複数の高周波電源を負荷に接続するためのインピーダンス整合ネットワークであって、前記ネットワークは、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有し、前記負荷は、負荷インピーダンスを有し、源インピーダンスを有する、前記複数の高周波電源と等数の複数の高周波伝送線であって、それぞれ、第1の高周波結合器を介して、前記負荷に接続される前記伝送線によって、前記電源のそれぞれの対応する1つに接続される、伝送線を備え、各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記電源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有し、一方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続は、少なくとも1つの他方の伝送線における前記伝送線区画間の直列接続に接続され、前記接続は、前記ネットワークの入力および出力インピーダンスの1つを前記源インピーダンスおよび前記負荷インピーダンスのそれぞれ1つに整合させるために、第1の所定の範囲内で調節可能なインピーダンスを有するデバイスを含む、ネットワーク。前記源インピーダンスは、固定値を有し、前記負荷インピーダンスは、第2の所定の範囲内のある値を有し、前記調節可能インピーダンスは、前記ネットワークの出力インピーダンスが、前記負荷インピーダンスの値に整合するように調節される、請求項1に記載のインピーダンス整合ネットワーク。その出力間に180度の位相差を伴う、2つの高周波源が存在し、前記調節可能インピーダンスは、調節可能容量である、請求項1に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記第1の高周波結合器は、平衡不平衡変成器である、請求項3に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記負荷インピーダンスは、固定値を有し、前記源インピーダンスは、第2の所定の範囲内の値を有し、前記調節可能インピーダンスは、前記ネットワークの入力インピーダンスが、前記源インピーダンスの値に整合するように調節される、請求項1に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記複数の高周波源の出力間の位相差は、ゼロであって、前記調節可能インピーダンスデバイスは、共通ノードにおいて、それらの複数における1/12波伝送線対間の直列接続をともに接続するように配列される、第2の高周波結合器を含み、前記共通ノードは、調節可能リアクタンスを介して、接地に短絡される、請求項5に記載のインピーダンス整合ネットワーク。略同一出力電力を有する、2つの高周波電源と、2つの伝送線とが存在し、前記第2の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有する、伝送線の第1の単一区画によって形成される、ゼロ度2方向結合器であり、前記可変リアクタンスは、可変容量である、請求項6に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記第1の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有する、伝送線の第2の単一区画によって形成される、ゼロ度2方向結合器である、請求項7に記載のインピーダンス整合回路。前記第1の高周波結合器は、第1および第2の伝送線区画を含み、それぞれ、前記高周波源の動作周波数において、約1/2波長の電気長を有し、第1の半波伝送線区画は、前記伝送線の一方における前記1/12波伝送線区画対と直列に接続され、第2の半波伝送線区画は、前記伝送線の他方における前記1/12波伝送線区画対と直接に接続され、前記第1および第2の半波伝送線区画は、共通ノードにおいて接続され、前記共通ノードは、前記負荷に接続される、請求項7に記載のインピーダンス整合ネットワーク。略同一出力電力を有する、3つの高周波電源と、3つの伝送線とが存在し、前記第2の高周波結合器は、伝送線の第1、第2、および第3の区画によって形成される、ゼロ度3方向結合器であり、それぞれ、前記高周波源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有し、前記可変リアクタンスは、可変容量である、請求項6に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記第1の高周波結合器は、第1、第2、および第3の伝送線区画を含み、それぞれ、前記高周波源の動作周波数において、約1/2波長の電気長を有し、第1の半波伝送線区画は、前記3つの伝送線のうちの第1のものにおける前記1/12波伝送線区画対と直列に接続され、第2の半波伝送線区画は、前記3つの伝送線のうちの第2のものにおける前記1/12波伝送線区画対と直列に接続され、前記第1、第2、および第3の半波伝送線区画は、共通ノードにおいて接続され、前記共通ノードは、前記負荷に接続される、請求項10に記載のインピーダンス整合ネットワーク。異なる出力電力を有する、2つの高周波電源と、2つの伝送線とが存在し、前記2つの伝送線のうちの一方は、前記1/12波伝送線区画対と前記2つの高周波源のうちの第1のものとの間に接続される、前記高周波源の動作周波数において、1/4波長の電気長を有する、第1の伝送線区画を有し、前記2つの伝送線の他方は、前記1/12波伝送線区画対と前記第1の高周波結合器との間に接続される、前記高周波源の動作周波数において、1/4波長の電気長を有する、第2の伝送線区画を有し、前記第2の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有する、伝送線の第1の単一区画によって形成される、ゼロ度2方向結合器であり、前記可変リアクタンスは、可変容量と並列であるインダクタを含む、請求項6に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記第1の高周波結合器は、前記高周波源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有する、伝送線の第2の単一区画によって形成される、ゼロ度2方向結合器である、請求項12に記載のインピーダンス整合ネットワーク。高周波入力信号を第1および第2の高周波増幅器に接続し、前記増幅器の出力電力比を調節するためのインピーダンス整合ネットワークであって、入力高周波信号を第1および第2の信号部分に分割するように配列される、高周波電力スプリッタと、それぞれ前記第1および第2の信号部分をそれぞれ前記第1および第2の高周波増幅器に伝送するように配列される、第1および第2の伝送線とを備え、各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記高周波信号入力の周波数において、波長の約1/12の電気長を有し、その第1および第2の伝送線区画はそれぞれ、前記高周波信号入力の周波数において、約1/4波長の電気長を有し、前記第1の1/4波長伝送線区画は、前記電力スプリッタと前記1/12波伝送線区画対との間の前記第1の伝送線において接続され、前記第2の1/4波長伝送線区画は、前記1/12波伝送線区画対と前記第2の高周波増幅器との間の前記第2の伝送線において接続され、前記第1の伝送線における前記1/12波伝送線区画間の直列接続は、高周波電力結合器によって、前記第2の伝送線における前記1/12波伝送線区画間の直列接続に接続され、前記結合器の出力は、調節可能リアクタンスを有する回路によって、接地に短絡され、前記可変リアクタンスの調節は、前記増幅器間の出力電力比を調節する、ネットワーク。前記高周波電力スプリッタは、前記RF信号入力の周波数において、波長の約1/12の電気長を有する、伝送線の単一区画によって形成される、ゼロ度2方向電力スプリッタである、請求項14に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記高周波電力結合器は、前記RF信号入力の周波数において、波長の約1/12の電気長を有する、伝送線の単一区画によって形成される、ゼロ度2方向電力結合器である、請求項14に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記第1および第2の高周波増幅器は、それぞれ、第1および第2のCO2レーザを駆動する、請求項14に記載のインピーダンス整合ネットワーク。前記第1および第2の高周波増幅器は、それぞれ、CO2レーザ内の第1および第2の対の放電電極を駆動する、請求項14に記載のインピーダンス整合ネットワーク。高周波信号入力からの第1および第2の要素を有する、ダイポールアンテナを駆動するためのインピーダンス整合ネットワークであって、その間に180度位相差を有する、入力高周波信号を第1および第2の信号部分に分割するように配列される、高周波電力スプリッタにおいて、前記高周波信号を分割するように配列される、不平衡平衡変成器と、それぞれ前記第1および第2の信号部分をそれぞれ第1および第2のダイポール要素に伝送するように配列される、第1および第2の伝送線とを備え、各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、前記対内の各区画は、前記高周波信号入力の周波数において、波長の約1/12の電気長を有し、前記1/12波対間の直列接続は、調節可能インピーダンスを有する、デバイスによって接続され、可変インピーダンスデバイスのインピーダンスの調節は、前記ダイポールアンテナに連結される電力を最適化するために、前記ダイポール要素において、前記ネットワークの出力インピーダンスを調節する、ネットワーク。前記調節可能インピーダンスデバイスは、調節可能キャパシタである、請求項19に記載のインピーダンス整合ネットワーク。本発明は、複数の高周波電源を負荷に接続するためのインピーダンス整合ネットワークを対象とする。ネットワークは、入力インピーダンスおよび出力インピーダンスを有し、負荷は、負荷インピーダンスを有する。本発明のネットワークの一側面は、源インピーダンスを有する、複数の高周波電源と等数の複数の高周波伝送線を備える。各伝送線は、電源のそれぞれの対応する1つに接続され、伝送線は、第1の高周波結合器を介して、負荷に接続される。各伝送線は、一対の直列に接続された伝送線区画を含み、対内の各区画は、電源の動作周波数において、波長の約1/12の電気長を有する。その一方の対内の伝送線区画間の直列接続は、ネットワークの入力および出力インピーダンスの一方をそれぞれ源インピーダンスおよび負荷インピーダンスの一方に整合するために、第1の所定の範囲内で調節可能なインピーダンスを有するデバイスによって、少なくとも1つの他方の伝送線におけるその対内の第1および第2の伝送線区画間の直列接続に接続される。次に、同一特徴が、同一参照番号によって指定される、図面を参照すると、図1は、ノード22Aおよび22Bにわたって、固定出力インピーダンスを有するが、その間に180度位相差を伴う、2つのRF源源-Aおよび源-Bの出力を、タイプに従って、予想範囲内で変動し得る、負荷インピーダンスZLを有する、単一負荷34に整合するように配列される、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路の一好ましい実施形態を図式的に例証する。ここでは、ノード22Aおよび22Bにわたる固定インピーダンスは、50オームΩであって、予想負荷インピーダンス範囲ZLの範囲は、50Ωから16Ωである。源-Aからのノード22Aは、25Ωの特性インピーダンスZ0と、ここでは、100MHzと想定される、設計RF周波数において、若干1/12波に満たない電気長と、を有する、ある長さの伝送線区画24Aに接続される。図1の図面および本発明の他の実施形態を説明する他の図面では、伝送線の電気長は、いずれかより便宜的であるとみなされる、度360oは、1波長に等しいまたは波長率λは、1波長に等しいで指定される。本実施例では、伝送線区画24Aは、長さ29oλ/12=30oを有する。伝送線区画24Aは、その間にノード26Aを介して、同一特性インピーダンスおよび電気長の別の伝送線区画28Aに接続される。源-Bからのノード22Bは、その間のノード26Bを介して、伝送線区画24Bおよび28Bに直列に接続される。伝送線区画24Bおよび28Bは、区画24Aおよび28Aと同一特性を有する。本配列は、180度対称ネットワークとして、当業者に公知である。それぞれ、伝送線区画28Aおよび28Bの出力における、ノード30Aおよび30Bは、平衡不平衡BalUn変成器32を介して、負荷34に接続される。対応する源から変成器または同等結合器への各接続線は、負荷線、すなわち、負荷伝送線と定義することができる。任意のそのような負荷線には、少なくとも、概して、本明細書では、源および対応する負荷線の数に応じて、適切な添字A、B、またはCを伴って、参照番号24および28によって指定される、第1および第2の1/12波伝送線区画が存在するであろう。負荷34の可変負荷インピーダンスへの整合は、ノード26Aと26Bとの間に、選択的に可変、すなわち、調節可能インピーダンスを接続することによって、回路20内で達成される。本実施例では、調節可能インピーダンスは、それぞれ、負荷34の50Ωと16Ωとの間のインピーダンス整合のために、0.5ピコファラッドpFから38.0pFに変動し得る、容量Cを有する、選択的可変容量38である。キャパシタ34および以下に描写される本発明の回路の他の実施形態における他の回路構成要素に対する値は、CadenceDesignSystemsInc.SanJose、Californiaから市販の回路シミュレーションソフトウェアPSpiceTMを使用して計算された。図1の回路を使用して、タイプに従って変動する、出力インピーダンスを有する、源を、固定インピーダンスを有する、特定の負荷に整合させることができる。これは、本発明の別の好ましい実施形態20Aとして、図2に例証されており、配列20の可変容量短絡伝送対称ネットワークを使用して、50Ωの負荷インピーダンスを有する、負荷34Aを、ノード22Aおよび22Bにわたって、50Ωと16Ωとの間のインピーダンスを提供し得る、一対の源に整合させる。本変形例は、前述のように、0.5pFから38.0pFの可変容量38の容量を調節することによって、対応される。図3は、本発明による、インピーダンス整合ネットワーク回路のさらに別の好ましい実施形態を図式的に例証しており、図2の実施形態に類似するが、2つの別個のRF源は、プッシュプル配列において、2つの電界効果トランジスタFET40Aおよび40Bを備える、最終増幅器段によって置換される。ここでは、FET40AのドレインDは、ノード22Aに接続され、FET40Bのドレインは、ノード22Bに接続される。増幅器段に給電するためのDC電力は、RFチョークL1およびL2を介して、源Pから、2つのFETに連結される。増幅される信号は、FETのゲートGに印加され、FETの源は、一般に、接地される。インピーダンス整合は、最終増幅器段の出力電力および効率を調節するために、選択的可変容量38を介して、前述のように達成される。図4および図4Aは、本発明のなおも別の実施形態20Cを図式的に例証しており、図3の実施形態に類似するが、インピーダンス整合および対応する効率最適化は、自動化される。本自動化を促進するために、可変容量38は、単独または種々の並列組み合わせにおいて、ノード26Aと26Bとの間に接続され得る、複数の個々の容量C1、C2、C3、C4、C5、およびC6として、実施形態20Cに実装される。接続は、例証されるように、RF継電器44集合的に、描写されるに動作対応するスイッチによってもたらされる詳細は、図4A参照。そのような継電器は、TeledyneRelaysInc.Hawthorne、California製多極継電器モデルS172に組み込まれて市販されている。回路20Cでは、キャパシタC1-C6は、それぞれ、値2pF、4pF、8pF、16pF、32pF、および64pFを有する。これは、それぞれ、45Ωから12Ωに変動する平衡FET負荷を整合するために、2pFずつ、2pFから126pFに総容量を変動させることを可能にする。継電器-コイル接続、DC阻止キャパシタ接続、およびスイッチング配列の他の公知の詳細は、例証の便宜上、図示されない。継電器44は、他のPINダイオードスイッチングデバイス等の好適なスイッチング技術によって置換されてもよい。DC電圧は、図3を参照して前述のように、DC電圧DCV源46から、RFチョークL1およびL2を通して、FETに供給される。電力制御論理モジュール48は、電圧および電流センサ50を介して、DC電圧および電流を監視し、電力モニタ52を介して、ネットワークの出力電力を監視する。ユーザは、図4に例証されるように、制御モジュールに要求される電力および効率値設定を入力する。制御モジュールは、設定値を達成するために、要求される容量を計算し、継電器44に、適宜、キャパシタC1-C6の必要組み合わせを提供するように切り替えるように命令する。ネットワークの電力出力は、50Ωの負荷インピーダンスを有する、CO2レーザ54に送達される。図5は、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのなおもさらなる別の実施形態60を図式的に例証する。ネットワーク60は、可変出力インピーダンスを有する、2つの別個のRF源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するために構成される。本実施形態では、源は、最終FET増幅器段62Aおよび62Bによって表される。ここでは、FETの出力間の位相差は、ゼロであって、それぞれの出力インピーダンスは、25Ωと12Ωとの間で変動し得る。ネットワークは、前述の実施形態におけるように、1/12波伝送線区画対24Aおよび28Aと24Bおよび24Bを含む。図5では、これらおよび他の伝送線区画は、ある長さの25Ω同軸ケーブルとして表される。前述の伝送線区画と機能的に同等であって、同一電気特性を有するため、元の参照番号は、実施形態の比較を支援するために、留保される。伝送線区画への入力間の位相差がゼロであるため、直接、伝送線区画間のノード26Aと26Bとの間に、可変同調容量を接続することは不可能である。本実施形態では、ある長さの伝送線64は、ノード26Aおよび26Bにおいて、同相電流を結合する、ゼロ度2方向結合器として接続される。伝送線64は、25Ωの特性インピーダンスおよび約λ/20、すなわち、18oの電気長を有する。伝送線区画64は、RF信号を選択的可変キャパシタ39の一端に送達し、その他端は、接地に接続される。キャパシタ39の容量は、25Ωと12Ωとの間の範囲内において、FETの個々の出力インピーダンスを調節するように変動することができる。そうすることによって、本発明の可変インピーダンスネットワーク内の飽和ピーク間電圧を調節し、それによって、増幅器段の出力電力および効率を調節する。5pFから約90pFの容量変動は、25Ωから12Ω範囲内において、出力インピーダンスを調節する。伝送線区画64と同一特性を有する、伝送線区画66は、前述の実施形態のBalun変成器と置換される。本伝送線区画はまた、ゼロ度2方向結合器として接続され、ノード30Aおよび30Bからの電流を、12.5Ωのインピーダンスを有する、固定負荷34Bに接続される、ノード31において同相となるように結合する。図6はさらに、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの付加的実施形態60Aを図式的に例証する。実施形態60Aは、前述の実施形態60に類似するが、実施形態60の可変容量39は、実施形態60Aでは、最小長区画67と、ワイヤブリッジ接続図示せずを使用して、複数の漸増区画69図6では、1つのみ指定されるのうちの1つ以上を加減することによって、長さを漸増的に変動することができる、可変区画69と、を含む、伝送線スタブ68によって置換される。接続されるまたは、接続されない区画の数から独立して、ここでは、15Ωである特性インピーダンス、およびここでは、24oである総電気長は、同一のままとなるであろう。しかしながら、容量は、本実施例では、5pFから90pFの漸増値において、接続される漸増区画の量に従って、変動するであろう。図7は、本発明による、インピーダンス整合ネットワークの別の付加的実施形態60Bを図式的に例証する。これは、本質的に、図4を参照して前述されるように、論理コントローラおよびセンサによって制御される、実施形態60である。実施形態60Bでは、可変容量39は、図4および4Aを参照して前述のものに類似する、継電器スイッチドキャパシタバンク38によって置換される。図8は、可変出力インピーダンスおよび出力間にゼロ位相差を有する、2つの別個のRF源を、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのさらに別の付加的実施形態70を図式的に例証する。RF源は、最終増幅器段FET62Aおよび62Bによって表される。本実施形態は、図5の実施形態60に類似するが、実施形態60のゼロ度2方向結合器66は、実施形態70では、並列λ/2伝送線区画72Aおよび72Bによって置換され、その出力は、固定負荷34Bに接続される共通ノード74において、結合される。図9は、ここでは、可変出力インピーダンスおよび出力間にゼロ位相差を有する、3つの別個のRF源、62A、62B、および62Cを、固定入力インピーダンスを有する、単一負荷にインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのなおもさらなる別の付加的実施形態70Aを図式的に例証する。本実施形態は、図8の前述の実施形態70に類似するが、第3の源62Cに対応するために、2つの約1/12波区画24Cおよび24Cを含む、別の負荷線が、対応するノード22C、26C、および30Cとともに追加される。実施形態70では、電流結合器として使用される、単一λ/20長の伝送線64の代わりに、ゼロ度3方向結合器76が、等遅延結合器として接続される、3つの類似長の伝送線64A、64B、および64Cから形成される。ノード26A-Cからの電流は、共通ノード78において、結合器76によって結合され、調節可能インピーダンス整合をもたらすために、前述のように、接地への選択的可変容量39を通して、接地に短絡される。理論上、少なくとも、4つ以上の源が、図9に描写されるように、組み合わせられてもよい。表1は、キャパシタ39の種々の値に対する、図9の回路内の総入力電力および総出力電力の計算値を描写する。入力および出力電力の低下は、回路の入力インピーダンスが、キャパシタ39の値を増加させることによって、低下されるのに伴って、回路損失を増加させるためである。前述の全実施形態では、任意の1つにおける高周波源はすべて、略同一出力電力を有する。図10は、ここでは、同相出力によって、異なる出力電力を有する、2つの電力増幅器82Aおよび82Bをインピーダンス整合するための、本発明による、インピーダンス整合ネットワークのさらなる実施形態80を図式的に例証する。図10の実施例では、出力電力比は、2:1であると想定される。各増幅器は、25Ωの公称出力インピーダンスを有する。実施形態80は、図5の実施形態に類似するが、2つの対の1/12波伝送線区画24Aおよび28Aと24Bおよび28Bのネットワークを含み、そのノード26Aおよび26Bにおける電流は、選択的可変インピーダンスリアクタンス85により、その一端において接地に短絡される、ゼロ度2方向結合器64によって結合される。しかしながら、実施形態80では、λ/490o長の25Ω伝送線84は、増幅器82Aと伝送線区画24Aとの間に挿入され、反対B側と直角位相にある、ネットワークのA側を駆動する。補完長の25Ω伝送線86は、伝送線区画84によって導入される位相シフトをオフセットするために、伝送線区画28Bとゼロ度2方向結合器66との間に挿入される。可変リアクタンス85では、固定インダクタンスL3は、接地への短絡において、可変容量37と並列に接続される。直角位相において動作することによって、同調リアクタンス85は、誘導性から容量性に継続して変化することが可能となる。これは、キャパシタ37の同調をオフセットし、ネットワークのAおよびB側の入力インピーダンスをインピーダンスが等しい中間点を通して同調させる。これは、どの増幅器が、より高い出力電力を有するかは問題ではないことを意味する。5pFから150pFのキャパシタ37の調節範囲に対して、L3のインダクタンス値は、好ましくは、48ナノヘンリーnHである。実施形態80の回路配列は、結合効率の損失を伴うことなく、異なる出力電力の増幅器の出力の結合を可能にする。一例として、1000W出力の増幅器は、600W出力の別の増幅器と同相に組み合わせられ、回路損失を減算し1600Wの総出力を達成し得る。図10に示される値に対して行われた計算は、ある入力が、1000Wであり得、他の入力が、C=17pFである時の390Wから、C=72pFである時の1590Wに変動し得ることを示す。ノード31における総結合電力は、キャパシタ37に示される値の範囲に対して、1315Wから2472Wである。計算は、キャパシタ30の同調のため、ネットワークのAおよびB側の入力インピーダンスの僅かな変化が、公称25Ω設計中心と比較して、電圧定在波比VSWR1.15:1内に残留することを示す。ノード22Aにおける実際の入力電力の僅かな変動は、入力インピーダンスにおけるそのような変化のためである。表2は、キャパシタ37の種々の値に対して、図10のノード81および22Bにおけるインピーダンスの変動の前述の分析の概要を提供する。あらゆる実践的目的に対して、ノード81および22Bにおけるインピーダンスは、略同一である一方、ノード31における総電力は、ノード81および22Bにおける電力の合計に略等しいことが分かる。インピーダンスは、前述のように、設計公称25Ωに近い。前述の本発明の全実施形態では、目的は、2つ以上の源の結合電力出力を使用して、単一レーザを駆動することである。しかしながら、時として、一方が、要求されるレーザ電力を提供するために不十分である時、2つのレーザの出力を結合することが要求される。代替として、カスケード電極セットを有する、単一レーザを駆動するように要求されてもよい。カスケード電極を使用して、例えば、負荷のインピーダンスを増加させ、インピーダンス整合をより容易にしてもよい。これは、RF電力供給源が提供する必要がある、電力の量を低減させ、それによって、インピーダンス整合ネットワーク内の循環電流を減少させる。循環電流の減少は、インピーダンス整合ネットワーク内の構成要素のサイズを縮小させ、放電をより容易に点灯させる。カスケード電極を使用する別の理由は、レーザ電力を増加させるために、電極の長さを増加させ、それによって、ガス放電領域をより長くする必要があるためである。最終的に、電極表面によって提供されるレーザビームの導波路の歪曲を防止するために、電極長は、電極を相互に十分に並列に維持することが非常に困難となるところまで到達する。歪曲は、放電に面する電極表面が、放電に面していない反対表面より高温となるために生じる。これは、電極の厚さにわたって、熱勾配を生じさせ、ひいては、曲げモーメントを生じさせる。そのような曲げは、特に、電極の両端が、固定位置に保持される場合、電極間の間隔を両端より中心において大きくさせる。図11は、本発明による、単一RF入力から、2つの電力増幅器92Aおよび92Bを給電するために構成される、インピーダンス整合ネットワークの一好ましい実施形態90を図式的に例証する。増幅器92Aおよび92Bは、対応するCO2レーザ94Aおよび94Bを駆動する。本実施例では、レーザ94Aは、2.37キロワットkWの電力で駆動され、レーザ94Bは、1.38kWの電力で駆動される。ノード31における入力インピーダンスZINは、12.5Ωである。増幅器92Aおよび92Bはそれぞれ、25Ωに等しいZINを有する。図11のインピーダンス整合ネットワークは、本質的に、逆に使用される図10のネットワークである。故に、実施形態80の構成要素に対する参照番号は、実施形態90の対応する構成要素に対して留保されている。実施形態90では、図10のゼロ度2方向結合器66は、2方向スプリッタとして使用され、ネットワークのAおよびBアームに沿って、RF入力信号を駆動する。ネットワークアームのそれぞれの電力の量は、実施形態80におけるように、LC回路85のキャパシタ37を調節することによって変動される。1/4波伝送線区画86は、ノード22Aの前方に挿入され、そのB側と直角位相において、1/12波区画ネットワークのA側を駆動する。1/4波伝送線区画86は、ノード30Bの後方に挿入され、区画66によって生じる90o位相シフトを補償する。計算は、増幅器における入力インピーダンスが、公称1870Wヌル条件からの対称出力電力変動±500Wに対して、公称25Ω設計中心と比較して、1.25:1VSWR内に残留することを示す。図11Aは、本発明による、1つの入力から2つのRF増幅器を駆動するためのインピーダンス整合ネットワークの別の実施形態90Aを図式的に例証する。実施形態90Aは、図11の実施形態90に類似するが、増幅器92Aおよび92Bは、それぞれ、単一CO2レーザ96の電極対98Aおよび98Bを駆動する。図12は、53.0pFのキャパシタ37の値に対して、RF入力の周波数の関数として、ノード31におけるインピーダンスを図式的に例証する、グラフである。100MHzの設計周波数では、インピーダンスは、公称12.5Ω設計値に近いことが分かる。図13は、53.0pFのキャパシタ37の値に対して、RF入力の周波数の関数として、増幅器92A実線曲線および92B破線曲線の出力を図式的に例証する、グラフである。100MHzの設計周波数では、出力電力は、約1900Wにおいて、略等しく、公称1870W値に近いことが分かる。表3は、キャパシタ37の容量の選択値とともに、増幅器92Aおよび92Bの対応する計算電力出力に対して、図11のノード31における計算インピーダンスの変動を列挙する。これらの計算は、公称設計周波数100MHzで行われた。図14は、ダイポールアンテナを駆動するために配列される、本発明による、調節可能インピーダンス整合ネットワークの好ましい実施形態100を図式的に例証する。原則として、本実施形態は、前述の実施形態90の動作に類似するが、RF信号は、2つの部分に分割され、2つの対の1/12波伝送線区画の基本ネットワークを介して、2つのダイポール要素102Aおよび102Bに送達される。2つの対の伝送線区画は、一方の負荷線ネットワークのA側における区画24Aおよび28Aと、他の負荷線ネットワークのB側における区画24Bおよび28Bと、を備える。区画24Aと24Bとの間のノード26Aは、ノード26Bに接続され、選択的可変容量3は、ここでは、5pFから35pFに同調可能である。入力RF信号は、本実施例では、固定源インピーダンス50Ωを有する、ある長さの伝送線によって形成される、不平衡平衡変成器104によって、2つの部分に分割される。変成器104の出力は、ネットワークのノード30Aおよび30Bを介して、それぞれ、ネットワークのAおよびB側に送達される。ノード30Aおよび30Bにおける信号間には、180o位相差が存在する。ネットワークのA側のノード22Aは、ダイポールアンテナの要素102Aに接続され、ネットワークのノード22Bは、ダイポールアンテナの要素102Bに接続される。5pFと35pFの値間の同調調節キャパシタ35は、ダイポールアンテナに連結される電力を最適化するために、それぞれ、50Ωと35Ωとの間において、ダイポール要素における平衡インピーダンスを調節する。結論として、本発明は、いくつかの好ましい実施形態の観点から前述された。しかしながら、本発明は、本明細書に説明および描写される実施形態に限定されない。むしろ、本発明は、本明細書に添付の請求項によってのみ限定される。