電流指令に基づいて電圧指令を発生し、前記電圧指令に基づいてスイッチング指令を発生する制御手段と、前記スイッチング指令に基づいて交流電圧を発生し、前記交流電圧を交流回転機へ印加する電力変換器と、前記電力変換器の入力直流電圧を検出する電圧検出器と、前記交流回転機に流れる交流電流を検出する電流検出器とを備え、前記制御手段は、前記交流回転機の定常制御中に前記交流電流および前記電圧指令に基づいて前記交流回転機の回転角周波数を演算する定常速度演算器と、前記交流回転機の運転開始後の所定の期間内の起動制御中に前記交流電流および前記電圧指令に基づいて前記交流回転機の回転角周波数を演算する運転開始速度演算器とを有し、前記起動制御中に、前記電圧指令の交流電圧振幅が前記電力変換器の最大出力電圧以下の一定値となるように前記電流指令を補正することを特徴とする交流回転機の制御装置。前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅が、前記電力変換器の入力直流電圧の2/π倍以下の値であることを特徴とする請求項1に記載の交流回転機の制御装置。前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅が、前記電力変換器の入力直流電圧の1/2倍以下の値であることを特徴とする請求項1に記載の交流回転機の制御装置。前記制御手段は、前記定常制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値と、前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値とを切替えることを特徴とする請求項1に記載の交流回転機の制御装置。前記制御手段は、前記定常制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値を前記電力変換器の入力直流電圧の2/π倍の値に、前記起動制御中の前記電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値を前記電力変換器の入力直流電圧の1/2倍の値に設定することを特徴とする請求項4に記載の交流回転機の制御装置。前記制御手段は、開始位相設定器を有し、前記開始位相設定器は、前記交流回転機の運転開始後の所定の期間内の起動制御中に、前記交流電流に基づいて前記交流回転機の回転位相を演算することを特徴とする請求項1~5のいずれか1項に記載の交流回転機の制御装置。従来の交流回転機の制御装置のように、電流フィードバック制御のみを実施し、その間の電圧ベクトルまたは電流ベクトルの回転速度に基づいて交流回転機の回転速度の概略値を推測する方法では、交流回転機の高速回転時において、交流回転機の誘起電圧がインバータの出力可能電圧以上となる場合がある。このような場合、特許文献1に示された方法では、電流フィードバック制御が不安定化してしまう問題があった。この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、交流回転機、特に、永久磁石を用いた同期電動機の位置センサレスベクトル制御における再起動を、確実且つ安定に行うことが可能な交流回転機の制御装置を得るものである。この発明に係る交流回転機の制御装置は、電流指令に基づいて電圧指令を発生し、電圧指令に基づいてスイッチング指令を発生する制御手段と、スイッチング指令に基づいて交流電圧を発生し、交流電圧を交流回転機へ印加する電力変換器と、電力変換器の入力直流電圧を検出する電圧検出器と、交流回転機に流れる交流電流を検出する電流検出器とを備え、制御手段は、交流回転機の定常制御中に交流電流および電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数を演算する定常速度演算器と、交流回転機の運転開始後の所定の期間内の起動制御中に交流電流および電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数を演算する運転開始速度演算器とを有し、起動制御中に、電圧指令の交流電圧振幅が電力変換器の最大出力電圧以下の一定値となるように電流指令を補正するものである。この発明は、交流回転機の定常制御中に交流電流および電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数を演算する定常速度演算器と、交流回転機の運転開始後の所定の期間内の起動制御中に交流電流および電圧指令に基づいて交流回転機の回転角周波数を演算する運転開始速度演算器とを有し、起動制御中に、電圧指令の交流電圧振幅が電力変換器の最大出力電圧以下の一定値となるように電流指令を補正するので、交流回転機の無負荷誘起電圧が電力変換器の入力直流電圧以上となる過変調領域において弱め制御を実施することができ、過変調による制御の不安定化を防止し、交流回転機を確実且つ安定に起動制御することができる。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1における交流回転機の制御装置のブロック図である。また、図2は、定常制御時の交流回転機の制御装置のブロック図である。図4は、起動制御時の交流回転機の制御装置のブロック図である。図1において、交流回転機の制御装置は、交流回転機3を駆動制御するものであり、制御回路1と、電力変換器インバータ2と、電流検出器4と、電圧検出器5とによって構成されている。制御回路1は、電流指令id、iqに基づいて電圧指令vd、vqを発生し、電圧指令vd、vqに基づいてスイッチング指令su、sv、swを発生する制御手段である。電力変換器2は、例えば三相電力変換器であり、直流電力と三相交流電力との電力変換を行なうものであり、スイッチング指令su、sv、swに基づいて交流電圧を発生し、交流電圧を交流回転機3へ印加する。電力変換器2は、直流電源に、互いに並列に接続されるU相、V相、W相の三相変換回路を含む。U相、V相、W相の各変換回路は、周知の通り、それぞれ正側と負側の一対のスイッチで構成されるアームを含み、各変換回路の一対のスイッチの間に、三相の交流給電路Iu、Iv、Iwが接続される。本実施の形態において、電力変換器2は、可変電圧可変周波数型の三相電力変換器として構成される。電力変換器2は、制御回路1からスイッチング指令su、sv、swを受け、直流電力を三相交流電力に変換するときには、このスイッチング指令su、sv、swに基づき、制御された出力電圧および制御された角周波数を持った三相交流電力を発生する。スイッチング指令su、sv、swは、それぞれU相、V相、W相の変換回路に供給され、各変換回路の一対のスイッチは、スイッチング指令su、sv、swに基づく制御された位相でオンオフする。本実施の形態において、交流回転機3は、永久磁石を用いた同期電動機であり、三相の交流給電路Iu、Iv、Iwを介して電力変換器2に接続される。電流検出器4は、例えば交流給電路Iu、Iv、Iwに配置され、電力変換器2から交流回転機3に流れる交流相電流、すなわちU相電流iuと、W相電流iwに基づいて電流を検出する。電圧検出器5は、電力変換器2に加わる入力側の入力直流電圧Vdcを検出するものであり、例えば電力変換器2の入力側に設けられ、入力直流電圧Vdcを検出する電圧センサが適用される。制御回路1は、通常のセンサレスベクトル制御に対して、交流回転機3の起動制御を含む制御系で構成される。制御回路1は、電流指令器11と、電流制御器12と、d-q軸/三相座標変換器13と、三相/d-q軸座標変換器14と、積分器15と、定常速度演算器16と、運転開始速度演算器17と、電圧固定制御器18とを備えている。電流指令器11は、交流回転機3の定常制御時のトルク指令τから電流指令id、iqを生成する。電流制御器12は、電流指令id、iqから電圧指令vd、vqを生成する。定常速度演算器16は、交流回転機3の定常制御中に、電圧指令vd、vqおよび電流検出値id、iqから通常のセンサレスベクトル制御に必要な交流回転機3の回転速度である推定回転角周波数ωest1を推定する。積分器15は、推定回転角周波数ωestから推定回転位相θestを演算する。運転開始速度演算器17は、交流回転機3の運転開始後の所定の期間後述の起動制御期間SP内の起動制御Cs中に、起動制御時の電圧指令vd、vqおよび電流検出値id、iqから定常制御の運転開始推定回転角周波数ωest0を推定する。電圧固定制御器18は、電圧指令vd、vqに係る変調率PMFに基づいて電流指令idを補正するd軸電流補正量dVを演算し、所定の変調率PMFになるように制御する。更に、制御回路1は、切替スイッチ19を備えており、起動制御フラグFLsによって定常速度演算器16で推定された推定回転角周波数ωest1または運転開始速度演算器17で推定された運転開始推定回転角周波数ωest0を選択し、推定回転角周波数ωestのみを切替えることで定常制御と起動制御とを切替える構成になっている。次に、制御回路1によって制御される、電力変換器2における電力変換について詳細に説明する。電力変換の代表的な方式として、正弦波PWMPulseWidthModulation制御方式、矩形波制御方式、過変調PWM制御方式の3つの制御方式がある。正弦波PWM制御方式は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波代表的には三角波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アームのスイッチング素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アームのスイッチング素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波PWM制御方式では、電力変換器2の入力直流電圧Vdcに対する基本波成分の振幅の比である変調率PMFを0.78倍までしか高めることができない。一方、矩形波制御方式は、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流回転機に印加するものである。これにより、変調率PMFを1まで高めることができる。また、過変調PWM制御方式は、正弦波状の電圧指令値の振幅が搬送波の振幅よりも大きい場合の変調方式であり、電圧指令値の振幅を縮小するように歪ませた上で、正弦波PWM制御方式と同様のPWM制御を行なうものである。基本波成分を歪ませることができるので、変調率PMFを0.78~1の範囲において高めることができる。交流回転機3では、回転数や出力トルクが増加すると交流回転機3の誘起電圧が高くなるため、電力変換器2の電圧指令を大きくする必要がある。したがって、定常制御においては、誘起電圧が電力変換器2の最大値出力電圧より低い領域では正弦波PWM制御方式、さらに電圧指令が大きくなると過変調PWM制御方式によるベクトル制御に従った交流回転機の電流制御が行われる。その一方で、誘起電圧が電力変換器2の最大値出力電圧に達すると、その最大値出力電圧を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される。しかしながら、起動制御においては、交流回転機3のフリーラン速度および位相がわからない状態で交流回転機3の電流制御を実施する必要があり、定常制御に比べて交流回転機3の電流制御を確実に実施する必要がある。この点において、正弦波PWM制御方式は、搬送波の半周期に対して確実に一回スイッチングするため、設計した制御応答で電流制御が可能である。しかしながら、過変調PWM制御方式は、電圧指令の基本波が搬送波に対して大きく、その間、電力変換器2のスイッチはオンオフしないため、電流制御応答が低下してしまう。このような過変調PWM制御方式によって起動制御を行った場合、制御系が不安定化してしまい、起動制御が実施できない。そこで、本実施の形態では、起動制御において確実に交流回転機3の電流制御を実施するために、起動制御時の電流制御を必ず正弦波PWM制御方式で実施できるようにするために、起動制御中に、電圧指令vd、vqの交流電圧振幅が電力変換器2の最大出力電圧以下の一定値となるように電流指令idを補正する。具体的には、後述する電圧固定制御器18において、起動制御中の変調率PMFを1以下、あるいは0.78√6/π以下になるように電流指令idを補正するd軸電流補正値dVを演算し、起動制御において弱め磁束制御を実施することで、安定な起動制御を実現するものである。なお、ここで、電力変換器2の最大出力電圧三相交流相電圧の瞬時振幅最大値は、電力変換器2に入力される入力直流電圧Vdcに対して、Vdc×2/πの値となる。これは、変調率PMF=1に相当する。また、変調率PMFを0.78√6/πとした場合、電力変換器2の最大出力電圧は、Vdc×1/2の値となる。このため、変調率PMFを1以下にするためには、起動制御中の電圧指令vd、vqの交流電圧振幅が、電力変換器2の入力直流電圧Vdcの2/π倍以下の値となるように電流指令idを補正すればよい。また、変調率PMFを0.78√6/π以下にするためには、起動制御中の電圧指令vd、vqの交流電圧振幅が、電力変換器2の入力直流電圧Vdcの1/2倍以下の値となるように電流指令idを補正すればよい。次に、交流回転機の制御装置の動作について説明する。まず、定常制御時のセンサレスベクトル制御の動作について説明し、その後、起動制御の動作について説明する。まず、交流回転機の制御装置の定常制御時の動作について、図2に基づき説明する。図2は、図1に示した交流回転機の制御装置のブロック図のうち、定常制御時に動作しない箇所を破線で示したものである。交流回転機の制御装置の定常制御は、図2の実線の経路で行われる。電流指令器11は、トルク指令τを受けて電流指令id、iqを生成し、この電流指令id、iqを電流制御器12に供給する。電流制御器12は、電流指令器11からの電流指令id、iqと、後述する電圧固定制御器18からのd軸電流補正量dVと、後述する三相/d-q軸座標変換器14からのd軸電流検出値idおよびq軸電流検出値iqとを受けて、d軸電流検出値idをd軸電流指令idとd軸電流補正量dVとの和に等しくし、また、q軸電流検出値iqをq軸電流指令iqに等しくするように、d軸電圧指令vdおよびq軸電圧指令vqを発生する。d-q軸/三相座標変換器13は、直交するd軸およびq軸を含む回転二軸座標から三相時間座標へ変換する座標変換器である。d-q軸/三相座標変換器13は、電流制御器12からの電圧指令vd、vqと、後述する積分器15からの推定回転位相θestと、電圧検出器5からの電圧検出値である入力直流電圧Vdcを受けて、交流回転機3に印加されている端子電圧の変調率PMFを1式で演算する。このように変調率PMFを演算することで、矩形波制御方式において変調率PMFを1として演算することができる。d-q軸/三相座標変換器13は、この変調率PMFからスイッチング指令su、sv、swを生成する。このスイッチング指令su、sv、swは、電力変換器2に供給される。三相/d-q軸座標変換器14は、三相時間座標から直交するd軸およびq軸を含む回転二軸座標へ変換する座標変換器である。三相/d-q軸座標変換器14は、電流検出器4からの検出電流交流電流iu、iwと、後述する積分器15からの推定回転位相θestを受けて、それを直交するd軸およびq軸を含む回転二軸座標上のd軸電流検出値idおよびq軸電流検出値iqに変換する。積分器15は、定常速度演算器16が演算する推定回転角周波数ωestから、その値を積分して推定回転位相θestを演算し、d-q軸/三相座標変換器13および三相/d-q軸座標変換器14に供給する。定常速度演算器16は、適応オブザーバによって回転角周波数を推定するものであり、回転二軸座標上のd軸電流検出値idおよびq軸電流検出値iqと電圧指令vd、vqとに基づいて、推定回転角周波数ωest1を演算して積分器15に供給する。電圧固定制御器18は、d-q軸/三相座標変換器13で演算された変調率PMFを所望の変調率指令値PMFrefとなるようにd軸電流補正値dVを以下の通り算出する。図3は、電圧固定制御器の構成の一例を示すブロック図である。ここで、変調率指令値PMFrefが過変調とならないように、電圧固定制御器18にリミッタを設けてもよい。例えば、同期パルス制御を行う定常制御中の変調率PMFの上限を、例えば非同期制御を行う起動制御中の変調率PMFの上限よりも高く設定した方がよい。つまり、定常制御中の電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値と、起動制御中の電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値とを切替え、定常制御中の電圧指令の交流電圧振幅の最大設定値の方を高く設定した方がよい。一例として、定常制御中の電圧指令値の交流電圧振幅の最大設定値を電力変換器の入力直流電圧の2/π倍の値に、起動制御中の電圧指令値の交流電圧振幅の最大設定値を電力変換器の入力直流電圧の1/2倍の値に設定する。これによって、非同期制御の場合はPMFref=0.78程度、同期パルス制御の場合はPMFref=1.0程度に設定することになる。まず、加減算器18aにて、式2のように変調率指令PMFrefから変調率PMFを減算し、変調率偏差ΔPMFを算出する。ΔPMF=PMFref-PMF2演算された変調率偏差ΔPMFは、弱め制御ゲイン18bに入力されて、その出力に対してローパスフィルタLPF18cおよびリミット回路18dを通した値がd軸電流補正値dVとして演算される。ここで、図3に示す電圧固定制御器18では、ローパスフィルタ18cのカットオフを数rad/sに設定する。本実施の形態では、カットオフを例えば2πrad/sに設定している。また、リミット回路18dでは、d軸電流補正値dVが正の値とならないようにリミットしている。このような動作により、弱め磁束制御を行い、交流回転機3を高速域まで運転可能としている。なお、図2に示した構成で交流回転機3の制御を行う場合、高速で回転している交流回転機3の運転を開始するためには、d軸電流補正量dV、推定回転角周波数ωest、および推定回転位相θestの初期値が必要となる。これら3つの初期値は、後述の起動制御を実施することで求めることができる。次に、交流回転機の制御装置の起動制御時の動作について、図4に基づき説明する。図4は、図1に示した交流回転機の制御装置のブロック図のうち、起動制御時に動作しない箇所を破線で示したものである。交流回転機の制御装置の起動制御は、図4の実線の経路で行われる。この起動制御は、電力変換器2が電力変換動作を停止し、交流回転機3がフリーラン状態にあるときから電力変換器2を起動して、その電力変換動作を開始させ、この電力変換器2により交流回転機3を起動するときに行われる。具体的には、起動制御は、電力変換器2を起動した時点から起動制御期間をSP[sec]とし、この期間中、図4の実線で示した構成で交流回転機の制御装置を動作させ、運転開始推定回転角周波数ωest0を算出する。図5は、起動時の変調率PMFとd軸電流idのタイムチャートを示した図である。図5において、交流回転機3の起動時Stから起動制御期間SPの間は起動制御Csを行い、それ以降は定常制御Ccに切替える。起動直後、変調率PMFが立ちあがり、変動しながら0.78に落ち着く。そして、定常制御に切替わると変調率PMFが1に近づいていく。また、起動制御時には、制御回路1は弱め制御Cwを行うので、d軸電流idは一旦、負方向に流れる。ここで、起動制御期間SPは、数10ミリ秒から数百ミリ秒の期間であり、本実施の形態では、例えば100[msec]に設定される。起動制御と定常制御とを切替えることで、起動制御中に運転開始速度演算器17で生成した運転開始推定回転角周波数ωest0を推定回転角周波数ωestの初期値とする。なお、運転開始速度演算器17で生成した運転開始推定回転角周波数ωest0は定常速度演算器16にも入力され、定常制御開始時の推定回転角周波数ωest1の初期値として利用することができる。また、運転開始推定回転角周波数ωest0に基づいて演算した積分器15の出力を定常制御の推定回転位相θestの初期値とする。さらに、起動制御中に電圧固定制御器18で演算したd軸電流補正量dVを定常制御のd軸電流補正量dVの初期値とすることができる。これにより、図2に示した交流回転機の制御装置の構成で、高速で回転している交流回転機3の運転を開始するために必要なd軸電流補正量dV、推定回転角周波数ωest、および推定回転位相θestの初期値を得ることができ、スムーズに定常制御に移行できる。ここで、起動制御の動作について説明する。図4において、電流指令器11は、トルク指令τを受けて起動制御中の電流指令id、iqを生成する。この電流指令id、iqは、起動制御中に交流回転機3がトルクを発生しないような指令値であり、例えば起動制御中はτ=0と設定することで、電流指令id=0、iq=0のように設定される。起動制御中、電流指令器11は、この電流指令id、iqを電流制御器12に供給する。電流制御器12は、電流指令器11からの電流指令id、iqと電圧固定制御器18からのd軸電流補正量dVと三相/d-q軸座標変換器14からのd軸電流検出値idおよびq軸電流検出値iqとを受けて、d軸電流検出値idをd軸電流指令idとd軸電流補正量dVとの和に等しくし、また、q軸電流検出値iqをq軸電流指令iqに等しくするように、d軸電圧指令vdおよびq軸電圧指令vqを発生する。なお、起動制御中の電流制御器12は交流回転機3のフリーラン周波数に対して比較的高い周波数応答が必要であり、本実施の形態では、例えば交流回転機3のフリーラン周波数が電気角周波数で300Hzであれば電流制御器12の電流制御応答を300Hz以上に設定する。d-q軸/三相座標変換器13は、電流制御器12からの電圧指令vd、vqと、積分器15からの推定回転位相θestと、電圧検出器5からの入力直流電圧Vdcを受けて、スイッチング指令su、sv、swを生成する。このスイッチング指令su、sv、swは、電力変換器2に供給される。三相/d-q軸座標変換器14は、電流検出器4からの検出電流iu、iwと、積分器15からの推定回転位相θestを受けて、それを直交するd軸およびq軸を含む回転二軸座標上のd軸電流検出値idおよびq軸電流検出値iqに変換する。この起動制御期間SPにおいて、電力変換器2から交流回転機3に流れる3相交流電流iu、iv、iwは、トルクがゼロになるような電流に制御されるので、起動制御中に不要なトルクが発生せず、交流回転機3を安定に起動することができる。次に、d-q軸/三相座標変換器13および三相/d-q軸座標変換器14に供給する推定回転位相θestの演算方法について説明する。図6は、運転開始速度演算器17の構成を示すブロック図である。図6において、TsはS/W演算周期、T=1/ωc[s/rad]はカットオフ周波数の逆数である。運転開始速度演算器17は、起動制御時の電圧指令vd、vqおよび電流検出値id、iqから定常制御開始時の回転角周波数ωestを推定する。その推定した回転角周波数ωestを積分器15で積算することにより、起動制御中に推定回転位相θest、すなわち交流回転機3の回転位相を推定している。交流回転機3が永久磁石を用いた同期電動機の場合、そのd-q軸上の電圧方程式は3式で表すことができる。3式を展開することによって、3a式、3b式が得られるので、回転角周波数ωは3a式より4式、3b式より5式のようにそれぞれ表すことができる。ここで、Rは交流回転機3の電機子抵抗、Ldはd軸成分のインダクタンス、Lqはq軸成分のインダクタンス、φは永久磁石による電機子鎖交磁束、ωは交流回転機3の回転角周波数、sはラプラス演算子である。4式、5式より、回転角周波数ωについての演算式は2つ存在することになるが、ゼロ割等を考慮すると、5式を演算に用いるほうがよい。ここで、5式より、vqの代わりに電圧指令vqを用いることで永久磁石を用いた同期電動機の磁石位置に同期して回転する回転角周波数の推定値ωestおよび回転位相の推定値θestを、6式、7式を用いてそれぞれ推定することができる。ただし、6式において式中に微分項が含まれているため、実際に制御系構成する上で、ノイズ等を考慮し8式のように擬似微分となるように構成することが望ましい。ここで、Tは積分時定数、sはラプラス演算子である。さらに、起動制御の安定性を向上させるために、補償電圧Vcmpを9式で演算し、6式を変更して、10式により回転角周波数を推定している。ここで、GPIは比例積分ゲインである。前述の通り、d-q軸/三相座標変換器13および三相/d-q軸座標変換器14に供給する位相情報を演算し、これによりd-q軸/三相座標変換器13および三相/d-q軸座標変換器14にて座標変換を行うことで、安定な起動制御を行うことができ、交流回転機3を安定して起動できる。次に、電圧固定制御器18の動作について説明する。電圧固定制御器18は、d-q軸/三相座標変換器13で演算された変調率PMFを所望の変調率指令値PMFrefとなるように定常制御の場合と同様にd軸電流補正値dVを算出する。電圧固定制御器18の構成については、定常制御と同等の構成のものを用いる。しかしながら、起動制御においては、ある程度の電流制御応答が必要であるため、非同期PWM変調が一般的に用いられる。この場合、変調率指令値PMFrefが過変調とならないように、PMFref=0.78以下に設定するほうが望ましい。これにより、電圧固定制御器18の動作は、変調率PMFのリミッタのように動作する。また、定常制御に移行する場合における変更点は特に無く、起動制御によって得られたd軸電流補正量dVを保持したまま、制御系を変更することなく定常制御に移行することができる。なお、弱め制御を行って起動制御を行った場合、推定した回転角周波数および回転位相角に加えて、弱め電流指令値をd軸電流補正量dVの初期値とすることで、交流回転機3のセンサレスベクトル制御を弱め磁束制御を行いながら開始することができる。このように、起動制御中に運転開始速度演算器17で運転開始推定回転角周波数ωest0を算出するので、電力変換器2の入力直流電圧条件や交流回転機3の回転角周波数によらず、電圧指令vd、vqの交流電圧振幅を電力変換器2の最大出力電圧以下の一定値にできる、つまり変調率PMFを一定にできる弱め電流指令を生成することができる。この弱め電流指令によりd軸電流指令idを補正し、d軸電流指令id基づいて起動制御を実施することで、弱め界磁制御をしながら起動制御を行うことができる。そして、変調率PMFを電力変換器2の入力直流電圧に対する制御回路1が発生する電圧指令の振幅の比とすることで、電力変換器2の入力直流電圧が変動した場合においても、交流回転機3に電圧指令どおりの電圧を印加することができ、弱め界磁制御を確実に実施することができ、交流回転機3を確実且つ安定に起動制御することが実現できる。また、交流回転機3が高速で回転し、交流回転機3の無負荷誘起電圧が電力変換器2の入力直流電圧Vdcより大きくなる過変調PWM変調領域においても、電圧指令vd、vqの交流電圧振幅が電力変換器2の最大出力電圧以下の一定値となるように、つまり、変調率PMFを1以下になるように弱め制御を実施することで過変調による制御の不安定化を防止し、交流回転機3を確実且つ安定な起動制御が実現できる。このため、交流回転機、特に、永久磁石を用いた同期電動機の位置センサレスベクトル制御を行う場合、起動制御時は応答性を重視し、再起動を確実且つ安定に行うことができ、定常制御時は効率を重視した制御ができる。さらに、交流回転機3の誘起電圧が電力変換器2の最大値出力電圧に達すると、その最大電圧を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用される場合がある。この場合、制御回路1は、矩形波制御方式によって出力できる交流電圧の振幅の最大値を電力変換器2の入力直流電圧Vdcと定義し、変調率PMFを1にする。これによって、弱め界磁制御を確実に実施することができ、交流回転機3を確実且つ安定に起動制御することが実現できる。実施の形態2.図7は、本発明の実施の形態2における交流回転機の制御装置のブロック図である。図7において、制御回路21の中に開始位相設定器22を設けた点が実施の形態1と異なる。それ以外の構成については実施の形態1と同じあり、図1と同一の符号を付したものは、同一またはこれに相当するものである。開始位相設定器22は、交流回転機3に流れる交流電流である検出電流iu、iwに基づいて起動制御を開始する際の交流回転機3の通電開始回転位相θ0を算出するものである。図8に開始位相設定器22の構成例の一例を示す。図8に示す開始位相設定器22では回転座標軸上の検出電流iu、iwから起動制御開始時の通電開始回転位相θ0を出力する構成としている。具体的には、開始位相設定器22は、比較回路22b、サンプルホールド回路22c、テーブル参照回路22d、切替スイッチ22a、加算器22eおよび位相調整回路22fから構成される。比較回路22bは、検出電流iu、iwと電流閾値Ithとを比較し、相電流の1つが電流閾値を超えたことを検出してフラグ1FL1を立てる。そして、サンプルホールド回路22cを経由してフラグ2FL2を立て、テーブル参照回路22dは、起動制御開始直後の交流回転機3の位相と3相交流電流iu、iv、iwとの関係を示すテーブルを参照する。切替スイッチ22aは、交流回転機3の回転方向Rdirが正転Fか逆転Rによって補正値を選択する。正転の場合、補正値は0、逆転の場合、補正値はπとなる。加算器22eにおいて、テーブル参照回路22dで得られた位相と切替スイッチ22aが選択した補正値とを加算し、位相調整回路22fで位相調整を行い、通電開始回転位相θ0を設定する。このように、開始位相設定器22は、交流回転機3の運転開始後の所定の期間内に、3相交流電流iu、iv、iwに基づいて交流回転機3の通電開始回転位相θ0を演算することができる。開始位相設定器22で通電開始回転位相θ0を設定することで、電力変換器2を起動した時点から、起動制御期間SPに比して十分短い時間の間の電流の挙動から、例えば60度刻みの精度で通電開始回転位相を設定できるので、起動制御開始直後の電流振幅の変動およびトルクショックを低減でき、確実且つ安定に再起動することができる。このため、交流回転機3が高速で回転し、交流回転機3の無負荷誘起電圧が電力変換器2の入力直流電圧Vdcより大きくなる過変調PWM変調領域において、変調率PMFを1以下になるよう弱め制御を実施する場合、起動開始後の短時間で回転位相を得ることができ、変調率PMFをより早く一定値に収束させることができる。