"商用電源電力の電圧成分を全波整流させるダイオードブリッジと、複数のパワートランジスタを直列接続させて第1のアーム及び第2のアームを各々形成させ且つ双方のアーム接点にトランスの一次コイルを接続させて成るフルブリッジ回路と、前記ダイオードブリッジ及び前記フルブリッジ回路の間に設けられるアクティブクランプ回路と、前記ダイオードブリッジから前記フルブリッジ回路に至る正極電源ライン及び負極電源ラインと、前記電源ラインの何れかに介挿され自己誘導によって波形形成させたリアクトル電流を出力するリアクトルと、前記トランスの出力電力を平滑させる平滑コンデンサとを備え、前記フルブリッジ回路は、前記一次コイルを介すことなく前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第1の切換状態と、前記一次コイルを介して前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第2の切換状態とに切換えられ、前記アクティブクランプ回路は、前記フルブリッジ回路が前記第1の切換状態から前記第2の切換状態へ切換えられると、当該アクティブクランプ回路の内部に前記リアクトル電流の通過経路を形成させることを特徴とするワンコンバータ式車載用充電装置。前記アクティブクランプ回路は、アノードが前記正極電源ラインの方へ配され且つカソードが前記負極電源ラインの方へ配されたダイオード部と、前記ダイオード部に電流が流れる際に電荷を蓄積させるクランプコンデンサと、前記クランプコンデンサの放電電流をスイッチング動作に応じて前記正極電源ラインへ開放させる放電用パワートランジスタとから構成され、前記ダイオード部及び前記クランプコンデンサから成る直列回路は、前記通過経路を形成することを特徴とする請求項1に記載のワンコンバータ式車載用充電装置。前記アクティブクランプ回路を制御する第1の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷充電が完了した後に、前記放電用パワートランジスタが前記クランプコンデンサの電荷を放電させることを特徴とする請求項2に記載のワンコンバータ式車載用充電装置。前記フルブリッジ回路の制御を行う第2の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷放電が完了すると、前記第1の切換状態を再開させることを特徴とする請求項1乃至請求項3に記載のワンコンバータ式車載用充電装置。しかしながら、非特許文献1に係るワンステージ方式二次電池充電回路は、本発明者によって鋭意研究を進めたところ、漏れインダクタンスに起因して以下に記す現象が明らかとされた。先にも述べた通り、フルブリッジ回路40は、パワートランジスタ41~44がスイッチングされ、その結果、リアクトル20から出力された電流以下、リアクトル電流と呼ぶの経路が適宜に制御される。ここで、図5aのスイッチング状態から図5bのスイッチング状態へ切換えられる場面では、リアクトル電流は、リアクトル20→パワートランジスタ41→パワートランジスタ43という経路から、リアクトル20→パワートランジスタ41→一次コイルL1→パワートランジスタ43という経路へ切換えられる。そして、本発明者の実験によると、当該リアクトル電流の切換りタイミングで、パワートランジスタ41と一次コイルL1との間に形成される漏れインダクタンスLleakに起因して、パワートランジスタ42,44に過電圧が発生してしまうことが確認された。このように、パワートランジスタで過電圧が生じる場合、許容耐圧の高いパワートランジスタを用いなければならない。特に、MOSFET及びIGBTでは、許容耐圧を超えてしまうと酸化膜等が破壊されてしまう。また、これに対応するため、耐圧仕様を充足させようとすると、回路装置の高コスト化を招いてしまうとの問題が生じる。本発明は上記課題に鑑み、漏れインダクタンスにより生じる不具合を抑制させることが可能なワンコンバータ式車載用充電装置の提供を目的とする。上記課題を解決するため、本発明では次のようなワンコンバータ式車載用充電装置の構成とする。即ち、商用電源電力の電圧成分を全波整流させるダイオードブリッジと、複数のパワートランジスタを直列接続させて第1のアーム及び第2のアームを各々形成させ且つ双方のアーム接点にトランスの一次コイルを接続させて成るフルブリッジ回路と、前記ダイオードブリッジ及び前記フルブリッジ回路の間に設けられるアクティブクランプ回路と、前記ダイオードブリッジから前記フルブリッジ回路に至る正極電源ライン及び負極電源ラインと、前記電源ラインの何れかに介挿され自己誘導によって波形形成させたリアクトル電流を出力するリアクトルと、前記トランスの出力電力を平滑させる平滑コンデンサとを備え、前記フルブリッジ回路は、前記一次コイルを介すことなく前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第1の切換状態と、前記一次コイルを介して前記正極電源ラインから前記負極電源ラインへ前記リアクトル電流を導引させる第2の切換状態とに切換えられ、前記アクティブクランプ回路は、前記フルブリッジ回路が前記第1の切換状態から前記第2の切換状態へ切換えられると、当該アクティブクランプ回路の内部に前記リアクトル電流の通過経路を形成させることとする。好ましくは、前記アクティブクランプ回路は、アノードが前記正極電源ラインの方へ配され且つカソードが前記負極電源ラインの方へ配されたダイオード部と、前記ダイオード部に電流が流れる際に電荷を蓄積させるクランプコンデンサと、前記クランプコンデンサの放電電流をスイッチング動作に応じて前記正極電源ラインへ開放させる放電用パワートランジスタとから構成され、前記ダイオード部及び前記クランプコンデンサから成る直列回路は、前記通過経路を形成することとする。好ましくは、前記アクティブクランプ回路を制御する第1の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷充電が完了した後に、前記放電用パワートランジスタが前記クランプコンデンサの電荷を放電させることとする。好ましくは、前記フルブリッジ回路の制御を行う第2の制御回路部は、前記クランプコンデンサの電荷放電が完了すると、前記第1の切換状態を再開させることとする。本発明に係るワンコンバータ式車載用充電装置によると、アクティブクランプ回路が設けられるので、リアクトル電流がトランスの一次コイルを経由する経路第2の切換状態へ切換えられる際、当該アクティブクランプ回路にリアクトル電流の通過経路が形成され、漏れインダクタンスに起因する過電圧が抑制される。このため、当該充電装置は、フルブリッジ回路のパワートランジスタについて許容耐圧を高く設定する必要がなくなる為、製品コストの高騰を抑えることが可能となる。以下、本発明に係る実施の形態につき図面を参照して説明する。図1に示す如く、ワンコンバータ式車載用充電装置100以下、充電装置と呼ぶは、ダイオードブリッジ110と、リアクトル120、アクティブクランプ回路130、フルブリッジ回路140と、これらを電気的に接続させる正極電源ライン161及び負極電源ライン162と、トランス150と、当該トランス150の後段に接続される平滑コンデンサ170及びダイオード181,182と、各パワートランジスタのゲート部に配線された制御部180とから構成される。そして、充電装置100の入力側には、フィルター回路102を介して商用電源101が接続される。一方、同装置の出力側には、車載用メインバッテリ190が接続され、平滑コンデンサ170からの供給電力によって当該車載用メインバッテリ190が充電される。ダイオードブリッジ110は、複数のダイオードによって構成され、入力端部に商用電源101が接続され、出力端部に正極電源ライン161及び負極電源ライン162が接続される。当該ダイオードブリッジ110は、入力された商用電源の電圧成分を全波整流化させ、後段の回路部へ出力する。リアクトル120は、正極電源ライン161に介挿されており、自己誘導によって波形形成させたリアクトル電流を出力する。このリアクトル電流は、フルブリッジ回路140での制御によって各々が三角波に形成され、全波整流された商用電源電圧の波形に対し相似形となるよう三角波を連続的に形成させる。即ち、リアクトル電流は、全体としてサインカーブを形成することとなる。アクティブクランプ回路130は、正極電源ライン161及び負極電源ライン162を介して接続される。当該アクティブクランプ回路130は、図示の如く、ダイオードブリッジ110及びフルブリッジ回路140の間に設けられる。このアクティブクランプ回路130は、フルブリッジ回路140のスイッチング状態に応じて、リアクトル電流の通過経路を形成させる役割を担う。本実施の形態に係るアクティブクランプ回路130は、ダイオード部131と放電用パワートランジスタ132とクランプコンデンサ133とから構成される。このうち、ダイオード部131は、アノードが正極電源ラインの方へ配され、カソードが負極電源ラインの方へ配される。また、放電用パワートランジスタ132は、ダイオード部131に並列接続される関係となる。また、クランプコンデンサ133は、一端が負極電源ライン162へ接続され、他端がダイオード部131及び放電用パワートランジスタ132の各々へ電気的に接続される。このように、ダイオード部131及びクランプコンデンサ133から成る直列回路は、正極電源ライン161からリアクトル電流を導入させクランプコンデンサ133で其の電荷を蓄積させる。即ち、当該直列回路では、リアクトル電流の通過経路を形成させると共に、クランプ回路を形成することとなる。また、放電用パワートランジスタ132は、能動素子としての役割を担い、ダイオード部131と逆方向の電流経路をスイッチング動作に応じて形成させ、これにより、クランプコンデンサ133に蓄積された電荷を放電電流として正極電源ライン161へ開放させる。尚、放電用パワートランジスタ132は、MOSFET又はIGBT等の素子を用いると良い。特に、MOSFETは、寄生ダイオードが含まれる半導体構造であるので、当該寄生ダイオードを図中のダイオード部131として用いることで、回路構成の簡素化を図ることが出来る。フルブリッジ回路140は、パワートランジスタ141及び143を直列接続させて第1のアームが形成され、パワートランジスタ142及び144を直列接続させて第2のアームが形成される。そして、フルブリッジ回路140は、第1のアーム及び第2のアームが並列接続され、双方のアーム接点A及びBにブリッジを形成する状態で一次コイルL1が接続される。フルブリッジ回路140は、アクティブクランプ回路130に並列接続されるよう、正極電源ライン161及び負極電源ライン162によって配線される。尚、フルブリッジ回路140の動作については、追って詳述することとする。図示の如く、放電用パワートランジスタ132及びフルブリッジ回路140のパワートランジスタ141~144は、各々のゲート部に信号ラインが接続されている。当該信号ラインは、各々が制御部180へ接続されており、駆動信号が入力されると各パワートランジスタが駆動されることとなる。トランス150は、一次コイルL1と二次コイルL2と鉄心とから構成され、二次コイルL2から所望の出力が発生するように、双方のコイルの巻線比が設定されている。一般に、一次コイルL1と二次コイルL2との結合係数Kは、理想的なトランスである場合にはK=1とされ、漏れインダクタンスLleakの成分は存在しない。しかし、本実施の形態で用いられるトランスにあっては、現実的なものが用いられるところ、図示の如く、第1のアームとの接点Aと一次コイルL1との間に、漏れインダクタンスLleakが存在することとなる。平滑コンデンサ170は、二次コイルL2の後段に接続され、其の後段には車載用メインバッテリ190が並列接続される。フルブリッジ回路140によってトランス150が駆動すると、平滑コンデンサ180には、二次コイルL2にて発生した二次電流が供給される。そして、平滑コンデンサ170では、二次電流による電荷の蓄積と後段への放電とが程よくバランスされ、所望の出力電圧、即ち、充電電圧が制御されることとなる。車載用メインバッテリ190は、全体で400V程度に充電される装置で、走行用モータ及び車載エアーコンディショナ等のパワー系電力源として設けられている。当該車載用メインバッテリ190は、リチウムイオン二次電池といったエネルギー密度の高い充電電池が用いられる。制御部180は、第1の制御回路部181,第2の制御回路部182,その他種々の回路部によって構成される。これら回路部は、CPU,メモリ回路,A/D回路,クロック回路,DSP,ICといった電気的素子によって構成される。また、当該回路部は、適宜なプログラムが機能することで、この回路構成が所望の機能を構築させることとなる。更に、実際の充電装置100には、シャント抵抗又は検出用分圧抵抗等の検出回路が適宜設けられており、制御部180では、この検出回路から検出値入力電圧,出力電圧、一次電流,二次電流等が入力される。そして、制御部180では、これら入力値に基づいてパワートランジスタ131,141~144のDUTY比を設定し、其のDUTYに応じた駆動信号をパワートランジスタのゲート端子へ各々出力させる。このうち、第1の制御回路部181は、アクティブクランプ回路130を制御する回路であって、駆動信号の出力ポートが信号ラインを介して放電用パワートランジスタ132のゲート部に接続される。第1の制御回路部181は、クランプコンデンサ133の電荷充電が完了した後に、放電用パワートランジスタ132へ駆動信号を出力させ、クランプコンデンサ132に蓄積されている電荷を放電させる。この駆動信号の出力タイミングについては、追って詳述する。一方、第2の制御回路部182は、フルブリッジ回路140の制御を行う。第2の制御回路部182は、駆動信号用の出力ポートが4箇所設けられており、出力ポートの各々がこれに対応するパワートランジスタに配線接続される。当該第2の制御回路部182は、クランプコンデンサ133の電荷放電が完了すると、次回のリアクトル電流の三角波を成形開始させる。ここで、クランプコンデンサ133の放電完了タイミングは、当該クランプコンデンサ133における両端電圧のゼロクロス点で検出することが可能である。図2はフルブリッジ回路のスイッチング動作が示されており、図3は、リアクトル電流ILr,パワートランジスタ141~144の通過電流I1~I4,クランプコンデンサ133に流れるクランプ電流Iclampが示されている。但し、クランプコンデンサ133は、負極から正極へ流れる向きを正として表されている。尚、図3には、各パワートランジスタへの駆動信号が示されており、時刻t0~t8の期間をスイッチング周期Tsとすることとする。図2aは、時刻t0~t1でのスイッチング動作が示されている。この期間では、フルブリッジ回路140のパワートランジスタ141~144が全て導通状態とされ、アクティブクランプ回路130のパワートランジスタ132は非導通状態とされる。この期間において、リアクトル電流ILrは、一次コイルL1を経由することなく、正極電源ラインから負極電源ラインへ導引される。以下、このようなスイッチング状態を第1の切換状態と呼ぶこととする。第1の切換状態では、リアクトル電流ILrの形成が開始され線型的に増加していく。また、パワートランジスタ141~144の通過電流I1~I4についてもリアクトル電流に応じて増加していく。時刻t1に到達すると、アクティブクランプ回路130にリアクトル電流ILrの経路が形成され、図3に示す如く、クランプ電流clampが負極へ向かって急激に流れる。そして、クランプ電流clampは、時間経過に応じてクランプコンデンサに電荷が貯まるので、其の電流値が減少してゆく。また、時刻t1では、図2bに示す如く、パワートランジスタ142及び143が非導通状態へ切換えられる。このため、期間t1~t2では、リアクトル電流Ilrの経路は、一次コイルL1を経由する経路が形成されることとなる。以下、このようなスイッチング状態を第2の切換状態と呼ぶこととする。このように、時刻t1では、アクティブクランプ回路130にリアクトル電流ILrの通過経路を形成させ、リアクトル電流ILrの殆どが当該通過経路へと導かれる。その後、時間が経過していくと、アクティブクランプ回路130における通過経路で電流が制限されるようになり、時刻t2に至ってはアクティブクランプ回路130へリアクトル電流ILrが流れなくなる。一方、一次コイルL1を経由する経路では、リアクトル電流ILrが時刻t1から徐々に増加する。然るに、フルブリッジ回路140が第1の切換状態から第2の切換状態へ切換る時刻t1では、漏れインダクタンスLleakへ流れる電流が極めて少ない状態となる。このため、漏れインダクタンスLleakに起因する電位の上昇は殆ど発生せず、時刻t1でパワートランジスタ142,144に過電圧が生じることもなくなる。即ち、本実施の形態に係る充電装置100によると、アクティブクランプ回路130が設けられるので、フルブリッジ回路140が第2の切換状態へスイッチングされる際、当該アクティブクランプ回路130にリアクトル電流ILrの通過経路が形成され、漏れインダクタンスLleakに起因する過電圧が抑制される。このため、当該充電装置100は、フルブリッジ回路140のパワートランジスタ141~144について許容耐圧を高く設定する必要がなくなる為、製品コストの高騰を抑えることが可能となる。図2cは、期間t2~t3における状態が示されている。この期間では、フルブリッジ回路140が第2の切換状態を維持しているので、リアクトル電流ILrは、一次コイルL1を経由して流れている。また、アクティブクランプ回路130では、放電経路が絶たれている為、クランプコンデンサ133に所定の電荷が蓄積されている。ここで問題となるのは、クランプコンデンサ133は、蓄積された電荷を放電させてしまわないと、次回のスイッチング状態切換え時において、アクティブクランプ回路130にリアクトル電流ILrを通過させることが出来なくなる。このため、次回の三角波リアクトル電流に対してもアクティブクランプ回路130を機能させるためには、クランプコンデンサ130に蓄積された電荷を放電させなければならない。本実施の形態によると、図2dに示す如く、第2の制御回路部182は、放電用パワートランジスタ132へ駆動信号を送り、クランプコンデンサ133の放電を開始させている。このため、本実施の形態において、第1の制御回路部181は、アクティブクランプ回路130を制御する第1の制御回路部181は、クランプコンデンサ133の電荷充電が完了した後に、放電用パワートランジスタ132へ駆動信号を送り、クランプコンデンサ133の電荷を放電させている。このように、クランプされた充電電荷が放電される期間を与えることにより、次回の三角波クランプ電流についてもアクティブクランプ回路130が好適に機能することとなる。また、本実施の形態のように、時刻t2~t3となる期間を一定期間数μsec設けるのが好ましい。このようにすると、クランプコンデンサ133での電荷充電が完了するので、アクティブクランプ回路130では、クランプコンデンサ133の容量が十分に活用されることとなり、リアクトル電流ILrを取り込む機能が最大限に発揮される。図2eは、クランプ電流Iclampのゼロクロスタイミングt4が到来した瞬間が示されている。このとき、第2の制御回路部182では、クランプ電流Iclampのゼロクロスを検出し、これに基づいて、フルブリッジ回路140を第2の切換状態から第1の切換状態へ切換える。このため、時刻t4からは、図2fに示すように、再び第1の切換え状態からスイッチング動作が開始する。上述の如く、第2の制御回路182は、クランプ電流Iclampのゼロクロスによってクランプコンデンサ133の電荷放電完了を認識し、当該ゼロクロスタイミングにて直ちに第1の切換状態を再開させることで、クランプコンデンサ133の電荷量を略零の状態にして次回の三角波リアクトル電流を受け入れることが可能となる。このため、アクティブクランプ回路130では、リアクトル電流ILrを導引させる機能が十分に発揮され、これにより、フルブリッジ回路140では、漏れインダクタンスLleakの影響が効果的に抑制される。尚、本実施の形態に係る技術では、期間t0~t8をスイッチング周期Tsとして表すと、期間t0~t4はTs/2で表現されることとなる。従って、t1-t0t2-t1t3-t2t4-t3=Ts/2という関係が成立する。このうち、左辺各項については、漏れインダクタンス,クランプコンデンサの電気容量,入出力電圧,トランスの巻数比,リアクトル電流の指令値等に基づいて定まるものである。従って、本充電装置の回路設計を行う際には、要求スペックに応じて適宜パラメータを与えてゆくと、クランプコンデンサの電気容量とスイッチング周波数Tsとの関係が導出されることとなる。よって、スイッチング周波数Tsが定まると、これを満たす条件として、クランプコンデンサの電気容量が決定することとなる。シミュレーション結果以下、実施の形態についてのシミュレーション結果を示す。《条件:各素子のパラメータ》入力電圧:AC100Vフィルタキャパシタ:10μFフィルタインダクタ:2.5mH平滑コンデンサ:6.8μF漏れインダクタンス:10μH出力電力:1kWスイッチング周波数:12kHzリアクトル:100μHクランプキャパシタ:1μF本実施の形態のみ使用《アクティブクランプ回路を設けなかった場合》入力電力:1187W出力電力:1000W損失:187W変換効率:84.2基本波力率:0.984《アクティブクランプ回路を設けた場合》入力電力:1073.28W出力電力:1000W損失:73.28W変換効率:93.2基本波力率:0.996上述の如く、本実施の形態による変換効率の改善は、シミュレーション結果からも証明された。また、力率についても改善が認められる。以上、本実施の形態について説明してきたが、本発明は、当然の如く、実施の形態の記載又は図面によって限定的に解釈されてはならないものであって、特許請求の範囲に記載される技術的思想に基づいて解釈されるものである。従って、本発明は、当業者によって改変可能な技術についても其の範囲が及ぶものである。"