"太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに接続されスイッチング素子とダイオードとを直列接続した4組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するPWM制御回路と、前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の2倍周波数のsin波信号とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して前記降圧コンバータの前記スイッチング素子のゲートのONOFFの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、前記スイッチング回路と前記PWM制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成する電力変換装置。前記2倍周波数のsin波信号の位相を変化させるよう構成された請求項1記載の電力変換装置。前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算するよう構成された請求項1または2に記載の電力変換装置。前記2倍周波数のsin波信号が、前記三角波信号と前記ゲイン回路の出力信号を加算した信号の包絡線内に設定されている請求項1乃至3のいずれか一項に記載の電力変換装置。電流型インバータ装置において、リアクトルのインダクタンスを小さくするとインバータの出力波形が歪むため、大きなインダクタンスのリアクトルを用いる必要がある。インダクタンスを大きくすると、リアクトルのサイズが大きくなり、装置としても大型化になるという問題を有する。特許文献1に開示された太陽光発電用電力変換装置110のように平滑用コンデンサ140を追加することによりリアクトルを小型化するためには大容量のコンデンサが必要である。このようなコンデンサとしては電解コンデンサが用いられる。しかし、電解コンデンサは、一般的に寿命が10年以下であり、周囲温度が10°C上昇すると寿命が半減するという問題がある。このように、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いると寿命の問題が発生し、電流型インバータ装置における優位性が消されてしまうという課題を有する。従って、寿命の観点から、電流型インバータ装置においては電解コンデンサを用いない構成とした方が望ましい。一方、小容量のコンデンサを用いて装置の小型化を図る場合は、フィルムコンデンサやセラミックコンデンサを用いる構成が考えられるが、リアクトルの大きさが1/10、1/100になるほどの小型化を望むことはできない。また、大容量のコンデンサを用いる場合には、リアクトルを小型化することができるがコンデンサが大容量であるため、装置は大型化する。本発明は、前記従来の装置における課題を解決するものであり、電流型インバータ装置において大容量のコンデンサを用いずにリアクトルのインダクタンスを小さくして、リアクトルを小型化することができる電力変換装置を提供することを目的とする。前記目的を達成するために、本発明の電力変換装置の一態様としては、太陽電池モジュールからの直流電圧を降圧するためのスイッチング素子とダイオードとで構成される降圧コンバータと、前記降圧コンバータの出力を平滑する平滑リアクトルと、前記平滑リアクトルに接続され4個のスイッチング素子とダイオードとを直列接続した4組の直列接続体でブリッジ回路が構成されたスイッチング回路と、前記スイッチング回路の各スイッチング素子にスイッチング制御信号を出力するPWM制御回路と、前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流を検出する電流センサと、前記電流センサの直流成分を除去するハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタの出力を定数倍するゲイン回路と、前記ゲイン回路の出力信号と三角波信号と商用周波数の2倍周波数のsin波信号正弦波信号とを入力し、前記三角波信号の振幅を前記スイッチング回路から前記太陽電池モジュールに戻る電流に基づき変化させることにより、出力電圧の歪みに対して降圧コンバータのスイッチング素子のゲートのONOFFの時間を変化させるスイッチング制御信号を出力するゲート信号生成回路と、で構成され、前記スイッチング回路と前記PWM制御回路によるインバータ部により直流電力を交流電力に変換して出力電圧を形成するものである。このように構成された本発明の電力変換装置は、ゲート信号生成回路の制御によりインバータの出力の歪みを低減する構成であり、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することを可能となる。本発明の電力変換装置は別の態様としては、前記2倍周波数のsin波信号正弦波信号の位相を変化させること、前記ゲイン回路の出力信号にオフセット値を加算すること、前記2倍周波数のsin波信号が、前記三角波信号と前記ゲインの出力を加算した信号の包絡線内に設定されていることにより、リアクトルのインダクタンスを小さくしてもインバータの出力歪みを低減することが可能である。本発明の電力変換装置によれば、降圧コンバータの出力電圧をインバータの入力電圧に対応して変化させることにより、リアクトル印加電圧を一定にすることができ、さらに出力のフィードバック信号の変化に応じて変調時のPWMのON/OFFの幅を変化させることにより、インバータの出力ひずみを低減することができ、インダクタンスを小さくしても出力波形の歪みを抑えることを可能とする。以下、本発明に係る好適な実施形態の電力変換装置について、添付の図1~図17を参照しながら説明する。本発明の電力変換装置としては、太陽光発電用電力変換装置について説明し、太陽電池の直流出力を交流出力に変換して出力するインバータ装置を含んでいる。図1は本発明に係る実施形態を示す電力変換装置の構成図である。太陽電池モジュール1PVは、複数の太陽電池図示省略と、太陽電池と同数の逆電流阻止用ダイオード図示省略とより構成される。なお、太陽電池モジュール1においては、太陽電池と逆電流阻止用ダイオードが出力容量に応じて必要な数だけ直列あるいは並列に接続されて構成される。太陽電池モジュール1からは直流電圧が出力される。太陽電池モジュール1の出力は降圧コンバータ23に入力される。降圧コンバータ23は、半導体スイッチング素子2と、ダイオード4とにより構成されており、太陽電池モジュール1の出力電圧を降圧する。半導体スイッチング素子2としては電力用のMOS-FETやIGBTなどが用いられる。降圧コンバータ23の出力は平滑リアクトル3に接続される。平滑リアクトル3では降圧コンバータ23の出力における高周波リップルを平滑化する。平滑リアクトル3の出力はインバータ部25に入力される。インバータ部25は、太陽電池モジュール1で発電され降圧された直流電力を交流電力に変換するものである。インバータ部25は、ダイオード9,10,11,12をそれぞれ直列接続した4個の半導体スイッチング素子5,6,7,8をブリッジ形に接続して構成されたスイッチング回路24と、このスイッチング回路24の各半導体スイッチング素子5,6,7,8にスイッチング制御信号を出力するパルス幅変調制御回路PWM制御回路22を含む。スイッチング回路24は、ダイオード9,10,11,12と半導体スイッチング素子5,6,7,8がそれぞれ直列接続された4組の直列接続体を含み、4組の直列接続体によりブリッジ回路が構成されている。半導体スイッチング素子5,6,7,8としては電力用のMOS-FETやIGBTなどが用いられる。図2は本発明に係る実施形態におけるインバータ部25の動作説明図である。図2のaは商用周波数Euの波形図であり、図2のb,cは半導体スイッチング素子5,7を駆動制御する商用周波数のスイッチング制御信号をそれぞれ示している。また、図2のdは、商用周波数の正弦波の全波整流された波形基準正弦波と、高周波の三角波キャリア信号三角波信号の波形を示している。図2のdでは三角波キャリア信号を説明するため低周波で記述しているが、実際には20kHz程度の高周波の三角波キャリア周波数が用いられている。図2のe,fは半導体スイッチング素子6,8を駆動制御するスイッチング制御信号をそれぞれ示している。図2のb,cに示すように、半導体スイッチング素子5,7は商用周波数の半サイクル毎にON/OFF駆動制御されている。また、図2のe,fに示すように、半導体スイッチング素子6,8は高周波の三角波キャリア周波数の波形と、商用周波数正弦波の全波整流型の波形との比較により決定された信号パターンによりON/OFF駆動制御されている。図3は、PWM制御回路22における半導体スイッチング素子6,8のドライブ回路に対する信号処理システムを示す説明図である。三角波キャリア信号と全波整流された基準正弦波信号とを比較し、論理回路により半導体スイッチング素子6,8をON/OFF駆動制御するスイッチング制御信号を形成して、半導体スイッチング素子6,8のドライブ回路へ出力する。なお、上記の実施の形態においては三角波キャリア信号を用いた例で説明したが、三角波を鋸波状波の信号を用いた構成でもよい。上記の実施形態の電力変換装置においては、平滑リアクトル3とインバータ部25とにより電流型インバータ装置が構成される。電流型インバータ装置はスイッチング回路24のスイッチング状況に応じて直流電流をスイッチング動作で切り換えた電流波形が交流側に出力される。交流側電圧は負荷16に依存して発生するが、その極性によらずインバータ部25は負荷16に対して常に電流源として作用する。このため、半導体スイッチング素子5,6,7,8には、OFF時に半導体スイッチング素子5,6,7,8に印加される逆電圧を阻止するためのダイオード9,10,11,12が半導体スイッチング素子5,6,7,8のそれぞれに直列に接続されている。PWM制御回路22によりPWM制御を行うことにより、電流型インバータ装置の平滑リアクトル3が十分大きい場合には、電流型インバータ装置の出力電圧は正弦波に整形される。スイッチング回路24の出力端側に接続されている高周波成分を除去するコンデンサ13とリアクトル14,15で構成される出力フィルタ回路は、スイッチング回路24に対するフィルタ回路として配置されている。すなわち、スイッチング回路24に対してフィルタ回路を構成するコンデンサ13を並列に、リアクトル14,15を直列に接続している。このフィルタ回路により高周波成分が除去されるため、スイッチング回路24を構成する各半導体スイッチング素子5,6,7,8には高周波電流が流れず低損失となる。出力フィルタ回路は、一般家電や商用電力系統の機器等と連携して負荷16に接続される。ところで、一般的に太陽光発電用のインバータ装置においては、電力リプルの問題が必ず発生する。インバータ装置から出力される交流電流および交流電圧はともに正弦波である。このため、出力電力はsinの2乗に比例した形となる。これに対してインバータ装置の入力電力は直流であるため、その入力電力は一定である。そして、電力リップルは商用周波数の2倍となって現れ、必ずインバータ装置のどこかに電力を蓄積放出させるデバイスが必要である。電流型インバータ装置の場合、電力を蓄積放出するデバイスは平滑リアクトル3である。この平滑リアクトル3のインダクタンスをL[H]、平滑リアクトル3に流れている電流をIl[A]とすると、平滑リアクトル3が蓄えているエネルギーJl[J:ジュール=Wsec]は、下記式1で表される。Jl=1/2LIl2[J]1上記式1より、平滑リアクトル3がエネルギーの蓄積放出を行った場合、必ず電流Ilがその蓄積放出に応じて変動する。電流型インバータ装置の出力電流の歪を小さくするためには、入力電流は変動の少ないものが望ましい。式1より、一定のエネルギーの蓄積放出を行いつつ平滑リアクトル3を流れる電流Ilの変動を小さくするためには、平滑リアクトル3のインダクタンスLの値を十分に大きくする必要がある。また、電流型インバータ装置の直流部の電圧をed、電圧edの実効値をEd、角周波数をω=2πffは商用周波数とすると、電流型インバータ装置の直流部にはインバータ装置のスイッチング動作に応じて商用電圧が現れ、直流部の電圧edは下記式2で表わされる。edEd-Edcos2ωt2上記式2より、商用周波数の2倍周波数で変動する電圧edが平滑リアクトル3に印加されるため、直流電流において変動を生じる。電流型インバータ装置は単に直流電流を正弦波分布パルス列に変調して交流電流に変換するので、直流電流変動は商用周波数の2倍周波数での交流電流の波形歪みを誘発する。図4は、降圧コンバータ23に対して、従来のゲート信号生成方式のゲート信号生成回路21Aを有する電力変換装置の構成図であり、図5は降圧コンバータ23に対する従来のゲート信号生成方式を説明する波形図である。図5において、aは三角波信号とDC電圧信号を示し、bは降圧コンバータ23における半導体スイッチング素子2が駆動制御されるゲート信号を示している。図4に示す構成において、ゲート信号生成回路21Aには三角波信号とDC電圧信号が入力される。三角波信号の周波数は20kHz程度である。ゲート信号生成回路21Aでは図5に示すように、三角波信号と一定電圧DC電圧信号とを比較し、降圧コンバータ23へのPWM出力を生成している。なお、三角波信号発生回路17における生成やゲート信号生成回路21Aの演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、MPUMicroProcessingUnitによるディジタル信号処理で行ってもよい。図4に示した電流変換装置の構成において、例えば、平滑リアクトル3のインダクタンスL=100mHの場合と、L=10mHの場合の電流型インバータ装置の出力電圧波形を図6および図7に示す。図6はインダクタンスL=100mHの場合の出力電圧波形であり、図7はインダクタンスL=10mHの場合の出力電圧波形である。図6に示すように、インダクタンスL=100mHではLの値が十分大きいため出力電圧波形は殆ど歪んでいない。しかし、図7に示すようにインダクタンスL=10mHの場合はLの値が小さいため商用周波数の2倍周波数で出力電圧波形が大きく歪んでいる。図8はゲート信号生成回路21Bに対して2倍周波数のsin波信号が入力される場合の電力変換装置の構成図である。図9はゲート信号生成回路21Bにおいて2倍周波数のsin波信号が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図9において、aは三角波信号と商用周波数の2倍周波数のsin波信号を示している。図9のbは降圧コンバータ23における半導体スイッチング素子2が駆動制御されるゲート信号を示している。図8に示すように、ゲート信号生成回路21Bには三角波信号と商用周波数の2倍周波数のsin波信号が入力される。ゲート信号生成回路21Bでは、図9に示すように、三角波信号と商用周波数の2倍周波数のsin波信号とを比較して図9のa参照、降圧コンバータ23に入力するためのPWM出力信号を生成している。降圧コンバータ23においては、インバータ部25への直流入力電圧の2倍周波数変動に対応する変動電圧を出力するために、PWMスイッチング動作が行われる。前述のように、ゲート信号生成回路21Bでは、三角波信号と商用周波数の2倍周波数のsin波信号が入力されて、降圧コンバータ30へのPWM出力信号を生成している。三角波信号は20kHz程度、商用周波数の2倍周波数のsin波信号は100Hzまたは120Hzであるが、説明を分かりやすくするため、図9においてはsin波信号の周期を長く示している。図10に平滑リアクトル3のインダクタンスL=10mHのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。前述の図7に示した出力電圧波形と比較して、図10に示した出力電圧波形の歪みが低減している。このことは、電圧edの2倍周波数変動が、降圧コンバータ23で2倍周波数変調波を採用したPWMスイッチング動作を行うことにより、降圧コンバータ23の出力電圧edcを直流部の電圧edに対応して変動させることによりキャンセルでき、平滑リアクトル3の印加電圧を一定にすることが可能であることを示している。次に、平滑リアクトル3のインダクタンスL=1mHのときの場合について説明する。図11は、前述の図8に示した電力変換装置の構成において、インダクタンスL=1mHのときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を示す。図11に示すように、図8に示した構成における電流型インバータ装置の出力電圧波形は、商用周波数の2倍の周波数で歪んでいる。従って、降圧コンバータ23で2倍周波数変調波を採用したPWMスイッチング動作を行っても十分でないことがわかる。次に、図1に示した本発明に係る実施形態の電力変換装置の構成の場合について説明する。図1に示した電力変換装置においては、電流型インバータ装置のスイッチング回路24から太陽電池モジュール1に戻る電流を検出するために電流センサ18が設けられている。電流センサ18としてはホール型のものや、シャント抵抗により検出するものなどを用いることができる。図12に電流センサ18の出力信号波形を示す。電流センサ18の出力信号は、DC成分を取り除くため、ハイパスフィルタ19に入力される。電流センサ18の出力信号の周波数は商用周波数の2倍周波数であるため、ハイパスフィルタ19のカットオフ周波数は10Hz程度に設定すればよい。これは、カットオフ周波数より低い周波数は信号が減衰するためである。図12においては、電流センサ18の出力信号波形上側とともに、ハイパスフィルタ19の出力信号波形下側を示す。図12に示すようにハイパスフィルタ19の出力信号は直流成分がカットされ、カットオフ周波数より高い信号は、そのまま通過している。ハイパスフィルタ19の出力信号は電流センサ18の出力信号のオフセット分を除去している。ハイパスフィルタ19の出力信号はゲイン回路20に入力され、ハイパスフィルタ19の出力信号をゲイン倍Gする。図1に示すように、ゲート信号生成回路21には、三角波発生回路17からの三角波信号と、商用周波数の2倍周波数のsin波信号と、ゲイン回路20の出力信号が入力される。ゲート信号生成回路21では、三角波発生回路17の三角波信号とゲイン回路20の出力信号とを加算する。なお、三角波信号発生回路17における生成やゲート信号生成回路21の演算は、アナログ演算素子で構成してもよいし、MPUMicroProcessingUnitによるディジタル信号処理で行ってもよい。図13は三角波発生回路17の三角波信号とゲイン回路20の出力信号とを加算した信号と、2倍周波数のsin波信号を示している。2倍周波数のsin波信号は商用周波数の2倍周波数であるので100Hzないし120Hzであるのに対し、三角波信号は20kHz程度である。図13においては、時間軸を合わせているため、三角波信号は狭ピッチグレーに塗られた状態で描かれている。図13に示すように、2倍周波数のsin波信号は、三角波信号とゲイン回路20の出力信号とを加算した信号の包絡線内に入るように設定される。2倍周波数のsin波信号の最大値が三角波信号の最大値にゲイン回路20の出力信号の最小値を加算した信号の値よりも小さく、2倍周波数のsin波信号の最小値が三角波信号の最小値にゲイン回路20の出力信号の最大値を加算した信号の値よりも大きくなるように三角波信号とゲイン回路20の出力信号の加算結果にオフセットを加算して設定する。つまり、図13において、A>Bになるように設定が行われる。この加算された信号と2倍周波数のsin波信号とを比較して降圧コンバータ23の半導体スイッチング素子2のゲート信号が生成される。図14は、ゲート信号生成回路21において2倍周波数のsin波信号と、三角波信号発生回路17からの三角波信号と、ゲイン回路20の出力信号と、が入力されるときのゲート信号生成方式を説明する図である。図14において、aは三角波信号とゲイン回路20の出力信号が加算された加算信号と、商用周波数の2倍周波数のsin信号を示している。図14のbは降圧コンバータ23における半導体スイッチング素子2が駆動制御されるゲート信号を示している。図14においては、説明を分かりやすくするため、sin波信号の周期を長く示している。図1に示した電力変換装置においては、前述の図4および図8に示した構成では一定振幅であった三角波信号の振幅を、電流型インバータ装置のスイッチング回路24から太陽電池モジュール1に戻る電流に基づき変化させている。このように構成された図1に示した電力変換装置は、出力電圧の歪みに対して、降圧コンバータ23の半導体スイッチング素子2のゲート信号におけるONOFFの時間を変化させて、平滑リアクトル3の出力電圧の歪みを低減するように制御している。図15は、図1に示した電力変換装置の電流型インバータ装置の構成における平滑リアクトル3のインダクタンスL=1mHのときの出力電圧波形を示す。図15に示すように、L=1mHにおいても電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが低減されていることが理解できる。また、2倍周波数のsin波信号の位相を変化させることにより電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みが変化する。電流型インバータ装置の出力電圧との位相が合っている場合の波形が図15である。50Hzの場合、周期は20msecであるが、この±3以内に位相を合わせる必要がある。5ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図16に示す。また-5ずれたときの電流型インバータ装置の出力電圧波形を図17に示す。図16および図17に示したどちらの出力電圧波形も歪みはじめている。上記のように、図1に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、電解コンデンサを用いなくても、リアクトルのインダクタンスを小さい状態で電流型インバータ装置の出力電圧波形の歪みを低減できるという優れた効果を奏する。さらに、図1に示した実施形態の電力変換装置の構成においては、インダクタンスを小さくすることができるため、システム全体としての小型化を実現することができる。"