"直流電源に接続するハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路を備え、該2つの主回路の接続点から誘導性の負荷に電力が供給される電力変換装置であって、前記2つの主回路が、それぞれ、第1スイッチング素子と、該第1スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されたダイオードとからなり、前記2つの主回路における第1スイッチング素子が、交互にON状態になるよう切り替え制御されると共に、該切り替え時において、2つの第1スイッチング素子が共にOFF状態となるデッドタイムが設けられてなり、前記2つの主回路のうち少なくとも一方の主回路におけるダイオードが、前記デッドタイムにおいて、フリーホイールダイオードとして用いられ、直列接続された第2スイッチング素子とコンデンサからなる副回路が、前記フリーホイールダイオードとして用いられるダイオードの主回路に並列接続されてなり、前記副回路が並列接続されている主回路の第1スイッチング素子がOFF状態で、もう一方の主回路における第1スイッチング素子がターンONするタイミングを基準時とし、前記デッドタイムにおいて、前記副回路における第2スイッチング素子が、前記基準時より前記コンデンサの放電時間だけ先行してターンONするように設定されてなることを特徴とする電力変換装置。前記第2スイッチング素子をターンONするタイミングにおいて、前記コンデンサの充電電荷が、前記フリーホイールダイオードに蓄積される逆回復電荷より大きく設定されてなることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記コンデンサの放電によって、前記基準時において、前記フリーホイールダイオードを空乏化する逆電荷が蓄積されてなることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。前記コンデンサが、並列接続された複数のコンデンサからなり、前記デッドタイムにおいて、前記負荷に流れる電流を計測して、前記第2スイッチング素子がターンONする前に、前記放電時間に用いる前記複数のコンデンサの組み合わせを選択することを特徴とする請求項1乃至3のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記副回路における第2スイッチング素子が、前記基準時でターンONした第1スイッチング素子がターンOFFする前に、ターンOFFするように設定されてなることを特徴とする請求項1乃至4のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記放電時間が、前記デッドタイムの1/2より短い時間に設定されてなることを特徴とする請求項1乃至5のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記副回路において、抵抗が、前記第2スイッチング素子およびコンデンサと共に直列接続されてなることを特徴とする請求項1乃至6のいずれか一項に記載の電力変換装置。直列接続する前記コンデンサ、前記抵抗、および基板上の寄生インダクタンスによって、直列共振Q値の過減衰条件Q<1/2または臨界減衰条件Q=1/2が満たされていることを特徴とする請求項7に記載の電力変換装置。前記抵抗が、並列接続または直列接続された複数の抵抗からなり、前記デッドタイムにおいて、前記負荷に流れる電流を計測して、前記第2スイッチング素子がターンONする前に、前記放電時間に用いる前記複数の抵抗の組み合わせを選択することを特徴とする請求項7または8に記載の電力変換装置。前記デッドタイムにおいて、前記負荷に流れる電流を計測して、前記第2スイッチング素子のターンONを制御することを特徴とする請求項1乃至9のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記デッドタイムにおいて、前記フリーホイールダイオードに流れる電流を計測して、前記もう一方の主回路における第1スイッチング素子のターンONを制御することを特徴とする請求項1乃至10のいずれか一項に記載の電力変換装置。遅延回路により、前記第2スイッチング素子または第1スイッチング素子のターンONを制御することを特徴とする請求項10または11に記載の電力変換装置。前記第1スイッチング素子が、絶縁ゲートトランジスタであり、前記ダイオードが、前記絶縁ゲートトランジスタに寄生するボディダイオードであることを特徴とする請求項1乃至12のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記絶縁ゲートトランジスタが、スーパージャンクション-MOSFETであることを特徴とする請求項13に記載の電力変換装置。前記第2スイッチング素子が、前記第1スイッチング素子と同程度の耐圧を有する、絶縁ゲートトランジスタであることを特徴とする請求項13または14に記載の電力変換装置。前記電力変換装置が、直流電力を交流電力へ変換するインバータであって、前記副回路が、前記2つの主回路の両方に、それぞれ並列接続されてなることを特徴とする請求項1乃至15のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記負荷が、三相誘導モータであり、前記電力変換装置が、3系統の前記ハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路を備えることを特徴とする請求項16に記載の電力変換装置。前記電力変換装置が、車載用であり、前記直流電源が、車のバッテリであることを特徴とする請求項1乃至17のいずれか一項に記載の電力変換装置。特許文献1のスイッチング電源装置20においては、図15bに示すように、期間Eの動作状態において寄生ダイオードDSR1に逆回復電流の原因となる順方向電流を流さないようにしているため、図14bで説明した大きな逆回復電流に起因する電流サージと電圧サージを抑制することができる。しかしながら、図15cに示すタイミングチャートで制御されるスイッチング電源装置20では、デッドタイム中の図15bに示す期間Eの動作状態において、図中に点線矢印で示した経路に電流を流し続けるため、大きな容量の補助コンデンサC1が必要であり、該補助コンデンサC1で大きな損失が発生してしまう。特に、主発振素子TR1等に加わる電流ストレスを軽減するため、特許文献1の図4の実施形態で開示されている抵抗とダイオードによる時定数切換回路を整流補助回路に入れた構成のスイッチング電源装置では、デッドタイム中、該時定数切換回路の抵抗による損失も発生する。また、特許文献1には、同期整流素子SR1がOFFするタイミングと補助スイッチ素子Q1がONするタイミングが逆転して補助スイッチ素子Q1がショートしないように、若干の遅れを設けることが記載されている。しかしながら、そのような若干の遅れの最適設定値は、寄生インダクタンスや寄生容量の値に依存する。このため、スイッチング電源装置20のように、同期整流素子SR1がターンOFFするタイミングに連動して補助スイッチ素子Q1をONさせる制御は、最適制御が困難であり、安全性の面からも好ましくない。そこで本発明は、パワーMOSFET等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、逆回復電流に起因する電流サージと電圧サージを抑制できると共に、安全かつ最適な制御が可能であり、デッドタイム中における損失を従来に較べてより低減することのできる電力変換装置を提供することを目的としている。請求項1に記載の電力変換装置は、直流電源に接続するハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路を備え、該2つの主回路の接続点から誘導性の負荷に電力が供給される電力変換装置であって、前記2つの主回路が、それぞれ、第1スイッチング素子と、該第1スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されたダイオードとからなり、前記2つの主回路における第1スイッチング素子が、交互にON状態になるよう切り替え制御されると共に、該切り替え時において、2つの第1スイッチング素子が共にOFF状態となるデッドタイムが設けられてなり、前記2つの主回路のうち少なくとも一方の主回路におけるダイオードが、前記デッドタイムにおいて、フリーホイールダイオードとして用いられ、直列接続された第2スイッチング素子とコンデンサからなる副回路が、前記フリーホイールダイオードとして用いられるダイオードの主回路に並列接続されてなり、前記副回路が並列接続されている主回路の第1スイッチング素子がOFF状態で、もう一方の主回路における第1スイッチング素子がターンONするタイミングを基準時とし、前記デッドタイムにおいて、前記副回路における第2スイッチング素子が、前記基準時より前記コンデンサの放電時間だけ先行してターンONするように設定されてなることを特徴としている。上記電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換するインバータやDC-DCコンバータ等への適用が可能な電力変換装置で、従来の一般的な電力変換装置と同様に、直流電源に接続するハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路を備える。上記2つの主回路は、それぞれ、第1スイッチング素子と該第1スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されたダイオードとからなり、ハイサイドとローサイドの該第1スイッチング素子が交互にON状態になるよう切り替え制御して相補的に動作させ、誘導性の負荷に対して電力を供給する。上記2つの主回路における第1スイッチング素子には、例えばパワーMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、スーパージャンクションSJ-MOSFET等を使用することができる。また、上記2つの主回路において第1スイッチング素子の両端間に逆並列に接続されているダイオードは、第1スイッチング素子に外付けするダイオード、および第1スイッチング素子に内在する寄生のボディダイオードのいずれであってもよい。第1スイッチング素子に内在する寄生のボディダイオードを利用する場合は、外付けダイオードを利用する場合に較べて、小型化と低コスト化が可能である。上記電力変換装置においては、上述した2つの第1スイッチング素子を相補的に動作させて誘導性の負荷に対して電力を供給する際、直列接続された2つの主回路による電源の短絡を防止するため、2つの第1スイッチング素子が共にOFF状態となるデッドタイムが、数μs程度の時間で設けられている。そして、一方の主回路の第1スイッチング素子に逆並列に接続されているダイオードを、該第1スイッチング素子がターンOFFしてデッドタイムに入った後、所謂フリーホイールダイオードfreewheelingdiodeとして機能させている。すなわち、デッドタイム中、該ダイオードにおいて、誘導性の負荷から該ダイオードの順方向に電流が流れるようにして、負荷電流を継続させる。一方、デッドタイム中においてフリーホイールダイオードとして機能している上記ダイオードは、大きな電流が流れて、多量の電荷逆回復電荷が注入蓄積されている状態にある。この状態でもう一方の主回路の第1スイッチング素子がターンONすると、負荷電流が該第1スイッチング素子を流れる電流に切り替わると共に、上記フリーホイールダイオードには逆方向の電圧が印加されて、上記逆回復電荷による逆回復電流が流れる。このため、該逆回復電流が上記ターンONした第1スイッチング素子の電流に重畳されて、電流サージと電圧サージが発生する。また、後述するリンギングと呼ばれる共振現象が誘起されると共に、上記逆回復電流は大きな電力損失となり、従来の電力変換装置においては、電力変換の高効率化を阻害する大きな要因であった。特に、上記ダイオードとして第1スイッチング素子に寄生するボディダイオードを利用する場合には、ボディダイオードの逆回復特性が一般に悪いため、大きな電力損失となる。上記フリーホイールダイオードにおける逆回復電流の問題は、背景技術において説明した従来の電力変換装置における基本的な問題であり、この対策として、リカバリ逆回復時間が短く設計されたファストリカバリダイオードの採用や補助回路による電流サージと電圧サージの防止等、従来から種々の方法が検討されてきている。しかしながら、これまで検討されてきている逆回復電流の対策方法は、いずれも、高価であったり、電力損失の抑制が不十分であったりする。また、上述したリンギングの防止についても、未解決である。そこで上記問題を解決するため、請求項1に記載の電力変換装置は、直列接続された第2スイッチング素子とコンデンサからなる副回路を、フリーホイールダイオードとして用いられるダイオードの主回路に並列接続した回路構成を採用している。そして、該副回路の駆動を、以下のように設定している。すなわち、副回路が並列接続されている主回路の第1スイッチング素子がOFF状態で、もう一方の主回路における第1スイッチング素子がターンONするタイミングを基準時とし、デッドタイムにおいて、該副回路における第2スイッチング素子が、基準時より前記コンデンサの放電時間だけ先行してターンONするように設定している。上記電力変換装置において、副回路が並列接続されている主回路の第1スイッチング素子がターンOFFしてデッドタイムに入ったとき、同じ主回路のダイオードに順方向の電流が流れて、逆回復電荷が該ダイオードに蓄積される。しかしながら、上記電力変換装置によれば、副回路のコンデンサを予め充電しておき、該充電した電荷をデッドタイム中の基準時に先行する上記放電時間で放電させることによって、デッドタイム初期にダイオードに蓄積される逆回復電荷を、デッドタイム後期の上記放電時間で消滅させることができる。言い換えれば、コンデンサからダイオードに向かって流れる放電電流をダイオードに流れている順方向の循環電流より大きくし、該循環電流を0にしてから、逆回復電荷を消滅させる。従って、上記電力変換装置においては、もう一方の主回路の第1スイッチング素子が基準時でターンONしても、逆回復電荷による電流サージや電圧サージが発生せず、逆回復電流による電力損失も無くすことができる。また、第1スイッチング素子がONしたことにより、電流が、電源からターンONした第1スイッチング素子と副回路を通じ、GNDまで流れる。この電流ループの副回路には、コンデンサが導入されているため、副回路を設けない場合に較べて、基板上の寄生インダクタンスに起因する継続的な共振リンギングを抑えることができる。従って、上記コンデンサがない場合に較べて、リンギングに対する基板上の寄生インダクタンスの影響が小さくなり、配線回路の設計自由度が上がる。さらに、第1スイッチング素子がONしたことにより、コンデンサが再充電され、次の放電のための準備ができる。また、背景技術で説明した特許文献1のスイッチング電源装置は、上記電力変換装置と同様な構成の補助スイッチ素子と補助コンデンサからなる整流補助回路を持ってはいるものの、デッドタイム初期に負荷電流の経路をできるだけ早く該整流補助回路を通る経路に切り替えて、ダイオードに順方向電流が流れないように駆動するものであった。このため、前述したように大きな容量の補助コンデンサが必要であり、デッドタイム中には該補助コンデンサに負荷電流が流れ続け、補助コンデンサでの損失が大きくなってしまう問題がある。また、該スイッチング電源装置において、同期整流素子がターンOFFするタイミングに連動して補助スイッチ素子をONさせる制御は、最適制御が困難であり、安全性の面からも好ましくなかった。これに対して、上記電力変換装置における副回路の駆動制御は、デッドタイム中において基準時より放電時間だけ先行して副回路のコンデンサを放電させることで、コンデンサに予め充電した電荷をできるだけダイオードに蓄積される逆回復電荷のキャンセルだけに用いようとするものである。従って、上記電力変換装置における副回路のコンデンサは、特許文献1のスイッチング電源装置における補助コンデンサに較べて、小さな容量であってよい。また、上記した電力変換装置の駆動制御は、従来の特許文献1のスイッチング電源装置の駆動制御に較べて、副回路のコンデンサに電流が流れる時間を短縮することができる。このため、従来のスイッチング電源装置に較べて、デッドタイム中の副回路のコンデンサでの損失をより低減し、該損失を最小化することができる。さらに、上記した電力変換装置の駆動制御は、後述するように最適制御が容易であり、放電時間や放電電荷が若干ずれても安全性が損なわれることがない。以上のようにして、上記電力変換装置は、パワーMOSFET等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、逆回復電流に起因する電流サージと電圧サージを抑制できると共に、安全かつ最適な制御が可能であり、デッドタイム中における損失を従来に較べてより低減することのできる電力変換装置となっている。上記電力変換装置において、副回路のコンデンサに予め充電した電荷でダイオードに蓄積される逆回復電荷を完全に消滅させるためには、少なくとも、ダイオードに蓄積される逆回復電荷より多量の電荷を副回路のコンデンサに充電しておく必要がある。従って、上記電力変換装置においては、請求項2に記載のように、前記第2スイッチング素子をターンONするタイミングにおいて、前記コンデンサの充電電荷が、前記フリーホイールダイオードに蓄積される逆回復電荷より大きく設定されてなることが好ましい。しかしながら、コンデンサの充電電荷がフリーホイールダイオードに蓄積される逆回復電荷より小さい場合であっても、逆回復電荷による電流サージや電圧サージを抑制する効果は、ある程度得ることができる。上記電力変換装置においては、さらに請求項3に記載のように、前記コンデンサの放電によって、前記基準時において、前記フリーホイールダイオードを空乏化する逆電荷が蓄積されてなるようにすることができる。これによって、ソフトスイッチングの効果を得ることができ、更なるスイッチング損失の低減が可能となる。上記電力変換装置は、請求項4に記載のように、前記コンデンサが、並列接続された複数のコンデンサからなり、前記デッドタイムにおいて、前記負荷に流れる電流を計測して、前記第2スイッチング素子がターンONする前に、前記放電時間に用いる前記複数のコンデンサの組み合わせを選択するように構成されていてもよい。これによれば、負荷電流の大きさに応じて変化するダイオードに蓄積される逆回復電荷量に対応して、該逆回復電荷のキャンセルに必要十分なコンデンサからの放電電荷量を、上記複数のコンデンサの組み合わせを選択することで最適化することができる。上記電力変換装置においては、請求項5に記載のように、前記副回路における第2スイッチング素子が、前記基準時でターンONした第1スイッチング素子がターンOFFする前に、ターンOFFするように設定されてなることが好ましい。これによれば、副回路の第2スイッチング素子がON状態を継続したまま、基準時に第1スイッチング素子がターンONするタイミングで、コンデンサを放電から充電へ切り替えることができる。従って、これによれば、コンデンサの充放電の制御を簡略化することができる。また、上記電力変換装置においては、例えば請求項6に記載のように、前記放電時間が、前記デッドタイムの1/2より短い時間に設定されてなる構成であってよい。2つの主回路による電源短絡を確実に防止するためには、前述したように、数μs程度のデッドタイムが必要である。一方、コンデンサの放電時間は、一般的に該デッドタイムより十分短くできるため、デッドタイムの1/2より短い時間に設定して、コンデンサに電流が流れる時間をできるだけ短くする設定であってよい。上記電力変換装置においては、請求項7に記載のように、前記副回路において、抵抗が、前記第2スイッチング素子およびコンデンサと共に直列接続されてなることが好ましい。上記抵抗は、コンデンサの充放電電流充放電時間の制御に利用することができる。すなわち、該抵抗を挿入していない電力変換装置では、コンデンサの放電時間および実質的な充電時間は、瞬時である。これに対して、副回路に該抵抗を挿入した電力変換装置では、コンデンサの充放電電流が小さくなり、放電時間および実質的な充電時間が長くなる。これによって、コンデンサの充放電を安定化させることができる。また、上記抵抗を導入することによって、副回路の第2スイッチング素子ともう一方の主回路における第1スイッチング素子がON状態にある時基準時直後のコンデンサの充電時、これらスイッチング素子を通じた電源からグランドに流れる電流経路が形成される。これを利用して、前述したリンギング継続的な共振現象を抑制し、大幅なノイズ低減を図ることが可能である。特に、リンギングは、コンデンサの放電によって逆回復電荷を完全にキャンセルした場合であっても、基準時においてターンONするもう一方の主回路における第1スイッチング素子の急峻な立ち上りと、配線や素子リード線等の基板上の寄生インダクタンスにより発生する。このリンギングを抑制するためには、特に請求項8に記載のように、直列接続する前記コンデンサ、前記抵抗、および基板上の寄生インダクタンスによって、直列共振Q値の過減衰条件Q<1/2または臨界減衰条件Q=1/2が満たされるように設定する。すなわち、前記コンデンサの容量値をC、前記抵抗の抵抗値をR、および前記基板上の寄生インダクタンス値をLとしたとき、直列共振のQ値Q=1/R√L/Cが過減衰条件Q<1/2または臨界減衰条件Q=1/2が満たされるように、C,R,Lの組み合わせを決める。過減衰条件Q<1/2または臨界減衰条件Q=1/2を満たすためには、CとRは大きい値が好ましく、Lは小さい値が好ましい。一方、上記抵抗の導入は、上記したコンデンサの放電時における損失要因となる。しかしながら、上記電力変換装置における副回路の駆動制御は、前述したように、コンデンサに予め充電した電荷をできるだけダイオードに蓄積される逆回復電荷のキャンセルだけに用い、副回路のコンデンサに電流が流れる時間をできる限り短縮している。このため、デッドタイム中にできるだけ早く副回路を通る電流経路に切り替える従来の駆動方法と較べて、上記抵抗による損失も最小限にすることができ、リンギングの抑制と損失低減を両立させることができる。また、抵抗を導入する場合には、請求項9に記載のように、前記抵抗が、並列接続または直列接続された複数の抵抗からなり、前記デッドタイムにおいて、前記負荷に流れる電流を計測して、前記第2スイッチング素子がターンONする前に、前記放電時間に用いる前記複数の抵抗の組み合わせを選択するように構成していてもよい。これによれば、負荷電流の大きさに応じて変化するダイオードに蓄積される逆回復電荷量に対応して、上記複数の抵抗の組み合わせを選択することで、所定の放電時間での該逆回復電荷のキャンセルに必要十分な放電電流の大きさと基準時後のリンギングの抑制を両立させて最適化することができる。上記電力変換装置においては、請求項10に記載のように、前記デッドタイムにおいて、前記負荷に流れる電流を計測して、前記第2スイッチング素子のターンONを制御することが好ましい。これによれば、負荷電流が時間と共に変化して、ダイオードに蓄積される逆回復電荷の量も時間と共に変化する場合であっても、該逆回復電荷をキャンセルする放電時間を常に最適化することができる。上記電力変換装置においては、請求項11に記載のように、前記デッドタイムにおいて、前記フリーホイールダイオードに流れる電流を計測して、前記もう一方の主回路における第1スイッチング素子のターンONを制御することが好ましい。これによれば、副回路の第2スイッチング素子をターンONした後、コンデンサの放電電流によってフリーホイールダイオードに流れている電流が低減し、逆回復電荷がキャンセルしたことを確認してから、もう一方の主回路における第1スイッチング素子をターンONすることができる。従って、基準時と放電時間を予め設定しておく場合に較べて、電流サージや電圧サージの抑制とデッドタイム中のコンデンサでの損失抑制を、最適化することができる。この方法は、上記した負荷電流が時間と共に変化する場合に、特に有効である。前記第2スイッチング素子または第1スイッチング素子のターンONは、例えば請求項12に記載のように、遅延回路により、制御可能である。上記電力変換装置においては、例えば請求項13に記載のように、前記第1スイッチング素子が、絶縁ゲートトランジスタであり、前記ダイオードが、前記絶縁ゲートトランジスタに寄生するボディダイオードであってよい。これによれば、前述したように、第1スイッチング素子にダイオードを外付けしてフリーホイールダイオードとして用いる場合に較べて、小型化と低コスト化が可能である。前記絶縁ゲートトランジスタは、パワーMOSFETやIGBTに限らず、例えば請求項14に記載のように、スーパージャンクション-MOSFETであってもよい。またこの場合には、請求項15に記載のように、前記第2スイッチング素子についても、前記第1スイッチング素子と同程度の耐圧を有する、絶縁ゲートトランジスタとすることが好ましい。これによって、製造コストの低減が可能である。一般的に、第1スイッチング素子は、高速スイッチング、小逆回復電荷、耐圧、耐電流といった性能が要求される。一方、第2スイッチング素子については、耐圧と耐電流に関する性能が満たされればよく、スイッチング速度と逆回復電荷量に関する性能は重要でない。上記電力変換装置は、高周波駆動の適用が可能であって、請求項16に記載のように、前記電力変換装置が、直流電力を交流電力へ変換するインバータであってよい。この場合には、前記副回路が、前記2つの主回路の両方に、それぞれ並列接続されてなる構成とする。また、上記電力変換装置は、大電力駆動も可能であって、例えば請求項17に記載のように、前記負荷が、三相誘導モータであってよい。この場合には、前記電力変換装置が、3系統の前記ハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路を備える構成とする。以上のようにして、上記電力変換装置は、いずれも、パワーMOSFET等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、逆回復電流に起因する電流サージと電圧サージとリンギングを両方抑制できると共に、デッドタイム中における損失を従来に較べてより低減することのできる電力変換装置となっている。従って、請求項18に記載のように、前記電力変換装置は、電子機器の搭載密度が高く、誤動作防止のため確実な電流サージと電圧サージの抑制が必要な車載用であり、前記直流電源が、限られた電力容量で損失低減が特に重要な車のバッテリである場合に好適である。以下、本発明を実施するための形態を、図に基づいて説明する。図1は、本発明に係る電力変換装置の基本的な構成と動作を説明する図で、図1aは、電力変換装置100の回路図であり、図1bは、図1aに示す電力変換装置100の動作を説明する1サイクルのタイムチャートで、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1、ローサイドの第1スイッチング素子SW2、および副回路2Lの第2スイッチング素子SW3をON-OFFするタインミングを拡大して示した図である。尚、図1に示す電力変換装置100において、図14に示した電力変換装置90と同様の部分については、同じ符号を付した。図1aは、インバータ回路の一相分についての基本となるハーフブリッジ回路に相当しており、図1aに示す一点鎖線で囲った電力変換装置100は、直流電源Eに接続するハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路1H,1Lを備えている。電力変換装置100は、直流電源Eの電力を変換して、2つの主回路1H,1Lの接続点から負荷電流ILDが図の一定方向に流れて、誘導性の負荷LDに電力を供給する。電力変換装置100の2つの主回路1H,1Lは、それぞれ、第1スイッチング素子SW1,SW2と、該第1スイッチング素子SW1,SW2の両端間に逆並列に接続されたダイオードD1,D2とからなる。2つの主回路1H,1Lにおける第1スイッチング素子SW1,SW2は、図1bに示すように、交互にON状態になるよう切り替え制御されると共に、該切り替え時において、2つの第1スイッチング素子SW1,SW2が共にOFF状態となるデッドタイムΔtdが設けられている。図1aに示す電力変換装置100では、2つの主回路1H,1Lのうち、ローサイドの主回路1LにおけるダイオードD2が、図1bに示すデッドタイムΔtdにおいて、フリーホイールダイオードとして用いられる。また、電力変換装置100においては、図1aに示すように、直列接続された第2スイッチング素子SW3とコンデンサCからなる副回路2Lが、フリーホイールダイオードとして用いられるダイオードD2の主回路1Lに並列接続されている。そして、図1bに示すように、副回路2Lが並列接続されている一方ローサイドの主回路1Lの第1スイッチング素子SW2がOFF状態で、もう一方ハイサイドの主回路1Hにおける第1スイッチング素子SW1がターンONするタイミングを基準時RTとし、デッドタイムΔtdにおいて、副回路2Lにおける第2スイッチング素子SW3が、基準時RTよりコンデンサCの放電時間Δt2だけ先行してターンONするように設定されている。尚、図1bに示す期間Δt1は、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1のON状態を利用した、副回路2LのコンデンサCを充電するための期間である。以上のように、図1に示す電力変換装置100は、直流電力を交流電力に変換するインバータやDC-DCコンバータ等への適用が可能な電力変換装置で、従来の一般的な電力変換装置と同様に、直流電源Eに接続するハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路1H,1Lを備える。2つの主回路1H,1Lは、それぞれ、第1スイッチング素子SW1,SW2と該第1スイッチング素子SW1,SW2の両端間に逆並列に接続されたダイオードD1,D2とからなり、ハイサイドとローサイドの該第1スイッチング素子D1,D2が交互にON状態になるよう切り替え制御して相補的に動作させ、誘導性の負荷LDに対して電力を供給する。2つの主回路1H,1Lにおける第1スイッチング素子SW1,SW2には、例えばパワーMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、スーパージャンクション-MOSFETSJ-MOSFET等の絶縁ゲートトランジスタを使用することができる。また、上記2つの主回路1H,1Lにおいて第1スイッチング素子SW1,SW2の両端間に逆並列に接続されているダイオードD1,D2は、第1スイッチング素子SW1,SW2に外付けするダイオード、および第1スイッチング素子SW1,SW2に内在する寄生のボディダイオードのいずれであってもよい。第1スイッチング素子SW1,SW2に内在する寄生のボディダイオードを利用する場合は、外付けダイオードを利用する場合に較べて、小型化と低コスト化が可能である。図1bに示すように、電力変換装置100においては、2つの第1スイッチング素子SW1,SW2を相補的に動作させて誘導性の負荷LDに対して電力を供給する際、直列接続された2つの主回路1H,1Lによる直流電源Eの短絡を防止するため、2つの第1スイッチング素子SW1,SW2が共にOFF状態となるデッドタイムΔtdが、数μs程度の時間で設けられている。そして、ローサイドの主回路1Lの第1スイッチング素子SW2に逆並列に接続されているダイオードD2を、第1スイッチング素子SW2がターンOFFしてデッドタイムΔtdに入った後、所謂フリーホイールダイオードfreewheelingdiodeとして機能させている。すなわち、デッドタイムΔtd中、ダイオードD2において、誘導性の負荷LDから該ダイオードD2の順方向に電流が流れるようにして、負荷電流を継続させる。一方、図14の電力変換装置90でも説明したように、デッドタイムΔtd中においてフリーホイールダイオードとして機能している上記ダイオードD2は、大きな循環電流が流れて、多量の電荷逆回復電荷が注入蓄積されている状態にある。この状態でハイサイドの第1スイッチング素子SW1がターンONすると、負荷電流が該第1スイッチング素子SW1を流れる電流に切り替わると共に、フリーホイールダイオードとして機能していたダイオードD2には逆方向の電圧が印加されて、蓄積された逆回復電荷による逆回復電流が流れる。このため、上記逆回復電流がターンONした第1スイッチング素子SW1の電流に重畳されて、図14bに示したように、電流サージと電圧サージが発生する。また、リンギングと呼ばれる共振現象が誘起されると共に、上記逆回復電流は大きな電力損失となり、図14に示した従来の電力変換装置90においては、電力変換の高効率化を阻害する大きな要因であった。特に、ダイオードD1,D2として第1スイッチング素子SW1,SW2に寄生するボディダイオードを利用する場合には、ボディダイオードの逆回復特性が一般に悪いため、大きな電力損失となる。上記フリーホイールダイオードにおける逆回復電流の問題は、背景技術において説明した従来の電力変換装置における基本的な問題であり、この対策として、リカバリ逆回復時間が短く設計されたファストリカバリダイオードの採用や補助回路による電流サージと電圧サージの防止等、従来から種々の方法が検討されてきている。しかしながら、これまで検討されてきている逆回復電流の対策方法は、いずれも、高価であったり、電力損失の抑制が不十分であったりする。また、上述したリンギングの防止についても、未解決である。そこで上記問題を解決するため、図1の電力変換装置100は、図1aに示すように、直列接続された第2スイッチング素子SW3とコンデンサCからなる副回路2Lを、フリーホイールダイオードとして用いられるダイオードD2の主回路1Lに並列接続した回路構成を採用している。そして、図1bに示すように、該副回路2Lの駆動を、以下のように設定している。すなわち、副回路2Lが並列接続されている主回路1Lの第1スイッチング素子SW2がOFF状態で、もう一方の主回路1Hにおける第1スイッチング素子SW1がターンONするタイミングを基準時RTとし、デッドタイムΔtdにおいて、副回路2Lにおける第2スイッチング素子SW3が、基準時RTより前記コンデンサの放電時間だけ先行してターンONするように設定している。図1の電力変換装置100において、副回路2Lが並列接続されている主回路1Lの第1スイッチング素子SW2がターンOFFして、図1bに示すデッドタイムΔtdに入ったとき、同じ主回路1LのダイオードD2に順方向の電流が流れて、図1aにおいてそれぞれ2個の-の符号で示した逆回復電荷がダイオードD2に蓄積される。しかしながら、電力変換装置100では、副回路2LのコンデンサCを図1aにおいてそれぞれ6個の-の符号で示したように予め充電しておき、第2スイッチング素子SW3をターンONして、該充電した電荷をデッドタイム中の基準時RTに先行する放電時間Δt2で放電させることによって、デッドタイム初期にダイオードD2に蓄積される逆回復電荷を、デッドタイム後期の放電時間Δt2で消滅させることができる。言い換えれば、コンデンサCからダイオードD2に向かって流れる放電電流をダイオードに流れている順方向の循環電流より大きくし、該循環電流を0にしてから、逆回復電荷を消滅させる。従って、電力変換装置100においては、もう一方の主回路1Hの第1スイッチング素子SW1が基準時RTでターンONしても、逆回復電荷による電流サージや電圧サージが発生せず、逆回復電流による電力損失も無くすことができる。また、図1の電力変換装置100においては、第2スイッチング素子SW3がONした状態で第1スイッチング素子SW1がONすることにより、電流が、電源EからターンONした第1スイッチング素子SW1と副回路2Lを通じ、GNDまで流れる。この電流ループの副回路2Lには、コンデンサCが導入されているため、副回路2Lを設けない場合に較べて、基板上の寄生インダクタンスに起因する継続的な共振リンギングを抑えることができる。従って、上記コンデンサCがない場合に較べて、リンギングに対する基板上の寄生インダクタンスの影響が小さくなり、配線回路の設計自由度が上がる。さらに、第1スイッチング素子SW1がONしたことにより、コンデンサCが再充電され、次の放電のための準備ができる。また、背景技術で説明した図15に示す従来のスイッチング電源装置20は、上記電力変換装置100と同様な構成の補助スイッチ素子Q1と補助コンデンサC1からなる整流補助回路22を持ってはいるものの、デッドタイム初期に負荷電流の経路をできるだけ早く該整流補助回路22を通る経路に切り替えて、ダイオードに順方向電流が流れないように駆動するものであった。このため、大きな容量の補助コンデンサC1が必要であり、デッドタイム中には整流補助回路22の補助コンデンサC1に負荷電流が流れ続け、補助コンデンサC1での損失が大きくなってしまう問題がある。また、該スイッチング電源装置20において、同期整流素子SR1がターンOFFするタイミングに連動して補助スイッチ素子Q1をONさせる制御は、最適制御が困難であり、安全性の面からも好ましくなかった。これに対して、上記電力変換装置100における副回路2Lの駆動制御は、デッドタイム中において基準時RTより放電時間Δt2だけ先行して副回路2LのコンデンサCを放電させることで、コンデンサCに予め充電した電荷をできるだけダイオードD2に蓄積される逆回復電荷のキャンセルだけに用いようとするものである。従って、図1aの電力変換装置100における副回路2LのコンデンサCは、図15のスイッチング電源装置20における補助コンデンサC1に較べて、小さな容量であってよい。また、図1bに示す電力変換装置100の駆動制御は、図15に示した従来のスイッチング電源装置20の駆動制御に較べて、副回路2LのコンデンサCに電流が流れる時間を短縮することができる。このため、従来のスイッチング電源装置20に較べて、デッドタイム中の副回路のコンデンサCでの損失をより低減し、該損失を最小化することができる。さらに、上記した電力変換装置100の駆動制御は、後述するように最適制御が容易であり、放電時間や放電電荷が若干ずれても安全性が損なわれることがない。図1aの電力変換装置100は、直流電源Eからの電力を変換して負荷LDに電力を供給するため、図1bに示した1サイクルのタイムチャートを繰り返して制御される。次に、上記電力変換装置100の1サイクルにおける一連の動作について、図2~図5で、より詳細に説明する。図2aは、図1aの電力変換装置100における第2スイッチング素子SW3として第1スイッチング素子SW1,SW2と同じ絶縁ゲートトランジスタを用いたときの回路図で、図中に以下で説明する各電流IS1,IS2,ID2,ILD,ICの正の流れ方向を示している。図2bは、電力変換装置100の繰り返し制御サイクルとその動作を示す図で、第1スイッチング素子SW1,SW2と第2スイッチング素子SW3をON-OFFするタインミング、およびそれに伴う上記各電流IS1,IS2,ID2,ILD,ICの電流波形を示したタイムチャートである。また、図3a~c、図4a,bおよび図5a~cは、それぞれ、図2bに点線で示したa1,b,c,d,e,f1,f2,a2時点での電流の流れ状態を示した図である。図2aに示すように、上記電力変換装置100においては、製造コストを低減するため、第2スイッチング素子SW3についても、第1スイッチング素子SW1,SW2と同じ絶縁ゲートトランジスタとすることが好ましい。また、製造コストを低減するため、第2スイッチング素子SW3についても、第1スイッチング素子SW1,SW2と同程度の耐圧を有する、絶縁ゲートトランジスタとすることが好ましい。一般的に、第1スイッチング素子SW1,SW2は、高速スイッチング、小逆回復電荷、耐圧、耐電流といった性能が要求される。一方、第2スイッチング素子SW3については、耐圧と耐電流に関する性能が満たされればよく、スイッチング速度と逆回復電荷量に関する性能は重要でない。尚、この場合には、第2スイッチング素子SW3のボディダイオードが、図2aの向きとなるように接続する必要がある。以下、図2bのタイムチャートを参照しながら、図3~図5に示すa1,b,c,d,e,f1,f2,a2時点での電力変換装置100の一連の動作を説明する。図3aに示すa1時点は、図2bに示すハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONした基準時RT1の直後の状態で、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がON状態、ローサイドの第1スイッチング素子SW2がOFF状態、第2スイッチング素子SW3がON状態にある。この状態では、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1を流れる電流IS1が、負荷電流ILDとなって負荷LDに供給されると共に、一部の電流ICがコンデンサCに向かって流れ、コンデンサCの充電電流となる。尚、コンデンサCの充電は、図2bに示す基準時RT1から第2スイッチング素子SW3がターンOFFするまでの期間Δt1で可能であるが、実質的には図2bに示す非常に短い充電時間Δt3で終了し、それ以降はコンデンサCに向かって流れる電流ICが0となる。図3bに示すb時点は、図2bに示す第2スイッチング素子SW3がターンOFFした直後の状態で、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がON状態、ローサイドの第1スイッチング素子SW2がOFF状態、第2スイッチング素子SW3がOFF状態にある。この状態では、上記したようにコンデンサCの充電が完了しているため、第2スイッチング素子SW3をターンOFFしても、コンデンサCの充電状態とハイサイドの第1スイッチング素子SW1を介して流れる負荷電流ILDは変化しない。図3cに示すc時点は、図2bに示すハイサイドの第1スイッチング素子SW1がターンOFFした直後の状態で、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がOFF状態、ローサイドの第1スイッチング素子SW2がOFF状態、第2スイッチング素子SW3がOFF状態にある。この状態は、ハイサイドとローサイドの第1スイッチング素子SW1,SW2が共にOFF状態のデッドタイムΔtdの期間で、ローサイドのダイオードD2がフリーホイールダイオードとして機能する。すなわち、負荷電流ILDは、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がターンOFFした後も、ダイオードD2を順方向に流れる循環電流として継続する。この時、ダイオードD2は、内部に多量の電荷が注入された状態となる。図4aに示すd時点は、図2bに示すローサイドの第1スイッチング素子SW2がターンONしてデッドタイムΔtdが終了した直後の状態で、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がOFF状態、ローサイドの第1スイッチング素子SW2がON状態、第2スイッチング素子SW3がOFF状態にある。この状態は、ダイオードD2に流れていた上記循環電流を第1スイッチング素子SW2に流れる循環電流に切り替えて、負荷電流ILDを、第1スイッチング素子SW2を介した循環電流として継続する状態である。この時、図3cのc時点でダイオードD2の内部に注入されていた多量の電荷は、一旦消滅する。図4bに示すe時点は、図2bに示すローサイドの第1スイッチング素子SW2がターンOFFした直後の状態で、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がOFF状態、ローサイドの第1スイッチング素子SW2がOFF状態、第2スイッチング素子SW3がOFF状態にある。この状態は、デッドタイムΔtdの期間に再び入った状態であり、再びローサイドのダイオードD2がフリーホイールダイオードとして機能する。従って、ダイオードD2は、図3cのc時点と同じように、再び多量の電荷逆回復電荷が注入蓄積された状態となる。図5aに示すf1時点は、図2bに示すデッドタイムΔtdの期間中に副回路の第2スイッチング素子SW3がターンONした直後の状態で、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1がOFF状態、ローサイドの第1スイッチング素子SW2がOFF状態、第2スイッチング素子SW3がON状態にある。この状態は、副回路のコンデンサCに充電してあった電荷を放電して、図4bのe時点でダイオードD2に蓄積されている逆回復電荷をキャンセルする状態である。この時、コンデンサCから放電される電流ICは、途中で分岐して一部が負荷LDに向かって流れ、ダイオードD2に向かって流れる電流が、ダイオードD2に蓄積されている逆回復電荷をキャンセルする電流となる。図5bに示すf2時点は、コンデンサCの放電をさらに進めて、図2bに示すハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONする基準時RT2に近くなった状態である。この状態では、ダイオードD2に蓄積されていた逆回復電荷が全て消滅し、ダイオードD2を空乏化する逆電荷が蓄積される言い換えれば、ダイオードD2が逆符号の電荷で充電される。尚、図2b中に示した基準時RT2に先行するコンデンサCの放電時間Δt2は、ダイオードD2に蓄積されている逆回復電荷をキャンセルするのに必要十分で、できるだけ短い時間に設定する。図5cに示すa2時点は、図2bに示すハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONした基準時RT2の直後の状態で、1サイクルの制御が終了して、図3aに示したa1時点と同じ状態である。基準時RT2でハイサイドの第1スイッチング素子SW1がターンONすると、第1スイッチング素子SW1を流れる電流IS1でコンデンサCの放電が直ちに終了し、さらにコンデンサCに向かって流れる電流ICとなって、コンデンサCが充電される。尚、図3~図5では、繰り返し制御途中にある電力変換装置100の1サイクルの動作を説明したが、電力変換装置100の一番最初の立ち上げにおいては、まずハイサイドの第1スイッチング素子SW1と第2スイッチング素子SW3をターンONして、コンデンサCを予め充電しておく。背景技術の図14と図Yで説明したように、デッドタイムΔtd中のダイオードD2に逆回復電荷が蓄積された状態でハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONすると、図14bに示す電流サージと電圧サージが発生する。しかしながら、図1の電力変換装置100では、図5aと図5bに示すように、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONする基準時RT2において、デッドタイム初期にダイオードD2に蓄積される逆回復電荷を全て消滅させることができる。従って、図1の電力変換装置100では、図2bの電流IS1の波形に示すように、基準時RT2での逆回復電荷による電流サージや電圧サージ、継続的な共振を抑制することができ、逆回復電流による電力損失も低減することができる。また、図5aと図5bに示す副回路2Lの駆動制御は、コンデンサCに予め充電した電荷をできるだけダイオードD2に蓄積される逆回復電荷のキャンセルだけに用い、逆回復電荷をキャンセルした時点で、できるだけ早くハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONするものである。従って、電力変換装置100の駆動制御は、図15に示した従来のスイッチング電源装置20の駆動制御に較べて、副回路2LのコンデンサCに電流が流れる時間を短縮することができ、デッドタイム中の副回路のコンデンサCでの損失をより低減して、該損失を最小化することができる。以上のようにして、図1~図5で説明した電力変換装置100は、パワーMOSFET等のスイッチング素子SW1,SW2を用いた直流電源Eの電力変換装置であって、逆回復電流に起因する電流サージと電圧サージ、継続的な共振を抑制できると共に、安全かつ最適な制御が可能であり、デッドタイムΔtd中における損失を従来に較べてより低減することのできる電力変換装置となっている。次に、上記した電力変換装置100の細部について、より詳細に説明する。図1に示す電力変換装置100において、副回路2LのコンデンサCに予め充電した電荷でダイオードD2に蓄積される逆回復電荷を完全に消滅させるためには、少なくとも、ダイオードD2に蓄積される逆回復電荷より多量の電荷を副回路2LのコンデンサCに充電しておく必要がある。従って、上記電力変換装置100においては、デッドタイムΔtd中にコンデンサCの放電を開始する第2スイッチング素子SW3をターンONするタイミングにおいて、コンデンサCの充電電荷が、フリーホイールダイオードとして機能するダイオードD2に蓄積される逆回復電荷より大きく設定されていることが好ましい。しかしながら、コンデンサCの充電電荷がダイオードD2に蓄積される逆回復電荷より小さい場合であっても、逆回復電荷による電流サージや電圧サージを抑制する効果は、ある程度得ることができる。また、上記電力変換装置100においては、コンデンサCの放電をさらに進めて、図5bに示したように、基準時RTにおいて、フリーホイールダイオードとして機能するダイオードD2を空乏化するように、ダイオードD2を空乏化する逆電荷が蓄積されるようにすることができる。これにより、ソフトスイッチングの効果を得ることができ、更なるスイッチング損失の低減が可能となる。図6は、図2aに示した電力変換装置100の変形例で、電力変換装置101の構成を示した回路図である。尚、図6では、図2bのデッドタイムΔtd中におけるc時点またはe時点での電流の流れ状態を、回路図に重ねて示してある。図6に示す電力変換装置101は、図2aの電力変換装置100におけるコンデンサCに代わって、並列接続された複数のコンデンサCa~Ccと、それらの組み合わせを選択するスイッチング素子SW4,SW5とからなり、デッドタイムΔtdにおいて、負荷LDに流れる負荷電流ILDを計測して、第2スイッチング素子SW3がターンONする前に、放電時間Δt2に用いる該複数のコンデンサCa~Ccの最適組み合わせを選択するように構成されている。図6に示す電力変換装置101によれば、負荷電流ILDの大きさに応じて変化するダイオードD2に蓄積される逆回復電荷量に対応して、該逆回復電荷のキャンセルに必要十分なコンデンサからの放電電荷量を、上記複数のコンデンサCa~Ccの組み合わせを選択することで最適化することができる。上記した電力変換装置100,101においては、図2bのタイムチャートで示したように、副回路における第2スイッチング素子SW3が、基準時RT1,RT2でターンONした第1スイッチング素子SW1がターンOFFする前に、ターンOFFするように設定されていることが好ましい。これによれば、副回路の第2スイッチング素子SW3がON状態を継続したまま、基準時RT1,RT2に第1スイッチング素子SW1がターンONするタイミングで、コンデンサC,Ca~Ccを放電から充電へ切り替えることができる。従って、これによれば、コンデンサC,Ca~Ccの充放電の制御を簡略化することができる。また、上記した電力変換装置100,101においては、例えば、図2bに示す放電時間Δt2が、デッドタイムΔtdの1/2より短い時間に設定されている構成であってよい。2つの主回路1h,1Lによる電源短絡を確実に防止するためには、前述したように、数μs程度のデッドタイムΔtdが必要である。一方、コンデンサC,Ca~Ccの放電時間Δt2は、一般的に該デッドタイムΔtdより十分短くできるため、デッドタイムΔtdの1/2より短い時間に設定して、コンデンサC,Ca~Ccに電流ICが流れる時間をできるだけ短くする設定であってよい。図7は、図1に示した電力変換装置100の別の変形例を示す図で、図7aは、電力変換装置102の回路図であり、図7bは、図7aに示す電力変換装置102の動作を説明するタイムチャートで、第1スイッチング素子SW1,SW2と第2スイッチング素子SW3をON-OFFするタインミング、およびそれに伴う電流IS1,ICの電流波形を拡大して示した図である。図7に示す電力変換装置102は、図1に示した電力変換装置100と比較して、基本的な構成は同じであるが、副回路2Lrに抵抗Rが追加されている点で異なっている。すなわち、図7aに示すように、電力変換装置102の副回路2Lrにおいては、図1に示した電力変換装置100の副回路2Lと異なり、抵抗Rが、第2スイッチング素子SW3およびコンデンサCと共に直列接続されている。上記抵抗Rは、コンデンサCの充放電電流充放電時間の制御に利用することができる。すなわち、該抵抗Rを挿入していない図1の電力変換装置100では、図1bおよび図2bに示したコンデンサCの放電時間Δt2および実質的な充電時間Δt3は、瞬時である。これに対して、副回路2Lrに抵抗Rを挿入した図7の電力変換装置102では、図7bに示すコンデンサCの充放電電流ICが小さくなり、放電時間Δt2rおよび実質的な充電時間Δt3rが長くなる。これによって、コンデンサCの充放電を安定化させることができる。尚、抵抗Rの抵抗値Rは、電源電圧E/抵抗値R>負荷電流ILDの関係を満たす必要がある。また、上記抵抗Rを導入することによって、副回路2Lrの第2スイッチング素子SW3とハイサイドの主回路1Hにおける第1スイッチング素子SW1がON状態にある時基準時RT直後のコンデンサCの充電時、これらスイッチング素子SW1,SW3を通じた直流電源Eからグランドに流れる電流経路が形成される。これを利用して、図14bに示したリンギング継続的な共振現象を抑制し、大幅なノイズ低減を図ることが可能である。特に、リンギングは、図1の電力変換装置100においてコンデンサCの放電によって逆回復電荷を完全にキャンセルした場合であっても、基準時RTにおいてターンONするハイサイドの第1スイッチング素子SW1の急峻な立ち上りと、配線や素子リード線等の基板上の寄生インダクタンスにより発生する。このリンギングを抑制するためには、特に、直列接続するコンデンサC、抵抗R、および配線の寄生インダクタンスによって、共振する系の振動の持続特性を表す直列共振Q値が、過減衰条件Q<1/2または臨界減衰条件Q=1/2が満たされるように設定する。すなわち、コンデンサCの容量値をC、抵抗Rの抵抗値をR、および基板上の寄生インダクタンス値をLとしたとき、直列共振のQ値Q=1/R√L/Cが過減衰条件Q<1/2または臨界減衰条件Q=1/2を満たすように、C,R,Lの組み合わせを決める。これによって、図7bの電流IS1の波形に示すように、過減衰の波形となる。逆に、直列共振Q値がQ>1/2である場合には、振動のエネルギーロスが小さく振動が持続するため、図14bに示したように振動幅の減衰が緩やかになって、リンギングが発生する。直列共振Q値が過減衰条件Q<1/2を満たすためには、CとRは大きい値が好ましく、Lは小さい値が好ましいQ<<1/2とする。尚、Q>1/2の場合には、図14bに示した減衰振動の波形となり、Q=1/2の場合には、臨界減衰となる。一方、上記抵抗Rの導入は、上記したコンデンサCの放電時における損失要因となる。しかしながら、電力変換装置102における副回路2Lrの駆動制御は、前述したように、コンデンサCに予め充電した電荷をできるだけダイオードD2に蓄積される逆回復電荷のキャンセルだけに用い、副回路2LrのコンデンサCに電流が流れる時間をできる限り短縮している。このため、図15で説明したデッドタイムΔtd中にできるだけ早く副回路整流補助回路22を通る電流経路に切り替える従来の駆動方法と較べて、上記抵抗Rによる損失も最小限にすることができ、リンギングの抑制と損失低減を両立させることができる。図8a,bは、それぞれ、図7aに示した電力変換装置102の変形例で、電力変換装置103,104の構成を示した回路図である。尚、図8a,bでは、図2bのデッドタイムΔtd中におけるc時点またはe時点での電流の流れ状態を、回路図に重ねて示してある。図8aに示す電力変換装置103では、図7aの電力変換装置102における抵抗Rに代わって、並列接続された複数の抵抗Ra~Rcと、それらの組み合わせを選択するスイッチング素子SW6,SW7を採用している。また、図8bに示す電力変換装置104では、図7aの電力変換装置102における抵抗Rに代わって、直列接続された複数の抵抗Rd~Reと、それらの組み合わせを選択するスイッチング素子SW8,SW9を採用している。図8a,bに示す電力変換装置103,104では、いずれも、デッドタイムΔtdにおいて、負荷LDに流れる負荷電流ILDを計測して、第2スイッチング素子SW3がターンONする前に、放電時間Δt2に用いる該複数の抵抗Ra~Rc,Rd~Reの最適組み合わせを選択するように構成されている。図8a,bに示す電力変換装置103,104によれば、負荷電流ILDの大きさに応じて変化するダイオードC2に蓄積される逆回復電荷量に対応して、上記複数の抵抗Ra~Rc,Rd~Reの組み合わせを選択することで、所定の放電時間Δt2での該逆回復電荷のキャンセルに必要十分な放電電流ICの大きさと基準時RT後のリンギングの抑制を両立させて最適化することができる。尚、図6に示した複数のコンデンサCa~Ccを持つ電力変換装置101の構成と図8に示した複数の抵抗Ra~Rc,Rd~Reを持つ電力変換装置103,104の構成を組み合わせて、該複数のコンデンサCa~Ccと複数の抵抗Ra~Rc,Rd~Reの最適組み合わせを選択するように構成することも可能である。図9は、図7aに示した電力変換装置102の別の変形例で、電力変換装置105の構成を示した回路図である。尚、図9では、図2bのデッドタイムΔtd中におけるc時点またはe時点での電流の流れ状態を、回路図に重ねて示してある。図9に示す電力変換装置105においては、デッドタイムΔtdにおいて、負荷LDに流れる負荷電流ILDを計測して、第2スイッチング素子SW3のターンONを制御するようにしている。図9の電力変換装置105によれば、負荷電流ILDが時間と共に変化して、ダイオードD2に蓄積される逆回復電荷の量も時間と共に変化する場合であっても、該逆回復電荷をキャンセルする放電時間Δt2を常に最適化することができる。図10は、別の変形例で、電力変換装置106の構成を示した回路図である。尚、図10では、図2bのデッドタイムΔtd中におけるf1時点での電流の流れ状態を、回路図に重ねて示してある。図10に示す電力変換装置106においては、デッドタイムΔtdにおいて、フリーホイールダイオードとして機能しているダイオードD2に流れる電流を計測して、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1のターンONを制御している。すなわち、図10の電力変換装置106では、副回路の第2スイッチング素子SW3をターンONした後、コンデンサCの放電電流ICによってフリーホイールダイオードとして機能しているダイオードD2に流れている電流ID2が低減し、逆回復電荷がキャンセルして電流ID2が0になったことを確認してから、ハイサイドの第1スイッチング素子SW1をターンONするようにしている。従って、基準時RTと放電時間Δt2を予め設定しておく場合に較べて、電流サージや電圧サージの抑制とデッドタイムΔtd中のコンデンサCおよび抵抗Rでの損失抑制を、最適化することができる。この方法は、上記した負荷電流ILDが時間と共に変化する場合に、特に有効である。図11は、図10に示した第1スイッチング素子SW1のターンON制御を行うための回路構成の一例を示した図で、図11aは、異なる遅延時間の遅延回路を選択して第1スイッチング素子SW1のターンONを制御する場合を示した図である。また、図11b,cは、図11aに示す遅延回路の具体的な構成例で、図11bは、異なる値の抵抗R1~R3を遅延選択に利用した回路構成であり、図11cは、直列接続された論理インバータIVの数を遅延選択に利用した回路構成である。尚、図11に示す回路構成は、図9に示した第2スイッチング素子SW3のターンON制御にも用いることができる。以上に例示した電力変換装置100~106は、高周波駆動の適用が可能であって、直流電力を交流電力へ変換するインバータにも適用することができる。また、上記電力変換装置100~106は、大電力駆動も可能である。以下、負荷が三相誘導モータである場合を例にして、上記上記電力変換装置100~106の適用例を説明する。図12aは、三相誘導モータMの駆動に用いる従来のインバータ電力変換装置80の基本的な構成を示した図である。図12bは、図12aの三相誘導モータMの駆動に用いる本発明のインバータを説明する図で、一相分の電力変換装置107の構成を示した図である。また、図13は、図12bに示す一相分の電力変換装置107の制御フローを示した図である。図12aに示すインバータ電力変換装置80は、図1の電力変換装置100と同じハイサイドとローサイドの直列接続された2つの主回路1H,1Lを、3系統R系統、S系統、T系統備える。各系統は、直流電源Eに並列接続されており、主回路1Hと主回路1Lの各接続点Pr,Ps,Ptから出力が取り出される。図12aに示す三相誘導モータMは、星型に結線された誘導性の負荷LD1,LD2,LD3で構成されており、端子T1,T2,T3と前記接続点Pr,Ps,Ptがそれぞれ結線されている。図14aの電力変換装置90や図1aの電力変換装置100を構成しているハーフブリッジ回路は、例えば、R系統の回路と、接続点Prから三相誘導モータMの端子T1、負荷LD1、負荷LD2、端子T2、およびS系統の接続点Ps、主回路1LのON状態の第1スイッチング素子SW2を通る回路に相当している。また、図12aに示す電力変換装置80の回路は、ハイサイドの主回路1Hとローサイドの主回路1Lが、いずれの系統においても、負荷LD1,LD2,LD3に対して対称的な配置関係にあり、先に電力変換装置100~106において説明した負荷電流ILDとは逆向きの負荷電流も、負荷LD1,LD2,LD3に流れる。直流電力を交流電力へ変換する本発明のインバータは、図12bの電力変換装置107に示すように、第2スイッチング素子SW3HとコンデンサCからなる副回路2Hおよび第2スイッチング素子SW3LとコンデンサCからなる副回路2Lが、ハイサイドとローサイドの2つの主回路1H,1Lの両方に、それぞれ並列接続されている。そして、図12bに示す電力変換装置107の構成が、図12aに示す電力変換装置80の各系統R系統、S系統、T系統回路構成として用いられる。また、図13の制御フローに示すように、2つの主回路1H,1Lと2つの副回路2H,2Lを持つ電力変換装置107の制御は、第1スイッチング素子SW1,SW2が相補的にONーOFFするように制御し、第1スイッチング素子SW1,SW2がそれぞれON状態にある時に向きが反転する負荷電流ILDに対して、図2~図5で説明した電力変換装置100の1サイクルにおける副回路2Lの一連の動作を、副回路2Hと副回路2Lでそれぞれ行う。以上のようにして、上記電力変換装置は、いずれも、パワーMOSFET等のスイッチング素子を用いた直流電源の電力変換装置であって、逆回復電流に起因する電流サージと電圧サージを抑制できると共に、デッドタイム中における損失を従来に較べてより低減することのできる電力変換装置となっている。従って、上記電力変換装置は、電子機器の搭載密度が高く、誤動作防止のため確実な電流サージと電圧サージ、継続的な共振の抑制が必要な車載用であり、前記直流電源が、限られた電力容量で損失低減が特に重要な車のバッテリである場合に好適である。"