外部から一対の直流電源線を通じて電源電圧の供給を受ける負荷を、それら直流電源線間に生じる過電圧から保護する過電圧保護回路であって、前記一対の直流電源線のうち高電位側の直流電源線に一方の主端子が接続されたNPN形またはNチャネル型の主トランジスタと、前記高電位側の直流電源線を通じて直流電圧を入力し、前記直流電圧の定常値よりも高く設定されたクランプ値で、前記直流電圧をクランプした定電圧を出力する定電圧回路と、前記主トランジスタの他方の主端子の電圧を入力し、その入力した電圧を昇圧した昇圧電圧を出力する昇圧回路と、前記定電圧および前記昇圧電圧のうち、高いほうの電圧を前記主トランジスタの制御端子に与える電圧選択回路と、を備え、前記主トランジスタの他方の主端子および前記一対の直流電源線のうち低電位側の直流電源線を通じて前記負荷に対して電源電圧が供給され、前記昇圧回路は、前記一対の直流電源線間の直流電圧が前記クランプ値以上であるときに前記昇圧動作を停止することを特徴とする過電圧保護回路。前記昇圧回路は、前記一対の直流電源線間の直流電圧が、前記定常値よりも低く設定された下限値以上であるときに前記昇圧動作を停止することを特徴とする請求項1に記載の過電圧保護回路。前記定電圧回路は、前記高電位側の直流電源線と前記定電圧の出力端子との間に接続された抵抗と、前記定電圧の出力端子と前記低電位側の直流電源線との間に前記低電位側の直流電源線側をアノードとして接続されるとともに、前記クランプ値に応じたツェナー電圧を有するツェナーダイオードと、を備えていることを特徴とする請求項1または2に記載の過電圧保護回路。前記定電圧回路は、出力する定電圧をクローズドループ制御するシリーズレギュレータであることを特徴とする請求項1または2に記載の過電圧保護回路。前記昇圧回路は、スイッチング素子およびコンデンサを備えたチャージポンプ回路を備えていることを特徴とする請求項1~4のいずれか一つに記載の過電圧保護回路。前記昇圧回路は、出力する昇圧電圧をオープンループ制御する昇圧型のスイッチング電源回路であることを特徴とする請求項1~4のいずれか一つに記載の過電圧保護回路。前記電圧選択回路は、前記定電圧回路の出力端子と前記昇圧回路の出力端子との間に、前記定電圧回路の出力端子側をアノードとして接続されたダイオードを備えていることを特徴とする請求項1~6のいずれか一つに記載の過電圧保護回路。例えば、直流電源102としてバッテリが用いられる場合など、直流電圧VBの供給先である電子回路101としては、より低い電圧まで動作することが求められる。しかし、上記構成では、直流電圧VBが低下すると、その低下した直流電圧VBからさらに抵抗R101の端子間電圧Vrおよび順方向電圧Vfだけ低い電源電圧Vdが負荷回路106に供給されることになる。そのため、直流電圧VBが低下した場合、その低下の早い段階において負荷回路106の最低動作電圧が確保されなくなる。つまり、最低限動作が補償される直流電圧VBの値が高くなってしまう。また、電子回路101においては、上記した過電圧だけでなく、他の異常が発生することも考えられる。例えば、負荷回路106が短絡故障した場合などには、負荷回路106に過大な電流が流れる異常が発生する過電流状態。上記構成の電子回路101は、このような過電流状態への対策を行う場合、過電圧保護回路105とは別に過電流を制限する機能を有する過電流制限回路を設ける必要がある。本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、外部から供給される直流電圧が低下した場合における電源電圧の低下を抑制するとともに、負荷に対する過電流制限機能をも実現することができる過電圧保護回路を提供することにある。請求項1に記載の手段によれば、NPN形またはNチャネル型の主トランジスタ、定電圧回路、昇圧回路および電圧選択回路を備えている。主トランジスタは、高電位側の直流電源線に一方の主端子コレクタまたはドレインが接続されている。定電圧回路は、高電位側の直流電源線を通じて直流電圧を入力し、その直流電圧の定常値よりも高く設定されたクランプ値で、直流電圧をクランプした定電圧を出力する。昇圧回路は、主トランジスタの他方の主端子エミッタまたはソースの電圧を入力し、その入力した電圧を昇圧した昇圧電圧を出力する。また、昇圧回路は、一対の直流電源線間の直流電圧がクランプ値以上であるときには昇圧動作を停止する。電圧選択回路は、定電圧および昇圧電圧のうち、高いほうの電圧を主トランジスタの制御端子ベースまたはゲートに与える。そして、主トランジスタの他方の主端子および低電位側の直流電源線を通じて負荷に対して電源電圧が供給される。このような構成において、直流電圧が定常値から上昇してクランプ値に達すると、次のように過電圧保護動作が行われる。すなわち、直流電圧がクランプ値に達することにより、定電圧回路から出力される定電圧はクランプ値に等しくなる。また、直流電圧がクランプ値に達しているため、昇圧回路は昇圧動作を停止している。そのため、主トランジスタの制御端子には、電圧選択回路を通じてクランプ値に相当する定電圧が与えられる。主トランジスタの他方の主端子の電圧は、その制御端子の電圧に応じて定まる。従って、直流電圧が異常に上昇した場合でも、負荷に与えられる電源電圧は、クランプ値またはクランプ値に応じた電圧を超えて上昇することがない。本手段によれば、このようにして、直流電源線間に生じる過電圧から負荷を保護する過電圧保護動作が行われる。また、直流電圧が低下すると、定電圧回路から出力される定電圧も同様に低下する。そして、定電圧が昇圧電圧を下回ると、主トランジスタの制御端子には、電圧選択回路を通じて昇圧電圧が与えられる。そのため、直流電圧が低下した場合、主トランジスタの他方の端子の電圧電源電圧を昇圧した昇圧電圧が負荷に供給される。従って、直流電圧が低下した場合でも、負荷は、直流電圧の低下の影響を大きく受けることない、比較的高い電源電圧の供給を受けて動作することができる。すなわち、本手段によれば、外部から供給される直流電圧が低下した場合であっても、負荷に供給される電源電圧の低下が抑制される。そのため、昇圧動作を行わない従来技術の構成に比べ、負荷の動作を最低限補償する直流電圧の値を高く設定することができる。さらに、本手段によれば、昇圧回路により昇圧動作が行われている期間、負荷に過大な電流が流れる異常過電流状態が生じると、次のようにしてその異常が解消される。すなわち、負荷に流れる電流負荷電流が上昇すると、主トランジスタの主端子に流れる電流も同様に増加する。これにより、主トランジスタの主端子間の電圧コレクタエミッタ間電圧またはドレインソース間電圧が大きくなり、負荷に供給される電源電圧が低下する。昇圧回路は、入力される電源電圧が低下することにより、出力する昇圧電圧も低下する。このように、主トランジスタの制御端子に与えられる昇圧電圧が低下することにより、主トランジスタはオン状態からオフ状態へと移行する。そして、その移行に伴い、主トランジスタの主端子に流れる電流、つまり負荷電流が減少する。これにより、負荷に過電流が流れる状態過電流状態が解消される。従って、本手段によれば、過電流を制限する過電流制限回路を別途設けることなく、負荷に対する過電流制限機能をも実現することができる。請求項2に記載の手段によれば、昇圧回路は、一対の直流電源線間の直流電圧が下限値以上であるときに昇圧動作を停止する。下限値は、直流電圧の定常値よりも低く設定される。昇圧回路による昇圧動作は、負荷に供給する電源電圧の低下が問題となる程度に直流電圧が低下した際に行われればよい。逆に言えば、直流電圧の電圧値が負荷に供給する電源電圧の低下が問題とならない程度であれば、昇圧動作を行う必要はない。本手段では、このようなときに昇圧動作を停止する分だけ、昇圧回路における電力消費を低減することができる。請求項3に記載の手段によれば、定電圧回路は、抵抗およびツェナーダイオードにより構成される。抵抗は、高電位側の直流電源線と定電圧の出力端子との間に接続される。ツェナーダイオードは、定電圧の出力端子と低電位側の直流電源線との間に、低電位側の直流電源線側をアノードとして接続される。また、ツェナーダイオードは、クランプ値に応じたツェナー電圧を有する。従って、定電圧回路におけるクランプ値は、ツェナー電圧に等しくなる。このように抵抗およびツェナーダイオードにより定電圧回路を構成することにより、その回路構成が簡素化される。請求項4に記載の手段によれば、定電圧回路は、出力する定電圧をクローズドループ制御するシリーズレギュレータにより構成される。このような構成によれば、出力する定電圧の精度が高くなるため、過電圧保護動作におけるクランプ値を所望の値に精度よく設定することができる。請求項5に記載の手段によれば、昇圧回路は、スイッチング素子およびコンデンサを備えたチャージポンプ回路により構成される。チャージポンプ回路は、出力電流が増加すると、その出力電圧昇圧電圧は低下する。本手段によれば、NPN形の主トランジスタを用いる際には次のような理由から過電流を素早く制限することが可能となる。すなわち、NPN形トランジスタの場合、主トランジスタの他方の主端子であるエミッタの電流が増加することにより、制御端子であるベースの電流も増加する。そのベース電流は、昇圧回路から出力される。従って、ベース電流が増加することにより、昇圧電圧が低下する。このように、前述した主トランジスタの主端子に流れる電流が増加することに起因した昇圧電圧の低下に加えて、ベース電流の増加に起因した昇圧電圧の低下が起こることにより、負荷電流を素早く低下させることできる。請求項6に記載の手段によれば、昇圧回路は、出力する昇圧電圧をオープンループ制御する昇圧型のスイッチング電源回路により構成される。このような構成によれば、昇圧回路において、出力電流が増加すると、その出力電圧昇圧電圧は低下する。このような昇圧回路を用いることにより、請求項5に記載の手段と同様の作用および効果を得ることができる。請求項7に記載の手段によれば、電圧選択回路は、定電圧回路の出力端子と昇圧回路の出力端子との間に、定電圧回路の出力端子側をアノードとして接続されたダイオードを備えている。このような構成によれば、定電圧が昇圧電圧よりも高い場合にはダイオードがオンし、上記定電圧に相当する電圧定電圧からダイオードの順方向電圧を減算した電圧が出力される。また、定電圧が昇圧電圧よりも低い場合にはダイオードがオフし、昇圧電圧が出力される。このように1つのダイオードにより電圧選択回路を構成することにより、その回路構成が簡素化される。第1の実施形態以下、本発明の第1の実施形態について図1~図3を参照しながら説明する。図1は、電子回路の構成について、一部を機能ブロックとして概略的に示している。図1に示す電子回路1は、半導体集積回路ICとして構成されている。電子回路1には、例えばバッテリなどの直流電源2から一対の直流電源線3、4を介して直流電圧VBが供給される。直流電圧VBの定常時の電圧値は、例えば12V程度である。電子回路1は、過電圧保護回路5および負荷回路6負荷に相当を備えている。過電圧保護回路5は、負荷回路6に対して過大な電圧が印加されることを防止する過電圧保護機能と、負荷回路6に過大な電流が流れることを防止する過電流制限機能とを有する詳細は後述する。過電圧保護回路5は、主トランジスタT1、コンデンサC1、定電圧回路7、昇圧回路8および電圧選択回路9を備えている。主トランジスタT1は、NPN形のバイポーラトランジスタであり、そのコレクタ一方の主端子に相当は直流電源線3に接続されている。定電圧回路7は、直流電源線3、4のうち、高電位側の直流電源線3を通じて直流電圧VBを入力し、直流電圧VBをクランプ値VCPでクランプした定電圧Vaを出力する。本実施形態では、クランプ値VCPは、直流電圧VBの通常の変動範囲10V~16V内の最大値よりも高い値である20V程度に設定されている。クランプ値VCPは、過電圧を判定するための判定値に相当する。昇圧回路8は、主トランジスタT1のエミッタ他方の主端子に相当の電圧電源電圧Vdを入力し、その入力したエミッタ電圧を昇圧した昇圧電圧Vbを出力する昇圧動作を行う。昇圧回路8は、電源電圧Vdの電圧値に基づいて、上記昇圧動作を実行または停止する詳細は後述する。電圧選択回路9は、定電圧Vaおよび昇圧電圧Vbのうち、電圧値が高いほうの電圧を選択電圧Vcとして主トランジスタT1のベース制御端子に相当に与える。負荷回路6には、主トランジスタT1のエミッタおよび低電位側の直流電源線4グランド線を通じて電源電圧Vdが供給される。なお、コンデンサC1は、電源電圧Vdに対するノイズの影響を除去するためのものである。続いて、上記構成の電子回路の具体的な構成について図2を参照して説明する。図2に示すように、定電圧回路7は、抵抗R1およびツェナーダイオードD1を備えている。抵抗R1およびツェナーダイオードD1は、直流電源線3、4間に互いに直列接続されている。ツェナーダイオードD1は、直流電源線4側をアノードとして接続されており、直流電源線3、4間の直流電圧VBがツェナー電圧Vzに達するとオンする。ツェナーダイオードD1としては、上述したクランプ値VCPに相当するツェナー電圧Vzを持つものが用いられる。このような構成において、抵抗R1およびツェナーダイオードD1の相互接続点であるノードNaツェナーダイオードD1のカソードが、定電圧Vaの出力端子となる。昇圧回路8は、電圧監視回路11およびチャージポンプ回路12を備えている。電圧監視回路11は、電源電圧Vdを検出し、その検出値に基づいてチャージポンプ回路12の動作を制御する。具体的には、電圧監視回路11は、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLまで低下すると、チャージポンプ回路12に対してパルス信号Spを出力する。電圧監視回路11は、パルス信号Spを出力しているとき、電源電圧Vdが昇圧停止判定値VTHまで上昇すると、パルス信号Spの出力を停止する。チャージポンプ回路12は、ダイオードD2、D3スイッチング素子に相当、コンデンサC2、C3およびドライバ回路13を備えている。電源電圧Vdが供給されるノードNdには、ダイオードD2のアノードが接続されている。ダイオードD2のカソードは、ダイオードD3のアノードに接続されている。ダイオードD2、D3の相互接続点であるノードN1には、コンデンサC2の一方の端子が接続されている。コンデンサC2の他方の端子は、ドライバ回路13の出力端子に接続されている。ダイオードD3のカソードは、昇圧電圧Vbを出力するノードNbに接続されている。ダイオードD3のカソードと直流電源線4との間には、昇圧電圧Vbを平滑するためのコンデンサC3が接続されている。ドライバ回路13は、電圧監視回路11からパルス信号Spが与えられると、パルス信号Spのレベルに応じた電圧を出力する。具体的には、ドライバ回路13は、パルス信号SpがHレベルである場合、電源電圧Vdに等しい電圧を出力する。また、ドライバ回路13は、パルス信号SpがLレベルである場合、0V直流電源線4の電位の電圧を出力する。なお、ドライバ回路13は、パルス信号Spが与えられないときにも、0Vの電圧を出力する。このような構成により、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLまで低下すると、チャージポンプ回路12が昇圧動作を行い、電源電圧Vdを2倍程度に昇圧した昇圧電圧Vbが出力される。また、その昇圧動作が行われた状態において、電源電圧Vdが昇圧停止判定値VTHまで上昇すると、チャージポンプ回路12による昇圧動作が停止され、電源電圧Vdにほぼ等しい昇圧電圧Vbが出力される。なお、昇圧動作が停止された状態で出力される昇圧電圧Vbは、実際には、電源電圧Vdよりも2つのダイオードD2、D3の順方向電圧Vf分2Vfだけ低い電圧となる。電圧選択回路9は、ダイオードD4により構成される。ダイオードD4は、定電圧Vaの出力端子であるノードNaと、昇圧電圧Vbの出力端子であるノードNbとの間に、ノードNa側をアノードとして接続されている。このような構成により、定電圧Vaが昇圧電圧Vbよりも高い場合にはダイオードD4がオンし、主トランジスタT1のベースには、定電圧VaからダイオードD4の順方向電圧Vfだけ減算した選択電圧Vcが与えられる。また、定電圧Vaが昇圧電圧Vbよりも低い場合にはダイオードD4がオフし、主トランジスタT1のベースには、昇圧電圧Vbに等しい選択電圧Vcが与えられる。次に、本実施形態の作用および効果について図3も参照して説明する。過電圧保護回路5は、通常動作状態、過電圧保護動作状態および昇圧動作状態の各動作状態を遷移する。図3は、過電圧保護回路5において上記各動作が行われる際における各部の電圧波形を示している。図3では、直流電圧VB主トランジスタT1のコレクタ電圧を実線で示し、電源電圧Vd主トランジスタT1のエミッタ電圧を破線で示し、選択電圧Vc主トランジスタT1のベース電圧を一点鎖線で示している。<通常動作状態>例えば、図3における時刻t1以前の期間や時刻t4~t5の期間のように、直流電圧VBが正常な範囲の値であるとき、過電圧保護回路5において、次のような通常動作が行われる。すなわち、この期間では、直流電圧VBはクランプ値VCP未満になっている。そのため、定電圧回路7のツェナーダイオードD1はオフ状態である。このとき、定電圧回路7から出力される定電圧Vaは、下記3式により示される。ただし、抵抗R1の抵抗値をそのままR1で表し、主トランジスタT1のベース電流をIbで表している。Va=VB-R1Ib...3また、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLまで低下していないため、昇圧回路8は昇圧動作を停止している。そのため、主トランジスタT1のベースには、電圧選択回路9を通じて定電圧VaからダイオードD4の順方向電圧を減算した電圧が与えられる。従って、通常動作において、負荷回路6に与えられる電源電圧Vdは、下記4式により示される。ただし、ダイオードD4の順方向電圧および主トランジスタのベースエミッタ間順方向電圧をいずれもVfで表している。Vd=VB-R1Ib-2Vf...4上記4式に示すように、通常動作時、負荷回路6には、直流電圧VBよりも、抵抗R1の端子間電圧に2Vfを加えた電圧だけ低い電源電圧Vdが供給される。<昇圧動作状態>直流電圧VBの低下に伴い電源電圧Vdが低下し、昇圧開始判定値VTLに達すると図3における時刻t1、過電圧保護回路5において、次のような昇圧動作が開始される。すなわち、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLに達したことにより、昇圧回路8が昇圧動作を実行する。なお、このとき、直流電圧VBがクランプ値VCP未満であるため、定電圧回路7のツェナーダイオードD1はオフしている。昇圧動作が行われることにより、昇圧回路8から出力される昇圧電圧Vbは、電源電圧Vdを昇圧した電圧となる。そのため、主トランジスタT1のベースには、電圧選択回路9を通じて昇圧電圧Vbが与えられる。従って、昇圧動作において、負荷回路6に与えられる電源電圧Vdは、下記5式により示される。Vd=Vb-Vf...5上記5式に示すように、昇圧動作時、負荷回路6には、電源電圧Vdを昇圧した電圧より順方向電圧Vfだけ低い電源電圧Vdが供給される。従って、負荷回路6は、直流電圧VBの低下の影響を大きく受けることのない、比較的高い電源電圧Vdの供給を受けて動作することができる。すなわち、本実施形態によれば、外部から供給される直流電圧VBが低下した場合であっても、負荷回路6に供給される電源電圧Vdの低下を抑制することができる。そのため、昇圧動作を行わない従来技術の構成に比べ、電子回路1として最低限動作を補償する直流電圧VBの電圧値を高く設定することが可能となる。さて、昇圧動作が行われる期間、負荷回路6に過大な電流が流れる異常過電流状態が生じると、過電圧保護回路5において次のような動作が行われる図3の時刻t2~t3の期間。負荷回路6に流れる電流負荷電流が上昇すると、主トランジスタT1のエミッタ電流も同様に増加する。これにより、主トランジスタT1のコレクタエミッタ間電圧=VB-Vdが大きくなり、電源電圧Vdが低下する。昇圧回路8は、入力される電源電圧Vdが低下することにより、出力する昇圧電圧Vbも低下する。また、上記したように主トランジスタT1のエミッタ電流が増加することにより、ベース電流Ibも同様に増加する。つまり、昇圧回路8の出力電流が増加する。昇圧回路8は、チャージポンプ回路12を主体とした構成であるため、出力電流が増加すると、その出力電圧昇圧電圧Vbは低下する。このように、昇圧電圧Vbが低下することにより、主トランジスタT1のベースエミッタ間電圧が低下する。これに伴い、主トランジスタT1は、オン状態からオフ状態へと遷移していくので、そのエミッタ電流、つまり負荷電流が減少する。負荷電流が所定の過電流判定値を超えている間負荷電流>過電流判定値には、上記各動作が継続される。その結果、負荷電流が過電流判定値にクランプされる制限される。つまり、最終的には、負荷電流が過電流判定値に等しい状態に落ち着く電流クランプ安定状態。従って、昇圧動作時、負荷回路6に過電流が流れる事態が防止される過電流制限機能。さらに、昇圧回路8への入力を電源電圧Vdとしたことにより、エミッタ電流の増加に起因した昇圧電圧Vbの低下と、ベース電流の増加に起因する昇圧電圧Vbの低下との両方が起こるため、負荷電流が素早く低下する。つまり、本実施形態によれば、負荷回路6に対して過大な電流が流れると、その負荷電流を直ちに低下させる過電流制限機能を実現することができる。このように、本実施形態の電子回路1では、過電圧保護回路5の動作により過電流制限機能を実現している。従って、本実施形態によれば、過電流を制限する過電流制限回路を別途設ける場合に比べ、半導体集積回路における回路面積が削減されるとともに、その製造コストが低減されるという効果が得られる。上記した昇圧動作は、直流電圧VBの上昇に伴い電源電圧Vdが昇圧停止判定値VTHまで上昇すると停止される図3における時刻t4。すなわち、電源電圧Vdが昇圧停止判定値VTHまで上昇したことにより、昇圧回路8は昇圧動作を停止する。これにより、過電圧保護回路5において、前述した通常動作が再び行われ、負荷回路6には、上記4式に示した電源電圧Vdが与えられる。<過電圧保護動作状態>直流電圧VBが定常値から上昇してクランプ値VCPに達すると図3における時刻t5、過電圧保護回路5において、次のような過電圧保護動作が行われる。すなわち、直流電圧VBがクランプ値VCPツェナー電圧Vzに達したことにより、定電圧回路7のツェナーダイオードD1がオンする。これにより、定電圧回路7の出力電圧定電圧Vaは、ツェナー電圧Vzに等しくなる。また、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLまで低下していないため、昇圧回路8は昇圧動作を停止している。そのため、主トランジスタT1のベースには、電圧選択回路9を通じてツェナー電圧VzからダイオードD4の順方向電圧を減算した電圧が与えられる。従って、過電圧保護動作において、負荷回路6に与えられる電源電圧Vdは、下記6式により示される。Vd=Vz-2Vf...6上記6式に示すように、直流電圧VBが異常に上昇した場合過電圧状態になった場合でも、過電圧保護動作が行われることにより、電源電圧Vdは、ツェナー電圧Vzから2Vfを減算した電圧値を超えて上昇することはない。本実施形態では、このようにして負荷回路6に過電圧が印加される事態が防止される過電圧保護機能。また、このように過電圧保護動作が実行される際にも、負荷回路6は、上記電圧値に制限された電源電圧Vdの供給を受けて動作することができる。第2の実施形態以下、第1の実施形態に対し、定電圧回路の具体的な構成を変更した第2の実施形態について図4を参照しながら上記実施形態と異なる点を主体に説明する。図4は、第1の実施形態における図2相当図であり、本実施形態の電子回路の構成を示している。図4に示すように、本実施形態の電子回路21は、図2に示した定電圧回路7に代えて定電圧回路22を備えている。定電圧回路22は、出力する定電圧Vaをクローズドループ制御するシリーズレギュレータ形式の電源回路である。定電圧回路22は、トランジスタT21、抵抗R21、R22、定電圧源23およびオペアンプ24を備えている。トランジスタT21は、PNP形バイポーラトランジスタであり、直流電源線3および定電圧を出力するノードNaの間に接続されている。ノードNaおよび直流電源線4の間には、抵抗R21、R22が直列接続されている。抵抗R21、R22は、ノードNaの電圧定電圧Vaを、それらの相互接続点の電圧Vdetとして検出する。定電圧源23は、電源電圧Vdを入力し、定電圧Vaの目標値に応じた基準電圧Vrefを出力する。オペアンプ24は、定電圧Vaが目標値に一致するように、トランジスタT21の駆動をフィードバック制御する。上記構成によっても、第1の実施形態と同様の通常動作、昇圧動作電流制限機能を含むおよび過電圧保護動作が実行されるため、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。なお、本実施形態の定電圧回路22は、ツェナーダイオードD1を用いた第1の実施形態の定電圧回路7に対し、回路規模は大きくなるものの、出力する定電圧Vaの精度が高くなる。そのため、過電圧保護動作におけるクランプ値を所望の値に精度よく設定することができる。第3の実施形態以下、第1の実施形態に対し、昇圧回路の具体的な構成を変更した第3の実施形態について図5を参照しながら上記実施形態と異なる点を主体に説明する。図5は、第1の実施形態における図2相当図であり、本実施形態の電子回路の構成を示している。図5に示すように、本実施形態の電子回路31は、図2に示した昇圧回路8に代えて昇圧回路32を備えている。昇圧回路32は、出力する昇圧電圧Vbをオープンループ制御する昇圧型のスイッチング電源回路である。昇圧回路32は、電圧監視回路33、ドライバ回路34、インダクタL31、トランジスタT31、ダイオードD31およびコンデンサC31を備えている。電圧監視回路33は、電源電圧Vdを検出し、その検出値に基づいて昇圧動作を制御する。具体的には、電圧監視回路33は、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLまで低下すると、制御信号Sgを出力する。電圧監視回路33は、電源電圧Vdが昇圧停止判定値VTHまで上昇すると、制御信号Sgの出力を停止する。なお、制御信号Sgは、一定の周波数、且つ、一定のパルス幅を持つパルス信号である。電源電圧Vdが与えられるノードNdおよび昇圧電圧Vbを出力するノードNbの間には、インダクタL31およびダイオードD31が直列接続されている。トランジスタT31は、Nチャネル型MOSFETであり、インダクタL31およびダイオードD31の相互接続点ダイオードD31のアノードと直流電源線4との間に接続されている。ノードNbおよび直流電源線4の間には、コンデンサC31が接続されている。ドライバ回路34は、電圧監視回路33から制御信号Sgが与えられると、その制御信号Sgに従ってトランジスタT31のゲートを駆動する。これにより、電源電圧Vdを昇圧した昇圧電圧VbがノードNbから出力される。その昇圧電圧Vbの目標値はパルス信号Sgの周波数およびパルス幅により設定される。なお、昇圧回路32は、オープンループ制御のスイッチング電源回路であるため、出力電流が増加すると、その出力電圧昇圧電圧Vbは低下する。また、ドライバ回路34は、制御信号Sgが与えられないときには、トランジスタT31のゲートをLレベル0Vにし、常時オフ状態とする。上記構成によっても、第1の実施形態と同様の通常動作、昇圧動作過電流制限機能を含むおよび過電圧保護動作が実行されるため、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。第4の実施形態以下、第1の実施形態に対し、主トランジスタの構成を変更した第4の実施形態について図6を参照しながら上記実施形態と異なる点を主体に説明する。図6は、第1の実施形態における図1相当図であり、本実施形態の電子回路の構成を示している。図6に示すように、本実施形態の電子回路41は、図1に示した主トランジスタT1に代えて、Nチャネル型MOSFETである主トランジスタT41を備えている。本実施形態の構成によっても、第1の実施形態と同様の通常動作、昇圧動作および過電圧保護動作が実行されるため、第1の実施形態と同様の作用および効果が得られる。ただし、本実施形態の過電流制限機能については、第1の実施形態の過電流制限機能に対し、次のように若干異なる。すなわち、負荷電流が上昇すると、主トランジスタT41のドレイン電流も同様に増加する。これにより、主トランジスタT41のソースドレイン間電圧VB-Vdが大きくなり、電源電圧Vdが低下する。昇圧回路8は、入力される電源電圧Vdが低下することにより、出力する昇圧電圧Vbも低下する。負荷電流が所定の過電流判定値を超えている間負荷電流>過電流判定値には、上記動作が継続される。その結果、負荷電流が過電流判定値にクランプされる制限される。つまり、最終的には、負荷電流が過電流判定値に等しい状態に落ち着く電流クランプ安定状態。なお、本実施形態の構成では、第1の実施形態におけるエミッタ電流の増加に起因した昇圧電圧Vbの低下に相当するドレイン電流の増加に起因した昇圧電圧Vbの低下だけが起こることになる。そのため、負荷電流が過電流判定値まで低下するのに要する時間は若干長くなるものの、本実施形態の構成によっても、昇圧動作時、負荷回路6に過電流が流れる事態は防止される。その他の実施形態なお、本発明は上記し且つ図面に記載した各実施形態に限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。定電圧回路としては、上記各実施形態で示した構成に限らず、直流電源線3を通じて直流電圧VBを入力し、直流電圧VBの定常値よりも高く設定されたクランプ値で、直流電圧VBをクランプした定電圧Vaを出力する構成であれば適宜変更可能である。昇圧回路としては、上記各実施形態で示した構成に限らず、直流電圧Vdを入力し、その直流電圧Vdを昇圧した昇圧電圧Vbを出力する構成であれば適宜変更可能である。電圧選択回路としては、上記各実施形態で示した構成に限らず、定電圧Vaおよび昇圧電圧Vbのうち、高いほうの電圧を出力する構成であれば適宜変更可能である。昇圧回路8を構成するチャージポンプ回路12の段数は適宜変更してもよい。昇圧回路8、22は、電源電圧Vdが昇圧開始判定値VTLに達すると昇圧動作を開始し、その後、電源電圧Vdが昇圧停止判定値VTHに達すると昇圧動作を停止するようにしていた。つまり、昇圧動作の開始および停止を判定する判定値にヒステリシスを持たせていた。このような構成に代えて、昇圧回路8、22は、直流電圧VBの電圧値に基づいて昇圧動作を実行または停止してもよい。その場合、直流電圧VBが所定の下限値未満である場合には昇圧動作を実行し、上記下限値以上である場合には上記昇圧動作を停止すればよい。従って、昇圧動作の開始および停止を判定する判定値にヒステリシスを持たせなくてもよい。なお、上述した下限値は、直流電圧VBの通常の変動範囲内の最小値よりも若干低い値例えば8Vなどに設定すればよい。昇圧回路は、直流電圧VBがクランプ値以上であるときに昇圧動作を停止すればよい。従って、昇圧回路は、通常動作状態においても昇圧動作を行ってもよい。