"オペアンプ2の出力端子6とオペアンプ-入力端3に接続された積分コンデンサ7に、直列に接続したアナログスイッチS1とアナログスイッチS2を並列に接続し、更に前記アナログスイッチS1と前記アナログスイッチS2の接続点から接地点との間にアナログスイッチS3を接続し、前記積分コンデンサに充電した電荷信号を前記スイッチS1及びS2とで放電させるリセット回路とを備えたことを特徴とする圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。前記アナログスイッチが半導体式アナログスイッチである請求項1記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。前記アナログスイッチがフォトMOSリレーである請求項1記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、該チャージアンプ動作時には、アナログスイッチS1とアナログスイッチS2が開、アナログスイッチ[S3]は閉となることを特徴とする請求項1又は2記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、前記オペアンプ2からの出力によりアナログスイッチS2を流れる漏れ電流は、アナログスイッチS3によりグランドの接地点に流し、前記オペアンプ2の入力端3には流れこまないようにした、漏れ電流が信号に影響を与えないようにした請求項1又は3記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、該チャージアンプの積分コンデンサ7をリセットする時には、アナログスイッチS1、アナログスイッチS2を閉、アナログスイッチS3を開にさせるようにした請求項1及び5のいずれか記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプ。本発明はかかる事情に鑑みなされたものであり、図3に示したスイッチ8に代わる、引用文献には無いチャージアンプを提供するものである。本発明は、電磁式リレーよりも漏れ電流の多い半導体式アナログスイッチをリセット回路に使用して、耐久性に優れた漏れ電流の少ないチャージアンプ回路により提供しようとするものである。本発明は、オペアンプ2の出力端子6とオペアンプ-入力端3に接続された積分コンデンサ7に、直列に接続したアナログスイッチS1とアナログスイッチS2を並列に接続し、更に前記アナログスイッチS1と前記アナログスイッチS2の接続点から接地点との間にアナログスイッチS3を接続し、前記積分コンデンサに充電した電荷信号を前記スイッチS1及びS2とで放電させるリセット回路とを備えたことを特徴とする圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより提供される。また、前記アナログスイッチが半導体式アナログスイッチである前記記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより提供される。さらに、前記アナログスイッチがフォトMOSリレーである前記記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより提供される。さらにまた、前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、該チャージアンプ動作時には、アナログスイッチS1とアナログスイッチS2が開、アナログスイッチ[S3]は閉となることを特徴とする前記記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。また、前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、前記オペアンプ2からの出力によりアナログスイッチS2を流れる漏れ電流は、アナログスイッチS3によりグランドの接地点に流し、前記オペアンプ2の入力端3には流れこまないようにした、漏れ電流が信号に影響を与えないようにした前記記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。さらに、前記圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプであって、該チャージアンプの積分コンデンサ7をリセットする時には、アナログスイッチS1、アナログスイッチS2を閉、アナログスイッチS3を開にさせるようにした前記請求項のいずれか記載の圧電型センサの電荷信号を電圧信号に変換するチャージアンプにより効果的に提供される。本発明によれば、前記発明が解決しようとする課題を解決した効果があり、極めてドリフト値を少なく押さえられたチャージアンプが提供できる。スイッチとして漏れ電流が電磁リレーより大きな半導体リレーPhotoMOSリレーを使用した場合でも優れた作用効果が得られることが確認された。また、スイッチとして、電磁リレーと半導体リレーPhotoMOSリレーとの間でも半導体リレーが優位と判断できる。この結果、前記した半導体リレーの特徴を生かすこととともに本発明の回路構成を選択することで極めて効果的なチャージアンプを提供できる。以下、本発明を実施するための形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される構成、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施をするための形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。以下、本発明を図1ないし図5を用いて具体的に説明する。図1は本発明の実施例1である。圧電型センサから出力される電荷信号の入力端子12から、チャージアンプ1によって電圧信号に変換され、その後各種信号処理されて、利用される。本発明のチャージアンプ1は図1に示された回路により提供される。オペアンプ2の入力端4は接地5されている。オペアンプ2の入力端3と出力端子6間に積分コンデンサ7が並列接続されている。また、スイッチ[S1]8、スイッチ[S2]9は前記と同様に並列接続される。スイッチ[S1]8、スイッチ[S2]9の中間点はスイッチ[S3]10が接続され、その他端は接地11されている。チャージアンプ1の入力端子12より入力された電荷信号はオペアンプ2の反転入力端3とチャージアンプ出力端子6間に接続された積分コンデンサ7に充電される。電荷信号は積分コンデンサによる商値により求められた電圧値として出力される。すなわち、電荷Q及び積分コンデンサ値CからV=Q/Cとして算出された電圧値はチャージアンプ出力端子6から出力される。図2は本発明の実施例1についてスイッチ部分に改良を加えたもので、具体的な回路構成を示したものである。オペアンプ2として東芝製TC75S101F、積分コンデンサ7として積層セラミック製コンデンサ1000pF村田製作所製GRM1882C2A102JA102JA01Dを使用した。オペアンプ2の入力端3と出力端子6間には積分コンデンサ7を並列接続させた。さらに、積分コンデンサ7とスイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19の2つを並列接続させた。スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19の中間点にはさらにスイッチ[S3]20を接続させた。さらに、スイッチ[S3]20の他端は接地11させた。なお、スイッチ[S1]18は図1に示したスイッチ[S1]8に、スイッチ[S2]19はスイッチ[S2]9に、さらに、スイッチ[S3]20はスイッチ[S3]10にそれぞれ対応した関係となっている。スイッチ[S1]、スイッチ[S2]、スイッチ[S3]等のスイッチ手段としては、フォトMOSリレー18、19、20によった。実施例では、フォトMOSリレーとして、パナソニック製AQS225R2Sを使用した。リレー18は発光ダイオード25、リレー19は発光ダイオード24、リレー20は発光ダイオード21により制御される。ダイオード25、24は直列に接続し、さらに、ダイオード24の順方向側は抵抗23と直列に5ボルト電源部29に接続した。ダイオード25の逆方向側はリセット入力側27のNOTゲート[D1]出力端に接続され、NOTゲート[D1]入力端はゲート信号端28に接続されている。他方ダイオード21の順方向側は抵抗22と直列に前記5ボルト電源部29に接続した。ダイオード21の逆方向側はリセット入力側27のNOTゲート[D2]出力端に接続した。NOTゲート[D2]入力端はNOTゲート[D1]の出力端に接続した。なお、NOTゲート[D1]27、NOTゲート[D2]26としては、東芝社製TC7W14FKを使用した。なお、本発明では、NOTゲート入力端電圧として0.8V以下の入力は論理値0[LOW]とし、3.5V以上で論理値1[HIGH]出力として、実際にはゼロ0VをLOW、5VをHIGHとして記載した。ただし、この数値に限定されない。将来的により両電圧の差異禁止領域が変動する動作が可能なこととなればそれに応じてLOW、HIGHの電圧値を選定できることはいうまでもない。このように禁止領域をもつのは雑音のためだけでなく、一つの論理回路の出力に複数の論理回路の接続もあり、電圧降下しても論理が正常に働くことを前提としたことはいうまでもない。しかしながら、ファンアウト数にも限界が無いわけでなく、本発明の目的に沿ったNOTゲート[D1]27、NOTゲート[D2]26数を使用することが必須である。つぎに、図1及び図2に基づき実施例1、2ついて説明する。a.実施例1の回路動作[図1参照]1チャージアンプ使用開始前の状態積分コンデンサ7の両端と直列に接続されたスイッチ8、9は並列接続されている。他方スイッチ10は接地点11に接続され、他端はスイッチ8、9の接続端につながれている。2チャージアンプのリセット時スイッチ8、9は閉じられ、積分コンデンサ7にチャージ充電した電荷を放電してチャージアンプはリセットされる。このとき、スイッチ10は使用開始前の状態のまま、すなわち、開いている。3チャージアンプ動作時スイッチ8、9は図示しない制御手段で開いた状態とし、積分コンデンサ7に電荷がチャージされる。このとき、スイッチ10は図示しない制御手段で閉じられており、スイッチ8、9が開いた状態で、積分コンデンサ7はチャージがされていく。4この状態では、オペアンプ2の出力電圧でスイッチ9への漏れ電流が流れるが、スイッチ10が図示しない制御手段で閉じられることで漏れ電流が接地点11側に流れ、オペアンプ2の入力端3へは流れ込まない。5この結果、チャージアンプのリセット回路には半導体式アナログスイッチといった漏れ電流の多い装置も使用でき、漏れ電流の影響がほとんどなく、耐久性に優れたチャージアンプ回路が得られる。より具体的には、半導体式アナログスイッチの特質、すなわち、電磁式リレーの欠点である機械式接点を持たず、高速動作、応答が早い、消費電力、振動が無く、低コストといった多くの特徴を備えたチャージアンプが提供できる。b.実施例2の回路動作[図2参照]1チャージアンプ使用開始前の状態積分コンデンサ7の両端と直列に接続されたスイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19は並列接続されている。スイッチ[S3]20はスイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19の中間点に接続され、他端は接地11されている。この3つのスイッチはフォトMOSリレー18、19、20により、それぞれ発光ダイオード24、26及び21により開閉制御される。2チャージアンプのリセット時チャージアンプは図示しない装置電源を入力しリセットを開始する。まず、リセット入力端子28からNOTゲート[D1]27入力端をHIGH電圧5Vとする。このとき、NOTゲート[D1]27出力端はLOWとなり、それに接続されたダイオード25、それと直列接続のダイオード24の逆方向側もLOWとなる。他方、ダイオード25、ダイオード24の順方向側は抵抗23と直列に5ボルト電源部29に接続されているため、ダイオード25、ダイオード24に電流が流れる。このとき、ダイオード25、ダイオード24は動作LED電流を超えるとフォトMOSリレー18、19はONとなり、スイッチ[S1]18、スイッチ[S2]19は閉となる。これにより、積分コンデンサ7にチャージ充電した電荷を放電してリセットされる。他方、ダイオード21の順方向側は抵抗22と直列に前記5ボルト電源部29に接続され、逆方向側はリセット入力側27のNOTゲート[D2]出力端に接続されている。また、NOTゲート[D2]入力端はNOTゲート[D1]27出力端に接続されている。この結果、NOTゲート[D2]26出力端はHIGHとなりダイオード21は動作LED電流を超えることができず、フォトMOSリレー20はOFFであり、スイッチ[S3]20は使用開始前の状態のまま、すなわち、開いている。3チャージアンプ動作時スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19は開いた状態にし、スイッチ[S3]20は閉じた状態にしてチャージアンプ動作状態に入り積分コンデンサ7にはチャージがされていく。a.スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19を開くための処理まず、リセット入力28への電圧をLOWとする電圧0Vことで、NOTゲート27入力端はLOW、出力端がHIGHとなる。ダイオード24、25の逆方向側もHIGHとなる。この結果、ダイオード24、25は動作LED電流を超えず、発光ダイオードは点灯しない。スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19は開いた状態となり、積分コンデンサ7にはチャージがされていく。b.同時に、NOTゲート26の入力端はHIGH、出力端はLOWとなる。この結果、ダイオード21は動作LED電流を超え、発光ダイオードが点灯する。スイッチ[S3]20は閉じた状態となる。他方、スイッチ[S3]20は閉じた状態となるが、スイッチ[S1]18、スイッチ[S2]19は開いた状態となっているため、積分コンデンサ7のチャージには影響しない。図4は本発明の他の実施例についての具体的な回路構成を示したものである。オペアンプ2として東芝製TC75S101F、積分コンデンサ7として積層セラミックコンデンサ1000pF村田製作所製GRM1882C2A102JA102JA01Dを使用した点は実施例2と同様である。リセット入力用NOTゲートも実施例2と同様の素子を使用した。積分コンデンサ7には並列にスイッチ13が接続されている。また、オペアンプ2の入力端3と出力端子6間に積分コンデンサ7と前記スイッチ13が並列接続されている。実施例2と同様、スイッチ13は、フォトMOSリレーパナソニック製AQS225R2Sを使用した。このリレー13は発光ダイオード15により制御される。ダイオード15、抵抗14は直列に5ボルト電源部に接続されている。ダイオード15の逆方向側はNOTゲート16からなるリセット入力16の出力端に接続されている。a.実施例3の動作説明1チャージアンプ使用開始前の状態積分コンデンサ7の両端はフォトMOSリレーからなるスイッチ13と並列接続されている。このスイッチ13は発光ダイオード15により開閉制御される。2チャージアンプのリセット時チャージアンプは図示しない装置電源を入力しリセットを開始する。まず、リセット入力端子17からNOTゲート16入力端をHIGH電圧5Vする。このとき、NOTゲート16出力端はLOWとなり、それと直列接続のダイオード15の逆方向側もLOWとなる。他方、ダイオード15の順方向側は抵抗14と直列に5ボルト電源部29に接続されているため、ダイオード15に電流が流れる。このとき、ダイオード15は動作LED電流を超えるとフォトMOSリレー13はONとなり、スイッチ13は閉となる。これにより、積分コンデンサ7にチャージ充電した電荷を放電してリセットされる。3チャージアンプ動作時スイッチ13は開いた状態にしてチャージアンプ動作状態に入り積分コンデンサ7にはチャージがされていく。スイッチ13を開くための処理としては、まず、リセット入力17への電圧をLOWとする電圧0Vことで、NOTゲート16入力端はLOW、出力端がHIGHとなる。ダイオード15の逆方向側もHIGHとなる。この結果、ダイオード15は動作LED電流を超えず、発光ダイオードは点灯しない。スイッチ13は開いた状態となり、積分コンデンサ7にはチャージがされていく。4この状態で、オペアンプ2の出力電圧がスイッチ13に加わることで漏れ電流が流れてしまう。また、オペアンプ2の入力端3へ流れ込む。5この結果、チャージアンプのリセット回路に、漏れ電流の多い半導体式アナログスイッチは使用しにくいことが後述する比較実験で確かめられた。本発明の実施例と比較例につき、以下の実験を行った。条件は次によった。オペアンプ2の出力電圧を1Vであったと仮定し、a.オペアンプの入力バイアス電流が0.1pATypeb.積層セラミックコンデンサの絶縁抵抗が1,000MΩ以上c.リレーの接点間絶縁抵抗:1,000MΩ以上絶縁抵抗カタログ値よりを条件にし、オペアンプへと流れ込む流れ出る電流で比較した。比較としては、ドリフト値が低いことが評価されることから、下記A、B、C測定値を足し、時間当たりのオペアンプの出力に換算した。Aオペアンプの入力バイアス電流:pA標準値B積分コンデンサを通りオペアンプの-入力端に流れ込む電流pACリレーの接点間を通りオペアンプの-入力端に流れ混む電流pADABC=合計DEオペアンプの出力電圧1Vの変動mV/sec比較結果から本発明、特に、実施例2にあっては、極めてドリフト値が低く、使用したスイッチの性能によらない好結果が得られた。すなわち、スイッチとして半導体リレーPhotoMOSリレーを使用した比較としては、実施例2、実施例3での差異では12倍も実施例2が優れていたことが確認された。また、スイッチとして、電磁リレーと半導体リレーPhotoMOSリレーとの間でも約2倍も半導体リレーが優位と判断できた。この結果、前記した半導体リレーの特徴を生かすこととともに本発明の回路構成を選択することで極めて効果的なチャージアンプを提供できることが理解できよう。つぎに、図5を用いてチャージアンプに圧電型フォースセンサを接続した実施例2につきタイミングチャートを説明する。図5で、横軸は時間、縦軸は荷重、チャージアンプ1の出力につきリセット回路の働きを図示したものである。タイミングはT0からT4に至る動作として説明する。時間T0:チャージアンプ使用開始前の状態[1]チャージアンプ回路1に電源を入れる。リセットしていない場合には、通常、積分コンデンサ7に充電された電荷が残り、図の中段に示したチャージアンプ出力はドリフト等の出力が残っている状態が表れている。時間T1:チャージアンプのリセット時[2]リセット入力[D1]27入力端に電圧5Vを印加する。図5下段でD1入力端子28に電圧5Vを加えている様子がパルス電圧で表示されている。[3]同時にD1の出力端がLOWとなり、PhotoMOSリレースイッチ18、19の発光ダイオード24、25に動作LED電流を超え、スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19が閉になる。[4]チャージアンプ1の積分コンデンサ7に充電されていた電荷がスイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19を通ってゼロになり、チャージアンプ1の出力端子6の電圧もゼロにリセットされる。[5]同時にNOTゲート[D2]26の出力端がHIGHとなり、PhotoMOSリレー20の発光ダイオード21には流れない。この結果、動作LED電流を超えず、スイッチ[S3]20は[開]のままで、積分コンデンサ7の放電には影響しない。[6]リセット信号に示されているパルス幅間でリセット信号はLOW入力の電圧をゼロ0Vにするとなる。[7]NOTゲート[D1]27の出力はHIGHとなり、PhotoMOSリレー18、19の発光ダイオード24、25の電流が遮断され動作LED電流を超えない、スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19は[開]となり、チャージアンプ1が動作状態になる。[8]D2の出力はLOWとなり、PhotoMOSリレー20の発光ダイオード21に動作LED電流を超え、スイッチ[S3]20は閉となり、PhotoMOSリレー20の漏れ電流はスイッチ[S3]20を通り、接地点11へ流れて、チャージアンプ1の入力には影響しない。時間T2:チャージアンプ動作時における圧電型フォースセンサ荷重測定[9]図示しない圧電型フォースセンサに荷重[N]が加わる。[10]圧電型フォースセンサからの荷重[N]に相当する電荷信号がチャージアンプ1の入力端子[IN]12に入力され、チャージアンプ1の出力端子6に電圧が発生する。図5の上段にチャージアンプ出力端子6からフォースセンサ出力値、荷重波形として示されている。チャージアンプ1の出力端子6からは汎用の測定器手段で荷重による出力電圧を観測できる。この間に、圧電型フォースセンサに荷重[N]は変化していないにも拘わらず、T2からT3への時間の経過に伴い、チャージアンプ入力の入力バイアス電流、積分コンデンサ7の漏れ電流等によるドリフトによって、チャージアンプ1の出力端子6には荷重当初の電圧から変動している様子が図5の中段でドリフトとして示されている。時間T3:圧電型フォースセンサでの測定終了時[11]圧電型フォースセンサから荷重[N]を除去する。[12]チャージアンプ1の出力端子6には、荷重[N]に相当する分の出力だけ元に戻るが、ドリフト分図5中段のドリフトとして矢印幅に相当、圧電型フォースセンサから荷重を除去したときには、チャージアンプ1の出力として出力ゼロからのずれとして表示が残っている。これがオフセット電圧にもなってしまう。時間T4:チャージアンプの再リセット時[12]再度リセット信号でNOTゲート[D1]27の入力端をHIGHとする入力に5V電圧印加[13]NOTゲートD1の出力端はLOWとなり、PhotoMOSリレー18、19の発光ダイオード24、25の電流は動作LED電流を超え、スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19が閉となり、チャージアンプに残っていたドリフト分に相当する電荷がスイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19を通して放電され、チャージアンプ1の出力がゼロ0Vになる。[14]他方、NOTゲートD2の出力はHIGHとなり、PhotoMOSリレー20の発光ダイオード21への電流は遮断され動作LED電流を超えない、スイッチ[S3]20は[開]となる。[15]つぎにリセット信号28が[OFF]、すなわち、リセット信号28端子の電圧をゼロ0Vにする。[16]NOTゲートD1の出力端はHIGHとなり、PhotoMOSリレー18、19の発光ダイオード24、25の電流が遮断され動作LED電流を超えない、スイッチ[S1]18とスイッチ[S2]19は[開]となる。[17]NOTゲートD2の出力はLOWとなり、PhotoMOSリレー20の発光ダイオード21に電流が動作LED電流を超え、スイッチ[S3]20が閉となる。[18]これにより、チャージアンプ1が動作可能状態と復帰する。このように、再リセット手段を用いることでオフセット電圧をゼロに戻すことが可能となる。再リセットのタイミングとしては、再度のチャージアンプの使用開始時にあっては、図示しない使用開始時にリセット入力端子への入力例えば5Vプログラムを用意しておくことができる。"