第一のDC電圧源と第二のDC電圧源との間のインターフェースとして作動する、電流反転DCDC昇圧型コンバーターであって、前記第一のDC電圧源の電圧が前記第二のDC電圧源の電圧より小さく、前記コンバーターの接続形態が、以下の分岐路:-前記第一のDC電圧源の陽極と前記第二のDC電圧源の陽極とを接続し、第一の誘導コイルL1と、開閉状態が制御される第一のスイッチQ1と、第二の誘導コイルL2と、開閉状態が制御される第三のスイッチQ3とを、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源まで直列に含む、第一の分岐路;-前記第一のDC電圧源の陰極と前記第二のDC電圧源の陰極とを接続する、第二の分岐路;-直列接続された前記第一のスイッチQ1と第二の誘導コイルL2とに並列に接続され、アノードが前記第一のDC電圧源の前記陽極側にあるダイオードD1を含む、第三の分岐路;-前記第二の分岐路と、前記第一の誘導コイルL1と前記第一のスイッチQ1との間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、アノードが前記第二の分岐路の側にある第二のダイオードD2を含む、第四の分岐路;-前記第二の分岐路と、前記第一のスイッチQ1と前記第二の誘導コイルL2との間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、第一のキャパシターC1を含む、第五の分岐路;-前記第二の分岐路と、前記第二の誘導コイルL2と前記第三のスイッチQ3との間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、開閉状態が制御される第二のスイッチQ2を含む、第六の分岐路;-前記第二のDC電圧源に並列に接続され、第二のキャパシターC2を含む、第七の分岐路;から成り、前記コンバーターが、-前記コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、時間t=0から時間t=αT、0<α<1で、前記第一のスイッチQ1と前記第三のスイッチQ3が開状態であり、前記第二のスイッチQ2が閉状態、時間t=αTから時間t=Tで、前記第一のスイッチQ1と前記第三のスイッチQ3が閉状態であり、前記第二のスイッチQ2が開状態、-前記コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第二のDC電圧源から前記第一のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、時間t=0から時間t=αT、0<α<1で、前記第一のスイッチQ1と前記第三のスイッチQ3が閉状態であり、前記第二のスイッチQ2が開状態、時間t=αTから時間t=Tで、前記第一のスイッチQ1と前記第三のスイッチQ3が開状態であり、前記第二のスイッチQ2が閉状態、であるように、前記スイッチを制御する手段を含む。デューティー比αが、025から075の間にある、請求項1に記載のコンバーター。開閉状態が制御される前記スイッチQ1、Q2、Q3が、ダイオードが並列に組み込まれたMOSFET及びIGBTの中から選択される部品である、請求項1または2に記載のコンバーター。上述した先行技術の問題を克服するために、従来技術による装置に比べてより高い変圧比を実現できる、同じ性能を持った新しいタイプのDCDC昇圧型変換の接続形態が提案される。この新しい装置は、≪電流変転二重昇圧型二次DCDCコンバーター≫と呼ばれてもよい。従って、本発明の目的は、第一のDC電圧源と第二のDC電圧源との間のインターフェースとして作動する、電流反転DCDC昇圧型コンバーターであって、前記第一のDC電圧源の電圧が前記第二のDC電圧源の電圧より小さく、前記コンバーターの接続形態が、以下の分岐路:-前記第一のDC電圧源の陽極と前記第二のDC電圧源の陽極とを接続し、第一の誘導コイルと、開閉状態が制御される第一のスイッチと、第二の誘導コイルと、開閉状態が制御される第三のスイッチとを、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源まで直列に含む、第一の分岐路;-前記第一のDC電圧源の陰極と前記第二のDC電圧源の陰極とを接続する、第二の分岐路;-直列接続された前記第一のスイッチと第二の誘導コイルとに並列に接続され、アノードが前記第一のDC電圧源の前記陽極側にあるダイオードを含む、第三の分岐路;-前記第二の分岐路と、前記第一の誘導コイルと前記第一のスイッチとの間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、アノードが前記第二の分岐路の側にある第二のダイオードを含む、第四の分岐路;-前記第二の分岐路と、前記第一のスイッチと前記第二の誘導コイルとの間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、第一のキャパシターを含む、第五の分岐路;-前記第二の分岐路と、前記第二の誘導コイルと前記第三のスイッチとの間に位置する前記第一の分岐路の一部との間を接続し、開閉状態が制御される第二のスイッチを含む、第六の分岐路;-前記第二のDC電圧源に並列に接続され、第二のキャパシターを含む、第七の分岐路;から成り、前記コンバーターが、-前記コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第一のDC電圧源から前記第二のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、時間t=0から時間t=αT、0<α<1で、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが開状態であり、前記第二のスイッチが閉状態、時間t=αTから時間t=Tで、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが閉状態であり、前記第二のスイッチが開状態、-前記コンバーターにおける電流が、0からTまで変化する制御期間中、前記第二のDC電圧源から前記第一のDC電圧源に循環する場合、デューティー比αに対して、時間t=0から時間t=αT、0<α<1で、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが閉状態であり、前記第二のスイッチが開状態、時間t=αTから時間t=Tで、前記第一のスイッチと前記第三のスイッチが開状態であり、前記第二のスイッチが閉状態、であるように、前記スイッチを制御する手段を含む。デューティー比αは、025から075の間であることが好ましい。開閉が制御されるスイッチは、ダイオードが並列に組み込まれたMOSFET及びIGBTの中から選択される部品であることが有利である。本発明は、添付図面を伴う非限定的な例として与えられる以下の説明を読むことにより、よりよく理解され、他の利点及び特徴は、明確になる。図4は、本発明による電流反転二重昇圧型二次コンバーターの接続形態を示す図である。本図に示すコンバーターは、端子点C及び点Dが入力電圧Uinを受け取るスーパーキャパシター5と、出力電圧Uoutが現れる点A及び点B図1も参照との間のインターフェースを形成する。第一誘導コイルL1と、第一スイッチQ1と、第二誘導コイルL2と、第三スイットQ3とは、点Cと点Aとの間で、直列接続される。点Dと点Bとの間の接続は、接地接続である。ダイオードD1が、直列に取り付けられた部品Q1及びL2に並列に接続されている。ダイオードD1のアノードは、点Cと同じ側にあり、カソードは、点Aと同じ側にある。ダイオードD2が、接地と、部品L1と部品Q1との間の接続部との間に接続されている。ダイオードD2のアノードは、接地接続されている。キャパシターC1が、接地と、部品Q1と部品L2との間の接続部との間に接続されている。キャパシターC2が、点Aと点Bとの間に接続されている。第二スイッチQ2が、接地と、部品L2と部品Q3との間の接続部との間に接続されている。スイッチQ1、Q2及びQ3は、開閉が制御され、ダイオードが並列に組み込まれた、MOSFETまたはIGBTタイプのスイッチである。図5は、本発明によるコンバーターに対する時間tの関数としての制御信号のデューティー比の原理を示す図である。スイッチQ1とスイッチQ3とは、Cmd1と呼ばれる同じ制御信号により制御される。スイッチQ2は、Cmd1と補完的な制御信号Cmd2により制御される。図5に示す図は、制御周期の一周期T内での制御信号のデューティー比αの原理を示している。誘導コイルL1及びL2は、それぞれ内部抵抗r1及びr2を有する。点Aと点Bとの間の負荷に等しい抵抗は、Rと呼ばれる。制御パルスの持続時間デューティー比αで示されるは、コンバーターの変圧比を制御する。入力電圧に対する出力電圧の表現は、以下のように記述される。数1は、デューティー比αの関数としてUoutUinの変化を示す曲線をプロットするために利用可能である。この曲線は、図6における図で、符号31として示される。また、既存技術による反転昇圧型DCDCコンバーターの対応する変化曲線が、この図において、符号32として示される図3A参照。本発明によるコンバーターの値は、例えば、以下のようであってもよい。r1=r2=10mΩL1=625μH及びL2=1250μHC1=500μF及びC2=250μFR=10Ωチョッパー周波数:20kHzUin=25V及びUout=100VIin=40A及びIout=10Aデューティー比は、スイッチMOSFET、IGBT等のスイッチング周波数の限界を考慮しつつ、DCDCコンバーターにおけるスイッチングによる損失の増大を避けるために、通常025から075の間である。この条件下で、本発明によるコンバーターの接続形態の利得は、標準的な接続形態のものよりも、非常に大きい。図6における二つの曲線は、同一の性能条件でプロットされたものであることに留意されたい。以下、本発明による反転二重昇圧型DCDCコンバーターの動作原理を説明する。この説明は、図5の図に示す二つの制御信号に基づいて行われる。電流がUinからUoutに循環する場合、動作方向を順方向と呼び、電流がUoutからUinに循環する場合、逆方向と呼ぶ。順方向昇圧での動作図7Aは、本発明によるコンバーターが、t=0からt=αTの間の動作フェーズの間言い換えればCmd1=0及びCmd2=1の間、どのように動作するかを示すものである。スイッチQ1及びスイッチQ3は開状態であり、スイッチQ2は閉状態である。ダイオードD1は自然導通状態であり、ダイオードD2は遮断状態である。これは、誘導コイルL1及びL2が、並列で充電可能であることを意味する。誘導コイルL1は、入力源Uinにより充電され、誘導コイルL2は、キャパシターC1により充電される。図7Bは、t=αTからt=Tの間の動作フェーズの間言い換えればCmd1=1及びCmd2=0の間の、本発明によるコンバーターの動作を示す。スイッチQ1及びスイッチQ3は閉状態であり、スイッチQ2は開状態である。二つのダイオードD1及びD2は、遮断状態である。これは、出力Uoutに直列の二つの誘導コイルL1及びL2を放電し、キャパシターC1を再度充電する。逆方向降圧での動作図8Aは、本発明によるコンバーターが、t=0からt=αTの間の動作フェーズの間言い換えればCmd1=0及びCmd2=1の間、どのように動作するかを示すものである。スイッチQ1及びスイッチQ3は閉状態であり、スイッチQ2は開状態である。ダイオードD1及びD2は、自然遮断状態である。この動作フェーズでは、誘導コイルL2は、出力源Uoutにより充電され、誘導コイルL1はキャパシターC1及び入力源Uinにより充電される。図8Bは、t=αTからt=Tの間の動作フェーズの間言い換えればCmd1=1及びCmd2=0の間の、本発明によるコンバーターの動作を示す。スイッチQ1及びスイッチQ3は開状態であり、スイッチQ2は閉状態である。ダイオードD2は自然導通状態であり、ダイオードD1は遮断状態である。これは、スイッチQ2を介したキャパシターC1での誘導コイルL2の放電と、フリーホイールダイオードD2を介した入力源Uinでの誘導コイルL1の放電とをもたらす。