変調された信号を受信し、前記変調された信号をベースバンドの変調された信号に変換する、受信機のフロントエンドと、前記ベースバンドの変調された信号の望ましいチャネルに隣接するチャネルの干渉を、前記ベースバンドの変調された信号から減少させ、チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を生成する、チャネルフィルタと、前記チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を復調し、複数のシンボルからなるシーケンスを回復する、復調器と、前記複数のシンボルからなるシーケンスから、シンボル間干渉ISIを減少させる、ディジタルフィルタと、前記フィルタにかけられた複数のシンボルからなるシーケンスに基づいて、複数のシンボル判定を生成する、スライサと、前記複数のシンボル判定を複数のデータビットにマップする、シンボルからビットへのマッパと、を具備する、通信受信機。前記通信受信機は、ガウス周波数シフトキー受信機を含む、請求項1の通信受信機。前記ディジタルフィルタは、ナイキスト等化フィルタを含み、前記ナイキスト等化フィルタは、ナイキスト応答に基づいて、前記複数のシンボルからなるシーケンスからISIを減少させる、請求項1の通信受信機。前記ディジタルフィルタは、複数の加重段階を含み、各加重段階は、ガウスフィルタのインパルス応答に基づいて、それぞれのフィルタ係数によって、前記複数のシンボルからなるシーケンスの中のシンボルに加重する、請求項1の通信受信機。前記ディジタルフィルタは、複数の加重段階を含み、各加重段階は、ディジタルの通信受信機の決定されたインパルス応答と、前記変調された信号の送信機の決定されたインパルス応答との総計に基づくそれぞれのフィルタ係数によって、前記複数のシンボルからなるシーケンスの中のシンボルに加重する、請求項1の通信受信機。前記ディジタルフィルタは、複数の加重段階を含み、各加重段階は、ガウスフィルタの決定されたインパルス応答と、前記チャネルフィルタの決定されたインパルス応答との総計に基づくそれぞれのフィルタ係数によって、前記複数のシンボルからなるシーケンスの中のシンボルに加重する、請求項1の通信受信機。前記ディジタルフィルタは、複数の加重段階を含み、各加重段階は、ガウスフィルタの決定されたインパルス応答と、前記チャネルフィルタの決定されたインパルス応答との総計応答によって除算されたナイキストフィルタの決定されたインパルス応答に基づくそれぞれのフィルタ係数によって、前記複数のシンボルからなるシーケンスの中のシンボルに加重する、請求項1の通信受信機。比較器は、前記総計応答の各周波数成分と、所定の実数とを比較し、前記総計応答の周波数成分が、前記所定の実数未満である場合に、前記周波数成分を前記所定の実数に置き換えて、変更された総計応答を生成し、除算器は、前記ナイキストフィルタの前記決定されたインパルス応答を、前記変更された総計応答によって除算し、前記それぞれのフィルタリング係数を決定する、請求項7の通信受信機。前記ガウスフィルタは、0.36以下の、半分の帯域幅対シンボルレートの比を有し、前記チャネルフィルタは、0.75未満の、半分の帯域幅対シンボルレートの比を有する、請求項7の通信受信機。変調された信号を受信し、前記変調された信号をベースバンドの変調された信号に変換することと、前記ベースバンドの変調された信号の望ましいチャネルに隣接するチャネルの干渉をフィルタにかけ、前記ベースバンドの変調された信号から前記チャネルの干渉を減少させ、チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を生成することと、前記チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を復調し、複数のシンボルからなるシーケンスを回復することと、データ処理装置のプロセッサによって、前記複数のシンボルからなるシーケンスからシンボル間干渉ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、前記フィルタにかけられた複数のシンボルからなるシーケンスに基づいて、複数のシンボル判定を生成することと、前記複数のシンボル判定を複数のデータビットにマップすることと、を含む、通信受信機方法。ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ナイキストフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ナイキストフィルタのインパルス応答に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項10の通信受信機方法。ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項10の通信受信機方法。ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答と、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答とを総計して、総計応答を生成することと、前記総計応答に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項10の通信受信機方法。ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答と、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答とを総計して、総計応答を生成することと、ナイキストフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ナイキストフィルタのインパルス応答を前記総計応答によって除算して、商を生成することと、前記商に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項10の通信受信機方法。前記ガウスフィルタは、0.36以下の、半分の帯域幅対シンボルレートの比を有し、前記フィルタにかけたチャネルの干渉は、0.75未満の、半分の帯域幅対シンボルレートの比を有する、請求項14の通信受信機方法。前記ガウスフィルタのインパルス応答と、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答とを総計することは、周波数変調器のインパルス応答を決定することと、前記変調された信号からベースバンド信号への変換のインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答と、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答と、前記周波数変調器のインパルス応答と、前記変調された信号からベースバンド信号への変換のインパルス応答とを総計して、総計応答を生成することと、を含む、請求項14の通信受信機方法。ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答と、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答とを総計し、総計応答を生成することと、前記総計応答を周波数領域に変換し、複数の周波数ビンを出力することと、前記複数の周波数ビンのうちの、所定の値未満の大きさを有する周波数ビンを、前記所定の値に置き換えて、変更された周波数領域総計応答を生成することと、ナイキストフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ナイキストフィルタのインパルス応答を周波数領域に変換し、ナイキスト周波数領域応答を出力することと、前記ナイキスト周波数領域応答を、前記変更された周波数領域総計応答によって除算し、商を生成することと、前記商に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項10の通信受信機方法。複数のコンピュータ読み出し可能命令を記憶しているコンピュータ読み出し可能記憶媒体であって、前記複数のコンピュータ読み出し可能命令は、通信受信機のプロセッサによって実行された時に、前記プロセッサに、変調された信号を受信し、前記変調された信号をベースバンドの変調された信号に変換することと、前記ベースバンドの変調された信号の望ましいチャネルに隣接するチャネルの干渉にフィルタをかけ、前記ベースバンドの変調された信号から前記チャネルの干渉を減少させ、チャネルのフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を生成することと、前記チャネルのフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を復調し、複数のシンボルからなるシーケンスを回復することと、前記複数のシンボルからなるシーケンスからシンボル間干渉ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、前記フィルタにかけられた複数のシンボルからなるシーケンスに基づいて、複数のシンボル判定を生成することと、前記複数のシンボル判定を複数のデータビットにマップすることと、を行わせる、コンピュータ読み出し可能記憶媒体。ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ナイキストフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ナイキストフィルタのインパルス応答に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項18のコンピュータ読み出し可能記憶媒体。前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項19のコンピュータ読み出し可能記憶媒体。前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答を決定することと、前記ガウスフィルタのインパルス応答と、前記フィルタにかけたチャネルの干渉のインパルス応答とを総計して、総計応答を生成することと、前記総計応答に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項18のコンピュータ読み出し可能記憶媒体。前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることは、ナイキストフィルタのインパルス応答を決定することと、ガウスフィルタのインパルス応答を決定することと、前記ナイキストフィルタのインパルス応答を、前記ガウスフィルタのインパルス応答によって除算して、商を生成することと、前記商に基づいて、複数のフィルタ係数を決定することと、前記複数のフィルタ係数に基づいて、ISIを減少させるために、前記複数のシンボルからなるシーケンスにフィルタをかけることと、を含む、請求項18のコンピュータ読み出し可能記憶媒体。本発明は、より高い変調次数のFSKを利用してデータスループットを高め得るように、GFSK送信機のパルス整形ガウスフィルタによって取り込まれたISIを大幅に減少させ大部分は除去する、通信受信機と、通信受信機方法とに関する。開示されている受信機と受信機方法は、従来使用されていたフィルタと比較して、シンボルシーケンスをより積極的にパルス整形し、周波数の不連続性を減らして大幅に除去し、占有送信帯域幅を小さくするガウスフィルタの使用を可能にする。更に、開示されている受信機と受信機方法は、より高いFSK変調次数を使用することを可能にし、一方で、より高い次数の変調されたシンボルシーケンスをより積極的にパルス整形する。従って、開示されている受信機と受信機方法は、高められたデータスループットを達成し、一方で、占有送信帯域幅を小さくする。これらの及び他の長所は、GFSK送信機のパルス整形ガウスフィルタによって引き起こされたISIを捕らえてaccountfor除去するフィルタを含むGFSK受信機によって達成される。更に、開示されている受信機と受信機方法は、送信機の変調器と、受信機の復調器と、受信機のチャネルフィルタとによって取り込まれたISIを大幅に減少させ大部分は除去する。更に、開示されている受信機と受信機方法は、通信システム、即ち、GFSK変調の既知の長所を取り入れ、一方で、従来のGFSK受信機の処理段階を減少させ、より単純で、より効率的で、コスト効率の良いGFSK受信機を達成する通信システムを提供する。本発明の受信機と受信機方法とに基づくISIの除去は、GFSK通信システムに制限されず、ワイヤードとワイヤレスとの両者の、GFSK通信システム以外の通信システムから、ISIと他の望ましくない通信アーチファクトとを除去するために使用され得る。ここで、図3を参照して、上述の長所を実現するGFSK通信システムの実施形態を記載する。図3は、GFSK通信システム300を示している。GFSK通信システム300は、GFSK送信機302とGFSK受信機314とを含んでいる。GFSK送信機302とGFSK受信機314は、統合されたGFSKトランシーバとして、単一の通信ユニットにおいて組み合わされてもよく、又は別々の通信ユニットとして与えられてもよい。GFSK送信機302は、データソース304と、ガウスフィルタ306と、FSK変調器308と、送信機のバックエンド310と、送信アンテナ312とを含んでいる。ガウスフィルタ306は、データソース304から与えられたシンボルのシーケンスにフィルタをかけ、パルス整形されたシンボルのシーケンスをFSK変調器308に出力する。FSK変調器308は、選択されたFSK変調次数mに従って、パルス整形されたシンボルのシーケンスに基づいて、周波数f0を変調する。FSK変調器308の出力は、送信機のバックエンド310に与えられる。送信機のバックエンド310において、これは、送信周波数にアップコンバートされ、ワイヤレスRF送信のために、送信アンテナ312に結合される。送信アンテナ312は、GFSK変調された送信信号を送信周波数で送信する。データソース304の実施形態は、前方誤り訂正コード発生器を含み得る。FECコード発生器は、冗長データをシンボルのシーケンスに加える。その結果、GFSK受信機は、FECデコーダを使用して、データを再送信することなく、エラーを訂正できる。図4を参照すると、ガウスフィルタ306のパルス整形の特性が記載されている。ガウスフィルタ306の応答が、そのBT積に関して記載されている。ここで、Bは、フィルタの-3dBの半分の帯域幅halfbandwidthであり、Tは、入力シンボルのシンボル期間即ち、1/fsymbol/rateである。図4は、単位振幅と期間Tの矩形インパルス波形とで畳み込まれたconvoluted、BT=0.3と、0.5と、0.8とのガウスフィルタのインパルス応答を示している。BT=0.3と、0.5と、0.8とのガウスフィルタのインパルス応答は、出力応答波形402と、404と、406として、それぞれ示されている。図4において、垂直又はy軸は、インパルス応答の振幅を表わし、水平又はx軸は、シンボルの時間基準Tを表わす。図4に示されているように、BT積の値がより低くなると、出力応答波形406と、404と、402は、シンボル期間Tにわたって次第により大きく拡散し、データシンボル間のISIの取り込みが増えることを表している。具体的には、シンボル期間Tよりも長い持続期間を有する任意の出力応答波形は、シンボルのシーケンスを入力に与えた場合にシンボル間にISIの取り込む結果になるBT積を有するガウスフィルタに相当する。示されているように、5シンボル期間のISIは、約0.3のBTに近い。GFSK通信システムにおいて、低いBT積の値を有するガウスフィルタは、かなりの量のISIを取り込むが、よりコンパクトで効率的な帯域幅の変調された送信搬送波をもたらし、これは好ましい。特に、変調された送信搬送波おける周波数の不連続性は、変調された送信搬送波の送信帯域幅を望ましくなく広くし、これは、GFSK通信システムにおいてガウスフィルタを使用することによって除去される。ガウスフィルタのBT積がより低いほど、周波数の不連続性はより良く除去される。好ましい実施形態では、後述のGFSK受信機フィルタにより、0.36以下のような低いBT積を有するパルス整形ガウスフィルタを使用することができる。従って、好ましい実施形態では、ガウスフィルタ306は、0.36のBT積を有する。再び図3を参照すると、FSK変調器308は、変調指数modulationindexhと、選択されたFSK変調次数mとに基づいて、搬送波f0を変調する。選択されたFSK変調次数mのFSK変調の場合に、変調指数hは、次のように定義される。1h=△fm/fsymbolrateここで、fsymbolrateは、シンボルレートであり、△fmは、隣接シンボルの周波数間隔である。従って、変調指数hは、変調された搬送波が、変調されていない周波数f0からどれくらい変化したかを示している。更に、変調指数hは、変調されたFSK搬送波が占有する帯域幅の量に関係付けられる。より低い変調指数hは、より小さい占有周波数帯域幅に関係し、より大きい変調指数hは、より大きい占有周波数帯域幅に関係する。変調指数hが低減するのに従って、GFSK受信機が誤ったシンボル判定をする可能性が高まる。GFSK受信機314のFSK変調器308は、従来使用されていたものと比較して、比較的に高い変調次数mと、比較的に低い変調指数hとで動作し得る。例えば、FSK変調器308は、2-GFSKと、4-GFSKと、8-GFSKと、16-GFSKとのような、変調次数で動作し得る。実施形態では、奇数oddの変調次数と、256-GFSK以上の高い変調次数とを利用し得る。更に、FSK変調器308は、1/256と同じくらい低い変調指数hで動作し得る。実施形態は、FSK変調を利用することに制限されていないが、FSK変調器308は、位相シフトキー変調器、直交振幅変調器、又は同等のものによって実施され得る。2-GFSKの変調次数は、1ビット/シンボルの送信に関係する。従って、2-GFSK変調次数のもとで動作する場合に、FSK変調器308は、周波数f0をオフセット周波数/-f1によって変調し、2つの変調シンボル、即ち、f0f1とf0-f1とを得る。図5を参照すると、データシンボルシーケンス500と、変調されていない搬送波502と、変調された搬送波504とが示されている。変調されていない搬送波502と比較すると、変調された搬送波504は、周波数f0f1における第1のFSKシンボル506と、周波数f0-f1における第2のFSKシンボル508とを示している。図5において、垂直又はy軸は、振幅を表わし、水平又はx軸は、時間を表わす。更に、4-GFSKと、8-GFSKと、16-GFSKとの変調次数は、オフセット周波数f1の更なる倍数を使用する2-GFSKの拡張に基づいている。即ち、2ビット/シンボルの変調次数である4-GFSKの場合に、FSK変調器308は、4つの変調シンボル、即ち、f0f1と、f0-f1と、f03f1と、f0-3f1とに依存する。図3を再び参照すると、送信機のバックエンド310は、FSK変調器308から出力された変調された搬送波を、RF送信に適した周波数にアップコンバートする。送信機のバックエンド310は、周波数変調された搬送波f0をRF送信に適した周波数にアップコンバートするのに必要なハードウェア回路コンポーネントを含んでいる。ハードウェアコンポーネントの非制限的なグループの一部として、送信機のバックエンド310は、ディジタルアナログ変換器と、電圧制御発振器と、位相同期ループと、ミキサと、アナログフィルタと、低雑音増幅器と、変調された搬送波をRF送信に適した周波数にアップコンバートするために使用されるものとして認識されている他のハードウェアコンポーネントと、を含み得る。既に記載したように、よりコンパクトで効率的な帯域幅のGFSK変調された送信搬送波は、都合のよいことに、FCCの隣接チャネル干渉規制に従う送信信号を与えることによって、ライセンスを取得した帯域と、ライセンスを取得していないISM帯域との両者におけるGFSK送信機の動作を可能にする。更に、よりコンパクトで効率的な帯域幅のGFSK変調された送信搬送波は、都合のよいことに、単純でコスト効率の良い送信増幅器の選択を可能にする。従って、送信バックエンド310が、パルス整形ガウスフィルタ306によって容易にされるコンパクトな帯域幅の変調された送信搬送波を送信するので、送信バックエンド310は、一組の増幅器を使用して設計され得る。これは、簡単で、費用効率が高く、効果的である。送信機のバックエンド310によるアップコンバーションの後で、GFSK変調された送信搬送波信号は、送信アンテナ312から送信される。GFSK送信機302の実施形態は、ハードウェア回路の組み合わせとして、ハードウェアで全体的に実施され得る。その代わりに、GFSK送信機302は、ハードウェアとソフトウェアとの組み合わせで実施されてもよい。例えば、データソース304と、ガウスフィルタ306と、FSK変調器308は、コンピュータ読み出し可能媒体に記憶されているコンピュータ読み出し可能命令を実行するデータ処理装置のプロセッサによって実施されてもよく、一方で、送信機のバックエンド310と、送信アンテナ312は、ハードウェア回路の組み合わせとして、ハードウェアで実施されてもよい。図3のGFSK通信システム300を再び参照すると、GFSK受信機314は、受信アンテナ316と、受信機のフロントエンド318と、チャネルフィルタ320と、FSK復調器322と、ディジタルフィルタ324と、スライサ326と、シンボルからビットへのマッパ328と、データシンク330とを含んでいる。GFSK受信機314は、GFSK変調された送信搬送波信号、例えば、GFSK送信機302によって送信されたGFSK変調された送信搬送波信号を、アンテナ316で受信し、受信したGFSK変調された送信搬送波信号を、ベースバンドの周波数変調された信号に、受信機のフロントエンド318でダウンコンバートする。受信機のフロントエンド318は、受信したGFSK変調された送信搬送波信号をベースバンドにダウンコンバートするのに必要なハードウェア回路コンポーネントを含んでいる。ハードウェアコンポーネントの非制限的なグループの一部として、受信機のバックエンド318は、アナログディジタル変換器と、電圧制御発振器と、位相同期ループと、ミキサと、アナログフィルタと、低雑音増幅器と、受信した送信搬送波信号をダウンコンバートするために使用されるものとして認識されている他のハードウェアコンポーネントと、を含み得る。チャネルフィルタ320は、ベースバンドの周波数変調された信号の望ましいチャネルに隣接する隣接チャネルの干渉を、ベースバンドの変調された信号から、選択的に減少させて、チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を生成する。特に、チャネルフィルタ320は、送信搬送周波数以外の周波数を減少させる。しかしながら、チャネルフィルタ320のBTが低減するのに従って、チャネルフィルタ320は、受信信号において更なるISIを引き起こすが、これは、隣接チャネルの干渉を減少させる。チャネルフィルタ320は、0.75の、0.6の、0.5の、又はより低い、BT積を有し得る。従来のGFSK受信機で使用されているチャネルフィルタと比較して、チャネルフィルタ320は、より低いBT積を有するフィルタを使用することによって隣接チャネルの干渉をより積極的に減少させ得る。更なるISIは、ディジタルフィルタ324によって大幅に減少させられ大部分は除去され得る。FSK周波数復調器322は、チャネルフィルタにかけられたベースバンドの周波数変調された信号を復調し、シンボルのシーケンスを回復する。即ち、GFSK変調された送信搬送波信号を変調するために使用された変調次数mに応じて、FSK周波数復調器322は、オフセット周波数f1の倍数ずつ周波数がオフセットされている周波数f0を区別し得る。例えば、1ビット/シンボルの変調次数の場合に、周波数復調器322は、2つの周波数、即ちf0f1とf0-f1とを弁別して、出力信号を生成する。ここで、f0は、搬送周波数である。2-GFSKの場合に、f0f1は、復調された論理1に関係し、f0-f1は、復調された論理0に関係し得る。それ以上の変調次数、例えば、4-GFSKと、8-GFSKと、16-GFSKは、既に記載したように、オフセット周波数f1の更なる倍数に基づいて実現され得る。FSK周波数復調器322は、入力における瞬間周波数に比例する出力を与える任意の周波数復調器によって実現され得る。より高い変調次数に対して高い忠実度を達成するために、FSK周波数復調器322の好ましい実施形態は、ディジタル信号プロセッサ周波数復調器を含み、DSP周波数復調器は、チャネルフィルタ320よりも広い帯域幅においてdθ/dtを行なう。ここで、θは、FSK周波数復調器322の入力における瞬間位相である。FSK周波数復調器322は、回復されたシンボルのシーケンスを出力する。FSK周波数復調器322から出力された回復されたシンボルのシーケンスは、ISIを受ける。ISIは、大体において、GFSK変調された送信搬送波信号を送信した送信機のパルス整形ガウスフィルタ、例えば、GFSK送信機302のパルス整形ガウスフィルタ306によって生じる。FSK周波数復調器322から出力された回復されたシンボルのシーケンスは、ISIを受けるので、回復されたシンボルのシーケンスの目eyeが潰れる。ISIを除去するために、復調されたデータ出力信号は、スライサ326によってシンボル判定が行われる前に、ディジタルフィルタ324によってフィルタにかけられ、ISIを除去する。従って、ディジタルフィルタ324は、FSK周波数復調器322から出力された回復されたシンボルのシーケンスの目を開き、その結果、高い変調次数mと、低いSNRとであっても、スライサ326によって行われるシンボル判定は、エラーがより少なくなる。ディジタルフィルタ324は、複数の係数に基づいて、ISIを大幅に減少させ大部分は除去する。更に、ディジタルフィルタ324は、複数の係数に基づいて事後検出フィルタ124によって行なわれるフィルタリングに似たフィルタリングを行う。複数の係数を決定する技術は、図6に関連付けて後述する。ディジタルフィルタ324の構造と動作は、図8に関連付けて後述する。ディジタルフィルタ324は、ISIを除去し、更に事後検出フィルタリングを行なうので、GFSK受信機314は、従来のGFSK通信システムと少なくとも同じくらい単純で費用効果が高いが、より良い性能を有するように設計されている。図3を再び参照すると、ディジタルフィルタ324によってフィルタにかけられたシンボルのシーケンスに基づいて、スライサ326はシンボル判定を生成する。スライサ326は、フィルタにかけられたシンボルのシーケンスに基づいて、幾つかのFSKシンボルを、エラーなく区別できる。従って、ディジタルフィルタ324を使用すると、従来使用されていた変調次数よりも高い変調次数に基づいて、GFSK送信機302の中のFSK変調器308が動作することを可能にする。従って、データスループットは高くなる。更に、ディジタルフィルタ324によってISIを除去することによって、スライサ326は、より少ないエラーでシンボル判定を行うことができ、その結果、再送信がより少なくなるので、データスループットがより高くなる。スライサ326によってシンボル判定が生成された後で、シンボルからビットへのマッパ328は、シンボル判定をデータビットにマップする。変調次数mに応じて、シンボルからビットへのマッパ328に入力された1シンボルは、1、2、4、又はより多くのデータビットに対応し得る。更に、シンボルからビットへのマッパ328は、入ってきたシンボルを、奇数のデータビットにマップし得る。更に、スライサ326及び/又はシンボルからビットへのマッパ328の実施形態は、FECデコーダを含み得る。FECデコーダは、冗長データを使用して、データを再送信することなく、エラーを訂正する。シンボルからビットへのマッパ328によって出力されたデータビットは、データシンク330に与えられる。GFSK受信機314の実施形態は、ハードウェア回路の組み合わせのようなハードウェアで全体的に実施され得る。その代わりに、GFSK受信機314は、ハードウェアとソフトウェアとの組み合わせで実施されてもよい。例えば、受信アンテナ316と受信機のフロントエンド318は、ハードウェア回路の組み合わせとしてハードウェアで実施されてもよく、一方で、チャネルフィルタ320と、FSK復調器322と、ディジタルフィルタ324と、スライサ326と、シンボルからビットへのマッパ328と、データシンク330は、コンピュータ読み出し可能媒体に記憶されているコンピュータ読み出し可能命令を実行するデータ処理装置のプロセッサによって実施されてもよい。図6は、複数の係数を決定する操作600を示すフローチャートである。図6は、GFSK受信機314の中のディジタルフィルタ324のためのフィルタ係数の決定に関して記載されているが、GFSK受信機314以外の受信機の中のディジタルフィルタで使用される係数を決定するために、操作600を適用してもよい。同様に、ディジタルフィルタ方法1100で使用される係数を決定するために、図6に示されている操作を利用してもよい。図6を参照すると、602において、シンボル時間Tの矩形のインパルスが与えられる。矩形のインパルスは、ガウスフィルタ604に与えられる。図4に関して既に記載したように、ガウスフィルタ604の出力応答は、ガウスフィルタ604のBT積に応じて変わるであろう。特定のBT積のガウスフィルタに基づいて、ディジタルフィルタ係数を生成するために、ガウスフィルタ604はBT積で変わり得る。言い換えると、操作600に従って決定されるディジタルフィルタ係数は、少なくとも、ガウスフィルタ604のBT積に応じて変わるであろう。図6に示されている操作600の実施形態では、ガウスフィルタ604のBT積は、0.36であり、ガウスフィルタ604の出力応答は、5Tの期間にわたる。ガウスフィルタ604の出力は、周波数変調器606に与えられる。周波数変調器606は、FSK変調器308のようなFSK変調器の既知の性質に基づいてモデル化され得る。周波数変調器606は、FSK変調器308の変調伝達関数に基づき得る。更に、操作600に従って決定されるディジタルフィルタ係数は、周波数変調器606の変調伝達関数によって変わるであろう。周波数変調器606の出力は、チャネルフィルタ608に与えられる。チャネルフィルタ608は、BT積で、例えば、GFSK受信機314の中のチャネルフィルタ320のBT積に応じて変わり得る。更に、操作600に従って決定されるディジタルフィルタ係数は、チャネルフィルタ608のBT積に応じて変わるであろう。チャネルフィルタ608の出力は、周波数復調器610に入力される。周波数復調器610は、FSK復調器322のようなFSK復調器の既知の性質に基づいてモデル化され得る。周波数復調器610は、FSK復調器322の変調伝達関数に基づき得る。更に、操作600に従って決定されるディジタルフィルタ係数は、周波数復調器610の変調伝達関数に応じて変わるであろう。特に、チャネルフィルタ608が、0.75以上のBT積を有する線形位相タイプlinearphasetypeであり、周波数変調器606と周波数復調器610との両者の変調伝達関数が、単一unityである場合は、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610とを、操作600から省いてもよいことに留意すべきである。操作600の好ましい実施形態において、チャネルフィルタ608のBTは、0.75以下である。更に、通信システムの送信機のバックエンドと受信機のフロントエンドとの応答が、操作600において補われ得るように、送信機のバックエンドと受信機のフロントエンドは、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610との間に含まれ得る。周波数復調器610の出力は、612において、高速フーリエ変換によって周波数領域に変換される。612において、FFTは、ガウスフィルタ604と、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610との、総計応答aggregateresponseの周波数領域表現frequencydomainrepresentationを出力する。総計応答の周波数領域表現は、612のFFTから出力される複数の周波数ビン内に含まれている。従って、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610が、操作600に含まれているかどうかに応じて、総計応答は変わるであろう。更に、送信機のバックエンドと受信機のフロントエンドが、操作600に含まれているかどうかに従って、総計応答は変わるであろう。FFT612によって出力された複数の周波数ビンの各々の大きさは、所定の値δと比較するために、比較器614に与えられる。具体的には、比較器614において比較が行われ、その結果、周波数ビンの大きさがδ以下である場合は、周波数ビンはδに等しいと設定される。さもなければ、周波数ビンは変更されない。比較器614の後で、更新された周波数ビンは、除算器616の第1の入力に、除数として与えられる。比較器614における比較は、雑音利得を防ぐ。操作600の場合に、比較器614における比較は、除算器616の除数が0に近くなり過ぎるのを防ぐことによって、雑音利得を防ぐ。δの値は、操作600によって決定された係数を使用するディジタルフィルタの高周波のロールオフに対する結果の効果的な変数として認識される。具体的には、ISIを除去するために必要なフィルタのナイキスト応答を悪化させることなく、望ましい高いロールオフ周波数応答を有するディジタルフィルタを得るために、操作600において使用されるδの値を変えてもよい。ディジタルフィルタの望ましい高いロールオフ周波数を決定するようにδを選択すると、事後検出フィルタリングが、高いロールオフ応答によって達成される。このように、比較器614における比較と、δの選択は、事後検出フィルタ124の機能性を与える。操作600の好ましい実施形態では、経験に基づいて、δの値は5×10-3、即ち実数に決定された。既に記載したように、望ましいロールオフ応答に応じて、δの他の値を使用してもよい。図6を続けて、618において、単位インパルスがナイキストフィルタ620に与えられる。既に記載したように、ナイキストフィルタ、例えばナイキストフィルタ620のインパルス応答は、図6に示されているように、n=0を除く全てのnTに対して、0である。図6に示されている操作600の実施形態では、ナイキストフィルタ620の出力応答は、5Tの期間にわたる。ナイキストフィルタ620の出力は、FFT622によって周波数領域に変換される。FFT622の出力は、複数の周波数ビンであり、これらは、除算器616の第2の入力に、被除数として与えられる。除算器616は、FFT622の出力を比較器614の出力によって除算する。除算器616の後で、希望であれば、ナイキスト周波数fs/2において除算器616の出力に0をオプションで付加して、奇数個の周波数ビンを作成してもよい。奇数の周波数ビンを有すると、整数のサンプルである合成フィルタの群遅延groupdelayが作成される。0をオプションで挿入することは、除算器616と逆高速フーリエ変換626との間で行なわれる。除算器616の商の出力は、総計応答と、ナイキストフィルタ620のインパルス応答との差の大きさを表わす。ここで、総計応答は、1ガウスフィルタ604と、2周波数変調器606と、3チャネルフィルタ608と、4周波数復調器610と、の応答である。総計応答は、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610とを含むか又は含まないかに応じて変わり得る。既に記載したように、特に、チャネルフィルタ608が、0.75以上のBT積を有する線形位相タイプであり、周波数変調器606と周波数復調器610との両者の変調伝達関数が、単一である場合は、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610とを、操作600から省いてもよい。除算器616によって出力された差の大きさに基づいて、ディジタルフィルタ係数を生成することによって、生成されたディジタルフィルタ係数を含むディジタルフィルタを使用して、ガウスフィルタ604と、周波数変調器606と、チャネルフィルタ608と、周波数復調器610とによって取り込まれたISIを大幅に除去することができる。ナイキスト周波数fs/2において0を付加しても又は付加しなくても、除算器616の出力は、IFFT626に与えられる。IFFT626は、除算器616から出力された周波数ビンの出力を、実数の出力時間領域信号に変換する。628に示されているように、IFFT626の出力は、ディジタルフィルタ係数を与える。除算器616の出力に0を付加すると、IFFTブロック626の実数の時間領域の出力は、5Tの期間のサンプルか、又は期間5Tと1サンプルとにわたるサンプル数を含む。操作600によって決定されたディジタルフィルタ係数を使用して、ISIを除去する一定の係数のディジタルフィルタを実施してもよい。これは、ガウスフィルタを含む通信システムの応答を、ナイキスト応答と事後検出フィルタの応答とを有するものに変換する。受信機におけるガウスフィルタによって生じたISIを除去することによって、低いSNRであり、且つ高い変調次数を使用した場合であっても、より少ないエラーで、シンボル判定を行うことができる。操作600に従って、1ガウスフィルタと、2送信機の変調器と、3送信機のバックエンドと、4受信機のフロントエンドと、5チャネルフィルタと、6受信機の復調器と、のうちの1つ以上に起因するISIを捕らえて補償してもよい。操作600は、上述の送信機と受信機のコンポーネントに起因するISIを捕らえて補償することに制限されない。しかしながら、他の送信機と受信機のコンポーネントに起因するISIを捕らえて補償し得ることが、当業者に分かるであろう。一例として、GFSK通信システム300に関して、操作600よって決定されるディジタルフィルタ係数に基づいて、次のコンポーネントに起因するISIを捕らえて補償してもよい。コンポーネントは、1ガウスフィルタ306と、2FSK変調器308と、3送信機のバックエンド310と、4受信機のフロントエンド318と、5チャネルフィルタ320と、6FSK復調器である。図7Aと、7Bと、7Cと、7Dは、ディジタルフィルタ324によるフィルタリングの結果を示している。図7Aと、7Bと、7Cと、7Dとにおいて、垂直又はy軸は、振幅を表わし、水平又はx軸は、時間を表わす。図7Aは、受信した2-GFSK信号から復調されたシンボルのシーケンスを示している。図7Aに示されているように、全てのシンボルが、2-GFSKのシンボルスライスに対する十分な振幅に達しているとは限らない。その代わりに、ISIが原因で、シンボルのシーケンスの目は潰されている。図7Bは、操作600によって決定されたディジタルフィルタ係数に従って、ディジタルフィルタ324によってフィルタにかけた後の図7Aのシンボルのシーケンスを示している。図7Aに示されているように、シンボルは、十分な2-GFSKのシンボルの振幅に達しており、シーケンスの目は潰されていない。従って、図7Bは、図7Aと比較して、ディジタルフィルタ324によってISIが除去されていることを示している。図7Cに示されているように、受信した8-GFSK信号からの復調されたシンボルのシーケンスの目の潰れは、図7Aよりも一層著しい。図7Cに示されているように、全てのシンボルが、8-GFSKのシンボルスライスに対するそれぞれのシンボルレベルに近いとは限らない。その代わりに、ISIが原因で、シンボルのシーケンスの目は潰されている。図7Dは、操作600によって決定されたディジタルフィルタ係数に従って、ディジタルフィルタ324によってフィルタにかけた後の図7Cのシンボルのシーケンスを示している。図7Dに示されているように、シンボルは、それぞれの8-GFSKのシンボルレベルに達し、シーケンスの目は潰されていない。従って、図7Dは、図7Cと比較して、ディジタルフィルタ324によってISIが除去されていることを示している。復調されたシンボルのシーケンスの目が、より潰されると、シンボルの元の論理レベルの決定は、シンボル判定のエラーをより起こし易くなる。特に、図7Cにおけるように、より高い変調次数において、2を超えるシンボルレベルを、一度に多数の閾値に基づいて区別する場合に、シンボルの元の論理レベルを決定するのは難しく、誤りがちである。従って、従来のGFSK受信機におけるスライサは、特に、低いSNRにおいて、誤ったシンボル判定をし易い。しかしながら、GFSK受信機314の中のスライサ326の場合に、図7Dに示されているシンボルのシーケンスに対するシンボルレベルの区別は、同じように誤りがちではない。ここで、ディジタルフィルタ324の構造と動作について、図8を参照して、更に説明する。図8は、ディジタルフィルタ324の好ましい実施形態、即ち、一定の係数の有限インパルス応答のディジタルフィルタ800を示している。具体的には、図8のFIRディジタルフィルタ800は、一連の遅延ユニット802と、一連の乗算器ユニット804と、加算ユニット806とを含んでいる。FIRディジタルフィルタ800は、FIRディジタルフィルタの既知の構造に基づいて、図8に示されている構造と異なるFIRディジタルフィルタによっても具現され得る。一連の遅延ユニット802の中の遅延ユニットの数と、一連の乗算器ユニット804の中の乗算器ユニットの数は、受信したシンボルのシンボルレートと、ディジタルフィルタのサンプリング周波数fsと、パルス整形ガウスフィルタ306のBT積と、チャネルフィルタ320のBT積と、のうちの少なくとも1つに基づいて決定される。ディジタルフィルタのサンプリング周波数fsは、ナイキストサンプリング周波数以上でなければならない。ナイキストサンプリング周波数は、FSK復調器322の出力における信号の2倍の帯域幅である。FIRディジタルフィルタ800の動作において、シンボルのシーケンス、例えば、FSK復調器322によって回復されたシンボルのシーケンスは、一連の遅延ユニット802に入力される。各遅延ユニット802と、対応する乗算器ユニット804は、加重段階を含む。加重段階では、入力されたシンボルのシーケンスの中のシンボルを、それぞれのフィルタ係数によって加重する。図8において、[X]は、入力されたシンボルのシーケンス、例えば、FSK復調器322によって回復されたシンボルのシーケンスを表わす。一連の遅延ユニット802の中の各遅延ユニットは、1シンボル期間に対する、入力されたシンボルのシーケンスの中のそれぞれのシンボルを記憶し、記憶したシンボルを次の遅延ユニット802に出力する。図8に示されているように、タップされたシンボルを、それぞれの乗算器804においてそれぞれのフィルタ係数A0-ANによって乗算するために、各遅延ユニット802の前と、各遅延ユニット802間と、各遅延ユニット802の後で、シンボルをタップする。係数A0-ANは、図6に関連付けて既に説明したように決定される。各乗算器804の出力は、加算ユニット806に入力として与えられる。加算ユニット806は、乗算器804の出力を加算し、シンボル期間Tごとに、出力されたシンボルのシーケンス[Y]のうちの1つのシンボルを生成する。FIRディジタルフィルタ800は、入力されたシンボルのシーケンス[X]の中のシンボル間のISIを除去し、出力されたシンボルのシーケンス[Y]には、ISIが、ほぼない。フィルタ係数A0-ANに基づいて、ディジタルフィルタ324とFIRディジタルフィルタ800は、パルス整形ガウスフィルタのインパルス応答を、ナイキストインパルス応答を有するフィルタに、効果的に変換する等化フィルタを具現している。図6に示されているように、ナイキストフィルタのインパルス応答は、n=0を除く、全てのnTに対して0である。ナイキスト応答に基づいて、ナイキストフィルタによってフィルタにかけられたシンボルのシーケンスから、ISIは大幅に削除され得る。ディジタルフィルタ324とFIRディジタルフィルタ800は、受信信号から、残りのISIを、1000分の1以下まで除去するように設計されている。更に、図6に関して既に説明したように、ディジタルフィルタ324とFIRディジタルフィルタ800は、フィルタ係数A0-ANに基づいて事後検出フィルタリングを行なうように構成されている。ディジタルフィルタ324とFIRディジタルフィルタ800とによって行なわれる事後検出フィルタリングは、事後検出フィルタ124によって行なわれるものに似ている。FIRディジタルフィルタ800は、ハードウェア回路の組み合わせとして、ハードウェアで全体的に実施され得る。その代わりに、FIRディジタルフィルタ800は、コンピュータ読み出し可能命令を実行するデータ処理装置のプロセッサによってソフトウェアで実施されてもよい。図9は、送信方法900を示すフローチャートである。送信方法900は、902におけるシンボルのシーケンスのパルス整形と、904における変調と、906におけるアップコンバージョンと、908における送信とを含む。送信方法900を実行するために、データソース304のようなデータソースによって与えられたシンボルのシーケンスは、902において、パルス整形される。902におけるパルス整形は、ガウスフィルタ306のようなパルス整形ガウスフィルタによって実現され得る。ステップ902は、シンボルのシーケンスにISIを引き起こす。904において、パルス整形されたシンボルのシーケンスに従って周波数f0を変調し、変調された信号を発生させる。904における変調は、FSK変調器308によって実施され得る。906におけるアップコンバーションは、アップコンバータと増幅器とを含む送信機のバックエンド、例えば送信機のバックエンド310によって実現され得る。906におけるアップコンバーションでは、変調された信号を、RF送信に適した周波数に、アップコンバートする。908において、適切な送信アンテナを使用して、RF送信が実施され得る。図10は、受信方法1000を示すフローチャートである。受信方法1000は、1002において、送信信号を受信することと、1004において、受信信号を、ベースバンドの変調された信号にダウンコンバートすることと、1006において、ベースバンドの変調された信号にフィルタをかけて、隣接チャネルの干渉を除去することと、1008において、チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号を復調し、シンボルのシーケンスを回復することと、1010において、シンボルのシーケンスにフィルタをかけることと、1012において、フィルタにかけられたシンボルのシーケンスに基づいて、シンボル判定を生成し、1014において、シンボル判定をデータビットにマップすることと、を含む。受信方法1000を実行するために、1002において、アンテナ316のようなアンテナで、送信信号が受信される。1004におけるダウンコンバージョンは、例えば受信機のフロントエンド318によって実現される。受信機のフロントエンド318は、受信信号を、ベースバンドの変調された信号にダウンコンバートする。1006における隣接チャネルの干渉の除去は、チャネルフィルタによって行われ得る。チャネルフィルタは、受信信号に既に存在する任意のISIに加えて、ISIを引き起こし得る。1006における隣接チャネルの干渉の除去は、チャネルフィルタ320のようなチャネルフィルタによって行われ得る。1008における、チャネルフィルタにかけられたベースバンドの変調された信号の復調は、入力における瞬間周波数に比例する出力を与える任意の適切な復調器、例えば周波数復調器322によって実施され得る。1008において、シーケンスのシンボル間にISIを含む、回復されたシンボルのシーケンスが生成される。1010において、回復されたシンボルのシーケンスに存在するISIは、大幅に除去され、従来技術と比較して長所を与える。1010におけるISIの除去は、ディジタルフィルタ324のようなディジタルフィルタによって達成され得る。これは、FIRフィルタ800のときに既に一層詳しく記載されている。1010においてフィルタにかけることによってISIが除去され、1012において、低いISRであってもエラーがほぼない、正確なシンボル判定が行われる。1012において、スライサ326は、例えば、ISIがほぼない、フィルタにかけられたシンボルのシーケンスを使用して、シンボル判定を生成し得る。1014において、シンボルからビットへのマッパ328を使用して、1012において生成されたシンボル判定をマップすることによって、データビットが回復され得る。図11は、ディジタルフィルタ方法1100を示すフローチャートである。ディジタルフィルタ方法1100に従って、シンボルのシーケンスはフィルタにかけられる。具体的には、1102において、シンボルのシーケンスの中の1組のシンボルを決定し、1104において、決定された1組のシンボルの中のシンボルの各々を、それぞれのフィルタ係数によって乗算する。それぞれのフィルタ係数によって乗算された、決定された1組のシンボルの中のシンボルの各々を、1106において加算し、第1のフィルタにかけられたシンボルを生成する。1108において、フィルタにかけられたシンボルを出力する。次に、決定された1組のシンボルは、ステップ1110においてシフトすることによって更新される。例えば、決定された1組のシンボルは、一連の遅延ユニット802のような先入れ先出しシンボル遅延チェーンに基づいて、1シンボルずつ更新され得る。更新後に、決定された1組のシンボルを、1104においてフィルタ係数によって乗算し、1106において再び加算する。従って、1110における決定された1組のシンボルの更新に基づいて、1108において、第2のフィルタにかけられたシンボルが出力される。図11に示されているように、ディジタルフィルタ方法1100は、反復され、フィルタにかけられ出力されたシンボルのシーケンスを生成する。例えば、1104における乗算は、乗算器ユニット804によって実施されてもよく、1106における加算は、加算ユニット806によって実施されてもよい。ディジタルフィルタ方法1000のそれぞれの係数は、フィルタ係数A0-ANであってもよい。方法900と、1000と、1100は、GFSK通信システム300を参照して記載されているが、GFSK通信システム300に関して記載した送信機及び受信機のハードウェア回路と同等であると当業者に理解される、送信機及び受信機のハードウェア回路を使用して実行され得る。更に、方法800と、900と、1000は、ハードウェア、ソフトウェア、又はハードウェアとソフトウェアとの組み合わせを使用して実行され得る。例えば、図12を参照して以下で更に詳しく記載されるように、受信方法1000は、1組のコンピュータ読み出し可能命令に従って処理するデータ処理装置のプロセッサによって、全体的に又は部分的に実行され得る。コンピュータ読み出し可能命令を実行するデータ処理装置を使用して実施される実施形態によると、コンピュータ読み出し可能命令は、コンピュータ読み出し可能記憶媒体に記憶される。コンピュータ読み出し可能命令は、プロセッサによって実行されるときに、GFSK送信機300と、GFSK受信機314と、操作600と、方法900、1000、1100と、の特徴を実施するように、プロセッサ及び/又は処理装置を構成し、プロセッサ及び/又は処理装置に指示する。コンピュータ読み出し可能記憶媒体の非制限的な例は、ランダムアクセスメモリと、読み出し専用メモリと、光ディスクと、磁気記憶媒体とを含む。図12は、データ処理装置の実施形態1200を示している。データ処理装置1200は、システムバス1202と、プロセッサ1204と、RAM1206と、ROM1208と、データ入力/出力インターフェース1210とを含む。幾つかの実施形態では、プロセッサ1204は、統合されたADC1212及び/又は統合されたDAC1214を含む。その代わりに、ADC1212とDAC1214は、プロセッサ1204から分かれていて、データバス1202及び/又は入力/出力インターフェース1210を介して、プロセッサ1204に接続されていてもよい。動作において、コンピュータ読み出し可能なプログラム命令は、RAM1206と、ROM1208と、他の記憶媒体とのうちの少なくとも1つから、実行するためにプロセッサ1204にロードされる。プロセッサ1204によって実行されるときに、コンピュータ読み出し可能プログラム命令は、GFSK送信機300と、GFSK受信機314と、操作600と、方法900、1000、1100との特徴を実施するように、プロセッサ1204を構成し、プロセッサ1204に指示する。更に、データ処理装置による受信方法1000の実施を容易にするために、受信した変調された信号は、ADC1212を使用して、受信した変調されたディジタル信号に変換され得る。その結果、プロセッサ1204は、受信した変調された信号のディジタルコピーを操作することができる。更に、データ処理装置による送信方法900の処理に加えて、変調されたディジタル信号は、アナログ変調信号として送信するために、DAC1214によってアナログ変調された信号に変換され得る。プロセッサ1204は、汎用中央処理ユニット、ディジタル信号プロセッサ、フィールドプログラマブルゲートアレイ、又は特定用途向け集積回路を含み得る。上述を考慮して、通信受信機と通信受信機方法のバリエーションが可能である。従って、当業者によって理解される技術的に同等と認識されるものに基づいて、具体的に上述したもの以外の、通信受信機と通信受信機方法とが実行され得る。