"外足及び中足を有する磁性体からなるコアの前記外足にコイルを巻回したリアクトルであって、前記外足で発生する磁束が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束を含めて、前記コアの断面積、前記コアに設けるギャップあるいは前記コイルの巻数からなる設計値が決定されているリアクトル。前記漏れ磁束を含めて作成した等価回路に基づいて、前記設計値が決定されている請求項1に記載のリアクトル。前記外足及び前記中足に、それぞれ非磁性体を有するギャップを設けた請求項1または請求項2に記載のリアクトル。前記ギャップの非磁性体に、セラミックを用いた請求項3に記載のリアクトル。前記コアに、鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材を用いた請求項1から4のいずれか一項に記載のリアクトル。前記コイルに、アルミニウムもしくは銅からなる丸線もしくは平角線を用いた請求項1から5のいずれか一項に記載のリアクトル。前記コアは、前記コイルの巻回部に対して、前記コイルの非巻回部が、同一断面積を維持しつつ前記コイルの巻厚を含んだ高さ寸法と同一高さ寸法にされている請求項1から6のいずれか一項に記載のリアクトル。前記コアは、別々に製造された前記外足と前記中足とを接合して構成したものであり、これらの外足と中足との接合面が、前記ギャップの形成面に対して直交する平面からなる請求項1から7のいずれか一項に記載のリアクトル。例えば、図6に示すように、一対の外足1及び中足2を有するコア3を備え、外足1にコイル4が巻回された2相磁気結合型のリアクトル5では、コイル4によって外足1で発生した磁束が中足2で結合して通ることとなる。しかしながら、実際には、中足2を通る磁束は、外足1で発生した磁束の合計とはならず、外足1で発生した磁束の一部が外部の空気中に漏れていると考えられ、この傾向は、結合率が高くなるとより大きくなる。そして、このように、空気中に磁束が漏れると、電磁ノイズとなったり、リアクトルを覆っているアルミニウム等の金属製のケースを発熱させ、損失の増加の原因となってしまう。本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、損失が極力抑えられた高効率なリアクトルを提供することを目的としている。上記目的を達成するために、本発明のリアクトルは、外足及び中足を有する磁性体からなるコアの前記外足にコイルを巻回したリアクトルであって、前記外足で発生する磁束が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束を含めて、前記コアの断面積、前記コアに設けるギャップあるいは前記コイルの巻数からなる設計値が決定されている。この構成によれば、外足で発生する磁束が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束を含めて、コアの断面積、コアに設けるギャップあるいはコイルの巻数からなる設計値が決定されているので、中足の磁束を外足の磁束の合計に近づけて漏れ磁束の発生を抑えることができ、よって、漏れ磁束による電磁ノイズの発生や金属製のケースの発熱が抑えられた高効率なリアクトルとすることができる。また、本発明のリアクトルにおいて、前記漏れ磁束を含めて作成した等価回路に基づいて、前記設計値が決定されていても良い。また、本発明のリアクトルにおいて、前記外足及び前記中足に、それぞれ非磁性体を有するギャップを設けても良い。また、本発明のリアクトルにおいて、前記ギャップの非磁性体に、セラミックを用いても良い。また、本発明のリアクトルにおいて、前記コアに、鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材を用いても良い。また、本発明のリアクトルにおいて、前記コイルに、アルミニウムもしくは銅からなる丸線もしくは平角線を用いても良い。また、本発明のリアクトルにおいて、前記コアは、前記コイルの巻回部に対して、前記コイルの非巻回部が、同一断面積を維持しつつ前記コイルの巻厚を含んだ高さ寸法と同一高さ寸法にされていても良い。また、本発明のリアクトルにおいて、前記コアは、別々に製造された前記外足と前記中足とを接合して構成したものであり、これらの外足と中足との接合面が、前記ギャップの形成面に対して直交する平面からなるものでも良い。本発明のリアクトルによれば、損失が極力抑えられた高効率なリアクトルを提供することができる。以下、本発明に係るリアクトルの実施形態について図面を参照して説明する。図1及び図2に示すように、本実施形態に係るリアクトル11は、コア12を備えている。このコア12は、磁性体から形成されたもので、一対の外足13及びそれら外足13の間に配された中足14を有しており、各外足13には、コイル15が巻回されている。このように、本実施形態に係るリアクトル11は、一対の外足13にコイル15を巻回した2相磁気結合型リアクトルである。リアクトル11のコア12の材料としては、外径50μm程度の鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材が用いられている。このコア12には、外足13及び中足14に、ギャップ21,22が設けられている。これらのギャップ21,22には、セラミックからなる非磁性体23が介在されている。各外足13に巻回されたコイル15としては、アルミニウムもしくは銅からなる丸線もしくは平角線が用いられている。コイル15にアルミニウムを用いれば、リアクトル11の軽量化を図ることができ、また、コイル15に平角線を用いれば、外足13へ隙間なく巻回して高密度化による性能の向上を図ることができる。また、コア12は、コイル15が巻回されたコイル巻回部12Aの合計した断面積図2の寸法X,W2の採寸方向と平行な断面と、コイル15が巻回されていないコイル非巻回部12Bの合計した断面積図2の寸法W1の採寸方向と平行な断面とが同一とされている。また、コア12は、コイル巻回部12Aに対して、コイル非巻回部12Bが、コイル巻回部12Aにおけるコイル15の巻厚を含んだ高さ寸法Hと同一高さ寸法とされている。したがって、コア12は、コイル非巻回部12Bでは、コイル巻回部12Aと同一の断面積を維持しつつ幅寸法図2のW1が小さくされている。このように、デッドスペースとなっていたコイル非巻回部12Bにおける上下のスペースへコア12のコイル非巻回部12Bを張り出させることにより、外足13と中足14との連結箇所における幅寸法W1及び中足14における幅寸法W2を極力小さくすることができる。したがって、リアクトル11の全体の幅寸法X及び奥行き寸法Yを小さくし、リアクトル11のコンパクト化を図ることができる。上記のリアクトル11は、コイル非巻回部12Bの方がコイル巻回部12Aよりも体積が大きい。このような場合、コイル巻回部12Aの断面積の大きさを維持しつつ、リアクトル11の全体を小型化することができる。なお、コア12の外形からコイル15がはみ出さないようコア12の外形を大きくするが、コイル巻回部12Aの外形までは大きくしない。コイル巻回部12Aとコイル非巻回部12Bとを比較すると、コイル非巻回部12Bの方がコイル巻回部12Aよりも体積が大きいので、コイル非巻回部12Bをリアクトル11の全体の体格とし、コイル巻回部12Aは、コイル非巻回部12Bの外形の内側に入るようにする。コア12は、例えば図3に示すように、別々に製造された、I字形をなす一対の外足13と、H字形をなす中足14とを接合して構成したものである。この図3に示すように、これらの外足13と中足14との接合面Jは、ギャップ21,22の形成面に対して直交する平面とされている。このように分割形成された外足13と中足14とからコア12を構成すると、コア12を組み立てる際に、公差の影響を抑制してギャップ21,22の寸法を高精度に維持しつつ、外足13と中足14との接合面Jを研磨して接着材によって隙間なく接合させることができる。これにより、製造コストを抑えつつ、磁気抵抗による損失を極力抑えることができる。ここで、図4に示すように、外足13と中足14との分割箇所接合箇所をギャップ21の形成面に対して平行な平面とした場合、中足14の端部に張り出した張り出し部14a同士の間に外足13を配設することとなる。したがって、この場合、ギャップ21,22の寸法を高精度に維持するためには、外足13の長さ寸法も高精度にしなければならず、その加工に手間を要してしまう。また、中足14における外足13との接合面Jの加工も困難となり、接合面Jの平滑度が低下してしまう。これにより、製造コストが嵩んでしまうとともに、磁気抵抗による損失が増加してしまう。ところで、一対の外足13及び中足14を有するコア12を備え、外足13にコイル15が巻回された本実施形態の2相磁気結合型のリアクトル11では、理論上、それぞれの外足13で発生した磁束Φ1,Φ2が中足14で結合して磁束Φ3となって通ることとなる。しかしながら、実際には、中足14を通る磁束Φ3は、一対の外足13で発生した磁束Φ1,Φ2の合計とはならないことがわかっている。この原因について鋭意研究を重ねた結果、本発明者は以下の知見を得るに至った。すなわち、外足13で発生した磁束Φ1,Φ2の一部が外部の空気中に漏れていると考えられる。そして、中足14を通る磁束量と空気を通る磁束量とは、中足14の磁気抵抗と空気の磁気抵抗との比によって決まる。また、磁束利用率βは、式1で表される。したがって、漏れ磁束Φ4が多いほど、磁束利用率βが低くなり、また、漏れ磁束Φ4によって電磁ノイズの影響が大きくなったり、リアクトルを覆っているアルミニウム等の金属製のケースの発熱を生じさせてしまい、損失の増加の原因となってしまう。磁束利用率β=磁束Φ3/磁束Φ1磁束Φ2...1そこで、本実施形態に係るリアクトル11は、コイル15によって外足13で発生した磁束Φ1,Φ2の一部が外部の空気中へ漏れ出しているものとし、この漏れ磁束Φ4を考慮して、コア12の断面積、コア12に形成するギャップ21,22あるいはコイル15の巻数等の設計値が決定されている。これにより、リアクトル11は、漏れ磁束Φ4の磁束量をコントロールした構造とされている。図5に磁気結合型リアクトルの形状及び空気の磁気経路磁気抵抗を追加した等価回路を示す。図5A-Cにおいて、Bは第1のコイル幅、Dは第2のコア幅、Aは第1のコア幅、C及びC1はそれぞれ中足及び外足のギャップ長、Eはコア穴高さ、Fは第2のコイル幅、R1,R3及びR4はそれぞれ外足,中足及び空気の磁気抵抗、l及びl1はそれぞれ中足及び外足の磁路長、Φ1及びΦ2は外足の磁束、Φ3は中足の磁束、Φ4は漏れ磁束、Nは巻数、I1及びI2はそれぞれ電流値である。図5に示すように、漏れ磁束Φ4を考慮すると、リアクトル11の等価回路では、漏れ磁束Φ4が通る回路を有したものとなる。そして、本実施形態では、この漏れ磁束Φ4が通る回路を有した等価回路に基づいて、前述したコア12の断面積、コア12に形成するギャップ21,22あるいはコイル15の巻数等の設計値が決定されている。以下、漏れ磁束Φ4を考慮した磁気結合型のリアクトル11の設計手法について説明する。漏れている磁束が空気中を通っていると仮定し、磁気回路に空気の磁気抵抗分を追加して磁気回路方程式を解く。キルヒホッフの第1法則より、式2の磁束の関係が得られ、また、キルヒホッフの第2法則より式3~5が得られる。式2~5を解くと、空気中に漏れる漏れ磁束Φ4の割合は、式6に示すように、中足14と空気の磁気抵抗R3,R4から決まることが分かる。そこで、本実施形態では、以上の知見に基づいて従来の設計方法を見なおし、リアクトル11の形状設計のフローを、以下に示す漏れ磁束Φ4をパラメータとしたものに変更する。磁束利用率βを設定し、空気の磁気抵抗一般解化または固定値から、式6を使って中足14の磁気抵抗R3を算出する。結合率αを設定し、求めた磁気抵抗R3から式7を用いて外足13の磁気抵抗R1を算出する。インダクタンスLの関係の式8から、コイル15の巻数Nを算出する。式9に基づいて、コア12の断面積Sを算出する。コア幅Aをパラメータとして、コア幅Dを決定する。コイル幅Fをパラメータとして、式10~12を算出する。外足ギャップ長C1を式13から算出する。中足ギャップ長Cを式14から算出する。空気の磁気抵抗R4が一般解化されていないため、電流Iと磁束利用率βの関係に基づいて検討した形状で、空気の磁気抵抗R4を算出する。ここで、各パラメータを、l=78.8mm、C=6.2mm、μ=95.8とし、磁束利用率βを42とすると、中足14の磁気抵抗R3及び空気の磁気抵抗R4は以下の値になる。R3=9262614.476R4=6707410.483求めた空気の磁気抵抗R4の抵抗値を使って、リアクトルが最小形状となる解の探索を行った結果、設計通りのリアクトルになり、磁束利用率βは、設計通りの95付近まで上昇した。なお、設計条件は、L=50μH、L-M=40μH、最大電流=175A、結合率α=20、磁束利用率β=95とした。以上、説明したように、本実施形態に係るリアクトルによれば、外足13で発生する磁束Φ1,Φ2が外部の空気中へ漏れ出す漏れ磁束Φ4を含めて、コア12の断面積、コア12に設けるギャップ21,22あるいはコイル15の巻数等の設計値が決定されているので、中足14の磁束Φ3を外足13の磁束Φ1,Φ2の合計に近づけて漏れ磁束Φ4の発生を抑えることができ、よって、漏れ磁束Φ4による電磁ノイズの発生や金属製のケースの発熱が抑えられる高効率なリアクトルとすることができる。特に、漏れ磁束Φ4を含めて作成した等価回路に基づいて、設計値を決定することにより、漏れ磁束Φ4が極力抑えられた高効率なリアクトルとすることができる。また、外足13及び中足14のギャップ21,22に、それぞれセラミックからなる非磁性体23を設ければ、セラミックの表面の面粗さを小さくすることができ、外足13及び中足14との接触面に対する密着度を高め、インダクタンス値への影響を抑えて良好な性能を維持させることができる。また、コア12に、鉄粉を圧縮した圧粉コア材またはアモルファス系のコア材を用いることにより、鋼板を積層させたコアと比較して、損失の低減及びコストダウンを図ることができる。図7は、前記リアクトルを有する電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。このモータ駆動装置100は、直流電源B1と、直流電圧変換装置112と、インバータ114と、電圧センサー120,122と、電流センサー124と、コンデンサC1と、制御装置110とを備える。直流電圧変換装置112は、リアクトルL1,L2と、NPNトランジスタQ11,Q12,Q21,Q22と、ダイオードD11,D12,D21,D22とを含む。直流電源B1は、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。この直流電源B1の正極にはリアクトルL1,L2の一端が接続されている。リアクトルL1の他端は直列接続されたNPNトランジスタQ11,Q12の中間点Q11のエミッタとQ12のコレクタとの接続点に接続されている。NPNトランジスタQ11のコレクタは電源ラインに接続され、NPNトランジスタQ12のエミッタはアースに接続されている。また、各NPNトランジスタQ11,Q12のコレクタ-エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードD11,D12が配置されている。リアクトルL2の他端は直列接続されたNPNトランジスタQ21,Q22の中間点Q21のエミッタとQ22のコレクタとの接続点に接続されている。NPNトランジスタQ21のコレクタは電源ラインに接続され、NPNトランジスタQ22のエミッタはアースに接続されている。また、各NPNトランジスタQ21,Q22のコレクタ-エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードD21,D22が配置されている。したがって、リアクトルL1、NPNトランジスタQ11,Q12、およびダイオードD11,D12により、1つの電圧変換装置が構成され、リアクトルL2、NPNトランジスタQ21,Q22、およびダイオードD21,D22により、もう1つの電圧変換装置が構成される。直流電源B1からの直流電圧が昇圧されるとき、NPNトランジスタQ11,Q21はオフされ、NPNトランジスタQ12,Q22は所定の周波数でオン/オフされる。そして、NPNトランジスタQ12がオン/オフされるタイミングは、NPNトランジスタQ22がオン/オフされるタイミングと180°ずれている。すなわち、NPNトランジスタQ12は、NPNトランジスタQ22と相補的にオン/オフされる。なお、NPNトランジスタQ12,Q22がオンされる期間が長い程、それぞれ、リアクトルL1,L2に蓄積される直流電力が増加し、直流電圧変換装置112が電源ラインに供給する直流電圧は高くなる。そして、リアクトルL1は、直流電力を蓄積することにより昇圧した直流電圧を、NPNトランジスタQ12がオフされたタイミングに同期して、ダイオードD11を介して電源ラインへ供給し、リアクトルL2は、直流電力を蓄積することにより昇圧した直流電圧を、NPNトランジスタQ22がオフされたタイミングに同期して、ダイオードD21を介して電源ラインへ供給する。このように、直流電圧変換装置112は、相互に相補的に直流電圧を昇圧して電源ラインに供給する2相式の電圧変換装置である。直流電源B1は、直流電圧を出力する。電圧センサー120は、直流電源B1の出力電圧BVを検出し、その検出した出力電圧BVを制御装置110へ出力する。直流電圧変換装置112の出力である電源ラインとアースとの間には、コンデンサC1が配置されており、電源ラインの電圧インバータ114の入力電圧を安定化させている。すなわち、コンデンサC1は、インバータ114および交流モータM1側におけるリプル電流の発生を防止するために安定化した直流電圧をインバータ114に供給する。電圧センサー122は、コンデンサC1の両端の電圧、すなわち、インバータ114の入力電圧IVVを検出し、その検出した入力電圧IVVを制御装置110へ出力する。インバータ114は、U相アーム115と、V相アーム116と、W相アーム117とから成る。U相アーム115、V相アーム116、およびW相アーム117は、電源ラインとアースとの間に並列に設けられる。U相アーム115は、直列接続されたNPNトランジスタQ5,Q6から成り、V相アーム116は、直列接続されたNPNトランジスタQ7,Q8から成り、W相アーム117は、直列接続されたNPNトランジスタQ9,Q10から成る。また、各NPNトランジスタQ5~Q10のコレクタ-エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD5~D10がそれぞれ接続されている。各相アームの中間点は、交流モータM1の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータM1は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、U相コイルの他端がNPNトランジスタQ5,Q6の中間点に、V相コイルの他端がNPNトランジスタQ7,Q8の中間点に、W相コイルの他端がNPNトランジスタQ9,Q10の中間点にそれぞれ接続されている。電流センサー124は、交流モータM1の各相を流れるモータ電流MCRTを検出し、その検出したモータ電流MCRTを制御装置110へ出力する。制御装置110は、電圧センサー120,122および電流センサー124により検出された検出値BV,IVV,MCRTと、モータの回転数MRNと、モータのトルク指令値TRとに基づいて、インバータ114のNPNトランジスタQ5~Q10をスイッチング制御して交流モータM1の駆動を制御するとともに直流電圧変換装置112のNPNトランジスタQ11,Q12,Q21,Q22のスイッチングを制御する。以上のモータ駆動装置100は、直流電源B1が充電可能な二次電池バッテリやキャパシタ等で構成される場合について示したものであるが、直流電源B1が燃料電池等のように充電不可能なもので構成される場合には、図7に示す直流電圧変換装置112を図8に示すような構成とする。つまり、図7では上下アームともに半導体が必要であるが、図8では下アームにのみ半導体が必要となる。具体的には、上アームをダイオードD11,D21のみから構成し、かつ、下アームをトランジスタQ12,Q22から構成する、あるいは下アームを図7のように、トランジスタQ12,Q22とダイオードD12,D22とから構成する。"