"無線ネットワークの送信機においてシンボルを符号化するための方法であって、前記ネットワークは、多入力多出力MIMO直交周波数分割多重MIMO-OFDMを用いる方法において、前記シンボルを送信するのに用いられるサブキャリアを、連続したサブキャリアのK個のグループのセットに分割するステップを含み、また、前記グループごとに、NK-1個の変調シンボルDk1,Dk2,...,DkNK-1のセットを提供するステップと、グループkの各前記変調シンボルDknを、にしたがって対応するマッピングされた変調シンボルXknにマッピングするステップと、をさらに含み、前記提供するステップにおいて、前記グループ内の前記サブキャリアごとに1つの変調シンボルが存在し、前記マッピングするステップにおいて、mkはグループkの前記変調シンボルのセットのサンプル平均であり、α1k、α2k、およびβkは定数であり、該定数は所定の正数である、方法。ESkは、グループkの各前記マッピングされた変調シンボルの平均エネルギーであり、前記K個のグループのそれぞれについて、前記定数α1k、α2k、およびβk211は、それぞれ、以下の関数にしたがってとして選択される、請求項1に記載の方法。各前記グループ内のサブキャリア数はチャネルコヒーレンス帯域幅未満になるように選択される、請求項1に記載の方法。前記シンボルに対応する受信信号に基づいて前記送信機と受信機との間のチャネルを推定することをさらに含む、請求項1に記載の方法。用いられるグループ数はK未満であり、前記推定することは、用いられていないサブキャリアにおける前記チャネルを、周波数領域補間プロセスを用いて推定する、請求項2に記載の方法。前記グループごとにチャネル当たりの平均雑音電力を推定することをさらに含む、請求項1に記載の方法。K個のグループについて有効な平均信号対雑音比およびエラーレートを推定することをさらに含み、前記シンボルを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択することをさらに含む、請求項1に記載の方法。前記送信機はMT個のアンテナを備え、前記方法は、各前記サブグループをMT個のサブグループに分割すること、および前記サブグループごとに前記提供することおよび前記マッピングすることを実行すること、をさらに含む、請求項1に記載の方法。複数の空間データストリームを有する線形ゼロフォーシング受信機について、ストリーム当たりの信号対干渉雑音比を推定すること、および前記空間データストリームごとに該空間データストリームを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択すること、をさらに含む、請求項7に記載の方法。複数の空間データストリームを有する線形最小平均2乗誤差受信機についてストリーム当たりの信号対干渉雑音比の推定、および前記空間データストリームごとに該空間データストリームを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択すること、をさらに含む、請求項7に記載の方法。非線形最大尤度受信機についてストリーム当たりの信号対干渉雑音比の推定、および空間データストリームごとに該空間データストリームを送信する変調次数およびチャネル符号化率を選択すること、をさらに含む、請求項7に記載の方法。ユーザ数はKUserであり、ユーザ当たりの送信機アンテナ数はMTであり、前記方法は、利用可能な数NU個のサブキャリアをK個の連続したグループに分割することであって、各該連続したグループはNK=NU/K個のサブキャリアを含む、分割すること、制約を満たしつつ、K個の前記連続したサブキャリアグループからKj個のグループをユーザjに割り当てること、および前記提供することおよび前記マッピングすることを各ユーザjについて前記連続したサブグループごとに実行すること、をさらに含む、請求項7に記載の方法。ここでは、この発明者らは、上記の仮定が当てはまらず、屋外で動作するネットワークのように環境が変動するとともに、送受信機の移動性が高い、より困難な事例を扱うことを所望する。この発明の実施の形態は、多入力多出力MIMO直交周波数分割多重MIMO-OFDMネットワークのための適応的な変調および符号化技法を用いることによって、チャネル推定および閉ループデータ送信のためにチャネルをサウンディングするための方法を提供する。暗黙的チャネルサウンディングICS:implicitchannelsoundingを用いる。チャネルサウンディングはOFDMシンボルの所定のセットを用いて実行される。チャネルサウンディングのために設計された各OFDMシンボルにおいて、送信機はチャネル推定のために明示的なパイロットシンボルを一切送信しない。そうではなく、これらのパイロットシンボルパイロットトーンは未知の変調データシンボルにおいて暗黙的に符号化される。結果として、明示的なパイロットシンボルを送信するために送信電力、時間、帯域幅等の貴重なリソースをさらに配分する必要がない。これによって、エネルギーリソース、時間リソース、および帯域幅リソースが大幅に節減されることになり、それによってネットワーク全体の電力およびスペクトル効率が改善する。この発明者らの暗黙的ICS法における全ての変調データシンボルは既知のパイロットシンボルを符号化するので、この発明によって、周波数選択性OFDMチャネルをより正確に推定するとともに、閉ループ送信の場合に、データレート、変調次数modulationorder、送信電力、チャネル符号化率を、変動するチャネルに適応させることが可能になる。実施の形態1.図1に示すように、この発明の実施形態は、多入力多出力MIMO直交周波数分割多重MIMO-OFDMネットワーク120においてチャネルを推定するための方法125を提供する。ネットワークにおいて、各送信アンテナおよび受信アンテナ対間に1つのチャネルが存在する。受信機は、閉ループフィードバックを用いて、チャネル状態情報CSI150を送信機に送信する。チャネル推定によって、送信機において閉ループに適応した変調および符号化技法を実行することが可能になる。チャネルは受信機122において、送信機によって周期的に送信される暗黙的パイロットシンボル100を用いて推定される。単一ストリームのOFDMネットワークの場合の暗黙的チャネルサウンディング図2に示すように、以下のネットワークパラメータ、すなわち、OFDMAネットワーク帯域幅はWHzである、OFDMネットワークサンプリング周波数はFSサンプル/秒である、サブキャリア間隔はΔfHzである、サブキャリア数すなわちFFTサイズはNFFTである、サイクリックプレフィックス長はNCPサンプルである、左ガードサブキャリア数201はNLである、右ガードサブキャリア数はNRである、およびOFDMシンボル210内のサブキャリア数は、DCサブキャリア220を無視すると、NU=NFFT-NL-NR-1である、によって記述されるOFDMネットワークを考察する。10MHz帯域幅を有するチャネルにわたって動作する一例示のIEEE802.16eネットワークの場合、W=10MHz、FS=11.2Mサンプル/秒、Δf=10.9375kHz、NFFT=1024、NCP=128サンプル、NL=92サブキャリア、NR=91サブキャリア、およびNU=1024-92-91-1=840である。W、FS、Δf、NFFT、NCP、NL、NR、およびNUの値は、IEEE802.11nおよび3GPPLTEネットワークのような他の無線標準規格についても取得することができる。利用可能な数NU個のサブキャリアは、K個の連続したグループからなるセット230に分割され、各グループは、NK=NU/K個のサブキャリアを含み、NKは整数である。OFDMネットワークは通常、周波数選択性チャネルフェージングを受けるので、グループ内のサブキャリア数NKは、NKが、以下の正規化されたチャネルコヒーレンス帯域幅NC、を超えないように選択される。ここで、roundxはxに最も近い整数であり、σRMSは2乗平均平方根RMSチャネル遅延拡散である。上記のNCの値に関して、NK個の連続サブキャリアにわたってチャネルを周波数不変として適度に近似することができるように、NK≦NCが必要である。NK個のサブキャリアのk番目のグループを介して送信されることになるNK-1個の変調シンボルからなるセットは、Dk1,Dk2,...,DkNK-1240である。これらのNK個のサブキャリア上で送信されるシンボルは、Xk1,Xk2,...,XkNK250である。以下に、Dk1,Dk2,...,DkNK-1のXk1,Xk2,...,XkNKへのマッピングを示す。k番目のグループ内のNK個のシンボルのそれぞれは、平均エネルギーESkで送信される。ESがN-1個の送信されるマッピングされたデータシンボルのそれぞれの平均エネルギーである場合、所定の正の定数α1、α2、およびβ211は、それぞれ、以下の関数にしたがって、のように選択される。この定式化は、参照により本明細書に援用される関連出願における対応する関数とは異なることに注意されたい。関連出願では、該出願の図2Aに示されるように、マッピングはリソースブロック全体のシンボルおよびサブキャリアに対するものである。対照的に、本出願では、図2に示すように、マッピングは単一のOFDMシンボルのサブキャリアのグループに対するものである。利点として、マッピングはシンボル単位でチャネル状態を保有するように適応させることができるのに対し、この発明者らの以前のマッピングは比較的長いチャネルコヒーレンス時間を必要とする。値α1k、α2k、およびβkを用いて、k番目のグループのためのICSマッピングルールが以下のステップにおいて説明される。ステップ1:NK-1個の変調シンボルDk1,Dk2,...,DkNK-1240を入力する;正の定数α1k、α2k、およびβk211を入力する;およびステップ2:にしたがってICSデータマッピング260を実行する。ここで、mkは変調シンボルのセットのサンプル平均であり、α1、α2、およびβは以下で詳細に説明される所定の正の定数である。この定式化も、関連出願における対応する関数と異なることに留意されたい。NK-1個の変調シンボルのk番目のグループのICSマッピングユニットの出力は、マッピングされた変調シンボルXk1,Xk2,...,XkNK250となる。上記のICSマッピングルールは、以下の入力および出力変調シンボルを用いてK個すべてのグループについて繰り返される。k=1~Kについてコンスタレーションシンボル:Dk1,Dk2,...,DkNK-1を入力し、正の定数α1k、α2k、およびβkを入力し、ICSデータマッピングルールのステップ1およびステップ2を実行し、変調シンボル:Xk1,Xk2,...,XkNKを出力する。ステップ1およびステップ2に記載するICSマッピングルールがα1k、α2k、およびβkのいかなる選択についても有効であり、α1k、α2k、およびβkの例示的な選択に限定されないことに留意することが重要である。OFDMシンボル内に挿入される変調シンボルの総数はKNK-1=NU-Kであり、サブキャリア数はNUである。すなわち、提案されるICSマッピングの発明の効率は、サブキャリア当たり、であり、左のサブキャリア、右のサブキャリア、およびDCサブキャリアの数を考慮に入れると、全体効率は、である。一例として、10MHzチャネル帯域幅にわたって動作するIEEE802.16eネットワークの場合、NFFT=1024、NL=92サブキャリア、NR=91サブキャリアであり、用いられるサブキャリア数はNU=1024-92-91-1=840である。K=84およびNK=840/84=8の場合、用いられるサブキャリア当たりの効率は1-84/840=9/10=90パーセントであるのに対し、OFDMシンボル当たりの全体効率は9/10×840/1024=73.82パーセントである。この発明者らの以前の出願と同様に、かつ従来のチャネルサウンディング技法と対照的に、この発明者らのICSマッピングは既知のパイロットシンボルの送信を必要としない。この発明者らのICSマッピングは、同時にチャネルサウンディングを実行しながら、全ての利用可能なサブキャリアをデータ送信に用いるので、データ送信に実際に用いられるサブキャリア数に大幅な効率改善がある。この発明者らのICS技法を用いて、次に周波数領域OFDMチャネルの推定方法および個々の変調シンボルの検出方法を説明する。グループ内のサブキャリア数NKはチャネルコヒーレンス帯域幅NCよりも少なくなるように選択されるので、NK個のサブキャリアからなるグループ内のチャネルは一定であると仮定する。k番目のグループについて、所与のOFDMシンボル内のNK個のサブキャリアのそれぞれにおける受信信号は、によって与えられ、ここでYk,lnは受信機アンテナlにおけるグループkのサブキャリアnでの受信信号であり、Hk,jは受信機アンテナlにおけるグループkのチャネル応答であり、Zk,lnは受信機アンテナlにおけるグループkのサブキャリアnでの干渉雑音成分である。要素Yk,ln,l=1,...,Lを1つのベクトルにスタックし、についても同様にすると、と書くことができ、ここでは、グループkk=1~Kのサブキャリアnでのベクトル値雑音干渉である。k番目のグループについて周波数領域チャネルを推定する。k番目のグループ内のシンボルを復調する。ここで、n=1,...,NK-1である。K個のグループのそれぞれについてチャネルが取得された後、NU個の用いられるサブキャリア内の全体周波数領域チャネルは、n=1~NUについて、であり、ここではxの天井であり、ハットHlnは受信機アンテナl上のサブキャリアnにおけるチャネルの推定値である。上述した実施形態は、所与のOFDMシンボル内のNU個全てのサブキャリアがデータ送信に利用されると仮定する。より少ない数のサブキャリアグループ、すなわちK個未満のグループのみが用いられる、すなわちグループ数<Kの場合であっても、上述したように、これらの用いられるサブキャリアグループのそれぞれにおけるチャネルを推定しハットhk、線形補間アルゴリズム、スプライン補間アルゴリズム、および窓処理に基づく補間アルゴリズム等の周波数領域補間処理を実行し、残りのサブキャリアグループのチャネルを推定することができる。NK個のサブキャリアのk番目のグループについて、受信機アンテナチャネル当たりの平均雑音電力の推定値は、以下のように計算される。上記の推定雑音電力およびk番目のサブグループにおけるチャネルの推定値、ハットhkを用いると、NK個のサブキャリアのk番目のグループの有効な信号対雑音比SNRは以下のように計算される。ここで、推定SNR値、γ1,γ2,...,γKを利用して変調次数およびチャネル符号化率の適切な選択を求めることができる。IEEE802.16m-08/004r2標準規格についてSrinivasan他のEvaluationMethodologyDocumentEMD,July3,2008に指定されているような、ビット当たりの平均相互情報量MMIB、受信ビット情報レートRBIR、または指数関数的に有効なSNRマッピングEESMルール等の既知のチャネル抽象化技法を用いる場合、K個のグループにわたるチャネル品質の測定が必要となる。γ1,γ2,...,γKを用いると、EESMルールを用いたK個のグループにわたる有効なSNRは、であり、ここでcは用いられる変調および符号化に依拠する定数である。実際に、cの値はチャネルレベルシミュレーション技法を用いてアプリオリに取得される。cがアプリオリに知られていないとき、またはcが非常に大きな負の値をとるとき、以下のメトリックを用いて、K個のグループにわたって有効なSNRを表すことができる。これはK個のグループにわたって平均化されたSNRである。γEffectiveを、たとえばルックアップテーブルを用いて加法性白色ガウス雑音AWGNチャネルに対応する推定ブロックエラーレートまたはフレームエラーレート性能曲線と併せて用いることによって、変調次数およびチャネル符号化率の適切な選択を確定することが可能になる。MIMO-OFDMネットワークのための暗黙的チャネルサウンディング図3に示すように、次に複数の送信機アンテナを有するMIMO-OFDMネットワークを説明する。ここで、送信機アンテナの数はMTであり、受信機におけるアンテナの数はMRである。単一の送信機アンテナの場合と同様に、まず、利用可能な数NU個のサブキャリアをK個の連続したグループに分割する。ここで各グループはNK=NU/K個のサブキャリアで構成される。ここでもKは、NKが整数となるように選択されることに留意するべきである。次に、所与のグループ内のNK個のサブキャリアが、各サブグループがNK,T=NK/MT個のサブキャリアを含むようにMT個のサブグループに分割される。所与のMTについて、NKは、NKがMTで割り切れてそれによりNK,Tが整数となるように選択されなくてはならないことに留意されたい。例として、MT=2個の送信機アンテナ、K=84、およびNK=8の場合、NK,T=8/2=4が得られる。Dk,l1,Dk,l2,...,Dk,lNK,T-1によって、l番目の送信機アンテナにおけるk番目のグループについて割り当てられたNK,T-1個の変調シンボルを表す。複数の送信機アンテナを用いたICSマッピングルールは、Dk,l1,Dk,l2,...,Dk,lNK,T-1を入力として取り、Xk,l1,Xk,l2,...,Xk,lNK,Tを生成する。ここで、Xk,lnはl番目の送信機アンテナにおけるk番目のグループに割り当てられたサブキャリアn上で送信される変調シンボルである。l番目の送信機アンテナに対応するk番目のグループ内のNK,T個のシンボルXk,l1,Xk,l2,...,Xk,lNK,Tのそれぞれが平均シンボルエネルギーES,lkで送信される。次に、k=1~NKおよびl=1~MTについて以下のパラメータを規定する。上記の値α1,lk、α2,lk、およびβlkを用いて、l番目の送信機アンテナを用いるk番目のグループのためのICSマッピングルールが以下のステップにおいて説明される。ステップ1:NK,T-1個の変調シンボルDk,l1,Dk,l2,...,Dk,lNK,T-1を入力する;正の定数α1,lk、α2,lk、およびβlkを入力する。ステップ2:ICSデータマッピングを実行する。l番目の送信機アンテナにおいて送信されることになるNK,T-1個の変調シンボルのk番目のグループのためのICSマッピングユニットの出力は、Xk,l1,Xk,l2,...,Xk,lNK,Tである。上記のICSマッピングルールは、以下の入力および出力変調シンボルを用いてK個すべてのグループについてMT個全ての送信機アンテナに対し繰り返される。k=1~Kおよびl=1~MTについて、コンスタレーションシンボル:Dk,l1,Dk,l2,...,Dk,lNK,T-1を入力し、正の定数α1,lk、α2,lk、およびβlkを入力し、ICSデータマッピングルールのステップ1およびステップ2を実行し、変調シンボル:Xk,l1,Xk,l2,...,Xk,lNK,Tを出力する。ステップ1およびステップ2におけるICSマッピングルールがα1,lk、α2,lk、およびβlkのいかなる選択についても有効であり、ステップ1およびステップ2に先立って与えられたα1,lk、α2,lk、およびβlkの例示的な選択に限定されないことに留意することが重要である。MT=1のとき、このマッピングルールは以前のマッピングルールに帰着することに留意することも有益である。MT個の送信機アンテナを用いてOFDMシンボル内に挿入される変調シンボルの総数はKMTNK,T-1=NU-KMTであり、サブキャリア数はNUである。すなわち、MT個の送信機アンテナのためのICSマッピングの効率は、用いられるサブキャリア当たり、NU-KMT/NU=1-KMT/NUであり、左のサブキャリア、右のサブキャリア、およびDCサブキャリアの数を考慮に入れると、全体効率はである。一例として、10MHzチャネル帯域幅にわたって動作するIEEE802.16eネットワークの場合、NFFT=1024、NL=92サブキャリア、NR=91サブキャリアであり、用いられるサブキャリア数はNU=1024-92-91-1=840である。K=84、MT=2、およびNK=840/84=8の場合、用いられるサブキャリア当たりの効率は1-84×2/840=9/10=80パーセントであるのに対し、OFDMシンボル当たりの全体効率は8/10×840/1024=65.61パーセントである。図4は、受信機における各グループの処理を示しており、図5は有効なSINRを計算するためのプロセスを示しており、図6は複数のアンテナのための各グループの処理を示しており、図7は複数のアンテナを用いて有効なSINRを計算するためのプロセスを示しており、これらは全て本明細書において詳細に説明される。k番目のグループについて、所与のOFDMシンボル内の送信機アンテナmに対応するNK、T個のサブキャリアのそれぞれにおける受信信号は、によって与えられ、ここで、Ymk,lnは、Xk,mnが送信機アンテナmから送信されるときの受信機アンテナlにおけるグループkのサブキャリアnでの受信信号であり、Hmk,jは受信機アンテナlと送信機アンテナmとの間のグループkのチャネル応答であり、Zmk,lnは、送信機アンテナmに起因する受信機アンテナlにおけるグループkのサブキャリアnでの干渉雑音成分である。要素Ymk,ln,l=1,...,Lを1つのベクトルにスタックし、についても同様にすると、と書くことができ、ここでは、送信アンテナmが用いられるときのグループkのサブキャリアnでのベクトル値雑音干渉である。次に、以下のように、k=1~K、およびm=1~MTについて、送信機アンテナごとおよびグループごとにベクトル値チャネルhmkを推定する。送信機アンテナmからの周波数領域チャネルを推定する。k番目のグループ内の送信機アンテナmによって送信されるNK,T-1個のシンボルを復調する。ここで、n=1,...,NK,T-1である。MT個の送信機アンテナのそれぞれからK個のグループのそれぞれについてチャネルが取得された後、NU個の用いられるサブキャリア内の全体周波数領域チャネルは、n=1~NUについてであり、ここではxの天井であり、ハットHmlnは受信機アンテナlと送信機アンテナmとの間のサブキャリアnにおけるチャネルの推定値である。NK個のサブキャリアのk番目のグループについて、送信機アンテナmからの送信に起因するL個の受信機アンテナのそれぞれにおける雑音分散の推定値はである。上記の推定雑音電力、および送信機アンテナmに対応するk番目のサブグループにおけるチャネルの推定値ハットhmkを用いると、送信機アンテナmが用いられるときのNK個のサブキャリアのk番目のグループの有効な信号対干渉雑音比SINRは、であり、ここで、γmk,MRCは、最大比合成MRC受信機が用いられるときの結果としてのSNRであり、γmk,MMSEλは、線形最小平均2乗誤差MMSE受信機がパラメータλとともに用いられるときの結果としてのSINRである。上記の式において、amkはバイアス項としての役割を果たす正の定数であり、0≦bmk≦1である。amkおよびbmkの適切な値を取得する1つの手法は、チャネルレベルシミュレーションを用いることである。上記の式のSNR項γmk,MRCおよびSINR項γmk,MMSEλは、およびとして取得され、ここではサイズMT×MTであり、はMT×MTの恒等行列であり、Gλkm,mは、Gλkの第m行第m列に対応する要素である。この発明者らのSINR推定値γmkは極めて一般的であり、以下の特殊なケースにつながることに留意することが重要である。Gλkにおけるλ=0、amk=1、およびbmk=1をセットすることによって、MRC受信機に対応するSNRが得られる;Gλkにおけるλ=0、amk=1、およびbmk=0をセットすることによって、線形ゼロフォーシング受信機に対応するSINRが得られる;Gλkにおけるλ=ハットσ2k,m、amk=1、およびbmk=0をセットすることによって、線形MMSE受信機に対応するSINRが得られる;およびGλkにおけるλ=ハットσ2k,mをセットし、amkおよびbmkの適切な選択によって、非線形最大尤度ML受信機を有するMIMOネットワークのSINR推定値の近似が得られる。このため、SINR推定値γmkは線形受信機アルゴリズムおよび非線形受信機アルゴリズムの双方に有効である。k=1,...,K、およびm=1,...,MTについてγmkを用いると、EESMルールを用いたK個のグループにわたる有効なSINRは、によって与えられ、ここでcは用いられる変調および符号化501に依拠する定数である。実際に、cの値はチャネルレベルシミュレーション技法を用いてアプリオリに取得される。cがアプリオリに知られていないとき、またはcが非常に大きな負の値をとるとき、以下のメトリックを用いて、K個のグループにわたる有効なSNRを表すことは一般的でない。γEffectiveを、加法性白色ガウス雑音AWGNチャネルに対応するブロックまたはフレームエラーレート性能曲線と併せて用いることによって、変調次数およびチャネル符号化率の適切な選択を確定することが可能になる。マルチユーザMIMO-OFDMネットワークのための暗黙的チャネルサウンディング上記において、MIMO-OFDM技法を用いる単一の送信機と単一の受信機との間のICSについて説明した。この手法は、複数ユーザの事例にも拡張することができる。それぞれ、MT個の送信機アンテナを有するKUser個のユーザ送受信機がネットワーク内に存在するとき、以下の動作を行ってICSを実行する。単一ユーザの事例と同様に、利用可能な数NU個のサブキャリアをK個の連続したグループに分割する。ここで各グループはNK=NU/K個のサブキャリアで構成される。Kは整数となるように選択されることに留意するべきである。利用可能なK個のサブキャリアグループから、ユーザjにKj個のグループを割り当てる。所与のユーザに割り当てられるサブキャリアグループの総数は負になり得ないので、Kj≧0を得る。また、全てのユーザに割り当てられるサブキャリアグループの総数は利用可能なサブキャリアグループKを超え得ない。すなわち、が得られる。例として、K=84を選択する場合、それぞれ10個のサブキャリアからなる1つのグループを用いて、最大84ユーザをサポートすることができる。一方で、それぞれ6個のサブキャリアグループまたは、ユーザ当たり、計6×10=60個のサブキャリアを用いて14ユーザをサポートすることもできる。サブキャリアグループがそれぞれのデータレート要件にしたがって個々のユーザに割り当てられた後、各ユーザは以下を実行する。所与のユーザのための所与のグループ内のNK個のサブキャリアが、各サブグループがNK,T=NK/MT個のサブキャリアを含むようにMT個のサブグループに分割される。所与のMTについて、NKは、NKがMTで割り切れてそれによりNK,Tが整数となるように選択されなくてはならないことに留意されたい。例として、MT=2個の送信アンテナ、K=84、およびNK=8の場合、NK,T=8/2=4が得られる。この発明を好ましい実施形態の例として説明してきたが、この発明の趣旨および範囲内で様々な他の適応および変更を行うことができることは理解されたい。したがって、添付の特許請求の範囲の目的は、この発明の真の趣旨および範囲内に入るすべての変形および変更を包含することである。"