高圧側端子と低圧側端子間に、商用交流電源を整流平滑化した直流入力電源を発生させる平滑コンデンサと、一次巻線と二次出力巻線と帰還巻線を有するトランスと、前記高圧側端子と低圧側端子間に、一次巻線と直列に接続された発振用電界効果トランジスタと、前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、一側が前記低圧側端子に接続する帰還巻線の他側と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続され、発振用電界効果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加する起動用コンデンサと、発振用電界効果トランジスタのゲートと前記低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタがターンオンした所定時間後に、起動用コンデンサの充電電圧を放電し、発振用電界効果トランジスタをオフ制御する制御用スイッチング素子とを備え、発振用電界効果トランジスタがターンオフして二次出力巻線に発生するフライバック電圧を、整流平滑化して出力する自励式スイッチング電源回路において、前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲートとの間に、起動用抵抗と並列にバイパス充電回路を接続し、バイパス充電回路は、直流入力電源の電圧が上昇する過渡期間の少なくとも一期間中に、前記高圧側端子から起動用コンデンサを充電する充電電流を流すことを特徴とする自励式スイッチング電源回路。バイパス充電回路は、直列に接続した起動用補助抵抗と結合コンデンサとからなることを特徴とする請求項1に記載の自励式スイッチング電源回路。過渡期間が経過した後の直流入力電源の電圧よりツェナ電圧が低いツェナダイオードを、パイパス充電回路に直列に接続したことを特徴とする請求項2に記載の自励式スイッチング電源回路。この従来の自励式スイッチング電源回路100の出力線20a、20b間には、種々の負荷が接続されるが、モーターやDC-DCコンバータのような負荷は、安定動作するまでの動作電圧と動作電流が比例せず、例えば、図12にLで示すように、初期の動作電流が0.4A程度と高く、その後、動作電圧の上昇に伴って動作電流が緩やかに低下して、動作電圧5.5V、動作電流0.18A前後図中S1で安定動作を行う。一方、自励式スイッチング電源回路100は、商用交流電源ACに接続した起動直後に間欠発振動作を繰り返すので、その出力特性は、図12のPS’で示すように、起動後の初期出力電流短絡電流が0.02A程度と低く、その後0.4V程度の出力電圧のまま出力電流が上昇する。従って、間欠発振動作を繰り返しながら、出力電流が上昇する図中S2において、その出力電圧と出力電流が、図中Lで示す負荷の動作特性に一致し、これを越えた電力を発生させる必要がないので、間欠発振動作の状態を繰り返す。その結果、自励式スイッチング電源回路100の出力は、負荷が安定動作する図中S1に達することがなく、いわゆる起動不良となる。このような起動不良は、起動直後から起動用コンデンサ12の充電速度を上げて、間欠発振動作のオフ期間を短縮し、初期出力電流短絡電流を高くすることにより防止できるが、起動用抵抗21の抵抗値を下げる必要があり、抵抗値を下げた起動用抵抗21を用いると、負荷が接続されていない待機中であっても電流が流れることから待機消費電力が上昇してしまうという別の課題が生じる。本発明は、このような従来の問題点を考慮してなされたものであり、高抵抗値の起動用抵抗を用いて待機消費電力を低下させたまま、起動直後から連続発振動作に移行し、起動不良が発生しない自励式スイッチング電源回路を提供することを目的とする。上述の目的を達成するため、請求項1に記載の自励式スイッチング電源回路は、高圧側端子と低圧側端子間に、商用交流電源を整流平滑化した直流入力電源を発生させる平滑コンデンサと、一次巻線と二次出力巻線と帰還巻線を有するトランスと、前記高圧側端子と低圧側端子間に、一次巻線と直列に接続された発振用電界効果トランジスタと、前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続された起動用抵抗と、一側が前記低圧側端子に接続する帰還巻線の他側と発振用電界効果トランジスタのゲート間に接続され、発振用電界効果トランジスタをオン制御する電圧をゲートへ印加する起動用コンデンサと、発振用電界効果トランジスタのゲートと前記低圧側端子間に接続され、発振用電界効果トランジスタがターンオンした所定時間後に、起動用コンデンサの充電電圧を放電し、発振用電界効果トランジスタをオフ制御する制御用スイッチング素子とを備え、発振用電界効果トランジスタがターンオフして二次出力巻線に発生するフライバック電圧を、整流平滑化して出力する自励式スイッチング電源回路において、前記高圧側端子と発振用電界効果トランジスタのゲートとの間に、起動用抵抗と並列にバイパス充電回路を接続し、バイパス充電回路は、直流入力電源の電圧が上昇する過渡期間の少なくとも一期間中に、前記高圧側端子から起動用コンデンサを充電する充電電流を流すことを最も主要な特徴とする。商用交流電源に接続した起動直後は、平滑コンデンサの充電電圧である直流入力電源の入力電圧は、0Vからピーク電圧まで上昇し、この0Vから上昇する過渡期間の少なくとも一期間に、起動用抵抗を介した充電路に加えて、バイパス充電回路を介した充電路で起動用コンデンサが充電される。その結果、高抵抗値の起動用抵抗を用いても、発振用電界効果トランジスタがターンオフしてから次にターンオンするまでのオフ期間が短縮され、過渡期間中であっても連続発振動作を行うので、起動直後に負荷の動作電流を上回る初期出力電流を出力し、起動不良が発生しない。直流入力電源の電圧がピーク値に達するまでの過渡期間が経過した後の直流入力電源の電圧は、商用交流電源の半周期を周期としたリプル電圧が重畳する定常状態に移行し、定常状態に移行した後は、バイパス充電回路に流れる充電電流が停止するので、高抵抗値の起動用抵抗とすることにより、消費電力が低下する。また、請求項2に記載の発明は、バイパス充電回路が、直列に接続した起動用補助抵抗と結合コンデンサとからなることを特徴とする。起動用補助抵抗が直列に接続されることにより、結合コンデンサの充電電圧は、過渡期間に直流入力電源の入力電圧との間に電位差が生じ、結合コンデンサを充電する充電電流が直列に接続された起動用補助抵抗を介して起動用コンデンサに流れ、起動用コンデンサを補助充電する。一方、直流入力電源の入力電圧が、定常状態でほぼ安定すると、結合コンデンサは飽和して、直流入力電源の電圧との電位差がなくなるので、起動用補助抵抗に充電電流が流れない。また、請求項3に記載の発明は、過渡期間が経過した後の直流入力電源の電圧よりツェナ電圧が低いツェナダイオードを、パイパス充電回路に直列に接続したことを特徴とする。起動後に0Vから上昇する直流入力電源の電圧がツェナ電圧に達するまでは、結合コンデンサに充電電流が流れず、ツェナダイオードが結合コンデンサに直列に接続されることにより、過渡期間中の結合コンデンサの充電電圧と直流入力電源の電圧との電位差が減少する。その結果、パイパス充電回路から起動用コンデンサを充電する充電電流が減少するので、バイパス充電回路を設けることにより加速される起動用コンデンサの充電速度をツェナダイオードのツェナ電圧で遅らせることができる。請求項1の発明によれば、高抵抗値の起動用抵抗を用いても、起動直後の直流入力電源の電圧が上昇する過渡期間に連続発振動作に移行させることができ、消費電力を増加させることなく、起動不良の発生を防止できる。請求項2の発明によれば、起動用補助抵抗と結合コンデンサを直列に接続する簡単な構成で、起動直後の過渡期間に起動用コンデンサを充電する充電電流が流れ、過渡期間が経過した後に、自然に充電電流が停止するバイパス充電回路を形成できる。請求項3の発明によれば、起動直後の起動用コンデンサの充電速度をツェナダイオードのツェナ電圧で任意に調整できるので、発振用電界効果トランジスタがターンオフしてからターンオンするまでのオフ期間を調整でき、トランスのエネルギー放出によって各巻線の極性が反転する前にターンオンし各回路素子に過大な逆電流が流れることを防止できる。以下、本発明の一実施の形態を図1乃至図7を用いて詳細に説明する。図1は、本発明の一実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路10の構成を示す回路図である。本実施の形態に係る自励式スイッチング電源回路10は、図8で示した従来の自励式スイッチング電源回路100と主要な回路及び回路素子が共通するものであるので、同一の構成には同一の番号を付けて、その詳細な説明を省略する。図1に示すように、自励式スイッチング電源回路10は、電源スイッチ4を介してブリッジ整流器7と平滑コンデンサ1からなるコンデンサインプット型整流平滑回路を100Vの商用交流電源ACに接続するもので、ピーク値が141Vの交流電圧をブリッジ整流器7で全波整流し、正弦波の半周期を繰り返す波形の電圧で平滑コンデンサ1を充電して平滑化し、平滑コンデンサ1の高圧側端子1aと低圧側端子1b間に発生するリプル電圧が重畳された直流電圧を、直流入力電源以下、平滑コンデンサ1を単に直流入力電源といい、平滑コンデンサ1の充電電圧を入力電圧というとしている。従って、直流入力電源の入力電圧は、電源スイッチ4を閉じ、自励式スイッチング電源回路10が商用交流電源ACに接続した起動直後の0Vから141Vのピーク値に向かって上昇し以下、商用交流電源ACに接続する前の電圧からピーク値まで上昇する期間を過渡期間という、ピーク値に達すると、商用交流電源ACを全波整流した電圧波形により平滑コンデンサ1が充放電を繰り返し、ピーク値の近傍でリプル電圧波形が表れる定常状態に移行する。トランス2の一次巻線2aは、発振用電界効果型トランジスタ以下、FETという3と直列に、直流入力電源1に対して接続され、FET3のオンオフ動作によって、一次巻線2aに流れる電流がオンオフ制御される。FET3は、ここではMOSFETが用いられ、ドレインを一次巻線2aに接続し、ソースを一次電流検出抵抗51を介して直流入力電源1の低圧側端子1bに接続している。また、ゲートは、直流入力電源1に対して直列に接続された起動用抵抗21と電気抵抗25の接続点J1に、ゲートへの過大入力を阻止する電気抵抗24を介して接続している。起動用抵抗21と電気抵抗25のそれぞれの抵抗値は、図8に示す従来の回路と同様に、14.1MΩと750kΩであり、これにより141V前後の不安定な直流入力電源1が起動用抵抗21と電気抵抗25の両端に加わえられても、起動用抵抗21には約9.5μAの微弱な電流が流れるだけであり、起動用抵抗21による電力消費を著しく低下させることができる。起動用抵抗21と電気抵抗25の接続点J1と、第1帰還巻線2bの間には、FET3のオン動作に作用する起動用コンデンサ12及び帰還抵抗11が直列に接続され、第1帰還巻線2bの他側は、直流入力電源1の低圧側端子1bに接続している。本実施の形態では、従来の回路と異なり、図2に示すように、この起動用コンデンサ12と帰還抵抗11の接続点J2と直流入力電源1の高圧側端子1a間に、バイパス充電回路14を構成する起動用補助抵抗8及び結合コンデンサ9と、ツェナダイオード15を直列に接続している。ここで、起動用補助抵抗8の抵抗値は、470kΩ、結合コンデンサ9の容量は0.0047μFとして、結合コンデンサ9が飽和するまでの時間を、後述するように、起動後過渡期間が経過するまでの5msecより長い14msec前後としている図3参照。また、ツェナダイオード15は、カソードを高圧側端子1a側のバイパス充電回路14に、アノードを接続点J2に接続し、これにより直流入力電源1の電圧がツェナダイオード15のツェナ電圧に達するまでは、過渡期間中であってもバイパス充電回路14に充電電流が流れないようにしている。従って、ツェナ電圧は、少なくとも141Vのピーク値より低く、ここでは、ツェナ電圧が39Vのツェナダイオード15を用いている。起動用抵抗21と電気抵抗25の接続点J1と低圧側端子1b間には、FET3のゲート電圧を低下させてオフ制御するスイッチング素子であるオフ制御トランジスタ5が配置されている。ここでは、オフ制御トランジスタ5として、コレクタを接続点J1へ、エミッタを低圧側端子1bへ接続させたNPN型トランジスタを用いている。オフ制御トランジスタ5のベースは、オフ制御用コンデンサ53を介して低圧側端子1bに接続するとともに、電気抵抗52を介して一次電流検出抵抗51の高圧側に接続し、一次電流検出抵抗51による電圧降下が一定値以上となると、オフ制御用コンデンサ53の充電電圧で表されるベース電圧が上昇し、オフ制御トランジスタ5がオン動作するようになっている。第2帰還巻線2dの一側は、直列に接続された整流ダイオード54と駆動用コンデンサ37を介して直流入力電源1の低圧側端子1bに接続し、また他側は、直接直流入力電源1の低圧側端子1bに接続し、これにより閉ループが形成される。整流ダイオード54は、駆動用コンデンサ37との接続方向を順方向として配設され、第2帰還巻線2dに発生するフライバック電圧で駆動用コンデンサ37が充電されるようになっている。整流ダイオード54と駆動用コンデンサ37の接続点は、フォトカプラ受光素子36を介してオフ制御トランジスタ5のベースへ接続している。フォトカプラ受光素子36は、トランス2の二次側のフォトカプラ発光素子35とフォトカップルして動作するもので、フォトカプラ発光素子35からの光を受光している間に、駆動用コンデンサ37から放電される放電電流をその受光量に比例して流す。トランスの二次出力巻線2cには、二次出力巻線2cと直列に整流用ダイオードと、二次出力巻線2cと並列に平滑コンデンサとからなる出力側整流平滑回路26が接続している。出力電圧監視回路55は、高圧側出力線20aと低圧側出力線20b間の出力電圧が所定の値に設定した設定電圧となったときに、直列に接続された分圧抵抗30、31の分圧抵抗31による電圧降下が、NPNトランジスタ32が能動状態で動作するように、分圧抵抗30、31の各抵抗値が定められている。従って、出力電圧が設定電圧を超えると、その差電圧に比例する電流がフォトカプラ発光素子35に流れ、フォトカプラ発光素子35は、差電圧に応じた発光量で発光する。出力電流監視回路54は、低圧側出力線20bにシャント抵抗33が直列に接続され、シャント抵抗33に流れる出力電流が所定の値に設定した設定電流となったときに、シャント抵抗33による電圧降下で、NPNトランジスタ34が能動状態で動作するように定められている。従って、出力電流が設定電流を超えると、その差電流に比例する電流がフォトカプラ発光素子35に流れ、フォトカプラ発光素子35は、差電流に応じた発光量で発光する。フォトカプラ発光素子35は、前述したようにトランス2の一次側のフォトカプラ受光素子36とフォトカップリングしている。その結果、出力電流が設定電流を越え、若しくは出力電圧が設定電圧を超えると、FET3のオン期間中に、ターンオン前に充電されていた駆動用コンデンサ37から、その超えた値に応じた放電電流を電気抵抗52と一次電流検出抵抗51へ流す。電気抵抗52に放電電流が流れることにより、オフ制御用コンデンサ53の充電が加速され、オフ制御用コンデンサ53が速やかにオン動作することによりFET3のオン期間が短縮される。その結果、オン期間中にトランス2に蓄積されるエネルギーが減少し、設定値を超えていた出力電圧若しくは出力電流は設定電圧若しくは設定電流となるように制御される。以下、このように構成された自励式スイッチング電源回路10の動作を、特に電源スイッチ4を閉じ操作し、商用交流電源ACに接続させた起動直後の動作を中心に説明する。電源スイッチ4をONとして商用交流電源ACに接続すると、ブリッジ整流回路7で整流された正弦波の半周期を繰り返す正弦波電圧により平滑コンデンサ1が充電される。平滑コンデンサ1に接続される抵抗成分を無視すれば、高圧側端子1aと低圧側端子1b間に、図9に示すように、0Vから141Vに向かって上昇する正弦波形の直流入力電源の入力電圧VINが表れる。直流入力電源1の入力電圧VINが上昇する過渡期間には、直流入力電源1から起動用抵抗21を介して起動用コンデンサ12が充電される図中下の電極がで上が-の極性。このとき、起動用コンデンサ12と帰還抵抗11の接続点J2と直流入力電源1の高圧側端子1a間にも直流入力電源1の入力電圧VINが加わるが、ツェナダイオード15のツェナ電圧39Vに達するまでは、この間に電流が流れない。つまり、図3に示すように、直流入力電源1の入力電圧VINが0Vから39Vのツェナ電圧に達するまでの結合コンデンサ9の両端の充電電圧VCは、直流入力電源1の入力電圧VINに一致し、起動用コンデンサ12は、起動用抵抗21に流れる充電電流のみで充電される。起動用コンデンサ12の充電電圧が徐々に上昇し、その充電電圧がFET3のスレッショルド電圧VTHに達すると、FET3のゲートに順方向バイアス電圧が印加され、FET3がターンオンするドレイン-ソース間が導通する。FET3がターンオンし、直列に接続された一次巻線2aに直流入力電源1から励磁電流が流れ始めると、トランス2の各巻線に誘導起電力が生じ、トランス2にエネルギーが蓄積される。帰還巻線2bに発生する誘起電圧は、起動用コンデンサ12の充電電圧と重畳し、FET3のゲート電圧をそのスレッショルド電圧VTH以上の電圧オン電圧に維持する。FET3がオン動作しているオン期間中は、励磁電流が流れることによる一次電流検出抵抗51の両端の電圧で、オフ制御用コンデンサ53が充電され、ターンオン後の経過時に比例して上昇する励磁電流に伴って、オフ制御用コンデンサ53の充電電圧も上昇する。その充電電圧がオフ制御トランジスタ5のバイアス電圧に達すると、コレクタ-エミッタ間が導通状態になり、FET3のゲートはオフ制御トランジスタ5によって実質的に短絡状態となり、FET3がターンオフする。FET3のターンオフに伴って、各巻線には、いわゆるフライバック電圧誘導逆起電力が発生するが、平滑コンデンサ1への充電が進む過渡期間中、とりわけ、その初期段階では、直流入力電源1の入力電圧VINが十分に上昇していないため、トランス2に蓄積されるエネルギーが少なく、フライバック電圧の電圧値が小さい。従って、この期間では、帰還巻線2bのフライバック電圧による起動用コンデンサ12への充電が十分に行われない。その一方で、平滑コンデンサ1への充電が進む過渡期間中に、直流入力電源1の入力電圧VINがツェナダイオード15のツェナ電圧39Vを越えると、図3に示すように、結合コンデンサ9の両端の充電電圧VCと直流入力電源1の入力電圧VIN間に電位差が発生し、起動用補助抵抗8に結合コンデンサ9を充電しようとする充電電流が流れ始める。この充電電流は、高圧側端子1aから接続点J2の方向に流れるので、起動用コンデンサ12は、起動用抵抗21に流れる充電電流に、起動用補助抵抗8と結合コンデンサ9とからなるバイパス充電回路14に流れる充電電流が加わり充電される。その結果、FET3がターンオフ後にターンオンするまでのオフ期間が短縮され、この発振動作を繰り返すことにより、自励式スイッチング電源回路10は、従来の自励式スイッチング電源回路10の間欠発振動作図9乃至図11参照と異なり、図4乃至図6に示すように連続発振動作を行う。図4、図6に示すように、自励式スイッチング電源回路10は、起動直後の直流入力電源1の入力電圧VINが上昇する過渡期間中に連続発振動作に移行するので、図7の電源回路10の出力特性PSに示すように、起動後の初期出力電流短絡電流が0.5A以上となり、動作特性Lで初期の動作電流が0.4A程度の負荷が出力線20a、20b間に接続されていても、起動中の出力特性PSが動作特性Lに一致することなく、起動不良は発生しない。平滑コンデンサ1への充電が進み、直流入力電源1の入力電圧VINが上昇した状態において、自励式スイッチング電源回路10が連続発振動作を行っている各発振周期のオフ期間は、トランス2に流れる電流が実質的に遮断され、各巻線には前述の通りフライバック電圧が生じ、二次出力巻線2cに発生するフライバック電圧は、出力側整流平滑回路26によって整流平滑化され、出力線20a、20b間に接続される負荷に供給される電力として出力される。また、第1帰還巻線2bに発生するフライバック電圧は、出力側に接続された負荷により二次巻線2cに発生するフライバック電圧と比例関係にあり、この第1帰還巻線2bに発生するフライバック電圧によっても、ツェナダイオード6を介して起動用コンデンサ12が充電される。充電過渡期間中の入力電圧VINの上昇に伴って、このフライバック電圧による起動用コンデンサ12への充電電流が次第に大きくなり、起動用コンデンサ12の充電は更に加速され、図4乃至図6に示すように、オフ期間が徐々に短縮される。連続発振する自励式スイッチング電源回路10は、起動後の0.5A以上の初期出力電流から出力電流が上昇し、設定電流を越えると、上述の通り、設定電流との差電流に応じて駆動用コンデンサ37の放電電流が電気抵抗52に流れ、オフ制御用コンデンサ53の充電が加速されてFET3のオン時間が短縮されることにより設定電流に定電流制御される。図7に示すように、定電流制御下で出力電圧は徐々に上昇し、設定電圧を超えると、電圧監視回路55が設定電圧との差電圧を検出し、同様に、差電圧に応じてFET3のオン時間が短縮される定電圧制御が行われる。ここでは、設定電圧を、接続される負荷の通常の動作電圧に設定し、定電圧制御下では、各発振周期毎にトランス2に蓄積されるエネルギーを負荷が消費し、フライバック電圧が低下するまで、起動用コンデンサ12の充電電圧では、FET3のゲート電圧をそのスレッショルド電圧VTH以上の電圧としないので、ターンオンが徐々に遅れ、出力電流が低下し、負荷の通常の動作電流に出力電流が一致しするS1ここでは、出力電圧が5.5V、出力電流が約0.18Aで負荷のエネルギー消費に見合った安定した連続発振動作を繰り返す。本実施の形態では、図3に示すように、結合コンデンサ9の過渡期間が直流入力電源1の入力電圧VINの過渡期間、すなわち平滑コンデンサ1の過渡期間より長い時間となるように時定数が設定され、従って、入力電圧VINがピーク値141Vに達する定常状態に移行した後、結合コンデンサ9の充電電圧VCは入力電圧VINに達し、バイパス充電回路14に流れる充電電流が停止する。その結果、定常状態で安定した連続発振動作に移行した後は、オフ期間中に起動用コンデンサ12は起動用抵抗21を介した入力電圧VINと第1帰還巻線2bに発生するフライバック電圧のみにより充電され、高抵抗値の起動用抵抗21を用いることにより、連続発振動作中や負荷が接続されていない待機期間中の電力消費を低減させることができる。このように入力電圧VINが上昇する過渡期間にバイパス充電回路14に流れる充電電流で起動用コンデンサ12の充電速度を加速させ、オフ期間を短縮させる本発明では、起動不良を防止できるが、一方、トランス2の二次側にフライバック電圧が残り、一次巻線2aに直流入力電源1と逆極性のフライバック電圧が発生している間であっても、FET3のゲート電圧がスレッショルド電圧VTHに達してターンオンし、ターンオンした際に過大な電流が発生して回路素子を破損させるという新た問題が発生する恐れが生じた。そこで、本実施の形態では、バイパス充電回路14に直列にツェナダイオード15を接続し、入力入力電圧VINがツェナ電圧に達した後に、バイパス充電回路14に充電電流を流すようにしている。つまり、ツェナダイオード15を接続することにより、図3に示す起動直後から充電電流が流れるまでの時間が延長され、また、入力電圧VINと結合コンデンサ9の充電電圧VCの差電圧、すなわち、起動用補助抵抗8を流れる充電電流を減少させることができるので、ツェナダイオード15のツェナ電圧で起動用コンデンサ12の充電速度を調整することができ、確実にフライバック電圧が消失した後にFET3がターンオンするようにオフ期間を調整できる。一方、接続する負荷によって、上記問題が生じる可能性がない場合には、ツェナダイオード15を接続せずに、起動直後の入力電圧VINが0Vであるときから、バイパス充電回路14に流れる充電電流で起動用コンデンサ12を充電し、より早期に連続発振動作に移行させてもよい。また、相互に直列に接続される起動用補助抵抗8、結合コンデンサ9及びツェナダイオード15の接続順は、ツェナダイオード15のカソードを直流入力電源1の高圧側端子1a側に接続するものであれば、上記実施の形態にかかわらず任意である。