"一対の供給ラインを介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、所定値の直流電圧又は前記交流電源からの交流電圧とは別の周波数の交流電圧にスイッチング動作により変換する電力変換回路と、前記一対の供給ラインのうち一方の供給ラインに設けられた過電流保護素子と、を備えた電源回路において、直列に接続された第1のラインバイパスコンデンサ及び抵抗素子を有し、前記一方の供給ラインとグラウンドとの間に接続された直列回路と、前記一対の供給ラインのうち他方の供給ラインと前記グラウンドとの間に接続された第2のラインバイパスコンデンサと、を備え、前記第1のラインバイパスコンデンサの容量値と前記第2のラインバイパスコンデンサの容量値とが等しく設定され、前記過電流保護素子のインダクタンス値をL[H]、前記各ラインバイパスコンデンサの容量値をC[F]、前記抵抗素子の抵抗値をr[Ω]としたとき、前記抵抗素子の抵抗値rが、の関係式を満たすように設定されていることを特徴とする電源回路。前記抵抗素子の抵抗値rが、の関係式を満たすように設定されていることを特徴とする請求項1に記載の電源回路。しかしながら、スイッチング電源には、回路素子の故障を防ぐため、入力電源から繋がる2本の供給ラインの一方の供給ラインにおけるYコンの入力側に過電流保護素子例えばヒューズが設けられる。この過電流保護素子は、回路配線と比較して大きなインダクタンスを持っている。そのため、スイッチング電源の更なる小型化効率化に伴いスイッチング周波数が高周波化すると、過電流保護素子のインダクタンスによるインピーダンスが大きくなり、2本の供給ラインの不平衡度が大きくなる。2本の供給ラインが不平衡であると、2本の供給ラインに流れる高周波ノイズのノーマルモード成分がコモンモード成分に変換されてしまい、コモンモードノイズが増大する。そこで、本発明は、過電流保護素子による回路の不平衡を低減し、コモンモードノイズを抑制する電源回路を提供することを目的とするものである。本発明は、一対の供給ラインを介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換し、所定値の直流電圧又は前記交流電源からの交流電圧とは別の周波数の交流電圧にスイッチング動作により変換する電力変換回路と、前記一対の供給ラインのうち一方の供給ラインに設けられた過電流保護素子と、を備えた電源回路において、直列に接続された第1のラインバイパスコンデンサ及び抵抗素子を有し、前記一方の供給ラインとグラウンドとの間に接続された直列回路と、前記一対の供給ラインのうち他方の供給ラインと前記グラウンドとの間に接続された第2のラインバイパスコンデンサと、を備え、前記第1のラインバイパスコンデンサの容量値と前記第2のラインバイパスコンデンサの容量値とが等しく設定され、前記過電流保護素子のインダクタンス値をL[H]、前記各ラインバイパスコンデンサの容量値をC[F]、前記抵抗素子の抵抗値をr[Ω]としたとき、前記抵抗素子の抵抗値rが、の関係式を満たすように設定されていることを特徴とする。本発明によれば、過電流保護素子による一対の供給ラインの不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、本発明の実施の形態に係る電源回路の概略構成を示す電気回路図である。図1において、電源回路1は、交流電源に接続された一対の供給ライン2,3と、一対の供給ライン2,3を介して入力した交流電源からの交流電圧を直流電圧に変換する電力変換回路としてのスイッチング回路4と、を備えている。交流電源は、例えば商用電源である。スイッチング回路4は、例えば不図示のブリッジダイオードからなる整流回路と、不図示の平滑コンデンサと、不図示のスイッチング素子を有するDC-DCコンバータ回路とを有して構成される。整流回路は交流電圧を直流電圧に変換し、平滑コンデンサは、整流回路にて変換された直流電圧を平滑化する。DC-DCコンバータ回路は、平滑化されて得られた直流電圧をスイッチング動作により昇圧又は降圧して所定値の直流電圧を出力することが可能に構成されている。また、電源回路1は、一対の供給ライン2,3のうち、一方の極の供給ライン2に設けられた過電流保護素子としてのヒューズ5を備えている。このヒューズ5は、例えば管ヒューズである。ヒューズ5は、供給ライン2,3を構成する配線よりもインダクタンス値が高い。また、電源回路1は、直列に接続された第1のラインバイパスコンデンサ以下、第1のYコンという7及び抵抗素子8からなり、極の供給ライン2とグラウンドGND6との間に接続された直列回路9を備えている。この直列回路9の一端は、供給ライン2におけるヒューズ5とスイッチング回路4との間の部分に接続され、直列回路9の他端は、GND6に接続されている。抵抗素子8は、固定抵抗素子である。また、電源回路1は、一対の供給ライン2,3のうち、他方の-極の供給ライン3とGND6との間に接続された第2のラインバイパスコンデンサ以下、第2のYコンという10を備えている。ここで、ヒューズ5のインダクタンス値をL[H]とする。また、極の供給ライン2に接続された第1のYコン7の容量値をC1[F]、抵抗素子8の抵抗値をr[Ω]、-極の供給ライン3に接続された第2のYコン10の容量値をC2[F]とする。また、電力変換回路であるスイッチング回路4で発生するノイズの電圧をV[V]、ノイズの角周波数をω[rad/s]とし、各供給ライン2,3側から見た交流電源の出力インピーダンスを50[Ω]とする。このとき、端子雑音や不要電磁波の原因となるコモンモードノイズであるGND6を流れる電流[A]は以下の式1で表される。この式1より、GND6に流れる電流を抑制するための関係式は以下の式2のようになる。よって、ヒューズ5のインダクタンス値L、第1のYコン7の容量値C1、第2のYコン10の容量値C2に対して、抵抗素子8の抵抗値rを以下の式3に示す関係式を満たすように設定することで、コモンモードノイズが抑制される。第1のYコン7の容量値C1と第2のYコン10の容量値C2とが等しいので、各Yコン7,10の容量値をC=C1=C2[F]とすると、抵抗素子8の抵抗値rを、以下の式4の関係式を満たすように設定することで、コモンモードノイズが抑制される。なお、電源回路1が接続される交流電源の出力インピーダンスの実際の正確な値を特定することは困難であり、また、交流電源の出力インピーダンスに応じて抵抗素子8の抵抗値rを可変にすることは、装置が大がかりとなり、コストアップにつながる。そこで、本実施の形態では、一般に交流電源の出力インピーダンスを50[Ω]付近に設定する事例が多いことから、各供給ライン2,3側から見た交流電源の出力インピーダンスを50[Ω]として抵抗素子8の抵抗値rを設定している。このように、抵抗値rの抵抗素子8を挿入することで、コモンモードノイズを抑制する効果を奏し、しかも交流電源の出力インピーダンスが50[Ω]である場合には、コモンモードノイズを最も効果的に抑制することができるという効果を奏するものである。ここで、第1のYコン7の容量値と第2のYコン10の容量値とを等しく容量値Cに設定することには、公称値が容量値Cのコンデンサ素子を用いるということが含まれている。つまり、コンデンサ素子に許容差程度の容量値のずれがあっても、公称値が同一であれば、第1のYコン7と第2のYコン10との容量値は等しく設定されたこととなる。次に、具体的な電源回路1の構成でのコモンモードノイズの抑制効果について説明する。まず、式1から、挿入する抵抗素子8の抵抗値に対するGND6を流れる電流値の関係を図2に示す。極,-極の供給ライン2,3に接続されるYコン7,10の容量値C1,C2をそれぞれ1000[pF]、ヒューズ5のインダクタンス値Lを実測より20[nH]としている。スイッチング回路4で発生するノイズは疑似的に信号発生器から入力し、電圧1[V]、周波数は一例として10[MHz]としてシミュレーションを行った。式1から算出した抵抗素子8とGND6を流れる電流値の関係を実線で示している。式4で求まる抵抗素子8の抵抗値がr=0.4[Ω]のとき、電流値が最も小さくなっていることがわかる。次に、電源回路1を実際に作成し、実測により効果を確認した。抵抗素子8の抵抗値rを0、0.22、0.47、0.68、1、3.3、6.8、10[Ω]としたときのGND6を流れる電流と相関のある磁界強度を、磁界プローブとスペクトラムアナライザを用いて測定した。実測結果は図2において白丸でプロットしている。実測値は計算値と傾向がよく一致しており、これらの結果より、抵抗素子8を挿入しない場合r=0と比べ、抵抗素子8の挿入によりGND6を流れる電流値を抑制する、つまりコモンモードノイズを抑制する効果があることがわかる。本実施の形態では、端子雑音、不要輻射の抑制に対して充分効果を見込める、6dB以上の効果がある抵抗素子8の抵抗値rの範囲を求める。図2において、破線で示した値が抵抗素子8を挿入しない場合にGND6を流れる電流値から6dB引いた値である。求める抵抗素子8の抵抗値rの範囲は、実線と破線の2交点である抵抗値r1[Ω],r2[Ω]の間である。抵抗値r1,r2は式1を用いて、以下の式5を解くことで求まる。ところが、この式5は非常に複雑であるので、そのまま代数演算により解くのは困難である。そこで、式5において各パラメータに数値を当てはめ、抵抗値r1,r2[Ω]とノイズの角周波数ω[rad/s]、ヒューズ5のインダクタンス値L[H]、第1,第2のYコン7,10の容量値C1,C2[F]との関係を求める。まず、抵抗値r1,r2とノイズの角周波数ωとの関係を説明する。図3は横軸にノイズの角周波数ω、縦軸に抵抗値r1,r2を示したものである。なお、ヒューズ5のインダクタンス値Lを20[nH]、第1,第2のYコン7,10の容量値C1,C2を1000[pF]としている。このグラフより、抵抗値r1,r2は角周波数ωに依存しないことがわかる。次に、抵抗値r1,r2とヒューズ5のインダクタンス値Lとの関係を説明する。図4は横軸にヒューズ5のインダクタンス値L、縦軸に抵抗値r1,r2を示したものである。なお、ノイズの周波数ω/2πを10[MHz]、第1,第2のYコン7,10の容量値C1,C2[F]を1000[pF]としている。このグラフより、抵抗値r1,r2はインダクタンス値Lに比例することがわかる。最後に、抵抗値r1,r2と第1,第2のYコン7,10の容量値C1,C2との関係を説明する。容量値C1と容量値C2とが等しい場合において、横軸にYコン7,10の容量値C=C1=C2、縦軸に抵抗値r1,r2をとしたときのグラフを図5に示す。なお、ノイズの周波数ω/2πを10[MHz]、ヒューズ5のインダクタンス値Lを20[nH]としている。このグラフより、抵抗値r1,r2は容量値C=C1=C2に反比例することがわかる。ここで、容量値C1と容量値C2が等しくない場合を説明する。図6は式1より容量値C1と容量値C2を様々変えたときのGND6に流れる電流値を示したものである。容量値C1と容量値C2との値がずれると、抵抗素子8を挿入してもGND6に流れる電流値は抑制されないことがわかる。よって、容量値C1と容量値C2とが等しいときに、コモンモードノイズの抑制効果がある。以上の結果から抵抗値r1,r2は、以下の式6に示す関係式となる。ここで、a1,a2は定数である。図4及び図5の結果から、定数a1,a2は近似的に、以下の式7となる。よって、6dB以上の効果がある、つまり抵抗素子8を挿入しない場合よりもコモンモードノイズ電流が半分以下となる抵抗素子8の抵抗値rの範囲は、以下の式8となる。式8に、実測したときの条件であるYコン7,10の容量値C1,C2に1000[pF]、ヒューズ5のインダクタンス値Lに20[nH]を代入すると、0.2[Ω]<r<0.6[Ω]となり、図2の結果と一致する。以上より、式8で求まる範囲の抵抗値rを持つ抵抗素子8を挿入することで、ヒューズ5による一対の供給ライン2,3の不平衡が平衡化され、不平衡によって発生するコモンモードノイズを抑制することができる。そして、式4で求まる値の抵抗値r公称値がrの抵抗素子8を挿入することで、より効果的にコモンモードノイズを抑制することができる。なお、上記実施形態に基づいて本発明を説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。上記実施形態では、一方の供給ラインが極であり、他方の供給ラインが-極の場合について説明したが、一方の供給ラインが-極であり、他方の供給ラインが極の場合についても適用可能である。また、上記実施形態では、電力変換回路としてのスイッチング回路が交流電圧を直流電圧に変換し、更に直流電圧を昇圧又は降圧する場合について説明したが、入力した交流電圧とは別の周波数の交流電圧に変換する場合であってもよい。この場合、電力変換回路は、整流回路及び平滑コンデンサを備えるほか、必要に応じてDC-DCコンバータを備えてもよい。さらに、電力変換回路は、スイッチング素子を有するインバータ回路を備え、スイッチング動作により直流電圧を交流電源の交流電圧とは別の周波数の交流電圧に変換するものであり、ノイズの発生源となるので、この場合についても本願発明は適用可能である。また、上記実施形態では、過電流保護素子として管ヒューズの場合について説明したが、これに限定するものではなく、本願発明はチップヒューズ等あらゆるヒューズについて適用可能である。また、過電流保護素子としてヒューズ以外にも、例えばPTC素子など、本願発明はあらゆる過電流保護素子について適用可能である。"