"複数の電動アクチュエータ3を制御する装置1を操作する方法であって、該装置が使用の際に電気エネルギー源6,10に接続される1対の入力端子4,5と;各々のあいだに各々の電動アクチュエータ3が使用の際に接続される多数の対の出力端子7,8;および前記複数の電動アクチュエータ3を前記電気エネルギー源6,10に互いに独立して接続するための制御されたスイッチ手段11,12を備え;前記方法が、前記電気エネルギー源6,10を介して電流を前記複数の電動アクチュエータ3に供給するために前記制御されたスイッチ手段11,12を制御する工程を備え;前記制御する工程が:特定の複数の電動アクチュエータ3が、前記電気エネルギー源6,10から同時に電流を供給される、一連の操作状態の可能性を決定する工程;および前記電気エネルギー源6,10から引き出された電流の有効値を減少するために、前記一連の操作状態の可能性を決定する工程の結果に対応する前記特定の複数の電動アクチュエータ3に供給される電流を、前記特定の複数の電動アクチュエータの数に基づいて、時間シフトによって、一時的に位相シフトする工程を含むことを特徴とする電動アクチュエータ3を制御する装置1を操作する方法。前記制御工程が、所定の操作条件において、前記制御されたスイッチ手段11,12に周期Tを有する一連のパルスからなる制御信号T1,T2を供給する工程を備え;前記パルスの各々が、前記電動アクチュエータ3が前記電気エネルギー源6,10から電流を引き出す際の時間間隔に関連することを特徴とする請求項1記載の方法。前記所定の操作条件において前記電動アクチュエータ3を流れる電流が、上昇部に続いて減少部が続く連続からなるパターンを有し;前記連続が、所望の値付近を振幅する前記電流パターンを画定することを特徴とする請求項2記載の方法。前記位相シフト工程が、共通の同期信号CKに関して相違して位相シフトされるそれぞれの制御信号T1,T2を前記特定の電動アクチュエータ3に関連する制御されたスイッチ手段11,12に供給する工程を備えることを特徴とする請求項2記載の方法。前記制御信号T1,T2がパルス幅変調PWMされていることを特徴とする請求項2記載の方法。前記同期信号CKが周期Tを有することを特徴とする請求項4記載の方法。前記制御信号T1,T2が、時間間隔T/Nによって互いに位相シフトされており;Nが前記特定の電動アクチュエータ3の数であることを特徴とする請求項4記載の方法。さらに前記同期信号CKを周波数変調する工程を備えることを特徴とする請求項4記載の方法。前記同期信号CKを周波数変調する前記工程が、前記同期信号CKをスペクトラム拡散変調する工程を備えることを特徴とする請求項8記載の方法。パルスがオン状態である持続期間を開回路により決定する工程を備えることを特徴とする請求項2記載の方法。パルスがオン状態である持続期間を閉回路により決定する工程を備えることを特徴とする請求項2記載の方法。前記一連の操作状態の可能性を決定する工程の結果に対応する前記特定の電動アクチュエータ3に供給される前記パルスが、一時的に重なり合わないことを特徴とする請求項2記載の方法。前記制御されたスイッチ手段11,12が、前記1対の入力端子4,5の1端子および前記1対の出力端子7,8のそれぞれの端子あいだに接続されていることを特徴とする請求項1~12のいずれかに記載の方法。前記電気エネルギー源が、電源6;および前記電源6の端子に接続されているキャパシタ手段10からなることを特徴とする請求項1~13のいずれかに記載の方法。本発明の目的は、前述の欠点を除去するために設計された低コストの電動アクチュエータの制御装置の操作方法を提供するものである。本発明の電動アクチュエータを制御する装置を操作する方法は、該装置が、使用の際に電気エネルギー源6,10に接続される1対の入力端子4,5と;各々のあいだに各々の電動アクチュエータ3が使用の際に接続される多数の対の出力端子7,8;および前記複数の電動アクチュエータ3を前記電気エネルギー源6,10に互いに独立して接続するための制御されたスイッチ手段11,12を備え;前記方法が、前記電気エネルギー源6,10を介して電流を前記複数の電動アクチュエータ3に供給するために前記制御されたスイッチ手段11,12を制御する工程を備え;前記制御する工程が:特定の複数の電動アクチュエータ3が、前記電気エネルギー源6,10から同時に電流を供給される、一連の操作状態の可能性を決定する工程;および前記電気エネルギー源6,10から引き出された電流の有効値を減少するために、前記一連の操作状態の可能性を決定する工程の結果に対応する前記特定の複数の電動アクチュエータ3に供給される電流を、前記特定の複数の電動アクチュエータの数に基づいて、時間シフトによって、一時的に位相シフトする工程を含むことを特徴としている。本発明によれば、低コストの電動アクチュエータ装置の制御方法が提供される。本発明の好ましい非限定的実施の形態を、添付図面を参照して例証する。図1に示されるように、全体として1に示される制御装置は、その1つが各々の電動アクチュエータ3のためにある多数の制御回路2からなる。簡易に示すために図1では、各々が一連に接続されたレジスタおよび誘導器たとえば、抵抗の値が270mΩ、誘導器の値が1.4mHであるによって規定される対応する等価回路によって、その各々が図1に示されるそれぞれ2つの電動アクチュエータ3に対する2つの制御回路2のみが示されている。それぞれの制御回路2は、各々が通常13.5Vのわずかな値の電圧VBATTを供給する電源、たとえば車両バッテリ6など、の正極および負極にそれぞれ接続される第1および第2の入力端子4、5;および対応する電動アクチュエータ3がその間に接続される第1および第2の出力端子7、8からなる。バッテリ6の負極は制御装置1のアース線9に接続されており、バッテリキャパシタ10は第1の入力端子4とアース線9のあいだに接続されている。第1の出力端子7に接続されている各々の電動アクチュエータ3の端子は、通常ハイサイドHS端子と称され、第2の出力端子8に接続されている各々の電動アクチュエータ3の端子は、通常ローサイドLS端子と称される。各々の制御回路2はまた、第1および第2のMOSトランジスタ11、12からなる。第1のMOSトランジスタ11は、エンジン中央制御ユニット図示せずから第1の制御信号T1を受け取るゲート端子;第1の入力端子4に接続されているドレイン端子;および第1の出力端子7に接続されているソース端子を有する。第2のMOSトランジスタ12は、エンジン中央制御ユニットから第2の制御信号T2を受け取るゲート端子;第2の出力端子8に接続されているドレイン端子;および検出ステージを経由してアース線9に接続されているソース端子を有する。検出ステージは検出レジスタ13によって画定され、その端子は、検出レジスタ13の電流に比例して電圧を発生する演算増幅器14の入力側に接続されている。第1および第2のMOSトランジスタ11、12は、各々の電動アクチュエータ3のハイサイドおよびローサイド端子にそれぞれ接続されているため、それぞれハイサイドおよびローサイドトランジスタと称される。各々の制御回路2はまた、入力端子5に接続されている陽極および第1の出力端子7に接続されている陰極を有するいわゆる還流ダイオード15を備えている。これに代えて、ダイオード15は、同期整流器として作用する第3のMOSトランジスタ図示せずに置き換えることも可能である。各々の制御回路2は、電動アクチュエータ3を流れる電流の異なるパターンによって特徴付けられる3つの操作モード;電流が所定の維持電流値まで増加する充電モード;電流が、前工程で到達した値付近において粗い鋸歯のパターンで振動する維持モード;および電流が、前工程で想定される値から0の可能性もある最終値にまで減少する放電モードを有する。周知のように、前記3つのモードの変化および繰り返しによって、各々の電動アクチュエータ3は図3に示されるように時間パターンにともなって電流が供給される。各々の電動アクチュエータ3は、第1の維持値まで上昇する第1上昇部A;電流の振幅が第1維持値付近で振動する第1維持部B;第2の維持値まで上昇する第2上昇部C;振幅が第2維持値付近で振動する第2維持部D;第1の維持値と一致する可能性のある第3の維持値まで減少する第1減少部E;振幅が第3維持値付近で振動する第3維持部F;値がほぼ0にまで減少する第2減少部Gからなる。簡易に示すために図3では、維持部が各々の維持値と一致する線分によって示されている。さらに詳しくは、各々の上昇部AおよびCにおいて、第1および第2のMOSトランジスタ11および12は、それぞれの制御信号T1およびT2によって閉じられた状態に保たれるため、蓄電池電圧VBATTが電動アクチュエータ3の端子に印加され、電流がバッテリ6、第1のMOSトランジスタ11、電動アクチュエータ3、第2のMOSトランジスタ12および検知レジスタ13からなる回路を流れ、時間とともに急激に増加する。この段階において、電動アクチュエータ3はバッテリ6からエネルギーを引き出す。各々の維持部B、DおよびFにおいて、第2のMOSトランジスタ12は相対的な制御信号T2によって閉じられた状態に保たれる一方で、第1のMOSトランジスタ11は繰り返し開閉されるため、蓄電池電圧VBATT第1のMOSトランジスタ11が閉じられている際および0電圧第1のMOSトランジスタ11が開けられている際は、電動アクチュエータ3の端子に交互に印加される。最初の場合第1のMOSトランジスタ11が閉じられているにおいて、電動アクチュエータ3はバッテリ6からエネルギーを引き出し、電流が、バッテリ6、第1のMOSトランジスタ11、電動アクチュエータ3、第2のMOSトランジスタ12および検知レジスタ13からなる回路を流れ、ほぼ実質的に直線の形式で時間とともに急激に増加する。それに対し、2番目の場合第1のMOSトランジスタ11が開かれているにおいて、電動アクチュエータ3はエネルギーを放出し、電流が、電動アクチュエータ3、第2のMOSトランジスタ12、検知レジスタ13および惰性走行ダイオード15からなる回路を流れ、ほぼ実質的に直線の形式で時間とともに急激に減少する。さらに詳しくは、維持部B、D、Fにおいて、第1のMOSトランジスタ11は、所定の時間Tでの一連のパルスにより画定される相対的な制御信号T1、および電流をそれぞれの維持値付近で電動アクチュエータ3に保持するエンジン中央制御ユニット図示せずにより規制される、開または閉回路の負荷サイクルDによってPWM制御されている。さらに詳しくは、開回路制御の場合には、第1のMOSトランジスタ11のクローズ時間PWMオン、つまり制御信号T1の負荷サイクルD、が回路パラメータ、特に以下の式による蓄電池電圧VBATTおよび電動アクチュエータ3の等価抵抗Rに基づいて前もって計算される:ここで、ILは電動アクチュエータ3を流れる電流である。これに対して、閉回路制御の場合では、適切にPWMオンおよびオフ位相を調節するために、電動アクチュエータ3を流れる電流ILの値が、検知レジスタ13および演算増幅器14により画定される電流検知段階によって監視される。さらに詳しくは、閉回路制御は、電動アクチュエータ3を流れる電流ILの最大値または最小値の制御によって実施され得る。最初の場合、つまり電流ILの最大値を制御する場合において、第1のMOSトランジスタ11は、同期信号の到達時に制御信号T1によって最初は閉じられるためPWMオン、電流ILは上昇を開始する。同期信号は、例えばPWM制御信号の時間Tに等しい適正な時間をともなう、エンジン中央制御ユニットの内部時間信号CKであり得る。その後電流ILは電流測定段階を使用して測定され、電流ILが所定の最大値に到達すると、第1のMOSトランジスタ11は開かれPWMオフ、電流ILが減少を開始する。その後、次の同期信号の到達により、第1のMOSトランジスタ11は再び閉じられ次のPWMオン位相、再び繰り返される。2番目の場合、つまり電流ILの最小値を制御する場合において、第1のMOSトランジスタ11は、同期信号の到達時に開かれるためPWMオフ、電動アクチュエータ3の電流ILは減少を開始する。電流ILが所定の最小値に到達すると、第1のMOSトランジスタ11は閉じられPWMオン、電流ILは上昇を開始する。その後、次の同期信号の到達により、第1のMOSトランジスタ11は再び開かれ次のPWMオフ位相、再び繰り返される。減少部Eにおいて、第1のMOSトランジスタ11は永久的に開かれた状態に保たれる一方で第2のMOSトランジスタ12は閉じられた状態に保たれるため、電動アクチュエータ3の電流ILは急激に減少し、電動アクチュエータ3はバッテリ6からすでに引き出されたエネルギーの一部を放出する。最終的に減少部Gにおいて、第1のMOSトランジスタ11および第2のMOSトランジスタ12は永久的に開かれた状態に保たれ;第2のMOSトランジスタ12が機能停止するため、電動アクチュエータ3の電流ILは急速に急激に減少し、電動アクチュエータ3は再びバッテリ6からすでに引き出されたエネルギーの一部を放出する。上昇部および減少部の存続期間は、検知レジスタ13の端子に接続されている演算増幅器14により供給されている論理信号を使用し、電動アクチュエータ3を流れる電流ILの値を示すエンジン中央制御ユニットによって決定され得る。本発明の一様態によると、維持部B、D、Fにおいて、同時に供給される電動アクチュエータ3の第1のMOSトランジスタ11のオンとオフを制御するPWMのために供給する制御信号T1は、共通の同期信号―時間信号CKに対して適切に位相シフトされており、2つまたはそれ以上の同時に作動する電動アクチュエータ3の電流の需要が加算される際の時間間隔を除去するか大幅に減少することによって、バッテリキャパシタ10を流れる有効電流ICrmsを減少する。このことは、以下に第1および第2の電動アクチュエータ3と称される2つの電動アクチュエータ3を同時に制御する制御装置1に関する図2により明確に示される。本事例について言及されることは、後に詳細に説明される制御装置1によって同時に制御されるn数の電動アクチュエータにも安全に応用され得る。最初に図2fを参照すると、時間信号CKは、電動アクチュエータ3を制御するための同期信号としてエンジン中央制御ユニットより使用される。同時に作動される第1および第2の電動アクチュエータ3を決定する公知の方法によって同時に両方が電流を要求すると、エンジン中央制御ユニットは時間信号CKについて適切に位相シフトする相対的制御信号T1を提供する。さらに詳しくは、第1の電動アクチュエータ3の制御信号T1図2aは時間信号CKと同期に発せられる一方、第2の電動アクチュエータ3の制御信号―以下T1図2bと示す―は、時間信号CKについて半期T/2の位相シフトされるため、信号T1のPWMオン位相は時間信号CKの前縁から開始する一方、信号T1のPWMオン位相は時間信号CKの後縁から開始する。図2cおよび2dにおいて、ILおよびILはそれぞれ、制御信号T1に対して第1の電動アクチュエータ3を流れる電流、および制御信号T1に対して第2の電動アクチュエータ3を流れる電流を示すものである。図示されるように、また前記の通り電流ILおよびILは、所望の維持値付近で鋸歯パターンを生じさせるために、相対的なPWMオン位相において上昇し、続くオフ位相において減少する。PWMオン位相において第1および第2の電動アクチュエータ3を流れる電流供給電流と称されるは、バッテリ6およびバッテリキャパシタ10によって供給され、図2eではISと示される。各々のPWMオン位相は、PWMオン位相に等しい持続期間および電動アクチュエータ3を流れる電流ILに等しい振幅である概台形供給電流パルスに相当する。さらに詳しくは、2つの電動アクチュエータ3の需要は、それぞれのPWMオン位相中に加算される。図2に示されるように、第1および第2の電動アクチュエータ3のPWMオン位相は、PWM負荷サイクルDCが50以下の場合は全く重ならないため、電動アクチュエータ3を流れる電流ILおよびILは加算されない;また、PWM負荷サイクルDCが50を少し上回る場合、第1および第2の電動アクチュエータ3のPWMオン位相は、可能な限りの最短の時間で重なるため、電動アクチュエータ3を流れる電流ILおよびILは、最短の時間で加算される。図示されるように、制御信号T1およびT1を時間信号CKに対して適切に位相シフトすることにより、供給電流ISの平均値は、供給電流ISの有効値に近接するため、バッテリキャパシタ10の有効電流ICrmsの値が大幅に減少する。さらに詳しくは、図2a~2fに示された例のそれぞれのPWM制御信号T1およびT1、デューティーサイクルDおよび50の位相シフト位相反転である2つの電動アクチュエータ3において、バッテリキャパシタ10の有効電流ICrmsは以下の式によって示される:ここで、IMは一時期に1つの電動アクチュエータ3を流れる電流の平均値である。これに対して、2つの電動アクチュエータ3のPWM制御信号T1およびT1が0位相シフト同期してを有する際は、バッテリキャパシタ10の有効電流ICrmsは以下の式によって示される。上記の式は図4のグラフに示されおり、PWM制御信号のデューティーサイクルDと平行してバッテリキャパシタ10の有効電流ICrmsを減少する点において、同期制御図4のICrms1に対する位相反転制御図4のICrms2曲線の利点を明確に示している。本事例について言及されることは、制御装置1によって同時にPWM制御されるn数の電動アクチュエータ3にも同様に応用される;その場合は、電動アクチュエータ3のそれぞれの制御信号T1は、時間信号CKに関し時間間隔T/nによりエンジン中央制御ユニットによって、互いに対して適切に位相シフトされる。本発明のさらなる様態によると、時間信号CKは、全てのPWM制御の電動アクチュエータを周波数変調するために、スペクトラム拡散変調によって適切に周波数変調される。さらに詳しくは、時間信号CKの周波数は、量子化された工程において適切に選択された最小値から最大値に直線的に変調される。電動アクチュエータを駆動することによって発生された電磁発光放射性および伝導性は、したがって振幅が変調の振幅に依存する周波数帯域に分布される。したがって、結果として生じる発光スペクトラムは、幅は広いが値が低いため、同期信号の定周波と比較すると制御装置1の電磁発光を大幅に改善する。実際に、例えばMが、最小および最大時間信号周波数の量子化間隔数であれば、時間信号CKの公称周波数に関連するエネルギー頂点は、種々の変調生成周波数に関連するM頂点に分割される。さらに詳しくは、いわゆるスペクトラム拡散変調技術―当初は電磁妨害に対して影響されないため軍事目的に使用された―は、周波数の広幅に渡って信号エネルギーを分布する原理に基づくものであり、特に変調信号を2回提供する:初回は、例えばPSK位相変位変調方式、FSK周波数偏位変調などの従来の変調によって、そして2回目は、例えばFH周波数ホッピング、DS直接配列またはFHDS最初の2つの交差の広帯域変調による。スペクトラム拡散技術のさらに詳細な情報は、HarrisSemiconductorによって出版された1996WirelessCommunicationsDesignSeminarHandbookに見られる。本発明の利点は、前述の記述により明確にされるであろう。特に、種々の電動アクチュエータの制御信号を適切に位相シフトすることは、バッテリキャパシタを流れる有効電流を減少し、それによってバッテリキャパシタがより小型で安価になり得る。さらに、PWM同期信号の周波数変調は、電動アクチュエータ制御装置の電磁発光放射性および伝導性を大幅に減少する。明らかに、添付の請求項によって定義される本発明の範囲から逸脱することなしに、ここに示されたものに変更が加えられるであろう。特に、同時に制御される電動アクチュエータに供給される電流を適切に位相シフトする概念は、電動アクチュエータの維持位相以外の他の制御位相にも応用され得ることが指摘されるべきである。特に、多数の電動アクチュエータによる電源からの同時の電流の需要に関係する全ての位相に応用され得る。さらに、本発明による方法は電動アクチュエータの制御回路のハイサイドトランジスタのPWM制御に関する記述であるが、同一の考察はローサイドトランジスタのPWM制御にも応用され得る。"