入力された無線信号を振幅信号と位相信号とに分割して出力するRF信号生成器と、前記振幅信号及び前記位相信号を用いて前記無線信号を増幅するスイッチング増幅器と、を備え、前記スイッチング増幅器は、前記振幅信号により制御され、当該スイッチング増幅器に電流を供給する1以上の可変電流源と、前記位相信号に応じて、前記可変電流源を、接地電位又は当該スイッチング増幅器の出力端子と接続する1以上のスイッチ素子と、を備える、送信装置。前記可変電流源と前記スイッチ素子との間にフィルタ回路を備えることを特徴とする、請求項1に記載の送信装置。前記スイッチング増幅器は、第1及び第2の可変電流源と、前記第1の可変電流源を、前記位相信号に応じて、接地電位又は当該スイッチング増幅器の第1の出力端子と接続する第1のスイッチ素子と、前記第2の可変電流源を、前記位相信号に対する相補信号に応じて、接地電位又は当該スイッチング増幅器の第2の出力端子と接続する第2のスイッチ素子と、を備えることを特徴とする、請求項1又は2に記載の送信装置。前記スイッチング増幅器は、1つの可変電流源と、前記1つの可変電流源を、前記位相信号に応じて、接地電位又は当該スイッチング増幅器の第1の出力端子と接続する第1のスイッチ素子と、前記1つの第2の可変電流源を、前記位相信号に対する相補信号に応じて、接地電位又は当該スイッチング増幅器の第2の出力端子と接続する第2のスイッチ素子と、前記1つの可変電流源と前記第1のスイッチ素子との間に挿入される第1のインダクタと、前記1つの可変電流源と前記第2のスイッチ素子との間に挿入される第2のインダクタと、を備えることを特徴とする、請求項1又は2に記載の送信装置。前記スイッチング増幅器は、1つの可変電流源と、前記1つの可変電流源を、前記位相信号に応じて、接地電位又は当該スイッチング増幅器の第1の出力端子と接続する第1のスイッチ素子と、前記1つの第2の可変電流源を、前記位相信号に対する相補信号に応じて、接地電位又は当該スイッチング増幅器の第2の出力端子と接続する第2のスイッチ素子と、を備え、前記1つの可変電流源は、前記振幅信号により制御され、当該スイッチング増幅器に電流を供給する可変電圧源と、前記可変電圧源と前記第1のスイッチ素子との間に挿入される第1のインダクタと、前記可変電圧源と前記第2のスイッチ素子との間に挿入される第2のインダクタと、を備えることを特徴とする、請求項1又は2に記載の送信装置。前記可変電流源は、電界効果トランジスタにより構成され、前記電界効果トランジスタのゲートに前記振幅信号が入力されることを特徴とする、請求項1又は2に記載の送信装置。前記可変電流源は、バイポーラトランジスタにより構成され、前記バイポーラトランジスタのベースに前記振幅信号が入力されることを特徴とする、請求項1又は2に記載の送信装置。前記可変電流源は、それぞれ出力する電流値が異なる複数のDC電流源と、前記振幅信号に応じて前記複数のDC電流源から選択されたDC電流源のそれぞれを、接地電位又は当該可変電流源の出力端子と接続する電流スイッチ回路と、を備えることを特徴とする、請求項1又は2に記載の送信装置。前記可変電流源は、N個Nは2以上の整数の前記DC電流源を備え、kkは、2以上N以下の整数番目の前記DC電流源が出力する電流値は、k-1番目の前記DC電流源が出力する電流値の2倍であり、Nビットのデジタル信号からなる前記振幅信号のそれぞれのビットが、前記N個のDC電流源のそれぞれの制御信号として入力されることを特徴とする、請求項8に記載の送信装置。アナログ信号である前記振幅信号をNNは2以上の整数ビットのデジタル信号に変換するADコンバータを備え、前記可変電流源は、N個の前記DC電流源を備え、kkは、2以上N以下の整数番目の前記DC電流源が出力する電流値は、k-1番目の前記DC電流源が出力する電流値の2倍であり、前記Nビットのデジタル信号のそれぞれのビットが、前記N個のDC電流源のそれぞれの制御信号として入力されることを特徴とする、請求項8に記載の送信装置。前記電流スイッチ回路は、ダイオードと、前記ダイオードのアノードと接地電位との間に接続されたスイッチ素子と、を備えることを特徴とする、請求項8乃至10のいずれか一項に記載の送信装置。前記DC電流源は、可変電圧源と、前記可変電圧源と接続されるインダクタと、前記インダクタに流れる電流を検出すると、電流センサと、前記電流センサにより検出された前記インダクタを流れる電流の値が所定値となるように、前記可変電圧源の出力電圧値を制御する比較制御器と、を備えることを特徴とする、請求項8乃至11のいずれか一項に記載の送信装置。前記電流センサは、前記インダクタを流れる電流が供給される抵抗と、前記抵抗の両端の差電圧を増幅し、増幅した信号を前記比較制御器に出力する差動増幅器を備えることを特徴とする、請求項12に記載の送信装置。前記可変電流源は、電源電圧を出力する第1の電源と接地電位を出力する第2の電源との間に直列に挿入され、前記比較制御器により制御される第3及び第4のスイッチ素子を備え、前記第3のスイッチ素子は、前記第4のスイッチ素子に対して相補的に開閉することを特徴とする、請求項12又は13に記載の送信装置。前記比較制御器は、前記電流センサにより検出された前記インダクタを流れる電流の値と前記所定値とを比較し、比較結果に基づいて、前記第3及び第4のスイッチ素子を相補的に開閉させることを特徴とする、請求項14に記載の送信装置。前記スイッチ素子は、電界効果トランジスタ又はバイポーラトランジスタにより構成されることを特徴とする、請求項1乃至15のいずれか一項に記載の送信装置。前記RF信号生成器は、IQ信号を生成するデジタルベースバンドと、前記IQ信号をIQモジュレーションするIQモジュレータと、前記IQモジュレータから出力される信号の振幅を検出することにより前記振幅信号を出力する振幅検出器と、前記IQモジュレータから出力される信号と所定の閾値とを比較して、2値のデジタル信号を前記位相信号として出力することを特徴とする、請求項1乃至16のいずれか一項に記載の送信装置。前記RF信号生成器は、I信号及びQ信号を生成するデジタルベースバンドと、前記I信号と前記Q信号との2乗和の平方根を前記振幅信号として出力する振幅検出器と、前記I信号及び前記Q信号を前記振幅信号で除算する除算器と、前記除算器から出力される信号をIQモジュレーションするIQモジュレータと、前記IQモジュレータから出力される信号と、所定の閾値と、を比較して、2値のデジタル信号を前記位相信号として出力することを特徴とする、請求項1乃至16のいずれか一項に記載の送信装置。入力された無線信号を振幅信号と位相信号とに分割して出力し、前記振幅信号及び前記位相信号を用いて前記無線信号を増幅し、前記振幅信号により制御される可変電流源を、前記位相信号に応じて接地電位と接続される端子又は出力端子と接続する、送信装置の制御方法。しかしながら、発明者は、上述の回路構成例では、実際には高効率な電力増幅が達成できないという課題を見出した。図19は、シグマデルタ変調によりW-CDMA信号を1bit信号に変換した場合のスイッチ素子63及び64の出力電圧波形を示すグラフである。曲線L63は、スイッチ素子63の出力電圧波形を示す。曲線L64は、スイッチ素子64の出力電圧波形を示す。線G63は、スイッチ素子63の制御端子に入力されるパルス信号波形を示す。スイッチ素子63の制御端子に連続したOFF信号が入力されると、スイッチ素子63の出力電圧曲線L63は、マイナス側に振れ込む。ここで、スイッチ素子63及び64をFET素子で構成した場合について検討する。この場合、FET素子のドレイン端子の電圧はマイナス側に振れ込む。FET素子は、ドレイン端子の電圧が0以上で、ゲート電位がソース電位に対して閾値Vthよりも小さい場合には、OFF状態となる。しかし、ドレイン端子の電圧がマイナス側に振れ込み、ゲート電位とドレイン電位との差が閾値Vth以上である場合には、チャネルが開いて導通状態となる。よって、FET素子において、ドレイン端子の電圧がマイナス側に振れ込んでもOFF状態を維持するには、ゲート電位をドレイン電位に追従させてマイナス側に振れ込ませる必要がある。換言すれば、ゲート電位とドレイン電位との差を、常にVth以下にする必要がある。一般的に、W-CDMA信号を100W級で出力する場合、ドレイン端子の電位は、数十Vほどマイナス側に振れ込む。よって、スイッチ素子のゲートに与えるOFF信号の電圧も、数十Vほどマイナス側に振れ込ませる必要がある。一方、ON信号は、プラス側に数V必要である。従って、スイッチ素子のゲートに与えるON信号とOFF信号との間の電位差は、数十V程度になる。スイッチ素子のゲートを駆動するために必要な電力Pdrvは、以下の式1で表される。以下、Cgsはゲート容量である。Vgsはゲートに与えるON信号とOFF信号と間の電位差である。fはスイッチング周波数である。Pdrv=CgsVgs2f1式1で示すように、電力Pdrvは、電位差Vgsの2乗に比例する。一般的なデバイスにおいては、電位差Vgsは数Vが必要とされる。このときの電力Pdrvは数W程度である。よって、電位差Vgsが数十Vとなる状況においては、電力Pdrvは数百Wとなり、消費電力が著しく増加してしまうことになる。本発明は、上記の課題に鑑みて為されたものである。本発明の目的は、良好な雑音特性を有する電力効率に優れた送信装置及びその制御方法を提供することにある。本発明の一態様にかかる送信装置は、入力された無線信号を振幅信号と位相信号とに分割して出力するRF信号生成器と、前記振幅信号及び前記位相信号を用いて前記無線信号を増幅するスイッチング増幅器と、を備え、前記スイッチング増幅器は、前記振幅信号により制御され、当該スイッチング増幅器に電流を供給する1以上の可変電流源と、前記位相信号に応じて、前記可変電流源を、接地電位又は当該スイッチング増幅器の出力端子と接続する1以上のスイッチ素子と、を備えるものである。本発明の一態様にかかる送信装置の制御方法は、入力された無線信号を振幅信号と位相信号とに分割して出力し、前記振幅信号及び前記位相信号を用いて前記無線信号を増幅し、前記振幅信号により制御される可変電流源を、前記位相信号に応じて接地電位又は出力端子と接続するものである。本発明によれば、良好な雑音特性を有する電力効率に優れた送信装置及びその制御方法を提供することができる。以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。また、以下では、電流モードD級増幅器以下、CMCDと称するは、スイッチング増幅器の一形態であるものとする。実施の形態1まず、本発明の実施の形態1にかかる送信装置について説明する。図1は、実施の形態1に係る送信装置100の構成を示すブロック図である。送信装置100は、RF信号生成器1a及び電流モードD級増幅器2aにより構成される。RF信号生成器1aは、デジタルベースバンド以下、DBBと称する11、IQモジュレータ12、振幅位相信号検出器13により構成される。DBB11は、IQ信号を生成する。IQモジュレータ12は、IQモジュレーションにより、IQ信号をRF信号RFtに変換する。ここで、tは、時間を示す変数である。RF信号RFtは、一般に、振幅信号rt及び位相信号thtを用いて、以下の式2で表される。RFt=rttht2また、位相信号thtは、以下の式3で表される。tht=cosωctthetat3但し、ωcはキャリア周波数に2πを乗じた角速度である。thetatは、位相変動である。振幅位相信号検出器13は、RF信号RFtに含まれる振幅信号rtと位相信号thtとを分離して抽出する。また、振幅位相信号検出器13は、振幅信号rtと、位相信号thtを矩形化した矩形位相信号Rthtと、を出力する。位相信号thtが0以上の場合は、矩形位相信号Rthtの値は1となる。位相信号thtが0より小さい場合は、矩形位相信号Rthtの値は0となる。位相信号thtと矩形位相信号Rthtとの間には、以下の式4で表される関係が成立している。Rtht=thtdist4但し、distは、thtの高調波成分で構成される。CMCD2aは、可変電流源21及び22、スイッチ素子23及び24、負荷25、フィルタ回路26により構成される。可変電流源21及び22は、電源VDDに対して並列に接続される。スイッチ素子23は、可変電流源21とグランドGNDとの間に接続される。スイッチ素子24は、可変電流源22とグランドGNDとの間に接続される。スイッチ素子23の出力端子とスイッチ素子24の出力端子との間には、負荷25とフィルタ回路26とが並列に接続される。可変電流源21及び22には、振幅信号rtが制御信号として入力される。スイッチ素子23には、矩形位相信号Rthtが制御信号として入力される。スイッチ素子24には、インバータINVを介して、矩形位相信号Rthtの相補信号が制御信号として入力される。ここで、CMCD2aにおける電流の流れについて説明する。まず、スイッチ素子23がOFF状態、スイッチ素子24がON状態の場合について説明する。この場合、スイッチ素子24には、負荷25及びフィルタ回路26を介して、可変電流源21から電流が流れ込む。さらに、スイッチ素子24には、可変電流源22からの電流が流れ込む。続いて、スイッチ素子23がON状態、スイッチ素子24がOFF状態の場合について説明する。この場合、スイッチ素子23には、負荷25及びフィルタ回路26を介して、可変電流源22から電流が流れ込む。さらに、スイッチ素子23には、可変電流源21からの電流が流れ込む。すなわち、負荷25及びフィルタ回路26には、スイッチ素子23及び24の開閉動作に対応して流れる方向が反転する、パルス状の電流が入力される。次に、フィルタ回路26の構成例について説明する。図2は、フィルタ回路26の構成例を示す回路図である。フィルタ回路26は、インダクタL1と容量C1とにより構成される。インダクタL1と容量C1とは並列に接続される。フィルタ回路26のインピーダンスは、共振点に近づくほど大きくなる開放条件に近くなる。一方、フィルタ回路26のインピーダンスは、共振点から離れるほど小さくなる短絡条件に近くなる。フィルタ回路26を構成する素子の定数を好適に設定することにより、フィルタ回路26の共振点を無線信号の所望帯域に一致させることができる。これにより、所望帯域に対しては、開放条件に近い状態が実現される。一方、所望帯域以外の帯域に対しては、短絡条件に状態となる。よって、負荷25を経由して、パルス電流の所望帯域成分のみが供給される。その結果、不要な高調波成分が除去された無線信号が抽出される。ここで、可変電流源21及び22から出力される電流値をItとする。スイッチ素子に与えられる制御信号をPtとする。制御信号Ptは、1又は-1の2つの状態からなる1bit信号である。制御信号Ptが1の場合には、スイッチ素子23がONとなる。制御信号Ptが-1の場合には、スイッチ素子24がONとなる。よって、負荷25およびフィルタ回路26へ出力される電流信号Douttは、以下の式5で表される。Doutt=ItPt5さらに、電流信号Douttは、以下の式6で表される。Doutt=rtRtht=rtthtdist=rtthtrtdist6フィルタ回路26の共振周波数を、Douttに内包されるrtthtに合わせこむことにより、負荷25には、rtthtのみが入力される。すなわち、CMCD2aによって、RF信号のみを抽出することができる。図3は、CMCD2aの出力波形を示すグラフである。図3では、図19に示した例とは異なり、CMCD2aは、振幅変調を行いながらも、出力電圧が大きくマイナス側に振れ込む現象を解消できることが確認できる。よって、スイッチ素子23及び24にFET素子を用いた場合でも、ゲートに供給されるハイ信号とロー信号との間の電圧差は、数V程度で十分である。従って、CMCD2aを有する送信装置100では、駆動電力を最小限に抑えることができる。以下では、送信装置100の各部の構成例について説明する。まず、IQモジュレータ12の構成例について説明する。図4は、IQモジュレータ12の構成例を示すブロック図である。IQモジュレータ12は、IQ局部発振器121、混合器122、混合器123及び合成器124により構成される。IQ局部発振器121は、互いに90°の位相差を有する、2つの正弦波形の電圧信号を生成する。この2つの正弦波形の電圧信号は、RF信号のキャリア周波数と等しい周波数を有する。混合器122及び混合器123は、2つの入力端子から入力された信号の積を出力する。混合器122には、DBB11からのI信号と、IQ局部発振器121で生成された正弦波形の電圧信号が入力される。混合器123には、DBB11からのQ信号と、局部発振器で生成された正弦波形の電圧信号が入力される。合成器124は、2つの入力端子から入力された信号の和を出力する。IQ局部発振器121で生成される一方の正弦波形の電圧信号をvlo_i、他方の正弦波形の電圧信号をVlo_qとする。電圧信号をvlo_iは、混合器122に入力される。電圧信号をvlo_qは、混合器123に入力される。電圧信号vlo_iと電圧信号vlo_qとの間には、90度の位相差が有るので、電圧信号vlo_i及び電圧信号vlo_qは、以下の式7及び8で表される。Vlo_i=Acosωct7Vlo_q=Asinωct8但し、ωcは、キャリア周波数に相当する角周波数である。ここで、混合器122に入力されるベースバンド信号Iの電圧をVbb_iとする。混合器123に入力されるベースバンド信号Qの電圧をVbb_qとする。すると、ベースバンド信号Vbb_i及びVbb_qは、以下の式9及び10で表される。Vbb_i=Bcosωbtθ9Vbb_q=-Bsinωbtθ10但し、Bは、振幅情報である。θは、位相情報である。ωbは、中間周波数に相当する角周波数である。混合器122は、電圧信号Vlo_iとベースバンド信号Iの電圧Vbb_iとの積を出力する。混合器123は、電圧信号Vlo_qとベースバンド信号Qの電圧Vbb_qとの積を出力する。混合器122出力電圧信号Vmix1は、以下の式11で表される。混合器123の出力電圧信号Vmix2は、以下の式12で表される。Vmix1=0.5×AB{cosωcωbtθcosωc-ωbt-θ}11Vmix2=0.5×AB{cosωcωbtθ-cosωc-ωbt-θ}12合成器124では、混合器122の出力電圧信号Vmix1と混合器123の出力電圧信号Vmix2との和を出力する。合成器124の出力電圧信号Vcombは、以下の式13で表される。Vcomb=ABcosωcωbtθ13出力電圧信号Vcombは、ベースバンド信号の角周波数から、ωcだけ周波数が増加したRF信号である。次に、振幅位相信号検出器13について説明する。図5Aは、振幅位相信号検出器13の構成例を示すブロック図である。振幅位相信号検出器13は、振幅検出器131及び位相検出器132により構成される。図5Bは、振幅検出器131の構成例を示す回路図である。振幅検出器131は、ダイオードD13、抵抗R13及び容量C13により構成される。ダイオードD13は、入力電圧の2乗に比例した電流を出力する。よって、ダイオードにRF信号が入力された場合、振幅値が大きいほど、ダイオードD13から出力される電流値の時間平均値は大きくなる。ダイオードD13の後段に接続された抵抗R13及び容量C13はフィルタ回路を構成する。このフィルタ回路は、ダイオードD13の出力電流に含まれるDC成分のみを取り出す。取り出されたDC成分は、ダイオードD13の出力電流の時間平均値に等しい。つまり、RF信号の振幅値が大きくなるほど、DC成分の値は大きくなる。すなわち、ダイオードD13の出力電流のDC成分は、ダイオードD13に入力されるRF信号の振幅値に対して、単調に増加する1対1の関数である。従って、取り出されたDC成分により、RF信号に含まれる振幅情報を抽出することが可能となる。図5Cは、位相検出器132の構成例を示すブロック図である。位相検出器132は、コンパレータCMPで構成される。コンパレータCMPは、入力信号が正の値をとる場合にハイ信号を出力し、入力信号が負の値をとる場合にロー信号を出力する。ここで、RF信号は、位相が0°~180°の場合に正の値となり、位相が180°~360°の場合に負の値となる。よって、位相検出器132は、RF信号が入力されると、RF信号の位相が0°~180°の場合にハイ信号を出力し、RF信号の位相が180°~360°の場合にロー信号を出力する。コンパレータCMPの出力は、理想的には矩形波である。次に、スイッチ素子23及び24について説明する。図6Aは、スイッチ素子23の動作を示す構成図である。スイッチ素子23は、制御端子T1、信号端子T2及び信号端子T3を有する。制御端子T1にハイ信号が入力されると、信号端子T2と信号端子T3とが短絡状態ON状態となる。制御端子T1にロー信号が入力されると、信号端子T2と信号端子T3とが無接続状態OFF状態となる。図6Bは、スイッチ素子23の構成例を示す回路図である。スイッチ素子23は、電界効果トランジスタFET又はバイポーラトランジスタを用いて実現することができる。制御端子T1は、FETのゲート端子又はバイポーラトランジスタのベース端子に対応する。信号端子T2は、FETのソース端子又はバイポーラトランジスタのエミッタ端子に対応する。信号端子T3は、FETのドレイン端子又はバイポーラトランジスタのコレクタ端子に対応する。スイッチ素子24の動作及び構成については、スイッチ素子23と同様であるので、説明を省略する。次に、可変電流源21及び22について説明する。図7は、可変電流源21の構成例を示す回路図である。可変電流源21は、FETで構成される。可変電流源21の制御信号は、FETのゲート端子に与えられる。FETのドレイン-ソース間に流れる電流値は、飽和領域においてはゲート電位と閾値電圧の差の2乗に比例する。すなわち、ゲート電位とドレイン-ソース間に流れる電流は1対1の関係になる。従って、ゲート電位による電流の制御が可能となる。なお、可変電流源21は、バイポーラトランジスタにより構成することも可能である。可変電流源22の構成については、可変電流源21と同様であるので、説明を省略する。図8は、可変電流源21の他の構成例を示す回路図である。図8の可変電流源21は、デコーダ211及びパルス可変電流源212により構成される。パルス可変電流源212は、1以上のDC電流源Iv1~IvNと、DC電流源Iv1~IvNの出力端子に接続された電流スイッチS1~SNにより構成される。電流スイッチSnnは1以上の整数は、DC電流源Ivnから出力される電流の出力先を、接地ノード又はパルス可変電流源212の出力ノードに切り替える。パルス可変電流源212から出力される電流は、電流スイッチを介してパルス可変電流源212の出力ノードに接続されたDC電流源から出力される電流の合計と等しい。デコーダ211には、RF信号生成器1aで生成された振幅信号rtが入力される。RF信号生成器1aで生成される振幅信号rtがNビットのデジタル信号である場合、パルス可変電流源212には、DC電流源Iv1~IvNが設けられる。DC電流源Ivnの電流値Inは、2のべき乗の重みづけがされており、具体的にはI0×2-nである。ここで、I0は、任意の値である。デコーダ211は、DC電流源Iv1~IvNに接続される電流スイッチS1~SNの制御信号として、振幅信号rtのビットを上位ビットから順々に割り当てる。なお、振幅信号rtがアナログ信号の場合には、このアナログ信号はNビットのデジタル信号にAD変換される。そして、AD変換により生成されたデジタル信号が、デコーダ211へ入力される。続いて、電流スイッチSnについて説明する。図9は、電流スイッチSnの構成例を示すブロック図である。電流スイッチSnは、ダイオードDsと、電流スイッチ素子SWとで構成される。電流スイッチ素子SWは、例えば図6Bに示す構成とすることができる。電流スイッチ素子SWは、ダイオードDsのアノード側端子と接地電位または任意のDC電位との間に挿入される。ダイオードDsのアノード側端子は、さらに端子Aと接続される。ダイオードDsのカソード側端子は、端子Bと接続される。電流スイッチ素子SWが開放状態の場合には、端子Aに入力された電流は、ダイオードDsを経由して、端子Bに出力される。電流スイッチ素子SWが短絡状態の場合には、端子Aに入力された電流は、電流スイッチ素子SWを介して、接地電位に出力される。続いて、DC電流源Ivnについて説明する。図10は、DC電流源Ivnの構成例を示すブロック図である。DC電流源Ivnは、可変DC電圧源41、インダクタ42、電流センサ43及び比較制御器44から構成される。可変DC電圧源41から出力される電流は、インダクタ42及び電流センサ43を介して出力される。電流センサ43は、電流センサ43を流れる電流の大きさを検出する。比較制御器44は、電流センサ43で検出された電流値が所望の値となるように、可変DC電圧源41の電圧を制御する。ここで、可変DC電圧源41の電圧値をVdcとする。インダクタ42のインダクタンスをLaddとする。DC電流源Ivnの出力端子に接続される負荷抵抗の値をRloadとする。DC電流源Ivnの出力電流をIoutとする。電圧値Vdcを入力信号、Ioutを出力信号とした伝達関数Fsは、以下の式14で表される。Fs=Rload/sLaddRload14上式は、伝達関数Fsが、3dB-カットオフ周波数がRload/2πLaddで与えられる、ローパスフィルタの伝達関数であることを表している。可変DC電圧源41に与える制御信号を、上述のカットオフ周波数よりも十分速い速度で更新することにより、出力電流Ioutの変動特性を最小限に抑えることができる。DC電流源Ivnの構成について更に説明する。図11は、DC電流源Ivnの構成の具体例を示すブロック図である。可変DC電圧源41は、DC電圧源51と接地端子との間に、スイッチ素子Sv1及びSv2が縦列に挿入されている。スイッチ素子Sv1及びSv2は、例えば図6Bに示す構成とすることができる。電源側のスイッチ素子Sv1と接地側のスイッチ素子Sv2とは、は相補的な開閉動作を行う。つまり、スイッチ素子Sv1及びSv2のどちらか一方がONの場合には、もう一方はOFFとなる。スイッチ素子Sv1がONの場合には、可変DC電圧源41の出力電圧は電源電圧に等しい。一方、スイッチ素子Sv2がONの場合には、可変DC電圧源41の出力電圧は接地電位に等しい。電流センサ43は、抵抗Rs及び差動入力型増幅器AMPにより構成される。差動入力型増幅器AMPは、抵抗Rsの両端子ノードの電圧情報を入力とする。入力電流が抵抗Rsを流れると、抵抗Rsの両端には、電流と抵抗値との積に等しい電圧差が発生する。差動入力型増幅器AMPは、本電圧差を増幅して出力する本実施の形態では、増幅率は正の値とする。なお、抵抗Rsの両端の電圧差と差動入力型増幅器AMPの出力値とは、1:1に対応する。すなわち、この電流センサ43は、入力電流の電流値を電圧値に変換して出力することができる。比較制御器44は、電圧比較器52とコーダ53から構成される。電圧比較器52は、電流センサ43から出力される電圧値と内部参照値とを比較する。電流センサ43からの出力が内部参照値よりも大きい場合、電流センサ43を流れる電流量は所望値よりも大きいことを意味する。この場合、コーダ53は、可変DC電圧源41を構成する接地側のスイッチ素子Sv2をON状態にするとともに、電源側のスイッチ素子Sv1をOFF状態にする制御信号を出力する。一方、電流センサ43からの出力が内部参照値よりも小さい場合、電流センサ43を流れる電流量は所望値よりも小さいことを意味する。この場合、コーダ53は、可変DC電圧源41を構成する接地側のスイッチ素子Sv2をOFF状態にするとともに、電源側のスイッチ素子Sv1をON状態にする制御信号を出力する。また、比較制御器44は、外部クロック信号源CLKOからの外部クロック信号に同期して動作する。すなわち、電圧比較器52における比較動作及び可変DC電圧源41へ与える制御信号を更新する周期は、外部クロック信号源CLKOの周期に等しい。DC電流源Ivnに接続される負荷が時間的に変動しても、それよりも十分短い早い周期のクロック信号を発生するクロック信号源を用いて比較制御器を動作させることにより、可変DC電圧源41に対する制御信号は、負荷の変動周期よりも短い周期で更新される。以上の動作により、DC電流源Ivnは、所望のDC電流を出力し続けることができる。続いて、CMCDの構成転換例について説明する。図12は、CMCDの第1の構成転換例であるCMCD2bの構成を示すブロック図である。CMCD2bは、可変電流源31、インダクタ32及び33、スイッチ素子23及び24により構成される。スイッチ素子23及び24は、CMCD2aにおけるものと同様である。可変電流源31の一端は電源VDDと接続される。可変電流源31の他端はインダクタ32を介してスイッチ素子23と接続され、さらにインダクタ33を介してスイッチ素子24と接続される。可変電流源31は、例えば、振幅信号rtにより制御される。CMCD2bのその他の構成は、CMCD2aと同様であるので、説明を省略する。インダクタ32及び33は、電流値の変動を抑圧する。そのため、インダクタ32及びL33により、擬似的に電流源の動作が提供される。よって、本構成例にかかるCMCD2bは、2つのスイッチ素子のそれぞれに2つの電流源のいずれかが直接接続された、図1に示すCMCD2aと同様の動作を行う。また、CMCDの第2の構成転換例について説明する。図13は、CMCDの第2の構成転換例であるCMCD2cの構成を示すブロック図である。CMCD2cは、図12に示すCMCD2bにフィルタ回路34が追加されたものである。フィルタ回路34は、可変電流源31と、インダクタ32及びL33と、の間に挿入される。CMCD2cのその他の構成は、CMCD2bと同様であるので、説明を省略する。フィルタ回路34は、可変電流源31で発生する不要な高調波成分を除去する。さらに、CMCDの第3の構成転換例について説明する。図14は、CMCDの第3の構成転換例であるCMCD2dの構成を示すブロック図である。CMCD2dは、図12に示すCMCD2bの可変電流源31を可変電圧源35に置き換えたものである。CMCD2dは、図12に示すCMCD2bと同様に、インダクタ32及び33が電流値の変動を抑圧する。そのため、インダクタ32及び33により、擬似的に電流源の動作が提供される。CMCD2dのその他の構成は、CMCD2bと同様であるので、説明を省略する。よって、本構成例にかかるCMCD2dは、2つのスイッチ素子のそれぞれに2つの電流源のいずれかが直接接続された、図1に示すCMCD2aと同様の動作を行う。実施の形態2次に、本発明の実施の形態2にかかる送信装置について説明する。図15は、実施の形態2に係る送信装置200の構成を示すブロック図である。送信装置200は、送信装置100のRF信号生成器1aをRF信号生成器1bに置き換えたものである。送信装置200のその他の構成は、送信装置100と同様であるので、説明を省略する。RF信号生成器1bは、送信装置100のRF信号生成器1aに除算器14を追加し、かつ振幅検出器131を振幅検出器133に置き換えたものである。送信装置200では、DBB11が除算器14及び振幅検出器133にIQ信号を出力する。除算器14は、IQ信号を振幅検出器133から出力される振幅信号で除算した信号を出力する。除算器14から出力される無線信号Ibt、Qbtは、以下の式15及び16で表される。Ibt=It/rt15Qbt=Qt/rt16除算器14から出力される無線信号Ibt及びQbtは、IQモジュレータ12に入力され、RF帯の無線信号に変換される。IQモジュレータ12の出力信号の振幅値は、式13に示されるように、入力されるIQ信号の振幅値に比例する。Ibt及びQbtは、式15及び16に示すように、DBB11のIQ信号の振幅信号で規格されている。そのため、Ibt及びQbtで定義される無線信号の振幅値は1となる。すなわち、本実施の形態におけるIQモジュレータ12の出力信号の振幅値は1となる。よって、IQモジュレータ12の出力信号RFbtは、式2の右辺の振幅信号rtに1を代入した以下の式17で表される。RFbt=tht17すなわち、IQモジュレータ12の出力信号は、位相信号そのものとなる。位相検出器132は、IQモジュレータ12の出力信号の正負を判定し、式4に示した矩形位相信号を生成する。続いて、振幅検出器133について説明する。図16は、振幅検出器133の構成を示すブロック図である。振幅検出器133では、I信号が2乗器15に入力され、Q信号は2乗器16に入力される。2乗器15及び16から出力された信号は、加算器17で加算される。2乗根算出器18は、加算器17での加算結果の平方根を算出する。すなわち、振幅検出器133は、入力されたIQ信号の2乗和の平方根を出力する。IQ信号の2乗和の平方根は、無線信号の振幅値に相当し、式2の右辺に示した振幅値rtと等しい。上述の通り、RF信号生成器1bは、振幅検出器133の出力信号を振幅信号として出力する。また、RF信号生成器1bは、位相検出器132の出力信号を位相信号として出力する。RF信号生成器1bからの振幅信号及び位相信号は、実施の形態1にかかる送信装置100と同様に、CMCD2aに入力される。従って、CMCD2aは、実施の形態1における場合と同様に動作し、CMCD2aに接続された負荷にてRF信号が再現される。なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、実施の形態2にかかる送信装置200のCMCD2aは、実施の形態1にかかる送信装置100と同様に、CMCD2b~2dのいずれかと適宜置き換えることが可能である。また、上述の実施の形態では、スイッチング増幅器の一形態である電流モードD級増幅器を有する送信装置について説明したが、適用する増幅器はこれに限られない。すなわち、電流モードD級増幅器に代えて、他のスイッチング増幅器を適用することが可能である。以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。この出願は、2010年8月3日に出願された日本出願特願2010-174453を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。