"低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第1の半導体回路、一端が前記第1の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第2の半導体回路、一端が前記第2の半導体回路の他端に接続された第3の半導体回路、一端が前記第3の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第4の半導体回路、一端が前記第1の半導体回路と前記第2の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第3の半導体回路と前記第4の半導体回路との中間接続点に接続された中間コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、前記第1および第2の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第3および第4の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第1および第2の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作、および/または、前記第3および第4の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第1および第2の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第3および第4の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作が可能なDC/DCコンバータにおいて、前記制御装置は、第1の演算部と第2の演算部と開閉制御部とを有し、前記第1の演算部は前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧、または、前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第1の演算値を算出し、前記第2の演算部は前記中間コンデンサの電圧指令値と前記中間コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第2の演算値を演算し、前記開閉制御部は前記第1の演算値と前記第2の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第1および第2の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第3および第4の半導体回路の開閉動作を制御することによって前記高圧側電圧または前記低圧側電圧及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものであるDC/DCコンバータ。前記第1~第4の半導体回路は、全てスイッチング機能を有するものであり、前記制御装置は、前記第1~第4の半導体回路を開閉制御するものである請求項1に記載のDC/DCコンバータ。前記第1及び第2の半導体回路がスイッチング機能を有するものであるとき前記第3及び第4の半導体回路は一方向導通素子または同期整流回路であり、前記第3及び第4の半導体回路がスイッチング機能を有するものであるとき前記第1及び第2の半導体回路は一方向導通素子または同期整流回路である請求項1に記載のDC/DCコンバータ。前記開閉制御部は、前記第1の演算値と前記第2の演算値との加算値及び前記第1の演算値と前記第2の演算値との減算値に基づいて前記通電率を求めるものである請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、前記第2の演算部は、前記リアクトル電流判定部の判定結果に応じて前記第2の演算値の大きさを変化させるものである請求項4に記載のDC/DCコンバータ。前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、前記第2の演算部は、前記リアクトル電流判定部の判定結果によらず前記第2の演算値の大きさが一定値になるように調整する第2の演算値調整部を有するものである請求項4に記載のDC/DCコンバータ。前記リアクトルを流れる電流の大きさを判定するリアクトル電流判定部を有するものであって、前記第1の演算部は、前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧または前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧と前記リアクトルを流れる電流の大きさの判定結果とに基づき前記リアクトルを流れる電流が所定値になるように前記第1の演算値を演算するものである請求項4に記載のDC/DCコンバータ。前記第2の演算手段は、前記リアクトルの電流の大きさに応じて前記第2の演算値の大きさを変化させるものであることを特徴とする請求項7に記載のDC/DCコンバータ。降圧動作をするDC/DCコンバータであって、前記第1の演算部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が所望の電圧となるように前記第1の演算値の代わりに別の演算値を前記第1の演算値として出力する電圧制御用演算値変更部を有するものである請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。前記電圧制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が所望の一定の電圧となるように前記第1の演算値の代わりに前記別の演算値を出力するものである請求項9に記載のDC/DCコンバータ。前記電圧制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が前記電気機器の接続が遮断される直前の前記低圧側電圧とは大きさの異なる他の電圧になるように前記別の演算値を出力するものである請求項9に記載のDC/DCコンバータ。前記低圧側電圧の指令値が指令されるものであって、前記電圧制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記低圧側電圧が前記低圧側電圧の指令値と一致するように前記別の演算値を出力するものである請求項9に記載のDC/DCコンバータ。前記電気機器は、バッテリである請求項9に記載のDC/DCコンバータ。降圧動作をするDC/DCコンバータであって、前記第1の演算部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記リアクトルから前記低圧側平滑コンデンサに所望の電流が流れるように前記第1の演算値の代わりに別の演算値を出力する電流制御用演算値変更部を有するものである請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。前記電流制御用演算値変更部は、前記低圧側に電気機器が接続されて運転中に前記電気機器の接続が遮断された場合に前記リアクトルから前記低圧側平滑コンデンサに流れる電流が前記リアクトルを流れる電流を指令するリアクトル電流指令値と一致するように前記別の演算値を出力するものである請求項14に記載のDC/DCコンバータ。前記電気機器は、バッテリである請求項14に記載のDC/DCコンバータ。前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するリアクトル電流方向検出部を有するものであって、前記第2の演算部は、前記リアクトル電流方向検出部の検出結果に応じて前記第2の演算値の極性を変化させるものである請求項1または請求項2に記載のDC/DCコンバータ。前記リアクトル電流方向検出部は、電流が流れている前記第1~第4の半導体回路のうちのスイッチング機能を有するものの開閉端子間電圧によって前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するものである請求項17に記載のDC/DCコンバータ。前記リアクトル電流方向検出部は、前記半導体回路の動作状態と前記充放電コンデンサの電圧変化とによって前記リアクトルを流れる電流の方向を検出するものである請求項17に記載のDC/DCコンバータ。前記半導体回路は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成された半導体素子を有するものである請求項1ないし請求項3のいずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料またはダイヤモンドである請求項20に記載のDC/DCコンバータ。従来のDC/DCコンバータは以上のように構成され、直流電圧変換部を構成するスイッチング素子やダイオード、リアクトルなどの回路損失成分や、スイッチング素子のON時間のばらつき等の誤差要因がある場合、充放電コンデンサC1の端子間電圧は上記誤差要因によって零ボルトから出力電圧Voまで変動するため、リアクトルのリプル電流が増加し、損失が増加するという問題点があった。さらに、充放電コンデンサC1の端子間電圧が変動すると、スイッチング素子などの半導体素子に印加される電圧に不平衡が発生するため、半導体素子が過電圧破壊するおそれがあった。例えば、充放電コンデンサC1の端子間電圧が低下した場合はスイッチング素子S1とダイオードD2に印加される電圧が増加し、逆に、充放電コンデンサC1の端子間電圧が増加した場合はスイッチング素子S2とダイオードD1に印加される電圧が増加する。また、DC/DCコンバータの高圧側端子から回生電力が流入し、回生電力によって出力電圧Voが上昇した場合、出力電圧Voの上昇した電圧は全てスイッチング素子S1とダイオードD2に印加されるため、開閉機能を有する半導体回路としてのスイッチング素子S1とダイオードD2が過電圧破壊するおそれがあった。このような不具合発生を防止するためには、スイッチング素子とダイオードの素子耐圧を出力電圧最大値よりも大きくする必要があり、このため、余分なコスト増加や効率低下を招く要因となっていた。この発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、DC/DCコンバータの開閉機能を有する半導体回路の過電圧破壊を防止できるDC/DCコンバータを得ることを目的とする。この発明に係るDC/DCコンバータにおいては、低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第1の半導体回路、一端が前記第1の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第2の半導体回路、一端が前記第2の半導体回路の他端に接続された第3の半導体回路、一端が前記第3の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第4の半導体回路、一端が前記第1の半導体回路と前記第2の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第3の半導体回路と前記第4の半導体回路との中間接続点に接続された中間コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、前記第1および第2の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能をを持たせ、前記第3および第4の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第1および第2の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作、および/または、前記第3および第4の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第1および第2の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第3および第4の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作が可能なDC/DCコンバータにおいて、前記制御装置は、第1の演算部と第2の演算部と開閉制御部とを有し、前記第1の演算部は前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧、または、前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第1の演算値を算出し、前記第2の演算部は前記中間コンデンサの電圧指令値と前記中間コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第2の演算値を演算し、前記開閉制御部は前記第1の演算値と前記第2の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第1および第2の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第3および第4の半導体回路の開閉動作を制御することによって前記高圧側電圧または前記低圧側電圧及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものである。この発明に係るDC/DCコンバータにおいては、低圧側電圧を保持する低圧側平滑コンデンサ、負極側端子が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続され高圧側電圧を保持する高圧側平滑コンデンサ、一端が前記低圧側平滑コンデンサの負極側端子に接続された第1の半導体回路、一端が前記第1の半導体回路の他端に接続され他端がリアクトルを介して前記低圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第2の半導体回路、一端が前記第2の半導体回路の他端に接続された第3の半導体回路、一端が前記第3の半導体回路の他端に接続され他端が前記高圧側平滑コンデンサの正極側端子に接続された第4の半導体回路、一端が前記第1の半導体回路と前記第2の半導体回路との中間接続点に接続され他端が前記第3の半導体回路と前記第4の半導体回路との中間接続点に接続された中間コンデンサ、および前記各半導体回路を制御する制御装置を備え、前記第1および第2の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能をを持たせ、前記第3および第4の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第1および第2の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記低圧側平滑コンデンサの電圧を昇圧した電圧に変換して前記高圧側平滑コンデンサに出力する昇圧動作、および/または、前記第3および第4の半導体回路にいずれもスイッチング素子の機能を持たせ、前記第1および第2の半導体回路にいずれもダイオード素子の機能を持たせ、前記第3および第4の半導体回路に持たせたスイッチング素子のオンオフスイッチング機能によって、入力された前記高圧側平滑コンデンサの電圧を降圧した電圧に変換して前記低圧側平滑コンデンサに出力する降圧動作が可能なDC/DCコンバータにおいて、前記制御装置は、第1の演算部と第2の演算部と開閉制御部とを有し、前記第1の演算部は前記高圧側電圧の指令値と前記高圧側電圧の検出値との差電圧、または、前記低圧側電圧の指令値と前記低圧側電圧の検出値との差電圧に基づいて第1の演算値を算出し、前記第2の演算部は前記中間コンデンサの電圧指令値と前記中間コンデンサの電圧検出値との差電圧に基づいて第2の演算値を演算し、前記開閉制御部は前記第1の演算値と前記第2の演算値とに基づいて通電率を求め、この通電率に基づき前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第1および第2の半導体回路または前記オンオフスイッチング機能を持たせた前記第3および第4の半導体回路の開閉動作を制御することによって前記高圧側電圧または前記低圧側電圧及び前記充放電コンデンサの電圧を制御するものであるので、開閉機能を有する半導体回路の過電圧破壊を防止できる。実施の形態1.図1~図11は、この発明を実施するための実施の形態1を示すものであり、図1はDC/DCコンバータの構成を示す構成図、図2は図1の制御装置の構成を示す回路図、図3は図1のDC/DCコンバータの動作モードを示す説明図である。図4~図7は図1のDC/DCコンバータの動作説明図である。図8はこの発明の実施の形態1による別の制御装置の構成を示す回路図、図9はこの発明の実施の形態1によるさらに別の制御装置の構成を示す回路図、図10はこの発明の実施の形態1によるさらに別の制御装置の構成を示す回路図、図11はこの発明の実施の形態1によるさらに別のDC/DCコンバータの構成を示す構成図である。図1において、DC/DCコンバータ100は、低圧側と高圧側との間で双方向の電力変換が可能な双方向型のものであり、端子群及びそれぞれ第1、第2、第3、第4の端子としての第1端子100a、第2端子100b、第3端子100c、第4端子100dを有し、低圧側の端子である第1端子100aVcom-第2端子100bVL間に入力された直流の入力電圧Vinを、入力電圧Vin以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Voutを高圧側の端子である第3端子100cVcom-第4端子100dVH間に出力するものである。図1では、第1端子100a-第2端子100b間にはバッテリ2を、第3端子100c-第4端子100d間には電動機3を接続している。DC/DCコンバータ100は、コンデンサ装置としての低圧側平滑コンデンサ11Ciと、リアクトル12Lと、直流電圧変換部101と、電圧センサ103と、電圧センサ104と、電流センサ105と、制御装置109とを有している。低圧側平滑コンデンサ11は、その一方の端子が第1端子100aに、他方の端子が第2端子100bに接続され、入力電圧Vinを平滑化する。第1端子100aと第3端子100cとは共通に接続されている。なお、第1端子100aと第3端子100cとを兼用してもよい。リアクトル12Lはエネルギー蓄積用であり、第2端子100bと、スイッチング素子S2とスイッチング素子S3との接続部である第2接続部101c後述とに接続されている。直流電圧変換部101は、半導体回路直列回路としてのスイッチング素子直列回路101a及び充放電コンデンサ101fCfを有し、入力電圧Vinを出力電圧Voutまで昇圧する。スイッチング素子直列回路101aは、第1~第4の半導体回路としての4つのスイッチング素子S1,S2,S3,S4が第1接続部、第2接続部、第3接続部101b,101c,101dをそれぞれ介してこの順に直列に接続されて構成されている。各スイッチング素子S1~S4は、例えばIGBTInsulatedGateBipolarTransistorが用いられ、この実施の形態においてはゲート信号がハイHighの時にオンする。第1接続部101bと第3接続部101dとに、充放電コンデンサ101fが接続されている。スイッチング素子S1の第1接続部101bと反対側が第1端子100aに接続され、第2接続部101cがリアクトル12を介して第2端子100bに接続されている。スイッチング素子直列回路101aの両端が第3端子100c、第4端子100dに接続され、かつ第1端子100aと第3端子100cとが共通に接続され、第1端子100a、第2端子100bが低圧側とされ、第3端子100c、第4端子100dが高圧側とされている。より詳細には、スイッチング素子S1のエミッタ端子は第1端子100aに、スイッチング素子S4のコレクタ端子は第4端子100dに接続されている。スイッチング素子S2のコレクタ端子とスイッチング素子S3のエミッタ端子との接続部である第2接続部101cはリアクトル12を介して第2端子100bに接続されている。また、充放電コンデンサ101fは、その一方の端子がスイッチング素子S1のコレクタ端子とスイッチング素子S2のエミッタ端子との接続部である第1接続部101bに、他方の端子がスイッチング素子S3のコレクタ端子とスイッチング素子S4のエミッタ端子との接続部である第3接続部101dに接続されている。電圧センサ103は、コンデンサ装置及び高圧側コンデンサとしての出力側の高圧側平滑コンデンサ108の高圧側出力電圧としての端子間電圧を検出する。電圧センサ104は、直流電圧変換部101に含まれる充放電コンデンサ101fの電圧以下、充放電コンデンサ電圧というVcfを検出する。電流センサ105は、リアクトル12を流れるリアクトル電流ILを検出する。出力側の高圧側平滑コンデンサ108は、直流電圧変換部101で昇圧された後の出力電圧Voutを平滑化する。制御装置109は電圧センサ103、104、電流センサ105の検出値に応じて、4つのスイッチング素子S1~S4のゲート信号を生成し、直流電圧変換部101の各スイッチング素子S1~S4をON/OFF動作させる。図2は、制御装置109の詳細構成を示す回路図である。図2において、制御装置109は、減算器21、乗算器22、減算器23、第1制御ブロック24、第1制御器25、第2制御器26、第2制御ブロック27、第3制御ブロック28を有する。第1制御ブロック24は、乗算器24a、比較器24b、開閉接点24c、インバータ24e、開閉接点24fを有する。第2制御ブロック27は加算器27aと減算器27bを有する。第3制御ブロック28は、比較器28a、比較器28b、インバータ28c、インバータ28dを有する。なお、減算器21、第1制御器25がこの発明における第1の演算部であり、乗算器22、減算器23、第1制御ブロック24、第2制御器26がこの発明における第2の演算部であり、第2制御ブロック27、第3制御ブロック28がこの発明における開閉制御部である。また、比較器24bがこの発明におけるリアクトル電流方向検出部である。高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Voutと電圧センサ103にて検出された高圧側電圧の検出値としての出力電圧Voutとが減算器21に入力され、その差である差電圧ΔVoutが第1制御器25に入力される。また、出力電圧Voutが乗算定数が0.5に設定された乗算器22にて0.5倍されて充放電コンデンサの電圧指令値としての充放電コンデンサ電圧目標値Vcfとして減算器23へ出力される。電圧センサ104にて検出された充放電コンデンサの電圧検出値としての充放電コンデンサ電圧Vcfは減算器23に入力され、充放電コンデンサ電圧目標値Vcfとの差電圧ΔVcfが演算されて、第1制御ブロック24に出力される。詳細は後述するが、第2制御器26は充放電コンデンサ電圧目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfの差電圧ΔVcfを増幅するものである。なお、この実施の形態においてはリアクトルのリプル電流を最小化するため、上記のように充放電コンデンサ電圧目標値Vcfは出力電圧Voutの2分の1の値0.5倍としている。第1制御ブロック24において、比較器24bに電流センサ105にて検出されたリアクトル電流ILが入力され、リアクトル電流ILの極性に応じて開閉接点24c,24fを開閉することにより、充放電コンデンサ電圧目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfの極性を切替えており、リアクトル電流ILが正の場合は差電圧ΔVcfをそのまま出力し、リアクトル電流ILが負の場合は乗算器24aにて-1を乗じて極性を反転させてからインバータ24eを介して開閉接点24fを閉成することにより第2制御器26へ出力する。第2制御ブロック27には、第1制御器25の第1の演算値として出力及び第2制御器26の第2の演算値として出力が入力され、加算器27aにて両者が加算されスイッチング素子S1の通電率としてのONデューティD1として第3制御ブロック28へ出力される。また、減算器27bにて第1制御器25の出力と第2制御器26の出力との差が演算されてスイッチング素子S2の通電率としてのONデューティD2として第3制御ブロック28へ出力される。第3制御ブロック28は、PWM信号生成するためのブロックであり、スイッチング素子S1のゲート信号G1は、ONデューティD1と第1の三角波SW1とを比較器28aに入力し、両者を比較することにより生成される。スイッチング素子S2のゲート信号G2は、ONデューティD2と第2の三角波SW2とを比較器28bを入力し、両者を比較することにより生成される。スイッチング素子S3のゲート信号G3として、インバータ28dにて反転されたG2の反転信号を出力し、スイッチング素子S4のゲート信号G4としてインバータ28cにて反転されたG1の反転信号を出力する。ここで、リアクトル12のリプル電流を最小化するため、第1の三角波SW1と第2の三角波SW2との位相を180度反転した信号としている。次に、このDC/DCコンバータ100の定常状態における動作について説明する。なお、定常状態とは、スイッチング素子S1~S4がオン/オフ制御されて出力電圧が安定して得られている時の状態をいう。また、DC/DCコンバータ100の動作状態として、バッテリ2から電動機3に電力が供給されることにより電動機3を駆動する状態力行動作と、電動機3が発電状態で発電した電力がバッテリ2に供給される状態回生動作の2つの状態が存在する。図3に示すように、定常状態におけるDC/DCコンバータの動作モードとしては、モード1~モード4の4つがある。図3aに示すように、モード1は、S1とS3がオン、S2とS4がオフとなり、力行時は充放電コンデンサ101fにエネルギーを蓄積する状態、回生時は充放電コンデンサ101fのエネルギーを放出する状態となる。図3bに示すように、モード2は、S1とS3がオフ、S2とS4がオンとなり、力行時は充放電コンデンサ101fのエネルギーを放出する状態、回生時は充放電コンデンサ101fにエネルギーを蓄積する状態となる。図3cに示すように、モード3は、S1とS2がオフ、S3とS4がオンとなり、力行時はリアクトル12のエネルギーを放出する状態、回生時はリアクトル12のエネルギーを蓄積する状態となる。図3dに示すように、モード4は、S1とS2がオン、S3とS4がオフとなり、力行時はリアクトル12にエネルギーを蓄積する状態、回生時はリアクトル12のエネルギーを放出する状態となる。これらの動作モードの時間比率を適宜調整することにより、第1端子100a-第2端子100b間に入力された低圧側電圧である入力電圧Vinを任意の電圧に昇圧して、第3端子100c-第2端子100b間に出力電圧Voutとして出力することができる。ところで、このDC/DCコンバータ100は、入力電圧Vinに対する出力電圧Voutの昇圧比Nが2倍未満の場合と、2倍以上の場合とで定常状態における動作が異なる。まず、昇圧比Nが2倍未満で力行状態の時の動作について説明する。図4は、昇圧比Nが2倍未満の場合の、各スイッチング素子S1~S4のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ILの波形、充放電コンデンサ101fの電流Icfの波形、充放電コンデンサ電圧Vcfの波形を示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ電圧Vcfは出力電圧Voutの約2分の1の電圧になるように制御されており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ電圧Vcfの大小関係は、次のようになっている。Vout>Vin>Vcfスイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がHigh、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード1図3aでは、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオン、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ11からリアクトル12と充放電コンデンサ101fに、エネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S3→充放電コンデンサ101fCf→スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がLow、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード3図3cでは、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオフ、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路でリアクトル12に蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ11及び高圧側平滑コンデンサ108に移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S3→スイッチング素子S4→高圧側平滑コンデンサ108Co次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がLow、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード2図3bでは、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオフ、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ101fに蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ11及び高圧側平滑コンデンサ108に移行するとともに、リアクトル12にエネルギーを蓄積する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S2→充放電コンデンサ101fCf→スイッチング素子S4→高圧側平滑コンデンサ108Co次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がLow、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード3では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオフ、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路でリアクトル12に蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ11及び高圧側平滑コンデンサ108に移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S3→スイッチング素子S4→高圧側平滑コンデンサ108Coこの一連のモード1-モード3-モード2-モード3の動作の繰り返しにより、第1端子100a-第2端子100b間に入力された入力電圧Vinを1倍から2倍未満の任意の電圧に昇圧して、第3端子100c-第2端子100b間に出力電圧Voutとして出力しつつ、バッテリ2のエネルギーを電動機3に供給する。次に、昇圧比Nが2倍以上で力行動作の時の動作について説明する。図5は、昇圧比Nが2倍以上の場合の、スイッチング素子S1及びスイッチング素子S2のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ILの波形と、充放電コンデンサ101fの電流充放電コンデンサ電流Icfの波形と、充放電コンデンサ電圧Vcfの波形を示している。定常状態では、充放電コンデンサ電圧Vcfは出力電圧Voutの約2分の1の電圧になるように制御されており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ電圧Vcfの大小関係は、次のようになっている。Vout>Vcf>Vinスイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がHigh、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード4図3dでは、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオン、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ11からリアクトル12にエネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S2→スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がHigh、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード1では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオン、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路でリアクトル12に蓄積されたエネルギーが、低圧側平滑コンデンサ11及び充放電コンデンサ101fに移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S3→充放電コンデンサ101fCf→スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がHigh、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード4では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオン、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路で低圧側平滑コンデンサ11からリアクトル12にエネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S2→スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がLow、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード2では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオフ、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路でリアクトル12と充放電コンデンサ101fに蓄積されたエネルギーが低圧側平滑コンデンサ11及び高圧側平滑コンデンサ108に移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci→リアクトル12L→スイッチング素子S2→充放電コンデンサ101fCf→スイッチング素子S4→高圧側平滑コンデンサ108Coこの一連のモード4-モード1-モード4-モード2の動作の繰り返しにより、第1端子100a-第2端子100b間に入力された入力電圧Vinを2倍以上の任意の電圧に昇圧して、第3端子100c-第2端子100b間に出力電圧Voutとして出力しつつ、バッテリ2のエネルギーを電動機3に供給する。次に、昇圧比Nが2倍未満で回生状態の時の動作について説明する。図6は、昇圧比Nが2倍未満の場合の、スイッチング素子S1~S4のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ILの波形、充放電コンデンサ電流Icfの波形、充放電コンデンサ電圧Vcfの波形を示している。また、定常状態では、充放電コンデンサ電圧Vcfは出力電圧Voutの約2分の1の電圧になるように制御されており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ電圧Vcfの大小関係は、次のようになっている。Vout>Vin>Vcfスイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がHigh、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード1では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオン、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ101fとリアクトル12から低圧側平滑コンデンサ11に、エネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S3←充放電コンデンサ101fCf←スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がLow、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード3では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオフ、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ108からリアクトル12と低圧側平滑コンデンサ11に、エネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S3←スイッチング素子S4←高圧側平滑コンデンサ108Co次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がLow、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード2では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオフ、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ108とリアクトル12から充放電コンデンサ101fと低圧側平滑コンデンサ11に、エネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S2←充放電コンデンサ101fCf←スイッチング素子S4←高圧側平滑コンデンサ108Co次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がLow、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード3では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオフ、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ108からリアクトル12と低圧側平滑コンデンサ11に、エネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S3←スイッチング素子S4←高圧側平滑コンデンサ108Coこの一連のモード1-モード3-モード2-モード3の動作の繰り返しにより、第1端子100a-第2端子100b間に入力された入力電圧Vinを1倍から2倍未満の任意の電圧に昇圧して、第3端子100c-第2端子100b間に出力電圧Voutとして出力しつつ、電動機3の発電エネルギーをバッテリ2に蓄積させる。次に、昇圧比Nが2倍以上で回生動作の時の動作について説明する。図7は、昇圧比Nが2倍以上で回生動作時の、スイッチング素子S1及びスイッチング素子S2のゲート信号電圧波形と、リアクトル電流ILの波形と、充放電コンデンサ電流Icfの波形と、充放電コンデンサ電圧Vcfの波形を示している。定常状態では、充放電コンデンサ電圧Vcfは出力電圧Voutの約2分の1の電圧になるように制御されており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ電圧Vcfの大小関係は、次のようになっている。Vout>Vcf>Vinスイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がHigh、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード4では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオン、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路でリアクトル12から低圧側平滑コンデンサ11にエネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S2←スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がHigh、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード1では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオン、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ101fからリアクトル12と低圧側平滑コンデンサ11にエネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S3←充放電コンデンサ101fCf←スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のゲート信号がHigh、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4のゲート信号がLowの状態モード4では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2がオン、スイッチング素子S3とスイッチング素子S4がオフとなるため、以下の経路でリアクトル12から低圧側平滑コンデンサ11にエネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S2←スイッチング素子S1次に、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3のゲート信号がLow、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4のゲート信号がHighの状態モード2では、スイッチング素子S1とスイッチング素子S3がオフ、スイッチング素子S2とスイッチング素子S4がオンとなるため、以下の経路で高圧側平滑コンデンサ108からリアクトル12と充放電コンデンサ101f、低圧側平滑コンデンサ11にエネルギーが移行する。低圧側平滑コンデンサ11Ci←リアクトル12L←スイッチング素子S2←充放電コンデンサ101fCf←スイッチング素子S4←高圧側平滑コンデンサ108Coこの一連のモード4-モード1-モード4-モード2の動作の繰り返しにより、第1端子100a-第2端子100b間に入力された入力電圧Vinを2倍以上の任意の電圧に昇圧して、第3端子100c-第2端子100b間に出力電圧Voutとして出力しつつ、電動機3の発電エネルギーをバッテリ2に蓄積させる。次に、本実施の形態1のDC/DCコンバータ100の制御装置の動作について説明する。スイッチング素子S1のONデューティをD1、スイッチング素子S2のONデューティをD2とすると、スイッチング素子S3のONデューティは1-D2、スイッチング素子S4のONデューティは1-D1となる。低圧側平滑コンデンサ11の静電容量をCf、出力側の高圧側平滑コンデンサ108の静電容量をCo、充放電コンデンサ101fの静電容量をCf、エネルギー蓄積用のリアクトル12のインダクタンス値をL、リアクトルを流れる電流をIL、出力電流をIoとすると、DC/DCコンバータ100の状態平均方程式は、式1で表すことができる。定常状態では、式1の左辺=0とすることにより、式2~式4が得られ、定常状態ではONデューティD1とONデューティD2を等しくすることにより、理想的には、出力電圧Voutと充放電コンデンサ電圧Vcfとは一定値に収束することが分かる。Vout/Vin=1/1-D12IL=Ic/1-D13D1=D24ところが、実際のDC/DCコンバータには、回路の抵抗成分による損失や、ゲート信号の信号遅延のばらつきによるONデューティ誤差などの、理想状態からのずれが存在する。特に、スイッチング素子S1のONデューティD1とスイッチング素子S2のONデューティD2の差に対する、充放電コンデンサ電圧Vcfへの影響は大きく、ONデューティD1がONデューティD2よりも大きい場合は式1より、充放電コンデンサ電圧Vcfは徐々に増加し、最終的には出力電圧Voutと同じ値となる。逆に、ONデューティD1がONデューティD2よりも小さい場合は式1より、充放電コンデンサ電圧Vcfは徐々に低下し、最終的には零ボルトとなる。充放電コンデンサ電圧Vcfが低下し、零ボルトになると、スイッチング素子S1がON状態、スイッチング素子S4がOFF状態の時には、出力電圧Voutはスイッチング素子S4のみに印加され、スイッチング素子S1がOFF状態、スイッチング素子S4がON状態の時には、出力電圧Voutはスイッチング素子S1のみに印加される。逆に、充放電コンデンサ電圧Vcfが増加し、出力電圧Voutになると、出力電圧Voutはスイッチング素子S2またはスイッチング素子S3のいずれかに印加される。スイッチング素子の過電圧破壊を防止するためには、スイッチング素子の素子耐圧を出力電圧Vout以上にする必要があるため、余分なコスト増加や効率低下の要因となっていた。本実施の形態では、出力電圧Voutを出力電圧目標値Voutにするためにフィードバック制御を行う第1制御器25と、充放電コンデンサ電圧Vcfを充放電コンデンサ101fの目標電圧目標充放電コンデンサ電圧Vcfにするためにフィードバック制御を行う第2制御器26を備え、第1及び第2制御器25,26の出力値を加算及び減算して加算値及び減算値を求め、スイッチング素子S1~S4のONデューティ指令としているため、出力電圧Voutと充放電コンデンサ電圧Vcfを所望の値に制御することが可能となる。以下、制御装置109の詳細動作について説明する。出力電圧Voutが出力電圧目標値Voutに比べて大きい場合は、出力電圧Voutを低下させるため、第1制御器25によって、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に小さくするような第1の演算値を出力する。逆に、出力電圧Voutが出力電圧目標値Voutに比べて小さい場合は、出力電圧Voutを上昇させるため、第1制御器25によって、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に大きくするような第1の演算値を出力する。充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfになるように制御する場合、式1に示したように、力行動作リアクトル電流ILが正の場合と回生動作リアクトル電流ILが負の場合で収束条件が異なる。リアクトル電流ILが正力行動作で、充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを低下させるため、第2制御器26によって、スイッチング素子S1のONデューティD1を小さく、スイッチング素子S2のONデューティD2を大きくするような第2の演算値を出力する。リアクトル電流ILが正力行動作で、充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを上昇させるため、第2制御器26によって、スイッチング素子S1のONデューティD1を大きく、スイッチング素子S2のONデューティD2を小さくするような第2の演算値を出力する。リアクトル電流ILが負回生動作で、充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを低下させるため、第2制御器26によって、スイッチング素子S1のONデューティD1を大きく、スイッチング素子S2のONデューティD2を小さくするような第2の演算値を出力する。リアクトル電流ILが負回生動作で、充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを上昇させるため、第2制御器26によって、スイッチング素子S1のONデューティD1を小さく、スイッチング素子S2のONデューティD2を大きくするような第2の演算値を出力する。このように制御することにより、力行動作、回生動作にかかわらず、出力電圧Voutを出力電圧目標値Voutに制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Vcfを目標充放電コンデンサ電圧Vcfに制御することが可能となる。また、電流センサ105は、リアクトル12を流れる電流極性を判定する機能のみを備えればよいので、安価なものを使用することができ、DC/DCコンバータの制御装置を低コストで構成することが可能となる。図8は、制御装置の変形例である。図8において、制御装置119は、第4制御ブロック34を有する。第4制御ブロック34は、ゲインセレクタ34aと電流判定器34bとを有する。なお、乗算器22、減算器23、第4制御ブロック34、第2制御器26がこの発明における第2の演算部である。また電流判定器34bがこの発明におけるリアクトル電流判定部である。図2に示した制御装置109においては、第1制御ブロック24によりリアクトル電流ILの極性に応じて充放電コンデンサ電圧目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfの極性を切替えて第2制御器26へ出力するようにしているが、図8においては、ゲインセレクタ34aに複数の制御ゲインを予め設定しておき、電流判定器34bにてリアクトルのリアクトル電流ILの大きさを判定し、リアクトルのリアクトル電流ILの大きさに応じてゲインセレクタ34aにおいて制御ゲインを選択し、差電圧ΔVcfに選択したゲインを乗じて第2制御器26へ出力し、第2制御器26はリアクトル電流ILの大きさに応じて変化させた第2の演算値を出力する。その他の構成については、図3に示した制御装置109と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。このような構成にすることにより、リアクトル電流変化に伴う制御ゲイン変化量を低減することができるため、DC/DCコンバータの制御安定性を向上することが可能となる。図9は、制御装置の別の変形例である。図9において、制御装置129は、第2制御器26と第1制御ブロック24の順番を入れ替えたものである。減算器23から充放電コンデンサ電圧目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfが第2制御器26に入力され、増幅されてから、第1制御ブロック24に入力される。第1制御ブロック24においては、図2に示した第1制御ブロック24と同様に、リアクトル電流ILの極性に応じて第2制御器26の出力の極性を切替え、第2の演算値として出力する。その他の構成については、図2に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。このような構成にすれば、第2制御器26の応答遅れの影響をほぼ無視することができるため、力行動作と回生動作が頻繁に切り替わる場合においても、充放電コンデンサ電圧Vcfを高速に制御することが可能となる。図10は、制御装置のさらに別の変形例である。図10において、制御装置139は、第5制御ブロック44を有する。第5制御ブロック44は、第2の演算値調整部としての除算器44aとリミッタ44bとを有する。なお、乗算器22、減算器23、第5制御ブロック44、第2制御器26がこの発明における第2の演算部である。減算器23から出力された充放電コンデンサ電圧目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfを、除算器44aにおいてリミッタ44bを介して入力されたリアクトル電流ILで除算し、当該除算値を第2制御器26に入力する。この場合、除算器44aにおいて割り算の分母が零となるのを避けるため、リアクトル電流ILはリミッタ44bを介して除算器44aへ入力する。このように構成にすれば、除算器44aにて除算するので、リアクトル電流ILの大きさに応じて第2制御器26への入力を変化させることになり、第2制御器26からの出力される第2の演算値もリアクトル電流ILの大きさに応じて調整され、充放電コンデンサ101fの制御応答性がリアクトル電流ILの大きさによらず一定となるため、DC/DCコンバータ100の出力電力が小さい場合でも充放電コンデンサ電圧Vcfを高速に制御することが可能となる。また、以上の制御装置109,119,129等において、第2制御ブロック27は、スイッチング素子S1のONデューティD1は加算器27aによって第1制御器25の出力と第2制御器26の出力との加算値を用い、スイッチング素子S2のONデューティD2は減算器27bによって第1制御器25の出力から第2制御器26の出力を減算した減算値を用いるものを示したが、スイッチング素子S1のONデューティD1は第1制御器25の出力と第2制御器26の出力との加算値とし、スイッチング素子S2のONデューティD2は第1制御器25の出力値をそのまま用いることもできる。同様に、スイッチング素子S1のONデューティD1は第1制御器25の出力値をそのまま用い、スイッチング素子S2のONデューティD2は第1制御器25の出力から第2制御器26の出力を減算した減算値を用いることもできる。また、第2制御ブロック27において、ONデューティD1,D2のいずれかが負の値となる場合は、ONデューティD1からONデューティD2を減算した値を一定に保ちつつ、負となる方のONデューティを零に固定する構成としてもよい。例えば、第1制御器25の出力値が0.1、第2制御器26の出力値が0.2の場合、ONデューティD1は加算値=0.3と正の値となるが、ONデューティD2は減算値=-0.1と負の値となるため、ONデューティD2を零とし、ONデューティD1を0.4に補正し、ONデューティの差D1-D2の値を一定に保つようにする。これにより、充放電コンデンサ101fの電圧の制御応答性を一定に保つことができるため、出力電力や昇圧比が小さい場合でも充放電コンデンサ電圧Vcfを高速に制御することが可能となる。また、リアクトル12を流れるリアクトル電流ILを電流センサではなく、図11のDC/DCコンバータの電圧センサ106のように、スイッチング素子の開閉端子間電圧からリアクトル電流を推定する構成としてもよい。図11において、DC/DCコンバータ200の制御装置209は、電圧センサ106によって、開閉端子間電圧としてのスイッチング素子S1のコレクタ-エミッタ間電圧Vce1を検出している。スイッチング素子S1のゲート信号G1がHighの時、コレクタ-エミッタ間電圧Vce1が正であればリアクトル電流ILは正、コレクタ-エミッタ間電圧Vce1が負であればリアクトル電流ILは負となる。このような構成にすることにより、高価な電流センサを用いることなく、力行動作時と回生動作時の充放電コンデンサ電圧Vcfを所望の値に制御することが可能となる。また、リアクトル12を流れるリアクトル電流ILを推定する方法として、充放電コンデンサ電圧Vcfの変化量より推定することも可能である。図4ないし図7に示されているように、モード1期間の充放電コンデンサ電圧Vcfは、力行動作であれば電圧Vcfは上昇し、回生動作であれば電圧Vcfは低下する。同様に、モード2期間の充放電コンデンサ電圧Vcfは、力行動作であれば電圧Vcfは低下し、回生動作であれば電圧Vcfは上昇する。このように、モード1期間の充放電コンデンサ電圧Vcfが上昇する場合は力行動作でリアクトル電流ILは正、逆にVcfが低下する場合は回生動作でリアクトル電流ILは負と推定することができる。このような構成にすることにより、高価な電流センサを用いることなく、力行動作時と回生動作時の充放電コンデンサ電圧Vcfを所望の値に制御することが可能となる。また、以上の例えば制御装置109,119等において、減算器21及び第1制御器25には高圧側電圧の指令値としての出力電圧目標値Voutと電圧センサ103にて検出された高圧側電圧の検出値としての出力電圧Voutとが入力され、第1の演算値が演算されるものを示したが、低圧側電圧の指令値としての入力電圧目標値Vinと低圧側電圧の検出値としての低圧側平滑コンデンサ11の入力電圧Vinが入力され、第1の演算値が演算されるものであってもよい。なお、以上のようにスイッチング素子S1,S2の開閉に合わせてスイッチング素子S3,S4を開閉制御することによりスイッチング素子S3,S4にダイオード素子一方向導通素子の機能を持たせ、スイッチング素子S3,S4の開閉に合わせてスイッチング素子S1,S2を開閉制御することによりスイッチング素子S1,S2にダイオード素子一方向導通素子の機能を持たせている。以上のように、この実施の形態によれば、各種誤差要因が発生した場合や、力行動作と回生動作とが切り替わる場合においても、DC/DCコンバータの出力電圧Voutと充放電コンデンサ電圧Vcfを常に所望の一定の値に保つことができるようにして、直流電圧変換部101のスイッチング素子S1~S4等に低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なDC/DCコンバータを得ることができる。実施の形態2.図12、図13は、実施の形態2を示すものであり、図12は制御装置の構成を示す回路図、図13は別の制御装置の構成を示す回路図である。この実施の形態は、図1におけるDC/DCコンバータ100における制御装置109を次に説明する制御装置209に置き換えたものである。図12において、制御装置209は、第3制御器51、減算器52、第4制御器53を有する。第3制御器51は、出力電圧目標値Voutと出力電圧Voutとの差電圧ΔVoutを増幅し、リアクトル12の電流目標値ILを出力し、出力電圧のフィードバック制御を行う。減算器52は、リアクトル12の電流目標値ILとリアクトル電流ILとの差電流ΔILを出力する。第4制御器53は、減算器52から出力される差電流ΔILを増幅し、電流のフィードバック制御を行う。その他の構成については、図2に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。なお、減算器21、第3制御器51、減算器52、第4制御器53がこの発明における第1の演算部である。次に、制御装置209の詳細動作について説明する。出力電圧Voutが出力電圧目標値Voutに比べて大きい場合は、出力電圧Voutを低下させるため、第3制御器51は電流目標値ILを小さくする。第4制御器53は電流目標値ILを小さくするため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に小さくするような第1の演算値を出力する。逆に、出力電圧Voutが出力電圧目標値Voutに比べて小さい場合は、出力電圧Voutを上昇させるため、第3制御器51は電流目標値ILを大きくする。第4制御器53は電流目標値ILを大きくするため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に大きくするような第1の演算値を出力する。第2制御ブロック27は、第4制御器53の出力と第2制御器26の出力に応じてスイッチング素子S1~S4のONデューティを決定するものであり、スイッチング素子S1のONデューティD1として第4制御器53の出力と第2制御器26の出力との加算値を、スイッチング素子S2のONデューティD2として第4制御器53の出力と第2制御器26の出力との減算値を出力する。第2制御器26、第1制御ブロック24、第3制御ブロック28等の動作は、図2の実施の形態1と同じ動作となるため、説明を省略する。このように制御することにより、力行動作、回生動作にかかわらず、出力電圧Voutを出力電圧目標値Voutになるように制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Vcfを目標充放電コンデンサ電圧Vcfになるように制御することが可能となる。また、第3制御器51の内側に、第4制御器53による電流マイナーループを設けることにより、DC/DCコンバータの制御安定性と制御応答性を向上することが可能となる。また、第3制御器51の出力であるリアクトルの電流目標値ILに上下限値を設定することにより、リアクトル電流ILを制限することができるので、電動機の負荷急変時にDC/DCコンバータに過大な電流が流れるのを防止することができ、信頼性の高いDC/DCコンバータを構成することが可能となる。また、図13に示すように、制御装置219において、第5制御ブロック44を用いて、除算器44aによって充放電コンデンサ電圧目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfをリアクトル電流ILで除算した値を求め、第2制御器26に入力するようにし、リアクトル電流ILの大きさに応じて第2の演算値の大きさを変化させて出力するようにしてもよい。なお、第5制御ブロック44の代わりに、図2に示した第1制御ブロック24を用いることもできる。なお、乗算器22、減算器23、第5制御ブロック44、第2制御器26がこの発明における第2の演算部である。以上のように、この実施の形態によれば、各種誤差要因が発生した場合や、力行動作と回生動作が切り替わる場合においても、出力電圧Vout図1参照と充放電コンデンサ電圧Vcf図1参照を常に所望の値に保つことができるようにして、直流電圧変換部101のスイッチング素子S1~S4図1参照やこれと逆並列に接続されたダイオードに低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なDC/DCコンバータを得ることができる。実施の形態3.図14~図21は、この発明の実施の形態3を示すものであり、図14はDC/DCコンバータの構成を示す構成図、図15は図14の制御装置の構成を示す回路図、図16及び図17は図14の制御装置の動作説明図である。図18はこの発明の実施の形態3による別の制御装置の構成を示す回路図、図19は図18の制御装置の動作説明図、図20は別の制御装置の構成を示す回路図、図21はさらに別の制御装置の構成を示す回路図である。図14において、DC/DCコンバータ300と図1のDC/DCコンバータ100との相違点は、DC/DCコンバータ300が低圧側の電圧である低圧側平滑コンデンサ11の電圧すなわち入力電圧Vinを検出するための電圧センサ107を備えていること、DC/DCコンバータ300とバッテリ2の間に開閉器5が設けられていること、制御装置309が設けられていることである。また、制御装置309と図2の制御装置109との相違点は、図15に示すように、第6制御ブロック54が追加で設けられている点である。第6制御ブロック54は、異常判定部54aと、設定器54bと、ゲインセレクタ54cとを有する。ゲインセレクタ54cは、異常判定部54aによる判定結果が異常状態でない場合は第1制御器25の演算値を選択して第1の演算値として出力し、異常判定部54aが異常状態と判定した場合は設定器54bに設定された固定値例えば0.5を選択して第1の演算値として出力する。なお、減算器21、第1制御器25、第6制御ブロック54がこの発明における第1の演算部である。また、ゲインセレクタ54cがこの発明における電圧制御用演算値変更部である。まず、第6制御ブロック54がない場合の動作について説明する。図16は、出力電圧目標値Voutが入力電圧Vinと等しい状態昇圧比が1倍で、電動機3が発電機として動作してバッテリ2にエネルギーを伝達する回生動作の時に、開閉器5図14が開放状態になった場合すなわちバッテリ2とDC/DCコンバータ300との接続が遮断された場合の動作図である。このような状態は、例えば、バッテリ2が満充電状態や異常状態になった場合に、バッテリ2を保護する時に起こりうる。時間t10から時間t11の期間は、開閉器5が閉状態であり、電動機3が発電したエネルギーはバッテリ2に充電される。出力電圧目標値Voutが入力電圧Vinと等しい状態昇圧比が1倍では、上記式2、式4より、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティは共に零となるため、入力電圧Vinと出力電圧Voutはバッテリ電圧V2とほぼ同じ値となる。時間t11で開閉器5が開放状態になると、電動機3が発電したエネルギーは低圧側平滑コンデンサ11、高圧側平滑コンデンサ108Coに蓄積されるため、入力電圧Vinと出力電圧Voutは上昇し、時間t12において電動機3の最大発電電圧V3まで達する。この状態では、出力電圧Voutが出力電圧目標値Voutに比べて大きくなるので、出力電圧Voutを低下させるため、制御装置309は、第1制御器25によってスイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に小さくする方向に作用する。そのため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティは共に零となる状態が継続されることになり、充放電コンデンサ電圧Vcfは時間t12の時の値V1を維持する。その結果、スイッチング素子S2とスイッチング素子S3に印加される電圧はV1、スイッチング素子S1とスイッチング素子S4に印加される電圧はV3-V1となり、各スイッチング素子に印加される電圧が不均一となる。電動機3の最大発電電圧V3が大きい場合、スイッチング素子S1とスイッチング素子S4に印加される電圧が増大し、過電圧破壊となるおそれがある。過電圧破壊を防止するためには、スイッチング素子の素子耐圧を電動機3の最大発電電圧V3よりも大きくする必要があり、このため、余分なコスト増加や効率低下の要因となる。次に、第6制御ブロック54がある場合の動作について説明する。図17は、出力電圧目標値Voutが入力電圧Vinと等しい状態昇圧比が1倍で、電動機3が発電してバッテリ2にエネルギーを伝達する回生動作している時に、開閉器5が開放状態になった場合の動作図である。時間t20から時間t21の期間は、開閉器5が閉状態であり、電動機3が発電したエネルギーはバッテリ2に充電される。この時、リアクトル12には電動機3からバッテリ2の方向に電流が流れる。出力電圧目標値Voutが入力電圧Vinと等しい状態昇圧比が1倍では、式2、式4より、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティは共に零となるため、入力電圧Vinと出力電圧Voutはバッテリ電圧V2とほぼ同じ値となる。時間t21で開閉器5が開放状態になると、電動機3が発電したエネルギーはバッテリ2へは流れず、低圧側平滑コンデンサ11及び高圧側平滑コンデンサ108に蓄積されるため、入力電圧Vinと出力電圧Voutは上昇する。時間t22において、入力電圧Vinが予め決められた閾値電圧Vov以上になると、異常判定部54aが異常状態と判定し、ゲインセレクタ54cは第1制御器25の出力ではなく固定値0.5を選択し出力する。ゲインセレクタ54cが固定値0.5を出力した場合、式2、式4より、入力電圧Vinは定常的には出力電圧Voutの2分の1の電圧になるため、DC/DCコンバータは入力電圧Vinを低下させる方向に動作する。入力電圧Vinが出力電圧Voutの2分の1に到達するまでの時間t22から時間t23の期間の途中においては、リアクトル12に流れるリアクトル電流ILは負電動機3から低圧側平滑コンデンサ11への方向、回生動作から正力行動作となりその後再び負となる。この時間t21から時間t23までの期間は、充放電コンデンサ電圧Vcfは充放電コンデンサ電圧目標値VcfVcf=出力電圧Voutの2分の1以下のため、充放電コンデンサ電圧Vcfを上昇させるために、第2制御器26によって、スイッチング素子S1のONデューティD1を大きく、スイッチング素子S2のONデューティD2を小さくする。入力電圧Vinが出力電圧Voutの2分の1に到達するまでの時間t23から時間t24の期間は、リアクトル12に流れるリアクトル電流ILは負回生動作となり、電動機3からバッテリ2の方向に電流が流れる。図17のように、充放電コンデンサ電圧Vcfが充放電コンデンサ電圧目標値Vcfより低い場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを上昇させるために、第2制御器26によって、スイッチング素子S1のONデューティD1を小さく、スイッチング素子S2のONデューティD2を大きくする。これにより、時間t24以降の充放電コンデンサ電圧Vcfを出力電圧Voutの50の一定の値に制御することができる。このように動作させることにより、回生動作時に開閉器5が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサ電圧Vcfを所望の電圧この実施の形態においては、出力電圧Voutの50の一定の値に制御することが可能となり、スイッチング素子S1~S4に印加される電圧を均等にすることができる。なお、図15においては、設定器54bに設定する設定値を0.5としたが、1.0以下の任意の固定値としてもよい。また、図18に示すように、制御装置319において、第7制御ブロック64を設けている。第7制御ブロック64は、異常判定部54a、可変設定器64b、ゲインセレクタ64cを有する。可変設定器64bに設定する設定値を固定値にしないで時間とともに変化する値とし、例えば図19に示すように、時間t22から充放電コンデンサ電圧Vcfが所望の値Vcf1に到達する時間t25までの間、入力電圧目標値Vinを変化させてもよい。このように動作させることにより、回生動作時に開閉器5が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサ電圧Vcfを所望の電圧に制御することが可能となるだけでなく、入力電圧Vinも所望の電圧に安定動作させることが可能となる。なお、減算器21、第1制御器25、第7制御ブロック64がこの発明における第1の演算部である。また、ゲインセレクタ64cがこの発明における電圧制御用演算値変更部である。また、図20に示すように、制御装置329において、第8制御ブロック74を設けている。第8制御ブロック74は、異常判定部54a、減算器74a、第5制御器74b、ゲインセレクタ74cを有する。異常判定部54aが異常状態と判定した場合は、固定値ではなく、第5制御器74bの演算値をゲインセレクタ74cが選択して第1の演算値として出力する。第5制御器74bは、入力電圧目標値Vinと入力電圧Vinの差電圧ΔVinを増幅するフィードバック制御を行うためのものであり、ゲインセレクタ74c及び第2制御ブロック27並びに第3制御ブロック28を介して、入力電圧Vinが入力電圧目標値Vinに比べて大きい場合は、入力電圧Vinを低下させるため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に大きくする。逆に、入力電圧Vinが入力電圧目標値Vinに比べて小さい場合は、入力電圧Vinを上昇させるため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に小さくする。入力電圧目標値Vinは、異常状態判定後にステップ状に変化させてもよいし、ある時定数を持って変化させてもよい。なお、減算器21、第1制御器25、第8制御ブロック74がこの発明における第1の演算部である。また、ゲインセレクタ74cがこの発明における電圧制御用演算値変更部である。また、図21に示すように、制御装置339において、第9制御ブロック84を設けている。第9制御ブロック84は、異常判定部54a、減算器84a、第6制御器84b、ゲインセレクタ84cを有する。異常判定部54aが異常状態と判定した場合は、ゲインセレクタ84cは第6制御器84bの演算値を選択して第1の演算値として出力する。異常判定部54aによる判定結果が異常状態でない場合は、第1制御器25の演算値を選択して第1の演算値として出力する。第6制御器84bは、リアクトル12の電流目標値ILとリアクトル電流ILの差電流ΔILを増幅しフィードバック制御を行うためのものであり、ゲインセレクタ84c及び第2制御ブロック27並びに第3制御ブロック28を介して、リアクトル電流ILが目標リアクトル電流ILに比べて大きい場合は、リアクトル電流ILを低下させるため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に小さくするような出力を出力する。逆に、リアクトル電流ILが目標リアクトル電流ILに比べて小さい場合は、リアクトル電流ILを上昇させるため、スイッチング素子S1とスイッチング素子S2のONデューティを共に大きくするような出力を出力する。これにより、リアクトル電流ILがリアクトル12の電流目標値ILになるように制御される。なお、減算器21、第1制御器25、第9制御ブロック84がこの発明における第1の演算部である。また、ゲインセレクタ84cがこの発明における電流制御用演算値変更部である。このように動作させることにより、回生動作時に開閉器5が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサ電圧Vcfを所望の電圧に制御することが可能となるだけでなく、入力電圧Vinも所望の電圧に安定動作させることが可能となる。なお、上記各実施の形態では、スイッチング機能を有する第1及び第2の半導体回路としてスイッチング素子S1,S2を用い、第3及び第4の半導体回路として同様にスイッチング機能を有するスイッチング素子S3,S4を用い、低圧側電圧を昇圧して出力する昇圧型のDC/DCコンバータを示した。直流電圧を降圧する降圧型のDC/DCコンバータの場合は、スイッチング機能を有する第3及び第4の半導体回路としてスイッチング素子S3,S4を用い、第1及び第2の半導体回路として同様にスイッチング機能を有するスイッチング素子S1,S2を用いる。この場合も、同様にスイッチン機能を有する半導体回路としてのスイッチング素子の絶縁破壊を防止することができる。以上のように、この実施の形態によれば、DC/DCコンバータとバッテリの間に設けられた開閉器が開放状態になった場合においても、充放電コンデンサの端子間電圧を常に所望の値に保つことができるようにして、スイッチング素子やダイオードに低耐圧のものを使用しても素子破壊の危険性を確実に回避することが可能であり、これによって低コストで高効率なDC/DCコンバータを得ることができる。実施の形態4.図22及び図23は、実施の形態4を示すものであり、図22はDC/DCコンバータの構成を示す構成図、図23は図22の制御装置の構成を示す回路図である。図22において、実施の形態1ないし実施の形態3との相違点は、DC/DCコンバータが双方向DC/DCコンバータではなく、片方向DC/DCコンバータであることである。片方向DC/DCコンバータとしては、低電圧側から高電圧側へ電力伝送する昇圧型DC/DCコンバータと、高電圧側から低電圧側へ電力伝送する降圧型DC/DCコンバータがあるが、基本動作は同じであり、本実施の形態は昇圧型DC/DCコンバータの例である。図22において、DC/DCコンバータ400は、端子群及びそれぞれ第1、第2、第3、第4の端子としての第1端子400a、第2端子400b、第3端子400c、第4端子400dを有し、低圧側の端子である第1端子400aVcom-第2端子400bVL間に入力された直流の入力電圧Vinを、入力電圧Vin以上の電圧に昇圧し、昇圧後の出力電圧Voutを高圧側の端子である第3端子400cVcom-第4端子400dVH間に出力するものである。図22では、第1端子400a-第2端子400b間には太陽電池6を、第3端子400c-第4端子400d間にはDC/AC電力変換装置7を介して電力系統8が接続されている。DC/DCコンバータ400は、低圧側平滑コンデンサ11Ciと、リアクトル12Lと、直流電圧変換部401と、電圧センサ103と、電圧センサ104と、出力側の高圧側平滑コンデンサ108Coと、制御装置409とを有している。そして、低圧側の端子である第1端子400a、第1端子400b間に接続された太陽電池6の電圧を、DC/DCコンバータ400によって昇圧し高圧側の端子である第3端子400c,400d間に出力している。DC/AC電力変換装置7は、第3端子400c、第4端子400d間の直流電圧を交流電圧に変換し、電力系統8に送出している。直流電圧変換部401は、半導体回路直列回路としてのスイッチング素子ダイオード直列回路401aと充放電コンデンサ101fとを有する。スイッチング素子ダイオード直列回路401aは、スイッチング機能を有する第1及び第2の半導体回路としてのスイッチング素子S1,S2と第3及び第4の半導体回路並びに一方向導通素子としての2つのシリコンカーバイト製のダイオードD3、D4とが第1接続部401b,第2接続部401c,第3接続部401dをそれぞれ介してこの順に直列接続されて構成されている。このスイッチング素子ダイオード直列回路401aは、図1におけるスイッチング素子直列回路101aのスイッチング素子S3,S4をダイオードD3、D4に置き換えたものである。スイッチング素子S1のエミッタ端子は第1端子400aに、ダイオードD4の陰極側は第4端子400dに接続されている。スイッチング素子S2のコレクタ端子とダイオードD3の陽極側との接続部である第2接続部401cはリアクトル12を介して第2端子400bに接続されている。また、充放電コンデンサ101fは、その一方の端子がスイッチング素子S1のコレクタ端子とスイッチング素子S2のエミッタ端子との接続部である第1接続部401bに、他方の端子がダイオードD3の陰極側とダイオードD4の陽極側との接続部である第3接続部401dにそれぞれ接続されている。第1端子400aと第4端子400dは、共通に接続されている。制御装置409は電圧センサ103、104の検出値に応じて、2つのスイッチング素子S1,S2のゲート信号を生成し、スイッチング素子S1,S2を動作させる。図23は、制御装置409の詳細を示す回路図であるが、図23において第1制御器25は出力電圧目標値Voutと出力電圧Voutとの差電圧ΔVoutを増幅し出力電圧のフィードバック制御を行う。第2制御器26は充放電コンデンサ目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfを増幅し充放電コンデンサ101fの電圧のフィードバック制御を行う。リアクトル12のリプル電流を最小化するため、充放電コンデンサ目標値Vcfは実施の形態1と同様に出力電圧Voutの2分の1の値0.5倍としている。第2制御ブロック27は、第1制御器25の出力と第2制御器26の出力とに応じてスイッチング素子S1,S2のONデューティD1,D2を決定するものであり、第1制御器25の出力と第2制御器26の出力とを加算器27aにて加算してスイッチング素子S1のONデューティD1として出力し、第1制御器25の出力から第2制御器26の出力を減算器27bにて減算しスイッチング素子S2のONデューティD2として出力する。制御ブロック428はPWM信号生成ブロックであり、スイッチング素子S1のゲート信号G1はスイッチング素子S1のONデューティD1と第1の三角波SW1とが比較器28aによって比較されて生成され、スイッチング素子S2のゲート信号G2はスイッチング素子S2のONデューティD2と第2の三角波SW2とが比較器28bによって比較されて生成される。ここで、リアクトル12のリプル電流を最小化するため、第1の三角波SW1の位相に対し第2の三角波SW2の位相を180度反転した三角波信号としている。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付している。次に、制御装置409の詳細動作について説明する。出力電圧Voutが目標出力電圧Voutに比べて大きい場合は、出力電圧Voutを低下させるため、第1制御器25の出力を減少させることによって、スイッチング素子S1及びスイッチング素子S2のONデューティD1,D2を共に小さくする。逆に、出力電圧Voutが目標出力電圧Voutに比べて小さい場合は、出力電圧Voutを上昇させるため、第1制御器25の出力を増加させることによって、スイッチング素子S1及びスイッチング素子S2のONデューティを共に大きくする。充放電コンデンサ101fの充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを低下させるため、第2制御器26の出力を減少させることによって、スイッチング素子S1のONデューティD1を小さく、スイッチング素子S2のONデューティD2を大きくする。充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを上昇させるため、第2制御器26の出力を増加させることによって、スイッチング素子S1のONデューティD1を大きく、スイッチング素子S2のONデューティD2を小さくする。このように制御することで、出力電圧Voutを目標出力電圧Voutに制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Vcfを目標充放電コンデンサ電圧Vcfに制御することが可能となる。また、電力伝送方向が片方向のみのため、実施の形態1における電流センサ105図1と第1制御ブロック24図2が不要となるため、DC/DCコンバータのコストを低減できる。実施の形態5.図24~図26は、実施の形態5を示すものであり、図24はDC/DCコンバータの構成を示す構成図、図25は図24の制御装置の構成を示す回路図、図26は、降圧型のDC/DCコンバータの構成を示す構成図である。本実施の形態におけるDC/DCコンバータ500は、低圧側の端子である第1端子400aVcom-第2端子400bVL間に接続された太陽電池6の電圧を昇圧し、高圧側の端子である第3端子400cVcom-第4端子400dVH間に出力する昇圧動作は実施の形態4と同様であるが、制御対象は高圧側の端子である第3端子400c-第4端子400d間電圧ではなく、低圧側の端子である第1端子400a-第2端子400b間電圧としている。これは、太陽電池6が発電できる電力は太陽電池6の電圧動作電圧に大きく依存しているため、周知の太陽電池電圧を出力が最大となる入力電圧目標値Vinに制御することで、発電できる電力量を最大化するためである。図24において、DC/DCコンバータ500は制御装置509を有する。制御装置509は、入力電圧低圧側電圧を入力電圧目標値Vinに制御するとともに、昇圧後の出力電圧直流電圧Voutが所望の値になるように制御する。DC/AC電力変換装置7は、出力電圧Voutとなる出力電流を算出しつつ、高圧側の端子である第3端子400c-第4端子400d間の出力電圧Voutを交流電圧に変換し、電力系統8に電力を供給する。制御装置509は電圧センサ103、104の検出値に応じて、2つのスイッチング素子S1,S2のゲート信号G1,G2を生成し、スイッチング素子S1,S2を動作させる。図25は、制御装置509の詳細回路を示すものであるが、第1制御器25は入力電圧目標値Vinと入力電圧Vinとの差電圧ΔVinを増幅し入力電圧をフィードバック制御するものであり、第2制御器26は充放電コンデンサ目標値Vcfと充放電コンデンサ電圧Vcfとの差電圧ΔVcfを増幅し充放電コンデンサ電圧Vcfをフィードバック制御するものである。リアクトル12のリプル電流を最小化するため、充放電コンデンサ目標値Vcfは出力電圧Voutの2分の1の値0.5倍としている。その他の構成については、図23に示した実施の形態4と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。次に、制御装置509の詳細動作について説明する。入力電圧Vinが入力電圧目標値Vinに比べて大きい場合は、入力電圧Vinを低下させるため、第1制御器25の出力を減少させることによって、スイッチング素子S1とS2のONデューティを共に小さくする。逆に、入力電圧Vinが入力電圧目標値Vinに比べて小さい場合は、入力電圧Vinを上昇させるため、第1制御器25の出力を増加させることによって、スイッチング素子S1とS2のONデューティを共に大きくする。充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて大きい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを低下させるため、第2制御器26の出力を減少させることによって、スイッチング素子S1のONデューティD1を小さく、スイッチング素子S2のONデューティD2を大きくする。充放電コンデンサ電圧Vcfが目標充放電コンデンサ電圧Vcfに比べて小さい場合は、充放電コンデンサ電圧Vcfを上昇させるため、第2制御器26の出力を増加させることによって、スイッチング素子S1のONデューティD1を大きく、スイッチング素子S2のONデューティD2を小さくする。このように制御することで、入力電圧Vinを入力電圧目標値Vinに制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Vcfを目標充放電コンデンサ電圧Vcfに制御することが可能となる。また、電力伝送方向が片方向のみのため、例えば実施の形態1における電流センサ105図1と第1制御ブロック24図2が不要となるため、DC/DCコンバータの制御装置を低コストで構成することが可能となる。なお、上記実施の形態4及び5において、ダイオードD3,D4の代わりに同期整流回路を用いることもできる。以上のように、上記図22や図24においては、DC/DCコンバータは、スイッチング機能を有する第1及び第2の半導体回路としてスイッチング素子S1,S2を用い、第3及び第4の半導体回路並びに一方向導通素子としてダイオードD3,D4を用い、低圧側電圧を昇圧して出力する昇圧型のDC/DCコンバータを示した。しかし、図26に示すように直流電圧を降圧する降圧型のDC/DCコンバータ600であっても同様の効果を奏する。図26において、DC/DCコンバータ600は、端子群及びそれぞれ第1、第2、第3、第4の端子としての第1端子600a、第2端子600b、第3端子600c、第4端子600d、及び直流電圧変換部601並びに制御装置609を有する。また、第1端子600a-第2端子600b間には図1に示すのと同様のバッテリ2が接続され、第3端子600c-第4端子600d間には、直流の発電機9が接続されている。高圧側の端子である第3端子600cVcom-第4端子600dVH間に入力される発電機9からの入力電圧Vinを降圧し、低圧側の端子である第1端子600aVcom-第2端子600bVL間に出力電圧Voutとして出力し、バッテリ2を充電するものである。その他の構成については、図22に示したものと同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。直流電圧変換部601は、半導体回路直列回路としてのスイッチング素子ダイオード直列回路601aと充放電コンデンサ101fとを有する。スイッチング素子ダイオード直列回路601aは、第1及び第2の半導体回路並びに一方向導通素子としての2つのシリコンカーバイト製のダイオードD1,D2とスイッチング機能を有する第3及び第4の半導体回路としてのスイッチイング素子S3,S4とが第1接続部601b,第2接続部601c,第3接続部601dをそれぞれ介してこの順に直列接続されて構成されている。このスイッチング素子ダイオード直列回路601aは、図1におけるスイッチング素子直列回路101aのスイッチング素子S1,S2をダイオードD1,D2に置き換えたものである。制御装置609は降圧動作をするようにスイッチング素子S3,S4を開閉制御する点が図22の制御装置409と異なるが、同様にして出力電圧Voutを目標出力電圧Voutに制御するとともに、充放電コンデンサ電圧Vcfを目標充放電コンデンサ電圧Vcfに制御する。この場合も同様にスイッチング機能を有する半導体回路としてのスイッチング素子S3,S4や半導体回路としてのダイオードD1,D2の絶縁破壊を防止することができる。また、上記制御装置409,509において、図8に示した第4制御ブロック34、図10に示した第5制御ブロック44、図12に示した減算器52、図13に示した減算器52と第5制御ブロック44との組み合わせることができる。また、制御装置609において、図15に示した第6制御ブロック54、図18に示した第7制御ブロック64、図20に示した第8制御ブロック74、図21に示した第9制御ブロック84を取り入れてもよい。なお、上記各実施の形態では、スイッチング素子S1~S4をIGBTとし、ダイオードD3,D4をシリコンカーバイト製として説明したが、スイッチング素子をMOSFETやJFET等としてもよい。また、スイッチング素子やダイオード素子は、シリコンに比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体としては、例えば、炭化シリコンSiC、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子やダイオード素子ダイオードは、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子やダイオード素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子やダイオード素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。また耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、半導体モジュールの一層の小型化が可能になる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子やダイオード素子の高効率化が可能であり、延いては半導体モジュールの高効率化が可能になる。また、スイッチング素子及びダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体によって構成されていてもよく、この実施の形態に記載したような効果を得ることができる。"