正極性入力信号及び負極性入力信号を受け付ける差動対を含み、正極性差動信号及び負極性差動信号を出力する差動増幅器と、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を増幅し、正極性出力信号及び負極性出力信号を出力すると共に、前記正極性出力信号及び前記負極性出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、前記出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、前記コモンモードフィードバック信号を前記差動増幅器にフィードバックすることで、前記出力コモンモード電圧と前記基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号に基づいて、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、を備えることを特徴とする全差動増幅器。前記コモンモードフィードバック回路は、前記正極性出力信号及び前記負極性出力信号の電圧レベルと、前記基準電圧を比較することで前記コモンモードフィードバック信号を生成する電流コンパレータを含む請求項1の全差動増幅器。前記差動対は、Nチャンネル型MOSトランジスタによって構成されており、前記スタートアップ回路は、ソースが接地電圧に接続され、ドレインが前記正極性差動信号を出力する第1の出力ノードと接続されている第1のNチャンネル型MOSトランジスタと、ソースが接地電圧に接続され、ドレインが前記負極性差動信号を出力する第2の出力ノードと接続され、ゲートが前記第1のNチャンネル型MOSトランジスタのゲートと接続されている第2のNチャンネル型MOSトランジスタと、前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号を受け付け、出力ノードが前記第1のNチャンネル型MOSトランジスタのゲート及び前記第2のNチャンネル型MOSトランジスタのゲートと接続されているNOR回路と、を備える請求項1又は2の全差動増幅器。前記差動対は、Pチャンネル型MOSトランジスタによって構成されており、前記スタートアップ回路は、ソースが電源電圧に接続され、ドレインが前記正極性差動信号を出力する第3の出力ノードと接続されている第1のPチャンネル型MOSトランジスタと、ソースが電源電圧に接続され、ドレインが前記負極性差動信号を出力する第4の出力ノードと接続され、ゲートが前記第1のPチャンネル型MOSトランジスタのゲートと接続されている第2のPチャンネル型MOSトランジスタと、前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号を受け付け、出力ノードが前記第1のPチャンネル型MOSトランジスタのゲート及び前記第2のPチャンネル型MOSトランジスタのゲートと接続されているNAND回路と、を備える請求項1又は2の全差動増幅器。前記スタートアップ回路は、前記スタートアップ回路以外の構成素子に対応したダミートランジスタを少なくても1以上含んで構成される請求項1乃至4いずれか一に記載の全差動増幅器。前記ダミートランジスタは、前記差動対に対応したダミートランジスタである請求項5の全差動増幅器。以下の分析は、本発明の観点からなされたものである。携帯電話を初めとした携帯電子機器では低消費電力であることが強く求められる。携帯電子機器はバッテリー駆動のため、消費電力が高いと頻繁に充電をしなければならず利便性が低下するためである。そのため、携帯電子機器では内蔵する全ての回路が低消費電力であることが求められ、全差動増幅器も例外ではない。特許文献2で開示された技術では、差動増幅器が安定して動作するためのスタートアップ用の補助電流を必要とする。さらに、この補助電流は常時供給される電流である。このような電流は、極めて低い消費電力が求められる携帯電子機器では無視することができない。さらに、特許文献2で開示された技術では、補正電流及び補助電流を流すための電流源が必要であり、全差動増幅器の回路規模が増大するという問題がある。以上のとおり、従来技術には、解決すべき問題点が存在する。本発明の一側面において、初期動作を安定させるスタートアップ回路を備え、消費電力を低減すると共に、回路規模の増加を抑制した全差動増幅器が、望まれる。本発明の第1の視点によれば、正極性入力信号及び負極性入力信号を受け付ける差動対を含み、正極性差動信号及び負極性差動信号を出力する差動増幅器と、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を増幅し、正極性出力信号及び負極性出力信号を出力すると共に、前記正極性出力信号及び前記負極性出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、前記出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、前記コモンモードフィードバック信号を前記差動増幅器にフィードバックすることで、前記出力コモンモード電圧と前記基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、前記正極性入力信号及び前記負極性入力信号に基づいて、前記正極性差動信号及び前記負極性差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、を備える全差動増幅器が提供される。本発明の視点によれば、初期動作を安定させるスタートアップ回路を備え、消費電力を低減すると共に、回路規模の増加を抑制した全差動増幅器が、提供される。初めに、図1を用いて実施形態の概要について説明する。なお、この概要に付記した図面参照符号は、理解を助けるための一例として各要素に便宜上付記したものであり、本発明を図示の態様に限定することを意図するものではない。上述したように、全差動増幅器の安定した初期動作にはスタートアップ回路が必要である。特許文献2で開示された技術は、補助電流を供給するスタートアップ回路を備えることで、全差動増幅器の初期動作を安定させている。しかし、特許文献2で開示されたスタートアップ回路は、全差動増幅器が定常状態で動作している際にも、常に微小な電流を供給する。このような常時供給される電流は、携帯電子機器を初めとした極めて低い消費電力が要求される機器では問題がある。そこで、図1に示す全差動増幅器を提供する。図1に示す全差動増幅器は、正極性入力信号及び負極性入力信号を受け付ける差動対を含み、正極性差動信号及び負極性差動信号を出力する差動増幅器と、正極性差動信号及び負極性差動信号を増幅すると共に、正極性出力信号及び負極性出力信号から出力コモンモード電圧を生成する出力コモンモード電圧生成回路と、出力コモンモード電圧と所定の基準電圧を比較することでコモンモードフィードバック信号を生成し、コモンモードフィードバック信号を差動増幅器にフィードバックすることで、出力コモンモード電圧と基準電圧を実質的に一致させるコモンモードフィードバック回路と、正極性入力信号及び負極性入力信号に基づいて、正極性差動信号及び負極性差動信号を略電源電圧にプルアップ又は略接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路と、を備えている。図1に示す全差動増幅器が、スタートアップ回路を備えていないと、正極性入力端子、負極性入力端子、コモンモードフィードバック回路の初期状態によっては、コモンモードフィードバック回路が機能しないまま全差動増幅器が不正規な状態で安定してしまうことが考えられる。不正規な状態で安定してしまう原因については後述する。そこで、不正規な状態で安定するような正極性入力信号及び負極性入力信号を検出した場合には、正極性差動信号及び負極性差動信号を電源電圧にプルアップ又は接地電圧にプルダウンするスタートアップ回路を備えることで、不正規な状態で安定することを回避する。即ち、スタートアップ回路によって出力コモンモード電圧生成回路及びコモンモードフィードバック回路を活性化させ、不正規な状態で安定することを回避する。また、図1に示すスタートアップ回路が動作するのはプルアップ又はプルダウンを行なうのは、全差動増幅器の初期動作過渡状態時のみであり、定常状態においては電流を消費しない。従って、携帯電子機器を初めとした極めて低い消費電力を要求される機器での使用に適している。次に、コモンモードフィードバック回路を備える全差動増幅器について説明する。図3は、コモンモードフィードバック回路を備える全差動増幅器2の回路の一例を示す図である。図3に示す全差動増幅器2は、差動増幅器10と、出力コモンモード電圧生成回路20と、コモンモードフィードバック回路30と、を備えている。全差動増幅器2は、正極性入力端子VinPから正極性入力信号を受け付け、負極性入力端子VinNから負極性入力信号を受け付ける。また、正極性出力端子VoutPから正極性出力信号を出力し、負極性出力端子VoutNから負極性出力信号を出力する。差動増幅器10は、Nチャンネル型MOSトランジスタN1乃至N3と、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2から構成されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN1及びN2で、Nチャンネル型差動対を構成する。Nチャンネル型MOSトランジスタN3は、Nチャンネル型差動対N1、N2に供給する電流源を構成する。Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2は、それぞれNチャンネル型MOSトランジスタN1及びN2に電流を流す負荷電流源である。Nチャンネル型MOSトランジスタN1のゲートには正極性入力端子VinPが接続され、Nチャンネル型MOSトランジスタN2のゲートには負極性入力端子VinNが接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN1及びN2のソースは共通接続され、Nチャンネル型MOSトランジスタN3のドレインに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN1のドレインはPチャンネル型MOSトランジスタP1のドレインに接続され、Nチャンネル型MOSトランジスタN2のドレインはPチャンネル型MOSトランジスタP2のドレインに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN3のゲートは、定電圧源に接続され、ソースは接地電圧VSSに接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2のゲートは共通接続され、コモンモードフィードバック回路30のコモンモードフィードバック信号出力端子と接続されている。コモンモードフィードバック信号については後述する。さらに、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2のソースはそれぞれ電源電圧VDDに接続されている。なお、Nチャンネル型MOSトランジスタN1及びPチャンネル型MOSトランジスタP1のドレインの接続点をノードS1と、Nチャンネル型MOSトランジスタN2及びPチャンネル型MOSトランジスタP2のドレインの接続点をノードS2と、それぞれ定め以降の説明をする。差動増幅器10は、ノードS1及びS2を出力端子として、差動信号を出力コモンモード電圧生成回路20に出力する。出力コモンモード電圧生成回路20は、Nチャンネル型MOSトランジスタN4及びN5と、Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4と、抵抗R5及びR6から構成されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4は、反転増幅用のトランジスタである。Nチャンネル型MOSトランジスタN4及びN5は、Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4に対する電流源である。抵抗R5及びR6は加算平均用の抵抗である。Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4のゲートは、それぞれノードS1及びS2に接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4のソースは、それぞれ電源電圧VDDに接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4のドレインは、それぞれNチャンネル型MOSトランジスタN4及びN5のドレインと接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN4及びN5のゲートは、それぞれ定電圧源に接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN4及びN5のソースは、それぞれ接地電圧VSSに接続されている。さらに、抵抗R5及びR6がPチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4のドレイン間に直列接続されており、抵抗R5及びR6の接続点を出力コモンモード電圧生成回路20の出力端子として、出力コモンモード電圧をコモンモードフィードバック回路30に出力する。抵抗R5及びR6の接続点出力コモンモード電圧生成回路20の出力端子をノードS3と定める。なお、Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びNチャンネル型MOSトランジスタN4それぞれのドレインの接続点が正極性出力端子VoutP、Pチャンネル型MOSトランジスタP4及びNチャンネル型MOSトランジスタN5それぞれのドレインの接続点が負極性出力端子VoutNとなる。コモンモードフィードバック回路30は、Nチャンネル型MOSトランジスタN6乃至8と、Pチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6と、基準電圧源Vrefから構成されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN6及びN7は、比較用トランジスタ対を構成する。Nチャンネル型MOSトランジスタN8は、比較用トランジスタに電流を供給する電流源である。Pチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6は、それぞれNチャンネル型MOSトランジスタN6及びN7に電流を流す負荷電流源である。Nチャンネル型MOSトランジスタN6のゲートは、ノードS3と接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN7のゲートは、基準電圧源Vrefに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN6及びN7のソースは共通接続され、Nチャンネル型MOSトランジスタN8のドレインに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN6及びN7のドレインは、それぞれPチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6のドレインに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN8のゲートは、定電圧源に接続され、ソースは接地電圧VSSに接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲートとドレインが接続され、ソースは電源電圧VDDに接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート及びドレインの接続点をコモンモードフィードバック回路30の出力端子として、コモンモードフィードバック信号を差動増幅器10に出力する。Pチャンネル型MOSトランジスタP6のゲートとドレインが接続され、ソースは電源電圧VDDに接続されている。なお、Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート及びドレインの接続点をノードS4コモンモードフィードバック回路の出力端子と定める。図3に示す全差動増幅器2は、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNから受け付けた差動信号を差動増幅器10で増幅する。その後、差動増幅器10の出力を出力コモンモード電圧生成回路20において反転増幅し、正極性出力端子VoutP及び負極性出力端子VoutNから出力する。さらに、出力コモンモード電圧生成回路20では、出力信号を抵抗R5及びR6で加算平均し、出力コモンモード電圧としてコモンモードフィードバック回路30に出力する。コモンモードフィードバック回路30では、出力コモンモード電圧と基準電圧源Vrefの電圧とが比較され、比較結果であるコモンモードフィードバック信号を受け付けた差動増幅器10では、コモンモードフィードバック信号に基づいて負荷電流源Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2のソースゲート間電圧が変動する。その結果、出力コモンモード電圧を基準電圧源Vrefの電圧に収束させる。このようにして、全差動増幅器1の出力コモンモード電圧は一定に維持され、全差動増幅器2は安定動作する。しかし、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧やコモンモードフィードバック回路30の初期状態によっては、全差動増幅器2は正常動作しない場合が想定されるのは上述のとおりである。即ち、コモンモードフィードバック回路30が機能しないまま全差動増幅器2が不正規な状態で安定してしまうことが考えられる。例えば、図3の全差動増幅器2において、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧が接地電圧VSSに等しい場合を考える。この際に、Pチャンネル型MOSトランジスタP5がサブスレッショルド領域にあると、Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート電圧ノードS4の電圧は略VDD-|Vthp|以下、VthpはPチャンネル型MOSトランジスタの閾値電圧の絶対値とするとなる。この場合、Nチャンネル型MOSトランジスタN1及びN2は遮断されるが、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2は導通するため、ノードS1及びS2の電圧は略電源電圧VDDとなる。すると、ノードS1及びS2の電圧は出力コモンモード電圧生成回路20で反転され、出力コモンモード電圧ノードS3の電圧は略接地電圧VSSとなる。Nチャンネル型MOSトランジスタN6のゲート電圧は出力コモンモード電圧と等しく、出力コモンモード電圧は基準電圧源Vrefの電圧よりも低いため、Pチャンネル型MOSトランジスタP5には電流が流れない。すると、コモンモードフィードバック回路30によるフィードバックが機能せず、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2のソースゲート間電圧が変動することがない。即ち、ノードS4の電圧Pチャンネル型MOSトランジスタP1、P2、P5のゲート電圧は初期電圧のVDD-|Vthp|から変動しない。その結果、出力コモンモード電圧ノードS3の電圧が接地電圧VSS、コモンモードフィードバック信号ノードS4の電圧がVDD-|Vthp|、ノードS1及びS2の電圧が電源電圧VDDで、安定してしまう。つまり、正極性入力端子VinP、負極性入力端子VinN、正極性出力端子VoutP、負極性出力端子VoutNの電圧が全て接地電圧VSSで安定する。このように、コモンモードフィードバック回路30のフィードバックが動作しない状態を不正規な安定状態と呼び、以降の説明をする。次に、スタートアップ回路について説明する。上述のような不正規な安定状態を回避するため、スタートアップ回路が必要となる。図4は、図3に示す全差動増幅器2に特許文献2で開示されたスタートアップ回路を付加した全差動増幅器2aの回路の一例を示す図である。図4において図3と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。図3に示す全差動増幅器2と全差動増幅器2aの相違点は、スタートアップ回路40を備えることと、コモンモードフィードバック回路30aに電流源を追加する点である。Nチャンネル型MOSトランジスタN9がコモンモードフィードバック回路30aに追加された電流源である。Nチャンネル型MOSトランジスタN9のゲートは定電圧源に、ソースは接地電圧VSSに、それぞれ接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN9のドレインはNチャンネル型MOSトランジスタN8のドレインに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN9を追加することで、意図的にコモンモードフィードバック回路30aの安定性を低下させ、不正規な安定状態を回避している。スタートアップ回路40は、Nチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11から構成されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11のゲートは、それぞれ定電圧源に接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11のソースは、それぞれ接地電圧VSSに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11のドレインは、それぞれノードS1及びS2に接続されている。ここで、全差動増幅器2aにおいて、上述の不正規な安定状態となった場合を再度検証する。正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧が接地電圧VSSと等しく、ノードS4の電圧がVDD-|Vthp|である場合を考える。この場合にも、Nチャンネル型MOSトランジスタN1及びN2は遮断され、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2は導通する。従って、ノードS1及びS2の電圧は略電源電圧VDDで動作を開始する。ここで、スタートアップ回路40のNチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11に流れる電流は、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2に流れる電流よりも大きくなり得ないため、Nチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11のドレインソース間電圧が小さくなり、ノードS1及びS2は接地電圧VSS側にプルダウンされる。すると、出力コモンモード電圧生成回路20において反転増幅され出力コモンモード電圧ノードS3の電圧が上昇する。出力コモンモード電圧が基準電圧源Vrefの電圧よりも高電圧になるとPチャンネル型MOSトランジスタP5に電流が流れ、Pチャンネル型MOSトランジスタP5のドレイン電圧及びゲート電圧が下る。その結果、コモンモードフィードバック信号ノードS4の電圧により、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2のゲートソース間電圧が増加し、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2に流れる電流が増加する。Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2に流れる電流は、Nチャンネル型MOSトランジスタN10及びN11に流れる電流よりも大きくなり得ないため、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2のドレインソース間電圧が小さくなり、ノードS1及びS2の電圧が略電源電圧VDD側にプルアップされる。その後は、コモンモードフィードバック回路30aのフィードバック動作により出力コモンモード電圧と基準電圧源Vrefの電圧とが同電圧となる。以上のように、スタートアップ回路40を使用することで、全差動増幅器2aの初期状態によらず正常動作させることが可能になる。しかし、スタートアップ回路40には微小ではあるが常に電流が流れている。上述のように、極めて低い消費電力が要求される携帯電子機器においてはこのような微小な電流でさえも問題となる。さらに、スタートアップ回路40が供給する電流が少ないとコモンモードフィードバック回路30によるフィードバックに長い時間を要する。さらに、3個の電流源Nチャンネル型MOSトランジスタN9乃至N11が必要となるため、全差動増幅器2aの回路規模は増大する。[第1の実施形態]次に、本発明の第1の実施形態について、図面を用いてより詳細に説明する。図5は、本実施形態に係る全差動増幅器3の回路の一例を示す図である。図5において図3と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。図3に示す全差動増幅器2と全差動増幅器3の相違点は、スタートアップ回路41を備える点である。スタートアップ回路41は、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧に応じて、差動増幅器10の出力をプルダウンする。スタートアップ回路41は、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13と、NOR回路411から構成されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13のゲートは共通接続され、NOR回路411の出力端子と接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13のソースは、接地電圧VSSに接続されている。Nチャンネル型MOSトランジスタN12のドレインは、ノードS1に接続され、Nチャンネル型MOSトランジスタN13のドレインはノードS2に接続されている。NOR回路411の入力端子には、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNがそれぞれ接続されている。なお、NOR回路411の出力端子と、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13のゲートとの接続点をノードS5とする。次に、スタートアップ回路41の働きにより、上述のような不正規な安定状態が回避できることを説明する。本実施形態においても、全差動増幅器3の正極性入力端子VinP、負極性入力端子VinN、正極性出力端子VoutP、負極性出力端子VoutNの電圧が全て接地電圧VSSに等しい場合を考える。この場合にも、Pチャンネル型MOSトランジスタP5はサブスレッショルド領域にあるため、ゲート電圧ノードS4の電圧は略VDD-|Vthp|となる。また、ノードS3の電圧は接地電圧VSSに等しく、Pチャンネル型MOSトランジスタP5には電流が流れない。一方、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧は接地電圧VSSに等しいことからNOR回路411の出力はHレベル電源電圧VDDとなる。すると、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13のゲート電圧はNチャンネル型MOSトランジスタの閾値電圧以下、Vthnとする以上となり、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13はオン状態になる。Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13に流れる電流はPチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2に流れる電流よりも大きくなり得ないため、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13は線形領域で動作し、ノードS1及びS2は接地電圧VSSにプルダウンされる。その結果、ノードS1及びS2の電圧が出力コモンモード電圧生成回路20により反転され正極性出力端子VoutP及び負極性出力端子VoutNの電圧は略電源電圧VDDになる。同時に、出力コモンモード電圧ノードS3の電圧も略電源電圧VDD近辺となる。出力コモンモード電圧が略電源電圧VDDとなると、Pチャンネル型MOSトランジスタP5に電流が流れコモンモードフィードバック回路30のフィードバックが機能し、出力コモンモード電圧は基準電圧源Vrefの電圧と同電圧になり収束する。このように、スタートアップ回路41の動作により、不正規な安定状態を回避できる。ここで、図2に示すように、全差動増幅器3は、その正極性入力端子VinPは負極性出力端子VoutNと、負極性入力端子VinNは正極性出力端子VoutPとそれぞれ抵抗を介して接続されて増幅器を構成する。従って、正極性出力端子VoutP及び負極性出力端子VoutNの電圧が電源電圧VDDになれば、全差動増幅器3の正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧も電源電圧VDD近辺となる。さらに、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧が電源電圧VDDとなれば、NOR回路411の出力ノードS5は接地電圧VSSとなるのでNチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13はオフ状態となる。以上のように、スタートアップ回路41を用いることで全差動増幅器3を正常動作させることが可能となる。さらに、全差動増幅器3の定常状態時はスタートアップ回路41のNOR回路411の出力電圧は接地電圧VSSに等しく、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13はオフ状態となる。従って、本実施形態に係る全差動増幅器3のスタートアップ回路41では定常状態時に電流は流れない。このことは、特許文献2で開示されたスタートアップ回路40においては過渡状態だけではなく、定常状態においても常に電流が流れていたこととは対照的である。その結果、本実施形態に係る全差動増幅器3は、モバイル用途の通信機器で使用されるアナログベースバンド信号を扱う差動アクティブフィルタ等の極めて低い消費電力が要求される回路に好適である。また、スタートアップ回路41の動作を必要とするのは、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧が共に接地電圧VSSに等しく、ノードS1及びS2の電圧が略電源電圧VDDに等しい場合である。この場合には、Pチャンネル型MOSトランジスタP1及びP2に流れる電流は極めて小さく、Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13が最小サイズであっても、ノードS1及びS2をプルダウンできる。Nチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13が最小サイズであれば、そのドレイン容量は小さく、ノードS1及びS2に付加する容量は極めて小さいといえる。同時に、スタートアップ回路41のNOR回路411も最小サイズのトランジスタで実現可能である。一方、図2で示すような全差動増幅器は素子の相対ばらつきを抑えるため、通常、差動増幅器10と、出力コモンモード電圧生成回路20と、コモンモードフィードバック回路30のトランジスタサイズを大きくする。よってNOR回路411の接続に伴う入力負荷容量の増加は、全差動増幅器3の入力負荷容量として支配的なNチャンネル型MOSトランジスタN1及びN2と比較して極めて小さい。従って、スタートアップ回路41を追加したことによる入力容量の増加は略無視することができる。その結果、スタートアップ回路41を追加したことによって、全差動増幅器3の動作が遅くなることはない。さらに、スタートアップ回路40では3つの電流源を必要とするが、本実施形態に係る全差動増幅器3のスタートアップ回路41は、NOR回路411とプルダウン用のNチャンネル型MOSトランジスタN12及びN13で構成でき、全て最小サイズのトランジスタで良い。そのため、全差動増幅器3の回路規模は全差動増幅器2aの回路規模と比較して小さいものとなる。さらに、ダミートランジスタを利用することで、スタートアップ回路41を全差動増幅器3の回路面積を増加させず、追加することも可能である。以下、その説明をする。半導体集積回路の構成素子であるトランジスタの電気的特性は寸法及び形状によって定まる。そのため、半導体集積回路に使用するトランジスタを基板上にレイアウトする際に、本来のトランジスタとして動作するトランジスタに加えて、電気的にトランジスタとして動作しないダミートランジスタをレイアウトすることが行なわれる。つまり、半導体集積回路の製造時に、トランジスタが規則的にレイアウトされている限りにおいては、トランジスタの寸法及び形状の差異は限られた範囲内に抑えることが可能であるが、構成素子のレイアウトが不規則であるとトランジスタの寸法及び形状の差異を許容できる範囲に収めることができない。その結果、規則的にレイアウトされたトランジスタと比較して、不規則な領域にレイアウトされたトランジスタの電気的特性の変動幅は大きくなってしまう。このような問題点を解決するためにダミートランジスタがレイアウトされる。図6は、トランジスタを構成素子として含む半導体集積回路のレイアウトの一例を示す図である。図6に示す半導体集積回路には、トランジスタTR1乃至TR10がレイアウトされている。図6に示すトランジスタの中でトランジスタTR2乃至TR9が本来のトランジスタとして使用配線される。即ち、トランジスタTR2乃至TR9は、左右に各トランジスタがレイアウトされており、規則的なレイアウトがなされている。そのため、これらのトランジスタTR2乃至TR9からは均一な電気的特性を得ることができる。一方、トランジスタTR1及びTR10は、それぞれ他方に限りトランジスタがレイアウトされているので、不規則にレイアウトされている。そのため、トランジスタTR1及びT10の電気的特性は、トランジスタTR2乃至TR9の電気的特性と比較して、変動幅が大きい。以上のように、半導体集積回路の端にレイアウトされたトランジスタからは均一な電気的特性を得ることができず、電気的なトランジスタとしては動作しないダミートランジスタとして扱われる。特に、アナログ回路では、構成素子の電気的特性が均一であることが要求されるため、多くのダミートランジスタがレイアウトされている。さらに、本実施形態に係る全差動増幅器3においては、差動対トランジスタ対の相対的な精度が十分でなければ、電圧オフセット誤差が発生し、全差動増幅器3の性能が劣化することが考えられる。そのため、ダミートランジスタのレイアウトが必要である。上述のように、均一な電気的特性を必要とする構成素子を含む半導体集積回路であれば、ダミートランジスタがレイアウトされていると考えることができる。従って、本実施形態に係る全差動増幅器3においても、各回路の構成素子に対応したダミートランジスタがレイアウトされている。一方、スタートアップ回路41で使用するトランジスタは最小サイズで良く、その数も少ない。また、スタートアップ回路41は正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNの電圧に応じて差動増幅器10の出力をプルダウンできれば良く、スタートアップ回路を構成するトランジスタには精度均一な電気的特性は要求されない。従って、全差動増幅器3にダミートランジスタがレイアウトされている場合には、スタートアップ回路41をダミートランジスタにより構成することが可能である。その結果、ダミートランジスタを使用することで、スタートアップ回路41が実現でき、スタートアップ回路41の追加により、全差動増幅器3の回路面積が増加することはない。なお、スタートアップ回路41を構成するトランジスタの全てをスタートアップ回路以外の構成素子に対応したダミートランジスタで構成することも可能であるが、スタートアップ回路41を構成するトランジスタの一部のみをダミートランジスタとすることも当然可能である。図7は、差動増幅器10のダミートランジスタを使用してスタートアップ回路41をレイアウトする際の一例を示す図である。図7において、図中の一点鎖線で囲まれた領域がダミートランジスタ領域であり、点線で囲まれた領域がスタートアップ回路41である。このように、差動増幅器10のダミートランジスタを使用してスタートアップ回路を形成することが可能である。また、図7においては、差動増幅器10にレイアウトされたダミートランジスタを使用しているが、出力コモンモード電圧生成回路20やコモンモードフィードバック回路30でレイアウトされたダミートランジスタを用いることが可能である。なお、電気的なトランジスタとして動作しないトランジスタとは、均一な電気的特性が得られず他の半導体集積回路の構成素子とは接続を持たないものを意味する。例えば、ダミートランジスタに対する予防的措置として、ゲート、ソース及びドレインの各端子を接地することがある。このようなトランジスタも電気的なトランジスタとして動作しないものに含まれるダミートランジスタに含まれる。[第2の実施形態]続いて、第2の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。図8は本実施形態に係る全差動増幅器3aの回路の一例を示す図である。図8において図5と同一構成要素には、同一の符号を表し、その説明を省略する。図5に示す全差動増幅器3と全差動増幅器3aとの相違点は、コモンモードフィードバック回路30aにおいて、Nチャンネル型MOSトランジスタN14を備え、出力コモンモード電圧生成回路20aにおいて、抵抗R5及びR6が不要な点である。なお、Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びNチャンネル型MOSトランジスタN4のドレインをNチャンネル型MOSトランジスタN6のゲートに、Pチャンネル型MOSトランジスタP4及びNチャンネル型MOSトランジスタN5のドレインをNチャンネル型MOSトランジスタN14のゲートに、それぞれ接続する。Nチャンネル型MOSトランジスタN14のソースはNチャンネル型MOSトランジスタN6及びN7のソースと共通接続され、Nチャンネル型MOSトランジスタN8のドレインに接続される。さらに、Nチャンネル型MOSトランジスタN14のドレインはPチャンネル型MOSトランジスタP5のドレイン及びNチャンネル型MOSトランジスタN6のドレインと共通接続されるノードS4に接続される。第1の実施形態に係る全差動増幅器3では、Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4のドレイン電圧の加算平均を出力コモンモード電圧として、コモンモードフィードバック回路30に出力し、出力コモンモード電圧と基準電圧源Vrefの電圧を比較することで全差動増幅器3の出力コモンモード電圧を決定している。本実施形態に係る全差動増幅器3aでは、Pチャンネル型MOSトランジスタP3及びP4のドレイン電圧を直接、コモンモードフィードバック回路30aに入力し、コモンモードフィードバック回路30a内で電流の和に変換し、基準電圧源Vrefにより生成される電流との比較を行なう。即ち、コモンモードフィードバック回路30aは電流コンパレータを含む。コモンモードフィードバック回路30aの動作では、Pチャンネル型MOSトランジスタP5に流れる電流Nチャンネル型MOSトランジスタN6及びN14に流れる電流の和とPチャンネル型MOSトランジスタP6に流れる電流が等しくなるようにフィードバックが機能する。本実施形態に係る全差動増幅器3aは、全差動増幅器3aが受け付ける入力信号が小振幅であり、かつ、コモンモードフィードバックの時定数と比較して十分周期の短い矩形波、三角波、サイン波等の波形や携帯電話システム等で使用されるPN符号化された波形である場合に好適である。以下、その説明をする。初めに、全差動増幅器3aに入力する波形の振幅について検証する。図9は、正極性出力端子VoutP及び負極性出力端子VoutNの電圧コモンモードフィードバック回路30aに対する入力と、コモンモードフィードバック回路30aの各トランジスタに流れる電流と電圧の関係を示す図である。図9における全差動増幅器3aは、出力コモンモード電圧と基準電圧は略一致しており、平衡状態にあるものとする。全差動増幅器3aが受け付ける入力信号の振幅が大きければ、正極性出力端子VoutP及び負極性出力端子VoutNから出力される電圧も大きくなる。すると、Nチャンネル型MOSトランジスタN6及びN14のゲート電圧の変動幅が大きくなり、結果的にPチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート電圧の変動幅が大きくなる。その結果、Pチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6のゲート電圧の電圧差が大きくなる。コモンモードフィードバックは、このPチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6のゲート電圧の電圧差を打つ消す方向に働くため、出力コモンモード電圧が基準電圧源Vrefの電圧からずれる方向に調整されてしまう。例えば、図9の時刻t1においてPチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6のゲート電圧の電圧差が生じているが、この電圧差が積分されることで出力コモンモード電圧が基準電圧からずれてしまう。出力コモンモード電圧が基準電圧からずれてしまうと、動作バイアス点がずれることになるため好ましくない。しかし、入力信号が小振幅であれば、Pチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6のゲート電圧の電圧差も小さくなるため、出力コモンモード電圧の変動を許容できる範囲に収めることが可能になる。次に、全差動増幅器3aの入力信号の周期について検証する。図10は、正極性出力端子VoutP及び負極性出力端子VoutNの電圧と、コモンモードフィードバック回路30aの各トランジスタに流れる電流と電圧の関係を示す図である。図10においても全差動増幅器3aは、出力コモンモード電圧と基準電圧は略一致しており、平衡状態にあるものとする。第1の実施形態に係る全差動増幅器3では、出力コモンモード電圧生成回路20の出力信号を抵抗R5及びR6で加算平均し、コモンモードフィードバック回路30に出力している。全差動増幅器3は差動信号を入力するので、抵抗R5及びR6で加算平均した電圧ノードS3の電圧は入力信号によらず一定である。従って、Nチャンネル型MOSトランジスタN6に流れる電流も一定となる。そのため、図10の時刻t2~t3期間のように、一定レベルの電圧が継続する入力信号であっても出力コモンモード電圧に変動はない。一方、本実施形態に係る全差動増幅器3aでは、一定レベルの電圧が継続するとNチャンネル型MOSトランジスタN6とN14に流れる電流に偏りが生じ、Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート電圧の変動幅が大きくなる。Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート電圧の変動幅が大きくなると、上述のように出力コモンモード電圧が変動してしまう。しかし、マーク率が50であるPN符号化された波形のように周期的に入力信号が変化すれば、Pチャンネル型MOSトランジスタP5に流れる電流Nチャンネル型MOSトランジスタN6とN14に流れる電流の和の変化は、一定レベルの電圧が継続する信号を入力する場合と比較して、緩和される。以上のように、全差動増幅器3aの出力コモンモード電圧と基準電圧源Vrefの電圧が略一致している場合に、Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート電圧が変動してしまうと出力コモンモード電圧がずれる方向に調整されてしまう。しかし、Pチャンネル型MOSトランジスタP5のゲート電圧の変動における時間平均が、コモンモードフィードバック回路30のフィードバック時定数よりも短い時間に収まっていればPチャンネル型MOSトランジスタP5及びP6のゲート電圧の電圧差が積分され出力コモンモード電圧がずれる方向に調整されることもない。従って、本実施形態に係る全差動増幅器3aは、小振幅かつ高周波の入力信号に対して適用が可能である。その結果、抵抗R5及びR6が不要であるので、第1の実施形態に係る全差動増幅器3と比較してさらに回路規模を縮小することが可能になる。即ち、第1の実施形態に係る全差動増幅器3においては、抵抗R5及びR6の抵抗値が小さいと全差動増幅器3の利得が低下してしまう。そのため、抵抗R5及びR6の抵抗値はPチャンネル型MOSトランジスタP3とNチャンネル型MOSトランジスタ又は、Pチャンネル型MOSトランジスタP4とNチャンネル型MOSトランジスタN5からなる並列出力インピーダンスと比較して高抵抗である必要がある。従って、比較的大きな抵抗である抵抗R5及びR6が不要であるため、本実施形態に係る全差動増幅器3aの回路規模を抑えることができる。[第3の実施形態]続いて、第3の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。第1及び第2の実施形態においては、Nチャンネル型MOSトランジスタを差動対に用いた場合を説明した。本実施形態では、Pチャンネル型MOSトランジスタを差動対に用いた場合について説明する。図11は、本実施形態に係る全差動増幅器3bの回路の一例を示す図である。全差動増幅器3bは、差動増幅器11と、出力コモンモード電圧生成回路21と、コモンモードフィードバック回路31と、スタートアップ回路42から構成されている。なお、差動増幅器11、出力コモンモード電圧生成回路21、コモンモードフィードバック回路31は、それぞれ差動増幅器10、出力コモンモード電圧生成回路20、コモンモードフィードバック回路30のNチャンネル型MOSトランジスタとPチャンネル型MOSトランジスタを入れ替え、それに対応して電源電圧VDD及び接地電圧VSSの接続を変更したものであるため、詳細な説明は省略する。スタートアップ回路42は、Pチャンネル型MOSトランジスタP15及びP16と、NAND回路412から構成されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP15及びP16のゲートは共通接続され、NAND回路412の出力端子と接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP15及びP16のソースは、電源電圧VDDに接続されている。Pチャンネル型MOSトランジスタP15のドレインは、ノードS6ノードS1に相当に接続され、Pチャンネル型MOSトランジスタP16のドレインはノードS7ノードS2に相当に接続されている。NAND回路412の入力端子には、正極性入力端子VinP及び負極性入力端子VinNがそれぞれ接続されている。本実施形態のように、Pチャンネル型MOSトランジスタを用いて差動対を構成した場合には、正極性入力端子VinP、負極性入力端子VinN、正極性出力端子VoutP、負極性出力端子VoutNが全て電源電圧VDDに等しい時に不正規な安定状態となる。その場合には、NAND回路412の出力は接地電圧VSSとなることから、ノードS6及びS7の電圧を電源電圧VDDにプルアップすることができる。ノードS6及びS7の電圧をプルアップすることができれば、Nチャンネル型MOSトランジスタN19に電流を流すことが可能となりコモンモードフィードバック回路31のフィードバックを働かせることが可能になる。スタートアップ回路42は第2の実施形態で説明した全差動増幅器3aに対しても適用可能であることは当然である。なお、上記の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示請求の範囲を含むの枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態の変更調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。例えば、MOSトランジスタをバイポーラトランジスタやBiCMOSBipolarComplementaryMetalOxideSemiconductorとすることも可能である。