"第1アンテナ及び第2アンテナと、離散した周波数帯の物理チャネルで送信される第1チャネル信号の第1系列と第2系列とを、PSK変調方式またはASK変調方式のいずれかに固定された変調方式によって変調する固定変調手段と、変調された前記第1チャネル信号の第1系列を前記第1アンテナに振り分け、変調された前記第1チャネル信号の第2系列を前記第2アンテナに振り分け、パイロット信号と、前記振り分けた各系列と、連続した周波数帯の物理チャネルで送信される第2チャネル信号とを、予め固定されたパターンに基づいてシンボル毎にそれぞれ多重して、前記第1系列が多重された第1多重信号と前記第2系列が多重された第2多重信号とを生成する多重手段と、前記第1多重信号を前記第1アンテナから送信し、前記第2多重信号を前記第2アンテナから送信する送信手段と、を具備する無線送信装置。前記多重手段は、複数TTIにわたって前記第1チャネル信号を繰り返し多重する、請求項1に記載の無線送信装置。前記多重手段は、前記パイロット信号を前記第1アンテナ用及び前記第2アンテナ用に振り分けることにより、第1シンボルの第1周波数成分に前記パイロット信号が配置されると共に、前記第1周波数成分とは異なる周波数成分であって、前記第1シンボルの第2周波数成分にいずれの信号も配置されない第3系列、及び、第2シンボルの第2周波数成分に前記パイロット信号が配置されると共に、前記第2シンボルの第1周波数成分にいずれの信号も配置されない第4系列を生成し、生成した前記第3系列及び前記第4系列のそれぞれと前記第1チャネル信号の第1系列及び第2系列と前記第2チャネル信号とを多重して、前記第1系列と前記第3系列とが多重された第3多重信号と前記第2系列と前記第4系列とが多重された第4多重信号とを生成し、前記送信手段は、前記第3多重信号を前記第1アンテナから送信し、前記第4多重信号を前記第2アンテナから送信する、請求項1に記載の無線送信装置。離散した周波数帯の物理チャネルで送信された、PSK変調方式またはASK変調方式のいずれかに固定された変調方式によって変調された第1チャネル信号の第1系列と第2系列と、連続した周波数帯の物理チャネルで送信された第2チャネル信号と、パイロット信号とが、予め固定されたパターンに基づいてシンボル毎に多重された多重信号であって、前記第1系列が多重された第1多重信号を第1アンテナで受信し、前記第2系列が多重された第2多重信号を前記第1アンテナとは異なる第2アンテナで受信する受信手段と、前記パイロット信号を用いて、前記多重信号が送信された無線送信装置における送信アンテナと前記第1アンテナ及び前記第2アンテナとの間の各伝搬路のチャネル推定をそれぞれ行うチャネル推定手段と、前記各チャネル推定結果を用いて、前記第1系列及び前記第2系列のチャネル補償を行う第1チャネル補償手段と、チャネル補償された前記第1系列及び第2系列と前記固定されたPSK変調方式またはASK変調方式とに基づいて、前記各チャネル推定値の誤差を検出する誤差検出手段と、検出された前記誤差が補正された前記各チャネル推定値を用いて、前記各多重信号の空間分離を行う空間分離手段と、を具備する無線受信装置。前記第1系列及び前記第2系列をそれぞれ誤り訂正復号化する復号化手段と、前記各系列の誤り訂正復号結果に誤りがない場合、誤りがない復号化後の当該系列のレプリカを生成するレプリカ生成手段と、を具備し、前記誤差検出手段は、前記第1系列及び前記第2系列と、生成された前記各系列のレプリカとを用いて、チャネル推定値の誤差を検出する請求項4に記載の無線受信装置。パイロット信号と、PSK変調方式またはASK変調方式のいずれかに固定された変調方式によって変調された第1チャネル信号の第1系列と第2系列と、前記第1チャネル信号とは異なる第2チャネル信号とを、予め固定されたパターンに基づいてシンボル毎にそれぞれ多重して、前記第1系列が多重された第1多重信号と前記第2系列が多重された第2多重信号とを生成する多重工程と、前記第1多重信号を第1アンテナから送信し、前記第2多重信号を前記第1アンテナとは異なる第2アンテナから送信する送信工程と、を具備する無線通信方法。しかしながら、上記非特許文献2に開示の技術では、L-chに対してデータの代わりにパイロット信号を挿入するため、システムスループットが低下する。一方、パイロット信号の挿入数を低減すると、その分データを送信することが可能となるため、システムスループットの低下を回避することは可能であるが、チャネル推定精度が劣化するおそれが生ずる。本発明の目的は、OFDM無線通信システムにおいて、2つの異なる時間-周波数多重された物理チャネル構成を用いた場合に、パイロット信号を増加させずにチャネル推定精度を向上させることができる無線送信装置、無線受信装置及び無線通信方法を提供することである。本発明の無線送信装置は、第1アンテナ及び第2アンテナと、離散した周波数帯の物理チャネルで送信される第1チャネル信号の第1系列と第2系列とを、PSK変調方式またはASK変調方式のいずれかに固定された変調方式によって変調する固定変調手段と、変調された前記第1チャネル信号の第1系列を前記第1アンテナに振り分け、変調された前記第1チャネル信号の第2系列を前記第2アンテナに振り分け、パイロット信号と、前記振り分けた各系列と、連続した周波数帯の物理チャネルで送信される第2チャネル信号とを、予め固定されたパターンに基づいてシンボル毎にそれぞれ多重して、前記第1系列が多重された第1多重信号と前記第2系列が多重された第2多重信号とを生成する多重手段と、前記第1多重信号を前記第1アンテナから送信し、前記第2多重信号を前記第2アンテナから送信する送信手段と、を具備する構成を採る。本発明の無線受信装置は、離散した周波数帯の物理チャネルで送信された、PSK変調方式またはASK変調方式のいずれかに固定された変調方式によって変調された第1チャネル信号の第1系列と第2系列と、連続した周波数帯の物理チャネルで送信された第2チャネル信号と、パイロット信号とが、予め固定されたパターンに基づいてシンボル毎に多重された多重信号であって、前記第1系列が多重された第1多重信号を第1アンテナで受信し、前記第2系列が多重された第2多重信号を前記第1アンテナとは異なる第2アンテナで受信する受信手段と、前記パイロット信号を用いて、前記多重信号が送信された無線送信装置における送信アンテナと前記第1アンテナ及び前記第2アンテナとの間の各伝搬路のチャネル推定をそれぞれ行うチャネル推定手段と、前記各チャネル推定結果を用いて、前記第1系列及び前記第2系列のチャネル補償を行う第1チャネル補償手段と、チャネル補償された前記第1系列及び第2系列と前記固定されたPSK変調方式またはASK変調方式とに基づいて、前記各チャネル推定値の誤差を検出する誤差検出手段と、検出された前記誤差が補正された前記各チャネル推定値を用いて、前記各多重信号の空間分離を行う空間分離手段と、を具備する構成を採る。本発明によれば、OFDM無線通信システムにおいて、2つの異なる時間-周波数多重された物理チャネル構成を用いた場合に、パイロット信号を増加させずにチャネル推定精度を向上させることができる。本発明の実施の形態では、Localizedchannel以下、L-chと記すとDistributedchannel以下、D-chと記すとを時間-周波数多重して送信するシステムを想定して説明する。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には同一符号を付し、重複する説明は省略する。実施の形態1図1は、本発明の実施の形態1に係る送信装置100の構成を示すブロック図である。この図において、パイロット信号生成部101は、パイロットシンボルを生成し、生成したパイロットシンボルを多重部113に出力する。D-ch用第1データ処理部102は、符号化部103及びQPSK変調部104を備え、入力されたD-chDistributedchannel送信データ1に対して所定のデータ処理を施す。具体的には、符号化部103がD-ch送信データ1に対して誤り訂正符号化処理を施し、固定変調手段としてのQPSK変調部104が誤り訂正符号化処理された信号をQPSK変調シンボルに変換する。QPSK変調シンボルは多重部113に出力される。以下、変調方式がQPSKに限定されるD-chを特定D-chと称する。D-ch用第2データ処理部105は、符号化部106及び変調部107を備え、入力されたD-ch送信データ2に対して所定のデータ処理を施す。具体的には、符号化部106は、入力されたD-ch送信データ2に対して誤り訂正符号化処理を施し、変調部107は、誤り訂正符号化処理された信号をQPSK、16QAM又は64QAMなどの変調シンボルに変換する。変調シンボルは多重部113に出力される。L-ch用データ処理部108は、符号化部109、111及び変調部110、112を備え、入力されたL-chLocalizedchannel送信データ1、2に対して所定のデータ処理を施す。具体的には、符号化部109がL-ch送信データ1に対して誤り訂正符号化処理を施し、変調部110は、誤り訂正符号化処理されたL-ch送信データ1をQPSK、16QAM又は64QAMなどの変調シンボルに変換する。同様に、符号化部111がL-ch送信データ2に対して誤り訂正符号化処理を施し、変調部112は、誤り訂正符号化処理されたL-ch送信データ2をQPSK、16QAM又は64QAMなどの変調シンボルに変換する。各変調部は変調シンボルを多重部113に出力する。多重部113は、予め定められた多重パターン又は図示せぬ制御部等から出力された制御情報に従って、パイロット信号生成部101から出力されたパイロットシンボル、D-ch用第1データ処理部102から出力されたD-ch送信データ1、D-ch用第2データ処理部105から出力されたD-ch送信データ2及びL-ch用データ処理部108から出力されえたL-ch送信データ1、2の各シンボルを多重し、多重した信号多重信号をIFFT部114に出力する。IFFT部114は、多重部113から出力された多重信号に逆高速フーリエ変換IFFTInverseFastFourierTransformを施すことにより、周波数領域の信号を時間領域の信号に変換する。すなわち、多重信号を複数の直交するサブキャリアに周波数多重する。周波数多重された多重信号はGI付加部115に出力される。GI付加部115は、IFFT部114から出力された信号にガードインターバルGIGuardIntervalを付加し、GIを付加した信号を送信RF部116に出力する。送信RF部116は、GI付加部115から出力された信号にD/A変換、直交変調アップコンバート等の所定の送信処理を施し、送信処理後の信号をアンテナ117を介して送信する。図2は、本発明の実施の形態1に係る受信装置200の構成を示すブロック図である。この図において、受信RF部202は、通信相手から送信され、アンテナ201を介して受信した信号に直交検波ダウンコンバート、A/D変換等の所定の受信処理を施し、受信処理後の信号をGI除去部203に出力する。GI除去部203は、受信RF部202から出力された信号のGIを除去し、GIを除去した信号をFFT部204に出力する。FFT部204は、GI除去部203から出力された信号に高速フーリエ変換FFTFastFourierTransformを施すことにより、時間領域の信号から周波数領域の信号に変換し、FFT後の信号を分離部205に出力する。分離部205は、予め定められた多重パターン又は図示せぬ制御部等から出力された制御信号に従って、FFT部204から出力された信号をパイロットシンボル、L-ch及びD-chのシンボルに分離し、パイロットシンボルをチャネル推定部206に出力し、D-chシンボルをD-ch用チャネル補償部207に出力し、L-chシンボルをL-ch用チャネル補償部212に出力する。チャネル推定部206は、分離部205から出力されたパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行い、推定結果としてのチャネル推定値をD-ch用チャネル補償部207及びチャネル推定誤差補正部211に出力する。D-ch用チャネル補償部207は、チャネル推定部206から出力されたチャネル推定値を用いて、分離部205から出力されたD-chシンボルのチャネル歪みを補償し、チャネル歪みを補償したD-chシンボルを復調部208及びチャネル推定誤差検出部210に出力する。復調部208は、D-ch用チャネル補償部207から出力されたD-chシンボルの硬判定又は軟判定を行うことにより信号点判定を行い、判定結果を復号化部209に出力する。復号化部209は、復調部208から出力され判定結果に誤り訂正処理を行い、D-chの受信データを出力する。チャネル推定誤差検出部210は、D-ch用チャネル補償部207から出力されたD-chシンボルのうち、QPSK変調された特定D-chシンボルD-ch1に基づいて、チャネル推定値の誤差成分以下、チャネル推定誤差というを検出し、検出したチャネル推定誤差をチャネル推定誤差補正部211に出力する。チャネル推定誤差補正部211は、チャネル推定部206から出力されたチャネル推定値をチャネル推定誤差検出部210から出力されたチャネル推定誤差を用いて補正し、補正したチャネル推定値をL-ch用チャネル補償部212に出力する。L-ch用チャネル補償部212は、チャネル推定誤差補正部211から出力されたチャネル推定値を用いて、分離部205から出力されたL-chシンボルのチャネル歪みを補償し、チャネル歪みを補償したL-chシンボルを復調部213に出力する。復調部213は、L-ch用チャネル補償部212から出力されたL-chシンボルの硬判定又は軟判定を行うことにより信号点判定を行い、判定結果を復号化部214に出力する。復号化部214は、復調部213から出力され判定結果に誤り訂正処理を行い、L-chの受信データを出力する。ここで、図1に示した多重部113における各シンボルの多重パターンについて説明する。多重部113では、パイロットシンボル、特定D-chD-ch1、D-ch2、L-ch1、L-ch2の各シンボルを、図3に示すように、時間-周波数多重する。図3では、縦軸を周波数サブキャリア数、横軸を時間OFDMシンボル数で表し、サブキャリア数を32、送信データを割り当てる時間単位TTITransmitTimeIntervalに含まれるOFDMシンボル数を9とし、D-ch及びL-chをそれぞれ2チャネルずつ多重する場合を示している。図3に示した多重パターンは、先頭のOFDMシンボルの全サブキャリアサブキャリア1~32にパイロットシンボルを配置する。また、2番目のOFDMシンボルには、サブキャリア32にD-ch2を配置し、サブキャリア番号が4つ若くなる毎にD-ch1とD-ch2とをそれぞれ交互になるように配置する。サブキャリア1~16のうち残りのサブキャリアには、L-ch2を配置し、サブキャリア17~32のうち残りのサブキャリアには、L-ch1を配置する。3番目以降のOFDMシンボルについては、2番目のD-ch1及びD-ch2の配置を2サブキャリアずつサブキャリア番号が若い方へ巡回シフトして配置する。ただし、L-ch1はサブキャリア17~32のうちD-chが配置された以外の領域に配置され、L-ch2はサブキャリア1~16のうちD-chが配置された以外の領域に配置される。このようなD-chとL-chの多重パターン及び特定D-chシンボルの配置位置を送信装置100と受信装置200とで予め共有しておくことにより、送信装置100はこれらの情報を受信装置200に報知することなく、受信装置200は特定D-chシンボルをチャネル推定に利用することができる。また、D-chとL-chの多重パターンは予め定められているので、L-chの送信データサイズが変動することはなく、送信処理及び受信処理が複雑化することを回避することができる。また、特定D-chはパイロットとして利用することができる送信データを割り当てるので、システムスループットの低下を回避することができる。ここで、特定D-chに割り当てる送信データとして、受信品質が比較的劣悪であり、移動速度の速い端末宛のユーザデータ、複数の端末宛に送信するマルチキャストデータ、ブロードキャストデータ、マルチキャスト制御情報、ブロードキャスト制御情報などが挙げられる。次に、図2に示した受信装置200の動作について説明する。ただし、この受信装置200に宛てられたデータはL-chに割り当てられているものとする。アンテナ201において受信された信号は、受信RF部202、GI除去部203、FFT部204において順次処理され、分離部205においてパイロットシンボル、特定D-chシンボル、D-ch2シンボル、L-chシンボルに分離される。分離されたパイロットシンボルは、チャネル推定部206において、チャネル推定に用いられ、チャネル推定値が算出される。D-ch用チャネル補償部207では、チャネル推定部206において算出されたチャネル推定値を用いて、特定D-chシンボルのチャネル歪みの補正がシンボル毎に行われる。この様子を図4に示す。図4aでは、チャネル補償前の特定D-chの受信シンボルが第1象限に位置している場合を示しており、チャネル補償により、図4bに示すように、受信シンボルは第2象限に位置することになる。チャネル推定誤差検出部210では、チャネル補償されたチャネル推定値の硬判定が行われ、いずれの象限の信号点で送信されたかが判定される。そして、硬判定された象限の送信信号点とチャネル補償後の受信シンボルの信号点との差がチャネル推定値の誤差、すなわち、チャネル推定誤差として算出される。図4bの場合、既に述べたように、チャネル補償後の受信シンボルは第2象限に位置することから、第2象限の信号点で送信されたと判定され、矢印で示した分がチャネル推定誤差として検出される。チャネル推定誤差検出部210では、特定D-ch以外のD-chやL-chが配置されるサブキャリアのチャネル推定誤差について、特定D-chを用いて検出されたチャネル推定誤差に基づいて、周波数軸方向及び時間軸方向に補間処理が行われる。なお、補間処理には、線形補間、スプライン補間、高次の補間アルゴリズムのいずれを用いてもよい。チャネル推定誤差補正部211では、パイロット信号を用いて推定されたチャネル推定値を、チャネル推定誤差を用いてサブキャリア毎に補正する。L-ch用チャネル補償部212では、自局宛のL-chに割り当てられた受信データのチャネル補償が、チャネル推定誤差が補正されたチャネル推定値を用いて行われ、チャネル補償された受信データが復調部213、復号化部214において順次処理される。このように実施の形態1によれば、L-ch及びD-chの多重パターンが予め定められ、所定の位置に配置されるD-chの変調方式をQPSKに固定することにより、前記D-chの配置位置及び変調方式を受信装置に通知するシグナリングが不要となり、スループットを改善することができる。また、受信装置において、変調方式がQPSKに固定されたD-chを用いてチャネル推定誤差を検出することにより、チャネル推定誤差の検出精度を向上させることができ、また、検出したチャネル推定誤差を用いて、自装置に割り当てられたL-chのチャネル補償を行うことにより、L-chのチャネル応答における時間変動及び周波数変動に追従することができ、L-chの受信特性を向上させることができる。さらに、このように、変調方式がQPSKに固定されたD-chに割り当てられたデータをパイロットとして利用することになるので、パイロットの挿入数を減らすことになり、スループットを改善することができると共に、チャネル推定精度を向上させることができる。なお、D-chはL-chが割り当てられているサブキャリア及びOFDMシンボルに挿入されるように多重されればよいので、図5及び図6に示すような配置パターンや、予め既知であればランダムな配置パターンでもよい。また、特定D-chの配置位置は、全送信帯域の全帯域又は一部の周波数帯域でもよい。実施の形態2本発明の実施の形態2に係る送信装置の構成は、図1に示した構成と同様であるので、図1を援用し、その詳しい説明は省略する。ただし、QPSK変調部104は、同一のデータを決められた回数繰り返し出力するものとする。ここでは、初回の出力を繰り返し数1とし、繰り返し数22回出力するの場合について説明する。図7に、図1に示した多重部113における各シンボルの多重パターンを示す。図7では、図3に示した多重パターンを時間軸方向に繰り返し配置することを示しており、特に、特定D-chについては2TTITTI1,2にわたって同一データを繰り返し配置する様子を示している。すなわち、TTI1において割り当てたデータと同一データS1~S32をTTI2に割り当てている。なお、TTI2のD-ch2及びL-chには、TTI1と同様に送信データを割り当てる。このようなD-chとL-chの多重パターン、特定D-chシンボルの配置位置及び特定D-chに割り当てられる送信データの繰り返し数Nを送信装置と受信装置とで予め共有しておくことにより、送信装置はこれらの情報を受信装置に報知することなく、受信装置は特定D-chシンボルをチャネル推定に利用することができる。図8は、本発明の実施の形態2に係る受信装置300の構成を示すブロック図である。図8が図2と異なる点は、レプリカ生成部301を追加した点と、チャネル推定誤差検出部210をチャネル推定誤差検出部304に変更した点である。なお、レプリカ生成部301は、符号化部302及びQPSK変調部303を備える。図8において、復号化部209は、復調部208から出力され信号点判定結果に誤り訂正処理を行い、特定D-chの受信データを取得する。このとき、特定D-chの受信データに誤りがなければ、取得した特定D-chの受信データをレプリカ生成部301に出力し、誤りがあれば、レプリカ生成部301への出力は停止する。レプリカ生成部301は、復号化部209から出力された特定D-chの受信データから、特定D-chの送信シンボルのレプリカを生成し、生成したレプリカをチャネル推定誤差検出部304に出力する。具体的には、送信装置において特定D-ch送信シンボルを生成するのと同様に、符号化部302が特定D-ch受信データに対して誤り訂正符号化処理を施し、QPSK変調部303は、誤り訂正符号化処理された信号をQPSK変調シンボルに変換し、QPSK変調シンボルを送信シンボルのレプリカとしてチャネル推定誤差検出部304に出力する。チャネル推定誤差検出部304は、TTI1において多重された特定D-chを処理する場合、チャネル補償された特定D-chシンボルに基づいて、チャネル推定値の誤差成分を検出し、検出したチャネル推定誤差をチャネル推定誤差補正部211に出力する。また、チャネル推定誤差検出部304は、TTI2において多重された特定D-chを処理する場合、TTI1において多重された特定D-chの受信データに誤りがなければ、レプリカ生成部301から出力されたレプリカを用いて、チャネル推定誤差を検出する。特定D-chの2回目のチャネル推定誤差の検出では、1回目に送信されたデータシンボルの送信信号点が既知となるので、象限判定誤差をなくすことができ、チャネル推定誤差の検出精度が向上する。なお、レプリカを用いたチャネル推定誤差の検出は、例えば、特開2001-069117号公報等に開示の既知の方法を用いるものとする。また、TTI1において多重された特定D-chの受信データに誤りがあれば、TTI2において多重された特定D-chの処理は、TTI1と同様の処理を行い、チャネル推定誤差を検出する。このように本実施の形態2によれば、特定D-chによって繰り返し送信されたデータを受信した受信装置において、特定D-chのデータを誤りなく復号できた場合、誤りのない受信データからレプリカを生成し、生成したレプリカと、誤りなのない受信データの後に送信された特定D-chのデータとを用いてチャネル推定誤差を検出することにより、チャネル推定誤差の検出精度をさらに向上させることができる。なお、本実施の形態では、特定D-chに割り当てたデータを2TTIにわたって繰り返し配置する場合について説明したが、本発明はこれに限らず、2TTI以上にわたって繰り返し配置してもよい。また、本実施の形態では、複数のTTIによって特定D-chの同一送信データを繰り返し送信する場合に、特定D-chの配置位置を同一としたが、本発明はこれに限らず、送信を繰り返すたびに、特定D-chの配置位置を異なるようにしてもよく、この場合、送信装置と受信装置との間で特定D-chの配置位置を予め共有しておく必要がある。また、本実施の形態の受信装置では、初回に取得した特定D-chの受信シンボルと繰り返し取得した受信シンボルとをシンボル合成又は尤度合成を行うことにより、初回に取得した特定D-chの受信データに誤りが検出されても、特定D-chを繰り返し取得するたびに、受信データが誤りなしとする可能性を高めることができる。これにより、チャネル応答の時間変動が速いため、16QAM及び64QAMなどの多値変調を適用できない受信装置であっても、16QAM又は64QAMが適用されたデータを受信することができる。実施の形態3図9は、本発明の実施の形態3に係る送信装置400の構成を示すブロック図である。図9が図1と異なる点は、シンボル複製部401を追加した点である。図9において、シンボル複製部401は、QPSK変調部104から出力されたQPSK変調シンボルを複数シンボル分複製し、複製した複数のQPSK変調シンボルを多重部113に出力する。図10に、図9に示した多重部113における各シンボルの多重パターンを示す。図10では、図3に示した多重パターンの特定D-chの配置位置において、同一のOFDMシンボルには同一のシンボル複製シンボルを割り当てる様子を示している。すなわち、多重部113は、同一のOFDMシンボルの異なるサブキャリアに同一のシンボルを配置する。また、図10では、各OFDMシンボルには、異なるシンボルを配置する様子を示しており、具体的には、2番目のOFDMシンボルにはシンボルS1を、3番目のOFDMシンボルにはシンボルS2を配置し、このように順に9番目のOFDMシンボルにシンボルS8までを配置している。図11は、本発明の実施の形態3に係る受信装置500の構成を示すブロック図である。図11が図2と異なる点は、残留位相誤差検出部501を追加した点と、チャネル推定誤差補正部211をチャネル推定誤差補正部502に変更した点である。図11において、残留位相誤差検出部501は、D-ch用チャネル補償部207から出力されたD-chシンボルのうち、複製された特定D-chシンボルに基づいて、AFCAutomaticFrequencyControlによる位相補正誤差及び位相雑音などにより発生する位相誤差などの残留位相誤差を検出し、検出した残留位相誤差をチャネル推定誤差補正部502に出力する。チャネル推定誤差補正部502は、残留位相誤差検出部501から出力された残留位相誤差を用いて、OFDMシンボル毎に各サブキャリアのチャネル推定値を補正する。次に、図11に示した受信装置500の動作について説明する。ただし、実施の形態1において既に説明した内容と重複する部分については省略する。D-ch用チャネル補償部207では、チャネル推定部206において算出されたチャネル推定値を用いて、特定D-chシンボルのチャネル歪みの補正がシンボル毎に行われる。この様子を図12に示す。図12aは同一のOFDMシンボルで送信された複製シンボルの受信信号点を示し、図12bはチャネル補償された複製シンボルの信号点を示している。残留位相誤差検出部501では、D-ch用チャネル補償部207においてチャネル補償された複製シンボルをシンボル間で最大比合成又は等利得合成などによりシンボル合成する。この様子を図12cに示す。残留位相誤差は全てのサブキャリアに対して同一の変動を与えるため、複製シンボルをシンボル間でシンボル合成することにより、残留位相誤差の検出精度を向上させることができる。そして、残留位相誤差検出部501では、シンボル合成した信号点の硬判定が行われ、いずれの象限の信号点で送信されたかが判定される。硬判定された象限の送信信号点とシンボル合成後の信号点との差が残留位相誤差、すなわち、チャネル推定誤差として検出される。図12cの場合、第2象限の信号点で送信されたと硬判定され、矢印で示した分が残留位相誤差として検出される。チャネル推定誤差補正部502では、残留位相誤差検出部501において検出されたOFDMシンボル毎の残留位相誤差を用いて、OFDMシンボル毎に各サブキャリアのチャネル推定値が補正される。このように実施の形態3によれば、特定D-chの同一OFDMシンボルに割り当てるシンボルを複製した同一シンボルとし、受信装置において、チャネル補償を行った複製シンボル同士をシンボル合成し、残留位相誤差を検出することにより、周波数シンセサイザの位相雑音により生じる位相誤差やAFCによって補償しきれかなった残留位相誤差を精度よく補償することができるので、受信特性を向上させることができる。特に、位相誤差が受信特性の劣化を招きやすい16QAM、64QAMなどの多値変調によって変調されたデータの受信特性を向上させることができる。また、本実施の形態では、複製シンボルを1つの同一OFDMシンボルに割り当てるものとして説明したが、本発明はこれに限らず、複製シンボル数を増やし、複数のOFDMシンボルに同一のシンボルを割り当てるようにしてもよい。例えば、複製元のQPSK変調シンボルも含め8シンボルの同一シンボルを異なる2つのOFDMシンボルに4シンボルずつ割り当てるようにしてもよい。実施の形態4図13は、本発明の実施の形態4に係る送信装置600の構成を示すブロック図である。ただし、図13が図1と異なる点は、D-ch用第2データ処理部105をD-ch用第2データ処理部601に変更した点と、多重部113を多重分離部603に変更した点と、IFFT部604、GI付加部605、送信RF部606及びアンテナ607を追加した点である。なお、D-ch用第2データ処理部601は、符号化部106とQPSK変調部602とを備える。図13において、D-ch用第2データ処理部601は、D-ch用第1データ処理部102と同様に、符号化部106が入力されたD-ch送信データ2に対して誤り訂正符号化処理を施し、QPSK変調部602が誤り訂正符号化処理された信号をQPSK変調シンボルに変換する。QPSK変調シンボルは多重分離部603に出力される。多重分離部603は、予め定められた多重パターン又は図示せぬ制御部等から出力された制御情報に従って、パイロットシンボル、D-ch送信データ1、L-ch送信データ1、2の各シンボルをアンテナ117以下、第1アンテナ117と記す用に多重し、パイロットシンボル、D-ch送信データ2、L-ch送信データ1、2の各シンボルをアンテナ607以下、第2アンテナ607と記す用に多重する。すなわち、D-ch送信データ1を第1アンテナ117用に振り分け、D-ch送信データ2を第2アンテナ607用に振り分ける。D-ch送信データ1が振り分けられた第1多重信号はIFFT部114に、D-ch送信データ2が振り分けられた第2多重信号はIFFT部604にそれぞれ出力される。図14に、図13に示した多重分離部603における各シンボルの多重パターンを示す。この多重パターンは、先頭のOFDMシンボルの全サブキャリアサブキャリア1~32にパイロットシンボルを配置し、かつ、サブキャリア番号が奇数のサブキャリアを第1アンテナ用に振り分け、サブキャリア番号が偶数のサブキャリアを第2アンテナ用に振り分ける。また、2番目以降のOFDMシンボルについては、図3に示したパターンと同様であるが、D-ch1を第1アンテナに振り分け、D-ch2を第2アンテナに振り分ける点が図3とは異なる。図15及び図16に多重パターンをアンテナ毎に振り分けた場合の様子を示す。図15は、第1アンテナから送信される多重パターンであり、図16は、第2アンテナから送信される多重パターンである。このように、送信装置では、1つのアンテナのみから送信する特定D-chをアンテナ数分設定する。ここでは、アンテナ数2なので、特定D-chをD-ch1、D-ch2に分けて設定している。なお、L-chはMIMO-SDM送信されるものとする。図17は、本発明の実施の形態4に係る受信装置700の構成を示すブロック図である。図17が図2と異なる点は、アンテナ701、受信RF部702、GI除去部703、FFT部704、分離部705、空間分離部706、MIMOチャネル推定部707、D-ch用チャネル補償部708、MIMOチャネル推定誤差検出部709、MIMOチャネル推定誤差補正部710を追加した点である。アンテナ701において受信された信号は、受信RF部702、GI除去部703、FFT部704において順次処理され、分離部705に出力される。分離部705では、アンテナ201で受信され、FFT部204によって時間領域の信号から周波数領域の信号に変換された信号と、アンテナ701で受信され、FFT部704によって時間領域の信号から周波数領域の信号に変換された信号とを空間分離部706に出力する一方、これらの信号からMIMO送信された信号と、パイロット信号と、D-ch1と、D-ch2とが分離される。パイロット信号はMIMOチャネル推定部707に、D-ch1及びD-ch2はD-ch用チャネル補償部708にそれぞれ出力される。MIMOチャネル推定部707は、分離部705から出力されたパイロットシンボルを用いて、送信アンテナ117から送信され、受信アンテナ201に到来した伝搬経路のチャネル推定h11、送信アンテナ117から送信され、受信アンテナ701に到来した伝搬経路のチャネル推定h12、送信アンテナ607から送信され、受信アンテナ201に到来した伝搬経路のチャネル推定h21、送信アンテナ607から送信され、受信アンテナ701に到来した伝搬経路のチャネル推定h22をそれぞれ行い、推定結果としてのチャネル推定値h11、h12、h21、h22をD-ch用チャネル補償部708及びMIMOチャネル推定誤差補正部710に出力する。D-ch用チャネル補償部708は、MIMOチャネル推定部707から出力されたチャネル推定値を用いて、D-ch1およびD-ch2の受信データシンボルのチャネル歪みを補償し、チャネル歪みを補償した受信データシンボルをMIMOチャネル推定誤差検出部709に出力する。MIMOチャネル推定誤差検出部709は、D-ch用チャネル補償部708から出力された受信データシンボルのうち、QPSK変調された特定D-chシンボルD-ch1およびD-ch2に基づいて、各伝搬経路のチャネル推定値の誤差成分h11’、h12’、h21’、h22’を検出し、検出したチャネル推定誤差をMIMOチャネル推定誤差補正部710に出力する。MIMOチャネル推定誤差補正部710は、MIMOチャネル推定部707から出力されたチャネル推定値h11、h12、h21、h22をチャネル推定誤差検出部709から出力されたチャネル推定誤差h11’、h12’、h21’、h22’を用いて補正し、補正したチャネル推定値を空間分離部706に出力する。空間分離部706は、MIMOチャネル推定誤差補正部710から出力されたチャネル推定値を用いて、分離部705から出力され、空間多重されたすべての受信信号MIMO送信された信号、パイロット信号、D-ch1、D-ch2を、送信装置において送信したアンテナ毎のストリームに分離し、分離部205に出力する。このように実施の形態4によれば、送信装置が複数のアンテナからそれぞれ異なる特定D-chを送信すると共に、L-chデータをMIMO送信し、受信装置では、受信した特定D-chを用いて、MIMO送信されたL-chのチャネル補償を行うことができるので、MIMO伝送においてもD-chをパイロット信号として利用することができる。なお、本実施の形態では、アンテナ数2の場合について説明したが、本発明はこれに限らず、アンテナ数2以上でもよい。また、本実施の形態では、送信装置が1つのアンテナのみから送信される特定D-chをアンテナ数分設定するものとして説明したが、1つの特定D-chを複数の異なるアンテナにシンボル毎に固定する設定を行ってもよい。なお、上記各実施の形態では、特定D-chの変調方式をQPSKに固定するものとして説明したが、本発明はこれに限らず、振幅が一定のBPSK、QPSK、オフセットPSKなどのPSK変調を用いてもよいし、変調時の位相が一定のASK変調を用いてもよい。また、上記各実施の形態では、D-ch及びL-chをそれぞれ2チャネルずつ用いる場合について説明したが、本発明はこれに限らず、それぞれ1チャネル、あるいは2チャネル以上用いてもよい。また、上記各実施の形態における特定D-chの送信方法は、互いに適宜組み合わせて実施可能である。また、上記各実施の形態では、L-chに自装置宛のデータが割り当てられる場合について説明したが、特定D-ch以外のD-chに自装置宛のデータが割り当てられる場合もL-ch同様に、チャネル推定誤差が補正されたチャネル推定値を用いてチャネル補償するようにしてもよい。また、上記各実施の形態では、本発明をハードウェアで構成する場合を例にとって説明したが、本発明はソフトウェアで実現することも可能である。また、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。これらは個別に1チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように1チップ化されてもよい。ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGAFieldProgrammableGateArrayや、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサーを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。本明細書は、2005年8月5日出願の特願2005-228447に基づくものである。この内容は全てここに含めておく。"