直交周波数分割多重方式OFDM変調方法であって、OFDM信号の実成分および虚成分を位相変調する工程を含む方法。請求項1記載の方法において、事前に前記OFDM信号の実成分および虚成分を独立してスケーリングする工程を含むものである方法。請求項2記載の方法において、およびは前記OFDM信号の実成分および虚成分のスケーリングを示すものであり、ここで、とはそれぞれ前記OFDMメッセージ信号の実成分および虚成分であり、は定数除算項constantdivisiontermであり、Φ1tおよびΦ2tはそれぞれ前記スケーリングされたOFDM信号の実成分および虚成分を表し、このΦ1tおよびΦ2tは互換性があるものである方法。請求項3記載の方法において、事前に前記OFDMメッセージ信号の逆高速フーリエ変換IFFTを得る工程を含むものである方法。請求項4記載の方法において、前記IFFTはN点の逆フーリエ変換であり、以下の式から得られ、ここで、Tsはシンボル期間であり、Xkはとして表される複合信号である方法。請求項2記載の方法において、前記OFDM信号の実成分にオフセット項を加算する工程を含むものである方法。請求項6記載の方法において、さらに、前記位相変調OFDM実成分から前記位相変調OFDM虚成分を減算する工程を含むものである方法。請求項7記載の方法において、は、前記OFDM信号のスケーリング実成分にオフセット項を加算し、および前記位相変調OFDM実成分から前記位相変調スケーリング虚成分を減算するものであり、ここで、Φ1tおよびΦ2tはそれぞれ前記スケーリングOFDM実成分および虚成分を表し、Ψosは前記オフセット項を表すものである方法。請求項8記載の方法において、Ψosが十分に大きくなり、Φ1tおよびΦ2tが十分に小さくなるようにΨosが選択されるものである方法。請求項9記載の方法において、ΨosはΦ1tおよびΦ2tより約22倍大きいものである方法。請求項10記載の方法において、さらに、前記変調OFDM信号から優位周波数成分を減算する工程を含むものである方法。請求項11記載の方法において、は、前記優位周波数成分を表し、これは前記OFDM信号から減算されるものであり、ここで、γは優位周波数成分コントロールファクター、βは前記実信号および虚信号の適用位相偏移、J0βは0位および独立変数βとする第一種ベッセル関数である方法。請求項12記載の方法に従ってOFDM信号のPAPRをコントロールする方法において、OFDM変調器が前記変調OFDM信号から前記優位周波数成分を減算する工程と、OFDM復調器が前記優位周波数成分を復元する工程とを含むものである方法。請求項13記載の方法において、OFDM変調器において、値0~1の範囲で前記優位周波数成分コントロールファクターを調整する工程を含むものである方法。請求項13記載の方法において、OFDM復調器において、前記信号のPAPRを決定することにより前記優位周波数成分コントロールファクターを検出する工程と、前記優位周波数成分コントロールファクターγ、オフセット項Ψos、および定数除算項のうちの1つ若しくはそれ以上のものに対するPAPRが記載されている参照テーブルにアクセスする工程とを含むものである方法。OFDM信号を復調する方法であって、OFDM変調信号のPAPRを検出する工程と、前記OFDM信号のPAPRを検査することにより、優位周波数成分コントロールファクターおよび前記OFDM信号の定数除算項を決定する工程と、前記優位周波数を前記OFDM変調信号に再導入する工程と、前記OFDM信号の実成分および虚成分を前記受信信号から一連の一意的な工程を経て再構成する工程とを含む方法。請求項16記載の方法において、さらに、前記OFDM信号の高速フーリエ変換FFTを取得する工程を含むものである方法。請求項17記載の方法において、さらに、前記信号をイコライザーに通す工程を含むものである方法。請求項16記載の方法において、前記優位周波数成分コントロールファクターは、前記優位周波数成分コントロールファクターγ、オフセット項Ψos、および定数除算項の所定の数値に対するPAPR値を参照する参照テーブルにアクセスすることにより決定されるものである方法。請求項1~12のいずれかに記載の方法を、動作中に実施するものであるOFDM変調器。OFDM変調器であって、前記変換入力信号の虚成分および実成分をスケーリングするスケーリング部と、前記入力メッセージの実成分にオフセット項を加算するオフセット項加算部と、余弦波を使用して、前記入力メッセージの実成分および虚成分を変調する位相変調器と、前記位相変調OFDM実成分から前記位相変調OFDM虚成分を減算する減算部と、前記信号から所定の優位周波数を減算するように動作可能な減算部とを含むOFDM変調器。請求項16~19のいずれか1つに記載の方法を、動作中に実施するものであるOFDM復調器。OFDM変調器であって、入力信号のPAPRを決定するPAPR検出部と、優位周波数成分コントロールファクターγ、オフセット項Ψos、および定数除算項の所定の数値に対するPAPRを参照する参照テーブルと、前記参照テーブルの前記数値から前記優位周波数成分を決定するプロセッサと、所定の優位周波数を前記信号に加算する加算部と、OFDM信号の実成分および虚成分を復調する一意的なOFDM復調器とを含む装置。請求項20および21のいずれか1つに記載の変調器、ならびに請求項22および23のいずれか1つに記載の復調器のうちのいずれか1つ若しくは両方を含むものであるコミュニケーション調整部。請求項1記載の方法において、実質的に本明細書に記載され、かつ図示されるOFDM変調方法。請求項13記載の方法において、実質的に本明細書に記載され、かつ図示されるOFDM信号のPAPRをコントロールする方法。請求項16記載の方法において、実質的に本明細書に記載され、かつ図示されるOFDM信号を復調する方法。請求項20および21のいずれか1つに記載の変調器であって、実質的に本明細書に記載され、かつ図示されるOFDM変調器。請求項22および23のいずれか1つに記載の復調器であって、実質的に本明細書に記載され、かつ図示されるOFDM復調器。請求項24記載の調整部であって、実質的に本明細書に記載され、かつ図示されるコミュニケーション調整部。実質的に本明細書に記載されている新規のOFDM変調方法、OFDM信号のPAPRをコントロールする新規方法、OFDM信号を復調する新規方法、新規のOFDM復調器、ならびに新規のコミュニケーション調整部。本発明の一側面によれば、OFDM変調方法が提供され、この方法は、OFDM信号の実成分および虚成分を独立して位相変調する工程を含む。当該方法は、事前に前記OFDM信号の実成分および虚成分を独立してスケーリングする工程を含んでもよい。前記OFDM信号の実成分および虚成分のスケーリングは以下の式から得られる。およびここで、およびはそれぞれ前記OFDM信号の実成分および虚成分、は定数除算項constantdivisionterm、Φ1tとΦ2tはそれぞれ前記スケーリングされたOFDM信号の実成分および虚成分を表し、このΦ1tとΦ2tは互換性がある。前記方法は、事前に前記OFDMメッセージ信号の逆フーリエ変換IFTを得る工程を含んでもよい。前記IFTはN点の逆フーリエ変換であり、以下の式から得られ、ここで、Tsは前記シンボル期間、Xkはで表される複合信号である。前記方法は、前記OFDM信号がスケーリングされた実成分にオフセット項を加算する工程を含んでもよい。前記方法はさらに、前記位相変調OFDMスケーリング実成分から前記位相変調OFDMスケーリング虚成分を減算する工程を含んでもよい。前記OFDM信号のスケーリング実成分にオフセット項を位相変調加算し、かつ前記位相変調OFDMスケーリング虚成分を減算することを直交周波数分割多重方式信号のオフセット変調OMOFDMと称し、それは以下の式により得られる。ここで、fcはキャリア周波数、Φ1tおよびΦ2tはそれぞれ前記スケーリングOFDM実成分および虚成分を表し、Ψosは前記オフセット項を表す。前記オフセット項Ψosは、Ψosが十分に大きくなり、Φ1tおよびΦ2tが十分に小さくなるように選択される。典型的には、ΨosはΦ1tおよびΦ2tより約22倍大きい。Ψosおよび項の組合せにより、受信機が元の信号をうまく検出できるようにする。前記方法はさらに、優位の周波数成分を前記変調OFDM信号に加算または減算する工程を含みうる。当該優位周波数成分は、以下の式により得られる。ここで、γは優位周波数成分のコントロールファクター、βは前記実OFDM信号および虚OFDM信号の適用位相偏移、J0βは0位および独立変数βとする第一種ベッセル関数である。かかる適用位相偏移βはOFDM信号の前記実偏移および虚偏移を平均化することにより決定しえ、前記実偏移および虚偏移はα1およびα2としてそれぞれ表される。その後、これらの実OFDM偏移および虚OFDM偏移はスケーリングされ、前記実OFDM信号および虚OFDM信号の適用位相偏移βとなり、この過程は以下の式で示される。ここでE[.]は期待値である。本発明の別の側面によれば、OFDM信号のPAPRを上述した方法に従ってコントロールする方法が提供され、この方法はさらに、OFDM変調器が前記変調OFDM信号から前記優位周波数成分を減算する工程と、OFDM復調器が前記位相変調信号を復調するために前記優位周波数成分を復元する工程とを含む。前記方法は、OFDM変調器において前記優位周波数成分コントロールファクターを調整する工程を含んでもよい。前記方法はさらに、OFDM変調器において前記入力信号のPAPRを検査することにより前記優位周波数成分コントロールファクターを検出する工程を含んでもよく、それにより参照テーブルを使ってΨos、、およびγ項を抽出できる。本発明のさらに別の側面によれば、OFDM信号を復調する方法が提供され、この方法は、OFDM変調信号のPAPRを検出する工程と、前記OFDM変調信号の前記ピーク対平均電力比を検査することにより、当該OFDM変調信号の優位周波数成分コントロールファクターγとオフセット項Ψosと定数除算項を決定する工程と、前記優位周波数を前記OFDM変調信号に再導入する工程と、前記OFDM信号の実成分および虚成分を再構成する工程と、前記OFDM信号の実成分および虚成分を加算する工程とを含む。当該方法はさらに、前記OFDM信号を復調する工程を含んでもよく、この工程では、前記高周波数成分を取り除くことにより、前記スケーリングされた実OFDM、オフセット項および前記スケーリングされた虚OFDMとの間の差をみる。これは以下の式より得られる。前記方法はさらに、スケーリングされた位相変調正弦波を乗算することにより、前記入力OFDM変調信号を復調する工程も含んでもよい。前記正弦波位相は前記スケーリングされた虚OFDM成分、前記スケーリングされた実OFDM成分、およびオフセット項との間のスケーリングされた差となる。この乗算ファクターは以下の式により得られる。前記方法はさらに、前記高周波数成分を取り除くことにより、前記入力OFDM信号を復調する工程を含んでもよく、これにより得られる前記スケーリングされた実OFDM、オフセット項および前記スケーリングされた虚OFDM成分の総和は以下の式で表される。前記方法はさらに、前記実OFDM成分および虚OFDM成分を得るように前記入力OFDM変調信号を復調する工程を含んでもよい。前記方法はさらに、前記OFDM信号の高速フーリエ変換FFTを取得する工程を含んでもよい。前記方法はさらに、前記信号をイコライザーに通す工程を含んでもよい。本発明のさらに別の側面によれば、OFDM変調器が提供され、上述するOFDM変調方法を動作中に実施する。OFDM変調器は、前記変換入力信号の虚成分および実成分をスケーリングするスケーリング部と、前記入力メッセージのスケーリングされた実成分にオフセット項を加算するオフセット項加算部と、前記入力メッセージのスケーリングされた実成分および虚成分を変調する位相変調器と、前記位相変調OFDM実成分から前記位相変調OFDM虚成分を減算する減算部と、前記信号から所定の優位周波数を減算するように動作可能な減算部とを含む。本発明のさらに別の側面によれば、OFDM復調器が提供され、上述するOFDM復調方法を動作中に実施する。本発明のさらに別の側面によれば、OFDM復調器が提供され、入力信号のPAPRを決定するPAPR検出部と、優位周波数成分コントロールファクターγ、オフセット項Ψos、および定数除算項の所定の数値に対するPAPRを参照する参照テーブルと、前記参照テーブルの前記数値から前記優位周波数成分を決定するプロセッサと、前記信号に所定の優位周波数を加算する加算部と、変調信号を復調するOFDM復調器とを含む。本発明のさらに別の側面によれば、コミュニケーション調整部が提供され、上述した変調器と復調器のいずれか1つ若しくは両方を含む。本発明は以下の図面を参照して例示する。図1の参照番号10はコミュニケーション調整部を示すものであり、これは直交周波数分割多重方式のオフセット変調OMOFDM変調器20、同復調器60およびコミュニケーションチャンネル100を含む。送信側で前記変調器が入力メッセージ信号11を受けとり、当該信号は変調され、前記コミュニケーションチャンネル100を通過した後、前記OM復調器に送られ、受信側でこのOM復調器が再構成された出力メッセージ信号13を提供する。前記OMOFDM変調器20は、図2により詳細に示されている。12において、前記入力信号はN点の逆高速フーリエ変換IFFTであり、当該IFFTは以下の式から得られ、OFDM信号と考えられている。ここで、Tsは前記シンボル期間、Xkはとして表される複合信号である。当該信号は以下に説明する方法を使用して変調されるものであってもよい。すなわち、22において、シリアルパラレルS/P変換を使用することにより、前記入力信号は実成分と虚成分に分離される。22のアウトプットは前記信号の実成分および虚成分を生成し、両者とも、以下の式で示されるように、定数スケーリングファクターで除算することにより、24および26においてそれぞれスケーリングされる。およびここで、およびはそれぞれ前記OFDM信号の前記実成分および虚成分、は定数除算項、Φ1tおよびΦ2tはそれぞれ均等スケーリングされた実成分および虚成分を含むOFDMマッピングであり、Φ1tおよびΦ2tは互換性がある。28において、定数項Ψosは前記信号実成分に加算される。3030.1、30.2、30.3、30.4において、前記適用実成分および虚成分は位相変調される。それぞれの位相変調信号の差は3232.1、32.2で得られる。34において、前記ベースバンド位相変調信号はキャリア周波数に伝送される。36において、前記定数項Ψosとの合成非正弦波は以下の式により得られる。または、以下の式で表される。ここで、Ψosは前記オフセット項である。パラメータΨos、は、Ψosが十分に大きく、Φ1tとΦ2tが十分に小さいときにとなるように選択される。この場合、当該Ψos項が当該式を支配する。38において、から得られる優位周波数ファクターは、前記信号が前記コミュニケーションチャンネル100を横切って40で変換される前に前記合成信号から減算される。図3において、前記復調器60は前記コミュニケーションチャンネル100からの信号を受信する。63において、前記優位周波数は復元される。64において、以下の式で示されるように、前記受信信号は矩形波に変換され、一連のベースバンドと高周波数成分を生成する。66において、前記矩形波信号の高周波数成分は低域パスフィルタLPFを使って取り除かれ、合成信号は以下の式から得られる。68において、定数項は前記ベースバンド信号に加算され、それは以下の式から得られる。70において、前記逆余弦波プロセスが実施され、以下を生成する。72において、追加定数乗算項が導入され、以下の式となる。74において、前記信号は正弦波により位相変調され、以下の式となる。76において、前記信号は定数乗算ファクターで乗算され、以下の式となる。78において、前記信号は除算プロセスにより変換され、以下の式となる。79において、前記受信入力信号は、78の項に加え、正弦波キャリアにより乗算され、以下の式となる。80において、前記高周波数成分はローパスフィルタを使うことにより取り除かれ、以下の式で示されるベースバンド信号となる。82において、乗算ファクターが導入され、以下の式となる。84において、逆余弦波作用が働き、以下の式となる。88において、乗算ファクターが導入され、以下の式となる。続く9090.1、90.2、9292.1、92.2、94、および9696.1、96.2の工程は前記実および虚OFDM成分を分離することに用いられる。99の前記シリアルパラレルS/P変換はこれら実および虚OFDM成分を合成する。OMOFDM復調器の最も顕著な利点は、前記優位周波数をコントロールすることにより、信号のPAPRをコントロールできることである。前記OMOFDM復調器における優位周波数の事前知識がなくとも、当該優位周波数は信号と他のパラメータとのPAPRを一覧する参照テーブルを使用することにより決定しうる。したがって、優位周波数は追加の信号情報なく決定できることになる。一例として、16直交振幅変調スキーム用の参照テーブルは以下のとおりである。63から99において、前記信号は独自に開発したOMOFDM復調スキームによって復調され、9696.1、96.2で、前記OFDM実成分および虚成分は合成され、99において提示される。図4は、スペクトル的に効率的な信号112と優位周波数成分114との前記OMOFDM信号の帯域幅占有率が示されている。当該優位周波数成分114は前記OMOFDM変調器において除算され、前記OMOFDM復調器において復元される。本発明者らは、前記OMOFDM変調方法がスペクトル的に効率的な信号を提供することを見いだし、それにより、当該信号からの情報を取り除くことなく前記PAPRを調整することができ、かつ深刻なビット誤り率の劣化にもつながらないようにした。さらに、前記PAPRが優位周波数を決定することに用いられることに表れているように、他のサイド情報を変換する必要もない。本発明者らは、本発明がデジタルビデオ放送DVB、ワイマックスWiMax、ロングタームエボリューションLTEの応用にとって多大な強みになると信じている。