"所定の情報信号から得られた互いに独立のL個の送信信号をL個の送信アンテナから放出し、該L個の送信信号を混合したM個の混合信号が入力される信号入力部と、チャネル推定を行い、M行L列のチャネル応答行列を推定するチャネル推定部と、受信シンボルと上記チャネル応答行列とが入力され、送信信号を検出するシンボル復号部とを備え、上記シンボル復号部は、上記チャネル推定部からの上記チャネル応答行列を互いに異なる複数の置換チャネル行列に分割してサブグループを形成し、上記サブグループ毎に並列処理を行う処理部とを含み、上記処理部は、上記置換チャネル行列に対するQR分解処理部と、受信シンボルに対して共役転置行列を乗算し、受信シンボルを直交化する乗算部と、上記乗算部の出力が供給され、上記サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出部とからなり、上記乗算部において、複数の上記サブグループの受信シンボルをまとめて上記共役転置行列と乗算する信号復号装置。請求項1に記載の信号復号装置において、上記置換チャネル行列の形成を所定の条件に応じて適応的に行う信号復号装置。請求項1に記載の信号復号装置において、上記ローカル検出部は、階層型検出アルゴリズムである信号復号装置。所定の情報信号から得られた互いに独立のL個の送信信号をL個の送信アンテナから放出し、該L個の送信信号を混合したM個の混合信号が入力される信号入力ステップと、チャネル推定を行い、M行L列のチャネル応答行列を推定するチャネル推定ステップと、受信シンボルと上記チャネル応答行列とが入力され、送信信号を検出するシンボル復号ステップとを備え、上記シンボル復号ステップは、上記チャネル応答行列を互いに異なる複数の置換チャネル行列に分割してサブグループを形成し、上記サブグループ毎に並列処理を行う処理ステップとを含み、上記処理ステップは、上記置換チャネル行列に対するQR分解処理ステップと、受信シンボルに対して共役転置行列を乗算し、受信シンボルを直交化する乗算ステップと、上記乗算ステップの出力が供給され、上記サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出ステップとからなり、上記乗算ステップにおいて、複数の上記サブグループの受信シンボルをまとめて上記共役転置行列と乗算する信号復号方法。請求項4に記載の信号復号方法において、上記置換チャネル行列の形成を所定の条件に応じて適応的に行う信号復号方法。請求項1に記載の信号復号方法において、上記ローカル検出ステップは、階層型検出アルゴリズムである信号復号方法。MLDに対して、伝送能力をできる限り保ちつつ、その演算量を削減する手法が提案されている。本願発明者は、複数のQR分解によるSDM信号の分離を行う信号検出アルゴリズムを提案している。空間フィルタリングは、少ない計算量で実現できる代わりに、MLDと比較して伝送能力が劣るという欠点がある。一方、MLDは、優れた伝送能力を有するが、莫大な演算量を必要とする問題点がある。上述したように、送信アンテナ数Nの指数でもって演算量が増大する。したがって、この発明の目的は、演算量が削減でき、処理遅延の小さい空間多重方式における信号検出アルゴリズムによる信号復号装置および信号復号方法を提供することにある。上述の課題を解決するために、この発明は、所定の情報信号から得られた互いに独立のL個の送信信号をL個の送信アンテナから放出し、該L個の送信信号を混合したM個の混合信号が入力される信号入力部と、チャネル推定を行い、M行L列のチャネル応答行列を推定するチャネル推定部と、受信シンボルとチャネル応答行列とが入力され、送信信号を検出するシンボル復号部とを備え、シンボル復号部は、チャネル推定部からのチャネル応答行列を互いに異なる複数の置換チャネル行列に分割してサブグループを形成し、サブグループ毎に並列処理を行う処理部とを含み、処理部は、置換チャネル行列に対するQR分解処理部と、受信シンボルに対して共役転置行列を乗算し、受信シンボルを直交化する乗算部と、乗算部の出力が供給され、サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出部とからなり、乗算部において、複数のサブグループの受信シンボルをまとめて共役転置行列と乗算する信号復号装置である。また、この発明は、所定の情報信号から得られた互いに独立のL個の送信信号をL個の送信アンテナから放出し、該L個の送信信号を混合したM個の混合信号が入力される信号入力ステップと、チャネル推定を行い、M行L列のチャネル応答行列を推定するチャネル推定ステップと、受信シンボルとチャネル応答行列とが入力され、送信信号を検出するシンボル復号ステップとを備え、シンボル復号ステップは、チャネル応答行列を互いに異なる複数の置換チャネル行列に分割してサブグループを形成し、サブグループ毎に並列処理を行う処理ステップとを含み、処理ステップは、置換チャネル行列に対するQR分解処理ステップと、受信シンボルに対して共役転置行列を乗算し、受信シンボルを直交化する乗算ステップと、乗算ステップの出力が供給され、サブグループ毎に信号検出を行うローカル検出ステップとからなり、乗算ステップにおいて、複数のサブグループの受信シンボルをまとめて共役転置行列と乗算する信号復号方法である。この発明は、サブグループに受信信号を分割し、各サブグループ毎に階層型アルゴリズム等によって信号検出を行う。サブグループ毎の並列的処理によって、演算量を削減できると共に、処理遅延を小さくすることができる。さらに、乗算部において、複数のサブグループの受信シンボルをまとめて共役転置行列と乗算するので、演算量を削減することができる利点がある。以下、この発明の一実施の形態について図面を参照して説明する。図1Aおよび図1Bは、一実施の形態による通信システムにおける送信機の一例の構成を示す。送信ビット系列がFECエンコーダ1に入力され、エラー訂正符号化される。FECエンコーダ1の出力がブロックインターリーバ2に供給され、OFDMシンボル単位でインターリーブの処理がなされる。インターリーバ2の出力がS/Pコンバータ3に供給され、シリアルデータからパラレルデータへ変換される。S/Pコンバータ3は、送信データを例えばL例えば4個の送信アンテナAT1、AT2,AT3,AT4に対する送信データ系列を生成する。なお、S/Pコンバータ3を入力段に設け、4個の並列のデータ系列に対してFECエンコーダ1およびインターリーバ2をそれぞれ設けるようにしても良い。S/Pコンバータ3に対して接続されたS/Pコンバータ4a,4b,4c,4dによって、データ系列が複数のデータ系列に分けられる。S/Pコンバータ4a~4dからのデータ系列がマッパー5a,5b,5c,5dにそれぞれ供給される。マッパー5a~5dは、それぞれディジタル変調QAM、PSK等の変調を行うものである。マッパー5a~5dのそれぞれの出力が逆高速フーリエ変換IFFT部6a,6b,6c,6dに供給され、時間領域波形が生成される。IFFT部6a~6dに対しては、パイロットシンボル生成器7からのパイロットシンボルが供給され、パイロットシンボルが付加される。IFFT部6a~6dの出力がガードインターバル付加部8a,8b,8c,8dに供給され、ガードインターバルがシンボル時間単位で付加される。ガードインターバル8a~8dの出力が図示しない電力増幅器を介して送信アンテナAT1,AT2,AT3,AT4にそれぞれ供給され、電波として送出される。S/Pコンバータ4a~4dは、OFDM変調方式のサブキャリアの個数に対応するチャネルにデータを分けるものである。S/Pコンバータ4aに関する構成を抽出して図1Bに示す。OFDMのサブキャリアの個数をnとすると、S/Pコンバータ4aがnチャネルの並列データを形成する。各チャネルのデータ系列がマッパー5a1~5anにそれぞれ供給され、IFFT部6aによってOFDM信号とされ、ガードインターバル付加部8aにおいて、OFDMシンボル毎にガードインターバルが付加される。図2は、L個の送信アンテナから出力される出力信号の構成を示す。送信信号は、チャネル推定に使用される既知シンボルパイロットと称すると送信データを格納したデータシンボルとから構成される。図2において、縦方向が送信アンテナの番号1,2,、Lを示し、横軸が時間を示し、1パケットのデータ構成が示されている。1パケットの先頭のPシンボルOFDMシンボルを意味するがパイロットであり、その後のDシンボルがデータシンボルである。なお、図2のパケット構成は、一例であって、他のパケット構成をとるようにしても良い。図3は、この発明の一実施の形態における受信機の構成を示す。M例えば4個の受信アンテナAT11,AT12,AT13,AT14らの受信信号がガードインターバル除去部11a,11b,11c,11dにそれぞれ供給される。ガードインターバル除去部11a~11dは、受信されたOFDMシンボルのタイミングに応じてガードインターバルを除去する。この発明の一実施の形態は、L個の送信アンテナと、M個の受信アンテナとを使用し、複数の通信路を形成し、周波数利用効率や通信品質の向上を図る技術である、MIMOであって、個々のアンテナから同一時刻同一周波数で異なるデータ系列の信号を送信することができるSDM伝送を行うものである。ガードインターバル除去部11a~11dの出力信号がFFT高速フーリエ変換部12a,12b,12c,12dにそれぞれ供給される。FFT部12a~12dによって、時間領域信号が周波数領域信号に変換される。FFT部12a~12dのそれぞれの出力は、OFDMのサブキャリア数nの並列のデータ系列からなる。FFT部12a~12dの出力中のデータシンボルがシンボル復号部13に供給され、パイロットシンボルがチャネル推定部14に供給される。チャネル推定部14は、受信パイロット信号既知シンボルと送信既知シンボルレプリカを用いてチャネル推定を行う。チャネル推定は、送信既知シンボルの構成に応じて適切な方法で行われる。シンボル復号部13は、チャネル推定後に、FFT部12a~12dの出力と、チャネル推定部14で推定されたチャネル応答行列とを用いた送信信号検出を行う。すなわち、SDM伝送技術では、送信側および受信側間の全てのアンテナの組合せによって形成されるMIMOチャネルのチャネル応答行列伝達係数行列とも呼ばれるHを既知信号等を基に受信側で推定し、個々の送信アンテナから送信されたデータ系列に分離する処理がなされる。この発明の一実施の形態においては、シンボル復号部13における信号検出アルゴリズムとして、後述するように、複数のQR分解とグループディテクションを組み合わせた信号検出アルゴリズムが使用される。シンボル復号部13に対して、チャネル推定部14の出力が供給され、シンボル復号部13によって各送信アンテナから送信されたデータ系列が分離して得られる。これらの送信データ系列がマッパーの逆の復調処理を行うデマッパー15a,15b,15c,15dにそれぞれ供給され、送信側でなされたディジタル変調の復調がなされる。デマッパー15a~15dのデマッピング処理としては、硬判定または軟判定が可能である。FEC符号を適用する場合には、軟判定を用いる方がFEC復号効果を向上させることが可能である。デマッパー15a~15dのそれぞれの出力がP/Sコンバータ16a,16b,16c,16dにそれぞれ供給される。P/Sコンバータ16a~16dによって、OFDMのサブキャリア数に等しい数のチャネルが一つのチャネルにまとめられる。さらに,P/Sコンバータ17によって、P/Sコンバータ16a~16dの出力データ系列が一つの受信データ系列にまとめられる。P/Sコンバータ17の出力が送信側のインターリーブに対応するデインターリーブ処理を行うデインターリーバ18を介してFECデコーダ19に供給される。FECデコーダ19によってFEC符号から送信ビット系列が復号される。なお、送信側において、送信アンテナと対応するデータ系列毎にインターリーブおよびFEC符号化を行う構成とされている場合には、受信側においても、P/Sコンバータ16a~16dのそれぞれの出力に対してデインターリーバが接続され、各デインターリーバに対してFECデコーダが接続され、FECデコーダの出力がP/Sコンバータによって一つの系列にまとめられる構成とされる。次に、この発明の特徴とするシンボル復号部13について説明する。処理遅延量を削減するために、並列処理を可能とするアルゴリズムとして、グループディテクションが有効と考えられる。GDは、受信信号をプロジェクタと呼ばれる機能によって複数のサブグループに分離し、グループ毎にMLD、階層型検出アルゴリズム等による検出が行われる。GDは、受信信号をグループに分離することによって、グループ分けしないMLDと比較してダイバーシチ利得が失われるが、代わりに演算量を削減することが可能となる。さらに、グループ毎の検出は、並列化が可能であるので、処理遅延の点においても優位である。図4は、この発明の一実施の形態におけるシンボル復号部13の構成例を示す。受信シンボルが乗算部21に供給される。乗算部21には、QR分解部22からの出力が供給され、受信シンボルとQR分解部22の出力とが乗算される。サブグループの数に対応して複数の乗算部21とQR分解部22とが設けられている。乗算部22によって、共役転置行列と受信シンボルとが乗算されることによって、受信シンボルが直交化される。QR分解部22に対して適応グループ制御部23からの置換チャネル行列が供給される。AGS部23には,チャネル推定部14からのチャネル応答行列が供給される。チャネル応答行列を行または列について置換したものを置換チャネル行列と称する。乗算部21、QR分解部22およびAGS部23がプロジェクタを構成する。乗算部21からの複数のサブグループに分割され、直交化された受信シンボルがローカル検出器24に供給される。ローカル検出器24は、各サブグループが直交化されていることを利用して階層型アルゴリズム例えばMアルゴリズムによる信号検出を行う。上述したこの発明の一実施の形態、特に、シンボル復号部13の処理についてより詳細に説明する。簡単のために、AGS部23において適応的グループ制御を行わない場合について説明する。最初に受信信号モデルについて説明する。送信アンテナ数をL,受信アンテナ数をMとする。時刻t,サブキャリアk,送信アンテナlから送信されるシンボルをsl,受信アンテナmで受信されるシンボルをrm,送信アンテナlと受信アンテナmの間のチャネル応答をhmlとし,雑音をnmとすると,受信シンボルベクトルrを下記の式1で表すことができる。チャネル応答行列は、チャネル推定部14において推定され、シンボル復号部13に供給される。これ以降の説明では、t,kを省略する。信号検出処理は、シンボル時間毎、サブキャリア毎になされる。受信シンボルがプロジェクタ乗算部21、QR分解部22およびAGS部23によってGr個のサブグループに分割される。以下の説明は、例えばGr=2とし、一つのサブグループに属する送信シンボル数をL/Grとした場合である。このように、各サブグループに属するシンボル数を互いに等しくする場合が最も処理遅延を短縮することができる。チャネル応答行列Hを改めて置換チャネル行列H1と書き直す。式2に示すように、H1は、QR分解によって、ユニタリ行列Q1と上三角行列R1に分解することができる。式3に示すように、このQ1の共役転置行列をrに乗算することによって、受信シンボルを直交化することができる。式3において、直交化受信ベクトルz1の後半要素z1LGr1ziLに注目すると、それらは、送信シンボルsLGr1sLのみによって構成されている。すなわち、これらの要素を取り出すことで、送信シンボル数Lからなる受信シンボルをL/Grのグループに分離することができる。次に、先のチャネル応答行列Hの列について、前半と後半を入れ替えた置換チャネル行列をH2式5とする。この行列H2についてもH1と同様に処理を進めることによって、式6に示す直交化受信ベクトルz2を得る。ベクトルz2についても、z1と同様に後半要素z2LGr1z2Lを取り出すと、式7に示すように、それらは、送信シンボルs1sLGrのみによって構成されている。このように、送信シンボル数Lの受信シンボルがそれぞれ送信シンボルsLGr1sLまたはs1sLGrを含む2個のサブグループに分割される。ローカル検出器24では、乗算部21からのGr例えば2個のサブグループが直交化されていることを生かして階層型アルゴリズムによる検出を行う。階層化アルゴリズムの代表的なものとし、Mアルゴリズムや、spheredecodingが挙げられるが,ここではMアルゴリズムによる信号検出法を概略的に説明する。なお、簡略化のため、先の1番目のサブグループについてのみ説明する.Mアルゴリズムは第1ステージに計算されるメトリックについて,小さい順にSl個のみを次のステージへと残すことにより全体としてメトリック演算量を削減する方法である。図5は、QPSKの場合のMアルゴリズムの動作の様子を示している。ローカル検出器24では、2乗ユークリッド距離をメトリックとして用いる。ただし、2乗ユークリッド距離以外のメトリックを用いることも可能である。第1ステージでは,式8に示すメトリックμ1u1≦μ≦S,Sは変調毎のシンボル点数が計算される。ここで,s^lは、送信アンテナlから送信されるシンボルのレプリカである。レプリカは、受信信号から復号されたシンボルに対して送信側と同様の処理によって生成されたシンボルである。このメトリックから小さい順にS1個が次のステージへの累積メトリックΛlν1≦ν≦S1となる。以降、第lステージ1<l≦L/Grにおけるメトリックμ1u1≦μ≦SSl1は、次式で計算される。ここで、s^lは、累積メトリックΛlνを計算するのに用いられた送信シンボルレプリカである。すべてのステージでメトリックの計算が終了したら,そのメトリックから対数尤度比が計算される。上述した説明では、サブグループを作成する際に、例えば送信シンボル毎の受信電力が異なること等の条件を考慮していない。AGS適応グループ制御部23は、所定の条件を基準として適応グループ制御を行うものである。以下では、例として受信信号対雑音電力比を条件とした適応グループ制御を示す。まず、送信シンボルslに対する受信SNRγlを下記の式10にて定義する。式10の||a||は、ベクトルaのユークリッドノルムを示す。求められた受信SNRγlを大きい順に順序付けし、それをrank1≦l≦Lという変数に置き換える。rankが最大のSNRに対応し、rankが最小のSNRに対応する。このランキングに従って、QR分解前に置換チャネル行列H1,H2の列を制御する。一例として、L=M=4で、サブグループ毎のシンボル数を同一とする場合に、下記の4パターンAGS1,AGS2,AGS3,AGS4の何れかが選択される。AGS1は、srankとsrankを一つのグループ、srankとsrankを他のグループへ分割する方法である。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。AGS2は、srankとsrankを一つのグループ、srankとsrankを他のグループへ分割する方法である。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。AGS3は、srankとsrankを一つのグループ、srankとsrankを他のグループへ分割する方法である。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。AGS4は、ランキングを考慮しないものである。この場合の置換チャネル行列は、下記に示すものとなる。この発明の一実施の形態についてさらに説明する。図6は、一実施の形態の処理の流れを示すものである。最初のステップST1において、チャネル推定部14によって伝搬路の品質が計算され、チャネル応答行列が求められる。次のステップST2において、適応グループ制御がなされる。すなわち、上述したようなAGS1~AGS4の何れかによってGr個のサブグループが形成される。サブグループ毎に処理ST31,ST32,,ST3Grがなされる。すなわち、各サブグループ毎に、QR分解処理、共役転置行列QHを受信シンボルに対して乗算する処理、直交化ベクトルに対するローカル検出処理が順になされる。ローカル検出処理は、階層型検出以外のMLD等も可能である。図7に示すように、QHを受信シンボルに対して乗算する処理は、その行列構造から、個々のサブグループ毎に計算する必要はなく、全体で1回の乗算で行うことも可能となる。階層型検出アルゴリズムについて、Mアルゴリズムとspheredecodingスフィアデコーディングの例について説明する。上述したように、一実施の形態では、サブグループ毎に階層型検出を行っているが、ここでは、アルゴリズム自体の説明を簡素化するために、サブグループ分割を行っていない場合について説明する。送信アンテナ数をLとする。QR分解処理、共役転置行列QHを受信シンボルに対して乗算する処理は、アルゴリズムによらず、共通である。QH乗算後の受信シンボルベクトルzは、下記のものとなる。式11のzLのみに注目すると、下記の式になっていることが分かる。つまり、1つの送信シンボルsLのみにより構成されている。そこで、このzLについて送信シンボルレプリカsL^送信シンボルレプリカ数をSとおく。例えばQPSKならば、S=4、16QAMならば、S=16を用いてメトリックを計算する。このメトリックμLuは次式によって計算される。但し、式13の右辺の2乗はなくても問題はない。ここで、このメトリックμLuの内の値の小さいものから順にSL≦S個選択し、それらを累積メトリックΛLν1≦ν≦SLとする。次に、式11のzL1に注目すると、下記の式になっていることが分かる。ここで、sLについては、式13でメトリックを計算しているので、ここでは、sL1に対するメトリックμL1u1≦u≦SSLを次式により計算する。ここでまた、このメトリックμL1uの内の値の小さいものから順にSL1個選択し、それらを累積メトリックΛL1ν1≦ν≦SL1とする。Mアルゴリズムでは、同様の計算をzlまで繰り返す。途中のzlにおけるメトリックμlu1≦u≦SSL1は、下記の式に示すものとなる。ここで、spv^はΛl1νの計算に用いられる送信アンテナpからの送信シンボルレプリカである。メトリックの計算がzlまで終了したら、そのメトリックにしたがって最終的な送信シンボルの硬判定値あるいは軟判定値を出力する。上述したMアルゴリズムの処理の基本的なフローチャートを図8に示す。ステップST11において、変数lがLに設定される。ステップST12において、メトリックμLuが計算される。ステップST13において、メトリックμLuの内の値の小さいものから順にSL≦S個選択し、それらを累積メトリックとする。ステップST14において、l=1かどうかが判定される。そうでない場合には、ステップST15において、lの値が-1デクリメントされ、ステップST12メトリックの計算に処理が戻る。ステップST14において、l=1と判定されると、メトリックの計算が終了する。ステップST16において、計算されたメトリックに対する硬判定値あるいは軟判定値を出力する。次に、spheredecodingスフィアデコーディングについて説明する。spheredecodingは、ある半径Cの球体を用いて、MLDにおける送信シンボル候補点数を削減するアルゴリズムである。受信シンボル点から球体Cの内部にある送信シンボル候補のみについてメトリックを計算する。送信シンボル候補ベクトルをs^とすると、球体C内にシンボル候補が存在するということは、下記の式17を満たすこととなる。式17を展開すると、下記の式18となる。sL^に注目すると、式18を成立させるためには、下記の式19が成立しなければならない。したがって、下記の式20を成立させるsL^を選択する。さらに、式18を成立させるためには、下記の式21も成立しなければならない。ここで、sL^については、式20で既に候補が選択されているため、式21からはsL1^に着目して候補を選択する。すなわち、下記の式22を満たすsL1^を選択する。以上の計算をsl^まで繰り返して行う。途中のsl^に注目すると、下記の式23を成立させるs1^を選択することとなる。なお、繰り返し候補を選択する際に、球体の半径を繰り返し毎に変更することも可能である。すなわち、CをClと置き換える。s1^までの処理が終了したら、選択された送信シンボル候補から硬判定値あるいは軟判定値を出力する。上述したspheredecodingの処理の基本的なフローチャートを図9に示す。ステップST21において、変数lがLに設定される。ステップST22において、球体の半径Cが設定される。ステップST23において、球体内の送信シンボル候補を選択する。ステップST24において、l=1かどうかが判定される。そうでない場合には、ステップST25において、lの値が-1デクリメントされ、ステップST22球体の半径の設定に処理が戻る。ステップST24において、l=1と判定されると、メトリックの計算が終了する。ステップST26において、計算されたメトリックに対する硬判定値あるいは軟判定値を出力する。上述したこの発明の一実施の形態のシンボル復号部の演算量を評価した結果パケット当たりに必要な実数乗算回数を表1に示す。表1には、QPSKの場合と、16QAMの場合とに関して、複数の信号検出アルゴリズムに関して演算量が示されている。ZFと、MLDと、QRM-MLDと、Multi-QRD-GDパイロットシンボルを用いる推定法を用いる。パイロットシンボル数が2であり、1シンボル当たりで2送信アンテナのパイロットを含むものとする。同期系については理想状態を仮定する。チャネルモデルは指数減衰24波レイリーフェージング、パス間隔62.5nsec、最大遅延時間1437.5nsec、遅延スプレッド360nsecとする。最大ドップラ周波数は10Hzとし、準静的環境を想定する。図10は、この発明の一実施の形態におけるAGSの効果を示す。QPSKの場合、AGS1と3が他に比べてBER=105において、0.7dB程度のEb/No改善を示している。これは、受信SNRが大きいシンボルとこれが小さいシンボルとを同じグループとすることによって、SNRが小さいシンボルの検出精度向上させることができるからである。16QAMの場合もAGS1が最も良いBERを示している。図11は、Mアルゴリズムにおけるステージ毎の生き残りパス数Slの効果を示している。QPSKの場合、そもそも信号点数Sが4と小さいために、1つでもパス数を減らすと、BERの劣化が大きいことが分かる。一方、16QAMの場合は、生き残りパス数の削減によるBERの劣化がQPSKほど大きくはない。特に、Sl=16とSl=14のBERはほぼ近い特性となっている。図12は、QPSKの場合のBERを比較している。QPSKの場合は、Multi-QRD-GD一実施の形態はQRM-MLDと比較してBER=105において、0.5dB程度のEb/No劣化を生じている。QPSKの場合は、QRM-MLDにおけるMアルゴリズムの誤差伝搬が小さく、ダイバーシチ利得の効果があるため良い特性となっている。但し、前述したように、演算量は、Multi-QRD-GDの方が10程度小さい。図13は、16QAMの場合のBERを比較している。16QAMの場合は、演算量はMulti-QRD-GDが小さいにもかかわらず、BER特性はQRM-MLDと比較して同等、もしくはMulti-QRD-GDが優れている。これは、QRM-MLDの場合はMアルゴリズムでの誤差伝搬があるため、ダイバーシチ利得をもってしてもその伝搬の影響をカバーできていないためである。一方、Multi-QRD-GDはグループ分割によるダイバーシチ利得の減少があるものの、Mアルゴリズム内での誤差伝搬の影響が小さいために、BER劣化が小さい。以上、この発明の実施の形態について具体的に説明したが、この発明は、上述の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の技術的思想に基づく各種の変形が可能である。例えばサブグループ数とサブグループ毎のシンボル数については、上述した一実施の形態の例に限定されるものではない。送信アンテナ数をL、分割するサブグループ数をGr、サブグループg内の送信シンボル数をNgとして、サブグループの分割方法について説明する。サブグループ数Grと送信アンテナ数Lとの関係は、Gr≦Lとなる。QR分解の回数は、サブグループ数Grと一致する。任意の送信アンテナlから送信されたシンボルslは2以上のサブグループに所属することも可能である。したがって、ΣNg=Lに限らず、ΣNg≧Lとすることも可能である。Σは、g=1からGrまでの合計をとることを意味する。この場合、slに対する出力が複数のローカル検出器から出力されるので、これらの出力を選択または合成する。この方法は、演算量が増加するが、ローカル検出器の出力について選択/合成ダイバーシチ効果を得ることができる。また、OFDMのようなマルチキャリア伝送方式に限らず、狭帯域シングルキャリア伝送方式とSDMを組み合わせた通信システム、周波数領域等化を用いる広帯域シングルキャリア伝送方式とSDMを組み合わせた通信システムなどへの応用も可能である。"