"電気機械装置であって、永久磁石と、前記永久磁石との相互作用により前記電気機械装置に回転力を発生させる電磁コイルと、PWM信号を生成し、前記電磁コイルに印加する駆動電圧の電圧レベル指令を生成する制御部と、前記PWM信号に応じて前記電磁コイルを駆動する駆動回路と、前記電圧レベル指令に従った直流電源電圧を前記駆動回路に供給する電源供給回路と、を備える、電気機械装置。請求項1に記載の電気機械装置において、さらに、前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検知するセンサーを備え、前記制御部は、前記センサーの出力を用いて、ピークにおけるパルスのデューティ比が100となる略正弦波以下、正弦波と呼ぶ。パターンに正規化したPWM信号を生成し、前記電気機械装置の負荷トルクが、ピークにおけるパルスのデューティ比が100となる正弦波パターンにおける負荷よりも軽負荷となったときには、前記正弦波パターンのデューティ比を維持し、前記電圧レベル指令を下げる、電気機械装置。請求項1または2に記載の電動モーターにおいて、さらに、前記電気機械装置に回転数を検知する回転数検知部と、前記電磁コイルに流れる駆動電流を検知する電流検知部と、を備え、前記制御部は、前記電気機械装置の回転数から前記電磁コイルに生じる誘起電圧を算出し、前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて前記電圧レベル指令を決定する、電気機械装置。請求項3に記載の電気機械装置において、前記制御部は、前記電圧レベル指令の候補値を複数個あらかじめ準備しておき、前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて算出した電源電圧レベル以上であって、前記複数の候補値の中で最も小さな候補値を前記電圧レベル指令として選択する、電気機械装置。請求項1~4のいずれか一項に記載の電気機械装置を備える移動体。請求項1~4のいずれか一項に記載の電気機械装置を備えるロボット。このようなPWM駆動の場合、回転数が低く誘起電圧は小さい負荷が軽い時も、回転数が高く誘起電圧は大きい負荷が重い時も、電磁コイルに掛かる電圧は、駆動のオンオフ時において、0V~最大電圧の遷移をする。電磁コイルや電磁コイルの駆動回路は、浮遊容量や寄生容量以下浮遊容量等と呼ぶ。を有しており、駆動のオンオフ毎に、これら浮遊容量等へのチャージディスチャージが行われ、浮遊容量等へのチャージディスチャージ電流は、PWM駆動のデューティ比が小さくなっても変わらない。また固定の駆動電圧でのPWM駆動デューティにおいて、電磁コイルのインダクタンスによって駆動電流波形が変わり、余分な電流が流れる。これらのため、特にPWM駆動のデューティ比が小さくなる低回転低負荷時に電動モーターの効率が良くないという問題があった。本願発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決し、電動モーターの効率を良くすることを目的とする。本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、以下の形態又は適用例として実現することが可能である。[適用例1]電気機械装置であって、永久磁石と、前記永久磁石との相互作用により前記電気機械装置に回転力を発生させる電磁コイルと、PWM信号を生成し、前記電磁コイルに印加する駆動電圧の電圧レベル指令を生成する制御部と、前記PWM信号に応じて前記電磁コイルを駆動する駆動回路と、前記電圧レベル指令に従った直流電源電圧を前記駆動回路に供給する電源供給回路と、を備える、電気機械装置。この適用例によれば、電圧レベル指令に基づいてPWM駆動回路に電源が供給されるので、浮遊容量等へのチャージディスチャージ電流を減らすことが出来、また電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことが出来、電動モーターの効率を良くすることができる。[適用例2]請求項1に記載の電気機械装置において、さらに、前記永久磁石と前記電磁コイルとの相対位置を検知するセンサーを備え、前記制御部は、前記センサーの出力を用いて、ピークにおけるパルスのデューティ比が100となる略正弦波以下、正弦波と呼ぶ。パターンに正規化したPWM信号を生成し、前記電気機械装置の負荷トルクが、ピークにおけるパルスのデューティ比が100となる正弦波パターンにおける負荷よりも軽負荷となったときには、前記正弦波パターンのデューティ比を維持し、前記電圧レベル指令を下げる、電気機械装置。この適用例によれば、低負荷時には、電圧レベル指令が下がるので、PWM駆動回路の駆動電圧が下がり、浮遊容量等へのチャージディスチャージ電流を減らすことが出来、また電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことが出来、電動モーターの効率を良くすることができる。[適用例3]請求項1または2に記載の電動モーターにおいて、さらに、前記電気機械装置に回転数を検知する回転数検知部と、前記電磁コイルに流れる駆動電流を検知する電流検知部と、を備え、前記制御部は、前記電気機械装置の回転数から前記電磁コイルに生じる誘起電圧を算出し、前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて前記電圧レベル指令を決定する、電気機械装置。この適用例によれば、負荷に応じた適切な電圧レベル指令を発することができる。[適用例4]適用例3に記載の電気機械装置において、前記制御部は、前記電圧レベル指令の候補値を複数個あらかじめ準備しておき、前記誘起電圧と前記駆動電流と前記電磁コイルのインピーダンスとを用いて算出した電源電圧レベル以上であって、前記複数の候補値の中で最も小さな候補値を前記電圧レベル指令として選択する、電気機械装置。この適用例によれば、簡単な回路構成でチャージディスチャージ電流を減らすことが出来、また電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことが出来る。[適用例5]適用例1~4のいずれか一つに記載の電気機械装置を備える移動体。[適用例6]適用例1~4のいずれか一つに記載の電気機械装置を備えるロボット。なお、本発明は、種々の形態で実現することが可能であり、例えば、電気機械装置のほか、電気機械装置を備える移動体、ロボット等の形態で実現することができる。[第1の実施例]図1は、第1の実施例にかかるモーターの構成を示す説明図である。図1Aは、回転軸と平行な面で切ったときの断面を示し、図1Bは、回転軸と垂直な面で切ったときの断面を示している。電動モーター10は、略円筒状のステーター15が外側に配置され、略円筒状のローター20が内側に配置されたラジアルギャップ構造のインナーローター型モーターである。ステーター15は、ケーシング110の内周に沿って配列された複数の電磁コイル100A、100Bを有している。電磁コイル100A、100Bの配置は、機械角で30°ずれ、流れる電流も電気角で90°位相はずれている。本実施例では、電磁コイル100A、100Bを区別しない場合には、単に電磁コイル100と呼ぶ。ステーター15には、さらに、ローター20の位相を検出する位置センサーとしての磁気センサー300が、配置されている。磁気センサー300として、例えばホール素子を有するホールセンサーを用いることができる。磁気センサー300は、略正弦波のセンサー信号を生成する。このセンサー信号は、電磁コイル100を駆動するための駆動信号を生成するために用いられる。したがって、磁気センサー300は、電磁コイル100A、100Bに対応して2つ設けられていることが好ましい。磁気センサー300は、回路基板310の上に固定されており、回路基板310は、ケーシング110に固定されている。また、回路基板310は、コネクタ320により外部の制御部と接続されている。ローター20は、中心に回転軸230を有し、その外周に複数の永久磁石200を有している。各永久磁石200は、回転軸230の中心から外部に向かう径方向放射方向に沿って磁化されている。また、永久磁石200と電磁コイル100とは、ローター20とステーター15の対向する円筒面に対向して配置されている。回転軸230は、ケーシング110の軸受け240で支持されている。本実施例では、ケーシング110の内側に、波バネ座金260を備えている。この波バネ座金260は、永久磁石200の位置決めを行っている。但し、波バネ座金260は別の構成部品で置き換えることも可能である。図2は、本実施例の制御ブロックを示す説明図である。本実施例の制御ブロックは、駆動パターン生成部500A、500Bと、駆動電圧指令生成部530と、PWM信号生成部550と、モーター駆動信号生成部560と、モーター駆動回路430と、D/Dコンバーター570と、を備える。A相用の駆動パターン生成部500Aは、アナログ-デジタル-コンバーター510A以後アナログ-デジタル-コンバーターをADCと略す。と、回転数検出部515と、駆動波形パターン補正部520Aとを備える。B相用の駆動パターン生成部500Bは、ADC510Bと、駆動波形パターン補正部520Bとを備える点でA相駆動パターン生成部500Aと同じであるが、回転数検出部515を備えない点で異なっている。電動モーター10の回転数は、A相センサー信号SSAから求めても、B相センサー信号SSBから求めても同じ回転数となるため、回転数検出部515は、A相用の駆動パターン生成部500A、または、B相用の駆動パターン生成部500B、のいずれかに備えられていればよい。本実施例では、回転数検出部515は、A相用の駆動パターン生成部500Aに備えられている。ADC510Aは、A相センサー信号SSAをデジタル変換し、デジタルデータSSADを生成する。A相センサー信号SSAの振幅は0V~VDDの範囲内であるため、このデジタルデータSSADの値は、0~VDDの範囲内である。駆動波形パターン補正部520Aは、デジタルデータのピーク値でデューティ比が100となる正弦波信号SSADSに変換する。PWM信号生成部550は、正弦波信号SSADSから図3Aに示すPWM信号PWMA1、PWMA2を生成する。モーター駆動信号生成部560は、PWM信号PWMA1、PWMA2から、後述する図4のH型ブリッジ回路のスイッチングトランジスタをオンオフする信号であるPWM駆動信号DRVA1H、DRVA2H、DRVA1L、DRVA2Lを生成する。図3Aは、センサー信号SSAからPWM信号PWMA1、PWMA2の生成までを模式的に示す説明図である。A相、B相いずれも電気角で90°ずれる以外は同じ動作であるので、A相を例にとり説明し、B相についての説明は省略する。センサー信号SSAは、図2のADC510Aにより、デジタルデータSSADに変換される。ADC510Aの構成については、省略するが、抵抗分割により生成された複数の基準電位と、センサー信号SSAと、の大小を比較することにより、容易にデジタルデータSSADに変換することができる。次に、デジタルデータSSADは、図2の駆動波形パターン補正部520Aによりデジタルデータのピーク値でデューティ比が100となる正弦波信号SSADSに変換される。次いで、図2のPWM信号生成部550により、正弦波信号SSADSからPWM信号PWMA1、PWMA2が生成される。この後、図2のモーター駆動信号生成部560により、図4に示すPWM駆動信号DRVA1H、DRVA2H、DRVA1L、DRVA2Lが生成される。図3Bは、正弦波信号SSADSからPWM信号のデューティ比への変換を示す説明図である。図2のPWM信号生成部550は、一定時間ΔtPWM周期毎に正弦波信号SSADSの絶対値|SSADS|から対応するデューティ比Du0≦Du≦100を取得する。例えば、正弦波信号SSADSの絶対値|SSADS|が1であれば、デューティ比Duは100であり、正弦波信号SSADSの絶対値|SSADS|が0.5であれば、デューティ比Duは50となる。次に、一定時間ΔtPWM周期毎に、Δt×Duの幅のパルスを生成していく。このパルスが集合してPWM信号PWMA1、PWMA2となる。なお、PWM信号PWMA1は、正弦波信号SSADSが正の値のときに生成され、PWM信号PWMA2は、正弦波信号SSADSが負の値のときに生成される。図2のモーター駆動信号生成部560は、PWM信号PWMA1、PWMA2から、図4に示すPWM駆動信号DRVA1H、DRVA2H、DRVA1L、DRVA2Lを生成する。図2の回転数検出部515は、デジタルデータSSADの周期Tを計測し、下記の式より電動モーター10の回転数を算出する。回転数rpm=60/3×TT:周期msなお、電磁コイル100A、100Bには、電動モーター10の回転数に依存した誘起電圧が生じる。算出された回転数は、この誘起電圧を導出するために用いられる。図2において、駆動電圧指令生成部530は、誘起電圧特性記憶部535と、コイル特性記憶部540と、を備える。誘起電圧特性記憶部535は、電動モーター10の回転数と、その回転数における誘起電圧と、の関係を対応づけた近似式またはデータを格納している。電動モーター10の回転数と電磁コイル100に生じる誘起電圧との関係図9Bに示すはあらかじめ測定されており、誘起電圧特性記憶部535に格納されている。駆動電圧指令生成部530は、回転数検出部515から電動モーター10の回転数を取得し、この回転数における電磁コイル100A、100Bに生じる誘起電圧を、誘起電圧特性記憶部535から導出する。コイル特性記憶部540は、電磁コイル100A、100Bのインダクタンスと巻線抵抗とを格納している。インダクタンスと巻線抵抗の値は、あらかじめ測定されており、コイル特性記憶部540に格納されている。駆動電圧指令生成部530は、電磁コイル100A、100Bの、前述の電動モーター10の回転数から導出された誘起電圧と、コイル特性記憶部540に格納されているインダクタンスと巻線抵抗の値と、モーター駆動回路430にて負荷電流センサー435A、435Bで検出された電流値と、を用いて、電磁コイル100A、100Bを駆動するための電源電圧を指令する駆動電圧レベル指令を生成し、D/Dコンバーター570に送る。駆動電圧レベル指令の具体的な生成については後述する。図2のD/Dコンバーター570は、駆動電圧レベル指令に基づいて、電源電圧の変換を行う。D/Dコンバーター570の具体的構成例を図5Aに示す。D/Dコンバーター570は、いわゆるチョッパー型のD/Dコンバーターである。D/Dコンバーター570は、DAコンバーター571と、コンパレーター572と、制御IC573と、スイッチングトランジスタ574と、チョークコイルLとダイオードDと、抵抗R1~R6と、コンデンサーC2と、を備える。図5Aにおいて、D/Dコンバーター570の入力電圧Vinを、コイルLを通してスイッチングすることにより交流に変換し、これをコンデンサーC2で平滑して、図2のモーター駆動回路430の駆動電圧Voutを得る。すなわち、スイッチングトランジスタ574がオンすると、チョークコイルLに電気エネルギーが蓄えられる。スイッチングトランジスタ574がオフすると、チョークコイルLは電流を維持しようとして、ダイオードDを通して電流を流し駆動電圧Voutを出力する。スイッチングトランジスタ574のオンオフは、制御ICが行う。このとき、駆動電圧VoutをR5とR6で抵抗分割した電圧と、DAコンバーター571を通して駆動電圧レベル指令をアナログ化した駆動電圧レベルを、コンパレーター572で比較し、差分電圧がなくなるように制御IC573のスイッチングのデューティを変えることで、駆動電圧レベル指令に基づいた駆動電圧Voutを出力させる。なお、D/Dコンバーター570のスイッチングの周波数は、PWM周波数f=1/Δtの数倍以上であることが好ましい。図4は、D/Dコンバーター570と、モーター駆動回路430と、を示す説明図である。D/Dコンバーター570には、駆動電圧レベル指令が入力されており、D/Dコンバーター570の出力は、モーター駆動回路430の電源となる。電源とグランドの間には、バイパスコンデンサーC1パスコンC1とも呼ぶ。が配置されている。モーター駆動回路430は、A相用のH型ブリッジ回路430Aと、B相用のH型ブリッジ回路430Bとを備える。A相とB相の構成は同じであるので、以下、A相について説明し、B相については、説明を省略する。A相用のH型ブリッジ回路430Aは、電源に接続された第1、第2のトランジスタTR1、TR2と、グランドに接続された第3、第4のトランジスタTR3、TR4と、を備える。第1のトランジスタTR1と第3のトランジスタTR3は直列に接続され、第2のトランジスタTR2と第4のトランジスタTR4は直列に接続されている。電磁コイル100Aは、第1のトランジスタTR1と第3のトランジスタTR3との接続点と、第2のトランジスタTR2と第4のトランジスタTR4との接続点と、の間を結ぶように配置されている。トランジスタTR1~TR4は、H型ブリッジ回路を構成している。この例では、第1、第2のトランジスタTR1、TR2はPchトランジスタFET、電解効果トランジスタ、第3、第4のトランジスタTR3、TR4はNchトランジスタFETで構成している。ここでA相用のH型ブリッジ回路430Aの電源電圧は、D/Dコンバーター570の出力電圧である。第1、第2のトランジスタTR1、TR2は、Pchトランジスタであり、Pchトランジスタは、ゲート電位がソース電位電源側の電位よりも閾値以上低下した場合に導通する。すなわち、ローアクティブなので、H側の駆動信号DRVA1H、DRVA2Hと、トランジスタTR1、TR2のゲートと、の間にはインバーター425が配置されている。A相用のH型ブリッジ回路430Aには、電流センサー435Aが直列に接続されている。電流センサー435Aを流れる電流は、それぞれ、トランジスタTR1~TR4を介して電磁コイル100Aに供給される。同様に、電流センサー435Bを流れる電流は、トランジスタTR5~TR8を介して電磁コイル100Bに供給される。ここで、電磁コイル100A、100Bに流れる電流の加算値は、電動モーター10の負荷トルクに比例するので、この電流の量から電動モーター10の負荷トルクを求めることができる。図5Bは、図4のD/Dコンバーターとしてステップアップコンバーターを用いた変形例を示す説明図である。この変形例では、電磁コイル100A、100Bからの回生電圧を、ダイオードD2により充電素子C2に充電し、ステップアップコンバーター575の入力側に帰還させている。このように構成することにより、駆動エネルギーを回生し、電動モーター10の効率を良くすることができる。図6は、センサー信号と、そのピークにおいてPWM周期のデューティ比が100となる時の、PWM駆動信号と、電磁コイル100A、100Bに流れる電流を示す説明図である。図4に示すモーター駆動回路430における電源側のトランジスタTR1、TR2、TR5、TR6をスイッチングするPWM駆動信号DRVA1H、DRVA2H、DRVB1H、DRVB2Hは、活性期間の各PWM周期において、1以下のデューティ比0~100となる波形を有している。なお、ピークにおいては、デューティ比は100である。一方、グランド側のトランジスタTR3、TR4、TR7、TR8をスイッチングするPWM駆動信号DRVA1L、DRVA2L、DRVB1L、DRVB2Lは、活性期間の各PWM周期において、デューティ比が1常時オンとなり、矩形波となる。A相コイル電流Ia、B相コイル電流Ibは、それぞれ、A相電磁コイル100A、B相電コイル100Bに流れる電流である。図7Aは、本実施例の電磁コイルの等価回路を示す説明図である。電磁コイル100は、電線を略円形に巻いて形成される。したがって、電線が有する電気抵抗Rと、インダクタンスLを有する。さらに、複数の電線が重なる部分を有しているので、浮遊容量Caを有している。電磁コイル100にかかる電圧がオンオフする毎にこの浮遊容量Caに電荷がチャージされ、ディスチャージされる。このチャージ、ディスチャージ電流は、電動モーター10の駆動力に寄与しないため、必要以上に高い駆動電圧が印可されると、このチャージ、ディスチャージ電流が大きくなり、電動モーターの効率を悪くする。また、このチャージ、ディスチャージ電流は、電気抵抗Rにより消費され、電磁コイル100Aが発熱する。図7Bは、図4のトランジスタTR1の寄生容量を示す説明図である。トランジスタTR1は、3つの端子Gゲート、Sソース、Dドレインを有しており、各端子間に寄生容量Cb~Cdを有している。トランジスタTR1がオンオフする毎に、この寄生容量Cb~Cdに電荷がチャージされ、ディスチャージされる。このチャージ、ディスチャージ電流も、電動モーター10の駆動力に寄与しないため、必要以上に高い駆動電圧が印可されると、このチャージ、ディスチャージ電流が大きくなり、電動モーターの効率を悪くする。なお、図4の他のトランジスタTR2~TR8についても同様である。図8に、PWM駆動における電磁コイルへの駆動電圧、及びコイル電流を示しており、図8AはPWM信号のデューティ比がピークで100の時の、デューティ比が小さい箇所の場合、図8Bは例えば駆動電圧を2倍にした時に、電圧変換によりPWM信号のデューティ比がピークで50の時の場合、を示している。図8Bでは、駆動電圧を2倍にしたことにより、駆動パルス幅を1/2としているため、電磁コイルへのチャージ電流の面積は図8Aに示すものと同じとなっているが、チャージ電流のピーク電流が大きいためディスチャージ電流の面積は図8Aに示すものより大きくなっている。このように必要以上に駆動電圧を高くすることにより、PWM信号のデューティ比が小さい箇所で余分な電流が流れ、効率を悪くすると共に、電動モーター10を発熱させる。図9Aは、A相用の電磁コイルの誘起電圧と駆動電流を示すグラフである。誘起電圧は、電磁コイル100Aに対する永久磁石200図1の運動により定まり、図9Aの上のグラフに示すように、略正弦波の形状を有する。図9Bは、電動モーター10の回転数と電磁コイルに生じる誘起電圧のピーク値との関係を示すグラフである。図9Bに示すように、電磁コイルに生じる誘起電圧のピーク値は、電動モーター10の回転数に比例する。なお、このグラフのデータは、図2で示した誘起電圧特性記憶部535に格納されている。図9Aに示すように、A相電磁コイルに流れる電流A相駆動電流はPWM駆動され、のこぎり波状になるが、平均の電流は誘起電圧の波形とほぼ同じ略正弦波の形状を有している。本実施例では、D/Dコンバーター570の駆動電圧レベル指令Vrを以下のように決定している。すなわち、電磁コイル100A、100Bそれぞれの駆動電圧レベル指令Vra、Vrbを、以下の方法により算出し、どちらか大きい値を図2のD/Dコンバーター570への駆動電圧レベル指令Vrとする。以下に、A相電磁コイル100Aの各数値からの、駆動電圧レベル指令Vraの算出方法を示す。Vra=Egap-p|Za|×Iap-p...1ここで、式1において、Egap-pは、電磁コイル100Aに生じる誘起電圧のピーク値である。Zaは、電磁コイル100Aのインピーダンスであり、Iap-pは、電磁コイル100Aに流れる負荷電流のピーク電流である。このピーク電流は、電流センサー435Aにより取得することができる。電磁コイル100AのインピーダンスZaは、Za=RajωLa...2で算出される。ここで、式2において、Raは、電磁コイル100Aの電気抵抗、jは虚数単位、ωは角速度、Laは電磁コイル100Aのインダクタンスである。なお、角速度ωは、電動モーターの電気的周波数fとの間で、ω=2×π×fの関係がある。図10は、センサー信号SSAVDD/2~VDDまでの期間、電気角でπの期間と、本願及び比較例におけるPWM駆動信号DRVA1Hで駆動されたA相コイル図4参照を示す説明図である。ここでは、一例として電気角πの期間を9分割し、それぞれPWM期間Q1~Q9として示している。図中のPWM期間Q5に示したデューティ比100は、センサー信号SSAがピークとなったときにおけるデューティ比を示している。負荷100のときのときのA相コイルの波形は、駆動電圧VEで駆動され、本願、比較例とも同じである。電動モーター10の負荷が小さくなっていくと、必要な駆動電圧は小さくなる。比較例では、A相コイルの駆動波形を、正弦波のデューティ比率を維持したまま、各PWM期間Q1~Q9のデューティ比を、固定の入力電圧VEと必要な駆動電圧の比率で電圧変換し、小さくしている。これに対し、本願では、電動モーター10の負荷が小さくなるときに、各PWM期間Q1~Q9におけるデューティ比を同じに維持したまま小さくせず、駆動電圧指令生成部530図2からの駆動電圧レベル指令に基づき、駆動電圧を下げて必要な電圧にしている。本実施例では、駆動電圧指令生成部530図2は、電動モーター10の回転数から誘起電圧のピーク電圧Egp-pを算出し、このピーク電圧Egp-pに、負荷電流のピーク電流Ip-pによる電圧降下分を加えることにより、駆動電圧レベル指令を生成する。電動モーター10に対する負荷が小さくなったときには、負荷電流のピーク電流Ip-pが下がる。したがって、駆動電圧レベル指令も下がる。すなわち、その結果、電磁コイル100のオンオフ時の電位差が小さくなるので、チャージ、ディスチャージ電流を小さくし、且つ電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増を減らすことができる。なお、電源に余裕を持たせるために、演算値に一定電圧αを加えた値を駆動電圧レベル指令Vrとし式3、あるいは、演算値に一定値βを乗じた値を駆動電圧レベル指令Vrとしてもよい式4。Vr=Egp-p|Z|×Ip-pα...3Vr=Egp-p|Z|×Ip-p×β...4以上、本実施例によれば、D/Dコンバーター570は、駆動電圧指令生成部530からの駆動電圧レベル指令に基づいて、モーター駆動回路430に電源を供給し、負荷トルクが小さくなったときには、電源電圧を下げるので、浮遊容量等へのチャージ、ディスチャージ電流を小さくするとともに、電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増も減らすことができ、電動モーターの効率を向上させることができる。また、本実施例によれば、モーターの駆動電圧を決める駆動電圧レベル指令は、電動モーター10の回転数から導出された誘起電圧、及び電磁コイル100A、100Bの電気抵抗、インダクタンスと、駆動電流負荷トルクに比例に基づいて、容易に決定することが出来る。[第2の実施例]第1の実施例では、式1に基づいてモーターの駆動電圧を決める駆動電圧レベル指令を決定している。したがって、電磁コイル100Aの駆動電圧は、電動モーター10の回転数及び負荷トルク、すなわち負荷電流に応じて連続的、且つリアルタイムに変化させる必要がある。かかる場合、D/Dコンバーター570の回路が複雑になる虞がある。第2の実施例では、電磁コイル100A、100Bの駆動電圧として、D/Dコンバーター570の出力電圧を複数決めておく。そして、式1の結果を用い、本実施例では、複数の中から1つの電圧を選択し、指令する。例えば、電磁コイル100A、100Bの駆動電圧の候補をX1[V]、X2[V]、X3[V]とするX1<X2<X3。式1で算出した値が、Y1[V]X1<Y1<X2であれば、駆動電圧レベル指令をX2[V]とし、式1で算出した値が、Y2[V]X2<Y2<X3であれば、駆動電圧レベル指令をX3[V]とする。このようにすれば、浮遊容量等へのチャージ、ディスチャージ電流を小さくし、且つ電圧変換でのインダクタンスの影響による駆動電流増も減らして電動モーター10の効率を向上させるとともに、DDコンバーター570の回路構成を簡単で且つ高速応答を可能にできる。図11は、本発明の変形例によるモーター/発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車電動アシスト自転車を示す説明図である。この自転車3300は、前輪にモーター3310が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路3320と充電池3330とが設けられている。モーター3310は、充電池3330からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモーター3310で回生された電力が充電池3330に充電される。制御回路3320は、モーターの駆動と回生とを制御する回路である。このモーター3310としては、上述した各種の電動モーター10を利用することが可能である。図12は、本発明の変形例によるモーターを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット3400は、第1と第2のアーム3410,3420と、モーター3430とを有している。このモーター3430は、被駆動部材としての第2のアーム3420を水平回転させる際に使用される。このモーター3430としては、上述した各種の電動モーター10を利用することが可能である。図13は、本発明の変形例によるモーターを利用した鉄道車両を示す説明図である。この鉄道車両3500は、電動モーター3510と、車輪3520とを有している。この電動モーター3510は、車輪3520を駆動する。さらに、電動モーター3510は、鉄道車両3500の制動時には発電機として利用され、電力が回生される。この電動モーター3510としては、上述した各種の電動モーター10を利用することができる。以上、いくつかの実施例に基づいて本発明の実施の形態について説明してきたが、上記した発明の実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨並びに特許請求の範囲を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることはもちろんである。"