"センサシステムと間欠的な正弦波信号を生成し、該センサシステムに与える励振生成部と、該センサシステムの出力である振幅変調信号を復調する復調部と、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくとも前記期間の直前と直後のどちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器。該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをXとし、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される、該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをNとしたとき、該復調信号は、|X-N|の定数倍とされることを特徴とする請求項1記載の電子機器。該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答から算出される、該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをXとし、その直前および直後の該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答から算出される該正弦波の周波数成分の振幅と位相から求まるベクトルをそれぞれ、Y、Zとしたとき、該復調信号は、|X-M|の定数倍、ただしMはYとZとの平均ベクトル、とされることを特徴とする請求項1記載の電子機器。面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1乃至3いずれか一つに記載の電子機器を含む静電容量センサ。表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項4に記載の静電容量センサ。面抵抗体と、該面抵抗体に接続された、該面抵抗体に電圧を印加し、該面抵抗体に流れる電流を測定し出力する駆動検出回路とから構成されるセンサシステムとを有し、該面抵抗体と指示体とで形成されるキャパシタの静電容量を検出することで、指示体のタッチ状態もしくは座標を検出する、請求項1~3記載の電子機器を含むタッチパネル。表示装置を含み構成され、該表示装置の非アドレス期間に、該励振生成部が正弦波を出力する期間と、正弦波を出力しない期間とを有し、該正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、該正弦波を出力しない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする請求項1~3記載の電子機器、または請求項6記載のタッチパネル。演算増幅器と、該演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続された抵抗器と、該演算増幅器の反転入力端子に接続された導体と、間欠的な正弦波信号を生成し、該演算増幅器の非反転入力端子に与える励振生成部と、を有する、該導体の静電容量を検出する電子機器であって、該演算増幅器の出力である振幅変調信号を復調する復調部、を含み、該復調部は、該励振生成部が正弦波を出力した期間の該センサシステムの応答と、少なくともその直前直後どちらか一方の、該励振生成部が正弦波を出力していない期間の該センサシステムの応答との両者を用いて、復調信号を生成することを特徴とする電子機器。本発明に係る電子機器、静電容量センサ、タッチセンサ及びタッチパネルを実施することにより、以下の五点の効果を得ることができる。第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無タッチの有無に関わらず、正確にノイズを取得できることである。第二の効果は、正弦波を停波して取得したノイズの信号処理経路と、正弦波を与えて取得した真の信号ノイズの信号処理経路とは同一であるため、正確にノイズを取得できることである。第三の効果は、真の信号ノイズとノイズとのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一の周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。第四の効果は、前方ノイズ励振生成部が正弦波を出力する前の停波時に取得したノイズと後方ノイズ励振生成部が正弦波を出力した後の停波時に取得したノイズの平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して真の信号の近傍周波数のノイズを除去することができることである。第五の効果は、前方ノイズと後方ノイズの平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。本発明は、上記五点の効果により、外来ノイズに強く、S/Nの高いタッチパネル及び電子機器を提供することを可能とする。実施形態1本発明の静電容量センサについて説明する。一般的な静電容量センサは、背景技術で示したタッチパネルの機能から、位置の検出の機能を省くことで、その機能が実現される。位置の検出機能が省かれるため、面抵抗体の代わりに面導体、もしくは単に導体を用いることが可能である。構成図2に本発明の静電容量センサ100のブロック図を、図1に、本発明の静電容量センサを抽象化した、本発明の電子機器120のブロック図を示す。図2に示す静電容量センサ100は、図に記載したキャパシタCinの静電容量を検出するように構成されている。この静電容量センサは、キャパシタCinの静電容量及び励振を入力とし、キャパシタCinの静電容量に応じた信号を出力するセンサシステム101と、該励振を生成する励振生成部102と、励振生成部に接続された正弦波生成部103と、直流生成部104とを有する。センサシステムの出力は復調部105に入力され、この復調部により復調信号が生成される。励振生成部は間欠的な正弦波信号を生成する。間欠的な正弦波信号を生成する手段は、図2で例示したように、正弦波生成部103と、直流生成部104とを有し、これらを切り替える手段がある。しかし、この手段に限定されるものではない。他の手段として、例えば、DAコンバータを用いて、このDAコンバータに与えるデジタル信号が、間欠的な正弦波を離散化した信号であってもよい。センサシステムは、演算増幅器110と、その帰還路に挿入された抵抗Rfと、キャパシタCfとで構成され、さらに、演算増幅器110の出力電圧と励振電圧とを減算する加算器111を備える。この演算増幅器110を理想オペアンプと仮定し、センサシステム101に入力する励振の電圧をV1、センサシステムの出力電圧をV2とすると、このセンサシステムの周波数応答Hjωは、図から求まる回路方程式を解くことで、次式となる。ここで、ωは励振の角周波数、jは虚数単位をあらわす。上式より、このセンサシステムの振幅応答|Hjω|は、となる。数式3に示すように、このセンサシステム101の出力の振幅は、キャパシタCinの静電容量に比例する。また、このセンサシステムの出力は、その周波数が励振の周波数と一致し、その振幅は、キャパシタCinの静電容量に応じて変化するので、このセンサシステムは振幅変調システムということができる。図2を抽象化すると図1のように表される。ここでセンサシステムの入力Stは、電圧や電流といった電気信号のみならず、この実施形態で示したように静電容量とすることもできる。動作図3を参照し、本発明の静電容量センサの動作について説明する。励振生成部102は、図3の一番上の波形すなわち励振生成部出力電圧に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステム101に励振として供給する。この例では、正弦波の周波数を100kHzとする。センサシステムはこの励振およびキャパシタCinの静電容量に応答して、図3の2番目の波形すなわち、センサシステム出力電圧に示すように、電圧ftを出力する。励振生成部102が正弦波を出力している期間のセンサシステムの応答を、図のように、x1t,x2tとし、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧をz1t,z2tとする。数式3によると、励振生成部が停波の期間のセンサシステムの出力電圧の振幅はゼロとなる。しかし、実際はノイズが混入し、ゼロとならない。タッチセンサやタッチパネルなどの多くの場合、図2に示したキャパシタCinの静電容量は、指示体指と面抵抗体とで形成されるキャパシタの静電容量であり、キャパシタCinの一部を構成する面抵抗体には外来ノイズ電界の変化、静電容量結合性のノイズが容易に混入する。図3においてz1t,z2tがゼロでない理由は、このノイズの影響をあらわしているからである。外来ノイズが定常的な場合、励振が正弦波であるか、あるいは停波DCであるかにかかわらず外来ノイズが混入するため、x1t,x2tにも、ノイズは混入している。つまり、x1t,x2tには、真の信号にノイズの加わった信号真の信号ノイズが、z1t,z2tにはノイズのみが現れている。発明者らが見出した重要なことは、z1t,z2tは、キャパシタCinの静電容量に依存せず、外来ノイズをあらわすことである。つまり、タッチセンサやタッチパネルの場合、指示体である指の有無に関わらず、ノイズのみが現れることである。この理由は、指と位置検出導電膜とで形成されるキャパシタCinのインピーダンスが、センサシステムのインピーダンスに対して十分高いため、位置検出導電膜に混入したノイズは、指の有無に関わらず、電流としてセンサシステムに流入するからである。そして、励振生成部が正弦波を出力している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズと、その前後の励振生成部が停波している期間のセンサシステム出力電圧に混入しているノイズとに相関が認められたことである。復調部105はセンサシステム101の出力信号を受け上記特徴を活かして、ノイズを除去する。真の信号ノイズを含む観測信号x1tと、ノイズをのみ含む観測信号z1tから、x1tの真の信号、ここではx1tの真の信号の振幅を求める例について説明する。復調部105では、センサシステム出力電圧ftから、時間間隔Δtごとに周期的に信号値を読み出し、離散時間信号fiΔt,i∈ZZ:整数の集合に変換する。x1tをこのようにサンプリングしてx1iΔt,i=0,1,2,N-1を、z1tをサンプリングしてz1iΔt,i=0,1,2,Q-1を得る。x1iΔtの離散フーリエ変換Dkのうち、励振の正弦波の周波数である100kHzに対応するDkをX1とすれば、jは虚数単位、Nはサンプル数、と、複素数X1を求めることができる。複素数X1は、ベクトルX1≡Re{X1},Im{X1}、Re{X1}は複素数X1の実部,Im{X1}は複素数X1の虚部と記述でき、2次元ベクトルX1で表現することもできる。そしてこれらは同値である。同様に、z1iΔtの離散フーリエ変換Dkのうち、正弦波の周波数である100kHzに対応するDkをZ1とすれば、jは虚数単位、Qはサンプル数、と、複素数Z1を求めることができる。複素数Z1は、ベクトルZ1≡Re{Z1},Im{Z1}と、2次元ベクトルZ1で表現することもできる。そしてこれらは同値である。次に、観測信号x1tに含まれるノイズの100kHzの成分は、観測信号z1tの100kHzの成分と同じであると仮定して、ベクトルX1-ベクトルZ1を計算する。そして、その大きさである|X1-Z1|をx1tの真の信号の振幅として、復調信号Dtとし、復調部の出力とする。観測信号のモデルを用いて、上記で説明した復調部の動作を具体的数値を当てはめながら説明する。観測信号のモデルを図4に示す。観測信号のモデルをftと表すと、ftは、2V振幅の真の信号Vsigと1V振幅のノイズVnoiseを加算した、次の信号である。Δt=0.1マイクロ秒としてサンプリングし、ftをfaΔt、a=0,1,2,4999と離散化した。x1iΔt,z1iΔtは図4内に示す信号とした。また、x1iΔtの長さ時間、すなわちt1’-t1は、後に100kHzの成分を抽出することを考慮すると、100kHzの周期の整数倍、すなわちnx10マイクロ秒、nは正の整数、とすることが望ましい。具体的には、x1iΔt、i=0~1999をfaΔt、a=1000~2999、とし、t1’-t1を200マイクロ秒n=20とした。また、z1iΔtの開始時刻t2は、t1mx10μsec、mは正の整数、とすることが望ましく、さらに、z1tの長さ時間、すなわちt2’-t2は、100kHzの周期の整数倍、すなわちwx10マイクロ秒、wは正の整数とすることが望ましい。具体的には、z1iΔt、i=0~1999をfaΔt、a=3000~4999とし、t2=t1200マイクロ秒m=20、t2’-t2を200マイクロ秒w=20とした。X1,Z1を計算すると、次の結果が得られた。上の複素数をベクトルと捉え、ベクトルX1、ベクトルZ1、および、ベクトルX1-ベクトルZ1を複素平面上にプロットすると、図5のようになる。ベクトルX1-ベクトルZ1の大きさは図のとおり1.0であり、ここで、図5の各ベクトルの大きさは、100kHzの信号の振幅の1/2であることに注意すると、ベクトルX1-ベクトルZ1により、真の信号の振幅が2Vであることが算出された。一方、算出されたx1iΔtの振幅である2x|X1|1.5Vおよび算出されたz1iΔtの振幅である2x|Z1|1.0Vといった振幅の情報のみに基づいて、真の信号の振幅2Vを導出することは困難である。このx1iΔtの振幅1.5Vおよびz1iΔtの振幅1.0Vは、x1iΔt、z1iΔtそれぞれの信号の100kHz成分の振幅を求めたことと等価である。つまり、従来の周波数分離を用いたノイズ除去のみでは真の信号の振幅を求めることはできない。上記では、x1iΔt、z1iΔtからX1、Z1を算出し、|X1-Z1|を計算することで、復調信号Dtの一つの値を求める例を示した。Dtの次の値については、図3に示すように、x2t、z2tからX2、Z2を算出し、|X2-Z2|を計算する。以降のDtの値についても同様に計算することで復調信号Dtを求める。作用、効果は2つ存在し、第一の効果は、正弦波を停波してノイズを取得するので、指の有無に関わらず、あるいは指の有無が変化した場合や、指の押し圧が変化してキャパシタCinの静電容量が変化した場合であっても、正確にノイズを取得できることである。また、第二の効果は真の信号ノイズとノイズとのベクトルどうしの減算を行うため、真の信号とノイズとが同一周波数であっても、真の信号を正確に求めることができることである。実施形態2実施形態1では、観測信号x1iΔtの真の信号の振幅を求めるために観測信号z1iΔtを利用した。すなわち、観測信号x1iΔtの時間的に後に観測したノイズz1iΔtを利用して、ノイズを除去した。この実施形態2では、観測信号x1iΔtの前後のノイズを利用して観測信号x1iΔtの真の信号の振幅を求める形態について、復調部の動作を中心に説明する。図6に復調部105の入力信号を離散化した観測信号のモデルfaΔt、a=0,1,2,、Δt=0.4マイクロ秒を示す。faΔtは振幅1Vの真の信号Vsigと、時間経過に比例して振幅が変化する99kHzのノイズVnoiseを加算したものである。これを数式で示すと次のとおり。yiΔt、xiΔt、ziΔtはそれぞれ、faΔtから次のように切り出した信号とした。yiΔt、i=0~399をfaΔt、a=3800~4199、としxiΔt、i=0~1624をfaΔt、a=4250~5874、としziΔt、i=0~299をfaΔt、a=6000~6299、とした。ここで、便宜的にyiΔtに前方ノイズ、ziΔtに後方ノイズと名づけた。復調部では、実施形態1同様な手法を用いて、観測信号yiΔt,ziΔtから、複素数Ym,Zmを次の式で求める。Δtはサンプリング周期,jは虚数単位。ここで求めたベクトルYm,Zmを図7内に模式的に示した。次にベクトルYm,ベクトルZmから、時刻t1及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを推測する。推測法は次の通りである。時刻がt0t0’/2のときのノイズベクトルをYm、時刻がt2t2’/2のときのノイズベクトルをZm、とする。YmからZmへと、時間に比例してベクトルの振幅と位相が変化すると近似し、時刻t1及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを得る。図7にYm,ZmとY、Zの関係を模式的に示した。次にベクトルY、Zからこれらの平均ベクトルMを算出する。平均ベクトルMの算出について図8を参照して説明する。ベクトル表現と複素数表現とは前述のとおり同値であり、複素数でMの算出式を表すと次の通りとなる。ここで、Tは図6のt1’-t1、AS,θSはベクトルYの振幅と位相、AE,θEはベクトルZの振幅と位相をあらわす。図9aに、図6のモデル信号から、上記にしたがって求めたY、Z及びMを示す。つぎに、実施形態1と同様にXを求めて、X-Mを演算する。Xは次の式で表示される。ここで、Δtはサンプリング周期,jは虚数単位で計算される。図6のxiΔtから求めたXおよび、先に求めたM、そしてX-Mを図9bに示す。図9bより|X-M|は0.5であり、この値は真の信号の振幅の1/2の値を表すことに注意すると、真の信号の振幅1.0Vが正しく求められることが確認された。つまり、励振の周波数100kHzにきわめて近い99kHzというノイズが混入した場合でも、正確にノイズが除去されることが示された。また、一般に、今回のxiΔtのように、信号取得期間が制限される場合、周波数分解能が低下して、真の信号の周波数近傍のノイズが除去できない。一方、本実施形態で示したとおり、xiΔtの前方のノイズyiΔtと後方のノイズziΔtを利用することで、周波数分解能を超越して、近傍周波数のノイズを除去することができた。さらに、本実施形態で示したように、ノイズの振幅が時間に依存する場合であっても、平均ベクトルMを使うことで、精度良くノイズを除去することができる。作用効果作用効果として以下の2つが挙げられる。第一に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、周波数分解能を超越して近傍周波数のノイズを除去することができることである。第二に前方ノイズと後方ノイズから計算される平均ベクトルを使うことで、ノイズの振幅が変動した場合でも、精度よくノイズを除去できることである。本発明の静電容量式タッチパネルについて説明する。構成図10に本発明の静電容量式タッチパネル130の構成を示す。図10に示すタッチパネルは、指と面抵抗体131との間に形成されるキャパシタCinの静電容量を利用して、タッチの有無とタッチ位置とを検出する。面抵抗体131は、ITOIndium-tin-oxide膜を利用した。該ITO膜は図示しないガラス基板上に、一様なシート抵抗値、ここでは800オームを有するベタ膜である。このITO膜上に、絶縁体、ここでは、液晶表示装置を構成するために用いられる偏光板132を、酸を含まない糊を用いて貼り付けた。ITO膜131の4隅に、配線を接続する。各配線は図10に示すように4つのセンサシステム101へ接続される。センサシステムの構成は実施形態1のそれと同様である。4つのセンサシステムには、励振生成部102の出力電圧が入力され、各センサシステムの出力は、復調部105復調部0~復調部3に与えられる。復調部の出力は、図示しない、信号処理回路を含むブロックへ伝えられ、この信号処理回路を含むブロックで、復調部の出力値に基づき、タッチの有無とタッチ位置とを算出する。動作図11を参照して、本発明の静電容量式タッチパネルの動作を説明する。本発明の静電容量式タッチパネルは、液晶表示装置LCDの表示面上に配設され、LCDの駆動ノイズを避けるように駆動される。図11の非アドレス明示信号は、LCDの非アドレス期間を明示する信号で、非アドレス期間にハイレベルとされる信号である。ここで、非アドレス期間とは、LCDの走査線が走査されていない期間を指し、最後の走査線の選択が終了した後以降、最初の走査線が選択される前までの期間を指す。本発明の駆動の特徴の一つは、非アドレス期間中に、励振に正弦波を与えてタッチを検出する期間t1~t1’を有すとともに、正弦波を停波し、ノイズを取得する期間t0~t0’およびt2~t2’を有することである。非アドレス期間中にノイズを取得することで、このノイズには外来ノイズが含まれる一方、LCDの駆動のノイズが含まれないこととなる。この結果、タッチを検出する期間t1~t1’に混入するノイズを精度よく推定し、除去することが可能となる。励振生成部102は、図11の上から2番目の波形に示すように、間欠的な正弦波電圧を生成する。これをセンサシステムの励振とする。図11の励振生成部出力電圧を得るために、励振生成部には、周波数が100kHzで振幅が1.5Vpp1.5ボルトピークツーピークの正弦波が、正弦波生成部103により与えられ、また、DC=1.2VのDC電圧が直流生成部104により与えられる。そして、励振生成部はオフセットが1.2Vで、周波数が100kHz、振幅が1.5Vppの間欠的な正弦波電圧を出力する。正弦波が停波している期間はDC=1.2Vの電圧を出力する。励振生成部で生成された電圧は、4つのセンサシステム101-ここでは、便宜的にch0のセンサシステム、ch1のセンサシステム、ch2のセンサシステム、ch3のセンサシステムと区別する-に与えられる。励振生成部102で生成された電圧は、センサシステム内の演算増幅器110の非反転入力端子に与えられ、この電圧は、演算増幅器のイマジナリーショート動作によって、反転入力端子に現れる。すなわち、励振生成部102が周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧を出力すると、ITO131に周波数100kHz、振幅1.5Vppの電圧が印加される。キャパシタCinの静電容量が形成されると、各センサシステムから、指の位置に応じて決まるコンダクタンスG0~G3およびキャパシタCinを介して、人体へと交流電流がながれる。各センサシステムの出力は、この交流電流の大きさに応じて振幅が決まる、間欠的な正弦波電圧にノイズが重畳したものである。センサシステムのうち、ch1のセンサシステムを代表に選び、その出力電圧をf1tとして図11に示した。復調部105について、ch1を例にその動作を説明する。ch1の復調部105bは、ch1のセンサシステムの出力電圧f1tのうち、図11に示すようにynt,xnt,znt,nは整数、の信号を利用して、xntの真の信号の振幅D1tを出力する。復調部105bでは、センサシステムの出力電圧f1tをサンプリング間隔Δt=0.4マイクロ秒でサンプリングし、f1aΔt、aはサンプル番号で整数、を得る。x1iΔt、y1iΔt、z1iΔtはそれぞれ、f1aΔtから次のように切り出した信号とした。y1iΔt、i=0~399をfaΔt、a=3801~4200、としx1iΔt、i=0~1624をfaΔt、a=4251~5875、としz1iΔt、i=0~399をfaΔt、a=6001~6400、とした。本実施例では、ノイズの位相の回転を正確に推測するため、y1tおよびz1tに対応する期間をそれぞれ4つのセグメント分割し、セグメントごとに100kHz成分のベクトルを算出する。具体的には、次の式18~式25に示される。つぎに、前方ノイズ、後方ノイズの振幅と位相を求める。振幅は次のように、まず、セグメントの平均値を計算する。前方ノイズの振幅|Ym|および後方ノイズの振幅|Zm|は、それぞれ、位相は、まず、数式18から数式25で得られた結果から、次の通り、各セグメントの位相を計算する。angle[Y1,1]、angle[Y1,2]、angle[Y1,3]、angle[Y1,4]、および、angle[Z1,1]、angle[Z1,2]、angle[Z1,3]、angle[Z1,4]、ここでangle[Y1,1]はY1,1の位相を示す。上で計算される位相は±πの範囲に制限されている。このままでは、位相の推測に都合が悪いので、適宜2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげる。この操作は、実際に蛍光灯のインバータ回路の外来ノイズが混入したセンサシステム出力の100kHz成分の位相の推移を見ると理解しやすい。図12に、本発明の静電容量式タッチパネルを、蛍光灯のインバータ回路の近くで駆動した際の波形を示す。一番上がITOの電圧、2番目がch1のセンサシステム出力をサンプリングした波形、3番目が、100サンプルを1セグメントとしたときの、各セグメントから計算される100kHzの振幅、一番下のグラフが、100サンプルを1セグメントとしたときの、各セグメントから計算される100kHzの位相を示している。一番下のグラフは±πの範囲に制限された位相に2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなげた結果である。この結果より、位相の変化は滑らかであり、適宜2nπ、nは整数、の加算をして、位相を滑らかにつなぐことが可能なことがわかる。また、前方ノイズから得た4つの位相angle[Y1,1]、angle[Y1,2]、angle[Y1,3]、angle[Y1,4]の傾きと、後方ノイズから得たangle[Z1,1]、angle[Z1,2]、angle[Z1,3]、angle[Z1,4]を利用することで、前方ノイズから後方ノイズに至る過程で位相がどちらの方向に、どれだけ回転したか推測する。位相について、上記2つの処理、すなわち、±πの範囲の制限を外す処理と、前方ノイズと後方ノイズの位相の傾きから、回転方向と量を推測する処理とを行った後の位相を、angle[Y1,1]’、angle[Y1,2]’、angle[Y1,3]’、angle[Y1,4]’およびangle[Z1,1]’、angle[Z1,2]’、angle[Z1,3]’、angle[Z1,4]’とし、前方ノイズの位相angle[Ym]および後方ノイズの位相angle[Zm]を、それぞれ、次の通り計算する。なお、図12の上から3番目のグラフにより、前方ノイズと後方ノイズとを直線でつなぐ近似で、xtの期間に混入しているノイズの振幅も推測可能であることも分かる。上記で求めた|Ym|とangle[Ym]によりベクトルYmが、|Zm|とangle[Zm]によりベクトルZmがそれぞれ決まる。次に、実施形態2で述べた手順にしたがって、Ym,Zmから、時刻t1及び時刻t1’のノイズベクトルY,Zを推測する。続いて、実施形態2で述べた手順にしたがって、ベクトルY、Zからこれらの平均ベクトルM1を算出する。さらに、ベクトルX1をもとめて、X1-M1を演算する。Xは以下の式で示される。ここで、Δtはサンプリング周期,jは虚数単位で計算される。ベクトルX1-M1の大きさ|X1-M1|は復調部105bの出力D1tとして、図11に示すように出力される。次の非アドレス期間においても、図11に示すように、y2t,x2t,z2tから|X2-M2|を計算し、復調部の出力とする。以降、同様にynt,xnt,zntから|Xn-Mn|を計算し、復調部の出力とする。つぎに、上で説明した、センサシステムの出力電圧f1tから、Y1,1,Y1,2,Y1,3,,X1,,Z1,3,Z1,4を得るための信号処理部のブロック図を、図13を参照して説明する。図13のセンサシステム101の出力ftが図10を用いて説明したセンサシステムの出力電圧f1tに対応する。ftはサンプラ140に供給され、時間間隔Δt=0.4マイクロ秒ごとの離散時間信号faΔt、a=0,1,2、に変換される。faΔtは、2つの乗算器乗算器I141a、乗算器Q141bに入力される。乗算器I141aは、faΔtとcosωaΔt、a=0,1,2,3、ω=2π100kHz、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δtごとに逐次出力する。同様に乗算器Q141bは、faΔtとsinωaΔt、a=0,1,2,3、ω=2π100kHz、とを逐次乗算し、その結果を時間間隔Δtごとに逐次出力する。乗算器IのcosωaΔtは、正弦波生成部103の出力を利用し、乗算器QのsinωaΔtは、正弦波生成部の出力を-90度の移相器145を通すことで変換した信号を利用する。乗算器I141a、乗算器Q141bの出力は、それぞれ、積算器I142a、積算器Q142bに入力され、積算器は制御器146によって与えられる制御信号がアクティブの期間に入力される信号を加算する。例えばY1,1を求めるために、faΔtのaの値が3801~3900の期間、制御器は積算器にアクティブ信号をあたえる。これによって、積算器I142aは、を計算する。つまり、数式17で示したY1,1の実部の100倍の値が計算される。所定の期間積算された信号は、それぞれレジスタI143a、レジスタQ143bに取り込まれ、レジスタに接続された乗算器144により、1/N倍Nは積算したサンプル数される。この処理を経ることで、乗算器I144aは、Y1,1,Y1,2,Y1,3,,X1,,Z1,3,Z1,4の実部、すなわち、Re{Y1,1},Re{Y1,2},Re{Y1,3},,Re{X1},,Re{Z1,3},Re{Z1,4}の値を順次出力し、乗算器Q144bはY1,1,Y1,2,Y1,3,,X1,,Z1,3,Z1,4、の虚部の-1倍、すなわち、-Im{Y1,1},-Im{Y1,2},-Im{Y1,3},,-Im{X1},,-Im{Z1,3},-Im{Z1,4}、の値を順次出力する。これらの値は、順次、図示しない計算機に入力され、大きさと位相とが計算される。つぎに、本発明を用いた場合と従来、すなわち、周波数分離のみを用いたノイズ除去との実験結果について説明する。実験の構成は、図10のタッチパネルを準備し、このタッチパネルの上方30cmに、インバータ式蛍光灯のインバータ回路を配置した。センサシステムの出力を観察すると、明らかにインバータ回路からのノイズが混入されている。測定は、およそ10秒間おこない、測定開始から約5秒後に、タッチパネル中央を指でタッチした。実験結果を図14に示す。図14bは本発明を利用した場合の実験結果であって、D1tの出力である|Xn-Mn|の一つを1点としてプロットし、653点のプロットを直線でつないだものである。一方、図14aは、周波数分離のみを用いたノイズ除去の実験結果であり、具体的には励振が100kHzの正弦波の期間のセンサシステムの出力信号の100kHz成分の振幅を、|Xn-0|で求めたものである。本発明の実施により、タッチ有無での信号差の大きさを信号S、タッチなしでの標準偏差をノイズN、とすれば、従来のS/N=1.36に対し、本発明では3.87と9dBのS/N向上が確認された。"