光ディスクにレーザ光を出射するとともに前記光ディスクで反射されたレーザ光を受光する光ピックアップを前記光ディスクの半径方向に移動させるためのステッピングモータの駆動回路であって、前記ステッピングモータの複数相の駆動コイルのそれぞれに、駆動電流を供給しない非通電期間を挟んで、前記駆動電流を供給するための複数の制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記複数の制御信号に応じて、前記複数相の駆動コイルのそれぞれに前記駆動電流を供給する複数の出力回路と、前記非通電期間に、前記複数相の駆動コイルのそれぞれに発生する電圧を閾値電圧と比較して誘起電圧を検知する誘起電圧検知回路と、前記閾値電圧を設定する閾値電圧設定回路と、前記誘起電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記光ピックアップが前記光ディスクの半径方向の可動範囲の端部に到達した衝突状態であるか否かを判定する判定回路と、を有し、前記閾値電圧は、前記衝突状態で前記ステッピングモータの回転子が停止または回転する場合に、前記非通電期間に前記複数相の駆動コイルのそれぞれに発生する電圧と、前記衝突状態でない場合に、前記非通電期間に前記複数相の駆動コイルのそれぞれに発生する電圧と、の間の電圧に設定されることを特徴とするステッピングモータの駆動回路。前記ステッピングモータの駆動回路は、集積回路として構成され、前記閾値電圧設定回路は、外部接続される抵抗を介して所定の電位に接続される端子と、前記端子を介して前記抵抗に所定の電流を供給する電流源と、を含み、前記閾値電圧は、前記抵抗および前記所定の電流に基づいて設定されることを特徴とする請求項1に記載のステッピングモータの駆動回路。前記制御信号生成回路は、パルス幅変調された前記複数の制御信号を生成し、前記複数の出力回路は、前記非通電期間以外の通電期間に前記複数の制御信号のそれぞれが一方のレベルの間、前記複数相の駆動コイルのそれぞれに前記駆動電流を供給し、前記判定回路は、前記複数の出力回路が前記複数相の駆動コイルのいずれにも前記駆動電流を供給していない間の前記誘起電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記衝突状態であるか否かを判定することを特徴とする請求項1または請求項2に記載のステッピングモータの駆動回路。前記判定回路は、前記非通電期間の開始から所定時間経過後の前記誘起電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記衝突状態であるか否かを判定することを特徴とする請求項1ないし請求項3の何れかに記載のステッピングモータの駆動回路。前記判定回路は、起動時からの前記複数相の駆動コイルのそれぞれへの通電回数が所定回数に達した後の前記誘起電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記衝突状態であるか否かを判定することを特徴とする請求項1ないし請求項4の何れかに記載のステッピングモータの駆動回路。同一周期で互いに位相が異なる複数の正弦波信号に基づいて、前記複数相の駆動コイルのそれぞれの前記通電期間および前記非通電期間を制御するタイミング制御回路をさらに有し、前記判定回路は、前記衝突状態であると判定した場合には、前記複数の出力回路から前記複数相の駆動コイルのいずれへの前記駆動電流の供給も停止させ、前記複数の正弦波信号間の位相関係が反転した場合には、前記複数の出力回路から前記複数相の駆動コイルのそれぞれへの前記駆動電流の供給を再開させることを特徴とする請求項1ないし請求項5の何れかに記載のステッピングモータの駆動回路。前記複数の出力回路は、電源電位とグランド電位との間に直列に接続されたハイサイドの第1の出力トランジスタおよびローサイドの第2の出力トランジスタと、前記電源電位と前記グランド電位との間に直列に接続されたハイサイドの第3の出力トランジスタおよびローサイドの第4の出力トランジスタと、をそれぞれ含み、前記複数相の駆動コイルのそれぞれは、前記第1および第2の出力トランジスタの接続点と前記第3および第4の出力トランジスタの接続点との間に接続され、前記非通電期間には、前記第1および第3の出力トランジスタがいずれもオフとなり、前記第2または第4の出力トランジスタの何れか一方がオンとなることを特徴とする請求項1ないし請求項6の何れかに記載のステッピングモータの駆動回路。特許文献1のステッピングモータ駆動装置は、ロータの停止判定結果に基づいて衝突状態を検出している。しかしながら、特許文献2のピックアップ送り装置では、衝突状態でスクリュー軸が空回りしてロータが停止しないため、特許文献1のステッピングモータ駆動装置を適用した場合、衝突状態を検出することができない可能性がある。そのため、衝突状態でロータが停止するか回転するかによって、異なる衝突状態の判定方法を用いる必要がある。前述した課題を解決する主たる本発明は、光ディスクにレーザ光を出射するとともに前記光ディスクで反射されたレーザ光を受光する光ピックアップを前記光ディスクの半径方向に移動させるためのステッピングモータの駆動回路であって、前記ステッピングモータの複数相の駆動コイルのそれぞれに、駆動電流を供給しない非通電期間を挟んで、前記駆動電流を供給するための複数の制御信号を生成する制御信号生成回路と、前記複数の制御信号に応じて、前記複数相の駆動コイルのそれぞれに前記駆動電流を供給する複数の出力回路と、前記非通電期間に、前記複数相の駆動コイルのそれぞれに発生する電圧を閾値電圧と比較して誘起電圧を検知する誘起電圧検知回路と、前記閾値電圧を設定する閾値電圧設定回路と、前記誘起電圧検知回路の検知結果に基づいて、前記光ピックアップが前記光ディスクの半径方向の可動範囲の端部に到達した衝突状態であるか否かを判定する判定回路と、を有し、前記閾値電圧は、前記衝突状態で前記ステッピングモータの回転子が停止または回転する場合に、前記非通電期間に前記複数相の駆動コイルのそれぞれに発生する電圧と、前記衝突状態でない場合に、前記非通電期間に前記複数相の駆動コイルのそれぞれに発生する電圧と、の間の電圧に設定されることを特徴とするステッピングモータの駆動回路である。本発明の他の特徴については、添付図面及び本明細書の記載により明らかとなる。本発明によれば、位置検知手段を用いることなく、衝突状態でロータが停止するか回転するかによらず衝突状態を検出して、光ピックアップの半径位置を確定することができる。本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。===ステッピングモータの駆動回路全体の構成===以下、図1を参照して、本発明の一実施形態におけるステッピングモータの駆動回路全体の構成について説明する。図1に示されているステッピングモータ駆動回路は、光ピックアップを光ディスクの半径方向に移動させるためのステッピングモータ90の駆動回路であり、一例として、A相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bを備えた2相バイポーラ励磁方式のステッピングモータ90を駆動する。また、当該ステッピングモータ駆動回路は、タイミング制御回路10、制御信号生成回路20、A相出力回路30a、B相出力回路30b、A相電流制御回路40a、B相電流制御回路40b、誘起電圧検知回路50、閾値電圧設定回路60、判定回路70、およびクロック発生回路80を含んで構成されている。クロック発生回路80からは、PWMキャリア搬送波信号PCおよびサンプリングクロック信号CKsが出力されている。タイミング制御回路10には、A相入力信号INa、B相入力信号INb、および基準電圧Vrefが入力されている。そして、タイミング制御回路10からは、電流方向信号CDa、CDb、通電タイミング信号DTa、DTb、および選択信号SL1a、SL2a、SL1b、SL2bが出力されている。制御信号生成回路20には、PWMキャリア信号PC、電流方向信号CDa、CDb、および通電タイミング信号DTa、DTbが入力されている。さらに、制御信号生成回路20には、A相電流制御回路40aおよびB相電流制御回路40bからそれぞれ出力される比較結果信号CPaおよび比較結果信号CPbも入力されている。そして、制御信号生成回路20からは、制御信号S1aないしS4a、S1bないしS4b、および出力状態信号P1a、P2a、P1b、P2bが出力されている。A相出力回路30aには、制御信号S1aないしS4aが入力され、さらに、判定回路70から出力される停止信号STPも入力されている。そして、A相出力回路30aの出力ノードは、A相駆動コイル91aに接続されている。また、A相出力回路30aからは、電流検知信号ISaも出力されている。一方、B相出力回路30bには、制御信号S1bないしS4bが入力され、さらに、停止信号STPも入力されている。そして、B相出力回路30bの出力ノードは、B相駆動コイル91bに接続されている。また、B相出力回路30bからは、電流検知信号ISbも出力されている。A相電流制御回路40aは、例えば1つの反転入力と2つの非反転入力とを備えたコンパレータ比較器で構成されている。また、当該コンパレータの反転入力には、電流検知信号ISaが入力され、第1の非反転入力には、A相入力信号INaが入力され、第2の非反転入力には、電流制限信号LIMが入力されている。そして、A相電流制御回路40aからは、比較結果信号CPaが出力されている。一方、B相電流制御回路40bも、例えば1つの反転入力と2つの非反転入力とを備えたコンパレータで構成されている。また、当該コンパレータの反転入力には、電流検知信号ISbが入力され、第1の非反転入力には、B相入力信号INbが入力され、第2の非反転入力には、電流制限信号LIMが入力されている。そして、B相電流制御回路40bからは、比較結果信号CPbが出力されている。閾値電圧設定回路60からは、閾値電圧Vthが出力されている。また、誘起電圧検知回路50には、A相駆動コイル91aの両端の電圧V1a、V2a、B相駆動コイル91bの両端の電圧V1b、V2b、および閾値電圧Vthが入力されている。そして、誘起電圧検知回路50からは、比較結果信号CPiが出力されている。判定回路70には、サンプリングクロック信号CKs、電流方向信号CDa、CDb、選択信号SL1a、SL2a、SL1b、SL2b、出力状態信号P1a、P2a、P1b、P2b、および比較結果信号CPiが入力されている。===出力回路の構成===次に、図2を参照して、A相出力回路30aB相出力回路30bのさらに具体的な構成について説明する。なお、本実施形態において、各出力トランジスタは、いずれもゲートに入力される制御信号がハイレベルの間オンとなり、ローレベルの間オフとなるものとする。図2に示されているA相出力回路30aB相出力回路30bは、出力トランジスタM1ないしM4を含むHブリッジ回路として構成されている。なお、以下においては、一例として、ハイサイドの出力トランジスタM1およびM3がPMOSPchannelMetalOxideSemiconductor:Pチャネル金属酸化膜半導体トランジスタであり、ローサイドの出力トランジスタM2およびM4がNMOSNchannelMOS:Nチャネル金属酸化膜半導体トランジスタである場合について説明する。第1の出力トランジスタM1は、第2の出力トランジスタM2と直列に接続され、第3の出力トランジスタM3は、第4の出力トランジスタM4と直列に接続されている。また、出力トランジスタM1およびM3のソースは、いずれも電源電位VCCに接続され、出力トランジスタM2およびM4のソースは、いずれもグランド電位に接続されている。さらに、出力トランジスタM1ないしM4のゲートには、それぞれ制御信号S1aないしS4aS1bないしS4bが入力されている。A相駆動コイル91aB相駆動コイル91bの一端は、端子T1を介して出力トランジスタM1およびM2の接続点に接続され、他端は、端子T2を介して出力トランジスタM3およびM4の接続点に接続されている。なお、端子T1の電圧V1aV1bおよび端子T2の電圧V2aV2bは、誘起電圧検知回路50に入力される。===誘起電圧検知回路および閾値電圧設定回路の構成===次に、図3を参照して、誘起電圧検知回路50および閾値電圧設定回路60のさらに具体的な構成について説明する。なお、図3は、ステッピングモータ駆動回路が集積回路として構成される場合の閾値電圧設定回路60の構成の一例を示している。図3に示されている閾値電圧設定回路60は、電流源61および集積回路の端子62を含んで構成されている。電流源61からは、電流I1所定の電流が出力されている。また、端子62には、一端がグランド電位所定の電位に接続された抵抗63が外部接続される。そして、当該外付け抵抗63には、端子62を介して電流I1が供給される。図3に示されている誘起電圧検知回路50は、スイッチ回路51ないし54、およびコンパレータ55を含んで構成されている。スイッチ回路51、52、53、および54の一端には、それぞれ電圧V1a、V2a、V1b、およびV2bが印加され、他端は、互いに接続されている。また、スイッチ回路51、52、53、および54には、それぞれ選択信号SL1a、SL2a、SL1b、およびSL2bが制御信号として入力されている。なお、スイッチ回路51ないし54は、それぞれの制御信号がハイレベルの間オンとなる。コンパレータ55の反転入力には、端子62の電圧が閾値電圧Vthとして入力され、非反転入力は、スイッチ回路51ないし54の他端同士の接続点に接続されている。そして、コンパレータ55からは、比較結果信号CPiが出力されている。===ステッピングモータの駆動回路の動作===以下、図4ないし図11を適宜参照して、本実施形態におけるステッピングモータの駆動回路の動作について説明する。クロック発生回路80は、PWMキャリア信号PCおよびサンプリングクロック信号CKsを出力する。ここで、サンプリングクロック信号CKsの周波数は、PWMキャリア信号PCと同じ周波数の信号をサンプリングするのに十分な周波数であり、好ましくは、PWMキャリア信号PCの周波数のN倍Nは2より大きい整数である。タイミング制御回路10は、A相入力信号INaおよび基準電圧Vrefから、電流方向信号CDa、通電タイミング信号DTa、および選択信号SL1a、SL2aを生成する。また、タイミング制御回路10は、B相入力信号INbおよび基準電圧Vrefから、電流方向信号CDb、通電タイミング信号DTb、および選択信号SL1b、SL2bを生成する。ここで、A相入力信号INaおよびB相入力信号INbは、同一周期で互いに位相が異なる正弦波信号であり、2相バイポーラ励磁方式のステッピングモータ90を駆動する場合には、位相が90°ずれている。制御信号生成回路20は、PWMキャリア信号PC、電流方向信号CDa、通電タイミング信号DTa、および比較結果信号CPaから、制御信号S1aないしS4a、および出力状態信号P1a、P2aを生成する。また、制御信号生成回路20は、PWMキャリア信号PC、電流方向信号CDb、通電タイミング信号DTb、および比較結果信号CPbから、制御信号S1bないしS4b、および出力状態信号P1b、P2bを生成する。ここで、タイミング制御回路10および制御信号生成回路20の入出力信号のうち、A相駆動コイル91aに関連する信号の関係を図4に示す。タイミング制御回路10は、コンパレータなどを用いて、INa<Vrefの間ローレベルとなり、INa≧Vrefの間ハイレベルとなる電流方向信号CDaを生成する。当該電流方向信号CDaは、A相駆動コイル91aに供給される駆動電流の方向を示す。以下の説明においては、電流方向信号CDaがハイレベルINa≧Vrefの場合に、図2において端子T1からT2の方向の駆動電流以下、正電流と称するが供給され、電流方向信号CDaがローレベルINa<Vrefの場合に、端子T2からT1の方向の駆動電流以下、負電流と称するが供給されるものとする。また、タイミング制御回路10は、ダイオードブリッジなどを用いて、A相入力信号INaを全波整流した電圧Vraを生成し、さらに、コンパレータなどを用いて、Vra<Vr0の間ローレベルとなり、Vra≧Vr0の間ハイレベルとなる通電タイミング信号DTaを生成する。ここで、Vr0は、例えばタイミング制御回路10で生成される固定電圧である。当該通電タイミング信号DTaは、A相駆動コイル91aに駆動電流を供給しない非通電期間、およびそれ以外の通電期間を示す。以下の説明においては、通電タイミング信号DTaがローレベルの場合に、非通電期間となり、通電タイミング信号DTaがハイレベルの場合に、通電期間となるものとする。このようにして、タイミング制御回路10は、電流方向信号CDaおよび通電タイミング信号DTaを生成して制御信号生成回路20に入力することによって、A相駆動コイル91aの通電期間および非通電期間を制御する。さらに、タイミング制御回路10は、非通電期間のうち、A相駆動コイル91aに負電流が供給される通電期間の後の非通電期間を示す選択信号SL1a、およびA相駆動コイル91aに正電流が供給される通電期間の後の非通電期間を示す選択信号SL2aを生成する。当該選択信号SL1aおよびSL2aは、図3に示した誘起電圧検知回路50において、コンパレータ55の非反転入力に印加される電圧を選択するのに用いられる。同様に、タイミング制御回路10は、電流方向信号CDb、通電タイミング信号DTb、および選択信号SL1b、SL2bを生成する。制御信号生成回路20は、正電流の通電期間にパルス幅変調され、それ以外の期間にローレベルとなる制御信号S1aを生成する。また、制御信号生成回路20は、正電流の通電期間にパルス幅変調され、正電流の通電期間の前の非通電期間にローレベルとなり、それ以外の期間にハイレベルとなる制御信号S2aを生成する。なお、パルス幅変調される期間正電流の通電期間において、制御信号S1aおよびS2aは、PWMキャリア信号PCの立ち上がりエッジでそれぞれハイレベルおよびローレベルとなり、比較結果信号CPaの立ち下がりエッジでそれぞれローレベルおよびハイレベルとなる。さらに、制御信号生成回路20は、負電流の通電期間にパルス幅変調され、それ以外の期間にローレベルとなる制御信号S3aを生成する。また、制御信号生成回路20は、負電流の通電期間にパルス幅変調され、負電流の通電期間の前の非通電期間にローレベルとなり、それ以外の期間にハイレベルとなる制御信号S4aを生成する。なお、パルス幅変調される期間負電流の通電期間において、制御信号S3aおよびS4aは、PWMキャリア信号PCの立ち上がりエッジでそれぞれハイレベルおよびローレベルとなり、比較結果信号CPaの立ち下がりエッジでそれぞれローレベルおよびハイレベルとなる。このようにして、制御信号生成回路20は、制御信号S1aないしS4aを生成してA相出力回路30aに入力することによって、A相出力回路30aの出力トランジスタM1ないしM4をオンオフ制御する。さらに、制御信号生成回路20は、出力トランジスタM1ないしM4のオンオフに応じた端子T1側の出力および端子T2側の出力の状態をそれぞれ示す出力状態信号P1aおよびP2aを生成する。当該出力状態信号P1aおよびP2aは、判定回路70において、比較結果信号CPiをサンプリングするタイミングを決定するのに用いられる。同様に、制御信号生成回路20は、制御信号S1bないしS4b、および出力状態信号P1b、P2bを生成する。A相出力回路30aは、制御信号S1aないしS4aに応じて、A相駆動コイル91aに駆動電流を供給する。また、A相出力回路30aは、電流検知抵抗などを用いて、A相駆動コイル91aに流れる電流を検知し、検知された電流の電流値を示す電流検知信号ISaを出力する。さらに、A相電流制御回路40aは、電流検知信号ISaを、A相入力信号INaまたは電流制限信号LIMのうち低い方の信号と比較して、比較結果信号CPaを出力する。当該比較結果信号CPaは、電流検知信号ISaが当該低い方の信号に達するとローレベルとなり、制御信号生成回路20において、制御信号S1aないしS4aに対するパルス幅変調のデューティ比を制御するのに用いられる。図4に示した正電流の通電期間においては、A相出力回路30aは、出力トランジスタM3がオフとなり、出力トランジスタM4がオンとなり、出力トランジスタM1およびM2が相補的にオンオフ制御される。したがって、A相出力回路30aは、出力トランジスタM1がオンとなるA相駆動コイル91aへの正電流の供給期間と、出力トランジスタM2がオンとなるショートブレーキ短絡制動期間とを交互に繰り返す。なお、この期間において、出力状態信号P1aは、制御信号S1aと同様にパルス幅変調され、出力状態信号P2aは、ローレベルとなる。また、正電流の通電期間の後の非通電期間においては、A相出力回路30aは、出力トランジスタM2のみがオンとなり、それ以外はオフとなる。したがって、A相出力回路30aは、端子T1側の出力がグランド電位に接続され、端子T2側の出力がハイインピーダンス状態となる。なお、この期間において、出力状態信号P1aは、ローレベルとなり、出力状態信号P2aは、ハイインピーダンス状態となる。また、負電流の通電期間においては、A相出力回路30aは、出力トランジスタM1がオフとなり、出力トランジスタM2がオンとなり、出力トランジスタM3およびM4が相補的にオンオフ制御される。したがって、A相出力回路30aは、出力トランジスタM3がオンとなるA相駆動コイル91aへの負電流の供給期間と、出力トランジスタM4がオンとなるショートブレーキ期間とを交互に繰り返す。なお、この期間において、出力状態信号P1aは、ローレベルとなり、出力状態信号P2aは、制御信号S3aと同様にパルス幅変調される。また、負電流の通電期間の後の非通電期間においては、A相出力回路30aは、出力トランジスタM4のみがオンとなり、それ以外はオフとなる。したがって、A相出力回路30aは、端子T1側の出力がハイインピーダンス状態となり、端子T2側の出力がグランド電位に接続される。なお、この期間において、出力状態信号P1aは、ハイインピーダンス状態となり、出力状態信号P2aは、ローレベルとなる。このようにして、A相出力回路30aは、非通電期間を挟んで、A相駆動コイル91aに正電流と負電流とを交互に供給する。一方、B相出力回路30bは、制御信号S1bないしS4bに応じて、B相駆動コイル91bに駆動電流を供給する。また、B相出力回路30bは、電流検知抵抗などを用いて、B相駆動コイル91bに流れる電流を検知し、検知された電流の電流値を示す電流検知信号ISbを出力する。さらに、B相電流制御回路40bは、電流検知信号ISbを、B相入力信号INbまたは電流制限信号LIMのうち低い方の信号と比較して、比較結果信号CPbを出力する。当該比較結果信号CPbは、電流検知信号ISbが当該低い方の信号に達するとローレベルとなり、制御信号生成回路20において、制御信号S1bないしS4bに対するパルス幅変調のデューティ比を制御するのに用いられる。そして、A相出力回路30aと同様に、B相出力回路30bは、非通電期間を挟んで、B相駆動コイル91bに正電流と負電流とを交互に供給する。閾値電圧設定回路60は、抵抗63の抵抗値R1、および電流源61から出力される電流I1に基づいて設定される閾値電圧Vth=I1×R1を出力する。また、誘起電圧検知回路50は、非通電期間に、選択信号SL1a、SL1b、SL2a、およびSL2bに応じて電圧V1a、V1b、V2a、およびV2bからそれぞれ選択される電圧を、閾値電圧Vthと比較して、比較結果信号CPiを出力する。当該比較結果信号CPiは、比較対象の電圧が閾値電圧Vth以上の場合に誘起電圧を検知してハイレベルとなり、比較対象の電圧が閾値電圧Vthより低い場合にローレベルとなる。前述したように、A相出力回路30aB相出力回路30bは、各非通電期間に、ハイサイドの出力トランジスタM1およびM3をいずれもオフし、ローサイドの出力トランジスタM2またはM4の何れか一方のみをオンしている。したがって、ハイインピーダンス状態となっている端子の電圧は、グランド電位に対する電圧となるため、誘起電圧検知回路50において、そのまま閾値電圧Vthと比較することができる。そのため、A相出力回路30aB相出力回路30bが出力トランジスタM1ないしM4をいずれもオフする場合と異なり、端子T1およびT2間の差電圧を求める必要がなく、当該差電圧を求めるための差動増幅回路などが不要となる。ここで、各非通電期間を示す選択信号SL1a、SL2a、SL1b、およびSL2bと、A相出力回路30aB相出力回路30bの端子T1側の出力および端子T2側の出力の状態を示す出力状態信号P1a、P2a、P1b、およびP2bとの関係を図5に示す。図5に示すように、出力状態信号P1aA相出力回路30aの端子T1側の出力、出力状態信号P1bB相出力回路30bの端子T1側の出力、出力状態信号P2aA相出力回路30aの端子T2側の出力、および出力状態信号P2bB相出力回路30bの端子T2側の出力は、当該順序でハイインピーダンス状態となる。出力状態信号P1aがハイインピーダンス状態となる非通電期間には、選択信号SL1aがハイレベルとなり、閾値電圧Vthとの比較対象として、A相出力回路30aの端子T1の電圧V1aが選択される。また、出力状態信号P1bがハイインピーダンス状態となる非通電期間には、B相出力回路30bの端子T1の電圧V1bが選択される。また、出力状態信号P2aがハイインピーダンス状態となる非通電期間には、A相出力回路30aの端子T2の電圧V2aが選択される。また、出力状態信号P2bがハイインピーダンス状態となる非通電期間には、B相出力回路30bの端子T2の電圧V2bが選択される。したがって、各非通電期間において、ハイインピーダンス状態となっている端子の電圧が比較対象として選択されることとなる。しかしながら、図5に示すように、各非通電期間は、当該非通電期間となっている駆動コイル以外の他相の駆動コイルの通電期間となっているため、比較対象の電圧が他相の駆動コイルへの駆動電流の影響を受け、変動する場合がある。例えば、出力状態信号P1bがハイインピーダンス状態となる非通電期間においては、その前にハイインピーダンス状態となった出力状態信号P1aがパルス幅変調されている。そのため、比較対象の電圧V1bは、A相駆動コイル91aへの駆動電流の影響を受け、例えば図6に示すように、変動してしまう。また、図6に示すように、非通電期間の開始直後には、大きなキックバック電圧が発生するため、比較対象の電圧V1bが大きく変動してしまう。さらに、起動直後においては、ステッピングモータ90の回転が不安定であるため、比較対象の電圧V1bが安定せず、誘起電圧検知回路50が誘起電圧を誤検知する場合もある。そこで、判定回路70は、これら他相の駆動コイルへの駆動電流や、非通電期間の開始直後のキックバック電圧、起動直後の不安定な回転などの影響を受けないタイミングで衝突状態の判定を行っている。キックバック電圧の影響を回避するため、判定回路70は、各非通電期間の開始から所定時間経過後に衝突状態の判定を開始する。例えば図7に示すように、判定回路70は、出力状態信号P1bがハイインピーダンス状態となる非通電期間の開始後、電流方向信号CDbが変化した直後当該非通電期間においては立ち上がりエッジから、パルス幅変調されている出力状態信号P1aのパルスを4回カウントした後に衝突状態の判定を開始している。したがって、判定回路70は、各非通電期間の開始から所定時間経過後の比較結果信号CPiのみに基づいて衝突状態の判定を行うため、非通電期間の開始直後のキックバック電圧の影響を回避することができる。また、不安定な回転の影響を回避するため、判定回路70は、起動時からのA相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bへの通電回数が所定回数に達した後に衝突状態の判定を開始する。例えば図8に示すように、判定回路70は、ステッピングモータ90の起動直後から、電流方向信号CDaおよびCDbの両エッジ立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを5回カウントした後に衝突状態の判定を開始している。したがって、判定回路70は、起動時からの通電回数が所定回数に達した後の比較結果信号CPiのみに基づいて衝突状態の判定を行うため、起動直後の不安定な回転の影響を回避することができる。さらに、他相の駆動コイルへの駆動電流の影響を回避するため、判定回路70は、A相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bのいずれにも駆動電流が供給されていないタイミングで比較結果信号CPiをサンプリングする。ここで、比較結果信号CPiをサンプリングするタイミングの一例を図9に示す。なお、図9においては、一例として、サンプリングクロック信号CKsの周波数fsは、PWMキャリア信号PCの周波数fpの12倍fs=12fpとなっている。図9に示すように、判定回路70は、各非通電期間においてパルス幅変調されている出力状態信号例えばP1aの立ち下がりエッジから5回目および6回目のサンプリングクロック信号CKsのパルスを示すサンプリングタイミング信号Tsを生成する。そして、サンプリングタイミング信号Tsのタイミングで比較結果信号CPiをサンプリングし、2回のサンプリング結果がいずれもローレベルの場合に、判定結果信号JDiをローレベル誘起電圧なしとし、それ以外の場合には、判定結果信号JDiをハイレベル誘起電圧ありとする。また、判定回路70は、各非通電期間においてパルス幅変調されている出力状態信号の立ち下がりエッジから7回目のサンプリングクロック信号CKsのパルスを示す判定タイミング信号Tjを生成する。そして、判定タイミング信号Tjのタイミングで判定結果信号JDiをサンプリングし、3回連続で判定結果信号JDiがローレベル誘起電圧なしの場合に、衝突状態であると判定して、停止信号STPをハイレベルとする。このようにして、判定回路70は、各非通電期間においてパルス幅変調されている出力状態信号の立ち下がりエッジから所定のタイミングで比較結果信号CPiをサンプリングして、衝突状態の判定を行っている。図5に示したように、各非通電期間においてパルス幅変調されている出力状態信号がローレベルの間、A相出力回路30aおよびB相出力回路30bの出力は、いずれもローレベル3出力またはハイインピーダンス状態1出力となる。したがって、判定回路70は、A相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bのいずれにも駆動電流が供給されていない間の比較結果信号CPiのみに基づいて衝突状態の判定を行うため、他相の駆動コイルへの駆動電流の影響を回避することができる。なお、図9において、出力状態信号P1aのデューティ比が50以上となると、サンプリングタイミング信号Tsより前のタイミングで出力状態信号P1aが再びハイレベルとなる場合もあり得る。しかしながら、図5に示したように、各非通電期間は、他相の駆動コイルに流れる電流がピークとなるタイミング付近にあるため、各非通電期間においてパルス幅変調されている出力状態信号のデューティ比は、通常50以下となる。また、図9においては、一例として、fs=12fpとし、出力状態信号の立ち下がりエッジから5回目および6回目のサンプリングクロック信号CKsのパルスのタイミングで比較結果信号CPiをサンプリングしているが、これに限定されるものではない。例えば、fs=2n×fp例えばn=8とした場合には、出力状態信号の立ち下がりエッジからn-1回目およびn回目のサンプリングクロック信号CKsのパルスのタイミングで比較結果信号CPiをサンプリングすればよい。また、この場合、出力状態信号の立ち下がりエッジからn1回目のサンプリングクロック信号CKsのパルスのタイミングで判定結果信号JDiをサンプリングすればよい。判定回路70から出力される停止信号STPがハイレベルとなると、A相出力回路30aおよびB相出力回路30bは、それぞれA相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bへの駆動電流の供給を停止する。そのため、特許文献1のステッピングモータ駆動装置のように、衝突状態でロータが停止する場合であっても、ステッピングモータによって回転するスクリュー軸や、それと噛み合う歯部などの磨耗を防止することができる。一方、特許文献2のピックアップ送り装置のように、衝突状態でスクリュー軸が空回りしてロータが停止しない場合であっても、高負荷回転となるため、停止信号STPをハイレベルとして、駆動電流の供給を停止することが望ましい。また、図10に示すように、判定部70は、停止信号STPがハイレベルの状態で、電流方向信号CDaおよびCDbがいずれも変化しない状態が閾値時間Tth以上継続した場合に、停止信号STPをローレベルとする。したがって、光ピックアップを制御するマイクロコンピュータなどの制御装置は、A相入力信号INaおよびB相入力信号INbの入力を閾値時間Tthだけ停止することによって、衝突状態であるとの判定結果をリセットし、反対方向への移動を開始することができる。さらに、図11に示すように、判定部70は、停止信号STPがハイレベルの状態で、電流方向信号CDaおよびCDb間の位相関係が反転した場合にも、停止信号STPをローレベルとする。したがって、制御装置は、ステッピングモータ90を逆回転させるための、位相関係を反転させたA相入力信号INaおよびB相入力信号INbを入力することによって、閾値時間Tthだけ待つことなく、反対方向への移動を開始することができる。前述したように、図1に示した、光ピックアップを光ディスクの半径方向に移動させるためのステッピングモータ駆動回路において、A相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bに非通電期間を挟んで正電流と負電流とを交互に供給しつつ、各非通電期間に、A相駆動コイル91aまたはB相駆動コイル91bに発生する電圧V1a、V1b、V2a、またはV2bを閾値電圧Vthと比較して誘起電圧を検知することによって、検知結果を示す比較結果信号CPiに基づいて、位置検知手段を用いることなく、光ピックアップが最内周部または最外周部光ディスクの半径方向の可動範囲の端部に到達した衝突状態を検出して、光ピックアップの半径位置を確定することができる。ここで、例えば図12に示すように、衝突状態でロータが停止せず高負荷回転する場合空転時、各非通電期間における閾値電圧Vthとの比較対象の電圧は、衝突状態でロータが停止する場合非回転時の電圧と衝突状態でない場合通常回転時の電圧との間の電圧となる。したがって、衝突状態でロータが停止する場合には、閾値電圧Vthを、図12において短破線で示される狭い電圧範囲内で設定する必要があるものの、当該電圧範囲は、ステッピングモータ90自体や、それが用いられる光ピックアップなどの装置によって異なる。そこで、図1に示したステッピングモータ駆動回路においては、閾値電圧設定回路60を設け、衝突状態でロータが停止する装置では、図12において非回転時の電圧と通常回転時の電圧との間で閾値電圧Vthを設定し、衝突状態でロータが停止せず高負荷回転する装置では、図12において空転時の電圧と通常回転時の電圧との間で閾値電圧Vthを設定することによって、衝突状態でロータが停止するか回転するかによらず、いずれの装置にも対応することができる。また、ステッピングモータ駆動回路を集積回路として構成する場合には、外付け抵抗63を接続するための端子62を設け、端子62を介して抵抗63に電流I1を供給することによって、抵抗63および電流I1に基づいて閾値電圧Vth=I1×R1を設定することができる。また、A相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bのいずれにも駆動電流が供給されていない間の比較結果信号CPiのみに基づいて衝突状態の判定を行うことによって、閾値電圧Vthとの比較対象の電圧が、非通電期間となっている駆動コイル以外の他相の駆動コイルへの駆動電流の影響を受け、変動するのを防止することができる。また、各非通電期間の開始から所定時間経過後の比較結果信号CPiのみに基づいて衝突状態の判定を行うことによって、閾値電圧Vthとの比較対象の電圧が、非通電期間の開始直後に発生するキックバック電圧の影響を受け、大きく変動するのを防止することができる。また、起動時からの通電回数が所定回数に達した後の比較結果信号CPiのみに基づいて衝突状態の判定を行うことによって、ステッピングモータ90の回転が不安定である起動直後において、閾値電圧Vthとの比較対象の電圧が安定せず、誘起電圧検知回路50が誘起電圧を誤検知するのを防止することができる。また、衝突状態であると判定した場合に、停止信号STPをハイレベルとし、A相出力回路30aからA相駆動コイル91aへの駆動電流の供給、およびB相出力回路30bからB相駆動コイル91bへの駆動電流の供給をいずれも停止することによって、衝突状態でロータが停止する装置では、ステッピングモータ90によって回転するスクリュー軸や、それと噛み合う歯部などの磨耗を防止することができる。さらに、ステッピングモータ90を逆回転させるためにA相入力信号INaおよびB相入力信号INbの位相関係が反転した場合には、停止信号STPをローレベルとし、A相駆動コイル91aおよびB相駆動コイル91bへの駆動電流の供給を再開することによって、最内周部または最外周部から速やかに反対方向への移動を開始することができる。また、各非通電期間に、A相出力回路30aB相出力回路30bのハイサイドの出力トランジスタM1およびM3をいずれもオフし、ローサイドの出力トランジスタM2またはM4の何れか一方のみをオンすることによって、ハイインピーダンス状態となっている端子の電圧がグランド電位に対する電圧となり、端子T1およびT2間の差電圧を求めるための差動増幅回路などを不要とすることができる。なお、上記実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。