受信可能な周波数を割り出して、航法衛星からの衛星信号を捕捉する衛星信号受信機において、候補となる拡散コードを発生させるコード発生手段と、候補となる中心ローカル周波数を発生させるローカル周波数用キャリアNCOと、候補となるドップラー周波数を発生させるドップラー周波数用キャリアNCOと、前記ローカル周波数用キャリアNCOの出力と前記ドップラー周波数用キャリアNCOの出力を入力して3つ以上の候補ローカル周波数を生成する候補周波数加減算回路と、入力IF信号に対して前記コード発生手段からの拡散コードと前記候補周波数加減算回路からの複数の候補ローカル周波数との相関演算を行う相関手段と、を備え、前記候補周波数加減算回路は、前記ドップラー周波数用キャリアNCOの出力周波数を逓倍する周波数逓倍手段と、前記ローカル周波数用キャリアNCOの出力に対して、前記ドップラー周波数用キャリアNCOおよび前記周波数逓倍手段からの出力を加算または減算し、複数の候補周波数として出力する加減算手段と、を備えることを特徴とする衛星信号受信機。ところで、上記のような技術では、IQ相関値を1ms間積分し、その後、1msという低頻度で複数のドップラー周波数に対する周波数変換を行うため、数十Hz程度の狭い周波数範囲の探索には適している。しかしながら、周波数の探索範囲、つまりドップラー周波数が数百Hz以上の場合、1ms積算の間にIQ相関値ベクトル加算値が減少してしまうため、この技術は、比較的広い周波数範囲の探索には適さない。従って、比較的広い周波数範囲を探索するには、図3に示すように積分を行う前に周波数変換を行う必要がある。しかし、複数の候補ローカル周波数を発生させるには、候補ローカル周波数と同数のキャリアNCOが必要であり、回路規模の増加を招く。そこでこの発明は、回路規模の増加を抑えつつ、同時に複数の候補ローカル周波数を得ることができる、衛星信号受信機を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、この発明は、受信可能な周波数を割り出して、航法衛星からの衛星信号を捕捉する衛星信号受信機において、候補となる拡散コードを発生させるコード発生手段と、候補となる中心ローカル周波数を発生させるローカル周波数用キャリアNCOと、候補となるドップラー周波数を発生させるドップラー周波数用キャリアNCOと、前記ローカル周波数用キャリアNCOの出力と前記ドップラー周波数用キャリアNCOの出力を入力して3つ以上の候補ローカル周波数を生成する候補周波数加減算回路と、入力IF信号に対して前記コード発生手段からの拡散コードと前記候補周波数加減算回路からの複数の候補ローカル周波数との相関演算を行う相関手段と、を備え、前記候補周波数加減算回路は、前記ドップラー周波数用キャリアNCOの出力周波数を逓倍する周波数逓倍手段と、前記ローカル周波数用キャリアNCOの出力に対して、前記ドップラー周波数用キャリアNCOおよび前記周波数逓倍手段からの出力を加算または減算し、複数の候補周波数として出力する加減算手段と、を備えることを特徴とする。この発明によれば、ローカル周波数用キャリアNCOとドップラー周波数用キャリアNCOの出力が、候補周波数加減算回路に入力される。候補周波数加減算回路では、入力されたドップラー周波数用キャリアNCO出力の周波数が周波数逓倍手段によって逓倍され、加減算手段によって、ローカル周波数用キャリアNCO出力に対して、ドップラー周波数用キャリアNCOの出力および周波数逓倍手段の出力が加算または減算され、候補ローカル周波数として出力される。この候補ローカル周波数とコード発生手段による拡散コードとの相関演算が、相関手段によって行われる。中心ローカル周波数をF0、候補ドップラー周波数をfとして、F0、F0f、F0-f、F02f、およびF0-2fの5種類の候補ローカル周波数で同時に周波数変換する場合を考える。図3に示す従来技術で実現する場合、キャリアNCOを候補ローカル周波数と同数、すなわち5個実装する必要がある。ここで、NCONumericalControlledOscillator、数値制御発振器の一般的な構成を図5に示す。周波数設定値を、加算器151とレジスタ152で累積加算することにより実現される。例としてNCO精度が64ビット必要な場合、加算器151とレジスタ152はそれぞれ64ビットとなる。すなわち、64ビット精度のキャリアNCOを5個実装する場合の回路規模は、64ビットの加算器151と64ビットのレジスタ152がそれぞれ5個、となる。同じ例を本発明で実現すると、2つのキャリアNCO、すなわち中心ローカル周波数F0を発生するローカル周波数用キャリアNCOと、候補ドップラー周波数fを発生するドップラー周波数用キャリアNCO、および、候補周波数加減算回路を実装する。候補周波数加減算回路は、周波数逓倍手段と4個の加減算手段で実現される。周波数逓倍手段は、2N倍Nは自然数に限定すると、非常に小さい回路規模で実現できる。すなわち、この場合の回路規模は、64ビット加算手段が6つ、64ビットレジスタが2となり、従来技術と比較して64ビット加算手段が1個増えるが、64ビットレジスタは3個減るため、全体として従来技術と比較して少ない回路規模で実装が可能となる。以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。図1は、この発明の実施の形態に係る衛星信号受信機の相関演算回路を示す構成図である。この相関演算回路は、主として、コード発生器コード発生手段21と、ローカルキャリアNCOローカル周波数用キャリアNCO3と、ドップラーキャリアNCOドップラー周波数用キャリアNCO4と、候補周波数加減算回路5と、積分器相関手段80~84とを備えている。候補周波数加減算回路5は、周波数逓倍回路周波数逓倍手段51と加減算器加減算手段521~524とを備えている。コード発生器21は、候補となる拡散コード系列を発生させる発生器であり、コード発生器21からのコード系列のコード番号は、制御部従来の制御部120と同等であり、以下同様から設定され、コード位相は、制御部からの設定に基づいてコードNCO22から制御される。このコード発生器21からの拡散コード系列は、コード乗算器23に供給伝送され、コード乗算器23において、入力された受信信号IFと乗算され、その結果が、各乗算器相関手段70~74に供給されるようになっている。ローカルキャリアNCO3は、候補となる中心基準のローカル周波数F0の信号を出力する発振器であり、ローカルキャリアNCO3の周波数は、制御部によって設定される。そして、発生された中心ローカル周波数F0のNCO出力信号は、各加減算器521~524および第1の乗算器70に供給されるようになっている。ドップラーキャリアNCO4は、候補となるドップラー周波数fの信号を出力する発振器であり、ドップラーキャリアNCO4の周波数は、制御部によって設定される。そして、発生されたドップラー周波数fのNCO出力信号は、周波数逓倍回路51および第1の加減算器521、第2の加減算器522に供給されるようになっている。周波数逓倍回路51は、ドップラーキャリアNCO4が出力した候補ドップラー周波数fを逓倍する論理回路である。図6に示すように、NCO出力すなわち、NCOのレジスタ値のMSBは設定周波数の信号であり、MSBから2ビット目はその2倍の周波数、MSBから3ビット目はその4倍の周波数となる。このようにNCOでは、設定周波数の2N倍Nは自然数の逓倍波を容易に得ることができる。この実施の形態では、周波数逓倍回路51は入力周波数fを2倍にしているが、これは小さな回路規模で容易に実現できることが分かる。周波数逓倍回路51が出力する周波数2fの信号は、第3の加減算器523と第4の加減算器524とに供給される。加減算器521~524は、ローカルキャリアNCO3が出力する周波数F0の信号すなわちNCOレジスタ値、以下同様に対して、ドップラーキャリアNCO4が出力する周波数fの信号、および周波数逓倍回路51が出力する周波数2fの信号を加算または減算し、候補周波数として出力するものである。具体的に、第1の加減算器521は、ローカルキャリアNCO3の出力信号周波数F0にドップラーキャリアNCO4の出力信号周波数fを加算して、第2の候補ローカル周波数信号周波数F0fを第2の乗算器71に供給する。第2の加減算器522は、ローカルキャリアNCO3の出力信号周波数F0からドップラーキャリアNCO4の出力信号周波数fを減算して、第3の候補ローカル周波数信号周波数F0-fを第3の乗算器72に供給する。第3の加減算器523は、ローカルキャリアNCO3の出力信号周波数F0に周波数逓倍回路51の出力信号周波数2fを加算して、第4の候補ローカル周波数信号周波数F02fを第4の乗算器73に供給する。第4の加減算器524は、ローカルキャリアNCO3の出力信号周波数F0から周波数逓倍回路51の出力信号周波数2fを減算して、第5の候補ローカル周波数信号周波数F0-2fを第5の乗算器74に供給する。また、第1の乗算器70には、ローカルキャリアNCO3からの出力信号が、第1の候補ローカル周波数信号周波数F0として供給されるようになっている。ここで、2つのキャリアNCO出力を加算すると、各々の周波数の和の周波数の信号が得られることを、図7にて説明する。既に述べたように、NCOは設定周波数値を累積加算する回路である。設定周波数Aを累積加算した結果のレジスタ値と、設定周波数Bを累積加算した結果のレジスタ値を加算した結果は、設定周波数ABを累積加算した結果に等しい。すなわち、2つのキャリアNCO出力を加算すると、各々の周波数の和の周波数の信号を得ることができるものである。積分器80~84は、入力IF信号と、コード発生器21からの拡散コード系列、および加減算器521~524からの候補ローカル周波数との相関演算を所定時間行う演算器である。すなわち、コード乗算器23からの出力信号と各候補ローカル周波数とが、各乗算器70~74で乗算されて周波数変換され、その結果を積分器80~84で所定時間毎に積算することで、各候補周波数に対する相関積算IQベクトル加算値を算出するものである。これにより、コード乗算と周波数変換、すなわち相関演算が完了し、その結果を制御部に供給する。一方、相関結果であるI成分とQ成分とを受けた制御部は、この相関結果に基づいて、最適な周波数とコード位相とを算出し、コード発生器21、コードNCO22、ローカルキャリアNCO3およびドップラーキャリアNCO4に再設定することで、処理が継続されるものである。次に、このような構成の相関演算回路の作用などについて説明する。まず、衛星からの入力信号IFとコード発生器21からのコード位相とが、コード乗算器23によって乗算されて各乗算器70~74に供給される。一方、ローカルキャリアNCO3によって中心ローカル周波数F0の信号が発生されるとともに、ドップラーキャリアNCO4によってドップラー周波数fの信号が発生され、さらに、周波数逓倍回路5によってドップラー周波数fの2倍の周波数2fの信号が発生される。次に、各加減算器521~524において、上記のようにして、第2の候補ローカル周波数F0f、第3の候補ローカル周波数F0-f、第4の候補ローカル周波数F02fおよび第5の候補ローカル周波数F0-2fの信号が生成、出力される。続いて、第1の候補ローカル周波数F0を含む5つの候補ローカル周波数に対して同時に、各乗算器70~74において、コード乗算器23からの出力信号が乗算されて周波数変換され、その結果が積分器80~84で所定時間積算されて、相関積算値が算出される。このような相関積算値が制御部に供給され、制御部において最適な周波数とコード位相とが算出されて、各キャリアNCO3、4とコード発生器21に再設定されることで、処理が継続されるものである。以上のように、この衛星信号受信機および相関演算回路によれば、周波数変換した後に相関演算が行われ、しかも、5つの候補周波数に対して同時に相関演算が行われる。このため、比較的広い周波数範囲にわたって複数のドップラー周波数候補周波数に対する相関値を得ること、つまり、広い周波数範囲にわたって複数の周波数に対して受信可能か否かを割り出すことが可能となる。この結果、追尾中の小さなドップラー周波数の引き込みだけではなく、サーチ処理後の大きなドップラー周波数の引き込みにも適用することが可能となる。また、キャリアNCOは中心ローカル周波数用とドップラー用の2つだけ実装し、回路規模が小さい周波数逓倍回路51と加減算器521~524とを組み合わせるだけで、5つの候補周波数に対する相関値を得ることができる。つまり、回路規模の増加を抑えつつ、比較的広い周波数範囲にわたる複数のドップラー周波数候補周波数に対する相関値を得ることができる。しかも、複数のドップラー周波数に対する演算が同時に行われるため、周波数引き込みの処理時間を低減することできる。以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。例えば、上記のような相関演算回路は、サーチ部、追尾部のどちらに実装、適用してもよい。また、上記の周波数逓倍回路5では、ドップラー周波数fの2倍の周波数2fを生成しているが、同様の方法で2N倍Nは自然数の周波数信号を生成してもよい。さらに、ドップラーキャリアNCO4や周波数逓倍回路51を複数設けて、より多くのドップラー周波数f、候補ローカル周波数を同時に得るようにしてもよい。