複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを有し、入力される交流電源2の電力を該スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換して負荷3に供給する電力変換装置であって、上記交流電源2の電源電圧位相と同期する所定のタイミング毎に交流電源2の電源電圧指標を導出する電圧導出部20を備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記交流電源2に接続されて該交流電源2の交流電力を整流するコンバータ部11と、上記複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを有し、該スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって上記コンバータ部11の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部13と、コンデンサ14を有し上記コンバータ部11とインバータ部13との間に接続されて脈動する直流電圧をインバータ部13へ出力する直流リンク部12とを備え、上記電圧導出部20は、上記直流リンク部12の直流電圧を検出する直流リンク電圧検出部21を有し、該直流リンク電圧検出部21によって検出した検出電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを有し、交流電源2の交流電力を該スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換するマトリックスコンバータ部40を備え、上記電圧導出部20は、上記交流電源2の交流電力を整流する整流部42と、該整流部42で整流された直流電圧を検出する直流電圧検出部43とを備え、該直流電圧検出部43によって検出した検出電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記電圧導出部20は、交流電源2の電源電圧を検出する電源電圧検出部を有し、該電源電圧検出部によって検出した検出電圧に基づいて上記交流電源2の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする電力変換装置。請求項2乃至4のいずれか1つにおいて、上記電圧導出部20は、所定の期間における上記電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出することを特徴とする電力変換装置。請求項2又は3において、上記電圧導出部20は、上記交流電源2の相数をnとした場合に、上記交流電源2の電源電圧の1/2×n周期における、上記電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出することを特徴とする電力変換装置。請求項2又は3において、上記電圧導出部20は、上記交流電源2の相数をnとした場合に、上記交流電源2の電源電圧の1/4×n周期における、上記電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出することを特徴とする電力変換装置。特許文献1に開示されているように、変圧器を用いて入力電源ラインの電圧を検出するものでは、装置の大型化、装置コストの増大を招いてしまう。また、入力電源を整流して平滑化した直流信号を交流電源の電源電圧振幅とし、この電源電圧振幅が所定の基準値を下回る、あるいは所定の基準値を超えると交流電源が異常であると判断することも可能である。しかし、このような方式では、いわゆるコンデンサレスインバータのように、電源電圧波形の変動を平滑できるだけのコンデンサ容量を有さない整流回路においては、電圧低下異常が誤検知されてしまう。また、通電時の電圧変動の影響を受けないように直流信号のフィルタリングを行った場合には、検出が遅れることにより、電力変換装置の制御が不安定になるという問題も生じる。このように、直流信号の低下や上昇が、何らかの異常に起因するものなのか、通常時の電源電圧振幅の周期的な電圧変動に起因するものなのか区別できないことがある。このため、交流電源の電圧異常を正確に検出できないという問題が生じる。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、廉価で小型な構成を用いて交流電源の電圧振幅の変化を正確に検出でき、ひいては電源電圧の異常判定ができる電力変換装置を提供することである。第1の発明は、複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを有し、入力される交流電源2の電力を該スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換して負荷3に供給する電力変換装置を対象とする。そして、この電力変換装置は、上記交流電源2の電源電圧位相と同期する所定のタイミング毎に交流電源2の電源電圧指標を導出する電圧導出部20を備えていることを特徴とする。第1の発明では、電圧導出部20が交流電源2の電源電圧を示す指標以下、電源電圧指標と称するを導出する。本発明の電圧導出部20は、交流電源2の電源電圧位相と同期するタイミングで、上記電源電圧指標を適宜導出する。これにより、交流電源2の電源電圧の周期的な変動の影響を受けることなく、異常時等における電源電圧の変化を確実且つ速やかに検出できる。また、比較的簡素な構成により、交流電源2の電源電圧の変化を検出できるため、電力変換装置の小型化、及び低コスト化を図ることができる。第2の発明は、第1の発明において、上記交流電源2に接続されて該交流電源2の交流電力を整流するコンバータ部11と、上記複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを有し、該スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって上記コンバータ部11の出力電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ部13と、コンデンサ14を有し上記コンバータ部11とインバータ部13との間に接続されて脈動する直流電圧をインバータ部13へ出力する直流リンク部12とを備え、上記電圧導出部20は、上記直流リンク部12の直流電圧を検出する直流リンク電圧検出部21を有し、該直流リンク電圧検出部21によって検出した検出電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする。第2の発明では、コンデンサ14からの出力電圧が脈動するように、コンデンサ14の容量が比較的小さく設定される。つまり、本発明の電力変換装置は、いわゆるコンデンサレス方式に構成される。本発明では、直流リンク電圧検出部21によって直流リンク部12の直流電圧が検出される。そして、この検出電圧に基づいて、交流電源2の電源電圧を示す指標が、交流電源2の電源電圧位相と同期するタイミングで適宜導出される。第3の発明は、第1の発明において、上記複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを有し、交流電源2の交流電力を該スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換するマトリックスコンバータ部40を備え、上記電圧導出部20は、上記交流電源2の交流電力を整流する整流部42と、該整流部42で整流された直流電圧を検出する直流電圧検出部43とを備え、該直流電圧検出部43によって検出した検出電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出することを特徴とする。第3の発明の電力変換装置は、マトリックスコンバータ方式に構成される。電圧導出部では、交流電源2の交流電力を整流部42によって整流され、整流後の直流電圧が直流電圧検出部43によって検出される。そして、この検出電圧に基づいて、交流電源2の電源電圧を示す指標が、交流電源2の電源電圧位相と同期するタイミングで適宜導出される。第4の発明は、第1の発明において、上記電圧導出部20は、交流電源2の電源電圧を検出する電源電圧検出部を有し、該電源電圧検出部によって検出した検出電圧に基づいて上記交流電源2の電源電圧を示す指標が導出することを特徴とする。第4の発明では、電圧導出部20の電源電圧検出部によって交流電源2の電源電圧を示す指標が直接的に検出される。第5の発明は、第2乃至第4のいずれか1つの発明において、上記電圧導出部20は、所定の期間における上記電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出することを特徴とする。第5の発明では、所定の期間において、電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値によって電源電圧指標が求められ、この電源電圧指標が、交流電源2の電源電圧位相と同期するタイミングで導出される。このように所定の期間中の検出電圧の平均値や実効値を用いることで、交流電源2の電源電圧の急峻なノイズ等の影響を受けにくくなり、異常時等の電源電圧の変化を確実に検出できる。第6の発明は、第2又は第3の発明において、上記電圧導出部20は、上記交流電源2の相数をnとした場合に、上記交流電源2の電源電圧の1/2×n周期における、上記電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出することを特徴とする。第6の発明では、検出電圧の平均値や実効値が、電源電圧の1/2×nの周期ここで、nは交流電源2の相数毎に算出される。この算出期間では、電源電圧のピークが跨るようになる。このため、例えば異常時において、電源電圧指標の減少変化や増大変化が顕著となる。第7の発明は、第2又は第3の発明において、上記電圧導出部20は、上記交流電源2の相数をnとした場合に、上記交流電源2の電源電圧の1/4×n周期における、上記電圧導出部20の検出電圧の平均値又は実効値を上記電源電圧を示す指標として導出することを特徴とする。第7の発明では、検出電圧の平均値や実効値が、電源電圧の1/4×nの周期ここで、nは交流電源2の相数毎に算出される。これにより、比較的早い応答性で異常判定等を行うことができる。本発明によれば、交流電源2の電源電圧位相と同期する所定のタイミング毎に交流電源2の電源電圧指標を導出するため、電源電圧の周期的な変動の影響を受けずに、異常時等における電源電圧の変化を確実に検出できる。これにより、例えば瞬時電圧低下や、急峻な電圧上昇等の異常を、速やか且つ確実に検出できる。また、電力変換装置の構成も簡素となるため、電力変換装置の低コスト化、小型化を図ることができる。第2の発明では、直流リンク部12の直流電圧DCリンク電圧に基づいて電源電圧指標を導出しているため、比較的単純で廉価な構成により、電源電圧の変化を確実且つ速やかに検出できる。第3の発明では、マトリックスコンバータ方式の電力変換装置において、比較的単純で廉価な構成により、電源電圧の変化を確実且つ速やかに検出できる。第5の発明は、所定の期間において、検出電圧の平均値又は実効値を算出し、その結果を電源電圧指標としている。従って、ノイズ等の急峻な電圧変動の影響を緩和して、異常判定等を行うことができる。特に、第6の発明では、電源電圧指標が算出される期間が、交流電源2の電源電圧の1/2×n周期nは交流電源2の相数となっている。これにより、異常時等には、電源電圧指標の減少変化や増大変化が顕著となるため、異常判定の精度を更に向上できる。また、如何なるタイミングの算出期間においても、正確に電源電圧指標が得られるため、比較的早い応答性で異常判定等を行うことができる。第7の発明では、電源電圧指標が算出される期間が、交流電源2の電源電圧の1/4×n周期nは交流電源2の相数となっているため、比較的早い応答性で異常判定を行うことができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものではない。本発明の実施形態に係る電力変換装置1の概略構成を図1に示す。この電力変換装置1は、コンバータ回路11コンバータ部と、直流リンク部12と、インバータ回路13インバータ部とを備えていて、単相の交流電源2から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、三相交流モータ3に供給するように構成されたものである。なお、この三相交流モータ3は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられる圧縮機を駆動するためのものであり、電力変換装置1の負荷を構成している。上記コンバータ回路11は、上記交流電源2に接続され、交流電力を整流するように構成されている。このコンバータ回路11は、複数本実施形態では4つの整流ダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されてなるブリッジ回路全波整流回路が、上記交流電源2に対して接続されている。これにより、上記交流電源2の交流電圧は、上記整流ダイオードD1~D4のブリッジ回路によって全波整流される。また、コンバータ回路11には、リアクタ16が接続されている。上記直流リンク部12は、上記コンバータ回路11の出力側とインバータ回路13の入力側の間に設けられている。直流リンク部12には、コンデンサ14が設けられている。このコンデンサ14は、例えばフィルムコンデンサによって構成されていて、インバータ回路13の後述するスイッチング素子SuSvSwSxSySzがスイッチング動作する際に生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有するように構成されている。すなわち、上記コンデンサ14は、上記コンバータ回路11によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、単相の交流電源2においては、直流リンク部12の直流電圧以下、DCリンク電圧というが、電源周波数の2倍の周波数で脈動し、その最大電圧は最小電圧の2倍以上となる。上記インバータ回路13は、上記コンバータ回路11の出力側に、上記直流リンク部12に対して並列に接続されている。このインバータ回路13は、複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySz例えば三相交流であれば6個がブリッジ結線されてなる。すなわち、上記インバータ回路13は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備えていて、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点がそれぞれ上記三相交流モータ3の各相のコイル3a3b3cに接続されている。上記インバータ回路13は、スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流電圧を三相交流電圧に変換して、上記三相交流モータ3へ供給するように構成されている。なお、本実施形態では、上記各スイッチング素子SuSvSwSxSySzに対して、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。本実施形態の電力変換装置1には、交流電源2の電源電圧を示す指標を導出するための電圧導出部20と、該電圧導出部20で導出された電源電圧を示す指標に基づいて交流電源2の電圧異常を検出する異常判定部25とを備えている。本実施形態の異常判定部25は、停電等に起因する交流電源2の瞬時電圧低下略して瞬低ともいうを検出するように構成されている。より具体的に、本実施形態の電圧導出部20は、直流リンク電圧検出部21と演算部23とを有している。直流リンク電圧検出部21は、直流リンク部12のコンデンサ14に印加される電圧即ち、DCリンク電圧Vdcを検出するように構成されている。本実施形態の演算部23は、DCリンク電圧について、所定の期間毎に平均値を算出する。具体的に、本実施形態では、直流リンク電圧検出部21で検出されたDCリンク電圧図2を参照について、所定の区間T毎に平均値Vdcaveを算出する。本実施形態では、この区間Tの長さが交流電源2の電源電圧の半周期と同じ長さとなっている。また、この区間Tの開始のタイミングは、交流電源2の電源電圧の約0°及び約180°の位相に対応している。演算部23では、この区間TでのDCリンク電圧Vdcの平均値Vdcaveを以下の1式によって算出される。異常判定部25は、以上のようにして得られた各区間T毎の平均値Vdcaveに基づいて、交流電源2の瞬時電圧低下を検出する。異常判定部25は、交流電源2の電源電圧位相に同期する所定のタイミング毎における平均値Vdcaveの変化に基づき、交流電源2の瞬時電圧低下を検出する。なお、この交流電源2の電源電圧の位相は、交流波形である電源電圧波形のゼロクロスを検出するゼロクロス検出回路を用いて検出される。なお、電源電圧位相は、電源電圧波形の変化に基づいて求めることも可能である。電力変換装置1は、インバータ回路13のスイッチング素子SuSvSwSxSySzの制御信号を出力するインバータ制御部17を備えている。インバータ制御部17には、モータ3の速度指令に対応したゲート信号をインバータ回路13に出力し、モータ3の速度を変更可能に構成されている。本実施形態のインバータ制御部17には、上述した瞬時電圧低下の検出時において、モータ3の速度を所定の速度に制限する速度制限部30が設けられている。-瞬低検出動作-上記のような瞬時電圧低下の検出動作について、図2を参照しながら更に詳細に説明する。電力変換装置1の交流電源2では、電源電圧の波形が例えば図2に示すような略正弦波状になる。一方、上述したコンデンサ14は、コンバータ回路11によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。このため、直流リンク部12のDCリンク電圧は、例えば図2に示すように、交流電源2の電源電圧位相に対応するような、比較的大きな変動周期の波形となる。電力変換装置1の動作時においては、上述したようにして、区間T毎のDCリンク電圧の平均値Vdcaveが検出される。異常判定部25は、電源電圧位相に同期する1/2周期のタイミング毎に、区間T毎の平均値Vdcaveを前後で比較する。つまり、この比較のタイミングは、各区間Tの終了のタイミングと同じになる。例えば最新の区間T1に導出された平均値をVdcave1とし、その直前の区間T2に導出された電圧平均値をVdcave2とすると、異常判定部25は、これらの区間についての平均値の減少変化即ち、Vdcave1-Vdcave2を漸次算出していく。このような電力変換装置1の動作時において、例えば落雷等に起因して交流電源2が瞬低したとする。この場合、瞬低の発生に起因して、交流電源2の電源電圧が小さくなり図2を参照、これに伴い電圧導出部20で導出される平均値Vdcaveも小さくなる図2を参照。このような期間においては、異常判定部25によって区間T毎に算出された平均値Vdcaveが瞬時に低下する図2を参照。なお、図2の例では、瞬時電圧低下が発生した後、交流電源2の電源電圧の半周期が経過した直後に、平均値Vdcaveが大きく低下している。このようにして、平均値Vdcaveの減少変化量例えば図2に示す電圧降下量ΔVが大きくなり、この電圧下降量ΔVが、予め設定された設定値よりも大きくなると、瞬時電圧低下の発生を示す信号がインバータ制御部17等に出力される。瞬時電圧低下の信号がインバータ制御部17に出力されると、速度制限部30は、モータの速度を制限するための速度制限値ωlimをインバータ回路13へ出力する。この速度制限値ωlimは、例えば以下の2式によって算出される。ここで、Vdcaveは、瞬時電圧低下が検出されたタイミングにおけるDCリンク電圧の平均値であり、φaはモータ誘起電圧定数であり、kは速度制限値算出定数0≦k≦1である。このようにして、瞬時電圧低下時において、モータ3の速度を制限することで、その電源電圧に対応して制御可能な最低限のモータ速度で運転を継続できる。従って、瞬時電圧低下時においても、モータ3の運転を安定的に継続することができる。特に、本実施形態のコンデンサ14は、その容量が比較的小さいため、瞬時電圧低下が生じると、DCリンク電圧の変化も急峻となる。このため、例えば電流位相を進めて電圧低下に対応するような位相制御を行ったとしても、DCリンク電圧の変化に対して位相制御が間に合わず、不安定現象や脱調を招く虞がある。しかしながら、上記のようにして瞬時電圧低下を速やかに検出してモータ3の速度を制限することで、このような不具合も未然に防止できる。また、速度を制限しても不安定脱調を防げないと判断した場合には、モータ3の運転を停止し、電源電圧が復帰した後に再度起動することで不具合を防止できる。-実施形態の効果-上記実施形態によれば、交流電源2の電源電圧位相と同期するタイミング毎のDCリンク電圧の減少変化に基づいて、交流電源2の瞬低を検出している。このため、交流電源2の電源電圧に起因してDCリンク電圧が周期的に変動しても、このような周期的な電圧変動の影響をさほど受けることなく、瞬時電圧低下の有無を判別できる。従って、通常の運転時における瞬時電圧低下の誤判定を防止できるので、この電力変換装置1の信頼性を向上できる。また、直流リンク電圧検出部21で検出したDCリンク電圧を用いているため、比較的単純で廉価な構成例えば、抵抗分圧回路を用いてマイコンAD入力に取り込む構成により、瞬時電圧低下を正確に検出することができる。また、上記実施形態では、コンデンサ14の小容量化を図っているため、電力変換装置1の小型化、ひいては低コスト化を図ることができる。一方、このようにコンデンサ14の静電容量を小さくして、いわゆるコンデンサレスインバータ方式を採用すると、DCリンク電圧を充分に平滑化できない。このため、電力変換装置1では、通常の動作においても、DCリンク電圧が大きく変動してしまう。しかしながら、上記実施形態では、交流電源2の電源電圧位相に同期してDCリンク電圧を導出しているため、このようなDCリンク電圧の大きな変動の影響をさほど受けずに、瞬低を検出できる。また、上記実施形態では、交流電源2の電源電圧位相と同期するタイミング毎に、所定区間でのDCリンク電圧の平均値を導出し、この平均値の減少変化に基づいて、交流電源2の瞬時電圧低下を検出している。このような所定区間での電圧平均値を用いることで、DCリンク電圧の周期的な電圧の変動の影響を一層緩和させながら、瞬低の検出を行うことができる。更に、上記実施形態では、DCリンク電圧を検出する区間Tが、交流電源2の電源電圧の半周期となっている。この区間Tでは、電源電圧のピークが必ず跨るため、瞬時電圧低下の発生時には、導出された電圧平均値の減少変化が顕著となる。このため、瞬時電圧低下の検出の精度を更に向上できる。《実施形態の変形例》上記実施形態においては、以下のような変形例の構成としてもよい。変形例1図3に示す例では、区間Tの長さが交流電源2の電源電圧の半周期と同じ長さであり、区間Tの開始のタイミングが、交流電源2の電源電圧の90°及び270°の位相に対応している。このようにしても、区間T毎に導出した電圧平均値の減少変化に基づいて、瞬低を検出することができる。変形例2図4に示す例では、区間Tの長さが交流電源2の電源電圧の1/4周期と同じ長さであり、区間Tの開始のタイミングが、交流電源2の電源電圧の0°、90°、180°、及び270°の位相に対応している。このようにしても、区間T毎に導出した電圧平均値の減少変化に基づいて瞬低を検出することができる。変形例3図5に示す例では、区間Tの長さが交流電源2の電源電圧の1/2周期と同じ長さであり、区間Tの開始のタイミングが、交流電源2の電源電圧の1/8周期毎の位相に対応している。このようにしても、区間T毎に導出した電圧平均値の減少変化に基づいて瞬低を検出することができる。つまり、特定の位相によらず、区間Tの長さが電源電圧の半周期と同じ長さであれば、如何なる位相のタイミングで平均値を導出しても、上記実施形態と同様に瞬低を検出することができる。変形例4図6に示す例では、交流電源2の電源電圧位相に同期する時点ta’のタイミングでDCリンク電圧Va’が導出される。つまり、この例では、所定期間におけるDCリンク電圧の平均値が導出されない。そして、異常判定部25は、各時点ta’で導出したDCリンク電圧を前後で比較し、このDCリンク電圧の降下量が所定値よりも大きくなると、瞬時電圧低下を検出する。なお、このようにして所定の時点ta’おきにDCリンク電圧を導出する場合には、交流電源2の電源電圧の約90°及び270°の位相に近い時点でDCリンク電圧を導出すると良い。《その他の実施形態》上記実施形態については、以下のような構成としてもよい。上記実施形態では、直流リンク電圧検出部21で検出したDCリンク電圧について、所定の区間T毎の平均値を上記1式により算出するようにしている。しかしながら、この期間Tにおいて、演算部23により、DCリンク電圧Vdcの実効値を以下の3式により導出するようにしてもよい。異常判定部25により、上記の3式で算出した各期間T毎の実効値を比較し、これらの実効値の変化量が所定値を越えると瞬時電圧低下と判断するようにしてもよい。また、このようにして瞬時電圧低下が検出された場合には、速度制限部30が、以下の4式によって求めた速度制限値ωlimをモータ3へ出力する。これにより、上述したように、瞬時電圧低下が生じている条件下においても、モータ3の運転を継続することができる。更に、瞬時電圧低下の判定精度を更に向上させるために、電力変換装置1を図7その他の実施例1に示すような構成としてもよい。この例では、電圧導出部20として、入力電流検出部22が設けられている。また、図7の演算部23には、電圧補正部23aと基本波形幅演算部23bが付与されている。図7に示す電力変換装置1では、直流リンク電圧検出部21で検出されたDCリンク電圧が、実際の交流電源2の電源電圧の絶対値に近づくように、DCリンク電圧Vdcを以下の5式により補正する。上記の5式において、Vdcは補正後のDCリンク電圧であり、交流電源2の電源電圧の推定値ともいえる。linは入力電流検出部22で検出されたリアクタ16の入力電流であり、Vdcは直流リンク電圧検出部21で検出されたDCリンク電圧である。また、Lは、リアクタ16のインダクタンス、Vfは、1つの整流ダイオードDの電流linに対する順方向の電圧降下である。この式により、整流ダイオードDの電圧低下やリアクタ16の電圧降下を考慮して、交流電源2の電源電圧を推定できる。更に、基本波形演算部23bは、補正後のVdcについてFFTにより基本波振幅を演算する。以上のようにして得た演算値DCリンク電圧の補正値に基づいて、上述した期間T毎の平均値や実効値を求め、これらの変化に基づいて瞬時電圧低下を検出することともできる。なお、このようにして瞬時電圧低下を検出した際にも、上記と同様にしてモータ3の速度に制限をかけるとよい。また、上記実施形態の異常判定部25は、演算部23で算出した演算値の減少変化に基づき、交流電源2の電源電圧の瞬時電圧低下を検出している。しかしながら、演算部23で算出した演算値の上昇変化に基づき、異常時例えば、インピーダンスの高い電源系統において、電源を共有している大きな電力容量の機器が停止した場合等における交流電源2の電源電圧の急峻な上昇を検出することもできる。また、上記実施形態では、交流電源として単相の交流電源2を用いているが、この限りではなく、三相交流の交流電源を用いてもよい。三相交流の交流電源では、DCリンク電圧の周期が単相の交流電源2の周期の1/3となる。よって、三相交流電源においては、上述した区間Tを電源電圧の1/6周期とすればよい。これにより、単相の交流電源2において、区間Tを電源電圧の1/2周期とする場合と同様の作用効果を得ることができる。また、三相交流電源において、上述した空間Tを電源電圧の1/12周期とすることで、単相の交流電源2において、区間Tを電源電圧の1/4周期とする場合と同様の作用効果を得ることができる。即ち、DCリンク電圧の実効値や平均値が算出される区間Tの周期は、交流電源2の相数をnとした場合、交流電源2の電源電圧の1/2×n周期、あるいは該電源電圧の1/4×n周期とするのが好ましい。また、上記実施形態では、直流リンク電圧検出部21によって検出した検出電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出している。しかしながら、交流電源2の電源電圧を直接的に検出する電源電圧検出部を設け、この電源電圧検出部で検出された検出電圧に基づいて交流電源の電源電圧を示す指標を導出するようにしてもよい。また、上記実施形態では、いわゆるコンデンサレス方式の電力変換装置である。しかしながら、例えば図8や図9に示すような、マトリックスコンバータ部40を有する電力変換装置を採用してもよい。図8の例その他の実施例2は、単相の交流電源2が用いられたマトリックスコンバータ方式の電力変換装置である。マトリックスコンバータ部40は、複数のスイッチング素子SruSrvSrwSsuSsvSswを有し、交流電源2の交流電力を該スイッチング素子SruSrvSrwSsuSsvSswのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換する。図8の例の電源導出部20には、平滑コンデンサ41に並列に接続される整流回路整流部42と、整流回路42で整流された後の直流電圧を検出する直流電圧検出部43とを有している。整流回路42は、整流ダイオードD5~D8がブリッジ状に結線されてなるブリッジ回路全波整流回路である。図8の例においても、上記実施形態と同様にして、直流電圧検出部43で検出された電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出し、この電源電圧指標の変化に基づいて瞬低等の異常判定を行うことができる。図9に示す例その他の実施例3は、三相の交流電源2が用いられたマトリックスコンバータ方式の電力変換装置である。マトリックスコンバータ部40は、複数のスイッチング素子SruSrvSrwSsuSsvSswStuStvStwを有し、交流電源2の交流電力を該スイッチング素子SruSrvSrwSsuSsvSswStuStvStwのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換する。図9の例の電源導出部20には、平滑コンデンサ41a41b41cに並列に接続される整流回路整流部42と、整流回路42で整流された後の直流電圧を検出する直流電圧検出部43とを有している。整流回路42は、整流ダイオードD5~D10がブリッジ状に結線されてなるブリッジ回路全波整流回路である。図9の例においても、上記実施形態と同様にして、直流電圧検出部43で検出された電圧に基づいて交流電源2の電源電圧を示す指標を導出し、この電源電圧指標の変化に基づいて瞬低等の異常判定を行うことができる。また、図8や図9に示すようなマトリックスコンバータ方式の電力変換装置において、交流電源2の電源電圧を直接的に検出する電源電圧検出部を設け、この電源電圧検出部で検出された検出電圧に基づいて交流電源の電源電圧を示す指標を導出するようにしてもよい。