"第1周波数で変調された基準光から基準信号を取得し、前記第1周波数での変調に加えて対象物の移動に起因して第2周波数で変調された測定光から測定信号を取得し、前記基準信号と前記測定信号との位相差を算出して前記対象物の位置を測定する測定装置であって、前記第2周波数をfdとして、前記測定信号を前記第1周波数で復調することによって前記第2周波数の成分、周波数がn×fdただしn=1/2、2、3、の前記第2周波数の周期誤差成分及び高調波成分を含む信号を生成する復調部と、前記復調部で生成された信号から前記高調波成分を除去して前記第2周波数の成分及び前記周期誤差成分を含む信号を出力するデシメーションフィルタと、前記デシメーションフィルタから出力された信号に含まれる前記周期誤差成分を検出する検出部と、前記デシメーションフィルタから出力された信号から前記検出部により検出された前記周期誤差成分を除去して前記第2周波数の成分の信号を出力する除去部と、前記除去部から出力された信号に基づいて前記対象物の位置を演算する演算部と、を備えることを特徴とする測定装置。前記検出部は、前記デシメーションフィルタから出力された信号をフーリエ変換演算することによって前記周期誤差成分の振幅および位相を算出し、該算出された振幅及び位相を用いて前記除去部で除去すべき周期誤差成分の信号を生成し、前記除去部は、前記検出部により生成された信号を用いて前記周期誤差成分を除去する、ことを特徴とする請求項1に記載の測定装置。前記検出部は、前記デシメーションフィルタから出力された信号を前記周期誤差成分の周波数で復調し、該復調された信号から高調波成分を除去し、該高調波成分が除去された信号から前記周期誤差成分の振幅と位相を算出し、該算出された振幅及び位相を用いて前記除去部で除去すべき周期誤差成分の信号を生成し、前記除去部は、前記検出部により生成された信号を用いて前記周期誤差成分を除去する、ことを特徴とする請求項1に記載の測定装置。前記演算部は、前記デシメーションフィルタから出力された信号から前記基準信号と前記測定信号の位相差の変化量又は前記対象物の位置の変化量の暫定値を演算し、該演算された変化量の暫定値から前記第2周波数の暫定値を演算し、前記検出部は、前記演算部により演算された前記第2周波数の暫定値を使用して前記周期誤差成分の周波数の信号を生成し、該生成された信号を用いて前記デシメーションフィルタから出力された信号を復調する、ことを特徴とする請求項3に記載の測定装置。第1周波数で変調された基準光から基準信号を取得し、前記第1周波数での変調に加えて対象物の移動に起因して第2周波数で変調された測定光から測定信号を取得し、前記基準信号と前記測定信号との位相差を算出して前記対象物の位置を測定する測定装置であって、前記第1周波数をfrとし、前記第2周波数をfdとして、n=1/2、-1、2、3、とし、前記測定信号を前記第1周波数で復調することによって前記第2周波数の成分、周波数がn×fdである前記第2周波数の周期誤差成分及び高調波成分を含む信号を生成する復調部と、前記復調部で生成された信号から前記高調波成分を除去して前記第2周波数の成分及び前記周期誤差成分を含む信号を出力するデシメーションフィルタと、前記測定信号をfrn×fdの周波数で復調することによって前記周期誤差成分を検出する検出部と、前記デシメーションフィルタから出力された信号から前記検出部により検出された前記周期誤差成分を除去して前記第2周波数の成分の信号を出力する除去部と、前記除去部から出力された信号に基づいて前記対象物の位置を演算する演算部と、を備えることを特徴とする測定装置。前記検出部は、前記frn×fdの周波数で復調された信号で前記測定信号を復調し、該復調された信号から高調波成分を除去し、該高調波成分が除去された信号から前記周期誤差成分の振幅と位相を算出し、該算出された振幅及び位相を用いて前記除去部で除去すべき周期誤差成分の信号を生成し、前記除去部は、前記検出部により生成された信号を用いて前記周期誤差成分を除去する、ことを特徴とする請求項5に記載の測定装置。前記演算部は、前記デシメーションフィルタから出力された信号から前記基準信号と前記測定信号の位相差の変化量又は前記対象物の位置の変化量の暫定値を演算し、該演算された変化量の暫定値から前記第2周波数の暫定値を演算し、前記検出部は、前記演算部により演算された前記第2周波数の暫定値を使用して前記frn×fdの周波数の信号を生成し、該生成された信号を用いて前記測定信号を復調する、ことを特徴とする請求項6に記載の測定装置。前記復調部による復調に使用する前記第1周波数の信号を前記基準信号から生成する位相同期部を含む、ことを特徴とする請求項1乃至請求項7のいずれか1項に記載の測定装置。前記デシメーションフィルタは、CICCascadedIntegratorCombフィルタであることを特徴とする請求項1乃至請求項8のいずれか1項に記載の測定装置。ヘテロダイン干渉計の周期誤差は、測長精度の低下を招き、高精度な測長を行う場合はその低減が必須となる。周期誤差の周波数は、光学部品の配置や特性により異なり、fd/2、-fd、2fd、3fd、等のドップラーシフトfdに対して低次から高次までの様々な周期誤差を含む可能性があり、これらの周期誤差を低減する必要がある。しかしながら特許文献1で示されたヘテロダイン干渉計では、超高速乗算および加算の大規模並列演算が必要となり、デジタル信号処理部の高コスト、高発熱、高負荷演算を要し、結果として測長装置の大型化、高コスト化を招く。これらの点に鑑み、本発明は、対象物の位置を高精度に測定する測定装置を低コストで提供することを目的とする。本発明の一つの側面は、第1周波数で変調された基準光から基準信号を取得し、前記第1周波数での変調に加えて対象物の移動に起因して第2周波数で変調された測定光から測定信号を取得し、前記基準信号と前記測定信号との位相差を算出して前記対象物の位置を測定する測定装置であって、前記第2周波数をfdとして、前記測定信号を前記第1周波数で復調することによって前記第2周波数の成分、周波数がn×fdただしn=1/2、2、3、の前記第2周波数の周期誤差成分及び高調波成分を含む信号を生成する復調部と、前記復調部で生成された信号から前記高調波成分を除去して前記第2周波数の成分及び前記周期誤差成分を含む信号を出力するデシメーションフィルタと、前記デシメーションフィルタから出力された信号に含まれる前記周期誤差成分を検出する検出部と、前記デシメーションフィルタから出力された信号から前記検出部により検出された前記周期誤差成分を除去して前記第2周波数の成分の信号を出力する除去部と、前記除去部から出力された信号に基づいて前記対象物の位置を演算する演算部と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、対象物の位置を高精度に測定する測定装置を低コストで提供することが可能となる。以下に、第1周波数で変調された基準光から基準信号を取得し、第1周波数での変調に加えて対象物の移動に起因して第2周波数で変調された測定光から測定信号を取得し、対象物の位置を測定する本発明の測定装置について、詳細に説明する。[実施例1]図12は、ヘテロダイン干渉計を利用した本発明に係る測定装置の構成図である。光源600は、レーザ光源で、例えば、波長が632.8nmのHeNeレーザ、波長が640~2880nmの半導体レーザであるDFBレーザやVCSELレーザにより構成される。光を変調する変調部400は、AOMAcousto-OpticModulator:音響光学変調器等により構成される。信号処理部100から式1に基づく信号Vfrで変調部400を駆動することにより、変調部400を出射するレーザ光は第1周波数fr第1角周波数ωr=2πfrで変調を受ける。Vfr=Va×sin2π×fr×t1第1周波数frで変調されたレーザ光の一方は基準光P1として信号処理部100に入射する。第1周波数frで変調されたレーザ光の他方は、干渉計500に含まれる対象物に照射され対象物から反射された測定光P2として信号処理部100に入射する。測定光P2は、第1周波数での変調に加えて対象物の移動に起因するドップラーシフトによって第2周波数fd第2角周波数ωd=2πfdで変調される。基準光P1および測定光P2は、それぞれ式2、式3で表される。ただし、基準光強度をA、測定光強度をB、第1周波数をfr、第2周波数をfd、基準光の固定位相をθr、測定光の固定位相をθdとする。P1=A/2×{sin2π×fr×tθr1}2P2=B/2×[sin{2π×frfd×tθd}1]3第2周波数fdでの変調は、対象物の移動速度に応じて発生する変調であり、式4で表される。ただし、対象物の移動速度をv、光源の波長をλ、干渉計の構成により決まる次数をjとする。fd=j×v/λ4ドップラーシフトによる第2周波数での変調は、対象物の移動方向に応じてfd、または-fdの極性を有する。例えば、λ=1.55μmの光源を用い、v=1m/s、j=4の場合、fd=2.58MHzとなる。図1は、実施例1の信号処理部100の構成である。基準光P1及び測定光P2は、それぞれ第1および第2受光器2,12により電流に変換される。第1および第2受光器2,12として、例えば、PINフォトダイオードやアバランシェフォトダイオード等が用いられる。第1および第2受光器2,12の出力は、第1および第2I/V変換器4,14に入力されて電圧に変換される。第1および第2I/V変換器4,14は、例えば、抵抗とOPアンプにより構成される。第1および第2I/V変換器4,14の出力は、第1および第2フィルタ6,16に入力される。第1および第2フィルタは、LPFLowPassFilterとして高帯域を制限するか、又は、基準光P1および測定光P2が交流信号であるため、直流をカットし高帯域を制限するBPFBandPassFilterとしてもよい。その場合、式2、式3は、直流成分がカットされ、交流信号であるサイン項のみが検出され、式5、式6のように変形される。P1’=A/2×sin2π×fr×tθr5P2’=B/2sin{2π×frfd×tθd}6第1および第2フィルタ6,16の出力は、第1および第2A/D変換器8,18に入力され、サンプリング周波数fspでサンプリングされてデジタル基準信号とデジタル測定信号とに変換される。このようにして取得されたデジタル信号は、デジタル信号処理部200に入力される。デジタル信号処理部200は、例えば、デジタル信号を高速に処理することが可能な、FPGAやASICやDSP等により構成される。ASICは、ApplicationSpecificIntegratedCircuitの略称である。デジタル基準信号は、位相を同期する位相同期部PLL:PhaseLockedLoop250に入力される。ここで、図10に基づいてPLL250の動作の説明を行う。デジタル基準信号は、位相比較器260に入力される。位相比較器260は、例えば、乗算器により構成される。位相比較器260の出力は、フィルタ演算部262に入力され、位相比較器260からの高調波成分を除去する。フィルタ演算部262の出力は積分演算部264に入力される。この積分演算部264による積分演算は、位相比較器260の出力偏差をゼロとするための積分制御用で、比例積分制御として安定な制御を行うよう構成してもよい。積分演算部264の出力は、加算器268に入力され、初期値266と加算される。初期値266は、第1周波数変調frに相当する初期値が設定されている。積分演算部270とサイン演算部272、及び、積分演算部270とコサイン演算部274は、VCOVoltageControlledOscillator:電圧制御発振器に相当するサイン信号とコサイン信号の生成部である。これらの動作は下式7、8で表される。ただし、積分演算部264の出力をVi、初期値266の出力をV0とする。サイン信号=sin{∫ViV0dt}7コサイン信号=cos{∫ViV0dt}8サイン演算部272及びコサイン演算部274は、例えば、予め求められたサインとコサインの値をテーブルとしてメモリに保存しておき、式7、式8の{}内の値に応じてテーブルを参照してサイン信号とコサイン信号を生成するよう構成してもよい。サイン信号の振幅レンジを12bit、時間分解能を10bit×1024とした場合に必要なメモリ容量は、12bit×1024=12.288kbitである。また、サイン信号の振幅レンジを16bit、時間分解能を12bit×4096とした場合に必要なメモリ容量は、16bit×4096=65.536kbitである。これらのメモリ容量は、FPGAやASIC、またはDSP等に内蔵されているメモリを使用することにより容易に実現することができる。また、PLL250の演算は、乗算器および加算器ともに数個程度で実現できるため、デジタル信号処理の演算負荷は極めて低くすることが可能となる。コサイン演算部274の出力は位相比較器260にフィードバックされ、先に述べた積分演算部264により、位相比較器260の出力偏差がゼロとなるようにサイン信号とコサイン信号を生成する。出力偏差がゼロとなるため、デジタル基準信号と式7で与えられるサイン演算部272の出力P1sinは完全に周波数と位相が同期する。また、式8で与えられるコサイン演算部274の出力P1cosは、位相が90度ずれた同期信号となり、式9、式10で表される。ただし、Vbは振幅である。P1sin=Vb×sin2π×fr×tθr9P1cos=Vb×cos2π×fr×tθr10次に図1に戻り、デジタル信号処理部200の説明を続ける。PLL250で生成されたデジタル基準信号に同期したサイン信号P1sinとコサイン信号P1cosは、デジタル測定信号P2’に対し、第1および第2同期検波部10,20で乗算される。第1および第2同期検波部10,20は、例えば、乗算器で構成される。式6、式9、式10より第1および第2同期検波部10,20の出力は、それぞれ式11、式12で表される。第1同期検波部10の出力P2’×P1cos=B/2×sin{2π×frfd×tθd}×Vb×cos2π×fr×tθr=B×Vb/4×[sin2π×fd×tθd-θrsin{2π×2frfd×tθdθr}]11第2同期検波部20の出力P2’×P1sin=B/2×sin{2π×frfd×tθd}×Vb×sin2π×fr×tθr=B×Vb/4×[cos2π×fd×tθd-θr-cos{2π×2frfd×tθdθr}]12式11、式12の各最終式右辺の第1項は、対象物の移動速度に応じて発生する周波数fdの第2周波数の成分のコサイン部分とサイン部分である。また、式11、式12の各最終式右辺の第2項は、第1および第2同期検波部10,20で発生する周波数2frfdの高調波成分を含む項である。第1および第2同期検波部10,20は、測定信号を第1周波数で復調することによって前記第2周波数の成分、周波数がn×fdただしn=1/2、2、3、の周期誤差成分及び高調波成分を含む信号を生成する復調部を構成している。第1および第2同期検波部10,20の出力は、それぞれ第1および第2デシメーションフィルタ30,50に入力される。第1および第2デシメーションフィルタ30,50は、デジタル信号処理の演算負荷を低下させるため、デシメーション周波数でフィルタリングして、第1および第2同期検波部10,20で発生した周波数2frfdの高調波成分を減衰させる。図9に基づいて第1および第2デシメーションフィルタ30,50の動作の説明を行う。第1、2デシメーションフィルタ30,50は、サンプリング周波数fspで動作する積分演算とデシメーション周波数fmで動作する微分演算により構成されるCICフィルタCascadedIntegrator-CombFilterであってもよい。この場合の第1および第2デシメーションフィルタの伝達関数は下式13で与えられる。ここで、Hfはデシメーションフィルタの伝達関数、Dは遅延差1または2、mはデシメーション比2以上の整数、Nは積分器と微分器の段数である。|Hf|=|{sinπ×D×f/fsp/sinπ×f/fsp/m}N|13図9では、N=2の場合のCICフィルタの構成が示されている。ここでD=2、m=5、N=3とした場合のCICフィルタの特性例を図11に示す。fsp=100MHzであるが、この場合にデジタル信号処理できる信号周波数は50MHzであるため、横軸はサンプリング周波数100MHzに対して実際にデジタル信号処理される信号周波数との比を正規化周波数として表している。m=5より、デシメーション周波数fm=20MHzとなるが、この場合にデジタル信号処理される信号周波数はデシメーション周波数の1/2である10MHzとなる。このため、図11では、正規化周波数=0.1、即ち10MHzでゲインが急激に減衰するノッチ特性が現れる。図11には、fr=20MHz、fd=2.58MHzの場合が記されている。図11には、fr=20MHz、fd=2.58MHzの場合が記されている。第1および第2同期検波部10,20による高調波成分の周波数は、2frfd=40±2.58MHzとなり、ICフィルタのノッチ特性で効率的に除去されることが分かる。第1および第2デシメーションフィルタ30,50は、復調部で生成された信号から高調波成分を除去して第2周波数の成分及び周期誤差成分を含む信号を出力するデシメーションフィルタを構成している。次に図1に戻りデジタル信号処理部200の説明を続ける。第1および第2デシメーションフィルタ30,50の出力は、位相演算部60に入力され、位相演算部60の出力は位置演算部70に入力される。位相演算部60は、第1および第2デシメーションフィルタ30,50からの信号より下式14のアークタンジェント演算を行う。位相角=tan-1[B×Vb/4×sin2π×fd×tθd-θr/{B×Vb/4×cos2π×fd×tθd-θr}]=tan-1{sin2π×fd×tθd-θr/cos2π×fd×tθd-θr}14式14よりデジタル基準信号とデジタル測定信号との位相差が算出される。位置演算部70は、位相演算部60からの位相差を位置または変位に変換する。例えば、対象物の位置または変位Lは、式4式より下式15で表される。ここで、θは位相角である。L=λ/j×∫fddt={λ/j/2π}×θ15位置係数λ/jは、式15より、λ=1.55μm、j=4の場合、λ/j=387.5nmである。これは、位相角の出力θ=2πのときにL=387.5nmの位置または変位となることを表す。式14の位相角の時間微分、または、式15の位置または変位の時間微分は、対象物の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数シフトfdに応じた値を示す。ここで、第2周波数frに対応する第2角周波数ωdは下式16で表される。ωd=2π×fdが重畳する場合がある。周期誤差成分の周波数は、光学部品の配置や特性により異なり、例えばfd/2、2fd、3fd、等の低次から高次までの様々な周波数を含む場合がある。この周期誤差成分により位置演算部70の出力には測長誤差が発生する。周期誤差成分の検出除去部300は、第1角周波数ωr=2π×frで復調して得られる復調信号に含まれる不要な誤差信号nωdn=1/2、2、3、を検出する。図1では、誤差信号nωdの検出に、第2デシメーションフィルタ50の出力を使用する例が示されているが、第1デシメーションフィルタ30の出力を使用するよう構成してもよい。図2に、入力信号ωrnωd、n=1/2、1、1、2、3と、復調に用いる信号×ωr、×ωr-ωd、×ωr2ωdに対する復調信号としての出力と高調波成分を示す。実施例1では、第1角周波数ωrにより復調を行う。この場合の復調信号に含まれる不要な誤差信号は、左側の欄の太実線で囲まれた1/2ωd、2ωd、3ωdである。このとき、入力信号ωrωdに対する復調信号の出力はωdとなり、ωr-ωdに対する復調信号の出力は-ωdとなる。このため、両者の復調信号の周波数は同一となり、合成されてしまうため分離して検出することはできない。一方、高調波成分は、2ωrnωdの高い周波数となるため、第1または第2デシメーションフィルタ30,50により除去される。第2デシメーションフィルタ50からの出力信号は、必要に応じてフィルタ306により、更にフィルタリングされてもよいし、デシメーションフィルタによりデシメーション及びフィルタリングを行ってもよい。周波数解析部320は、フーリエ変換演算を行う演算部である。周波数解析部320は、演算負荷を低減するため、FFTFastFourierTransform演算を行ってもよい。FFTは複素加算と複素乗算による演算で構成され、サンプル数をNと置くと、各演算回数は式17、式18で表される。複素加算=N×log2N17複素乗算=N/2×log2N18サンプリング周波数fspとFFTによる周波数分解能Δfとは、式19で表される関係にある。Δf=fsp/N19本実施例では、測定信号を第1角周波数ωrで復調して復調信号を生成し、デシメーションフィルタ30,50に入力して不要な信号の振幅と位相を算出する。そのため、ωrの第1角周波数成分が除去され、ωrの角周波数に対し十分低い角周波数で信号検出の演算を行うことができる。例えば、サンプリング周波数fspを100MHz、ωrによる復調後のデシメーションフィルタ50によるデシメーション周波数fmを20MHz、フィルタ306によるデシメーション周波数fm2を10MHzとする。その場合の周波数解析部320のFFT演算は、サンプル数Nが128の場合、複素加算回数が896、複素乗算回数が448、周波数分解能Δfが78.13kHzとなる。例えば、λが1.55μmの光源で、j=4の場合、fd=78.13kHz~5MHz、即ち、速度v=0.03~1.94m/sにおける復調信号に含まれる角周波数nωdn=1/2、2、3、の周期誤差成分を検出することができる。尚、この演算を78.13kHz毎に行う場合、1秒間に複素加算は7.00×107回、複素乗算は3.5×107回の演算が必要となる。FPAG等の高速演算器では、加算、乗算を100MHz108以上のサイクルで実行することが可能であり、上記の演算を極めて少ない演算負荷で容易に実行することができる。このように、実施例1では、検出除去部300は、測定信号を第1角周波数ωrで復調し、デシメーションフィルタに入力した後、角周波数nωdn=1/2、2、3、の周期誤差成分をFFT等でフーリエ変換演算を行うことにより検出する。このため、ωrの角周波数成分が除去され、角周波数ωrに対し十分低い角周波数で周期誤差成分を検出するための演算を行うことができる。従って、対象物の位置または変位を測定するヘテロダイン干渉計において、デジタル信号処理の演算負荷を低減してドップラーシフトに対する低次から高次までの様々な周期誤差成分の補正を行い、低コストで高精度な位置または変位を測定することが可能となる。周波数解析部320は、周期誤差成分nωdn=1/2、2、3、の振幅と位相を算出し、出力する。信号生成部380はこの振幅と位相より、測定信号に含まれる周期誤差成分を除去するための信号A0,B0を生成する。図3により信号生成部380の動作の説明を行う。周波数解析部320より周期誤差成分nωdn=1/2、2、3、の振幅AMPと位相OFSが入力される。また、位相演算部60または位置演算部70よりωdの暫定値が入力される。ωdの暫定値は乗算器382にて不要な誤差信号の次数nn=1/2、2、3、と乗算され、nωdが出力される。サイン/コサイン生成部384では、nωd×tOFSの演算が行われ、この値によるサイン信号とコサイン信号が出力される。ここでtは時間である。サイン信号とコサイン信号の生成は、例えば、予め求められたサインとコサインの値をテーブルとしてメモリに保存しておき、nωd×tOFSの値に応じてテーブルを参照してサイン信号とコサイン信号を生成するよう構成してもよい。振幅レンジを10bit、時間分解能を10bit×1024、とした場合に必要なメモリ容量は、10bit×1024=10.24kbitである。サイン/コサイン生成部384からのサイン信号とコサイン信号は、乗算器386,388にて振幅AMPが乗算される。これにより、信号生成部380からの出力信号は、周期誤差成分nωdn=1/2、2、3、に対し、振幅と位相が一致した信号となる。乗算器386,388からの出力信号A0,B0即ち除去信号は、加減算器302,304に入力され、第1および第2デシメーションフィルタ30,50からの測定信号に含まれる不要な周期誤差成分を除去する。信号生成部380で生成する信号は、測定信号に含まれる周期誤差成分の次数nn=1/2、2、3、に対し、例えば、n=1/2の信号のみの場合や、n=1/2、2、3の複数の信号の場合が有り得る。これらの周期誤差成分は、干渉計を構成する光学部品における反射や散乱、および不完全性により発生し、周期誤差成分の周波数は、光学部品の配置や特性により異なるため、設計や部品特性に応じて生成する信号を決定すればよい。複数の周期誤差成分を除去する場合、複数の信号生成部380を設けて複数の除去信号を生成し、それらの除去信号を加減算器302,304にて加算して、測定信号に含まれる不要な周期誤差成分を除去するよう構成してもよい。実施例1のフィルタ306、周波数解析部320、信号生成部380は、デシメーションフィルタ30、50から出力された信号に含まれる周期誤差成分を検出する検出部を構成している。また、加減算器302,304は、デシメーションフィルタ30、50から出力された信号から検出部により検出された周期誤差成分を除去して第2周波数の成分の信号を出力する除去部を構成している。従って、本発明によれば、測定信号を第1角周波数ωrで復調し、デシメーションフィルタ30、50により高調波を除去するとともにそれ以降のデジタル信号処理の処理速度を低下させて周期誤差成分を検出して除去する。これにより、周期誤差成分の検出に必要なデジタル信号処理部の演算負荷を著しく低減させることができ、ドップラーシフトに対する低次から高次までの様々な周期誤差成分を除去して高精度で且つ低コストな位置または変位の測定装置を構成することが可能となる。[実施例2]次に、図4に基づいて実施例2を説明する。実施例1と同じ動作をするものは同じ番号を付け、その説明を割愛する。実施例1と異なる構成は、検出除去部300aである。測定信号に含まれる周期誤差成分の振幅と位相を求めるため、実施例2の周期誤差成分を検出し、除去する検出除去部300aは、実施例1で用いたフーリエ変換演算を行う周波数解析部320に代わり、第3および第4同期検波部310,312を有する。測定信号を角周波数ωrで復調して得られた復調信号に対し、更に、nωdn=1/2、2、3、の周波数を有する周期誤差成分のコサイン信号またはサイン信号を乗算することにより第3および第4同期検波部310,312により復調を行う。図2を参照すると、入力信号ωrnωd、n=1/2、1、1、2、3に対して復調に用いる信号をωrとした場合の復調信号に含まれる周期誤差成分は、左側欄の太実線で囲まれた1/2ωd、2ωd、3ωdである。この時、入力信号ωrωdに対する復調信号の出力はωdとなり、ωr-ωdに対する復調信号の出力は-ωdとなる。このため、両者の周波数は同一となり、合成されてしまうため分離して検出することはできない。一方、高調波成分は、2ωrnωdの高い周波数となるため、第1または第2デシメーションフィルタ30,50により除去される。信号生成部380aでは、第3および第4同期検波部310,312に入力するnωdn=1/2、2、3、の周波数を有する周期誤差成分のコサイン信号とサイン信号を生成する。図5に信号生成部380aの構成図を示す。位相演算部60よりωdが入力される。実施例1で説明したように、位置演算部70にてωdを算出するよう構成してもよい。ωdは乗算器382にて周期誤差成分の次数nn=1/2、2、3、と乗算され、nωdが出力される。サイン/コサイン生成部384aでは、nωd×tの演算が行われ、この値によるサイン信号とコサイン信号が出力される。ここでtは時間である。サイン信号とコサイン信号の生成は、例えば、予め求められたサインとコサインの値をテーブルとしてメモリに保存しておき、nωd×tの値に応じてテーブルを参照してサイン信号とコサイン信号を生成するよう構成してもよい。振幅レンジを10bit、時間分解能を10bit×1024、とした場合に必要なメモリ容量は、10bit×1024=10.24kbitである。サイン/コサイン生成部384aからのコサイン信号とサイン信号は、第3および第4同期検波部310,312に入力され、第2デシメーションフィルタ50からの出力信号を復調する。尚、図4では、第2デシメーションフィルタ50からの信号を第3および第4同期検波部310,312により復調しているが、第1デシメーションフィルタ30からの信号を復調するよう構成しても良い。第3および第4同期検波部310,312の出力はフィルタ307,308に入力される。フィルタ307,308は、LPFLowPassfilterであってもよいし、CICフィルタ等によるデシメーションフィルタでもよい。フィルタ307,308からの信号は振幅位相演算部330に入力される。第2同期検波部20により周波数変調成分である第1周波数ωrは除去され、第2デシメーションフィルタ50の出力は、ωd及び周期誤差成分nωdn=1/2、2、3、となる。第3および第4同期検波部310,312は、信号生成部380aからの信号であるcos2π×n×fd×tとsin2π×n×fd×tにより、下式20、21のような復調信号を生成する。ここで、Vnは第2デシメーションフィルタ50からの周期誤差成分の振幅であり、θnは第2デシメーションフィルタ50からの周期誤差成分の位相である。Vn×cos2π×n×fd×tθn×cos2π×n×fd×t=Vn/2×{cosθncos4π×n×fd×tθn}に対して復調に用いる信号を×ωrとした場合、入力信号ωrωdに対する復調信号の出力はωdとなり、ωr-ωdに対する復調信号の出力は-ωdとなる。このため、両者の周波数は同一となり、合成されてしまうため分離して検出することはできない。そこで図7に示すように、測定信号に含まれる周期誤差成分の振幅と位相を求めるため、測定信号のA/D変換器8の出力を第3、第4同期検波部310,312に入力し、変調成分と周波数ωr-ωdのサイン信号及びコサイン信号とにより復調を行う。この場合、復調信号において、図2の中央の×ωr-ωdの出力の太実線で囲まれた0、即ち、直流信号が検出すべき周期誤差成分-ωdの信号成分となる。その他の周期誤差成分nωdn=1/2、2、3、は、3/2ωd、2ωd、3ωd、4ωdとなり、ωdの高調波となる。図8に信号生成部380bの構成図を示す。位相演算部60よりωdが入力される。実施例1で説明したように、位置演算部70にてωdを算出するよう構成してもよい。ωdは乗算器382にて次数n=-1と乗算され、-ωdが出力される。一方、PLL250からの基準信号に同期したサイン信号とコサイン信号が入力され、サイン/コサイン生成部384bで、ωr-ωd×tの演算が行われ、この値によるサイン信号とコサイン信号が出力される。ここでtは時間である。尚、PLL250からの信号は、基準信号に同期した角周波数信号ωrであってもよい。サイン信号とコサイン信号の生成は、例えば、予め求められたサインとコサインの値をテーブルとしてメモリに保存しておき、ωr-ωd×tの値に応じてテーブルを参照してサイン信号とコサイン信号を生成するよう構成してもよい。振幅レンジを10bit、時間分解能を10bit×1024、とした場合に必要なメモリ容量は、10bit×1024=10.24kbitである。サイン/コサイン生成部384bからのコサイン信号とサイン信号は、第3および第4同期検波部310,312に入力され、測定信号のA/D変換器8からの出力信号を復調する。第3および第4同期検波部310,312の出力はフィルタ307,308に入力される。フィルタ307,308は、LPFLowPassfilterであってもよいし、CICフィルタ等によるデシメーションフィルタでもよい。フィルタ307,308からの信号は振幅位相演算部330に入力される。また、サイン/コサイン生成部384bでは、振幅位相演算部330からの位相OFS信号により、-ωd×tOFSの演算が行われ、この値によるサイン信号とコサイン信号が出力される。これ以外の構成と動作は、実施例1及び実施例2と同様である。ここで、第3および第4同期検波部310,312からの復調信号は、信号生成部380bからの信号であるcos{2π×fr-fd×t}とsin{2π×fr-fd×t}により、式26,式27のような信号を生成する。ここで、Vnはデシメーションフィルタからの周期誤差成分の振幅、θnはデシメーションフィルタからの周期誤差成分の位相である。Vn×cos{2π×fr-fd×tθn}×cos{2π×fr-fd×t}=Vn/2×{cosθncos4π×fr-fd×tθn}26Vn×cos{2π×fr-fd×tθn}×sin{2π×fr-fd×t}=Vn/2×{-sinθnsin4π×fr-fd×tθn}27式26、式27の右辺第2項は高調波成分で、フィルタ307,308で除去される。右辺第1項が検出すべき周期誤差成分-ωdの成分で、振幅と位相が直流信号として検出される。従って、フィルタ307,308の出力信号は実施例2で説明した式22、式23で表される。以上、実施例3として測定信号に含まれる-ωdの周期誤差成分の振幅と位相の検出方法に関する説明を行ったが、実施例1及び実施例2と同様に、nωdn=1/2、2、3、の周期誤差成分を検出することが可能である。図2の右側に入力信号×ωr2ωdとした場合の復調信号の周波数成分を示す。この場合、太実線で囲まれた0、即ち、直流信号が検出すべき周期誤差成分2ωdの成分となる。その他の周期誤差成分nωdn=1/2、1、-1、3、は、-3/2ωd、-ωd、-3ωd、ωdとなり、ωdの高調波となる。これらの高調波はフィルタ307,308で除去される。実施例3の実施例2との差異は、測定信号を角周波数ωrnωdn=1/2、-1、2、3、の周波数成分を有するサイン信号とコサイン信号により復調して復調信号を生成する第3および第4同期検波部310,312の動作周波数である。例えば、第3および第4同期検波部310,312は、サンプリング周波数fsp=100MHzで測定信号とωr-ωdの乗算を行う。それ以降のフィルタ307,308によるデシメーション周波数は、実施例2と同様で、例えば、fm2=100kHzとして振幅位相演算部330を構成することができる。従って、実施例3においても、変調ωrの周波数に対し十分低い周波数で周期誤差成分を検出するための演算を行うことができる。例えば、第3および第4同期検波部310,312の周波数をfsp=100MHzとすると、乗算演算の回数は、それぞれ108回である。フィルタまたはデシメーションフィルタ307,308以降はデシメーション周波数を例えばfm2=100kHzとすると、演算回数は著しく低減される。FPAG等の高速演算器では、加算、乗算を100MHz108以上のサイクルで実行することが可能であり、上記の演算を極めて少ない演算負荷で容易に実行することができる。このように、実施例3では、測定信号を角周波数ωrnωdn=1/2、-1、2、3、の周波数成分を有するサイン信号とコサイン信号により復調して復調信号を生成し、フィルタ307,308によりωrの周波数成分及び高調波が除去される。これにより検出すべき周期誤差成分の振幅と位相は直流信号となり、ωrの周波数に対しデジタル信号処理の処理速度を低下させて周期誤差成分を検出して除去することが可能となる。また、誤差信号-ωdの成分を位相演算部60または位置演算部70で算出したωdより生成する。このため対象物が大きな加速度で移動し、ωdの値が大きく変化する場合でも正確なnωdの信号を生成することができ、より正確に誤差信号を検出することが可能となり、高精度な干渉計を構成することができる。従って、実施例3によれば、デジタル信号処理の演算負荷を低減してドップラーシフトに対する低次から高次までの様々な周期誤差成分を検出して除去し、低コストで高精度な位置または変位を測定することが可能となる。また、対象物が大きな加速度で移動する場合でも周期誤差成分nωdn=1/2、2、3、を正確に検出することが可能となり、より高精度な干渉計を構成することができる。"