電圧を印加する正相電源部と、入力オーディオ信号をパルス変調し、正相変調信号を生成する正相変調部と、前記生成された正相変調信号に基づいてスイッチングし、前記正相電源部から印加された電圧に基づいて、正相変調信号を増幅する正相増幅部と、前記増幅された正相変調信号を復調し、正相出力オーディオ信号を生成する正相復調部と、前記正相変調信号の位相を反転し、逆相変調信号を生成する位相反転部と、電圧を印加する逆相電源部と、前記生成された逆相変調信号に基づいてスイッチングし、前記逆相電源部から印加された電圧に基づいて、前記生成された逆相変調信号を増幅する逆相増幅部と、前記増幅された逆相変調信号を復調し、逆相出力オーディオ信号を生成する逆相復調部と、前記正相出力オーディオ信号と前記逆相出力オーディオ信号との電圧の差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成する生成部と、前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号に基づいて前記正相電源部から前記正相増幅部に印加される電圧を制御する正相電圧制御部および、前記差分信号に基づいて前記逆相電源部から前記逆相増幅部に印加される電圧を制御する逆相電圧制御部の少なくとも一方を含む電圧制御部と、を備えることを特徴とするオーディオ信号増幅装置。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が第1の範囲内となるように、前記正相電源部から前記正相増幅部に印加される電圧を制御し、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、前記逆相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が第2の範囲内となるように、前記逆相電源部から前記逆相増幅部に印加される電圧を制御する、ことを特徴とする請求項1に記載のオーディオ信号増幅装置。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が0となるように、前記正相電源部から前記正相増幅部に印加される電圧を制御し、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、前記逆相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が0となるように、前記逆相電源部から前記逆相増幅部に印加される電圧を制御する、ことを特徴とする請求項1に記載のオーディオ信号増幅装置。前記正相変調部、前記正相増幅部及び前記正相復調部のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記正相出力オーディオ信号を減衰する正相減衰部、および前記逆相変調部、前記逆相増幅部及び前記逆相復調部のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記逆相出力オーディオ信号を減衰する逆相減衰部、を備えることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載のオーディオ信号増幅装置。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相電圧制御部は、前記差分信号を前記正相電源部からの出力電圧に重畳する正相差分信号重畳部と、正相差分信号重畳部によって前記差分信号が重畳された前記正相電源部からの出力電圧を前記正相増幅部に印加する入力電圧としてフィードバックする正相フィードバック部と、を備え、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、前記逆相電圧制御部は、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を前記逆相電源部からの出力電圧に重畳する逆相差分信号重畳部と、逆相差分信号重畳部によって前記逆相差分信号が重畳された前記逆相電源部からの出力電圧を前記逆相増幅部に印加する入力電圧としてフィードバックする逆相フィードバック部と、を備える、ことを特徴とする請求項4に記載のオーディオ信号増幅装置。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相差分信号重畳部は、シリーズレギュレータ回路、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を基準にして一定の電圧を供給する定電圧電源IC回路、またはスイッチングレギュレータ回路であり、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、逆相差分信号重畳部は、シリーズレギュレータ回路、前記差分信号を基準にして一定の電圧を供給する定電圧電源IC回路、またはスイッチングレギュレータ回路であり、前記電圧制御部が前記正相電圧制御部と前記逆相電圧制御部との両方を含む場合、前記正相差分信号重畳部と前記逆相差分信号重畳部とは、同じ回路である、ことを特徴とする請求項5に記載のオーディオ信号増幅装置。デジタルの入力オーディオ信号をアナログに変換するDAC、を備えることを特徴とする請求項1乃至6のいずれか1項に記載のオーディオ信号増幅装置。入力オーディオ信号をパルス変調し、正相変調信号を生成する正相変調工程と、前記生成された正相変調信号に基づいてスイッチングし、正相電源部から印加された電圧に基づいて、正相変調信号を増幅する正相増幅工程と、前記増幅された正相変調信号を復調し、正相出力オーディオ信号を生成する正相復調工程と、前記正相変調信号の位相を反転し、逆相変調信号を生成する位相反転工程と、前記生成された逆相変調信号に基づいてスイッチングし、逆相電源部から印加された電圧に基づいて、前記生成された逆相変調信号を増幅する逆相増幅工程と、前記増幅された逆相変調信号を復調し、逆相出力オーディオ信号を生成する逆相復調工程と、前記正相出力オーディオ信号と前記逆相出力オーディオ信号との電圧の差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成する生成工程と、前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号に基づいて前記正相電源部から前記正相増幅工程において前記正相変調信号を増幅する際に印加される電圧を制御する正相電圧制御工程および、前記差分信号に基づいて前記逆相電源部から前記逆相増幅工程において前記逆相変調信号を増幅する際に印加される電圧を制御する逆相電圧制御工程の少なくとも一方を含む電圧制御工程と、を備えることを特徴とするオーディオ信号増幅方法。前記正相変調工程、前記正相増幅工程及び前記正相復調工程のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記正相出力オーディオ信号を減衰する正相減衰工程、および前記逆相変調工程、前記逆相増幅工程及び前記逆相復調工程のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記逆相出力オーディオ信号を減衰する逆相減衰工程、を備えることを特徴とする請求項8に記載のオーディオ信号増幅方法。前記電圧制御工程が前記正相電圧制御工程を含む場合に、前記正相電圧制御工程は、前記差分信号を前記正相電源部からの出力電圧に重畳する正相差分信号重畳工程と、正相差分信号重畳工程によって前記差分信号が重畳された前記正相電源部からの出力電圧を前記正相増幅工程において前記正相変調信号を増幅する際に印加される入力電圧としてフィードバックする正相フィードバック工程と、を備え、前記電圧制御工程が前記逆相電圧制御工程を含む場合に、前記逆相電圧制御工程は、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を前記逆相電源部からの出力電圧に重畳する逆相差分信号重畳工程と、逆相差分信号重畳工程によって前記逆相差分信号が重畳された前記逆相電源部からの出力電圧を前記逆相増幅工程において前記逆相変調信号を増幅する際に印加される入力電圧としてフィードバックする逆相フィードバック工程と、を備える、ことを特徴とする請求項9に記載のオーディオ信号増幅方法。しかし、特許文献1に記載された技術のように、出力信号を入力信号にフィードバックする手法では、フィードバックする箇所により各部に起因する歪みやノイズに対する効果S/N比の向上、ダンピングファクタの改善などが異なり、歪みやノイズの発生箇所よっては音質の劣化を改善することができない問題があった。また、特許文献1に記載された技術を適用したDクラスアンプにおいては、フィードバックされる信号がアナログ信号であるため、デジタル入力方式のDクラスアンプ用ICを使用することができないなど、システムを構成する上で制約が発生するという問題があった。本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Dクラスアンプの音質の劣化を改善することができるオーディオ信号増幅装置及びオーディオ信号増幅方法を提供することを目的とする。また、本発明は、Dクラスアンプへの入力信号の方式や変調方式を問わず、システムを構成する上での制約を少なくすることができるオーディオ信号増幅装置及びオーディオ信号増幅方法を提供することを他の目的とする。上記目的を達成するため、本発明の第1の観点に係るオーディオ信号増幅装置は、電圧を印加する正相電源部と、入力オーディオ信号をパルス変調し、正相変調信号を生成する正相変調部と、前記生成された正相変調信号に基づいてスイッチングし、前記正相電源部から印加された電圧に基づいて、正相変調信号を増幅する正相増幅部と、前記増幅された正相変調信号を復調し、正相出力オーディオ信号を生成する正相復調部と、前記正相変調信号の位相を反転し、逆相変調信号を生成する位相反転部と、電圧を印加する逆相電源部と、前記生成された逆相変調信号に基づいてスイッチングし、前記逆相電源部から印加された電圧に基づいて、前記生成された逆相変調信号を増幅する逆相増幅部と、前記増幅された逆相変調信号を復調し、逆相出力オーディオ信号を生成する逆相復調部と、前記正相出力オーディオ信号と前記逆相出力オーディオ信号との電圧の差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成する生成部と、前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号に基づいて前記正相電源部から前記正相増幅部に印加される電圧を制御する正相電圧制御部および、前記差分信号に基づいて前記逆相電源部から前記逆相増幅部に印加される電圧を制御する逆相電圧制御部の少なくとも一方を含む電圧制御部と、を備えることを特徴とする。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が第1の範囲内となるように、前記正相電源部から前記正相増幅部に印加される電圧を制御し、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、前記逆相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が第2の範囲内となるように、前記逆相電源部から前記逆相増幅部に印加される電圧を制御してもよい。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が0となるように、前記正相電源部から前記正相増幅部に印加される電圧を制御し、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、前記逆相電圧制御部は、前記差分信号の電圧値が0となるように、前記逆相電源部から前記逆相増幅部に印加される電圧を制御してもよい。前記オーディオ信号増幅装置は、前記正相変調部、前記正相増幅部及び前記正相復調部のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記正相出力オーディオ信号を減衰する正相減衰部、および前記逆相変調部、前記逆相増幅部及び前記逆相復調部のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記逆相出力オーディオ信号を減衰する逆相減衰部、を備えてもよい。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相電圧制御部は、前記差分信号を前記正相電源部からの出力電圧に重畳する正相差分信号重畳部と、正相差分信号重畳部によって前記差分信号が重畳された前記正相電源部からの出力電圧を前記正相増幅部に印加する入力電圧としてフィードバックする正相フィードバック部と、を備え、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、前記逆相電圧制御部は、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を前記逆相電源部からの出力電圧に重畳する逆相差分信号重畳部と、逆相差分信号重畳部によって前記逆相差分信号が重畳された前記逆相電源部からの出力電圧を前記逆相増幅部に印加する入力電圧としてフィードバックする逆相フィードバック部と、を備えてもよい。前記電圧制御部が前記正相電圧制御部を含む場合に、前記正相差分信号重畳部は、シリーズレギュレータ回路、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を基準にして一定の電圧を供給する定電圧電源IC回路、またはスイッチングレギュレータ回路であり、前記電圧制御部が前記逆相電圧制御部を含む場合に、逆相差分信号重畳部は、シリーズレギュレータ回路、前記差分信号を基準にして一定の電圧を供給する定電圧電源IC回路、またはスイッチングレギュレータ回路であり、前記電圧制御部が前記正相電圧制御部と前記逆相電圧制御部との両方を含む場合、前記正相差分信号重畳部と前記逆相差分信号重畳部とは、同じ回路であってもよい。前記オーディオ信号増幅装置は、デジタルの入力オーディオ信号をアナログに変換するDAC、を備えてもよい。また、本発明の第2の観点に係るオーディオ信号増幅方法は、入力オーディオ信号をパルス変調し、正相変調信号を生成する正相変調工程と、前記生成された正相変調信号に基づいてスイッチングし、正相電源部から印加された電圧に基づいて、正相変調信号を増幅する正相増幅工程と、前記増幅された正相変調信号を復調し、正相出力オーディオ信号を生成する正相復調工程と、前記正相変調信号の位相を反転し、逆相変調信号を生成する位相反転工程と、前記生成された逆相変調信号に基づいてスイッチングし、逆相電源部から印加された電圧に基づいて、前記生成された逆相変調信号を増幅する逆相増幅工程と、前記増幅された逆相変調信号を復調し、逆相出力オーディオ信号を生成する逆相復調工程と、前記正相出力オーディオ信号と前記逆相出力オーディオ信号との電圧の差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成する生成工程と、前記出力オーディオ信号と前記入力オーディオ信号との差分を示す差分信号に基づいて前記正相電源部から前記正相増幅工程において前記正相変調信号を増幅する際に印加される電圧を制御する正相電圧制御工程および、前記差分信号に基づいて前記逆相電源部から前記逆相増幅工程において前記逆相変調信号を増幅する際に印加される電圧を制御する逆相電圧制御工程の少なくとも一方を含む電圧制御工程と、を備えることを特徴とする。前記オーディオ信号増幅方法は、前記正相変調工程、前記正相増幅工程及び前記正相復調工程のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記正相出力オーディオ信号を減衰する正相減衰工程、および前記逆相変調工程、前記逆相増幅工程及び前記逆相復調工程のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、前記逆相出力オーディオ信号を減衰する逆相減衰工程、を備えてもよい。前記電圧制御工程が前記正相電圧制御工程を含む場合に、前記正相電圧制御工程は、前記差分信号を前記正相電源部からの出力電圧に重畳する正相差分信号重畳工程と、正相差分信号重畳工程によって前記差分信号が重畳された前記正相電源部からの出力電圧を前記正相増幅工程において前記正相変調信号を増幅する際に印加される入力電圧としてフィードバックする正相フィードバック工程と、を備え、前記電圧制御工程が前記逆相電圧制御工程を含む場合に、前記逆相電圧制御工程は、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を前記逆相電源部からの出力電圧に重畳する逆相差分信号重畳工程と、逆相差分信号重畳工程によって前記逆相差分信号が重畳された前記逆相電源部からの出力電圧を前記逆相増幅工程において前記逆相変調信号を増幅する際に印加される入力電圧としてフィードバックする逆相フィードバック工程と、を備えてもよい。本発明によれば、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Dクラスアンプの音質の劣化を改善することができる。実施形態1以下、本発明の実施形態に係るDクラスアンプ100を、図面を参照して説明する。Dクラスアンプ100は、ラジオ放送受信装置等の外部装置から供給されるアナログのオーディオ信号入力オーディオ信号を増幅し、スピーカ18から音声を出力する。本実施形態に係るDクラスアンプ100は、オーディオ信号を増幅する装置であって、図1に示すように、PWMPulseWidthModulation変換回路11と、ゲートドライバ12と、出力段トランジスタ13と、出力フィルタ14と、分圧回路15と、差分検出回路16と、出力可変電源装置17と、を備える。なお、本実施形態では、Dクラスアンプ100の出力端子にスピーカ18を接続しているが、スピーカ18は、Dクラスアンプ100の構成要素ではない。PWM変換回路11は、アナログの入力オーディオ信号のレベルに対応するパルス幅を有するPWM信号を生成し、生成したPWM信号をゲートドライバ12に供給する。PWM変換回路11は、入力オーディオ信号をパルス幅変調する変調部として機能する。ゲートドライバ12は、PWM変換回路11から供給されたPWM信号のレベルがハイレベルオンのときに、後述する出力段トランジスタ13のスイッチング素子13aをオンとするアクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子13aに供給し、スイッチング素子13bをオフとする非アクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子13bに供給する。一方、ゲートドライバ12は、PWM変換回路11から供給されたPWM信号のレベルがローレベルオフのときに、出力段トランジスタ13のスイッチング素子13aをオフとする非アクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子13aに供給し、スイッチング素子13bをオンとするアクティブレベルのゲート信号をスイッチング素子13bに供給する。このようにして、ゲートドライバ12は、スイッチング素子13a及びスイッチング素子13bを相補的にオン又はオフとするゲート信号を出力段トランジスタ13に供給する。出力段トランジスタ13は、スイッチング素子13a及び13bから構成され、ゲートドライバ12から供給されるゲート信号に応答して、スイッチングすることにより、PWM信号を増幅し、増幅したPWM信号を出力フィルタ14に供給する。出力段トランジスタ13は、PWM信号を増幅する増幅部として機能する。スイッチング素子13a及び13bは、出力フィルタ14に並列に接続され、ゲートドライバ12から供給されるゲート信号に応答して、相補的にオン又はオフを繰り返し、スイッチングする。このようにして、スイッチング素子13aが、出力可変電源装置17から供給された電源電圧Voutを出力フィルタ14に供給印加することと、スイッチング素子13bが、電源電圧-Vccを出力フィルタ14に供給印加することとが、交互に繰り返される。本実施形態では、スイッチング素子13a及び13bは、n型のMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorから構成され、ゲート信号がアクティブレベルのときにオンして導通し、ゲート信号が非アクティブレベルのときにオフとなり非導通となる。なお、n型のMOSFETの場合、アクティブレベルはハイレベルに相当し、非アクティブレベルはローレベルに相当する。出力フィルタローパスフィルタ14は、コイル、キャパシタなどから構成され、出力段トランジスタ13から供給されたPWM信号のうち、所定のカットオフ周波数より低い周波数の信号を通すことにより、PWM信号をアナログ信号に変換し、変換したアナログ信号出力オーディオ信号をスピーカ18及び分圧回路15に供給する。出力フィルタ14は、PWM信号を復調する復調部として機能する。分圧回路15は、抵抗器などから構成され、入力オーディオ信号が経由した装置等のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、出力フィルタ14から供給された出力オーディオ信号を減衰し、減衰した出力オーディオ信号を差分検出回路16に供給する。分圧回路15は、出力オーディオ信号を減衰する減衰部として機能する。なお、出力オーディオ信号が歪んだり、出力オーディオ信号にノイズが重畳したりしないと仮定した場合、分圧回路15によって減衰された出力オーディオ信号は、元の入力オーディオ信号と一致する。差分検出回路16は、差分回路などから構成され、分圧回路15から供給されたアナログの出力オーディオ信号と外部装置から供給されたアナログの入力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を生成し、生成した差分信号を出力可変電源装置17に供給する。出力可変電源装置17は、差分検出回路16から供給された差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、差分信号のレベルに応じて出力電圧を下げ、差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、差分信号のレベルに応じて出力電圧を上げる。出力可変電源装置17は、出力電圧を制御する電圧制御部として機能する。出力可変電源装置17の構成の一例を図2に示す。出力可変電源装置17は、例えば、直流電源171とNPNトランジスタTrと抵抗器R1~R4とツェナーダイオードZDと差分増幅回路172とを備えたシリーズレギュレータから構成される。シリーズレギュレータは、直流電源171から供給される入力電圧Vinを一定の出力電圧Vccに変換して出力する装置である。ここで、差分検出回路16から供給される差分信号と出力可変電源装置17の出力電圧Voutを分圧した電圧を差分回路172の負-の入力端子に入力し、ツェナーダイオードZDの降伏電圧と等しい電圧参照電圧を差分回路172の正の入力端子に入力するように接続する。このように構成された出力可変電源装置17は、差分信号を重畳した出力電圧Voutを負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧Voutを制御する。具体的には、差分信号が正の場合、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きい場合、出力可変電源装置17は、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Voutを下げる。一方、差分信号が負の場合、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さい場合、出力可変電源装置17は、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Voutを上げる。図1に示すスピーカ18は、出力フィルタ14から供給されるアナログの出力オーディオ信号により駆動され、放音する。スピーカ18は、イヤホン、ヘッドホン等を含む。次に、上記構成を有するDクラスアンプ100の動作を説明する。Dクラスアンプ100は、ラジオ放送受信装置等の外部装置から供給されるアナログの入力オーディオ信号を増幅するほか、出力段トランジスタ13に印加する電圧を調節することにより、出力オーディオ信号の歪みを補正するという特徴的な動作を行う。以下、この特徴的な動作を中心に説明する。まず、PWM変換回路11は、外部装置から入力された入力オーディオ信号に応答して、アナログの入力オーディオ信号をPWM信号に変換し、変換したPWM信号をゲートドライバ12に供給する。ゲートドライバ12は、PWM変換回路11から供給されたPWM信号に応答して、出力段トランジスタ13のスイッチング素子13a及び13bを制御するゲート信号を生成し、生成したゲート信号を出力段トランジスタ13に供給する。出力段トランジスタ13は、ゲートドライバ12から供給されたゲート信号に応答して、スイッチングすることにより、PWM信号を増幅し、増幅したPWM信号を出力フィルタ14に供給する。具体的には、前述したスイッチング素子13a及び13bが、ゲートドライバ12から供給されるゲート信号に応答して、相補的にオン又はオフを繰り返すことにより、スイッチング素子13aが、出力可変電源装置17から供給された電源電圧Voutを出力フィルタ14に印加することと、スイッチング素子13bが、電源電圧-Vccを出力フィルタ14に印加することとが、交互に繰り返される。出力フィルタ14は、出力段トランジスタ13から供給されたPWM信号をアナログの出力オーディオ信号に変換し、変換した出力オーディオ信号をスピーカ18及び分圧回路15に供給する。分圧回路15は、入力オーディオ信号が経由した装置等のトータルゲインの逆数に相当するゲインで、出力フィルタ14から供給された出力オーディオ信号を減衰し、減衰した出力オーディオ信号を差分検出回路16に供給する。差分検出回路16は、分圧回路15から供給されたアナログの出力オーディオ信号と外部装置から供給されたアナログの入力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を生成し、生成した差分信号を出力可変電源装置17に供給する。出力可変電源装置17は、差分検出回路16から供給された差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Voutを下げ、差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、この差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Voutを上げる。以上の動作を、図1及び3を参照して具体的に説明する。例えば、PWM変換回路11が入力オーディオ信号をPWM信号に変換し、出力段トランジスタ13がPWM信号を図3aに示すPWM信号に増幅したとする。増幅されたPWM信号は、出力フィルタ14でアナログの出力オーディオ信号に変換され、分圧回路15及びスピーカ18に供給される。以下、理解を容易にするため、図3bに示すように、出力オーディオ信号が歪んだとする。歪んだ出力オーディオ信号は、分圧回路15で減衰され、差分検出回路16に供給される。差分検出回路16は、例えば、図3bに示すように、タイミングt1で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さい場合、負の差分信号を出力可変電源装置17に供給し、出力可変電源装置17は、図3cに示すように、差分検出回路16から供給された負の差分信号に応答して、タイミングt1でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を上げる。一方、差分検出回路16は、例えば、図3bに示すように、タイミングt2で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きい場合、正の差分信号を出力可変電源装置17に供給し、出力可変電源装置17は、図3cに示すように、差分検出回路16から供給された正の差分信号に応答して、タイミングt2でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を下げる。このようにして、出力段トランジスタ13に印加する出力電圧を制御することにより、図3dに示すように、出力オーディオ信号が補正され、補正された出力オーディオ信号がスピーカ18から音声として出力される。以上、説明したように、出力可変電源装置17は、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を重畳した出力電圧を負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧を制御する。このため、出力オーディオ信号の歪みが補正され、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Dクラスアンプの音質の劣化を改善する。また、出力電圧を入力電圧としてフィードバックするため、Dクラスアンプへの入力信号の方式や変調方式を問わず、システムを構成する上での制約を少なくすることができる。その他、例えば、各部電源部、変調部等から混入したノイズを打ち消すように動作するため、出力のノイズが抑制され、S/N比が向上する。また、スピーカの端子から混入した電圧変動分を打ち消すように動作するため、ダンピングファクタが改善する。さらに、出力に現れる電源の変動を打ち消すように動作するため、SVR電源電圧変動抑圧比が向上する。実施形態2実施形態1では、Dクラスアンプ100は、ハーフブリッジ方式で構成されていたが、フルブリッジ方式で構成することも可能である。この場合の装置構成の一例を図4に示す。なお、図1と同一部分には同一符号を付し、同一部分が2つある場合には、符号にp又はnを付して区別する。なお、出力フィルタ14aは、2つのコイル、1つのキャパシタなどから構成される。キャパシタとスピーカ18は並列に接続され、一のコイルとキャパシタと他のコイルとがこの順で直列に接続されている。本実施形態に係るDクラスアンプ100Aは、実施形態1のDクラスアンプ100を構成する装置の他、ゲートドライバ12n、出力段トランジスタ13n、分圧回路15n、反転回路19、出力検出回路20を備えている。反転回路19は、PWM変換回路11から供給されたPWM信号の論理値を反転する。出力検出回路20は、差分回路などから構成され、分圧回路15pから供給された後述する正相出力オーディオ信号と分圧回路15nから供給された後述する逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより、正相出力オーディオ信号と逆相出力信号の差分を示す出力オーディオ信号を生成し、生成した出力オーディオ信号を差分検出回路16に供給する。この出力オーディオ信号は、入力オーディオ信号と同様に、GNDグランド基準の電圧値で表される。なお、正相出力オーディオ信号及び逆相出力オーディオ信号は、1対のバランス信号に相当し、出力オーディオ信号は、GNDグランド基準のアンバランス信号に相当する。以下、Dクラスアンプ100Aが、出力オーディオ信号の歪みを補正する動作を説明する。本実施形態では、PWM変換回路11はPWM信号をゲートドライバ12p及び反転回路19に供給する。反転回路19は、PWM変換回路11から供給されたPWM信号の論理値を反転し、論理値を反転したPWM信号をゲートドライバ12nに供給する。PWM変換回路11からゲートドライバ12pに供給されるPWM信号正相PWM信号は、実施形態1と同様に、ゲートドライバ12p、出力段トランジスタ13p、出力フィルタ14aを経由してスピーカ18の端子及び分圧回路15pに供給される。正相PWM信号は、出力段トランジスタ13pで増幅され、出力フィルタ14aでアナログ信号正相出力オーディオ信号に変換され、分圧回路15pで減衰される。一方、反転回路19からゲートドライバ12nに供給されるPWM信号逆相PWM信号は、ゲートドライバ12n、出力段トランジスタ13n、出力フィルタ14aを経由してスピーカ18の-端子及び分圧回路15nに供給される。逆相PWM信号は、出力段トランジスタ13nで増幅され、出力フィルタ14aでアナログ信号逆相出力オーディオ信号に変換され、分圧回路15nで減衰される。出力検出回路20は、分圧回路15pから供給された正相出力オーディオ信号と分圧回路15nから供給された逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成し、生成した出力オーディオ信号を差分検出回路16に供給する。差分検出回路16は、出力検出信号から供給された出力オーディオ信号と外部装置から供給された入力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を生成し、生成した差分信号を出力可変電源装置17に供給する。出力可変電源装置17は、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分を示す差分信号を重畳した出力電圧を負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧を制御する。以上の動作を、図4、5及び6を参照して具体的に説明する。例えば、PWM変換回路11が入力オーディオ信号を正相PWM信号に変換し、出力段トランジスタ13pが正相PWM信号を図5a-1に示す正相PWM信号に増幅したとする。この場合、反転回路19は、PWM変換回路11から供給された正相PWM信号の論理値を反転して逆相PWM信号を生成し、出力段トランジスタ13nが逆相PWM信号を図5b-1に示す逆相PWM信号に増幅する。増幅された正相PWM信号は、出力フィルタ14aで図5a-2に示すアナログの正相出力オーディオ信号に変換され、分圧回路15p及びスピーカ18の端子に供給される。また、増幅された正相出力オーディオ信号は、分圧回路15pで減衰され、出力検出回路20の端子に供給される。一方、増幅された逆相PWM信号は、出力フィルタ14aで図5b-2に示すアナログの逆相出力オーディオ信号に変換され、分圧回路15n及びスピーカ18の-端子に供給される。また、増幅された逆相出力オーディオ信号は、分圧回路15nで減衰され、出力検出回路20の-端子に供給される。出力検出回路20は、分圧回路15pから供給された正相出力オーディオ信号と分圧回路15nから供給された逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより、出力オーディオ信号を生成し、生成した出力オーディオ信号を差分検出回路16に供給する。以下、理解を容易にするため、図6aに示すように、出力オーディオ信号が歪んだとする。差分検出回路16は、例えば、図6aに示すように、タイミングt3で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さい場合、負の差分信号を出力可変電源装置17に供給し、出力可変電源装置17は、図6b-1に示すように、差分検出回路16から供給された負の差分信号に応答して、タイミングt3でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を上げる。一方、差分検出回路16は、例えば、図6aに示すように、タイミングt4で出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きい場合、正の差分信号を出力可変電源装置17に供給し、出力可変電源装置17は、図6b-1に示すように、差分検出回路16から供給された正の差分信号に応答して、タイミングt4でこの差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧を下げる。これにより、図6b-2に示すように、正相出力オーディオ信号が補正される。なお、図6c-1に示すように、出力段トランジスタ13nに供給される電源電圧はVccのままであり、図6c-2に示すように、逆相出力オーディオ信号は、補正されない。このような構成によっても、図6dに示すように、出力オーディオ信号の歪みが補正され、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Dクラスアンプの音質の劣化を改善することができる。また、出力検出回路20が正相出力オーディオ信号と逆相出力オーディオ信号との差分をとることにより出力オーディオ信号を生成するため、正相出力オーディオ信号及び逆相出力オーディオ信号に重畳したノイズの電圧を取り除くことができる。実施形態3実施形態2では、正相PWM信号を増幅する出力段トランジスタ13pの電源電圧のみを制御しているが、逆相PWM信号を増幅する出力段トランジスタ13nの電源電圧も制御するようにしてもよい。この場合の装置構成の一例を図7に示す。なお、図1及び4と同一部分には同一符号を付し、同一部分が2つある場合には、符号にp又はnを付して区別する。本実施形態に係るDクラスアンプ100Bは、実施形態2のDクラスアンプ100Aを構成する装置の他、反転回路22、出力可変電源装置17nを備えている。反転回路22は、差分検出回路16から供給された差分信号の位相を反転することにより、位相を反転した差分信号を示す逆相差分信号を生成し、生成した逆相差分信号を出力可変電源装置17nに供給する。出力可変電源装置17nは、逆相差分信号を重畳した出力電圧を負帰還することにより、逆相差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧を制御する。具体的には、出力可変電源装置17nは、反転回路22から供給された逆相差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、この逆相差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Voutを下げ、逆相差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、この逆相差分信号のレベルを打ち消すように出力電圧Voutを上げる。このような構成によっても、出力オーディオ信号の歪みが補正され、歪みやノイズの発生箇所を問わず、Dクラスアンプの音質の劣化を改善することができる。この発明は上記の実施形態に限定されず、種々の変形及び応用が可能である。例えば、上記説明において示したハードウェアの構成及び動作は一例でありこれらに限定されるものではなく、適宜変更及び応用が可能である。変形例1上記実施形態では、出力可変電源装置17はシリーズレギュレータから構成されるが、定電圧電源IC3端子レギュレータ等から構成されてもよい。この場合の出力可変電源装置17Aの構成の一例を図8に示す。出力可変電源装置17Aは、直流電源171、定電圧電源IC173などから構成される。直流電源171は、入力電圧Vinを定電圧電源IC173の入力端子に供給する。定電圧電源IC173は、直流電源171から供給される入力電圧Vinを一定の電圧Vout=Vccに変換して出力する装置である。ここで、差分検出回路16から供給される信号を定電圧電源IC173のGNDグランド端子に入力するように接続する。また、出力可変電源装置17Aを、Dクラスアンプ100、100A、100Bに組み込む際に、差分検出回路16の-端子に出力オーディオ信号を入力し、端子に入力オーディオ信号を入力するように接続する。差分検出回路16の端子と-端子に入力する信号を交換することにより、差分検出回路16が出力する信号の位相を反転することができる。このようにして、差分検出回路16は、差分信号の位相を反転した逆相差分信号を出力可変電源装置17Aに供給する。なお、差分検出回路16の出力段に反転回路22を配置して差分信号の位相を反転してもよい。このように構成された出力可変電源装置17Aは、逆相差分信号のレベルを基準値として一定の電圧Vccを出力するので、逆相差分信号が正のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも小さいとき、出力電圧Voutを上げ、逆相差分信号が負のとき、即ち、出力オーディオ信号の電圧値が入力オーディオ信号の電圧値よりも大きいとき、出力電圧Voutを下げる。変形例2出力可変電源装置17は、DC/DCコンバータスイッチングレギュレータから構成されてもよい。この場合の出力可変電源装置17Bの構成の一例を図9に示す。出力可変電源装置17Bは、直流電源171と、DC/DCコンバータ174と、コイルLと、キャパシタCと、抵抗器R5~R7などから構成される。DC/DCコンバータ174は、スイッチングすることにより、直流電源171から供給される入力電圧Vinを一定の出力電圧Vccに変換して出力する装置である。ここで、差分検出回路16から供給される差分信号と出力可変電源装置17の出力電圧Voutを分圧した電圧をDC/DCコンバータ174のフィードバック端子に入力するように接続する。このように構成された出力可変電源装置17は、差分信号を重畳した出力電圧Voutを負帰還することにより、差分信号による電圧変動を打ち消すように出力電圧Voutを制御する。上記実施形態では、入力オーディオ信号がアナログ信号である場合を例にして説明したが、入力オーディオ信号はデジタル信号であってもよい。この場合、図10に示すように、差分検出回路16の-端子へ入力オーディオ信号を入力する入力段において、デジタル信号をアナログ信号に変換するDACDigitaltoAnalogConverterを配置すればよい。なお、この例では、実施形態1のDクラスアンプ100の入力段にDACを配置しているが、実施形態2のDクラスアンプ100A、実施形態3のDクラスアンプ100Bの入力段にDACを配置してもよい。上記実施形態では、変調方式がパルス幅変調の場合を例にして説明したが、変調方式はこれに限定されず、例えば、パルス密度変調であってもよい。上記実施形態1及び2では、出力可変電源装置17は、出力段トランジスタ13に供給される正の電源電圧のみを制御しているが、負-の電源電圧のみを制御してもよく、正及び負-の両方の電源電圧を制御してもよい。上記実施形態2及び3では、反転回路19が正相PWM信号の論理値を反転して逆相PWM信号を生成しているが、図11に示すように、反転回路23が入力オーディオ信号の位相を反転して逆相入力オーディオ信号を生成し、別のPWM変換回路11nが逆相入力オーディオ信号を逆相PWM信号に変換してもよい。上記実施形態では、理解を容易にするため、Dクラスアンプ100は一定のゲインで入力オーディオ信号を増幅しているが、ユーザの指示に従って、このゲインを変更してもよい。この場合、CPUCentralProcessingUnitなどから構成される制御部が、ユーザの指示に応答して、PWM変換回路11のゲインG11を増加し、分圧回路15のゲインG15を減少するように、PWM変換回路11及び分圧回路15を制御すればよい。上記実施形態では、差分検出回路16は差分信号をそのまま出力可変電源装置17に供給しているが、PIDを制御するPID制御回路を介して、出力可変電源装置17に供給してもよい。上記実施形態では、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分が0となるように、出力可変電源装置17が出力電圧を制御しているが、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分が所定の範囲内になるように、出力電圧を制御してもよい。例えば、出力オーディオ信号と入力オーディオ信号との差分の絶対値が所定の閾値以内となるように、出力可変電源装置17が出力電圧を制御してもよい。なお、上記実施形態では、理解を容易にするため、差分検出回路16に入力オーディオ信号と出力オーディオ信号とを入力しているが、それぞれの信号を検波回路で包絡線の信号に変換した後、差分検出回路16に入力することが望ましい。前述したオーディオ信号増幅方法は、以下のような態様であってもよい。例えば、前記電圧制御工程が前記正相電圧制御工程を含む場合に、前記正相電圧制御工程は、前記差分信号の電圧値が第1の範囲内となるように、前記正相電源部から前記正相増幅工程に供給される電圧を制御し、前記電圧制御工程が前記逆相電圧制御工程を含む場合に、前記逆相電圧制御工程は、前記差分信号の電圧値が第2の範囲内となるように、前記逆相電源部から前記逆相増幅工程に供給される電圧を制御してもよい。また、前記電圧制御工程が前記正相電圧制御工程を含む場合に、前記正相電圧制御工程は、前記差分信号の電圧値が0となるように、前記正相電源部から前記正相増幅工程に供給される電圧を制御し、前記電圧制御工程が前記逆相電圧制御工程を含む場合に、前記逆相電圧制御工程は、前記差分信号の電圧値が0となるように、前記逆相電源部から前記逆相増幅工程に供給される電圧を制御してもよい。さらに、前記電圧制御工程が前記正相電圧制御工程を含む場合に、前記正相電圧制御工程は、前記差分信号の位相を反転した逆相差分信号を基準にして一定の電圧を供給し、前記電圧制御工程が前記逆相電圧制御工程を含む場合に、前記逆相電圧制御工程は、前記差分信号を基準にして一定の電圧を供給してもよい。また、前記オーディオ信号増幅方法は、デジタルの入力オーディオ信号をアナログに変換するDAC工程、を備えてもよい。