"スイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えて、交流電源6から供給された交流電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換し、接続されたモータ7に供給する電力変換装置であって、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部5を備え、前記制御部5は、前記モータ7の電流を制御する電流制御部53と、前記電流制御部53へ入力される高調波成分を低減する高調波成分除去部52とを備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、交流電源6の電源電圧vinを全波整流するコンバータ回路2と、前記コンバータ回路2の出力に並列接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧vdcを出力する直流リンク部3と、前記直流リンク部3の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ7に供給するインバータ回路4とを備え、前記制御部5は、前記モータ7の電流iuiviwが、前記電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする電力変換装置。請求項1又は請求項2の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、入力電流iin、前記モータ7の実電流値idiq、モータ7の電流指令値idiq、及び前記実電流値idiqと前記電流指令値idiqの偏差の少なくとも1つに対して機能することを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52への入力信号から所定の周波数領域の信号を除去して出力することを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52への入力信号に含まれる予め定められた周波数の信号を、低減すべき除去成分として抽出し、該入力信号から前記除去成分を減算することを特徴とする電力変換装置。請求項5の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、フーリエ変換によって前記除去成分を抽出することを特徴とする電力変換装置。請求項5又は請求項6の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、前記減算が行われた減算信号に含まれる高調波成分が低減するように除去成分を修正することを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52に入力される状態量をフーリエ変換することによって前記高調波成分を低減することを特徴とする電力変換装置。請求項6又は請求項8の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、前記交流電源6の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行うことを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項9のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分には、前記モータ7の電圧の基本周波数を6n倍nは整数した周波数成分が含まれることを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項10のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、前記モータ7の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記高調波成分の除去量を変化させることを特徴とする電力変換装置。しかしながら、特許文献3の例では、モータの高速回転時など低減すべきリプルの周波数が高い場合には、汎用的な制御CPUでは十分な制御帯域が得られず、逆に高調波成分を増加させてしまうといった問題が生じる可能性がある。高性能なCPUを用いることも考えられるが、これではコストが増大してしまう。本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置において、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を増大させないようにすることを目的としている。前記の課題を解決するため、第1の発明は、スイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えて、交流電源6から供給された交流電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換し、接続されたモータ7に供給する電力変換装置であって、前記スイッチング素子のスイッチングを制御する制御部5を備え、前記制御部5は、前記モータ7の電流を制御する電流制御部53と、前記電流制御部53へ入力される高調波成分を低減する高調波成分除去部52とを備えていることを特徴とする。この構成では、高調波成分除去部52が電流制御部53へ入力される高調波成分を低減させるので、高調波成分を低減した信号が電流制御部53へ入力されることになる。また、第2の発明は、第1の発明の電力変換装置において、交流電源6の電源電圧vinを全波整流するコンバータ回路2と、前記コンバータ回路2の出力に並列接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧vdcを出力する直流リンク部3と、前記直流リンク部3の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ7に供給するインバータ回路4とを備え、前記制御部5は、前記モータ7の電流iuiviwが、前記電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする。この構成では、いわゆるコンデンサレスインバータ回路において、高調波成分を低減した信号が電流制御部53へ入力されることになる。また、第3の発明は、第1又は第2の発明の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、入力電流iin、前記モータ7の実電流値idiq、モータ7の電流指令値idiq、及び前記実電流値idiqと前記電流指令値idiqの偏差の少なくとも1つに対して機能することを特徴とする。この構成では、前記入力電流iin、前記実電流値idiq、電流指令値idiq、及び前記実電流値idiqと前記電流指令値idiqの偏差等から高調波成分が低減されて、電流制御部53へ入力される。また、第4の発明は、第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52への入力信号から所定の周波数領域の信号を除去して出力することを特徴とする。この構成では、所定の周波数領域の信号例えばある周波数以上の信号が、電流制御部53への入力から除去される。また、第5の発明は、第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52への入力信号に含まれる予め定められた周波数の信号を、低減すべき除去成分として抽出し、該入力信号から前記除去成分を減算することを特徴とする。この構成では、予め定められた周波数の信号例えばモータ7の電圧の6次成分などが、電流制御部53への入力から除去される。また、第6の発明は、第5の発明の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、フーリエ変換によって前記除去成分を抽出することを特徴とする。この構成では、フーリエ変換によって除去成分を抽出するので、目的の除去成分を正確に抽出できる。また、第7の発明は、第5又は第6の発明の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、前記減算が行われた減算信号に含まれる高調波成分が低減するように除去成分を修正することを特徴とする。この構成では、減算結果に応じて除去成分が修正される。また、第8の発明は、第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52に入力される状態量をフーリエ変換することによって前記高調波成分を低減することを特徴とする。この構成では、高調波成分をフーリエ変換によって抽出するので、目的の周波数成分を正確に抽出できる。また、第9の発明は、第6又は第8の発明の電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、前記交流電源6の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行うことを特徴とする。この構成では、フーリエ変換を交流電源6の半周期の整数倍の期間行うことで、目的周波数の高調波成分の大きさを正確に把握できる。また、第10の発明は、第1から第9の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分には、前記モータ7の電圧の基本周波数を6n倍nは整数した周波数成分が含まれることを特徴とする。この構成では、比較的高い周波数成分を前記高調波成分として抽出することができる。また、第11の発明は、第1から第10の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記高調波成分除去部52は、前記モータ7の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて前記高調波成分の除去量を変化させることを特徴とする。この構成では、運転状態に追従させて前記高調波成分の除去量を変化させることが可能になる。第1の発明によれば、高調波成分が低減された信号が電流制御部53へ入力されるので、電力変換装置において、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を増大させないようにすることが可能になる。また、第2の発明によれば、いわゆるコンデンサレスインバータ回路において、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を増大させないようにすることが可能になる。また、第3の発明によれば、前記入力電流iin、前記実電流値idiq、電流指令値idiq、及び前記実電流値idiqと前記電流指令値idiqの偏差の少なくとも1つから高調波成分が除去されるので、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を増大させないようにすることが可能になる。また、第4の発明によれば、所定周波数領域の成分が低減された信号が電流制御部53へ入力されるので、電力変換装置において、モータ電圧歪みに起因する、当該周波数領域における電源高調波を増大させないようにすることが可能になる。また、第5の発明によれば、予め定められた周波数成分が低減された信号が電流制御部53へ入力されるので、電力変換装置において、モータ電圧歪みに起因する、当該周波数における電源高調波を増大させないようにすることが可能になる。また、第6の発明によれば、目的の周波数成分を正確に抽出できるので、電源高調波を増大をより確実に抑制することがきる。また、第7の発明によれば、前記除去成分が修正されるので、より確実に前記高調波成分を低減することが可能になる。また、第8の発明によれば、目的の周波数成分を正確に抽出できるので、電源高調波を増大をより確実に抑制することがきる。また、第9の発明によれば、目的周波数の高調波成分の大きさを正確に把握できるので、電源高調波を増大をより確実に抑制することがきる。また、第10の発明によれば、比較的高い周波数成分を前記高調波成分として抽出することができるので、電源高調波を増大をより確実に抑制することがきる。また、第11の発明によれば、運転状態が変化しても、電源高調波を増大をより確実に抑制することがきる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《全体構成》図1は、本発明の実施形態に係る電力変換装置1の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、インバータ回路4、及び制御部5を備え、単相の交流電源6から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ7に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ7は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。より具体的には、モータ7は、4極6スロットの集中巻モータである。このモータ7では、誘起電圧の高調波成分として、基本波の5,7次成分が多く含まれる傾向にある。このモータ電圧歪みに基づく高調波成分は電源電流や直流リンク電圧後述にも現れる。コンバータ回路2コンバータ回路2は、リアクトルLを介して交流電源6に接続され、交流電源6が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数本実施形態では4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードD1~D4は、交流電源6の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。直流リンク部3直流リンク部3は、コンデンサ3aを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力に並列接続され、該コンデンサ3aの両端に生じた直流電圧直流リンク電圧vdcがインバータ回路4の入力ノードに接続されている。コンデンサ3aは、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ3aは、インバータ回路4のスイッチング素子後述がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ3aは、コンバータ回路2によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部3が出力する直流リンク電圧vdcは、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。インバータ回路4インバータ回路4は、入力ノードが直流リンク部3のコンデンサ3aに並列に接続され、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ7に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路4は、三相交流をモータ7に出力するので、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ7の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流リンク部3から入力された直流リンク電圧vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ7へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部5が行う。制御部5制御部5は、モータ7に流れる電流モータ電流iuiviwが、電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングオンオフ動作を制御する。すなわち、電力変換装置1は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。図2は、制御部5の構成例を示すブロック図である。この例では、制御部5は、速度制御部50、電流指令生成部51、高調波成分除去部52、dq軸電流制御部53、電圧歪み補正部54及びPWM演算部55を備えている。-速度制御部50-速度制御部50は、モータ7の機械角の回転角周波数ωmと、機械角の指令値ωmとの偏差を求めるとともに、該偏差に比例積分演算PI演算を行ってトルク指令値Tを電流指令生成部51に出力する。-電流指令生成部51-図3は、電流指令生成部51の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、この電流指令生成部51は、基本波成分演算部51a、絶対値演算部51b図3ではabsと略記、入力電流制御部51c、dq電流指令値生成部51d、乗算器51e51f、及び加算器51gを備え、トルク指令値T、電源電圧vinの位相角θinの正弦値sinθin、及び入力電流iinの絶対値iinが入力されている。この電流指令生成部51では、基本波成分演算部51aは、交流電源6の半周期の整数倍の期間、フーリエ変換を行って入力電流iinの絶対値から、電源電圧の基本波成分を抽出するようになっている。このように、フーリエ変換を交流電源6の半周期の整数倍とすることで、所望の周波数成分を適切に抽出することが可能になる。この例では、具体的には、基本波成分演算部51aは、sinθinと入力電流iinとの積を平均化した値の2倍を、第1の値iin1stとして求めている。絶対値演算部51bは、sinθinの絶対値を求めるようになっている。また、乗算器51eは、sinθinの絶対値に第1の値iin1stを乗じて入力電流の絶対値の指令値iinを求めるようになっている。入力電流制御部51cは、入力電流iinの絶対値の指令値iinと、入力電流iinの絶対値iinとの偏差が小さくなるように指令値を生成する。乗算器51fは、sinθinの絶対値とトルク指令値Tとを乗算する。この乗算結果は、電源周波数の2倍の周波数で脈動する。この乗算結果は、加算器51gに入力される。加算器51gは、乗算器51fの出力と、入力電流制御部51cが出力した指令値とを加算する。加算結果は、電流指令値idqとしてdq電流指令値生成部51dに入力される。dq電流指令値生成部51dは、電流指令値idqと、後述の電流位相指令値βとから、d軸電流指令値idとq軸電流指令値iqを求めて、高調波成分除去部52に出力するようになっている。詳しくは、dq電流指令値生成部51dは、電流指令値idqに対して所定値βの負の正弦値-sinβと余弦値cosβとを乗じて、それぞれd軸電流指令値idとq軸電流指令値iqとを生成する。ここで、βは、モータ7に流す電流の位相βの指令値である。-高調波成分除去部52-高調波成分除去部52は、入力された信号から、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。図2に示すように、高調波成分除去部52は2箇所に設けられている。図2等では両者を区別するため、符号に枝番1,2を付してある。図4は、高調波成分除去部52の構成例を示すブロック図である。図4では、電流指令生成部51に接続された高調波成分除去部521を例示してある。高調波成分除去部521には、電流指令値idiqが入力されている。なお、高調波成分除去部522は、入力される信号が電流指令値id’iq’と実電流値idiqの偏差である点が高調波成分除去部521と異なる。高調波成分除去部521では、交流電源6の半周期の整数倍の期間に基づいて、フーリエ変換を行って電流指令値idiqから、モータ7の電圧の6次成分を抽出するようになっている。具体的には高調波成分除去部521は、d軸電流指令値idとsin6θの積とd軸電流指令値idとcos6θの積を平均化した値の2倍の値を求め、その値とsin6θ、cos6θの積を加算し、d軸電流指令値idの6次成分id6thとして求める。ここで、θは、モータ7の電圧の基本波成分の位相である。高調波成分除去部521は、d軸電流指令値idから6次成分id6thを減算した値を出力する。すなわち、id×sin6θを平均化した値の2倍の値をid_sin6θとし、id×cos6θを平均化した値の2倍の値をid_cos6θとすると、id_6thは以下のように表せる。id_6th=id_sin6θ×sin6θid_cos6θ×cos6θまた、高調波成分除去部521は、q軸電流指令値iqとsin6θの積とq軸電流指令値iqとcos6θの積を加算し、平均化した値の2倍の値を求め、その値とsin6θ、cos6θの積を加算し、q軸電流指令値iqの6次成分iq6thとして求める。高調波成分除去部521は、q軸電流指令値iqから6次成分iq6thを減算した値を出力する。なお、モータ電流歪みに基づく高調波成分は、モータ7の電圧の基本波の周波数基本周波数位相θの6n倍nは整数の周波数成分を有している。-dq軸電流制御部53-dq軸電流制御部53は、本発明の電流制御部の一例である。dq軸電流制御部53は、モータ電流iuiviwの指令値id’iq’と実電流値idiqとの偏差が小さくなるように、電圧指令値vdvqを生成する。-電圧歪み補正部54-制御部5では、電源側に含まれる、モータ電圧歪みに基づく高調波成分後述が低減するように、インバータ回路4への電圧指令値vdvqに、補償値後述の補償電圧vdhvqhを調整する。電圧歪み補正部54は、この補償電圧vdhvqhを生成する。図5は、電圧歪み補正部54の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、電圧歪み補正部54は、位相調整部54a、ゲイン調整部54b、乗算器54cを備えている。電圧歪み補正部54は、直流リンク電圧vdcに含まれる誘起電圧の基本波成分の6倍の周波数すなわち、前記基本周波数の6倍の周波数の信号モータ電圧歪みに基づく高調波成分を抽出している。具体的には、電圧歪み補正部54は、直流リンク電圧vdcをフーリエ変換して前記基本周波数の6倍の周波数成分を得ている。また、電圧歪み補正部54には、ωφが入力されている。このωφは、無負荷誘起電圧である。ゲイン調整部54bでは、ωφのゲインを調整している以下、電圧振幅Vhとよぶ。位相調整部54aは、直流リンク電圧vdcに含まれるモータの電圧の基本波成分の6倍周波数成分の位相δを検出し、その位相を調整後述して出力する。位相調整部54aの出力は、6θと加算される。これにより、6θδが算出される。そして、電圧歪み補正部54では、sin6θδと電圧振幅Vhの積を求めて、d軸電圧指令値vdを補正するd軸補償電圧vdhを生成する。また、電圧歪み補正部54は、cos6θδと電圧振幅Vhの積を求めて、q軸電圧指令値vqを補正するq軸補償電圧vqhを生成する。この例では、それぞれの補償電圧vdhvqhは、モータ7の電圧の基本波の周波数基本周波数位相θの6n倍nは整数の周波数成分を有している。d軸補償電圧vdh、q軸補償電圧vqhは、dq軸電流制御部53が出力したd軸電圧指令値vd、q軸電圧指令値vqとそれぞれ加算され、新たなd軸電圧指令値vd’、q軸電圧指令値vq’としてPWM演算部55に出力される。すなわち、PWM演算部55に出力される電圧指令値vd’vq’は、前記高調波成分に応じて補償されることになる。本実施形態では、電源側に含まれる、モータ電圧歪みに基づく高調波成分が低減するように、補償電圧vdhvqhが変更される。より具体的には、後述のように、前記位相δの値が調整される。-PWM演算部55-PWM演算部55は、d軸電圧指令値vd’、q軸電圧指令値vq’、直流リンク電圧vdc、及び、モータ7の回転子図示は省略の回転角電気角θeが入力されている。PWM演算部55は、これらの値に基づいて、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作を制御するゲート信号Gを生成する。電力変換装置1の動作概要本実施形態では、直流リンク部3に小容量のコンデンサ3aを設けているため、直流リンク電圧vdcがより大きく脈動する。直流リンク電圧vdcの脈動により、コンバータ回路2のダイオードD1~D4の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また制御部5は、モータ電流iuiviwが、電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングを制御する。制御部5の動作本実施形態では、制御部5の高調波成分除去部52は、dq軸電流制御部53へ入力される、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減する。具体的には、高調波成分除去部521は、交流電源6の半周期の整数倍の期間、フーリエ変換を行って電流指令値idiqから、モータ7の電圧の6次成分を抽出する。そして、高調波成分除去部521は、電流指令値idiqから抽出した6次成分id6thiq6thを減じて新たな電流指令値id’iq’を生成する。これにより、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減した信号がdq軸電流制御部53へ入力されることになる。また、本実施形態では、電圧歪み補正部54が補償電圧vdhvqhを求めて、その補償電圧vdhvqhで電圧指令値vdvqを補償する。そのため、インバータ回路4の出力電圧は、モータ電圧歪みに基づく高調波成分に応じて補償されることになる。本実施形態では、モータ電圧歪みに基づく高調波成分を検出しつつ前記補償の量を調整している。図6は、制御部5が行う補償電圧動作を説明するフローチャートである。制御部5は、補償電圧vdhvqhを変化させた前後の、モータ電圧歪みに基づく高調波成分の増減に応じて補償電圧vdhvqhを調整する。具体的には、制御部5では、いわゆる山登り法で前述の位相δを調整する。まず、ステップS01では、電圧歪み補正部54がモータ電圧歪みに基づく高調波成分を抽出する。ステップS02では、制御部5が、ステップS01で抽出した、モータ電圧歪みに基づく高調波成分と、従前に抽出された、モータ電圧歪みに基づく高調波成分とを比較して、モータ電圧歪みに基づく高調波成分の増減を判断する。モータ電圧歪みに基づく高調波成分が増加した場合にステップS03に進み、増加していない場合にはステップS04に進む。制御部5は、ステップS03では、位相調整部54aを制御して位相δを遅らせ、ステップS04では、位相δを進める。その後、制御部5は、ステップS05に進み、位相δを遅らせる。ステップS05での位相の変化量は、ステップS03やステップS04における変化量よりも大きい。ステップS06では、電圧歪み補正部54が再び、モータ電圧歪みに基づく高調波成分を抽出する。また、ステップS07では、制御部5が、ステップS06で抽出した高調波成分と、位相δ調整前に抽出された、モータ電圧歪みに基づく高調波成分とを比較して、モータ電圧歪みに基づく高調波成分の増減を判断する。モータ電圧歪みに基づく高調波成分が増加した場合にステップS08に進み、増加していない場合にはステップS09に進む。制御部5は、ステップS08では、位相調整部54aを制御して位相δを進め、ステップS09では位相δを遅らせる。その後、制御部5は、ステップS10に進み、位相δを進める。このように位相δを変動させることで、モータ電圧歪みに基づく高調波成分が減少する位相δを探索することができる。本実施形態における効果図7A及び図7Bは、電圧歪み補正部54による補正の効果を説明する波形図である。図7Aは、補償電圧vdhvqhを重畳しなかった場合の、モータの入力電力p、U相の相電圧vu、U相の相電流iuモータ電流を示す波形図である。また、図7Bは、補償電圧vdhvqhを重畳した場合の、入力電力p、相電圧vu、モータ電流iuを示す波形図である。図7Aと図7Bを比較すると、図7Bのモータ電流iuは波形が歪んでおり、モータ電圧歪みに基づく高調波成分が含まれていることが分かる。このように、補償電圧vdhvqhを重畳することで、モータ電流iuには高調波成分が含まれるのである。そして、モータ電流iuに高調波成分が含まれると、図7Bに示すように、モータの入力電力、電源側の電流、電力、直流リンク電圧の歪みを低減できる。しかも、本実施形態では、モータ7の運転状態回転数や負荷トルクなどに応じて位相δを探索するので、電源に流出する、モータ電圧歪みに基づく高調波成分を効果的に低減させることが可能になる。すなわち、本実施形態によれば、いわゆるコンデンサレスインバータにおいて、モータの運転状態に応じて、モータ電圧歪みに起因する電源高調波を低減できる。また、本実施形態では、モータ電流歪みに基づく高調波成分を低減した信号がdq軸電流制御部53へ入力される。それゆえ、高調波の外乱で制御が不安定になるのを回避することが可能になる。《その他の実施形態》なお、モータ電圧歪みに基づく高調波成分は、インバータ回路4への入力電流をフーリエ変換したり、インバータ回路4への入力電力をフーリエ変換したりすることによって抽出するようにしてもよい。また、補償電圧vdhvqhは、位相δの調整に代えて、振幅電圧振幅Vhを変化させて調整してもよいし、位相δと電圧振幅Vhの両方を変化させて調整してもよい。また、2つの高調波成分除去部5212のうちの何れか一方を省略することも可能である。また、高調波成分除去部5212では、モータ7の回転数、トルク、及び電力の何れかに応じて、モータ電流歪みに基づく高調波成分の除去量を変化させるようにしてもよい。また、本発明は、いわゆるマトリクスコンバータにも適用できる。図8は、マトリクスコンバータの構成例を示すブロック図である。この例では、三相の交流電源6と接続された9個のスイッチング素子S1S2...S9で三相交流をスイッチングしてモータ7に三相交流を供給する。また、交流電源6として三相の交流電源を採用することも可能である。図9は、交流電源として三相の交流電源6を用いた場合の電力変換装置1の構成例を示すブロック図である。同図に示すように、コンバータ回路2は、6つのダイオードD1~D6がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードD1~D6は、三相の交流電源6の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。このコンバータ回路2の構成では、直流リンク部3の電圧脈動の周波数が電源周波数の6倍になる。また、高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52への入力信号から所定の周波数領域の信号を除去して出力するようにしてもよい。例えばローパスフィルタを採用できる。例えば、高調波成分除去部522では、電流指令値id’iq’と実電流値idiqの偏差をローパスフィルタで所定の周波数領域の信号を除去したものをdq軸電流制御部53に出力すればよい。また、高調波成分除去部52は、該高調波成分除去部52への入力信号に含まれる、予め定められた周波数の信号を、低減すべき除去成分として抽出し、該入力信号から前記除去成分を減算するようにしてもよい。予め定められた周波数の信号の抽出は、例えば、該高調波成分除去部52への入力信号に対しフーリエ変換を行うことによって実現できる。なお、予め定められた周波数としては、モータ7の電圧の基本波の周波数基本周波数位相θの6n倍nは整数の周波数などを採用することが考えられる。また、前記除去成分として予め定められた周波数の信号を求めるように高調波成分除去部52を構成した場合には、高調波成分除去部52において、前記減算が行われた減算信号に含まれる高調波成分が低減するように除去成分を修正するようにしてもよい。具体的には、高調波成分除去部52において、前記減算が行われた減算信号から高調波成分を抽出し、抽出した高調波成分に係数を掛け、除去成分に足し込むことで除去成分を修正し、入力信号から修正された除去成分を減算する。除去成分抽出の実現方法によっては、信号に前記高調波成分が残存する場合があるが、このように除去成分を修正することで、より確実に前記高調波成分を低減することが可能になる。"