"スイッチング素子を備える主インバータ回路と、前記主インバータ回路の直流電流を検出する電流検出部と、前記主インバータ回路の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流電流と前記直流電圧に基づいて電圧指令ベクトルを求める電圧指令ベクトル演算部と、前記電圧指令ベクトルに基づいて少なくとも1種類の実ベクトルと少なくとも1種類のゼロベクトルとに対してPWMデューティを配分するデューティ配分部と、前記デューティ配分部により配分されたPWMデューティに基づいて1キャリア周期内で3種類の実ベクトルと少なくもと1種類のゼロベクトルとにPWMデューティを再分配する第1の再分配部と、前記第1の再分配部により再分配されたPWMデューティを、複数キャリア周期を1変更周期とし1変更周期内でキャリア周期ごとにPWMデューティが変更されるよう再分配する第2の再分配部と、を備えることを特徴とする電力変換装置。3相変調または2相変調によりPWM変調を行うPWM変調部と、前記デューティ配分部、前記第1の再分配部および前記第2の再分配部により構成されるPWM信号生成部と、前記PWM変調部と、を切り替える切り替え部と、を備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記電流検出部を、抵抗またはカレントトランスであることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換装置。前記直流電流に基づいて相電流を判別する相電流判別部、を備えることを特徴とする請求項1、2または3に記載の電力変換装置。前記相電流に基づいて励磁電流及びトルク電流を求める励磁電流及びトルク電流算出部、を備えることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。前記複数キャリア周期ごとに周期的にPWMデューティが変更することを特徴とする請求項1~5のいずれか1つに記載の電力変換装置。前記第2の再分配部による再分配後の前記複数キャリア周期内のPWMデューティ平均値と、前記第2の再分配部による再分配前の前記複数キャリア周期内のPWMデューティ平均値とが、略等しいことを特徴とする請求項1~6のいずれか1つに記載の電力変換装置。前記電流検出部は、前記複数キャリア周期内で、PWMデューティが最も高いキャリア周期において前記直流電流の検出を行うことを特徴とする請求項1~7のいずれか1つに記載の電力変換装置。前記電流検出部は、少なくとも複数キャリア周期ごとに電流検出を行うことを特徴とする請求項1~8のいずれか1つに記載の電力変換装置。キャリア周期を2以上に分割し、分割した単位でPWMデューティを組み替えるデューティ組み替え部、を具備することを特徴とする請求項1~9のいずれか1つに記載の電力変換装置。前記デューティ組み替え部は、キャリア周期を前半と後半に2分割し、必要に応じて後半のデューティを1変更周期内の他のキャリア周期の後半のデューティと入れ替える、ことを特徴とする請求項10に記載の電力変換装置。前記デューティ組み替え部は、キャリア周期を前半と後半に2分割し、必要に応じて1キャリア周期内の前半のデューティと後半のデューティとを入れ替える、ことを特徴とする請求項10または11に記載の電力変換装置。前記直流電流の検出後、前記複数キャリア周期以内に前記デューティ配分部、前記第1の再分配部および前記第2の再分配部によるPWMデューティ生成処理を行うことを特徴とする請求項1~12のいずれか1つに記載の電力変換装置。前記複数キャリア周期以内に前記デューティ配分部、前記第1の再分配部および前記第2の再分配部によるPWMデューティ生成処理後、前記複数キャリア周期以内に実際にPWM信号として出力するデューティを更新することを特徴とする請求項1~13のいずれか1つに記載の電力変換装置。請求項1~14のいずれか1つに記載の電力変換装置、を備えることを特徴とする冷凍空調装置。スイッチング素子を備える主インバータ回路と、前記主インバータ回路の直流電流を検出する電流検出部と、前記主インバータ回路の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流電流と前記直流電圧に基づいて電圧指令ベクトルを求める電圧指令ベクトル演算部と、を備える電力変換装置の制御方法であって、前記電圧指令ベクトルに基づいて少なくとも1種類の実ベクトルと少なくとも1種類のゼロベクトルとに対してPWMデューティを配分するデューティ配分ステップと、前記デューティ配分ステップで配分されたPWMデューティに基づいて1キャリア周期内で3種類の実ベクトルと少なくもと1種類のゼロベクトルとにPWMデューティを再分配する第1の再分配ステップと、前記第1の再分配ステップで再分配されたPWMデューティを、複数キャリア周期を1変更周期とし1変更周期内でキャリア周期ごとにPWMデューティが変更されるよう再分配する第2の再分配ステップと、を含むことを特徴とする電力変換装置の制御方法。上記従来の技術によれば、基本電圧ベクトルを3種使用することで、スイッチングモードの保持時間をのばすことが可能となる。しかしながら、様々なモータやシステムに広く対応するためには保持時間の確保が十分でなく、直流母線電流による相電流検出において電流検出性能劣化を防ぐためには更なる保持時間の延長が必要である、という問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、直流母線電流による相電流検出法における電流検出性能劣化を防ぎ、様々なモータやシステムに広く対応可能な電力変換装置、冷凍空調装置および電力変換装置の制御方法を得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スイッチング素子を備える主インバータ回路と、前記主インバータ回路の直流電流を検出する電流検出部と、前記主インバータ回路の直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記直流電流と前記直流電圧に基づいて電圧指令ベクトルを求める電圧指令ベクトル演算部と、前記電圧指令ベクトルに基づいて少なくとも1種類の実ベクトルと少なくとも1種類のゼロベクトルとに対してPWMデューティを配分するデューティ配分部と、前記デューティ配分部により配分されたPWMデューティに基づいて1キャリア周期内で3種類の実ベクトルと少なくもと1種類のゼロベクトルとにPWMデューティを再分配する第1の再分配部と、前記第1の再分配部により再分配されたPWMデューティを、複数キャリア周期を1変更周期とし1変更周期内でキャリア周期ごとにPWMデューティが変更されるよう再分配する第2の再分配部と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、直流母線電流による相電流検出法における電流検出性能劣化を防ぎ、様々なモータやシステムに広く対応することができる、という効果を奏する。また、比較的簡易な方法により実現するため、コストアップを抑えて電流検出性能劣化を防ぐことができる。以下に、本発明にかかる電力変換装置、冷凍空調装置および電力変換装置の制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態1の構成例を示す図である。図1に示すように、本実施の形態の電力変換装置は、直流電圧を検出する電圧検出部11と、直流電流を検出する電流検出部12と、駆動信号出力部13と、直流電流及び直流電圧を用いて演算を行いPWM信号を発生するインバータ制御部14と、PWM信号によりスイッチング素子のONOFFを行い電動機1例えば永久磁石を有する3相ブラシレスモータなどを駆動するインバータ主回路2と、で構成される。本実施の電力変換装置は、例えば冷凍空調装置等に用いられるが、本実施の電力変換装置の用途はこれに限定されない。インバータ主回路2は、直流電源3と、スイッチング素子4a~4fと、ダイオード5a~5fと、直流電流検出素子電流検出部6と、で構成される。直流電流検出素子6は、直流母線電流を検出するための検出素子例えば抵抗、カレントトランス等であり、直流母線経路に挿入される。電流検出部12は、直流電流検出素子6の両端電圧あるいは出力電圧を必要に応じて増幅器バッファ等を介して検出して、検出した電圧値をインバータ制御部14に渡す。インバータ制御部14は、電流検出部12が検出した電圧値を電流換算して直流電流を得る。電圧検出部11は、直流電源3の直流電圧高圧をインバータ制御部14で処理可能な範囲に値をレベルシフトするための分圧抵抗及びノイズ除去用フィルタ等で構成される。インバータ制御部14は、電圧検出部11によりレベルシフトされた電圧に、電圧検出部11の構成により定まる所定ゲインを乗じて換算することで直流電圧を得る。インバータ制御部14としては、通常マイクロコンピュータやデジタルシグナルプロセッサ等を用いられる。図2は、インバータ制御部14の機能構成例を示す図である。なお、図2の構成は一例であり、同様の機能を実現できる構成であればよく、図2の構成例に限定されない。図2に示すように、インバータ制御部14は、PWM信号生成部301と、PWM信号発生部201と、を備える。PWM信号生成部301は、電流検出部12で得られた電流値Idcに基づいて相電流を判別する相電流判別部302と、相電流から励磁電流とトルク電流を算出する励磁電流及びトルク電流算出部303と、励磁電流とトルク電流に基づいて速度制御や電流制御等の各種ベクトル制御を行い電圧指令ベクトルを演算する電圧指令ベクトル演算部304と、電圧指令ベクトルよりPWMデューティデューティを配分するデューティ配分部305と、得られたデューティを1キャリア周期内で再分配する1キャリア周期内デューティ再分配部第1の再分配部306と、複数キャリアごとにデューティを変更する複数キャリア周期内デューティ再分配部第2の再分配部307と、で構成される。駆動信号出力部13は、スイッチング素子4a~4fの駆動に必要な電力電圧、電流を確保し、各スイッチを駆動するための周知回路ゲート駆動回路で構成され、インバータ制御部14から出力される各スイッチング素子に対応するPWM信号を駆動信号として各スイッチング素子へ入力する。次に、PWM信号生成部301の動作について詳細に説明する。一般に、3相インバータのスイッチング素子のスイッチングパターンは8種類23=8である。本文では、スイッチングパターンの出力状態以下、電圧ベクトルと称すを次のように定義する。ベクトル長を有する電圧ベクトル以下、実ベクトルと称すについては、直流母線の各相上側スイッチング素子のオンオフ状態1をオンとし、0をオフとするに対応して以下のように定める。W相上側スイッチング素子状態オンオフ状態、V相上側スイッチング素子状態、U相上側スイッチング素子状態=0,0,1の場合をV1、0,1,0の場合をV2、0,1,1の場合をV3、1,0,0の場合をV4、1,0,1の場合をV5、1,1,0の場合をV6とする。またベクトル長を持たない電圧ベクトル以下、ゼロベクトルと称すについては、直流母線のW相上側スイッチング素子状態、V相上側スイッチング素子状態、U相上側スイッチング素子状態=0,0,0の場合をV0、1,1,1の場合をV7とする。ここで、実ベクトル発生中においては、電動機1の巻線に流れる電流は直流電流として観測できる。すなわち、直流電流検出素子6及び電流検出部12を経て、インバータ制御部14により、直流電流Idcとして検出できる。またゼロベクトル発生時は、直流電流Idcの観測は不可である。図3は、電圧ベクトルごとの各相上側スイッチング素子のオンオフ状態1をオンとし、0をオフとすると観測可能な相電流の関係を示す図である。また図4は、各電圧ベクトルをベクトル図で示した一例を示す図である。上述した8種電圧ベクトルを適当に組み合わせることで、所望の電圧周波数に対応した磁束が得られ、電動機1を円滑に回転できる。図4は、V1方向U相方向を基準としたインバータ回転角θと電圧指令ベクトルVの関係を示しており、θとVにより各電圧ベクトルの発生割合が定まる。ここで、各基本電圧ベクトルは60度の位相差を持つ。ここでは、実ベクトルとVの間の位相角を空間ベクトル回転角θと称する0度≦θ<60度。各電圧ベクトルの発生時間はVとθによって決まり、実ベクトル発生中に図3の対応に従い、相電流判別部302が直流電流Idcに基づいて相電流Iu~Iwを求める通常は2相分の電流を検出し、残り1相は3相平衡の原理にて算出する。相電流Iu~Iwは、さらに励磁電流及びトルク電流算出部303により、励磁電流γ軸電流Iγ及びトルク電流δ軸電流Iδに変換される。具体的には、相電流Iu~Iwを以下の式1に示すような3相2相変換行列[C1]、及び下記式2に示すような回転行列[C2]を用いて変換を行う。ただし、[C2]のθはインバータ回転角で、回転方向が時計回りの場合を示す。本実施の形態では一例を示すが、使用するシステムに応じて回転方向や基準位相は適宜変更しても良い。また本実施の形態では、電動機1の位置検出を行わない位置センサレス制御を実施する場合について述べる。本制御実施時の制御座標系は慣例に従いγ-δ座標と称すこととする。次に、電圧指令ベクトル演算部304は、励磁電流とトルク電流に基づいて速度制御を含む各種ベクトル制御を行い電圧指令ベクトルVを演算する。次に、PWM信号生成部301は、各相のPWM信号の発生時間比率デューティを作成する。図5は、各ベクトルのデューティ作成例1キャリア周期内を示す図である。各相のPWM信号の作成として、はじめに、デューティ配分部305は、従来の3相2相変調と同様の手法で、各相のPWM信号のデューティ生成配分を行う。例として、V1方向を初期位相としてインバータ回転角θが位相平面上で60度付近にある場合電圧指令ベクトルVがV3方向付近にある場合の各ベクトルのデューティ作成の様子を図5aに示す。図5aは、電圧指令ベクトルVがV1とV3の間にある場合の例である。従来の3相2相変調では、電圧指令ベクトルVについて、V1、V3の2方向にベクトル分解することで各実ベクトルのデューティを作成していた。ここで、図5aのd1、d3はV1、V3の各デューティを示す。この場合、2種の実ベクトルV1、V3と1~2種のゼロベクトルV0,V7を用いてPWM信号が作成される通常、2相変調実施時は、V0またはV7の1種のゼロベクトルが用いられる。また図示しないが、インバータ回転角θが60度の整数倍0度も含むとなる場合1種実ベクトルと1~2種ゼロベクトルV0,V7でPWM信号が作成される。図5aのケースでは、d1が短いので、V1発生時の電流検出が困難である。そのため、本実施の形態では、このような場合、1キャリア周期内デューティ再分配部306が、下記のような方法1キャリア内で3つの実ベクトルを使用する方法でデューティを再配分再分配して3つの実ベクトルを作成する。ゼロベクトルは、もともと長さを持たないベクトルであるが、等ベクトル長等デューティを有する3つの120度位相差のある基本電圧ベクトルの和と仮想的に置き換えても良い以下、この3つのベクトルを説明上、仮想電圧ベクトルと称す。そこで、ベクトル長が短く電流検出困難となる実ベクトルのデューティを補正するため、3つの仮想電圧ベクトルをそれぞれ120度位相差のある基本電圧ベクトルの方向に加算する。仮想電圧ベクトルは、必要に応じてベクトル種別、ベクトルの大きさを所定値に設定すれば良い。図5bは仮想電圧ベクトルの一例を示し、図5cは図5aで示した電圧指令ベクトルVに仮想電圧ベクトルを加算した結果の一例を示す。図5の例では、V1のベクトル長を補正するため、V1を含む3方向互いに120度の位相差を有する方向に、等しいデューティの仮想電圧ベクトルを加算する。仮想電圧ベクトル加算後に、得られたV2、V2、V3方向のデューティをそれぞれd1’、d2’、d3’とすると、d1’、d2’、d3’は以下の式3で表すことができる3つの仮想電圧ベクトルのデューティをvdとする。d1’=d1vdd2’=d2d3’=d3-vd...3以上の手法により電流検出が容易となるが、様々なモータやシステム環境に対応するため、更なる極低速運転を可能とする手法が求められていた。そこで、本実施の形態では、さらに、以下に述べるようにデューティの再分配区間を1キャリアから複数キャリアに拡張する。上述のような1キャリア周期内デューティ再分配部306による再配分の実施後でも、十分なベクトル長が得られない場合には、複数キャリア周期内デューティ再分配部307が更なるPWM補正を行う。具体的には、キャリアn周期毎n≧2に周期的にデューティを変更する。図6は、複数キャリア周期内でのデューティ再分配の過程の各電圧ベクトルのデューティの一例を示す図である。まず、複数キャリア周期内デューティ再分配部307は、はじめにV1、V2、V3のnキャリア分の各デューティd1’’、d2’’、d3’’を以下の式4に示す通り設定する。d1’’=nd1’d2’’=nd2’d3’’=nd3’...4その後、各キャリア周期におけるデューティを以下式5のように設定する。ここでは、V1、V2、V3に対応する1キャリア周期目の各ベクトルデューティをそれぞれd1_1、d2_1、d3_1とする。ただし、0≦k≦1とする。d1_1=kd1’’d2_1=kd2’’d3_1=kd3’’...5また、nキャリア内でのmキャリア周期目n≧m≧2の各ベクトルデューティをd1_m、d2_m、d3_mとし、d1_m、d2_m、d3_mを以下の式6の通り設定する。d1_m=1-k1/n-1d1’’d2_m=1-k1/n-1d2’’d3_m=1-k1/n-1d3’’...6図6aはd1’’、d2’’、d3’’の一例を示し、図6bはd1_1、d2_1、d3_1の一例を示し、図6cはd1_2、d2_2、d3_2の一例を示している。このように、本実施の形態では、複数キャリア周期内デューティ再分配部307が、複数キャリア周期nキャリア周期を1周期として、1周期内でキャリア周期ごとにデューティを変更する。これにより、1周期内で他のキャリア周期に比べデューティを長くしたキャリア周期を設けることができる。このように、デューティを長くした拡大したキャリア周期で電流検出を行うことにより電流検出の精度を向上させることができる。上記式5、6の例では、k>0.5とすれば、1キャリア周期目のデューティを長くすることができる。なお、1キャリア周期目に限らず2キャリア周期目等、他のキャリア周期のデューティを長くする場合も同様の方法で実現できる。なお、ここでは、上記式5、6により複数キャリア周期内の各デューティを再分配するようにしたが、再分配の方法はこれに限定されず、1周期内で他のキャリア周期に比べデューティを長くしたキャリア周期を設けることができるような再分配方法であればどのような方法を用いてもよい。図7は、2キャリア周期ごとに周期的にデューティを変更し、且つ1キャリア周期目のデューティ設定が他方と比較して大きい場合n=2、0.5<k≦1のPWM信号の一例を示す図である。図7では、各相上側スイッチング素子のPWM信号波形例Up、Vp、Wp、電流検出電流検出区間、演算処理演算処理区間の一例を示している。電流検出、演算処理の段では、ハッチングした部分が電流検出区間、演算処理区間をそれぞれ示している。キャリア周期Tsは通常既知であるので、nキャリアごとに周期的にデューティを変更するよう設定した後、各キャリア周期における各相のデューティをTsに乗じることで、各相上側スイッチング素子の1キャリア周期中の通電時間Tup、Tvp、Twpが定まる。図8は、U相の上下スイッチング素子の波形の一例を示す図である。図8に示す通り、Tupに対して、アーム短絡防止用のデッドタイム時間Tdを考慮しTupの両側をTd分延ばし、下側スイッチング素子の1キャリア周期中の通電時間Tunを定めることができる。同様に、Tvp、Twpに基づいてTvn、Twnを定めることができる。その後、PWM信号発生部201は、Tup、Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twnに基づいて、スイッチング素子4a~4fに対し、各々のスイッチング素子を駆動するためのPWM信号Up~Wnを生成し、駆動信号出力部13経由でスイッチング素子4a~4fに入力する。これにより、電動機1が駆動可能となる。図7には、PWM信号波形と合わせて電流検出区間を併記している。図7に示すように、電流検出は1キャリア周期おき2キャリア周期毎に実施すれば良い。また、図7の例では、V0→V2→V3→V7→V3→V1→V0で電圧ベクトルパターンを切り替える場合の例を示しているが、上述の式5、6におけるkをKK>0.5と設定しているので、周期的にデューティを変更しない場合に比べて、1キャリア周期目の上側各相デューティを拡大することができる。よって、1キャリア周期目において電流検出が容易となるため、1キャリア周期内の電流検出が容易になるタイミングで電流検出を行えばよい。なお、図7の例では、K>0.5としたが、システムや制御の都合を考慮し、K<0.5としても良い。その場合は、逆に2キャリア周期目の上側各相デューティを拡大することができるので、2キャリア周期目にて電流検出を行えばよい。また、ベクトル演算は1キャリア周期おきに行う。ただし、各キャリア周期におけるデューティは1回のベクトル演算においてnキャリア周期分計算しておき、キャリア周期ごとにデューティを更新すれば良い。しかしながら、システムにおいては、ソフト変更の煩雑さを防止する目的等により電流検出をキャリア周期ごとに行いたい場合もある。この場合、電流検出をキャリア周期ごとに実施し、2キャリア周期目デューティが拡大されないキャリア周期で得られた電流値はベクトル演算に使用しないことにより上記同様の制御を実現可能である。同様な要領で、n≧3とした場合でも、電流検出及びベクトル演算のnキャリア周期ごとに行えば良い。nキャリア周期を1変更周期とし、1変更周期内でデューティが拡大されている部分例えば、PWMデューティを最も高く設定するキャリア周期においてで1回以上電流検出を実施し、電流検出後同一変更周期内のいずれかのキャリア周期にてベクトル演算を行えば良い。この場合においても、各キャリア周期におけるデューティはベクトル演算時にnキャリア周期分計算しておき、キャリア周期ごとにデューティ更新すればよい。上述の通り、3つの実ベクトルのデューティをnキャリア周期単位で変更することで低デューティ領域における電流検出性能劣化を更に抑制することが可能となる。その結果、様々なシステムや、多種モータへの対応が比較的簡易な方法で可能となる。また、モータの起動時の運転安定性を向上することができる。なお、nキャリア周期を1周期として、1周期ごとに同じデューティ配分を周期的に繰り返すようデューティ再配分を行ってもよいし、各周期で異なるデューティ配分としてもよい。本実施の形態は、上述のように低デューティ領域における電流検出性能劣化を抑制することにより、モータ等の極低速運転を可能とする。運転状況に応じ、従来のPWM変調2相3相変調であっても電流検出可能である運転領域においては従来変調を用いても良い。すなわち、従来のPWM変調を実施するPWM信号を生成するPWM変調部と、本実施の形態のPWM信号生成部301を用いた動作とPWM変調部を用いた動作とを切り替える切り替え部と、を備え、運転状況に応じて従来変調と本実施の形態の方法とを切り替えるようにすればよい。また、インバータ回転角や出力電圧に対する直流電圧の比率等に応じて必要に応じて従来変調と本実施の形態の方法を組み合わせて必要に応じて実施し、PWM信号を発生すれば良い。従来方式と本実施の形態の方法を必要に応じて例えば、回転速度等の運転状況に応じて切り替えることで、必要以上のインバータ効率悪化が防止できる。従来方式と本実施の形態の方法を必要に応じて切り替えることにより、更に、様々なシステムや、多種モータへの対応が比較的簡易な方法で可能となる。また、モータの起動時の運転安定性を向上することができる。実施の形態2.図9は、本発明にかかる電力変換装置の実施の形態2のインバータ制御部14aの機能構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、インバータ制御部14をインバータ制御部14aに替える以外は、実施の形態1の電力変換装置と同様である。実施の形態1と同様の機能を有する構成要素は、実施の形態1と同一の符号を付して重複する説明を省略する。実施の形態1では、電圧指令ベクトルVが任意の2つの実ベクトルの間にあるという条件例えば図4ではVがV3とV2の間にある条件で、PWM波形の電圧ベクトル出力順序はキャリア周期ごとに変更しない場合について示した。例えば図7の場合、いずれのキャリア周期においても電圧ベクトルの出力順序はV0→V2→V3→V7→V3→V1→V0となる。図10は、図7に対応する上側スイッチング素子のオンデューティ設定例を示す図である。図10中、A1は、U相上側スイッチング素子のキャリア信号1周期目前半デューティ、B1はU相上側スイッチング素子のキャリア信号1周期目後半デューティ、A2はU相上側スイッチング素子の2キャリア信号2周期目2キャリア周期目前半デューティ、B2はU相上側スイッチング素子のキャリア信号2周期目後半デューティを示す。他相についても、C1,D1,C2,D2V相およびE1,F1,E2,F2W層を用いて同様のルールで示している。図10では、上述したようにキャリア1周期目のデューティを拡大しているため、電流検出は1キャリア周期目にて行う。また、電流取得後、2キャリア周期目にてベクトル演算等の処理を実施し、次の半周期または1周期以降に出力する各相PWMデューティ設定値を更新する。実使用上においては、使用環境やシステムの諸条件インバータ制御部14に用いる処理装置の性能等、あるいは騒音面での影響等を考慮し、キャリア周期の前後半毎、また複数キャリア間ごとにおいてPWM波形の出力順序を変更したい場合がある。本実施の形態では、PWM波形の前後半ごとに、あるいは複数キャリア間ごとに電圧ベクトルの出力順序を可変とする方法について述べる。図9に示すように、インバータ制御部14aは、PWM信号生成部301をPWM信号生成部301aに替える以外は、実施の形態1のインバータ制御部14と同様である。また、PWM信号生成部301aは、実施の形態1のPWM信号生成部301にデューティ組み替え部308を追加している。デューティ組み替え部308は、1キャリア周期の前半と後半のデューティの組み替えを行う。例えば、図10で示したデューティをもとにして、図11のようにデューティ組み替えを行う。図11は、デューティ組み替え後のPWMデューティ、電流検出タイミング、PWM信号生成実施タイミングの一例を示す図である。図10で設定したU相の上側スイッチング素子に関して1キャリア周期の後半デューティB1と、2キャリア周期目後半デューティB2の入れ替えを行う。その結果、図11に示すように、キャリア1周期の後半デューティがB2、2キャリア周期目の後半デューティがB1となる。残りの相についても同様な方法で組み替えを実施する。また、3及び4周期目についても、1及び2キャリア周期目に組み替えたのと同様な方法で組み替えを行う。すなわち、図11の例では、1キャリア周期の後半のデューティを他のキャリア周期の後半のデューティと入れ替えている。この場合、各相ともに例えば2キャリア周期目後半とキャリア3周期目前半のデューティを拡大することになるため、電流検出は本区間で行えば良い。電流検出実施後、3キャリア周期目後半あるいは4周期目前半にてベクトル演算等の処理を実施し、演算後の半キャリア周期または1キャリア周期以降に出力する各相PWMデューティ設定値を更新する。図12は、デューティ組み替え後のPWMデューティ、電流検出タイミング、PWM信号生成実施タイミングの別の一例を示す図である。デューティ組み替え部308は、上述の例に限らず、さらに図11の組み替え後に、2キャリア周期目の前後半デューティの組み替えを行うようにしてもよい。例えば、U相の上側スイッチング素子に関して2キャリア周期の前半デューティA2と、2キャリア周期目後半デューティB1の入れ替えを行う。その結果、図12に示すように、2キャリア周期の前半デューティがB1、2キャリア周期目後半デューティがA2となる。残りの相についても同様な方法で組み替えを実施する。また、3及び4周期目についても、1及び2キャリア周期目に組み替えたのと同様な方法で組み替えを行う。この場合、各相ともにキャリア周期に依らずキャリア前半のデューティを拡大することになり、電流検出は本区間で行えば良い。例えば1周期目前半と2キャリア周期目前半で電流検出を行う場合には、2キャリア周期目後半あるいは3周期目前半にてベクトル演算等の処理を実施し、演算後の半キャリア周期または1キャリア周期以降に出力する各相PWMデューティ設定値を更新する。図13は、図11の例に対応するPWM信号波形電流検出区間演算処理区間の一例を示す図である。図14は、図12の例に対応するPWM信号波形電流検出区間演算処理区間の一例を示す図である。このようにキャリア周期内のデューティの組み替えを行うことにより、実施の形態1と同様の効果が得られるとともに、インバータモータから発生する音スペクトラムを変化させることが可能である。このため、騒音対策や聴感改善に有効である。なお、デューティの組み替え方法は、図11および図12で示したデューティの組み替え方法に限らず、1キャリア周期を2以上に分割し、分割した単位で任意の順に組み替えを行うことができる。また、n≧3の場合も同様に、1キャリア周期を2以上例えば前後半に分割し、分割した単位で任意の順に組み替えを行うことができる。また、本実施の形態で述べた方法は、極低速運転や音対策に有効な方法であるが、従来変調2相3相変調方式であっても電流検出可能である運転領域等においては従来変調を用いても良い。また、インバータ回転角や出力電圧に対する直流電圧の比率等に応じて必要に応じて従来変調と本実施の形態の方法を組み合わせて必要に応じて実施し、PWM信号を発生すれば良い。従来方式と本実施の形態の方法を必要に応じて例えば、回転速度等の運転状況に応じて切り替えることで、必要以上のインバータ効率悪化が防止できる。また、本実施の形態では、比較的簡易な方法にて同一キャリア周期または複数キャリア周期の間でPWM変更を行うことができるため、演算負荷を大幅に増大することなく、また演算装置をそれほどコストアップせずに、様々なモータやシステムに広く対応して、電流検出性能劣化を防ぎかつ騒音防止対策を実現することが可能である。"