"ディジタル変調された入力系列のシンボルクロックをPLL回路を用いて同期捕捉するシンボル同期捕捉システムであって、前記入力系列の特徴量系列を算出する手段と、最初のNサンプルNは2以上の整数の前記特徴量系列をFFT処理する手段と、このFFT処理結果に基づいてスペクトル最大成分を探索する手段と、前記FFT処理結果に基づいて第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相推定をなす手段とを含み、前記スペクトル最大成分の周波数と前記位相推定による位相推定値とを前記PPLL回路の初期設定値とすることを特徴とするシステム。前記PLL回路は、前記初期設定以降、前記特徴量系列に対して追従動作をなすことを特徴とする請求項1に記載のシステム。前記ディジタル変調は位相変移PSK変調であり、前記特徴量系列は、電力量系列であることを特徴とする請求項1または2に記載のシステム。前記位相推定値は、前記スペクトル最大成分の周波数のフーリエ係数の位相成分であることを特徴とする請求項1~3いずれかに記載のシステム。ディジタル変調された入力系列のシンボルクロックをPLL回路を用いて同期捕捉するシンボル同期捕捉方法であって、前記入力系列の特徴量系列を算出するステップと、最初のNサンプルNは2以上の整数の前記特徴量系列をFFT処理するステップと、このFFT処理結果に基づいてスペクトル最大成分を探索するステップと、前記FFT処理結果に基づいて第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相推定をなすステップと、前記スペクトル最大成分の周波数と前記位相推定による位相推定値とを前記PPLL回路の初期設定値とするステップとを含むことを特徴とする方法。前記PLL回路は、前記初期設定以降、前記特徴量系列に対して追従動作をなすことを特徴とする請求項5に記載の方法。前記ディジタル変調は位相変移PSK変調であり、前記特徴量系列は、電力量系列であることを特徴とする請求項5または6に記載の方法。前記位相推定値は、前記スペクトル最大成分の周波数のフーリエ係数の位相成分であることを特徴とする請求項5~7いずれかに記載の方法。ディジタル変調された入力系列のシンボルクロックをPLL回路を用いて同期捕捉するシンボル同期捕捉方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、前記入力系列の特徴量系列を算出する処理と、最初のNサンプルNは2以上の整数の前記特徴量系列をFFT処理する処理と、このFFT処理結果に基づいてスペクトル最大成分を探索する処理と、前記FFT処理結果に基づいて第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相推定をなす処理と、前記スペクトル最大成分の周波数と前記位相推定による位相推定値とを前記PPLL回路の初期設定とする処理とを含むことを特徴とするプログラム。近年、ハードウェアの進歩によりディジタル計算機のプログラム論理を用いたソフトウェア復調器が実用化されている。ソフトウェア復調器は従来のアナログ電子回路を用いた復調器と比較して相対的に小規模な回路構成で実現可能であり、また、その性能が安定していることなどが利点となっている。しかしながら、既存のソフトウェア復調器の構成は、アナログ電子回路の機能と動作をそのままディジタル計算機のプログラム論理に置き換えた、すなわち理論的な等価物の実現であり、従来方式に対して本質的な性能向上をもたらすものではない。回路の動作に関する理想的な条件を仮定した場合、アナログ電子回路による復調器で復調できない信号は、理論的に等価なソフトウェア復調器においても当然復調できない。あるいは低C/N環境下の復調におけるシンボル同期の捕捉および追従において、通信路の定常雑音ないし突発的な外乱等の影響を遮断逓減するうえで本質的な性能向上をもたらすものではない。従来のアナログ電子回路による復調器における受信信号のシンボル同期回路では、上述したように、PLL回路などの位相制御回路が用いられている。よって、その理論的な等価物であるソフトウェア復調器では、本来が電子回路であるPLL回路の動作を計算機のプログラム論理に置き換えたものが用いられる。一般に、PLL回路による位相制御では、目的に関して互いに相反する二つの性能指標が存在する。PLL回路を用いたシンボル同期においても、それらの指標はそのまま反映される。すなわち、PLL回路を構成するフィルタ以下、PLLフィルタと称すの特性から決定されるシンボルクロック周波数の引き込み性能と追従範囲性能が、その二つである。これら二つの性能指標は互いに背反する関係にあり、従って、PLL回路による位相制御を行う限り、シンボル同期の実現においては、次のような問題が生じることが避けられない。シンボルクロックの引き込み性能、つまりシンボルクロックに正確に同期させるためには、PLLフィルタは、ほぼシンボルクロックの周波数成分だけを抽出するような鋭敏な特性を持つ必要がある。このことは直ちにPLL回路が追従する周波数範囲を狭めてしまうことを意味する。つまり、PLLフィルタ特性が鋭敏になるほど、同期そのものは正確になる一方で、通信路の突発的な外乱などによる変動に対しては、その情報がフィルタでそぎ落とされてしまうため追従できなくなる。つまり、同期が脆くなってしまう。逆に、そうした変動にも柔軟に追従させるためには、PLLフィルタ特性はより広い実効的な台この台の幅が追従範囲となるをもつ必要がある。そのようなフィルタは、当然に、シンボルクロック以外の雑音成分をより多く拾ってしまう。この雑音成分は、復調器のシンボル抽出タイミングにおけるジッタ揺れとなって現れ、ひいてはシンボル判定時のS/N比低下、すなわちビット誤り率の悪化をもたらす。従って、従来のPLL回路によるシンボル同期方式をそのまま用いたソフトウェア復調では、安定した復調性能を得ようとした場合、アナログ電子回路による復調器とまったく同様に、初期同期補足速度、一定のC/N値以下の環境での復調性能とシンボルジッタへの対応性能がPLLフィルタ特性により決定される。これら相反する二つの性能指標に関して、復調器全体の性能を最適化することは、一般に、理論的には困難か不可能であって、現実的な環境下での試行錯誤を要し、その送受信環境下における最適なフィルタ特性が決定されることになる。このことは、ソフトウェア復調器の利点であるはずの、信号状況に応じた可変的構成の実現可能性を損なうことにもつながっている。なお、特許文献1には、送信すべき信号以外のパイロットトーンを用いたシンボル同期方法において、粗調整を行った後に微調整を行うに際して、サンプルデータのFFT処理結果に基づいてパイロットトーンの位相情報を取得して微調整を行う技術が開示されている。この技術では、FFT処理結果を、微調整時のパイロットトーンの位相情報を取得するのに使用しているものであって、後述するように、本発明の如く、送信すべきディジタル変調された入力信号系列に中に存在するシンボルクロックを抽出するためのPLL回路の初期設定に用いるものではない。本発明の目的は、低C/N環境下においても、また、突発的な外乱を含みうる通信路環境下においても、安定して高速高精度なシンボルの同期捕捉と同期追従を行うことを可能としたシンボル同期捕捉システム及びその方法を提供することである。本発明によるシンボル同期捕捉システムは、ディジタル変調された入力系列のシンボルクロックをPLL回路を用いて同期捕捉するシンボル同期捕捉システムであって、前記入力系列の特徴量系列を算出する手段と、最初のNサンプルNは2以上の整数の前記特徴量系列をFFT処理する手段と、このFFT処理結果に基づいてスペクトル最大成分を探索する手段と、前記FFT処理結果に基づいて第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相推定をなす手段とを含み、前記スペクトル最大成分の周波数と前記位相推定による位相推定値とを前記PLL回路の初期設定値とすることを特徴とする。本発明によるシンボル同期捕捉方法は、ディジタル変調された入力系列のシンボルクロックをPLL回路を用いて同期捕捉するシンボル同期捕捉方法であって、前記入力系列の特徴量系列を算出するステップと、最初のNサンプルNは2以上の整数の前記特徴量系列をFFT処理するステップと、このFFT処理結果に基づいてスペクトル最大成分を探索するステップと、前記FFT処理結果に基づいて第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相推定をなすステップと、前記スペクトル最大成分の周波数と前記位相推定による位相推定値とを前記PLL回路の初期設値とするステップとを含むことを特徴とする。本発明によるプログラムは、ディジタル変調された入力系列のシンボルクロックをPLL回路を用いて同期捕捉するシンボル同期捕捉方法をコンピュータにより実行させるためのプログラムであって、前記入力系列の特徴量系列を算出する処理と、最初のNサンプルNは2以上の整数の前記特徴量系列をFFT処理する処理と、このFFT処理結果に基づいてスペクトル最大成分を探索する処理と、前記FFT処理結果に基づいて第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相推定をなす処理と、前記スペクトル最大成分の周波数と前記位相推定による位相推定値とを前記PLL回路の初期設定値とする処理とを含むことを特徴とする。本発明によれば、受信信号に陰伏しているシンボルクロック成分の周波数と位相とを、高速フーリエ変換による精密推定を行うことによって実現するようにしたので、特定のサンプリング周波数によるサンプリング系列で表現される周波数成分の全帯域に亘って、個々の周波数成分の全てについて、その強度と位相を、実用上、瞬時かつ同時に算出することができるという効果がある。これにより、シンボル同期の捕捉周波数範囲を可能な最大限まで拡大することが可能となって、低C/Nの受信信号についても同期補足が可能となる。また、シンボルクロック成分の周波数がごく微小な揺動を除いて一定であるという条件のもとで、高速フーリエ変換の対象期間入力サンプル数を任意に延長することによって、突発的な外乱により受信信号中のシンボルクロック成分の喪失を補間することで、同期追従を達成することが可能となる。以下に図面を参照しつつ本発明の実施の形態について詳細に説明する。図1は本発明によるシンボル同期捕捉回路の一実施の形態を適用した受信側の機能ブロック図であり、図において図8と同等部分には同一符号を付して示している。なお、図1に示した例は、位相変移PSK:PhaseShiftKeying変調された信号の復調器に適用した例である。図2は、図1における入力信号であるPSK変調信号のモデルを、送信側での信号生成変調器の過程と共に説明するためのものであり、先ず図2を参照してPSK変調信号のモデルを説明する。入力ビット列は、1シンボルあたりビット数をnとするとnは2以上整数、ビット分割回路21により、nビット毎に分割されて数値シンボル値系列となる。この系列の各シンボル値は、シンボル変換回路22において、対応する複素シンボルに変換された後、アップサンプラ23によりシンボル周期にアップサンプリングされた上で、シンボルパルス整形のためのフィルタ整形フィルタ24が適用されて、ベースバンド信号となる。これに、乗算器25において搬送波26が乗算されて変調波として送信されるようになっている。かかるPSK変調信号の受信側での復調は、上記の図2の変調過程を逆にたどることになる。図1において、先ず、周波数シフト回路1は、受信信号全体を搬送波周波数の逆方向へ周波数シフトし、当該信号をベースバンド中心周波数0に合わせる役目を有する。次に、入力系列をリサンプラ2によりリサンプリングしてシンボル時間あたりサンプル数を一定にする。これは、シンボル同期の動作特性を決定するパラメータが、シンボルあたりサンプル数に依存するためである。シンボルあたりサンプル数をほぼ一定とすることで、シンボル同期の特性は搬送波帯域やシンボルレートに依存しなくなる。そして、ベースバンド復調回路3は、リサンプラ2の出力をベースバンド信号に復調する。次段の整合フィルタ4は、図2の変調側の整形フィルタ24と同一の特性を持つフィルタである。ベースバンド信号にこの整合フィルタ4を適用することは、整形フィルタ24で整形されたシンボルパルスとの系列相関をとることを意味しており、この相関値はシンボル時刻において最大となる。受信信号に含まれる伝送路上で加わる雑音が加法的白色Gaussian雑音であるという前提に立てば、この時刻シンボル時刻に抽出されたシンボルの誤り率残差の分散は理論上最小となる。整合フィルタ4の出力は、遅延回路5とシンボルクロック検出回路13内の特徴量電力系列算出回路6とにそれぞれ送られる。遅延回路5は、シンボル同期捕捉回路7における高速フーリエ変換FFTで使用するサンプル数をN2以上の整数とした場合において、N/2サンプルに相当する遅延が設定される。遅延回路5の出力は、シンボル抽出回路10、キャリア同期回路11、シンボル判定回路12を、この順に経ることにより、復調結果として導出されるものである。なお、本実施の形態では、受信信号として搬送波をディジタル変調して得られた被変調波の復調に適用した例であり、受信信号を復調した結果の硬または軟ビット列を出力するものとする。シンボルクロック検出回路13は、特徴量電力系列算出回路6と、シンボル同期捕捉回路7と、同期追従回路8と、クロック生成回路9とを含んでいる。特徴量電力系列算出回路6は、入力信号がPSK変調信号の場合には、シンボル同期の特徴量系列は、一般に、電力系列P[k]=I[k]の2乗Q[k]の2乗......1但し、kはサンプル番号、I[k]は整合フィルタ出力の複素系列の同相成分、Q[k]は同じく直交成分を表すが用いられる。図3は、この場合における特徴量電力系列算出回路6の例を、周辺部と共に示している。図3において、整合フィルタ4からの直接の出力複素は、乗算器61,62と、加算器63とからなる演算回路により、上記1式の電力系列が得られる。この電力系列はシンボル同期捕捉回路7へ入力される。また、整合フィルタ4の出力複素の遅延回路5を経た出力は、乗算器6465と、加算器66とからなる演算回路により、同様に上記1式の電力系列が得られる。この電力系列は同期追従回路8へ入力される。図4は、シンボル同期捕捉回路7のより詳しい構成を、同期追従回路8とクロック生成回路9との関連で示している。特徴量電力系列の最初のNサンプルが、FFT回路7で高速フーリエ変換される。このFFT回路7による高速フーリエ変換の結果は、各周波数成分の複素係数ベクトルであり、係数の各々からは周波数成分のスペクトルを振幅の2乗値として得ることができる。この結果を適当な範囲で探索すれば、スペクトルの最大値を与える周波数成分をシンボルクロック周波数の精密な推定値とすることができる。よって、FFT結果を入力とするスペクトル最大成分探索回路72が設けられている。また、この周波数をfclockとすると、fclockのフーリエ係数aclockの位相成分は第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相の推定値となる。よって、スペクトル最大成分の位相算出回路73が設けられているのである。こうして求めたシンボルクロック周波数と第N/2サンプルにおけるシンボルクロックの位相の推定値とを、同期追従回路8及びクロック生成回路9によるPLL回路のクロック生成のための初期値として設定することにより、以後の追従動作は、シンボル同期が達成捕捉された状態から開始されることになるのである。図5は、サンプリング周波数10MHz、シンボル速度1Mシンボル/秒として4値位相変移QPSK変調された信号の特徴量時系列,すなわち振幅二乗値の時系列のパワースペクトルフーリエ変換後の係数ベクトルの各成分の振幅二乗値を、各成分に対応する周波数値に沿ってdB表示した系列である。シンボル速度に対応する±1MHzの位置に、シンボルクロックの周波数成分が強く現れている。振幅二乗値系列は実数系列であるから、スペクトラムは左右対称となり、従って、正負いずれかの側でスペクトルの最大値を与える周波数成分を所与の範囲で線形探索することがシンボルクロック周波数推定となる。このようにして求めたシンボルクロック周波数と初期位相とを、シンボル同期追従追従回路8のPLL回路の初期状態として設定する。以後、図1のクロック生成回路9が特定の状態生成される単周期信号の位相をとる時刻を捉えてシンボルタイミングとする。シンボルタイミングによるシンボル抽出シグナルはクロック周期毎に生成され、シンボル抽出10は、シグナルが生起した時刻の信号状態を複素値としてサンプリングしてシンボル列を再生抽出する。シンボルタイミングの同期追従は、通常のPLL回路を用いて図6のように構成される図9のPLL回路の例と同等である。同期追従回路8は、特徴量系列とシンボルクロックの指数重みつき系列相関、すなわち特徴量系列におけるシンボルクロック周波数成分のフーリエ係数を逐次的に求め、その位相成分から検出される位相誤差とその時間変化とを、クロック生成回路9にフィードバックすることで達成される。なお、図6は図9と同等であるので、その詳細な説明は省略する。このクロック生成回路9によるシンボル抽出シグナルは、シンボル抽出回路10へ供給され、このシンボル抽出回路10で抽出されたシンボル列は、キャリア同期回路11によって搬送波周波数と位相の設定誤差および揺動が補正される。補正後のシンボル列は、シンボル判定回路12で、各シンボルの位相成分を対応するビット列へ変換直接0/1のビット値への変換を行う硬判定、もしくはビット値の推定を意味する実数値への変換を行う軟判定され、この結果が復調結果として出力される。図7は、上述した本発明の実施の形態の動作の概略を示すフローチャートである。先ず、特徴量系列算出回路6により、PSK変調された受信信号の特徴量電力系列が算出されステップS1、次にFFT回路71により、この特徴量系列の最初のNサンプルがFFT処理されるステップS2。このFFT処理結果を基に、スペクトル最大成分検索回路72によりスペクトル最大成分の検索が行われステップS3、また、位相算出回路73により、第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相が算出されるステップS4。この場合、前述したように、スペクトル最大成分の周波数のフーリエ係数の位相成分が、第N/2サンプルの時刻におけるシンボルクロックの位相と推定される。ステップS3で検索されたスペクトル最大成分の周波数が、同期追従回路8及びクロック生成回路9によるPLL回路の初期周波数として設定されステップS5、またステップS4で推定された位相推定値が、当該PLL回路の初期位相として設定されることになるステップS6。PLL回路はこの初期設定の後に追従動作を開始して、以後追従を続けるのであるステップS7。以上のように、本発明では、一定量の特徴量系列のデータからシンボルクロック周波数とそれに対応する各時刻の位相の推定値を、直接的かつ一挙に、全て算出することができる。すなわち、シンボル同期の捕捉機構において、高速フーリエ変換を利用して直接的なシンボルクロック周波数およびそれに対応する各時刻の位相の推定値算出を行い、これを同期追従機構のPLL回路の初期状態に反映させるようにしている。更には、同期追従においても、一定量の特徴量系列からシンボルクロックを抽出することにより、突発的な外乱などによるシンボルクロックの喪失などが発生しても、適切なシンボルクロックの指数重み付き系列相関を選択することで安定的に動作することが可能となる。よって、本発明によれば、シンボル同期捕捉可能な周波数範囲を理論上最大受信信号の全帯域とすることができる。捕捉の精度と対応可能なC/Nは、単にFFT高速フーリエ変換の入力サンプル数によって定まり、PLL回路を用いる場合のような試行錯誤は不要である。また、復調器の構成としても、捕捉と追従の両機能が互いに独立しているために、シンボル同期追従の最適化は、追従という目的に限って行うことが可能になる。追従においても、調整すべきパラメータは、PLL回路の指数重み付き相関積分の実効的な長さを定める指数重み減衰係数だけでよく、PLL係数を細かく調整することなどは不要になる。なお、図1のブロック図において、ベースバンド復調回路3は、周波数変移FSK変調の場合にはFM検波方式であり、振幅変移ASK変調の場合には包絡線検波であり、位相変移PSK変調ないしは直交振幅変調QAMの場合には特になしとなる。また、図1のブロック図において、整合フィルタ4の特性は、シンボルパルスの時間特性によって異なり得るものである。更に、特徴量は、変調形式によって、また想定される通信状況によっても異なり得るものであり、例えば、オフセットQPSKでは、複素差分の絶対値を用いるものである。更にはまた、図1のブロック図において、キャリア同期回路11を必要とするのは、PSK、QAM、MSKなどで同期検波を行う場合のみであり、PSK変調で差動変調が行われている場合や、シンボル毎位相シフトが加えられている場合の処理をここで行うことがある。これらベースバンド復調回路3、整合フィルタ4、キャリア同期回路11などの詳細については、周知の技術であり、本発明とは直接関係しないので、詳述していない。本発明は上記の実施の形態に限定されるものではなく、シンボル同期機構を必要とするディジタル通信一般に適用することができる。すなわち、1シンボルの信号パルスを、有限かつ一定の時間間隔周期で送受信する通信方式であり、また2受信信号それ自体からシンボルタイミングを推定する他に参照可能な情報が与えられない場合の全てに対して本発明を適用することが可能である。なお、上記の図7に示した処理は、その動作手順を予めプログラムとして記録媒体に格納しておき、これをコンピュータにより読み取らせて実行させるように構成できることは勿論である。"