"交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、前記整流電圧を分圧した分圧電圧を基準電圧として出力する分圧回路と、オンされると発光素子の駆動電流を前記整流電圧に応じて増加させ、オフされると前記発光素子の前記駆動電流を減少させるトランジスタと、所定期間毎に前記トランジスタをオンまたはオフの何れか一方の状態とし、前記トランジスタに流れる電流に応じた電圧が上昇して前記基準電圧となると前記トランジスタを他方の状態とする制御回路と、前記整流電圧の振幅が所定の振幅より大きい場合、前記基準電圧が低下するよう前記分圧回路の分圧比を第1の分圧比とし、前記整流電圧の振幅が前記所定の振幅より小さい場合、前記基準電圧が上昇するよう前記分圧比を第2の分圧比とする分圧比調整回路と、を備えることを特徴とする発光素子駆動回路。請求項1に記載の発光素子駆動回路であって、前記分圧比調整回路は、前記整流電圧に応じた電圧を平滑化した直流電圧を出力する平滑化回路と、前記直流電圧のレベルが、前記所定の振幅の前記整流電圧に応じた電圧が前記平滑化回路で平滑化された際に得られる電圧のレベルを示す第1のレベルより低いとコンデンサを充電し、前記直流電圧のレベルが前記第1のレベルより高いと前記コンデンサを放電する充放電回路と、前記コンデンサの充電電圧のレベルが第2のレベルより高いと、前記分圧比を前記第2の分圧比とし、前記充電電圧のレベルが前記第2のレベルより低いと、前記分圧比を前記第1の分圧比とするスイッチと、を備え、前記充放電回路は、前記所定の振幅の前記整流電圧が前記平滑化回路で平滑化されてから、前記直流電圧のレベルが前記第1のレベルとなるとなるまでの第1の期間より長い第2の期間で、前記充電電圧のレベルが前記第2のレベルとなるように前記コンデンサを充電すること、を特徴とする発光素子駆動回路。請求項2に記載の発光素子駆動回路であって、前記充放電回路は、前記第1のレベルの電圧を生成する電圧生成回路と、反転入力端子に印加される前記直流電圧と、非反転入力端子に印加される前記電圧生成回路で生成された前記第1のレベルの電圧と、に基づいて前記コンデンサを充放電する比較回路と、を含むことを特徴とする発光素子駆動回路。請求項2に記載の発光素子駆動回路であって、前記充放電回路は、前記直流電圧のレベルが前記第1のレベルより低いと前記コンデンサを充電し、前記直流電圧のレベルが前記第1のレベルより高いと前記コンデンサを放電するインバータ回路であること、を特徴とする発光素子駆動回路。請求項2~4に記載の発光素子駆動回路であって、前記分圧回路は、前記整流電圧が印加される第1抵抗と、前記第1抵抗に直列接続される第2抵抗と、前記第2抵抗に直列接続され、接地電圧が印加される第3抵抗と、を含み、前記基準電圧は、前記第2及び第3抵抗が接続されたノードの電圧であり、前記スイッチは、前記第2抵抗に並列に接続されてなること、を特徴とする発光素子駆動回路。ところで、商用電源の交流電圧Vacの振幅は、例えば90V~140Vの範囲で大きく変化することがある。このような場合、基準電圧Vrefのレベルも大きく変化するため、結果的にLED350に流れる電流も大きく変化し、LED350の明るさが所望の明るさから大きくずれてしまうことがあった。本発明は上記課題を鑑みてなされたものであり、交流電圧の振幅が変化した場合であっても、発光素子に流れる電流の変化を抑制することができる発光素子駆動回路を提供することを目的とする。上記目的を達成するため、本発明の一つの側面に係る発光素子駆動回路は、交流電圧を全波整流した整流電圧を出力する整流回路と、前記整流電圧を分圧した分圧電圧を基準電圧として出力する分圧回路と、オンされると発光素子の駆動電流を前記整流電圧に応じて増加させ、オフされると前記発光素子の前記駆動電流を減少させるトランジスタと、所定期間毎に前記トランジスタをオンまたはオフの何れか一方の状態とし、前記トランジスタに流れる電流に応じた電圧が上昇して前記基準電圧となると前記トランジスタを他方の状態とする制御回路と、前記整流電圧の振幅が所定の振幅より大きい場合、前記基準電圧が低下するよう前記分圧回路の分圧比を第1の分圧比とし、前記整流電圧の振幅が前記所定の振幅より小さい場合、前記基準電圧が上昇するよう前記分圧比を第2の分圧比とする分圧比調整回路と、を備える。交流電圧の振幅が変化した場合であっても、発光素子に流れる電流の変化を抑制することができる発光素子駆動回路を提供することができる。本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。図1は、本発明の一実施形態であるLED駆動回路10の構成を示す図である。LED駆動回路10は、例えば、振幅が90~140Vの範囲で変動する商用電源の交流電圧Vacに基づいて、LED30~39を駆動する回路である。LED駆動回路10は、全波整流回路20、平滑化回路21、基準電圧生成回路22、LED30~39、NMOSトランジスタ40、インダクタ41、ダイオード42、抵抗43、及び制御ICIntegratedCircuit50を含んで構成される。全波整流回路20は、入力される交流電圧Vacを全波整流し、整流電圧Vrecを出力する。平滑化回路21は、整流電圧Vrecの振幅に応じた直流電圧を生成するための回路であり、抵抗60,61、及びコンデンサ62を含んで構成される。抵抗60,61は、整流電圧Vrecを分圧し、コンデンサ62は、抵抗61に発生する電圧を平滑化する。このため、コンデンサ62には、整流電圧Vrec交流電圧Vacの振幅に応じたレベルの直流の電圧Vc1が生成される。基準電圧生成回路22は、整流電圧Vrecに相似となる基準電圧Vrefを生成する回路であり、分圧回路65、NMOSトランジスタ66、及びコンデンサ67を含んで構成される。分圧回路65は、直列に接続された抵抗70~72を含んで構成される。抵抗70第1抵抗には、整流電圧Vrecが印加され、抵抗71第2抵抗は、抵抗70,72の間に設けられ、抵抗72第3抵抗は、接地されている。NMOSトランジスタ66スイッチのソース電極は、抵抗71の一端に接続され、ドレイン電極は、抵抗71の他端に接続され、ゲート電極にはコンデンサ67が接続されている。このため、抵抗71及び抵抗72が接続されたノードに発生する基準電圧Vrefは、式1で表される電圧となる。Vref=R3/R1R2//RmR3×Vrec1ここで、抵抗70~72の抵抗値をそれぞれR1~R3とし、NMOSトランジスタ66のドレイン-ソース間の抵抗をRmとしている。そして、NMOSトランジスタ66がオフの場合の基準電圧Vref1は、Vref1=R3/R1R2R3×Vrec2となる。なお、NMOSトランジスタ66がオフの際の抵抗値Rmは、抵抗値R2より十分大きくなるよう設計されている。一方、NMOSトランジスタ66がオンの場合の基準電圧Vref2は、Vref2=R3/R1R3×Vrec3となる。なお、NMOSトランジスタ66がオンの際の抵抗値Rmは、抵抗値R2より十分小さくなるよう設計されている。また、ここでは、NMOSトランジスタ66がオフの場合の分圧回路65の分圧比R3:R1R2R3を分圧比A第1の分圧比とし、NMOSトランジスタ66がオンの場合の分圧回路65の分圧比R3:R1R3を分圧比B第2の分圧比とする。また、式2の係数R3/R1R2R3を、分圧比Aの値とし、式3の係数R3/R1R3を、分圧比Bの値とする。したがって、分圧比Aの値は、分圧比Bの値より小さくなる。このように、基準電圧生成回路22からは、NMOSトランジスタ66の状態に応じてレベルが変化するとともに整流電圧Vrecに相似となる基準電圧Vrefが出力される。LED30~39は、直列に接続された10個の白色LEDであり、LED30のアノードには整流電圧Vrecが印加され、LED39のカソードはインダクタ41の一端に接続されている。なお、LED30~39の夫々の順方向電圧は、例えば3Vであることとする。NMOSトランジスタ40は、インダクタ41及びダイオード42とともに、LED30~39を駆動するための駆動電流Isの増減を制御する。具体的には、整流電圧VrecのレベルがLED30~39の全ての順方向電圧の和30Vよりも高い状態でNMOSトランジスタ40がオンすると、駆動電流Isは整流電圧Vrecに応じて増加する。そして、インダクタ41には、駆動電流Isの電流値に応じたエネルギーが蓄えられる。一方、NMOSトランジスタ40がオフすると、インダクタ41に蓄えられたエネルギーは、LED30~39、インダクタ41、ダイオード42のループを介して放出され、駆動電流Isは減少する。なお、整流電圧Vrecのレベルが30Vより低い場合、NMOSトランジスタ40がオンした場合であっても、LED30~39の全てはオフしているため駆動電流Isは流れない。つまり、LED30~39は、整流電圧Vrecのレベルが30Vより高い場合にのみ発光する。抵抗43は、NMOSトランジスタ40がオンされた際の駆動電流Isの電流値を検出するための抵抗であり、NMOSトランジスタ40のソースとグランドGNDとの間に設けられている。なお、抵抗43の一端に発生し、駆動電流Isの電流値に応じた電圧を検出電圧Vsとする。制御IC50は、基準電圧生成回路22に対し整流電圧Vrecの振幅に応じたレベルの基準電圧Vrefを生成させるとともに、基準電圧Vref及び検出電圧Vsに基づいて、NMOSトランジスタ40のスイッチングを制御する。制御IC50は、電源回路80、基準電圧回路81、コンパレータ82、及びスイッチング制御回路83を含んで構成される。電源回路80は、例えば、図示しない端子を介して整流電圧Vrecが入力されると、制御IC50内の各ブロックを動作させるための電源を生成する。基準電圧回路81及びコンパレータ82は、端子DCに印加される電圧Vc1のレベル、つまり、整流電圧Vrecの振幅に応じて、コンデンサ67を充放電する充放電回路である。基準電圧回路81電圧生成回路は、所定レベルVAの電圧V1を生成する。なお、所定レベルA第1のレベルは、所定の振幅Vpの整流電圧Vrecが平滑化回路21に入力された際に、平滑化回路21で得られる電圧Vc1のレベルと等しいレベルである。コンパレータ82の反転入力端子には、端子DCを介して電圧Vc1が印加され、非反転入力端子には、所定レベルVAの電圧V1が印加されている。このため、電圧Vc1のレベルが所定レベルVAより低い場合、コンパレータ82は端子SWを介してコンデンサ67を充電し、電圧Vc1のレベルが所定レベルVAより高い場合、コンパレータ82はコンデンサ67を放電する。ところで、例えば、平滑化回路21において所定の振幅Vpより小さい整流電圧Vrecが平滑化され続けた場合、電圧Vc1のレベルは所定レベルVAを超えることは無い。このような場合、コンデンサ67は充電され続けるため、コンデンサ67の充電電圧Vc2のレベルは、NMOSトランジスタ66がオンとなる所定レベルVB第2のレベルより高くなる。この結果、基準電圧Vrefとしては、例えば図2の実線で示すように、整流電圧Vrecが値の大きい分圧比Bで分圧された基準電圧Vref2が出力される。一方、例えば、平滑化回路21において所定の振幅Vpより大きい整流電圧Vrecが平滑化され続けた場合、電圧Vc1のレベルは所定レベルVAより高くなる。このような場合、コンデンサ67は放電されるため、NMOSトランジスタ66はオフとなる。この結果、基準電圧Vrefとしては、例えば図2の一点鎖線で示すように、整流電圧Vrecが値の小さい分圧比Aで分圧された基準電圧Vref1が出力される。このように、制御IC50は、振幅の大きい交流電圧Vacが入力され続けると、基準電圧Vrefが低下するよう分圧回路65の分圧比を調整し、振幅の小さい交流電圧Vacが入力され続けると、基準電圧Vrefが上昇するよう分圧回路65の分圧比を調整している。したがって、LED駆動回路10では、交流電圧Vacの振幅が大きく変動した場合であっても、基準電圧Vrefのレベルが大きく変化することが抑制される。なお、基準電圧回路81、コンパレータ82、NMOSトランジスタ66、及びコンデンサ67は、分圧回路65の分圧比を調整する分圧調整回路に相当する。スイッチング制御回路83制御回路は、駆動電流Isの波形が基準電圧Vrefの波形と相似形になるよう、NMOSトランジスタ40のスイッチングを制御する回路であり、発振回路90、コンパレータ91、SRフリップフロップ92、及び駆動回路93を含んで構成される。発振回路OSC90は、所定周期の発振信号Voscを出力し、コンパレータ91は、端子RINを介して入力される基準電圧Vrefと、端子CSを介して入力される検出電圧Vsとを比較する。なお、発振信号Voscの周期は、例えば100kHz程度であり、交流電圧Vacの周期例えば、50Hzより十分短いこととする。また、発振回路90は、例えば図3に示すように、抵抗100~102、NMOSトランジスタ103~105、PMOSトランジスタ106、バイアス電流源107,108、コンデンサ109、コンパレータ110、及びインバータ111を含んで構成される。NMOSトランジスタ103,104のそれぞれはオンされると、電圧VH,VL<VHをコンパレータ110の反転入力端子に印加する。NMOSトランジスタ105、PMOSトランジスタ106、及びバイアス電流源107,108は、コンパレータ110の出力に基づいてコンデンサ109を充放電する。まず、コンパレータ110の出力である発振信号Voscがハイレベル以下、Hレベルとなると、NMOSトランジスタ104はオンし、NMOSトランジスタ103はオフする。このため、電圧VLがコンパレータ110の反転入力端子に印加される。また、NMOSトランジスタ105がオンするため、コンデンサ109は、バイアス電流源108が生成する電流により放電される。そして、コンデンサ109の充電電圧コンパレータ110の非反転入力端子の電圧が、電圧VLより低くなると、コンパレータ110は、発振信号Voscをローレベル以下、Lレベルに変化させる。つぎに、発振信号VoscがLレベルとなると、NMOSトランジスタ104がオフし、NMOSトランジスタ103がオンするため、電圧VHがコンパレータ110の反転入力端子に印加される。また、PMOSトランジスタ106がオンするため、コンデンサ109は、バイアス電流源107が生成する電流により充電される。そして、コンデンサ109の充電電圧コンパレータ110の非反転入力端子の電圧が、電圧VHより高くなると、コンパレータ110は、発振信号VoscをHレベルに変化させる。このような動作が繰り返されることにより、発振回路90は、所定周期の発振信号Voscクロック信号を出力する。SRフリップフロップ92のS入力には、発振信号Voscが入力され、R入力には、コンパレータ91の比較結果が入力される。このため、SRフリップフロップ92のQ出力は、発振信号VoscがHレベルとなる所定周期毎にHレベルとなり、検出電圧Vsが上昇して基準電圧Vrefとなると、Lレベルとなる。駆動回路93は、SRフリップフロップ92のQ出力がHレベルとなると、端子OUTを介してNMOSトランジスタ40をオンし、SRフリップフロップ92のQ出力がLレベルとなると、NMOSトランジスタ40をオフする。したがって、駆動回路93は、所定周期毎にNMOSトランジスタ40をオンし、駆動電流Isのピーク電流に応じた検出電圧Vsが基準電圧Vrefとなると、NMOSトランジスタ40をオフする。この結果、駆動電流Isの波形は基準電圧Vrefの波形と相似形になる。<<LED駆動回路10の動作整流電圧Vrecの振幅>所定の振幅Vp>>ここで、図4を参照しつつ、振幅の大きい交流電圧Vacが入力された場合、つまり、所定の振幅Vpよりも大きい振幅の整流電圧Vrecが生成される場合におけるLED駆動回路10の起動時の動作について説明する。なお、LED駆動回路10が起動される前においては、コンデンサ62,67は放電され、電圧Vc1、充電電圧Vc2のそれぞれは0Vであることとする。また、ここでは、平滑化回路21に所定の振幅Vpの整流電圧Vrefが印加されてから、放電されたコンデンサ62の電圧Vc1のレベルが所定レベルVAとなるまでの期間を期間TAとし、放電されたコンデンサ67の充電電圧Vc2のレベルが所定レベルVBとなるまでの期間を期間TBとする。そして、本実施形態では、期間TB第2の期間が期間TA第1の期間より長くなるように、例えば、コンパレータ82のソース電流の電流値が設計されていることとする。なお、図4においては、便宜上、所定の振幅Vpの整流電圧Vrecの波形と、所定の振幅Vpの整流電圧Vrecが印加された際の電圧Vc1の立ち上り波形とが描かれている。まず、時刻t0に交流電圧Vacが入力されると、交流電圧Vacに応じた整流電圧Vrecが生成されるため、電圧Vc1は0Vから上昇する。ここでは、電圧Vc1のレベルは電圧V1の所定レベルVAより低いため、コンデンサ67はコンパレータ82により充電され、充電電圧Vc2も0Vから上昇する。なお、この間において、充電電圧Vc2のレベルは所定レベルVBより低いため、NMOSトランジスタ66はオフしている。したがって、基準電圧Vrefとしては基準電圧Vref1が出力されることになる。ところで、時刻t0においては、平滑化回路21に所定の振幅Vpより大きな振幅の整流電圧Vrecが印加される。このため、電圧Vc1は、平滑化回路21に所定の振幅Vpの整流電圧Vrefが印加された場合図4の一点鎖線で示す波形よりも若干速く上昇する。したがって、時刻t0から期間TAだけ経過した時刻t2よりも早い時刻t1において、電圧Vc1のレベルは所定レベルVAとなる。そして、時刻t1となるとコンデンサ67は放電されるため、時刻t1以降、充電電圧Vc2は低下する。このように、振幅の大きい交流電圧Vacが入力された場合には、充電電圧Vc2のレベルは所定レベルVBより高くなることは無い。このため、基準電圧Vrefとしては、基準電圧Vref1が常に出力されることになる。<<LED駆動回路10の動作整流電圧Vrecの振幅<所定の振幅Vp>>図5を参照しつつ、振幅の小さい交流電圧Vacが入力された場合、つまり、所定の振幅Vpよりも小さい振幅の整流電圧Vrecが生成される場合におけるLED駆動回路10の起動時の動作について説明する。なお、図5においても、図4と同様に、便宜上、所定の振幅Vpの整流電圧Vrecの波形と、所定の振幅Vpの整流電圧Vrecが印加された際の電圧Vc1の立ち上り波形とが描かれている。まず、時刻t10に交流電圧Vacが入力されると、交流電圧Vacに応じた整流電圧Vrecが生成されるため、電圧Vc1は0Vから上昇する。また、電圧Vc1のレベルは電圧V1の所定レベルVAより低いため、充電電圧Vc2も0Vから上昇する。なお、この間において、充電電圧Vc2のレベルは所定レベルVBより低いため、基準電圧Vrefとしては、基準電圧Vref1が出力される。つぎに時刻t11において、電圧Vc1のレベルが、入力される整流電圧Vrecが平滑化された際に得られるレベルVCとなると、電圧Vc1の上昇は停止する。時刻t11以降、電圧Vc1のレベルは電圧VAのレベルより低いため、コンデンサ67は充電され続ける。したがって、電圧Vc2のレベルは徐々に高くなる。そして、時刻t10から期間TBだけ経過した時刻t12になると、電圧Vc2のレベルは所定レベルVBとなる。この結果、NMOSトランジスタ66はオンされることになるため、基準電圧Vrefとして基準電圧Vref2が出力される。なお、図5における時刻t13は、時刻t10から期間TAだけ経過した時刻である。このため、図5における時刻10,t13は、図4における時刻t0,t2のそれぞれに対応する。このように、振幅の小さい交流電圧Vacが入力された場合、結果的に基準電圧Vrefが高くなるよう、分圧回路65の分圧比が調整される。一方、図4で説明したように、振幅の大きい交流電圧Vacが入力された場合、基準電圧Vrefの上昇が抑制されるよう、分圧回路65の分圧比が調整される。したがって、LED駆動回路10では、交流電圧Vacの振幅が大きく変動した場合であっても、基準電圧Vrefのレベルが大きく変化することが抑制される。この結果、LED駆動回路10は、交流電圧Vacの振幅によらず、LED30~39の駆動電流Isの電流値をほぼ一定に保つことが可能となる。つまり、LED駆動回路10は、LED30~39を所望の明るさで発光させることができる。==制御ICの他の実施形態==図6は、制御ICの他の実施形態を示す図である。制御IC51を、図1に示した制御IC50と比較すると、基準電圧回路81及びコンパレータ82の代わりにインバータ150が設けられた点以外は同様である。なお、図1及び図6では、同じブロックには同じ符号が付されている。インバータ190充放電回路は、端子DCに印加される電圧Vc1のレベルが、所定レベルVAより高い場合、Lレベルの信号を端子SWに出力し、電圧Vc1のレベルが、所定レベルVAより低い場合、Hレベルの信号を端子SWに出力する。このように、所定レベルVAをしきい値とするインバータ190を用いても、前述のコンパレータ82と同様にコンデンサ67を充放電することができる。したがって、例えば、LED駆動回路10に対し、制御IC50の代わりに制御IC51を用いる場合であっても、制御IC50を用いる場合と同様に、例えば駆動電流Isの変化を抑制することができる。==発振回路の他の実施形態==ここで、発振回路の他の実施形態について図7~図9を参照しつつ説明する。なお、図7~図9において、図1と同じ符号の付されたブロックは同じである。また、図7~図9では、基準電圧生成回路22やコンパレータ82等の各ブロックは適宜省略されている。<<発振回路120>>図7は、NMOSトランジスタ40のオフ時間を一定に制御するための発振回路120の一例を示す図である。発振回路120は、制御IC55に設けられており、PMOSトランジスタ130、コンデンサ131、バイアス電流源132、コンパレータ133、インバータ134、及びSRフリップフロップ92を含んで構成される。例えば、コンパレータ133の発振信号VoscがHレベルとなると、SRフリップフロップ92のQ出力もHレベルになり、NMOSトランジスタ40はオンされる。この際、PMOSトランジスタ130はオンとなるため、コンデンサ131の充電電圧のレベルは、バイアス電圧Vbi1のレベルとなる。そして、電流Isが増加して、電圧Vsが電圧Vrefとなると、SRフリップフロップ92はリセットされ、Q出力はLレベルとなる。この際に、PMOSトランジスタ130はオフされるため、コンデンサ131は、バイアス電流源132の電流定電流により放電される。そして、コンデンサ131の充電電圧がバイアス電圧Vbi2より低くなると、コンパレータ133は、発振信号Voscを再びHレベルに変化させる。なお、コンデンサ131の放電が開始されてから、充電電圧のレベルが電圧Vbi2のレベルとなるまでの時間、すなわち、NMOSトランジスタ40がオフされてから、NMOSトランジスタ40がオンされるまでの時間は一定である。したがって、NMOSトランジスタ40のオフ時間は、一定となるよう制御される。一方、NMOSトランジスタ40がオンされる時間は、例えば基準電圧Vrefのレベルに応じて変化する。しかしながら、NMOSトランジスタ40がオンされる時間は、基準電圧Vrefのレベルに応じて予め定まっている。このため、駆動回路93は、Vrefのレベルに応じて予め定まる期間毎に、つまり、所定期間毎にNMOSトランジスタ40をスイッチングする。<<発振回路140>>図8は、NMOSトランジスタ40のオン時間を一定に制御するための発振回路140の一例を示す図である。発振回路140は、制御IC56に設けられており、PMOSトランジスタ130、コンデンサ131、バイアス電流源132、コンパレータ133、及びSRフリップフロップ92を含んで構成される。また、ここでは、電圧Vsがコンパレータ91の反転入力端子に印加され、基準電圧Vrefがコンパレータ91の非反転入力端子に印加されている。発振回路140においては、コンパレータ133からの発振信号VoscがSRフリップフロップ92のR入力リセットに入力され、コンパレータ91の出力がSRフリップフロップ92のS入力に入力される。そして、SRフリップフロップ92のQ出力がPMOSトランジスタ130のゲートに印加されている。まず、NMOSトランジスタ40がオフされると、電流Isが減少する。そして、電圧Vsが低下して電圧Vrefとなると、SRフリップフロップ92のQ出力はHレベルとなりNMOSトランジスタ40はオンされる。また、SRフリップフロップ92のQ出力がHレベルとなると、PMOSトランジスタ130はオフするため、コンデンサ131の放電が開始される。そして、コンデンサ131の充電電圧のレベルが、バイアス電圧Vbi2のレベルとなると、SRフリップフロップ92はリセットされるためNMOSトランジスタ40はオフされる。なお、コンデンサ131の放電が開始されてから、充電電圧のレベルが電圧Vbi2のレベルとなるまでの時間、すなわち、NMOSトランジスタ40がオンされてから、NMOSトランジスタ40がオフされるまでの時間は一定である。したがって、NMOSトランジスタ40のオン時間は、一定となるよう制御される。一方、NMOSトランジスタ40がオフされる時間は、例えば基準電圧Vrefのレベルに応じて変化する。しかしながら、NMOSトランジスタ40がオフされる時間は、基準電圧Vrefのレベルに応じて予め定まっている。このため、駆動回路93は、Vrefのレベルに応じて予め定まる期間毎に、つまり、所定期間毎にNMOSトランジスタ40をスイッチングする。<<発振回路150>>図9は、いわゆる擬似共振型の発振回路150の一例を示す図である。発振回路150は、制御IC57に設けられており、抵抗160,161、コンパレータ162、AND回路163、インバータ164、及びダイオード165を含んで構成される。また、制御IC57の外部には、トランス170が設けられている。そして、トランス170は、インダクタ41一次コイルL1と、二次コイルL2とを備えており、一次コイルL1及び二次コイルL2の間は絶縁されている。一次コイルL1は、図1におけるインダクタ41の代わりに設けられており、1次コイルL1と2次コイルL2とは、逆極性で電磁結合されている。ここで、図9の発振回路150の動作を図10のタイミングチャートを参照しつつ説明する。まず、時刻t50において、駆動回路93から出力される駆動信号VdrがHレベルとなると、NMOSトランジスタ40はオンする。その後、時刻t51に、電流Isの増加に応じて電圧Vsが上昇して基準電圧Vrefより高くなると、SRフリップフロップ92はリセットされる。この結果、NMOSトランジスタ40はオフとなる。また、1次コイルL1と2次コイルL2とは、逆極性で電磁結合電磁結合されているため、NMOSトランジスタ40がオフとなると、2次コイルL2が接続される端子TRの電圧Vtrは上昇し、電圧Vbi3より高くなる。そして、時刻t52に2次コイルL2に蓄えられたエネルギーが放出され、電圧Vtrが電圧Vbi3より低くなると、コンパレータ162の出力、及びAND回路163の出力である発振信号VoscはHレベルとなる。このため、時刻t52においては、再びNMOSトランジスタ40がオンされる。このように、発振回路150は、時刻と50~t52までで定まる所定期間毎にNMOSトランジスタ40をオンする。以上、本実施形態のLED駆動回路10について説明した。LED駆動回路10では、整流電圧Vrecの振幅が所定の振幅Vpより小さい場合、整流電圧Vrecを値の大きい分圧比Bで分圧した電圧が基準電圧Vrefとなる。また、整流電圧Vrecの振幅が所定の振幅Vpより大きい場合、整流電圧Vrecを値の小さい分圧比Aで分圧した電圧が基準電圧Vrefとなる。したがって、交流電圧Vacの振幅が大きく変動した場合であっても、基準電圧Vrefのレベルが大きく変化しないため、LED30~39の駆動電流Isの電流値の変化を抑制できる。また、LED駆動回路10では、起動時から、期間TAより長い期間TBだけ経過するまではNMOSトランジスタ66がオンすることは無い。つまり、起動時には、交流電圧Vacの振幅に関わらず、整流電圧Vrecが分圧比Aで分圧された基準電圧Vref1が常に出力される。したがって、LED30~39に大きな電流が流れることはなく、LED駆動回路10には、いわゆるソフトスタート機能が実現されることになる。また、コンパレータ82を用いることにより、電圧Vc1のレベルが所定レベルVAとなると、確実にコンデンサ67を放電することができる。また、インバータ190を用いてコンデンサ67を充放電させる構成とし場合には、例えば、素子数を減らすことが可能となる。また、整流電圧Vrecが印加された分圧回路65の分圧比を調整することにより、単純な構成で、整流電圧Vrecに相似形の基準電圧Vrefのレベルを変化させることができる。なお、上記実施例は本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得ると共に、本発明にはその等価物も含まれる。LED駆動回路10では、LED30~39がインダクタ41に接続されており、非絶縁型の回路構成となっているがこれに限られるものではない。例えば、NMOSトランジスタ40がスイッチングされた際のエネルギーが、トランス不図示を介してLEDに供給されるような回路絶縁型の回路であっても、本実施形態と同様の効果を得ることができる。また、例えば、NMOSトランジスタ66の代わりにトランスミッションゲート等を用いても良い。また、交流電圧Vacの振幅が例えば90~140Vの範囲で変動する際に、所定レベルVAを、整流電圧Vrecの振幅が140Vとなる際の電圧Vc1のレベルより高いレベルとしても良い。このような場合、図5に示す場合と同様に、確実にソフトスタートが実現される。また、スイッチング制御回路83は、例えば、発振回路90等の発振信号Voscに基づいて、NMOSトランジスタ40をスイッチングする。"