"スイッチング素子Q3~Q8を含み前記スイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器14と、パルス幅変調制御で前記スイッチング素子の動作を制御することによって前記電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置30とを備え、前記制御装置は、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、前記スイッチング素子のオフ動作後、前記出力電圧が前記制御目標値よりも低い時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始する、車両。前記スイッチング素子のオフ動作後の前記出力電圧の波形は前記制御目標値に向けて徐々に収束する減衰波形となり、前記制御装置は、前記過変調領域において、前記スイッチング素子のオフ動作後、前記出力電圧が前記減衰波形の極小点となる時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始する、請求項1に記載の車両。前記制御装置は、前記スイッチング素子のオフ動作後、所定期間が経過した時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始し、前記所定期間は、前記過変調領域において前記スイッチング素子のオフ動作時点から前記出力電圧が前記制御目標値よりも低下する時点までの期間に予め設定される、請求項1に記載の車両。前記車両は、モータM1をさらに備え、前記電力制御器は、前記モータに印加する電圧を出力するインバータである、請求項1に記載の車両。スイッチング素子Q3~Q8を含み前記スイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器14と、パルス幅変調制御で前記スイッチング素子の動作を制御することによって前記電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置30とを備えた車両の制御方法であって、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、前記スイッチング素子のオフ動作を行なうステップと、前記スイッチング素子のオフ動作後、前記出力電圧が前記制御目標値よりも低い時点で前記スイッチング素子のオン動作を開始するステップとを含む、車両の制御方法。ところで、PWM制御は、正弦波PWM制御と、正弦波PWM制御よりも変調率が高い過変調PWM制御とに分けられる。過変調PWM制御を行なう場合、正弦波PWM制御を行なう場合に比べて、極性反転時のスイッチングオフ期間スイッチングオフ動作時点から次のスイッチングオン動作時点までの期間が短くなる傾向にある。そのため、スイッチングオフ動作時のサージ電圧が減衰する前に次のスイッチングオン動作を行なう必要があり、次のスイッチングオン動作タイミングによっては、スイッチングオフ動作時のサージ電圧が次のスイッチングオン動作時のインバータ出力電圧に重畳しインバータ出力電圧モータに印加される電圧のピーク値が非常に高い値となってしまうおそれがある。しかしながら、上述した特許文献1、2には、そのような課題およびその解決手法については何ら示されていない。本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、過変調PWM制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑えることである。この発明に係る車両は、スイッチング素子を含みスイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器と、パルス幅変調制御でスイッチング素子の動作を制御することによって電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置とを備える。制御装置は、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、スイッチング素子のオフ動作後、出力電圧が制御目標値よりも低い時点でスイッチング素子のオン動作を開始する。好ましくは、スイッチング素子のオフ動作後の出力電圧の波形は制御目標値に向けて徐々に収束する減衰波形となる。制御装置は、過変調領域において、スイッチング素子のオフ動作後、出力電圧が減衰波形の極小点となる時点でスイッチング素子のオン動作を開始する。好ましくは、制御装置は、スイッチング素子のオフ動作後、所定期間が経過した時点でスイッチング素子のオン動作を開始する。所定期間は、過変調領域においてスイッチング素子のオフ動作時点から出力電圧が制御目標値よりも低下する時点までの期間に予め設定される。好ましくは、車両は、モータをさらに備える。電力制御器は、モータに印加する電圧を出力するインバータである。この発明の別の局面に係る制御方法は、スイッチング素子を含みスイッチング素子の動作に応じた電圧を出力する電力制御器と、パルス幅変調制御でスイッチング素子の動作を制御することによって電力制御器の出力電圧を制御目標値に近づける制御装置とを備えた車両の制御方法であって、変調率が所定値よりも高い過変調領域において、スイッチング素子のオフ動作を行なうステップと、スイッチング素子のオフ動作後、出力電圧が制御目標値よりも低い時点でスイッチング素子のオン動作を開始するステップとを含む。本発明によれば、過変調PWM制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑えることができる。以下、この発明の実施例について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。図1は、この発明の実施例に従う車両1の全体構成図である。図1を参照して、車両1は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、交流電動機M1と、制御装置30とを備える。車両1は、ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車である。交流電動機M1は、車両1の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機M1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機M1は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施例において、交流電動機は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機モータジェネレータを含むものである。直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、コンバータ12とを含む。直流電源Bは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Bが出力する直流電圧Vbおよび入出力される直流電流Ibは、電圧センサ10および電流センサ11によってそれぞれ検知される。システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6の間に接続され、システムリレーSR1は、直流電源Bの負極端子およびアース線5の間に接続される。システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7およびアース線5の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2のオンオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1およびS2によって制御される。この発明の実施例において、電力用半導体スイッチング素子以下、単にスイッチング素子と称するとしては、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、電力用MOSMetalOxideSemiconductorトランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が配置されている。リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6の間に接続される。また、平滑コンデンサC0は、電力線7およびアース線5の間に接続される。インバータ14は、電力線7およびアース線5の間に並列に設けられる、U相上下アーム15と、V相上下アーム16と、W相上下アーム17とから成る。各相上下アームは、電力線7およびアース線5の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、U相上下アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4から成り、V相上下アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相上下アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。また、スイッチング素子Q3~Q8に対して、逆並列ダイオードD3~D8がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Q3~Q8のオンオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8によって制御される。代表的には、交流電動機M1は、3相の永久磁石型同期電動機であり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム15~17のスイッチング素子の中間点と接続されている。コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧Vbを昇圧した直流電圧VHインバータ14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下システム電圧とも称するをインバータ14へ供給する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のオン期間およびスイッチング素子のQ2のオン期間または、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Q1およびQ2をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、VH=Vb昇圧比=1.0とすることもできる。また、コンバータ12は、降圧動作時には、平滑コンデンサC0を介してインバータ14から供給された直流電圧VHシステム電圧を降圧して直流電源Bを充電する。より具体的には、制御装置30からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子Q1のみがオンする期間と、スイッチング素子Q1,Q2の両方がオフする期間または、スイッチング素子のQ2のオン期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。平滑コンデンサC0は、コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわち、システム電圧VHを検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。インバータ14は、交流電動機M1のトルク指令値が正Trqcom>0の場合には、平滑コンデンサC0から直流電圧が供給されると制御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8に応答した、スイッチング素子Q3~Q8のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機M1を駆動する。また、インバータ14は、交流電動機M1のトルク指令値が零の場合Trqcom=0には、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機M1を駆動する。これにより、交流電動機M1は、トルク指令値Trqcomによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。さらに、車両1の回生制動時には、交流電動機M1のトルク指令値Trqcomは負に設定されるTrqcom<0。この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により、交流電動機M1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧システム電圧を平滑コンデンサC0を介してコンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速または加速の中止させることを含む。電流センサ24は、交流電動機M1に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置30へ出力する。なお、三相電流iu,iv,iwの瞬時値の和は零であるので、図1に示すように電流センサ24は2相分のモータ電流たとえば、V相電流ivおよびW相電流iwを検出するように配置すれば足りる。回転角センサレゾルバ25は、交流電動機M1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置30へ送出する。制御装置30では、回転角θに基づき交流電動機M1の回転数回転速度および角速度ωrad/sを算出できる。なお、回転角センサ25については、回転角θを制御装置30にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。制御装置30は、電子制御ユニットECUにより構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないCPUで実行することによるソフトウェア処理および/または専用の電子回路によるハードウェア処理により、車両1の動作を制御する。代表的な機能として、制御装置30は、入力されたトルク指令値Trqcom、電圧センサ10によって検出された直流電圧Vb、電流センサ11によって検出された直流電流Ib、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VHおよび電流センサ24からのモータ電流iv,iw、回転角センサ25からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機M1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、コンバータ12およびインバータ14の動作を制御する。すなわち、コンバータ12およびインバータ14を上記のように制御するためのスイッチング制御信号S1~S8を生成して、コンバータ12およびインバータ14へ出力する。コンバータ12の昇圧動作時には、制御装置30は、システム電圧VHをフィードバック制御し、システム電圧VHが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する。また、制御装置30は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECUから受けると、交流電動機M1で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号S3~S8を生成してインバータ14へ出力する。これにより、インバータ14は、交流電動機M1で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ12へ供給する。さらに、制御装置30は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部ECUから受けると、インバータ14から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成し、コンバータ12へ出力する。これにより、交流電動機M1が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Bに供給される。以下、制御装置30による交流電動機M1の制御についてさらに詳細に説明する。図2は、本実施例による車両1における交流電動機M1の制御モードを概略的に説明する図である。図2に示すように、本実施例による車両1では、交流電動機M1の制御、すなわち、インバータ14における電力変換について、3つの制御モードを切替えて使用する。正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令と搬送波代表的には三角波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波PWM制御では、交流電動機M1への印加電圧以下、単にモータ印加電圧とも称するの基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約0.61倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ14の直流リンク電圧すなわち、システム電圧VHに対するモータ印加電圧線間電圧の基本波成分実効値の比を変調率と称することとする。正弦波PWM制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機M1に印加される線間電圧が正弦波となる。過変調PWM制御は、電圧指令正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波PWM制御と同様のPWM制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること振幅補正によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波PWM制御モードでの最高変調率から0.78の範囲まで高めることができる。過変調PWM制御では、電圧指令正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機M1に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は0.78まで高められる。交流電動機M1では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧モータ必要電圧が高くなる。コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHには限界値VH最大電圧が存在する。したがって、交流電動機M1の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧交流の振幅および位相を制御する、正弦波PWM制御または過変調PWM制御によるPWM制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。図3は、交流電動機M1の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を示す図である。図3を参照して、概略的には、低回転数域A1ではトルク変動を小さくするために正弦波PWM制御が用いられ、中回転数域A2では過変調PWM制御、高回転数域A3では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調PWM制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機M1の出力向上が実現される。このように、図2に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。図4は、制御装置30のPWM制御正弦波PWM制御および過変調PWM制御に関する部分の機能ブロック図である。図4に示した各機能ブロックは、ハードウェアによって実現してもよいし、ソフトウェアによって実現してもよい。図4を参照して、PWM制御は制御装置30に含まれるPWM制御部200によって実行される。PWM制御部200は、電流指令生成部210と、座標変換部220,250と、電圧指令生成部240と、PWM変調部260と、デッドタイム設定部270とを含む。電流指令生成部210は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機M1のトルク指令値Trqcomに応じた、d軸電流指令値Idcomおよびq軸電流指令値Iqcomを生成する。座標変換部220は、回転角センサ25によって検出される交流電動機M1の回転角θを用いた座標変換3相→2相により、電流センサ24によって検出されたv相電流ivおよびW相電流iwを基に、d軸電流Idおよびq軸電流Iqを算出する。電流指令生成部240には、d軸電流の指令値に対する偏差ΔIdΔId=Idcom-Idおよびq軸電流の指令値に対する偏差ΔIqΔIq=Iqcom-Iqが入力される。電流指令生成部240は、d軸電流偏差ΔIdおよびq軸電流偏差ΔIqのそれぞれについて、所定ゲインによるPI比例積分演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたd軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯を生成する。座標変換部250は、交流電動機M1の回転角θを用いた座標変換2相→3相によって、d軸電圧指令値Vd♯およびq軸電圧指令値Vq♯をU相、V相、W相の各相電圧指令Vu,Vv,Vwに変換する。PWM変調部260は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される搬送波キャリア信号波と各相電圧指令Vu,Vv,Vwとの比較に基づき、インバータ14の各相の上下アーム素子のオンオフを制御するスイッチング制御信号を生成する。図5は、搬送波、電圧指令、スイッチング制御信号の各波形1相分の一例を示す図である。図5に示す例では、電圧指令が搬送波よりも大きい場合にスイッチング制御信号がオンとされてスイッチングオン期間となり、そうでない場合にスイッチング制御信号がオンとされてスイッチングオフ期間となる。図4に戻って、デッドタイム設定部270は、PWM変調部260によって生成された各相のスイッチング制御信号の各々にデッドタイムTdを設定する。デッドタイムTdは、インバータ14の各相の上下アーム素子を同時にオフにする期間である。デッドタイム設定部270は、デッドタイム設定後のスイッチング制御信号S3~S8をインバータ14に出力する。インバータ14は、デッドタイム設定後のスイッチング制御信号S3~S8に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機M1の各相にトルク指令値Trqcomに応じた疑似正弦波電圧を出力する。これにより、交流電動機M1からトルク指令値Trqcomに従ったトルクが出力される。以下では、インバータ14から交流電動機M1に出力される擬似正弦波電圧をインバータ出力電圧ともいう。以上のような構成を有する車両1において、正弦波PWM制御よりも変調率が高い過変調PWM制御を行なう場合、正弦波PWM制御を行なう場合に比べて、インバータ出力電圧に高いサージ電圧が生じる場合がある。図6は、正弦波PWM制御時のインバータ出力電圧の波形1相分を示す図である。制御装置30は、上述したように搬送波と電圧指令との比較結果に応じてインバータ14のスイッチング動作を制御する。これにより、インバータ出力電圧は、図6に示すように、スイッチングオン期間ではE厳密にはEあるいは-Eとなり、スイッチングオフ期間では0となる。すなわち、制御装置30は、スイッチングオン期間のインバータ出力電圧の制御目標値制御狙い値をE厳密にはEあるいは-Eとし、スイッチングオフ期間のインバータ出力電圧の制御目標値を0とし、実際のインバータ出力電圧をこれらの制御目標値に近づけるように、インバータ14のスイッチング動作を制御する。これにより、インバータ出力電圧は、Eと0との間で周期的に変化する擬似正弦波電圧となる。正弦波PWM制御時は、搬送波振幅αが電圧指令の振幅βよりも大きい。そのため、正弦波PWM制御時は、スイッチングオフ期間が比較的長い図6のA部分参照。図7は、正弦波PWM制御時のインバータ出力電圧の波形の一部図6のA部分を拡大した図である。正弦波PWM制御時のインバータ出力電圧の波形W1は、スイッチングオフ動作時以降の波形W2と、スイッチングオン動作時以降の波形W3とから成る。図7の波形W2に示すように、スイッチングオフ動作直後スイッチング制御信号がオンからオフに変化した直後、インバータ出力電圧には瞬間的に比較的高いサージ電圧が重畳する。このサージ電圧は徐々に減衰する。したがって、スイッチングオフ動作時以降のインバータ出力電圧の波形はスイッチングオフ期間の制御目標値0に向けて徐々に収束する減衰波形となる。ここで、正弦波PWM制御では、上述のようにスイッチングオフ期間が比較的長い。そのため、インバータ出力電圧が制御目標値0にほぼ収束した後にスイッチングオン動作を開始することができる。そのため、スイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧のピーク値は比較的低い波形W3参照。これに対し、過変調PWM制御では、正弦波PWM制御に比べてスイッチングオフ期間が非常に短くなり、この影響でスイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧のピーク値は非常に高い値となるおそれがある。図8は、過変調PWM制御時のインバータ出力電圧の各波形1相分を示す図である。過変調PWM制御時は、電圧指令の振幅βが搬送波振幅αよりも大きくなるように変調率が高められるため、正弦波PWM制御に比べてスイッチングオフ期間が非常に短くなる図8のB部分参照。この現象は、過変調PWM制御領域のなかでも特に変調率が高い領域矩形波制御領域に近い領域で顕著となる。図9は、過変調PWM制御時のインバータ出力電圧の波形の一部図8のB部分を拡大した図である。過変調PWM制御時のインバータ出力電圧の波形W4は、スイッチングオフ動作時以降の波形W5と、スイッチングオン動作時以降の波形W6とから成る。図9の波形W5に示すように、過変調PWM制御時においても、正弦波PWM制御と同様、スイッチングオフ動作直後のインバータ出力電圧には瞬間的に高いサージ電圧が重畳し、その後、インバータ出力電圧は制御目標値0に向けて徐々に収束する。しかしながら、過変調PWM制御では、上述のようにスイッチングオフ期間が非常に短い。この影響で、インバータ出力電圧が制御目標値0に収束する前にスイッチングオン動作を開始する必要がある。そのため、スイッチングオン動作の開始タイミングによっては、スイッチングオフ動作時のサージ電圧の影響を受けて、スイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧が極めて高いピーク値となるおそれがある図9の波形W6参照。そこで、本実施例による制御装置30は、過変調PWM制御時において、スイッチングオフ動作後、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点でスイッチングオン動作を開始する。具体的には、デッドタイム設定部270が、スイッチングオフ動作後、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点でスイッチングオン動作が開始されるように、過変調PWM制御時のデッドタイムTdを設定する。これにより、過変調PWM制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑え、モータに印加されるサージ電圧を低減する。なお、本発明において、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなるとは、スイッチングオン期間の制御目標値Eを基準として、制御目標値Eに対してインバータ出力電圧が制御目標値0よりも離れていることを意味する。したがって、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなるとは、スイッチングオン期間の制御目標値がEのときは、インバータ出力電圧が負値であることを意味し、スイッチングオン期間の制御目標値が-Eのときは、インバータ出力電圧が正値であることを意味する。図10は、過変調PWM制御時のデッドタイムTdとインバータ出力電圧の波形との対応関係を示す図である。制御装置30は、時刻t1でスイッチングオフ動作を行なった後、デッドタイムTdが経過した時刻t2でスイッチングオン動作を開始する。ここで、本実施例においては、デッドタイムTdが、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点までの時間に設定される。たとえば、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点までの時間を予め実験等で求め、求めた時間をデッドタイムTdとしてメモリに予め記憶しておく。そして、過変調PWM制御時において、デッドタイム設定部270が、メモリから読み出したデッドタイムTdを設定する。なお、インバータ出力電圧の減衰波形の周波数は、コンバータ12のリアクトルL1のインダクタンス成分や、平滑コンデンサC0のキャパシタンス成分などで決まるので、これらを考慮してデッドタイムTdを設定することができる。このようにデッドタイムTdを設定することにより、スイッチングオフ動作が開始される時刻t2では、図10に示すようにインバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなるインバータ出力電圧が制御目標値0よりも制御目標値Eから離れている。これにより、スイッチングオン動作直後のインバータ出力電圧はスイッチングオフ動作時のサージ電圧の影響を受け難くなり、インバータ出力電圧のピーク値は小さい値に抑えられる。従来においては、デッドタイムTdの設定に本実施例のような要件が課せられていなかったため、たとえば一点鎖線に示すように、インバータ出力電圧の減衰波形が制御目標値0よりも高くなるインバータ出力電圧が制御目標値0よりも制御目標値Eに近づいている時点でスイッチングオン動作が開始されるおそれがあり、インバータ出力電圧のピーク値が極めて高い値になるおそれがあった。本実施例ではこのような問題を未然に防止することができる。なお、デッドタイムTdは、図10に示すものに限定されない。たとえば、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧の減衰波形が極小となる時点までの時間たとえば図10に示す最適デッドタイムTdbestをデッドタイムTdに設定すると、インバータ出力電圧のピーク値を最も小さい値に抑えることができる。したがって、この最適デッドタイムTdbestを狙ってデッドタイムTdを設定するようにしてもよい。また、デッドタイムTdの終了時点を、インバータ出力電圧の減衰波形が制御目標値0よりも低くなる時間内たとえば図10の時間T1,T2内で任意に変更してもよい。たとえば、図10の二点鎖線に示すように、デッドタイムTdの終了時点を時間T2に含まれる時刻t3とし、時刻t3でスイッチングオン動作を開始するようにしてもよい。図11は、過変調PWM制御時のデッドタイムTdを設定する際の制御装置30の処理手順を示すフローチャートである。ステップ以下、ステップをSと略す10にて、制御装置30は、指令電圧が搬送波を下回ったか否かを判定する。指令電圧が搬送波を下回った場合S10にてYES、制御装置30は、処理をS11に移し、スイッチングオフ動作を行なう。S12にて、制御装置30は、メモリからデッドタイムTdを読み出し、スイッチングオフ動作時点からデッドタイムTdが経過したか否かを判定する。このデッドタイムTdは、上述したように、スイッチングオフ動作時点からインバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点までの時間を予め実験等で求めて記憶しておいた値である。デッドタイムTdが経過するまではS12にてNO、制御装置30は、処理をS11に戻し、スイッチングオフ動作を継続する。デッドタイムTdが経過するとS12にてYES、制御装置30は、処理をS13に移し、スイッチングオン動作を行なう。これにより、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点でスイッチングオン動作が開始されることになる。以上のように、本実施例に係る車両1は、インバータ14の過変調PWM制御時において、スイッチングオフ動作後、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点でスイッチングオン動作を開始する。そのため、過変調PWM制御領域におけるインバータ出力電圧のピーク値を低い値に抑えることができる。なお、本実施例では、インバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなる時点でスイッチングオン動作を開始する具体的な手法の1つとして、過変調PWM制御時のデッドタイムTdをそのような要件を満足する値に予め設定しておく場合について説明した。しかし、たとえばインバータ出力電圧を短い周期で高精度に検出可能な電圧センサを備える車両であれば、その電圧センサを用いてインバータ出力電圧が制御目標値0よりも低くなったことが実際に検出された時点でスイッチングオン動作を開始するようにしてもよい。今回開示された実施例はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"