温度測定用の半導体ダイオードと、前記半導体ダイオードに印加する定電流を電源電圧に基づいて生成する定電流回路と、前記定電流の印加によって前記半導体ダイオードのアノード-カソード間に生じる両端電圧を、前記電源電圧をフルスケール電圧として所定ビット数のデジタル値に変換して出力するAD変換器と、前記定電流回路によって印加された定電流の定電流値、及び前記AD変換器から出力された前記両端電圧のデジタル変換値に基づいて温度を算出する温度測定回路において、基準電圧を前記AD変換器に出力する基準電源を備え、前記基準電圧の入力によって前記AD変換器から出力された前記基準電圧のデジタル変換値と、前記電源電圧に変動成分が含まれない場合に前記AD変換器から出力される前記基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、前記変動成分を含む前記電源電圧の電圧値を算出し、当該電圧値により前記両端電圧のデジタル変換値、及び前記定電流の定電流値を補正して前記温度を算出する、ことを特徴とする温度測定回路。前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記定電流回路に起因して前記定電流値に含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記定電流値を補正する、ことを特徴とする請求項1に記載の温度測定回路。前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記AD変換器に起因して含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記両端電圧のデジタル変換値を補正する、ことを特徴とする請求項1又は2に記載の温度測定回路。しかしながら、従来の温度測定回路では、少なくとも2つの定電流回路と、それらを切り替えて半導体ダイオードに印加する切替回路が必要となるため、部品点数増加、実装面積の増大、及びコストアップが問題となる。また、2つの定電流値I1、I2のうちの大きい方の定電流値は、その値が大きいと、半導体ダイオードの抵抗成分が影響し、理想的な半導体ダイオードの上記温度特性の式からのズレが大きくなるため、あまり大きな値を用いることができない。一方、小さい方の電流値については、半導体ダイオードを用いた温度検出ではノイズ電流の影響を受け易いことから、あまり小さな電流値を用いることもできない。すなわち、2つの定電流値I1、I2の下限、及び上限には制限があるため、これらの定電流値I1、I2の差を大きくするには限度があり、両者が近い値だと、これらの定電流値I1、I2の印加によって生じた両端電圧をVF1、VF2の差が非常に小さくなりAD変換器で認識できない、という問題もある。本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、半導体ダイオードを用いて精度良く温度を検出することができる温度測定回路を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本発明は、温度測定用の半導体ダイオードと、前記半導体ダイオードに印加する定電流を電源電圧に基づいて生成する定電流回路と、前記定電流の印加によって前記半導体ダイオードのアノード-カソード間に生じる両端電圧を、前記電源電圧をフルスケール電圧として所定ビット数のデジタル値に変換して出力するAD変換器と、前記定電流回路によって印加された定電流の定電流値、及び前記AD変換器から出力された前記両端電圧のデジタル変換値に基づいて温度を算出する温度測定回路において、基準電圧を前記AD変換器に出力する基準電源を備え、前記基準電圧の入力によって前記AD変換器から出力された前記基準電圧のデジタル変換値と、前記電源電圧に変動成分が含まれない場合に前記AD変換器から出力される前記基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、前記変動成分を含む前記電源電圧の電圧値を算出し、当該電圧値により前記両端電圧のデジタル変換値、及び前記定電流の定電流値を補正して前記温度を算出する、ことを特徴とする。本発明によれば、基準電圧の入力によってAD変換器から出力された基準電圧のデジタル変換値と、電源電圧に変動成分が含まれない場合にAD変換器から出力される基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、変動成分を含む電源電圧の電圧値を算出し、この変動成分を含む電源電圧の電圧値により、AD変換器から出力される両端電圧のデジタル変換値、及び定電流回路が出力する定電流の定電流値のそれぞれが補正されることから、電源電圧の変動に起因して生じるAD変換誤差、及び定電流値のバラツキを補正した温度が正確に算出される。さらに、2つの定電流値を用いて温度を測定する従来の技術に比べ、定電流値として1つの値だけを用いれば良いので、2つの定電流値の差が大きくなるように各定電流値を設定するという制限が無いため、当該定電流値の設定が容易となる。また本発明は、上記温度測定回路において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記定電流回路に起因して前記定電流値に含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記定電流値を補正する、ことを特徴とする。本発明によれば、定電流値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに定電流回路に起因して定電流値に含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。また本発明は、上記温度測定回路において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記AD変換器に起因して含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記両端電圧のデジタル変換値を補正する、ことを特徴とする。本発明によれば、両端電圧のデジタル変換値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずにAD変換器に起因して含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。本発明によれば、基準電圧の入力によってAD変換器から出力された基準電圧のデジタル変換値と、電源電圧に変動成分が含まれない場合にAD変換器から出力される基準電圧のデジタル変換値とに基づいて、変動成分を含む電源電圧の電圧値を算出し、この変動成分を含む電源電圧の電圧値により、AD変換器から出力される両端電圧のデジタル変換値、及び定電流回路が出力する定電流の定電流値のそれぞれが補正されることから、電源電圧の変動に起因して生じるAD変換誤差、及び定電流値のバラツキを補正した温度が正確に算出される。また本発明において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記定電流回路に起因して前記定電流値に含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記定電流値を補正することで、定電流値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに定電流回路に起因して定電流値に含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。また本発明において、前記電源電圧の変動成分の有無にかかわらずに前記AD変換器に起因して含まれる誤差成分と、前記電源電圧の変動成分を含む電圧値とに基づいて前記両端電圧のデジタル変換値を補正することで、両端電圧のデジタル変換値については、電源電圧の変動成分の有無にかかわらずにAD変換器に起因して含まれる誤差成分も補正されることから、より正確な温度が求められる。以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図1は、本実施形態に係る温度測定回路1の構成を示す図である。温度測定回路1は、温度測定対象のIGBT等の半導体装置の回路基板3に設けられ、当該回路基板3の温度Tを測定する回路である。すなわち、温度測定回路1は、図1に示すように、半導体ダイオード5と、定電流回路7と、基準電源9と、マイコン11とを備え、定電流回路7、基準電源9、及びマイコン11が電源電圧HVccを電源として動作する。半導体ダイオード5は、回路基板3に実装された温度測定用のpn接合ダイオードであり、アノード5Aには定電流回路7が接続され、カソード5Bには基準電位グランドに接続されている。定電流回路7によって定電流が印加されたときには、アノード-カソード間電圧以下、両端電圧VFがマイコン11に出力される。定電流回路7は、温度測定時に、半導体ダイオード5の順方向に定電流値Iの定電流を印加する回路であり、その回路構成については後述する。基準電源9は、電源電圧HVccの変動の影響を受けずに所定の基準電圧Vrefを生成してマイコン11に入力するものである。具体的には、図2に示すように、基準電源9は、定電圧回路として構成されている。すなわち、電力をチャージして基準電圧Vrefを出力する容量20と、この容量20の蓄電量を制御するトランジスタ21と、電源電圧HVccを抵抗Ra、Rbで分圧した電圧Vsと、容量20が出力する基準電圧Vrefとを比較し、両者が常に等しくなるようにトランジスタ21に制御信号を出力する誤差増幅器としてのオペアンプ22とを備えている。この基準電源9では、電源電圧HVccに変動成分ΔHVccが含まれた場合でも、オペアンプ22の制御によって出力電圧が基準電圧Vrefに維持される。ただし、基準電源9では、電源電圧HVccを分圧する抵抗Ra、Rbの製造誤差や抵抗素子の温度特性等に起因して、抵抗Ra、Rbの抵抗値に誤差ΔRa、ΔRbが含まれる。このため、基準電源9が出力する基準電圧Vrefの実際の値には、設計値からの多少の誤差成分ΔVrefが含まれる。この基準電圧Vrefの誤差成分ΔVrefについては、予め実測されて後述するメモリ17に格納されている。前掲図1に戻り、マイコン11は、両端電圧VF、及び基準電圧Vrefの入力ごとに設けられたAD変換器13と、CPU15と、メモリ17とを備え、CPU15、及びAD変換器13は、電源電圧HVccにより動作する。AD変換器13は、電源電圧HVccをフルスケールとして入力電圧を所定ビット数のデジタル信号に変換するAD変換を行うものであり、本実施形態では、両端電圧VF、及び基準電圧Vrefのデジタル変換値XVF、及びデジタル変換値XVrefをCPU15に出力する。なお、以下の説明においては、あくまで一例として、AD変換器13の分解能を10ビットとして説明する。CPU15は、両端電圧VFのデジタル変換値XVFについて、AD変換器13の特性による誤差、及び電源電圧HVccの変動による誤差を補正する処理を行うとともに、電源電圧HVccの変動に基づき定電流値Iを補正する処理を行い、これら補正後のデジタル変換値XVF、及び定電流値Iに基づいて温度Tを算出し、半導体装置に実装された他のマイコン、或いは上位のコンピュータ等に出力する。この温度Tの算出については後に詳述する。メモリ17は、当該温度Tの算出に要する各種パラメータを予め記憶する。ここで、上記電源電圧HVccは、入力電力を電力変換する図示せぬ電源回路から供給されるが、当該電源回路への入電力が変動すると、これに応じて電源電圧HVccも変動する。例えば、温度測定回路1が電気自動車のモータを制御するインバータ回路等の半導体装置に設けられている場合、上記電源電圧HVccは、車両が搭載するバッテリの電力をDC/DCコンバータによって直流電圧に変換し、平滑変圧して生成される。しかしながら、バッテリが出力する電圧は、バッテリの残容量、バッテリの経時変化、負荷変動、及びバッテリの温度等により変動する。特に、車載のバッテリにあっては、バッテリが放電する電圧は車両という使用条件の特性から変動しやすく、DC/DCコンバータを通じて生成される電源電圧HVccも、上記の要因により変動する。上記AD変換器13、及び定電流回路7は、電源電圧HVccに基づいて動作しているため、電源電圧HVccが変動すると、デジタル変換値、及び定電流値に誤差が生じる。そこで本実施形態では、AD変換器13が出力するデジタル変換値Xについて、AD変換器13の電源電圧HVccの変動に起因する誤差をCPU15によって効率よく補正して両端電圧VFについて高精度のデジタル変換値XVFを得るとともに、電源電圧HVccの変動分を補正した定電流値Iを求め、これらの値を用いて、電源電圧HVccの変動に起因した誤差の影響無く温度を算出することとしている。以下、係る構成について詳述する。AD変換器13の分解能は上記の通り10bitとする。AD変換器13に入力電圧として基準電圧Vrefが入力された場合、AD変換器13は、電源電圧HVccをフルスケールとして10bitで基準電圧Vrefをデジタルデータに変換し、デジタル変換値XVrefを出力する。このデジタル変換値XVrefは、次式1により表される。ただし、後述のように、実際には、AD変換器13でのAD変換時には電源電圧HVccの電圧変動△HVccに起因する誤差を生じることから、この誤差に起因してデジタル変換値Xrefの値も変わる。式1では、デジタル変換値XVrefにidealという添字を付すことで、かかる誤差を考慮しない理想的なAD変換であることを明示している。AD変換に含まれる誤差としては、電源電圧HVccの変動に起因する誤差の他に、AD変換器13の回路が持つ特性に起因する量子化誤差といった、電源電圧HVccの変動にかかわらずに生じる誤差が挙げられる。すなわち、電源電圧HVccが通常動作用に供給される電源である場合、変動成分ΔHVccを含むので、電源電圧HVccの正味の値はHVccΔHVccと表され、またAD変換器13の回路が持つ特性に起因する誤差は、大凡±1~3LSBLSB:LeastSignificantBit程度であることが一般的であることから、通常動作時のデジタル変換値XVrefは、次式2で表される。ただし、2式では、AD変換器13の回路の特性に起因する誤差を±3LSBと設定した。なお、変動成分ΔHVccは正の値と負の値のどちらでも取り得る値であり、通常動作用の電源電圧HVccが降下する方向に変動してHVccΔHVccがHVccより低電圧になることも勿論あり得る。また、基準電源9の回路定数の誤差等に起因して基準電圧Vrefには、図2を参照して説明した誤差成分ΔVrefが含まれることを考慮すると、式2は次式3のように表される。これら式1、及び式3を用いると、変動成分ΔHVccを含む正味の電源電圧HVccΔHVccは、次式4のように表される。この式4においては、電源電圧HVcc、基準電圧Vref、基準電圧Vrefは設計値であり、かかる設計値に基づいてAD変換したときの理想的なデジタル変換値XVrefidealが一義的に求められ、またLSBについても、AD変換のビット数等で一義的に決定される値であり、これらの値がマイコン11のメモリ17に予め格納されている。また、基準電圧Vrefの誤差成分ΔVrefは、基準電源9の出力電圧を実測し基準電圧Vrefの設計値との差分を計算することで予め求められ、この誤差成分ΔVrefも上記メモリ17に予め格納されている。したがって、基準電圧Vrefを実測したデジタル変換値XVrefrealが得られれば、上記式4に基づいて、電源電圧HVccについて、そのときの変動成分ΔHVccを含んだ正味の値HVccΔHVccが求められることとなる。なお、基準電圧Vrefのデジタル変換値XVrefidealについては、設計値から値を求めるのではなく、変動成分ΔHVccが含まれていない理想的な電源電圧Vccとみなせる程度の高精度の定電圧源をAD変換器13に接続するとともに、同様に高精度の基準電圧VrefをAD変換器13に接続して実測することで求めても良い。さて、温度測定時には、半導体ダイオード5の両端電圧VFがAD変換器13に入力されてデジタル変換値XVFにAD変換される。このとき、上記3式に示す通り、AD変換時には、電源電圧HVccの変動の影響を受けてAD変換誤差が生じることとなり、両端電圧VFのデジタル変換値XVFrealは次式5のようになる。一方、AD変換器13が出力するデジタル変換値Xを、誤差の無い値に変換する補正係数Kは、式1、及び式3に基づいて、次式6のように表される。この式6において、HVccΔHVccを除く他のパラメータについてはメモリ17に予め格納されており、またHVccΔHVccについては、基準電圧Vrefを実測したデジタル変換値XVrefrealに基づき上記4式から求められることから、そのときの電源電圧HVccの変動を加味した補正係数Kが正確に求められる。したがって、両端電圧VFのデジタル変換値XVFrealは、次式7に示すように、補正係数Kを用いて、電源電圧HVccの変動成分ΔHVcc、及びAD変換器13の特性に起因して含まれる誤差を補正したデジタル変換値XVFcorrectに変換し、両端電圧VFについて正確な値が得られることとなる。次いで、定電流回路7の定電流値Iの補正について説明する。図3は定電流回路7の一例を示す回路図である。定電流回路7は、エミッタに流れ込む電流をコレクタに出力するPNPトランジスタ31と、このPNPトランジスタ31を制御するオペアンプ30と、抵抗Rc、Rd、Re、Rf、Rgを備えている。オペアンプ30には、電源電圧HVccΔHVccを抵抗Rc、Rdで分圧した電圧Vtが設定電圧として入力され、またPNPトランジスタ31のエミッタの電圧が帰還電圧として入力され、これらの電圧差である入力オフセット電圧Vosがゼロになるように、PNPトランジスタ31を制御することで、当該PNPトランジスタ31のコレクタから出力される電流を一定の定電流値Iに維持する。この定電流値Iは、エミッタと電源電圧HVccΔHVcc間の抵抗Reと、エミッタの設定電圧である上記電圧Vtとに基づいて規定される。すなわち、電圧Vtは、次式8によって表されることから、この電圧Vtを抵抗Reで除することで定電流値Iが求められる。しかしながら、実際には、定電流値Iは、電源電圧HVccの変動成分ΔHVccの有無にかかわらず、オペアンプ30への入力バイアス電流Ibに起因する誤差、入力オフセット電圧Vosの温度特性に起因する誤差、及びPNPトランジスタ31のベース電流IBに起因する誤差といったように、定電流回路7に起因する各種の誤差の影響を受ける。これらの誤差を考慮すると、定電流値Iは、次式9のように表される。なお、式9において、項A~項Cが定電流回路7に起因する誤差を補正するものであり、入力バイアス電流Ibをパラメータに含む項Aが入力バイアス電流Ibに起因する誤差を示し、入力オフセット電圧Vosをパラメータに含む項Bが入力オフセット電圧Vosの温度特性に起因する誤差を示す。またPNPトランジスタ31のhfeパラメータを含む項Cがベース電流IBに起因する誤差を示している。この式9において、抵抗Rc、Rd、Re、及び項A~項Cを予め実測しておき、その値をメモリ17に格納しておくことで、上述の式4から求まるHVccΔHVccを用いて、電源電圧HVccの変動成分ΔHVccを反映した実際の実際にバラツキのある定電流値Iを算出することができる。マイコン11は、温度測定時には、基準電源9の基準電圧Vrefを取り込みAD変換してデジタル変換値XVrefrealを取得し上記式4に基づいて、変動分を加味した正味の電源電圧HVccΔHVccを求め、この電源電圧HVccΔHVccを用いて上記式7、及び式9に基づいて、補正後の正確な両端電圧VF、及び定電流値Iを算出し、これらの値を用いて温度Tを算出する。温度Tの算出について具体的には、半導体ダイオード5の特性式は、Isをダイオード飽和電流密度、Aを固定定数、Egをバンドギャップエネルギーとすると、アノード-カソード間の電流値Ia、及びダイオード飽和電流密度Isは、それぞれ式10、11のように表され、これら式10、11から式12が得られる。そして、この式12を温度Tについて展開し、電流値Ia=定電流値Iとすると、式13が得られる。マイコン11は、この式13に、上記補正後の両端電圧VF、及び定電流値Iを代入することで温度Tを算出する。上述の通り、両端電圧Vf、及び定電流値Iのそれぞれの値には、電源電圧HVccの変動に基づく誤差に加え、AD変換器13、及び定電流回路7に起因して生じる誤差を補正した値が用いられるため、AD変換時の誤差、及び定電流値Iのバラツキを補正した正確な温度Tが求められる。図4は温度測定回路1の温度測定結果を示す図であり、図4Aは両端電圧Vf、及び定電流値Iを補正せずに温度Tを算出した場合を示し、図4Bは両端電圧Vf、及び定電流値Iを補正して温度Tを算出した場合を示す。なお、同図において、最大温度は温度測定時の正の誤差値を示し、最小温度は負の誤差値を示す。すなわち最大温度と最小温度の間が正負の検出誤差の誤差範囲を示す。図4A及び図4Bの対比から明らかなように、両端電圧Vf、及び定電流値Iを補正して温度Tを算出することで、補正せずに算出した場合に比べて、全体的に検出誤差の誤差範囲を小さくし、温度Tの精度が高められている。このように、本実施形態によれば、基準電圧Vrefの入力によってAD変換器13から出力された基準電圧Vrefのデジタル変換値XVrefrealと、電源電圧HVccに変動成分ΔHVccが含まれない場合にAD変換器13から出力される基準電圧Vrefのデジタル変換値XVrefidealとに基づいて、変動成分ΔHVccを含む電源電圧HVccの電圧値HVccΔHVccを算出し、この電圧値HVccΔHVccにより、AD変換器13から出力される両端電圧VFのデジタル変換値XVFreal、及び定電流回路7が出力する定電流の定電流値Iのそれぞれを補正する構成としたため、電源電圧HVccの変動に起因して生じるAD変換誤差、及び定電流値Iのバラツキを補正した温度Tが正確に算出される。さらに、従来の温度測定回路のように、互いに異なる定電流値の定電流を半導体ダイオードに印加する複数の定電流回路や、印加する定電流を切り替えるための切替回路を必要としないため、部品点数、実装面積の削減が可能となる。また、互いに異なる2つの定電流値を用いて温度を測定する場合には、2つの定電流値の差が大きくなるように各定電流値を設定するという制限が生じるが、本実施形態では、定電流値Iとして1つの値だけを用いれば良いので、当該定電流値Iの設定が容易となる。また本実施形態によれば、定電流値Iについては、電源電圧HVccの変動成分ΔHVccの有無にかかわらずに定電流回路7に起因して定電流値Iに含まれる誤差成分例えば式9の項A~Cも補正する構成としたため、より正確な温度が求められる。さらに本実施形態によれば、両端電圧VFのデジタル変換値XVFrealについては、電源電圧HVccの変動成分ΔHVccの有無にかかわらずにAD変換器13に起因して含まれる誤差成分例えば、式3の±3LSBも補正されることから、より正確な温度が求められる。なお、上述した各実施形態は、あくまでも本発明の一態様を示すものであり、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で任意に変形、及び応用が可能である。例えば上述した実施形態において、定電流回路7には、電源電圧HVccを電源として一定電流を生成して出力する回路であれば任意の回路を用いることができ、例えば以下のような回路を用いることができる。図5に示す定電流回路107は、NPNトランジスタ40、及び抵抗Rm1、Rm2、及びRm3を備え、電源電圧HVccΔHVccを抵抗Rm1、Rm2で分圧した電圧を、抵抗Rm3で除した値の定電流値IをNPNトランジスタ40のエミッタに出力する回路であり、NPNトランジスタ40のコレクタに半導体ダイオード5が接続される。ただし、NPNトランジスタ40のベース電流IBに起因する誤差、及びNPNトランジスタ40のベース-エミッタ間電圧Vbeを考慮すると、実際の定電流値Iは、式14のように表され、この式14を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Iが算出される。図6に示す定電流回路207は、図5に示す定電流回路107のNPNトランジスタ40を、PNPトランジスタ41に代えることで、定電流を半導体ダイオード5負荷にはき出す、いわゆる吐き出し型の回路として構成したものである。すなわち、定電流回路207は、PNPトランジスタ41、及び抵抗Rm1、Rm2、及びRm3を備え、電源電圧HVccΔHVccを抵抗Rm1、Rm2で分圧した電圧を、抵抗Rm3で除した値の定電流値IをPNPトランジスタ41のコレクタに出力し、PNPトランジスタ41のエミッタに半導体ダイオード5が接続される。この定電流回路207においても、PNPトランジスタ41のベース電流IBに起因する誤差、及びPNPトランジスタ41のベース-エミッタ間電圧Vbeを考慮すると、実際の定電流値Iは、上記定電流回路107の式14と同一の式15のように表され、この式15を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Iが算出される。図7に示す定電流回路307は、バイポーラトランジスタを使用せずに構成した定電流回路であり、オペアンプ50と、抵抗Rm1、Rm2、Rm3、Rとを備えている。オペアンプ50には、電源電圧HVccΔHVccを抵抗Rm1、Rm2で分圧した電圧が設定電圧として入力されるとともに、出力電流を抵抗Rmsに流したときの電圧Viが帰還され、これらの電圧の差を無くすよう動作することで、出力電流が一定の定電流値Iに維持される。この定電流回路307の定電流値Iは、式16のように表され、この式16を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Iが算出される。図8に示す定電流回路407は、上述した実施形態で説明した定電流回路7のPNPトランジスタ31をNPNトランジスタ43に代えることで、定電流を半導体ダイオード5負荷から吸い込む、いわゆる吸い込み型の回路として構成したものである。すなわち、定電流回路407は、NPNトランジスタ43、オペアンプ51、及び抵抗Rm1、Rm2、及びRmsを備え、電源電圧HVccΔHVccを抵抗Rm1、Rm2で分圧した電圧を、抵抗Rmsで除した値の定電流値IがNPNトランジスタ43のコレクタに接続された半導体ダイオード5から吸い出されエミッタに出力される。この定電流回路407においては、オペアンプ51への入力バイアス電流Ibに起因する誤差、入力オフセット電圧Vosの温度特性に起因する誤差、及びNPNトランジスタ43のベース-エミッタ電流Ibeに起因する誤差といったように、定電流回路407に起因する各種の誤差を考慮すると、実際の定電流値Iは式17のように表され、この式17を用いて、バラツキを反映した実際の定電流値Iが算出される。また例えば、上述した実施形態において、基準電源9の基準電圧Vref、及び半導体ダイオード5の両端電圧VFごとにAD変換器13を設ける構成としたが、これに限らず、1つのAD変換器13に基準電源9の基準電圧Vref、及び半導体ダイオード5の両端電圧VFを切り替えて入力する構成としても良い。