"直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するインバータと、前記インバータによって前記交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を変化することによって前記交流電動機のトルクを制御するための制御部とを備え、前記制御部は、前記交流電動機のトルクが第1の領域にある場合には、前記トルクが前記第1の領域よりも低トルクの第2の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるように構成される、交流電動機の制御装置。前記制御部は、前記トルクが前記第1の領域にあり、かつ、前記トルクを減少させるときに、前記トルクが前記第2の領域にある場合と比較して前記制御応答性を高めるように構成される、請求項1記載の交流電動機の制御装置。前記制御部は、前記制御応答性を高める場合には、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づくフィードバック制御に用いられる制御ゲインを、前記トルクが前記第2の領域にある場合よりも大きくする、請求項1または2に記載の交流電動機の制御装置。前記制御部は、前記トルクが前記第2の領域にある場合には、トルク指令値の変化量に基づくフィードフォワード制御をオフする一方で、前記制御応答性を高める場合には、前記フィードフォワード制御をオンする、請求項1または2に記載の交流電動機の制御装置。交流電動機のトルク指令値を取得するステップと、前記交流電動機の前記トルク指令値に対するトルク偏差を取得するステップと、インバータによって前記交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を、前記トルク偏差に基づいて制御するステップとを備え、前記制御するステップは、前記交流電動機のトルクが第1の領域にある場合には、前記トルクが前記第1の領域よりも低トルクの第2の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるステップを含む、交流電動機の制御方法。前記高めるステップは、前記トルクが前記第1の領域にあり、かつ、前記トルクを減少させるときに、前記トルクが前記第2の領域にある場合と比較して前記制御応答性を高める、請求項5記載の交流電動機の制御方法。特許文献1および2にも示されるように、矩形波電圧の電圧位相に対する出力トルクの特性によれば、高トルク領域では電圧位相の変化に対するトルクの変化量が小さくなる。したがって、高トルク領域で動作する交流電動機のトルクを速やかに減少させる必要がある場合に、トルクの追従性が低下する虞がある。一方で、フィードバック制御のゲインを高めると、制御応答性については改善されるものの、制御が過敏になることによって、制御安定性が低下する虞がある。この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することである。この発明のある局面では、交流電動機の制御装置は、インバータおよび制御部を含む。インバータは、直流電圧を、交流電動機を駆動するための交流電圧に変換するように構成される。制御部は、インバータによって交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を変化することによって交流電動機のトルクを制御する。さらに、制御部は、交流電動機のトルクが第1の領域にある場合には、トルクが第1の領域よりも低トルクの第2の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるように構成される。好ましくは、制御部は、トルクが第1の領域にあり、かつ、トルクを減少させるときに、トルクが第2の領域にある場合と比較して制御応答性を高めるように構成される。さらに好ましくは、制御部は、制御応答性を高める場合には、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づくフィードバック制御に用いられる制御ゲインを、トルクが第2の領域にある場合よりも大きくする。また、さらに好ましくは、制御部は、トルクが第2の領域にある場合には、トルク指令値の変化量に基づくフィードフォワード制御をオフする一方で、制御応答性を高める場合には、フィードフォワード制御をオンする。この発明の他の局面では、交流電動機の制御方法であって、交流電動機のトルク指令値を取得するステップと、交流電動機のトルク指令値に対するトルク偏差を取得するステップと、インバータによって交流電動機に印加される矩形波電圧の位相を、トルク偏差に基づいて制御するステップとを含む。制御するステップは、交流電動機のトルクが第1の領域にある場合には、トルクが第1の領域よりも低トルクの第2の領域にある場合と比較して、トルクの制御応答性を高めるステップを含む。好ましくは、高めるステップは、トルクが第1の領域にあり、かつ、トルクを減少させるときに、トルクが第2の領域にある場合と比較して制御応答性を高める。この発明によれば、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することができる。以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則的に繰返さないものとする。[実施の形態1]全体構成図1は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動システムの概略構成構成図である。図1を参照して、電動機制御システム100は、直流電圧発生部10♯と、平滑コンデンサC0と、インバータ14と、制御装置30と、交流電動機M1とを備える。交流電動機M1は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車等の電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。すなわち、本実施の形態では、電動車両は、エンジンを搭載しない電気自動車を含め、車輪駆動力発生用の電動機を搭載する車両全般を含むものである。なお、交流電動機M1は、一般的には、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。また、この交流電動機M1は、ハイブリッド自動車では、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機M1は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。直流電圧発生部10♯は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、平滑コンデンサC1と、コンバータ12とを含む。直流電源Bは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池、燃料電池や電気二重層キャパシタ、あるいは、これらの組合せから成る。直流電源Bに設けられたセンサ10によって、直流電源Bの電圧Vb、電流および温度が検知される。センサ10による検出値は、制御装置30へ出力される。システムリレーSR1は、直流電源Bの正極端子および電力線6との間に接続され、システムリレーSR2は、直流電源Bの負極端子および電力線5の間に接続される。システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。平滑コンデンサC1は、電力線6および電力線5の間に接続される。電力線6および電力線5の間の直流電圧VLは、電圧センサ11によって検出される。電圧センサ11による検出値は、制御装置30へ送出される。コンバータ12は、リアクトルL1と、電力用半導体スイッチング素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2は、電力線7および電力線5の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Q1およびQ2のオンオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S1およびS2によって制御される。この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子以下、単にスイッチング素子と称するとしては、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、電力用MOSMetalOxideSemiconductorトランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Q1,Q2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が配置されている。リアクトルL1は、スイッチング素子Q1およびQ2の接続ノードと電力線6の間に接続される。また、平滑コンデンサC0は、電力線7および電力線5の間に接続される。インバータ14は、電力線7および電力線5の間に並列に設けられる、U相アーム15と、V相アーム16と、W相アーム17とから成る。各相アームは、電力線7および電力線5の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、U相アーム15は、スイッチング素子Q3,Q4から成り、V相アーム16は、スイッチング素子Q5,Q6から成り、W相アーム17は、スイッチング素子Q7,Q8から成る。また、スイッチング素子Q3~Q8に対して、逆並列ダイオードD3~D8がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Q3~Q8のオンオフは、制御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8によって制御される。各相アームの中間点は、交流電動機M1の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流電動機M1は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム15~17のスイッチング素子の中間点と接続されている。コンバータ12は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Q1およびQ2が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。コンバータ12は、昇圧動作時には、直流電源Bから供給された直流電圧VLを直流電圧VHインバータ14への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下システム電圧とも称するへ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Q2のオン期間にリアクトルL1に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Q1および逆並列ダイオードD1を介して、電力線7へ供給することにより行なわれる。また、コンバータ12は、降圧動作時には、直流電圧VHを直流電圧VLに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Q1のオン期間にリアクトルL1に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Q2および逆並列ダイオードD2を介して、電力線6へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比VHおよびVLの比は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Q1,Q2のオン期間比デューティ比により制御される。なお、スイッチング素子Q1およびQ2をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、VH=VL電圧変換比=1.0とすることもできる。平滑コンデンサC0は、電力線7上の直流電圧を平滑化する。電圧センサ13は、平滑コンデンサC0の両端の電圧、すなわち、システム電圧VHを検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。インバータ14は、交流電動機M1のトルク指令値が正Trqcom>0の場合には、制御装置30からのスイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング素子Q3~Q8のスイッチング動作によって、電力線7上の直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機M1を駆動する。また、インバータ14は、交流電動機M1のトルク指令値が零の場合Trqcom=0には、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機M1を駆動する。これにより、交流電動機M1は、トルク指令値Trqcomによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。さらに、電動機制御システム100が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機M1のトルク指令値Trqcomは負に設定されるTrqcom<0。この場合には、インバータ14は、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により、交流電動機M1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧システム電圧を平滑コンデンサC0を介してコンバータ12へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速または加速の中止させることを含む。電流センサ24は、交流電動機M1に流れる電流相電流を検出し、その検出値を制御装置30へ出力する。なお、三相電流iu,iv,iwの瞬時値の和は零であるので、図1に示すように2相分のモータ電流たとえば、V相電流ivおよびW相電流iwを検出するように配置してもよい。回転角センサレゾルバ25は、交流電動機M1のロータ回転角ANGを検出し、その検出した回転角ANGを制御装置30へ送出する。制御装置30では、回転角ANGに基づき交流電動機M1の回転速度および回転周波数ωeを算出できる。なお、回転角センサ25については、回転角ANGを制御装置30にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。制御装置30は、電子制御ユニットECUにより構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないCPUCentralProcessingUnitで実行することによるソフトウェア処理および/または専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動機制御システム100の動作を制御する。代表的な機能として、制御装置30は、センサ10による検出値、トルク指令値Trqcom、電圧センサ11によって検出された直流電圧VL、電圧センサ13によって検出されたシステム電圧VHおよび電流センサ24によって検出されるモータ電流iv,iw、回転角センサ25からの回転角ANG等に基づいて、コンバータ12およびインバータ14の動作を制御する。すなわち、コンバータ12およびインバータ14を上記のように制御するためのスイッチング制御信号S1~S8を生成して、コンバータ12およびインバータ14へ出力する。具体的には、制御装置30は、システム電圧VHをフィードバック制御し、システム電圧VHが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する。また、制御装置30は、後述する制御方式により交流電動機M1がトルク指令値Trqcomに従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号S3~S8を生成してインバータ14へ出力する。さらに、制御装置30は、電動機制御システム100の起動/停止に応答して、システムリレーSR1,SR2のオンオフを制御する。制御構成次に、制御装置30によって制御される、インバータ14における電力変換について詳細に説明する。図2に示すように、本発明の実施の形態による交流電動機制御では、インバータ14における電力変換について3つの制御モードを切換えて使用する。正弦波PWM制御は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波代表的には三角波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波PWM制御では、交流電動機M1に印加される線間電圧の基本波成分実効値をインバータ入力電圧の0.61倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ14の直流リンク電圧すなわち、システム電圧VHに対する交流電動機M1の線間電圧の基本波成分実効値の比を変調率と称することとする。一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流電動機M1に印加する。これにより、変調率は0.78まで高められる。過変調PWM制御は、電圧指令の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波PWM制御と同様のPWM制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませることによって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波PWM制御モードでの最高変調率から0.78の範囲まで高めることができる。交流電動機M1では、回転速度や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧モータ必要電圧が高くなる。コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ12による昇圧電圧すなわち、システム電圧VHには限界値VH最大電圧が存在する。したがって、交流電動機M1の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧交流の振幅および位相を制御する、正弦波PWM制御または過変調PWM制御によるPWM制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。図3は、矩形波電圧制御における電圧位相θvと出力トルクとの対応関係を示す概念図である。図3を参照して、一般的には、正トルク発生時Tqcom>0には、トルク不足時には電圧位相θvを進める一方で、トルク過剰時には電圧位相θvを遅らせるように、トルク偏差に応じて電圧位相θvは制御される。これに対して、負トルク発生時Tqcom<0には、トルク不足時には電圧位相θvを遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相θvを進めるように、トルク偏差に応じて電圧位相θvが制御される。ここで、図3に示した電圧位相に対する交流電動機の出力トルク特性について説明する。モータ運転状態を反映した出力トルク特性は、以下に説明するトルク演算式によって把握される。一般に知られているように、永久磁石型同期電動機におけるd軸およびq軸上での電圧方程式およびトルク式は、下記1~3式で示される。1,2式において、Raは電機子巻線抵抗を示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示し、Pは交流電動機M1の極対数を示す。また、ωは交流電動機M1の電気角速度を示している。電気角速度ωは、モータ回転速度Nmrpmを用いて、ω=2πNm/60Pで求めることができる。なお、巻線抵抗に依存する電圧成分はごく低速領域で寄与し、回転速度上昇に従いそれ以外の成分が支配的になる。このため、矩形波電圧制御が高速度域で適用されることを考慮すると、1,2式での巻線抵抗成分は無視できる。このため、上記1,2式は、矩形波電圧制御適用時には、下記4,5式で示される。さらに、矩形波電圧制御時には、d軸電圧およびq軸電圧で示されるモータ印加電圧線間電圧の基本波成分が、システム電圧VHの0.78倍となることを考慮すると、4式,5式を、上記3式に適用することによって、矩形波電圧の電圧位相θと交流電動機M1の出力トルクTとの間の関係を示すトルク演算式6を得ることができる。6式から理解されるように、モータ運転状態を示すモータ変数VH,ωNmをトルク演算式に代入することにより、現在の運転状態における、電圧位相θとトルクTとの関係が、マップ参照することなく、演算により求められることになる。なお、6式中において、ψは交流電動機M1の逆起電圧係数を示す。また、定数項Ka,Kbは、モータ定数として予め固定されるので、上記6式は、下記7式のように変形できる。すなわち、6,7式は、モータ変数VH,ωおよび電圧位相θを変数とするトルク演算式となっている。すなわち、出力可能な最大トルク値は、モータ変数VH,ωに依存する。図4には、6,7式のトルク演算式に従って電圧位相θvとトルクとの関係を図示する出力トルク特性線が示される。6,7式から理解されるとおり、電圧位相θの三角関数sinに従ってトルクTが変化するため、高トルク領域、すなわち、電圧位相θが大きい領域では、電圧位相の変化に対するトルクTの変化が小さくなる。図4を参照して、トルクがT3のときの電圧位相θv=θ3であり、トルクがT1のときの電圧位相θv=θ1であるものとする。そして、θ2は、θ1およびθ3の平均値に相当するものとするすなわち、θ3-θ2=θ2-θ1。ここで、トルクがT1の状態非高トルク領域において、トルク指令値がT3に変化したときに、正のトルク偏差T3-T1に対するフィードバック制御によって、電圧位相θvがθ1からθ2に変更されたものとする。このとき、トルクはT1からT2へ増加するので、トルク指令値T3に近付いている。一方で、トルクがT3の状態高トルク領域で、トルク指令値がT1に変化したときに、上記と共通のフィードバック制御を行うと、絶対値が同一の負のトルク偏差T1-T3に対して、電圧位相θvについて、上記と同一量であって、反対方向の変化量が演算される。これにより、電圧位相θvがθ3からθ2に変更されることによって、トルクはT3からT2へ減少する。しかしながら、このトルク減少量はトルク指令値T1に対しては不十分であることが理解される。図5には、高トルク領域と非高トルク領域との間でトルクを変化させる場合の制御応答性を説明するための概念的な波形図が示される。図5を参照して、時刻taまでの間、トルク指令値Tqcom=T1に設定される。おして、交流電動機M1に対して高トルクを要求する事象の発生に応じて、時刻taからトルク指令値Tqcomが上昇される。この際に、トルク指令値Tqcomの変化レート時間変化率には、一定の制限が設けられることが一般的である。このため、トルク指令値Tqcomは、この制限レート上限に従って、T1からT3まで上昇する。トルク指令値Tqcomは、時刻tbまでの間T3に維持される。そして、時刻tbにおいて、高トルクを要求する事象の終了に応じて、トルク指令値TqcomがT3からT1まで減少される。たとえば、この事象は、ハイブリッド自動車におけるエンジン始動処理に相当する。時刻ta以降では、非高トルク領域から、トルク指令値Tqcomが上昇する。非高トルク領域では、トルク偏差に基づくフィードバック制御によって電圧位相を変化させる際に、電圧位相の変化に対するトルク変化量がある程度確保できる。したがって、トルクをT1から上昇させる場合には、トルク指令値Tqcomの上昇に追従するように、トルク実績値Tqを制御することができる。これに対して、時刻tb以降では、高トルク領域から、トルク指令値Tqcomが低下する。高トルク領域では、フィードバック制御によって電圧位相を変化させる際に、電圧位相の変化に対するトルク変化量が相対的に小さくなる。したがって、トルクをT3から低下させる場合には、制御応答性が低下する。すなわち、トルク実績値Tqは、トルク指令値Tqcomの変化に対して十分に追従できない。なお、高トルク領域は、図4に示した出力トルク特性線における接線の傾きに従って、たとえば、電圧位相に基づいて定義できる。すなわち、電圧位相の閾値θthを予め定めることにより、θv>θthの領域を高トルク領域とし、θv≦θthの領域を非高トルク領域とすることができる。閾値θthについては、固定値であってもよいし、モータ状態たとえば、ωNmまたはVHに応じて可変に設定してもよい。あるいは、現在のモータ状態VH,ωにおける出力可能な最大トルク値Tmaxに対する、現在のトルク比率ktqたとえば、ktq=Tq/Tmaxに基づいて高トルク領域を定義してもよい。このときには、トルク比率ktqについて閾値kthを予め定めることにより、ktq>kthの領域を高トルク領域とし、ktq≦kthの領域を非高トルク領域とすることができる。閾値kthについても、一定値としてもよく、可変値としてもよい。本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置では、高トルク領域における制御応答性、特に、高トルク領域からトルクを低下させる場合の制御応答性を確保することが図られる。図6は、本発明の実施の形態1に従う交流電動機の制御装置による矩形波制御の機能ブロック図である。図6を始めとする機能ブロック図中の各機能ブロックについては、制御装置30によって実行される所定プログラムおよび/または制御装置30内の電子回路ハードウェアによる制御演算処理によって実現されるものとする。そして、矩形波電圧制御モードの選択時には、図6に従う矩形波電圧制御が所定の制御周期毎に実行される。図6を参照して、矩形波電圧制御部400は、電力演算部410と、トルク演算部420と、偏差演算部425と、フィードバック制御部430と、矩形波発生器460と、信号発生部470とを含む。フィードバック制御部430は、フィードバック演算部432およびゲイン設定部435を含む。電力演算部410は、電流センサ24によるV相電流ivおよびW相電流iwから求められる各相電流と、各相U相,V相、W相電圧Vu,Vv,Vwとにより、下記81式に従ってモータへの供給電力モータ電力Pmtを算出する。Pmt=iuVuivVviwVw...8トルク演算部420は、電力演算部410によって求められたモータ電力Pmtおよび回転角センサ25によって検出される交流電動機M1の回転角ANGから算出される角速度ωを用いて、下記9式に従ってトルク実績値Tqを算出する。Tq=Pmt/ω...9なお、トルク実績値Tqについては、上記電力演算部410およびトルク演算部420による推定手法に限定されるものではなく、任意の手法によって求めることが可能である点を確認的に記載する。あるいは、電力演算部410およびトルク演算部420に代えてトルクセンサを配置することによって、トルク実績値Tqを求めてもよい。偏差演算部425は、トルク実績値Tqおよびトルク指令値Tqcomに従って、トルク偏差ΔTqΔTq=Tqcom-Tqを演算する。ゲイン設定部435は、前回の制御周期における電圧位相θvと、トルク指令値Tqcomとに基づいて、フィードバック演算部432で用いられる制御ゲインKp,Kiを可変に設定する。ゲイン設定部435は、交流電動機M1が高トルク領域である場合には、非高トルク領域である場合と比較して、制御ゲインKp,Kiを高くする。フィードバック演算部432は、トルク偏差ΔTqに基づく制御演算、代表的には、下記10式に従う比例積分PI演算に基づいて、矩形波電圧位相のフィードバック制御量θfbを算出する。θfb=KpΔTqΣKiΔTq...10ΔTq>0のとき、すなわち、正トルクでのトルク不足時、および、負トルクでのトルク過剰時には、電圧位相を進めるように図3,4においてθvを右方向に変化フィードバック制御量θfbが演算されることが理解される。反対に、ΔTq<0のとき、すなわち、正トルクでのトルク過剰時、および、負トルクでのトルク不足時には、電圧位相を遅らせるように図3,4においてθvを左方向に変化フィードバック制御量θfbが演算される。矩形波発生器460は、フィードバック制御量θfbに従って設定された電圧位相θvに基づいて、各相電圧指令値矩形波パルスVu,Vv,Vwを発生する。信号発生部470は、各相電圧指令値Vu,Vv,Vwに従ってスイッチング制御信号S3~S8を発生する。インバータ14がスイッチング制御信号S3~S8に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相θvに従った矩形波電圧が、モータの各相電圧として印加される。図7は、図6に示した実施の形態1に従う矩形波電圧制御を実現するための制御処理手順を説明するフローチャートである。矩形波電圧制御モードの選択時に、図7に示す制御処理は、制御装置30によって所定周期毎に繰り返し実行される。すなわち、図7を始めとする各フローチャートの各ステップの制御処理は、制御装置30によって実行される所定プログラムおよび/または制御装置30内の電子回路ハードウェアによる制御演算処理によって実現されるものとする。図7を参照して、制御装置30は、ステップS100により、今回の制御周期におけるトルク指令値Tqcomを読込む。そして、制御装置30は、ステップS110により、現在のトルク実績値Tqを取得する。トルク実績値Tqは、図6に示すように、電力演算に基づいて推定することができる。ステップS110による制御処理は、図6の電力演算部410およびトルク演算部420の機能に対応する。なお、電力演算とは異なる手法によってトルク実績値Tqを推定してもよい。あるいは、トルクセンサの出力値に基づいてトルク実績値Tqを取得してもよい。制御装置30は、ステップS120により、トルク偏差ΔTqを演算する。ステップS120による制御処理は、図6の偏差演算部425の機能に対応する。さらに、制御装置30は、ステップS130~S150により、フィードバック制御の制御ゲインKp,Kiを可変に設定する。すなわち、ステップS130~S150の制御処理は、図6のゲイン設定部435の機能に対応する。制御装置30は、ステップS130により、交流電動機M1が高トルク領域にあるかどうかを判定する。ステップS130での判定は、上述のように、電圧位相θvまたはトルク比率ktqに基づいて実行できる。具体的には、前回の制御周期における電圧位相θvと予め定められた閾値θthとの比較、または、ステップS110で取得されたトルク実績値Tqに基づくトルク比率ktqと、予め定められた閾値kthとの比較によって、高トルク領域であるか否かを判定することができる。制御装置30は、非高トルク領域と判定したときS130のNO判定時には、ステップS140により、制御ゲインKp,Kiを通常値に設定する。通常時の制御ゲインKp,Kiは、フィードバック制御が過敏になって制御安定性を損なうことがないように、制御安定性を重視して設定される。一方、制御装置30は、高トルク領域であると判定したときS130のYES判定時には、ステップS150により、制御ゲインKp,Kiを、ステップS140によって設定される通常値よりも高く設定する。さらに、制御装置30は、ステップS160により、ステップS140またはS150に設定された制御ゲインKp,Kiを用いて、式10に従ったフィードバック演算を実行する。これにより、フィードバック制御量θfbが算出される。すなわち、ステップS160による制御処理は、フィードバック演算部432の機能に対応する。制御ゲインKp,Kiを高くすると、同一のトルク偏差ΔTqに対する電圧位相θvの変化量制御周期間を相対的に大きくすることができる。これにより、トルクの制御応答性が高められる。制御装置30は、ステップS170により、ステップS160で設定されたフィードバック制御量θfbに従って電圧位相θvを決定する。なお、最終的な電圧位相θvを設定する場合には、制御周期間での変化量に対する上限ガード値、あるいは電圧位相そのものの上限/下限ガード値が設けられることが一般的である。したがって、これらのガード値を超えない範囲内に制限して、今回の制御周期での電圧位相θvに設定される。なお、これらのガード値の範囲内である場合には、ステップS160で演算されたフィードバック制御量θfbが、そのまま、今回の制御周期での電圧位相θvに設定される。図8には、実施の形態1に従う交流電動機の制御装置による矩形波電圧制御の変形例が示される。図8を参照して、変形例に従う矩形波電圧制御では、図7に示したフローチャートと比較して、高トルク領域と判定されたときS130のYES判定時に、制御装置30がステップS135をさらに実行する点で異なる。制御装置30は、ステップS135では、前回の制御周期と今回の制御周期との間でトルク指令値Tqcomを比較することにより、トルク指令値が減少方向に変化しているかどうかを判定する。制御装置30は、高トルク領域であってS130のYES判定時、かつ、トルク指令値が減少しているときS135のYES判定時に限って、ステップS150に処理を進める。ステップS150では、図7と同様に、制御ゲインKp,Kiが通常よりも高い値に設定される。一方、高トルク領域でないときS130のNO判定時、または、高トルク領域であってもトルク指令値が減少していないときS135のNO判定時には、制御装置30は、ステップS140により、制御ゲインKp,Kiを通常値に設定する。制御ゲインKp,Kiの設定を除く部分の制御処理については、図7と同様であるので、説明は繰り返さない。この結果、図8の制御処理によれば、高トルク領域であって、かつ、トルクの減少指令が発せられた場面においてのみ、フィードバック制御ゲインKp,Kiが、通常よりも高い値に設定されることになる。以上のように、実施の形態1に従う交流電動機の制御装置によれば、電圧位相の変化に対するトルク変化量が小さい高トルク領域においては、フィードバック制御ゲインを高めることにより、トルク指令値の変化に対してトルク実績値を速やかに追従させることができる。一方で、非高トルク領域通常領域では、フィードバックゲインを過度に高めることがないため、トルク実績値が過敏に変化することを防止して、出力トルクを安定的に制御することができる。これにより、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することができる。特に、図8の変形例のように、高トルク領域において、トルク減少方向にのみ制御応答性を高めることにより、高トルク領域においてトルクを増加させる場面においてフィードバック制御が過敏になることを防止できるので、制御安定性をさらに高めることができる。なお、フィードバック演算として、PI演算を例示したが、それ以外の制御演算によってフィードバック演算を実行することも可能である。その場合には、当該演算に用いられる制御ゲインについて、高トルク領域では、非高トルク領域と比較して、制御応答性が高まるように可変に設定する。[実施の形態2]実施の形態1では、フィードバック制御のゲインを可変に設定することにより、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高める構成を説明した。実施の形態2では、フィードフォワード制御の適用により、同等の効果を得るための制御構成について説明する。図9は、本発明の実施の形態2に従う交流電動機の制御装置による矩形波電圧制御の機能ブロック図である。図9を図6と比較して、実施の形態2に従う矩形波電圧制御部400は、図7に示した構成に加えて、フィードフォワード制御部440をさらに含む。フィードフォワード制御部440は、フィードフォワード演算部442およびフィードフォワード判定部445を含む。矩形波電圧制御部400のその他の部分の構成は、図7と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。フィードフォワード判定部445は、高トルク領域であるか否かの判定に基づいて、フィードフォワード制御のオン実行およびオフ非実行を判定する。フィードフォワードを実行する場合には、フラグFffがオン設定される一方で、フィードフォワードの非実行時には、フラグFffがオフされる。フィードフォワード演算部442は、フラグFffがオンされているときに、下記11式に従って、トルク指令値の変化に基づくフィードフォワード制御量θffを演算する。θff=KffTqcom-Tqcom♯...1111式において、Tqcom♯は、前回の制御周期におけるトルク指令値を示し、Tqcomは、今回の制御周期におけるトルク指令値を示す。一方で、フィードフォワード演算部442は、フラグFffがオフされているときには、θff=0とする。加算部450は、フィードバック制御量θfbと、フィードフォワード制御量θffとの和を算出する。電圧指令θvは、θfbθffに従って、電圧位相θvをを決定する。なお、最終的な電圧位相θvを設定する場合には、θfbθffの演算値に対して、実施の形態1で説明したのと同様のガード処理が実行される。また、フィードバック制御に関する処理、および、電圧指令θvが決定された後の処理は、実施の形態1と同様であるので、詳細な説明は繰り返さない。図10は、図9に示した矩形波電圧制御を実現するための制御処理手順を示すフローチャートである。図10を参照して、制御装置30は、図8と同様のステップS100~S120によって、トルク指令値Tqcomおよびトルク実績値Tqを取得するとともに、トルク偏差ΔTqを演算する。制御装置30は、ステップS200において、フィードバック演算によるフィードバック制御量θfbを算出する。ステップS200による処理は、図7または図8のステップS130~S160の制御処理によって実現される。さらに、制御装置30は、ステップS300により、フィードフォワード制御のための処理を実行する。ステップS300は、ステップS310~S340を含む。制御装置30は、ステップS310により、図7,図8のステップS130と同様に高トルク領域であるかどうかを判定する。制御装置30は、高トルク領域であるときS310のYES判定時には、ステップS320により、図8のステップS135と同様にトルク指令値が減少方向に変化しているかどうかを判定する。制御装置30は、高トルク領域であってS310のYES判定時、かつ、トルク指令値が減少しているときS320のYES判定時には、ステップS330に処理を進めて、10式に従ってフィードフォワード制御量θffを演算する。一方で、制御装置30は、高トルク領域でないときS310のNO判定時、または、高トルク領域であってもトルク指令値が減少していないときS320のNO判定時には、制御装置30は、ステップS340に処理を進めて、フィードフォワード制御を非実行とする。すなわち、フィードフォワード制御量θff=0に設定される。さらに、制御装置30は、ステップS400により、ステップS200によるフィードバック制御量θfbおよび、ステップS300によるフィードフォワード制御量θffに従って電圧位相θvを決定する。フィードフォワード制御量θffを加えることによって、同一量のトルク偏差ΔTqに対する、トルク指令値Tqcomに追従するための電圧位相θvの変化量制御周期間が大きくなるので、制御応答性を高めることができる。なお、図10の制御処理において、ステップS320の処理を省略して、高トルク処理領域であるか否かのみに基づいて、フィードフォワードの実行S330および非実行S340を判定してもよい。実施の形態2による交流電動機の制御装置による矩形波電圧制御では、電圧位相の変化に対するトルク変化量が小さい高トルク領域において、フィードフォワード制御の実行によって、トルク指令値の変化に対してトルク実績値を速やかに追従させることができる。一方で、非高トルク領域通常領域では、フィードフォワード制御をオフすることによって、トルクが過敏に変化することを防止して、出力トルクを安定的に制御することができる。これにより、全体的な制御安定性を確保した上で、高トルク領域における制御応答性を高めることが可能な交流電動機制御を実現することができる。なお、実施の形態2において、ゲイン設定部435の配置を省略して、フィードバック制御ゲインKp,Kiを固定する変形例とすることも可能である。この変形例では、フィードフォワード制御のオンのみによって、高トルク領域における制御応答性が高められることとなる。この場合には、図10のステップS200の処理において、ステップS130,S150図7または、ステップS130,S135,S150図8が省略される。また、実施の形態1,2では、正トルク出力時の制御について説明したが、負トルク出力時についても、トルクの絶対値が大きい領域を高トルク領域とすることによって、同様の制御を実現できる点についても確認的に記載する。なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ14への入力電圧システム電圧VHを可変制御可能なように、電動機制御システムの直流電圧発生部10♯がコンバータ12を含む構成を示したが、直流電圧発生部10♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。すなわち、コンバータ12については、図1に例示した昇圧チョッパ回路とは異なる回路構成を有してもよい。さらに、インバータ入力電圧が可変であることは必ずしも不可欠ではなく、直流電源Bの出力電圧がそのままインバータ14へ入力される構成たとえば、コンバータ12の配置を省略した構成に対しても本発明を適用可能である。また、電動機制御システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両ハイブリッド自動車、電気自動車等に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"