"定電圧を第1抵抗の一端に印加し、該第1抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換するスイッチング電源回路において、前記第1抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第2抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路と、前記スイッチング素子に直列接続された第3抵抗と、該第3抵抗の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路と、該電圧変換整流回路が整流した直流電圧により前記電圧制御コンデンサを充電する為の充電抵抗と、前記直流電圧を電源として与えられ、該直流電圧の分圧が非反転入力端子に、前記電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる演算増幅器とを備えることを特徴とするスイッチング電源回路。その出力電流値を検出する電流検出手段と、前記電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン/オフするスイッチとを更に備え、前記電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、前記スイッチをオフにするように構成してある請求項1記載のスイッチング電源回路。前述したように、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させるスイッチング電源回路では、スイッチングによる電磁ノイズは減少するが、周波数を増減して拡散させることにより、リップル電圧が増加するという問題がある。本発明は、上述したような事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させることができ、周波数を増減して拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制することができるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。第1発明に係るスイッチング電源回路は、定電圧を第1抵抗の一端に印加し、該第1抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換するスイッチング電源回路において、前記第1抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第2抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路と、前記スイッチング素子に直列接続された第3抵抗と、該第3抵抗の両端電圧を変換して整流する電圧変換整流回路と、該電圧変換整流回路が整流した直流電圧により前記電圧制御コンデンサを充電する為の充電抵抗と、前記直流電圧を電源として与えられ、該直流電圧の分圧が非反転入力端子に、前記電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる演算増幅器とを備えることを特徴とする。このスイッチング電源回路では、定電圧を第1抵抗の一端に印加し、第1抵抗を通流する電流値に応じた周波数によるスイッチング素子のスイッチングにより電圧変換する。第2抵抗、結合コンデンサ及び電圧制御コンデンサからなる直列回路が、第1抵抗の一端及び固定電位端子間に接続され、第3抵抗が、スイッチング素子に直列接続されている。電圧変換整流回路が、第3抵抗の両端電圧を変換して整流し、充電抵抗が、電圧変換整流回路が整流した直流電圧により電圧制御コンデンサを充電する。演算増幅器は、電圧変換整流回路が整流した直流電圧を電源として与えられ、その直流電圧の分圧が非反転入力端子に、電圧制御コンデンサの端子電圧が反転入力端子にそれぞれ印加され、出力信号がそれぞれに抵抗を通じて反転入力端子及び非反転入力端子に与えられる。第2発明に係るスイッチング電源回路は、その出力電流値を検出する電流検出手段と、前記電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン/オフするスイッチとを更に備え、前記電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、前記スイッチをオフにするように構成してあることを特徴とする。このスイッチング電源回路では、電流検出手段が出力電流値を検出し、スイッチが、電圧制御コンデンサ及び結合コンデンサ間をオン/オフする。電流検出手段が検出した電流値が所定値以下であるときは、スイッチをオフにする。これにより、スイッチング用のパルス信号の周波数を拡散させる必要がない程度に、電磁ノイズが低い場合は、周波数の拡散を停止させることができる。本発明に係るスイッチング電源回路によれば、スイッチング用のパルス信号の周波数を時系列的に拡散させることができ、周波数を増減して拡散させることによるリップル電圧の増加を抑制することができるスイッチング電源回路を実現できる。スイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさに比例して、電磁ノイズが増加するが、本発明に係るスイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさによって周波数の拡散量をコントロールすることで、リップル電圧の増加量をコントロールすることができる。以下に、本発明をその実施の形態を示す図面に基づき説明する。図1は、本発明に係るスイッチング電源回路の実施の形態の要部構成を示すブロック図である。このスイッチング電源回路は、車両に搭載され、車載バッテリBからの直流電圧を昇圧するDC/DCコンバータ12と、DC/DCコンバータ12が内蔵するスイッチング素子1を、PWM制御によりスイッチングするPWMコントローラ6と、PWMコントローラ6のスイッチング周波数を拡散させる為の増幅器3、整流回路4及び発振回路5とを備えている。PWMコントローラ6は、図示しないオペアンプを用いた三角波発生回路を備えている。PWMコントローラ6は、所要電圧値と、DC/DCコンバータ12の出力電圧を抵抗R9,R10で分圧し、フィードバックした電圧値との差に関連する電圧信号と、三角波発生回路が発生させた三角波との大小を比較して、その比較結果に応じたデューティ比のパルス信号PWM信号を出力し、スイッチング素子1をスイッチングする。PWMコントローラ6が出力するパルス信号の周波数は、三角波発生回路を構成する積分回路に通流する電流値で定まり、その積分回路に通流する電流値を定める為の抵抗第1抵抗R2が外付けされている。PWMコントローラ6は、例えば2Vの定電圧を抵抗R2に印加している。また、PWMコントローラ6の端子CTには、位相補償する周波数を変化させる為のコンデンサC2が外付けされている。DC/DCコンバータ12は、NチャネルFETスイッチング素子1をオン/オフすることにより、車載バッテリBからの直流電圧を昇圧するものであり、車載バッテリBの正電極がチョークコイルLの一方の端子に接続され、チョークコイルLの他方の端子がFET1のドレインに接続されている。FET1のソースは、抵抗第3抵抗R1を通じて接地されている。チョークコイルLの他方の端子は、また、ダイオードDのアノードに接続され、ダイオードDのカソードは、平滑コンデンサC1の一方の端子に接続され、平滑コンデンサC1の他方の端子は接地されている。平滑コンデンサC1の両端電圧は、前述したように、DC/DCコンバータ12の出力電圧として抵抗R9,R10により分圧されて、PWMコントローラ6が内蔵する電圧検出手段11により検出される。平滑コンデンサC1で平滑されたDC/DCコンバータ12の出力電圧は、1又は複数の負荷2に与えられ、負荷2を通流するDC/DCコンバータ12の出力電流値は、電流検出器10により検出されて、制御部7に与えられる。抵抗R1の両端電圧は、増幅器3及び整流回路4電圧変換整流回路により増幅及び整流されて、発振回路5に与えられ、発振回路5の出力端子は、PWMコントローラ6の抵抗R2が外付けされている端子RTに接続されている。発振回路5及びPWMコントローラ6には、制御部7からそれぞれの制御信号が与えられる。図2は、図1に示す発振回路5の構成例を示す回路図である。発振回路5は、PWMコントローラ6の端子RTが、抵抗第2抵抗R6、結合コンデンサC4及びスイッチ9を介して、電圧制御コンデンサC3の一方の端子に接続され、電圧制御コンデンサC3の他方の端子は接地されている。電圧制御コンデンサC3の一方の端子は、また、増幅器3及び整流回路4が増幅及び整流した直流電圧Vdが充電抵抗R4を通じて与えられる。直流電圧Vdは、電源として演算増幅器8に与えられ、直流電圧Vdの抵抗R3,R8による分圧が演算増幅器8の非反転入力端子に与えられ、電圧制御コンデンサC3の端子電圧が演算増幅器8の反転入力端子に与えられる。演算増幅器8は、出力信号が抵抗R5を通じて反転入力端子に、抵抗R7を通じて非反転入力端子に与えられる。制御部7は、イグニッションキーの操作信号等、昇圧開始を指示する信号を受信し、昇圧開始を指示する信号を受信すると、PWMコントローラ6へ昇圧開始を命令する信号を送信する。以下に、このような構成のスイッチング電源回路の動作を説明する。制御部7は、イグニッションキーの操作信号等、昇圧開始を指示する信号を受信すると、PWMコントローラ6を起動させる。PWMコントローラ6は、所要電圧値と、抵抗R9,R10で分圧してフィードバックしたDC/DCコンバータ12の出力電圧値との差に応じた電圧信号を作成する。PWMコントローラ6は、次いで、作成した電圧信号と三角波発生回路が発生させた三角波との大小を比較し、三角波の方が大のときにオンとするデューティ比のパルス信号PWM信号を出力し、FET1をスイッチングする。PWMコントローラ6が起動する際、発振回路5は電源を与えられていないので、電圧制御コンデンサC3の端子電圧は略0Vであり、これにより、PWMコントローラ6の端子RTを通流する電流は最大となり、三角波発生回路が発生させる三角波の周波数は最高値となる。FET1がスイッチングすることにより、抵抗R1の両端電圧が立ち上り、立ち上った電圧は、増幅器3で増幅され、整流回路4で整流されて、直流電圧Vdとなって発振回路5に与えられる。発振回路5は、与えられた直流電圧Vdにより、演算増幅器8が起動すると、電圧制御コンデンサC3の端子電圧反転入力端子電圧は略0Vであり、演算増幅器8の非反転入力端子電圧はVdR8/R8R3となって、出力電圧はVdとなる。演算増幅器8の出力電圧がVdとなると、非反転入力端子電圧はVdR8R7R3/R7R8R7R3R8R3となり、電圧制御コンデンサC3は、電圧Vdにより充電抵抗R4及び抵抗R5を通じて充電され始める。電圧制御コンデンサC3が充電され、その端子電圧がVdR8R7R3/R7R8R7R3R8R3に達すると、演算増幅器8の出力電圧は0となる。演算増幅器8の出力電圧が0となると、非反転入力端子電圧はVdR8R7/R7R8R7R3R8R3に下降し、電圧制御コンデンサC3は、抵抗R5を通じて放電し始める。電圧制御コンデンサC3が放電し、その端子電圧がVdR8R7/R7R8R7R3R8R3迄下降すると、演算増幅器8の出力電圧はVdとなる。演算増幅器8の出力電圧がVdとなると、非反転入力端子電圧はVdR8R7R3/R7R8R7R3R8R3に上昇し、電圧制御コンデンサC3は、電圧Vdにより充電抵抗R4及び抵抗R5を通じて充電され始める。以下、同様に、電圧制御コンデンサC3は、端子電圧VdR8R7/R7R8R7R3R8R3及びVdR8R7R3/R7R8R7R3R8R3間で周期的に充放電を繰り返し、発振回路5が継続的に発振する。電圧制御コンデンサC3が周期的に充放電を繰り返すことにより、コンデンサC3の端子電圧が周期的に変化し、抵抗R6の結合コンデンサC4側の端子電圧も同様に変化する。この端子電圧の変化により、抵抗R6を通流する電流値が変化し、PWMコントローラ6の端子RTを通流する電流値も変化するので、この変化に応じて、PWMコントローラ6が出力するパルス信号の周波数が拡散される。制御部7は、電流検出器10が検出したDC/DCコンバータ12の出力電流値と所定値とを比較し、出力電流値が所定値より小さいときは、スイッチ9をオフにして、PWMコントローラ6が出力するパルス信号の周波数を低下させ、周波数の拡散を停止させる。これにより、周波数の拡散が必要でない程に、DC/DCコンバータ12の出力電流が小さく、電磁ノイズが小さいときは、周波数の拡散を停止させることができ、リップル電圧を抑止することができる。スイッチング電源回路では、負荷電流及び入力電圧の大きさに比例して、電磁ノイズが増加するが、このスイッチング電源回路では、負荷電流の大きさ及び入力電圧の高さによって周波数の拡散量をコントロールすることで、リップル電圧の増加量をコントロールすることができる。これらにより、電磁ノイズが小さいときのリップル電圧を増加させることなく、高負荷時の電磁ノイズを低減することが可能となる。尚、発振回路5の発振周波数は数百Hz程度、PWMコントローラ6が出力するパルス信号の周波数は数十kHz程度である。PWMコントローラ6は、抵抗R9,R10の分圧を一定に保持するので、抵抗R1の両端電圧、及び整流回路4が出力する直流電圧Vdも略一定に保持される。尚、本実施の形態では、昇圧するDC/DCコンバータに適用した例について記載したが、本発明に係るスイッチング電源回路は、降圧するDC/DCコンバータに適用することも可能である。"