直流電源電圧が変化し得る直流電源部と、前記直流電源電圧にパルス幅変調を施し、所定のパルス幅変調周期におけるデューティ比を変更して電圧実効値を調整した出力電圧をソレノイドに印加する出力電圧調整部と、前記直流電源部の前記直流電源電圧を検出する電圧検出部と、前記出力電圧を前記ソレノイドに印加したときに実際に流れる実電流を検出する電流検出部と、外部から目標電流の指令を受け取り、前記電圧検出部から前記直流電源電圧を取得し、前記電流検出部から前記実電流を取得し、前記目標電流から前記実電流を減算した電流偏差が減少するように前記出力電圧調整部の前記デューティ比を制御するフィードバック制御部とを備えるソレノイドの電流制御装置であって、前記フィードバック制御部は、前記目標電流が階段状に変更されてから前記電流偏差が所定値未満となるまでの遷移期間において、前記電流偏差の正負に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を100または0に固定制御する固定モード手段と、前記遷移期間が経過した後の安定化期間において、前記電流偏差に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を可変に制御する追従モード手段と、前記固定モード手段と前記追従モード手段とを切り替えるモード切り替え手段とを有するソレノイドの電流制御装置。請求項1において、前記ソレノイドの抵抗値を推定する抵抗推定部をさらに備え、前記フィードバック制御部は遷移期間推定手段をさらに有し、前記遷移期間推定手段は、前記抵抗推定部から推定した前記抵抗値を取得し、前記目標電流が階段状に変更されたときに変更前の目標電流、変更後の目標電流、前記直流電源電圧、前記抵抗値、およびソレノイドのインダクタンス値に基づいて前記遷移期間を推定し、前記モード切り替え手段は、推定された遷移期間に基づいて前記固定モード手段から前記追従モード手段への切り替えを行うソレノイドの電流制御装置。請求項2において、前記抵抗推定部は、前記ソレノイドの温度または前記ソレノイドの周囲の雰囲気温度を検出する温度センサ、および検出した温度に基づいて前記抵抗値を推定する温度抵抗値推定手段を含んで構成され、あるいは、前記安定化期間において前記直流電源電圧に前記デューティ比を乗算して前記出力電圧の前記電圧実効値を求め、前記電圧実効値を前記実電流で除算して前記抵抗値を推定するオーム則演算手段を含んで構成されるソレノイドの電流制御装置。請求項2または3において、前記フィードバック制御部の追従モード手段は、前記モード切り替え手段によって前記固定モード手段から切り替えられた直後の初回の制御時に、前記目標電流に前記抵抗値を乗算して目標電圧を求め、前記目標電圧を前記直流電源電圧で除算して前記デューティ比を求め、2回目以降の制御時に、前記電流偏差に基づいて前記デューティ比を求めるソレノイドの電流制御装置。ところで、特許文献1を始めとするソレノイドの電流フィードバック制御の技術では、一般的にPI制御比例積分制御やPID制御比例積分微分制御などを用い、ソレノイドの特性や用途に応じて比例ゲイン、積分ゲイン、および微分ゲインを設定する。ここで、各ゲインを小さめに設定すれば、定常状態における外乱に対する安定性ロバスト性は向上するが、目標電流が変更されたときの過渡応答性が低下する。過渡応答性を向上するためには各ゲインを大きめに設定するが、ソレノイドの抵抗値の変動などの影響を受けて応答のばらつきが大きくなり、期待した応答性向上の効果が得られないおそれがある。本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、パルス幅変調により電圧実効値を調整してソレノイドに印加し、実電流をフィードバックして目標電流との電流偏差に基づいてパルス幅変調のデューティ比を制御する構成で、目標電流が階段状に変更されたときの過渡応答性を向上しつつ、定常状態におけるロバスト性の確保と両立できるソレノイドの電流制御装置を提供することを解決すべき課題とする。上記課題を解決する請求項1に係るソレノイドの電流制御装置の発明は、直流電源電圧が変化し得る直流電源部と、前記直流電源電圧にパルス幅変調を施し、所定のパルス幅変調周期におけるデューティ比を変更して電圧実効値を調整した出力電圧をソレノイドに印加する出力電圧調整部と、前記直流電源部の前記直流電源電圧を検出する電圧検出部と、前記出力電圧を前記ソレノイドに印加したときに実際に流れる実電流を検出する電流検出部と、外部から目標電流の指令を受け取り、前記電圧検出部から前記直流電源電圧を取得し、前記電流検出部から前記実電流を取得し、前記目標電流から前記実電流を減算した電流偏差が減少するように前記出力電圧調整部の前記デューティ比を制御するフィードバック制御部とを備えるソレノイドの電流制御装置であって、前記フィードバック制御部は、前記目標電流が階段状に変更されてから前記電流偏差が所定値未満となるまでの遷移期間において、前記電流偏差の正負に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を100または0に固定制御する固定モード手段と、前記遷移期間が経過した後の安定化期間において、前記電流偏差に応じて前記出力電圧調整部の前記デューティ比を可変に制御する追従モード手段と、前記固定モード手段と前記追従モード手段とを切り替えるモード切り替え手段とを有する。請求項2に係る発明は、請求項1において、前記ソレノイドの抵抗値を推定する抵抗推定部をさらに備え、前記フィードバック制御部は遷移期間推定手段をさらに有し、前記遷移期間推定手段は、前記抵抗推定部から推定した前記抵抗値を取得し、前記目標電流が階段状に変更されたときに変更前の目標電流、変更後の目標電流、前記直流電源電圧、前記抵抗値、およびソレノイドのインダクタンス値に基づいて前記遷移期間を推定し、前記モード切り替え手段は、推定された遷移期間に基づいて前記固定モード手段から前記追従モード手段への切り替えを行う。請求項3に係る発明は、請求項2において、前記抵抗推定部は、前記ソレノイドの温度または前記ソレノイドの周囲の雰囲気温度を検出する温度センサ、および検出した温度に基づいて前記抵抗値を推定する温度抵抗値推定手段を含んで構成され、あるいは、前記安定化期間において前記直流電源電圧に前記デューティ比を乗算して前記出力電圧の前記電圧実効値を求め、前記電圧実効値を前記実電流で除算して前記抵抗値を推定するオーム則演算手段を含んで構成される。請求項4に係る発明は、請求項2または3において、前記フィードバック制御部の追従モード手段は、前記モード切り替え手段によって前記固定モード手段から切り替えられた直後の初回の制御時に、前記目標電流に前記抵抗値を乗算して目標電圧を求め、前記目標電圧を前記直流電源電圧で除算して前記デューティ比を求め、2回目以降の制御時に、前記電流偏差に基づいて前記デューティ比を求める。請求項1に係るソレノイドの電流制御装置の発明では、パルス幅変調により電圧実効値を調整してソレノイドに印加し、実電流をフィードバックして目標電流との電流偏差に基づいてパルス幅変調のデューティ比を制御する構成で、目標電流が階段状に変更されてから電流偏差が所定値未満となるまでの遷移期間において、電流偏差の正負に応じて出力電圧調整部のデューティ比を100または0に固定制御する。したがって、電流偏差は最速で減少し、過渡応答性を向上できる。また、遷移期間が経過した後の安定化期間において、電流偏差に応じて出力電圧調整部のデューティ比を可変に制御する。したがって、定常状態において外乱が生じたときなどのロバスト性の確保と両立できる。請求項2に係る発明では、ソレノイドの抵抗値を推定する抵抗推定部をさらに備え、遷移期間推定手段は、目標電流が階段状に変更されたときに遷移期間を推定し、モード切り替え手段は、推定された遷移期間に基づいて固定モード手段から追従モード手段への切り替えを行う。このとき、遷移期間を大きく変動させる主要因である抵抗値を推定しているので、遷移期間の推定精度が高まり、適正な時期にモード切り替えを実施できる。これにより、遷移期間中の過渡応答性を向上する制御から、安定化期間中のロバスト性を確保する制御へとスムーズに移行でき、モード切り替え時に生じがちなオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。請求項3に係る発明では、抵抗推定部は、ソレノイドの温度から抵抗値を推定する温度抵抗値推定手段、あるいは、安定化期間における電圧実効値を実電流で除算するオーム則演算手段を含んで構成されている。いずれの構成の場合も、ソレノイドの抵抗値は高精度に推定され、遷移期間の推定精度が高められる。さらに、オーム則演算手段では、センサの追加新設が不要であり、コストが増加しない。請求項4に係る発明では、追従モード手段は、切り替えられた直後の初回の制御時に、目標電流に抵抗値を乗算し直流電源電圧で除算したデューティ比を用い、2回目以降の制御時にデューティ比を可変に制御する。つまり、追従モード手段に切り替えられた初回の制御時に、定常状態に達したときのデューティ比を尤も確からしい値として用いるので、モード切り替え直後に動作が不安定にならない。本発明の実施形態のソレノイドの電流制御装置について、図1~図7を参考にして説明する。図1は、実施形態のソレノイドの電流制御装置1が駆動するソレノイド92を含んだソレノイドバルブ9の構成を模式的に説明する図である。ソレノイドバルブ9は、車両のパワートレーンの途中に設けられた摩擦クラッチの油圧操作部を駆動するアクチュエータ装置である。ソレノイドバルブ9は、ケース91、ソレノイド92、プランジャ93、出力シャフト94などにより構成されている。ケース91は有底円筒状で、筒状部911の一部にソレノイド92が組み込まれている。ソレノイド92は、金属線が巻回されて形成された円筒状のコイルである。金属線の両端MV、MV-は、ケース91の外部に引き出されて電流制御装置1に接続されている。ケース91のソレノイド92に近い側の一方の円板状の底部912の中心には、軸孔913が穿設されている。軸孔913には、軸線方向に移動可能に出力シャフト94が貫設されている。ケース91のソレノイド92から離れた他方側は、円板状の底部914によって閉止されている。ケース91の内部に、軸線方向に移動可能にプランジャ93が配設されている。プランジャ93は、大径部931および小径部932が段差部933で一体に形成された段付き軸状の部材である。段差部933とケース91の一方の底部912との間に螺旋状の付勢ばね915が配設され、付勢ばね915の内側に小径部932が配置されている。付勢ばね915は、プランジャ93をケース91の他方の底部914に向けて常時付勢している。プランジャ93の小径部932はソレノイド92の内周位置に延在し、ソレノイド92が通電された時に発生する電磁力によって図中の右側に駆動されるようになっている。プランジャ93が駆動されると、小径部932の先端934が出力シャフト94を図中の右方に押動し、出力シャフト94が摩擦クラッチの油圧操作部の油路を開閉駆動するように構成されている。ソレノイド92が通電されなくなると、付勢ばね915の作用によってプランジャ93は図示されるように左方に自動復帰し、大径部931が他方の底部914に当接する。さらに、ケース91の一方の底部912の外側面に、油温センサ71が配設されている。油温センサ71は、摩擦クラッチの付属品であり、油圧操作部の操作油の温度を測定し、低温時に操作油の粘性抵抗が増加することへ対処するためのものである。ソレノイド92の温度は周囲の操作油の温度に概略一致するので、本実施形態では、ソレノイド92の周囲の雰囲気温度を検出する温度センサとして油温センサ71を兼用し、操作油の温度をソレノイド92自体の温度と見なす。あるいは、操作油の温度に補正を施してソレノイド92の温度を推定する。油温センサ71は、検出した温度Tの情報を電流制御装置1に送出する。本実施形態において、摩擦クラッチの継状態と断状態に対応して、ソレノイド92に流れる実電流Iを0およびI1の2値のいずれかに制御する。したがって、摩擦クラッチを安定動作させるために、実電流Iを0またはI1で一定に保つことが好ましい。なお、これに限定されず、実電流Iを3段階以上に制御する装置構成に対しても、本発明を実施できる。図2は、実施形態のソレノイドの電流制御装置1の構成および機能を説明する図である。電流制御装置1は、バッテリ2、出力電圧調整部3、電圧検出部4、電流検出部5、フィードバック制御部6、および抵抗推定部7により構成されている。バッテリ2以外の部位3~7は、例えば、マイコンを内蔵しソフトウェアで動作する電子制御装置や、アナログ信号およびディジタル信号を処理する電子回路などにより構成できる。バッテリ2は、車両に搭載されてエンジンにより充電され車内の各電気負荷に直流電力を供給するものであり、本発明の直流電源電圧Vdcが変化し得る直流電源部に相当する。バッテリ2には一般的なものを使用でき、例えば直流電源電圧Vdcの定格12V仕様で、実際には10~15V程度まで変化し得る。バッテリ2の正側出力端子2は出力電圧調整部3および電圧検出部4に接続され、負側出力端子2-は接地されている。出力電圧調整部3は、直流電源電圧Vdcにパルス幅変調を施し、所定のパルス幅変調周期におけるデューティ比Dを変更して電圧実効値を調整した出力電圧Voutをソレノイド92の一端MVに印加する部位である。デューティ比Dは、フィードバック制御部6から指令される。出力電圧調整部3は、例えば、専用のドライブICを用いて構成することができ、ドライブICの動作状態STをフィードバック制御部6に通知するようにしてもよい。電圧検出部4は、バッテリ2の直流電源電圧Vdcを検出する部位である。電圧検出部4は、例えば、複数の抵抗を直列接続した分圧器と、分圧された電圧を検出しディジタル信号に変換するA/D変換器とを組み合わせて構成できる。電圧検出部4は、検出した直流電源電圧Vdcをフィードバック制御部6に送出する。電流検出部5は、ソレノイド92の他端MV-を接地するラインに設けられ、出力電圧Voutを印加したときに実際に流れる実電流Iを検出する部位である。電流検出部5には、例えば、実電流Iが流れる抵抗の電圧降下を検出する回路を用いることができる。電流検出部5は、検出した実電流Iをディジタル信号に変換してフィードバック制御部6に送出する。抵抗推定部7は、前述した油温センサ71、および温度抵抗値推定手段72を含んで構成されている。温度抵抗値推定手段72は、油温センサ71が検出した温度Tの情報を取得し、ソレノイド92の抵抗値Rを推定する。ソレノイド92は金属線により形成されており、周知のように金属線の抵抗値Rは、金属の種類によって定まる抵抗温度係数と温度Tから演算によって求めることができる。温度抵抗値推定手段72は、推定した抵抗値Rのディジタル信号をフィードバック制御部6に送出する。フィードバック制御部6は、外部から目標電流Irの指令を受け取り、電圧推定部4から直流電源電圧Vdcの情報を取得し、電流検出部5から実電流Iの情報を取得し、目標電流Irから実電流Iを減算した電流偏差Ieが減少するように出力電圧調整部3のデューティ比Dを制御する部位である。本実施形態で、フィードバック制御部6が外部から受け取る指令は通電するか否かの2値信号であり、目標電流Irの電流値自体は前述の0またはI1を予め内部に保持して切り替え制御する。実電流Iを3段階以上に制御する場合は、目標電流Irの電流値自体の指令を受け取るようにする。また、フィードバック制御部6は、ソレノイド92のインダクタンス値Lを予め内部に保持している。インダクタンス値Lは、周知のようにソレノイド92の内外径、軸方向長、および金属線の巻回数などの形状によって定まり、温度依存性が小さいので、概ね一定の定数情報として保持する。図2に示されるように、フィードバック制御部6は、固定モード手段61、追従モード手段62、モード切り替え手段63、および遷移期間推定手段64を有しており、これら4手段はソフトウェアによって実現されている。固定モード手段61は、目標電流Irが階段状に変更されてから電流偏差Ieが所定値ΔI1未満となるまでの遷移期間Ttにおいて、電流偏差Ieの正負に応じて出力電圧調整部3のデューティ比Dを100または0に固定制御する手段である。所定値ΔI1としては、目標電流Irの変化量の5~10程度を設定する。具体な例として、目標電流Irが0からI1に変更された直後を想定すると、実電流Iは当初0であるので電流偏差Ie=Ir-I=I1-0は正になり、デューティ比Dを100に固定制御する。また、目標電流IrがI1から0に変更された直後を想定すると、実電流Iは当初I1に概ね等しいので電流偏差Ie=0-I1は負になり、デューティ比Dを0に固定制御する。このように制御することで、実電流Iは最速で変更後の目標電流Irに接近し、電流偏差Ieは最速で減少する。追従モード手段62は、遷移期間Ttが経過した後の安定化期間において、電流偏差Ieに応じて出力電圧調整部3の前記デューティ比Dを可変に制御する手段である。追従モード手段には、従来行われている一般的なフィードバック制御方法を用いることができ、本実施形態では図3および下の式1~式3に示されるようにPI制御比例積分制御を用いる。図3は、追従モード手段62の電流フィードバック制御機能を説明する機能ブロック図である。図示されるように、追従モード手段62では、先ず電流偏差Ie=Ir-Iを求め、次いでPI制御の演算を行って出力電圧Voutの実効値を求め、最終的にデューティ比Dを演算する。PI制御の演算方法を数式で表せば、次のとおりとなる。Vei=Kp×IeiKi×ΣIe..............................式1Vouti1=VoutiVei...........................式2Di1=Vouti1/Vdc×100単位:......式3上の式1~式3で、カッコを付した添字iは今回の制御サイクルを示し、添字i1は次回の制御サイクルを示している。式1は、PI制御により出力電圧Voutiを変化させるべき電圧変化量Veを求める式である。式1の右辺第1項は比例ゲインKpに電流偏差Ieiを乗算した比例項であり、右辺第2項は積分ゲインKiに電流偏差Ieの積分量ΣIeを乗算した積分項である。比例ゲインKpおよび積分ゲインKiは、定常状態におけるロバスト性が良好になるように設定する。式2は、次回の制御サイクルで印加すべき出力電圧Vouti1を求める式であり、電圧実効値が求められる。式3は、その出力電圧Vouti1を発生するためのデューティ比Di1を求める式である。式3で、デューティ比Di1は、電流偏差Ieの現在値および変化の履歴に依存して変化する。追従モード手段62は、逐次求めたデューティ比Dを出力電圧調整部3に指令する。モード切り替え手段63は、固定モード手段61と追従モード手段62とを選択的に切り替える手段である。モード切り替え手段63は、目標電流Irが階段状に変更された直後に、電流偏差Ieの絶対値が一定値ΔI2以上であることを認識し、固定モード手段61に切り替える。一定値ΔI2は、目標電流Irの変更を判定する指標であり、例えばΔI2=I1/2に設定できる。その後、遷移期間推定手段64により求められた遷移期間Ttが経過すると、モード切り替え手段63は追従モード手段62に切り替える。この方法では、所定値ΔI1は遷移期間推定手段64で間接的に用いられる。別法として、モード切り替え手段63で各制御サイクルの電流偏差Ieを毎回演算し、電流偏差Ieが所定値ΔI1未満となった時点で追従モード手段62に切り替えるようにしてもよい。遷移期間推定手段64は、目標電流Irが階段状に変更されたときに変更前の目標電流Ir1、変更後の目標電流Ir2、直流電源電圧Vdc、ソレノイド92の抵抗値Rおよびインダクタンス値Lに基づいて遷移期間Ttを推定する手段である。ここで、目標電流が階段状に変更された直後に固定モード手段61が動作するので、デューティ比Dは100または0に固定制御され、ソレノイド92に印加される出力電圧Voutは直流電源電圧Vdcまたはゼロ電圧のいずれかとなる。したがって、実電流Iが変更後の目標電流Ir2に近づく時間的変化の様子は、過渡現象理論により求めることができる。すなわち、ソレノイド92の抵抗値Rおよびインダクタンス値Lから求められる時定数を用いて、実電流Iの変化を時間の指数関数で演算できる。これに加えて所定値ΔI1を考慮すれば、遷移期間Ttを推定することができる。本実施形態においては、目標電流Irの変更前後における変化量は±I1に限定され、ソレノイド92のインダクタンス値Lは定数情報とされている。したがって、遷移期間Ttは、実質的に直流電源電圧Vdcとソレノイド92の抵抗値Rに依存して定まる。このため、直流電源電圧Vdcおよび抵抗値Rをパラメータとして遷移期間Ttを求める遷移期間テーブルを予め作成して保持し、推定に用いる。これにより、指数関数を用いた演算を毎回実施する煩わしさを省略できる。遷移期間推定手段64は、推定した遷移期間Ttをモード切り替え手段63に送出する。次に、フィードバック制御部6が行うソレノイド92の電流フィードバック制御の処理フローについて説明する。図4は、フィードバック制御部6のメイン処理フローを示す図である。また、図5は、フィードバック制御部6の固定モード手段61の処理フローを示す図であり、図6は、フィードバック制御部6の追従モード手段62の処理フローを示す図である。図4のメイン処理フローのステップS1~S3でそれぞれ、フィードバック制御部6は目標電流Ir、実電流I、および直流電源電圧Vdcの情報を取得する。次にステップS4で、電流偏差Ieを演算する。次にステップS5で現在のモードを調査し、固定モードになっていれば、ステップS6に進み、図5に示される固定モード手段61の処理フローを実施する。また、ステップS5で追従モードになっていれば、ステップS7に進み、電流偏差Ieの絶対値と所定値ΔI2とを大小比較する。前者が大きいときステップS6に合流し、後者が大きいときステップS8に進んで図6に示される追従モード手段62の処理フローを実施する。図5の固定モード手段61の処理フローのステップS21でまず、固定モードに切り替わった初回処理か否かを調査する。初回処理のときステップS22以降に進んで遷移期間推定手段64による遷移期間Ttの推定を行い、2回目以降の処理のときステップS30に進む。ステップS22では、油温センサ71による温度Tの検出、および温度抵抗値推定手段72によるソレノイド92の抵抗値Rの推定を行う。次のステップS23で、遷移期間テーブルを用いて遷移期間Ttを推定する。次にステップS24で、遷移期間Ttを電流フィードバック制御のサイクルタイムTcで除算して遷移サイクル数Nを演算する。遷移サイクル数Nは、固定モード手段が遷移期間Tt中に動作するサイクル数を示す指標である。次にステップS25で、固定モード手段の実際の動作サイクル数Ncntに0をセットする。次にステップS26で、動作サイクル数Ncntと遷移サイクル数Nとを大小比較する。動作サイクル数Ncntのほうが小さいとき、遷移期間Ttが終了しておらず、ステップS27に進んで電流偏差Ieの正負を調査する。電流偏差Ieが正のときステップS28でデューティ比D=100を指令し、電流偏差Ieが負のときステップS29でデューティ比D=0を指示する。ステップS26で動作サイクル数Ncntのほうが大きいときは稀であるが、目標電流Irが変更されたとき既に実電流Iが充分に接近していると生じ得る。この場合、遷移期間Ttが終了しており、ステップS33に進む。ステップS21で、2回目以降の処理のときはステップS30に進み、動作サイクル数Ncntをカウントアップする。次にステップS31で、動作サイクル数Ncntと遷移サイクル数Nとを大小比較する。動作サイクル数Ncntのほうが小さいとき、遷移期間Ttが終了しておらず、ステップS32に進み、デューティ比Dに前回値を指示する。動作サイクル数Ncntのほうが大きいとき、遷移期間Ttが終了しており、ステップS33に進んで追従モードに切り替え、図6に示される追従モード手段の処理フローを実施する。図6の追従モード手段の処理フローのステップS51で、式1および式2を用いたPI制御演算により、次回の出力電圧Vouti1を演算する。さらに、ステップS52で、式3を用いて次回のデューティ比Di1を演算し、出力電圧調整部3に指令する。次に、実施形態のソレノイドの電流制御装置1の動作について説明する。図7は、実施形態のソレノイドの電流制御装置1の動作を模式的に例示説明する図である。図7の横軸は共通の時間であり、上から順番に、目標電流Irおよび実電流Iの波形、電流フィードバック制御の演算タイミングtm1~tm5、モードの切り替え状況、および出力電圧Voutの波形が示されている。また、図7の例では、電流フィードバック制御のサイクルタイムTcが出力電圧調整部3のパルス幅変調のPWM周期Tcに一致しており、5周期弱が図示されている。なお、この例のように電流フィードバック制御のサイクルタイムTcとパルス幅変調のPWM周期Tcとを一致させる必要はない。図7の時刻t1で、目標電流Irが0からI1へと階段状に変更されている。すると、至近の電流フィードバック制御の演算タイミングtm1で図4の処理フローが行われたときに、電流偏差Ie=Ir-I=I1-0が一定値ΔI2よりも大きいことから、時刻t2で固定モード手段61への切り替えが行われる。次いで、遷移時間Ttが演算され、遷移サイクル数Nが演算される。図の例では、遷移時間TtはサイクルタイムTcの1.6倍程度であり、遷移サイクル数N≒1.6となる。したがって、動作サイクル数Ncntが1以下で固定モード手段61が動作し、動作サイクル数Ncntが2以上になった時点でモード切り替え手段63により追従モード手段62に切り替えられる。次いで、電流偏差Ieが正値であるのでデューティ比D=100が指令される。したがって、時刻t2~t3までのPWM周期Tcを通して、出力電圧Voutは直流電源電圧Vdcに維持される。これにより、実電流Iは最速で目標電流IrであるI1に接近し、電流偏差Ieは最速で減少する。次の演算タイミングtm2では、動作サイクル数Ncntをカウントアップして1とするが、未だ遷移サイクル数N=1.6に達していない。したがって、改めて電流偏差Ieを求めることなく前回値と同じデューティ比D=100が指令され、時刻t3~t4までのPWM周期Tcを通して出力電圧Voutは直流電源電圧Vdcに維持される。これにより、時刻t4で実電流Iは概ね目標電流IrであるI1に達し、電流偏差Ieは概ね無くなる。次の演算タイミングtm3で、動作サイクル数Ncntをカウントアップして2とすると、遷移サイクル数N=1.6を超過する。したがって、時刻t4で、遷移期間Ttは既に終了して安定化期間に入っていると判定され、モード切り替え手段63により追従モード手段62に切り替えられる。このとき、固定モード手段61から切り替えられた直後の初回の制御時となり、適正な前回値が存在しないため式1~式3で初回のデューティ比D1を求めることができない。そこで、本実施形態では、実電流Iが安定してソレノイド92のインダクタンス値Lを考慮する必要が無くなった定常状態を想定し、定常状態に達したときのデューティ比Dを尤も確からしい値として初回のデューティ比D1に採用する。これを数式で示せば次のとおりとなる。目標電圧Vr=目標電流Ir×抵抗値R.................................式4初回のデューティ比D1=目標電圧Vr/直流電源電圧Vdc×100単位:......式5したがって、この初回のデューティ比D1が指令され、時刻t4~t5までのPWM周期Tc中の一部に直流電源電圧Vdcを印加する通電時間Tdが設定される。これにより、実電流Iは目標電流IrであるI1の上下に脈動し、電流偏差Ieは概ね無くなる。次の演算タイミングtm4では、電流偏差Ieに基づき、式1~式3を用いた演算がなされて2回目のデューティ比D2が指令され、時刻t5~t6のPWM周期Tcに反映される。以降は、目標電流IrがI1から変更されるときまで、追従モード手段62によって同様の電流フィードバック制御が繰り返される。また、図は省略するが、追従モード手段62が動作している状態で目標電流IrがI1から0に変更されると、固定モード手段61への切り替えが行われ、電流偏差Ie=Ir-I=0-I1が負値であるのでデューティ比D=0が指令される。これにより、実電流Iは最速で目標電流Irである0に接近し、電流偏差Ieは最速で減少する。そして、電流偏差Ieが概ね無くなった時点で、再び追従モード手段62に切り替えられる。なお、目標電流Irが0のときには、追従モード手段62は電流フィードバック制御を行わずに、デューティ比D=0で固定制御する。実施形態のソレノイドの電流制御装置1によれば、目標電流Irが0からI1に階段状に変更されてから電流偏差Ieが所定値ΔI1未満となるまでの遷移期間Ttにおいて、電流偏差Ieが正値であるので出力電圧調整部3のデューティ比Dを100に固定制御する。したがって、電流偏差Ieは最速で減少し、過渡応答性を向上できる。また、遷移期間Ttが経過した後の安定化期間において、PI制御により電流偏差Ieに応じて出力電圧調整部3のデューティ比D1、D2を可変に制御する。したがって、定常状態において外乱が生じたときなどのロバスト性の確保と両立できる。また、遷移期間Ttを大きく変動させる主要因であるソレノイド92の抵抗値Rを推定しているので、遷移期間Ttの推定精度が高まり、時刻t4の適正な時期にモード切り替えを実施できる。これにより、遷移期間Tt中の過渡応答性を向上する制御から、安定化期間中のロバスト性を確保する制御へとスムーズに移行でき、モード切り替え時に生じがちなオーバーシュートやアンダーシュートを抑制できる。また、抵抗推定部7は、ソレノイド92自体の温度と見なせる周囲の操作油の温度Tを検出する油温センサ71、および温度抵抗値推定手段72を含んで構成されており、ソレノイド92の抵抗値Rは高精度に推定され、遷移期間Ttの推定精度が高められる。さらに、油温センサ71は、元々摩擦クラッチに設けられている付属品であるため、センサの追加新設が不要であり、コストが増加しない。また、追従モード手段62に切り替えられた初回の制御時である演算タイミングtm3で、定常状態に達したときのデューティ比D1を尤も確からしい値として用い、時刻t4~t5までのPWM周期Tcに反映するので、モード切り替え直後に動作が不安定にならない。なお、抵抗推定部7は、実施形態に限定されず、オーム則演算手段を含んで構成するようにしてもよい。オーム則演算手段は、インダクタンス値Lの影響が殆ど無い安定化期間に、出力電圧Voutの実効値を実電流Iで除算して抵抗値Rを演算する。なお出力電圧Voutの実効値は、直流電源電圧Vdcとデューティ比Dの積で容易に求めることができる。そして、追従モード手段62が動作している状態で一定時間間隔ごとにオーム則演算手段を実施し、固定モード手段61に切り替えられたときに、その直前に演算された抵抗値Rをモード切り替え時の値とすることができる。この方法では、温度センサは不要であり、コストが増加しない。また、電流フィードバック制御の方法も式1~式3に示したPI制御に限定されず、任意の制御方法を用いることができる。本発明は、その他さまざまな変形や応用が可能である。