"シンボル繰り返し周期Tsに対し、Ts/2以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、送信データ信号に基づき、データ変調信号を生成するデータ変調部と、略直交する2つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Tsの半分Ts/2となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を有する光送信部と、前記光送信部から受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、前記局部発振光源によって生成された光と、前記光送信部から受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、前記デジタル信号に対し、偏波信号成分間のTs/2の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、を備え、前記光送信部は、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はTsとなる光信号を生成することを特徴とする光伝送システム。前記光送信部と前記光受信部を接続する光伝送部、を備え、前記光伝送部はシンボルレートの略0.5~2.5倍の通過帯域により帯域狭窄化をすることを特徴とする請求項1に記載の光伝送システム。略直交する2つの偏波成分に対応する第1の電気信号と第2の電気信号を生成する第1の電気信号源と、前記第1の電気信号と前記第2の電気信号に基づき、第3の電気信号と該第3の電気信号に同期した1系統もしくは複数系統の第4の電気信号とを生成する第2の電気信号源と、送信データ信号に基づき、データ変調信号を生成するデータ変調部と、略直交する2つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Tsの半分Ts/2となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を備え、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はTsとなる光信号を生成することを特徴とする光送信装置。前記第2の電気信号源は、I軸成分とQ軸成分に対応する少なくとも2系統の前記第3の電気信号を出力することを特徴とする請求項3に記載の光送信装置。前記データ変調部は、単一偏波の光信号をデータ変調し、前記偏波インタリーブ部は、データ変調された単一偏波の光信号を2つの偏波成分に交互に分配することを特徴とする請求項4に記載の光送信装置。前記偏波インタリーブ部は、前記第2の電気信号源から入力される前記第4の電気信号により、前記単一偏波の光信号を2つの偏波成分に交互に分配することを特徴とする請求項5に記載の光送信装置。前記第2の電気信号源は、ペイロードの伝送レートが40Gb/sであるときに、16:2の多重化を行うことを特徴とする請求項5または6に記載の光送信装置。前記偏波インタリーブ部は、偏波変調器により構成され、前記偏波変調器は前記第4の電気信号により駆動され、前記第4の電気信号の速度がビットレートの略1/4であり、前記偏波変調器を駆動する前記第4の電気信号の振幅が偏波変調器の半波長電圧に略等しいことを特徴とする請求項6に記載の光送信装置。前記第4の電気信号の非遷移領域は、前記データ変調信号のデータ中央と略一致することを特徴とする請求項3乃至8のいずれか1つに記載の光送信装置。前記第4の電気信号は、矩形波であることを特徴とする請求項3乃至9のいずれか1つに記載の光送信装置。さらに、Ts/2以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部を有することを特徴とする請求項3乃至10のいずれか1つに記載の光送信装置。前記パルス信号生成部は、前記第4の電気信号により駆動することを特徴とする請求項11に記載の光送信装置。前記パルス信号生成部は、CSRZCarrierSuppressedReturntoZero変調を行うことを特徴とする請求項11または12に記載の光送信装置。前記データ変調部、前記パルス信号生成部、前記偏波インタリーブ部は、前記データ変調部、前記パルス信号生成部、前記偏波インタリーブ部の順で配置されることを特徴とする請求項11乃至13のいずれか1つに記載の光送信装置。略直交する2つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Tsの半分Ts/2となり、時間軸上において各偏波成分の同時に存在する時間が概略ゼロとなる偏波多重信号を受信する光受信装置であって、受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、前記局部発振光源によって生成された光と、前記受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、前記デジタル信号に対し、各偏波信号成分間のTs/2の遅延差の除去と該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、を備えることを特徴とする光受信装置。電気帯域がシンボルレートの略40~70であることを特徴とする請求項15に記載の光受信装置。しかしながら、上記の従来技術によれば、時間軸上で同時に直交するX偏波成分とY偏波成分に同一波長の信号成分Ex、Eyが多重化されているので、光ファイバ中の非線形光学効果により、Ex-Ey間に非線形な相互作用が生じるという課題があった。また、Ex-Ey間で生じた非線形干渉は、受信器における線形適応等化器では等化できず、信号品質の過剰な劣化を招くという問題があった。例えば、図23に示す時間波形では、ExとEyとが時間軸上で完全にビット同期しているので、Ex-Ey間の非線形干渉が伝送品質劣化を招く。また、図24に示す時間波形では、ExとEyとの波形のピークが時間的にずれているため、非線形な相互作用による伝送品質劣化が低減されるが、ExとEyとの間に重なり時間が存在するため、ファイバ非線形効果によるEx-Ey間の非線形干渉が生じる。この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、直交偏波多重信号に生じる非線形干渉を低減し、伝送品質を向上させることにある。本発明にかかる光伝送システムは、シンボル繰り返し周期Tsに対し、Ts/2以下となるパルス幅のパルス信号を生成するパルス信号生成部と、送信データ信号に基づき、データ変調信号を生成するデータ変調部と、略直交する2つの偏波成分間の遅延差が、シンボル繰り返し周期Tsの半分Ts/2となる偏波多重信号を生成する偏波インタリーブ部と、を有する光送信部と、前記光送信部から受信した光信号の中心波長に対応する光を生成する局部発振光源と、前記局部発振光源によって生成された光と、前記光送信部から受信した光信号と、を干渉させる光干渉部と、前記光干渉部からの出力を電気信号に変換する光電気変換部と、を有する光受信部と、前記光受信部から出力される電気信号をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換部と、前記デジタル信号に対し、偏波信号成分間のTs/2の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うデジタル信号処理部と、を有する受信電気信号処理部と、を備え、前記光送信部は、時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号の繰り返し周期はTsとなる光信号を生成することを特徴とする。この発明によれば、直交偏波多重信号間で生じる非線形干渉を低減し、伝送品質を向上させることができる。以下に、本発明にかかる光伝送システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、本発明を具体化する際の一形態であって、本発明をその範囲内に限定するためのものではない。実施の形態1.図1は、本実施の形態にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。図1に示すように、本実施の形態の光伝送システムは、光送信部光送信装置100と、光伝送部200と、光受信装置1000と、を備える。光受信装置1000は、光受信部300と受信電気信号処理部400を備える。以下の実施の形態に示す光伝送システムにおいても同様とする。光送信部100から送出された光信号は光伝送部200を経由し、光受信部300に到達する。受信された光信号は光受信部300で、電気信号に変換された後、受信電気信号処理部400にて電気的に信号処理される。光送信部100は、第1の電気信号源101と、第2の電気信号源102と、電気増幅器103-A、103-B、103-C、103-D、103-Eと、光源104と、マッハツェンダ変調器105と、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106と、偏波インタリーバ107とを備えている。光伝送部200は、光送信部100と光受信部300とを接続する。光伝送部200には、例えば、光ファイバ、光合分波装置、波長分散補償装置、光増幅装置等の通常の光伝送システムで想定されるさまざまな装置を含んでいてもよい。光受信部300は、局部発振光源301と、光90度ハイブリッド302と、バランス型光電気変換器303-A、303-B、303-C、303-Dとを備えている。受信電気信号処理部400は、アナログデジタル変換器401-A、401-B、401-C、401-Dと、デジタル信号処理部402と、を備えている。以下、本実施の形態にかかる光伝送システムの動作を説明する。以下、40Gbit/s偏波多重QPSK光信号を生成する例について説明する。40Gbit/s偏波多重QPSK光信号は1シンボル当たり4ビットの通信が可能であり、シンボル繰り返し周波数fsは10GHzである。また、シンボル繰り返し周期はTs=1/fsとする。なお、本実施の形態は、他の伝送レート、各種の変調方式に適用可能であり、この例に限定されるものではない。また、本実施の形態では偏波多重QPSK光信号の各偏波成分をインタリーブして偏波多重インタリーブQPSK光信号を生成する。第1の電気信号源101は、外部から入力される送信データ信号に基づき、クロック信号と、4系統のデータ信号、すなわち、X偏波I軸電気信号exIと、X偏波Q軸電気信号exQと、Y偏波I軸電気信号eyIと、Y偏波Q軸電気信号eyQとを生成する。4系統のデータ信号は、例えば、それぞれ並列展開されて実ビットレート40Gbit/sの1/16に低速化される。クロック信号も同様に低速化される。第1の電気信号源101は、1/16の速度に低速化された4系統のデータ信号とクロック信号とを第2の電気信号源102に出力する。上記の比率による低速化は一例であり、本発明はこれよって限定されるものではない。なお、4系統のデータ信号は本発明における第1の電気信号の一例、クロック信号は本発明における第2の電気信号の一例にそれぞれ相当する。第2の電気信号源102は、入力された4系統のデータ信号とクロック信号から、シンボルレートfs=10Gsymbol/sの4系統のデータ信号と、周期をTs/2=50psとして2周期に一度のみTs/2=50psのパルス幅を有するパルス信号とを生成する。また、第2の電気信号源102は、生成したX偏波I軸電気信号を電気増幅器103-Bに出力し、生成したX偏波Q軸電気信号を電気増幅器103-Cに出力し、生成したY偏波I軸電気信号を電気増幅器103-Dに出力し、生成したY偏波Q軸電気信号を電気増幅器103-Eに出力し、生成したパルス信号を電気増幅器103-Aに出力する。なお、本実施の形態ではパルス幅はTs/2としたが、偏波成分間の非線形干渉をより低減するため、Ts/2以下となるようにしてもよい。なお、生成した4系統のデータ信号は本発明における第3の電気信号の一例、生成したパルス信号は本発明における第4の電気信号の一例にそれぞれ相当する。上記のパルス信号は、例えば、周波数fs/2=5GHzと周波数fs10GHzとのクロック信号の論理積をとることによって得ることができる。一例として、周波数fs/2=5GHzの論理クロック信号d1と周波数fs=10GHzの論理クロック信号d2との論理積d3は、次のようにして得られる。d1=0,0,1,1,0,0,1,1,0,0,1d2=0,1,0,1,0,1,0,1,0,1,2d3=0,0,0,1,0,0,0,1,0,0,3ただし、1つの論理の占める時間幅はTs/2=50psに相当する。論理クロック信号d1およびd2は、それぞれ典型的な、デューティ比50の論理RZReturntoZero信号と見なせる一方、d3は、d2の周期Ts/2=50psに対して2周期に一度パルスを有する、デューティ比25の論理RZ信号になることがわかる。電気増幅器103-Aは、第2の電気信号源102から入力されるパルス信号をマッハツェンダ変調器105の半波長電圧と概略同等となるまで増幅し、マッハツェンダ変調器105に出力する。電気増幅器103-Bは、第2の電気信号源102から入力されるX偏波I軸電気信号を偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106に出力する。電気増幅器103-Cは、第2の電気信号源102から入力されるX偏波Q軸電気信号を偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106に出力する。電気増幅器103-Dは、第2の電気信号源102から入力されるY偏波I軸電気信号を偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106に出力する。電気増幅器103-Eは、第2の電気信号源102から入力されるY偏波Q軸電気信号を偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106に出力する。光源104は、CW光を生成し、マッハツェンダ変調器105に出力する。マッハツェンダ変調器105は、光源104から入力されるCW光を、電気増幅器103-Aから入力される、増幅されたパルス信号でパルス変調してパルス化光信号を生成し、パルス化光信号を偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106に出力する。マッハツェンダ変調器105は、本発明におけるパルス信号生成部の一例に相当する。なお、パルス信号生成部はマッハツェンダ変調器以外の他の方法を用いてもよい。例えば、電界吸収型光変調器などであってもよい。図2は、本実施の形態にかかる偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器の構成例を示す図である。図示するように、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106は、光分岐部511と、偏波変換部512と、光結合部513と、データ変調部514-A、514-Bとを備えている。偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106は、2系統の空間分割多重された単一偏波信号を生成して、生成した2系統の光信号を偏波多重化する。偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106は、マッハツェンダ変調器105から入力されるパルス化光信号を、QPSK変調および偏波多重化して偏波多重QPSK光信号を生成し、偏波多重QPSK光信号を偏波インタリーバ107に出力する。偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106における偏波多重QPSK変調は、電気増幅器103-Bから入力される、増幅されたX偏波I軸電気信号と、電気増幅器103-Cから入力される、増幅されたX偏波Q軸信号と、電気増幅器103-Dから入力される、増幅されたY偏波I軸電気信号と、電気増幅器103-Eから入力される、増幅されたY偏波Q軸信号とを用いる。次に、図2における偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106の動作を説明する。光分岐部511は、入力される光信号の偏波状態を保持しつつ二分岐し、二分岐されたそれぞれの光信号をデータ変調部514-Aおよび514-Bに出力する。データ変調部514-Aは、光分岐部511から入力される光信号を、外部から入力されるデータ変調用電気信号で変調し、変調後の光信号を偏波変換部512に出力する。偏波変換部512は、データ変調部514-Aから入力される光信号の偏波状態を、入力される光信号の偏波状態と出力される光の偏波状態とが直交関係となるように変換し、偏波状態が変換された光信号を光結合部513に出力する。データ変調部514-Bは、光分岐部511から入力される光信号を、外部から入力されるデータ変調用電気信号で変調し、変調後の光信号を光結合部513に出力する。光結合部513は、偏波変換部512から入力される光信号と、データ変調部514-Bから入力される光信号とを、偏波状態を保持しつつ結合し、外部へ出力する。ここで、40Gbit/s偏波多重QPSK光信号を生成する場合は、例えば、データ変調部514-AにX偏波用2並列マッハツェンダ変調器、データ変調部514-BにY偏波用2並列マッハツェンダ変調器を用いることができる。10Gsymbol/sのX偏波I軸電気信号および10Gsymbol/sのX偏波Q軸電気信号が、並列にX偏波用2並列マッハツェンダ変調器に入力される。10Gsymbol/sのY偏波I軸電気信号および10Gsymbol/sのY偏波Q軸電気信号が並列にY偏波用2並列マッハツェンダ変調器に入力される。X偏波用2並列マッハツェンダ変調器はX偏波I軸電気信号とX偏波Q軸電気信号とに従ってQPSK変調する。Y偏波用2並列マッハツェンダ変調器はY偏波I軸電気信号とY偏波Q軸電気信号とに従ってQPSK変調する。なお、データ変調部514-Aに2つのマッハツェンダ変調器が並列に接続された2並列マッハツェンダ変調器ではなく、通常のマッハツェンダ変調器を用いてもよい。データ変調部514-Bも同様である。データ変調部514-A、514-Bに使用するマッハツェンダ変調器は、変調方式や必要とされる伝送品質などに応じて適宜選択できる。第2の電気信号源102はマッハツェンダ変調器105におけるパルス化変調と偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106における各QPSK変調のタイミングをビット同期させるための同期制御を行う。ビット同期させる方法は、例えば、温度変化による位相ずれを防ぐため、温度変化量と位相調整量とを対応付けた情報を格納したテーブルを用意し、第2の電気信号源102が温度変化量に応じた位相調整量をテーブルから抽出し、同期制御を行うものであってもよい。または、第2の電気信号源102が偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106から出力される光信号の一部を受信し、光パワーを最適化するように位相調整して同期制御を行うものであってもよい。光パワーを最適化する方法として、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106を駆動する電気信号に低周波成分を重畳し、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106から出力される光信号の一部を受信し、受信した光信号から抽出された低周波成分に基づいて同期制御を行うものであってもよい。同期制御の方法は上記に限られず、他の方法を用いてもよい。上記の同期のタイミングはマッハツェンダ変調器105に入力されるパルス信号に基づいて決定される。例えば、パルス信号波形の両端にある、0から1へ立ち上がる状態、または、1から0へ立ち下る状態以下、遷移領域とする。を同期のタイミングとしてはならず、遷移領域ではないパルス信号波形の中央とその近傍の1または0の状態以下、非遷移領域とする。を同期のタイミングとすべきである。非遷移領域を同期のタイミングとした場合には、パルス信号の非遷移領域と、データ変調部514-A、514-Bから出力されるQPSK光信号の中央部分が略一致する。遷移領域を用いる場合にはデータの中央部分の光パワーが極端に小さくなり、大幅な性能劣化が生じる。図3は、本実施の形態にかかる偏波インタリーバ107の構成例を示す図である。図示するように、偏波インタリーバ107は、偏波分岐部611と、非遅延部612と、遅延部613と、偏波結合部614とを備えている。偏波インタリーバ107は、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106から入力される偏波多重QPSK光信号のX偏波光信号とY偏波光信号との間に、概略Ts/2=50psに相当する遅延差を与え、各偏波成分を多重化する。例えば、光信号を偏波保持ファイバ等の複屈折媒質を通過させることで、所望の遅延を与えることができる。偏波インタリーバ107は、本発明における偏波インタリーブ部の一例に相当する。次に、図3における偏波インタリーバ107の動作を説明する。偏波分岐部611は、入力される偏波多重QPSK光信号例えば、X偏波とY偏波に独立な信号を有するをX偏波光信号とY偏波光信号とに分岐し、X偏波光信号を非遅延部612に出力し、Y偏波光信号を遅延部613に出力する。非遅延部612は、偏波分岐部611から入力されるX偏波光信号を偏波結合部614に出力する。遅延部613は、偏波分岐部611から入力されるY偏波光信号に、非遅延部612を通過するX偏波光信号に対して相対的にTs/2=50psの遅延を与え、遅延を与えたY偏波光信号を偏波結合部614に出力する。偏波結合部614では、非遅延部612から入力されるX偏波光信号と、遅延部613から入力される、遅延を与えたY偏波光信号との偏波状態を保持しつつ結合し、外部に出力する。また、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106と偏波インタリーバ107とが集積化された構成としてもよい。図4は、本実施の形態にかかる偏波多重インタリーブ型変調器の構成例を示す図である。偏波多重インタリーブ型変調器108は、図2の構成に遅延部515を加えている。次に、図4における偏波多重インタリーブ型変調器108の動作を説明する。図2と同一の機能を有する構成は同一の符号を付して、重複する説明を省略する。遅延部515は、データ変調部514-Bから入力される光信号に概略Ts/2=50psの遅延を与え、遅延を与えた光信号を光結合部513に出力する。これにより、データ変調部514-Aを通過する経路で得られるX偏波光信号と、データ変調手段514-Bを通過する経路で得られるY偏波光信号との間に、Ts/2=50psの遅延差が与えられる。図5~図10は、本実施の形態にかかる光送信部100により生成される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図5は、光源104から出力されたCW光の時間波形を示したものである。CW光は、マッハツェンダ変調器105によってパルス変調されて、図6に示すパルス化光信号に変化する。パルス化光信号のX偏波光信号とY偏波光信号は、偏波多重型2並列マッハツェンダ変調器106によって、それぞれQPSK変調されて図7および図8に示すQPSK光信号に変化し、かつ、偏波多重化されて図9に示す偏波多重QPSK光信号に変化する。偏波多重QPSK光信号は、偏波インタリーバ107により偏波インタリーブされ、図10に示す偏波多重インタリーブQPSK光信号に変化する。図10に示す偏波多重インタリーブQPSK光信号は、略直交するX偏波成分およびY偏波成分に独立な信号成分Ex、Eyを割り当て、ExとEyとが時間軸上において同時に存在する時間が概略ゼロであり、時間軸上ではExとEyとが交互に存在し、ExとEyの存在する周期がそれぞれTsとなる。ただし、ビットレートをBとし、変調方式の多値度をmとするとき、シンボル繰返し周期Tsはm/Bで表される。なお、ExとEyの時間軸上における重なりは、ExとEyが同時に存在する時間が概略ゼロとなる。すなわち、ExとEyが同時に存在する時間がゼロなることが理想的であるが、必要とされる伝送信号品質に対して許容される程度のExとEyの重なりが生じていてもよい。偏波インタリーバ107から出力される偏波多重インタリーブ光信号は、光伝送部200を経由して、光受信部300の光90度ハイブリッド302に到達する。局部発振光源301は、伝送後の光信号の中心波長に概略一致した中心波長を有するCW光を生成し、CW光を光90度ハイブリッド302に出力する。光90度ハイブリッド302は、光伝送部200から入力される伝送後の光信号と、局部発振光源301から入力されるCW光とを干渉させて、X’偏波成分とY’偏波成分それぞれのI’軸成分、Q’軸成分に対応する和成分、差成分で決まる8成分を生成し、それぞれの成分をバランス型光電気変換器303-A、303-B、303-C、303-Dへ出力する。例えば、X’偏波I’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器303-Aに出力され、X’偏波Q’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器303-Bに出力され、Y’偏波I’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器303-Cに出力され、Y’偏波Q’軸の和成分および差成分がバランス型光電気変換器303-Dに出力される。なお、本発明はこれらの対応関係によって限定されるものではない。なお、光伝送部200での偏波状態変化や位相変化の影響により、X’偏波成分とY’偏波成分は、光送信部100出力点でのX偏波成分とY偏波成分とは一般に一致しない。また、I’軸成分とQ’軸成分についても、送信器出力点でのI軸成分とQ軸成分とは一般に一致しない。光90度ハイブリッド302は、本発明における光干渉部の一例に相当する。バランス型光電気変換器303-Aは、光90度ハイブリッド302から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、X’偏波I’軸電気信号をアナログデジタル変換器401-Aに出力する。バランス型光電気変換器303-Bは、光90度ハイブリッド302から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、X’偏波Q’軸電気信号をアナログデジタル変換器401-Bに出力する。バランス型光電気変換器303-Cは、光90度ハイブリッド302から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Y’偏波I’軸電気信号をアナログデジタル変換器401-Cに出力する。バランス型光電気変換器303-Dは、光90度ハイブリッド302から入力される干渉後の光信号の和成分と差成分を光電気変換し、Y’偏波Q’軸電気信号をアナログデジタル変換器401-Dに出力する。バランス型光電気変換器303-A、303-B、303-C、303-Dは、例えば、光検出器PhotodetectorとトランスインピーダンスアンプTransimpedanceAmplifierとの組み合わせにより実現することができる。これらのバランス型光電気変換器は本発明における光電気変換部の一例に相当する。アナログデジタル変換器401-Aは、バランス型光電気変換器303-Aから入力されるX’偏波I’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部402に出力する。アナログデジタル変換器401-Bは、バランス型光電気変換器303-Bから入力されるX’偏波Q’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部402に出力する。アナログデジタル変換器401-Cは、バランス型光電気変換器303-Cから入力されるY’偏波I’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部402に出力する。アナログデジタル変換器401-Dは、バランス型光電気変換器303-Dから入力されるY’偏波Q’軸電気信号をデジタル信号に変換し、デジタル信号処理部402に出力する。アナログデジタル変換においては、連続時間信号の離散時間化と、振幅レベルの量子化との双方が行われる。離散時間化によるサンプリング速度のシンボルレートに対する比は、1Sample/symbol以上に設定され、一般には2Sample/symbolに設定されることが多い。アナログデジタル変換器401-A、401-B、401-C、401-Dは、本発明におけるアナログデジタル変換部の一例に相当する。デジタル信号処理部402は、アナログデジタル変換器401-A、401-B、401-C、402-Dから入力される各デジタル信号に基づき、受信電気信号処理を行う。図11は、本発明の実施の形態にかかるデジタル信号処理部の構成例を示す図である。図示するように、デジタル信号処理部402は、固定スキュー調整部701と、波長分散補償部702-A、702-Bと、偏波復元部703と、搬送波周波数オフセット補償部704-A、704-Bと、搬送波位相オフセット補償部705-A、705-Bと、識別部706-A、706-Bとを備えている。デジタル信号処理部402は、例えば、デジタル信号プロセッサDigitalSignalProcessor、FPGAFieldProgrammableGateArray、ASICApplicationSpecificIntegratedCircuitなどのデジタル信号処理装置により実現することができる。次に、図11におけるデジタル信号処理部402の動作を説明する。固定スキュー調整部701は、外部から入力されるX’偏波I’軸デジタル信号と、X’偏波Q’軸デジタル信号と、Y’偏波I’軸デジタル信号と、Y’偏波Q’軸デジタル信号とに対し、光伝送システム内の光電気回路に内在する固定遅延差調整を行い、遅延の揃ったデジタルデータを生成する。固定スキュー調整部701は遅延調整されたX’偏波成分を波長分散補償部702-Aに出力し、遅延調整されたY’偏波成分を波長分散補償部702-Bに出力する。波長分散補償部702-Aは、固定スキュー調整部701から入力されるX’偏波I’軸およびX’偏波Q’軸デジタルデータについて、伝送過程で生じた波長分散を補償し、波長分散補償されたX’偏波I’軸およびX’偏波Q’軸デジタルデータを偏波復元部703に出力する。波長分散補償部702-Bは、固定スキュー調整部701から入力されるY’偏波I’軸およびY’偏波Q’軸デジタルデータについて、伝送過程で生じた波長分散を補償し、波長分散補償されたY’偏波I’軸およびY’偏波Q’軸デジタルデータを偏波復元部703に出力する。波長分散補償部702-A、702-Bは、例えば、周波数領域等化や、有限長インパルス応答FiniteImpulseResponse:FIRフィルタによる時間領域等化を行う。変動周期の長い波形歪みであれば、波長分散以外の波形歪みも等化可能である。偏波復元部703は、波長分散補償部702-Aから入力されるX’偏波I’軸およびX’偏波Q’軸デジタルデータと、波長分散補償部702-Bから入力されるY’偏波I’軸およびY’偏波Q’軸デジタルデータとに基づき、元のX偏波信号およびY偏波信号を復元し、光送信部100でインタリーブされた偏波成分をデインタリーブする。また、偏波復元部703は、波長分散補償部702-A,702-Bで補償されず残留した波長分散、伝送過程で生じたPMD、各デバイスにおける帯域不足等に起因する劣化などを少なくとも部分的に等化する。処理後のX偏波成分は搬送波周波数オフセット補償部704-Aに出力され、処理後のY偏波成分は搬送波周波数オフセット補償部704-Bに出力される。例えば、偏波復元部703の処理は、非特許文献1に記載のバタフライ型FIRフィルタにより一括して実現されるものであってもよい。前記バタフライ型FIRフィルタのタップ長nを数シンボル以上に設定することで、Ts/2=50ps以上のPMDを補償することが可能になる。偏波インタリーブは概略Ts/2=50psの固定のDGDDifferentialGroupDelayを発生させていることに等しいため、Ts/2=50ps以上のPMDを補償が可能であれば、問題なく復調することが可能である。偏波復元部703は、処理対象となるデジタルデータには予めTs/2となるPMDが含まれていることを認識し、各偏波信号成分間のTs/2の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行う。図12は、本実施の形態にかかる偏波復元部の構成例を示した図である。図示するように、偏波復元部703の例としてバタフライ型FIRフィルタを用いた例を説明する。バタフライ型FIRフィルタは、複素信号生成部901-A、901-Bと、複素加算部902-1、902-2、902-3、、902-n-1、903-1、903-2、903-3、、903-n-1、904-1、904-2、904-3、、904-n-1、905-1、905-2、905-3、、905-n-1、906-A、906-Bと、遅延部907-1、907-2、907-3、、907-n-1、908-1、908-2、908-3、、908-n-1、909-1、909-2、909-3、、909-n-1、910-1、910-2、910-3、、910-n-1と、複素乗算部911-1、911-2、911-3、、911-n-1、912-1、912-2、912-3、、912-n-1、913-1、913-2、913-3、、913-n-1、914-1、914-2、914-3、、914-n-1と、タップ係数保持部915-A、915-B、915-C、915-Dと、タップ係数生成部916と、出力データ選択部917-A、917-Bと、を備えている。上記においてnは自然数である。以下同じとする。複素信号生成部901-Aは、外部から入力されるX’偏波I’軸デジタルデータを実部、外部から入力されるX’偏波Q’軸デジタルデータを虚部とする複素数を生成し、複素乗算部911-1および913-1と遅延部907-1および909-1とにそれぞれ出力する。複素信号生成部901-Bは、外部から入力されるY’偏波I’軸デジタルデータを実部、外部から入力されるY’偏波Q’軸デジタルデータを虚部とする複素数を生成し、複素乗算部912-1および914-1と遅延部908-1および910-1とにそれぞれ出力する。遅延部907-1では複素信号生成部901-Aから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部911-2と遅延部907-2とにデジタルデータを出力する。遅延部908-1では複素信号生成部901-Bから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部912-2と遅延部908-2とにデジタルデータを出力する。遅延部909-1では複素信号生成部901-Aから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部913-2と遅延部909-2とにデジタルデータを出力する。遅延部910-1では複素信号生成部901-Bから入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部914-2と遅延部910-2とにデジタルデータを出力する。遅延部907-kk=2,3,,n-2では、遅延部907-k-1から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部911-k1と遅延部907-k1とにデジタルデータを出力する。遅延部908-kk=2,3,,n-2では、遅延部908-k-1から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部912-k1と遅延部908-k1とにデジタルデータを出力する。遅延部909-kk=2,3,,n-2では、遅延部909-k-1から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部913-k1と遅延部909-k1とにデジタルデータを出力する。遅延部910-kk=2,3,,n-2では、遅延部910-k-1から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部914-k1と遅延部910-k1とにデジタルデータを出力する。遅延部907-n-1では、遅延部907-n-2から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部911-nにデジタルデータを出力する。遅延部908-n-1では、遅延部908-n-2から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部912-nにデジタルデータを出力する。遅延部909-n-1では、遅延部909-n-2から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部913-nにデジタルデータを出力する。遅延部910-n-1では、遅延部910-n-2から入力されるデジタルデータを所定の時間τ保持し、時間τ経過後に複素乗算部914-nにデジタルデータを出力する。複素乗算部911-1では、複素信号生成部901-Aから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Aから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部902-1に出力する。複素乗算部912-1では、複素信号生成部901-Bから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Bから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部903-1に出力する。複素乗算部913-1では、複素信号生成部901-Aから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Cから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部904-1に出力する。複素乗算部914-1では、複素信号生成部901-Bから入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Dから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部905-1に出力する。複素乗算部911-kk=2,3,,nでは、遅延部907-k-1から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Aから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部902-k-1に出力する。複素乗算部912-kk=2,3,,nでは、遅延部908-k-1から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Bから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部903-k-1に出力する。複素乗算部913-kk=2,3,,nでは、遅延部909-k-1から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Cから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部904-k-1に出力する。複素乗算部914-kk=2,3,,nでは、遅延部910-k-1から入力されるデジタルデータと、タップ係数保持部915-Dから入力されるタップ係数とを複素乗算し、演算結果を複素加算部905-k-1に出力する。複素加算部902-1では、複素乗算部911-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部911-2から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部902-2に出力する。複素加算部903-1では、複素乗算部912-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部912-2から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部903-2に出力する。複素加算部904-1では、複素乗算部913-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部913-2から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部904-2に出力する。複素加算部905-1では、複素乗算部914-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部914-2から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部905-2に出力する。複素加算部902-kk=2,3,,n-2では、複素加算部902-k-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部911-k1から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部902-k1に出力する。複素加算部903-kk=2,3,,n-2では、複素加算部903-k-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部912-k1から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部903-k1に出力する。複素加算部904-kk=2,3,,n-2では、複素加算部904-k-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部913-k1から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部904-k1に出力する。複素加算部905-kk=2,3,,n-2では、複素加算部905-k-1から入力されるデジタルデータと、複素乗算部914-k1から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果を複素加算部905-k1に出力する。複素加算部902-n-1では、複素加算部902-n-2から入力されるデジタルデータと、複素乗算部911-nから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部906-Aに出力する。複素加算部903-n-1では、複素加算部903-n-2から入力されるデジタルデータと、複素乗算部912-nから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部906-Aに出力する。複素加算部904-n-1では、複素加算部904-n-2から入力されるデジタルデータと、複素乗算部913-nから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部906-Bに出力する。複素加算部905-n-1では、複素加算部905-n-2から入力されるデジタルデータと、複素乗算部914-nから入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、複素加算部906-Bに出力する。複素加算部906-Aでは、複素加算部902-n-1から入力されるデジタルデータと、複素加算部903-n-1から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果をタップ係数生成部916と出力データ選択部917-Aとに出力する。複素加算部906-Bでは、複素加算部904-n-1から入力されるデジタルデータと、複素加算部905-n-1から入力されるデジタルデータとの複素加算を行い、演算結果をタップ係数生成部916と出力データ選択部917-Bとに出力する。タップ係数生成部916では、複素加算部906-Aから入力されるデジタルデータと、複素加算部906-Bから入力されるデジタルデータとに対して、例えば、包絡線一定化規範アルゴリズムConstantModulusAlgorithm:CMAや、判定指向型LMSLeastMeanSquareアルゴリズムを適用し、タップ係数を逐次更新し、更新したタップ係数をタップ係数保持部915-A、915-B、915-C、915-Dにそれぞれ出力する。ここで、CMAのミスキャプチャにより、複素加算部906-A、906-B出力信号が、それぞれ同一偏波成分に収束してしまう可能性があるため、複素加算部906-A、906-Bからの入力信号の相関値をモニタし、各信号が独立になるよう、タップ係数を設定する。タップ係数は一般に複素数である。X’偏波成分のうち、X偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部915-Aに出力し、X’偏波成分のうち、Y偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部915-Cに出力し、Y’偏波成分のうち、X偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部915-Bに出力し、Y’偏波成分のうち、Y偏波成分に相当する成分をタップ係数保持部915-Dに出力する。タップ係数保持部915-Aでは、タップ係数生成部916から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部911-1、911-2、911-3、、911-nに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部915-Bでは、タップ係数生成部916から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部912-1、912-2、912-3、、912-nに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部915-Cでは、タップ係数生成部916から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部913-1、913-2、913-3、、913-nに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。タップ係数保持部915-Dでは、タップ係数生成部916から入力されるタップ係数を保持し、複素乗算部914-1、914-2、914-3、、914-nに出力する。各複素乗算部に出力されるタップ係数は一般に異なる値をとる。出力データ選択部917-Aでは、複素加算部906-Aから入力されるデータを選択し、選択されたデータ信号をX偏波信号として外部に出力する。出力データ選択部917-Bでは、複素加算部906-Bから入力されるデータを選択し、選択されたデータ信号をY偏波信号として図示しない外部に出力する。以下、外部に対しては1Sample/symbolのサンプリング速度比のデジタルデータを出力するものと仮定する。ただし、本発明はこのサンプリング速度比に制限を加えるものではない。遅延部907-k、908-k、909-k、910-kk=1,2,,n-1の遅延量τがシンボル繰り返し周期Tsを用いてτ=Ts/pで表されるとする。p=1の場合、出力データ選択部917-Aおよび917-Bは、入力データすべてを選択して出力する。p>1の場合には、サンプリング速度を1/pにした後に、すなわち、サンプリング速度比を1Sample/symbolにレート変換した後に出力する。出力データ選択部917-Aおよび917-Bで、1/pにレート変換する際に、同じ時点のデータを出力する場合と、違う時点のデータを出力する場合とが考えられる。例えば、p=2とし、出力データ選択部917-Aへの入力データ列e’xin、出力データ選択部917-Bへの入力データ列e’yinがそれぞれe’xin=e’x00,e’x01,e’x10,e’x11,,e’xk0,e’xk1,4e’yin=e’y00,e’y01,e’y10,e’y11,,e’yk0,e’yk1,5と表されるとすると、出力データ選択部917-Aからの出力データ列e’xout、出力データ選択部917-Bからの出力データ列e’youtは、e’xout=e’x00,e’x10,,e’xk0,6e’yout=e’y00,e’y10,,e’yk0,7のように、同じ時点のデータを出力する場合と、e’xout=e’x00,e’x10,,e’xk0,8e’yout=e’y01,e’y11,,e’yk1,9のように、違う時点のデータを出力する場合とが想定される。ここで、本実施の形態のように、光送信部でX偏波とY偏波との間にTs/2の遅延差を与えている場合には、式8よりも、むしろ式9に類する形で処理されることが望ましい。タップ係数生成部916において、X偏波とY偏波との間にTs/2のDGDが残留するようにタップ係数を生成し、残るTs/2のDGDを出力データ選択部917-A、917-Bで補償すれば、既知のDGD補償のためにバタフライ型FIRの等化能力を割く必要がなくなるためである。p=2の場合に、Ts/2のDGDが残留するようにタップ係数の生成更新を行う方法を以下に説明する。通常、CMAを用いて偏波復元を行うときには、包絡線の目標値をa>0とし、X偏波の出力信号の包絡線値とY偏波の出力信号の包絡線値が常にaに近づくようタップ係数を更新する。X偏波の包絡線目標値=a10Y偏波の包絡線目標値=a11ここで、パルス化された信号に対して偏波復元を行う場合には、例えば、包絡線目標値を下式のように設定してもよい一般にa≠b、a>0、b>0。m=2nにおけるX偏波の包絡線目標値=a12m=2n1におけるX偏波の包絡線目標値=b13m=2nにおけるY偏波の包絡線目標値=at=2tk14m=2n1におけるY偏波の包絡線目標値=bt=2tk115ただし、m、nは整数であり、mは離散時間番号を示す。m=2nがパルス中心のタイミングであり、m=2n1がパルスとパルスの中間のタイミングであるとき、包絡線目標値をa=1かつb=0となるように設定する、あるいは、a=1かつb=1/2となるように設定するなどの方法が考えられる。式10~15に記載の包絡線目標値設定方法は、Ts/2のDGDまで含めてバタフライ型FIRで等化する場合のタップ係数生成更新方法である。Ts/2のDGDを意図的に残すためには、式12~15を、式16~19のように修正すればよい。m=2nにおけるX偏波の包絡線目標値=at=2tk16m=2n1におけるX偏波の包絡線目標値=bt=2tk117m=2nにおけるY偏波の包絡線目標値=bt=2tk18m=2n1におけるY偏波の包絡線目標値=at=2tk119Ts/2のDGDを残すとき、X偏波のパルス中心点m=2nは、Y偏波のパルスとパルスの中間点に相当し、Y偏波のパルス中心点m=2n1は、X偏波のパルスとパルスの中間点に相当するためである。搬送波周波数オフセット補償部704-Aは、偏波復元部703から入力されるX偏波I’軸およびX偏波Q’軸のデジタルデータに基づき、局部発振光と受信信号光との中心周波数オフセット補償を行い、補償後のX偏波I’軸およびX偏波Q’軸デジタルデータを搬送波位相オフセット補償部705-Aに出力する。搬送波周波数オフセット補償部704-Bは、偏波復元部703から入力されるY偏波I’軸およびY偏波Q’軸のデジタルデータに基づき、局部発振光と受信信号光との中心周波数オフセット補償を行い、補償後のY偏波I’軸およびY偏波Q’軸デジタルデータを搬送波位相オフセット補償部705-Bに出力する。搬送波位相オフセット補償部705-Aは、搬送波周波数オフセット補償部704-Aから入力されるX偏波I’軸およびX偏波Q’軸のデジタルデータに基づき、信号光の位相オフセット補償を行うことでI軸Q軸を復元し、補償後のX偏波I軸およびX偏波Q軸デジタルデータを識別部706-Aに出力する。搬送波位相オフセット補償部705-Bは、搬送波周波数オフセット補償部704-Bから入力されるY偏波I’軸およびY偏波Q’軸のデジタルデータに基づき、信号光の位相オフセット補償を行うことでI軸Q軸を復元し、補償後のY偏波I軸およびY偏波Q軸デジタルデータを識別部706-Bに出力する。識別部706-Aは、搬送波位相オフセット補償部705-Aから入力されるX偏波I軸およびX偏波Q軸デジタルデータに基づき、X偏波のI軸信号、Q軸信号を識別し、識別後のデータを外部に出力する。識別部706-Bでは、搬送波位相オフセット補償部705-Aから入力されるY偏波I軸およびY偏波Q軸のデジタルデータに基づき、Y偏波のI軸信号、Q軸信号を識別し、識別後のデータを外部に出力する。上記では、局部発振光源301からCW光を出力し、CW光と伝送後の信号光との干渉をとる例を示したが、CW光ではなく、パルス化された光と伝送後の信号光との干渉をとってもよい。上記では、データ変調方式としてQPSKの場合を示したが、BPSK、16QAMのような他の変調方式、予等化や差動符号化を行う場合にも適用可能であることは言うまでもない。また、伝送性能最適化のため、光送信部100、光伝送部200、光受信部300、受信電気信号処理部400の各部分において、帯域制限の最適化を行うことが重要である。図10と図17を比較してわかるように、偏波インタリーバ107から出力される光信号は、従来の1/2倍のパルス幅を有し、2倍の周波数スペクトル幅を有する。例えば、通常、バランス型光電気変換器303-A、303-B、303-C、303-Dに内蔵される電気回路の帯域を、データ信号のシンボル繰り返し周波数fsに対して、3dB帯域幅を0.5fs~1.0fsに設定する。本実施の形態において、仮にバランス型光電気変換器303-A、303-B、303-C、303-Dの上流で、信号の周波数スペクトルを変化させるほどには帯域制限が行われなかった場合、バランス型光電器変換器303-A、303-B、303-C、303-Dでは、通常の2倍のスペクトル幅を有する信号を受信することになる。このとき、バランス型光電気変換器303-A、303-B、303-C、303-Dに内蔵される電気回路の3dB帯域幅が0.5fsではやや過小となることが推測され、場合によってはfsを超える条件が最適になる可能性があるため、特に受信回路の帯域最適化が重要である。例えば、光伝送システム起動時に、受信電気信号処理後の符号誤り率が最小となるよう、バランス型光電気変換器の帯域を最適化し、運用時には伝送品質を周期監視し、帯域最適性をモニタし、常に最適となるよう設定を更新することで実現される。単側波帯SingleSideband:SSB変調や、残留側波帯VestigialSideband:VSB変調を併用することで帯域狭窄を図ることも可能である。また、例えば、光伝送部200に含まれる光合分波装置により帯域狭窄化を行う際に、20Gbit/s、すなわち、一般的な両側波帯DoubleSideband:DSB変調では40GHz相当の帯域幅に対して、50GHz以下シンボルレートの2.5倍以下の通過帯域幅のような厳しい帯域狭窄化を行うことや、帯域狭窄化の中心周波数を信号光の中心周波数とずらすことで、疑似的にVSB化した後に受信することも可能である。ただし、受信器におけるデジタル信号処理を複雑とせずに性能を保つためには、最低限10GHzシンボルレートの0.5倍相当の通過帯域が必要である。これら帯域狭窄を行うことで高密度に波長多重を行い、高い周波数利用効率を実現することが可能になる。以上のように、本実施の形態では、光送信部100では時間軸上において各偏波成分が交互に存在し、同時に存在する時間が概略ゼロであり、各偏波成分の光信号のシンボル繰り返し周期はTsとなる光信号を生成し、光受信部300では、局部発振光と受信光信号とを干渉させてから、干渉後の光信号を電気信号に変換し、受信電気信号処理部400では、電気信号のアナログデジタル変換と、各偏波信号成分間のTs/2の遅延差の除去と、該遅延差以外の歪の適応等化とを行うようにした。これにより、直交偏波多重信号間で生じる非線形干渉に起因する伝送品質劣化を低減し、伝送品質を向上させることができる。実施の形態2.本実施の形態では、上記実施の形態1におけるパルス変調にCSRZCarrierSuppressedReturntoZero変調を用いる構成としている。図13は、本実施の形態にかかる光伝送システムの構成例を示す図である。実施の形態1の図1と同一の機能を有する構成は同一の符号を付して、重複する説明を省略する。本実施の形態の光伝送システムは、光送信部光送信装置800と、光伝送部200と、光受信装置1000と、を備える。図示するように、光送信部800は、第1の電気信号源801と、第2の電気信号源802と、電気増幅器803-A、803-B、803-C、803-Dと、光源804と、マッハツェンダ変調器805と、を備えている。光伝送部200、光受信部300、受信電気信号処理部400の機能は実施の形態1と同様であるので、説明を省略する。以下、本実施の形態にかかる光伝送システムの動作を説明する。以下、40Gbit/s偏波多重インタリーブQPSK光信号を生成する例について説明する。なお、本実施の形態は他の伝送レート、各種の変調方式に適用可能であり、この例に限定されるものではない。第1の電気信号源801では、外部から入力される信号に基づき、X偏波光信号Exを生成するための電気信号exと、Y偏波光信号Eyを生成するための電気信号eyと、クロック信号とを生成し、クロック信号と、並列展開された電気信号exと電気信号eyを第2の電気信号源802に出力する。exはI軸信号exIとQ軸信号exQからなり、eyはI軸信号eyIとQ軸信号eyQからなり、exI=xI1,xI2,20exQ=xQ1,xQ2,21eyI=yI1,yI2,22eyQ=yQ1,yQ2,23であると仮定する。ただし、本発明はこれらの仮定に制限を受けるものではない。なお、電気信号exと電気信号eyは本発明における第1の電気信号の一例、クロック信号は本発明における第2の電気信号の一例にそれぞれ相当する。第2の電気信号源802は、第1の電気信号源801から入力される、並列展開された電気信号exと、電気信号eyとから、2fs=20Gsymbol/sのデータ信号2系統I軸信号およびQ軸信号を生成して、I軸信号を電気増幅器803-Bに出力し、Q軸信号を電気増幅器803-Cに出力する。また、第2の電気信号源802は、第1の電気信号源801から入力されるクロック信号からfs=10GHzのクロック信号2系統を生成して、うち1系統を電気増幅器803-Aに出力し、うち1系統を電気増幅器803-Dに出力する。ここで、I軸信号eI、Q軸信号eQは、ともにexとeyとが交互に時間分割多重された信号exyを有するものとする。例えば、I軸信号eI、Q軸信号eQは、例えば、以下のようにして得られるものと仮定できる。すなわち、eI=xI1,yI1,xI2,yI2,24eQ=xQ1,yQ1,xQ2,yQ2,25となるようビットオーダリングを設定する。ただし、本発明はこれらの仮定に制限を受けるものではない。なお、2系統のデータ信号は本発明における第3の電気信号の一例、2系統のクロック信号は本発明における第4の電気信号の一例にそれぞれ相当する。電気増幅器803-Aは、第2の電気信号源802から入力されるfs=10GHzのクロック信号をマッハツェンダ変調器805の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、マッハツェンダ変調器805に出力する。電気増幅器803-Bは、第2の電気信号源802から入力される2fs=20Gsymbol/sのI軸信号を2並列マッハツェンダ変調器806の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、2並列マッハツェンダ変調器806に出力する。電気増幅器803-Cは、第2の電気信号源802から入力される2fs=20Gsymbol/sのQ軸信号を2並列マッハツェンダ変調器806の半波長電圧の概略2倍まで増幅し、2並列マッハツェンダ変調器806に出力する。電気増幅器803-Dは、第2の電気信号源802から入力されるfs=10GHzのクロック信号を偏波変調器807の半波長電圧に概略同等となるまで増幅し、偏波変調器807に出力する。光源804では、CW光を生成し、マッハツェンダ変調器805に出力する。マッハツェンダ変調器805では、光源804から入力されるCW光を、電気増幅器803-Aから入力される、増幅されたfs=10GHzクロック信号でCSRZ変調してCSRZ光信号を生成し、CSRZ光信号を2並列マッハツェンダ変調器806に出力する。マッハツェンダ変調器805は、本発明におけるパルス信号生成部の一例に相当する。2並列マッハツェンダ変調器806は、マッハツェンダ変調器805から入力されるCSRZ光信号を、電気増幅器803-Bから入力される、増幅された2fs=20Gsymbol/sのI軸信号と、電気増幅器803-Cから入力される、増幅された2fs=20Gsymbol/sのQ軸信号とでQPSK変調してCSRZ-QPSK光信号を生成し、CSRZ-QPSK信号を偏波変調器807に出力する。2並列マッハツェンダ変調器806は、本発明におけるデータ変調部の一例に相当する。偏波変調器807は、2並列マッハツェンダ変調器806から入力されるCSRZ-QPSK光信号を、電気増幅器803-Dから入力される、増幅されたfs=10GHzのクロック信号で偏波変調して偏波多重インタリーブQPSK光信号を生成し、偏波多重インタリーブQPSK光信号を光伝送部200へ出力する。したがって、2並列マッハツェンダ変調器806と、偏波変調器807により、X偏波光信号とY偏波光信号との間にTs/250psの遅延差を有する偏波多重インタリーブQPSK光信号が生成される。偏波変調器807は、本発明における偏波インタリーブ部の一例に相当する。ここで、偏波変調器807を駆動する電気信号波形は、ピーク振幅が偏波変調器の半波長電圧に等しい正弦波であるが、これを同じ振幅の矩形波とすることで偏波の切り替え時間を短縮することが可能になり、受信側での偏波分離や伝送時の波形歪み抑圧に寄与する。矩形波とするためには、例えば電気増幅器803-Dとしてリミット型のドライバを用いる、電気増幅器803-Dにおいて電気増幅器を多段構成とする、電気増幅器803-D前段において図示しないフリップフロップにより電気波形を矩形化するなどの方法をとりうる。図14~図17は、本実施の形態にかかる光送信部800により生成される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図14は、光源804から出力されるCW光の時間波形を示したものである。CW光は、マッハツェンダ変調器805によりCSRZ変調されて図15に示すCSRZ光信号に変化する。CSRZ光信号波形の光位相はパルスごとに交互に反転するが、光パワーの観点では、CW光は繰り返し周波数2fs=20GHzでパルス化される。CSRZ光信号は、2並列マッハツェンダ変調器806によりQPSK変調されて、図16に示すCSRZ-QPSK光信号に変化する。CSRZ-QPSK光信号は、偏波変調器807により偏波変調されて、図17に示す偏波多重インタリーブQPSK光信号に変化する。図17に示すように、偏波変調器807は、単一偏波信号成分図16を2つの偏波成分に1シンボル毎に交互に分配することにより、偏波多重インタリーブQPSK光信号を生成する。第2の電気信号源802はCSRZ変調、QPSK変調、偏波変調のタイミングをビット同期させるための同期制御を行う。ビット同期させる方法は、実施の形態1と同様である。また、上記のタイミングはマッハツェンダ変調器805、偏波変調器807に入力されるクロック信号に基づいて決定される。実施の形態1と同様に、タイミングはクロック信号の非遷移領域から決定される。非遷移領域を同期のタイミングとした場合、偏波変調器に入力されるクロック信号の非遷移領域と、2並列マッハツェンダ変調器806から出力されるCSRZ-QPSK光信号の中央部分が略一致する。上記の例では、パルス化変調としてCSRZ変調を用いる例を示したが、50RZ変調や33RZ変調など、その他のRZ化変調を用いても同等の効果を有することは言うまでもない。以上のように、本実施の形態では、マッハツェンダ変調器805でCSRZ変調し、2並列マッハツェンダ変調器806でデータ変調し、偏波変調器807で偏波多重変調をするようにした。これにより、実施の形態1と同様の偏波多重インタリーブQPSK光信号を得ることができる。また、図1と図13の対比から明らかなように、データ変調のために入力される電気信号は4系統から2系統となる。このため、4系統の電気データ信号を生成する場合に比べて、第1の電気信号源と第2の電気信号源の回路の簡素化や低価格化を実現できる。また、単一偏波信号生成と、偏波の交互振り分けを組み合わせることにより、データ変調のために2m系統m≧3の光信号を生成する場合であっても、m系統の第1の電気信号源と第2の電気信号源で対応することができ、将来、系統が増えた場合でも電気信号源の回路の簡素化および低価格化を実現できる。なお、実施の形態1、2において、パルス信号生成部と、データ変調部と、偏波インタリーブ部との位置関係を、パルス信号生成部と、データ変調部と、偏波インタリーブ部の順に配置したが、前記の順番に制限を加えるものではなく、前記の順番以外の配置でも同様の機能が果たされる。図18は実施の形態2の光送信部の配置を変更した光伝送システムを示す構成例である。この例では、データ変調部をパルス信号生成部の前段に配置している。この配置は、DCバイアス制御の感度を向上させ、伝送品質を良好な状態にすることができる。さらに、光部品の制御が容易になり、制御回路を簡素化および低価格化することができる。良好な伝送品質を確保するためには、データ変調用光変調器のDCバイアス制御が必須である。DCバイアス制御の感度は光変調器に入力する平均光パワーに依存する。データ変調のDCバイアス制御はパルス化変調に比べて10倍から100倍高い制御利得を必要とするため、上記の平均光パワーが大きいほど制御感度の点で有利である。パルス化変調の前段でデータ変調を行えば、パルス化変調用光変調器の挿入損失及び変調損失を回避できる。これにより、データ変調用光変調器に入力する平均光パワーを大きくすることができ、データ変調のDCバイアス制御の感度が向上する。その結果、光部品の制御が容易になり、制御回路を簡素化および低価格化することができる。図19~図22は、図18の配置における光送信部から出力される光信号の時間波形の変化の様子を示したものである。図19は、光源804から出力されるCW光の時間波形を示したものである。CW光は、2並列マッハツェンダ変調器806により、QPSK変調され、図20に示すQPSK光信号に変化する。QPSK光信号は、マッハツェンダ変調器805により、CSRZ変調され、図21に示すCSRZ-QPSK光信号に変化する。CSRZ-QPSK信号は、偏波変調器807により偏波変調されて、図22に示す偏波多重インタリーブQPSK光信号に変化する。実施の形態1においても、データ変調部をパルス信号生成部の前段に配置することができる。しかしながら、パルス信号生成部に広く普及しているニオブ酸リチウム変調器を用いた場合、変調器の偏波依存性によって、偏波多重信号の一方の偏波成分のみがパルス化変調されることがある。これを避けるためには、パルス信号生成部に偏波無依存の光変調器を用いればよい。実施の形態2においては、非特許文献1、2に記載の従来技術と比較してシンボルレートが2倍になるため、受信器に求められる電気帯域は略2倍相当になる。デジタルコヒーレント方式では受信電気帯域はシンボルレートの40~70程度,その中でも特に50~60の範囲内が望ましいため、伝送レートが40Gb/sの場合、非特許文献1、2に記載の従来技術では5~6GHz、実施の形態2においては10~12GHz程度の帯域が最適となる。電気帯域が過剰に広い場合、波形歪みはほとんど変わらず混入雑音の増加のみが生じるため、性能が劣化する。電気帯域が過剰に狭い場合、混入する雑音は小さくなるが、波形歪みが非常に大きくなるため、やはり性能が劣化する。誤り訂正符号による冗長ビットを付加した場合、ペイロードの伝送レートが40Gb/sであっても、ラインレートは50Gb/s程度まで上昇する場合がある。この場合には、非特許文献1、2に記載の従来技術では6.25~7.5GHz、実施の形態1においては12.5~15GHz程度の帯域が最適となる。実施の形態2において、特にペイロードの伝送レートが40Gb/s相当である場合、第2の電気信号源802に対する入力信号は一般に16並列化されたSFI-5SerdesFrameInterfaceLevel5信号であり、電気信号源2として16:2多重化器を用いる。40Gb/s級の16:2多重化器は光通信において一般的に入手可能な部品である。"