"インバータに備えられたスイッチング素子に対して、インバータ出力端子電圧,インバータ入力電流,入力指令に基づいて生成されたゲート信号を出力するコントローラを備えたインバータ制御システムであって、前記コントローラは、インバータ入力電流における電流検出値の直流成分を抽出するLPFと、電流指令値と前記電流検出値の直流成分との電流差分を算出する減算部と、前記電流差分から相補関係にある2相のPWM信号を生成する電流制御器と、インバータ出力端子電圧を積分し、磁束情報に変換する積分回路と、前記磁束情報をロジック変換し、120°通電パターンを出力するロジック変換部と、前記2相のPWM信号と120°通電パターンを論理合成し、ゲート信号を出力する論理回路部と、を備えたことを特徴とするインバータ制御システム。前記コントローラは、120°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出器と、入力指令である速度指令値と前記速度検出値との速度偏差を算出する減算部と、前記速度偏差から電流指令値を演算する速度制御器と、を備えたことを特徴とする請求項1記載のインバータ制御システム。前記コントローラは、前記電流検出値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、を乗算し電力検出値を算出する電力検出器と、入力指令である電力指令値と前記電力検出値との電力偏差を算出する減算部と、前記電力偏差から電流指令値を演算する電力制御器と、を備えたことを特徴とする請求項1記載のインバータ制御システム。前記コントローラは、前記120°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出値と、前記電流指令値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、前記速度検出値と、からトルク検出値を演算するトルク検出器と、入力指令であるトルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する減算部と、前記トルク偏差から電流指令値を算出するトルク制御器と、を備えたことを特徴とする請求項1記載のインバータ制御システム。前記積分回路とロジック変換部はアナログ回路で構成されたことを特徴とする請求項1~4の何れかに記載のインバータ制御システム。しかしながら、図8に示す擬似電流型インバータは、超高速モータ制御の実現と引き換えに、降圧回路2を構成する機器トランジスタFET1,ダイオードD1,D2,リアクトルL1の増設を要すると共に、これらの機器を接続する配線回路が複雑化してしまう。その結果、この擬似電流型インバータは、モータ駆動システム全体として、容積,コスト,損失の面から見て非常に不利な構成となっている。近年、インバータに対して、低コスト化,小型化,低損失化が強く要求されている。特に、車載など設置空間が非常に限定される用途などでは、図8に示す擬似電流型インバータは容積増大の欠点が浮き彫りとなり、機器実装への障害となっている。以上示したようなことから、演算負荷が小さく、小型化低コスト化低損失化を実現したインバータ制御システムを提供することが主な課題となる。本発明は、前記従来の問題に鑑み、案出されたもので、その一態様は、インバータに備えられたスイッチング素子に対して、インバータ出力端子電圧,インバータ入力電圧,入力指令に基づいて生成されたゲート信号を出力するコントローラを備えたインバータ制御システムであって、前記コントローラは、インバータ入力電流における電流検出値の直流成分を抽出するLPFと、電流指令値と前記電流検出値の直流成分との電流差分を算出する減算部と、前記電流差分から相補関係にある2相のPWM信号を生成する電流制御器と、インバータ出力端子電圧を積分し、磁束情報に変換する積分回路と、前記磁束情報をロジック変換し、120°通電パターンを出力するロジック変換部と、前記2相のPWM信号と120°通電パターンを論理合成し、ゲート信号を出力する論理回路部と、を備えたことを特徴とする。また、その他の態様は、前記コントローラは、120°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出器と、入力指令である速度指令値と前記速度検出値との速度偏差を算出する減算部と、前記速度偏差から電流指令値を演算する速度制御器と、を備えたことを特徴とする。また、その他の態様は、前記コントローラは、前記電流検出値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、を乗算し電力検出値を算出する電力検出器と、入力指令である電力指令値と前記電力検出値との電力偏差を算出する減算部と、前記電力偏差から電流指令値を演算する電力制御器と、を備えたことを特徴とする。また、その他の態様は、前記コントローラは、前記120°通電パターンを速度検出値に変換する速度検出値と、前記電流指令値の直流成分と、インバータ入力電圧の電圧検出値と、前記速度検出値と、からトルク検出値を演算するトルク検出器と、入力指令であるトルク指令値と前記トルク検出値とのトルク偏差を算出する減算部と、前記トルク偏差から電流指令値を算出するトルク制御器と、を備えたことを特徴とする。また、前記積分回路とロジック変換部はアナログ回路で構成しても良い。本発明によれば、演算負荷が小さく、小型化低コスト化低損失化を実現したインバータ制御システムを提供することが可能となる。[実施形態1]本実施形態1におけるインバータ制御システムを図1~図4に基づいて説明する。本実施形態1におけるインバータ制御システムは、主回路1Cと電流制御コントローラ3aと、を備えている。図1に示すように、本実施形態1の主回路1Cの構成は、一般的な電圧型PWMインバータと同様であり、インバータINVを3相,6素子回路とする。制御対象をインバータINVへの入力電流とし、平滑コンデンサCとスイッチング素子Sw1~Sw6インバータINVとの間の直流電流インバータ入力電流を電流センサCT等によって取得する。電流センサCTについては、電流値が取得可能なものであれば良く、例えば、シャント抵抗等によるものでも良い。図1では、入力ノイズ低減のための平滑コンデンサCを設けているが、平滑コンデンサCが無い場合も同様である。電流制御コントローラ3aは、電流センサCTで取得した電流検出値を制御対象として、モータMの回転を制御する。電流検出値の電流波形は矩形波状の波形であり、LPFLowPassFilterに通すことで直流成分を抽出する。矩形波の周波数は、スイッチング素子Sw1~Sw6で構成されるインバータINVのPWM周波数と同じ周波数となるため、LPFのカットオフ周波数はPWM周波数を基準として設定する。減算部4は、前記LPFから出力された電流検出値の直流成分と入力指令である電流指令値との電流差分を演算し、電流制御器5に入力する。電流制御器5では、PI制御器51において、前記電流差分をPI演算し、比較器52において、PI制御部51の出力と所定の周波数の基準信号例えば、図2に示すように三角波とを比較し、相補関係にある2相の信号PWM信号SaおよびSbを生成する図2参照。この減算部4,電流制御器5は演算装置CPUなどにより構成される。また、モータMのセンサレス制御を行うために、インバータの出力端子電圧Vu,Vv,Vw図3参照を、電圧検出器6により取得する。前記端子電圧Vu,Vv,Vwは、モータMの誘起電圧に相当する。この端子電圧Vu,Vv,Vwはセンサレス回路10により、120°通電パターンS1 ́,S2 ́,S3 ́,S4 ́,S5 ́,S6 ́に変換する。まず、端子電圧Vu,Vv,Vwを積分回路7により積分し、磁束情報φu,φv,φw図3参照へと変換する。次に、この磁束情報φu,φv,φwを、ロジック変換部8においてロジック変換し、120°通電パターンS1 ́~S6 ́図3参照として出力する。このセンサレス回路10積分回路7,ロジック変換部8は、演算負荷低減のため、アナログ回路を用いる。次に、前記2相のPWM信号Sa,Sbと120°通電パターンS1 ́~S6 ́を論理合成部9により論理合成し、インバータゲート信号S1~S6を生成する図4参照。論理合成は、下記1~6式により行う。ただし、1~6式中のはAND演算を示し、|記号はOR演算を示す。また、Sx ́は、120°通電パターン出力の各スイッチング素子相当の信号である。そして、この1~6式で得られたインバータゲート信号S1~S6により、インバータINVを構成するスイッチング素子Sw1~Sw6を制御し、モータMを駆動させる。以上示したように、本実施形態1におけるインバータ制御システムは、センサレスの位相検出周波数制御にアナログ回路を用い、演算装置CPUなどではLPFから出力された直流成分に対してのみ制御を行うため、電流制御器5の演算量は微量となる。その結果、演算負荷が低減し、超高速モータに適用することができる。また、本実施形態1では、図1に示すような汎用的な主回路1Cにおいて演算負荷の低減を実現しており、特許文献1の問題点として指摘した降圧回路2を構成する機器トランジスタFET1,ダイオードD1,D2,リアクトルL1の増設を招く必要がない。その結果、小型化,低コスト化を実現しつつ、演算負荷を低減させることが可能となる。また、インバータの電流制御では、電流制御の対象としてモータ電流を検出し、これを制御対象とすることが一般的である。しかし、超高速モータにおける高周波電流波形の検出制御には高速なAD変換能力と演算能力を必要とするため、非常に高価な演算装置を必要とする。それに対し、本実施形態1のインバータ制御システムでは、入力対象の直流電流をLPFに通した直流成分に対して電流制御を行っているため、超高速モータの高周波に関係なく、制御することを可能としている。PWM論理演算については、特許文献2でも、本実施形態1と同様の120°通電のPWM波形が提示されている。ただし、特許文献2では、60°毎に出力波形の切替処理を行うため、超高速モータの高周波用途としては演算負荷が大きくなり、超高速モータの制御を達成できない可能性がある。本実施形態1では、電流制御器5出力のPWM信号Sa,Sbと120°通電パターンS1 ́~S6 ́を単純な論理演算のみで合成しているため演算負荷が非常に小さく、超高速モータの高周波用途に適したものとなる。以上示したように、超高速モータを制御対象としたとき、一般的な電圧型PWM制御では演算負荷の増大により超高速モータの制御を実現できない。それに対し、本実施形態1のインバータ制御システムでは、演算負荷が小さいため、低性能低価格帯の演算装置CPUにおいても、超高速モータの制御が実現可能となる。また、本実施形態1の主回路1Cは一般的な電圧型PWM方式と同様の構成であるため、超高速モータ用途であっても比較的小型低コスト低損失による機器で実現可能である。[実施形態2]本実施形態2におけるインバータ制御システムの速度制御コントローラのブロック図を図5に示す。なお、実施形態1と同様の箇所については、同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。本実施形態2における主回路の構成は実施形態1と同様である。また、本実施形態2は、実施形態1の電流制御コントローラ3aを速度制御コントローラ3bとし、指令入力を速度指令値としたものである。本実施形態2では、センサレス回路10から出力された120°通電パターンS1 ́~S6 ́を、速度検出器11により速度検出値に変換する。次に、指令入力である速度指令値と前記速度検出値との速度偏差を減算部12によって算出し、この速度偏差を速度制御器13に入力して電流指令値を生成する。以後の制御は実施形態1と同様である。これにより、本実施形態2は、超高速モータの速度制御を可能とする。また、実施形態1と同様の作用効果を奏する。[実施形態3]本実施形態3におけるインバータ制御システムの電力制御コントローラのブロック図を図6に示す。なお、実施形態1と同様の箇所については、同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。本実施形態3における主回路の構成は実施形態1と同様である。また、本実施形態3は、実施形態1の電流制御コントローラ3aを電力制御コントローラ3cとし、指令入力を電力指令値としたものである。本実施形態3では、直流電圧値平滑用コンデンサCの両端電圧:インバータ入力電圧を検出し、電力検出器14で、この電圧検出値とLPFから出力された電流検出値の直流成分を乗算することにより、電力検出値を算出する。次に、入力指令である電力指令値と前記電力検出値の電力偏差を減算器15によって算出し、この電力偏差を電力制御器16に入力して電流指令値を生成する。以後の制御は実施形態1と同様である。これにより、本実施形態3は、超高速モータの電力制御を可能とする。また、実施形態1と同様の作用効果を奏する。[実施形態4]本実施形態4におけるインバータ制御システムのトルク制御コントローラのブロック図を図7に示す。なお、実施形態1,2,3と同様の箇所については、同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。本実施形態4における主回路の構成は実施形態1と同様である。また、本実施形態4は、実施形態1の電流制御コントローラ3aをトルク制御コントローラ3dとし、指令入力をトルク指令値としたものである。本実施形態4では、実施形態2と同様に速度検出器11で120°通電パターンS1 ́~S6 ́を速度検出値に変換する。また、実施形態3と同様に直流電圧値インバータ入力電圧を検出する。そして、トルク検出器17においてLPFから出力された電流検出値の直流成分,電圧検出値,速度検出値に基づきトルク検出値を算出する。次に、入力指令であるトルク指令値と前記トルク検出値のトルク偏差を減算器18によって演算し、このトルク偏差をトルク制御器19に入力して電流指令値を生成する。以後の制御は実施形態1と同様である。これにより、本実施形態4は、超高速モータのトルク制御を可能にする。また、実施形態1と同様の作用効果を奏する。以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変形および修正が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変形および修正が特許請求の範囲に属することは当然のことである。"