バッテリー4のセルの平衡コンバーターであって、前記バッテリーが、直列に接続される偶数N個のセルを含み、該平衡コンバーターが、-擬似共振回路1と呼ばれる第一の回路、-複数のスイッチングモジュールを含む、擬似制御回路2と呼ばれる第二の回路であって、前記バッテリーの各セルが、一つのスイッチングモジュールに直列に接続される、第二の回路、-前記擬似共振回路1と前記擬似制御回路2とを結合し、一次コイル31とN2巻の二次コイル32とを有する、トランス3であって、一次コイル31の第一の端部は前記擬似共振回路の第一の端子に接続され、第二の端部は前記擬似共振回路の第二の端子に接続され、該二次コイル32が、直列に接続され、スイッチングモジュール21及びセルをそれぞれ含む、二つの電気回路を閉じる、トランス3、を含み、前記擬似共振回路1が、前記第一の端子と、スイッチを形成する第一のエレメント及びスイッチを形成する第二のエレメントを含む第一の分岐の中間点とを接続する、インダクタLresを有し、前記第二の端子が、第一のキャパシタ及び第二のキャパシタを含む第二の分岐の中間点に接続され、前記第一の分岐の第一の端部が、第一の導電体を介して、前記第二の分岐の第一の端部に接続され、前記第一の分岐の第二の端部が、第二の導電体を介して、前記第二の分岐の第二の端部に接続され、該導電体が、前記擬似共振回路1に直流電圧で電力供給を行い、前記擬似共振回路のスイッチを形成する前記エレメントが、前記擬似共振回路の駆動回路8により送信される、スイッチを形成する該エレメントを閉じまたは開くための信号を受信する、入力部を含み、前記擬似制御回路の前記スイッチングモジュールが、前記擬似制御回路の駆動回路により送信される、前記スイッチングモジュールをオン状態またはオフ状態にするための信号を受信する、入力部を含み、前記平衡コンバーターが、さらに、前記擬似制御回路2の前記駆動回路8により送信される信号を前記スイッチングモジュールの受信入力部に転送するための、複数のハイパスフィルタを含み、各ハイパスフィルタが、全ての制御信号が伝達されるように、キャパシタCfと、抵抗Rfと、抵抗に並列に組み込まれるダイオードとを含む、RCフィルターであること、を特徴とする平衡コンバーター。前記擬似共振回路の前記導電体が、前記バッテリー4に接続される、請求項1に記載の平衡コンバーター。前記擬似共振回路の前記スイッチを形成する前記エレメントが、MOSFETトランジスタ11、12である、請求項1または2に記載の平衡コンバーター。キャパシタC一つが、各MOSFETトランジスタ11、12に並列に接続される、請求項3に記載の平衡コンバーター。前記擬似共振回路の前記第二の分岐の前記キャパシタが、同じ値である、請求項1から4のいずれか1項に記載の平衡コンバーター。前記擬似制御回路2の前記スイッチングモジュール21が、逆並列に組み込まれるダイオードを備えるMOSFETトランジスタを含む、請求項1から5のいずれか1項に記載の平衡コンバーター。前記擬似制御回路2の前記MOSFETトランジスタが、ドレインとソースの間の電圧よりも高いゲート電圧で動作する、請求項6に記載の平衡コンバーター。リチウムイオンバッテリーは、複数の低電圧36Vのオーダーのセルのアセンブリで構成される。より高い電圧200Vから300Vのオーダーに達するために、全てのセルは、直列に組み立てられる。一つのセルが動作範囲から外れると、バッテリー全体が劣化する。バッテリーの最高の効率を維持するために、平衡システムは各セルで動作する必要がある。ここで、電圧の低減は、エネルギー変換に対して、好ましくない要因である。バッテリーセルの平衡のための幾つかのソリューションが、文献で提案されている。これらのソリューションは、散逸的なものと、非散逸的なものとの、二つのグループに分類することができる。第一のグループでは、ソリューションは実行容易であるが、エネルギーは単に散逸されるだけである。第二のグループに関しては、非散逸的なソリューションは、三つのカテゴリーに分類することができる。複数のセルに切り換えられる、単一のコンバーター:このソリューションは、スイッチのマトリクスを用いて、絶縁されたコンバーターの出力を所望のセルに切り換えることにあり、通常費用がかかり、複雑である。直列コンバーター:この原理は、二つの連続するセルの間に一つのコンバーターを配置することにある。これらの構造は、通常、非常に多くのコンポーネントを含み、連続するセルの間でのみ、転送を可能とする。しかしながら、これらは、制御がより容易である。並列コンバーター:これは、電気的な絶縁により、全てのセルを、共に直接結合可能とする。これらの構造は、通常、制御がより複雑である。なぜなら、一つのコンバーターが複数のセルを制御し、絶縁されたトランスの利用が必要であるからである。並列のコンバーターは、直列構造よりも、より柔軟な電荷の転送を可能とする。この転送は、より適切であり、数が少ない。主なデメリットは、組み込みソリューションにおいて不利となる重量のトランスを必要とすることである。このソリューションは、スイッチング周波数を増す。しかし、これでは、エレメントの低電圧と相まって、スイッチング及び伝導による損失と、電磁気的な障害までもが実質的に増す。現行のシステムのデメリットを改善するために、並列のコンバーターに基づくソリューションが提案される。改善された効率を達成するために、提案されるソリューションは、擬似共振によるソフトスイッチング技術と、ダイオード型の受動型半導体エレメントによる経路の最小化技術の利点を利用する。実際には、これらのエレメントにおける電圧降下ショットキーダイオードの場合、略03Vは、セルの電圧の略10を示す。また、多数のセルは、転送の制御のためのトランジスタの制御を危険にし、複雑にし、高額にする。本発明の目的の一つは、バッテリーのセルの平衡コンバーターであって、前記バッテリーが、直列に接続される偶数N個のセルを含み、該平衡コンバーターが、-擬似共振回路と呼ばれる第一の回路、-複数のスイッチングモジュールを含む、擬似制御回路と呼ばれる第二の回路であって、前記バッテリーの各セルが、一つのスイッチングモジュールに直列に接続される、第二の回路、-前記擬似共振回路と前記擬似制御回路とを結合し、一次コイルとN2巻の二次コイルとを有する、トランスであって、一次コイルの第一の端部は前記擬似共振回路の第一の端子に接続され、第二の端部は前記擬似共振回路の第二の端子に接続され、該二次コイルが、直列に接続され、スイッチングモジュール及びセルをそれぞれ含む、二つの電気回路を閉じる、トランス、を含み、前記擬似共振回路が、前記第一の端子と、スイッチを形成する第一のエレメント及びスイッチを形成する第二のエレメントを含む第一の分岐の中間点とを接続する、インダクタを有し、前記第二の端子が、第一のキャパシタ及び第二のキャパシタを含む第二の分岐の中間点に接続され、前記第一の分岐の第一の端部が、第一の導電体を介して、前記第二の分岐の第一の端部に接続され、前記第一の分岐の第二の端部が、第二の導電体を介して、前記第二の分岐の第二の端部に接続され、該導電体が、前記擬似共振回路に直流電圧で電力供給を行い、前記擬似共振回路のスイッチを形成する前記エレメントが、前記擬似共振回路の駆動回路により送信される、スイッチを形成する該エレメントを閉じまたは開くための信号を受信する、入力部を含み、前記擬似制御回路の前記スイッチングモジュールが、前記擬似制御回路の駆動回路により送信される、前記スイッチングモジュールをオン状態またはオフ状態にするための信号を受信する、入力部を含むことを特徴とする。添付図面を伴う、非限定的な例として示される以下の説明を読むことで、本発明はよりよく理解され、他の利点及び特徴が明確になるであろう。本発明による平衡システムは、磁気回路変圧器により結合される、二つの部位を含む。図1は、本発明によるリチウムイオンバッテリーのセルの平衡システムの概略図を示す。このシステムは、ゼロ電圧スイッチングZVSを行うH型のハーフブリッジで構成される、擬似共振回路1を含む。この回路は、必要な電流に依らずに、用いられる周波数レンジを制限するために、コンポーネントの慎重な設計が必要である。また、このシステムは、本発明による、擬似制御回路として備えられる、回路2を含む。この回路2は、制御を簡単にし、ゼロ電流スイッチングZCSで選択されるセルへの電流の転送を可能とする。回路1と回路2とは、変圧器3により、結合される。電気的な観点から、擬似共振回路1は、バッテリーモジュール4により、直接電力供給が成されている。並列巻変圧器3は、二つの回路の結合を可能とする。擬似共振回路は、変圧器に電流を与え、擬似制御回路は、変圧器に電流を印加する。巻数を低減するために、正電流は奇数セルを再充電し、負電流は偶数セルを再充電する。変圧器は、対称で用いられる。擬似制御回路は、所与の順番で、選択されたセルの充電を可能とする。図2は、本発明によるリチウムイオンバッテリーのセルの平衡システムの例の回路図である。符号1は擬似共振回路を示し、符号2は擬似制御回路を示し、符号4は、六個のセルを含むバッテリーモジュールを示す。結合変圧器は、図を簡略化するために、分解された形態で示されている。この変圧器は、一次コイル31と、三つの二次コイル32とを含む。各二次コイル32は、二つのバッテリーセルに電力供給を行う。セル毎に一つのコイルを用いる従来技術のあるソリューションに比べて、本発明による平衡システムは、変圧器における銅の量を低減する、という利点を有する。擬似制御回路2は、二次コイル32側に、スイッチ21を含み、これにより、二次コイルを、選択されたセルと結合可能とする。擬似制御回路は、変圧器に電圧を印加する。擬似共振回路のH型のハーフブリッジは、全てのセルに結合される。その役割は、結合変圧器に電流を与えることである。<擬似共振回路>図2に示す例では、擬似共振回路1は、以下を含む。-それぞれ並列なキャパシタCと共にスイッチを形成するエレメントの役割を果たす、二つのMOSFETトランジスタまたは上側MOSFET11及びMOSFETトランジスタまたは下側MOSFET12。これらのキャパシタは、これらのトランジスタに固有のものであってもよい。また、これらは、部品として付加されてもよい。-バッテリーモジュール4の電圧に関して中間点を得ることを可能とする、Cr2と記載される二つのキャパシタ。-一次コイル31に直列に組み込まれる、インダクタLres、ここで、このアセンブリは、キャパシタCr2により得られる中間点と、トランジスタ11と12との中間点とを接続し、インダクタLresは、キャパシタCと、ゼロ電圧スイッチングZVSを可能とする。擬似共振回路は、ゼロ電圧スイッチングを行いながら、コイルLresの電圧の符号を制御することができる。変圧器の一次コイルで電流が制御される一方、二次コイルは、擬似制御回路のMOSFETトランジスタの駆動状態に応じて、変圧器の電圧を必要とする。擬似共振回路の等価モデルは、図3の回路に相当することを示すことができる。Cr2と記されるキャパシタを統合し、バッテリーモジュールの中央に基準電圧を置くことにより、等価キャパシタCrと、E2~E2のバス電圧が得られる。変圧器が理想的なものであり、正電流を奇数番号のセルへ切り替え、負電流を偶数番号のセルへ切り替えることを考慮すると、変圧器を、VT変圧器の一次コイルの端子での電圧と記される可変電圧源に置き換えてもよい。この電圧は、電流の符号を乗じたバッテリーの一つのセルの電圧と等価である。充電モードでは、等価電圧は正であり、放電モードでは、等価電圧は負である。変圧器のコイルの抵抗は、rと記される。VIは、インダクタLresの端子での電圧である。図3の等価回路から、励起周波数が共振周波数より大きい場合に、ゼロ電圧スイッチングZVSを可能とする構造が確認できる。図4は、同じ時間軸で示されるグラフのセットであり、擬似共振回路における波形を示す。図4において、上側のグラフは、二つの特性:符号41により示される、時間の関数としての電流iRLC図3も参照と、符号42により示される、時間の関数としての変圧器の一次コイルの端子での電圧VTとを示す。VTは、VcellまたはVcellの値を取ることができ、ここでVcellは、バッテリーの一つのセルの端子での電圧である。中央のグラフは、二つの特性:トランジスタ11及び12とアースとの間の電圧、または、符号43により示されるVRLC図2及び図3参照と、符号44により示される電圧VIとを示す。下側のグラフは、トランジスタ11及び12の端子での電圧を示す。曲線45は、トランジスタ12または下側のMOSFETの端子での電圧を示し、曲線46は、トランジスタ11または上側のMOSFETの端子での電圧を示す。コンポーネントの値を慎重に決定するために、システムの式1を解く必要がある。式1システムを解くこの付加的な式1は、MOSFETトランジスタの状態に応じて変化する。表1は、異なる状態の上側及び下側のMOSFETトランジスタ及びスイッチング条件に応じて、この付加的な式をまとめたものである。ここで、電圧Vfは、オン状態でのダイオードの残留電圧である。時間t0からt1で電圧E2が印加されると、電流が増加する。時間t1において、電流が最大に達する際に、上側のMosfetが開状態とされる。キャパシタCが電圧の増加を制限し、これにより、ゼロ電圧スイッチングが可能となる。コイルLresに蓄えられたエネルギーが、電流を連続的に流し、キャパシタCへの転送により、下側のMosfetのドレインとソース間の電圧VLowerMosfetを漸次降下させる。時間t2で、電圧VLowerMosfetが略E2に達すると、下側のMosfetが閉じられる。t2からt3では、電流が減少するが、正に留まる。この後、t3からt4では、電流が減少し、負となる。電流が負となると、この過程が、逆方向で、再度生じ得る。<擬似制御回路>N個のセルを含むバッテリーに対する擬似制御回路は、以下で構成される。-磁気回路に結合される、N2個のコイル二次コイル、ここで、Nは偶数、-逆並列ダイオードを備える、N個のMOSFETトランジスタ。周知技術では、二つのグループに分けられるソリューションを用いた平衡システムが見られる。第一のグループでは、ソリューションは、ダイオードを介して実現される、地電流スイッチングシステムで構成され、その状態は、セルの電圧によりもたらされる。この場合、転送に関して制御はなく、回路は、複数の二次側間で、高いレベルの対称性を有する必要がある。第二のグループでは、二次側での電流のスイッチングは、完全に制御可能なスイッチを通じて、完全に制御される。この場合、制御は遅延またはずれを許容しない。本発明は、既存の二つのソリューションのバランスを取ることを可能とする。低抵抗への経路を提供することにより、指定のセルへの電流の移動を促進し、それ故擬似制御という名前である。実際には、このソリューションは、MOSFETトランジスタにより行われる。これらのコンポーネントは、それらがブロックされた場合電圧降下がVfにはダイオードを通じた電流経路を有し、それらが制御されている場合電圧降下がRdsonIVfは、導電性チャネルを通じた経路を有する、という利点を有する。電流制御をもたらすのは、これらの二つの電圧のレベルの差である。図5は、NチャネルMOSFETトランジスタとその固有ダイオードとにおける電圧効果の比較表現を示すグラフである。曲線51は、電流ISDがトランジスタのNチャネルを通過する際の、トタンジスタの電圧VSDを示す。曲線52は、電流ISDがダイオードを通過する際の、トタンジスタの電圧VSDを示す。本発明の場合、ダイオードにより生じる電圧降下は、コンバーターの効率に対して非常に好ましくない要素である。実際には、ダイオードは、Vf≒07Vのオーダーの電圧降下シリコンダイオード、または、Vf≒03Vのオーダーの電圧降下ショットキーダイオードを生じる。この電圧降下は、セルの電圧の10から30変化し得る。これに対して、MOSFETトランジスタNチャネルの場合は、電圧降下は25mVのオーダーであり、すなわち、セルの電圧の1以下である。図6は、擬似制御回路の部分的な等価回路図である。セル番号1セル1が選択される場合、上側のMosfet1が正の電流iRLCに対して閉じられると、変圧器の二次コイルに印加される電圧は、Vcell1RdsonIとなることが観察される。この電圧は、VcellVfより低く、これはダイオードのブロックを生じる。負の電流iRLCの場合、原理は同様であるが、下側のMosfetで生じる。一方、選択されたセルに対する、命令の遅延、省略、または、Vf以下の電圧差の場合、電流は主にダイオードを通過する。従って、ダイオードにより生じる自然発生的なスイッチングで、システムはある種の誤動作または過度の電圧差を防ぐことができる。Vfの範囲にわたるこの制御の能力は、各セルにおいて同じ充電レベルを維持する本発明の目的に用いられる。実際に、本発明は、略同一のセル電圧をもたらす。指定されたセルへの電流の制御に加え、この方法は、半導体エレメントにおける電圧降下を低減することにより、損失を低減する。図7は、上側及び下側のセルが充電及び放電される場合の、擬似制御回路における波形を示す。所与の時間において、一つのトランジスタが、擬似制御回路において閉じられる。図7に示すように、複数のMosfetは、電流iRLCの符号正負交互に応じて制御される。スイッチングは、符号の変化毎に生じる。これにより、ソフトスイッチングのゼロ電圧スイッチングZVSが行われる。例えば、正の半波での上側のMosfet1の閉鎖は、セルセル1の再充電を可能とすることが確認できる。反対に、負の半波でのこのMosfetの閉鎖は、このセルを放電させる。この原理は、全てのセルに同様に適用される。従って、この構造は、セルの放電と充電とが可能である。一方、これらの過程は、どのような方法でも、代替し得ない。実際に、二つの主たる条件が適合される必要がある。磁気回路における飽和磁束より小さい磁束、一度に一つのセルの選択。擬似制御は、充電中のみ行われるが、これは、その構造の自然な機能であるからである。放電中は、従来の動作モードが見られるが、これは、擬似制御が完全な制御になるからである。擬似制御回路のMOSFETトランジスタは、ゼロ電流でスイッチする。この回路の全スイッチングは、ソフトスイッチングである。従って、後続する損失の増加の危険性なく、共振周波数を増すことができる。信号の周期は、約2μsから5μsであり、または、200kHzから500kHzである。磁気回路の体積は小さく数立方センチメートル、オンボードのアプリケーションに完全に適している。<擬似共振擬似制御コンバーターの制御>図8は、本発明による、擬似共振擬似制御コンバーターの制御の概略図を示す。図8では、図1と同じ符号が用いられて、擬似共振擬似制御コンバーターの様々な部位、すなわち、擬似共振回路1、擬似制御回路2、及び変圧器3を示している。本例では六個のセルで構成されるバッテリーモジュール4も、確認できる。平衡構造は、コンピュータ5またはBMSバッテリー管理システムにより、管理されている。コンバーターの平衡回路は、以下の指示:開始、停止、充電または放電の動作モード、及び選択するセル、を、コンピュータ5から受け取る。図8において、符号7は、擬似共振回路1のMOSFETトタンジスタの駆動回路を示し、符号8は、擬似制御回路2のMOSFETトタンジスタの駆動回路を示している。符号6は、コンピュータ5の出力と、擬似共振回路1により出力される、電流の大きさを表す信号とを、入力で受け取る、制御インターフェースを示している。制御インターフェースは、駆動回路7及び8を管理している。擬似共振回路の駆動回路7は、従来技術で作られてもよい。制御信号は、位相シフト共振PWM法に基づく専用回路により作られてもよい。擬似制御回路2のMOSFETトランジスタの制御信号は、変流器により発生されてもよい。簡単で、高速で、ロバストで、低消費電力である、擬似制御回路のMOSFETトタンジスタの駆動回路を組み込むことが有利である。複数のMosfetのソース電圧が異なり、擬似制御回路の上側のMosfetkのソース電圧が可変である、という、主に二つの困難性に直面することに留意されたい。電力工学で通常用いられるソリューションは、このトポロジーに全く適していないため、この問題は、困難に見えるかも知れない。適用されるソリューションは、本発明の実施形態のトポロジーで利用可能な、二つの自由度の利点を得る。擬似制御回路の下側のMosfetkのゲート電圧は、基準電位に対して固定されているため、擬似ハイパスフィルタが用いられる。制御信号は高い周波数であるため、RCタイプのハイパスフィルタを通じて完全に通過し、電位差に依る直流成分は伝達されない。ハイパスフィルタのデメリットは、制御信号の直流成分をも削除する傾向にあることである。制御信号全体を伝達するためには、ダイオードが抵抗Rfと並列に組み込まれる。こうして、図9に示す回路が得られる。図9において、各ハイパスフィルタは、キャパシタCfと、抵抗Rfとで構成される。図9は、抵抗Rfと並列に組み込まれるダイオードを示している。第二の自由度は、従来の構造と違い、ドレイン/ソース電圧のレベルが比較的低く、通常0Vから7Vであることである。ゲート電圧は、ドレインとソースとの間の電圧より大きくてもよい。本発明により提供される一つのソリューションは、図9に示すように、下側のMosfetkのソース電圧に制御を戻すために、ドレインとソースとの間の電圧Vdsより高いゲート電圧を印加することにある。この方法は、単一の基準電位に対して、擬似制御回路の全てのMOSFETの制御を可能とする。