"直流電圧を予め設定した電圧に変換する電圧変換部と、前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部と、を備えることを特徴とする無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。前記電圧変換部の電流量は、前記電圧変換部に入力される電流量又は前記電圧変換部から出力される電流量を含むことを特徴とする請求項1に記載の無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第2ターンオン周期を短く設定することを特徴とする請求項1に記載の無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第2ターンオン周期を長く設定することを特徴とする請求項1に記載の無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。前記スイッチング制御部は、前記電圧変換部から出力される電圧を予め設定された比率に分割する電圧分割器と、前記電圧分割器の出力電圧と予め設定された基準電圧との差値を増幅して出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力とランプramp信号とを比較し、前記ターンオンスイッチのスイッチングのためのパルス幅変調信号を出力する第1比較器と、前記パルス幅変調信号に応じて前記第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するコントローラと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の前記電流量を検出し、前記検出された電流量に応じて前記ランプ信号の周波数を調整する周波数変更信号を生成する電流検出部と、前記周波数変更信号に応じて前記ランプ信号の周波数を変更して前記第1比較器に出力する発生器と、を備えることを特徴とする請求項1に記載の無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。前記電流検出部は、ターンオン周期に応じてターンオンされている時間の間に電荷を出力する電荷ポンプと、前記ターンオン周期に応じてターンオン時間の間前記電荷ポンプから出力される電荷を充電し、前記ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧を出力するキャパシタと、前記電流量の測定のための基準電圧と前記電流量測定用電圧とを比較する第2比較器と、前記第2比較器の比較結果、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する周波数変更コントローラと、を備えることを特徴とする請求項5に記載の無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。前記第2比較器は、前記電流量測定用電圧を上り基準電圧又は下り基準電圧と比較するヒステリシス比較器を備え、前記周波数変更コントローラは、前記電流量測定用電圧が前記上り基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記下り基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力することを特徴とする請求項6に記載の無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器。ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、前記ターゲット共振器で受信されるAC信号を整流してDC信号を生成する整流器と、前記DC信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力する直流-直流電圧変換器と、を備え、前記直流-直流電圧変換器は、直流電圧を予め設定した直流電圧に変換する電圧変換部と、前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部と、を備えることを特徴とする無線電力受信装置。前記電圧変換部の電流量は、前記電圧変換部に入力される電流量又は前記電圧変換部から出力される電流量を含むことを特徴とする請求項8に記載の無線電力受信装置。前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第2ターンオン周期を短く設定することを特徴とする請求項8に記載の無線電力受信装置。前記スイッチング制御部は、前記電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第2ターンオン周期を長く設定することを特徴とする請求項8に記載の無線電力受信装置。前記スイッチング制御部は、前記電圧変換部から出力される電圧を予め設定された比率に分割する電圧分割器と、前記電圧分割器の出力電圧と予め設定された基準電圧との差値を増幅して出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力とランプ信号とを比較し、前記ターンオンスイッチのスイッチングのためのパルス幅変調信号を出力する第1比較器と、前記パルス幅変調信号に応じて前記第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するコントローラと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の前記電流量を検出し、前記検出された電流量に応じて前記ランプ信号の周波数を調整する周波数変更信号を生成する電流検出部と、前記周波数変更信号に応じて前記ランプ信号の周波数を変更して前記第1比較器に出力する発生器と、を備えることを特徴とする請求項8に記載の無線電力受信装置。前記電流検出部は、ターンオン周期に応じてターンオンされている時間の間に電荷を出力する電荷ポンプと、前記ターンオン周期に応じてターンオン時間の間前記電荷ポンプから出力される電荷を充電し、前記ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧を出力するキャパシタと、前記電流量の測定のための基準電圧と前記電流量測定用電圧とを比較する第2比較器と、前記第2比較器の比較結果、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する周波数変更コントローラと、を備えることを特徴とする請求項12に記載の無線電力受信装置。前記第2比較器は、前記電流量測定用電圧を上り基準電圧又は下り基準電圧と比較するヒステリシス比較器を備え、前記周波数変更コントローラは、前記電流量測定用電圧が前記上り基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記下り基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力することを特徴とする請求項13に記載の無線電力受信装置。直流電圧を予め設定した直流電圧に変換するステップと、ターンオンスイッチによって前記直流電圧の電流の流れを制御するステップと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて電流量を検出するステップと、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第2ターンオン周期を設定するステップと、を含むことを特徴とする直流-直流電圧変換方法。前記第2ターンオン周期は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が前記予め設定した基準値以下である場合に比べて短く設定されることを特徴とする請求項15に記載の直流-直流電圧変換方法。前記第2ターンオン周期は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記検出された電流量が前記予め設定した基準値以上である場合に比べて長く設定されることを特徴とする請求項15に記載の直流-直流電圧変換方法。本発明の目的は、直流-直流電圧変換器の電流量が低い場合、ターンオン期間を低減してスイッチング損失を削減できる変換器とその方法、及びこれを含む無線電力受信装置を提供することにある。一側面において、無線電力受信装置で用いられる直流-直流電圧変換器は、直流電圧を予め設定した電圧に変換する電圧変換部と、前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部とを備える。前記電圧変換部の電流量は、前記電圧変換部に入力される電流量又は前記電圧変換部から出力される電流量を含んでもよい。前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第2ターンオン周期を短く設定してもよい。前記スイッチング制御部は、前記検出された電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、前記検出された電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第2ターンオン周期を長く設定してもよい。前記スイッチング制御部は、前記電圧変換部から出力される電圧を予め設定された比率に分割する電圧分割器と、前記電圧分割器の出力電圧と予め設定された基準電圧との差値を増幅して出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力とランプramp信号とを比較し、前記ターンオンスイッチのスイッチングのためのパルス幅変調信号を出力する第1比較器と、前記パルス幅変調信号に応じて前記第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するコントローラと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の前記電流量を検出し、前記検出された電流量に応じて前記ランプ信号の周波数を調整する周波数変更信号を生成する電流検出部と、前記周波数変更信号に応じて前記ランプ信号の周波数を変更して前記第1比較器に出力する発生器とを備えてもよい。前記電流検出部は、ターンオン周期に応じてターンオンされている時間の間に電荷を出力する電荷ポンプと、前記ターンオン周期に応じてターンオン時間の間前記電荷ポンプから出力される電荷を充電し、前記ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧を出力するキャパシタと、前記電流量の測定のための基準電圧と前記電流量測定用電圧とを比較する第2比較器と、前記第2比較器の比較結果、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記電流量の測定のための基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する周波数変更コントローラとを備えてもよい。前記第2比較器は、前記電流量測定用電圧を上り基準電圧又は下り基準電圧と比較するヒステリシス比較器を備え、前記周波数変更コントローラは、前記電流量測定用電圧が前記上り基準電圧よりも大きければ、前記ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、前記電流量測定用電圧が前記下り基準電圧よりも小さければ、前記ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力してもよい。一実施形態に係る無線電力受信装置は、ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、前記ターゲット共振器で受信されるAC信号を整流してDC信号を生成する整流器と、前記DC信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力する直流-直流電圧変換器とを備え、前記直流-直流電圧変換器は、直流電圧を予め設定した直流電圧に変換する電圧変換部と、前記電圧変換部を介して前記直流電圧の電流の流れを制御するターンオンスイッチと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて前記電圧変換部の電流量を検出し、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第2ターンオン周期を設定し、前記第2ターンオン周期に応じて前記ターンオンスイッチを制御するスイッチング制御部とを備える。一実施形態に係る直流-電流電圧変換方法は、直流電圧を予め設定した直流電圧に変換するステップと、ターンオンスイッチによって前記直流電圧の電流の流れを制御するステップと、前記ターンオンスイッチの第1ターンオン周期を用いて電流量を検出するステップと、前記検出された電流量を考慮して前記ターンオンスイッチの第2ターンオン周期を設定するステップとを含む。本発明の実施形態によれば、直流-直流電圧変換器の電流量を直接的にセンシングすることなく直流-直流電圧変換器の電流量を検出し、検出した電流量に基づいてターンオンスイッチのターンオン周期期間を制御する。従って、直流-直流電圧変換器の電流量が低い場合、ターンオン期間を低減してスイッチング損失を削減できる。以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、例示的な実施形態に係る無線電力送信システムを示す。以下の各実施形態において、無線電力送信システムによって送信される無線電力は共振電力resonancepowerと仮定する。図1を参照すると、本無線電力送信システムは、ソースとターゲットで構成されるソース-ターゲット構造を有する。例えば、無線電力送信システムは、ソースに該当する共振電力送信装置110とターゲットに該当する共振電力受信装置120を備える。共振電力送信装置110は、外部の電圧供給機からエネルギーを受信して共振電力を発生させるソース部111及びソース共振器115を備える。また、共振電力送信装置110は、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部Matchingcontrol113をさらに備え得る。ソース部111は、外部の電圧供給機からエネルギーを受信して共振電力を発生させる。ソース部111は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルに調整するためのAC-AC変換器、前記AC-AC変換器から出力される交流信号を整流することによって、一定レベルのDC電圧を出力するAC-DC変換器、前記AC-DC変換器から出力されるDC電圧を高速スイッチングすることによって、数MHz~数十MHz帯域のAC信号を生成するDC-ACインバーターを含む。AC信号としては他の周波数のAC信号も用いられ得る。整合制御部113は、ソース共振器115の共振帯域幅ResonanceBandwidth又はソース共振器115のインピーダンス整合周波数を設定する。実施形態に係る整合制御部113は、ソース共振帯域幅設定部図示せず又はソース整合周波数設定部図示せずのうち少なくとも1つを備える。ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器115の共振帯域幅を設定する。ソース整合周波数設定部は、ソース共振器115のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ソース共振器の共振帯域幅又はソース共振器のインピーダンス整合周波数設定に応じて、ソース共振器115のQ-ファクターを決定する。ソース共振器115は電磁気エネルギーをターゲット共振器に伝達する。即ち、ソース共振器115は、ターゲット共振器121とのマグネチックカップリング101によって共振電力をターゲット装置120に伝達する。ここで、ソース共振器115は設定された共振帯域幅内で共振する。共振電力受信装置120は、ターゲット共振器121、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部123及び受信された共振電力を負荷に伝達するためのターゲット部125を備える。ターゲット共振器121は、ソース共振器115から電磁気エネルギーを受信する。ここで、ターゲット共振器121は設定された共振帯域幅内で共振する。整合制御部123は、ターゲット共振器121の共振帯域幅又はターゲット共振器121のインピーダンス整合周波数のうち少なくとも1つを設定する。一実施形態に係る整合制御部123は、ターゲット共振帯域幅設定部又はターゲット整合周波数設定部のうち少なくとも1つを備える。ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器121の共振帯域幅を設定する。ターゲット整合周波数設定部は、ターゲット共振器121のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ターゲット共振器121の共振帯域幅又はターゲット共振器121のインピーダンス整合周波数設定に応じて、ターゲット共振器121のQ-ファクターが決定される。ターゲット部125は、受信された共振電力を負荷に伝達する。ここで、ターゲット部125は、ソース共振器115からターゲット共振器121で受信されるAC信号を整流してDC信号を生成するAC-DC変換器と、DC信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス又は負荷に供給するDC-DC変換器を含む。ここで例えば、AC-DC変換器は本発明の実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器で構成され得る。一実施形態に係るソース共振器115及びターゲット共振器121は、ヘリックスhelixコイル構造の共振器又はスパイラルspiralコイル構造の共振器、又はメタ構造のmeta-structured共振器から構成される。図1に示すように、Qファクターの制御過程は、ソース共振器115の共振帯域幅及びターゲット共振器121の共振帯域幅を設定し、ソース共振器115とターゲット共振器121との間のマグネチックカップリング101によって電磁気エネルギーを前記ソース共振器115から前記ターゲット共振器121に伝達することを含む。ここで、ソース共振器115の共振帯域幅は、ターゲット共振器121の共振帯域幅よりも広くか、又は狭く設定される。即ち、ソース共振器115の共振帯域幅がターゲット共振器121の共振帯域幅より広くか、又は狭く設定されることによって、ソース共振器のBW-ファクターと前記ターゲット共振器のBW-ファクターは互いに不平衡のunbalanced関係を保持する。共振方式の無線電力送信において、共振帯域幅は重要なファクターである。ソース共振器115とターゲット共振器121との間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンスミスマッチ不整合、反射信号などを全て考慮したQ-ファクターをQtとする場合、Qtは式1のように共振帯域幅BWの逆数の関数となる。[数1]Δf/f0=1/Qt=ΓS,D1/BWS1/BWD1式1において、f0は中心周波数、Δfは帯域幅、ΓS,Dは共振器の間の反射損失、BWSはソース共振器115の共振帯域幅、BWDはターゲット共振器121の共振帯域幅を示す。本明細書において、BW-ファクターは1/BWS又は1/BWDを意味する。一方、ソース共振器115とターゲット共振器121との間の距離が変わるか、2つのうち1つの位置が変化するなどの外部からの影響によって、ソース共振器115とターゲット共振器121との間のインピーダンス不整合が発生することがある。インピーダンス不整合は、電力伝達の効率を低下する直接的な原因になり得る。整合制御部113は、送信信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによって、インピーダンス不整合が発生したと判断し、インピーダンス整合を行う。また、整合制御部113は、反射波の波形分析によって共振ポイントを検出することで共振周波数を変更する。ここで、整合制御部113は例えば、反射波の波形で振幅が最小である周波数を共振周波数として決定する。以上、図1の例におけるソース共振器115及び/又はターゲット共振器121は、後述する図7乃至図14の何れかに示す構造を有し得る。図2は、一実施形態に係るターゲット部125で用いられる、スイッチング損失を減らす直流-直流電圧変換器200の構成を示す。図2を参照すると、直流-直流電圧変換器200は、電圧源210から受信する直流信号VINの電圧を予め設定した直流電圧VOUTに変換する。予め設定した直流電圧VOUTはロード230図1におけるデバイス負荷に提供される。また、直流-直流電圧変換器200は、電圧変換部220を制御するスイッチング制御部240を備える。一実施形態によると、このような制御は電圧変換部220をターンオン及びターンオフすることを含む。電圧変換部220は内部のターンオンスイッチ222が導通されれば、印加される直流信号の電圧を予め設定した直流電圧VOUTに変換する。電圧変換部220は、ターンオンスイッチ222、第2スイッチ224、インダクター226及びキャパシタ228を含む。一実施形態に係るターンオンスイッチ222は、インダクター226に直流電流ILを提供するために、ターンオンスイッチ222を介して電圧源210から受信する直流電流を導通できるようにスイッチング制御部240のスイッチング信号Vpに応じてターンオンされるスイッチである。第2スイッチ224は、ターンオンスイッチ222と反対に動作するスイッチであって、スイッチング制御部240のスイッチング信号VNに応じてターンオンスイッチ222がターンオフされるときターンオンされる。例えば、第2スイッチ224がターンオンされれば、第2スイッチは、インダクター226の入力をグラウンドさせる。インダクター226とキャパシタ228は、ターンオンスイッチ222がターンオンされれば、ターンオンスイッチ222を介して直流電流を受信して充電し、予め設定した電圧VOUTの直流電流を出力する。一実施形態に係るターンオンスイッチ222は、PMOSP-channelMetal-OxideSemiconductorトランジスタMPを含み、第2スイッチ224は類似のトランジスタ図2では、NMOSトランジスタMNを含む。また、他のスイッチ又はスイッチエレメントがターンオンスイッチ222及び/又は第2スイッチ224として使用されることは容易に理解され得る。例えば、スイッチング装置のスイッチ又はスイッチエレメントは、様々な電気機械的electromechanicalスイッチ例えば、コンタクトcontact、トグル、ナイフknife、チルトtiltなど、又は電気的スイッチ例えば、トランジスタスイッチ、シリコン制御整流器、又はトライアックtriacのような固体エレメント、リレーrelays又はソレノイドsolenoidを含み得る。勿論、スイッチの他のタイプも可能である。様々な形でスイッチは作動し得る。例えば、スイッチはオン及びオフ位置間で選択され、各々、電気電力の流れを許容及び防止する。従って、スイッチ制御は電気的接続を制御できる。スイッチング制御部240は、ターンオンスイッチ222の現在時点のターンオン周期を示す第1ターンオン周期を用いて電圧変換部220の電流量を検出する。そして、スイッチング制御部240は、検出された電流量を考慮してターンオンスイッチ222に適用するべきターンオン周期を示す第2ターンオン周期を設定し、第2ターンオン周期に応じてターンオンスイッチ222を制御する。ここで、電圧変換部220の電流量は、電圧変換部220に入力される電流量であるか、又は、電圧変換部220から出力される電流量の何れかである。スイッチング制御部240は、電圧変換部220の電流量が予め設定した基準値よりも高ければ、電圧変換部220の電流量が予め設定した基準値以下である場合に比べて前記第2ターンオン周期を短く設定する。スイッチング制御部240は、電圧変換部220の電流量が予め設定した基準値よりも低ければ、電圧変換部220の電流量が予め設定した基準値以上である場合に比べて前記第2ターンオン周期を長く設定する。スイッチング制御部240は、電圧分割器243、基準電圧源244、誤差増幅器245、キャパシタ246、比較器247、コントローラ248、発生器249及び電流検出部250を備える。電圧分割器243は、電圧変換部220から出力される電圧を分割divideする。例えば、電圧は2つの抵抗R1241及びR2242を用いて予め設定された比率に分割され、分割された電圧を誤差増幅器245に出力する。誤差増幅器EA245は、電圧分割器243の出力電圧と基準電圧源244から出力される予め設定された基準電圧VREFとの差を増幅して出力する。キャパシタ246は、誤差増幅器245の出力電圧でもって充電され、該出力電圧のノイズを除去する。比較器COMP247は、キャパシタ246を経た誤差増幅器245の出力と発生器249から出力されるランプ信号VRAMPとを比較して、ターンオンスイッチ222のスイッチングのためのパルス幅変調PWM、PulseWidthModulation信号を出力する。コントローラ248は、比較器247から出力されるパルス幅変調信号に応じてターンオンスイッチ222に適用される第2ターンオン周期を設定し、第2ターンオン周期に応じてターンオンスイッチ222を制御する。電流検出部250は、ターンオンスイッチ222の第1ターンオン周期を用いて電圧変換部220の電流量を検出し、電圧変換部220の電流量に応じてランプ信号VRAMPの周波数を調整する周波数変更信号を生成する。発生器249は、電流検出部250から受信する周波数変更信号に応じてランプ信号VRAMPの周波数を変更して比較器247に出力する。さらに、発生器249は、電流検出部250から受信した周波数変更信号に基づいてコントローラ248にクロックタイミング信号ΦCLKを出力する。図3は、一実施形態に係る直流-直流電圧変換器における電流検出器の細部構成を示す。図3を参照すると、図2に示す電流検出部250の一例であって、電荷ポンプ310、キャパシタ320、比較器330及び周波数変更コントローラ340を備える。電荷ポンプ310は、ターンオンスイッチ222のターンオン周期Tによりターンオンスイッチ222がターンオンされている時間tONの間に電荷を出力する。例えば、電荷ポンプ310は、電流源312、第1スイッチ314及び2スイッチ316を含んで構成してもよい。電流源312は一定の電荷を出力する。例えば、第1スイッチ314は、ターンオン周期に応じてターンオンスイッチ222がターンオンされている時間tONの間だけ導通して電流源312の電荷を出力する。第2スイッチ316はグラウンドされ、第1スイッチ314と反対に動作する。キャパシタ320は、ターンオンスイッチ222のターンオン周期に応じてターンオン時間電荷ポンプ310から出力される電荷でもって充電され、ターンオン周期に応じてターンオフ時間に放電して電流量測定用電圧VCを出力する。比較器330は、電流量測定用の基準電圧例えば、下記で記載のVREF_H又はVREF_Lとキャパシタ320で出力する電流量測定用電圧とを比較し、比較結果を周波数変更コントローラ340に送信する。周波数変更コントローラ340は、比較器330の比較結果、電流量測定用電圧が電流量測定のための基準電圧よりも大きければ、ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力し、電流量測定用電圧が電流量測定のための基準電圧よりも小さければ、ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する。例えば、周波数変更コントローラ340は、ランプ信号の周波数を基本周波数、基本周波数の1/2倍、基本周波数の1/4倍、基本周波数の1/8倍に区分して周波数変更信号を出力してもよい。一方、ランプ信号の周波数が高く変更される場合、図1に示す比較器247から出力されるパルス幅変調信号の周期が短くなり、コントローラ248から出力されるターンオン信号の周期も短くなる。即ち、ターンオンスイッチ222は、ターンオンとターンオフがより頻繁に発生する。例えば、ランプ信号の周波数が低く変更される場合、図1に示す比較器247から出力されるパルス幅変調信号の周期が長くなり、コントローラ248から出力されるターンオン信号の周期も長くなる。従って、ターンオンスイッチ222は、ターンオンとターンオフの回数が減少される。図4は、一実施形態に係る直流-直流電圧変換器の主要タイミングダイヤグラムを示す。特に、図4は、対応する時間周期の間に電流検出部250のキャパシタ320から出力された電流量測定用電圧VC、インダクター226の電流IL、第2スイッチ224に入力されるスイッチング信号VN、ターンオンスイッチ222に入力されるスイッチング信号VP及びクロックタイミング信号ΦCLKに対する波形を示す。図4を参照すると、電流検出部250のキャパシタ320から出力された電流量測定用電圧VCの波形は、インダクター226から出力される電流ILの波形と類似していることが確認される。従って、電流検出部250は、キャパシタ320から出力された電流量測定用電圧VCの波形が、インダクター226から出力される電流ILの波形と類似している点を用いて、直接的にインダクター226から出力される電流ILをセンシングすることなく、インダクター226から出力される電流のピークの大きさを推定できる。電圧変換部220の電流量が小さくなるほどターンオンスイッチ222のターンオン時間が減少するので、インダクター226から出力される電流のピーク値と電流量測定用電圧VCのピーク値が低くなる。比較器330は、電流量測定用電圧VCを上り基準電圧VREF_H又は下り基準電圧VREF_Lと比較する、例えば、ヒステリシスhysteresis比較器で構成し得る。比較器330がヒステリシス比較器である場合、周波数変更コントローラ340は、図5に示すように電流量測定用電圧VCが下り基準電圧VREF_Lよりも小さければ、電圧変換部220の電流量が現在の周波数では不十分に小さいことを意味する。図5は、一実施形態に係る直流-直流電圧変換器の電流検出器でVC電圧が下り基準値VREF_Lよりも小さい場合を示す。従って、周波数変更コントローラ340は、電流量測定用電圧VCが下り基準電圧VREF_Lよりも小さければ、ランプ信号の周波数を低くする周波数変更信号を出力する。反対に、電流量測定用電圧VCが上り基準電圧VREF_Hよりも高い場合、周波数変更コントローラ340は電圧変換部220の電流量が現在の周波数では過重に大きいことを意味する。図6は、一実施形態に係る直流-直流電圧変換器の電流検出器でVC電圧が上り基準値VREF_Hよりも大きい場合を示す。周波数変更コントローラ340は、電流量測定用電圧VCが上り基準電圧VREF_Hよりも大きければ、ランプ信号の周波数を高める周波数変更信号を出力する。図1を再び参照すると、無線電力送信システムのソース共振器及び/又はターゲット共振器はヘリックスhelixコイル構造の共振器又はスパイラルspiralコイル構造の共振器、又はメタ構造のmeta-structured共振器から構成される。ここで開示された実施形態の1つ以上の物質はメタ物質metamaterialsであってもよい。自然界に存在する多くの物質の電磁気的特性は、各々、固有の透磁率permeability、μmu及び固有の誘電率permittivity、εepsilonで表わされる。一般的に物質は正の透磁率及び正の誘電率を有する。従って、このような物質に対しては電界、磁界及びポインティングベクトルに対して右手法則が適用され、このような物質をRHMRightHandedMaterial、右手系物質という。一方、自然界に通常存在しないか又は人工的に設計された即ち、人工の誘電率又は透磁率を有する物質はメタ物質と命名する。メタ物質は、誘電率又は透磁率の符号によってENGepsilonnegative、負のε物質、MNGmunegative、負のμ物質、DNGdoublenegative、εとμが共に負物質、NRInegativerefractiveindex、負の屈折率物質、LHleft-handed、左手系物質などに分類される。透磁率は当該物質において与えられた磁界magneticfieldに対して発生する磁束密度magneticfluxdensityと真空中で同じ磁界に対して発生する磁束密度の比を意味する。そして、誘電率は、当該物質において与えられた電界electricfieldに対して発生する電束密度electricfluxdensityと真空中でその電界に対して発生する電束密度の比を意味する。透磁率及び誘電率は与えられた周波数又は波長における当該物質中の電波伝搬定数propagationconstantを決定し、透磁率及び誘電率によってその物質の電磁気特性が決定される。一実施形態において、メタ物質は極めて大きい波長wavelength又は極めて低い周波数領域でも容易に即ち、メタ物質からなる物体のサイズが大きく変化することなく共振状態に置かれ得る。図7は、一実施形態に係る2次元構造の共振器を示す図である。図7を参照すれば、一実施形態に係る2次元構造の共振器700は、第1信号導体部分711、第2信号導体部分712、及びグラウンド導体部分713を含む送信線路、キャパシタ720、整合器730、並びに、導体741及び742を備える。図7に示すように、キャパシタ720は、送信線路の第1信号導体部分711と第2信号導体部分712との間に直列に挿入され、それによって電界はキャパシタ720に閉じ込められる。一般的に、送信線路は上部に少なくとも1つの導体、下部に少なくとも1つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的にグラウンドされる。本明細書では送信線路の上部にある導体を第1信号導体の部分711と第2信号導体の部分712に分類して呼び、送信線路の下部にある導体をグラウンド導体部分713と呼ぶ。図7に示すように、本発明の一実施形態に係る共振器700は、2次元構造の形態を有する。送信線路は、上部に第1信号導体部分711及び第2信号導体部分712を含み、下部にグラウンド導体部分713を含む。第1信号導体部分711及び第2信号導体部分712と、グラウンド導体部分713とは互いに向かい合うように配置される。電流は第1信号導体部分711及び第2信号導体部分712を通じて流れる。また、図7に示すように、第1信号導体部分711の一端は導体742と接続即ち、短絡され、他端はキャパシタ720と接続される。そして、第2信号導体部分712の一端は導体741と接続され、他端はキャパシタ720と接続される。即ち、第1信号導体部分711、第2信号導体部分712、及びグラウンド導体部分713、導体741、742は互いに接続されることによって、共振器700は電気的に閉ループclosed-loop構造を有する。ここで、閉ループ構造は、円形構造、四角形構造のような多角形の構造などを含み、閉ループ構造を有することは、電気的に閉じていることを意味する。キャパシタ720は送信線路の中間部に挿入される。例えば、キャパシタ720は第1信号導体部分711と第2信号導体部分712との間に挿入される。ここで、キャパシタ720は、集中型素子lumpedelement及び分布型素子distributedelementの何れかの形態を有する。特に、分布型素子の形態を有する分布型キャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。キャパシタ720が送信線路に挿入されることによって共振器700はメタ物質の特性を有し得る。例えば、キャパシタ720のキャパシタンスを適切に調整することによって共振器は負の透磁率を有する。その場合、本発明の一実施形態に係る共振器700はMNG負μ共振器と呼ばれる。下記で説明するが、キャパシタ720のキャパシタンスを定める基準criterionは様々であり得る。共振器700が対象周波数で負の透磁率を有する基準、共振器700が対象周波数で第ゼロ次共振Zeroth-OrderResonanceの特性を有する基準などがあり、前述した基準のうち少なくとも1つの基準下でキャパシタ720のキャパシタンスが定められ得る。前記MNG共振器700は、伝搬定数が0であるときの周波数を共振周波数として有する第ゼロ次共振の特性を有し得る。MNG共振器700が第ゼロ次共振特性を有する場合、共振周波数はMNG共振器700の物理的なサイズに対して独立的であり得る。即ち、下記で再び説明するが、MNG共振器700で共振周波数を変更するためにはキャパシタ720を適切に設計することで充分であるので、MNG共振器700の物理的なサイズの変更を要しない。また、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ720に集中するので、キャパシタ720によって近接フィールドでは磁界がドミナントdominant、支配的になる。そして、MNG共振器700は集中型素子のキャパシタ720を用いて高いQ-ファクターQ-Factorを有するので、電力送信効率を向上できる。参考に付言すると、Q-ファクターは、無線電力送信において、抵抗損失の程度、又は抵抗に対するリアクタンスの比を表わすので、Q-ファクターが大きいほど無線電力送信効率は大きい。また、MNG共振器700は、インピーダンス整合のための整合器730を備える。ここで、整合器730は例えば、MNG共振器700の磁界の強度を適切に調整できる。このような構成によって、電流はコネクタ840、例えば、後述の図8参照を介してMNG共振器700に流入するか、又は、MNG共振器700から流出する。ここで、前記コネクタはグラウンド導体部分713又は整合器730と接続される。ただし、前記コネクタとグラウンド導体部分713又は整合器730の間には物理的な連結が形成されるか、若しくは、前記コネクタとグラウンド導体部分713又は整合器730の間に物理的な連結なしでカップリングを介して電力が伝達される。図7に示すように、整合器730は、共振器700のループ構造によって形成されるループ内に位置し得る。整合器730は、物理的な形態を変更することによって共振器700のインピーダンスを調整する。特に、整合器730は、グラウンド導体部分713から距離hだけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体731を含み、共振器700のインピーダンスは距離hを調整することによって変更できる。一実施形態によると、整合器730を制御できるコントローラが存在する場合、整合器730は前記コントローラによって生成される制御信号に従い、その物理的な形態を変更し、このような変更により共振器のインピーダンスを調整できる。例えば、制御信号に応じて整合器730の導体731とグラウンド導体部分713との間の距離hが増加又は減少する。これによって整合器730の物理的な形態が変更され、共振器700のインピーダンスが調整される。コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成できる。整合器730は図7に示すように、導体731のような受動素子で具現されるか、又は、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で具現される。能動素子が整合器730に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動され、その制御信号に応じて共振器700のインピーダンスが調整される。例えば、整合器730に能動素子の一種であるダイオードが含まれている場合、ダイオードがon又はoffの状態であるかに応じて共振器700のインピーダンスが調整される。また、図7に示していないが、MNG共振器700を貫通するマグネチックコアをさらに含み得る。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加する機能を行う。図8は一実施形態に係る3次元構造の共振器を示す図である。図8を参照すれば、一実施形態に係る3次元構造の共振器800は、第1信号導体部分811、第2信号導体部分812、及びグラウンド導体部分813を含む送信線路、並びに、キャパシタ820を含む。ここで、キャパシタ820は、送信線路で第1信号導体部分811と第2信号導体部分812との間に直列に挿入され、電界はキャパシタ820に閉じ込められる。また、図8に示すように、共振器800は3次元構造の形態を有する。送信線路路は、上部に第1信号導体部分811及び第2信号導体部分812を含み、下部にグラウンド導体部分813を含む。第1信号導体部分811及び第2信号導体部分812とグラウンド導体部分813は互いに向かい合うように配置される。このような整列で電流は、第1信号導体部分811及び第2信号導体部分812を通じてx方向に流れ、このような電流によって-y方向に磁界Hwが発生する。他の実施形態によると、磁界Hwが反対方向例えば、y方向に形成されることが理解されよう。また、図8に示すように、第1信号導体部分811の一端は導体842と電気的に接続、即ち短絡され、他端はキャパシタ820と接続される。そして、第2信号導体部分812の一端は導体841と接続され、他端はキャパシタ820と接続される。即ち、第1信号導体部分811、第2信号導体部分812、及びグラウンド導体部分813、並びに、導体841及び842が互いに接続されることによって、共振器800は電気的に閉ループ構造を有する。また、図8に示すように、キャパシタ820は、第1信号導体部分811と第2信号導体部分812との間に挿入される。ここで、キャパシタ820は、集中型素子及び分布型素子の何れかの形態を有する。特に、分布型素子の形態を有する分布型キャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。図8に示すように、キャパシタ820が送信線路に挿入されることによって、共振器800は前述したようにメタ物質の特性を有し得る。例えば、キャパシタのキャパシタンスが集中型素子として挿入されれば、前記共振器800はメタ物質の特性を有し得る。特に、キャパシタ820のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器800は特定の周波数帯域において負の透磁率を有するので、本発明の一実施形態に係る共振器800はMNG共振器と呼ばれる。下記で説明するが、キャパシタ820のキャパシタンスを定める基準は様々であり得る。共振器800がメタ物質の特性を有する基準、共振器800が対象周波数で負の透磁率を有する基準、又は共振器800が対象周波数で第ゼロ次共振の特性を有する基準などがあり、上述した基準のうち少なくとも1つの基準下でキャパシタ820のキャパシタンスを決定する。図8に示すように、MNG共振器800は、電波伝搬定数propagationconstantが0であるときの周波数を共振周波数として有する第ゼロ次共振の特性を有し得る。このようにMNG共振器800が第ゼロ次共振の特性を有する場合、共振周波数はMNG共振器800の物理的なサイズに対して独立的であり得る。MNG共振器800で共振周波数を変更するためにはキャパシタ820を適切に設計することで充分であるので、MNG共振器800の物理的なサイズの変更を要しない。図8に示すように、MNG共振器800を参照すれば、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ820に集中するので、キャパシタ820によって近接フィールドでは磁界がドミナントになる。また、第ゼロ次共振の特性を有するMNG共振器800は磁気双極子magneticdipoleに類似の特性を有するので、近接フィールドでは磁界がドミナントになり、キャパシタ820の挿入により発生する比較的少量の電界はそのキャパシタ820に集中されるので、近接フィールドでは磁界が更にドミナントになる。MNG共振器800は集中型素子のキャパシタ820を用いて高いQ-ファクターを有するので、電力送信の効率を向上できる。また、図8に示すように、MNG共振器800はインピーダンス整合のための整合器830を備える。ここで、整合器830は、MNG共振器800の磁界の強度を適切に調整でき、整合器830によってMNG共振器800のインピーダンスが決定される。そして、電流はコネクタ840を介してMNG共振器800に流入するか、又は、MNG共振器800から流出する。ここで、コネクタ840はグラウンド導体部分813又は整合器830の何れかと接続される。図8に示すように、整合器830は共振器800のループ構造によって形成されるループの内部に位置する。整合器830は物理的な形態を変更することによって共振器800のインピーダンスを調整する。特に、整合器830はグラウンド導体部分813から距離hだけ離隔された位置にインピーダンス整合のための導体部分831を含み、共振器800のインピーダンスは距離hを調整することによって変更され得る。一実施形態によると、整合器830を制御することのできるコントローラが存在する場合、整合器830はコントローラによって生成される制御信号に応じて整合器830の物理的な形態を変更できる。例えば、制御信号に応じて整合器830の導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hが増加又は減少し、これにより整合器830の物理的な形態が変更されることで共振器800のインピーダンスが調整される。整合器830の導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hは様々な方式で調整できる。即ち、第1に、整合器830には様々な導体が含まれてもよく、その導体のいずれか1つを適応的に活性化することによって距離hが調整され得る。第2に、導体831の物理的な位置を上下に調整することによって距離hが調整される。このような距離hはコントローラの制御信号に応じて制御でき、コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成できる。整合器830は図8に示すように、導体部分831のような受動素子で具現されるか、又は、実施形態によっては、ダイオード、トランジスタなどの能動素子で具現される。能動素子が整合器830に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応じて駆動でき、その制御信号に応じて共振器800のインピーダンスを調整する。例えば、能動素子が整合器830に含まれたダイオードである場合、ダイオードがon又はoff状態であるかに応じて共振器800のインピーダンスが調整される。他の一実施形態によると、MNG共振器800を貫通するマグネチックコアをさらに含み得る。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加する機能を行う。図9は、一実施形態に係るバルキー型bulkytypeに設計された無線電力送信のための共振器900の例を示す図である。ここで使用されるバルキー型は、少なくとも2つの部分を継ぎ目なしに接続して統合形態にすることをいう。図9を参照すれば、第1信号導体部分911と導体942は個別的に製造された後、互いに接続されるのではなく、一体型に製造される。同様に、第2信号導体部分912と導体941も一体型に製造される。仮に例えば、第2信号導体部分912と導体941とが個別的に製造された後互いに接続される場合、継ぎ目950には導体損失が発生し得る。ここで、本発明の実施形態によれば、第2信号導体部分912と導体941とは別途の継ぎ目なしでseamless互いに接続され、導体941とグラウンド導体部分913も別途の継ぎ目なしで互いに接続されるので、継ぎ目による導体損失を低減できる。即ち、第2信号導体部分912とグラウンド導体部分913とは別途の継ぎ目なしで一体型に製造される。同様に、第1信号導体部分911とグラウンド導体部分913とは別途の継ぎ目なしで1つの一体型に製造される。整合器930は本明細書で説明される1つ以上の実施形態と類似に構成されて提供される。図10は、一実施形態に係る中空型hollowtypeに設計された無線電力送信のための共振器1000の例を示す図である。図10を参照すれば、中空型に設計された無線電力送信のための共振器の第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042それぞれは内部に空いている空間を含む。与えられた共振周波数において、有効電流は第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042それぞれの全ての部分を介して流れることなく、一部の部分表皮部分のみを介して流れるものとモデリングできる。即ち、与えられた共振周波において、第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042の厚さがそれぞれの表皮厚skindepthよりも過度に厚いことは効率的ではない。即ち、それは共振器1000の重量又は共振器1000の製造費用を増加させる原因になり得る。従って、本発明の実施形態によれば、与えられた共振周波数において、第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042それぞれの表皮厚に基づいて第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042それぞれの厚さを適切に決定する。第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042それぞれが該当の表皮厚よりも僅かに大きい適切な厚さを有する場合、共振器1000は軽くなり、共振器1000の製造費用も削減できる。例えば、図10に示すように、中空の第1、第2信号導体部分1011、1012の外殻部の円で囲んだ領域1060の拡大図に示すの厚さはdmに決定してもよく、dは式4によって決定される。ここで、fは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。特に、第1信号導体部分1011、第2信号導体部分1012、グラウンド導体部分1013、導体1041、1042が銅copperとして5.8x10^7の導電率σを有する場合、共振周波数が10kHzについては表皮厚dが約0.6mmとなり、共振周波数が100MHzについては表皮厚dは0.006mmとなる。キャパシタ1020及び整合器1030は本明細書で説明する1つ以上の実施形態と類似な構成で提供される。図11は、パラレルシートparallel-sheetが適用された無線電力送信のための共振器1100の例を示す図である。図11を参照すれば、パラレルシートが適用された無線電力送信のための共振器に含まれた第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112それぞれの表面にはパラレルシートが適用される。第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112は完ぺきな導体ではないので、抵抗成分を有し、その抵抗成分によって抵抗損失が発生する場合がある。このような抵抗損失はQファクターを低下し、カップリング効率を低減する。本発明の一実施形態によると、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112それぞれの表面にパラレルシートを適用することによって抵抗損失を削減し、Qファクター及びカップリングの効率を増加できる。図11の円で囲んだ領域1170の拡大図を参照すれば、パラレルシートが適用される場合、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112それぞれは複数の導体ラインを含む。この導体ラインは並列的に配置され、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112それぞれの先端の部分で互いに接続短絡される。第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112それぞれの表面にパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列的に配置されるので、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。従って、抵抗損失を減らし、Qファクター及びカップリング効率を増加できる。グラウンド導体の部分1113に配置されたキャパシタ1120及び整合器1140は本明細書上記で説明される1つ以上の実施形態と類似に構築され得る。図12は、分布型キャパシタを含む無線電力送信のための共振器1200の例を示す図である。図12を参照すれば、無線電力送信のための共振器に含まれるキャパシタ1220は分散型キャパシタである。集中型素子としてのキャパシタは相対的に高い等価直列抵抗EquivalentSeriesResistance、ESRを有し得る。集中型素子としてのキャパシタが有するESRを減らすための様々な提案があるものの、本発明の実施形態は分布型素子としてのキャパシタ1220を用いることによってESRを減らす。参考に、ESRによる損失はQファクター及びカップリング効率を低減する。図12に示すように、分布型素子としてのキャパシタ1220はジグザグ構造の導体ライン及び誘電体で実現される。それだけではなく、図12に示すように、本発明の実施形態は分布型素子としてのキャパシタ1220を用いることによって、ESRによる損失を低減でき、複数の集中型素子としてのキャパシタを並列的に用いることによってESRによる損失を低減できる。なぜなら、集中型素子としてのキャパシタそれぞれが有する抵抗成分は並列接続によって小さくなるので、並列的に接続された集中型素子としてのキャパシタの有効抵抗も小さくなり、従って、ESRによる損失を低減できる。例えば、10pFのキャパシタ1つを1pFのキャパシタ10個を用いるもので代替することによってESRによる損失を低減できる場合がある。図13は、2次元構造の共振器及び3次元構造の共振器で用いられる整合器の一例を示す。図13Aは図7に示した2次元共振器の整合器を含む部分を示し、図13Bは図8に示した3次元共振器の整合器を含む部分を示す。図13Aを参照すると、整合器は、導体731、導体732及び導体733を含み、導体732及び導体733は送信線路のグラウンド導体部分713及び導体731と接続される。導体731とグラウンド導体部分713との間の距離hにより2次元共振器のインピーダンスは決定され、導体731とグラウンド導体部分713との間の距離hはコントローラによって制御される。導体731とグラウンド導体部分713との間の距離hは様々な方式で調整でき、導体731になり得る様々な導体のいずれか1つを適応的に活性化することによって距離hを調整する方式、導体731の物理的な位置を上下に調整することで距離hを調整する方式などがある。図13Bを参照すれば、整合器830は、導体831、導体832及び導体833、導体841及び導体842を備える。導体832及び導体833は送信線路のグラウンド導体部分813及び導体831と接続される。導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hにより3次元共振器のインピーダンスは決定され、導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hはコントローラによって制御される。2次元構造の共振器に含まれる整合器と同様に、3次元構造の共振器に含まれる整合器でも導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hは様々な方式で調整できる。例えば、導体831になり得る様々な導体のいずれか1つを適応的に活性化することによって距離hを調整する方式、導体831の物理的な位置を上下に調整することで距離hを調整する方式などがある。他の一実施形態に係る整合器は能動素子を含み、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は上述した内容に類似する。即ち、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整できる。図14は、図7に示した無線電力送信のための共振器の等価回路を示す図である。図7に示された無線電力送信のための共振器700は、図14に示された等価回路でモデリングされる。図14に示す等価回路でLRは電力送信線路のインダクタンスを示し、CLは図7に示す電力送信線路の途中に集中素子の形態で挿入されたキャパシタ720を示し、CRは電力送信及び/又はグラウンド間のキャパシタンスを示す。例えば、図7に示す無線電力送信のための共振器は第ゼロ次共振特性を有する。即ち、電波伝搬定数が0である場合、無線電力送信のための共振器はωMZRを共振周波数として有すると仮定する。ここで、共振周波数ωMZRは下記の数式5のように表す。ここで、MZRはMuZeroResonatorを意味する。数式2を参照すれば、共振器の共振周波数ωMZRはLR/CLによって決定され、共振周波数ωMZRと共振器の物理的なサイズは互いに独立的であることが分かる。従って、共振周波数ωMZRと共振器の物理的なサイズが互いに独立的であるので、共振器の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。本発明の一実施形態に係る方法は、多様なコンピュータ手段によって実行できるプログラム命令の形態で実現されても良く、かかるプログラム命令は、コンピュータ読み出し可能媒体に記録され得る。前記コンピュータ読み出し可能媒体は、プログラム命令、データファイル、データ構造などを単独又は組み合わせたものを含み得る。前記媒体に記録されるプログラム命令は、本発明のために特別に設計して構成されたものか、又は、コンピュータソフトウェア分野の技術を有する当業者にとって公知、且つ使用可能なものである。以上のように本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような記載から多様な修正及び変形が可能である。従って、本発明の範囲は、説明された実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものによって定められる。"