"入力端の交流電圧をスイッチング素子のスイッチング制御によって直流電圧に変換して出力端に接続された負荷に与える電力変換装置であって、前記出力端と並列に接続されたコンデンサと、指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段とを備えることを特徴とする電力変換装置。前記負荷電力推定手段は、前記直流電圧値とこの直流電圧値の時間微分値とコンデンサの静電容量値とを乗算して求めた値から前記コンデンサが充放電する充放電電力値を求めるものである請求項1に記載の電力変換装置。しかしながら上述した電力変換装置にあっては、負荷電流検出値Ioを得るためのホールCTDCCTが必要である。このホールCTには電源を供給する必要があり、また一般に高価で電力変換装置が大形化するという問題がある。もちろんDCCTとフィードフォワード制御器102を用いずに電圧制御器101のゲインを大きくして直流電圧変動量を抑制するようにすることも考えられるが、入力電流振幅指令が直流電圧リプルに応答して1サイクル内で変動する。このため、電流振幅指令値がひずみ波となって入力高調波電流が増加するという新たな問題が生じる。本発明は、上述した問題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、直流電圧の変動抑制と入力高調波電流の低減を両立し、かつ簡単な構成で安価な電力変換装置を提供することにある。上述した課題を解決するため本発明の電力変換装置は、入力端の交流電圧をスイッチング素子のスイッチング制御によって直流電圧に変換して出力端に接続された負荷に与える電力変換装置であって、前記出力端に並列に接続されたコンデンサと、指示された直流電圧値に制御する電圧制御信号を生成する電圧制御手段と、前記入力端における交流電力値および前記コンデンサが充放電する充放電電力値から負荷電力値を求める負荷電力推定手段と、この負荷電力推定手段が求めた負荷電力値を前記電圧制御信号に加えて電流制御信号を生成する加算器と、この加算器が生成した前記電流制御信号から前記交流電圧と交流電流の位相を同相にする前記スイッチング素子のスイッチング制御信号を生成する電流制御手段とを備えることを特徴としている。特に前記負荷電力推定手段は、前記直流電圧値とこの直流電圧値の時間微分値とコンデンサの静電容量値とを乗算して求めた値から前記コンデンサが充放電する充放電電力値を求めるものとして構成される。上述したように本発明は負荷電力推定手段によって負荷電力負荷電流を求めているので負荷電流を検出するための電流検出器が不要になる。したがって本発明によれば、部品点数を削減することができ、電力変換装置を小形化、低コスト化することができる。また、本発明における負荷電力推定手段は簡単な積和演算で構成されるため、例えばマイクロコントローラによるCPUCentralProcessingUnitで実現する場合には追加の部品は不要であり、また演算時間の増加を最小限に抑えることができる。以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。図1,2は発明の実施形態を示すものあって、図中、従来技術を示す図3と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図に示す従来のものと同様である。ここに図1および図2に示す本発明の一実施形態を示す電力変換装置が従来の電力変換装置と異なるところは、交流入力電圧検出値、交流入力電流検出値および直流出力電圧検出値から負荷電力を推定する負荷電力推定器200を備え、フィードフォワード制御として電圧制御器101の出力に加算した点にある。このように構成したことによって所要の入力電流振幅の変化はこのフィードフォワード制御により行われるためその分、電圧制御器101のゲインを小さくすることができ、それゆえ出力電圧リプルによる入力電流指令のひずみの増加を抑えることができる。より詳細に本願発明が特徴とする負荷電力推定器200について説明する。電力変換回路1で発生する損失を無視すれば、電力の入出力の関係から負荷電力Poは次式に示すようにコンデンサ6の充放電電力Pcここでは、コンデンサ6の充電方向を正とすると入力電力Pinの和となる。Po=Pin-Pcここで、入力電力Pinは交流入力電圧検出値vinと交流入力電流検出値iLの積で求めることができる。Pin=vin×iLまた、コンデンサ6の充放電電流Icは、コンデンサ電圧の微分IcC×dVdcdt;ただし、Cは、コンデンサ6の静電容量d微分演算子によって求めることができる。よって、コンデンサ6の充放電電力Pcは次式となる。Pc=Vdc×Ic=Vdc×C×dVdcdtしたがって、負荷電力負荷電力推定値Poは次のように求められる。Po=vin×iLVdc×C×dVdcdtこの式で求めたPoを電圧制御器101の出力に加算する。図2は、負荷電力推定器200をディジタル制御で構成した例である。これは負荷電力負荷電力推定値Poを求める微分演算を差分演算で実現するものである。ここで、201は前回サンプルした直流電圧値を保持するホールド器、202はコンデンサ6と負荷電力推定器200の演算周期Tsから計算した比例係数Kである。vin検出値とiL検出値は、乗算器203で乗算され入力電力Pinが得られる。一方、直流出力電圧検出値Vdcは、前回サンプルした直流電圧値を保持するホールド器201に与えられるとともに、このホールド器201が保持した前回サンプルの直流電圧値と直流出力電圧検出値Vdcの電圧差分値を加算器206から得る。そしてこの加算器206で得られた電圧差分値は、乗算器204によって比例係数Kと乗算され、さらにこの乗算された値と直流出力電圧検出値Vdcが乗算器205で乗算されコンデンサ6の充放電電力Pcを得る。そうして得られたコンデンサ6の充放電電力Pcと入力電力Pinの差分値が加算器207によって演算され負荷電力負荷電力推定値Poを得る。かくして本発明の一実施形態に係る電力変換装置は、負荷電力推定器を備えているので負荷電流を検出することなく、負荷電力推定器によって負荷電流値を得ることができ、この負荷電流値を用いることで負荷急変等の外乱に対する直流電圧の変動量を低減することができる。また、従来必要であったホールCTが不要となるため、装置を小形化、低コスト化させることができる。さらに負荷電力推定器は簡単な積和演算で実現できるため、追加のハードウェアは不要であり、また演算時間の増加を最小限に抑えられる。従って、低コストのCPUが使用可能である。なお、上記実施形態では制御装置をディジタル制御系で構成した場合について示したが、アナログ回路であってもよく、同様の効果を奏する。なお、特許文献1に示されているように、フィードフォワード制御の出力本発明では負荷電力推定器200の出力に含まれるリプル成分を平均回路で除去し、入力電流振幅指令値に対してひずみ波形を重畳しないようにできることはいうまでもない。"