"入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路において、第1の電源から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、第2の電源から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第2の電源に接続されたコンデンサと、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧に基づき生成される起動電流を、前記第1の電源から前記第2の電源へと供給する選択回路と、前記第2の電源から電源電圧が供給されて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、を含むことを特徴とする電源制御用集積回路。請求項1記載の電源制御用集積回路において、前記起動電流の大きさは、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧の1次関数となっていることを特徴とする電源制御用集積回路。請求項1または請求項2記載の電源制御用集積回路において、前記起動電流の大きさは、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧によって定まる電圧が印加される抵抗に流れる電流に比例することを特徴とする電源制御用集積回路。請求項1ないし3のいずれか1項記載の電源制御用集積回路において、前記第2の基準電圧回路はバンドギャップ基準電圧回路からなることを特徴とする電源制御用集積回路。請求項1ないし4のいずれか1項に記載の電源制御用集積回路において、前記第1の電源は、前記トランスの一次側に接続された第1電源端子であり、前記第2の電源は、前記トランスの補助巻線に接続された第2電源端子であることを特徴とする電源制御用集積回路。入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する電源制御用集積回路を備えたスイッチング電源において、前記電源制御用集積回路は、前記トランスの一次側に接続された第1電源端子から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、前記トランスの補助巻線に接続された第2電源端子から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧に基づき生成される起動電流を、前記第1電源端子から前記第2電源端子へと供給する選択回路と、前記第2の電源から電源電圧が供給前記スイッチング素子を制御する制御回路と、前記第2電源端子に外付けされたコンデンサと、を有することを特徴とするスイッチング電源。請求項6記載のスイッチング電源において、前記起動電流の大きさは、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧の1次関数となっていることを特徴とするスイッチング電源。請求項6または請求項7記載のスイッチング電源において、前記起動電流の大きさは、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧によって定まる電圧が印加される抵抗に流れる電流に比例することを特徴とするスイッチング電源。請求項6ないし7のいずれか1項に記載のスイッチング電源において、前記第2の基準電圧回路はバンドギャップ基準電圧回路からなることを特徴とするスイッチング電源。入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路の制御方法において、前記トランスの一次側に接続された第1電源端子から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、前記トランスの補助巻線に接続された第2電源端子から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第2電源端子に接続されたコンデンサを設け、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧に基づき生成される起動電流によって前記コンデンサを充電し、前記第2電源端子から前記スイッチング素子を制御する制御回路に電源電圧を供給させることを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。請求項10記載の電源制御用集積回路の制御方法において、前記起動電流の大きさは、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧の1次関数となっていることを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。請求項10または請求項11記載の電源制御用集積回路の制御方法において、前記起動電流の大きさは、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧によって定まる電圧が印加される抵抗に流れる電流に比例することを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。請求項10ないし12のいずれか1項に記載の電源制御用集積回路の制御方法において、前記第2の基準電圧回路はバンドギャップ基準電圧回路からなることを特徴とする電源制御用集積回路の制御方法。ところが、上述の特許文献1の従来の回路では、起動電流の温度変動により、起動電流特に、電流が大きい領域が変動し、電源起動に要する時間が変動することが懸念される、という技術的課題があった。すなわち、特許文献1の場合、起動電流は、当該特許文献1の第2図~第6図に開示された回路構成では、起動素子を構成するJFETトラジスタJ1,J2の温度特性に依存し、当該特許文献1の第8図に開示された回路構成では、ツェナーダイオードZD3とトランジスタQ11,Q12の温度特性に依存し、いずれも、比較的大きな温度変動を伴う。本発明の目的は、スイッチング電源の製造コストへの影響を最小限に抑えながら、起動電流の温度変動に起因する電源起動の所要時間の変動を抑止することが可能な技術を提供することにある。本発明の第1の観点は、入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路において、第1の電源から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、第2の電源から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第2の電源に接続されたコンデンサと、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧に基づき生成される起動電流を、前記第1の電源から前記第2の電源へと供給する選択回路と、前記第2の電源から電源電圧が供給されて前記スイッチング素子を制御する制御回路と、を含む電源制御用集積回路を提供する。本発明の第2の観点は、入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子と、前記スイッチング素子を制御する電源制御用集積回路を備えたスイッチング電源において、前記電源制御用集積回路は、前記トランスの一次側に接続された第1電源端子から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、前記トランスの補助巻線に接続された第2電源端子から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧に基づき生成される起動電流を、前記第1電源端子から前記第2電源端子へと供給する選択回路と、前記第2の電源から電源電圧が供給前記スイッチング素子を制御する制御回路と、前記第2電源端子に外付けされたコンデンサと、を有するスイッチング電源を提供する。本発明の第3の観点は、入力電力を出力電力に変換するためのトランスおよびスイッチング素子を備えたスイッチング電源の電源制御用集積回路の制御方法において、前記トランスの一次側に接続された第1電源端子から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、前記トランスの補助巻線に接続された第2電源端子から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第2電源端子に接続されたコンデンサを設け、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうちの高い方の電圧に基づき生成される起動電流によって前記コンデンサを充電し、前記第2電源端子から前記スイッチング素子を制御する制御回路に電源電圧を供給させる電源制御用集積回路の制御方法を提供する。本発明によれば、スイッチング電源の製造コストへの影響を最小限に抑えながら、起動電流の温度変動に起因する電源起動の所要時間の変動を抑止することが可能な技術を提供することができる。本実施の形態では、後述のように、スイッチング電源の高電圧入力端子でありトランスの一次側巻線の一端に接続されるVh端子を電源として動作する簡易な構成の基準電圧回路Aと、トランスの補助巻線の一端にダイオードを介して接続されるVcc端子を電源とする基準電圧回路B制御回路と共通で高精度を設け、基準電圧回路Bの出力が立ち上がるまでの間は、基準電圧回路Aの出力電圧に基づいて、起動電流を供給する。すなわち、Vcc端子の電圧が所定値よりも高い時には一定の起動電流を供給し、所定値よりも低い時には起動電流を減少させることが可能な起動回路を簡単な回路で構成する。なお、以下の説明では、Vh、Vcc、Voutは、必要に応じて端子およびその電圧の双方の意味で適宜用いるものとする。以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。図1は、本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路を含むスイッチング電源の構成の一例を示すブロック図である。図2は、本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路の構成の一例を示す回路図である。図3は、本発明の一実施の形態である電源制御用集積回路の作用の一例を示す線図である。図1に例示されるように、本実施の形態のスイッチング電源400は、電源制御用集積回路100、トランス200、およびそれらの周辺回路を備えている。まず、入力1次側と出力2次側がトランス200により絶縁される。そして、ドレインがトランス200の1次側巻き線201に接続されソースが接地されるスイッチング用NMOSFETNチャネルMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor301が、電源制御用集積回路100内の制御回路101からゲートに印加されるスイッチング制御電圧Vswに基づいてオンオフされる。これにより、高電圧入力端子Vh第1電源端子第1の電源を介して1次側巻き線201に供給される1次側高電圧が誘導結合によりトランス200の2次側巻き線202に伝達される。そして、2次側巻き線202に接続されるダイオード302およびコンデンサ303からなる整流平滑回路を介して、低電圧出力端子Voutから定電圧直流出力が取り出される。ここで、スイッチング電源400の起動時には、高電圧入力端子Vhに供給される高電圧入力を電源として、電源制御用集積回路100内の電流制限素子104、定電流供給回路105を介して、電源制御用集積回路100の電源端子Vcc第2電源端子第2の電源に接続されたコンデンサ304が充電される。これにより、電源制御用集積回路100において、電源端子Vccから電源電圧が基準電圧回路B103,制御回路101,保護回路102に供給され、制御回路101や保護回路102に必要な基準電圧,基準電流は、基準電圧回路B103から供給される。電源の通常動作中は、トランス200に接続されたNMOSFET301スイッチング素子のスイッチング動作により、トランス200の補助巻き線203からダイオード305を介して電流が供給されていて、これにより電源端子Vccの電源電圧Vccを維持可能である。このため、電源の通常動作中は、高電圧入力端子Vhから流れ込む電流が遮断される。すなわち、定電流供給回路105は、起動時には高電圧入力端子Vhから電源端子Vccへ流れる電流を所定値に制限する。また、電源の通常動作中には、高電圧入力端子Vhから電源端子Vccへ流れる電流を遮断する。ここで、本実施の形態では、定電流供給回路105が定電流を生成するために、基準電圧回路A106および基準電圧回路B103と、選択回路107が設けられている。そして、選択回路107は、基準電圧回路A106第1の基準電圧回路の出力電圧Va第1の基準電圧または基準電圧回路B103第2の基準電圧回路の出力電圧Vb第2の基準電圧を選択して定電流供給回路105に供給する動作を行う。また、基準電圧回路B103は、保護回路102および制御回路101にも出力電圧Vbを供給する。なお、図2では、制御回路101および保護回路102の図示は省略されているが、基準電圧回路B103から出力される出力電圧Vbがそのまま、もしくは適宜分圧されて、当該制御回路101および保護回路102に供給される。電源の通常動作は、保護回路102の全ての保護動作が解除された時点で開始される。保護回路102の保護動作が解除されると、保護回路102から定電流供給回路105に出力されるenable信号がハイレベルとなる。定電流供給回路105は、ハイレベルのenable信号を受けて、高電圧入力端子Vhから電源端子Vccへ流れる電流を遮断する。保護回路102には、電源端子Vccの電圧低下を検出するUVLO回路や、過熱保護回路等が適宜設けられる。保護回路102は、基準電圧と検出電圧を比較する回路として実現される。検出電圧としては、UVLO回路の場合には電源端子Vccから供給される電源電圧を分圧したもの、過熱保護回路の場合にはPN接合の順方向電圧が用いられる。ここで、保護回路102や制御回路101で必要とされる基準電圧,基準電流バイアス電流は、上述のように、基準電圧回路A106とは別に、電源端子Vccを電源とした基準電圧回路B103にて生成される。これにより、第1に、電源の通常動作時に基準電圧回路A106を止めることで、高電圧入力端子Vhから電源制御用集積回路100への電流供給を抑えて、電力損失を低減することができる。第2に、高電圧入力端子Vhの電圧が平滑化された直流でなく断続的に供給される半波波形の場合があり、この場合は半波波形のボトムで基準電圧回路A106がダウンしてしまうことがあるので、このときでも基準電圧回路B103により基準電圧,基準電流を確実に供給することができる。図2に例示されるように、本実施の形態のスイッチング電源400では、Vh端子には、高耐圧接合型電界効果トランジスタHV-JFET1と、高耐圧接合型電界効果トランジスタHV-JFET2が接続されている。HV-JFET1は抵抗Ry,MOSFETM0を介してVcc端子へ起動電流を供給しており、HV-JFET2は起動電流を制御する回路系の電源Vh’’となっている。基準電圧回路A106は、低耐圧接合型電界効果トランジスタJFETとPチャネルMOSFETM1,M2,M3によって生成したバイアス電流を、ダイオード接続したNチャネルMOSFETM4,M5に流すことで、簡易な回路構成で基準電圧としての出力電圧Vaを生成している。JFETに流れる電流のソース/ドレイン間電圧SD電圧による変化は小さいので、JFETを簡便な定電流素子として使っている。なお、図2においてJFETの上下およびHV-JFETの左右二つの配線はSソース端子およびDドレイン端子に対応し、図示しないGゲート端子はGND接地部に接続されている。一方、基準電圧回路B103は、Vcc端子を電源として動作するバンドギャップ基準電圧回路になっており、起動電流の制御だけでなく、電源制御用集積回路100の保護回路や制御回路にも使用される。基準電圧回路B103は、Vccを電源として動作する差動増幅器AMP2と、この差動増幅器AMP2の出力側と接地部との間に並列に接続された抵抗R1とダイオードD1、および抵抗R2,R3とダイオードD2で構成されている。そして、抵抗R1とダイオードD1の接続点の電位V1と、抵抗R2とR3の接続点の電位V2が差動増幅器AMP2に差動入力され、差動増幅器AMP2は、V1とV2が仮想短絡されて等しくなるように出力電圧Vbを制御する。基準電圧回路B103の出力電圧Vbは、電源端子Vccの電圧Vccの上昇に伴って上昇し、ある程度までVccが上昇すると、Vccに依存しない一定値Vrefになる。選択回路107は、ダーリントン接続され、電圧Vbが一方にベース入力される二つの逆極性のバイポーラトラジスタQ1,Q2と、定電流供給回路105に対してQ2と並列に接続され、基準電圧回路A106の出力電圧Vaがゲートに入力されるNチャネルMOSFETM6で構成されている。また、定電流供給回路105は、Vh’’を電源として動作する差動増幅器AMP1と、Vh’とAMP1の側入力端子および選択回路107との間に介在する抵抗Rxと、Vh’とAMP1の-側入力端子との間に介在する抵抗Ryと、AMP1の-側入力端子にソース側が接続され、ゲートがAMP1の出力端子に接続され、ドレイン側から起動電流Iccを出力するNチャネルMOSFETM0とで構成されている。そして、選択回路107は、基準電圧回路A106および基準電圧回路B103の各々の出力電圧Va,Vbに応じて電流を生成し、Rxに流すことにより、起動電流の目標値となる電圧Vxを生成している。さらに、差動増幅器AMP1は、次の1式のように、Vx=Vy1いわゆるイマジナリショート仮想短絡となるように、M0のゲートを制御するため、起動電流Iccは、次の2式のように、Icc=Vx/Ry=RxVc/Rc/Ry2となる。基準電圧回路B103の出力電圧Vbが立ち上がる前は、次の3式のように、Va-Vth6>>VbVbe1-Vbe23であるから、選択回路107のQ2は遮断しており、次の4式のように、Vc=Va-Vth64となる。なお、Vth6はNチャネルMOSFETM6の閾値電圧である。したがって、次の5式のように、Icc=Va-Vth6Rx/RyRc5となり、起動電流Iccの値は基準電圧回路A106の出力電圧Vaによって決まる最低値となる。一方、Vbがある程度上昇し、次の6式のように、Va-Vth6<<VbVbe1-Vbe26となると、選択回路107のM6が遮断し、次の7式のように、Vc=VbVbe1-Vbe2≒Vb7となる。したがって、次の8式のように、Icc≒VbRx/RyRc8となり、起動電流Iccの値は基準電圧回路Bの出力電圧Vbによって決まる図3の傾斜部502。さらに、Vccが上昇すると、Vbは一定値Vrefとなり、起動電流Iccは、次の9式のように、Icc≒VrefRx/RyRc9で決まる一定値となる。式および8式より、起動電流Iccの大きさは、基準電圧回路Aの出力電圧Vaと基準電圧回路Bの出力電圧Vbのうちの高い方の電圧の1次関数となっていることが分かる。図3にVbおよび4,5,7,8式に従い変化するIcc,Vcの線図グラフを示す。なお、2式から分かるように、IccとVcは比例関係にあり、両者のグラフは相似形となるので、図3では両者のグラフを一致させて示してある。図3において、電源端子Vccの電圧Vccが低くて基準電圧回路B103の出力電圧Vbが立ち上がっていない状態では、電圧Vc,起動電流Iccは4,5式に従う低い値のものになるグラフ501。電源端子Vccの電圧Vccの上昇に伴って基準電圧回路B103の出力電圧Vbが上昇を開始しグラフ502、4式で表されるVcの値を超えると電圧VcがVc≒Vbという関係を保って∵Vbe1≒Vbe2上昇し傾斜部503、ある程度までVccが上昇すると、Vccに依存しない一定値Vrefになるグラフ504。このように、本実施の形態の電源制御用集積回路100では、電源端子Vccの電圧Vccがある程度大きくなった後では、例えば、バンドギャップ回路からなる基準電圧回路B103の出力電圧である出力電圧Vbを用いて、起動電流Iccを決める構成であるため、基準電圧回路B103の抵抗R1,R2,R3等の温度特性が平坦であれば、起動電流Iccの温度特性も平坦となる。この結果、起動電流Icc特に、電流が大きい領域が変動することに起因して電源起動に要する時間が変動することを確実に防止でき、動作の安定なスイッチング電源400を提供することが可能となる。また、本実施の形態の電源制御用集積回路100では、制御回路101や保護回路102に基準電圧Vrefを供給するために設けられている基準電圧回路B103を、選択回路107を介して起動電流Iccの制御に利用する構成であるため、起動電流Iccに専用のバンドギャップ基準電圧回路を用意する必要がなく、電源制御用集積回路100の回路規模が増大することもない。すなわち、本実施の形態によれば、スイッチング電源400の製造コストへの影響増大を最小限に抑えながら、起動電流Iccの温度変動に起因する電源起動の所要時間の変動を抑止することが可能な電源制御用集積回路100を提供することができる。また、本実施の形態によれば、電源制御用集積回路100において、Vcc端子の短絡時等の過熱も防止可能な起動回路を簡単な回路構成で実現することが可能になる。すなわち、電源端子Vccが事故等で短絡してその電圧が低下した場合は、5式に従い起動電流を絞ることができる。なお、本発明は、上述の実施の形態に例示した構成に限らず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。なお、本実施の形態に例示される電源制御用集積回路の制御技術の特徴は、Vh端子を電源として動作する基準電圧回路A106と、Vcc端子を電源とする基準電圧回路B103を用意し、基準電圧回路Bの出力電圧が立ち上がるまでの間、基準電圧回路A106の出力電圧に基づき、起動電流を供給することにある。従って、上述の実施の形態で例示した回路は一例に過ぎず、この目的を満たす限りにおいて、基準電圧回路A106、基準電圧回路B103および選択回路107等の構成は変更可能である。付記1第1の電源と、第2の電源と、第1の電源から第1の基準電圧を生成する第1の基準電圧回路と、第2の電源から第2の基準電圧を生成する第2の基準電圧回路と、前記第1の基準電圧と前記第2の基準電圧のうち、電圧の高い方に所定の割合で比例する電流を、前記第1の電源から前記第2の電源へと供給することを特徴とする。付記2Vh端子を電源として動作する基準電圧回路Aと、Vcc端子を電源とする基準電圧回路Bを用意し、基準電圧回路Bの出力電圧が立ち上がるまでの間、基準電圧回路Aの出力電圧に基づき、起動電流を供給することを特徴とする。"