第1抵抗及び直流モータの直列接続と、第2抵抗及び第3抵抗の直列接続とを並列に接続してなるブリッジ回路と、前記第1抵抗及び直流モータの直列接続の両端に直流電圧を印加するモータ駆動回路と、前記第1抵抗及び直流モータの接続点と、他の第2抵抗及び第3抵抗の接続点の二つの接続点の差電圧を検出する差電圧検出回路と、検出された前記差電圧に基づいて前記モータ駆動回路の出力電圧値を制御する電圧制御回路と、を備える直流モータ回転制御装置であって、前記電圧制御回路は、目標回転数で定まる正の基準電圧を出力する基準電圧指令部と、前記基準電圧から検出された前記差電圧の絶対値を差し引いた電位を出力する電圧減算部と、前記電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のPWM信号を発生するPWM信号発生部と、を有し、前記モータ駆動回路は、前記PWM信号で動作するスイッチング素子を有し、該スイッチング素子のオンオフ切換えによって前記デューティ比に応じた直流電圧を前記ブリッジ回路に印加することを特徴とする直流モータ回転制御装置。しかし、上述のような逆起電圧の帰還制御を用いて、最終的にモータ印加電圧をPWM制御させたい場合には、モータドライバーを含めたトランジスタレベルの回転制御回路の設計が必要になり、安価な市販のモータドライバーICをそのまま利用することが困難だった。本発明は前記従来技術に鑑みなされたものであり、その解決すべき課題は、簡単な部品構成で動作するオペアンプレベルのモータ回転制御装置を提供することにある。特に、モータの逆起電圧が目標回転数に比例する値と一致するように、モータへの印加電圧を制御する際に、市販のモータドライバーフルブリッジモータドライバーICの入出力をそのまま利用して印加電圧を制御することができるモータ回転制御装置を提供することにある。前記課題を解決するために本発明にかかるモータ回転制御装置は、ブリッジ回路と、モータ駆動回路と、差電圧検出回路と、電圧制御回路とを備えている。まず、ブリッジ回路は、三辺に各々抵抗を設けて、残りの一辺に直流モータを設けた回路である。つまり、第1抵抗及び直流モータの直列接続と、第2抵抗及び第3抵抗の直列接続とを並列に接続してなっている。モータ駆動回路は、前記ブリッジ回路中の第1抵抗及び直流モータの直列接続の両端に直流電圧を印加する回路である。差電圧検出回路は、第1抵抗及び直流モータの接続点と、他の第2抵抗及び第3抵抗の接続点の二つの接続点の差電圧を検出する回路である。電圧制御回路は、検出された差電圧に基づいて前記モータ駆動回路の出力電圧値を制御する回路である。前記電圧制御回路は、基準電圧指令部、電圧減算部、及び、PWM信号発生部を有する。基準電圧指令部は、目標回転数で定まる正の基準電圧を出力する。電圧減算部は、前記基準電圧から検出された前記差電圧の絶対値を差し引いた電位を出力する。PWM信号発生部は、前記電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のPWM信号を発生する。また、前記モータ駆動回路は、前記PWM信号で動作するスイッチング素子を有し、該スイッチング素子のオンオフ切換えによって前記デューティ比に応じた直流電圧を前記ブリッジ回路に印加する。このように構成されたモータ回転制御装置を用いて、直流モータの停止状態でブリッジ回路の差電圧が零になるように、ブリッジ回路の各抵抗値を予め設定しておく。直流モータの内部抵抗および第1、第2、第3抵抗を、Ra、Rs、R1、R2とした場合、抵抗比がRs:Ra=R1:R2を満たすようにするとよい。モータの停止状態から回転を開始する際、まず、電圧制御回路の基準電圧指令部が電圧減算部へ基準電圧を指令する。この基準電圧は、直流モータを目標回転数で定まる値であり、正値をとる。そして、電圧減算部からPWM信号発生部へ基準電圧に基づく電位が出力される。PWM信号発生部では、オペアンプのコンパレータ等を使用して、電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のPWM信号が生成される。モータ駆動回路は、ブリッジ回路に対して直流電圧を前記PWM信号のデューティ比で印加する。また、直流モータがある回転数で駆動している状態では、その回転数に比例した逆起電圧が生じて、ブリッジ回路の平衡状態が崩れる。その結果、差電圧検出回路が、ブリッジ回路の差電圧を検出する。差電圧検出回路には、例えば、オペアンプによる差動増幅回路を採用してもよい。電圧減算部では、基準電圧から検出された差電圧の絶対値が差し引かれる。つまり、差電圧を電圧減算部の帰還利得に加えることにより、電圧減算部の出力電位は、実際にモータに生じている逆起電圧値が反映された値になる。この出力電位に基づいてPWM信号が生成され、ブリッジ回路にPWM信号のデューティ比の直流電圧が印加されるようになっている。この結果、検出される差電圧が目標回転数で回転した際の計算上の差電圧と一致するように、モータへの印加電圧を制御することができる。電圧減算部には、例えば、オペアンプによる加算回路を採用してもよい。本発明によれば、検出された差電圧の絶対値を基準電圧から差し引いたものを電圧減算部の出力電位とした。このため、電圧減算部の出力電位に基づくデューティ比のPWM信号を発生させる回路PWM信号発生部や、PWM信号に基づいてブリッジ回路にそのデューティ比の直流電圧を印加させる回路モータ駆動回路については、既存の回路を利用することができる。特に、モータ駆動回路については、モータドライバーフルブリッジモータドライバーIC等の入出力をそのまま利用できる。従って、逆起電圧を用いたモータ回転制御装置において、モータドライバーを含めたトランジスタレベルの制御回路を一から設計する必要がなく、簡単な部品構成で動作するオペアンプレベルのモータ回転制御装置を提供することができる。以下、図面に基づき本発明の好適な実施形態について説明する。図1は本発明に係る直流モータ回転制御装置10の簡易ブロック図である。この制御装置10によって制御される直流モータは、例えば粗さ測定機の検出器を所定の軸方向に移動させる駆動装置に用いられる。制御装置10の主な構成は、ブリッジ回路1と、モータ駆動回路2と、差電圧検出回路3と、電圧制御回路4である。以下、これらの構成を具体的に説明する。まず、ブリッジ回路1は、三辺に各々抵抗Rs、R1、R2を有し、残りの一辺に直流モータMを有する回路である。図1では、直流モータMの代わりに、モータの内部抵抗を表す抵抗Raとモータの逆起電圧Eaを表す電圧源の直列回路が、ブリッジ回路1の一辺に示されている。この抵抗Raと逆起電圧Eaの直列回路は、直流モータMの等価回路である。各抵抗値は、直流モータMの停止状態でブリッジ回路1の差電圧Eb=E1-VMが零になるように、予め設定されている。つまり、抵抗比がRs:Ra=R1:R2を満たす。モータ駆動回路2は、ブリッジ回路1中の第1抵抗Rs及び直流モータMからなる直列接続の両端に直流電圧を印加する回路である。本実施形態では、市販のフルブリッジモータドライバーICの入出力をモータ駆動回路2として採用し、ドライバーICの動作によって直流電圧が制御されるようになっている。モータドライバーICには、ロジック電源VDDとモータドライバー用電源Emとが各々接続されている。また、入力端子IN1、IN2には、正転CW、逆転CCW、停止STOPの各制御信号が入力され、これらの制御信号により、モータの回転方向の切換えと起動停止を実行できる。モータ駆動回路2のPWM端子にはPWM信号が入力される。PWM信号は、任意のデューティ比Dpwmオン時間とオフ時間の比の連続パルス信号であり、このPWM信号に基づいてモータドライバーIC内のスイッチング素子がオンオフ動作を行う。その結果、出力端子M、M-からブリッジ回路1へそのデューティ比Dpwmの直流電圧Vccが印加される。本実施形態では、デューティ比Dpwmが50の場合、出力端子M、M-からモータドライバー電源Emの振幅レベルの半分の電圧が出力される。なお、スイッチング素子には、MOS型の電界効果トランジスタMOSFET等を採用できる。差電圧検出回路3は、直流モータM及び第1抵抗Raの接続点VMと、その他の第2抵抗R1及び第3抵抗R2の接続点E1の二つの接続点VM、E1の差電圧Eb=E1-VMを検出する回路である。本実施形態では、オペアンプによる差動増幅回路を用いて差電圧検出回路3を構成した。なお、図1中のVrefは、接地GNDを示す。電圧制御回路4は、基準電圧Vctlおよび差電圧Ebの検出値に基づく出力電位Vpulsを定め、この出力電位Vpulsに対応したデューティ比DpwmのPWM信号を生成する回路である。この本発明に特徴的な電圧制御回路4の構成について以降に詳しく説明する。<電圧制御回路4の構成>電圧制御回路4は、基準電圧指令部41、電圧減算部42、PWM信号発生部43を有する。基準電圧指令部41は、目標回転数Nmで直流モータMを回転させた際の差電圧の計算値Eb’に基づいて、基準電圧Vctlを算出し、電圧減算部42へ出力する。説明の都合上、検出された差電圧Ebと区別するため、差電圧の計算値をEb’で表す。また、本実施形態では、基準電圧Vctlの設定範囲が0V~5Vの正値の範囲になっている。ここで、差電圧の計算値Eb’の算出方法について説明する。まず、目標回転数Nmに直流モータMの逆起電圧定数Vnを乗じた値が逆起電圧Eaになる。直流モータMの逆起電圧定数Vnは、モータの仕様で決定される固定値である。Ea=VnNm/10001また、接続点E1の電位は基準抵抗R1、R2による分圧電圧に相当し、次式になる。E1=VccR2/R1R22一方、接続点VMの電位は、モータ両端電圧に相当し、次式になる。VM=Vcc-EaRa/RsRaEa3式2、3を用いて、二つの接続点VM、E1の差電圧の計算値Eb’と逆起電圧Eaとの関係を整理すると次式のようになる。Eb’=VM-E1=VccRa/RsRa-EaRa/RsRaEa-VccR2/R1R24ここで、抵抗比はRs:Ra=R1:R2の関係があるので、式4の第1項と第4項とが打ち消し合って、次式になる。Eb’=Ea-EaRa/RsRa=EaRs/RsRa5この結果、式5中の逆起電圧Eaは式1より与えられるので、差電圧Eb’の導出式は、目標回転数Nmのみを変数に持つようになり、目標回転数Nmから差電圧Eb’を算出することができる。本実施形態では、基準電圧指令部41が、式5を用いて算出された差電圧Eb’に基づいて、さらに基準電圧Vctlを取得しているが、基準電圧Vctlの算出方法については後述する。また、電圧減算部42は、基準電圧Vctlに検出された差電圧Eb負の値を加算した結果を出力電位Vpulsとしてパルス信号発生部43へ出力する。なお、図1の制御装置は、モータの回転方向を正転のみさせる装置であるが、モータが正転している間、発生する逆起電圧Eaによって差電圧EbE1-VMが負の値をとる。そのため、電圧減算部42は、基準電圧Vctlから検出された差電圧Ebの絶対値を差し引いた電圧を出力電位Vpulsとしてパルス信号発生部43へ出力するとも言える。この電圧減算部42には、例えばオペアンプによる加算回路を用いてもよい。図1に示す電圧減算部42の構成では、次式の電位Vpulsが出力される。次式は、オペアンプの加算回路で差電圧Ebと基準電圧Vctlを加算する際の一般式であり、Rf、Re、Rdは加算回路を構成する各抵抗の抵抗値を表す。Vpuls=RfEb/ReVctl/Rd6次に、PWM信号発生部43は、任意のデューティ比DpwmのPWM信号を生成する回路であり、三角波発振器44およびコンパレータ45より構成される。三角波発振器44はロジック電源VDDで動作するため三角波のピーク電圧はVDDである。例えばピーク電圧VDDが5Vの三角波が発振される。三角波の電圧はコンパレータ45で電圧減算部の出力電位Vpulsと比較される。コンパレータ45は三角波の電圧がVpulsより小さい区間をオン、Vpulsより大きい区間をオフとする矩形波を形成し、これをPWM信号としてモータ駆動回路2へ出力する。この矩形波のオン区間の電圧はVDDに等しく、オフ区間の電圧は零となる。PWM信号発生部43の入力側から見た電圧減算部の出力電位Vpulsと、三角波のピーク電圧ロジック電源VDDとの関係を次式に示す。Dpwm=Vpuls/VDD7なお、モータ駆動回路2が供給する直流電圧Vccは、モータドライバー電源EmにPWM信号のデューティ比Dpwmを乗じた値になり、次式で示される。Vcc=DpwmEm8従って、式6を基準電圧Vctlについて展開し、式7、式8を代入すると、基準電圧Vctlは次式のようになる。Vctl=Vpuls-RfEb/ReRd/Rf=DpwmVDD-RfEb/ReRd/Rf=Vcc/EmVDD-RfEb/ReRd/Rf9式9の基準電圧Vctlについては、例えば、モータ仕様書のパラメータから得られるDpwmの値を用いて、算出することができる。具体的な仕様の一例を用いて、これを説明する。次表のモータ仕様は、定格電圧Emのときの最大回転数がN1またはN2になることを意味している。表1―――――――――――――――――――――――――――――――――――――――項目記号モータ仕様―――――――――――――――――――――――――――――――――――――――定格電圧Em12V:ドライバ電源電圧定格回転数N211600rms定格トルクT230gfcm無負荷回転数N114000rms逆起電圧定数Vn0.86V/103rpm―――――――――――――――――――――――――――――――――――――――無負荷時の場合デューティ比Dpwmが100であるとき、回転数は最大となり、N1の値となる。モータ回転数を目標回転数Nmにするためのデューティ比Dpwmは、次式で表される。Dpwm=Nm/N110ここで、目標回転数Nmを、式1の逆起電圧Eaで表すと、Dpwm=Ea/Vn1000/N111となる。直流電圧Vccの式8に、上式を代入するとVcc=Ea/Vn1000/N1Em12となり、基準電圧Vctlの式9は、以下のように表される。Vctl=Vcc/EmVDD-RfEb/ReRd/Rf=Ea/Vn1000/N1VDD-RfEb/ReRd/Rf13式13の変数は逆起電圧Eaと差電圧Ebであるが、どちらも目標回転数Nmから式1及び式5より求めることができる。従って、基準電圧Vctlを具体的なモータ仕様書のパラメータから算出することができる。なお、負荷時には、最大回転数Nmaxは負荷トルクにより変化するため、予めモータ負荷となる機構部の負荷トルクを試算しておく。負荷トルクと最大回転数とは反比例の関係にあるので、負荷トルクが大きくなると、最大回転数が無負荷回転数N1を基準に減少する。表1のモータ仕様の例では、1gfcm当りの回転数の変化量Ntは、Nt=N2-N1/T2=11600-14000/30=-80rpm/gfcm14となる。そして、モータ出力から見た機構部の負荷トルクTmが10gfcmであるとすると、最大回転数Nmaxは、Nmax=N2-TmNt=1400010-80=13200rpm15となる。従って、10gfcmの負荷トルクの場合、13200rpm以上の回転はできず、デューティ比Dpwmが100であるVCCを印加した時の最大回転数は13200rpmとなる。この最大回転数を用いれば式13と同様に、負荷時における基準電圧Vctlを算出することができる。<回転制御装置の動作説明>まず、電圧制御回路4の基準電圧指令部41が電圧減算部42へ、目標回転数Nmに応じた基準電圧Vctlを指令する。例えば、直流モータMが停止している状態では、モータには逆起電圧Eaが生じないため、式5に基づき検出される差電圧Ebは零になる。よって、モータ駆動開始の際、電圧減算部42からPWM信号発生部43へは、式6により基準電圧Vctlに比例した電位Vpulsが出力される。そして、PWM信号発生部43では、出力電位Vpulsに基づくデューティ比のPWM信号が生成される。モータ駆動回路2は、ブリッジ回路1に向けてPWM信号のデューティ比Dpwmの直流電圧Vccを供給する。また、直流モータMがある回転数Nmで正転している状態では、式1のように回転数Nmに比例した逆起電圧Eaが生じる。すると、逆起電圧Eaによりブリッジ回路1の平衡状態が崩れて、差電圧検出回路3がその逆起電圧Eaに起因して生じるブリッジ回路1の差電圧Ebを検出する。この差電圧EbE1-VMは負の値をとる。検出された差電圧Ebは、電圧減算部42で基準電圧Vctlに加算される。言い換えると、電圧減算部42では、基準電圧Vctlから検出された差電圧Ebの絶対値が差し引かれる。つまり、差電圧Ebが電圧減算部42の帰還利得に加えられる。これにより、電圧減算部42の出力電位Vpulsは、実際にモータMに生じている逆起電圧値Eaに起因する差電圧Ebが反映された値になる。この出力電位Vpulsを用いて、PWM信号を発生させて、ブリッジ回路1にそのデューティ比Dpwmの直流電圧が印加される。モータ速度が目標回転数Nmに向かって正転の回転数が増加していくと、検出される差電圧Ebの絶対値も増加して、出力電位Vpulsは減少する。そして、モータ速度が目標回転数Nmに達すると、電圧減算部42の出力電位Vpulsがある値になる。この出力電位Vpulsに基づくデューティ比Dpwmは、ちょうどモータを目標回転数Nmで回転するために必要な直流電圧を生じ得るデューティ比Dpwmになる。このようにブリッジ回路1の差電圧Ebの検出値を電圧減算部42の帰還利得に加えることによって、検出される差電圧Ebが目標回転数Nmで回転した際の計算上の差電圧Eb’と一致するように、モータに印加される直流電圧Vccを制御することができる。本実施形態によれば、基準電圧Vctlから検出された差電圧Ebの絶対値を差し引いたものを電圧減算部42の出力電位Vctlとして用いるようにしたので、PWM信号発生部43や、モータ駆動回路2を既存の回路のままとすることができる。特に、モータ駆動回路2は、ブリッジ回路1にそのPWM信号のデューティ比Dpwmの直流電圧を印加させる回路であるから、既存のモータドライバーフルブリッジモータドライバーIC等の入出力をそのまま利用できる。従って、モータドライバーを含めたトランジスタレベルの制御回路を一から設計する必要がなく、簡単な部品構成で動作するオペアンプレベルのモータ回転制御装置を提供できる。また、差電圧検出回路3の出力ラインに反転アンプ5を挿入するだけで、モータの逆転動作においても、同じ制御装置を用いて、直流モータMの回転制御を同様に実行することができる。モータが逆転する場合、ブリッジ回路1には正負が反対のVCCが印加される。そのため、差電圧検出回路で検出される差電圧Ebが正の値をとる。図2に反転アンプ5を追加した制御回路110の構成を示す。反転アンプ5は、モータドライバーICに入力される正転、逆転の制御信号に応じて、オンオフすることが可能なスイッチSWを有する。このスイッチSWのオンオフに応じて、反転アンプ5が差電圧Ebの正負の符号を反転させるようになっている。その結果、モータMの回転方向が逆転の場合であっても、同じ差電圧検出回路3の検出値Ebを用いて、本発明の回転制御を行うことができる。