"受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する受信装置。請求項1において,さらに,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて,コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円上の前記サブキャリアの順番に対応する第1の信号点と,前記小数ずれがない場合の第2の信号点との位相差と振幅差を,前記位相変動量及び振幅変動量として求める位相振幅補正量生成部を有する受信装置。請求項2において,前記変位円は,前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し,前記小数ずれ量に対応する半径を有する受信装置。請求項3において,前記変位円の半径mは,前記基準円の半径Rを1とし,前記小数ずれ量をt0≦t≦1とした場合,m={1-cosπt}/2である受信装置。受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ,前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と,前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち,最も確からしい補正後の複数の周波数領域信号を選択する選択部とを有する受信装置。受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するAD変換部と,前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ,前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と,前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち,最も確からしいものの前記小数ずれ量にしたがって,前記サンプリングクロックの位相を調整するサンプリングクロック位相制御部とを有する受信装置。受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するAD変換部と,前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,既知データを有する前記周波数領域信号の,小数ずれがない場合の前記既知データに対応する周波数領域信号に対する位相変動量と振幅変動量とに基づいて,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量を求める小数ずれ量生成部とを有する受信装置。受信した時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置と,通信する送信装置において,複数のサブキャリアでそれぞれ変調した複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部と,前記受信装置において発生した前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記逆離散フーリエ変換部に入力される前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部を有する送信装置。受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置であって,前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置の離散サンプリングタイミングに係る補正方法において,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する受信装置の離散サンプルタイミングに係る補正方法。上記の方法によりDFTウインドウタイミングの同期をとっても,離散ベースバンド信号のサンプル点での同期をとることはできるが,DFTウインドウタイミングの1サンプル未満の小数ずれについてまで同期をとることは容易ではない。例えば,上記の方法によりDFTウインドウタイミングのずれを1サンプル未満まで検出しても,ADCでサンプリングされる前のベースバンド信号に微少な遅延を与える回路を設けることは困難である。そこで,本発明の目的は,DFTウインドウタイミングが1サンプル未満のずれを有する場合でも,受信信号を適切に補正することができる受信装置及び補正方法を提供することにある。本発明の別の目的は,DFTウインドウタイミングの1サンプル未満のずれを検出する受信装置及び補正方法を提供することにある。本発明のさらに別の目的は,受信装置側でDFTウインドウタイミングの1サンプル未満のずれが発生しないようにした送信装置とその補正方法を提供することにある。受信装置の第1の側面は,直交周波数分割多重方式または直交周波数分割多元接続方式の受信装置において,時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する。第1の側面によれば,1サンプル未満のずれ小数ずれによる位相変動量,振幅変動量を補正することができる。本実施の形態は,例えば,送信装置が複数のサブキャリアである周波数領域信号を逆離散フーリエ変換して時間領域信号を生成しアップコンバートして通信媒体に送出し,受信装置が受信信号をダウンコンバートし時間領域信号を離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成するような通信方式に適用される。図1は,OFDMSCOFDM方式の受信装置の構成図である。受信装置は,アンテナで受信した高周波の受信波RxをキャリアクロックCCLKでダウンコンバートするミキサ10と,ベースバンドのアナログの時間領域信号S10をサンプリングクロックSCLKに同期してサンプリングしデジタルの離散時間領域信号S11に変換するアナログデジタル変換器ADC11とを有する。さらに,受信装置は,離散時間領域信号S11の離散フーリエ変換ウインドウのタイミングを検出するDFTタイミング検出部12と,それからのDFTウインドウタイミング信号S12に応じて,DFTウインドウ内の離散時間領域信号S11を離散フーリエ変換DFTし複数のサブキャリアの周波数領域信号S13を出力するDFT部13とを有する。複数のサブキャリアの周波数領域信号S13は,それぞれ,復調部14にて復調,復号され,受信データRxdが生成される。受信装置は,既知のデータを有するパイロット信号を復調して得たパイロット信号の位相変動に基づいてキャリアクロックCCLKの周波数を自動的に制御する自動周波数制御部AFC15を有し,AFC15は,複数のパイロット信号の位相の変化から周波数誤差を求め,当該周波数誤差をなくすようにキャリアクロックCCLKを生成する発振器OSC1の周波数を制御する。つまり,AFC15が発振器OSC1に与えている信号S15は,例えば周波数を制御する制御電圧である。さらに,AFC15は,このキャリアクロックCCLKの周波数の制御に連動して,サンプリングクロックSCLKを生成する発振器OSC2の周波数も制御する。これにより,サンプリングクロックSCLKのサンプリングレートが周波数領域信号S10の周期に整合される。この受信装置において,DFT13は,ADC11でサンプリングされた離散的な時間領域信号S11のうちDFTウインドウ内の離散時間領域信号にDFT演算を行って,サブキャリア毎の周波数領域信号S13を生成する。AFC15により時間領域信号S11は適切な周波数に制御される一方,DFT演算のDFTウインドウのタイミングは,DFTタイミング検出部12が検出したタイミングに制御される。DFTタイミング検出部12は,ガードインターバルの自己相関値が最大になるタイミングや,プリアンブルの同期パターンの相関値が最大になるタイミングなどに基づいてDFTウインドウの最適なタイミングを検出する。しかし,DFTタイミング検出部12は,離散的な時間領域信号S11に対して求めた相関値を利用するので,その相関値により制御されるDFTウインドウのタイミングの精度は,1サンプルの精度に限られ,1サンプル未満の小数ずれの精度は得られない。その結果,DFTウインドウのタイミングは,1サンプル未満の小数ずれ具体的には0からプラスマイナス05サンプルの範囲のずれを伴う。このような小数ずれしたDFTウインドウでDFTされた周波数領域信号S13の位相と振幅は,小数ずれによる誤差位相,振幅変位量を有する。図2は,OFDMASCFDMA方式の受信装置の構成図である。図1の受信装置と同様に,ミキサ10,ADC11,DFTタイミング検出部12,DFT13,復調部14,AFC15などを有し,さらに,DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号S13の所定の信号を逆DFTするIDFT16を有する。このIDFT部16を有する構成が,図1の受信装置と異なる。したがって,OFDMASCFDMA方式の受信装置の場合も,OFDM,SCOFDM方式の受信装置と同様に,DFTウインドウのタイミングに1サンプル未満の小数ずれが生じ,DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号S13の位相と振幅には小数ずれによる誤差が発生する。図3は,OFDM,OFDMA,SCOFDM,SCDFMAの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係例を示す図である。この例では,複数のシンボルSm1~Sm9それぞれに,複数のサブキャリアSC0~SC7が挿入され,そのうち,シンボルSm2,Sm8には全てのサブキャリアにパイロットが挿入され,それ以外のシンボルSm1,Sm3~Sm7,Sm9のサブキャリアにはデータが変調されている。パイロット信号は,既知データをサブキャリアで変調した信号であり,受信装置は,パイロット信号の位相と振幅に基づいて,伝搬路特性や,DFTウインドウのサンプル点ずれなどを検出する。また,前後するサンプル点間の前述の相関値から1サンプル未満の小数ずれをある程度検出することができる。次に,DFT演算について説明する。DFT離散フーリエ変換の演算は,DFT演算の離散点の数であるポイント数がNの場合,N個の複素数列x0~xN-1に対して以下の演算を行うことによりN個の複素数列X0~XN-1を求める演算であることが知られている。Xj=Σk=0~N-1xke{-2π/Njk}そして,OFDMまたはOFDMA方式での時間領域信号を周波数領域信号に変換するDFT演算においても,この演算が行われる。この演算式は,以下の行列式で表すことができる。図4は,DFT演算の行列式を示す図である。図4Aでは,x0~xN-1は,DFT演算される時間領域信号のサンプル点0~N-1の値である。そして,W0~WN-1^2は,時間領域信号x0~xN-1に乗算される回転因子である。さらに,X0~XN-1はDFT演算された周波数領域信号である。この周波数領域信号X0~XN-1は,それぞれ異なる周波数0,f,2f,3f~N-1fと,それぞれの位相と振幅を有する。なお,N-1^2は,N-12を意味する。つまり,このDFT行列式では,DFTウインドウのポイント数がN点0~N-1,サブキャリア周波数の数もN個0~N-1である。ポイント数はDFT演算対象のサンプル点数であり,オーバーサンプルがなく全てのサンプル点がポイントになる場合はDFTウインドウ内のサンプル点が全てDFT演算対象になる。そして,図4Bには,DFTポイント数がN=8の例を示している。つまり,DFTウインドウ内の時間域信号のサンプル点x0~x7に,回転因子W0~W49を乗算して周波数域信号X0~X7が求められる。図5は,DFT演算の回転因子WNを説明する図である。図5Aは,DFTポイント数がNの場合の回転因子W0~WN-1を示している。回転因子WNは,角度0°のW0から角度2π/Nずつ時計回りに回転する位相成分を有する。図5Bは,DFTポイント数が8の場合の回転因子W0~W7を示している。この場合は角度0°から45°ずつ時計回りに回転する位相成分を有する。以上より,図4,5の回転因子W0~WN-1が,上記のDFT演算式のe{-2π/Njk}に対応していることが理解できる。図6は,フーリエ変換FT演算後の周波数領域信号X0~X7のQ成分sinの8つのサブキャリアの信号波形を示す図である。この図から,上記の回転因子W0~WN-1の位相の意味が理解される。FT演算ではDFT演算と異なり連続点に対する演算であるので,図6に示されるように,FT演算後の周波数領域信号X0~X7は連続点からなる波形として認識することができる。一方,DFT演算の場合は,サンプル点SP0SP8という離散点での値に対する演算であり,求められる周波数領域信号も離散点のデータになる。この図に示される通り,各周波数領域信号X0~X7の周波数は,X0が0DC,X1~X7がf~7fであるので,同じ8つのサンプリング点SP0~SP7でそれぞれのサブキャリアの位相が異なる。例えば,図6に示されるように以下の通りである。X1:0,π/4,2π/4,3π/4,4π/4,5π/4,6π/4,7π/4X2:0,2π/4,4π/4,6π/4,8π/4,10π/4,12π/4,14π/4X3:0,3π/4,6π/4,9π/4,12π/4,15π/4,18π/4,21π/4X4:0,4π/4,8π/4,12π/4,16π/4,20π/4,24π/4,28π/4X5:0,5π/4,10π/4,15π/4,20π/4,25π/4,30π/4,35π/4X6:0,6π/4,12π/4,18π/4,24π/4,30π/4,36π/4,42π/4X7:0,7π/4,14π/4,21π/4,28π/4,35π/4,42π/4,49π/4このように,各サブキャリアの周波数が0,f~7fの関係にあるので,各サンプリング点での位相も異なる。上記の位相は,回転因子W0~W49の位相成分と符号は逆であるが一致している。図6において,DFTウインドウのタイミングは,例えばサンプル点SP0SP1のタイミングに整合していなければならない。DFTウインドウのタイミングが,1サンプル遅れたサンプル点SP1SP8のタイミングに整合する場合は,DFTウインドウにサンプルずれが生じていることになる。さらに,最適なサンプル点のタイミングにDFTウインドウのタイミングが合わせられたとしても,1サンプル未満の小数ずれ0~±05サンプルずれが発生していると,DFTされた周波数領域信号の位相と振幅には誤差が発生する。図7は,本発明者が実験等により見出した,1サンプル未満の小数ずれによるサブキャリアの位相と振幅の変位を示す図である。図7には,コンスタレーション上に,原点Oを中心とする基準円RCが示されている。図6の周波数領域信号X0~X7であるサブキャリア全てに対してサンプリング点がピーク値をとる場合は,全てのサブキャリアの信号点は,基準円RC上に位置する。そして,DFTウインドウにサンプル点ずれ1サンプル単位のずれが生じると,基準円RC上を回転する。一方,例えば,被変調成分のIQがI1Q1の場合,DFTウインドウにサンプルずれがない場合は,その信号点はCD1になる。そして,DFTウインドウに1サンプル未満の小数ずれがあると,各サブキャリアの信号点は破線で示した変位円C1C2C3上に変位する。しかも,その変位する位置はサブキャリアの順番により異なり,サブキャリの順に変位円C1C2C3上に並ぶ。例えば,小数ずれ量tがt05の場合は変位円C2上に変位し,その変位の位置はサブキャリアの順であることが見いだされた。さらに,変位円C1C2C3は,基準円RCに内接する円であり,基準円の半径Rを1とすると,その半径mは小数ずれ量tに対して,m={1-cosπt}/2となることが,発明者により見いだされた。つまり,半径mが小さい変位円C3の小数ずれ量tはt05である。また,複数のサブキャリア一例として8サブキャリアSC0SC7,8ポイント数は,この変位円C1C2C3上に順番に且つ均等に並び,DC成分の周波数f0のサブキャリアSC0は小数ずれが生じても基準円RC上の信号点CD1にあり,周波数f1f7のサブキャリアSC1SC7は変位円C1C2C3上に順番に且つ均等に並ぶ。例えば,変位円C3の場合では,周波数f6のサブキャリアSC6は,信号点CD2に変位していた。サブキャリアSC6は,小数点ずれがなければ信号点CD1にあるが,小数ずれがあると変位円C3上の信号点CD2に変位する。つまり,振幅がRであるところanに変位し,位相が5π/4であるところ5π/4-θnに変位する。従って,このような場合は,サブキャリアSC6の振幅をRan倍し,位相を-θn回転する振幅補正と位相補正をすることにより,小数ずれがない状態での信号点CD1の振幅と位相を得ることができる。このように,同じ小数ずれ量tでも,サブキャリアの番号によって図6に示したとおり位相量に違いが生じ,サブキャリアの番号によって変位円上の位置も異なる。この理由は必ずしも確かではないが,サンプル点の小数ずれによりサンプル点でサブキャリア信号のピーク位置からずれることで,その位相と振幅が変位するものと推察される。図8は,1サンプル未満の小数ずれによるサブキャリアの位相と振幅の変位を示す別の図である。この例は,サブキャリアの被変調成分が信号点CD11にある例で,その場合に,DFTウインドウに小数ずれが発生すると,サブキャリアは変位円C1C2C3上のサブキャリアの番号に応じた位置に変位する。例えば,変位円C3の場合では,周波数f6のサブキャリアSC6は,信号点CD12に変位する。この場合は,振幅がRであるところanになり,位相が7π/4であるところ7π/4-θnになっている。従って,この場合も,サブキャリアSC6の振幅をRan倍し,位相を-θn回転する振幅補正と位相補正をすることにより,小数ずれがない状態の振幅と位相を得ることができる。この補正量は,図7の例と同じであり,サブキャリアの被変調成分にかかわらず図中に示された原点O信号点CD11CD12を頂点とする三角形と変位円の半径mと回転角φnから,補正量Ran,θnを求めることができる。なお,半径mは小数ずれ量tからm={1-cosπt}/2で求められるので,前述の相関値などにより小数ずれ量tを求めておくことが望ましい。また,回転角φnは,変位円をサブキャリアの数で等分割して得られるので,サブキャリアの番号に依存する。以下,補正量Ran,θnを求める演算について説明する。図9は,本実施の形態における補正量を求める演算を説明する図である。図9は,サブキャリアSCnの受信信号点Anを元の信号点Rに復元する例を示している。この例では,サブキャリアの数は64個であり,図9中には変位円C2C3が示され,基準円は省略されている。まず,サブキャリアSCの番号nと小数ずれ量tが既知とする。基準円の半径をRとし,n番目のサブキャリアSCnの受信信号点Anの原点Oからの振幅をanとし,変位円C3での位相回転量をφnとし,小数ずれ量tから求まる変位円の半径をmRR1ならmとする。位相回転量φnは,φn2π/nであり,また,変位円C3の中心OXとコンスタレーションの原点Oとの距離は,Rである。そこで,受信信号点An変位円C3の中心OX原点Oからなる三角形について,余弦の定理により,以下のように振幅補正量Ranを求めることができる。an22R22mRcosR2cosφnよって,以下の式が導かれる。Ran1cosφn12次に,受信信号点An信号点R原点Oからなる三角形について,スチュワートの定理により以下の式が導ける。2x2R22man2x2mR2m2R2その結果,x2man2mR2そして,式より,次の式が導かれる。x22m2an2cosφnn番目のサブキャリアSCnの受信信号点Anと本来の信号点Rを原点Oからのベクトルで考えると,内積の定義から次の式が導かれるRanRancosθnさらに,余弦の定理から次の式が導かれ,上記の式を代入すると次の通りである。x2R2an22RancosθnR2an22式に式のRとxを代入してanの式にまとめると,2R2an2x22an2cosφnとなり,式とから次の式が得られる。Rancosθnan2cosφnこの式に式を代入してanの式とすると,次の通りである。cosθncosφncosφncoscosφncos上記の式が振幅の補正量,式が位相の補正量になり,いずれも小数ずれ量tから求まる半径mと,サブキャリアの番号nから求まる回転角φnにより定まる定数である。上記の演算結果は,図7,8の変位円C1C2C3のいずれでも同様であり,小数ずれ量tが0≦t≦10の場合に同様の補正量により信号点の補正が可能である。[第1の実施の形態]図10は,OFDM方式の送信装置と受信装置の概略構成図である。送信装置MS1が送信データをシリアルパラレル変換器SPでシリアルパラレル変換しそれぞれを複数のサブキャリアで変調し,それらの周波数領域信号をIDFT34が逆離散フーリエ変換して時間領域信号を生成し高周波回路36でアップコンバートして通信媒体に送出し,受信装置BSが受信信号を高周波回路10でダウンコンバートし,その時間領域信号をDFT13で離散フーリエ変換して複数の周波数領域信号を生成する。複数の周波数領域信号から復調された受信データがパラレルシリアル変換される。図11は,OFDMA方式の送信装置と受信装置の概略構成図である。図10と異なり,複数の送信装置MS1,MS2~MSnが複数のサブキャリアである周波数領域信号をシェアして,受信装置BSにデータを送信する。それ以外の構成は,図10と同等である。図12は,第1の実施の形態におけるOFDMまたはOFDMA受信装置の構成図である。図1の受信装置と同様に,ミキサ10,アナログデジタル変換部ADC11,DFTタイミング検出部12,DFT13,復調部14,AFC15,発振器OSC1,OSC2を有する。そして,図12の受信装置は,小数ずれ量tから各サブキャリアの周波数領域信号S13の位相変動量と振幅変動量として位相補正量θnと振幅補正量Ranとを生成する位相振幅補正量生成部19を有する。この位相補正量θnと振幅補正量Ranとは,全てのサブキャリア毎に生成される。さらに,OFDM受信装置は,位相振幅補正量生成部19が生成する位相補正量θnにより各サブキャリアの位相を回転して補正する位相補正部17と,振幅補正量Ranにより各サブキャリアの振幅を補正する振幅補正部18とを有する。これらの補正部17,18により,小数ずれ量tとサブキャリアの番号とに応じて異なる位置に変位していた受信信号点Anが,本来の信号点Rに補正される。上記の位相補正部17と振幅補正部18は,その補正の順番が逆になっても良い。また,小数ずれ量tは,DFTタイミング検出部12が,前述のガードインターバルの自己相関値やプリアンブルの同期シンボルの相関値から求める。そして,DFTタイミング検出部12は最も理想的なDFTウインドウのタイミングに近いサンプル点のタイミングにあわせているものとする。ただし,小数ずれ量t<±05のずれは調整できていない。なお,伝搬路推定量に対する補償のための位相補正や振幅補正は,上記の補正とは別に行われるが,本願の実施の形態とは独立な事象に基づくので,伝搬路推定による位相補正や振幅補正についての説明は省略する。図13は,位相振幅補正量生成部の構成図である。位相振幅補正部19は,小数ずれ量tを与えられ,小数ずれ量tからm={1-cosπt}/2により変位円の半径mRを求める。そして,各サブキャリアSCnnは順番に対して,その変位円の半径mRの係数mと,変位円内の角度φnの余弦値cosφnとから,前述の演算を行う回路により,I成分とQ成分の位相補正量cosθn,sinθnと,振幅補正量Ranとを生成する。この演算回路は,図13に示されるように,加算器,乗算器×,減算器-,除算器÷,逆数器1/x,平方根器√,cosからsinに変換する変換器190などで構成される。また,位相振幅補正量生成部19は,図13のような演算回路ではなく,予め小数ずれ量tとサブキャリアSCnの回転角φnとから演算で求めた位相補正量と振幅補正量を,小数ずれ量tとサブキャリアの番号nに対応付けたテーブルを記録媒体に記録しておき,そのテーブルを参照することで生成するようにしても良い。図14は,位相補正部17と振幅補正部18の構成図である。位相補正部17は,DFT13でDFTされた各サブキャリアSC1SCnの周波数領域信号S13それぞれを位相補正量θnで位相回転する位相回転器17-1~17-nを有する。さらに,振幅補正部18は,位相補正された各サブキャリアの信号それぞれに振幅補正量Ra1~Ranを乗じる乗算器18-1~18-nを有する。図14の構成では,複数のサブキャリアの周波数領域信号S13を並列に位相補正,振幅補正しているが,シリアルに位相補正,振幅補正してもよい。また,位相補正を振幅補正の後で行っても良い。図15は,位相補正部,振幅補正部の位相回転器と乗算器の構成を示す図である。位相回転器17nは,4個の乗算器×と1個の加算器と1個の減算器とを有する。そして,位相回転器17nには,周波数領域信号のI成分のデータとQ成分のデータとが入力され,4つの乗算器で位相補正量cosθn,sinθnとそれぞれ乗算され,その乗算値が加算器と減算器で加算または減算される。また,振幅補正部の乗算器18nは,位相回転されたI成分のデータとQ成分のデータに振幅補正量Ranを乗算する。これにより,位相補正と振幅補正されたIQ成分のデータが生成される。図16は,OFDMA方式の送信装置と受信装置の構成を示す図である。この場合は,移動局MS1である送信装置は,時間領域信号をDFT30により複数のサブキャリアの周波数領域信号に変換し,IDFT34により逆DFTを行って多重化し,高周波回路36を介して送信する。一方,受信装置側の基地局BSでは,受信信号を高周波回路10でダウンコンバートし,DFT13がDFT処理して複数のサブキャリアの周波数領域信号を生成し,さらにIDFT16が逆DFT処理して,元の送信された送信データを生成する。図17は,SCFDMA方式の送信装置と受信装置の構成を示す図である。SCFDMA方式は,OFDMA方式における高いPAPRを抑制するものとして期待されている。SCFDMA方式の無線通信システムでは,図17に示すように,移動局MS1MS2~MSnのそれぞれは,変調された時間領域信号をDFT30により複数のサブキャリアの周波数領域信号に変換し,各移動局に割り当てられた周波数帯域にのみ被変調成分をマッピングし,それ以外の周波数帯域には0Nullをマッピングし,IDFT34により逆DFTを行って多重化し,高周波回路36を介して送信する。一方,受信装置側の基地局BSでは,受信信号を高周波回路10でダウンコンバートし,DFT13がDFT処理して複数のサブキャリアの周波数領域信号を生成し,各移動局MSに割り当てた周波数帯域のサブキャリア毎にIDFT16が逆DFT処理して,元の各移動局が送信した送信データを生成する。このように,SCOFDMAやSCFDMAにおいても,OFDMOFDMAと同様に,DFTウインドウの1サンプル未満の小数ずれが発生し,それによる受信信号点の位相と振幅の変位が発生する。従って,上記で説明した位相補正と振幅補正は,SCOFDM,SCFDMA方式の受信装置にも適用することが有効である。図18は,第1の実施の形態におけるOFDMASCFDMA方式の受信装置の構成図である。この受信装置は,図2に示した受信装置と同様に,ミキサ10,アナログデジタル変換部ADC11,DFTタイミング検出部12,DFT13,IDFT16,復調部14,AFC15,発振器OSC1OSC2を有する。そして,図18の受信装置は,小数ずれ量tに基づいて各サブキャリアの位相補正量θnと振幅補正量Ranとを生成する位相および振幅補正量生成部19を有する。この位相補正量θnと振幅補正量Ranは,全てのサブキャリア毎に生成される。さらに,SCFDMA受信装置は,位相振幅補正量生成部19が生成する位相補正量θnにより各サブキャリアの位相を回転して補正する位相補正部17と,振幅補正量Ranにより各サブキャリアの振幅を補正する振幅補正部18とを有する。これらの補正部17,18により,小数ずれ量tとサブキャリアの番号とに応じて異なる位置に変位していた受信信号点Anが,本来の信号点Rに補正される。小数ずれ量tとサブキャリアの順番nとから位相補正量θnと振幅補正量Ranとを求める方法は,上記のOFDM,OFDMA受信装置と同じである。図19は,第1の実施の形態における改良例を説明する図である。発明者によれば,受信信号点は,図7で説明した変位円C3上の信号点CD2ではなく,変位円C3と同じ半径で,2つの半円に分離した近接変位円C3’上の信号点CD2’となる。そこで,受信装置の改良例では,前述の変位円C3上に受信信号点が変位しているという前提で求めた位相補正量や振幅補正量を利用して補正する為に,受信信号点CD2’を変位円C3上の信号点CD2に調整する位相調整部を設ける。図19に示されるとおり,近接変位円C3上において,信号点CD1と原点Oとを結ぶ半径の時計方向の位置に並ぶ受信信号点CD2’に対しては位相調整量dθだけ位相回転させ,反時計方向の位置に並ぶ受信信号点に対してはその逆方向の位相調整量dθだけ位相回転させる。その後,上述の変位円C3に対する位相補正と振幅補正を行うのが好ましい。この位相調整量dθは微小な角度であるので,全てのサブキャリアに対して同じ値を使用しても良い。また,振幅についても微調整するのが好ましいが,非常に小さいので微調整しなくても許容できる。図20は,第1の実施の形態におけるOFDM,OFDMA受信装置の改良例を示す図である。図12の受信装置と異なり,位相調整部20がDFT13と復調部14との間に設けられている。この位相調整部20は,上記の位相調整量dθだけ各サブキャリアの位相を微調整する位相回転器である。ただし,位相回転器は,サブキャリアの順番に応じて位相調整量dθだけ正方向に位相回転するか,負方向に位相回転する。この位相調整部20は,図18のSCOFDM,SCFDMAの受信装置においても設けることが補正精度を高めるのに有効である。[第2の実施の形態]図21は,第2の実施の形態におけるOFDM,OFDMA受信装置の構成図である。図21の受信装置は,複数の小数ずれ量それぞれに対応する位相変動量と振幅変動量で,DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号を,それぞれ補正する複数の補正部40と,複数の補正部40により補正された補正後の周波数領域信号のうち,最も補正量が確からしい信号を弁別するタイミング弁別部42と,タイミング弁別部42が弁別した周波数領域信号を選択して後段の復調部14に出力する選択部44とを有する。図21では,受信信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサや,自動周波数制御AFCなどが省略されている。つまり,複数の補正部40は,それぞれに割り当てられた小数ずれ量に対応して予め求められている位相変動量θnと振幅変動量Ranで,DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号を補正する。そして,タイミング弁別部42は,複数の補正部40が出力する補正後の信号のうち,パイロット信号などの既知信号の位相と振幅が,本来のパイロット信号の位相と振幅に最も近いものを選択し,その選択された補正後の信号を,選択部44が選択して後段の復調部14に出力する。複数の補正部40の小数ずれ量tは,0<t≦±0.5の範囲で所定の分解能毎の量である。例えば,05,04,03,02,01,01,02,03,04,05などである。各補正部での位相補正量と振幅補正量は,それぞれの小数ずれ量tに応じて,前述の演算により複数のサブキャリア毎に予め求められ,補正部40にそれぞれ設定されている。図21には,OFDM,OFDMA受信装置の例が示されているが,SCOFDMSCFDMA受信装置にも同様に適用可能である。SCFDMA受信装置の場合は,選択部44と復調部14との間にIDFTが設けられる。[第3の実施の形態]図22は,第3の実施の形態におけるOFDM,OFDMA受信装置の構成図である。図22の受信装置は,複数の小数ずれ量それぞれに対応する位相変動量と振幅変動量で,DFTされた複数のサブキャリアの周波数領域信号を,それぞれ補正する複数の補正部40と,複数の補正部40により補正された補正後の周波数領域信号のうち,最も補正量が確からしい信号を弁別するタイミング弁別部42とを有する。そして,タイミング弁別部42が弁別した小数ずれ量tにしたがって,発振器OSC2が生成するマスタークロックMCLKの位相を制御してサンプリングクロックSCLKを生成するサンプリングクロック位相制御部44を有する。図22では,受信信号をベースバンドにダウンコンバートするミキサや,自動周波数制御AFCなどが省略されている。複数の補正部40とタイミング弁別部42は,図21の第2の実施の形態の受信装置と同じである。一方で,図22の受信装置は,タイミング弁別器42が弁別した補正後の信号に対応する小数ずれ量tに基づいて,サンプリングクロック位相制御部44が,マスタークロックMCLKの位相を調整してサンプリングクロックSCLKを生成し,ADC11でのサンプル点の小数ずれをゼロ又は抑制する。その結果,DFTタイミング検出部12が相関値などにより検出するDFTウインドウには小数ずれがゼロにされるかまたは抑制される。そして,DFT13がDFTした周波数領域信号S13が後段の復調部14に出力される。図22には,OFDM,OFDMA受信装置の例が示されているが,SCOFDM,SCFDMA受信装置にも同様に適用可能である。SCOFDM,SCFDMA受信装置の場合は,選択部44と復調部14との間にIDFTが設けられる。[第4の実施の形態]図23は,第4の実施の形態におけるOFDM,OFDMA受信装置の構成図である。図23の受信装置は,図22と同様に,小数ずれ量tに応じて,ADC11のサンプリングクロックSCLKの位相を制御するサンプリングクロック位相制御部44を有する。そして,小数ずれ量tを生成する小数ずれ量生成部50を有する。小数ずれ量生成部50は,パイロット信号などの既知データを有する周波数領域信号S13の,小数ずれがない場合のその既知データに対応する周波数領域信号に対する位相変動量θnと振幅変動量Ranとに基づいて,DFT13でのDFTウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量tを求める。この小数ずれ量生成部50による演算は,前述の小数ずれ量tから位相変動量θnと振幅変動量Ranを求めた演算の逆演算である。または,予め逆演算で求めた位相変動量θnと振幅変動量Ranと小数ずれ量tとの対応を示すテーブルを参照して,小数ずれ量tを求めるようにしても良い。なお,上記のパイロット信号の位相と振幅は,伝搬路補償後の位相と振幅を使用する。そして,伝搬路補償された位相と振幅と,小数ずれがない場合の位相と振幅との差分が,位相変動量,振幅変動量になる。そして,小数ずれ量生成部50が求めた小数ずれ量tに応じて,位相制御部44がマスタークロックMCLKの位相を調整して小数ずれのないサンプリングクロックSCLKを生成する。これにより,ADC11は,小数ずれのないサンプル点で離散的な時間領域信号を生成することができる。[第5の実施の形態]図24は,第5の実施の形態におけるOFDM,OFDMA受信装置の構成図である。図24の受信装置は,図23と同様に,小数ずれ量tを生成する小数ずれ量生成部50を有する。上記したとおり,小数ずれ量生成部50は,パイロット信号などの既知データを有する周波数領域信号の位相変動量θnと振幅変動量Ranとから,小数ずれ量tを求める。小数ずれ量生成部50を有することで,より正確に小数ずれ量tを求めることができる。そして,求めた小数ずれ量tに基づいて,DFT13によりDFTされた周波数領域信号を,第1の実施の形態図12に示した位相振幅補正量生成部19と位相補正部17と振幅補正部18とで,位相補正および周波数補正する。パイロット信号は必ずしも全てのサブキャリアに内挿されているわけではないが,あるサブキャリアに内装されているパイロット信号から小数ずれ量tが検出すると,位相振幅補正量生成部19により全てのサブキャリアに対する位相補正量θnと振幅補正量Ranを求めることができる。その結果,位相補正部17と振幅補正部18で各サブキャリアの信号の位相を補正し振幅を補正することができる。[第6の実施の形態]図25は,第6の実施の形態におけるSCOFDM,SCFDMA送信装置の構成図である。図16,17でSCOFDM,SCFDMA方式の場合の複数の移動局MSと基地局BSの基本的な構成について説明した。そこで説明したとおり,基地局BSは複数の移動局MSからそれぞれのタイミングで送信されてくる受信信号を受信し,DFT処理しさらにIDFT処理する。各移動局MSの送信タイミングのずれにより,基地局BSの受信装置において,DFTウインドウの小数点ずれがサブキャリア毎に異なる。そのため,サブキャリア間の直交性が崩れることになる。そこで,図24に示した移動局MSでの送信装置は,送信データTxdを変調する変調部60と,DFT61と,IDFT64と,DAC65と,ミキサ66と,AFC67と,発振器OCS11OSC12とに加えて,基地局での小数ずれに対応して逆補正する位相補正部63と,振幅補正部62とを有する。さらに,送信装置は,移動局MSの受信装置68が基地局BSから受信した移動局MSに対する小数ずれ量tに基づいて,逆補正すべき位相補正量θnと振幅補正量anRとを生成する位相振幅補正量生成部68を有する。位相振幅補正量生成部68が生成する逆補正すべき位相補正量θnと振幅補正量anRは,前述した小数ずれ量tから演算で求めた位相変動量θnとは位相方向が逆方向であり,振幅変動量Ranとは逆数の関係である。以上の実施の形態をまとめると,次の付記のとおりである。付記1受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する受信装置。付記2付記1において,さらに,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて,コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円上の前記サブキャリアの順番に対応する第1の信号点と,前記小数ずれがない場合の第2の信号点との位相差と振幅差を,前記位相変動量及び振幅変動量として求める位相振幅補正量生成部を有する受信装置。付記3付記2において,前記変位円は,前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し,前記小数ずれ量に対応する半径を有する受信装置。付記4付記3において,前記変位円の半径mは,前記基準円の半径Rを1とし,前記小数ずれ量をt0≦t≦1とした場合,m={1-cosπt}/2である受信装置。付記5付記2において,さらに,前記複数のサブキャリアの周波数領域信号それぞれに,前記変位円に近接し前記小数ずれ発生時の複数のサブキャリアの周波数領域信号の信号点からなる近接変位円と前記変位円との位相差を微調整する位相調整部を有する受信装置。付記6付記1または2において,さらに,前記補正部で補正された補正後の複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部を有する受信装置。付記7受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ,前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と,前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち,最も確からしい補正後の複数の周波数領域信号を選択する選択部とを有する受信装置。付記8受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するAD変換部と,前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量の複数候補毎に設けられ,前記小数ずれ量の候補に起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量の候補と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する複数の補正部と,前記複数の補正部がそれぞれ補正した補正後の複数の周波数領域信号のうち,最も確からしいものの前記小数ずれ量にしたがって,前記サンプリングクロックの位相を調整するサンプリングクロック位相制御部とを有する受信装置。付記9付記7または8において,前記複数の補正部は,それぞれの候補に対応する前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて,コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円上の前記サブキャリアの順番に対応する第1の信号点と,前記小数ずれがない場合の第2の信号点との位相差と振幅差を,前記位相変動量及び振幅変動量として,補正する受信装置。付記10付記9において,前記変位円は,前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し,前記小数ずれ量に対応する半径を有する受信装置。付記11受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置において,前記時間領域信号をサンプリングクロックに同期してサンプリングして離散時間領域信号を生成するAD変換部と,前記離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部と,既知データを有する前記周波数領域信号の,小数ずれがない場合の前記既知データに対応する周波数領域信号に対する位相変動量と振幅変動量とに基づいて,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれ量を求める小数ずれ量生成部とを有する受信装置。付記12付記11において,さらに,前記小数ずれ量生成部が求めた前記小数ずれ量にしたがって,前記サンプリングクロックの位相を調整するサンプリングクロック位相制御部を有する受信装置。付記13付記11において,さらに,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部とを有する受信装置。付記14付記11において,前記小数ずれ量生成部は,前記既知データを有する周波数領域信号の位相差と振幅差に基づいて,前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接する変位円の半径を求め,当該変位円の半径から前記小数ずれ量を求める受信装置。付記15受信した時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置と,通信する送信装置において,複数のサブキャリアでそれぞれ変調した複数の周波数領域信号を逆離散フーリエ変換する逆離散フーリエ変換部と,前記受信装置において発生した前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記逆離散フーリエ変換部に入力される前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する補正部を有する送信装置。付記16付記15において,さらに,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに基づいて,コンスタレーション上の前記小数ずれ量に対応する変位円における前記サブキャリアの順番に対応する第1の信号点と,前記小数ずれがない場合の第2の信号点との位相差と振幅差を,前記位相変動量及び振幅変動量として求める位相振幅補正量生成部を有する送信装置。付記17付記16において,前記変位円は,前記コンスタレーション上の原点を中心とする基準円に内接し,前記小数ずれ量に対応する半径を有する送信装置。付記18受信した時間領域信号を複数の周波数領域信号に変換する受信装置であって,前記時間領域信号を所定のサンプリングレートでサンプリングした離散時間領域信号のうち離散フーリエ変換ウインドウ内の離散時間領域信号を離散フーリエ変換して複数のサブキャリアに対応する前記周波数領域信号を生成する離散フーリエ変換部を有する受信装置の離散サンプリングタイミングに係る補正方法において,前記離散フーリエ変換ウインドウの1サンプル未満の小数ずれに起因する位相変動量及び振幅変動量であって,前記小数ずれ量と前記サブキャリアの順番とに応じた位相変動量及び振幅変動量に基づいて,前記複数の周波数領域信号をそれぞれ補正する受信装置の離散サンプルタイミングに係る補正方法。"