複数の上下アームから構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路を駆動する制御手段とを備えるインバータ装置において、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、前記制御手段は、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の低電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動することを特徴とするインバータ装置。複数の上下アームから構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路を駆動する制御手段とを備えるインバータ装置において、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、前記制御手段は、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の高電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動することを特徴とするインバータ装置。複数の上下アームから構成されるスイッチング回路と、前記スイッチング回路を駆動する制御手段とを備えるインバータ装置において、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、前記制御手段は、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の低電圧側にシフトさせると共に、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の高電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動することを特徴とするインバータ装置。インバータ装置の出力電流値を検出する電流検出手段を備え、前記制御手段は、電流検出手段により検出された出力電流値と、上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子で定義される所定の電流値との大小関係を判別する比較手段を備え、前記制御手段により上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗の大小関係を判定することを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載のインバータ装置。前記上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、MOSFETおよびIGBTであることを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載のインバータ装置。前記上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、GaNトランジスタおよびIGBTであることを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載のインバータ装置。このようなスイッチング回路の上下アームが異なった種類のスイッチング素子で構成されたインバータ装置の場合には、通常のスイッチングパターンで駆動した場合、各スイッチング素子にかかる負荷のバランスが不均一になり、片方のスイッチング素子に負荷が集中し、温度上昇により駆動範囲が限定される場合があった。また、各スイッチング素子の効率が高くなる条件は、スイッチング素子の種類によって異なるため、通常のスイッチングパターンで駆動した場合には、スイッチング素子の特性を考慮して効率を最大化することは困難であった。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、上下アームにそれぞれMOSFET、IGBTなどの異なった種類のスイッチング素子を用いたインバータ装置において、そのスイッチング素子の駆動制御を最適に行うことにより、どの様な負荷条件においても高信頼性のもとでインバータ回路損失を低減し効率向上を行うことを目的としている。本発明に係るインバータ装置は、複数の上下アームから構成されるスイッチング回路とスイッチング回路を駆動する制御手段とを備え、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、制御手段は、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の低電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動するインバータ装置である。このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。以上のように本発明によれば、低損失、高速のスイッチング素子を備え、どの様な負荷条件においても常に最適に高効率なインバータ装置が実現できる。第1の発明は、複数の上下アームから構成されるスイッチング回路とスイッチング回路を駆動する制御手段とを備え、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、制御手段は、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の低電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動するインバータ装置である。このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。第2の発明は、複数の上下アームから構成されるスイッチング回路とスイッチング回路を駆動する制御手段とを備え、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、制御手段は、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の高電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動するインバータ装置である。このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、上アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。第3の発明は、複数の上下アームから構成されるスイッチング回路とスイッチング回路を駆動する制御手段とを備え、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子は異なる種類の素子で構成され、制御手段は、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の低電圧側にシフトさせると共に、上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗が、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗より小となる条件においては、3相出力電圧の平均電圧を電源電圧の中間電圧の高電圧側にシフトさせるPWM変調方式により駆動するインバータ装置である。このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件でありかつ、上アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。第4の発明は、特に、第1~3のいずれか1つの発明において、インバータ装置の出力電流値を検出する電流検出手段を備え、制御手段は、電流検出手段により検出された出力電流値と、上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子で定義される所定の電流値との大小関係を判別する比較手段を備え、それにより上アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗と、下アーム側スイッチング回路を構成するスイッチング素子のオン抵抗の大小関係を判定するインバータ装置である。このことにより、低損失、高速のスイッチング素子を備え、上アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件でありかつ、下アーム側スイッチング素子が高効率となる負荷条件においても常に高効率なインバータ装置が実現される。第5の発明は、特に、第1~4のいずれか1つの発明において、上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、MOSFETおよびIGBTであるインバータ装置である。このことにより、負荷条件によらず変換効率の高いインバータ装置が実現される。第6の発明は、特に、第1~4のいずれか1つの発明において、上アーム側スイッチング回路および下アーム側スイッチング回路を構成する異なる種類のスイッチング素子が、GaNトランジスタおよびIGBTであるインバータ装置である。このことにより、負荷条件によらず変換効率の高いインバータ装置が実現される。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。実施の形態1図1は、本発明によるインバータ装置の実施の形態における詳細構成を示す構成図である。交流電源1より与えられる交流電力は、整流回路4、平滑コンデンサ5により一旦、直流化され、インバータ装置2に供給される。インバータ装置2は、スイッチング素子22~24により構成される上アーム側のスイッチング素子と下アーム側のスイッチング素子25~27による直列回路を3相分有し、これら直列回路における上アームと下アームの相互接続点が、負荷であるモータ3に接続された構成となっている。制御手段21は、モータ3が所望の回転数で回転するような交流電力をインバータ装置2が出力するように、スイッチング素子22~27のスイッチングを制御する。スイッチングの方法としては、素子の駆動パルスの時間幅により出力電圧を制御する、一般的なパルス幅変調PWM方式が用いられる。また、制御手段21は、モータ3に流れる電流を検出するための電流検出手段28a、28bが備えられ、検出された電流値に基づき、後で説明する損失を低減する制御方法によりスイッチングパターンを構成しスイッチング素子22~27を駆動する機能を持つ。上アーム側のスイッチング素子22~24としては、高負荷時に効率が高い絶縁ゲートバイポーラトランジスタであるIGBTInsulatedGateBipolarTransistor半導体デバイスが用いられ、並列に還流ダイオード22a~24aが備えられる。一方、下アーム側のスイッチング素子25~27としては、上アームに比べると高速なスイッチングが可能で低負荷時に効率が高いMOSFET半導体デバイスが用いられる。尚、このMOSFETデバイスには、その構成上デバイスにダイオードが構成されているため、還流ダイオードを並列に備える必要がない。このように上アームと下アームと異なった特性のスイッチング素子を使用し、さらに各々の特性に合わせたドライブ方式を用いることにより、安価な構成で、インバータ制御回路の高効率化を実現することができる。図2は、本発明によるインバータ装置の実施の形態1において使用されるスイッチング素子の特性を表わす特性図である。上アームに用いられるスイッチング素子であるIGBTと、下アームに用いられるスイッチング素子であるMOSFETの電圧電流特性を示したものである。IGBTの特性曲線は、IGBTがONしている時のコレクタ-エミッタ間電圧VcesatON電圧とコレクタ電流Icとの関係を示したものである。IGBTは、電流が大きくなれば成る程、コレクタ-エミッタ間電圧Vceである電圧降下の増加が少なくなり、スイッチング素子の抵抗の逆数から成るこの特性曲線の傾きが、相対的に大きくなるため、素子で発生する損失は少なくなる。一方、MOSFETの特性については、そのドレイン-ソース間電圧Vdsである電圧降下とドレイン電流Idとの関係は、図に示した直線の様になるため、負荷電流の値によらず、この特性直線の傾きはほぼ一定であるため、電流の大小に関わらず、素子の抵抗は一定である。これらのスイッチング素子の特性を重ね合わせると、電流I1電圧降下量V1より小さい電流の場合は、IGBTよりMOSFETの方が電圧降下量は少ない、つまり損失が少ないことが分かる。逆に、電流I1より大きい電流の場合は、MOSFETよりIGBTの方が電圧降下量は少ない、つまり損失が少ないことが分かる。従って、負荷電流が変化点となるI1より小さい場合には、IGBTよりもMOSFETに電流を流し、逆に負荷電流がI1より大きい場合には、MOSFETよりもIGBTに電流を流した方が、一素子あたりの損失は低減され、効率は高くなる傾向となる。図8は、従来のインバータ装置のPWM変調方式におけるスイッチングのタイミング特性を表すタイミング図である。このPWM変調方式の場合、モータのロータの位相角度に対して、正弦波状に電圧を印加する。U相、V相、W相出力電圧は、それぞれ120度毎に位相差を持った正弦波となっている。一方、図に示した様に、その正弦波電圧に対して所定のキャリア周波数を持った三角波で構成されるキャリア信号が、その信号の大きさを比較される。比較された結果、キャリア信号より出力電圧が大の場合には、上アームのスイッチング素子22~24に駆動信号を出力することによりオンし、逆に下アームのスイッチング素子25~27をオフする。キャリア信号より出力電圧が小の場合には、その逆に下アームのスイッチング素子25~27に駆動信号を出力することによりオンし、逆に上アームのスイッチング素子22~24をオフする。その結果、図の下側に示したU相上アーム、V相上アーム、W相上アーム、U相下アーム、V相下アーム、W相下アームのスイッチング素子の駆動波形が出力される。図3は本発明の実施の形態1におけるインバータ装置のPWM変調方式のスイッチングのタイミング特性の一例を表すタイミング図である。制御手段21がPWM変調方式に従い、スイッチング素子22~27のスイッチングを制御しモータ3に正弦波を出力する場合、モータ3の3相U相、V相、W相に出力する電圧は、一般的なインバータ装置では、その平均電圧はインバータ装置の直流部の電圧、つまり平滑コンデンサ5の両端の電圧の半分の値Vdc/2に図8で示すように設定され、互いに120度位相差を有した正弦波が出力される。一方、本発明のインバータ装置2の場合、モータ3に出力される電流値が低い場合には、図3に示すように、Vdc/2より低い値この場合には、Vdc/8に設定される。モータに出力する電圧は、その平均電圧は低下するが、モータの3相巻線の端子間に加えられる線間電圧は、図8で示した波形の場合と同じ線間電圧が加えられるため、モータ3は同様の動作を行うこととなる。モータ3に流れる電流が図2に示した電流I1より小さい場合には、本方式により平均電圧を低減した電圧をモータに印加することにより、インバータ装置の効率を向上させることが可能となる。その原理について図4を用いて説明する。図4は、本発明の実施の形態1におけるインバータ装置の上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示した特性図の一例である。この特性図は、図3に示すようにインバータ装置2の出力電圧の平均値はVdc/2より低い値に設定された場合の、上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示す。この出力電圧の平均値がVdc/2より低い場合には、略すべての平均出力電圧の領域に対して、下アームスイッチング素子25~27に流れる電力量が、上アームスイッチング素子22~24に流れる電力量より大となることを示す。これは、そのようにインバータ装置2を動作させる場合、図3のスイッチング素子の駆動波形を見ても分かるように下アームのスイッチング素子25~27のオン時間が、上アームのスイッチング素子22~24のオン時間よりも長くなる。つまり、平均出力電圧が低いため、下アーム側のスイッチング素子25~27のオン時間が長くなるのである。それにより、下アームであるMOSFETに流れる電流の積分値である電力量が、上アームであるIGBTに流れる電流の積分値である電力量よりも多くなる。その結果、この場合には電流値がI1より低い条件であるため、下アームであるMOSFETはIGBTよりも効率が高いので、上アームと下アームのスイッチング素子の損失の総和であるインバータ装置の損失は、図8に示した平均出力電圧がVdc/2である駆動方式よりも低減することができる。つまり、上アームのIGBTの効率をηIGBT、下アームのMOSFETの効率をηMOSFET、上アームのIGBTに流れる電力量をPIGBT、下アームのMOSFETに流れる電力量をPMOSFETとした時、総合損失LTOTALは、以下に示す式1で与えられる。式1LTOTAL=PIGBT×1-ηIGBTPMOSFET×1-ηMOSFETこの場合には、ηMOSFETはηIGBTより大であり、PMOSFETはPIGBTより大であるため、総合損失LTOTALは、PMOSFETとPIGBTが等しい場合に比べて低減される。図5は、本発明の実施の形態1におけるインバータ装置のPWM変調方式のスイッチングのタイミング特性の別の一例を表すタイミング図である。インバータ装置2からモータ3に出力される電流値が図2に示した電流I1より大きい場合には、図5に示すように、インバータ装置2の平均出力電圧はVdc/2より高い値この場合には、7×Vdc/8に設定される。モータ3に出力する電圧は、その平均電圧は増加するが、モータの3相巻線の端子間に加えられる線間電圧は、図8の場合と同様である。本方式により平均電圧を増加させた電圧をモータ3に印加することにより、インバータ装置2の効率を向上させることが可能となる。その原理について図6を用いて説明する。図6は、本発明の実施の形態1におけるインバータ装置の上アーム側と下アーム側のスイッチング素子を通過する電力量の特性を示した特性図の別の一例である。モータに出力される電流値がI1より高い場合には、図5に示すように、インバータ装置2の出力電圧の平均値はVdc/2より高い値に設定される。そのようにインバータ装置2を動作させる場合、図5のスイッチング素子の駆動波形を見ても分かるように、上アームのスイッチング素子22~24のオン時間が、下アームのスイッチング素子25~27のオン時間よりも長くなる。つまり、平均出力電圧が高いため、上アーム側のスイッチング素子25~27のオン時間が長くなるのである。それにより、上アームであるIGBTに流れる電流の積分値である電力量が、下アームであるMOSFETに流れる電流の積分値である電力量よりも多くなる。その結果、この場合には電流値がI1より高い条件であるため、上アームであるIGBTはMOSFETよりも効率が高いので、上アームと下アームのスイッチング素子の損失の総和であるインバータ装置2の損失は、図8に示した平均出力電圧がVdc/2である駆動方式よりも低減することができる。つまり、ηIGBTはηMOSFETより大であり、PIGBTはPMOSFETより大であるため、総合損失LTOTALは、PMOSFETとPIGBTが等しい場合に比べて低減される。図7は、本発明の実施の形態1におけるインバータ装置の制御手段における出力電流に対する出力電圧の切換特性を表す特性図である。制御手段21は、電流検出手段28a、28bにより検出された電流値に基づきインバータ装置2の出力する3相の交流の出力電圧の平均値を変更する。特に電流I1の場合、上アームと下アームのスイッチング素子に均等に電流を流す設定である出力電圧の平均値がVdc/2に設定される。さらに電流値がI1よりも大であれば、それに従い出力電圧の平均値を増加させることにより上アームの負荷となる上アーム側の電力量を増加させ、効率の高い上アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させる。逆に、電流値がI1よりも小であれば、それに従い出力電圧の平均値を減少させることにより下アーム側の負荷となる下アーム電力量を増加させ、効率の高い下アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させることができる。さらに、この場合、上アームのスイッチング素子のIGBTで発生する損失であるPIGBT×1-ηIGBTと、下アームのスイッチング素子のMOSFETで発生する損失であるPMOSFET×1-ηMOSFETは、ほぼ均等な値となり、上アームと下アームのスイッチング素子の損失バランスが保たれることにより、スイッチング素子の発熱バランスが保たれ、信頼性の高いインバータ装置が実現される。上記実施の形態1においては、低負荷で高効率のスイッチング素子としてMOSFET素子を下アームのスイッチング素子25~27として用い、高負荷で高効率のスイッチング素子としてIGBTを上アームのスイッチング素子22~24として使用したが、その逆の構成、つまり低負荷で高効率のスイッチング素子としてMOSFET素子を上アームのスイッチング素子25~27として用い、高負荷で高効率のスイッチング素子としてIGBTを下アームのスイッチング素子22~24として使用した場合にも、同様の制御を行うことができる。その場合には、電流値がI1よりも大であれば、それに従い出力電圧の平均値を減少させることにより下アームの負荷となる下アーム側の電力量を増加させ、効率の高い下アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させる。逆に、電流値がI1よりも小であれば、それに従い出力電圧の平均値を増加させることにより上アーム側の負荷となる上アーム電力量を増加させ、効率の高い上アームのスイッチング素子の負荷を重くし、トータルでの損失を低減させることができる。尚、上記実施の形態1においては、低負荷で高効率のスイッチング素子としてMOSFET素子を用い、高負荷で高効率のスイッチング素子としてIGBTを使用したが、同様の特性を持つものであれば、その他の素子、例えばMOSFETの代りに窒化ガリウムGaNトランジスタ素子、IGBTの代りにバイポーラトランジスタ素子などの半導体素子を用いても良いことはいうまでもない。