複数のスイッチング素子を有し、交流電源6から供給された交流電力を該スイッチング素子のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、接続されたモータ7に供給する電力変換部4を備えたモータ制御装置であって、前記スイッチングにより生じるリプル電圧を平滑するコンデンサ3aと、前記モータ7を所定の運転周波数で運転させるために、前記電力変換部4に対して制御信号を与える制御部5と、前記制御部5に与える指令周波数を生成する周波数指令生成部40とを備え、前記周波数指令生成部40は、前記モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルの発生周期が前記交流電源6の電源周期の半分と同期する場合に、前記制御部5に与える前記指令周波数を変更することを特徴とするモータ制御装置。請求項1において、前記周波数指令生成部40は、電源電流の高調波成分が小さくなる方向に前記指令周波数を変更することを特徴とするモータ制御装置。請求項1又は2において、前記周波数指令生成部40は、前記交流電源6の電源周波数F[Hz]、指令周波数f[Hz]、前記モータ7の磁極数とスロット数との最小公倍数Sが、F×2×n=f×Snは任意の整数という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。請求項1又は2において、前記周波数指令生成部40は、前記交流電源6の電源周波数F[Hz]、指令周波数f[Hz]、前記モータ7の極対数Nが、F×2×n=f×N×6mmは自然数、nは任意の整数という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするモータ制御装置。ところで、コンデンサレスインバータでは、図5に示すように、モータの運転周波数を僅かに変化させただけで電源高調波が大きく変動するような変極点が存在することを本発明者は見出した。図5に示す例では、運転周波数90.0Hz付近で電源電流の9次成分が大きく変動している。そのため、この変極点付近の運転周波数でモータを運転させようとすると、マイコンクロックのばらつきの影響によって運転周波数がクロックばらつき分ずれることで電源高調波が不安定となり、場合によっては電源高調波規制を満たすことができないという問題が生じる。なお、コギングトルクとは、モータのステータとロータとの静的な磁気吸引力の差に起因して発生するトルクであり、その発生周期は、モータの磁極数とスロット数との最小公倍数に運転周波数を乗算することで算出される。また、空間高調波によるトルクリプルとは、電流による磁束と磁石による磁束及びロータの突極性との相互作用に起因して発生するトルクであり、その発生周波数は、電流の基本波成分の6m倍mは自然数となる。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータの磁気構造に起因するトルクリプルよる電源高調波への影響を抑えることで電源高調波を安定化し、モータを運転できるようにすることにある。本発明は、複数のスイッチング素子を有し、交流電源6から供給された交流電力を該スイッチング素子のスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、接続されたモータ7に供給する電力変換部4を備えたモータ制御装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。すなわち、第1の発明は、前記スイッチングにより生じるリプル電圧を平滑するコンデンサ3aと、前記モータ7を所定の運転周波数で運転させるために、前記電力変換部4に対して制御信号を与える制御部5と、前記制御部5に与える指令周波数を生成する周波数指令生成部40とを備え、前記周波数指令生成部40は、前記モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルの発生周期が前記交流電源6の電源周期の半分と同期する場合に、前記制御部5に与える前記指令周波数を変更することを特徴とするものである。第1の発明では、スイッチングにより生じるリプル電圧は、コンデンサ3aで平滑される。制御部5から電力変換部4に対して所定の指令周波数が与えられると、モータ7が所定の運転周波数で運転される。ここで、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルの発生周期が交流電源6の電源周期の半分と同期する場合には、周波数指令生成部40によって指令周波数が変更される。このような構成とすれば、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルの影響によって電源高調波が不安定となることを抑制することができる。具体的に、モータ7では、運転周波数を僅かに変化させただけで電源高調波が大きく変動するような変極点が存在する図5参照。そのため、変極点付近の運転周波数でモータ7を運転させようとすると、マイコンクロックのばらつきの影響によって運転周波数がクロックばらつき分ずれることで電源高調波が不安定となり、場合によっては電源高調波規制を満たすことができないという問題が生じる。これに対し、本発明では、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波の変動が大きい運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更することで、電源電流の高調波成分を低減することができる。第2の発明は、第1の発明において、前記周波数指令生成部40は、電源電流の高調波成分が小さくなる方向に前記指令周波数を変更することを特徴とするものである。第2の発明では、周波数指令生成部40により、電源電流の高調波成分が小さくなる方向に指令周波数が変更される。このような構成とすれば、周波数指令生成部40により、システムが必要とする運転周波数単位よりも小さな単位で周波数指令を変更例えば、システムが必要とする指令周波数が1rps刻みであれば、0.1Hzや0.01Hz刻みで変更し、システムに影響がない範囲で電源高調波の特性が良い指令周波数を与えることができる。第3の発明は、第1又は第2の発明において、前記周波数指令生成部40は、前記交流電源6の電源周波数F[Hz]、指令周波数f[Hz]、前記モータ7の磁極数とスロット数との最小公倍数Sが、F×2×n=f×Snは任意の整数という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするものである。第3の発明では、上述した条件を満たすときに、周波数指令生成部40によって指令周波数の変更が行われる。このような構成とすれば、モータ7のコギングトルクに起因する電源高調波への影響を抑え、モータ7を安定して運転することができる。具体的に、マイコンクロックがばらついた場合、運転周波数がマイコンクロックのばらつき分ずれることで電源高調波の特性が変極点周辺では不安定となる。しかしながら、上述した計算式によれば、演算した電源周波数に基づいて指令周波数を演算するため、マイコンクロックのばらつきの影響を受けずに、変極点に対して一定値だけシフトさせた運転周波数で運転することができる。なお、指令周波数の演算は、f=K×F×2×n/Sという計算式に基づいて行う。ここで、Kは、指令周波数を変更する割合であり、指令周波数を何シフトさせるかを示す値である。第4の発明は、第1又は第2の発明において、前記周波数指令生成部40は、前記交流電源6の電源周波数F[Hz]、指令周波数f[Hz]、前記モータ7の極対数Nが、F×2×n=f×N×6mmは自然数、nは任意の整数という条件を満たすときに、前記指令周波数の変更を行うように構成されていることを特徴とするものである。第4の発明では、上述した条件を満たすときに、周波数指令生成部40によって指令周波数の変更が行われる。このような構成とすれば、空間高調波によるトルクリプルの電源高調波への影響を抑え、モータ7を安定して運転することができる。本発明によれば、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルよる電源高調波の変動が大きい運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更することで、電源電流の高調波成分を低減することができる。これにより、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波への影響によって電源高調波が不安定となることを抑制することができる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《全体構成》図1は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置1の構成を示すブロック図である。図1に示すように、モータ制御装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、インバータ回路4、制御回路5、及び周波数指令生成部40を備え、単相の交流電源6から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ7に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ7は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。より具体的には、モータ7は、4極6スロットの集中巻モータである。ここで、誘起電圧の高調波成分は、電気角周波数の整数倍の成分であり、図5に示す例では、電源高調波の9次成分であるから、電源周波数50Hz又は60Hzの9倍の成分となる。コンバータ回路2は、交流電源6に接続され、交流電源6が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数のダイオードDがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。ダイオードDは、交流電源6の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。直流リンク部3は、リアクトルLと、コンデンサ3aとを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力に並列接続され、コンデンサ3aの両端に生じた直流電圧直流リンク電圧がインバータ回路4の入力ノードに接続されている。コンデンサ3aは、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ3aは、インバータ回路4のスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ3aは、コンバータ回路2によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。ここで、直流リンク部3が出力する直流リンク電圧は、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。インバータ回路4は、入力ノードが直流リンク部3のコンデンサ3aに並列に接続され、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ7に供給するようになっている。インバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路4は、三相交流をモータ7に出力するので、6個のスイッチング素子図示省略を備えている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子のオンオフ動作によって、直流リンク部3から入力された直流リンク電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ7へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御回路5が行う。周波数指令生成部40は、制御回路5に与える指令周波数を生成する。制御回路5は、モータ7に流れる電流が、電源電圧の脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングオンオフ動作を制御する。すなわち、モータ制御装置1は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。この例では、制御回路5は、速度制御部50、電流制御部51、及びPWM演算部52を備えている。制御回路5は、周波数指令生成部40から与えられた指令周波数に基づいて、インバータ回路4に対して制御信号を与えることで、モータ7を所定の運転周波数で運転させる。速度制御部50は、モータ7を所定の運転周波数で運転するための指令周波数と、モータ7の実回転速度との偏差を求め、モータ電流の指令値を電流制御部51に出力する。電流制御部51は、モータ電流の指令値と実電流値との偏差が小さくなるように、電圧指令値を生成し、PWM演算部52に出力する。PWM演算部52は、入力された電圧指令値に基づいて、インバータ回路4の各スイッチング素子のオンオフ動作を制御するゲート信号を生成し、インバータ回路4に出力する。制御回路の動作次に、周波数指令生成部40において指令周波数を変更する手順について、図2のフローチャート図を参照しながら説明する。図2に示すように、ステップS101では、交流電源6の電源周波数F[Hz]、指令周波数f[Hz]、モータ7の磁極数とスロット数との最小公倍数Sが、F×2×n=f×Snは任意の整数という条件を満たしているかを判定する。具体的に、このステップS101では、モータ7のコギングトルクの発生周期が交流電源6の電源周期の半分と同期しているかが判定される。例えば、4極6スロットの集中巻モータであれば、最小公倍数S=12となる。そして、電源周波数F=60[Hz]、指令周波数f=90[Hz]であれば、60×2×n=90×12となり、n=9nは整数という条件を満たすこととなる。ステップS101での判定がYESの場合には、ステップS102に分岐する。ステップS101での判定がNOの場合には、指令周波数を変更することなくそのままモータ7に与え、処理を終了する。ステップS102では、指令周波数を変更する割合K指令周波数を何シフトさせるかを示す値を乗算することで、指令周波数を変更し、処理を終了する。なお、変更後の指令周波数は、f=K×F×2×n/Sという計算式に基づいて算出している。なお、本実施形態では、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルとして、コギングトルクを考慮して指令周波数を変更するようにしたが、空間高調波によるトルクリプルを考慮して指令周波数を変更するようにしてもよい。具体的に、空間高調波によるトルクリプルとは、電流による磁束と磁石による磁束及びロータの突極性との相互作用に起因して発生するトルクであり、その発生周波数は、電流の基本波成分の6m倍mは自然数となる。つまり、交流電源6の電源周波数F[Hz]、指令周波数f[Hz]、モータ7の極対数Nが、F×2×n=f×N×6mmは自然数、nは任意の整数という条件を満たすときに、指令周波数の変更を行うようにすればよい。実施形態の効果本実施形態に係るモータ制御装置1によれば、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプル空間高調波によるトルクリプルやコギングトルクの影響によって電源高調波が不安定となることを抑制することができる。具体的に、モータ7では、運転周波数を僅かに変化させただけで電源高調波が大きく変動するような変極点が存在する例えば、図5の90.0Hz付近では、モータ7の運転周波数が0.01Hz異なるだけで電源電流の9次成分の値が大きく変わっている。そのため、変極点付近の運転周波数でモータ7を運転させようとすると、マイコンクロックのばらつきの影響によって運転周波数がクロックばらつき分ずれることで電源高調波が不安定となり、場合によっては電源高調波規制を満たすことができないという問題が生じる。これに対し、本実施形態では、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波の変動が大きい運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更することで、電源電流の高調波成分を低減することができる。また、本実施形態では、モータ7の磁気構造に起因するトルクリプルによる電源高調波への影響を抑えることで、モータ7を安定して運転することができる。具体的に、マイコンクロックがばらついた場合、運転周波数がマイコンクロックのばらつき分ずれることで電源高調波の特性が変極点周辺では不安定となる。しかしながら、上述した計算式によれば、演算した電源周波数に基づいて指令周波数を演算するため、マイコンクロックのばらつきの影響を受けずに、変極点に対して一定値だけシフトさせた運転周波数で運転することができる。《その他の実施形態》本実施形態では、モータ7として、4極6スロットの集中巻モータを用いた場合について説明したが、この形態に限定するものではない。例えば、6極9スロットの集中巻モータを用いてもよい。この場合には、最小公倍数S=18となる。なお、前記実施形態と同様に、電源周波数F=60[Hz]、指令周波数f=90[Hz]とすると、60×2×n=90×18となり、n=13.5となるので、nが整数という条件を満たすことができない。ここで、6極9スロットの集中巻モータでは、指令周波数f=80[Hz]のときに、60×2×n=80×18となり、n=12nは整数という条件を満たすこととなる。つまり、6極9スロットの集中巻モータでは、指令周波数f=80[Hz]の付近に変極点が存在していると判断できるので、この運転周波数帯域を避けるように指令周波数を変更すればよい。また、本発明は、いわゆるマトリクスコンバータにも適用できる。図3Aは、いわゆる単相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、図3Bは、単相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子S1S2...S6の構成例である。このモータ制御装置1では、単相交流電圧をスイッチングすることで、異なる周波数と電圧をモータ7に印加する。この例では、三相の交流電源6と接続された6個のスイッチング素子S1S2...S6で単相交流をスイッチングしてモータ7に三相交流を供給する。それぞれのスイッチング素子S1S2...S6は、図3Bのように構成された双方向スイッチを採用することができる。コンデンサ3aの容量は、キャリアリプルを除去できる程度の小容量である。また、図4Aは、いわゆる三相マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図であり、図4Bは、三相マトリクスコンバータに用いるスイッチング素子S1S2...S9の構成例である。このモータ制御装置1では、三相交流電圧をスイッチングすることで、異なる周波数と電圧をモータ7に印加する。この例では、三相の交流電源6と接続された9個のスイッチング素子S1S2...S9で三相交流をスイッチングしてモータ7に三相交流を供給する。コンデンサ3aの容量は、キャリアリプルを除去できる程度の小容量である。