直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御し、交流電源に接続される電力変換装置において、上記複数直列接続された単相インバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、上記単相インバータと上記交流電源との間に接続される第1の開閉手段と、上記第1の開閉手段に並列接続される限流抵抗と第2の開閉手段との直列接続体と、を備え、上記交流電源から上記直列接続体を介して上記平滑コンデンサへの初期充電を行うことを特徴とする電力変換装置。上記第1の開閉手段と上記直列接続体との並列回路をシリコンカーバイドMOSFETを用いた双方向スイッチで構成したことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。上記階調制御インバータにより構成される従来のパワーコンディショナにおいては、上述のように、平滑コンデンサ21の充電を行う際の電流経路として、フィルタコンデンサ27、28、29が必要で、このフィルタコンデンサ27、28、29を介して平滑コンデンサ15と平滑コンデンサ16の中点に接続する経路が必要であった。また、太陽電池である直流電源10から電力を供給するため、直流電源10の出力が小さいとパワーコンディショナの起動に時間がかかっていた。この発明は、上記の問題点に鑑みてなされたもので、商用電源系にインバータを接続し、交流電力により平滑コンデンサの初期充電を行う電力変換装置を提供するものである。この発明に係る電力変換装置は、直流電源の直流電力を交流電力に変換する単相インバータを複数直列接続し、上記複数の単相インバータの中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を階調制御し、交流電源に接続される電力変換装置において、上記複数直列接続された単相インバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、上記単相インバータと上記交流電源との間に接続される第1の開閉手段と、上記第1の開閉手段に並列接続される限流抵抗と第2の開閉手段との直列接続体と、を備え、上記交流電源から上記直列接続体を介して上記平滑コンデンサへの初期充電を行うものである。この発明に係る電力変換装置によれば、商用電源系にインバータを接続し、交流電力により平滑コンデンサの初期充電を行うことにより、直流電力で充電を行う場合に必要であったフィルタコンデンサを省略することができる。以下、添付の図面を参照して、この発明に係る電力変換装置について好適な実施の形態を説明する。なお、この実施の形態により発明が限定されるものではなく、諸種の設計的変更を含むものである。実施の形態1.図1は、この発明の実施の形態1に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを説明する回路構成図である。図1において、符号200は実施の形態1に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを示している。パワーコンディショナ200に用いられる電力変換装置は、第2のインバータ18、第3のインバータ19、第4のインバータ20のそれぞれの出力電圧から正弦波を形成するフィルタリアクトル24、25、26と、商用電源系である交流電源30の間に、第1の開閉手段であるスイッチ31~33をそれぞれ接続すると共に、該スイッチ31~33のそれぞれと並列に、電流制限抵抗34~36と第2の開閉手段であるスイッチ37~39の直列接続体で構成される充電回路40~42を接続したものである。なお、その他の構成については図1の従来装置と同様であり、同一符号を付すことにより説明を省略する。実施の形態1に係る電力変換装置は上記のように構成されており、次にその動作について説明する。第2のインバータ18、第3のインバータ19、第4のインバータ20のそれぞれの平滑コンデンサ21、22、23の初期充電時は、スイッチ31~33をオフし、限流抵抗34~36側のスイッチ37~39をオンする。これにより、限流抵抗34~36によって電流を制限しながら平滑コンデンサ21~23が充電される。従来装置ではスイッチング素子T1P~T3P、T1N~T3Nをスイッチングさせて平滑コンデンサ21~23を充電していたが、実施の形態1によれば、スイッチング素子T1P~T3P、T1N~T3Nの制御は不要であり、全ての素子はオフ状態のままであるため複雑な制御は不要となる。その際の充電電流の経路は図2、図3にそれぞれ太線矢印で示すように、それぞれのスイッチング素子のフライホイールダイオードを経路として商用電源系である交流電源30から流れ込んできて、平滑コンデンサ21~23を順次充電して行く。そして、第2~第4のインバータ18~20の平滑コンデンサ21~23の電圧が所望の電圧まで充電されたら、スイッチ37~39をオフし、スイッチ31~33をオンすることで、限流抵抗34~36側には電流を流さないようにしてパワーコンディショナ200は通常動作に移行する。なお、図2、図3は第2のインバータ18の平滑コンデンサ21の充電動作について図示している。以上のように、実施の形態1に係る電力変換装置によれば、商用電源系である交流電源30からインバータ18~20の平滑コンデンサ21~23の充電用電力を得ることで、太陽電池である直流電源10から電力が供給されていない場合での充電が可能となる。その為、従来装置では太陽電池である直流電源10から電力が供給されて始めて平滑コンデンサ21~23の充電を行い、その後でパワーコンディショナが電力変換動作を開始していたが、実施の形態1では平滑コンデンサ21~23の充電が完了した状態で待機することが可能となり、太陽電池である直流電源10から十分な電力が供給されると即時に電力変換動作を開始することが可能となる。実施の形態2.次に、実施の形態2に係る電力変換装置について説明する。図4は、実施の形態2に係る電力変換装置を用いたパワーコンディショナを説明する図である。実施の形態2に係るパワーコンディショナ300は、実施の形態1のスイッチ31~33と充電回路40~42を、シリコンカーバイドMOSFETで構成される双方向スイッチ素子M1、M2にしたものである。また、図4は、第2のインバータ18の平滑コンデンサ21の充電回路を図示している。なお、その他の構成は実施の形態1と同様であり、図示説明を省略する。実施の形態2に係る電力変換装置によれば、スイッチ31~33と充電回路40~42を、シリコンカーバイドMOSFETで構成される双方向スイッチ素子M1、M2としたので、装置の小型化、限流抵抗34~36の省略が可能である。具体的にはスイッチ素子M1、M2のゲートソース間電圧によってその等価抵抗値を調整する。MOSFETは、ドレインソース間電圧を一定とすると、ゲートソース間電圧に応じてドレイン電流を変えることができる。一般的なエンハンスメントタイプのMOSFETでは、ゲートソース間電圧を低くするとドレイン電流は小さくなり、ゲートソース間電圧を高くするとドレイン電流は大きくなる。ドレインソース間電圧は一定であるから、ゲートソース間電圧を低くすると等価抵抗は大きくなり、ゲートソース間電圧を高くすると等価抵抗は小さくなる。図5は、シリコンカーバイドMOSFETを等価抵抗として動作させる場合の説明図を示している。階調制御インバータの平滑コンデンサ21~23の初期充電時には、MOSFETのゲートソース間電圧を低くすることで等価抵抗を大きくし、充電電流を限流する。平滑コンデンサ21~23の充電が完了した後にゲートソース間電圧を高くすることで等価抵抗を小さくして電力を送電する。以上のように、実施の形態2に係る電力変換装置によれば、シリコンカーバイドMOSFETをスイッチ素子M1、M2として用いることにより、限流抵抗34~36とスイッチ37~39、通常動作時に用いるスイッチ31~33を不要とし、ゲートソース間電圧を変えるだけで同等の機能が実現でき装置の大幅な小型化が可能である。また、この回路はシリコンカーバイドMOSFETの等価抵抗が従来のMOSFETに比べて1/10以下と非常に小さい特性により可能となる。なぜならば、電力を送電する際には大きな電流を流すことになるため、従来のMOSFETでは素子損失が非常に大きくなってしまい、パワーコンディショナの効率を大きく落としてしまうからである。また、スイッチ素子の熱的な責務も非常に厳しくなるので素子の冷却機構も必要になってしまうため、従来のMOSFETでは実現が難しかった。一般的なシリコンMOSFETはチャネル温度150°C程度まで対応可能であるが、シリコンカーバイドMOSFETでは、さらに高いチャネル温度が許容されるため、実施の形態2に係る電力変換装置の用途では利点が大きい。つまり、許容されるチャネル温度が高くなれば冷却系を簡素化できるため、冷却フィンの小型化やファンの省略が可能になるため、パワーコンディショナの変換効率の向上が見込まれ、シリコンカーバイドMOSFETをスイッチ素子として用いることは非常に有効である。