分散電源と、前記分散電源と系統電源との間に電気的に接続されるスイッチ、および電力変換回路と、前記系統電源に電気的に接続され、前記系統電源の系統電圧Voを検出する電圧検出回路と、前記スイッチ、電力変換回路、および電圧検出回路と電気的に接続される制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記系統電源の1周期より短い所定期間tpに亘り、前記電力変換回路に流れる電流振幅Ioが変化するように前記電力変換回路を制御し、前記所定期間tp以下のサンプリング周期Ps毎に前記電圧検出回路で検出される前記系統電圧Voを実測電圧振幅Vmi:iは自然数として求めるとともに、前記電流振幅Ioを変化させない場合の理論電圧振幅Vri:iは自然数を求め、前記所定期間tpが経過すると、前記電流振幅Ioを元に戻すよう前記電力変換回路を制御し、前記所定期間tpにおける前記実測電圧振幅Vmiと前記理論電圧振幅Vriとの差の絶対値である電圧振幅差ΔVi:iは自然数における最大電圧振幅差ΔVmax、または平均電圧振幅差ΔVaveを求め、前記最大電圧振幅差ΔVmax、または前記平均電圧振幅差ΔVaveが既定判定値ΔVk以上であれば、前記分散電源が単独運転であると判断し、前記スイッチ、または前記電力変換回路の少なくとも一方をオフにするようにした分散型電源装置。前記制御回路は、前記最大電圧振幅差ΔVmax、または前記平均電圧振幅差ΔVaveが前記既定判定値ΔVk以上となる状態を連続して複数回検出すれば、前記分散電源が単独運転であると判断するようにした請求項1に記載の分散型電源装置。前記制御回路は、前記系統電圧Voから位相θoを求め、前記位相θoが単独運転の判定開始位相θpであれば、前記電流振幅Ioを所定位相θdだけ進めるか、または遅らせることにより、前記電流振幅Ioを変化させるとともに、前記所定期間tpの計測を開始するようにした請求項1に記載の分散型電源装置。前記判定開始位相θpは、前記系統電圧Voが実質的に0の際の前記位相θoであるか、前記系統電圧Voが実質的に0となる時点より前記所定期間tpだけ前の時点の前記位相θoであるか、または前記所定期間tpの間に前記系統電圧Voが0をまたぐような時点の前記位相である請求項3に記載の分散型電源装置。前記制御回路は、前記電流振幅Ioの変化量と前記所定期間tpの少なくとも一方を不規則に変更するようにした請求項1に記載の分散型電源装置。上記した分散電源の単独運転検出装置によると、確かに小さな注入電流で単独運転を検出することができるのであるが、その検出のために計測電圧Vtと計測電流It毎に離散フーリエ変換を2回行なうとともにアドミタンスYを求めるために除算を行なっているので、供給停止検出装置の構成が複雑になり単独運転検出までに時間がかかるという課題があった。本発明は、前記従来の課題を解決するもので、簡単な構成で高応答性が得られる単独運転検出機能を有する分散型電源装置を提供することを目的とする。前記従来の課題を解決するために、本発明の分散型電源装置は、分散電源と、前記分散電源と系統電源との間に電気的に接続されるスイッチ、および電力変換回路と、前記系統電源に電気的に接続され、前記系統電源の系統電圧Voを検出する電圧検出回路と、前記スイッチ、電力変換回路、および電圧検出回路と電気的に接続される制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記系統電源の1周期より短い所定期間tpに亘り、前記電力変換回路に流れる電流振幅Ioが変化するように前記電力変換回路を制御し、前記所定期間tp以下のサンプリング周期Ps毎に前記電圧検出回路で検出される前記系統電圧Voを実測電圧振幅Vmi:iは自然数として求めるとともに、前記電流振幅Ioを変化させない場合の理論電圧振幅Vri:iは自然数を求め、前記所定期間tpが経過すると、前記電流振幅Ioを元に戻すよう前記電力変換回路を制御し、前記所定期間tpにおける前記実測電圧振幅Vmiと前記理論電圧振幅Vriとの差の絶対値である電圧振幅差ΔVi:iは自然数における最大電圧振幅差ΔVmax、または平均電圧振幅差ΔVaveを求め、前記最大電圧振幅差ΔVmax、または前記平均電圧振幅差ΔVaveが既定判定値ΔVk以上であれば、前記分散電源が単独運転であると判断し、前記スイッチ、または前記電力変換回路の少なくとも一方をオフにするようにしたものである。本発明の分散型電源装置によれば、所定期間tpにおいて、系統電源の電流振幅Ioを変化させることにより単独運転時に現れる実測電圧振幅Vmiと、電流振幅Ioを変化させない場合の理論電圧振幅Vriとの差の絶対値より、その最大値最大電圧振幅差ΔVmax、または平均値平均電圧振幅差ΔVaveを求めて単独運転の判断を行う。従って、制御回路の構成が複雑になることなく、演算時間も短いため、分散型電源装置の単独運転検出機能において、簡単な構成で高応答性が得られるという効果を奏する。以下、本発明を実施するための形態について図面を参照しながら説明する。実施の形態1図1は、本発明の実施の形態1における分散型電源装置のブロック回路図である。図2は、本発明の実施の形態1における分散型電源装置の正常時における各種特性の経時変化図で、aは位相θの経時変化図を、bは電流指令値Isの経時変化図を、cは系統電圧Voの経時変化図をそれぞれ示す。図3は、本発明の実施の形態1における分散型電源装置の単独運転時における各種特性の経時変化図で、aは位相θの経時変化図を、bは電流指令値Isの経時変化図を、cは系統電圧Voの経時変化図をそれぞれ示す。図4は、本発明の実施の形態1における分散型電源装置の単独運転時における系統電圧Voの経時変化拡大図である。なお、図1において太線は電力系配線を、細線は信号系配線をそれぞれ示す。図1において、分散電源である太陽電池11は負荷13が接続された系統電源15と電源回路17を介して電気的に接続される。電源回路17の電力系配線には、太陽電池11から得られる直流電力を交流電力に変換する電力変換回路であるインバータ19と、インバータ19からの交流電力出力を系統電源15に接続したり解列したりするためのスイッチ21が接続される。従って、太陽電池11と系統電源15との間にはスイッチ21が電気的に接続される構成となる。ここで、スイッチ21は外部からの信号に応じてオンオフ制御ができる構成のものであり、本実施の形態1ではリレーを用いた。なお、スイッチ21はリレーに限定されるものではなく、大電力用のパワー半導体スイッチング素子等を用いてもよい。また、スイッチ21は電力系配線の正極側、負極側それぞれに設けられ、両スイッチ21は同時にオンオフする構成としている。電源回路17の信号系配線には、系統電源15と電気的に接続され、系統電源15の系統電圧Voを検出する電圧検出回路23と、太陽電池11と系統電源15との間の電力系配線に流れる電流Iを検出する電流検出回路25と、制御回路27が接続される。ここで、制御回路27はマイクロコンピュータとメモリ等の周辺回路いずれも図示せずで構成され、インバータ19、スイッチ21、電圧検出回路23、および電流検出回路25と信号系配線で電気的に接続される。従って、制御回路27は電圧検出回路23から系統電圧Voを、電流検出回路25から電流Iを、それぞれ読み込むことができる。また、系統電圧Voや電流I等の入力値に応じて、インバータ19を制御信号contにより制御したり、スイッチ21をオンオフ信号ONOFFにより制御する。なお、制御回路27における動作は、電流検出回路25にて検出した電流Iが電流指令値Isになるようにインバータ19を制御信号contにより制御する動作を含む。次に、このような構成の分散型電源装置の動作について説明する。まず、分散型電源装置の主要な動作としては、スイッチ21がオンの状態で、太陽電池11により発電された直流電力をインバータ19が系統電源15の周波数fc例えば50Hzに合わせた交流電力に変換し、負荷13に供給する。一方、負荷13には系統電源15も接続されているので、太陽電池11による発電電力が負荷13の消費電力を下回れば、系統電源15からの電力も負荷13に供給される。なお、太陽電池11による発電電力が負荷13の消費電力を上回る場合は、系統電源15へ逆潮流を行うようにしてもよい。次に、本実施の形態1における特徴となる単独運転検出動作について、まず系統電源15が正常な場合を図2により説明する。制御回路27は、電圧検出回路23により系統電源15の系統電圧Voを検出している。次に、制御回路27は、系統電圧Voより、その時点における位相θoを求める。ここで、位相θoは、制御回路27が現在の系統電源15の電圧波形に対し90度の位相遅れ状態の電圧以下、系統電圧計算値Vocというを演算により作り出し、これら系統電圧Voと系統電圧計算値Vocとをパラメータとした位相θoとの関数から求められる。なお、位相θoの求め方は上記の方法に限定されるものではなく、例えば60度の位相ずれ状態の演算を行なうことで擬似的に三相波形を作り、この三相波形から位相θoを求める方法や、系統電圧Voの電圧振幅におけるゼロ点を検出し、系統電源15の周波数と前記ゼロ点からの経過時間から位相θoを求める方法などを適用してもよい。このようにして位相θoを求めた結果の一例を図2の時刻t0で説明する。図2cに示すように、時刻t0で系統電圧Voが最小値であったとする。この系統電圧Voから、上記した方法で系統電圧計算値Vocを求め、これらをパラメータとした関数から位相θoを求めると、図2aの時刻t0に示すように、θo=-180度となる。その後、系統電圧Voが図2cに示すように経時的に上昇すると、図2aに示すように、位相θoも上昇する。なお、この際の制御回路27における上記した電流指令値Isは、図2bに示すように、系統電圧Voと同等の挙動となるように決定される。時刻t3で図2cに示すように、系統電圧Voが最大値に至ると、図2aに示すように、上記した方法で求められた位相θoは0度となる。さらにその後、図2cに示すように、系統電圧Voが経時的に低下すると、図2aに示すように、位相θoは正となり経時的に増加する。そして、時刻t4で図2cに示すように、系統電圧Voが再び最小値に至ると、図2aに示すように、位相θoは180度から-180度に下がる。この時刻t4の状態は時刻t0と同じであるので、以後、このような動作を繰り返すことになる。なお、系統電源15の周波数fcを50Hzとすると、時刻t0から時刻t4までの1周期は20m秒となる。このように、20m秒ごとに繰り返される系統電圧Voの変化に対し、制御回路27は分散電源である太陽電池11の単独運転を検出するために、系統電源15の1周期より短い所定期間tpに亘り、電力変換回路、すなわちインバータ19に流れる電流振幅Ioが変化するようにインバータ19を制御する。具体的には、まず制御回路27は、系統電圧Voから求めた位相θoが単独運転の判定開始位相θpであるか否かを判断する。なお、本実施の形態1では、系統電圧Voが経時的に増加する際であって、系統電圧Voが実質的に0になる時点図2cの時刻t1における位相θoを判定開始位相θpと定義した。また、系統電圧Voが実質的に0になるとは、系統電圧Voの検出における誤差範囲内で0であると定義する。次に、制御回路27は、位相θoが判定開始位相θpとなれば、電流振幅Ioを所定位相θdだけ進めるようにインバータ19へ制御信号contを出力する。ここで、所定位相θdは系統電圧Voに高調波歪などの影響を大きく与えず、かつ、単独運転の検出が可能な値として、予め実測に基き決定されている。本実施の形態1では所定位相θdを5度とした。この動作により、位相θoは所定位相θd=5度分、進むことになるので、図2aに示すように、位相θoは時刻t1で5度分、増加する。なお、図2aでは時刻t1における位相θoの変化を実際より誇張して示している。そして、位相θoを進めた分、図2bに示すように、電流指令値Isも矩形波状に上乗せ増加される。この上乗せ分も図2bでは実際より誇張して示している。これらの結果、この時点時刻t1以降の電流振幅Ioを変化させることができる。その後、制御回路27は所定期間tpの計測を開始する。ここで、所定期間tpの決定方法は、所定位相θdと同様に、系統電圧Voに高調波歪や力率などの影響を大きく与えず、かつ、単独運転の検出が可能な値として、予め実測に基き決定されている。本実施の形態1では所定期間tpを0.5m秒とした。そして、所定期間tpが経過した時刻t2で、制御回路27は図2aに示すように位相θoを元に戻す。具体的には所定位相θdである5度分、進めていた位相θoを5度戻す。その結果、時刻t2で位相θoは、所定位相θdを進める前時刻t1以前の経時変化特性の延長上の値となる。これにより、電流指令値Isは、図2bに示すように、時刻t2で小さくなり、時刻t1以前の電流指令値Isにおける経時変化特性の延長上の値となる。このようにして所定期間tpに亘り、制御回路27は図2bの特性に従って、インバータ19に流れる電流振幅Ioを変化させるが、図2では系統電源15が正常な場合であるので、電流振幅Ioが変化しても、圧倒的に大容量の系統電源15から見れば系統電圧Voには、ほとんど影響しない。その結果、電流振幅Ioが変化する時刻t1から時刻t2までの系統電圧Voの波形は、図2cに示すように、ほぼ変化しない状態となる。従って、上記したように、制御回路27は電圧検出回路23により系統電源15の系統電圧Voを検出しているので、時刻t1から時刻t2までの系統電圧Voの波形が変化していなければ系統電源15が正常であると判断できる。すなわち、下記に述べる系統電源15が異常時の系統電圧Voによる異常判断条件が成立しなければ、制御回路27は系統電源15が正常であると判断している。次に、系統電源15が停電等の異常時における単独運転検出動作について、図3により説明する。まず、時刻t0から時刻t1までの動作は図2と同じであるので、説明を省略する。次に、図2cの場合と同様に、時刻t1で系統電圧Voここでの系統電圧Voは系統電源15が停電しているので、インバータ19の出力電圧となるが0になると、制御回路27は図3aに示すように、位相θoを所定位相θd=5度分、進ませることにより、図3bに示すように、電流指令値Isを変化させる。なお、この動作、および挙動は図2の場合と同じである。しかし、図3では系統電源15が停電しているので、系統電圧Voは、図3cの時刻t1から時刻t2までに示すように、電流指令値Isに応じて変化する。この系統電圧Voの変化の拡大図を図4に示す。なお、図4は図3cの丸点線で囲んだ部分の拡大図であり、横軸は時刻tを、縦軸は系統電圧Voを、それぞれ示す。図4において、時刻t1で位相θoが所定位相θd分、進むことにより、電流指令値Isが変化し、それに応じて電流振幅Ioが変化する。その結果、系統電圧Voが、時刻t1までより大きな変化率で増加する。ここで、理想的には位相θoを進めると同時に、系統電圧Voは図4の太長点線に示すように急峻に増加するところであるが、負荷13や電送線路などの影響により実際には遅れが発生する。こうして増加する系統電圧Voは制御回路27により経時的に読み込まれる。この所定期間tpの間に読み込まれた系統電圧Voを実測電圧振幅Vmiと呼ぶ。なお、変数iは何番目に読み込んだかを示す自然数で、制御回路27が系統電圧Voを読み込むサンプリング周期Ps毎に変数iが1ずつ増加する。ここで、所定期間tpが0.5m秒であるので、サンプリング周期Psは所定期間tp以下の値、例えば0.05m秒としている。従って、変数iは1から10までとなるので、制御回路27は所定期間tpの間に10個の実測電圧振幅Vmiが読み込まれる。なお、サンプリング周期Psは上記した0.05m秒に限定されるものではなく、所定期間tp以下であればよい。すなわち、サンプリング周期Psが所定期間tp以下であれば、所定期間tpと等しい最大のサンプリング周期Psであっても、所定期間tp内に1回は実測電圧振幅Vmiを読み込むことができる。これに対し、サンプリング周期Psが所定期間tpより大きければ、実測電圧振幅Vmiを読み込めない可能性がある。従って、サンプリング周期Psは所定期間tp以下としている。制御回路27は、実測電圧振幅Vmiを読み込むと同時に、電流振幅Ioを変化させない場合の理論位相θrから理論電圧振幅Vriを求める。すなわち、時刻t1で位相θoは所定位相θd分、進められているが、進めなかった時の理論位相θrから理論電圧振幅Vriを制御回路27が計算する。なお、理論電圧振幅Vriは、上記した系統電圧Voから位相θoを求める計算の逆関数を用いて、理論位相θrより求められる。これをサンプリング周期Ps毎、すなわち実測電圧振幅Vmiが読み込まれる毎に、理論電圧振幅Vriも計算で求める。なお、この理論電圧振幅Vriの経時特性を図4の太短点線で示す。また、理論電圧振幅Vriの変数iは実測電圧振幅Vmiの変数iと同じである。その後、所定期間tpが経過した時刻t2で制御回路27は電流振幅Ioを元に戻すよう電流指令値Isを変更する。この動作は図2の時刻t2で説明した動作と同じである。従って、時刻t2以降の系統電圧Voは、図3bの電流指令値Isの変化に応じて、本来ならば時刻t2で急峻に元の波形に戻る、すなわち図4の太長点線の挙動を示すところが、負荷13や電送線路などの影響により遅れて戻る特性を示す。次に、制御回路27は時刻t2で電流振幅Ioを元に戻した後、所定期間tpにおける実測電圧振幅Vmiと理論電圧振幅Vriとの差の絶対値を変数i毎に求める。そして、この値を電圧振幅差ΔViとして制御回路27に内蔵されたメモリに記憶する。こうして、本実施の形態1では10個の電圧振幅差ΔViが求められる。その後、制御回路27は10個の電圧振幅差ΔViの中から最大電圧振幅差ΔVmaxを求める。ここでは、図4に示すように、電圧振幅差ΔViが経時的に大きくなるので、最後に求められた電圧振幅差ΔVi=ΔV10が最大電圧振幅差ΔVmaxとなる。次に、制御回路27は最大電圧振幅差ΔVmaxと既定判定値ΔVkとを比較する。ここで、既定判定値ΔVkとは、系統電源15が異常時における最大電圧振幅差ΔVmaxに対し、検出や計算の誤差分を基にしたマージンを差し引いて予め決定された値であり、この既定判定値ΔVk以上に最大電圧振幅差ΔVmaxが大きければ分散電源太陽電池11が単独運転であると判断できる。このことから、系統電源15が正常な場合は、図2cに示すように所定期間tpにおける系統電圧Voの変化がほとんど現れないので、最大電圧振幅差ΔVmaxは極めて小さく、既定判定値ΔVk以上にならない。従って、単独運転ではないと判断できる。以上に説明した図2や図3の動作を繰り返すことで、系統電源15の停電などによる異常が発生すると、分散電源太陽電池11の単独運転を判断することができる。ここで、太陽電池11、系統電源15、電源回路17等のノイズ環境が良好であれば、上記のようにして単独運転を判断してもよいが、ノイズ環境が悪ければ、たまたまノイズが原因で最大電圧振幅差ΔVmaxが既定判定値ΔVk以上となり、単独運転であると判断してしまう可能性がある。そこで、本実施の形態1では、制御回路27は、最大電圧振幅差ΔVmaxが既定判定値ΔVk以上となる状態を連続して複数回検出すれば、分散電源太陽電池11が単独運転であると判断するようにしている。具体的には、最大電圧振幅差ΔVmaxが既定判定値ΔVk以上となる状態が3回連続すれば、単独運転と判断するようにしている。なお、連続する回数は、多いほどノイズの影響を少なくできるが、単独運転の判断までに時間がかかるので、使用環境におけるノイズの程度に応じて、できるだけ少ない回数となるよう適宜決定すればよい。こうして、太陽電池11の単独運転が判断されると、制御回路27はスイッチ21をオフにするよう、オンオフ信号ONOFFをスイッチ21に出力する。これを受け、スイッチ21はオフとなり、太陽電池11を系統電源15から切り離す。なお、ここではスイッチ21をオフにするように制御しているが、これは電力変換回路インバータ19をオフにするように制御信号contを出力するようにしてもよい。これによっても太陽電池11を系統電源15から切り離すことができる。また、スイッチ21とインバータ19の両方をオフにするようにしてもよい。この場合、太陽電池11を系統電源15から切り離す確実性が増し、さらなる高信頼性が得られる。従って、制御回路27は太陽電池11の単独運転が判断されると、スイッチ21、またはインバータ19の少なくとも一方をオフにするように制御すればよい。以上の構成、動作により、1周期より短い所定期間tpにおいて、系統電源15の電流振幅Ioを変化させることにより単独運転時に現れる実測電圧振幅Vmiと、電流振幅Ioを変化させない場合の理論電圧振幅Vriとの差の絶対値の内、最大値=最大電圧振幅差ΔVmaxを求めるだけで単独運転の判断を行うことができるので、離散フーリエ変換などの複雑な動作が不要となり、その分、演算時間も短くなる。従って、単独運転検出機能において簡単な構成で高応答性が得られる分散型電源装置が実現できる。なお、本実施の形態1では、実測電圧振幅Vmiと理論電圧振幅Vriとの差の絶対値より最大電圧振幅差ΔVmaxを求めて単独運転を判断しているが、これは最大電圧振幅差ΔVmaxに替えて平均電圧振幅差ΔVaveとしてもよい。すなわち、本実施の形態1では、1回の所定期間tpにて、実測電圧振幅Vmiと理論電圧振幅Vriとの差の絶対値が10個得られるので、それらの平均値を求めて平均電圧振幅差ΔVaveとする。そして、この平均電圧振幅差ΔVaveに対応し、予め決定された既定判定値ΔVkと、求められた平均電圧振幅差ΔVaveとを比較する。その結果、平均電圧振幅差ΔVaveが既定判定値ΔVk以上であれば、分散電源が単独運転であると判断する。このような方法により、所定期間tpの間にノイズが発生しても、その影響を低減することができ、ノイズに対する単独運転の判断精度が向上する。但し、図4より明らかなように、平均電圧振幅差ΔVaveは最大電圧振幅差ΔVmaxよりも小さくなるので、検出感度が低下する。それに合わせて既定判定値ΔVkも小さく決定する必要があるので、感度低下に伴い相対的に比較判断誤差が大きくなる。ゆえに、ノイズ環境が良好であれば最大電圧振幅差ΔVmaxを用い、ノイズの影響が大きい場合は平均電圧振幅差ΔVaveを用いるようにすればよい。なお、図4より実測電圧振幅Vmiと理論電圧振幅Vriとの差の絶対値は所定期間tpの後半ほど大きくなり、かつ安定する傾向となるので、例えば後半5個の値を用いて平均電圧振幅差ΔVaveを求めるようにしてもよい。この場合はノイズの影響を低減しつつ比較判断誤差も小さくできる。但し、所定期間tpを超えてノイズが発生する環境の場合は、最大電圧振幅差ΔVmaxを用いる場合であっても、平均電圧振幅差ΔVaveを用いる場合であっても、単独運転の判定条件を複数回連続して検出すれば、単独運転であると判断する動作とすればよい。これにより、いずれの場合もさらなる高精度な単独運転判断が可能となる。また、本実施の形態1では位相θoが単独運転の判定開始位相θpであれば、電流振幅Ioを所定位相θdだけ進めているが、これは所定位相θdだけ遅らせてもよい。この場合も、所定位相θdだけ遅らせた所定期間tpにおける最大電圧振幅差ΔVmaxを求めて、遅らせた場合に予め決定される所定判定値ΔVkと比較することで、位相θoを進めた場合と同様にして単独運転の判断ができる。また、本実施の形態1では判定開始位相θpを系統電圧Voが実質的に0の際の位相θoとして定義しているが、これは系統電圧Voが0以外の既定値に決定するようにしても単独運転の判断が可能である。但し、系統電圧Voが実質的に0の場合は、正弦波の系統電圧Voにおいて、その微分値の絶対値が最大となるため、位相θoをずらした時の電流振幅Ioの変化に対する異常時の系統電圧Voの変化も大きくなる。従って、最大電圧振幅差ΔVmaxの絶対値が大きくなるので、所定判定値ΔVkとの比較判断誤差が相対的に小さくなる。ゆえに、本実施の形態1のように、判定開始位相θpを系統電圧Voが実質的に0の際の位相θoと定義する方が高精度な単独運転判断が可能となるため、望ましい。また、本実施の形態1では系統電圧Voが経時的に増加する時であって、その値が実質的に0の際の位相θoを判定開始位相θpと定義しているが、これは系統電圧Voが経時的に減少する時であって、その値が実質的に0の際の位相θoを判定開始位相θpと定義してもよい。この場合も、増加する時と同様に高精度な単独運転判断が可能となる効果が得られる。なお、系統電圧Voが実質的に0となる時点より所定期間tpだけ前の時点の位相θoを予め計算で求め、それを判定開始位相θpとして決定してもよい。この場合は所定期間tpが経過した時点で系統電圧Voが実質的に0となる。さらに、所定期間tpの間に系統電圧Voが0をまたぐような時点の位相を予め求め、それを判定開始位相θpとして決定してもよい。これらについても、いずれも系統電圧Voの微分値の絶対値が最大になる時点を含むため、上記した所定判定値ΔVkとの比較判断誤差が相対的に小さくなり、高精度な単独運転判断が可能となる。また、本実施の形態1では、所定位相θdを5度としているが、これは5度に限定されるものではなく、それより大きくても小さくてもよい。但し、大きすぎると、正常な系統電源15に対して重畳される高調波歪の割合が大きくなり、負荷13や系統電源15に与える影響が大きくなる。また、小さすぎると、最大電圧振幅差ΔVmaxの絶対値も小さくなり、単独運転判断の精度が低下する。従って、電源回路17を使用する環境や仕様に応じて、予め最適な所定位相θdを決定すればよい。また、本実施の形態1では所定期間tpを0.5m秒としているが、これは0.5m秒に限定されるものではなく、サンプリング周期Psより長ければ0.5m秒より大きくても小さくてもよい。但し、大きすぎると、位相θoをずらす期間が長くなることになるので、正常な系統電源15に対して重畳される高調波歪の割合が大きくなり、負荷13や系統電源15に与える影響が大きくなる。また、小さすぎると、最大電圧振幅差ΔVmaxの絶対値も小さくなり、単独運転判断の精度が低下する。従って、電源回路17を使用する環境や仕様に応じて、予め最適な所定期間tpを決定すればよい。なお、所定期間tpを1周期以上とすると、常に位相θoがずれた状態となり、負荷13や系統電源15に与える影響がさらに大きくなるので、所定期間tpは1周期より短くしている。また、本実施の形態1では、位相θoを所定位相θdだけ進めて、ずらすことによって電流振幅Ioを変化させているが、これは位相θoをずらす動作に限定されるものではなく、例えば制御回路27が所定期間tpに亘って電流振幅Ioを既定の電流幅だけ大きく、または小さくするように電流指令値Isを変える制御をインバータ19に対して行なうことで、電流振幅Ioを変化させる構成としてもよい。この場合、本実施の形態1で述べたような、系統電圧Voから位相θoを求めたり、理論位相θrより理論電圧振幅Vriを求める必要がなくなり、さらに簡単かつ高応答に単独運転判断が可能となる効果が得られる。なお、この場合の理論電圧振幅Vriは、電流指令値Isを変えていない時の電圧検出回路23で検出される系統電圧Voにおける過去の経時特性から計算して求められる。また、本実施の形態1では、電流振幅Ioを変化させる動作を1周期に1回だけ行なっているが、それに限定されず、1周期内で複数回行うようにしてもよい。この場合、単独運転をより高応答に判断できるが、回数を多くしすぎると負荷13や系統電源15に与える影響も大きくなるので、影響が許容される範囲で適宜回数を決定すればよい。実施の形態2本実施の形態2における分散型電源装置の構成は図1と同じであるので、詳細な説明を省略する。すなわち、本実施の形態2における特徴は、制御回路27が、電流振幅Ioの変化量と所定期間tpの両方を不規則に変更するようにした動作にある。この動作の詳細を以下に説明する。まず、電流振幅Ioの変化について、実施の形態1では位相θoを所定位相θd5度だけ進めることで電流振幅Ioを変化させているので、その変化量、すなわち図2bや図3bの時刻t1から時刻t2までの電流Iの波形の形状が一義的に決まっている。これに対し、本実施の形態2では、制御回路27が、電流振幅Ioの変化量を不規則に変更する動作としている。具体的には、時刻t1の時点で所定位相θdを既定の範囲の中で不規則に変更する。その結果、位相θoの進む角度が変更されることになるので、それに対応して、図3bの時刻t1以降に示すインバータ19に流れる電流Iの増加率が変更される。従って、電流振幅Ioの変化量が不規則に変更されることになる。なお、所定位相θdの既定の範囲とは、負荷13や系統電源15に与える影響が許容される最大所定位相θdmaxから、単独運転判断の必要精度が確保できる最小所定位相θdminまでの範囲のことであり、最大所定位相θdmaxと最小所定位相θdminは予め実測に基いて決定しておく。そして、制御回路27は最大所定位相θdmaxと最小所定位相θdminの範囲から不規則に任意の値を選択し、所定位相θdとして変更する。次に、所定期間tpについて、実施の形態1では一定値0.5m秒に決まっており、時刻t1も位相θoが判定開始位相θpになる時点と決まっているので、時刻t2、すなわち単独運転判断のタイミングが一定となっている。これに対し、本実施の形態2では、制御回路27が所定期間tpを不規則に変更する動作を行う。具体的には、位相θoが判定開始位相θpになる時刻t1の時点で、所定期間tpを既定の範囲の中で不規則な値に変更する。その結果、図3bの時刻t1から時刻t2までの幅が不規則に変更される。これにより、時刻t2が変更されるので、所定期間tpを不規則に変更することにより、単独運転判断のタイミングが不規則に変更されることになる。なお、所定期間tpの既定の範囲とは、所定位相θdの既定の範囲と同様に、負荷13や系統電源15に与える影響が許容される最大所定期間tpmaxから、単独運転判断の必要精度が確保できる最小所定期間tpminまでの範囲のことであり、最大所定期間tpmaxと最小所定期間tpminは予め実測に基いて決定しておく。そして、制御回路27は最大所定期間tpmaxと最小所定期間tpminの範囲から不規則に任意の値を選択し、所定期間tpとして変更する。このような動作とすることにより、電流振幅Ioの変化幅と所定期間tpが不規則に変更されるので、図2bや図3bの時刻t1から時刻t2までの電流Iの波形が不規則に変化することになる。その結果、最大電圧振幅差ΔVmaxも不規則に変化する。ゆえに、制御回路27は、変更された電流振幅Ioの変化幅と所定期間tpに応じて既定判定値ΔVkも変更している。具体的には、最大所定位相θdmaxと最小所定位相θdminの範囲における所定位相θdと、最大所定期間tpmaxと最小所定期間tpminの範囲における所定期間tpとをパラメータとした既定判定値ΔVkとの対応テーブルを実測により予め求めてメモリに記憶しておく。そして、制御回路27が不規則に選択した所定位相θdと所定期間tpから、前記対応テーブルを参照することにより既定判定値ΔVkを求める。これにより、所定位相θdと所定期間tpを変更しても単独運転判断の精度を維持できる。このように所定位相θdと所定期間tpを変更すると、時刻t1から時刻t2までの電流Iの波形が不規則に変化するので、単独運転時であれば図4における系統電圧Voの波形も1周期ごとに不規則に変化することになる。これにより、波形と単独運転判断のタイミングが1周期毎に異なるので、系統電源15に重畳されるノイズの影響を低減することができる。これは、以下の理由による。実施の形態1における一義的に決定された所定位相θdと所定期間tpに基いた図4の系統電圧Voの波形と同等のノイズ波形が系統電源15に重畳された場合、実施の形態1の構成、動作では、系統電源15が正常でも制御回路27は単独運転であると判断してしまう。これを避けるために、実施の形態1では最大電圧振幅差ΔVmaxが既定判定値ΔVk以上となる状態を3回連続で検出すれば単独運転であると判断している。これに対し、本実施の形態2によれば、電流Iの波形が不規則に変化するので、ノイズと同等の波形になる可能性が低減される。従って、制御回路27がノイズによる波形により単独運転であると誤判断する確率を小さくすることができる。その結果、実施の形態1のように複数回の連続検出を行なう必要がないので、ノイズの影響があっても高応答に単独運転を判断できる。上記以外の動作は実施の形態1と同じである。以上の構成、動作により、単独運転検出機能において簡単な構成で高応答性が得られる上に、高精度な単独運転検出が可能となる分散型電源装置が実現できる。なお、本実施の形態2では、電流振幅Ioの変化量と所定期間tpを両方とも不規則に変更しているが、これはいずれか一方のみを不規則に変更するようにしてもよい。すなわち、所定位相θdのみを変更して電流振幅Ioの変化量を不規則に変更すると、電流Iの波形が不規則に変更される。その結果、系統電源15に重畳されるノイズと同等の波形になる可能性が低減される。同様に、所定期間tpのみを不規則に変更すると、単独運転判断のタイミングが不規則に変更される。これによっても、系統電源15に重畳されるノイズと同等の波形になる可能性が低減される。従って、制御回路27は、電流振幅Ioの変化量と所定期間tpの少なくとも一方を不規則に変更するように制御することで、ノイズの影響が低減され、高精度な単独運転検出が可能となる。但し、本実施の形態2で述べたように、電流振幅Ioの変化量と所定期間tpを両方とも不規則に変更する方が、さらに高精度な単独運転検出が可能となる。また、実施の形態1、2では、分散電源として太陽電池11を用いた例を示したが、これは燃料電池や風力発電機、内燃機関の駆動による発電機、蓄電装置等のように、系統電源15に直接接続されないものであればよい。