入力された直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力側に直列に接続された第1のコンデンサと、前記第1のコンデンサに直列に接続された第1のインダクタと、前記第1のインバータに直列に接続されたトランスの1次側コイルと、で構成された共振回路と、前記トランスの2次側コイルに接続され、前記2次側コイルの出力交流電圧を直流電圧に変換し、前記直流電圧を出力直流電圧として負荷へ供給する平滑整流回路と、前記出力直流電圧に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する共振回路制御部と、を有するスイッチング電源装置において、前記第1のインダクタと並列に接続された第2のコンデンサを有すること、を特徴とするスイッチング電源装置。前記第2のコンデンサの静電容量は、前記一次側コイルから見た寄生静電容量と略同一であること、を特徴とするスイッチング電源装置。前記従来例におけるスイッチング電源装置は、安全性やコストの面からトランスには1次側、2次側分割型の結合度が低いトランスが使用されていた。1次側、2次側が分割されていると絶縁が簡単で、リーケージインダクタンスを共振用インダクタンスに利用できる。共振用にコイルを使用する場合でもトランスの1次側と2次側の結合はそれほど重要ではなかった。しかしながら、近年テレビの薄型化に伴い、金属シャーシと電源との隙間が狭くなっている。それに伴い、結合度の低いトランスの近くに金属板があると漏れ磁束によって金属板に渦電流が流れて発熱するため、結合度の高いトランスが必要であり、リーケージインダクタを利用できず、共振用のコイルを用いることになる。また、結合度の高いトランスの場合、その寄生容量が多くなってしまう。ここで、トランスの一次側コイルから見た寄生容量が多いと、共振用コイルと寄生容量により、トランスの一次側に入力されるパルスに過大なオーバーシュートが発生し、二次側へも伝えられる。電源の負荷が軽い場合は、出力電圧を一定にするために、スイッチング周波数が非常に高くなり、スイッチング素子の発熱が大きくなる。また、最大周波数を制限している場合は、実際に出力電圧が上昇し、それらの結果として、電源や負荷例えば、PDPが破壊される可能性があるという課題を有していた。そこで、本発明は、この課題を解決し、スイッチング電源に接続された電源や負荷が破壊される可能性を防止することを目的とする。そして、この目的を達成するために本発明は、入力された直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力側に直列に接続された第1のコンデンサと、前記第1のコンデンサに直列に接続された第1のインダクタと、前記第1のインダクタに直列に接続されたトランスの1次側コイルと、で構成された共振回路と、前記トランスの2次側コイルに接続され、前記2次側コイルの出力交流電圧を直流電圧に変換し、前記直流電圧を出力直流電圧として負荷へ供給する平滑整流回路と、前記出力直流電圧に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する共振回路制御部と、を有するスイッチング電源装置において、前記第1のインダクタと並列に接続された第2のコンデンサを有すること、を特徴とするスイッチング電源装置とした。これにより所期の目的を達成するものである。以上のように本発明は、入力された直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、前記スイッチング回路の出力側に直列に接続された第1のコンデンサと、前記第1のコンデンサに直列に接続された第1のインダクタと、前記第1のインダクタに直列に接続されたトランスの1次側コイルと、で構成された共振回路と、前記トランスの2次側コイルに接続され、前記2次側コイルの出力交流電圧を直流電圧に変換し、前記直流電圧を出力直流電圧として負荷へ供給する平滑整流回路と、前記出力直流電圧に応じて、前記スイッチング回路のスイッチング周波数を制御する共振回路制御部と、を有するスイッチング電源装置において、前記第1のインダクタと並列に接続された第2のコンデンサを有すること、を特徴とするスイッチング電源装置。としたので、スイッチング電源装置に接続された負荷が破壊される可能性を防止することができる。すなわち、本発明においては前記第1のインダクタと並列に接続された第2のコンデンサを有することによって、トランスの一次側コイルから見た寄生静電容量に起因する、そのトランスの一次側コイルに入力される入力電圧のオーバーシュートを抑制することができるので、出力電圧の上昇、スイッチング周波数の増加を抑え、その結果として、スイッチング電源装置や、それに接続された電源や負荷が破壊される可能性を防止することができるのである。以下に、本発明のセラミック基板の実施の形態を図面とともに詳細に説明する。実施の形態1まず、はじめに、本発明の実施1におけるスイッチング電源装置の構成に関して説明する。図1は、本発明の実施の形態1におけるスイッチング電源装置の回路図を示すものである。図1に示すように、スイッチング回路1は、直列接続されたMOS型トランジスタ2、及びMOS型トランジスタ3から構成される。この直列接続されたMOS型トランジスタ2、及びMOS型トランジスタ3は、直流電源4から入力された直流電圧を、各々のゲート図1中ではGの表記に入力されたスイッチング信号によって、ON/OFFされることによって、交流電圧に変換する。また、MOS型トランジスタ2とMOS型トランジスタ3の接続点Aすなわち、前記スイッチング回路1の出力側には、直列に接続された第1のコンデンサ5と、この第1のコンデンサ5に直列に接続された第1のインダクタ6と、この第1のインバータ6に直列に接続されたトランスTの1次側コイル7が接続されている。本実施形態においては、第1のコンデンサ5と、第1のインダクタ6と、トランスTの1次側コイル7とによって、共振回路8を構成している。また、図1に示すように、トランスTの2次側コイル9a、9bには、それぞれダイオード10a、ダイオード10bが接続されており、更に、ダイオード9aのカソードと、2次側コイル9aと9bの接続点Bとの間には平滑用コンデンサ11が接続されている本実施形態においては、ダイオード10aと、ダイオード10bと、平滑用コンデンサ11とで、平滑整流回路12を構成している。このダイオード10a、ダイオード10b、平滑用コンデンサ11によって、2次側コイル9a、9bの出力交流電圧を直流電圧に変換し、この直流電圧を出力直流電圧として負荷13へ供給する。また、図1に示すように、この出力直流電圧は、共振回路制御部14に入力される。この共振回路制御部14は、出力直流電圧の値によって、前述のMOS型トランジスタ2、及びMOS型トランジスタ3へのスイッチング信号の周波数を制御する。このように、本実施形態に置いては、共振回路制御部14にてスイッチング信号の周波数を制御することによって、出力直流電圧の値を制御している。また、図1に示すように、第1のインダクタ6に並列に、第2のコンデンサ15が接続されている。本実施形態にいては、この第2のコンデンサ15の静電容量は、前記1次側コイルにおける寄生静電容量とほぼ同じ値略同一の静電容量を有するものを用いた。以上のように、本実施形態においては、入力された直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路1と、スイッチング回路1の出力側に直列に接続された第1のコンデンサ5と、第1のコンデンサ5に直列に接続された第1のインダクタ6と、第1のインダクタ6に直列に接続されたトランスTの1次側コイル7と、で構成された共振回路8と、トランスTの2次側コイル9a、9bに接続され、2次側コイル9a、9bの出力交流電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を出力直流電圧として負荷へ供給する平滑整流回路12と、前記出力直流電圧に応じて、スイッチング回路1のスイッチング周波数を制御する共振回路制御部14と、を有するスイッチング電源装置において、第1のインダクタ6と並列に接続された第2のコンデンサ15を有すること、を特徴とするスイッチング電源装置としたので、スイッチング電源装置に接続された負荷13が破壊される可能性を防止することができる。すなわち、本実施形態においては、本実施形態においては、第1のインダクタ6と並列に接続された第2のコンデンサ15を有することによって、トランスTの一次側コイル7から見た寄生静電容量に起因する、そのトランスTの一次側コイル7に入力される入力電圧のオーバーシュートを防止することができるので、その結果として、スイッチング電源装置に接続された負荷13が破壊される可能性を防止することができるのである。