交流電圧を整流し、平滑化して生成された直流電流を照明灯具に供給する照明用電源回路であって、前記直流電流が流れるコイルと、少なくとも前記コイルと逆並列に接続される還流ダイオードと、前記コイルと直列に接続され前記照明灯具に供給される電流を調整するスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する検出手段と、内部に備えられた発振手段の発振信号及び前記検出手段で検出された検出電流の値に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記発振手段の発振信号の発振周波数の変動に応じて、前記検出電流の電流値検出レベルを調整する調整回路とを備えていることを特徴とする照明用電源回路。前記検出手段は前記検出電流を検出電圧に変換して前記制御回路に送っており、前記制御回路は、前記検出電圧と、与えられた基準電圧とを比較する回路を備えており、前記発振信号の立上りごとに前記スイッチング素子をオンにし、前記検出電圧が前記基準電圧に達したとき、前記スイッチング素子をオフにする請求項1に記載の照明用電源回路。前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流生成回路で生成される前記基準電流値により変化し、前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記検出電圧をオフセットするオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路を備えている請求項2に記載の照明用電源回路。前記オフセット電圧生成回路は、前記基準電流をバイアス電流として供給するバイアス電流供給部と、前記バイアス電流が流れるオフセット抵抗とを備えており、前記バイアス電流と前記オフセット抵抗とで生成されるオフセット電圧を前記検出電圧に加算する請求項3に記載の照明用電源回路。前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流生成回路で生成される前記基準電流値により変化し、前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路を備えている請求項2に記載の照明用電源回路。前記基準電圧生成回路は、複数個のダイオード接続されたトランジスタを直列積み上げ、抵抗分割して生成した電圧をトランジスタでバッファするとともに、バッファした電圧を1個又は複数個のダイオード接続されたトランジスタで電圧シフトすることで前記基準電圧を生成しており、前記バッファした電圧をシフトさせるトランジスタのバイアス電流を、前記基準電流と連動させる回路を備えている請求項5に記載の照明用電源回路。前記調整回路は、前記発振周波数が高いときはスイッチング素子のオン期間を短く、前記発振周波数が低いときはスイッチング素子のオン期間が長くなるように、スイッチング素子のオン期間を調整する請求項2から請求項6のいずれかに記載の照明用電源回路。前記調整回路は、前記発振手段の発振周波数の変動を前記検出電流の電流値の2乗の依存特性で相殺する回路である請求項2から請求項7のいずれかに記載の照明用電源回路。前記制御回路は、前記交流電圧を整流して抵抗分割しさらに容量で平滑化された位相検出電圧と、前記検出電圧とを比較する回路を備えており、前記制御回路は、前記検出電圧が前記基準電圧又は前記位相検出電圧のいずれか小さい方に到達したとき、前記スイッチング素子をオフにする請求項2から請求項8のいずれかに記載の照明用電源回路。光源にLEDを用いた照明灯具に電流を供給する請求項1から請求項9のいずれかに記載の照明用電源回路。請求項1から請求項10のいずれかに記載の照明用電源回路を使用したことを特徴とする照明装置。スイッチングトランジスタ駆動回路は、集積回路ICとして供給されることが多いスイッチングトランジスタ駆動用ICと示す場合がある。通常、発振器63は、スイッチングトランジスタ駆動用ICに内蔵されることが多く、他の電子部品と同一半導体基板上に回路形成されている。発振器の発振周波数クロック数は電流値と容量値により設定されるよう設計されており、電流値は抵抗を使用して生成される。半導体プロセスにおいて、基板上に実装される抵抗の抵抗値にばらつき変動が発生することがある製造上のばらつき等。発振器をバイアスする電流を生成する抵抗値にばらつきが発生すると、発振器の発振周波数クロック数にもばらつきが生じる。上述したように、スイッチングトランジスタのオンオフは発振器の発振周波数によってその回数密度が決定されるものであり、発振器の発振周波数クロック数がばらつくと、スイッチングトランジスタのオンオフの回数密度がばらつき、照明装置の明るさ照度が個体によって異なる明るさ特性がばらつく製品ができるという問題が発生する。照明装置としての明るさ照度のばらつきが許容範囲内に収まるようにスイッチングトランジスタ駆動用ICを製造しようとすると、スイッチングトランジスタ駆動用ICに要求される精度が非常に高くなる。半導体プロセスにおいて要求を満たすように抵抗のばらつき変動を抑制するためには、厳密な工程管理が必要である。さらに、一定範囲内で選別テストを行うといった、製品チェックが必要となる。工程管理の増加及び選別テストにより歩留まりが下がり、スイッチングトランジスタ駆動用ICの製造コストが高くなる問題も発生する。発振器を外部部品とすることで、使用する部品精度管理により発振器の発振周波数クロック数のばらつきを抑えることが可能である。しかしながら、発振器を構成する水晶素子などが増える分、部品コストが増加する。また、ICパッケージ以外にも発振器を実装しなくてはならず、組立実装のコストアップも発生する。さらに、実装部品点数が増加することで、照明用電源装置の実装基板を大きくしなくてはならず、電球などの照明装置に格納できない、或いは、設計の自由度が下がってしまう問題が生じる場合もある。そこで本発明は、特別な製造管理工程や実装部品の増加を抑制しつつ、個体による照度のばらつき変動の少ない照明用電源回路を提供することを目的とする。上記目的を達成するため本発明は、交流電圧を整流し、平滑化して生成された直流電流を照明灯具に供給する照明用電源回路であって、前記直流電流が流れるコイルと、少なくとも前記コイルと逆並列に接続される還流ダイオードと、前記コイルと直列に接続され前記照明灯具に供給される電流を調整するスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する検出手段と、内部に備えられた発振手段の発振信号及び前記検出手段で検出された検出電流の値に基づいて前記スイッチング素子のオンオフを制御する制御回路と、前記発振手段の発振信号の発振周波数の変動に応じて、前記検出電流の電流値検出レベルを調整する調整回路を備えていることを特徴とする。この構成によると、前記調整回路が、前記発振信号の発振周波数の変動に合わせて、前記検出電流の電流値検出レベルを、前記照明灯具に供給される電流の平均値が一定となるように調整するので、照明灯具に流れる電流のばらつき変動を抑えることができる。半導体製造プロセスにおいてばらつきが発生しやすい発振手段を、集積回路に集積しても、前記発振手段の発振周波数のばらつきによる、前記照明灯具に流れる電流のばらつきを抑えることができる。これにより、特別な製造管理工程や実装部品の増加を抑制することができ、製造コストを低減することが可能である。上記構成において、前記検出手段は前記検出電流を検出電圧に変換して前記制御回路に送っており、前記制御回路は、前記検出電圧と、与えられた基準電圧とを比較する回路を備えており、前記発振信号の立上りごとに前記スイッチング素子をオンにし、前記検出電圧が前記基準電圧に達したとき、前記スイッチング素子をオフにすようにしてもよい。上記構成において、前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流値により変化し、前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記検出電圧をオフセットするオフセット電圧を生成するオフセット電圧生成回路を備えていてもよい。上記構成において、前記オフセット電圧生成回路は、前記基準電流をバイアス電流として供給するバイアス電流供給部と、前記バイアス電流が流れるオフセット抵抗とを備えており、前記バイアス電流と前記オフセット抵抗とで生成されるオフセット電圧を前記検出電圧に加算するようにしてもよい。上記構成において、前記制御回路は前記発振手段をバイアスする基準電流生成回路を含み、前記発振手段の発振周波数は前記基準電流値により変化し、前記調整回路は前記基準電流に基づいて、前記基準電圧を生成する基準電圧生成回路を備えていてもよい。上記構成において、前記基準電圧生成回路は、複数個のダイオード接続されたトランジスタを直列積み上げ、抵抗分割して生成した電圧をトランジスタでバッファするとともに、バッファした電圧を1個又は複数個のダイオード接続されたトランジスタでシフトすることで前記基準電圧を生成しており、前記バッファした電圧をシフトさせるトランジスタのバイアス電流を、前記基準電流に連動させる回路を備えていてもよい。上記構成において、前記基準電流は前記発振周波数が高いとき大きく、前記発振周波数が低いとき小さい値となるように生成され、前記調整回路は、前記発振周波数が高いときはスイッチング素子のオン期間が短く、前記発振周波数が低いときはスイッチング素子のオン期間が長くなるように調整してもよい。上記構成において、前記調整回路は、発振手段の発振周波数の変動を前記検出電流の電流値の2乗の依存特性で相殺する構成としてもよい。上記構成において、前記制御回路は、前記交流電圧を整流して抵抗分割しさらに容量で平滑化された位相検出電圧と、前記検出電圧とを比較する回路を備え、前記制御回路は、前記検出電圧が前記基準電圧又は前記位相検出電圧のいずれか小さい方に到達したとき、前記スイッチング素子をオフにするものとしてもよい。この構成によると、位相制御式調光器で調光を行う場合でも、照明灯具の照度のばらつき変動を抑えることが可能である。上述の照明用電源回路を、LED、有機EL等、直流電流で点灯し、スイッチング素子のオンオフで明るさ照度が変更される光源を備えた照明灯具に、電流を供給する照明装置に利用してもよい。本発明によると、発振器の発振信号の発振周波数のばらつき変動をスイッチング素子の電流検出レベルを調整することで相殺し、照度のばらつき変動の少ない照明用電源回路を提供することができる。以下に本発明の実施形態について図面を参照して説明する。第1の実施形態図1は本発明にかかる照明用電源回路の一例を示す図である。図1において図9と同一の部分には同一の符号を付し詳細な説明を省略する。図1に示すように、照明用電源回路Aは、所定個数のLEDを備えたLEDモジュール4照明灯具に直流電流を供給するための電源回路である。照明用電源回路Aは、整流回路2、平滑回路3、コイルL1、還流ダイオードDf1、スイッチングトランジスタ5スイッチング素子、電流値検出用抵抗Rs検出手段、オフセット生成抵抗Rf、スイッチングトランジスタ制御回路6制御回路とを備えている。なお、スイッチングトランジスタ制御回路6は集積回路ICである。また、スイッチングトランジスタ制御回路6は、コンパレータ61と、電源62と、発振器63発振手段と、フリッププロップ64とを備えている。そして、照明用電源回路Aは、バイアス電流供給部60と、オフセット生成抵抗Rfとを含む調整回路の一つであるオフセット電圧生成回路Ojを備えている。なお、オフセット電圧生成回路Ojにおいて、バイアス電流供給部60のみ、スイッチングトランジスタ制御回路6の内部に形成されている。これは、半導体プロセスのばらつきによるオフセット生成抵抗Rfの抵抗値のばらつきの発生を防ぐためである。オフセット電圧生成回路Ojは、電流値検出用抵抗Rsで変換された検出電圧をオフセットするための回路である。オフセット電圧生成回路Ojは、バイアス電流供給部60より供給されるバイアス電流とオフセット生成抵抗Rfの抵抗値との積によって生成されるオフセット電圧を、検出電圧に加算するように動作する。例えば、スイッチングトランジスタ駆動回路6は、図10Aと同様の動作するものであり、検出電圧にオフセット電圧を加算することで、図10Aにおける電圧波形a1が上方にオフセットする。例えば、加算されるオフセット電圧が大きいと、電圧波形a1と電圧波形b1との差が小さく、電圧波形a1が電圧波形b1に到達する時間が短くなり、スイッチングトランジスタ5のオン期間が短くなるデューティーが小さくなる。逆にオフセット電圧が小さいと、電圧波形a1と電圧波形b1との差が大きく、電圧波形a1が電圧波形b1に到達する時間が長くなり、スイッチングトランジスタ5のオン期間が長くなるデューティーが大きくなる。すなわち、検出電圧をオフセットすることで、検出電流の電流値の検出レベル電流値検出レベルの最小値が大きくなり、基準電圧と検出電流の最小検出レベルとの差を小さくすることができ、基準電圧を小さくするのと同じ効果が得られる。LEDモジュール4に流れるLED供給電流は、スイッチングトランジスタ5のオン期間が長いほど大きくなるため、照明装置として見た場合、オフセット電圧が小さいと明るく、大きいと暗くなる。つまり、オフセット電圧を調整すれば、スイッチングトランジスタ5のオンオフデューティースイッチングトランジスタ5のオン期間の長さを調整でき、LEDモジュール4に流れるLED供給電流を調整することが可能である。オフセット電圧生成回路Ojは、オフセット電圧を変化させることで、LED供給電流を調整できることを利用し、発振器63から出力される発振信号クロックパルスの発振周波数クロック数のばらつき変動にあわせて、バイアス電流を調整することで、LEDモジュール4に供給されるLED供給電流のばらつきを相殺し、照明装置の明るさ特性のばらつきを抑えている。次に、バイアス電流供給部より供給するバイアス電流を生成するバイアス電流生成回路の詳細について説明する。図2は図1に示す照明用電源回路に用いられているバイアス電流生成回路の一例を示す図である。なお、図2に示すバイアス電流生成回路はスイッチングトランジスタ制御回路6の内部に構成されており、基準電流Icを生成する基準電流生成回路を含んでいる。なお、バイアス電流は、基準電流Icと連動している。図2に示すように、バイアス電流生成回路は、10個のトランジスタQ1~Q10と、4個の抵抗R1~R4で構成されている。トランジスタQ1~Q8及び抵抗R1~R4で起動回路及び基準電流生成回路を構成している。バイアス電流は基準電流生成回路で生成される基準電流Icと連動する。トランジスタQ1-Q6はnpn型のトランジスタであり、トランジスタQ7-Q10はpnp型のトランジスタである。3個のダイオード接続されたトランジスタQ1-Q3が積み上げられており、トランジスタQ1のコレクタが抵抗R1に、トランジスタQ3のベースがトランジスタQ4のベースに接続されている。トランジスタQ3のエミッタは、抵抗R2に接続している。抵抗R1と、ベースとコレクタを短絡したいわゆるダイオード接続されたトランジスタQ1-Q3を介して抵抗R2に電流が流れることで、トランジスタQ4のベースに電流が供給され、トランジスタQ4がオンになる。トランジスタQ4がオンになることで、トランジスタQ5-Q6、トランジスタQ7-Q8がオンになり、トランジスタQ5-Q6及び抵抗R3によって基準電流Icが生成される。基準電流Icは発振器63をバイアスする電流であるとともに、バイアス電流の元になる電流である。詳説すると、トランジスタQ5とトランジスタQ6のエミッタ面積比Sここでは、10:1のためS=10と抵抗R3の抵抗値r3を用い、基準電流値icは{基準電流値ic=VTlnS/r3}で算出される。なお、VTは半導体プロセスでは一般的な熱電圧であり、熱電圧VTは{VT=p/kT}で算出される。ここで、pは電荷、kはボルツマン定数、Tは絶対温度であり、常温において、VTは、約26mVとなることが知られている。上述の式より、基準電流値icは、抵抗R3の抵抗値r3によって決定される。すなわち、抵抗R3の抵抗値r3がばらつく変動することで、基準電流値icもばらつく変動する。通常の半導体プロセスにおいて抵抗値は十数程度のばらつき変動が発生するものであり、抵抗R3の抵抗値r3がばらつくことで、基準電流値icにも同程度のばらつき変動が生じる。図2に示す本発明にかかるバイアス電流生成回路において、トランジスタQ7、Q8がオンになると同時に、トランジスタQ9、トランジスタQ10もオンになる。このとき、トランジスタQ7-Q10のベースが接続されているので、トランジスタQ7-Q10のベースが同じ電圧値となる。これにより、トランジスタQ9、Q10のエミッタコレクタ間の電流は、トランジスタQ7、Q8のエミッタコレクタ間の電流と同じ電流、すなわち、基準電流IcトランジスタQ10に流れる電流はバイアス電流となる。発振器63は基準電流Icでバイアスされており、発振器63の発振周波数が基準電流Icのばらつき変動の影響を受ける。発振器63は基準電流Icが大きくなると応答特性が向上するため、発振周波数クロック数が高くなる。逆に基準電流Icが小さくなると発振器63の発振周波数クロック数は低くなる。上述したように、発振器63の発振周波数クロック数が高いとLEDモジュール4に供給されるLED供給電流は多くなりLEDモジュールは明るくなり、発振周波数が低いと暗くなる。図2の本発明にかかるバイアス電流生成回路では、発振器63をバイアスする基準電流Icと同じ基準電流Icをバイアス電流供給部60から供給されるバイアス電流として用いている。基準電流値icが大きくなると、発振器63から出力される発振信号の発振周波数は高くなる。一方、バイアス電流供給部60から供給されるバイアス電流値が大きくなるので、検出電圧をオフセットするオフセット電圧も大きくなり、スイッチングトランジスタ5のオン期間が短くなる。すなわち、基準電流値icが大きくなることで発振器63の発振周波数が高くなり、スイッチングトランジスタ5のオンの回数は増えるが、オフセット電圧が大きくなることで、スイッチングトランジスタ5のオン期間が短くなる。つまり、発振器63の発振周波数によるスイッチングトランジスタ5のオンの回数の増加がオン期間の短縮によって相殺される。このことから、スイッチングトランジスタ駆動回路6を製造するときの半導体プロセスのばらつき変動抵抗R3のばらつきによる、LEDモジュール4に供給されるLED供給電流の電流値のばらつき変動、すなわち、照明装置の明るさ特性のばらつき変動を抑えることが可能である。なお、図1、図2で示されている、オフセット電圧生成回路は一例であり、これに限定されるものではない。発振器63をバイアスする電流に合わせて検出電圧をオフセットすることができる回路を広く採用することが可能である。第2の実施形態本発明にかかる照明用電源回路の他の例について図面を参照して説明する。図3は本発明にかかる照明用電源回路の他の例を示す図である。なお、図3において、図9と同じ部分には同じ符号を付し、同じ部分の詳細な説明を省略する。図3に示すように、照明用電源回路Bは、スイッチングトランジスタ制御回路6Bにおいて、調整回路の1つであり、コンパレータ61に入力される基準電圧を生成する基準電圧生成回路65を備えている。基準電圧生成回路65もスイッチングトランジスタ制御回路6Bの内部に構成されている。図4は図3に示すスイッチングトランジスタ制御回路の内部に備えられる基準電圧生成回路の例を示す図である。図4に示す基準電圧生成回路65には図2に示すバイアス電流生成回路と同じ構成の回路を有しており、詳細な説明を省略する。図4に示すように、基準電圧生成回路65は、10個のトランジスタQ11~Q20と、1個の抵抗R5を備えた構成となっている。基準電圧生成回路65において、基準電圧はトランジスタQ13~Q17の5段のベース-エミッタ間電圧を積み上げ、その電圧をトランジスタQ18でバッファし、さらにトランジスタQ19、Q20でシフトすることで生成されている。そして、トランジスタQ19及びQ20は、トランジスタQ11、Q12で構成されるカレントミラー回路によって、発振器63をバイアスする基準電流Icと同じ電流値のバイアス電流でバイアスされている。トランジスタのベースエミッタ間の電圧はコレクタ電流に依存しており、コレクタ電流が大きくなると、トランジスタのベースエミッタ間の電圧も大きくなる。すなわち、基準電流Icが大きくなると、トランジスタQ18-Q20のコレクタ電流が大きくなり、トランジスタQ18-Q20のベース-エミッタ間の電圧が大きくなる。このことから、基準電流値icが大きくなるとトランジスタQ18のベース電圧に対するシフト量が大きくなり、基準電圧が下がる。基準電流Icが上がることで発振器63の発振周波数クロック数は高くなり、基準電圧が低下するので、スイッチングトランジスタ5のオンの回数は増えるがオン期間が短くなる。逆に、基準電流Icが下がると発振器63の発振周波数クロック数は低くなり、基準電圧が上昇するので、スイッチングトランジスタ5のオンの回数が減る一方、オン期間が長くなる。これにより、LEDモジュール4に供給されるLED供給電流の平均は発振周波数がばらついても一定或いは略一定となる。これにより、基準電流Ic抵抗R3がばらついても変動してもLEDモジュール4に流れるLED供給電流の平均のばらつき変動を抑えることができ、照明装置の明るさ特性のばらつき変動を抑えることができる。なお、図4に示す基準電圧生成回路は一例であり、この構成に限定されるものではなく、発振器63をバイアスする電流に合わせて基準電圧を調整することができる回路を広く採用することが可能である。第3の実施形態本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例について図面を参照して説明する。図5は本発明にかかる照明用電源回路における供給電流の波形を示す図である。なお、図5には、各部の電圧、抵抗、インピーダンス等を示すためLEDモジュール4、コイルL1、スイッチングトランジスタ5及び電流値検出用抵抗の概観図も記載している。図5は、LEDモジュール4に供給されるLED供給電流の時間経過による変化を示している。図5に示すように、LEDモジュール4に供給されるLED供給電流の電流波形はのこぎり波形となっている。照明装置の明るさはLEDモジュール4に供給されるLED供給電流に依存している。つまり、照明装置の明るさは、LED供給電流がのこぎり波形であるので、LED供給電流の平均であるLED駆動電流ILEDに依存する。図5において、Tonはスイッチングトランジスタ5がオンしている期間、Toffはスイッチングトランジスタ5がオフしている期間、Tresはスイッチングトランジスタ5がオフになりコイルに蓄えられたエネルギが放出されゼロになるまでの期間である。また、Tcは電流波形の周期オンのタイミングから次のオンのタイミングまでの期間で、発振器63から出力される発振信号の発振周波数fcの逆数で表される。図5の回路図に示しているように、LEDモジュール4に供給される電圧供給電圧をVB、LEDモジュール4のトータル順方向電圧をVF、コイルL1のインダクタンスをL、LED供給電流のピーク値をIpkとすると、オン期間の長さTonは、数1に示すとおりとなる。また、オフ期間の長さToffは数2に示すとおりになる。1周期間の電流値をTonとTresの2つの三角形面積として算出し、周期Tcで割ることで、LED供給電流の平均であるLED駆動電流ILEDを得る。ILEDの算出式を数3に示す。数3より、LEDモジュール4に供給されるLED駆動電流ILEDは、発振器63の発振周波数fcと、LED供給電流のピーク値Ipkの2乗に依存している。このことから、発振周波数fcのばらつき変動に対し、LED供給電流電流値検出用抵抗Rsで検出される検出電圧を2乗の依存特性で相殺するようにしてやれば、発振器63の発振周波数のばらつき変動を精度良く補正してやることが可能である。このことから、LED供給電流を2乗の依存特性で相殺するように、回路を構成する素子を選択することで、LEDモジュール4の照度のばらつきを精度良く低減することができる。第4の実施形態本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例について図面を参照して説明する。図6は本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例を示す図である。図6に示す照明用電源回路Cには、交流電源1と整流回路2との間に調光器11が備えられている。また、整流回路2に流れている電流を電圧に変換し調光器の位相を検出する調光器位相検出用回路Fjを備えている。さらに、スイッチングトランジスタ制御回路6Cを備えており、スイッチングトランジスタ制御回路6Cの内部には調光器用コンパレータ66が追加されている。なお、これら以外の部分は、図1に示す照明用電源回路Aと同じ構成であり、同じ符号を付すとともに、同じ部分の詳細な説明は省略する。調光器11は、従来よく知られた位相制御式の調光器である。位相制御式の調光器は、例えば特開2010212267に記載されているように、スイッチング素子一般的にはサイリスタ素子やトライアック素子を交流電源1より出力される交流電圧のある位相角でオンすることによりLEDモジュール4への電源供給を制御しており、ボリューム素子一つで簡単にLEDモジュール4を調光制御できる。調光器11で調整され平滑回路3で平滑化された電流の平均値は、調光器11のスイッチング素子がオンする位相角で決定される。そこで、調光器位相検出用回路Fjを用いて、調光器の位相角を位相検出電圧として検出し、LEDモジュール4に供給されるLED駆動電流値の検出を行っている。調光器位相検出用回路Fjは、2個の抵抗Rf1、Rf2と、コンデンサCf1とを備えている。調光器位相検出用回路Fjは、整流回路2で整流された電流から、抵抗Rf1、Rf2で抵抗分割され、コンデンサCf1で平滑化された電圧位相検出電圧を検出している。この検出された位相検出電圧はスレッシュ電圧として、調光器用コンパレータ66に入力される。スイッチングトランジスタ制御回路6Cの調光器用コンパレータ66は電流値検出用抵抗Rsで検出され、バイアス電流とオフセット抵抗とで算出されたオフセット電圧でオフセットされた検出電圧と、スレッシュ電圧とを比較し、オフセットされた検出電圧がスレッシュ電圧よりも低いとローレベルを出力する。そして、オフセットされた検出電圧がスレッシュ電圧に達するとハイレベルを出力する。調光器用コンパレータ66の出力は、フリップフロップ64のリセットに入力される。図5に示すように、コンパレータ61と調光器用コンパレータ66のいずれか一方がハイレベルを出力すると、フリップフロップ64のリセットにハイレベルが入力される。スイッチングトランジスタ制御回路6Cにおいて、発振器63の発振周波数のばらつきはバイアス電流とオフセット電圧とで相殺されている。また、調光器用コンパレータ66を用いることで、調光器11の位相角と同じタイミングでスイッチングトランジスタ5のオンオフを制御することが可能となっている。これにより、スイッチングトランジスタ制御回路6Cの半導体プロセスによるばらつきで発生する、発振器のばらつき変動による、照明装置の明るさ特性のばらつきを抑えることができるとともに、調光器の調光に正確に対応した明るさで照明装置LEDモジュールを点灯させることが可能である。コンパレータ61はLEDモジュール4に供給されるLED供給電流の最大値を制御制限するように動作するため、照明装置の最大の明るさを決めている。一方で、調光器用コンパレータ66は調光器11による調光動作にあわせて照明装置の明るさを変動させる、すなわち、照明動作を最大明るさのまでの間で制御するものである。以上のことより、調光器用コンパレータ66のスレッシュ電圧はコンパレータ61の基準電圧よりも低くなるように、抵抗Rf1、Rf2の抵抗値、コンデンサCf1の容量が決定される。なお、本実施形態では、スイッチングトランジスタ制御回路6Cにバイアス電流生成回路を備え、調整回路であるオフセット電圧生成回路を含む構成の照明用電源装置Cを例に説明しているが、調整回路として、基準電圧生成回路を含む構成のものであってもよい。第5の実施形態本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例について図面を参照して説明する。図7は本発明にかかる照明用電源回路のさらに他の例を示す図である。図7に示す照明用電源回路Dは絶縁型であり、スイッチングトランジスタ5に接続されるコイルをトランスTrとすることで、1次側電源と、2次側のLEDモジュール4とを絶縁することが可能である。LEDモジュール4及びトランスTr以外は、上述している各実施形態に記載の構成を用いることが可能である。なお、トランスTrの一次側コイルLt1もエネルギを蓄えることが可能であり、照明用電源回路Dにおいて、スイッチングトランジスタ5がオフになったのちも、一次側コイルLt1に蓄えられたエネルギがゼロになるまで、2次側コイルLt2に起電力が発生する。これにより、LEDモジュール4には、スイッチングトランジスタ5がオフになり、1次側コイルLt1に蓄えられたエネルギがゼロになるまでの間、電流が供給される。照明用電源回路Dにおいて、LEDモジュール4にはショットキーダイオードDs1が取り付けられており、電流が逆流するのを抑制している。以上、各実施例で示した照明用電源回路を用いることで、スイッチングトランジスタ制御回路の製造時のばらつきにより生じる、発振器の発振周波数クロック数のばらつき変動による照明照度明るさのばらつきを抑えることができる。また、上述のスイッチングトランジスタとして、例えば、バイポーラ型のトランジスタ、MOSトランジスタ、MOSFET、IGBT等スイッチングトランジスタ制御回路からの信号によりオンオフするトランジスタを広く採用することができる。また、トランジスタ以外にも、信号を受信することでオンオフを切り替えることができるスイッチング素子を広く採用することが可能である。以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。また本発明の実施形態は、発明の趣旨を逸脱しない限り、種々の改変を加えることが可能である。