"高周波電圧を永久磁石形同期電動機に印加し、永久磁石形同期電動機に流れる電流を基に磁極位置を検出する永久磁石形同期電動機の制御装置において、回転子に同期した直交回転座標軸であるdq軸の推定軸としての直交回転座標軸γδ軸を定義し、電動機電流γ軸成分の前記高周波電圧1周期の平均からγ軸基本波電流を演算する手段と、電動機電流δ軸成分の前記高周波電圧1周期の平均からδ軸基本波電流を演算する手段と、γ軸電流指令値と前記γ軸基本波電流との偏差を増幅してγ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、δ軸電流指令値と前記δ軸基本波電流との偏差を増幅してδ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、前記γ軸基本波電圧指令値および前記δ軸基本波電圧指令値を前記高周波電圧周期ごとに更新する手段と、前記高周波電圧を前記γ軸基本波電圧指令値に加算してγ軸電圧指令値を演算する手段と、前記δ軸基本波電圧指令値をδ軸電圧指令値として演算する手段と、前記電動機電流δ軸成分から前記高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、δ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、前記δ軸電流余弦波フーリエ級数から位置推定誤差を演算する手段と、前記位置推定誤差演算値を増幅して速度推定値を演算する手段と、前記速度推定値を積分して位置推定値を演算する手段と、を有することを特徴とする永久磁石形同期電動機の制御装置。前記δ軸電流余弦波フーリエ級数の極性に基づいて、前記位置推定値を初期化する手段を有することを特徴とする請求項1に記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。前記電動機電流γ軸成分から前記高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、γ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、前記電動機電流γ軸成分を正および負に制御したときの前記γ軸電流余弦波フーリエ級数の大きさに基づいて位置推定値を演算する手段と、を有することを特徴とする請求項1または2に記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。前記速度推定値と前記位置推定値に基づいて永久磁石形同期電動機のトルクもしくは速度を制御することを特徴とする請求項1乃至3に記載の永久磁石形同期電動機の制御装置。特許文献1、特許文献2に記載の技術は、定常状態においては、磁極位置を推定するための高周波電流を正確に検出できる。しかしながら、過渡状態においては、基本波が高周波に干渉し、高周波電流から磁極位置情報を正確に検出できず、位置推定値に誤差が発生する恐れがある。このため、本願の目的は、過渡状態においても磁極位置検出回路を用いずに磁極位置と速度を正確に演算でき、これらの推定した磁極位置と速度に基づいて電流制御を行うことでIPMSMの速度とトルクを正しく制御することである。上記の目的のため、本願では、高周波電圧を永久磁石形同期電動機に印加し、永久磁石形同期電動機に流れる電流を基に磁極位置を検出する永久磁石形同期電動機の制御装置において、回転子に同期した直交回転座標軸であるdq軸の推定軸としての直交回転座標軸γδ軸を定義し、電動機電流γ軸成分の高周波電圧1周期の平均からγ軸基本波電流を演算する手段と、電動機電流δ軸成分の高周波電圧1周期の平均からδ軸基本波電流を演算する手段と、γ軸電流指令値とγ軸基本波電流との偏差を増幅してγ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、δ軸電流指令値とδ軸基本波電流との偏差を増幅してδ軸基本波電圧指令値を演算する手段と、γ軸基本波電圧指令値およびδ軸基本波電圧指令値を高周波電圧周期ごとに更新する手段と、高周波電圧を前記γ軸基本波電圧指令値に加算してγ軸電圧指令値を演算する手段と、δ軸基本波電圧指令値をδ軸電圧指令値として演算する手段と、電動機電流δ軸成分から高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、δ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、δ軸電流余弦波フーリエ級数から位置推定誤差を演算する手段と、位置推定誤差演算値を増幅して速度推定値を演算する手段と、速度推定値を積分して位置推定値を演算する手段と、を有する。また、本願の永久磁石形同期電動機の制御装置では、δ軸電流余弦波フーリエ級数の極性に基づいて、位置推定値を初期化する手段を有するようにしても良い。また、本願の永久磁石形同期電動機の制御装置では、電動機電流γ軸成分から高周波電圧と同じ周波数の余弦波成分のフーリエ級数を、γ軸電流余弦波フーリエ級数として演算する手段と、電動機電流γ軸成分を正および負に制御したときのγ軸電流余弦波フーリエ級数の大きさに基づいて位置推定値を演算する手段と、を有するようにしても良い。また、本願の永久磁石形同期電動機の制御装置では、速度推定値と位置推定値に基づいて永久磁石形同期電動機のトルクもしくは速度を制御するようにしても良い。本発明では、定常状態だけではなく、過渡状態においても磁極位置検出回路を用いずに磁極位置と速度を正確に演算でき、これらの推定した磁極位置と速度に基づいて電流制御を行うことでIPMSMの速度とトルクを正しく制御することが可能となる。図1に本発明の実施例の制御ブロック図を示す。IPMSMは、回転子に同期した直交回転座標dq軸で制御を行うことで高性能なトルク制御や速度制御を実現できる。回転子の磁極のN極方向をd軸と定義し、d軸から90°進み方向をq軸と定義する。しかしながら、磁極位置検出器を用いないで運転するセンサレス制御の場合、dq軸の位置を直接検出することができない。そこで、dq軸の推定軸であるγδ軸で制御演算を行う。図2に座標軸の定義を示す。u相巻線を基準としたγ軸の角度位置推定値θ1とu相巻線を基準としたd軸の角度磁極位置θrとの角度差位置推定誤差θerrを数式1で定義する。また、dq軸の角速度をωr回転子速度、γδ軸の角速度推定速度をω1と定義する。次に、図1の制御ブロック図について説明する。まず、IPMSMの速度制御、電流制御、および、電圧制御について説明する。トルク指令値τは、速度指令値ωrと速度推定値ω1との偏差を減算器16で演算し、この偏差を速度調節器17で増幅して演算する。電流指令演算器18は、トルク指令値τから所望のトルクを発生するγ軸電流指令値iγとδ軸電流指令値iδを演算する。γ軸電流調節器20aは、減算器19aで演算したγ軸電流指令値iγとγ軸基本波電流iγfとの偏差を増幅してγ軸電圧基本波指令値vγfを求める。δ軸電流調節器20bは、減算器19bで演算したδ軸電流指令値iδとδ軸基本波電流iδfとの偏差を増幅してδ軸電圧基本波指令値vδfを求める。γ軸電圧基本波指令値vγfとδ軸電圧基本波指令値vδfの更新は、図3に示すように、サンプルホールド回路21a、21bによって高周波電圧1周期ごとに実施する。γ軸基本波電流iγfは、図3に示すように、平均値演算器33aによってγ軸電流iγの高周波電圧1周期の平均値を演算して求め、高周波成分を除去する。同様に、δ軸基本波電流iδfは、平均値演算器33bによってδ軸電流iδの高周波電圧1周期の平均値を演算して求める。γ軸電流iγとδ軸電流iδは、u相電流検出器11u、w相電流検出器11wでそれぞれ検出した相電流検出値iu,iwを、位置推定値θ1を使って座標変換器14でγδ軸に座標変換して求める。正弦波発振器31は、角周波数ωhの正弦波信号を出力する。γ軸高周波電圧指令値vγhは、ゲイン32によって正弦波信号にγ軸高周波電圧振幅Vγhを乗算して演算する。加算器22は、γ軸電圧基本波指令値vγfにγ軸高周波電圧指令値vγhを重畳してγ軸電圧指令値vγを演算する。一方、δ軸電圧指令値vδは,δ軸電圧基本波指令値vδfに制御する。相電圧指令値vu,vv,vwは、γ軸電圧指令値vγとδ軸電圧指令値vδを位置推定値θ1の値に基づいて座標変換器15によって座標変換して求める。整流回路60は三相交流電源50を整流して直流電圧を電力変換器70に供給する。PWM回路13は、相電圧指令値vu,vv,vwと入力電圧検出回路12で検出した入力電圧検出値Edcとから、電力変換器70の出力電圧を前記の相電圧指令値に制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器70はゲート信号に基づいて内部の半導体スイッチング素子を制御することで、IPMSM80の端子電圧を相電圧指令値vu、vv、vwに制御する。以上に述べた制御によってIPMSM80の回転子速度を指令値に制御でき、回転子の磁極位置と速度を推定するための高周波電圧を重畳できる。次に、位置速度推定の原理について説明する。γ軸に正弦波の高周波電圧を重畳し、γ軸基本波電圧とδ軸基本波電圧を高周波電圧1周期の間一定に制御する場合、γδ軸電圧は数式2のように表現できる。ただし、vγ:γ軸電圧、vδ:δ軸電圧、t:時間、ωh:高周波電圧角周波数Vγh:γ軸高周波電圧振幅、Vγf:γ軸基本波電圧、Vδf:δ軸基本波電圧回転子速度ωrと速度推定値ω1がともに零であり,IPMSMの電機子抵抗を零に近似すると、このときのγδ軸電流は数式3となる。Th:高周波電圧周期ここで、以下の数式6が成り立つことから、γδ軸電流のフーリエ級数Iγh、Iδhは、次の数式7の関係にある。数式7より、γδ軸電流のフーリエ級数Iγh、Iδhは、位置推定誤差θerrの関数である。図4に位置推定誤差θerrと高周波電流との関係を示す。特に、位置推定誤差θerrが零近傍の場合、δ軸電流のフーリエ級数Iδhは、数式8のように位置推定誤差θerrに比例する。数式8より、δ軸電流のフーリエ級数Iδhは、γδ軸基本波電圧Vγf、Vδfの影響を受けない。このため、過渡状態を含めて、正確に位置推定誤差の情報を検出できる。次に、図1の制御ブロック図における位置速度推定について説明する。余弦波発振器34は、角周波数ωhの余弦波信号を出力する。フーリエ級数演算器35は、γδ軸電流iγ、iδからγδ軸電流のcosωht成分のフーリエ級数Iγh、Iδhを数式4、数式5によって演算する。角度差演算器36は、数式8の関係式をもとに、数式9で位置推定誤差演算値θerrestを演算する。速度推定器37は、位置推定誤差演算値θerrestを増幅して速度推定値ω1を演算する。積分器38は、速度推定値ω1を積分して位置推定値θ1を演算する。これらの演算によって、位置推定誤差θerrが零になるように速度推定値ω1と位置推定値θ1が演算され、これらの値を真値に収束させることができる。ところで、図4より、δ軸電流のフーリエ級数Iδhは、位置推定誤差θerrが0、π2、π、3π2のときに零になる。このため、位置推定誤差θerrが零以外の値に収束することがある。そこで、運転開始前に、初期値演算器39とNS判別器40によって位置推定値θ1を初期化し、位置推定誤差θerrを零に収束させる。まず、初期値演算器39の動作について説明する。図4より、δ軸電流のフーリエ級数Iδhの極性により、位置推定誤差θerrの範囲を数式10のように検出できる。数式10の関係を利用して、δ軸電流のフーリエ級数Iδhの極性に応じて、位置推定値θ1の初期値を数式11のように演算する。数式11の演算処理を実施することによって、位置推定誤差θerrを数式12の範囲に制御できる。数式12より、初期値演算器39によって位置推定誤差θerrを零、または、πに収束させることができる。次に、NS判別器40の動作について説明する。回転子の突極性を利用した磁極位置演算は、原理的に回転子のd軸N極とd軸S極とを判別できず、位置推定誤差θerrがπに収束することがある。そこで、モータ鉄芯の磁気飽和特性を使ってN極とS極を判別する。図5にNS判別の原理を示す。d軸電流を正に制御すると、永久磁石の磁束と電流が作る磁束が合成され、鎖交磁束が増加する。この結果、モータ鉄芯の磁気飽和特性によってd軸インダクタンスが低下する。一方、d軸電流を負に制御すると、永久磁石の磁束と電流が作る磁束とが互いに相殺して、鎖交磁束が減少する。この結果、d軸インダクタンスが低下する。このことを利用し、位置推定値θ1が収束後に、γ軸基本波電流iγを正に制御したときのγ軸電流のフーリエ級数IγhPと、γ軸基本波電流iγを負に制御したときのγ軸電流のフーリエ級数IγhNを使ってN極とS極を判別する。具体的には数式13の演算を実施する。以上の演算処理によって、磁極位置検出回路を用いなくても磁極位置と速度を正確に演算でき、これらの推定した磁極位置と速度に基づいて電流制御を行うことでIPMSMの速度とトルクを正しく制御できる。"