"インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、前記インダクタを流れる電流の値を取得する取得手段と、前記取得手段によって取得された電流と閾値との大小比較に基づき、前記ダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、前記還流モード判断手段によって還流モードであると判断される場合、前記スイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段と、前記還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期における前記インダクタを流れる電流の変化量が小さい場合、前記閾値の絶対値を低減する低減手段と、を備えることを特徴とするスイッチング素子の駆動装置。前記還流モード判断手段による判断に利用される電流は、所定の時間周期で更新されるものであり、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記低減手段は、前記回転機の回転速度が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする請求項1記載のスイッチング素子の駆動装置。前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記更新周期を可変とする可変手段を備え、前記低減手段は、前記更新周期が短い場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする請求項1または2記載のスイッチング素子の駆動装置。前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記低減手段は、前記回転機を流れる電流の振幅が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載のスイッチング素子の駆動装置。前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記インダクタに接続されるスイッチング素子は、直流交流変換回路を構成して且つ前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するものであり、前記取得手段は、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子との接続点よりも前記インダクタ側の電流、または前記スイッチング素子のうち前記接続点側でない端部よりも前記直流電圧源側の電流のいずれかの検出値を取得するものであり、前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれ毎に設けられるものであることを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載のスイッチング素子の駆動装置。前記回転機の制御量を制御すべく、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子とのそれぞれの操作信号を生成する生成手段を備え、前記生成手段は、ソフトウェア処理手段であり、前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記ソフトウェア処理手段によって構成されていることを特徴とする請求項5記載のスイッチング素子の駆動装置。前記ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子と、前記ダイオードとは、同一半導体基板に併設されていることを特徴とする請求項1~6のいずれか1項に記載のスイッチング素子の駆動装置。ところで、上記還流モードであるか否かの判断に用いる電流の更新を離散的に行なう場合、還流モードであるか否かの判断に利用された値と、強制的なオフ処理がなされるときにおける値とが相違しうる。このため、上記閾値を、更新周期における電流の変化量の最大値よりも大きくする必要が生じる。この場合、実際の電流の変化量が上記最大値よりも小さい値となるときには、還流モードであるにもかかわらず、IGBTをオフ操作できないため、フリーホイールダイオードの電力損失が大きくなる。したがって、上記技術では、フリーホイールダイオードの発熱量の低減効果を十分に発揮できない懸念が生じる。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、ダイオードに電流が流れる還流モードであると判断される場合、スイッチング素子のオン操作を禁止する新たなスイッチング素子の駆動装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、インダクタに接続されて且つ、ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子に適用され、前記インダクタを流れる電流の値を取得する取得手段と、前記取得手段によって取得された電流と閾値との大小比較に基づき、前記ダイオードに電流が流れる還流モードであるか否かを判断する還流モード判断手段と、前記還流モード判断手段によって還流モードであると判断される場合、前記スイッチング素子のオン操作を禁止する禁止手段と、前記還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期における前記インダクタを流れる電流の変化量が小さい場合、前記閾値の絶対値を低減する低減手段と、を備えることを特徴とする。還流モード判断手段が判断に用いる電流の更新が離散的になされる場合、更新周期の間に電流が変化するおそれがある。このため、還流モードでないにもかかわらず還流モード判断手段によって還流モードであると判断されている期間が生じる事態を回避する上では、更新周期における電流の変化分を考慮して閾値を設定する必要がある。そしてこれは、更新周期に渡る電流の変化量が変動することで、還流モードである場合であっても還流モードでないと判断される領域が拡大するように閾値を設定する必要が生じうることを意味する。この点、上記発明では、変化量が小さいほど閾値の絶対値を低減することで、還流モードでない場合に確実に還流モードではないと判断しつつも、禁止手段によって禁止がなされる領域を拡大することができる。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記還流モード判断手段による判断に利用される電流は、所定の時間周期で更新されるものであり、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記低減手段は、前記回転機の回転速度が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする。回転機を流れる電流は、回転速度が小さいほど、その位相の変化速度が小さくなることに起因して、その値の変化速度も小さくなる傾向にある。このため、還流モード判断手段の判断に利用される電流が時間周期で更新される場合、回転速度が小さいほど更新周期における電流の変化量が小さくなる。上記発明は、この点に着目して低減手段を構成した。請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記更新周期を可変とする可変手段を備え、前記低減手段は、前記更新周期が短い場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする。更新周期が長いほど、更新周期における電流の位相の変化量が大きくなることから、電流の変化量も大きくなる傾向にある。上記発明は、この点に着目して低減手段を構成した。請求項4記載の発明は、請求項1~3のいずれか1項に記載の発明において、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記低減手段は、前記回転機を流れる電流の振幅が小さい場合、前記変化量が小さいとして前記閾値の絶対値を低減することを特徴とする。電流の位相の変化量が同一の場合、電流の振幅が小さいほど、電流値の変化量が小さくなる傾向にある。上記発明は、この点に着目して低減手段を構成した。請求項5記載の発明は、請求項1~4のいずれか1項に記載の発明において、前記インダクタは、回転機のコイルであり、前記インダクタに接続されるスイッチング素子は、直流交流変換回路を構成して且つ前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するものであり、前記取得手段は、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子との接続点よりも前記インダクタ側の電流、または前記スイッチング素子のうち前記接続点側でない端部よりも前記直流電圧源側の電流のいずれかの検出値を取得するものであり、前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記直流交流変換回路を構成するスイッチング素子のそれぞれ毎に設けられるものであることを特徴とする。請求項6記載の発明は、請求項5記載の発明において、前記回転機の制御量を制御すべく、前記正極に接続されるスイッチング素子と前記負極に接続されるスイッチング素子とのそれぞれの操作信号を生成する生成手段を備え、前記生成手段は、ソフトウェア処理手段であり、前記還流モード判断手段、前記禁止手段、および前記低減手段は、前記ソフトウェア処理手段によって構成されていることを特徴とする。上記発明では、ソフトウェア処理手段によって還流モード判断手段等を構成するため、還流モード判断手段の判断周期が離散的なものとなりやすい。このため、上記低減手段の利用価値が特に大きい。請求項7記載の発明は、請求項1~6のいずれか1項に記載の発明において、前記ダイオードが逆並列接続されたスイッチング素子と、前記ダイオードとは、同一半導体基板に併設されていることを特徴とする。上記フリーホイールダイオードは、スイッチング素子がオフ状態である場合と比較してオン状態である場合の方が、導通損失が大きくなる。このため、上記禁止手段の利用価値が特に大きい。<第1の実施形態>以下、本発明にかかるスイッチング素子の駆動装置を車載主機に接続されるインバータを構成するスイッチング素子に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態のシステム構成を示す。図示されるように、車載主機としてのモータジェネレータ10は、インバータINVおよびコンバータCNVを介して高電圧バッテリ12に接続されている。高電圧バッテリ12は、端子電圧がたとえば100V以上となる直流電圧源である。高電圧バッテリ12は、その負極電位が車体電位とは相違する電位とされている。詳しくは、本実施形態では、高電圧バッテリ12の正極電位と負極電位との中央値が車体電位となるように設定されている。これは、高電圧バッテリ12に一対の抵抗体または一対のコンデンサを並列接続し、一対の抵抗体または一対のコンデンサの接続点を車体に接続することで実現することができる。上記インバータINVは、高電位側のパワースイッチング素子Sp=u,v,wおよび低電位側のパワースイッチング素子Snの直列接続体が3つ並列接続されて構成されている。そして、これら各パワースイッチング素子Spおよびパワースイッチング素子Snの接続点が、モータジェネレータ10の各相にそれぞれ接続されている。なお、高電位側のパワースイッチング素子Spおよび低電位側のパワースイッチング素子Snのそれぞれの入出力端子間コレクタおよびエミッタ間には、高電位側のフリーホイールダイオードDpおよび低電位側のフリーホイールダイオードDnのカソードおよびアノードが接続されている。一方、コンバータCNVは、コンデンサCと、それに並列接続されたスイッチング素子Scp,Scnの直列接続体と、スイッチング素子Scp,Scnの接続点および高電圧バッテリ12の正極との間に接続されたリアクトルLとを備えている。なお、高電位側のパワースイッチング素子Scpおよび低電位側のパワースイッチング素子Scnのそれぞれの入出力端子間コレクタおよびエミッタ間には、高電位側のフリーホイールダイオードDcpおよび低電位側のフリーホイールダイオードDcnのカソードおよびアノードが接続されている。一方、制御装置20は、車体を基準電位とするものであり、制御対象としてのモータジェネレータ10の制御量を制御すべく、上記インバータINVやコンバータCNVを操作する。この際、制御装置20は、モータジェネレータ10の回転角度を検出する回転角度センサ14や、モータジェネレータ10を流れる電流を検出する電流センサ16、インバータINVの入力電圧を検出する電圧センサ18等の検出値を取得する。そして、インバータINVのU相、V相、およびW相のそれぞれについてのパワースイッチング素子S=u,v,w;=p,nを操作する操作信号gを生成し出力する。これにより、パワースイッチング素子Sは、それらの開閉制御端子ゲートに接続されるドライブユニットDUを介して制御装置20により操作される。同様に、コンバータCNVのパワースイッチング素子Scp,Scnの操作信号gcp,gcnを生成し、出力することで、コンバータCNVを操作する。上記電流センサ16は、その大きさのみならず電流の流通方向を検出可能な手段である。詳しくは、本実施形態では、モータジェネレータ10およびインバータINV間の電気経路に接触することなく電流を検出する手段を採用している。上記パワースイッチング素子S,Scp,Scnは、いずれも、入力端子および出力端子が一義に定義されており、出力端子から入力端子への電流の流通を阻止するスイッチング素子である。詳しくは、これらは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTにて構成されている。特に、本実施形態では、パワースイッチング素子S,Scp,Scnとこれに逆並列接続されるダイオードD,Dcp,Dcnとが互いに同一の半導体基板に隣接して形成されたものを採用している。図2に、本実施形態にかかるパワースイッチング素子S,Scp,Scnとこれに逆並列接続されるダイオードD,Dcp,Dcnの断面構成を示す。図示されるように、半導体基板40には、IGBT領域とダイオード領域とが併設されて形成されている。半導体基板40の主面側から裏面側へと伸びる領域は、導電型がN型であるN型領域42となっている。また、半導体基板40の主面側の表層部には、導電型がP型のP型領域44が形成されており、P型領域44内に、上記N型領域42よりも濃い濃度のN型の導電型を有するN型領域46が形成されている。そして、これらP型領域44およびN型領域46には、IGBTのエミッタ端子Eおよびダイオードのアノード端子が接続されている。また、上記P型領域44およびN型領域46上には、ゲート酸化膜48を介してゲート電極50が形成されている。一方、半導体基板40の裏面側の表層部には、上記N型領域42よりも濃度の濃いN型領域56とP型領域54とが併設されている。ここで、P型領域54は、IGBTのコレクタ領域を構成し、N型領域56は、ダイオードのカソード領域を構成する。なお、これらP型領域54およびN型領域56と上記N型領域42との間には、N型領域42よりも濃度の薄いN型領域52が形成されている。先の図1に示した制御装置20は、中央処理装置CPU22や、メモリ24等を備え、メモリ24に格納されたプログラムを実行することで、操作信号g,gcp,gcnを生成するソフトウェア処理手段である。次に、操作信号gの生成処理について、図1に基づき説明にする。3相/dq変換部26では、電流センサ16によって検出される3相の実電流iu,iv,iwを、dq軸上の実電流id,iqに変換する。指令電流設定部28では、要求トルクTに基づき、指令電流id,iqを設定する。電流フィードバック制御部30では、d軸の実電流idを指令電流idにフィードバック制御するための操作量としてd軸の指令電圧vdを設定するとともに、q軸の実電流iqを指令電流iqにフィードバック制御するための操作量としてq軸の指令電圧vqを設定する。dq/3相変換部32では、dq軸上の指令電圧vd、vqを、3相の指令電圧vu,vv,vwに変換する。PWM処理部34では、指令電圧v=u,v,wとキャリアとの大小比較に基づき、PWM信号gを生成する。詳しくは、指令電圧vをインバータINVの入力電圧VDCによって規格化したものとキャリアとのいずれが大きいかに応じて論理H,Lが定まるPWM信号gを生成する。ここで、キャリア周波数fcは、モータジェネレータ10の電気角速度ωと、インバータINVのスイッチング素子Sの温度Tとに応じて可変設定される。ちなみに、温度Tに応じて可変設定するのは、温度Tが高い場合にスイッチング損失を低減すべく、スイッチング周波数を低下させるためである。また、指令電圧vd、vqの更新周期や実電流iu,iv,iwのサンプリング周期を、本実施形態では、キャリア周期1/fcに設定する。デッドタイム生成部36では、PWM信号gに基づき、相補信号としての操作信号gp,gnを生成する。すなわち、基本的には、PWM信号gが論理Hである場合に操作信号gpを論理Hとするとともに操作信号gnを論理Lとし、PWM信号gが論理Lである場合に操作信号gpを論理Lとするとともに操作信号gnを論理Hとする。ただし、この際、立ち上がりエッジをPWM信号gの対応するエッジに対してデッドタイムだけ遅延させる。遮断部38では、操作信号gのうち、対応するスイッチング素子Sに逆並列接続されたダイオードDに電流が流れる還流モードにおいて、そのスイッチング素子Sのオン操作を禁止すべく、オン操作指令を強制的にオフ操作指令に変更する。図3に、遮断部38の行なう処理の手順を示す。この処理は、キャリア周期1/fcで実行される。この一連の処理では、まずステップS10において、キャリア周波数fc、モータジェネレータ10の回転速度Nmを取得する。続くステップS12においては、還流モードであるか否かを判断するための閾値Ith>0をマップ演算する。続くステップS14においては、実電流iが閾値Ith以上であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Sp,Snの直列接続体について、その下側アームが還流モードであるか否かを判断するためのものである。そして、ステップS14において肯定判断される場合、下側アームが還流モードであると判断し、ステップS16において、下側アームのスイッチング素子Snの操作信号gnを強制的にオフ操作指令とする。これに対し、ステップS14において否定判断される場合、ステップS18において、実電流iが-Ith以下であるか否かを判断する。この処理は、スイッチング素子Sp,Snの直列接続体について、その上側アームが還流モードであるか否かを判断するためのものである。そして、ステップS18において肯定判断される場合、上側アームが還流モードであると判断し、ステップS20において、上側アームのスイッチング素子Spの操作信号gpを強制的にオフ操作指令とする。なお、上記ステップS16,S20の処理が完了する場合や、ステップS18において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。上記ステップS12において利用するマップは、回転速度Nmが小さいほど、また、キャリア周波数fcが高いほど、閾値Ithを小さい値に設定するものである。これは、図3に示す処理の周期還流モードの判断に利用される実電流iの更新周期における実電流iの変化量が小さいほど閾値Ithを小さくするための設定である。図4に、上記マップの作成手法を例示する。図4aに、実電流iの推移を示す。図示されるように、実電流iは、正弦波形状の推移波形を有する。このため、1電気角周期において、振幅中心の位相からキャリア周期1/fcだけ経過するまでの変化量Xが最大となる。そこで、図4bに示すように、モータジェネレータ10の回転速度Nmとキャリア周波数fcとに応じて、実電流iの振幅Aと変化量Xとの比率X/Aを算出する。また、図4cに示すように、回転速度Nmとキャリア周波数fcとに応じて、実電流iの実効値の最大値Armsを取得する。これは、制御装置20の制御やモータジェネレータ10の仕様等によって定まるものである。そして、図4dに示すように、図4b、図4cにて算出、取得された値に基づき、回転速度Nmとキャリア周波数fcとを入力とし、変化量Xを出力とするマップを作成する。ここで、各回転速度Nmとキャリア周波数fcとに応じた変化量Xは、X/AArms√2にて算出できる。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1キャリア周波数fcと回転速度Nmとに応じて閾値Ithを可変設定した。これにより、還流モードであるか否かの判断に用いられる実電流iの更新周期における電流の変化量Xが小さいほど閾値Ith>0を小さい値に設定することができる。このため、還流モードでないにもかかわらず還流モードであると判断することを回避しつつ、還流モードであると判断される領域を拡大することができる。2還流モードであるか否かをソフトウェア処理手段CPU22によって離散時間毎キャリア周期1/fc毎に判断した。このため、判断の更新周期における変化量Xの変動量が大きくなりやすい。このため、閾値Ithを可変設定するメリットが大きい。3パワースイッチング素子SおよびフリーホイールダイオードDを、同一半導体基板に併設して形成した。これにより、還流モードにおいてパワースイッチング素子Sがオン状態となることで導通損失が大きくなるため、還流モードである場合にパワースイッチング素子Sのオン操作指令をキャンセルする処理の利用価値が特に大きい。<第2の実施形態>以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図5に、本実施形態にかかる遮断部38の行なう処理の手順を示す。この処理は、キャリア周期1/fcで実行される。なお、図5において、先の図2に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。この一連の処理では、まずステップS10aにおいて、キャリア周波数fc、電気角速度ωに加えて、要求トルクTを取得する。続くステップS12aにおいては、キャリア周波数fc、電気角速度ωおよび要求トルクTに基づき、還流モードであるか否かを判断するための閾値Ith>0をマップ演算する。ここで、要求トルクTは、実電流iの振幅Aと相関を有するパラメータである。すなわち、先の図1に示したように、要求トルクTに応じて指令電流id,iqが設定される。そして、振幅Aは、指令電流id,iqのベクトルノルムの所定数倍である。上記振幅Aが大きいほど、キャリア周期1/fcにおける変化量Xが大きくなる。一方、要求トルクTが大きいほど、振幅Aが大きくなる。このため、要求トルクTが小さいほど、閾値Ithを小さい値に設定する。<第3の実施形態>以下、第3の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図6に、本実施形態にかかる遮断部38の行なう処理の手順を示す。この処理は、キャリア周期1/fcで実行される。なお、図6において、先の図2に示した処理に対応するものについては、便宜上、同一のステップ番号を付している。この一連の処理では、まずステップS30において、最新の実電流inをサンプリングする。続くステップS32においては、前回の実電流in-1に対する最新の実電流inの変化量Δinを算出する。そして、ステップS34において、変化量Δinに応じて閾値Ithを設定する。ここで、閾値Ithは、最新の実電流inに対する次回の実電流in1の変化量を用いることで最も適切に設定可能なものである。しかし、次回の実電流in1を予め取得することはできないため、最新の実電流inに対する次回の実電流in1の変化量が、変化量Δin程度であるとみなして、変化量Δinに応じて閾値Ithを設定する。ここでは、変化量Δinが小さいほど閾値Ithを小さい値に設定する。なお、ステップS34の処理が完了する場合、ステップS14~S20の処理を行なう。そして、ステップS16,S20の処理が完了する場合や、ステップS18において否定判断される場合には、ステップS36において、サンプリング変数nを更新する。なお、ステップS36の処理が完了する場合、この一連の処理を一旦終了する。<その他の実施形態>なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。低減手段について上記第1の実施形態や第2の実施形態において、マップを用いる代わりに、先の図4に示した要領で、キャリア周波数fcや回転速度Nm等から閾値Ithを算出してもよい。この際、上記第1の実施形態の場合には、キャリア周波数fcや回転速度Nmと最大電流実効値との関係を定めるマップを利用することが望ましい。ちなみに、第2の実施形態の変形例では、このマップに代えて、要求トルクTから定まる指令電流id,iqのベクトルノルムを用いることとなる。ただし、これに代えて、dq変換部26の出力するdq軸上の実電流id,iqのベクトルノルムを用いてもよい。また、還流モードの判断に利用される電流の更新周期における電流の変化量を把握する上での入力パラメータとしては、上記キャリア周波数fcおよび回転速度Nm、またはキャリア周波数fc、回転速度Nmおよび要求トルクTに限らず、キャリア周波数fc、回転速度Nmおよび要求トルクTのうちのいずれか1つでもよく、また電流振幅のみでもよい。生成手段について電流フィードバック制御手段に限らないことについては、取得手段についての欄に記載したとおりである。またたとえば、矩形波制御手段等であってもよい。この場合であっても、還流モード判断手段の判断に利用される電流の更新周期における電流の変化量に応じて閾値を可変設定するなら、還流モードであると判断される期間を短縮することができる。ちなみに、こうした場合においては、PWM処理のためのキャリアが存在しないため、キャリア周期の可変設定に応じてサンプリング周期を可変設定する手段は存在しない。しかし、電流を離散的にサンプリングする場合あっては、サンプリング周期における電流の変化量の変動が顕著となり得るため、閾値を可変設定することは有効である。可変手段についてこれが必須でないことについては、生成手段についてに記載してある。なお、サンプリング周期の可変設定は、PWM処理のキャリア周期を可変設定することを必ずしも前提としない。すなわち、たとえば矩形波制御等においても、演算負荷と制御誤差との好適な両立を図る観点から、サンプリング周期を可変とする可変手段を設けうる。還流モード判断手段、禁止手段の動作電位についてこれら手段をドライブユニットDU内に搭載し、ドライブユニットDUの動作電位としてもよい。この場合、電流を検出する手段としては、スイッチング素子Sを流れる電流と相関を有する微小電流を出力するセンス端子St図1に記載の出力電流とすることが望ましい。この場合、特定のドライブユニットDU内においてモータジェネレータ10の対応する端子を流れる電流を検出できる期間は、デッドタイム生成部36において生成される操作信号gのうちの対応する信号がオン操作指令となる期間およびデッドタイム期間のみとなる。このため、次回のオン操作指令を遮断するか否かについては過去の電流値を用いる必要があり、この電流値は、次回のオン操作指令が入力された時点における電流値とは相違する。しかも、それらの電流値同士の差は変動しうる。したがって、この場合であっても、閾値を可変設定することは有効である。取得手段について還流モード判断手段の入力パラメータとなる電流の値としては、電流の検出値に限らない。たとえば、特開2008-228419号公報に記載されているように、インバータのスイッチング素子のオンオフ操作に応じたスイッチングモードを様々に仮設定した場合のそれぞれにおける電流を予測し、予測される電流に基づき、最適なスイッチングモードを選択するいわゆるモデル予測制御を行なうに際しての予測電流であってもよい。この場合であっても、予測される電流の更新周期における電流の変化量が大きいなら、低減手段を備えるメリットが大きくなる。また、回転機のコイルを流れる電流を検出する手段としても、インバータINVおよびモータジェネレータ10間を流れる電流を検出する電流センサ16に限らないことについては、還流モード判断手段、禁止手段の動作電位についての欄に例示してある。また、たとえば低電位側のスイッチング素子Sn同士を接続する直流母線や、高電位側のスイッチング素子Sp同士を接続する直流母線の電流を検出する電流センサであってもよい。ちなみに、この電流センサによって検出される電流のみでは、モータジェネレータ10を流れる全ての電流情報を取得することはできない。しかし、不足する電流情報を推定等によって補うなら、直流母線電流のみを用いて全ての電流情報を得ることは可能である。ソフトウェア処理手段について還流モード判断手段、禁止手段、および低減手段を上記特許文献1に記載されているように、ハードウェア処理手段としてもよい。ただし、この場合において、還流モードの判断に利用される電流の更新周期が短いなら、還流モードでない状態から還流モードに移行したと判断するための閾値と、還流モードから還流モードでない状態に移行したと判断するための閾値とを相違させることが望ましい。還流モード判断手段の判断周期と電流の更新周期との関係についてこれらが等しいものに限らない。たとえば還流モード判断手段の判断周期よりも電流の更新周期の方が長いものであってもよい。この場合、還流モード判断手段の判断周期によって閾値を設定することは判断精度の低下を招く。しかしこの場合であっても、還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期に基づき閾値を設定するなら、上記第1の実施形態に準じた効果を得ることができる。なお、たとえば判断周期がTcであり、電流のサンプリング周期がTITc<TI<2Tcであるなら、還流モード判断手段による判断に利用される電流の更新周期は、変動する。このため、この場合には、更新周期を、最長の周期2Tcとみなすことが便宜である。もっとも、更新周期を変動するものとして扱ってもよい。インダクタについて回転機のコイルに限らず、たとえばコンバータCNVのリアクトルLであってもよい。換言すれば、還流モードの判断対象となるスイッチング素子としては、直流交流変換回路インバータINVを構成するものに限らず、コンバータCNVを構成するもの等であってもよい。そのほか回転機としては、車載主機に限らない。駆動対象となるスイッチング素子としては、先の図2に示したものに限らない。相補駆動することで、スイッチング素子が無駄にオン操作されることに起因したゲート充電電力の消費を抑制する上では、スイッチング素子のオン操作によってダイオードのオン抵抗が増加することのないものであっても、禁止手段を設けることは有効である。"