電流が横断する巨大磁気抵抗効果を有するn個nは、1以上の整数の基本接合部のグループを2つ備えた発振回路であって、前記2つのグループ各々における前記接合部は、直列接続され、かつそれぞれの主電流I0によってエネルギーを得、前記両グループの端子の両端間の電圧が加算されることにより前記発振回路の出力Sにおいて電圧を供給する発振回路において、第1のグループの1個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、位相比較器PHCの第1の入力E1に印加され、他方のグループの1個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、前記位相比較器の別の入力E2に印加され、前記位相比較器は、2つの出力S1、S2において、前記入力に印加された前記電圧間の平均位相差に応じて決まる同じ振幅で逆符号の二次電流を供給し、前記二次電流の各々は、それぞれの主電流に加算されることを特徴とする、発振回路。前記位相比較器が、受け取る振動電圧を矩形信号に変換する整形回路と、前記矩形信号の位相シフト関数として可変幅のパルスを供給するパルス幅変調器と、平均位相シフトに比例した符号付きの電圧を供給するために前記可変幅のパルスを受け取る積分回路と、絶対値が同じで符号が逆であり、前記接合部のグループに印加される前記位相比較器の出力電流を構成する2つの電流i、-iを生成するように前記積分回路によって制御される電圧-電流変換回路とを備えることを特徴とする、請求項1に記載の発振回路。2つの電圧-電流変換回路CVl1、CVl2をさらに備え、前記電圧-電流変換回路の各々は、それぞれのグループの接合部の端子の両端間の前記電圧を受け取り、前記第1のグループの端子の両端間の電圧に応じて決まる電流ia、ibを投入するように他方のグループにつながる出力を有することを特徴とする、請求項1または2に記載の発振回路。接合部のグループの端子の両端間の前記電圧を受け取る前記電圧-電流変換回路の各々は、ゲートにおいて前記グループの電圧出力を受け取り、それによって、前記ゲートに印加される前記電圧に応じた電流を生成するトランジスタと、前記トランジスタの前記電流を複製する電流ミラーであって、前記電流ミラーの出力は、前記他方のグループの接合部につながる前記変換回路の出力を構成する電流ミラーとを備えることを特徴とする、請求項3に記載の発振回路。nが1であり、各グループが単一の接合部を有することを特徴とする、請求項1~4のいずれか1項に記載の発振回路。nが2以上であり、前記位相比較器の前記入力に印加される前記電圧は、直列接続されたnより少ない数の接合部の端子の両端間の電圧であり、この個数は、両方のグループにおいて同じであることを特徴とする、請求項1~4のいずれか1項に記載の発振回路。nが2以上であり、前記位相比較器の前記入力に印加される前記電圧は、両方のグループに関して、直列接続されたn個の接合部の端子の両端間の電圧であることを特徴とする、請求項1~4のいずれか1項に記載の発振回路。前記接合部の各々は、非常に薄い電気絶縁層によって分離される2つの強磁性層からなり、磁場に配置されることを特徴とする、請求項1~7のいずれか1項に記載の発振回路。本発明によれば、電流が横断する巨大磁気抵抗効果を有するn個nは、1以上の整数の基本接合部のグループを2つ備え、2つのグループそれぞれの接合部は、直列接続され、かつそれぞれの主電流によってエネルギーを得、グループの端子の両端間の交流電圧が加算されることにより発振回路の出力において電圧を供給する発振回路であって、第1のグループの1個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、位相比較器の第1の入力に印加され、他方のグループの1個以上の接合部の端子の両端間の電圧が、位相比較器の別の入力に印加され、位相比較器は、2つの出力において、入力に印加された電圧間の平均位相差によって決まる同じ振幅で逆符号の二次電流を供給し、各二次電流は、それぞれの主電流に加算されることを特徴とする発振回路が提案される。この加算を行うための接続方向は、比較器の入力において平均位相差を低減しやすい方向である。各グループにおいて2個以上の接合部が存在する場合nは少なくとも2、位相比較器の入力に印加される電圧は、直列接続されたn個の接合部の端子の両端間の電圧あるいはn個より少ない数の接合部の端子の両端間の電圧でもよいが、この数は、両方のグループで同じである。位相比較器は、2つの接合部グループの振動位相を同期化しやすい方向で、他方の発振器に対する一方の発振器の能動フィードバックを確立する。この振動の位相雑音は、個々の発振器の位相雑音の合計より少ない。なぜならこれらの個々の発振器の位相雑音は、相互関連性がないからである。発振回路は、2つの電圧-電流変換回路をさらに備えていてもよく、各電圧-電流変換回路は、各接合部グループの端子の両端間の電圧を受け取り、前述の第1のグループの端子の両端間の電圧に応じた電流を投入するように他方のグループにつながる出力を有する。この構成により、2つの接合部間が直接結合され、この直接結合は、位相比較器によって生じる間接結合に結び付く。この結合は、発振器の振動周波数の同期化に直接作用する。発振器の環境における電気的または磁気的外乱によるドロップアウトが生じた場合に、この結合は、周波数の同期をとる助けとなる。また、巨大磁気抵抗効果接合部間で技術的多様性がある可能性があるが、この結合は、同期をとる助けとなる。あるいは、2つの接合部グループの端子の両端間の電圧の差を受け取り、電圧差の関数として逆方向に異なる2つの電流を生成し、これらの電流は、一方の接合部グループおよび他方の接合部グループにそれぞれ印加される、単一の差動電圧-電流変換回路の構想も可能である。位相比較器は、好ましくは、受け取る振動電圧を矩形信号に変換する整形回路と、矩形信号の位相シフト関数として可変幅のパルスを供給するパルス幅変調器と、平均位相シフトに比例した符号付きの電圧を供給するために可変幅のパルスを受け取る積分回路と、絶対値が同じで符号が逆であり、振幅および符号が位相シフトを表す2つの電流であって、接合部グループに印加される位相比較器の出力電流を構成する2つの電流を生成するように積分回路によって制御される電圧-電流変換回路とを備える。本発明の他の特徴および利点は、以下の詳細な説明を添付の図面を参照して読むことにより明らかになるであろう。図1は、本発明による発振回路の基本図を示す。この図には、それぞれSTO1およびSTO2である巨大磁気抵抗効果接合部が2つのみ含まれる。従って、ここでは、直列接続されたn個の接合部を有する2つのグループが存在するが、各グループは単一の接合部n=1のみを備えると人為的にみなす。接合部は、一般的に、1つの非磁性層によって分離された2つの強磁性薄膜層から成る。非磁性層は、電気絶縁性であることが好ましい。接合部STO1は、主基準電流I0を供給する電流源SC1によってエネルギーを得る。二次フィードバック電流iが主電流に加えられることにより、電流I0iが接合部STO1を横断することが理解されるであろう。対称的に、接合部STO2は、基準電流I0と同一の主電流を供給する電流源SC2によってエネルギーを得る。さらに、接合部STO2は、接合部STO1に印加される二次電流iと同じであるが逆符号の二次電流-iを受けとる。従って、接合部STO2には、電流I0-iが横断する。接合部STO1および接合部STO2は、同一のものである。電流源SC1およびSC2も同一のものである。従って、2つの接合部の振幅および振動周波数は、理論上同一のものである。接合部STO1およびSTO2の端子の両端間に生じた電圧は、V1およびV2であり、連続成分と、この回路に生じさせることが望ましい振動周波数に対応した高周波成分とを含む。連続成分は、接合部STO1に接続された高域フィルタHPF1と、接合部STO2に接続された高域フィルタHPF2によって除去される。接合部STO1およびSTO2の振動によって生じるフィルタリングされた高周波電圧を、それぞれVs1およびVs2と呼ぶ。しかしながら、これらの高域フィルタは任意である。これらの電圧Vs1およびVs2は電圧加算器SUMにおいて加算され、その結果、出力Sにおいて、図1の発振回路の高周波出力電圧である電圧Voutが生成される。しかしながら、2つの接合部の振動位相が同じでない場合には周波数は厳密に同じであると仮定する、電圧Vs1およびVs2の加算は、結果的に振動振幅の最適な増加には至らない。2つの入力E1およびE2を有する位相比較器PHCは、2つの接合部の端子の両端間の電圧V1およびV2をそれぞれ受け取る。この比較器は差動電流を生成し、その符号付きの値iは、入力で受け取る電圧V1およびV2間に存在する位相シフトを表す。この差動電流は、比較器の出力において、すなわち2つの出力端子S1およびS2において得られる。端子S1は電流iを生成し、端子S2は電流-i電流iと同じ振幅で逆の符号を生成する。従って、接合部STO1およびSTO2の電流I0iおよびI0-iは逆方向に異なり、その結果、振動周波数が逆方向に異なる傾向がある。これらの逆方向の差異が、振動の位相差を最小限に抑える値に差動電流iを安定させ易いように、比較器の出力の接続方向を選択する。その際、電圧Vs1およびVs2は、同相でありこれらの高域フィルタは同一であり、位相差の導入は全く行われていない、振幅の加算を最適化しながら加算器で加算されてもよい。位相比較器は、非常に単純な構造のものでもよい。位相比較器は、受け取る振動電圧を一定振幅の矩形信号に変換する整形回路を備えていてもよく、高利得の単純な増幅器が適しており、矩形信号の立ち上がりエッジが、振動電圧の位相を結果的に規定する、すなわち、電圧のゼロ交差を表す。単純な論理ゲートから成るパルス幅変調器は、矩形信号に変換された2つの電圧を受け取り、矩形信号の位相シフト関数として、可変幅のパルスを供給する。可変幅のパルスを受け取る積分回路は、平均位相シフトに比例した符号付きの電圧を供給する。最後に、電圧-電流変換回路は、積分回路の出力を受け取り、絶対値が同じで符号が逆であり、その振幅と符号が位相シフトを表す2つの電流を生成する。これら2つの電流は、接合部グループに印加される位相比較器の出力電流を構成する。なお、電圧Vs1およびVs2を加算器SUMで加算する代わりに、フィルタリングされていない電圧V1およびV2を加算することも可能である。このV1およびV2の加算の可能性を、図1において破線の接続によって表す。図2は、図1の発振回路の改良を示す。この変形例においては、他方の接合部に再投入される電流を生成する各電圧-電流変換器によって各接合部の端子の両端間の振動電圧の変換を行う二次フィードバックループを補足した位相比較器による位相スレーブが規定される。この一方の接合部から他方の接合部への相互影響は、2つの発振器の固有振動数の同期方向に作用する。従って、位相比較器の動作による相調整は、外乱の存在下で促進される。変換器による周波数の同期化により、周波数および相の同期化体制への復帰が加速される。外乱は、例えば、発振器が携帯電話の基準周波数を提供する適用例における磁場環境の変化である。基本的に、携帯電話は非常に頻繁かつ非常に大きな環境の変化を受け、基準周波数に対して外乱がもたらした影響をできるだけ迅速に除去することが必要である。図2において、図1の構成要素が繰り返し使用されており、図1と同じ参照符号を有する。それらの繰り返しの説明は行わない。再投入は以下の様に行う。電圧-電流変換器CVl1高周波電圧用を高域フィルタHPF1の出力に接続する。電圧-電流変換器CVl1は、振動電圧Vs1の振幅に比例した連続電流iaを生成する。この電流は、接合部STO2に印加され、電流I0と、もしあれば位相比較器によって生成された電流-iとに加えられる。この接合部における電流は、結果的に、I0-iiaとなる。同様に、電圧-電流変換器CVl2は、電圧Vs2の振幅に比例した連続電流ibを生成する。この電流は、接合部STO1に印加され、電流I0と、もしあれば位相比較器によって生成された電流iとに加えられる。この接合部における電流は、結果的に、I0iibとなる。従って、各接合部を通過する電流は、他方の接合部の振動から生じる電圧に比例した要素を含む。この相互影響は、接合部の共通振動周波数の安定化に寄与する。フィードバックループの利得は1未満であり、換言すると、1つの接合部の振動電圧の変動は、電流の変動を誘発し、この電流の変動自体が、他方の接合部において、最初のものよりも小さな振動電圧の変動を誘発する。電圧-電流変換器は、単に、NMOS制御トランジスタとPMOS電流ミラーとから構成されていてもよい。制御トランジスタは、変換される電圧をゲートで受け取り、ダイオード様式で組み込まれたPMOSトランジスタドレインとゲートとを接続するによって負荷を受ける。負荷電流は、印加される電圧によって決まる。この負荷電流は、ゲートおよびソースがそれぞれ第1のPMOSトランジスタのゲートおよびソースに接続された別のPMOSトランジスタによって複製される。電圧-電流変換器は、入力電圧Vs1またはVs2に応じて電流iaまたはibをドレインにおいて生成する。図3は、直列接続された2つの接合部を持つグループを2つ備えた発振回路を表す。図1および図2に共通の構成要素は繰り返し使用し、これらの構成要素の機能の再説明は行わない。第1の接合部グループは、同一の接合部STO’1と直列接続された接合部STO1を備え、全体が、電流I0電流源SC1の電流と、電流iと、電流ib電圧-電流変換器CVl2の電流との合計によってエネルギーを得る。第2の接合部グループは、同一の接合部STO’2と直列接続された接合部STO2を備え、全体が、電流I0電流源SC2の電流と、電流-iと、電流ia電圧-電流変換器CVl1の電流との合計によってエネルギーを得る。位相比較器の入力E1およびE2は、接合部STO1およびSTO2の端子の両端間図1および図2のように、または直列接続されたグループの端子の両端間すなわち、この場合、STO1の端子の両端間の電圧をV1と呼び、STO’1の端子の両端間の電圧をV’1と呼ぶ場合に、入力E1は、電圧V1V’1を受け取るのどちらから得てもよい。同様に、入力E2は、対称的に電圧V2V’2を受け取る。変換器CVl1およびCVl2を通したフィードバックリンクは、図3において、変換器CVl1の入力に印加される電圧V1V’1と、変換器CVl2の入力に印加される電圧V2V’2とを用いる。従って、このフィードバックリンクは、直列接続された2つの接合部の両グループの端子の両端間の電圧を使用するが、単一の接合部、それぞれSTO1またはSTO2の端子の両端間の電圧を、これらの変換器の入力に印加するように規定することも可能である。図4は、巨大磁気抵抗効果接合部の数がより多く、n個の接合部nは3以上のグループを2つ配置したさらに別の実施形態を示す。図4の構成要素は、図3と同じであるが、2組の直列接続された接合部が存在することが分かる。2組の端子の両端間の電圧Vs1およびVs2高域フィルタリング後は、加算器SUMで加算される。電圧-電流変換器を通したフィードバックは、これらの電圧Vs1およびVs2に基づいて行われるが、n’が両方の組で同じであることを条件に、n’n’n個の接合部の端子の両端間の電圧に基づいて行われてもよい。同様に、位相比較器によるフィードバックは、図4において、単一の接合部STO1またはSTO2の端子の両端間の電圧を用いるが、直列接続された接合部の両グループにおいて同数であることを条件に、直列接続された幾つかの接合部、あるいは直列接続された全ての接合部の端子の両端間の電圧を用いることも可能である。