電磁石のコイルに直列に接続され、前記コイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、コンデンサと、前記コンデンサの充放電の電圧を2つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて前記半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、前記コイルの印加電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第1の充電回路と、前記コンデンサの放電を行う放電回路とを備え、前記第1の充電回路は、第1の抵抗と、前記第1の抵抗と並列に接続される少なくとも1つの補償回路とを備え、前記補償回路は、抵抗とツェナーダイオードとが直列に接続されていることを特徴とする電磁石コイルの駆動装置。安定化された電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第2の充電回路を、さらに備えることを特徴とする請求項1に記載の電磁石コイルの駆動装置。前記補償回路は、第2の抵抗と第1のツェナーダイオードとが直列に接続される第1の補償回路と、第3の抵抗と第2のツェナーダイオードとが直列に接続される第2の補償回路と、を備え、前記第1のツェナーダイオードと前記第2のツェナーダイオードのそれぞれは、ツェナー電圧が異なることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電磁石コイルの駆動装置。前記第1の充電回路は、前記第1の抵抗素子と直列に接続される感温抵抗素子を、さらに備えることを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項に記載の電磁石コイルの駆動装置。前記感温抵抗素子は、正の温度係数を有することを特徴とする請求項4に記載の電磁石コイルの駆動装置。電磁石のコイルに直列に接続され、前記コイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、コンデンサと、前記コンデンサの充放電の電圧を2つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて前記半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、前記コイルの印加電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第1の充電回路と、前記コンデンサの放電を行う放電回路とを備え、前記第2の充電回路は、第1の抵抗と感温抵抗素子とを備え、前記第1の抵抗と前記感温抵抗素子とが直列または並列に接続されていることを特徴とする電磁石コイルの駆動装置。安定化された電圧に基づいて前記コンデンサを充電する第2の充電回路を、さらに備えることを特徴とする請求項6に記載の電磁石コイルの駆動装置。前記感温抵抗素子は、正の温度係数を有することを特徴とする請求項6または請求項7に記載の電磁石コイルの駆動装置。しかし、ホール素子を利用する場合には外部磁界の影響や製作費用が嵩むという課題があり、検出抵抗を使用する場合には検出抵抗での電力損失があって望ましくない。このような背景の下では、これらの課題を解決するとともに、電磁石のコイルの印加電圧が上昇してコイルの電流が増加する場合、あるいは環境温度が変化してコイルの電流が減少する場合に、それらの電流の変化に対処し、コイル電流の安定化を図ることが求められる。そこで、本発明は、上記の点に着目してなされたものであり、電磁石のコイルの印加電圧の上昇などによるコイル電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図るようにした電磁石コイルの駆動装置を提供することを目的とする。上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような構成からなる。本発明は、電磁石のコイルに直列に接続され、そのコイルに供給する電流を制御する半導体スイッチと、コンデンサと、コンデンサの充放電の電圧を2つの異なる電圧と比較し、比較結果に応じて半導体スイッチをオンオフ動作する信号を生成するコンパレータと、コイルの印加電圧に基づいてコンデンサを充電する第1の充電回路と、コンデンサの放電を行う放電回路とを備えている。そして、第1の充電回路は、第1の抵抗と、第1の抵抗と並列に接続される少なくとも1つの補償回路とを備え、その補償回路は、抵抗とツェナーダイオードとが直列に接続されている。また、具体的には、上記の補償回路は、第2の抵抗と第1のツェナーダイオードとが直列に接続される第1の補償回路と、第3の抵抗と第2のツェナーダイオードとが直列に接続される第2の補償回路と、を備えている。そして、第1のツェナーダイオードと第2のツェナーダイオードのそれぞれは、ツェナー電圧が異なる。さらに、上記の第1の充電回路は、第1の抵抗素子と直列に接続される感温抵抗素子を、備えるようにしても良い。このような構成の本発明では、電磁石のコイルの印加電圧の上昇などによるコイル電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図ることができる。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。第1実施形態の構成図1は、本発明の電磁石コイルの駆動装置の第1実施形態の回路図である。この第1実施形態は、電磁石のコイル10に電源20から電流を供給するとともに、電源20の電源電圧VDDが変化してもコイル10に一定の電流が流れるようにしたものである。このため、第1実施形態は、図1に示すように、半導体スイッチである電界効果型トランジスタQ1と、ヒステリシス機能付きのコンパレータ30と、インバータ41、42と、コンデンサC1と、コンデンサC1を充電する2つの充電回路50、60と、コンデンサC1の電荷を放電する放電回路70とを備えている。また、この1実施形態では、図1に示すように、抵抗R6とツェナーダイオードZD1とが、電源ライン80とグランドとの間に直列に接続され、抵抗R6とツェナーダイオードZD1との共通接続部から安定化された内部電圧VCCを得るようにしている。電磁石のコイル10の一端は、電源ライン80に接続されて電源電圧VDDが直接印加される。これは電源の効率を高めるためである。また、コイル10の他端は、電界効果型トランジスタQ1のドレインに接続されている。コイル10の両端には、フライホイール用のダイオードD1が並列に接続されている。ダイオードD1は、電界効果型トランジスタQ1がオフのときに、コイル10に発生する逆起電力によって生じる電圧を利用してコイル10に電流を流す働きをする。電界効果型トランジスタQ1は、コイル10と直列に接続され、コイル10に電源20から供給する電流を制御する。このため、電界効果型トランジスタQ1のドレインはコイル10に接続され、電界効果型トランジスタQ1のソースは接地されている。また、電界効果型トランジスタQ1のゲートは、インバータ42の出力端子に接続されている。コンパレータ30は、コンデンサC1の充放電電圧両端電圧Vcを2つの電圧VH、VLと比較し図2参照、この比較結果に応じた信号を電界効果型トランジスタQ1をオンオフ動作させる信号として出力する。このため、コンパレータ30は、図1に示すように、演算増幅器オペアンプIC1と、ヒステリシスを持たせるための抵抗R7および抵抗R8と、を備えている。また、演算増幅器IC1は、オープンコレクタタイプであり、図1に示すように出力段に抵抗R11を接続して電圧が出力可能となっている。演算増幅器IC1の反転入力端子-はコンデンサC1の一端に接続され、コンデンサC1の他端は接地されている。演算増幅器IC1の非反転入力端子には、抵抗R7を介して基準電圧Vrefが印加される。演算増幅器IC1の非反転入力端子と出力端子との間には、抵抗R8が接続されている。演算増幅器IC1の一方の電源端子には内部電圧VCCが供給され、演算増幅器IC1の他方の電源端子は接地されている。このような構成のコンパレータ30によれば、抵抗R7の一端に印加される基準電圧Vrefを用いることにより、コンデンサC1の両端電圧Vcを比較するときに使用する上限しきい値電圧VHと下限しきい値電圧VLとを得ることができる図2参照。インバータ41は、コンパレータ30の出力を論理反転し、この論理反転した2値信号をインバータ42に供給する。インバータ42は、インバータ41の出力を論理反転し、この論理反転した2値信号を電界効果型トランジスタQ1のゲートに供給する。充電回路50は、図1に示すように、コイル10の印加電圧に基づいてコンデンサC1を充電する回路であり、一端側が電源ライン80に接続され、他端側がダイオードD2を介してコンデンサC1の一端に接続されている。そして、充電回路50は、帰還抵抗R1と、帰還抵抗R1に並列に接続される第1補償回路51および第2補償回路52とを備えている。帰還抵抗R1の一端が電源ライン80に接続され、帰還抵抗R1の他端がダイオードD2を介してコンデンサC1の一端に接続されている。第1補償回路51は、抵抗R2とツェナーダイオードZD2とが直列に接続され、その直列回路が帰還抵抗R1に並列にされている。第2補償回路52は、抵抗R3とツェナーダイオードZD3とが直列に接続され、その直列回路が帰還抵抗R1に並列にされている。充電回路60は、図1に示すように、ツェナーダイオードZD1の両端に発生する安定化された内部電圧VCCに基づいてコンデンサC1を充電する回路である。このため、充電回路60は、抵抗R4と抵抗R5からなり内部電圧VCCを分圧する分圧回路を備えている。そして、抵抗R4と抵抗R5との共通接続部が、ダイオードD2を介してコンデンサC1の一端に接続されている。また、抵抗R4と抵抗R5との共通接続部は、ダイオード5を介して演算増幅器IC1の出力端子に接続されている。放電回路70は、図1に示すように、抵抗R9とダイオードD3とが直列に接続され、抵抗R9の一端がコンデンサC1の一端に接続され、ダイオードD3のカソードが演算増幅器IC1の出力端子に接続されている。第1実施形態の動作次に、第1実施形態の動作の一例について、図1および図2を参照して説明する。図2の時刻t1において、図1に示すコンデンサC1の電圧Vcがコンパレータ30の下限しきい値電圧VL以下になると、コンパレータ30の出力電圧Voutはローレベルからハイレベルに変化する。この変化に伴い、コンデンサC1は、充電回路50と充電回路60とによる充電がそれぞれ開始される。この充電時には、コンデンサC1を充電する充電電流Iiは、図1に示すように電流I1と電流I2の2つの成分からなる。この2つの電流I1、I2は、ダイオードD2を経てコンデンサC1を充電する。電流I1は、コイル10の印加電圧である電源電圧VDDから充電回路50を通って供給されるものである。また、電流I2は、安定化された内部電圧VCCを充電回路60の抵抗R4、R5で分圧した電圧に基づて供給されるものである。その後、コンデンサC1の充電が進み、図2の時刻t2において、コンデンサC1の電圧Vcがコンパレータ30の上限しきい値電圧VH以上になると、コンパレータ30の出力電圧Voutはハイレベルからローレベルに変化する。この変化に伴い、コンデンサC1の充電電荷は、放電回路70による放電を開始する。コンデンサC1からの放電電流Ioは、抵抗R9およびダイオードD3を経由して演算増幅器IC1の出力端子に流れ込む。その後、コンデンサC1の放電が進み、図2の時刻t3において、コンデンサC1の電圧Vcがコンパレータ30の下限しきい値電圧VL以下になると、コンパレータ30の出力電圧Voutはローレベルからハイレベルに変化する。この変化に伴い、コンデンサC1は、充電回路50と充電回路60とによる充電が開始される。このような一連の動作により、コンデンサC1は充電と放電を繰り返し、コンパレータ30からはそれに応じたパルスが出力電圧Voutとして出力される。コンパレータ30の出力電圧Voutは、インバータ41、42のそれぞれで論理反転され、インバータ42から出力されるパルスにより電界効果型トランジスタQ1のオンオフ制御が行われる。次に、第1実施形態において、電源電圧VDDが上昇する場合の充電回路50、60および放電回路70の各動作について、図1を参照して詳述する。上記のように、第1実施形態では、コンデンサC1の充電電流Iiは、電流I1と電流I2の2つの成分からなる。このような動作の下で、電源電圧VDDが上昇した場合に、電流I2は増加せずに一定である。この理由は、電流I2は、電源電圧VDDを安定化した内部電圧VCCを充電回路60の抵抗R4、R5で分圧した電圧に基づくものだからである。一方、電流I2は、電源電圧VDDが上昇すると、すなわちコイル10の印加電圧が上昇すると、この上昇に伴って増加しようとする。しかし、充電電流I2は、電源電圧VDDから充電回路50を通って供給される。そして、充電回路50は、図1に示すように、帰還抵抗R1と、帰還抵抗R1に並列に接続される第1補償回路51および第2補償回路52とを備えている。このため、電源電圧VDDが上昇する場合に、この上昇に伴い第1補償回路51の抵抗R2と第2補償回路52の抵抗R3が帰還抵抗R1に並列に接続され、充電電流I1の充電に寄与するようになる。以下に、この点について説明する。第1実施形態では、内部電圧VCCは安定化されているので、電源電圧VDDと内部電圧VCCとの電圧差VDD-VCCの増加は、電源電圧VDDの増加が反映されたものとなる。そして、第1補償回路51のツェナーダイオードZD2のツェナー電圧VZD2と、第2補償回路52のツェナーダイオードZD3のツェナー電圧VZD3とは、VZD2<VZD3の関係にあるものとする。そこで、電源電圧VDDと内部電圧VCCとの電圧差VDD-VCCと、ツェナー電圧VZD2、VZD3との大小関係は、以下の1~3式の場合に分けられる。VDD-VCC<VZD21VZD2<VDD-VCC<VZD32VZD3<VDD-VCC31式は、電源電圧VDDの上昇に伴う電圧差VDD-VCCが、ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧VZD2を下回って、ツェナーダイオードZD2に電流が流れない場合である。このときには、ツェナーダイオードZD3にも電流が流れない。したがって、充電回路50の充電に寄与する抵抗は抵抗R1だけとなる。2式は、電源電圧VDDの上昇に伴う電圧差VDD-VCCが、ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧VZD2以上であるが、ツェナーダイオードZD3のツェナー電圧VZD3以下の場合である。この場合には、ツェナーダイオードZD3には電流が流れないが、ツェナーダイオードZD2には電流が流れる。このため、充電回路50の充電に寄与する抵抗は抵抗R1、R2となり、これら2つの抵抗R1、R2が並列接続されて並列回路を形成する。3式は、電源電圧VDDの上昇に伴う電圧差VDD-VCCが、ツェナーダイオードZD3のツェナー電圧VZD3以上の場合である。この場合には、ツェナーダイオードZD2、ZD3の双方に電流が流れる。このため、充電回路50の充電に寄与する抵抗は抵抗R1、R2、R3となり、これらの3つの抵抗R1、R2、R3が並列接続されて並列回路を形成する。このような動作により、第1実施形態では、電源電圧VDDの上昇が大きいほど充電回路50の充電に寄与する抵抗の合成抵抗値が小さくなる。このため、電源電圧VDDが増加する場合にはコンデンサC1への充電電流Iiが増加し、コンデンサC1の充電期間T1が短くなる。一方、電源電圧VDDが上昇しても、放電抵抗である抵抗R9の抵抗値に変化はないので、コンデンサC1の放電電流Ioは一定であり、その放電時間T2は一定である。このため、コンパレータ30の出力電圧Voutは、ハイレベルの期間が短くなるが、ローレベルの期間は一定である。そして、コンパレータの出力電圧Voutは、インバータ41で論理反転されたのち、さらにインーバタ42で論理反転されて電界効果型トランジスタQ1のゲートに印加される。この結果、第1実施形態では、電源電圧VDDが上昇した場合には、電界効果型トランジスタQ1のオン動作の時間を短くすることができ、コイル10に流れる電流の増加を抑制することができる。次に、第1実施形態の具体的な効果について、図3を参照して説明する。図3の曲線aは、第1実施形態において、充電回路50の補償回路51、52がない場合の電源電圧VDDと電磁石のコイル10に流れる電流の関係を示す。曲線aによれば、電源電圧VDDが上昇すると、この上昇に伴って電磁石のコイル10に流れる電流が増加することがわかる。図3の曲線bは、第1実施形態の電源電圧VDDと電磁石のコイル10に流れる電流の関係を示す。曲線bによれば、第1実施形態では、充電回路50の補償回路51、52の動作により、電源電圧VDDが上昇しても、電磁石のコイル10に流れる電流をほぼ一定にし、電流の増加を抑制できる。また、図3の曲線bによれば、電源電圧がVZD2VCCとVZD3VCCのところで折れ曲がり、コイル10の電流が抑制されている。これは、電源電圧がその2つの電圧に該当する場合に、補償回路51、52の抵抗R2、R3が充電抵抗として機能するためである。例えば、電源電圧VDDがVZD2VCCを越えると、補償回路51の抵抗R2が抵抗R1に並列に接続され、充電回路50の充電抵抗の値が小さくなる。このため、コンデンサC1への充電電流が増加して充電期間T1が短くなり、コンパレータ30の出力電圧Voutのハイレベルの期間が短くなる。これにより、電界効果型トランジスタQ1のオン時間が短くなり、コイル10に流れる電流の増加が抑制される。以上説明したように、第1実施形態は、図1に示すように、帰還抵抗R1と、帰還抵抗R1に並列に接続される第1補償回路51および第2補償回路52とを備える充電回路50を設けるようにした。このため、第1実施形態によれば、電源電圧が上昇した場合に、電磁石のコイル10に流れる電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図ることができる。第2実施形態図4は、本発明の電磁石コイルの駆動装置の第2実施形態の回路図である。この第2実施形態は、電磁石のコイル10に電源20から電流を供給するとともに、コイル10の温度が上昇してそのコイル10の抵抗値が上昇して電流が変化する場合に、その電流を補償し、一定の電流が流れるようにしたものである。このため、第2実施形態は、図4に示すように、半導体スイッチである電界効果型トランジスタQ1と、ヒステリシス機能付きのコンパレータ30と、インバータ41、42と、コンデンサC1と、コンデンサC1を充電する2つの充電回路50a、60と、コンデンサC1の電荷を放電する放電回路70とを備えている。言い換えると、第2実施形態は、図1に示す第1実施形態の構成を基本にし、図1に示す充電回路50を図4に示す充電回路50aに置き換えたものである。したがって、以下の構成の説明では、同一構成要素には同一符号を付し、その詳細な説明はできるだけ省略する。充電回路50aは、図4に示すように、帰還抵抗R1と感温抵抗素子RT1とからなり、これらが直列接続されている。この直列回路の一端が電磁石のコイル10の一端に接続され、その他端がダイオードD2を介してコンデンサC1の一端に接続されている。この例では、感温抵抗素子RT1の一端がコイル10の一端に接続され、帰還抵抗R1の一端がダイオードD2を介してコンデンサC1の一端に接続されている。感温抵抗素子RT1は、温度変化に応じて抵抗値が変化する素子である。ここでは、感温抵抗素子RT1は、正の温度特性を有するものであり、正特性のサーミスタなどを使用することができる。このような構成の第2実施形態の基本的な動作は、第1実施形態の基本的な動作と同様であるので、その説明は省略する。次に、この第2実施形態において、環境温度が上昇し、これにより電磁石のコイル10の抵抗値が増加した場合の動作について、図4を参照して説明する。この場合には、コイル10の抵抗値の増加に伴い、コイル10に流れる電流が減少する。また、環境温度の上昇は、充電回路50aの感温抵抗素子RT1の抵抗値を増加させる。この抵抗値の増加は、充電回路50aの充電抵抗を増加させるので、充電電流I1が減少してコンデンサC1の充電時間が長くなり、コンパレータ30の出力電圧Voutのハイレベルの期間が長くなる。これにより、電界効果型トランジスタQ1のオン時間が長くなってコイル10に流れる電流が増加し、コイル10に流れる電流の安定化が図れる。以上説明したように、第2実施形態では、図4に示すように、帰還抵抗R1と感温抵抗素子RT1とを直列に接続した充電回路50aを設けるようにした。このため、第2実施形態によれば、環境温度が上昇し電磁石のコイル10の抵抗値が増加した場合に、電磁石のコイル10に流れる電流の変化をできるだけ抑制し、コイル電流の安定化を図ることができる。第3実施形態図5は、本発明の電磁石コイルの駆動装置の第3実施形態の回路図である。この第3実施形態は、電磁石のコイル10の印加電圧が上昇し、あるいは環境温度が上昇し、これらに伴って生ずるコイル10に流れる電流に変化増減がある場合に、この変化を抑制してコイル10に一定の電流が流れるようにしたものである。このため、第3実施形態は、図5に示すように、半導体スイッチである電界効果型トランジスタQ1と、ヒステリシス機能付きのコンパレータ30と、インバータ41、42と、コンデンサC1と、コンデンサC1を充電する2つの充電回路50b、60と、コンデンサC1の電荷を放電する放電回路70とを備えている。言い換えると、第3実施形態は、図1に示す第1実施形態の構成を基本にし、図1に示す充電回路50を図5に示す充電回路50bに置き換えたものである。したがって、以下の構成の説明では、同一構成要素には同一符号を付し、その詳細な説明はできるだけ省略する。充電回路50bは、図5に示すように、図1の充電回路50に感温抵抗素子RT2を追加したものである。感温抵抗素子RT2は、正の温度特性を有するものであり、正特性のサーミスタなどを使用することができる。充電回路50bは、充電回路50と感温抵抗素子RT1とを直列に接続させている。そして、この直列回路の一端側をコイル10の一端に接続させ、その他端側をダイオードD2を介してコンデンサC1の一端に接続させている。次に、第3実施形態の動作について、図5を参照して説明する。この第3実施形態では、電源電圧VDDが上昇してコイル10の電流が増加する場合には、第1実施形態と同様の動作により、電界効果型トランジスタQ1のオン動作の時間を短くし、コイル10に流れる電流を減少させる。一方、環境温度が上昇し、コイル10の抵抗値が増加する場合には、コイル10に流れる電流が減少する。また、環境温度の上昇は、充電回路50aの感温抵抗素子RT2の抵抗値を増加させる。この抵抗値の増加は、充電回路50bの充電抵抗を増加させるので、充電電流I1が減少してコンデンサC1の充電時間が長くなり、コンパレータ30の出力電圧Voutのハイレベルの期間が長くなる。これにより、電界効果型トランジスタQ1のオン時間が長くなってコイル10に流れる電流を増加させる。このため、第3実施形態では、電磁石のコイル10の印加電圧が上昇し、あるいは環境温度が上昇し、これらに伴ってコイル10の電流が増減する場合に、この増減を抑制してコイル10に一定の電流を流すことができる。実施形態の変形例など1上記の各実施形態では、コンパレータ30と電界効果型トランジスタQ1との間に、インバータ41、42を設けるようにしたが例えば図1参照、これらは必ずしも必要ではなく省略するようにしても良い。2上記の各実施形態では、充電回路60を設けるようにしたが例えば図1参照、これは必ずしも必要ではなく省略するようにしても良い。3上記の第2実施形態では、図4に示すように、充電回路50aの感温抵抗素子RT1を帰還抵抗R1に直列に接続するようにしたが、これに代えて感温抵抗素子RT1を帰還抵抗R1に並列に接続するようにしても良い。