"直流を分断するスイッチング回路と、前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧を前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数でサンプリングし、そのサンプリング結果に基づいて前記スイッチング回路をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備え、前記スイッチング制御部は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をAD変換する第1のADコンバータと、前記第1のADコンバータによるAD変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤差算出回路にて算出された誤差から代表値を算出する代表値算出回路と、前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、前記平滑回路に流入する電流の検出値をAD変換する第2のADコンバータと、前記デジタル補償値に基づいて第1のしきい値を算出するとともに、前記第1のADコンバータによるAD変換結果と前記第2のADコンバータによるAD変換結果に基づいて第2のしきい値を算出し、前記第1のADコンバータによるAD変換結果に基づいて前記第1のしきい値または前記第2のしきい値を制御値として選択するモード制御回路と、前記第2のADコンバータによるAD変換結果を前記制御値と比較するデジタルコンパレータと、クロック信号にてセットされ、前記デジタルコンパレータの比較結果に基づいてリセットされるフリップフロップと、前記フリップフロップの出力に基づいて、前記スイッチング回路を駆動するドライバとを備えることを特徴とする電源回路。直流を分断するスイッチング回路と、前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する平滑回路と、前記平滑回路の出力電圧を対象に前記スイッチング回路のスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、前記サンプル値から代表値を算出し、前記代表値に基づいて前記スイッチング回路をスイッチング制御するスイッチング制御部とを備えることを特徴とする電源回路。前記スイッチング制御部は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をAD変換するADコンバータと、前記ADコンバータによるAD変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤差算出回路にて算出された誤差から前記代表値を算出する代表値算出回路と、前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、前記デジタル補償器の出力に基づいて、前記スイッチング回路をデジタルPWM制御するデジタルPWM制御回路とを備えることを特徴とする請求項2に記載の電源回路。前記スイッチング制御部は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をAD変換するADコンバータと、前記ADコンバータによるAD変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤差算出回路にて算出された誤差から前記代表値を算出する代表値算出回路と、前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、前記ADコンバータによるAD変換結果に基づいて前記ADコンバータによるAD変換結果または前記代表値を選択し、その選択結果に基づいてPWM信号を生成するマルチモード制御部と、前記マルチモード制御部の出力に基づいて、前記スイッチング回路を駆動するドライバとを備えることを特徴とする請求項2に記載の電源回路。前記スイッチング制御部は、前記スイッチング回路のスイッチング周波数よりも高い周波数で前記平滑回路の出力電圧をAD変換するADコンバータと、前記ADコンバータによるAD変換結果と基準値との誤差を算出する誤差算出回路と、前記誤差算出回路にて算出された誤差から前記代表値を算出する代表値算出回路と、前記代表値算出回路にて算出された代表値の補償を行うことでデジタル補償値を算出するデジタル補償器と、前記デジタル補償値と、前記第1のADコンバータによるAD変換結果と、前記平滑回路に流入する電流の検出値に基づいて、PWM信号を生成するマルチモード制御部と、前記マルチモード制御部の出力に基づいて、前記スイッチング回路を駆動するドライバとを備えることを特徴とする請求項2に記載の電源回路。本発明の一つの実施形態の目的は、フィードバック経路にある電源制御回路にて出力電圧の振動を抑止することが可能な電源回路を提供することである。実施形態の電源回路によれば、スイッチング回路と、平滑回路と、スイッチング制御部とが設けられている。スイッチング回路は、直流を分断する。平滑回路は、前記スイッチング回路にて分断された直流を平滑化する。スイッチング制御部は、前記平滑回路の出力電圧を対象に前記スイッチング回路のスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、前記サンプル値から代表値を算出する。前記代表値に基づいて、前記スイッチング回路をスイッチング制御する。以下、実施形態に係る電源回路について図面を参照しながら説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。第1実施形態図1は、第1実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。図1において、電源回路には、スイッチング回路SW、平滑回路Hおよびスイッチング制御部11aが設けられている。スイッチング回路SWは直流電源Dにて生成された直流を分断することができ、pチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が設けられている。平滑回路Hはスイッチング回路SWにて分断された直流を平滑化することができ、インダクタLおよびキャパシタCが設けられている。そして、pチャンネル電界効果トランジスタM1のソースは直流電源Dに接続され、pチャンネル電界効果トランジスタM1のドレインはnチャンネル電界効果トランジスタM2のドレインに接続され、nチャンネル電界効果トランジスタM2のソースは接地されている。pチャンネル電界効果トランジスタM1のゲートおよびnチャンネル電界効果トランジスタM2のゲートはデジタルPWM制御回路16に接続されている。また、nチャンネル電界効果トランジスタM2のドレインはインダクタLの一端に接続され、インダクタLの他端はキャパシタCの一端に接続され、キャパシタCの他端は接地されている。また、キャパシタCには負荷Rが並列に接続されている。スイッチング制御部11aは、平滑回路Hの出力電圧を対象にスイッチング回路SWのスイッチング周期あたりに複数のサンプル値を採集し、そのサンプル値から代表値を算出し、その代表値に基づいてスイッチング回路SWをスイッチング制御することができる。ここで、スイッチング制御部11aには、平滑回路Hの出力電圧VoutをAD変換するADコンバータ12、AD変換された出力電圧Voutと基準値Vrとの誤差Erを算出する誤差算出回路13、誤差算出回路13にて算出された誤差Erから代表値Deを算出する代表値算出回路14、代表値Deの補償を行うことでデューティDutyを算出するデジタル補償器15、デジタル補償器13にて算出されたデューティDutyに基づいてデジタルPWM制御を行うデジタルPWM制御回路16が設けられている。なお、代表値Deとしては、例えば、誤差Erの平均値を用いるようにしてもよいし、誤差Erのメディアン値を用いるようにしてもよい。この代表値Deの算出周期は、ADコンバータ12によるサンプリング周期よりも大きくすることができる。図2は、図1の電源回路の各部の波形を示すタイミングチャートである。図2において、デジタルPWM制御回路16からPWM信号が出力されることで、pチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が相補的にオン/オフされる。この時、pチャンネル電界効果トランジスタM1がオンした時はnチャンネル電界効果トランジスタM2はオフし、直流電源Dからpチャンネル電界効果トランジスタM1を介して電流がキャパシタCに供給されることにより、電流Iが上昇し、それに伴って出力電圧Voutが変化する。一方、pチャンネル電界効果トランジスタM1がオフした時はnチャンネル電界効果トランジスタM2はオンし、キャパシタCに蓄積された電荷がnチャンネル電界効果トランジスタM2を介して放電されることにより、電流Iが下降し、それに伴って出力電圧Voutが変化する。そして、平滑回路Hの出力電圧VoutはADコンバータ12にてAD変換された後、誤差算出回路13にて基準値Vrと減算されることで誤差Erが算出され、代表値算出回路14に出力される。この時、ADコンバータ12では、スイッチング回路SWのスイッチング周波数よりも高い周波数で出力電圧Voutがサンプリングされ、そのサンプリング周波数に対応して誤差Erが算出される。そして、代表値算出回路14にて誤差Erから代表値Deが算出された後、デジタル補償器15において、代表値Deが0に近づくようにデューティDutyが算出され、デジタルPWM制御回路16に出力される。この時、代表値Deの算出周期は、ADコンバータ12によるサンプリング周期よりも大きくすることができる。そして、デジタルPWM制御回路16において、デューティDutyに基づいてPWM信号が生成され、そのPWM信号に基づいてpチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が駆動される。ここで、誤差Erから代表値Deを算出することにより、出力電圧Voutの高速振動に起因する代表値Deの振動を低減することが可能となる。このため、出力電圧Voutが高速振動した場合においても、その高速振動をデジタル補償器15にて抑止できるようにすることができ、出力電圧Voutが定格電圧範囲を逸脱するのを防止することができる。図3は、図1の代表値算出回路の動作例を示すフローチャートである。図3において、代表値算出回路14は、1スイッチング周期分の誤差Erを集めるS1。その結果、誤差Erの集合Eset={Er1,Er2,,Ern}が得られる。ただし、nは2以上の整数である。次に、代表値算出回路14は、集合Esetから標準偏差値σを計算し、標準偏差値σに応じる閾値の上限値Eupと下限値Edownを計算するS2。次に、代表値算出回路14は、集合Esetの各メンバーEriiは1≦i≦nの整数に対してEdown≦Eri≦Eupを満たすなら、そのメンバーEriを集合Efinalに入れるS3。次に、代表値算出回路14は、集合EfinalのメンバーEriから平均値を求め、その平均値を代表値Deとして出力するS4。次に、代表値算出回路14は、次のスイッチング周期についての誤差Erが入力されると、S1に戻って以上の処理を繰り返すS5。図4aは、図1の代表値算出回路を電源回路に適用しない時の負荷変動がない場合の誤差Erの分布を示す図、図4bは、図1の代表値算出回路を電源回路に適用した時の負荷変動がない場合の誤差Erの分布を示す図である。図4aにおいて、負荷変動がなく、スイッチングによりグランドにノイズが生じる場合、代表値算出回路14がないと、そのノイズによって誤差Erの分布が広がり、出力電圧Voutの振動が増大する。一方、図4bにおいて、負荷変動がなく、スイッチングによりグランドにノイズが生じる場合、代表値算出回路14があると、誤差Erの分布が狭くなり、出力電圧Voutの振動が低減する。第2実施形態図5は、第2実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。図5において、この電源回路では、図1のスイッチング制御部11aの代わりにスイッチング制御部11bが設けられている。スイッチング制御部11bでは、図1のデジタルPWM制御回路16の代わりにドライバ17およびマルチモード制御部18が設けられている。ここで、マルチモード制御部18は、ADコンバータ12によるAD変換結果に基づいてADコンバータ12によるAD変換結果または代表値Deを選択し、その選択結果に基づいてPWM信号を生成することができる。ドライバ17は、マルチモード制御部18の出力に基づいて、スイッチング回路SWを駆動することができる。図6は、図5の電源回路のモード切替方法を示す図である。図6において、デジタル補償器15では、代表値Deが0に近づくようにデジタル補償値Dpが算出され、マルチモード制御部18に出力される。そして、マルチモード制御部18では、ADコンバータ12によるAD変換結果に基づいて出力電圧Voutのレベルが監視される。そして、出力電圧Voutのレベルが上限値VHと下限値VLとの間にある場合、デジタル補償値Dpに基づいてPWM信号が生成され、pチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が周期的にオン/オフされるモード1。一方、出力電圧Voutのレベルが上限値VHを超えた場合または下限値VLに達しない場合、ADコンバータ12によるAD変換結果に基づいてPWM信号が生成され、pチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が非周期的にオン/オフされるモード2。この時、出力電圧Voutのレベルが上限値VHを超えた場合、出力電圧Voutのレベルが上限値VHを下回るように、pチャンネル電界効果トランジスタM1が継続してオフされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2が継続してオンされる。また、出力電圧Voutのレベルが下限値VLに達しない場合、出力電圧Voutのレベルが下限値VLを上回るように、pチャンネル電界効果トランジスタM1が継続してオンされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2が継続してオフされる。これにより、出力電圧Voutのレベルが大きく変動した場合、出力電圧Voutのレベルを急速に収束させることができ、出力電圧Voutの安定性を向上させることが可能となる。第3実施形態図7は、第3実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。図7において、この電源回路では、図1のスイッチング制御部11bの代わりにスイッチング制御部11cが設けられている。スイッチング制御部11cでは、図5のマルチモード制御部18の代わりに電流センサSAおよびマルチモード制御部19が設けられている。ここで、また、電流センサSAは、スイッチング回路SWと平滑回路Hとの間に設けられ、平滑回路Hに流入する電流Iを検出することができる。マルチモード制御部19は、デジタル補償値Dpと、ADコンバータ12によるAD変換結果と、電流センサSAによる電流Iの検出値に基づいて、PWM信号を生成することができる。図8は、図7の各モードにおけるPWM信号と電流波形との関係を示す図である。図8において、マルチモード制御部19では、デジタル補償値Dpに基づいてしきい値Ith1が算出される。また、マルチモード制御部19では、ADコンバータ12によるAD変換結果と電流センサSAによる電流Iの検出値に基づいてしきい値Ith2が算出される。また、マルチモード制御部19では、ADコンバータ12によるAD変換結果に基づいて出力電圧Voutのレベルが監視される。そして、出力電圧Voutのレベルが上限値VHと下限値VLとの間にある場合、電流センサSAによる電流Iの検出値としきい値Ith1との比較結果に基づいてPWM信号が生成され、pチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が周期的にオン/オフされるモード1。例えば、モード1では、電流センサSAによる電流Iの検出値がしきい値Ith1に達する前は、pチャンネル電界効果トランジスタM1がオンされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2がオフされる。このため、平滑回路Hに流入する電流Iが増大し、出力電圧Voutのレベルが上昇する。そして、平滑回路Hに流入する電流Iの検出値がしきい値Ith1に達すると、pチャンネル電界効果トランジスタM1がオフされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2がオンされる。このため、平滑回路Hに流入する電流Iが減少し、出力電圧Voutのレベルが低下する。一方、出力電圧Voutのレベルが上限値VHを超えた場合または下限値VLに達しない場合、電流センサSAによる電流Iの検出値としきい値Ith2との比較結果に基づいてPWM信号が生成され、pチャンネル電界効果トランジスタM1およびnチャンネル電界効果トランジスタM2が非周期的にオン/オフされるモード2。例えば、モード2では、電流センサSAによる電流Iの検出値がしきい値Ith2に達する前は、pチャンネル電界効果トランジスタM1が継続してオンされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2が継続してオフされる。このため、平滑回路Hに流入する電流Iが増大し、出力電圧Voutのレベルが上昇する。そして、平滑回路Hに流入する電流Iの検出値がしきい値Ith2に達すると、pチャンネル電界効果トランジスタM1がオフされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2がオンされる。このため、平滑回路Hに流入する電流Iが減少し、出力電圧Voutのレベルが低下する。これにより、電源回路を電流モードで動作させた時に出力電圧Voutのレベルが大きく変動した場合においても、出力電圧Voutのレベルを急速に収束させることができ、出力電圧Voutの安定性を向上させることが可能となるとともに、デューティーモードに比べて応答性を向上させることができる。第4実施形態図9は、第4実施形態に係る電源回路の概略構成を示すブロック図である。図9において、この電源回路では、図7のスイッチング制御部11cの代わりにスイッチング制御部11dが設けられている。スイッチング制御部11dでは、図7のマルチモード制御部19の代わりにADコンバータ20、モード制御回路21、デジタルコンパレータ22およびフリップフロップ23が設けられている。ここで、ADコンバータ20は、電流センサSAによる電流Iの検出値をAD変換することができる。モード制御回路21は、デジタル補償値Dpに基づいてしきい値Ith1を算出するとともに、ADコンバータ12、20によるAD変換結果に基づいてしきい値Ith2を算出し、ADコンバータ12によるAD変換結果に基づいてしきい値Ith1またはしきい値Ith2を制御値SCとして選択することができる。デジタルコンパレータ22は、ADコンバータ20によるAD変換結果を制御値SCと比較することができる。この時、デジタルコンパレータ22は、ADコンバータ20によるAD変換結果が制御値SCを超えた場合、リセット信号Rsを出力することができる。フリップフロップ23は、クロック信号Ckにてセットされ、リセット信号Rsにてリセットされることができる。そして、ADコンバータ20において、電流センサSAによる電流Iの検出値がAD変換され、モード制御回路21およびデジタルコンパレータ22に出力される。そして、モード制御回路21において、デジタル補償値Dpに基づいてしきい値Ith1が算出され、ADコンバータ12、20によるAD変換結果に基づいてしきい値Ith2が算出される。また、モード制御回路21では、ADコンバータ12によるAD変換結果に基づいて出力電圧Voutのレベルが監視される。そして、出力電圧Voutのレベルが上限値VHと下限値VLとの間にある場合、しきい値Ith1が制御値SCとして選択され、デジタルコンパレータ22に出力される。一方、出力電圧Voutのレベルが上限値VHを超えた場合または下限値VLに達しない場合、しきい値Ith2が制御値SCとして選択され、デジタルコンパレータ22に出力される。そして、デジタルコンパレータ22において、ADコンバータ20によるAD変換結果と制御値SCとが比較され、ADコンバータ20によるAD変換結果が制御値SCを超えた場合、リセット信号Rsがフリップフロップ23に出力される。そして、クロック信号Ckにてフリップフロップ23がセットされることで、フリップフロップ23の出力が立ち上がり、ドライバ17を介してpチャンネル電界効果トランジスタM1がオンされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2がオフされる。一方、リセット信号Rsにてフリップフロップ23がリセットされることで、フリップフロップ23の出力が立ち下がり、ドライバ17を介してpチャンネル電界効果トランジスタM1がオフされるとともに、nチャンネル電界効果トランジスタM2がオンされる。これにより、電源回路を電流モードで動作させた時に出力電圧Voutのレベルが大きく変動した場合においても、出力電圧Voutのレベルを急速に収束させることができ、出力電圧Voutの安定性を向上させることが可能となるとともに、デューティーモードに比べて応答性を向上させることができる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。"