"シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置であって、前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備え、前記演算処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する校正処理部と、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算するチップ温度演算部とを備えていることを特徴とするパワー半導体装置の温度測定装置。前記校正処理部は、前記基準電圧を印加した時の前記A/D変換器から得られる測定値の測定を複数回行い、複数回の測定値の平均値を測定値としたことを特徴とする請求項1に記載のパワー半導体素子の温度測定装置。シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置であって、前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、該パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号を電気的に絶縁して伝送させる絶縁伝送回路と、該絶縁伝送回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備え、前記演算処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する校正処理部と、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算するチップ温度演算部とを備えていることを特徴とするパワー半導体装置の温度測定装置。前記校正処理部は、基準電圧を印加した時の前記A/D変換器から出力される測定値に対して、前記パルス幅変調回路に含まれる三角波発生回路の発振周期の整数倍の期間においてサンプリングを行い、サンプリング値の平均値を測定値としたことを特徴とする請求項3に記載のパワー半導体素子の温度測定装置。前記記憶部は、前記演算処理部内に形成した不揮発性メモリ領域で形成されていることを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。前記校正処理部は、既知の異なる複数の基準電圧値を、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値の範囲内に設定したことを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。前記校正処理部は、既知の異なる複数の基準電圧値の両端の2点が、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値と同等の値又は近傍の値に設定されていることを特徴とする請求項6に記載のパワー半導体装置の温度測定装置。ところで、特許文献1及び2に記載の従来例にあっては、不揮発性メモリに記憶されている標準特性における温度-出力電圧特性を換算処理データとして記憶するとともに、車載エンジン制御装置の調整操作段階における校正温度と、この校正温度における出力電圧を校正処理データとして記憶して置く。そして、実用温度を測定したときに、不揮発性メモリに記憶された校正処理データ及び換算処理データを参照して、実用計測温度における定電圧出力を所定の演算式に従って算出する。算出した定電圧出力を基準電圧で除して補正係数を演算し、この補正係数をデジタル変換値に掛け合わせて補正されたデジタル変換値を得るようにしている。このため、不揮発性メモリに校正処理データ及び換算処理データを格納する必要があり、記憶容量が多くなるとともに、実用温度が変化する毎に、校正処理データと換算処理データを参照した演算処理を繰り返す必要があり、演算処理負荷が大きくなるという未解決の課題がある。同様に、特許文献3に記載の従来例にあっては、モータ駆動装置の組み付け時に、モータ温度算出部で算出したモータ温度とスイッチング素子温度算出部で算出したスイッチング素子の温度との差分をスイッチング素子温度算出部において算出結果を補正するキャリブレーション値温度補正値としてメモリ等の記憶媒体に記憶している。そして、このキャリブレーション値でスイッチング素子温度検出用のダイオードの出力値の補正を行うことにより、オフセット補正を行うようにしている。しかしながら、特許文献3に記載の従来例にあっては、単にキャリブレーション値をスイッチング素子温度検出用のダイオードの出力に加算するだけであり、温度-出力電圧特性の傾きが異なる場合には適用することができないという未解決の課題がある。また、特許文献4に記載の従来例にあっては、過温度の判断基準となるトリップレベルの補正を、EPROMに書込まれた特性補正信号に基づいて接続するコンデンサ数を選択することにより行うようにしているので、温度-出力電圧特性の傾きが異なる場合には適用することができないという未解決の課題がある。同様に、特許文献5に記載の従来例にあっては、半導体素子の電流センス用エミッタから流れるセンス電流の値に基づいてメモリに格納された電流値対補正温度のテーブルを参照して補正温度を算出し、この補正温度を温度検出回路から取得した温度データに加算して接合部温度を算出するようにしており、温度-出力電圧特性の傾きが異なる場合には適用することができないという未解決の課題がある。そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、設計上の特性と実測した特性との傾きが異なる場合に、容易に且つ正確に温度検出ができるパワー半導体装置の温度測定装置を提供することを目的としている。上記目的を達成するために、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第1の態様は、シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置である。そして、前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備えている。ここで、前記演算処理部は、校正処理部とチップ温度演算部とを備えている。校正処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。チップ温度演算部は、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算する。また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第2の態様は、前記校正処理部が、前記基準電圧を印加した時の前記A/D変換器から得られる測定値の測定を複数回行い、複数回の測定値の平均値を測定値としている。また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第3の態様は、シリコンチップにパワースイッチング素子と温度検出用ダイオードとを設けたパワー半導体装置における前記パワースイッチング素子のチップ温度を検出するチップ温度検出回路を備えたパワー半導体装置の温度測定装置である。前記チップ温度検出回路は、前記温度検出用ダイオードに定電流を供給する定電流源と、前記温度検出用ダイオードの両端の順方向電圧を入力信号としてパルス幅変調信号を出力するパルス幅変調回路と、該パルス幅変調回路から出力されるパルス幅変調信号を電気的に絶縁して伝送させる絶縁伝送回路と、該絶縁伝送回路の出力信号を平滑化するローパスフィルタと、該ローパスフィルタのフィルタ出力をデジタル変換して測定値として出力するA/D変換器と、該A/D変換器から出力される測定値が入力され、当該測定値に基づいて前記チップ温度を演算する演算処理部とを少なくとも備えている。ここで、前記演算処理部は、校正処理部とチップ温度演算部とを備えている。校正処理部は、前記チップ温度検出回路の誤差の校正時に、前記温度検出用ダイオードに代えて既知の異なる複数の基準電圧値を印加する基準電圧源を接続し、前記複数の基準電圧値をそれぞれ印加したときの前記A/D変換器から出力される測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、演算した線分の傾きと、前記A/D変換器から出力される測定値のうちの1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。チップ温度演算部は、前記温度検出用ダイオードによる温度測定時に、前記A/D変換器から出力される測定値と、前記記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値とに基づいて補正測定値を演算し、当該補正測定値に基づいて前記チップ温度を演算する。また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第4の態様は、上記第3の態様において、前記校正処理部が、基準電圧を印加した時の前記A/D変換器から出力される測定値に対して、前記パルス幅変調回路に含まれる三角波発生回路の発振周期の整数倍の期間においてサンプリングを行い、サンプリング値の平均値を測定値としている。また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第5の態様は、前記記憶部が、前記演算処理部内に形成した不揮発性メモリ領域で形成されている。また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第6の態様は、前記校正処理部が、既知の異なる複数の基準電圧値を、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値の範囲内に設定している。また、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第7の態様は、前記校正処理部が、既知の異なる複数の基準電圧値の両端の2点が、チップ温度の測定範囲の最大及び最小温度における前記温度検出ダイオードの順方向電圧値と同等の値又は近傍の値に設定されている。本発明によれば、校正時に、温度検出用ダイオードに代えて基準電圧源を接続し、この基準電圧源で既知の複数の基準電圧を印加し、そのときの基準電圧毎のA/D変換器の測定値を結ぶ線分の傾きを演算し、この線分の傾きとA/D変換器の測定値の1つであるオフセット補正値とを記憶部に記憶する。そして、温度検出用ダイオードによる温度測定時に、A/D変換器から出力される測定値に対して、記憶部に記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値に基づいて補正演算を行う。このため、校正処理部で、既知の複数の基準電圧を使用することにより、チップ温度検出回路の特性に基づく線分の傾きを容易に算出することができる。そして、測定補正演算部では、記憶されている線分の傾き及びオフセット補正値と、A/D変換器から出力される測定値とに基づいて簡易な演算処理で補正された測定値を算出することができ、演算処理部での演算負荷を減少させることができる。以下、本発明に係るパワー半導体装置の温度測定装置の第1の実施形態について図面を参照しながら説明する。図1は、本発明が適用されるインテリジェントパワーモジュールIPM:InteligentPowerModuleの概略構成を示すブロック図である。図1において、インテリジェントパワーモジュールは、負荷へ流入する電流を制御する上アーム1および下アーム2を備えている。これら上アーム1および下アーム2は、負荷へ流入する電流を通電および遮断するパワースイッチング素子SWU、SWDを有する。これらパワースイッチング素子SWU、SWDの導通および非導通を指示する制御信号がそれぞれ制御回路3で生成される。ここで、制御回路3は、CPUまたは論理IC、あるいは論理ICとCPUが搭載されたシステムLSIなどで構成することができる。また、上アーム1、下アーム2のパワースイッチング素子SWU、SWDは直列に接続されている。上アーム1、下アーム2のパワースイッチング素子SWU、SWDの直列接続点を外部に導出する端子の図示は省略する。このようなインテリジェントパワーモジュールを、図12に示すように、パワースイッチング素子SWU、SWDの直列接続点にリアクトルを接続すれば、昇降圧コンバータを構成することができる。あるいは、このようなインテリジェントパワーモジュールを3組用い、パワースイッチング素子SWU、SWDの直列接続回路の両端に直流電源を接続し、パワースイッチング素子SWU、SWDの直列接続点を交流出力端子とすることで3相インバータを構成することができる。また、図1は、上アーム1、下アーム2のパワースイッチング素子SWU、SWDの直列回路の1組をパッケージしたいわゆる2in1構成のインテリジェントパワーモジュールであるが、上アーム1、下アーム2のパワースイッチング素子SWU、SWDの直列回路の3組をパッケージしたいわゆる6in1構成のインテリジェントパワーモジュールとして構成することもできる。そして、パワースイッチング素子SWUには、ゲート信号SU4に基づいてスイッチング動作を行うIGBT5が設けられ、IGBT5に流れる電流と逆方向に電流を流すフリーホイーリングダイオードDU1がIGBT5に並列に接続されている。また、IGBT5が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する順方向電圧が得られる温度検出用ダイオードDU2が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにIGBT5に設けられた第2のエミッタ端子に接続された抵抗RU1、RU2により過電流を検出する過電流検出部11が設けられている。また、パワースイッチング素子SWDには、ゲート信号SD4に従ってスイッチング動作を行うIGBT6が設けられ、IGBT6に流れる電流と逆方向に電流を流すフリーホイーリングダイオードDD1がIGBT6に並列に接続されている。また、IGBT6が形成されたシリコンチップには、チップの温度変化に対応する順方向電圧が得られる温度検出用ダイオードDD2が設けられているとともに、エミッタ電流を分流してエミッタ電流値を検出するためにIGBT6に設けられた第2のエミッタ端子に接続された抵抗RD1、RD2により過電流を検出する過電流検出部12が設けられている。温度検出用ダイオードDU2およびDD2は、図2に示すように、ダイオード1個では温度変化による順方向電圧がおおよそ0.5V~0.7Vと低くて取り扱いにくいため、3個のダイオードを直列接続する構成を採用して温度変化による順方向電圧をチップ温度200°Cで1.38V、-50°Cで2.43Vとなるように設定してある。そして、上アーム1側には、IGBT5の制御端子を駆動するためのゲート信号SU4を生成するゲートドライバIC7が設けられている。また、上アーム1側には、内蔵する定電流源から温度検出用ダイオードDU2に例えば200μAの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFでなる過熱検知信号SU6を監視するチップ温度検出回路13が設けられている。さらに、上アーム1側には、過電流検出部11からの過電流検知信号SU5を監視してIGBT保護信号を生成し、IGBT保護信号をゲートドライバIC7に供給するIGBT保護回路9が設けられている。また、下アーム2側には、IGBT6の制御端子を駆動するためのゲート信号SD4を生成するゲートドライバIC8が設けられている。また、下アーム2側には、内蔵する定電流源から温度検出用ダイオードDD2に例えば200μAの定電流を供給し、このときの温度検出用ダイオードDD2の順方向電圧VFでなる過熱検知信号SD6を監視するチップ温度検出回路14が設けられている。さらに、下アーム2側には、過電流検出部12からの過電流検知信号SD5を監視してIGBT保護信号を生成し、IGBT保護信号をゲートドライバIC8に供給する温度測定部を含むIGBT保護回路10が設けられている。そして、IGBT保護回路9および10は、過電流検知信号SD5,SU5の電流値が予め設定した所定電流値Iovを超えた場合に、ゲート信号の出力を停止するIGBT保護信号をゲートドライバIC7および8に出力する。チップ温度検出回路13および14は、共に同じ回路構成を有し、両者を代表してチップ温度検出回路13の構成を説明すると、図3に示すように構成されている。すなわち、定電流源70から定電流IFを温度検出用ダイオードDU2に供給したときの温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFを、バッファアンプIC1でインピーダンス変換した後、レベル変換器77に供給し、レベル変換器77からレベル調整された電圧Vlevを出力する。このレベル変換器77は、オペアンプIC2を有し、このオペアンプIC2の反転入力端子にバッファアンプIC1の出力が抵抗R14を介して入力されている。また、オペアンプIC2の非反転入力端子には、直流電源Vcc1を抵抗R11およびR12で分圧した電位Vcc11が入力されている。さらに、直流電源Vcc1が抵抗R13を介してオペアンプIC2の反転入力端子および抵抗R14との間に供給され、オペアンプIC2の反転入力端子と出力端子との間に抵抗R15が接続されている。このレベル変換器77の出力電圧Vlevは、下記8式で表わされる。なお、このレベル変換は線形変換である。また、チップ温度検出回路13は、パルス幅変調回路76を備えている。このパルス幅変調回路76は、三角波信号Vtriを発生する三角波発生回路78とコンパレータIC5とを備えている。三角波発生回路78は、コンパレータIC3とこのコンパレータIC3の出力が入力される積分器を構成するオペアンプIC4とを備えている。コンパレータIC3の反転入力側には、直流電源Vcc1を抵抗R21およびR22で分圧した電位Vcc12が入力され、非反転入力側にはオペアンプIC4の出力端子が抵抗R26を介して接続され、さらに、コンパレータIC3の非反転入力端子および出力端子間に抵抗R25が接続されている。また、コンパレータIC3の出力端子には、直流電源Vcc1が抵抗R23を介して接続され、さらにコンパレータIC3の出力端子が抵抗R24を介してオペアンプIC4の反転入力端子に接続されている。オペアンプIC4の反転入力端子および出力端子間には積分用コンデンサC11が接続されている。そして、レベル変換器77でレベル調整された出力電圧Vlevおよび三角波発生回路78から出力される三角波信号VtriがコンパレータIC5に入力されている。このコンパレータIC5は、出力電圧Vlevおよび三角波信号Vtriを比較して、Vlev<Vtriであるときには高レベルとなり、Vlev≧Vtriであるときに低レベルとなるPWM信号を出力する。このコンパレータIC5から出力されるPWM信号は、次段のフォトカプラ90によるPWM信号の絶縁伝送回路を介して上アーム1および下アーム2から、制御回路3側に設けられているPWM-アナログ変換回路91に温度検出用のPWM信号として伝送される。このPWM-アナログ変換回路91では、フォトカプラ90から入力されるPWM信号を2値信号に変換する2値化回路92に供給し、この2値化回路92でデューティ比が0では電圧V1、デューティ比が100では電圧V2となる2値信号を生成する。この2値信号をバッファ回路93でインピーダンス変換した後に、ローパスフィルタ回路94で平滑化して直流レベルに変換することにより、IGBTチップ温度に比例したIGBTチップ温度信号Voutを得ることができる。このIGBTチップ温度信号Voutが定電圧素子100から定電圧が供給されたA/D変換器101に入力され、このA/D変換器101でデジタル変換してデジタル値の測定値Vout_mとして出力される。そして、A/D変換器101から出力される測定値が演算処理部としてのマイクロコンピュータ102に入力される。このマイクロコンピュータ102は、A/D変換器101に接続されたインタフェース回路103と、このインタフェース回路103から入力される測定値を演算処理する中央処理装置CPU104とを備えている。また、マイクロコンピュータ102は、中央処理装置104で実行するプログラグラムや実行結果等を記憶するROM及びRAMで構成される揮発性メモリ部105と、後述する校正処理部で算出した線分の傾き及びオフセット補正値を記憶する不揮発性メモリ部106とを備えている。そして、マイクロコンピュータ102の中央処理装置104は、機能ブロック図で表すと、図4に示すように、少なくとも校正処理部107とチップ温度演算部108とを備えている。校正処理部107では、調整操作段階で、図5に示すように、チップ温度検出回路14の温度測定用ダイオードDU2のアノード及びカソードの接続端子間に電圧印加指令に基づいて印加電圧を変更可能な定電圧源110を接続した状態で校正処理を行う。この校正処理は、先ず、定電圧源110で、既知の異なる2つ基準電圧値を印加する。ここで、2つの基準電圧値としては、たとえばチップ温度155°Cに相当する電圧値VF1=105298Vと、25°Cに相当する電圧値VF2=2.0619Vとを設定する。そして、各電圧値VF1及びVF2の印加時におけるA/D変換器101から出力される測定値Vout1_m及びVout2_mを読込んで、両測定値Vout1_m及びVout2_mを結ぶ線分の傾きαを演算する。演算した線分の傾きαと、両測定値Vout1_m及びVout2_mの一方であるオフセット補正値Vout1_mとを不揮発性メモリ部106に記憶する。また、チップ温度演算部108では、実際に温度検出用ダイオードDU2を接続した状態で、A/D変換器101から出力される測定値Vout_mを読込み、この測定値Vout_mと不揮発性メモリ部106に記憶されている線分の傾きα及びオフセット補正値Vout1_mとに基づいて後述する演算を行って温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFを算出する。そして、チップ温度演算部108では、算出した順方向電圧VFをもとに、図2bに示す温度検出用ダイオードDU2の温度と順方向電圧の関係を表す特性線図を参照してチップ温度Tcを算出する。このとき、A/D変換値は、本来はHexコードで表示しなければならないが、汎用性を持たせるため及び説明を分かりやすくするために、0~5Vの電圧値で表現する。そして、PWM-アナログ変換回路91の出力は、入力であるパルス幅変調回路76のパルス幅変調信号のオンデューティ:0~100に対して、設計値として概ね4.5~0.5Vとなるように設定されている。そして、定電圧源110による印加電圧VF1及びVF2とA/D変換器101の測定値との関係は図6に示すようになる。両者の関係がリニアな関係である範囲を、設計上はチップ温度15~165°Cに相当する電圧1.489~2.103Vとし、A/D変換器101から出力される測定値を4.5~0.5Vとする。この場合には、チップ温度155°Cに相当する電圧VF1=1.5298V及びチップ温度25°Cに相当する電圧値VF2=2.0619Vを印加した場合に、A/D変換器101から得られる測定値は、設計上はVF1=1.5298Vの時には、Vout1_s=4.233V、VF2=2.0619の時にはVout2_s=0.7667Vとなる。これら測定値Vout1_s及びVout2_sを結ぶ実線図示の線分S1-S2に基づいて、得られたAD変換器101の測定値Vout_sから入力値である電圧VFを逆算によって算出することができる。このときの測定値Vout_sは、下記9式によって算出される。この9式において、右辺第2項のVout1_sがオフセット補正値となる。この9式において、線分S1-S2の傾きをα12_sとすると、この傾きα12_sは、下記10式で表される。α12_s={Vout2_s-Vout1_s}/VF2-VF1......10したがって、上記9式を変形することにより、下記11式に示すように、得られた測定値Vout_sから入力値である電圧VFを算出することができる。この逆算によって求められた電圧VFかからチップ温度を算出するには、図2bに示す温度検出用ダイオードの温度と順方向電圧VFの関係を示す特性線図から求めることができる。すなわち、電圧VF=2.0619Vの時には、チップ温度Tc=25°C、電圧VF=1.5298Vの時には、チップ温度Tc=155°Cとなって、任意の電圧VFからチップ温度Tcを求めることができる。上記の説明は、回路定数が設計値そのもので、理想的な場合について行ったが、実際には、図3の電圧源Vcc1,Vcc2、A/D変換器101の基準電圧、抵抗値などのバラツキがあるので、図6に示す線分S1-S2にはならず、図6で一点鎖線図示のような線分S1-S2に対して偏移した線分M1-M2となる。すなわち、図5に示す定電圧源110からチップ温度155°Cに相当する電圧値VF1及び25°Cに相当する電圧値VF2を印加した時に、入力電圧VF1に対するA/D変換器101の設計上の測定値Vout1_s及び設計上の測定値Vout2_sを結ぶ線分S1-S2と、入力電圧VF1に対する実測の測定値Vout1_m及び実測の測定値Vout2_mを結ぶ線分M1-M2とに着目する。線分S1-S2と線分M1-M2とは、傾きとオフセット量が異なるので、測定された測定値Vout_mから、順方向電圧VFを逆算によって求める際に、線分S1-S2を用いると、得られた順方向電圧VFには、線分S1-S2及び線分M1-M2の相違による誤差を含んでしまう問題がある。このため、測定された測定値Vout_mから、順方向電圧VFを逆算によって算出する際に適用する線分をM1-M2になるように傾きとオフセット補正を行う必要がある。そこで、実際のチップ温度検出回路13によって得られる線分M1-M2の特性を用いて、温度検出ダイオードDU2の任意の順方向電圧VFに対する測定値Vout_mは下記12式で表現される。この12式において、傾きα12_mを下記13式のように設定すると、測定値Vout_mから温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFは下記14式によって求められ、チップ温度検出回路の回路素子のバラツキを軽減した値が得られることになる。α12_m={Vout2_m-Vout1_m}/VF2-VF1......13この14式で求められるチップ温度検出回路の回路素子のバラツキを軽減した温度検出用ダイオードの温度と順方向電圧VFから図2bの温度検出ダイオードの温度と順方向電圧の関係を表す特性線図から正確なチップ温度を求めることができる。このようにして、設計に基づく9式及び11式を、実測値に基づく式12式及び14式に置換することは、線分S1-S2を線分M1-M2とすることであり、線分S1-S2に対して傾き補正及びオフセット補正を行ったこととなる。このため、校正処理部107で、定電圧源110からチップ温度155°Cに相当する電圧値VF1及び25°Cに相当する電圧値VF2を印加して、A/D変換器101から出力される測定値Vout1_m及びVout2_mを読込み、前記13式の演算を行って線分M1-M2の傾きα12_mを算出し、この傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mとを不揮発性メモリ部106に記憶する。そして、チップ温度演算部108で、温度検出用ダイオードDU2を接続した状態でのA/D変換器101から出力される測定値Vout_mを読込み、この測定値Vout_mと不揮発性メモリ部106に記憶されている線分M1-M2の傾きα12_m及びオフセット補正値Vout1_mとを前記14式に代入して、温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFを算出する。さらに、チップ温度演算部108で、算出した順方向電圧VFに基づいて図2bに示す特性線図を参照してチップ温度Tcを算出する。そして、マイクロコンピュータ102の中央処理装置104では、図7に示す演算処理を実行する。この演算処理は、図7に示すように、先ず、ステップS1で中央処理装置104に接続された例えばモーメンタリ式の校正処理開始スイッチ109がオン状態となったか否かを判定し、校正処理開始スイッチ109がオフ状態であるときにはオン状態となるまで待機し、校正処理開始スイッチ109がオン状態となると、ステップS2に移行する。このステップS2では、定電圧源110に対して、チップ温度155°Cに相当する電圧値VF1を印加する印加指令を出力してからステップS3に移行する。このステップS3では、印加した電圧VF1に相当する測定値がA/D変換器101から出力されるまでの所定時間が経過した後にA/D変換器101から出力される測定値Vout1_mを読込む。次いで、ステップS4に移行して、定電圧源110に対して、チップ温度25°Cに相当する電圧値VF2を印加する印加指令を出力してからステップS5に移行する。このステップS5では、印加した電圧VF2に相当する測定値がA/D変換器101から出力されるまでの所定時間が経過した後にA/D変換器101から出力される測定値Vout2_mを読込んでからステップS6に移行する。このステップS6では、読込んだ測定値Vout1_m及びVour2_mと、既知である電圧値VF1及びVF2とに基づいて前記13式の演算を行って線分M1-M2の傾きα12_mを算出してからステップS7に移行する。このステップS7では、算出した線分M1-M2の傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mを不揮発性メモリ部106に格納してから校正処理を終了する。チップ温度演算処理は、図8に示すように、所定時間毎のタイマ割込処理として実行される。このチップ温度演算処理では、先ず、ステップS11で、不揮発性メモリ部106に線分M1-M2の傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mとが格納されているか否かを判定する。この判定結果が、不揮発性メモリ部106に傾きα12_m及び測定値Vout1_mが格納されていないときには、そのままタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。ステップS11の判定結果が、不揮発性メモリ部106に傾きα12_m及び測定値Vout1_mが格納されているものであるときにはステップS12に移行して、A/D変換器101から出力される測定値Vout_mを読込む。次いで、ステップS13に移行して、不揮発性メモリ部106に記憶されている線分M1-M2の傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mと、上記ステップS12で読込んだ測定値Vout_mとを前述した14式に代入して温度検出用ダイオードDU2の順方向電圧VFを算出する。次いで、ステップS14に移行して、ステップS13で算出した順方向電圧VFをもとにROM等に記憶された図2bの温度と順方向電圧との関係を表すチップ温度算出テーブルを参照してチップ温度Tcを算出してからステップS15に移行する。このステップS15では、ステップS14で算出したチップ温度Tcの表示情報を中央処理装置104に接続された液晶等の表示装置に出力してからタイマ割込処理を終了して所定のメインプログラムに復帰する。ここで、図7の校正処理が図4における校正処理部107に対応し、図8のチップ温度算出処理が図4におけるチップ温度演算部108に対応している。次に、上記第1の実施形態の動作を説明する。インテリジェントパワーモジュールの調整操作段階で、チップ温度検出回路13又は14の校正処理を行うには、先ず、図5に示すように、温度検出用ダイオードDU2又はDD2に代えて、電圧印加指令によって電圧値VF1及びVF2を出力可能な定電圧源110を接続する。この状態で、マイクロコンピュータ102の校正処理開始スイッチ109をオン状態とすることにより、中央処理装置104で、図7に示す校正処理を実行開始させる。この校正処理では、校正処理開始スイッチ109がオン状態となることにより、ステップS1からステップS2に移行して、定電圧源110に155°Cに相当する電圧値VF1を印加する印加指令値を出力する。これにより、定電圧源110で電圧値VF1が温度検出用ダイオードDU2又はDU19の接続端子に印加され、この電圧値VF1がパルス幅変調回路76のレベル変換器77でレベル変換されたレベル変換電圧VlevがコンパレータIC5に入力される。このコンパレータIC5には三角波発生器78から出力される三角波電圧Vtriが入力されているので、このコンパレータIC5からレベル変換電圧Vlevの電圧値に応じたデューティ比のパルス幅変調信号が出力される。このパルス幅変調信号が電界効果トランジスタ81を介し、フォトカプラ90を介してPWM-アナログ変換回路91に供給される。このPWM-アナログ変換回路91では、フォトカプラ90から入力されパルス幅変調信号に基づいて2値化回路で2値化信号を生成し、バッファ回路93でインピーダンス変換した後、ローパスフィルタ回路94で平滑化して直流レベルに変換される。この直流レベル信号がA/D変換器101に入力されてデジタル変換されて測定値として出力される。この電圧値VF1に対応する測定値Vout1_mが中央処理装置104に読込まれステップS3、次いで定電圧源110に対して25°Cに相当する電圧値VF2を印加する電圧印加指令が出力される。このため、定電圧源110から電圧値VF2が温度検出用ダイオードDU2又はDD2の接続端子に印加される。この印加された電圧VF2が上記と同様にしてパルス幅変調信号に変換されてからPWM-アナログ変換回路91で直流レベルに変換されてA/D変換器101から測定値Vout2_mとして出力され、これが中央処理装置104に読込まれるステップS5。そして、読込まれた測定値Vout1_m及びVout2_mと、既知の電圧値VF1及びVF2とに基づいて前記13式の演算を行って図6で一点鎖線図示の線分M1-M2の傾きα12_mを算出するステップS6。次いで、算出した線分M1-M2の傾きα12_mと測定値Vout1_m及びVout2_mの1つであるオフセット補正値Vout1_mとが不揮発性メモリ部106に格納されステップS7、校正処理を終了する。このように、校正処理によって不揮発性メモリ部106に、線分M1-M2の傾きα12_mとオフセット補正値Vout_mとが格納されると、定電圧源110を取り外して温度測定用ダイオードDU2又はDD2を接続してマイクロコンピュータ102を再起動する。これによって、中央処理装置104で図8のチップ温度演算処理が実行され、不揮発性メモリ部106に線分M1-M2の傾きα12_m及びオフセット補正値Vout1_mが格納されているので、ステップS11からステップS12に移行して、A/D変換器101から出力される温度検出用ダイオードDU2又はDD2の順方向電圧VFに応じた測定値Vout_mを読込む。次いで、読込んだ測定値Vout_mと、不揮発性メモリ部106に記憶されている線分M1-M2の傾きα12_m及びオフセット補正値Vout1_m、既知の電圧値VF1とを前記14式に代入して、温度検出用ダイオードDU2又はDD2の順方向電圧VFを算出するステップS13。次いで、算出した順方向電圧VFをもとに、図2bに示す順方向電圧算出テーブルを参照して、チップ温度Tcを算出しステップS14、算出したチップ温度Tcを表示装置に表示しステップS15、タイマ割込処理を終了する。このように、上記第1の実施形態によると、調整操作段階で、温度検出用ダイオードDU2又はDD2に代えて、定電圧源110を接続した状態で校正処理を行って、線分M1-M2の傾きα12_mを算出し、算出した傾きα12_mとオフセット補正値Vout1_mとを不揮発性メモリ部106に記憶する。その後、温度検出用ダイオードDU2又はDD2を正規に接続した状態で、チップ温度演算処理を行うことにより、チップ温度検出回路13又は14の回路素子のバラツキを軽減したすなわち設計上の線分S1-S2に対して、傾き補正及びオフセット補正を行った正確なチップ温度Tcを得ることができる。しかも、不揮発性メモリ部106に線分M1-M2の傾きα12_mを演算してオフセット補正値Vout1_mとともに格納するようにしたので、チップ温度Tcの演算処理を容易に行うことができ、中央処理装置104の演算負荷を軽減することができる。なお、上記第1の実施形態においては、A/D変換器101から出力される測定値Vout1_m、Vout2_m及びVout_mをそのまま演算処理に使用した場合について説明した。しかしながら、A/D変換器101から出力される測定値を取り込む際に、ノイズの影響を受ける場合がある。この場合には、A/D変換器101から出力される測定値のサンプリングを多数回行い、多数回のサンプリング値を加算平均処理して加算平均値を測定値Vout1_m、Vout2_m及びVout_mとして使用することにより、ノイズの影響を軽減することができる。また、A/D変換器101の入力信号は、パルス幅変調PEM信号をローパスフィルタ回路94で平滑化された直流レベル信号であるが、微視的に見ると図9に示すように、数10mV程度の変動がある。このため、A/D変換器101で、図9に示すように、変動周期パルス幅変調回路76における三角波発生器78の周波数の任意の整数n倍のサンプリング期間でサンプリングを行い、サンプリング値の加算平均値を測定値Vout1_m、Vout2_m及びVout_mとして使用することにより、A/D変換器101の入力信号の変動の影響を軽減することができる。次に、本発明の第2の実施形態を図10について説明する。この第2の実施形態では、A/D変換器をマイクロコンピュータ102側に設ける場合に代えて温度検出用ダイオードの順方向電圧を直接デジタル変換するようにしたものである。すなわち、第2の実施形態では、図10に示すように、温度検出用ダイオードDU2又はDD2の順方向電圧VFをA/D変換器120で直接デジタル変換して測定値を出力し、このA/D変換器120から出力される測定値を、低機能のマイクロコンピュータに搭載されるシリアル伝送ユニット130を介して電界効果トランジスタ81のゲートに供給するようにしている。これに応じて、PWM-アナログ変換回路91が省略されて、2値化回路92のみが設けられ、この2値化回路92から出力される2値化信号が直接マイクロコンピュータ102のインタフェース回路103に入力されている。ここで、マイクロコンピュータ102の中央処理装置104で実行する校正処理及びチップ演算処理については、前述した第1の実施形態における図7及び図8の処理と同様の処理を行い、校正処理時に温度検出用ダイオードDU2又はDD2に代えて定電圧源110を温度検出用ダイオードDU2又はDD2の接続端子に接続して、校正処理を行う。この第2の実施形態によると、温度検出用ダイオードDU2又はDD2の順方向電圧VFが直接A/D変換器120で測定値に変換されるので、この測定値をシリアル伝送ユニット130、電界効果トランジスタ81及びフォトカプラ90を介して2値化回路92で2値化信号に変換してマイクロコンピュータ102に供給するだけでよく、低機能のマイクロコンピュータに搭載されるシリアル伝送ユニット130をアーム側に搭載する必要はあるが、チップ温度検出回路13又は14の構成を簡略化することができる。なお、上記第1及び第2の実施形態においては、説明を省略したが、チップ温度検出回路13及び14の校正処理を行う場合に、制御回路3と各アーム1及び2のパワースイッチング素子SWU及びSWDとを接続する前に、チップ温度検出回路13及び14の温度検出用ダイオードDU2及びDD2を接続する接続端子に定電圧源110を接続して校正処理を行い、その後に制御回路3とパワースイッチング素子SWU及びSWDとを接続して、チップ温度の検出を行うようにすることが好ましい。また、上記第1及び第2の実施形態においては、校正処理で、不揮発性メモリ部106に線分M1-M2の傾きα12_m及びオフセット補正値Vout1_mを記憶する場合について説明した。本発明における不揮発性メモリ部106としてはフラッシュメモリ、EPROM、ROM等の任意の不揮発性記憶媒体を適用することができる他、常時電源を供給するRAM等を適用することもできる。要は、校正処理で算出した線分M1-M2の傾きα12_m及びオフセット補正値Vout1_mを読み出し可能に記憶していればよいものである。また、上記第1及び第2の実施形態においては、オフセット補正値として測定値Vout1_mを適用したが、これに代えて測定値Vout2_mをオフセット補正値としてもよい。"