アノード電極とカソード電極との間に、p型層と、i層と、n型層とを順に形成したダイオード構造の半導体装置PiNダイオードにおいて、前記アノード電極側に、前記p型層内に第2n型層を形成し、順方向バイアス中に、前記アノード電極側を前記p型層と前記第2n型層のいずれかに切り替えるゲート電極を設けたことを特徴とする半導体装置。前記ゲート電極側に第2p型層と前記第2n型層の両方を有し、前記カソード電極と前記アノード電極との間に順方向バイアスを印加中に、前記ゲート電極にゲート電圧を印加するゲート駆動回路を備えた請求項1記載の半導体装置。前記ゲート電極は、前記p型層と前記第2p型層と前記第2n型層に接するトレンチ構造とし、トレンチ内部に絶縁膜と電極とを備えたことを特徴とする請求項2記載の半導体装置。前記ゲート電極は、ゲート駆動回路から印加するゲート電圧に応じてp型及びn型のチャネルをトレンチ表面に形成するものである請求項3記載の半導体装置。請求項2から4のいずれかに記載の半導体装置を基本構成単位とし、この基本構成単位の少なくとも2個を、前記アノード電極と前記カソード電極間を軸にして線対称に反転させて組み合わせた構造を有する半導体装置。前記基本構成単位を、3個以上組み合わせた請求項5記載の半導体装置。請求項1から4のいずれかの項に記載の半導体装置のアノード電極とカソード電極、n型層とp型層を入れ替えた半導体装置。カソード電極とみなすドレイン側にn型層を備え、アノード電極とみなすゲートソース側にp型層とn型層の両方を備えるトランジスタ素子のゲートソース側にスイッチング回路を組み合わせた請求項1から7のいずれかの項に記載の半導体装置。前記トランジスタ素子は、BSITであり、スイッチング回路はMOSFETを使用することを特徴とする請求項7記載の半導体装置。アノード電極とカソード電極との間に、p型層と、i層と、n型層とを順に形成したダイオード構造の半導体装置PiNダイオードにおいて、前記アノード電極側に、前記p型層内に第2n型層を形成し、順方向バイアス中に、前記アノード電極側を前記p型層と前記第2n型層のいずれかに切り替えるゲート電極を設けた半導体装置の駆動方法であって、前記ゲート電極に負の電圧を印加する第1の動作モードと、前記ゲート電極に正の電圧を印加する第2の動作モードを所定周期で交互に繰り返すことを特徴とする半導体装置の駆動方法。ゲート駆動の抵抗値とゲート容量の積より決まるゲート充放電時間を、前記第1の動作モードと第2の動作モードの繰り返し周期よりも短く設定することを特徴とする請求項10記載の半導体装置の駆動方法。上述したように、従来技術には以下に述べるような問題点がある。バイポーラ半導体素子は、i層と高濃度p型層との間に存在しているPN接合に相当する電圧降下が順方向バイアス時に存在し続ける。ユニポーラ半導体素子は、電流の経路中にPN接合は存在しないが、これに相当する電圧降下は存在し、さらにi層中は導通時もバイポーラ素子に比べ高抵抗となる。前掲の非特許文献1において提案された半導体素子は、バイポーラ素子の低抵抗なi層における電気伝導とユニポーラ素子のPN接合を介さない電気伝導の両立を実現できるものの、構造や外部スイッチング素子に実用上の難点がある。本発明は上記実情を考慮してなされたもので、既存の半導体素子作製技術で製造することが可能で、素子外部にスイッチング回路を持たなくても、順方向電圧降下の平均値に相当する損失を低減し、電源回路全体のエネルギー効率を上げることのできるダイオード構造の半導体装置とその駆動方法を提供することを目的とする。また、既存の半導体装置にスイッチング回路を外装することで順方向電圧降下の平均値に相当する損失を低減し、電源回路全体のエネルギー効率を上げることのできる整流モジュールとその駆動方法を提供することを目的とする。前記課題を解決するため、本発明の第1の構成は、アノード電極とカソード電極との間に、p型層と、i層と、n型層とを順に形成したダイオード構造の半導体装置PiNダイオードにおいて、前記アノード電極側に、前記p型層内に第2n型層を形成し、順方向バイアス中に、前記アノード電極側を前記p型層と前記第2n型層のいずれかに切り替えるゲート電極を設けたことを特徴とする。本発明は、バイポーラ整流素子の低抵抗であるi層における電気伝導と、ユニポーラ整流素子のPN接合を介さない電気伝導を組み合わせたものである。通常の整流用PiNダイオードのアノード側に、ホール注入手段だけでなく、電子排出手段を付加的に持つ構造としたものである。本発明の骨子は上述の構造を実現できる半導体装置と、それらを選択的に切り替える制御手段にある。順方向バイアス時に電流経路上のアノード側をp型とn型とで選択的に切り替えられるものであればどのような手段でもよい。例えば、高抵抗のn型ベース層とカソード側にn型エミッタ層を備え、アノード側に電極を内蔵したトレンチ構造を有し、通常のPiNダイオードの場合p型エミッタ層のみ存在するところにn型層も形成し、トレンチゲートを利用してアノード側をp型層、n型層と切り替える。これにより、素子外部にスイッチング回路を持たなくても、順方向電圧降下の平均値に相当する損失を低減し、電源回路全体のエネルギー効率を上げることができる。本発明の第2の構成は、第1の構成のゲート電極側に第2p型層と前記第2n型層の両方を有し、前記カソード電極と前記アノード電極との間に順方向バイアスを印加中に、前記ゲート電極にゲート電圧を印加するゲート駆動回路を備えた半導体装置である。本発明の第3の構成は、第2の構成のゲート電極は、前記p型層と前記第2p型層と前記第2n型層に接するトレンチ構造とし、トレンチ内部に絶縁膜と電極とを備えたことを特徴とする半導体装置である。本発明の第4の構成は、第3の構成のゲート電極は、ゲート駆動回路から印加するゲート電圧に応じてp型及びn型のチャネルをトレンチ表面に形成するものであることを特徴とする半導体装置である。本発明の第5の構成は、第2から第4のいずれかの構成の半導体装置を基本構成単位とし、この基本構成単位の少なくとも2個を、前記アノード電極と前記カソード電極間を軸にして線対称に反転させて組み合わせた構造を有する半導体装置である。本発明の第6の構成は、第5の構成の基本構成単位を、3個以上組み合わせた半導体装置である。本発明の実施にあたっては第1の構成~第4の基本構成単位のみの構成で十分であるが、第5の構成あるいは第6の構成のように、基本構成単位を複数個組み合わせることで、一つ一つのチャネルに流れる電流が分散できる。このことはより均等にi層内にキャリアを注入することに繋がる。本発明の第7の構成は、第1の構成~第4の基本構成単位の構成のアノード電極とカソード電極、n型層とp型層を入れ替えた半導体装置である。本発明の第8の構成は、第1の構成~第7の構成においてカソード電極とみなすドレイン側にn型層を備え、アノード電極とみなすゲートソース側にp型層とn型層の両方を備えるトランジスタ素子のゲートソース側にスイッチング回路を組み合わせた半導体装置である。本発明の第9の構成は、第8の構成におけるトランジスタ素子は、BSITBipolarModeStaticInductionTransistorであり、スイッチング回路はMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorを使用する半導体装置である。前記の第8及び第9の構成においては、BSITのp型ゲート領域をアノード側のホール注入手段、n型ソース領域をアノード側の電子排出手段、n型ドレイン領域をカソード側の電子注入手段として利用する。外部に接続するスイッチング回路に用いるスイッチにはMOSFETのような電圧駆動素子を用いることが望ましい。本発明の第10の構成は、アノード電極とカソード電極との間に、p型層と、i層と、n型層とを順に形成したダイオード構造の半導体装置PiNダイオードにおいて、前記アノード電極側に、前記p型層内に第2n型層を形成し、順方向バイアス中に、前記アノード電極側を前記p型層と前記第2n型層のいずれかに切り替えるゲート電極を設けた半導体装置の駆動方法であって、前記ゲート電極に負の電圧を印加する第1の動作モードと、前記ゲート電極に正の電圧を印加する第2の動作モードを所定周期で交互に繰り返すことを特徴とする。このように、第1の動作モードと第2の動作モードを交互に繰り返すことにより、順方向電圧降下の平均値に相当する損失を低減し、電源回路全体のエネルギー効率を上げることができる。本発明の第11の構成は、第10の構成の半導体装置の駆動方法において、ゲート駆動の抵抗値とゲート容量の積より決まるゲート充放電時間を、前記第1の動作モードと第2の動作モードの繰り返し周期よりも短く設定することを特徴とする。このようにゲート充放電時間を設定することにより、チャネルからのホールの注入が速くなり、電子の排出を十分に行うことができ、導通損失の低減を図ることができる。本発明によれば、アノード電極とカソード電極との間に、p型層と、i層と、n型層とを順に形成したダイオード構造の半導体装置PiNダイオードにおいて、アノード電極側に、p型層内に第2n型層を形成し、順方向バイアス中に、アノード電極側をp型層と第2n型層のいずれかに切り替えるゲート電極を設けたことにより、順方向バイアス時に、p型層であるホール注入手段を選択しキャリアをi層内に蓄積し導通させる期間と、第2n型層である電子排出手段を選択しキャリアをi層から排出し、PN接合を介さず導通させる期間を交互に繰り返すことによって順方向電圧降下の平均値を低減し、整流素子の低損失化を実現する。以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、以下の実施形態では第1導電型をn型、第2導電型をp型としている。そして、アノード電極側を第一の主面、カソード電極側を第二の主面としている。添付図面中の同じ参照符号は同等の構成を示すものである。図1aは、本発明の実施形態に係る半導体装置の基本構成単位を示す断面図、図1bは、この半導体装置の構成を示す回路記号である。図1において、第1導電型であるn型ベース層1の第二の主面側には、第1導電型であるn型エミッタ層2が拡散形成されている。n型エミッタ層2の第二の主面側の表面には低電圧側主電極としてのカソード電極3が形成されている。一方、n型ベース層1の第一の主面側には素子領域の左部を二分する形でトレンチ構造4が形成されている。トレンチ構造4は、その内部に絶縁膜4aを有しており、該絶縁膜4aはゲート電極5を介して、外部のゲート駆動回路10に接続される。二分されたn型ベース層1の第一の主面側の参照符号6は拡散形成された第2導電型領域を示しており、ホールの注入を行いやすくする。また、第一の主面側のp型領域6とはトレンチ構造4を挟んで反対側に、第2導電型であるp型エミッタ層7が拡散形成されている。p型エミッタ層7の内部には電子排出用の付加的な第1導電型であるn型エミッタ層8が上記トレンチ構造4に沿うように拡散形成されている。前記n型エミッタ層8のトレンチ構造4と反対側には、p型エミッタ層7とn型エミッタ層8の両方の第一の主面側の表面に高電圧側主電極としてのアノード電極9が形成されている。ただし、アノード電極9はトレンチ構造4の絶縁膜4aとは接していないものとする。このように構成された半導体装置は順方向バイアス時と逆方向バイアス時に、それぞれ異なる方式で駆動される。始めにカソード電極3に対してアノード電極9に正の電圧が印加されている順方向バイアス時の動作について述べる。この状況下では、図1に示した半導体装置はゲート駆動回路10から印加される制御信号によって2つの動作モードを繰り返す形で駆動される。1つ目の動作モードは、ゲート駆動回路10によってゲート抵抗Rgの一端に負の電圧を印加し、電流経路上での第一の主面側をp型領域に選択するモードである。このとき、印加電圧によってゲート電極5のゲート電圧が下がり始める。ゲート電圧の低下に伴い、トレンチ構造4の絶縁膜4a表面にホールが誘起され、p型チャネル層がp型エミッタ層7とp型領域6を繋ぐような形で形成される。このp型チャネル層を介して、p型領域6及びp型エミッタ層7からn型ベース層1内にホールが注入される。この間、n型エミッタ層2からは、電子がn型ベース層1に注入されている。この従来のPiNダイオードの順方向動作と同様の動作期間を、PiNモードと呼ぶ。図4参照2つ目の動作モードは、ゲート駆動回路10によってゲート抵抗Rgの一端に正の電圧を印加し、電流経路上での第一の主面側をn型領域に選択するモードである。このとき、印加電圧によってゲート電極5のゲート電圧が上がり始める。ゲート電圧の増加に伴い、トレンチ構造4の絶縁膜4a表面に電子が誘起され、n型チャネル層がn型エミッタ層8とn型ベース層1を繋ぐような形で形成される。このn型チャネル層を介して、n型ベース層1から電子が排出される。この間も、n型エミッタ層2からは、電子がn型ベース層1に注入されている。主たるPN接合が電流経路上に存在せず、低い順方向電圧降下で導通するこの動作期間を、NiNモードと呼ぶ。図5参照この実施の形態では順方向バイアス間において、上述のようにゲート電圧を制御することで1つのトレンチ構造上にp型とn型のチャネル層を選択的に形成し、第一の主面側でホール注入手段を用いたキャリアの蓄積過程と電子排出手段を用いたキャリアの排出過程とを切り替えることが可能な半導体装置を提供できる。ゲート電極5に印加する電圧は、PiNモードでは正の電圧、NiNモードでは負の電圧によりモードを決定することができる。PiNモードでは、p型エミッタ層7、n型ベース層1、p型領域6、及びゲート電極5で形成されたpチャネルMOSFETの閾値よりゲートへの印加電圧を低く、NiNモードではn型エミッタ層8、p型エミッタ層7、n型ベース層1、及びゲート電極5で形成されたnチャネルMOSFETの閾値よりゲートへの印加電圧を高くすることで、上記で説明したPiNモードとNiNモードの切り替えが可能となる。たとえば、今回解析した素子では、nチャネルMOSFETの閾値が5Vであり、ゲートへの印加電圧は10Vとしている。次にカソード電極3に対してアノード電極9に負の電圧が印加されている逆方向バイアス時の動作について述べる。この状況下では、ゲート駆動回路10によってゲート抵抗Rgの一端に負の電圧が印加され続ける。ゲート電圧の低下に伴い、トレンチ構造4の絶縁膜4aの表面にホールが誘起され、p型チャネル層が形成される。この状態は既存のPiNダイオードと同じであり、n型ベース層1内のホールは第一の主面側へ排出され、n型ベース層1内の電子は第二の主面側へ排出される。キャリアが排出され抵抗値の高くなったn型ベース層1に逆方向電圧が印加される。本実施の形態においてシミュレーションを実行するにあたり、本発明の性能に大きく関わりがあると考えられる半導体装置のパラメータトレンチ幅、メサ幅、トレンチ深さの3点について評価を行った。本発明の特性の良し悪しはどれだけ順方向電圧降下の平均値を低減できるかということである。特性を良くするためには、NiNモードの期間を可能な限り長くすることが必要となる。そこで評価を行う上での判断基準としては、NiNモードを維持できる時間の長短とする。シミュレーション方法は以下の通りである。初めに半導体装置をPiNモードで50μs間保持する。これはi層中に十分キャリアを蓄積させるためである。次に半導体装置をNiNモードに保持し続けて、計算が発散するキャリアが排出され続けて、抵抗率が上昇し順方向電圧降下が大きくなるまでシミュレーションを実行する。図6にトレンチ幅を変えた場合のシミュレーション結果を示す。この結果より、トレンチ幅は長い方がより長くNiNモードを保持できることが分かる。図7にメサ幅を変えた場合のシミュレーション結果を示す。この結果より、メサ幅は短い方がより長くNiNモードを保持できることが分かる。図8にトレンチ深さを変えた場合のシミュレーション結果を示す。トレンチ深さについてはNiNモードの保持時間に差はないが、PiNモード及びNiNモード期間中の電圧降下の値はトレンチ深さが浅い方が低い。したがってトレンチ深さは浅い方が良い。以上のシミュレーション結果を踏まえ、設計した半導体装置の各部の寸法と各領域の濃度及びゲート信号のタイミングチャートを図9a、bに示す。図9aの半導体装置の断面図において括弧表示で示しているのは、その領域の濃度であり、単位はcm3である。図10に実施例のゲート駆動回路10から印加される制御信号によって2つの動作モードを繰り返しているときのシミュレーション結果を示す。図10より分かるように、p型チャネル層が形成され、第一の主面側でホールが注入されているPiNモード期間ではキャリア蓄積に伴う電圧降下が生じている。これは既存のシリコンPiNダイオードの順方向バイアス時と同様の動作である。一方で、n型チャネル層が形成され、第一の主面側で電子が排出されているNiNモード期間では電流の経路上に主なPN接合が存在しないため、順方向電圧降下の値は低く抑えられている。このため、本発明は、順方向バイアス時にビルトインポテンシャルが生じ続ける従来の方法と比較し、導通損失を低減できる。ゲート回路及びチップ内配線からなるゲート駆動の抵抗値Rggとゲート容量Cgの積により、ゲート充放電時間、すなわち図10のパルス状波形の立ち上がり時間、立ち下がり時間が決まる。ゲートの充放電時間はPiNモード、NiNモードの時間に比べ短いことが要求される。すなわち、ゲート充放電時間が長いと、チャネルからのホールの注入が遅れる、電子の排出が十分にできないなどの問題が起こり、結果として導通損失の低減ができなくなる。今回の解析ではゲート充放電時間=Rgg×Cgの値が0.1μ秒になるようにした。図11は、図1における半導体装置を用いて、様々なゲート信号周波数で上述の実施形態のシミュレーションを実行し、順方向電圧降下の平均値を計算した結果をプロットしたグラフである。図の縦軸は順方向電圧降下の平均値を表し、横軸はPiNモードとNiNモードの組を1サイクルとしたときのPiNモードの割合を示している。図11から、周波数が高い場合にはPiNモードの割合が0.2付近NiNモードの割合が0.8で最適値が得られ、周波数が低くなるにつれて最適値が高くなることが分かる。順方向電圧降下の平均値を低減するという観点からは、1サイクルの中で可能な限りNiNモードキャリアの排出過程の割合を増やすことが望ましいが、PiNモードキャリアの注入過程が短すぎるとn型ベース層1の抵抗率が大きくなり、結果として順方向電圧降下の平均値を上昇させることにつながる。この実施例のように周波数に応じてPiNモードとNiNモードの割合には最適な比率があり、この比率から逸脱しないように制御を行うことが肝要である。図12は、低減できた順方向電圧降下による導通損失とトレンチゲートを駆動させるために生じるゲートドライブ損失とを足し合わせ、ゲート信号周波数ごとに比較したグラフである。縦軸は、単位面積当たりの素子の駆動損失を表し、横軸はゲート信号周波数を表す。図12から、順方向電圧降下分に相当する導通損失は、周波数が低いほうが低減効果は小さいため大きくなるが、ゲートドライブ損失は小さく、損失の和としては大きくなることが分かる。周波数が高くなるにつれてゲートドライブ損失は大きくなるが順方向電圧降下分に相当する導通損失がそれを上回る割合で小さくなるため、損失の和は減少する。しかし、周波数がさらに高くなると順方向電圧降下分に相当する導通損失は横ばいになる一方、ゲートドライブ損失の増加が顕著となり、損失の和は再び大きくなる。したがって、本実施例の駆動に係るゲート駆動周波数としては本発明の駆動損失が従来素子に比べ、約半分にまで低減できる数百kHzが妥当であると言える。なお、本発明の実施にあたっては図1に示した基本構成単位のみの構成で十分であるが、図2、図3に示すように基本構成単位を複数個組み合わせることで、一つ一つのチャネルに流れる電流が分散できる。このことはより均等にi層内にキャリアを注入することに繋がる。また、本発明は整流素子が利用される電圧電流階級に、基本構成単位の組み合わせ数を変えることで柔軟に対応することができる。図13は、図1に示した基本構成単位の半導体装置のアノードとカソード、n型層とp型層を入れ替えた半導体装置である。この半導体装置はカソード側にトレンチ構造を設けており、ゲート信号によりPiNモードとPiPモードに切り替える。PiPモードはNiNモードと同様にユニポーラ素子として動作するため、主たるPN接合が電流経路上に存在せず、低い順方向電圧降下で導通する。図14は、図1に示した半導体装置と図13に示した半導体装置を組み合わせたブリッジ回路である。組み合わせることによりゲート駆動回路を少なくできる利点がある。次に本発明の第8または第9の構成に対応する実施の形態について以下に述べる。BSITの内部構造の模式図と回路記号を図15に示す。図15から分かるようにBSITはn型のドレイン領域をカソードと見なせばアノード側にp型のゲート領域とn型のソース領域を持つので、図24に示した本発明の前提となる実施条件を備えていると見なせる。BSITのp型ゲート領域をアノード側のホール注入手段、n型ソース領域をアノード側の電子排出手段、n型ドレイン領域をカソード側の電子注入手段として利用する。図16aにBSITを用いた本実施の形態の実証用実験回路図を、図16bにタイミングチャートを示す。図16に示す回路の動作について以下に述べる。時刻t=t0でswがONするとBSITのドレインPiNダイオードに置き換えるとカソード側がグランドに対して負の電位になるので、MOSFETをON/OFFさせてBSITのゲート、ソースPiNダイオードに置き換えるとアノードどちらの領域が導通しても実験中は常にゲート、ソース側が高電位PiNダイオードに置き換えると順方向バイアスに維持される。導通期間t0~t1は500μsとする。スイッチング回路部分について以下に述べる。スイッチング回路部分はゲート信号源とnチャネルとpチャネルの2つのMOSFETで構成される。MOSFETはソース接地しているので共通の正負ゲート信号で両方のMOSFETを交互に導通させることができる。MOSFETのゲートに10Vが印加されているときは回路図中の上側のnチャネルMOSがONする。この時、BSITのp型ゲート領域からホールが注入され、n型ドレイン領域から電子が注入される。これはPiNモードとみなせる。図17参照MOSFETのゲートに-10Vが印加されているときは回路図中の下側のpチャネルMOSがONする。この時、BSITのn型ソース領域から電子が排出され、n型ドレイン領域から電子が注入される。これはNiNモードとみなせる。図18参照実験結果を図19に示す。図19より分かるように、p型ゲート領域が選択され、ホールが注入されている期間ではキャリア蓄積に伴う電圧降下が生じている。これは既存のシリコンPiNダイオードの順方向バイアス時と同様の動作であるPiNモード。一方で、n型ソース領域が選択され、電子が排出されている期間では電流の経路上に主なPN接合が存在しないため、順方向電圧降下の値は低く抑えられているNiNモード。このため、この実施例においても順方向バイアス時にビルトインポテンシャルが生じ続ける従来の方法と比較し、導通損失を低減できる。図20は図16における回路を用いて、様々なMOSFETのゲート信号周波数で上述の実施形態の実験を実行し、順方向電圧降下の平均値を計算した結果をプロットしたグラフである。図の縦軸は順方向電圧降下の平均値を表し、横軸はPiNモードとNiNモードの組を1サイクルとしたときのPiNモードの割合を示している。BSITに流す電流は10Aとした。図20より、PiNモードの割合が1に近い場合通常のPiNダイオードに近い動作に比べ0.6V近く順方向電圧降下の平均値を低減できることが確認できる。