キャリア周期T毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数、及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路4と、前記スイッチングを制御して、インバータ出力の相電圧を6ステップモードとなるよう制御するとき、180度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて、電圧誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期Tを存在させる制御を行う制御部5と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、前記制御部5は、電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが6つの基本電圧ベクトルからなる六角形の一辺の長さと等しくなるように、前記電圧ベクトルの大きさを決定することを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、前記制御部5は、キャリア周期Tの開始時の電圧を示す第1電圧ベクトルvaがキャリア周期Tの終了時の電圧を示す第2電圧ベクトルvbまで変化する間に、相電圧が直流リンク電圧Vdcに切替る境界線、又は相電圧が0Vに切替る境界線の少なくともどちらか一方を通過した場合には、電圧ベクトルが直流リンク電圧Vdc又は0V一定となる区間ACを通過した時間と、電圧ベクトルが直流リンク電圧Vdcと0Vの間で変化する区間Bを通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期T内の平均電圧に基づいて、前記パルス電圧の幅を決定することを特徴とする電力変換装置。しかしながら、特許文献1の例では、キャリア周期を変化させる必要があるので、制御が複雑化するという問題がある。本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、過変調制御時の出力電圧の誤差を、より容易に低減できるようにすることを目的としている。前記の課題を解決するため、第1の発明は、キャリア周期T毎にスイッチングを行うことにより入力を所定周波数、及び所定電圧の交流に変換して出力するインバータ回路4と、前記スイッチングを制御して、インバータ出力の相電圧を6ステップモードとなるよう制御するとき、180度毎に訪れる相電圧が切替るタイミングにおいて、電圧誤差をなくすようにパルス電圧を出力するキャリア周期Tを存在させる制御を行う制御部5と、を備えたことを特徴とする。この構成では、パルス電圧の挿入により出力電圧が調整され、出力電圧の誤差を無くすことが出来る。出力電圧の調整幅は、挿入するパルス電圧のパルス幅で決定できる。また、第2の発明は、第1の発明の電力変換装置において、前記制御部5は、電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが6つの基本電圧ベクトルからなる六角形の一辺の長さと等しくなるように、前記電圧ベクトルの大きさを決定することを特徴とする。この構成では、上記のように電圧ベクトルvの大きさを決定することで、出力誤差がキャンセルされる。また、第3の発明は、第1の発明の電力変換装置において、前記制御部5は、キャリア周期Tの開始時の電圧を示す第1電圧ベクトルvaがキャリア周期Tの終了時の電圧を示す第2電圧ベクトルvbまで変化する間に、相電圧が直流リンク電圧Vdcに切替る境界線、又は相電圧が0Vに切替る境界線の少なくともどちらか一方を通過した場合には、電圧ベクトルが直流リンク電圧Vdc又は0V一定となる区間ACを通過した時間と、電圧ベクトルが直流リンク電圧Vdcと0Vの間で変化する区間Bを通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期T内の平均電圧に基づいて、前記パルス電圧の幅を決定することを特徴とする。この構成では、出力電圧が前記平均電圧に制御されるため、出力電圧に誤差が生じない。第1の発明によれば、パルス電圧の挿入で電圧調整を行うので、容易な制御で出力電圧誤差の修正ができる。また、第2の発明、及び第3の発明ではそれぞれ、容易な演算で電圧ベクトルvを求めることができる。それゆえ出力電圧誤差を容易に低減できる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《発明の実施形態1》全体構成図1は、本発明の実施形態1に係る電力変換装置1の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、インバータ回路4、及び制御部5を備え、三相交流電源6から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ7に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ7は、永久磁石同期電動機であってもよいし、リラクタンス同期電動機、誘導電動機、など空間ベクトル変調を行えるモータならよい。モータ7は、例えば空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動する。コンバータ回路2コンバータ回路2は、三相交流電源6に接続され、三相交流電源6が出力した三相交流を全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数本実施形態では6つのダイオードD1~D6がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。なお、直流リンク部3に整流された電圧を供給できるなら、コンバータ回路2の相数、整流方式は限定しない。直流リンク部3直流リンク部3は、コンデンサ3aを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力ノードにリアクトルL1を介して並列接続されている。このコンデンサ3aは、インバータ回路4の入力ノード間に接続され、該コンデンサ3aの両端に生じた直流電圧直流リンク電圧Vdcが、インバータ回路4に印加されている。コンデンサ3aは、例えば電解コンデンサによって構成する。インバータ回路4インバータ回路4は、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ7に供給するようになっている。インバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。スイッチング素子Sは、IGBTInsulatedgatebipolartransistorで構成されている。勿論、スイッチング素子Sは、例えばFETFieldeffecttransistor等の他の種類の半導体素子で構成してもよい。このインバータ回路4は、三相交流をモータ7に出力するので、6個のスイッチング素子Sを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子Sと下アームのスイッチング素子Sとの中点が、それぞれモータ7の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、各スイッチング素子Sには、還流ダイオードDが逆並列に接続されている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子Sのオンオフ動作によって、直流リンク部3から入力された直流リンク電圧Vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部5が行う。制御部5制御部5は、マイクロコンピュータとそれを動作させるプログラムを含み、キャリア周期T毎にPWM変調を行い前記スイッチングを制御している。インバータ回路4の相電圧一次成分以下、基本波成分ともいうの振幅を、正弦波駆動で駆動できる最大振幅よりも大きくしたい場合には、過変調制御後述を用いる。過変調制御で出力出来る最大の相電圧を出力している状態が6ステップモードと呼ばれる相電圧が180度毎に切替る状態となる。制御部5は、空間ベクトル変調によってインバータ回路4におけるスイッチングを制御する。図2は、インバータ回路4の空間電圧ベクトル図である。図2の矢印は、3相交流を出力するインバータ回路の基本電圧ベクトルを示している。各基本電圧ベクトルは、上アームの何れのスイッチング素子Sをオンにするかを示している。例えば、ベクトル100は上アームではU相のスイッチング素子Sのみをオンにすることを示している。3相インバータ回路のPWM制御では、図2の六角形の各頂点に向かう6つの基本電圧ベクトル、及び、大きさを持たない2つのゼロベクトル000、111の合計8つの基本電圧ベクトルのそれぞれに対応する8つのスイッチング状態を切替えて、所望の電圧及び位相の交流を出力する。一方、本実施形態における過変調制御は、インバータ回路4の出力が、キャリア1周期Tを通して、全相ハイ、或いは全相ローのパターンが現れない状態に制御する制御をいう。過変調制御では、相電圧の180度区間において、数キャリア周期連続して、所定のスイッチング素子Sをオン或いはオフ状態に固定する。これにより、前記基本波成分を正弦波駆動時よりも高くすることが可能になる。所定のスイッチング素子Sを相電圧の180度区間オン状態に固定して、次の180度区間ではオフ状態に固定することを交互に繰り返すと過変調制御で出力を最大に出来る状態となり、いわゆる6ステップモードと呼ばれる状態になる。本実施形態の制御部5は、過変調制御では、インバータ回路4の空間電圧ベクトル図において、6つの基本電圧ベクトルで構成される六角形の辺の長さと、電圧ベクトルが整数回のキャリアで進む角度から計算した弦の長さが等しくなるように、電圧ベクトルの大きさを決定する。そして、その電圧ベクトルに基づいて、インバータ回路4の出力に所定幅のパルス電圧が挿入されるように、インバータ回路4の制御を行う。図3は、インバータ回路4におけるスイッチング波形を示す図である。図3では、上段から、a正弦波駆動時の相電圧波形、b過変調制御時の相電圧波形、c過変調制御で出力出来る最大の相電圧波形示すのは理想波形。6ステップモードと呼ぶ、d6ステップモードにおいてキャリア周期の時間制約で180度の切替りタイミングがずれた場合の波形、e本実施形態における波形180度区間の切替り時に調整パルスを挿入してdの波形で発生していた電圧誤差を無くした波形をそれぞれ例示している。なお、abの波形では、相電圧矩形波とともに、相電圧の基本波成分サイン波を図示してある。6ステップモードで動作した場合には180度区間の切替りタイミングがキャリア周期に依存するので、同図dに示すように、理想的波形とは電圧切り換わりタイミングにずれを生じ、そのずれが出力電圧の誤差となる。本実施形態では、以下の考え方に基づいて電圧ベクトルvを決定し、その電圧ベクトルvに応じて調整パルスを挿入し出力電圧の誤差を低減する。図4は、従来の過変調制御における出力電圧誤差を説明する図である。図4は、図2の空間電圧ベクトル図の一部を抜き出したものであり、図4の右側部分は、電圧ベクトル等を直線の時間軸以下、時間軸直線と呼ぶに投影して表示したものである。また、電圧ベクトルの末尾に記載したN、N1、N2は、電圧ベクトルの時系列を示すものである。従来の過変調制御では、例えば、キャリア周期の中間点における電圧ベクトルに基づいてスイッチングが行われることがある。そうすると、図4の時間軸直線に示したように、本来の出力電圧からずれを生ずることになる。図4の例では、相電圧がゼロから直流リンク電圧Vdcの間で変化する区間同図の区間Bを参照において、斜線部斜線のピッチが狭い方のハッチングで示される電圧が誤差電圧であり、同図上側の斜線部の面積分だけ出力電圧が高くなり、同図下側の斜線部の面積分だけ出力電圧が低くなる。そして、これらの斜線部の面積すなわち誤差電圧は、互いに異なっているので、180度区間毎に区切られた出力電圧の大きさにアンバランスが生じる同図でいうと、区間Bの中心が本来180度の切替りポイントになるので、区間Bを中心に上側の電圧と下側の電圧が等しくないと電圧アンバランスが生じる。図で示すように区間Bを中心に上側と下側で誤差の出方が違っているのでそれが誤差電圧になっている。このような状態では、180度区間切替りのタイミング毎に異なった誤差が生じ、その誤差はキャリア周波数と電圧ベクトルの回転周波数の関係で決まった周期の誤差になる。これが出力電圧のビートとなり、電流のビートに繋がる。電流のビートは実効値の増大を招き、延いては損失を増大させる可能性がある。図5は、実施形態1における電圧ベクトルvの決定方法を説明する図である。同図は過変調制御時の電圧ベクトルを示している。電圧ベクトルvの大きさをLとした場合は、次の条件式1n×θc×L=1/3×π×Vdc条件式1ただし、n:正の整数、θc:電圧ベクトルが1キャリア周期Tの間に進む角度、Vdc:直流リンク電圧が成り立つときには、電圧ベクトルvがnキャリア周期の間に進む円弧の長さと、図2で示した基本電圧ベクトル60度分の円弧の長さ図5では区間Bの基本電圧ベクトルからなる円弧の長さが同じ大きさになる。そのため、このLで電圧ベクトルvをコントロールすると誤差がキャンセルされる。図5に示すように、0V側で出力電圧が低くなり0V側の電圧が大きくなる、且つVdc側で電圧が高くなるすなわち、Vdc側の電圧が大きくなる。そして、0V側とVdc側の電圧が同じ大きさで大きくなっている。つまり、共に同じ大きさで電圧が大きくなるため電圧のアンバランスがなくなる。なお、条件式1については、電圧ベクトルの軌道を円弧で計算しているが、区間Bでは電圧を直線的に調整できるので本来は直線で考えるべきである。そのため、2×L×sinn×θc/2=2×Vdc×sin30°条件式2が本来の条件式となる。ただし、近似的には、条件式1を利用しても差し支えない。電力変換装置1の動作正弦波駆動状態における動作は、一般的なインバータ回路と同様である。一方、過変調制御時は、制御部5が前記条件式条件式1、2の何れかを用いて電圧ベクトルvを決定する。電圧ベクトルvが決定されると、スイッチング素子Sのオン時間が定まり、制御部5は、該オン時間に基づいて挿入する調整パルスのパルス幅を決定する。これにより、本実施形態では、過変調制御時の出力電圧のアンバランスが解消し、出力電圧誤差が低減する。そして、この電圧ベクトルvの大きさの制御は、例えばキャリア周期を変える従来例と比べ容易な制御で実現できる。《発明の実施形態2》実施形態2の電力変換装置1は、制御部5における過変調制御時の電圧ベクトルvの決定方法が実施形態1とは異なる。図6は、実施形態2における電圧ベクトルvの決定方法を説明する図である。図6の右側部分は、U相の電圧ベクトル等を時間軸直線に投影して表示したものである。図7は、従来の過変調制御における出力電圧誤差を説明する図である。図7では、1つのキャリア周期Tにおける電圧ベクトルvの軌跡が、U相電圧vuがゼロから直流リンク電圧Vdcの間で変化する領域と、それ以外の領域に跨る場合の誤差を示している。キャリア周期Tの開始時の電圧ベクトルを第1電圧ベクトルva、キャリア周期Tの終了時の電圧ベクトルを電圧ベクトルvbとすると、図7に示すように、電圧ベクトルvaと電圧ベクトルvbがキャリア周期T内で区間A、B、Cの何れかを跨いだ場合に、キャリア周期Tの中間点における電圧ベクトルに基づいてスイッチングを行うと、同図の黒丸で示す電圧がキャリア周期T内の平均電圧と等しくならない。これにより、インバータ回路4は、同図に示した斜線部の誤差電圧分だけ電圧を大きく出しすぎてしまう。なお、図6等の時間軸直線において、区間Aは、U相電圧vuが直流リンク電圧Vdcとなる区間、区間Bは、U相電圧vuがゼロから直流リンク電圧Vdcの間で変化する区間、区間Cは、U相電圧vuがゼロとなる区間である。本実施形態では、1つのキャリア周期Tにおける電圧ベクトルvの軌跡が、相電圧がゼロから直流リンク電圧Vdcの間で変化する領域と、それ以外の領域に跨る場合に、1キャリア周期T中の平均電圧を求めて電圧ベクトルvを決定することで上記誤差電圧を低減する。本実施形態での平均電圧とは、図6に示すように、U相電圧vuの時間軸直線において、斜線で囲まれた部分の面積から求まる積分平均である。例えば、U相についてみると、U相電圧vuがゼロから直流リンク電圧Vdcの間で変化するベクトル空間における領域をベクトル空間領域BB時間軸直線の区間Bが対応とすると、制御部5は、第1電圧ベクトルvaの終点、及び第2電圧ベクトルvbの終点の間にベクトル空間領BBと該ベクトル空間領域BB以外の領域の境界線が少なくとも1つ存在する場合には、U相電圧が、1キャリア周期Tの中で、Vdcまたは0V一定となる区間区間Aと区間Cを通過した時間と、相電圧がVdcと0Vの間で変化する区間区間Bを通過した時間の電圧積算値から求めるキャリア周期内の平均電圧に基づいて、電圧ベクトルを求める。なお、本実施形態の制御部5は、以下の3つの条件1~3の成否を確認し、いずれかの条件が成立した場合に、前記平均電圧に基づいて電圧ベクトルvを求める。条件1:第1電圧ベクトルvaの終点が区間Aに存在し、且つ第2電圧ベクトルvbの終点が区間B又は区間Cに存在する場合。条件2:第1電圧ベクトルvaの終点が区間Bに存在し、且つ第2電圧ベクトルvbの終点が区間A又は区間Cに存在する場合。条件3:第1電圧ベクトルvaの終点が区間Cに存在し、且つ第2電圧ベクトルvbの終点が区間A又は区間Bに存在する場合。なお、前記3つの条件1~3が成立しない場合は、制御部5は、キャリア周期Tの中間点における電圧ベクトルvを求める。電力変換装置1の動作図8は、制御部5における電圧ベクトルvの決定動作を説明するフローチャートである。制御部5は、ステップS01からステップS06の動作により、電圧ベクトルvを決定する。まず、ステップS01では、制御部5は、インバータ回路4が出力すべき電圧の大きさから、過変調制御かそうでないかを判断する。出力すべき電圧の基本波成分の振幅が直流リンク電圧Vdcの1/2よりも小さい場合は、過変調制御ではないと判断し、制御部5は、ステップS03の処理に移行する。ステップS03では、制御部5は、キャリア周期Tの中間点における出力電圧から電圧ベクトルvを求め、該電圧ベクトルvに応じ、インバータ回路4のスイッチング状態を決定する。一方、制御部5は、出力すべき電圧の基本波成分の振幅が直流リンク電圧Vdcの1/2よりも大きい場合には、過変調制御と判断する。過変調制御時には、制御部5は、ステップS02の処理に移行する。ステップS02では、キャリア周期Tの開始時に出力すべき電圧に対応した第1電圧ベクトルvaと、キャリア周期Tの終了時に出力すべき電圧に対応した第2電圧ベクトルvbを求め、ステップS04の処理に移行する。ステップS04では、前記条件1~3が成立するか否かを調べる。前記条件1~3の何れかが成立した場合には、ステップS05の処理に移行し、何れも成立しなかった場合にはステップS06の処理に移行する。ステップS06の処理に移行した場合には、ステップS03と同様に、キャリア周期Tの中間点において出力すべき電圧から電圧ベクトルvを求め、該電圧ベクトルvに応じ、インバータ回路4のスイッチング状態を決定する。一方、制御部5の処理がステップS05に移行するのは、1つのキャリア周期Tにおける電圧ベクトルvの軌跡が、ベクトル空間領域BBと該ベクトル空間領域BB以外の領域の境界線の少なくとも1つを跨ぐ場合である。この場合には、例えば、ステップS03のように、キャリア周期Tの中間点において出力すべき電圧から電圧ベクトルvを求めたとすれば、実際に出力すべき電圧とは異なる電圧がインバータ回路4から出力されることになる図7参照。これに対し、本実施形態では、ステップS05において、1キャリア周期Tの中で、Vdcまたは0V一定となる区間区間Aと区間Cを通過した時間と、相電圧がVdcと0Vの間で変化する区間区間Bを通過した時間の電圧積算値からキャリア周期内の平均電圧を求める。そして、該平均電圧に基づいて、挿入する前記調整パルスの幅を決定する。このように、平均電圧を用いて電圧ベクトルvを決定することで、インバータ回路4の出力電圧の誤差が低減し、キャリア周期Tの中間点において出力すべき電圧から電圧ベクトルvを求める場合と比べ、出力電圧の誤差をより小さくすることが可能になる。そして、この平均電圧による制御は、例えばキャリア周期を変える従来例と比べ容易な制御で実現できる。