第1の電圧が印加される第1の端子と、前記第1の電圧とは異なる第2の電圧が印加される第2の端子と、前記第1及び第2の端子間に並列に接続され、ゲートに同じ電圧が印加され、それぞれ異なるディメンジョンを有する複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタと前記第2の端子との間に接続される抵抗と、前記抵抗と前記第1の端子との間で前記複数のトランジスタと直列に接続され、前記複数のトランジスタのいずれかに、前記第1の端子を介して選択的に出力電流を出力させる選択回路と、を備える、電流源回路。前記選択回路は、前記複数のトランジスタのそれぞれと直列接続される複数のスイッチ素子を備え、前記複数のスイッチのいずれかのみがオンとなることを特徴とする、請求項1に記載の電流源回路。前記複数のスイッチのいずれかのみをオンにする制御回路をさらに備えることを特徴とする、請求項2に記載の電流源回路。前記第1の端子と接続されるカレントミラー回路を更に備え、前記カレントミラー回路は、電源と前記第1の端子との間に接続される、ダイオード接続された第1のトランジスタと、ゲートが前記第1のトランジスタのゲートと接続され、前記出力電流を出力する第2のトランジスタと、を備えることを特徴とする、請求項1乃至3のいずれか一項に記載の電流源回路。前記制御回路は、前記カレントミラー回路から前記出力電流の供給を受ける負荷回路の温度依存性を監視し、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最適になるものに選択的に電流を流すことを特徴とする、請求項4に記載の電流源回路。前記制御回路は、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最適になるものと接続する前記スイッチのみをオンにすることを特徴とする、請求項5に記載の電流源回路。前記制御回路は、前記出力端子を介して電流の供給を受ける負荷回路の温度依存性を監視し、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最小になるものに選択的に電流を流すことを特徴とする、請求項5又は6に記載の電流源回路。前記制御回路は、前記複数のトランジスタのうちで前記負荷回路の温度依存性が最小になるものと接続する前記スイッチのみをオンにすることを特徴とする、請求項7に記載の電流源回路。前記抵抗は、直列接続された複数の抵抗素子からなり、前記複数のトランジスタの他端のそれぞれは、異なる数の前記抵抗素子を介して、前記第2の端子と接続されることを特徴とする、請求項1乃至8のいずれか一項に記載の電流源回路。前記複数のトランジスタの他端と前記第2の端子との間に接続される前記抵抗素子の数は、接続される前記トランジスタのディメンジョンが小さいほど少ないことを特徴とする、請求項9に記載の電流源回路。前記抵抗は、電流が流れる前記トランジスタに応じて抵抗値が変化する可変抵抗であることを特徴とする、請求項1乃至8のいずれか一項に記載の電流源回路。前記可変抵抗の抵抗値は、電流が流れる前記トランジスタのディメンジョンが小さいほど小さくなることを特徴とする、請求項11に記載の電流源回路。前記制御回路は、選択する前記スイッチ素子に応じて、前記可変抵抗の抵抗値を変化させることを特徴とする、請求項11又は12に記載の電流源回路。請求項1乃至13に記載の前記電流源回路の出力端子に前記負荷回路を接続し、前記複数のトランジスタのいずれかに選択的に電流を流すことにより、前記負荷回路に電流を供給し、前記負荷回路を調整することにより、前記負荷回路の第1の温度における出力特性を目標値に調整し、前記負荷回路の第2の温度における出力特性を測定し、前記目標値と前記第2の温度における出力特性とを比較し、予め取得してある前記複数のトランジスタのそれぞれの温度依存性を参照し、前記目標値と前記第2の温度における出力特性との差を最小化できる前記トランジスタに選択的に前記出力電流を出力させることを特徴とする、電流源回路の調整方法。前記目標値と前記第2の温度における出力特性との差を最小化できる前記トランジスタに選択的に前記出力電流を出力させた状態で、前記負荷回路の出力特性を前記目標値に調整することを特徴とする、請求項14に記載の電流源回路の調整方法。前記負荷回路は発振回路であり、前記出力特性は発振周波数であることを特徴とする、請求項14又は15に記載の電流源回路の調整方法。発明者は上述の定電流源回路400には、以下の問題点が有ることを見出した。上述の定電流源回路400では、正の温度係数を有する電流源及び負の温度係数を有する電流源の、2種類の電流源が必要なため、製造コストが高くなってしまう。以下、その理由について述べる。任意の温度係数を有する定電流源を実現するには、抵抗素子の温度依存性を利用して定電流源の温度係数を設定する。抵抗素子の温度依存性を利用して適度な温度係数を有する定電流源を得る場合には、半導体集積回路の製造プロセスにおいて、異なる温度依存性を有する2種類の抵抗素子を作製する必要がある。これにより、拡散工程が増加し、製造コストの増大を招いてしまう。本発明の一態様である電流源回路は、第1の電圧が印加される第1の端子と、前記第1の電圧とは異なる第2の電圧が印加される第2の端子と、前記第1及び第2の端子間に並列に接続され、ゲートに同じ電圧が印加され、それぞれ異なるディメンジョンを有する複数のトランジスタと、前記複数のトランジスタと前記第2の端子との間に接続される抵抗と、前記抵抗と前記第1の端子との間で前記複数のトランジスタと直列に接続され、前記複数のトランジスタのいずれかに、前記第1の端子を介して選択的に出力電流を出力させる選択回路と、を備えるものである。本発明の一態様である電流源回路は、選択回路により、当該電流源回路が電流を供給する対象である負荷回路の温度依存性を相殺するトランジスタを選択する。よって、負荷回路の温度依存性は、選択された電流源回路の出力電流の温度依存性により相殺される。その結果、負荷回路の温度依存性を低減できる。本発明によれば、負荷回路の温度依存性を低減することができる電流源回路を提供することができる。以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。まず、本発明の実施の形態にかかる電流源回路が奏する作用効果を理解するための前提として、定電流源回路から定電流の供給を受ける発振回路の動作について説明する。図1は、定電流源回路から定電流の供給を受ける発振回路の構成例を示すブロック図である。図1に示すように、発振回路20は、定電流源回路10から電流供給を受ける。また、発振回路20は、周波数調整回路30により発振周波数が決定される。定電流源回路10は、PチャネルMOSトランジスタMPa1及び定電流源Icにより構成される。PチャネルMOSトランジスタMPa1のソースには、電源電圧VDDが供給される。PチャネルMOSトランジスタMPa1のドレインは、定電流源Icを介してグランドと接続される。PチャネルMOSトランジスタMPa1のゲートは、ドレインと接続される。発振回路20は、PチャネルMOSトランジスタMPb1及びMPb2、NチャネルMOSトランジスタMNb1及びMNb2、容量C1及びC2、増幅器AMP1及びAMP2、ORブロックOR11、OR12、OR21及びOR22、インバータINV1及びINV2により構成される。PチャネルMOSトランジスタMPb1のソースには、電源電圧VDDが供給される。PチャネルMOSトランジスタMPb1のドレインは、NチャネルMOSトランジスタMNb1のドレイン及び増幅器AMP1の非反転入力端子と接続される。また、PチャネルMOSトランジスタMPb1のドレインは、容量C1を介して、グランドと接続される。NチャネルMOSトランジスタMNb1のソースは、グランドと接続される。増幅器AMP1の反転入力端子には、周波数調整回路30から周波数調整信号が供給される。増幅器AMP1の出力端子は、ORブロックOR11の一方の入力端子と接続される。PチャネルMOSトランジスタMPb2のソースには、電源電圧VDDが供給される。PチャネルMOSトランジスタMPb2のドレインは、NチャネルMOSトランジスタMNb2のドレイン及び増幅器AMP2の非反転入力端子と接続される。また、PチャネルMOSトランジスタMPb2のドレインは、容量C2を介して、グランドと接続される。NチャネルMOSトランジスタMNb2のソースは、グランドと接続される。増幅器AMP2の反転入力端子には、周波数調整回路から周波数調整信号が供給される。増幅器AMP2の出力端子は、ORブロックOR21の一方の入力端子と接続される。ORブロックOR11の出力は、ORブロックOR12の一方の入力端子及びORブロックOR21の他方の入力端子と接続される。ORブロックOR21の出力は、ORブロックOR22の一方の入力端子及びORブロックOR11の他方の入力端子と接続される。ORブロックOR12の出力は、インバータINV1の入力端子及びORブロックOR22の他方の入力端子と接続される。ORブロックOR22の出力は、インバータINV2の入力端子及びORブロックOR12の他方の入力端子と接続される。インバータINV1の出力端子は、出力信号OUT及びNチャネルMOSトランジスタMNb2のゲートと接続される。インバータINV2の出力端子は、NチャネルMOSトランジスタMNb1のゲートと接続される。PチャネルMOSトランジスタMPb1のゲートは、定電流源回路10のPチャネルMOSトランジスタMPa1のゲートと接続される。すなわち、PチャネルMOSトランジスタMPb1及びMPa1は、カレントミラーを構成する。従って、NチャネルMOSトランジスタMNb1、容量C1及び増幅器AMP1の非反転入力端子に、定電流源Icの出力電流と同じ値の電流が供給される。また、PチャネルMOSトランジスタMPb2のゲートは、定電流源回路10のPチャネルMOSトランジスタMPa1のゲートと接続される。すなわち、PチャネルMOSトランジスタMPb2及びMPa1は、カレントミラーを構成する。従って、NチャネルMOSトランジスタMNb2、容量C2及び増幅器AMP2の非反転入力端子に、定電流源Icの出力電流と同じ値の電流が供給される。上述の構成により、発振回路20は、容量C1及びC2を相補的に充放電することにより、発振動作を行う。充放電のタイミングは、増幅器AMP1及びAMP2の反転入力端子に供給される周波数調整信号により決定される。周波数調整回路30は、抵抗Roと複数のスイッチSWb1~SWbmmは、2以上の整数により構成される。複数のスイッチSWb1~SWbmは、いずれかがオンとなることにより、異なる電圧を周波数調整信号として出力する。発振回路20のような発振回路では、容量の充放電を利用して発振動作を行う。そのため、容量の充放電の速度が変化してしまうと、発振周波数が変動してしまう。そのため、図1に示すように、温度変化に依存せず一定値の電流を出力する定電流源回路10により、容量の充放電の速度を安定化する手法が用いられる。しかしながら、供給される電流を一定にしたとしても。発振回路20自体の温度特性のため、温度変化に依存して発振周波数は変化してしまう。図2は、一定の電流を供給した場合における発振回路の発振周波数の変動の例を示すグラフである。図2に示す例では、温度上昇に伴って、発振周波数が低下することが示されている。実施の形態1実施の形態1にかかる電流源回路100について説明する。電流源回路100は、上述のような発振回路のなどの負荷回路の温度依存性を低減する。換言すれば、電流源回路100は、負荷回路に出力する電流値の温度依存性により、負荷回路の温度依存性を相殺する。図3は、実施の形態1にかかる電流源回路100の構成を示す回路図である。電流源回路100は、図3に示すように、NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnnは、2以上の整数、選択回路1、抵抗R1、制御回路2を有する。尚、図3では、図面の簡略化のため、NチャネルMOSトランジスタMN1~MN3及びMNnのみを表示している。選択回路1は、スイッチSW1~SWnにより構成される。スイッチSW1~SWnには、例えばNチャネルMOSトランジスタを使用する。図3では、図面の簡略化のため、スイッチSW1~SW3及びSWnのみを表示している。NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのドレインは、出力端子3と接続される。NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのソースは、それぞれスイッチSW1~SWnのドレインと接続される。NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのゲートには、定電圧入力端子4を介して、定電圧Viが供給される。NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnは、それぞれディメンジョンが異なる。ここで、MOSトランジスタのディメンジョンとは、ゲート幅Wをゲート長Lで除した値である、W/Lを意味する。特に断らない限り、以下において、ディメンジョンは同様の意味を示す。本実施の形態では、NチャネルMOSトランジスタMN1が最大のディメンジョンを有し、NチャネルMOSトランジスタMNnへ向かうに連れて、ディメンジョンは小さくなる。スイッチSW1~SWnのソースは、抵抗R1及び端子5を介して、グランドと接続される。スイッチSW1~SWnのそれぞれのゲートには、制御回路2から制御信号Con1~Connが供給される。続いて、電流源回路100の動作について説明する。まず、定電圧入力端子4に、定電圧Viが供給される。ここで、定電圧Viは、温度に依存することなく一定値に保たれる電圧であり、例えばバンドギャップ電圧を用いることが可能である。制御回路2は、制御信号Con1~Connのいずれか1本をハイにする。これにより、NチャネルMOSトランジスタであるスイッチSW1~SWnのいずれか1つがオン状態となる。以下では、スイッチSW1がオン状態になった場合について説明する。この場合、NチャネルMOSトランジスタMN1のソースの電圧Vsは、定電圧ViとNチャネルMOSトランジスタMN1のゲート-ソース間電圧Vgsとを用いて、以下の式1で表される。スイッチSW1がオン状態であるため、スイッチSW1のドレイン及びソースは同じ電圧Vsとなる。よって、抵抗R1の抵抗値をRとすると、抵抗R1には、以下の式2で表される定電流Iが流れる。また、NチャネルMOSトランジスタMN1に流れる電流Idsは、定電流Iと等しいので、電流Idsは、式1及び式2より、以下の式3で表される。すなわち、定電圧Vi及び抵抗値Rは一定であるので、NチャネルMOSトランジスタMN1に流れる電流Idsは、ゲート-ソース間電圧Vgsに依存して変動する。なお、スイッチSW2~SWnのいずれかがオン状態となった場合でも、NチャネルMOSトランジスタMN2~MNnは、上述のNチャネルMOSトランジスタMN1の動作と同様の動作することは言うまでもない。ここで、NチャネルMOSトランジスタの静特性のディメンジョン依存性について説明する。まず、ディメンジョンが大きい場合について説明する。図4は、ディメンジョンが大きい場合のNチャネルMOSトランジスタのゲート-ソース間電圧Vgsと電流Idsの関係を示すグラフである。特性F31は、低温時の静特性を示す。特性F32は、常温時の静特性を示す。特性F33は、高温時の静特性を示す。図4に示すように、温度が高くなるに従い、同じ電流Iaを流すのに要するゲート-ソース間電圧Vgsは小さくなる。なお、ここでいう常温は、基準となる温度を示し、例えば25°Cである。また、低温は常温に対して低い温度を示し、高温は常温に対して高い温度を示す。すなわち、常温、低温及び高温は、それぞれ相対的な温度の高低関係を示すに過ぎず、特定の温度を示すものではない。常温、低温及び高温の意味は、以下においても同様である。次いで、ディメンジョンが小さい場合について説明する。図5は、ディメンジョンが小さい場合のNチャネルMOSトランジスタのゲート-ソース間電圧Vgsと電流Idsの関係を示すグラフである。特性F34は、低温時の静特性を示す。特性F35は、常温時の静特性を示す。特性F36は、高温時の静特性を示す。図5に示すように、温度が高くなるに従い、同じ電流Iaを流すのに要するゲート-ソース間電圧Vgsは大きくなる。すなわち、NチャネルMOSトランジスタの静特性の温度依存性は、ディメンジョンの大きさにより変化する。また、図4及び図5に示すように、ディメンジョンの大きさの違いにより、静特性の温度依存性を逆転させることも可能である。続いて、ディメンジョンの異なるNチャネルMOSトランジスタMN1~MNnに同一のゲート電圧を印加した場合の、電流値の温度依存性の相違について説明する。以下では、3種類のディメンジョンについての比較を示す。なお、ここでは、製造によるばらつきの影響を除外するため、製造条件の中心条件において製造されたNチャネルMOSトランジスタを想定する。ここで、NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのモビリティKnを100[μA/V2]、NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのゲート-ソース間電圧VgsとNchMOSトランジスタのしきい値電圧Vtnとの差Vgs-Vtnを0.5[V]、NチャネルMOSトランジスタに流れる電流Idsを2.5[μA]とする。また、抵抗R1の抵抗値を200[KΩ]とする。抵抗R1には電流Idsが流れるので、抵抗R1に印加される電圧は0.5[V]=2.5[μA]×200[KΩ]となる。以後、抵抗R1に印加される0.5[V]をセンター値と称する。しかしながら、製造プロセスに起因する製造ばらつきにより、NチャネルMOSトランジスタの特性にはばらつきが生じる。ここでは、製造ばらつきに起因するNチャネルMOSトランジスタのゲート-ソース間電圧のばらつき範囲を、センター値0.5[V]±0.1[V]とする。以上の条件下で、製造ばらつきが生じても、同じ電流を流すことができるNチャネルMOSトランジスタのディメンジョンを求める。すなわち、NチャネルMOSトランジスタのゲート-ソース間電圧Vgsが0.5[V]センター値、0.6[V]センター値0.1[V]、0.4[V]センター値-0.1[V]の場合に、同じ電流を流すことができるNチャネルMOSトランジタのディメンジョンを求める。一般的に、MOSトランジスタの電流Idsは、以下の式4で表される。式4より、式5が得られる。まず、センター値におけるディメンジョンW/Lcを計算する。センター値はVgs-Vtn=0.5[V]であるので、ディメンジョンW/Lcは式6で表される。次いで、ゲート-ソース間電圧Vgsがセンター値-0.1[V]の場合のディメンジョンW/L-を計算する。Vgs-Vtn=0.4[V]であるので、ディメンジョンW/L-は式7で表される。最後に、ゲート-ソース間電圧Vgsがセンター値0.1[V]の場合のディメンジョンW/Lを計算する。Vgs-Vtn=0.6[V]であるので、ディメンジョンW/Lは式8で表される。ここで、ゲート幅Wを1[μm]に固定すると、式6、7及び8より、ゲート長Lは、以下の値となる。ゲート-ソース間電圧Vgsがセンター値の場合のゲート長Lcは、式6より、以下の式9で表される。ゲート-ソース間Vgsがセンター値-0.1[V]の場合のゲート長L-は、式7より、以下の式10で表される。ゲート-ソース間Vgsがセンター値0.1[V]の場合のゲート長Lは、式8より、以下の式11で表される。図6は、ディメンジョンが異なるNチャネルMOSトランジスタの出力電流の温度依存性に関するシミュレーションを示すグラフである。図6では、特性線F41は、ディメンジョンが0.139である場合のNチャネルMOSトランジスタの温度依存性を示す。特性線F42は、ディメンジョンが0.2である場合のNチャネルMOSトランジスタの温度依存性を示す。特性線F43は、ディメンジョンが0.313である場合のNチャネルMOSトランジスタの温度依存性を示す。図6に示すように、NチャネルMOSトランジスタのディメンジョンを変えることで、出力電流の温度依存性が正の傾きF43から負の傾きF41に変化する。従って、NチャネルMOSトランジスタのディメンジョンを変化させることにより、出力電流の温度依存性を調整できることが理解できる。すなわち、電流源回路100は、選択するNチャネルMOSトランジスタを替えることで、出力電流の温度依存性を適宜調整することが可能である。続いて、電流源回路100が発振回路などの負荷回路に電流を供給する場合の、出力電流の温度依存性の調整方法について説明する。図7は、電流源回路100が発振回路20に電流を供給する場合の接続関係を示す回路図である。図7では、図1の定電流源回路10の代わりに、電流源回路100を発振回路20と接続している。また、図7では、調整処理制御部40及び記憶部50が追加されている。電流源回路100の出力端子は、PチャネルMOSトランジスタMPa1のドレインと接続される。PチャネルMOSトランジスタMPa1のソースには、電源電圧が供給される。また、電流源回路100の出力端子は、PチャネルMOSトランジスタMPa1、MPab1及びMPb2のゲートと接続される。すなわち、PチャネルMOSトランジスタMPa1とPチャネルMOSトランジスタMPb1とは、カレントミラー回路を構成する。また、PチャネルMOSトランジスタMPa1とPチャネルMOSトランジスタMPb2とは、カレントミラー回路を構成する。従って、電流源回路100とこれらのカレントミラー回路が一体として、電流源回路として機能することができる。図7に示すその他の構成は、図1に示す構成と同様であるので、説明を省略する。図8は、電流源回路100が発振回路に電流を供給する場合の温度依存性の調整方法を示すフローチャートである。まず、調整開始の前準備として、電流源回路100のNチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのそれぞれを選択した場合の発振回路20の発振周波数の温度依存性を把握しておく。温度依存性の把握は、シミュレーションや実デバイスのサンプル評価などにより行うことが可能である。準備が整っていることを確認し、調整を開始するステップS50。まず、温度を高温に設定するステップS51。調整処理制御部40は、制御信号Con_Sにより、電流源回路100のNチャネルMOSトランジスタMN1~MNnのいずれか1つに、選択的に電流を流す。具体的には、調整処理制御部40が制御回路2を制御することにより、スイッチSW1~SWnのいずれか1つのみを選択的にオンにするステップS52。次いで、調整処理制御部40は、発振回路20の出力信号OUTの周波数を監視する。その後、記憶部50から、発振回路20の目標周波数を読み込む。そして、制御信号Con_fにより周波数調整回路30を調整し、発振回路20の発振周波数を目標周波数に設定するステップS53。調整処理制御部40は、電流を流しているNチャネルMOSトランジスタがいずれであるかすなわち、どのスイッチをオンにしているか及び測定した発振回路20の発振周波数を、記憶部50に記憶するステップS54。次いで、温度設定を常温に変更するステップS55。そして、調整処理制御部40は、発振回路20の発振周波数を測定するステップS56。その後、調整処理制御部40は、記憶部50に記憶された高温時の発振周波数ステップS54で記憶された発振周波数と常温時の発振周波数ステップS56で測定された発振周波数とを比較し、発振周波数の温度依存性を算出するステップS57。次いで、発振周波数の調整が可能であるかを判定する。具体的には、電流源回路100のNチャネルMOSトランジスタMN1~MNnを選択し直すことにより、発振周波数の温度依存性を低減できるか否かを判断するステップS58。なお、NチャネルMOSトランジスタMN1~MNnを選択した場合の発振回路20の発振周波数の温度依存性に関する情報は、例えば記憶部50に格納され、調整処理制御部40は記憶部50に格納された情報を参照することで、上述の比較を行うことが可能である。発振周波数の温度依存性を低減できるNチャネルMOSトランジスタが存在しない場合には、調整処理制御部40は調整処理を中止するステップS63。発振周波数の温度依存性を低減できるNチャネルMOSトランジスタが存在する場合には、調整処理制御部40は、適切なNチャネルMOSトランジスタに選択的に電流を流す。具体的には、調整処理制御部40が制御回路2を制御することにより、適切なNチャネルMOSトランジスタに接続するスイッチを選択的にオンにするステップS52。この状態で、調整処理制御部40は、発振回路20の発振周波数を測定し、測定した発振周波数が目標周波数と一致するかを判定するステップS60。測定した発振周波数が目標周波数と一致する場合には、調整処理を終了するステップS61。測定した発振周波数が目標周波数と一致しない場合には、調整処理制御部40は、制御信号Con_fにより周波数調整回路30を調整し、発振回路20の発振周波数を目標周波数に設定しステップS62、調整処理を終了するステップS61。なお、ステップS62における発振周波数の調整要領は、ステップS53と同様であるので、説明を省略する。上述の本構成及び調整方法によれば、電流源回路100のNチャネルMOSトランジスタの選択を変更するだけで、発振回路20の発振周波数の温度依存性を低減することが可能である。図9は、電流源回路100を用いた場合の発振周波数の温度依存性を示すグラフである。図2では約1.5の周波数変動が有るのに対し、図9では周波数変動が約0.5まで低減される。従って、本構成及び調整方法によれば、発振回路20の周波数変動を効果的に低減することが可能である。なお、本実施の形態では、電流源回路100が発振回路20に電流を供給する例について説明したが、電流源回路100が電流を供給する回路は発振回路に限られない。すなわち、発振回路以外の、周囲温度に応じて出力特性が変化する任意の負荷回路の温度依存性を低減することが可能である。従って、本構成及び調整方法によれば、負荷回路の温度依存性を低減することができる電流源回路及びその制御方法を提供することができる。また、本構成によれば、単一の電流源回路100で、異なる温度依存性を有する負荷回路に対応することが可能である。そのため、対象となる負荷回路ごとに電流源回路を設計する必要がない。さらに、本構成によれば、NチャネルMOSトランジスタの設置数及びディメンジョンの変化幅は、設計時に任意に設定することができる。例えば、負荷回路の温度依存性を細かく調整する必要が有る場合でも、ディメンジョンの変化幅を小さく設定するだけで、細やかな調整を容易に実現することができる。実施の形態2次に、実施の形態2にかかる電流源回路200について説明する。図10は、実施の形態1にかかる電流源回路200の構成を示す回路図である。電流源回路200は、図9に示すように、電流源回路100の抵抗R1を抵抗Rsに置き換えた構成を有する。抵抗Rsは、直列接続された抵抗素子Rs1~Rsnにより構成される。スイッチSW1~SWnのソースは、それぞれ抵抗素子Rs1~Rsnの低電位側と接続される。電流源回路200のその他の構成は、電流源回路100と同様であるので、説明を省略する。電流源回路100では、抵抗R1の抵抗値が一定であるので、NチャネルMOSトランジスタのディメンジョンが変わると、流れる電流の絶対値が変化してしまう。これに対し、電流源回路200は、NチャネルMOSトランジスタのディメンジョンが変わると、抵抗Rsとの接続位置が変わるので、作用する抵抗値が変化する。これにより、ディメンジョンの変化に応じた抵抗値を選択することが可能になる。その結果、ディメンジョンによらず、各NチャネルMOSトランジスタの常温での電流値をほぼ同一にすることができる。続いて、電流源回路200におけるNチャネルMOSトランジスタのディメンジョンに応じた抵抗値の決定方法の例を説明する。例えば、実施の形態1におけるように、ディメンジョンが0.139、0.2及び0.313の場合について説明する。電流源回路200では、NチャネルMOSトランジスタNM1~MN3のディメンジョンがそれぞれ0.313、0.2、0.139であるものとする。ディメンジョンが0.2の場合、抵抗素子Rs2~Rsnの抵抗値は、上述のように、200[KΩ]である。ディメンジョンが0.313の場合、ゲート-ソース間電圧Vgsは、センター値-0.1Vである。よって、抵抗素子Rs1~Rsnに印加される電圧は、センター値より0.1[V]大きい、0.6[V]である。この状態で、電流値を2.5[μA]に維持するには、抵抗Rs1~Rsnの抵抗値は、240[KΩ]となる。ディメンジョンが0.139の場合、ゲート-ソース間電圧Vgsは、センター値0.1Vである。よって、抵抗Rs3~Rsnに印加される電圧は、センター値より0.1[V]小さい、0.4[V]である。この状態で、電流値を2.5[μA]に維持するには、抵抗素子Rs3~Rsnの抵抗値は、160[KΩ]となる。図11は、電流源回路200の出力電流の温度依存性に関するシミュレーションを示すグラフである。図10では、特性線F44は、ディメンジョンが0.139である場合のNチャネルMOSトランジスタの温度依存性を示す。特性線F45は、ディメンジョンが0.2である場合のNチャネルMOSトランジスタの温度依存性を示す。特性線F46は、ディメンジョンが0.313である場合のNチャネルMOSトランジスタの温度依存性を示す。図10に示すように、電流源回路200では、異なるディメンジョンのNチャネルMOSトランジスタを選択したとしても、直列接続される抵抗素子の数を変化させることにより、常温における電流値が一定となる。従って、負荷回路の温度依存性の調整時に、電流値の絶対値が変動することを防止できる。具体的には、図8のステップS62を省略することが可能となる。実施の形態3次に、実施の形態3にかかる電流源回路300について説明する。電流源回路300は実施の形態2にかかる電流源回路200の変形例である。図12は、実施の形態3にかかる電流源回路300の構成を示す回路図である。電流源回路200は、図12に示すように、電流源回路200の抵抗Rsを可変抵抗Rvに置き換えた構成を有する。可変抵抗Rvは、制御回路2からの制御信号CON_Rvにより、抵抗値が制御される。スイッチSW1~SWnのソースは、可変抵抗Rv及び端子5を介して、グランドと接続される。電流源回路300のその他の構成は、電流源回路200と同様であるので、説明を省略する。電流源回路300は、制御回路2が、NチャネルMOSトランジスタを選択するとともに、可変抵抗Rvの抵抗値を選択したNチャネルMOSトランジスタのディメンジョンに応じた値に調整する。すなわち、電流源回路300は、電流源回路200と同様に、異なるディメンジョンのNチャネルMOSトランジスタを選択したとしても、常温における電流値を一定にすることができる。すなわち、本構成によれば、電流源回路200と同様の作用効果を奏する電流源回路を提供することができる。また、電流源回路300は、電流源回路200と比べて、NチャネルMOSトランジスタと可変抵抗Rvとの間の配線を簡略化することができる。そのため、省面積化及び低コスト化の面で有利である。なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、上述の実施の形態1~3において、NチャネルMOSトランジスタNM1~NMnと選択回路1の接続位置を入れ換えることが可能である。NチャネルMOSトランジスタNM1~NMnは、PチャネルMOSトランジスタに置換することも可能である。また、スイッチSW1~SWnも、NチャネルMOSトランジスタからPチャネルMOSトランジスタに置換できる。なお、Pチャネルトランジスタに置換する場合には、電源電圧VDDとグランドの位置が入れ替わる。スイッチSW1~SWnはMOSトランジスタに限らず、他のスイッチ素子を用いることが可能である。図8に示す電流源回路の調整方法において、設定温度を高温から常温に変更したが、これは一例である。よって、例えば、常温から高温、低温から常温、常温から低温、高温から低温、低温から高温の変更も可能である。実施の形態2にかかる電流源回路200の抵抗Rsの構成はあくまで一例であり、スイッチSW1~SWnに対する抵抗値を変更できるならば、他の構成とすることが可能である。