交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置であって、上記交流電源に接続されるAC-DC変換部と、上記二次電池に接続されるDC-DC変換部とからなり、上記AC-DC変換部は、交流入力電圧を全波整流して入力整流電圧を生成する入力整流回路と、上記入力整流電圧を平滑化して上記DC-DC変換部に入力される直流電圧を生成する平滑コンデンサとを備え、上記DC-DC変換部は、上記直流電圧からパルス一次電圧を生成するスイッチング回路と、上記パルス一次電圧を変圧してパルス二次電圧を生成するトランスと、上記パルス二次電圧を全波整流してパルス整流電圧を生成する出力整流回路と、上記パルス整流電圧を平滑化して上記二次電池を充電するための出力電力を生成する出力平滑回路とを備え、上記スイッチング回路は、上記パルス一次電圧の時比率を調整することによって、上記出力電力に脈流を持たせ、該出力電力の波形が上記交流電源からの交流入力電力の波形と同期するように制御されていることを特徴とする充電装置。請求項1に記載の充電装置において、上記交流入力電力を検出する入力検出手段と、上記出力電力を検出する出力検出手段と、上記スイッチング回路を制御する制御部とを備え、該制御部は、上記入力検出手段によって検出した上記交流入力電力を基に、目標とする上記出力電力である目標出力電力を算出すると共に、該目標出力電力と上記出力検出手段によって検出した上記出力電力との差分を基に、上記目標出力電力に実際の上記出力電力を近づけるように上記スイッチング回路を制御するよう構成されていることを特徴とする充電装置。請求項1又は2に記載の充電装置において、上記AC-DC変換部は、該AC-DC変換部へ入力される交流入力電流の波形を正弦波に近づけるための力率改善回路を備えていることを特徴とする充電装置。しかしながら、交流入力電流の波形を、上記のような基本波成分とその高調波成分とを含むような波形とすると、力率が低下してしまうこととなる。また、目標とする交流入力電流の波形が正弦波ではないため、その制御をマイコンで行う必要が生じるなど、複雑な制御が必要となる。その結果、安価な充電装置を得ることが困難となる。また、出力電圧に所定の脈流を持たせるような制御は、特に二次電池の容量が大きい場合には難しい。それゆえ、電気自動車やハイブリッド自動車等に搭載する二次電池のように容量の大きい二次電池を充電するための充電装置においては、出力電圧に所定の脈流をもたせる制御は現実的ではない。本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたもので、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供しようとするものである。本発明は、交流電源から二次電池への充電を行うための充電装置であって、上記交流電源に接続されるAC-DC変換部と、上記二次電池に接続されるDC-DC変換部とからなり、上記AC-DC変換部は、交流入力電圧を全波整流して入力整流電圧を生成する入力整流回路と、上記入力整流電圧を平滑化して上記DC-DC変換部に入力される直流電圧を生成する平滑コンデンサとを備え、上記DC-DC変換部は、上記直流電圧からパルス一次電圧を生成するスイッチング回路と、上記パルス一次電圧を変圧してパルス二次電圧を生成するトランスと、上記パルス二次電圧を全波整流してパルス整流電圧を生成する出力整流回路と、上記パルス整流電圧を平滑化して上記二次電池を充電するための出力電力を生成する出力平滑回路とを備え、上記スイッチング回路は、上記パルス一次電圧の時比率を調整することによって、上記出力電力に脈流を持たせ、該出力電力の波形が上記交流電源からの交流入力電力の波形と同期するように制御されていることを特徴とする充電装置にある請求項1。上記充電装置においては、上記スイッチング回路の制御によって、上記出力電力に脈流を持たせると共に出力電力の波形が交流入力電力の波形と同期するよう構成されている。そのため、上記交流電源から供給される交流入力電力が大きいとき、出力電力が大きく、交流入力電力が小さいとき、出力電力が小さいという状態となる。それゆえ、AC-DC変換部における平滑コンデンサに蓄えるべき電力量、また平滑コンデンサからDC-DC変換部側へ補充すべき電力量を小さくすることが可能となる。それゆえ、平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。その結果、平滑コンデンサの小型化、低コスト化を図ることができ、ひいては充電装置の小型化、低コスト化を容易にすることができる。また、上記の制御は、出力電力の波形を制御するものであるため、交流入力電流を制御するものではない。それゆえ、交流入力電流の波形が正弦波から遠ざかることによる力率の低下を招くおそれがない。また、上記の制御は、スイッチング回路におけるパルス一次電圧の時比率の調整によって容易に行うことができるため、複雑な制御は必要ない。また、出力電圧を制御するわけではなく、出力電力を制御するものであるため、容量の大きい二次電池を充電する場合にも、その制御が容易である。また、上記充電装置は、上記DC-DC変換部を備えるため、上記二次電池を充電する際の出力電圧を高くすることも可能である。それゆえ、出力電圧が変動してもその下限値が二次電池の電圧バッテリー電圧を下回らないようにすることができる。その結果、出力電流が不連続となることを防ぐことができ、リプル電流を小さくすることができる。これにより、二次電池の寿命に悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。以上のごとく、本発明によれば、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供することができる。上記充電装置は、例えば、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の車両に搭載されたバッテリー二次電池に、商用電源交流電源から充電を行うための充電装置とすることができる。また、上記充電装置は、上記交流入力電力を検出する入力検出手段と、上記出力電力を検出する出力検出手段と、上記スイッチング回路を制御する制御部とを備え、該制御部は、上記入力検出手段によって検出した上記交流入力電力を基に、目標とする上記出力電力である目標出力電力を算出すると共に、該目標出力電力と上記出力検出手段によって検出した上記出力電力との差分を基に、上記目標出力電力に実際の上記出力電力を近づけるように上記スイッチング回路を制御するよう構成されていることが好ましい請求項2。この場合には、出力電力の波形を理想に近い波形に制御することが容易となる。それゆえ、一層容易かつ確実に、上記平滑コンデンサの容量を小さくすることができる。また、上記AC-DC変換部は、上記入力整流回路と上記平滑コンデンサとの間に、上記DC-DC変換部へ入力される上記直流入力電流の波形を正弦波に近づけるための力率改善回路を備えていることが好ましい請求項3。この場合には、充電装置の力率を容易に向上させることができる。実施例1本発明の実施例にかかる充電装置につき、図1~図14を用いて説明する。本例の充電装置1は、図1に示すごとく、交流電源11から二次電池12への充電を行うための充電装置であって、交流電源11に接続されるAC-DC変換部2と、二次電池12に接続されるDC-DC変換部3とからなる。AC-DC変換部2は、交流入力電圧Vinを全波整流して入力整流電圧Vaを生成する入力整流回路21と、入力整流電圧Vaを平滑化してDC-DC変換部3に入力される直流電圧Vbを生成する平滑コンデンサ23とを備えている。DC-DC変換部3は、直流電圧Vbからパルス一次電圧Vp1を生成するスイッチング回路31と、パルス一次電圧Vp1を変圧してパルス二次電圧Vp2を生成するトランス32と、パルス二次電圧Vp2を全波整流してパルス整流電圧Vp3を生成する出力整流回路33と、パルス整流電圧Vp3を平滑化して二次電池12を充電するための出力電力Poutを生成する出力平滑回路34とを備えている。スイッチング回路31は、パルス一次電圧Vp1の時比率を調整することによって、図13Aに示すごとく、出力電力Poutに脈流を持たせ、該出力電力Poutの波形が交流電源11からの交流入力電力Pinの波形と同期するように制御されている。また、図1に示すごとく、AC-DC変換部2は、入力整流回路21と平滑コンデンサ23との間に、AC-DC変換部2へ入力される交流入力電流Iinの波形を正弦波に近づけるためのPFC回路力率改善回路22を備えている。本例の充電装置1は、電気自動車やプラグインハイブリッド車等の車両に搭載されたバッテリー二次電池11に、商用電源交流電源12から充電を行うための充電装置である。AC-DC変換部2は、商用電源等の交流電源11から入力される交流電力を直流電力に変換する。AC-DC変換部2における入力整流回路21は、4個のダイオード21a、21b、21c、21dによって構成されるブリッジ型の整流回路である。ダイオード21aのアノード及びダイオード21bのカソードは、交流電源11における一方の電極に接続され、ダイオード21cのアノード及びダイオード21dのカソードは、交流電源11における他方の電極に接続されている。ダイオード21a、21cのカソードは、入力高電位ラインH1に接続され、ダイオード21b、21dのアノードは、入力低電位ラインL1に接続されている。かかる構成によって、入力整流回路21は、入力された交流入力電圧Vinを全波整流して、入力高電位ラインH1と入力低電位ラインL1との間に、入力整流電圧Vaを生成する。入力高電位ラインH1と入力低電位ラインL1との間に、平滑コンデンサ23が接続されている。そして、入力整流回路21と平滑コンデンサ23の一端との間における入力高電位ラインH1上にインダクタ221が配置されている。また、入力高電位ラインH1上のインダクタ21における入力整流回路21側と反対側の端子と、入力低電位ラインL1との間に、スイッチング素子222が接続されている。スイッチング素子222としては、例えば、IGBT絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ、MOSFET金属酸化物電界効果トランジスタ等を用いることができる。また、スイッチング素子222の一端と平滑コンデンサ23の一端との間における入力高電位ラインH1には、ダイオード24が配置されている。このような回路構成によって、AC-DC変換部2はPFC回路22を形成している。また、PFC回路22は、図示しない汎用のPFC-IC等によってスイッチング素子222をオンオフ制御するよう構成されている。上記のように構成されたAC-DC変換部2は、交流電源11からの交流入力電圧Vinを整流すると共に平滑化し、DC-DC変換部3へ直流電圧Vbを入力する。なお、ここでいう平滑化は、完全な平滑化ではなく、電圧波形の脈の大きさ電圧の変動幅を低減することを意味する。DC-DC変換部3は、入力高電位ラインH1と入力低電位ラインL1との間に、スイッチング回路31を備えている。スイッチング回路31は、4個のスイッチング素子31a、31b、31c、31dによって構成されたフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子31a、31cは、入力高電位ラインH1に一端を接続し、他端を他のスイッチング素子31b、31dの一端にそれぞれ接続している。また、スイッチング素子31b、31dは、他端を入力低電位ラインL1に接続している。そして、互いに接続されたスイッチング素子31a、31bの間、及び互いに接続されたスイッチング素子31c、31dとの間において、それぞれトランス32における一次コイル321の一対の端子が接続されている。また、トランス32の二次コイル322の一対の端子は、出力整流回路33に接続されている。出力整流回路33は、4個のダイオード33a、33b、33c、33dによって構成されたブリッジ型の整流回路である。ダイオード33aのアノード及びダイオード33bのカソードは、トランス32の二次コイル322における一方の端子に接続され、ダイオード33cのアノード及びダイオード33dのカソードは、二次コイル322における他方の端子に接続されている。ダイオード33a、33cのカソードは、出力高電位ラインH2に接続され、ダイオード33b、33dのアノードは、入力低電位ラインL2に接続されている。出力整流回路33と二次電池12との間には、出力平滑回路34が配置されている。出力平滑回路34は、出力高電位ラインH2に配置されたインダクタ341と、出力高電位ラインH2と出力低電位ラインL2との間に接続された出力平滑コンデンサ342とからなる。このようにして構成されたフルブリッジ型のDC-DC変換部3は、AC-DC変換部2から供給された直流電圧Vbを変圧本例においては昇圧して、二次電池12へ出力電力Poutを供給する。二次電池12は、例えばリチウムイオン電池、ニッケル水素電池等とすることができる。次に、本例の充電装置1における各部の作用につき説明する。まず、交流電源11からAC-DC変換部2に入力される交流入力電圧Vinは、図2Aに示すような正弦波の波形を有する。ここで、本例においては、交流入力電圧Vinの周波数を50Hzとする。また、交流電源11からAC-DC変換部2に入力される交流入力電流Iinも、図2Bに示すように、同様の正弦波の波形を有する。これは、上述したPFC回路22によって制御された結果得られるものである。そして、交流電源11からAC-DC変換部2に入力される交流入力電力Pinも、図2Cに示すような正弦波となるが、その周波数は、交流入力電圧Vinの周波数の倍である100Hzとなる。上記のような波形の交流入力電圧Vinは、入力整流回路21において全波整流され、図3Aに示すような波形の入力整流電圧Vaとなる。この入力整流電圧Vaは、周波数が交流入力電圧Vinの2倍の100Hzとなる。また、整流された電流である入力整流電流Iaの波形も、図3Bに示すように、交流入力電圧Vinの2倍の周波数100Hzとなる。上記入力整流電圧Vaは、平滑コンデンサ23において平滑化されて、直流電圧Vbとなる。ここで、仮に、平滑コンデンサ23の容量を充分に大きくした場合には、平滑化された直流電圧Vbの波形は、殆ど脈のない直線状の波形となる。しかし、平滑コンデンサ23の容量をある程度に制限すると、直流電圧Vbの波形は、図4A、Bに示すごとく、脈をもった波形となる。この脈の周波数は、入力整流電圧Vaの波形と同じであり、交流入力電圧Vinの波形の2倍100Hzである。本例においては、平滑コンデンサ23の容量を、直流電圧Vbにある程度の脈流が現れる程度の大きさにしていることが前提である。そして、この直流電圧Vbの変動幅ΔVbは、平滑コンデンサ23の容量によって異なる。つまり、平滑コンデンサ23の容量が比較的大きい場合は、図4Aに示すような変動幅ΔVbが比較的小さい電圧波形となり、平滑コンデンサ23の容量が比較的小さい場合は、図4Bに示すような変動幅ΔVbが大きい電圧波形となる。このような脈流をもった直流電圧Vbが、DC-DC変換部3へ入力される。直流電圧Vbは、スイッチング回路31において、パルス一次電圧Vp1に変換される。スイッチング回路31において、スイッチング素子31a及びスイッチング素子31dのみをオンする時間と、すべてのスイッチング素子31a~31dをオフする時間と、スイッチング素子31b及びスイッチング素子31cのみをオンする時間と、すべてのスイッチング素子31a~31dをオフする時間とを、順次繰り返すことにより、図5に示すような波形のパルス一次電圧Vp1を生成し、トランス32の一次コイル321に印加する。このスイッチング制御は高周波にて行い、本例においては50kHzにて行う。このスイッチング周波数は、これに限定されるものではないが、交流入力電圧Vinの周波数に比べて充分に大きいものである。上記のようなスイッチング制御を行うと、トランス32の二次コイル322に、図6に示すごとく、昇圧されたパルス二次電圧Vp2が発生する。本例においては、トランス32の巻き線比を1:1.5としているため、パルス二次電圧Vp2は、パルス一次電圧Vp1の1.5倍に昇圧されている。このパルス二次電圧Vp2は、出力整流回路33において全波整流され、図7に示すごとく、2倍の周波数100kHzの矩形波状のパルス整流電圧Vp3となる。そして、この矩形波状のパルス整流電圧Vp3は、出力平滑回路34によって、平滑化された出力電圧Voutとなる。これに伴い、二次電池12へ流れる出力電流Ioutも平滑化される。なお、図5~図11に示すグラフにおいて、縦軸が電圧、横軸が時間を表す。また、図5~図11における縦の破線にて示した目盛左右に隣り合う破線の間隔は、これらの図のすべてにおいて一定の時間を示す。また、図5~図11における横の破線にて示した目盛上下に隣り合う破線の間隔は、これらの図のすべてにおいて一定の電圧値を示す。また、図5~図11における横の破線にて示した目盛上下に隣り合う破線の間隔は、これらの図のすべてにおいて一定の電流値を示す。出力電力Poutの変動は、出力電流Ioutを変動させることにより行うことができる。Pout=Vout×Ioutであるが、本例においては、二次電池12の容量が大きいため出力電圧Voutが一定となる。つまり、二次電池12への充電電圧に適切な脈流を持たせることは困難であるため、出力電流Ioutを変動させることにより出力電力Poutを変動させる。出力電流Ioutを変動させるには、パルス整流電圧Vp3の時比率デューティを変動させる。ここで、パルス整流電圧Vp3の時比率の変動による出力電流Ioutの変動について説明するにあたり、出力平滑回路34によって平滑化された後の電圧につき説明する。すなわち、本例の充電装置1においては、二次電池12の容量が大きいため、実際に二次電池12に出力される出力電圧Voutは変動しない。そこで、図1に示す回路構成において二次電池12の代わりに抵抗を接続した仮想回路を考える。この仮想回路においては、パルス整流電圧Vp3の時比率デューティを変動させると、出力平滑コンデンサ342の両端にかかる電圧これを仮想電圧Vsとするが変動する。ところが、図12Aに示すごとく、実際の出力電圧Voutは上記のごとく変動せず、出力電流Ioutが変動することとなる。つまり、仮想電圧Vsが高いときには出力電流Ioutは大きく、仮想電圧Vsが低いときには出力電流Ioutは小さくなる。それゆえ、出力電流Ioutを適切に変動させるには、仮想電圧Vsが適切に変動するように、上記時比率を変動させればよい。仮想電圧Vsを高くするには、パルス整流電圧Vp3の時比率デューティを高くし、仮想電圧Vsを低くするには、パルス整流電圧Vp3の時比率を低くすればよい。それゆえ、仮想電圧Vsを高くするには、パルス一次電圧Vp1の時比率を高くし、仮想電圧Vsを低くするには、パルス一次電圧Vp1の時比率を低くすればよい。これは、出力整流回路33におけるスイッチング素子33a、33b、33c、33dのオンオフ制御によって容易に行うことができる。つまり、仮想電圧Vsを高くするときには、図9Aに示すごとくパルス一次電圧Vp1の時比率を高くする。これに伴い、図9Bに示すごとくパルス二次電圧Vp2の時比率も高くなり、図9Cに示すごとくパルス整流電圧Vp3の時比率も高くなる。そうすると、時比率の高いパルス整流電圧Vp3を平滑化した仮想電圧Vsは、図9Dに示すごとく、高い電圧となる。これとは反対に、仮想電圧Vsを低くするときには、図10Aに示すごとくパルス一次電圧Vp1の時比率を低くする。これに伴い、図10Bに示すごとくパルス二次電圧Vp2の時比率も低くなり、図10Cに示すごとくパルス整流電圧Vp3の時比率も低くなる。そうすると、時比率の低いパルス整流電圧Vp3を平滑化した仮想電圧Vsは、図10Dに示すごとく、低い電圧となる。そして、仮想電圧Vsを上記2つの場合の中間の電圧とするときには、図11Aに示すごとくパルス一次電圧Vp1の時比率を上記2つの場合の中間とする。これによって、図11B、Cに示すごとくパルス二次電圧Vp2及びパルス整流電圧Vp3の時比率も中間の値となり、図11Dに示すごとく仮想電圧Vsも中間の電圧となる。このように、スイッチング回路31の制御によるパルス一次電圧Vp1の時比率の調整によって、容易に仮想電圧Vsを調整することができ、図12Aに示すごとく、出力電流Ioutを調整することができる。その結果、図12Bに示すごとく、出力電力Poutを調整することが可能となる。それゆえ、パルス一次電圧Vp1の時比率の変動を適切に制御することによって、容易に出力電力Poutに所望の脈をもたせることができる。そこで、本例においては、スイッチング回路31を適切に制御することにより、出力電流Ioutに所望の脈をもたせ、図13Aの曲線Poutに示すごとく、出力電力Poutに適切な脈をもたせる。具体的には、出力電力Poutの波形が、交流入力電力Pinの波形と同期するようにする。つまり、出力電力Poutの周波数を交流入力電力Pinの周波数と一致させると共に、交流入力電力Pinが高いときに出力電力Poutが高く、交流入力電力Pinが低いときに出力電力Poutが低くなるようにする。また、出力電力Poutの平均値が交流入力電力Pinの平均値と略一致するようにする。ただし、充電器効率により、出力電力Poutの平均値の方が低くならざるを得ない。このような出力電力Poutの制御を適切に行う方法につき、以下に説明する。本例の充電装置1は、図1に示すごとく、交流入力電力Pinを検出する入力検出手段131と、出力電力Poutを検出する出力検出手段132と、スイッチング回路31を制御する制御部133とを備えている。制御部133は、入力検出手段131によって検出した交流入力電力Pinを基に、目標とする出力電力である目標出力電力P3を算出する。そして、目標出力電力P3と出力検出手段132によって検出した出力電力P2との差分を算出する。この差分を基に、目標出力電力P3に実際の出力電力Poutを近づけるようにスイッチング回路31を制御する。制御の手順の一例を、図14に示すフローチャートに沿って説明する。まず、目標出力電力波形の変動の軸つまり目標出力電力の平均値となる目標電力ベースP1を設定するステップS1。次に、入力検出手段131によって、交流入力電力Pinを検出するステップS2。次に、上記目標電力ベースP1と交流入力電力Pinとを用いて、目標出力電力P3を設定するステップS3。つまり、目標出力電力をP3として、P3=P1Pin×K1-K2式1にて、P3を算出する。この目標出力電力P3の時間変動が、目標出力電力波形となる。次に、出力検出手段132によって、実際の出力電力P2を検出するステップS4。次に、目標出力電力P3と実際の出力電力P2との差分を算出するステップS5。この差分に基づいて、パルス一次電圧Vp1の時比率の適切な値を算出し、補正するステップS6。そして、パルス一次電圧Vp1の時比率がこの算出した時比率となるように、スイッチング回路31を制御するステップS7。このステップS1~S7を、パルス整流電圧Vp3の周波数100kHzと同じ周波数にて繰り返す。これにより、出力電力Poutの波形を理想的な波形として、平滑コンデンサ23に蓄えるべき電力量、および平滑コンデンサ23から補充すべき電力量を極力少なくするようにしている。なお、上述した目標出力電力をP3の算出に用いる計算式1におけるK1及びK2は、それぞれ次のような係数である。つまり、K1は、目標出力電力P3の変動幅に関わる係数であり、K2は、目標出力電力の平均値に関わる係数である。具体的なK1、K2の設定方法を以下に説明する。まず、目標出力電力の最大値を110W、最小値を90W、そして、目標電力ベースP1を100Wとする。また、充電器効率を90とする。このとき、交流電源11の交流入力電力Pinは決まっており、Pinの最大値が222W、最小値が0Wであったとする。目標出力電力P3は交流入力電力Pinと同期させるので、その最大値と最小値のタイミングはそれぞれ一致している。そうすると、目標出力電力P3が最大のときの条件と、最小のときの条件とを、上記式1にそれぞれ代入する。これによって、次の一組の連立方程式が得られる。110=100222×K1-K2式290=1000×K1-K2式3式2が、目標出力電力P3が最大のときの関係式であり、式3が、目標出力電力が最小のときの関係式である。これらの連立方程式を解くことにより、K1=0.09、K2=10Wを得る。それゆえ、上記のような状況においては、目標出力電力P3の算出に用いる計算式1は、P3=P1Pin×0.09-10式4ということとなる。なお、式4の左辺及び右辺の単位はWワットである。次に、本例の作用効果につき説明する。上記充電装置1においては、スイッチング回路31の制御によって、出力電力Poutに脈流を持たせると共に出力電力Poutの波形が交流入力電力Pinの波形と同期するよう構成されている。そのため、図13Aに示すごとく、交流電源11から供給される交流入力電力Pinが大きいとき、出力電力Poutが大きく、交流入力電力Pinが小さいとき、出力電力Poutが小さいという状態となる。それゆえ、AC-DC変換部2における平滑コンデンサ23に蓄えるべき電力量、また平滑コンデンサ23からDC-DC変換部3側へ補充すべき電力量を小さくすることが可能となる。すなわち、図13Aにおける交流入力電力Pinの波形と出力電力Poutの波形とに囲まれる各領域斜線部分Eの面積が、平滑コンデンサ23に蓄えるべき電力量、或いは平滑コンデンサ23からDC-DC変換部3側へ補充すべき電力量に相当する。この電力量を、図13Bに示すように出力電力Poutに脈をもたせない場合に比べて、大幅に低減することができる。それゆえ、平滑コンデンサ23の容量を小さくすることができる。その結果、平滑コンデンサ23の小型化、低コスト化を図ることができ、ひいては充電装置1の小型化、低コスト化を容易にすることができる。また、上記の制御は、出力電力Poutの波形を制御するものであるため、交流入力電流Iinを制御するものではない。それゆえ、交流入力電流Iinの波形が正弦波から遠ざかることによる力率の低下を招くおそれがない。また、上記の制御は、スイッチング回路31におけるパルス一次電圧Vp1の時比率の調整によって容易に行うことができるため、複雑な制御は必要ない。また、出力電圧Voutを制御するわけではなく、出力電力Poutを制御するものであるため、容量の大きい二次電池12を充電する場合にも、その制御が容易である。また、充電装置1は、DC-DC変換部3を備えるため、DC-DC変換部の一次側電圧Veに比べDC-DC変換部3の二次側電圧、すなわち二次電池12を充電する際の出力電圧仮想電圧Vsを高くすることも可能である。それゆえ、DC-DC変換部3の一次側電圧Veが変動してその下限値がバッテリー電圧を下回っても、DC-DC変換部3の二次側電圧、すなわち出力電圧仮想電圧Vsの下限値が二次電池12の電圧バッテリー電圧を下回らないようにすることができる。その結果、出力電流Ioutが不連続となることを防ぐことができ、リプル電流を小さくすることができる。これにより、二次電池12の寿命に悪影響を及ぼすことを防ぐことができる。以上のごとく、本例によれば、力率の低下を招くことなく、小型化及び低コスト化が容易な充電装置を提供することができる。