給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、前記給電コイルからワイヤレスにて送電される交流電力を前記受電コイルにて受電する装置であって、前記受電コイルとキャパシタを含む受電コイル回路と、前記受電コイルと磁気結合することにより前記受電コイルから前記交流電力を受電するロードコイルと、出力電圧を調整する調整回路を含むロード回路と、を備え、前記調整回路は、所定の基準周波数にて基準信号を発生させる基準信号発生回路と、前記基準周波数よりも低い周波数成分を含む入力信号を供給され、前記基準信号の信号レベルと前記入力信号の信号レベルの大小関係を示す制御信号を発生させる制御信号発生回路と、を含み、前記制御信号に応じて、前記出力電圧を調整することを特徴とするワイヤレス受電装置。前記制御信号発生回路は、前記基準信号の信号レベルと前記入力信号の信号レベルの大小関係に応じて前記制御信号のデューティ比を変化させることを特徴とする請求項1に記載のワイヤレス受電装置。前記調整回路は、前記交流電力から直流電圧を生成する直流回路を含み、前記直流電圧を前記制御信号に応じて変化させることにより前記出力電圧を生成することを特徴とする請求項1または2に記載のワイヤレス受電装置。前記調整回路は、第1および第2の電流経路を含み、前記第1および第2の電流経路それぞれに直列に接続される第1および第2のスイッチを前記制御信号に応じて交互に導通させることにより前記直流電圧から前記出力電圧を生成することを特徴とする請求項3に記載のワイヤレス受電装置。前記調整回路は、前記制御信号により前記第1および第2のスイッチを相補的に導通させることを特徴とする請求項4に記載のワイヤレス受電装置。前記入力信号は、商用周波数帯の正弦波信号であることを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載のワイヤレス受電装置。請求項1から6のいずれかに記載のワイヤレス受電装置と、前記給電コイルと、前記給電コイルに前記交流電力を供給する電源回路と、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。前記電源回路は、給電側の回路要素とは実質的に非共振の状態の前記給電コイルから、前記受電コイルに前記交流電力を給電させることを特徴とする請求項7に記載のワイヤレス電力伝送システム。前記給電コイルは、給電側の回路要素とは前記受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しないことを特徴とする請求項7に記載のワイヤレス電力伝送システム。前記給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成であることを特徴とする請求項7に記載のワイヤレス電力伝送システム。本発明者は、ワイヤレス給電の利用可能性を拡げるためには、給電側の駆動周波数に関わらず、受電側にて所望の出力電圧波形を生成する仕組みが必要であると考える。たとえば、商用周波数である50Hzや60Hzの出力電圧を生成したい場合、給電側の駆動周波数を商用周波数帯に調整するよりも、受電された電力の周波数を商用周波数帯に調整する方が合理的である。電力伝送効率という観点からは、共振周波数に近い駆動周波数にて給電する方が望ましいためである。また、1つのワイヤレス給電装置から複数のワイヤレス受電装置に同時給電したい場合にも、受電側で出力電圧波形を個々に調整する方が合理的である。本発明の主たる目的は、磁場共振型のワイヤレス給電において、受電側にて出力電圧の電圧波形を制御することである。本発明に係るワイヤレス受電装置は、給電コイルと受電コイルの磁場共振現象に基づき、給電コイルからワイヤレスにて送電される交流電力を受電コイルにて受電する装置である。この装置は、受電コイルとキャパシタを含む受電コイル回路と、受電コイルと磁気結合することにより受電コイルから交流電力を受電するロードコイルと出力電圧を調整する調整回路とを含むロード回路を備える。調整回路は、所定の基準周波数にて基準信号を発生させる基準信号発生回路と、基準周波数よりも低い周波数成分を含む入力信号を供給され基準信号の信号レベルと入力信号の信号レベルの大小関係を示す制御信号を発生させる制御信号発生回路を含み、制御信号に応じて出力電圧を調整する。制御信号発生回路は、基準信号の信号レベルを基準として入力信号の信号レベルを計測し、その計測結果を制御信号の信号成分により示してもよい。そして、調整回路は、制御信号に基づいて、出力電圧を変化させてもよい。このような制御方法によれば、ワイヤレス給電において受電側にて出力電圧の電圧波形を制御できる。制御信号発生回路は、基準信号の信号レベルと入力信号の信号レベルの大小関係に応じて制御信号のデューティ比を変化させてもよい。調整回路は、交流電力から直流電圧を生成する直流回路を含んでもよい。そして、直流電圧を制御信号に応じて変化させることにより出力電圧を生成してもよい。調整回路は、第1および第2の電流経路を含み、第1および第2の電流経路それぞれに直列に接続される第1および第2のスイッチを制御信号に応じて交互に導通させることにより直流電圧から出力電圧を生成してもよい。調整回路は、制御信号により第1および第2のスイッチを相補的に導通させてもよい。入力信号は、商用周波数帯の正弦波信号であってもよい。この場合には、入力信号を増幅することにより、商用電源として利用可能な出力電圧を生成させやすくなる。本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述した各種のワイヤレス受電装置と、給電コイルと、給電コイルに交流電力を供給する電源回路を備える。電源回路は、給電側の回路要素とは実質的に非共振の状態の給電コイルから、受電コイルに交流電力を給電させてもよい。ここでいう実質的に非共振とは、給電コイルの共振をワイヤレス給電の必須構成要件としないことを意味する。給電コイルがなんらかの回路要素と偶発的に共振することまでも排除する意味ではない。給電コイルが、給電側の回路要素とは受電コイルの共振周波数を共振点とする共振回路を形成しない構成であってもよい。給電コイルに対して直列または並列にキャパシタが挿入されない構成であってもよい。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電において、受電側にて出力電圧の電圧波形を制御することである。以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。[第1実施形態]図1は、第1実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100の原理図である。第1実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100は、ワイヤレス給電装置116とワイヤレス受電装置118を含む。ワイヤレス給電装置116は給電LC共振回路300を含む。ワイヤレス受電装置118は、受電コイル回路130とロード回路140を含む。そして、受電コイル回路130により受電LC共振回路302が形成される。給電LC共振回路300は、キャパシタC2と給電コイルL2を含む。受電LC共振回路302は、キャパシタC3と受電コイルL3を含む。給電コイルL2と受電コイルL3の磁場結合を無視できるほど両者が充分に離れた状態において給電LC共振回路300および受電LC共振回路302それぞれの共振周波数が同一となるように、キャパシタC2、給電コイルL2、キャパシタC3、受電コイルL3が設定される。この共通の共振周波数をfr0とする。給電コイルL2と受電コイルL3を充分に磁場結合できる程度に近づけた状態では、給電LC共振回路300、受電LC共振回路302およびその間に発生する相互インダクタンスにより新たな共振回路が形成される。この新共振回路は、相互インダクタンスの影響により2つの共振周波数fr1、fr2を有するfr1<fr0<fr2。ワイヤレス給電装置116が、給電源VGから共振周波数fr1にて交流電力を給電LC共振回路300に供給すると、新共振回路の一部である給電LC共振回路300は共振点1共振周波数fr1で共振する。給電LC共振回路300が共振すると、給電コイルL2は共振周波数fr1の交流磁場を発生させる。同じく新共振回路の一部である受電LC共振回路302もこの交流磁場により共振する。給電LC共振回路300と受電LC共振回路302が同一の共振周波数fr1にて共振するとき、給電コイルL2から受電コイルL3に最大の電力伝送効率にてワイヤレス給電がなされる。ワイヤレス受電装置118の負荷LDから受電電力が出力電力として取り出される。なお、新共振回路は、共振点1共振周波数fr1だけでなく共振点2共振周波数fr2でも共振可能である。図2は、ワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム100は、給電側のワイヤレス給電装置116と、受電側のワイヤレス受電装置118を含む。ワイヤレス給電装置116は、交流電源102、キャパシタC2および給電コイルL2を含む。図2におけるワイヤレス給電装置116は、エキサイトコイルを介さずに、給電コイルL2を直接駆動する簡易構成となっている。ワイヤレス受電装置118は、受電コイル回路130とロード回路140を含む。ワイヤレス給電装置116が有する給電コイルL2と、受電コイル回路130が有する受電コイルL3の間には0.2~1.0m程度の距離以下、コイル間距離とよぶがある。ワイヤレス電力伝送システム100の主目的は、給電コイルL2から受電コイルL3にワイヤレスにて交流電力を送ることである。本実施形態においては共振周波数fr1=100kHzであるとして説明する。なお、本実施形態におけるワイヤレス電力伝送システムは、たとえば、ISMIndustryScienceMedical周波数帯のような高周波数帯にて動作させることも可能である。低周波数帯には、スイッチングトランジスタ後述のコストおよびスイッチング損失を抑制しやすい、電波法の規制が緩いといったメリットがある。給電コイルL2の巻き数は7回、導体直径は5mm、給電コイルL2自体の形状は280mm×280mmの正方形である。給電コイルL2とキャパシタC2それぞれの値は、共振周波数fr1が100kHzとなるように設定される。図2では、わかりやすさのため、給電コイルL2を円形に描いている。他のコイルについても同様である。図2に示す各コイルの材質はいずれも銅である。ワイヤレス給電装置116には交流電流I2が流れる。受電コイル回路130は、受電コイルL3とキャパシタC3が直列接続された回路である。給電コイルL2と受電コイルL3は互いに向かい合っている。受電コイルL3の巻き数は7回、導体直径は5mm、受電コイルL3自体の形状は280mm×280mmの正方形である。受電コイル回路130の共振周波数fr1も100kHzとなるように、受電コイルL3とキャパシタC3それぞれの値が設定されている。給電コイルL2と受電コイルL3は同一形状である必要はない。給電コイルL2が共振周波数fr1=100kHzにて磁界を発生させると、給電コイルL2と受電コイルL3は磁気的に共振し、受電コイル回路130にも交流電流I3が流れる。ロード回路140は、ロードコイルL4が調整回路104を介して負荷LDと接続される構成を有する。受電コイルL3とロードコイルL4は互いに向かい合っている。本実施形態においては、受電コイルL3のコイル平面とロードコイルL4のコイル平面は略同一である。このため、受電コイルL3とロードコイルL4は電磁的に強く結合している。ロードコイルL4の巻き数は1回、導体直径は5mm、ロードコイルL4自体の形状は300mm×300mmの正方形である。受電コイルL3に電流I3が流れることにより、ロード回路140に起電力が発生し、ロード回路140に交流電流I4が流れる。交流電流I4は調整回路104により整流され、負荷LDには電流ISが流れる。調整回路104については後述する。ワイヤレス給電装置116の給電コイルL2から送電された交流電力は、ワイヤレス受電装置118の受電コイルL3により受電され、最終的には、負荷LDから出力電圧V5が取り出される。負荷LDを受電コイル回路130に直接接続すると、受電コイル回路130のQ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路130と電力取り出し用のロード回路140を分離している。電力伝送効率を高めるためには、給電コイルL2、受電コイルL3およびロードコイルL4の中心線を揃えることが好ましい。調整回路104は、直流回路106を含む。直流回路106に含まれるキャパシタCA、CBは受電電力交流電力によって充電され、直流電圧源として機能する。キャパシタCAは図2に示す点Aと点Cの間、キャパシタCBは点Cと点Bの間に設けられる。キャパシタCAの電圧AC間の電圧をVA、キャパシタCBの電圧CB間の電圧をVBとする。以下、VAVBAB間の電圧を直流電源電圧とよぶ。ロードコイルL4に流れる電流I4は、交流電流であるため、第1経路と第2経路を交互に流れる。第1経路は、ロードコイルL4の端点EからダイオードD1、点A、キャパシタCA、点C、点Dを経由してロードコイルL4の端点Fに帰還する経路である。第2経路は、第1の経路の逆であり、ロードコイルL4の端点Fから点D、点C、キャパシタCB、点B、ダイオードD2を経由してロードコイルL4の端点Eに帰還する経路である。この結果、キャパシタCA、CBは受電電力により充電される。また、点AはスイッチングトランジスタQ1のドレインに接続され、点BはスイッチングトランジスタQ2のソースに接続される。スイッチングトランジスタQ1のソースとスイッチングトランジスタQ2のドレインは点Hにて接続される。点Hは、インダクタL5、点J、キャパシタC5を介して点Dと接続される。インダクタL5とキャパシタC5を接続する点Jは負荷LDの一端と接続され、負荷LDの他端は点Dと接続される。スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2は同一特性のエンハンスメント型MOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。トランジスタの代わりにリレースイッチ等、他のスイッチを用いてもよい。スイッチングトランジスタQ1が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ2は非導通オフとなる。具体的な制御方法については後述する。このときのメインの電流経路以下、ハイ電流経路とよぶは、キャパシタCAの正極から点A、スイッチングトランジスタQ1、点H、インダクタL5、点J、負荷LD、点Dを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタQ1は、ハイ電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。スイッチングトランジスタQ2が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ1は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、ロー電流経路とよぶは、キャパシタCBの正極から点C、点D、負荷LD、点J、インダクタL5、スイッチングトランジスタQ2、点Bを経由して負極に帰還する経路となる。スイッチングトランジスタQ2は、ロー電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。負荷LDを流れる電流ISは交流電流であり、ハイ電流経路を流れるときを正方向、ロー電流経路を流れるときを負方向とする。調整回路104は、更に、制御信号発生回路108、基準信号発生回路110、インバータ112、ハイサイドドライブ122およびローサイドドライブ124を含む。制御信号発生回路108には入力信号が供給される。入力信号の電圧波形は任意である。調整回路104は、キャパシタCA、CBを直流電圧源として、この入力信号を増幅した出力電圧V5を負荷LDに供給する。本実施形態においては、商用周波数の1種である50Hz正弦波の出力電圧V5を生成するため、50Hz正弦波の入力信号を制御信号発生回路108に供給するものとして説明する。また、出力電圧V5の実効値を100Vとするため、直流電源電圧は、141V以上に設定されるものとする。基準信号発生回路110は、入力信号の周波数以下、信号周波数とよぶよりも高い周波数以下、基準周波数とよぶを有する基準信号を発生させる。本実施形態における基準信号は、20kHz三角波の交流信号である。制御信号発生回路108は、この入力信号と基準信号の大小関係を示す制御信号を発生させる。制御信号は、入力信号と基準信号の大小関係に応じてそのデューティ比が変化する矩形波状の交流信号である。詳細については後述する。ハイサイドドライブ122やローサイドドライブ124は、制御信号発生回路108とスイッチングトランジスタQ1、Q2を物理的に分離するために挿入されるフォトカプラである。制御信号がハイレベルのときには、ハイサイドドライブ122を介してスイッチングトランジスタQ1がオンとなる。一方、インバータ112が制御信号を反転させるため、スイッチングトランジスタQ2はオフとなる。制御信号がローレベルのときには、スイッチングトランジスタQ1はオフとなる。インバータ112がローレベルの制御信号を反転させるのでスイッチングトランジスタQ2はオンとなる。このように、制御信号によってスイッチングトランジスタQ1、Q2は相補的に導通する。図3は、入力信号と基準信号の関係を示すタイムチャートである。時刻t1からt5までが入力信号126の1周期に相当する。本実施形態における入力信号126は、信号周波数50Hzの正弦波交流信号であるため、1周期は20msecとなる。一方、基準信号128は基準周波数20kHzの三角波交流信号であるため、1周期は50μsecとなる。図3ではわかりやすさのため基準信号128の周期を長めに描いている。基準信号128の振幅は入力信号126の振幅以上であることが望ましい。本実施形態においては、入力信号126の振幅と基準信号128の振幅は同一である。また、入力信号126および基準信号128は、いずれも正成分のみを有する。制御信号発生回路108は、このような入力信号126と基準信号128を比較して、適宜、制御信号のデューティ比を変化させる。入力信号126が最大値付近となる高領域P1、入力信号126が中間値付近となる中領域P2、入力信号126が最小値付近となる低領域P3それぞれについて、入力信号126、基準信号128および制御信号の関係を図4から図6に関連して詳述する。図4は、高領域P1における入力信号、基準信号および制御信号の関係を示すタイムチャートである。図4は、図3に示す高領域P1近辺を時間方向に拡大させた図である。高領域P1においては入力信号126の信号レベルが高いため、ほとんどの期間において入力信号126の信号レベルは基準信号128の信号レベルよりも高い。制御信号発生回路108は、入力信号126と基準信号128を比較し、入力信号126>基準信号128のときにはハイレベルの制御信号を出力し、入力信号126≦基準信号128のときにはローレベルの制御信号を出力する。制御信号はハイサイド制御信号132としてスイッチングトランジスタQ1のゲートに供給される一方、インバータ112により反転されてローサイド制御信号134としてもスイッチングトランジスタQ2に供給される。ハイサイド制御信号132のデューティ比は50以上となり、ローサイド制御信号134のデューティ比は50未満となるため、スイッチングトランジスタQ1がオンとなる時間の方がスイッチングトランジスタQ2がオンとなる時間よりも長くなる。ハイサイド制御信号132とローサイド制御信号134により制御される電流ISは、インダクタL5とキャパシタC5により積分され平均化される。この結果、負荷LDには正方向に電流ISが流れやすくなり、出力電圧V5は正となる。図5は、中領域P2における入力信号、基準信号および制御信号の関係を示すタイムチャートである。図5は、図3に示す中領域P2近辺を時間方向に拡大させた図である。中領域P2においては入力信号126の信号レベルが基準信号128の中間となる。ハイサイド制御信号132のデューティ比は50近辺となり、ローサイド制御信号134のデューティ比も50近辺となるため、スイッチングトランジスタQ1がオンとなる時間とスイッチングトランジスタQ2がオンとなる時間は拮抗する。この結果、負荷LDの出力電圧V5はゼロ近辺となる。図6は、低領域P3における入力信号、基準信号および制御信号の関係を示すタイムチャートである。図6は、図3に示す低領域P3近辺を時間方向に拡大させた図である。低領域P1においては入力信号126の信号レベルが低いため、ほとんどの期間において入力信号126の信号レベルは基準信号128の信号レベルよりも低い。ハイサイド制御信号132のデューティ比は50以下となり、ローサイド制御信号134のデューティ比は50以上となるため、スイッチングトランジスタQ1がオンとなる時間の方がスイッチングトランジスタQ2がオンとなる時間よりも短くなる。この結果、負荷LDには負方向に電流ISが流れやすくなり、出力電圧V5は負となる。図7は、入力信号126と出力電圧V5の関係を示すタイムチャートである。出力電圧V5は、入力信号126を増幅した電圧波形を有する。基準信号128によって入力信号126の信号レベルを定期的に計測し、計測結果に応じて制御信号のデューティ比を適宜変化させ、デューティ比の変化により出力電圧V5の電圧レベルが制御される。出力電圧V5の振幅Bを141Vに設定すれば、商用周波数50Hz、実効値100Vの交流電圧をワイヤレス受電装置118側にて生成できる。したがって、共振周波数fr1=100kHzの近辺の交流電力が受電コイルL3にて受電された場合でも、商用電源として利用可能な出力電圧V5を生成できる。図8は、入力信号波形の別列を示す図である。入力信号126は正弦波信号である必要はない。たとえば、図8に示すように入力信号126の波形幅を絞り込めば、負荷LDから出力される電力を抑制できる。入力信号126を音声信号とすれば、ワイヤレス電力伝送システム100はアンプとして機能する。音声信号は増幅され、出力電圧V5として出力される。[第2実施形態]図9は、第2実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100の原理図である。第2実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100も、ワイヤレス給電装置116とワイヤレス受電装置118を含む。ただし、ワイヤレス受電装置118は受電LC共振回路302を含むが、ワイヤレス給電装置116は給電LC共振回路300を含まない。すなわち、給電コイルL2は、LC共振回路の一部とはなっていない。より具体的には、給電コイルL2は、ワイヤレス給電装置116に含まれる他の回路要素とは共振回路を形成しない。給電コイルL2に対しては、直列並列のいずれにもキャパシタが挿入されない。したがって、電力を伝送するときの周波数においては、給電コイルL2は非共振となる。給電源VGは、共振周波数fr1の交流電流を給電コイルL2に供給する。給電コイルL2は共振しないが、共振周波数fr1の交流磁場を発生させる。受電LC共振回路302は、この交流磁場により共振する。この結果、受電LC共振回路302には大きな交流電流が流れる。本発明者の検討により、ワイヤレス給電装置116においては必ずしもLC共振回路を形成する必要がないことが判明した。給電コイルLSは、給電LC共振回路の一部ではないため、ワイヤレス給電装置116としては共振周波数fr1にて共振状態には移らない。一般的には、磁場共振型のワイヤレス給電は、給電側と受電側双方に共振回路を形成し、それぞれの共振回路を同一の共振周波数fr1=fr0で共振させることにより、大電力の送電が可能となると解釈されている。しかし、給電LC共振回路300を含まないワイヤレス給電装置116であっても、ワイヤレス受電装置118が受電LC共振回路302を含んでさえいれば、磁場共振型のワイヤレス給電を実現可能であることがわかった。給電コイルL2と受電側コイルL3とが磁場結合しても、キャパシタC2が省略されているため新たな共振回路共振回路同士の結合による新たな共振回路が形成されない。この場合、給電コイルL2と受電側コイルL3との磁場結合は、その結合が強くなればなるほど受電LC共振回路302の共振周波数に影響を及ぼす。この共振周波数、すなわち共振周波数fr1近傍の周波数の交流電流を給電コイルL2に供給することにより、磁場共振型のワイヤレス給電が実現可能となる。また、キャパシタC2が不要であるためサイズやコスト面でも有利となる。図10は、第2実施形態におけるワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。第2実施形態のワイヤレス電力伝送システム100においては、キャパシタC2が省略されている。その他の点は、第1実施形態と同様である。以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム100を説明した。ワイヤレス電力伝送システム100によれば、受電側に供給される入力信号の波形に基づいて負荷LDの出力電圧V5を制御できる。したがって、給電側が交流電源102の駆動周波数を調整して最大電力効率を追求しても、受電側は受電電力から所望の出力電圧V5を安定的に生成できる。以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、いろいろな変形および変更が本発明の特許請求範囲内で可能なこと、またそうした変形例および変更も本発明の特許請求の範囲にあることは当業者に理解されるところである。従って、本明細書での記述および図面は限定的ではなく例証的に扱われるべきものである。基準信号発生回路110が発生させる基準信号は交流信号であればよく、三角波に限らず、ノコギリ波や正弦波、矩形波などでもよい。本実施形態においては、制御信号のデューティ比が入力信号の信号レベルを示すとして説明したが、制御信号の振幅や周波数により入力信号の信号レベルを表現してもよい。また、受電電力を直流回路106により直流化するプロセスは必須ではない。たとえば、交流の受電電力を制御信号によって制御することにより、出力電圧V5を制御してもよい。ワイヤレス電力伝送システム100において伝送される交流電力は、エネルギーに限らず、信号として伝送されてもよい。アナログ信号やデジタル信号をワイヤレスにて送電する場合にも、本発明におけるワイヤレス電力伝送方法を適用可能である。