"受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、を備えることを特徴とする干渉波抑圧装置。前記干渉波検出手段は、前記分波信号の電力値の平均値が所定のしきい値を超える場合に、干渉波があると判定する、ことを特徴とする請求項1に記載の干渉波抑圧装置。前記干渉波抑圧手段は、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を0に変更する、ことを特徴とする請求項1または2に記載の干渉波抑圧装置。前記受信信号を増幅するための増幅手段と、前記受信信号の電力に基づいて、前記増幅手段での増幅の利得を制御する自動利得制御手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項1、2または3に記載の干渉波抑圧装置。前記受信信号をNNは1以上の整数段の分波処理により前記分波信号に分波することとし、前記分波手段は、入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号のサンプリング周波数を低下させるようダウンサンプリング処理を行ない、ダウンサンプリング後の信号を出力する周波数変換フィルタ手段、を、初段として2個、2段以降では前段の個数の倍の個数備え、2段以降では、同一段の2つの前記周波数変換フィルタ手段に、前段の同一の前記周波数変換フィルタ手段から出力される同一の信号を入力し、前記同一の信号が入力される前記周波数変換フィルタ手段では、前記周波数変換でシフトさせる周波数を互いに異なる値に設定する、ことを特徴とする請求項1~4のいずれか1つに記載の干渉波抑圧装置。最終段の前記周波数変換フィルタ手段による処理後の信号に対して波形整形を行うチャネルフィルタ、をさらに備えることを特徴とする請求項5に記載の干渉波抑圧装置。前記受信信号をNNは1以上の整数段の分波処理により前記分波信号に分波することとし、前記分波手段は、入力された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行い、前記周波数変換後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号のサンプリング周波数を低下させるようダウンサンプリング処理を行ない、ダウンサンプリング後の信号を出力する周波数変換フィルタ手段、を、段ごとに1つ備え、前記周波数変換フィルタ手段は、時分割で、前記周波数変換でシフトさせる周波数を変更する、ことを特徴とする請求項1~4のいずれか1つに記載の干渉波抑圧装置。最終段の前記周波数変換フィルタ手段による処理後の信号に対して波形整形を行うチャネルフィルタ、をさらに備えることを特徴とする請求項7に記載の干渉波抑圧装置。前記受信信号に含まれる主信号の使用帯域に基づいて、処理を行わない前記周波数変換フィルタ手段を決定し、決定した前記周波数変換フィルタ手段へのクロック供給を停止するようクロック制御信号により指示する制御モニタ手段と、前記クロック制御信号に基づいてクロックの供給を停止するクロック供給手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項5または6に記載の干渉波抑圧装置。前記合波手段は、前記受信信号をMMは1以上の整数段の合波処理により前記合波信号を生成することとし、入力された信号のサンプリング周波数を増加させるようアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行うフィルタ周波数変換手段、を、初段として2M個、2段以降では前段の個数の半分の個数備え、さらに同一段の2つの前記フィルタ周波数変換手段から出力される信号を加算し、加算結果を、後段の前記フィルタ周波数変換手段へ出力する加算手段、を備え、前記加算手段で加算対象となる信号を出力する2つの前記フィルタ周波数変換手段では、前記周波数変換でシフトさせる周波数を互いに異なる値に設定する、ことを特徴とする請求項1~8のいずれか1つに記載の干渉波抑圧装置。前記合波手段は、前記受信信号をMMは1以上の整数段の合波処理により前記合波信号を生成することとし、入力された信号のサンプリング周波数を増加させるようアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行うフィルタ周波数変換手段、を、初段として2M個、2段以降では前段の個数の半分の個数備え、さらに同一段の2つの前記フィルタ周波数変換手段から出力される信号を加算し、加算結果を、後段の前記フィルタ周波数変換手段へ出力する加算手段、を備え、前記加算手段で加算対象となる信号を出力する2つの前記フィルタ周波数変換手段では、前記周波数変換でシフトさせる周波数を互いに異なる値に設定する、ことを特徴とする請求項9に記載の干渉波抑圧装置。前記受信信号に含まれる主信号の使用帯域に基づいて、処理を行わない前記フィルタ周波数変換手段を決定し、決定した前記フィルタ周波数変換手段へのクロック供給を停止するようクロック制御信号により指示する制御モニタ手段と、前記クロック制御信号に基づいてクロックの供給を停止するクロック供給手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項10に記載の干渉波抑圧装置。前記制御モニタ手段は、さらに、前記受信信号に含まれる主信号の使用帯域に基づいて、処理を行わない前記フィルタ周波数変換手段を決定し、決定した前記フィルタ周波数変換手段へのクロック供給を停止するよう指示する、をさらに備えることを特徴とする請求項11に記載の干渉波抑圧装置。前記合波手段は、前記受信信号をMMは1以上の整数段の合波処理により前記合波信号を生成することとし、入力された信号のサンプリング周波数を増加させるようアップサンプリング処理を行い、アップサンプリング処理後の信号から所定の帯域の信号を抽出し、抽出された信号の中心周波数を所定の周波数分シフトさせるよう周波数変換を行うフィルタ周波数変換手段、を、段ごとに1つ備え、前記フィルタ周波数変換手段は、時分割で、前記周波数変換でシフトさせる周波数を変更する、ことを特徴とする請求項1~9のいずれか1つに記載の干渉波抑圧装置。受信信号に、主信号として、既知の周波数帯域の2以上の帯域信号が含まれるとし、前記合波手段は、前記帯域信号のうち、前記所定の帯域幅を超える周波数帯域の前記帯域信号に対応する前記分波信号を周波数軸上で隣接するまたは隣接しないよう合波することを特徴とする請求項1~14のいずれか1つに記載の干渉波抑圧装置。受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、を備え、前記合波信号を、中継先へ送信する送信信号とする、ことを特徴とする中継装置。前記中継先を2以上とし、前記合波手段を前記中継先ごとに備え、さらに、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を、その信号の中継先に対応する前記合波手段へ出力するスイッチマトリックス、を備える、ことを特徴とする請求項16に記載の中継装置。前記受信信号の送信元を2以上とし、前記分波手段を前記送信元ごとに備え、さらに、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を前記合波手段へ出力するスイッチマトリックス、を備える、ことを特徴とする請求項16に記載の中継装置。前記中継先を2以上とし、前記受信信号の送信元を2以上とし、前記合波手段を前記中継先ごとに備え、前記分波手段を前記送信元ごとに備え、さらに、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を、その信号の中継先に対応する前記合波手段へ出力するスイッチマトリックス、備える、ことを特徴とする請求項16に記載の中継装置。請求項16~19のいずれか1つに記載の中継装置と、前記中継装置の中継対象とする信号を送信する制御局と、を備えることを特徴とする中継システム。前記中継装置は、分波信号ごとの干渉波があるか否かの判定結果を前記制御局へ通知し、前記制御局は、主信号のうち、前記中継装置からの通知に基づいて、干渉波があると判定された分波信号に対応する帯域の信号を複製して複製信号とし、前記複製信号を、干渉波があると判定された以外の周波数帯を用いて前記複製信号を送信し、また、前記複製信号を送信した旨を前記中継装置へ通知し、前記中継装置は、前記制御局からの通知に基づいて、干渉波があると判定された分波信号の代りにその分波信号に対応する前記複製信号の帯域の信号を合波する、ことを特徴とする請求項20に記載の中継システム。前記中継装置は、人工衛星に搭載されることとし、前記制御局を地上局とする、ことを特徴とする請求項20または21に記載の中継システム。前記中継システムを、移動体通信システムにおける中継システムとし、前記制御局を基地局とする、ことを特徴とする請求項20または21に記載の中継システム。受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波ステップと、前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出ステップと、前記干渉波検出ステップで干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧ステップと、前記干渉波抑圧ステップで出力される信号を合波した合波信号を出力する合波ステップと、を含むことを特徴とする干渉波抑圧方法。しかしながら、上記従来の技術で多様な帯域幅の信号のディジタル分波、ディジタル合波を行なう場合、干渉波が受信信号に加わる可能性がある。一方、上記特許文献1、特許文献2および非特許文献1では干渉波を除去する方法については記載されていない。そのため、受信信号に干渉波が含まれる場合、通信品質が低下する、という問題があった。また、受信信号に干渉波が含まれると、上記従来の技術を用いた中継器は、受信信号とともに干渉波も中継する。そのため、中継器の送信電力が無駄に消費される、という問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、中継対象の受信信号に干渉波が加わった場合でも通信品質を確保し、中継時の無駄な消費電力を抑制することができる干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法を得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、受信信号を所定の帯域幅の分波信号に分波する分波手段と、前記分波信号ごとに、前記分波信号の電力値に基づいて干渉波があるか否かを判定する干渉波検出手段と、前記干渉波検出手段が、干渉波があると判定した前記分波信号の信号値を所定の値以下の値に変更し、変更後の前記分波信号を出力し、また、干渉波がないと判定した前記分波信号を出力する干渉波抑圧手段と、前記干渉波抑圧手段から出力される信号を合波した合波信号を出力する合波手段と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、受信信号を所定の帯域幅のチャネルごとの信号に分波し、分波した信号の平均電力値が所定のしきい値を超える場合にそのチャネルの分波信号を無信号とする干渉抑圧処理を実施するようにしたので、中継対象の受信信号に干渉波が加わった場合でも通信品質を確保し、中継時の無駄な消費電力を抑制することができる、という効果を奏する。以下に、本発明にかかる干渉波抑圧装置、中継装置、中継システムおよび干渉波抑圧方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明にかかる中継装置の実施の形態1の機能構成例を示す図である。図1に示すように、本実施の形態の中継装置は、アンテナ1と、電圧制御型利得可変アンプ2と、ミクサ3と、局部発振器4と、LPFLowPassFilter5と、A/DAnalog/Digital変換器A/D6と、ディジタル分波部分波手段7と、干渉波検出部8と、干渉波抑圧部9と、制御モニタ部10と、クロック供給部11と、スイッチマトリックス部12と、ディジタル合波部合波手段13と、D/A変換器D/A14と、で構成される。また、本実施の形態の中継装置は、受信信号に含まれる干渉波を抑圧する干渉波抑圧装置としての機能を備えており、干渉波抑圧装置は、ディジタル分波部7、干渉波検出部8、干渉波抑圧部9およびディジタル合波部13で構成される。図2は、本実施の形態の干渉波除去の処理手順の一例を示す図である。図1および図2を用いて、本実施の形態の動作を説明する。アンテナ1は、信号受信信号を受信する。電圧制御型利得可変アンプ2は、増幅手段であり、初期状態では最大に設定された利得に基づいて受信信号を増幅し、干渉波検出部8からの制御利得に基づいて利得を調整し、調整後の利得に基づいて受信信号を増幅する。局部発振器4は、受信信号の主信号の中心周波数と同じ周波数ローカル周波数の信号をローカル信号として生成する。なお、受信信号の主信号の中心周波数は既知であるとする。ミクサ3は、受信信号にローカル信号を乗算して、受信信号を、高域の周波数の信号とベースバンド周波数の信号とに変換する。LPF5は、ミクサ3が変換した信号のうちベースバンド周波数に変換された信号に対応する周波数の信号をベースバンド信号として通過させ、高域の周波数成分を除去する。この際、LPF5は、A/D変換器6で実施するサンプリングによりエイリアス成分が生じないよう高域の周波数成分を除去する。以上の一連の処理により、アンテナ1が受信した信号を増幅してベースバンド信号に変換する。なお、電圧制御型利得可変アンプ2は、減衰量可変のアッテネータと固定増幅器の組合せで実現しても良い。A/D変換器6は、アナログ信号であるベースバンド信号に対してアナログディジタル変換を行い、アナログディジタル変換によりサンプリングされたデータをベースバンドデータとして干渉波検出部8とディジタル分波部7へ出力する。なお、前段の局部発振器4のローカル周波数を中間周波数IntermediateFrequencyに変更し、LPF5を中間周波数の帯域の信号を抽出するバンドパスフィルタBPFBandPassFilterに変更することでベースバンド信号の代りにIF信号がAD変換器6に入力されるようにし、A/D変換器6は、IF信号をA/D変換によりディジタルデータに変換してもよい。この場合、ディジタル直交検波手段を、A/D変換器6の直後に設け、ディジタル直交検波手段でIF信号をベースバンド信号に変換する構成となるため、回路の増加やA/D変換器6のサンプリング速度の増加を招く。しかし、一方で、ディジタル直交検波を行なうことにより、直交誤差等のアナログ直交検波で発生する誤差がなくなり、安定した受信性能、無調整化を達成できる。この場合、ディジタル直交検波手段が、干渉波検出部8とディジタル分波部7に入力する構成となる。図2のaは、ディジタル分波部7に入力されるベースバンド信号の一例を示している。ベースバンド信号は、所望の主信号と干渉波とを含み、図2ではそれらのスペクトラムを示している。台形の形状上の主信号のスペクトラムは、所望の主信号の周波数特性を示し、長方形の形状の干渉波のスペクトラムは、干渉波の周波数特性を示している。図2のaに示した例では、主信号のスペクトラムの帯域の一部に干渉波のスペクトラムが重なっている。ディジタル分波部7は、図2のaで例示したような主信号干渉波として入力される信号ベースバンドデータを、図2の8つの周波数帯チャネルに分波する。図2のbに示した点線は、分波を行なうための、8つのチャネルの周波数特性を示している。なお、本実施の形態では、8つのチャネルに分波する例を説明するが、分波するチャネルの数はこれに限らず、送信信号のチャネル構成等に対応した数とする。この際、ディジタル分波部7は、たとえば、上記特許文献1および上記非特許文献1に記載されているようなFFTを用いた分波方法を用いても良いが、本実施の形態では、後述するローパスフィルタハーフバンドフィルタを複数用いる分波方法を用いる。このような分波方法を用いることで、未使用チャネルに応じた低消費電力化も実現することができる。いずれの分波方法の場合も、分波の際に各チャネルの信号を抽出するための周波数特性は、図2のbの点線で例示した各周波数特性に示す通り、周波数方向で、隣接するチャネルと重なる部分を持つようにオーバーラップしながら分波し、かつ隣接するチャネルとオーバーラップする領域の振幅特性は、両者を足して1となる特徴を有するように設定する。なお、図2のbの点線で示した各周波数特性は一例であり、上記の条件を満たすような周波数特性であればどのような周波数特性としてもよい。図2のcは、ディジタル分波部7によって、8つ1~8に分波された各信号のスペクトラムの一例を示している。干渉波検出部8は、これらの8つに分波された各信号について、干渉波が存在するか否かを判定する。以下、干渉波検出部8の処理について述べる。干渉波検出部8は、図1に示すように、電力変換部81と、平均化部82と、比較部83と、積分部84と、電圧変換部85と、電力変換部86と、平均化部87と、比較判定部88と、で構成される。干渉波検出部8の電力変換部86は、8つに分波された各信号の電力値を、それぞれ求める。平均化部87は、電力変換部86が求めた電力値を平均化し、平均電力値として出力する。比較判定部88は、平均化部87が求めた各チャネルの平均電力値と、所定のしきい値チャネルごとに設定と、を比較する。そして、比較判定部88は、以下の式1および式2に示すように、チャネルごとの平均電力値Piiはチャネル番号,i=1,2,3,...,8がしきい値THiを超える場合、干渉信号が存在すると判定し、それ以外は存在しないと判定し、判定結果を干渉波抑圧部9へ出力する。Pi>THi:干渉波が存在すると判定...1Pi≦THi:干渉波が存在しないと判定...2なお、上述のように、ディジタル分波部7は、周波数方向で隣接するチャネルとオーバーラップし、かつ隣接するチャネルのオーバーラップする領域の振幅特性が、両者を足して1となるような特徴を有する周波数特性により分波するため、主信号の取りうる干渉波が周波数帯内の周波数軸上のどの位置に存在しても例えばチャネル間に存在しても、検出することができる。なお、しきい値THiは、チャネル割当て情報どのチャネルの信号が主信号として送信されているかなどの情報を把握している他局から、制御モニタ部10を経由して取得する。なお、このチャネル割当て情報を把握している他局は、たとえば、本実施の形態の中継装置が衛星に搭載される中継装置である場合には地球局に相当し、また本実施の形態の中継装置が地上に設置される場合には基地局に相当する。なお、本実施の形態では、平均電力値Piがしきい値THiを超える場合に、干渉波が存在すると判定したが、各チャネルの信号に基づいて、干渉波が存在するか否かを判定すれば、これに限らずどのような方法を用いてもよい。たとえば、1回でも電力値がしきい値を超えた場合に干渉波が存在すると判定する、電力値の平均値以外の統計値分散等を求めてその統計値に基づいて干渉波が存在するか否かを判定する、などの方法としてもよい。チャネル割当て情報を把握している他局以下、制御局というは、ここでは、本実施の形態の中継装置の受信信号の送信元とし、干渉波が存在しない場合の本実施の形態の中継装置におけるチャネル単位の信号受信電力を予測できるとする。したがって、チャネル割当て情報を把握している他局は、チャネル単位の信号受信電力に基づいてしきい値THiを設定する。しきい値THiは、たとえば、チャネル単位の信号受信電力の各予測値よりそれぞれ数dB~十数dB高い値に設定する。干渉波検出部8は、上記の算出した平均電力値Piとチャネルごとの干渉波が存在するか否かの判定結果とを、干渉波検出情報として制御モニタ部10を経由して、主信号が送信される回線とは別回線を用いて制御局へ通知する。また、A/D変換器6の入力振幅範囲を超える強い干渉波が混入すると、ディジタル分波部7を含む、以降の全てのディジタル信号処理を正常に行うことができなくなる。そこで、干渉波検出部8は、A/D変換器6の入力振幅範囲を超える信号を検出した場合、電圧制御型利得可変アンプ2に対して利得を低下させるよう制御することにより、常に受信信号をA/D変換器6の入力振幅範囲に抑えるようフィードバック制御を行う。具体的には、干渉波検出部8の電力変換部81は、A/D変換器6から入力されるベースバンドデータを電力値に変換し、平均化部82は、電力値の平均値平均電力値を求める。比較部83は、平均化部82が求めた平均電力値Paと、所定のしきい値THaを比較する。比較部83は、平均電力値PaがTHaを超える場合、電圧制御型利得可変アンプ2の利得を下げるために用いる制御値Cを所定の正の値に設定する。たとえば、平均電力値PaがTHaを超える場合、制御値Cを1dBと設定する。また、積分部84は、制御値Cを積分し、その積分値を制御利得Gとする。電圧変換部85は、制御利得Gを電圧に変換して電圧制御型利得可変アンプ2へ出力する。受信信号がA/D変換器6の入力振幅範囲を超えない限り、制御値Cは0であり、制御利得Gは0dBであるが、超えると制御値Cが正の値を持ち始め、その結果、平均電力値PaがTHaを超える間、制御利得Gは1dB,2dB,...と増加し、電圧変換部85によって電圧変換された制御利得により、電圧制御型利得可変アンプ2の利得は受信信号がA/D変換器6の入力振幅範囲に入るまで下げられる。なお、干渉波が消失し、再び受信信号がA/D変換器6の入力振幅範囲に収まると、電圧制御型利得可変アンプ2の利得を上げる必要がある。したがって、比較部83は、平均電力値PaがTHaを下回った場合、制御値Cを負の値たとえば-1dBに設定する。そして、制御利得が負の値の場合には、電圧制御型利得可変アンプ2の利得を上げる。その結果、平均電力値PaがTHaを下回っている間、電圧制御型利得可変アンプ2の利得を上げるための制御利得Gは、...,2dB,1dBと低下し、最終的に初期状態である0dBとする。このような自動利得制御ループにより、強い干渉波によって過入力が生じた場合でも、A/D変換器6の入力振幅範囲に入力レベルを収め、後段のディジタル信号処理を正常に行うことができる。なお、自動利得制御を行うための電力変換部81、平均化部82、比較部83、積分部84および電圧変換部85を干渉波検出部8とは別の自動利得制御手段として備えるようにしてもよい。また、上述の自動利得制御は、必須ではなく、ディジタル信号処理を正常に行うことができるようにする別の手段がある場合等には、実施しなくてもよい。この場合、干渉波検出部8は、電力変換部81、平均化部82、比較部83、積分部84および電圧変換部85を備える必要はない。また、積分部84から出力される制御利得Gは、比較判定部88にも出力される。比較判定部88は、制御利得Gが0dB以外の値を示す場合、受信側の処理が過入力状態であると判定する。比較判定部88は、受信側の処理が過入力状態であると判定した場合、その判定結果または制御利得Gの値そのものを、前述の干渉波検出情報に含めて、制御モニタ部10経由で制御局へ通知する。なお、判定結果または制御利得Gの通知は必須ではなく、たとえば、後述のように制御局がこれらの情報を用いて主信号の送信方法変調方法等を変更する場合に通知が必要となる。制御局は、本実施の形態の中継装置からの通知された制御利得Gの情報に基づいて、適応符号化変調を実施しても良い。制御利得Gの値がX[dB]の場合、中継装置の入力端での受信電力がX[dB]低下していることを意味する。そのため、S/NSignaltoNoise比の低下により通信回線が成立できない可能性がある。そこで制御局は、伝送速度の低下を許容し、主信号の変調方式を、制御利得Gの情報に応じて低S/N比でも成立する符号化変調方式に変更する。例えば、変調方式がPSKPhaseShiftKeying変調の場合は、16QAMQuadratureAmplitudeModulation変調→QPSKQuadraturePhaseShiftKeying変調→BPSKBinaryPhaseShiftKeying変調というように順次変更していく。また、スペクトラム拡散変調の場合は、拡散コード長を128chip→256chip→512chipと順次変更していく。このような適応符号化変調により、伝送速度は低下するものの、強い干渉波受信時でも、通信回線を成立させることができる。つぎに、干渉波抑圧部9の動作を説明する。干渉波抑圧部9は、ディジタル分波部7から出力されるチャネルごとの各信号のうち干渉波検出部8から受け取った判定結果に基づいて、干渉波が存在すると判定されたチャネルの信号を除いた各信号を、後段のスイッチマトリックス部12へ出力する。なお、干渉波抑圧部9は、干渉波が存在すると判定されたチャネルについては、無信号I,Qともに全て0の信号として出力する。図2の例では、図2のcの3に対応するチャネルに干渉波が存在することから、干渉波検出部8は3に対応するチャネルで干渉波を検出する。この場合、図2のdに示すように、干渉波抑圧部9は、3に対応するチャネルの信号を除いた信号図2のdで塗りつぶされている領域をスイッチマトリックス部12へ出力する。なお、干渉波抑圧部9は、干渉波が存在すると判定されたチャネルについては、無信号を出力する代りに、そのチャネルの信号の振幅を、しきい値THi未満となるように制限するような処理を行ってもよい。スイッチマトリックス部12は、中継先のエリアが2つ以上存在する場合、または中継元のエリアが2つ以上存在する場合に必要となる。例えば、エリアAから受信した受信信号の一部をエリアBへ、受信信号の他の一部をエリアCへ中継する場合や、逆にエリアBから受信した受信信号と、エリアCから受信した受信信号の両方をエリアAに中継する場合等である。また、本実施の形態の中継装置は、中継先のエリアごとに、ディジタル合波部13を備える図1ではディジタル合波部13は1つしか図示していないが、中継先のエリアごとに、ディジタル合波部13を備えることとする。または1つのディジタル合波部13が時分割で中継先ごとの処理を行うようにしてもよい。スイッチマトリックス部12は、分波された各信号を中継先ごとに並び替え、分波された各信号を各々に対応する中継先に対応するディジタル合波部13へ出力する。なお、中継先、中継元ともに1つのエリアである場合には、スイッチマトリックス部12を備える必要はなく、またディジタル合波部13は1つでよい。なお、中継元が2以上の場合は、ディジタル分波手段を中継元ごとに備える。図2のeは、ディジタル合波部13により合波された信号の一例を示している。なお、図2のeでは、中継先のエリアが1つの場合の例を示している。また、上述の説明のとおり図2の例では、中継元のエリアも1つとしているため、図2の例では、スイッチマトリックス部12は必須ではなく、またディジタル合波部13は1つでよい。ディジタル合波部13は、分波された各チャネルの信号を合波し、図2のeに示すように干渉波除去後の信号を生成する。最後にD/A変換器14は、ディジタル合波部13から出力される干渉波除去後の信号ディジタルデータを、ディジタルアナログ変換し、送信信号として出力する。中継先のエリアが複数存在する場合には、中継先のエリアごとに、それぞれ対応するディジタル合波部13が、分波された各チャネルの信号を合波して、干渉波除去後の信号を生成する。なお、本実施の形態のディジタル合波部13は、ディジタル分波部7と同様、上記特許文献1および上記非特許文献1に記載されているようなFFTを用いた合波方法を用いても良いが、後述するローパスフィルタハーフバンドフィルタを複数用いる合波方法を用いることで、未使用チャネルに応じた低消費電力化も実現することができる。いずれの合波方法でも、図2のbの点線で例示したように、周波数方向で、隣接するチャネルとオーバーラップしながら合波し、かつ2つの周波数特性がオーバーラップする領域の振幅特性は、両者を足して1となるよう合波する。なお、合波を行なう際の各チャネルの周波数特性は、分波を行なう際の各チャネルの周波数特性と同一とする。このように分波と合波で同一の周波数特性を用いることで、信号を複数のチャネルに分波した後にも、合波によりもとの信号を復元することができる。図1に示したクロック供給部11は、ディジタル分波部7およびディジタル合波部13内の各構成要素が動作するための動作クロックを供給する。なお、クロック供給部11は、ローパスフィルタハーフバンドフィルタを複数用いた分波/合波方法を用いる場合に、クロック制御信号に基づいて各構成要素へクロックを供給するが、クロック制御信号については後述する。以上述べた本実施の形態の動作により、干渉波を抑圧した送信信号を生成することができる。たとえば、以下の条件の場合に、干渉波を抑圧しないと、受信電力対干渉波電力の比-30dBが、拡散利得30dBと相殺され、逆拡散後のS/Nが0dBとなり通信品質は著しく劣化する。条件変調方式:スペクトラム拡散変調干渉波の帯域幅:主波の帯域幅=1:20分波後のチャネル幅:主波の帯域幅=1:20受信電力:干渉波電力=1:1000→-30dB拡散利得:30dBこれに対し、本実施の形態の干渉抑圧処理を実施すると、干渉波除去により、干渉波の逆拡散による影響は無くなり、拡散利得が19/20倍-0.22dBに低下するだけで済むため、良好な通信品質を確保することができる感度劣化:-0.22dBのみ。また、本実施の形態の中継装置では、干渉波を除去した信号を中継するため、干渉波を含めて中継することにより生じる無駄な送信電力を抑制することができる。つぎに、本実施の形態のディジタル分波方法およびディジタル合波方法について説明する。本実施の形態では、前述のローパスフィルタハーフバンドフィルタを複数用いる分波/合波方法を用いることで、未使用チャネルに応じた低消費電力化を実現する。図3は、ローパスフィルタハーフバンドフィルタを複数用いるディジタル分波部7の機能構成例を示す図である。本実施の形態では、ディジタル分波部7は3ステージの構成とする。なお、ステージ数をstage=1,2,3,...とすると、最大分波数は、2stageで表すことができる。ステージ数は、最大分波数に基づいて適切に設定すればよい。図3に示した構成では、stage=3のため、最大8=23波の分波を実現する。なお、本実施の形態では、stage=3の場合について説明するが、stage=4以上の場合でも、各ステージの動作を本実施の形態の動作と同様に実施すれば、本実施の形態の動作を適用可能である。図3に示すように、ディジタル分波部7は、周波数変換およびローパスフィルタリング処理を施した後、処理後のデータのそのサンプリングレートを入力データ速度の半分にしてから出力する周波数変換受信ローパスフィルタ部FCFrequencyConverterRXHBFReceiverHalfBandFilter:周波数変換フィルタ手段71-1,71-2,72-1~72-4,73-1~73-8と、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1~73-8からの出力信号に対してフィルタリング処理を行う受信チャンネルフィルタ部CFilterChannelFilter74-1~74-8と、を備える。図3に示した構成例では、前述のようにstage=3であり、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1,71-2の2つが第1ステージを構成し、周波数変換受信ローパスフィルタ部72-1~72-4が第2ステージを構成し、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1~73-8が第3ステージを構成する。図3に示すように、第1ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1,71-2は、各々に入力された信号を処理した後に自身に接続する第2ステージの2つの周波数変換受信ローパスフィルタ部72-1~72-4へそれぞれ出力する。第2ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部72-1~72-4も同様に、各々に入力された信号を処理した後に自身に接続する第2ステージの2つの周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1~73-8へそれぞれ出力する。ステージ数が4の場合は、第3ステージの後に、16個の周波数変換受信ローパスフィルタ部を備え、受信チャンネルフィルタ部を16個備える。このように、各ステージ数の周波数変換受信ローパスフィルタ部の出力を次のステージの2つの周波数変換受信ローパスフィルタ部へ出力するため、ステージ数が1増えるごとに2倍の数の周波数変換受信ローパスフィルタ部を増やすことになる。また、受信チャンネルフィルタ部については、最後のステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部の数分備えることとする。図4は、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1の機能構成例を示す図である。周波数変換受信ローパスフィルタ部71-2,72-1~72-4,73-1~73-8も、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1と同様の構成である。図4の構成例では、フィルタのタップ数を19タップとした場合の構成である。図4に示すように、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1は、外部からの設定によって任意の自由な周波数オフセットを実現する周波数変換部75と、ローパスフィルタ部76-1,76-2と、ローパスフィルタ部76-1,76-2の出力データを1/2に間引くすなわち、データを2回に1回の割合で間引いて、残りは廃棄するダウンサンプラ部↓277と、で構成される。ローパスフィルタ部76-1は、同相側の処理を行い、ローパスフィルタ部76-2は、直交側の処理を行う。周波数変換部75は、複素乗算部751とローカル信号生成部752で構成される。また、ローパスフィルタ部76-1,76-2は、各々が、シフトレジスタ部761と、乗算部763-1~763-11と、実数加算部764と、で構成される。シフトレジスタ部761は、レジスタ762-1~762-19で構成される。なお、ローパスフィルタ部76-1,76-2は、回路規模乗算器の数を少なくするハーフバンドフィルタで構成するようにしても良い。なお、図4では、タップ数が19の場合を示しているが、フィルタのタップ数は、これに限らず、その中継装置の条件に応じて適切に設定すればどのような値としてもよい。タップ数が19以外の場合は、タップ数に応じてシフトレジスタ部761のレジスタ数と、乗算部の数を変更すればよい。つぎに、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1の処理について説明する。周波数変換受信ローパスフィルタ部71-2,72-1~72-4,73-1~73-8の処理も周波数変換受信ローパスフィルタ部7-1の処理と同様である。図5は、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1の処理の一例を示す図である。周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1は、サンプリング周波数fsampでサンプリングされた入力信号に対して、入力信号の帯域帯域幅fIN:ここでは、fIN=fsamp/2の一部の帯域以下、抽出帯域とするの中心周波数を、ゼロにするようダウンコンバートし、また、ダウンコンバートした信号からローパスフィルタにより抽出帯域を抽出する。例えば、図5の1に示すように、入力信号帯域に3つの信号スペクトラム信号♯0、不要波、信号♯1が存在するとする。このうちの信号♯0中心帯域0.1251/8fINを抽出帯域とする場合、周波数変換部75は、周波数を-0.125fINシフトするよう周波数変換を行なう。なお、周波数変換を行なう際のシフト量は、抽出帯域に応じて設定されているとする。周波数変換部75は、周波数を-0.125fINシフトすることで、信号♯0の中心周波数をゼロに周波数変換する図5の2。同様に、信号♯1を抽出帯域とする場合は、周波数を0.125fINシフトすることで、信号♯1の中心周波数をゼロとするよう周波数変換することができる。信号♯0を抽出帯域とする場合、ローパスフィルタ部76-1,76-2は、I同相,Q直交成分について、それぞれ上記の周波数変換処理後の信号♯0を通過させ、かつ少なくとも0.25fIN~0.75fINの領域の信号成分の一部を除去する図5の3。ダウンサンプラ部77は、ローパスフィルタ部76-1,76-2通過後のデータを1/2に間引く図5の4。この際、サンプリング周波数が1/2になることから、サンプリング定理を満たさず、間引く前の信号の0.5fIN~fINの領域の帯域の周波数成分がエイリアシングにより、0.0fIN~0.5fINの領域の周波数成分に被るが、事前にローパスフィルタ部76-1,76-2で0.25fIN~0.75fINの領域の信号成分を除去しているため、抽出対象の信号帯域にエイリアス成分が被ることによるS/N比の劣化を防ぐことができる。図52~4は、信号♯0を抽出帯域とする場合を例に説明したが、信号♯1の中心周波数をゼロとするように周波数変換することで、同様に信号♯1を抽出帯域として抽出することができる。周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1,71-2では、たとえば図3の例で、それぞれ0.125fIN,-0.125fINだけそれぞれシフトさせ、上述のように、ローパスフィルタ部76-1,76-2によるローパスフィルタリング処理とダウンサンプラ部77によるダウンサンプリング処理を行うとする。このようにすることで、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1,71-2からそれぞれ信号♯0,信号♯1に対応した分波信号を出力する。図6は、周波数軸上での2分波処理の一例を示す図である。本実施の形態の分波処理では、周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプル→周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプル→...の処理を、ダウンサンプル後のサンプリング速度が、そのシステムでの最小信号帯域幅帯域幅Bwが収まる最小チャンネル幅Fcの2倍になるまで繰り返す。その過程で、帯域幅の広い信号2Bw、3Bw、4Bw、...は、複数の信号に分解されることになるが構わない。1回1サイクルの分波処理そのものは従来の分波方法と同等のため、詳細な説明は省略する。図6に示すように、信号S1と信号S2を含む信号を信号S3とする。ここでは、信号S1、信号S2ともに帯域幅0.125fINとし、信号S3の中心周波数に対して左右プラス方向およびマイナス方向に信号S1,信号S2が存在するとする。図6の1段目では、周波数変換部75が、信号S3の中心周波数がゼロとなるように、周波数変換を行なった状態を示している。つぎに、図6の2段目に示すように、ローパスフィルタ部76-1,76-2が、信号S3の帯域を通過させ、高周波成分を除去するようなフィルタを行なう。そして、図6の3段目に示すように、ダウンサンプラ部77が、1/2に間引きを行なう。さらに、ダウンサンプラ部77が、1/2に間引きを行なった後の信号は、次のステージの2つの周波数変換受信ローパスフィルタ部へ入力される。たとえば、信号S1および信号S2が最終的に分波されるべき最小単位の信号であるとすると、次のステージは最終段の処理となる。したがって、たとえば、周波数変換受信ローパスフィルタ部72-1での処理が図6の上から3段目までの処理とし、周波数変換受信ローパスフィルタ部72-1の出力が、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1,周波数変換受信ローパスフィルタ部73-2へそれぞれ出力されたとする。そして、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1の周波数変換部75が、信号S1の中心周波数がゼロとなるようにこの例では、0.125/2fIN45degだけシフトさせる、周波数変換を行ない、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-2の周波数変換部75が、信号S2の中心周波数がゼロとなるようにこの例では、-0.125/2fIN-45degだけシフトさせる、周波数変換を行なう。そして、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1,73-2のローパスフィルタ部76-1,76-2が、次段の分波処理としてそれぞれフィルタを行う。以降、同様にダウンサンプラ部77が、間引き処理を行い、間引き処理後の出力信号は、受信チャンネルフィルタ部74-1,74-2へ出力される最終ステージでない場合は、次ステージの2つの周波数変換受信ローパスフィルタ部へ出力される。なお、図6では、繰り返し分波されている様子を概念でわかりやすくするため、周波数変換を行なった時点で分波されるたとえば、信号S3が信号S1と信号S2に分波されるとし、ローパスフィルタ→ダウンサンプル→周波数変換を1段の分波処理としている。このため、図6の1つの分波処理1段1ステージの処理が、1つの周波数変換受信ローパスフィルタ部の処理と対応していないが、1段の切れ目の位置を代え、周波数変換→ローパスフィルタ→ダウンサンプルを1段の分波処理とし、1つの周波数変換受信ローパスフィルタ部の処理と対応させてもよく、1段の分波処理の境目はどこに設定してもよい。つぎに、受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8の動作を説明する。受信チャンネルフィルタ部74-ii=1,2,...,8は、最終ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部73-iから出力される信号から、自身が抽出対象とする帯域の信号を、所定の周波数特性に基づいて波形整形しながら抽出する。最終ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部73-iから出力される信号は、たとえば、図6の最下段に示すように分波対象の信号図6の場合は信号S1,信号S2の帯域幅をBwとすると、0を中心に両側に0.5Bwずつマイナスの周波数成分については、0.5fINを0とした位置に存在するの信号が含まれる。図7は、受信チャンネルフィルタ部74-iが信号の抽出の際に用いるフィルタチャネルフィルタの周波数特性の一例を示す図である。このチャンネルフィルタに要求される振幅に対する周波数特性Affは周波数は、その周波数特性Afを中心数周波数Fcから折り返した特性AFc-fと、自身Afと、の和が一定となる特性を有する。図7では、一例として、このような要求を満たすチャンネルフィルタの振幅対周波数特性Afとして、下記の式3~5を満たすフィルタを図示している。Af=1.0f≦0.5Bw...3Af=0.0f>Fc-0.5Bw...4AfAFc-f=1.00.5Bw<f≦Fc-0.5Bw...5また、図7に示すように、f=0.5FcではAf=0.5-3.0dBとする。このような周波数特性を満たすフィルタとして、例えば、フルナイキストフィルタがある。サンプリング速度はFcの2倍であり、このチャネルフィルタは、回路規模が小さなハーフバンドフィルタで構成することができる。上記特性を満たすチャンネルフィルタを用いて対象波を波形整形しながら抽出することで、上記過程で複数の信号に分波された広帯域信号2Bw、3Bw、4Bw、...を再度合成する際に、元の広帯域信号を、波形やスペクトラムの歪み無く、復元することができる。つぎに、本実施の形態のディジタル合波部13の動作について説明する。図8は、ディジタル合波部13の機能構成例を示す図である。ディジタル分波部7と同様、ディジタル合波部13は3ステージstage=3の構成であり、最大8=23波の合波を実現する。なお、本実施の形態の合波方法は、stage=4以上の場合にも適用可能である。ディジタル合波部13は、各入力信号に対してフィルタリング処理を行う送信チャンネルフィルタ部CFileter131-1~131-8と、サンプリングレートを入力データ速度の2倍に補間後、周波数変換して出力する送信ローパスフィルタ周波数変換部TXHBFTransceiverHBFFC:フィルタ周波数変換手段132-1~132-8,134-1~134-4,136-1,136-2と、加算器133-1~133-4,135-1,135-2,137と、で構成される。なお、合波処理では、D/A変換部14に近い方下流側から、第1ステージ、第2ステージ、第3ステージとしている。すなわち、送信ローパスフィルタ周波数変換部136-1,136-2が第1ステージを構成し、送信ローパスフィルタ周波数変換部134-1~134-4が第2ステージを構成し、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1~132-8が第3ステージを構成するとする。加算器133-1は、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1第3ステージからの出力と、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-2からの出力と、を加算し、加算結果を送信ローパスフィルタ周波数変換部134-1第2ステージへ出力する。加算器133-2~4も、同様に、自身が接続する第1ステージの2つの送信ローパスフィルタ周波数変換部からの出力を加算し、加算結果を、自身が接続する第2ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部へ出力する。同様に、加算器135-1,135-2は、自身が接続する第2ステージの2つの送信ローパスフィルタ周波数変換部からの出力を加算し、加算結果を、自身が接続する第1ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部へ出力する。また、加算器137は、第1ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部136-1の出力と、送信ローパスフィルタ周波数変換部136-2の出力と、を加算し、加算結果を出力する。図9は、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1の機能構成例を示す図である。送信ローパスフィルタ周波数変換部132-2~132-8,134-1~134-4,136-1,136-2の構成も、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1と同様である。図9では、フィルタのタップ数を19タップとした場合の構成を示している。送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1は、入力データI,Qを、2倍にアップサンプルすなわち、連続する入力データの間にゼロを1つずつ挿入するアップサンプラ部↑278と、ローパスフィルタ部76-1,76-2と、周波数変換部75と、を備える。ローパスフィルタ部76-1,76-2,周波数変換部75の構成は、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1のローパスフィルタ部76-1,76-2,周波数変換部75の構成とそれぞれ同様である。つぎに、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1の処理について説明する。送信ローパスフィルタ周波数変換部132-2~132-8,134-1~134-4,136-1,136-2の処理も送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1の処理と同様である。図10は、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1の処理の一例を示す図である。送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1は、入力信号のサンプリング周波数0.5fsampとするを2倍のサンプリング周波数=1.0fsampとなるよう補間しながら、入力信号の中心周波数をオフセットシフトする図10の2。たとえば、図10の1に示すような信号信号の帯域幅は、両側0.125fsampずつの合計0.25fsampとするが入力される場合、アップサンプラ部78が、2倍のサンプリング周波数入力信号を補間して、2倍のサンプリング周波数とする図10の2。そして、ローパスフィルタ部76-1,76-2が、0を中心とする所望の信号を通過させるようフィルタリング処理を行う図10の3。つぎに、周波数変換部75が、入力信号を、入力信号の中心周波数を0.125fsampまたは-0.125fsamp分オフセットするシフトするよう周波数変換する図10の4。オフセット量は、あらかじめ設定しておくこととする。この際、同一の加算部に処理結果を出力する2つの送信ローパスフィルタ周波数変換部たとえば、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1と送信ローパスフィルタ周波数変換部132-2は、符号の異なる同一の絶対値のオフセット量たとえば、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1は0.125fsampとし、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1は-0.125fsampとするをそれぞれ設定しておく。図11は、周波数軸上での2合波処理の一例を示す図である。本実施の形態の合波処理では、上述のようなアップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換に同一ステージの2つの送信ローパスフィルタ周波数変換部の出力信号の加算処理が加わり、アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換→加算→アップサンプル→ローパスフィルタ→周波数変換→加算...の処理を、アップサンプル後のサンプリング速度が、D/A変換部14のサンプリング速度に到達するまで繰り返す。図11では、たとえば、送信ローパスフィルタ周波数変換部131-1の周波数変換部75が、アップサンプリング後の信号S1を含む入力信号を-0.125fsampシフトし、送信ローパスフィルタ周波数変換部131-2の周波数変換部75が、アップサンプリングされた信号S2を含む入力信号を0.125fsampシフトしたとする。そして、加算部133-1が、シフト後の送信ローパスフィルタ周波数変換部131-1の出力信号と、シフト後の送信ローパスフィルタ周波数変換部131-2の出力信号と、加算し、加算結果を送信ローパスフィルタ周波数変換部134-1へ出力する。送信ローパスフィルタ周波数変換部134-1は、入力された信号に対して、アップサンプリングを行なった後に、フィルタを行なう。そして、以降、次ステージの処理として、周波数変換部75が、周波数変換を行ない、以後、同様に処理が継続する。なお、ここでも、合波処理の1段1ステージと1つの送信ローパスフィルタ周波数変換部の処理が対応していないが、これは一例である1段の合波処理の境目をどこに設定してもよい。なお、2つの信号を加算する際に、たとえば、一方を0.125fsampオフセットさせ、もう一方を-0.125fsampオフセットさせておくことで、加算対象の2つの信号が周波数軸上で重なることはない。なお、1回1サイクルの合波処理そのものは既存の方法と同等のため、詳細な説明は省略する。つぎに、本実施の形態の中継装置が中継処理を行う場合の動作について説明する。なおここでは、干渉波が存在しない場合の中継処理について説明する。まず、中継処理における分波処理について説明する。図12は、中継処理時の分波/合波処理の一例を示す図である。図12のaに示すように、ここでは、異なる帯域の信号♯1~♯4が受信信号に存在するとする。信号♯1,信号♯2,信号♯3,信号♯4の順に、高い周波数帯に存在するとする。また図12のaに示す通り、信号♯1および信号♯4の信号帯域は最小信号帯域幅Bwであり、最小チャンネル幅Fc内に収まるとする。また、信号♯3の信号帯域は2Bwとし、信号♯2の信号帯域は3Bwとする。また、信号♯2と信号♯3との間には、最小チャンネル幅Fc分の未使用領域が存在しており、未使用領域を含め、システム帯域幅信号♯1の最小周波数から信号♯4の最大周波数までとしては計8Fcとなる。はじめに、A/D変換器6は、図12のaの受信信号帯域:8Fcを、サンプリング周波数32Fcでサンプリングする。そして、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1は未使用領域、信号♯3、信号♯4を含む帯域を、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-2は信号♯1、信号♯2を含む帯域を、それぞれ上述の図5で示した動作により、抽出する。同様に、以降の周波数変換受信ローパスフィルタ部72-1~72-4,73-1~73-8が、同一ステージの1組2つ周波数変換受信ローパスフィルタ部によって、1つの入力信号が2つに分波される処理が段階的に行われる。これらの分波処理の過程で、図12のbの1~8で示した8つの形状のフィルタ特性を用いて、8つの領域に分波されるとする。なお、実際には、上述のように、周波数がシフトするため、各々の領域は、図12のbのような周波数軸上の配置とはならないが、図12のbは、それらの分波された信号を、元の中心周波数の位置にそれぞれ配置したとして記載している。図13は、各周波数変換受信ローパスフィルタ部の抽出対象領域の一例を示す図である。図13では、図12のbのように、分波する場合の抽出対象領域の一例を示しており、各ステージの各周波数変換受信ローパスフィルタ部ごとに、その周波数変換受信ローパスフィルタ部が抽出対象とする領域抽出領域を示している。ここでは、図12のbで示したフィルタ特性1~8を用いて抽出領域を示している。図13に示すように、ステージ番号の増加に伴い抽出領域を2分割していく、トーナメントツリー形式で、分波処理が施される。実際には、図13に示した各抽出領域の左右の信号成分も一部抽出されるが、受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8が、最終的に第3ステージの周波数変換受信ローパスフィルタ部73-1~73-8の信号を、前述の振幅対周波数特性Afで波形整形しながら、所望の領域だけ抽出する。図12のcは、受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8による処理後の信号スペクトラムを示している。図12のcに示すように、信号♯2は3つ2、3、4に分離され、信号♯3は2つ6、7に分離される。なお、ステージ通過ごとに、信号が2分岐され、サンプリング速度も1/2に低減される性質から、ステージ単位で同一の周波数変換受信ローパスフィルタ部を時分割動作させることもできる。この場合、周波数変換受信ローパスフィルタ部は、ステージ数分の個数本実施の形態では3個で構成することができる。つぎに、中継処理における合波処理について説明する。スイッチマトリックス部12は、受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8から出力される信号を入力信号とし、入力信号のうちの一部、または全てを選択し、周波数方向の並びを替えて出力する。図12のdは、スイッチマトリックス部12の出力の一例を示している。図12のdの例では、信号♯4と信号♯3に相当する6、7、8の領域の信号を選択し、選択した信号を、それぞれ8を1に、6を2に、7を3に並び替えて出力する。また、それ以外の余った出力領域4、5、6、7、8には、信号を入力しない。スイッチマトリックス部12のこのような動作は、制御モニタ部10が制御する。制御モニタ部10は、主信号とは別回線により制御局から取得した、チャンネル情報受信信号に含まれる信号の周波数情報や中継先の情報等が含まれているとするに基づいて、受信信号の周波数構成や中継先エリアと出力すべき信号の対応等を把握し、クロック供給部11へクロック制御信号を、スイッチマトリックス部12へ経路設定信号どの入力をどこに出力にするかを設定する信号を、それぞれ出力する。なお、クロック制御信号は、各構成要素へクロックを供給するか否かを制御する信号である。クロック制御信号については後述する。送信チャンネルフィルタ部131-1~131-8は、受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8と同じ周波数特性により、信号の波形整形と抽出を行う。なお、ディジタル分波部7内に受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8を備えている場合には、送信チャンネルフィルタ部131-1~131-8は不要である。すなわち、信号を中継する過程で、分波された信号の合波処理が開始するまでにチャネルフィルタを設ければよく、ディジタル分波部7の最終段の後に設置しても、ディジタル合波部13の初段の前に設置しても、どちらでも構わない。また、回路規模を削減する方策として、ディジタル分波部7の受信チャンネルフィルタ部74-1~74-8と、ディジタル合波部13の送信チャンネルフィルタ部131-1~131-8の両方を備え、チャネルごとの両方のチャネルフィルタの周波数特性の積が、前述のAf例えば、式3~式5の特性となるように構成しても良い。この場合、目標とする減衰特性を1つのチャンネルフィルタで実現する場合の所要タップ数M段に対して、2つのチャンネルフィルタを用いて実現する場合の所要タップ数2m段の方が小さくなるためM>2m、回路規模の削減効果が得られる。図12の説明に戻り、図12のdのように、スイッチマトリックス部12によって並び替えられた信号が、ディジタル合波部13に入力され、ディジタル合波部13では、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1~132-8,134-1~134-4,136-1,136-2と加算器133-1~133-4,135-1,135-2,137によって、上述のような合波処理が段階的に実施される。この合波処理への入力となる各信号領域を図12のdに示す1~8計8領域とすると、各送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1~132-8,134-1~134-4,136-1,136-2と各加算器133-1~133-4,135-1,135-2,137が合波する対象領域は、図14で示した領域となる。図14は、各送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1~132-8,134-1~134-4,136-1,136-2と各加算器133-1~133-4,135-1,135-2,137の合波する対象領域の一例を示す図である。図14では、各ステージの送信ローパスフィルタ周波数変換部および加算器が受け持つ合波対象領域を示すものである。図14からも明らかなように、ステージ数の減少に伴い、合波領域を2倍に拡張していくトーナメントツリー形式で、合波処理が施される。図12のeは、加算器137から出力される信号の信号スペクトラムを示している。図14の対応に従って、信号♯4を含む1の領域の信号は送信ローパスフィルタ周波数変換部131-8を、信号♯3の片方の成分を含む2の領域の信号は送信ローパスフィルタ周波数変換部131-7を、それぞれ通過する。そして、通過後の両信号は加算器133-4で加算された後に、送信ローパスフィルタ周波数変換部134-4に入力される。一方、信号♯3のもう片方の成分を含む3の領域の信号は、送信ローパスフィルタ周波数変換部131-7、加算器133-3を通過後、送信ローパスフィルタ周波数変換部134-3へ入力される。そして、加算器135-2は、送信ローパスフィルタ周波数変換部134-4を通過した信号1と2の領域の信号と、送信ローパスフィルタ周波数変換部134-3を通過した信号3の領域の信号と、を加算して送信ローパスフィルタ周波数変換部136-1へ出力する。このようにして、信号♯3が復元されながら、信号♯3と信号♯4を含む合波信号が生成される。さらに、この合波信号は、送信ローパスフィルタ周波数変換部136-1および加算器137を通過する。このようにして、加算器137から図12のeに示すスペクトラムの信号が出力される。その後、D/A変換部14が、加算器137から出力される合波信号をディジタルアナログ変換して送信信号として出力する。なお、ここでは、1つの中継先に対応して、図12のcで示した分波された信号のうち、6~8に対応する信号♯3と信号♯4信号をディジタル合波部13へ入力している例を示している。中継先が複数存在する場合には、ディジタル合波部13を中継先の数分備えておき、スイッチマトリックス部12は、中継先ごとに、対応するディジタル合波部13へ合波対象の信号を出力する。図12の例で説明した合波処理では、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1~132-5,134-1,134-2,136-1、および加算器133-1,133-2,135-1には信号が通過しないため、これらの回路の動作を停止することができる。本実施の形態では、信号が通過しない各回路各構成要素へクロックの供給を停止することにより、消費電力の低減を図る。具体的には、制御モニタ部10は、制御局から取得したチャネル情報と、図14に例示した各部の合波対象領域と、に基づいて、クロック供給を停止する回路を決定し、決定結果をクロック制御信号により、クロック供給部11へ通知する。クロック供給部11は、クロック制御信号に基づいて、回路ごとにクロックの供給を停止、継続または開始する。このように、合波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合は、合波処理に用いない回路へのクロック供給を停止することにより、低消費電力化を実現することができる。たとえば、本実施の形態の中継装置がマルチビーム衛星に搭載されているとし、マルチビームの各ビームエリアが通常7周波の繰り返しで、1ビームエリアあたりシステム帯域の1/7の帯域を合波対象とする場合には、約6/7の回路に対して供給するクロック供給を停止することができる。したがって、この場合ディジタル合波部13の消費電力を1/7倍にすることができる。図15は、分波/合波処理の別の一例を示す図である。図15の例では、信号♯1および信号♯2を合波の対象とする。図15のa~cは、図12のa~cと同様である。図15の例では、スイッチマトリックス部12は、ディジタル分波部7による分波された信号のうち、信号♯1、♯2に相当する領域1、2、3、4を周波数方向に並び替え1→2、→5、3→6、4→7て、出力する図15のd。3つに分離されていた信号♯2は、第2ステージの加算器135-1を通過した時点で復元され、さらに送信ローパスフィルタ周波数変換部136-1を通過後に、加算器137で、送信ローパスフィルタ周波数変換部136-2を通過した信号♯1と合成され、図15のeに示す合波信号が生成される。この場合、送信ローパスフィルタ周波数変換部132-1,132-5,132-6,132-8,134-3、および加算器133-3は信号が通過しないため、これらの回路のクロック供給を停止させることができる。なお、合波処理の過程では、必ずしも、信号♯2をもとの信号♯2の形状に合波して復元しなくても良い。たとえば、送信側の未使用帯域が、3つ隣り合って存在する場合や3つが点在して存在する場合には、分波した信号♯2図15cの2、3、4を、連続しない3つの未使用帯域を用いて送信しても良い。この場合、受信機側で、送信側の周波数割り当てに対応した構成で分波/合波することで、信号♯2を復元する。このように、帯域幅の広い信号を送信する場合に、連続しない周波数帯域での送信を許容することで、周波数の有効利用性が高まる。以上、合波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合に、クロック供給停止による低消費電力化を実現する方法を述べたが、同様に分波時に、分波の対象となる全信号帯域幅がシステム帯域の一部である場合にも、分波処理に使用しない回路に対するクロック供給を停止することにより低消費電力化を実現することができる。この場合、制御モニタ部10は、チャネル情報と、図13に例示した各部の抽出領域と、に基づいて、信号が通過しない回路周波数変換受信ローパスフィルタ部、受信チャンネルフィルタ部を決定し、決定結果をクロック制御信号としてクロック供給部11へ通知する。クロック供給部11は、クロック制御信号に基づいて各部へのクロック供給を停止、継続または開始する。具体的には、たとえば、図12および図15で示す例では、未使用帯域5の領域に対応の信号は、周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1、周波数変換受信ローパスフィルタ部72-2および周波数変換受信ローパスフィルタ部73-4を通過する。周波数変換受信ローパスフィルタ部71-1および周波数変換受信ローパスフィルタ部72-2については、他の帯域の信号も処理対象とするため停止させることはできないが、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-4は、5の領域だけに対応しているため、停止させることができる。したがって、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-4へのクロック供給を停止することができる。また、周波数変換受信ローパスフィルタ部73-4に接続する受信チャンネルフィルタ部74-4へのクロック供給も停止することができる。なお、以上説明した、クロック制御信号による分波処理および合波処理時の使用しない回路へのクロック供給停止については、必須ではなく、いずれか一方のみを実施してもよいし、両方とも実施しなくてもよい。なお、以上の中継処理の説明では、スイッチマトリックス部12へ入力される分波信号を、ディジタル分波部7から出力される信号として説明した。実際には、本実施の形態の中継装置では、ディジタル分波部7から出力される信号は、前述のとおり干渉波抑圧部9を経由してスイッチマトリックス部12へ入力される。干渉波抑圧部9は干渉波の存在する帯域を無信号とする処理を行うが、チャネル構成は変更されないため、スイッチマトリックスの処理は同様である。このように、本実施の形態では、ディジタル分波部7が、受信信号を所定の帯域幅のチャネルごとの信号に分波し、分波した信号の平均電力値が所定のしきい値を超える場合にそのチャネルの分波信号を無信号とする干渉抑圧処理を実施し、干渉抑圧処理後の信号を合波して送信するようにした。そのため、中継対象の受信信号に干渉波が加わった場合でも通信品質を確保し、中継時の無駄な消費電力を抑制することができる。さらに、本実施の形態では、分波処理を行う過程で、信号が通過しない帯域の処理を行う回路にはクロックを供給せず、回路を停止することとした。これにより、多様な帯域幅を有する複数の信号に対する分波を実現しつつ、低消費電力化を実現することができる。また、合波を行う過程で、信号が通過しない帯域の処理を行う回路にはクロックを供給せず、回路を停止することとした。これにより、多様な帯域幅を有する複数の信号に対する合波を実現しつつ、低消費電力化を実現することができる。実施の形態2.図16は、本実施の形態の干渉抑圧処理の一例を示す図である。本実施の形態の中継装置の構成は、実施の形態1の中継装置と同様である。本実施の形態では、実施の形態1と同様の中継装置と、地上局または基地局等である制御局と、で構成される中継システムにおける干渉波回避処理について説明する。以下、実施の形態1と異なる点について説明する。図16のaに示すように、受信信号の帯域内に干渉波が3つ存在し、その1つが、所望の主信号主波に重なっているとする。このような場合、本実施の形態の中継装置では、次のような干渉抑圧処理を行うことにより、使用する周波数を最小限に抑えながら、干渉波を回避し、もとの主波を復元する。A本実施の形態の中継装置は、図16のaに示す信号を受信し、実施の形態1と同様のディジタル分波部7および干渉波検出部8の処理により、図16のaに示した3つの干渉波を検出し、検出結果を、制御モニタ部10経由で、別回線で制御局地上局または基地局等へ通知する。B制御局は、本実施の形態の中継装置から通知された干渉波の検出結果に基づいて、図16のbに示すように、主波のうち、干渉波と重なるチャネルに対応する領域○印で示す部分の信号を複製し、複製した信号を別の空いている帯域を用いて送信する。この複製処理は、制御局の送信装置が、本実施の形態の中継装置と同様のディジタル分波部、スイッチマトリックス部およびディジタル合波を備えることで実現できる。たとえば、制御局の送信装置では、ディジタル分波部により主波を4つのチャネルにディジタル分波した後、その分波信号の1つ干渉波の検出された帯域の信号を複製する。そして、送信装置のスイッチマトリックス部が、複製された信号を干渉波が存在しない帯域に配置するよう並び変え、その後、元の主波と複製チャネルとを含む計5つのチャネルの信号をディジタル合波する。制御局は、このような動作により、図16のbに示した複製チャネルの送信を行なうことができる。また、制御局は、主波とは別回線で、チャネル情報として複製チャネルを含むチャネルの利用状況を中継装置へ、通知する。Cつぎに、本実施の形態の中継装置は、上記Bの処理によって送信された複製チャネルを含む信号を受信する。そして、ディジタル分波部7は、実施の形態1と同様に、受信信号を図16のdに示すように8つのチャネルに分離する。干渉波検出部8は、上記のAと同様に、3つの干渉波を検出し、検出結果を、別回線で、制御局へ通知する。干渉波抑圧部9は、実施の形態1と同様に、干渉波を検出した3つのチャネル図16のdの3、6、8に対応を無信号としてスイッチマトリックス部12へ入力し、他のチャネルは、ディジタル分波部7からの出力をそのままスイッチマトリックス部12へ入力する。D制御モニタ部10は、制御局から通知されたチャネル情報に基づいて、スイッチマトリックス部12の経路入力と出力の関係を指示し、スイッチマトリックス部12は、指示に基づいて、干渉波の存在する3のチャネルの代りに、複製チャネルの信号をディジタル合波部13へ出力する。たとえば、図16のeのような並びで、1、2、7および4のチャネルの信号をディジタル合波部13へ出力する。Eそして、ディジタル合波部13は、実施の形態1と同様に、1、2、7および4のチャネルの信号を合波することで、もとの主波を再現することができる。以上述べた以外の本実施の形態の動作は実施の形態1と同様である。このように、本実施の形態では、制御局が、実施の形態1と同様の中継装置によって検出された干渉波の情報に基づいて、干渉波の影響を受けているチャネルの信号を複製して、複製した信号を別の空き帯域を用いて送信する。そして中継装置は、干渉波の影響を受けているチャネルではなく、複製された信号を用いて、合波処理を行うことにより、本来受信したい主波を復元する。従来の干渉波の影響を避けるための対策として、主波を2つの周波数で同時に送信する周波数ダイバーシティがあるが、本実施の形態の送信方法では、周波数ダイバーシティのように使用する信号帯域が2倍になることはなく、干渉波の影響を受けているチャネル分のみ使用帯域が増えるだけである、そのため、実施の形態1と同様の効果が得られるとともに、周波数有効利用を図ることができる。たとえば、図16の例では、使用する信号帯域の増加を5/4倍に抑えて、干渉波の影響を回避し、良好な通信品質を確保することができる。また従来の周波数ダイバーシティでは、主波の帯域分だけまとまった空き帯域が2つ必要であるが、まとまった空き帯域が確保できない場合には、従来の周波数ダイバーシティは適用できない。たとえば、図16の例の場合のように、空き帯域にも干渉波が2波存在する場合には、まとまった空き帯域が確保できないため従来の周波数ダイバーシティは適用できない。これに対し、本実施の形態の中継システムでは、まとまった空き帯域は不要であり、干渉波の影響を受けているチャネル分空き帯域が確保できれば空き領域は点在してもよい。点在する空き領域しかない場合にも、干渉回避を実現することができるため、従来の周波数ダイバーシティより、干渉波の出現数に対する耐性が高い。"