スイッチング素子を利用する電力変換装置に用いる漏れ電流抑制回路であって、前記電力変換装置の出力側の各電源ラインに接続され、コモンモード電流に対して低インピーダンスのコモンモード電流抽出回路と、前記電力変換装置の入力側の各電源ラインに接続された第1相間コンデンサと、前記第1相間コンデンサから前記電力変換装置を経由して、前記コモンモード電流抽出回路に至る経路の任意の位置に直列に挿入された第1コモンモードチョークコイルと、前記コモンモード電流抽出回路に形成されたコモンモード電流の抽出点と、前記第1相間コンデンサにより形成される中性点との間に接続される減衰要素と、を具備することを特徴とする漏れ電流抑制回路。前記減衰要素が抵抗であることを特徴とする請求項1に記載の漏れ電流抑制回路。前記減衰要素が抵抗とコンデンサとの並列回路であることを特徴とする請求項1に記載の漏れ電流抑制回路。前記減衰要素として、トランスの1次巻線が前記抽出点及び前記中性点の間に直列に接続され、前記トランスの2次巻線には抵抗、あるいは抵抗及びコンデンサの並列回路が接続されていることを特徴とする請求項1に記載の漏れ電流抑制回路。前記電力変換装置に電力を供給する電源と前記第1相間コンデンサの間に接続された第2コモンモードチョークコイルと、前記第2コモンモードチョークコイルと前記第1相間コンデンサとの間に接続された第2相間コンデンサと、前記第2相間コンデンサの中性点とアースライン間に接続された接地コンデンサとを備えたことを特徴とする請求項1乃至4のうち1項記載の漏れ電流抑制回路。前記第1相間コンデンサの中性点とアースライン間に接続された接地コンデンサを具備することを特徴とする請求項5に記載の漏れ電流抑制回路。しかし、例えば三相PWMインバータでは、素子のスイッチング損失を減らす方法として、一つの相のスイッチングを停止するいわゆる二相変調が広く採用されている。図10aは二相変調方式のインバータ出力電圧指令値の一例を示す。11aはインバータU相出力指令、11bはインバータV相出力指令、11cはインバータW相出力指令、12は三相の出力指令の平均値である。この二相変調では、スイッチングを停止する相の電位を、下側スイッチング素子以下、下素子というを導通させてインバータ入力直流電圧の下側電位以下、下電位というに固定した状態である。二相変調では、例えばU相を下電位に固定した場合、U相電圧を三相変調時に比べて下げた分だけ、他のV、W相の出力指令も低下される。この結果、二相変調時においても、UVWの相間電圧は三相変調時と同一である。こうした二相変調の場合、フィルタ回路の効果は十分に得られず、漏れ電流が大きくなる可能性がある。また、フィルタ回路内を流れるコモンモード電流も大きくなり、コモンモードチョークコイル6などのインダクタンス素子が磁気飽和する可能性も高まることから、その防止のためにフィルタの大型化も避けられない。図10bはフィルタ回路内を流れるコモンモード電流13の一例を示し、図10cはモータ4のアースラインGNDを流れる漏れ電流14の一例を示す。こうした漏れ電流14やフィルタ回路内のコモンモード電流13の増大は、全ての相の平均電圧で表されるコモンモード電圧の変化に起因する。例えばスイッチングを停止する相の電位を下電位に固定した二相変調の場合、キャリアに同期して通常発生する短期のコモンモード電圧の変化とは別に、スイッチングを停止する相が切り換る際に、より長期の視点で見た場合にコモンモード電圧の大きな変化が生じる。この電圧の変化は、図10aではコモンモード電圧に相当する三相電圧指令の平均値12の変化に相当し、インバータの変調率や出力周波数が高いほど大きくなる。その場合、この電圧の変化が発振源となって、コモンモードチョークコイルとバイパス回路のコンデンサとの間で共振が発生して、図10b及びcのようにフィルタ回路内のコモンモード電流や漏れ電流が増大する。そこで本発明は、二相変調などでインバータ出力のコモンモード電圧が大きく変化する場合においても、漏れ電流やフィルタ回路内のコモンモード電流を増やさず、フィルタ回路の大型化を抑えることを目的とするものである。本発明の実施形態は、スイッチング素子を利用する電力変換装置に用いる漏れ電流抑制回路であって、前記電力変換装置の出力側の各電源ラインに接続され、コモンモード電流に対して低インピーダンスのコモンモード電流抽出回路と、前記電力変換装置の入力側の各電源ラインに接続された第1相間コンデンサと、前記第1相間コンデンサから前記電力変換装置を経由して、前記コモンモード電流抽出回路に至る経路の任意の位置に直列に挿入された第1コモンモードチョークコイルと、前記コモンモード電流抽出回路に形成されたコモンモード電流の抽出点と、前記第1相間コンデンサにより形成される中性点との間に接続される減衰要素とを具備する。以下、本発明に係る漏れ電流抑制回路の実施例について、図面を参照して説明する。図1は、本発明による漏れ電流抑制回路の第1実施例の構成を示すブロック図である。バイパス回路を構成する相間コンデンサ7a~7cの中性点aとコモンモード電流抽出回路8の抽出点bとの間に減衰要素15が設けられている。インバータ出力のコモンモード電圧の大きな変化に伴って、バイパス回路を含む回路内に生じる共振は、この減衰要素15によって抑えられ、回路内を流れるコモンモード電流13及び外へと流れる漏れ電流14が低く抑えられる。減衰要素15をコモンモード電流抽出回路8のUVW各相に、あるいは相間コンデンサ7a~7cに、それぞれ直列に接続しても共振を減衰させることは可能である。しかし、そのように構成した揚合、対象となるコモンモード電流だけでなく、相間を流れるノーマルモード電流22も減衰要素を流れて不要な損失を発生させてしまうため、図1のように構成した方がよい。ここでノーマルモード電流とは、例えばu相からw相に流れる電流22のような、三相の相間を流れる電流である。尚、コモンモードチョークコイル6の接続位置は、図1に示したコンバータ1の入力側に限らず、インバータ2の出力端子直後、あるいはコンバータ1とインバータ2の間に設けても構わない。また、このコモンモードチョークコイル6と、漏れ電流の発生源となるインバータ2などのスイッチング部分を間に含んでいれば、バイパス回路の接続位置も図1に限るものではなく、例えばコモンモードチョークコイル6の配置変更に応じて、他の位置に変更できる。本発明の第2実施例を、図2、図3を用いて説明する。図2のフィルタ回路は、減衰要素として抵抗16を用いた構成を示している。抵抗16を、コモンモードチョークコイルとバイパス路全体のコンデンサ容量とで決まる特性インピーダンスに近い抵抗値にすることで、振動を効果的に減衰できる。この特性インピーダンスZは、コモンモードチョークコイルのインダクタンスをL、バイパス路全体の容量成分をCとすると次式で示される。Z=L/C1/2図3は図2の構成におけるコモンモード電流及び漏れ電流を示し、b-1はバイパス回路を流れるコモンモード電流13、c-1は漏れ電流14の一例を表している。図3のb-2とc-2は、それぞれb-1とc-1の時間軸を拡大した図である。このように本実施例によれば、従来の図10に比べ、コモンモード電流13及び漏れ電流14共に大幅に抑制されている。本発明の第3実施例を図4、図5を用いて説明する。図4のフィルタ回路は、減衰要素15を抵抗16とコンデンサ17との並列回路で構成している。コモンモード電流には、主にインバータのキャリア周波数成分と、コモンモードチョークコイルとバイパス路によって生じる共振電流が含まれる。図2の第2実施例のように単に抵抗だけで構成した場合、回路の共振によって生じる電流だけでなく、本来フィルタ回路によって抑制したい漏れ電流の成分に対してもバイパス路のインピーダンスが高くなってしまう。すなわちモータ4に流れ込むコモンモード電流が増加する。従って、モータから浮遊容量を介してアースラインに流れる漏れ電流14を抑制するフィルタとしての効果が薄れる。これに対して図4のように、抵抗16と並列にコンデンサ17を接続する場合、減衰させたい回路の共振電流は抵抗16を流れ、漏れ電流の主な成分でより高周波のインバータキャリア周波数成分はコンデンサ17を流れるようにそれぞれの定数を選択する。この結果、フィルタの性能を保ったまま、回路内の共振電流キャリア周波数より低い周波数成分を選択的に抵抗で減衰させることができる。この場合、高周波のインバータキャリア周波数成分に対しては、バイパス路が低インピーダンスとなるため、キャリア周波数成分は十分抑制される。この結果、モータから浮遊容量を介してアースラインに流れる漏れ電流14は減少する。図5は図4の構成におけるコモンモード電流13と漏れ電流14の一例を表している。図3の第2実施例に比べ、特に漏れ電流14が明らかに減少していることがわかる。本発明の第4実施例を、図6を用いて説明する。第4実施例は第3実施例に対して、抵抗16とコンデンサ17との並列回路を、トランス18を介してバイパス路に接続した構成である。例えば発熱する抵抗16を冷却するためにヒートシンクに接続するような場合、第3実施例のような構成であるとバイパス路を流れる電流が、抵抗の浮遊容量を通して外に漏れる可能性がある。本実施例では、トランス18を介して抵抗16を接続することで、抵抗16とコンデンサ17を含むトランス2次側回路は絶縁された、すなわち閉じた回路となるため、例え抵抗16とアースとの間に浮遊容量が存在しても、抵抗16からの漏れ電流が発生することはない。本発明の第5実施例を、図7を用いて説明する。第5実施例は、バイパス回路を構成する第1相間コンデンサ7a~7cの入力側電源ラインに、第2コモンモードチョークコイル19が挿入される。更に、この第2コモンモードチョークコイル19と第1相間コンデンサ7a~7cとの間には、第2相間コンデンサ20a~20cが接続され、この第2相間コンデンサの中性点cとアースラインの間に接地コンデンサ21が接続される。第2コモンモードチョークコイル19、第2相間コンデンサ20a~20c及び接地コンデンサ21は、上記第1~第4実施例で抑えきれない漏れ電流に対してフィルタとして作用し、電源へのコモンモードノイズ一般に150kHz以上の成分を低減できる。これは、高周波の伝導ノイズ14aが第2相間コンデンサ20a~20c及び接地コンデンサ21とで構成される低インピーダンスの経路を流れて、第2コモンモードチョークコイルを含む高インピーダンスの電源側の経路には流入しないためである。従って本実施例によれば、電源5に接続された他の機器に伝送される高周波ノイズを防止できる。また、第2相間コンデンサ20a~20cは、第1相間コンデンサ7a~7cとともに、電源へのノーマルモードノイズ一般に150kHz以上の成分の低減にも有効である。本発明の第6実施例を、図8を用いて説明する。第6実施例では、第5実施例の第2相間コンデンサ20a~20cを介して接地コンデンサ21を接続する構成に対して、バイパス回路を構成する第1相間コンデンサ7a~7cの中性点aを接地コンデンサ21を介してアースラインに接続した構成となっている。本実施例によれば、相間コンデンサを一組にまとめられるため、部品点数が少なくて済む。以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。