"冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するPWM信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、前記インバータ制御部は、前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは2つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記PWM信号を生成するPWM信号生成部と、を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。前記加熱時キャリア信号は、前記所定の周波数を所定の順序で周期的に切り替える、ことを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。前記所定の周波数を各々1周期ずつ切り替えることにより前記所定の周波数を所定の順序に並べた合成周期を形成し、前記合成周期ごとに前記合成周期内の切り替えを繰り返す、ことを請求項2に記載のヒートポンプ装置。前記合成周期に対応する周波数を合成周波数とし、前記合成周波数を20Hz以下とすする、ことを特徴とする請求項3に記載のヒートポンプ装置。前記加熱時キャリア信号は前記所定の周波数をランダムな順序で切り替えることにより生成される、ことを特徴とする請求項1に記載のヒートポンプ装置。前記加熱運転モードでは、前記インバータを構成するスイッチング素子を上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群とに分けた場合に、前記上側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第1の期間を直前の第1の期間より所定時間減じ、または前記下側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第2の期間を直前の第2の期間より所定時間減じ、前記所定時間減じた期間の前後となる他のスイッチング状態の期間を前記所定時間の半分の時間ずつ増加させる、ことを特徴とする請求項1~5のいずれか1つに記載のヒートポンプ装置。前記所定時間増加させた期間では、前記PWM信号を生成に用いる高周波交流電圧の電圧値を所定の値だけ増加させる、ことを特徴とする請求項6に記載のヒートポンプ装置。冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するPWM信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、前記インバータ制御部は、前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは、前記インバータを構成するスイッチング素子を上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群とに分けた場合に、前記上側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第1の期間を直前の第1の期間より所定時間減じ、または前記下側スイッチング素子群が全てオンとなる期間である第2の期間を直前の第2の期間より所定時間減じ、前記所定時間減じた期間の前後となる他のスイッチング状態の期間を前記所定時間の半分の時間ずつ増加させ、かつ還流電流の流れる期間を設けるよう前記PWM信号を生成するPWM信号生成部と、を備えることを特徴とするヒートポンプ装置。前記PWM信号の生成に用いるキャリア信号の周波数を10kHz以下とする、ことを特徴とする請求項1~8のいずれか1つに記載のヒートポンプ装置。前記インバータを構成する上側スイッチング素子群と下側スイッチング素子群の少なくとも一方はワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項1~9のいずれか1つに記載のヒートポンプ装置。前記インバータを構成するダイオードがワイドバンドギャップ半導体によって形成されている、ことを特徴とする請求項1~9のいずれか1つに記載のヒートポンプ装置。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項10または11に記載のヒートポンプ装置。請求項1~12のいずれか1つに記載のヒートポンプ装置を備えることを特徴とする空気調和機。請求項1~12のいずれか1つに記載のヒートポンプ装置を備えることを特徴とする冷凍機。上記特許文献1および2に示された技術では、外気温度の低下に応じて圧縮機に高周波の交流電圧を印加することで圧縮機を加熱もしくは保温することで圧縮機内部の潤滑作用を円滑にしている。しかしながら、上記特許文献1には、高周波の低電圧について詳細な記載がなく、圧縮機内部の潤滑作用を円滑にする課題の実現性が示されていない、という問題があった。また、上記特許文献2では、25kHzといった高周波の単相交流電源にて電圧を印加することが記載されている。高周波化により、可聴域を外れることによる騒音抑制、共振周波数を外れることによる振動抑制、巻線のインダクタンス分による小電流化での入力低減と温度上昇防止、圧縮機の回転部の回転抑制といった効果が示されている。しかしながら、上記特許文献2の技術では、高周波の単相交流電源であるため、引用文献2の図3に示されるように全てのスイッチング素子がオフとなる全オフ区間が比較的長く発生することになる。この時、高周波電流は還流ダイオードを介して電動機を還流せずに直流電源に回生され、オフ区間の電流の減衰が早く、電動機に効率的に高周波電流が流れずに圧縮機の加熱効率が悪くなる、という課題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができるヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機を得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、冷媒を圧縮する圧縮機構と前記圧縮機構を駆動するモータとを有する圧縮機と、熱交換器と、前記モータに所望の電圧を印加するインバータと、前記インバータを駆動するPWM信号を生成するインバータ制御部と、を備えるヒートポンプ装置であって、前記インバータ制御部は、前記圧縮機の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を通知する加熱判定部と、加熱が必要であることを示す前記通知を受信すると、前記圧縮機を加熱する加熱運転モードへ移行し、前記加熱運転モードでは2つ以上の所定の周波数の加熱時キャリア信号に基づいて還流電流の流れる期間を設けるよう前記PWM信号を生成するPWM信号生成部と、を備えることを特徴とする。本発明にかかるヒートポンプ装置は、高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができるという効果を奏する。以下に、本発明にかかるヒートポンプ装置、空気調和機および冷凍機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明にかかる空気調和機の実施の形態1の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、セパレート形空気調和機であり、圧縮機1、四方弁2、室外熱交換器3、膨張弁4および室内熱交換器5は、冷媒配管6を介して接続される冷凍サイクルを有する。圧縮機1内部には冷媒を圧縮する圧縮機構7とこれを動作させるモータ8が設けられている。モータ8に電圧を与え駆動させるインバータ9はモータ8と電気的に接続されている。また、本実施の形態の空気調和機は、インバータ9が接続される直流電源14と、インバータ9の電源電圧である母線電圧を検出する母線電圧検出部10と、を備える。圧縮機1、四方弁2、室外熱交換器3、膨張弁4、室内熱交換器5、インバータ9、母線電圧検出部10およびインバータ制御部11は、空気調和機内のピートポンプ装置を構成する。また、インバータ9の制御入力端はインバータ制御部11と接続されている。インバータ制御部11内には寝込み検出部12、高周波交流電圧発生部13、PWMPulseWidthModulation信号生成部15、キャリア周波数切替え部17が設けられている。インバータ9はブリッジ結線されたスイッチング素子16-1~16-6を有し、インバータ制御部11より送られたPWM信号UP、VP、WP、UN、VN,WNにより、それぞれに対応したスイッチング素子UPはスイッチング素子16-1、VPはスイッチング素子16-2、WPはスイッチング素子16-3、UNはスイッチング素子16-4、VNはスイッチング素子16-5、WNはスイッチング素子16-6にそれぞれ対応を駆動する。インバータ制御部11では、寝込み検出部加熱判定部12が、冷凍サイクルの温度および当該温度の経過時間等に基づいて、冷媒が寝込み状態圧縮機1の密閉ケース内に液冷媒が貯留されている状態であるか否かを検出し、寝込み状態である圧縮機1の加熱が必要であるか否かに基づいて圧縮機1の加熱が必要であるか否かを判定し、判定結果を高周波交流電圧部13へ通知する。当該通知が加熱が必要であること寝込み状態であることを示す通知であった場合、高周波交流電圧発生部13は、加熱運転モードへ移行し、加熱用として圧縮機1内のモータ8に印加する電圧の指令値に基づいて電圧指令Vu、Vv、Vwを求め、求めた電圧指令をPWM信号生成部15へ出力する。PWM信号生成部15は、その電圧指令に基づいてキャリア周波数切替え部17から指定されたキャリア周波数でPWM信号を生成する。次に動作について説明する。このように構成されたインバータ制御部11では、上述のように、圧縮機1の運転指令が停止中に寝込み検出部12が、冷媒が寝込み状態であることを検出した場合、加熱運転モードとなり、インバータ制御部11は加熱用のPWM信号を発生する。図2は、加熱用として生成される電圧指令Vu、Vv、VwとPWM信号の一例を示す図である。高周波交流電圧発生部13が生成した電圧指令Vu、Vv、Vwに基づいて、PWM信号生成部15が、電圧指令Vu、Vv、Vwをそれぞれキャリアと比較してPWM信号を生成してPWM信号によりインバータ9のスイッチング素子16-1~16-6を駆動してモータ8に電圧を印加する。また、運転指令が動作中であった場合、インバータ制御部11は、通常運転モードとなり、モータ8が回転するようにPWM信号生成部15にてPWMを生成し、インバータ9のスイッチング素子16-1~16-1を動作させる。この場合のこのPWM信号生成部15の動作は、キャリアと変調波である電圧指令とを比較してPWMを生成することになるが、生成は二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令を生成しても何ら問題なく、一般的に公知な技術であるため、詳細記述は略す。なお、運転指令は、例えば、空気調和機のリモートコントローラ図示せずや室内機の入力部図示せず等を介して入力され、インバータ制御部1に伝えられるとする。上述の通常運転モードで、一般的なPWM信号を生成してモータ8を回転動作させる場合、出力周波数の元となる変調波に対しキャリア周波数は10倍以上高い周波数になっている。これは変調波信号の分解能がキャリア周波数により決定されるためであり、キャリア周波数を高くすることにより出力電圧の出力精度を確保している。一方、加熱のための高周波電圧印加の場合、上記特許文献2にも記載されている通り、高周波音が課題となるため、非可聴領域となる14~16kHz以上の周波数で印加する必要がある。従って、本実施の形態では、加熱を行う加熱運転モードと通常運転モードとキャリア周波数を変更する。具体的には、キャリア周波数切替え部17が、高周波交流電圧発生部13からの取得する運転モード情報に基づいてキャリア周波数を切替えるようPWM信号生成部15へ伝達する。図2を用いて、加熱用の高周波電圧印加のためのPWM信号の生成方法の一例について説明する。まず、高周波交流電圧発生部13は、図2のキャリア周波数をfcとするの山および谷図中の矢印のタイミングに同期して変化する電圧指令Vu、Vv、Vwを生成する。これにより、キャリアの前半と後半で正逆反対となる電圧指令が生成できる。なお、図中のAは、電圧指令がHiとなる場合の電圧値を示しており、電圧指定がLowの場合は、電圧値は-Aである。このように、電圧指令の切替えを山および谷のタイミングで行い、PWM信号生成部15が、キャリアと電圧指令を比較してPWM信号を生成することにより、キャリアに同期したPWM信号を出力することが可能となる。図2に例示したように、電圧指令Vu、Vv、Vwをキャリアと比較することにより、スイッチング素子16-1~16-6を駆動するPWM信号UP、VP、WPを生成する。このとき、電圧ベクトルはV0UP=VP=WP=0→V4UP=1、VP=WP=0→V7UP=VP=WP=1→V3UP=0、VP=WP=1→V0UP=VP=WP=0...の順で変化する。ここで、0をOFF、1をONと定義し、V0またはV7と記載した電圧ベクトルをゼロベクトルと称し、他を実ベクトルと称する。なお、UN、VN、WNについては図示していないが、UNとUP、VUとVN、WUとWNは、それぞれ一方がONであれば他方はOFF、一方がOFFであれば他方がONであるとする。図3は、図2に示すようなPWM信号でインバータ9を動作させた場合のモータ8に流れるモータ電流の一例を示す図である。図3に示すように、電圧ベクトルが実ベクトルV4の時に出力電圧が正の値となりモータ電流が増加し、実ベクトルV3の時に出力電圧が負の値となりモータ電流が減少する。また、ゼロベクトルV0、V7の時、インバータ9のスイッチング素子16-1~16-6の逆並列に接続されたダイオードによりモータ8とインバータ9を循環する還流電流が流れる。上記特許文献2に記載の方法では、スイッチング素子全てがオフとなると、この還流は流れることが出来ずに、逆並列に接続されたダイオードのみに電流が流れ、直流電源へ電流が流れ込む回生モードとなる。直流電源は電荷を蓄積するコンデンサで構成されることが一般的であるため、回生モードでは、モータ8に流れている電流は急峻に減衰する。そのため、スイッチング素子をオンする時間を長くする必要があり、スイッチング素子にダイオードよりオン電圧の高いIGBTInsulatedGateBipolarTransistorなどを利用している場合、電流が流れることで発生する通流損などが増加する。これに対し、本実施の形態では、スイッチング素子全てがオフとせず、還流電流の経路を設けているため、このような問題は生じない。図4は、図2と別のPWM信号の生成例を示す図である。図2の例と図4の例の差異は、キャリア周波数の位相に対する電圧指令Vu、Vv、Vwの位相関係が反転している点である。具体的に言えば、キャリアの前半谷→山の期間、図2の例では電圧指令Vuは、-ALoとなっているのに対し、図4の例では電圧指令Vuは、AHiとなり、Vv、Vwもそれぞれ反転している点である。図4に示す電圧指令を用いた場合、電圧ベクトルは、V7UP=VP=WP=1→V4UP=1、VP=WP=0→V0UP=VP=WP=0→V3UP=0、VP=WP=1→V7UP=VP=WP=1...の順で変化する。電圧ベクトルV7の次がV3となるのが図2の例であり、電圧ベクトルV7の次がV4となるのが図4の例である。図5は、各電圧ベクトルに対応するインバータ9内のスイッチング素子16-1~16-6のオン/オフ状態を示す図である。図5に示す各回路図では、破線で囲まれたスイッチング素子がオン、それ以外がオフであることを示している。また、電圧ベクトルの変化順序を示す太矢印の回転方向電圧ベクトルV0→V4→V7→V3→V0...の回転方向は、図2の例に対応し、図4の例の場合は、図5にした回転方向と逆の反時計回りの回転方向となる。この例では、加熱のために生成されるPWM信号は、1キャリア周期で図5の4つの回路状態を1回転している。これにより、1キャリア周期を1周期とするモータ電流をモータ8に流すように構成しており、この図3に示したようなモータ電流の波形となる。なお、前述の通り、加熱運転モードでは高周波の電磁音の発生の課題を考慮し、非可聴周波数となるような高周波電流、14~16kHz以上の高周波電流を印加する。加熱運転モードでは、このように、インバータ9から出力される出力周波数を14~16kHz以上の高周波とすると非可聴周波数領域となるので電磁音の課題がなくなる。また、通常運転モードではインバータ9から出力される出力周波数は加熱運転モードよりも低い周波数、例えば1kHz以下、となる。念のため記載するが、通常運転モードのキャリア周波数はインバータ9より出力される出力周波数の10倍以上高い周波数である。一方、加熱運転モードで高周波の電磁音が課題となるのは、モータ8に流れる電流の周波数とスイッチングするキャリア周波数とが一致しているためである。通常運転モードであってもキャリア周波数とモータ電流周波数の2つの周波数に起因する電磁音が発生するが、加熱運転モードはこの2つの周波数が一致するため、より一層電磁音に対し厳しい状況である。非可聴周波数となるキャリア周波数でスイッチングを行うと電磁音に関する課題は解決するが、インバータ9を構成するスイッチング素子16-1~16-6のスイッチング損失は当然ながら大きくなる。また、キャリア周波数が高ければスイッチング素子やPWM信号生成のわずかな誤差がモータ8に流れる電流に大きく影響する。このため、以下では、スイッチング損失が比較的少ないキャリア周波数、例えば10kHz以下であっても、電磁音が課題とならない加熱運転モードについて説明する。可聴周波数となるようなキャリア周波数でスイッチングしつつ、電磁音の影響を低減するために、本実施の形態の以下に述べる加熱運転モード時のPWM信号の生成においてはキャリアが2つ以上の異なる周期を有するように構成する。図6は、周期Aと周期Bの2つの周期を有するキャリアを用いた場合の動作波形の一例を示す図である。図6に示すように、異なる2つの周期Aと周期Bを交互に発生させるようキャリアを生成した場合、周期Aと周期Bの合成周期となる周期Cを基本周波数とする電磁音が発生し、周期Aと周期Bに対応する各々の周波数キャリアの基本周波数の電磁音は発生しない。すなわち、PWMのキャリアの基本周波数周期A,Bに対応する周波数よりも低い周波数周期Cに対応する周波数を基本波とする電磁音が発生することになる。例えば、キャリアの基本周波数として16kHzと20kHzの2つを用いて図6のように周期ごとに交互に各周期を配置した場合、8.89kHzを基本周波数となる電磁音が発生し、16kHzと20kHzの周波数の電磁音は発生しない。キャリアの基本周波数を2つではなく、3つ以上の複数個の周波数を用いて、順序を定めて1周期ずつ交互に出現するようにすなわち、異なるキャリア周波数のキャリアが所定の順序で1周期ずつ生成されるようにキャリアを生成すると、スイッチング素子16-1~16-6が動作する周期よりも非常に低い周波数を基本波とする電磁音が発生することになる。例えば、5個の異なる基本周波数f1、f2、f3、f4、f5に対応する各周期をT1、T2、T3、T4、T5とし、1周期ずつT1、T2、T3、T4、T5、T1、T2、...等のように順序を定めてキャリアを生成した場合、発生する電磁波の基本波成分fbaseは、以下の式1で表される。なお、各周期の順序は、T1、T2、T3、T4、T5、T1、...に限定されず、T5、T4、T3、T2、T1、T5、...等どのような順序でもよい。キャリアの基本周波数の数をnnは2以上の整数個に一般化して考えた場合、数式を簡略化するためf1≒f2≒f3≒...fn≒fと近似できるほどにn個全てがfに近い値となる周波数であると仮定すると、キャリアの基本周波数がn個のときのfbaseは、以下の式2で近似できる。fbase=fn/=f/n...2したがって、fbaseは概ね1/nの周波数に漸近する。よって、キャリアのn個の基本周波数の平均周波数をfとした場合、fの1/n程度の周波数の基本波の電磁音が発生する。上述のように、T1、T2、T3、T4、T5やT5、T4、T3、T2、T1等の各々5つの異なる周期で構成される大きな周期図6の周期Cに対応を、ここでは合成周期と呼び、fbaseを合成周波数と呼ぶこととする。加熱運転モードは、モータ8の鉄損を利用してモータ8を加熱するものであるが、鉄損による加熱エネルギーはキャリアの基本周波数スイッチングの周波数に依存するが、例えばスイッチング周波数を数kHz程度とすると効率的である。上述したように複数の異なる基本周波数の周期を所定の順序で出現するようにキャリアを生成すると、キャリア周波数が等価的に低くなった場合と同様の周波数の電磁音が発生する。従って、スイッチング周波数は加熱のために効率のよい周波数としたままで、キャリアの基本周波数の数を大きくしていくことで、人間の耳に聞こえない低い周波数側の非可聴周波数、一般的には例えば20Hz程度以下、まで低下させることができる。例えば、キャリアの各々の基本周波数が数KHzであれば、キャリアの基本周波数を数百個とすることにより発生される電磁音を非可聴周波数とすることができる。従って、電磁音の影響を低減するためにむやみに高周波化することなく、インバータでのスイッチング損失の低減による省エネルギー性の向上や発熱低減による放熱フィンの小型化による環境負荷の軽減を実現できる。同時にモータ8を加熱するために必要な周波数の電流をインバータ9より出力することも実現している。以上の動作を実現するために、本実施の形態では、キャリア周波数切替え部17が、高周波交流電圧発生部13から加熱運転モードへの移行の指令を受けると、上述のようにキャリア周波数を周期的に、所定の順序で異なる値に変更するようPWM信号生成部15へ指示する。具体的には、キャリア周波数を1周期ごとに変更することになるため、キャリア周波数の変更のタイミングと次の周波数を指示する。なお、高周波交流電圧発生部13も、電圧指令を生成する際にキャリアを用いるが、高周波交流電圧発生部13は、例えば、PWM信号生成部15が生成するキャリアを用いてもよい。なお、本実施の形態では、加熱運転モードでは、高周波交流電圧発生部13がキャリアに基づいて電圧指令を生成し、PWM信号生成部15がその電圧指令とキャリアに基づいてPWM信号を生成している。すなわち、加熱運転モードでは、高周波交流電圧発生部13とPWM信号生成部15が、キャリアに基づいて加熱用のPWM信号を生成する広義のPWM信号生成部としての機能を有する。上述の例では、順序良く異なるキャリア周波数に変化させて発生される電磁音の基本波周波数を低周波数化することとしたが、乱数的にキャリア周波数を異なるよう変化させても良い。この場合、電磁音が低周波数化することは無いが、複数のピーク周波数となる基本波成分が複数発生するため、電磁音のピークが分散化される。従って、全体のオーバーオール値、所謂全体の合計値、は変化しないもののピークが分散されることにより、単一的に聞こえることが無く耳に衝くような異音ではなくなり、全体的に分散化された音に聞こえ、耳障り感が改善できる。また、合成周期内で複数の異なるキャリア周波数を順序よく変化させていく場合、一度に変化する周波数の差分が大きくなりすぎないように、キャリア周波数の順序を配置する。これは、周波数が大きく変化することでモータ8に流れる電流の電流変化率di/dtの変化が大きくなり、余計な電磁音を発生させる原因となるのを避けるためである。従って、一度の周波数の変化量は大きくとも数kHz程度が望ましい。さらに、複数の異なるキャリア周波数を順序よく変化させていく周期合成周波数を低域側の非可聴周波数域である20Hz未満の周期となるようにキャリア周波数を変化させる。これにより、人為的に周波数を変化させるパターンを固定で設定する場合より、正確な周波数にてピーク周波数を管理できる。また、複数の異なる基本周波数を2つ以上のグループにグループ化し、合成周期内でグループを所定の順序で並べるようキャリア周波数を変化させることで、電磁音の唸り音も生成することができる。単純に唸り音を発生させるだけでは、耳障りな音が増加するだけであるが、グループ間で、位相が逆相になるようにすることで、電磁音を互いに打ち消し合い、異音としての電磁音を低減させる。これにより電磁音のピークを低周波数化させると共にピーク周波数を分散化させることができる。以上述べた加熱運転モードにより、このモータ加熱により圧縮機1内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機1外部へと漏出する。寝込み検出部12は、冷凍サイクルの温度や当該温度の継続時間によりこの冷媒漏出が行われて寝込み状態から正常状態への復帰を判断し、復帰と判断した場合に、高周波交流電圧発生部13へその旨を通知し、加熱運転モードを終了する。以上のように、本実施の形態では、寝込み検出部12が、冷媒が寝込み状態を検出すると、高周波交流電圧発生部13から加熱運転モードへ移行してキャリアに同期した電圧指令を生成し、PWM信号生成部15が電圧指令とキャリアに基づいて、スイッチング素子16-1~16-6が全てOFFとなることのないようインバータ9のスイッチング素子16-1~16-6を制御するPWM信号を生成するようにした。このため、電動機を還流する経路を形成でき、高周波電流を効率的に電動機に流すことができ、圧縮機を効果的に加熱することができる。なお、本実施の形態のヒートポンプ装置は、空気調和機に限らず冷凍機やヒートポンプ給湯機、冷蔵庫等、冷凍サイクルを用いるさまざまな装置に適用可能である。また、本実施の形態では、加熱運転モードでは、キャリア周波数切替え部17は、キャリアを2つ以上の異なるキャリア周波数の間でキャリア周波数を切り替えるよう指示し、高周波交流電圧発生部13およびPWM信号生成部15は、この指示に基づいて生成されたキャリアを用いるようにした。このため、効率的に加熱ができるキャリア周波数を用いつつ、電磁音の影響を低減することができる。実施の形態2.図7は、本発明にかかる空気調和機の実施の形態2の構成例を示す図である。本実施の形態の空気調和機は、インバータ制御部11の代わりにインバータ制御部11aを備える以外は、実施の形態1の空気調和機と同様である。インバータ制御部11aは、PWM信号補正部18を備える以外は、実施の形態のインバータ制御部11と同様である。図8は、本実施の形態の動作を説明する動作波形の一例を示す図である。本実施の形態では、所定のキャリア周期のみ実ベクトルの量を増加させる。図8に示すとおり、V4の出力時間をt1だけ延長させる。加熱運転モードでは、実ベクトル電圧ベクトルV4とV3の出力によって、モータ8に流れる電流の極性が変化する。すなわちV4とV3となっている期間が同じでなければ、電流の極性は正負でアンバランスになる。従って、V4の期間をt1延長したことに伴いV3も同様にt1だけ延長しておく。これにより、正負の極性のアンバランスを回避できる。このとき、V3とV4の期間をそれぞれt1延長したことにより、ゼロベクトルであるV7の期間がt1×2だけ短くなり、V0とのバランスが崩れる。ゼロベクトルの期間は、スイッチング素子に逆並列に接続しているダイオードを通過して還流する動作モードである。従って、PWM信号補正部18が、V7の期間が減少する分の補正をPWM生成部15で生成する信号に対して行ってインバータ9へ出力する。また、逆に、V0の期間をt1×2だけ減らして前後のV3とV4の期間をそれぞれt1延長してもよい。さらに、ゼロベクトルの期間をt1×2増加させて、前後のV3とV4の期間をそれぞれt1減少させてもよい。図9は、PWM信号補正部18による補正を行った場合の動作波形の一例を示す図である。なお、図9では、図8で示した例とは異なり、V0から実ベクトルに比率を分散させた例である。図9に示した動作波形は、図2に示した実施の形態1の動作波形を改良したものであり、電圧指令がHiとなる電圧値を変化させている。V3とV4の期間をそれぞれt1延長した期間では、Hiの値を、通常のHiの場合の電圧値Aに対し、図8のt1に相当する電圧値Bだけ加算した値ABとする。その結果、ゼロベクトルが減少し、実ベクトルが増加する。これにより、正負の極性のアンバランスを回避しつつ、2つの実ベクトルに同じだけの比率のdutyを増加させることができる。以上のような動作により、図9に示すように一次的に正極性の方だけ電流が大きくなり、その周期だけは正極性だけ大きな電流が流れる。その後、その周期のV3の期間と次の周期のV4の期間が一致していれば、次の周期内で正負のアンバランスが解消し、その後は通常と同じだけの電流が流れる動作モードに戻ることができる。図8のモータ電流波形を見れば分かるとおり、偶数次高調波が発生していることがわかる。偶数次高調波は2次、4次と基本周波数より高い周波数であり、上述のように瞬間的にだけゼロベクトルの一方を減らすかまたは増やし、実ベクトルの出力時間は同じに保つことで加熱動作モード中にモータ8に流れる電流に高調波を重畳できる。しかも比較的基本波に近接する周波数を重畳できる。これにより基本波に集中していた電磁音が偶数次成分にも分散し、若干でも基本波のピーク音を低減できる。さらに、実ベクトルの出力時間の増減をある所定の周期的に行うことで、基本波よりも低い周期のうなりを生成することができる。この周期と偶数次成分の発生により、基本波によるピーク音が低減し、加熱動作モードのモータ電流の基本波周波数を低下させることができる。またさらに実ベクトルの出力時間の増減を行う所定の周期を何らかの周波数で変調することにより変調周波数にピーク音が集中し、基本波周波数のピークが分散される。以上より、モータに流れる電流の基本波とスイッチング素子が動作するキャリア周波数が一致することで、この周波数に集中する電磁音を他の周波数に分散化させることにより、スイッチング素子の動作するキャリア周波数を無駄に高くすること無く、周波数を低減でき、これによりスイッチング損失を低減できる。なお、加熱運転モードの上述の動作を行う際にスイッチング動作する周波数はモータ8が回転しない程度に高い周波数を設定し、加熱運転モードと通常運転モードとでキャリアの周波数を変更する。以上のように、高周波電圧をモータ8に印加することで、回転トルクや振動が発生すること無く、また高周波電圧印加によるモータ鉄損と、巻線に流れる電流にて発生する銅損にて効率よくモータ8の加熱をすることが可能となる。このモータ加熱により圧縮機1内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機1外部へと漏出する。寝込み検出部12は、冷凍サイクルの温度や当該温度の継続時間によりこの冷媒漏出が行われて寝込み状態から正常状態への復帰を判断し、復帰と判断した場合に、高周波交流電圧発生部13へその旨を通知し、加熱運転モードを終了する。なお、モータ8への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の2つの損失により加熱が行われるが、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モータの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ないため、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバータ9に流れる電流も大きくなり、インバータ損失が過大となる。そこで、本実施の形態の高周波電圧印加による加熱を行うと、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバータ9の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。また、スクロール機構の圧縮機は、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。本実施の形態や実施の形態1によれば圧縮室内の効率の良い加熱が可能であり、破損の防止に対して有効である。さらに、周波数10kHz、出力50Wを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約があるが、可聴域の周波数であっても実施の形態1や本実施の形態で述べたように電磁音に対して対策するようPWM信号生成方法を改良することにより、10kHz未満の周波数を用いることができ、50Wを超える加熱を容易に実現できる。これにより電波法を遵守しつつ、ユーザーである消費者の手間をかけず、加熱運転での高周波電磁音の問題無しで圧縮機の加熱が可能となる。なお、実施の形態1で述べたように、2つ以上の周期を切り替えたキャリア信号を用いる場合に、本実施の形態で述べたようにゼロベクトルの期間を減じて実ベクトルの期間を増加させてもよい。また、本実施の形態および実施の形態1の上側のスイッチング素子16-1~16-3および下側のスイッチング素子16-4~16-6をGaN窒化ガリウムやSiCシリコンカーバイドおよびダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成しても本実施の形態1および2で述べた効果を有することは言うまでもない。しかも、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで耐電圧性が高く、許容電流密度も高くなるためスイッチング素子群の小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。さらに、スイッチング損失がシリコンベースの半導体などよりも極めて小さいため、高周波電圧の印加に適しており、効率よくインバータ9を使用することができる。さらに、上述では、上側のスイッチング素子および下側のスイッチング素子の全てをワイドバンドギャップ半導体で構成したが、全てをバンドギャップ半導体とするのではなく、上側スイッチング素子16-1~16-3もしくは下側スイッチング素子16-4~16-6だけをワイドバンドギャップ半導体で構成してもよい。この場合、ゼロベクトルとなる電圧ベクトルを、ワイドバンドギャップ半導体を構成した側に合わせて配置することにより、電流が流れることにより発生する通流損失を低減することが出来る。また更に言えば、スイッチング素子16-1~16-6は、例えば、トランジスタ、IGBT等のスイッチングの素子と当該素子に並列に接続される還流ダイオードで構成されるが、このスイッチングの素子と逆並列に接続されている還流ダイオードのみワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。さらに通常運転モードより加熱運転モードでのダイオードの通流比率が低い場合、還流ダイオードではなく、スイッチングの素子のみワイドバンドギャップ半導体を用いても良い。さらに、ワイドバンドギャップ半導体を用いると耐熱性が向上することから、加熱運転モードで空冷のためのファンモータを停止してもよい。特に、モータの運転停止時に寝込み抑制のための加熱寝込みを検出した場合の加熱運転モードへの移行を行うことから、運転停止、所謂、運転待機時の消費電力をファンモータ駆動分削減することができる。これにより、一層の待機電力削減が実現できる。"