"交流電源を整流し、平滑コンデンサにより平滑して生成した直流電源を、制御回路がインバータ主回路を制御することで交流に変換して出力するインバータ装置において、前記制御回路は、前記交流電源が遮断されて前記平滑コンデンサの充電電荷が放電される期間に直流電源電圧が低下する状態を検出すると、前記検出の結果と、前記期間に消費される電力とに基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とするインバータ装置。前記交流電源が遮断された際に、前記平滑コンデンサに充電されている電荷を放電させるための放電抵抗を備え、前記制御回路は、前記平滑コンデンサの静電容量をCとすると、以下の式によって前記静電容量Cを推定することを特徴とする請求項1記載のインバータ装置。但し、R:放電抵抗の抵抗値P:内部回路による消費電力一定値V1:通常運転時の直流電源電圧よりも低く設定される平滑コンデンサの端子電圧レベルV2:V1よりも低く設定される平滑コンデンサの端子電圧レベルt1:平滑コンデンサの端子電圧レベルが、V1からV2に達するまでに要した時間前記制御回路は、前記交流電源が遮断された後、前記インバータ主回路の動作を停止させるまでの期間において、前記インバータ主回路により,及び前記インバータ主回路を介して負荷により消費される電力を積分した結果に基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項1または2記載のインバータ装置。前記制御回路は、通常運転時において、前記インバータ主回路に接続されている負荷が回生状態となった際に、回生される電力と前記インバータ主回路により,及び前記インバータ主回路を介して負荷により消費される電力の差分に基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項1ないし3の何れかに記載のインバータ装置。前記制御回路は、通常運転時において、前記平滑コンデンサのリップル電圧を検出し、基準時点において、消費されている直流電源電力と前記リップル電圧とを検出し、前記基準時点から所定期間が経過した時点において、消費されている直流電源電力と前記リップル電圧を検出し、前記基準時点で検出した直流電源電力とリップル電圧との比である第1比率と、前記所定期間が経過で検出した直流電源電力とリップル電圧との比である第2比率とに基づいて、前記所定期間が経過した時点における前記平滑コンデンサの容量変化率を求めることを特徴とする請求項1ないし4の何れかに記載のインバータ装置。前記制御回路は、前記基準時点において前記平滑コンデンサの静電容量を推定し、その推定した静電容量と、前記容量変化率とから前記所定期間が経過した時点における前記平滑コンデンサの静電容量を求めることを特徴とする請求項5記載のインバータ装置。前記制御回路は、前記リップル電圧を検出する際に、前記平滑コンデンサの端子電圧を所定周期でサンプリングしたデータについてバンドパスフィルタ処理を行い、前記リップル電圧に相当する周波数成分を抽出することを特徴とする請求項5又は6記載のインバータ装置。前記制御回路は、前記リップル電圧を検出する際に、前記平滑コンデンサの端子電圧を所定周期でサンプリングしたデータについて周波数解析処理を行い、前記リップル電圧に相当する周波数成分を抽出することを特徴とする請求項5又は6記載のインバータ装置。少なくとも前記制御回路に電源を供給する制御電源回路を備え、前記制御回路は、前記制御電源回路によって,及び前記制御電源回路を介して消費される電力も考慮して、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項1ないし8の何れかに記載のインバータ装置。本体に1つ以上のオプション機器が接続可能に構成され、前記制御回路は、前記本体に接続されているオプション機器の種類を認識すると、前記オプション機器によって消費される電力を考慮して前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項1ないし9の何れかに記載のインバータ装置。前記制御電源回路の入力側に、前記制御電源回路に入力される電力を検出する電力検出回路を配置し、前記制御回路は、前記電力検出回路よって検出される電力を使用して、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項9又は10記載のインバータ装置。前記制御電源回路の出力側に、前記制御電源回路より出力される電力を検出する電力検出回路を、出力系統の数に応じて1つ以上配置し、前記制御回路は、前記電力検出回路よって検出される電力を使用して、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項9又は10記載のインバータ装置。交流電源を整流し、平滑コンデンサにより平滑して生成した直流電源を、制御回路がインバータ主回路を制御することで交流に変換して出力するインバータ装置について、前記平滑コンデンサの静電容量を推定する方法であって、前記交流電源が遮断されて前記平滑コンデンサの充電電荷が放電される期間に直流電源電圧が低下する状態を検出すると、前記検出の結果と、前記期間に消費される電力とに基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする平滑コンデンサの容量推定方法。前記インバータ装置が、前記交流電源が遮断された際に、前記平滑コンデンサに充電されている電荷を放電させるための放電抵抗を備えており、前記平滑コンデンサの静電容量をCとすると、以下の式によって前記静電容量Cを推定することを特徴とする請求項13記載の平滑コンデンサの容量推定方法。但し、R:放電抵抗の抵抗値P:内部回路による消費電力一定値V1:通常運転時の直流電源電圧よりも低く設定される平滑コンデンサの端子電圧レベルV2:V1よりも低く設定される平滑コンデンサの端子電圧レベルt1:平滑コンデンサの端子電圧レベルが、V1からV2に達するまでに要した時間前記交流電源が遮断された後、前記インバータ主回路の動作を停止させるまでの期間において、前記インバータ主回路により,及び前記インバータ主回路を介して負荷により消費される電力を積分した結果に基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項13又は14記載の平滑コンデンサの容量推定方法。通常運転時において、前記インバータ主回路に接続されている負荷が回生状態となった際に、回生される電力と前記インバータ主回路により,及び前記インバータ主回路を介して負荷により消費される電力の差分に基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項13ないし15の何れかに記載の平滑コンデンサの容量推定方法。通常運転時において、前記平滑コンデンサの静電容量を推定すると共に前記平滑コンデンサのリップル電圧を検出し、基準時点において、消費されている直流電源電力と前記リップル電圧とを検出し、前記基準時点から所定期間が経過した時点において、消費されている直流電源電力と前記リップル電圧を検出し、前記基準時点で検出した直流電源電力とリップル電圧との比である第1比率と、前記所定期間が経過で検出した直流電源電力とリップル電圧との比である第2比率とに基づいて、前記所定期間が経過した時点における前記平滑コンデンサの容量変化率を求め、前記基準時点において推定した静電容量と、前記容量変化率とから前記所定期間が経過した時点における前記平滑コンデンサの静電容量を求めることを特徴とする請求項13ないし16の何れかに記載の平滑コンデンサの容量推定方法。前記リップル電圧を検出する際に、前記平滑コンデンサの端子電圧を所定周期でサンプリングしたデータについてバンドパスフィルタ処理を行い、前記リップル電圧に相当する周波数成分を抽出することを特徴とする請求項17記載の平滑コンデンサの容量推定方法。前記リップル電圧を検出する際に、前記平滑コンデンサの端子電圧を所定周期でサンプリングしたデータについて周波数解析処理を行い、前記リップル電圧に相当する周波数成分を抽出することを特徴とする請求項17記載の平滑コンデンサの容量推定方法。前記インバータ装置が、少なくとも前記制御回路に電源を供給する制御電源回路を備えており、前記制御電源回路によって,及び前記制御電源回路を介して消費される電力も考慮して、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項13ないし19の何れかに記載の平滑コンデンサの容量推定方法。前記インバータ装置が、本体に1つ以上のオプション機器が接続可能に構成されており、前記本体に接続されているオプション機器の種類を認識すると、前記オプション機器によって消費される電力を考慮して前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項13ないし20の何れかに記載の平滑コンデンサの容量推定方法。前記制御電源回路の入力側に、前記制御電源回路に入力される電力を検出する電力検出回路を配置し、前記電力検出回路よって検出される電力を使用して、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項20又は21記載の平滑コンデンサの容量推定方法。前記制御電源回路の出力側に、前記制御電源回路より出力される電力を検出する電力検出回路を、出力系統の数に応じて1つ以上配置し、前記電力検出回路よって検出される電力を使用して、前記平滑コンデンサの静電容量を推定することを特徴とする請求項20又は21記載の平滑コンデンサの容量推定方法。しかしながら上述したように、電解コンデンサの寿命はインバータ装置が使用される環境に大きく影響を受けたり、リップル電圧やリップル電流も電源容量等の設置条件によって変化するので、平滑コンデンサの静電容量の推定精度については改善する余地がある。そこで、電解コンデンサの静電容量の推定精度をより高めることができるインバータ装置及び平滑コンデンサの容量推定方法を提供する。実施形態によれば、交流電源を整流し、平滑コンデンサにより平滑して生成した直流電源を、制御回路がインバータ主回路を制御することで交流に変換して出力するインバータ装置において、前記制御回路は、前記交流電源が遮断されて前記平滑コンデンサの充電電荷が放電される期間に直流電源電圧が低下する状態を検出すると、前記検出の結果と、前記期間に消費される電力とに基づいて、前記平滑コンデンサの静電容量を推定する。第1実施形態以下、第1実施形態を図1ないし図5を参照して説明する。図1は、インバータ装置の電気的構成を機能ブロックにより示すものである。インバータ装置1は、入力側に交流電源2が接続され、出力側に電動機3が接続されている。インバータ装置1は、負荷としての電動機3を駆動する交流電力を出力する。本実施形態では、負荷装置として三相交流電動機を想定している。インバータ装置1は、内部回路としての整流回路4、平滑コンデンサ電解コンデンサ5、インバータ主回路6、制御電源回路7、操作パネル8、および制御回路9などを備えている。なお、図1では、信号の流れを実線の矢印にて示し、制御電源回路7から供給される直流電圧を破線の矢印にて示している。整流回路4は、例えばダイオードなどの整流素子を直列に接続した直列回路を3相分並列に接続した周知の回路構成である。この整流回路4は、交流電源2から供給される3相の交流電圧を整流して直流電圧に変換する。平滑コンデンサ5は、整流回路4の出力側において整流回路4と並列に接続されており、整流回路4から出力される直流電圧を平滑化する。インバータ主回路6は、複数のスイッチング素子を組み合わせた周知の三相ブリッジ回路により構成され、スイッチング素子として例えばIGBTを用いている。このインバータ主回路6は、平滑コンデンサ5で平滑化された直流電圧を制御回路9から出力される制御信号に基づいて変換し、電動機3に3相の交流電圧を出力する。制御電源回路7は、例えばDC/DCコンバータで構成され、制御回路9や操作パネル8などに直流電源を供給する。操作パネル8は、例えば7セグメントLED表示器などで構成された表示部8a、複数の操作スイッチ類8bを備え、操作スイッチ類8bから使用者の操作入力を受け付けるとともに、インバータ装置1の運転状態などを表示部8aに表示する。なお、表示部8aは、液晶表示器などであってもよい。制御回路9は、図示しないCPU、ROMおよびRAMなどで構成されたマイクロコンピュータ、およびEEPROMメモリ10を備えている。EEPROM10には、インバータ装置1の制御データや保守データなどが記憶されている。なお、EEPROM10は、マイクロコンピュータのROMと共用する構成であってもよい。制御回路9は、例えばROMに記憶されているコンピュータプログラムに従って、また、操作パネル8からの操作入力に従って、インバータ装置1全体を制御する。具体的には、制御回路9は、操作パネル8からの運転指令および周波数指令に基づいて、ドライブ信号すなわちインバータ主回路6をスイッチング動作させるための制御信号を生成する。制御回路9は、生成した制御信号をドライブ回路11を介してインバータ主回路6に出力する。これにより、インバータ主回路6から3相交流電圧が電動機3に供給され、電動機3は、周波数指令に応じた速度で運転される。このとき、制御回路9は、電圧検出回路12で検出したインバータ主回路6への入力電圧、および電流検出回路13により検出したインバータ主回路6の出力電流に基づいて、例えばベクトル制御により電動機3を制御する。つまり、電圧検出回路12および電流検出回路13は、一般的なインバータ装置が備えている内部回路であると言える。平滑コンデンサ5に対しては、放電抵抗14が並列に接続されている。この放電抵抗14は、交流電源2が遮断された場合に、平滑コンデンサ5に充電されている電荷を放電させるために設けられている。更に、インバータ装置1は、冷却ファン21、2個の拡張コネクタ22、通信オプションオプション機器,通信手段23、拡張端子台オプションオプション機器24、制御端子台25を備えている。冷却ファン21は、インバータ装置1内の空気を強制的に対流させてインバータ装置1内を冷却する。拡張コネクタ22は、インバータ装置1のオプション機能を実現する所謂拡張ユニット或いは拡張カードが接続される。本実施形態では、拡張ユニットとして、通信機能を提供する通信オプション23、および出力端子を増加させる拡張端子台オプション24が接続されている。なお、拡張コネクタ22の数や拡張ユニットの種類は、これに限定されない。制御端子台25は、例えば制御回路9と外部の装置との間で電気信号などを授受するインターフェース機能を提供する。これら冷却ファン21、通信オプション23、拡張端子台オプション24および制御端子台25には、制御電源回路7によって電源が供給される。次に、本実施形態の作用について図2ないし図5も参照して説明する。図2は、インバータ装置1に供給される交流電源2を遮断して、平滑コンデンサ5を放電させる場合の過渡現象モデルを示す回路図である。図中に示すPは、制御回路9及び制御電源回路7や通信オプション23による消費電力や、拡張端子台オプション24及び/又は制御端子台25を介して接続されるオプション機器によって消費される電力の和であるここでは、電動機3の駆動を行っていない場合を想定しており、一定値とする。交流電源2を遮断した後の特定の時点における平滑コンデンサ5の端子電圧Vtが、V0=V1であるとして、t=0においてスイッチをオンする。すると、平滑コンデンサ5に充電されている電荷によって放電抵抗14抵抗値Rには電流i1が流れ、制御回路9等により電力Pが消費される経路には電流i2が流れるとする。この時の電圧Vの変化は、1式で表わされる。CdV/dt=-i1-i2=-V/R-P/V...11式に境界条件V0=V1を与えて微分方程式を解くと、2式が得られる。Vt2=V12RPe-2t/RC-RP...2そして、t=t1となった時点での平滑コンデンサ5の端子電圧がV2であれば、平滑コンデンサ5の静電容量Cは、3式となる。...3また、図3は、EEPROM10に予め記憶保持されている、制御回路9の消費電力や、インバータ装置1に接続される通信オプション23,拡張端子台オプション24や制御端子台25を介して接続される可能性があるオプション機器等A,B,Cの消費電力[W]を示す一覧テーブルである。尚、これらの消費電力は、制御電源回路7の変換効率を考慮して、制御電源回路7の消費電力分も加味した値とすると良い。図4aは、インバータ装置1に最初に電源が投入された場合に、制御回路9によって実行される初期設定処理を示す。制御回路9は、先ず、2個の拡張コネクタ22及び拡張端子台25に接続されているオプション機器の種類を認識するステップS1。その認識の手法としては、例えば特定の端子の電圧レベルの変化を検出する等、周知の手法を用いる。そして、オプション機器の種類を認識すると、図3に示す一覧より、インバータ装置1に接続されている各オプション機器の消費電力を把握しステップS2、それらの消費電力と、インバータ装置1本体内部の制御回路9等により消費される電力とを合計しステップS3、合計した消費電力PをメモリEEPROM10に保存するステップS4。図4bは、インバータ装置1に供給される交流電源2が遮断された場合に、制御回路9によって行われる処理を示す。制御回路9は、電圧検出回路12によってインバータ主回路6への入力電圧を監視しておりステップS11、当該電圧が閾値電圧V1以下になるとYES交流電源2が遮断されたと判断する。そして、その時点を起点として時間の計測を開始するステップS12。ここで、図5は、交流電源2を遮断した場合に、入力電圧が初期値V0から変化する状態を示しており、最初から電動機3の駆動を停止している場合と、インバータ主回路6を介して行う電動機3の駆動を各負荷率で継続した場合とを示している。最初から電動機3の駆動を停止している場合は電圧の低下が緩やかであるが、電動機3の駆動を継続した場合は平滑コンデンサ5の充電エネルギーが急激に消費されるため、当初は電圧が大きく低下する。そして、制御回路9は閾値電圧V1を下回ると、交流電源2が遮断されたと判断してステップS2:YES保護機能により電動機3の駆動を停止させる。そのため、入力電圧がV1まで低下した以降は、最初から電動機3の駆動を停止した場合と略同様の傾きで低下している。再び図4bを参照する。続くステップS13では、制御回路9は、入力電圧が閾値電圧V2<V1以下になったか否かを判断する。ここで入力電圧が閾値電圧V2以下になっていなければNO、ステップS1と同様に閾値電圧V1との比較を行うステップS16。そして、閾値電圧V1以下の状態が継続していればYESステップS13に戻り、閾値電圧V1を超えた場合はNO、交流電源2の供給が復帰したことを示すので処理を終了する。ステップS13において、入力電圧が閾値電圧V2になるとYES時間計測を終了してステップS14、計測結果t1をメモリに記憶するステップS15。図4cは、インバータ装置1に対して2回目以降に電源が投入された場合に、制御回路9によって実行される初期設定処理を示す。図4aに示す処理によって消費電力の合計Pが得られ、図4bに示す処理によって、交流電源2が遮断された場合に入力電圧がV1からV2まで低下する時間t1が得られ、メモリに保存されている。したがって、最初に3式により、平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定するステップS21。以降のステップS22~S25は、図4aに示すステップS1~S4と同様の処理であり、インバータ装置1に接続されているオプション機器の種類に変更が生じた場合に対応して、新たに消費電力の合計Pを求める。尚、閾値電圧V1よりも高い電圧V3を設定しておき、交流電源2が遮断された際に電動機3を駆動していない場合、その状態で直流電源電圧がV3以下になった時点でt1の計時を開始し、3式中のV1をV3に置き換えて静電容量Cを推定しても良い。この場合、直流電圧差をより大きく,及びその間の経過時間より長く設定することができるので、推定精度をさらに向上させることができる。以上のように本実施形態によれば、制御回路9は、交流電源2が遮断されて平滑コンデンサ5の充電電荷が放電される期間に直流電源電圧が閾値電圧V1から閾値電圧V2まで低下する時間t1を検出し、その検出の結果と放電期間に消費される電力Pとに基づいて平滑コンデンサ5の静電容量Cを3式により推定するので、消費電力Pを考慮することにより静電容量Cをより正確に推定できる。また、インバータ装置1の本体に1つ以上のオプション機器が接続可能となっている場合に、制御回路9は、本体に接続されているオプション機器の種類を認識し、前記オプション機器によって消費される電力を考慮して平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定するので、実際に消費されている電力に応じて静電容量Cを高精度に推定できる。第2実施形態図6ないし図8は第2実施形態であり、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第2実施形態のインバータ装置31では、制御端子台25から外部に電源例えばDC24V,10Vを供給するための端子を備えている。また、インバータ装置31に接続されるオプション機器の種類によっては、上記制御端子台25と同様,オプション機器33,34のように、外部に電源を供給するための端子を備えている場合がある。すると、これらの電源供給端子に外部機器が接続されることで、電力が消費されることが想定される。そこで、インバータ装置31では、制御端子台25の電源供給端子によって消費される電力と、オプション機器33,34を経由した電源供給端子によって消費される電力と検出するため、それぞれの電源供給線にセンサ電力検出回路35~38を配置する。これらのセンサ35~38による検出出力は制御回路32に与えられている。尚、センサ35~38については、必ずしも電力検出専用のセンサである必要はなく、例えば電流検出用の抵抗素子でも良く、当該抵抗素子を流れる電流を検出し、その電流と電源電圧24V,10Vとの積によって電力を検出しても良い。尚、これらの消費電力は、第1実施形態の場合と同様に制御電源回路7の変換効率を考慮して、制御電源回路7の消費電力分も加味した値とすると良い。図7は図4a相当図であり、制御回路32は、ステップS2を実行すると、各センサ35~38により検出された電力をA/D変換して取得するステップS5。そして、続くステップS3において消費電力の合計を求める際に、ステップS5で取得した電力も考慮する。図4cに示す2回目以降の初期設定処理の場合も同様である。また、図8は、各センサ35~38により検出された電力を考慮して補正する場合の図3相当図であるが、このテーブルを必ずしも作成する必要はない。以上のように第2実施形態によれば、制御電源回路7の出力側に、制御電源回路7より出力される電力を検出するセンサ35~38を配置し、制御回路32は、それらのセンサ35~38よって検出される、各電源供給端子を介して消費される電力も加えて平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。したがって、静電容量Cの推定を更に高精度に行うことができる。第3実施形態図9は第3実施形態であり、第2実施形態と異なる部分のみ説明する。第3実施形態のインバータ装置39では、制御電源回路7の入力側にセンサ電力検出回路40を1つだけ配置し、このセンサ40により制御電源回路7において消費される電力と、制御電源回路7より出力されて消費される電力とを一括して検出する。したがって、制御回路32’は、図3に示すようなテーブルを使用せずとも、センサ40からの検出出力のみを参照することで、制御電源の消費電力を一括して取得することができる。以上のように第3実施形態によれば、制御回路32’は、制御電源回路7によって,及び制御電源回路7を介して消費される電力も考慮して平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。具体的には、制御電源回路7の入力側に、当該制御電源回路7に入力される電力を検出するセンサ40を配置して、制御回路32’は、センサ40より検出される電力を使用して平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。したがって、実際に消費されている電力により近い値が得られるので、静電容量Cの推定を更に高精度で行うことができる。第4実施形態図10は第4実施形態であり、第1実施形態と異なる部分について説明する。ここで、図5を参照すると、交流電源2を遮断した後に電動機3の駆動を継続させた場合、閾値電圧V1を下回り保護機能が作用すると電圧は緩やかに低下するが、電圧Vdown程度に達すると電圧の低下は一端停止している。この現象は、入力電圧の低下に伴い制御電源回路7の動作が停止したことで、消費電力Pがほぼゼロになった結果と推察される。第1実施形態のように、直流電圧がV1からV2まで変化する時間t1を計測して静電容量Cを推定する場合には、時間t1がより長くなるように設定するのが好ましい。そのため、第1実施形態では電圧V2を低めに設定しているが、そこから電圧がVdownに低下するまでの間が非常に短く、その後に制御回路9が処理を行う時間は限られている。したがって、第1実施形態では、図4cに示したように、2回目以降に電源が投入された場合の初期設定処理において静電容量Cを推定している。第4実施形態では、第1実施形態とは異なる手法により平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。その原理を説明すると、電圧Vに充電されている静電容量CのコンデンサのエネルギーEの式から、静電容量Cは4式となる。C=2E/V2...44式より、コンデンサCの端子電圧の変化をΔVとし、電圧がΔVだけ変化したことに伴うエネルギーの変化をΔEとすれば、C=2ΔE/ΔV2...5となる。したがって、コンデンサCの端子電圧がV3からV4まで変化するのに時間tを要したとすれば、エネルギー変化ΔEは、その時間tの間に消費された電力に相当するので、その場合に静電容量Cは、6式で求められる。C=2∫P×t/V32-V42...6例えば、電圧V3を、第1実施形態の閾値電圧V1よりも高い値に設定し、電圧V4をV3未満に設定すれば、その時点から入力電圧がVdownに達して制御電源回路7の動作が停止するまでの間に、静電容量Cを推定するための時間余裕を十分に確保できる。また、第4実施形態では、消費電力Pを7式によって求める。P=PEoutPcontPinv...7ここで、PEoutWは、インバータ装置1の出力電力であり、制御回路9がベクトル制御に用いるd-q変換された出力電流d軸電流Id、q軸電流Iqおよび出力電圧d軸電圧Vd、q軸電圧Vqにより、として算出できる。その他のPcont,Pinvを以下に示す。Pcont:制御電源回路7の損失WPinv:インバータ主回路6の損失W尚、必要に応じて、平滑コンデンサ5の損失PcapaWや放電抵抗14の損失Prを加えても良い。すなわち、7式は、インバータ装置1の出力電力として消費されるエネルギーと、その他の回路部分において生じる損失のエネルギーとの和である。ここで、制御電源回路7の損失Pcontは、制御電源回路7における変換損失と、操作パネル8や制御回路9など制御電源回路7から直流電源の供給を受ける直流回路部における消費電力とを含めたものとする。インバータ装置1の損失のうち、主たる要因はインバータ主回路6の損失Pinvと考えられる。第4実施形態における制御電源回路7の損失Pcontについては、第1ないし第3実施形態におけるPと同様に求めることとする。尚、必要に応じて加える平滑コンデンサ5の損失Pcapaについては、予め実験により求めた定数値、あるいは、インバータ主回路6の出力電力に比例した値やインバータ主回路6の出力電力に基づいて関数で算出した値として取り扱う。また、同様に必要に応じて加える放電抵抗14の損失Prは、VDC2/Rとして計算できる。そして、インバータ主回路6の損失Pinvについては、インバータ主回路6の出力電力に比例した値や、インバータ主回路6の出力電力に基づいて関数で算出した値、インバータ主回路6の出力電流及びインバータ主回路6を構成するスイッチング素子のスイッチング損失に基づいて関数で算出した値として取り扱っても良い。尚、7式における消費電力Pはインバータ装置1の運転中の値であるから、第1実施形態における消費電力Pとは異なりダイナミックに変動する値であり、時間関数tとして表現される。また、7式については、インバータ装置1の出力電力PEoutと、インバータ主回路6の損失Pinvとが支配的である場合は、P=PEoutPinv...7’としても良い。図10は、6式に基づいて静電容量Cを推定する処理を示すフローチャートである。制御回路9は、電圧検出回路12により検出される直流電圧が電圧V3以下になるまで待機しステップS31、電圧V3以下になるとYES、出力電力損失のエネルギーEを9式により積算するステップS32。尚、エネルギーEの初期値はゼロである。E=EP×Δt...9また、Δtは、ステップS32→S33→S35→S32→...のループを回るのに要する時間である。続くステップS33では、電圧検出回路12により検出される直流電圧が電圧V4以下になったか否かを判断し、電圧V4に達しなければNO、ステップS31と同様に閾値電圧V3との比較を行うステップS35。そして、閾値電圧V3以下の状態が継続していればYESステップS32に戻り、9式によるエネルギーEの積算を継続する。ステップS35において閾値電圧V3を超えた場合はNO、交流電源2の供給が復帰したことを示すので処理を終了する。また、ステップS33において、入力電圧が閾値電圧V4以下になるとYES、平滑コンデンサ5の静電容量Cを6式により求めるステップS34。以上のように第4実施形態によれば、制御回路9は、交流電源2が遮断された後、インバータ主回路6の動作を停止させるまでの期間において、インバータ主回路6により,及びインバータ主回路6を介して電動機3により消費される電力を積分した結果Eに基づいて、平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。したがって、制御電源回路7の動作が停止するまでの間に、静電容量Cを推定することが可能となる。また、制御回路9が静電容量Cを推定した結果に基づき平滑コンデンサ5の寿命を判定した場合には、動作を停止するまでの間にその情報をユーザに報知することも可能である。したがって、ユーザはその情報に基づいて、インバータ装置1の運転を次回に開始するまでの間に平滑コンデンサ5を交換する等のメンテナンスを行うこともできる。第5実施形態図11は第5実施形態であり、第4実施形態と異なる部分について説明する。第5実施形態では、インバータ装置1の通常の運転時において、減速時などに電動機3側よりエネルギーが供給される回生モードとなった場合に平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。すなわち、回生モードでは、8式で得られる出力電力PEoutの極性が負になり、インバータ主回路6への入力電力はゼロになる。この場合、インバータ装置1の損失を以下の10式によって回生モード中の損失を算出する。尚、10式におけるPinvは回生モードに合わせて演算するものとする。尚、必要に応じて、平滑コンデンサ5の損失PcapaWや、放電抵抗14の損失Prを加えても良い。Ptotal=PcontPinv...10そして、回生モードにおいて平滑コンデンサ5部分に蓄えられるエネルギーは、11式で累積演算される。そこで、図11に示すフローチャートでは、電圧検出回路12により検出される直流電圧が電圧V5を超えるとステップS41:YES、ステップS42において平滑コンデンサ5に蓄積されるエネルギーEを12式で累算する。E=E-PEout-Ptotal×Δt...12続くステップS43では、電圧検出回路12により検出される直流電圧が電圧V6>V5以上になったか否かを判断し、電圧V6に達しなければNO、ステップS41と同様に閾値電圧V5との比較を行うステップS45。そして、閾値電圧V5以上の状態が継続していればYESステップS42に戻り、12式によるエネルギーEの積算を継続する。ステップS45において閾値電圧V5未満となった場合はNO、回生モードが終了したことを示すので処理を終了する。直流電圧が電圧V6以上になるとステップS43:YES、ステップS34の分母をV62-V52に置き換えた式により静電容量Cを推定するステップS44。以上のように第5実施形態によれば、制御回路9は、通常運転時において、インバータ主回路6に接続されている電動機3が回生状態となった際に回生される電力とインバータ主回路6により,及びインバータ主回路6を介して電動機3により消費される電力の差分-PEout-Ptotalに基づいて平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定する。したがって、インバータ装置1及び電動機3の通常運転時においても静電容量Cを推定できる。第6実施形態図12ないし図14は第6実施形態である。第6実施形態では、平滑コンデンサ5のリップル電圧を検出して静電容量Cを推定する。図12は、X軸方向に入力直流電圧,Y軸方向にコンデンサの静電容量,Z軸方向にリップル電圧をとって示す3次元グラフであり、aに対してbは交流電源の短絡容量短絡電流が20倍のケースである。これらから判るように、コンデンサのリップル電圧は、コンデンサの静電容量のみならず、交流電源の短絡容量や電源電圧にも影響を受ける。また、図12には反映されていないが、リップル電圧は、インバータ装置の出力電力PEoutにも影響を受ける。すなわち、ユーザがインバータ装置を使用する条件に応じてリップル電圧は変化するため、リップル電圧を検出した結果に基づいてコンデンサの静電容量を推定することは一般には困難である。ここで、図13aは、電源短絡容量,電源電圧,出力電力を一定とした条件で、コンデンサの静電容量横軸を変化させた場合のリップル電圧縦軸の変化を示している。また図13bは、電源短絡容量,電源電圧,コンデンサ容量を一定とした条件で、直流出力電力横軸を変化させた場合のリップル電圧縦軸の変化を示している。図13aより、電源短絡容量,電源電圧,出力電力が一定の条件では、リップル電圧はコンデンサ容量に逆比例すると推測できる。また、図13bからは、電源短絡容量,電源電圧,コンデンサ容量が一定の条件では、リップル電圧は7式で示される直流出力電力但し、推定精度の要求レベルによっては、PEoutだけを考慮しても良いに比例すると推測できる。すなわち、直流出力電力をPDCoutとし、リップル電圧をVp-pとすると、静電容量Cは13式で表わされる。C=KPDCout/Vp-p...13ここで、Kはユーザによる設置条件で決まる係数であるため、13式では静電容量Cを一意に決定することはできない。しかし、それぞれのユーザについて言えば、設置条件は一定であると推定できる。そこで、特定の時点t=0例えば、インバータ装置の運転開始直後におけるコンデンサ静電容量をC0とすると、任意の時刻tにおける静電容量Ctは、14式で表わすことができる。Ct/C0=Ct/C0=PDCoutt/Vp-ptVp-p0/PDCout0...14すなわち、14式は、特定の時点のコンデンサ静電容量を基準とする、時刻tにおける静電容量の変化率を示している。ここで、第1項が第2比率,第2項が第1比率に対応している。したがって、図14に示すように、インバータ装置1の運転開始直後に、直流出力電力PDCout0及びリップル電圧Vp-p0を取得するステップS51。尚、リップル電圧Vp-pについては、制御回路9がリップルの周波数よりも高いサンプリングレートで電圧検出回路12の検出出力をA/D変換した結果より取得可能である。すなわち、ステップS51におけるリップル電圧Vp-p0の取得は、所定期間に亘るサンプリングの結果として得られる。それから、時刻tが経過した時点でステップS52:YES、直流出力電力PDCoutt及びリップル電圧Vp-ptを取得するとステップS53、14式により変化率Ct/C0を演算するステップS54。尚、ステップS54で得た変化率変化率Ct/C0に、平滑コンデンサ5の初期静電容量C0例えば、カタログ値を乗じれば、その時点の平滑コンデンサ5の静電容量Ctを得ることができる。すなわち、15式から得られる。Ct=C0PDCoutt/Vp-ptVp-p0/PDCout0...15また、必ずしも初期容量C0を用いることなく、第1~第5実施形態の何れかを用いて静電容量Cを算出した時点を基準として、その基準時点からの変化率を求めても良い。更に、電源短絡容量,電源電圧,出力電力以外の要素を加味することで、14式を補正したものを用いても良い。また、電源電圧については、係数Kを決定する要素として15式に反映されていないが、図12から電源短絡容量,コンデンサ容量,出力電力を一定とした条件で、電源電圧とリップル電圧の関係を曲線又は直線により近似して、14式を補正しても良い。加えて、インバータ装置の構成によっては、13式,14式を適宜修正しても良い。以上のように第6実施形態によれば、制御回路9は、通常運転時において、平滑コンデンサ5のリップル電圧Vp-pを検出し、基準時点で消費されている直流電源電力PDCout0とリップル電圧Vp-p0とを検出し、その基準時点から所定期間時刻tが経過した時点において、消費されている直流電源電力PDCouttとリップル電圧Vp-ptを検出すると、14式により平滑コンデンサ5の容量変化率を求めるようにした。したがって、インバータ装置1の通常運転中においても、静電容量Cの初期値からの変化率を求めることで任意の時点での静電容量Cを推定することができる。またこの場合、14式のように、変化率に基づいて必ずしも静電容量値を算出する必要はなく、変化率を静電容量値と同様に扱っても良い。例えば、変化率が80を下回った場合に、平滑コンデンサ5が寿命に到達したと判定してユーザに警告等を行っても良い。第7実施形態図15及び図16は第7実施形態である。第7実施形態では、第6実施形態のステップS51やS53において、リップル電圧Vp-ptを取得する際に、バンドパスフィルタを使用することでリップル電圧Vp-pに対応する電圧の周波数成分を抽出する。図16は、交流電源2の周波数が60Hzの場合に、直流電源電圧に重畳されるリップル電圧波形を示している。実際の電圧波形には、電源周波数の6倍の周波数成分以外の周波数成分も含まれている場合があるため、サンプリングデータから直接的にリップル電圧の成分を抽出することは難しい。図15は、制御回路9がリップル電圧を検出する場合の処理を示すフローチャートである。ステップS61では、電圧検出回路12により検出される直流電圧を、予め定めたサンプリング期間が経過するまでステップS62:NO、所定のサンプリング周期でデータとして読み込む。そして、サンプリング期間が経過するとステップS62:YES、期間内に取得した電圧データについて、6f成分電源周波数が60Hzであれば360Hzを通過帯域の中心とするバンドパスフィルタ処理をデジタル演算によって行うステップS63。そして、バンドパスフィルタ処理を行った結果の実効値、リップル電圧Vfilterdrmstが得られるステップS64。この場合、時刻tはサンプリングの開始時刻とする。リップル電圧Vfilterdrmstを用いれば、14式は16式となり、Ct/C0=Ct/C0=PDCoutt/VfilterdrmstVfilterdrms0/PDCout0...1615式は17式となる。Ct=C0PDCoutt/VfilterdrmstVfilterdrms0/PDCout0...17以上のように第7実施形態によれば、制御回路9は、リップル電圧Vp-ptを検出する際に、平滑コンデンサ5の端子電圧を所定周期でサンプリングしたデータについてバンドパスフィルタ処理を行い、リップル電圧に相当する周波数6f成分Vfilterdrmstを抽出するので、リップル電圧Vp-ptをより明確に検出できる。尚、交流電源が単相の場合は、2f成分を通過帯域の中心として検出すれば良い。第8実施形態図17は第8実施形態であり、第7実施形態と異なる部分について説明する。第8実施形態では、第7実施形態がステップS53においてバンドパスフィルタ処理を行うことに替えて、フーリエ変換処理周波数解析処理を行うステップS65。そして、電圧波形に含まれている、リップル電圧に相当する周波数6f成分V6ftを取得するステップS66。すなわち、リップル電圧V6ftを用いれば、14式は18式となり、Ct/C0=Ct/C0=PDCoutt/V6ftV6f0/PDCout0...1815式は19式となる。Ct=C0PDCoutt/V6ftV6f0/PDCout0...19以上のように第8実施形態によれば、制御回路9は、リップル電圧Vp-ptを検出する際に、平滑コンデンサ5の端子電圧を所定周期でサンプリングしたデータについてFFT処理を行い、リップル電圧に相当する周波数6f成分V6ftを取得するので、この場合も第7実施形態と同様にリップル電圧Vp-ptを明確に検出できる。以上に説明した少なくとも1つの実施形態によれば、平滑コンデンサ5の静電容量Cを推定するために特別のモードを設けることなく、インバータ装置が通常の運転を行っている期間や、若しくは交流電源2が遮断されて動作を停止する過程において、インバータ装置において消費される電力Pも考慮して静電容量Cの推定をより高い精度で行うことができる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。インバータ装置にオプション機器を接続して使用する機能は、必要に応じて設ければ良い。"