交流電源1から供給された交流電力をスイッチングして所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換し、接続された負荷2に供給する変換部10aと、該変換部10aを制御するスイッチング信号を出力する制御部30とを備えた電力変換装置であって、上記変換部10aの電圧、又は電流を上記スイッチング信号の1キャリア毎に検出する検出部20と、少なくとも上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値に基づいて今回のキャリアの検出値を予測する予測部31と、該予測部31で予測された検出値と、上記検出部20で検出された今回のキャリアの検出値とに基づいて上記制御部30で使用する今回のキャリアの検出値を決定する決定部32とを備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記変換部10aは、上記スイッチングによる電圧変動を吸収するコンデンサ14を備え、上記検出部20は、上記コンデンサ14の電圧、又は変換部10aの入出力電流を上記スイッチング信号の1キャリア毎に検出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項2において、上記変換部10aは、上記交流電源1の交流電圧を全波整流する整流回路11と、脈動する直流電圧を出力する直流リンク部12と、該直流リンク部12の直流をスイッチングして交流に変換し、接続された負荷2に供給するインバータ回路13とを備える一方、上記制御部30は、上記インバータ回路13を制御するスイッチング信号を出力するよう構成され、上記コンデンサ14は、上記整流回路11の出力側に並列接続され、上記検出部20は、上記直流リンク部12の出力電圧Vdc、又は上記整流回路11の出力電流iinを上記スイッチング信号の1キャリア毎に検出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項1~3の何れか1つにおいて、上記検出部20は、1キャリア毎に複数の検出値を検出するよう構成され、上記決定部32は、上記予測部31で予測された検出値と、上記検出部20で検出された今回のキャリアの各検出値とのそれぞれの偏差を求め、最も偏差の小さい検出値を上記制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項1~3の何れか1つにおいて、上記決定部32は、上記予測部31で予測された検出値と、上記検出部20で検出された今回のキャリアの検出値との偏差が所定の値よりも大きい場合、該予測された検出値を上記制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項1~5の何れか1つにおいて、上記予測部31は、上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値と、所定の近似式とに基づいて予測される検出値を算出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項1~6の何れか1つにおいて、上記検出部20は、1キャリアの極値において上記検出値を検出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項7において、上記検出部20で検出された検出値を同一キャリアの極大値又は極小値の何れか一方の検出値になり続けるように補正する検出補正部を備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1~8の何れか1つにおいて、上記予測部31は、前回以前のキャリアにおいて上記制御部30に使用された検出値を今回のキャリアの検出値として予測するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。ところで、上記特許文献1に示すような電力変換装置では、回路の電圧や電流を検知し、該検知した値を電力変換装置の制御に使用するものがある。しかしながら、電力変換装置にノイズが発生した場合、上記電圧や電流にノイズ成分が重畳されるため、正しい値を検知することができないという問題があった。本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、電力変換装置の制御における、検出値へのノイズの影響を抑制することを向上させることを目的とする。第1の発明は、交流電源1から供給された交流電力をスイッチングして所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換し、接続された負荷2に供給する変換部10aと、該変換部10aを制御するスイッチング信号を出力する制御部30とを備えた電力変換装置であって、上記変換部10aの電圧、又は電流を上記スイッチング信号の1キャリア毎に検出する検出部20と、少なくとも上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値に基づいて今回のキャリアの検出値を予測する予測部31と、該予測部31で予測された検出値と、上記検出部20で検出された今回のキャリアの検出値とに基づいて上記制御部30で使用する今回のキャリアの検出値を決定する決定部32とを備えている。上記第1の発明では、変換部10aは、交流電源1から供給された交流電力をスイッチング信号に基づいてスイッチングして所定電圧及び所定周波数の交流電力に変換し、接続された負荷2に供給する。ここで、検出部20は、スイッチング信号の1キャリア毎に変換部10aの電圧、又は電流を検出する。予測部31は、少なくとも上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値に基づいて今回のキャリアの検出値を予測する。決定部32は、予測部31で予測された今回のキャリアの検出値と、検出部20で検出された今回のキャリアの検出値とに基づいて制御部30で使用する今回のキャリアの検出値を決定する。決定された検出値は制御部30で使用する。制御部30は、決定部32で決定された検出値に基づいて変換部10aにスイッチング信号を出力する。変換部10aは、交流電源1から供給された交流電力をスイッチング信号に基づいてスイッチングして交流に変換し、負荷2に供給する。第2の発明は、上記第1の発明において、上記変換部10aは、上記スイッチングによる電圧変動を吸収するコンデンサ14を備え、上記検出部20は、上記コンデンサ14の電圧、又は変換部10aの入出力電流を上記スイッチング信号の1キャリア毎に検出するよう構成されている。上記第2の発明では、コンデンサ14は、スイッチングに起因する電圧の脈動リプルを吸収する。そして、検出部20は、スイッチング信号の1キャリア毎にコンデンサ14の電圧、又は変換部10aの入出力電流を検出する。第3の発明は、上記第2の発明において、上記変換部10aは、上記交流電源1の交流電圧を全波整流する整流回路11と、脈動する直流電圧を出力する直流リンク部12と、該直流リンク部12の直流をスイッチングして交流に変換し、接続された負荷2に供給するインバータ回路13とを備える一方、上記制御部30は、上記インバータ回路13を制御するスイッチング信号を出力するよう構成され、上記コンデンサ14は、上記整流回路11の出力側に並列接続され、上記検出部20は、上記直流リンク部12の出力電圧Vdc、又は上記整流回路11の出力電流iinを上記スイッチング信号の1キャリア毎に検出するよう構成されている。上記第3の発明では、整流回路11は、出力された交流を全波整流する。直流リンク部12は、交流電圧の脈動電圧変動を含んだ直流をインバータ回路13に出力する。ここで、検出部20は、スイッチング信号の1キャリア毎に直流リンク部12の出力電圧Vdc、又は整流回路11の出力電流iinを検出する。予測部31は、少なくとも制御部30で使用された前回以前のキャリアの検出値に基づいて今回のキャリアの検出値を予測する。決定部32は、予測部31で予測された今回のキャリアの検出値と、検出部20で検出された今回のキャリアの検出値とに基づいて制御部30で使用する今回のキャリアの検出値を決定する。決定された検出値は制御部30で使用する。制御部30は、決定部32で決定された検出値に基づいてインバータ回路13にスイッチング信号を出力する。インバータ回路13は、直流リンク部12の直流をスイッチングして交流に変換し、負荷2に供給する。このときインバータ回路13では、スイッチングに起因する電圧の脈動リプルが発生する。コンデンサ14は、整流回路11の交流電圧の脈動リプルを吸収せず、インバータ回路13のスイッチングの脈動リプルを吸収する。第4の発明は、上記第1~第3の発明の何れか1つにおいて、上記検出部20は、1キャリア毎に複数の検出値を検出するよう構成され、上記決定部32は、上記予測部31で予測された検出値と、上記検出部20で検出された今回のキャリアの各検出値とのそれぞれの偏差を求め、最も偏差の小さい検出値を上記制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定するよう構成されている。上記第4の発明では、検出部20は、1キャリア毎に複数の検出値を検出する。そして、決定部32は、予測部31で予測された検出値と、検出部20で検出された今回のキャリアの各検出値とのそれぞれの偏差を求める。そして、決定部32は、この偏差が最も小さくなる上記検出部20で検出された検出値を制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定する。第5の発明は、上記第1~第3の発明の何れか1つにおいて、上記決定部32は、上記予測部31で予測された検出値と、上記検出部20で検出された今回のキャリアの検出値との偏差が所定の値よりも大きい場合、該予測された検出値を上記制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定するよう構成されている。上記第5の発明では、決定部32は、予測部31で予測された検出値と、検出部20で検出された今回のキャリアの検出値との偏差と所定の値とを比較する。この偏差が所定の値よりも大きい場合、決定部32は、検出部20での検出値がノイズの影響を受けている可能性が高いと判断し、予測部31で予測された検出値を制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定する。一方、上記偏差が所定の値以下であれば、決定部32は、検出部20での検出値がノイズの影響を受けている可能性が低いと判断し、検出部20での検出値を制御部30で使用する今回のキャリアの検出値と決定する。第6の発明は、上記第1~第5の発明の何れか1つにおいて、上記予測部31は、上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値と、所定の近似式とに基づいて予測される検出値を算出するよう構成されている。上記第6の発明では、予測部31は、少なくとも上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値と、所定の近似式とに基づいて予測される今回のキャリアの検出値を算出する。例示として、直流リンク部12の出力電圧Vdc、又は上記整流回路11の出力電流iinは、交流電圧の脈動電圧変動を含んでいるため、制御部30で使用された前回以前のキャリアの検出値から今回のキャリアの検出値を予測するのは容易ではない。ところが、本発明では、少なくとも上記制御部30に使用された前回以前のキャリアの検出値と所定の近似式とに基づいて予測するため、上記交流電圧の脈動電圧変動を含んだ今回のキャリアの検出値を予測することができる。決定部32は、予測部31で予測された検出値と、検出部20で検出された検出値とに基づいて制御部30が使用する検出値を決定する。第7の発明は、上記第1~第6の発明の何れか1つにおいて、上記検出部20は、キャリアの極値において上記検出値を検出するよう構成されている。上記第7の発明では、検出部20は、キャリアの極値において、検出値を検出する。例示として、インバータ回路13でのスイッチングは、キャリアに基づいて行われる。インバータ回路13でスイッチングが行われると、直流リンク部12の出力電圧Vdcや、整流回路11の出力電流iinの値が変動する以下、これをキャリアリプルという。。まず、直流リンク部12の出力電圧Vdcの場合、ゼロベクトル区間キャリアの極値を含む区間外では、直流リンク部12から直流電流idcが流れているため、コンデンサ14が放電して出力電圧Vdcが降下すなわち電圧変動する。このときの出力電圧Vdcの値は、キャリアリプルの影響を受けているため、該影響を除いた出力電圧Vdcの値との差異が大きい。一方、ゼロベクトル区間においては、スイッチングがすべてオンであるため、直流電流idcが流れない。このため、コンデンサ14が充電して直流リンク部12の出力電圧Vdcは上昇する。このときの出力電圧Vdcの値は、キャリアリプルの影響を除いた出力電圧Vdcの値とほぼ等しくなる。次に、整流回路11の出力電流iinの場合、ゼロベクトル区間外では、上述したように直流リンク部12の出力電圧Vdcが小さくなるため、整流回路11の出力電流iinが大きくなる。このときの出力電流iinの値は、キャリアリプルの影響を受けているため、該影響を除いた出力電流iinの値との差異が大きい。一方、ゼロベクトル区間においては、スイッチングがすべてオンであるため、上述したように直流リンク部12の出力電圧Vdcが大きくなる。このため、コンデンサ14に流れる出力電流iinが小さくなる。このときの出力電流iinの値は、キャリアリプルの影響を除いた出力電流iinの値とほぼ等しくなる。第8の発明は、上記第7の発明において、上記検出部20で検出された検出値を同一キャリアの極大値又は極小値の何れか一方の検出値になり続けるように補正する検出補正部を備えている。上記第8の発明では、検出補正部は、例えば極大値において検出部20が検出した検出値を同一キャリアの極小値における検出値に近づくよう補正する。また、極小値において検出した検出値を同一キャリアの極大値における検出値に近づくよう補正する。これにより、同じタイミングの検出値を制御部30に使用し続けることができる。他の制御タイミングと同じタイミングで制御を行うことができる。第9の発明は、上記第1~第8の発明の何れか1つにおいて、上記予測部31は、前回以前のキャリアにおいて上記制御部30に使用された検出値を今回のキャリアの検出値として予測するよう構成されている。上記第9の発明では、予測部31は、前回以前のキャリアにおいて上記制御部30に使用された検出値を今回のキャリアの検出値と予測する。決定部32は、予測部31で予測された今回のキャリアの検出値と、検出部20で検出された今回のキャリアの検出値とに基づいて制御部30で使用する今回のキャリアの検出値を決定する。上記第1の発明によれば、検出部20、予測部31及び決定部32を設けたため、今回のキャリアの検出値を、予測された検出値と検出部20で検出された検出値とに基づいて決定することができる。つまり、制御部30で使用された前回以前のキャリアでの検出値から予測された検出値に基づいているため、ノイズの影響による誤った検出値が決定されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を排除した検出値を制御部30で使用することができる。この結果、電力変換装置の制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。上記第2の発明によれば、コンデンサ14の電圧、又は変換部10aの入出力電流を検出するようにしたため、今回のキャリアの検出値を、予測された検出値と検出部20で検出された検出値とに基づいて決定することができる。つまり、制御部30で使用された前回以前のキャリアでの検出値から予測された検出値に基づいているため、ノイズの影響による誤った検出値が決定されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を排除した検出値を制御部30で使用することができる。この結果、電力変換装置の制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。上記第3の発明によれば、検出部20、予測部31及び決定部32を設けたため、今回のキャリアの検出値を予測された検出値と検出部20で検出された検出値とに基づいて決定することができる。つまり、制御部30で使用された前回以前のキャリアでの検出値から予測された検出値に基づいているため、ノイズの影響による誤った検出値が決定されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を排除した検出値を制御部30で使用することができる。この結果、いわゆるコンデンサレスインバータの制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。上記第4の発明によれば、予測された検出値と各検出値のそれぞれとの、最も小さい偏差となる検出値に決定するようにしたため、予測された検出値に最も近い検出値を制御部30で使用することができる。これにより、ノイズの影響を受けた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。この結果、電力変換装置の制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。上記第5の発明によれば、予測された検出値と検出部20での検出値との偏差に基づき検出値を決定するようにしたため、制御部30で使用された前回以前のキャリアでの検出値から予測された検出値とかけ離れた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を受けた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。この結果、電力変換装置の制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。上記第6の発明によれば、制御部30で使用された前回以前のキャリアの検出値から所定の近似式を用いて今回のキャリアの検出値を予測するようにしたため、今回のキャリアの検出値の予測精度を向上させることができる。これにより、ノイズの影響を受けた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。この結果、電力変換装置の制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。上記第7の発明によれば、キャリアの極値となるタイミングで検出値を検知するようにしたため、キャリアリプルに影響されることなく、変換部10aの電圧、又は電流を検知することができる。上記第8の発明によれば、検出補正部を設けたため、検出値を異なる極値での検出値に補正することができる。これにより、同じタイミングの検出値を制御部30に使用し続けることができる。上記第9の発明によれば、前回以前のキャリアにおいて制御部30で使用された検出値を予測された検出値としたため、ノイズの影響による誤った検出値が決定されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を排除した検出値を制御部30で使用することができる。この結果、電力変換装置の制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。発明の実施形態1図1に示すように、本発明の実施形態1に係る電力変換装置10は、リアクトル15と、コンバータ回路11と、直流リンク部12と、インバータ回路13と、検出回路20と、制御演算回路29とを有する本体部10aを備えている。本体部10aは、単相の交流電源1から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ2に供給するように構成されいる。この本体部10aは、本発明に係る変換部を構成している。尚、本実施形態1のモータ2は、突極性を有した三相交流モータであり、空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。また、モータ2は、本発明に係る負荷を構成している。上記コンバータ回路11は、交流電源1に接続され、交流電源1が出力した交流を直流に全波整流する。本実施形態1では、図示はしないが、4つのダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源1の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。尚、コンバータ回路11は、本発明に係る整流回路を構成している。上記直流リンク部12は、コンデンサ14を備えている。コンデンサ14は、コンバータ回路11の出力側に並列接続され、該コンデンサ14の両端に生じた直流電圧直流リンク部12の出力電圧:Vdcがインバータ回路13の入力ノードに接続されている。このコンデンサ14は、例えばフィルムコンデンサによって構成する。このコンデンサ14は、インバータ回路13のスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧変動リプルのみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ14は、コンバータ回路11によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部12が出力する直流電圧Vdcは脈動し、通常の負荷状態における脈動では、最大電圧が最小電圧の2倍以上となる。本実施形態1では、交流電源1は、単相交流電源なので、直流電圧Vdcは、電源周波数例えば50Hzの2倍の周波数で脈動する。上記インバータ回路13は、入力ノードが直流リンク部12のコンデンサ14に並列に接続され、直流リンク部12の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ2に供給するようになっている。本実施形態1のインバータ回路13は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路13は、三相交流をモータ2に出力するので、図2に示すように、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路13は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて、上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ2の各相のコイル図示は省略に接続されている。そして、インバータ回路13は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流リンク部12から入力された直流電圧Vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ2へ供給する。上記検出回路20は、図1に示すように、電圧検出部21と、電流検出部22とを備えた回路であって、本発明に係る検出部を構成している。検出回路20で検出された直流電圧Vdc、及び出力電流iinは、デジタルデータに変換され、検出値として制御演算回路29に出力される。上記電圧検出部21は、直流リンク部12から出力された直流電圧Vdcを検出する。尚、直流電圧Vdcは、本発明に係る出力電圧を構成している。検出される直流電圧Vdcは、交流電源1の電源周波数の2倍の周波数で脈動する直流電圧である。上記電圧検出部21では、直流電圧Vdcをスイッチングのためのキャリアの1周期毎に複数回検出している。尚、本実施形態1では、スイッチングのためのキャリアは三角波に構成されている。具体的に、電圧検出部21は、図3に示すように、キャリアの山及び谷のタイミングで直流電圧Vdcを2回、A点B点において検出している。尚、キャリアの山は、本発明に係る極大値を構成し、谷は、本発明に係る極小値を構成している。そして、山及び谷は、本発明に係る極値を構成している。電圧検出部21は、2回検出することで、直流電圧Vdcの電圧の変動を検出し易くしている。こうすることで、後述する決定部32が、複数の検出値に基づいて直流電圧Vdcの検出値を決定することができるため、制御部30が行うインバータ回路13のスイッチングにおいてノイズの影響を受けにくくなる。ここで、キャリアリプルが直流電圧Vdcの検出値に与える影響について説明する。インバータ回路13でのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチングは、キャリアに基づいて行われる。インバータ回路13でスイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチングが行われると、直流リンク部12の直流電圧Vdcや、コンバータ回路11からの出力電流iinの値が変動する。このスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオン又はオフの影響による値の変動をキャリアリプルという。まず、電圧検出部21は、図3に示すように、キャリアの極値である山A点、及び谷B点で直流電圧Vdcを検出する。A点又はB点を含むゼロベクトル区間では、上アームのスイッチング素子SuSvSw又は下アームのスイッチング素子SxSySzがすべてオンであるため、直流電流idcは流れない。このため、コンデンサ14は充電され、直流電圧Vdcは大きくなる。このときの直流電圧Vdcの値は、キャリアリプルの影響を除いた直流電圧Vdcの値図3における直線上の値とほぼ等しくなる。一方、C点を含むゼロベクトル区間外では、直流電流idcが流れるため、コンデンサ14は放電され、直流電圧Vdcは小さくなる。このときの直流電圧Vdcの値は、キャリアリプルの影響を受けているため、キャリアリプルの影響を除いた直流電圧Vdcの値図3における直線上の値との差異が大きくなる。以上より、電圧検出部21は、キャリアの山及び谷のタイミングで直流電圧Vdcを2回、A点B点において検出している。上記電流検出部22は、コンバータ回路11の出力側の電流である出力電流iinを検出する。尚、出力電流iinは、本発明に係る出力電流を構成している。検出される出力電流iinは、交流電源1の電源周波数の2倍の周波数で脈動する直流電流である。上記電流検出部22では、出力電流iinをスイッチングのためのキャリアの1周期毎に複数回検出している。具体的には、電流検出部22は、図3に示すように、キャリアの1周期毎に出力電流iinを2回、A点B点において検出している。電流検出部22は、2回検出することで、出力電流iinの電流変動を検出し易くしている。こうすることで、後述する決定部32が、複数の検出値に基づいて出力電流iinの検出値を決定することができるため、制御部30が行うインバータ回路13のスイッチングにおいてノイズの影響を受けにくくなる。ここで、キャリアリプルが出力電流iinの検出値に与える影響について説明する。まず、電流検出部22は、図3に示すように、キャリアの極値である山A点、及び谷B点で出力電流iinを検出している。A点又はB点を含むゼロベクトル区間では、上アームのスイッチング素子SuSvSw又は下アームのスイッチング素子SxSySzがすべてオンであるため、直流電流idcは流れない。このため、直流電圧Vdcは大きくなる。したがって、出力電流iinは小さくなる。このときの出力電流iinの値は、キャリアリプルの影響を除いた出力電流iinの値図3における直線上の値とほぼ等しくなる。一方、C点を含むゼロベクトル区間外では、直流電流idcが流れるため、直流電圧Vdcは小さくなる。このため、出力電流iinは大きくなる。このときの出力電流iinの値は、キャリアリプルの影響を受けているため、キャリアリプルの影響を除いた出力電流iinの値図3における直線上の値との差異が大きくなる。以上より、電流検出部22は、キャリアの1周期毎に出力電流iinを2回、A点B点において検出している。上記制御演算回路29は、制御部30、予測部31及び決定部32を備えている。上記制御部30は、インバータ回路13のスイッチング素子SuSvSwSxSySzにスイッチング信号を出力するものである。制御部30は、モータ2の各相u相、v相、w相の指令値とキャリアとが交差する箇所でスイッチング信号を出力する。したがって、モータ2の各相の指令値を変更することによってスイッチングのタイミングを調整している。タイミングの調整には、決定部32で決定された、直流リンク部12の直流電圧Vdcの検出値やコンバータ回路11からの出力電流iinの検出値が使用される。上記予測部31は、上記制御部30に使用された前回以前のキャリアにおける検出値に基づいて今回のキャリアの検出値を予測するものである。具体的に本実施形態1では、予測部31は、前回1キャリア前のキャリアにおける直流電圧Vdc及び出力電流iinの検出値を、今回のキャリアの直流電圧Vdc及び出力電流iinの検出値として予測している。上記決定部32は、上記予測部31で予測された検出値と、上記検出回路20で検出された検出値とに基づいて今回のキャリアの検出値を決定するものである。具体的に、本実施形態1では、決定部32は、予測部31で予測された直流電圧Vdcの検出値と、電圧検出部21で検出された今回のキャリアのA点及びB点における直流電圧Vdcの検出値との偏差をそれぞれ比較する。そして、偏差の小さい方の点例えばA点とするにおける電圧検出部21の検出値が、ノイズの影響が少ないと判断されるため、A点における電圧検出部21で検出された直流電圧Vdcの検出値を今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値として決定する。決定された検出値は、制御部30で使用する。尚、後述するように、山であるA点における直流電圧Vdcの検出値を半キャリア後の谷B点の検出値に近付けるように補正してもよい。また、本実施形態1では、決定部32は、予測部31で予測された出力電流iinの検出値と、電流検出部22で検出された今回のキャリアのA点及びB点における出力電流iinの検出値との偏差をそれぞれ比較する。そして、偏差の小さい方の点例えばA点とするにおける電流検出部22の検出値が、ノイズの影響が少ないと判断されるため、A点における電流検出部22で検出された出力電流iinの検出値を今回のキャリアの出力電流iinの検出値として決定する。決定された検出値は、制御部30で使用する。尚、後述するように、山であるA点における出力電流iinの検出値を半キャリア後の谷B点の検出値に近付けるように補正してもよい。-実施形態1の効果-本実施形態1によれば、検出回路20、予測部31及び決定部32を設けたため、今回のキャリアの検出値を予測された検出値と検出回路20で検出された検出値とに基づいて決定することができる。つまり、制御部30で使用された前回のキャリアでの検出値に基づいているため、ノイズの影響による誤った検出値が決定されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を排除した検出値を制御部30で使用することができる。この結果、いわゆるコンデンサレスインバータの制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。また、予測された検出値と各検出値のそれぞれとの、最も小さい偏差となる検出値に決定するようにしたため、予測された検出値に最も近い検出値を制御部30で使用することができる。これにより、ノイズの影響を受けた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。この結果、いわゆるコンデンサレスインバータの制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。また、キャリアの山又は谷となるタイミングで検出値を検知するようにしたため、キャリアリプルに影響されることなく、直流電圧Vdc、又は出力電流iinを検知することができる。-実施形態1の変形例1-次に、本実施形態1の変形例1について説明する。本変形例1に係る電力変換装置10は、実施形態1のものとは、予測部31の構成が異なっている。具体的には、本変形例1に係る予測部31は、制御部30で使用された前回以前のキャリアの直流電圧Vdcの検出値と、1次近似式とから今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値を予測するようにしている。以下にその手順を示す。まず、1キャリア前前回の直流電圧Vdcの検出値Vdc[1]と、2キャリア前前々回の直流電圧Vdcの検出値Vdc[2]を以下の近似式に代入する。Vdc=2×Vdc[1]-Vdc[2]これにより、得られたVdcを今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値と予測する。尚、1キャリア前前回や2キャリア前前々回の直流電圧Vdcの検出値とは、1キャリア前前回又は2キャリア前前々回において制御部30で使用された直流電圧Vdcの検出値をいう。-変形例1の効果-本変形例1によれば、制御部30で使用された前回以前のキャリアの検出値から近似式を用いて今回のキャリアの検出値を予測するようにしたため、今回のキャリアの検出値の予測精度を向上させることができる。これにより、ノイズの影響を排除した検出値を制御部30で使用することができる。この結果、いわゆるコンデンサレスインバータの制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。その他の構成、作用効果は実施形態1と同様である。-実施形態1の変形例2-次に、本実施形態1の変形例2について説明する。本変形例2に係る電力変換装置10は、実施形態1のものとは、予測部31の構成が異なっている。具体的には、本変形例2に係る予測部31は、制御部30で使用された前回以前のキャリアの直流電圧Vdcの検出値と、2次近似式とから今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値を予測するようにしている。以下にその手順を示す。まず、1キャリア前前回の直流電圧Vdcの検出値Vdc[1]と、2キャリア前前々回の直流電圧Vdcの検出値Vdc[2]と3キャリア前の直流電圧Vdcの検出値Vdc[3]を以下の近似式に代入する。Vdc=3×Vdc[1]-3×Vdc[2]Vdc[3]これにより、得られたVdcを今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値と予測する。尚、3キャリア前の直流電圧Vdcの検出値とは、3キャリア前において制御部30で使用された直流リンク部12の直流電圧Vdcの検出値をいう。その他の構成、作用効果は上記実施形態1の変形例1と同様である。発明の実施形態2次に、本発明の実施形態2について説明する。本実施形態2に係る電力変換装置10は、実施形態1に係る電力変換装置10とは、検出回路20と決定部32の構成が異なっている。具体的には、本実施形態2に係る検出回路20では、電圧検出部21は、直流リンク部12から出力された直流電圧Vdcを、キャリアの所定のタイミングで1回検出している。また、電流検出部22は、コンバータ回路11の出力側の電流である出力電流iinを、キャリアの所定のタイミング図3のC点で1回検出している。上記決定部32は、予測部31で予測された直流電圧Vdcの検出値と、電圧検出部21で検出された今回のキャリアのC点における直流電圧Vdcの検出値との偏差を求める。次に、決定部32は、この偏差が30V以下であるか否かを比較し、30V以下であれば、C点における電圧検出部21で検出された検出値はノイズの影響が少ないと判断し、この検出値を今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値として決定する。一方、決定部32は、この偏差が30Vよりも大きければ、C点における電圧検出部21で検出された検出値は、ノイズの影響が大きいと判断し、予測部31で予測された直流電圧Vdcの検出値を今回のキャリアの直流電圧Vdcの検出値として決定する。尚、上記偏差の基準である30Vは例示であって、これに限られない。また、本実施形態2では、決定部32は、予測部31で予測された出力電流iinの検出値と、電流検出部22で検出された今回のキャリアのC点における出力電流iinの検出値との偏差を求める。次に、決定部32は、この偏差が所定値以下であるか否かを比較し、所定値以下であれば、C点における電流検出部22で検出された検出値はノイズの影響が少ないと判断し、この検出値を今回のキャリアの出力電流iinの検出値として決定する。一方、決定部32は、この偏差が所定値よりも大きければ、C点における電流検出部22で検出された検出値は、ノイズの影響が大きいと判断し、予測部31で予測された出力電流iinの検出値を今回のキャリアの出力電流iinの検出値として決定する。-本実施形態2の効果-本実施形態2によれば、予測された検出値と検出回路20での検出値との偏差に基づき検出値を決定するようにしたため、制御部30で使用された前回以前のキャリアでの検出値から予測された検出値とかけ離れた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。これにより、ノイズの影響を受けた検出値が制御部30で使用されるのを防止することができる。この結果、いわゆるコンデンサレスインバータの制御における検出値へのノイズの影響を抑制することができる。その他の構成、作用効果は実施形態1と同様である。その他の実施形態本発明は、上記実施形態1について、以下のような構成としてもよい。本実施形態1では、検出回路20では、検出値の検出回数を2回としたが、本発明はこれに限られず、2回よりも多く検出してもよい。これにより、直流電圧Vdcや出力電流iinの変動を検出し易くなる。また、本発明は、上記実施形態1又は2について、以下のような構成としてもよい。上記実施形態1又は2では、制御部30の制御の開始タイミングが谷B点であるため、山であるA点における検出値を半キャリア後の谷B点の検出値に近付けるように、A点における検出値を補正する検出補正部図示なしを設けるようにしてもよい。また、電圧検出部21が直流リンク部12の直流電圧Vdcを検出するようにしたが、本発明はこれに限られず、検出対象は、本体部10aにおける電圧であればよい。例えば、交流電源1から出力される電源電圧Vinや、電力変換装置10からモータ2に出力される電圧を検出してもよい。また、同じく電流検出部20がコンバータ回路11の出力側の電流である出力電流iinを検出するようにしたが、本発明はこれに限られず、検出対象は、本体部10aにおける電流であればよい。例えば、交流電源1の出力電流や、モータ2を流れる電流を検出してもよい。また、本発明は、いわゆるマトリクスコンバータにも適用できる。図4は、本体部10aがマトリクスコンバータに構成された例を示す図である。この例では、三相の交流電源1と接続された9個のスイッチング素子S1S2...S9で三相交流をスイッチングしてモータ2に三相交流を供給する。また、交流電源1として三相の交流電源を採用することも可能である。図5は、交流電源として三相の交流電源1を用いた場合の電力変換装置10の構成例を示す図である。同図に示すように、コンバータ回路11は、6つのダイオードD1~D6がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードD1~D6は、三相の交流電源1の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。このコンバータ回路11の構成では、直流リンク部12の電圧脈動の周波数が電源周波数の6倍になる。また、本発明は、上記回路構成以外にも、電力変換装置全般の回路について適用することができる。尚、以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。