入力信号とパワーアンプからの非線形性歪を含んだフィードバック信号とのタイミングが一致するように、前記入力信号の遅延量を調整する遅延調整部を備え、前記遅延調整部で遅延された後の前記入力信号に基づき前記入力信号の歪補償を行う歪補償器であって、前記遅延調整部は、疑似ランダムデータと前記フィードバック信号とに基づき、LMSLeastMeanSquareアルゴリズムを利用して前記入力信号の遅延量を算出することを特徴とする歪補償器。前記疑似ランダムデータを発生する疑似ランダムデータ発生器を備えることを特徴とする請求項1記載の歪補償器。前記遅延調整部は、フラクショナルディレイ小数遅延を含む、前記フィードバック信号の遅延量を算出することを特徴とする請求項1または請求項2記載の歪補償器。前記疑似ランダムデータはPN系列であることを特徴とする請求項1から請求項3の何れか1項に記載の歪補償器。前記遅延調整部は、FIRフィルタを含んで構成されることを特徴とする請求項1から請求項4の何れか1項に記載の歪補償器。前記FIRフィルタは、他のFIRフィルタと回路を兼用することを特徴とする請求項5記載の歪補償器。前記遅延調整部で遅延された後の前記入力信号と前記フィードバック信号とに基づき前記パワーアンプの非線形姓歪と逆の歪特性を算出する前置歪補償演算部と、当該前置歪補償演算部で算出した逆歪特性を特定するデータを格納する記憶部と、当該記憶部に格納されたデータと前記入力信号とから前記逆歪特性をもつ入力信号を生成し、生成した信号を、前記歪補償後の入力信号として前記パワーアンプに出力する演算部と、を備えることを特徴とする請求項1から請求項6の何れか1項に記載の歪補償器。請求項1から請求項7の何れか1項に記載の歪補償器と、前記パワーアンプと、を備えることを特徴とするDPDDigitalPredistortionシステム。パワーアンプの歪みを補償するDPDDigitalPredistortionシステムの制御方法において、疑似ランダムデータを用いたLMSアルゴリズムによって、前記パワーアンプへの入力信号とフラクショナルディレイを含む前記パワーアンプからのフィードバック信号とのタイミングを一致させるように、前記入力信号の遅延量を調整し、遅延量を調整した後の前記入力信号に基づいて前記パワーアンプの歪を補償することを特徴とするDPDシステムの制御方法。ところで、携帯端末などの移動体通信分野では低消費電力省面積化が要求される。このため、携帯端末の送信信号の歪み補償を行う場合、DSPなどの大規模演算回路をRF-ICRadioFrequencyIntegratedCircuitに内蔵することは困難である。また、歪み補償対象のパワーアンプを備えたシステムに依存するフィードバック信号の遅延量をあらかじめ推定し、この遅延量に相当する遅延段を設けるような手法では、十分なDPD効果を得ることは難しい。そこで、本発明は、上記した点を鑑みてなされたものであり、入力信号とフィードバック信号とのタイミングをより高精度に一致させることの可能な歪補償器、この歪補償器を用いたDPDシステムおよびDPDシステムの制御方法を提供することを目的としている。本発明の請求項1にかかる歪補償器は、入力信号とパワーアンプからの非線形性歪を含んだフィードバック信号とのタイミングが一致するように、前記入力信号の遅延量を調整する遅延調整部を備え、前記遅延調整部で遅延された後の前記入力信号に基づき前記入力信号の歪補償を行う歪補償器であって、前記遅延調整部は、疑似ランダムデータと前記フィードバック信号とに基づき、LMSLeastMeanSquareアルゴリズムを利用して前記入力信号の遅延量を算出することを特徴としている。請求項2にかかる歪補償器は、請求項1記載の歪補償器において、前記疑似ランダムデータを発生する疑似ランダムデータ発生器を備えることを特徴としている。請求項3にかかる歪補償器は、請求項1または請求項2記載の歪補償器において、前記遅延調整部は、フラクショナルディレイ小数遅延を含む、前記フィードバック信号の遅延量を算出することを特徴としている。請求項4にかかる歪補償器は、請求項1から請求項3の何れか1項に記載の歪補償器において、前記疑似ランダムデータはPN系列であることを特徴としている。請求項5にかかる歪補償器は、請求項1から請求項4の何れか1項に記載の歪補償器において、前記遅延調整部は、FIRフィルタを含んで構成されることを特徴としている。請求項6にかかる歪補償器は、請求項5記載の歪補償器において、前記FIRフィルタは、他のFIRフィルタと回路を兼用することを特徴としている。請求項7にかかる歪補償器は、請求項1から請求項6の何れか1項に記載の歪補償器において、前記遅延調整部で遅延された後の前記入力信号と前記フィードバック信号とに基づき前記パワーアンプの非線形姓歪と逆の歪特性を算出する前置歪補償演算部と、当該前置歪補償演算部で算出した逆歪特性を特定するデータを格納する記憶部と、当該記憶部に格納されたデータと前記入力信号とから前記逆歪特性をもつ入力信号を生成し、生成した信号を、前記歪補償後の入力信号として前記パワーアンプに出力する演算部と、を備えることを特徴としている。また、本発明の請求項8にかかるDPDシステムは、請求項1から請求項7の何れか1項に記載の歪補償器と、前記パワーアンプと、を備えることを特徴としている。さらに、本発明の請求項9にかかるDPDシステムの制御方法は、疑似ランダムデータを用いたLMSアルゴリズムによって、前記パワーアンプへの入力信号とフラクショナルディレイを含む前記パワーアンプからのフィードバック信号とのタイミングを一致させるように、前記入力信号の遅延量を調整し、遅延量を調整した後の前記入力信号に基づいて前記パワーアンプの歪を補償することを特徴としている。本発明によれば、疑似ランダムデータとパワーアンプの出力信号であるフィードバック信号とに基づき、LMSアルゴリズムを利用してパワーアンプへの入力信号の遅延量を算出し、これに応じて入力信号の遅延量を調整する構成としたため、入力信号の遅延量を、インテジャーディレイだけでなく、フラクショナルディレイも含めて調整することができる。そのため、入力信号とフィードバック信号との高精度な遅延調整を行うことができる。このように高精度に遅延調整を行うことのできる入力信号を用いてDPD方式による歪補償を行うことによって、歪補償精度をより向上させることができる。以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図1は、本発明の一実施形態を示す、DPDDigitalPredistortionシステム100の構成図である。このDPDシステム100は、パワーアンプ1と、疑似ランダムデータを用いたLMSアルゴリズムによる遅延調整機能を有する歪補償器10とを備える。歪補償器10は、疑似ランダムデータ発生器PNGen11と、乗算器12と、ルックアップテーブルLUT13と、前置歪補償演算部14と、アッテネータATT15と、遅延調整部LMS16とを、備える。疑似ランダムデータ発生器11は、パワーアンプ1による増幅対象の信号を入力するための入力端18にスイッチ回路などにより選択的に接続される。なお、19はパワーアンプ1による増幅信号の出力端である。この歪補償器10は、疑似ランダムデータを用いたLMSアルゴリズムを用いて、歪補償器10への入力信号nに対して遅延調整を行い、入力信号unとフラクショナルディレイを含むフィードバック信号アッテネータ15の出力信号のタイミングとを一致させることで、DPD方式の歪補償精度を向上させるようになっている。なお、フラクショナルディレイとは、整数倍遅延で補正することのできない余り分である小数遅延のことをいう。以下、本発明を詳細に説明する。図2は、疑似ランダムデータ発生器11の一例を示す構成図である。ここで、疑似ランダムデータ発生器11は前述のように、選択的にDPDシステム100の入力端18に接続される。具体的には、歪補償器10を構成する遅延調整部LMS16の調整を行う際に、疑似ランダムデータ発生器11を入力端18に接続し、この疑似ランダムデータ発生器11で発生された疑似ランダムデータを用いて、遅延調整部16の調整を行う。前記疑似ランダムデータは、小規模回路で実現できるPNPseudrandomNoise:疑似ランダム雑音生成多項式を用いて発生させることが可能である。PN系列のうち、例えばPN9段の信号を発生する回路は、図2に示すように、9つの遅延素子からなるシフトレジスタと1つのXOR演算器とで構成される。具体的には、1段目の遅延素子の出力と6段目の遅延素子の出力とがXOR演算器に入力され、これらのXOR演算結果が2段目の遅延素子に出力されるとともに、疑似ランダムデータとして出力される。この疑似ランダムデータ発生器11の生成多項式PN9Xは、PN9X=X9X51で表される。疑似ランダムデータ発生器11で発生される信号は、2の9乗ビット毎に繰り返される信号となるが、疑似的にランダムデータとして扱うことができる。図3は、LMSアルゴリズムの概念を示す図である。遅延調整部16ではこのLMSアルゴリズムを用いて遅延調整を行う。LMSアルゴリズムは図3で示すように、未知のシステムUnknownSystem21の出力dn:希望信号とFIRFiniteImpulseResponse:有限インパルス応答フィルタで構成されるシステムEstimationSystem22の出力yn:フィルタ出力信号との誤差成分en:エラー信号を加算器23で演算し、この加算器23で演算した誤差成分enを、FIRフィルタのフィルタ係数にフィードバックさせる。これによって、誤差成分enが0に収束することで、未知のシステム21を同定することができるアルゴリズムである。ここで、LMSアルゴリズムの等式は下記1式で表すことができる。wn=wn-1μenuHnen=dn-ynyn=wn-1un......1なお、式1において、wn:フィルタ係数、en:エラー信号、dn:希望信号、yn:フィルタ出力信号、un:入力信号、μ:ステップサイズ、H:複素共役である。図4は、遅延調整部16の一例を示す構成図であり、前記LMSアルゴリズムをデジタル回路で構成した場合の構成図である。図4では、説明を簡易にするために3つのフィルタ係数を有する回路で構成した場合を表しているが、任意数のフィルタ係数を有する回路で構成した場合も同様である。遅延調整部LMS16は、図4に示すように、FIRフィルタ30aと、当該FIRフィルタ30aのフィルタ係数h0~h2を設定するフィルタ係数設定回路30bとを備えている。FIRフィルタ30aは、入力信号un:InputSignalを遅延させる2つの遅延素子31と3つの乗算器32と加算器3to1加算器33とを備える。3つの乗算器32は、入力信号unとフィルタ係数h0、1つの遅延素子31により1回遅延された入力信号unとフィルタ係数h1、2つの遅延素子31により2回遅延された入力信号unとフィルタ係数h2、のそれぞれについて乗算する。加算器33は、これら各乗算器32での乗算結果を加算する。この加算器33の加算結果が、FIRフィルタ出力yn:LMSOutput、すなわち遅延調整部16の出力となる。フィルタ係数設定回路30bは、減算器34と、ステップサイズ調整用増幅器35と、3つの乗算器36と、3つの加算器2to1加算器37と、3つの遅延器38と、3つの複素共役演算器39とを備える。減算器34は、FIRフィルタ出力yn:LMSOutputと希望信号dn:RefSignalとの誤差成分en:ErrorSignalを演算する。ステップサイズ調整用増幅器35は、減算器34で演算された誤差成分enを、あるステップサイズμ:StepSizeで増幅する。複素共役演算器39はそれぞれ、入力信号un、FIRフィルタ30aで遅延処理が行われた1回遅延処理後の入力信号unおよび2回遅延処理後の入力信号unの複素共役となる信号を演算し、乗算器36はそれぞれ、ステップサイズ調整用増幅器35で増幅した誤差成分enと複素共役演算器39で演算した入力信号unの複素共役となる信号とを乗算する。加算器37はそれぞれ乗算器36の出力信号とこの出力信号を遅延器38で遅延した信号とを加算し、加算結果を遅延器38に出力する。遅延器38の出力がそれぞれフィルタ係数h0~h2となる。このような構成とすることによって、遅延調整部16は、誤差成分enをフィルタ係数h0~h2にフィードバックさせることによって、誤差成分enが0となるように動作する。なお、アッテネータ15は、パワーアンプ1の出力信号を入力し、当該信号を、パワーアンプ1で増幅される前の信号レベルと等しくなるように減衰するまた、図1のDPDシステム100において、パワーアンプ1、乗算器12、ルックアップテーブル13、前置歪補償演算部14は、上記図7に示す従来のDPDシステム200の対応する各部と同一の機能構成を有する。ここで、図4の遅延調整部16を構成するデジタル回路は、DSPなどの大規模演算回路を必要とすることはない。したがって、例えばDPDシステム100を携帯端末に適用する場合でも十分実現可能な回路面積となる。また、DPDシステム100を携帯電話に適用した場合、一般的に送信部のチャネルフィルタ等で使用されるデジタルフィルタがFIR型の場合には、遅延調整部16を構成するFIRフィルタ30aと、携帯電話のチャネルフィルタとは、FIR部の回路を兼用できる。したがって、省面積化に有効である。次に、DPDシステム100による、疑似ランダムデータを用いたLMSアルゴリズムによる遅延調整法を説明する。遅延調整を行う場合には、図5に示すように、疑似ランダムデータ発生器11を入力端18に接続する。また、疑似ランダムデータ発生器11で生成した疑似ランダムデータを、乗算器12を介さずに入力として用いる。例えば、図示しないスイッチ回路などを設けることによって、入力端18に入力される信号を、乗算器12を介してパワーアンプ1に供給する経路と、乗算器12を介さずに直接パワーアンプ1に供給する経路とで切り替え可能に構成し、この図示しないスイッチ回路を操作することにより、疑似ランダムデータを直接パワーアンプ1に供給する経路を形成する。このとき、ルックアップテーブル13および前置歪補償演算部14は動作させない。例えば、これらルックアップテーブル13および前置歪補償演算部14への信号入力側に、図示しないスイッチ回路などを設けておき、このスイッチ回路を操作することにより、これらルックアップテーブル13および前置歪補償演算部14を動作させるか否かを切り替えるようにすればよい。前記経路の切り替えのためのスイッチ回路やルックアップテーブル13および前置歪補償演算部14を動作させるか否かを切り替えるためのスイッチ回路は、例えば図示しない制御装置により制御するようにすればよい。これによって、図5に示すように、疑似ランダムデータ発生器11からの疑似ランダムデータがパワーアンプ1に直接供給され、パワーアンプ1の出力がアッテネータ15を介してフィードバック信号として遅延調整部16に入力されるとともに、疑似ランダムデータが遅延調整部16に入力される回路が形成される。このような回路が形成された状態で、遅延調整部16において、疑似ランダムデータを入力信号un、フィードバック信号すなわちアッテネータ15の出力信号をリファレンス信号dnとしてLMSアルゴリズムを用いて、遅延調整を行う。図6は、遅延調整部16のフィルタ係数がh0~h19であり、フィードバックディレイ、すなわち図5において遅延調整部16に入力される入力信号INとアッテネータ15の出力信号であるリファレンス信号REFとのずれが96cycles分であった場合の、フィルタ係数を示す図図6aおよび入力信号とフィルタ係数値との関係を示す図図6bの一例である。例えば、フィードバックディレイが96cycles分であった場合、図6bのように入力信号INunとして疑似ランダムデータPN信号が遅延調整部LMS16に入力されると、時間の経過と共に遅延調整部LMS16のフィルタ係数値が変化する。そして、入力信号INに96cycles分の遅延が付加されて、遅延調整部LMS16からLMS出力として出力される。つまり、入力信号INにフィードバックディレイ相当の96cycles分の遅延が加算されこれがLMS出力となるため、LMS出力とリファレンス信号であるフィードバック信号とのタイミングが一致する。図6aは、例えば、フィルタ係数h9のフィルタ係数値が04、h10が06となることで、96cycles分のディレイを表している。この時、フィルタ係数h9、h10以外のその他のフィルタ係数のフィルタ係数値は全て0である。ナイキスト周波数までの全周波数帯成分を持つ疑似ランダムデータを用いることで、遅延調整部LMS16のフィルタ係数が拡散せず、図6aに示すように、フィードバックディレイがフィルタ係数によって表現される。このように、フィルタ係数h9が04、h10が06となることで、例えば、0→10→20→...と変化するようなランピング信号を入力信号unとした場合、遅延調整部LMS16の出力は0→0→0→0→0→0→0→0→0→0→4→14→24→...と変化し、0.6のフラクショナルディレイ分も含めて遅延調整することができる。DPDシステム100でパワーアンプ1の逆歪特性を得るためには、前述のように、疑似ランダムデータを用いて遅延調整部LMS16でフィードバックディレイを算出し、フィードバックディレイを表す遅延調整部LMS16のフィルタ係数値を固定した上で、前述のようなランピング信号を入力する。前記フィルタ係数の固定は、例えば、加算器37の信号入力側に図示しないスイッチ回路などを設けておき、このスイッチ回路を操作することにより、加算器37に乗算器36からのデータではなく、0を含む決定された値のデータを入力することなどによって行ってもよいし、フィルタ係数値を記憶した記憶部からそのデータを入力することによって行ってもよい。つまり、図1に示すように、図示しないスイッチ等により、疑似ランダムデータ発生器11と乗算器12との接続を解除し、入力信号unが乗算器12を介してパワーアンプ1に入力されるように、入力端18を乗算器12に接続する。さらに、入力端18をルックアップテーブル13に接続し、ルックアップテーブル13と前置歪補償演算部14とを動作させる。この状態で、入力端18に、パワーアンプ1による増幅対象のランピング信号を入力することで、遅延調整部LMS16に入力されるランピング信号に対して遅延調整部LMS16で遅延が付加される。この遅延が付加されたランピング信号は、アッテネータ15によってパワーアンプ1で増幅される前の信号レベルと等しくなるように減衰された、パワーアンプ1の出力信号であるフィードバック信号とタイミングが一致する。そして、パワーアンプ1で生じる非線形性歪みとは逆の歪み特性を、前置歪補償演算部14で算出し、その逆歪特性のデータをルックアップテーブルLUT13に格納する。このルックアップテーブルLUT13に格納されたLUTデータと、入力信号、すなわちパワーアンプ1による増幅対象のランピング信号とを乗算器12にて乗算した後、パワーアンプ1に供給する。これにより、増幅対象のランピング信号が、パワーアンプ1に入力される前に逆歪特性をもつ信号を生成することでパワーアンプ1の歪みを打ち消すことができる。以上のように、本実施形態では、疑似ランダムデータを用いたLMSアルゴリズムによって、携帯端末など低消費電力省面積化が要求されるアプリケーションにおいても実現可能な演算処理で、入力信号とフィードバック信号との高精度な遅延調整を実現することができる。したがって、この遅延調整手法を用いることで、フィードバック信号の遅延量をインテジャーディレイだけでなく、フラクショナルディレイも含めて調整することができる。その結果、DPD方式を用いたDPDシステム100における歪補償精度を向上させることができる。仮に、デジタル回路のサンプリングレートが遅い場合、インテジャーディレイのみの調整では、DPD方式により十分な歪補償効果が得られないことが考えられ、フラクショナルディレイを含めて調整できることが重要である。本実施形態では、ナイキスト周波数までの全周波数帯成分を持つランダム信号を遅延調整時の入力として用いることによって、本DPDシステム100においてパワーアンプ1の逆歪特性を得るために用いるランピング信号の遅延をより高精度に調整することができる。すなわち歪補償精度を向上させることができる。なお、上記実施形態においては、疑似ランダムデータ発生器11をスイッチ回路などにより選択的に入力端18に接続する構成としたが、これに限るものではない。前述のように疑似ランダムデータ発生器11は、遅延調整部16のFIRフィルタ30aのフィルタ係数を調整するために用いるものであり、調整後フィルタ係数は固定しているため、疑似ランダムデータ発生器11は、フィルタ係数を調整するとき以外は必要としない。したがって、歪補償器10として疑似ランダムデータ発生器11を必ずしも備えている必要はなく、例えば、FIRフィルタ30aのフィルタ係数の調整を行うときに疑似ランダムデータ発生器11を入力端18に接続するようにしてもよい。また、遅延調整部16では、フィルタ係数調整後、フィルタ係数を固定しているため、ランピング信号を入力信号unとして使用する通常状態では、FIRフィルタ30aのみを備えていればよく、フィルタ係数設定回路30bを必ずしも備えている必要はない。したがって、遅延調整部16を構成するフィルタ係数設定回路30bについても、歪補償器10として必ずしも備えている必要はなく、FIRフィルタ30aのフィルタ係数の調整を行うときにフィルタ係数設定回路30bを接続する構成としてもよい。