交流電源19から供給された交流電力をスイッチングして所定の電圧および周波数の交流電力に電力変換し、負荷18に供給する変換部10aを備えた電力変換装置であって、上記変換部10aを制御するスイッチング信号をキャリア周期毎に出力する制御部17と、上記変換部10aの電圧を上記キャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期毎に検出する電圧検出部36と、今回のキャリア周期を含む以前に上記電圧検出部36において少なくとも3回検出された電圧の検出値に基づいて、次回のキャリア周期において制御部17で使用される電圧を推定する電圧推定部40とを備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記変換部10aは、上記交流電源19の交流電圧を全波整流する整流回路11と、該整流回路11の出力側に並列接続されてスイッチングによる電圧変動を吸収するコンデンサ21と、脈動する直流電圧を出力する直流リンク部12と、該直流リンク部12の直流をスイッチングして交流に変換し、負荷18に供給するインバータ回路14を備える一方、上記電圧検出部36は、上記直流リンク部12の出力電圧Vdcを上記キャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期毎に検出するよう構成され、上記電圧推定部40は、今回のキャリア周期以前に上記電圧検出部36においてサンプリング周期毎に少なくとも3回検出された検出値に基づいて、次回のキャリア周期において制御部17で使用される直流リンク部12の出力電圧Vdcを推定するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。請求項1又は2において、上記変換部10aの脈動成分を検出する脈動検出部3536を備える一方、上記電圧推定部40は、上記推定された電圧を上記脈動検出部3536で検出された脈動成分を抑えるように補正する電圧補正部50を備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1~3の何れか1つにおいて、上記電圧検出部36は、上記変換部10aの電圧を上記キャリアの1周期以内に3回検出するよう構成されていることを特徴とする電力変換装置。しかしながら、例えば単相交流電源の場合、上述した電力変換装置では、直流リンク部の直流電圧が電源の2倍の周波数で脈動する。このため、インバータ回路から出力される電流が直流電圧の脈動に応じて脈動する、いわゆるビート現象が発生していた。このため、特許文献3に示すような電力変換装置では、前回の直流電圧検出値VDC1および今回の直流電圧検出値VDC2から演算して波形出力タイミング時の直流電圧検出値VDC3を推定するようにしている。しかしながら、特許文献3に示す電力変換装置では、制御信号のキャリア周期毎に直流電圧検出値をサンプリングしている。このため、制御信号のキャリア周期と直流電圧検出値のサンプリング周期とが異なるような電力変換装置には適用できない。これにより、制御信号のキャリア周期と直流電圧検出部のサンプリング周期とを同期させるために高価なマイコンを使用するなどコストが上がるという問題があった。本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、制御信号のキャリア周期と直流電圧検出値のサンプリングのタイミングが非同期であっても、波形出力タイミング時の直流電圧検出値を推定することを目的とする。第1の発明は、交流電源19から供給された交流電力をスイッチングして所定の電圧および周波数の交流電力に電力変換し、負荷18に供給する変換部10aを備えた電力変換装置であって、上記変換部10aを制御するスイッチング信号をキャリア周期毎に出力する制御部17と、上記変換部10aの電圧を上記キャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期毎に検出する電圧検出部36と、今回のキャリア周期を含む以前に上記電圧検出部36において少なくとも3回検出された電圧の検出値に基づいて次回のキャリア周期において制御部17で使用される電圧を推定する電圧推定部40とを備えているものである。上記第1の発明では、変換部10aは、交流電源19から供給された交流電力をスイッチング信号に基づいてスイッチングして所定電圧及び所定周波数の交流電力に変換して負荷18に供給している。具体的には、制御部17は、変換部10aを制御するスイッチング信号をキャリア周期毎に出力する。電圧検出部36は、変換部10aの電圧をキャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期毎に検出する。電圧推定部40は、今回のキャリア周期を含む以前に電圧検出部36においてサンプリング周期毎に少なくとも3回検出された電圧の検出値に基づいて、次回のキャリア周期において制御部17で使用される電圧を推定する。制御部17は、電圧推定部40で推定された電圧に基づいて変換部10aにスイッチング信号を出力する。変換部10aは、交流電源19から供給された交流電力をスイッチング信号に基づいてスイッチングして交流に変換し、負荷18に供給する。第2の発明は、上記第1の発明において、上記変換部10aが上記交流電源19の交流電圧を全波整流する整流回路11と、該整流回路11の出力側に並列接続されてスイッチングによる電圧変動を吸収するコンデンサ21と、脈動する直流電圧を出力する直流リンク部12と、該直流リンク部12の直流をスイッチングして交流に変換し、負荷18に供給するインバータ回路14を備える一方、上記電圧検出部36は、上記直流リンク部12の出力電圧Vdcを上記キャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期毎に検出するよう構成され、上記電圧推定部40は、今回のキャリア周期以前に上記電圧検出部36においてサンプリング周期毎に少なくとも3回検出された検出値に基づいて、次回のキャリア周期において制御部17で使用される直流リンク部12の出力電圧Vdcを推定するよう構成されているものである。上記第2の発明では、整流回路11は、出力された交流を全波整流する。コンデンサ21は、スイッチングに起因する電圧の脈動リプルを吸収する。直流リンク部12は、交流電圧の脈動電圧変動を含んだ直流をインバータ回路14に出力する。電圧検出部36は、直流リンク部12の出力電圧Vdcをキャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期毎に検出する。電圧推定部40は、今回のキャリア周期以前に電圧検出部36においてサンプリング周期毎に少なくとも3回検出された出力電圧Vdcの検出値に基づいて、次回のキャリア周期において制御部17で使用される直流リンク部12の出力電圧Vdcを推定する。制御部17は、電圧推定部40で推定された出力電圧Vdcに基づいてインバータ回路14にスイッチング信号を出力する。インバータ回路14は、直流リンク部12の直流をスイッチングして交流に変換し、負荷18に供給する。尚、このときインバータ回路14では、スイッチングに起因する電圧の脈動リプルが発生する。コンデンサ21は、整流回路11の交流電圧の脈動リプルを吸収せず、インバータ回路14のスイッチングの脈動リプルを吸収する。第3の発明は、上記第1又は第2の発明において、上記変換部10aの脈動成分を検出する脈動検出部3536を備える一方、上記電圧推定部40は、上記推定された電圧を上記脈動検出部3536で検出された脈動成分を抑えるように補正する電圧補正部50を備えているものである。上記第3の発明では、脈動検出部3536は、変換部10aの脈動成分を検出する。電圧推定部40は、脈動検出部3536で検出した変換部10aの脈動成分を抑えるように推定された電圧を補正する。制御部17は、電圧推定部40で補正された電圧に基づいて変換部10aにスイッチング信号を出力する。変換部10aは、交流電源19から供給された交流電力をスイッチング信号に基づいてスイッチングして交流に変換し、負荷18に供給する。第4の発明は、上記第1~第3の発明の何れか1つにおいて、上記電圧検出部36が、上記変換部10aの電圧を上記キャリアの1周期以内に3回検出するよう構成されているものである。上記第4の発明では、電圧検出部36は、上記変換部10aの電圧を上記キャリアの1周期以内に3回検出するよう構成されている。上記第1の発明によれば、キャリア周期よりも短周期のサンプリング周期で検出された電圧の検出値に基づいて制御部17で使用する電圧を推定するようにしたため、キャリア周期とサンプリング周期とを同期させなくても制御部17で使用する電圧を推定することができる。これにより、安価なマイコンなどを使用することができるなど、電力変換装置の構成を簡素化することができるため、電力変換装置のコストを低減することができる。上記第2の発明によれば、キャリア周期よりも短周期のサンプリング周期で検出された直流電圧Vdcの検出値に基づいて制御部17で使用する直流電圧Vdcを推定するようにしたため、キャリア周期とサンプリング周期とを同期させなくても制御部17で使用する直流電圧Vdcを推定することができる。これにより、、安価なマイコンなどを使用することができるなど、電力変換装置の構成を簡素化することができるため、電力変換装置のコストを低減することができる。上記第3の発明によれば、変換部10aの脈動成分を検出し、脈動成分を抑えるように推定された電圧を補正するようにしたため、制御部17で使用される電圧の精度を高めることができる。上記第4の発明によれば、1キャリア周期内で3回、変換部10aの電圧を検出するようにしたため、制御部17で使用される電圧の精度を高めることができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。図1に示すように、本発明の実施形態に係る電力変換装置10は、コンバータ回路11と、直流リンク部12と、リアクタ13と、インバータ回路14と、電流検出部35と、電圧検出部36と、電圧推定回路40と、制御回路17とを有する本体部10aを備えている。本体部10aは、三相の交流電源19から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ18に供給するように構成されいる。この本体部10aは、本発明に係る変換部を構成し、三相交流電源19は、本発明に係る交流電源を構成している。尚、本実施形態のモータ18は、突極性を有した三相交流モータであり、空気調和装置の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものであって、本発明に係る負荷を構成している。上記コンバータ回路11は、交流電源19に接続され、交流電源19が出力した交流を直流に全波整流するものであって、本発明に係る整流回路を構成している。本実施形態では、図2に示すように、6つのダイオード20~20がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードは、交流電源19の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。尚、コンバータ回路11は、ダイオード整流回路に限られず、ブリッジ整流回路を用いる他励式整流回路やPWMpulsewidthmodulation:パルス幅変調制御を行うコンバータを用いた自励式整流回路に構成してもよい。上記直流リンク部12は、コンバータ回路11で整流された直流が出力されるものであって、リアクタ13とコンデンサ21を備えている。コンデンサ21は、コンバータ回路11の出力側に並列接続され、該コンデンサ21の両端に生じた直流電圧直流リンク部12の出力電圧:Vdcがインバータ回路14の入力ノードに接続されている。上記コンデンサ21は、フィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ21は、インバータ回路14のスイッチング素子図示なしがスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧変動リプルのみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ21は、コンバータ回路11によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部12が出力する直流電圧Vdcは脈動し、通常の負荷状態における脈動では、最大電圧が最小電圧の2倍以上となる。本実施形態では、交流電源19は、単相交流電源なので、直流電圧Vdcは、電源周波数例えば50Hzの2倍の周波数で脈動する。また、リアクタ13のインダクタンスとコンデンサ21とは、LCフィルタを構成している。上記インバータ回路14は、入力ノードが直流リンク部12のコンデンサ21に並列に接続され、直流リンク部12の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ18に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路14は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路14は、三相交流をモータ18に出力するので、図示はしないが、6個のスイッチング素子を備えている。そして、インバータ回路14は、これらのスイッチング素子のオンオフ動作によって、直流リンク部12から入力された直流電圧Vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ18へ供給する。上記制御回路17は、インバータ回路14のスイッチング素子にスイッチング信号を出力し、該インバータ回路14を駆動させるものである。制御回路17は、モータ18の各相u相、v相、w相の出力電圧指令値とキャリアとが交差する箇所でスイッチング信号を出力する。尚、本実施形態では、キャリアの1周期Tは、100μsecに設定されている。制御回路17では、入力された推定値VnTkに応じて、パルス幅変調を行う変調率を補正し、この変調率によってインバータ回路14の出力電圧を補正して該出力電圧の脈動を低減させている。制御回路17は、図3に示すように、入力された推定値VnTkを相電圧に相当する値に変換する相電圧変換部25と、それを逆数に相当する値に変換する逆数変換部26と、周波数指令を設定する周波数指令設定部27と、電圧指令を求める値を設定する電圧指令部28と、電圧指令部28の値と逆数変換部26の値とを掛け合わせる乗算部29aと、乗算部29bと、積分器30と、三相電圧指令の正弦波を発生する正弦波発生器31と、三相電圧指令の正弦波と変調率を掛け合わせる乗算部29cと、PWM制御部図示なしとを備えている。上記電流検出部35は、コンバータ回路11の出力側の電流である出力電流idcを検出するものである。検出される出力電流idcは、交流電源19の電源周波数の2倍の周波数で脈動する直流電流である。電流検出部35で検出された出力電流idcは、デジタルデータに変換され、検出値として電圧推定回路40に出力される。上記電圧検出部36は、図1に示すように、直流リンク部12から出力された直流電圧Vdcを所定のサンプリング周期に検出する検出回路であって、本発明に係る電圧検出部を構成している。電圧検出部36は、50μsec毎に直流電圧Vdcを検出している。電圧検出部36で検出された直流電圧Vdcは、デジタルデータに変換され、検出値として電圧推定回路40に出力される。つまり、電圧検出部36は、その電圧検出のサンプリング周期が50μsecに設定されている。尚、電圧検出部36のサンプリング周期は、これに限定されず、キャリア周期100μsec以下であればよい。また、本実施形態では、電圧検出部36は、キャリア周期100μsec以内に直流電圧Vdcを3回検出するようにしている。上記直流電圧Vdcは、本発明に係る電圧を構成している。尚、電圧検出部36での検出回数は3回に限られるものではなく、3回以上検出するようにしてもよい。上記電圧推定回路40は、図4に示すように、電圧検出部36で検出された直流電圧Vdcの検出値に基づいて次回のキャリア周期における直流電圧Vdcの値を推定するものであって、本発明に係る電圧推定部を構成している。電圧推定回路40は、第1記憶部41と、第2記憶部42と、ゲイン部43~45と、加算部46と、電圧補正部50を備えている。電圧推定回路40は、直流電圧Vdcの検出値である3点を時系列のデータとし、直流電圧Vdcの波形を二次関数とおくことによって、次回のキャリア周期における直流電圧Vdcを推定するようにしている。これは、図5に示すように、電圧検出部36で検出された検出値Vnは、今回のキャリア周期におけるスイッチング信号には反映されず、1キャリア周期Tだけ遅れて次回のキャリア周期におけるスイッチング信号に反映されるからである。具体的に、電圧推定回路40は、図5および図6に示すように、電圧検出部36の今回のサンプリング周期である現在時刻tnの検出値をVnとし、前回のサンプリング周期である現在時刻tnよりもT/250μsec前tn-1の検出値をVn-1とし、前々回のサンプリング周期である現在時刻tnよりもT100μsec前tn-2の検出値をVn-2としている。尚、前々回のサンプリング周期は、前回のキャリア周期と同じタイミングであり、今回のサンプリング周期は、今回のキャリア周期と同じタイミングと同じである。そして、電圧推定部40は、Vn、Vn-1およびVn-2に基づいて、次回のキャリア周期である現在時刻tnから1キャリア周期T100μsec後の直流電圧VnTを推定している。上記電圧補正部50は、電圧推定回路40で推定された直流電圧Vdcを脈動成分が抑制されるように補正するものであって、本発明に係る電圧補正部を構成している。電圧補正部50は、Vnと直流電流idcから直流リンク部12における電力Pを算出する乗算部51aと、所定の周波数以上の成分を除去するLPFlowpassfilter部52と、脈動成分を除去する減算部53と、調整係数kを出力するPI制御部54と、ゲイン部55a~55dと、定数設定部56a56bと、加算部57a~57cと、乗算部51b51cとを備えて構成されている。具体的に、電圧補正部50では、電圧検出部36での検出値Vnと、電流検出部35での検出値idcとから、乗算部51aで直流リンク部12の電力Pを算出する。LPF部52は、電力Pから脈動成分のみを抽出する。減算部53は、零からLPF部52の出力信号を減算した値をPI制御部54に出力する。PI制御部54は、脈動成分が零になるような調整係数kを出力する。この調整係数kを用いてゲイン部55a~55d、定数設定部56156b、乗算部51b51cおよび加算部57a~57cによってVnTを補正してVnTkを推定する。尚、調整係数kは、-T/2<k<T/2の範囲に設定される。本実施形態では、-50<k<50の範囲に設定されている。上記電圧推定回路40における処理動作について説明する。図6に示すように、本実施形態では、上述された電圧推定回路40において、次回のキャリア周期である時刻tnTkの直流電圧Vdcの推定値VnTkが推定される。次回のキャリア周期に該当する時刻tnTにおける直流電圧Vdcの検出値Vn、Vn-1、Vn-2は以下の数式1で表すことができる。上記数式1より、推定値VnTkは以下の数式2のようになる。電圧推定回路40では、図6に示すように、電圧検出部36において前回のサンプリング周期に検出された検出値Vn-1を第1記憶部41に記憶し、同じく前々回のサンプリング周期に検出された検出値Vn-2を第2記憶部42に記憶させる。そして、検出値Vn-2およびVn-1と、電圧検出部36における今回のサンプリング周期の検出値Vnとにより、次回のキャリア周期における直流電圧VnTを推定する。また、電圧推定部40では、調整係数kによって直流リンク部12の電力Pの脈動成分が零になるように直流電圧VnTkに補正される。このようにして導出された直流電圧の推定値VnTkは、制御回路17に入力される。制御回路17では、入力された推定値VnTkに応じて、パルス幅変調を行う変調率を補正し、この変調率によってインバータ回路14の出力電圧を補正して該出力電圧の脈動を低減させている。具体的には、図3に示すように、推定値VnTkを相電圧変換部25に入力し、相電圧変換部25は、入力された推定値VnTkを相電圧に相当する値に変換する。次に、逆数変換部26は、変換された相電圧に相当する値を逆数に相当する値に変換する。一方、周波数指令設定部27は、周波数指令を設定する。電圧指令部28は、周波数指令設定部27で設定された周波数指令に応じて電圧指令を設定する。そして、乗算部29aは、逆数変換部26の逆数に相当する値と、電圧指令部28の電圧指令を求めた値とを掛け合わせてパルス幅変調を行う変調率を算出する。また、積分器30は、周波数指令設定部27で設定された周波数指令に応じて、乗算部29bで2πを掛けた値を積分して位相を求める。そして、正弦波発生器31は、積分器30で求めた位相に応じて三相電圧指令の正弦波を作成する。乗算部29cは、作成された三相電圧指令正弦波と算出した変調率を掛け合わせる。そして、三相電圧指令正弦波と変調率とを掛け合わせた値である出力電圧指令値をPWM制御部に出力する。このPWM制御部からインバータ回路14のスイッチング素子にスイッチング信号を出力し、該インバータ回路14を駆動させることによりインバータ回路14の出力電流のビート現象が抑制される。尚、本実施形態では、一例として上述した構成の制御回路17を示したが、ベクトル制御など高性能な他の方法による出力電圧制御手段を用いても同様の効果を得ることができる。次に、本実施形態を適用した場合の試験について説明する。この試験では、6kWの同期機を負荷として用いている。図7Aは、本実施形態の直流電圧の推定値VnTkを適用したときの出力電流波形であり、図7Bは、従来例に係る出力電流波形である。図7のAとBとを比較すると、本実施形態の出力電圧波形は、従来よりも脈動が低減されている。また、図8Aは、本実施形態の直流電圧の推定値VnTkを適用したときのモータ電流および直流電圧であり、図8Bは、従来例に係るモータ電流および直流電圧である。図8のAとBとを比較すると、本実施形態の直流電圧は、従来よりも脈動が低減され、直流電圧のピークが小さくなっている。-実施形態の効果-本実施形態によれば、キャリア周期よりも短い周期のサンプリング周期で検出された直流電圧Vdcの検出値に基づいて制御回路17で使用する直流電圧Vdcを推定するようにしたため、キャリア周期とサンプリング周期とを同期させなくても制御回路17で使用する直流電圧Vdcを推定することができる。これにより、安価なマイコンなどを使用することができるなど、電力変換装置10の構成を簡素化することができるため、電力変換装置10のコストを低減することができる。また、本体部10aの脈動成分である直流リンク部12の電力を検出し、この電力脈動成分を抑えるように推定された電圧を補正するようにしたため、制御回路17で使用される電圧の精度を高めることができる。また、1キャリア周期T内で3回、本体部10aの電圧を検出するようにしたため、制御回路17で使用される電圧の精度を高めることができる。さらに、リアクタ13のインダクタンスとコンデンサ21とで構成されるLCフィルタにより、直流電圧の脈動を低減することができる。つまり、直流側にインダクタンスがないような従来の電力変換装置では、直流側のコンデンサとインダクタンスとの共振によって直流電圧の脈動を低減することができない。しかしながら、本実施形態では、LCフィルタにより直流電圧の脈動を低減することができるため、脈動成分を考慮する必要がない。これにより、コンデンサ21の静電容量を低下させることができる。また、制御の安定性を向上させることができる。その他の実施形態本発明は、上記実施形態について、以下のような構成としてもよい。上記実施形態では、負荷として三相交流モータであるモータ18を用いたが、本発明はこれに限られず、その他の交流回転機、誘導機や同期機が負荷を構成してもよい。また、上記実施形態では、交流電源として三相交流電源19を用いたが、本発明はこれに限られず、単相交流電源を用いてもよい。また、上記実施形態では、フィルムコンデンサを用いてコンデンサ21を構成したが、本発明はこれに限られず、比較的大容量の電解コンデンサを用いてもよい。また、本実施形態では、調整係数kは、直流リンク部12の電力を脈動成分としたが、本発明はこれに限られず、交流側の電力、トルク、電流、電圧又は速度の何れか1つの脈動成分を使用すればよいし、これら以外の脈動成分を使用してもよい。尚、以上の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。