電力供給回路から負荷まで信号を供給する電流シェーパであって、前記負荷と前記電力供給回路との間で動作可能に接続される電流シェーパにおいて、調光角を有する供給電圧信号を前記電力供給回路から受け取り、受け取られた前記供給電圧信号を変換すると共に、変換された前記供給電圧信号内にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成し、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルのおよそ中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の前記調光角に比例している、電流シェーパ。前記調光角が前記供給電圧信号の終了ブランキング期間に対応している、請求項1に記載の電流シェーパ。前記出力電流信号は、前記負荷の発光要素により発される可視光の可視的なフリッカが所定のレベル未満であるように構成されている、請求項1又は2に記載の電流シェーパ。前記電流シェーパが、容量性要素及び誘導性要素の少なくとも一方を有する、請求項1乃至3の何れか一項に記載の電流シェーパ。前記電流シェーパは、コントローラを有し、前記ブランキング期間は、前記コントローラにより規定されている、請求項1乃至4の何れか一項に記載の電流シェーパ。前記出力電流信号は、電源の半サイクルの1/3及び2/3において開始する2つのブランキング期間を有しており、前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例している、請求項1乃至5の何れか一項に記載の電流シェーパ。前記電流シェーパは、ブーストコンバータ、LCC、フライバックコンバータ及びバック―ブーストコンバータのグループからの1つである、請求項1乃至6の何れか一項に記載の電流シェーパ。前記出力電流信号の電流高調波が、IEC6100―3―2による照明装置の要件を満たしている、請求項1乃至7の何れか一項に記載の電流シェーパ。前記電力供給回路が、調光器を有する、請求項1乃至8の何れか一項に記載の電流シェーパ。電力供給回路から負荷まで電流を供給する電流シェーパの方法であって、調光角を有する供給電圧信号を前記電力供給回路から受け取るステップと、受け取られた前記供給電圧信号を変換すると共に、変換された前記供給電圧信号内にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成するステップであって、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルのおよそ中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の前記調光角に比例している、ステップと、前記出力電流信号を前記負荷に供給するステップと、を有する方法。前記変換された供給電圧信号に第2のブランキング期間を導入するステップであって、前記ブランキング期間は、電源の半サイクルの1/3及び2/3において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例している、請求項10に記載の方法。しかしながら、結果として生じる100Hzの電流リップルをフィルタリングするために、駆動されるLEDに対して並列に配される大きい即ち、電解コンデンサを必要とし、このことにより可視的なフリッカを生じている疑いがある。原理上、当該コンバータは、電源電圧によって直接的に調光されることができる。本開示の発明者は、国際出願公開第2008/120019号の複数の不利な点を識別した。第一に、上述したように、国際出願公開第2008/120019号によれば、比較的大きい記憶要素即ち、電解コンデンサが必要とされる。このコンデンサが大きいほど、LEDの負荷は、減少される寄生抵抗の観点から、より効率的になる。このような電解コンデンサは、特に、高いドライバ温度において、この大きいボリューム及び限られた信頼性に関して不利である。第二に、国際出願公開第2008/120019号に記載されている電源電流の形状は、結果として、通常動作の電源電圧ゼロ交差における減少された電流による低い電力レベルにおいて、悪い調光器互換性をもたらし得る。この文献に記載されているLCL回路の他の不利な点は、第2の共振インダクタであり、可変デューティサイクル動作の間におけるゼロ電圧スイッチングを妥協し得る。本発明の目的は、これらの問題を解決し、自身に取り付けられる光源負荷における可視的なフリッカを回避する電力インターフェースを提供することにある。概して、上述の目的は、添付の独立請求項に記載の電力インターフェースにより達成される。第1の見地によれば、上述の目的は、電力供給回路から負荷まで信号を供給するための電流シェーパにより達成され、前記電流シェーパは、前記負荷と前記電力供給回路との間に動作可能に接続されるように配され、前記電流シェーパは、前記電力供給回路から、調光角を有する供給電圧信号を受け取り、受け取られた前記供給電圧信号を変換し変換された信号にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成し、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルの中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の調光角に比例している。前記中央においてなる語は、各半サイクルの中央から所定の距離内で開始するブランキング期間と解釈されるべきである。前記所定の距離は、前記半サイクルの期間の固定された割合又は固定された単位時間に対応し得る。開示される電流シェーパは、低い電力例えば、1Wから10WのためのLEDドライバとして適切なものであり得る。開示される電流シェーパは、電解コンデンサを必要としない。開示される電流シェーパは、調光器互換性リーディングleading/トレーリングエッジを有し得る。開示される電力電流シェーパは、調光された状態と同様に、最大電力において、強く減少された100/120Hzのフリッカを有し得る。前記電流シェーパのインターフェースは、単一接合及び多接合LED構成との互換性を有することができる。開示される電流シェーパは、結果として、低い損失をもたらし、制御するのに簡単であり、低コストの構成要素を有する。結論として、開示される内容は、低コストアプリケーションのための電源調光可能な、電源フィルタelcapのない共振LEDドライバを提供することができる。この調光角は、供給電流信号の終了ブランキング期間に対応し得る。従って、前記調光角は、前記電力供給回路により提供される前記供給電流信号のブランキング期間が終了する供給電流信号の位相角とみなされることができる。前記出力電流信号は、前記負荷の発光要素により発される可視光の可視的なフリッカ例えば、可視光の100Hz成分の減少が所定のレベル未満であるように、構成されることができる。前記所定のレベルとは、例えば、10よりも少ないフリッカに対応し得る。前記電流シェーパは、コントローラを有することができ、前記ブランキング期間は、前記コントローラにより規定されることができる。前記出力電流信号は、電源の半サイクルの1/3及び2/3において開始する2つのブランキング期間を有することができ、前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例し得る。前記電流シェーパは、ブーストコンバータ、LCC、フライバックコンバータ及びバック―ブーストコンバータのグループからの1つであり得る。前記入力電流信号の電流高調波は、IEC6100―3―2による照明装置に対する要件を満たすことができる。前記電流シェーパは、更に、トランスを有することができる。前記電力供給回路は、調光器を有することができる。第2の見地によれば、上述の目的は、電力供給回路から負荷まで電流を供給する電流シェーパにおける方法であって、前記電力供給回路から、調光角を有する供給電圧信号を受け取るステップ;受け取られた前記供給電圧信号を変換し変換された信号にブランキング期間を導入することによって、前記受け取られた供給電圧信号から出力電流信号を形成するステップであって、前記ブランキング期間は、前記受け取られた供給電圧信号の各半サイクルの中央において開始し、前記ブランキング期間の長さは、前記供給電圧信号の調光角に比例している、ステップ;及び前記出力電流信号を前記負荷に供給するステップ;を有する方法により達成される。当該方法は、変換される信号に第2のブランキング期間を導入するステップであって、前記ブランキング期間は、電源の半サイクルの1/3及び2/3において開始し、前記ブランキング期間の長さが前記調光角に比例している、ステップを更に有することができる。本発明は、添付請求項に列挙されているフィーチャの全てのあり得る組み合わせに関するものであることに留意されたい。更に、前記第1の見地の特徴及び効果は、前記第2の見地に等しく適用することができる。本発明のこれら及び他の見地は、以下で、本発明の実施例を示している添付図面を参照して、更に詳細に記載される。電力供給回路から負荷へ信号を供給する電流シェーパ及び方法が、ここで、複数の例示的な実施例を参照して記載される。以下の実施例は、この開示が詳細で完全なものとなり、本発明の範囲を当業者に完全に伝達するように、一例として与えられる。類似の符号は、全体にわたって類似の要素を表している。図4~6において、文字tは、時間を示している。図1は、回路100を示している。回路100は、電流シェーパ102と、電力供給回路104と、負荷106とを有している。電力供給回路104は、時間変化する電圧を供給し、調光器114を含むことができる。調光器114は、調光角を導入することができる。電流シェーパ102は、コンバータ回路108、整流器回路110及びコントローラ回路112を有することができる。整流器回路110全体の電圧は、vmで示されている。コンバータ回路108に対する入力電流は、imで示されている。負荷106は、整流器回路及びコンバータ回路図示略を有することもできる。有利には、負荷106は、1つ以上の発光要素を有する。好ましくは、1つ以上の前記発光要素は、LEDである。特に、前記コンバータ回路は、誘導性要素Lsと、1つ以上の容量性要素Cdc、Cpを有することができる図2参照。電流シェーパ102は、共振コンバータとして実施されることができる。電流シェーパ及び共振コンバータなる語は、この開示の全体にわたって区別無く使用される。従って、電力供給回路104と負荷106との間に結合されている電流シェーパ102は、負荷106と電力供給回路104との間に動作可能に接続されるように配される。従って、前記電流シェーパは、電力供給回路104から負荷106まで信号を供給する。電流シェーパ102は、供給電力を電力供給回路104から受け取り、負荷106に出力電力を供給し、前記出力電力は、電力供給回路104と電流シェーパ102の内部要素とからの供給電力に基づいている。前記出力電力は、調光器114の設定に依存するものであり得る。電流シェーパ102は、トランス118を更に有することができる。図2は、実施例による回路200の一例を示している。回路200は、電流シェーパ102と、電力供給回路104と、負荷106とを有する。負荷106の両端の電圧は、voで示されており、これを流れる電流はioで示されている。回路200は、電力減少装置114を有することができる。電流シェーパ102は、整流器110及びコントローラ112を有することができる。前記コントローラは、1つ以上のパルス列を供給するように配されている。前記1つ以上のパルス列を生成するために、前記コントローラは、タイミング回路を有することができる。前記1つ以上のパルス列は、1つ以上のトランジスタに供給されることができる。次いで、前記1つ以上のトランジスタは、電力供給回路104から受け取られる電流が、前記電流シェーパのコンバータ回路に供給される前に遮断されるように、コントローラ112により制御されることができる。従って、1つ以上のブランキング期間以下参照を挿入することが可能である。コントローラ112が2つのパルス列を供給する場合、前記2つのパルス列は、180°の位相差を有することができる。従って、一度に1つのトランジスタが、交互する時間枠において、起動されることができる各トランジスタは、前記2つのパルス列を供給される。電流シェーパ102は、更にトランス118を有する。コントローラ112は、3つ以上のパルス列を供給するように配されることができ、前記電流シェーパは、3つ以上のトランジスタを更に有することができる。図1及び2は、提案される動作方式を支持するのに十分に適切である実施化の例として与えられる。上述したように、他のコンバータも、使用されることができる例えば、LCC、ブースト、バック―ブースト、フライバック等。図6は、回路100、200を動作させる方法のためのフローチャートである。ステップS02において、電流シェーパ102は、供給電圧信号を電力供給回路104から受け取り、ステップS04において、受け取られた供給電圧信号から、負荷106まで供給されるべき出力電流信号を形成するように構成されている。即ち、前記電流シェーパは、受け取られた前記供給電圧信号から出力電流信号を形成するように構成されている。特に、前記受け取られた供給電圧信号は、ステップS04aにおいて、前記コンバータ回路108の要素によって、又は前記コンバータ回路108によって及び複数のトランスによって変換される。図4a及び4bを参照して以下で更に記載されるように、ブランキング期間は、ステップS04bにおいて、変換された信号内に導入される。前記ブランキング期間は、コントローラ112により制御されることができる。ステップS06において、形成された出力電流信号は、次いで、負荷106に供給されることができる。上述したように、電流シェーパ102は、少なくとも1つの容量性素子Cpを有することができる。電流シェーパ102は、少なくとも1つの誘導性要素Lsを更に有することができる。容量性素子Cp及び誘導性要素Lsを有している場合、前記共振コンバータは、誘導性要素Ls及び容量性要素Cpの共振によって与えられる実質的に一定の周波数において、動作されることができる。従って、図1及び2の共振コンバータは、容量結合されるものであると言うことができる。誘導性要素Lsを流れる電流は、iLsと示されている。ハーフブリッジインバータは、実質的にバスフィルタコンデンサを備えていない場合も、電力供給回路104により供給されるように、整流された電源によって、直接的に供給される。更なる容量性素子Cdcは、電力供給回路104からの直接的な電流を遮断するために、前記入力ループ又は前記出力ループの何れかに配されることができる。一般に、電流シェーパ102は、ブーストコンバータであり得る。代替的には、電流シェーパ102は、LCCコンバータであり得る。更に代替的には、電流シェーパ102は、フライバックコンバータ又はバック―ブーストコンバータであり得る。当業者であれば理解するように、これらのコンバータの各々は、従来技術において、これ自体は知られている構成要素、利点及びフィーチャを有する。図3の上側のプロットは、電流iLsがどのように電圧vxに依存するかを示している。同様に、図3の下側のプロットは、iLoとioとの関係を示している。更に詳細に、図3は、最大電圧vx及び約10の例示的なデューティサイクルの場合に関して、図1及び3の電流シェーパの1つの電力変換期間を有するHF高周波電力変換サイクルを示している。極端なデューティサイクルにおけるスイッチング周波数の幾らかの変化は、ゼロ電圧スイッチングを支持し、従って、より高い周波数動作を可能にする。この例示的な具体例において、前記電力変換期間は、共振周波数Ls及びCp及び最大インバータ電源電圧の0.9倍である。最大電力動作図4は、提案されている動作による、即ち1つの電源サイクル100/200Hzの間のトランス及び並列の共振コンバータを備える出力構成に関して、調光されていない状態における理想化された入力波形を示している。1番上のプロットは、1つの期間即ち2つの半サイクルにわたる理想化された整流された電源電圧vmを示している。上から2番目にあるプロットにおいて、線d1は、本開示による好ましいデューティサイクル変調を示しており、結果として、電力pm及び電源電流imをもたらす。対応する電力pmは、下から2番目にあるプロットに示されている一方で、電源電流imは、最も低いプロットに示されている。前記デューティサイクルは、例えば、電源電圧を使用し、式d1=0.51-avm/vmpeakを評価して処理されることができる。ここで、aは変調率、vmpeakはピーク電源電圧である。IEC6100―3―2に従う照明装置の電源電流im高調波要件は、依然として0.8の変調因子により達成されることができ、10と50との間のデューティサイクルの変化を意味する。即ち、出力電流信号の電流高調波は、IEC6100―3―2に従う照明装置の要件を満たすことができる。50と90との間のデューティサイクル変調は、上から2番目のプロットの点線d2により示されているように、等価の結果を与える。如何なる実質的な100/120Hzの記憶手段も有さないシステムに関しては、光の出力特性は、入力電力pmと類似している。最大電源電圧最小デューティサイクルにおける最大のコンバータの損失と、最低電流における最高のLED効率とを更に考慮すると、残りの100Hzの光変動は、全体の光出力の10と20との間にのみにあり得る。要約すると、図4は、第一に、電源高調波規則を満たし、第二に、結果として、増大された200Hzのリップルを犠牲にしているかもしれない減少された100Hzの出力電力リップルをもたらす電流波形を示している。電源フィルタelcapがない場合、前記フリッカは、出力電力リップルに対応する。この電流波形は、更に、図4に示されている態様のデューティサイクル変調によって、図1及び2のコンバータの場合においても達成されることができる。調光された動作図5a及び図5bは、提案された動作による、即ち1つの電源サイクル100/120Hzの間のトランス及び並列の共振コンバータの出力構成に関して、調光のための理想化された波形を示している。例えば、図5a及び5bは、リーディングエッジ調光器の場合における調光されたモードのデューティサイクル変調の方式のための振る舞いを表すことができる。図5a及びbのプロットの振る舞いは、調光の異なるレベル状態に対応しており、図5aのプロットの場合、図5bの調光されている状態よりもあまり調光されていない状態が、使用された。図4と同様に、図5a及び5bの一番上のプロットは、各々、1つの期間即ち2つの半サイクルにわたる理想化された整流された電源電圧vmを示している。上から2番目にあるプロットにおいて、線dは、本開示による好ましいデューティサイクル変調を示しており、結果として、電力pm及び電源電流imを与えている。対応する電力pmは、下から2番目にあるプロットに示されており、電源電流imは、1番下のプロットに示されている。開示される電流シェーパ及び方法は、第一に、前記コンバータが、電源調光器の制御可能な角の約半分よりも既に後において、オフ状態において動作することができるという事実を利用している。第二に、電源電流高調波に関するEMC規格は、ここで、調光された状態において満たされる必要はない。従って、100/120Hzのフリッカを回避するための解決案は、ブランキング期間を導入し、ピークの入力電圧vmにおける約90°即ちt2において開始する電力変換を実質的に中断することにある。ここで即ち約90°においてデューティサイクルは、既に自身の最小値にあり、前記調光器は、適切に機能するのに電流を必要としない。しかしながら、比較的高い電流が、2、3ワットの低い電力ドライバに関してさえも、電源電圧ゼロ交差間に引き出されて、調光器の互換性を支持する。電流シェーパ102からの出力電流信号は、受け取られた供給電流信号の各半サイクルのおよそ中央において開始するブランキング期間を有する波形を有する。導入されたブランキング期間は、t3とt2との間において持続しており、即席の例示的な実施例によればt1に比例するようにされ、調光角を規定する。即ち供給電圧信号は、調光角t1を有すると言うことができる。従って、ブランキング期間t1の長さは、前記供給電圧信号の調光角に比例している。従って、可視的なフリッカは、半サイクルのおよそ中央におけるt2において開始し、調光角t1に比例する期間長を有するt3まで持続しているブランキング期間によって回避されることができる。従って、前記出力電流信号は、前記負荷の発光要素により発される可視光の可視的なフリッカが所定のレベル未満であるように、構成されることができる。トレーリングエッジ調光器の場合、デューティサイクルは、一実施例によれば、アナログの態様において変調されることができる。この場合、調光角t1は、以前の電源期間に基づいて評価されることができる。両方の例示的な実施例において、前記光出力のうちの得られる100/120Hz成分は、平均光出力の15まで又は15未満でさえある減少されることができる一方で、200/240Hzのフリッカが支配的になる。最小フリッカ周波数を300/360Hzまでシフトさせるために、2つのブランキング期間が導入されることができるが、使用可能な調光角t1を更に減少し得る。従って、当該方法は、ステップS08において、前記変換された信号への更なるブランキング期間の導入を有し得る。2つのブランキング期間がある場合、これらは、電源の半サイクルの1/3及び2/3において開始し得る。前記ブランキング期間の長さは、前記調光角に比例していても良い。この変調の方式は、強度の調光にも対処することができる。90°Cよりも大きい調光角t1において前記第1のパルスが消滅する一方で、第2のパルスは、残りの調光電流を依然として可能にすると共に、殆ど電力を変換しない例えば、最大電力の5以下ように、最小角に保持されるからである。上述の容量性要素は、無電解コンデンサであっても良い。要約すると、電流波形は、図5a及び5bに示されているようなエンベロープ及び電源同期ブランキング期間によって特徴づけられ、結果として、電解コンデンサを必要とすることなく、低電力例えば1W~10WのためのLEDドライバとして適切な電流シェーパをもたらす。前記電流シェーパは、調光器互換性を有しておりリーディング/トレーリングエッジ、最大電力及び調光された状態において、強く低減された100/120Hzのフリッカを有する。前記電流シェーパは、単一接合及び多接合LED構成の両方との互換性を有し、結果として、低損失をもたらし、制御するのに簡単であり、小型かつ低コストの構成要素を有する。これらのフィーチャの一部又は全てを可能にするための手段は、最大電力及び調光された動作の両方のために開示された動作方式において見出されることが可能である。専用のコンバータ設計は、極端なデューティサイクル及びピーク電源電圧においてさえもゼロ電圧スイッチングを可能にする。従って、可能にされる高いスイッチング周波数は、小型の受動構成要素及び小型のEMIフィルタ又はバスコンデンサをもたらし、これらは、調光互換性を支持する。LEDの順方向電圧の変化又は許容限度は、前記LED電流を変化させない。当業者であれば、開示されている主題は、決して、上述の好ましい実施例に限定されるものではないことを理解するであろう。逆に、多くの変形及び変化が、添付の請求項の範囲内で可能である。