"直流電源に接続された二相変調方式の三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路を用いて三相モータのベクトル制御を行うベクトル制御部と、を備えるモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第1の制御モード、および、d軸q軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第2の制御モードを有し、前記第1の制御モードと前記第2の制御モードとのいずれかを用いて前記三相モータのベクトル制御を行う、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項1に記載のモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、前記三相モータに係る負荷の大きさに応じて、当該三相モータが高負荷運転中の場合は前記第1の制御モードを、当該三相モータが低負荷運転中の場合は前記第2の制御モードを、切り替えて用いる、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項1に記載のモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、前記位相差に基づいて、当該位相差が30度以内の場合は前記第2の制御モードを、当該位相差が30度を超える場合は前記第1の制御モードを、切り替えて用いる、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項1~3に記載のモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、前記第1の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を、前記d軸q軸の電圧ベクトルの位相に所定の定数を加えた演算結果を用いて決定する、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項1~3に記載のモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、前記第2の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を、前記d軸q軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差に所定の定数を加えた演算結果を用いて決定する、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項4または5に記載のモータ制御装置であって、前記所定の定数は、前記三相モータの回転速度の変化に従って可変設定される、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項4または5に記載のモータ制御装置であって、前記所定の定数は、前記三相モータに流れる電流の変化に従って可変設定される、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項4または5に記載のモータ制御装置であって、前記所定の定数は、前記三相モータに印加される電圧の変化に従って可変設定される、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項4または5に記載のモータ制御装置であって、前記所定の定数は、二相変調に係る変調率の変化に従って可変設定される、ことを特徴とするモータ制御装置。請求項1~9のいずれか一項に記載のモータ制御装置を搭載し、前記モータ制御装置は、前記三相モータの駆動制御を行う、ことを特徴とする空気調和機。しかしながら、特許文献1に係るモータ制御技術では、二相変調に係る固定相の区間を、三相インバータ回路に係る電圧指令の位相を基準として決定している。このため、三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合に、スイッチング損失の増大を招くおそれがあった。本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができるようにすることを目的とする。前記課題を解決するために、請求項1の発明は、直流電源に接続された二相変調方式の三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路を用いて三相モータのベクトル制御を行うベクトル制御部と、を備えるモータ制御装置であって、前記ベクトル制御部は、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第1の制御モード、および、d軸q軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第2の制御モードを有し、前記第1の制御モードと前記第2の制御モードとのいずれかを用いて前記三相モータのベクトル制御を行う、ことを最も主要な特徴とする。本発明によれば、三相インバータ回路に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができる。以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の全体構成はじめに、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の全体構成について、図1を参照して説明する。図1は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の全体構成を表すブロック図である。本実施形態に係るモータ制御装置11について、三相インバータ回路17により三相同期モータ15本発明の三相モータに相当する。具体的には、例えば直流ブラシレスモータなどを用いる。の駆動制御を行う例をあげて説明する。また、実施形態に係る三相同期モータ15は、不図示のロータの回転位置を検出する位置センサ16を備える。実施形態に係る三相同期モータ15は、例えば、不図示の空気調和機の冷凍サイクルに設けられる圧縮機不図示を駆動するものとして以下の説明を進める。本発明の実施形態に係るモータ制御装置11は、図1に示すように、直流電源13と、三相同期モータ15の駆動制御を行う三相インバータ回路17と、電磁誘導式の架線電流センサ18と、制御回路19本発明のベクトル制御部に相当する。と、を備えて構成されている。直流電源13は、例えば蓄電池である。ただし、直流電源13として、不図示の交流電源と、この交流電源に接続されるコンバータ回路例えば、不図示のリアクタ、全波整流回路、および、平滑回路を含んでなる。との組み合わせを採用してもよい。三相インバータ回路17は、直流電源13から与えられた直流電力を、u相v相w相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の擬似的な三相交流電力を三相同期モータ15に供給することで、三相同期モータ15の駆動制御を行う役割を果たす。三相インバータ回路17は、図1に示すように、第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnを有する。第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnとしては、例えば、IGBTInsulateGateBipolaTransisitor構造のものや、MOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor構造のものなどを適宜用いればよい。第1および第2のスイッチング素子Sup,Sunは、第1の接続点Nd1を介して直列接続されている。第1および第2のスイッチング素子Sup,Sunのそれぞれには、第1および第2の寄生ダイオードDup,Dunが逆並列接続されている。第1の接続点Nd1は、三相同期モータ15のu相動力線に接続されている。以下の説明において、第1のスイッチング素子Supを第1の上アームUA1と呼び、第2のスイッチング素子Sunを第1の下アームLA1と呼ぶ場合がある。第3および第4のスイッチング素子Svp,Svnは、第2の接続点Nd2を介して直列接続されている。第3および第4のスイッチング素子Svp,Svnのそれぞれには、第3および第4の寄生ダイオードDvp,Dvnが逆並列接続されている。第2の接続点Nd2は、三相同期モータ15のv相動力線に接続されている。以下の説明において、第3のスイッチング素子Svpを第2の上アームUA2と呼び、第4のスイッチング素子Svnを第2の下アームLA2と呼ぶ場合がある。第5および第6のスイッチング素子Swp,Swnは、第3の接続点Nd3を介して直列接続されている。第5および第6のスイッチング素子Swp,Swnのそれぞれには、第5および第6の寄生ダイオードDwp,Dwnが逆並列接続されている。第3の接続点Nd3は、三相同期モータ15のw相動力線に接続されている。以下の説明において、第5のスイッチング素子Swpを第3の上アームUA3と呼び、第6のスイッチング素子Swnを第3の下アームLA3と呼ぶ場合がある。第1および第2のスイッチング素子Sup,Sunの直列接続回路、第3および第4のスイッチング素子Svp,Svnの直列接続回路、および、第5および第6のスイッチング素子Swp,Swnの直列接続回路のそれぞれは、正の直流母線PLおよび負の直流母線NLの間に、相互に並列に接続されている。電流センサ18は、図1に示すように、負の直流母線NLに近接させて設けられている。負の直流母線NLは接地されている。架線電流センサ18は、直流電源13から三相インバータ回路17へと流れる母線電流を検出する機能を有する。架線電流センサ18で検出された母線電流Ioは、後記するモータ電流再現器21へと送られる。制御回路19は、モータ電流再現器21、三相→dq変換器23、IdIq発生器25、VdVq演算器27、dq→三相変換器29、電流位相演算器31と、電圧位相演算器33と、位相調整器35と、相電圧演算器37、PWM信号発生器39とを備えて構成されている。モータ電流再現器21は、架線電流センサ18で検出された母線電流Ioの情報を用いて、三相同期モータ15に流れる三相の交流電流Iu、Iv、Iwを再現する。三相→dq変換器23は、モータ電流再現器21で再現された三相同期モータ15に流れる三相の交流電流Iu、Iv、Iwを対象として座標変換処理を行い、d軸q軸の各電流IdIqを取得する。IdIq発生器25は、三相→dq変換器23で得られたd軸q軸の各電流値IdIqをフィードバック量として、d軸q軸の各電流指令値IdIqを発生する。この電流の決め方としては、例えば、Id=0制御や、最大トルク制御などの、適宜の手法いかなる手法でも可を用いればよい。VdVq演算器27は、三相同期モータ15の回転速度情報ω、および、IdIq発生器25で発生したd軸q軸の各電流指令値IdIqの情報を用いて、次の式1、2に従い、d軸q軸の各電圧指令値VdVqを演算する。Vd=rId-ωLqIq式1Vq=rIqωLdIdωKE式2回転速度情報ωとしては、三相同期モータ15に流れるモータ電流Iu、Iv、Iwを用いて算出してもよいし、回転速度指令値を用いてもよいし、または、三相同期モータ15が有する位置センサ16により検出したロータの回転位置情報を用いてもよい。dq→三相変換器29は、VdVq演算器27で得られたd軸q軸の各電圧指令値VdVqを対象として座標変換処理を行い、相電圧指令値Vu0、Vv0、Vw0を取得する。電流位相演算器31は、IdIq発生器25で得られたd軸q軸の各電流指令値IdIqの情報を用いて、電流指令の位相Δθiを演算する。電圧位相演算器33は、VdVq演算器27での演算により求められたd軸q軸の各電圧指令値VdVqの情報を用いて、電圧指令の位相Δθvを演算する。位相調整器35は、電流位相演算器31で得られた電流指令の位相Δθi、および、電圧位相演算器33で得られた電圧指令の位相Δθvに基づいて、電流指令の位相Δθiと電圧指令の位相Δθvとの位相差を求める。相電圧演算器37は、dq→三相変換器29で得られた相電圧指令値Vu0、Vv0、Vw0、電流位相演算器31で得られた電流指令の位相Δθi、および、電圧位相演算器33で得られた電圧指令の位相Δθvに基づいて、相電圧指令値Vu1、Vv1、Vw1を算出する。また、相電圧演算器37は、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第1の制御モード、および、d軸q軸の電流ベクトル電流指令の位相Δθiと電圧ベクトル電圧指令の位相Δθvとの位相差を用いて決定する第2の制御モードを有し、第1の制御モードと前記第2の制御モードとのいずれかを切り替えて用いて三相同期モータ15のベクトル制御を行う機能を有する。PWM信号発生器39は、相電圧演算器37で得られた相電圧指令値Vu1、Vv1、Vw1を用いて、三相インバータ回路17を構成する第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnのオンオフ信号PWM信号;u、u-、v、v-、w、w-をそれぞれ演算する。三相インバータ回路17は、前記した制御回路19から出力されたパルス幅変調波信号PWM信号に基づき、三相同期モータ15に三相の疑似正弦波電圧を供給する。本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の動作次に、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の動作について、図2~図6を参照して説明する。図2は、三相変調の電圧指令波形を表す図である。図3は、固定相60度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。図4は、上固定相120度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。図5は、下固定相120度切り替え方式二相変調の電圧指令波形を表す図である。図6は、d軸q軸の電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を表す図である。説明の便宜のために、三相の各相毎の電圧レベルを、電気角π/360度の区間だけ高位電源レベルまたは低位電源レベルに交互に固定する2相変調方式図3参照を上下60度固定2相変調方式と呼び、電気角2π/3120度の区間だけ高位電源レベルに固定する2相変調方式図4参照を上120度固定2相変調方式と呼び、電気角2π/3120度の区間だけ低位電源レベルに固定する2相変調方式図5参照を下120度固定2相変調方式と呼ぶ。本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の動作説明に先立って、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第1の制御モードを有する、比較例に係るモータ制御装置の動作について説明する。なお、比較例に係るモータ制御装置は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11のうちベクトル制御部19の構成を除いて、その他の構成は共通である。そこで、比較例に係るモータ制御装置の説明において、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11の構成部材に付された符号を援用することとする。180度の電気角区間で通電制御を行う場合、d軸q軸の電圧指令VdVqは、電流指令IdIqを式1、式2に代入して求めることができる。ここで、電圧指令VdVqによる電圧指令の位相と、IdIqによる電流指令の位相とは、三相同期モータ15の抵抗値rやd軸q軸のインダクタンス値Ld,Lqなどのパラメータの値によって変わる図6参照。Vd=rId-ωLqIq式1Vq=rIqωLdIdωKE式2ただし、r:モータ抵抗値、Ld:d軸インダクタンス値、Lq:q軸インダクタンス値、KE:相誘起電圧定数、ω:電気角周波数ωrαd/s=2πfHzである。比較例に係るモータ制御装置によって二相変調を行う場合、図3、図4、図5に示すように、二相変調に係る固定相の区間を、三相インバータ回路17に係る電圧指令の位相を基準として決定している。二相変調の目的は、スイッチング損失の低減である。スイッチング損失は、電圧と電流のクロス波形から決まる。三相インバータ回路17は、一定の直流電圧を微細な時間幅で順次切り出すPWM制御によってつくりだされた疑似正弦波電圧を出力する。この疑似正弦波電圧を三相同期モータ15に印加すると、三相同期モータ15に流れる電流は正弦波となる。スイッチング損失は、電圧と電流のクロス波形を考慮すると、一定の直流電圧と正弦波電流で決まる。したがって、二相変調に係る固定相の区間を、電圧指令の位相を用いて決定すると、電圧指令の位相と電流指令の位相の差が大きい場合に、スイッチング損失の増大を招くおそれがあった。そこで、実施形態に係るモータ制御装置11の特徴部分である、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第2の制御モードについて、上下60度固定二相変調方式を例示して説明する。はじめに、比較例に係るモータ制御装置における上下60度固定二相変調処理について説明する。相電圧演算器37は、dq→三相変換器29で得られた相電圧指令値Vu0、Vv0、Vw0を、U相を基準にした電圧指令の位相θvを用いて60度毎に6つのパターンに分けて式3参照、それぞれのパターンに応じて二相変調処理を行う。0度≦θv<60度V最小60度≦θv<120度U最大120度≦θv<180度W最小式3180度≦θv<240度V最大240度≦θv<300度U最小300度≦θv<360度W最大この例において、U最大の場合の二相変調処理は式4で表すようになり、U相最小の場合の二相変調処理は式5で表すようになる。また、他の各相において最大最小の場合も同様の二相変調処理を行う。これにより、図4に示すような相印加電圧指令波形を得る。Vu1=二相変調率による最大振幅最大値Vv1=Vu0-二相変調率による最大振幅Vv0式4Vw1=Vu0-二相変調率による最大振幅Vw0Vu1=二相変調率による最大振幅最小値Vv1=Vu0-二相変調率による最大振幅Vv0式5Vw1=Vu0-二相変調率による最大振幅Vw0次に、実施形態に係るモータ制御装置11における上下60度固定二相変調処理について説明する。電流指令の位相がd軸q軸の第2象限に存する場合、位相調整器35は、電圧位相演算器31により式6を用いて演算した電流指令の位相Δθiと、電圧位相演算器33により式7を用いて演算した電圧指令の位相Δθvとの位相差を計算する。Δθi=180tan1Iq/Id式6Δθv=180tan1Vq/Vd式7そして、式8のように場合分けを行えばよい。0度Δθv-Δθi≦θv<60度Δθv-ΔθiV最小60度Δθv-Δθi≦θv<120度Δθv-ΔθiU最大120度Δθv-Δθi≦θv<180度Δθv-ΔθiW最小式8180度Δθv-Δθi≦θv<240度Δθv-ΔθiV最大240度Δθv-Δθi≦θv<300度Δθv-ΔθiU最小300度Δθv-Δθi≦θv<360度Δθv-ΔθiW最大以上説明したように、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11によれば、上下60度固定二相変調処理において、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電流ベクトル電流指令の位相Δθiと電圧ベクトル電圧指令の位相Δθvとの位相差を用いて決定する構成を採用した。したがって、三相インバータ回路17に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができる。本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11次に、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11について、図7A~図7Dを参照して説明する。図7Aは、本発明の第1変形例に係るU相の電圧指令波形および電流指令波形の関係位相差0度を対比して表す図である。図7Bは、第1変形例に係るU相の電圧指令波形および電流指令波形の関係位相差15度を対比して表す図である。図7Cは、第1変形例に係るU相の電圧指令波形および電流指令波形の関係位相差30度を対比して表す図である。図7Dは、第1変形例に係るU相の電圧指令波形および電流指令波形の関係位相差45度を対比して表す図である。前記したように、上下60度固定二相変調処理において、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電流ベクトル電流指令の位相Δθiと電圧ベクトル電圧指令の位相Δθvとの位相差を用いて決定する本発明の実施形態に係るモータ制御装置11では、スイッチング損失を低減する効果が得られる反面、電圧の不連続点が増えるため、ノイズの発生、トルクの高調波増大、制御の不安定などといった新たな課題を生じるおそれがある。こうした新たな課題を解決するために、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11では、ベクトル制御部19は、二相変調に係る固定相の区間を、d軸q軸の電圧ベクトルの位相を用いて決定する第1の制御モード、および、d軸q軸の電流ベクトルと電圧ベクトルとの位相差を用いて決定する第2の制御モードを有し、第1の制御モードと第2の制御モードとのいずれかを切り替えて用いて三相同期モータ15のベクトル制御を行う構成を採用することとした。第1の制御モードでは、二相変調に係る固定相の区間を、電圧指令の位相Δθvを用いて決定する。第1の制御モードは、それ単独では、従来技術に属するものである。一方、第2の制御モードでは、前記したように、二相変調に係る固定相の区間を、電流指令の位相Δθiと電圧指令の位相Δθvとの位相差を用いて決定する。そして、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11では、ベクトル制御部19は、二相変調に係る固定相の区間を、第1の制御モードと第2の制御モードとのいずれか一方を切り替えて用いる決定をし、こうして決定した方の制御モードを用いて、三相同期モータ15のベクトル制御を行う構成を採用することとした。ここで、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11では、二相変調に係る固定相の区間を決定する際の制御モードとして、第1の制御モード、または、第2の制御モードのうちいずれかを、いかなる考え方に基づいて切り替えて用いるのかが問題となる。かかる問題に対し、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11では、ベクトル制御部19は、三相同期モータ15の負荷に応じて、三相同期モータ15が高負荷運転中の場合は第1の制御モードを、三相同期モータ15が低負荷運転中の場合は第2の制御モードを、切り替えて用いる構成を採用している。その理由は、下記の通りである。すなわち、第1の制御モードを用いた三相同期モータ15のベクトル制御では、第2の制御モードを用いた同制御と比べて、ノイズが小さく、かつ、制御安定性が大きい。電圧を固定する際の時系列的な電圧差が、第2の制御モードを用いた同制御と比べて小さいからである。これに対し、第2の制御モードを用いた三相同期モータ15のベクトル制御では、第1の制御モードを用いた同制御と比べて、ノイズが大きく、かつ、制御安定性が小さい。電圧を固定する際の時系列的な電圧差が、第2の制御モードを用いた同制御と比べて大きいからである。ただし、第2の制御モードを用いた制御では、第1の制御モードを用いた同制御と比べて、スイッチング損失が小さい。スイッチングの頻度が、第1の制御モードを用いた同制御と比べて低いからである。前記を踏まえると、三相同期モータ15が高負荷運転中の場合は、第1の制御モードを用いるのが好ましい。高負荷運転では、制御安定性の大きいことが重視されるからである。これに対し、三相同期モータ15が低負荷運転中の場合は、第2の制御モードを用いるのが好ましい。低負荷運転では、スイッチング損失の小さいこと省エネルギー性能の高いことが重視されるからである。特に、空気調和機不図示では、省エネルギー性能の評価指標としてAPFAnnualPerformanceFactor:通年エネルギー消費効率を採用している関係上、低負荷運転時に高効率である方が有利である。なお、空気調和機において、三相同期モータ15が高負荷運転を行うケースとは、低温時の暖房運転や、高温時の冷房運転や、強風モード選択時などが相当する。これに対し、空気調和機において、三相同期モータ15が低負荷運転を行うケースとは、高温時の暖房運転や、低温時の冷房運転や、弱風モード選択時など一般に、室内温度と設定温度とが近いケースが相当する。三相同期モータ15の運転モード情報高負荷運転中か、または、低負荷運転中かに係る情報は、制御回路19において、外気温度、室内温度、設定温度、送風設定情報などに基づいて決定される。こうして決定設定された運転モード情報を取得して、ベクトル制御部19は、取得した運転モード情報に基づいて、二相変調に係る固定相の区間を決定する際の制御モードとして、第1の制御モード、または、第2の制御モードのうちいずれかを切り替えて用いればよい。また、第1の制御モードと第2の制御モードとの切り替えを、三相同期モータの回転速度の変化、三相同期モータに流れる電流の変化、三相同期モータに印加される電圧の変化、モータ電流とモータ定数に基づいて得られるトルクの変化、二相変調に係る変調率の変化などを捉えて行ってもよい。これらの情報は、三相同期モータ15の運転モード情報を含むものとして適切だからである。ところで、二相変調に係る固定相の区間を、電流指令の位相Δθiと電圧指令の位相Δθvとの位相差を用いて決定する第2の制御モードを用いて、図7A~図7Dに示すように、三相同期モータ15のベクトル制御を行ったとする。このとき、電圧指令波形と電流指令波形との間の位相差が30度以下のケースでは、図7A~図7Cに示すように、電圧デューティ比は0と1との間に存する。これに対し、前記の位相差が30度を超える45度ケースでは、図7Dに示すように、電圧デューティ比としては、制御の安定性を損なう、0より小さい部分、および、1より大きい部分が現れる。前記を踏まえて、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11では、ベクトル制御部19は、電圧指令波形と電流指令波形との間の位相差に基づいて、同位相差が30度以内の場合は第2の制御モードを、同位相差が30度を超える場合は第1の制御モードを、切り替えて用いる構成を採用してもよい。このように構成すれば、高い制御安定性を維持可能なモータ制御装置11を得ることができる。以上説明したように、本発明の第1変形例に係るモータ制御装置11によれば、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11に関する前記の作用効果に加えて、全体的に高効率、低ノイズ、低トルク高調波、および、高い制御安定性を実現することができる。本発明の第2変形例に係るモータ制御装置11本発明の実施形態に係るモータ制御装置11では、前記したように、スイッチング損失を低減する効果が得られる反面、電圧の不連続点が増えるため、ノイズの発生、トルクの高調波増大、制御の不安定などといった新たな課題を生じる。こうした課題を解決するための他のアプローチとして、本発明の第2変形例に係るモータ制御装置11では、ベクトル制御部19は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11で引用した式8のうち、d軸q軸の電流ベクトル電流指令の位相Δθiと電圧ベクトル電圧指令の位相Δθvとの位相差Δθv-Δθiに対し、第1の定数α-30度≦α≦30度、本発明の所定の定数に相当する。を加えた演算結果を用いて、第2の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を決定する構成を採用することとした。具体的には、式8のΔθv-Δθiの代わりに、Δθv-Δθiαを置き換えた式9を用いて、本発明の実施形態と同様の場合分けを行えばよい。式9:0度Δθv-Δθia≦θv<60度Δθv-ΔθiaV最小60度Δθv-Δθia≦θv<120度Δθv-ΔθiaU最大120度Δθv-Δθia≦θv<180度Δθv-ΔθiaW最小180度Δθv-Δθia≦θv<240度Δθv-ΔθiaV最大240度Δθv-Δθia≦θv<300度Δθv-ΔθiaU最小300度Δθv-Δθia≦θv<360度Δθv-ΔθiaW最大本発明の第2変形例に係るモータ制御装置11では、電圧位相基準に係る第1の制御モードを用いた制御、および、電流位相基準に係る第2の制御モードを用いた制御を平均化したモードを用いた制御が遂行される。本発明の第2変形例に係るモータ制御装置11によれば、本発明の第1変形例と同様に、全体的に高効率、低ノイズ、低トルク高調波、および、高い制御安定性を実現することができる。なお、第1の定数αは、三相同期モータの回転速度の変化、三相同期モータに流れる電流の変化、三相同期モータに印加される電圧の変化、二相変調に係る変調率の変化などに従って可変設定される態様を採用してもよい。本発明の第3変形例に係るモータ制御装置11次に、本発明の第3変形例に係るモータ制御装置11について説明する。本発明の第3変形例に係るモータ制御装置11では、ベクトル制御部19は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11で引用した式8のうち、d軸q軸の電流ベクトル電流指令の位相Δθiと電圧ベクトル電圧指令の位相Δθvとの位相差Δθv-Δθiの代わりに、第2の定数β-90度≦β≦90度、本発明の所定の定数に相当する。を用いて、第2の制御モードにおける二相変調に係る固定相の区間を決定する構成を採用することとした。具体的には、式8のΔθv-Δθiの代わりに、第2の定数βを置き換えた式10を用いて、本発明の実施形態と同様の場合分けを行えばよい。0度β≦θv<60度βV最小60度β≦θv<120度βU最大120度β≦θv<180度βW最小式10180度β≦θv<240度βV最大240度β≦θv<300度βU最小300度β≦θv<360度βW最大本発明の第3変形例に係るモータ制御装置11によれば、本発明の実施形態および第1~第1変形例に係るモータ制御装置11と同様に、三相インバータ回路17に係る電圧指令と電流指令との位相差が大きい場合であっても、スイッチング損失を低減することができる。なお、第2の定数βは、三相同期モータの回転速度の変化、三相同期モータに流れる電流の変化、三相同期モータに印加される電圧の変化、二相変調に係る変調率の変化などに従って可変設定される態様を採用してもよい。[その他の実施形態]以上説明した実施形態および変形例は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。例えば、本発明の実施形態または第1~第3変形例に係るモータ制御装置11を不図示の空気調和機に搭載し、このモータ制御装置11を、空気調和機の室外ファンモータ不図示の駆動制御用途に適用すると、高効率な空気調和機を実現することができる。また、本発明の実施形態または第1~第3変形例に係るモータ制御装置11を不図示の空気調和機に搭載し、このモータ制御装置11を、空気調和機の圧縮機不図示を駆動する三相同期モータ15の駆動制御用途に適用しても、高効率な空気調和機を実現することができる。また、本発明の実施形態に係るモータ制御装置11において、負の直流母線NLに近接させた架線電流センサ18を用いて電流検出を行う例をあげて説明したが、本発明はこの例に限定されない。本発明において、複数の電流センサを三相インバータ回路17の出力ラインに設けてモータ電流を検出したり、三相インバータ回路17の第1~第3の下アームLA1~LA3と接地端子との間にシャント抵抗不図示を挿入し、電流検出を行ってもよいことはいうまでもない。"