"回転角検出器から得られた第1相検出信号Ksinfと第2相検出信号Kcosfを閉ループの負帰還制御型の回転信号処理器に入力し、閉ループを介してデジタル角度出力信号を出力するようにしたデジタル角度出力信号の出力方法において、少なくとも、前記回転角検出器の角度誤差、前記回転信号処理器における演算過程で生じる誤差信号に起因する角度誤差を前記閉ループ内の制御偏差演算制御偏差ε=Ksinの段階でデジタル補正すると共に、前記デジタル角度出力信号に角度依存の誤差△θが存在した場合、前記誤差△θを予め前記閉ループ内の補正値テーブルに補正データとして格納しておき、前記デジタル角度出力信号を負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号に前記補正データを加算し、制御偏差を0とすることを特徴とするデジタル角度出力信号の出力方法。回転角検出器から得られた第1相検出信号Ksinfと第2相検出信号Kcosfを閉ループの負帰還制御型の回転信号処理器に入力し、閉ループを介してデジタル角度出力信号を出力するようにしたデジタル角度出力信号の出力装置において、少なくとも、前記回転角検出器の角度誤差、前記回転信号処理器における演算過程で生じる誤差信号に起因する角度誤差を前記閉ループ内の制御偏差演算制御偏差ε=Ksinの段階でデジタル補正すると共に、前記デジタル角度出力信号に角度依存の誤差△θが存在した場合、前記誤差△θを予め前記閉ループ内の補正値テーブルに補正データとして格納しておき、前記デジタル角度出力信号を負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号に前記補正データを加算し、制御偏差を0とすることを特徴とするデジタル角度出力信号の出力装置。従来の回転角検出装置は、以上のように構成されていたため、次のような課題が存在していた。すなわち、前述の従来構成においては、図示のように、閉ループを用いた回転信号処理器において、抵抗やスイッチング素子等のハードウェアにより誤差データに相当するアナログ的な信号を作り出し誤差補正をする方法であった。前述の従来構成の場合には、図7に示されるように、抵抗やスイッチ等のアナログ信号処理に必要な各種素子が増加するため、ハードウェア回転素子のコスト増大を招く恐れがあった。本発明によるデジタル角度出力信号の出力方法は、回転角検出器から得られた第1相検出信号と第2相検出信号を閉ループの負帰還制御型の回転信号処理器に入力し、閉ループを介してデジタル角度出力信号を出力するようにしたデジタル角度出力信号の出力方法において、少なくとも、前記回転角検出器の角度誤差、前記回転信号処理器における演算過程で生じる誤差信号に起因する角度誤差を前記閉ループ内の制御偏差演算制御偏差ε=Ksinの段階でデジタル補正すると共に、前記デジタル角度出力信号に角度依存の誤差△θが存在した場合、前記誤差△θを予め前記閉ループ内の補正テーブルに補正データとして格納しておき、前記デジタル角度出力信号を負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号に前記補正データを加算し、制御偏差を0とする方法であり、また、本発明によるデジタル角度出力信号の出力装置は、回転角検出器から得られた第1相検出信号と第2相検出信号を閉ループの負帰還制御型の回転信号処理器に入力し、閉ループを介してデジタル角度出力信号を出力するようにしたデジタル角度出力信号の出力装置において、少なくとも、前記回転角検出器の角度誤差、前記回転信号処理器における演算過程で生じる誤差信号に起因する角度誤差を前記閉ループ内の制御偏差演算制御偏差ε=Ksinの段階でデジタル補正すると共に、前記デジタル角度出力信号に角度依存の誤差△θが存在した場合、前記誤差△θを予め前記閉ループ内の補正値テーブルに補正データとして格納しておき、前記デジタル角度出力信号を負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号に前記補正データを加算し、制御偏差を0とする構成である。本発明によるデジタル角度出力信号の出力方法及び装置は、以上のように構成されているため、次のような効果を得ることができる。すなわち、回転角検出器から得られた第1相検出信号と第2相検出信号を閉ループの負帰還制御型の回転信号処理器に入力し、閉ループを介してデジタル角度出力信号を出力するようにしたデジタル角度出力信号の出力方法及び装置において、少なくとも、前記回転角検出器の角度誤差、前記回転信号処理器における演算過程で生じる誤差信号に起因する角度誤差を前記閉ループ内の制御偏差演算制御偏差ε=Ksinの段階でデジタル補正すると共に、前記デジタル角度出力信号に角度依存の誤差△θが存在した場合、前記誤差△θを予め前記閉ループ内の補正テーブルに補正データとして格納しておき、前記デジタル角度出力信号を負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号に前記補正データを加算し、制御偏差を0とすることにより、回転信号処理器の周波数特性の影響を受けない誤差補正を実施することができる。また、誤差補正の処理が、基本的にデジタル信号の処理のみであるため、微細化が進む半導体プロセスの恩恵を享受でき、小型化、低価格化となり、かつ、機能を追加したことによる製造コストの増加を防止することができる。本発明は、閉ループの負帰還制御型の回転信号処理器の閉ループ内で制御偏差演算による補正及び補正値テーブルを用いた補正を行って制御偏差を0零とするようにしたデジタル角度出力信号の出力方法及び装置を提供することを目的とする。以下、図面と共に本発明によるデジタル角度出力信号の出力方法及び装置の好適な実施の形態について説明する。尚、従来例と同等又は同一部分については、同一符号を用いて説明する。図1において符号12で示されるものは、レゾルバからなる回転角検出器であり、この回転角検出器12からは、二相の第1相検出信号Ksinf及び第2相検出信号Kcosfが出力されると共に、一点鎖線で示される周知のトラッキング方式の回転信号処理器14の第1、第2変換器100,101に入力される。前記各変換器100,101から出力される第1、第2検出信号cosφ,sinφは、減算器18に入力され、この減算器18の出力18aは、周知の同期検波器20、補償器21、電圧制御型発振器24及びカウンタ130を経てデジタル角度出力信号φとして前記回転信号処理器14の外部へ出力される。前記回転信号処理器14内には、加算器102が設けられており、この加算器102では、前記デジタル角度出力信号φ及び補正値テーブル52aからの補正データとしての誤差△φが加算され、補正後角度信号φ△φとして前記第1、第2変換器100,101に入力されている。尚、励磁電源sinωtは、前記回転角検出器12及び同期検波器20に入力されている。次に、前述の構成において、本発明によるデジタル角度出力信号の出力方法の動作について述べる。まず、図1の構成においては、周知の閉ループ200の構成による負帰還制御により、アナログ形式の第1、第2相検出信号Ksinf,Kcosfを前述の構成によってデジタル角度出力信号φに変換している。前述の状態において、例えば、全体の系回転角検出器12と回転信号処理器において誤差がなく、かつ、誤差補正もしていない状態では、前記閉ループ200における制御偏差εは、ε=Ksinfによって常に零に維持することができるように、周知の負帰還制御系が機能している。すなわち、ここで、ε=0とすると、θ=φとなり、回転角検出器12のアナログ角度情報である第1、第2相検出信号Ksinf,Kcosfがデジタル信号に変換されたことになる。また、前記回転信号処理器14より出力される前記デジタル角度出力信号φに、角度依存の誤差△θθが存在したと仮定すると、この時、前記補正値テーブル52aに予め誤差△φφが格納記憶されていれば、制御偏差εは次の通りとなる。ε=Ksinf前述の場合、△θ=△φであれば、θ=φとなり、誤差のないデジタル角度出力信号φを得ることができる。尚、前述の信号出力方法では、誤差が補正された状態で制御偏差が0零であり、後段の回路図示せずの周波数特性の影響を受けようがなく、回転信号処理器14の周波数特性に影響のない誤差補正ができる。尚、本発明によるデジタル角度出力信号の出力方法及び装置の構成をまとめると、次の通りである。回転角検出器12から得られた第1相検出信号Ksinfと第2相検出信号Kcosfを閉ループ200の負帰還制御型の回転信号処理器14に入力し、閉ループ200を介してデジタル角度出力信号φを出力するようにしたデジタル角度出力信号の出力方法において、少なくとも、前記回転角検出器12の角度誤差、前記回転信号処理器14における演算過程で生じる誤差信号に起因する角度誤差を前記閉ループ200内の制御偏差演算制御偏差ε=Ksinの段階でデジタル補正すると共に、前記デジタル角度出力信号φに角度依存の誤差△θが存在した場合、前記誤差△θを予め前記閉ループ200内の補正値テーブル52aに補正データ△φとして格納しておき、前記デジタル角度出力信号φを負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号φに前記補正データ△φを加算し、制御偏差を0とするデジタル角度出力信号の出力方法及び装置である。尚、前述の閉ループ回路200については、前述の回転信号処理器14の同期検波器20、補償器21、電圧制御型発振器24及びカウンタ130を用いる構成について述べたが、閉ループ回路200としては、前述の図1の構成だけではなく、例えば、以下、参考として述べる各特許公報に記載の図2、図3、図4の構成にも適用可である。まず、図2で示される特開2009-168546号公報の図2の構成における閉ループ回路200を用いたアナログ信号のデジタル変換方法においても、本発明における補正値テーブル52aに誤差として補正データ△φを格納しておき、デジタル角度出力信号φに補正データ△φを加算し、制御偏差εを0とすることができる。図2の構成においては、前述の公報に開示された符号は元の公報記載の符号のままとし、図1と関連する部分のみ符号を付加している。図2では、擬似正弦波発生部をPSGPseudSinusoidGeneratorと略記している。図において、制御偏差演算部4は、第1~第6乗算器40~45と、加算器46と、第1及び第2減算器47、48と、励磁成分抽出部49とにより構成されている。まず、回転検出器1の出力である前記第1及び第2振幅変調信号sinθ△θsinωEt-α,cosθ△θsinωEt‐αは、前記第1~第4乗算器40~43に入力される。第1乗算器40において、第1振幅変調信号sinθ△θsinωEt-αと第1擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号sinωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。sinsin×sinωt=sinsinsinωt同様に、第2乗算器41において、第2振幅変調信号cossinωEt‐αと第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号sinωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。cossin×sinωt=cossinsinωt同様に、第3乗算器43において、第1振幅変調信号sinθ△θsinωEt-αと第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号cosωtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。sinsin×cosωt=sinsincosωt同様に、第4乗算器43において、第2振幅変調信号cossinωEt‐αと第2擬似正弦波発生部64からの第2擬似正弦波信号cosωtとが乗算される下記のアナログ得算が実施される。cossin×cosωt=cossincosωt次に、加算器46において、前記式で示される第1乗算器40の出力と、前記式で示される第4乗算器43の出力とが加算される下記のアナログ演算が実施される。式式=sinsinsinωtcossincosωt=cossin同様に、第1演算器47において、前記式で示される第2乗算器41の出力から、前記式で示される第3乗算器42の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。式-式=cossinsinωt-sinsincosωt=sinsin次に、第5乗算器44において、前記式で示される加算器46の出力と、第1擬似正弦波発生部52からの第1擬似正弦波信号sinωRtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。cossin×sinωt=cossinωRtsin同様に、第6乗算器45において、前記式で示される第1減算器47の出力と、第1擬似正弦波発生部52からの第1擬似正弦波信号cosωRtとが乗算される下記のアナログ演算が実施される。sinsin×cosωRt=sincosωRtsin次に、第2減算器48において、前記式で示される第5乗算器44の出力から、前記式で示される第6乗算器45の出力が減算される下記のアナログ演算が実施される。式-式=cossinωRtsin-sin=sinsin=εすなわち、制御偏差演算部4において、上記式~式で示されるアナログ信号処理が実施され、前記回転検出器1の出力である前記第1及び第2振幅変調信号sinθ△θsin,cossinsinへと変換される。この実施の形態の回転信号処理手段3では、前記制御偏差εが常に零となるように制御される。この制御偏差εは、同期検波部60に入力されて、励磁成分抽出部49からの励磁位相基準ωEt-αにより同期検波される。すなわち、制御偏差εは、励磁成分であるsinが絶対値化されて、下記の式のように変換される。E=sinsinωEtαなお、前記式で示される同期検波後の制御偏差Eは、等価的に下式に示す信号とみなすことができる。E≒sinθ△θ-ωtωRt前述したように、この実施の形態の回転信号処理手段3では、前記式で示される制御偏差εが常に零となるように制御される。制御偏差εは、等価的に前記式で示される制御偏差Eに置き換えて考えることができるため、下記の式が成り立つ。ε≒sin=0前述の負帰還制御ループである閉ループ回路200において、前記デジタル角度出力φに接続された補正値テーブル52aを用い、前記デジタル角度出力信号φに角度依存の誤差△θθが存在した場合、前記閉ループ200内の補正値テーブル52aに補正データ△φとして格納しておき、前記デジタル角度出力φを負帰還制御する際に、前記デジタル角度出力信号φに加算器102を用いて前記補正データ△φを加算すれば周波数変調信号は下記式で表わされる。ωt=ωRtφ△φ従って、△θ=△φであれば制御偏差εは式、より次の通りとなる。ε=sin従って、制御偏差εは、式、より次の通りとなる。ε=sinθ-ωRt=sin従って、制御偏差εを0とすれば、θ=φとなり、誤差のないデジタル角度出力信号φを得ることができる。尚、他の部分は、前述の同公報に開示されているため、その説明は省略している。図3の構成においては、特開2000-353957号公報に開示されたアナログ信号のデジタル変換方法における閉ループ回路200に本発明の補正値テーブル52aを適用して、制御偏差εを0とするようにした参考例である。尚、符号は同公報に記載されている符号をそのまま用い、補正値テーブル52aのみ、図1と同一符号を用いている。図3は本発明における補正値テーブルを適用するデジタルトラッキング方式R/D変換器を参考として示す構成図である。図3において符号1で示されるものはレゾルバからなる回転検出器であり、この回転検出器1の図示しない励磁巻線には、デジタルトラッキング方式R/Dレゾルバ/デジタル変換器100の励磁信号発生器50からの励磁信号成分ftが印加されており、回転子図示せずの回転に応じて2相の出力巻線図示せずから2相の回転検出信号sinθfcosθfがsin用10bit乗算型D/Aコンバータ51及びcos用10bit乗算型D/Aコンバータ52に入力されている。前記各10bit乗算型D/Aコンバータ51,52からの各出力sinθfcosφ及びcosθfsinφは、減算器53で減算sinθfcosφ-cosθfsinφ=sinθfされて第1出力信号sinfが得られる。この第1出力信号sinfはコンパレータ54により正負判定されて同期検波部55に入力され、同期位相検出断線検出部62からのリファレンス信号ftにより同期検波されて第2信号である制御偏差ε=sinが補償器56を経て12bitのカウンタ57によりカウントされて前述のデジタル角度出力φがパラレルインターフェース58を介してパラレル出力58aとして出力される。前記デジタル角度出力φは、シリアルインターフェース59を介してシリアル出力59aとして出力され、パルス出力発生ロジック63によって周知のA,B,Z相およびU,V,W相当のモータ等を制御するために必要とするパルス出力63aが出力される。前述したように、予め所要の非線形特性が書き込まれたsinROM60及びcosROM61にデジタル角度出力φが入力されて各々sinφ及びcosφを出力している。尚、前述の各コンバータ51,52、減算器53および比較器54によりマルチブライヤ300を構成している。さらに、前記同期位相検出断線検出器62からの断線検出信号62aは自己診断部70で判別された後、システム制御部80に入力され、このシステム制御部80では分解能設定、U,VW極数設定、自己診断出力、入出力制御信号、システム制御信号等の信号の設定又は出力を行うことができるように構成されている。前述の図3の構成において、前記12bitカウンタ57から出力されるデジタル角度出力φは前記補正値テーブル52aに入力されて、その誤差△θが存在した場合、予め格納された補正データ△φを加算器102でデジタル角度出力φと加算し、φ△φを前記sinROM60及びcosROM61を経て前記sin用10bit乗算型D/Aコンバータ51及びcos用10bit乗算型D/Aコンバータ52へフィードバックするため制御偏差εを0にすべく制御された結果、図1同様、誤差のないデジタル角度出力信号φを得ることができる。尚、前述の図3の構成においては、前述の特開2000-353957号公報の図1を援用しているため、必要以外の部分については説明を省略している。図4の構成は、本発明の補正値テーブル52aを特開2006-58232号公報の図1の構成に適用した場合として示すものである。図4に示す角度検出信号処理装置は、信号処理部400と、第1の位相ロック部PLL1と、第2の位相ロック部PLL2と、位相差演算部500とを有する。信号処理部400は、信号処理部の一実施形態である。信号処理部400信号処理部400は、角度検出信号VIおよびVQとに基づいて、周波数ω0を有するとともに角度θtに応じた位相差を有する複素信号VCPおよびVCNを出力する。なお、複素信号の記号に下線‘’を付すことによって複素信号と実信号とを区別する。信号処理部400は、例えば図4に示すように、角度検出信号VIを実部成分、角度検出信号VQを虚部成分とする複素信号VCPと、角度検出信号VIを実部成分、角度検出信号VQの極性を反転した信号を虚部信号とする複素信号VCPとを出力する。後で詳しく述べるように、複素信号VCPおよびVCNは、正の周波数ω0の成分と負の周波数-ω0の成分をそれぞれ有しており、互いに同一極性の周波数成分同士を比較すると、その位相差は角度2×θtになっている。信号処理部400に含まれる極性反転回路401は、角度検出信号VQの極性を反転する回路である。PLL1,PLL2位相ロック部PLL1は、複素信号VCPに位相をロックさせた複素信号VUOを生成し、この複素信号VUOの位相角に応じたデータPA1を出力する。位相ロック部PLL2は、複素信号VCNに位相をロックさせた複素信号VLOを生成し、この複素信号VLOの位相角に応じたデータPA2を出力する。通常の位相ロック回路が実信号の位相にロックするものであるのに対し、位相ロック部PLL1およびPLL2は、入力される複素信号に含まれる特定の極性を持つ周波数成分の位相にロックする。すなわち、入力される複素信号が正と負の周波数成分を有する場合に、例えば正の周波数成分に位相をロックさせた複素信号VUO,VLOを生成する。位相ロック部PLL1およびPLL2の詳細な構成について説明する。図4の例において、位相ロック部PLL1は、位相角データ生成部300-1と、複素信号処理部100-1と、帰還部200-1とを有する。また、位相ロック部PLL2は、位相角データ生成部300-2と、複素信号処理部100-2と、機関部200-2とを有する。位相角データ生成部300-1,300-2は、本発明の位相角データ生成部の一実施形態である。複素信号処理部100-1,100-2は、複素信号処理部の一実施形態である。帰還部200-1,200-2は、帰還部の一実施形態である。位相角データ生成部300-1は、帰還部200-1より入力される帰還制御信号Vf1に応じた周期で反復されるデータであって、当該周期内の位相角を示すデータを、上述した位相角のデータPA1として生成する。位相角データ生成部300-1は、例えば、信号生成部301とカウンタ302とを有する。信号生成部301は、本発明の信号生成部の一実施形態である。カウンタ302は、本発明のカウンタの一実施形態である。信号生成部301は、帰還制御信号Vf1に応じた周波数を有する信号を生成する回路であり、例えば電圧制御発振器VCOなどを用いて構成される。カウンタ302は、信号生成部301において生成される信号を分周する回路であり、所定ビット長nの計数値を出力する。例えば、‘0’から‘2n-1’まで1ずつ増える計数値を反復して出力する。カウンタ302は、このカウンタ302の計数値を先に述べた位相角のデータPA1として出力する。位相角データ生成部300-2は、帰還部200-2より入力される帰還制御信号Vf2ら応じた周期で反復されるデータであって、当該周期内の位相角を示すデータを、上述した位相のデータPA2として生成する。位相角データ生成部300-2も、例えは上述した信号生成部301とカウンタ302とを用いて構成されており、カウンタ302の計数値を位相角のデータPA2として出力する。複素信号処理部400-1は、信号処理部400から入力される複素信号VCPと、位相角データ生成部300-1において生成されるデータPA1に応じた位相角ω0tφtを有し互いに直交する信号成分VUO-1およびVUO-Qを含み、周波数が所定の極性例えば負に設定される複素信号VUOと、を乗算した場合に得られる複素信号の偏角に応じた信号VUCを生成する。この偏角に応じた信号VUCとして、例えば、複素信号VCPと複素信号VUOとを複素乗算した場合に得られる複素信号の実部成分または虚部成分に応じた信号を生成する。前述の図4の構成においては、前述の他の構成と同様に、出力Doutが補正値テーブルに入力され、補正データ△φが各複素信号生成部107の手前の加算器102と減算器18に入力され、出力Doutの誤差補正が行われる。尚、図4の構成は、フィードバック制御の最小限の説明をしたもので、他の部分は、前述の特開2006-58232号公報に開示されているため、省略するものとする。"