電圧が入力される入力部と、前記入力された電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧された電圧の波形を正弦波に変換するインバータ回路と、前記昇圧回路及び前記インバータ回路を制御する制御部と、前記正弦波に変換された電圧を出力する出力部と、前記入力部に入力された電圧を検出する電圧検出部と、を備え、前記制御部は、前記電圧検出部により検出された電圧が昇圧禁止範囲内にある場合には前記昇圧動作を禁止することを特徴とする波形変換器。前記インバータ回路は、前記昇圧回路の出力電圧をパルス波に変換するインバータ部と、前記パルス波を正弦波に整形する整形部と、を備え、前記制御部は、前記電圧検出部により検出された電圧が昇圧禁止範囲内にある場合には前記昇圧回路を動作させることなく前記インバータ回路を動作させることを特徴とする請求項1に記載の波形変換器。前記制御部は、前記電圧検出部により検出された電圧が入力許容範囲から外れている場合には前記昇圧回路と前記インバータ回路の少なくとも一方の動作を禁止することを特徴とする請求項1又は2に記載の波形変換器。前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出部を更に備え、前記制御部は、前記電流検出部に流れる電流が所定値以上の場合に前記インバータ回路から出力される電圧が低下するように前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の波形変換器。前記出力部から出力される電圧の周波数を設定可能な周波数設定部を更に備え、前記制御部は、前記周波数設定部で設定された周波数の電圧が前記出力部から出力されるように前記インバータ回路を制御することを特徴とする請求項1から4のいずれか一項に記載の波形変換器。前記出力部から出力される電圧を設定可能な電圧設定部を更に備え、前記制御部は、前記電圧設定部で設定された電圧が前記出力部から出力されるように前記昇圧回路を制御することを特徴とする請求項1から5のいずれか一項に記載の波形変換器。前記入力部に入力された電圧の波形を判別する波形判別部と、前記入力部と前記出力部との間に接続され、オンオフ可能なバイパス回路と、を更に備え、前記制御部は、前記波形判別部によって検出された波形が正弦波であった場合には、前記バイパス回路をオンすることを特徴とする請求項1から6のいずれか一項に記載の波形変換器。前記制御部は、前記波形判別部によって検出された波形が正弦波であった場合には、少なくとも前記インバータ回路の動作を禁止することを特徴とする請求項7に記載の波形変換器。電動工具用電池パックが接続可能で該電池パックからの直流電圧を矩形波に変換し出力するインバータ装置と、該インバータ装置と接続される請求項1から8のいずれか一項に記載の波形変換器と、を備えたことを特徴とする電源装置。前記インバータ装置は、鉛蓄電池からの直流電圧を矩形波に変換して出力することを特徴とする請求項9に記載の電源装置。特許文献1に記載のインバータ装置は、交流電源で駆動する電動工具を接続することを想定している。一方で、電動工具には、正弦波の交流電圧でのみ駆動できる工具と、矩形波の交流電圧でも駆動できる工具とが存在する。一方、特許文献1のインバータ装置を精密機器の電源として用いることが考えられるが、精密機器は、矩形波電圧では正常に動作しない虞がある。そこで、インバータ装置の出力が矩形波電圧の場合にはインバータ装置と精密機器の間に波形変換器を接続し、矩形波電圧を正弦波電圧に変換することが必要となってくる。ところが、インバータ装置の出力が正弦波電圧の場合には波形変換器は必要ないが、その場合でも波形変換器を動作させていては電源となる蓄電池の電力を無駄に浪費してしまう。本発明は、波形変換器への入力が矩形波の交流電圧、或いは直流電圧の場合であっても正弦波の交流電圧を出力する波形変換器及びそれを備える電源装置を提供することを目的としている。特に、蓄電池の電力の浪費を抑制することのできる波形変換器及びそれを備える電源装置を提供することを目的としている。上記目的を達成するために、本発明は、電圧が入力される入力部と、前記入力された電圧を昇圧する昇圧回路と、前記昇圧された電圧の波形を正弦波に変換するインバータ回路と、前記昇圧回路及び前記インバータ回路を制御する制御部と、前記正弦波に変換された電圧を出力する出力部と、前記入力部に入力された電圧を検出する電圧検出部と、を備え、前記制御部は、前記電圧検出部により検出された電圧が昇圧禁止範囲内にある場合には前記昇圧動作を禁止することを特徴とする波形変換器を提供している。このような構成によれば、入力部に適正な電圧が入力されている場合には昇圧回路を動作させないので、無駄に昇圧回路を動作させて電力が浪費することを防止することができる。また、前記インバータ回路は、前記昇圧回路の出力電圧をパルス波に変換するインバータ部と、前記パルス波を正弦波に整形する整形部と、を備え、前記制御部は、前記電圧検出部により検出された電圧が昇圧禁止範囲内にある場合には前記昇圧回路を動作させることなく前記インバータ回路を動作させることが好ましい。また、前記制御部は、前記電圧検出部により検出された電圧が入力許容範囲から外れている場合には前記昇圧回路と前記インバータ回路の少なくとも一方の動作を禁止することが好ましい。このような構成によれば、入力部に適正な電圧が入力されていない場合には昇圧回路とインバータ回路の少なくとも一方を動作させないので、昇圧回路又はインバータ回路に含まれる素子が破損することを抑制することができる。また、本発明の波形変換器は、前記インバータ回路に流れる電流を検出する電流検出部を更に備え、前記制御部は、前記電流検出部に流れる電流が所定値以上の場合に前記インバータ回路から出力される電圧が低下するように前記インバータ回路を制御することが好ましい。このような構成によれば、インバータ回路に大きな電流が流れることが抑制されるので、インバータ回路を構成するFET等の素子が破損することを抑制することができる。また、本発明の波形変換器は、前記出力部から出力される電圧の周波数を設定可能な周波数設定部を更に備え、前記制御部は、前記周波数設定部で設定された周波数の電圧が前記出力部から出力されるように前記インバータ回路を制御することが好ましい。このような構成によれば、波形変換器から出力される電圧の周波数を変化させることができるので、例えば、商用電源の周波数が異なる関東と関西の両方で波形変換器を使用することが可能となる。また、本発明の波形変換器は、前記出力部から出力される電圧を設定可能な電圧設定部を更に備え、前記制御部は、前記電圧設定部で設定された電圧が前記出力部から出力されるように前記昇圧回路を制御することが好ましい。このような構成によれば、波形変換器から出力される電圧を変化させることができるので、例えば、商用電源の電圧が異なる海外でも使用することが可能となる。また、本発明の波形変換器は、前記入力部に入力された電圧の波形を判別する波形判別部と、前記入力部と前記出力部との間に接続され、オンオフ可能なバイパス回路と、を更に備え、前記制御部は、前記波形判別部によって検出された波形が正弦波であった場合には、前記バイパス回路をオンすることが好ましい。特に、前記制御部は、前記波形判別部によって検出された波形が正弦波であった場合には、少なくとも前記インバータ回路の動作を禁止することが好ましい。このような構成によれば、入力された電圧の波形が正弦波であった場合には、インバータ回路を動作させずに電力をバイパス回路に流すので、無駄にインバータ部を動作させて電力が浪費することを防止することができる。また、本発明は、電動工具用電池パックが接続可能で該電池パックからの直流電圧を矩形波に変換し出力するインバータ装置と、該インバータ装置と接続される波形変換器と、を備えたことを特徴とする電源装置を提供している。前記インバータ装置は、鉛蓄電池からの直流電圧を矩形波に変換して出力することが好ましい。本発明の波形変換器及び電源装置によれば、電力の浪費を抑制しながら常に正弦波電圧を出力することができる。図1乃至図7を用いて、本発明の第1の実施の形態による波形変換器である正弦波アダプタ1について説明する。図1は、本実施の形態による正弦波アダプタ1の使用形態を例示したものであり、図2は、各装置における電圧波形の変化を説明する図である。図1に示すように、正弦波アダプタ1は、入力端子Aを介してインバータ装置2に接続可能である。まず、インバータ装置2には、電池アダプタ4を介して電池3から直流電圧が供給される図1a、図2a。電池3としては、直流電圧で駆動する電動工具の電源となる電池パック例えば14.4Vのリチウム電池パック、自動車に搭載される鉛蓄電池例えば12Vである。なお、電池3は充放電状態や寿命等に応じてその電圧が変動する。インバータ装置2は、当該直流電圧を昇圧回路で約141Vの直流電圧に昇圧した上で図1b、図2b、インバータ回路によって矩形波電圧実効値でAC100Vに変換して出力する図1c、図2c。正弦波アダプタ1は、まず、入力端子Aに入力された当該矩形波電圧を整流回路で直流電圧に整流し図1d、図2d、昇圧回路で当該直流電圧を約141Vに変圧する図1e、図2e。なお、整流回路の出力はインバータ装置2の出力により変動し、負荷が大きい場合には出力が小さくなる。そして、正弦波アダプタ1は、変圧された直流電圧をインバータ回路でパルス波電圧に変換した後図1f、図2f、当該パルス波電圧を整形回路で正弦波電圧に変換する図1g、図2g。なお、インバータ回路はスイッチング周波数20kHzでスイッチングしている。当該正弦波電圧は、出力端子Bを介して精密機器等に出力可能である。ここで、電池3、インバータ装置2、正弦波アダプタ1により電源装置を構成する。次に、正弦波アダプタ1の回路構成について説明する。図3は、正弦波アダプタ1のブロック図であり、図4aは、正弦波アダプタ1の回路図である。図3及び図4aに示すように、正弦波アダプタ1は、整流回路11と、第1平滑コンデンサ12と、突入電流防止回路13と、電圧検出回路電圧検出部14と、補助電源15と、昇圧回路16と、第2平滑コンデンサ17と、インバータ回路18と、電流検出抵抗19と、ドライバIC20と、マイコン21と、周波数切替回路22と、表示部23と、ファン機構24と、を備えている。整流回路11及び第1平滑コンデンサ12は、インバータ装置2から入力された矩形波電圧を整流平滑し、図2c及びdに示すように、インバータ装置2から入力された電圧の最大値に相当する直流電圧を出力する。突入電流防止回路13は、電源投入時に正弦波アダプタ1内に大きな突入電流が流れることを防止するためのものであり、主に、FET131と、突入電流防止用抵抗132と、分圧抵抗133及び134と、を備えている。突入電流防止用抵抗132は、第1平滑コンデンサ12に大電流が流れない程度の抵抗値を有している。ここで、突入電流防止回路13を備えていない状態で最大電圧141Vの矩形波が正弦波アダプタ1に入力された場合を考える。この場合、例えば、パターン上のインピーダンスを1Ωとして計算すると、図4bに示すように、第1平滑コンデンサ12の存在により正弦波アダプタ1内には最大で141Aもの突入電流が流れることとなるため、正弦波アダプタ1内のFET等の素子を破損させる虞がある。しかしながら、本実施の形態では、第1平滑コンデンサ12と直列に突入電流防止用抵抗132が接続されており、また、突入電流防止用抵抗132にはFET131が並列に接続されている。FET131は、インバータ装置2の電源投入後正弦波アダプタ1の動作開始後、整流回路11及び第1平滑コンデンサ12から出力された電圧の分圧抵抗133及び134による分圧がFET131のゲート電圧まで上昇するまでオフしているため、FET131がオフしている間は、電流は第1平滑コンデンサ12から突入電流防止用抵抗132に流れることとなる。従って、この場合には、例えば、突入電流防止用抵抗132の抵抗値を100Ωとして計算すると、図4cに示すように、正弦波アダプタ1内に流れる突入電流は1.4A程度となるため、正弦波アダプタ1内のFET等の素子の破損を抑制することができる。一方、大きな突入電流が収まった後にも突入電流防止用抵抗132に電流を流し続けていては電力を浪費してしまうこととなる。そこで、本実施の形態では、大きな突入電流が収まった頃、すなわち、正弦波アダプタ1に入力される電圧がある程度上昇した頃にFET131がオンするように分圧抵抗133及び134の抵抗値が設定されている。このような構成により、FET131がオンした後は、電流は、第1平滑コンデンサ12からFET131に流れ、突入電流防止用抵抗132には流れなくなる。なお、FET131のオン抵抗は突入電流防止用抵抗132の抵抗値に対して極めて小さいためFET131による電力の浪費はほとんど生じない。また、インバータ装置2は、大きな電流が流れた場合に動作を停止する過電流防止機能を備えているため、正弦波アダプタ1側で大きな突入電流が発生した場合にも動作を停止してしまうこととなる。しかしながら、本実施の形態では、正弦波アダプタ1が突入電流防止回路13を備えているので、正弦波アダプタ1側で発生した突入電流によりインバータ装置2が動作を停止してしまうことが防止されている。電圧検出回路14は、直列に接続された電圧検出抵抗141及び142を備えており、整流回路11及び第1平滑コンデンサ12から出力された電圧すなわち第1平滑コンデンサ12の充電電圧の電圧検出抵抗141及び142による分圧電圧をマイコン21に出力する。補助電源15は、三端子レギュレータ151と、発振防止用コンデンサ152及び153と、を備えており、整流回路11及び第1平滑コンデンサ12から出力された電圧を所定の直流電圧例えば5Vに変換し、マイコン21等に駆動電圧として供給する。昇圧回路16は、コイル161と、FET162と、スイッチングIC163と、整流ダイオード164と、電圧検出抵抗165及び166と、を備えている。コイル161に蓄えられた電圧は、スイッチングIC163がFET162をオンオフさせることにより、パルス状に出力される。当該パルス状の電圧は、整流ダイオード164及び第2平滑コンデンサ17により整流平滑されて直流電圧として出力される。本実施の形態では、図2eに示すように、昇圧回路16及び第2平滑コンデンサ17からは141Vの直流電圧が出力される。電圧検出抵抗165及び166は第2平滑コンデンサ17の電圧を監視してスイッチングIC163にフィードバックする。スイッチングIC163は、第2平滑コンデンサ17の電圧が141VになるようにFET162をオンオフさせる。インバータ回路18は、インバータ部181と、フィルタ部整形回路182と、を備えている。インバータ部181は、4つのFET181a-181dを備えている。FET181aのドレインは、整流ダイオード164のカソードと接続され、FET181aのソースは、FET181bのドレインに接続されている。また、FET181cのドレインは、整流ダイオード164のカソードと接続され、FET181cのソースは、FET181dのドレインに接続されている。FET181a-181dのゲートには、FET181a-181dをオンオフさせるための第2のPWM信号がドライバIC20により入力され、FET181a-181dのオンオフにより、昇圧回路16及び第2平滑コンデンサ17から出力された直流電圧はパルス波電圧に変換される図2f。フィルタ部182は、コイル182a及び182bと、コンデンサ182cと、を備えており、コイル182aにはFET181aのソース及びFET181bのドレインが接続され、コイル182bにはFET181cのソース及びFET181dのドレインが接続されている。インバータ部181FET181a-181dから出力されたパルス波電圧は、フィルタ部182を介して正弦波電圧に変換整形される図2g。電流検出抵抗19は、FET181bのソース及びFET181dのソースと、GNDとの間に接続されており、電流検出抵抗19の高電圧側の端子はマイコン21と接続されている。このような構成により、電流検出抵抗19は、インバータ回路18正弦波アダプタ1に流れる電流を検出し、電圧としてマイコン21に出力する。マイコン21は、電圧検出回路14によって検出された電圧に基づき、スイッチングIC163のオンオフ制御を行う。所定の直流電圧本実施の形態では、141Vが昇圧回路16及び第2平滑コンデンサ17から出力されるように、すなわち第2平滑コンデンサ17の昇圧電圧が141VになるようにスイッチングIC163がFET162をPWM制御する。また、マイコン21は、実効値100Vのパルス波電圧がインバータ回路18から出力されるような第2のPWM信号をドライバIC20を介してFET181a-181dのゲートに出力する。本実施の形態では、マイコン21は、通常時には、FET181aとFET181d以降、第1のセットと、FET181bとFET181c以降、第2のセットとを、それぞれ1セットとして、第1のセットと第2のセットをデューティ比100で交互にオンオフさせるような第2のPWM信号を出力する。なお、各FETを20kHzのスイッチング周波数でオンオフさせるような第2のPWM信号を出力する。このとき後述する周波数切替回路22によって設定された出力周波数図2fでは50Hzで出力する。更に、本実施の形態によるマイコン21は、正弦波アダプタ1の動作開始時に、入力電圧監視、昇圧要否判別、及び、ソフトスタートを行う。入力電圧監視では、インバータ装置2から入力された矩形波電圧の最大値が第1範囲入力許容範囲、本実施の形態では、99V以上169V以下から外れている場合に、昇圧回路16及びインバータ回路18の動作を停止させる。これにより、正弦波アダプタ1内のFET等の素子の破損が抑制される。昇圧要否判別では、マイコン21は、矩形波電圧の最大値が第2範囲昇圧禁止範囲、本実施の形態では、127V以上141V以下に含まれている場合に、昇圧回路16の動作を停止させる。これにより、無駄に昇圧回路16を動作させて電力が浪費することが防止される。ソフトスタートでは、インバータ回路18の動作を開始させた直後から所定時間本実施の形態では、100μsに亘ってインバータ回路18に流れる電流が所定値本実施の形態では、10Aより大きかった場合に、第2のPWM信号のデューティを50に下げ、その後、2.5sかけてデューティを100に戻す。これにより、正弦波アダプタ1及びインバータ装置2内に大電流が流れることが抑制される。周波数切替回路22は、スイッチ221と、EEPROM222と、を備えている。ユーザは、スイッチ221を所定時間例えば、3秒間押下することにより、正弦波アダプタ1から出力される正弦波電圧の周波数を50Hzと60Hzとの間で切り替えることができる。詳細には、スイッチ221が押下されると周波数切替回路22からマイコン21にHIGHレベルの周波数切替信号が入力されるので、マイコン21は、正弦波アダプタ1から出力される正弦波電圧の周波数を切り替えるために、周波数切替信号に応じて第2のPWM信号を変化させる。EEPROM222は、マイコン21の動作停止時、すなわち、インバータ装置2からの電力の供給が停止された時の周波数を記憶しており、マイコン21は、次回の動作開始時に、EEPROM222に記憶された周波数に応じた第2のPWM信号を出力する。表示部23は、トランジスタ231と、LED232と、を備えており、マイコン21がLOW信号を出力することでトランジスタ231がオンしLED232が点灯又は点滅する。図4には図示していないが、実際には、トランジスタ231は、50Hz緑点灯用トランジスタと、50Hz赤点灯用トランジスタと、60Hz緑点灯用トランジスタと、60Hz赤点灯用トランジスタと、を備えており、LED232は、50Hz緑点灯用トランジスタと接続された50Hz緑LEDと、50Hz赤点灯用トランジスタと接続された50Hz赤LEDと、60Hz緑点灯用トランジスタと接続された60Hz緑LEDと、60Hz赤点灯用トランジスタと接続された60Hz赤LEDと、を備えており、マイコン21は、正弦波アダプタ1の状態に応じたLEDを点灯させるような信号を表示部23に出力する。詳細には、図5に示すように、周波数切替回路22で周波数が50Hzに設定されている場合には、50Hz緑LEDを点灯させ、60Hzに設定されている場合には、60Hz緑LEDを点灯させる。また、電流検出抵抗19によって検出された電流が4A以上の場合、設定されている周波数の赤LEDを点灯させ、5A以上の場合、設定されている周波数の赤LEDを点滅させる。また、図示していないが、FET162には、温度検出手段例えば、サーミスタが近接して配置されており、サーミスタにより検出された温度が100度以上であった場合、設定されている周波数の緑LEDを点滅させる。更に、周波数切替回路22において周波数が切り替えられた時、設定されている周波数の緑及び赤LEDを0.5秒周期で3秒間点滅させ、続いて、0.2秒周期で2秒間点滅させた後、緑LEDのみを点灯させる。なお、緑LEDと赤LEDの両方が点灯している場合には、橙色に点灯することとなる。ファン機構24は、主に、冷却ファン241と、トランジスタ242と、を備えており、マイコン21は、駆動電力が供給されるとトランジスタ242にオン信号HIGH信号を出力することにより、冷却ファン241を動作させる。ここで、図6のフローチャートを用いて、マイコン21による入力電圧監視、昇圧要否判別、及び、ソフトスタートについて説明する。図6のフローチャートは、正弦波アダプタ1が装着されたインバータ装置2の電源がオンされ、補助電源15からマイコン21に駆動電力が供給された時にスタートする。駆動電力が供給されると、まず、マイコン21は、電圧検出回路14によって検出された電圧に基づき、インバータ装置2から120Vより大きい電圧が0.5sに亘って入力されたか否かを判断するS1。120Vより大きい電圧が0.5sに亘って入力されていない場合にはS1:NO、昇圧回路16、冷却ファン241、及び、インバータ回路18を動作させないことによりS2-S4、正弦波アダプタ1から正弦波を出力させないようにするS5。これにより、低い電圧が正弦波アダプタ1に入力されて正弦波アダプタ1内のFET等の素子の破損が抑制される。一方、120Vより大きい電圧が0.5sに亘って入力されていた場合にはS1:YES、電圧検出回路14によって検出された電圧に基づき、入力電圧が99V以上169V以下の第1範囲に入っているか否かを判断するS6、S7。入力電圧が第1範囲に入っていなかった場合にはS6又はS7:YES、昇圧回路16、冷却ファン241、及び、インバータ回路18を動作させないことによりS2-S4、正弦波アダプタ1から正弦波を出力させないようにするS5。一方、入力電圧が第1範囲に入っていた場合にはS6及びS7:NO、入力電圧が127Vより大きく141Vより小さい第2範囲に入っているか否かを判断するS8、S9。入力電圧が第2範囲に入っていなかった場合にはS8又はS9:NO、昇圧回路16を動作させた後S10、冷却ファン241を動作させるS11。一方、入力電圧が第2範囲に入っていた場合にはS8及びS9:YES、昇圧回路16を動作させることなく、冷却ファン241を動作させるS11。この場合、整流回路11及び第1平滑コンデンサ12から出力された電圧がそのままインバータ回路18に入力されることとなる。なお、入力電圧が第2範囲に入った時間が所定時間例えば0.5秒以上継続した場合に第2範囲内と判断する。これは、入力電圧が過度的に増減する場合を考慮し、確実に実効値100Vの正弦波電圧が出力できるようにするためである。続いて、インバータ回路18の動作を開始させた後S12、電流検出抵抗19により検出された電流値に基づき、10Aより大きい電流が100μsに亘ってインバータ回路18に流れたか否かを判断するS13。10Aより大きい電流が100μsに亘ってインバータ回路18に流れていた場合にはS13:YES、ソフトスタートを行う。すなわち、一旦、第2のPWM信号のデューティを50に下げた後S14、図7に示すように、2.5s経過かけてデューティを100に戻すS15、S16。一方、10Aより大きい電流が100μsに亘ってインバータ回路18に流れていなかった場合にはS13:NO、そのまま、デューティ100で正弦波電圧を出力するS17。以上、説明したように、本実施の形態による正弦波アダプタ1では、入力された電圧の最大値が第2範囲本実施の形態では、127V以上141V以下に含まれている場合には昇圧回路16の動作を停止させるので、無駄に昇圧回路16を動作させて電力が浪費することが防止されている。一方で、入力された電圧の最大値が第2範囲本実施の形態では、127V以上141V以下に含まれていない場合には昇圧回路16を動作させるので、電池3の電圧が低下した等の理由により、インバータ装置2から141Vとは異なる最大値を有する矩形波電圧が出力された場合であっても、正弦波アダプタ1から実効値100Vの正弦波電圧を出力することができ、これにより、正弦波アダプタ1に接続された精密機器等に故障が生じることが抑制されている。また、入力された電圧の最大値が第1範囲本実施の形態では、99V以上169V以下から外れている場合には昇圧回路16及びインバータ回路18の動作を停止させるので、正弦波アダプタ1内のFET等の素子の破損が抑制されている。また、本実施の形態による正弦波アダプタ1は、周波数切替回路22を備えているので、例えば、商用電源の周波数が異なる関東と関西の両方で使用することができる。続いて、図8及び図9を用いて、本発明の第2の実施の形態による正弦波アダプタ200について説明する。本実施の形態による正弦波アダプタ200は、入力された波形が正弦波であった場合には、昇圧回路16及びインバータ回路18を動作させずにそのまま出力することを特徴としており、図8aに示すように、波形判別回路25と、バイパス回路26と、を備えている。波形判別回路25は、主に、整流ダイオード251と、分圧抵抗252及び253と、トランジスタ254と、を備えている。正弦波アダプタ200には、図9aに示す正弦波電圧及び矩形波電圧のいずれかが入力されるものとして説明すると、入力された電圧は、整流ダイオード251によって整流され、整流電圧の分圧抵抗252及び253による分圧がトランジスタ254のベースに入力される図9b。ベースに入力された分圧がトランジスタ254のオン電圧図9cの点線を超えている間、トランジスタ254はオンする。その結果、マイコン21には、トランジスタ254がオンしている間はLOWレベル信号、オフしている間はHIGHレベルの判別信号が入力される図9d。正弦波電圧と矩形波電圧とでは、T1HIGH信号時間と、T2HIGH信号時間LOW信号時間とが異なるので、マイコン21は、T1とT2とに基づき、正弦波アダプタ200に入力された電圧が正弦波であるか矩形波であるかを判別する。詳細には、マイコン21は、T1がT2の約半分である場合に正弦波アダプタ200に入力された電圧が矩形波であると判別し、T1がT2と比べて十分に小さい場合には、正弦波アダプタ200に入力された電圧が正弦波であると判別する。バイパス回路26は、リレー回路261と、トランジスタ262と、を備えている。リレー回路261は、主に、正弦波アダプタ200の入力端子Aと出力端子Bとの間に接続されたリレー261aと、リレー261aに近接して配置されたコイル261bと、を備えている。コイル261bの一端は電源と接続されており、他端は、トランジスタ262のコレクタと接続されている。マイコン21は、波形判別回路25からの判別信号に基づき、正弦波電圧が入力されていると判断した場合、トランジスタ262のベースにオン信号HIGH信号を出力する。これにより、トランジスタ262がオンしてコイル262bに流れることにより、リレー261aが閉じ、入力端子Aに入力された正弦波電圧が昇圧回路16及びインバータ回路18を介さずに出力端子Bから出力されることとなる。この動作を図8bのフローチャートを用いて説明する。駆動電力が供給されると、図8bに示すように、波形判別回路25及びマイコン21によって入力端子Aに入力された電圧が正弦波か矩形波かを判断するS50。矩形波の場合にはS50:YES、図示しない周波数切替回路図4aの周波数切替回路22によって設定されている周波数を判断しS51、設定周波数に応じてインバータ回路18の出力を設定するS52、S53。その後、バイパス回路26をオフしS54、バイパス回路26が確実にオフするまでの所定時間例えば5秒経過したらS55、昇圧回路16及びインバータ回路18を駆動させるS56。一方、入力電圧が正弦波の場合にはS50:NO、図8bに示す時間T2から周波数を判別するS57。周波数が50Hz或いは60Hzではない場合S57:NO、例えば入力された電圧の周波数は、1/T2の式により求められるので、算出された周波数が例えば55Hzだった場合には矩形波であると再判断してS51以降の処理を行う。周波数が50Hz或いは60Hzの場合にはS57:YES、昇圧回路16及びインバータ回路18を停止させS58、昇圧回路16及びインバータ回路18が確実に停止するまでの所定時間例えば5秒経過したらS59、バイパス回路26をオンさせるS60。以上、説明したように、本実施の形態による正弦波アダプタ200では、正弦波の電圧が入力されている場合には、昇圧回路16及びインバータ回路18を動作させずにそのまま出力するので、電力の浪費が抑制されている。なお、本実施の形態では正弦波電圧と矩形波電圧の判別としたが、それらに加えて直流電圧の判別を行うようにしてもよい。直流電圧の場合には矩形波電圧のフローと同様に動作すればよい。すなわち、正弦波アダプタ200は、入力電圧が矩形波電圧、直流電圧等、いかなる電圧波形であっても、常に正弦波が出力されるように構成されている。続いて、図10を用いて、本発明の第3の実施の形態による正弦波アダプタ300について説明する。本実施の形態による正弦波アダプタ300は、出力電圧を切り替え可能な点を特徴としており、図10に示すように、電圧切替用抵抗27と、電圧切替用FET28と、電圧切替回路29と、を備えている。電圧切替用抵抗27及び電圧切替用FET28は、直列に接続された状態で、昇圧回路16の電圧検出抵抗166に並列に接続されている。電圧切替回路29は、スイッチ291と、EEPROM292と、を備えている。ユーザは、スイッチ291を所定時間例えば、3秒間押下することにより正弦波アダプタ300から出力される正弦波電圧の実効値を100Vと230Vとの間で切り替えることができる。また、切り替えた設定した電圧をEEPROM292に記憶しておけば、正弦波アダプタ300への電力供給がなくなっても設定電圧を維持することができる。詳細には、スイッチ291が押下されると電圧切替回路29からマイコン21にHIGHレベルの電圧切替信号が入力されるので、マイコン21は、電圧切替信号に応じて電圧切替用FET28をオンさせる。電圧切替用FET28がオンすると、スイッチングIC163に入力される分圧が変化する。この分圧の変化が生じた時に、スイッチングIC163は、FET162のオンオフのデューティを変化させることにより、正弦波アダプタ300から出力される正弦波電圧の実効値を100Vと230Vとの間で切り替えることができる。なお、100Vと230V以外の電圧に切替えるようにしてもよい。この場合には、抵抗27とFET28と同様のセットを電圧検出抵抗166と並列に接続し、スイッチ291の押下時間に応じて所望の電圧に対応するFETをオンさせればよい。以上、説明したように、本実施の形態による正弦波アダプタ300では、出力電圧を変化させることができるので、例えば、商用電源の電圧が異なる海外で使用することが可能となる。続いて、図11を用いて、本発明の第4の実施の形態による正弦波アダプタ400について説明する。本実施の形態による正弦波アダプタ400では、過電流制御を行う。詳細には、図11に示すように、電流検出抵抗19によって検出された電流が所定値本実施の形態では、5Aより大きかった場合にS21:YES、マイコン21は、まず、第2のPWM信号のデューティを低下させるS22。そして、所定時間本実施の形態では、10s経過後S23:YESに、電流検出抵抗19によって検出された電流が所定以下まで低下していなかった場合にはS24:YES、インバータ回路18を停止させるような第2のPWM信号を出力するS25。以上、説明したように、本実施の形態による正弦波アダプタ400では、インバータ回路18に大きな電流が流れることが抑制されるので、インバータ回路18を構成するFET181a-181dが破損することが抑制されている。過電流によりインバータ回路18が停止した際には、図5に示すように設定周波数に対応する赤LEDを点滅させれば、過電流によって出力が停止したことを把握することができる。尚、本発明の電動工具は、上述した実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載した範囲で種々の変形や改良が可能である。例えば、図12に示すように、突入電流防止回路13の動作をマイコン21で制御してもよい。この場合、マイコン21は、電圧検出回路40によって入力電圧を監視し、図13に示すように、インバータ装置2から120Vより大きい電圧が0.5sに亘って入力されていた場合にS1:YES、FET131のゲートにオン信号を出力して突入電流防止回路13を動作させることとなるS1B。一方、120Vより小さい場合にはS1:NO、マイコン21はFET131のゲートにオフ信号を出力し突入電流防止回路13を停止する動作させない。なお、図4aの突入電流防止回路13の分圧抵抗133及び134を省略することができるためコストを抑えることができる。また、第3の実施の形態では、電圧切替用抵抗27及び電圧切替用FET28を備えずに、第2平滑コンデンサ17のフィードバック電圧の変化をスイッチングIC163が検知して昇圧電圧を切り替えてもよい。また、電圧切替信号が入力された場合にマイコン21が直接スイッチングIC163を制御してもよい。また、上記実施の形態では、第1範囲として99V以上169V以下、第2範囲として127V以上141V以下を用いたが、これらに限定されるものではない。また、図1及び図2では、電池アダプタ4を介してインバータ装置2に接続される電池3として、鉛蓄電池及びリチウムイオン電池を用いて説明したが、インバータ装置2には、種類が異なる電池、例えば、ニカド電池やニッケル水素電池が接続されてもよく、電池電圧が異なってもよい。また、上記実施の形態では、第1のPWM信号及び第2のPWM信号の両方によって正弦波アダプタからの出力を停止させたが、第2のPWM信号のみによって正弦波アダプタからの出力を停止させる構成であってもよい。また、昇圧回路16がトランスの場合には、第1のPWM信号のみによって正弦波アダプタからの出力を停止させてもよい。また、正弦波アダプタには、例えば、電池パックから直流電圧が直接供給されてもよく、この場合であっても、正弦波アダプタは、正弦波を出力することができる。