星型結線された多相巻線を備える固定子と、前記固定子と同軸に、半径方向に所定の空隙を介して配される回転子を備え、1アーム当たりにスイッチ素子と、還流素子を備える多相インバータを備え、前記星型多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流負極間に直流電源を接続し、前記インバータのスイッチ素子を、いわゆる矩形波導通で駆動する際に、前記インバータのハイサイドスイッチがオフの期間に、該ハイサイドスイッチに直列に接続されたローサイドのスイッチをPWMスイッチング制御するものにおいて、前記ハイサイドスイッチがオフになった時点を基点として、ローサイドスイッチのスイッチング開始時点をα、スイッチング終了時点をβと定義すると、β―α≧120度電気角度、α>0度、β<180度であることを特徴とする発電電動機の制御装置、及びシステム。星型結線された多相巻線を備える固定子と、前記固定子と同軸に、半径方向に所定の空隙を介して配される回転子を備え、1アーム当たりにスイッチ素子と、還流素子を備える多相インバータを備え、前記星型多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流正極間に直流電源を接続し、前記インバータのスイッチ素子を、いわゆる矩形波導通で駆動する際に、前記インバータのローサイドスイッチがオフの期間に、該ローサイドスイッチに直列に接続されたハイサイドのスイッチをPWMスイッチング制御するものにおいて、前記ローサイドスイッチがオフになった時点を基点として、ハイサイドスイッチのスイッチング開始時点をα、スイッチング終了時点をβと定義すると、β―α≧120度電気角度、α>0度、β<180度であることを特徴とする発電電動機の制御装置、及びシステム。前記スイッチ素子のPWM制御しないサイドの素子の導通期間は電気角度で180度以下であることを特徴とする請求項1又は2記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。前記PWM制御のオンデューティ比を前記発電電動機の回転数の上昇とともに増加してゆくことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。前記発電電動機を発電モードと電動モードで使い分ける際に、電動モードにおいて前記PWM制御を適用することを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。前記発電電動機は内燃機関を電動モードで起動し、内燃機関起動後は少なくとも発電モードで運転されることを特徴とする請求項5記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。前記直流電源の端子のうちインバータの直流端子につながっていない方の端子と、前記インバータの直流端子のうち直流電源とつながっていない方の端子間にコンデンサを接続することを特徴とする請求項1又は2記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。前記インバータの各アームはMOSFETで構成され、前記スイッチ素子はMOSFET、前記還流素子は該MOSFETに寄生するダイオードで構成されることを特徴とする請求項1又は2記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。前記発電電動機は2輪車もしくは自動車のゼネレータ、若しくはスタータであることを特徴とする請求項6記載の発電電動機の制御装置、及びシステム。上記課題に鑑み、磁極位置センサを簡素化し、スイッチング回数を減らしても良好な回転数特性を得られ、冷却簡素で、ノイズ対策も簡素な駆動方法を発明した。請求項1によれば、星型結線された多相巻線を備える固定子と、前記固定子と同軸に、半径方向に所定の空隙を介して配される回転子を備え、1アーム当たりにスイッチ素子と、還流素子を備える多相インバータを備え、前記星型多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流負極間に直流電源を接続し、前記インバータのスイッチ素子を、いわゆる矩形波導通で駆動する際に、前記インバータのハイサイドスイッチがオフの期間に、該ハイサイドスイッチに直列に接続されたローサイドのスイッチをPWMスイッチング制御するものにおいて、前記ハイサイドスイッチがオフになった時点を基点として、ローサイドスイッチのスイッチング開始時点をα、スイッチング終了時点をβと定義すると、β―α≧120度電気角度、α>0度、β<180度であることを特徴とする発電電動機の制御装置、及びシステム。あるいは請求項2の如く、前記星型多相巻線の中性点と前記多相インバータの直流正極間に直流電源を接続し、前記インバータのスイッチ素子を、いわゆる矩形波導通で駆動する際に、前記インバータのローサイドスイッチがオフの期間に、該ローサイドスイッチに直列に接続されたハイサイドのスイッチをPWMスイッチング制御するものにおいて、前記ローサイドスイッチがオフになった時点を基点として、ハイサイドスイッチのスイッチング開始時点をα、スイッチング終了時点をβと定義すると、β―α≧120度電気角度、α>0度、β<180度とする。このように構成することで、素子のスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損による効率低下、発熱増加、ノイズ電流増加を抑制することが可能となる。更に正弦波PWM制御のような高度な演算を不要とできるので、CPUも低グレードのもので済む。請求項3によれば、前記スイッチ素子のPWM制御しないサイドの素子の導通期間は電気角度で180度以下とする。このようにすれば、緻密な磁極位置を検出する必要がなく位置検出器を簡素化、若しくは廃止することが可能であり、一層経済的である。請求項4によれば、前記PWM制御のオンデューティ比を前記発電電動機の回転数の上昇とともに増加してゆくようにする。このようにすれば回転数が変化しても良好な昇圧機能を呈することができる。請求項5によれば、前記発電電動機を発電モードと電動モードで使い分ける際に、電動モードにおいて前記PWM制御を適用する。このようにすれば発電時には不必要な損失を排除することができるとともに、好適には図9のごとく設定することで電動⇔発電の切り替え時にショックを軽減することができる。請求項6によれば、前記発電電動機は内燃機関を電動モードで起動し、内燃機関起動後は少なくとも発電モードで運転される。このようにすれば内燃機関の始動装置と発電装置を兼用化でき、一層経済的である。請求項7によれば、前記直流電源の端子のうちインバータの直流端子につながっていない方の端子と、前記インバータの直流端子のうち直流電源とつながっていない方の端子間にコンデンサを接続する。このようにすることでコンデンサの両端電圧変化幅が小さくなりコンデンサ容量を小型化でき一層経済的である。請求項8によれば、前記インバータの各アームはMOSFETで構成され、前記スイッチ素子はMOSFET、前記還流素子は該MOSFETに寄生するダイオードで構成する。このようにすれば汎用で大量に生産されているデバイスを利用でき一層経済的で実装性や制御性にも優れる。<第1実施例>図1に発明の実施例を示す。1は発電電動機で固定子11と回転子12で構成される。回転子12は永久磁石式でも良いし、巻線界磁式でも良いし、かご型誘導子でも良いし、コイルも磁石もない磁気突極型のリラクタンス構造でも構わない。固定子11には星型結線された3相巻線が施され、該3相コイルは中性点13で結線されている。各コイルの他端はインバータ2に接続されている。インバータ2はスイッチ素子21と還流素子22で1アームが構成され、同じ構成が互いに直列に接続され、それが3組並列に並んでいる。ここでスイッチ素子21と還流素子22をMOSFETとMOSFETに寄生する寄生ダイオードで構成すると、汎用に大量生産されているデバイスを利用できるがこれに限るものではない。スイッチ素子21をIGBTやバイポーラトランジスタで構成し、フライホイルダイオードを還流素子22としても同じ機能を得ることは言うまでもない。各スイッチ素子21はハイサイド側を3つ接続され直流の正極端子23に接続される。ローサイド側は3つ同様に接続され直流の負極端子24に接続される。インバータ2の正負端子間にはコンデンサ25が接続される。コンデンサ25は電解コンデンサでもフィルムコンデンサでも電気2重層キャパシタでも利用可能である。前記スイッチ素子21は制御装置26により各導通パターン信号27を生成し図示しない伝送線により伝送され駆動される。直流電源3は正極が前記星型結線の中性点13に接続され、負極が前記インバータ2の直流負極端子24に接続される。直流電源3は鉛蓄電池でもリチウムイオン電池でもニッケル水素電池でもよく2次電池であれば種類を問わない。次に、当該実施例での各素子の導通パターンにつき図2にて説明する。基本の導通パターンは、いわゆる3相の180度矩形波パターンであり、ハイサイドとローサイドが排他的に180度ずつオン/オフを繰り返す。各相は電気角度で120度ずつずれて制御される。この時、ハイサイド素子がオフの期間、図2の印の180度期間に、ローサイドの素子をPWMスイッチング制御する。ハイサイド素子がオフになった時点を基点としαをローサイドのスイッチング開始時期、βをローサイドのスイッチングの終了時期とすると、β-αを電気角度で120度以上に設定する。但しα>0、β<180度を維持する。例えばβ=150度、α=30度とするとβ-α=120度とできる。次に、該スイッチング期間の作用につき図3にて説明する。なお、スイッチがオンしている時点で有効な素子はトランジスタを、スイッチがオフしている時点で有効な素子はダイオードを図示している。V相のハイサイドがオフでローサイドがオンの時には、図3aに示す如く、直流電源が巻線を介して短絡されるので、大電流が流れて巻線に磁気エネルギーが蓄積される。次の瞬間にローサイドがオフされると、前記蓄積された磁気エネルギーがV相のハイサイド還流ダイオードを通じてコンデンサ25に充電される。一連の動作でコンデンサ25の両端電圧は前記直流電圧の略2倍に昇圧されていることになる。この動作をβ-αの期間継続してコンデンサ25への充電を行う。結果として図6に示すようにコンデンサ25両端電圧が連続的に電源電圧の2倍程度に維持されている。一方、残りの相ではハイサイドのトランジスタがオンしており、図3のcdの如くu相、w相から電流が供給され電動トルクとしてエネルギー変換される。この一連の動作を回転子12の位置に応じてV相⇒W相⇒U相と120度毎に切り替えながら実行してゆく。この制御により電源昇圧機能とトルク発生機能がほぼ同時に実現でき、専用の昇圧コンバータを不要とできるとともに、ハイサイド側のスイッチングを停止するためスイッチング損失に伴う温度上昇や効率低下、ノイズ電流増加を抑制することができる。図11にはスイッチング損失が従来制御に対し約1/3に低減していることを示している。また、基本が180度矩形波通電であるため緻密な磁極位置を検出する必要がなく簡素な位置検出器、若しくは公知のセンサレス制御が適用可能であり、一層簡素化に貢献できる。尚、基本となる矩形波導通は180度に限るものではなく、120度以上180度以下であれば導通期間は任意である。<第2実施例>この例では前記直流電源3の正極を前記インバータ2の直流正極端子23に接続し、前記直流電源3の負極を前記星型結線の中性点13に接続した例である。制御パターンは図5に示すように、ローサイドスイッチがオフの期間にハイサイドスイッチをPWM制御する。同じくローサイドスイッチのオフ時点を起点にしてα、βを定義しβ-α≧120度、α>0、β<180度となるよう設定する。動作は図3a-dに類似でローサイドの還流ダイオードを介してコンデンサ25を充電することになる。この制御により従来の昇圧しない制御に対し、専用コンバータ不要でも図10に示すように駆動回転数を略2倍に引き上げることができる。<変形態様>図7では前記コンデンサ25を前記中性点13と前記インバータ2の直流正極端子23間に接続する。このようにすることでコンデンサ25の両端電圧変化幅が小さくなり、コンデンサ25容量を小さくすることが可能である。制御パターンは図2のパターンを適用すればよい。同様に図8では直流電源3とコンデンサ25の位置を入れ替えても同じ効果が得られる。この場合の制御パターンは図5のパターンを適用する。また、前記PWMのオンデューティ比を図9のように回転数とともに上昇させてゆき、所定回転数以上で発電モードに移行しデューティ比を100になるようにすれば、電動⇔発電の運転切り替え時のショックを軽減することができる。尚、0回転時のデューティ比は任意に設定可能であるし、回転上昇とともに増加するデューティ比の増加率も一定である必要はない。適宜必要に応じて設定すればよい。更には、図12に示すように本制御を適用した発電電動機1を自動車や自動2輪車の内燃機関4に搭載して該内燃機関4の起動時に本発明の昇圧電動駆動を適用すると電動機1の回転数を高めることができ、内燃機関4の始動に掛かる時間を大きく短縮できるので、アイドリングストップ後の再始動時に運転者の不安感を払拭することができる。