"M個Mは2以上の整数のサブキャリアを用いたOFDM直交周波数分割多重変調器であって、伝送すべきデータをM個の複素シンボルにマッピングするマッピング部と、M個の複素シンボルからN個Nは2以上の整数のデータ列を生成するデータ分配部であって、i番目1≦i≦Nのデータ列は、その[ij-1×N]番目jは自然数の要素が[ij-1×N]番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロである、N個のデータ列を生成するデータ分配部と、それぞれが前記データ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する、N個の逆離散フーリエ変換器と、前記N個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にN個の時間スロットに分割し、前記N個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する第1信号処理部と、を備えることを特徴とするOFDM変調器。請求項1に記載のOFDM変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するOFDM復調器であって、前記伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにA/D変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にN個の時間スロットに分割し、前記N個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でN系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをN回繰り返す波形データを生成する第2信号処理部と、前記第2信号処理部から出力されるN系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するN個の離散フーリエ変換器と、を備えることを特徴とするOFDM復調器。伝送すべきデータを伝送信号に変換する請求項1に記載のOFDM変調器と、前記伝送信号を復調する請求項2に記載のOFDM復調器と、を備えることを特徴とするOFDM伝送システム。M個Mは2以上の整数のサブキャリアを用いたOFDM直交周波数分割多重変調方法であって、伝送すべきデータをM個の複素シンボルにマッピングするステップと、M個の複素シンボルからN個Nは2以上の整数のデータ列を生成するステップであって、i番目1≦i≦Nのデータ列は、その[ij-1×N]番目jは自然数の要素が、[ij-1×N]番目の複素シンボルであり、残りの要素がゼロである、N個のデータ列を生成するステップと、前記N個のデータ列それぞれを逆離散フーリエ変換し、N個の波形データを生成するステップと、前記N個の波形データそれぞれを時間軸方向にN個の時間スロットに分割し、各波形データからひとつの時間スロットを抽出し、前記N個の波形データからひとつずつ抽出された時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成するステップと、を備えることを特徴とする方法。請求項4に記載の方法によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するOFDM復調方法であって、前記伝送信号をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号を生成する直交復調ステップと、前記アナログベースバンド信号をデジタルベースバンド信号にA/D変換するステップと、前記デジタルベースバンド信号を時間軸方向にN個の時間スロットに分割し、前記N個の時間スロットを、変調側において定められた前記所定の順序に応じた規則でN系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをN回繰り返す波形データを生成するステップと、前記N系列の波形データそれぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を復元するステップと、を備えることを特徴とする方法。本発明は、係る状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートが得られるOFDM変調器の提供にある。本発明のある態様は、M個Mは2以上の整数のサブキャリアを用いたOFDM直交周波数分割多重変調器に関する。このOFDM変調器は、マッピング部と、データ分配部と、N個の逆離散フーリエ変換器と、第1信号処理部と、を備える。マッピング部は、伝送すべきデータをM個の複素シンボルにマッピングする。データ分配部は、M個の複素シンボルからN個Nは2以上の整数のデータ列を生成する。i番目1≦i≦Nのデータ列は、その[ij-1×N]番目jは自然数の要素が[ij-1×N]番目の複素シンボルであり、その残りの要素がゼロとなるよう生成される。N個の逆離散フーリエ変換器は、それぞれがデータ列ごとに設けられ、対応するデータ列を逆離散フーリエ変換することにより波形データを生成する。第1信号処理部は、N個の逆離散フーリエ変換器により生成される波形データそれぞれを時間軸方向にN個の時間スロットに分割する。そして第1信号処理部は、N個の波形データそれぞれからひとつずつ抽出した時間スロットを所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号を生成する。この態様によると、N個のデータ列に分配することにより、実効的なサブキャリア間隔を広げることができ、符号間干渉レベルを低下させることができ、位相雑音特性が悪い局所発振器を利用しても、良好な伝送レートを得ることができる。本発明の別の態様は、上述のOFDM変調器によって生成されたデジタルベースバンド信号に応じて変調された伝送信号を復調するOFDM復調器に関する。このOFDM復調器は、第2信号処理部と、N個の離散フーリエ変換器と、を備える。第2信号処理部は、伝送信号をダウンコンバージョンし、さらにA/D変換して得られるデジタルベースバンド信号を時間軸方向にN個の時間スロットに分割し、N個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でN系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをN回繰り返す波形データを生成する。N個の離散フーリエ変換器はそれぞれ、第2信号処理部から出力されるN系列の波形データのうち対応するひとつを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列を生成する。この態様によると、上述のOFDM変調器により変調された伝送信号から、複素シンボルを復元できる。本発明のさらに別の態様は、OFDM伝送システムである。このOFDM伝送システムは、伝送すべきデータを伝送信号に変換する上述のOFDM復調器と、伝送信号を復調する上述のOFDM復調器と、を備える。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を、方法、装置などの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明のある態様によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いても、良好な伝送レートを実現できる。以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。図1は、実施の形態に係るOFDM変調器100を有する送信機102の構成を示す図である。送信機102は、OFDM変調器100と、D/Aコンバータ17と、直交変調器18と、を備える。OFDM変調器100は、M個Mは2以上の整数のサブキャリアを用い、送信すべきデータS1を伝送信号S2に変換する。OFDM変調器100は、マッピング部10、データ分配部12、逆離散フーリエ変換器14を備える。マッピング部10は、伝送すべきデータS1をM個の複素シンボルX[0]~X[M-1]にマッピングする。マッピングは、通常のOFDM方式と同様に、BPSK、QPSK、16QAM、64QAMなどを用いることができる。データ分配部12は、M個の複素シンボルX[0]~X[M-1]を受け、それをN系列Nは2以上の整数に分配して、N個のデータ列X1、X2、XNを生成する。本実施の形態ではN=2の場合を説明するが、Nはそれに限定されない。信号処理の実現容易性を考慮すると、N=2kkは自然数であることが望ましい。i番目1≦i≦Nのデータ列Xiは、jを自然数とするとき、その[ij-1×N]番目の要素Xiが[ij-1×N]番目の複素シンボルX[ij-1×N-1]であり、その残りの要素がゼロであるように生成される。たとえばN=2のとき、2つのデータ列X1、X2は以下のように生成される。X1={X[0],0,X[2]、0,X[4],0,,X[N-2],0}X2={0,X[1],0,X[3],0,X[5],,0,X[N-1]}各データ列X1、X2におけるi番目の複素シンボルは、i番目のサブキャリアに対応付けられる。N個の逆離散フーリエ変換器14_1~14_Nは、N個のデータ列X1,...XNごとに設けられる。各逆離散フーリエ変換器14_iは、高速フーリエ変換のアルゴリズムを用いて、対応するデータ列Xiを逆離散フーリエ変換することにより波形データTiを生成する。逆離散フーリエ変換器14_iによって、周波数領域のデータ列Xiが、時間領域の波形データTiに変換される。言うまでもなく、波形データTiは、実部データと虚部データを含む。ここで、各データ列Xiは、N個隔てたサブキャリアごとに、有意な複素シンボルデータを有し、その他のサブキャリアの振幅はゼロである。したがって、各データ列Xiを離散フーリエ変換して得られる波形データTiは、実質的に時間対称性を有する信号となる。N=2の例では、波形データT1は、時間波形の前半と後半とで、同じ波形を繰り返し、波形データT2は、時間波形の前半と後半とで、正負が反転した信号となる。つまり、各波形データは、時間軸方向に冗長性を有しており、ひとつの時間スロットのみを送信すれば、残りの時間スロットは受信側において再生することができる。なお当業者によれば、各波形データがNの値に応じていかなる時間対称性を有するかが理解される。第1信号処理部16は、波形分割部30、サイクリックプリフィクス挿入部32、マルチプレクサ34を含む。波形分割部30は、波形データT1~TNそれぞれを、時間軸方向にN個の時間スロットTSに分割する。ここではi番目の波形データTiのj番目の時間スロットを、TSi[j]と標記する。N=2の場合、波形データT1は、時間軸方向に前半スロットTS1[1]と後半スロットTS1[2]に分割され、波形データT2は、時間軸方向に前半スロットTS2[1]と後半スロットTS2[2]に分割される。各波形データT1~TNからはそれぞれ、ひとつの時間スロットTS1[j]~TSN[j]が抽出され、サイクリックプリフィクス挿入部32に入力される。各波形データから、何番目の時間スロットを抽出するかは任意である。本実施の形態では、波形データT1の前半スロットTS1[1]と、波形データT2の前半スロットTS2[1]を抽出するものとする。通常のOFDMと同様に、サイクリックプリフィクス挿入部32は、入力された時間スロットTS1~TSNの先頭に、サイクリックプリフィクスCPCyclicPrefixを追加する。これにより、信号の連続性が確保される。マルチプレクサ34は、N個の波形データT1~TNからひとつずつ抽出された時間スロットTS1[1]~TSN[1]を所定の順序で時間方向に配置することにより、デジタルベースバンド信号DBBを生成する。波形データT1~TNの実部は、デジタルベースバンド信号DBBの同相成分I成分に対応し、波形データT1~TNの虚部は、デジタルベースバンド信号DBBの直交成分Q成分に対応する。OFDM変調器100の後段のD/Aコンバータ17は、デジタルベースバンド信号DBBをアナログベースバンド信号ABBに変換する。直交変調器18は、アナログベースバンド信号ABBをアップコンバージョンし、伝送信号S2を生成する。D/Aコンバータ17および直交変調器18は、公知の技術を用いればよい。以上が実施の形態に係るOFDM変調器100を有する送信機102の構成である。続いてOFDM変調器100の動作を説明する。図2a~dは、図1のOFDM変調器100の動作を示す図である。図2aは、マッピング部10におけるマッピングを示す図である。図2aでは、QPSKにより、入力されたデータS1が、M個の複素シンボルX[0]~X[M-1]にマッピングされる様子を示す。図2bは、データ分配部12によるデータ列X1、X2の生成を示す。データ列X1は、サブキャリアf0、f2、f4...に対して有意な複素振幅を有し、サブキャリアf1、f3、f5、...に対する振幅はゼロである。一方、データ列X2は、サブキャリアf0、f2、f4...に対する振幅はゼロであり、サブキャリアf1、f3、f5、...に対して有意な複素振幅を有している。これは実効的なサブキャリアの間隔が、2倍に広がったことと等価である。図2cに示すように、データ列X1、X2を逆フーリエ変換することにより、波形データT1、T2が生成される。波形データT1、T2は、前半部分と後半部分が対称性を有している。波形分割部30によって、波形データT1、T2がN個の時間スロットに分割される。そしてサイクリックプリフィクス挿入部32により、波形データT1の最後部が、サイクリックプリフィクスCP1として時間スロットTS1[1]の先頭に付加され、波形データT2の最後部が、サイクリックプリフィクスCP2として時間スロットTS2[1]の先頭に付加される。マルチプレクサ34は、サイクリックプリフィクス挿入部32からのデータを、時間軸方向に所定の順序で配置することによりデジタルベースバンド信号DBBを生成する。以上がOFDM変調器100の動作である。続いて、OFDM変調器100によって変調された伝送信号S2を復調するOFDM復調器200について説明する。図3は、実施の形態に係るOFDM復調器200を有する受信機202の構成を示す図である。受信機202は、直交復調器20、A/Dコンバータ21およびOFDM復調器200を備える。直交復調器20は、伝送信号S2をダウンコンバージョンし、アナログベースバンド信号ABBを生成する。A/Dコンバータ21は、アナログベースバンド信号ABBをデジタルベースバンド信号DBBに変換する。OFDM復調器200は、第2信号処理部22、離散フーリエ変換器24、結合部26を備える。基本的にOFDM復調器200は、OFDM変調器100と逆の処理を行う。第2信号処理部22は、第1信号処理部16と逆処理を行うブロックである。第2信号処理部22は、デジタルベースバンド信号DBBを時間軸方向にN個の時間スロットに分割し、N個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でN系列に分配し、各系列において、分配された時間スロットをN回繰り返す波形を生成する。具体的には第2信号処理部22は、デマルチプレクサ40、サイクリックプリフィクス除去部42、波形再生部44を含む。デマルチプレクサ40は、デジタルベースバンド信号DBBを時間軸方向にN個の時間スロットに分割する。そしてN個の時間スロットを、変調側において定められた所定の順序に応じた規則でN系列に分配する。第1系列には、時間スロットCP1TS1が、第2系列には時間スロットCP2TS2が分配される。サイクリックプリフィクス除去部42は、入力されたデータから、サイクリックプリフィクスCP1、CP2を除去する。これにより、時間スロットTS1、TS2が抽出される。波形再生部44は、時間スロットTS1、TS2にもとづき、送信側における波形データT1、T2を再生する。具体的には、第1系列の時間スロットTS1を時間方向にN=2個並べることにより、波形データT1を生成する。また、第2系列の時間スロットTS2と、それを符号反転した時間スロット-TS2を時間方向に並べることにより、波形データT2を生成する。離散フーリエ変換器24_1、24_2はそれぞれ、第2信号処理部22から出力されるN系列の波形データT1、T2それぞれを離散フーリエ変換し、複素シンボルのデータ列X1、X2を生成する。データ列X1は、奇数番目の要素が有意な値を有し、偶数番目がゼロを有し、データ列X2は、偶数番目の要素が有意な値を有し、奇数番目がゼロを有する。結合部26は、データ列X1、X2を結合することにより、もとのデータ列Xを生成する。以上がOFDM復調器200の構成である。このOFDM復調器200は、図2a~dの処理を逆に進めることにより、もとの複素シンボルを復元することができる。続いて、本実施の形態に係るOFDM変調器100およびOFDM復調器200を備える変復調システムの効果について説明する。図4は、変調システムにおけるキャリア間干渉ICI:InterCarrierInterferenceをシミュレーションした結果を示す図である。横軸は局部発振器のコーナー周波数Fcを、縦軸は所望信号とICI成分の強度の比SIRSignaltoInterferenceRatioを示す。シミュレーションは、周波数帯域60GHz、OFDMの帯域幅512MHz、サブキャリア間隔1MHzという条件で行っている。従来のOFDM方式および実施の形態に係るOFDM方式のいずれもが、コーナー周波数が低下するに従って、すなわち位相雑音強度が増加するに従い、SIR特性が劣化するが、N=2系列を用いた場合、従来方式に比べてSIRを4dB改善することができる。系列数をN=4、N=8と増加させると、SIR特性を、従来に比べて約11dB、17dBとさらに改善することができる。図5は、誤り率特性をシミュレーションした結果を示す図である。横軸は、EbNo1ビットあたりのS/N比を、縦軸はビット誤り率BERBitErrorRateを示しており、サブキャリア変調をQPSK、コーナー周波数をfc=50kHz、サブキャリア幅を100kHzとしてシミュレーションを行っている。N=2、N=4、N=8と増大させるに従い、ビット誤り率が大きく改善できることが分かる。このように、実施の形態に係るOFDM変調器100およびOFDM復調器200によれば、位相雑音特性が悪い局部発振器を用いてもきわめて良好な通信品質を実現できる。これは、M個のサブキャリアをN系統に分けることにより、サブキャリア間隔をN倍したことと等価の効果が得られ、位相雑音特性に対する耐性が従来よりも高まっていることによる。一般に超高周波領域において位相雑音特性が優れた局部発振器は得難く、あるいは得られたとしても非常に高価であるところ、本実施の形態に係るOFDM変調器100およびOFDM復調器200によれば、既存の局部発振器を用いて超高周波領域でOFDM方式によるデータ伝送が可能となり、システム全体を低コスト化できる。また、従来のOFDMの伝送システムの構成を大幅に変更することなく、いくつかの信号処理部を追加することにより実現可能であるため、さまざまな用途に汎用的に利用できる。実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。"