"昇圧トランスと、前記昇圧トランスの一次側コイルに供給する電源電圧をスイッチング制御するスイッチング素子と、前記昇圧トランスの二次側コイルから出力される出力電圧を検出した検出信号を出力する高電圧検出部と前記検出信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記二次側コイルの出力電圧を所望の電圧に制御する高電圧制御部と、を備えた高電圧発生回路において、前記高電圧検出部は、前記昇圧トランスの一次側コイルの誘導起電圧を検出して前記高電圧制御部に出力することを特徴とする高電圧発生回路。請求項1に記載の高電圧発生回路において、前記高電圧制御部は、前記スイッチング素子をPWM制御とPFM制御の少なくともいずれかで制御することを特徴とする高電圧発生回路。請求項1又は2に記載の高電圧発生回路において、前記高電圧検出部は、前記誘導起電圧の波形を波形整形して前記高電圧制御部に出力することを特徴とする高電圧発生回路。請求項1乃至3のいずれか1項に記載の高電圧発生回路において、前記高電圧制御部は、前記昇圧トランスの特性ばらつきを補正する補正手段を備えたことを特徴とする高電圧発生回路。請求項1乃至4のいずれか1項に記載の高電圧発生回路において、前記電源電圧を検出して前記高電圧制御部に出力する電源電圧検出部を備え、前記高電圧制御部は前記昇圧トランスの一時側コイルに供給される電源電圧の変動を補正するように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする高電圧発生回路。請求項1乃至5のいずれか1項に記載の高電圧発生回路の出力電圧をイオン発生電極に印加したことを特徴とするイオン発生装置。請求項1乃至5のいずれか1項に記載の高電圧発生回路の出力電圧を霧化電極と対向電極間に印加することを特徴とする静電霧化装置。上記のような高電圧発生回路では、高電圧検出部4で例えば数kVの昇圧電圧を検出するため、高電圧検出部4に充分な耐圧を備える必要がある。従って、高電圧検出部4を高耐圧の部品を使用して構成する必要がある。また、高電圧検出部4で検出された昇圧電圧は、高電圧検出部4に備えられた降圧回路で例えば数Vに降圧して高電圧制御部5に備えられたA/D変換器に出力される。従って、高電圧検出部4には高降圧比の降圧回路と、その降圧誤差を補償する誤差補償回路が必要となる。この結果、高電圧検出部4の構成が複雑となるとともに、部品コストも上昇するという問題点がある。この発明の目的は、所望の高電圧を安定して出力可能としながら、高電圧検出部を簡易かつ低コストで構成し得る高電圧発生回路を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明の高電圧発生回路は、昇圧トランスと、前記昇圧トランスの一次側コイルに供給する電源電圧をスイッチング制御するスイッチング素子と、前記昇圧トランスの二次側コイルから出力される出力電圧を検出した検出信号を出力する高電圧検出部と、前記検出信号に基づいて、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御して、前記二次側コイルの出力電圧を所望の電圧に制御する高電圧制御部とを備えた高電圧発生回路において、前記高電圧検出部は、前記昇圧トランスの一次側コイルの誘導起電圧を検出して前記高電圧制御部に出力することを特徴とする。また、上記構成において、前記高電圧制御部は、前記スイッチング素子をPWM制御とPFM制御の少なくともいずれかで制御することが好ましい。また、上記構成において、前記高電圧検出部は、前記誘導起電圧の波形を波形整形して前記高電圧制御部に出力することが好ましい。また、上記構成において、前記高電圧制御部は、前記昇圧トランスの特性ばらつきを補正する補正手段を備えたことが好ましい。また、上記構成において、前記電源電圧を検出して前記高電圧制御部に出力する電源電圧検出部を備え、前記高電圧制御部は前記昇圧トランスの一時側コイルに供給される電源電圧の変動を補正するように前記スイッチング素子を制御することが好ましい。また、上記構成の高電圧発生回路の出力電圧をイオン発生電極に印加したイオン発生装置とすることが好ましい。また、上記構成の高電圧発生回路の出力電圧を霧化電極と対向電極間に印加した静電霧化装置とすることが好ましい。本発明によれば、所望の高電圧を安定して出力可能としながら、高電圧検出部を簡易かつ低コストで構成し得る高電圧発生回路を提供することができる。以下、この発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。図1に示す高電圧発生回路は、電源部11から高電圧発生部16に直流電圧が供給される。電源部11では、交流電源12から供給される交流電圧が整流回路13で整流されて直流電源電圧Vdcが生成されている。前記電源部11から出力される直流電源電圧Vdcは、電源電圧検出部14に出力される。電源電圧検出部14は、直流電源電圧Vdcを抵抗R1,R2で分圧し、容量C1でさらに安定化させて高電圧制御部15に出力する。高電圧制御部15は、A/D変換機能を備えた入力インターフェースとマイコン、マイコンの動作を制御するプログラム及びテーブルとで構成される。そして、電源電圧検出部14は直流電源電圧Vdcを高電圧制御部15に入力可能とする電圧に変換し、高電圧制御部15は電源電圧検出部14の出力電圧に基づいて電源部11の直流電源電圧Vdcを検出する。前記電源部11から出力される直流電源電圧Vdcは、高電圧発生部16に供給される。高電圧発生部16は、昇圧トランス17と例えばNチャネルMOSトランジスタで構成されるスイッチング素子18を備えている。そして、昇圧トランス17の一次側コイルQ1の一端に直流電源電圧Vdcが供給されている。前記一次側コイルQ1の他端は、前記スイッチング素子18のドレインに接続され、そのトランジスタのソースには前記電源部11の低電位側電源電圧、すなわちグランドGND電位が供給されている。前記スイッチング素子18のゲートには、前記高電圧制御部15から出力される制御電圧Vcが入力される。そして、スイッチング素子18は制御電圧Vcに基づいてスイッチング動作して、前記一次側コイルQ1に流れる電流をスイッチング制御する。一次側コイルQ1に流れる電流がスイッチング制御されると、一次側コイルQ1の端子間にパルス電圧が発生し、そのパルス電圧を昇圧した電圧が二次側コイルQ2の端子間に発生する。前記昇圧トランス17の二次側コイルQ2の端子間には、ダイオードDと容量C2とからなる整流回路19が接続される。そして、前記スイッチング素子18のスイッチング動作に基づいて二次側コイルQ2の端子間に発生するパルス電圧が整流回路19で整流されて直流高電圧として出力される。前記整流回路19から出力される直流高電圧は、例えばイオン発生装置のイオン発生電極20に供給される。イオン発生電極20では直流高電圧によりコロナ放電が発生して、イオンを発生させる。前記昇圧トランス17の一次側コイルQ1の両端子間電圧Va-Vbは第一のセンサー21に入力され、前記スイッチング素子18のドレインソース間電圧Vb-Vcgは第二のセンサー22に入力されている。なお、スイッチング素子18のソース電位はほぼグランドGNDレベルである。そして、前記第一及び第二のセンサー21,22の出力信号が前記高電圧制御部15に入力される。図2は、前記昇圧トランス17の特性を示す。一次側コイルQ1の両端子間電圧Va-Vbを誘導起電圧Vemfとすると、二次側コイルQ2から出力される出力電力Woutは誘導起電圧Vemfに正比例して増大する。また、二次側コイルQ2の出力電圧Voutは誘導起電圧Vemfが高くなると上昇し、両誘導起電圧Vemfが低くなると低下する。一方、制御電圧Vcが高くなると、誘導起電圧Vemfが反比例して低くなる。そして、このような特性に基づいて、目標出力電力Woutxを出力するための目標誘導起電圧Vemfxと、その目標誘導起電圧Vemfxを生成するための目標制御電圧Vcx及び目標出力電力Woutxがあらかじめ設定されて高電圧制御部15内のテーブルにあらかじめ格納されている。図3は、前記第一のセンサー21の具体的構成を示す。第一のセンサー21は図3a~cに示す回路のいずれかが採用される。図3aに示す回路は、前記一次側コイルQ1の両端子電圧Va,Vbがオペアンプ23の一対の入力端子に同一抵抗値の抵抗Rbを介してそれぞれ入力され、オペアンプ23のマイナス側入力端子と出力端子との間に抵抗Raが接続されている。また、プラス側入力端子には可変抵抗Rxと抵抗Raで設定されるバイアス電圧が供給されている。図5は、前記制御電圧Vcに基づく昇圧トランス17、第一及び第二のセンサー21,22の動作を示す。高電圧制御部15からスイッチング素子18に図5aに示す制御電圧Vcが入力されると、一次側コイルQ1の両端子間電圧が誘導起電圧Vemfとして第一のセンサー21に出力される。誘起起電圧Vemfは、図5bに示すように、パルス状の制御電圧Vcの入力に基づいて振動を開始する電圧信号であり、その振幅は時間の経過とともに縮小して、端子電圧Vbに収束する。図5cに示すように、誘導起電圧Vemfの発生と同時に、スイッチング素子18のドレインソース間電圧Vb-Vcgも振動する。そして、低電位側のピーク値はほぼグランドGNDレベルに維持され、高電位側のピーク値がグランドGNDレベルに収束する。前記第一のセンサー21を図3aに示す回路とすると、第一のセンサー21の出力信号Vs1は、図5fに示すように、誘導起電圧Vemfと同一波形となる。図3bに示す回路は、前記第一のセンサー21の別例を示す。この回路は、図3aに示す回路のオペアンプ23のマイナス側入力端子と出力端子との間に容量Caを付加したものである。その他の構成は図3aに示す回路と同様である。この回路を第一のセンサー21に使用すると、その出力信号Vs2は図5gに示すように誘導起電圧Vemfの積分値を出力する。図3cに示す回路は、前記第一のセンサー21の別例を示す。この回路は、図3aに示す回路のオペアンプ23の出力端子にダイオードDのアノード端子が接続され、そのダイオードDのカソード端子とオペアンプ23のマイナス側に端子との間に前記抵抗Raが接続されている。また、前記ダイオードDのカソードとグランドGNDとの間に抵抗Rcと容量Cbが並列に接続されている。その他の構成は図3aに示す回路と同様である。この回路を第一のセンサー21に使用すると、その出力信号Vs3は図5hに示すように誘導起電圧Vemfの波高値を結んだ包絡線となる。図4は、前記第二のセンサー22の具体的構成を示す。第二のセンサー22は図4a~eに示す回路のいずれかが採用される。図4aに示す回路は、前記スイッチング素子18のドレイン電圧Vbが可変抵抗Rxの一方の端子に入力され、他方の端子はグランドGNDに接続される。そして、可変抵抗Rxの抵抗値調節端子から出力信号Vs4が出力される。この回路を第二のセンサー22に使用すると、その出力信号Vs4は図5dに示すように誘導起電圧Vemfの分圧電圧を出力する。図4bに示す回路は、前記第二のセンサー22の別例を示す。この回路は、図4aの回路の出力端子とグランドGNDとの間に容量Ccが接続されている。この回路を第二のセンサー22に使用すると、図5eに示すように、出力信号Vs5は誘導起電圧Vemfを分圧し、さらに波高値を結んだ包絡線となる。図4cに示す回路は、前記第二のセンサー22の別例を示す。この回路は、図3aに示す回路のオペアンプ23のプラス側入力端子を抵抗Raを介してグランドGNDに接続し、マイナス側入力端子に抵抗Rbを介してスイッチング素子18のドレイン電圧Vbを入力する構成とした。この回路を第二のセンサー22に使用すると、図5iに示すように、出力信号Vs6はスイッチング素子18のドレイン電圧Vbと同一波形となる。図4dに示す回路は、前記第二のセンサー22の別例を示す。この回路は、図4cに示す回路のオペアンプ回路23のマイナス側入力端子と出力端子との間に容量Caを付加したものである。この回路を第二のセンサー22に使用すると、図5jに示すように、出力信号Vs7は、スイッチング素子18のドレイン電圧Vbの積分値を出力する。図4eに示す回路は、前記第二のセンサー22の別例を示す。この回路は、図3cに示す回路のオペアンプ回路23のプラス側入力端子を抵抗Raを介してグランドGNDに接続し、マイナス側入力端子に抵抗Rbを介してスイッチング素子18のドレイン電圧Vbを入力する構成とした。この回路を第二のセンサー22に使用すると、図5kに示すように、出力信号Vs8は、スイッチング素子18のドレイン電圧Vbの波高値を結んだ包絡線となる。前記高電圧制御部15は、前記第一及び第二のセンサー21,22の出力信号に基づいて、前記整流回路19から出力される直流高電圧の電圧レベルを認識し、スイッチング素子18を図6に示すPWM制御、若しくは図7に示すPFM制御にて直流高電圧を一定に維持するように動作する。図6に示すPWM制御では、例えば電源部11の直流電源電圧Vdcが低下して昇圧トランス17の出力電圧Voutが低下したとき、高電圧制御部15はスイッチング素子18のゲートに制御電圧Vcとして供給するパルス信号のデューティを制御して、スイッチング素子18がオン状態となる時間幅を増大させる。すると、出力電圧Voutは上昇する。また、制御電圧Vcによりスイッチング素子18がオン状態となる時間幅が減少すると、出力電圧Voutは低下する。図7に示すPFM制御では、例えば電源部11の直流電源電圧Vdcが低下して出力電圧Voutが低下したとき、高電圧制御部15はスイッチング素子18のゲートに制御電圧Vcとして供給するパルス信号の周波数を制御して、スイッチング素子18がオン状態となる総時間を増大させる。すると、出力電圧Voutは上昇する。また、制御電圧Vcによりスイッチング素子18がオン状態となる総時間が減少すると、出力電圧Voutは低下する。次に、上記のような高電圧発生回路の作用を説明する。高電圧制御部15は、あらかじめ設定されたプログラム及びテーブルに基づいて動作して、昇圧トランス17の出力電圧Voutを所望の高電圧に維持するように動作する。すなわち、高電圧制御部15は第一及び第二のセンサー21,22の出力信号に基づいて、二次側コイルQ2の出力電圧Voutを検出し、その出力電圧に基づいて二次側コイルQ2の出力電圧Voutが目標値となるようにスイッチング素子18に出力する制御電圧Vcを制御する。制御電圧Vcの制御は、上記のようなPWM制御、PFM制御あるいはこれらを組み合わせて行う。昇圧トランス17は、寄生容量等により直列共振特性をもち、図8に示すように周波数に応じて出力電圧P1が変化する。そして、PWM制御によってスイッチング素子18が導通する時間幅デューティを変化させた場合、デューティが大きい場合には出力電圧P2となり、デューティが小さい場合には出力電圧P3となる。このような特性では、周波数帯fb,faでは、デューティの変化に応じて出力電圧P1~P3がほぼリニアに変化するので、PWM制御が有効である。また、周波数帯fbより低い周波数帯ではPFM制御が有効である。高電圧制御部15は昇圧トランス17の個体毎のばらつきを補正する機能を備えている。昇圧トランス17の誘導起電圧Vemfは個体毎にばらつきがあるため、あらかじめ多数の昇圧トランスにおいて一定条件での誘導起電圧Vemfを測定し、図9に示すように誘導起電圧Vemfのばらつきの中心値Vtypを算出し、この中心値Vtypが高電圧制御部15に格納されている。また、上記各テーブルは、この誘導起電圧Vemfの中心値Vtypに基づいて設定されている。この高電圧発生回路の初期起動時の動作を図10に従って説明する。高電圧制御部15は、あらかじめ格納されている誘導起電圧Vemfの中心値Vtypをテーブルから読み出すとともに、昇圧トランス17を中心値Vtypの取得時と同条件で動作させステップ1、その条件での誘導起電圧Vemfnを取得するステップ2。次いで、求められた誘導起電圧Vemfnと中心値Vtypとの差に基づいて補正係数αを演算するステップ3。そして、テーブルにあらかじめ設定されている目標誘導起電圧Vemfxと、その目標誘導起電圧Vemfxを生成するための目標制御電圧Vcxが補正係数補正手段αで補正されるステップ4。上記のように構成された高電圧発生回路では、次に示す効果を得ることができる。1昇圧トランス17の一次側コイルQ1に発生する誘導起電圧Vemfを検出し、その誘導起電圧Vemfに基づいて二次側コイルの出力電圧Voutを所望の高電圧に制御することができる。従って、昇圧トランス17の出力電圧を検出するためのセンサー21,22に高耐圧部品を使用する必要がないとともに、高電圧制御部15の入力インターフェースに降圧回路を設ける必要がない。この結果、昇圧トランス17の出力電圧Voutの電圧精度を向上させることができるとともに、部品コストを低減することができる。2高電圧制御部15は、昇圧トランス17の一次側コイルQ1へ供給する電流をスイッチング素子18でPWM制御若しくはPFM制御、あるいはこれらの組み合わせでスイッチング制御することにより、出力電圧Voutを制御することができる。スイッチング素子18を例えばNチャネルMOSトランジスタで構成することができるので、昇圧トランス17の駆動回路を安価に構成することができる。3スイッチング素子18を、スイッチング周波数に応じてPWM制御及びPFM制御を選択して制御することにより、昇圧トランス17の直列共振特性を補償する制御を行うことができる。4第一のセンサー21及び第二のセンサー22に、誘導起電圧Vemfの積分値や包絡線検波値を出力する機能を備えれば、これらの積分値や包絡線検波値に基づいて高電圧制御部15で誘導起電圧Vemfを検出することができる。従って、誘導起電圧Vemfの多周期の変化量に基づいて誘導起電圧Vemfを検出することができるので、高電圧制御部15の負荷を低減することができる。5昇圧トランス17の誘導起電圧Vemfのばらつきを補正する補正係数αを算出し、テーブルにあらかじめ格納されているデータを補正係数αで補正することができる。従って、昇圧トランス17の誘導起電圧Vemfのばらつきを補償して、出力電圧Voutの精度を向上させることができる。6電源電圧Vdcの変動を電源電圧検出部14で検出し、その検出信号を高電圧制御部15に出力することができる。高電圧制御部15では、電源電圧Vdcの変動を補償するようにスイッチング素子18を制御することができる。7上記のような高電圧発生回路で生成した電圧をイオン発生電極20に供給することにより、イオンを安定して発生させ得るイオン発生装置を実現することができる。8上記のような高電圧発生回路で生成した電圧を図11に示す霧化電極31と対向電極32に供給することにより、帯電微粒子を安定して発生させ得る静電霧化装置を実現することができる。上記実施形態は、以下の態様で実施してもよい。電源部11は、直流電圧を供給するバッテリー等の直流電源としてもよい。"