"第1および第2の入力端P1,P2と、第1および第2の出力端P3,P4と、前記第2の入力端及び前記第2の出力端を接続する第2の電源線LLと、複数の回路3,3a,3bとを備え、前記複数の回路の各々は、前記第1の入力端と前記第1の出力端とを接続する第1電源線LH1,LH2と、前記第1電源線上に設けられるリアクトルL1,L2と、前記第1電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオードD11,D21と、前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第2電源線との間に設けられるスイッチ素子S1,S2とを有し、一の前記複数の回路と他の一の前記複数の回路とにそれぞれ属する前記リアクトル、前記スイッチ素子及び前記ダイオードの少なくともいずれか一つの特性が相互に異なる、スイッチング電源回路。前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチ素子S1は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、前記他の一の前記複数の回路3bに属する前記スイッチ素子S1はMOS電界効果トランジスタである、請求項1に記載のスイッチング電源回路。前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチング素子S1は炭化珪素半導体或いは窒化ガリウム半導体によって形成され、前記他の一の前記複数の回路3bに属する前記スイッチング素子S2は珪素半導体によって形成される、請求項1に記載のスイッチング電源回路。前記一の複数の回路3aに属する前記リアクトルL1のインピーダンスは、前記他の一の前記複数の回路3bに属する前記リアクトルのインピーダンスよりも小さい、請求項1から3のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路。請求項1から4のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路の制御方法であって、前記複数の回路3a,3bに属する前記スイッチング素子S1,S2の全てを非導通に維持する第1工程と、前記第1及び前記第2の入力端P1,P2を流れる電流が第1所定値Iref1を超えたときに、前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチング素子S1の導通/非導通を繰り返し切り替える第2工程とを実行する、スイッチング電源回路の制御方法。前記第2工程において、前記第1工程における前記第1及び前記第2の出力端P3,P4の間の電圧よりも高い第1の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチング素子S1の導通/非導通を繰り返し切り替える、請求項5に記載のスイッチング電源回路の制御方法。前記第1及び前記第2の入力端P1,P2を流れる電流が、前記第1所定値Iref1よりも大きい第2所定値Iref2を超えたときに、前記一の前記複数の回路3aおよび前記他の一の前記複数の回路3bにそれぞれ属する前記スイッチング素子S1,S2の導通/非導通を繰り返し切り替える第3工程を更に実行する、請求項5又は6に記載のスイッチング電源回路の制御方法。前記第3工程において、前記第1の直流電圧指令値よりも大きい第2の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路3aおよび前記他の一の前記複数の回路3bにそれぞれ属する前記スイッチング素子S1,S2の導通/非導通を繰り返し切り替える、請求項7に記載のスイッチング電源回路の制御方法。前記第1工程及び前記第2工程に先立って、前記複数の回路3,3a,3bに属する前記スイッチング素子S1,S2の全てを非導通に維持し、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第1の関係を求める第4工程と、前記第1の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路3aの前記スイッチング素子S1の導通/非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第2の関係を求める第5工程とが更に実行され、前記第1所定値Iref1として、前記第1関係と前記第2関係のいずれにおいても同じ前記効率を与える前記電流が採用される、請求項5から8のいずれか一つに記載のスイッチング電源回路の制御方法。上記2つの回路を有するスイッチング電源回路において、平滑コンデンサの負荷が変動する場合に、その負荷の変動に応じたスイッチング電源回路の電気特性という観点で、なお工夫の余地があった。そこで、本発明は、負荷の変動に応じた電気特性の実現に資するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。本発明にかかるスイッチング電源回路の第1の態様は、第1および第2の入力端P1,P2と、第1および第2の出力端P3,P4と、前記第2の入力端及び前記第2の出力端を接続する第2の電源線LLと、複数の回路3,3a,3bとを備え、前記複数の回路の各々は、前記第1の入力端と前記第1の出力端とを接続する第1電源線LH1,LH2と、前記第1電源線上に設けられるリアクトルL1,L2と、前記第1電源線上で前記リアクトルと直列に接続され、アノードを前記リアクトル側に向けて配置されるダイオードD11,D21と、前記リアクトルと前記ダイオードとの間の点と、前記第2電源線との間に設けられるスイッチ素子S1,S2とを有し、一の前記複数の回路と他の一の前記複数の回路とにそれぞれ属する前記リアクトル、前記スイッチ素子及び前記ダイオードの少なくともいずれか一つの特性が相互に異なる。本発明にかかるスイッチング電源回路の第2の態様は、第1の態様にかかるスイッチング電源回路であって、前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチ素子S1は絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、前記他の一の前記複数の回路3bに属する前記スイッチ素子S1はMOS電界効果トランジスタである。本発明にかかるスイッチング電源回路の第3の態様は、第1の態様にかかるスイッチング電源回路であって、前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチング素子S1は炭化珪素半導体或いは窒化ガリウム半導体によって形成され、前記他の一の前記複数の回路3bに属する前記スイッチング素子S2は珪素半導体によって形成される。本発明にかかるスイッチング電源回路の第4の態様は、第1から第3のいずれか一つの態様にかかるスイッチング電源回路であって、前記一の複数の回路3aに属する前記リアクトルL1のインピーダンスは、前記他の一の前記複数の回路3bに属する前記リアクトルのインピーダンスよりも小さい。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第1の態様は、第1から第4のいずれか一つの態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記複数の回路3a,3bに属する前記スイッチング素子S1,S2の全てを非導通に維持する第1工程と、前記第1及び前記第2の入力端P1,P2を流れる電流が第1所定値Iref1を超えたときに、前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチング素子S1の導通/非導通を繰り返し切り替える第2工程とを実行する。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第2の態様は、第1の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第2工程において、前記第1工程における前記第1及び前記第2の出力端P3,P4の間の電圧よりも高い第1の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路3aに属する前記スイッチング素子S1の導通/非導通を繰り返し切り替える。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第3の態様は、第1又は第2の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第1及び前記第2の入力端P1,P2を流れる電流が、前記第1所定値Iref1よりも大きい第2所定値Iref2を超えたときに、前記一の前記複数の回路3aおよび前記他の一の前記複数の回路3bにそれぞれ属する前記スイッチング素子S1,S2の導通/非導通を繰り返し切り替える第3工程を更に実行する。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第4の態様は、第3の態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第3工程において、前記第1の直流電圧指令値よりも大きい第2の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路3aおよび前記他の一の前記複数の回路3bにそれぞれ属する前記スイッチング素子S1,S2の導通/非導通を繰り返し切り替える。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第5の態様は、第1から第4のいずれか一つの態様にかかるスイッチング電源回路の制御方法であって、前記第1工程及び前記第2工程に先立って、前記複数の回路3,3a,3bに属する前記スイッチング素子S1,S2の全てを非導通に維持し、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第1の関係を求める第4工程と、前記第1の直流電圧指令値に基づいて前記一の前記複数の回路3aの前記スイッチング素子S1の導通/非導通を繰り返し切り替え、前記電流と前記スイッチング電源回路の効率との間の第2の関係を求める第5工程とが更に実行され、前記第1所定値Iref1として、前記第1関係と前記第2関係のいずれにおいても同じ前記効率を与える前記電流が採用される。本発明にかかるスイッチング電源回路の第1の態様によれば、以下に、複数の回路が2つの第1および第2の回路である場合を例に挙げて説明する。第1の回路のリアクトル、スイッチ素子、ダイオードの少なくとも一つの特性が、第2の回路のリアクトル、スイッチ素子、ダイオードの少なくとも一つの特性と相違している。よって、第1の回路のみを動作させた第1状態と、第2の回路のみを動作させた第2状態では、スイッチング電源回路としての電気特性が相違する。また第1および第2の回路の両方を動作させた第3状態でのスイッチング電源回路としての電気特性は、第1状態および第2状態での電気特性と相違する。以上のように、2つの第1および第2の回路によって、スイッチング電源回路として3つの電気特性を発揮することができる。しかも第1状態から第3状態の各々における電気特性は、力率、効率、高調波へとそれぞれ影響を与える。よって、かかる第1状態および第3状態を適宜に選択することで、力率、効率、高調波を適宜に調整することができる。本スイッチング電源回路によれば、例えば第1および第2の出力端に接続される負荷の変動に応じて第1状態ないし第3状態を適宜に選択することができる。したがって、負荷の変動に応じた電気特性の実現に資することができる。本発明にかかるスイッチング電源回路の第2の態様によれば、MOS電界効果トランジスタを有する回路は絶縁ゲートバイポーラトランジスタよりも電流容量が小さく、テレビ受像機などで汎用されている。よって汎用部品を使用でき、コストを低下できる。本発明にかかるスイッチング電源回路の第3の態様によれば、炭化珪素半導体あるいは窒化ガリウム半導体によって形成されるスイッチング素子は、珪素半導体によって形成されるスイッチング素子よりも導通損失が低く耐圧が高い。本発明にかかるスイッチング電源回路の第4の態様によれば、一の複数の回路に属するリアクトルを小型化できる。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第1の態様によれば、電流が第1所定値よりも低いときにはスイッチング素子の全てが非導通となる。電流が低い状態では回路で生じる損失のうちスイッチング損失が占める割合が大きいので、電流が第1所定値よりも低い状態における効率を高めることができる。一方電流が第1所定値よりも大きいときには一の複数の回路に属するスイッチング素子の導通/非導を繰り返し切り替えることで、この状態における効率を向上できる。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第2の態様によれば、第1の直流電圧指令値を第1工程における直流電圧と等しくする制御方法に比して、電流が大きい範囲での第2工程における回路の安定動作を実現できる。一方で、電流が小さい範囲での回路の効率を高めることができる。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第3の態様によれば、電流が低い状態では回路で生じる損失のうちスイッチング損失が占める割合が大きいので、電流が第2所定値よりも低い状態における効率を高めることができる。一方電流が第2所定値よりも大きいときには一および他の一の複数の回路に属するスイッチング素子の導通/非導を繰り返し切り替えることで、この状態における効率を向上できる。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第4の態様によれば、第2の直流電圧指令値を第1の直流電圧指令値と等しくする制御方法に比して、第3工程における効率を向上することができる。本発明にかかるスイッチング電源回路の制御方法の第5の態様によれば、最も効率が高くなるように、第1工程および第2工程を選択できる。第1の実施の形態.図1に例示するように、スイッチング電源回路は複数の回路3と入力端P1,P2と出力端P3,P4とを備えている。入力端P1,P2の間には直流電圧が印加される。図1の例示では、入力端P1,P2にはダイオード整流回路2が接続されている。ダイオード整流回路2は交流電源1からの交流電圧を整流し、整流後の直流電圧を入力端P1,P2の間に印加する。ここでは入力端P2に印加される電位は入力端P1に印加される電位よりも低い。なお、入力端P1,P2にダイオード整流回路2が接続されることは必須要件ではない。入力端P1,P2の間に直流電圧を印加する任意の構成が入力端P1,P2に接続されていればよい。複数の回路3はいずれも入力端P1,P2及び出力端P3,P4に接続される。各回路3は後述するように昇圧回路として機能して入力端P1,P2に印加された直流電圧を昇圧するとともに入力側の力率を改善する力率改善回路として機能する。出力端P3,P4の間には平滑コンデンサC1が設けられている。平滑コンデンサC1は各回路3によって昇圧された直流電圧を平滑する。また入力端P1,P2の間にはコンデンサC2が設けられてもよい。コンデンサC2は各回路3に入力する電流のノイズを低減することができる。図2には複数の回路3の具体的な構成の概念的な一例が示されている。図2では一例として2つの回路3a,3bが示されている。また図2の例示では、回路3a,3bの出力が平滑コンデンサC1を介してインバータ4に入力されている。つまり、出力端P3,P4がインバータ4の入力側でインバータ4に接続される。入力端P2と出力端P4とは電源線LLによって相互に接続されている。回路3aは電源線LH1とリアクトルL1とダイオードD11とスイッチ素子S1とを備えている。電源線LH1は入力端P1と出力端P3とを接続する。リアクトルL1は電源線LH1上に設けられている。ダイオードD11はリアクトルL1に対して出力端P3側でリアクトルL1に直列に接続される。またダイオードD11はそのアノードをリアクトルL1に向けて設けられる。スイッチ素子S1はリアクトルL1とダイオードD11との間の点と、電源線LLとの間に設けられる。スイッチ素子S1の導通/非導通は制御部5によって制御される。図2の例示では、スイッチ素子S1はトランジスタT1とダイオードD12とを備えている。トランジスタT1は例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタであって、そのエミッタ電極を電源線LL側に向けて設けられる。なお、スイッチ素子S1は必ずしもトランジスタT1とダイオードD12とを有している必要は無い。例えばダイオードD12が設けられていなくてもよい。またスイッチ素子S1として例えばMOSMetalOxideSemiconductor電界効果トランジスタが採用されてもよい。回路3bは電源線LH2とリアクトルL2とダイオードD21とスイッチ素子S2とを備えている。電源線LH2とリアクトルL2とダイオードD21とスイッチ素子S2との接続関係は電源線LH1とリアクトルL1とダイオードD11とスイッチ素子S1との接続関係と同じである。また図2の例示ではスイッチ素子S2はトランジスタT2とダイオードD22とを有している。トランジスタT2とダイオードD22との接続関係はトランジスタT1とダイオードD12との接続関係と同一である。またダイオードD22は必須要件ではなく、またスイッチ素子S1は例えばMOS電界効果トランジスタであってもよい。スイッチ素子S2の導通/非導通はそれぞれ制御部5によって制御される。なお、以下で説明するスイッチ素子S1,S2の制御について、特別な記載が無い限りその主体は制御部5である。またここでは、制御部5はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ換言すれば手順を実行する。上記記憶装置は、例えばROM、RAM、書き換え可能な不揮発性メモリEPROM等、ハードディスク装置などの各種記憶装置の1つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御部5はこれに限らず、制御部5によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。<回路3a,3bの単独運転>本スイッチング電源回路においてスイッチ素子S2を非導通とし、回路3aを単独で動作させることができる。同様にスイッチ素子S1を非導通とし、回路3bを単独で動作させることができる。まず回路3aの単独運転について説明する。回路3aにおいてスイッチ素子S1が導通していれば、入力端P1から入力端P2へとリアクトルL1及びスイッチ素子S1を経由して電流が流れる。かかる電流はリアクトルL1のインダクタンスと入力端P1,P2の間の直流電圧とによって定まる傾斜に応じて増大する図3において電流IL1を参照。かかる電流によってリアクトルL1には電磁エネルギーが蓄積される。そしてスイッチ素子S1が導通から非導通へと切り替わると、入力端P1から入力端P2へとリアクトルL1、ダイオードD11及び平滑コンデンサC1を経由して電流が流れる図1参照。このとき、リアクトルL1に蓄積された電磁エネルギーによる電圧誘導起電圧が入力端P1,P2の間の直流電圧に加算されて、その合計が平滑コンデンサC1に印加される。よって、入力端P1,P2の間の直流電圧を昇圧して、昇圧後の直流電圧を平滑コンデンサC1に印加できる。かかる電流はリアクトルL1のインダクタンス及び平滑コンデンサC1の静電容量等に基づく傾斜で低減する図3において電流IL1を参照。そして、かかる電流、即ち電流IL1が零になったときに、再びスイッチ素子S1を導通させる。その後は上述した動作を繰り返す。かかる動作により電流IL1は鋸歯状の形状に沿って変化する。このようにリアクトルL1に流れる電流IL1が零に至った直後にスイッチ素子S1を導通させるモードは、いわゆる電流臨界モードと呼ばれる。以上のように回路3aは、入力端P1,P2の間の電圧を昇圧して出力端P3,P4の間に印加するスイッチング電源回路として機能することができる。また平滑コンデンサC1へと電流が流れない期間スイッチ素子S1が導通する期間であっても、スイッチ素子S1を介してダイオード整流回路2には電流が流れる。よって、ダイオード整流回路2を流れる電流の導通角度を広げることができる。換言すれば回路3aは力率改善回路として機能することができる。かかる回路3aについてのスイッチングを実現すべく、リアクトルL1を流れる電流IL1が検知されて、検知された電流IL1が制御部5に入力される。制御部5は例えば電流IL1のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチ素子S1へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部5は任意の直流電圧指令値出力端P3,P4の間の電圧についての指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。回路3bの単独運転についても回路3aと同様である。よって回路3bも昇圧回路として機能するとともに力率改善回路としても機能する。なお、かかる回路3bについてのスイッチングを実現すべく、リアクトルL2を流れる電流IL2が検知されて、検知された電流IL2が制御部5に入力される。制御部5は例えば電流IL2のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチ素子S2へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部5は任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。なお、上述の例では電流臨界モードが採用されているがこれに限らない。例えば電流IL1が零よりも大きい所定値となったときにスイッチ素子S1或いはスイッチ素子S2を導通させてもよい。かかるモードはいわゆる電流連続モードと呼ばれる。また例えば電流IL1が零になった時点から所定時間が経過したときにスイッチ素子S1或いはスイッチ素子S2を導通させてもよい。かかるモードはいわゆる電流不連続モードと呼ばれる。いずれのモードを採用してもよいことは後述する他の実施の形態にも適用されるが、以下では代表的に電流臨界モードを例に挙げて説明する。<回路3a,3bの協働運転>本スイッチング電源回路においては回路3a,3bを協働して運転させることができる。かかる運転はインターリーブとも呼ばれる。以下の詳細に説明する。スイッチ素子S2は、スイッチ素子S1が導通した時点から所定期間所定期間は零でもよい経過したときに導通する。かかる所定期間は、スイッチ素子S1が導通してから再び導通するまでの期間以下、周期とも呼ぶTより短い期間である。図3の例示では、所定期間として期間Tの半分を採用しており、以下では所定期間として期間Tの半分を採用した場合について説明する。なお、スイッチ素子S1の導通時点を基準としてスイッチ素子S2の導通時点が決定されるので、スイッチ素子S1をマスター側のスイッチ素子と把握でき、スイッチ素子S2をスレーブ側のスイッチ素子と把握できる。上記スイッチングにより、回路3bにおいては回路3aに対して半周期遅れて同じ動作が行われる。よって、リアクトルL2を流れる電流IL2はリアクトルL1を流れる電流IL1に対して半周期遅れる。例えば回路3aのみを単独で動作させる場合には、ダイオード整流回路2を流れる電流IはリアクトルL1を流れる電流IL1と等しい。一方、回路3a,3bを協働して動作させる場合には、ダイオード整流回路2を流れる電流Iは電流IL1,IL2の和と等しい。かかる和によって、電流IL1の値が低い部分いわゆる谷は電流IL2の値が高い部分いわゆる山によって埋められる。同様に、電流IL2の谷は電流IL1の山によって埋められる。よって、電流Iの変動成分いわゆる高調波成分を低くすることができる図3の電流Iを参照。なお、電流IL1,IL2の周期のずれは半周期に限らないが、半周期であれば最も高調波成分を低減できる。また電流IL1の谷を電流IL2の山が埋めるので、電流IL1の平均値を高めることもできる。換言すれば、回路3aを単独で動作させる場合と同じ平均値を達成するために、電流Iの最大値を低減することができる。かかる回路3a,3bについてのスイッチングを実現すべく、制御部5は例えば電流IL1のゼロクロスを検知し、当該ゼロクロスを検知した時点からスイッチ素子S1へとスイッチ信号を出力する。そして、制御部5は任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。またこれと並行して、制御部5は電流IL1のゼロクロスを検知した時点から所定期間例えば半周期経過した時点からスイッチ素子S2へとスイッチ信号を出力し、任意の直流電圧指令値に基づいて決定される期間が経過したことを以って当該スイッチ信号の出力を停止する。以上のように、本スイッチング電源回路によれば、回路3a,3bをそれぞれ単独で動作させることができ、また回路3a,3bを協働して動作させることもできる。なお、制御部5は回路3aの単独運転と回路3bの単独運転と回路3a,3bの協働運転とを切り替える機能も有する。<回路3a,3bの特性>本実施の形態では、それぞれ回路3a,3bに属するスイッチ素子S1,S2の特性、ダイオードD11,D21の特性、及びリアクトルL1,L2の特性の少なくともいずれかは、互いに相違している。これにより、回路3aの電気特性と回路3bの電気特性とが相違する。したがって、回路3aを単独で動作させた第1状態におけるスイッチング電源回路の電気特性と、回路3bを単独で動作させた第2状態におけるスイッチング電源回路の電気特性とは互いに相違する。さらに回路3a,3bを協働して動作させた第3状態におけるスイッチング電源回路の電気特性は、第1状態及び第2状態におけるスイッチング電源回路の電気特性のいずれとも異なる。したがって、本スイッチング電源回路によれば、2つの回路3a,3bによって、3つの電気特性を発揮することができる。また2つの回路3a,3bの両方を動作させない第0状態、すなわちスイッチ素子S1,S2の両方を非導通とする状態も採用してもよい。これを採用すれば、2つの回路3a,3bによって4つの電気特性を発揮することができる。以下、各回路3a,3bにおいて相違させるデバイス特性を例示的に列挙する。例えばリアクトルL1,L2のインダクタンス、ダイオードD11,D21の逆回復特性および順方向電圧、スイッチ素子S1,S2の導通特性およびゲート定数などが挙げられる。これらのデバイス特性はいずれもスイッチング電源回路としての力率、効率、電流に含まれる高調波のいずれかに対して影響を与える。しかも、これらのデバイス特性が力率、効率、高調波へと与える影響はインバータ4の負荷例えば出力電流や出力周波数などに依存する。よって、例えばインバータ4の負荷の低、中、高の区別例えばインバータ4の出力周波数の低域、中域、高域の区別に応じて、適宜に第1状態、第2状態、第3状態を採用してスイッチング電源回路を動作させるとよい。或いはインバータ4の負荷の低、中、高の区別に応じてそれぞれ第0状態、第1状態、第3状態を採用しても良い。もちろん、インバータ4の負荷の状態を4つの範囲に区別してそれぞれ第0状態から第3状態を採用しても良い。そして、第0状態、第1状態、第2状態、第3状態でのスイッチング電源回路の電気特性を適宜に設定することで、インバータ4の負荷に応じて最も適切な動作状態でスイッチング電源回路を動作させることができる。換言すれば、本スイッチング電源回路は負荷の変動に応じた電気特性の実現に資することができる。以上のように、複数の回路3として回路3a,3bを例示して説明したが、互いにデバイス特性が異なるN個の回路3を採用すればその組み合わせSは次式で表される。ここで、aCbは次式で表される。よって、互いにデバイス特性が異なるN個の回路3が設けられていれば、S通りのスイッチング電源回路の電気特性を実現できる。換言すれば、本スイッチング電源回路は、より細かい負荷の状態に応じた電気特性の実現に資することができる。なお複数の回路3のうちいくつかは互いに同じデバイス特性を有してもよい。図4はスイッチング電源回路の一例を示す図である。図4に例示するスイッチング電源回路は、回路3a,3bにそれぞれ属する2つのスイッチ素子S1,S2という点で、図2に例示するスイッチング電源回路と相違している。具体的には、スイッチ素子S1が絶縁ゲートバイポーラトランジスタである。スイッチ素子S2はMOS電界効果トランジスタである。なおMOSという用語は、古くは金属/酸化物/半導体の積層構造に用いられており、MetalOxideSemiconductorの頭文字を採ったものとされている。しかしながら特にMOS構造を有する電界効果トランジスタにおいては、近年の集積化や製造プロセスの改善などの観点からゲート絶縁膜やゲート電極の材料が改善されている。例えばMOS電界効果トランジスタにおいては、主としてソースドレインを自己整合的に形成する観点から、ゲート電極の材料として金属の代わりに多結晶シリコンが採用されてきている。また電気的特性を改善する観点から、ゲート絶縁膜の材料として高誘電率の材料が採用されるが、当該材料は必ずしも酸化物には限定されない。従ってMOSという用語は必ずしも金属/酸化物/半導体の積層構造のみに限定されて採用されているわけではなく、本明細書でもそのような限定を前提としない。即ち、技術常識に鑑みて、ここではMOSとはその語源に起因した略語としてのみならず、広く導電体/絶縁体/半導体の積層構造をも含む意義を有する。さて、絶縁ゲートバイポーラトランジスタはMOS電界効果トランジスタに比して大きい導通損失をデバイス特性として有する一方で、MOS電界効果トランジスタに比して大きい電流容量をデバイス特性として有する。よって、例えば電流Iが小さい領域例えばインバータ4の負荷が低域では回路3bのみを単独で動作させる。電流Iが小さい領域でスイッチ素子S1が導通しないので、導通損失の発生を抑制でき、ひいては効率を向上することができる。また例えば電流が中ほどの領域例えばインバータ4の負荷が中域では回路3aのみを単独で動作させる。よって、たとえスイッチ素子S2の電流容量が不足したとしても、電流容量の大きいスイッチ素子S1を用いているので、スイッチ素子S2の損傷を防止することができる。また例えば電流Iが大きい領域例えばインバータ4の負荷が高域では回路3a,3bを協働して動作させる。これにより、たとえ回路3a単独での動作によってスイッチ素子S1の電流容量が足りなくても、スイッチ素子S1,S2に電流を分配することができ、各スイッチ素子S1,S2に流れる電流を低減できる。なお、スイッチ素子S1,S2の電流容量の差に鑑みると、スイッチ素子S2に流れる電流の最大値を、スイッチ素子S1に流れる電流の最大値よりも低くするとよい。これは、次の2点を考慮して実現できる。第1に、リアクトルL2のインダクタンスが高ければ、スイッチ素子S2を流れる電流の傾斜すなわち電流IL2が増大する際の傾斜を低くできる。第2に、スイッチ素子S2の導通期間が短ければ、スイッチ素子S2を流れる電流の最大値は低下する。したがって、リアクトルL2のインダクタンスとスイッチ素子S2の導通期間を適宜に設定することで、スイッチ素子S2に流れる電流の最大値をスイッチ素子S1に流れる電流の最大値よりも低くできる。またスイッチ素子S2としてMOS電界効果トランジスタを採用した回路3bは、例えばテレビ受像機などで汎用されている。よって汎用部品のスイッチ素子S2を採用することができ、製造コストを低下することができる。またスイッチ素子S1はSiC炭化珪素半導体或いはGaN窒化ガリウム半導体によって形成されてもよく、スイッチ素子S2はSi珪素半導体によって形成されてもよい。SiC半導体またはGaN半導体によって形成されたスイッチ素子S1はたとえばSi半導体によって形成されたスイッチ素子S2と比較して導通損失が小さい。したがって、例えば回路3aが単独運転する第1状態における効率を更に高めることができる。一方、Si半導体によって形成されるスイッチ素子S2の製造コストはSiC半導体或いはGaN半導体によって形成されるスイッチ素子S1の製造コストよりも低い。したがって、スイッチ素子S1,S2の両方がSiC半導体或いはGaN半導体によって形成される場合に比べて、製造コストを低減できる。またリアクトルL2として小さい電流容量を有するリアクトルを採用してもよい。即ち、リアクトルL2が有するコイルの線径を小さくしてもよい。これにより、リアクトルL2を小型化でき、また製造コストを低減できる。かかるリアクトルL2を採用した回路3bもテレビ受像機などで汎用されている。よって汎用部品のリアクトルL2を採用することができ、製造コストを低下することができる。<スイッチング電源回路が搭載される空気調和機>次に本スイッチング電源回路が空気調和機に設けられる場合について考慮する。このとき図2の例示と同様に本スイッチング電源回路はインバータ4の入力側に設けられ、インバータ4は不図示のモータへと交流電圧を印加してモータの回転速度を制御する。モータは空気調和機が有する圧縮機又はファンを駆動する。図5は、日本において各外気温度の発生時間と、外気温度と空調負荷との関係と、を示している。図5の空調負荷は、外気温度が摂氏以下、省略20度よりも小さい範囲では暖房負荷として把握され、外気温度が20度よりも大きい範囲では冷房負荷として把握される。図5に例示するように、暖房運転においては外気温度が低いほど暖房負荷が大きく、ひいてはインバータ4の負荷も大きい。しかしながら図5に示すように外気温度が例えば5度以下である期間は年間を通じて比較的に短い。よって、暖房能力として大きな値を必要とする期間は短い。例えば外気温度が-1度T1付近であるときに空気調和機が発揮する能力ここでは暖房能力を暖房定格能力P1とすれば、その定格能力の半値たる暖房中間能力P2は外気温度が7~8度T2であるときの能力と一致する。この暖房中間能力P2以下で運転される期間外気温度が7~8°Cよりも高い期間は暖房中間能力P2以上で運転される期間外気温度が7~8°Cよりも低い期間に比べて多い。換言すれば、年間を通じて空調負荷が暖房中間能力P2以下の状態でインバータ4が運転される頻度が高い。一方、冷房運転においては、外気温度が高いほど冷房能力を必要とする。しかしながら図5に例示するように外気温度が例えば33度以上である期間は比較的短い。よって冷房能力として大きな値を必要とする期間は短い。例えば外気温度が35度T4付近であるときに空調機が発揮する能力ここでは冷房能力を冷房定格能力P4とすれば、その冷房中間能力P3は外気温度が29度T3付近であるときの能力と一致する。この冷房中間能力P3以下で運転される期間は比較的多い。以上のように中程度以下の負荷に対する運転の頻度が高い空気調和機においては、他の分野でスイッチング電源回路が採用される場合と比べて、中程度以下の負荷に対するスイッチング電源回路の電気特性の向上が特に望まれている。そこで、例えば次のように本スイッチング電源回路を制御する。ここでは第0状態と第1状態と第3状態とを負荷の状況に応じて切り替える例について説明する。負荷の状況としては、例えば電流Iによって区別される。よって、ここでは例えば電流Iの大きさに応じて第0状態と第1状態と第3状態とを切り替える。図6は電流Iの大きさと、各状態における効率との関係の一例を示している。図6の例示では、電流Iと第0状態、第1状態、第3状態における効率との関係がそれぞれ実線、破線、一点差線の曲線で示されている。かかる関係は実験或いはシミュレーションによって予め求めることができる。例えばスイッチ素子S1,S2の全てを非導通に維持し電流Iを変化させながらスイッチング電源回路の効率を算出することで第0状態における当該関係を求めることができる。第1状態、第3状態についても同様である。図6に例示するように、各状態における効率はおおよそ上に凸の形状を有している。また第0状態において効率のピークを採る電流値I1は、第1状態において効率のピークを採る電流値I2よりも小さく、電流値I2は第3状態において効率のピークを採る電流値I3よりも小さい。そして、第0状態における効率と第1状態における効率とは、電流値I1よりも大きく電流値I2よりも小さい電流値Iref1で互いに同じ値を採る。第1状態における効率と第3状態における効率とは、電流値I2よりも大きく電流値I3よりも小さい電流値Iref2で互いに同じ値を採る。よって、電流の広い範囲において効率を高めるべく、次のように第0状態、第1状態、第3状態を切り替える。即ち、電流Iが電流値Iref1よりも小さいときに、回路3a,3bを動作させず、すなわちスイッチ素子S1,S2を非導通に維持して第0状態を採用する。電流Iが電流値Iref1よりも大きいときに、回路3aを単独運転させ、すなわちスイッチ素子S1の導通/非導通の切り替えを繰り返して、第1状態を採用する。電流Iが電流値Iref2よりも大きいときに回路3a,3bを協働運転させ、すなわちスイッチ素子S1,S2の導通/非導通の切り替えを繰り返して、第3状態を採用する。これによって、図7に例示するように、電流Iの広い範囲換言すれば負荷の広い範囲で効率を高めることができる。なお、図6,7の例示では、比較のために、一つの回路3aのみを有するスイッチング電源回路における電流と効率との関係が二点破線の曲線で示されている。図6,7の例示では、電流Iの全領域において効率を高めるべく、その中心付近電流値I2付近で効率のピークを採るように、スイッチング電源回路の回路定数が設定されている。図6,7の例示から理解できるように、上述の制御方法によって電流Iの広い範囲で効率を向上することができる。以上のように、本制御方法によれば負荷の広い範囲で効率を向上できる。特に、電流Iが電流値Iref1よりも小さいときに第0状態を採用することで、負荷が小さい領域での効率を向上できる。よって、中間能力以下での運転の頻度が高い空気調和機にとって特に有効である。なお、電流が電流値Iref1と一致するときには第0状態、第1状態のいずれを採用してもよく、電流が電流値Iref2と一致するときには第1状態、第3状態のいずれを採用してもよい。また状態の切り替えの基準は必ずしも電流値Iref1,Iref2に限らず、若干のずれがあってもよい。さらにかかる制御方法は空気調和機に限るものではなく、他の装置に搭載されたスイッチング電源回路において採用されてもよい。また例えばスイッチ素子S1がSiC半導体或いはGaN半導体によって形成されていれば、図8に例示するように第1状態における効率を更に向上することができる。図8の例示では、細線の破線で示された曲線がSi半導体によって形成されたスイッチ素子S1を採用した場合の効率を表し、太線の破線で示された曲線がSiC半導体或いはGaN半導体で形成されたスイッチ素子S1を採用した場合の効率を示している。なお、スイッチ素子S1がSiC半導体またはGaN半導体によって第3状態の効率も増大するものの、図8では図示を省略した。<直流電圧指令値>制御部5は上述したように第1状態~第3状態において、出力端P3,P4の間の直流電圧についての指令値たる直流電圧指令値に基づいて、スイッチ素子S1,S2を制御する。より詳細には例えば直流電圧指令値に基づいて、スイッチ素子S1,S2の導通期間を決定してもよい。さて例えば図7では、制御部5は例えば電流Iが電流値Iref1よりも大きいときに第1状態を採用した。このとき、制御部5は第0状態における出力端P3,P4の間の直流電圧よりも大きい第1の直流電圧指令値Aを採用するとよい。これは、次の理由による。即ち、電流Iが大きいほどつまり、負荷が大きいほど、直流電圧のリップルが増大する。直流電圧のリップルが増大すれば、回路3の不安定な動作を招く可能性がある。より具体的には、例えば直流電圧が、インバータが必要とする値を下回る可能性がある。本制御方法によれば、電流Iが電流値Irefよりも大きいときに、より大きい第1の直流電圧指令値Aを採用している。これにより、平滑コンデンサC1に蓄えられる電荷が増大するので、直流電圧のリップルを低減できる。よって安定的な動作を実現できる。一方、直流電圧が増大すれば、回路3における損失が増大して効率の低下を招く。本制御方法によれば、電流Iが電流値Irefよりも小さいときには直流電圧はより小さい値を採るので、この範囲における効率を向上することができる。以上のように、電流Iが大きい範囲での回路3の安定的な動作を実現しつつも、電流Iが小さい範囲での回路の効率を向上することができる。同様に第3状態における第2の直流電圧指令値Bとして、第1状態において採用される第1の直流電圧指令値Aよりも大きい値を採用することが望ましい。これによって、電流Iが電流値Iref2よりも大きいときの回路3の安定的な動作に資することができる。また電流Iが電流値Iref1よりも大きく、電流値Iref2よりも小さい範囲で、第2の直流電圧指令値Bを採用する場合に比べて、この範囲での効率を向上することができる。しかも、本実施の形態においては、インバータ4がモータを駆動している。モータの効率は電流Iが増大すると低下する。これは、電流Iが増大することで銅損が増大するからである。一方で、直流電圧を増大させることで銅損を低減させることができる。なお、直流電圧を増大させれば回路3の効率が低下するものの、これに起因するモータの効率の低下は、銅損を低減させることによるモータの効率の増大を下回るので、結果としてモータの効率を向上させることができる。よって、インバータ4がモータを駆動する場合であれば、本制御方法を用いることとで、電流Iが大きい範囲でのモータの効率の低減を抑制、或いはモータの効率を増大させることができる。また、本制御方法によれば、上述のように、電流Iが小さい範囲では回路の効率を向上できるので、結果としてこの範囲のモータ効率の向上に貢献することができる。<デバイス特性の異なる回路3a,3bの動作例>次に、デバイス特性の異なる回路3a,3bを協働して動作させる際のスイッチングの例について述べる。以下では、スイッチ素子S1をマスター側のスイッチ素子とし、スイッチ素子S2をスレーブ側のスイッチ素子とする。例えば図2のスイッチング電源回路において、リアクトルL1,L2のインピーダンスが互いに相違する。ここでは、例えばリアクトルL1のインダクタンスがリアクトルL2のインダクタンスの2倍であると仮定する。これにより、リアクトルL2が有するコイルの巻数をリアクトルL2が有するコイルの巻数の半分にすることができる。よって、リアクトルL2の小型化を実現でき、また製造コストを低減できる。図9は、かかるスイッチング電源回路における電流IL1,IL2,Iの一例を示している。回路3aにおいて、時刻t1から時刻t3の間にはスイッチ素子S1にスイッチ信号が出力されてスイッチ素子S1が導通する。よって、時刻t1から時刻t3の間において電流IL1が所定の傾斜で増大している。そして、時刻t3から時刻t5の間にはスイッチ素子S1へのスイッチ信号の出力が停止する。これによりスイッチ素子S1が非導通になって電流IL1は所定の傾斜で低減する。電流IL1は時刻t5の時点で0に至るので再びスイッチ素子S1へとスイッチ信号が出力されてスイッチ素子S1が導通する。以後、回路3aにおいては上述した動作を繰り返す。なお、図9では、電流IL1が増大する際の傾斜と電流IL1が低減する際の傾斜とはその正負を除いて同一である。換言すれば、スイッチ素子S1の導通期間と非導通期間とが互いに同じである場合の電流IL1が例示されている。よって、図9の例示では、時刻t1から時刻t5の間の期間である一周期Tにおいて、電流IL1は二等辺三角形を呈する。一方、回路3bにおいて、時刻t1においてスイッチ素子S2へとスイッチ信号が出力されてスイッチ素子S2が導通する。これにより電流IL2は所定の傾斜で増大する。なお電流IL1,IL2が増大する際の傾斜はそれぞれリアクトルL1,L2のインダクタンスが大きいほど低い。ここではリアクトルL2のインダクタンスはリアクトルL1のインダクタンスの半値であるので、電流IL2が増大している際の傾斜時間に対する増分の割合は電流IL1が増大している際の傾斜の2倍である。そして、電流IL2の最大値が電流IL1の最大値と一致する時刻t2において、スイッチ素子S2へのスイッチ信号の出力を停止する。これによりスイッチ素子S2が非導通になって電流IL2は所定の傾斜で低減する。なお電流IL1,IL2が低減する際の傾斜もそれぞれリアクトルL1,L2のインダクタンスが大きいほど低い。ここではリアクトルL2のインダクタンスはリアクトルL1のインダクタンスの半値であるので、電流IL2が低減している際の傾斜時間に対する低減分の割合は電流IL1が低減している際の傾斜の2倍である。電流IL1,IL2の傾斜の関係に鑑みれば、電流IL2は一周期Tの半分が経過した時点即ち時刻t3で0に至る。そして、時刻t3において再びスイッチ素子S2へとスイッチ信号が出力されて上述した動作を繰り返す。かかる回路3a,3bの協働運転によって、ダイオード整流回路2には電流I=IL1IL2が流れる。電流IL1,IL2はそれぞれ同じ時刻例えば時刻t1,t5で谷を有するので、これらの和である電流Iも当該時刻で谷を有する。換言すれば、電流Iの最小値は当該時刻において各電流IL1,IL2の最小値と同じ0を採る。また電流IL1の最大値は時刻t2、t4において、各電流IL1,IL2の最大値よりも大きい値ここでは電流IL1,IL2の1.5倍を採る。よって、電流IL1,IL2の和たる電流Iの最大値と最小値との差が大きくここでは電流IL1,IL2の1.5倍、高調波が生じやすい。なお、スイッチ素子S1,S2の導通時点をずらしても構わない。換言すれば、電流IL1,IL2との間の位相差を変更しても構わない。しかしながら、当該位相差を変化させたとしても電流Iの最大値と最小値との差はさほど変化しない。そこで、図10に示すように、時刻t1から時刻t5の一周期Tのうち、時刻t4から時刻t5の期間のみ、スイッチ素子S2へとスイッチ信号を出力してもよい。これによって、電流IL1が谷となる期間で電流IL2が山になり、電流IL1が山となる期間では電流IL2は0になる。したがって、電流IL1,IL2の和たる電流Iの最大値と最小値との差を低減することができる。ここでは電流Iの最大値及び最小値は、それぞれ電流IL1あるいは電流IL2の最大値の1倍及び0.5倍であり、その差は電流IL1あるいは電流IL2の最大値の0.5倍にまで低減する。なお、リアクトルL1,L2のインダクタンスの比が2である場合では、図10に例示するように、一周期Tのうち最後の4分の一周期のみ、スイッチ素子S2を導通させている。リアクトルL2に対するリアクトルL1のインダクタンスの比がNNは1より大きい数字であれば、一周期Tのうち最後の2N分の一周期のみ、スイッチ素子S2を導通させればよい。換言すると、スイッチ素子S1が導通した第1時点t1から次に導通する第2時点t5よりも1周期のN分の1の期間前の第3時点t4と、第2時点t5との間のみ、スイッチ素子S2を導通させればよい。また例えば図2のスイッチング電源回路において、リアクトルL1,L2のインダクタンスおよび電流容量を互いに異ならせてもよい。ここでは、例えばリアクトルL1のインダクタンスはリアクトルL2のインダクタンスよりも小さく、リアクトルL1の電流容量がリアクトルL2の電流容量よりも大きいと仮定する。これにより、リアクトルL2が有するコイルの線径をリアクトルL2が有するコイルの線径よりも小さくできる。よってたとえリアクトルL2のインダクタンスが大きくとも、リアクトルL2の大型化を抑制することができ、また製造コストを低減できる。図11はかかるスイッチング電源回路における電流IL1,IL2,Iの一例を示している。回路3aにおけるスイッチ素子S1のスイッチングは図9を参照した説明にかかるスイッチングと同一である。一方、スイッチ素子S2には、スイッチ素子S1が導通した時刻t1から半周期が経過した時刻t3から、時刻t5までの間の期間即ち半周期においてスイッチ信号が出力されて、スイッチ素子S2が導通している。よって、時刻t3から時刻t5の期間において電流IL2が増大する。ただし、リアクトルL2のインダクタンスはリアクトルL1のインダクタンスよりも大きく、スイッチ素子S1,S2の導通期間が互いに同一であるので、電流IL2の傾斜は電流IL1の傾斜よりも低い。したがって、電流IL2の最大値は電流IL1の最大値よりも低い。よって、リアクトルL2の電流容量がリアクトルL1の電流容量より小さくとも、リアクトルL2の不具合を招来することなく、回路3a,3bを協働して動作させることができる。なお当然であるが、リアクトルL2の電流容量は電流IL2の電流よりも大きく設定される。なお、図11の例示においても、スイッチ素子S1,S2の導通時点をずらしても構わない。換言すれば、電流IL1,IL2との間の位相差を変更しても構わない。また例えば図9を参照して説明したスイッチング電源回路において、リアクトルL2のインダクタンスをリアクトルL1のインダクタンスに近づけても構わない。これによって、電流IL2の傾斜が低下し、ひいては電流IL2の最大値が低下する。かかる電流IL1,IL2,Iが図12に例示されている。電流IL2の最大値の低下に伴って、電流Iの最大値も低下する。よって、電流Iの最大値と最小値との差を低減できるとともに、リアクトルL2の電流容量を低減することができる。なお、図12の例示においても、スイッチ素子S1,S2の導通時点をずらしても構わない。換言すれば、電流IL1,IL2との間の位相差を変更しても構わない。"