"直流電源2の正極側と負極側との間に接続される第1コンデンサ31と、第1端と、前記正極側が接続される第2端とを有するスイッチング素子32と、前記負極側及び電圧形インバータ4の低電位側入力端に接続されるアノードと、前記スイッチング素子の前記第1端に接続されるカソードとを有する第1ダイオード33と、前記電圧形インバータの高電位側入力端に接続されるアノードと、前記スイッチング素子の前記第2端に接続されるカソードとを有する第2ダイオード34と、前記スイッチング素子の前記第1端と前記第2ダイオードの前記アノードとの間に接続される第1リアクトル35dと、前記スイッチング素子の前記第1端に接続され、前記スイッチング素子の前記第1端側において前記第1リアクトルと同極性で誘導結合する第2リアクトル35aと、前記第1ダイオードの前記カソードと前記アノードとの間で、前記第2リアクトルに対して直列に接続される第2コンデンサ36とを備えるチョッパ回路303。前記第1リアクトル35dと前記第2リアクトル35aとの相互インダクタンスMは、前記第2リアクトル35aの自己インダクタンスLaよりも小さく、前記第2リアクトルの前記自己インダクタンスと前記相互インダクタンスとの差La-Mと前記第2コンデンサの静電容量Cfとの積の平方根の2π倍した結果の逆数1/[2π√{La-MCf}]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswと等しい、請求項1記載のチョッパ回路。前記第2リアクトルの前記自己インダクタンスLaと前記第2コンデンサの静電容量Cfとの積の平方根の2π倍した結果の逆数1/[2π√LaCf]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswの0.125倍から0.5倍である、請求項2記載のチョッパ回路。前記第1リアクトル35dと前記第2リアクトル35aとの相互インダクタンスMは、前記第2リアクトル35aの自己インダクタンスLaと等しく、前記第2リアクトルの前記自己インダクタンスと前記第2コンデンサの静電容量Cfとの積の平方根の2π倍した結果の逆数1/[2π√LaCf]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswの0.4倍以下である、請求項1記載のチョッパ回路。前記逆数1/[2π√LaCf]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswの0.125倍以下である、請求項4記載のチョッパ回路。前記電圧形インバータは誘導性負荷5を駆動し、前記第1リアクトル35dの自己インダクタンスLdは、前記誘導性負荷のインダクタンスLmの1倍~4倍の範囲にある、請求項1乃至請求項5のいずれか一つに記載のチョッパ回路。しかしながら、特許文献1,2や非特許文献1で開示された構成では、周波数が高い交流を出力する場合、例えばモータを負荷として採用してその回転数を高くしたい場合、下記の問題点があった。即ち、特許文献1で紹介される構成では、電圧形三相フルブリッジインバータの入力側にはコンデンサが設けられていない。よって降圧チョッパ回路のチョッパリング周波数を高くすると負荷たるモータの損失が増大する。これは降圧チョッパ回路が電流源として機能し、そのチョッパリングに基づくリップルがモータに伝達されるからである。また特許文献2で紹介される構成では、電圧形三相フルブリッジインバータの入力側にコンデンサが設けられているので、電圧形三相フルブリッジインバータに流れ込む電流には、チョッパリングに基づくリップルが含まれにくい。しかし電圧形三相フルブリッジインバータにおいて導通相が切り替わるスイッチングの際に、当該コンデンサの充放電電流が大きくなるので、電圧形三相フルブリッジインバータに流れ込む電流には電圧形三相フルブリッジインバータが出力する三相交流の6倍の周波数で変動するリプルが重畳する。これはトルクリプルに起因したモータの鉄損を増大させてしまう。そこでこの発明は、チョッパリングに起因するリプル及びインバータ側のスイッチングに起因するリプルの両方を低減する技術を提供することを目的とする。この発明にかかるチョッパ回路303の第1の態様は、直流電源2の正極側と負極側との間に接続される第1コンデンサ31と、第1端と、前記正極側が接続される第2端とを有するスイッチング素子32と、前記負極側及び電圧形インバータ4の低電位側入力端に接続されるアノードと、前記スイッチング素子の前記第1端に接続されるカソードとを有する第1ダイオード33と、前記電圧形インバータの高電位側入力端に接続されるアノードと、前記スイッチング素子の前記第2端に接続されるカソードとを有する第2ダイオード34と、前記スイッチング素子の前記第1端と前記第2ダイオードの前記アノードとの間に接続される第1リアクトル35dと、前記スイッチング素子の前記第1端に接続され、前記スイッチング素子の前記第1端側において前記第1リアクトルと同極性で誘導結合する第2リアクトル35aと、前記第1ダイオードの前記カソードと前記アノードとの間で、前記第2リアクトルに対して直列に接続される第2コンデンサ36とを備える。この発明にかかるチョッパ回路の第2の態様は、その第1の態様であって、前記第1リアクトル35dと前記第2リアクトル35aとの相互インダクタンスMは、前記第2リアクトル35aの自己インダクタンスLaよりも小さく、前記第2リアクトルの前記自己インダクタンスと前記相互インダクタンスとの差La-Mと前記第2コンデンサの静電容量Cfとの積の平方根の2π倍した結果の逆数1/[2π√{La-MCf}]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswと等しい。この発明にかかるチョッパ回路の第3の態様は、その第2の態様であって、前記第2リアクトルの前記自己インダクタンスLaと前記第2コンデンサの静電容量Cfとの積の平方根の2π倍した結果の逆数1/[2π√LaCf]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswの0.125倍から0.5倍である。この発明にかかるチョッパ回路の第2の態様は、その第1の態様であって、前記第1リアクトル35dと前記第2リアクトル35aとの相互インダクタンスMは、前記第2リアクトル35aの自己インダクタンスLaと等しく、前記第2リアクトルの前記自己インダクタンスと前記第2コンデンサの静電容量Cfとの積の平方根の2π倍した結果の逆数1/[2π√LaCf]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswの0.4倍以下である。この発明にかかるチョッパ回路の第5の態様は、その第4の態様であって、前記逆数1/[2π√LaCf]は、前記スイッチング素子のチョッパリング周波数Fswの0.125倍以下である。この発明にかかるチョッパ回路の第6の態様は、その第1乃至第5の態様のいずれかであって、前記電圧形インバータは誘導性負荷5を駆動し、前記第1リアクトル35dの自己インダクタンスLdは、前記誘導性負荷のインダクタンスLmの1倍~4倍の範囲にある。この発明にかかるチョッパ回路の第1の態様によれば、電圧形インバータを構成する素子に逆電圧がかかるときには第2ダイオードによって第1コンデンサへと電流が戻る。スイッチング素子によるチョッパリングにより、第1リアクトルのインダクタンスは小さくて済む。よって電圧形インバータを電流形インバータとして動作させることができる。更に、第1リアクトルと誘導結合する第2リアクトルが第2コンデンサと共に、第1リアクトルに流れる電流から交流成分を抜き取るので、第1リアクトルに流れる電流のリプルが低減される。これにより電圧形インバータが出力する電流の、チョッパリングに起因したリプルが低減される。そして第2コンデンサは第2リアクトルに接続されているので、第1リアクトルにおいて流れる電流のうち周波数が低い成分はバイパスせず、電圧形インバータにおける導通相の切り替えに起因したリプルも小さい。このようにチョッパ回路が出力する電流のリプルの低減は、電圧形インバータが駆動する負荷、例えば回転電機のトルクのリプルの低減に資する。この発明にかかるチョッパ回路の第2乃至第5の態様によれば、チョッパリングに伴って電圧形インバータに供給される電流に発生するリップルが低減される。この発明にかかるチョッパ回路の第6の態様によれば、第1リアクトルの自己インダクタンスが誘導性負荷のインダクタンスよりも小さいと、第1リアクトルに流れる電流において、電圧形インバータの電流周波数によって発生するリップルが大きくなる。第1リアクトルの自己インダクタンスが誘導性負荷のインダクタンスの4倍より大きくても、第1リアクトルに流れる電流において、電圧形インバータのスイッチングによって発生するリップルを低減する効果は飽和する。A.本実施の形態の基本的な原理.図1は、電力変換回路を示す回路図である。交流電源1は例えば三相交流電源である。直流電源2は例えば三相ダイオードブリッジ整流回路であって、交流電源1から三相交流を受電して、その正極と負極それぞれ図面において-を付記の間に直流電圧を出力する。直流電源2が三相ダイオードブリッジ整流回路である場合には、上記直流電圧には、交流電源の6倍の周波数を有するリプルが重畳される。チョッパ回路303は直流電源2から得た直流電圧を受け、直流電流94を出力する。電圧形インバータ4は例えば電圧形三相フルブリッジインバータであり、その高電位側入力端と低電位側入力端それぞれ図面において-を付記の間に直流電流94を流し、負荷5へ三相交流電流を供給する。上述のように、ここでは電圧形インバータ4は、チョッパ回路303と共に疑似電流インバータとして機能するので、その動作は電流形インバータと同様の制御を受ける。かかる制御については公知の技術であるので、ここでは詳細を割愛するが、簡単には非特許文献1で例示されるように120度通電方式が採用される。負荷5は例えば表面磁石型同期モータSurfacePermanentMagnetSynchronousMotor:図1においてはSPMSMと表記や、IPMモータInteriorPermanentMagnetMotorが採用される。チョッパ回路303はコンデンサ31,36とダイオード33,34と、リアクトル35a,35dと、スイッチング素子32とを備える。スイッチング素子32は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタInsulatedgatebipolartransistorが採用される。コンデンサ31は直流電源2の正極側と負極側との間に接続される。スイッチング素子32の一端にはダイオード33のカソードが接続され、他端には直流電源2の正極側が接続される。ダイオード33のアノードは、直流電源2の負極側及び電圧形インバータ4の低電位側入力端に接続される。ダイオード34のアノードは、電圧形インバータ4の高電位側入力端に接続され、カソードはスイッチング素子32の他端に接続される。リアクトル35dは、スイッチング素子32の一端と、ダイオード34のアノードとの間に接続される。リアクトル35aは、スイッチング素子32の一端に接続され、リアクトル35dと誘導結合する。リアクトル35a,35dは、スイッチング素子32の一端側において同極性で誘導結合する。コンデンサ36は、ダイオード33のカソードとアノードとの間で、リアクトル35aに対して直列に接続される。なお、後の説明の便宜のため、特許文献1,2に開示された構成についても下記に説明する。図2は特許文献1に開示された構成に対応し、図1に示された構成以下実施の形態構成のうち、チョッパ回路303をチョッパ回路301に置換した構成以下第1従来構成と称すを採る。チョッパ回路303はチョッパ回路301からリアクトル35aとコンデンサ36の直列接続を除去した構成を採る。但し、図2においてリアクトル35が、図1におけるリアクトル35dに相当する。図3は特許文献3に開示された構成に対応し、図2に示された構成に対し、チョッパ回路301をチョッパ回路302に置換した構成以下第2従来構成と称すを採る。チョッパ回路302はチョッパ回路301に対し、電圧形インバータ4の高電位側入力端と低電位側入力端との間に接続されたコンデンサ36を追加した構成を採る。図4、図5,図6はいずれも第1従来構成の動作を示すグラフである。図4にはリアクトル35に流れる電流95を示す曲線J95と、電圧形インバータ4が負荷5へ供給する三相電流のうちの一相分を示す曲線J5とが描画されている。図5にはダイオード34に流れる電流93を示す曲線J93が描画され、図6には負荷5たるモータのトルクを示す曲線Jtが描画されている。第1従来構成では、ダイオード34が導通する状態Tvにおいてダイオード34に電流93が流れ、電圧形インバータ4は電圧形インバータとして機能する。またダイオード34が非導通の状態Tcにおいてつまり電圧形インバータ4が電流形インバータとして機能している状態において、電流93は零であり、電流94,95は互いに等しい。よって状態Tcにおいては電圧形インバータ4が負荷5へ供給する三相電流のうちのいずれか一相が電流95と等しくなる。なお、図5においては状態Tc,Tvのそれぞれ一期間分を示した。図7、図8,図9はいずれも第2従来構成の動作を示すグラフである。図7には電流95を示す曲線J95と、電圧形インバータ4が負荷5へ供給する三相電流のうちの一相分を示す曲線J5とが描画されている。図8にはダイオード34に流れる電流93を示す曲線J93が描画されるが、実際には電流93はほとんど流れない。コンデンサ36における充放電により、電圧形インバータ4の高電位側入力端の電位の上昇が抑制されるからである。図9には負荷5たるモータのトルクを示す曲線Jtが描画されている。第2従来構成では、ダイオード34が導通する状態Tvが殆どないので、電圧形インバータ4は電流形インバータとして機能する。よって電圧形インバータ4が負荷5へ供給する三相電流のうちのいずれか一相が電流94と等しくなる。しかし、コンデンサ36における充放電により、電流95と電流94とは大きく相違するので、曲線J5,J95は大きく乖離する。上述のように、コンデンサ36に流れる電流36はチョッパリングに起因するリプルのみならず、電圧形インバータ4におけるスイッチングに起因するリプルも有している。よってチョッパ回路302はリアクトル35を有しているにもかかわらず、定電流源としての機能が低下し、曲線Jtで示されるトルクも大きく変動することになる。第2従来構成においてコンデンサ36の静電容量を零にした場合が第1従来構成に相当することに鑑みれば、コンデンサ36の静電容量が小さいほどチョッパリングに起因したトルクリプルが顕著となり、当該静電容量が大きいほど電圧形インバータ4におけるスイッチングに起因するトルクリプルが顕著となる。なお、図4乃至図9に示された結果は、第1従来構成及び第2従来構成のいずれにおいてもリアクトル35のインダクタンスを530μHに、コンデンサ31の静電容量を840μFとし、第2従来構成においてコンデンサ36の静電容量を20μFとした。実施の形態構成においては、第1従来構成や第2従来構成におけるリアクトル35に相当するリアクトル35dが、リアクトル35aと誘導結合する。よって、リアクトル35aがコンデンサ36と共に、電流95からチョッパリングに起因した電流リプルをバイパスする。これにより電流94、ひいては電圧形インバータ4が出力する電流のリプルも低減される。他方、リアクトル35aやコンデンサ36は周波数が低い成分はバイパスしない。よって電流94は電圧形インバータ4におけるスイッチングに起因したリプルも小さい。このようにチョッパ回路301が出力する電流94のリプルの低減は、電圧形インバータが駆動する負荷5、ここでは回転電機のトルクのリプルの低減に資する。更に、リアクトル35aとコンデンサ36とによってリプルがバイパスされるので、リアクトル35d自体は平滑チョークとしての機能を高める必要がない。よってリアクトル35dの自己インダクタンスはリアクトル35のインダクタンスよりも小さくできる。これはリアクトル35dを小型化する観点で望ましい。また、コンデンサ36の容量を大きくしてチョッパリングに起因した電流リプルをバイパスする機能を高めても、電圧形インバータ4におけるスイッチングに起因したリプルを増大させにくい。図10、図11,図12はいずれも実施の形態構成の動作を示すグラフである。但し、リアクトル35dの自己インダクタンスは第1従来構成や第2従来構成のリアクトル35のインダクタンスは530μHよりも小さく230μHとした。またリアクトル35d,35aの相互インダクタンスは45μHとし、またリアクトル35aの自己インダクタンスは45μHとした。それ以外の諸元は第1従来構成及び第2従来構成と揃えた。図10はリアクトル35dを流れる電流95を示す曲線J95dと、電圧形インバータ4が負荷5へ供給する三相電流のうちの一相分を示す曲線J5とが描画されている。図11には電流93を示す曲線J93が描画され、図12には負荷5たるモータのトルクを示す曲線Jtが描画されている。第1の従来構成と同様にして曲線J95dと曲線J5とはほぼ一致する。しかし、曲線95dは、第1の従来構成における曲線J95図4参照とは異なり、高周波成分がほぼ除去されている。これはリアクトル35dと誘導結合したリアクトル35aによってコンデンサ36が高周波成分チョッパリングに起因したリプルをバイパスしたためであると考えられる。よって第2の従来構成と同様にして、曲線Jtには、曲線J5の6倍の周波数を有するトルクリプルが重畳する。しかし第2の従来構成の曲線Jt図9参照と比較して、実施の形態構成ではトルクリプルが小さいことは明白である。これは低周波成分の電流変動を、コンデンサ36がバイパスしなかった為であると考えられる。以上のように、実施の形態構成によれば、チョッパリングに起因したリプルを低減する第1の従来構成における効果と、電圧形インバータ4のスイッチングに起因したリプルを低減する第2の従来構成における効果とを、リアクトル35dと誘導結合したリアクトル35a及びこれと直列接続されたコンデンサ36という全く新しい構成によって実現する。実施の形態構成では上述のように、原理的に第1の従来構成及び第2の従来構成の長所を併有することが理解される。以下では、更に、負荷5のインダクタンスやチョッパリング周波数をも考慮して、リアクトル35a,35d及びコンデンサ36の素子定数の望ましい範囲を説明する。B.リアクトル35dの自己インダクタンス:電圧形インバータ4が電流形インバータとして機能するとき、リアクトル35dに流れる電流95dは電圧形インバータ4が出力する電流94に等しい。そして電流94の波形が負荷5に供給される三相電流の波形を決定する。よって電流95dにおける電流リプルの抑制は負荷5の、特に負荷5がモータである場合のトルクリプルの抑制に資する。負荷5がモータであれば、これは誘導性負荷であり、電圧形インバータ4は誘導性負荷を駆動することになる。よって電流94,95dはリアクトル35dと負荷5の誘導性成分との直列接続を流れることになる。よって電流94のリプルを低減するには、負荷5のインダクタンスLmよりも、リアクトル35dの自己インダクタンスLdの方が大きいことLm<Ldが望ましい。他方、リアクトル35aとコンデンサ36の直列接続の存在により、自己インダクタンスLdを顕著に大きくしなくてもよいこと、また自己インダクタンスLdが小さい方がリアクトル35dを小型化できる点で有利なことは上述の通りである。そこで、以下では自己インダクタンスLdの上限値について説明する。図13、図14、図15はいずれもインダクタンスLmが90μHの場合における、曲線J5,J95dを描画するグラフである。但し、図13、図14、図15は、それぞれ自己インダクタンスLdが90μH=Lm、360μH=4Lm、900μH=10Lmの場合を示している。図13、図14、図15を比較して明確なように、自己インダクタンスLdが大きいほど曲線J95dは平坦となり、電流94の電流リプルも低減することが推測できる。また、曲線J5の波形も、自己インダクタンスLdが大きいほど方形波に近づく。図16は、負荷5たるモータのトルクリプルを示すグラフである。曲線Jt1,Jt2,Jt3は、それぞれ自己インダクタンスLdが90μH、360μH、900μHの場合のトルクを示す。自己インダクタンスLdが大きいほどトルクリプルが低減することが分かるが、曲線Jt2,Jt3同士の比較ではそれほど顕著な低減は見られない。図17はインダクタンスの比Ld/Lmに対するトルクリプルの値を示すグラフである。上述のようにインダクタンスLmよりも自己インダクタンスLdの方が大きいことLm<Ldが望ましいものの、トルクリプルを低減する効果は自己インダクタンスLdがインダクタンスLmの4倍より大きくても飽和することが分かる。これはリアクトル35dに流れる電流95dにおいて、電圧形インバータ4のスイッチングに起因するリプルを低減する効果は飽和するからであると考えられる。以上のように、電圧形インバータ4のスイッチングに起因するリプルを軽減しつつもリアクトル35dを小型化する観点から、自己インダクタンスLdは誘導性負荷のインダクタンスLmの1倍~4倍の範囲にあることが望ましい。C.リアクトル35aの自己インダクタンス:リアクトル35aの自己インダクタンスLaの適切な値を検討するに当たり、まずリアクトル35a,35d及びコンデンサ36の等価回路を検討する。図18は、チョッパ回路303の一部を取り出して示す回路図であり、リアクトル35a,35d及びコンデンサ36が、ダイオード33と電圧形インバータ4との間に介在する四端子回路6として示されている。ここでリアクトル35aの自己インダクタンスLa、リアクトル35a,35dの相互インダクタンスをM、コンデンサ36の静電容量Cfを回路記号の横に追記した。なお、リアクトル35a,35dはスイッチング素子32の一端側、即ちダイオード33のカソード側で同極性となって誘導結合し、M>0である。四端子回路6は入力側に一対の入力端子61,62を有し、出力側に一対の出力端子63,64を備えている。入力端子61,62は、それぞれダイオード33のカソード及びアノードに接続される。出力端子63,64は、それぞれ電圧形インバータ4の高電位側入力端及び低電位側入力端に接続される。図19は四端子回路6の等価回路を示す回路図である。かかる等価回路において、インダクタンスMのリアクトル65の一端と、インダクタンスLd-Mのリアクトル66の一端と、インダクタンスLa-Mのリアクトル67の一端とのいずれもが、一点Nに接続される。リアクトル65の他端と、リアクトル66の他端と、リアクトル67の他端とは、それぞれ入力端子61、出力端子63、コンデンサ36の一端に接続される。入力端子62と出力端子64とはコンデンサ36の他端と共通に接続される。図20は更に、La=Mの場合の四端子回路6を示す回路図である。リアクトル65,66はそれぞれインダクタンスLa,Ld-Laを有し、リアクトル67は実質的に存在しなくなる。入力端子62を基準とした入力端子61の電圧を入力電圧とし、出力端子64を基準としたときの一点N’の電圧を出力電圧とすると、上記の等価回路に基づき、出力電圧の入力電圧に対する比Gsは式1,2で表される。但し、ラプラス演算子sと、結合係数Kcとを導入した。以下、説明を簡単にするため、まずリアクトル35aの自己インダクタンスLaと、相互インダクタンスMとが等しい場合図20、式2参照について説明し、その後に自己インダクタンスLaが相互インダクタンスMよりも大きい場合図19、式1参照について説明する。なお、通常は自己インダクタンスLaが相互インダクタンスM以上であるので、ここでは自己インダクタンスLaが相互インダクタンスMよりも小さい場合の説明は省略する。c-1La=Mの場合:図21は第2従来構成、及びLa=Mの場合の実施の形態の四端子回路6のゲインを示すグラフである。第2従来構成については、ダイオード33と電圧形インバータ4との間に介在する四端子回路これはリアクトル35とコンデンサ36で構成されるフィルタであるのゲインが、曲線B0で示される。実施の形態構成のゲインについては曲線B1,B2で示される。式2から、Gsが最大となる周波数はFc=1/[2π√LaCf]で表される。なお、本実施の形態においては便宜的に、当該周波数Fcをカットオフ周波数と呼ぶ。曲線B0,B1,B2はほぼカットオフ周波数Fcにおいて最大値をとる。曲線B0で示されるゲインは、第2従来構成においてコンデンサ36の静電容量Cfが15μFであり、リアクトル35のインダクタンスが400μHの場合である。曲線B1で示されるゲインは、実施の形態構成においてコンデンサ36の静電容量Cfが100μFであり、リアクトル35aの自己インダクタンスLaここではこれは相互インダクタンスMに等しいが45μH、リアクトル35dの自己インダクタンスLdが90μHの場合である。既にA.本実施の形態の基本的な原理で説明したとおり、第2従来構成と比較して実施の形態構成はインダクタンスが小さいリアクトルを採用することができる。曲線B0,B1で示されるゲインをほぼ等しくするため、両者のカットオフ周波数Fcをほぼ一致させるべく、実施の形態構成のコンデンサ36の静電容量Cfを100μFとした。曲線B0,B1ではそれぞれカットオフ周波数Fcが約2kHz、約2.3kHzである。このようなゲイン特性が得られると、例えば周波数20kHzでのゲインは低域と比較して40dB低下する。よってスイッチング素子32のチョッパリング周波数Fswを20kHzとして採用する場合、カットオフ周波数Fcを2.5kHz近辺に採用することが望ましい。換言すれば、Fc≦0.125Fswに設定することが望ましい。他方、チョッパリング周波数Fswにおけるゲインが低域と比較して20dB程度の低下で足りるのであれば、Fc≦0.4Fswに設定すれば足りる。ここではチョッパリング周波数Fswを20kHzと想定して、曲線B2ではカットオフ周波数Fcが6.1kHzの場合を示している。具体的には曲線B1で示されるゲインが得られる実施の形態構成に対し、静電容量Cfのみ15μFに減らした場合が曲線B2として示されている。このように、カットオフ周波数Fcを上げることは静電容量Cfを低減して、コンデンサ36を小型化する観点で望ましい。さて、曲線B2で示されるように、静電容量Cfを低減すべくカットオフ周波数Fcを上げた場合、上述のようにチョッパリング周波数Fswでのゲインは-40dBから-20dBへと20dB程度上昇する。チョッパリング周波数Fswでのゲインを低減することは、自己インダクタンスLdを増大させることで可能となる。図22は第2従来構成及びLa=Mの場合の実施の形態のゲインを示すグラフである。第2従来構成のゲインについては曲線B0で、実施の形態構成のゲインについては曲線B2,B3,B4で、それぞれ示している。曲線B0,B2で表されるゲインが得られる構成については、図21に対する説明で述べられたとおりである。曲線B3,B4で表されるゲインが得られる構成は、曲線B2で表されるゲインが得られる構成に対して、それぞれ自己インダクタンスLdを250μH,360μHに変更したものである。曲線B2,B3,B4から明らかなように、自己インダクタンスLdの増大によって周波数20kHzにおけるゲインが低下することが分かる。もちろん、自己インダクタンスLdの増加はリアクトル35dの大型化を招き、実施の形態構成の利点を小さくする。しかしチョッパリング周波数Fswでのゲインを低くしつつもコンデンサ36の小型化を図る観点では設計上の自由度として考慮できる。換言すれば、カットオフ周波数Fcこれは上述のように自己インダクタンスLaで定まり、自己インダクタンスLdとは無関係であるとチョッパリング周波数Fswとの間で上述の関係が維持されていれば、インダクタンスLdと静電容量Cfとを適宜設計して、リアクトル35dとコンデンサ36を適切に小型化することができる。c-2La>Mの場合:図23は第2従来構成、及びLa>Mの場合の実施の形態の四端子回路6のゲインを示すグラフである。第2従来構成のゲインについては曲線B0で、実施の形態構成のゲインについては曲線B5,B6,B7で、それぞれ示している。曲線B0で表されるゲインが得られる構成については、図21に対する説明で述べられたとおりである。曲線B5で表されるゲインが得られる構成は、曲線B1で表されるゲインが得られる構成に対して、自己インダクタンスLaを大きくして50μH>M=45μHに変更したものである。曲線B6,B7で表されるゲインが得られる構成は、曲線B5で表されるゲインが得られる構成に対して、自己インダクタンスLdをそれぞれ50μH、360μHに変更したものである。式1からカットオフ周波数Fcが式2と同様にして1/[2π√LaCf]で求められる。また式1からGsが最小となる周波数はFn=1/[2π√{La-MCf}]で表される。なお、本実施の形態においては便宜的に、当該周波数Fnをゼロ周波数と呼ぶ。カットオフ周波数Fc及びゼロ周波数Fnの両方とも、自己インダクタンスLdには依存せず、曲線B0,B5,B6,B7のいずれも、ほぼゼロ周波数Fnにおいて最小値をとり、曲線B0,B5,B6,B7のいずれも、ほぼカットオフ周波数Fcにおいて最大値をとる。曲線B5に対応する構成は、曲線B1図21を参照に対向する構成と比較して、自己インダクタンスLaが一割程度大きいだけであるが、そのゲイン特性は大きく形状が異なっている。すなわちゼロ周波数Fnの存在により、ゼロ周波数Fnにおいてゲインが大きく低下する。またLa>Mの場合もLa=Mの場合と同様に、自己インダクタンスLdの増大によってゲインは低下する。但し、ノッチフィルタの特性とは異なり、ゼロ周波数Fnよりも高い周波数においても比較的に低いゲインが維持される。曲線B7に示されるように自己インダクタンスLdが50μH程度まで小さくなっても、20kHz以上の周波数に対するゲインは、低域のゲインに対して-20dB程度小さい値を維持している。よってLa=Mの場合と同様に、チョッパリング周波数Fswを20kHzとして採用する場合、カットオフ周波数Fcを2.5kHz近辺に採用することが望ましい。換言すれば、Fc≦0.125Fswに設定することが望ましい。しかし、ゼロ周波数Fnをチョッパリング周波数Fswに設定し、チョッパリング周波数Fsw近傍のゲインを低下させることが、チョッパリングに起因したリプルを低減する観点でより望ましい。図24は第2従来構成及びLa>Mの場合の実施の形態のゲインを示すグラフである。第2従来構成のゲインについては曲線B0で、実施の形態構成のゲインについては曲線B8,B9,B10で、それぞれ示している。曲線B8,B9,B10で表されるゲインが得られる構成は、それぞれ曲線B5,B6,B7で表されるゲインが得られる構成に対して、いずれも静電容量Cfを12μFに変更したものである。これにより、カットオフ周波数Fc及びゼロ周波数Fnはそれぞれほぼ65kHz及びほぼ20kHzとなる。La>Mの場合にゼロ周波数Fnを利用してチョッパリング周波数Fsw近傍のゲインを低下させることは、La=Mの場合と比較すると、静電容量Cfはほぼ同程度でも、自己インダクタンスLdを小さくできることが分かる。例えば曲線B10では自己インダクタンスLdが50μHであっても、20kHz以上の周波数で-20dB以下にゲインが抑制されていることが分かる。このようにLa>Mの場合には、Fn=Fswに設定することが、リアクトル35dやコンデンサ36を小型化する観点で効果的であることが分かる。もちろん、La=Mの場合と同様に、カットオフ周波数Fcを低下させることによってチョッパリング周波数Fsw近傍のゲインを低下させることができる。しかしゼロ周波数Fn近傍でゲイン低下が顕著となるので、La=Mの場合に望まれていたFc≦0.4Fswという設定は、Fc≦0.5Fswまで緩和することができる。またLa=Mの場合に望まれていたFc≦0.125Fswという設定をする必要性は乏しい。そしてカットオフ周波数Fcを低下させることは静電容量Cfの増加に繋がり、コンデンサ36の小型化という観点で望ましくない。以上のことから、La>Mの場合には、Fn=Fswであれば、0.125Fsw≦Fc≦0.5Fswという設定が望まれることになる。上述の通り、カットオフ周波数Fcは自己インダクタンスLaと静電容量Cfで定まり、ゼロ周波数Fnは更に相互インダクタンスMで定まる。よってリアクトル35dを小型化して設計し、かつチョッパリング周波数Fswについて想定される範囲を含むようにリアクトル35a、コンデンサ36を設計することができる。なおカットオフ周波数Fcを小さくするには、損失低減の観点からリアクトル35aを大きくするよりも、コンデンサ36を大きくすることがのぞましい。しかも、当該範囲内でチョッパリング周波数Fswがどのように設定されても、相互インダクタンスMを調整することにより、チョッパリングに起因するリプルを効果的に低減することができる。かかる相互インダクタンスの調整は、公知の技術、例えばリアクトル35a,35dの距離の調整や両者に採用するコアの位置を調整することによって容易に実現できる。c-3リアクトル35dの自己インダクタンスとの関係:リアクトル35dを小型化する観点では自己インダクタンスLdは小さい方が望ましいが、上記c-1c-2で説明されるように、インダクタンスLdが大きい方がチョッパリング周波数近傍のゲインを低下させるので、チョッパリングに起因するリプルを低減する効果は高い。La>Mの場合のようにインダクタンスLdを小さくし易い場合であっても、高域のゲインを-20dB程度に抑える図23の曲線B7及び図24の曲線B10参照にはインダクタンスLdがインダクタンスLa以上であることが望ましい。換言すればインダクタンスLaはインダクタンスLd以下であることが望ましい。他方、インダクタンスLaがあまり小さいと、電圧形インバータ4のスイッチングに起因してコンデンサ36へと電流が流れることを阻止できず、当該スイッチングに起因したリプルを低減する観点では望ましくない。よって例えばLa>Ld/4に選定されることが望ましい。D.単相への適用.上記では電圧形インバータ4が三相フルブリッジインバータである場合を例にとって説明した。しかしながら、電圧形インバータ4は単相インバータであってもチョッパ回路303が上述の効果を奏することは明白である。スイッチング素子32がチョッパリングを行い、電圧形インバータ4がスイッチングを行う限り、チョッパリングに起因するリプル、スイッチングに起因するリプルの存否は単相であるか三相であるかに依存しないからである。E.種々の特徴の組合せ.上記の種々の設定は相互に組み合わせることができる。例えばM<La<Ld<4Lmという関係が設定されても良いし、M=La>Ld/4>Lm/4という関係が設定されても良い。"