"モータ制御システムであって、電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータから出力される交流電圧が印加されて駆動されるモータと、前記コンバータおよび前記インバータの作動を制御することにより、正弦波PWM制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で前記モータを駆動させる制御部と、を備え、前記制御部は、前記電源から供給される直流電圧を前記コンバータで昇圧せずに前記インバータに供給して、前記モータについて、モータ電流のd軸q軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御が実行されるように制御する場合において、前記電流ベクトルが昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電流位相になったときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項1に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記コンバータによる昇圧動作を開始して前記電源の直流電圧を所定電圧幅だけ昇圧する場合に、前記モータ電流の電流ベクトルが、昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電流位相になったときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項2に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記d軸q軸平面上における最適電流進角ラインの進角側に昇圧開始しきい値ラインをマップ上で記憶しており、前記電流ベクトルの電流位相が前記昇圧開始しきい値ラインを進角側に超えたときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項3に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記電流ベクトルを規定するq軸電流が前記昇圧開始しきい値ライン上のq軸電流しきい値よりも大きいときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項1から4のいずれか一項に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記コンバータによる昇圧動作実行中に、前記システム電圧指令値が第1昇圧停止しきい値より小さくなり、かつ、センサによって検出される前記システム電圧が第2昇圧停止しきい値よりも小さくなったときに、前記コンバータによる昇圧動作を停止させて前記電源の直流電圧をそのまま前記インバータへ供給する、モータ制御システム。請求項1に記載のモータ制御システムにおいて、前記モータ電流の電流ベクトルに代えて前記モータに印加される矩形波電圧の電圧位相を用い、前記制御部は、前記矩形波電圧の電流位相が、昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電圧位相になったときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項6に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記コンバータによる昇圧動作を開始して前記電源の直流電圧を所定電圧幅だけ昇圧する場合に、前記矩形波電圧の電流位相が、昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電圧位相になったときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項7に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記システム電圧と電圧位相しきい値との関係を規定したマップを記憶しており、前記矩形波電圧の電圧位相が前記マップから導かれる昇圧開始しきい値を超えたときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させる、モータ制御システム。請求項6から8のいずれか一項に記載のモータ制御システムにおいて、前記制御部は、前記コンバータによる昇圧動作実行中に、前記システム電圧指令値が第1昇圧停止しきい値より小さくなり、かつ、センサによって検出される前記システム電圧が第2昇圧停止しきい値よりも小さくなったときに、前記コンバータによる昇圧動作を停止させて前記電源の直流電圧をそのまま前記インバータへ供給する、モータ制御システム。上記特許文献1のモータ制御システムのように、コンバータ、インバータおよび交流モータを含むモータ制御システムでは、コンバータによる昇圧電圧を低くして所謂1パルス制御の矩形波制御で交流モータを動作させることがコンバータおよびインバータでのスイッチング損失を低減するのに有利であるが、矩形波制御は弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するとモータ損失が増加することになる。逆に、コンバータによる昇圧電圧を高くして正弦波PWM制御で交流モータを動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータを含むシステム全体の損失を最小にできるのは、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるときである。このようにモータ電流の電流位相が最適電流進角ライン上か又はその近傍以下、最適電流位相というでの矩形波制御モードで交流モータの動作を制御しようとするとき、矩形波制御における変調率が一定例えば0.78となるため、上記特許文献1に記載のように変調率を目標としてシステム電圧を可変制御することができない。また、昇圧コンバータを備えたモータ制御システムにおいてバッテリ電圧を昇圧せずにそのままシステム電圧として用いて上記のような最適電流位相での矩形波制御を行う場合、モータに対する出力トルク要求の増加に伴ってどこかの時点でコンバータによる昇圧を開始しなければならないが、上記のとおり変調率が一定となるために変調率による昇圧開始判定はできない。この場合、矩形波制御への移行直後にコンバータの昇圧動作を開始することも考えられるが、そうしたときにコンバータの構成上の制約から昇圧開始後のシステム電圧は少なくとも所定幅の最低昇圧電圧分だけ増加させる必要があるために、バッテリ電圧による最適電流位相で矩形波制御されていた動作点が、上記最低昇圧電圧分のシステム電圧の増加によって、システム損失が比較的大きい過変調制御または正弦波PWM制御方式の動作点となる。その結果、コンバータによる昇圧開始後にモータに対するトルク指令が増加して再び矩形波制御となるまではシステム損失が大きい状態のままで動作させることになる。このような昇圧開始前後でのシステム損失の増加を抑制するには、上記のようなモータ電流が最適電流位相にある状態での矩形波制御実行中の適切なタイミングでコンバータによる昇圧動作を開始させる必要がある。この場合、特許文献2に記載されるように矩形波電圧の位相で昇圧開始判定することも可能であるが、トルク変動を抑制するだけでなく、システム全体の損失も考慮してコンバータの昇圧開始を制御することが好ましい。本発明の目的は、矩形波制御実行中にコンバータによる昇圧動作の開始を適時に行ってシステム損失の増加を抑制することができるモータ制御システムを提供することである。本発明に係るモータ制御システムは、電源から供給される直流電圧をシステム電圧指令値に従って昇圧可能なコンバータと、前記コンバータから出力されるシステム電圧としての直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータから出力される交流電圧が印加されて駆動されるモータと、前記コンバータおよび前記インバータの作動を制御することにより、正弦波PWM制御、過変調制御および矩形波制御のいずれかの制御方式で前記モータを駆動させる制御部と、を備え、前記制御部は、前記電源から供給される直流電圧を前記コンバータで昇圧せずに前記インバータに供給して、前記モータについて、モータ電流のd軸q軸平面上における電流ベクトルの電流位相が最適電流進角またはその近傍で矩形波制御が実行されるように制御する場合において、前記電流ベクトルが昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電流位相になったときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させるものである。本発明に係るモータ制御システムにおいて、前記モータ電流の電流ベクトルに代えて前記モータに印加される矩形波電圧の電圧位相を用い、前記制御部は、前記矩形波電圧の電流位相が、昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電圧位相になったときに前記コンバータによる昇圧動作を開始させてもよい。本発明に係るモータ制御システムによれば、矩形波制御実行中にコンバータによる昇圧動作の開始を適時に行ってシステム損失の増加を抑制することができる。以下に、本発明に係る実施の形態以下、実施形態というについて添付図面を参照しながら詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値、方向等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様等にあわせて適宜変更することができる。また、以下において複数の実施形態や変形例などが含まれる場合、それらの特徴部分を適宜に組み合わせて用いることは当初から想定されている。図1は、一実施形態であるモータ制御システム10の全体構成を示す図である。モータ制御システム10は、モータを走行用動力源として搭載するハイブリッド自動車や電気自動車等に電動車両に好適に用いることができる。モータ制御システム10は、直流電源であるバッテリ11と、バッテリ11に接続されるコンバータ20と、コンバータ20に接続されるインバータ22と、インバータ22に接続される交流モータM1と、コンバータ20およびインバータ22を作動制御する制御部26とを備える。交流モータM1は、車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流モータM1は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータM1は、エンジンに対して電動機として動作し、例えば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。バッテリ11は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池からなる。あるいは、二次電池以外に、化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池が電源装置として用いられてもよい。電圧センサ12は、バッテリ11から出力される直流電圧またはバッテリ電圧Vbを検出し、その検出した直流電圧Vbを制御部26へ出力する。また、バッテリ11には温度センサ28が設けられている。温度センサ28によって検出されたバッテリ温度Tbは、制御部26へ出力される。バッテリ11の正極端子に接続される電力線30には、システムメインリレーSMR1が設けられている。また、バッテリ11の負極端子に接続されるアース線32には、システムメインリレーSMR2が設けられている。システムメインリレーSMR1,SMR2は、制御部26からの信号SEによりオンオフされる。より具体的には、システムメインリレーSMR1,SMR2は、制御部26からのH論理ハイレベルの信号SEによりオンされ、制御部26からのL論理ローレベルの信号SEによりオフされる。電力線30とアース線32との間には、平滑コンデンサ16が接続されている。平滑コンデンサ16は、バッテリ11から供給される直流電圧であるバッテリ電圧Vbを充電および放電することによって平滑化してコンバータ20へ供給する機能を有する。平滑コンデンサ16には電圧センサ17が設けられており、この電圧センサ17によって検出されるコンバータ入力電圧VLが制御部26へ出力される。コンバータ20は、リアクトルLと、電力用半導体スイッチング素子以下、スイッチング素子とだけいうE1,E2と、ダイードD1,D2とを含む。スイッチング素子E1およびE2は、電力線30およびアース線32の間に直列に接続される。スイッチング素子E1およびE2のオンオフは、制御部26からのスイッチング制御信号S1,S2によって制御される。また、リアクトルLは、スイッチング素子E1およびE2の接続ノードと電力線30の間に接続される。スイッチング素子としては、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor等を好適に用いることができる。スイッチング素子E1,E2に対しては、逆並列ダイオードD1,D2が接続されている。コンバータ20とインバータ22との間には、平滑コンデンサ18が設けられている。平滑コンデンサ18は、電力線31とアース線32との間に接続されている。平滑コンデンサ18は、コンバータ20からの直流電圧を平滑化してインバータ22へ供給する機能を有する。電圧センサ14は、平滑コンデンサ18の両端の電圧、すなわち、システム電圧VHを検出し、その検出値VHを制御部26へ出力する。インバータ22は、電力線31およびアース線32の間に並列に設けられる、U相アーム34と、V相アーム36と、W相アーム38とからなる。各相アーム34~38は、正極側の電力線31とアース線32との間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。例えば、U相アーム34はスイッチング素子E3,E4からなり、V相アーム36はスイッチング素子E5,E6からなり、W相アーム38はスイッチング素子E7,E8からなる。また、スイッチング素子E3~E8に対して、逆並列ダイオードD3~D8がそれぞれ接続されている。スイッチング素子E3~E8のオンオフは、制御部26からのスイッチング制御信号S3~S8によって制御される。各相アーム34~38の中間点は、交流モータM1の各相コイルに接続されている。すなわち、交流モータM1は、三相同期型の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの各一端が中性点39に共通接続され、各相コイルの他端が各相アーム34~38のスイッチング素子の中間点と接続されている。コンバータ20は、上アームのスイッチング素子E1がオン状態に維持されて下アームのスイッチング素子E2がオフ状態に維持されるとき、バッテリ電圧Vbを昇圧せずにそのままシステム電圧VHとしてインバータ22へ供給する。以下、このようなコンバータ20の状態を上アームオン状態という。また、コンバータ20は、昇圧動作時には、バッテリ11から供給された直流電圧を昇圧してインバータ22へ供給する。より具体的には、制御部26からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子E1のオン期間およびE2のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。コンバータ20は、バッテリ11から供給された例えば約300Vの直流電圧を最大で例えば約650Vの昇圧上限電圧まで昇圧可能である。ただし、この昇圧上限電圧は、固定値ではなく、例えば車両の要求等に応じて可変であってもよく、例えば、ドライバーのスイッチ操作によってエコモードが選択されたとき、制御部26にECO信号が入力されることによってコンバータ20の昇圧上限値が例えば約400Vに制限されてもよい。また、コンバータ20は、降圧動作時には、平滑コンデンサ18を介してインバータ22から供給された直流電圧を降圧してバッテリ11を充電する。より具体的には、制御部26からのスイッチング制御信号S1,S2に応答して、スイッチング素子E1のみがオンする期間と、スイッチング素子E1,E2の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。インバータ22は、交流モータM1のトルク指令値Tqが正Tq>0の場合には、制御部26からのスイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング素子E3~E8のスイッチング動作により、コンバータ20から入力される直流電圧であるシステム電圧VHを交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータM1を駆動する。また、インバータ22は、交流モータM1のトルク指令値Tqが零の場合Tq=0には、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により、システム電圧VHを交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータM1を駆動する。これにより、交流モータM1は、トルク指令値Tqによって指定された正または零のトルクを発生するように駆動される。また、モータ制御システム10が搭載された車両の回生制動時には、交流モータM1のトルク指令値Tqは負に設定されるTq<0。この場合には、インバータ22は、スイッチング制御信号S3~S8に応答したスイッチング動作により、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ18を介してコンバータ20へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速または加速の中止させることを含む。電流センサ24は、交流モータM1に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御部26へ出力する。なお、三相電流iu,iv,iwの瞬時値の和は零であるので、図1に示すように電流センサ24は2相分のモータ電流例えば、V相電流ivおよびW相電流iwを検出するように配置すれば足りる。交流モータM1には、例えばレゾルバ等の回転角センサ40が設けられている。回転角センサ40は、交流モータM1のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御部26へ送出する。制御部26では、ロータ回転角θに基づき交流モータM1の回転数Nや回転速度ωを算出する。制御部26は、外部に設けられた電子制御ユニットECUから入力されたトルク指令値Tq、電圧センサ12によって検出されたバッテリ電圧Vb、電圧センサ14によって検出されたシステム電圧VH、および電流センサ24からのモータ電流iv,iw、回転角センサ40からの回転角θに基づいて、後述する方法により交流モータM1がトルク指令値Tqに従ったトルクを出力するように、スイッチング制御信号S1~S8を生成してコンバータ20およびインバータ22の動作を制御する。なお、上記では外部ECUから制御部26にトルク指令値Tqが入力されるものとして説明するが、これに限定されるものではなく、例えば、制御部26が、車両のアクセル開度、車速等の入力に基づいてトルク指令値Tqを生成してもよい。コンバータ20の昇圧動作時には、制御部26は、平滑コンデンサ18の出力電圧VHをフィードバック制御し、コンバータ20の出力電圧VHがシステム電圧指令値VHとなるようにスイッチング制御信号S1,S2を生成する。また、制御部26は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ECUから受けると、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号S3~S8を生成してインバータ22へ出力する。これにより、インバータ22は、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ20へ供給する。さらに、制御部26は、車両が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ECUから受けると、インバータ22から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号S1,S2を生成し、コンバータ20へ出力する。これにより、交流モータM1が発電した交流電圧は、降圧された直流電圧に変換されてバッテリ11に充電される。次に、制御部26によって制御される、インバータ22における電力変換について詳細に説明する。本実施形態のモータ制御システム10では、インバータ22における電力変換について図2に示す3つの制御方式または制御モードを切替えて使用する。正弦波PWM制御方式は、一般的なPWM制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波代表的には、三角波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一制御周期内でその基本波成分が正弦波状交流電圧モータ必要電圧となるようにデューティ比が制御される。周知のように、一般的な正弦波PWM制御方式では、システム電圧VHに対するモータ必要電圧の振幅の比として定義される変調率Kmdを0.61まで高めることができる。ただし、2相変調方式または3次高調波重畳制御による正弦波PWM制御の場合には、変調率Kmdを0.70まで高められることが知られている。一方、矩形波制御方式では、上記一制御周期内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が1:1の矩形波1パルス分を交流モータM1に印加する。矩形波制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため、マップ参照または電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。これにより、変調率Kmdは0.78まで高められる。過変調制御方式は、上記正弦波PWM制御方式と同様に正弦波状の電圧指令値と搬送波との電圧比較に従ってPWM制御を行なうものであるが、この場合、電圧指令値が搬送波よりも大きくなる領域で比較的大きなデューティ比の矩形パルスが生成される結果として略正弦波状をなす基本波成分の振幅を拡張することができ、これにより変調率Kmdを0.61~0.78の範囲で高めることができる。本実施形態のモータ制御システム10では、コンバータ20を昇圧動作させることなくバッテリ電圧Vbをシステム電圧VHとしてインバータ22に供給するか又はバッテリ電圧Vbを昇圧してインバータ22に供給することによって、交流モータM1を上記3つの制御方式のいずれかで駆動することができる。図3は、上記3つの制御方式の適用例を示すマップである。このマップでは、横軸にモータ回転数が、縦軸にモータ出力トルクがとられている。図3に示すように、低回転数域から中回転数域にかけては正弦波PWM制御が適用され、中回転領域から高回転領域にかけては過変調制御が適用され、より高回転領域では矩形波制御が適用されるようになっている。制御部26は、3つの制御方式から次のようにして制御方式を選択する。図示しない外部ECUにおいてアクセル開度等に基づく車両要求出力から交流モータM1のトルク指令値Tqが算出されて入力されるのを受けて、制御部26は、予め設定された図3に示すようなマップ等に基づいて、交流モータM1のトルク指令値Tqおよびモータ回転数Nからモータ必要電圧を算出する。そして、制御部26は、このモータ必要電圧とバッテリ電圧Vbとの関係に従って、弱め界磁制御矩形波制御方式および最大トルク制御正弦波PWM制御方式/過変調制御方式のいずれかを適用してモータ制御を行なうかを選択する。最大トルク制御適用時に、正弦波PWM制御方式および過変調制御方式のどちらを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて選択する。すなわち、0<変調率≦0.61で正弦波PWM制御が、0.61<変調率<0.78で過変調制御が選択される。また、変調率≦0.78では矩形波制御が選択される。上記のように矩形波制御では変調率Kmdが0.78で一定になるため、バッテリ電圧Vbをそのままシステム電圧VHとして用いて実行される矩形波制御によって得られる出力トルクおよび回転数には限界がある。そのためバッテリ電圧Vbではトルク指令値Tqに見合った出力トルクを出せなくなったとき等に、コンバータ20による昇圧動作を開始してシステム電圧VHを高くするよう制御される。ただし、コンバータ20には、コンバータ20およびインバータ22を構成するスイッチング素子等の耐圧性能に起因する昇圧上限値または昇圧最大値が存在する。したがって、システム電圧VHが昇圧上限値にまで達すると、その状態を維持した上で弱め界磁制御に従った矩形波制御方式が適用されることになる。図4は、d軸q軸平面上において正弦波PWM制御、過変調制御および矩形波制御のモータ電流の電流位相を示すグラフである。このグラフでは、横軸にd軸電流idが、縦軸にq軸電流iqがとられており、最適電流進角ラインが破線で示されている。この最適電流進角ラインは、交流モータM1での損失が最小となる最適電流位相id,iqoptの点を連ねて描かれるラインであり、予め実験、シミュレーション等によって得られたものを記憶させておくことができる。なお、電流位相は、正確には、d軸横軸とq軸縦軸の交点を基点とし且つid,iqの座標点を先端位置とする電流ベクトルがd軸又はq軸に対してなす角度として表されるものであるが、本明細書では便宜的に電流ベクトルの先端位置が電流位相に対応するものとして説明をする。図5に示すように、交流モータM1を正弦波PWM制御および過変調制御によって駆動するとき、モータ電流の電流ベクトルの電流位相が最適電流進角ライン上に一致する電流位相となるようにインバータ22によるモータ電流制御が行われる。これに対し、矩形波制御では、弱め界磁制御を行うために界磁電流であるd軸電流idの絶対値が増加することから、電流ベクトルの先端位置すなわち電流位相が最適電流進角ラインから図中左側または進角側に離れることになってモータ損失が増加する。その様子を、図5を参照して次に説明する。図5aは3制御モードにおけるシステム電圧VHとシステム損失との関係を示すグラフ、同bは3制御モードにおけるシステム電圧VHと変調率Kmdとの関係を示すグラフ、同cは3制御モードにおけるシステム電圧VHとモータ電流位相との関係を示すグラフである。図5aを参照すると、コンバータ20による昇圧電圧を低くして所謂1パルス制御の矩形波制御で交流モータM1を動作させることがコンバータ20およびインバータ22でのスイッチング損失を低減してシステム全体の損失を最小にするのに有利である。しかし、矩形波制御は上記のように弱め界磁制御の下での電圧位相制御であるため弱め界磁電流が増加するほどにモータ損失が増加し、それに伴ってシステム全体の損失も大きくなる。逆に、コンバータ20による昇圧電圧を高くして正弦波PWM制御で交流モータM1を動作させるとモータ損失は低減できるが、スイッチング回数の増加に伴うスイッチング損失により、コンバータおよびインバータでの損失が増加することになる。したがって、交流モータM1を含むシステム全体の損失を最小にできるのは、矩形波制御で且つモータ電流の電流ベクトルが最大トルクを出力する最適電流進角ライン上か又はその近傍にあるとき、すなわち最適電流位相id,iqoptのときである。図4および図5aにおいて、このような最適電流位相id,iqoptでの矩形波制御による交流モータM1の動作点が符号42で示されている。このようにモータ電流が最適電流位相id,iqoptで且つ矩形波制御にて交流モータM1の動作を制御しようとするとき、図5b,cに示すように、矩形波制御における変調率Kmdが一定0.78となるため、変調率Kmdのフィードバック制御によってシステム電圧VHを最適に可変制御することができない。そこで、本実施形態のモータ制御システム10において、制御部26は、交流モータM1を流れるモータ電流の電流位相id,iqのフィードバック制御によってシステム電圧指令値VHを補正することにより、上記最適電流位相id,iqoptでの矩形波制御を積極的に活用することとした。次に、図6を参照して、制御部26における電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧指令値の補正制御について説明する。図6は、制御部26における矩形波制御および電流位相フィードバック制御に関わる制御構成を示すブロック図である。図6に示す制御構成は、制御部26によって実行される所定プログラムに従った制御演算処理によって実現されるが、その一部または全部がハードウェア要素によって実現されてもよい。制御部26は、3相2相変換部50、トルク推定部52、減算部53、トルクフィードバック部54、システム電圧指令生成部56、電流位相フィードバック部58、および、システム電圧フィードバック部60を含む。3相2相変換部50は、交流モータM1に流れる3相モータ電流iu,iv,iwを、ロータ回転角θを用いた座標変換によって、d軸q軸の2相電流id,iqに変換して出力する機能を有する。具体的には、電流センサ24によって検出されるV相電流ivおよびW相電流iwからU相電流iu=-iviwを算出し、これらiu,iv,iwに基づき、回転角センサ40によって検出される回転角θに応じて、d軸電流idおよびq軸電流iqを生成して出力する。トルク推定部52は、予め計測したトルクと電流の関係をマップとして持っており、3相2相変換部50から入力されるd軸電流idおよびq軸電流iqに基づき上記マップを参照することによって実際トルクTqを導出する。減算部53は、外部ECUから入力されたトルク指令Tqと、上記のように導出された実際トルクTqとの比較によりトルク偏差ΔTqを生成して、トルクフィードバック部54へ入力する。トルクフィードバック部54は、トルク偏差ΔTqについて所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるPI演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相Φvを設定する。具体的には、正トルク発生Tq>0時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生Tq<0時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。なお、本実施形態ではトルク偏差ΔTqを解消するために比例積分制御を実行するものとして説明するが、これに限定されるものではなく、比例積分微分制御PID制御を行ってもよい。さらに、トルクフィードバック部54は、上記電圧位相Φvに従って2相電圧指令値Vd,Vqを求め、これらの2相電圧指令値Vd,Vqを、上記回転角θを用いた座標変換2相→3相によって3相電圧指令値矩形波パルスVu,Vv,Vwに変換し、そして、これらの3相電圧指令値Vu,Vv,Vwに従ってスイッチング制御信号S2~S8を発生する。その結果、インバータ22がスイッチング制御信号S3~S8に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相Φvに従った略矩形パルス状の交流電圧がモータM1の各相電圧Vu,Vv,Vwとして印加される。システム電圧指令生成部56は、外部ECUから入力されるトルク指令値Tq、および、上記回転角θから算出されたモータ回転数Nに基づき、予め設定されたテーブルまたはマップ等を参照して、システム電圧指令値VHを生成して出力する。図7に、システム電圧指令値VHを求める際に参照されるマップの例を示す。このマップは、図4に示すマップと同様に横軸にモータ回転数N、縦軸にトルクTqがとられており、このマップ内のモータ動作領域が代表的なシステム電圧VHである300V、400V、500V、および、600Vに対応する4本の細い実線43~46によって区画されており、図中最も右側に位置する太い実線の外形線47が最大昇圧電圧650Vに対応する。ここで300Vのライン43によって区画される略扇状の領域Bがバッテリ電圧Vbを昇圧することなくシステム電圧VHとして用いて交流モータM1を駆動することできる動作領域である。ただし、より詳細には、各ライン43~47間に所定の電圧幅例えば40Vごとに昇圧ラインが規定されており、トルク指令値Tqと回転数Nとによって特定される動作点に応じてシステム電圧指令値VHが上記所定電圧幅ごとに設定される。図6を再び参照すると、システム電圧フィードバック部60は、入力されるシステム電圧指令値VHにまでバッテリ電圧Vbを昇圧するようスイッチング制御信号S1,S2を生成してコンバータ20へ出力する。この制御信号を受けてスイッチング素子E1,E2がオンオフ制御されることによって、電圧指令値VHに応じたシステム電圧VHがコンバータ20から平滑コンデンサ18を介してインバータ22へ供給される。コンバータ20の出力電圧であるシステム電圧VHは、電圧センサ14によって検出されて、システム電圧フィードバック部60へ入力される。これにより、閉じた制御ループが構成され、システム電圧VHのフィードバック制御が行われる。具体的には、システム電圧指令値VHと、電圧センサ14によって検出されるシステム電圧VHとの偏差が解消されるように制御操作量具体的には、コンバータ20のスイッチング素子E1,E2のデューティ比が例えばPI演算されてフィードバック制御される。電流位相フィードバック部58は、上記3相2相変換部50によって生成されたモータ実電流である電流位相id,iqを受け取り、それに応じてシステム電圧補正値Cvhを出力する機能を有する。具体的には、図8に示すように、電流位相フィードバック部58は、VH偏差生成部62とPI制御部64とを含む。VH偏差生成部62は、交流モータM1に流れるモータ電流の電流位相id,iqを、トルクを変えることなくすなわち等トルク線上で、上記最適電流位相id,iqoptに変更するのに必要なシステム電圧偏差ΔVHを生成するものであり、そのために参照されるマップが制御部26に予め記憶されている。図8では、実際の電流位相を符号42で示す最適電流位相へ変更するために必要とされるシステム電圧偏差ΔVHが60ボルトである例が示されている。なお、このシステム電圧偏差ΔVHは、最適電流進角ラインよりも遅角側に実際の電流位相id,iqがあって、それを最適電流位相id,iqoptに変更するときには、負の値すなわちシステム電圧VHを降圧する方に設定される。PI制御部64は、VH偏差生成部62によって生成されたシステム電圧偏差ΔVHを解消にするための比例積分制御を実行する。具体的には、PI制御部64は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるPI演算を行ってシステム電圧補正値Cvhを求める。そして、図6に示すように、このシステム電圧補正値Cvhを、システム電圧指令生成部56によって生成されたシステム電圧指令値VHに対して、加算部59にて加算して補正後システム電圧指令値VHCvhを生成する。このようなシステム電圧指令値VHの補正が電流位相フィードバック部58を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータM1の電流位相id,iqが最適電流位相id,iqoptで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。なお、交流モータM1の制御方式が切り替わった後、所定時間は、システム電圧VHの補正値Cvhを変更しないようにするのが好ましい。また、コンバータ20による昇圧動作開始後、所定時間は、システム電圧VHの補正を行わないこととしてもよい。これらは、制御モードの切替わりのハンチングを防止するのに有効である。図9に、上記のようにシステム電圧VHが補正される様子を回転数トルクマップ上にて示す。例えば、図9中の上図に示すように、コンバータ20が非昇圧作動時においてバッテリ電圧Vbがそのままシステム電圧VHとしてインバータ22に供給されている上アームオン状態において、交流モータM1の現在の過変調制御領域A2中の動作点X1が過変調矩形波切替ライン70を大きく超えて矩形波制御領域A3の動作点X2へ移行しようとするときを考える。この変更後の動作点X2は、コンバータ20による昇圧を行わなくても矩形波制御により駆動可能な動作点である。なお、ここで変更前の動作点X1が過変調制御領域A2内の動作点であるものとして例示するが、動作点X1が正弦波PWM領域A1にある場合も同様である。このような場合、本実施形態のモータ制御システム10では、コンバータ20による昇圧動作を開始してシステム電圧VHを上記のように補正することで高く設定し、図9中の下図に示すように、過変調矩形波切替ライン70を高回転側すなわち図中の右側にシフトさせる。これにより、動作点X2は、過変調矩形波切替ライン70近傍で且つ矩形波制御領域A3中の動作点となる。これとは逆に、コンバータ20が昇圧動作中であって、交流モータM1の動作点が矩形波制御領域A3から過変矩形波調切替ライン70を超えて過変調領域A2または正弦波PWM領域A1へ移行しようとするときには、上記のようなシステム電圧VHの補正によってシステム電圧VHが低く設定される。すなわち、コンバータ20による昇圧電圧が低下する。これにより、過変調矩形波切替ライン70が低回転側すなわち図中の左側にシフトして、やはり、過変調矩形波切替ライン70近傍で且つ矩形波制御領域A3中の動作点となる。なお、この場合、補正後のシステム電圧指令値VHCvhがバッテリ電圧Vbより低くなるとき、コンバータ20は昇圧動作を停止し、バッテリ電圧Vbをシステム電圧VHとする過変調制御または正弦波PWM制御が実行されることになる。上述したようなモータ電流の電流位相のフィードバック制御によるシステム電圧VHの可変制御を実行することにより、コンバータ20による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相id,iqoptで交流モータM1を矩形波制御にて駆動することができる。これにより、コンバータ20、インバータ22および交流モータM1を含むシステム全体の損失を効果的に低減または最小化できる。上記のようなコンバータ20を備えたモータ制御システム10においてバッテリ電圧Vbを昇圧せずにそのままシステム電圧VHとして用いて最適電流位相id,ipoptでの矩形波制御を行う場合、交流モータM1に対する出力トルク要求すなわちトルク指令値Tqの増加に伴ってどこかの時点でコンバータ20による昇圧を開始しなければならないが、上記のとおり変調率Kmdが一定となるために変調率Kmdによる昇圧開始判定はできない。この場合、矩形波制御への移行直後にコンバータ20の昇圧動作を開始することも考えられる。そうしたときにコンバータ20の上アームのスイッチング素子E1と下アームのスイッチング素子E2が同時にオン状態になって短絡するのを確実に防止するために両方のスイッチング素子E1,E2が同時にオフ状態となる時間期間を設けることが好ましく、そのために昇圧開始後のシステム電圧VHは少なくとも所定幅の最低昇圧電圧VHboost_min例えば40Vの分だけ増加させる必要がある。したがって、コンバータ20の昇圧開始時には、バッテリ電圧Vbによる最適電流位相id,ipoptで矩形波制御されていた動作点が、上記最低昇圧電圧分VHboost_minのシステム電圧VHの増加によって、システム損失が比較的大きい過変調制御または正弦波PWM制御方式の動作点となる。その結果、コンバータ20による昇圧開始後に交流モータM1に対するトルク指令Tqが増加して再び矩形波制御となるまではシステム損失が大きい状態のままで動作させることになる。このような昇圧開始前後でのシステム損失の増加を抑制するには、上記のようなモータ電流が最適電流位相id,ipoptにある状態での矩形波制御実行中の適切なタイミングでコンバータによる昇圧動作を開始させる必要がある。そこで、本実施形態のモータ制御システム10では、電流ベクトルの電流位相または電流値によって昇圧開始させるか否かを判定することとしてシステム損失の増加を抑制することとした。次に、図10および図11を参照して、その昇圧開始制御について説明する。図10は、制御部26において実行される昇圧開始制御の処理手順を示すフローチャートである。図11は、この昇圧開始制御で参照されるq軸電流しきい値マップを示す図である。この昇圧開始制御は、交流モータM1について最適電流位相id,ipoptで矩形波制御が実行されているときに制御部26において所定時間ごとに繰り返し実行される。図10を参照すると、制御部26は、まず、上アームオン状態にあるか否かを判定するステップS12。そして、上アームオン状態にあると判定されるとステップS12でYES、次に、図11に示すようなマップを参照してq軸電流しきい値iq_thを取得するステップS14。このマップは、実験、シミュレーション等によって得られた結果としてROM等に予め記憶されている。また、このマップでは、3相2相変換部50図6参照から出力されるd軸電流idを用いてq軸電流しきい値iq_thを導出することができる。ここで、q軸電流しきい値iq_thは、モータ電流のd軸q軸平面上における電流ベクトルが昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電流位相に対応するものである。したがって、交流モータM1に流れるモータ電流のq軸電流iqが上記q軸電流しきい値iq_thに到達したときにコンバータ20の昇圧動作を開始すれば、バッテリ電圧Vbから最低昇圧電圧VHboost_minだけシステム電圧VHが昇圧される前後でシステム損失を等しくなり、その結果、昇圧開始時におけるシステム損失の増加を抑制することができるのである。制御部26は、続くステップS16において、q軸電流iqとq軸電流しきい値iq_thとを比較する。そして、制御部26は、q軸電流iqがq軸電流しきい値iq_thより小さくなったときステップS16でYES、コンバータ20に対して上アームオン状態を解除して昇圧動作を開始させるステップS18。一方、上記ステップS12において上アームオン状態でないと判定されるとき、すなわちコンバータ20が昇圧動作中であるときステップS12でNO、制御部26は、昇圧停止条件を満たしているか否かを判定するステップS20。具体的には、制御部26は、システム電圧指令値VHが第1昇圧停止しきい値よりも小さく、かつ、電圧センサ14によって検出される現時点のシステム電圧VHが第2昇圧停止しきい値よりも小さくなったことを昇圧停止条件として判定する。ここで、第1昇圧停止しきい値には、コンバータ入力電圧VLに第1判定しきい値VH_th1に加算したものを用いることができる。この第1判定しきい値VH_th1は、バッテリ電圧Vbを昇圧せずにシステム電圧VHとしてインバータ22に供給したときに上記のような最適電流位相id,ipoptでの矩形波制御が実行可能な程度までシステム電圧指令値VHが低下していることを判定するために設定されるものである。この第1判定しきい値VH_th1が、上記記最低昇圧電圧VHboost_minよりも小さく設定するのが好ましい。これにより、コンバータ20における昇圧動作の開始と停止が頻発するハンチング現象を抑制できる。また、上記第1判定しきい値VH_th1は、実験、シミュレーション等によって得られた値を予め記憶しておくことができる。なお、上記第1昇圧停止しきい値に含まれるコンバータ入力電圧VLに代えて、電圧センサ12によって検出されるバッテリ電圧Vbを用いてもよい。また、上記ステップS20では、現時点のシステム電圧VHが第2昇圧停止しきい値よりも小さくなったことを昇圧停止条件の1つとしている。これは、電圧センサ14によって検出される実際のシステム電圧VHが過度に大きいと、昇圧停止して上アームオン状態としたときにコンバータ20を介してバッテリ11に過電圧が作用することとなり、バッテリ11を劣化させる原因となるため、これを避けるためである。この観点から上記第2昇圧停止しきい値に含まれる第2判定しきい値VH_th2が予め設定してROM等に記憶しておくことがきる。ただし、この第2判定しきい値VH_th2は、一定値でなくてもよく、バッテリ11の状態例えば、バッテリ電圧Vb、バッテリ温度Tb等に応じて変更されてもよい。また、上記ステップS20において肯定的判定を得るために、第2判定しきい値VH_th2は第1判定しきい値VH_th1よりも大きく設定されるすなわち、VH_th2>VH_th1。上記ステップS20において昇圧停止条件を満たしていると判定されると、制御部26は、続くステップS22において、上アームオン状態として昇圧動作を停止させる。他方、上記ステップS20において昇圧停止条件を満たしていないと判定されると、そのまま処理を終了する。すなわちコンバータ20の昇圧動作が継続される。図12は、上記のような昇圧開始制御を実行した場合のシステム電圧VHとシステム損失との関係を概略的に示す図である。図13は、昇圧開始時におけるモータ電流の電流ベクトルが変化する様子を示す図である。図12には、交流モータM1の出力トルクT1,T2,T3に対応する3本の損失曲線481,482,483が示されている。ここではT1<T2<T3の大小関係となっている。図12および図13に示すように、バッテリ電圧Vbをそのままシステム電圧VHとして交流モータM1が最適電流位相id,iqoptで矩形波制御が実行される動作点42は損失曲線481上においてシステム全体の損失が最小となるのは上述したとおりである。この動作点42からトルク指令値Tqの増加に伴って電流ベクトルが進角側すなわちd軸電流idが負側に大きくなる方に電流位相が調整されることによってモータ電流の電流ベクトルは最適電流進角ラインから図13中の左方向へ外れていき、それに伴ってシステム損失も増大することになる。図13に示すように、最適電流進角ラインの進角側には昇圧開始判定ラインが略平行に規定されている。この昇圧開始判定ラインは、上記昇圧開始制御のステップS16で用いられるq軸電流しきい値iq_thを対応d軸電流idごとにプロットして連続させて描かれるラインである。交流モータM1の動作点42から昇圧判定開始ライン上に示される動作点42aに到達すると、コンバータ20による昇圧動作が開始され、システム電圧VHが最低昇圧電圧VHboost_minだけ高くなる。これにより、電流ベクトルの電流位相は、動作点42aと等しいトルクT2を維持しながら最適電流進角ライン上の動作点42bへと移行する。これを図12について見ると、システム電圧VHがバッテリ電圧VbであってトルクT1に相当する動作点42からトルクT2に相当する動作点42aに移行したとき、コンバータ20による昇圧が開始されて、システム電圧VHが最低昇圧電圧VHboost_minだけ高くなる。このとき、システム損失は、同じ損失曲線482上においてシステム損失が等しくなる動作点42bへ移行することになり、昇圧開始の前後でシステム損失が増加することはない。その後、交流モータM1に対するトルク指令値TqがT2から更にT3へと増加してモータM1の動作点が符号42bから符号42cへと移行するときには、最適電流位相id,iqoptでの矩形波制御を維持しながらシステム損失を最小化する制御が継続される。上述したように、本実施形態のモータ制御システム10によれば、矩形波制御実行中にコンバータ20による昇圧動作の開始を適時に行ってシステム損失の増加を抑制することができる。次に、図14および図15を参照して、別の実施態様であるモータ制御システム80について説明する。ここでは、上記モータ制御システム10と相違する点について主として説明することとして、同じ構成要素に同じ参照符号を付して重複する説明を援用により省略する。図14は、電流位相フィードバック部58に代わる電圧位相フィードバック部82を含む制御部26を示す、図6と同様のブロック図である。図15は、図12における電圧位相フィードバック部82の一例を示すブロック図である。本実施形態のモータ制御システム80では、制御部26は、電流ベクトルの電流位相のフィードバック制御を行う電流位相フィードバック部58に代えて、電圧位相フィードバック部82を備えている。これ以外の構成は、上記モータ制御システム10と同様である。図14に示すように、電圧位相フィードバック部82は、矩形波制御ブロックのトルクフィードバック部54から指令電圧位相Φvの入力を受けて、これに基づきシステム電圧補正値Cvhを生成して加算部59に出力する機能を有する。電圧位相フィードバック部82には、後述するシステム電圧補正値Cvhの加算によって補正されたシステム電圧指令値VH正確にはVHCvhが入力されるようになっている。より詳細には、電圧位相フィードバック部82は、図15に示すように、目標電圧位相生成部84と、減算部86と、PI制御部88とを含む。目標電圧位相生成部84には、補正後のシステム電圧指令値VHと目標電圧位相Φv_targとの関係を規定するマップ85がROM等に予め記憶されており、入力されたシステム電圧指令値VHに基づいてマップ85から目標電圧位相Φv_targを導出する。ここで目標電圧位相Φv_targとは、交流モータM1に流れるモータ電流の電流位相id,iqを、トルクを変えることなくすなわち等トルク線上で、上記最適電流位相id,iqoptに変更するのに必要な矩形波パルスの電圧位相である。目標電圧位相生成部84から出力された目標電圧位相Φv_targは、減算部86において指令電圧位相Φvと比較または減算されて電圧位相偏差ΔΦvが生成される。そして、この電圧位相偏差ΔΦvがPI制御部88に入力される。PI制御部88では、上記電圧位相偏差ΔΦvを解消にするための比例積分制御を実行する。具体的には、PI制御部88は、所定の比例ゲインおよび積分ゲインによるPI演算を行って制御偏差、具体的にはシステム電圧補正値Cvhを求め、そして、このシステム電圧補正値Cvhを、システム電圧指令生成部56によって生成されたシステム電圧指令値VHに対して、加算部59にて加算して補正後システム電圧指令値VHCvhを生成する。このようなシステム電圧指令値VHの補正が電圧位相フィードバック部82を含む閉じた制御ループにて繰り返し実行されることによって、交流モータM1の電流位相id,iqが最適電流位相id,iqoptで矩形波制御される状態に正確かつ迅速に移行できる。本実施形態のモータ制御システム80によっても同様に、矩形波パルスの電圧位相フィードバック制御を行うことにより、コンバータ20による昇圧電圧をできるだけ低く抑えながら最適電流位相id,iqoptで交流モータM1を矩形波制御相により動作させることができる。これにより、コンバータ20、インバータ22および交流モータM1を含むシステム全体を効果的に低減または最小化できる。続いて、図16および図17を参照して、本実施形態のモータ制御システム80における昇圧開始制御について説明する。図16は、矩形波電圧の位相に基づいてコンバータ20の昇圧動作を開始または停止させる処理手順を示すフローチャートである。図17は、図16中の処理ステップS24で参照される電圧位相しきい値マップを示す図である。図16に示すように、本実施形態において制御部26で実行される昇圧開始制御は、上記実施形態のモータ制御システム10とほぼ同様であり、モータ電流の電流ベクトルの電流位相が、交流モータM1に印加される矩形波電圧の位相に置き換わっているだけである。図16に示す処理手順のうち図10と相違するステップS24、S26についてのみ説明する。図16に示すように、ステップS12において上アームオン状態にあると判定されると、次に、図17に示すようなマップを参照して電圧位相しきい値Φv_thを取得するステップS24。このマップは、実験、シミュレーション等によって得られた結果としてROM等に予め記憶されている。また、このマップでは、電圧センサ14によって検出されるシステム電圧VHまたはVH指令生成部56から出力されるシステム電圧指令値VHを用いて電圧位相しきい値Φv_thを導出することができる。ここで、電圧位相しきい値Φv_thは、モータ電流のd軸q軸平面上における電流ベクトルが昇圧開始前後でシステム損失が等しくなるモータトルクに相当する電圧位相に対応するものである。したがって、交流モータM1に印加される矩形波電圧の電圧位相が上記電圧位相しきい値Φv_thに到達したときにコンバータ20の昇圧動作を開始すれば、バッテリ電圧Vbから最低昇圧電圧VHboost_minだけシステム電圧VHが昇圧される前後でシステム損失を等しくなり、その結果、昇圧開始時におけるシステム損失の増加を抑制することができるのである。制御部26は、続くステップS26において、トルクフィードバック部54から取得される指令電圧位相Φvと電圧位相しきい値Φv_thとを比較する。そして、制御部26は、指令電圧位相Φvが電圧位相しきい値Φv_thqより小さくなったときステップS26でYES、コンバータ20に対して上アームオン状態を解除して昇圧動作を開始させるステップS18。このようにして本実施形態のモータ制御システム80によっても、矩形波制御実行中にコンバータ20による昇圧動作の開始を適時に行ってシステム損失の増加を抑制することができる。なお、本発明に係るモータ制御システムは、上述した各実施形態および変形例の構成に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内において種々の変更や改良が可能である。"