負荷に対し直流電源電圧を供給する一対の電源線間に前記負荷と直列にスイッチング素子を備えた負荷駆動装置において、前記スイッチング素子をパルス駆動したときに前記電源線間に現れるオーバーシュートおよび/またはリンギングに係る高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路と、前記スイッチング素子の制御端子に与えるパルス駆動信号の立ち上がりおよび/または立ち下がりの傾きを変更可能に構成され、前記変動電圧検出回路により検出された高周波変動電圧が大きいほど前記パルス駆動信号の傾きを低減する駆動回路とを備えていることを特徴とする負荷駆動装置。前記変動電圧検出回路は、前記電源線に接続された交流結合回路と、前記交流結合回路から出力される交流検出電圧を検波して前記高周波変動電圧を得る検波回路とから構成されていることを特徴とする請求項1記載の負荷駆動装置。前記検波回路は、倍電圧検波回路から構成されていることを特徴とする請求項2記載の負荷駆動装置。前記電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、前記交流結合回路は、前記コイルと前記負荷との間の電源線に接続されていることを特徴とする請求項2または3記載の負荷駆動装置。前記変動電圧検出回路は、前記コイルの入力端電圧を分圧して得た第1分圧電圧と前記コイルの出力端電圧を分圧して得た第2分圧電圧とを比較する比較器を備え、前記交流結合回路は、前記電源線に替えて前記比較器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項4記載の負荷駆動装置。前記変動電圧検出回路は、前記コイルの両端子間に生じる電圧を入力し、その電圧に応じた電流を検出抵抗に流すトランジスタを備え、前記交流結合回路は、前記電源線に替えて前記検出抵抗の一端に接続されていることを特徴とする請求項4記載の負荷駆動装置。前記変動電圧検出回路は、前記電源線に接続された交流結合回路と、前記交流結合回路から出力される交流検出電圧を入力とするローパスフィルタと、前記交流検出電圧と前記ローパスフィルタから出力される基準電圧とを比較する比較器と、前記比較器から出力される単位時間あたりのパルス数を計数して前記高周波変動電圧とする計数器とから構成されていることを特徴とする請求項1記載の負荷駆動装置。前記電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、前記交流結合回路は、前記コイルと前記負荷との間の電源線に接続されていることを特徴とする請求項7記載の負荷駆動装置。前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を備え、前記駆動回路は、前記温度検出手段により検出された温度が高いほど前記パルス駆動信号の傾きを増大させることを特徴とする請求項1ないし8の何れかに記載の負荷駆動装置。前記駆動回路は、前記検出温度が所定の上限温度を超えた場合、前記パルス駆動信号のデューティ比を低減することを特徴とする請求項9記載の負荷駆動装置。前記駆動回路は、前記パルス駆動信号の傾きを2段階に変更可能に構成されていることを特徴とする請求項1ないし10の何れかに記載の負荷駆動装置。そこで、従来は、回路構成や基板のパターンを工夫することにより高周波変動成分を抑制する方法が用いられていた。例えばバイパスコンデンサやスナバ回路を追加し、バイパスコンデンサやスナバコンデンサの容量値を変更して共振周波数をずらすように回路を設計していた。また、グランドを強化し、或いは基板配線のインダクタンス成分を抽出してコンデンサの配置を最適化するようにパターンを設計していた。こうした変動抑制の手法では、MOSトランジスタのオン抵抗やスナバ回路のサージ吸収特性などのように温度変化により特性が変動する部品に対して、特性変動を見越して十分に余裕のある特性となるように設計する必要がある。しかし、ワースト環境を想定して十分な余裕を確保しようとすると、高周波変動成分の抑制、スイッチング素子の熱損失の抑制、装置サイズの低減などの要求を全て満たすことは難しく、基板の修正作業または定数の設定作業と実機試験とを繰り返すことになり、設計工程に多くの時間を費やす結果となっていた。本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、スイッチングにより生じるオーバーシュートおよび/またはリンギングに係る高周波変動電圧を自ら制御して抑制することができる負荷駆動装置を提供することにある。請求項1に記載した負荷駆動装置は、負荷に対し直流電源電圧を供給する一対の電源線間に、負荷と直列にスイッチング素子を備えている。変動電圧検出回路は、スイッチング素子をPWM信号などでパルス駆動したときに電源線間に現れる高周波変動電圧を検出する。ここで検出する高周波変動電圧は、スイッチング素子のオンオフ状態遷移に伴うオーバーシュートおよび/またはそれに伴い発生するリンギングの成分であり、パルス駆動信号の基本波周波数よりも高い周波数を持っている。駆動回路は、スイッチング素子の制御端子に与えるパルス駆動信号の立ち上がりおよび/または立ち下がりの傾きを変更可能に構成されており、変動電圧検出回路により検出された高周波変動電圧が大きいほどパルス駆動信号の傾きを低減する。本構成によれば、負荷駆動装置が作り込まれた半導体チップ、この半導体チップを搭載した基板、この基板を用いた電子機器などが製造されて実際に動作しているときに、負荷駆動装置は、電源線間に現れる高周波変動電圧に応じてパルス駆動信号の傾きを自動調整して、電源線間に現れる高周波変動電圧を抑制することができる。このように負荷駆動装置が自らEMIを低減するように動作するので、設計工程における基板の修正作業、定数の設定作業、回路の修正作業などの設計工程に要する時間を大幅に削減できる。請求項2に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、電源線に接続された交流結合回路と、交流結合回路から出力される交流検出電圧を検波して高周波変動電圧を得る検波回路とから構成されている。これにより、スイッチング素子をパルス駆動したときに電源線に現れるオーバーシュートおよび/またはリンギングに係る高周波変動電圧を検出することができる。請求項3に記載した手段によれば、検波回路は、倍電圧検波回路から構成されている。電源線のインピーダンスが低い場合、電源線にフィルタが設けられている場合などには、電源線に現れる高周波変動電圧のレベルは低下している。倍電圧検波回路を用いれば検出感度を高められるので、こうした低レベルの高周波変動電圧も確実に検出することができる。請求項4に記載した手段によれば、電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、交流結合回路は、コイルと負荷との間の電源線に接続されている。スイッチング素子をパルス駆動したときの電圧変動が伝導ノイズまたは輻射ノイズとなって伝搬するのを防止するため、電源線にはフィルタ用のコイルが設けられることが多い。この場合には、コイルから負荷に至る電源線における高周波変動電圧を検出することにより、微小な高周波変動電圧を検出し易くなる。請求項5に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、コイルの入力端電圧を分圧して得た第1分圧電圧とコイルの出力端電圧を分圧して得た第2分圧電圧とを比較する比較器を備えている。交流結合回路は、電源線に替えて比較器の出力端子に接続されている。コイルの電圧を二値化することにより増幅した高周波変動電圧を検波回路に入力するので、高周波変動電圧の検出感度および検出精度を高めることができる。請求項6に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、コイルの両端子間に生じる電圧を入力し、その電圧に応じた電流を検出抵抗に流すトランジスタを備えている。交流結合回路は、電源線に替えて検出抵抗の一端に接続されている。トランジスタで増幅して振幅を増やした高周波変動電圧を検波回路に入力するので、検波回路の出力電圧を高めることができる。請求項7に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、電源線に接続された交流結合回路と、交流結合回路から出力される交流検出電圧を入力とするローパスフィルタと、交流検出電圧とローパスフィルタから出力される基準電圧とを比較する比較器と、比較器から出力される単位時間あたりのパルス数を計数して高周波変動電圧とする計数器とから構成されている。比較器は、高周波変動電圧を二値化することにより、リンギングなどの高周波変動電圧を増幅する。これを計数器で計数して単位時間あたりのパルス数を得ることにより、リンギングの継続時間、リンギング周波数などが反映された変動電圧が得られる。請求項8に記載した手段によれば、電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、交流結合回路は、コイルと負荷との間の電源線に接続されている。これにより、高周波変動電圧を検出し易くなる。請求項9に記載した手段によれば、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を備え、駆動回路は、温度検出手段により検出された温度が高いほどパルス駆動信号の傾きを増大させる。上述したように、高周波変動電圧が大きいほどパルス駆動信号の傾きを低減すれば、電源線間に生じる高周波変動電圧を抑えることができる。しかし、その一方でターンオン時間またはターンオフ時間が増えるので、スイッチング損失が増大してスイッチング素子の発熱量が増える虞が生じる。本手段を備えた負荷駆動装置によれば、スイッチング素子の温度上昇を制限しながら高周波変動電圧を抑制することができる。請求項10に記載した手段によれば、駆動回路は、検出温度が所定の上限温度を超えた場合、パルス駆動信号のデューティ比を低減する。この場合には、目標値に対し出力電圧または出力電流が低下するが、出力電流の変化量が低減するので高周波変動電圧を抑えることができる。請求項11に記載した手段によれば、駆動回路は、パルス駆動信号の傾きを2段階に変更可能に構成されている。各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。第1の実施形態以下、本発明の第1の実施形態について図1ないし図4を参照しながら説明する。図1に示す負荷駆動装置1は、直流モータからなる負荷2をPWM駆動する。図示しないバッテリに接続された一対の電源線3、4間には、負荷2に対し直列にMOSFET5スイッチング素子が接続されている。MOSFET5は電源線4側ロウサイド側に接続されているが、電源線3側ハイサイド側に接続されていてもよい。負荷2には還流ダイオードDfが接続されている。負荷2をPWM駆動すると、負荷2、電源線3、4、MOSFET5などのインピーダンスに応じて電源線3、4間に電圧変動が生じる。この電圧変動を抑制し、電圧変動がバッテリ側に伝搬するのを防止するため、π型フィルタ6が設けられている。π型フィルタ6は、電源線3、4間に接続されたコンデンサ7、8と電源線3に介挿されたコイル9とから構成されている。コンデンサ8は、負荷2およびMOSFET5との間で形成される閉ループが極力小さくなるように設けられている。電源線3、4間に生じる変動電圧には、PWM周期と同一の周期を有して変動する基本波変動電圧と、図3に波形を示すようにオーバーシュートおよびそれに伴い発生するリンギングなどの高周波変動電圧とがある。基本波変動電圧は、π型フィルタ6によってほぼ抑制される。一方、オーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧は、π型フィルタで十分抑えきれない場合があり、一旦発生すると抑制することが難しくEMIの原因となる。そこで、負荷駆動装置1は、電源線3、4間に生じる高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路10を備えている。変動電圧検出回路10は、交流結合回路として作用するコンデンサ11と、コンデンサ11を通して得られる交流検出電圧を検波する倍電圧検波回路12とから構成されている。コンデンサ11の一端はコイル9と負荷2との間の電源線3に接続され、他端は倍電圧検波回路12の入力ノードn1に接続されている。倍電圧検波回路12は、入力ノードn1と出力ノードn2との間に接続されたダイオード13、入力ノードn1と電源線4との間に接続されたダイオード14、および出力ノードn2と電源線4との間に並列に接続された抵抗15とコンデンサ16から構成されている。ここで、コンデンサ11と抵抗15との組み合わせ回路はハイパスフィルタとして作用し、基本波変動電圧を遮断し、高周波変動電圧を通過させるように時定数が設定されている。また、抵抗15とコンデンサ16との組み合わせ回路はローパスフィルタとして作用し、検波された高周波変動電圧を平均化する。この変動電圧検出回路10によれば、電源線3、4間の電源電圧VBの直流分はコンデンサ11が負担する。オーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧により入力ノードn1の電圧Vdiが負になると、電源線4からダイオード14を介して流れる電流によりコンデンサ11が充電される。高周波変動電圧により入力ノードn1の電圧Vdiが出力ノードn2の電圧Vdoよりも高くなると、コンデンサ11に充電された上記電荷がダイオード13を介してコンデンサ16に移動する。その結果、電源線3に現れる高周波変動電圧を倍電圧検波することができる。駆動回路17は、マイクロコンピュータまたはカスタムICから構成されており、PWM波形を持つ駆動信号を生成する。この駆動信号はドライバ18を介してMOSFET5のゲートに与えられる。駆動回路17は、コイル9と負荷2との間の電源線3の電圧VB、負荷2とMOSFET5との接続点の電圧Vo、および倍電圧検波回路12の出力ノードn2の電圧Vdoをそれぞれ入力とするA/Dコンバータを備えている。駆動回路17は、A/D変換した電圧VBから電圧Voを減じることにより負荷2の印加電圧負荷電圧を検出し、負荷電圧と指令負荷電圧との電圧偏差がゼロになるように駆動信号のPWMデューティ比を制御する。駆動回路17のPWM信号生成部は、ターンオン時とターンオフ時の駆動信号の傾きを図4に示すように2段階に切り替え可能である。図2には、2つの異なるPWM信号生成部19、20の概略構成を示している。図2aに示すPWM信号生成部19は、波形切替信号に応じてコンデンサの容量値を変更するものである。電源線3、4間には、出力端子Tpを挟んで定電流回路21とコンデンサ22が直列に接続されている。出力端子Tpと電源線4との間には、PWM信号によりオンオフ動作するスイッチ23と並列の定電流回路24、25とが直列に接続されている。定電流回路21、24、25の電流値は全てIaである。スイッチ23がオフするとコンデンサ22はIaで充電され、スイッチ23がオンするとコンデンサ22はIaで放電される。さらに、出力端子Tpと電源線4との間には、波形切替信号により動作するスイッチ26とコンデンサ27が直列に接続されている。スイッチ26がオフすると充放電に関与する容量値が減少するので駆動信号の傾きが増加し図4a、スイッチ26がオンすると充放電に関与する容量値が増加するので駆動信号の傾きが低下する図4b。図2bに示すPWM信号生成部20は、波形切替信号に応じてゲート抵抗の抵抗値を変更するものである。コンデンサ22の高電位側端子と出力端子Tpとの間には、ゲート抵抗28が接続されており、これと並列にスイッチ29とゲート抵抗30が直列に接続されている。スイッチ29がオンするとゲート抵抗が低下するので駆動信号の傾きが増加し図4a、スイッチ29がオフするとゲート抵抗が増加するので駆動信号の傾きが低下する図4b。駆動回路17は、変動電圧検出回路10により検出された高周波変動電圧出力ノードn2の電圧Vdoと予め設定された切替基準値とを比較する。そして、検出した検波電圧Vdoが切替基準値を超えている場合には駆動信号の傾きを低下させるようにスイッチ26、29を切り替え、検出した検波電圧Vdoが切替基準値以下である場合には駆動信号の傾きを増加させるようにスイッチ26、29を切り替える。切替基準値は、予め把握した高周波変動電圧の大きさとEMIとの関係に基づいて、EMIが所望の規定値よりも小さくなるように決定されてメモリに記憶されている。電圧値の比較に替えてA/D変換値そのものを比較してもよいことは勿論である。以上説明したように、本実施形態の負荷駆動装置1は、負荷駆動装置1が作り込まれた半導体チップ、この半導体チップを搭載した基板、この基板を用いた電子機器などが製造されて実際に動作しているときに、電源線3、4間に現れるオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧の検波値が切替基準値以下となるように駆動信号の傾きを自動調整する。これにより、負荷2の動作状態例えば電圧、回転速度、トルクが変更され、負荷2が交換され、または負荷2やMOSFET5の温度変動により特性例えばオン抵抗、巻線抵抗が変化した場合であっても、PWMスイッチングに伴う電源線3、4間の高周波変動電圧を切替基準値に応じた電圧値以下に抑えることができ、EMIを低減することができる。切替基準値は、許容されるEMIレベルに基づいて決められる。検出した検波電圧Vdoが切替基準値以下の場合には駆動信号の傾きを高めるので、MOSFET5の損失発熱を極力抑えながら、必要に応じて駆動信号の傾きを低減してスイッチングノイズを低減することができる。また、負荷駆動装置1が自ら駆動信号の傾きの調整機能を備えたことにより、バイパスコンデンサやスナバコンデンサの配置などに係る基板の修正作業、バイパスコンデンサ、スナバコンデンサなどの定数の設定作業、回路の修正作業などの設計工程に要する時間を大幅に削減できる。電源線3、4にはπ型フィルタ6が設けられており、その負荷側の電源線3、4間に現れる高周波変動電圧を検出する。加えて、倍電圧検波回路12を用いて高周波変動電圧を倍電圧検波している。これらにより、高周波変動電圧の検出感度を高められる。また、駆動回路17は、MOSFET5の駆動信号の立ち上がりおよび立ち下がりの傾きを2段階に変更可能である。これにより、PWM信号生成部19、20の構成を簡単化でき、半導体集積回路として構成したときのレイアウトサイズを低減できる。第2の実施形態次に、第2の実施形態について図5および図6を参照しながら説明する。図5に示す負荷駆動装置31は、MOSFET5の温度を検出する温度検出回路32温度検出手段を備えている。温度検出回路32は、定電圧Vrを供給する定電圧線33と電源線4との間に直列に接続された抵抗34とサーミスタ35とから構成されている。サーミスタ35は、MOSFET5と密に温度結合するように配置されている。駆動回路17は、サーミスタ35の端子電圧Vtを入力とするA/Dコンバータを備えている。図6は、マイコンからなる駆動回路17が実行する出力電圧制御のフローチャートである。駆動回路17は、ステップS1以降の処理を、PWM周期よりも長く設定された所定の制御周期ごとに実行する。駆動回路17は、電圧VBと電圧VoをA/D変換しステップS1、電圧VBから電圧Voを減じることにより負荷電圧を求めるステップS2。この負荷電圧を指令負荷電圧と比較しステップS3、負荷電圧が指令負荷電圧よりも低い場合には駆動信号のPWMデューティ比を増やすステップS4。続いて、駆動回路17は、検波電圧VdoをA/D変換しステップS5、検波電圧Vdoと切替基準値とを比較するステップS6。検波電圧Vdoが切替基準値を超えている場合には駆動信号の傾きを低下させステップS7、検波電圧Vdoが切替基準値以下である場合には駆動信号の傾きを増加させるステップS8。この傾きの増減は、第1の実施形態で説明したPWM信号生成部19または20を用いている。次に、駆動回路17は、サーミスタ35の端子電圧VtをA/D変換してMOSFET5の温度を検出しステップS9、その検出温度としきい値温度を比較するステップS10。このしきい値温度上限温度に相当は、MOSFET5のチャネル温度が最大定格値に達するより前にサーミスタ35が検出する温度であって、MOSFET5を過大な損失過熱から保護するために、高周波ノイズの低減制御および出力電圧制御よりも優先して損失低減制御が必要になる温度である。検出温度がしきい値温度以下の場合には、負荷電圧を指令負荷電圧と比較しステップS11、負荷電圧が指令負荷電圧よりも高い場合には駆動信号のPWMデューティ比を減らすステップS13。ステップS10で検出温度がしきい値温度よりも高いと判断すると、MOSFET5のスイッチング損失を減らすため、駆動信号の傾きを増加させるステップS12。さらに、負荷電圧の大小にかかわらずPWMデューティ比を減らすステップS13。この結果、負荷電圧が指令負荷電圧よりも低下することになるが、負荷電流が減少するのでMOSFET5のドレイン損失を低減できる。また、負荷電流の変動分が減少するので、電源線3、4に現れる高周波変動電圧も減少する。その後、駆動回路17は、オフ指令信号が入力されたか否かを判断しステップS14、入力されていればPWM駆動を停止するステップS15。オフ指令信号は、負荷2の停止指令、駆動回路17以外で生じた異常などに応じて与えられる信号である。オフ指令信号が入力されていない場合にはステップS1に戻る。駆動信号の傾きを低下させて高周波変動電圧を抑制するとMOSFET5の損失が増加し、駆動信号の傾きを増加させてMOSFET5の損失を低減すると高周波変動電圧が増加するという相反する関係がある。本実施形態によれば、高周波変動電圧とMOSFET5の温度を検出することにより、MOSFET5のチャネル温度が最大定格値に達することがないように素子の損失を制限しながら、EMIが規定値よりも小さくなるように高周波変動電圧を抑制することができる。第3の実施形態次に、第3の実施形態について図7を参照しながら説明する。図7に示す負荷駆動装置41は、比較回路42、コンデンサ11および倍電圧検波回路12からなる変動電圧検出回路43を備えている。比較回路42は、コイル9の入力端電圧を分圧して第1分圧電圧VB1を得る抵抗44、45、コイル9の出力端電圧を分圧して第2分圧電圧VB2を得る抵抗46、47、第1分圧電圧VB1と第2分圧電圧VB2とを比較するコンパレータ48比較器、プルアップ用の抵抗49およびヒステリシス生成用の抵抗50から構成されている。抵抗44、45と抵抗46、47の分圧比は等しい。コンパレータ48の出力端子は、交流結合回路として作用するコンデンサ11を介して倍電圧検波回路12の入力ノードn1に接続されている。π型フィルタ6の作用により、電源線3、4に重畳するオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧は抑制されている。残存する高周波変動電圧は、第1分圧電圧VB1よりも第2分圧電圧VB2に大きく現れる。そこで、第1分圧電圧VB1と第2分圧電圧VB2とをコンパレータ48で比較すると、残存する微小な高周波変動電圧を二値化して、プルアップした電圧Vpの振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。変動電圧検出回路43は、この増幅した高周波変動電圧をコンデンサ11を介して倍電圧検波回路12に入力するので、第1の実施形態で説明した変動電圧検出回路10に比べて検波電圧Vdoの大きさが増大する。その結果、高周波変動電圧の検出感度および検出精度が高まり、負荷駆動装置41は、高周波変動電圧の大きさに応じた駆動信号の傾き制御を一層高精度に実行することができる。その他、本実施形態によれば第1の実施形態と同様の効果が得られる。第4の実施形態次に、第4の実施形態について図8を参照しながら説明する。図8に示す負荷駆動装置51は、増幅回路52、コンデンサ11および倍電圧検波回路12からなる変動電圧検出回路53を備えている。増幅回路52は、ベースが抵抗54を介してコイル9の入力端に接続され、エミッタがコイル9の出力端に接続されたPNP形のトランジスタ55と、トランジスタ55のコレクタと電源線4との間に接続された抵抗56検出抵抗とから構成されている。抵抗56の一端は、交流結合回路として作用するコンデンサ11を介して倍電圧検波回路12の入力ノードn1に接続されている。π型フィルタ6の作用により、電源線3、4に重畳するオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧は抑制されている。残存する高周波変動電圧は、コイル9の両端子間に現れる。トランジスタ55は、コイル9の出力端の電圧が入力端の電圧よりもVfpn接合の順方向電圧だけ高くなった時にオンする。その結果、コイル9の端子間に現れるVf以上の大きさを持つ高周波変動電圧を、電圧VBに近い振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。駆動回路17は、図6に示した出力電圧制御を実行する。変動電圧検出回路53は、増幅した高周波変動電圧をコンデンサ11を介して倍電圧検波回路12に入力するので、第1の実施形態で説明した変動電圧検出回路10に比べて検波電圧Vdoの大きさが増大する。その結果、高周波変動電圧の検出感度および検出精度が高まり、負荷駆動装置51は、高周波変動電圧の大きさに応じた駆動信号の傾き制御を一層高精度に実行することができる。その他、本実施形態によれば第2の実施形態と同様の効果が得られる。第5の実施形態図9に示す本実施形態は、図8に示した第4の実施形態と実質的に同じ構成を備えている。負荷駆動装置61は、増幅回路62、コンデンサ11および倍電圧検波回路12からなる変動電圧検出回路63を備えている。トランジスタ55のエミッタはコイル9の入力端に接続されており、ベースは抵抗54を介してコイル9の出力端に接続されている。トランジスタ55は、コイル9の出力端の電圧が入力端の電圧よりもVfだけ低くなった時にオンする。その結果、コイル9の両端子間に現れるVf以上の大きさを持つ高周波変動電圧を、電圧VBに近い振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。本実施形態によっても第4の実施形態と同様の効果が得られる。第6の実施形態次に、第6の実施形態について図10を参照しながら説明する。図10に示す負荷駆動装置71は、電源線3、4間に生じるオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路72を備えている。変動電圧検出回路72は、交流結合回路として作用するコンデンサ11と、コンデンサ11を通して得られる交流検出電圧から高周波変動電圧を除去するローパスフィルタ73と、比較回路74とから構成されている。コンデンサ11の一端は電源線3に接続され、他端はローパスフィルタ73の入力ノードn3に接続されている。ローパスフィルタ73は、入力ノードn3と電源線4との間に直列に接続された抵抗75とコンデンサ76とから構成されている。比較回路74は、ローパスフィルタ73の出力ノードn4から出力される基準電圧と、抵抗77を介して与えられる入力ノードn3の電圧とを比較するコンパレータ78比較器を備えている。コンパレータ78の出力端子は抵抗79により電圧Vpにプルアップされており、抵抗80によりヒステリシスが付加されている。コンパレータ78は、ノードn4の基準電圧とノードn3に現れる高周波変動電圧とを比較することにより、微小な高周波変動電圧を二値化して電圧Vpの振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。駆動回路17は、この矩形波信号に対し、マイコンのイベントカウンタ17a計数器により、単位時間当たり例えばPWM周期当たりのパルス数を計数する。この計数値は、リンギングの継続時間、リンギング周波数などを反映しているので高周波変動電圧の検出値となる。駆動回路17は、予め把握した計数値とEMIとの関係に基づいてEMIが規定値よりも小さくなるように決定された規定回数を記憶しており、計数値が規定回数を超える場合には駆動信号の傾きを低下させ、計数値が規定回数以下である場合には駆動信号の傾きを増加させる。本実施形態によれば、第1の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、高周波変動電圧を増幅しているので、高周波変動電圧の大きさに応じた駆動信号の傾き制御を高精度に実行することができる。その他の実施形態以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。上記各実施形態において、オーバーシュートおよびそれに伴い発生するリンギングからなる高周波変動電圧を検出したが、オーバーシュートのみ或いはリンギングのみからなる高周波変動電圧を検出してもよい。また、フィルタ作用を利用して特定周波数の高周波変動電圧だけを検出してもよい。上記各実施形態において、検出した高周波変動電圧に応じて駆動信号の立ち上がりの傾きと立ち下がりの傾きを併せて増減制御したが、何れか一方の傾きだけを増減制御してもよい。また、傾きは2段階の変更に限らず、より多くの段階或いは連続的に変更してもよい。第1ないし第5の各実施形態において、倍電圧検波回路12からダイオード14を外した通常の検波回路を採用してもよい。第3の実施形態および第6の実施形態についても温度検出回路32を備え、図6に示した出力電圧制御を実行してもよい。第6の実施形態において、コンパレータ78が出力する矩形波信号に、PWM出力の変化に対応したパルスが重畳する場合がある。そこで、イベントカウンタ17aは、PWM出力のレベルが切り替わった直後の一定時間だけ、矩形波信号のカウントを停止するとよい。これによりリンギングの回数だけを精度よく検出することができる。また、イベントカウンタ17aを動作し続ける場合には、単位時間あたりに生じるPWM出力レベルの変化回数を計数値から減算補正してもよく、或いは比較基準値である規定回数を上記PWM出力レベルの変化回数だけ高く設定しておいてもよい。第1ないし第5の各実施形態ではπ型フィルタ6を用いているが、電源線3、4ワイヤーハーネスが持つインピーダンスにより電圧変動を低減することが期待できるので、コンデンサ7とコイル9を省略してもよい。図6に示すフローチャートにおいて、ステップS10で検出温度がしきい値温度よりも高いと判断すると、PWM駆動を停止させるように構成してもよい。或いは、PWM駆動から連続駆動MOSFET5を連続オンに切り替えるように構成してもよい。後者は、モータでファンを回転駆動してヒートシンクを冷やす構成には特に有効である。ステップS10で検出温度がしきい値温度よりも高いと判断したとき、ステップS12に続いてステップS11を実行するように変更してもよい。この場合には、負荷電圧が指令負荷電圧以下のときには駆動信号のPWMデューティ比は低減されない。負荷2とMOSFET5との接続は、ハイサイド駆動、ロウサイド駆動の形態に限らず、Hブリッジ、三相ブリッジなどの接続形態であってもよい。スイッチング素子にMOSFET5を採用したが、バイポーラトランジスタ、IGBTなどの他種類のトランジスタを用いてもよい。この場合の駆動信号は、トランジスタの種類に応じて電圧駆動信号または電流駆動信号となる。第4、第5の実施形態で用いたトランジスタ55に替えてMOSトランジスタを用いてもよい。上述した各実施形態では、負荷電圧を検出して電圧制御を実行したが、負荷電流を検出して電流制御を実行してもよい。スイッチング素子のパルス駆動はPWM駆動に限られない。負荷2は直流モータに限られず、例えばソレノイドなどであってもよい。