複数のサブキャリアからなる送信信号を送信する無線送信装置であって、送信ビットを符号化してシステマチックビットおよびパリティビットからなる第1ビット列を生成する符号化手段と、前記第1ビット列に含まれる複数のビットのうちシステマチックビットをレピティションしてレピティション元の第1システマチックビットおよびレピティションにより生成された第2システマチックビットを含む第2ビット列を生成するレピティション手段と、前記第2ビット列を変調して、前記第1システマチックビットのみから生成されるシンボルと同一の複数のシンボルを前記第1システマチックビットおよび前記第2システマチックビットから生成する変調手段と、前記複数の同一シンボルの前記複数のサブキャリアに対するマッピングを、他の無線送信装置におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行って前記送信信号を生成する生成手段と、を具備する無線送信装置。請求項1記載の無線送信装置を具備する無線通信基地局装置。請求項1記載の無線送信装置を具備する無線通信移動局装置。複数のサブキャリアからなる送信信号を送信する無線送信装置における送信信号生成方法であって、送信ビットを符号化してシステマチックビットおよびパリティビットからなる第1ビット列を生成する符号化ステップと、前記第1ビット列に含まれる複数のビットのうちシステマチックビットをレピティションしてレピティション元の第1システマチックビットおよびレピティションにより生成された第2システマチックビットを含む第2ビット列を生成するレピティションステップと、前記第2ビット列を変調して、前記第1システマチックビットのみから生成されるシンボルと同一の複数のシンボルを前記第1システマチックビットおよび前記第2システマチックビットから生成する変調ステップと、前記複数の同一シンボルの前記複数のサブキャリアに対するマッピングを、他の無線送信装置におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行って前記送信信号を生成する生成ステップと、を具備する送信信号生成方法。AAA技術では、その原理上、アンテナ数-1の数だけの干渉信号を除去することができる。換言すれば、干渉信号源の数をNとした場合、特許文献1記載の受信装置はN1本のアンテナを備える必要がある。さらに、各干渉信号源から送信される信号がマルチパス環境において受信装置に受信される場合、各干渉信号源のマルチパスの数をMとすると、特許文献1記載の受信装置はN×M1本の多数のアンテナを備える必要がある。このように、特許文献1記載の受信装置は、干渉信号の除去にあたり多数のアンテナを備える必要があるため、近年ますますの小型化を要求される無線通信移動局装置以下、移動局と省略するに特許文献1記載の受信装置を搭載することは実際には難しい。本発明の目的は、無線受信装置において効率よく干渉信号を除去することを可能とする無線送信装置および送信信号生成方法を提供することである。本発明の無線送信装置は、複数のサブキャリアからなる送信信号を送信する無線送信装置であって、送信ビットを符号化してシステマチックビットおよびパリティビットからなる第1ビット列を生成する符号化手段と、前記第1ビット列に含まれる複数のビットのうちシステマチックビットをレピティションしてレピティション元の第1システマチックビットおよびレピティションにより生成された第2システマチックビットを含む第2ビット列を生成するレピティション手段と、前記第2ビット列を変調して、前記第1システマチックビットのみから生成されるシンボルと同一の複数のシンボルを前記第1システマチックビットおよび前記第2システマチックビットから生成する変調手段と、前記複数の同一シンボルの前記複数のサブキャリアに対するマッピングを、他の無線送信装置におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行って前記送信信号を生成する生成手段と、を具備する構成を採る。本発明によれば、無線受信装置において干渉信号の除去を効率的に行うことができる。まず、本発明の動作原理について説明する。なお、以下の説明では、OFDM方式をマルチキャリア通信方式の一例として説明するが、本発明はOFDM方式に限定されるものではない。マルチキャリア信号であるOFDMシンボルはシンボルレートが非常に小さいため、マルチパス環境において受信されるOFDMシンボルは、マルチパスの数にかかわらず、複数のパスの信号が1つの合成された信号として受信されるという特徴がある。よって、OFDM方式において所望信号および干渉信号のそれぞれがマルチパスを介して移動局に受信される場合、移動局では、図1に示すように、所望信号も干渉信号も、複数のパスの信号が合成された信号として受信される。よって、OFDMシンボルの各サブキャリア1~4毎では、干渉信号源がN個の場合、マルチパスの数にかかわらず、1つの所望信号とN個の干渉信号とが合成された信号が受信されるとみなすことができる。換言すれば、干渉信号源がN個の場合、マルチパスの数にかかわらず、サブキャリア毎には、1パスのレイリーフェージングの所望信号1つと1パスのレイリーフェージングの干渉信号N個とが存在しているとみなすことができる。この様子を示したのが図2A~Dである。図2Aにはサブキャリア1のシンボルを、図2Bにはサブキャリア2のシンボルを、図2Cにはサブキャリア3のシンボルを、図2Dにはサブキャリア4のシンボルをそれぞれ示す。これらの図に示すように、各サブキャリア1~4では、所望信号に干渉信号が加わったシンボルが受信される。よって、OFDMでは、干渉信号源がN個の場合は、マルチパスの数にかかわらず、各サブキャリアにおいて受信信号からN個の干渉信号を除去すれば所望信号を得ることができる。このように、OFDM受信信号の特徴として、シングルキャリア伝送では周波数選択性フェージングを受けた信号が受信されるようなマルチパス環境でも、OFDM受信信号は、サブキャリア毎に見ればレイリーフェージングを受けた信号となる、という点が挙げられる。一方、AAA技術の特徴として、N個の干渉信号を除去するためには、1つの所望信号とN個の干渉信号とが合成された信号を受信するN1本のアンテナを必要とする、という点が挙げられる。このとき、N1本のアンテナで受信される信号にはそれぞれ所望信号と干渉信号とが含まれる。そして、MMSE処理により求められるウェイトを各アンテナで受信された信号に乗算し、ウェイト乗算後の信号を合成することにより受信信号からN個の干渉信号を除去して1つの所望信号を得ることができる。上記OFDM受信信号の特徴とAAA技術の特徴とを鑑みると、図1に示すような各サブキャリア1~4をAAA技術における各アンテナとみなし、OFDMシンボルを構成する各サブキャリア1~4の4つのサブキャリアに同一シンボルを所望信号としてマッピングし、各サブキャリア1~4に対してAAA技術同様のMMSE処理を行えば、OFDM方式の無線通信においてマルチパスが多数存在する場合でも、移動局は、3個の干渉信号源から送信された干渉信号のすべてを除去することができる。また、移動局は、複数のアンテナを備える必要がなく、マルチパスの数にかかわらず1本のアンテナさえ備えれば、3個の干渉信号源から送信された干渉信号のすべてを除去することができる。つまり、OFDM通信においては、N個の干渉信号源から送信される干渉信号を受信信号から除去するには、マルチパスが多数存在する場合でも、移動局のアンテナは1本で足り、また、所望信号として同一シンボルがマッピングされるN1個のサブキャリアがあれば足りる。このように、本発明では、同一シンボルがマッピングされる複数のサブキャリアをAAA技術における複数のアンテナとみなし、それら複数の同一シンボルに対して周波数軸上でMMSE処理を行うことにより、OFDMシンボルに含まれる干渉信号を除去する。より具体的には、以下のように説明することができる。AAA技術の場合、所望信号:D、干渉信号:U、所望信号のアンテナnにおける伝搬路のチャネル推定値:hDn、干渉信号のアンテナnにおける伝搬路のチャネル推定値:hUnとすると、アンテナnにおける受信信号:Rnは、式1により表される。そして、式2に従ってMMSE処理により求められるアンテナnにおけるウェイト:Wnをアンテナnで受信された信号に乗算して合成することにより受信信号:Rnから干渉信号:Uを除去して所望信号:Dを得ることができる。なお、式2において、Pは、チャネル推定値:hDnおよびチャネル推定値:hUnから生成されるPベクトルである。よって、例えば、図3に示すように、干渉信号源が1つで、受信機側が2本のアンテナを備える場合、AAA技術では、各アンテナにおける受信信号は式3により与えられる。一方、本発明において、所望信号:D、干渉信号:U、所望信号のサブキャリアmにおける伝搬路のチャネル推定値:hDm、干渉信号のサブキャリアmにおける伝搬路のチャネル推定値:hUmとすると、サブキャリアmにおける受信信号:Qmは、式4により表される。そして、式5に従ってMMSE処理により求められるサブキャリアmにおけるウェイト:Wmをサブキャリアmにより受信された信号に乗算して合成することにより受信信号:Qmから干渉信号:Uを除去して所望信号:Dを得ることができる。なお、式5において、Pは、チャネル推定値:hDmおよびチャネル推定値:hUmから生成されるPベクトルである。よって、例えば、図4に示すように、干渉信号源が1つで、受信機側が1本のアンテナにより2つのサブキャリアからなるOFDMシンボルを受信する場合、各サブキャリアにおける受信信号は式6により与えられる。ここで、式1~3と式4~6とを比較すると、アンテナ番号nがサブキャリア番号mに変わっているだけで、その他は全く同じ式で表されていることが分かる。このことは、つまり、OFDMシンボルの複数のサブキャリアをAAA技術における複数のアンテナとみなし、1本のアンテナで受信されたOFDMシンボルの複数のサブキャリアに対してAAA技術と同様のMMSE処理を行うことにより、OFDMシンボルから干渉信号を除去できることを示す。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。実施の形態1本実施の形態に係る無線通信基地局装置以下、基地局と省略する100の構成を図5に示す。また、本実施の形態に係る移動局200の構成を図12に示す。図5に示す基地局100において、符号化部101は、送信データ送信ビットを符号化する。例えば、符号化部101は、ターボ符号等の組織符号を用いて送信データ送信ビットを誤り訂正符号化する。符号化部101は、送信ビットを組織符号を用いて符号化することによって、送信ビットそのものであるシステマチックビットSと、冗長ビットであるパリティビットPとからなるビット列を生成する。なお、ここでは符号化の一例として、移動体通信において最もよく使われる組織符号を用いた誤り訂正符号化を挙げたが、本発明は符号化の種類に限定されるものではない。レピティション部102は、レートマッチングを行うために、符号化部101にて生成されたビット列に含まれる複数のビットのうちパリティビットをレピティション対象としてレピティション複製する。このレピティションの詳細については後述する。なお、本実施の形態では、レートマッチングの際にパリティビットから優先的にレピティションされる通信システムを想定したためパリティビットを優先的にレピティション対象としたが、レートマッチングの際にシステマチックビットから優先的にレピティションされる通信システムではシステマチックビットを優先的にレピティション対象とする。また、そのような優先順位がない通信システムでは、パリティビットおよびシステマチックビットの双方をレピティション対象としてもよい。変調部103は、レピティション後のビット列を変調してシンボルを生成する。この変調の詳細については後述する。S/P部104は、マルチキャリア信号であるOFDMシンボルを構成する複数のサブキャリア1~KのK本分のシンボルが変調部103から直列に入力される度に、それらのシンボルを並列に変換してIFFT部105に出力する。IFFT部105は、S/P部104より入力されるシンボルをIFFTInverseFastFourierTransform:逆高速フーリエ変換してサブキャリア1~Kの各々に所定のマッピングパターン配置パターンに従ってマッピング配置し、OFDMシンボルを生成する。また、IFFT部105は、フレーム先頭において、パイロットシンボルPLをIFFTしてサブキャリア1~Kの各々にマッピングし、OFDMシンボルを生成する。このOFDMシンボル生成の詳細については後述する。このようにして生成されたOFDMシンボルは、GI付加部106でガードインターバルを付加された後、送信RF部107でアンプコンバート等の所定の無線処理が施され、アンテナ108から移動局200図12へ無線送信される。次いで、レピティションおよび変調の詳細について説明する。ここでは、符号化部101での符号化率をR=1/3とする。つまり、符号化部101では、1つの送信ビットに対して1つのシステマチックビットSと2つのパリティビットPとが生成される。よって、符号化部101に連続して入力される2つの送信ビットB1B2が符号化されると、図6に示すように、B1からS1P11P12が生成され、B2からS2P21P22が生成される。つまり、符号化部101は、送信ビットB1B2を符号化して、S1P11P12S2P21P22からなるビット列第1ビット列を生成する。レピティション部102は、図6に示す第1ビット列に含まれる複数のビットS1P11P12S2P21P22のうちパリティビットのみをレピティション対象としてレピティションする。ここでのレピティションファクターはRF=2とする。よって、レピティション後のビット列第2ビット列は図7に示すようになり、RF=2では同一のパリティビットが2つずつ得られる。図7において、P11P12P21P22はレピティション元のパリティビットであり、P11P12P21P22はレピティションにより生成されたパリティビットである。つまり、P11とP11、P12とP12、P21とP21、P22とP22は同一のビットである。このように、レピティション部102は、第1ビット列に含まれる複数のビットのうちパリティビットをレピティションして、レピティション元のパリティビット第1パリティビットおよびレピティションにより生成されたパリティビット第2パリティビットを含む第2ビット列を生成する。変調部103は、第2ビット列を変調してシンボルを生成する。ここでは、変調方式として2ビットで1シンボルが構成されるQPSKを用いる。第2ビット列を変調する際、変調部103は、パリティビットについては、レピティション元のパリティビットP11P12P21P22のみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成する。レピティション元のパリティビットはP11P12P21P22の4つであるため、変調方式がQPSKの場合、これら4つのパリティビットから生成される得るシンボルは、P11P12P21P22P11P21P12P22P11P22P12P21の6つの組合せのいずれかである。また、図7に示す第2ビット列から、これら6つのシンボルのいずれかと同一のシンボルを複数ここでは2つ生成しようとすると、その組合せパターンは図8~図10のいずれかとなる。なお、変調部103は、図8~図10のいずれの場合も、システマチックビットS1S2によりシンボルSB1を生成する。図8の組合せパターンでは、P11P12によりシンボルSB2、P11P12によりシンボルSB2、P21P22によりシンボルSB3、P21P22によりシンボルSB3が生成される。また、図9の組合せパターンでは、P11P21によりシンボルSB2、P11P21によりシンボルSB2、P12P22によりシンボルSB3、P12P22によりシンボルSB3が生成される。また、図10の組合せパターンでは、P11P22によりシンボルSB2、P11P22によりシンボルSB2、P12P21によりシンボルSB3、P12P21によりシンボルSB3が生成される。そして、いずれの場合も、SB2とSB2とが同一シンボルとなり、SB3とSB3とが同一シンボルとなる。このように、図8~図10の組合せパターンのいずれでも、変調部103は、レピティション元のパリティビットP11P12P21P22のみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。また、レピティション部102がRF=2でビットレピティションを行う場合、このような変調部103での処理により、RF=2でシンボルレピティションを行った結果と同一の結果を得ることができる。なお、ここでは変調方式としてQPSKを例に挙げて説明したが、他の変調方式でも同様にしてレピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。例えば、変調方式として16QAMを用いる場合、P11P12P21P22よりシンボルSB2を生成し、P11P12P21P22によりシンボルSB2を生成する。また、上記説明では、説明を簡単にするために、シンボル内でのビット位置は考慮していない。例えば、P11P12とP12P11とを同一の組合せと見なして説明した。しかし、例えばP11P12に替えてP12P11としてシンボルを生成する場合でも、他のシンボルについても同様にシンボル内でのビット位置を入れ替えることにより、上記同様にして、レピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。また、上記説明では、レピティション元のパリティビット同士、レピティションにより生成されたパリティビット同士を組み合わせてシンボルを生成したが、レピティション元のパリティビットとレピティションにより生成されたパリティビットとは同一のビットであるため、レピティション元のパリティビットとレピティションにより生成されたパリティビットとを組み合わせてシンボルを生成してもよい。例えば、図8に示す組合せパターンにおいて、P11P12によりシンボルSB2、P11P12によりシンボルSB2、P21P22によりシンボルSB3、P21P22によりシンボルSB3を生成してもよい。図9、図10においても同様である。このように、変調部103は、レピティション部102から出力された第2ビット列を変調して、レピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルをレピティション元のパリティビットおよびレピティションにより生成されたパリティビットから生成する。次いで、OFDMシンボル生成の詳細について説明する。以下の説明では、1OFDMシンボルがサブキャリア1~5K=5の5つのサブキャリアで構成されるものとする。RF=2で、1フレームが9個のOFDMシンボルパイロットシンボルであるOFDMシンボルが1個データシンボルであるOFDMシンボルが8個で構成される場合、本実施の形態でのマッピングパターンは例えば図11に示すようになる。すなわち、システマチックビットからなるSB1SB4SB7SB10SB13SB16SB19SB22がサブキャリア1にマッピングされ、パリティビットからなるシンボルSB2SB3SB5SB6SB8SB9SB11SB12SB14SB15SB17SB18SB20SB21SB23SB24の各々が、RF=2で周波数軸方向にレピティションされた状態でサブキャリア2~5にマッピングされる。つまり、パリティビットについては、同一のシンボルが互いに異なる2つのサブキャリアにマッピングされて移動局200図12へ送信される。ここで、移動局200において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとが周波数軸方向で同一であることが必要である。すなわち、移動局200において受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得るには、所望信号と干渉信号とが同じマッピングパターンで周波数軸上に配置される必要がある。つまり、所望信号の2つの同一シンボルが図11に示すようにサブキャリア23またはサブキャリア45にマッピングされる場合には、干渉信号も同様に同一シンボルがサブキャリア23またはサブキャリア45にマッピングされる必要がある。よって、本実施の形態では、IFFT部105は、複数の同一シンボルの複数のサブキャリアに対するマッピングを、干渉信号源におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行ってマルチキャリア信号を生成する。例えば、IFFT部105は、複数の同一シンボルの複数のサブキャリアに対するマッピングを、図5に示す構成と同一の構成を採る他の基地局におけるマッピングパターンと同一のマッピングパターンにて行ってマルチキャリア信号を生成する。このようにすることで、レピティションされた所望信号のサブキャリアへのマッピングパターンと、レピティションされた干渉信号のサブキャリアへのマッピングパターンとを周波数軸方向で同一にすることができるので、移動局200では受信信号から干渉信号を確実に除去することができる。次いで、移動局200図12について説明する。図12に示す移動局200では、基地局100から送信されたOFDMシンボルがアンテナ201を介して受信される。この際、受信されるOFDMシンボルには、基地局100から送信された所望信号の他に干渉信号源から送信された干渉信号が含まれる。この干渉信号は、基地局100から送信されたOFDMシンボルのサブキャリア1~5と同じ周波数のサブキャリア1~5を有するOFDMシンボルであり、基地局100以外の他の基地局から送信されたOFDMシンボル、移動局200以外の他の移動局から送信されたOFDMシンボル等である。また、基地局100のアンテナ108が複数のアンテナで構成されるセクタアンテナである場合は、移動局200が位置するセクタ以外のセクタに対するアンテナから送信されたOFDMシンボルも干渉信号となる。このような所望信号および干渉信号を含むOFDMシンボルは、受信RF部202でダウンコンバート等の所定の無線処理を施された後、GI除去部203でガードインターバルを除去されて、FFT部204に入力される。FFT部204は、GI除去部203より入力されるOFDMシンボルをFFTFastFourierTransform:高速フーリエ変換して、サブキャリア1~5の各々にマッピングされたシンボルを得る。これらのシンボルは、選択部205に入力される。選択部205は、フレーム先頭のOFDMシンボルの場合は、サブキャリア1~5にマッピングされたパイロットシンボルをチャネル推定部206に出力する。また、選択部205は、基地局100でのOFDMシンボル生成時のマッピングパターンに従って、システマチックビットからなるシンボルを選択して復調部211に出力する。具体的には、図11において、t1では、選択部205は、サブキャリア1にマッピングされたシンボルSB1を選択して出力する。t2~t8においても同様である。また、選択部205は、基地局100でのOFDMシンボル生成時のマッピングパターンに従って、パリティビットからなる複数の同一シンボルを選択し、相関値算出部207および乗算部209-1~209-Nに出力する。具体的には、図11において、t1では、選択部205は、まず、サブキャリア23にマッピングされた2つの同一シンボルSB2SB2を選択して出力し、次に、サブキャリア45にマッピングされた2つの同一シンボルSB3SB3を選択して出力する。よって、図12においては、N=RF=2となる。また、これら2つの同一シンボルにはそれぞれ干渉信号が加わっている。つまり、選択部205では、干渉信号が加わっている同一シンボルが順次選択されて出力される。t2~t8においても同様である。チャネル推定部206は、入力されたパイロットシンボルを用いてサブキャリア2~5のチャネル推定値を求める。そして、チャネル推定部206は、チャネル推定値よりPベクトルを生成してMMSE処理部208に出力する。例えば、選択部205によりサブキャリア23にマッピングされた2つの同一シンボルSB2SB2が選択されるt1では、チャネル推定部206は、サブキャリア23のチャネル推定値h2h3より式7に示すPベクトルを生成する。パリティビットからなる他のシンボルについても同様である。なお、チャネル推定値は、フレーム先頭のパイロットシンボルに基づいて算出されるため、各サブキャリア毎に1フレームに渡って同じ値が使用される。相関値算出部207は、同一シンボルのサブキャリア間の相互相関値を求める。例えば、サブキャリア23にマッピングされた2つの同一シンボルSB2SB2が入力された場合、相関値算出部207は、サブキャリア23の間において、これら2つのシンボルの相互相関値を求める。そして、相関値算出部207は、相互相関値よりR行列を生成し、そのR行列の逆行列を求めてMMSE処理部208に出力する。例えば、選択部205によりサブキャリア23にマッピングされた2つの同一シンボルSB2SB2が選択されるt1では、相関値算出部207は、サブキャリア23の間における相互相関値x22~x33より式8に示すR行列を生成する。パリティビットからなる他のシンボルについても同様である。MMSE処理部208は、チャネル推定部206から入力されたPベクトルPと相関値算出部207から入力されたR行列の逆行列R-1とから、式9に示す行列演算によるMMSE処理を行ってウェイトWW1W2を求め、乗算部209-1~209-Nに出力する。パリティビットからなる他のシンボルについても同様である。なお、このようなウェイト生成方法は、AAA技術においてSMISampleMatrixInverse法として広く知られている方法である。乗算部209-1~209-Nは、選択部205で選択されたシンボルの各々にMMSE処理部208で求められたウェイトを乗算して合成部210に出力する。合成部210は、ウェイト乗算後の各シンボルを合成して合成信号を生成する。合成部210で合成される各シンボルは複数の異なるサブキャリアにマッピングされていた同一シンボルであるため、このようなサブキャリア間での合成により、パリティビットからなる各シンボルから干渉信号を除去することができる。本発明ではOFDMシンボルにおける各サブキャリアがAAA技術における各アンテナに相当するため、RF=2の各シンボルでは、RF-1つまり1つの干渉信号源からの干渉信号を、マルチパスの数にかかわらず、すべて除去することができる。なお、相関値算出部207、MMSE処理部208、乗算部209-1~209-Nおよび合成部210により干渉除去部213が構成される。このようにして生成された合成信号は、復調部211で復調された後、復号部212で復号される。これによりパリティビットの受信データが得られる。また、システマチックビットからなるシンボルも同様に、復調部211で復調された後、復号部212で復号される。これによりシステマチックビットの受信データが得られる。このように、本実施の形態によれば、OFDMシンボルの複数のサブキャリアをAAA技術における複数のアンテナとみなし、OFDMシンボルの複数のサブキャリアに対してAAA技術と同様のMMSE処理を行うことにより、マルチパスの数にかかわらず、RF-1個の干渉信号源からの干渉信号をすべて除去することができる。よって、移動局では、干渉信号を除去するために、従来のAAA技術のように多数のアンテナを備える必要がなく、マルチパスの数にかかわらず1本のアンテナさえ備えれば足りるため、干渉信号の除去にあたり装置が大型化することを避けることができる。また、AAA技術では、干渉信号源の数およびマルチパス数の増加に伴い受信アンテナの数を増加させる必要があるが、本実施の形態によれば、干渉信号源の数が増加する場合でも、マルチパス数の増加にはかかわらず、RFを増加させるだけでよいため、効率よく干渉信号を除去することができる。実施の形態2本実施の形態に係る基地局300の構成を図13に示す。基地局300は、実施の形態1に係る基地局100図5の構成に、さらにインタリーバ301を備える。インタリーバ301は、レピティション部102から出力される図7に示す第2ビット列を図14~図16のいずれかに示すようにインタリーブする。ここで、図141516はそれぞれ、実施の形態1の図8910に対応する。つまり、インタリーバ301でのインタリーブは、図8~図10のいずれかに示す組合せパターンに従って行われる。そして、このようにインタリーブされた第2ビット列が変調部302に入力される。変調部302は、インタリーブ後の第2ビット列を変調してシンボルを生成する。変調部302は、図14~図16に示すビット列の各ビットをそのまま入力順に変調する。この点において、変調部302は実施の形態1の変調部103と異なる。また、ここでは、実施の形態1同様、変調方式として2ビットで1シンボルが構成されるQPSKを用いる。よって、インタリーバ301が図14に示すインタリーブを行う場合は、P11P12によりシンボルSB2、P11P12によりシンボルSB2、P21P22によりシンボルSB3、P21P22によりシンボルSB3が生成される。また、インタリーバ301が図15に示すインタリーブを行う場合は、P11P21によりシンボルSB2、P11P21によりシンボルSB2、P12P22によりシンボルSB3、P12P22によりシンボルSB3が生成される。また、インタリーバ301が図16に示すインタリーブを行う場合は、P11P22によりシンボルSB2、P11P22によりシンボルSB2、P12P21によりシンボルSB3、P12P21によりシンボルSB3が生成される。そして、いずれの場合も、SB2とSB2とが同一シンボルとなり、SB3とSB3とが同一シンボルとなる。なお、図14~図16のいずれの場合も、システマチックビットS1S2によりシンボルSB1が生成される。このように、図14~図16のインタリーブのいずれでも、実施の形態1同様、変調部302は、レピティション元のパリティビットP11P12P21P22のみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルを生成することができる。また、レピティション部102がRF=2でビットレピティションを行う場合、このようなインタリーブを行うことにより、実施の形態1同様、RF=2でシンボルレピティションを行った結果と同一の結果を得ることができる。このように、変調部302は、インタリーバ301から出力された第2ビット列を変調して、レピティション元のパリティビットのみから生成され得るシンボルと同一の複数のシンボルをレピティション元のパリティビットおよびレピティションにより生成されたパリティビットから生成する。なお、インタリーバ301および変調部302以外の構成部分は、実施の形態1図5と同一であるため説明を省略する。このように、本実施の形態によれば、実施の形態1同様の効果を得ることができるとともに、上記インタリーバを備えることにより、変調部での処理を実施の形態1よりも簡易にすることができる。以上、本発明の実施の形態について説明した。なお、本発明は、1つの基地局がカバーする通信エリアセルが、指向性を持つセクタアンテナにより角度方向に複数のセクタに分割されている移動体通信システムにおいて特に有効である。分割された複数のセクタにそれぞれ送信される信号は1つの基地局の複数のアンテナから送信された信号であるため、移動局が位置する場所によらず、セクタ間干渉はセル間干渉に比べて干渉信号レベルが大きくなる傾向にある。よって、セクタ間干渉に対しては、所望信号レベルを大きくしてもSIRSignaltoInterferenceRatioの改善効果はセル間干渉に比べて小さいので、本発明のようにして干渉信号レベルを抑えることによりSIRの改善効果を大きくすることができる。また、1つの基地局が複数のセクタを有する場合は、互いに隣接するセクタに対して同一の基地局から信号が送信されるため、その基地局では、移動局における所望信号と干渉信号のマッピングパターンを同一にすることが容易だからである。すなわち、マッピングパターンが通信状況等に応じて適応的に変化する場合、隣接セル間でマッピングパターンを合わせるためには、異なるセルの基地局間でのシグナリングが必要になるが、隣接セクタ間でインタリーブパターンを合わせるには、同一基地局内での処理で済むからである。また、上記実施の形態では、干渉除去アルゴリズムとしてMMSEを用いたが、干渉除去アルゴリズムはMMSEに限定されず、AAA技術に使用される干渉除去アルゴリズムであればいかなるアルゴリズムでも使用可能である。例えば、ヌルステアリング、ビームフォーミング、LMS、RLS、CMA等を使用可能である。さらに、MIMO通信で使用されるストリーム分離アルゴリズムを使用することも可能である。MIMO通信で使用されるストリーム分離アルゴリズムを使用すると、さらに以下の効果を得ることができる。すなわち、移動体通信システムではデータレートの高速化に対応するためにMIMO受信を行うことが必須となりつつあるため、干渉除去アルゴリズムとしてストリーム分離アルゴリズムを使用すれば、そのストリーム分離アルゴリズムをMIMO受信処理だけでなく干渉除去処理にも使用することができる。このため、受信機の回路構成を簡単にすることができる。また、干渉除去アルゴリズムとしてストリーム分離アルゴリズムを使用することで、MMSEを用いる際に必要であった相互相関行列の演算が不要となるため、受信信号のシンボル数が少ない場合でも干渉信号を確実に除去することができる。さらに、基地局-移動局間の伝搬環境や、基地局-移動局間の距離に応じて、MIMO受信処理と干渉除去処理とを適応的に切り替えることができる。例えば、移動局が基地局の比較的近くに位置し低速で移動しているときは、ストリーム分離アルゴリズムを用いてMIMO受信処理を行って伝送レートを向上させ、移動局がセルエッジやセクタエッジに位置するときは、ストリーム分離アルゴリズムを用いて本発明の干渉除去処理を行ってSINRを向上させることができる。なお、MIMO受信処理ではストリーム毎およびアンテナ毎のチャネル推定値を用いてストリーム分離ウェイトを算出するが、ストリーム分離アルゴリズムを用いて干渉除去処理を行う場合は、送信局毎およびサブキャリア毎のチャネル推定値を用いてストリーム分離ウェイトを算出すればよい。また、上記実施の形態では、受信局である移動局が1本のアンテナを備える場合について説明したが、本発明は2本以上のアンテナを備える無線受信装置と組み合わせて使用することも可能である。例えば、無線受信装置のアンテナ数をNとし、レピティションファクターRFをLとすれば、本発明を適用することにより、N×L-1の干渉信号を除去することができる。換言すれば、本発明にて、所望信号源の数と干渉信号源の数の和が最大N×Lの無線通信システムに対応することができる。また、上記実施の形態では、基地局を送信局無線送信装置、移動局を受信局無線受信装置として説明したが、本発明は、移動局が送信局無線送信装置で、基地局が受信局無線受信装置である場合も、上記同様にして実施することができる。例えば、基地局が、所望信号源の移動局から所望信号を受信すると同時に、干渉信号源の移動局から干渉信号を受信する場合に、上記同様にして、受信信号から干渉信号を除去して所望信号を得ることができる。つまり、本発明は、上り回線に対しても、下り回線同様に適用することができる。また、基地局はNodeB、移動局はUE、サブキャリアはトーン、ガードインターバルはサイクリックプリフィクスCP:CyclicPrefixと称されることがある。また、上記実施の形態では1つの基地局がカバーする通信エリアをセルと称し、このセルが角度方向に複数に分割されたエリアをセクタと称して説明したが、1つの基地局がカバーする通信エリアをセルサイトと称し、このセルサイトが角度方向に複数に分割されたエリアをセルと称する通信システムもある。本発明はこのような通信システムにも適用することができる。また、上記実施の形態ではサブキャリア単位でシンボルをマッピングする場合について説明したが、複数のサブキャリアをまとめてサブブロックまたはリソースブロックと称する通信システムにおいても、シンボルマッピングの単位をサブブロック単位またはリソースブロック単位とすることより、本発明を上記同様に実施することができる。また、上記実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。また、上記実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。これらは個別に1チップ化されてもよいし、一部又は全てを含むように1チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGAFieldProgrammableGateArrayや、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサーを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。2005年12月27日出願の特願2005-375402の日本出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。