温度に依存せず出力電圧が一定となるように温度依存性が調整された出力電圧を出力するバンドギャップ回路と、第1の可変抵抗を備え、前記バンドギャップ回路から出力された出力電圧を前記第1の可変抵抗の抵抗値に応じた出力電流に変換し、変換された出力電流に基づいてバイアス電流を出力する電圧-電流変換回路と、第2の可変抵抗、容量及び比較部を備え、前記第2の可変抵抗の抵抗値と前記容量の容量値とに基づく発振周波数で発振すると共に、前記比較部が前記電圧-電流変換回路から入力されたバイアス電流の電流値に応じて動作するCR発振回路と、を備える発振回路。前記電圧-電流変換回路で得られる前記出力電流の電流量が、前記発振周波数が一定となるように温度に応じて予め定めた電流量となるように、前記第1の可変抵抗の抵抗値が第1の設定値に設定される、請求項1に記載の発振回路。前記第2の可変抵抗の抵抗値が、前記発振周波数が一定となるように設定される、請求項1又は請求項2に記載の発振回路。高精度発振が必要な場合には、前記第1の可変抵抗の抵抗値が第1の設定値に設定されると共に、高精度発振が不要な場合には、前記第1の可変抵抗の抵抗値が前記第1の設定値より高い第2の設定値に設定される、請求項1から請求項3までの何れか1項に記載の発振回路。しかしながら、特許文献1に記載の発振回路では、集積回路の外部に設けられた基準抵抗を用いている。設計環境において外付け抵抗は固定となるため、基準抵抗の温度依存性は調整できず、最終的に発振周波数の温度依存性を調整することは難しいという問題がある。また、特許文献1に記載の発振回路では、インバータから容量へ流れ込む電流量を制御する方式とされており、必要に応じて低消費と温度依存性の低減との両立を図ることが難しいという問題がある。即ち、高精度発振が必要なCPU動作時には発振周波数の温度依存性を低減すると同時に、高精度発振が不要な待機時やホルト時には発振回路の消費電流を低減することは難しい。本発明は上記事情に鑑み成されたものであり、本発明の目的は、高精度発振が必要な場合には発振周波数の温度依存性を低減して高精度発振を可能とすると共に、高精度発振が不要な場合には発振回路の消費電流を低減することができる発振回路を提供することにある。上記目的を達成するために、本発明の発振回路は、温度に依存せず出力電圧が一定となるように温度依存性が調整された出力電圧を出力するバンドギャップ回路と、第1の可変抵抗を備え、前記バンドギャップ回路から出力された出力電圧を前記第1の可変抵抗の抵抗値に応じた出力電流に変換し、変換された出力電流に基づいてバイアス電流を出力する電圧-電流変換回路と、第2の可変抵抗、容量及び比較部を備え、前記第2の可変抵抗の抵抗値と前記容量の容量値とに基づく発振周波数で発振すると共に、前記比較部が前記電圧-電流変換回路から入力されたバイアス電流の電流値に応じて動作するCR発振回路と、を備えている。本発明の発振回路では、電圧-電流変換回路は、バンドギャップ回路から出力された出力電圧を、第1の可変抵抗の抵抗値に応じた出力電流に変換し、変換された出力電流に基づいてバイアス電流を、CR発振回路の比較部に出力する。バンドギャップ回路及び電圧-電流変換回路により温度依存性が多段に調整されるので、発振周波数の温度依存性が低減され、発振周波数を温度によらず一定とすることができる。また、電圧-電流変換回路は、第1の可変抵抗の抵抗値に応じた出力電流に変換するので、CPU動作時など高精度発振が必要な場合には第1の可変抵抗の抵抗値を高くして発振周波数の温度依存性を低減し、待機時やホルト時など高精度発振が不要な場合には第1の可変抵抗の抵抗値を低くして消費電流を低減することができる。本発明によれば、高精度発振が必要な場合には発振周波数の温度依存性を低減して高精度発振を可能とすると共に、高精度発振が不要な場合には発振回路の消費電流を低減することができる、という効果が得られる。以下、図面を参照して本発明の実施の形態の一例を詳細に説明する。CR発振回路の構成図1は本発明の実施の形態に係る発振回路の構成の一例を示す回路図である。発振回路10は、マイクロコンピュータのCPU等の集積回路上に搭載されている。図1に示すように、発振回路10は、温度依存性が調整された出力電圧Voutを出力するバンドギャップ回路20と、バンドギャップ回路20の出力電圧Voutを出力電流Ioutに変換し、出力電流Ioutに基づいてバイアス電流Ibを出力する電圧-電流変換回路30と、電圧-電流変換回路30から入力されたバイアス電流Ibに基づいて動作するCR発振回路40と、を備えている。一般に、バンドギャップ回路は、順バイアスされた負の温度特性を有するダイオードの電位と、絶対温度Tに比例する電圧とを加算することで、温度に依存しない出力電圧Voutを得る回路である。以下では、絶対温度Tに比例する電圧をPTATProportionalToAbsoluteTemperature電圧という。順バイアスされた負の温度特性を有するダイオードの電位は、CTATComplementaryToAbsoluteTemperature電圧であることが知られている。従って、順バイアスされた負の温度特性を有するダイオードの電位CTAT電圧にPTAT電圧を加算することで、ほぼ温度に依存しない出力電圧Voutを得ることができる。負の温度特性を有するダイオードとしては、PN接合ダイオードやMOSダイオード等を用いることが可能である。バンドギャップ回路20は、上記の動作原理により、温度依存性が調整された出力電圧Voutを生成し、生成した出力電圧Voutを出力端子であるノードN22から出力する。なお、バンドギャップ回路20の詳細な回路構成動作については後述する図2参照。電圧-電流変換回路30は、オペアンプAMP1と、PMOSトランジスタMP1と、PMOSトランジスタMP2と、入力信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗RV1と、を有している。オペアンプAMP1の非反転入力端子には、ノードN22が接続されている。オペアンプAMP1の反転入力端子-には、可変抵抗RV1に接続されるノードN24が接続されている。オペアンプAMP1の出力端子には、PMOSトランジスタMP1のゲートが接続されると共に、PMOSトランジスタMP2のゲートが接続されている。PMOSトランジスタMP1及びPMOSトランジスタMP2の各々は、オペアンプAMP1の出力NG1の電位に応じてONする。可変抵抗RV1は、一端がノード24に接続され、他端がGNDに接続されている。MOSトランジスタMP1のドレインは、可変抵抗RV1の一端に接続されている。オペアンプAMP1は、可変抵抗RV1に接続されるノードN24の電位とバンドギャップ回路20から出力された出力電圧Voutとが一致するようフィードバック制御を行う。出力電圧VoutよりノードN24の電位が高い電位となると、オペアンプAMP1の出力NG1の電位は低くなり、ノードN24の電位は低くなる。一方、出力電圧Voutの電位よりノードN24の電位が低くなると、オペアンプAMP1の出力NG1の電位は高くなり、ノードN24の電位は高くなる。上記のフィードバック制御により、オペアンプAMP1の非反転入力端子に接続されたノード22の電位出力電圧Voutと、オペアンプAMP1の反転入力端子-に接続されたノードN24の電位とが、略等しい電位となって回路が安定する。ノードN24の電位がノードN22の電位となるので、可変抵抗RV1には出力電圧Voutが印加される。可変抵抗RV1に出力電圧Voutが印加されると、そのときの電流出力電流Ioutが、PMOSトランジスタMP1に流れる。これにより、バンドギャップ回路20の出力電圧Voutが、出力電流Ioutに変換される。出力電流Ioutは、オームの法則に従い、出力電圧Voutを可変抵抗RV1の抵抗値で割った値となる。可変抵抗RV1も温度依存性を有しているため、出力電流Ioutは、可変抵抗RV1の温度依存性により変動する。本実施の形態では、可変抵抗RV1の温度依存性に応じて可変抵抗RV1の抵抗値を変更することで、所望の出力電流Ioutを得ることができる。一般には、出力電流Ioutの温度依存性が正の場合には、可変抵抗RV1の温度依存性を正温度とともに抵抗値が増加とする。一方、出力電流Ioutの温度依存性が負の場合には、可変抵抗RV1の温度依存性を負温度とともに抵抗値が減少とする。本実施の形態では、バンドギャップ回路20から出力される出力電圧Voutに応じて、所定の温度例えば、25°Cでの電流量が所定の値例えば、1.1μAとなるように、可変抵抗RV1の抵抗値を調整する。また、高精度な発振が必要とされるCPU動作時には、可変抵抗RV1の抵抗値を低くして、出力電流Ioutの電流量を増加させることができる。一方、待機時やホルト時など精度が必要とされていない場合には、可変抵抗RV1の抵抗値を高くして、出力電流Ioutの電流量を減少させることで、発振回路の消費電流を抑制することができる。なお、上記の通り、出力電流Ioutの変動を低減するために、可変抵抗RV1は温度依存性が小さいものが好ましい。このような可変抵抗RV1としては、例えば、ポリシリコン抵抗を用いることができる。また、温度依存性が正の抵抗例えば、メタル配線と、温度依存性が負の抵抗例えば、半導体素子とを組合せて用いてもよい。オペアンプAMP1の出力NG1の電位は、PMOSトランジスタMP1、PMOSトランジスタMP2のゲート電位となっているので、PMOSトランジスタMP2は、PMOSトランジスタMP1とカレントミラー回路を構成する。即ち、PMOSトランジスタMP2には、PMOSトランジスタMP1と同じ電流が流れる。PMOSトランジスタMP1に流れる出力電流Ioutは温度に依存しないので、PMOSトランジスタMP2に流れるバイアス電流Ibも温度によらず一定となる。CR発振回路40は、コンパレータCOMP1、容量C1、容量C2、入力信号に応じて抵抗値が変化する可変抵抗RV2、インバータINV1、及びインバータINV2を有している。なお、容量C2が存在しなくても発振可能であるため、容量C2は省略してもよい。電圧-電流変換回路30のPMOSトランジスタMP2のドレインは、コンパレータCOMP1に接続されている。コンパレータCOMP1に供給するバイアス電流Ibの電流量に応じて、コンパレータCOMP1の応答速度が制御される。コンパレータCOMP1の出力側のノードをノードN26、インバータINV1の出力側のノードをノードN28、インバータINV2の出力側のノードをノードN30、コンパレータCOMP1の反転入力端子-の入力側のノードをN32とする。容量C1は、一端がノードN32に接続され、他端がノードN28に接続されている。容量C2は、一端がノードN32に接続され、他端がGNDに接続されている。可変抵抗RV2は、一端がノードN30に接続され、他端がノードN32に接続されている。容量C1、容量C2、及び可変抵抗RV2は、予め定めた発振周波数を有する発振信号を生成するCR発振手段として機能する。帰還電圧は、ノードN32からコンパレータCOMP1の反転入力端子-に入力される。コンパレータCOMP1の非反転入力端子には、一定の基準電圧Vrefが入力される。これにより、コンパレータCOMP1の出力ノードN26からは、比較増幅された信号が出力される。インバータINV1は、ノードN26から出力される信号を入力し、その反転信号をノードN28に出力する。インバータINV2は、ノードN28から出力される信号を入力し、その反転信号をノードN30に出力する。CR発振回路40の発振周波数は、容量C1、容量C2、及び可変抵抗RV2の温度依存性に依存して変動する。また、容量C1、容量C2、及び可変抵抗RV2の温度依存性は、各々の製造ばらつきに伴って変化する。本実施の形態では、容量C1、容量C2、及び可変抵抗RV2の温度依存性に応じて可変抵抗RV2の抵抗値を変更することで、所望の発振周波数を得ることができる。また、コンパレータCOMP1に入力される基準電圧Vrefは、例えば、電源電圧の分圧として生成することができる。基準電圧Vrefを電源電圧の分圧として生成することで、電源電圧の変動により発振周波数が変動するのを抑制することができる。バンドギャップ回路の構成次に、バンドギャップ回路の回路構成について説明する。図2はバンドギャップ回路20の構成の一例を示す回路図である。バンドギャップ回路20は、PMOSトランジスタMP12~30と、オペアンプAMP2、AMP3と、PNPトランジスタQ1、Q2と抵抗RI1、RI2、RI3とを有している。また、制御信号CTC2~CTC9は、それぞれ出力電圧Voutの温度依存性を制御するための信号を示している。次に、バンドギャップ回路20の動作を説明する。バンドギャップ回路においては、上述した原理で、温度依存性が調整された出力電圧Voutを生成することができる。まず、PMOSトランジスタMP12、MP13に流れる電流が、絶対温度に比例する電流となることを説明する。PNPトランジスタのベース、エミッタ間電圧あるいはpn接合の順方向電圧以下、電圧Vbeというと絶対温度Tとの関係は、概略、式1となることが知られている。Vbe=Veg-aT1ここで、Veg:シリコンのバンドギャップ電圧、約1.2V、a:電圧Vbeの温度依存性、約2mV/°C、T:絶対温度であり、温度依存性aの値はバイアス電流により異なるが、実用領域で、概略2mV/°C程度となることが知られている。また、PNPトランジスタのエミッタ電流IEと電圧Vbeとの関係は、概略、式2となることが知られている。IE=I0expqVbe/kT2ここで、IE:PNPトランジスタのエミッタ電流あるいはダイオードの電流、I0:定数面積に比例、q:電子の電荷、k:ボルツマン定数である。オペアンプAMP2による負帰還により、オペアンプAMP2の電圧利得が十分大きい場合には、オペアンプAMP2の非反転入力端子に接続されているノードIMの電位と、反転入力端子に接続されているノードIPの電位とがほぼ等しくなって回路が安定する。例えば、PMOSトランジスタMP12のゲート幅WとPMOSトランジスタMP13のゲート幅Wとを等しく設計しておくと、PNPトランジスタQ1とPNPトランジスタQ2に流れる電流の大きさの比は、1:1となる。PNPトランジスタQ2のエミッタ面積は、PNPトランジスタQ1のエミッタ面積の10倍とし図2のPNPトランジスタQ1、Q2に添えられた×1、×10は、このエミッタ面積の相対関係を示す。、PNPトランジスタQ1のベース、エミッタ間電圧Vbe1、PNPトランジスタQ2のベース、エミッタ間電圧Vbe2は、式2より、式3、式4に示す関係があることがわかる。I=I0expqVbe1/kT3I=10×I0expqVbe2/kT4両辺それぞれを割り算し、Vbe1-Vbe2=ΔVbeと表わすと、式5、式6が得られる。10=expqVbe1/kT-qVbe2/kT5ΔVbe=kT/qln106つまり、PNPトランジスタQ1とPNPトランジスタQ2の各ベース、エミッタ間電圧の差、ΔVbeは、PNPトランジスタQ1とPNPトランジスタQ2の電流密度比10の対数ln10と熱電圧kT/qで表わされる。このΔVbeが、抵抗RI1の両端の電位差に等しいので、抵抗RI1には、ΔVbe/RI1の電流が流れる抵抗RI1の抵抗値もRI1で表すものとする。従って、PMOSトランジスタMP12およびPMOSトランジスタMP13に流れる電流IMP12は、式7で表わされる。IMP12=ΔVbe/RI1=kT/qln101/RI17式7と図2から明らかなように、PMOSトランジスタMP12、MP13に流れる電流は絶対温度に比例した電流となる。次に、図2のPMOSトランジスタMP22に流れる電流が、絶対温度に比例して減少する電流となることを説明する。オペアンプAMP3の負帰還により、オペアンプAMP3の反転入力端子に接続されているノードIPの電位と、非反転入力端子に接続されているノードNR2の電位とは、ほぼ等しい電位となって回路が安定する。ノードNR2の電位がノードIPの電位となるので、抵抗RI2には、PNPトランジスタQ1のベース、エミッタ間電圧Vbe1が加わる。抵抗RI2に流れる電流は、PMOSトランジスタMP22にも流れるので、PMOSトランジスタMP22に流れる電流IMP22は、式8で表される抵抗RI2の抵抗値もRI2で表すものとする。IMP22=Vbe1/RI28電圧Vbeは式1より、絶対温度に比例して減少するので、式8より、PMOSトランジスタMP22に流れる電流は絶対温度に比例して減少することがわかる。PMOSトランジスタMP12のゲート電位は、PMOSトランジスタMP14~MP17のゲート電位と共通なので、PMOSトランジスタMP14~MP17にも絶対温度に比例して増加する電流が流れようとする。PMOSトランジスタMP22のゲート電位は、PMOSトランジスタMP23~MP26のゲート電位と共通なので、PMOSトランジスタMP23~MP26にも絶対温度に比例して減少する電流が流れようとする。制御信号CTC2~CTC9が、それぞれゲートに加えられたPMOSトランジスタMP18~MP21、PMOSトランジスタMP27~MP30は、これらの電流源として働くPMOSPMOSトランジスタMP14~MP17、PMOSトランジスタMP23~MP26の電流をON/OFFするスイッチとして働く。PMOSトランジスタMP18~MP21およびPMOSトランジスタMP27~MP30のドレインは、すべて出力電圧Voutの出力端子22に接続されているので、PMOSトランジスタMP14~MP17およびPMOSトランジスタMP23~MP26の電流は、すべて出力電圧Voutの出力端子22に流れ、抵抗RI3により電圧に変換される。つまり、制御信号CTC2~CTC9を制御することで、絶対温度に比例して増加する電流PTAT電流と、絶対温度に比例して減少する電流CTAT電流を足し合わせ、その加算の割合を変化させることができる。よって、絶対温度に比例して増加する電流が多い場合には、出力電圧Voutの温度依存性は正となる。絶対温度に比例して増加する電流が少ない場合には、出力電圧Voutの温度依存性は負となる。制御信号CTC2~CTC9をLとすることで、電流を出力電圧Voutの出力端子図1のノードN22に流し込むよう制御することができる。このような動作原理により、温度依存性が調整された出力電圧Voutを出力端子から出力することができる。図2では、説明を分かりやすくするために、制御信号とPMOSトランジスタとが、絶対温度に比例して増加する電流と、絶対温度に比例して減少する電流について4つの場合を示したが、必要な調整精度、範囲が得られるように、図2の回路の構成を拡張、変更してもよい。発振周波数の温度依存性の調整次に、発振回路10の動作について説明する。以上説明した通り、バンドギャップ回路20は、上記の動作原理により、温度依存性が調整された出力電圧Voutを生成し、生成された出力電圧VoutをノードN22から電圧-電流変換回路30に出力する。電圧-電流変換回路30は、可変抵抗RV1の温度依存性に応じて可変抵抗RV1の抵抗値を変更することで、出力電圧Voutを所望の出力電流Ioutに変換する。即ち、出力電流Ioutの温度依存性が調整される。また、CPU動作時には、可変抵抗RV1の抵抗値を低くして、出力電流Ioutの電流量を増加させ、ホルト時には、可変抵抗RV1の抵抗値を高くして、出力電流Ioutの電流量を減少させることができる。また、電圧-電流変換回路30は、温度依存性が調整された出力電流Ioutと同じバイアス電流Ibを出力する。出力電流Ioutは温度に依存しないので、バイアス電流Ibも温度によらず一定となる。即ち、温度依存性が調整されたバイアス電流Ibが、CR発振回路40のコンパレータCOMP1に入力される。コンパレータCOMP1に供給されるバイアス電流Ibの電流量に応じて、コンパレータCOMP1の応答速度が制御される。CR発振回路40は、容量C1、容量C2、及び可変抵抗RV2の温度依存性に応じて可変抵抗RV2の抵抗値を変更することで、所望の発振周波数で発振する。即ち、発振周波数の温度依存性が調整される。上記の通り、本実施の形態では、バンドギャップ回路20で出力電圧Voutの温度依存性が調整され、電圧-電流変換回路30で出力電流Ioutバイアス電流Ibの温度依存性が調整されることで、発振周波数の温度依存性が調整される。加えて、CR発振回路40の可変抵抗RV2により、発振周波数の温度依存性が最終的に調整される。これにより、発振周波数が温度によらず一定となる。図3はバンドギャップ回路の出力電圧の温度依存性を示すグラフである。図3に示すように、温度依存性を調整しなければ、バンドギャップ回路20から出力される出力電圧Voutは、温度に依存して変動する。例えば、図2に示す抵抗RI1の抵抗値が順次高くなると、出力電圧Voutの温度依存性は、線図6001から線図6007まで変化する。線図6004では、出力電圧Voutは温度によらず略一定となる。従って、線図6004に示す温度依存性となるように、出力電圧Voutの温度依存性を調整する。例えば、設計時又はサンプル作成時に、抵抗RI1の抵抗値を調整する。或いは、図2に示す抵抗RI1の抵抗値が変化するように、制御信号CTC2~CTC9を制御する。図4はバイアス電流の温度依存性を示すグラフである。上述した通り、電圧-電流変換回路30から出力されるバイアス電流Ibは、出力電圧Voutを変換して得られる出力電流Ioutに等しい。図4に示すように、温度依存性を調整しなければ、電圧-電流変換回路30から出力されるバイアス電流Ibは、温度に依存して大幅に変化する。バイアス電流Ibの温度依存性は、図3の線図6001から線図6007に示す出力電圧Voutの温度依存性に対応して、線図7001から線図7007まで変化する。線図7004で、バイアス電流Ibは温度によらず略一定となる。しかしながら、バイアス電流Ibの温度依存性は、出力電圧Voutの温度依存性だけに依存して変化するものではなく、出力電圧Voutの温度依存性と可変抵抗RV1の製造ばらつきとに依存して変化する。従って、可変抵抗RV1の抵抗値を変更することで、出力電流Ioutの温度依存性を調整して、予め定めた温度において所望のバイアス電流Ibが得られるようにする。例えば、図4に示すように、25°Cで1.1μAに調整されたバイアス電流Ibを得ることができる。図5Aは100nAのバイアス電流を流したときの発振周波数の温度依存性を示し、図5Bは発振波形を示す。図6Aは10nAのバイアス電流を流したときの発振周波数の温度依存性を示し、図6Bは発振波形を示す。図5A及び図6Aに示すように、CR発振回路40の発振周波数の温度依存性は、図3の線図6001から線図6007に示す出力電圧Voutの温度依存性に対応して変化する。図5Aに示すように、バイアス電流Ibが100nAである場合には、-50°C~150°Cの温度範囲での誤差が0.35となるように、発振周波数の温度依存性を調整することができる。一方、図6Aに示すように、-50°C~150°Cの温度範囲での誤差が3.5と大きくなるように調整すると、代わりにバイアス電流Ibを10nAに減少させることができる。バイアス電流Ibを抑えることができるので、例えば発振周波数精度が求められず、電流に低消費が求められるホルトモード等で有効になる。バイアス電流Ibの電流量が増加することで、発振周波数の温度依存性が低減されることがわかる。即ち、発振周波数が温度に依存して変動するのを抑制することができる。これはバイアス電流Ibの電流量が増加することで、PMOSトランジスタMP2のリーク電流や、寄生抵抗や寄生容量の影響が少なくなるためであると考えられる。また、バイアス電流Ibの電流量が多い領域では、MOSトランジスタMP2の製造ばらつきの影響を小さくでき、高精度な発振が可能となる。従って、高精度な発振が必要とされるCPU動作時には、可変抵抗RV1の抵抗値を低くして、バイアス電流Ibの電流量を増加させる。一方、待機時やホルト時など精度が必要とされていない場合には、可変抵抗RV1の抵抗値を高くして、バイアス電流Ibの電流量を減少させることで、発振回路の消費電流を抑制することができる。以上説明した通り、本実施の形態では、バンドギャップ回路20で出力電圧Voutの温度依存性が調整され、電圧-電流変換回路30で出力電流Iout、バイアス電流Ibの温度依存性が調整されることで、発振周波数の温度依存性が調整される。加えて、CR発振回路40の可変抵抗RV2により、発振周波数の温度依存性が最終的に調整される。これら多段にわたる温度依存性の調整により、発振周波数の温度依存性が顕著に低減されて、発振周波数が温度によらず一定となる。また、本実施の形態では、高精度発振が必要なCPU動作時には発振周波数の温度依存性を低減して高精度発振を可能とすると共に、高精度発振が不要な待機時やホルト時には発振回路の消費電流を低減することができる。即ち、高精度発振と低消費電流発振とを1つの発振回路で実現できる。この通り2つ以上の発振回路を搭載する必要がないために、集積回路の面積縮小を図ることができる。更に、可変抵抗RV1及び可変抵抗RV2は同種類の抵抗とすることができ、温度依存性が異なる2種類の抵抗を用いる必要がないため、製造工程でマスクを省略することができる。また、2種類の抵抗を用いてトリミング数だけ組み合わせを作る必要が無いため、集積回路の面積をより縮小することができる。なお、上記の実施の形態では、バンドギャップ回路20及び電圧-電流変換回路30により出力電流Ioutの温度依存性を調整しているが、出力電流Ioutの温度依存性を調整可能なバンドギャップ回路を用いることで、電圧-電流変換回路30を省略することができる。例えば、正の温度依存性を有する抵抗があれば、出力電流Ioutの温度依存性や電流値を調整可能なバンドギャップ回路を作成することができる。また、上記の実施の形態では、比較部としてコンパレータCOMP1を有するCR発振回路40を用いて、コンパレータCOMP1にバイアス電流Ibを供給している。ここで比較部とは、所定の基準電圧例えば、図1のVrefに相当する閾値やVrefに対して入力の状態に応じて、出力を反する状態へ遷移するように動作するものであり、電流制限機能を備えたコンパレータやインバータなどが相当する。従って、コンパレータに代えてインバータを有するCR発振回路を用いることもできる。インバータを有するCR発振回路の場合には、インバータのMOSトランジスタのソース側にバイアス電流源を挿入する。また、上記の実施の形態では、可変抵抗RV1及び可変抵抗RV2により電流値の調整を行っているが、電圧-電流変換回路30のPMOSトランジスタMP1とPMOSトランジスタMP2とに流れる電流の比率を調整するようにしてもよい。その他、上記の実施の形態で説明した発振回路の構成は一例であり、本発明の主旨を逸脱しない範囲内において状況に応じて変更可能であることは言うまでもない。