"双方向スイッチ132、212、220のオン状態およびオフ状態を制御するための制御電圧を受ける制御端子130と、双方向主電流経路144、1112内にある少なくとも1つの半導体スイッチ143、M1、M2、M10、M20、1110、1206、1308とを有する前記双方向スイッチ132、212、220を制御する制御回路構造134、1102、1204、1304であって、-エネルギ蓄積エレメント102、Cstorと、-前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorを充電するために、該エネルギ蓄積エレメント102、Cstorを電源電圧に結合する結合手段101と、-前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorから電力を受けるように構成され、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorが前記電源電圧に結合されないとき、前記電源電圧に依存しない電圧レベルを有する前記制御電圧を供給するように構成される、制御回路108,208、222と、を含み、-前記結合手段101は、前記双方向スイッチ132、212、220が前記オフ状態にあるときにだけ、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorを前記電源電圧に結合するように構成される、制御回路構造134、1102、1204、1304。基準電圧を受ける基準電圧入力端子126をさらに含み、前記双方向スイッチ132、212、220は、該双方向スイッチの切り替えを可能にするように前記制御端子上の前記制御電圧をどの電圧レベルに定めなければならないかを指し示す前記基準電圧を提供する基準電圧出力端子130をさらに含み、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorは、第1端子104および第2端子136を有し、前記結合手段101は、i前記第1端子104と第1電源電圧を受ける第1電源電圧端子112との間に配置される第1スイッチS1と、ii前記第2端子136と第2電源電圧を受ける第2電源電圧端子120との間に配置される第2スイッチS2と、iii前記第1スイッチS1および前記第2スイッチS2のうちの少なくとも1つを開いているまたは閉じているように制御し、前記双方向スイッチ132、212、220の前記双方向主電流経路144、1112が前記オフ状態にあるときにだけ、前記第1スイッチS1および前記第2スイッチS2のうちの少なくとも1つを閉じるように構成される追加制御回路116,210,216,404,408であって、前記第1スイッチS1および前記第2スイッチS2が両方とも閉じているとき、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorは前記第1電源電圧と前記第2電源電圧との差の電圧に充電され、前記第1スイッチS1および前記第2スイッチS2が両方とも開いているとき、前記第1端子104および前記第2端子136の電圧はフローティングして、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorのフローティング状態を得る、追加制御回路116、210、216、404、408と、を含み、前記制御回路108,208、222は、前記第1端子104と第2端子136との間に結合される電力供給端子1106、138であって、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorから電力供給エネルギを受ける電力供給端子106、138を含み、前記制御電圧は、前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorが前記フローティング状態にあるとき、フローティングする方式で発生する、請求項1に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記制御回路108,208、222は、前記双方向スイッチ132、212、220の前記オン状態または前記オフ状態を記憶し、前記記憶された状態に従って前記制御電圧を供給するラッチ206、224、704、708を含む、請求項2に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記制御回路108,208、222は、前記双方向スイッチの所要のオン状態またはオフ状態を指し示すスイッチ制御信号を受ける入力端子T1ctrl、Ins、InRを含む、請求項2に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記制御回路108,208、222は、前記第1電源電圧端子112および前記第2電源電圧端子120のうちの少なくとも1つに結合され、前記入力端子は、前記第1電源電圧および前記第2電源電圧のうちの少なくとも1つに関係する前記スイッチ制御信号を受けるように構成され、前記制御回路108,208、222は、前記双方向スイッチ制御信号を、前記第1端子のおよび/または前記第2端子の前記電圧に関係した電圧を有するフローティング制御信号に伝達する伝達チャンネル204、218、502、504、602、604、606を含む、請求項3に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記ラッチ206、224、704、708は、セット信号を受けて前記双方向スイッチ132、212、220の前記オン状態を格納し、リセット信号を受けて前記双方向スイッチ132、212、220の前記オフ状態を格納するように構成され、前記双方向スイッチ制御信号は、セットサブ信号およびリセットサブ信号を含み、前記伝達チャンネル204、218、502、504、602、604、606は、前記セットサブ信号および前記リセットサブ信号を前記ラッチ206、224、704、708に伝達する、請求項2および5に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記エネルギ蓄積エレメント102、Cstorは、MOSトランジスタ302、304に基づき製造された蓄積キャパシタCstorであり、該MOSトランジスタ302、304のドレイン、ソースおよびバックゲートは互いに電気的に接続されて、前記蓄積キャパシタCstorの第1電極を一緒に形成し、前記MOSトランジスタ302、304のゲートは、前記蓄積キャパシタCstorの第2電極を形成する、請求項1に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記第1スイッチS1または前記第2スイッチS2は、ブートストラップダイオードDS1であり、前記第1スイッチS1および前記第2スイッチS2のうちの他方のスイッチは、MOSトランジスタTS2であり、該MOSトランジスタの導通状態または非導通状態は、前記追加制御回路116、210、216、404、408によって制御される、請求項2に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。前記第1スイッチS1は第1MOSトランジスタTS1であり、前記第2スイッチS2は第2MOSトランジスタTS2であり、該第1MOSトランジスタの導通状態または非導通状態および該第2MOSトランジスタの導通状態または非導通状態は、前記追加制御回路116、210、216、404、408によって制御される、請求項2に記載の制御回路構造134、1102、1204、1304。双方向スイッチ132、212、220と請求項1に記載の制御回路構造1102とを含む、双方向スイッチシステム1104。前記双方向スイッチ132、212、220は、第1のI/O端子と第2のI/O端子との間に双方向主電流経路144、1112を含み、該主電流経路144、1112内に第1MOSトランジスタM1および第2MOSトランジスタM2を含み、該第1MOSトランジスタM1および該第2MOSトランジスタM2は共通ソースs、s1および共通ゲートg、g1を有し、該第1MOSトランジスタM1のドレインd1は前記第1のI/O端子に結合され、該第2MOSトランジスタM2のドレインd2は前記第2のI/O端子に結合され、前記共通ゲートg、g1は前記双方向スイッチ132、212、220の制御端子130に結合される、請求項10に記載の双方向スイッチシステム1104。前記共通ソースs、s1は、前記双方向スイッチ132、212、220の基準電圧出力端子130に結合される、請求項11に記載の双方向スイッチシステム1104。スイッチングマトリックス1200であって、該スイッチングマトリックスに属する少なくとも1つの接続点で、請求項10に記載の双方向スイッチシステム1202を少なくとも1つ含む、スイッチングマトリックス1200。電気刺激信号を提供し、請求項10に記載の双方向スイッチシステム1104を少なくとも1つ含む、医療用刺激装置1300。双方向スイッチのオン状態およびオフ状態を制御するための制御電圧を受ける制御端子と、双方向主電流経路内にある少なくとも1つの半導体スイッチとを有する前記双方向スイッチを制御する方法1400であって、-エネルギ蓄積エレメントを充電するために、前記双方向スイッチが前記オフ状態にあるときにだけ、該エネルギ蓄積エレメントを電源電圧に結合するステップ1402と、-前記エネルギ蓄積エレメントから電力を受けるステップ1404と、-前記エネルギ蓄積エレメントが前記電源電圧に結合されないとき、前記電源電圧に依存しない電圧レベルを有する前記制御電圧を供給するステップ1406と、を含む、方法。それゆえに、引用された論文中の双方向スイッチの制御回路は静的な電力消費を有し、その消費は双方向スイッチの状態に無関係のものである。本発明の目的は、周知の制御回路構造よりも電力消費が少ない双方向スイッチ用の制御回路構造を提供することである。本発明の第1の態様は、請求項1に記載の、双方向スイッチを制御する制御回路構造を提供する。本発明の第2の態様は、請求項10に記載の双方向スイッチシステムを提供する。本発明の第3の態様は、請求項13に記載のスイッチング切り替えマトリックスを提供する。本発明の第4の態様は、請求項14に記載の医療用刺激装置を提供する。本発明の第5の態様は、請求項15に記載の、双方向スイッチを制御する方法を提供する。従属項には、有利な実施形態が定められる。本発明の第1の態様に従う、双方向スイッチを制御する制御回路構造は、エネルギ蓄積エレメント、結合手段および制御回路を含む。双方向スイッチは、この双方向スイッチのオン状態およびオフ状態を制御するための制御電圧を受ける制御端子を有し、双方向主電流経路内に少なくとも1つの半導体スイッチを有する。結合手段は、エネルギ蓄積エレメントを充電するために、エネルギ蓄積エレメントを電源電圧に結合する。エネルギ蓄積エレメントは、双方向スイッチがオフ状態にあるときにだけ、電源電圧に結合される。制御回路は、エネルギ蓄積エレメントから電力を受け、エネルギ蓄積エレメントが電源電圧に結合されないとき、電源電圧に依存しない電圧レベルを有する制御電圧を供給する。制御回路は、エネルギ蓄積エレメントから電力を受け、それゆえに制御回路は、エネルギ蓄積エレメントの両端間電圧に関係する制御電圧を発生させることができる。双方向スイッチは、制御端子上に制御電圧を受ける。双方向スイッチを確実にオンに切り替えるまたはオフに切り替えるためには、制御電圧は、直接には電源電圧に関係しない、特定の電圧範囲内の電圧を有する必要がある。エネルギ蓄積エレメントが電源電圧に結合されないとき、エネルギ蓄積エレメントの端子の電圧が、所要の電圧レベルにフローティング浮遊することができるので、制御回路は、直接には電源電圧に関係しない制御電圧を発生させることができる。しかしながら、エネルギ蓄積エレメントが充電されているとき、エネルギ蓄積エレメントの端子の電圧は、固定電圧レベルに接続されることになり、この固定電圧レベルのゆえに、制御回路は、双方向スイッチを確実にオンまたはオフに切り替えることができる制御電圧を発生させることができない。したがって、エネルギ蓄積エレメントは、双方向スイッチがオフ状態にあるときにだけ充電される。双方向スイッチは、主に、制御回路構造に対して容量性負荷を形成するが、これは、導通状態から非導通状態にまたはその逆向きに切り替えるために、充電または放電しなければならない少なくとも1つの半導体スイッチのゲートが、この負荷を形成するからであることに留意されたい。それゆえに、双方向スイッチは、制御回路構造に対して静的な電力負荷を形成しない。結合手段および制御回路は、半導体回路構造に属するトランジスタが別の状態に切り替わる瞬間に電力を消費するにすぎない低電力半導体回路として、実装することができる。絶えず流れる電流に依存しないで、制御電圧を得ることができる。それゆえに、制御回路構造は、静的な消費電力を有しない。制御回路構造は静的な消費電力を有さず、双方向スイッチは制御端子を経由して静的に電力を消費しない。それゆえに、第1態様に従う本発明は、周知の回路構造よりも電力をさらに効率的にする。一実施形態では、双方向スイッチは、双方向主電流経路内にある少なくとも1つの半導体スイッチと、双方向スイッチの切り替えを可能にするように制御端子上の制御電圧をどの電圧レベルに定めなければならないかを指し示す基準電圧を提供する基準電圧出力端子とをさらに含む。制御回路構造は、基準電圧出力端子から基準電圧を受ける基準電圧入力端子をさらに含む。エネルギ蓄積エレメントは、第1端子および第2端子を有する。結合手段は、第1端子と第1電源電圧を受ける第1電源電圧端子との間に配置される第1スイッチと、第2端子と第2電源電圧を受ける第2電源電圧端子との間に配置される第2スイッチと、追加制御回路とを含む。追加制御回路は、第1スイッチおよび第2スイッチのうちの少なくとも1つを開いているまたは閉じているように制御し、双方向スイッチの双方向主電流経路がオフ状態にあるときにだけ、第1スイッチおよび第2スイッチのうちの少なくとも1つを閉じる。第1スイッチおよび第2スイッチが両方とも閉じているとき、エネルギ蓄積エレメントは、第1電源電圧と第2電源電圧との差の電圧に充電される。第1スイッチおよび第2スイッチが両方とも開いているとき、第1端子および第2端子の電圧はフローティングして、エネルギ蓄積エレメントのフローティング状態を得る。制御回路は、第1端子と第2端子との間に結合される電力供給端子であって、エネルギ蓄積エレメントから電力供給エネルギを受ける電力供給端子を含む。制御電圧は、エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあるとき、フローティングする方式で発生する。制御回路は、第1端子および第2端子から電源電圧を受け、それゆえに制御回路は、第1端子の電圧または第2端子の電圧に直接に関係する制御電圧を発生させることができる。制御電圧は、第1端子の電圧および第2端子の電圧によって制限される範囲内の値を有することができる。エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあるとき、制御電圧は同様にフローティングする。双方向スイッチは、主電流経路内に少なくとも1つの半導体スイッチを有する。このような半導体スイッチは、基準電圧と比較して十分に高いまたは十分に低い制御電圧を受けるときにだけ閉じる。一実施形態では、基準電圧入力端子は、第2端子に結合することができ、それゆえにエネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあるとき、基準電圧は、第2端子の電圧レベル、したがって第1端子のレベルを決定する。それゆえに、制御回路構造が基準電圧を受ける場合、エネルギ蓄積エレメントを充電するのに用いられる第1電源電圧および第2電源電圧に依存しないで双方向スイッチが開くまたは閉じることができるように、制御回路は、基準電圧に対して制御電圧を発生させることができる。別の実施形態では、制御回路が、基準電圧の電圧レベルに対して制御電圧を直接に発生させることができるように、基準電圧入力端子は、制御回路に結合することができる。双方向スイッチは、主に、制御回路構造に対して容量性負荷を形成するが、これは、導通状態から非導通状態にまたはその逆向きに切り替えるために、充電または放電しなければならない少なくとも1つの半導体スイッチのゲートが、この負荷を形成するからであることに留意されたい。それゆえに、双方向スイッチは、制御回路構造に対して静的な電力負荷を形成しない。双方向スイッチがオン状態にあるときにだけ、双方向主電流経路の中を電流が流れる結果、主電流経路内の電力消費は小さくなる。しかしながら、主電流経路内のこの電力消費は、制御端子に対する負荷ではなく、これは、制御端子が少なくとも1つの半導体スイッチのゲートを充電または放電するだけでよいからである。双方向スイッチの状態を導電状態から非導電状態におよび/またはその逆向きに変化させると、その遷移中に制御回路内で電力が消費される。この周知の動的な電力消費は、回避することができない。エネルギ蓄積エレメント内に蓄積されたエネルギから、所要のエネルギが取り込まれる。制御回路は、エネルギ蓄積エレメントから受けた供給電力に基づき動作する。エネルギ蓄積エレメント内にエネルギを蓄積するために、およびエネルギ蓄積エレメントの両端間電圧を得るために、エネルギ蓄積エレメントは充電しなければならない。第1端子および第2端子を、第1スイッチおよび第2スイッチを経由して第1電源電圧端子および第2電源電圧端子にそれぞれ接続することによって、エネルギ蓄積エレメント内にエネルギが蓄積される。第1スイッチおよび/または第2スイッチが閉じると、第1端子の電圧および第2端子の電圧はもはやフローティングせずに、制御電圧はフローティングする方式では発生しない。非フローティング制御電圧は、双方向スイッチに属する少なくとも1つの半導体スイッチを確実に切り替えることができず、それゆえにエネルギ蓄積エレメントの充電は、双方向スイッチがオフ状態にあるときにだけ実行される。追加制御回路および制御回路は、半導体回路構造に属するトランジスタが別の状態に切り替わる瞬間に電力を消費するにすぎない低電力半導体回路として、実装することができる。絶えず流れる電流に依存しないで、制御電圧を得ることができる。それゆえに、制御回路構造は、静的な消費電力を有しない。制御回路構造は静的な消費電力を有さず、双方向スイッチは制御端子を経由して静的に電力を消費しない。それゆえに、第1態様に従う本発明は、周知の回路構造よりも電力をさらに効率的にする。一実施形態では双方向スイッチは、所定期間の繰り返しサイクル内で常に開いている。追加制御回路はこの知識を用いて、双方向スイッチが閉じないと知られている先験的な間隔中に、第1スイッチおよび第2スイッチを閉じることができる。別の実施形態では、追加制御回路は、双方向スイッチがオフ状態にあるかどうかの指標を受ける制御回路に結合される。受けた指標に基づき、追加制御回路は、第1スイッチおよび第2スイッチを閉じることができるか否かを決定することができる。別の実施形態では、制御回路はラッチを含む。ラッチは双方向スイッチのオン状態またはオフ状態を記憶し、記憶された状態に従って制御電圧を供給する。双方向スイッチのオン状態またはオフ状態を記憶するラッチを有すると有利であり、これは、ラッチがオン状態またはオフ状態を指し示す信号を継続的に受ける必要がないからである。オン/オフ情報を備えたこのような信号は限定された期間の間提供され、続いてラッチはこの提供された情報を記憶する。特に、双方向スイッチがオフ状態に切り替えられると、双方向スイッチがエネルギ蓄積エレメントから分離されるので、ラッチは、エネルギ蓄積エレメントが放電されるのを防止する。これにより、電力効率が増加する。一実施形態では、制御回路は、双方向スイッチの所要のオン状態またはオフ状態を指し示すスイッチ制御信号を受ける入力端子を含む。言い換えれば、制御回路は、受けたスイッチ制御信号を用いて、スイッチ制御信号によって指し示される通りに双方向スイッチが開くまたは閉じるように、制御電圧を発生させる。別の回路構造、例えば本発明に従う制御回路構造を含む装置に属する何らかの回路構造が、スイッチ制御信号を発生させてもよい。さらなる実施形態では、制御回路は、第1電源電圧端子および/または第2電源電圧端子に結合される。この入力端子は、第1電源電圧および第2電源電圧のうちの少なくとも1つに関係するスイッチ制御信号を受けるように構成される。制御回路は、スイッチ制御信号を、第1端子の電圧および/または第2端子の電圧に関係する電圧を有するフローティング制御信号に伝達する、伝達チャンネル回路をさらに含む。言い換えれば、提供されたスイッチ制御信号は、フローティング電圧ではなく、例えば第1電源電圧および第2電源電圧によって制限された電圧範囲内の電圧である。第1電源電圧および第2電源電圧から電力を受ける回路構造から、このようなスイッチ制御信号を受けることができる。提供されたスイッチ制御信号の電圧は、フローティング電圧に、例えば第1端子の電圧および第2端子の電圧によって制限された電圧範囲内の電圧に、直接に関係する電圧へ変換しなければならない。伝達チャンネル回路は、この変換を実行する。この変換は、制御信号が第1端子および/または第2端子のフローティング電圧とも関係するので、実行しなければならない。この変換を実行するために、制御回路は第1電源電圧および/または第2電源電圧を受けることができ、受けたスイッチ制御信号が第1電源電圧および/または第2電源電圧に正確に関係する方式を、伝達チャンネルが決定できるようにする。伝達チャンネルの機能は、スイッチ制御信号を別のレベルにレベルシフトすることであり、この機能は、必ずしも第1電源電圧端子および/または第2電源電圧端子への接続を必要としていないことに留意されたい。別の実施形態では伝達チャンネルは、第1電源電圧端子および/または第2電源電圧端子とは異なる、固定電圧を有する端子に接続される。本実施形態は、第1電源電圧および/または第2電源電圧に関係する双方向スイッチ制御信号を受けることを可能にし、この信号を提供する回路構造が、制御回路構造内のフローティング電圧のことを感知しなくてよいことを意味するので、有利である。制御回路は、受けた双方向スイッチ制御信号を第1電源電圧および/または第2電源電圧と比較して、双方向スイッチ制御信号を解釈することができる。一例では、双方向制御信号は、双方向スイッチがオン状態でなければならないことを指し示す第1電圧に実質的に等しくてもよいし、双方向スイッチがオフ状態でなければならないことを指し示す第2電圧に実質的に等しくてもよい。さらなる実施形態では、制御回路のラッチは、セット信号を受けて双方向スイッチのオン状態を格納し、リセット信号を受けて双方向スイッチのオフ状態を格納する。双方向スイッチ制御信号は、セットサブ信号およびリセットサブ信号を含む。伝達チャンネル回路は、セットサブ信号およびリセットサブ信号を両方ともラッチに伝達する。セットおよびリセット信号を用いて、ラッチの状態を設定すると、セット信号またはリセット信号形式の信号が一時的にだけ必要となる。期間に制限があるので、伝達チャンネル回路は、制限された期間中に、第1電源電圧および/または第2電源電圧に関係する電圧から、第1端子の電圧および/または第2端子の電圧に関係する電圧の方への変換を実行するだけでよい。それゆえに、伝達チャンネル回路が消費する電力量は制限され、制御回路構造の電力効率は増加する。別の実施形態では、エネルギ蓄積エレメントは、MOSトランジスタに基づき製造される蓄積キャパシタであり、MOSトランジスタのドレイン、ソースおよびバックゲートは互いに電気的に接続され、一緒に蓄積キャパシタの第1電極を形成し、MOSトランジスタのゲートはキャパシタの第2電極を形成する。言い換えれば、MOSトランジスタのゲート酸化物は、蓄積キャパシタの誘電材料として用いられる。誘電材料としてゲート酸化物を用いると、蓄積キャパシタの集積化が半導体技術で可能となり、外部ポートを用いて回路構造に接続しなければならない外部蓄積キャパシタを使用しなくてよいので、有利である。蓄積キャパシタは、蓄積キャパシタが充電される時間間隔の間に1回または多数回双方向スイッチを開くおよび/または閉じるのに足りる少量のエネルギを蓄積しなければならない。双方向スイッチが開いているときに蓄積キャパシタが常に充電されると、双方向スイッチを1回だけ閉じて開くのに足りるエネルギを蓄積しさえすればよいことが期待される。したがって、蓄積されたエネルギ量は比較的少量であり、それゆえに蓄積キャパシタのサイズは比較的小さくすることができ、この点は半導体技術で蓄積キャパシタを集積化することとの関連で有利となる。しかしながら、キャパシタは、他の適切な方式で構成してもよい。一実施形態では、第1スイッチまたは第2スイッチはブートストラップダイオードであり、第1スイッチおよび第2スイッチのうちの他方のスイッチはMOSトランジスタである。MOSトランジスタの導通状態または非導通状態は、追加制御回路によって制御される。ブートストラップダイオードは、エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあるときブートストラップダイオードが電流を伝導することができないように、かつエネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にないときブートストラップダイオードが電流を伝導することができるように、第1端子と第1電源電圧端子との間、または第2端子と第2電源電圧端子との間に接続しなければならない。第1端子の電圧が導通状態のMOSトランジスタを経由して第1電源電圧に接続されるときにだけ、または第2端子の電圧が導通状態のMOSトランジスタを経由して第2電源電圧に接続されるときにだけ、エネルギ蓄積エレメントはフローティング状態になく、それゆえにエネルギ蓄積エレメントは、MOSトランジスタを経由しておよびブートストラップダイオードを経由してエネルギを受ける。1つのMOSトランジスタおよび1つのブートストラップダイオードを用いる方式は、ダイオードが比較的安価で比較的簡単な部品であるので、効率的な解決策である。ブートストラップダイオードは能動型スイッチではないが、ダイオードの両端間電圧アノードカソード間電圧がダイオードの順方向閾値電圧よりも大きいと導通することになる受動型スイッチとして機能することに留意されたい。第1スイッチおよび第2スイッチが本実施形態に従って実装される場合、追加制御回路は、MOSトランジスタだけをオン状態に直接に制御し、それによってブートストラップダイオードとして実装される他方のスイッチを間接的に制御する。別の実施形態では、第1スイッチは第1MOSトランジスタであり、第2スイッチは第2MOSトランジスタである。追加制御回路は、第1MOSトランジスタの導通状態または非導通状態を制御し、第2MOSトランジスタの導通状態または非導通状態を制御する。2つのMOSトランジスタを用いる方式は、第1スイッチおよび第2スイッチを生み出すのに効率的で効果的な解決策であり、エネルギ蓄積エレメントのフローティング状態または非フローティング状態に対しておよびエネルギ蓄積エレメントの充電に対して全制御を提供し、スイッチが例えばブートストラップダイオードとして実装されるとき、順方向バイアスダイオードの電圧降下も回避する。それゆえに、2つのMOSトランジスタが用いられる場合、エネルギ蓄積エレメントは、第1電源電圧と第2電源電圧との差電圧に実質的に等しい電圧レベルに充電することができる。本発明の第2の態様に従って、双方向スイッチと本発明の第1の態様に従う制御回路構造とを含む双方向スイッチシステムが提供される。双方向スイッチは、本発明の第1の態様に従う制御回路構造と同一の利益を提供し、対応する実施形態と類似した効果を有する類似の実施形態を有する。一実施形態では、双方向スイッチは、第1のI/O端子と第2のI/O端子との間に主電流経路を含み、この主電流経路内に第1MOSトランジスタおよび第2MOSトランジスタをさらに含む。第1MOSトランジスタおよび第2MOSトランジスタは、共通ソースおよび共通ゲートを有する。第1MOSトランジスタのドレインは第1のI/O端子に結合され、第2MOSトランジスタのドレインは第2のI/O端子に結合される。共通ゲートは制御端子に結合される。双方向スイッチの主電流経路内で2つのMOSトランジスタを用いることは、主電流経路が開くまたは閉じることができる、効果的および効率的な解決策である。一実施形態では、共通ソースは双方向スイッチの基準電圧出力端子に結合される。それゆえに、エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあると、第2端子のフローティング電圧は、第1MOSトランジスタおよび第2MOSトランジスタの共通ソースの電圧に追随する。特に、双方向スイッチがオン状態にあると、共通ソースの電圧は、第1のI/O端子の電圧および第2のI/O端子の電圧によって制限される範囲内にある。それゆえに、例えば正弦波信号が双方向スイッチを通して送られると、第1のI/O端子の電圧および第2のI/O端子の電圧は連続的に変化し、したがって共通ソースの電圧および第2端子のフローティング電圧は、それに応じて変化する。第1端子の電圧は、エネルギ蓄積エレメントを経由して第2端子の電圧に関係し、したがって共通ソースの電圧に応じて、同様に変化する。それゆえに、制御回路が発生させる制御電圧は、発生する制御電圧が共通ソースの電圧に関係するので、第1MOSトランジスタおよび第2MOSトランジスタをオフ状態またはオン状態に切り替えるのに用いることができる。本発明の第3の態様によれば、マトリックスであって、そのマトリックスに属する少なくとも1つの接続点で本発明の第2の態様に従う少なくとも1つの双方向スイッチシステムを含む、スイッチングマトリックスが提供される。このようなスイッチングマトリックスは、例えば医療用刺激装置の電極を信号発生器および/または測定回路に結合するのに用いられるクロスポイントマトリックスでもよい。本発明の第4の態様によれば、本発明の第2の態様に従う少なくとも1つの双方向スイッチシステムを含む医療用刺激装置が提供される。スイッチングマトリックスおよび医療用刺激装置は、本発明の第2の態様に従う双方向スイッチと同一の利益を提供し、対応する実施形態と類似した効果を有する類似の実施形態を有する。本発明の第5の態様によれば、双方向スイッチを制御する方法が提供される。双方向スイッチは、この双方向スイッチのオン状態およびオフ状態を制御するための制御電圧を受ける制御端子と、双方向主電流経路内にある少なくとも1つの半導体スイッチとを有する。本方法は、エネルギ蓄積エレメントを充電するために双方向スイッチがオフ状態にあるときにだけ、エネルギ蓄積エレメントを電源電圧に結合する、第1ステップを含む。別のステップでは、本方法は、エネルギ蓄積エレメントから電力を受ける。さらなるステップでは、本方法は、エネルギ蓄積エレメントが電源電圧に結合されないとき、電源電圧に依存しない電圧レベルを有する制御電圧を供給する。本発明の第5の態様に従う方法は、本発明の第1の態様に従う制御回路構造と同一の利益を提供し、この回路構造の対応する実施形態と類似した効果を有する類似の実施形態を有する。双方向スイッチを制御する本方法の一実施形態では、双方向スイッチは、双方向主電流経路内にある少なくとも1つの半導体スイッチと、双方向主電流経路のオン状態およびオフ状態を制御する制御端子と、制御端子上の信号がどの電圧レベルに関係しなければならないかを指し示す基準電圧を提供する基準電圧出力端子とを有する。本方法は、第1電源電圧端子において第1電源電圧を受け、かつ第2電源電圧端子において第2電源電圧を受ける第1ステップを含む。本方法は、双方向スイッチがオフ状態にあるときにだけ、第1制御回路を用いて第1スイッチおよび第2スイッチを両方とも閉じているように制御するさらなるステップを含む。第1スイッチは、第1電源電圧端子とエネルギ蓄積エレメントの第1端子との間に配置され、第2スイッチは、第2電源電圧端子とエネルギ蓄積エレメントの第2端子との間に配置される。本方法は、第1制御回路を用いて第1スイッチおよび第2スイッチを両方とも開いているように制御して、フローティング状態にあるエネルギ蓄積エレメントを得る別のステップを含む。本方法は、第2端子に結合される基準電圧端子において、双方向スイッチの基準電圧を受けるさらなるステップを含む。本方法は、第2制御回路の電力供給端子において、第1端子の電圧および第2端子の電圧を受けるステップも含む。および本方法は、第2制御回路の出力端子において、制御電圧を発生させるステップを含む。この出力端子は、双方向スイッチの制御端子に結合される。この制御電圧は、エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあるとき、フローティングする方式で発生する。本発明のこれらおよび他の態様は、本明細書で以下に説明される実施形態から明らかであり、これらの実施形態を参照して説明される。本発明の上述した実施形態、実装、および/または態様のうちの2つ以上は、有益と考えられる任意の方式で組み合わせることができることが、当業者には理解されるであろう。本システムの説明される修正形態および変形形態と対応する、本システムならびに/または本方法の修正形態および変形形態が、本明細書に基づいて当業者によって実行されるであろう。異なる図内の同一の参照番号が示す品目は、同一の構造的特徴および同一の機能を有する、または同一の信号であることに留意されたい。このような品目の機能および/または構造が説明されている場合、詳細な明細書内でその説明を繰り返す必要性はない。図面は、まったく図式的であり、一定の縮尺では描かれていない。特に明瞭さのために、誇張された寸法もある。第1の実施形態が、図1Aに示される。双方向スイッチ132を制御する制御回路構造134が示される。双方向スイッチ132は、双方向スイッチ132のオン状態およびオフ状態を制御するための制御電圧124を受ける制御端子130を含む。制御回路構造134は、エネルギ蓄積エレメント102、結合手段101および制御回路108を含む。結合手段101は、エネルギ蓄積エレメント102を電源電圧Vsupに結合して、エネルギ蓄積エレメント102を充電する。結合手段101は、双方向スイッチ132がオフ状態にあるときにだけ、エネルギ蓄積エレメント102を電源電圧Vsupに結合する。制御回路108は、エネルギ蓄積エレメント102から電力を受け、エネルギ蓄積エレメント102が電源電圧Vsupに結合されないとき、電源電圧Vsupに依存しない電圧レベルを有する制御電圧124を供給する。別の実施形態が図1Bに示される。双方向スイッチ132に接続される制御回路構造134の一実施形態の概略図が示され、双方向スイッチ132もまた模式的に描かれる。双方向スイッチ132は、第1のI/O端子140と第2のI/O端子146との間に双方向主電流経路144を有する。少なくとも1つの制御可能な半導体スイッチ143が、双方向主電流経路144内に設けられる。双方向スイッチ132は、双方向主電流経路144のオン状態およびオフ状態を制御する制御端子130を有する。双方向スイッチ132は、双方向スイッチの切り替えを可能にするように制御端子130上で受けた制御電圧をどの電圧レベルに定めなければならないかを指し示す基準電圧128を提供する基準電圧出力端子142をさらに有する。それゆえに、基準電圧と制御端子130で受けた制御電圧との電圧差に依存して、双方向スイッチ132は、オン状態またはオフ状態に制御される。制御回路構造134は、第1電源電圧を受ける第1電源電圧端子112を含み、第2電源電圧を受ける第2電源電圧端子120を含む。制御回路構造134は、第1端子104および第2端子136を有するエネルギ蓄積エレメント102をさらに含む。第1スイッチ114は、第1電源電圧端子112と第1端子104との間に配置される。第2スイッチ118は、第2電源電圧端子120と第2端子136との間に配置される。制御回路構造134は、第1スイッチ114および第2スイッチ118を開いているまたは閉じているように制御する追加制御回路116をさらに含む。第1スイッチ114および第2スイッチ118が両方とも閉じているとき、エネルギ蓄積エレメント102は、第1電源電圧と第2電源電圧との差電圧である電圧に充電される。第1スイッチ114および第2スイッチ118が両方とも開いているとき、第1端子104の電圧および第2端子136の電圧はフローティングし、したがってエネルギ蓄積エレメント102のフローティング状態が得られる。制御回路構造134は、制御回路108の出力端子110において制御電圧124を発生させる制御回路108をさらに含む。制御電圧124は、双方向スイッチの制御端子130へ供給される。制御回路108は、エネルギ蓄積エレメント102から電力供給エネルギを受ける電力供給端子106、138を有する。それゆえに、電力供給端子106は第1端子104に結合され、電力供給端子138は第2端子136に結合される。制御電圧124は、エネルギ蓄積エレメント102がフローティング状態にあるとき、フローティングする方式で発生する。それゆえに、発生する制御電圧124は、第1端子104の電圧および/または第2端子136の電圧に関係する。一例では、制御電圧124の電圧レベルは、第1端子104の電圧および第2端子136の電圧によって制限される範囲内にある。制御回路構造134は、さらに基準電圧入力端子126を有する。基準電圧入力端子126は、基準電圧出力端子142から基準電圧128を受ける。一実施形態では、基準電圧端子は制御回路108に結合されて、制御回路108が、受けた基準電圧128に対して定められる制御電圧124を発生させることができるようにする。別の実施形態では、基準電圧端子は第2端子136に結合される。それゆえに、エネルギ蓄積エレメント102がフローティング状態にある場合、受けた基準電圧128は第2端子136の電圧を決定する。続いて、エネルギ蓄積エレメント102は、第1端子104と第2端子136との間の電圧差を決定し、それゆえに第1端子104の電圧は、エネルギ蓄積エレメント102がフローティング状態にある場合、基準電圧128にも関係する。制御回路108は、その電力供給端子106、138において第1端子104の電圧および第2端子136の電圧を受け、したがって発生する制御電圧124は、主として第1端子104の電圧および第2端子136の電圧に関係し、それゆえに発生する制御電圧124は、基準電圧128に対して定められる。エネルギ蓄積エレメント102がフローティング状態にあると、基準電圧128と制御電圧124との電圧差が、双方向スイッチ132のオン状態またはオフ状態を決定する。制御回路構造134の追加制御回路116は、双方向スイッチ132の主電流経路144がオフ状態にあるときにだけ、第1スイッチ114および/または第2スイッチ118を閉じる。第1スイッチ114または第2スイッチ118が閉じている場合、それぞれ第1端子104の電圧または第2端子136の電圧は、もはやフローティングしない。これは、発生する制御電圧124がもはやフローティングしないことを意味する。双方向スイッチ132は、受けた制御電圧124が基準電圧128に関係し固定第1電源電圧または固定第2電源電圧に関係しないときにだけ、確実に閉じることができる。それゆえに、第1スイッチ114および/または第2スイッチ118は、双方向スイッチ132がオフ状態にあるときにだけ、閉じることができる。エネルギ蓄積エレメント102を充電するためには、第1スイッチ114および第2スイッチ118は、両方とも閉じなければならない。追加制御回路116は、双方向スイッチ132がオフ状態にある時間間隔についての所定の知識を有することができる。双方向スイッチ132は、所定間隔の繰り返しサイクル中に開くことができ、このような追加制御回路116は、この所定間隔中に第1スイッチ114および/または第2スイッチ118を閉じることができる。図2Aは、制御回路構造とp型基板半導体技術で製造することができる双方向スイッチ212とから成る一実施形態202を模式的に示す。双方向スイッチ212は、逆直列構成で配置される2つのNMOSトランジスタM1、M2を用いて実装され、この構成は、トランジスタM1、M2が共通ゲートgおよび共通ソースsを有することを意味する。MOSトランジスタM1、M2のうちの一方のドレインd1は、双方向スイッチ212の第1のI/O端子であり、MOSトランジスタM1、M2のうちの他方のドレインd2は、双方向スイッチ212の第2のI/O端子である。制御回路構造は、第1スイッチS1、第2スイッチS2、蓄積キャパシタCstor、第1コントローラ210および第2コントローラ208を含む。電圧源Eenergyは、第1電圧fixedおよび第1電圧fixedよりも低い第2電圧-fixedを提供する。第1スイッチS1は、第1電圧fixedを受けて、第1スイッチS1が閉じているとき、第1電圧fixedを蓄積キャパシタの第1端子に提供する。第1端子の電圧は、図内にflで指し示される。第2スイッチS2は、第2電圧-fixedを受けて、第2スイッチS2が閉じているとき、第2電圧-fixedを蓄積キャパシタの第2端子に提供する。第2端子の電圧は、図2A内に-flで指し示される。スイッチS1およびS2が両方とも閉じると、蓄積キャパシタCstorは充電され、蓄積キャパシタCstorが完全に充電されると、電圧源Eenergyの電圧に実質的に等しい、蓄積キャパシタCstorの第1端子と第2端子との間の電圧差を得る。スイッチS1およびS2が両方とも開くと、第1端子および第2端子のそれぞれの電圧fl、-flは、フローティングする。スイッチS1およびS2が、キャパシタCstorを完全に充電するのに十分に長く閉じることは、必須ではないことに留意されたい。双方向スイッチ212を制御するのに十分な供給電力を制御回路206に提供するために、必要な電圧レベルにキャパシタCstorを充電すれば十分である。第2端子は、双方向スイッチ212の共通ソースsに接続され、このように共通ソースsの電圧および第2端子の電圧-flは、互いに追随する。双方向スイッチ212がオン状態にあるとき、共通ソースsの電圧は、第1のI/O端子d1の電圧と第2のI/O端子d2の電圧との間にある。このような時点では、スイッチS1および/またはS2は閉じることはできないが、別の方式では第2端子の電圧は、共通ソースsの電圧と衝突してもよい。それゆえに、双方向スイッチ212がオン状態にあるとき、スイッチS1およびS2のうちのいずれも閉じることができないし、双方向スイッチ212がオフ状態にあるときにだけ、スイッチS1および/またはS2は閉じることができる。スイッチS1およびS2の開閉は、追加制御回路210によって制御される。一実施形態では、双方向スイッチ212は、所定間隔の連続サイクル中に常にオフ状態にあり、これらの所定間隔の連続サイクルについての所定の知識が追加制御回路210において利用可能とすることができて、追加制御回路210が、所定間隔中だけ、スイッチS1および/またはS2を閉じるようにする。制御回路構造は、伝達チャンネル204およびラッチ206を含む制御回路208をさらに含む。伝達チャンネル204およびラッチ206は、両方とも蓄積キャパシタCstorから電力供給電圧を受ける。伝達チャンネルは、第2電源電圧-fixedにさらに接続される。伝達チャンネルは、双方向スイッチがオン状態でなければならないかそれともオフ状態でなければならないかを指し示す入力ポートInにおいて、入力信号を受ける。受けた入力信号は、第1電圧fixedに関係するおよび/または第2電圧-fixedに関係する電圧レベルを有し、例えば入力信号の電圧レベルは、第1電圧fixedによっておよび第2電圧-fixedによって制限される範囲内にある。伝達チャンネルは、受けた入力信号を、第1端子の電圧レベルflおよび/または第2端子の電圧レベル-flに関係する電圧レベル、例えば電圧レベルflおよび電圧レベル-flによって制限される範囲内の電圧レベル、を有する伝達チャンネルの出力信号へ変換する。伝達チャンネル204の出力信号は、ラッチ206を特定の状態にセットするまたはリセットするのに用いられ、ラッチ206は、ラッチ206の状態に従って共通ゲートgに制御電圧を提供する。発生する制御電圧は、第1端子の電圧レベルflおよび/または第2端子の電圧レベル-flに関係し、第2端子が共通ソースsに結合されるので、ラッチ206が所望の制御電圧を発生させて、NMOSトランジスタM1およびM2のゲートソース電圧が双方向スイッチ212を閉じるまたは開くようにする。制御電圧がNMOSトランジスタM1およびM2の閾値電圧よりも高い場合、双方向スイッチ212は、オンモードにある。それゆえに、ラッチ206は、双方向スイッチ212がオン状態でなければならないとき、第1端子の電圧レベルflに近い制御電圧を提供することができ、双方向スイッチ212がオフ状態でなければならないとき、第2端子の電圧レベル-flに近い制御電圧を提供することができる。一実施形態では、追加制御回路210は制御回路208に結合されて、双方向スイッチがオフ状態に制御されるときに指標を受ける。追加制御回路210は、この指標を用いて、第1スイッチS1および/または第2スイッチS2が閉じることができるかそれとも開くべきであるかを決定する。図2Bでは、双方向スイッチ220および制御回路構造の別の実施形態214が模式的に描かれる。本実施形態は、図2Aの実施形態に類似しているが、しかしながら双方向スイッチ220は、2つのPMOSトランジスタM10、M20を含み、それゆえにラッチ224は、PMOSトランジスタM10、M20の共通ゲートgの電圧がPMOSトランジスタM10、M20の共通ソースsの電圧よりも低いときに双方向スイッチ220が閉じるので、図2Aの実施形態の制御電圧とは逆の制御電圧を提供しなければならない。第1コントローラ216、ラッチ224および伝達チャンネル218は、図2Aの実施形態に属する、第1コントローラ210、ラッチ206、および伝達チャンネル204と同様である。図3では、エネルギ蓄積エレメント302、304の2つの模式的実施形態が提示される。エネルギ蓄積エレメントは、蓄積キャパシタとして実装することができ、NMOSトランジスタ302またはPMOSトランジスタ304を用いて半導体技術で製造することができる。NMOSトランジスタ302およびPMOSトランジスタ304の両方のソースs、ドレインdおよびバックゲートは、蓄積キャパシタの第1電極を形成し、ゲートgは第2電極を形成する。それゆえに、ゲート酸化物は、蓄積キャパシタの誘電材料を形成する。半導体技術で実装された蓄積キャパシタの別の実施形態は、いわゆる金属-絶縁体-金属MIM:Metal-Insulator-Metalキャパシタおよびいわゆるフリンジキャパシタである。MIMキャパシタは、半導体デバイスに属する金属層スタックの中の標準の金属層のうち、1つの層内にある第1電極に基づき製造され、第1電極の上に絶縁材料の薄層が堆積し、その上に第2金属電極が製造される。フリンジキャパシタは、半導体デバイスに属する1つの金属層内に製造された、または半導体デバイスに属する2つ以上の隣接した金属層内に製造された、2つの互いにかみ合った電極を含む。第1電極の指状突起部は、第2電極の指状突起部といっしょに静電容量を形成する。説明されたエネルギ蓄積エレメントの実施形態は、半導体技術で製造されることを意味しており、完全な制御回路構造を含む単一のデバイスを得るためには有利であることに留意されたい。しかしながら、エネルギ蓄積エレメントは、独立した半導体デバイス上に製造されることもできる。例えば3次元半導体配置において、第1半導体デバイスは、制御回路構造のロジックを含むことができ、第1半導体デバイスの最上面に接点を含むことができ、第1半導体デバイスの最上面上に配置されるように構成される第2半導体デバイスは、エネルギ蓄積エレメントを含む。特に、例えば、スイッチングマトリックス半導体デバイスにおいて、より大きいスイッチングマトリックスを製造することができるように、スイッチングロジックを含む半導体デバイスの上に配置される独立した半導体デバイス内にエネルギ蓄積エレメントを製造すると有利とすることができる。図4Aでは、第1スイッチおよび第2スイッチの第1の実施形態402が提示される。第2スイッチは、NMOSトランジスタTS2によって形成され、その導通状態は追加制御回路404によって制御される。特に第2スイッチが導通状態に制御される場合、第2端子の電圧レベル-flは、第2電源電圧-fixedに実質的に等しくなる。第1端子の電圧レベルflは、第1電源電圧fixedを下回るレベルに降下するが、これは、エネルギ蓄積エレメントがもはや完全には充電されていないことが予測されるからである。第1スイッチは、ブートストラップダイオードDS1によって形成される。第1電源電圧fixedが第1端子の電圧レベルflよりも高い場合、ブートストラップダイオードは、導電性を有するようになり、エネルギ蓄積エレメントは充電される。短い期間後には、順方向バイアスダイオード両端間の電圧降下は別にして、第1端子のflの電圧レベルは、第1電源電圧fixedに実質的に等しくなる。ブートストラップダイオードの導通状態および非導通状態は、追加制御回路404によって直接には制御されないが、しかしながら第2スイッチを導通状態に制御することによって、ブートストラップダイオードの状態は、追加制御回路404によって間接的に制御されることに留意されたい。図4Bでは、第1スイッチおよび第2スイッチの第2の実施形態406が提示される。第1スイッチおよび第2スイッチは、NMOSトランジスタTS1、TS2として実装され、これらの導通状態または非導通状態は、追加制御回路408によって制御される。NMOSトランジスタTS1、TS2が両方とも導通状態に制御されるとき、キャパシタは、電圧源Eenergyから充電される。図5Aでは、伝達チャンネル502の一実施形態が提示される。信号T1ctrlは、制御回路が受ける双方向スイッチ制御信号であり、双方向スイッチの所望のオン状態またはオフ状態を指し示す。信号T1ctrlは、NMOSトランジスタT1のゲートに接続される。伝達チャンネルは、第1電源電圧-fixedおよび第1端子の電圧flをさらに受ける。T1ctrl信号は、第1電源電圧-fixedに関係する電圧レベルを有する。伝達チャンネルの出力端子Outは、第1端子の電圧flに関係する電圧レベルを有する変換済みの双方向スイッチ制御信号を提供する。トランジスタT1の導通状態は、T1ctrl信号によって制御される。トランジスタT1が導通しない場合、出力端子Outにおける出力電圧は、電圧flに実質的に等しい。トランジスタT1が導通する場合、抵抗R1およびトランジスタT1を電流が流れ、出力端子Outにおける出力電圧が電圧flをどれほど下回るかを、抵抗R1両端間の電圧降下が決定する。それゆえに、出力端子Outの信号は、フローティング電圧flに関係する。出力端子Outの電圧振幅は、回路502の部品の正確なパラメータ化によって得なければならない。電圧振幅は、例えばT1の閾値電圧、T1の電流利得率、R1の抵抗などに依存する。図5Bは、伝達チャンネル504の別の実施形態を提示する。本実施形態では、制御回路が受ける双方向スイッチ制御信号は、セットサブ信号InSおよびリセットサブ信号InRを含む。両信号は、図5Aの実施形態と類似した2つの伝達チャンネルサブ回路を用いて、フローティング電圧flに関係する電圧レベルへ変換される。セットInSおよびリセットInR信号は、ラッチの状態をそれぞれセットするまたはリセットするのに用いられ、それによって双方向スイッチの状態を制御する。ラッチの状態を制御するためには、セットInSおよびリセットInR信号は、比較的短期間の間、提供されるだけでよい。比較的短期間中だけ、抵抗R10、R20ならびにトランジスタT1およびT20を電流が流れる。それゆえに、伝達チャンネルは、双方向スイッチが別の状態に切り替えなければならないときに電力を消費するにすぎない。それゆえに、伝達チャンネルは、静的な電力を消費しない。図6Aでは、伝達チャンネル602の半分についての別の実施形態が提示される。制御回路がセットサブ信号およびリセットサブ信号を受けると、回路602は、セットサブ信号を電圧レベル-flおよびflに関係する信号へ変換するのに1回、およびリセットサブ信号を電圧レベル-flおよびflに関係する信号へ変換するのに1回、計2回実装しなければならない。伝達チャンネル602は、図5Aの実施形態502および図5Bの実施形態504と比較して改善されている。伝達チャンネル602は、第1端子のフローティング電圧flと第2端子のフローティング電圧-flとの間で、より良好な出力電圧振幅を有する。高電圧PMOSトランジスタT2は、固定電圧fixedおよび-fixedをフローティング電圧flおよび-flと連結する分岐内に追加される。入力トランジスタT1は、通常はオフに切り替えられている。抵抗R11は、ノードOut1を電圧レベルflの方へ引っ張る。PMOSトランジスタT2は、そのゲートが-flに結ばれているので、高導電性を有し、T1およびT2の相互接続されたドレインもfl電圧を示す。2つのインバータステージT4/T5およびT6/T7は、ノーマリ高出力ノードOut3を設け、3つの分岐はすべて電力を消費しない。入力トランジスタT1のゲートがハイに引っ張られるセットまたはリセットサブ信号を受けることを意味すると、T1の導電チャンネルは、T1およびT2の相互接続されたドレインをローに引っ張り、Out1ノードも下がる。R1の抵抗は、T2なしに入力トランジスタT1がOut1ノードをローカル負電源レールfl未満に容易に引っ張ることになるように、選ばれる。T2を導入することによって、T2がオフに切り替えられることになるので、これはもはや起こりえない。Out1ノードにおいて結果として生じる電圧は、フローティング電圧-fl、すなわち少なくともPMOS閾値電圧をわずかに上回る。次にインバータステージT4/T5は、その入力において比較的低い電圧を有するが、しかしNMOST4は、おそらく完全にはオフに切り替えられないことになる。T4およびT5の幅および長さは、出力ノードOut2がハイに引っ張られるように選択しなければならない比較的弱いNMOST4および比較的強いPMOST5を必要とする。インバータステージT6/T7は、出力Out3において論理ローを生み出す。T1が作動している限り、左手の2つの分岐は電力を消費してもよく、インバータステージT6/T7は静的な電力消費を示さない。上述したように、T1は、セットまたはリセットサブ信号を受ける比較的短い時間間隔中だけ作動している。図6Aの実施形態602では、PMOSトランジスタT2のソースバックゲート間接続は短く、これは閾値電圧を低減し、それゆえにフローティング電圧-flに比較的近い、ノードOut1の電圧を生み出す。しかしながら、不利な点は、半導体デバイス内にT2用に高電圧の島を増設するための要件であり、これは、基板に対する寄生容量を増加させ、高周波除去を減少させる。図6Bの伝達チャンネル604では、PMOSトランジスタT21のバックゲート端子は、フローティング電圧レベルflに接続される。T1が作動されるときにT21の閾値電圧が増加する犠牲を払うと、余分な高電圧の島は回避される。ノードOut1は、もはや図6Aの実施形態602と同じような、電圧レベル-flに近いレベルを得ていない。T4およびT5の幅および長さは、出力ノードOut2がハイに引っ張られることを依然として確かめるように構成される必要があり、このノードは、より弱いNMOSトランジスタT4でさえ、およびより強いPMOSトランジスタT5でさえ必要とする。図6Cの回路では、伝達チャンネルのさらなる実施形態606が描写される。図6Bの実施形態604の抵抗R11は、PMOSトランジスタT3で差し換えられ、T3のゲートは、フローティング電圧レベル-flに接続される。トランジスタT3は、非線形型抵抗として機能する。抵抗は、半導体デバイスの比較的大きい領域を使用し、一方でトランジスタT3は、はるかに小さいサイズで製造することができる。図1Bを参照すると、双方向スイッチによって提供され、基準電圧入力端子126上で受ける基準電圧128は、高速で比較的大きい電圧振幅を示すことができる。双方向スイッチが図2Aに示されるように実装される場合、基準電圧128は、NMOSトランジスタM1およびM2の共通ソースsから得られ、したがって基準電圧128は、双方向スイッチによって送られる信号に直接に関係する。特に、例えば医療用刺激装置では、双方向スイッチを通して送られる信号は、比較的大きい振幅を有する波動パターンを追跡することができる。それゆえに、エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあると、第1端子の電圧flおよび第2端子の電圧-flは、比較的迅速に変化することができ、大きい電圧振幅を有することができる。ラッチが、例えば図2Aに示されるように双方向スイッチの状態を記憶するのに用いられる場合、およびラッチが、例えば図5Bに示される伝達チャンネルによって提供されるセットおよびリセット信号を用いて切り替えられる場合、ラッチへ提供されるセットおよびリセット信号の電圧は、突然に下降するまたは同時に上昇することがある。これによって、ラッチの状態およびそれゆえに双方向スイッチの状態に好ましくない変化がもたらされることになってはいけない。したがって、図7Aに示されるように、制御回路内にNANDラッチ704が用いられる場合、制御回路にXOR回路構造702を備えると有利である。ラッチがNORラッチ708の場合、図7Bに示されるように、伝達チャンネルと制御回路のラッチとの間に、XNORゲートを含む増設回路構造706を設けることができる。図7Aおよび図7Bの両回路構造では、入力信号OutSNotFlおよびOutRNotFlが両方とも同時に下降するまたは上昇するときはいつも、NANDラッチ704またはNORラッチ708に提供される信号の論理レベルは変化しない。入力信号OutSNotFlおよびOutRNotFlのうちの一方が増加または減少しさえすれば、NANDラッチ704またはNORラッチ708に提供される信号の論理レベルのうちの1つが変化する。図7Aおよび図7Bにおいて電圧レールflおよび-flが示され、これらがそれぞれ第1端子および第2端子に結合され、XOR回路構造702、NANDラッチ704、XNOR回路構造706およびNORラッチ708が電圧レールflおよび-flから電源電圧を受けることを指し示すことに留意されたい。それゆえに、エネルギ蓄積エレメントがフローティング状態にあるとき、これらの回路はフローティングする電源電圧を受ける。図8は、制御回路108によって含まれ、かつ制御回路108のラッチと双方向スイッチ132との間に結合される、増設回路の一実施形態を示す。本実施形態では、基準電圧128は、制御回路108に結合される。増設回路は、ラッチから、双方向スイッチのオン状態またはオフ状態を指し示す信号を受ける。この信号は、トランジスタT81およびT82を含む第1インバータ802に供給され、トランジスタT85およびT86を含む第3インバータ806に直列に結合されるトランジスタT83およびT84を含む第2インバータ804に供給される。第1インバータ802の出力は、制御電圧124を双方向スイッチの制御端子130に提供し、第3インバータ806の出力は、双方向スイッチの基準電圧出力端子142に結合される。それゆえに、制御端子130と基準電圧出力端子142との間の電圧差は、ラッチの状態に依存して、fl--flまたは-fl--flとなる。この電圧差が正の場合、双方向スイッチ132はオン状態に制御され、電圧差が負の場合、双方向スイッチ132はオフ状態に制御される。第3インバータ806は、基準電圧を、第1端子のフローティング電圧レベルflにまたは第2端子の電圧レベル-flに接続する。それゆえに、第1端子の電圧レベルflまたは第2端子の電圧レベル-flは、基準電圧128に実質的に等しく、それゆえに電圧レベルflまたは-flのうちの他方のレベルとなり、基準電圧128にも関係する。制御電圧124は、第1インバータ802の状態に依存して、電圧レベルflまたは-flのうちの一方に等しく、それゆえに発生する制御電圧124は基準電圧128に関係する。図8の構成において、共通ゲートgを制御端子130に接続する代わりに、共通ソースsが制御端子130に接続されてもよく、したがって共通ゲートgが基準電圧出力端子142に接続されてもよいことに留意されたい。図8の構成では、共通ゲートgと共通ソースsとの間の差電圧が、双方向スイッチのオン状態で正となり、双方向スイッチのオフステージで負となることが重要なだけである。共通ゲートおよび共通ソースが、この段落で説明されるのとは相異なるように接続される場合、ラッチのOutNot出力端子が、Out出力端子の代わりに増設回路構造に接続しなければならない。図9は、双方向スイッチ132の別の実施形態を示す。双方向主電流経路は、NMOSトランジスタM1のドレインd1とNMOSトランジスタM2のドレインd2との間にある。双方向スイッチ132は、2つの増設の入力端子、すなわちd1とd2との間の主電流経路内におそらく生じるすべての電圧よりも高い電圧レベルVmaxを受ける端子902、およびd1とd2との間の主電流経路内におそらく生じるすべての電圧よりも低い電圧レベルVminを受ける端子904、を有する。実用的な実施形態では、Vminは、双方向スイッチが製造される半導体デバイスの基板の電圧である。共通ソースs2および共通ゲートg2を有するNMOSトランジスタM3およびPMOSトランジスタM4の直列配列が、端子902と端子904との間に配置される。NMOSトランジスタM3およびPMOSトランジスタM4は、クラスB回路を形成する。両トランジスタは、同時に導通することができないクラスB動作ようなエンハンスメントMOSTトランジスタである。共通ソースs2は、基準電圧出力端子142に接続される。共通ソースg2は、NMOSトランジスタM1およびM2の共通ソースs1に接続される。M3およびM4の機能は、基準電圧出力端子上の基準電圧128が、共通ソースs1の電圧レベルに近い電圧レベルを得ることである。基準電圧128は、NMOSトランジスタM3の閾値電圧とPMOSトランジスタM4の閾値電圧との間の範囲内にある量に関して、共通ソースs1の電圧レベルとは異なる。すなわち、基準電圧128が、共通ゲートg2の電圧に等しい共通ソースs1の電圧よりも高くなるやいなや、PMOSトランジスタM4は、基準電圧128のレベルが共通ソースs1の電圧にほとんど等しくなるまで、導通する。基準電圧128が共通ソースs1の電圧よりも低い場合、NMOSトランジスタM3は、基準電圧128のレベルが共通ソースs1の電圧にほとんど等しくなるまで、導通する。図10は、半導体デバイスの基板からトランジスタM1...M4の端子までの寄生pn接合ダイオードDpar1...Dpar4がそれぞれ描かれた図9の実施形態を模式的に示す。この段落に続く説明において、トランジスタM3およびM4は存在せずに、共通ソースs1は基準電圧出力端子142に結合されると仮定する。上述したように、図5A、5B、6A、6B、6Cの伝達回路502、504、602、604、606がセットまたはリセット信号を、電圧レベルflおよび/または-flに関係する電圧レベルへ伝達する場合、電圧レベルflから、制御回路構造およびおそらく双方向スイッチがその上に製造される半導体デバイスの基板へ、伝達回路の中を電流が流れる。電流は、短い期間の間だけ流れる。さらに、電流は常に閉ループを流れ、それゆえに伝達チャンネルを流れる電流の一部は、特に双方向主電流経路がオフ状態にあるとき、基板裏面から寄生ダイオードDpar1および/またはDpar2を経由して双方向スイッチのI/O端子へと流れる。双方向主電流経路がオン状態にある場合、この小電流は、双方向スイッチのI/O端子に接続される回路構造を経由して、双方向主電流経路の中を流れる。これは、双方向スイッチのI/O端子が、短い期間の間、双方向スイッチを経由して送らなければならない信号に関係しない電流を受けることができることを意味する。双方向スイッチのI/O端子は、例えば測定回路に結合することができ、その測定がこのような電流によって乱されることがある。図10に描かれるようにMOSトランジスタM3およびM4が提示される場合、短い電流パルスが異なる経路に流入する。双方向スイッチトランジスタM1およびM2が導電性を有する場合、このパルスは、エネルギ蓄積エレメントを経由し、図8のインバータ806のトランジスタT86を経由して基準電圧出力端子142まで流れ、続いてDpar4を経由して流れる。M3が導通する場合には、この電流ループは、M3の導電チャンネルを経由して閉じている。M1およびM2が非導電性を有する場合、電流ループは、図8のインバータ806のトランジスタT85を経由し、基準電圧出力端子142を経由し、ダイオードDpar4を経由して閉じている。M1およびM2が非導電性を有し、M3が導通する場合にも、電流ループはM3の導電チャンネルを経由して閉じている。それゆえに、図10の実施形態は、双方向スイッチのI/O端子上で信号が乱れるのを防止するので、有利である。図11は、本発明の第2の態様に従う双方向スイッチ1104システムの一実施形態を模式的に示す。双方向スイッチシステム1004は、第1のI/O端子1106と第2のI/O端子1114との間に双方向主電流経路1112を有する。双方向主電流経路1112内に、少なくとも1つの半導体スイッチ1110が設けられる。半導体スイッチ1110のオン状態およびオフ状態は、制御回路構造1102によって制御される。半導体スイッチ1110および制御回路構造1102の実施形態は、上述している。図12は、スイッチングマトリックス1200の一実施形態を模式的に示す。スイッチングマトリックス1200は、複数の列C1~CNおよび複数の行R1~RMを含む。双方向スイッチシステム1202は、列Ciと行Rjとの少なくとも1つの接続点で設けられる。図12の例では、双方向スイッチシステム1202は、行R3および列C3によって形成される接続点で設けられる。双方向スイッチシステム1202は半導体スイッチ1206を含み、半導体スイッチ1206のオン状態およびオフ状態は制御回路構造1204によって制御される。半導体スイッチ1206および制御回路構造1204の実施形態は、上述している。一実施形態では、マトリックスに属するすべての接続点はそれぞれ、制御回路構造を備えた双方向スイッチを有することに留意されたい。図13は、本発明の第4の態様に従う医療用刺激装置1300を模式的に示す。医療用刺激装置1300は、人の体と接触して、例えば人の筋肉を刺激することができる、または別の例では人の脳深部に刺激を与えることができる、複数の電極1310...131nを有する。ユーザまたは医療専門家は、電極を経由して人に提供される信号を、選択ボタン1302で選択してもよい。選択結果に依存して、信号発生器1306は信号を発生させる。信号発生器1306が発生させる信号は、双方向スイッチを経由して電極1310...131nのうちの1つに接続することができる。医療用刺激装置1300は、双方向スイッチシステムの双方向主電流経路内に少なくとも1つの半導体スイッチ1308を含む少なくとも1つの双方向スイッチシステムを含む。双方向スイッチのオン状態およびオフ状態は、制御回路構造1304によって制御される。半導体スイッチ1308および制御回路構造1304の実施形態は、上述している。別の実施形態では、医療用刺激装置1300は、本発明の第3の態様に従うスイッチングマトリックスを含む。図14は、本発明の第5の態様に従う双方向スイッチを制御する方法1400の一実施形態を模式的に示す。双方向スイッチは、この双方向スイッチのオン状態およびオフ状態を制御するための制御電圧を受ける制御端子と、双方向主電流経路内にある少なくとも1つの半導体スイッチとを有する。本方法は、双方向スイッチが、エネルギ蓄積エレメントを充電するためにオフ状態にあるときにだけ、結合手段を用いてエネルギ蓄積エレメントを電源電圧に結合する第1ステップ1402を含む。別のステップでは、本方法は、制御回路内にあるエネルギ蓄積エレメントから電力を受ける1404。さらなるステップでは、本方法は、エネルギ蓄積エレメントが電源電圧に結合されないとき、電源電圧に依存しない電圧レベルを有する制御電圧を、制御回路を用いて供給する1406。本発明の第1の態様に従う制御回路構造、双方向スイッチシステム、スイッチングマトリックス、または本発明の第5の態様に従う方法は、複数の用途に用いられてもよいことに留意されたい。第1の例は、脳深部刺激装置またはペースメーカなどの刺激用および/または記録用に、内部の回路構造を外部プローブに結合するクロスポイントスイッチマトリックスを含む、医療用インプラントである。第2の例では、電話通信において、加入者回路に近いまたは加入者回路内部の回路構造が、加入者電話回線を、例えばクロスポイントスイッチマトリックスを用いる電話交換の内部回路構造に結合する。第3の例では、集積化されたディスプレイドライバが、数10ボルトの電源電圧を用い、双方向スイッチの双方向主電流経路を経由して切り替えることができる。第4の例では、クロスポイントスイッチマトリックスは、種々の圧電素子を、CMOS技術で集積化された圧電ドライバに結合するのに用いることもできる。第5の例では、光用途向けにLEDがしばしば直列に配置されてLED列を形成し、LED列に電力を供給する電圧は、双方向スイッチシステムを経由して切り替えることができる。第6の例では、先端の電力供給変換システムは、機能性および/または効率性を増すために双方向スイッチを必要とする。上述した実施形態は、本発明を限定するというよりも説明するものであり、当業者は、添付の請求項の範囲から逸脱せずに、多くの代替の実施形態を設計することができることに留意されたい。請求項において括弧間に記載されたどのような参照符号も、請求項を限定するようには解釈されないものとする。動詞を含むおよびその活用形の用法は、請求項内に述べられたもの以外のエレメントまたはステップの存在を除外しない。エレメントの直前の冠詞aまたはanは、複数の当該のエレメントの存在を除外しない。本発明は、いくつかの別個のエレメントを含むハードウェアを用いて、および適切にプログラミングされたコンピュータを用いて、実装することができる。いくつかの手段を列挙するデバイス請求項において、これらの手段のいくつかは、1つのかつ同一のハードウェア品によって具体化されてもよい。いくつかの方策が互いに異なる従属項に記載されているという単なる事実は、これらの方策の組み合わせを有利に用いることができないことを指し示すものではない。"