"集中巻きにて巻装された複数相の巻線を備え、該巻線に複数相の正弦波電流を供給することにより回転磁界を発生させるステータと、前記ステータの内側に回転自在に配置され、d軸方向の磁気抵抗をq軸方向の磁気抵抗よりも小さく形成し回転方向に沿って磁気的な突極性を形成したロータと、を備え、前記ロータのd軸方向とq軸方向の磁気抵抗差によって発生するリラクタンストルクを利用して、前記回転磁界により前記ロータを回転させるシンクロナスリラクタンスモータであって、前記ロータの磁気的な突極の数をP、前記ステータの前記巻線が収容されるスロットの数をSとしたとき、前記P:前記Sが、4×n:9×nnは自然数の関係にあることを特徴とするシンクロナスリラクタンスモータ。請求項1記載のシンクロナスリラクタンスモータにおいて、1組の隣接する同相の前記巻線は回転方向に沿って電気角160度の間隔にて配置され、前記同相の巻線は中央のコイルに対して左右のコイルの巻線方向が互いに逆方向であることを特徴とするシンクロナスリラクタンスモータ。しかしながら、特許文献1のシンクロナスリラクタンスモータでは、同スロット内に収容された異相コイルの起磁力は、図6のように互いに相殺されるため、トルク発生に寄与する有効導体数の全導体に対する比有効導体数比が減少する。この場合、特許文献1のモータでは、U→VW相通電時における有効導体数比は05であり、導体の半数が無効となっている。例えば、図7のようなモータ構成では、スロット51a51dでは、起磁力の相殺は生じないが、スロット51b51cでは起磁力が相殺される。従って、図7のモータにおいて、1コイルのターン数をXとすると、1相を全て直列結線と考え、U相に1A、VW相にそれぞれ05Aの電流が流れると想定した場合、そこでの有効導体数は、2XA×4=8XAとなる。すなわち、図7のZ0部を見ると、スロット51a:-V相のコイルV1X05Aスロット51d:-W相のコイルW1X05Aスロット51b:U相のコイルU1X1A-コイルV1X05Aスロット51c:U相のコイルU1X1A-コイルW1X05Aとなり、これらを加えると、05XA×4=2XAとなる。図7のモータでは、1相のコイル数は4個であり、Z部と同様の部位が4ヶ所あることから、有効導体数は2XA×4=8XAとなる。これに対して、全体の導体数は、U相:2×X×4×1A=8XAVW相:2×X×8×05A=8XAの合計16XAとなる。従って、図7の構成では、有効導体数比=8XA/16XA=05となり、半数の導体がトルク発生に寄与しない状態となる。一般に、極数/スロット数に対して、有効導体数比とトルク定数Tq/ATはほぼ同様の関係を示し、有効導体数比が大きいほどトルク定数も大きくなり、出力トルクが大きくなる。従って、有効導体数比が小さくなると、その分、トルク定数も小さくなり、低効率のシンクロナスリラクタンスモータとなる。この場合、巻線の加工性や、占積率向上によるモータ小型化という点では、分布巻きよりも集中巻きの方が優位となる。このため、特許文献1のような集中巻きのシンクロナスリラクタンスモータにて、分布巻きと同等以上の出力が得られれば、コスト的にも体格的にも優位であり、そのようなモータの開発が求められていた。本発明の目的は、集中巻きのシンクロナスリラクタンスモータにおける有効導体数比を高め、リラクタンスモータを小型化、低コスト化しつつその出力向上を図ることにある。本発明のシンクロナスリラクタンスモータは、集中巻きにて巻装された複数相の巻線を備え、該巻線に複数相の正弦波電流を供給することにより回転磁界を発生させるステータと、前記ステータの内側に回転自在に配置され、d軸方向の磁気抵抗をq軸方向の磁気抵抗よりも小さく形成し回転方向に沿って磁気的な突極性を形成したロータと、を備え、前記ロータのd軸方向とq軸方向の磁気抵抗差によって発生するリラクタンストルクを利用して、前記回転磁界により前記ロータを回転させるシンクロナスリラクタンスモータであって、前記ロータの磁気的な突極の数をP、前記ステータの前記巻線が収容されるスロットの数をSとしたとき、前記P:前記Sが、4×n:9×nnは自然数の関係にあることを特徴とする。本発明にあっては、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータにおいて、P:Sを4×n:9×nnは自然数に設定することにより、小型低コストなどの集中巻き方式の利点を活かしつつ、従来の集中巻き方式のシンクロナスリラクタンスモータよりも有効導体数比を大きくすることができ、出力トルクの向上が図られる。前記シンクロナスリラクタンスモータにおいて、1組の隣接する同相巻線を回転方向に沿って電気角160度の間隔にて配置し、同相の巻線は、中央のコイルに対して左右のコイルの巻線方向が互いに逆方向であっても良い。本発明にあっては、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータにて、ロータの磁気的な突極の数Pと、前記ステータの前記巻線が収容されるスロットの数SをP:S=4×n:9×nnは自然数に設定したので、従来の集中巻き方式のシンクロナスリラクタンスモータよりも有効導体数比を大きくすることが可能となる。これにより、小型低コストなどの集中巻き方式の利点を活かしつつ、トルク定数を大きくすることができ、集中巻き構成にて分布巻きと同等以上の出力を得ることが可能となる。以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する。図1は、本発明の実施例1であるシンクロナスリラクタンスモータ1の構成を示す説明図である。シンクロナスリラクタンスモータは、ロータ回転子側に発生するリラクタンストルクによって回転駆動されるブラシレスモータの一種である。但し、通常のブラシレスモータとは異なり、ロータにはマグネットは使用されておらず、ロータには、回転方向に沿って磁気抵抗を変化させるため、フラックスバリアと呼ばれるスリットが形成されている。また、ステータ固定子側には3相の巻線が施され、3相の正弦波電流が供給される。シンクロナスリラクタンスモータ1以下、モータ1と略記するは、ステータ2の内側に、ロータ3を回転自在に配したインナーロータ形の構成となっている。ステータ2には、円環状のヨーク部11と、ヨーク部11から中心方向に向かって延びる複数本実施例では9個のティース12が設けられている。ティース12は周方向に沿って等間隔に配置されており、各ティース12には巻線4が巻装されている。各巻線4は、隣接するティース12間に形成されたスロット13内に収容される。ステータ2は、ヨーク部11とティース12からなる円板状の電磁鋼板を多数積層して形成されている。ロータ3もまた、円板状の電磁鋼板を多数積層して形成されている。ロータ3を構成する鋼板には、ロータ3の磁気抵抗を回転方向に沿って異ならせるためのスリット14が複数設けられている。スリット14は、略台形状に屈曲しており、スリット14内はロータ3の磁気抵抗を変化させるべく空隙となっている。なお、スリット14内に合成樹脂などの非磁性材料を適宜充填しても良い。スリット14は、ロータ回転軸15と直交するd軸を境界として、機械的に45度傾斜したq軸を中心に放射状に対象配置されている。当該モータ1では、q軸を中心とした複数のスリット14のセットが放射状に4組設けられており、各組にはそれぞれ複数層の磁路が形成されている。このスリット14により、ロータ3は、ステータ2から見て磁気抵抗が回転角度により異なる状態となる。そして、ロータ3には、スリット14の配置形態により、周方向に沿って複数の磁極が形成される。本実施例では、スリット14によって、中心角90度の4つの磁極がロータ3に形成される。つまり、当該モータ1は、ロータ3側に4極、ステータ2に9個のスロット13を設けた4極9スロット構成となっている。なお、以下では、極スロットについてはPSと略記し、例えば、4極9スロットは4P9Sのように表記する。一方、当該モータ1では、巻線4は、1つのティース12のみを囲むように巻かれた集中巻きとなっている。この場合、巻線4の3個の同相コイル例えば-UU-Uは、図1に示すように、中央のコイルUに対し、電気角で左右に160度の離れた位置に配置される。また、3個の同相コイルは、中央のコイルUと、左右のコイル-U-Uの巻線方向は互いに逆方向となっている。つまり、隣接する同相の巻線4は、ロータ回転方向に沿って電気角160度の間隔にて配置されると共に、隣接する同相の巻線4は中央のコイルに対して左右のコイルの巻線方向が互いに逆方向となっている。モータ1では、巻線4は、UVWの3相分設けられており、各巻線4には、120度電気角位相がずれた正弦波電流が供給される。そして、これによりステータ2側には正弦波状の回転磁界が形成される。このようなモータ1では、ステータ2側に形成された正弦波状の回転磁界により、スリット14によって生じるロータ3の磁気抵抗差を利用してロータ3を回転させる。ここで、ロータ3には、スリット14により、磁束が最も通りやすい方向d軸方向と、磁束が最も通りにくい方向q軸方向が生じる。つまり、d軸方向の磁気抵抗が最も小さくなる一方、q軸方向の磁気抵抗が最も大きくなり、磁気的突極性が生じ、d軸インダクタンスLdがq軸インダクタンスLqよりも大きくなる。そして、d軸に対し所定角度方向のティース12に起磁力を発生させることにより、d軸磁束とq軸磁束との差磁気抵抗差によってリラクタンストルクが発生し、ロータ3の磁気抵抗の低い部分がティース12の起磁力方向へ回転移動してロータ3が所定の方向に回転する。ここで、前述のように、図7のようなモータ構成4P12Sでは、有効導体数比が小さくなるため、その分、出力トルクも小さくなる。これに対し、本発明によるモータ1では、図2に示すように、有効導体の非相殺部分スロット13a13d13f13hは図7のものと同様に4ヶ所であるが、有効導体数比は0583となる。すなわち、各巻線のコイル数により合計ターン数を合わせ、前述同様の想定にて有効導体数比を求めると、モータ1では、1相のコイル数が3個であることから、1コイルのターン数は4/3Xとなる。そこで、図2のZ1部を見ると、スロット13a:-V相のコイルV14/3X05A=2/3XAスロット13d:-W相のコイルW14/3X05A=2/3XAスロット13b:U相のコイルU14/3X1A-コイルV12/3XA=2/3XAスロット13c:コイルU14/3X1A-コイルW12/3XA=2/3XAであり、Z1部の有効導体数は、2/3XA×4=8/3XAとなる。次に、図2のZ2部では、スロット13d:-U相のコイルU24/3X1Aスロット13f:W相のコイルW24/3X05A=2/3XAスロット13e:コイルU24/3X1A-コイルW22/3XA=2/3XAであり、Z2部の有効導体数は、2/3XA×24/3XA=8/3XAとなる。この場合、図2のZ4部はZ2部と対称であり、Z4部スロット13hのコイルV3,スロット13iのコイルV3U3,スロット13aのコイルU3の有効導体数も8/3XAとなる。また、図2のZ3部では、スロット13f:-V相のコイルV24/3X05A=2/3XAスロット13h:-W相のコイルW34/3X05A=2/3XAスロット13g:コイルV22/3XA-コイルW32/3XA=0であり、Z3部の有効導体数は、2/3XA×2=4/3XAとなる。従って、モータ1における有効導体数は、8/3XA×3ヶ所4/3XA×1ヶ所=28/3XAとなる。これに対して、全体の導体数は、U相:2×4/3X×3×1A=8XAVW相:2×4/3X×6×05A=8XAの合計16XAとなる。従って、モータ1の有効導体数比は、28/3XA/16XA=0583となり、図7の構成に比して、約17のトルクアップが望める。一方、シンクロナスリラクタンスモータでは、ステータの回転磁界による磁気吸引力のみでロータを回転させる構成のため、適正な回転磁界を得る基本的な極スロットの組合せとしては、2P12S、2P9S、4P15S、4P12S、4P9Sなどの組み合わせが考えられる。そこで、各PS構成ごとに、極数/スロット数と、有効導体数比及びトルク定数の関係を見ると図3のように、また、極数/スロット数と、トルク定数及びトルクリップルの関係を見ると図4のようになる。図3から分かるように、有効導体数比は、2P12S→2P9S→4P15S→4P12S→4P9S→6P9Sの順に大きくなり、トルク定数も有効導体数比と共に大きくなる。すなわち、集中巻き仕様では、スロット内で隣り合う異相のコイル辺同士で起磁力の相殺が発生するため、極数スロット数の値が大きい方が大きな磁気吸引力が得られ易く、トルク定数も増加する。一方、トルクリップルは、2P12S,4P12S,4P9Sはほぼ同等であるものの、6P9Sになると急増する。この場合、6P9Sは、通常の表面磁石型ブラシレスモータにおける基本の極スロットの組合せP:S=2×n:3×n、n=123、自然数である。かかる構成の集中巻線は、トルクの発生原理として、マグネットの吸引反発力を利用したものであるため、シンクロナスリラクタンスモータにそのまま適用すると、スムーズな回転力が得られない。従って、図34の結果から、集中巻き仕様のシンクロナスリラクタンスモータとしては、コイル1ターンあたりのトルク定数を確保し、トルクリップルを最適にする極スロット構成としては4P9Sまたは、その自然数倍、つまり、P:S=4×n:9×nn=123、自然数が最適であることが分かり、モータ1もその構成を採用している。このように、本発明によるシンクロナスリラクタンスモータでは、モータの巻線構造として集中巻き方式を採用しているので、スロット分割コアが採用可能であるなど、巻線の加工性が向上し、製造コストを下げることが可能となる。また、集中巻きの採用により、コイルの巻き太り高さを小さくでき、モータの小型化が可能となる。さらに、巻線の占積率を上げることもできる。加えて、渡り線の削減によりコイル抵抗を下げることができ、巻線電流の増加により出力向上を図ることが可能となる。一方、本発明では、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータにて、極とスロットを4P9S×nの関係とすると共に、中央のコイルに対して左右のコイルを電気角で160度ずつ離れた位置に配置し、隣接する同相コイルの巻線方向を互いに逆方向とすることにより、4P12Sのモータに比して有効導体数比を大きくすることが可能となる。従って、有効導体数比と連関するトルク定数も大きくなり、モータの出力トルクの向上が図られる。すなわち、本発明によれば、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータを小型化、低コスト化しつつ、その出力向上を図ることが可能となる。次に、本発明の実施例2であるシンクロナスリラクタンスモータ21以下、モータ21と略記するについて説明する。図5は、モータ21の構成を示す説明図である。なお、実施例2では、実施例1と同様の部材、部分については同一の符号を付し、その説明は省略する。前述のように、モータ1は、小型化低コスト化を図りつつ出力向上を達成した構成となっているが、同相のティース12がロータ回転軸15に対し点対称位置に配されていないため磁気的なバランスが均等化されていない。このため、電磁加振力が大きくなり、電動パワーステアリング装置の駆動源としては好ましくない。そこで、モータ21では、図1の4P9S構成を倍加しn=2、極スロットの組を機械的に180度対向させて磁気的なバランスを図っている。図5に示すように、モータ21は、モータ1の極スロットを2組配置した構成となっており、ステータ2のティース12は、モータ1の2倍の18本スロット13も18個が等分に配置されている。また、ロータ3側には、スリット14によって8つの磁極が形成されている。なお、レイアウト上、スリット14の数はモータ1よりも少なくなっており、磁路は5層となっている。モータ21においても、1組の隣接する同相の巻線4は回転方向に沿って電気角160度ここでは機械角80度の間隔にて配置されている。また、隣接する同相の巻線4は、巻線方向が中央のコイルに対して左右のコイルが互いに逆方向となっている。このように、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータを8P18S構成とすると、各相の巻線4がロータ回転軸15に対し点対称位置に配されるため、磁気的なバランスが均等化され、電磁加振力の振れがほとんど解消される。発明者らの机上検討結果によれば、8P18Sのモータ21では、電磁加振力の振れはほとんどなく、分布巻きのリラクタンスモータとほぼ同等程度の振れに抑えることができた。本発明は前記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。例えば、前述の実施例では、正弦波駆動の集中巻きシンクロナスリラクタンスモータとして、4P9S構成のもの実施例1と、8P18S構成のもの実施例2を示したが、本発明は、極数をP、スロット数をSとしたとき、P:S=4×n:9×nn=123、自然数の関係を満たすシンクロナスリラクタンスモータ一般に適用可能である。但し、前述のように、nが偶数の場合の方が磁気的バランスが良い。また、nが3以上となると、ロータ3の製造、特にスリット14の作成が難しくなるため、実用的には、前述の実施例のように、n=12の場合が好適である。なお、シンクロナスリラクタンスモータにおいても、トルクリップル改善のため、ロータをスキュー構造としたり、スリット14のバリアパターンを複数化したりしても良い。"