"第1及び第2の主電極と第1の制御電極とを有する被測定トランジスタ素子の逆バイアス安全動作領域を測定するための装置であって、前記第1の主電極に接続された第3の主電極と、接地された第4の主電極と、第2の制御電極とを有する電圧制御用トランジスタ素子と、前記第1の主電極の電圧に基づいて制御電圧を生成して前記第2の制御電極に印加する制御電圧生成回路と、を備え、前記第1の主電極の電圧がクランプ電圧を超えると、前記電圧制御用トランジスタ素子がONし、前記第1の主電極の電圧が前記クランプ電圧を下回ると、前記電圧制御用トランジスタ素子がOFFすることを特徴とする逆バイアス安全動作領域測定装置。前記第1の主電極の電圧がアバランシェ電圧を超えると、前記被測定トランジスタ素子がアバランシェを起こし、前記クランプ電圧は前記アバランシェ電圧より低いことを特徴とする請求項1に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。前記制御電圧生成回路は、前記第1の主電極と前記第2の制御電極との間に接続された抵抗と、前記第2の制御電極と接地点との間に接続された可変抵抗と、を有することを特徴とする請求項1又は2に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。前記制御電圧生成回路は、前記第1の主電極に接続されたカソードと、前記第2の制御電極に接続されたアノードとを持つツェナーダイオードと、前記第2の制御電極と接地点との間に接続された抵抗と、を有することを特徴とする請求項1又は2に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。前記第1の主電極の電圧をクランプするクランプ回路を更に備えることを特徴とする請求項1~4の何れか1項に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。前記制御電圧と基準電圧の差電圧を増幅して前記第2の制御電極に印加するオペアンプを更に備えることを特徴とする請求項1~5の何れか1項に記載の逆バイアス安全動作領域測定装置。被測定トランジスタ素子の電流が小さく、スイッチングスピードが遅い場合には、配線の寄生リアクタンスが無視できる。しかし、現在のIGBT等は高速化及び大電流化されているため、クランプ回路の配線の寄生リアクタンスが無視できない。本来ならば、トランジスタ素子のターンオフ時に、コレクタ電圧はクランプ電圧で固定される。しかし、クランプ回路に寄生リアクタンスが有るため、電流の流れる方向と逆方向に電圧が発生する。従って、クランプ回路への電流の転流が追いつかず、転流できなかった電流は、被測定トランジスタ素子のコレクタに流れ込んでアバランシェを起こしてしまう。このため、印加電流を上げていくと、被測定トランジスタ素子は、RBSOAを超えて破壊される前に、アバランシェによる熱で破壊される。よって、RBSOAを正確に測定することができなかった。本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は逆バイアス安全動作領域を正確に測定することができる逆バイアス安全動作領域測定装置を得るものである。本発明に係る逆バイアス安全動作領域測定装置は、第1及び第2の主電極と第1の制御電極とを有する被測定トランジスタ素子の逆バイアス安全動作領域を測定するための装置であって、前記第1の主電極に接続された第3の主電極と、接地された第4の主電極と、第2の制御電極とを有する電圧制御用トランジスタ素子と、前記第1の主電極の電圧に基づいて制御電圧を生成して前記第2の制御電極に印加する制御電圧生成回路と、を備え、前記第1の主電極の電圧がクランプ電圧を超えると、前記電圧制御用トランジスタ素子がONし、前記第1の主電極の電圧が前記クランプ電圧を下回ると、前記電圧制御用トランジスタ素子がOFFすることを特徴とする。本発明により、逆バイアス安全動作領域を正確に測定することができる。本発明の実施の形態に係る逆バイアス安全動作領域測定装置について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。逆バイアス安全動作領域測定装置1は、被測定IGBT2のRBSOAReverseBiasSafeOperationArea;逆バイアス安全動作領域を測定するための装置である。逆バイアス安全動作領域測定装置1は、誘導性負荷3L負荷と、主電源4と、コンデンサ5と、クランプ回路6と、パワーMOSFET7と、制御電圧生成回路8と、電流センサ9とを備える。被測定IGBT2のエミッタは接地されている。被測定IGBT2のコレクタに誘導性負荷3の一端が接続されている。誘導性負荷3の他端に主電源4の正電極が接続されている。主電源4の負電極は接地されている。主電源4の正電極と負電極との間にコンデンサ5が接続されている。コンデンサ5は、例えば電解コンデンサであり、大きな容量値を有し、主電源4の電源電圧を安定化する。誘導性負荷3は、例えばコイルで構成される。この誘導性負荷3は、定電流源として働き、被測定IGBT2のターンオフ前後のコレクタ電流を一定に保つ役割を担っている。クランプ回路6は、クランプダイオード10と、クランプ電源11と、コンデンサ12とを有する。クランプダイオード10のアノードが被測定IGBT2のコレクタに接続され、カソードがクランプ電源11の正電極に接続されている。クランプ電源11の負電極は接地されている。クランプ電源11の正電極と負電極との間にコンデンサ12が接続されている。このコンデンサ12はクランプ電源11の電圧を安定化する。クランプ電源11の電圧は主電源4の電圧よりも高く設定され、主電源4からクランプ回路6に電流が常に流れるのを防止している。クランプ回路6は、被測定IGBT2のコレクタ電圧の上限値を、クランプ電源11の電圧とクランプダイオード10の順方向降下電圧の和の電圧にクランプする。ここで、被測定IGBT2のコレクタ電圧がアバランシェ電圧を超えると被測定IGBT2がアバランシェを起こす場合、クランプ電圧はアバランシェ電圧より低い値に設定される。パワーMOSFET7のドレインは被測定IGBT2のコレクタに接続され、ソースは接地されている。制御電圧生成回路8は、被測定IGBT2のコレクタとパワーMOSFET7のゲートとの間に接続された抵抗13と、パワーMOSFET7のゲートと接地点との間に接続された可変抵抗14と、を有する。制御電圧生成回路8は、被測定IGBT2のコレクタ電圧に基づいて制御電圧を生成してパワーMOSFET7のゲートに印加する。ここで、被測定IGBT2のコレクタ電圧がクランプ電圧を超えるとパワーMOSFET7がONするように、可変抵抗14の抵抗値が調整されている。続いて、本実施の形態の測定装置を用いたRBSOAの測定方法について説明する。まず、ゲートドライバ負図示からパルス状の駆動信号を被測定IGBT2のゲートに入力する。これにより、被測定IGBT2がONし、誘導性負荷3を介して主電源4から被測定IGBT2にコレクタ電流が流れ始める。コレクタ電流は駆動信号のパルス幅に比例するので、パルス幅を調整して所定の電流値例えば定格電流に到達すると駆動信号をOFFする。このように被測定IGBT2がONからOFFに変わる時ターンオフ時に、誘導性負荷3は、被測定IGBT2の主回路に流れているコレクタ電流をそのまま保持し続けようとする。従って、コレクタ電流は、瞬間的に0Aアンペアに低下するのではなく、減衰しつつ0Aに到達する。図2は、被測定IGBTの出力特性を示す図である。図2の1に示すように、コレクタ電流が一定ならば、ゲート電圧が下がるほどコレクタ電圧が上がる。従って、図3の1に示すように、ターンオフ時には、コレクタ電流は一定で、コレクタ電圧のみが上がる。図3は、ターンオフ時の被測定IGBTのコレクタ電流とコレクタ電圧の関係を示す図である。更にゲート電圧が下がってコレクタ電圧が上昇してクランプ電圧に達すると、電流はクランプ回路6に転流する。クランプ回路6に電流が流れている時は、被測定IGBT2のコレクタは、クランプ電源11と電気的にショートした状態になる。このため、被測定IGBT2のコレクタ電圧は、クランプ回路6によりクランプ電圧にクランプされる。また、コレクタ電圧がクランプ電圧を超えると、パワーMOSFET7がONして、被測定IGBT2のコレクタ電圧が下がる。一方、被測定IGBT2のコレクタ電圧がクランプ電圧を下回ると、パワーMOSFET7がOFFして、被測定IGBT2のコレクタ電圧が上がる。このパワーMOSFET7の負帰還動作により、誘導性負荷3からの電流がクランプ回路6に転流する間、コレクタ電圧はクランプ電圧と同じになる。従って、図2の2に示すように、コレクタ電圧が一定で、ゲート電圧が下がるほどコレクタ電流のみが下がる。更にゲート電圧が下がると、被測定IGBT2はOFFとなり、コレクタ電流は0Aとなる。このように被測定IGBT2がONからOFFに変わる時ターンオフ時に、電流センサ9は、被測定IGBT2のコレクタを流れる電流を検出することで、被測定IGBT2のコレクタ-エミッタ間電流コレクタ電流を測定する。また、電圧計負図示のプローブを被測定IGBT2のコレクタとエミッタに当てて、被測定IGBT2のコレクタ-エミッタ間電圧コレクタ電圧を測定する。この測定により得られた図3のI-V波形リサージュ波形から、コレクタ電流の最大値例えば定格電流とコレクタ電圧の最大値例えば定格電圧で規定されるRBSOAを確認することができる。続いて、本実施の形態の測定装置の効果について比較例と比較して説明する。図4は、比較例に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。比較例には、パワーMOSFET7と制御電圧生成回路8が設けられていない。クランプ回路6の配線に寄生インダクタンスSが有るため、ターンオフ時に電流の流れる方向と逆方向に電圧が発生する。このため、クランプ回路6への電流の転流が追いつかず、転流できなかった電流は被測定IGBT2に流れ込んで、図5に示すようにアバランシェを起こしてしまう。図5は、比較例の測定装置の電流波形及び電圧波形を示す図である。CIはコレクタ-エミッタ間電圧を示し、CIIはコレクタ電流を示し、CIIIはクランプダイオード10を流れる電流を示す。この際の電流と電圧の関係式は、キルヒホフの電圧則より以下のようになる。VAVA-LSdICL/dt-VCL=0ここで、VAVAは被測定IGBT2のアバランシェ電圧、LSは寄生インダクタンス、ICLはクランプ回路6に流れ込む電流、VCLはクランプ電圧である。なおクランプダイオード10の順電圧は無視した。上記の式を展開すると電流ICLは以下のようになる。ICL=VAVA-VCL/LS×t誘導性負荷3に流れる電流のうち、クランプ回路6には電流ICLしか転流できずに、残りの電流は被測定IGBT2に流れ込み、アバランシェエネルギーとなる。従って、比較例では、印加電流を上げていくと、被測定IGBT2は、RBSOAを超えて破壊される前に、アバランシェによる熱で破壊される。よって、RBSOAを正確に測定することができなかった。一方、本実施の形態では、クランプ回路6やパワーMOSFET7の配線に寄生リアクタンスSが有る場合でも、パワーMOSFET7によりアバランシェエネルギーを減らすことができる。コレクタ電圧が耐圧を超えて被測定IGBT2がアバランシェを起こした場合、パワーMOSFET7の主回路に流れ込む電流と電圧の関係は以下のようになる。VAVA-LSdIFET/dt-VON=0ここで、IFETはパワーMOSFET7に流れ込む電流、VONはパワーMOSFET7のON電圧である。上記の式を展開すると電流IFETは以下のようになる。IFET=VAVA-VON/LS×t被測定IGBT2の耐圧を600Vとすると、VCL=600Vである。VAVA=610V、VON=5Vと仮定すると、電流IFETは以下のようになる。IFET=VAVA-VON/LS×t=605V/LS×t一方、クランプ回路6に流れ込む電流ICLは以下のようになる。ICL=VAVA-VCL/LS×t=10V/LS×tとなる。従って、IFETとICLの比は以下のようになる。IFET/ICL=60ただし、クランプ回路6とパワーMOSFET7の配線の寄生インダクタンスSの大きさが同じと仮定した。パワーMOSFET7は、クランプ回路6と比較して、誘導性負荷3に流れる電流を60倍転流させることができる。よって、本実施の形態の測定装置は、比較例に比べて大幅にアバランシェエネルギーを減らすことができる。この結果、アバランシェによる破壊が発生し難くなるため、RBSOAを正確に測定することができる。実施の形態2.図6は、本発明の実施の形態2に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。実施の形態1とは制御電圧生成回路8の構成が異なる。実施の形態2の制御電圧生成回路8は、被測定IGBT2のコレクタに接続されたカソードと、パワーMOSFET7のゲートに接続されたアノードとを持つツェナーダイオード15と、パワーMOSFET7のゲートと接地点との間に接続された抵抗16と、を有する。ツェナーダイオード15の耐圧はクランプ電圧と同じである。これにより、可変抵抗14の調整が不要となるため、実施の形態1に比べて作業効率が向上する。実施の形態3.図7は、本発明の実施の形態3に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。この装置は、実施の形態1の装置からクランプ回路6を省略したものである。これにより、実施の形態1に比べて装置を簡略化することができる。また、クランプダイオード10のリカバリー電流による電流の逆流を無くすこともできる。実施の形態4.図8は、本発明の実施の形態4に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。この装置は、実施の形態2の装置からクランプ回路6を省略したものである。これにより、実施の形態2に比べて装置を簡略化することができる。また、クランプダイオード10のリカバリー電流による電流の逆流を無くすこともできる。実施の形態5.図9は、本発明の実施の形態5に係る逆バイアス安全動作領域測定装置を示す図である。実施の形態1,2に比べてオペアンプ17と抵抗18,19が追加されている。また、実施の形態5の制御電圧生成回路8は抵抗20,21を有する。抵抗20,21は、被測定IGBT2のコレクタと接地点との間に直列に接続され、電圧減衰回路を構成する。抵抗18,19は、クランプ電源の側と接地点との間に直列に接続され、電圧減衰回路を構成する。抵抗20と抵抗21の接続点がオペアンプ17の入力端子に接続され、抵抗18と抵抗19の接続点がオペアンプ17の-入力端子に接続されている。オペアンプ17の出力端子はパワーMOSFET7のゲートに接続されている。続いて動作を説明する。抵抗20と抵抗21の接続点に制御電圧が発生し、抵抗18と抵抗19の接続点に基準電圧が発生する。オペアンプ17は、入力端子と-入力端子からそれぞれ入力した制御電圧と基準電圧の差電圧を無限倍増幅してパワーMOSFET7のゲートに印加する。被測定IGBT2のコレクタ電圧がクランプ電圧を超えると、入力端子の制御電圧の方が-入力端子の基準電圧より大きくなるので、オペアンプ17はこの差電圧を増幅しての電圧を出力する。従って、パワーMOSFET7がONして、被測定IGBT2のコレクタ電圧が下がる。一方、被測定IGBT2のコレクタ電圧がクランプ電圧を下回ると、入力端子の制御電圧の方が-入力端子の基準電圧より小さくなるので、オペアンプ17はこの差電圧を増幅して-の電圧を出力する。従って、パワーMOSFET7がOFFして、被測定IGBT2のコレクタ電圧が上がる。これにより、被測定IGBT2のコレクタ電圧をクランプ電圧に精度良く合わせることができる。図10は、本発明の実施の形態5に係る逆バイアス安全動作領域測定装置の変形例を示す図である。この装置では、クランプ電圧を抵抗18,19で減衰させて基準電圧にする代わりに、基準電圧を電源22から直接に取る。これにより、クランプ回路6や抵抗18,19を省略できるので、装置を簡略化することができる。なお、実施の形態1~5において、被測定IGBT2はベアチップ状態のIGBTであるが、これに限らずバイポーラトランジスタであってもよく、ベアチップ状態でRBSOAを測定できる素子であればよい。また、パワーMOSFET7をIGBTに置き換えてもよい。また、抵抗13,16,20,21や可変抵抗14の抵抗値は大きい。従って、被測定IGBT2に電圧が掛かった時に抵抗13,16,20,21や可変抵抗14に流れる電流は被測定IGBT2やクランプ回路6に流れる電流に比べて無視できるくらい小さい。また、被測定IGBT2やパワーMOSFET7は、珪素によって形成されたものに限らず、珪素に比べてバンドギャップが大きいワイドバンドギャップ半導体によって形成されたものでもよい。ワイドバンドギャップ半導体は、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、又はダイヤモンドである。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたパワー半導体素子は、耐電圧性や許容電流密度が高いため、小型化できる。この小型化された素子を用いることで、この素子を組み込んだ半導体モジュールも小型化できる。また、素子の耐熱性が高いため、ヒートシンクの放熱フィンを小型化でき、水冷部を空冷化できるので、半導体モジュールを更に小型化できる。また、素子の電力損失が低く高効率であるため、半導体モジュールを高効率化できる。なお、スイッチング素子とダイオード素子の両方がワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることが望ましいが、何れか一方の素子がワイドバンドギャップ半導体よって形成されていてもよく、この実施の形態に記載の効果を得ることができる。"