電源から供給された電圧を整流してコンデンサCcへ供給するコンバータ回路であって、電流を開閉するスイッチ部と、前記整流を開始してから前記コンデンサCcへの突入電流を抑制可能となるまで、前記コンデンサへ供給される電流を、前記スイッチ部によって予め定められた時間比率でパルス状にスイッチングさせる制御部300とを備えるコンバータ回路。前記電源である三相交流電源E3に接続される第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2とを備え、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのうち少なくとも二つと、の間にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数のスイッチ部のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせる請求項1記載のコンバータ回路。前記複数のスイッチ部を含む少なくとも三つのスイッチ部を備え、前記少なくとも三つのスイッチ部は、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2との間の6箇所の接続箇所のうち、少なくとも3箇所にそれぞれ設けられており、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのいずれかと前記正側直流電源線L1との間に接続されたスイッチ部は、閉状態においてその接続されたいずれかの入力線から前記正側直流電源線L1へ向かう方向へ電流を流し、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのいずれかと前記負側直流電源線L2との間に接続されたスイッチ部は、閉状態において前記負側直流電源線L2からその接続されたいずれかの入力線へ向かう方向へ電流を流す請求項2に記載のコンバータ回路。前記三相交流電源E3と前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の3箇所の接続箇所のうち少なくとも2箇所の接続を開閉する複数の電磁開閉リレー52Cをさらに備え、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の3箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数の電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記少なくとも一つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせる請求項3に記載のコンバータ回路。前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の6箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数の電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記六つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせる請求項4に記載のコンバータ回路。前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2との間の6箇所の接続箇所のうち、前記スイッチ部が設けられていない箇所には、整流素子が設けられている請求項2~5のいずれか1項に記載のコンバータ回路。前記電源である三相交流電源E3に接続される第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtから得られた三相電源電圧を整流して前記正側直流電源線L1および負側直流電源線L2へ供給する整流部とを備え、前記スイッチ部は、前記三相交流電源E3と前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の3箇所の接続箇所のうち少なくとも2箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数のスイッチ部のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせる請求項1記載のコンバータ回路。前記電源である単相交流電源に接続されるL相とN相との2本の入力線と、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2とを備え、前記スイッチ部は、前記L相の入力線及び前記N相の入力線のうち少なくとも一方と、前記正側直流電源線L1と前記負側直流電源線L2のうち少なくとも一方との間に設けられ、前記制御部300は、前記少なくとも一つのスイッチング部を、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせる請求項1記載のコンバータ回路。前記スイッチ部を二つ備え、前記二つのスイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間にそれぞれ設けられており、前記正側直流電源線L1と前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間に接続されたスイッチ部は、閉状態において前記L相の入力線及び前記N相の入力線から前記正側直流電源線L1へ向かう方向へ電流を流し、前記負側直流電源線L2と前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間に接続されたスイッチ部は、閉状態において前記負側直流電源線L2から前記L相の入力線及び前記N相の入力線へ向かう方向へ電流を流す請求項8に記載のコンバータ回路。前記L相の入力線及び前記N相の入力線のうち少なくとも一方と前記単相交流電源との間に設けられる電磁開閉リレー52Cをさらに備え、前記制御部300は、前記電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記少なくとも一つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせる請求項8に記載のコンバータ回路。前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間の4箇所の接続箇所のうち、前記スイッチ部が設けられていない箇所には、整流素子が設けられている請求項8~10のいずれか1項に記載のコンバータ回路。前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間の4箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記四つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせる請求項10に記載のコンバータ回路。前記電源である単相交流電源に接続されるL相とN相との2本の入力線と、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線から得られた電源電圧を整流して前記正側直流電源線L1および負側直流電源線L2へ供給する整流部とを備え、前記スイッチ部は、前記単相交流電源と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間の2箇所の接続箇所のうち少なくとも1箇所に設けられ、前記制御部300は、前記複数のスイッチ部のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせる請求項1記載のコンバータ回路。前記スイッチ部は、半導体スイッチング素子を用いて前記スイッチングを行う請求項1~13のいずれか1項に記載のコンバータ回路。前記制御部300は、前記整流の開始から、前記突入電流を抑制可能となる時間として予め設定された時間が経過するまでの間、前記スイッチ部による前記スイッチングを行わせる請求項1~14のいずれか1項に記載のコンバータ回路。上述の直接形交流電力変換装置では、電磁リレーと限流抵抗とから構成された限流回路を配設するためのスペースが必要となるので電源回路の基板が大型化してしまうという不都合があった。本発明は、このような従来の課題に鑑みてなされたものであり、電磁リレーと限流抵抗とから構成された限流回路を用いることなく電源投入時の突入電流を低減することが可能なコンバータ回路を提供することを目的とする。本発明に係るコンバータ回路は、電源から供給された電圧を整流してコンデンサCcへ供給するコンバータ回路であって、電流を開閉するスイッチ部と、前記整流を開始してから前記コンデンサCcへの突入電流を抑制可能となるまで、前記コンデンサへ供給される電流を、前記スイッチ部によって予め定められた時間比率でパルス状にスイッチングさせる制御部300とを備える。この構成によれば、コンデンサCcへの突入電流は、電磁リレーと限流抵抗とから構成された限流回路を用いることなく、スイッチ部によって、予め定められた時間比率でパルス状にスイッチングされるので、突入電流の平均電流値が前記時間比率に応じて低減される結果、電源が投入されて整流が開始されたときの突入電流が低減される。そして、コンデンサCcが充電されると、スイッチ部によるスイッチングによって電流を制限しなくても、突入電流が抑制される。さらに、電気エネルギーを熱エネルギーに変換することで突入電流を抑制する限流抵抗を用いることなく突入電流を低減できるので、エネルギー損失を低減することが可能となる。また、前記電源である三相交流電源E3に接続される第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2とを備え、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのうち少なくとも二つと、の間にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数のスイッチ部のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせることが好ましい。三相交流電源を整流する場合、前記スイッチ部は、正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのうち少なくとも二つと、の間にスイッチ部を最低二つ備えていればよい。そして、スイッチ部を少なくとも一つ、前記スイッチングさせることで、コンデンサCcへの突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。また、前記複数のスイッチ部を含む少なくとも三つのスイッチ部を備え、前記少なくとも三つのスイッチ部は、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2との間の6箇所の接続箇所のうち、少なくとも3箇所にそれぞれ設けられており、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのいずれかと前記正側直流電源線L1との間に接続されたスイッチ部は、閉状態においてその接続されたいずれかの入力線から前記正側直流電源線L1へ向かう方向へ電流を流し、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtのいずれかと前記負側直流電源線L2との間に接続されたスイッチ部は、閉状態において前記負側直流電源線L2からその接続されたいずれかの入力線へ向かう方向へ電流を流すことが好ましい。この構成によれば、スイッチ部が、第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2との間の6箇所の接続箇所のうち、少なくとも3箇所にそれぞれ設けられる。このような構成としても、少なくとも3つのスイッチ部のスイッチングを制御することにより、コンデンサCcへの突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。また、前記三相交流電源E3と前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の3箇所の接続箇所のうち少なくとも2箇所の接続を開閉する複数の電磁開閉リレー52Cをさらに備え、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の3箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数の電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記少なくとも一つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせることが好ましい。この構成によれば、整流を行わないときは、コンバータの入力段に設けられた電磁開閉リレーによって、三相交流電源から入力される電源電圧を遮断できるので、安全性が向上する。また、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の6箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数の電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記六つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせることが好ましい。この構成によれば、六つのスイッチ部によって整流ブリッジを構成し、電流コンバータ回路として動作させることができるので、三相交流電源電圧を整流する際に生じる高調波電流の発生を低減することができる。また、整流用のスイッチ部を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。また、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2との間の6箇所の接続箇所のうち、前記スイッチ部が設けられていない箇所には、整流素子が設けられていることが好ましい。この構成によれば、スイッチ部と整流素子との組み合わせによって、三相交流電源を整流する整流回路が構成される。また、整流用のスイッチ部を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。また、前記電源である三相交流電源E3に接続される第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtと、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2と、前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtから得られた三相電源電圧を整流して前記正側直流電源線L1および負側直流電源線L2へ供給する整流部とを備え、前記スイッチ部は、前記三相交流電源E3と前記第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間の3箇所の接続箇所のうち少なくとも2箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記複数のスイッチ部のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせることが好ましい。この構成によれば、三相交流電源E3と第1~第3の入力線ACLr、ACLs、ACLtとの間、すなわちコンバータの入力段に設けられたスイッチ部のスイッチングを制御することで、突入電流を低減することができる。この場合、スイッチ部を電源スイッチと共用して用いることが容易である。また、前記電源である単相交流電源に接続されるL相とN相との2本の入力線と、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2とを備え、前記スイッチ部は、前記L相の入力線及び前記N相の入力線のうち少なくとも一方と、前記正側直流電源線L1と前記負側直流電源線L2のうち少なくとも一方との間に設けられ、前記制御部300は、前記少なくとも一つのスイッチング部を、開状態から閉状態に切換えた後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせる。単相交流電源を整流する場合、スイッチ部は、L相の入力線及びN相の入力線のうち少なくとも一方と、正側直流電源線L1と負側直流電源線L2のうち少なくとも一方との間に設けられていればよい。そして、スイッチ部を少なくとも一つ、スイッチングさせることで、コンデンサCcへの突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。そして、コンデンサCcが充電されると、スイッチ部によるスイッチングによって電流を制限しなくても、突入電流が抑制される。また、前記スイッチ部を二つ備え、前記二つのスイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間にそれぞれ設けられており、前記正側直流電源線L1と前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間に接続されたスイッチ部は、閉状態において前記L相の入力線及び前記N相の入力線から前記正側直流電源線L1へ向かう方向へ電流を流し、前記負側直流電源線L2と前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間に接続されたスイッチ部は、閉状態において前記負側直流電源線L2から前記L相の入力線及び前記N相の入力線へ向かう方向へ電流を流すことが好ましい。この構成によれば、二つのスイッチ部は、正側直流電源線L1及び負側直流電源線L2のうちいずれか一方と、L相の入力線及びN相の入力線との間にそれぞれ設けられる。このような構成としても、二つのスイッチ部のスイッチングを制御することにより、コンデンサCcへの突入電流をパルス状にスイッチングして突入電流を低減することができる。また、前記L相の入力線及び前記N相の入力線のうち少なくとも一方と前記単相交流電源との間に設けられる電磁開閉リレー52Cをさらに備え、前記制御部300は、前記電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記少なくとも一つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせることが好ましい。この構成によれば、整流を行わないときは、コンバータの入力段に設けられた電磁開閉リレーによって、単相交流電源から入力される電源電圧を遮断できるので、安全性が向上する。また、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間の4箇所の接続箇所のうち、前記スイッチ部が設けられていない箇所には、整流素子が設けられていることが好ましい。この構成によれば、スイッチ部と整流素子との組み合わせによって、単相交流電源電圧を整流する整流回路が構成される。また、整流用のスイッチ部を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。また、前記スイッチ部は、前記正側直流電源線L1及び前記負側直流電源線L2と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間の4箇所にそれぞれ設けられ、前記制御部300は、前記電磁開閉リレー52Cをオンさせて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、前記四つのスイッチ部による前記スイッチングを行わせることが好ましい。この構成によれば、四つのスイッチ部によって整流ブリッジを構成し、電流コンバータ回路として動作させることができるので、単相交流電源電圧を整流する際に生じる高調波電流の発生を低減することができる。また、整流用のスイッチ部を用いて突入電流を低減することができるので、別途突入防止用の部品を用いる必要がない。その結果、コンバータ回路を含む電源回路の回路基板を小型化することが容易となる。また、前記電源である単相交流電源に接続されるL相とN相との2本の入力線と、前記コンデンサCcに接続される正側直流電源線L1および負側直流電源線L2と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線から得られた電源電圧を整流して前記正側直流電源線L1および負側直流電源線L2へ供給する整流部とを備え、前記スイッチ部は、前記単相交流電源と、前記L相の入力線及び前記N相の入力線との間の2箇所の接続箇所のうち少なくとも1箇所に設けられ、前記制御部300は、前記複数のスイッチ部のうち少なくとも一つを、開状態から閉状態に切換えて前記整流を開始した後、前記突入電流を抑制可能となるまで、開状態と閉状態との比率が前記時間比率となるように繰り返しスイッチングさせることが好ましい。この構成によれば、単相交流電源と、L相の入力線及びN相の入力線との間、すなわちコンバータの入力段に設けられたスイッチ部のスイッチングを制御することで、突入電流を低減することができる。この場合、スイッチ部を電源スイッチと共用して用いることが容易である。また、前記スイッチ部は、半導体スイッチング素子を用いて前記スイッチングを行うことが好ましい。この構成によれば、溶着したり劣化したりする虞のある可動接点を有する電磁リレーを用いることなく突入電流を低減することが可能となるので、コンバータ回路の信頼性を向上させることが可能となる。また、前記制御部300は、前記整流の開始から、前記突入電流を抑制可能となる時間として予め設定された時間が経過するまでの間、前記スイッチ部による前記スイッチングを行わせることが好ましい。この構成によれば、コンデンサが充電されて、スイッチ部による前記スイッチングを停止しても突入電流が抑制される状態になるまで、スイッチ部による前記スイッチングを継続させることができる結果、突入電流を低減できる確実性が増大する。本発明によれば、コンバータ回路において、限流抵抗と電磁リレーを備える限流回路を設けることなく、突入電流を抑制することが可能となる。したがって、回路基板の小型化と、限流動作時のエネルギー損失低減とが可能となる。図1は、本発明の一実施形態に係る電流形コンバータ回路10を有する電源回路2を備える空気調和機1の概略構成を示すブロック図である。空気調和機1は、図略の圧縮機の駆動により、いずれも図略の圧縮機、熱源側熱交換器、膨張弁、および利用側熱交換器が配管接続された図略の冷媒回路に冷媒を循環させて冷凍サイクルを実行する。電源回路2には、インバータモータMが接続され、インバータモータMによって空気調和機1が備える圧縮機が駆動される。電源回路2は、電流形コンバータ回路10と、インバータ回路20と、クランプ回路30と、キャリアフィルタ40と、開閉リレー52Cと、制御部300と、シャント抵抗R2およびR3と、を備える。制御部300は、CPUCentralProcessingUnitやEEPROMElectricallyErasableProgrammableReadOnlyMemory等で構成され、EEPROMに予め格納されている制御プログラムを実行することで、電流形コンバータ回路10やインバータ回路20等の動作を制御する。電流形コンバータ回路10は、R、S、T各相に対応する入力線ACLr、ACLs、ACLt第1~第3の入力線と中性線ACLnとを介して三相交流電源E3に接続され、かつ、インバータ回路20とクランプ回路30を構成するクランプコンデンサCcとに正側直流電源線L1および負側直流電源線L2を介して接続される。電流形コンバータ回路10は、入力線ACLr、Ls、Ltと正側直流電源線L1との間に各々設けられた例えばIGBTInsulatedGateBipolarTransistorである上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpと、負側直流電源線L2と入力線ACLr、Ls、Ltとの間に各々設けられた例えばIGBTである下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnと、コンバータゲートドライブIC100と、を備える。上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnの各エミッタには、それぞれ整流素子であるダイオードDrp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtnのアノードが接続されている。上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpの各コレクタは、それぞれ入力線ACLr、Ls、Ltに接続されている。下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnの各コレクタは、負側直流電源線L2に接続されている。ダイオードDrp、Dsp、Dtpの各カソードは正側直流電源線L1に接続され、ダイオードDrn、Dsn、Dtnの各カソードは入力線ACLr、Ls、Ltにそれぞれ接続されている。上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttn、ならびにダイオードDrp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtnが上記のように接続されているので、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpは、導通状態において入力線ACLr、Ls、Ltから正側直流電源線L1への一方向のみに電流経路を導通させ、下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnは、導通状態において負側直流電源線L2から入力線ACLr、Ls、Ltへの一方向のみに電流経路を導通させる。この場合、上アーム側スイッチング素子TrpとダイオードDrpとの直列回路、上アーム側スイッチング素子TspとダイオードDspとの直列回路、上アーム側スイッチング素子TtpとダイオードDtpとの直列回路、下アーム側スイッチング素子TrnとダイオードDrnとの直列回路、下アーム側スイッチング素子TsnとダイオードDsnとの直列回路、及び下アーム側スイッチング素子TtnとダイオードDtnとの直列回路がそれぞれスイッチ部の一例に相当している。以下、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnを総称してスイッチング素子Tと称し、ダイオードDrp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtnを総称してダイオードDと称する。IGBTは、寄生ダイオードを有している。そのため、IGBTがオフしていても、IGBTのエミッタからコレクタへ向かう方向へは寄生ダイオードを介して電流が流れるいわゆる逆耐圧を有さない。そこで、スイッチング素子Tには、IGBTのエミッタからコレクタへ向かう方向が逆方向になるように、ダイオードDが直列に接続されている。なお、ダイオードDは、スイッチング素子Tがオフしているときに電流を阻止するべくスイッチング素子Tと直列に接続されていればよく、スイッチング素子Tのエミッタ側にダイオードDが接続される例に限らない。例えば、スイッチング素子TのコレクタとダイオードDのカソードが接続されるように、スイッチング素子TとダイオードDとが直列接続されていてもよい。また、スイッチング素子TとダイオードDとの直列回路に代えて、逆耐圧を有する逆阻止IGBTRB-IGBTを用いてもよい。この場合、逆阻止IGBTがスイッチ部の一例に相当する。なお、スイッチ部は、電流をスイッチングするものであればよく、IGBT以外の素子によって構成されていてもよいし、半導体スイッチング素子以外のスイッチング素子であってもよい。また、図2aに示すように、電流形コンバータ回路10において、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpのうち一つ、例えば上アーム側スイッチング素子Tspと、下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnとを備えない構成としてもよい。また、図2bに示すように、電流形コンバータ回路10において、下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnのうち一つ、例えば下アーム側スイッチング素子Ttnと、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpとを備えない構成としてもよい。また、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttp、及び下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnのうち、任意の3つを備えていればよく、例えば図2cに示すように、上アーム側スイッチング素子Tsp、及び下アーム側スイッチング素子Trn、Ttnを備えない構成としてもよい。この場合、スイッチング素子Tと接続されないダイオードD、例えば図2aにおけるダイオードDsp、Drn、Dsn、Dtnが、整流素子の一例に相当している。スイッチング素子Tの数を減少させることで、電流形コンバータ回路10のコストを低減することができる。一方、スイッチング素子Tの数を増加させることで、高調波電流抑制効果を増大させることが出来る。なお、例えば図3に示すように、電流形コンバータ回路10は、スイッチング素子Tを備えず、ダイオードDによるダイオードブリッジによって整流回路を構成してもよい。そして、開閉リレー52Cの代わりに、例えば逆阻止IGBT等の半導体スイッチング素子SWを用いてもよい。この場合、半導体スイッチング素子SWはスイッチング部の一例に相当している。コンバータゲートドライブIC100は、制御部300からの制御信号を受けて、当該制御信号に応じたPWM信号を駆動信号として適宜生成し、当該駆動信号を上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnの各ベースに出力して、これらのスイッチング素子を適宜スイッチングさせる。すなわち、電流形コンバータ回路10は、ダイオードブリッジ形のコンバータ回路とは異なり、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnをスイッチングさせて積極的に波形制御を行うことで交流電力を整流する。そのため、ダイオードブリッジ形のコンバータ回路よりも整流にともなう高調波電流の発生を抑制することができる。また本実施形態では、電源回路2への通電開始時に、コンバータゲートドライブIC100が、制御部300からの制御信号を受けて、突入電流を抑制可能な予め定められた時間を経過するまで、上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnを、予め定められたデューティ比でスイッチングさせる。この限流動作により、電源回路2への通電開始時にクランプコンデンサCcへ突入電流が流れることが防止され、クランプコンデンサCcには徐々に電荷がチャージされる。なお、前記の予め定められた時間と予め定められたデューティ比は、前記限流動作時にクランプコンデンサCcならびに上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnに印加される電圧が、クランプコンデンサCcの耐圧を超えず、かつ、例えばIGBTである上アーム側スイッチング素子Trp、Tsp、Ttpおよび下アーム側スイッチング素子Trn、Tsn、Ttnのコレクタエミッタ間の定格電圧を超えない値に定められ、制御部300内のEEPROMに予め記憶されている。クランプ回路30は、例えば電解コンデンサであるクランプコンデンサCcを備えて構成され、電流形コンバータ回路10の出力電圧にバイアス電圧を印加してインバータ回路20の入力電圧とする。なお、クランプコンデンサCcに高耐圧のコンデンサを用いるとコストアップを招くため、本実施形態では、高耐圧ではないコンデンサを2つ直列に設けてクランプコンデンサCcとすることで、1つの高耐圧のコンデンサをクランプコンデンサとして用いる場合と同等の耐圧性を持たせている。インバータ回路20は、電圧形インバータ回路であり、U、V、W各相に対応する出力線Lu、Lv、Lwを介してインバータモータMに接続され、かつ、電流形コンバータ回路10とクランプコンデンサCcとに正側直流電源線L1および負側直流電源線L2を介して接続される。インバータ回路20は、正側直流電源線L1と出力線Lu、Lv、Lwとの間に各々設けられた例えばIGBTである上アーム側スイッチング素子Tup、Tvp、Twpと、出力線Lu、Lv、Lwと負側直流電源線L2との間に各々設けられた例えばIGBTである下アーム側スイッチング素子Tun、Tvn、Twnと、インバータゲートドライブIC200と、を備える。上アーム側スイッチング素子Tup、Tvp、Twpおよび下アーム側スイッチング素子Tun、Tvn、Twnの各エミッタには、それぞれダイオードDup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwnのアノードが接続されている。上アーム側スイッチング素子Tup、Tvp、Twpおよび下アーム側スイッチング素子Tun、Tvn、Twnの各コレクタには、それぞれダイオードDup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwnのカソードが接続されている。すなわち、インバータ回路20の上下アーム側スイッチング素子の各々には、逆並列にダイオードが接続されている。インバータゲートドライブIC200は、制御部300からの制御信号を受けて、当該制御信号に応じたPWM信号を駆動信号として適宜生成し、当該駆動信号を上アーム側スイッチング素子Tup、Tvp、Twpおよび下アーム側スイッチング素子Tun、Tvn、Twnの各ベースに出力して、これらのスイッチング素子を適宜開閉させる。すなわちインバータ回路20は、上下アーム側の各スイッチング素子を適宜スイッチングし、クランプコンデンサCcから出力された直流電力を、予め定められた周波数を有する交流電力に変換してインバータモータMの各相の巻線へと適宜出力する。これにより、例えば3相のブラシレスDCモータであるインバータモータMのU、V、W各相の巻線電流それぞれ電流iu、iv、iwが流れるの方向が切換えられて、インバータモータMが回転駆動する。キャリアフィルタ40は、電流形コンバータ回路10およびインバータ回路20において前記の各スイッチング素子がスイッチングされることにより発生したノイズを除去し、当該ノイズが三相交流電源E3へと侵入することを抑制するノイズフィルタである。キャリアフィルタ40は、三相交流電源E3と電流形コンバータ回路10との間に設けられ、コイルLr、Ls、Ltと、コンデンサCr、Cs、Ctとを備える。コイルLr、Ls、Ltは、それぞれ入力線ACLr、ACLs、ACLt上に設けられている。コンデンサCr、Cs、Ctは、入力線ACLr、ACLs、ACLtの相互間で例えばY結線されて設けられている。すなわち、コンデンサCr、Csは入力線ACLr、ACLsの間に直列に接続され、コンデンサCs、Ctは入力線ACLs、ACLtの間に直列に接続され、コンデンサCt、Crは入力線ACLt、ACLrの間に直列に接続される。開閉リレー52Cは、三相交流電源E3と電流形コンバータ回路10との間の入力線ACLrおよびACLtに、電源スイッチとして設けられている電磁リレーである。シャント抵抗R2は、負側直流電源線L2において、電流形コンバータ回路10とクランプコンデンサCcとの間に設けられている。シャント抵抗R3は、負側直流電源線L2において、クランプコンデンサCcとインバータ回路20との間に設けられている。シャント抵抗R2とシャント抵抗R3とは、それぞれ電流形コンバータ回路10を流れる電流値とインバータ回路20を流れる電流値とを測定するためのものである。なお、空調室内または空気調和機1が備える図略の室内機には、制御部300と通信可能な図略の室内リモコンが設けられ、ユーザは当該室内リモコンを操作することで、空気調和機1のオンオフや、空調温度の設定等を行う。制御部300による電流形コンバータ回路10の上下アーム側スイッチング素子のスイッチング等の制御について、図4に基づいて説明する。図4は、電源回路2への通電開始からクランプコンデンサCcへのチャージ停止までの期間における各上下アーム側スイッチング素子等の挙動を示すタイムチャートである。Aは室内リモコン、Bは開閉リレー52C、Cは電流形コンバータ回路10の各上下アーム側スイッチング素子、Dはインバータ回路20の各上下アーム側スイッチング素子、EはインバータモータM、の状態をそれぞれ示し、FはクランプコンデンサCcの電圧を示す。空気調和を開始するためにユーザが室内リモコンをオンにすると時刻t1、制御部300は、開閉リレー52Cを閉状態とすると同時に、電流形コンバータ回路10の上下アーム全相の上下アーム側スイッチング素子について、少なくとも、ある1相のスイッチング素子を、突入電流を抑制可能な予め定められた設定時間を経過するまで予め定められたデューティ比でスイッチングさせ、クランプコンデンサCcへの電荷のチャージを開始する時刻t2。例えば、このとき、電流形コンバータ回路10に含まれるすべてのスイッチング素子Tを、予め設定されたスイッチング周期で同時にオン閉オフ開させる。スイッチング周期は、交流電源の周期より短い時間に設定されることが望ましい。例えば、交流電源の周期の1/1000程度の時間がスイッチング周期として設定される。スイッチング周期に対するオン時間の比率であるデューティ比時間比率は、クランプコンデンサCcへの突入電流平均電流を設計上の要求を満足するレベル以下に制限できるように、例えば予め実験的に求められて設定される。また、設定時間も、開閉リレー52Cがオンされてから、クランプコンデンサCcがある程度充電されて、電流を制限しなくてもクランプコンデンサCcへの突入電流平均電流が設計上の要求を満足するレベル以下になるような時間が、例えば予め実験的に求められて設定されている。なお、設定時間の間、すべてのスイッチング素子Tをオン、オフスイッチングさせる例に限らない。例えば、スイッチング素子Tのうち一部少なくとも一つをオン、オフさせ、他のスイッチング素子Tをオンしたままにしてもよい。一部のスイッチング素子Tをオン、オフさせた場合であっても、クランプコンデンサCcへの突入電流は制限される。前記の予め定められた設定時間を経過すると、制御部300は、各上下アーム側スイッチング素子を導通状態に固定する時刻t3。クランプコンデンサCcへの電荷のチャージが完了すると、制御部300は、インバータ回路20の各上下アーム側スイッチング素子のスイッチング制御を開始するインバータ回路20の運転開始、時刻t4。これによりインバータモータMの駆動が開始される。なお、時刻t3から時刻t4における各上下アーム側スイッチング素子の制御は、電源のゼロクロスと同期した120度通電やスイッチングとなるようにしてもよい。その後、制御部300は電流形コンバータ回路10とインバータ回路20とを同期させて制御する同期運転を開始し、電流形コンバータ回路10の各上下アーム側スイッチング素子のスイッチング制御を開始する空気調和機1の通常運転開始、時刻t5。空気調和を停止するためにユーザが室内リモコンをオフにすると時刻t6、制御部300は、インバータ回路20の各上下アーム側スイッチング素子を非導通状態としてインバータモータMへの給電を停止する時刻t6。ただし、冷媒回路内の冷媒循環はすぐには停止しないので、インバータモータMは惰性運転を続けた後に停止する時刻t7。電源回路2を内線規程に準拠させるためには、インバータモータMの停止時にクランプコンデンサCcへの電荷チャージを停止しなければならないので、続いて制御部300は、R、S、Tの三相すべての上下アーム側スイッチング素子を非導通状態とする時刻t8。なお、図3に示すように、スイッチング素子Tを備えず、半導体スイッチング素子SWを備えた場合には、制御部300は、時刻t2から時刻t3の期間設定時間、スイッチング素子Tの代わりに半導体スイッチング素子SWを予め定められたデューティ比でスイッチングさせることになる。半導体スイッチング素子SWは、図3に示すように、三相のうち少なくとも二相を開閉するように設けられていればよい。また、このようにして設けられた複数の半導体スイッチング素子SWのすべてを、設定時間の間、同時にオン、オフするようにしてもよく、あるいは一部の半導体スイッチング素子SWをオン、オフさせるようにしてもよい。なお、上記の説明は三相交流電源E3に接続された電源回路2を例に行ったが、上記実施形態は、単相交流電源E1に接続された電源回路2’にも適用することができる。電源回路2’を備える空気調和機1’の概略構成を図5に示す。図5において、図1と同一の構成には同一の符号を付して、その説明を省略する。電源回路2’は、電流形コンバータ回路10’およびキャリアフィルタ40’の構成、ならびにクランプ回路30’の構成が、電源回路2とは異なるが、電源回路2’への通電開始からクランプコンデンサCcへの給電停止までの期間における制御は、電源回路2と同様である。電流形コンバータ回路10’は、L相に対応する入力線ACLlと、N相に対応する入力線ACLnとを介して単相交流電源E1に接続され、かつ、インバータ回路20とクランプ回路30を構成するクランプコンデンサCcとに正側直流電源線L1および負側直流電源線L2を介して接続される。電流形コンバータ回路10’は、入力線ACLl、ACLnと正側直流電源線L1との間に各々設けられた例えばIGBTである上アーム側スイッチング素子Tlp、Tnpと、負側直流電源線L2と入力線ACLl、ACLnとの間に各々設けられた例えばIGBTである下アーム側スイッチング素子Tln、Tnnと、コンバータゲートドライブIC100’と、を備える。上アーム側スイッチング素子Tlp、Tnpおよび下アーム側スイッチング素子Tln、Tnnの各エミッタには、それぞれダイオードDlp、Dnp、Dln、Dnnのアノードが接続されている。上アーム側スイッチング素子TlpおよびTnpの各コレクタは、それぞれ入力線ACLlとACLnとに接続されている。下アーム側スイッチング素子TlnおよびTnnの各コレクタは、負側直流電源線L2に接続されている。ダイオードDlpおよびDnpの各カソードは正側直流電源線L1に接続され、ダイオードDlnおよびDnnの各カソードは入力線ACLlおよびACLnにそれぞれ接続されている。ダイオードDlpと上アーム側スイッチング素子Tlpの直列回路、ダイオードDlnと下アーム側スイッチング素子Tlnの直列回路はそれぞれスイッチ部の一例に相当している。また、上アーム側スイッチング素子Tlp、Tnpおよび下アーム側スイッチング素子Tln、Tnnがスイッチング素子Tに対応し、ダイオードDlp、Dnp、Dln、DnnがダイオードDに対応する。この構成により、上アーム側スイッチング素子TlpとTnpとは、導通状態において入力線ACLlとACLnとから正側直流電源線L1への一方向のみに電流経路を導通させ、下アーム側スイッチング素子TlnとTnnとは、導通状態において負側直流電源線L2から入力線ACLlとACLnとへの一方向のみに電流経路を導通させることは、三相交流電源E3に接続される電流形コンバータ回路10と同様である。クランプ回路30’は、クランプコンデンサCcを2つ有する電源回路2のクランプ回路30とは異なり、クランプコンデンサCcを1つのみ備える。これは、単相交流電源E1に接続される電源回路2’では、三相交流電源E3に三相四線式に結線される電源回路2ほどにはクランプコンデンサCcに耐圧が要求されないためである。キャリアフィルタ40’は、単相交流電源E1と電流形コンバータ回路10との間に設けられ、コイルLlおよびLnと、コンデンサCfとを備える。コイルLl、Lnは、それぞれ入力線ACLl、ACLn上に設けられている。コンデンサCfは、入力線ACLlとACLnの間に設けられている。なお、例えば図6aに示すように、電流形コンバータ回路10‘において、上アーム側スイッチング素子Tlp、Tnpおよび下アーム側スイッチング素子Tln、Tnnのうち、一つしか備えない構成としてもよい。また、例えば図6bに示すように、電流形コンバータ回路10’において、下アーム側スイッチング素子Tln、Tnnを備えない構成としてもよい。また、例えば図6cに示すように、上アーム側スイッチング素子Tlp、Tnpを備えない構成としてもよい。スイッチング素子Tの数を減少させることで、電流形コンバータ回路10‘のコストを低減することができる。一方、スイッチング素子Tの数を増加させることで、高調波電流抑制効果を増大させることができる。この場合、スイッチング素子Tと接続されないダイオードD、例えば図6aにおけるダイオードDnp、Dln、Dnnが、整流素子の一例に相当している。なお、例えば図7に示すように、電流形コンバータ回路10‘は、スイッチング素子Tを備えず、ダイオードDによるダイオードブリッジによって整流回路を構成してもよい。そして、開閉リレー52Cの代わりに、例えば逆阻止IGBT等の半導体スイッチング素子SWを用いてもよい。この場合、半導体スイッチング素子SWはスイッチング部の一例に相当している。上記実施形態によれば、制御部300および制御部300’は、電源回路2および電源回路2’への通電開始後に、開閉リレー52Cを開状態から閉状態に切換えた後、突入電流を抑制可能な予め定められた時間を経過するまで、上下アームの各々に設けられた前記スイッチング素子を、予め定められたデューティ比でスイッチングさせるので、電流形コンバータ回路10および10’において、限流抵抗と電磁リレーを備える限流回路を設けることなく、突入電流を抑制する限流動作が可能となる。したがって、以下の1~3の効果を得ることが可能となる。1溶着したり劣化したりする虞のある可動接点を有する前記電磁リレーを用いることなく前記限流動作が可能となるので、電流形コンバータ回路10および10’の信頼性を向上させることが可能となる。2前記電磁リレーを配設するためのスペースが不要となるので、電流形コンバータ回路10および10’を含む電源回路の回路基板を小型化することが可能となる。3電気エネルギーを熱エネルギーに変換することで突入電流を抑制する前記限流抵抗を用いることなく前記限流動作が可能となるので、当該限流動作時のエネルギー損失を抑制することが可能となる。以上、本発明の一実施形態に係る電流形コンバータ回路10および10’について説明したが、本発明は当該実施形態に限定されるものではなく、例えば次のような変形実施形態を取ることもできる。1クランプ回路の構成は上記実施形態の構成に限定されるものではなく、コンデンサを有するクランプ回路全般に本発明は適用することができる。2上記実施形態の三相交流電源E3は、三相四線式に結線されているが、本発明は三相三線式の結線にも適用することができる。3上記実施形態に係る電流形コンバータ回路10および10’においては、IGBTとダイオードとを直列に接続しているが、逆阻止IGBTを用いても同等の機能を持たせることができる。4上記実施形態では、時刻t8において、制御部300および300C’は、すべての上下アーム側スイッチング素子を非導通状態としているが、インバータモータMの停止時にクランプコンデンサCcへの電荷チャージを停止することが目的であるから、次のような制御としてもよい。すなわち、制御部300による制御は、R、S、T各相の少なくとも2対の上下アーム側スイッチング素子又は全ての上アーム側スイッチング素子のみ又は全ての下アーム側スイッチング素子のみを非導通状態とする制御であればよく、制御部300’による制御は、R相もしくはN相のいずれか1対の上下アーム側スイッチング素子又は全ての上アーム側スイッチング素子のみ又は全ての下アーム側スイッチング素子のみを非導通状態とする制御であればよい。