非接触型の誘導エネルギ伝送システムの回路であって、一次側に配置され、前記一次側における電源電圧に接続することのできる一次側回路と、二次側に配置され、エネルギが供給される負荷に接続することのできる二次側回路と、エネルギを前記一次側から空隙を介して前記二次側に非接触伝送させ、電気的分離を有し、誘導エネルギ伝送のための、磁気結合された少なくとも2つのインダクタが設けられ、前記少なくとも2つのインダクタが、前記二次側を前記一次側から遠ざけることによって空間的に互いに分離可能である、コンダクタ段と、を備え、前記コンダクタ段が共振型コンバータを備え、前記二次側回路が二次側安定化段をさらに含んでいる、回路。電力供給される負荷、前記電源電圧、前記一次側と前記二次側との間の距離、のうちの少なくとも1つが変動した場合、情報の絶え間ないフィードバックが初期電圧を介して前記一次側に提供されることなく、前記コンダクタ段の前記初期電圧が所定の値範囲に維持されるように、動作する、請求項1に記載の回路。前記共振型コンバータが、前記一次側における電気特性の変化に応えてのみ動作条件を変更するようにされている、請求項1または請求項2に記載の回路。前記共振型コンバータが、LLCCコンバータまたはLLCコンバータを備えている、請求項3に記載の回路。前記コンダクタ段のスイッチング周波数が、前記一次側の少なくとも1つの電気特性に依存するバイアス点に調整されるように、動作させることができる、請求項3または請求項4に記載の回路。前記共振型コンバータを固定周波数で動作させることのできる、請求項3または請求項4に記載の回路。前記コンダクタ段のデューティファクタが前記一次側の少なくとも1つの電気特性に依存して変化するように、前記共振型コンバータを動作させる、請求項6に記載の回路。前記二次側安定化段が、負荷電流もしくは負荷電圧またはその両方を制限できるように、設けられている、請求項1から請求項7のいずれか一項に記載の回路。前記二次側安定化段が、前記二次側における整流された電圧の、大きいが制限されたリップル成分を除去できるように、設けられている、請求項1から請求項8のいずれか一項に記載の回路。前記二次側安定化段が、電圧変動に大きく影響される負荷の場合に、その初期電圧またはその初期電流を狭い範囲内に調整できるように、設けられている、請求項1から請求項9のいずれか一項に記載の回路。前記二次側安定化段が、距離が大きい場合に、前記二次側におけるDC電圧の大きな降下が起こるとき、その電力除去が限られるように、設けられている、請求項1から請求項10のいずれか一項に記載の回路。前記二次側安定化段がDC-DCコンバータを備えている、請求項1から請求項11のいずれかに一項記載の回路。前記二次側安定化段が、バックブーストコンバータ、ブーストコンバータ、CUKコンバータ、または電気的に分離されているコンバータを備えている、請求項12に記載の回路。前記二次側安定化段が、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、または電気的に分離されている別のコンバータを備えている、請求項12に記載の回路。前記一次側回路が、前記電源電圧を予備処理する、ダイオードブリッジの形の予備処理段、を備えている、請求項1から請求項14のいずれか一項に記載の回路。前記一次側コンダクタ段に、ほぼ線間電圧に従う時間依存の電圧が供給され、情報の絶え間ないフィードバックが前記二次側における前記初期電圧を介して前記一次側に提供されない、請求項15に記載の回路。前記一次側コンダクタ段がLLCCコンバータとして設けられ、情報の絶え間ないフィードバックが前記二次側における前記初期電圧を介して前記一次側に提供されない、請求項16に記載の回路。前記一次側コンダクタ段が、固定周波数で動作するLLCCコンバータとして設けられ、情報の絶え間ないフィードバックが前記二次側における前記初期電圧を介して前記一次側に提供されない、請求項17に記載の回路。前記一次側の予備処理段が、整流器ブリッジと、前記整流器ブリッジの初期電圧に並列に接続されている蓄電キャパシタとを備え、力率を高める平滑化インダクタが設けられている、請求項15に記載の回路。前記一次側の予備処理段が、能動力率補正のためのAC-DCコンバータ、もしくはDC-DCコンバータ、またはその両方を備えている、請求項15から請求項19のいずれか一項に記載の回路。前記一次側の予備処理段が、バックコンバータ、バックブーストコンバータ、またはブーストコンバータを備えている、請求項20に記載の回路。前記二次側安定化段がバックコンバータを備え、前記コンダクタ段が、固定周波数で動作するLLCコンバータまたはLLCCコンバータによって形成され、前記コンダクタ段に、整流された電源からブーストコンバータによって電力供給され、前記ブーストコンバータがAC-DCコンバータまたはDC-DCコンバータのいずれかである、請求項1から請求項21のいずれか一項に記載の回路。前記一次側回路が基部に統合可能であり、前記二次側回路が携帯部に統合可能である、請求項1から請求項22のいずれか一項に記載の回路。少なくとも1つの充電式バッテリを充電するようにされている、請求項1から請求項23のいずれか一項に記載の回路。したがって、本発明は、特に、携帯型装置にエネルギを供給する用途における、非接触型の誘導エネルギ伝送システムの配線を提案する。一次側回路は、一次側に配置され、一次側電源電圧に接続することができ、二次側回路は、二次側に配置され、エネルギが供給される負荷に接続することができる。本発明によると、エネルギを一次側から空隙を介して二次側に非接触伝送させ、電気的分離を有し、誘導エネルギ伝送のための、磁気結合された少なくとも2つのインダクタが設けられ、少なくとも2つのインダクタが、二次側を一次側から遠ざけることによって空間的に互いに分離可能である、コンダクタ段、が設けられている。このコンダクタ段は共振型コンバータを備え、二次側回路は、二次側安定化段をさらに含んでいる。本発明による二次側安定化段は、図10および図11に示した、単純な線形レギュレータとして、またはクロックドスイッチング電源clockedswitchingpowersupplyとして、設けることができる。さらには、単純化された過電圧制限は、単なる電圧調節と考えることができる。二次側安定化段の線形レギュレータおよびスイッチング電源のいずれも、統合されたモジュールとして実施する、または個別の構成要素として構築することができる。以下では、本発明を深く理解できるように、図面に記載されている実施形態を参照しながら本発明について説明する。図面において、同一の要素には同じ参照記号および同じ名称を付してある。さらには、図示および説明されている実施形態における特定の特徴または特徴の組合せは、それぞれが独立した発明的な解決方法、または本発明による解決方法を提供するものと考えることができる。以下では、図面を参照しながら本発明について詳しく説明する。本発明の中心的な発想は、2段または3段のコンセプトをベースとする誘導エネルギ伝送システムを実施することである。この方法では、負荷電圧を調節するための情報を一次側と二次側の間で伝達する必要がない。具体的には、以下の3段が設けられている。第1段:入力電圧を処理するAC-DCまたはDC-DC。用途によっては、この段はオプションである。第2段:空隙を介してエネルギを伝送する。第3段:二次側安定化を行う。二次側安定化のために適用されるクロックド電源としては、さまざまなDC-DCコンバータが可能であり、特に、本発明においては、コンバータ、バックブーストコンバータ、CUKコンバータ、ブーストコンバータが挙げられる。さらには、電気的に分離されたコンバータ例えばフライバックコンバータ、フォワードコンバータ、負荷共振型コンバータ、スイッチング共振型コンバータを適用することもできる。電圧変動の影響を受けにくい負荷の場合、単純な過電圧制限を設けることもできる。空隙を介しての伝送は、すでに挙げた実施方法のうち、図5に示したように共振型コンバータによって有利に達成することができる。この場合、疎結合されたトランスの寄生特性を補償する方法として、複数の異なる方法が存在する。一次側および二次側において、直列補償または並列補償を行うことができるコンデンサ。しかしながら、二次側では、蓄電を省くこともできる。さらには、共振回路の周波数特性を意図的に操作するためのさらなるリアクタンス素子を設けることができる。さらに、一般に誘導エネルギ伝送において使用される比較的疎に結合されたインダクタの場合、空隙を介して伝送するためのさらなる回路構造も考えられる。したがって、図12および図13に示したように、非常に広い誘導性にもかかわらず、フライバックコンバータ場合によっては2スイッチの変形形態またはフォワードコンバータを配置することができる。共振段の入力電圧Viの生成も、さまざまな方法によって可能である。1つの方法として、図14および図15に示したように、このDC電圧は、電池またはDC-DCコンバータによって直接提供することができる。図15に例示的に示したブーストコンバータに代えて、さまざまなDC-DCコンバータ例えばバックコンバータ、バックブーストコンバータ、フライバックコンバータ、フォワードコンバータ、CUKコンバータを配置することもできる。入力電圧Viが交流電圧として提供されない場合、図15に示したように、この入力電圧を別の電源電圧から予備処理しなければならない。空隙を介して伝送するための提案する2段のコンセプトによると、一般には、入力電圧を予備処理するための第3の段が要求される。さらには、DC電圧Vgは、蓄電キャパシタを含んだブリッジ整流器を利用して線間電圧を整流することによって生成することができる。図15の構成および図16の構成は対応的に組み合わせることができる。整流および平滑化された線間電圧は、DC-DCコンバータの入力電圧となり、DC-DCコンバータは、結果としての残留リップル電力周波数を補正し、出力電圧を安定化させる役割を果たす。この安定化されたDC電圧は、空隙を介して伝送するためのコンバータ段の入力電圧となる。したがって、図15に示したブーストコンバータ以外に、別の回路構造例えばバックコンバータを使用することができる。さらには、電源側の力率を向上させる目的で、受動力率補正平滑化インダクタを設けることができる。さらに、Viを生成する目的に能動力率補正を機能させることができる。これに代えて、図17に概略的に示したように、整流された交流電源から共振中間段に直接供給することができる。この電源は、電子トランスとして固定周波数で動作し、蓄電キャパシタと組み合わせた整流器ブリッジと比較して電源側の力率をさらに向上させる。図示したコンデンサCHFは、小さい公称値を有する。したがって、このコンデンサCHFは、蓄電キャパシタ電解コンデンサとは異なり、大量のエネルギを蓄えることはできず、空隙を介して伝送するためのコンバータ段の入力電流の高調波をフィルタリングする役割を果たすのみである。この方法では、距離に依存してDC値が変動することに加えて、二重周波数doublesupplyfrequencyを有する初期電圧V0の電圧リップルが現れる。この実施形態では、この残留リップルは、二次側の安定化段によって補正される。以下では、独創的な回路構成のさらなる好ましい実施形態について、図18~図24を参照しながら詳しく説明する。空隙を介して伝送するための実施形態として、共振型コンバータが好ましい。図18~図20は、共振回路の好ましい基本構造を示している。共振型コンバータの共振回路の構造として、この場合、二次側にコンデンサが配置されている。二次側の並列補償parallelcompensationの場合、整流用にフルブリッジを利用することが有利であり、そうでない場合、発生するダイオードの漏れを最小にする目的で、二次側を中間タップ付きとして設けることもできる図19を参照。図18では、二次側安定化は、バックコンバータによって実施されている。図19では、二次側安定化の回路構造として、バックブーストコンバータが選択されている。さらに、図20に示したように、ブーストコンバータを適用することもできる。図21~図24は、入力電圧の予備処理に関して好ましい実施例を示しており、いずれも二次側の並列補償型のLLCCコンバータの例である。二次側安定化段は、一例としてバックコンバータを利用して実施されているが、すでに説明したように、二次側安定化段としてさまざまなバリエーションを配置することができる。同様に、共振回路についても、さまざまな回路構造が可能である。図21では、入力側における線間電圧の予備処理は、蓄電キャパシタと組み合わせた単純な整流器を利用して行われる。この蓄電キャパシタは線間電圧を平滑化し、線間電圧を第一次近似におけるピークまで充電する。共振段の二次側の初期電圧V0の電圧リップルおよび異なる位置関係に起因する電圧変動は、二次側安定化によって調節される。電源側の力率を高める目的で、図22に概略的に示したように、受動力率補正PFCを設けることができる。この場合、追加のインピーダンス一般には誘導性によって充電パルスが広げられ、これにより、吸収される歪んだアイドル電力が減少し、力率が高まる。特に、平滑化インダクタLPFCが受動PFCとしての役割を果たす。広範囲の線間電圧欧州および欧州以外の公称値を有する広い範囲の入力をカバーできるようにする目的で、図23に示したように、追加のDC-DC段を設けることができる。このDC-DC段は、能動力率補正回路ではなくDC-DCコンバータとして動作し、したがって、公称電力出力に応じた大きさとしなければならない。提示した図では、一例としてブーストコンバータが選択されている。電源側における力率を高い値に意図的に最適化する目的で、図24に示したように、能動力率補正回路を設けることができる。これにより、図23のようにブーストコンバータを利用する代わりにバックコンバータを使用することができ、さらには別の回路構造も可能である。要するに、説明した回路構造の変形形態が含まれている図18~図24における実施例は、ほぼ自由に組み合わせることができる。