受信機であって、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分けるためのブランチ形成ユニット;及び、複数の信号ブランチであって、各信号ブランチは、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の消去処理を行うための共同処理ユニットを含む、複数の信号ブランチ、を含む、受信機。請求項1に記載の受信機であって、前記共同処理ユニットは、具体的に、複数のフィルターであって、各フィルターは、フィルター係数に基づいて、前記本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、前記本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフィルタリングを行う、複数のフィルター;及び、前記複数のフィルターの出力結果に対して加算を行うための加算器を含む、受信機。請求項2に記載の受信機であって、各フィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行う、受信機。請求項2に記載の受信機であって、前記信号ブランチは、キャリア間干渉の消去処理が行われた後のサブキャリア信号に基づいて、前記共同処理ユニットの各フィルターのフィルター係数に対して更新を行うための係数更新ユニットを更に含む、受信機。請求項4に記載の受信機であって、前記係数更新ユニットは、具体的に、前記サブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値を計算するための第一計算器;前記サブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値を計算するための第二計算器;前記サブキャリア信号の判定結果と、前記第二計算器の出力結果との乗算を行うための第一乗算器;前記第一乗算器の出力結果と、前記第一計算器の出力結果との乗算を行うための第二乗算器;及び、前記第二乗算器の出力結果に基づいて前記フィルター係数を更新するための係数更新器を含む、受信機。請求項5に記載の受信機であって、前記係数更新ユニットは、前記係数更新器が前記フィルターのフィルター係数を更新するかどうかを制御するための更新制御器を更に含む、受信機。請求項1乃至5のうちの何れか一項に記載の受信機であって、前記各信号ブランチ上のサブキャリア信号は、単偏波信号又はダブル偏波信号である、受信機。受信方法であって、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分け、各信号ブランチについて、前記受信方法は、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の消去処理を行うことを含む、受信方法。請求項8に記載の受信方法であって、前記本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の消去処理を行うことは、具体的に、複数のフィルターにより、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、フィルタリングを行い;及び複数のフィルタリングの出力結果に対して加算を行うことを含む受信方法。請求項9に記載の受信方法であって、各フィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行う、受信方法。請求項9に記載の受信方法であって、キャリア間干渉の消去処理が行われた後のサブキャリア信号に基づいて、各フィルターのフィルター係数を更新することを更に含む、受信方法。請求項11に記載の受信方法であって、前記フィルターのフィルター係数を更新することは、具体的に、第一計算器により、前記サブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値を計算し;第二計算器により、前記サブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値を計算し;第一乗算器により、前記サブキャリア信号の判定結果と、前記第二計算器の出力結果との乗算を行い;第二乗算器により、前記第一乗算器の出力結果と、前記第一計算器の出力結果との乗算を行い;及び、前記第二乗算器の出力結果に基づいて前記フィルター係数を更新することを含む、受信方法。請求項12に記載の受信方法であって、前記フィルターのフィルター係数の更新の要否を制御することを更に含む、受信方法。請求項8乃至13のうちの何れか一項に記載の受信方法であって、前記各信号ブランチ上のサブキャリア信号は、単偏波信号又はダブル偏波信号である、受信方法。コンピュータ読み取り可能なプログラムであって、受信機において、前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記受信機において、請求項8乃至14のうちの何れか一項に記載の受信方法を実行させる、プログラム。コンピュータ読み取り可能なプログラムを記録した記録媒体であって、前記コンピュータ読み取り可能なプログラムは、コンピュータに、受信機において、請求項8乃至14のうちの何れか一項に記載の受信方法を実行させる、記録媒体。本発明の実施例は、受信機及び受信方法を提供し、その目的は、キャリア間干渉を消去し、システムのパフォーマンスを向上させることにある。本発明の実施例の一側面によれば、受信機が提供される。前記受信機は、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分けるためのブランチ形成ユニット;及び複数の信号ブランチであって、各信号ブランチは、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉を消去する処理を行うための共同処理ユニットを含む、複数の信号ブランチを含む。本発明の実施例の他の側面によれば、受信方法が提供され、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分け、各々の信号ブランチについて、前記受信方法は、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉を消去する処理を行うことを含む。本発明の実施例の他の側面によれば、コンピュータ読み取り可能なプログラムが提供され、そのうち、受信機において前記プログラムを実行する時に、前記プログラムは、コンピュータに、前記受信機において上述のような受信方法を実行させる。本発明の実施例の他の側面によれば、コンピュータ読み取り可能なプログラムを記録した記録媒体が提供され、そのうち、前記コンピュータ読み取り可能なプログラムは、コンピュータに、受信機において上述のような受信方法を実行させる。本発明の実施例の有益な効果は、共同処理ユニットが、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して共同処理を行うことで、キャリア間干渉を除去することができ、これによって、システムのパフォーマンスを顕著に向上させることができ、且つ、適切なアンチエイリアスフィルターを使用している時に、アナログデジタル変換器のサンプリング率を、従来技術中のボーレートの4倍よりも遥かに低いボーレートの2倍まで下げることができることにある。後述の説明及び図面により、本発明の特定の実施形態を詳細に開示し、本発明の原理が採用され得る方式を明確に示している。理解すべきは、本発明の実施形態は、範囲上で、それによって限定されることがない。添付した特許請求の範囲の思想及び技術的範囲内で、本発明の実施形態は、あらゆる変形、変更及び代替によるものをも含む。一種の実施形態について説明した及び又は示した特徴は、同じ又は類似する形で一つ又は複数の他の実施形態に用い、他の実施形態中の特徴と組み合わせ、又は、他の実施形態中の特徴を置換することもできる。強調すべきは、含む有するという語は、本文に用いる時に、特徴、部品全体、ステップ又は組み立て部品の存在を指すが、一つ又は複数の他の特徴、部品全体、ステップ又は組み立て部品の存在又は付加を排除しないことである。図面を基に、次の説明を参照することにより、本発明の前述及び他の特徴が明確になる。明細書及び図面では、本発明の特定の実施形態が具体的に開示されており、それは、そのうち、本発明の原理を採用し得る一部の実施形態を示している。理解すべきは、本発明は、記載されている実施形態に限られず、逆に、本発明は、添付した特許請求の範囲に入っている全ての変更、変形及び代替によるものを含むとのことである。本発明を容易に理解するために、本発明の説明を行う前に、先ず、本発明に関連する技術について説明する。これらの技術の説明は、本発明自身についての説明ではなく、本発明を理解するための背景についての説明であるが、これらの説明は全て既知のものであるとのように思われてはいけない。研究者は、既に、OFDMスーパーチャネルの複数のサブチャネルから一つのサブチャネルを復調するために、次の4つの条件を満たす必要があるとのことをまとめている。即ち、1サブキャリア間隔がサブキャリアボーレートに等しく;2各サブキャリアのシンボルが時間上で同期であり;3送信端の変調器が十分な帯域幅を有し;4受信端が十分に高いサンプリング率及び適切なアンチエイリアスフィルターを有するとの4つの条件である。従来の文献の開示によると、比較的良いパフォーマンスを得るために、ボーレートの少なくとも4倍のサンプリング率を要する。OFDMスーパーチャネルの信号は、と表されてもよく、jは、虚数単位j21である。gは、単一シンボルの波形であり、理想的な場合、OFDMスーパーチャネル中のシンボルは、矩形波を有し、即、であり、そのうち、Tは、シンボルの周期であり、は、第i個のサブキャリアの角周波数、aimは、第i個のサブキャリアの第m個のシンボルデータであり、nはサブキャリア数である。信号歪み無しの理想的な場合、受信端は、第k個のサブキャリアを復調する時に、相関受信を用い、T時刻に受信機の出力信号は、であり、そのうち、は、サブキャリアの間隔である。これにより分かるように、ejωtの直交性は、第k個のサブキャリア上で搬送されている信号のみが干渉無しに復調され得るようにさせる。よって、信号歪み無しの理想的な場合、OFDMスーパーチャネルの各サブキャリア間は、互いに干渉しない。実際のOFDMスーパーチャネルでは、送信端フィルター、チャネル、及び受信端フィルターを一体として見なしてもよく、その伝達関数は、Hである。アナログデジタル変換器のサンプリング率が十分に高い時に、スーパーチャネル全体のスペクトラムは全て、混合重畳無しにデジタル領域に変換され、受信端は、イコライザー均衡器を用いて、Hによる影響を除去することができ、その後、直交性を用いて、任意の一つのサブキャリアのデータを干渉無しに復調することができる。実際には、スーパーチャネル全体が占用する帯域幅は、とても広く100GHz量級、アナログデジタル変換器のサンプリング率は、スーパーチャネルが占める帯域幅よりも遥かに小さく、この時は、受信端の局部発振器をあるサブキャリアに合わせて、該サブキャリアを復調するしかできず、このような復調対象としてのサブキャリアが目標サブキャリアtargetsubcarrierと称され得る。アナログデジタル変換器の前において、アンチエイリアスフィルターを用いて信号のスペクトラムをアナログデジタル変換器のサンプリング率範囲内に制限する必要があり、これにより、サンプリングの後にスペクトラムの混合重畳の発生を避けることができる。このように、一回のADサンプリングは、スーパーチャネル中の局部発振器の周波数fLOの両側のRs帯域幅範囲にあるスペクトラムのみを保存することができ、Rsは、アナログデジタル変換器のサンプリング率である。従来の文献に開示のように、Rsは、ボーレートの少なくとも4倍のサブキャリアで、受け入れられる程度のパフォーマンスを得ることができるが、理論値とは、依然として一定の差を有する。サンプリング率Rsが4倍のボーレートよりも小さい時に、パフォーマンスは、更に悪くなる。主な原因は、この時に、キャリア間干渉が存在することにある。仮に、次のように、理想的なアンチエイリアスフィルターを用いて、受信機で相関受信法により第i個のキャリアに対して復調を行うとすると、相関器の出力信号は、と表されてもよい。そのうち、aiは、第i個のサブキャリア上のシンボルのデータであり、であり、fiは、siが伝達関数、即ち、式の理想的なアンチエイリアスフィルターにより処理された後の信号である。外1は、次のような相関計算を表す。各サブキャリアを復調する相関器の出力は、であり、そのうち、である。サンプリング率が无限大である場合に、fisiであり、siの直交性から分かるように、Bは、単位マトリックスであり、riaiであり、キャリア間は干渉が存在しない。サンプリング率が限られている時に、fiは、siが理想的なアンチエイリアスフィルターにより処理された後の信号であり、siとは、もう理想的な直交ではなく、よって、Bも、単位マトリックスではなく、riの間はキャリア間干渉が存在する。従来のスーパーチャネル受信機では、各サブキャリアに対して単独処理を行うことにより、この種のキャリア間干渉を除去することができない。本発明の実施例は、コヒーレント光通信システムに用いる受信機を提供する。以下、コヒーレント光OFDMスーパーチャネルシステムを例として、該受信機について詳細に説明する。なお、本発明の実施例の実施形態は、マルチチャネルを有する全てのコヒーレント光通信システムに適用することができ、コヒーレント光OFDMスーパーチャネルシステムのみに限られない。図3は、本発明の実施例による受信機の構成を示す図である。図3に示すように、該受信機は、ブランチ形成ユニット301及び複数の信号ブランチを含む。そのうち、ブランチ形成ユニット301は、送信機からの信号をマルチブランチサブキャリア信号に分ける。各信号ブランチは、フロントエンド処理装置302及び信号補償装置303を含み、これは、従来技術と同様であるので、ここでは、その詳しい説明を省略する。図3に示すように、各信号ブランチは、更に、フロントエンド処理装置302と信号補償装置303との間に設置される共同処理ユニット304を含み、共同処理ユニット304は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、該信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して共同処理を行い、キャリア間干渉を除去するために用いられる。一実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図4に示すように、ブランチ形成ユニット301は、カップラーであってもよく、フロントエンド処理装置302は、局部発振器、ハーモニックバランサー、アンチエイリアスフィルター、アナログデジタル変換器、波長分散補償器、及び自己適応等化器を含んでもよく、信号補償装置303は、周波数偏差補償器、キャリア位相復元器、及びデータ復元器を含んでもよい。共同処理ユニット304は、自己適応等化器と周波数偏差補償器との間に設置されてもよい。他の実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図5に示すように、フロントエンド処理装置302は、更に、自己適応等化器を有せず、その代わりに、自己適応等化器を共同処理ユニットに合併させてもよい。共同処理ユニット304は、波長分散補償器と周波数偏差補償器との間に設置されてもよい。もう一つの実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図6に示すように、フロントエンド処理装置302は、更に、自己適応等化器及びキャリア分離器を含んでもよい。キャリア分離器により分離された後の各信号ブランチについては、自己適応等化器と周波数偏差補償器との間に共同処理ユニット304を設置することができる。他の実施例では、第i個のサブキャリアに対応して、図7に示すように、フロントエンド処理装置302は、更に、キャリア分離器を含んでもよい。キャリア分離器により分離された後の各信号ブランチについては、キャリア分離器と周波数偏差補償器との間に共同処理ユニット304を設置することができる。以上、共同処理ユニットの設置位置のみについて例示的に説明したが、これに限定されず、実際の状況に応じて、具体的な実施形態を確定してもよい。便宜のために、図4乃至図7は、全て、第i個のサブキャリアのみに対応する共同処理ユニットを示しているが、実際には、各サブキャリアは、それぞれ、このような共同処理ユニットを有する。あるサブキャリアに対応する共同処理ユニットの入力は、本信号ブランチのサブキャリア信号のみならず、該サブキャリア信号の周囲の若干のサブキャリア信号をも含む。例えば、図4では、第i個のサブキャリアに対応する共同処理ユニットの入力は、第i個のサブキャリア信号、及び、その周囲のトータルで5個のサブキャリア信号を含み、これらの信号について共同処理を行うことにより、第i個のサブキャリアのデータを復元することができる。上述から分かるように、受信機では、各信号ブランチについて、フロントエンド処理装置と信号補償装置との間に共同処理ユニットを設置することにより、キャリア間干渉を除去することができる。キャリア間干渉除去後、システムのパフォーマンスは、顕著に改善され得る。また、適切なアンチエイリアスフィルターが用いられている時に、アナログデジタル変換器のサンプリング率は、ボーレートの2倍まで下がり、これは、従来技術のボーレートの4倍よりも遥かに低い。具体的な実施に当たって、共同処理ユニット304は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、該信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、加重和を行うことができる。共同処理ユニット304は、具体的に、複数のフィルター及び加算器を含んでもよい。そのうち、複数のフィルターは、フィルター係数に基づいて、本信号ブランチのサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフィルタリングを行うために用いられる。加算器は、複数のフィルターの出力結果に対して加算を行うために用いられる。一実施例では、フィルターは、有限インパルス応答FIR、FiniteImpulseResponseフィルターであってもよく、共同処理ユニット304は、一連のFIRフィルター及び一つ又は複数の加算器から構成されてもよい。これらのFIRフィルターは、シンボル間隔FIRであってもよく、即ち、各シンボルは一つのサンプリング点があり、また、分数間隔FIRであってもよく、即ち、各シンボルは複数のサンプリング点がある。具体的な実施に当たって、図5に示すように、共同処理ユニットは、波長分散補償器と、周波数偏差補償器との間に設置され、FIRフィルターの入力は、波長分散補償器の出力結果であってもよく、また、図4又は図6に示すように、共同処理ユニットは、自己適応等化器と、周波数偏差補償器との間に設置され、FIRフィルターの入力は、自己適応等化器の出力結果であってもよい。一実施例では、各信号ブランチのサブキャリア信号は、単偏波信号であり、該受信機は、単偏波システムであってもよく、又は、サブキャリア信号は、ダブル偏波信号であり、該受信機は、ダブル偏波システムであってもよい。図8は、本発明の実施例において単偏波に用いる共同処理ユニットの構成を示す図である。図8に示すように、第i個のサブキャリア信号の共同処理ユニットは、該第i個のサブキャリア信号、隣接するimからiのm個のサブキャリア信号、及び隣接するiからimのm個のサブキャリア信号に対して共同処理を行い、トータルで2m1個のサブキャリア信号を共同処理する。よって、図8に示すように、該共同処理ユニットは、2m1個のフィルター及び1個の加算器を含む。図9は、本発明の実施例においてダブル偏波に用いる共同処理ユニットの構成を示す図である。図9に示すように、第i個のサブキャリア信号の共同処理ユニットは、該第i個のサブキャリア信号、隣接するimからiのm個のサブキャリア信号、及び隣接するiからimのm個のサブキャリア信号に対して共同処理を行う。各サブキャリア信号のh偏波方向及びv偏波方向を考慮して、図9に示すように、該共同処理ユニットは、2×2m1個のフィルター及び3個の加算器を含む。以上は、共同処理ユニットの構造についての例示的な説明である。例えば、図8では、第i個のサブキャリア信号について、上下対称の隣接するサブキャリア信号、即ち、imからimのトータルで2m1個のサブキャリア信号を共同処理する。しかし、これに限定されず、例えば、iからimのトータルでm1個のサブキャリア信号のみを共同処理してもよく、又は、両側の非対称の、例えば、inからimのトータルでmn1個のサブキャリア信号のみを共同処理してよい。実際の状況に応じて、共同処理ユニットの具体的な入力信号及び構造を確定してもよい。ダブル偏波システムを例とすると、Xhijsは、h偏波方向において第i個のサブキャリア信号の第js個のサンプリング値を表し、Xvijsは、v偏波方向において第i個のサブキャリア信号の第js個のサンプリング値を表す。なお、均衡後の信号は、シンボルs毎にサンプリングされるものであり、sは、1以上の正の整数である。ここで、jは、シンボルの序数順序数である。先ず、マトリックス外2を抽出し、該マトリックスは、共同処理ユニットの入力であり、即ち、である。該マトリックス外3は、2つの偏波方向において、第i個のサブキャリアを中心とするトータルで2m1個のサブキャリア上で、第js個のサンプリング値を中心するトータルで2n1個のサンプリング値から構成されるマトリックスであり、マトリックスの要素の個数は、L2である。このようにして、適切な加重係数を以ってこのマトリックス中の要素に対して加重和で計算することにより、キャリア間干渉を除去し、Xhijs及びXvijsに対応するデータを復元することができる。式4に示すように、加重係数は、対応するマトリックス外4と表されてもよい。本実施例では、図8又は図9における各FIRフィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行うことができ、例えば、FIRフィルターのタップ数が2n1であれば、それは、受信した連続の2n1個のサンプリング値毎に加重和で計算し、算出結果をFIRの出力とする。これにより、複数のサンプリング値を累計することができ、また、複数のサンプリング値を用いて共同処理を行い、システムのパフォーマンスを更に向上させることができる。式4に示すように、各FIRフィルターのフィルター係数は、2n1個の値を有し、係数マトリックス外5中の1行に対応する。図4又は図6に示すような構造では、各FIRフィルターの入力は、均衡後の各サブキャリア信号であってもよく、マトリックス外6中の1行に対応し、或いは、図5又は図7に示すような構造では、各FIRフィルターの入力は、均衡前の各サブキャリア信号であってもよく、マトリックス外7中の1行に対応する。一実施例では、一つのマトリックスからベクトルへのマッピングfを定義することができ、該マッピングは、次の式に示すように、マトリックス中の要素を行毎に逐一的に1列のベクトルとして出力する。仮に、、及び、であるとすると、共同処理ユニットの出力は、である。そのうち、2組のFIRフィルターのフィルター係数Whij及びWvijは、それぞれ、hブランチの信号及びvブランチの信号を復元するために用いられる。一実施例では、各信号ブランチは、更に、係数更新ユニットを含んでもよく、該係数更新ユニットは、キャリア間干渉の除去処理が行われた後のサブキャリア信号に基づいて、フィルターのフィルター係数に対して更新を行う。本実施例では、具体的に、FIRフィルターのフィルター係数は、DDLMSDecisionDirectedLeastMeanSquare方法により得られる。しかし、これに限られず、実際の状況に応じて、他の係数更新方法を採用してもよい。以下、DDLMS方法を例として、係数更新ユニットについて詳細に説明する。本実施例では、DDLMS方法は、判定結果に基づいてステップ毎にフィルター係数を更新し、自己適応的に最適な係数を見つけ出す。具体的には、それぞれ、サブキャリア信号に対して周波数偏差補償及び位相推定を行うことにより、2つの偏波方向上の位相推定値外8、及び、外9を得ることができ、該位相推定値には、周波数偏差による位相の推定値、及び、位相ノイズによる位相の推定値を含み、この2つの推定値は、それぞれ、周波数偏差補償器及び位相復元器により与えられる。位相復元後の信号は、である。これらに対しての判定は、外10、及び、外11である。判定の作用は、信号をシンボル集合Set中の一つの値と判定するのである。判定前の信号及び判定値の平均二乗誤差を最小化するために、勾配降下法を用いて、次のように、係数を更新することができる。そのうち、係数更新ステップ長さμは、0よりも大きい実数であり、は、共役を表す。上式は、初期値から反復Iterationを繰り返した後に収れんになり、この時に、L次元の係数ベクトルWhij及びWvijは、最適値に接近し、式により、キャリア間干渉を有効に除去することができ、外12、及び、外13は、受信機の出力である。図10は、本発明の実施例における係数更新ユニットの構成を示す図である。図10は、一つの信号ブランチのみに対する場合を示しているが、各信号ブランチは、それぞれ、対応する係数更新ユニットを有してもよい。なお、図10における共同処理ユニット、周波数偏差補償器、位相復元器、及び判定器は、各信号ブランチがそれぞれ有するものであってもよく、共同処理ユニットは、上述のようなものであってもよく、周波数偏差補償器、位相復元器、及び判定器は、従来技術によるものを採用してもよいので、ここでは、詳しい説明を省略する。図10に示すように、該係数更新ユニットは、具体的に、第一計算器1001、第二計算器1002、第一乗算器1003、第二乗算器1004、及び係数更新器1005を含んでもよい。そのうち、第一計算器1001は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値、即ち、expを計算するために用いられ、φ1は、対応するブランチの周波数偏差補償器の出力結果であり、jは、複素数の虚部を表す。具体的には、該周波数偏差は、該サブキャリアに対応する送信端レーザー器と、該信号ブランチに対応する局部発振器との間の周波数偏差である。第二計算器1002は、該信号ブランチ上のサブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値、即ち、expを計算するために用いられ、φ2は、対応するブランチの位相復元器の出力結果であり、jは、複素数の虚部を表す。具体的には、該位相ノイズは、該サブキャリアに対応する送信端レーザー器、及び、該信号ブランチに対応する局部発振器の位相ノイズである。第一乗算器1003は、判定器の出力結果と、第二計算器1002の出力結果との乗算を行うために用いられる。第二乗算器1004は、第一乗算器1003の出力結果と、第一計算器1001の出力結果との乗算を行うために用いられる。係数更新器1005は、第二乗算器1004の出力結果に基づいて、フィルター係数を更新するために用いられる。一実施例では、係数更新ユニットは、更に、更新制御器1006を含んでもよく、更新制御器1006は、係数更新器1005がフィルターのフィルター係数を更新するかどうかとのことを制御するために用いられる。このため、更新制御器1006により、実際の状況に応じて、係数更新の要否を制御することができ、例えば、シンボル毎に係数の更新を行い、又は、若干個のシンボル毎に一回の係数更新を行うことができる。具体的な実施に当たって、該更新制御器1006は、スイッチあってもよい。しかし、これに限定されず、実際の状況に応じて、具体的な実施形態を確定することもできる。以上、ダブル偏波の場合について詳細に説明した。単偏波の場合については、下付き文字h及びvを区分せず、上述の式、、は、それぞれ、次のようになってもよい。具体的な方式は、ダブル偏波の場合に類似し、上述のようであるので、ここでは、詳しい説明を省略する。本発明の実施例は、更に、受信方法を提供し、送信機から信号をマルチブランチサブキャリア信号に分け、各ブランチのサブキャリア信号について、図11に示すように、前記受信方法は、次のようなステップを含む。ステップ1101:本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、キャリア間干渉の除去処理を行う。本実施例では、ステップ1101中の本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号は、全て、フロントエンド処理が行われている。このため、ステップ1101の前に、前記受信方法は、更に、次のようなステップを含んでもよい。ステップ1100:本信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフロントエンド信号処理を行う。ステップ1101の後に、前記受信方法は、更に、次のようなステップを含んでもよい。ステップ1102:処理後のサブキャリア信号に対して信号復元を行い、送信機の送信データを取得する。なお、ステップ1100及びステップ1102は、従来技術のようであってもよいので、ここでは、詳しい説明を省略する。本実施例では、ステップ1101の具体的な実施に当たって、共同処理ユニットを用いて、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接するサブキャリア信号に対して加重和を行ってもよい。具体的には、ステップ1101は、更に、複数のフィルターにより、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対してフィルタリングを行うステップ、及び、複数のフィルタリングの出力結果に対して加算を行うステップを含んでもよい。更に、各フィルターは、サブキャリア信号の連続した複数のサンプリング値に対して処理を行ってもよい。更に、キャリア間干渉の消去処理後のサブキャリア信号に基づいて、各フィルターのフィルター係数に対して更新を行ってもよい。更に、フィルターのフィルター係数に対して更新を行うことは、具体的に、第一計算器により、サブキャリア信号の周波数偏差による位相推定値を計算し;第二計算器により、サブキャリア信号の位相ノイズによる位相推定値を計算し;第一乗算器により、サブキャリア信号についての判定結果と、第二計算器の出力結果との乗算を行い;第二乗算器により、第一乗算器の出力結果と、第一計算器の出力結果との乗算を行い;及び、第二乗算器の出力結果に基づいて、フィルター係数を更新するステップを含んでもよい。更に、前記受信方法は、フィルターのフィルター係数の更新の要否を制御するステップを更に含んでもよい。具体的な実施に当たって、各信号ブランチ上のサブキャリア信号は、単偏波信号であってもよく、又は、ダブル偏波信号であってもよい。上述の実施例から分かるように、共同処理ユニットにより、本信号ブランチ上のサブキャリア信号、及び、本信号ブランチに隣接する他の信号ブランチ上のサブキャリア信号に対して、共同処理を行うことにより、キャリア間干渉を除去することができる。これにより、システムのパフォーマンスは、顕著に改善され得る。また、適切なアンチエイリアスフィルターを使用する時に、アナログデジタル変換器のサンプリング率は、ボーレートの2倍まで降下することができ、これは、従来技術中のボーレートの4倍よりも遥かに小さい。本発明の実施例は、更に、コンピュータ読み取り可能なプログラムをも提供する。そのうち、受信機において該プログラムを実行する時に、該プログラムは、コンピュータに、該受信機において上述の受信方法を実行させる。本発明の実施例は、更に、コンピュータ読み取り可能なプログラムを記録した記録媒体をも提供し、そのうち、該コンピュータ読み取り可能なプログラムは、コンピュータに、受信機において、上述の受信方法を実行させる。本発明の以上の装置及び方法は、ハードウェアにより実現されてもよく、ハードウェアとソフトウェアとの組み合わせにより実現されてもよい。本発明は、このようなコンピュータ読み取り可能なプログラムにも関連し、当該プログラムは、ロジック部品により実行される時に、ロジック部品に、上述の装置又は構成部品を実行させることができ、又は、該ロジック部品に、上述の各種の方法又はステップを実行させることができる。本発明は、更に、上述のプログラムを記録した記録媒体、例えば、ハードディスク、磁気ディスク、光ディスク、DVD、flashメモリなどにも関する。以上、具体的な実施形態を基に、本発明について説明したが、当業者が理解すべきは、これらの説明は、例示的なものだけであり、本発明の保護範囲を制限するものではない。当業者は、本発明の思想及び原理に基づいて、本発明に対してあらゆる変形及び変更をしてもよく、これらの変形及び変更も、本発明の技術的範囲に属する。