出力電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧の差を増幅して出力する誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路の出力信号に応じて矩形波を出力する発振回路と、前記発振回路の出力信号に基づいてONOFFが制御されるスイッチ素子と、を備え、前記発振回路は、前記誤差増幅回路の出力信号によって、発振周波数が可変する、ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。前記発振回路は、前記誤差増幅回路の出力信号によって動作電流が制御されて、発振周波数が可変する、ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチングレギュレータ。定電流を流す定電流源と、前記定電流源の定電流に応じた電流を前記発振回路に流すカレントミラー回路と、前記誤差増幅回路の出力信号に応じて、前記定電流源の定電流から前記カレントミラー回路に流す電流を制御するトランジスターと、を備えた、ことを特徴とする請求項2に記載のスイッチングレギュレータ。前記発振回路は、定電流を流す定電流源と、前記定電流源の定電流で充電される容量と、前記容量の電圧と基準電圧とを比較して矩形波を出力するコンパレータと、前記コンパレータの出力信号及び前記誤差増幅回路の出力信号によって、前記容量の充放電を制御するトランジスター回路と、を備えた、ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチングレギュレータ。前記発振回路は、前記コンパレータの出力信号によって、前記基準電圧を切替えて出力する回路を備えた、ことを特徴とする請求項4に記載のスイッチングレギュレータ。しかしながら、上述の従来のスイッチングレギュレータは、出力電圧Voutの設定値が低い時に、負荷電流Ioutに無関係に発振周波数が変化してしまう欠点がある。PWM制御の場合、出力電圧はスイッチング素子のONデューティーによって決まる。図4の昇圧型スイッチングレギュレータの電流連続モードにおけるONデューティーの理論式は、Duty=1-Vin/Voutである。すなわち、ONデューティーは三角波Vrampの振幅に対する電圧Verrの割合であり、電圧Verrが低ければONデューティーも小さくなる。電圧Verrが低くなると、おのずと電流Iosc1が小さくなる為、結果として発振周波数が低下する。負荷電流Ioutを大きくしても、Dutyの変化は僅かであるため、発振周波数は低いままである。従って出力電圧Voutに対するエネルギー供給回数が減少する。すなわちエネルギー供給の周期が長くなる為、その間に出力電圧Voutの放電が進み、出力電圧Voutのリップル電圧が増加するという問題がある。本発明は、以上の課題を解決するために考案されたものであり、負荷電流Ioutに対して発振周波数が変化する事で、軽負荷時の効率向上と、重負荷でのリップル電圧低減を図ったスイッチングレギュレータを実現するものである。従来の課題を解決するために、本発明によるスイッチングレギュレータは以下のような構成とした。1出力電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧の差を増幅して出力する誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路の出力信号に応じて矩形波を出力する発振回路と、前記発振回路の出力信号に基づいてONOFFが制御されるスイッチ素子と、を備え、前記発振回路は、前記誤差増幅回路の出力信号によって、発振周波数が可変する、ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。2出力電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧の差を増幅して出力する誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路の出力信号に応じて矩形波を出力する発振回路と、前記発振回路の出力信号に基づいてONOFFが制御されるスイッチ素子と、を備え、前記発振回路は、定電流を流す定電流源と、前記定電流源の定電流で充電される容量と、前記容量の電圧と基準電圧とを比較して矩形波を出力するコンパレータと、前記コンパレータの出力信号及び前記誤差増幅回路の出力信号によって、前記容量の充放電を制御するトランジスター回路と、を備え、前記誤差増幅回路の出力信号によって、発振周波数が可変する、ことを特徴とするスイッチングレギュレータ。本発明のスイッチングレギュレータによれば、負荷電流Ioutに応じて最適な周波数でスイッチング動作をするので、スイッチ素子21の駆動損失が低減する。従って、軽負荷での昇圧効率を向上する事が可能となる。また、出力電圧Voutの設定電圧が低い場合でも、スイッチングの周波数が低い状態で固定されることはない。従って、出力電圧Voutのリップル電圧を抑えることが出来る。図1は、第1の実施形態のスイッチングレギュレータの回路図である。第1の実施形態のスイッチングレギュレータは、出力電圧分圧抵抗11、12と、基準電圧回路10と、誤差増幅器13と、発振回路15と、バッファー回路16と、スイッチ素子21と、コイル22と、ダイオード23と、出力容量24と、定電流源123と、トランジスター120、121、122と、を備えている。定電流源123は、定電流Icを流す。発振回路15は、供給されるバイアス電流Ioscによって、発振周波数が制御される。出力電圧分圧抵抗11、12は、出力電圧Voutを分圧し分圧電圧Vfbを出力する。誤差増幅器13は、基準電圧回路10の出力する基準電圧Vrefと、分圧電圧Vfbとを比較し、その差電圧を増幅して電圧Verrとして出力する。非反転入力に分圧電圧Vfbが入力され、反転入力に基準電圧Vrefが入力されている事から、誤差増幅器13は、出力電圧Voutが設定値よりも低ければ電圧Verrは低くなり、出力電圧Voutが設定値よりも高ければ電圧Verrは高くなる。誤差増幅器13の出力する電圧Verrは、トランジスター120のゲートに入力される。ここで、電圧Verrがトランジスター120のスレッショルド電圧以下であれば、トランジスター120はOFFとなるので、トランジスター121には定電流源123の定電流Icが流れる。この時、発振回路15に供給されるバイアス電流Ioscは最大値となり、発振周波数が最も高くなる。電圧Verrが高くなると、トランジスター120の駆動能力が向上し、トランジスター120に電流が流れ始める。この為、トランジスター121へ流れる電流が減少し、発振回路15に供給されるバイアス電流Ioscも減少するので、発振周波数が低くなっていく。従って、発振回路15の発振周波数は電圧Verrによって制御され、電圧Verrがトランジスター120のスレッショルド電圧を下回ると、発振周波数は最大発振周波数になる。発振回路15の出力する矩形波の発振信号Voscは、バッファー回路16によって電力増幅されて、スイッチ素子21のゲートに入力される。スイッチ素子21がONの時にコイル22に充電されたエネルギーは、スイッチ素子21がOFFの時にダイオード23を経由して出力容量24に供給される。このようにスイッチ素子21がONOFFして、スイッチングレギュレータは昇圧動作を行う。負荷電流Ioutが大きくなると電圧Verrは低下するので、発振回路15の発振周波数が高くなる。よって、単位時間あたりの出力容量24へのエネルギー供給回数は増加する。逆に、負荷電流Ioutが小さくなると電圧Verrは高くなるので、発振回路15の発振周波数が低くなる。よって、単位時間あたりの出力容量24へのエネルギー供給回数は減少する。以上説明したように、第1の実施形態のスイッチングレギュレータは、負荷電流Ioutに応じて最適な周波数でスイッチング動作をするので、スイッチ素子21の駆動損失が低減する。従って、軽負荷での昇圧効率を向上する事が可能となる。更に、発振回路15から出力される発振信号VOSCは矩形波であり、PWMコンパレータを必要としない。PWMコンパレータは、一般的に消費電流が数uA~数10uAであり、出力負荷電流Ioutが数uA程度といった軽負荷に於いては、非常に大きな損失となる。従って、軽負荷時の効率向上に極めて有効である。また、出力電圧Voutの設定電圧が低い場合でも、スイッチングの周波数が低い状態で固定されることはない。従って、出力電圧Voutのリップル電圧を抑えることが出来る。図2に、第2の実施形態のスイッチングレギュレータの回路図を示す。第2の実施形態のスイッチングレギュレータは、出力電圧分圧抵抗11、12と、基準電圧回路10と、発振回路150と、バッファー回路16と、スイッチ素子21と、コイル22と、ダイオード23と、出力容量24と、を備える。発振回路150は、コンパレータ127と、容量126と、定電流源123と、充放電制御素子120、124、125と、マルチプレクサ128と、を備える。誤差増幅器13は、反転入力端子に分圧電圧Vfbが、非反転入力端子に基準電圧Vrefが入力され、出力端子が充放電制御素子120に接続されている。定電流源123と、充放電制御素子125、124、120は、電源と接地の間に直列に接続されている。マルチプレクサ128は、基準電圧VL及び基準電圧VHが入力されている。基準電圧VL、基準電圧VHは基準電圧VH>基準電圧VLに設定されている。コンパレータ127は、反転入力端子にマルチプレクサ128の出力端子が、非反転入力端子に充放電制御素子125と124の接続点が接続及び容量126が接続され、出力端子は充放電制御素子125及び124とマルチプレクサ128とバッファー回路16に接続されている。第2の実施形態のスイッチングレギュレータの回路の動作を、図を参照して説明する。図3は、第2の実施形態のスイッチングレギュレータのタイミングチャートである。誤差増幅器13の出力を電圧Verr、定電流源123の定電流を定電流Ic、容量126の電圧を電圧Vc、コンパレータ127の出力を発振信号Voscとする。発振信号VoscがLレベルの時は、充放電制御素子125がONし、充放電制御素子124がOFFするので、容量126は定電流Icによって充電される。マルチプレクサ128は、発振信号VoscがLレベルの時は、基準電圧VHを出力する。容量126の電圧Vcは充電によって上昇し、基準電圧VHに達すると、コンパレータ127の発振信号VoscがHレベルに反転する。その結果、充放電制御素子125がOFFし、充放電制御素子124がONするので、容量126は放電が開始される。これと同時に、マルチプレクサ128の出力は基準電圧VLに切り替わる。容量126の電圧Vcが基準電圧VLに達すると、コンパレータ127の出力、発振信号Voscが反転する。この動作を繰り返すことによって、発振回路150は矩形波の発振信号Voscを出力して、バッファー16を介してスイッチ素子21を制御する。ここで、充放電制御素子120は、電圧Verrによって駆動能力が制御されている。本実施形態では、電圧Verrが高いほど充放電制御素子120の駆動能力は大きくなる。また、充放電制御素子120は、電圧Verrがスレッショルド電圧Vthを下回ると、OFF状態となって殆んど電流が流れなくなる。従って、電圧Verrによって、容量126の放電時間が制御され、即ち、発振回路150の発振周波数が制御される。例えば、負荷電流Ioutが小さくなると、分圧電圧Vfbは高くなり、電圧Verrが低くなる。よって、充放電制御素子120の駆動能力が下がるか、或いは完全にOFFとなって、容量126の放電時間が長くなり、発振回路150の発振周波数が低くなる。また例えば、負荷電流Ioutが小さくなると、分圧電圧Vfbは低くなり、電圧Verrが高くなる。よって、容量126の放電時間が短くなって、発振回路150の発振周波数が高くなる。スイッチ素子のON時間tonは、定電流源123の定電流Ic、容量126の容量値Cosc、基準電圧VH、基準電圧VLに依存し、式1となる。ton=Cosc×基準電圧VH-基準電圧VL/Ic1従って、発振周波数が変化してもスイッチ素子のON時間tonは一定である。重負荷のときの最大発振周波数fmaxは、容量126の最短放電時間tdisminとスイッチ素子のON時間tonで決まり、式2となる。fmax=1/tontdismin2図3において、fmax期間を示している。以上説明したように、第2の実施形態のスイッチングレギュレータは、スイッチ素子21が負荷電流Ioutに応じて最適な周波数で駆動されるので、スイッチ素子21の駆動損失が低減する。特に、軽負荷での昇圧効率を向上する事が可能となる。更に、発振回路150から出力される発振信号VOSCは矩形波であり、PWMコンパレータを必要としない。PWMコンパレータは、一般的に消費電流が数uA~数10uAであり、出力負荷電流Ioutが数uA程度といった軽負荷に於いては、非常に大きな損失となる。従って、軽負荷時の効率向上に極めて有効である。また、出力電圧Voutの設定電圧が低い場合でも、スイッチングの周波数が低い状態で固定されることはない。従って、出力電圧Voutのリップル電圧を抑えることが出来る。以上に説明したように、本発明のスイッチングレギュレータによれば、負荷電流Ioutに応じて発振周回路が制御されるので、軽負荷時には発振周波数が低くなりスイッチ素子21の駆動損失が低減されるので、昇圧効率が向上する。更に、出力電圧Voutの設定値が低い場合でも、スイッチングの周波数が低い発振周波数に固定される事が無いので、リップル電圧を抑えることが出来る。