"2値信号である入力信号の波形を鈍らせた波形のクロック信号を生成するチャージポンプ駆動ユニットと、前記クロック信号の振幅に応じて昇圧した出力電圧を出力するポンプ回路と、を備える、チャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動ユニットは、前記入力信号が入力される入力端子と、前記クロック信号を出力するためのクロック信号出力端子と、前記クロック信号と位相が反転したクロック信号を出力するための反転クロック信号出力端子とを有し、前記入力信号の立ち上がり時間及び立下り時間を増大させることにより当該入力信号の波形を鈍らせて前記クロック信号及び前記反転クロック信号を生成するよう構成されている、請求項1に記載のチャージポンプ回路。前記ポンプ回路は、前記クロック信号が入力されるクロック信号入力端子と、前記反転クロック信号が入力される反転クロック信号入力端子と、前記出力電圧を出力するための出力端子と、前記出力端子とグランドとの間に互いに直列に且つそれぞれの順方向が一致するように接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオードの相互間の接続点に一端がそれぞれ接続された複数の非最終段容量と、前記出力端子に一端が接続され且つグランドに他端が接続された最終段容量と、を備え、前記複数の非最終段容量の他端に前記クロック信号入力端子及び前記反転クロック信号入力端子が交互に接続されている、請求項2に記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動ユニットは、前記入力端子に入力される入力信号の波形を鈍らせた波形のクロック信号を生成してこれを前記クロック信号出力端子及び前記反転クロック信号出力端子に出力するよう互いに縦続接続された2以上のチャージポンプ駆動回路を備え、それぞれの前記チャージポンプ駆動回路は、第1のP型トランジスタと、第1のN型トランジスタと、前記第1のP型トランジスタのドレインと前記第1のN型トランジスタのドレインとの間に接続された抵抗と、前記第1のP型トランジスタのドレインにゲートが接続された第2のP型トランジスタと、前記第1のN型トランジスタのドレインにゲートが接続され前記第2のP型トランジスタのドレインにドレインが接続された第2のN型トランジスタと、を備え、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートに少なくとも前記入力信号又は前段のチャージポンプ駆動回路の抵抗の電位が入力され、前記第2のP型トランジスタのドレインの電位が少なくとも前記クロック信号出力端子又は前記反転クロック信号出力端子に出力されるよう構成されている、請求項3に記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動ユニットは、前記2以上のチャージポンプ駆動回路として、前段チャージポンプ駆動回路及び後段チャージポンプ駆動回路を備え、前記前段チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートが前記入力端子に接続され、且つ前記第2のP型トランジスタのドレインが前記クロック信号出力端子に接続され、前記後段チャージポンプにおいて、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートに前記前段チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の電位が入力され、且つ前記第2のP型トランジスタのドレインが前記反転クロック信号出力端子に接続されている、請求項4に記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のP型トランジスタ側の端に接続されている、請求項4に記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のN型トランジスタ側の端に接続されている、請求項4に記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のP型トランジスタ側の端に接続され、且つ、前記第1のN型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のN型トランジスタ側の端に接続されている、請求項4に記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第2のP型トランジスタのゲートとソースとの間に第1の容量が接続され、前記第2のN型トランジスタのドレインとゲートとの間に第2の容量が接続されている、請求項4乃至8のいずれかに記載のチャージポンプ回路。前記チャージポンプ駆動回路において、前記抵抗が第3のN型トランジスタ及び第3のP型トランジスタで構成され、前記第3のN型トランジスタのソースが前記第3のP型トランジスタのドレインに接続され、前記第3のN型トランジスタのドレインが前記第3のP型トランジスタのソースに接続され、前記第3のN型トランジスタのゲートが前記第1のP型トランジスタのソースに接続され、前記第3のP型トランジスタのゲートが前記第1のN型トランジスタのソースに接続されている、請求項4乃至9のいずれかに記載のチャージポンプ回路。シリコンオンインシュレータ構造又はシリコンオンサファイア構造の単一の基板上に集積化されている、請求項1乃至10のいずれかに記載のチャージポンプ回路。請求項1乃至10のいずれかに記載のチャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の前記クロック信号入力端子及び前記反転クロック信号入力端子それぞれに入力される前記クロック信号及び前記反転クロック信号を発振により生成する発振器と、複数のスイッチ入力端と複数のスイッチ出力端とを備え、任意のスイッチ入力端と任意のスイッチ出力端との間を導通させるように構成されたスイッチと、前記スイッチの導通を切替えるスイッチ切替制御信号が入力され、当該スイッチ切替制御信号をデコードして得られたドライバ制御信号を出力するデコーダと、前記チャージポンプ回路の前記出力端子から出力された前記出力電圧を電源電圧とし、前記デコーダから前記ドライバ制御信号が入力され、前記ドライバ制御信号に応じて前記スイッチの導通を制御するスイッチ制御信号を生成して出力するドライバと、を備え、前記チャージポンプ回路、前記発振器、前記デコーダ、前記ドライバ及び前記スイッチがシリコンオンインシュレータ構造又はシリコンオンサファイア構造の単一の基板上に集積化されている、スイッチ装置。ところで、図8のチャージポンプ回路のチャージポンプ駆動回路部90は、クロック信号出力端子92及び反転クロック信号出力端子93から出力されるクロック信号CLK、CLKBの波形は整形された矩形波であり、クロック信号の立ち上がり部分や立ち下がり部分に含まれる高周波成分が、ダイオードD91~D95にスイッチング電流として流れて周囲に高周波ノイズとして放射される。そのため周辺に配置される制御回路や無線回路や無線機器に影響を及ぼすという問題があった。一例として、高周波ノイズによる制御回路の誤動作や、受信回路の受信感度劣化などが挙げられる。このような高周波ノイズの発生を低減する技術が特許文献1の図1に開示されている。しかしながら、特許文献1の図1に開示されるチャージポンプ駆動回路は、クロック信号の立ち上がり部分や立ち下がり部分の波形を鈍らせるためにスイッチ素子や定電流回路や容量やオペアンプ回路などが設けられている。そのため、回路規模が大きくなり、半導体基板上に形成した場合に半導体基板の面積が増大し、携帯電話などの小型機器への搭載を考えた場合に機器の小型化を阻害するという問題がある。また、高周波ノイズの発生を低減する技術が特許文献2の図2に開示されている。図10は特許文献2の図2のチャージポンプ駆動回路部10Aに特許文献2の図3及び図4の定電流源回路を追加したものである。図10においてチャージポンプ駆動回路部90は、第1のチャージポンプ駆動回路906と第2のチャージポンプ駆動回路907とインバータ回路903から構成される。特許文献1の図1に開示されているチャージポンプ駆動回路部の構成に比べて、構成要素は減っているものの、複数の電流源回路R93a、M95a、M93a、R94a、M96a、M94a、R93b、M95b、M93b、R94b、M96b、M94bや複数の抵抗R91a,R91b,R92a,R92bや反転クロック信号を生成するインバータ回路903が設けられており、回路規模が大きくなり、半導体基板上に形成した場合に半導体基板の面積が増大し、携帯電話などの小型機器への搭載を考えた場合に機器の小型化を阻害するという問題がある。さらに、チャージポンプ駆動回路部90が動作する際に入力端子91には抵抗91a、91bからの流出電流及び、抵抗92a、92bへの流入電流が存在する。そのためチャージポンプ駆動回路部90の入力端子91に接続されてクロック信号を供給する発振器図示せずの出力インピーダンスは低く、さらに流出電流及び流入電流に対応するための電流供給能力が必要である。回路部を縦続接続する場合、通常は入力端子のインピーダンスを高く設定し、入力端子の流出電流及び流入電流を小さくして、前段の回路部への制約をなくするが、チャージポンプ駆動回路部90の構成では前段の回路への制約が発生するという問題がある。さらに、チャージポンプ駆動回路部90の第1のチャージポンプ駆動回路906と第2のチャージポンプ駆動回路907とは同一回路であり、第2のチャージポンプ駆動回路907の出力端子にはインバータ回路903が接続されて、出力信号を反転させて反転クロック信号出力端子93から反転クロック信号を出力する。しかしインバータ回路903は立ち上がり部分や立ち下がり部分の鈍った入力波形を矩形波に波形整形し、新たに高周波成分が発生してしまうという問題がある。本発明は上記従来の問題点を解決するためになされたもので、小型化が可能で且つ高周波ノイズの発生を抑制可能なチャージポンプ駆動回路を用いたチャージポンプ回路及びそれを用いたスイッチ装置を提供することを目的とする。上記の課題を解決するために、本発明のある形態に係るチャージポンプ回路は、2値信号である入力信号の波形を鈍らせた波形のクロック信号を生成するチャージポンプ駆動ユニットと、前記クロック信号の振幅に応じて昇圧した出力電圧を出力するポンプ回路と、を備える。この構成によれば、入力信号の波形を鈍らせてクロック信号を生成しているので、高周波ノイズの発生を抑制することが可能となる。前記チャージポンプ駆動ユニットは、前記入力信号が入力される入力端子と、前記クロック信号を出力するためのクロック信号出力端子と、前記クロック信号と位相が反転したクロック信号を出力するための反転クロック信号出力端子とを有し、前記入力信号の立ち上がり時間及び立下り時間を増大させることにより当該入力信号の波形を鈍らせて前記クロック信号及び前記反転クロック信号を生成するよう構成されてもよい。前記ポンプ回路は、前記クロック信号が入力されるクロック信号入力端子と、前記反転クロック信号が入力される反転クロック信号入力端子と、前記出力電圧を出力するための出力端子と、前記出力端子とグランドとの間に互いに直列に且つそれぞれの順方向が一致するように接続された複数のダイオードと、前記複数のダイオードの相互間の接続点に一端がそれぞれ接続された複数の非最終段容量と、前記出力端子に一端が接続され且つグランドに他端が接続された最終段容量と、を備え、前記複数の非最終段容量の他端に前記クロック信号入力端子及び前記反転クロック信号入力端子が交互に接続されていてもよい。前記チャージポンプ駆動ユニットは、前記入力端子に入力される入力信号の波形を鈍らせた波形のクロック信号を生成してこれを前記クロック信号出力端子及び前記反転クロック信号出力端子に出力するよう互いに縦続接続された2以上のチャージポンプ駆動回路を備え、それぞれの前記チャージポンプ駆動回路は、第1のP型トランジスタと、第1のN型トランジスタと、前記第1のP型トランジスタのドレインと前記第1のN型トランジスタのドレインとの間に接続された抵抗と、前記第1のP型トランジスタのドレインにゲートが接続された第2のP型トランジスタと、前記第1のN型トランジスタのドレインにゲートが接続され前記第2のP型トランジスタのドレインにドレインが接続された第2のN型トランジスタと、を備え、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートに少なくとも前記入力信号又は前段のチャージポンプ駆動回路の抵抗の電位が入力され、前記第2のP型トランジスタのドレインの電位が少なくとも前記クロック信号出力端子又は前記反転クロック信号出力端子に出力されるよう構成されてもよい。この構成によれば、相補型回路を多段に設けた構成であるので、小型化が可能であり、且つ前段の回路への特段の制約が発生することもない。前記チャージポンプ駆動ユニットは、前記2以上のチャージポンプ駆動回路として、前段チャージポンプ駆動回路及び後段チャージポンプ駆動回路を備え、前記前段チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートが前記入力端子に接続され、且つ前記第2のP型トランジスタのドレインが前記クロック信号出力端子に接続され、前記後段チャージポンプにおいて、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートに前記前段チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の電位が入力され、且つ前記第2のP型トランジスタのドレインが前記反転クロック信号出力端子に接続されていてもよい。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のP型トランジスタ側の端に接続されていてもよい。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲート及び前記第1のN型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のN型トランジスタ側の端に接続されていてもよい。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第1のP型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のP型トランジスタ側の端に接続され、且つ、前記第1のN型トランジスタのゲートが前段の前記チャージポンプ駆動回路の前記抵抗の前記第1のN型トランジスタ側の端に接続されていてもよい。この構成によれば、より好適に高周波ノイズを抑制することができる。前記チャージポンプ駆動回路において、前記第2のP型トランジスタのゲートとソースとの間に第1の容量が接続され、前記第2のN型トランジスタのドレインとゲートとの間に第2の容量が接続されていてもよい。この構成によれば、時定数が増大する分、より好適に高周波ノイズを抑制することができる。前記チャージポンプ駆動回路において、前記抵抗が第3のN型トランジスタ及び第3のP型トランジスタで構成され、前記第3のN型トランジスタのソースが前記第3のP型トランジスタのドレインに接続され、前記第3のN型トランジスタのドレインが前記第3のP型トランジスタのソースに接続され、前記第3のN型トランジスタのゲートが前記第1のP型トランジスタのソースに接続され、前記第3のP型トランジスタのゲートが前記第1のN型トランジスタのソースに接続されていてもよい。この構成によれば、抵抗素子が用意されていない半導体プロセスの基板上にも高周波ノイズを抑止可能なチャージポンプ駆動ユニットを備えたチャージポンプ回路を構成することが可能である。前記チャージポンプ回路は、シリコンオンインシュレータ構造又はシリコンオンサファイア構造の単一の基板上に集積化されていてもよい。この構成によれば、寄生素子の発生を抑制することができる。また、本発明の他の形態に係るスイッチ装置は、いずれかの上記チャージポンプ回路と、前記チャージポンプ回路の前記クロック信号入力端子及び前記反転クロック信号入力端子それぞれに入力される前記クロック信号及び前記反転クロック信号を発振により生成する発振器と、複数のスイッチ入力端と複数のスイッチ出力端とを備え、任意のスイッチ入力端と任意のスイッチ出力端との間を導通させるように構成されたスイッチと、前記スイッチの導通を切替えるスイッチ切替制御信号が入力され、当該スイッチ切替制御信号をデコードして得られたドライバ制御信号を出力するデコーダと、前記チャージポンプ回路の前記出力端子から出力された前記出力電圧を電源電圧とし、前記デコーダから前記ドライバ制御信号が入力され、前記ドライバ制御信号に応じて前記スイッチの導通を制御するスイッチ制御信号を生成して出力するドライバと、を備え、前記チャージポンプ回路、前記発振器、前記デコーダ、前記ドライバ及び前記スイッチがシリコンオンインシュレータ構造又はシリコンオンサファイア構造の単一の基板上に集積化されている。この構成によれば、高周波ノイズの発生を抑制可能なスイッチ装置を提供することができる。本発明によれば、小型化が可能で且つ高周波ノイズの発生を抑制可能なチャージポンプ駆動回路を用いたチャージポンプ回路及びそれを用いたスイッチ装置を提供することができる。以下、本発明の好ましい実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下では全ての図を通じて同一又は相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。実施の形態1[チャージポンプ回路の構成]図1は、本発明の実施の形態1に係るチャージポンプ回路の構成例を示した回路図である。図1を参照すると、本実施の形態1のチャージポンプ回路6は、例えば、SOI構造又はSOS構造の単一の基板上に集積化されている。但し、基板はこれに限定されるものではない。SOI構造又はSOS構造の単一の基板上に集積化することにより、寄生素子の発生を抑制することができる。チャージポンプ回路6は、2値信号である入力信号Vinの波形を鈍らせた波形のクロック信号CLK、CLKBを生成するチャージポンプ駆動ユニット1と、クロック信号CLK、反転クロック信号CLKBの振幅に応じて昇圧した出力電圧Voutを出力するポンプ回路19と、を備える。反転クロック信号CLKBはクロック信号CLKの位相を反転させた信号である。ここで、昇圧するとは、入力電圧ここではクロック信号CLK、反転クロック信号CLKBの振幅の電圧の絶対値を増大させることを意味する。従って、ポンプ回路9は、昇圧した正の出力電圧Voutを出力するよう構成されてもよく、昇圧した負の出力電圧Voutを出力するよう構成されてもよい。以下では、ポンプ回路19が昇圧した負の出力電圧Voutを出力するよう構成される場合を例に取って説明する。<ポンプ回路>ポンプ回路19は、クロック信号CLKが入力されるクロック信号入力端子14と、反転クロック信号が入力される反転クロック信号入力端子15と、出力電圧を出力するための出力端子16とを備える。出力端子16と接地端子17との間には、互いに直列に且つそれぞれの順方向が一致するように複数のダイオードD11~D15が接続されている。接地端子17並びに後述する接地端子18及び接地端子5は、グランドの例示であり、接地電位を付与する電源等の手段に置換してもよい。複数のダイオードD11~D15は、出力端子16から接地端子17に向かう方向に順方向が一致するように配置されている。なお、ポンプ回路19が正の電圧を生成する場合には、複数のダイオードD11~D15は、接地端子17から出力端子16に向かう方向に順方向が一致するように配置される。複数のダイオードD11~D15の相互間の接続点1A~1Dには、複数の容量非最終段容量C11~C14のそれぞれの一端がそれぞれ接続されている。これらの複数の容量C11~C14の他端にはクロック信号入力端子14及び反転クロック信号入力端子15が交互に接続されている。すなわち、容量C11、C13の他端にはクロック信号入力端子14が接続されており、容量C12,C14の他端には反転クロック信号入力端子15が接続されている。出力端子16と最終段のダイオードD15との接続点1Eには容量最終段容量C15の一端が接続され、容量C15の他端は接地端子18に接続されている。<チャージポンプ駆動ユニット>チャージポンプ駆動ユニット1は、入力信号Vinが入力される入力端子11と、クロック信号CLKを出力するためのクロック信号出力端子12と、反転クロック信号CLKBを出力するための反転クロック信号出力端子13とを有し、入力信号Vinの立ち上がり時間及び立下り時間を増大させることにより当該入力信号の波形を鈍らせてクロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBを生成するよう構成されている。具体的には、チャージポンプ駆動ユニット1は、入力信号Vinの波形を鈍らせた波形のクロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBを生成するよう互いに縦続接続された複数のチャージポンプ駆動回路を備える。それぞれのチャージポンプ駆動回路は、2段の相補型回路に構成され、互いに同じ構成を有し、且つ縦続接続が可能に構成されている。ここで、縦続接続とは、前段のチャージポンプ駆動回路の出力が後段のチャージポンプ駆動回路に入力される接続態様を意味し、後段に入力される前段の出力の態様は特に限定されない。以下では、2つのチャージポンプ駆動回路が縦続接続された構成を例示し、2以上のチャージポンプ駆動回路が縦続接続される構成を実施の形態6で説明する。ここでは、前段チャージポンプ駆動回路2に後段チャージポンプ駆動回路3が縦続接続されている。前段チャージポンプ駆動回路2及び後段チャージポンプ駆動回路3において、互いに対応する回路要素には、前者において前段の文言を付し且つ後者において後段の文言を付して、それぞれの回路要素を区別する。前段チャージポンプ駆動回路2及び後段チャージポンプ駆動回路3には電源端子4より電源電圧VDDが印加され、接地端子5を介して接地電位に維持されている。前段チャージポンプ駆動回路2は、前段第1のP型トランジスタM1aと、前段第1のN型トランジスタM2aと、前段第1のP型トランジスタM1aのドレインと前段第1のN型トランジスタM2aのドレインとの間に接続された前段抵抗R1aと、前段第1のP型トランジスタM1aのドレインにゲートが接続された前段第2のP型トランジスタM3aと、前段第1のN型トランジスタM2aのドレインにゲートが接続され前段第2のP型トランジスタM3aのドレインにドレインが接続された前段第2のN型トランジスタM4aと、を備えている。そして、前段第1のP型トランジスタM1aのゲート及び前段第1のN型トランジスタM2aのゲートが入力端子11に接続されている。また、前段第2のP型トランジスタM3aのドレインがクロック信号出力端子12に接続されている。前段第1のP型トランジスタM1aのソース及び前段第2のP型トランジスタM3aのソースは電源端子4に接続されている。前段第1のN型トランジスタM2aのソース及び前段第2のN型トランジスタM4aのソースは接地端子5に接続されている。後段チャージポンプ駆動回路3は、後段第1のP型トランジスタM1bと、後段第1のN型トランジスタM2bと、後段第1のP型トランジスタM1bのドレインと後段第1のN型トランジスタM2bのドレインとの間に接続された後段抵抗R1bと、後段第1のP型トランジスタM1bのドレインにゲートが接続された後段第2のP型トランジスタM3bと、後段第1のN型トランジスタM2bのドレインにゲートが接続され後段第2のP型トランジスタM3bのドレインにドレインが接続された後段第2のN型トランジスタM4bと、を備えている。そして、後段第1のP型トランジスタM1bのゲート及び後段第1のN型トランジスタM2bのゲートに前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの電位が入力されるよう構成されている。前段抵抗R1aの電位が入力される態様には、前段抵抗R1aの一端の電位が入力される態様と前段抵抗R1aの他端の電位が入力される態様と前段抵抗R1aの両端の電位が入力される態様とがある。ここでは、前段抵抗R1aの前段第1のP型トランジスタM1a側の端の電位が入力される態様を例示し、その他の態様は変形例及び実施の形態2で説明する。すなわち、後段第1のP型トランジスタM1bのゲート及び後段第1のN型トランジスタM2bのゲートは前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの前段第1のP型トランジスタM1a側の端前段第1のP型トランジスタM1aのドレインに接続されている。ここで、前段抵抗R1a及び後段抵抗R1bは、配線の抵抗とは区別し得る所定の抵抗値を有する回路要素で構成される。このような回路要素として、抵抗素子、後述するトランジスタ等を利用した等価抵抗等が例示される。また、後段第2のP型トランジスタM3bのドレインが反転クロック信号出力端子13に接続されている。後段第1のP型トランジスタM1bのソース及び後段第2のP型トランジスタM3bのソースは電源端子4に接続されている。後段第1のN型トランジスタM2bのソース及び後段第2のN型トランジスタM4bのソースは接地端子5に接続されている。[チャージポンプ回路の動作]チャージポンプ回路6の動作の概要を説明する。ポンプ回路19の容量C11、C13の他端にはチャージポンプ駆動ユニット1のクロック信号出力端子12から出力されるクロック信号CLKがクロック信号入力端子14を介して印加されるとともに、容量C2、C4の他方の端子にはチャージポンプ駆動ユニット1の反転クロック信号出力端子13から出力される反転クロック信号CLKBが反転クロック信号入力端子15を介して印加される。これにより、ポンプ回路19は、クロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBのクロック周期毎に容量C1~C4の充放電を繰り返し、クロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBの振幅の電圧にダイオード及び容量の段数に相当する数を乗じて得られた電圧を出力端子16から出力する。具体的には、ポンプ回路19を構成するダイオード及び容量の段数をMとし、各容量の他端に印加されるクロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBの振幅の電圧をVDDとし、各ダイオードの順方向の閾値電圧をVTとすると、出力電圧Voutは次式で表される。Vout=-M-1×VDDM×VT式1例えば、VDDを2.8V、VTを0.7V、Mを5と仮定すると、出力電圧Voutとしては-7.7Vを得ることができる。[チャージポンプ駆動ユニットの動作]チャージポンプ駆動ユニット1の動作の詳細を説明する。<前段チャージポンプ駆動回路2の動作>初めに、前段チャージポンプ駆動回路2の動作を図2のタイミングチャート用いて説明する。図2aは、入力信号Vinの推移を示す。図2bは、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3a及び前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aの推移を示す。図2cは、前段第2のP型トランジスタM3aのドレインと前段第2のN型トランジスタM4aのドレインとが接続されたクロック信号出力端子12のクロック信号CLKの推移を示す。{ゲート電圧G3a、G4aの推移}図2a及び図2bを用いて、入力信号Vinの変化に伴う前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3a及び前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aの推移を説明する。入力信号Vinは、ハイレベルが電圧VDDで、ローレベルが0Vの電圧の矩形波の繰り返し信号であり、入力端子11を介して前段第1のP型トランジスタM1a及び前段第1のN型トランジスタM2aに印加される。入力信号Vinが時間時刻T1において電圧VDDから0Vに立ち下がると、前段第1のP型トランジスタM1aは遮断状態から導通状態へ移行し、これと同時に前段第1のN型トランジスタM2aは導通状態から遮断状態へ移行する。前段第1のP型トランジスタM1aと前段第1のN型トランジスタM2aとが両方とも導通状態にある僅かな時間では、前段第1のP型トランジスタM1aのソースから前段第1のN型トランジスタM2aのソースへ流れる電流を前段抵抗R1aが制限すると共に、前段第1のP型トランジスタM1aのドレインから前段第2のP型トランジスタM3aのゲート容量に電荷が充電されて前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aは、0Vから上昇し、最終的に電圧VDDに達する。また、前段第1のP型トランジスタM1aと前段第1のN型トランジスタM2aとが両方とも導通状態にある僅かな時間では、前段第1のP型トランジスタM1aのドレインから前段抵抗R1aを介して前段第2のN型トランジスタM4aのゲート容量に電荷が充電されて、前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aは、前段抵抗R1aと前段第2のN型トランジスタM4aのゲート容量との時定数により緩やかに上昇を始め、最終的に電圧VDDに達する。ゲート電圧G3a及びゲート電圧G4aが電圧VDDに達すると、前段第1のP型トランジスタM1aのドレイン電流は流れなくなる。以上のように、前段第1のP型トランジスタM1aのドレインと前段第1のN型トランジスタM2aのドレインとの間に前段抵抗R1aが挿入されているので、前段第1のP型トランジスタM1aのドレイン電流が流れている時には前段抵抗R1aの両端間に電位差が発生し、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aと前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aと間には電位差が生じる。入力信号Vinが時間T4において0Vから電圧VDDに立ち上がると、前段第1のN型トランジスタM2aは遮断状態から導通状態へ移行し、これと同時に前段第1のP型トランジスタM2aは導通状態から遮断状態へ移行する。前段第1のP型トランジスタM1aと前段第1のN型トランジスタM2aとが両方とも導通状態にある僅かな時間では、前段第1のP型トランジスタM1aのソースから前段第1のN型トランジスタM2aのソースへ流れる電流を前段抵抗R1aが制限すると共に、前段第1のN型トランジスタM2aのドレインから前段第2のN型トランジスタM4aのゲート容量に充電された電荷が引き抜かれて、前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aは、電圧VDDから下降し、最終的に0Vに達する。また、前段第1のP型トランジスタM1aと前段第1のN型トランジスタM2aとが両方とも導通状態にある僅かな時間では、前段第1のN型トランジスタM2aのドレインから前段抵抗R1aを介して前段第2のP型トランジスタM3aのゲート容量に充電された電荷が引き抜かれて、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aは、前段抵抗R1aと前段第2のP型トランジスタM3aのゲート容量との時定数により緩やかに下降を始め、最終的に0Vに達する。ゲート電圧G4a及びゲート電圧G3aが0Vに達すると、前段第1のN型トランジスタM2aのドレイン電流は流れなくなる。以上のように前段第1のN型トランジスタM2aのドレインと前段第1のP型トランジスタM1aのドレインとの間に前段抵抗R1aが挿入されているので、前段第1のN型トランジスタM2aのドレイン電流が流れている時には前段抵抗R1aの両端間に電位差が発生し、前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aと前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aとの間には電位差が生じる。{クロック信号CLK、CLKBの推移}次に図2b、図2cを用いて、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3a及び前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aの変化に伴うクロック信号CLKの推移を説明する。時間0~T1では、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3a及び前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aは0Vであり、前段第2のP型トランジスタM3aは導通状態であり、前段第2のN型トランジスタM4aは遮断状態であり、クロック信号CLKはVDDとなる。時間T1~T3では、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aと前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aは緩やかに上昇するため、前段第2のP型トランジスタM3aと前段第2のN型トランジスタM4aのドレイン-ソース間の抵抗値が緩やかに変化すると共に、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aが前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aよりも早くVDDに到達することにより、前段第2のP型トランジスタM3aが遮断状態に達した後に前段第2のN型トランジスタM4aは導通状態になる。従って時間T1~T3では、前段第2のP型トランジスタM3aのソースからドレインに流れる電流を低減させながらクロック信号CLKはVDDから0Vに向けて少しずつ低下して、最終的には0Vとなる。時間T4~T6では、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aと前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aは緩やかに下降するため、前段第2のP型トランジスタM3aと前段第2のN型トランジスタM4aのドレイン-ソース間の抵抗値が緩やかに変化すると共に、前段第2のN型トランジスタM4aのゲート電圧G4aが前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aよりも早く0Vに到達することにより、前段第2のN型トランジスタM4aが遮断状態に達した後に前段第2のP型トランジスタM3aは導通状態になる。従って時間T4~T6では、前段第2のN型トランジスタM4aのドレインからソースに流れる電流を低減させながらクロック信号CLKは0VからVDDに向けて少しずつ向上して、最終的にはVDDとなる。パルス幅が、時間T4-時間T1の矩形波をチャージポンプ駆動ユニット1の入力端子11に入力した場合、立ち下がり時間がT1からT3まで遅延され、立ち上がり時間がT4からT6まで遅延された矩形波のクロック信号CLKをクロック出力端子12から得ることができる。<後段チャージポンプ駆動回路3の動作>次に、後段チャージポンプ駆動回路3の動作を図2のタイミングチャート用いて説明する。図2eは、後段第4のP型トランジスタM3bのゲート電圧G3b及び後段第4のN型トランジスタM4bのゲート電圧G4bの推移を示す。図2fは、後段第4のP型トランジスタM3bのドレインと後段第4のN型トランジスタM4bのドレインとが接続された反転クロック信号出力端子13の反転クロック信号CLKBの推移を示す。後段チャージポンプ駆動回路3は、前段チャージポンプ駆動回路2の構成と同一であり、前段チャージポンプ駆動回路2の動作と同じである。前段チャージポンプ駆動回路2の入力信号は図2aの入力信号Vinであったのに対して、後段チャージポンプ駆動回路3の入力信号は図2bの前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aである点が異なる。後段チャージポンプ駆動回路3は、前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aが入力されて、後段第4のP型トランジスタM3bのゲート電圧G3b及び後段第4のN型トランジスタM4bのゲート電圧G4bが生成され、反転クロック信号CLKBを出力する。入力信号である前段第2のP型トランジスタM3aのゲート電圧G3aの位相が、入力信号Vinの位相に対して反転しているため、出力信号である反転クロック信号CLKBはクロック信号CLKの逆相の波形となる。パルス幅が、時間T4-時間T1の矩形波をチャージポンプ駆動ユニット1の入力端子11に入力した場合、位相が反転して、立ち上がり時間が時間T1から時間T3Bまで遅延され、立ち下がり時間が時間T4から時間T6Bまで遅延された矩形波の反転クロック信号CLKBを反転クロック出力端子13から得ることができる。[作用効果]図9は、図8に示す従来のチャージポンプ駆動回路部90を構成する第1及び第2のインバータ回路901、902の構成例を示す回路図である。P型トランジスタM911のゲートとN型トランジスタM921のゲートとは共通接続されて当該インバータ回路の入力端子911と接続される。P型トランジスタM911のドレインとN型トランジスタM921のドレインとは共通接続されて当該インバータ回路の出力端子921と接続される。P型トランジスタM911のゲートとN型トランジスタM921のゲートとは共通接続されて両者間には電位差が無いため、入力されるクロック信号は、立ち上がり及び立下りが急峻な矩形波に整形されて出力される。これに対して、本実施の形態1図1のチャージポンプ駆動ユニット1を構成する前段チャージポンプ駆動回路2では、2段目の相補型回路の前段第2のP型トランジスタM3aのゲートと前段第4のN型トランジスタM4aのゲートとの間には前段抵抗R1aが接続されていて、両者には電位差がある。また、後段チャージポンプ駆動回路3では、2段目の相補型回路の後段第2のP型トランジスタM3bのゲートと後段第4のN型トランジスタM4bのゲートとの間には後段抵抗R1bが接続されていて、両者間には電位差がある。このため、前段第2のP型トランジスタM3aと前段第2のN型トランジスタM4aとが同時に導通状態となる入力信号の電圧範囲が狭くなり、さらに後段第2のP型トランジスタM3bと後段第2のN型トランジスタM4bとが同時に導通状態となる入力信号の電圧範囲が狭くなる。すなわち、電源端子4から前段第2のP型トランジスタM3aのソース及びドレインと前段第2のN型トランジスタM4aのドレイン及びソースとを経由して接地端子5に流れる貫通電流が存在する入力信号の電圧範囲が狭くなる。且つ、電源端子4から後段第2のP型トランジスタM3bのソース及びドレインと後段第2のN型トランジスタM4bのドレイン及びソースとを経由して接地端子5に流れる貫通電流が存在する入力信号の電圧範囲が狭くなる。このため、前段第2のP型トランジスタM3aのソース及びドレインと前段第2のN型トランジスタM4aのドレイン及びソースとを経由して流れる貫通電流、及び後段第2のP型トランジスタM3bのソース及びドレインと後段第2のN型トランジスタM4bのドレイン及びソースとを経由して流れる貫通電流のそれぞれの最大値は、図9に示すインバータ回路に比べて顕著に小さく、さらに出力波形の立ち上がり及び立下りは図9に示すインバータ回路に比べて顕著に緩やかになる。以上のように、チャージポンプ駆動ユニット1は、入力信号Vinの立ち上がり及び立下りの遷移時間に比べて、遅く遷移するクロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBを出力することが可能である。このため、クロック信号CLKと反転クロック信号CLKBを入力してポンプ回路19を駆動するチャージポンプ回路6は、クロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBの立ち上がり及び立下りにおける高調波成分の発生を抑制することができるので、ダイオードD11~D15で発生する高周波ノイズを低減することができる。さらに、図2fに示すように、チャージポンプ駆動ユニット1から出力されるクロック信号CLK及び反転クロック信号CLKBには、0Vから電圧VDDにあるいは電圧VDDから0Vに遷移する時に、両方の信号が同時にローレベルになる状態DT1が存在する。あるいは、両方の信号が同時にハイレベルになる状態DT2が存在する。このためポンプ回路19では、接続点1A~1Dが同電位となり、ダイオードD12~D14は遮断状態を作り出すことが出来る。よって、チャージポンプ回路6ではポンプ回路19の充放電のタイミングをずらすことにより、ダイオードD11~D15に流れるスイッチング電流の最大値を低減することができて、周囲に放射される高周波ノイズを低減することができる。また、チャージポンプ駆動ユニット1は、相補型回路を多段に設けたのみの構成であるので、小型化が可能であり、且つ前段の回路への特段の制約が発生することもない。[変形例]図3は、実施の形態1の変形例のチャージポンプ駆動ユニット1の構成例を示す回路図である。図3に示すように、本変形例のチャージポンプ駆動ユニット1が図1のチャージポンプ駆動ユニット1と異なる点は、後段チャージポンプ駆動回路3の入力信号として、前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの前段第1のN型トランジスタM2a側の端の電位が入力される点である。これ以外は、図1のチャージポンプ駆動ユニット1と同じである。本変形例では、後段第1のP型トランジスタM1bのゲート及び後段第1のN型トランジスタM2bのゲートは前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの前段第1のN型トランジスタM2a側の端前段第1のN型トランジスタM2aのドレインに接続されている。この構成であっても図1の構成と同等の効果が得られる。実施の形態2図4は、本発明の実施の形態2に係るチャージポンプ回路6のチャージポンプ駆動ユニット1の構成例を示した回路図である。図4に示すように、本実施の形態2のチャージポンプ駆動ユニット1が実施の形態1図1のチャージポンプ駆動ユニット1と異なる点は、後段チャージポンプ駆動回路3の入力信号として、前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの両端の電位が入力される点である。これ以外は、実施の形態1のチャージポンプ駆動ユニット1と同じである。本実施の形態2では、後段第1のP型トランジスタM1bのゲートは前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの前段第1のP型トランジスタM1a側の端前段第1のP型トランジスタM1aのドレインに接続されている。また、後段第1のN型トランジスタM2bのゲートは前段チャージポンプ駆動回路2の前段抵抗R1aの前段第1のN型トランジスタM2a側の端前段第1のN型トランジスタM2aのドレインに接続されている。実施の形態1における後段チャージポンプ駆動回路3の1段目の相補型回路のゲートを共通接続した構成から、後段チャージポンプ駆動回路3の1段目の相補型回路のゲート間に電位差を持たせた構成に変えたことにより、後段チャージポンプ駆動回路3の出力である反転クロック信号CLKBの立ち上がり及び立下りの遅延がより大きくなっている。このため、電源端子4から後段第2のP型トランジスタM3bのソース及びドレインと後段第2のN型トランジスタM4bのドレイン及びソースとを経由して接地端子5に流れる貫通電流が存在する入力信号の電圧範囲が、実施の形態1図1の構成よりもさらに狭くなる。よって、より好適に高周波ノイズを低減することができる。実施の形態3図5は、本発明の実施の形態3に係るチャージポンプ回路6のチャージポンプ駆動ユニット1の構成例を示した回路図である。図5に示すように、本実施の形態3のチャージポンプ駆動ユニット1が実施の形態1図1のチャージポンプ駆動ユニット1とは、以下の点で異なる。すなわち、前段チャージポンプ駆動回路2において、前段第2のP型トランジスタM3aのゲートとソースとの間に前段第1の容量C1aが接続され、前段第2のN型トランジスタM4aのゲートとソースとの間に前段第2の容量C2aが接続されている。また、後段チャージポンプ駆動回路3において、前段第2のP型トランジスタM3bのゲートとソースとの間に後段第1の容量C1bが接続され、後段第2のN型トランジスタM4bのゲートとソースとの間に後段第2の容量C2bが接続されている。これ以外は、実施の形態1のチャージポンプ駆動ユニット1と同じである。この構成によれば、容量を追加することで、それぞれのチャージポンプ駆動回路2、3において、第2のP型トランジスタM3a、M3b及び第2のN型トランジスタM4a、M4bのゲートのゲート容量が増加したことになり、各ゲート電圧G3a、G3b、G4a、G4bの立ち上がり及び立下りの遅延時間が大きなる。このため、電源端子4から前段第2のP型トランジスタM3aのソース及びドレインと前段第2のN型トランジスタM4aのドレイン及びソースとを経由して接地端子5に流れる貫通電流が存在する入力信号の電圧範囲が、実施の形態1図1の構成よりもさらに狭くなる。また、電源端子4から後段第2のP型トランジスタM3bのソース及びドレインと後段第2のN型トランジスタM4bのドレイン及びソースとを経由して接地端子5に流れる貫通電流が存在する入力信号の電圧範囲が、実施の形態1図1の構成よりもさらに狭くなる。よって、より好適に高周波ノイズを低減することができる。実施の形態4図6は、本発明の実施の形態4に係るチャージポンプ回路6のチャージポンプ駆動ユニット1の構成例を示した回路図である。図6に示すように、本実施の形態4のチャージポンプ駆動ユニット1は、前段抵抗R1a及び後段抵抗R1bが、トランジスタのオン抵抗を利用した等価抵抗で構成されている点で実施の形態1図1のチャージポンプ駆動ユニット1と異なり、その他は実施の形態1のチャージポンプ駆動ユニット1と同じである。具体的には、本実施の形態4では、前段チャージポンプ駆動回路2において、前段抵抗が前段第3のN型トランジスタM5a及び前段第3のP型トランジスタM6aで構成されている。前段第3のN型トランジスタM5aのソースが前段第3のP型トランジスタM6aのドレインに接続され、前段第3のN型トランジスタM5aのドレインが前段第3のP型トランジスタM6aのソースに接続されている。前段第3のN型トランジスタM5aのゲートが前段第1のP型トランジスタM1aのソース電源端子4に接続され、前段第3のP型トランジスタM6aのゲートが前段第1のN型トランジスタM2aのソース接地端子5に接続されている。また、後段チャージポンプ駆動回路3において、後段抵抗が後段第3のN型トランジスタM5b及び後段第3のP型トランジスタM6bで構成されている。後段第3のN型トランジスタM5bのソースが後段第3のP型トランジスタM6bのドレインに接続され、後段第3のN型トランジスタM5bのドレインが後段第3のP型トランジスタM6bのソースに接続されている。後段第3のN型トランジスタM5bのゲートが後段第1のP型トランジスタM1bのソース電源端子4に接続され、後段第3のP型トランジスタM6bのゲートが後段第1のN型トランジスタM2bのソース接地端子5に接続されている。この構成によれば、チャージポンプ駆動ユニット1の動作時に、前段チャージポンプ駆動回路2において、前段第3のN型トランジスタM5a及び前段第3のP型トランジスタM6aがそれぞれオンして、互いに並列なそれらのオン抵抗が前段抵抗として機能する。また、後段チャージポンプ駆動回路3において、後段第3のN型トランジスタM5b及び後段第3のP型トランジスタM6bがそれぞれオンして、互いに並列なそれらのオン抵抗が後段抵抗として機能する。このように前段抵抗及び後段抵抗として、抵抗素子ではなく、トランジスタを用いることにより、抵抗素子が用意されていない半導体プロセスの基板上にも高周波ノイズを抑止可能なチャージポンプ駆動ユニット1を備えたチャージポンプ回路6を構成することができる。たとえば、抵抗素子が用意されていないデジタル回路用の半導体プロセスを用いてもチャージポンプ回路6を構成することが可能である。実施の形態5図7は、本発明の実施の形態5に係るスイッチ装置の構成例を示したブロック図である。本実施の形態4は、上記の実施の形態1変形例を含む乃至4のいずれかのチャージポンプ回路5を、高周波信号の切り替えを行うスイッチ装置の昇圧電源に適用した例を示すものである。図7に示すように、制御信号入力端子100には外部からスイッチ切替制御信号が入力される。デコーダ部111は、制御信号入力端子100に入力されたスイッチ切替制御信号をデコードしてドライバ制御信号101を生成する。ドライバ部112はドライバ制御信号101に応じてスイッチ制御信号102を生成する。スイッチ部113はスイッチ制御信号102に応じてスイッチ入力端103とスイッチ出力端104a~104fのうちのいずれか一つとの間を導通させる。つまり、スイッチ入力端103に入力された信号は、スイッチ制御信号102に基づいて、スイッチ出力端104a~104fのうちのいずれか一つから出力される。昇圧電源114は、発振器110とチャージポンプ回路6とを備える。発振器110は、チャージポンプ回路6を駆動するための入力信号Vinを発振により生成して、当該入力信号Vinをチャージポンプ回路6の信号入力端子11に出力する。チャージポンプ回路6は、上記実施の形態1乃至4のとおり、出力端子16に正又は負の出力電圧Voutを出力する。ドライバ部112はチャージポンプ回路6から供給される出力電圧Voutを電源電圧とし、この出力電圧Voutによってスイッチ制御信号102を生成する。なお、出力電圧Voutは、スイッチ装置全体の電源図示なしとして印加される電源電圧よりも大きいため、ドライバ部112から出力されるスイッチ制御信号102の電圧は、スイッチ装置全体の電源電圧よりも大きくなる。この結果として、スイッチ部113の特性向上低ひずみ、低損失、及び高アイソレーションが図られる。また、出力電圧Voutが負の電圧の場合は、スイッチ装置全体の電源図示なしとして印加される電源電圧は正であるため、ドライバ部112から出力されるスイッチ制御信号102の電圧は正又は負の出力が可能となり、正の電圧と負の電圧の電位差はスイッチ装置全体の電源電圧よりも大きくなる。この結果として、スイッチ部113の特性向上低ひずみ、低損失、及び高アイソレーションが図られる。さらに、図7のスイッチ装置は、SOI構造又はSOS構造の単一の基板上に集積化されている。つまり、図7のスイッチ装置を構成する発振器110、チャージポンプ回路6、デコーダ部111、ドライバ部112及びスイッチ部113は、SOI構造又はSOS構造の単一の基板上に集積化されている。このように、スイッチ装置の昇圧電源として高周波ノイズの発生を抑制可能なチャージポンプ回路6が用いられることにより、周辺に配置される制御回路部や無線回路部や無線機器に対して及ぼす高周波ノイズの影響が小さく、制御部の誤動作や受信回路部の受信感度劣化などをおこす可能性の低いスイッチ装置を実現できる。さらにチャージポンプ回路6に搭載されるチャージポンプ駆動ユニット1は素子数が少なく簡素な構成であるため、機器の小型化などの妨げになることは少ない。なお、スイッチ部113のスイッチ入力端数は1であり、かつスイッチ出力端数は6であることに限定されるものではない。また、昇圧電源114の出力電圧Voutは負の昇圧電圧に限定されるものではなく、正の昇圧電圧、あるいは正の昇圧電圧と負の昇圧電圧との両方であってもよい。換言すると、昇圧電源114を構成するチャージポンプ回路4の出力電圧Voutは負の昇圧電圧に限定されるものではなく、正の昇圧電圧、あるいは正の昇圧電圧と負の昇圧電圧との両方であってもよい。実施の形態6本発明の実施の形態6は、実施の形態1変形例を含む乃至4において、チャージポンプ駆動ユニット1が、互いに縦続接続された3以上のチャージポンプ駆動回路を備える形態を例示するものである。本実施の形態においては、互いに縦続接続された3以上のチャージポンプ駆動回路のうち、初段のチャージポンプ駆動回路及び最終段のチャージポンプ駆動回路は、例えば、実施の形態1の前段チャージポンプ駆動回路2及び後段チャージポンプ駆動回路3と同様にそれぞれ構成される。中間段のチャージポンプ駆動回路の構成として、例えば、以下の2つの構成例が挙げられる。[構成例1]本構成例1では、前段のチャージポンプ駆動回路の第2のP型トランジスタのドレインの電位が後段のチャージポンプ駆動回路の第1のP型トランジスタのゲート及び第1のN型トランジスタのゲートに入力される。[構成例2]本構成例2では、例えば、実施の形態1において、ポンプ回路19のクロック信号入力端子14及び反転クロック信号入力端子15がそれぞれ複数形成されている。クロック信号入力端子14には奇数段の容量C11、C13の他端がそれぞれ接続され、反転クロック信号入力端子15には偶数段の容量C12、C14の他端がそれぞれ接続されている。そして、前段のチャージポンプ駆動回路の抵抗の電位が後段のチャージポンプ駆動回路の第1のP型トランジスタのゲート及び第1のN型トランジスタのゲートに入力される。また、それぞれの段のチャージポンプ駆動回路の第2のP型トランジスタのドレインの電位が、その位相の正逆に応じて、クロック信号入力端子14又は反転クロック信号入力端子15に出力される。このような構成としても、実施の形態1変形例を含む乃至4と同様の効果を得ることができる。その他の実施の形態実施の形態1変形例を含む乃至6を、互いに相手を排除しない限り、適宜組合わせてもよい。例えば、実施の形態3の構成を、実施の形態1、2、4、6のいずれかに適用してもよい。また、実施の形態4の構成を、実施の形態1、2、3、6のいずれかに適用してもよい。上記説明から、当業者にとっては、本発明の多くの改良や他の実施形態が明らかである。従って、上記説明は、例示としてのみ解釈されるべきであり、本発明を実行する最良の態様を当業者に教示する目的で提供されたものである。本発明の精神を逸脱することなく、その構造及び/又は機能の詳細を実質的に変更できる。"