"直流電源の両端に直流入力側が接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の交流出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子のオンオフにより、前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するDC-DCコンバータにおいて、前記二次巻線は、第1巻線と第2巻線とを直列接続して構成されると共に3つの巻線端を備え、前記整流回路は、2個のダイオードからなるダイオード直列回路を3組並列に接続して各ダイオード直列回路内のダイオード同士の接続点をそれぞれ第1~第3の入力端としてなり、前記二次巻線の3つの巻線端のうち最も高電位となる巻線端と前記整流回路の第1の入力端との間に双方向スイッチを接続し、前記二次巻線の3つの巻線端のうち残り2つの巻線端を、前記整流回路の第2,第3の入力端にそれぞれ接続したことを特徴とするDC-DCコンバータ。請求項1に記載したDC-DCコンバータにおいて、前記インバータ回路を構成する一相の上下アームの半導体スイッチング素子をオンオフするタイミングと、他相の上下アームの半導体スイッチング素子をオンオフするタイミングとの間の位相差を調整することにより、前記一次巻線に印加される電圧を制御することを特徴とするDC-DCコンバータ。請求項1または2に記載したDC-DCコンバータにおいて、前記第1巻線と前記第2巻線との巻数比を、前記双方向スイッチをオフしたときの前記直流出力電圧の最大値が前記直流出力電圧の最大設定値と最小設定値とのほぼ中間値となるように設定したことを特徴とするDC-DCコンバータ。請求項1~3の何れか1項に記載したDC-DCコンバータにおいて、前記双方向スイッチのオンオフを切り換えるタイミングを、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動信号に同期させたことを特徴とするDC-DCコンバータ。請求項1~4の何れか1項に記載したDC-DCコンバータを備え、このDC-DCコンバータの直流出力電圧によりバッテリを充電することを特徴とするバッテリ充電器。図6の双方向スイッチS2を半導体スイッチング素子により構成する場合、例えば図7のようにMOSFETが4つ必要になり、回路が複雑化、高コスト化する。また、4つのMOSFETをオンオフするために必要なゲート駆動回路数は2つとなり、しかもこれらのゲート駆動電位が異なるため、各ゲート駆動回路には絶縁された電源がそれぞれ必要である。従って、図6に示した構成のDC-DCコンバータでは、回路の小形化や低コスト化を十分に達成できないという問題があった。そこで、本発明の解決課題は、位相シフト方式のDC-DCコンバータの回路構成を簡略にして小形化及び低コスト化を図りつつ電力変換効率の向上を可能にしたDC-DCコンバータ、及び、このDC-DCコンバータを備えたバッテリ充電器を提供することにある。上記課題を解決するため、請求項1に係るDC-DCコンバータは、直流電源の両端に直流入力側が接続されたインバータ回路と、このインバータ回路の交流出力側に一次巻線が接続された変圧器と、この変圧器の二次巻線に接続された整流回路と、を備え、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子のオンオフにより前記変圧器及び前記整流回路を介して直流電圧を出力するDC-DCコンバータにおいて、前記二次巻線は、第1巻線と第2巻線とを直列接続して構成されると共に3つの巻線端を備え、前記整流回路は、2個のダイオードからなるダイオード直列回路を3組並列に接続して各ダイオード直列回路内のダイオード同士の接続点をそれぞれ第1~第3の入力端としてなり、前記二次巻線の3つの巻線端のうち最も高電位となる巻線端と前記整流回路の第1の入力端との間に双方向スイッチを接続し、前記二次巻線の3つの巻線端のうち残り2つの巻線端を、前記整流回路の第2,第3の入力端にそれぞれ接続したものである。請求項2に係るDC-DCコンバータは、請求項1において、前記インバータ回路を構成する一相の上下アームの半導体スイッチング素子をオンオフするタイミングと、他相の上下アームの半導体スイッチング素子をオンオフするタイミングとの間の位相差を調整することにより、前記一次巻線に印加される電圧を制御するものであり、言い換えれば、位相シフト方式のDC-DCコンバータである。請求項3に係るDC-DCコンバータは、請求項1または2において、前記第1巻線と前記第2巻線との巻数比を、前記双方向スイッチをオフしたときの前記直流出力電圧の最大値が前記直流出力電圧の最大設定値と最小設定値とのほぼ中間値となるように設定したものである。請求項4に係るDC-DCコンバータは、請求項1~3の何れか1項において、前記双方向スイッチのオンオフを切り換えるタイミングを、前記インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子の駆動信号に同期させたものである。請求項5に係るバッテリ充電器は、請求項1~4の何れか1項に記載したDC-DCコンバータを備え、このDC-DCコンバータの直流出力電圧によりバッテリを充電するものである。この場合、請求項3における直流出力電圧の最大設定値はバッテリの充電終止電圧となり、最小設定値はバッテリの放電終止電圧となる。本発明によれば、変圧器の二次巻線の3つの巻線端のうち最も高電位となる巻線端と整流回路の第1の入力端との間に双方向スイッチを接続し、残り2つの巻線端を整流回路の第2,第3の入力端に接続することにより、双方向スイッチとしては、前記高電位となる巻線端と整流回路の第1の入力端との間をオンまたはオフする機能を備えていれば足りる。従って、双方向スイッチとして、例えば2個のMOSFETを逆向きに直列接続したものを使用できるので、回路構成を簡略化してその駆動電源を単一にすることができる。これにより、構成が簡単で小形かつ低コストの回路により、位相シフト方式のDC-DCコンバータの還流期間に起因する導通損失を低減し、電力変換効率を向上させることが可能である。以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図1は、この実施形態に係るDC-DCコンバータの回路図であり、例えばバッテリ充電器の主要部の構成を示している。図1において、図6と同一の構成要素には同一の符号を付してあり、以下では図6と異なる点を中心に説明する。図1において、ダイオードD1,D2の直列回路とダイオードD3,D4の直列回路に加えて、更にダイオードD5,D6の直列回路が設けられ、これら3組のダイオード直列回路が互いに並列に接続されて整流回路RECが構成されている。また、変圧器TR1の二次巻線としての、直列接続された第1巻線Ns1及び第2巻線Ns2の3つの巻線端のうち、最も高電位となる巻線端ここでは、Ns1の非Ns2側の一端と、整流回路RECの第1の入力端ここではダイオードD1,D2同士の接続点との間に、双方向スイッチS1が接続されている。更に、3つの巻線端のうち残り2つの巻線端ここでは、Ns1,Ns2の接続点と、Ns2の非Ns1側の一端が整流回路RECの第2,第3の入力端ダイオードD3,D4同士の接続点、ダイオードD5,D6同士の接続点にそれぞれ接続されている。図2は、双方向スイッチS1の具体的構成を示す回路図である。この双方向スイッチS1は、2つのMOSFETQs1,Qs2を逆向きに直列接続して構成されており、ゲート端子G同士を接続することで共通のゲート駆動信号によりMOSFETQs1,Qs2を動作させ、双方向スイッチS1を駆動することが可能となっている。図2において、SはMOSFETQs1,Qs2のソース端子であり、各ドレイン端子が外部との接続に用いられる。次に、この実施形態の動作を説明する。なお、インバータ回路INVを構成するMOSFETQ1~Q4をオンオフさせつつ矩形波電圧Vx,Vyの位相差を調整することにより、一次巻線Npに印加される正負両極性の矩形波電圧Vpのデューティを変化させる動作位相シフトコンバータとしての動作は、図6と同様である。図1において、双方向スイッチS1をオフすると、変圧器TR1の二次側電圧は第2巻線Ns2に発生する電圧となり、整流回路RECは第2巻線Ns2の電圧をダイオードD3,D4,D5,D6によって整流する。一方、双方向スイッチS1をオンすると、ダイオードD3,D4には逆電圧が印加されてオフ状態となり、変圧器TR1の二次側電圧は第1巻線Ns1及び第2巻線Ns2の直列回路の両端電圧となり、整流回路RECは、巻線Ns1,Ns2にそれぞれ発生する電圧の和同一の矩形波電圧Vpに対し、双方向スイッチS1のオフ時より大きい電圧をダイオードD1,D2,D5,D6によって整流することになる。このため、双方向スイッチS1のオンオフ期間を調整することにより、図6の従来技術と同様に直流出力電圧Voを制御することができる。また、本実施形態によれば、図6,図7の従来技術に比べて双方向スイッチ及びそのゲート駆動回路を簡略化しながら変圧器TR1の二次側電圧を調整することが可能である。次に、図3は、本実施形態のDC-DCコンバータをバッテリ充電器に適用した場合の直流出力電圧の特性図である。図3の横軸は、変圧器TR1の一次側の矩形波電圧VpのデューティD、縦軸はDC-DCコンバータの直流出力電圧Voであり、Vominはバッテリの放電終止電圧、Vomaxは充電終止電圧、Vomidは両電圧Vomin,Vomaxの中間値である。ここで、バッテリとしてリチウムイオン電池を使用する場合、単一セルの放電終止電圧Vominは2~2.5V、充電終止電圧Vomaxは4~4.2Vであり、放電終止電圧Vominと充電終止電圧Vomaxとの比率は、図3に示すように1:2程度となる。なお、単一セルの電圧よりも高い電圧が必要な場合は、セルを直列接続して使用することになる。いま、仮に変圧器TR1の第1巻線Ns1,第2巻線Ns2の巻数比を1:1とすると、双方向スイッチS1をオフしたときに出力可能な直流出力電圧Voの最大値は充電終止電圧Vomaxの1/2、すなわち、放電終止電圧Vomin付近の値となり、図3に一点鎖線で示す特性B1のようになる。なお、A1は双方向スイッチS1をオンしたときの特性である。この時、直流出力電圧Voを充電終止電圧Vomaxと放電終止電圧Vominとの間で変化させるには、矩形波電圧VpのデューティDをDa~Dmaxの範囲で変化させる必要がある。一方、請求項3に記載するように、第1巻線Ns1,第2巻線Ns2の巻数比を、双方向スイッチS1をオフしたときの直流出力電圧Voの最大値がVomaxとVominとの中間値Vomidにほぼ一致する特性B2が得られるように設定することにより、充電終止電圧Vomaxと放電終止電圧Vominとの間の直流出力電圧Voの軌跡動作点は太い実線で示すとおりとなり、矩形波電圧VpのデューティDはDb~Dmaxの範囲で変化させればよいことになる。すなわち、このようにすれば、第1巻線Ns1,第2巻線Ns2の巻数比を1:1に設定した場合に比べて、矩形波電圧VpのデューティDの範囲が大きい方へ移動するので、図5から類推できるように還流期間を短くすることができ、MOSFETの導通損失の低減効果を高めることができる。なお、図3におけるDcは、双方向スイッチS1のオン時において、直流出力電圧Voが中間値Vomidに等しいときの矩形波電圧VpのデューティDである。また、請求項4に記載するように、双方向スイッチS1をオンまたはオフするタイミングは、インバータ回路INVのMOSFETQ1~Q4に対する駆動信号と同期させることが望ましい。すなわち、双方向スイッチS1のスイッチングタイミングをインバータ回路INVのスイッチングタイミングと一致させれば、双方向スイッチS1の第1巻線Ns1側の端部に大きな電圧が印加された状態で双方向スイッチS1をオンまたはオフするのを避けることができ、双方向スイッチS1に過度なストレスを与えずにスムーズに動作を切り替えることが可能になる。"