出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第1のPWM信号を生成し、当該第1のPWM信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第1のPWMコントローラと、を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。前記制御電圧生成手段は、前記予め定めた制御電流値と前記第1のPWMコントローラが前記第1のPWM信号を生成するときのデューティとの積に応じた制御電圧を出力することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。前記制御電圧生成手段は、電圧源であることを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。前記制御電圧生成手段は、前記第1のPWM信号を入力し、前記予め定めた制御電流値に応じた電圧が電源電圧として供給されるバッファと、前記バッファの出力信号を平滑化して前記制御電圧として前記差動増幅器に出力するローパスフィルタと、を備えたことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。前記電流センサの出力電圧を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力に応じたデューティの第2のPWM信号を出力する第2のPWMコントローラと、前記第1のPWM信号と前記第2のPWM信号との論理和をとり、第3のPWM信号を出力するオア回路と、をさらに備え、前記スイッチング素子は、前記オア回路から出力される第3のPWM信号によりオンオフ制御されることを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか1項に記載のスイッチング電源装置。しかしながら、従来のスイッチング電源装置では、以下のような問題があった。従来のスイッチング電源装置では、出力電流を制御したい制御電流値に制御するために、出力側に電流センサを設ける必要があった。出力側に電流センサを設けると、出力電流Ioutがセンス抵抗Rsに流れるので、出力電圧がIout×Rの電圧降下分だけ低下する。さらに、センス抵抗Rsにおいて、Iout2×Rsの電力損失が起こり、変換効率の低下及び充電時間の長期化という問題が生じる。特に、出力側に設けられた電流センサには、入力電流に加えてグラウンドからも電流が供給されるため、出力側の電流センサにおける電力損失は、入力側に設けられた電流センサにおける電力損失よりも遥かに大きくなり問題である。本発明の目的は、上記の点に鑑み、出力電圧の降下をなくすことにより、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御することができるスイッチング電源装置を提供することにある。上記の課題を解決して本発明の目的を達成するために、本発明は、以下のように構成される。第1の発明は、出力電流を予め定めた制御電流値に制御するスイッチング電源装置であって、入力電流が供給されるスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオンオフに応じた出力電流を出力端子に出力するドライバと、前記入力電流に応じた電圧を出力する電流センサと、前記出力電流を前記制御電流値に制御するための制御電圧を生成して出力する制御電圧生成手段と、前記電流センサの出力電圧と前記制御電圧生成手段が出力する制御電圧との差分を出力する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力に応じたデューティの第1のPWM信号を生成し、当該第1のPWM信号により前記スイッチング素子をオンオフ制御する第1のPWMコントローラと、を備えている。第2の発明は、第1の発明において、前記制御電圧生成手段は、前記予め定めた制御電流値と前記第1のPWMコントローラが前記第1のPWM信号を生成するときのデューティとの積に応じた制御電圧を出力する。第3の発明は、第2の発明において、前記制御電圧生成手段は電圧源である。第4の発明は、第1の発明において、前記制御電圧生成手段は、前記第1のPWM信号を入力し、前記予め定めた制御電流値に応じた電圧が電源電圧として供給されるバッファと、前記バッファの出力信号を平滑化して前記制御電圧として前記差動増幅器に出力するローパスフィルタと、を備えている。第5の発明は、第1~第4の発明において、前記電流センサの出力電圧を増幅する増幅器と、前記増幅器の出力に応じたデューティの第2のPWM信号を出力する第2のPWMコントローラと、前記第1のPWM信号と前記第2のPWM信号との論理和をとり、第3のPWM信号を出力するオア回路と、をさらに備え、前記スイッチング素子は、前記オア回路から出力される第3のPWM信号によりオンオフ制御される。本発明によれば、出力側の電流センサが不要となって出力電圧の降下がないので、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御することができる。以下、図面を参照して本発明のスイッチング電源装置の実施形態について説明する。第1実施形態本発明の第1実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図1を参照して説明する。第1実施形態に係るスイッチング電源装置は、図1に示すように、電流センサS1と、スイッチング素子を含むドライバD1と、インダクタL1とキャパシタ容量素子C1とを含むフィルタF1と、制御電圧生成部CVGENと、差動増幅器AMP1と、PWMコントローラP1とを備えている。電流センサS1は、入力端子101に入力される入力電流Iinを入力し、この入力電流Iinに応じた電圧を出力する機能を備えている。また、電流センサS1は、3つの端子102~104を備えている。端子102は、入力端子101と接続され、入力電流Ioutが入力される。端子103は、端子102に入力された入力電流Ioutがそのまま出力される。端子104は、入力電流Ioutに応じた電圧が、後述のように差動増幅器AMP1の非反転入力端子に供給される。なお、電流センサS1の具体的な構成は、図5に示す電流センサS1と同様であるので、その説明は省略する。本発明で用いる電流センサは、入力電流を検出できるものであれば何でもよい。例えば、他の電流センサとして、カレントミラー回路等が挙げられる。ドライバD1は、PWMコントローラP1から出力されるPWM信号によってオンオフ制御されるスイッチング素子を含み、入力端子105、出力端子106、および電源端子107、108を備えている。入力端子105はPWMコントローラP1の出力端子に接続され、出力端子106はフィルタF1の入力側に接続されている。電源端子107は電流センサS1の端子103に接続され、電源端子108はグラウンドに接続されている。ドライバD1の具体的な構成は図6に示すドライバD1と同様であり、PチャネルとNチャネルの2つMOSトランジスタM1、M2からなりスイッチング素子として機能するCMOSインバータと、インバータINV1とを備えている。なお、ドライバD1の具体的な構成は、PWMコントローラP1から出力されるPWM信号パルス幅変調信号でオンオフ制御されるスイッチング素子を含む構成であれば良い。フィルタF1を構成するインダクタL1は、その一端がドライバD1の出力端子106に接続され、その他端がキャパシタC1の一端と出力端子109にそれぞれ接続されている。キャパシタC1の他端はグラウンドに接続されている。出力端子109には、充電対象である電池B1が接続される。制御電圧生成部CVGENは、出力端子109から出力される出力電流Ioutを制御電流値に制御するための制御電圧を生成し、この生成した制御電圧を差動増幅器AMP1の反転入力端子に出力する。すなわち、制御電圧生成部CVGENは、予め定めた制御電流値とPWMコントローラP1が出力するPWM信号のデューティとの積に応じて制御電圧を生成し、この生成した制御電圧を差動増幅器AMP1の反転入力端子に出力する。制御電圧生成部CVGENの具体的な構成については後述する。差動増幅器AMP1は、電流センサS1から出力される入力電流Iinに応じた電圧と制御電圧生成部CVGENから出力される制御電圧との差に応じた差分信号を生成し、PWMコントローラP1に出力する。PWMコントローラP1は、差動増幅器AMP1から出力される差分信号を制御信号として入力し、この制御信号に応じたデューティのPWM信号を生成し、この生成したPWM信号によりドライバD1のスイッチング素子をオンオフ制御する。次に、このような構成の第1実施形態の動作例について、図1、図5および図6を参照して説明する。いま、入力端子101に入力電圧Vinが印加されると、入力電流Iinが流れる。この入力電流Iinは、電流センサS1のセンス抵抗Rsを流れ、ドライバD1の電源端子107に入力される。入力電流Iinがセンス抵抗Rsに流れることにより、センス抵抗Rsの両端にIin×RsVの電圧が生じる。この検出電圧Vs=Iin×Rsは、入力電流Iinの大きさに応じたものであり、電位差検出回路Dif1により検出されて端子104から出力される。端子104から出力される検出電圧Vsは、図示しない入力電流制限回路に入力される。この入力電流制限回路は、例えば、入力端子101の手前に設けられ、その検出電圧Vsの大きさを基に、入力電流Iinが過大であるかどうかを検出して入力電流Iinの電流量を制御する。制御電圧生成部CVGENは、1式のような制御電圧Vcを出力する。Vc=Rs×Ioutlim×Duty1ただし、Rsは電流センサS1のセンス抵抗Rsの抵抗値、Ioutlimは予め定めてある出力電流Ioutの制御電流値、DutyはPWMコントローラP1が出力するPWM信号のデューティである。ここで、センス抵抗Rsの抵抗値Rsと、出力電流Ioutの制御電流値Ioutlimは予め分かっている値である。このため、制御電圧生成部CVGENは、制御電圧Vcを予め算出し、その算出値を出力電圧とする電圧源とすればよい。例えば、制御電圧生成部CVGENは、電流値がIoutlim×Dutyの電流を出力する電流源と、センス抵抗Rsと同じ抵抗値の負荷抵抗とを接続し、その接続点から制御電圧Vcを出力する構成とすることができる。他には、制御電圧Vcを予め算出し、その値を記憶するメモリと、メモリから制御電圧Vc読み出してデコードするデコーダとで構成することもできる。差動増幅器AMP1は、電流センサS1の端子104から出力される検出電圧Vsと制御電圧生成部CVGENから出力される制御電圧Vcとの差分をとり、増幅して出力する。つまり、差動増幅器AMP1は、次式の差分電圧Vdifを生成し、これをPWMコントローラP1に出力する。Vdif=kVs-Vc=k×Rs×Iin-Ioutlim×Duty2ただし、kは比例定数である。PWMコントローラP1は、2式で表される差分電圧Vdifに応じたデューティのPWM信号を生成して出力する。PWMコントローラP1が出力するPWM信号のデューティDutyは次式となる。Duty=Iin/Ioutlim33式により、PWMコントローラP1は、2式で表される差分電圧Vdifが零、つまり、入力電流Iinに電流制限をかけて、Iin=Ioutlim×DutyとなるようなPWM信号を出力する。ドライバD1にはPWMコントローラP1から出力されるPWM信号が入力され、スイッチング素子であるMOSトランジスタM1、M2が、そのPWM信号によって以下のようにオンオフ制御される。MOSトランジスタM1、M2は、PWM信号がハイレベルすなわち、論理値が1のとき、インバータINV1でPWM信号が反転するので、PチャネルMOSトランジスタM1はオンし、NチャネルMOSトランジスタM2はオフするので、入力電流Iinが出力端子106に流れる。一方、PWM信号がローレベルすなわち、論理値が0のとき、インバータINV1でPWM信号が反転するので、PチャネルMOSトランジスタM1はオフし、NチャネルMOSトランジスタM2はオンするので、グラウンドから電流が出力端子106に流れる。このため、ドライバD1からの出力電流は、インダクタL1を流れて出力端子109から出力電流Ioutとして出力される。そして、出力電流Ioutは電池B1に流れて、電池B1を充電させる。また、出力電圧Voutは、インダクタL1とキャパシタとで構成されるリアクタンスフィルタにより平滑化された電圧として出力される。ここで、出力電圧Voutは、デューティDutyに応じて入力電圧Vinが伝わった電圧値となるため、次式で表される。Vout=Duty×Vin4また、エネルギー保存則より入力電圧Vin、入力電流Iin、出力電圧Vout、出力電流Ioutの間には次式が成立する。Vin×Iin=Vout×Iout5よって、4式を5式に代入すると、入力電流Iinと出力電流Ioutとの関係は次式となる。Iin=Duty×Iout6さらに、3式を6式に代入すると、出力電流Ioutは、次式となる。Iout=Ioutlim7したがって、7式により出力電流Ioutは、制御電流値Ioutlimに制御される。つまり、第1実施形態では、出力側に電流センサを設けることなく、出力電流Ioutを制御電流値Ioutlimに制御することができる。以上のように、本発明の第1実施形態は、上述した構成および動作により、出力側に電流センサが不要であり、出力電圧が降下しないので、変換効率の低下および充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御できるという効果を奏する。また、本発明の第1実施形態は、フィードフォワード構成であるので、入力電流の変化に対して、高速に出力電流を制御電流値に制御できるという効果も奏する。第2実施形態次に、本発明の第2実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図2を参照して説明する。第1実施形態は、上述のように、電流センサS1から出力される検出電圧Vsを図示しない入力電流制限回路に入力し、その入力電流制限回路がその検出電圧Vsに応じて入力電流Iinの電流量を制御するようにした。しかし、第2実施形態は、図1に示す構成を基本にし、入力電流Iinを制御するために、図1の構成を以下のように追加、変更したものである。すなわち、この第2実施形態は、図1に示す構成を基本にし、さらに、増幅器AMP、PWMコントローラP2、およびオア回路ORを追加し、その制御系の構成を図2に示すように変更したものである。増幅器AMPは、電流センサS1から出力される検出電圧Vsを増幅してPWMコントローラP2に出力する。PWMコントローラP2は、増幅器AMPの出力信号に制御信号として入力し、その制御信号に応じたデューティのPWM信号を生成し、この生成したPWM信号をオア回路ORに出力する。また、PWMコントローラP1は、自己の生成したPWM信号をオア回路ORに出力する。オア回路ORは、PWMコントローラP1からのPWM信号とPWMコントローラP2からのPWM信号との論理和処理を行い、論理和処理された信号をドライバD1に出力する。ドライバD1のスイッチング素子は、オア回路ORからの出力信号によりオンオフ制御される。なお、第2実施形態の他の部分の構成は第1実施形態の構成と同様であるので、同一の構成要素には同一符号を付してその説明は省略する。このような構成の第2実施形態によれば、入力電流Iinの電流量の制御と、出力電流Ioutの電流量の制御を1個のドライバで制御できる。すなわち、ドライバを共有化できるため、スイッチング電源装置全体を小型化できるという効果を奏する。第3実施形態次に、本発明の第3実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について、図3を参照して説明する。第3実施形態に係るスイッチング電源装置は、図1に示す第1実施形態の制御電圧生成部CVGENを、図3に示すようにバッファBUF1とローパスフィルタF2に置き換えたものである。したがって、第3実施形態では、図3に示すように、電流センサS1と、スイッチング素子を含むドライバD1と、インダクタL1とキャパシタ容量素子C1とを含むフィルタF1と、バッファBUF1と、ローパスフィルタF2と、差動増幅器AMP1と、PWMコントラーラP1とを備えている。ここで、第3実施形態は、第1実施形態の構成と共通する部分を有するので、共通部分の構成要素には同一符号を付して説明はできるだけ省略し、構成が異なる部分について主に説明する。バッファBUF1は、PWMコントローラP1から出力されるPWM信号が入力されるようになっている。また、バッファBUF1は、電源端子110から出力電流Ioutの制御電流値に応じた電源電圧V1が供給される。バッファBUF1の出力はローパスフィルタF2に入力される。ローパスフィルタF2は、例えば抵抗と容量を用いた1次のパッシブローパスフィルタなどで構成される。また、ローパスフィルタF2は、バッファBUF1からの出力電圧を入力し、この入力電圧を平滑化して差動増幅器AMP1の反転入力端子に出力する。次に、このような構成の第3実施形態の動作例について、図3、図5および図6を参照して説明する。いま、入力端子101に入力電圧Vinが印加されると、入力電流Iinが電流センサS1のセンス抵抗Rsを流れ、ドライバD1の電源端子107に入力される。このため、センス抵抗Rsの両端にIin×RsVの電圧Vsが生じ、この電圧Vsが電流センサS1の端子104から出力される。端子104から出力される電圧Vsは、図示しない入力電流制限回路に入力される。この入力電流制限回路は、例えば、入力端子101の手前に設けられ、入力電流Iinに応じた端子104の出力電圧の大きさを基に、入力電流Iinが過大であるかどうかを検出して入力電流Iinの電流量を制御する。バッファBUF1は、電源端子110に電圧値がRs×Ioutlimである電源電圧V1が与えられ、PWMコントローラP1が出力するデューティがDutyのPWM信号が入力される。ただし、Rsは電流センサS1のセンス抵抗Rsの抵抗値、Ioutlimは出力電流Ioutの制御電流値である。ここで、センス抵抗Rsの抵抗値Rsは、予め分かっている値であるので、Rs×Ioutlimの値を予め算出して、その算出値を電源電圧V1として電源端子110に与えればよい。したがって、バッファBUF1は、デューティがDuty、ハイレベルの電圧がRs×IoutlimであるPWM信号を出力する。つまり、バッファBUF1は、平均した電圧値がRs×Ioutlim×Dutyとなる電圧信号を出力する。ローパスフィルタF2は、バッファBUF1の出力信号を平均化して、電圧値がRs×Ioutlim×Dutyとなる電圧信号を出力する。そして、差動増幅器AMP1は、電流センサS1の端子104から出力される電圧Rs×IinとローパスフィルタF2の出力電圧Rs×Ioutlim×Dutyとの差分をとり、増幅して出力する。つまり、差動増幅器AMP1は、次式の差分電圧Vdifを生成し、これをPWMコントローラP1に出力する。Vdif=k×Rs×Iin-Ioutlim×Duty8ただし、kは比例定数である。PWMコントローラP1は、8式で表される差分電圧Vdifに応じたデューティのPWM信号を生成して出力する。PWMコントローラP1が出力するPWM信号のデューティDutyは次式となる。Duty=Iin/Ioutlim99式により、PWMコントローラP1は、8式で表される差分電圧Vdifが零、つまり、入力電流Iinに電流制限をかけて、Iin=Ioutlim×DutyとなるようなPWM信号を出力する。ドライバD1にはPWMコントローラP1から出力されるPWM信号が入力され、スイッチング素子であるMOSトランジスタM1、M2は、そのPWM信号によって第1実施形態の場合と同様にオンオフ制御される。このため、ドライバD1からの出力電流は、インダクタL1を流れて出力端子109から出力電流Ioutとして出力される。そして、出力電流Ioutは電池B1に流れて、電池B1を充電させる。出力端子109における出力電圧Voutは、インダクタL1とキャパシタとで構成されるリアクタンスフィルタにより平滑化された電圧として出力される。ここで、出力電圧Voutは、デューティDutyに応じて入力電圧Vinが伝わった電圧値となるため、次式で表される。Vout=Duty×Vin10また、エネルギー保存則より入力電圧Vin、入力電流Iin、出力電圧Vout、出力電流Ioutの間には次式が成立する。Vin×Iin=Vout×Iout11よって、10式を11式に代入すると、入力電流Iinと出力電流Ioutとの関係は次式となる。Iin=Duty×Iout12さらに、9式を12式に代入すると、出力電流Ioutは、次式となる。Iout=Ioutlim13したがって、13式により出力電流Ioutは、制御電流値Ioutlimに制御される。つまり、第3実施形態では、出力側に電流センサを設けることなく、出力電流Ioutを制御電流値Ioutlimに制御することができる。以上のように本発明の第3実施形態に係るスイッチング電源装置は、上述した構成及び動作により、出力側に電流センサが不要であり、出力電圧が降下しないので、変換効率の低下及び充電時間の長期化が生じることなく、出力電流を制御電流値に制御できるという効果を奏する。また、本発明の第3実施形態に係るスイッチング電源装置は、制御電圧生成手段を、バッファとローパスフィルタによる簡易な構成で実現できるので、小型にすることができるという効果も奏する。第4実施形態次に、本発明の第4実施形態に係るスイッチング電源装置の構成について説明する。第3実施形態は、上述のように、電流センサS1から出力される電圧Vsを図示しない入力電流制限回路に入力し、その入力電流制限回路がその検出電圧Vsに応じて入力電流Iinの電流量を制御するようにした。しかし、第4実施形態は、図3に示す構成を基本にし、入力電流Iinを制御するために、図2に示す増幅器AMP、PWMコントローラP2、およびオア回路ORを追加し、その構成を変更したものである。このような構成の第4実施形態によれば、入力電流Iinの電流量の制御と、出力電流Ioutの電流量の制御を1個のドライバで制御できる。すなわち、ドライバを共有化できるため、スイッチング電源装置全体を小型化できるという効果を奏する。その他上記のように、本発明における制御電圧生成手段について、第1実施形態では制御電圧生成部CVGENとし、第3実施形態ではバッファBUF1およびローパスフィルタF2としたが、Ioutlim×Dutyに応じた電圧が出力できる構成であれば、どのような構成でもよい。例えば、PWMコントローラP1の出力を、アナログ信号からディジタル信号に変換するAD変換器の入力に接続して、AD変換器の出力を、高周波成分を除去するディジタルフィルタに接続して、ディジタルフィルタの出力を、ディジタル信号からアナログ信号に変換するDA変換器の入力に接続して、DA変換器の出力を差動増幅器AMP1の反転入力端子に接続するという構成が挙げられる。他には、PWMコントローラP1が出力するPWM信号を、アップカウントとダウンカウントを切り替える制御信号として、アップダウンカウンタの制御端子に入力し、PWM信号よりも十分周波数が高いクロック信号をアップダウンカウンタのクロック端子に入力し、PWM信号のハイレベルのパルス幅に対して、アップカウントを行い、PWM信号のローレベルのパルス幅に対して、ダウンカウントを行い、ある一定時間内にカウントしたカウント値をデコードするデコーダに入力し、デコーダの出力を差動増幅器AMP1の反転入力端子に入力するという構成も挙げられる。