"物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、前記受信部の出力とモードベクトルに基づいて前記受信信号の到来角を算出するレーダ装置において、実測値のモードベクトルを記憶する記憶部を備え、前記モードベクトルとして前記記憶部から読み出した実測値のモードベクトルを使って前記受信信号の到来角を算出することを特徴とするレーダ装置。モードベクトル作成部を更に備え、前記モードベクトル作成部は、前記受信部の出力を用いて共分散行列を算出する共分散行列算出器と、算出した共分散行列より固有値及び固有ベクトルを算出する固有値固有ベクトル算出器と、前記固有値固有ベクトル算出器で算出した固有ベクトルをモードベクトルとして算出するモードベクトル算出部と、前記モードベクトル算出部で算出したモードベクトルを記憶する記憶部とを備えることを特徴とする請求項1に記載のレーダ装置。物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、前記受信部の出力とモードベクトルに基づいて前記受信信号の到来角を算出するレーダ装置における到来角を算出する方法であって、実測値のモードベクトルを記憶し、前記モードベクトルとして前記記憶した実測値のモードベクトルを使って前記受信信号の到来角を算出することを特徴とするレーダ装置の到来角算出方法。前記実測値のモードベクトルは、前記レーダ装置から所定角度で特定の距離に置いた仮想物標からの反射波を受信信号データとして取得し、仮想物標の前記レーダ装置からの距離相当の周波数の受信信号を取り出し、取り出した受信信号から共分散行列を計算し、計算した共分散行列に対して固有値分解を行い、求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索し、検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、求めた固有ベクトルを前記所定角度における実測値のモードベクトルとしてメモリに記憶することにより作成することを特徴とする請求項3に記載のレーダ装置の到来角算出方法。前記仮想物標の位置を、前記レーダ装置からの距離は変えずに所定角度のみ変更して前記動作を繰り返し、所定角度範囲における実測値のモードベクトルを算出し、前記所定角度データに関連付けてマップの形式で前記メモリに記憶することを特徴とする請求項4に記載のレーダ装置の到来角算出方法。ところが、複数の受信アンテナを用いた現実の電子スキャンレーダにおいて、物標からの反射波を受信して反射波の到来方向を推定する場合、受信アンテナの電力、位相特性の誤差の影響により、理想的なモードベクトルを用いていたのでは、本来の反射波の到来方向からずれた角度が推定されてしまうという問題点があり、電子スキャンレーダによる物標の誤検出が生じる事があった。この問題点は、物標の角度推定の演算処理である角度スペクトラムの演算に、アンテナ特性を全て同じであるとした理論値のモードベクトルを使用していることが原因と考えられる。なお、特許文献1の手法は、基本的に、平均処理によるリアルタイムの精度改善であるから、処理負荷が大きいという致命的な問題があり、また、目標が高速で移動する場合には平均処理が意味をなさないので適応困難である。そこで本発明の目的は、複数の受信アンテナの電力、位相特性の誤差の影響を軽減し、正確な反射波の到来方向を推定することが可能なレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法を提供することである。前記目的を達成する本発明のレーダ装置は、物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、受信部の出力とモードベクトルに基づいて受信信号の到来角を算出するレーダ装置において、実測値のモードベクトルを記憶する記憶部を備え、モードベクトルとして記憶部から読み出した実測値のモードベクトルを使って受信信号の到来角を算出することを特徴とするレーダ装置である。また、前記目的を達成する本発明のレーダ装置の到来角算出方法は、物標からの反射波を複数のアンテナで受信した受信信号の各個の受信処理を受信部で行い、受信部の出力とモードベクトルに基づいて受信信号の到来角を算出するレーダ装置における到来角を算出する方法であって、実測値のモードベクトルを記憶し、モードベクトルとして記憶した実測値のモードベクトルを使って受信信号の到来角を算出することを特徴としている。本発明のレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法によれば、複数の受信アンテナ特性の誤差の影響を低減できる実測値のモードベクトルを作成することができ、更には、事前に所望のモードベクトルを測定しておくので、特許文献1のような処理時間や目標速度の制限等といった問題点も解消される。また、本発明のレーダ装置及び該レーダ装置の到来角算出方法によれば、物標の角度推定の演算処理である角度スペクトラムの演算に、理論値ではなく実測値のモードベクトルを使用することにより、物標の算出角度の精度が向上し、複数の受信アンテナの電力、位相特性の誤差の影響を軽減して正確な反射波の到来方向を推定することが可能となるという効果がある。以下、添付図面を用いて本出願の実施の形態を、具体的な実施例に基づいて詳細に説明する。図1に本発明の一実施形態のレーダ装置100の構成を示す。この実施形態のレーダ装置100は、送信部S、受信部R及び信号処理装置Pから構成されている。信号処理装置Pはマイクロプロセッサで構成されており、ここには、フーリエ変換部9、ピーク抽出部10、方位演算部15、送受信制御部20、距離相対速度演算部30及びモードベクトル作成部50がある。送信部Sは発振器5と信号生成部25とを備えており、信号生成部25は信号処理装置Pにある送受信制御部20によって制御される。信号生成部25は三角形状の変調信号三角波を送信信号として発振器5に供給して周波数変調を行い、送信アンテナ1から電波送信波Wが送信される。この実施形態では、FMCW方式が用いられており、発振器5は、信号生成部25の三角波により一定の繰り返し周期で変化する送信波Wを発生する。したがって、送信波Wは発振器5の無変調時の発信周波数を中心として所定の繰り返し周期で周波数が上下するFMCW波である。この送信波Wは、図示しない送信機で電力増幅された後に送信アンテナ1から目標に向けられて送信放射されることもある。この実施形態のレーダ装置100は、車両に搭載されたものであり、送信波Wはレーダ装置100を搭載した車両の前方又は後方に向けて送信される。送信アンテナ1から前方に送信された送信波Wは、図示せぬ物標、例えば先行車両や静止物等で反射され、反射波RWが車両に向かって戻り、レーダ装置100の受信部Rで受信される。受信部Rは、n個の受信アンテナA1~Anを備えたアレーアンテナ3とこれに接続する個別受信部R1~Rnとから構成される。個別受信部R1~Rnの各個には、ミキサM1~Mn及びA/D変換器図にはA/Dと記載C1~Cnがある。アレーアンテナ3によって受信された反射波RW1~RWnから得られた受信信号は、図示しないローノイズアンプで増幅された後にミキサM1~Mnに送られる。ミキサM1~Mnには送信部Sの発振器5からの送信信号が入力されており、ミキサM1~Mnにおいて送信信号と受信信号とがそれぞれミキシングされ、送信信号の周波数と受信信号の周波数との差を周波数として持つビート信号が得られる。ミキサM1~Mnからのビート信号はA/D変換器C1~Cnでデジタル受信信号X1~Xnに変換された後に、フーリエ変換部9の高速フーリエ変換器に供給され、ここでデジタル受信信号X1~Xn毎に高速フーリエ変換による周波数分析FFT処理が行われる。この実施形態のレーダ装置100では、物標が移動している場合、反射波RWの周波数には、物標と自車との相対速度に比例するドップラー周波数成分が含まれる。また、本実施形態では変調方式としてFMCWを採用しているので、この周波数推移がリニアチャープである場合、反射波RWの周波数にはドップラー成分に加え、送信波が物票と自車との相対距離を伝搬する事によって付加される遅延時間を反映した周波数成分も含まれる。前述した如く、送信信号はリニアチャープ信号であるから、送信波Wの周波数は、図2aの波形図に実線で示されるように、周波数が直線的に上昇する期間上昇区間と、下降する期間下降区間とを繰り返す。そして、反射波RWは、図2aの波形図に破線で示されるように、送信波Wに比べ、相対速度によるドップラー周波数推移とともに相対距離による時間遅延との双方の影響を同時に受けるので、送信波Wと反射波RWとの間の周波数の差は、一般に上昇区間と下降区間で異なる値を取る。即ち、送信波Wと反射波RWの周波数の差の周波数は、上昇区間はfup、下降区間はfdownとなる。従って、各ミキサM1~Mnにおいては、遅延時間に基づく周波数にドップラー周波数が重畳された図2bの波形図に示されるビート信号が得られる。上昇区間におけるビート信号はUPビート、下降区間におけるビート信号はDOWNビートと呼ばれる。なお、図2a、bの場合には、UPビートの周波数fupよりもDOWNビートの周波数fdownの方が大きくなっており、物標との相対距離が小さくなる方向接近方向の相対速度を示している。各ミキサM1~Mnにおいて得られたUPビートとDOWNビートのビート信号は、前述のようにA/D変換器C1~Cnでデジタル受信信号X1~Xnに変換された後に、フーリエ変換部9に供給される。フーリエ変換部9では、各ミキサM1~MnからのUPビート周波数fup成分とDOWNビート周波数fdown成分がそれぞれ高速フーリエ変換器に供給され、ここで高速フーリエ変換による周波数分析FFT処理が行われる。ここで、受信アンテナA1のFFT処理の結果を図2cに示す。図2cの上側の波形図は、UPビート周波数fup成分から得られる周波数スペクトラムを示しており、図2cの下側の波形図は、DOWNビート周波数fdown成分から得られる周波数スペクトラムを示している。図2cに示すように、アンテナA1のUPビートのFFT結果の周波数スペクトラムには、UP周波数fu1、fu2、fu3にそれぞれピークPu11,Pu12,Pu13がある。受信アンテナA2~Anについても同じピーク周波数を持つ同様なFFT結果が得られる。例えば、アンテナA2ではUP周波数fu1、fu2、fu3にそれぞれピークPu21,Pu22,Pu23があるFFT結果が得られる。また、アンテナA1のDOWNビートのFFT結果の周波数スペクトラムには、DOWN周波数fd1、fd2にそれぞれピークPd11,Pd12がある。受信アンテナA2~Anについても同じピーク周波数を持つ同様なFFT結果が得られる。例えば、アンテナA2ではDOWN周波数fd1、fd2にそれぞれピークPd21,Pd22があるFFT結果が得られる。すなわち、各受信アンテナA1~Anは同じ物標からの反射波RWを受信するため、FFT処理では同じピーク周波数を有する同じ形状の周波数スペクトラムが得られる。ただし、受信アンテナに応じて反射波の位相が異なるため、同じ周波数のピークを持つ位相情報は受信アンテナ毎に異なる。図1に戻って、フーリエ変換部9の出力は、ピーク抽出部10に供給される。ピーク抽出部10では、受信アンテナA1~An毎に、FFT処理で得られた周波数スペクトラムにおいて、UPビート、DOWNビートのそれぞれで所定パワー以上のピークを抽出し、抽出したピークの周波数、パワー、位相情報以下、ピーク周波数情報というを抽出する。ピーク抽出部10において抽出されたピーク周波数情報は、方位演算部15に供給される。また、ピーク抽出部10では、受信アンテナA1~An毎に、FFT処理されたビート信号のピーク周波数fbu、fbdに対応する複素データの抽出を行う。そして、ピーク抽出部10で得られた周波数fbu又はfbdの複素データは、受信アンテナ毎にモードベクトル作成部50に供給される。周波数スペクトラムにおける1つのピークには通常複数の物標の情報が含まれるため、1つのピークから物標を分離し、分離した物標の角度を推定する必要がある。そのため、方位演算部15では、全受信アンテナA1~AnでUP側、DOWN側それぞれで同じ周波数を有するピークのピーク周波数情報例えば、UPビートの場合は、Pu11,Pu21,Pun1、DOWNビートの場合は、Pd11,Pd21、Pdn1を基に、図3に示すような角度スペクトラムが演算により求められる。角度スペクトラムの求め方としては、Capon法、DBF法等の方式を用いることができる。図3における実線がUPピーク周波数fu1Pu11,Pu21,Pun1の角度スペクトラムを示し、破線がDOWNピーク周波数fd1Pd11,Pd21、Pdn1の角度スペクトラムを示している。方位演算部15では、図3に示される角度スペクトラムにおいて、閾値以上のパワーを持つピーク、ここではピークP1,P2を物標と判断し、その角度、パワーを抽出する。更に詳しく述べると、角度スペクトラムはFFT処理のピーク周波数毎に求める。図2cに示した例では、5つの周波数fu1、fu2、fu3、fd1、fd2における5つの角度スペクトラムを算出する。図3はUPピーク周波数fu1のピークから求めた角度スペクトラムとDOWNピーク周波数fd1のピークから求めた角度スペクトラムを併記したものであり、UPピーク周波数fu1とDOWNピーク周波数fd1には共に2つの物標P1角度0[Deg]とP2角度約3[Deg]が存在していることを示している。方位演算部15で得られた結果は、図4に示すようになる。方位演算部15では、図4に示されるデータを基に、UPビート側の物標情報とDOWNビート側の物標情報とで近い角度、パワーを持つもの同士のペアリングを行う。図4では、UPビート側の周波数fu1の角度θu1の物標U1と、DOWNビート側の周波数fd1の角度θd2の物標D2とがペアリングされたことを示し、5つの物標が検出されたことを示す。ペアリングして得られたUP周波数とDOWN周波数とで距離、相対速度を演算する。その物標の角度はUPビート側とDOWNビート側の角度の平均値が取られる。距離相対速度はUPピーク周波数fu1とDOWNピーク周波数fd1とから求め、角度はθu1θd2/2で求める。ここで、図5aに示すように、受信アンテナA1~Anが6つのアンテナA1~A6であり、アンテナA1~A6には1つの電波のみが到来すると仮定した場合の方位演算部15の動作について説明する。なお、隣接するアンテナ間の間隔をd、6つのアンテナA1~A6を結ぶ線に垂直な方向に対する到来波の到来方向をθ、到来波の波長をλとする。この場合、隣接するアンテナ間の位相差φは、φ=2π/λdsinθとなる。従って、第1のアンテナA1における或る時点の到来波の振幅がAtであるとすると、同時点の第2のアンテナA2における到来波の振幅は、Atexp[j2π/λdsinθ]となる。説明を分かりやすくするために、方向θから来た振幅1の信号の各アンテナの理想的な信号を並べたものをモードベクトルaθとする。そして、時刻t1における等移動面の基準がアンテナA1にあると考えると、同時刻でのアンテナA1に対するアンテナA2~A6における位相は以下のようになる。アンテナA2:exp[-j2π/λdsinθ]アンテナA3:exp[-j2π/λ2dsinθ]アンテナA4:exp[-j2π/λ3dsinθ]アンテナA5:exp[-j2π/λ4dsinθ]アンテナA6:exp[-j2π/λ5dsinθ]よって、このときのモードベクトルaθは、aθ=1,exp[-j2π/λdsinθ],exp[-j2π/λ2dsinθ],exp[-j2π/λ3dsinθ],exp[-j2π/λ4dsinθ],exp[-j2π/λ5dsinθ]tとなる。なお、tは時刻ではなくベクトルの転置を意味する。また、図3bに示す如く、上述のアレーアンテナに2つの方向θ1,θ2から電波が到来し、時刻tにおいて、アンテナA1で受信された2つの信号の振幅をそれぞれp1、p2、基準アンテナA1の位相をφ1、φ2とすれば、これらが重畳された受信信号は、p1exp[-jφ1]aθ1p2exp[-jφ2]aθ2と表され、同時刻におけるアンテナA2における信号は以下のようになり、p1exp[-jφ1]exp[-jψ1]p2exp[-jφ2]exp[-j2ψ2]アンテナA6における信号は以下のようになる。p1exp[-jφ1]exp[-j5ψ1]p2exp[-jφ2]exp[-j5ψ2]なお、ここでは相互干渉やノイズはないものとする。このように、複数の到来方向から電波を受信したとき、受信信号は各到来方向の電波のモードベクトルを用いて表すことができる。なお、aθ1及びaθ2は以下の通りである。aθ1=[1、exp[-jψ1]、exp[-j2ψ1]、exp[-j3ψ1]、exp[-j4ψ1]、exp[-j5ψ1]]aθ2=[1、exp[-jψ2]、exp[-j2ψ2]、exp[-j3ψ2]、exp[-j4ψ2]、exp[-j5ψ2]]ここで、モードベクトル作成部50について説明する。モードベクトル作成部50は、共分散行列算出器51、固有値固有ベクトル算出器52及びモードベクトル記憶部70を備えて構成される。アンテナA1~Anの出力はそれぞれ個別受信部R1~Rnにそれぞれ入力される。個別受信部R1~Rnから出力され、前述のようにフーリエ変換部9を経てピーク抽出部10に入力され、ピーク抽出部10から出力されたビート信号のピーク周波数fbu又はfbdの複素データX1~Xnは、モードベクトル作成部50の共分散行列算出器51に入力される。共分散行列算出器51では共分散行列が算出され、これが固有値固有ベクトル算出器52に入力される。固有値固有ベクトル算出器52では、共分散行列算出器51から出力される共分散行列に基づいて固有値および固有ベクトルが算出される。固有値固有ベクトル算出器52で算出された固有値および固有ベクトルはモードベクトル記憶部70を経て方位演算部15に入力される。方位演算部15では、物標からの反射波を各アンテナで受信して得られた受信信号に基づいた固有値および固有ベクトル、FFT処理で得られた周波数ピーク情報とモードベクトルから到来角を算出し、これを到来波の角度情報として距離相対速度演算部30に出力する。距離相対速度演算部30は、距離相対速度情報及び角度情報を目標物情報として出力する。レーダ装置100ではこのようにして得られた目標物情報から物標と自車との関係を検出して自車の走行制御を行う。実測値のモードベクトルを作成する場合は、図6に示すように、例えば1本の送信アンテナ1と6本の受信アンテナA1~A6を備えたレーダ装置100の前方に、仮想物標として、1個のコーナリフレクタCRをレーダ装置100から所定角度の位置に所定距離Lだけ離して設置する。そして、送信アンテナ1からコーナリフレクタCRに向けて送信信号を送信し、その反射波を6本の受信アンテナA1~A6で受信して、前述の所定の角度におけるモードベクトルを所定の手順に沿って予め取得する。この後、レーダ装置100に対するコーナリフレクタCRの角度のみを変更し、複数の角度におけるモードベクトルを実測する。このようにして取得したモードベクトルは実測値のモードベクトルとして、角度情報と共にレーダ装置100に設けられているメモリ図1のモードベクトル作成部50に内蔵されているに記憶しておく。図7は実測値からのモードベクトルの作成手順の一例を説明するものである。この例では、まず、最初に図6に示したコーナリフレクタCRを、レーダ装置100の前方方向0deg、但し、図中ではdegは°で表記に対して-21degの適当な距離位置に置いて実測値のモードベクトルを算出している。そして、以後コーナリフレクタCRとレーダ装置100との距離を等しく保ったまま、角度位置のみを、例えば、1degずつ移動して実測値のモードベクトルを算出する。この動作をレーダ装置100の前方方向21degまで行っている。ステップ501では、まず、レーダ装置100からの角度θが-21degに設定される。続くステップ502では、レーダ装置100から角度θで特定の距離Lに置いたコーナリフレクタCR図7にはC/Rと略記の受信信号データを取得する。そして、ステップ503において、フーリエ変換部9でFFT処理により求めたC/Rの距離相当の周波数の受信信号ベクトルXを取り出し、ステップ504において受信信号から共分散行列相関行列とも言うRxx=XXHを計算する。但し、X=[X1、..Xn]tである。勿論、角度精度を向上させる為に、実測モードベクトルの次元とトレードオフになるが、Rxxに対して空間平均等の手法を適用してもよい。次のステップ505では、共分散行列Rxxに対して固有値分解を行い、ステップ506では、求めた固有値の中から最も値の大きな固有値を検索する。そして、ステップ507では、検索して求めた固有値に対応する固有ベクトルを求め、ステップ508において、求めた固有ベクトルを角度θにおけるモードベクトルとしてメモリに記憶する。ステップ509は角度θが21degを越えたか否かを判定するものであり、θ>21degの場合はこのルーチンを終了するが、θ≦21degの場合はステップ510に進む。ステップ510では角度θの値を、所望の角度、例えば1degだけ増大させてステップ502に戻り、ステップ502~ステップ509の動作を繰り返す。このようにして、-21degから21degまでの実測値のモードベクトルが1deg間隔で算出されて角度情報と共にマップの形でメモリに記憶される。なお、上述の実測値からのモードベクトルの作成手順では、測定毎に角度θの値を1degだけ増大させているが、上記の如く、角度θの間隔は1degに限定されるものではなく、より細かく測定しても良い。また、±21degはアンテナ間隔から決まる値に応じて変更して良い。本発明のレーダ装置100では物標の角度推定時に理論値のモードベクトルに代えて、上述のようにして算出した実測値のモードベクトルを使用することにより、受信アンテナの特性の誤差の影響を低減することができる。これを図8を用いて説明する。図8は、電子スキャンレーダ装置においてコーナリフレクタを、図6で説明したような定点においてコーナリフレクタの位置を推定する定点試験を行い、本発明に開示の手法で求めた実測値のモードベクトルを用いた場合と、理論値のモードベクトルを用いた場合の、双方における角度推定の精度を示すものであるこの精度は真の角度と推定された角度との誤差で評価した。図8の縦軸が推定値と実際の角度との誤差を示しており、横軸が電子スキャンレーダ装置の前方を0degとして、コーナリフレクタを設置した左右の角度を示している。菱形で示すドットが実測値のモードベクトルを使用した場合の推定誤差データであり、四角で示すドットが理論値のモードベクトルを使用した場合の推定誤差データである。図8から、±20degの中での最大角度誤差は、理論値のモードベクトルを用いて角度推定を行った場合では0.395degとなり、実測値のモードベクトルを用いて角度推定を行った場合では0.049degとなることが分かる。この結果、±20degの中で、実測値のモードベクトルを用いて角度推定を行う事で、最大、0.346degも改善されていることが分かる。なお、この実施の形態では、図1に示すように、モードベクトル作成部50にピーク抽出部10からピークについての信号が供給されている。そこで、±20degの受信信号の到来方向θの中で、ピーク周辺に限定して処理を行うこともできる。つまり、物標の検出範囲全てについて反射波の到来方向θを高精度で推定する場合に比べて、その計算量を減少させることもできるので、レーダ視野角の特定の中でも特に角度推定精度の高さが重要な範囲だけに本発明の手法を適用する事で、効率的な検出を行わせるような装置構成にもできる。"