大基準値設定部100によって設定される最大基準値iMAXsおよび補正値iCORは、それぞれ、[数8][数9]のように表現できる。[数7]に[数8]を代入すると、補正最大基準値iMAXcは[数10]のように表現できる。ここで、[数11]が成立するように、比例定数m11,ミラー比n11,n12,キャパシタC10の容量値,充電電流i10の電流値,および基準電流i100の電流値を設定すると、補正最大基準値iMAXcは[数12]のように表現できる。したがって、電流ピーク値iDPは[数13]のように表現できる。[数13]より、オン時間tonに拘わらず電流ピーク値iDPを一定値[数13]では、最大基準値iMAXsに維持できることが分かる。以上のように、従来よりもオン時間tonのばらつきに対する電流ピーク値iDPの変動を抑制できる。これは、入力電圧Vinのばらつきに対する電流ピーク値iDPの変動を抑制できることを意味する。したがって、最大出力電力負荷電力の最大値の変動や定電流制御の精度劣化を抑制できる。また、スタティック動作型の反比例回路112によってオン時間に反比例する補正値iCORを生成することにより、パルスバイパルス動作によって補正最大基準値iMAXcを生成できるすなわち、最大基準値iMAXsを補正できる。そのため、応答速度が速いので、入力電圧Vinへの追従性を高めることができ、定電流制御を精度良く行うことができる。さらに、過電流基準値調整部103が負荷電力の大きさに応じて過電流基準値iLMTを調整することにより、負荷変動に対して定電圧制御,定電流制御,および定電力制御を実現できる。なお、直流コンバータ半導体装置10は、過電流基準値調整部103を備えていなくても良い。この場合、スイッチング制御部104は、スイッチング電流検出部101によって検出されたスイッチング電流値iSWが最大基準値補正部102によって生成された補正最大基準値iMAXcに到達すると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルをハイレベルからローレベルにしてスイッチング素子SWをターンオフする。比較例ここで、最大基準値iMAXsを補正しない場合,補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が比例である場合,および補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が指数関数で表現される場合を比較例として挙げて、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例である場合の効果について説明する。補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が比例である場合例えば、特許文献1の場合、補正最大基準値iMAXcは[数14]のように表現できる。この場合、電流ピーク値iDPは[数15]のように表現できる。また、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が指数関数で表現される場合例えば、特許文献2の場合、補正最大基準値iMAXcは[数16]のように表現できる。この場合、電流ピーク値iDPは[数17]のように表現できる。図8は、最大基準値iMAXsを補正しない場合すなわち、補正最大基準値iMAXcが予め設定された最大基準値iMAXsである場合,補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が比例である場合すなわち、補正最大基準値iMAXcが[数14]のように表現される場合,補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が指数関数で表現される場合すなわち、補正最大基準値iMAXcが[数16]のように表現される場合,および補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例である場合すなわち、補正最大基準値iMAXcが[数12]のように表現される場合における電流ピーク値iDPとオン時間tonとの関係を示す。なお、図8では、各場合の比較を容易にするために、各場合の最大基準値iMAXsにはオフセットが付加されている。図8のように、最大基準値iMAXsを補正しない場合,補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が比例である場合,および補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が指数関数で表現される場合のいずれにおいても、オン時間tonが短くなるほど電流ピーク値iDPの変動を抑制することが困難である。一方、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例である場合では、オン時間tonに拘わらず電流ピーク値iDPを一定値に維持できる。実施形態2実施形態2による直流コンバータは、図1および図5に示した最大基準値補正部102に代えて、図9に示した最大基準値補正部202を備える。その他の構成は、図1と同様である。最大基準値補正部図9に示した最大基準値補正部202は、オン時間検出部211と、フィードバック制御部212とを含む。オン時間検出部211は、キャパシタC20を有し、オン時間tonにおいて充電電流i20によってキャパシタC20を充電することによってオン時間tonに応じたオン時間電圧V20を生成する。フィードバック制御部212は、オン時間検出部211によって生成されたオン時間電圧V20と予め設定された基準電圧Vthとの差に応じて補正値iCORここでは、補正値iCORに応じた反比例電流i22を調整する。また、フィードバック制御部212は、最大基準値設定部100によって設定された最大基準値iMAXsここでは、最大基準値iMAXsに応じた基準電流i100から補正値iCORを減算することによって補正最大基準値iMAXcここでは、補正最大基準値iMAXcに応じた電圧を生成する。さらに、フィードバック制御部212は、オン時間電圧V20と基準電圧Vthとの差が小さくなるように充電電流i20の電流値を制御する。《オン時間検出部》オン時間検出部211は、キャパシタC20の他に、インバータINV21,INV22,INV23と、遅延器DLYと、NOR回路21,22と、PMOSトランジスタT20,T21と、NMOSトランジスタT22と、スイッチS20と、キャパシタC21とを含んでいても良い。インバータINV21は、スイッチング制御信号SWGを反転する。遅延器DLYは、インバータINV21の出力信号を遅延させる。インバータINV22は、遅延器DLYの出力信号を反転する。NOR回路21は、インバータINV21の出力信号と遅延器DLYの出力信号との否論理和を出力する。インバータINV23は、NOR回路21の出力信号を反転する。NOR回路22は、インバータINV21,INV22の出力信号の否論理和を制御パルスP20として出力する。すなわち、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化すると、制御パルスP20が出力され、その後、インバータINV23の出力信号がハイレベルからローレベルへ変化する。制御パルスP20のパルス幅は、遅延器DLYの遅延時間に依存する。PMOSトランジスタT20は、電源ノードとPMOSトランジスタT21のソースとの間に接続される。PMOSトランジスタT20を流れる電流は、充電電流i20に相当する。PMOSトランジスタT21は、PMOSトランジスタT20のドレインとキャパシタC20の一端との間に接続され、インバータINV23の出力信号に応答してオン/オフを切り替える。NMOSトランジスタT22は、キャパシタC20の一端と接地ノードとの間に接続され、制御パルスP20に応答してオン/オフを切り替える。スイッチS20は、キャパシタC20の一端とキャパシタC21の一端との間に接続され、インバータINV21の出力信号に応答してオン/オフを切り替える。キャパシタC20,C21の他端は、接地ノードに接続される。キャパシタC20,C21には、それぞれ、オン時間電圧V20,V21に応じた電荷が蓄積される。《フィードバック制御部》フィードバック制御部212は、ローパスフィルタ221と、反転増幅器222と、演算部223とを含んでいても良い。ローパスフィルタ221は、オン時間電圧V21を平滑化する。例えば、ローパスフィルタ221は、抵抗R21と、キャパシタC22とを含む。反転増幅器222は、ローパスフィルタ221を経由して供給されたオン時間電圧V21と基準電圧Vthとの差を反転増幅する。例えば、反転増幅器222は、抵抗R22,R23と、演算増幅器AMP21とを含む。演算部223は、反転増幅器222の出力電圧Voに応じて中間電流i21を調整することにより、反比例電流i22および充電電流i10を調整する。例えば、演算部223は、PMOSトランジスタT24,T25からなるカレントミラーCM21と、カレントミラーCM22と、抵抗R24,RRとを含んでいても良い。抵抗R24の一端は、接地ノードに接続される。NPNバイポーラトランジスタT23は、カレントミラーCM21の入力端子すなわち、PMOSトランジスタT24のドレインと抵抗R24の他端との間に接続される。NPNバイポーラトランジスタT23のベースには、反転増幅器222の出力電圧Voが印加される。カレントミラーCM21の出力端子すなわち、PMOSトランジスタT25のドレインは、カレントミラーCM22の入力端子に接続される。抵抗RRの一端は、最大基準値設定部100ここでは、基準電流i100を供給する電流源およびカレントミラーCM22の出力端子に接続され、抵抗RRの他端は、接地ノードに接続される。ここで、PMOSトランジスタT20,T24,T25のゲートは共通接続されているので、中間電流i21の電流値の変化に伴い、反比例電流i22および充電電流i20も変化することになる。動作次に、図10を参照して、実施形態2による直流コンバータの動作について説明する。ここでは、時刻t2~t3の間に入力電圧Vinが低下するものとする。時刻t1になると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化する。これにより、スイッチング素子SWがターンオンし、時間経過に伴いスイッチング電流値iSWが上昇する。また、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルになることにより、制御パルスP20が出力される。これにより、キャパシタC20が放電されて、オン時間電圧V20が初期化される。その後、充電電流i20によるキャパシタC20の充電が開始され、時間経過に伴いオン時間電圧V20が上昇する。時刻t2になるとすなわち、スイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達してから遅延時間Δtが経過すると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化する。これにより、スイッチング素子SWがターンオフし、スイッチング電流値iSWが低下する。また、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルになることにより、充電電流i20によるキャパシタC20の充電が停止されるとともに、スイッチS20がオン状態になってキャパシタC20,C21が互いに接続される。このとき、オン時間電圧V20,V21の電圧値は同一であるので、オン時間電圧V20,V21のいずれも変化しない。時刻t3になると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化し、スイッチング素子SWがターンオンする。このとき、入力電圧Vinが低下しているので、スイッチング電流の時間変化勾配が緩やかになる。そのため、スイッチング素子SWのターンオンからスイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達するまでの時間が長くなる。時刻t4になると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化し、充電電流i20によるキャパシタC20の充電が停止する。ここで、スイッチング素子SWのターンオンからスイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達するまでの時間が長くなっているので、オン時間ton時刻t3~t4の時間は時刻t1~t2の時間よりも長い。そのため、充電電流i20によるキャパシタC20の充電時間が長くなるので、時刻t4におけるオン時間電圧V20は、時刻t2におけるオン時間電圧V20よりも高くなる。したがって、スイッチS20がオン状態になってキャパシタC20,C21が互いに接続されると、オン時間電圧V20が低下するとともにオン時間電圧V21が上昇する。オン時間電圧V21が上昇することにより、補正値iCORここでは、反比例電流i22に応じた電圧が低下し、その結果、補正最大基準値iMAXcが上昇する。また、オン時間電圧V21が上昇することにより、充電電流i20の電流値が低下する。時刻t5になると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがハイレベルからローレベルへ変化し、充電電流i20によるキャパシタC20の充電が開始される。このとき、オン時間電圧V20の時間変化勾配オン時間電圧V20の電圧値の上昇速度は、時刻t3~t4におけるオン時間電圧V20の時間変化勾配よりも緩やかである。また、補正最大基準値iMAXcが上昇しているので、時刻t5からスイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達するまでの時間は、時刻t3からスイッチング電流値iSWが補正最大基準値iMAXcに到達するまでの時間よりも長くなる。時刻t6になると、スイッチング制御信号SWGの信号レベルがローレベルからハイレベルへ変化し、充電電流i20によるキャパシタC20の充電が停止される。このとき、充電電流i20によるキャパシタC20の充電時間は長くなっているがオン時間電圧V20の時間変化勾配が緩やかになっているので、時刻t6におけるオン時間電圧V20は、時刻t4におけるオン時間電圧V20よりも低くなっている。したがって、スイッチS20がオン状態になってキャパシタC20,C21が互いに接続されると、オン時間電圧V20が上昇するとともにオン時間電圧V21が低下する。オン時間電圧V21が低下することにより、補正値iCORここでは、反比例電流i22に応じた電圧が上昇し、その結果、補正最大基準値iMAXcが低下する。また、オン時間電圧V21が低下することにより、充電電流i20の電流値が上昇する。時刻t7~t10では、オン時間電圧V20,V21の電圧値が同一であるのでオン時間電圧V20,V21が安定しているので、補正値iCORここでは、反比例電流i22に応じた電圧,補正最大基準値iMAXc,および充電電流i20は、変化しない。最大基準値の補正次に、図9に示した最大基準値補正部202による補正最大基準値iMAXcの生成について、数式を用いて詳しく説明する。ここでは、キャパシタC20,C21の容量値は同一であるものとする。キャパシタC20は、オン時間tonにおいて充電電流i20によって充電される。したがって、オン時間電圧V20は[数18]のように表現できる。スイッチS20のオン/オフが繰り返されてオン時間電圧V20,V21の電圧値は同一になるすなわち、最大基準値補正部202が安定状態となる。このとき、オン時間電圧V21は[数19]のように表現できる。また、反転増幅器222の出力電圧Voは[数20]のように表現できる。反転増幅器222の出力電圧Voは、NPNバイポーラトランジスタT23のベースに印加される。NPNバイポーラトランジスタT23のベースエミッタ間電圧をVbeとすると、NPNバイポーラトランジスタT23を流れる中間電流i21は[数21]のように表現できる。また、最大基準値補正部202では、スイッチング制御信号SWGの第n番目のハイレベル期間における充電電流i20によるキャパシタC20の充電によって生成された第n番目のオン時間電圧V20と基準電圧Vthとの差が小さくなるように、スイッチング制御信号SWGの第n1番目のハイレベル期間における充電電流i20の電流値が制御される。このような制御が実行されて最大基準値補正部202が安定状態になった場合、PMOSトランジスタT24,T20によって構成されるカレントミラーのミラー比をn21とすると、充電電流i20は[数22]のように表現できる。[数21]に[数22]を代入すると、中間電流i21は[数23]のように表現できる。[数23]を中間電流i21について整理すると[数24]のようになる。ここで、抵抗比R22/R23は十分に小さく無視できるので、[数24]を[数25]のように表現できる。[数25]より、中間電流i21とオン時間tonとの間の関係が反比例比例定数が正の値である反比例であることが分かる。また、中間電流i21は、カレントミラーCM21,CM22を経由して反比例電流i22として伝達される。カレントミラーCM21のミラー比をn22とし、カレントミラーCM22のミラー比をn23とすると、反比例電流i22は[数26]のように表現できる。また、補正最大基準値iMAXcここでは、補正最大基準値iMAXcに応じた電圧は[数27]のように表現できる。なお、ここでは、補正値iCORはi22×RRと表現できる。ここで、[数28]が成立するように、キャパシタC20C21の容量値,基準電圧Vthの電圧値,ミラー比n21,n22,n23,および基準電流i100の電流値を設定すると、補正最大基準値iMAXcは[数29]のように表現できる。[数29]より、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例比例定数が負の値である反比例であることが分かる。以上のように、フィードバック制御の収束動作により、補正最大基準値iMAXcとオン時間tonとの間の関係が反比例比例定数が負の値である反比例になるように補正最大基準値iMAXcを生成できる。なお、基準電圧Vthは、オン時間電圧V20V21の変化幅の中央値であることが好ましい。このように設定することにより、収束時間最大基準値補正部202が安定状態になるまでに要する時間を短縮できる。また、反転増幅器222を設けることにより、[数25]のように抵抗R22,R23やNPNバイポーラトランジスタT23のベースエミッタ間電圧Vbeによる影響を排除できるまたは、小さくすることができるので、素子ばらつきや温度変化による制御誤差例えば、充電電流i20,中間電流i21,反比例電流i22の誤差などを抑制できる。その他の実施形態なお、図11のように、負荷電力検出部200は、補助巻線W3を利用して負荷電力ここでは、負荷電圧を検出しても良い。また、最大基準値設定部100は、半導体装置10の外部に設けられていても良いし、半導体装置10に含まれていても良い。さらに、直流コンバータは、エネルギ伝達部ETに代えて、図12A~図12Cに示したエネルギ伝達部ETa~ETcを備えていても良い。すなわち、直流コンバータは、図12Aのように降圧チョッパ装置であっても良いし、図12Bのように極性反転型チョッパ装置であっても良いし、図12Cのように昇圧チョッパ装置であっても良い。なお、図12A~図12CにおいてインダクタLLと負荷LDの配置を互いに入れ替えても良い。また、負荷LDは、発光ダイオードLEDであっても良いし、その他の一般負荷であっても良い。"