"整流回路33と前記整流回路に接続された小容量のリアクタ34とを有しており、多相交流電源51から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ32と、前記直流電圧を用いてモータM12の駆動電圧を生成し、前記駆動電圧を前記モータに出力するインバータ37と、前記直流電圧のリップル成分に基づいて、前記多相交流電源から前記コンバータに入力される各相の入力電流Ir,Is,Itを求める電流演算部39aと、各相の前記入力電流の少なくとも1つが所定値以上の場合に、前記インバータの出力を抑制する垂下制御を行う制御部39bと、を備え、前記交流電圧の周波数は、予め定められている複数の規定周波数のうちいずれか1つであって、前記電流演算部39aは、各相の前記入力電流を補正するための電流補正値を前記交流電圧の周波数に応じて選択し、選択した前記電流補正値に基づいて前記入力電流を補正するか、または前記交流電圧の周波数に関係なく、複数の前記規定周波数のうち一番高い前記規定周波数に応じた所定補正値を前記電流補正値として前記入力電流を補正し、前記制御部39bは、補正後の前記入力電流を前記所定値と比較する、モータ駆動装置30。前記電流演算部が前記交流電圧の周波数に応じて前記電流補正値を選択する場合に、前記交流電圧の周波数を判別する判別部40、を更に備える、請求項1に記載のモータ駆動装置30’。前記制御部は、更に前記直流電圧のリップル成分が所定成分以上の場合に前記垂下制御を行う、請求項1または2に記載のモータ駆動装置30。前記リアクタに流れる電流が所定電流量以下の場合、該電流に関係なく前記リアクタのインダクタンスはほぼ一定であって、前記リアクタに流れる電流が前記所定電流量以上の場合、該電流の増加に伴い前記リアクタのインダクタンスは減少し、前記所定電流量は、前記モータの通常運転時に前記リアクタに流れると想定される電流量の最大値とほぼ等しい、請求項1から3のいずれか1項に記載のモータ駆動装置30。前記モータは、容量可変自在な圧縮機の駆動源である圧縮機用モータであって、前記制御部は、前記垂下制御時、前記圧縮機の容量を強制的に減少させるように、前記圧縮機モータの回転数を下げる、請求項1から4のいずれか1項に記載のモータ駆動装置30。特許文献1に示すように、インダクタンス値の特性は、リアクタの小型化に伴い低下する。小型化されたリアクタのインダクタンス値は、空気調和装置が通常運転を行う場合においては問題なく使用できる値であるが、商用電源からコンバータに入力される各相の入力電流が不均衡となる現象即ち、電源不平衡が生じると、使用し難い値に下がってしまう。一方、コンバータが出力する直流電圧のリップル成分から、入力電流を換算することが考えられる。しかし、リップル成分は、上記インダクタンス値のみならず、交流電圧の周波数の影響をも複雑に受けるため、リップル成分に基づいて単純に入力電流を換算することは難しい。特に、電源不平衡が生じた際には、実際の入力電流が換算した入力電流に比べて遙かに大きいために、ブレーカが落ちてしまう恐れもある。そこで、本発明の課題は、ブレーカが落ちるのを防ぐことにある。本発明の第1観点に係るモータ駆動装置は、コンバータと、インバータと、電流演算部と、制御部とを備える。コンバータは、整流回路と当該回路に接続された小容量のリアクタとを有しており、多相交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する。インバータは、直流電圧を用いてモータの駆動電圧を生成し、これをモータに出力する。電流演算部は、直流電圧のリップル成分に基づいて、多相交流電源からコンバータに入力される各相の入力電流を求める。制御部は、各相の入力電流の少なくとも1つが所定値以上の場合に、インバータの出力を抑制する垂下制御を行う。交流電圧の周波数は、予め定められている複数の規定周波数のうちいずれか1つである。そして、電流演算部は、各相の入力電流を補正するための電流補正値を交流電圧の周波数に応じて選択し、選択した電流補正値に基づいて入力電流を補正する。または電流演算部は、交流電圧の周波数に関係なく、複数の規定周波数のうち一番高い規定周波数に応じた所定補正値を電流補正値として、入力電流を補正する。制御部は、補正後の入力電流を所定値と比較する。ここで、規定周波数としては、例えば50Hz及び60Hzが挙げられる。このモータ駆動装置では、直流電圧のリップル成分に基づいて求められた各相の入力電流は、交流電圧の周波数に関する電流補正値によって補正され、補正後の各相の入力電流の少なくとも1つが所定値以上の場合に、インバータの負荷に対して垂下制御が行われる。これにより、補正後の入力電流を実際の入力電流に近づけることができる。従って、電源不平衡が生じた際に、実際の入力電流が換算した入力電流に比べて遙かに大きいためにブレーカが落ちるのを防ぐことができる。特に、入力電流は、直流電流のリップル成分によって単純に求められるのではなく、例えば交流電圧の周波数が50Hzの場合には50Hz用の電流補正値、当該周波数が60Hzの場合には60Hz用の電流補正値が選択され、選択された各電流補正値によって補正される。つまり、実際の交流電圧の周波数に応じた適切な補正値によって、一旦求められた入力電流が補正されるため、実際の入力電流に近い電流が得られることとなる。または、入力電流は、実際の交流電圧の周波数が50Hz,60Hzのいずれの場合においても、高い方の周波数である60Hzに対応した所定補正値によって補正される。ここで、交流電圧の周波数が50Hzの場合の直流電圧のリップル成分は、60Hzの場合に比して大きくなるため、60Hzに対応した所定補正値は、50Hzに対応した電流補正値よりも大きい。従って、交流電圧の周波数が50Hzの場合には、一旦求められた入力電流は多めに補正されることとなり、早めに垂下制御が行われることとなる。一方、周波数が60Hzの場合には、一旦求められた入力電流は、当該周波数に対応した所定補正値によって補正されるため、実際の入力電流に近い電流が得られるようになる。本発明の第2観点に係るモータ駆動装置は、第1観点に係るモータ駆動装置であって、判別部を更に備える。判別部は、電流演算部が交流電圧の周波数に応じて電流補正値を選択する場合に、交流電圧の周波数を判別する。これにより、交流電圧の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。本発明の第3観点に係るモータ駆動装置は、第1観点または第2観点に係るモータ駆動装置であって、制御部は、更に直流電圧のリップル成分が所定成分以上の場合に垂下制御を行う。ここで、コンバータは、更に平滑コンデンサを含む構成であるとする。直流電圧のリップル成分が例えば平滑コンデンサの耐圧以上の値であると、平滑コンデンサが破損してしまう恐れもある。しかし、このモータ駆動装置では、直流電圧のリップル成分が所定成分以上の場合に垂下制御を行うため、入力電流が大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサの破損を防止することもできる。本発明の第4観点に係るモータ駆動装置は、第1観点から第3観点のいずれかに係るモータ駆動装置であって、リアクタに流れる電流が所定電流量以下の場合、該電流に関係なくリアクタのインダクタンスはほぼ一定である。リアクタに流れる電流が所定電流量以上の場合、該電流の増加に伴いリアクタのインダクタンスは減少する。所定電流量は、モータの通常運転時にリアクタに流れると想定される電流量の最大値とほぼ等しい。リアクタが小容量であると、インダクタンス特性が低下してしまう。しかし、このモータ駆動装置は、小容量のリアクタを使用したとしても、入力電流に対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。本発明の第5観点に係るモータ駆動装置は、第1観点から第4観点のいずれかに係るモータ駆動装置であって、モータは、容量可変自在な圧縮機の駆動源である圧縮機用モータである。そして、制御部は、垂下制御時、圧縮機の容量を強制的に減少させるように、圧縮機モータの回転数を下げる。これにより、垂下制御においては、圧縮機モータの回転数を下げることで、圧縮機の容量が低下する。従って、圧縮機モータに流れるモータ電流量を抑えることができ、ひいては入力電流量を低下させることができる。本発明の第1観点に係るモータ駆動装置によると、ブレーカが落ちるのを防ぐことができる。特に、実際の交流電圧の周波数に応じて電流補正値が選択される場合には、実際の入力電流に近い電流が得られることとなる。また、実際の交流電圧の周波数に関係なく、常に一番高い規定周波数に応じた所定補正値によって入力電流が補正される場合、交流電圧の周波数が一番高い周波数以外の周波数であれば、早めに垂下制御が行われることとなる。一方、交流電圧の周波数が一番高い場合に対しては、実際の入力電流に近い電流が得られるようになる。本発明の第2観点に係るモータ駆動装置によると、交流電圧の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。本発明の第3観点に係るモータ駆動装置によると、入力電流が大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサの破損を防止することもできる。本発明の第4観点に係るモータ駆動装置は、小容量のリアクタを使用したとしても、入力電流に対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。本発明の第5観点に係るモータ駆動装置によると、圧縮機モータに流れるモータ電流量を抑えることができ、ひいては入力電流量を低下させることができる。以下、本発明に係るモータ駆動装置について、図面を参照しつつ詳述する。なお、以下の実施形態は、本発明の具体例であって、本発明の技術的範囲を限定するものではない。1概要ならびに空気調和装置の構成図1は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動装置30を備えたシステム全体の構成図である。このシステムは、図2に示す構成からなる空気調和装置10に搭載されている。本実施形態に係るモータ駆動装置30は、圧縮機モータM12後述を駆動するための装置であって、室外ユニット11後述内に設けられている。ここで、空気調和装置10の構成について説明する。空気調和装置10は、主として、屋外に設置される室外ユニット11と、室内の天井や壁面等に設置される室内ユニット21とを有する、セパレートタイプの空調機である。これらのユニット11,21は冷媒配管L1,L2によって接続されており、蒸気圧縮式の冷媒回路10aが構成されている。このような空気調和装置10は、冷房運転及び暖房運転等を行うことが可能となっている。1-1室外ユニット室外ユニット11は、主として、圧縮機12、四路切換弁13、室外熱交換器14、膨張弁15、液側閉鎖弁16、ガス側閉鎖弁17、及び室外ファン18を有している。圧縮機12は、低圧のガス冷媒を吸入し、圧縮して高圧のガス冷媒とした後に吐出する機構である。ここでは、圧縮機12として、ケーシング図示せず内に収容されたロータリ式やスクロール式等の容積式の圧縮要素図示せずが、同じくケーシング内に収容された圧縮機モータM12を駆動源として駆動される密閉式圧縮機が採用されており、これにより圧縮機12の容量制御が可能になっている。即ち、圧縮機12は、容量可変自在なタイプの圧縮機である。なお、圧縮機モータM12は、ブラシレスDCモータであって、複数の駆動コイルで構成されるステータと、永久磁石で構成されるロータと、ステータに対するロータの位置を検出するためのホール素子等を有している。四路切換弁13は、冷房運転と暖房運転との切換時に、冷媒の流れの方向を切り換えるための弁である。四路切換弁13は、冷房運転時には、圧縮機12の吐出側と室外熱交換器14のガス側とを接続するとともにガス側閉鎖弁17と圧縮機12の吸入側とを接続する図2における四路切換弁13の実線を参照。また、四路切換弁13は、暖房運転時には、圧縮機12の吐出側とガス側閉鎖弁17とを接続するとともに室外熱交換器14のガス側と圧縮機12の吸入側とを接続する図2における四路切換弁13の破線を参照。つまり、四路切換弁13は、空気調和装置10の運転種類に応じて、接続状態が変化する。室外熱交換器14は、冷房運転時には冷媒の放熱器として機能し、暖房運転時には冷媒の蒸発器として機能する熱交換器である。室外熱交換器14は、その液側が膨張弁15に接続されており、ガス側が四路切換弁13に接続されている。膨張弁15は、冷房運転時には、室外熱交換器14において放熱した高圧の液冷媒を室内熱交換器23後述に送る前に減圧する。また、膨張弁15は、暖房運転時には、室内熱交換器23において放熱した高圧の液冷媒を室外熱交換器14に送る前に減圧することが可能な電動膨張弁である。液側閉鎖弁16及びガス側閉鎖弁17は、外部の機器配管L1,L2との接続口に設けられた弁である。液側閉鎖弁16は、膨張弁15に接続されている。ガス側閉鎖弁17は、四路切換弁13に接続されている。室外ファン18は、室外空気を室外ユニット11内吸入して室外熱交換器14に供給した後に、当該空気を該ユニット11の外に排出する。室外ファン18としては、例えばプロペラファンが採用されており、室外ファンモータM18を駆動源として回転駆動され、これにより風量制御が可能になっている。なお、室外ファンモータM18は、ブラシレスDCモータであって、ステータ、ロータ及びホール素子等を有している。その他、室外ユニット11には、異常検知スイッチ、冷媒圧力センサ、冷媒温度検知センサ、外気温度検知センサ等の様々なセンサが挙げられる。更に、室外ユニット11は、各種弁13,15,16等の駆動を統括制御する室外制御部を有している。1-2室内ユニット室内ユニット21は、主として、室内ファン22及び室内熱交換器23を有しており、これらは、該ユニット21のケーシング内部に配置されている。室内ファン22は、室内空気を吸い込み口図示せずを介してケーシング内に吸い込むと共に、室内熱交換器23にて熱交換された後の空気を吹き出し口図示せずを介してケーシング内から室内に吹き出す遠心送風機である。室内ファン22は、例えばターボファンで構成され、室内ファンモータM22を駆動源として回転駆動される。室内熱交換器23は、冷房運転時には、冷媒の蒸発器として機能し、暖房運転時には、冷媒の放熱器として機能する熱交換器である。室内熱交換器23は、各冷媒配管L1,L2に接続されており、例えば、平面視における室内ファン22の周囲を囲むように曲げられて配置されたフィンチューブ型熱交換器で構成されている。室内熱交換器23は、ケーシング内に吸い込まれた室内の空気と冷媒との熱交換を行う。その他、室内ユニット21は、図示してはいないが、吹き出し口に設けられた水平フラップ、吸込空気温度センサ等の各種センサ、該ユニット21内の各種機器を制御する室内制御部等を有している。2モータ駆動装置の構成本実施形態に係るモータ駆動装置30は、図1に示すように、主として、主電源リレー31a,31b,31c、コンバータ32、電圧検出部36、インバータ37、ゲート駆動回路38、及びMPU39を備える。モータ駆動装置30を構成するこれらの構成要素は、1枚のプリント基板P1上に実装されている。なお、プリント基板P1は、ハーネスを介して3相の商用電源51交流電源に相当に接続されると共に、別のハーネスを介して圧縮機モータM12に接続されている。なお、商用電源51が出力する交流電圧Vacの周波数としては、各地域の電力会社毎に予め定められている複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち、いずれか1つが挙げられる。従って、交流電圧Vacの周波数は、空気調和装置10が設置された環境によって異なっており、当該環境下において定められている規定周波数であると言える。2-1主電源リレー主電源リレー31a,31b,31cは、商用電源51の3相具体的には、R相、S相、T相それぞれに対応するようにして、3つ設けられている。主電源リレー31a,31b,31cは、一端が商用電源51の各相の出力から伸びるハーネスそれぞれに接続され、他端がコンバータ32の3つの入力それぞれに接続されている。つまり、主電源リレー31a,31b,31cは、それぞれ商用電源51とコンバータ32との間に直列に接続されている。この主電源リレー31a,31b,31cは、圧縮機モータM12側への電力供給をオン/オフするためのものである。具体的には、主電源リレー31a,31b,31cは、閉状態を採ることで、商用電源51からコンバータ32側への交流電圧Vacの印加をオン状態にし、開状態を採ることで、当該交流電圧Vacの印加をオフ状態にする。なお、これらの主電源リレー31a,32b,31cは、互いに異なる状態を採るものではなく、同時に同じ状態を採るものである。2-2コンバータコンバータ32は、主電源リレー31a,31b,31cを介して商用電源51の各相の出力と接続されている。コンバータ32は、商用電源51から出力された交流電圧Vacを直流電圧Vdcに変換するためのもであって、主として、整流回路33と、リアクタ34と、平滑コンデンサ35とで構成される。2-2-1整流回路整流回路33は、図1に示すように、6つのダイオードD1a,D1b,D2a,D2b,D3a,D3bによってブリッジ状に構成されている。具体的には、ダイオードD1aとD1b、D2aとD2b、D3aとD3bは、それぞれ互いに直列に接続されている。ダイオードD1a,D2a,D3aの各カソード端子は、共にリアクタ34の一端に接続されており、整流回路33の正側出力端子として機能する。ダイオードD1b,D2b,D3bの各アノード端子は、共に平滑コンデンサ35に接続されており、整流回路33の負側出力端子として機能する。ダイオードD1a,D1b同士の接続点は、主電源リレー31aを介して商用電源51のR相の出力に接続され、ダイオードD2a,D2b同士の接続点は、主電源リレー31bを介して商用電源51のS相の出力に接続されている。ダイオードD3a,D3b同士の接続点は、主電源リレー31cを介して商用電源51のT相の出力に接続されている。ダイオードD1a,D1b同士の接続点、ダイオードD2a,D2b同士の接続点及びダイオードD3a,D3b同士の接続点は、それぞれ整流回路33の入力の役割を担っている。このような構成を有する整流回路33は、商用電源51から出力された交流電圧Vacを整流し、これをリアクタ34に出力する。2-2-2リアクタリアクタ34は、いわゆる直流リアクタであって、整流回路33の正側出力端子に直列に接続されている。本実施形態に係るリアクタ34としては、容量が小さいものが用いられており、図3に示す構成を有している。ここで、リアクタ34の構造について説明する。リアクタ34は、図3に示すように、コア34a,34bと巻線34cとを有する。コア34aは、E型形状をしたいわゆるE型コアであり、例えば磁性材料を圧粉成形することで形成される。コア34aは、第1脚部34aaと、第2脚部34abと、第3脚部34acと、連結部34adとを含む。各脚部34aa,34ab,34acは、z方向に延在しており、第2脚部34ab及び第3脚部34acは、第1脚部34aaを挟むようにして、それぞれ第1脚部34aaからx方向に所定距離離れて位置している。各脚部34aa,34ab,34acは、y方向に対しては同じ幅を有している。第2及び第3脚部34ab,34acは、z方向に対し同じ長さ延在しているが、第1脚部34aaは、z方向に対して第2及び第3脚部34ab,34acよりも短くなっている。連結部34adは、各脚部34aa,34ab,34acの配列方向であるx方向に延在しており、各脚部34aa,34ab,34acを一面上において連結している。つまり、各脚部34aa,34ab,34acは、連結部34adの同じ側から突出しており、連結部34adに立設されていると言える。コア34bは、x方向に延在すると共に、y方向において各脚部34aa,34ab,34acと同じ幅を有する板状のコアであって、コア34aと同様、例えば磁性材料を圧粉成形することで形成される。コア34bは、連結部34ad側とは反対の第2及び第3脚部34ab,34acの端部に接触するように位置している。巻線34cは、絶縁性の外被膜を有した導線によって構成されており、第1脚部34aaに複数回巻かれている。このような構成によって、コア34bと第1脚部34aaとの間は、所定間隔離れているが、この所定距離をギャップGaと言う。また、連結部34ad及びコア34bのx方向の長さを、コアサイズCsと言う。更に、各脚部34aa,34ab,34ac、連結部34ad及びコア34bのy方向の長さを、積厚Thと言う。尚、図3では、説明を簡単にするため、連結部34adの延在方向をx方向、x方向に垂直であって、連結部ad、各脚部34aa,34ab,34ac及びコア34bが同じ長さを有している方向をy方向、x方向及びy方向に垂直であって各脚部34aa,34ab,34acが延在する方向をz方向と定義している。本実施形態においては、リアクタ34のコアサイズCsが約60mm、ギャップGaが約1.2mm、積厚Thが約36mmとなっており、小容量で小型のリアクタ34が実現されている。本実施形態に係るリアクタ34は、従来のリアクタに比して重量が80であり、コストの面においても、従来のリアクタよりも低くなっている。尚、従来のモータ駆動装置に用いられていたリアクタのコアサイズCsは約69mm、ギャップGaは約2.0mm、積厚Thは約35mmであった。即ち、本実施形態では、リアクタ34のコアサイズCsを従来よりも下げるだけではなく、ギャップGaを小さくし、かつ積厚を大きくすることで、リアクタ34の小型化を実現している。図4では、本実施形態に係るリアクタ34のインダクタンス値の特性を実線で示し、従来のリアクタのインダクタンス値を破線で示している。図4では、横軸を各相の入力電流Ir,Is,Itより詳細には、商用電源51から整流回路33を介してリアクタ34に流れる入力電流Ir,Is,Itとし、縦軸をインダクタンス値とすることで、各リアクタのインダクタンス値の特性を示している。図4に示すように、リアクタ34のインダクタンス値は、商用電源51からコンバータ32に流れ込む各相の入力電流Ir,Is,Itの値に応じて変化する。具体的には、図4における入力電流Ir,Is,Itつまりは、リアクタ34に流れる電流の約0~20Aの範囲は、空気調和装置10が冷房や暖房運転等の通常運転を行っている時にリアクタ34に流れると想定される電流の範囲を示している。入力電流Ir,Is,Itの約20A以降の範囲は、商用電源51の各相具体的には、R相,S相,T相において、入力電流Ir,Is,Itの値が不均衡となり少なくとも1相の入力電流が約20Aを越えてしまう、いわゆる電源不平衡が生じている時に、リアクタ34に流れると想定される電流の範囲である。図4に示すように、通常運転時の電流範囲即ち、リアクタ34に流れる電流が約20A以下では、入力電流Ir,Is,Itそれぞれがバランスを保った状態で流れており、インダクタンス値は電流の値に関係なくほぼ一定である。しかし、電源不平衡の電流範囲即ち、リアクタ34に流れる電流が約20A以上では、インダクタンス値は、リアクタ34に流れる電流の増加に伴い減少している。インダクタンス値の減少度合いは、従来のリアクタよりも、本実施形態に係る小型のリアクタ34の方がより顕著である。即ち、リアクタ34が小型化されている本実施形態では、通常運転時にリアクタ34に流れると想定される電流の範囲の最大値ここでは、約20Aを所定電流量として、この所定電流量よりもリアクタ34に流れる電流が低い場合には、リアクタ34のインダクタンス値は、リアクタ34に流れる電流に関係なく従来のリアクタのインダクタンス値とほぼ同じ値で一定となっている。一方、所定電流量よりもリアクタ34に流れる電流が多い場合には、リアクタ34のインダクタンス値は、従来のリアクタのインダクタンス値よりも、電流の増加に伴い減少する割合が大きくなっている。次に、リアクタ34の小型化とインダクタンス値の特性との関係について、図5を用いて簡単に説明する。従来のリアクタのコアサイズCsのみを、69mmから60mmへと下げたところ、インダクタンス値の特性は、グラフAに係る従来のインダクタンス値が全体的に下がった特性となった図5のグラフA→グラフB。グラフBの特性では、通常運転時においてもインダクタンス値が不十分であるため、通常運転時の電流範囲におけるインダクタンス値を確保するべく、ギャップGaを、2mmから1.2mmへと小さくした。すると、グラフCに示されるように、通常運転時の電流範囲におけるインダクタンス値は従来と同様の値となったが、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値は、減少度合いが更に大きくなっている。そこで、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値を改善するべく、積厚Thを35mmから36mmへと若干大きくさせたところ、グラフDに示されるように、電源不平衡時の電流範囲におけるインダクタンス値の減少度合いが改善された。2-2-3平滑コンデンサ平滑コンデンサ35は、一端がリアクタ34を介して整流回路33の正側出力端子に接続され、他端が整流回路33の負側出力端子に接続されている。平滑コンデンサ35は、リアクタ34と共に平滑回路を構成しており、これによって整流回路33による整流後の電圧は平滑化される。平滑化された電圧、即ち直流電圧Vdcは、リップルの比較的低い電圧となっており、平滑コンデンサ35の後段つまり、出力側に接続されたインバータ37に印加される。なお、コンデンサの種類としては、電解コンデンサやセラミックコンデンサ、タンタルコンデンサ等が挙げられるが、本実施形態においては、平滑コンデンサ35として電解コンデンサが採用される場合を例に採る。2-3電圧検出部電圧検出部36は、コンバータ32の出力側に接続されている。電圧検出部36は、コンバータ32から出力された直流電圧Vdcのうち、特にリップル成分つまり、リップル電圧を検出する。一例としては、電圧検出部36は、コンデンサ及びオペアンプで構成される積分回路と、反転アンプと、加算器とで構成される。積分回路は、直流電圧Vdcが入力され、直流電圧Vdcに含まれるリップル成分を平滑した電圧を出力する。反転アンプは、直流電圧Vdcが入力され、この直流電圧Vdcの極性を反転させた電圧を出力する。加算器は、積分回路及び反転アンプの各出力を加算して、リップル成分を出力する。つまり、積分回路の出力は直流電圧Vdcと同極性であり、反転アンプは直流電圧Vdcとは逆の極性であることから、電圧検出部36は、直流電圧Vdcのリップル成分のみを取り出すことが可能となる。なお、電圧検出部36の出力は、MPU39に接続されており、直流電圧Vdcのリップル成分は、MPU39に入力される。2-4インバータインバータ37は、コンバータ32の出力側に接続されている。インバータ37は、図6に示すように、複数の絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ以下、単にトランジスタというQ4a,Q4b,Q5a,Q5b,Q6a,Q6b及び複数の還流用ダイオードD4a,D4b,D5a,D5b,D6a,D6bを含む。トランジスタQ4aとQ4b、Q5aとQ5b、Q6aとQ6bは、それぞれ互いに直列に接続されており、各ダイオードD4a~D5bは、各トランジスタQ4a~Q6bに並列接続されている。インバータ37は、コンバータ32からの直流電圧Vdcの供給によって各トランジスタQ4a~Q6bが所定のタイミングでオン及びオフを行うことで、圧縮機モータM12を駆動するための駆動電圧SU,SV,SWを生成する。この駆動電圧SU,SV,SWは、各トランジスタQ4aとQ4b、Q5aとQ5b、Q6aとQ6bの各接続点に接続された圧縮機モータM12に出力される。2-5ゲート駆動回路ゲート駆動回路38は、MPU39からの指令に基づき、インバータ37の各トランジスタQ4a~Q6bのオン及びオフの状態を変化させる。具体的には、ゲート駆動回路38は、MPU39によって決定されたデューティを有する駆動電圧SU,SV,SWがインバータ37から圧縮機モータM12に出力されるように、各トランジスタQ4a~Q6bのゲートに印加するゲート制御電圧Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzを生成する。生成されたゲート制御電圧Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzは、それぞれのトランジスタQ4a~Q6bのゲート端子に印加される。2-6MPUMPU39の入力端子には、電圧検出部36の出力の他、室外ユニット11における室外制御部図示せずの出力が接続されている図1における、MPU39に接続された実線を参照。MPU39の出力端子には、主電源リレー31a,31b,31c、ゲート駆動回路38の入力が接続されている図1における、MPU39に接続された点線を参照。MPU39は、コンバータ32とは別のスイッチング電源等図示せずから電源電圧を供給されると、インバータ37の各トランジスタQ4a~Q6bのオン及びオフを制御することで、圧縮機モータM12の駆動制御を行う。また、MPU39は、例えば室外ユニット11に含まれる各種機器において異常が発生したか否かを監視し、その監視結果に応じて主電源リレー31a,31b,31cのオン及びオフを制御する。例えば、圧縮機12において圧力異常が発生した場合には、主電源リレー31a,31b,31cそれぞれをオフにし、商用電源51からコンバータ32への交流電圧Vacの供給を切断する。特に、本実施形態に係るMPU39は、R相、S相T相それぞれの入力電流Ir,Is,Itに基づいて、R相、S相及びT相の各電圧及び各電流Ir,Is,Itのバランスを把握し、把握したバランスに応じて圧縮機12の制御を行う。このような動作を行うため、本実施形態に係るMPU39は、電流演算部39a及びモータ制御部39b制御部に相当として機能する。2-6-1電流演算部電流演算部39aは、直流電圧Vdcのリップル成分に基づいて、各相の入力電流Ir,Is,Itを求める。具体的には、R相、S相、T相の各入力電流Ir,Is,Itは、商用電源51から整流回路33を経てリアクタ34に流れる。直流電圧Vdcのリップル成分は、主にリアクタ34のインダクタンス値及びリアクタ34に流れる電流によって変化するが、図4に示す通常運転時の電流範囲詳細には、約0~20Aの範囲においては、このリアクタ34のインダクタンス値はほぼ一定であるため、直流電圧Vdcのリップル成分は、リアクタ34に流れる電流、つまりは各相に流れる入力電流Ir,Is,Itをパラメータとして変化することとなる。従って、電流演算部39aは、特に通常運転時には、リップル成分をパラメータとした電流換算式によって、各相の入力電流Ir,Is,Itの値を把握することが可能となる。更に具体的には、直流電源Vdcのリップル成分の大きさは、各相の入力電流Ir,Is,Itのバランスに関係するため、電流演算部39aは、リップル成分の大きさから、各相の入力電流Ir,Is,Itのバランス状態を推測でき、本来流れているべき各相の入力電流Ir,Is,Itと推測したバランス状態とから、各相に流れているであろう入力電流Ir,Is,Itの値を換算することが可能となる。尚、電流換算式は、机上計算やシミュレーション等によって予め決定されている。しかしながら、本実施形態では、既に述べているように小容量のリアクタ34が用いられており、図4に示す電源不平衡時の電流範囲具体的には、約20A以上の範囲においては、リアクタ34のインダクタンス値は、一定値ではなく減少し、特に従来のリアクタに比して減少する度合いが大きい。これに伴い、電源不平衡時、直流電源Vdcのリップル成分は、リアクタ34のインダクタンス値の低下に伴い大きくなる。ところが、上述した電流換算式では、インダクタンス値を一定つまり、通常状態時の値としているため、電源不平衡時には、上記換算式によって得られた各相の入力電流Ir,Is,Itと実際に各相に流れている入力電流との間には、誤差が生じてしまう。そこで、電流演算部39aは、特に電源不平衡時、上記換算式によって得られた各相の入力電流Ir,Is,Itに対し、インダクタンス値の変化の度合いを考慮して補正を行う。つまり、電流換算式によって求められた各相の入力電流Ir,Is,Itの値が不均衡となっている場合には、電流演算部39aは、電源不平衡が生じていると判断し、電流換算式にて求めた各相の入力電流Ir,Is,Itに電流補正値を加算する。ここで、本実施形態の特徴でもある電流補正値について詳述する。直流電圧Vdcのリップル成分は、リアクタ34のインダクタンス値のみならず、交流電圧Vacの周波数の影響も受ける。直流電圧Vdcのリップル成分は、交流電圧Vacの周波数が小さい程大きくなり、当該周波数が大きい程小さくなる。仮に、電源不平衡が生じている一例として、各相の入力電流Ir,Is,Itそれぞれに25A20A15Aの電流が流れている状態同士で比較すると、交流電圧Vacの周波数が50Hzである場合のリップル成分は、当該周波数が60Hzである場合のリップル成分よりも大きくなる。そのため、上記電流補正値の決定に際し、リアクタ34のインダクタンス値の変化の度合いに加え、更に交流電圧Vacの周波数を考慮すると、電流補正値は、周波数が50Hzの場合は小さく、60Hzの場合は大きく決定されることとなる。そこで、本実施形態に係る電流補正値は、商用電源51から出力されている交流電圧Vacの実際の周波数に関係なく、複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち一番高い規定周波数60Hzに応じた所定補正値に決定される。即ち、交流電圧Vacの実際の周波数は、50Hz,60Hzのうちいずれか1つであるが、電源演算部39aは、交流電圧Vacの周波数が50Hz,60Hzのいずれの場合においても、常に高い方の周波数である60Hzに応じた所定補正値を電流補正値として用いて、各相の入力電圧Ir,Is,Itを補正する。これは、上述した通り、60Hzに対応した所定補正値は50Hzに対応した補正値よりも大きいため、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itが、50Hzに対応した補正値で補正されるよりも多めに補正されることを意味する。即ち、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、補正後の入力電流Ir,Is,Itが各相に実際に流れている入力電流Ir,Is,Itよりも小さくなるのを防いでいる。これにより、仮に50Hzに対応する補正値では足りないために、各相に実際に流れている入力電流Ir,Is,Itが補正後の入力電流Ir,Is,Itよりも大きくなってしまうのを抑制できる。なお、上記所定補正値は、50Hzの場合に対応した補正値に比して、例えば約1~2A程度大きいことが挙げられる。この場合、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzであれば、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itが、約1~2A程度多めに見積もられることとなる。一方で、交流電圧Vacの実際の周波数が60Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itについては、適切な補正が行われることとなる。これは、補正後の各相の各相の入力電流Ir,Is,Itが、実際に各相に流れている入力電流Ir,Is,Itとほぼ等しくなることを意味する。まとめると、電源演算部39aは、空気調和装置10が通常運転をしている場合及び電源不平衡が生じている場合のいずれにおいても、直流電圧Vdcのリップル成分をパラメータとする電流換算式によって各相の入力電流Ir,Is,Itを求める。電源不平衡時には、小型化されたリアクタ34のインダクタンス値が低くなるため、電源演算部39aは、電流演算式によって求めた各相の入力電流Ir,Is,Itを電流補正値によって補正する。この時、直流電圧Vdcのリップル成分は、交流電圧Vacの周波数によっては大きくなり、ブレーカが落ちてしまう恐れがあることから、補正に用いられる電流補正値は、交流電圧Vacの周波数が50Hz,60Hzのいずれの場合でも、補正量の多い60Hzに応じた所定補正値で統一される。2-6-2モータ制御部モータ制御部39bは、電流演算部39aによって補正された後の各相の入力電流Ir,Is,Itを所定値と比較する。各相の入力電流Ir,Is,Itの少なくとも1つが所定値以上であれば、モータ制御部39bは、インバータ37の出力を抑制する垂下制御を行う。例えば、所定値が24Aであり、通常運転時における各相の入力電流Ir,Is,Itそれぞれが19Aであったとする。この状態では、各相の入力電流Ir,Is,Itは互いに等しく、3相間においてバランスが取れている状態にある。しかし、この状態から電源不平衡が生じ、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itが順に25A,19A,13Aに至り、3相間において入力電流Ir,Is,Itが不均衡になったとする。モータ制御部39bは、R相の電流Irが所定値である24Aを越えているため、この状態のままではR相の入力電流Irは増加し続けて、やがてブレーカの落ちる限界値30Aを越えてしまう恐れがあることから、圧縮機12の容量を強制的に減少させるように圧縮機モータM12の回転数を下げる制御を行う。これにより、ゲート駆動回路38からは、各インバータ37から出力される各駆動電圧SU,SV,SWのデューティを小さくするためのゲート制御電圧Gu,Gx,Gv,Gy,Gw,Gzがインバータ37に出力され、圧縮機モータM12の回転数が下がる。従って、モータ駆動装置30の負荷である圧縮機モータM12に流れるモータ電流は小さくなり、やがてR相の入力電流Irの増加も抑えられ、ブレーカが落ちることを防ぐことができる。即ち、本実施形態では、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、モータ制御部39bは、60Hzの場合に対応した所定補正値によって多めに補正がなされた各相の入力電流Ir,Is,Itを用いて、垂下動作を開始させるか否かを決定する。従って、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzの場合には、50Hzに対応する電流補正値によって補正がなされた各相の入力電流Ir,Is,Itがモータ制御に利用される場合に比して、早めに垂下制御が行われることとなる。交流電圧Vacの実際の周波数が60Hzの場合には、モータ制御部39bは、当該周波数即ち、60Hzに対応する所定補正値によって補正がなされた各相の入力電流Ir,Is,Itを用いて、垂下動作を開始させるか否かを決定する。従って、モータ制御部39bは、60Hzの場合には、50Hzの場合とは異なり、早めに垂下動作が行われることはないが、各相に実際に流れる入力電流Ir,Is,Itに相当する電流値に基づいて垂下制御が適切に行われることとなる。なお、上述した所定値は、電源不平衡時の電流範囲内の値であると共に、ブレーカの落ちる限界値よりも低い条件を満たす値に決定される。所定値は、この条件に加え、使用するリアクタ34の電源不平衡時におけるインダクタンス値の変化の度合いに基づいて決定されると良い。また、モータ制御部39bは、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itのみならず、直流電圧Vdcのリップル成分そのものを所定成分値と比較する。モータ制御部39bは、リップル成分が所定成分値以上の場合にも、インバータ37の出力を抑制する垂下制御を行う。ここで、所定成分値は、平滑コンデンサ35の耐圧に基づいて決定されることができる。これにより、直流電圧Vdcのリップル成分そのものが大きくなることによって、平滑コンデンサ35が破損されるのを防ぐことができる。3モータ駆動装置の動作図7は、本実施形態に係るモータ駆動装置30の全体的な流れを示すフロー図である。ステップS1~S2:圧縮機モータM12の起動指令が室外ユニット11の室外制御部図示せずからなされた場合にはS1のYes、モータ駆動装置30は、圧縮機モータM12を起動させるS2。ステップS3:モータ駆動装置30における電圧検出部36は、コンバータ32から出力された直流電圧Vdcのリップル成分の検出を開始する。ステップS4:モータ制御部39bは、ステップS3で検出されたリップル成分を所定成分値と比較する。モータ制御部39bは、リップル成分が所定成分値以上の場合にはS4のYes、垂下制御を開始するS8。モータ制御部39bは、リップル成分が所定成分値以下の場合にはS4のNo、垂下制御を行うか否かは、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itによって決定することとするS7。ステップS5:電流演算部39aは、現在の交流電圧Vacの周波数に関係なく、電流補正値を、複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち一番高い規定周波数60Hzに対応する補正値に設定する。ステップS6:電流演算部39aは、直流電圧Vdcのリップル成分に基づいて各相の入力電流Ir,Is,Itを求めると共に、求めた各相の入力電流Ir,Is,ItをステップS5における電流補正値にて補正する。ステップS7~S8:モータ制御部39bは、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itを所定値と比較するS7。補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itのうち、少なくとも1相の入力電流Ir,Is,Itが所定値以上の場合にはS7のYes、モータ制御部39bは、垂下制御を行うS8。しかし、少なくとも1相の入力電流Ir,Is,Itが所定値以上でない場合にはS7のNo、垂下制御は行われない。ステップS9:室外ユニット11の室外制御部から圧縮機モータM12の停止指令がなされるまでS9のNo、電圧検出部36は、直流電圧Vdcのリップル成分を検出するS10。この検出されたリップル成分を用いて、ステップS6以降の動作が繰り返される。圧縮機モータM12の停止指令がなされた場合はS9のYes、モータ駆動装置30は、一連の動作を終了する。4特徴4-1一般的に、交流電圧Vacの周波数が50Hzの場合の直流電圧Vdcのリップル成分は、周波数が60Hzの場合に比して大きくなる。そのため、電流換算式によって求められた入力電流Ir,Is,Itを補正する場合、電流補正値は、交流電圧Vacの周波数が50Hzであれば小さく、当該周波数が60Hzであれば大きく決定されることが考えられる。すると、交流電圧Vacの周波数が50Hzである場合においては、電流補正量が小さいために、補正後の入力電流Ir,Is,Itが実際の入力電流Ir,Is,Itとはかけ離れて小さい値となっており、よって垂下制御が間に合わずにブレーカが落ちてしまう、といった現象が万が一にも生じてしまう恐れがある。しかし、本実施形態では、交流電圧Vacの実際の周波数が50Hzまたは60Hzのいずれの場合においても、高い方の周波数である60Hzに対応した所定補正値を常に電流補正値として用いて、電流換算式によって求められた入力電流Ir,Is,Itが補正される。そして、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itの少なくとも1つが所定値以上の場合には、インバータ37の圧縮機モータM12への出力を抑制する垂下制御が行われる。即ち、交流電圧Vacの周波数が50Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itが多めに補正されるため、垂下制御が早めに行われることとなる。一方、周波数が60Hzの場合には、電流換算式で求められた各相の入力電流Ir,Is,Itは、当該周波数に対応した電流補正値によって補正が行われることとなる。従って、実際の入力電流に近い電流によって適切に垂下制御が行われる。また、本実施形態では、交流電圧Vacの周波数が50Hz,60Hzのいずれであるかを判別する必要がないため、周波数を判別する構成が不要である。4-2本実施形態では、更に、直流電圧Vdcのリップル成分が所定成分値以上の場合に垂下制御が行われる。従って、入力電流Ir,Is,Itが大きいためにブレーカが落ちることを防ぐと共に、平滑コンデンサ35の破損を防止することもできる。4-3リアクタ34が小容量であると、インダクタンス特性が低下してしまう。しかし、本実施形態では、このようなリアクタ34を使用したとしても、入力電流Ir,Is,Itに対し適切な補正が行われるため、ブレーカが落ちるのを確実に防ぐことができる。4-4本実施形態では、垂下制御時、圧縮機モータM12の回転数を下げる制御が行われることで、圧縮機12の容量が低下する。従って、圧縮機モータM12に流れるモータ電流の量を抑えることができ、ひいては入力電流Ir,Is,Itの量を低下させることができる。5変形例5-1変形例A上記実施形態では、電流補正値が、交流電圧Vacの実際の周波数に関係なく、複数の規定周波数50Hz,60Hzのうち一番高い規定周波数60Hzに対応する所定補正値に設定される場合について説明した。しかし、本発明では、電流補正値として常に60Hzの場合の所定補正値が用いられるのではなく、交流電圧Vacの実際の周波数に応じて電流補正値が選択されてもよい。この場合のモータ駆動装置30’の構成を、図8に示す。図8に係るモータ駆動装置30’は、上述した図1のモータ駆動装置30の構成に加え、交流電圧Vacの周波数を判別する判別部40を更に備えている。なお、図8では、図1のモータ駆動装置30と同様の構成については、同じ名称及び符号を付しており、各構成の詳細な説明については省略する。判別部40は、例えばCPU及びメモリを含むマイクロコンピュータで構成されており、入力端子は電圧検出部36の出力に接続され、出力端子はMPU39の入力に接続されている。判別部40は、電圧検出部36によって検出された直流電圧Vdcのリップル成分から、当該成分の周期を算出することで、交流電圧Vacの周波数が50Hzか60Hzかを判断することができる。そして、この場合における電流演算部39aは、複数の規定周波数50Hz,60Hzそれぞれに対応した電流補正値を記憶している。電流演算部39aは、この複数の電流補正値の中から、実際の交流電圧Vacの周波数に応じた補正値を選択し、選択した電流補正値に基づいて入力電流Ir,Is,Itを補正する。例えば、交流電圧Vacの周波数が50Hzの場合には50Hz用の電流補正値、周波数が60Hzの場合には60Hz用の電流補正値によって、各相の入力電流Ir,Is,Itは補正される。これにより、交流電圧Vacの実際の周波数がどのような値であっても、実際の周波数に応じた適切な電流補正値によって各相の入力電流Ir,Is,Itは補正され、補正後の入力電流Ir,Is,Itによって垂下制御が行われる。図9は、モータ駆動装置30’の全体的な流れを示すフロー図である。図9のステップS25の動作は、図7のステップS5の動作と異なっているが、図9の他のステップS21~S24,S26~S30は、図7の他のステップS1~S4,S6~S10それぞれと同様である。図9のステップS25では、判別部40による周波数の判別が行われると共に、電流演算部39aが判別された周波数に応じて電流補正値を選択する動作を表している。上述したモータ駆動装置30’によると、空気調和装置10が設置された環境における交流電圧Vacの実際の周波数を考慮して、各相に実際に流れている入力電流Ir,Is,Itに近い電流が求められ、この電流に基づいてブレーカが落ちるのを抑制することができる。また、モータ駆動装置30’は、判別部40を有するため、交流電圧Vacの実際の周波数を確実に把握することができ、適切な電流補正値が選択されることとなる。なお、本変形例Aでは、直流電圧Vdcのリップル成分の周期に基づいて交流電圧Vacの実際の周波数が判別されると説明した。しかし、交流電圧Vacの実際の周波数の判別方法は、これに限定されず、交流電圧Vacの実際の周波数が判断可能な構成であれば、どのような構成であってもよい。5-2変形例B上記実施形態では、リアクタ34のコアサイズCs、ギャップGa及び積厚Thが調整されることでリアクタ34が小型化された場合について説明した。リアクタ34は、更に巻数も調整されることで、リアクタ34の小型化を図りつつインダクタンス値の性能を確保してもよい。5-3変形例C上記実施形態では、補正後の各相の入力電流Ir,Is,Itのうち少なくとも1つが所定値以上の場合に、垂下制御が行われると説明した。しかし、仮に、商用電源51が供給する電力自体が上昇することにより、各相の入力電流Ir,Is,It全てが一斉に19Aから25Aに変化した場合等には、電源不平衡が生じない。そのため、あくまでも各相の入力電流Ir,Is,Itが不均衡となった状態で、各相の入力電流Ir,Is,Itのうち少なくとも1つが所定値以上の場合に、垂下制御が行われると好ましい。5-4変形例D上記実施形態では、直流電圧Vdcのリップル成分に基づいて各相の入力電流Ir,Is,Itのバランス状態が推測されると説明した。しかし、電源不平衡が生じているか否かは、電流ではなく、商用電源51からコンバータ32に供給される各相具体的には、R相、S相、T相の入力電圧の値によっても推測することができる。5-5変形例E上記実施形態では、モータ駆動装置30の駆動対象が圧縮機モータM12である場合について説明した。しかし、モータ駆動装置30の駆動対象は、圧縮機モータM12以外のモータであってもよい。圧縮機モータM12以外のモータとしては、例えば室外ファンモータが挙げられる。5-6変形例F上記実施形態では、予め定められた複数の規定周波数が50Hz,60Hzの場合を例に取り説明した。しかし、規定周波数は、これらに限定されない。5-7変形例G上記実施形態では、商用電源51が3相である場合について説明した。しかし、本発明に係る商用電源51は、単相ではなく多相型の交流電源であればよい。何故ならば、多相型の交流電源であれば、各相を流れる入力電流が不均衡となる、いわゆる電圧不平衡が生じる可能性があるからである。従って、本発明に係る商用電源51は、3相に限定されず、2相等であってもよい。"