"電気的に直列に接続された複数の蓄電器を有する蓄電モジュールが電気的に直列に接続された複数の蓄電モジュールと、前記各蓄電モジュールに対応して設けられ、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を検出する複数の下位制御装置と、前記複数の下位制御装置が電気的に直列に接続されて構成された第1信号伝送路と、上位制御装置と、電気的な接続を絶縁する絶縁手段を有し、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置と前記上位制御装置との間において信号を、前記絶縁手段を介して伝送する第2信号伝送路と、を有し、前記各下位制御装置は、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を受け、これをディジタル値に変換するA/Dコンバータと、伝送されてきた電気信号を受信する信号入力回路と、電気信号を送信する信号出力回路と、ロジック回路と、対応する蓄電モジュールから供給された電圧から動作電圧を生成する電源回路と、を有しており、前記第1信号伝送路は、一の下位制御装置のロジック回路から出力された、次の下位制御装置のロジック回路に伝送される信号によって前記一の下位制御装置の信号出力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記一の下位制御装置の信号出力回路から前記次の下位制御装置の信号入力回路に電気信号の状態で伝送されると共に、前記伝送された電気信号によって前記次の下位制御装置の信号入力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記次の下位制御装置のロジック回路に伝送されるように構成されており、前記第1信号伝送路を電気信号の状態で伝送した信号は前記第2信号伝送路に伝送され、前記第2信号伝送路は、受信した信号が前記絶縁手段を介して前記上位制御装置に伝送されように構成されており、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置に対して前記上位制御装置から前記第2信号伝送路を介して起動信号或いは休止信号が出力された場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号が前記複数の下位制御装置の一つから前記複数の下位制御装置の電気的な直列接続の順にしたがって前記各下位制御装置に伝送されることにより、起動状態或いは休止状態になることを特徴とする蓄電装置。請求項1に記載の蓄電装置において、前記上位制御装置から出力された信号が前記起動信号の場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号を受信して前記電源回路を立ち上げた後、前記起動信号を、電気的に直列に接続された次の下位制御装置或いは前記第2信号伝送路を介して接続された前記上位制御装置に出力することを特徴とする蓄電装置。請求項1又は2に記載の蓄電装置において、前記上位制御装置は、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置から前記起動信号が戻ってきたことにより、前記複数の下位制御装置の起動を認知することを特徴とする蓄電装置。請求項1に記載の蓄電装置において、前記上位制御装置から出力された信号が前記休止信号の場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号を受信して記憶したら、前記起動信号を、電気的に直列に接続された次の下位制御装置或いは前記第2信号伝送路を介して接続された前記上位制御装置に出力することを特徴とする蓄電装置。請求項1又は4に記載の蓄電装置において、前記上位制御装置から出力された信号が前記休止信号の場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号を受信後、前記電源回路がオフになったら休止状態になることを特徴とする蓄電装置。請求項1又は4に記載の蓄電装置において、前記上位制御装置は、前記休止信号を出力する前に、蓄電器の充電状態を調整するための調整指令を出力しており、前記各下位制御装置は、前記休止信号を受信して、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器の充電状態の調整後、前記電源回路をオフにして休止状態になることを特徴とする蓄電装置。請求項1,4乃至6のいずれかに記載の蓄電装置において、前記上位制御装置は、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置から前記休止信号が戻ってきたら休止状態となることを特徴とする蓄電装置。本発明が解決しようとする課題としては、以下の3つがある。第1は、コストの問題である。二次電池やウルトラキャパシタは電気自動車、或いはハイブリッド電気自動車用の蓄電装置として期待されているが、量産化に向けて低コスト化を達成することが求められている。蓄電装置の低コスト化には単電池或いはキャパシタセル自体の低コスト化と共に、複数個を備える下位制御装置複数の低コスト化が必要である。この方法としては、下位制御装置をIC集積回路化することが有効である。しかしながら、下位制御装置をIC化した場合においても、上位の制御装置と下位制御装置間の信号伝達及び下位制御装置同士の信号伝達に用いるフォトカプラ等の絶縁手段は残る。リチウムイオン電池の場合を例とすれば、この電位差は単電池の電圧を3.6Vと仮定し、全部で40ヶの電池を直列に接続した場合、最低電位の電池と最高電位の電池の電位差は144Vになる。この例で、仮に単電池4ヶづつを組電池とした場合、10ヶの下位制御装置を備えることになり、それぞれの下位制御装置が入出力用に2ヶ程度の絶縁手段を備えるとすれば、合計20ヶの絶縁手段が必要になり、制御装置のコストが高くなると言う問題があった。第2は、信頼性の問題である。蓄電装置の負荷として接続されるインバータ装置等が発生するノイズによって指令信号に外乱が入る可能性があり、こうした外乱に対して、上位制御装置から下位制御装置に指令を与える場合、信号伝達の信頼性が低下するという問題があった。第3は、電圧検出の精度の問題である。複数の下位制御装置は、それぞれ電圧検出回路を備え、対応する蓄電モジュールに具備された蓄電器の電圧を検出するが、電池の電圧検出精度は許容される誤差が数十mVと高精度な性能が必要とされる。非晶質系炭素を負極活物質に用いたリチウムイオン電池は、開放電圧と残存容量の相関性がニッケル水素電池等他の電池に比べて明確であるが、リチウムイオン電池の場合でも容量調整における電圧均等化の許容誤差は±50mV以下と言われている。尚、50mVの電圧はリチウムイオン電池の残存容量に換算すると約5に相当する。リチウムイオン電池の最高電圧は約4.2Vであるが、上記50mVは4.2Vに対して1.2にあたり、電圧検出の精度が厳しいことが分かる。高精度な電圧検出を達成するためには、十数ビットのA/Dコンバータを用いることが一般的であるが、A/Dコンバータの精度は基準電圧源の精度に依存するため、下位制御装置は誤差が極めて小さい例えば±25mV程度の高精度基準電圧源が必要になる。ここで、各下位制御装置はそれぞれ、電位の異なる組電池に接続されるため、高精度基準電圧源を複数の下位制御装置で共通化することは難しく、それぞれの下位制御装置が独立した高精度基準電圧源を備えていた。すなわち、電圧検出の高精度化を図るには、複数の下位制御装置がそれぞれ備える基準電圧源のコストが高くなると言う問題があった。本発明の目的は、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置を備えた蓄電装置を提供することにある。上記目的を達成するため、本発明は、電気的に直列に接続された複数の蓄電器を有する蓄電モジュールが電気的に直列に接続された複数の蓄電モジュールと、前記各蓄電モジュールに対応して設けられ、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を検出する複数の下位制御装置と、前記複数の下位制御装置が電気的に直列に接続されて構成された第1信号伝送路と、上位制御装置と、電気的な接続を絶縁する絶縁手段を有し、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置と前記上位制御装置との間において信号を、前記絶縁手段を介して伝送する第2信号伝送路と、を有し、前記各下位制御装置は、対応する蓄電モジュールが有する複数の蓄電器のそれぞれの端子電圧を受け、これをディジタル値に変換するA/Dコンバータと、伝送されてきた電気信号を受信する信号入力回路と、電気信号を送信する信号出力回路と、ロジック回路と、対応する蓄電モジュールから供給された電圧から動作電圧を生成する電源回路と、を有しており、前記第1信号伝送路は、一の下位制御装置のロジック回路から出力された、次の下位制御装置のロジック回路に伝送される信号によって前記一の下位制御装置の信号出力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記一の下位制御装置の信号出力回路から前記次の下位制御装置の信号入力回路に電気信号の状態で伝送されると共に、前記伝送された電気信号によって前記次の下位制御装置の信号入力回路が動作して、前記一の下位制御装置のロジック回路から出力された信号が前記次の下位制御装置のロジック回路に伝送されるように構成されており、前記第1信号伝送路を電気信号の状態で伝送した信号は前記第2信号伝送路に伝送され、前記第2信号伝送路は、受信した信号が前記絶縁手段を介して前記上位制御装置に伝送されように構成されており、前記電気的に直列に接続された複数の下位制御装置に対して前記上位制御装置から前記第2信号伝送路を介して起動信号或いは休止信号が出力された場合、前記複数の下位制御装置は、前記起動信号が前記複数の下位制御装置の一つから前記複数の下位制御装置の電気的な直列接続の順にしたがって前記各下位制御装置に伝送されることにより、起動状態或いは休止状態になるものである。かかる構成により、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置とし得るものとなる。本発明によれば、制御装置を低コスト化することができる。以下、図1~図10を用いて、本発明の一実施形態による蓄電装置及びその制御方法について説明する。最初に、図1を用いて、本実施形態による蓄電装置の全体構成について説明する。図1は、本発明の一実施形態による蓄電装置の全体構成を示す回路図である。二次電池の単電池VB1,VB2,...,VB12は、4ヶの単電池を直列に接続した形を蓄電モジュールとしている。電気自動車或いはハイブリッド電気自動車に用いられる二次電池装置は十数ヶから二十数ヶの蓄電モジュールを備える場合があるが、本実施形態では数多くのモジュールを直列に接続する場合でも同様な構成であることから、図1に示した例では、3ヶの蓄電モジュールを直列に接続した構成を例として示している。図示する例では、最高電位にある第一の蓄電モジュールは、単電池VB1,...,VB4から構成されている。各単電池VB1,...,VB4の正極及び負極は、第一の下位制御装置IC-1が備える端子T1,T3,T5,T7,T9とそれぞれ接続される。また、単電池VB1の正極と負極間には、抵抗R1とスイッチ素子S1からなる容量調整回路を備えている。スイッチ素子S1のゲート端子には、下位制御装置IC-1の端子T2から制御信号が入力する。同様に、単電池VB2,単電池VB3,及び単電池VB4の正極と負極間には、それぞれ、抵抗R2とスイッチ素子S2、抵抗R3とスイッチ素子S3、及び抵抗R4とスイッチ素子S4の容量調整回路を備える。スイッチ素子S2,S3,S4のゲート端子はそれぞれ下位制御装置IC-1の端子T4,T6,T8から制御信号が入力する。中間電位にある第二の蓄電モジュールは、単電池VB5,...,VB8を備えている。第一の蓄電モジュールと同様に、各単電池VB1,...,VB4の正極及び負極は、第二の下位制御装置IC-2が備える端子T1,T3,T5,T7,T9とそれぞれ接続される。また、単電池VB5,...,VB8も、それぞれ正極と負極間に、抵抗R5とスイッチ素子S5、抵抗R6とスイッチ素子S6、抵抗R7とスイッチ素子S7、及び抵抗R8とスイッチ素子S8を直列に接続した容量調整回路を備える。同様に、最低電位にある第三の蓄電モジュールは、単電池VB9,...,VB12の単電池を備えている。各単電池VB9,...,VB12の正極及び負極は、第三の下位制御装置IC-3が備える端子T1,T3,T5,T7,T9とそれぞれ接続される。単電池VB9,...,VB12も、正極と負極間にそれぞれ抵抗R9とスイッチ素子S9、抵抗R10とスイッチ素子S10、抵抗R11とスイッチ素子S11、及び抵抗R12とスイッチ素子S12を直列に接続した容量調整回路を備えており、各スイッチ素子は第三の下位制御装置IC-3で駆動される。なお、各下位制御装置IC-1,IC-2,IC-3の内部構成,機能と周辺部品の構成については、図2以降を用いて後述する。次に、各下位制御装置IC-1,IC-2,IC-3の接続関係について説明する。単電池VB4と単電池VB5が直列に接続されることから、第一の下位制御装置IC-1と第二の下位制御装置IC-2は直列に接続されており、同様に第二の下位制御装置IC-2は第三の下位制御装置IC-3と直列に接続される。次に、上位制御装置MPUは、第一の下位制御装置IC-1から第三の下位制御装置IC-3に指令を与える。上位制御装置MPUが出力する制御指令は、フォトカプラF1,F2,F3で絶縁され、第一の下位制御装置IC-1の入力端子In-1,In-2,In-3に伝達される。フォトカプラF1,F2,F3の受光側トランジスタは、それぞれ、抵抗RF1,RF2,RF3に接続されている。抵抗RF1,RF2,RF3は、いずれも単電池VB1の正極から電源を供給される。第一の下位制御装置IC-1は、入力端子In-1,In-2,In-3に伝達された信号を、出力端子Out-1,Out-2,Out-3から出力するが、出力端子Out-1,出力端子Out-2,及び出力端子Out-3は、第二の下位制御装置IC-2が備える入力端子In-1,In-2,In-3と、それぞれ、電気的に非絶縁で接続される。同様に、第二の下位制御装置IC-2は、入力端子In-1,In-2,In-3に伝達された信号を出力端子Out-1,Out-2,Out-3から出力する。第二の下位制御装置IC-2の出力端子Out-1,...,Out-3は、第三の下位制御装置IC-3が備える入力端子In-1,In-2,In-3とそれぞれ、電気的に非絶縁で接続される。最低電位の下位制御装置IC-3は、出力端子Out-1,Out-2,Out-3から出力する信号で対応するトランジスタTr1,Tr2,TR3を駆動し、それぞれのトランジスタ第二の下位制御装置が接続されたフォトカプラF4,F5,F6を介して、信号を上位制御装置MPUに伝達させる。ここで、フォトカプラF4,F5,F6の発光側は、いずれも下位制御装置IC-3の基準電圧出力端子VDDに接続し、基準電圧出力端子VDDから電流の供給を得る。フォトカプラF4,F5,F6の発光側とトランジスタTr1,Tr2,TR3の間に設けた抵抗RF4,RF5,RF6は、それぞれ、フォトカプラF4,F5,F6の発光側に流れる電流を調整するために使用する。下位制御装置IC-1の内部回路は、単電池VB4の負極を基準電位とし、この基準電位をGND-1で表す。また、下位制御装置IC-2と下位制御装置IC-3の内部回路は、それぞれ、単電池VB8,単電池VB12の負極を基準電位とし、この基準電位をGND-2,GND-3で表す。各基準電位GND-1,...,GND-3は、いずれも対応する下位制御装置IC-1,...,IC-3で使用する個別なグランド端子である。一方、図1の全体の構成におけるグランドは、上位制御装置MPUに対する電源Vccの負極とする。上位制御装置MPUと下位制御装置IC-1,...,IC-3は、フォトカプラF1,...,F6で絶縁されていることから、Vccの負極と各基準電位GND-1,...,GND-3の間も絶縁されている。下位制御装置IC-1,...,IC-3に備える各端子と周辺部品に関しては図2で説明するが、各制御装置IC-1,...,IC-3での違いは、各々に設けた端子A1,...,A3,及び端子B1,B2の電位である。これらの端子は、図7で述べる電圧検出の誤差を補正するための端子であり、下位制御装置IC-1から下位制御装置IC-3が個別に持つ電圧検出誤差に応じて、端子A1,...,A3,及び端子B1,B2に、1又は0のディジタル値を与える。ここで、1は下位制御装置の基準電圧VDD、0は下位制御装置毎の個別グランドGND-1,...,GND-3の電位である。上記電圧検出誤差は、下位制御装置IC-1から下位制御装置IC-3で異なるため、図1の例においても、各下位制御装置IC-1,...,IC-3で、端子A1,...,A3,及び端子B1,B2の1又は0の値は異なることを記載している。上位制御装置MPUは、蓄電モジュールに流れる充電及び放電の電流を絶縁型の電流検出器CTで検出する。また、直列に接続された蓄電モジュールの電圧合計値を抵抗RV1,RV2で分圧して検出する。ここで、上位制御装置MPUと各蓄電モジュールは絶縁されることから、抵抗RV1,RV2で分圧した電圧は一旦、電圧-周波数変換器VFによりパルス信号に変換され、VFの出力をフォトカプラF7を介して上位制御装置MPUに伝達する。上位制御装置MPUは、フォトカプラF7より得た電圧-周波数変換器VFの出力から蓄電モジュールの総電圧を読み取り、この値と電流検出器CTから得た電流を元に3ヶの蓄電モジュールに対する平均的な残存容量を演算する。電気自動車或いはハイブリッド電気自動車において十数ヶから二十数ヶの蓄電モジュールを備える場合、最上位の下位制御装置IC-1と最下位の下位制御装置IC-3が上位制御装置MPUとフォトカプラを介して接続する構成は図1と同じである。蓄電モジュールと同数設けられる下位制御装置の残り十数ヶから二十数ヶは、図1の下位制御装置IC-2と同様に入力端子In-1,In-2,In-3が1つ高電位の蓄電モジュール用に設けられた下位制御装置の出力端子と、またと出力端Out-1,Out-2,Out-3がそれぞれ、1つ低電位の蓄電モジュール用に設けられた下位制御装置の入力端子とそれぞれ、非絶縁で接続される。図示する例では、絶縁手段としては、7個のフォトカプラF1,...,F6,F7を用いている。図示の例では、3個の下位制御装置IC-1,...,IC-3から構成される場合を示しているが、下位制御装置が例えば、10個になった場合でも、絶縁手段であるフォトカプラの個数は、7個でよいものである。一方、従来の構成では、単電池4ヶづつを組電池とし、10ヶの下位制御装置を備えた場合、それぞれの下位制御装置が入出力用に2ヶ程度の絶縁手段を備えるため、合計20個の絶縁手段が必要になる。それに対して、本実施形態では、常に7個で良いため、絶縁手段の個数を低減して、制御装置のコストを低減することができる。次に、図2を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いる下位制御装置内部の構成について説明する。図2は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いる下位制御装置内部の構成を示す回路図である。なお、図2においては、下位制御装置IC-1の構成について示しているが、他の下位制御装置IC-2,IC-3も同様である。また、図1と同一符号は、同一部分を示している。スイッチ素子の駆動手段Dr1,Dr2,Dr3,Dr4は、それぞれ、容量調整用のスイッチ素子S1,S2,S3,S4の制御端子に接続されており、それぞれのスイッチ素子S1,S2,S3,S4を駆動する。駆動手段Dr1,Dr2,Dr3,Dr4は、それぞれ、下位制御装置IC-1内部のロジック回路3から信号を得て、スイッチ素子S1,...,S4を個別に駆動する。アナログスイッチAS1,AS2,AS3,AS4は、一端が単電池の正極にそれぞれ接続され、他端がキャパシタC1の端子C1Pに共通接続されている。同様に、アナログスイッチBS1,BS2,BS3,BS4も、一端が単電池の負極にそれぞれ接続され、他端がキャパシタC1の-端子C1Nに共通接続されている。また、キャパシタC1の端子C1Pには、アナログスイッチCS1を接続し、アナログスイッチCS1の他端は、第二のキャパシタC2の端子C2Pに接続される。更に、キャパシタC2の-端子C1Nには、アナログスイッチCS2を接続し、アナログスイッチCS2の他端は第二のキャパシタC2の-端子C2Nに接続する。アナログスイッチAS1とアナログスイッチBS1,AS2とBS2,AS3とBS3,AS4とBS4はそれぞれペアであり、同時にオン、オフする。また、aアナログスイッチAS1,アナログスイッチBS1と、bアナログスイッチAS2,アナログスイッチBS2と、cアナログスイッチAS3,アナログスイッチBS3と、dアナログスイッチAS4,アナログスイッチBS4の各ペアは、4つのマルチプレクサ用スイッチとして働く。即ち、a,...,dのマルチプレクサ用スイッチで単電池VB1,...,VB4のいずれか1つを選択し、選択した単電池と第一のキャパシタCS1を接続する。一方、アナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2も同時にオン、オフし、これらがオンすると第一のキャパシタCS1と第二のキャパシタCS2を接続する。アナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2がオンする動作モードをeとすると、例えば、単電池VB1の電圧を計測する場合、ロジック回路3は、aアナログスイッチAS1,アナログスイッチBS1のペアをオンさせる第一のモードとeアナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2をオンさせる第二のモードを交互に繰り返す。この間、b,...,dのマルチプレクサ用スイッチはオフを維持させる。この第一のモードaと、第二のモードeを数百回、パルス的に繰り返すことにより、単電池VB1とアナログスイッチCS1、及びアナログスイッチCS2は最終的に同じ電圧になる。これはaとeを1回実施することにより、単電池VB1とアナログスイッチCS1、及びアナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2の電位差に応じた電流が流れ、それぞれの電位差を軽減するためである。また、bアナログスイッチAS2,アナログスイッチBS2のペアをオンさせる第一のモードとeアナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2をオンさせる第二のモードを交互に繰り返し、この間、a,c,dのマルチプレクサ用スイッチはオフを維持させ、第一のモードbと、第二のモードeを数百回、パルス的に繰り返すことにより、単電池VB2とアナログスイッチCS1、及びアナログスイッチCS2は最終的に同じ電圧になる。同様にして、cアナログスイッチAS3,アナログスイッチBS3のペアをオンさせる第一のモードとeアナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2をオンさせる第二のモードを交互に繰り返して、単電池VB3とアナログスイッチCS1、及びアナログスイッチCS2は最終的に同じ電圧にできる。また、dアナログスイッチAS4,アナログスイッチBS4のペアをオンさせる第一のモードとeアナログスイッチCS1とアナログスイッチCS2をオンさせる第二のモードを交互に繰り返して、単電池VB4とアナログスイッチCS1、及びアナログスイッチCS2は最終的に同じ電圧にできる。図中、破線で示した電圧検出回路1は、上述したマルチプレクサ用スイッチ、アナログスイッチ、第一と第二のキャパシタを含む構成を有している。電圧検出回路1の出力は、アナログスイッチCS2の正極電圧C2Pである。正極電圧C2Pは、比較器CMP1,CMP2,CMP3を用いて、それぞれ過充電電圧、過放電電圧、容量調整レベル等に対応する基準電圧と比較する。基準電圧は、基準電源回路2から供給される。また、電圧検出回路1の出力C2Pは、検出セル電圧Vxとして、A/Dコンバータ7の入力へ伝えられ、A/Dコンバータ7で正極電圧C2Pのアナログ値をディジタル値に変える。A/Dコンバータ7は、上述した端子A1,...,A3,及び端子B1,B2に与えられる信号によって、電圧検出誤差を補正することができる。基準電源回路2は、単電池VB1-VB4の総電圧から一定電圧例えば5Vを作ると共に、下位制御装置IC-1の外部に設けた基準電圧用素子VRに電流を供給し、先の一定電圧より高精度な電圧を発生させ、この電圧を端子Vref-1から下位制御装置IC-1に取り込む。端子Vref-1から入力された電圧は数種類に分圧され、比較器CMP1,CMP2,CMP3に応じた基準電圧として使用する。また、クロック発生器5は、下位制御装置IC-1の外部に設けた振動子CZを用いてクロックを作り、ロジック回路3等で用いる。なお、入力回路4と出力回路6の詳細構成については、図3,図4を用いて後述する。次に、図3を用いて、本実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路6及び入力回路4の第1の構成について説明する。図3は、本発明の一実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路6及び入力回路4の第1の構成を示す回路図である。なお、図3では、下位制御装置IC-1の出力回路6と、下位制御装置IC-2の入力回路4の詳細について示している。また、図1,図2と同一符号は、同一部分を示している。電源回路2のトランジスタQは、電源制御回路8によって、ベース電流を制御され、端子VDDに一定電圧を出力しており、この一定電圧を出力回路6に供給する。出力回路6は、端子VDDと下位制御装置IC-1のグランドGND-1間に設けられ、P-MOSFETと、N-MOSFETからなる相補型スイッチを備えている。P-MOSFETと、N-MOSFETの間には、抵抗R14が接続されている。また、P-MOSFETには、並列に、抵抗R13が接続されている。相補型スイッチの出力は、P-MOSFETのゲート端子に印加する。ここで、ロジック回路3から出力された信号で、P-MOSFETがオンすると、P-MOSFETのゲート-ソース間をショートして、P-MOSFETをオフさせる。また、N-MOSFETがオンすると、端子VDDの電圧を、抵抗R13と抵抗R14で分圧した電圧が発生し、抵抗R13の両端の電圧が、P-MOSFETのゲート-ソース間に印加される。抵抗R13の両端の電圧は、P-MOSFETのゲートしきい値電圧より大きく、P-MOSFETをオンさせるが、P-MOSFETの出力電流を抑制するために、ゲートしきい値電圧よりわずかに大きい値に設定するしきい値電圧より1V或いは2V程度高くする。この結果、P-MOSFETは定電流スイッチとして働き、出力の定電流を下位制御装置IC-2の入力回路4に流し込む。P-MOSFETの出力端子と、端子VDDの間には、ダイオードD1と抵抗RE1を直列にした静電破壊防止回路を備え、出力端子Out-1に外部からサージ電圧が入ると、このサージ電圧を抵抗RE1,ダイオードD1を介し、端子VDD及び端子VDDに接続されたキャパシタCV1にバイパスして、P-MOSFETのゲートソース間がサージ電圧で静電破壊することを防止できる。また、P-MOSFETの出力端子とGND-1間にも、抵抗RE2と、ダイオードD2を静電破壊対策として備えるが、さらに、これらに加えて、ツエナーダイオードZD1を直列に接続している。図示するように、2ヶの下位制御装置IC-1,IC-2の入出力端子を非絶縁で接続すると、P-MOSFETがオフの期間中に、出力端子Out-1から入力端子In-1を通り、更に下位制御装置IC-2に接続された単電池を通ってGND-1へ戻る電流経路が作られ、単電池の放電を招くことになる。これを放置すると、単電池は過放電状態になるため、上記電流経路に単電池電圧より高い降伏電圧を有するツエナーダイオードZD1を放電電流遮断用として設けている。次に、入力回路4の構成について説明する。下位制御装置IC-2の入力端子In-1は、抵抗RE4と抵抗RE6の直列接続を介して、単電池VB5の負極に接続している。したがって、入力端子In-1の基準電位は、GND-2より高い単電池VB5の負極電位になっている。入力端子In-1には、抵抗RE3を介して、N-MOSFETのゲート端子を接続し、N-MOSFETのソース端子も、抵抗RE6を介して、単電池VB5の負極に接続する。N-MOSFETのゲート端子と単電池VB5の正極の間には、ダイオードD3を、同様に、N-MOSFETのゲート端子とソース端子の間には、ダイオードD4をそれぞれ静電破壊防止用に備える。これらの構成から、N-MOSFETも基準電位がGND-2より高い単電池VB5の負極電位になっている。N-MOSFETのドレイン端子と単電池VB5の正極間には、抵抗RE5を備え、抵抗RE5両端の電圧をP-MOSFETのゲートソース間に印加する。P-MOSFETのドレイン端子は、抵抗RE7,RE8の直列接続を介して、GND-2に接続する。また、抵抗RE8には、並列にツエナーダイオードZD2を設け、抵抗RE8の両端の電圧をロジック回路3に伝える。以上の構成を持つ入力回路4は、多段階で電位変換を行う回路が特徴である。即ち、下位制御装置IC-1のP-MOSFETが出力した定電流を、単電池VB5の負極を電位基準とするN-MOSFETで一旦受け、N-MOSFETがオンすると、抵抗RE5に生じた電圧でP-MOSFETをオンさせ、P-MOSFETを流れる電流で、抵抗RE8両端に信号電圧を作り、ロジックに伝える。一般的な回路、特に集積回路はグランドを基準電位とする入力端子、及び出力端子を有する。これに対して、本実施形態の下位制御装置は、出力が定電流、入力は回路のグランドより高い基準電位に接続され、出力回路で多段階に電位変換する。こうした構成は制御装置間を非絶縁で接続するために必要である。先に、ツエナーダイオードZD1による単電池の放電防止について説明したが、もし、入力端子In-1の電位基準をグランドGND-2に選ぶと、単電池VB5,...,VB8の単電池が、P-MOSFETがオフの期間中に、下位制御装置IC-1の出力端子Out-1から下位制御装置IC-2の入力端子In-1を通り、放電する経路を作る。放電電流を遮断するためには、ツエナーダイオードの降伏電圧を高くせねばならない。また、P-MOSFETのソースドレイン間電圧として単電池VB5,...,VB8の電圧合計が印加されるため、P-MOSFETは常時電圧ストレスがかかることになる。こうした点を考慮すれば、入力端子In-1の基準電位を高く選び、ツエナーダイオードZD1の降伏電圧を低くし、合わせてP-MOSFETの電圧ストレスを軽減することが望ましいものである。以上説明したように、放電電流経路は、下位制御装置の出力端子と低電位側の蓄電モジュール内の蓄電池との間に、形成される。具体的には、下位制御装置IC-1の出力端子Out-1と、この下位制御装置IC-1よりも低電位側の蓄電池モジュール蓄電池VB5,VB6,VB7,VB8で構成されるの中の蓄電池VB6との間には、下位制御装置IC-1の出力端子Out-1,下位制御装置IC-2の入力端子In-1,抵抗RE3,ダイオードD4,蓄電池VB6の正極,蓄電池VB5の負極,蓄電池VB5の正極,下位制御装置IC-1のグランドGND-1,ツエナーダイオードZD1,ダイオードD2,抵抗RE2,下位制御装置IC-1の出力端子Out-1と接続される放電電流経路が形成される。そこで、本実施形態では、この放電電流経路に、ツエナーダイオードZD1,ダイオードD2,D4等の蓄電池の放電を阻止する遮断素子を設けている。次に、図4を用いて、本実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路6及び入力回路4の第2の構成例について説明する。図4は、本発明の一実施形態による蓄電装置の中の下位制御装置に用いる出力回路6及び入力回路4の第2の構成例を示す回路図である。なお、図3では、下位制御装置IC-1の出力回路6と、下位制御装置IC-2の入力回路4の詳細について示している。また、図1,図2,図3と同一符号は、同一部分を示している。下位制御装置IC-1の出力回路6は、図3に示した出力回路6と同じ構成を有している。下位制御装置IC-2の入力回路4は、図3に示した入力回路とは、次の点で異なっている。すなわち、入力端子In-1に、P-MOSFETのソース端子を接続し、P-MOSFETのゲート端子は単電池VB5の正極に接続することで、入力端子In-1の基準電位を、下位制御装置IC-1のグランドGND-1と電位が等しい単電池VB5の正極電圧に選んでいる。P-MOSFETには、ソースゲート間に、ツエナーダイオードZD3と抵抗RE9を並列に備え、P-MOSFETが出力する定電流で、P-MOSFETにゲート電圧を印加し、P-MOSFETをオンさせる。P-MOSFETのドレイン端子は、抵抗R4とツエナーダイオードZD4を経て、単電池VB6の負極に接続する。抵抗RE4の両端電圧は、N-MOSFETのゲートソース間電圧として印加される。N-MOSFETのソース端子も、ツエナーダイオードZD4を介して、単電池VB6の負極に接続する。N-MOSFETのドレイン端子と単電池VB5の正極間には抵抗RE5を備え、抵抗RE5の両端の電圧をP-MOSFETのゲートソース間に印加する。P-MOSFETのドレイン端子は、抵抗RE7,RE8の直列接続を介して、グランドGND-2に接続する。抵抗RE8には、並列にツエナーダイオードZD2を設け、抵抗RE8の両端の電圧をロジック回路3に伝える。この構成によれば、下位制御装置IC-1の出力端子Out-1から下位制御装置IC-2の入力端子In-1を通り、ツエナーダイオードZD3からグランドGND-1へ戻る経路には単電池が存在せず、電池の放電電流を心配する必要は無いものである。また、下位制御装置IC-2の入力端子In-1からP-MOSFETをドレインソース間、ツエナーダイオードZD4をそれぞれ経て単電池VB6の負極に至り、単電池VB6と単電池VB5からグランドGND-1に戻る経路が作られるが、P-MOSFETのオフ時には、P-MOSFETもまたオフであり、この経路で単電池VB5,VB6が放電することは無いものである。放電電流を遮断する第一の素子は、P-MOSFETであり、ツエナーダイオードZD4は、P-MOSFETが不良等で放電電流を流す状態になっても、これを遮断するために冗長的に用いている。以上のように、図3若しくは図4に示した構成とすることにより、下位制御装置の入出力端子間を非絶縁で接続しても、単電池の放電電流を遮断することができ、これにより非絶縁接続が可能になる。尚、図3及び図4の例では、下位制御装置IC-1の出力回路と下位制御装置IC-2の入力回路をそれぞれ1チャンネルずつ示したが、これらは図1に記載したように1つの下位制御装置に同じ構成が複数、備えられている。次に、図5を用いて、本実施形態による蓄電装置の制御方法について説明する。ここでは、図1~図4に示した例において、上位制御装置MPUからの指令で下位制御装置IC-1,...,IC3を動作させる場合の制御内容について説明する。図5は、本発明の一実施形態による蓄電装置の制御内容を示すフローチャートである。ここでは、スリープ状態にあった下位制御装置IC-1,...,IC-3が上位制御装置MPUからの信号で起動し、その後の正常な動作を実施する際のフローについて説明する。ステップs1において、上位制御装置MPUは、フォトカプラF1を介して、下位制御装置IC-1の入力端子In-1に起動信号を伝達する。次に、ステップs2において、下位制御装置IC-1の入力回路4は、入力端子In-1に伝達された信号の電位を変換し、この信号を内部電源回路2に伝達する。次に、ステップs3において、内部電源回路2が起動し、トランジスタQを制御する。但し、下位制御装置IC-1に外付けしたキャパシタCV1が、トランジスタQの出力電流で充電され、一定な電圧VDDに達するまでの間、時間を要する。次に、ステップs4において、キャパシタCV1の電圧が、電圧VDDよりわずかに小さい規定値以上になれば、ロジック3を始め、図2に示した各回路の動作が確立する。その後、CV1の電圧は一定値VDDに制御される。次に、ステップs5において、ロジック3は、上位制御装置MPUから伝達された起動信号を認知し、これを出力回路6を介して1つ低電位の下位制御装置IC-2に伝達する。同様にして、以下、ステップs1,...,ステップs5と同様なフローで、下位制御装置IC-2と下位制御装置IC-3が起動する。さらに、下位制御装置IC-3は、フォトカプラF4を介して上位制御装置MPUへ起動信号を戻す。次に、ステップs6において、上位制御装置MPUは、全ての下位制御装置IC-1,IC-2,IC-3がスリープ状態から起動したことを認知し、次の指令に移る。即ち、上位制御装置MPUは、フォトカプラF1,...,F3を用いて、シリアル形式の制御指令を、下位制御装置IC-1,...,IC-3へ送る。次に、ステップs7において、下位制御装置IC-1は、入力端子In-1,...,In-3より得たシリアル信号を入力回路4で電位変換し、これをロジック3で解読する。そして、この信号をレジスタに一旦記憶し、同じシリアル信号を次の下位制御装置IC-2へ送る。引き続き、下位制御装置IC-2,IC-3もステップs7と同様な動作を実施する。そして、下位制御装置IC-3は、フォトカプラF4,...,F6を用いてシリアル信号を上位制御装置MPUへ戻す。ステップs8において、上位制御装置MPUは、戻ってきたシリアル信号を確認し、正常な場合は次の制御指令を送る。一方、上位制御装置MPUに戻ったシリアル信号に誤りがある場合は、ステップs9において、信号伝達に関する誤り回数を積算し、回数が許容回数以下の場合は、やり直しのために同じ指令信号を下位制御装置IC-1へ送る。一方、誤り回数が許容回数以上に達した場合は、異常と判断して、ステップs10において、上位制御装置MPUは上位のシステムへ異常信号を出力する。この制御フローでは、下位制御装置IC-1からIC-3まで指令が届くまでに時間遅延がある。しかしながら、電池の電圧変化はマイコン等制御回路の動作に比べてゆっくりしており、下位制御装置IC-1からIC-3で実施する単電池の状態監視は約数十ms毎に実施する程度で良い。このため、下位制御装置IC-1からIC-3までの信号伝達で生じる時間遅延も状態監視の周期に比べて小さければ問題は無いものである。一方、上位制御装置MPUは下位制御装置IC-1へ発した指令と下位制御装置IC-3から戻った指令を比べることで、いずれかの1つの下位制御装置が誤った場合もこれを発見できる。特に、非絶縁で信号を送る場合には、二次電池装置に接続されたインバータ等が発生するノイズの影響が心配されるが、上述した制御方法によれば、上位制御装置MPUは1つづつの指令が全ての下位制御装置で正確に認識されたことを確認でき、装置の信頼性を向上することができる。次に、図6を用いて、本実施形態による蓄電装置における容量調整時の制御方法について説明する。図6は、本発明の一実施形態による蓄電装置における容量調整時の制御内容を示すフローチャートである。ステップs11において、上位制御装置MPUは、各下位制御装置IC-1,IC-2,IC-3に容量調整を指令する。次に、ステップs12において、各下位制御装置IC-1,IC-2,IC-3は、指令をレジスタに格納記憶し、1つ低電位の下位制御装置へ同じ指令を送る。この方法は、図5に示したものと同様である。次に、ステップs13において、上位制御装置MPUは、下位制御装置IC-3から戻った指令を確認し、正常ならばステップs14に移り、誤りがある場合はステップs11に戻り再度、同じ指令を与える。正常な場合には、ステップs14において、上位制御装置MPUは、下位制御装置IC-1,...,IC-3に容量調整後、休止する指令を送る。次に、ステップs15において、上位制御装置MPUは、この指令の戻りを確認すると、上位制御装置MPU自身も休止状態に入る。以後は上位制御装置MPUから指令が来ることはなく、下位制御装置IC-1,...,IC-3はそれぞれスタンドアローンの状態で動作する。即ち、ステップs16において、下位制御装置IC-1,...,IC-3は、それぞれ、対応する蓄電モジュールに具備された単電池の電圧を、図2の電圧検出回路1で順次検出し、検出された値と判定レベル容量調整用基準電圧:図2の基準電圧回路2が比較器CMP3に出力する電圧と比較する。単電池の電圧が判定レベルより高い場合は、ステップs17において、各単電池に対応するスイッチ素子S1,...,S12をオンさせ、再び、ステップs16の処理を実行する。単電池の電圧が判定レベルより低くなると、ステップs18において、下位制御装置IC-1,...,IC-3は、それぞれ、対応する蓄電モジュールに具備された単電池の電圧が判定値より小さくなったことを確認すると、各装置に備えた内部電源2をオフし、スリープ状態に入る。尚、スタンドアローンの状態では直列に接続された下位制御装置IC-1,...,IC-3はどういう順でスリープに入るかは決まっていない。そこで、図3、図4に示したように上下装置間での入出力の非絶縁接続では定電流スイッチMP3に過大な電圧が印加されたり、単電池が局部的に放電したりする不具合を防止するようにしている。なお、以上の例では、容量調整指令は、図2の比較器CMP3に予め備えられた容量調整用基準電圧を用いている。しかしながら、図7に示すA/Dコンバータを用い、上位制御装置MPUが指示する任意の電圧を容量指令値として用いることができる。この場合、ステップs16における判定レベルは、上位制御装置MPUが指示する任意の電圧となる。なお、この点については、図7を用いて後述する。次に、図7~図10を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータ7の構成及び動作について説明する。本実施形態におけるA/Dコンバータは、電圧検出手段の誤差を校正する機能を備えている。最初に、図7及び図8を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータの全体構成について説明する。図7は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータの構成を示す回路図である。図8は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータにおけるタイミングチャートである。なお、図1と同一符号は、同一部分を示している。A/Dコンバータ7は、図1に示したように、電圧検出誤差の補正用端子A1,...,A3,及び補正用端子B1,B2を備えている。図2に示した電圧検出手段1で検出された電圧C2Pの電圧Vxは、スイッチ手段Sx3を介して、比較器14の端子に伝えられる。一方、定電流手段16の電流iは、スイッチ手段Sx3と同期して駆動されるスイッチ手段Sx1を介して、キャパシタCiに蓄積される。キャパシタCiの電圧とアンプ15が出力する調整電圧Voffsetとを加算した電圧が、比較器14の-端子に印加され、検出電圧Vxと比較される。キャパシタCiは、単電池の電圧を一回、計測し終わると、論理インバータ13で駆動されたスイッチ手段Sx2と抵抗Riによる放電回路で放電される。即ち、スイッチ手段Sx3がオンして、検出電圧Vxが比較器14の端子に伝えられた瞬間には、キャパシタCiの電圧はゼロであり、比較器14の-端子電圧は調整電圧Voffsetに等しい。スイッチ手段Sx2は、スイッチ手段Sx1とスイッチ手段Sx3がオンした時刻以降、オフ状態を継続する。このため、スイッチ手段Sx1とスイッチ手段Sx3がオンした時刻以降は時間と共に、キャパシタCiの電圧が電流iを積分して増加して行く。比較器14の出力は、キャパシタCiの電圧と調整電圧Voffsetを加算した電圧が検出すべき単電池の電圧Vxより大きくなると、1から0に変わる。A/Dコンバータ7は、スイッチ手段Sx1とスイッチSx3がオンした時刻から、比較器14の出力が0に変わるまでの時間を計測する積分型の検出を行う。調整電圧Voffsetを用いるのは、電池の残存容量と電圧の関係による。例えば、非晶質系炭素を用いたリチウムイオン電池の場合、残存容量が0の状態で単電池電圧開放電圧は約2.9Vであり、容量が100の状態の開放電圧は約4.1Vである。A/Dコンバータ7は、例えば、2.9Vから4.1Vまでの電圧を精度良く検出することを求められており、残存容量が0以下の電圧は計測の対象ではない。そこで、残存容量が0以下の電圧例えば2Vを調整電圧Voffsetとして選定し、調整電圧以上の電圧に対して高精度な検出が行えるよう工夫したものである。ここで、調整電圧は、図2に示した基準電圧Vrefの値を抵抗Rx1,Rx2で分圧し、この値にアンプ15のゲインを掛けたものを用いている。スイッチ手段Sx1とスイッチ手段Sx3がオンした時刻から比較器14の出力が0になるまでの時間は、次のようにして計測する。始めにクロックパルスを第一カウンタ9で分周する。図8Dに示すクロックパルスの周波数を10MHzとして、このパルスを例えば128発カウントして、図8Aに示す半周期の信号を作る。補正用端子A1,...,A3が1か0かの状態に応じてカウント数は異なり、図8では基準の128発に対し±3発の補正が可能な場合を例示している。なお、補正の詳細については、図9を用いて後述する。図7において、比較器14の出力が1であれば、AND回路11は、第一カウンタ9で分周されたパルスを次の第二カウンタ10に伝える。第二カウンタ10は、図8Cに示すように、比較器14の出力が0になるまで、第一カウンタ9の出力をカウントする。調整電圧を含まないCiの電圧が0V,...,3Vの範囲をフルスケールとして、3Vまでのカウント数を128発と想定している。第二カウンタ10の特徴はシフトレジスタ12において、図8Bに示すように、補正用端子B1,B2が1か0かの状態に応じて、第二カウンタ10の結果に±1カウント或いは2カウントすることである。シフトレジスタ12の出力は、上位制御装置MPUから伝達された容量調整レベルとディジタル的に比較する、或いはシフトレジスタ12の出力を上位制御装置MPUに伝える等の役割で使用する。ここで、補正用端子A1,...,A3に応じた第一カウンタ9の補正は、定電流i,キャパシタCiの値で決まるキャパシタCiの電圧値を補正することであり、ゲイン補正に相当する。また、補正用端子B1,B2による第二カウンタ10の補正は、アンプ15の出力である調整電圧を補正することであり、オフセット補正に相当する。前述のようにクロック周波数を10MHz,第一カウンタ9でのカウント数を128,第二カウンタでのカウント数をフルスケールで128とすれば、単電池電圧が4Vの場合、約1.1msの時間を要する。そこで、第一及び第二カウンタでのカウント数は、所望する電圧検出の精度と計測時間に応じて変更しても良いものである。A/Dコンバータ7の補正端子A1,A2,A3,B1,B2は、直列に接続された下位制御装置IC-1,...,IC-3が個別に備える基準電圧源の精度を校正するために備えられている。そのために、予め下位制御装置IC-1,...,IC-3毎に、定電流i、キャパシタCi、及び調整電圧Voffsetの誤差を検出し、これらの誤差を補正するよう、端子A1,...,A3と端子B1,B2に1又は0の情報を与える。この1又は0は、前述のように、各端子をVDD又はGND-1に接続することによって設定でき、抵抗のレーザートリミングなどの特別な装置は必要としないものである。次に、図9及び図10を用いて、本実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータの中の第一カウンタ9と第二カウンタ10の構成及び動作について説明する。図9は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータの中の第一カウンタ9と第二カウンタ10の構成を示す回路図である。図10は、本発明の一実施形態による蓄電装置に用いるA/Dコンバータにおける真理値表である。なお、図7と同一符号は、同一部分を示している。カウンタ9,10は、128カウントに応じた構成を示している。第一カウンタ9は、フリップフロップM1,...,M7を備えており、各フリップフロップの出力を補正用ロジック18に入力する。補正用ロジック18は、補正用端子A1,...,A3の状態に応じて、±3パルス分だけ分周の周期を変更可能とする。補正用ロジック18は、図10に示すような真理値表を論理回路或いはソフトウエア的に作ったものである。補正用ロジック18の出力によってフリップフロップM1,...,M7がクリアされる周期は異なり、このクリアまでの周期を半周期とするパルスが、フリップフロップN1,...,N7で構成される第二カウンタ10に届けられる。シフトレジスタ12は、フリップフロップN1,...,N7の各出力を補正用端子B1,B2の状態に応じて±1カウント或いは2カウント補正し、出力する。比較器14で判定されるキャパシタCiの電圧範囲を0,...,3VVxで表せば0,...,5Vをフルスケールとすると、シフトレジスタ12で補正される±1カウントは±23.4mVに相当する。また、補正用ロジック18で補正されるパルス幅第二カウンタの入力パルス幅は128発に対して±3発であれば±2の補正が可能になる。図1に示した下位制御装置IC-1,IC-2,IC-3は、それぞれ製品出荷前に電圧検出手段の精度を検査し、各々が持つ基準電圧誤差に係わる電圧検出精度を評価する。そして、下位制御装置毎に補正用端子A1,...,A3及びB1,B2を用いて電圧検出精度が許容範囲以内になるように校正する。このようにすれば、基準電圧用に高価な高精度部品を備える必要が無く、装置の高精度化と低コストが両立できる。以上説明したように、本実施形態によれば、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置とすることができる。また、ノイズ等の外乱による影響を低減して、信頼性の向上した信号伝達が可能となる。さらに、電圧検出の高精度化を図れるとともに、低コスト化することができる。次に、図11を用いて、本発明の他の実施形態による蓄電装置について説明する。図11は、本発明の他の実施形態による蓄電装置の全体構成を示す回路図である。本実施形態における蓄電装置では、充電器パッケージ100には、下位制御装置IC-1,IC-2と上位制御装置が収納されている。なお、蓄電モジュールを構成する単電池VB1-VB4と単電池VB5-VB8は、充電器パッケージ100とは別の電池パック101に収納している。従来、モバイル用機器では、電池の異常を検出する制御装置下位制御装置IC-1,IC-2に相当するを電池パック内部に搭載していた。一方、ハイブリッド電気自動車に使用されるニッケル水素或いはリチウム電池は、短時間に定格電流の数,...,十倍の電流を充放電可能な高出力型である。こうした高出力型電池は今後、自動車以外の民生用途例えば電動工具やコードレスクリーナ等に適用されるものと予想される。電動工具を例とすれば、電池定格の十倍近い電流を放電すると共に、定格の数倍の電流で急速充電を行う機能が求められる。電池定格の十倍近い電流を放電させると、制御装置の電圧検出手段は、電池の残存容量と相関性がある開放電圧電池に負荷が繋がっていない状態の電圧と電池の内部抵抗と大電流の積で決まる電圧降下分を合成した電圧を検出することになる。合成電圧が過放電レベル以下に減少すると、検出回路が過放電と判定してしまい装置は停止する。しかしながら、高出力型電池は短時間であれば合成電圧が過放電レベル以下に減少しても電池の安全性上、支障は無いものである。また、電動工具のような場合、電池の軽量化と低コスト化が求められるため、安全上支障が無ければ電池の保護に係わる制御装置ICなどを電池パックとは別の充電器に搭載し、工具を使用中はサーミスタ等の簡易な温度検知手段だけで電池の異常をモニタし、電池周辺の温度が許容値を超えた場合は、モータ等の電池負荷側で電流を遮断すれば良いものである。本実施形態では、このような電池の使い方を考慮している。図11に示す例では、電池パック101に、単電池を8ヶ直列に接続したものを収納している。充電器100内部には、図2に示した下位制御装置IC-,IC-2が2ヶ直列に備えられている。下位制御装置IC-1,IC-2の周辺、即ち、容量調整用スイッチ、及び抵抗、クロック用振動子、基準電圧用部品は図1と同じ構成である。また、電圧検出補正用端子A1,A2,A3,B1,B2も、図1と同じである。図1と相違する点は、上位制御装置MPUと下位制御装置IC-1,IC-2の接続法であり、本実施形態では、絶縁用のフォトカプラは使用せず、スイッチ素子を用いた電位変換手段を備えている。即ち、上位制御装置MPUから高電位側の下位制御装置IC-1に信号を伝達する電位変換手段は、上位制御装置MPUからゲート信号を入力されるN-MOSFET,,を備え、これらのスイッチ手段は、それぞれ、抵抗r1と抵抗r2、抵抗r3と抵抗r4、及び抵抗r5と抵抗r6からなる直列抵抗に接続される。ここで、抵抗r1,r2,r3は、一端が最高電位の単電池VB1の正極に接続される。抵抗r1,r2,r3の電圧は、それぞれ、P-MOSFET,、のゲートに接続され、上位制御装置MPUによってN-MOSFET,,がオンオフすると、これに応じてP-MOSFET,、もオンオフする。P-MOSFET,、のドレイン端子は、下位制御装置IC-1の入力端子In-1,In-2及びIn-3に伝達される。同様に低電位側の下位制御装置IC-2から上位制御装置MPUへ戻る信号を電位変換する手段は、下位制御装置IC-3の出力端子Out-1,Out-2,Out-3にそれぞれゲートが接続されたN-MOSFET,,を備え、N-MOSFET,,のドレイン端子と制御電源21Vccの正極の間に抵抗r7,r8,r9を接続する。そして、抵抗r7,r8,r9の電圧が上位制御装置MPUに戻る。上位制御装置MPUは、充電制御用の回路にも信号を送る。即ち、高電圧電源VDCに接続されたパワーMOSFETとそのドライバ回路22、パワーMOSFETに接続された還流用ダイオードDF、パワーMOSFETに一端が接続されたチョークコイルLFが充電用回路であり、高電圧電源VDCからパワーMOSFETを経て電池パック101に流れる電流は、電流検出器CT2でモニタする。また、高電圧電源VDCは、商用交流電源に接続されるAC/DCコンバータ23で作られ、VDCの出力をDC/DCコンバータ24を用いて上位制御装置MPU用の制御電源21を作る。電池パック101に搭載された単電池の各電極と充電器100内部の対応する下位制御装置IC-1,IC-2は、それぞれ、端子a,...,iで接続する。また、電池パック101と充電器100の正極,負極をそれぞれ接続して充電電流を流す。充電器100は、上位制御装置MPUが出力する信号でパワーMOSFETを流れる充電電流を制御する。下位制御装置IC-1,IC-2は、電池パック101の充電中或いは充電終了後に、図6にて説明した容量調整を実施する。充電中に容量調整を実施する際には、電池パック101と充電器100が接続された際に、下位制御装置IC-1,IC-2に搭載されたA/Dコンバータで各単電池の電圧を計測し、上位制御装置MPUにその数値を順次送る。上位制御装置MPUでは、各単電池の電圧から容量調整レベルを算出し、下位制御装置IC-1,IC-2に伝達する。以後、充電電流が流れる中、下位制御装置IC-1,IC-2は容量調整と過充電の検出を実施する。尚、図6のステップs18で述べた調整後にスリープする動作はないものである。以上説明したように、本実施形態によれば、絶縁手段の個数を低減して、低コストな制御装置とすることができる。また、ノイズ等の外乱による影響を低減して、信頼性の向上した信号伝達が可能となる。さらに、電圧検出の高精度化を図れるとともに、低コスト化することができる。次に、図12を用いて、本発明のその他の実施形態による蓄電装置の制御方法について説明する。図12は、本発明のその他の実施形態による蓄電装置における制御内容を示すタイミングチャートである。なお、本実施形態に用いる蓄電装置の構成は、図1に示すもの、図11に示すもののいずれをも用いることができる。図12は、上位制御装置MPUから下位制御装置IC-1へ、或いは下位制御装置IC-1,IC-2,CI-3間で伝達される入出力データ伝送方法を示している。上位制御装置MPUは、図12Aに示したクロック信号と、このクロック信号に同期した入力データ図12Bを、最高電位にある下位制御装置IC-1に伝達する。そして、下位制御装置IC-1,...,IC-3間では、高電位側から低電位側へ入力されたデータをシリアルで伝送する。即ち、入力クロックと入力データを受け取った下位制御装置は、図12C,Dに示すように、1クロック分ずらして同じ信号を出力する。このようにすれば、信号が入力してから出力するまでの信号遅延時間を短縮することができる。図12B,Dに、破線で示したOV,UV,及び50ORはそれぞれ、過充電、過放電、及び容量調整判定のビットを意味している。図12で1つ高電位側から受け取った入力データにOV,UV,及び50ORの情報がある場合は実線で、無い場合は波線で示している。出力データでは50ORを実線で示したが、これは入力データを受け取った下位制御装置が対応する単電圧例えば単電池VB1,...,VB4の電圧を検出した結果、容量調整レベルを越える単電池があったことを意味する。このように、下位制御装置は、過充電、過放電、及び容量調整判定等に関して入力されたデータと、対応する単電池の検出結果の論理和ORをとり、その結果を下位制御装置に伝達する。上位制御装置MPUは、戻ってきたデータでOV,UV,50ORのいずれかのフラグが立っていれば、全体の単電池のうち、少なくとも1つは判定レベルを超えた電池があったことを認識することができる。以上のようなシリアル信号にすれば、複数の下位制御装置が非絶縁で接続された場合において、信号伝達の遅延も短く、OR形式によりフェールセーフ型になるため、信頼性も向上する。なお、論理和の代わりに、論理積をとることにより、充放電時の信号解析から電池電圧のバラツキを推定することができ、この検出により容量調整機能を動作させることもできる。なお、図1~図12に示した実施形態において、単電池VB1,...,VB12を二次電池としているが、これに限定するものではなく、ウルトラキャパシタでもよいものである。"