"補聴器において用いられる周波数シフトキーイングFSKトランシーバ21であって,上記トランシーバは,少なくとも固定インダクタンスL1,固定キャパシタンスC1および可変キャパシタンスC2を備える共振回路を有するものであり,上記トランシーバ21がFSK変調器7,送信増幅器8,受信増幅器9および上記共振回路の同調周波数を所望周波数に制御する手段22を備えており,上記同調手段が位相差検出器10および同調マネージャ25を備え,上記位相差検出器10が上記固定キャパシタンスC1の両端の位相差を計測するように構成されており,上記同調マネージャ25が送信データバッファ23からシンボルを受信する手段,上記位相差検出器10から計測された位相差を受信する手段,第1の受信シンボルに対応する第1の位相差と第2の受信シンボルに対応する第2の位相差を比較する手段,および上記共振回路の同調周波数を制御するために,上記第1の位相差と上記第2の位相差との間の差にしたがって上記可変キャパシタンスC2の値を調整する手段を備えている,FSKトランシーバ。上記位相差検出器10が,上記同調マネージャ25に送信されるシンボルに対応する位相差の計測を提供するために,リミッタ29,論理XORゲート28,ローパスフィルタ27およびアナログ-デジタル変換器26を備えている,請求項1に記載のFSKトランシーバ。上記位相差検出器10が,上記同調マネージャ47に送信されるシンボルに対応する位相差の計測を提供するために,リミッタ41,論理XORゲート42,第1のローパスフィルタ44,インバータ,第2のローパスフィルタ45および比較器46を備えている,請求項1に記載のFSKトランシーバ。上記可変キャパシタンスC2の値を調整する手段が,少なくとも一つの上記可変キャパシタンスC2の値を記憶する手段,上記可変キャパシタンスC2の現在値と上記少なくとも一つの上記可変キャパシタンスC2の記憶値とを比較する手段,および上記比較に基づいて上記可変キャパシタンスC2の値に対する調整の間の時間間隔を制御する手段を備えている,請求項1に記載のFSKトランシーバ。補聴器用FSKトランシーバの共振回路の周波数の自動同調方法であって,上記共振回路は少なくとも固定キャパシタC1,可変キャパシタC2およびインダクタンスL1を備えるものであり,上記共振回路のためのFSK変調デジタルビットストリームを提供し,上記固定キャパシタC1の両端の第1のバイナリシンボルに対応する第1の位相差Aを計測し,上記固定キャパシタC1の両端の第2のバイナリシンボルに対応する第2の位相差Bを計測し,上記第1の位相差Aと第2の位相差Bを比較し,上記第1の位相差Aが所定量を超えて上記第2の位相差Bと異なる場合に上記可変キャパシタC2の値を調整することによって上記共振回路の周波数を制御する,方法。上記固定キャパシタC1の両端の位相差を計測するステップが,上記固定キャパシタC1の第1端子の論理レベルおよび上記固定キャパシタC1の第2端子の論理レベルのXOR関数を実行するステップと,上記XOR関数からの結果出力信号をローパスフィルタリングして電圧信号を得るステップと,ローパスフィルタリングされた電圧信号を計測された位相差を表すデジタル信号に変換するステップを含む,請求項5に記載の方法。上記第1の位相差Aと第2の位相差Bを比較するステップが,上記第1のバイナリシンボルが存在する場合に第1の位相差Aを読み込みかつ記憶し,上記第2のバイナリシンボルが存在する場合に第2の位相差Bを読み込みかつ記憶し,上記第1の記憶された位相差Aと第2の記憶された位相差Bの間の差に依存して上記可変キャパシタC2のための制御出力信号を生成するステップを含む,請求項5に記載の方法。上記第1の記憶された位相差Aが上記第2の記憶された位相差Bよりも小さい場合に,上記可変キャパシタC2のための制御出力信号が増加される,請求項7に記載の方法。上記第1の記憶された位相差Aが上記第2の記憶された位相差Bよりも大きい場合に,上記可変キャパシタC2のための制御出力信号が減少される,請求項7に記載の方法。上記第1の記憶された位相差Aと上記第2の記憶された位相差Bの間の差が所定最小差よりも小さい場合に,上記可変キャパシタC2のための制御出力信号が変更されることなく維持される,請求項7に記載の方法。以下,図面を参照してこの発明をより詳細に説明する。図1のブロック図は,従来技術の補聴器FSKトランシーバ1を示している。FSKトランシーバ1は,デジタルコントローラ2,FSK変調器7,送信電力増幅器8,低雑音受信増幅器9,固定キャパシタC1,可変キャパシタC2,およびアンテナコイルL1を備えており,上記コイルは物理的に上記FSKトランシーバ1の外部にある。上記デジタルコントローラ2は,送信データバッファtransmissiondatabuffer3,受信データバッファreceptiondatabuffer4,無線周波数同調チューニングコントローラ5およびメモリ6を備えている。図1には,コンピュータ10によって制御され,アンテナコイルL2を介して上記トランシーバ1と通信することができる無線周波数校正較正装置radiofrequencycalibrationrig11も示されている。補聴器図示略は,校正手順の最中には,上記校正装置11に近接する取付け具固定具fixtureに配置されるものとする。上記送信データバッファ3および受信データバッファ4は,補聴器図示略のデジタル信号処理部と通信するように構成されている。上記送信データバッファ3はデジタルインターフェース図示略上の送信データを収集してcollect,上記FSK変調器7にシリアルデータを与える。上記FSK変調器7は上記送信増幅器8のための出力信号を生成し,上記送信増幅器8からの増幅されたFSK変調信号が無線通信のためのキャパシタC1,キャパシタC2およびアンテナコイルL1からなる共振回路によって変調される。上記同調コントローラ5は,上記校正装置11から受信される指示インストランクションにしたがって上記キャパシタC2の値をデジタル的に調整する手段,および上記メモリ6内に現在のキャパシタ値を記憶する手段を有している。以下の説明において,上記同調校正装置11と上記補聴器トランシーバ1との間で上記アンテナコイルL1およびL2を通じてやり取りされる無線メッセージを,電文テレグラムと呼ぶ。上記同調校正手順の実行中に,上記校正装置11は確認電文を上記補聴器トランシーバ1に送信する。上記補聴器トランシーバ1は,ID識別メッセージ電文を上記校正装置11に送信することによって上記確認電文に応答する。上記コンピュータ10は上記校正装置11に上記同調校正手順の開始を指示し,上記校正装置11は,サービスモードに入るための指示電文を上記補聴器トランシーバ1に送信する。上記サービスモードにおいて,上記補聴器トランシーバ1は,上記校正装置11が上記可変キャパシタC2の値に対する調整を実行して上記トランシーバの上記共振回路の周波数を同調することを許可する。最初第1の工程パスにおいてinafirstpass,上記校正装置11は,たとえば1回あたり8段階分8stepsatatime,キャパシタ最低値からキャパシタ最高値に向けて,上記キャパシタC2のバイナリ値をトラバースしtraverse,各キャパシタ値について,上記補聴器図示略が確認電文に応答するときに上記補聴器トランシーバ1から送信される放射電圧を測定し,これにより上記校正装置11は,補聴器トランシーバ1から受信される最高強度場thehighestfieldstrengthにおけるキャパシタ値の範囲の推定を生成する。すなわち収集される測定値は,上記コンピュータ10において,強度場に対するバイナリキャパシタ値のテーブル中に記憶される。第2の工程において,上記校正装置11は,C2の単一のバイナリキャパシタ値everysinglebinarycapacitorvalueofC2を,たとえば上記第1のパスにおいて最高強度場を提示する値から20低い値から,たとえばその値から20高い値にかけてトラバースして,各バイナリキャパシタ値のセットについて再び強度場を計測し,強度場に対するバイナリキャパシタ値を第2の工程中に上記テーブルに記憶し,校正手順の結果として,最高強度場に対応するバイナリキャパシタ値を上記テーブルから選択する。この2工程法twopassmethodは,十分な正確性を維持しつつ校正時間を短縮するために実行されるものであり,上記補聴器トランシーバ1の共振回路の同調周波数が校正されるときに,最高強度場に対応するC2の正確なキャパシタ値が見つけられかつ上記補聴器レシーバ1のメモリ6に記憶されることが保証される。一旦校正が実行されると,上記校正装置11はその後の参照のために見つかったキャパシタ値を補聴器IDと一緒に上記コンピュータ10のメモリに記憶し,サービスモードから上記補聴器を開放する電文を上記補聴器トランシーバ1に送信し,これによって上記補聴器は,校正されたトランシーバ同調を持つ通常動作に復帰することができる。上述した従来技術の校正手順は非常に正確であるものの,他方では多数の問題点を抱えており,最も大きな問題点は,補聴器の販売前の製造工程における最終工程時に,上記トランシーバ周波数の適切な校正を保証するための専用校正装置が関与することである。一つの補聴器の校正には約30秒かかるので,もしも上記補聴器のFSKトランシーバがそれ自身で校正することができ,自身のトランシーバ周波数を通常使用中にモニタすることができたとすれば,上記校正装置を完全に省くことができ,補聴器の製造時の時間を明らかに短縮できることになる。図2はこの発明による補聴器図示略用FSKトランシーバ11の同調校正の原理を示している。図2のFSKトランシーバ12は,デジタルコントローラ2,FSK変調器7,送信電力増幅器8,低雑音受信増幅器9,位相検出器10,固定キャパシタC1,可変キャパシタC2およびFSKトランシーバ1の外部にあるアンテナコイルL1を備えている。上記デジタルコントローラ2は,送信データバッファ3,受信データバッファ4,無線周波数同調マネージャ5およびメモリ6を備えている。上記位相検出器10は,上記固定キャパシタC1の両端の位相差phasedifferencesacrossthefixedcapacitorC1を検出する手段図示略および検出された位相差についての情報を上記同調マネージャ5に伝達する手段を備えている。この発明によるFSKトランシーバ12と従来技術のFSKトランシーバ1との主な相違は,この発明によるFSKトランシーバ12が,上記固定キャパシタC1の両端のFSK信号の位相シフト変移をモニタ監視する手段および上記可変キャパシタC2を適宜調整する手段を備えており,これにより共振周波数を制御することにある。発明者は,0シンボルが送信されるときの上記固定キャパシタC1の両端の位相差が,1シンボルが送信されるときの位相差と同じ大きさsamemagnitudeであれば,上記共振回路の周波数はシステムクロック図示略によって制御されるFSK変調器7の出力周波数と等しく,したがって上記共振回路は同調していることを認識した。使用中,上記FSKトランシーバ12は,たとえばリモートコントロールユニット内に設けられる,同様の構成の外部FSKトランシーバ図示略からの電文を受信する。上記外部FSKトランシーバ図示略は水晶クオーツクリスタルによってその内部発振器の周波数の同調を維持する点において,補聴器のFSKトランシーバ12と異なっている。したがって上記外部FSKトランシーバの周波数の同調は非常に正確であり,フリーランニング発振器freerunningoscillatorに比べるとドリフティングはほとんど発生しない。水晶は,電力およびスペースを考慮すると補聴器に内蔵するのには非現実的なデバイスであるものの,外部FSKトランシーバの発振器の周波数は上記補聴器のFSKトランシーバ12用の基準周波数として貢献することができる。上記補聴器のFSKトランシーバ12がFSK信号を受信するまたは送信するたびに,上記C1,C2およびL1を備えるFSKトランシーバの共振回路は,上記C1,C2およびL1の値によって決定される周波数で発振する。FSK信号を受信すると,上記FSKトランシーバ12は上述のように周波数f1または周波数f2のいずれかを検出する。周波数f1が検出された場合上記固定キャパシタC1の両端の位相差はθf1の値を持ち,周波数f2が検出された場合は上記固定キャパシタC1の両端の位相差はθf2の値を持つ。対称性の理由から,そして上記キャパシタC1の値が固定されているために,上記共振回路の周波数が同調していれば上記位相差θf1は位相差θf2と等しい。この発明による上記FSKトランシーバ12は,位相検出器10を利用して,上記固定キャパシタC1の両端において検出される位相差θf1およびθf2を,上記受信されたFSK信号からそれぞれ導出する。上記位相検出器10に一時的に位相差θf1およびθf2を記憶して,かつ上記同調マネージャ5を用いて位相差の値θf1と位相差の値θf2を比較することによって,上記同調マネージャ5は上記2つの位相差の間に生じうる偏差を検出することができ,かつ上記位相差が実質的に等しくない場合に上記可変キャパシタC2の値に対して調整を実行することができる。上記2つの位相差の間の不一致は上記共振回路の周波数fcが搬送周波数fc0と調和していないことの結果であるので,上記可変キャパシタC2の値における変化が上記共振回路の周波数における変化をもたらす。適切な調整が行われることで最終的には計測される位相差が等しい大きさとなり,したがって上記共振回路の周波数fcはfc0に等しくなる。図3は,この発明による補聴器図示略用FSKトランシーバ21の実施例を示している。この実施例は実用的な位相差検出器の実装を示している。上記FSKトランシーバ21は,デジタルコントローラ22,FSK変調器30,電力増幅器31,低雑音増幅器32,リミッタ29,XORゲート28,ローパスフィルタ27,固定キャパシタC1,可変キャパシタC2,および外部アンテナコイルL1を備えている。上記デジタルコントローラ22は,A/D変換器26,同調マネージャ25,受信データバッファ24および送信データバッファ23を備えている。この発明によるFSKトランシーバ21の上記実施例において,上記固定キャパシタC1の両端の位相シフトを計測する手段が,上記リミッタ29,XORゲート28,ローパスフィルタ27およびA/D変換器26から構成されており,上記可変キャパシタC2を調整する手段が上記同調マネージャ25から構成されている。上記FSKトランシーバ21は,上記FSK変調器30からの出力信号を取得してそれを上記XORゲート28の第1入力に与え,かつ上記アンテナコイルL1にもたらされる出力信号を取得してそれを上記リミッタ29を通して上記XORゲート28の第2入力に与えることで,C1の両端の位相シフトを計測する。上記FSK変調器30からの出力信号は本質的にデジタル信号であるが,上記アンテナコイルL1にもたらされる出力信号は,上記リミッタ29によって調整して上記XORゲート28によって適切に検出されるようにする必要がある。上記電力増幅器31は広帯域幅を持つ線形増幅器とみなされるものであり,上記FSK変調器30からの出力信号の位相に大幅な影響を及ぼすものではない。上記FSK変調器30からの出力信号が上記リミッタ29の出力信号の逆位相を持つと,上記XORゲート28からの出力信号は論理HIGHになる。上記XORゲート28の応答時間は上記FSK復調器30のシフト速度に対してほぼゼロcomparativelynilである。したがって上記XORゲート28は,上記FSK変調器30が0シンボルを出力するたびに第1の特定期間のパルスpulsesofafirstspecificdurationを生成し,上記FSK変調器30が1シンボルを出力するたびに第2の特定期間のパルスを生成する。上記XORゲート28からのパルス出力は上記ローパスフィルタ27によってフィルタリングされて,上記XORゲート28によって出力されたパルスの期間に比例するアナログ電圧が実質的に生成される。上記ローパスフィルタ27によって出力される電圧は上記A/D変換器26への入力信号として用いられ,上記A/D変換器26からの出力は上記固定キャパシタC1の両端で計測される位相差に対応するデジタルナンバadigitalnumberである。上記A/Dコンバータ26によって出力されるデジタルナンバが上記同調マネージャによって用いられて上記固定キャパシタC1の両端の位相シフトが決定される。上記同調マネージャ25は,1シンボルが送信されるたびに生成されるデジタルナンバを,0シンボルが送信されるたびに生成されるデジタルナンバと比較して,上記比較の結果を用いて,以下により詳細に説明するようにして,上記共振回路の同調周波数を調整する。FSK信号は,搬送周波数fc0よりも所定周波数距離だけ低いところに低周波数lowerfrequencyf0を有する信号部分を持ち,かつ搬送周波数fcoよりも所定周波数距離だけ高いところに高周波数higherfrequencyf1を有する信号部分を持つ。FSK変調は対称,すなわち上記搬送周波数fc0と低シンボル周波数f0との間の周波数距離は,上記搬送周波数fc0と高シンボル周波数f1との間の周波数距離と同じである。慣例により,上記低周波数f0を0シンボルを表すために用い,上記高周波数f1を1シンボルを表すために用いる。上記共振回路が同調していると,上記搬送周波数fc0で上記固定キャパシタC1の両端の位相シフトは90°である。同時に,上記周波数f0においてC1の両端の位相シフトは90°を超えるθ°であり,上記周波数f1におけるC1の両端の位相シフトは対称性から90°未満のθ°である。上記共振回路の上記周波数fcがfc0よりも低いと,周波数f0におけるC1の両端の位相シフトは大きくなり,上記周波数f1におけるC1の両端の位相シフトは小さくなる。他方,上記共振回路の周波数fcがfc0よりも高いと,周波数f0におけるC1の両端の位相シフトは小さくなり,周波数f1におけるC1の両端の位相シフトは大きくなる。図4はこの発明による補聴器図示略用FSKトランシーバ40の他の実施例を示している。この実施例は,この発明において用いるための実用的な位相差検出装置の代替例を示している。上記FSKトランシーバ40は,デジタルコントローラ50,FSK変調器51,電力増幅器52,低雑音増幅器53,リミッタ41,XORゲート42,インバータ43,第1のローパスフィルタ44,第2のローパスフィルタ45,比較器46,固定キャパシタC1,可変キャパシタC2,および外部アンテナコイルL1を備えている。上記デジタルコントローラ50は,同調マネージャ47,受信データバッファ48および送信データバッファ49を備えている。この実施例のFSKトランシーバ50では,上記固定キャパシタC1の両端の位相シフトを計測する手段が,上記リミッタ41,XORゲート42,インバータ43,第1のローパスフィルタ44,第2のローパスフィルタ45および比較器46から構成されており,上記可変キャパシタC2を調整する手段が上記同調マネージャ47から構成されている。上記FSKトランシーバ50は,上記FSK変調器51から出力信号を取得してそれを上記XORゲート42の第1入力に与え,かつ上記アンテナコイルL1にもたらされる出力信号を取得してそれを上記リミッタ41を通して上記XORゲート42の第2入力に与えることによって,C1の両端の位相シフトを計測する。図3に示す構成と同様に,上記FSK変調器51からの出力信号はデジタル信号であり,他方上記アンテナコイルL1にもたらされる出力信号は上記リミッタ41によって調整して上記XORゲート42によって適切に検出されるようにしなければならない。この実施例は,上記FSK変調器51からの出力パルスが1シンボルと0シンボルの均等分布evendistributionを持つか,または上記FSK変調器51が所望の送信周波数において直接に動作することを必要とするが,一方で容易に実装されるものである。上記FSK変調器51からの出力信号が上記リミッタ41の出力信号の逆位相を持つと,上記XORゲート42からの出力信号が論理HIGHとなる。上記XORゲート42の反応時間は上記FSK変調器51のシフト速度に対してほぼゼロcomparativelynilである。したがって上記XORゲート42は,上記FSK変調器51が0シンボルを出力するたびに第1の所定期間のパルスを発生し,上記FSK変調器51が1シンボルを出力するたびに第2の所定期間のパルスを発生する。上記XORゲート42から出力されたパルスは,上記インバータ43の入力および上記第1のローパスフィルタ44の入力にそれぞれ与えられ,上記インバータ43からの出力信号は上記第2のローパスフィルタ45の入力信号として用いられる。上記第1のローパスフィルタ44からの出力信号が上記比較器46の正入力に与えられ,上記第2のローパスフィルタ45からの出力信号が上記比較器46の負入力に与えられる。上記比較器46からの出力が上記同調マネージャ47の入力に与えられる。使用中,上記XORゲート42は上記固定キャパシタC1の両端で計測される位相差に対応するパルスを出力する。上記第1のローパスフィルタ44は上記XORゲート42から出力されるパルスを直接に使用して,1シンボルが送信されるたびに上記固定キャパシタC1の両端の位相差に比例する第1の出力電圧を生成する。この電圧が比較器46の正入力として用いられる。他方,上記第2のローパスフィルタ45は上記XORゲート42から出力される反転バージョンをもたらす上記インバータ43からの出力を使用して,0シンボルが送信されるたびに上記固定キャパシタC1の両端の位相差に比例する第2の出力電圧を生成する。この電圧が比較器46の負入力として用いられる。上記発振器が同調すると0シンボルおよび1シンボルの位相差の値thephasedifferencevaluesは等しくなる。この場合上記第1のローパスフィルタ44からの出力電圧が上記第2のローパスフィルタ45からの出力電圧と等しくなり,上記比較器46からの出力電圧はしたがってゼロボルトとなって,これが上記デジタルコントローラ50の上記同調マネージャ47によって,上記発振器が同調していることを示すものとして解釈される。上記比較器46から出力される電圧が正であれば,上述したようにf1に対応する位相差はf0に対応する位相差よりも大きく,発振器の周波数は高すぎる。この場合上記同調マネージャ47は上記可変キャパシタC2の値を増やすことによって補償して,上記発振器周波数を下げる。他方,上記比較器46から出力される電圧が負であれば,f1に対応する位相差はf0に対応する位相差よりも小さく,上記発振器周波数は低すぎる。この場合には,上記同調マネージャ47は上記可変キャパシタC2の値を減らすことによって補償して,上記発振器周波数を上げる。この実施例は,A/D変換器を必要としないという事実から,図3に示す実施例よりも好ましいことがある。上記ローパスフィルタ44および45は,同期ずれの確実な検出を実行するためには,上記同調マネージャ47が十分に正確に電圧を決めることができるようにするために十分に長い一連のパルスを必要とするが,これは,たとえば128ビットの長さを持つ一または二つの電文の送信中に容易に達成される。図5aおよび図5bのグラフは,FSK信号の送信電力と図3に示すFSKトランシーバの共振回路の対応する位相差との間のコヒーレンスを示している。図5aは上記FSKトランシーバの送信電力を示しており,図5bは上記FSKトランシーバの対応する位相関係を示している。図5aおよび図5bにおいて,fcは共振回路の周波数を示しており,fc0は目標送信周波数を示しており,f0およびf1はビットストリームのFSK変調によって生成されるFSK周波数を示している。図5bにおいて,位相角θf0およびθf1は,それぞれ周波数f0およびf1に対応する位相角差phaseangledifferencesである。図5bから,上記共振回路の共振周波数fcが目標送信周波数fc0に等しいときに,90°とθf0の間の位相距離phasedistanceと90°とθf1の間の位相距離と等しいことが分かる。この事実がこの発明によって利用される。0シンボルまたは1シンボルがそれぞれ送信されるたびにC1の両端の位相シフトを比較することによって,この発明による補聴器の上記FSKトランシーバ21の同調マネージャ25は,上記FSKトランシーバ21の共振回路の同調周波数fcが,所望の搬送周波数fc0に対して高すぎるかまたは低すぎるかを決定することができる。この認識が次に,上記同調マネージャ25によって,以下に図6a,図6bおよび図6cを参照してさらに詳細に説明する調整スキームにしたがって,上記可変キャパシタC2の値を調整するために利用される。図6aは上記FSKトランシーバ21の共振回路の位相-周波数関係を示している。このグラフにおいて横軸は周波数fを示し,縦軸は図3の固定キャパシタC1の両端の測定された位相シフトθを示している。このグラフによると,fc0未満の周波数において上記計測される位相シフトは90°よりも大きく,fc0を超える周波数において計測される位相シフトは90°よりも小さい。共振時には,上記共振周波数fcはFSK搬送周波数fc0に等しく,そのときに上記FSKトランシーバ21の固定キャパシタC1の両端の位相シフトθ0は正確に90°となる。低周波数f0において,位相シフトθf0-90°は位相距離A度に等しく,高周波数f1において上記位相シフト90°-θf1は位相距離B度に等しい。図6aから,位相距離AおよびBは大きさが等しく,共振周波数fcはfc0に等しいことが分かる。図6bにおいて,共振周波数fcはFSK搬送周波数fc0よりも低い。低周波数f0において位相シフトθf0-90°は位相距離A度と等しく,高周波数f1において位相シフト90°-θf1は位相距離B度と等しい。図6bは,位相距離Aが位相距離Bよりも大きく,したがって共振周波数fcがfc0よりも低いことを示している。図6cにおいて,共振周波数fcはFSK搬送周波数fc0よりも高い。図6aおよび図6bと同じように,低周波数f0において位相シフトθf0-90°は位相距離A度と等しく,高周波数f1において位相シフト90°-θf1は位相距離B度と等しい。図6cは,位相距離Aが位相距離Bよりも小さく,したがって共振周波数fcがfc0よりも高いことを示している。図5a,図5bおよび図5cから,低周波数f0において検出される位相シフト距離Aと高周波数f1において検出される位相シフト距離Bとを比較することによって,上記位相距離AおよびBの大きさを比較して共振周波数fcと搬送周波数fc0の間の関係を上記同調マネージャ25によって推論することができることが分かり,上記共振回路の同調の改善のために適切な処理アクションをとることができる。たとえば,位相シフト距離AおよびBの比較が,上記位相シフト距離Aが位相シフト距離Bよりも大きいことを示す場合,共振周波数fcは搬送周波数fc0よりも低い。上記同調マネージャ25はその同調ルーチンの実行において,上記可変キャパシタC2の値をわずかにsmallamount低めることで上記周波数fcを上げ,再び位相距離AおよびBを比較し,上記AとBの差が十分にゼロ度に近づくまで,すなわちfcとfc0の間の差が所定の最小差未満となるまで,調整を繰り返すことができる。他方,位相シフト距離AおよびBの比較が,上記位相シフト距離Aが位相シフト距離Bよりも小さいことを示す場合,共振周波数fcは搬送周波数fc0よりも高い。この場合,同調マネージャ25は上記可変キャパスタC2の値をわずかに大きくすることで上記周波数fcを下げ,再び位相距離AおよびBを比較することができ,上記AとBの差が十分にゼロ度に近づくまで,すなわちfcとf0cの間の差が所定の最小差未満となるまで,調整を繰り返す。補聴器用FSKトランシーバは,典型的には,複数の1および0から構成される,たとえば一電文あたり128ビットのバイナリビットストリームを含む電文を送信する。この長さのビットストリームが,たとえば確認電文が送られるたびに送信される。上記同調マネージャ25は,上記共振回路の同調状態を評価するために,一つの0シンボルおよび一つの1シンボルだけを必要とするので,一つの単一の送信onesingletransmissionは,通常,上記同調マネージャ25が,上記可変キャパシタC2の一ステップ内の精度で周波数fcの同調を実行できるようにするためにtobeabletoperformtuningofthefrequencyfctoaprecisionwithinonestepofthevariablecapacitorC2,十分すぎるmorethanadequateものである。好ましい実施態様では,補聴器のFSKトランシーバ21は,上記補聴器が電源オンされるたびに完全同調校正completetuningcalibrationを実行するものであってもよく,その後上記同調マネージャ25は使用中に共振周波数fcをモニタする,たとえば使用中の統計情報を収集して,1000回の送信に1回の程度で上記周波数fcの再校正を実行する。上記FSKトランシーバ21のビットレートが20kbit/秒であれば,典型的な送信は5から10ミリ秒の間隔を持ち,上記同調マネージャ25は上記送信が終了するよりも前に上記共振回路の適切な同調に到達することになる。好ましい実施例では,上記FSKトランシーバの搬送周波数は100MHzとなるように選択される。適切には,選択するFSK無線トランシーバはたとえば600kHzの有効帯域幅を持つことができるものであり,この場合の上記共振回路の調整範囲は94MHzから106MHzとなる。この範囲が上記FSKトランシーバ21における上記可変キャパシタC2によってカバーされる必要がある。たとえば8ビットを持つステップキャパシタsteppedcapacitorがC2として用いられる場合,256の離散キャパシタ値を取ることが可能である。離散キャパシタ値の個々のステップ段階が,上記キャパシタの可変動作範囲全体にわたって等間隔に分散しており,位相シフト平衡phaseshiftequilibriumがほぼ上記キャパシタ範囲の中間にある,すなわち128のデジタルキャパシタ値にあるとすると,上記FSKトランシーバの周波数は約400Hzの公差内で調整することができる。図7のフローチャートは,図3の同調マネージャ25によって実行される同調アルゴリズムの実施例を示している。このアルゴリズムは補聴器コントローラによって同調要求リクエストが上記同調マネージャ25に発行されたときに,ステップ100において開始する。ステップ101および102においてバイナリシンボルが送信データバッファ23から受信されてかつ復号される。上記シンボルが0であれば,ステップ103においてC1の両端の位相差がA/D変換器26から読まれてステップ104において変数Aに記憶される。他方,上記シンボルが1であれば,ステップ105においてC1の両端の位相差がA/D変換器26から読まれてステップ106において変数Bに記憶される。上記同調マネージャ25はステップ107において変数AおよびBに記憶されている位相差の値を比較して,ステップ108および110において比較の結果をテストする。ステップ108では,0についての位相差の値が1についての位相差の値よりも小さいかを推定するテストが実行される。そうであれば上記同調マネージャ25は共振周波数fcが高すぎる,すなわちC2の値が小さすぎると結論づける。これにより上記同調マネージャ25はステップ109においてC2の値を増やすコマンドを発行し,上記アルゴリズムはステップ101にループバックして次のシンボルを待つ。逆であれば上記アルゴリズムはステップ110に進む。ステップ110では,0についての位相差の値が1についての位相差の値よりも大きいかを推定するテストが実行される。そうであれば上記同調マネージャ25は共振周波数fcが低すぎる,すなわちC2の値が大きすぎると結論づける。これにより上記同調マネージャ25はステップ111においてC2の値を減らすコマンドを発行し,上記アルゴリズムはステップ101にループバックして次のシンボルを待つ。逆であれば上記アルゴリズムはステップ112に進む。上記アルゴリズムがステップ112に到達すると,上記同調マネージャは0についての位相差の値と1についての位相差の値が等しく,したがって共振周波数は同調していると結論づける。次に上記アルゴリズムは無条件にステップ113に進み,上記共振周波数が同調していることを示すフラグをセットしてメモリにC2の値を記憶して,ステップ110にループバックして次のシンボルを待つ。上記同調マネージャ25は,シンボルが上記送信データバッファ23から受信されるたびに図7のアルゴリズムを実行する。しかしながら,好ましい実施態様では,上記同調マネージャ25は,たとえば10個の連続したバイナリシンボルについて上記同調マネージャ25によってC2の値に対して何らの調整も行われなかった場合には,上記同調アルゴリズムを停止することができる。上記同調マネージャ25はその場合にアイドル状態に入り,上記送信データバッファ23によって送信されるシンボルの数をカウントし,たとえば1000個の送信シンボルごとに1回程度で上記同調アルゴリズムを実行して,上記共振回路の同調安定性のモニタリングを継続する。この好ましい実施態様は,上記FSKトランシーバの同調周波数を制御しつつ,補聴器回路の電力およびリソースの節約を図るものである。"