"3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を3相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、前記モータの磁極位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成するPWM信号生成手段と、前記電流検出素子に発生した信号と前記PWM信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段とを備え、前記PWM信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記PWM信号の搬送波周期内における4点のタイミングで、2相の電流をそれぞれ2回検出できるように3相のPWM信号パターンを生成し、更に、前記2相のそれぞれについて、2回検出した電流値の差を電流微分値として出力する電流微分手段と、前記電流微分値に基づいて、前記モータの磁極位置を推定する磁極位置推定手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、3相のPWM信号のうち1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティを増減させ、他の1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることを特徴とする請求項1記載のモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、前記各相の基準を、搬送波の振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定することを特徴とする請求項2記載のモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、三角波を搬送波として使用し、前記三角波の振幅が増加する区間を第1区間とし、振幅が減少する区間を第2区間とすると、3相のPWM信号のうち1相については、三角波振幅とPWM指令との大小関係を比較してPWM信号を出力するための比較条件を、前記第1及び第2区間を通じて一定とし、他の2相については、前記第1区間における比較条件が互いに異なると共に、前記第2区間における前記比較条件は、前記第1区間における各相の比較条件を反転させ、前記他の2相については、設定されたそれぞれのデューティの2倍値と、前記搬送波振幅の最大値とを比較し、前記他の2相のうち一方は、前記デューティの2倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第1及び第2区間の何れか一方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、他方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記デューティの2倍値に設定し、前記デューティの2倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記最大値の2倍から前記デューティの2倍値を減じた値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記最大値に設定し、前記他の2相のうち他方は、前記デューティの2倍値が前記最大値よりも小さい場合は、前記第1及び第2区間の何れか一方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記デューティの2倍値に設定すると共に、他方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記最大値に設定し、前記デューティの2倍値が前記最大値よりも大きい場合は、前記一方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記最大値に設定すると共に、前記他方の区間で出力されるPWM信号のデューティを前記最大値の2倍から前記デューティの2倍値を減じた値に設定するようにデューティ変換を行うことを特徴とする請求項1ないし3の何れかに記載のモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、3相のPWM信号のうち1相については、三角波を搬送波として使用し、他の1相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波を搬送波として使用し、残りの1相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波を搬送波として使用し、前記各相の基準を、各搬送波振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定することを特徴とする請求項1ないし3の何れかに記載のモータ制御装置前記PWM信号生成手段は、前記PWM信号の搬送波周波数が高くなるのに応じて、前記3相のPWM信号パターンのデューティを一律に増加させることを特徴とする請求項1ないし5の何れかに記載のモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、前記モータの回転速度が上昇するのに応じて、前記3相のPWM信号パターンのデューティを一律に減少させることを特徴とする請求項1ないし6の何れかに記載のモータ制御装置。前記磁極位置推定手段を第1磁極位置推定手段として、前記モータの巻線に発生する誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記誘起電圧に基づいて前記モータの磁極位置を推定する第2磁極位置推定手段と、前記モータの回転速度が所定の閾値を超えるまでは、前記第1磁極位置推定手段により推定された第1磁極位置を用いて前記モータの駆動制御を行い、前記モータの回転速度が前記所定の閾値を超えると、前記第1磁極位置と、前記第2磁極位置推定手段により推定された第2磁極位置とを所定比率で合成して得られる第3磁極位置を用いて前記モータの駆動制御を行い、前記閾値を超えた以降の回転速度の上昇に応じて、前記第2磁極位置の合成比率を上昇させる磁極位置合成手段とを備え、前記PWM信号生成手段は、前記モータの回転速度が前記所定の閾値を超えると、前記3相のPWM信号パターンのデューティを一律に減少させることを特徴とする請求項7記載のモータ制御装置。インバータ出力に含まれる高周波成分、あるいはキャリア周波数成分の高周波電流を利用して磁極位置を推定する方法は、高周波電圧によって流れる高周波電流がインバータ出力の基本波成分の電圧に対して外乱となるが、キャリア周波数はモータの回転速度に対して十分に大きいことからトルクに対する外乱とはならず、また、磁極位置推定においては電流帰還値にローパスフィルタを付加する等の必要がなく、制御システムとしての応答性が良好となる利点がある。しかしながら、実用化の観点から考えると、高周波電流の大きさはモータのパラメータに依存して決まるため、その影響は使用するモータに応じて異なり、様々なシステムに対して汎用的に適用することが困難である。そこで、PWM制御における搬送波周期内で、2相の電流の高周波成分を確実に検出できるように3相のPWM信号パターンを生成可能なモータ制御装置を提供する。実施形態によれば、3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を3相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、PWM信号生成手段は、モータの磁極位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成する。そして、電流検出手段が、電流検出素子に発生した信号とPWM信号パターンとに基づいてモータの相電流を検出すると、PWM信号生成手段は、電流検出手段が、PWM信号の搬送波周期内における4点のタイミングで、2相の電流をそれぞれ2回検出できるように3相のPWM信号パターンを生成する。更に、電流微分手段が、前記2相のそれぞれについて、2回検出した電流値の差を電流微分値として出力すると、磁極位置推定手段は、その電流微分値に基づいてモータの磁極位置を推定する。第1実施形態以下、第1実施形態について図1ないし図9を参照して説明する。図1は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。速度制御部21は、外部より与えられる速度指令値ω_refと、後述する磁極位置推定部27より推定されたモータ6の速度ωとの差分について、比例積分PI或いは比例積分微分PID制御を行うことで電流指令値Id_ref,Iq_refを生成すると、それらを電流制御部22に出力する。尚、d軸の電流指令値Id_refについては、モータ6がブラシレスDCモータ等の永久磁石モータであり、全界磁運転を行う場合はゼロに設定される。電流制御部22は、上記電流指令値と後述する3相→dq座標変換部26より与えられるd軸電流Id,q軸電流Iqとの差分について、速度制御部21と同様にPI或いはPID制御を行うことで電圧指令値Vd,Vqを生成すると、それらをdq→3相座標変換部23に出力する。dq→3相座標変換部23は、磁極位置推定部より推定されたモータ6の磁極位置θestによりd軸,q軸電圧指令値Vd,Vqを3相電圧指令値Vu,Vv,Vwに変換すると、それらをゲート駆動部24に出力する。ゲート駆動部24は、3相電圧指令値Vu,Vv,Vwに基づいて3相のPWM信号を生成し、インバータ回路3を構成する各相スイッチング素子;FET5U±,5V±,5W±図7参照にゲート駆動信号を出力する。尚、ゲート駆動部24の内部構成については後述する。インバータ回路3には、交流電源を整流平滑して生成される直流電源1が供給されており、上記ゲート駆動信号が与えられることでモータ6を駆動する。直流電流検出器4は、インバータ回路3の直流部,例えば負側母線に挿入されており、インバータ回路3に流れる直流電流検出信号を相電流検出部7に出力する。相電流検出部7は、ゲート駆動部24よりPWMキャリアの搬送波周期に同期した電流検出タイミング信号が与えられており、その検出タイミング信号に基づいて、各相電流を1搬送波周期内に2回検出し、検出電流値Iu,v,w1,Iu,v,w2を電流微分部電流微分手段25に出力し、検出電流値Iu,v,w2を3相→dq座標変換部26に出力する。電流微分部25は、各相毎に検出電流値I2,I1の差分をとり、それらの差分値電流微分値,高周波電流値を磁極位置推定部27に出力する。磁極位置推定部27は、各相毎の電流差分値を演算することで磁極位置θest及び速度ωestを推定し、各部に出力する。また、3相→dq座標変換部26は、上記磁極位置θestにより検出電流値I2をd,q軸電流Id,Iqに変換し、電流制御部22に出力する。ここで、本実施形態における磁極位置推定方法,及びその前提となる電流検出方法の概要を、図4ないし図6を参照して説明する。例えば3相PWM信号の各デューティが一律50である場合、一般的な三角波比較法によるデューティ生成では、図4bに示すような3相のデューティパルスが得られる。各相パルスの発生基準位相及びデューティが増減する方向が揃っているので、インバータ回路3では全相オン又は全相オフ状態に対応する。この場合、全区間PWM制御周期の当該1周期においてモータ6の各相端子間には電圧が印加されず、各相電流はゼロである図4c,d参照。一方、本実施形態では、図5に示すように、ゲート駆動部24の内部において、各相デューティパルスの発生位相が図4とは異なるようにパルスを生成する。これは、PWM制御の1周期内で、2相の電流のそれぞれついて2回電流を検出することを可能とするためである。図5aではPWMキャリアとして三角波を示しており、当該三角波のボトムを周期の中心位相としている。尚、中心位相がピークとなる三角波、すなわち波形が逆相の三角波を用いても良い。そして、U相パルスについては、前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、図中両側遅れ側,進み側に延びるようにデューティパルスを生成する。また、V,W相パルスについては、同じく前記中心位相を基準位相として、パルス幅を増加させる場合は、それぞれ図中右側進み側,左側遅れ側に延びるようにデューティパルスを生成する図5b参照。この場合、モータ6の各相端子間の電圧を考えると、図5に示す1周期内は、4つの区間1~4に分けられる図中では丸数字で示す。区間1ではW相のみがオンであるため、W→UV相間に直流電圧VDCが印加され、W相電流はモータ6のインダクタンスによる傾きで増加する。この時、U,V相端子には負電圧が印加されるのでU相電流,V相電流は減少する。次に区間2ではU,W相がオンしているため、UW→V間相に直流電圧VDCが印加される。この区間ではU相電流とW相電流が増加し、V相電流が減少する。そして、区間1~4の合計として、各相電流の増加減少の結果、3相とも平均電流はゼロとなり、図4に示すPWMパターンと同様のモータ電流となる。違いは、各相にキャリア周波数のリップルが生じる点である。つまり、3相PWMのデューティパルスの発生位相を図5に示すようにシフトすることで、3相電流の平均値は変えずにキャリア周波数の高周波電流振幅を変化させることができる。次に、インバータ回路3の直流部に配置された直流電流検出器4から3相のモータ電流を検出する方法について説明する。直流電流検出器4に流れる電流は各相のON状態によって変化する。それらの一覧を図6に示す。つまり図5に示すPWMパターンの場合、V相及びW相電流が正,負それぞれの極性となって流れることになる。そして、これらの区間のうち少なくとも2相の電流を検出すれば、残りの1相を合計値がゼロとなる演算から求めて3相の電流値を検出できる。本実施形態では、基準キャリア三角波のボトムを中心に、その両側におけるON/OFF状態、つまり区間2,3においてV相,W相の電流を検出する。この場合、区間2のどこか1点で電流値をサンプリングすれば負極性のW相電流を検出できるが、本実施形態では、モータ6の磁極位置を検出するために電流の微分値差分値を求めるので、区間2の始点及び終点付近の2点でサンプリングを行う。そして、2点でサンプリングした電流値の差分をW相電流微分値とする。同様に、区間3についても始点,終点でサンプリングした値の差分値でV相電流微分値を求める。次に、図5に示すパターンでPWMデューティパルスを発生させるための構成について図7ないし図9を参照して説明する。図7は、図1に示したモータ制御装置の構成を、インバータ回路3及びゲート駆動部24を中心に詳細を示す機能ブロック図である。直流電源部1には、正側母線2a,負側母線2bを介してインバータ回路3が接続されているが、負側母線2b側には、直流電流検出器4として、電流検出素子であるシャント抵抗4Rが挿入されている。インバータ回路3は、例えばNチャネル型のパワーMOSFET5U,V,W,U-,V-,W-を3相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子はモータ6の各相巻線にそれぞれ接続されている。シャント抵抗4Rの端子電圧電流値に対応した信号は電流検出部電流検出手段7により検出され、電流検出部7は、前記端子電圧とインバータ回路3に出力される3相のPWM信号パターンとに基づいてU,V,W各相の電流Iu,Iv,Iwを検出する。電流検出部7が検出した各相電流は、DUTY生成部8に与えられA/D変換されて読み込まれると、モータ6の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のPWM信号を生成するためのデューティU_DUTY,V_DUTY,W_DUTYが決定される。尚、図7において、DUTY生成部8が、電流検出部7が検出した各相電流に基づいて各相デューティを決定する流れは、図1に示した制御の流れを省略したものである。各相デューティU,V,W_DUTYは、PWM信号生成部PWM信号生成手段9に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで3相PWM信号が生成される。また、3相PWM信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路10に出力される。駆動回路10は、与えられたPWM信号に従い、インバータ回路3を構成する6つのパワーMOSFET5U,V,W,U-,V-,W-の各ゲートに、ゲート信号を出力する上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する。図8はPWM信号生成部9の内部構成を示す機能ブロック図,図9はPWM信号生成部9の内部で上アーム側の3相PWM信号U,V,Wのパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。DUTY生成部8より入力された各相デューティU,V,W_DUTYは、DUYT増減部11によって加算値が出力された場合に、加算器12U,12V,12Wを介してデューティが加算されるこの詳細については、第2実施形態で述べる。そして、加算器12U,12V,12Wの出力信号は、パルス生成部13に入力され、U,V,W各相のキャリア搬送波とのレベルが比較された結果、各相のPWM信号U±,V±,W±が生成される。すなわち、本実施形態では、各相毎に異なる波形のキャリアを使用する。図9a~cに示すように、U相キャリアは三角波であり、V相キャリア鋸歯状波は,W相キャリアはV相に対して逆相となる鋸歯状波である。そして、これらの位相は、U相キャリアの振幅レベルが最小となり、V相キャリアの振幅レベルが最小,W相キャリアの振幅レベルが最大となる位相が一致するように出力される。これらのキャリアは、互いに同期してカウント動作を行う3つのカウンタで生成でき、U相はアップダウンカウンタ,V相はアップカウンタ,W相はダウンカウンタとなる。但し、アップダウンカウンタがカウント動作を行う周波数は、その他のカウンタの2倍となる。キャリア周期は、例えば50μsecとする。そして、パルス生成部13では、各相デューティU,V,W_DUTYと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、デューティ>キャリアとなる期間にハイレベルパルスを出力する。その結果、図9dに示すように、U相キャリアの振幅最小位相三角波の谷を基準位相とすると、U相のPWM信号パルスUは、基準位相から遅れ,進みの両方向側に増減するようにパルス幅が変化し、V相のPWM信号パルスVは、基準位相から進み方向側図中右側に増減するようにパルス幅が変化し、W相のPWM信号パルスWは、基準位相から遅れ方向側図中左側に増減するようにパルス幅が変化する。電流検出部7には、PWM信号生成部9から電流検出タイミング信号例えばU相キャリアが与えられており、電流検出タイミング信号に従い2相の電流を検出するタイミングを決定する。1周期内で、V相電流を検出するタイミングTv1,Tv2と、W相電流を検出するタイミングTw1,Tw2とにより4回検出を行う。例えば、U相キャリアの振幅最大位相を基準位相として、ダウンカウントを開始してからカウント値がゼロに達する以前の期間内にタイミングTv1,Tv2を設定し、カウント値がゼロに達してアップカウントに転じた後、カウント値が最大値に達する以前の期間内にタイミングTw1,Tw2を設定する。このように検出タイミングを設定することで、V相電流-Ivの差分値とW相電流-Iwの差分値とを検出できる。尚、電流検出部7が電流検出タイミングを決定するために参照するキャリアは、U相に限らず、V,W相のキャリアであっても良い。また、図3は、埋め込み磁石型永久磁石同期モータにおいて、b本実施形態によるPWM信号パターンを印加した場合の2相の電流微分値と、a位置センサにより検出された前記モータの磁極位置を示している。この図3に示すように、電流微分値は磁極位置θに対して2倍の2θで変化している。電流微分値は、突極性を持つモータについては当該モータの磁極位置を示す情報を含んでいるので、これら2相の電流微分値から磁極位置を算出することができる。この電流微分値から磁極位置を算出する方法は様々あるが、例えば図2に示すような手法で演算できる。図2は、磁極位置推定部27の詳細構成を示す機能ブロック図である。角度演算部Atan28において、各相電流の微分値に基づき次式による演算を行い2倍の角度2θcalを得る。2θcal=tan1[{Iu’-1/2Iv’Iw’}/√3/2Iv’-Iw’]...1次段の減算器29において、角度2θcalと、遅延器30を介して遅延された1演算周期前の演算結果2θcal_1との差分がとられ微分値、更に次段の乗算器31において前記差分は1/2倍される。乗算器31の出力は積算器32において積算され、積算結果はゼロクリア部33に格納される。ゼロクリア部33を介して、上記2倍の角度2θcalの1/2に相当する角度θcalが得られるが、積算値である角度θcalは、角度2θcalの値がゼロを示すタイミングの1回置きでゼロクリアされる。角度θcalは、次段の減算器34において、遅延器35を介して遅延された1演算周期前の最終演算結果θest_1との差分がとられてPI制御部36に入力される。PI制御部36からは推定速度ωestが得られ、推定速度ωestを積分器37において積分することで磁極推定値θestが得られる。以上のように本実施形態によれば、インバータ回路3を構成するMOSFET5U±,V±,W±を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路3の直流母線2b側にシャント抵抗4Rを接続し、PWM信号生成部9が、モータ6の磁極位置θestに追従するように3相のPWM信号パターンを生成する。そして、電流検出部7が、シャント抵抗4Rに発生した信号とPWM信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合、PWM信号生成部9は、電流検出部7が、キャリア周期内における4点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように3相のPWM信号パターンを生成する。そして、電流微分部25は、前記2相のそれぞれについて2回検出した電流値の差を電流微分値として出力し、また、残りの1相の電流についても演算より求めて同様に電流値の差を電流微分値として出力し、磁極位置推定部27は、それらの電流微分値に基づいてモータ6の磁極位置θestを推定するようにした。したがって、モータ6の電気的特性に依存することなく、ゼロ速度を含む極低速領域においても位置センサレス方式により磁極位置θestを精度良く推定することが可能となり、様々なシステムに容易に適用することができる。この場合、PWM信号生成部9は、3相のPWM信号のうち1相第1相については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティを増減させ、他の1相第2相については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの1相第3相については、前記キャリア周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。したがって、相電流検出部7が電流を検出する場合には、第1相と第2相のスイッチング素子が同時にオンしている第1期間と、第1相と第3相のスイッチング素子が同時にオンしている第2期間とに係るように検出タイミングを設定すれば、第1期間では第3相の電流を検出でき、第2期間では第2相の電流を検出できる。そして、PWM信号生成部9は、各相の基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、電流検出部7による電流検出のタイミングも、上記位相に基づいて容易に設定することができる。更に、PWM信号生成部9は、3相のPWM信号のうちU相については三角波をキャリアとして使用し、V相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波をキャリアとして使用し、W相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をキャリアとして使用し、前記各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定するようにした。したがって、各相毎に異なる波形のキャリアを使用することで、各相PWM信号のデューティを増減させる位相方向を変化させることができる。第2実施形態図10は第2実施形態であり、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第2実施形態は、PWM信号生成部9に内蔵されているDUTY増減部11によって3相PWMパターンのデューティを調整する例を示す。本実施形態の推定方式においては、電流微分値が大きくなるほど磁極位置の推定精度が向上し、またS/N比が大きくなる。しかしその一方で、電流微分値が大きくなり過ぎるとPWMキャリア周波数に応じた騒音や電磁ノイズを上昇させることに繋がる。図10に示すように、図5に示したパターンより全相のデューティを一律に減少させると高周波電流振幅電流微分値が減少することになり、このように調整すると、高周波電流振幅は図4,図5に示すケースの中間付近となる。逆に、全相のデューティを一律に増加させると、高周波電流振幅が増加するように調整できる。例えばPWM周波数が15kHz程度を超えると、当該周波数に基づく騒音は人の可聴域においても実際は認識できないレベルとなるため、騒音の影響は減少する傾向となる。したがって、このような周波数領域で制御を行う場合には、磁極位置の推定精度を向上させるため、全相のデューティを一律に増加させるように調整を行うことが好ましい。そこで、DUTY増減部11に対しては、PWMキャリアの周波数情報を与えることで、前記周波数の高低に応じて全相のデューティを一律に増減させるように調整を行うようにする。また、全相のデューティを一律に増減させることに伴い、電流検出部7において電流値を検出するタイミングを調整する必要がある。デューティを増加させた場合には、それに応じて例えばタイミングTv1,Tv2及びタイミングTw1,Tw2の間隔を開くように調整し、すなわち、タイミングTv1をより遅れ側に、タイミングTw2をより進み側とするように調整してS/N比を向上させるようにする。また、上述した全相のデューティを一律に増減する調整は、モータ6の回転速度の高低についても同様に行う。すなわち、回転速度が低い領域では、全相のデューティを一律に増加させた状態にしておきS/N比を向上させ、回転速度が上昇するのに応じて騒音等の影響は相対的に低下するので、例えば最高回転数が5000rpm程度のモータであれば100rpm毎に全相のデューティを段階的に減少させるようにする。この場合、DUTY増減部11に対して推定速度ωestを与えれば良い。また、これらのように全相のデューティを一律に増減させる際には、それに応じて4点の電流検出タイミングを調整する。例えばデューティを加算する場合は、Tv1,Tv2の検出間隔をより広げるように調整すれば良い。以上のように第2実施形態によれば、DUTY増減部11は、PWM信号のキャリア周波数が高くなるのに応じて3相のPWM信号パターンのデューティを一律に増加させるので、キャリア周波数が人の聴覚に与える影響が低下するのに応じて電流検出におけるS/N比を向上させて高周波電流振幅を調整し、磁極位置θestの推定精度を向上させることができる。また、DUTY増減部11は、モータ6の回転速度ωestが上昇するのに応じて3相のPWM信号パターンのデューティを一律に減少させるので、回転速度の高低に応じたデューティを適切に設定して電力損失及び磁気騒音の低減を図ることができる。第3実施形態図11ないし図13は第3実施形態であり、第1実施形態と異なる部分のみ説明する。第3実施形態では、第1実施形態の磁極位置推定部27を第1磁極位置推定部27として、もう1つの第2磁極位置推定部41第2磁極位置推定手段,誘起電圧検出手段を設ける。第2磁極位置推定部41は、d軸電圧Vd,q軸電圧Vq,d軸電流Id,q軸電流Iq及びモータ6巻線のインダクタンスや抵抗値などの電気的特性に基づいて誘起電圧を演算し、その誘起電圧に基づいてモータ6の磁極位置θ2及び回転速度ω2を推定するもので、例えば特許第4751435号公報等に開示されているもの等と同様に周知の構成である。磁極位置合成部磁極位置合成手段42には、第1磁極位置推定部27により推定された磁極位置θ1第1磁極位置及び回転速度ω1と、第2磁極位置推定部41により推定された磁極位置θ2第2磁極位置及び回転速度ω2とが入力されている。また、第2磁極位置推定部41により出力される推定速度ω2は、推定演算に用いるため1演算周期分の遅延時間を付与する遅延器43を介して第2磁極位置推定部41にフィードバックされている。ここで図12は、磁極位置合成部42における磁極位置θ1及び回転速度ω1と、磁極位置θ2及び回転速度ω2と合成の態様を示すもので、横軸がモータ6の回転速度であり、縦軸が磁極位置θ1及び回転速度ω1の合成比率を示している縦軸の合成比率0は、磁極位置θ2及び回転速度ω2の合成比率100を示す。磁極位置合成部42は、回転速度ωa未満の低速領域では磁極位置θ1及び回転速度ω1のみを選択して合成比率100で磁極位置θest第3磁極位置及び回転速度ωestを推定結果として出力する。回転速度の閾値ωaは、誘起電圧方式に基づく第2磁極位置推定部41による推定が可能となる最低値に対応する。そして、回転速度がωa以上になると、合成比率を100から低下させて、その低下させた分だけ第2磁極位置推定部41による磁極位置θ2及び回転速度ω2を合成する比率を上昇させる。回転速度がωbに達すると合成比率は0となり、以降は第2磁極位置推定部41による磁極位置θ2及び回転速度ω2がそのまま磁極位置θest及び回転速度ωestとなるように出力される。また図13は、図12と同様にモータ6の回転速度が変化するのに応じて、PWM信号生成部9におけるDUTY増減部11が、3相のPWMデューティを一律に変化させる,すなわち、高周波電流振幅を変化させる状態を示している。回転速度がωa未満の低速領域では高周波電流振幅を大きく設定して第1磁極位置推定部27による推定精度を向上させる。そして、回転速度がa以上になると、第2磁極位置推定部41による推定結果が比率を漸増させて合成されるので、速度の上昇に応じて高周波電流振幅を漸減させて、電力損失及び磁気騒音の低減を図るようにする。以上のように第3実施形態によれば、第1磁極位置推定部27とは別個に誘起電圧に基づいて磁極位置推定を行う第2磁極位置推定部41を備え、磁極位置合成部42は、回転速度ωa未満の低速領域では磁極位置θ1及び回転速度ω1のみを選択して磁極位置θest及び回転速度ωestを推定結果として出力し、回転速度がωa以上になると合成比率を100から低下させ、その低下させた分だけ第2磁極位置推定部41による磁極位置θ2及び回転速度ω2を合成する比率を上昇させる。回転速度がωbに達すると合成比率を0にして、以降は第2磁極位置推定部41による磁極位置θ2及び回転速度ω2がそのまま磁極位置θest及び回転速度ωestとなるように出力する。すなわち、第2磁極位置推定部41による位置推定が困難である低速領域では、第1磁極位置推定部27による推定結果を用いるようにし、モータ6の回転速度が第2磁極位置推定部41による位置推定が可能となる閾値ωa以上になると、第2磁極位置推定部41による推定結果を合成する比率を向上させる。そして、PWM信号生成部9におけるDUTY増減部11は、回転速度が閾値ωa以上になると3相のPWM信号パターンのデューティを一律に減少させるので、第1磁極位置推定部27による推定結果の合成比率が高い領域では高周波電流振幅を大きくして上記推定の精度を向上させ、第2磁極位置推定部41による推定結果の合成比率が上昇するのに応じて電力損失及び磁気騒音の低減を図ることができる。第4実施形態図14ないし図16は第4実施形態を示す。図14は図2相当図であり、PWM信号生成部9に替わるPWM信号生成部PWM信号生成手段51の構成を示している。PWM信号生成部51は、パルス生成部13に替わるパルス生成部52を備えており、パルス生成部52は、三角波のキャリア1つだけを用いて、第1実施形態と同様に各相のPWM信号パルスをシフトさせるため、論理演算を行う。図15は、1つのキャリアに対して、各相のデューティU,V,W_DUTYをどのように比較することで各相PWM信号パルスを生成するかを示している。aにおいてデューティU_DUTYは実線,デューティV_DUTYは破線,デューティW_DUTYは1点鎖線である。U相については、デューティ指令U_DUTYがキャリアよりも高い期間にPWM信号パルスを出力する。そして、キャリアの振幅が増加する区間を第1区間,振幅が減少する区間を第2区間とすると、また、V相については、第1区間はデューティ指令V_DUTYがキャリアよりも高い場合にPWM信号パルスを出力し、第2区間はデューティ指令V_DUTYがキャリアよりも低い場合にPWM信号パルスを出力する。W相については、第1区間はデューティ指令W_DUTYがキャリアよりも低い場合にPWM信号パルスを出力し、第2区間はデューティ指令W_DUTYがキャリアよりも高い場合にPWM信号パルスを出力する。その結果、三角波のキャリアに対する各相PWM信号パルスの出力パターンは第1実施形態と同じとなる。図16は、パルス生成部52が行う上記信号処理の論理を示している。次に、各相のデューティの設定について述べる。具体例として、U,W_DUTY=80、V_DUTY=30とし、キャリアの最大振幅MAXは100とする。まず、三角波キャリアに対し、常にキャリアより低い期間でHパルスを出力するU相は、DUTY増減部11の処理を加えたU_DUTYを、そのままの値80にて区間1,2共にキャリアとの比較を行うU_DUTY=U_DUTY’。この結果、U相パルスは80の期間Hパルスがキャリアの谷を中心に出力される。V相については、第1区間では、DUTY増減部11の処理を加えたV_DUTY30を2倍した値60をV_DUTY’としてキャリアと比較する。そして第2区間では、キャリアのMAX値100をV_DUTY’としてキャリアとの比較を行う。MAX値であるが、キャリアよりもレベルが低いときにHレベルのパルスを出力するという論理であるため、パルスは出力されない。この結果、V相パルスはPWM周期中30の期間キャリアの谷から山に向けて出力される。最後にW相DUTYは、第1区間では、W相DUTY値80の2倍の値160を、キャリアのMAX値100の2倍からを引いた値40をW_DUTY’として、キャリアとの比較を行う。このため、キャリアのピーク位置を基準にパルスが発生する。続いて第2区間では、キャリアのMAX値100をW_DUTY’としてキャリアとの比較を行う。このため、この区間は全てHパルスとなる。この結果、W相パルスは80の期間Hパルスが出力される。以上、図15に示した各相PWM信号パルスの場合について説明したが、各相のデューティの大小によってセット値に違いが出るため、DUTY→DUTY’の変換を行う論理を一般化して示したものが図16である。すなわち、U相についてはデューティU_DUTYをそのまま設定する。V相については、デューティV_DUTYの2倍値がキャリアMAX値よりも小さい場合は、第1区間で出力されるV_DUTY’を前記2倍値に設定すると共に、第2区間で出力されるV_DUTY’をキャリアMAX最大値に設定する。また、2倍値がキャリアMAX値よりも大きい場合は、第1区間のV_DUTY’キャリアMAX値に設定すると共に、第2区間のV_DUTY’をキャリアMAX値の2倍から2倍値を減じた値に設定する。W相については、デューティW_DUTYの2倍値がキャリア振幅の最大値キャリアMAX値よりも小さい場合は、第1区間に出力されるW_DUTY’をキャリアMAX値に設定すると共に、第2区間で出力されるW_DUTY’を前記2倍値に設定する。また、前記2倍値がキャリアMAX値よりも大きい場合は、第1及区間のW_DUTY’をキャリアMAX値の2倍から前記2倍値を減じた値に設定すると共に、第2区間のW_DUTY’をキャリアMAX値に設定する。以上のように第4実施形態によれば、PWM信号生成部51は、三角波をキャリアとして使用し、三角波の振幅が増加する区間を第1区間とし、振幅が減少する区間を第2区間とすると、3相のPWM信号のうちU相については、三角波振幅とPWM指令との大小関係を比較してPWM信号を出力するための比較条件を、第1及び第2区間を通じて一定とし、V,W相については、第1区間における比較条件が互いに異なると共に、第2区間における比較条件は、第1区間における各相の比較条件を反転させることで、3相PWM信号パルスを生成するようにした。そして、U相についてはデューティU_DUTYをそのまま設定し、V,W相については、デューティV_DUTY,W_DUTYの2倍値をキャリアMAX値と比較し、その結果に応じて第1区間,第2区間について設定するデューティV_DUTY’,W_DUTY’を図16に示す論理に従い変換するようにした。したがって、第1実施形態のように3種類のキャリアを使用せずとも、第1実施形態と同様の効果が得られる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。電流検出部7が、キャリア周期内で2相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、2相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。また、電流を検出するタイミングは、PWMキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の2倍や4倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部7に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。シャント抵抗4を、正側母線2aに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗4に限ることなく、例えばCTCurrentTransformer等を設けても良い。スイッチング素子はNチャネル型のMOSFETに限ることなく、Pチャネル型のMOSFETや、IGBT,パワートランジスタ等を使用しても良い。"