"誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するMIMO-OFDM伝送において送信装置から送信された信号を受信する受信装置であって、前記参照信号部分の受信信号に基づいて、MIMOチャネル行列及び雑音電力密度を推定するチャネル推定部と、前記MIMOチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより,受信信号を送信レイヤ毎の信号に分離合成する空間フィルタ部と、前記MIMOチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信SINRをOFDMサブキャリア毎に算出する出力SINR算出部と、前記分離合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、各送信レイヤのチャネル対数尤度比をビット毎に算出するチャネル対数尤度比算出部と、前記受信SINRにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行う復号部と、を有することを特徴とする、受信装置。誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するMIMO-OFDM伝送において送信装置から送信された信号を受信する信号受信方法であって、前記参照信号部分の受信信号に基づいて、MIMOチャネル行列及び雑音電力密度を推定するステップと、前記MIMOチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより、受信信号を送信レイヤ毎の信号に分離合成するステップと、前記MIMOチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信SINRをOFDMサブキャリア毎に算出するステップと、前記分離合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、送信レイヤ毎のチャネル対数尤度比をビット毎に算出するステップと、前記受信SINRにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行うステップと、を有することを特徴とする、信号受信方法。上記の線形信号処理を用いる信号分離法以下、線形空間フィルタリングと称すにおいて、最適な軟判定ビットを生成する必要があるが、未だその最適な方法は提案されていない。本発明は、特にMIMO-OFDM伝送の受信側において、受信信号に線形空間フィルタリングを適用して軟判定ビットを生成する受信装置及びその受信方法を提供することを目的とする。本発明は、誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するMIMO-OFDM伝送において送信装置から送信された信号を受信する受信装置であって、前記参照信号部分の受信信号に基づいて、MIMOチャネル行列及び雑音電力密度を推定するチャネル推定部と、前記MIMOチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより,前記受信信号を送信レイヤ毎の信号に分離合成する信号分離部と、前記MIMOチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信SINRSignaltoInterferenceNoiseRatioをOFDMサブキャリア毎に算出する受信SINR算出部と、前記分離合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、各送信レイヤのチャネル対数尤度比LogLikelihoodRatioLLRをビット毎に算出するチャネル対数尤度比算出部と、前記受信SINRにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行う復号部と、を備えることを特徴とする。また、本発明は、誤り訂正符号化されたユーザデータ伝送用の変調信号にチャネル推定用の参照信号を多重するMIMO-OFDM伝送において送信装置から送信された信号を受信する信号受信方法において、前記参照信号部分の受信信号に基づいて、MIMOチャネル行列及び雑音電力密度を推定するステップと、前記MIMOチャネル行列を用いた線形空間フィルタリングにより送信レイヤ毎の信号に分離合成するステップと、前記MIMOチャネル行列及び雑音電力密度に基づいて、各送信レイヤの受信SINRをOFDMサブキャリア毎に算出するステップと、前記分離合成された受信信号と送信信号候補点に基づいて、送信レイヤ毎のチャネル対数尤度比をビット毎に算出するステップと、前記受信SINRにより重み付けされた前記チャネル対数尤度比を用いて、軟判定誤り訂正復号を行うステップと、を有することを特徴とする。まず、MIMOシステムにおける受信信号の分離合成方法について図3を参照して説明する。図3は、OFDM伝送方式におけるMIMOシステムの送受信モデルを示し、参照番号31は直列-並列変換器、32は前方誤り訂正ForwardErrorCorrectionFEC符号化器、33は変調器、34はプリコーダで、これらは送信側装置である。35は無線伝搬路であり、これはMIMOチャネル行列としてモデル化することができる。36は受信側装置における空間フィルタ、37はチャネル対数尤度比生成器、38はレイヤデマッパー、39は軟判定誤り訂正復号器、40は並列-直列変換器である。本図のMIMOシステムにおいて、送信アンテナ数をNt、受信アンテナ数をNr、送信レイヤ数空間多重数をMとすると、受信アンテナ数が送信アンテナ数と同じか、又は多い場合即ち、NtNr、送信レイヤ数Mの最大値は、送信アンテナ数と同じとなる。なお、LTEにおいては、無線伝搬路の状態に応じて最適な送信レイヤ数Mを選択するランクアダプテーションを適用することができる。また、kはサブキャリア番号を示す。図3において、送信シンボルは、直列-並列変換器31により、送信レイヤ数分の並列信号となり、前方誤り訂正符号FEC符号化器32により、誤り訂正符号化され、変調器33により変調が行われる。その後、プリコーダ34において、所定のプリコーディング行列が掛けられ、無線チャネル上に送信される。図3の受信側においては、無線チャネル上で互いに干渉している送信シンボルストリームs1s2sMを、空間フィルタ36での線形空間フィルタリング処理により分離合成する。上記のように、非線形信号処理による受信信号の分離合成も可能であるが、ここでは、より現実的な線形空間フィルタリング処理のみを考える。また、ここでは、線形空間フィルタリング処理として、サブストリーム間の干渉電力を0とするゼロフォーシングZFに基づく方法と、希望信号対干渉雑音電力比SINRを最小とする最小二乗誤差MMSEに基づく方法を記載するが、これら2つの方法に限定されるものではない。上記M本の独立なSISO伝送を用いた等価送受信モデルを図4に示す。また、図4は、本発明を説明するための図でもある。図4において、参照番号32は送信側の前方誤り訂正符号化器、33は変調器、37は受信側のチャネル対数尤度比生成器、39は軟判定誤り訂正復号器を表す。これらの構成は、M本の各経路に対して、同一なものである。上記式に示されるように、第iサブストリームの第kサブキャリアで送信されたシンボルsiの第lビットciのチャネル対数尤度比Lchの算出において、対数尤度比に対してそのシンボルの受信SINRで重み付けを行うことにより、サブストリーム毎に最適なチャネル対数尤度比を得ることができる。なお、受信SINRで重み付けを行うことにより最適なチャネル対数尤度比を得ることができるとしたが、受信SINRに関連する値により重み付けを行うものとすることもできる。上記式の受信SINRは、線形フィルタリングの方法により、具体的には、以下のように展開することができる。以上、本発明に関して、MIMO-OFDM伝送におけるチャネル対数尤度比の最適な生成方法について説明した。以下では、上記説明を補足するために、SISOモデルを用いたチャネル対数尤度比の算出方法を記載する。軟判定誤り訂正復号器16に入力するする軟判定ビット値として、上記のチャネル対数尤度比Lchを用いることにより、上記式中のPrの値が求められ、最尤復号を行うことが可能となる。上記のように、軟判定誤り訂正復号において、軟判定誤り訂正復号器に入力される軟判定ビットとして、送信された各ビットのチャネル対数尤度比を使用することができる。続いて、SISOシステムにおける軟判定ビットの具体的な生成方法について説明する。図2は、SISOシステムにおけるOFDM送受信モデルを示し、参照番号11は送信側における前方誤り訂正符号化器、13は変調器、21は無線チャネルをモデル化した無線伝搬チャネル応答、14は受信側におけるチャネル対数尤度比生成器、16は軟判定誤り訂正復号器である。なお、図1に示されるインタリーバ及びデインタリーバは、省略している。以上、SISO伝送モデルを用いたチャネル対数尤度比の算出方法を説明した。上記したように、MIMO-OFDM伝送は、送信レイヤ毎に独立したSISO伝送モデルとして、等価的に表現することができる。SISO伝送のチャネル対数尤度比は、式に示されるように、対数尤度Aと対数尤度Bの差に対して、対応するサブキャリアの受信SNRで重み付けすることで算出される。このため、MIMO-OFDM伝送においても、式に示されるように、各サブストリーム送信レイヤにおいて、対数尤度Aと対数尤度Bの差に対して、対応するサブキャリアの受信SNRで重み付けすることで、チャネル対数尤度比を算出することが可能となる。ただし、式においては、干渉成分も考慮して、受信SINRで重み付けされていることに注意すべきである。次に、本発明におけるMIMO-OFDM送信機構成を図5に、その受信機構成を図6に示す。送信機構成は、従来方法と同じであるため、詳細な説明は省略する。ここでは、データのみがプリコーダ34によりプリコーディングされており、参照信号生成器54により生成された参照信号はプリコーディングされていない。受信機において、チャネル推定器79は、MIMOチャネル行列及び雑音電力を推定する。推定されたMIMOチャネル行列及び雑音電力を用いて、空間フィルタ係数生成器80は、空間フィルタ係数を生成する。空間フィルタ36は、MMSE、ZFなどの線形フィルタリングを行い、受信信号を分離合成する。空間フィルタ出力SINR算出部81では、式に示されるように、線形フィルタリングのタイプに対応した受信SINRを算出する。チャネル対数尤度比算出部37では、従来方法と同様にチャネル対数尤度比を算出した後、出力SINR算出部81から出力される受信SINRでサブストリーム毎に重み付けを行う。重み付けされたチャネル対数尤度比は、軟判定誤り訂正復号器39に入力され、軟判定による受信信号の復号が行われる。本発明の効果を図7のグラフに示す。図7は、コンピュータシミュレーションにより得られた受信アンテナ当りの平均EsN0雑音電力当りのシンボル電力に対する平均ブロックエラー率BLERを表す。シミュレーションの条件を表1に示す。MIMOアンテナ構成は2×2送信アンテナ数2、受信アンテナ数2であり、線形フィルタリングとしてはMMSEを用いる。誤り訂正符号化はターボ符号により行われ、復号器においては、繰返し回数を8とした、Max-Log-MAP復号が行われる。図7において、点線左端は、最尤判定MLDによる特性であり、理想的な特性を示す。実線は、本発明における特性を示し、チャネル対数尤度比に対し受信SINRで重み付けを行ったものである。破線右端は、従来方法における特性であり、チャネル対数尤度比に対する重み付けを行っていない。即ち、本発明における重み付け係数を1としたものである。平均BLER101を達成する受信Es/N0において、本発明による特性は、従来方法による特性に比べて、約5dBの改善が得られているおよそ19dBから14dBに減少。即ち、本発明では、従来方法より受信Es/N0が5dB低い伝搬路環境において、従来方法と同等の平均BLER特性が得られることになる。また、MLDの特性と比較すると、2dB程度の劣化しか見られないことがわかる。以上述べたように、本発明によれば、軟判定誤り訂正復号器に入力される軟判定ビットを、チャネル対数尤度比にサブストリーム毎の受信SINRで重み付けして生成することにより、従来方法と比較して、大幅な特性改善が得られており、本発明の有効性が確認できる。"