"幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有し、前記第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換する第1光カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、前記第1光カプラと同じ分岐比を有し、前記第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換する第2光カプラと、前記一対の第1出力チャネルの一方及び前記一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。前記位相制御領域として、前記一対の第1出力チャネルの一方に設けられた第1位相制御領域と、前記一対の第2出力チャネルの一方に設けられた第2位相制御領域とを備えることを特徴とする、請求項1に記載の光ハイブリッド回路。前記第1位相制御領域は、前記一対の第1光信号間の位相差がπ/2sπsは整数になるように位相を制御する領域であり、前記第2位相制御領域は、前記一対の第2光信号間の位相差がπ/2pπpは整数になるように位相を制御する領域であることを特徴とする、請求項2に記載の光ハイブリッド回路。前記位相制御領域は、前記一対の第1光信号間の位相差及び前記一対の第2光信号間の位相差の一方がπ/2sπsは整数になるように位相を制御する領域であり、前記多モード干渉カプラは、前記一対の第1光信号間の位相差及び前記一対の第2光信号間の位相差の他方がπ/2pπpは整数になることを特徴とする、請求項1に記載の光ハイブリッド回路。前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項1~4のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に1つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有する第3光カプラと、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、-π/4tπtは整数の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを備え、前記第3光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項1~4のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有し、前記第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換する第1光カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、前記第1光カプラと同じ分岐比を有し、前記第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換する第2光カプラと、前記一対の第1出力チャネルの一方及び前記一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備える光ハイブリッド回路と、前記第1光カプラから出力される前記第3光信号及び前記第2光カプラから出力される前記第4光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するAD変換回路と、前記AD変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであり、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに局部発振光を入力するための局部発振光発生部を備えることを特徴とする、請求項7に記載の光受信機。前記光ハイブリッド回路が、前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に1つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有する第3光カプラと、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、-π/4tπtは整数の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを含み、前記第3光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、請求項7に記載の光受信機。幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、多値変調信号光を同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換し、前記一対の第1出力チャネルの一方及び前記一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域によって、前記一対の第1光信号及び前記一対の第2光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御し、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有する第1光カプラを用いて、前記一対の第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換し、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、前記第1光カプラと同じ分岐比を有する第2光カプラを用いて、前記一対の第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換し、前記一対の第3光信号及び前記一対の第4光信号とを受信することを特徴とする光受信方法。ところで、上述の4×4MMIカプラ100を用いた90度ハイブリッドでは、4×4MMIカプラと図示しないフォトダイオードとの間の光導波路の交差を避けることができず、I成分とQ成分との間で損失を等しくすることができない。このため、この90度ハイブリッドを備える光受信機においてI成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることは原理的に困難である。また、上述の2×4MMIカプラ101と、2×2光カプラ102とを用いた90度ハイブリッドでは、光導波路の交差はないが、Q成分だけが2×2MMIカプラを伝搬することになるため、I成分とQ成分との間で損失を等しくすることができない。このため、この90度ハイブリッドを備える光受信機においてI成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることは困難である。そこで、I成分とQ成分との間で損失が等しくなるようにした光ハイブリッド回路を実現したい。また、I成分とQ成分との間で受信効率が等しくなるようにした光受信機及び光受信方法を実現したい。このため、本光ハイブリッド回路は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換する多モード干渉カプラと、第1出力チャネル及び第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有し、第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換する第1光カプラと、第1出力チャネル及び第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、第1光カプラと同じ分岐比を有し、第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換する第2光カプラと、一対の第1出力チャネルの一方及び一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えることを要件とする。本光受信機は、上記の光ハイブリッド回路と、第1光カプラから出力される第3光信号及び第2光カプラから出力される第4光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するAD変換回路と、AD変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを要件とする。本光受信方法は、幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、多値変調信号光を同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換し、一対の第1出力チャネルの一方及び一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域によって、一対の第1光信号及び一対の第2光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御し、第1出力チャネル及び第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有する第1光カプラを用いて、一対の第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換し、第1出力チャネル及び第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、第1光カプラと同じ分岐比を有する第2光カプラを用いて、一対の第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換し、一対の第3光信号及び一対の第4光信号とを受信することを要件とする。したがって、本光ハイブリッド回路によれば、I成分とQ成分との間で損失を等しくすることができるという利点がある。また、本光受信機及び本光受信方法によれば、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることができるという利点がある。以下、図面により、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路、光受信機、光送受信機及び光受信方法について説明する。[第1実施形態]まず、第1実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図1~図6を参照しながら説明する。本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、光伝送システム又は光通信システムにおいて、MPSK信号又はQAM信号を識別復調するために用いられる90度ハイブリッド回路以下、90度ハイブリッドともいうである。この90度ハイブリッドは、MPSK信号又はQAM信号の変調状態により、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態を示すものである。以下、光ハイブリッド回路として、QPSK信号を復調するための90度ハイブリッドを例に挙げて説明する。本実施形態では、図1Aに示すように、90度ハイブリッド1は、前段の多モード干渉MMIカプラ2と後段の2つの光カプラ3、4とが縦続接続され、MMIカプラ2と各光カプラ3、4との間に位相制御領域5、6を備える構造になっている。この90度ハイブリッド1は、MMIカプラ2と、2つの光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備え、モノリシック集積化が可能な半導体光導波路構造を有する光半導体素子によって構成されている。なお、図1A中、QPSKsignalはQPSK信号光を示しており、LOはLO光を示している。また、I-とIは、位相が180度ずれているI成分を示しており、Q-とQは、I成分に対して位相が90度ずれているQ成分を示している。なお、Q-とQは、位相が180度ずれている。また、図1Bの位相関係図は、QPSK信号光とLO光との間の相対位相差に応じて出力される光信号の位相関係を示している。ここでは、前段のMMIカプラ2は、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に4つのチャネルを有する2×4MMIカプラである。なお、チャネルをポートともいう。具体的には、対モード干渉PI:PairedInterferenceに基づく2×4MMIカプラである。つまり、2つの入力チャネルの中心はMMI幅の上側から1/3及び2/3に位置し、MMI領域において3s-1次の高次モードsは1以上の自然数が励振されない2×4MMIカプラである。このため、素子長を短くすることができる。なお、ここでは、PIに基づく2×4MMIカプラを用いているが、これに限られるものではなく、一対の入力チャネルが幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられており、中心対称性を有する構造を持つ2×4MMIカプラを用いれば良い。例えば、一般モード干渉GI:GeneralInterferenceに基づく2×4MMIカプラを用いても良い。つまり、2つの入力チャネルの中心は、MMI領域の中心対称性を崩さない範囲内で、MMI幅の1/3及び2/3の位置を除いた領域に位置し、MMI幅に応じた全てのモードが励振する2×4MMIカプラを用いても良い。後段の光カプラ3、4は、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有する2×2光カプラであって、85:15CrossBarの分岐比非対称分岐比を有する光カプラである。なお、チャネルをポートともいう。また、85:15の分岐比を有する2×2光カプラでは、入力された光はクロスポートへ85結合することになる。なお、光カプラ3を第1光カプラともいい、光カプラ4を第2光カプラともいう。本実施形態では、2×2光カプラ3、4は、2×2MMIカプラである。そして、2×2MMIカプラ3は、2×4MMIカプラ2の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネル即ち、隣接する一対の第1出力チャネルに接続されている。また、2×2MMIカプラ4は、2×4MMIカプラ2の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネル即ち、隣接する一対の第2出力チャネルに接続されている。なお、2×2MMIカプラ3、4は、PIに基づくものであっても良いし、GIに基づくものであっても良い。このように構成されるため、本90度ハイブリッド1は、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に4つのチャネルを有することになる。なお、チャネルをポートともいう。この90度ハイブリッド1の入力側の一のチャネル、即ち、2×4MMIカプラ2の入力側の一のチャネルには、QPSK信号光多値変調信号光が入力される。つまり、90度ハイブリッド1の入力側の一のチャネルは、QPSK信号光を入力するための入力チャネルである。また、90度ハイブリッド1の入力側の他のチャネル、即ち、2×4MMIカプラ2の入力側の他のチャネルには、LO光が入力される。つまり、90度ハイブリッド1の入力側の他のチャネルは、LO光を入力するための入力チャネルである。そして、2×4MMIカプラ2によって、QPSK信号光が、2対の同相信号、即ち、同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換される。次に、2×4MMIカプラ2によって変換された2対の同相信号は、それぞれ、85:15の分岐比を有する2×2MMIカプラ3、4によって、図1Bの位相関係図に示すように、45度、135度回転させられる。つまり、一対の第1光信号は、2×4MMIカプラ2の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネルから出力され、2×2MMIカプラ3の2つの入力チャネルに入力される。そして、2×2MMIカプラ3によって、同相関係にある一対の第1光信号が、45度位相関係にある一対の第3光信号に変換される。その後、一対の第3光信号は、2×2MMIカプラ3の2つの出力チャネル、即ち、90度ハイブリッド1の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネルから出力される。なお、45度位相関係にある一対の第3光信号は、同相関係にある一対の第1光信号に対して、位相が45度進んでいる一対の光信号である。また、45度位相関係にある一対の第3光信号は、位相関係図において、I軸に対して45度の角度をなす45度軸上に位置する一対の光信号であって、この一対の光信号は、位相が180度ずれているI成分同相信号である。また、一対の第2光信号は、2×4MMIカプラ2の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネルから出力され、2×2MMIカプラ4の2つの入力チャネルに入力される。そして、2×2MMIカプラ4によって、同相関係にある一対の第2光信号が、135度位相関係にある一対の第4光信号に変換される。その後、一対の第4光信号は、2×2MMIカプラ4の2つの出力チャネル、即ち、90度ハイブリッド1の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネルから出力される。なお、135度位相関係にある一対の第4光信号は、同相関係にある一対の第2光信号に対して、位相が135度進んでいる一対の光信号又は位相が45度遅れている一対の光信号である。また、135度位相関係にある一対の第4光信号は、位相関係図において、I軸に対して135度の角度をなす135度軸上に位置する一対の光信号であって、この一対の光信号は、位相が180度ずれており、I成分に対して位相が90度ずれているQ成分直交信号である。このように、本90度ハイブリッド1では、90度ハイブリッド1の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネルから、位相が180度ずれた一対の第3光信号I-、I;I成分が出力され、90度ハイブリッド1の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネルから、一対の第3光信号に対して位相が90度ずれた一対の第4光信号Q-、Q;Q成分が出力されることになる。このため、これらの光信号を検出するフォトダイオードに接続するために、光導波路を交差させる必要がない。そして、90度ハイブリッド1の4つの出力チャネルのそれぞれから出力される信号光の出力強度比が、QPSK信号光の位相0,π,-π/2,π/2に応じて異なるものとなる。つまり、90度ハイブリッド1の出力側の上から1番目と2番目のチャネルから出力される一対の第3光信号によって、QPSK信号光とLO光との相対位相差Δρが0、πであること、即ち、I成分Δρ=0、πを識別することができる。このため、一対の第3光信号は、QPSK信号光のI成分を識別しうる一対の光信号である。また、90度ハイブリッド1の出力側の上から3番目と4番目のチャネルから出力される一対の第4光信号によって、QPSK信号光とLO光との相対位相差Δρが-π/2、π/2であること、即ち、Q成分Δρ=-π/2、π/2を識別することができる。このため、一対の第4光信号は、QPSK信号光のQ成分を識別しうる一対の光信号である。このように、2×4MMIカプラ2の後段に2つの非対称分岐比を有する2×2MMIカプラ3、4を設けることで、90度ハイブリッドとして機能することになる。特に、一対の第3光信号I成分と一対の第4光信号Q成分は、同一構成の2×2MMIカプラ3、4を伝搬するため、I成分とQ成分との間に損失のばらつきが生じない。このような90度ハイブリッドを用いた光受信機では、I成分とQ成分との間で受信効率にばらつきが生じない。なお、2つの2×2MMIカプラ3、4を対称分岐比例えば50:50を有するものとすると、これらの2×2MMIカプラ3、4によって、2×4MMIカプラ2から出力される2対の同相信号がいずれも直交位相信号に変換されてしまうため、90度ハイブリッドとして機能しない。但し、これは、2×4MMIカプラ2の2対の出力チャネルのそれぞれにおける出力信号と2×2MMIカプラ3、4との間に位相整合がとれていることが前提となる。そこで、本実施形態では、図1Aに示すように、2×4MMIカプラ2と各2×2MMIカプラ3、4との間に、位相を制御しうる位相制御領域5、6を設けている。なお、位相制御領域5を第1位相制御領域ともいい、位相制御領域6を第2位相制御領域ともいう。つまり、2×4MMIカプラ2の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネル一対の第1出力チャネルの一方に位相制御領域5が設けられている。ここで、位相制御領域5は、一対の第1光信号間の位相差がπ/2sπsは整数になるように位相を制御する領域である。これにより、I成分Δψ=0、πを識別することが可能となる。また、2×4MMIカプラ2の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネル一対の第2出力チャネルの一方に位相制御領域6が設けられている。ここで、位相制御領域6は、一対の第2光信号間の位相差がπ/2pπpは整数になるように位相を制御する領域である。これにより、Q成分Δψ=-π/2、π/2を識別することが可能となる。なお、2×4MMIカプラ2の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネルは、2×4MMIカプラ2の出力側の上から1番目と2番目の2つのポートと、2×2MMIカプラ3の入力側の2つのポートとの間のチャネルである。また、2×4MMIカプラ2の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネルは、2×4MMIカプラ2の出力側の上から3番目と4番目の2つのポートと、2×2MMIカプラ4の入力側の2つのポートとの間のチャネルである。ここでは、位相制御領域5、6のそれぞれに位相シフタが設けられている。つまり、2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルに位相シフタ5が設けられており、2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルに位相シフタ6が設けられている。位相シフタ5、6としては、光路長を変化させることで位相を変化させる位相シフタ、又は、導波路屈折率を変化させることで位相を変化させる位相シフタを用いれば良い。例えば、位相シフタとして、遅延導波路や導波路幅を変化させたバタフライ型テーパ導波路を設ければ良い。また、例えば、電極を設けて電流注入又は電圧印加による位相制御を行なうようにしても良いし、ヒータ電極を設けて熱印加による位相制御を行なうようにしても良い。そして、位相シフタ5は、-π/4の位相変化を生じさせるものである。つまり、位相シフタ5による位相変化量θp1は-π/4radianである。これにより、2×2MMIカプラ3の上から2番目の入力チャネルに入力される光の位相が、2×2MMIカプラ3の上から1番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π/4だけ遅れるようにしている。そして、2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルから出力される光の位相は、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルから出力される光の位相に対して、π/4だけ遅れている。このため、2×2MMIカプラ3の上から2番目の入力チャネルに入力される光の位相が、2×2MMIカプラ3の上から1番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π/2だけ遅れることになる。つまり、2×2MMIカプラ3の入力側の2つのチャネルに入力される光の相対的な位相差、即ち、一対の第1光信号間の位相差がπ/2になり、位相整合がとれることになる。このように、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは0から2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは-π/4を引いた値が、π/4になるようにすれば良い。これを位相整合条件という。また、位相シフタ6は、-π/4の位相変化を生じさせるものである。つまり、位相シフタ6による位相変化量θp2は-π/4radianである。これにより、2×2MMIカプラ4の上から1番目の入力チャネルに入力される光の位相が、2×2MMIカプラ4の上から2番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π/4だけ遅れるようにしている。そして、2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルから出力される光の位相は、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルから出力される光の位相に対して、π/4だけ遅れている。このため、2×2MMIカプラ4の上から1番目の入力チャネルに入力される光の位相が、2×2MMIカプラ4の上から2番目の入力チャネルに入力される光の位相に対して、π/2だけ遅れることになる。つまり、2×2MMIカプラ4の入力側の2つのチャネルに入力される光の相対的な位相差、即ち、一対の第2光信号間の位相差がπ/2になり、位相整合がとれることになる。このように、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは0から2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは-π/4を引いた値が、π/4になるようにすれば良い。これを位相整合条件という。次に、本90度ハイブリッド1を構成する光半導体素子の具体的な構成例について、図2を参照しながら説明する。本90度ハイブリッド1は、上述の多モード干渉カプラ2、光カプラ3、4、位相制御領域5、6を備え、導波路構造を有する光半導体素子によって構成される。つまり、本90度ハイブリッド1は、上述の多モード干渉カプラ2、光カプラ3、4、位相制御領域5、6をモノリシックに集積化した半導体導波路構造を有する。これにより、90度ハイブリッド1の小型化を実現している。本実施形態では、90度ハイブリッド1は、図2に示すように、Si基板7上にSiO2膜8、Siコア層9及びSiO2膜10を備え、リブ導波路構造11を有する光半導体素子12である。なお、このリブ導波路構造11をSi細線構造ともいう。このようなリブ導波路構造11は、比屈折率差が大きく、モード閉じ込め作用の強い導波路構造である。このため、90度ハイブリッド1を構成する光半導体素子12の小型化、低コスト化を図ることができる。このような導波路構造を用いる場合に、例えば図13に示すように光導波路が交差すると過剰損失が顕著になり、I成分とQ成分との間で損失を等しくするのが難しくなる。特に、光導波路の比屈折率差が大きくなるほど、過剰損失が顕著になり、I成分とQ成分との間で損失を等しくするのが難しくなる。また、例えば図14に示すように2×4MMIカプラの後段に2×2MMIカプラを設ける場合、光導波路の比屈折率差が大きくなるほど、2×2MMIカプラで散乱損失を受けやすくなり、例えば1dB程度の過剰損失が生じることになる。このため、I成分とQ成分との間で損失を等しくするのが難しくなる。また、このような90度ハイブリッド1を用いた光受信機では、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくするのが難しくなる。この点、本実施形態では、光導波路を交差させる必要がないため、上述のような導波路構造を用いる場合であっても、I成分とQ成分との間で損失を等しくすることができる。このため、本90度ハイブリッド1を用いた光受信機では、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることができる。このように、光半導体素子12として構成される90度ハイブリッド1は、以下のようにして作製される。まず、図2に示すように、Si基板7上に、SiO2膜8を挟んで、例えば厚さ約0.25μmのSiコア層9が形成された基板[SOISiliconOnInsulator基板]を用い、例えば光露光プロセスによって導波路パターンを描画する。なお、導波路パターンは光露光装置のフォトマスクによって規定される。なお、光露光プロセスの代わりに、電子ビーム露光プロセスを用いても良い。また、導波路パターンを導波路ストライプパターンともいう。また、SOI基板をSOIウェハともいう。次に、描画された導波路パターンに基づいて、例えば反応性イオンエッチングなどのドライエッチングによってSOI基板を加工して、リブ導波路構造11を形成する。具体的には、Siコア層9を加工して、リブ型導波路コアを形成する。例えば、リブ型導波路コアのリブ部分の幅は約0.48μmであり、リブ部分の厚さは約0.25μmである。また、リブ型導波路コアの両側へ延びるスラブ部分の厚さは約0.05μmである。その後、例えば蒸着装置などを用いて、SiO2膜10でリブ型導波路コアを被覆する。このような作製プロセスを経て、光半導体素子12として構成される90度ハイブリッド1が完成する。なお、ここでは、Si系の半導体材料からなる光半導体素子を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、例えばInPやGaAsなどのIII-V族化合物半導体材料からなる光半導体素子によって本90度ハイブリッド1を構成しても良い。ここで、図3A~図3Cは、本90度ハイブリッド1における透過スペクトルを示している。つまり、図3Aは、1.53μm近傍の波長に対する透過率Transmittanceを示しており、図3Bは、1.55μm近傍の波長に対する透過率を示しており、図3Cは、1.57μm近傍の波長に対する透過率を示している。なお、ここでは、90度ハイブリッド1の入力側に繰り返し周波数40GHzの遅延干渉計を接続している。また、90度ハイブリッド1を構成する光半導体素子12は、図2に示すようなリブ導波路構造11を有するものとし、リブ型導波路コアのリブ部分の幅を約0.48μmとし、リブ部分の厚さを約0.25μmとし、スラブ部分の厚さを約0.05μmとしている。また、伝搬損及び2×2MMIカプラ3、4MMI幅約2.1μm、MMI長約17.7μm、分岐比85:15の過剰損は、それぞれ、0.5cm-1、1dBと仮定している。また、位相シフタ5、6における位相変化量θp1、θp2は、いずれも、-π/4radianとしている。図3A~図3Cに示すように、Cバンド全域において、4つの出力チャネルCh1Ch2Ch3Ch4から出力される光の透過率は、前段の遅延干渉計で生じる波長間の相対位相差に応じて正弦波的に変化している。そして、それぞれの光の位相関係は、互いにπ/2radianずれており、90度ハイブリッドとして機能している。特に、I成分Ch1Ch2及びQ成分Ch3Ch4は、同一構成の2×2MMIカプラ3、4を伝搬するため、I成分とQ成分との間の損失バランスは極めて良好であることが分かる。このような90度ハイブリッド1を用いた光受信機では、90度ハイブリッド1の出力光をそのままフォトダイオードに入射させても、フォトダイオードに流れる電流量はI成分とQ成分とで等しくなるため、I成分とQ成分との間で受信効率が等しくなる。また、Cバンド全域において顕著な位相ズレは見られず、Cバンド全域で動作することが分かる。これに対し、図4A~図4Cは、図14に示す90度ハイブリッドにおける透過スペクトルを示している。つまり、図4Aは、1.53μm近傍の波長に対する透過率を示しており、図4Bは、1.55μm近傍の波長に対する透過率を示しており、図4Cは、1.57μm近傍の波長に対する透過率を示している。なお、遅延干渉計を接続している点や、90度ハイブリッド1を構成する光半導体素子12の構成については、図3A~図3Cの場合と同様である。但し、2×2MMIカプラ102の分岐比は50:50であり、位相シフタ103における位相変化量θsは-π/4radianである。図4A~図4Cに示すように、Cバンド全域において、4つの出力チャネルCh1Ch2Ch3Ch4から出力される光の透過率は、前段の遅延干渉計で生じる波長間の相対位相差に応じて正弦波的に変化している。そして、それぞれの光の位相関係は、互いにπ/2radianずれており、90度ハイブリッドとして機能している。しかしながら、Q成分Ch3Ch4のみが2×2MMIカプラ102を伝搬することによって過剰損失を被るため、I成分とQ成分との間の損失バランスが崩れていることが分かる。このような90度ハイブリッドを用いた光受信機では、90度ハイブリッドの出力光をそのままフォトダイオードに入射させると、フォトダイオードに流れる電流量がQ成分のみ減少することになるため、I成分とQ成分との間で受信効率が等しくならない。次に、図5は、本90度ハイブリッド1において、2つの入力チャネルのいずれか一方から信号光を入力した場合の4つの出力チャネルCh1Ch2Ch3Ch4における透過率Transmittanceの波長依存性を示している。なお、これを、振幅特性、あるいは、2つの入力チャネルのいずれか一方から信号光を入力した場合の分岐特性ともいう。なお、90度ハイブリッド1を構成する光半導体素子12は、図2に示すようなリブ導波路構造11を有するものとし、リブ型導波路コアのリブ部分の幅を約0.48μmとし、リブ部分の厚さを約0.25μmとし、スラブ部分の厚さを約0.05μmとしている。また、2×2MMIカプラ3、4は、85:15の分岐比を得るために、MMI幅、MMI長さを、それぞれ、約2.6μm、約13.5μmにしており、その過剰損は1dBと仮定している。また、位相シフタ5、6における位相変化量θp1、θp2は、いずれも、-π/4radianとしている。図5に示すように、本90度ハイブリッド1は、Cバンド帯域内において低波長依存性を有することが分かる。つまり、本90度ハイブリッド1では、Cバンド帯域内において生じる損失の差が1dB以下に抑えられており、良好な分岐特性となっており、I成分とQ成分との間で損失バランスも保たれていることが分かる。また、図6は、本90度ハイブリッド1における位相ズレ量Δφの波長依存性相対位相ズレ特性を示している。なお、90度ハイブリッド1を構成する光半導体素子12の構成については、図5の場合と同様である。また、図6では、QPSK信号光とLO光との相対位相差が0の場合に、4つの出力チャネルCh1Ch2Ch3Ch4のそれぞれから出力される出力成分の絶対位相と基準位相との差分位相ズレ量Δφをプロットしている。ここで、基準位相は、図1Bに示す位相関係図における、各チャネルのそれぞれから出力される出力成分の位相である。また、位相ズレ量は、この基準位相からの過剰位相ズレ量である。したがって、位相ズレ量は小さければ小さいほど良い。QPSK変調信号をエラーフリーで復調するためには、位相ズレが生じないことが望ましい。たとえ、位相ズレが発生しても最低限に抑える必要があり、通常、位相ズレ量Δφは±5度以下に抑えるのが望ましい。図6に示すように、本90度ハイブリッド1では、Cバンド帯域内において位相ズレ量Δφは±5度以下に抑えられている。このため、Cバンド帯域内において良好な90度ハイブリッドとして機能する。このように、本90度ハイブリッド1では、透過率及び位相ズレ量の波長依存性を低くすることができる。したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路1によれば、I成分とQ成分との間で損失を等しくすることができるという利点がある。このため、この光ハイブリッド回路1を用いた光受信機では、I成分とQ成分とを同等の効率で受信することが可能となる。特に、本光ハイブリッド回路1によれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性動作波長の広帯域性を有し、小型化及びモノリシック集積化に適した90度ハイブリッドを実現できるという利点がある。このように、本光ハイブリッド回路1によれば、I成分とQ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する特にCバンド全域で動作する90度ハイブリッドを実現することが可能となる。なお、上述の実施形態では、前段のMMIカプラとして2×4MMIカプラ2を用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。前段のMMIカプラは、多値変調信号光を同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換するMMIカプラであれば良い。例えば、上述の実施形態の90度ハイブリッド1を構成する2×4MMIカプラ2に代えて、入力側に4つのチャネルを有し、出力側に4つのチャネルを有し、中心対称性を有する構造を持つ4×4MMIカプラを用いても良い。例えば、4×4MMIカプラとしては、GIに基づく4×4MMIカプラであって、2つの入力チャネルが、MMI領域の中心軸対称性を崩さない範囲内で、MMI幅の1/3及び2/3の位置を除いた領域に位置し、MMI幅に応じて全てのモードが励振するものを用いれば良い。そして、4×4MMIカプラの入力側の4つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた2つのチャネル一対の入力チャネルに信号光及びLO光を入力するようにすることで、上述の実施形態の場合と同様に90度ハイブリッド動作が得られる。この場合も、フォトディテクタに接続するために光導波路を交差させる必要がなくなる。また、上述の実施形態では、後段の2つの光カプラ3、4として2×2MMIカプラを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、上述の実施形態の光ハイブリッド回路1を構成する2×2MMIカプラ3、4に代えて、方向性結合器例えば2×2方向性結合器を用いても良い。この場合も上述の実施形態のものと同様の効果が得られる。但し、作製トレランスや歩留まりを考慮するとMMIカプラを用いるのが好ましい。また、上述の実施形態では、後段の2つの2×2MMIカプラ3、4として85:15の分岐比を有するものを用いる場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、図7に示すように、後段の2つの2×2MMIカプラとして、15:85CrossBarの分岐比を有する2×2MMIカプラ3A、4Aを用いても良い。なお、15:85の分岐比を有する2×2MMIカプラ3A、4Aでは、入力された光はクロスポートへ15結合することになる。また、位相シフタ5、6の設定は上述の実施形態と同じで良い。この場合、2×2MMIカプラ3Aによって、一対の第1光信号が135度位相関係にある一対の第3光信号に変換され、2×2MMIカプラ4Aによって、一対の第2光信号が45度位相関係にある一対の第4光信号に変換されることになる。そして、90度ハイブリッド1の出力側の上から3番目と4番目の2つのチャネルから、位相が180度ずれた一対の第4光信号I-、I;I成分;同相信号が出力され、90度ハイブリッド1の出力側の上から1番目と2番目の2つのチャネルから、一対の第4光信号に対して位相が90度ずれた一対の第3光信号Q-、Q;Q成分;直交信号が出力されることになる。この場合も、上述の実施形態の場合と同様に、図3、図5、図6に示すような特性を有する90度ハイブリッドを実現することができる。また、上述の実施形態では、2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ3の上から2番目の入力チャネルポートとの間に位相制御領域位相シフタ5を設け、かつ、2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ4の上から1番目の入力チャネルポートとの間に位相制御領域位相シフタ6を設ける場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、図8に示すように、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ3の上から1番目の入力チャネルポートとの間に位相制御領域位相シフタ5Aを設け、かつ、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ4の上から2番目の入力チャネルポートとの間に位相制御領域位相シフタ6Aを設けても良い。つまり、2×4MMIカプラ2の2×2MMIカプラ3が接続された一対の出力チャネル隣接する一対の第1出力チャネルの他方に位相制御領域5Aを設け、2×4MMIカプラ2の2×2MMIカプラ4が接続された一対の出力チャネル隣接する一対の第2出力チャネルの他方に位相制御領域6Aを設けても良い。この場合、位相シフタ5Aは、π/4の位相変化を生じさせるものとする。これにより、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここではπ/4から2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは0を引いた値が、π/4になるようにすることができる。つまり、位相シフタ5Aによる位相変化量θQ1をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。また、位相シフタ6Aは、π/4の位相変化を生じさせるものとする。これにより、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここではπ/4から2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは0を引いた値が、π/4になるようにすることができる。つまり、位相シフタ6Aによる位相変化量θQ2をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。このように構成した場合も、上述の実施形態の場合と同様に、図3、図5、図6に示すような特性を有する90度ハイブリッドを実現することができる。また、例えば、図1に示す構成と、図8に示す構成を組み合わせても良い。つまり、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ3の上から1番目の入力チャネルポートとの間、及び、2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ3の上から2番目の入力チャネルポートとの間のそれぞれに位相制御領域位相シフタ5、5Aを設け、かつ、2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ4の上から1番目の入力チャネルポートとの間、及び、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルポートと2×2MMIカプラ4の上から2番目の入力チャネルポートとの間のそれぞれに位相制御領域位相シフタ6、6Aを設けても良い。つまり、2×4MMIカプラ2の2×2MMIカプラ3が接続された一対の出力チャネル隣接する一対の第1出力チャネルの両方に位相制御領域5、5Aを設け、2×4MMIカプラ2の2×2MMIカプラ4が接続された一対の出力チャネル隣接する一対の第2出力チャネルの両方に位相制御領域6、6Aを設けても良い。この場合、2つの位相シフタ5、5Aの一方、即ち、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルと2×2MMIカプラ3の上から1番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ5Aは、π/8の位相変化を生じさせるものとする。また、2つの位相シフタ5、5Aの他方、即ち、2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルと2×2MMIカプラ3の上から2番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ5は、-π/8の位相変化を生じさせるものとする。これにより、2×4MMIカプラ2の上から1番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここではπ/8から2×4MMIカプラ2の上から2番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは-π/8を引いた値が、π/4になるようにすることができる。つまり、2つの位相シフタ5、5Aによる位相変化量をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。また、2つの位相シフタ6、6Aの一方、即ち、2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルと2×2MMIカプラ4の上から1番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ6は、-π/8の位相変化を生じさせるものとする。また、2つの第2位相シフタ6、6Aの他方、即ち、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルと2×2MMIカプラ4の上から2番目の入力チャネルとの間に設けられる位相シフタ6Aは、π/8の位相変化を生じさせるものとする。これにより、2×4MMIカプラ2の上から4番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここではπ/8から2×4MMIカプラ2の上から3番目の出力チャネルから出力される光信号の位相シフト量ここでは-π/8を引いた値が、π/4になるようにすることができる。つまり、2つの位相シフタ6、6Aによる位相変化量をこのように設定することで位相整合条件を満たすようにすることができる。このように構成した場合も、上述の実施形態の場合と同様に、図3、図5、図6に示すような特性を有する90度ハイブリッドを実現することができる。このように、位相シフタ位相制御領域を設ける場所、位相シフタによる位相シフト量は、位相整合条件を満たす範囲内で自由に設定することができる。つまり、図3、図5、図6に示すような特性を有する90度ハイブリッドを実現するための構成は、上述の実施形態のものに限られるものではない。また、本90度ハイブリッド1は、2×2光カプラ3、4が接続されている一対の第1出力チャネルの一方及び一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えるものとして構成すれば良い。つまり、上述の実施形態及び変形例では、2×2光カプラ3、4が接続されている2対の出力チャネルの両方に位相制御領域5、6を設けた場合を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。例えば、2×4MMIカプラ多モード干渉カプラ2の構成を工夫することで例えばテーパ形状にすることで、2×4MMIカプラ2を位相制御領域としての機能を有するものとし、いずれか一対の出力チャネルに位相制御領域を設けないようにしても良い。このため、2×2光カプラ3、4が接続されている2対の出力チャネルのうち、少なくとも一対の出力チャネルの一方又は両方に位相制御領域を設ければ良い。この場合、位相制御領域は、一対の第1光信号間の位相差及び一対の第2光信号間の位相差の一方がπ/2sπsは整数になるように位相を制御する領域である。また、多モード干渉カプラは、一対の第1光信号間の位相差及び一対の第2光信号間の位相差の他方がπ/2pπpは整数になっている。また、上述の実施形態では、QPSK信号を復調するための90度ハイブリッド1を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではない。つまり、上述の90度ハイブリッドによって得られた光強度情報をデジタル信号処理することで例えば複素表面上で電界情報をトラックすることで、MPSK信号やQAM信号などの他の位相変調信号や強度変調信号を復調することができる。このため、上述の90度ハイブリッドは、位相変調信号や強度変調信号を復調するために広く用いることができるものである。[第2実施形態]次に、第2実施形態にかかる光受信機、光送受信機、光受信方法について、図9を参照しながら説明する。本実施形態にかかる光受信機は、図9に示すように、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1[QPSK信号用90度ハイブリッド;図1A参照]を含むコヒーレント光受信機20である。このコヒーレント光受信機20は、90度ハイブリッド1によって識別される光信号を電気信号に変換し、信号処理を行なうようになっている。このため、本光受信機20は、図9に示すように、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1と、フォトダイオード光電変換部21A、21Bと、トランスインピーダンスアンプTIA;Transimpedanceamplifier22A、22Bと、AD変換回路AD変換部;ADC;AnalogDigitalConverter23A、23Bと、デジタル演算回路デジタル演算部;DigitalElectricCircuit24とを備える。ここで、光ハイブリッド回路1は、QPSK信号光を同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換するMMIカプラ2と、第1光信号を45度位相関係にある一対の第3光信号に変換する光カプラ3と、第2光信号を135度位相関係にある一対の第4光信号に変換する光カプラ4とを備える[図1A参照]。ここでは、MMIカプラ2は2×4MMIカプラ又は4×4MMIカプラである。また、光カプラ3、4は2×2MMIカプラである。そして、光ハイブリッド回路1は光半導体素子によって構成される。本実施形態では、図9に示すように、光ハイブリッド回路1の2×4MMIカプラ2又は4×4MMIカプラの入力側の一のチャネルにQPSK信号光が入力され、2×4MMIカプラ2又は4×4MMIカプラの入力側の他のチャネルにLO光が入力されるようになっている。つまり、光ハイブリッド回路1の2×4MMIカプラ2又は4×4MMIカプラの入力側の一のチャネルは、QPSK信号光を入力するためのチャネルである。また、光ハイブリッド回路1の2×4MMIカプラ2又は4×4MMIカプラの入力側の他のチャネルは、LO光を入力するためのチャネルである。このため、本光受信機20は、さらに、光ハイブリッド回路1の2×4MMIカプラ2又は4×4MMIカプラの入力側の他のチャネルにLO光を入力するための局部発振光発生部LO光源25を備える。そして、光ハイブリッド回路1にQPSK信号光QPSK信号パルスとこれに時間的に同期したLO光が入力されると、QPSK信号光とLO光との相対位相差Δρに応じて、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。このため、各フォトダイオード21A、21Bへの入力状態も異なる。ここでは、相対位相差Δρが0、π、-π/2、π/2の場合に、光ハイブリッド回路1の出力強度比は、それぞれ、0:2:1:1、2:0:1:1、1:1:0:2、1:1:2:0となる。フォトダイオード21A、21Bは、光ハイブリッド回路1の多モード干渉カプラ2及び光カプラ3、4のそれぞれから出力される一対の光信号をアナログ電気信号アナログ電流信号に光電変換するフォトダイオードである。ここでは、光電変換及び信号復調のために、光ハイブリッド回路1の後段にバランスドフォトダイオードBPD21A、21Bが設けられている。ここで、BPD21A、21Bは、2つのフォトダイオードPDを備え、一方のPDのみに光信号が入力された場合は1に相当する電流が流れ、他方のPDのみに光信号が入力された場合は-1に相当する電流が流れ、両方のPDに同時に光信号が入力された場合は電流が流れない。このため、相対位相差Δψに応じて、異なる出力強度比の光信号が、光ハイブリッド回路1から2つのBPD21A、21Bへ入力されると、2つのBPD21A、21Bから異なるパターンの電気信号が出力されることになる。つまり、2つのBPD21A、21Bによって、QPSK信号光における位相情報が識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。具体的には、光ハイブリッド回路1の出力側の1番目及び2番目のチャネルに第1BPD21Aが接続されている。つまり、位相が180度ずれた一対の第3光信号I成分;同相信号が出力される光ハイブリッド回路1の1番目及び2番目のチャネルに第1BPD21Aが接続されている。また、光ハイブリッド回路1の出力側の3番目及び4番目のチャネルに第2BPD21Bが接続されている。つまり、一対の第3光信号に対して位相が90度ずれた一対の第4光信号Q成分;直交信号にある一対の第4光信号が出力される光ハイブリッド回路1の3番目及び4番目のチャネルに第2BPD21Bが接続されている。トランスインピーダンスアンプ22A、22Bは、フォトダイオード21A、21BとAD変換回路23A、23Bとの間に設けられている。つまり、トランスインピーダンスアンプ22A、22Bは、フォトダイオード21A、21B及びAD変換回路23A、23Bに接続されている。そして、トランスインピーダンスアンプ22A、22Bによって、フォトダイオード21A、21Bから出力されるアナログ電流信号がアナログ電圧信号アナログ電気信号に変換されるようになっている。AD変換回路23A、23Bは、フォトダイオード21A、21Bから出力され、トランスインピーダンスアンプ22A、22Bによって変換されたアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するAD変換回路である。つまり、AD変換回路23A、23Bは、トランスインピーダンスアンプ22A、22Bから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するようになっている。デジタル演算回路24は、AD変換回路23A、23Bから出力されるデジタル電気信号を用いて、受信信号光の情報を推定するための演算処理を実行するデジタル演算回路デジタル信号処理回路である。本光受信機20は、上述のように構成されるため、以下のようにして光信号を受信することになる光受信方法。つまり、まず、光ハイブリッド回路1の多モード干渉カプラ22×4MMIカプラ又は4×4MMIカプラを用いて、QPSK信号光多値変調信号光を同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換する。次いで、多モード干渉カプラ2の一対の第1出力チャネルの一方及び一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域5、6によって、一対の第1光信号及び一対の第2光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御する。ここでは、2×4MMIカプラ2の一対の第1出力チャネルの一方に設けられた位相制御領域5によって、一対の第1光信号間の位相差を制御するとともに、2×4MMIカプラ2の一対の第2出力チャネルの一方に設けられた位相制御領域6によって、一対の第2光信号間の位相差を制御する。次に、光カプラ385:15の分岐比を有する2×2MMIカプラを用いて、一対の第1光信号を45度位相関係にある一対の第3光信号に変換する。また、第2光カプラ4ここでは85:15の分岐比を有する2×2MMIカプラを用いて、一対の第2光信号を135度位相関係にある一対の第4光信号に変換する。そして、一対の第3光信号と、一対の第4光信号とを受信する。なお、光ハイブリッド回路1の詳細については、上述の第1実施形態と同様であるから、ここではその説明を省略する。したがって、本実施形態にかかる光受信機及び光受信方法によれば、光ハイブリッド回路1においてI成分とQ成分との間で損失を等しくすることができるため、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることができるという利点がある。つまり、本実施形態では、光ハイブリッド回路1においてI成分とQ成分との間の損失バランスが保たれるため、2つのBPD21A、21Bに流れる電流量のバランスも保たれる。このため、2つのBPD21A、21Bによって、QPSK信号光における位相情報が正確に識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。これにより、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることができる。特に、本光受信機及び光受信方法によれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性動作波長の広帯域性を有し、小型化及びモノリシック集積化に適したものを実現できるという利点がある。このように、本光受信機及び光受信方法によれば、I成分とQ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する特にCバンド全域で動作するものを実現することが可能となる。なお、上述の実施形態では、光受信機20を例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路1が、MMIカプラ2と光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備える光半導体素子によって構成されているが、これに限られるものではない。例えば、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオードここではBPD21A、21Bが集積されていても良い。つまり、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6と、フォトダイオードここではBPD21A、21Bとが一体に集積されていても良い。また、上述の第1実施形態の変形例[例えば図7A、図8など参照]は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。[第3実施形態]次に、第3実施形態にかかる光ハイブリッド回路について、図10を参照しながら説明する。本実施形態にかかる光ハイブリッド回路は、上述の第1実施形態のものがQPSK信号光多値変調信号光及びLO光が時間的に同期させて入力されるようになっているのに対し、差分四位相偏移変調DQPSK信号光差分多値変調信号光;差分四位相偏移変調信号光が入力されるようになっている点で異なる。つまり、本実施形態では、光ハイブリッド回路として、光伝送システムにおいてDQPSK信号の位相変調情報を識別するために用いられる90度ハイブリッドを例に挙げて説明する。図10に示すように、本光ハイブリッド回路1Aは、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1の構成[図1A参照]に加え、光遅延回路26と、入力側に1つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有する1×2光カプラ第3光カプラ27と、位相制御領域28とを備える。つまり、本光ハイブリッド回路1Aは、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1に含まれる2×4MMIカプラ2の前段前端部に光遅延回路26を介して1×2光カプラ27が縦続接続され、1×2光カプラ27と2×4MMIカプラ2との間に位相制御領域28を備える構造になっている。なお、上述の第1実施形態と同様に、光ハイブリッド回路1Aは、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備える光半導体素子によって構成されている。また、図10では、上述の第1実施形態[図1A参照]と同一のものには同一の符号を付している。ここで、光遅延回路26は、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1に含まれる2×4MMIカプラ2の入力側の一のチャネルに接続されている。1×2光カプラ27は、光遅延回路26及び2×4MMIカプラ2の入力側の他のチャネルに接続されている。ここでは、1×2光カプラ27は1×2MMIカプラである。具体的には、2×4MMIカプラ2の一の入力チャネルと1×2MMIカプラ27の一の出力チャネルとを接続する一の光導波路の長さを、2×4MMIカプラ2の他の入力チャネルと1×2MMIカプラ27の他の出力チャネルとを接続する他の光導波路の長さよりも長くしている。つまり、2×4MMIカプラ2の2つの入力ポートと1×2MMIカプラ27の2つの出力ポートとを接続する2つの光導波路アームの長さ光路長に差が設けられている。ここでは、一の光導波路の長さを長くして、DQPSK信号パルスの1ビットの遅延に相当する光路長差を設けている。このため、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1に含まれる2×4MMIカプラ2の一の入力チャネルに接続された一の光導波路が光遅延回路26である。位相制御領域28は、上述の第1実施形態の光ハイブリッド回路1に含まれる2×4MMIカプラ2の入力側の他のチャネルに接続されており、-π/4tπtは整数の位相変化を生じさせるものである。ここでは、位相制御領域28に位相シフタが設けられている。この位相シフタ28による位相変化量θLは-π/4radianである。このように遅延干渉計の内部に-π/4radianの位相変化を生じさせる位相シフタ28が設けられている。ここで、位相シフタ28としては、光路長を変化させることで位相を変化させる位相シフタ、又は、導波路屈折率を変化させることで位相を変化させる位相シフタを用いれば良い。例えば、位相シフタ28として、遅延導波路や導波路幅を変化させたバタフライ型テーパ導波路を設ければ良い。また、例えば、電極を設けて電流注入又は電圧印加による位相制御を行なうようにしても良いし、ヒータ電極を設けて熱印加による位相制御を行なうようにしても良い。そして、1×2MMIカプラ27の入力側のチャネルに、DQPSK信号光が入力されるようになっている。このため、1×2MMIカプラ27の入力側のチャネルは、DQPSK信号光を入力するための入力チャネルである。DQPSK信号光パルスは、1×2MMIカプラ27を経由して2つの経路に分けられ、一方のDQPSK信号光は光遅延回路26によって1ビット遅延された後、2つのDQPSK信号光が時間的に同期して2×4MMIカプラ2に入力されることになる。ここでは、他方のDQPSK信号光に位相シフタ28によって-π/4radianの位相変化を生じさせることで、動作点が、図11中、符号Xで示す動作点から符号Yで示す動作点になるようにして、符号Yで示す最適動作点に合わせるようにしている。そして、上述の第1実施形態と同様の2×4MMIカプラ2以降の回路構成によって、それぞれ異なる分岐比を有する出力形態が得られる。したがって、本光ハイブリッド回路1Aも、上述の第1実施形態の場合と同様に、90度ハイブリッドとして機能する。なお、その他の詳細は、上述の第1実施形態と同様であるから、ここではその説明を省略する。ここで、上述の第1実施形態のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、QPSK信号光及びLO光を、相対位相差Δρを有する2つのDQPSK信号光に読み替えて適用すれば良い。したがって、本実施形態にかかる光ハイブリッド回路1Aによれば、上述の第1実施形態の場合と同様に、I成分とQ成分との間で損失を等しくすることができるという利点がある。このため、この光ハイブリッド回路1Aを用いた光受信機では、I成分とQ成分とを同等の効率で受信することが可能となる。特に、本光ハイブリッド回路1Aによれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性動作波長の広帯域性を有し、小型化及びモノリシック集積化に適した90度ハイブリッドを実現できるという利点がある。このように、本光ハイブリッド回路1Aによれば、I成分とQ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する特にCバンド全域で動作する90度ハイブリッドを実現することが可能となる。さらに、現在光受信機や検波システム等に用いられている90度ハイブリッドとの互換性にも優れており、コストパフォーマンスの面でも好ましい。なお、上述の実施形態では、2×4MMIカプラ2の前段に設けられる1×2光カプラ27として1×2MMIカプラを用いているが、これに限られるものではない。例えば、1×2MMIカプラの代わりに、Y分岐カプラ、2×2MMIカプラ、2×2方向性結合器などを用いることもでき、この場合も上述の実施形態の場合と同様に90度ハイブリッド動作を得ることができる。また、上述の実施形態では、上述の第1実施形態及び変形例と同様に、光ハイブリッド回路1Aが、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備える光半導体素子を含むものとして構成されているが、これに限られるものではない。例えば、光ハイブリッド回路1Aが、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6と、光遅延回路26と、1×2光カプラ27と、他の位相制御領域28とを備える光半導体素子によって構成されていても良い。また、上述の第1実施形態の変形例[例えば図7A、図8など参照]は、本実施形態のものにも同様に適用することができる。[第4実施形態]次に、第4実施形態にかかる光受信機、光送受信機、光受信方法について、図12を参照しながら説明する。本実施形態にかかる光受信機は、図12に示すように、上述の第3実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路1ADQPSK信号用90度ハイブリッド;図10参照を含む光受信機である。この光受信機20Aは、90度ハイブリッド1Aによって識別される光信号を電気信号に変換し、デジタル信号処理を行なうようになっている。このため、本光受信機20Aは、上述の第3実施形態及びその変形例の光ハイブリッド回路1Aと、フォトダイオード光電変換部21A、21Bと、トランスインピーダンスアンプTIA22A、22Bと、AD変換回路AD変換部23A、23Bと、デジタル演算回路デジタル演算部24とを備える。なお、光ハイブリッド回路1Aの詳細については、上述の第3実施形態及びその変形例図10参照と同様であるから、ここではその説明を省略する。また、フォトダイオード21A、21B、トランスインピーダンスアンプ22A、22B、AD変換回路23A、23B、デジタル演算回路24の構成及び光受信方法については、上述の第2実施形態及びその変形例図9参照と同様であるから、ここではその説明を省略する。但し、本光受信機20Aには局部発振光発生部は存在しない。ここで、上述の第2実施形態及びその変形例のものを本実施形態のものに適用するにあたっては、QPSK信号光及びLO光を、相対位相差Δρを有する2つのDQPSK信号光に読み替えて適用すれば良い。なお、図12では、上述の第2実施形態図9参照及び第3実施形態図10参照及び変形例のものと同一のものには同一の符号を付している。したがって、本実施形態にかかる光受信機及び光受信方法によれば、上述の第2実施形態の場合と同様に、光ハイブリッド回路1AにおいてI成分とQ成分との間で損失を等しくすることができるため、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることができるという利点がある。つまり、本実施形態では、光ハイブリッド回路1AにおいてI成分とQ成分との間の損失バランスが保たれるため、2つのBPD21A、21Bに流れる電流量のバランスも保たれる。このため、2つのBPD21A、21Bによって、QPSK信号光における位相情報が正確に識別され、それぞれ異なるパターンの電気信号に変換されることになる。これにより、I成分とQ成分との間で受信効率を等しくすることができる。特に、本光受信機及び光受信方法によれば、広波長帯域幅で低波長依存性、低位相ズレ特性動作波長の広帯域性を有し、小型化及びモノリシック集積化に適したものを実現できるという利点がある。このように、本光受信機及び光受信方法によれば、I成分とQ成分との間の損失バランスに優れ、広波長帯域で動作する特にCバンド全域で動作するものを実現することが可能となる。なお、上述の実施形態では、光受信機20Aを例に挙げて説明しているが、これに限られるものではなく、上述の第2実施形態の変形例と同様に、上述の実施形態の光受信機の構成を備えるものとして光送受信機を構成することもできる。また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路1Aが、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備える光半導体素子によって構成されることになるが第2実施形態参照、これに限られるものではない。例えば、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6とを備える光半導体素子に、さらに、フォトダイオードここではBPD21A、21Bが集積されていても良い。つまり、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6と、フォトダイオードここではBPD21A、21Bとが一体に集積されていても良い。また、上述の実施形態では、光ハイブリッド回路1Aが、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6と、光遅延回路26と、1×2光カプラ27と、他の位相制御領域28とを含む光半導体素子によって構成されることになるが、これに限られるものではない。例えば、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6と、光遅延回路26と、1×2光カプラ27と、他の位相制御領域28とを含む光半導体素子に、さらに、フォトダイオードここではBPD21A、21Bが集積されていても良い。つまり、MMIカプラ2と、光カプラ3、4と、位相制御領域5、6と、光遅延回路26と、1×2光カプラ27と、他の位相制御領域28と、フォトダイオードここではBPD21A、21Bとが一体に集積されていても良い。[その他]なお、本発明は、上述した各実施形態及び変形例に記載した構成に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々変形することが可能である。以下、上述の各実施形態及び変形例に関し、更に、付記を開示する。付記1幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有し、前記第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換する第1光カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、前記第1光カプラと同じ分岐比を有し、前記第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換する第2光カプラと、前記一対の第1出力チャネルの一方及び前記一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備えることを特徴とする、光ハイブリッド回路。付記2前記位相制御領域として、前記一対の第1出力チャネルの一方に設けられた第1位相制御領域と、前記一対の第2出力チャネルの一方に設けられた第2位相制御領域とを備えることを特徴とする、付記1に記載の光ハイブリッド回路。付記3前記第1位相制御領域は、前記一対の第1光信号間の位相差がπ/2sπsは整数になるように位相を制御する領域であり、前記第2位相制御領域は、前記一対の第2光信号間の位相差がπ/2pπpは整数になるように位相を制御する領域であることを特徴とする、付記2に記載の光ハイブリッド回路。付記4前記位相制御領域は、前記一対の第1光信号間の位相差及び前記一対の第2光信号間の位相差の一方がπ/2sπsは整数になるように位相を制御する領域であり、前記多モード干渉カプラは、前記一対の第1光信号間の位相差及び前記一対の第2光信号間の位相差の他方がπ/2pπpは整数になることを特徴とする、付記1に記載の光ハイブリッド回路。付記5前記多モード干渉カプラは、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に4つのチャネルを有する多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記1~4のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。付記6前記多モード干渉カプラは、対モード干渉に基づく多モード干渉カプラであることを特徴とする、付記5記載の光ハイブリッド回路。付記7前記多モード干渉カプラは、入力側に4つのチャネルを有し、出力側に4つのチャネルを有する多モード干渉カプラであり、前記入力側の4つのチャネルのうち幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた2つのチャネルが光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記1~4のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。付記8前記第1光カプラ及び前記第2光カプラは、多モード干渉カプラ又は方向性結合器であることを特徴とする、付記1~7のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。付記9前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記1~8のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。付記10前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に1つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有する第3光カプラと、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、-π/4tπtは整数の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを備え、前記第3光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記1~8のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。付記11前記多モード干渉カプラと、前記第1光カプラと、前記第2光カプラと、前記位相制御領域とを備え、導波路構造を有する光半導体素子によって構成されることを特徴とする、付記1~10のいずれか1項に記載の光ハイブリッド回路。付記12幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備え、多値変調信号光を、同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換する多モード干渉カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有し、前記第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換する第1光カプラと、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、前記第1光カプラと同じ分岐比を有し、前記第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換する第2光カプラと、前記一対の第1出力チャネルの一方及び前記一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に位相制御領域を備える光ハイブリッド回路と、前記第1光カプラから出力される前記第3光信号及び前記第2光カプラから出力される前記第4光信号を、アナログ電気信号に変換するフォトダイオードと、前記フォトダイオードから出力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するAD変換回路と、前記AD変換回路から出力されるデジタル電気信号を用いて演算処理を実行するデジタル演算回路とを備えることを特徴とする光受信機。付記13前記フォトダイオードに接続されるトランスインピーダンスアンプを備え、前記AD変換回路は、前記フォトダイオードから出力され、前記トランスインピーダンスアンプを介して入力されるアナログ電気信号をデジタル電気信号に変換するように構成されることを特徴とする、付記12に記載の光受信機。付記14前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルが、多値変調信号光を入力するための入力チャネルであり、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルが、局部発振光を入力するための入力チャネルであり、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに局部発振光を入力するための局部発振光発生部を備えることを特徴とする、付記12又は13に記載の光受信機。付記15前記光ハイブリッド回路が、前記多モード干渉カプラの入力側の一のチャネルに接続された光遅延回路と、前記光遅延回路及び前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに接続され、入力側に1つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有する第3光カプラと、前記多モード干渉カプラの入力側の他のチャネルに設けられ、-π/4tπtは整数の位相変化を生じさせる他の位相制御領域とを含み、前記第3光カプラの入力側のチャネルが、差分多値変調信号光を入力するための入力チャネルであることを特徴とする、付記12又は13に記載の光受信機。付記16前記光ハイブリッド回路が、前記多モード干渉カプラと、前記第1光カプラと、前記第2光カプラと、前記位相制御領域とを備える光半導体素子によって構成されることを特徴とする、付記12~15のいずれか1項に記載の光受信機。付記17前記光ハイブリッド回路が、前記多モード干渉カプラと、前記第1光カプラと、前記第2光カプラと、前記位相制御領域と、前記光遅延回路と、前記第3光カプラと、前記他の位相制御領域とを備える光半導体素子によって構成されることを特徴とする、付記15に記載の光受信機。付記18前記光半導体素子に、さらに前記フォトダイオードが集積されていることを特徴とする、付記16又は17に記載の光受信機。付記19付記12~18のいずれか1項に記載の光受信機の構成を備えることを特徴とする光送受信機。付記20幅方向中心位置に対して対称な位置に設けられた一対の入力チャネルと、同相関係にある一対の第1光信号を出力するための隣接する一対の第1出力チャネルと、同相関係にある一対の第2光信号を出力するための隣接する一対の第2出力チャネルとを備える多モード干渉カプラを用いて、多値変調信号光を同相関係にある一対の第1光信号及び同相関係にある一対の第2光信号に変換し、前記一対の第1出力チャネルの一方及び前記一対の第2出力チャネルの一方の少なくとも一方に設けられた位相制御領域によって、前記一対の第1光信号及び前記一対の第2光信号の少なくとも一方の一対の光信号間の位相差を制御し、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの一方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、85:15又は15:85の分岐比を有する第1光カプラを用いて、前記一対の第1光信号を45度位相関係又は135度位相関係にある一対の第3光信号に変換し、前記第1出力チャネル及び前記第2出力チャネルの他方に接続されており、入力側に2つのチャネルを有し、出力側に2つのチャネルを有し、前記第1光カプラと同じ分岐比を有する第2光カプラを用いて、前記一対の第2光信号を135度位相関係又は45度位相関係にある一対の第4光信号に変換し、前記一対の第3光信号及び前記一対の第4光信号とを受信することを特徴とする光受信方法。"