"電流源を実現する電圧チョッパ回路と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路を備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続される、ことを特徴とするモータの駆動回路。モータの各相に通電される電流は方形波電流であることを特徴とする請求項1に記載のモータの駆動回路。前記クランプ回路に備えられたスイッチは、半導体デバイスからなり、当該スイッチはコンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することを特徴とする請求項1または請求項2記載のモータの駆動回路。前記電流型インバータに用いる半導体素子は、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプであることを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか一記載のモータの駆動回路。前記モータの駆動回路にてSRモータを駆動し、SRモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。前記モータの駆動回路にてPMモータを駆動し、PMモータの各相にそれぞれHブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。前記モータの駆動回路にてIMモータを駆動し、IMモータの各相にそれぞれHブリッジ回路を接続することを特徴とする請求項1ないし請求項4のいずれか一記載のモータの駆動回路。前記SRモータの各相非対称ブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項5記載のモータの駆動回路。前記PMモータの各相Hブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項6記載のモータの駆動回路。前記IMモータの各相Hブリッジ回路においては、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンすることを特徴とする請求項7記載のモータの駆動回路。しかしながら、従来技術である電流型インバータでモータのようなインダクタンス負荷を駆動する場合、電流の時間変化に比例してモータの両端に誘起電圧が発生する。特に、方形波電流を通流した場合には、電流の時間変化は無限大となるために、その誘起電圧も無限大となる。そのためにインバータを駆動する半導体素子の電圧定格を超えてしまい、半導体素子が破壊されてしまうという問題点があった。また、SRモータの駆動方法では、疑似的に方形波電流を実現するために電流ヒステリシス制御が用いられているが、電圧が十分高くない場合には電流の立ち上がりが遅くなり、実際に電流が必要なモータ位置よりも前から電流を通電する必要があり、銅損の増加を招いていた。また、電流を遮断する際にも瞬時に遮断できず、オン時と同様に銅損の増加を招いており、さらには負のトルクを発生する原因ともなっていた。さらに、一定電流を通流するための電流ヒステリシス制御においては、電流リップルを小さくするためにはスイッチング周波数を増加させる必要があり、スイッチング損失の増加を招いていた。本発明は、上述した事情に鑑みてなされたものであり、電流型インバータでインダクタンス負荷であるモータに方形波電流を通流し、SRモータを当該インバータで駆動することでSRモータの高効率化を図ることを解決課題とする。以上の課題を解決するため、本発明に係るモータの駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパ回路と、誘起電圧を吸収するコンデンサとスイッチとからなるクランプ回路とを備えた単相ブリッジ電流型インバータとを備え、前記クランプ回路のコンデンサとスイッチに並列に、モータの各相の駆動回路が接続されることを特徴とする。本発明によれば、電圧チョッパ回路に流れる電流を制御することにより、擬似的な直流電流源を実現し、クランプ回路を備えた電流型インバータにより電流の極性を正負選択可能にし、電流型インバータのクランプ回路に並列に負荷回路を接続することにより、モータの各相に方形波電流を通電することができる。本発明においては、前記クランプ回路に備えられたスイッチを半導体デバイスとして、コンデンサの電圧により制御され、コンデンサ電圧が指令値以下の場合は、スイッチに備えられたダイオードを電流が通ってコンデンサに電荷を蓄え、指令値以上になった場合はスイッチをオンすることにより負荷側に電流を通流することもできる。本発明によれば、クランプ回路に備えられたスイッチとコンデンサが負荷回路と並列に接続され、かつ、コンデンサの電圧をスイッチにより制御することで、方形波電流がインダクタンスに通流されたときに発生する誘起電圧をコンデンサ電圧に抑えることができ、半導体素子を破壊することなく、モータに方形波電流が通流可能となる。本発明は、前記電流型インバータに用いる半導体素子として、ドライブ信号を入れないときは、オンしているノーマリーオンタイプとすることもできる。本発明によれば、ノーマリーオンタイプの半導体素子を用いることで、半導体素子を制御するドライブ回路が故障した際にも直流電流が遮断されることがなく、装置全体の信頼性を向上させることができる。本発明は、前記モータの駆動回路にてSRモータを駆動し、SRモータの各相にそれぞれ非対称ブリッジ回路を接続することもできる。本発明によれば、上記駆動回路でSRモータを駆動することにより、トルクが必要なときだけ電流を通電することができ、銅損を低減させることができる。さらに、SRモータのインダクタンスの変化が一定の時に、一定電流を通流可能なため、トルクリップルを低減できる。また、3相のみならず、4相、5相駆動にもブリッジ回路を追加するだけで対応できる。本発明は、前記SRモータの各相非対称ブリッジ回路において、360度を相数で割った角度分だけスイッチがオンするようにすることもできる。本発明によれば、各相非対称ブリッジはスイッチング回数の少ない方形波駆動で駆動され、例えば、3相であれば120度の期間をオン、4相であれば90度の期間をオンすることで、スイッチング損失を減らすことができる。以下、この発明の好適な実施の形態を、添付図面等を参照しながら詳細に説明する。ただし、各図において、各部の寸法および縮尺は、実際のものと適宜に異ならせてある。また、以下に述べる実施の形態は、本発明の好適な具体例であるから、技術的に好ましい種々の限定が付されているが、本発明の範囲は、以下の説明において特に本発明を限定する旨の記載がない限り、これらの形態に限られるものではない。[実施形態]図1は、本発明の一実施形態に係るモータ駆動回路を示す図である。図1に示すように、本実施形態のモータ駆動回路は、電流源を実現する電圧チョッパCurrentSourcegenerationcircuit10と、この電圧チョッパ10に直列に、電圧をクランプして電流極性を制御できる電流型インバータVoltageclampcircuit20が接続されている。また、電流型インバータ20の負荷には、スイッチとコンデンサからなるクランプ回路が直列に接続される。クランプ回路に並列に、モータ各相の駆動回路Loadinvertercircuit30が接続される。図1の駆動回路は、SRモータ駆動用の非対称ブリッジを示してあるが、誘導機や同期機を駆動する場合には相数分だけHブリッジインバータが接続される。図1に示すように、電圧チョッパ10は、電圧源11と、還流ダイオード12と、整流インダクタ13と、電流センサ14と、スイッチSSとから構成される。電圧チョッパのスイッチSSは電流センサ14で取得した電流信号IBUSにより図2に示すようにオン,オフし,スイッチSsは図8に示す駆動回路により駆動される。スイッチSwSsの駆動回路は、図8に示すように、コンパレータ50、リミッタ51、PIコントローラ52、加算器53、および、三角波発生回路54を備える。流したい電流よりもIbusが大きければSSをオフし、逆にIbusが流したい電流よりも小さければSSをオンするようにPWM制御され、図3に示すような直流電流を発生させる。また、還流ダイオード12には図4に示すような電流が流れ、電圧源11からは図5に示すような電流が発生する。さらに、電圧チョッパ10におけるバス電圧は図6に示すような波形となり、整流インダクタにかかる電圧は図7に示すようになる。電流型インバータ20は、スイッチSwS、SwR、SwSc、および、クランプコンデンサ21と、電圧センサ22を備える。スイッチSwS、SwR、SwScは、図8に示す駆動回路で駆動され、NOT回路60、AND回路61、コンパレータ62、63を備える。これらのスイッチの駆動回路において,図66に示すようにスイッチSwRとスイッチSwScは同条件で駆動され,スイッチSwRとスイッチSwSは互いに反対の動作をする。スイッチSwRとスイッチSwScは図67に示すように電流センサから取得した信号IDCが正のとき,すなわちモータ側に電流を供給しているときで,かつ図68に示すようにコンデンサの電圧Vcが設定値150Vを超えた場合にオンとなり,コンデンサにたまった電荷をスイッチSwScSwRを通して放出する。このときスイッチSwSはオフとなるように動作する。モータの駆動回路30に正方向図1の上から下の電流を通電したい場合は、図9に示すように、電流型インバータのスイッチSをオンし、スイッチRはオフ、負方向の電流を通電したい場合はスイッチSをオフし、スイッチRをオンする。したがって、モータの駆動回路30の直流電流IDCは電流が相から相へ切り替えるとき以外は直流電流IBUSと同じとなる。なお、上記スイッチSwSには図10に示すような電流が流れ、上記スイッチSwRには、図11に示すような電流が流れる。さらに、クランプコンデンサ21には、図12に示すような電流が流れる。また、上記スイッチSwSには図13に示すような電圧が印加され、上記スイッチSwRには、図14に示すような電圧が印加される。さらに、クランプコンデンサ21に接続されたスイッチSwScには、図15に示すような電圧が印加される。また、クランプコンデンサ21には図16に示すような電圧が印加される。モータの駆動回路30は、スイッチSwU、SwV、SwWとを備え、モータの各相の駆動負荷回路40が接続されている。各スイッチSwU、SwV、SwWには、図17に示すような信号が印加される。電流を相から相へ例えば、U相からV相へ切り替える時は、電流の時間変化率が無限大となるために、モータのインダクタンスにより過大な誘起電圧が発生するが、負荷電圧はクランプ回路に並列であり、かつ、クランプ回路の電圧Vcは電圧センサ22により測定されており、コンデンサ電圧が指令値以上のときは、クランプ回路のスイッチSwScをオンすることにより、コンデンサ21の電荷を放出し、また、コンデンサ電圧が指令値以下のときは電荷をコンデンサ21に蓄積することにより、駆動回路30の電圧はコンデンサ電圧にクランプされる。なお、駆動回路30には図18に示すようなバス電流が流れる。また、U相スイッチSwUには図19に示すような電流が流れ、V相スイッチSwVには図20に示すような電流が流れる。また、W相スイッチSwWには図21に示すような電流が流れる。これらの各相のスイッチの電流の関係は図22に示すようになる。また、U相ダイオードには図23に示すような電流が流れ、V相ダイオードには図24に示すような電流が流れる。また、W相ダイオードには図25に示すような電流が流れる。これらの各相のダイオードに流れる電流の関係は図26に示すようになる。さらに、U相の負荷には図27のような電流が流れ、V相の負荷には図28のような電流が流れる。また、W相の負荷には図29のような電流が流れる。各相の負荷に流れる電流の関係は図30に示すようになり、本発明によれば、方形波電流を印加することができる。なお、モータの駆動回路30のバス電圧は図31に示すようになり、U相スイッチにかかる電圧は図32に示すようになる。また、V相スイッチにかかる電圧は図33のようになり、W相スイッチにかかる電圧は図34に示すようになる。これらの各相スイッチにかかる電圧の関係は、図35に示すようになる。また、U相負荷にかかる電圧は図36に示すようになり、V相負荷にかかる電圧は図37のようになる。W相負荷かかる電圧は図38に示すようになる。これらの各相にかかる電圧の関係は、図39に示すようになる。[動作例]次に、本実施形態の動作例を図40~図68に基づいて説明する。図40ではモータの電流をW相からV相,そしてU相に順番に通流している状態を示している。SWRとSWSは相の切り替え時に動作する。図41は図40においてW相からV相に電流を切り替えている状態の拡大図である。図41では[1]から[4]までの4つのモードを示しており,[1]はSwSsがオフ,SwSがオンの状態,[2]はSwSsがオンの状態,[3]は切り替え直後の状態でIdcが負に流れる状態,[4]はスイッチSwRがオンの状態である。図42に示すように直流電流IbusはスイッチSwSsにより制御されているので一定値となっており,[2]の状態であるSwSsがオンするときのみ図43図44に示すように電源からIpowerが供給され,ダイオードの電流Ireturnが減少する。電流がW相からV相に切り替わるとき,すなわち[1]から[3]の状態に切り替わるとき,図53および図52に示すようにW相の電流IsrmWは一次的に減少し,V相の電流IsrmVが一次的に上昇する。このときW相に発生する誘起電圧により図47に示すコンデンサ電流Icが上昇し,図48に示すようにIdcが負の値となる。その結果図68に示したコンデンサ電圧Vcが上昇し,Idcが正の値となったときに図66に示すようにスイッチSwRがオンしてコンデンサ電圧を放電し,電流を図52に示すV相に流していき,コンデンサ電圧が設定値の150VになるとスイッチSwRがオフしてW相からV相の転流が終了する。この切り替え区間において,図54~図65に示した各部の電圧はいずれも設定値を超えることは無く,電圧が正常に制御されスイッチを保護しつつ高速の電流応答が実現される。なお、電流型インバータには、例えば、SiCSITに代表されるノーマリーオンのスイッチを用いることで、電流型インバータのスイッチをドライブする回路が万が一誤動作した際も、電圧チョッパから通流される直流電流は遮断されることなくスイッチSスイッチRを通って電源側に戻るため、回路が破壊されない。また、SiCデバイスは低オン抵抗素子なので、通電時のオン損失を低減することができる。また、電流遮断時には、電流が0になるまでにさらに多くの時間がかかっており、銅損がさらに増加する。したがって、方形波電流を通電することにより、モータの高効率化が達成できる。さらに、電流を制御するためにスイッチを交互にオン/オフするヒステリシス制御が用いられるが、スイッチング回数が多くなるためにスイッチング損失が増加する。当該回路で駆動した場合は、駆動回路のスイッチをオンにすれば、一定電流が通流されるため、スイッチング損失を低減できる。また、SRモータの発生トルクは、下記式1のように、電流の瞬時値とインダクタンスの変化分の積に比例する。T=1/2dL/dθi21したがって、インダクタンス変化が一定のときに一定電流を通流することで、トルクリップルを低減できる。なお、上述の実施形態では、本発明の駆動回路をSRモータに対して適用した例につて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。PMモータやIMモータにも適用可能である。この場合には、非対称ブリッジではなく、Hブリッジを用いるようにすればよい。"