"多相交流2を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧Vdcを変調して交流電流を出力するインバータの制御方法であって、前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程S102と、前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変動率を制御する周期を設定する制御周期設定工程S104と、前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程S106とを逐次実行する、インバータ制御方法。前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程S108と、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第1の電圧補正工程S110とを更に備え、前記変調率補正工程S106は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する、請求項1記載のインバータ制御方法。過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される2つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第2の電圧補正工程S112を更に備える、請求項2記載のインバータ制御方法。前記第2の電圧補正工程S112は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する、請求項3記載のインバータ制御方法。多相交流2を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧Vdcを変調してモータ10を制御するモータ制御方法であって、前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程S102と、前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変調率を制御する周期を設定する制御周期設定工程S104と、前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程S106とを逐次実行する、モータ制御方法。前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程S108と、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第1の電圧補正工程S110とを更に備え、前記変調率補正工程S106は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する、請求項5記載のモータ制御方法。過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される2つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第2の電圧補正工程S112を更に備える、請求項6記載のモータ制御方法。前記第2の電圧補正工程S112は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する、請求項7記載のモータ制御方法。特許文献1に開示の技術では、平滑コンデンサの容量は抑制できるものの、三相PWM出力デューティを補正する制御回路として高速演算が可能な高価な演算素子を採用する必要があり、部品コストの抑制を阻害する。また、平滑化された直流電圧を周期的にモニタする上記の従来例において、直流電圧をモニタする周期を短くすることによってインバータに定格電流以上の電流が流れることを回避できるが、単にモニタリング周期の短縮を図ると、やはり高速演算が可能な高価な演算素子を採用せざるを得ず、部品コストの抑制を阻害する。本発明は、上記課題に鑑み、インバータ制御される外部装置モータへのリプル電圧による影響を回避又は抑制しつつ、平滑コンデンサの容量を抑制してかつ制御に必要な演算を簡素化することによって、平滑コンデンサのみならず演算素子の部品コストをも抑制する技術を提供することを目的とする。上記課題を解決すべく、本発明に係るインバータ制御方法の第1の態様は、多相交流2を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧Vdcを変調して交流電流を出力するインバータ制御方法であって、前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程S102と、前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変動率を制御する周期を設定する制御周期設定工程S104と、前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程S106とを逐次実行する、インバータ制御方法である。本発明に係るインバータ制御方法の第2の態様は、その第1の態様であって、前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程S108と、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第1の電圧補正工程S110とを更に備え、前記変調率補正工程S106は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する。本発明に係るインバータ制御方法の第3の態様は、その第2の態様であって、過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される2つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第2の電圧補正工程S112を更に備える。本発明に係るインバータ制御方法の第4の態様は、その第3の態様であって、前記第2の電圧補正工程S112は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する。本発明に係る本発明に係るモータ制御方法の第1の態様は、多相交流2を全波整流及び平滑化して得られる直流電圧Vdcを変調してモータ10を制御するモータ制御方法であって、前記直流電圧の変動率を取得する変動率取得工程S102と、前記直流電圧の変動幅として予め定められた値と前記変動率とに基づいて前記直流電圧の変調率を制御する周期を設定する制御周期設定工程S104と、前記周期ごとに前記変調率を補正する変調率補正工程S106とを逐次実行する、モータ制御方法である。本発明に係るモータ制御方法の第2の態様は、その第1の態様であって、前記直流電圧を一の前記周期内で複数回測定する電圧測定工程S108と、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧に基づいて補正電圧を得る第1の電圧補正工程S110とを更に備え、前記変調率補正工程S106は、過去の直近で得られた前記補正電圧に基づいて前記変調率を補正する。本発明に係るモータ制御方法の第3の態様は、その第2の態様であって、過去の直近で得られた前記補正電圧と当該補正電圧を得た後の過去の直近で測定される2つの前記直流電圧とに基づいて新たな補正電圧を得る第2の電圧補正工程S112を更に備える。本発明に係るモータ制御方法の第4の態様は、その第3の態様であって、前記第2の電圧補正工程S112は、前記電圧測定工程で測定された複数の前記直流電圧のうち過去の直近で測定された2つの前記直流電圧のそれぞれと、過去の直近で得られた前記補正電圧との差をそれぞれ算出し、前記差が小さい方の前記直流電圧を新たな前記補正電圧として採用する。本発明に係るインバータ制御方法の第1の態様によれば、電圧変調率を制御する周期を必要以上に短くすることがないので、インバータ制御される外部装置へのリプル電圧による影響を回避又は抑制しつつ、インバータを制御する演算素子として、高速演算が可能な高価な演算素子を搭載する必要がなく、部品コスト抑制に資する。また、平滑コンデンサの容量を大きくしなくても大容量コンデンサを搭載するときよりもリプル電圧が大きくても当該外部装置への影響を回避又は抑制できるので、部品コスト抑制に資する。本発明に係るモータ制御方法の第1の態様によれば、電圧変調率を制御する周期を必要以上に短くすることがないので、リプル電圧によるモータ駆動への影響を回避又は抑制しつつ、モータを制御する演算素子として、高速演算が可能な高価な演算素子を搭載する必要がなく、部品コスト抑制に資する。また、平滑コンデンサの容量を大きくしなくても大容量コンデンサを搭載するときよりもリプル電圧が大きくてもモータ駆動への影響を回避又は抑制できるので、部品コスト抑制に資する。本発明に係るインバータ制御方法及びモータ制御方法の第2の態様によれば、演算の簡素化を図りつつ補正された変調率の信頼性を高めることに資する。本発明に係るインバータ制御方法及びモータ制御方法の第3の態様によれば、ノイズに起因する突出した電圧に基づく変調率の計算を回避又は抑制できる。本発明に係るインバータ制御方法及びモータ制御方法の第4の態様によれば、第3の態様の実現に資する。以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図1を初めとする以下の図には、本発明に関係する要素のみを示す。装置構成の概要図1に示す如く、本発明の実施形態に係るモータ制御方法が採用されるインバータシステム100では、多相例えば本実施例においては三相の交流電源2から三相交流がダイオードブリッジ3に与えられて全波整流され直流電圧Vdcが得られる。ただし直流電圧Vdcは平滑コンデンサ4によって平滑されている。ここで、平滑コンデンサ4は、静電容量が例えば330μFの小容量コンデンサである以下、平滑コンデンサ4を小容量コンデンサ4とも称する。直流電圧Vdcはインバータ5に与えられる。インバータ5は多相例えば本実施例においては三相モータ10を駆動する。インバータ5の動作は、制御回路6に備えられたインバータ制御部61によって制御される。直流電圧Vdcは抵抗7によってモニタされ、モニタされた値は制御回路6に備えられた直流電圧検出部62に入力される。インバータ制御部61は、直流電圧検出部62から入力される直流電圧Vdcと、制御回路6に備えられた記憶部63が記憶する値とに基づいて直流電圧Vdcの変調率を制御する周期を設定し、当該周期ごとに直流電圧Vdcの変調率を制御してインバータ5の動作を制御する。記憶部63が記憶する値とは具体的には、インバータ5の保護を図って設定される電圧の許容変動幅Wである図5参照。より具体的には、記憶部63が記憶する許容変動幅Wは、インバータ5がその保護機能によって停止することなく動作するときのリプル電圧に鑑みて設定する。本実施例では許容変動幅Wが、大容量コンデンサ静電容量:990μFを採用した場合の直流電圧Vd1の変動幅、すなわちリプル電圧259-246=13Vと略同じ15Vに設定している。モータの制御方法図2はインバータシステム100の制御方法を説明するフローチャートである。インバータシステム100は、以上のような構成を備えることにより、以下のような動作を行う。なお、本フローチャートでは、インバータシステム100が直流電圧Vdcの変調率を制御する処理のみを示し、その他の処理動作、例えば当該変調率に基づいた具体的なインバータ5の動作等については図示及び説明を省略する。また、特に記載のない場合は、インバータシステム100における一連の処理動作は、インバータ制御部61の制御下で自動的に行われる。制御周期の設定方法まず、変調率を制御する周期は以下のようにして設定される。すなわち、小容量コンデンサ4を採用したインバータシステム100において、交流電源2をオン状態にして、直流電圧検出部62から入力される直流電圧Vdcの変動率を取得するステップS102:課題を解決するための手段における変動率取得工程に相当する。当該変動率の取得は例えば、小容量コンデンサ4に代えて大容量コンデンサを採用した場合のリプル電圧の一周期に略等しい期間にわたって、できるだけ短い時間間隔で直流電圧Vdcをモニタすることで、当該期間中の任意の時間間隔での変動率を取得する。そして、当該変動率が最大となる、電圧領域Aを得る図5参照。そして許容時間として、当該電圧領域Aでの変動率と時間との積が許容変動幅Wを超えない範囲の時間を算出する。例えば、直流電圧Vdcの基準電圧が283Vで、電源周波数が50Hzである場合に小容量コンデンサ4を採用したとき、直流電圧Vdcは336μs間の電圧領域Aにおいて252Vから262Vに急激に10V変化する。このときの変動率は、10V/283V100/336μs=10516/sとなる。一方、電圧領域Aにおいて許容変動幅W=15Vに対応する場合の直流電圧Vdcの変動率は、15/283V100=4.59であるので、小容量コンデンサ4を採用した場合の電源周波数が50Hzのときの許容時間は436μsとなる。また、図示は省略するが、電源周波数が60Hzである場合には、直流電圧Vdcが336μsの間に243Vから255Vに急激に12V変化する。このときの変動率は、12V/283V100/336μs=12620/sとなるので、電源周波数が60Hzのときの許容時間は363μsとなる。また、平滑コンデンサ4の静電容量が440μFの場合、電源周波数が50Hzのときには、523μsの間に急激に10V変化する。ゆえに、変動率が10V/283V100/523μs=6750/sとなるので、許容時間は680μsとなる。また、電源周波数が60Hzのときには、523μsの間に急激に12V変化する。ゆえに、変動率が8100/sとなるので、許容時間は567μsとなる。また、平滑コンデンサ4の静電容量が550μFの場合、電源周波数が50Hzのときには、710μsの間に急激に10V変化する。ゆえに、変動率が10V/283V100/710μs=4972/sとなるので、許容時間は923μsとなる。また、電源周波数が60Hzのときには、710μsの間に急激に12V変化する。ゆえに、変動率が5966/sとなるので、許容時間は769μsとなる。また、平滑コンデンサ4の静電容量が660μFの場合、電源周波数が50Hzのときには、896μsの間に急激に10V変化する。ゆえに、変動率が10V/283V100/896μs=3940/sとなるので、許容時間は1164μsとなる。また、電源周波数が60Hzのときには、896μsの間に急激に12V変化する。ゆえに、変動率が4728/sとなるので、許容時間は970μsとなる。また、平滑コンデンサ4の静電容量が770μFの場合、電源周波数が50Hzのときには、1083μsの間に急激に10V変化する。ゆえに、変動率が10V/283V100/1083μs=3259/sとなるので、許容時間は1408μsとなる。また、電源周波数が60Hzのときには、1083μsの間に急激に12V変化する。ゆえに、変動率が3911/sとなるので、許容時間は1173μsとなる。また、平滑コンデンサ4の静電容量が880μFの場合、電源周波数が50Hzのときには、1270μsの間に急激に10V変化する。ゆえに、変動率が10V/283V100/1270μs=2780/sとなるので、許容時間は1651μsとなる。また、電源周波数が60Hzのときには、1270μsの間に急激に12V変化する。ゆえに、変動率が3336/sとなるので、許容時間は1376μsとなる。制御回路6は、直流電圧の変調率を制御する周期を、当該許容時間以下の時間間隔に設定するステップS104:課題を解決するための手段における制御周期設定工程に相当する。当該周期内では直流電圧Vdcが許容変動幅Wを超えることはないので、当該周期で直流電圧Vdcの変調率を補正すれば、インバータシステム100に小容量コンデンサ4を採用した場合であっても、リプル電圧によるモータ駆動への影響を回避又は抑制できる。また、当該周期で直流電圧Vdcの電圧変調率を補正すれば良いので、当該周期は許容時間以下であれば足り、よって高価な演算素子を搭載する必要がない。以下では、許容時間が436μsであるとして、電圧変調率の制御周期が400μsである場合を例に説明する。電圧変調率を制御する周期を設定すると、次に、直流電圧Vdcを一の当該周期内で複数回測定するステップS108:課題を解決するための手段における電圧測定工程に相当する。具体例を挙げれば、インバータ制御部61は、直流電圧検出部62から入力される直流電圧Vdcを200μsごとに取得する。つまり、一の周期内で直流電圧Vdcを2回測定することになる。なお、インバータ制御部61は、一の周期内で直流電圧Vdcを100μsごとに4回測定しても良い。直流電圧Vdcを一の周期内で複数回測定した後は、インバータ5における直流電圧Vdcの変調率の補正を行ったか否かを判断するステップS109。未だ変調率の補正を行っていない場合には、ステップS109において否定的結果Nを選択する。ステップS109において否定的結果を選択した場合には、2つの直流電圧Vdcの平均値を補正電圧として得て、当該一の周期ごとに当該補正電圧に基づいて変調率を補正し、上述のステップS108に戻るステップS110:課題を解決するための手段における第1の電圧補正工程に相当する。ここで、変調率の補正は次のようにして行う。すなわち、補正後の変調率は、補正電圧を直近の直流電圧で除し、これにモータ10の速度制御で算出された変調率を乗じて得る。2つの直流電圧Vdcの平均値を算出することは、3つ以上の値の平均値を算出することよりも演算量が少ないので、このようにして補正電圧を得ることにより、演算の簡素化を図りつつ、補正された変調率の信頼性を高めることに資する。直流電圧Vdcの変調率の補正を行った場合には、上述のステップS109において肯定的結果Yを選択し、新たな補正電圧を得るステップS112。具体的には、新たな補正電圧を得るステップS112の直前のステップS108において測定した複数の直流電圧Vdcのうち2つの直流電圧Vdc1,Vdc2以下、便宜的に第1の直流電圧Vdc1と第2の直流電圧Vdc2とすると、本ステップS112の直前のステップS110又はステップS112で得た補正電圧とを比較し、2つの直流電圧Vdc1,Vdc2のうち、当該補正電圧に近い値を新たな補正電圧として得て、当該新たな補正電圧に基づいて変調率を補正し、上述のステップS108に戻る。具体的には、第1の直流電圧Vdc1の方が、第2の直流電圧Vdc2よりも、本ステップS112の直前のステップS110又はステップS112で得た補正電圧に近い場合には、前回の補正の時点から当該一の周期後に第1の直流電圧Vdc1に基づいて変調率を補正する。一方、第2の直流電圧Vdc2の方が、第1の直流電圧Vdc1よりも、本ステップS112の直前のステップS110又はステップS112で得た補正電圧に近い場合には、前回の補正の時点から当該一の周期後に第2の直流電圧Vdc2に基づいて変調率を補正する。このようにして補正電圧を得ることにより、直流電圧Vdcのノイズに起因する突出した電圧に基づく変調率の補正を回避又は抑制できる。"