"複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定する推定手段と、前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離する分離手段と、前記ストリーム分離行列の分母を算出する算出手段と、前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正する補正手段と、補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出するデマッピング手段と、前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比に比例する重み付け係数を決定する重み付け係数導出手段と、前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けする重み付け手段と、を具備するMIMO受信装置。前記分離手段は、前記部分行列を導出する部分行列導出手段と、前記部分行列を、前記空間多重された信号に乗算することにより、前記空間多重された信号を前記複数のストリームに分離する行列演算手段と、を具備する、請求項1に記載のMIMO受信装置。前記重み付け係数導出手段は、前記部分行列及び前記ストリーム分離行列の分母を用いて、前記重み付け係数を決定する、請求項1に記載のMIMO受信装置。前記重み付け係数導出手段は、前記部分行列のうち、第ppは、整数ストリームを得るための要素の電力和又は前記電力和の平行根、及び、前記ストリーム分離行列の分母を用いて、第qq≠pを満たす整数のストリームの尤度に対する前記重み付け係数を決定する、請求項3に記載のMIMO受信装置。前記重み付け係数をビットシフトして、前記重み付け係数の大きさを調整するビットシフト手段と、各ストリームを得るための前記部分行列の要素の電力和又は前記電力和の平方根を乗算して通分定数を出力する乗算手段と、前記通分定数の逆数に最も近い1/2kに対応するkkは、整数を決定し、前記kの大きさ、及び、前記kの符号を、前記ビットシフト手段におけるビットシフト量、及び、ビットシフト方向として出力する設定手段と、を有する重み付け係数補正手段、を更に具備し、前記重み付け手段は、前記ビットシフト手段により調整された前記重み付け係数を用いて、前記尤度を重み付けする、請求項4に記載のMIMO受信装置。前記受信アンテナの数が前記送信アンテナの数より多い場合に、前記部分行列導出手段は、前記チャネル行列と前記チャネル行列のエルミート共役行列との積に基づく正方行列を用いて、前記ストリーム分離行列の分子に相当する第1の部分行列、及び、前記チャネル行列のエルミート共役行列と前記正方行列の逆行列との積で表される擬似逆行列の分子に相当する第2の部分行列を導出し、前記分離手段は、前記第1の部分行列を用いて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離し、前記算出手段は、前記ストリーム分離行列の分母として、前記正方行列の行列式を算出し、前記重み付け導出手段は、前記第2の部分行列及び前記ストリーム分離行列の分母を用いて、前記複数のストリームの各々の重み付け係数を決定する、請求項1に記載のMIMO受信装置。複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を、複数の受信アンテナを用いて受信する受信方法であって、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定し、前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離し、前記ストリーム分離行列の分母を算出し、前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正し、補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出し、前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比に比例する重み付け係数を決定し、前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けする、受信方法。しかしながら、除算演算は、同じビット幅の乗算等に比べて、必要とされる演算リソースが大きい。結果として、回路規模の増大を招いたり、演算に要する時間が長くなったりする等、小型省電力化の妨げになるという課題がある。本発明の目的は、演算リソースが大きい除算演算を用いずに、空間多重された信号を復調することができるMIMO受信装置及び受信方法を提供することである。本発明のMIMO受信装置は、複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を受信する複数の受信アンテナと、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定する推定手段と、前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離する分離手段と、前記ストリーム分離行列の分母を算出する算出手段と、前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正する補正手段と、補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出するデマッピング手段と、前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比に比例する重み付け係数を決定する重み付け係数導出手段と、前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けする重み付け手段と、を具備する構成を採る。本発明の受信方法は、複数の送信アンテナから送信され、空間多重された信号を、複数の受信アンテナを用いて受信する受信方法であって、前記複数の送信アンテナと前記複数の受信アンテナ間のチャネル行列を推定し、前記チャネル行列及び干渉キャンセラ方式によって定まり、前記空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列の分子に相当する部分行列に基づいて、前記空間多重された信号を複数のストリームに分離し、前記ストリーム分離行列の分母を算出し、前記空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、前記ストリーム分離行列の分母を用いて補正し、補正後の前記閾値を用いて閾値判定により前記複数のストリームの尤度を算出し、前記複数のストリームの各々の信号対雑音電力比に比例する重み付け係数を決定し、前記重み付け係数を用いて前記尤度を重み付けする。本発明によれば、演算リソースが大きい除算演算を用いずに、空間多重された信号を復調することができる。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。実施の形態1本実施の形態では、除算演算に代えて、除算演算に比べて回路規模の小さい乗算演算を用いる。そのため、回路の小型化、さらに低消費電力化を図ることができる。図3は、本発明の実施の形態に係るMIMO受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態では、図示しない送信側において、OFDMOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing方式によって変調された信号が、複数N本の送信アンテナから送信される。本実施の形態に係るMIMO受信装置100は、図示しない送信側から送信された空間多重された無線信号同期した複数N本のストリームを復調することを想定している。また、以下の説明では、送信アンテナ及び受信アンテナ数Nが3の場合を例に説明する。以下、MIMO受信装置100は、無線LANLocalAreaNetworkの規格であるIEEE802.11n等で用いられる構成のフレームを、受信する場合を例として説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。図3に示すMIMO受信装置100は、受信アンテナ101-1~101-3、無線受信部102-1~102-3、高速離散フーリエ変換FFT:FastFourierTransform部103-1~103-3、チャネル推定部104、ストリーム分離部105、分母部分算出部108、デマッピング部109-1~109-3、重み付け係数算出部110、重み付け演算部111-1~111-3、デインターリーバー112、ビタビ復号器113、変調方式及び符号化率MCS:ModulationCodingScheme判定部114、及び、閾値補正部115を有する。無線受信部102-1~102-3は、無線信号を受信アンテナ101-1~101-3を介してそれぞれ受信し、無線信号に対してダウンコンバート、A/DAnalogtoDigital変換等の無線受信処理を施す。そして、無線受信部102-1~102-3は、無線受信処理後の受信信号をFFT部103-1~103-3に出力する。FFT部103-1~103-3は、受信信号にFFT処理を施して、無線受信処理後の受信信号を時間領域から周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号をチャネル推定部104及びストリーム分離部105に出力する。チャネル推定部104は、周波数領域の信号を用いて、送信側の第i番目の送信アンテナi=1、2、3と、受信側の第j番目の受信アンテナ101-jj=1、2、3との間のチャネル行列Hを推定する。チャネル推定部104は、推定したチャネル行列Hをストリーム分離部105及び分母部分算出部108に出力する。ストリーム分離部105は、行列演算部106及び分子部分算出部107を有する。分子部分算出部107は、チャネル推定部104により推定されたチャネル行列H、及び、キャンセラ方式によって定まるストリーム分離行列Sの分子に相当する係数を要素に有する行列以下分子部分行列というを算出する。ここで、キャンセラ方式とは、空間多重された信号を複数のストリームに分離するための方式である。線形キャンセラとしては、ZF基準またはMMSE基準等がある。例えば、ストリームを分離するキャンセラ方式にZF基準を用いる場合、ストリーム分離行列Sは、チャネル行列Hの逆行列Gとなる。したがって、キャンセラ方式にZF基準を用いる場合、分子部分算出部107は、チャネル行列Hの逆行列Gの分子に相当する係数を要素に有する行列を算出する。分子部分行列の詳細については、後述する。分子部分算出部107は、算出した分子部分行列を行列演算部106及び重み付け係数算出部110に出力する。行列演算部106は、FFT部103-1~103-3から出力される周波数領域の信号に対して、分子部分行列を乗じて、空間多重された信号を各ストリームに分離MIMO分離ともいうする。そして、行列演算部106は、分離後のストリームをデマッピング部109-1~109-3に出力する。分母部分算出部108は、チャネル行列H及びキャンセラ方式によって定まるストリーム分離行列Sの分母に相当する係数以下分母係数というを、算出する。例えば、キャンセラ方式にZF基準を用いる場合、ストリーム分離行列Sは、チャネル行列Hの逆行列Gとなる。したがって、この場合、分母部分算出部108は、分母係数として、チャネル行列Hの行列式Determinant|H|を算出する。分母部分算出部108は、算出した分母係数を重み付け係数算出部110及び閾値補正部115に出力する。デマッピング部109-1~109-3は、後述の閾値補正部115から出力される補正後の閾値に応じて、ストリーム毎に軟判定誤り訂正復号用の尤度を算出し、算出した尤度を重み付け演算部111-1~111-3に出力する。重み付け係数算出部110は、ストリーム分離行列Sの分子部分行列及び分母係数を用いて、各ストリームの尤度に対する重み付け係数を決定し、決定した重み付け係数を重み付け演算部111-1~111-3に出力する。重み付け係数算出部110の内部構成及び重み付け係数の算出方法については、後述する。重み付け演算部111-1~111-3は、それぞれのストリームの尤度に対して、重み付け係数算出部110により出力された重み付け係数を用いて重み付け演算を行う。重み付け演算部111-1~111-3は、重み付け演算後の尤度をデインターリーバー112に出力する。デインターリーバー112は、後述のMCS判定部114から通知される変調方式及び符号化率の情報に応じて、デインターリービングパターンを切り替えて、送信側で実施されたインターリービングの逆操作デインターリービングを行う。デインターリーバー112は、デインターリービング後の尤度をビタビ復号器113に出力する。ビタビ復号器113は、デインターリービング後の尤度に対し、軟判定誤り訂正復号を行って復号語を取得し、取得した復号語をMCS判定部114及び図示せぬMAC部に出力する。MCS判定部114は、ビタビ復号器113から出力される復号語から送信側で定められた変調方式及び符号化率の情報を抽出し、抽出した情報を閾値設定部116に入力する。また、MCS判定部114は、抽出した情報をデインターリーバー112に入力する。閾値補正部115は、閾値設定部116及び補正部117を有する。閾値設定部116は、変調方式によって定まる閾値を設定し、設定した閾値を補正部117に出力する。補正部117は、閾値設定部116から出力される閾値に対して、分母部分算出部108により得られた分母係数を乗じて、閾値を補正する。補正部117は、補正後の閾値をデマッピング部109-1~109-3に出力する。以上のように構成されたMIMO受信装置100の動作について説明する。なお、以下では、キャンセラ方式としてZF基準を用いる場合を例に説明する。受信アンテナ101-1~101-3を介して受信された無線信号は、無線受信部102-1~102-3において、ダウンコンバート、A/DAnalogtoDigital変換等の無線受信処理が施される。そして、無線受信処理後の受信信号は、FFT部103-1~103-3において、FFT処理が施されて、時間領域から周波数領域の信号に変換される。チャネル推定部104では、周波数領域の信号を用いて、送信側の第i番目の送信アンテナi=1、2、3から、受信側の第j番目の受信アンテナ101-jj=1、2、3までのチャネル行列Hが推定される。キャンセラ方式にZF基準を用いる場合、空間多重された信号を複数のストリームに分離するためのストリーム分離行列Sは、チャネル行列Hの逆行列Gとなる。そのため、分子部分算出部107では、式2で表される逆行列Gの分子に相当する係数を要素に有する行列分子部分行列A式4参照が算出される。式2と式4とを比較すると分かるように、分子部分行列Aは、逆行列Gに行列式|H|が分母係数として乗算された行列である。そして、行列演算部106において、周波数領域の信号に分子部分行列Aが乗算されることにより、周波数領域の信号が各ストリームに分離される。従来、キャンセラ方式がZF基準の場合、周波数領域の信号には、式2で表される逆行列Gが、ストリーム分離行列Sとして乗算される。これに対し、本実施の形態のストリーム分離部105は、ストリーム分離行列S逆行列Gに代えて、当該ストリーム分離行列S逆行列Gに分母係数行列式|H|を乗算した分子部分行列Aを周波数領域の信号に乗算する。ストリーム分離部105は、ストリーム分離行列S逆行列Gの分子に相当する係数を要素に有する分子部分行列Aを、周波数領域の信号に乗ずることにより、各ストリームに対して位相空間ダイヤグラム上で位相等化を施す。しかし、分子部分行列Aは、ストリーム分離行列S逆行列Gに分母係数行列式|H|が乗算された行列であるため、振幅正規化までは行われない。そこで、本実施の形態では、ストリーム分離部105の後段のデマッピング部109-1~109-3が、各ストリームの振幅正規化を行う。具体的には、デマッピング部109-1~109-3は、閾値補正部115から出力される補正後の閾値を用いてデマッピングする。補正後の閾値は、周波数領域の信号にストリーム分離行列S逆行列Gを乗算する場合に用いられる閾値に、分母係数行列式|H|を乗算して得られる。これにより、振幅正規化が行われることになる。閾値補正部115は、次のようにしてデマッピング部109-1~109-3が用いる閾値を生成する。閾値設定部116から補正部117には、振幅正規化された閾値が出力される。振幅正規化された閾値とは、空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列Sを用いて正規化される場合に用いられる閾値である。この閾値は、変調方式毎に異なる。例えば、変調方式が16QAMの場合、閾値設定部116は、ビット列b0,b1,b2,b3のうち、ビットb1の尤度を求めるための閾値Xを、先に示した図2のように、X=±2に設定する。なお、IEEE802.11nの場合には、変調方式の情報がプリアンブル部分のSIGNALシンボルに記載されており、SIGNALシンボルの変調方式はBPSKに固定されている。そのため、この場合には、閾値設定部116は、まず、BPSK用のデマッピング閾値X=0を設定する。そして、SIGNALシンボルが復号された後に、閾値設定部116は、MCS判定部114において判定された変調方式に応じて、振幅正規化された閾値を設定する。そして、補正部117は、従来用いられる閾値に分母係数行列式|H|を乗算し、閾値を補正する。そして、補正部117は、補正後の閾値を、デマッピング部109-1~109-3に出力する。このように、大きな演算リソースが要求される除算演算を排除すべく、閾値補正部115は、ストリーム分離行列Sの分母に相当する分母係数を、振幅正規化された閾値に乗じて、閾値を補正する。そして、デマッピング部109-1~109-3は、補正後の閾値に応じて、軟判定誤り訂正復号用の尤度を算出する。これにより、本実施の形態では、行列演算部106が、ストリーム分離行列Sの分子に相当する係数を要素に有する分子部分行列Aしか乗じていない影響を、デマッピング部109-1~109-3が吸収する構成としている。このような構成とすることで、除算演算に代えて乗算演算を用いることができるので、演算リソースを削減することができる。そして、重み付け演算部111-1~111-3では、各ストリームの尤度に対して、重み付け係数算出部110から出力された重み付け係数が乗算される。図4は、本実施の形態に係る重み付け係数算出部110の内部構成を示すブロック図である。なお、図4には、受信アンテナ数Nが3であり、キャンセル方式としてZF基準が用いられる場合の例が示されている。重み付け係数算出部110は、加算部1101-1~1101-3、乗算器1102-1~1102-3、及び、乗算器1103-1~1103-3を有する。従来は、周波数領域の信号にストリーム分離行列Sチャネル行列Hの逆行列Gがそのまま乗算される。この場合、MIMO分離後の各ストリームは、式5-1~5-3に示す重み付け係数w1,w2,w3により重み付けされる。ここで、almm=1,2,3は、分子部分行列Aの要素である。これに対し、本実施の形態の重み付け演算部111-1~111-3では、式6-1~6-3に示す重み付け係数nw1,nw2,nw3が用いられる。つまり、重み付け係数算出部110は、各ストリームの尤度に乗算される重み付け係数nw1,nw2,nw3を、式6-1~6-3にしたがって算出する。なお、重み付け係数nw1,nw2,nw3を演算する式6-1~6-3は、式7で表される定数Cにより、式8-1~8-3のように書き替えられる。ここで、式7から分かるように、定数Cは、重み付け係数w1,w2,w3の分母を乗算した値であり、重み付け係数w1,w2,w3を通分するための定数通分定数である。すなわち、重み付け係数nw1,nw2,nw3は、定数Cを用いて重み付け係数w1,w2,w3を通分した場合に得られる値と等価の値である。具体的には、重み付け係数算出部110は、次のようにして重み付け係数nw1,nw2,nw3を算出する。まず、加算部1101-mm=1,2,3は、式9-1~9-3にしたがって、分子部分行列Aの要素almの電力和の平行根pmを算出する。そして、加算部1101-1は、算出したp1を乗算器1102-2,1102-3に出力する。また、加算部1101-2は、算出したp2を乗算器1102-1,1102-3に出力する。また、加算部1101-3は、算出したp3を乗算器1102-1,1102-2に出力する。そして、乗算器1102-1は、p2とp3とを乗算してpp1を取得し式10-1参照、pp1を乗算器1103-1に出力する。また、乗算器1102-2は、p1とp3とを乗算してpp2を取得し式10-2参照、pp2を乗算器1103-2に出力する。また、乗算器1102-3は、p1とp2とを乗算してpp3を取得し式10-3参照、pp3を乗算器1103-3に出力する。そして、乗算器1103-1は、pp1と分母係数行列式|H|とを乗算して重み付け係数nw1を取得する式6-1参照。また、乗算器1103-2は、pp2と分母係数行列式|H|とを乗算して重み付け係数nw2を取得する式6-2参照。また、乗算器1103-3は、pp3と分母係数行列式|H|とを乗算して重み付け係数nw3を取得する式6-3参照。このようにして、重み付け係数算出部110は、定数Cを用いて、重み付け係数w1,w2,w3を通分することにより得られる値と等価の値を、重み付け係数nw1,nw2,nw3として取得する。定数Cは、重み付け係数w1,w2,w3の各々の分母を乗算して得られる通分定数である。このように、本実施の形態では、軟判定誤り訂正復号器の性能を最大限発揮させるために、MIMO分離後のストリームに対して乗算される重み付け係数の算出の際に必要とされる除算演算をも取り除くことができる。なお、式5-1~5-3により得られる重み付け係数w1,w2,w3と、式6-1~6-3により得られる通分後の重み付け係数nw1,nw2,nw3とは、各係数同士の比率が同じである。そのため、重み付け係数w1,w2,w3に代えて、重み付け係数w1,w2,w3が通分された結果と等価である重み付け係数nw1,nw2,nw3を用いる場合にも、ストリーム間の比率を維持することができる。このように、重み付け係数算出部110は、重み付け係数w1,w2,w3に代えて、重み付け係数w1,w2,w3が通分された結果と等価である重み付け係数nw1,nw2,nw3を算出する。このため、重み付け係数算出部110において除算演算が不要となり、結果として、演算リソースを削減でき、回路規模を小型化し、低消費電力化を図ることができる。以上のように、本実施の形態では、ストリーム分離部105は、分子部分行列Aに基づいて、空間多重された信号を複数のストリームに分離する。なお、分子部分行列Aは、チャネル行列H及びキャンセラ方式によって定まり、空間多重された信号の位相及び振幅を等化するストリーム分離行列Sの分子に相当する。また、分母部分算出部108は、ストリーム分離行列Sの分母分母係数を算出し、補正部117は、空間多重された信号の変調方式によって定まる閾値を、ストリーム分離行列Sの分母分母係数を用いて補正する。デマッピング部109-1~109-3は、補正後の閾値を用いて閾値判定により複数のストリームの尤度を算出する。これにより、除算演算に代えて乗算演算を用いて振幅及び位相を行い各ストリームの尤度を算出することができるので、演算リソースを削減することができる。また、重み付け係数算出部110は、分子部分行列A及びストリーム分離行列Sの分母分母係数を用いて、複数のストリームの各々の信号対雑音電力比に比例する重み付け係数を算出する。これにより、重み付け係数算出部110においても除算演算が不要となるため、演算リソースを削減することができる。なお、以上の説明では、加算部1101-mm=1,2,3が、式9-1~9-3にしたがって、分子部分行列Aの要素almの電力和の平行根pmを算出する場合について説明した。これに対し、分子部分行列Aの要素almの電力和の平行根に代えて、加算部1101-mm=1,2,3は、式11-1~11-3にしたがって、分子部分行列Aの要素almの電力和を算出してもよい。また、以上の説明では、送信アンテナ数及び受信アンテナ数Nが3の場合について説明したが、本発明はこれに限られない。送信アンテナ数及び受信アンテナ数NNが3以外の複数の場合には、無線受信部、FFT部、デマッピング部をアンテナ数分だけ設ければよい。また、送信アンテナ数及び受信アンテナ数Nが2の場合には、チャネル行列Hは2行2列の行列となるため、重み付け係数算出部110は、分子部分行列Aに代えて、チャネル行列Hを用いても重み付け係数を算出することができる。図5は、この場合のMIMO受信装置の要部構成を示す。なお、図5のMIMO受信装置100Aにおいて、図3のMIMO受信装置100と共通する構成部分には、図3と同一の符号を付している。図5のMIMO受信装置100Aは、図3のMIMO受信装置100に対して、分子部分算出部107から重み付け係数算出部110への結線を削除して、チャネル推定部104から重み付け係数算出部110への結線を追加した構成を採る。図5のMIMO受信装置100Aでは、重み付け係数算出部110は、チャネル行列Hから直接重み付け係数を算出することができる。そのため、分子部分算出部107は、分子部分行列Aの演算時間分だけ、重み付け係数を取得するまでの演算時間を短縮することができる。なお、以上の説明では、ストリーム分離部105及び重み付け係数算出部110が、ZF基準の線形干渉キャンセルを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、本発明は、ストリーム分離部105及び重み付け係数算出部110にMMSE基準の線形干渉キャンセラを用いる場合にも、適用可能である。MMSE基準の場合、重み付け係数算出部110は、サブキャリア毎の信号対雑音電力比を推定し、推定した信号対雑音電力比をチャネル行列Hの対角成分に加える点がZF基準の場合と異なる。したがって、MMSE基準の場合でも、重み付け係数算出部110は、ZF基準の場合と同様の構成を用いることが可能である。すなわち、MMSE基準の場合には、式2に代えて、式12で示されるストリーム分離行列Sが用いられる。式12において、σ2は信号対雑音電力比であり、Iは単位行列である。実施の形態2本実施の形態では、マルチパス環境下で生じる周波数領域上のディップの影響等により、シンボル間またはサブキャリア間で、受信電力が異なる場合にも良好な受信性能を発揮する構成とする。すなわち、実施の形態1の空間多重されたチャネルにおけるストリーム間の干渉の度合いの改善に加え、マルチパスの影響を緩和することができるMIMO受信装置について説明する。図6は、本実施の形態に係るMIMO受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図6の本実施の形態に係るMIMO受信装置において、図3と共通する構成部分には、図3と同一の符号を付して説明を省略する。図6のMIMO受信装置200は、図3のMIMO受信装置100に対して、重み付け係数補正部201を追加した構成を採る。図7は、重み付け係数補正部201の内部構成を示す図である。重み付け係数補正部201は、乗算部2011、シフト量設定部2012、及び、ビットシフト部2013-1~2013-3を有する。乗算部2011には、乗算部1102-3から出力されるpp3式10-3参照と、加算部1101-3から出力されるp3式9-3参照とが入力される。乗算部2011は、pp3とp3とを乗算する。これにより、各重み付け係数を通分する場合に、各重み付け係数に乗算される定数C式7参照が取得される。乗算部2011は、定数Cをシフト量設定部2012に出力する。ビットシフト部2013-1~2013-3は、後述のシフト量設定部2012から指示されるビットシフト数及びシフト方向に従って、重み付け係数nw1,nw2,nw3をシフトする。重み付け係数nw1,nw2,nw3は、デジタル値である。そのため、例えば、シフト量設定部2012からビットシフト部2013-1に、kビット右シフトする指示が通知された場合には、重み付け係数nw1の大きさが1/2k倍される。シフト量設定部2012は、定数Cに応じて、乗算部1103-1~1103-3において取得される重み付け係数nw1,nw2,nw3のビットシフト数及びシフト方向を設定する。次に、シフト量設定部2012は、設定したビットシフト数及びシフト方向を指示する指示信号をビットシフト部2013-1~2013-3に出力する。具体的には、シフト量設定部2012は、定数Cの逆数に最も近い参照値1/2kを選択する。そして、シフト量設定部2012は、kをビットシフト数として、及び、kの符号をシフト方向として、ビットシフト部2013-1~2013-3に通知する。これにより、ビットシフト部2013-1~2013-3では、各重み付け係数nw1,nw2,nw3が1/2k倍されることになる。ここで、1/2kが定数Cの逆数と一致する場合には、ビットシフト部2013-1~2013-3からは、従来と同様の重み付け係数w1,w2,w3が出力される。そのため、重み付け演算部111-1~111-3は、各ストリームの尤度に正確な信号対雑音電力比である重み付け係数w1,w2,w3を乗算するため、MIMO受信装置100は、従来技術と同様に良好な受信性能を示す。これに対し、定数Cの逆数と一致する1/2kが存在しない場合には、定数Cの逆数に最も近い参照値1/2k=定数C’が選択される。これにより、ビットシフト部2013-1~2013-3からは、従来の重み付け係数w1,w2,w3に近い重み付け係数w’1,w’2,w’3が出力される。ここで、重み付け係数w’1,w’2,w’3と、重み付け係数w1,w2,w3との間には、以下の関係がある。もちろん、単に復号精度を向上させるためだけであれば、重み付け係数補正部201は、ビットシフト部2013-1~2013-3に代えて乗算器を用いればよい。この場合は、当該乗算器において、各重み付け係数nw1,nw2,nw3に定数Cの逆数を乗算すればよい。しかし、この場合には、定数Cの逆数を求めるために除算演算が必要となり、回路規模の増大を招いてしまう。しかしながら、上述したように、除算演算量を定数C’=1/2kに制限kは、整数することにより、除算演算をビットシフト部2013-1~2013-3により行うことができる。この結果、若干、受信性能は劣化するものの、除算演算が不要となり、回路希望の増大を回避することができる。以上のように、本実施の形態における重み付け係数補正部201において、ビットシフト部2013-1~2013-3は、重み付け係数をビットシフトして、重み付け係数の大きさを調整する。乗算部2011は、各ストリームを得るための分子部分行列の要素の電力和または平方根を乗算して通分定数を出力する。ビットシフト量設定部2012は、通分定数の逆数に最も近い1/2kに対応するkkは、整数を決定する。次に、ビットシフト量設定部2012は、kの大きさ、及び、kの符号を、ビットシフト部2013-1~2013-3におけるビットシフト量、及び、ビットシフト方向として出力する。そして、重み付け演算部111-1~111-3は、ビットシフト部2013-1~2013-3により調整された重み付け係数を用いて、尤度を重み付けする。このように、除算演算に代えて、ビットシフト部2013-1~2013-3を用いて、重み付け係数nw1,nw2,nw3を通分定数に応じて補正することにより、実施の形態1に比べ、マルチパスの影響を緩和することができる。なお、以上の説明では、ビットシフト部2013-1~2013-3が、シフト量設定部2012からの指示信号に応じて、単純にkビットだけ左右のいずれかに重み付け係数をビットシフトする場合について説明した。すなわち、この場合には、除算演算が1/2kに制限される。これに対し、本発明では、ビットシフト部2013-1~2013-3の各々を複数のビットシフト部から構成し、複数のビットシフト部において異なるビットシフト演算を行って、これらの演算結果を加算するようにしてもよい。この場合には、任意係数の除算演算を行う場合よりも小さな回路規模で、除算演算量の制限が緩和される。そのため、誤差の少ない重み付け係数を算出することができるようになり、受信性能の劣化が改善される。また、シフト量設定部2012は、例えば、定数Cとkとが対応付けられたルックアップテーブルLUT:LookUpTableを有し、定数Cに応じたkを出力するようにしてもよい。実施の形態3本実施の形態では、送信側の送信アンテナ数Mよりも受信側の受信アンテナ数Nの方が大きく、チャネル行列Hが正方行列でなく、N系統のFFT処理を行うMIMO受信装置について説明する。本実施の形態では、チャネル行列Hが正方行列でない場合に、擬似逆行列または一般化逆行列ともいうを用いて線形干渉キャンセラすることにより、空間多重された信号を複数のストリームに分離できることを利用する。ここで、擬似逆行列とは、式14で与えられる行列Fである。式14において、HHは、チャネル行列Hのエルミート共役行列である。ここで、エルミート共役行列とは、もとの行列の行と列とを対角線にそって折り返すとともに、各要素を各要素の複素共役で置き換えた行列である。本実施の形態では、チャネル行列Hと、そのエルミート共役行列HHとの積が、正方行列となることを利用する。ここで、チャネル行列Hと、そのエルミート共役行列HHとの積で表される正方行列は、式15に示す行列Bと定義する。図8は、本実施の形態に係るMIMO受信装置の要部構成を示すブロック図である。なお、図8の本実施の形態に係るMIMO受信装置において、図3と共通する構成部分には、図3と同一の符号を付して説明を省略する。図8のMIMO受信装置300は、図3のMIMO受信装置100の分子部分算出部107、分母部分算出部108、重み付け係数算出部110に代えて、分子部分算出部301、分母部分算出部302、重み付け係数算出部303を有する。チャネル推定部104は、周波数領域の信号を用いて、送信側の第i番目の送信アンテナi=1、2、...、Mから、受信側の第j番目の受信アンテナ101-jj=1、2、...、Nまでのチャネル行列Hを推定する。チャネル推定部104は、推定したチャネル行列Hを分子部分算出部301、分母部分算出部302及び重み付け係数算出部303に出力する。分子部分算出部301は、正方行列B式15参照の分子に相当する係数を要素に有する行列分子部分行列A’を算出する式16参照。そして、分子部分算出部301は、算出した分子部分行列A’を行列演算部106に出力する。行列演算部106は、FFT部103-1~103-Nから出力される周波数領域の信号に対して、分子部分行列A’を乗じて空間多重された信号を各ストリームに分離MIMO分離する。このように、チャネル行列が正方行列でない場合には、ストリーム分離部105は、分子部分行列A’を用いて、空間多重された信号を複数のストリームに分離する。なお、分子部分行列A’は、チャネル行列Hと、そのエルミート共役行列HHとの積で表される正方行列Bの分子に相当する係数を要素に有する行列である。分母部分算出部302は、チャネル推定部104により推定されたチャネル行列Hから式15を用いて得られる正方行列Bの行列式|B|を求め、求めた行列式|B|を補正部117及び重み付け係数算出部303に出力する。これにより、補正部117では、閾値設定部116から出力される閾値に対して、分母部分算出部302により得られた行列式|B|が乗じられて、閾値が補正される。そして、デマッピング部109-1~109-Nでは、補正後の閾値に応じて、分離後の各ストリームに対し、軟判定誤り訂正復号用の尤度が算出される。重み付け係数算出部303は、M個のストリームに対する重み付け係数を設定する。例えば、M=2,N=3の場合、重み付け係数算出部110は、式17-1、17-2にしたがって、重み付け係数nw1,nw2を算出する。ここで、dlnn=1,2,3は、チャネル行列Hの一般化逆行列Fの分子に相当する係数を要素に有する分子部分行列D式18参照の要素である。以上のように、本実施の形態では、受信アンテナの数が送信アンテナの数より多い場合について説明した。分子部分算出部301は、正方行列Bを用いて、ストリーム分離行列Sの分子に相当する第1の部分行列A’式16参照、及び、擬似逆行列Fの分子に相当する第2の部分行列D式18参照を算出する。なお、正方行列Bは、チャネル行列Hとチャネル行列のエルミート共役行列HHとの積に基づいている式15参照。そして、行列演算部106は、第1の部分行列A’を用いて、空間多重された信号を複数のストリームに分離し、分母部分算出部302は、ストリーム分離行列Sの分母係数として、正方行列Bの行列式を算出する。次に、重み付け係数算出部303は、第2の部分行列D及びストリーム分離行列Sの分母係数を用いて、複数のストリームの各々の重み付け係数を決定する。これにより、送信アンテナ数と受信アンテナ数とが異なる場合においても、振幅及び等化処理、または、重み付け係数決定処理において、除算演算が不要となるため、演算リソースを削減することができる。なお、以上の説明では、ストリーム分離部105及び重み付け係数算出部303が、ZF基準の線形干渉キャンセルを用いる場合について説明したが、本発明はこれに限られない。例えば、ストリーム分離部105及び重み付け係数算出部303が、MMSE基準の線形干渉キャンセラを用いる場合にも、本発明は適用可能である。MMSE基準の場合には、重み付け係数算出部303は、サブキャリア毎の信号対雑音電力比を推定し、推定した信号対雑音電力比をチャネル行列Hの対角成分に加える点がZF基準の場合と異なる。したがって、MMSE基準の場合でも、重み付け係数算出部303は、ZF基準の場合と同様の構成を用いることが可能である。すなわち、MMSE基準の場合には、式14に代えて、式19で示される擬似逆行列Fが用いられる。式19において、σ2は信号対雑音電力比であり、Iは単位行列である。以上、実施の形態1から実施の形態3について説明した。なお、以上の各実施の形態の説明では、ストリーム分離部及び重み付け係数算出部が、線形干渉キャンセラ方式を用いて、空間多重された信号を複数のストリームに分離し、尤度を算出する場合について説明した。しかし、キャンセラ方式は、これに限られない。例えば、ストリーム分離部及び重み付け係数算出部が、連続干渉キャンセラSIC:SuccessiveInterferenceCanceller方式を用いる場合にも、本発明は適用可能である。また、以上の各実施の形態の説明では、ストリーム分離行列Sは、重み行列とも呼ばれる。実施の形態4実施の形態1から実施の形態3では、MIMO受信装置について説明した。本実施の形態では、SISOSingleInputSingleOutput受信装置について説明する。本実施の形態は、実施の形態1と同様に、除算演算に代えて、除算演算に比べて回路規模の小さい乗算演算を用いる。そのため、回路の小型化、さらに低消費電力化を図ることができる。図9は、本発明の実施の形態に係るSISO受信装置の要部構成を示すブロック図である。本実施の形態に係るSISO受信装置400では、図示しない送信側において、OFDM方式によって変調され、単一の送信アンテナから送信される無線信号を復調することを想定している。以下の説明では、SISO受信装置400が、無線LANLocalAreaNetworkの規格であるIEEE802.11n等で用いられる構成のフレームを、受信する場合を例に説明する。なお、本発明は、これに限定されるものではない。図9に示すSISO受信装置400は、受信アンテナ401、無線受信部402、FFT部403、チャネル推定部404、等化処理部405、分母部分算出部408、デマッピング部409、デインターリーバー410、ビタビ復号器411、MCS判定部412、及び、閾値補正部413を有する。無線受信部402は、図示せぬ送信側から送信される無線信号を、受信アンテナ401を介して受信し、無線信号に対してダウンコンバート、A/D変換等の無線受信処理を施す。そして、無線受信部402は、無線受信処理後の受信信号をFFT部403に出力する。FFT部403は、受信信号にFFT処理を施して、無線受信処理後の受信信号を時間領域から周波数領域の信号に変換し、周波数領域の信号をチャネル推定部404及び等化処理部405に出力する。チャネル推定部404は、周波数領域の信号を用いて、送信側の送信アンテナと、受信側の受信アンテナ401との間のチャネル行列Hを推定する。チャネル推定部404は、推定したチャネル推定値を等化処理部405及び分母部分算出部408に出力する。等化処理部405は、乗算部406及び分子部分算出部407を有する。分子部分算出部407は、チャネル推定部104により推定されたチャネル推定値、及び周波数領域等化方式によって定まる等化値の分子に相当する係数を算出する。ここで、周波数領域等化方式とは、マルチパス環境下における影響を、周波数領域の信号の各周波数成分の信号対雑音電力に応じて等化するための方式である。周波数領域等化方式としては、ZF基準またはMMSE基準等があり、例えば、周波数領域等化方式にZF基準を用いる場合には、等化値は、チャネル推定値の共役複素数となる。乗算部406は、FFT部403から出力される周波数領域の信号に対して等化値の分子に相当する係数を乗じて、位相等化のみを行う。そして、乗算部406は、位相等化後の信号をデマッピング部409に出力する。分母部分算出部408は、チャネル推定値及び周波数領域等化方式によって定まる等化値の分母に相当する係数以下分母係数というを算出する。例えば、周波数領域等化方式にZF基準を用いる場合、等化値は、チャネル推定値の共役複素数となる。したがって、この場合、分母部分算出部408は、分母係数として、チャネル推定値の絶対値を算出する。分母部分算出部408は、算出した分母係数を閾値補正部413に出力する。デマッピング部409は、後述の閾値補正部413から出力される補正後の閾値に応じて、軟判定誤り訂正復号用の尤度を算出し、算出した尤度をデインターリーバー410に出力する。デインターリーバー410は、後述のMCS判定部412から通知される変調方式及び符号化率の情報に応じてデインターリービングパターンを切り替えて、送信側で実施されたインターリービングの逆操作デインターリービングを行う。デインターリーバー410は、デインターリービング後の尤度をビタビ復号器411に出力する。ビタビ復号器411は、デインターリービング後の尤度に対して、軟判定誤り訂正復号を行って復号語を取得し、取得した復号語をMCS判定部412及び図示せぬMAC部に出力する。MCS判定部412は、ビタビ復号器411から出力される復号語から送信側で定められた変調方式及び符号化率の情報を抽出し、抽出した情報を閾値設定部414に入力する。また、MCS判定部412は、抽出した情報をデインターリーバー410に入力する。閾値補正部413は、閾値設定部414及び補正部415を有する。閾値設定部414は、変調方式によって定まる閾値を設定し、設定した閾値を補正部415に出力する。補正部415は、閾値設定部414から出力される閾値に対して、分母部分算出部408により得られた分母係数を乗じ閾値を補正する。補正部415は、補正後の閾値をデマッピング部409に出力する。以上のように、本実施の形態では、等化処理部405は、チャネル推定値及び周波数領域等化方式によって定まり、位相及び振幅を等化する等化値の分子に相当する係数に基づいて、周波数領域におけるマルチパスの影響を補正する。また、分母部分算出部408は、等化値の分母分母係数を算出し、補正部415は、受信信号の変調方式によって定まる閾値を、等化値の分母分母係数を用いて補正する。デマッピング部409は、補正後の閾値を用いて閾値判定により受信信号の尤度を算出する。これにより、除算演算に代えて乗算演算を用いて振幅及び位相の等価処理を行い受信信号の尤度を算出することができるので、演算リソースを削減することができる。以上、実施の形態1から実施の形態4について説明した。なお、上記実施の形態1~4では、4値以上の多値変調例えば16QAMの信号を復調する場合に、チャネル推定結果の分母部分によって閾値を補正する信号処理について説明した。上記実施の形態1~4のように4値以上の多値変調例えば16QAMの信号を復調する場合においては、デマッピング部への入力信号に対するダイナミックレンジの増大を防ぐために、デマッピング部への入力信号をビットシフトしてもよい。また、上記実施の形態1~4では、このビットシフトの影響を除くために、デマッピング部への入力信号に施したビットシフトと逆方向に閾値をビットシフトしてもよい。これにより、実施の形態1~4において、デマッピング部への入力信号に対するダイナミックレンジを、従来の除算演算を行う場合に比べ15倍以下に収めることができる。例えば、上記ビットシフトを実施の形態1図3に適用する場合について説明する。実施の形態1図3では、分母部分算出部108からの出力に最も近い2のべき乗の数乗数を算出する手段と、その乗数分だけ、ストリーム分離部105からデマッピング部109-1,109-3への入力信号をビットシフトする手段と、を設ける。さらに、実施の形態1図3では、閾値補正部115からデマッピング部109-1,109-3へ入力される閾値を、デマッピング部への入力信号に施したビットシフトと逆方向に同一の乗数分だけビットシフトする手段を設ける。ここで、乗数は、正または負の自然数である。乗数が正の場合には、右方向へのビットシフトによって、デマッピング部への入力信号の振幅を小さくする。一方、乗数が負の場合には、左方向へのビットシフトによって、デマッピング部への入力信号の振幅を大きくする。このようにして、上記各実施の形態では、ダイナミックレンジの広がりを防ぐことで、回路規模をさらに縮小することが可能となる。なお、上記各実施の形態では物理的なアンテナを用いて説明したが、本発明はアンテナポートantennaportにも同様に適用できる。アンテナポートとは、1本または複数の物理アンテナから構成される、論理的なアンテナを指す。すなわち、アンテナポートは、必ずしも1本の物理アンテナを指すとは限らず、複数のアンテナから構成されるアレイアンテナ等を指すことがある。例えば、3GPPLTE3rdGenerationPartnershipProjectLongTermEvolutionにおいては、アンテナポートが何本の物理アンテナから構成されるかは規定されていない。3GPPLTEにおいて、アンテナポートは、基地局が異なる参照信号Referencesignalを送信できる最小単位と規定されている。また、アンテナポートは、プリコーディングベクトルPrecodingvectorの重み付けを乗算する最小単位として規定されることもある。また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はハードウェアとの連携において、プロセッサ等によるソフトウェアでも実現することも可能である。この場合にも、ソフトウェア処理サイクル数を削減することができるので、マルチモード対応、または、SDRSoftwareDefinedRadioに対しても本発明は適用可能である。2010年6月8日出願の特願2010-131186の日本出願に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。"