磁気軸受巻線を駆動するための出力パルス幅変調PWM駆動信号を提供する少なくとも1つの増幅器を有し、一対の直流DCリンク電圧レールから駆動される磁気軸受ドライブ回路であって、前記出力PWM駆動信号は複数の駆動信号レールを介して前記磁気軸受巻線に提供され、前記DCリンク電圧レールに結合され、かつ、該DCリンク電圧レールから一対のオフセットキャッチャ電圧レールを提供するように構成された一対の電圧オフセットデバイスと、個々のオフセットキャッチャ電圧レールと、駆動信号レールのうちの対応する駆動信号レールとの間に結合された一次クランピング手段と、を備える磁気軸受ドライブ回路。個々の電圧オフセットデバイスが、接地と個々のオフセットキャッチャ電圧レールとの間に接続されたデカップリングコンデンサ回路網をさらに備える、請求項1に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記一次クランピング手段が、それぞれの駆動信号レール毎に一対のクランピングダイオードを備える、請求項1または2に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記一対の一次クランピングダイオードが、前記オフセットキャッチャ電圧レール間に直列に結合され、前記一次クランピングダイオード間の接合点が、対応する前記駆動信号レールに結合される、請求項3に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記電圧オフセットデバイスが、それぞれの前記DCリンク電圧レールとオフセットキャッチャ電圧レールとの間に結合された直列抵抗器、またはそれぞれの前記DCリンク電圧レールとオフセットキャッチャ電圧レールとの間に結合された、所定の閾値電圧を有する電力ツェナーダイオード、または出力が前記DCリンク電圧レール間のDCリンク電圧であって、入力が所定のオフセット電圧であり、それぞれの前記DCリンク電圧レールと両方のオフセットキャッチャ電圧レールとの間に結合された、DC-DC変換器、または、制動回路を形成するコンデンサ、抵抗器、およびスイッチ、を備える、請求項1乃至4のいずれか一項に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記電圧オフセットデバイスがツェナーダイオードを備え、前記回路が、個々のツェナーダイオードと直列の抵抗器をさらに備える、請求項5に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記電圧オフセットデバイスが、電力MOSFETまたは電力IGBT絶縁ゲートバイポーラトランジスタの両端間に結合される低電力ツェナーダイオードから形成された電力ツェナーダイオードを備える、請求項5または6に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記電力ツェナーダイオードが、電力MOSFETまたは電力IGBTの両端間に選択的に結合される、可変閾値電圧電力ツェナーダイオードを提供するための複数の低電力ツェナーダイオードを備える、請求項7に記載の磁気軸受ドライブ回路。電力を前記DCリンク電圧にのみ確実に伝送して戻すために、前記電圧オフセットデバイスと前記DCリンク電圧レールとの間に結合された整流器ダイオードをさらに備える、請求項1乃至8のいずれか一項に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記電圧オフセットデバイスが、磁気軸受、磁気軸受増幅器、およびそれらの間の長さのケーブルを備えた全体システムの増幅器端、または前記磁気軸受、磁気軸受増幅器、およびそれらの間の長さのケーブルを備えた前記全体システムの磁気軸受端、に配置される、請求項1乃至9のいずれか一項に記載の磁気軸受ドライブ回路。個々のDCリンク電圧レールと駆動信号レールの間に結合された二次クランピング手段をさらに備える、請求項1乃至10のいずれか一項に記載の磁気軸受ドライブ回路。前記二次クランピング手段が、個々のDCリンク電圧レールと駆動信号レールとの間に結合された、抵抗器と直列のさらなるセットの電力ダイオードを備える、請求項11に記載の磁気軸受ドライブ回路。実質的に、添付の図面を参照して本明細書において説明され、かつ、添付の図面に示されている磁気軸受ドライブ回路。好ましい実施形態の詳細な説明図示される本発明の例は、そのほとんどの部分を、当業者に既知の電子コンポーネントおよび回路を使用して実施することができるため、本発明の基礎をなす概念を理解し、かつ、認識するために必要と思われる程度を超えるあらゆる詳細な説明は、本発明の教示を不明瞭にしないために、あるいは本発明の教示から逸れないために、省略される。磁気軸受は、最も顕著には、多くの産業プロセスの駆動に見られる工場機械類における状況などの様々な状況で使用されている。これらの例には、産業用ポンプ、発電機などがある。安全上/衛生上または他の理由により、磁気軸受は、しばしば、それらの制御回路機構および駆動回路機構とは別に配置される。駆動回路機構は、典型的には、適切なDCリンク電圧電源をパワーオフする複数の増幅器を備えており、個々の増幅器は、特別に制御されたパルス幅変調PWM駆動信号を、磁気軸受内の1つまたは複数のセットの巻線に提供する。典型的なシステムは、0Vから390V、0Vから600V、または-150Vから150Vすなわち接地を中心とする300VスパンのDCリンク電圧で動作する。しかしながら、本発明の方法はそれらに限定されない。異なる抵抗値、ブレークダウン/閾値電圧値などを単純に必要とする異なる電圧スパンを使用することも可能である。磁気軸受巻線を駆動するPWM駆動信号は、その周波数が高いことがしばしばである。このような高周波パルスの場合、駆動回路機構を磁気軸受に接続している長い磁石電力ケーブルは、伝送線路として取り扱うことができる。最良のパルス応答つまり伝送線路から最も平らな周波数応答を得るために使用される通常の実践は、伝送線路の特性インピーダンスに等しい直列電源インピーダンスから伝送線路を駆動し、かつ、並列抵抗すなわち同様の値のインピーダンスを使用して伝送線路を終端することであるいわゆるインピーダンス整合。そうすることにより伝送線路内の反射が除去される。磁石電力ケーブル配線として使用するために適した200メートルのケーブルの例を取ると、試験測定では、特性インピーダンスは43オームであることが決定された試験では、単位長さ当たりのキャパシタンスで割った単位長さ当たりのインダクタンスの平方根が測定された。このようなケーブルの場合、磁気軸受巻線の大きい値の磁石インダクタンス20mH以上により、事実上、磁石電力ケーブルの磁気軸受端に開放終端が提供される典型的に使用されている10kHz搬送波周波数のパルス幅変調で。単純に43オームの抵抗器を磁気軸受巻線と並列に置くだけで、良好な終端が提供されるがこの抵抗器は伝送線路モデル化電力ケーブルの特性インピーダンスと整合するため、それぞれの磁石軸受巻線に供給される電圧が掛かる抵抗に起因して、かなりの電力損失を招くことにもなる。例えば電力損失=V2/Rであり、ここで動作電圧が600Vである場合これは磁気軸受用途では極めて典型的である、単一の磁石の瞬時損失は、600600/43=8372ワットになる。電力はPWM信号の形態で軸受に供給されることを考慮すると、全電圧が供給されるのは、一定の割合典型的な例は約10であるの時間の間にすぎない。磁石電力ケーブルの磁気軸受端の43オームの抵抗器の両端間で、磁石当たり約837ワットの電力損失が実際に観察されるのはそのためである。しかしながらこれらのレベルは依然として極めて高い。この電力は、1つまたは複数の磁気軸受自体によって使用される電力と合わせて電源が提供しなければならない電力であるばかりでなく、この無駄な電力はまた、負荷において消費されなければならない。また、キャンド軸受では、カン損失によってこのような抵抗性損失/減衰に対する他の寄与が提供されることになる。並列終端抵抗器がない場合、磁石端に到達するパルス信号は、ケーブル特性インピーダンスよりはるかに大きいインピーダンスに遭遇することになり、また、パルスは、反転することなく伝送端に向かって反射して戻るため、パルス遷移の電圧は2倍になる。さらに、直列抵抗器この例では、磁石電力ケーブルの計算された特性インピーダンスに整合させるための43オームの抵抗器を電源部分に単純に使用することは、抵抗が固有ケーブル抵抗より約100倍大きくなり、そのため、磁石巻線に伝送される電流に比例した、望ましくない、大きく、かつ、許容不可能なDC電圧降下の原因となり電力損失=I2Rであるため、これは望ましくない。このことを念頭に置くと、可能な限り小さいI2R電力損失を維持するためには、典型的には0.5オーム未満のケーブル抵抗を使用することが賢明である。このように、43オームの抵抗は、このケーブルの総抵抗を約100倍大きくすることになる。さらに、この形態には極めて大きい電力定格の抵抗器が必要であるこれは、大きく、かつ、高価である。さらに、電源インピーダンスは、増幅器端では事実上ゼロであるため、遠方端で反射した駆動信号は、すべて、事実上反転して磁気軸受に向かってはね返りつまり反射し、そこで反転することなく再び増幅器に向かって反射して戻ることになる。これは規則的に生じ、線路上でのリンギングの原因になることがあるこれは、増幅器回路にとってはとりわけ有害である。より詳細には、遠方端に有効な開放終端が存在し、かつ、送信端にゼロインピーダンスが存在している場合、開放遠方端に到達したパルスは、すべてその大きさが2倍になって例えば元の電圧が600Vであれば1200Vになる送信端へ戻り、短絡終端には衝突するだけで、今度は反転して負荷端に向かって移動して戻り、以下、これが繰り返される。このような効果は、ビデオ同軸ケーブル上の低電圧で立証することができる。結果は、減衰リンギングのようであるが、正弦波ではなく、矩形を有している。リンギングの減衰の割合は、磁石電力ケーブル中の損失つまり電力ケーブルを伝送線路としてモデル化することによって計算された43オームの特性インピーダンスと比較した実際のケーブルの直列抵抗を介した損失によって決まる。典型的には、リンギングは、長いケーブルを行ったり来たり走行する毎に、5断面が大きい磁石ケーブルと40ビデオ同軸ケーブルとの間で減衰することになる。しかしながら、磁気軸受巻線を駆動するPWM増幅器の電源レール電圧より若干高く設定された電圧すなわち、電圧極性に関し、正の数値の場合は、より正の方向に高く、また、負の数値の場合は、より負の方向に高く設定された電圧に接続されたクランピングダイオードを使用して最初の電圧オーバシュートを捕えキャッチし、リンギングからエネルギーをこれらのキャッチャ電圧レール中に回収することにより、単一の衝突における更なるあらゆる往復リンギング効果の振幅を実質的に低減することが可能であることが見出された。これは、事実上、開放遠方端における見せ掛けのほぼゼロに近いインピーダンス中への、反射の超過電圧部分の終端結果である。第2のクランピングダイオードは、負の遷移に対して使用することができ、この場合、キャッチング電圧を負の駆動電圧より若干高くしなければならず、すなわち、パルス源すなわち磁気軸受駆動増幅器に電力を供給している負のレールよりもさらに負の方向に高くしなければならない。クランピングダイオードは、高速回復ダイオードであることが好ましく、また、ペアで軸受巻線電力ケーブルの脚毎に使用されることが好ましい。個々の磁石電力ケーブルは、2本の脚、つまり駆動増幅器から磁気軸受巻線まで延在する電流導体、および磁気軸受巻線から駆動増幅器まで戻る電流導体を備えている。磁気軸受巻線は、反対ペアで駆動されることがしばしばであり、したがって一組の反対磁石は、単一のリターン経路、すなわち図1に示される脚を共有することができるA1およびB1110は、絶縁された/個別の磁石駆動ケーブル配線を表しており、また、A2/B2120は、共有共通リターン状態を表している。個々の磁気軸受巻線/脚または共有リターン経路は、典型的には2つの関連するクランピングダイオードを有しており、したがって磁気軸受巻線毎に4つ使用される。一実施形態では、ダイオードは、直列抵抗器を有しておらず、DCリンク電圧の制限より所定の電圧オフセット値だけ高いキャッチャ電圧オフセットおよびDCリンク電圧の制限より所定の電圧オフセット値だけ低いキャッチャ電圧オフセットに接続する。しかしながら、代替実施形態では、磁石電力ケーブルのインピーダンスと整合する抵抗器を使用することができる。すべてのキャッチャ電圧すなわち電圧シンクは、好ましくは、2つのデカップリングコンデンサを有しており、1つは接地に接続するデカップリングコンデンサであり、もう1つは反対極性のキャッチャ電圧に接続するデカップリングコンデンサである。接地は、典型的にはローカルマシンの金属細工物接地電位であり、磁石ケーブル内の接地導体ではない。個別の回路はキャッチャ電圧を提供することができるが、エネルギーが失われることなくDCリンクに戻されるよう、DCリンク電圧を使用することが好ましい。したがって、正の駆動電圧がDCリンク電圧の正の電位より所定のオフセット値だけ高くなるときはいつでも、また、同様に、負の駆動電圧がDCリンクの負の電位を超えるときはいつでも、電力をDCリンクに戻すために、該DCリンクに接続が戻される電圧オフセットデバイスを使用することは、エネルギー効率の点ではるかに優れている。オフセット電圧は、典型的には個々のDCリンク値の15Vと50Vとの間である例えば600Vの典型的なDCリンク電圧の場合、-15Vから615Vと-50Vから650Vとの間である。電力リターンケーブルが提供されない場合、そうでなければ信号源に戻されることになる電力を消費させるための制動抵抗器回路を使用するオプションがある。この場合、通常はそれぞれの電力リターンケーブルに供給する回路が、それぞれの電力リターンケーブルに供給する代わりに値が大きい電解コンデンサに供給することになり、このコンデンサは、半導体スイッチを介してコンデンサの両端間に接続されている抵抗器によって放電されることになる。このような制動回路の通常の動作は、スイッチの場合、電圧がより高い閾値を超えて高くなると導通を開始し、また、コンデンサ電圧がより低い閾値未満に降下すると導通を停止することである。これらの2つの電圧レベル間のヒステリシスは、典型的には15Vと50Vの間であり、したがって両方の閾値がDCリンク電圧の広がりより広くなり、したがって代わりにクランピング電圧レベルをDCリンクの範囲外へ広げるための電圧オフセットデバイスの使用は不要である。しかしながら、エネルギーが単純に制動回路中に無駄に棄てられるため、これは役に立たない実施態様である。電圧オフセットデバイスは、典型的には複数の対で使用され、1つは正のキャッチャ電圧レールに対する正のオフセットのための対であり、他の対は、負のキャッチャ電圧レールに対する負のオフセットのための対である。電圧オフセットデバイスは、電力リターンケーブルのいずれか一方の端すなわち、駆動/制御回路端、または負荷端に配置することができる。例えば様々な異なるオフセットデバイスを使用することができ、単純な抵抗器を使用して電圧オフセットを生成することができる。しかしながら、この場合、オフセット電圧は電力リターン電流に正比例する。したがって抵抗器は、単純で、かつ、安価であるが、最良の性能は提供しない。定電圧オフセットデバイスの最も単純な実施形態はツェナーダイオードである。高電圧および大電流を駆動する場合、典型的には電力ツェナーダイオードが使用される。ツェナーブレークダウンすなわち閾値電圧は10Vから50Vの範囲内であり、また、ツェナー電流は5A程度である。したがって消費は最大250Wになることがある。電力ツェナーダイオードは、金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFETまたは絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTなどの電力半導体の両端間に典型的な400mWつまり低電力ツェナーダイオードを接続し、ゲート電圧を、コレクタ電圧IGBTを使用する場合またはドレイン電圧MOSFETを使用する場合未満のある規定値にすることによって実施することができる。この場合、電力ツェナー閾値電圧は、標準典型的には400mWツェナーダイオードのブレークダウン電圧電力半導体のゲート閾値電圧これは、典型的には5Vと10Vの間にすることができるである。この合計は、上で言及した10Vから50Vの範囲内になるように設定される。もっと複雑な解決法は、電力ツェナーダイオードの代わりにDC-DC変換器を使用して電圧オフセットを達成することである。理想的には、DC-DC変換器に置換される電力ツェナーダイオードの閾値電圧と同じ入力電圧を有する、直流的に絶縁されたgalvanicallyisolatedDC-DC変換器が使用されることになる。出力電圧は、典型的にはDCリンク電圧すなわち0Vまたは600Vである。入力電圧は、電圧が設定値10V~50Vより高くなると、DC-DC変換器が徐々により多くの電力をDCリンクバスに供給し戻すように該変換器を構成することにより、制御することができる。それにより、キャッチャ回路機構がより複雑にはなるが、電力効率は改善される。他の可能性は、昇圧変換器構成直流的に絶縁されていないを使用して、オフセットキャッチャ電圧からDCリンクバスに電力を戻すことである。この場合、入力電圧が設定値より高くなると、入力から得られる電流を上方に調整することによって入力電圧を制御するように、昇圧変換器の制御ループをセットアップしなければならないことになる。さらに、第2のセットのクランピングダイオードを存在させることも可能であり、これらのクランピングダイオードは、それらに直列に接続された、磁石電力ケーブルの特性インピーダンスにほぼ等しい抵抗器を有している。この第2のセットのクランピングダイオードは、電力リターンケーブルのDCリンク電圧オフセットキャッチャ電圧ではなくに直接接続する。この抵抗器の存在により、キャッチャダイオードがフライホイール電流のための好ましい経路になるのが防止され、また、その値は、特性インピーダンスを適切に終端するように選択される。二次クランピングダイオードおよび直列抵抗器の直列順序は逆にすることが可能である。この第2のセットのクランピングダイオードの追加により、二組の電力リターンケーブル一組はオフセットリターンケーブル、もう一組はDCリンクリターンケーブルが必要になるため、さらに複雑になる。そのため、必然的に第2の電力リターンケーブルDCリンク毎のが伴うか、あるいはケーブルの負荷端に電圧オフセットデバイスが配置される。この二次セットのダイオードの利点は些細であるため、余計な複雑性、およびケーブルの負荷端に電圧オフセットデバイスを配置することに関連する問題を正当化することはできない。システムが二次クランピングダイオードのみを使用する場合直列抵抗器と共に、これらの二次クランピングダイオードはそれほど有効ではないため、初期電圧オーバシュートは、一次クランピングダイオードのみを利用した場合に遭遇する初期電圧オーバシュートと比較すると、依然として重大である。しかしながらリンギングの継続期間を著しく短縮することは可能である。一次クランピングダイオードおよび二次クランピングダイオードの両方を使用して、それらそれぞれの利点を合わせた利点が提供される。図2は、本発明の一実施形態による磁気軸受増幅器回路200の高水準の略図を示したものである。図2では、DCリンク電圧/電源210は、それぞれ少なくとも1つの磁気軸受巻線を駆動する複数の磁気軸受巻線増幅器220a~cに電力を供給している。磁気軸受の巻線は、それぞれの端子図2には二組の端子130a/bのみが示されているを介して接続されている。一次クランピングダイオード140a/bは、対応する個々の磁石端子130a/bに接続されており、また、任意選択で二次クランピングダイオード150a/bが対応する個々の端子130a/bに接続される点線。一次クランピングダイオード140a/bは、対応する個々の電圧オフセットデバイス165および175によって提供される、正のキャッチャ電圧レール160と負のキャッチャ電圧レール170との間に結合されている。これらの電圧オフセットデバイスは、逆供給阻止ダイオード180を介して適切なDCリンク電圧に戻るすなわち、0~600VのDCリンクの場合、正のキャッチャレールが600Vに接続し、また、負のキャッチャレールが0Vに接続する。実施に際し、抵抗器を備えた二次クランピングダイオード150a/bはDCリンク210に直接結合される。個々の増幅器220a~cは、1つまたは複数のセットの一次/二次クランピングダイオードを有しており、それらは、すべて同じ電力リターンケーブルを使用することも、あるいは個別の電力リターンケーブルを使用することも可能である。図2はまた、回路のそれぞれの部分が提供される場所を示しており、すなわち、磁気軸受を組み込んだ機械が取り付けられている場所から離れた制御キャビネット内に配置されているのか、あるいは機械自体の中に配置されているのかが示される。図3は、本発明の一実施形態による、一次クランピングダイオード140a構造のみを有する磁気軸受増幅器回路の構成要素レベルの略図を示したものであり、参照番号は、回路全体のそれぞれの部分に対して典型的に使用される構成要素を示すために図2の高水準の略図に対応している。個々のケーブル脚と直列な、並列のインダクタおよび抵抗器310これらは、短絡状態下における、時間に対する電流の変化率を制限するためにしばしば含まれている、磁気軸受巻線320およびデカップリングコンデンサ回路網330などのいくつかの追加構成要素もまた示される。図4A~図4Cは、高電力IGBTまたはMOSFETトランジスタ165D2に結合された、抵抗器165Rと直列の1つまたは複数の低電力ツェナーダイオード165D1:1-Nから電力ツェナーダイオードおよび可変ツェナーダイオードを形成することができる様子を示したものである。これらの構造により、複数のキャッチャオフセット電圧正および負ののうちの1つまたは複数を形成することができる。図5は、本発明が適用されていない、磁気軸受入力電圧の電圧対時間または電流対時間の波形を示したものであり、図の上側部分に示される駆動電圧波形上に見ることができるスパイク510、および下側半分に示される電流波形上のリンギングが存在している。一方、図6は、上側部分に、本発明の実施形態による磁気軸受入力電圧の電圧対時間波形であって、駆動電圧波形上に見ることができるプラトーplateau:台地610を形成するためにスパイクが除去された磁気軸受入力電圧の電圧対時間波形を示し、また、下側半分に、短縮されたリンギング効果継続期間を示す電流波形を示したものである。オフセットキャッチャ電圧が小さすぎるとつまりDCリンク電圧を十分に超えて広がらない場合、駆動電圧はより長いテールオフを有することが分かった。これは、1つまたは複数のクランピングダイオードに接続する電圧が低すぎる場合すなわち、DCリンク電圧に近すぎる場合、個々のクランピングダイオードが磁石軸受駆動増幅器内のフライホイールダイオードに取って代わることが可能であり、ケーブル入力部で電流パルスに極めて長いテールをもたらすことが分かったことによるものである。この状態の下ではリターン経路電流は、リターン経路電流が結合される磁石内の磁石電流の合計の約半分である。これは、図4の電力ツェナーダイオード構造などの適切な電圧オフセットデバイスを介してしっかりしたキャッチャ電圧を提供することによって回避しなければならない。600Vで動作する一例示的形態では、増幅器への電力リターンの個々の脚に22オームの抵抗器を使用することにより、電流が磁石電流それぞれ10Aの合計の半分ではなく、典型的には約0.7Aまで減少し、このことから、ツェナーダイオードが接続する2つのキャッチャ電圧は、600VのDCリンクレールより約15V高く、また、0Vレールより15V低いことを推論することができることが分かった。したがってパルス源が0Vと600Vの間で生成されると、事実上、-15Vと615Vの間の電圧波形のトラムライニングtramliningが存在する。しかしながら、異なるコンポーネント値は、典型的には10Vと50Vの間の異なるトラムラインtramlined電圧レベルをもたらすか/異なるトラムライン電圧レベルを必要とすることがある。これらのキャッチング電圧レベルを正しいレベルにしても、例えば1つまたは複数のクランピングダイオードが捕えることができる時間間隔より長い時間間隔が電力のグリッチ間に存在している場合、ある程度長い電流テールが依然として存在することがあり、したがって2つのトラムラインレベル-15Vおよび615VがDCリンク電圧例えば0Vおよび600Vに向かって内側へ移動することがある。しかしながら、これは、任意選択で22オームの抵抗器と直列の能動電力ツェナーダイオードなどの、主DCリンクから電力が供給される電圧オフセットデバイスを使用することによって回避することができる。ツェナー電圧を変化させることにより図4C参照、テール電流およびキャッチング電圧を最適化することができる。開示されている特定の構成要素の値は、単なる例示的なものにすぎず、何ら本発明を限定するものではないことは理解されよう。したがって簡潔におさらいすると、DCリンクの各々の側正および負のための電圧シンクオフセットキャッチャ電圧構造と共に、磁石ケーブルの脚毎に典型的には少なくとも1つのセット対のクランピングダイオードを存在させることができる。すべての電圧シンクには、場合によっては、接地に対するデカップリングコンデンサおよび逆極性の電圧シンクに対するデカップリングコンデンサの2つのデカップリングコンデンサが必要である。接地は、典型的には、磁石ケーブル内の接地導体ではなく、ローカルマシンの金属細工物である。一方、変形形態のための他のオプションには、Aクランプダイオードは直列抵抗器を含んでも、含まなくてもよい、B異なる電圧シンクに接続された複数のセットのクランプダイオードを使用する可能性例えば直列抵抗器を備えた1つのセット、および直列抵抗器を備えていない1つのセットがある。電圧シンクを提供する異なる方法は、C1単純な直列抵抗器しかしながらDCリンクからの電圧オフセットは電流の流れに応じて変化する、C2DCリンク電圧に定電圧を加えるための電力ツェナーダイオード、C3ツェナー電圧からDCリンクバス電圧へのDC-DC電圧変換器電力浪費を少なくし、かつ、廃熱を散逸させる必要性を回避するための、C4電力ツェナーダイオード以外の直列抵抗器ツェナーデバイスは短絡し損なうことがあり、安全性を増すため、C5閾値電圧制御を備え、電力リターンリンクを備えていない制動抵抗器への直接の電力廃棄しかしながら、これはそれほどにはエネルギー的に有効ではないを含むことができる。電圧シンク電力ツェナーまたはDC-DC変換器は、磁石ケーブルのいずれか一方の端に取り付けることができる。DCリターン経路の増幅器端の標準整流器ダイオード180は、典型的には順方向の電力の流れを防止するための安全上の理由のためにのみ提供されている。DCリンクが相互接続されるようになるのを防止するために、個別の増幅器毎に必要な1つのDCリターンバスを存在させることができる。最悪の場合の電流定格は、典型的には磁石電流の合計の半分であるこれは、電圧降下はここでは問題ではないため、電線の自己加熱を考慮するためであることに留意されたい。電力リターンケーブルのためには2.5mm2の線の太さが間違いなく適している。それに対して、長い磁石電力ケーブルは、少なくとも10mm2の断面を有することになるようである。