一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、第1のコンデンサと第1の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第1のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路とを備え、前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第1のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とする自励式フライバックコンバータ。前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された請求項1記載の自励式フライバックコンバータであって、前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第1のダイオードおよび第2のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点間に接続され、前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第2のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とする自励式フライバックコンバータ。前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることを特徴とする請求項2記載の自励式フライバックコンバータ。カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第1のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、前記第1のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させる請求項3記載の自励式フライバックコンバータ。前記定電流回路は、3つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第1端が接続され、前記第1のツェナーダイオードのアノードに第2端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第3端が接続され、前記時定数回路は、前記第1のコンデンサと、前記第1の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第3端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点に接続されたことを特徴とする請求項4に記載の自励式フライバックコンバータ。前記スイッチ回路は、PNPトランジスタを含み、前記定電流回路は、NPNトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第2のツェナーダイオード、第2のダイオード並びに第2の抵抗および第3の抵抗から構成されており、前記第1端となる前記定電流回路の前記第2のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第2のダイオードのアノードが前記第2の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のPNPトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第2端となる前記第3の抵抗を介して前記第1のツェナーダイオードのアノードに、さらに、前記第2のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第2のダイオードのアノードと前記第2の抵抗との接続点に、該第2のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第3の抵抗との接続点に各々接続されていることを特徴とする請求項3に記載の自励式フライバックコンバータ。したがって本発明は、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路が動作後、出力負荷がさらに増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数から発振周波数が上昇しないようにし、重負荷時の発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制することができる自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。また本発明は、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、過電流保護回路の動作に影響を与えないようにすることができる自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。その他本発明は、トランスに発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記の各課題を解決することが可能な構成を備えた自励式フライバックコンバータを提供することを課題とする。上記課題を解決可能な本発明の自励式フライバックコンバータは、1一次巻線、二次巻線およびバイアス巻線を有するトランスと、前記一次巻線に直列接続され、前記バイアス巻線に誘起された電圧によって駆動される主スイッチング素子と、前記二次巻線からの出力をフィードバックして前記主スイッチング素子のスイッチングを制御する発振制御回路と、前記主スイッチング素子に接続され、オンすることで前記主スイッチング素子をオフ状態からオン状態にするスイッチ回路と、第1のコンデンサと第1の抵抗とからなる時定数回路を有し、前記主スイッチング素子がオフ状態のときに前記バイアス巻線からの出力電圧を用いて前記第1のコンデンサを閾値電圧以上に充電することで、前記スイッチ回路を強制的にオンさせる発振周波数低下防止回路とを備え、前記発振周波数低下防止回路は、前記主スイッチング素子がオフすると、前記第1のコンデンサを一定電流で充電する定電流回路をさらに有することを特徴とするものである。また本発明は、好ましくは、2前記バイアス巻線の一端が、電流制限抵抗、直流阻止コンデンサを介して前記主スイッチング素子の制御端子に接続された1記載の自励式フライバックコンバータであって、前記バイアス巻線の一端および他端間に直列接続された第1のダイオードおよび第2のコンデンサからなるドライブ用補助電源をさらに備え、前記スイッチ回路は、前記直流阻止コンデンサと前記主スイッチング素子の制御端子との接続点および前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点間に接続され、前記スイッチ回路がオンしたときに、前記第2のコンデンサに充電された電荷を前記スイッチ回路に送出し、前記主スイッチング素子の制御端子に該主スイッチング素子をオンさせるためのドライブ電流を流すことを特徴とするものである。上記2の自励式フライバックコンバータにおいては、3前記定電流回路と前記バイアス巻線の他端との間に前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させる定電流回路動作停止手段をさらに備えることが好ましい。上記3の自励式フライバックコンバータについては、4カソードが前記バイアス巻線の他端にアノードが前記定電流回路に接続された第1のツェナーダイオードが前記定電流回路動作停止手段として機能し、前記第1のツェナーダイオードが導通することで、前記定電流回路による前記第1のコンデンサの充電動作を停止させることが好ましい。さらに、上記4の自励式フライバックコンバータについては、5前記定電流回路は、3つの端子を有し、前記バイアス巻線の一端に第1端が接続され、前記第1のツェナーダイオードのアノードに第2端が、並びに前記スイッチ回路の制御端子に第3端が接続され、前記時定数回路は、前記第1のコンデンサと、前記第1の抵抗とが並列に接続された並列回路からなり、前記並列回路の一端が前記スイッチ回路の制御端子と前記定電流回路の第3端との接続点に、他端が前記ドライブ用補助電源の前記第1のダイオードと前記第2のコンデンサとの接続点に接続されることが好ましい。上記3の自励式フライバックコンバータにおいては、6前記スイッチ回路は、PNPトランジスタを含み、前記定電流回路は、NPNトランジスタからなる定電流制御トランジスタ、第2のツェナーダイオード、第2のダイオード並びに第2の抵抗および第3の抵抗から構成されており、前記第1端となる前記定電流回路の前記第2のダイオードのカソードが前記バイアス巻線の一端と前記電流制限抵抗との接続点に、該第2のダイオードのアノードが前記第2の抵抗を介して前記定電流制御トランジスタのエミッタに、前記定電流制御トランジスタのコレクタが前記スイッチ回路のPNPトランジスタのベースに、該定電流制御トランジスタのベースが前記第2端となる前記第3の抵抗を介して前記第1のツェナーダイオードのアノードに、さらに、前記第2のツェナーダイオードのアノードが前記定電流回路の前記第2のダイオードのアノードと前記第2の抵抗との接続点に、該第2のツェナーダイオードのカソードが前記定電流制御トランジスタのベースと前記第3の抵抗との接続点に各々接続されていることが好ましい。なお、本明細書で主スイッチング素子4に関連してゲート、ドレインまたはソースと表現されているのは、主スイッチング素子4として一応、電界効果トランジスタが想定されていることの表れであり、便宜上そう表現されたに過ぎないものである。したがって、当該表現を根拠として主スイッチング素子4が電界効果トランジスタに限定されるものでは決してない。主スイッチング素子4としては、同等の機能を果たすものであれば特に限定されず、その場合、電界効果トランジスタとは異なる三端子表現が用いられるものに対しては当然、相当する表現が該当するであろうことは明白である。i本発明によれば、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇しないようにし、重負荷時における発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。iiまた本発明によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ内に別途設けられた過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。iiiさらに本発明によれば、トランスに発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記iおよびiiの各機能を実現することが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。以下、本発明の自励式フライバックコンバータの詳細に付き、一実施例を用いて説明する。[基本構成]図1に、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100の回路図を示す。なお、図1の構成の説明に関し、図2~4の説明で使用した箇所と同一箇所については同一の参照符を用いるものとする。はじめに、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100の基本構成および動作につき説明すると、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100は、トランス2の一次巻線2aに主スイッチング素子4を直列接続し、同トランス2のバイアス巻線2cの出力を自励式の発振制御回路6を介してこの主スイッチング素子4のゲートに帰還させて発振させ、主スイッチング素子4のオフ時にトランス2内の蓄積エネルギーを二次巻線2bから整流ダイオード26を介して直流出力として取り出すよう構成されている。本実施例では、主スイッチング素子4の一例としてNチャネルMOSFETを使用している。なお、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100においても、一次巻線2aの一端側と主スイッチング素子4のゲートとの間に起動抵抗24が備えられている点は従来例と同様である。発振制御回路6としては種々の構成を採り得る。本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100は、バイアス巻線2cの一端側と主スイッチング素子4のゲート間に直列に挿入された電流制限抵抗16、直流阻止コンデンサ14および主スイッチング素子4のゲートをグラウンドにバイパスするように接続された制御トランジスタ18を備えている。また、互いに直列接続された抵抗10およびコンデンサ12から成る時定数回路8をバイアス巻線2cの両端に接続し、このコンデンサ12の電圧が制御トランジスタ18のベースに印加されるようにしている。さらに、二次側の出力電圧V2の定電圧制御用に、バイアス巻線2cの一端側とコンデンサ12との間にダイオード20およびフォトカプラ22より具体的にはそのフォトトランジスタ側を接続している。トランスの二次巻線2bには、整流ダイオード26および出力電圧検出回路28が接続されている。出力電圧検出回路28は、シャントレギュレータ30、出力電圧V2を分圧してそれをシャントレギュレータ30の参照電圧端子へ供給する分圧抵抗32およびフォトカプラ22を備えており、このシャントレギュレータ30で出力電圧V2を基準電圧と比較してその差に応じてフォトカプラ22のフォトダイオードを発光させ、これによって一次側の発振制御回路6へフィードバックを掛けるようにしている。さらに、本実施例では、自励式フライバックコンバータ100内に別途、以下の構成からなる過電流保護回路74が設けられている。すなわち、本実施例の過電流保護回路74は、上記制御トランジスタ18と、一端が主スイッチング素子4のソースに、他端がグラウンドに接続された電流検出抵抗31と、該電流検出抵抗31と主スイッチング素子4のソースとの接続点および制御トランジスタ18のベース間に接続された、制御トランジスタ18のベース電流制限抵抗33から構成されている。この過電流保護回路74の詳細な動作については、後段において別途説明する。ここで、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100の基本発振動作、すなわち後述する発振周波数低下防止回路7が非動作時における自励式フライバックコンバータ100の動作について説明すると、従来例と同様、入力電圧V1が印加されると、それが起動抵抗24を通して主スイッチング素子4のゲートに印加され、主スイッチング素子4が導通状態になる。その結果、トランス2の一次巻線2aに電圧が加わり、同時にバイアス巻線2cに電圧V3が発生する。これが電流制限抵抗16および直流阻止コンデンサ14を介して主スイッチング素子4のゲートに印加され、主スイッチング素子4は急速にオンする。このとき、トランス2の二次巻線2bの電圧は整流ダイオード26に対して逆方向に加わるので、二次巻線2bには電流が流れず、トランス2にエネルギーが蓄積される。これと共に、時定数回路8を構成するコンデンサ12に抵抗10を通して充電電流が流れ、制御トランジスタ18のベース電位が徐々に上昇する。コンデンサ12の電圧が所定値に達して制御トランジスタ18が導通し始めると、それによって主スイッチング素子4のゲートがグラウンドにバイパスされて主スイッチング素子4がオン状態を保てなくなり、一次巻線2aの電圧が低下し、バイアス巻線2cの電圧V3も低下する。これは正帰還であるため、主スイッチング素子4は急速にオフする。主スイッチング素子4がオフすることにより、トランス2の蓄積エネルギーが二次巻線2bから整流ダイオード26を通して出力側へ供給される。その後、蓄積エネルギーが放出し終わると、二次巻線2bにわずかに残された残留エネルギーによって、バイアス巻線2cに電圧V3が発生し、再び主スイッチング素子4がオン状態となり、上記のような動作が繰り返される。また、出力電圧V2の定電圧制御について説明すると、出力電圧V2が規定値以上に上昇すると、シャントレギュレータ30およびフォトカプラ22のフォトダイオードに流れる電流が大きくなり、それに応じて同フォトカプラ22のフォトトランジスタに流れる電流も大きくなり、これによって発振制御回路6内のコンデンサ12が早く充電されるので制御トランジスタ18が早く導通して主スイッチング素子4のゲートをグラウンドへバイパスさせ、その結果、主スイッチング素子4のオン期間が短くなって出力電圧V2が低下し、このようにして出力電圧V2の定電圧制御が行われる。また、本実施例の過電流保護回路74の動作につき説明すると、まず、本実施例に係る過電流保護回路74は、自励式フライバックコンバータ100の二次側出力電流I2が増加するに比例して主スイッチング素子4に流れる電流Idも増加することを利用している。すなわち、二次側出力電流I2の多寡に比例した主スイッチング素子4に流れる電流Idの多寡は、電流検出抵抗31で電圧に変換され、得られた電圧信号はベース電流制限抵抗33を通じて制御トランジスタ18のベースに印加される。本実施例では、二次側出力電流I2が過負荷状態になったとき、電流検出抵抗31の両端電圧が制御トランジスタ18をオンさせる電圧まで上昇する構成となっており、実際に電流検出抵抗31の両端電圧が制御トランジスタ18をオンさせる電圧まで上昇すると、制御トランジスタ18はオンとなり、主スイッチング素子4のゲート電圧が引き抜かれる。これにより、主スイッチング素子4はオフとなり、自励式フライバックコンバータ100は過電流に対して保護される過電流保護動作。なお、2次側出力電流I2が過負荷状態を脱した後は、自励式フライバックコンバータ100は過電流保護回路74の影響を受けず、上で説明した基本動作の通り動作するほか、必要に応じて以下で説明する発振周波数低下防止回路7が作動する。[発振周波数低下防止回路について]次に、発振周波数低下防止回路7につき説明する。本実施例において発振周波数低下防止回路7は、バイアス巻線2cの一端および他端間に接続された、ダイオード37本発明の第1のダイオードに相当とコンデンサ39本発明の第2のコンデンサに相当とからなるドライブ用補助電源72と、ダイオード3とPNPトランジスタ5とを含み、直流阻止コンデンサ14と主スイッチング素子4のゲートとの接続点およびドライブ用補助電源72のダイオード37とコンデンサ39との接続点間に接続されたスイッチ回路17と、バイアス巻線2cの一端および他端間に第1端および第2端が、並びにスイッチ回路17のPNPトランジスタ5のベースに第3端が接続された定電流回路71と、一端がスイッチ回路17PNPトランジスタ5の制御端子と定電流回路71の第3端との接続点に、他端がドライブ用補助電源72のダイオード37とコンデンサ39との接続点に接続された時定数回路73と、からなっている。この発振周波数低下防止回路7の各構成要素の詳細構成および発振周波数低下防止回路7の詳細な動作については、後段において別途説明する。なお、本実施例では、バイアス巻線2cの他端と定電流回路71との間には、定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード25本発明の第1のツェナーダイオードに相当が接続されている。このツェナーダイオード25は、アノードが定電流回路71に、そしてカソードがバイアス巻線2cの他端に各々接続されている。定電流回路動作停止手段としてのツェナーダイオード25の働きの詳細についても、後段にて詳細に説明する。ドライブ用補助電源72は、ダイオード37のアノードがバイアス巻線2cの一端と電流制限抵抗16との接続点に、該ダイオード37のカソードがコンデンサ39を介してバイアス巻線2cの他端に各々接続されることにより構成されている。スイッチ回路17は、PNPトランジスタ5、ダイオード3および抵抗29から構成されており、ダイオード3のカソードが直流阻止コンデンサ14と主スイッチング素子4のゲートとの接続点に、該ダイオード3のアノードが抵抗29を介してPNPトランジスタ5のコレクタに、該PNPトランジスタ5のエミッタがドライブ用補助電源72のダイオード37とコンデンサ39との接続点間に各々接続されることにより構成されている。定電流回路71は、NPNトランジスタからなる定電流制御トランジスタ19、ツェナーダイオード23本発明の第2のツェナーダイオードに相当、ダイオード21本発明の第2のダイオードに相当並びに抵抗9本発明の第2の抵抗に相当および抵抗27本発明の第3の抵抗に相当から構成されており、その第1端に相当するダイオード21のカソードがバイアス巻線2cの一端と電流制限抵抗16との接続点に、該ダイオード21のアノードが抵抗9を介して定電流制御トランジスタ19のエミッタに、第3端に相当する該定電流制御トランジスタ19のコレクタがスイッチ回路17の制御端子に相当するPNPトランジスタ5のベースに、そして該定電流制御トランジスタ19のベースに一端が繋がる抵抗27の他端第2端に相当がツェナーダイオード25のアノードに、さらに、ツェナーダイオード23のアノードがダイオード21のアノードと抵抗9との接続点に、該ツェナーダイオード23のカソードが定電流制御トランジスタ19のベースと抵抗27との接続点に各々接続されることにより構成されている。なお、定電流トランジスタ19、ツェナーダイオード23、ダイオード21並びに抵抗9および27を上記の通り組み合わせてなる本実施例の定電流回路71では、抵抗9の両端に印加される電圧が、ツェナーダイオード23のツェナー電圧から定電流トランジスタ19のベース-エミッタ間電圧VBEを引き算した一定電圧となるため、抵抗9の抵抗値が一定であることを前提とすると、抵抗9に流れる電流は定電流となる。本実施例の定電流回路71では、このようにして定電流動作が行われる。時定数回路73は、一端がスイッチ回路17のPNPトランジスタ5のベースと定電流回路71の定電流制御トランジスタ19のコレクタとの接続点に、他端がドライブ用補助電源72のダイオード37とコンデンサ39との接続点PNPトランジスタ5のエミッタに接続された、定電流回路71によって一定の電流で充電され得るコンデンサ13本発明の第1のコンデンサに相当および該コンデンサ13に充電された電荷を放電するための放電抵抗35本発明の第1の抵抗に相当の並列接続回路により構成されている。この時定数回路73は、その一端からスイッチ回路17のPNPトランジスタ5のベースに信号を送出することによって、スイッチ回路17のスイッチング動作を制御している。すなわち、本実施例では、発振周波数低下防止回路7において、主スイッチング素子4がオフ時のバイアス巻線2cの電圧を直接使用するのではなく、上記の通りトランジスタ19、ツェナーダイオード23、ダイオード21並びに抵抗9および27から定電流回路71を構成し、時定数回路73のコンデンサ13を一定の電流で充電することにより、バイアス巻線2cの電圧が変化しても影響されないように構成している。ただし、本実施例の自励式フライバックコンバータ100では、定電流回路動作停止手段が別途備えられており、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作した場合には、定電流回路動作停止手段が動作して定電流回路71の動作を停止させ、発振周波数低下防止回路7が動作停止となるよう構成されている。また本実施例では、主スイッチング素子4を十分にドライブするために、ダイオード37とコンデンサ39でドライブ用補助電源72を作ってトランジスタ5のエミッタに接続し、発振周波数低下防止のため主スイッチング素子4を強制的にオンさせるときのドライブ電流を、トランジスタ5から抵抗29とダイオード3を通じて主スイッチング素子4のゲートに直接加える回路構成としている。さらに、本実施例では、バイアス巻線2cの他端と定電流回路71の第2端に相当する抵抗27との間に定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード25が追加されている。これにより、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作し、二次側出力電圧V2の低下に比例して主スイッチング素子4がオフ時のバイアス巻線2cの電圧がツェナーダイオード25のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路7が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74と発振周波数低下防止回路7とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路74は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。なお、定電流制御トランジスタ19のベース閾値電圧、ツェナーダイオード23のツェナー電圧およびツェナーダイオード25のツェナー電圧それぞれの大小関係につき補足すると、本実施例では、定電流制御トランジスタ19のベース閾値電圧は、一般的な値である0.5~0.6Vとされる。次に、ツェナーダイオード23および25のツェナー電圧については、バイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転他端側がプラスになるしたときに発生する電圧と、ツェナーダイオード23のツェナー電圧ツェナーダイオード25のツェナー電圧ダイオード21においてドロップする電圧抵抗27両端電圧の和とが相等しくなる必要がある。したがって、ツェナーダイオード23のツェナー電圧ツェナーダイオード25のツェナー電圧は、バイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧よりも小さい値となる。ここで、ツェナーダイオード25のツェナー電圧は、出力負荷が過負荷状態となった結果、本実施例に係る自励式フライバックコンバータ100の過電流保護回路74が動作してバイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転したときに発生する電圧が減少を開始した際、どの程度まで減少した時点で定電流トランジスタ19をオフして定電流回路71をオフさせたいかを決定する電圧であり、その値についてはケースに応じ設計され得るものである。他方、ツェナーダイオード23のツェナー電圧は、定電流回路71における定電流値を決定するための電圧であり、ツェナーダイオード25のツェナー電圧に対して相当程度低い値とされる。[動作]以下、上記構成からなる発振周波数低下防止回路7が動作状態にあるときの自励式フライバックコンバータ100の詳細な動作につき説明する。まず、主スイッチング素子4がオンになったとき、トランス2の一次巻線2aに電流が流れ、バイアス巻線2cの一端側にプラスの電圧が発生する。これにより、バイアス巻線2cは、その一端側から電流制限抵抗16および直流阻止コンデンサ14を通じて主スイッチング素子4のオン状態が維持されるよう主スイッチング素子4をドライブする。またこのとき、バイアス巻線2cの一端側からダイオード37を通じてコンデンサ39が充電される。その後、出力電圧検出回路28のシャントレギュレータ30で検出される二次側出力電圧V2が所定の電圧に達すると、フォトカプラ22の発光ダイオードに電流が流れる。そうなると、フォトカプラ22のフォトトランジスタがオンとなるため、バイアス巻線2cの一端側からダイオード20、フォトカプラ22のフォトトランジスタを通じてトランジスタ18のベースに電圧が印加され、最終的にトランジスタ18はオンとなる。トランジスタ18がオンとなると、主スイッチング素子4のゲート電圧がトランジスタ18によって引き抜かれ、これにより、主スイッチング素子4はオフとなる。主スイッチング素子4がオフとなることで、バイアス巻線2cの一端側がマイナスに反転他端側がプラスになるする。ここで、バイアス巻線2cの電圧がツェナーダイオード25のツェナー電圧を超えると、抵抗27を通じてツェナーダイオード23と定電流制御トランジスタ19のベースに電流が流れ、定電流制御トランジスタ19がオンとなる。定電流制御トランジスタ19がオンとなると、コンデンサ39に充電されていた電荷が、時定数回路73を構成する放電抵抗35およびコンデンサ13を通じて、定電流にて定電流トランジスタ19に流れる。またこのとき、コンデンサ13は定電流にて充電され、コンデンサ13の両端電圧が、スイッチ回路17のPNPトランジスタ5がオンするために必要なベース-エミッタ間電圧に達すると、該PNPトランジスタ5がオンとなり、コンデンサ39に充電されていた電荷が、該トランジスタ5と抵抗29とダイオード3を通じて主スイッチング素子4のゲートに印加され、主スイッチング素子4は強制的にオンされる。この後は、上記の主スイッチング素子4のオン/オフ動作が繰り返し行われる。次に、定電流回路動作停止手段の動作について順に説明する。本実施例では、出力負荷が過負荷状態となった結果、自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作し、二次側出力電圧V2の低下に比例して主スイッチング素子4がオフ時のバイアス巻線2cの電圧がツェナーダイオード25のツェナー電圧よりも低下すると、発振周波数低下防止回路7が動作停止となるよう構成されている。すなわち、本実施例の構成によれば、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74と発振周波数低下防止回路7とが互いに反対の制御を行うことは無く、過電流保護回路74は二次側出力を十分に絞ることが可能となっている。上記の通り、本実施例では、発振周波数低下防止回路7には定電流回路71が備えられており、コンデンサ13を一定の電流で充電することにより、バイアス巻線2cの電圧が変化しても発振周波数低下防止回路7の動作に影響が現れないように構成されている。したがって、本実施例によれば、出力負荷が増加し発振周波数低下防止回路7が動作後、さらに出力負荷が増加しても、発振周波数の低下が停止した時点の発振周波数より発振周波数が上昇せず、ゆえに重負荷時における発振周波数上昇による主スイッチング損失の増大が抑制された自励式フライバックコンバータを提供することができる。また本実施例では、バイアス巻線2cの他端と定電流回路71の第2端に相当する抵抗27との間に定電流回路動作停止手段としてツェナーダイオード25が接続されている。したがって、本実施例によれば、出力負荷が過負荷状態となった結果、当該自励式フライバックコンバータ100内に別途設けられた過電流保護回路74が動作した場合は、発振周波数低下防止回路7を動作停止させ、二次側出力を十分に絞ることが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。さらに、本実施例では、トランス2に発振周波数低下防止のための巻線を別途追加しなくとも、出力負荷が増加した際における発振周波数の低下を防止することができると共に、上記重負荷時におけるスイッチング損失増大の抑制および過電流保護回路74が動作した場合における発振周波数低下防止回路7の動作停止、の各機能を実現することが可能な自励式フライバックコンバータを提供することができる。[変形例]以上、一実施例に基づき本発明の自励式フライバックコンバータに付き説明してきたが、本発明は上記実施例記載の構成に限定されず、種々変形実施することが可能である。例えば、本実施例では、過電流保護回路74は主スイッチング素子4のゲート電圧を引き抜くための制御トランジスタ18を利用して構成しているところ、過電流保護回路の構成は本実施例記載の構成に限定されず、例えば、部品点数は増加するものの、制御トランジスタ18と並列に過電流保護用トランジスタを別途追加し、該過電流保護用トランジスタのベースにベース電流制限抵抗33を接続する構成としても構わない。かかる構成であっても、制御トランジスタ18を利用する本実施例の過電流保護回路と同様の動作が得られる。以上の通り、本発明はi重負荷時の発振周波数上昇によるスイッチング損失の増大を抑制することができるほか、さらに、ii過電流保護回路が動作した場合は、発振周波数低下防止回路を動作停止させ、過電流保護回路の動作に影響を与えないようにすることができる自励式フライバックコンバータを提供する新規かつ有用なるものであることが明らかである。