デジタルベースバンド入力信号と、RF信号と、を入力し、前記デジタルベースバンド入力信号によって前記RF信号を変調して出力する直接RF変調変換部と、前記直接RF変調変換部において前記デジタルベースバンド入力信号のデータレートを決定するサンプリングクロック信号を生成する信号生成回路と、前記信号生成回路によって生成される前記サンプリングクロック信号の周波数を、前記RF信号の周波数に対応して決定するサンプリングクロック周波数決定回路と、を含むことを特徴とする直接RF変調送信器。前記サンプリングクロック周波数決定回路は、前記デジタルベースバンド入力信号が前記RF信号の周波数に対応して選択されるように、前記サンプリングクロック周波数を、変調された前記RF信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅に基づいて決定することを特徴とする直接RF変調送信器。前記直接RF変換部が、第1直接RF変換部と、第2直接RF変換部と、を含み、前記第1直接RF変換部の出力と、前記第2直接RF変換部の出力とを加算する加算部と、をさらに含み、前記第1直接RF変換部は、同相デジタルベースバンド入力信号及び第1RF信号を入力し、前記同相デジタルベースバンド入力信号によって前記第1RF信号を変調して第1出力信号として出力し、前記第2直接RF変換部は、直交デジタルベースバンド入力信号及び前記第1RF信号と位相が90度相違する第2RF信号を入力し、前記直交デジタルベースバンド入力信号によって前記第2RF信号を変調して第2出力信号として出力し、前記加算部は、前記第1直接RF変換器から出力される前記第1出力信号と、前記第2直接RF変換器から出力される前記第2出力信号と、を加算して出力することを特徴とする請求項1または2に記載の直接RF変調送信器。前記請求項1から3のいずれか1つに記載の直接RF変調送信器において実行される直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法であって、変調された前記RF信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅を算出するステップと、算出された前記折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅を、予め設定されている条件と比較するステップと、算出された前記折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅が前記予め設定されている条件を満たす場合、前記折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅の算出に使用されたサンプリングクロック信号の周波数を、前記信号生成回路が生成するサンプリングクロック信号の周波数に決定するステップと、を含むことを特徴とする直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法。前記変調された前記RF信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅を算出するステップは、前記サンプリングクロックの周波数を、前記直接RF変調送信器から出力される送信キャリア波の周波数の設定値毎に算出することを特徴とする請求項4に記載の直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法。電子回路には、部品点数を削減することが要求されている。この要求に応えるためには、直接RF変調送信器においてLSI出力とパワーアンプ間のSAWフィルタを設けないことが望ましい。しかしながら、SAWフィルタを設けないと、広帯域なベースバンド信号の信号帯域幅をもつ通信規格においては、放射レベルが規定を満たす直接RF変調送信器を構成することができないことが課題となっていた。本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、SAWフィルタを設けずとも、放射レベルが規定を満たす直接RF変調送信器、直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法を提供することを目的とする。以上の目的を達成するため、本発明の直接RF変調送信器は、デジタルベースバンド入力信号例えば図1に示したIデジタルベースバンド信号、Qデジタルベースバンド信号と、RF信号例えば図1に示した差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-、TxLoQ、TxLoQ-と、を入力し、前記デジタルベースバンド入力信号によって前記RF信号を変調して出力する直接RF変調変換部例えば図1に示したデジタル/RF変換器105、106と、前記直接RF変調変換部において前記デジタルベースバンド入力信号のデータレートを決定するサンプリングクロック信号を生成する信号生成回路例えば図1に示したPLL回路102と、前記信号生成回路によって生成される前記サンプリングクロック信号の周波数を、前記RF信号の周波数に対応して決定するサンプリングクロック周波数決定回路例えば図1に示したサンプリングクロック周波数設定回路101と、を含むことを特徴とする。また、本発明の直接RF変調送信器は、上記した発明において、前記サンプリングクロック周波数決定回路が、前記デジタルベースバンド入力信号が前記RF信号の周波数に対応して選択されるように、直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数を、変調された前記RF信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅に基づいて決定することが望ましい。また、本発明の直接RF変調送信器は、上記した発明において、前記直接RF変換部が、第1直接RF変換部例えば図1に示したデジタル/RF変換器105と、第2直接RF変換部例えば図1に示したデジタル/RF変換器106と、を含み、前記第1直接RF変換部の出力と、前記第2直接RF変換部の出力とを加算する加算部例えば図1に示した結合部p1、p2と、をさらに含み、前記第1直接RF変換部は、同相デジタルベースバンド入力信号例えば図1に示したIデジタルベースバンド信号及び第1RF信号例えば図1に示した差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-を入力し、前記同相デジタルベースバンド入力信号によって前記第1RF信号を変調して第1出力信号として出力し、前記第2直接RF変換部は、直交デジタルベースバンド入力信号例えば図1に示したQデジタルベースバンド信号及び前記第1RF信号と位相が90度相違する第2RF信号例えば図1に示した差動ローカル信号TxLoQ、TxLoQ-を入力し、前記直交デジタルベースバンド入力信号によって前記第2RF信号を変調して第2出力信号として出力し、前記加算部は、前記第1直接RF変換器から出力される前記第1出力信号と、前記第2直接RF変換器から出力される前記第2出力信号と、を加算して出力することが望ましい。本発明の直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法は、上記した直接RF変調送信器において実行される直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法であって、変調された前記RF信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅を算出するステップ例えば図2に示したステップS204と、算出された前記折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅を、予め設定されている条件と比較するステップ例えば図2に示したステップS205と、算出された前記折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅が前記予め設定されている条件を満たす場合、前記折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅の算出に使用されたサンプリングクロック信号の周波数を、前記信号生成回路が生成するサンプリングクロック信号の周波数に決定するステップステップS205:Yesと、を含むことを特徴とする。また、本発明の直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法は、上記した発明において、前記変調された前記RF信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅を算出するステップは、前記サンプリングクロックの周波数を、前記直接RF変調送信器から出力される送信キャリア波の周波数の設定値毎に算出することが望ましい。本発明は、サンプリングクロック信号の周波数fsを、設定される送信キャリア波の周波数毎に、折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅が規格を満たすように適切に設定することができる。このため、アナログ/デジタル変換で発生する折り返し信号起因の折り返し雑音の周波数を制御することで、要求される送信器からの放射される信号が、放射レベル規定を満たす直接RF変調送信器、直接RF変調送信器のサンプリングクロック周波数設定方法を実現できる。以下、本発明の直接RF変調送信器、この直接RF変調送信器において実行されるサンプリングクロック信号の周波数以下、サンプリングクロック周波数と記すの設定方法の一実施形態について説明する。直接RF変調送信器図1は、本実施形態の直接RF変調送信器を説明するための図である。本実施形態の直接RF変調送信器は、Iデジタルベースバンド信号、Qデジタルベースバンド信号、サンプリングクロック信号を生成する回路111と、Iデジタルベースバンド信号、Qデジタルベースバンド信号、サンプリングクロック信号に基づいて送信キャリア波変調信号を生成する回路112とに分けられる。なお、回路112は、図3に示した直接RF変調送信器と同様の構成を有している。回路111は、DRC105、106におけるIデジタルベースバンド信号、Qデジタルベースバンド信号のデータレート以下、単にレートと記すを決定するサンプリングクロック信号を生成するPLLPhaseLockedLoop回路102と、Iデジタルベースバンド信号を入力し、入力されたIデジタルベースバンド信号IBBDATA0のレートfs/n0を変換してIデジタルベースバンド信号IBBDATAを生成するDFILデジタルフィルタ103と、Qデジタルベースバンド信号を入力し、入力されたQデジタルベースバンド信号QBBDATA0のレートfs/n0を変換してQデジタルベースバンド信号QBBDATAを生成するDFIL104と、を含んでいる。DFIL103、104は、同様の構成を有している。DFIL103は、Iデジタルベースバンド信号の周波数をサンプリングクロック信号の周波数に変換する。DFIL104は、Qデジタルベースバンド信号の周波数をサンプリングクロック信号の周波数に変換する。さらに、回路111は、PLL回路102が生成するサンプリングクロック信号の周波数を設定するサンプリングクロック周波数設定回路101を備えている。サンプリングクロック周波数設定回路101については、後に詳述するものとする。回路112は、Iデジタルベースバンド信号と、サンプリングクロック信号とを入力して信号変換するデジタル/RF変換器DigitaltoRFConverter図中にDRCと記す105と、Qデジタルベースバンド信号と、サンプリングクロック信号とを入力して信号変換するデジタル/RF変換器106と、を備えている。デジタル/RF変換器105、106は、同様の構成を有している。さらに、回路112は、デジタル/RF変換器105、106に差動ローカル信号を出力する2分周器107、デジタル/RF変換器105、106から出力された後に加算された信号を濾波する整合回路108、整合回路108から出力された信号を増幅するパワーアンプ図中にPAと記す109と、直接RF変調送信器の送受信を切り替える送受信切り換え器110と、を備えている。2分周器107には、周波数掛算用の送信ローカルRF信号Loin、送信ローカルRF信号Loinの位相が反転された位相差が180度送信ローカルRF信号Loin-が外部から供給されている。2分周器107は、送信ローカルRF信号Loin、Loin-から90度位相の異なる二対の差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-と、TxLoQ、TxLoQ-とを生成し、デジタル/RF変換器105、106に出力する。差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-、TxLoQ、TxLoQ-は、RF信号である。2分周器107によって0度と90度との差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-、TxLoQ、TxLoQ-を生成するためには、送信ローカルRF信号Loin、Loin-の周波数を、目的とする送信キャリア波の周波数の2倍とする。差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-、TxLoQ、TxLoQ-の周波数は、送信キャリア波の周波数と等しくなる。差動ローカル信号TxLoI、TxLoQとの間には、90度の位相差がある。また、差動ローカル信号TxLoI-、TxLoQ-の間には、90度の位相差がある。差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-の間には180度の位相差があり、差動ローカル信号TxLoQ、TxLoQ-の間には180度の位相差がある。差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-は、デジタル/RF変換器105に出力され、TxLoQ、TxLoQ-は、デジタル/RF変換器106に出力される。差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-と、TxLoQ、TxLoQ-の位相関係は、いわゆるIQ直交変調器と同じ形式の位相関係である。デジタル/RF変換器105は、差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-によってIデジタルベースバンド信号をアナログ信号に変換するとともに、RF信号に周波数変換する。このような処理により、RF信号である差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-はIデジタルベースバンド信号によって変調され、差動ローカル信号TxLoI、TxLoI-にはIデジタルベースバンド信号のデータが付加される。デジタル/RF変換器106は、差動ローカル信号TxLoQ、TxLoQ-によってQデジタルベースバンド信号をアナログ信号に変換するとともに、RF信号に周波数変換する。このような処理により、RF信号である差動ローカル信号TxLoQ、TxLoQ-はQデジタルベースバンド信号によって変調され、差動ローカル信号TxLoQ、TxLoQ-にはQデジタルベースバンド信号のデータが付加される。このようなデジタル/RF変換器105、106は、デジタル/アナログ変換機能とベースバンド信号をRF信号に周波数変換する周波数掛算機能とを統合した機能を有する信号変換回路であると言える。そして、このことにより、図1に示した構成は、直接RF変調送信器として機能する。デジタル/RF変換器105、106から出力された出力差動信号は、加算される。本実施形態の直接RF変調送信器では、デジタル/RF変換器105、106が電流を出力することを想定している。デジタル/RF変換器105が出力した出力差動信号と、デジタル/RF変換器106が出力した出力差動信号との加算は、出力差動信号の信号経路を直接結合することによって実現される。したがって、本実施形態では、結合部p1、p2が出力差動信号の加算部となる。整合回路108は、容量素子やインダクタ素子等の受動素子で構成されている。前後に配置されたデジタル/RF変調器105、106、パワーアンプ106とのインピーダンス整合のための回路であり、送信キャリア波の周波数を中心周波数とするバンドパス型のゲイン特性を有している。加算後の信号は、整合回路108によって濾波され、パワーアンプ109によって増幅される。そして、送受信切り換え器110の切り替えにより、送信キャリア波変調信号として出力される。上記の構成において、デジタル/RF変換器105、106に入力されるIデジタルベースバンド信号及びQデジタルベースバンド信号のデータレートと、サンプリングクロック信号の周波数fsは等しくなる。また、Iデジタルベースバンド信号及びQデジタルベースバンド信号の周波数変換レートn0は自然数である。また、マルチモードマルチバンド携帯端末において、n0は、通信規格ごとに固定の値として設定されることが多い。このため、送信キャリア波の周波数に応じてn0を変更しないのが一般的である。また、n0の最小値は、所望の量子化ノイズフロアとデジタル/RF変換器105、106のビット数との関係で決定される。サンプリングクロック周波数設定方法図2は、サンプリングクロック周波数設定回路101において実行されるサンプリングクロック周波数設定方法を説明するためのフローチャートである。図2に示したフローチャートでは、図1に示した整合回路108でのゲイン特性、パワーアンプ109でのゲイン特性、送受信切り換え器110でのゲイン特性は、全周波数帯で既知であるとする。サンプリングクロック周波数設定回路101は、Iデジタルベースバンド信号、Qデジタルベースバンド信号が、目的とする送信キャリア波の周波数に対応して選択されるように、サンプリングクロック信号の周波数を、送信キャリア波変調信号において折り返し雑音が発生する周波数及び折り返し雑音の振幅に基づいて決定する。このため、本実施形態では、先ず、サンプリングクロック周波数fs0、送信キャリア波の周波数flo、入力ベースバンド信号の周波数fdataを設定するステップS201。サンプリングクロック周波数fs0は、サンプリングクロック周波数fsの初期値であって、以降、初期サンプリングクロック周波数とも記す。前記したように、f0は、ベースバンド信号の信号帯域幅であり、信号レートとも呼ばれる。信号帯域幅f0は、通信規格で定められている。本実施形態では、直接RF変調送信器から出力された信号を受信する受信機においてのデータ復調を考慮し、fs0を、f0を自然数n倍したものとする。また、nの最小値は、所望の量子化ノイズに依存し、図2中にnminとして示す。周波数fLOは、目的とする送信キャリア波の周波数に等しい。fdataは、通信規格例えばWCDMAにより決定される。次に、サンプリングクロック周波数設定回路101は、前記した式3、式4から折り返し雑音の発生する周波数を計算し、式5から折り返し雑音の振幅を計算するステップS204。この計算にあたっては、予め保存されているゲイン情報関数Xfによって表されるが使用されるステップS202。そして、サンプリングクロック周波数設定回路101は、計算された折り返し雑音の周波数及びその振幅が通信規格にて周波数帯毎に規定された放射レベル規定の値を満たしているかどうか判定するステップS205。ステップS205において、計算された折り返し雑音の周波数及びその振幅が通信規格を満たしていれば、fs=f0×nminが最終的なサンプリングクロック周波数となるステップS205:Yes。一方、放射レベル規格を満たせなかった場合ステップS205:No、新たなサンプリングクロック周波数fs=f0×n=n1を設定する。そして、再び前記した式3から式5を用いて折り返し雑音が発生する周波数及びその振幅を計算するステップS203。このように、本実施形態は、折り返し雑音の周波数及び振幅が通信規格を満たすまでサンプリングクロック周波数を繰返し計算し、折り返し雑音の周波数及び振幅が通信規格を満たす最小のサンプリングクロック周波数以下、最適なサンプリングクロック周波数と記すを設定する。ここで最適なサンプリングクロック周波数fsが設定されると、デジタル/RF変換器105、106の前段に各々接続されるDFIL103、104で実行されるサンプルレート変換の比nが決定する。また、式3、4中に示した次数iは、送信キャリアの周波数fLOとサンプリングクロック周波数fsの関係と、通信規格で放射レベル規定が存在する周波数範囲と、によって決定される。例えば、サンプリングクロック周波数fs=500MHz、送信キャリアの周波数fLO=2000MHzのとき、iを20次まで考慮とすると、周波数範囲としてDC~8GHzまで考慮したことになる。したがって、i=1~20の全ての場合について、サンプリングクロック周波数fsが変更される度に、式3、式4から折り返し雑音の発生する周波数を計算し、式5から各周波数における折り返し雑音の振幅を計算する。なお、以上説明した実施形態において、サンプリングクロック周波数の探索をn=nminから行うのは、DFIL103、104のサンプリングクロック周波数fsが高速であるほど、DFIL103、104で消費される電力が大きくなるため、サンプリングクロック周波数fsは小さい方が望ましいためである。本実施形態は、図2のフローチャートで示したサンプリングクロック周波数設定方法を、通信規格で定められた全ての送信キャリア波の周波数fLOの設定値に対して行うことで、周波数fLO毎に、発生する折り返し雑音が放射レベル規定を満たす、適正かつ固有のサンプリングクロック周波数fsが選択できる。そのためLSI出力とパワーアンプ間のSAWフィルタが不要になる。また、本実施形態のサンプリングクロック周波数設定方法は、送信キャリア波が設定される毎に直接RF変調送信器においてサンプリングクロック周波数を算出するようにしてもよい。また、通信規格で定められた全ての送信キャリア波について最適なサンプリングクロック周波数を予め算出しておき、算出されたサンプリングクロック周波数をサンプリングクロック周波数設定回路101に保存しておくようにしてもよい。そして、送信キャリア波が設定されたとき、サンプリングクロック周波数設定回路101が送信キャリア波に対応するサンプリングクロック周波数を読み出して、PLL102に出力するようにしてもよい。