"平滑コンデンサに並列に接続され、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とが直列に接続された第1直列回路と、前記平滑コンデンサに並列に接続され、第3スイッチング素子と第4スイッチング素子とが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点と前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子との接続点との間に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第3直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第1スイッチング素子及び前記第4スイッチング素子と前記第2スイッチング素子及び前記第3スイッチング素子とを交互にオン/オフさせる制御回路と、前記第4スイッチング素子に並列に接続され、昇圧リアクトルと直流電源とが直列に接続された第4直列回路と、を有することを特徴とする直流変換装置。前記直流電源は、交流電圧を供給する交流電源と、前記交流電源の交流電圧を整流する整流回路とを有する力率改善機能を有し、前記制御回路は、前記第2スイッチング素子のオン時間を固定とし周波数制御を行い、前記平滑コンデンサの電圧に応じて前記第4スイッチング素子のオン時間を制御することを特徴とする請求項1記載の直流変換装置。前記制御回路は、前記第4スイッチング素子のオン時間がゼロとなったとき、前記第3スイッチング素子のオン時間を制御することを特徴とする請求項2記載の直流変換装置。前記制御回路は、前記平滑コンデンサの電圧を検出する電圧検出部を有し、前記電圧検出部で検出された前記平滑コンデンサの電圧が所定電圧を超える場合には前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子とのオンオフデューティを各々制御することを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項記載の直流変換装置。前記制御回路は、前記整流回路の整流電圧を前記電圧検出部で検出された前記平滑コンデンサの電圧に加算する加算部を有し、前記加算部の出力に基づき前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子とのオンオフデューティを各々制御することを特徴とする請求項4記載の直流変換装置。前記共振リアクトルは、前記トランスの一次巻線と二次巻線間のリーケージインダクタンスからなることを特徴とする請求項1乃至請求項5のいずれか1項記載の直流変換装置。しかしながら、昇圧チョッパは、軽負荷時に不連続動作となるため、コンデンサCiの電圧が上昇する。このため、この電圧上昇を抑えるように制御するための回路が複雑化する。例えば、オン時間を非常に短くしたり、あるいは装置の停止期間を設け、間欠動作により制御する等の方法が考えられる。また、昇圧チョッパ用のコントローラとDDコンバータ用のコントローラとの2つのコントローラが必要となり、回路の増大やコストがアップする。さらに、昇圧チョッパはハードスイッチング動作するため、高周波化するとスイッチングロス及びノイズが増加する。このため、周波数を低く設定すると、リアクトルが大きくなってしまう。本発明の課題は、簡単な構成で且つ安価で、低ノイズで高効率な直流変換装置を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明は、平滑コンデンサに並列に接続され、第1スイッチング素子と第2スイッチング素子とが直列に接続された第1直列回路と、前記平滑コンデンサに並列に接続され、第3スイッチング素子と第4スイッチング素子とが直列に接続された第2直列回路と、前記第1スイッチング素子と前記第2スイッチング素子との接続点と前記第3スイッチング素子と前記第4スイッチング素子との接続点との間に接続され、共振コンデンサと共振リアクトルとトランスの一次巻線とが直列に接続された第3直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第1スイッチング素子及び前記第4スイッチング素子と前記第2スイッチング素子及び前記第3スイッチング素子とを交互にオン/オフさせる制御回路と、前記第4スイッチング素子に並列に接続され、昇圧リアクトルと直流電源とが直列に接続された第4直列回路とを有することを特徴とする。本発明によれば、第4スイッチング素子に並列に昇圧リアクトルと直流電源とを直列に接続した直列回路を設けたので、回生期間を持つため、軽負荷においてもコンデンサの電圧が上昇せず、容易に軽負荷時の制御が行える。また、半波電流共振回路の動作に合わせて昇圧するために、全てのモード期間において、共振動作を行うことができる。このため、各スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチングを実現できるので、低ノイズ、高効率、高周波化が図れる。以下、本発明の直流変換装置のいくつのか実施例を図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、実施例1の直流変換装置の回路構成図である。図1に示す直流変換装置は、フルブリッジ構成の半波電流共振回路である。図1において、コンデンサC1の両端には、MOSFET等からなるスイッチング素子Q1とMOSFET等からなるスイッチング素子Q2との直列回路が接続されると共に、MOSFET等からなるスイッチング素子Q3とMOSFET等からなるスイッチング素子Q4との直列回路が接続される。各スイッチング素子Q1~Q4のドレイン-ソース間には、ダイオードとコンデンサCrv1~Crv4との並列回路が接続される。ダイオードは各スイッチング素子Q1~Q4の内部ダイオードでも良く、コンデンサCrv1~Crv4は各スイッチング素子Q1~Q4の内部容量でも良い。スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点とスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4との接続点との間には、リアクトルLrとトランスT1の一次巻線P励磁インダクタンスLpと電流共振コンデンサCriとの直列回路が接続される。トランスTの二次巻線Sの両端には、ダイオードRCとコンデンサCoとの直列回路が接続される。コンデンサCoの両端には負荷Roが接続される。ここで、リアクトルLrは、トランスTの一次巻線Pと二次巻線S間のリーケージインダクタンスからなる。PRC制御回路10は、コンデンサCoの出力電圧に基づいてパルス信号を生成しこのパルス信号によりスイッチング素子Q1,Q4とスイッチング素子Q2,Q3とを交互にオンオフさせる。PRC制御回路10は、エネルギーを二次側に送る側のスイッチング素子Q2のオン時間を固定とし周波数制御を行う。また、スイッチング素子Q4のドレイン-ソース間には、並列にリアクトルLと直流電源Viとからなる直列回路が接続される。次にこのように構成された実施例1の直流変換装置の動作を図2の各モードを参照しながら詳細に説明する。まず、図2aに示すモードM1では、スイッチング素子Q1,Q4がオンしている状態である。C1→Q1→Lr→Lp→Cri→Q4→C1の第1の経路に電流が流れる。このとき、リアクトルLrと励磁インダクタンスLpと電流共振コンデンサCriとによる共振が起こる。また、スイッチング素子Q4がオンすることで、Vi→L→Q4→Viの第2の経路に電流が流れ、リアクトルLが充電される。次に、図2bに示すモードM2では、スイッチング素子Q1,Q4がオフした状態である。このとき、各々のコンデンサCrv1~Crv4により、ゼロ電流スイッチングZCSが行われる。リアクトルLrと励磁インダクタンスLpとのエネルギにより、スイッチング素子Q3,Q2のボディダイオードが導通する。即ち、Lr→Lp→Cri→Q3D→C1→Q2D→Lrの経路で電流が流れる。この期間にスイッチング素子Q2,Q3をオンさせることでゼロ電圧スイッチングZVSを実現することができる。また、Vi→L→Q3D→C1→Viの経路でリアクトルLが放電し、コンデンサC1が充電される。次に、図2cに示すモードM3では、スイッチング素子Q2,Q3がオンした状態である。C1→Q3→Cri→Lp→Lr→Q2→C1の経路で、電流が流れる。このとき、トランスTの二次側のダイオードRCが導通し、リアクトルLrと電流共振コンデンサCriとの共振によりトランスTの一次側から二次側にエネルギーが伝達される。また、Vi→L→Cri→Lp→Lr→Q2→Viの経路でリアクトルLが継続して放電される。次に、図2dに示すモードM4では、リアクトルLの放電が終わると、リアクトルLの電流が反転し、C1→Q3→L→Vi→C1の経路で、リアクトルLが充電され、回生動作となる。また、C1→Q3→Cri→Lp→Lr→Q2→C1の経路で、電流が流れる。次に、図2eに示すモードM5では、スイッチング素子Q2,Q3をオフした状態である。スイッチング素子Q2,Q3の電流は、各コンデンサCrv1~Crv4を充電及び放電した後、その電流は、スイッチング素子Q1,Q4のボディダイオードを流れる経路に転流するため、ゼロ電流スイッチングZCS動作が行われるため、サージは発生しない。このとき、Lr→Q1D→C1→Q4D→Cri→Lp→Lrの経路で電流が流れる。この期間に、スイッチング素子Q1,Q4をオンすることでゼロ電圧スイッチングZVSを実現することができる。また、L→Vi→Q4D→Lの経路で電流が流れ、回生動作が続く。リアクトルLの放電が終わると、図2fに示すモードM6において、リアクトルLの充電期間となる。即ち、Vi→L→Cri→Lp→Lr→Q1D→C1→Viの経路で電流が流れる。スイッチング素子Q1,Q4がオンするとモードM1に移行する。このように実施例1の直流変換装置によれば、半波電流共振回路の動作に合わせてリアクトルLにより昇圧するために、全てのモード期間において、共振動作を行うことができる。このため、各スイッチング素子Q1~Q4のゼロ電圧スイッチングZVS、及びゼロ電流スイッチングZCSを実現できるので、低ノイズ、高効率、高周波化が図れる。また、コントローラが1つとなるので、簡単な回路構成で安価となる。また、昇圧回路は、回生期間を持つため、軽負荷においてもコンデンサC1の電圧が上昇せず、容易に軽負荷時の制御が行える。また、フルブリッジ構成の半波電流共振回路を用い、スイッチング素子Q4のオン幅を調整することで昇圧比を自由に設定でき、コンデンサC1の電圧を制御できるので、スイッチング素子Q4のオン幅が出力電圧に影響しない。これにより、入力電圧範囲を広くとることができる。また、モードM2及びモードM4において、スイッチング素子Q1,Q4及びスイッチング素子Q2,Q3をオフさせる場合、スイッチング素子Q1,Q4又はスイッチング素子Q2,Q3のオフタイミングが同時にオフとならずにずれた場合においても共振動作に影響しない。例えば、モードM1からスイッチング素子Q4のみをオフした場合には、図3aに示すように、スイッチング素子Q3のボディダイオードが導通し、ゼロ電流スイッチングZCSを行う。そして、スイッチング素子Q1がオフすることで、モードM2に移行する。また、例えば、モードM1からスイッチング素子Q1のみをオフした場合には、図3bに示すように、スイッチング素子Q2のボディダイオードが導通し、ゼロ電流スイッチングZCSを行う。そして、スイッチング素子Q4がオフすることで、モードM2に移行する。例えば、モードM4からスイッチング素子Q2のみをオフした場合には、図4aに示すように、スイッチング素子Q1のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングZCSを行う。そして、スイッチング素子Q3がオフすることで、モードM5に移行する。また、例えば、モードM4からスイッチング素子Q3のみをオフした場合には、図4bに示すように、スイッチング素子Q4のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングZCSを行う。そして、スイッチング素子Q2がオフすることで、モードM5に移行する。その後、各モードに移行するため、オフのタイミングのずれは共振動作に影響しない。モードM2、及びモードM5からのスイッチング素子Q1,Q4又はスイッチング素子Q2,Q3は、自身のボディダイオードに流れている期間に同時にオンするため、タイミングのずれオンの順番による共振動作への影響はない。また、リアクトルLには常に電流が流れており、連続動作となる。このため、コンデンサC1の電圧は、スイッチング素子Q4のデューティにより決まる。通常の昇圧型コンバータと同様に、VC1=Vi×TonToff/ToffTonはスイッチング素子Q4のオン期間、Toffはスイッチング素子Q4のオフ期間である。これにより、負荷の影響を受けないため、軽負荷時にコンデンサC1の電圧が上昇しない。また、リアクトルLが大きい場合、負荷が重い場合にはオフ期間Toffに、リアクトルLの電流がゼロ以下にならない場合がある。この場合にもモードM4→モードM3、モードM5→モードM6となるため、共振動作は保たれる。このように常にリアクトルLの電流は連続で動作し、さらにソフトスイッチングを行うために連続型の昇圧コンバータのようなスイッチングロスの増加や、臨界型の昇圧コンバータのような臨界点の検出の必要がなく、不連続型の昇圧コンバータのような軽負荷での電圧上昇がない。なお、図5に実施例1の直流変換装置の各部の動作波形を示す。図5において、IQ1~IQ4はスイッチング素子Q1~Q4のドレイン電流、ICriはコンデンサCriに流れる電流、IRcはダイオードRCに流れる電流である。図5aは入力電圧が100V時の動作波形、図5bは入力電圧が400V時の動作波形である。図5abからもわかるように、入力電圧が低くても高くても共振が外れることなく動作できる。また、直流変換装置は、100~400Vで動作できることから、ワイド入力に十分対応できる。図6aは実施例1の直流変換装置において入力電圧が400Vであるときの重負荷時及び軽負荷時のコンデンサC1の電圧、重負荷時及び軽負荷時の電流共振コンデンサCriの電流の比較を示す図である。図6bは実施例1の直流変換装置において入力電圧が100Vであるときの重負荷時及び軽負荷時のコンデンサC1の電圧、重負荷時及び軽負荷時の電流共振コンデンサCriの電流の比較を示す図である。図6に示すように、入力電圧Vinが100V及び400Vの場合でも重負荷、軽負荷動作においてコンデンサC1の電圧は殆ど変化しない。ここで、入力電圧が400Vである場合に昇圧回路によってコンデンサC1の電圧が昇圧される。一般的な電解コンデンサは耐圧が450V程度であるので、この耐圧を超えることが考えられる。例えば、図5の定数の場合、入力電圧Vinが400Vであるとき、コンデンサC1の電圧は550Vとなった。このため、スイッチング素子Q4のオン幅を調整する。また、モードM1からスイッチング素子Q1,Q4をオフする場合、スイッチング素子Q1,Q4は同時にオフしなくても良い。このことを利用して、コンデンサC1の電圧を抑制する。即ち、モードM1の後に図3aに示す期間を設ける。即ち、この期間では、リアクトルLが放電し、スイッチング素子Q1のみがオンする。このため、Lr→Lp→Cri→Q3D→Q1→Lrで電流が循環している。モードM1期間を短くし、図3aの期間を長くすることで、リアクトルLの充電時間を短くし、リアクトルLの放電時間を長くする。出力電圧は、スイッチング素子Q1のオン期間とスイッチング素子Q2,Q3のオン期間により調整される。図7にスイッチング素子Q4のオン幅を変えた場合の各部の動作波形を示す。図5の場合、スイッチング素子Q1,Q4のゲート信号のオン幅は共に同じである。しかし、図7の場合、スイッチング素子Q4のオン幅がスイッチング素子Q1のオン幅よりも小さくなるようにゲート信号を調整する。これにより、リアクトルLの充電期間であるスイッチング素子Q4のオン幅が小さくなり、リアクトルLの充電期間を短くすることができる。このため、コンデンサC1の電圧を抑制することができる。図7の場合、コンデンサC1の電圧は430Vとなり、一般品の450V耐圧の電解コンデンサを使用できる。実施例1の変形例次に、実施例1の直流変換装置のいくつかの変形例を説明する。実施例1では、4つの電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を4つのスイッチング素子Q1~Q4に並列接続していたが、例えば、ローサイド側のスイッチング素子Q2,Q4に並列に電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を集約して接続してもよい。また、ハイサイド側のスイッチング素子Q1,Q3に並列に電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を集約して接続してもよい。また、スイッチング素子Q1,Q4もしくはスイッチング素子Q2,Q3と並列に電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を接続する、ハイサイド、ローサイド交互に配置する構成でもよい。また、図1に示すPRC制御回路10の代わりに、図8に示すようなPWM制御回路11を用いてもよい。PWM制御回路11は、コンデンサCoの出力電圧に応じてパルスオン幅を可変させるPWMパルス幅変調信号を生成しこのPWM信号によりスイッチング素子Q1,Q4とスイッチング素子Q2,Q3とを交互にオンオフさせる。この場合、スイッチング素子Q1,Q4のゲート信号は同じであり、スイッチング素子Q2,Q3のゲート信号は同じである。コンデンサC1の電圧を制御する場合には、図7に示した例と同様にスイッチング素子Q4のオン幅を調整すれば良い。また、実施例1の直流変換装置に対して、図9に示す変形例を用いても良い。この変形例は、パルス発生器12、PWM制御回路11aを設けていることを特徴とする。パルス発生器12は、オン幅が固定された第1パルス信号と第1パルス信号を反転した第2パルス信号を発生し、第1パルス信号をスイッチング素子Q1のゲートに印加し、第2パルス信号をスイッチング素子Q2,Q3のゲートに印加することでスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2,Q3とを交互にオンオフさせる。PWM制御回路11aは、コンデンサCoの出力電圧に基づいてオン幅を可変する第3パルス信号を発生し、この第3パルス信号をスイッチング素子Q4に印加することでスイッチング素子Q4をオンオフさせる。なお、第1パルス信号乃至第3パルス信号の周波数は固定である。また、スイッチング素子Q1のオン幅がスイッチング素子Q4のオン幅よりも大きくなるように調整する。このように、コンデンサCoの出力電圧に基づいてスイッチング素子Q4のオン幅を可変することで、コンデンサC1の電圧を調整できるので、スイッチング素子Q1~Q3のオン幅が固定であっても出力電圧を制御することができる。実施例1の具体的な回路構成図10は、実施例1の直流変換装置の具体例を示す図である。図10に示す直流変換装置は、図1に示す直流変換装置に対して、直流電源Viの両端に並列にコンデンサC2が接続される。制御回路10bは、コンデンサCoの一端に接続される端子FB、コンデンサCoの他端に接続される端子G2、スイッチング素子Q1のゲートに接続された端子Q1D、スイッチング素子Q2のゲートに接続された端子Q2D、スイッチング素子Q3のゲートに接続された端子Q3D、スイッチング素子Q4のゲートに接続された端子Q4D、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点に接続された端子Q1G、スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4との接続点に接続された端子Q3Gを有している。図11は、図10に示す実施例1の直流変換装置の制御回路の詳細な回路構成図である。図12は、図11に示す制御回路の各部の動作波形を示す図である。制御回路10bにおいて、オペアンプOP1は、ISOを介して端子FBに入力されたコンデンサCoの出力電圧と基準電圧Ref1との誤差電圧を増幅する。電圧制御発振器VCOは、オペアンプOP1からの誤差電圧の値に応じた周波数を持つパルス信号、即ち、図12に示すVCO出力を発生する。ワンショット回路OSTは、電圧制御発振器VCOからのパルス信号の立ち上がりに同期して所定のオン幅を持つパルス信号ONE-SHOT出力を発生する。インバータINVはワンショット回路OSTからのパルス信号を反転させた反転パルス信号INV出力を生成する。デットタイム作成回路DT1は、インバータINVからの反転パルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させた遅延パルス信号DT1出力を生成する。レベルシフト回路LST1はデットタイム作成回路DT1からの遅延パルス信号をレベルシフトさせる。バッファBUF1はレベルシフト回路LST1からのパルス信号をスイッチング素子Q1のゲートに印加する。バッファBUF4はデットタイム作成回路DT1からのパルス信号をスイッチング素子Q4のゲートに印加する。デットタイム作成回路DT2は、ワンショット回路OSTからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させた遅延パルス信号DT2出力を生成する。レベルシフト回路LST2はデットタイム作成回路DT2からの遅延パルス信号をレベルシフトさせる。バッファBUF3はレベルシフト回路LST2からのパルス信号をスイッチング素子Q3のゲートに印加する。バッファBUF2はデットタイム作成回路DT2からのパルス信号をスイッチング素子Q2のゲートに印加する。制御回路10bは、コンデンサCoの出力電圧に基づいてパルス信号を生成しこのパルス信号によりスイッチング素子Q1,Q4とスイッチング素子Q2,Q3とを交互にオンオフさせる。図13は、実施例2の直流変換装置の回路構成図である。図13に示す実施例2では、図1に示す実施例1の直流電源Viに代えて、交流電源Vaと整流ダイオードからなる整流回路DBとを接続したことを特徴とする。交流電源Vaは交流電圧を整流回路DBに出力する。整流回路DBは交流電源Vaからの交流電圧を整流して整流電圧をリアクトルLに出力する。なお、図13に示すその他の構成は、図1に示す構成と同一であるので、同一部分には同一符号を付する。次にこのように構成された実施例2の直流変換装置の動作を説明する。まず、図13に示す直流変換装置では、スイッチング素子Q4のオン期間にリアクトルLを充電し、スイッチング素子Q4のオフ期間でリアクトルLの放電を行う。この回路が通常の昇圧チョッパ回路と同等の動作を行うため、この動作により得られる電圧Vc1はVC1=Va×T/TTQ41となる。ここで、Vc1はコンデンサC1の電圧、Vaは交流電源Vaの電圧、TQ4はスイッチング素子Q4のオン期間、Tは周期である。この回路ではフルブリッジ構成の半波電流共振回路のスイッチング素子Q4と並列にリアクトルLと整流回路DBと交流電源Vaとからなる直列回路が追加されている。スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との直列回路と並列にコンデンサC1が接続されている。このため、トランスTの二次側に伝達されるエネルギは、コンデンサC1を電源とするフルブリッジ型と考えられる。図14は、フルブリッジ型の半波電流共振回路を示す図である。図14では、交流電源Va、整流回路DB、リアクトルLが設けられていない。通常、この回路では、ゲート信号Q1gとゲート信号Q4gが同一信号であり、ゲート信号Q2gとゲート信号Q3gとが同一信号である。スイッチング素子Q1,Q2Q3,Q4のオンが重ならないようにデッドタイムを設けている。このように回路をフルブリッジ構成にすることで、励磁インダクタンスLp及び電流共振コンデンサCriは、ハーフブリッジ構成では電源から切り離されていた二次側にエネルギを伝達する期間においても電源と接続される。図15は、図14に示すフルブリッジ型の半波電流共振回路の各動作における電流経路を示す図である。電流共振コンデンサCriに充電されるエネルギは、スイッチング素子Q1,Q4がオンしたとき図15aの点線で示す電流経路とスイッチング素子Q2,Q3がオンしたとき図15bの点線で示す電流経路とで電流の方向が反転することが分かる。コンデンサCriが十分に大きくリップルが無視できると考えると、コンデンサCriに充電される電圧VCriは、VCri=VC1×TQ1/T-VC1×TQ2T2となる。ここで、TQ1はスイッチング素子Q1,Q4のオン期間、TQ2はスイッチング素子Q2,Q3のオン期間である。ここでは、オン期間TQ1に充電されるエネルギの方向を正とする。これより、期間TQ1と期間TQ2とが等しいとき、即ち、デューティが50であるとき、コンデンサCriの電圧VCriはゼロとなることが分かる。期間TQ1が期間TQ2よりも大きいとき電圧VCriは正、期間TQ1が期間TQ2よりも小さいとき電圧VCriは負になる。ここで、図15bでは、スイッチング素子Q2,Q3がオンしているときに、二次側のダイオードRCが導通してエネルギが、一次側から二次側に伝達される。この期間にトランスTの励磁インダクタンスLpにかかる電圧は、スイッチング素子Q2,Q3のオン抵抗を無視すると、VLp=VC1VCri3となる。VCriは3式より期間TQ1と期間TQ2の関係により正負が逆転することから、期間TQ1が期間TQ2より大きいときは、電圧VLpに電源電圧以上の電圧がかかる昇圧モード、期間TQ2が期間TQ1より大きいときは、電圧VLpに電源電圧以下がかかる降圧モードとなる。出力電圧VoはVo={VC1VC1×TQ1-TQ2/T}×N2/N14で表され、期間TQ1および期間TQ2を調整することで出力電圧Voを制御することができる。4式にTTQ4TQ2とした1式を代入して整理するとVo=VC1×2TQ1/TQ2×N2/N15が得られ、期間TQ1および期間TQ2を調整することで出力電圧Voを制御することができる。なお、N1は一次巻線Pの巻数、N2は二次巻線Sの巻数である。ここで、交流電源Vaから回路に流れ込む電流Iinは、Iin=Va×TQ4/L6となる。回路のスイッチング周波数が商用周波数より十分高い場合、回路動作1周期で見た交流電源Vaの電圧は一定とみなすことができる。このため、負荷が一定であれば、期間TQ4は一定となる。このため、電流Iinは、交流電源Vaの電圧に比例した値となる。交流電源Vaの電圧と電流Iinとが比例するため、力率が改善される。次に、実施例2の直流変換装置の各モード毎の動作を説明する。図16は、実施例2の直流変換装置の各部の動作波形を示す図である。また、図17は、実施例2の直流変換装置の各モードにおける各スイッチング動作時の電流経路を示す図である。図18は、実施例2の直流変換装置のスイッチング素子Q4のみをオフした場合とスイッチング素子Q1のみをオフした場合との電流経路を示す図である。図19は、実施例2の直流変換装置のスイッチング素子Q2のみをオフした場合とスイッチング素子Q3のみをオフした場合との電流経路を示す図である。図20は、実施例2の直流変換装置の不連続モード時の電流経路を示す図である。図16において、IQ1~IQ4はスイッチング素子Q1~Q4に流れる電流、ICriは電流共振コンデンサCriに流れる電流、ILはリアクトルLに流れる電流、IRoは負荷Roに流れる電流である。まず、図17aに示すモードM1では、スイッチング素子Q1,Q4がオンしている状態であり、C1→Q1→Lr→Lp→Cri→Q4→C1の経路で電流IQ1,IQ4,ICriが流れる。このとき、リアクトルLrと励磁インダクタンスLpと電流共振コンデンサCriとにより共振が起こる。また、スイッチング素子Q4が導通することにより、Va→DB→L→Q4→DB→Vaの経路で電流ILが流れ、リアクトルLが充電される。次に、図17bに示すモードM2では、スイッチング素子Q1,Q4がオフした状態である。各コンデンサCrv1~Crv4によりゼロ電流スイッチングZCSが実現される。また、リアクトルLrと励磁インダクタンスLpのエネルギーにより、スイッチング素子Q2,Q3のボディダイオードが導通し、Lr→Lp→Cri→Q3D→C1→Q2D→Lrの経路で電流IQ2,IQ3,Icriが流れる。この期間にスイッチング素子Q2,Q3をオンさせることでスイッチング素子Q2,Q3のゼロ電圧スイッチングZVSを実現できる。また、Va→L→Q3D→C1→Vaの経路でリアクトルLが放電されて電流ILが減少し、コンデンサC1が充電される。次に、図17cに示すモードM3では、電流共振コンデンサCriが放電に転じた状態であるICriが負電流。リアクトルLの放電が続いているため、Cri→Lp→Lr→Q2→Va→L→Criの経路で電流IQ2,ILが流れ、二次側にエネルギが伝達される。また、Va→L→Q3D→C1→Vaの経路でリアクトルLが放電されて電流ILが減少し、コンデンサC1が充電される。次に、図17dに示すモードM4では、コンデンサC1が放電に転じた状態である。このとき、C1→Q3→Cri→Lp→Lr→Q2→C1の経路で電流IQ3,IQ2,ICriが流れる。また、二次側のダイオードRCが導通して、リアクトルLrと電流共振コンデンサCriとの共振によりエネルギが一次側から二次側に伝達される。また、リアクトルLの放電が続いており、Va→L→Cri→Lp→Lr→Q2→Vaの経路で電流ILが流れて放電される。次に、図17eに示すモードM5では、スイッチング素子Q2,Q3がオフした状態である。スイッチング素子Q2,Q3の電流は各コンデンサCrvを充電及び放電した後、スイッチング素子Q1,Q4のボディダイオードを流れる経路に転流するため、ゼロ電流スイッチング動作となり、サージは発生しない。このとき、Lr→Q1D→C1→Q4D→Cri→Lp→Lrの経路で電流が流れる。この期間に、スイッチング素子Q1,Q4をオンすることでスイッチング素子Q1,Q4のゼロ電圧スイッチングZVSを実現できる。また、スイッチング素子Q4のダイオードが導通するため、リアクトルLに電圧Vaが印加される。このため、Va→L→Cri→Lp→Lr→Q1D→C1→Vaの経路で電流が流れ、リアクトルLが充電される。次に、図17fに示すモードM6では、励磁インダクタンスLpとリアクトルLrの放電が進むと、スイッチング素子Q4Dがオフとなり、Lp→Lr→Q1D→C1→Va→L→Cri→Lpの経路で電流が流れる。また、スイッチング素子Q4がオンすることで、Va→L→Q4→Vaの経路で電流が流れ、リアクトルLが充電される。励磁インダクタンスLp、リアクトルLrの放電が終わると、モードM1に移行する。このように、実施例2の直流変換装置によれば、全期間において、各スイッチング素子Q1~Q4のゼロ電圧スイッチングZVS、ゼロ電流スイッチングZCSが実現されるので、低ノイズで高効率を図ることができる。また、スイッチング素子Q1,Q2のデューティ比により出力電圧を制御するため、スイッチング素子Q4のオン幅が変動しても出力電圧を一定に保つことができる。また、スイッチング素子Q3のオン幅を調整することによりコンデンサC1の電圧上昇を更に抑制することができる。このため、無負荷においてもコンデンサC1の電圧上昇を抑制でき、間欠動作による制御や高周波動作による制御を必要としない。また、モードM2及びモードM5において、スイッチング素子Q1,Q4及びスイッチング素子Q2,Q3をオフさせる場合、スイッチング素子Q1,Q4又はスイッチング素子Q2,Q3のオフタイミングが同時オフとならずにずれた場合でも共振動作に影響しない。例えば、図18aに示すように、スイッチング素子Q4のみがオフした場合には、スイッチング素子Q3のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングZCSを行う。また、図18bに示すように、スイッチング素子Q1のみがオフした場合には、スイッチング素子Q2のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングZCSを行う。また、図19aに示すように、スイッチング素子Q2のみがオフした場合にはスイッチング素子Q1のボディダイオードが導通してゼロ電流スイッチングZCSを行う。また、図19bに示すように、スイッチング素子Q3のみがオフした場合にはスイッチング素子Q4のみのボディダイオードが導通し、ゼロ電流スイッチングZCSを行う。その後、各モードに移行するため、オフタイミングのずれは共振動作に影響しない。モードM2、及びM5からのスイッチング素子Q1,Q4又はスイッチング素子Q2,Q3は、自身のボディダイオードに流れている期間に、同時にオンするため、タイミングのずれオンの順番による共振動作へ影響しない。このようにソフトスイッチングを行うため、連続型の昇圧コンバータのようなスイッチングロスの増加や、臨界型の昇圧コンバータのような臨界点の検出の必要がない。また、交流電源Vaの電圧が大きい場合や負荷が軽い場合には以下に示すモードM4,M5のようにリアクトルLの放電が完了し、リアクトルLの電流がゼロになる不連続モードが生じる。このモードが存在する場合には昇圧比が変わり、式1に示した電圧VC1の式はVC1Va/2×1√2×Ro×D2/L×f15となる。ここで、Ro=Ro×2/N12、D=TQ4/T、fは周波数である。このため、電圧VC1は交流電源Vaの電圧とデューティDとに比例し、負荷Ro、1/L、1/fに比例して上昇する。この電圧上昇によりコンデンサ耐圧や素子の耐圧を超えてしまう場合がある。ここで、耐圧を脅かす電圧上昇が生じた場合には、この電圧上昇を抑制するために、期間TQ4を制御する。上述した例では、期間TQ1と期間TQ4が同じである。PRC制御回路10cが期間TQ4を調整することで、期間TQ1が期間TQ4よりも大きくなる。このため、モードM1の期間が短くなり、図18aの状態が生じる。このため、リアクトルLの充電時間が短くなり、放電時間が長くなるため、電圧VC1の電圧上昇を抑えることができる。出力電圧Voは期間TQ1と期間TQ2とにより調整されるため、期間TQ4を変動させても出力電圧Voを一定に保つことができる。期間TQ4をゼロとすると、モードM6、M1がなくなる。このとき、モードM5→図18a→モードM2なり、ソフトスイッチングが維持される。ある程度の軽負荷までは、PRC制御回路10cが期間TQ4を調整することで、電圧上昇を抑えることができる。しかし、モードM5で示した期間が存在するために期間TQ4をゼロとした場合にもリアクトルLの充電を完全に止めることはできない。このため、無負荷又はそれに近い状態では期間TQ4をゼロとしても電圧VC1が上昇してしまう。期間TQ4のオン期間がゼロになっても、電圧VC1が上昇する場合にはPRC制御回路10cが期間TQ3を調整する。期間TQ4をゼロとすると、モードM6、M1がなくなり、図18a→モードM2→モードM3→モードM4→図20のモード→モードM5→図18aとなる。ここで、図20のモードからモードM5に移行する際に、スイッチング素子Q3をオフさせない期間を生成する。即ち、スイッチング素子Q3のオン期間を延長させる。これにより、図21に示す経路で電流が流れるようになる。スイッチング素子Q3が導通し、スイッチング素子Q4には電圧VC1が印加されるため、リアクトルLは充電されない。期間TQ1及び期間TQ2は操作しないため、この期間ではスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q3とがオンしている。図21の経路で電流が流れている期間に、スイッチング素子Q3をオフすると、モードM5に移行する。また、スイッチング素子Q3のオン期間を延ばし続けると、リアクトルLr及び励磁インダクタンスLrと電流共振コンデンサCriとの共振により電流経路が反転して、図22に示す経路で電流が流れる。この状態ではスイッチング素子Q3のボディダイオードが導通しているため、スイッチング素子Q3をオフしても電流経路は変わらない。このため、モードM5がなくなり、リアクトルLの充電は行われない。スイッチング素子Q1のオフによりモードM2に移行するが、リアクトルLの充電が行われないため、電圧VC1と電圧Vaとが同じになる。このように、入力電圧が高い場合や軽負荷においてはコンデンサC1の電圧上昇を抑えることができるが、スイッチング素子Q3,Q4の制御により、入力電圧が低い場合に比べて力率が悪化する。図23は、実施例3の直流変換装置の回路構成図である。図23に示す実施例3は、前記力率を改善するため、交流電源Vaの交流電圧を全派整流したリップル電圧をコンデンサC1のフィードバック信号に重畳させることを特徴とする。より具体的には、図13に示す実施例2の構成に、さらに、整流回路DB2、抵抗R1~R4、加算回路12、PWM制御回路13を設けている。整流回路DB2は、交流電源Vaの交流電圧を整流して整流電圧を得る。整流回路DB2の出力両端には、抵抗R3と抵抗R4との直列回路が接続されている。コンデンサC1の両端には、抵抗R1と抵抗R2との直列回路が接続されている。加算回路12は、抵抗R1と抵抗R2との接続点における電圧と、抵抗R3と抵抗R4との接続点における電圧とを加算して、加算出力をPWM制御回路13に出力する。PWM制御回路13は、PRC制御回路10eからの制御信号と加算回路12からの加算電圧とに基づいてスイッチング素子Q3,Q4のオンオフを制御する。即ち、PWM制御回路13は、コンデンサC1の電圧と交流電源Vaの電圧とに基づいてスイッチング素子Q3,Q4のオンオフを制御する。従って、入力電圧コンデンサC1の電圧又は交流電源Vaの電圧のピークではフィードバック信号の電圧が高くなるので、スイッチング素子Q4のデューティは更に小さくなる。また、入力電圧のゼロクロス付近ではフィードバック信号の電圧が低くなるので、スイッチング素子Q4のデューティが大きくなる。この動作により、力率を改善することができる。図24は、実施例3の直流変換装置の波形と高調波解析結果の比較を示す図である。図24aは、交流電圧Vaが100Vでの波形で、図24bは高調波波形を示している。図24cは、交流電圧Vaが230Vで整流回路DBのリップル電圧が重畳されないときの波形で、図24dは高調波波形を示している。図24eは、交流電圧Vaが230Vで整流回路DBのリップル電圧が重畳されているときの波形で、図24fは高調波波形を示している。図24bと比べて図24dでは、第3高調波のレベルが大きくなっている。図24dに比べて図24fでは、第3高調波が小さくなり、図24bの第3高調波と同等レベルである。この場合、PRC制御回路10eは、ハーフブリッジ構成の半波電流共振回路と同様にエネルギーを二次側に送る側のスイッチング素子Q2のオン時間を固定とし周波数制御PRC制御を行う。また、式2及び式3に示したように、PRC制御回路10eが、期間TQ1と期間TQ2を調整することにより、出力電圧Voを制御することができる。PRC制御では、期間TQ2が固定となるため、期間TQ1を調整することにより出力電圧Voを一定に保つ。また、PWM制御回路13は、抵抗R1と抵抗R2との分圧電圧によりコンデンサC1の電圧を検出し、コンデンサC1の電圧が設定値を超えた場合にその電圧に応じてスイッチング素子Q3のデューティを制御する。図25aは交流電圧Vaが100Vのときの各スイッチング素子の動作波形、図25bは交流電圧Vaが230Vのときの各スイッチング素子の動作波形を示す。いずれの波形もサージ電圧は発生しておらず、ソフトスイッチングを達成することができる。交流電圧100Vでは、期間TQ1と期間TQ4とは同じで動作しているが、交流電圧が230Vでは、電圧VC1の上昇抑制のため、期間TQ1は期間TQ4より大きくなっている。図26は、実施例3の直流変換装置の無負荷時の各部の動作波形を示す図である。図26aに示す入力電圧が230V、図26bに示す入力電圧が280Vの場合にように、入力電圧が高い無負荷動作波形では、スイッチング素子Q4、及びリアクトルLには殆ど電流が流れていない。このため、昇圧比は小さくなり、コンデンサC1の電圧上昇は抑制される。図27に交流電圧VaとコンデンサC1の電圧VC1の波形を示す。図27aにおいて、電圧VC1は430V程度に抑えられており、さらに、図27bに示す交流電圧Vaが280Vにおいても、コンデンサVC1の電圧上昇はなく、出力電圧Voも一定に保たれている。実施例3の変形例次に、実施例3の直流変換装置のいくつかの変形例を説明する。実施例3では、4つの電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を4つのスイッチング素子Q1~Q4に並列接続していたが、例えば、ローサイド側のスイッチング素子Q2,Q4に並列に電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を集約して接続してもよい。また、ハイサイド側のスイッチング素子Q1,Q3に並列に電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を集約して接続してもよい。また、スイッチング素子Q1,Q4もしくはスイッチング素子Q2,Q3と並列に電圧共振コンデンサCrv1~Crv4を接続する、ハイサイド、ローサイド交互に配置する構成でもよい。図28は、実施例3の直流変換装置の第1の変形例を示す回路構成図である。また、図23に示すPRC制御回路10eの代わりに、図28に示すようなPWM制御回路11を用いてもよい。PWM制御回路11は、コンデンサCoの出力電圧に応じてパルスオン幅を可変させるPWMパルス幅変調信号を生成しこのPWM信号によりスイッチング素子Q1,Q4とスイッチング素子Q2,Q3とを交互にオンオフさせる。この場合、スイッチング素子Q1,Q4のゲート信号は同じであり、スイッチング素子Q2,Q3のゲート信号は同じである。コンデンサC1の電圧が上昇した場合には、スイッチング素子Q3,Q4のオン幅を調整すれば良い。また、リップルの電圧検出手段として、ダイオードブリッジからなる整流回路DBと直列にダイオードを配置し、追加したダイオードのアノードグランド間でリップル電圧を検出してもよい。その動作は、実施例2の動作と同様な動作となる。図29に図28に示す第1の変形例の直流変換装置の動作波形を示す。図30に図28に示す第1の変形例の直流変換装置の各スイッチング素子の動作波形を示す。さらに、入力電圧が低い場合や、超高力率を必要としない場合には、フィードバック信号へリップル電圧を重畳しなくてもよい。実施例2の具体的な回路構成図31は、実施例3の直流変換装置の具体例を示す図である。図31に示す直流変換装置において、制御回路15は、コンデンサCoの一端に接続される端子FB、コンデンサCoの他端に接続される端子G2、スイッチング素子Q1のゲートに接続された端子Q1D、スイッチング素子Q2のゲートに接続された端子Q2D、スイッチング素子Q3のゲートに接続された端子Q3D、スイッチング素子Q4のゲートに接続された端子Q4D、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点に接続された端子Q1G、スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4との接続点に接続された端子Q3G、グランドに接続された端子G、抵抗R1と抵抗R2との接続点に接続された端子CFBコンデンサフィードバックの略、抵抗R3と抵抗R4との接続点に接続された端子RPを有している。図32は、図31に示す実施例3の直流変換装置の制御回路の詳細な回路構成図である。図33は、図31に示す制御回路のコンデンサC1の電圧が上昇していないときの各部の動作波形を示す図である。図34は、図31に示す制御回路のコンデンサC1の電圧が上昇しているときの各部の動作波形を示す図である。制御回路15は、図11に示す制御回路10bに設けられた抵抗R5,R6、ISO、オペアンプOP1、電圧制御発振器VCO、ワンショット回路OST、インバータINV、デットタイム作成回路DT1,DT2、レベルシフト回路LST1,LST2、バッファBUF1,BUF2,BUF3,BUF4を有し、これらの各部の動作は図11に示す制御回路10bの動作と同様である。このため、図33に示すDT1出力、INV出力、DT2出力、ONE-SHOT出力、VCO出力は、図12に示すそれらと同一である。制御回路15は、上記構成にさらに、抵抗R7~R14、オペアンプOP2,OP3,トランジスタQ5、コンデンサC4、コンパレータCMP1,CMP2、アンド回路AND、オア回路OR、ナンド回路NAND、デットタイム作成回路DT3,DT4を有している。端子CFBとオペアンプOP2の反転端子との間には抵抗R8が接続され、端子RPとオペアンプOP3の反転端子との間には抵抗R10が接続される。オペアンプOP2の反転端子と出力端子との間には抵抗R9が接続される。オペアンプOP2は、スイッチング素子Q4用に設けられ、端子CFBからのコンデンサC1の電圧VC1と端子RPからのリップル電圧とが加算された電圧と基準電圧Ref2との誤差電圧を増幅して、コンパレータCMP1の非反転端子に出力する。端子CFBには抵抗R13の一端と抵抗R14の一端とが接続され、抵抗R13の他端はオペアンプOP3の非反転端子に接続され、抵抗R14の他端は接地される。オペアンプOP3の反転端子には抵抗R11の一端と抵抗R12の一端が接続され、抵抗R11の他端は基準電圧Ref3に接続される。抵抗R12の他端はオペアンプOP3の出力端子とコンパレータCMP2の反転端子に接続される。また、電源Vccには抵抗R7の一端が接続され、抵抗R7の他端にはトランジスタQ5のコレクタが接続される。電圧制御発振器VCOの出力はトランジスタQ5のベースに接続される。トランジスタQ5のコレクタ-エミッタ間にはコンデンサC4が接続され、トランジスタQ5のエミッタは接地される。抵抗R7とトランジスタQ5のコレクタとの接続点と、コンデンサC4の一端とは、コンパレータCMP1の反転端子とコンパレータCMP2の非反転端子とに接続される。コンパレータCMP1は、オペアンプOP2の出力がコンデンサC4の電圧以上である場合に、Hレベルをアンド回路ANDに出力し、オペアンプOP2の出力がコンデンサC4の電圧未満である場合に、Lレベルをアンド回路ANDに出力する。コンパレータCMP2は、コンデンサC4の電圧がオペアンプOP3の出力以上である場合に、Hレベルをオア回路ORに出力し、コンデンサC4の電圧がオペアンプOP3の出力未満である場合に、Lレベルをオア回路ORに出力する。アンド回路ANDは、インバータINVからの出力とコンパレータCMP1の出力との論理積をとり、論理積出力であるパルス信号をデットタイム作成回路DT4に出力する。デットタイム作成回路DT4は、アンド回路ANDからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させてバッファBUF4を介して端子Q4Dに出力する。オア回路ORは、コンパレータCMP1の出力とコンパレータCMP2の出力との論理和をとり、論理和出力であるパルス信号をナンド回路NANDに出力する。ナンド回路NANDは、インバータINVからの出力とオア回路ORからの出力とのナンドを取り、その出力をデットタイム作成回路DT3に出力する。デットタイム作成回路DT3は、ナンド回路NANDからのパルス信号を所定のデットタイムだけ遅延させてノベルシフト回路LST2、バッファBUF3を介して端子Q3Dに出力する。次にこのように構成させた制御回路の動作として、コンデンサC1の電圧が上昇しない場合の動作を図33を参照しながら説明する。まず、時刻t0において、電源Vccから抵抗R7を介してコンデンサC4が充電され、コンデンサC4の電圧が時刻t1まで直線的に増加していく。時刻t0~t1においては、コンデンサC4の電圧がオペアンプOP3の出力電圧以上であるので、コンパレータCMP1はHレベルをアンド回路ANDに出力する。このため、アンド回路ANDの出力、即ち、デッドタイム作成回路DT4の入力は、インバータINVの出力と同じパルス信号となる。また、コンパレータCMP2は、Hレベルを出力するので、オア回路ORは常にHレベルを出力する。このため、ナンド回路NANDは、インバータINVの出力を反転した出力をデットタイム作成回路DT3に出力する。次に、このように構成させた制御回路の動作として、コンデンサC1の電圧が上昇した場合の動作を図34を参照しながら説明する。コンデンサC4の電圧が上昇すると、CFB端子から抵抗R8を介してオペアンプOP2の反転端子に印加される電圧が大きくなるので、オペアンプOP2の出力電圧は時間とともに低下していく。コンパレータCMP1は、オペアンプOP2の出力がコンデンサC4の電圧以上であるときHレベルを出力するので、パルス信号のオン幅が徐々に小さくなっていきゼロとなる。従って、デットタイム作成回路DT4の出力もパルス信号のオン幅が徐々に小さくなっていく。一方、CFB端子から抵抗R13を介してオペアンプOP3の非反転端子に印加される電圧が大きくなるので、オペアンプOP3の出力電圧は時間とともに増加していく。コンパレータCMP2は、コンデンサC4の電圧がオペアンプOP3の出力電圧以上であるときHレベルを出力するので、オペアンプOP3の出力電圧の上昇に伴い、Lを出力する期間が生じ、その期間中は時間と共に増加していく。ナンド回路NANDは、オア回路ORのL期間もしくはインバータ回路INVのL期間にHを出力する。オア回路ORのL期間が徐々に大きくなることでナンド回路NANDのH期間が徐々に広がる。従って、デットタイム作成回路DT3の出力もパルス信号のオン幅が徐々に大きくなっていく。"