変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路であって、前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定手段と、前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時手段と、前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定手段により前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御手段とを有し、前記制御手段は、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時手段により計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とするストロボ充電制御回路。前記制御手段は、前記計時手段により計時された時間が前記所定時間以下となる度に、次のスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを、前記コンデンサの充電完了まで繰り返すことを特徴とする請求項1記載のストロボ充電制御回路。前記判定手段は、反転入力に前記基準電圧が入力され且つ非反転入力に前記二次側への出力電圧が入力されると共に、前記反転入力への入力値と前記非反転入力への入力値との比較により前記出力電圧が前記基準電圧に達したか否かを判定するコンパレータであり、前記所定時間は、前記コンパレータの前記非反転入力に前記基準電圧と同じ値の電圧が入力された場合に、前記出力電圧が前記基準電圧に達したと判定することができるような、前記変換トランスから前記二次側に前記所定値より大きい電圧が継続して出力される時間の最小値であることを特徴とする請求項1または2記載のストロボ充電制御回路。前記制御手段が目標とするためのスイッチングオン時の入力電流の値として、大きさが異なる複数の値を記憶する記憶部を有することを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載のストロボ充電制御回路。変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路の制御方法であって、前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定ステップと、前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時ステップと、前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定ステップにより前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御ステップとを有し、前記制御ステップは、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時ステップにより計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とするストロボ充電制御回路の制御方法。しかしながら、電池への負荷を低減するために、変換トランスの一次側のストロボ充電時における入力電流を小さく設定したり、機構的な制約で変換トランスを巻き仕様を変えずに小型化低背化したりすると、蓄えられる磁気エネルギが減少する。また、基板小型化のために部品が近接配置できず、基板の寄生容量寄生素子成分が大きくなると、コンパレータに入力されるパルス電圧が跳ね上がるため、検出前にフィルタをかける必要がある。いずれの場合も、変換トランスをオン/オフにスイッチング制御するときの、オフ時のパルス幅は狭くなる。ところが、充電電圧を検出するオフ時のパルス幅が狭くなると、コンパレータのパルス応答特性の影響を受けて充電電圧の検出レベルが大きくなり、その結果、実際の充電電圧が目標の充電電圧よりも高くなってしまうという問題があった。そこで、充電時の入力電流が小さく、変換トランスが小さく、部品の近接配置ができなくても、充電完了時におけるメインコンデンサの電圧ばらつきを低減させることが望まれていた。本発明は上記従来技術の問題を解決するためになされたものであり、その目的は、充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させることにある。上記目的を達成するために本発明は、変換トランスの一次側におけるスイッチング動作によって前記変換トランスの二次側のコンデンサを充電するストロボ充電制御回路であって、前記変換トランスの前記二次側への出力電圧が基準電圧に達したか否かを判定する判定手段と、前記変換トランスから前記二次側に所定値より大きい電圧が継続して出力されている時間を計時する計時手段と、前記スイッチング動作を制御して前記コンデンサを充電すると共に、前記判定手段により前記二次側への出力電圧が前記基準電圧に達したと判定された場合に充電を完了させる制御手段とを有し、前記制御手段は、前記コンデンサの充電の完了前に、前記計時手段により計時された時間が所定時間以下となった場合は、前記所定時間以下となる前に比較して、前記一次側におけるスイッチングオン時の入力電流の値が大きくなるように制御することを特徴とする。本発明によれば、充電完了時におけるコンデンサの電圧ばらつきを低減させることができる。以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。図1は、本発明の一実施の形態に係るストロボ充電制御回路の電気回路図である。このストロボ充電制御回路は電子機器に設けられる。電子機器として例えば撮像装置が例示されるがそれに限られない。このストロボ充電制御回路は、変換トランス140の一次側におけるスイッチング動作によって変換トランスの二次側のメインコンデンサ148を充電するものである。まず、一次側において、入力電源10、ストロボ充電の制御をするための充電制御IC130が設けられる。変換トランス140は、充電制御IC130の内部のロジック部制御手段120によってストロボ充電用の入力電源10の電圧がスイッチング制御されることで、メインコンデンサ148を充電する。変換トランス140はフライバックトランスとして構成され、スイッチングONオン時に一次側で蓄積した磁気エネルギを、スイッチングOFFオフ時に二次側から放出して充電する。充電制御IC130において、充電時にスイッチング制御するためのスイッチ素子124、スイッチ素子124に流れる充電時の入力電流を検出するための電流検出抵抗126が設けられる。また、充電制御IC130の内部で使用するクロックCLKを生成するための発振器OSC116、各種設定値やプログラム、各種データ等を格納する記憶部であるメモリ118が設けられる。メモリ118は例えばROMで構成される。二次側において、変換トランス140からの二次側への出力電圧を分圧するための分圧抵抗142、144が設けられる。これら分圧抵抗142、144により分圧された電圧値を分圧値Vbと記す。また、変換トランス140からの二次側の出力電圧を整流するための整流ダイオード146が設けられる。メインコンデンサ148は、ストロボ充電時に電荷を蓄積する。一次側において、電流検出抵抗126で電圧変換された信号検出電圧Vaを増幅するための信号増幅回路部xが設けられる。信号増幅回路部xにおいて、オペアンプ108と抵抗110、112とで非反転増幅回路を形成している。信号増幅回路部xから出力される電圧レベル検出電圧Vaが増幅されたものと、メモリ118に格納されている初期設定値をD/A変換した基準電圧Vrefとを比較するためのコンパレータ114が設けられる。コンパレータ114は、スイッチ素子124を流れる充電時の入力電流Ipが、所定の設定値以上となるとHighを出力するように構成されている。具体的には、Vaが増幅されたもの≧VrefとなるとHighが出力される。また、変換トランス140からの二次側への出力電圧と基準電圧Vrefとを比較するためのコンパレータ判定手段100が設けられる。コンパレータ100の反転入力に入力値として基準電圧Vrefが入力され、非反転入力に入力値として分圧値Vbが入力される。コンパレータ100は、Vb≧VrefとなるとHighを出力するように構成されている。従って、メインコンデンサ148の電圧値Voutが、設定した充電完了電圧値=Vref以上となるとHighが出力される。フリップフロップ102は、コンパレータ100からHighが出力されたことを保持する。コンパレータ104は、分圧値VbとGND所定値レベルとを比較する。変換トランス140が蓄積した磁気エネルギを二次側から放出し、二次側の出力電圧分圧値VbがGNDレベル以下となると、コンパレータ104がHighを出力するように構成されている。フリップフロップ106は、コンパレータ104からHighが出力されたことを保持する。フリップフロップ106には、時間検出部計時手段107が接続されている。時間検出部107は、スイッチ素子124がOFFになってから、フリップフロップ106がHighを保持するまでの時間を計時する。この時間は、スイッチ素子124のOFFの継続時間であり、変換トランス140から二次側にGNDレベルより大きい値の電圧を継続して出力している時間に相当し、以下、出力時間Toffと呼称する。ロジック部120とスイッチ素子124との間には、ロジック部120からのスイッチング信号でスイッチ素子124をスイッチング制御するためのバッファ122が設けられる。図2は、充電制御のフローチャートである。本充電制御は、充電制御IC130が外部からの充電信号を受けると開始される。まず、ロジック部120は、初期設定を行なうステップS101。この初期設定ではまず、フリップフロップ102及びフリップフロップ106をリセットする。さらに、メモリ118に格納されている初期設定値をD/A変換したものを基準電圧Vrefとしてコンパレータ114の反転入力にセットする。次に、ロジック部120は、バッファ122を介してスイッチ素子124をON制御する。すると、入力電源10から変換トランス140の一次側を通り、スイッチ素子124に入力電流Ipが流れる図1。ここで、スイッチングオン時の入力電流Ipは、変換トランス140の一次側のインダクタンス成分により、スイッチ素子124のON時間オン状態の継続時間に比例し、一定の傾きをもって増加する。これを下記数式1に示す。[数1]Ip=VinTon/Lpここで、各パラメータは以下である。Ip:変換トランス140の一次側電流入力電流Vin:入力電源10の電圧値Ton:スイッチ素子124のON時間オン状態の継続時間Lp:変換トランス140の一次側インダクタンス値図2のステップS102では、ロジック部120は、入力電流Ipの最大値を一定に保ったまま充電動作を行う。まず、スイッチ素子124のON時間の増加とともに、変換トランス140の一次側に流れる入力電流Ipが増加すると、電流検出抵抗126における電圧降下により、検出電圧Vaは増加する。検出電圧Vaは信号増幅回路部xにより増幅され、増幅後の電圧レベルが、ステップS101でセットした基準電圧Vref以上となると、コンパレータ114がHighを出力する。ロジック部120はコンパレータ114からのHighの出力を受けるとスイッチ素子124をOFF制御する。変換トランス140は、スイッチ素子124のON制御中に一次側コイルに蓄積した磁気エネルギを、スイッチ素子124のOFF制御中に二次側コイルから放出する。変換トランス140の二次側コイルからのエネルギ放出が終わると、検出電圧Vaが小さくなってコンパレータ114からHighが出力されなくなるので、ロジック部120は再びバッファ122を介してスイッチ素子124をON制御する。このように、ロジック部120によりスイッチ素子124のスイッチング動作のON/OFFが繰り返される。このON/OFF制御により、スイッチ素子124に流れる入力電流Ipの最大値は一定に保たれたまま充電動作を繰り返すことになる。ここで、スイッチ素子124に流れる入力電流Ipについて説明する。入力電流Ipは、上述のように、コンパレータ114の反転入力に、メモリ118に格納されている初期設定値をD/A変換して基準電圧Vrefとしてセットすることで決定される電流値である。コンパレータ114の反転入力に設定する値が大きくなれば、スイッチ素子124に流れる入力電流Ipの値も大きくなり、変換トランス140に蓄積される磁気エネルギも大きくなる。入力電流Ipは充電時における入力平均電流に関わってくるため、基準電圧Vrefとして必要以上に大きな値を設定すれば、入力電源10の内部インピーダンスによる電圧降下が大きくなり、電子機器の最低駆動電圧付近では充電制御ができなくなるおそれがある。よって、入力電流Ipは、目標とする充電時間を達成するために必要な範囲で、最小電流値に設定することが望ましい。次に変換トランス140について説明する。一般的に変換トランスの設計は、まず入力電流の設定値Iに基づいて、選定した磁性体が飽和しないようにGapを設ける。ここでGapとは、磁束の通り道に絶縁層を設けることで磁気抵抗を大きくして、磁化し難い方向に特性を変化させるための空隙である。機構設計による制約を受けて、小型、低背の磁性体を選択する場合は、磁束の通り道の長さである磁路長は短く、磁束の通り道の大きさである断面積は小さくなるため、最大磁束密度とインダクタンス値を共に大きくすることは困難になる。最大磁束密度とインダクタンス値との関係を下記数式2、3に示す。[数2]B=μNI/Le[数3]L=μSN2/Leここで、各パラメータは以下である。B:磁束密度L:インダクタンス値μ:透磁率S:磁性体の断面積N:巻き線のターン数巻き数Le:磁性体の磁路長上記数式2、3より、電流を流せるようにGapを大きく設定すると、磁性体の鉄損失が増えるだけでなく、透磁率μが下がることでインダクタンス係数AL値:ターン数Nに対するインダクタンスの値も小さくなる。そのため、ターン数Nを増やさなければインダクタンス値Lを大きくできない。同様に磁束密度に関しても、ターン数Nを増やさなければ大きくできない。しかし、磁路長Leが短いため、巻き線を巻くためのスペースには制限があり、且つ、スイッチ素子の耐圧や制御上の制約も考慮して、トランス一次側と二次側の巻き数比にも制限があるため、ターン数Nを増やすことは困難である。インダクタンス値Lが小さいと、コイルに蓄える磁気エネルギが少なるだけでなく、スイッチ素子がON/OFF動作する際のON時間が短くなり、スイッチング周波数が高くなるために、充電時のスイッチング損失が増える。つまり、Gapの設定と巻き線のターン数Nとで、最大磁束密度とインダクタンス値Lが決定されるが、どちらか一方を大きくするともう一方が小さくなる特性となる。ここで、スイッチ素子124がON/OFF動作する際のOFF時の出力時間Toffは下記数式4により求まる。[数4]Toff=LpIpNps/Voutここで、各パラメータは以下である。Nps:変換トランスの巻き数比二次次側巻き数Ns/一次側巻き数NpVout:メインコンデンサ148の電圧値上記数式4から、ストロボ充電時の入力電流Ipを小さく設定した場合は、出力時間Toffも短くなるということになる。また、変換トランス140を小型化低背化することは、磁性体の断面積が小さくなったり、磁性体の磁路長が短くなったりすることで、一次側インダクタンス値Lpが小さくなるために、出力時間Toffも短くなるということになる。いずれの場合も、仕様を変更することで出力時間Toffが短くなっているが、仕様が同じであっても個体ばらつきで出力時間Toffが短くなることがある。例えば、入力電流Ipの設定値が同じであっても、電流検出抵抗126やコンパレータのDC直流オフセットばらつき、不感応時間、ロジック遅延、スイッチ素子124のターンオフOFF時間等の影響によるばらつきの要因が存在する。これらの要因がON時間Tonには含まれるため、ON時間Tonのばらつきにより入力電流Ipもばらつく。また、同じ変換トランス仕様であっても、Gapばらつきや、変換トランスの組み立てばらつきにより、一般的には±15~20のインダクタンスばらつきが発生する。これらの個体ばらつきによっても、Ip値やLp値が小さくなれば、上記数式4から、出力時間Toffが短くなるということになる。次に、充電開始時において、メインコンデンサ148に電荷の蓄積が無い場合は、1回のスイッチングON/OFF制御で充電される電圧は下記数式5により求まる。また、スイッチングOFF時の変換トランス140の二次側に流れる充電電流Isは、下記数式6により求まる。[数5]Vout=NpsVin-Vf[数6]Is=Ip/Nps-Vout-RLsIsToff/Lsここで、各パラメータは以下である。Vf:整流ダイオード146の順方向電圧Is:変換トランスの二次側電流RLs:変換トランスの二次側巻き線の抵抗値Ls:変換トランスの二次側インダクタンス値上記数式6は、充電制御でVout値が高くなる毎に、スイッチON制御中に一次側インダクタンスLpに蓄積された磁気エネルギをスイッチOFF制御中に二次側から放出する出力時間Toffが短くなることを示している。また、Ip値を小さく設定した場合や、変換トランス140を小型化低背化してLs値を小さく設定した場合も、出力時間Toffが短くなることを示している。次に、充電完了電圧値を決めているコンパレータ100について説明する。一般的に、コンパレータの利得は無限大ではないため、図3aに示すような特性を示す。図3aにおいて、横軸はコンパレータに入力されるパルス電圧のパルス時間OFF時のパルス幅、縦軸はコンパレータが検出できる電圧レベルである。所定時間T1よりもパルス時間が短いと、高いパルス電圧を入力しないと検出できないことを示している。所定時間T1は、コンパレータの反転入力を定電圧としたときに、非反転入力の電圧が定電圧以上でHighを出力できる最小の時間OFF時のパルス幅であり、過渡応答限界時間である。コンパレータ100でいえば、所定時間T1は次のように定義される。すなわち、コンパレータ100の非反転入力に基準電圧Vrefと同じ値の電圧が入力された場合に、二次側の出力電圧分圧値Vbが基準電圧Vrefに達したと判定することができるような、出力時間Toffの最小値である。なお、当該最小値よりも所定時間T1を大きい長い値としてもよい。つまり、充電完了前に出力時間Toffが所定時間T1よりも短いと、コンパレータ100の検出レベルは基準電圧Vrefよりも高くなるため、結果的に、検出した時の電圧レベルは、定電圧であるVref値を、検出時の抵抗分圧比倍した値となってしまう。実際の充電完了電圧の増加は、ストロボ発光時の発光量ばらつきとなるだけでなく、メインコンデンサ148の耐圧破壊にも繋がる重要な内容である。そこで本実施の形態では、充電時の出力時間Toffを時間検出部107で計時する。そして、出力時間Toffが所定時間T1以下となった場合は、スイッチ素子124をターンオンON制御する前に、目標とする入力電流Ipの設定値を1段階1step大きくするように制御する。図2に戻って説明すると、ステップS102の処理後、ステップS103では、ロジック部120は、Toff>T1が成立するか否かを判別する。そして、ロジック部120は、Toff>T1である場合は、ステップS104に処理を進める一方、Toff≦T1である場合は、ステップS105に処理を進める。ステップS105では、ロジック部120は、入力電流Ipの設定値を、後述する図3bに示すIpテーブルに従って1段階上げる。次に、Ip値の設定値を大きくする処理の態様について説明する。図3bは、Ipテーブルであり、Ipテーブルは、予めメモリ118に格納されている。Ipテーブルにおいては、ロジック部120が目標とするためのスイッチングオン時の入力電流Ipの値として、大きさが異なる複数の値が記憶されている。初期設定時にはデフォルト設定値として値Ip0が採択される。大小関係はIp0<Ip1<<Ip7となっていて値Ip7が最大である。Ipのデータ数や個々の値は例示である。Ip値が初期設定値のままで、出力時間Toffが上述したコンパレータ100の過渡応答限界時間所定時間T1よりも短くなることなく充電完了まで制御できれば、Ip値を変更する必要はない。しかし、充電途中で出力時間Toffが所定時間T1以下となった場合は、Ipテーブルに従って、初期設定時の値Ip0よりも1段階大きい値Ip1をD/A変換し、それをコンパレータ114の反転入力に新たな基準電圧Vrefとして設定し直す。この場合、入力電流Ipの設定値が反映された後に、フリップフロップ106と時間検出部107をリセットし、スイッチ素子124をターンオンON制御する。これにより、次のスイッチON制御時に、変換トランス140の一次側インダクタンスLpには、値Ip1と値Ip0の差分だけ多くの磁気エネルギが蓄積され得ることになる。そして、変換トランス140で発生する損失を無視すれば、次のスイッチOFF制御時には、値Ip1と値Ip0の差分だけ多く蓄積された磁気エネルギが、変換トランス140の二次側インダクタンス値Lsから出力されることになる。入力電流Ipを、1段階大きく変更することで、変更前よりも出力時間Toffが長くなる。この長くなった出力時間ToffをToff’と表すとすると、Toff’を再びコンパレータ100の過渡応答限界時間所定時間T1と比較し、Toff’≦T1であれば、さらに1段階、Ip値を大きく変更するように制御する。つまり、ロジック部120は、新たに計時された出力時間Toffが所定時間T1以下となる度に、次のスイッチングオン時の入力電流Ipの値が大きくなるように制御することを、メインコンデンサ148の充電完了まで繰り返す。図2に戻って説明すると、ステップS105の処理後は、ロジック部120は、ステップS103に処理を戻す。ステップS103で、Toff>T1である場合は、ステップS104において、ロジック部120は、Vb≧Vrefが成立するか否かを判別する。その判別の結果、Vb<Vrefである場合は、前記ステップS103に処理を戻す一方、Vb≧Vrefである場合は、ステップS106に処理を進める。ステップS106では、ロジック部120は、充電を停止完了させる。すなわち、ロジック部120は、出力時間ToffToff’である場合を含むが、コンパレータ100の過渡応答限界時間所定時間T1よりも長ければ、そのままのIp値設定で次のスイッチON制御を行なう。そして、Vb≧Vrefとなるまで充電完了電圧を検出するまで充電制御を継続する。しかし、充電完了前にToff≦T1となれば、その都度、Toff≦T1となる前と比較してIp値を1段階大きく変更して、充電制御を継続する。このようなIp値の変更制御により、コンパレータ100の過渡応答限界時間所定時間T1以下にならない出力時間Toffにて充電制御がされることになる。実質的に、出力時間Toffは所定時間T1よりも長くなるようにフィードバック制御されることになる。よって、出力時間Toffが小さくなるような上述した部品ばらつきがあっても、常にコンパレータ100が基準電圧Vrefにて検出できる。従って、実際の充電完了電圧のばらつきは、コンパレータ100のDCオフセットの精度と分圧抵抗値の精度、整流ダイオード146の順方向電圧Vfのばらつきで管理することができる。上記した特許文献1においては、充電電圧の上昇に応じて充電電流を増やす制御であったので、入力電圧値、充電電流、充電トランスのインダクタンス、充電トランスの直流抵抗の各ばらつきに対応できないという欠点があった。すなわち、充電精度には影響のないような出力時間Toffであったとしても、充電電圧の上昇に応じて充電電流が増えてしまうので、充電時間が長くなり、充電効率が低下する。これに対し、本実施の形態では、スイッチングオン時の入力電流Ipが大きくなるように制御するので、充電効率や精度の面で優位である。本実施の形態によれば、充電完了前に出力時間Toffが短くなったとしても、入力電流Ipの変更制御により、充電完了時におけるメインコンデンサ148の電圧ばらつきを低減させることができる。従って、ストロボ充電時の初期の入力電流Ipを小さく設定しても、あるいは変換トランス140の小型化を図っても、整流後の直流電圧を検出することなく充電精度を高く維持できる。また、部品が近接配置できず、基板の寄生容量が大きくなったとしても、整流後の直流電圧を検出することなく充電精度を高く維持できる。ところで、本実施の形態では、Ipテーブルを使用してIp値を変更するようにしたが、変更後のIp値が大きくなるように制御されるならば、他の態様であってもよい。また、テーブルとして予め設定値を持たずに、条件に応じて演算でIp値の設定値を求める形態としても構わない。また、Ip値を単に大きく制御するだけでなく、大きい設定値と小さい設定値との間の中間値で管理する形態としても構わない。ところで、本実施の形態では、変換トランス140の二次側の電圧値を、分圧値Vbとして検出する構成を採用したが、これに限られない。例えば、スイッチングOFF時における変換トランス140の一次側のフライバック電圧を検出するようにしてもよい。なお、出力時間Toffは、コンパレータ114がHighを出力してからHighを出力しなくなるまでの期間を計時することで得るようにしてもよい。なお、ロジック部120の制御は1つのハードウェアが行ってもよいし、複数のハードウェアが処理を分担することで、回路全体の制御を行ってもよい。また、本発明をその好適な実施形態に基づいて詳述してきたが、本発明はこれら特定の実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の様々な形態も本発明に含まれる。