可変容量素子であって、n1の離散容量値C0からCnを受けるコンデンサを備え、C0からCNの容量値Ciの選択が、容量値に依存するZ0ZからZnZのインピーダンス値Zi、又は容量値に依存するφ0からφnの位相値φiが、等間隔の距離で配置されるよう調整され、Zは、周波数に依存する容量素子のインピーダンスであり、φは、反射係数の位相であり、Z0は、基準インピーダンスである、可変容量素子。請求項1に記載の可変容量素子であって、n1の離散容量値C0からCnを受けるコンデンサを備え、φ0からφnの、n1の位相値φiが等間隔で調整され、が成り立ち、ωは高周波信号の円振動数である可変容量素子。請求項1から2の何れか一項に記載の可変容量素子であって、n1の離散容量値C0からCnを受けるコンデンサを備え、Z0からZnのn1のインピーダンス値ZiCiが等間隔の距離で調整され、が成り立ちωは高周波信号の円振動数である可変容量素子。請求項1から3の何れか一項に記載の可変容量素子であって、コンデンサがバラクタを備え、個々にコンデンサに追加接続可能なキャパシタ素子を有する容量バンクを備え、少なくとも2個の、コンデンサ専用に個々に追加接続が可能であるキャパシタ素子を備える、可変容量素子。請求項1から4の何れか一項に記載の可変容量素子であって、可変容量素子のコンデンサが更に2個のデジタル調整可能容量バンクを備え、該容量バンクの関連する容量インターバルが、部分的に直線に近似する可変容量素子。インピーダンス整合回路のHF信号経路で直列接続する、請求項1から5の何れか一項に記載の可変容量素子。請求項1から6の何れか一項に記載の可変容量素子であって、可変容量素子がインピーダンス整合回路に相互接続し、インピーダンス整合回路がHF信号経路を有し、可変容量素子が、HF信号経路とグランドとの間の並列経路で接続する可変容量素子。請求項3に記載の可変容量素子であって、可変容量素子がインピーダンス整合回路のHF信号経路で直列接続し、デジタル調整可能容量バンクが、HF信号経路とグランドとの間の並列経路で接続する可変容量素子。基準インピーダンスが50Ohmである請求項1から8の何れか一項に記載の可変容量素子。コンデンサが、カスケード接続されたキャパシタ素子を有する可変容量素子。従って本発明の課題は、到達可能なインピーダンス位相をスミスチャートにおいて均一にカバーできるよう、可変容量素子を改良することである。更にこうした可変容量素子は、例えばインピーダンス整合回路に接続された場合、既知の可変容量素子よりも容易に調整、制御が可能になる。上記の課題は、請求項1に記載の可変容量素子により解決される。本発明に係る可変容量素子の可能な実施形態は、従属請求項に記載したとおりである。本発明に係る可変容量素子は、n1の離散容量値C0=Cnを受けるコンデンサを備える。その際C0からCnの容量値Ciの選択は、容量値に依存するZ0=ZC0からZn=ZCnのインピーダンス値Zi、又は容量値に依存するφ0C0からφnCnの位相値φiCiが等間隔の距離で配置されるよう調整される。ZCは周波数に依存する容量素子のインピーダンスである。この場合、容量素子のインピーダンスは、コンデンサの容量Cの関数となる。φCは、反射係数の位相であり、同様にコンデンサの容量Cに依存する。Z0は基準インピーダンスであり、nは整数である。指標iは、個々の離散容量値、位相値又はインピーダンス値を示す。Z0はモバイル通信機器の整合ネットワークの基準インピーダンスとすることが可能であり、特にZ0は50Ωにできる。既知のデジタル調整可能容量バンクはnのキャパシタ素子を備え、それに対応して、2nの等間隔でバンクの総容量を調整する可能性を有する。等間隔の容量値は等間隔のアドミタンスに対応する。しかし、離散容量値に属するインピーダンス値も、離散容量値に属する位相値も、等間隔には配置されない。本発明に係る可変容量素子は、容量値に対応してインピーダンス値をスミスチャート上に均一に配置する。そのため、到達可能な容量値、つまり到達可能なインピーダンス値の総数がデジタル調整可能容量バンクと比較して減少はするが、カバーされるべきインピーダンス範囲が向上する。本発明に係る実施形態においては、可変容量素子はn1の離散容量値C0からCnを受けるコンデンサを備え、n1の位相値φiは、φ0からφnに等間隔で調整される。その際、φ0は最小に調整された位相であり、φnは最大に調整された位相である。所望の位相値φiを求めるには、関連するコンデンサの容量Ciを以下のように選択する:この場合、ωは高周波信号の円振動数である。このような可変容量素子は、特にスミスチャートの開放ポイント周辺で、到達可能なインピーダンス位相を高い密度で十分にカバーし、スミスチャートの他の領域においてもこのような状態で集積しているため、インピーダンス位相の大部分が無駄にならずに済む。本発明に係る実施形態においては、可変容量素子はn1の離散容量値C0からCnを受けるコンデンサを備え、n1のインピーダンス値ZiCiが、Z0からZnの等間隔の距離で調整される。その際、到達可能であり、所望されるインピーダンスZiに依存するコンデンサの容量Ciは以下の数式で求められる:この場合、ωは高周波信号の円振動数である。上述した実施形態と同様に、この容量素子の到達可能なインピーダンス位相は、従来のデジタル調整可能容量バンクによって到達可能なインピーダンス位相と比較して、より均一に分布する。上述した双方の実施形態は、互いに排除し合うものでなく、同時にインピーダンス整合回路に接続可能であり、共に作動できる。本発明に係る実施形態においては、コンデンサが、バラクタ、個々にコンデンサに追加接続可能なキャパシタ素子、又は少なくとも2個のコンデンサ専用に個々に追加接続が可能であるキャパシタ素子を備える。容量バンクを、可変容量素子のコンデンサとして相互接続しても全く問題がない。デジタル調整可能容量バンクのみを唯一のキャパシタ素子とすると、すでに導入部で述べた短所が生じるため、単独で接続されている場合、それは避けるべきである。バラクタはコンデンサとしての使用を考慮して備えられる。バラクタは可変な容量で連続するスペクトルを有するが、本発明に適用されるバラクタは、上述したn1の離散位相を受けるために備えられる。この場合、調整、制御回路が備えられる。本発明に係る実施形態においては、コンデンサが更に2個のデジタル調整可能容量バンクを備え、関連する容量インターバルが部分的に直線に近似する。その際、容量インターバルは、n1の調整可能なコンデンサの容量値mを有し、以下の関係が成り立つ:2<=m<=nデジタル調整可能容量バンクの、2mの到達可能な容量値は、等間隔で調整される。デジタル調整可能容量バンクの総容量は、接続状態の番号を規定する指標iに対して適用され、全ての容量値が直線上に並ぶ。本発明に従う容量素子の接続状態番号iに対して容量値を適用すると、直線からは逸脱し、対応するポイントが曲線上に並ぶ。しかし、曲線は局所的に部分的な直線に近似させることが可能である。スミスチャート上を均一なインピーダンス密度でカバーするという本発明の利点は、デジタル調整可能な容量バンクを、容量カーブを局所的に近似させるために用いることにより、達成される。本発明に係る実施形態においては、可変容量素子がインピーダンス整合回路のHF信号経路に直列接続される。インピーダンス整合回路は、HF信号を伝達する信号経路を備える。その際、信号経路に接続された容量素子が、そのために備えられた所定の容量Ciをとり、それによってインピーダンス素子としてインピーダンス整合が実行される。本発明に係る実施形態においては、可変容量素子はインピーダンス整合回路に接続される。インピーダンス整合回路は、HF信号経路を備える。可変容量素子は、インピーダンス整合回路のHF信号経路とグランドの間の並列経路で接続する。本発明に係る実施形態においては、可変容量素子はインピーダンス整合回路のHF信号経路に接続される。HF信号経路とグランドとの間の並列経路に、デジタル調整可能容量バンクが接続される。HF信号経路とグランドとの間の並列経路に接続されたデジタル調整可能容量バンクは、到達可能なインピーダンス位相をスミスチャート上でそれほど密に集積しないことが知られていた。従ってこのようなデジタル調整可能容量バンクは、到達可能なインピーダンス位相の数はそれほど多くはないが、例えば開放ポイント周辺を良好にカバーする。その際本発明に係る可変容量素子が信号経路と直列接続した場合、可変容量素子はスミスチャート上で、デジタル調整可能容量バンクのインピーダンス位相が特に重なるであろう領域もカバーする。このため、双方の可変容量素子を組み合わせることで、スミスチャート上でカバーすべき全領域を、良好な状態でカバーすることが可能になる。局所的に位相の密度が濃くなることも、薄くなりすぎることもない。本発明に係る可変容量素子は、例えば13n=12の到達可能な接続状態を有する。デジタル調整可能容量バンクは、24=16の到達可能な接続状態を有する。双方の可変容量素子を組み合わせると、それに対応して到達可能な接続状態が、1316=208となる。この数は、210=1024の到達可能な接続状態を有するインピーダンス整合回路と例えば比較した場合、極めて小さいものである。本発明に係る実施形態においては、基準インピーダンスは50Ωとする。本発明に係る実施形態においては、コンデンサはカスケード接続されたキャパシタ素子を備える。カスケード接続されたキャパシタ素子は、高いHF性能に対し、カスケードによってより効果的に保護される。一般的に、到達可能なインピーダンス位相の総数が、デジタル調整可能容量バンクと比較して減少しているため、コンデンサのキャパシタ素子の総数も減少する。このように減少することで、電気コンポーネントのサイズをより小型化できる。他方では、スペースに対する要求が減少した分を、特に危ういキャパシタ素子をカスケード接続するために使用可能でもある。従って副次効果として、必要スペースがより小さく、かつ性能安定性がより高まった可変容量素子が提案できる。以下、実施形態と関連図面に基づき、本発明について詳述する。図1は、信号経路SPを備えたインピーダンス整合回路IASを示す。信号経路において、容量素子は直列に相互接続される。第2容量素子はグランドGNDと共に信号経路SPと相互接続する。2個の誘導素子は、同様にグランドGNDと共に信号経路SPと相互接続する。このようなインピーダンス整合回路IASは、モバイル通信機器の能動又は受動集積回路間のインピーダンス、例えばアンテナなどのインピーダンス最終値を発生可能である。図2は、従来のデジタル調整可能容量バンクDTC=デジタル同調キャパシタ=デジタル同調コンデンサで到達可能なインピーダンス位相の、インピーダンス分布を示す。スミスチャートの中心には、例えば50Ωの基準インピーダンスが記載される。デジタル調整可能容量バンクによってカバーできるインピーダンス領域が、明確に見て取れる。このカバー可能なインピーダンス領域においては、オーム抵抗がやや小さく、誘導値が低い領域、つまり基準インピーダンスの左上の領域に位相が集積する。これに対して空転の領域においては、調整可能なインピーダンス値の密度が、明らかに減少する。図3は本発明に係る可変容量素子の反射係数の位相を示し、この位相において、調整可能、つまり到達可能なインピーダンス位相は等距離の位相差を示す。0から連続した数字が入る、n1に調整可能なインピーダンス値Ziは、スミスチャートの下端を進む。損失は考慮していない。この端部分はY軸に対応し、Y軸はつまり架空軸であり、従来はコンプレックス面として示されていた。このスミスチャートでは簡単に等距離位相差を認識可能であるが、それは位相φiが空転Z∞からの弧の長さに比例しているためである。図4は、0から12に推移する計数指標iの位相の依存性を示す。インピーダンス位相が等距離であるため、位相値は回路指標に適用され、直線状に並ぶ。図5は、可変容量素子において到達可能なインピーダンス位相Ziの密度分布を示し、反射要素ρiの位相φiが等間隔で調整される。本発明においては、例えば図2のスミスチャートで示す位相分布よりも、位相が均一に分布されることが明確に見て取れる。図6は、0から12の間で個々に接続可能な状態の容量が、図5に示された分布を達成するためにどのように調整されるかを示す。デジタル調整可能容量素子は、等間隔で直線上に並ぶ。等距離のインピーダンス間隔を有する本発明に係る実施形態EDZ=正距インピーダンスドメインの容量値は、曲線上に並ぶ。図7は、等距離インピーダンス位相Ziの、非等距離位相値を示す。図8は、等距離インピーダンス位相Ziを有する本発明に係る実施形態の絶対位相値を、指標iについて適用させた場合を示す。図9は本発明に係る実施形態の到達可能な状態の密度分布を示し、到達可能なインピーダンス位相Ziは等距離で配置される。図10はインピーダンス整合回路の到達可能なインピーダンス位相Ziの密度分布を示し、この際、可変容量素子は信号経路に直列接続された等距離インピーダンス位相を有し、従来のデジタル調整可能容量バンクは、信号経路とグランドとの間の並列経路で相互接続される。到達可能なインピーダンス位相が、カバー可能なインピーダンス領域内部でほぼ均一に配置されていることが明確に見て取れる。図11は、可変容量素子EDZEDZ=正距インピーダンスドメイン、DTCDTC=デジタル同調キャパシタを備えたインピーダンス整合回路IASを図示している。インピーダンス整合回路IASの信号経路SPには、可変容量素子EKEが相互接続される。この場合、可変容量素子EKEは、等間隔で調整されたインピーダンス値EDZを備えた可変容量素子である。信号経路とグランドGNDの間には、従来のデジタル調整可能容量バンクDTCが並列経路PPで相互接続される。図12は多様に調整可能な容量値の非直線の容量推移が、少なくとも部分的に直線へ近似させることがどのように可能かを示す。可能な接続状態4個を備えた第1のデジタル調整可能容量バンクは、可変容量素子のi=0からi=3までの4個の接続状態を、僅かな容量でカバーできる。第2のデジタル調整可能容量バンクは、i=4からi=7の接続可能容量状態をカバーし、第3のデジタル調整可能容量バンクは、i=8からi=11の容量値をカバーできる。容量カーブCの傾斜は上昇する指標と共に増加するため、多様にデジタル接続可能な容量バンクは、各々等間隔を空けた容量値を示す。しかし容量値の各々の間隔は、3個のDTCですべて異なる。指標番号i=12を有する接続状態は、個々のキャパシタ素子によって構成可能である。デジタル調整可能容量バンクにおける接続状態の分布は、全体の接続負荷を可及的に僅かに抑え、所望のカーブを直線に近似させる際の逸脱が出来る限り僅かですむよう選択される。図13は、可変容量素子EKEの本発明に係る実施形態を示しており、キャパシタ素子KEと容量バンクKBとを備え、容量バンクKBは例えば2ビットデジタルで調整可能な容量バンクにできる。例えばSPDT回路SPDT=単極双投などによって、個々の容量素子を追加接続する、又はそれ自体が更に個々のキャパシタ素子を有する個々の容量バンクを追加接続できる。図14は、13個のキャパシタ素子を備えた、代替の実施形態を示す。1個のSP13TSP13T=単極13投回路によって、13個のキャパシタ素子KEのそれぞれが、コンデンサ容量を調整するためにのみ、可変容量素子に追加接続される。従って図14に示された回路配置は、同時に可変容量素子EKE、コンデンサK及び容量バンクKBを示す。図15は、無次元のQ値の推移を示し、交流回路における容量素子の性質標準となる。三角形が記載されたカーブは、周波数824MHz、正方形が記載されたカーブは周波数960MHz、直立したひし形が記載されたカーブは周波数1710MHz、砂時計形が記載されたカーブは周波数2170MHzである。Q値はある指標を境に、全ての周波数においてQ=50を下回ることが明確である。上記とは反対に図16では、本発明に係る容量素子を信号経路に、従来のデジタル調整可能容量素子DTCを並列経路に備えたインピーダンス整合回路のQ値を示す。特に指標値4、8、12においては、4つの周波数全てでQ値が140を超える。本発明に係る接続を実現するためにどのキャパシタ素子を接続するかは、ガリウムヒ素技術、CMOS技術、MEMS技術、例えばグラフェンなどの炭素技術に基づく技術研究が重要となる。信号経路、又は並列経路に接続可能な可変容量素子は、10、11、12、13、14、15又は一般的にn1に異なる接続状態をとることが可能である。回路素子が、例えば35dBmの性能レベルを補償すべきである場合、それに対応してより感受性のあるキャパシタ素子をカスケード接続できる。特に、インピーダンス整合回路の接続状態間で最大の位相差が発生する場合、反射要素の位相値を等間隔に調整した可変容量素子が好ましい。本発明に係る可変容量素子は、上述した実施形態の1つに限定されるものではなく、組み合わせや代案に関し、例えば更なる誘導素子、容量素子又は回路を備えた場合も、同様に本発明に係る実施形態とする。