変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させることを特徴とする高周波増幅器。請求項1において、前記各ダイオードクランプ回路の前記各ダイオードは、対応する各段の前記直流電源と前記電源用トランジスタとを接続しており、最上段の前記クランプ回路は前記ダイオードがなく、最下位の前記クランプ回路の直流電源が、前記直流電源の直流的接地部分を有することを特徴とする高周波増幅器。請求項1において、前記ダイオードクランプ型可変電源回路と前記高周波増幅部の電源端子との間に設けられた比較器を有し、前記ダイオードクランプ型可変電源回路の出力を検出し所定の基準値と比較して前記制御信号発生回路にフィードバックさせることを特徴とする高周波増幅器。請求項1において、前記各ダイオードクランプ回路の直流電源が全て同一電圧値を持つことを特徴とする高周波増幅器。請求項1において、前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、前記複数の直流電源は、前記変調アナログ信号の瞬時電力の発生確率による発生頻度の高い瞬時電力値に対応したものであり、前記発生確率が大きい所では、前記直流電源の電圧値が細かく設定されていることを特徴とする高周波増幅器。請求項5において、前記各ダイオードクランプ回路の直流電源の一部または全てが異なる電圧値を持ち、前記複数の直流電源は、異なる通信方式の各々の瞬時最大電力またはピーク電力に対応したものであることを特徴とする高周波増幅器。請求項2において、前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならないことを特徴とする高周波増幅器。請求項1において、前記制御信号発生回路が、基準電圧または基準電流と前記包絡線信号との比較を行い、その差分をアナログ直流信号として出力伝達する比較器と、前記比較器の出力信号に基づき、前記複数のダイオードクランプ回路内の各トランジスタの各々を駆動するための前記制御信号を出力するトランジスタ駆動回路と、前記比較器と前記トランジスタ駆動回路とを直流的に分離独立させるアイソレーション回路とを有することを特徴とする高周波増幅器。変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、前記制御信号発生回路で生成される前記制御信号は、前記包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化するものであり、前記制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させるものであり、前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならないことを特徴とする高周波増幅器。請求項9において、前記制御信号発生回路が、基準電圧または基準電流と前記包絡線信号との比較を行い、その差分をアナログ直流信号として出力伝達する比較器と、前記比較器の出力信号に基づき、前記複数のダイオードクランプ回路内の各トランジスタの各々を駆動するための前記制御信号を出力するトランジスタ駆動回路と、前記比較器と前記トランジスタ駆動回路とを直流的に分離独立させるアイソレーション回路とを有することを特徴とする高周波増幅器。送信系として、変調アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器部と、ベースバンド回路とを備え、前記高周波増幅器部は、前記ベースバンド回路と共に半導体基板上にモノリシックで構成されており、前記高周波増幅器部は、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させることを特徴とする高周波モジュール。請求項11において、前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならないことを特徴とする高周波モジュール。請求項10において、前記制御信号発生回路が、基準電圧または基準電流と前記包絡線信号との比較を行う比較器と、前記比較器より出力される出力信号を複数で構成されるダイオードクランプ回路内トランジスタの各々を駆動するためのトランジスタ駆動回路と、前記比較器と前記トランジスタ駆動回路とを直流的に分離独立させるアイソレーション回路とを有することを特徴とする高周波モジュール。送信系として、入力された変調アナログ信号の増幅を行う高周波増幅器部と、ベースバンド回路とを備え、前記高周波増幅器部は、前記ベースバンド回路と共に半導体基板上にモノリシックで構成されており、前記高周波増幅器部は、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させることを特徴とする無線機。請求項14において、前記制御信号発生回路にて用いる関数が、発生する値の下限値に固定されたオフセット値を持ち、該下限値以下にならないことを特徴とする無線機。ET方式増幅器の効率Eは、可変電源部分の効率E1と、高周波増幅器部分での効率E2の積、E=E1×E2で表される。すなわち、ET方式では、高周波増幅器部分だけではなく可変電源部での効率が全体効率に大きく影響するため、ET方式の実現化のために、可変電源部の高効率化に向け研究が進められている。特許文献1では、出力側直流バイアス電圧を可変させる方法として、電圧可変型スイッチング電源に電流制御型可変抵抗トランジスタを直列に挿入することでET方式を実現している。しかし、低電圧動作時においては電流制御型可変抵抗が大きくなり且つ出力電流が増加した場合、この電流制御型可変抵抗部分での消費電力が大きくなり、純粋な高周波増幅器部分での効率は向上するものの、電源部分での消費電力が増加する。特許文献2に開示された高周波増幅器は、複数の電池が接続点で直列接続され最大耐圧Vdd、各接続点に各制御トランジスタが並列に接続された構成となっている。そのため、各制御トランジスタの耐圧が全て異なる。ここで全て同一の仕様の制御トランジスタを使用することは可能であるが最大耐圧Vddに合わせる必要がある。また、耐圧の大きい制御トランジスタでは、ON抵抗および入力容量が大きくなる為、高周波での動作が極めて困難となり、更に効率が低下する。一方、近年の無線規格としては、GSM方式、CDMA方式やOFDM方式などのデジタル変調方式が、3~4G携帯電話LTE、LET-AやWLAN、WiMAXなど、多くの移動体無線の端末及び基地局に採用されている。また、これらのデジタル変調方式では年を追う毎に扱う情報量が爆発的に増加しており、送信側で使用する電力増幅器には、極めて高い線形性が求められている。すなわち、従来のGMSK方式のようにFSK周波数変調方式、PSK位相変調方式をベースとする高周波信号の電力が時間的に変動しない方式と違い、CDMA方式やOFDM方式では、高周波信号の電力が時間的に変動し、ピーク値は平均値に比べてかなり大きいという特徴がある。ピーク電力値と平均電力値の差が大きいアナログ信号時間的にレベル変動するという意味においての増幅を行なう用途における増幅器には、小信号動作時から大信号動作時までの広い範囲にわたる入力信号に対して極めて高い線形性が求められる。この高線形を得るためには通常、出力バックオフを大きく取ることで実現しており、これによりピーク電力発生時においても信号復調エラーを少なくすることが可能である。しかし出力バックオフを大きく取ると高周波増幅器での効率低下高周波増幅器での消費電流の増加が起こる。これを解決するための方法の一つであるET方式では、包絡線に応じて出力側直流バイアス電圧を可変させることで、高周波増幅器で使用されている半導体素子で熱に変換されていた電力が削減され、効率が向上する。しかし、前記したように、ET方式増幅器の効率Eには、可変電源回路自身の効率も大きく影響し、この部分での高効率化が重要な課題となる。特許文献3に開示された電力増幅装置は、供給電圧選択部に入力されるV1~V4までの電圧中から1電圧を選択して、電力増幅器に供給される電源電圧をステップ状に切り替える方式である。すなわち、図22に示したように、電源切替スイッチSW1~SWnを入力信号の包絡線に応じてON、OFFすることにより、電力増幅器に供給される電源電圧を、Vdd/n、2×Vdd/n、―、のようにステップ状に切り替えるものである。この方式によれば、特許文献2の場合と同様に、各接続点に電源切替スイッチが並列に接続された構成となっている。そのため、各電源切替スイッチの耐圧が全て異なる。ここで、電源切替スイッチとして、例えば全て同一の仕様のトランジスタを使用することは可能であるが最大耐圧Vddに合わせる必要がある。また、耐圧の大きい電源切替スイッチでは、ON抵抗および入力容量が大きくなる為、高周波での動作が極めて困難となり、効率が低下する。さらに、図23に波線で示したように、供給電圧選択部からの電源電圧がステップ状の電圧波形となり、理想的電圧との間に差分を生ずる。理想的電圧までの差分は、供給電圧調整部において包絡線検出器からの信号を基に調整を行う必要があるが、それに伴う、給電圧選択部および供給電圧調整部における消費電力が、電源部全体の効率に大きく影響する。特許文献4、5に開示された電力増幅器も、ステップ状の電源電圧を供給するものであり、電源部分での消費電力が増加する。特許文献6~8に記載の電力増幅器も、電源部分での消費電力の増加に関する配慮はなされてない。本発明の解決すべき課題は、上記したように可変電源回路自身の効率を改善し、高周波増幅器全体での効率Eを向上させ、かつ、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性及び高効率を有する高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局移動体無線機を提供することにある。本発明の代表的なものの一例を示せば以下の通りである。本発明の高周波増幅器は、変調アナログ信号を増幅して出力する高周波増幅部を備えた高周波増幅器であって、前記変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段と、制御信号を生成する制御信号発生回路と、前記高周波増幅部の電源端子に接続され、該高周波増幅部の電源回路として機能するダイオードクランプ型可変電源回路とを備え、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードと電源用トランジスタとを含むダイオードクランプ回路を、複数備えており、前記各ダイオードクランプ回路は、各々、前記ダイオードを介して前記直流電源の電圧を出力する出力端子を有しており、前記ダイオードクランプ型可変電源回路は、前記クランプ回路を複数段積み上げた構造であり、前記複数の電源用トランジスタが前記電源端子に対して直列になるようにして、前記複数のダイオードクランプ回路が前記各出力端子を介して多段接続され、前記各電源用トランジスタに対応する前記各直流電源が直列に多段接続され、前記制御信号発生回路は、前記包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化する制御信号を生成すものであり、前記線形関数で変化する制御信号により前記各ダイオードクランプ回路の前記各電源用トランジスタを個別に制御することにより、前記高周波増幅部の電源電圧を、前記変調アナログ信号の大きさに応じて変化させることを特徴とする。本発明によれば、可変電源回路自身の効率を改善し、高周波増幅器全体での効率を向上させ、かつ、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性を維持する高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局移動体無線機を提供することができる。本発明の高周波増幅器は、高周波変調信号の入力端子及び出力端子と、変調信号を増幅するための半導体増幅素子を有した高周波増幅器と、入力される変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する回路と、検出された包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路電圧制御回路または電流制御回路と、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数組接続したダイオードクランプ型可変電源回路とを備えた高周波増幅器により達せられる。上記ダイオードクランプ型可変電源回路は、直流電源とダイオードとトランジスタで構成された単段のクランプ回路を複数縦に積み上げた構造であるが、最上段部分においては、逆流電流が発生しない為、必ずしもダイオードは必要ではなく、直流電源の直流的接地部分は、最下位部分の直流電源のみである。また、本発明の高周波増幅器における直流電源電圧値の設定は、各直流電源電圧値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値に設定する必要がある。直流電源の分割数に関しては、分割数の増加つまり各直流電源電圧値を小さくすることで、ダイオードクランプ型可変電源回路の効率向上が行える。更に各直流電源電圧値を小さくすることでダイオードクランプ型可変電源回路に使用されているダイオードやトランジスタのサイズを小型化可能となる。これにより、ダイオードやトランジスタの持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が少なくなる為、変調信号の包絡線の高周波数成分で減衰及び位相偏移が少なくなり、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。更に、各直流電源電圧値の総和が高周波増幅器の電源回路として瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値であれば、各直流電源電圧値は、必ずしも全て同一である必要はない。入力された変調信号波の瞬時電力の発生確率等による発生頻度の高い瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値の近傍を細分化しても良い。これにより様々な変調方式に最適化され電源効率を向上させることが可能となる。また、本発明の高周波増幅器における直流電源電圧値の設定は、各直流電源電圧値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できるように、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積で異なる値に設定する必要がある。且つ各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積で異なる平均出力電力値に最適化する必要がある。その為、高周波増幅器の電源回路である各直流電源電圧値の総和を変化させるための制御信号を、高周波増幅器の前段に構成されるベースバンド回路または、RFIC部から入手しても良い。これにより各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積に応じた各直流電源電圧値の総和を可変することでき、ダイオードクランプ型可変電源回路が効率向上し電源効率を向上させることが可能となる。なお、本発明の高周波増幅器における、ダイオードとトランジスタと直流電源とで構成されたダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路では、回路中で使用された各々のダイオードやトランジスタの最大定格電流値により最大電流値が決まる。そのため、高周波増幅器にて必要とされる電流値によりダイオードやトランジスタのサイズを選択しなければならない。しかし、ダイオードやトランジスタのサイズを大きくし最大定格電流値を上げた場合、各ダイオードやトランジスタが持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が増加する。そのため、用途によっては、変調信号の包絡線の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる。つまり大出力増幅器の場合大電流が流れるため大きいダイオードやトランジスタサイズのものを使用すると高速な包絡線に追従しない可能性がある。そこで、このような用途に対しては、寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が少ない小さいサイズのダイオードやトランジスタを使用して構成した複数のダイオードクランプ型可変電源回路を、直流出力端子部分で並列接続することにより、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。また、本発明の高周波増幅器のダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路に対して、その出力部に電圧比較器を挿入し、包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路電圧制御回路または電流制御回路にフィードバックすることもできる。これにより、直流電圧変動が小さく安定し且つ電源効率を向上させた、高周波増幅器の電源回路を提供することが可能となる。また、本発明の高周波増幅器において、変調アナログ信号の包絡線信号を取得する包絡線信号取得手段として、入力部に設けられる変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する検波回路に代えて、高周波増幅器の前段に構成されるベースバンド回路または、RFIC部から包絡線信号を取得することで、高周波部分の回路規模を増加させること無く電源効率を向上させることが可能となる。本発明による高周波増幅器、及びそれを用いた高周波モジュール並びに基地局無線機及び移動体無線機は、飽和増幅器を用いるGSM方式のみならず、高線形増幅器を用いるCDMA方式やOFDMOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing方式及びその拡張方式を採用した無線通信システムにも用いることができる。これにより、広いダイナミックレンジにおいて高周波増幅器及び高周波モジュール及びそれらを用いた基地局移動体無線機の高効率化に寄与する。以下本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。図1は、本発明の第1の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。高周波増幅器は、高周波増幅回路部100として、入力端子101から入力される変調信号を増幅し出力端子102に出力するための高周波増幅素子部高周波増幅用トランジスタ103と、この入力される変調信号の包絡線を検出し包絡線信号として出力する検波回路包絡線信号取得手段104と、チョークインダクタ107と、直流カットコンデンサ108とを備えている。高周波増幅器はさらに、検波回路104で検出された包絡線信号の大きさに基づいて制御信号電圧または電流を所定の関数で変化させることができる制御信号発生回路105と、ダイオードD1~n-1と電源用MOSトランジスタ1~nと直流電源Vdd/nとで構成されたダイオードクランプ回路を複数n-1段有するダイオードクランプ型可変電源回路106とを備えている。ダイオードクランプ回路の段数nは、用途に応じて適宜選定すればよく、例えば、5~10である。ダイオードクランプ型可変電源回路106は、各出力端子e1~enにおいて、各クランプ回路の電源用MOSトランジスタのソース、ドレインが、高周波増幅部103の電源端子に直列になるようにして接続されている。例えば、各電源用MOSトランジスタがチョークインダクタ107を介して、MOSトランジスタからなる高周波増幅部103の電源端子であるドレイン又はソース端に直列に接続され、高周波増幅部103の他方のソース又はドレイン端が接地されている。あるいは、高周波増幅部103がバイポーラトランジスタの場合、高周波増幅部103の電源端子コレクタに直列に接続され、他方の端子エミッタが接地されている。すなわち、各ダイオードクランプ回路の各電源用トランジスタは各出力端子をe1~en介して直列に多段接続されている。また、直列に多段接続された各電源用トランジスタに対応する各直流電源Vdd/nが直列に多段接続され、各ダイオードクランプ回路の各ダイオードは、対応する段の直流電源と電源用トランジスタとを接続している。例えば、最下段のダイオードクランプ回路は、一端が接地された第1の直流電源Vdd/nとダイオードD1と電源用MOSトランジスタ1とを含んでおり、クランプ回路の出力端子接続端子e2に電源用MOSトランジスタ1のソースとMOSトランジスタ2のドレインとが接続されている。また、各電源用MOSトランジスタのゲートには、制御信号発生回路105により発生された制御電圧Vg1~nまたは制御電流が印加される。直流電源の最大値は、n×Vdd/n、すなわちVddである。高周波増幅器は、高周波増幅器103に入力される変調信号Pinを検波回路104で検波し包絡線を検出し、この検波出力である包絡線信号を基に可変信号発生回路105でダイオードクランプ型可変電源回路106を制御し高周波増幅器103の出力側直流バイアス電圧を包絡線に応じて変化させる。本実施例の高周波増幅部103は、入力される変調波信号を増幅して出力する少なくとも1段以上の半導体増幅素子と、この半導体増幅素子に直流バイアスを加えるための各段入力側及び出力側バイアス回路とで構成されている。検波回路104で検出された包絡線信号の大きさに基づいてダイオードクランプ型可変電源回路106を動作させることにより、半導体増幅素子部103の出力側直流印加電圧を、包絡線信号の大きさに基づいて所定の関数で変化させることができる。本実施例では、最終段出力側バイアス回路であるチョークインダクタ107と直流カットコンデンサ108を高周波増幅部103の外部に配置しているが、これらに相当する機能を高周波増幅部103の内部に存在させても同様の動作をする。入力端子101から入力された変調波信号Pinは、高周波増幅部103にて増幅され最終段出力側バイアス回路を構成する直流カットコンデンサ108を通過し出力端子102から出力信号Poutとして出力される。一方、入力端子101から入力された変調波信号Pinは、検波回路104にて検波され包絡線成分のみとなり、制御信号発生回路105に入力される。制御信号発生回路電圧制御回路または電流制御回路105は、包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させた制御電圧Vg1~nを生成することができる。このようにして、高周波増幅素子部103の出力信号Poutを入力変調信号Pinのエンベロープ信号に応じ変化させる、ET方式が実現される。制御電圧Vg1~nは、ダイオードクランプ型可変電源回路106内のn-MOSFETであるMOS1~MOSnのゲート端子Vg1~Vgnn:プラスの整数に印加される。ダイオードクランプ型可変電源回路106内のダイオードD1~Dn-1は、各直流電源Vdd/nへの逆電流を防止する目的で設置されている。このダイオードD1~Dn-1はn-1個で構成しているがn個であっても問題ない。例えば、制御信号発生回路105は、検出された包絡線信号の大きさに基づいて制御信号を線形に変化させ、その制御信号により、ダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路を動作させることにより、半導体増幅素子の出力側直流印加電圧を包絡線信号の大きさに基づいて線形関数で変化させる。なお、包絡線信号に対し制御信号発生回路105で出力される信号は非線形関数でも線形関数でも動作可能である。いずれにしても、本高周波増幅器全体の高効率化には、最適な関数を予め求める必要がある。次に、図2A~2Cで、本実施例の高周波増幅部103の動作を、より詳細に説明する。図2Aは検波回路で検出された包絡線信号の一例を示している。図2Bは、図2Aの包絡線信号の瞬間電圧VpA、VpB、VpCに対する制御電圧Vg1~4の関係、換言すると、ダイオードクランプ型可変電源回路106内のMOS1~MOS4のゲート端子Vg1~Vg4とダイオードクランプ型可変電源回路106の出力である直流電源電圧Vdの関係の一例を示している。図2A、2Bに示したように、包絡線信号の大きさにより、包絡線信号レベルが小さい場合MOS1のみが動作し、包絡線信号レベルの増加に伴いMOS1MOS2が、さらにMOS1MOS2MOS3、更にはMOS1~MOS4が動作してゆき、各々、直流電圧出力VdA、VdB、VdCが得られる。直流電圧出力の最大時には、MOS1MOS2MOS3...MOSnが全て動作する。この時の、ダイオードクランプ型可変電源回路106の直流電圧出力Vdは、制御電圧Vgの大きさに基づいて、MOS1の動作状態では0~Vdd/n[V]の線形関数で変化する値を持ち、MOS1MOS2の動作状態ではVdd/n0~Vdd/n[V]、MOS1MOS2MOS3の動作状態では2Vdd/n0~Vdd/n[V]、最大時であるMOS1MOS2MOS3...MOSnの動作状態ではn-1Vdd/n0~Vdd/n[V]の電圧値を持つ。最大時Vddでも、出力バックオフより下側で動作させることで、極めて高い線形性が得られる。このようにして、制御電圧Vgの大きさに対応してVdA、VdB、VdCのように線形関数で変化する直流電圧値Vdが、最終段出力側バイアス回路に印加される。図2Cは、包絡線の瞬時電圧Vpと直流電圧値Vdの時間変化の関係を示している。本実施例によれば、可変電源回路の動作を高速の包絡線に追従させ、極めて高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することが可能となる。ここで、電源効率の向上について、図3~図5Bを用いて説明する。図3は、高周波増幅器における電源効率の関係を示している。既に述べたとおり、ET方式増幅器の効率Eallは、可変信号発生回路105と可変電源回路106を含めた直流電源回路部120の効率Edcと、高周波増幅部103を含む高周波増幅回路部100での効率Erfの積、Eall=Edc×Erfで表される。図4に、瞬時電圧と削減電力の時間的変化を示す。ET方式では、高周波増幅部103に印加する直流電源として可変電源回路106で制御された可変電源とすることで、固定電源よりも大幅に消費電力を削減できる。すなわち、出力側直流バイアス電圧を最大電圧固定とした場合に対し、ET方式では、包絡線に応じて出力側直流バイアス電圧を可変させるので、高周波増幅器で使用されている半導体素子で熱に変換されていた図中の斜線部分が削減され、効率が向上する。なお、図4は、直流電源回路部120の効率Edcが一定と仮定している。本発明の場合、ダイオードクランプ型可変電源回路を採用することで、直流電源回路部120の効率Edcが従来よりも一層改善される。図5Aは、包絡線検波信号出力と可変電源回路の抵抗値Rの関係を示している。本発明の場合は、実線で示したように、包絡線信号レベルが最小のとき初段のMOS1の抵抗値がR1であり、包絡線信号レベルの増大と共に抵抗値が減少し、初段のMOS1の導通状態では最小の抵抗値RON1となる。以下、同様に、MOS2、MOS3、...、MOSnの各抵抗値がR1とRON1の間で鋸歯状のように変化する。本発明のダイオードクランプ型可変電源回路では、複数の電源用MOSトランジスタ1~nが高周波増幅部103のドレイン端に直列接続され、各電源用MOSトランジスタのソース、ドレイン間には、最大でも、Vdd/nの電圧が印加される。一例として、Vddを100V、nを10とすると、各電源用MOSトランジスタの耐圧は10Vとなる。各段のダイオードクランプ回路の耐圧がVddよりも小さくてよいため、可変電源回路の抵抗値が小さくなる。そのため、最小の抵抗値RON1も小さくなる。このように、本発明の場合、電源用MOSトランジスタMOS1~nの耐圧を全て同一の小さな値にすることが可能であり、かつ、可変電源回路106を最小のVdd/nVで構成出来る。これにより耐圧小のトランジスタを使用可能となり、ON抵抗および入力容量を低く抑えられる為、高周波で動作可能で且つ高効率の高周波増幅器を実現できる。一方、従来例として特許文献2に記載の例に相当する、複数の電源用MOSトランジスタ1~nが高周波増幅部103のドレイン端に並列接続された場合を考える。この場合は、破線で示したように、各電源用MOSトランジスタのソース、ドレイン間には、Vddの電圧が印加される。一例として、Vddを100V、nを10とすると、各電源用MOSトランジスタの耐圧は100Vとなる。本発明の場合に比べて従来例では各電源用MOSトランジスタの耐圧が高くなるため、包絡線信号レベルが最小のとき初段のMOS1の抵抗値がR2、最小の抵抗値RON2も大きくなる。図5Bは、包絡線検波信号出力と可変電源回路の消費電力との関係を示している。本発明の場合、可変電源回路の抵抗値が従来例に比べて常に小さいため、その消費電力P1が従来例の消費電力P2よりも小さくなる。我々の研究によれば、図5Bに破線で示した従来例では、効率Edcの効率が80程度なのに対し、実線で示した本発明の例では効率Edcの効率が90程度に改善される。そのため、本発明によれば、Eall=Edc×Erfが、従来例に対して、10程度あるいはそれ以上、改善されるため、その分だけ、図4に示した削減電力の面積が従来例に対して大きくなる。このように、本発明によれば、広範囲の入力変調信号電力に対して、高い線形性を保ち、且つ、高効率を有する高周波増幅器を提供することができる。図6は、本発明の第2の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器は、第1の実施例と比較して、ダイオードクランプ型可変電源回路の構成が異なる。ダイオードクランプ型可変電源回路206は、ダイオードクランプ型可変電源回路206aと、ダイオードクランプ型可変電源回路206bと、ダイオードクランプ型可変電源回路206cとが並列接続点209でm個m:プラスの整数複数並列接続された構成となっている。並列接続点209で合成された制御電源可変電流は、チョークインダクタ107を介して高周波増幅部103に供給される。第1の実施例においては、ダイオードクランプ型可変電源回路106を構成しているn-MOSFETであるMOS1~MOSnの最大電流容量Imaxを増加させるためには、ダイオードD1~Dn-1とMOS1~MOSnのデバイスサイズを増加させなければならず、デバイスサイズ増加による各ダイオードやトランジスタが持つ寄生容量成分や寄生インダクタンス成分が増加し、変調信波の包絡線信号の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる可能性がある。これを防止するための手段として、第2の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路206を、最大電流容量の小さいダイオードやトランジスタで構成したダイオードクランプ型可変電源回路206a、206b、206cの並列接続構造とし、制御信号発生回路105の共通の制御電圧Vg1~nで各ダイオードクランプ型可変電源回路を制御する。ダイオードクランプ型可変電源回路206a、206b、206cの各出力の総和として並列接続点209で得られる総合最大電流容量Imax=I1I2Imで、高速の包絡線に追従させることができる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成、動作は第1の実施例と同じである。本実施例によれば、ダイオードクランプ回路を複数接続したダイオードクランプ型可変電源回路を複数個並列接続した構成としたことにより、半導体増幅素子に供給できる最大電流容量Imaxを増加させている。本実施例によれば、高周波増幅器において、広範囲の入力変調信号電力に対して高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能になると共に、変調信波の包絡線信号の高周波数成分で減衰及び位相偏移が起こる可能性を低減できる効果がある。図7は、本発明の第3の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器では、ダイオードクランプ型可変電源回路306とチョークインダクタ107との間に比較器309を設けている。比較器309では、ダイオードクランプ型可変電源回路306の出力電圧又は電流と、制御信号発生回路105で作られる基準電圧又は電流とを比較し、差分を制御信号発生回路105にフィードバックする。ダイオードクランプ型可変電源回路から出力される直流電圧を検出し制御信号発生回路電圧制御回路または電流制御回路にフィードバックさせることで、直流出力が安定化される。このように、制御信号に対応した安定した直流電圧又は電流出力を得ることができる。本実施例における高周波増幅器の他の構成や動作は第1、第2の実施例と同じである。本実施例によれば、高周波増幅器の動作を安定させ、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。図8は、本発明の第4の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、高周波増幅器を構成する高周波増幅用半導体増幅素子103、制御信号発生回路105、及びダイオードクランプ型可変電源回路106が、ベースバンド回路または、RFIC部409と共に、高周波モジュールとして、半導体基板400上にモノリシックで構成されている。401、409はベースバンド回路409の出力端子を示している。制御信号発生回路105は、入力される変調信号の平均電力の最大出力電力情報をベースバンド回路または、RFIC部409から受取り、その値によりダイオードクランプ型可変電源回路を構成する複数の直流電源を可変に制御する。すなわち、図1の検波回路104にて検波された包絡線成分の信号に代えて、同じ送信系400内で、かつ、高周波増幅器部103の前段に設置されるベースバンド回路または、RFIC部409から、制御信号発生回路105に入力される包絡線成分の信号を取得する。本実施例における高周波増幅器の他の構成、動作は、本発明の第1~第3の実施例と同様である。本実施例によれば、検波回路無しで包絡線成分の信号が得られ、制御信号発生回路105でこの包絡線信号の大きさに基づいて電圧または電流を所定の関数で変化させ、ダイオードクランプ型可変電源回路406を動作させることができる。そのため、高周波増幅器の電源効率を向上させることが可能となる。図9は、本発明の第5の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本発明の第1の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路106を構成する各直流電源値が等しいVdd/n[V]n:分割数で且つプラスの整数であり各直流電源の総和がVdd[V]であった。しかし、ダイオードクランプ型可変電源回路を構成する各直流電源Vdd1~Vddnでは、値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値であれば各直流電源電圧値は、必ずしも全て等値である必要はない。本実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路を構成する複数の直流電源を各種変調信号波の瞬時電力値の発生確率に応じて設定する。すなわち、第5の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路506を構成する各直流電源Vdd1~Vddnが異なり、かつ、これらの値の総和が瞬時最大電力またはピーク電力時に対応できる値になっている。各直流電源Vdd1~Vddnが異なるので、それに応じて、各ダイオードクランプ回路の構成部材の耐圧も異なり、可変信号発生回路105で生成される制御電圧Vg1~4の大きさも異なる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第1~第4の実施例と同様である。なお、第4の実施例のように、ダイオードクランプ型可変電源回路506を、同じ送信系内のベースバンド回路または、RFIC部と共に、高周波モジュールとして、半導体基板上にモノリシックで構成しても良い。また、高周波モジュールには、必要に応じて受信系図示略も含めても良い。前記の通り、CDMA方式やOFDM方式では、高周波信号の電力が時間的に変動し、ピーク値は平均値に比べてかなり大きいという特徴がある。特に、OFDM方式では、N個の異なる周波数の搬送波が多重化されており、かつ、各信号の周波数間隔は狭いため、多重化された信号のピーク電力値は、平均電力値の5~16倍7~12dBにも達する。従って、このようなピーク電力値と平均電力値の差が大きいアナログ信号時間的にレベル変動するという意味においての増幅を行なう用途における増幅器には、小信号動作時から大信号動作時までの広い範囲にわたる入力信号に対して極めて高い線形性が求められる。この高線形を得るためには通常、出力バックオフを大きく取ることで実現しており、これによりピーク電力発生時においても信号復調エラーを少なくすることが可能である。しかし出力バックオフを大きく取ると高周波増幅器での効率低下高周波増幅器での消費電流の増加が起こる。つまり、ピーク電力発生時に応じた出力バックオフを設定した場合、通常の殆どの動作は、ピーク電力より出力電力の低い部分中電力時での動作となり極めて効率が落ちる。また、出力電力が少ない場合においても発生確率が低下するものの発生確率和としてはピーク電力近傍の発生確率和に比べれば大きく増幅器効率低下の原因となる。先に述べたように、ET方式増幅器の効率Eは、可変電源回路106の効率E1と、高周波増幅器103での効率E2の積、E=E1×E2で表される。本実施例では、出力変調信号波の瞬時電力の発生確率を考慮したET方式を使用し、効率低下をより一層抑制できる。OFDMを例にとると、振幅にも情報を持つ変調波の場合、変調信号の瞬時的な出力電力の発生確率は、図10A、図10Bに示すような分布を示す。図10Aは、出力電力と発生確率の関係、図10Bは、検波回路出力電圧と直流電源電圧分割数の関係を示している。本実施例では、発生確率の高い出力電力の領域では電源の値の変化を細分化する。一例として、図10Aに矩形で表示した出力変調信号波の瞬時電力の発生確率による発生頻度の高い瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値の領域やその近傍を細分化するような、直流電源電圧の分布を設定する。例えば、Vdd1~Vddnまでの電圧の総和を50Vとし、発生頻度最大点での瞬時電力値に対応した出力側直流バイアス電圧値が30Vであった場合は、Vdd1=10V、Vdd2=10V、Vdd3=5V、Vdd4=2V、Vdd5=2V、Vdd6=1V、Vdd7=1V、Vdd8=2V、Vdd9=2V、Vdd10=5V、Vdd11=10Vのように分布させる。すなわち、図10Bでは、図10Aの矩形領域に対応する出力電力領域での直流電源電圧分割数が多くなっている。なお、直流電源Vdd1~Vddn間で値の差が大きくなると、当然、特定のMOSトランジスタに要求される耐圧が高くなる。しかし、発生確率も含めて可変電源回路の消費電力を考慮した場合、第1の実施例で述べた耐圧の小さいことによるEall=Edc×Erfの効果が損なわれることは無い。このように、ダイオードクランプ型可変電源回路506を構成することで、様々な変調方式に最適化され、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能な高周波増幅器、あるいは高周波モジュールを提供できる。次に、図11は、本発明の第6の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。また、図12は、一般的な変調信号の瞬時電力の発生確率が、セル面積により変化することを示す図である。本実施例では、高周波増幅器を構成する高周波増幅用半導体増幅素子103、制御信号発生回路105、及びダイオードクランプ型可変電源回路706が、同じ送信系内のベースバンド回路または、RFIC部409と共に、高周波モジュールとして、半導体基板上にモノリシックで構成されている。高周波モジュールには、必要に応じて受信系図示略も含めても良い。図12に示すように、高周波増幅器の用途によっては、瞬時最大電力またはピーク電力が、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積が変化するような場合もある。第1の実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路106を構成する各直流電源値が等しいVdd/n[V]n:分割数で且つプラスの整数であり各直流電源の総和がVdd[V]であった。これに対し、第6の実施例では、図12に示すような状況においても、最大電源効率を得ることを可能とする為、ダイオードクランプ型可変電源回路706を構成する各直流電源Vdd1~Vddn値の総和は、それら各種通信方式またはセル面積に応じた設定値にする。瞬時電力の発生確率での最高発生頻度となる瞬時電力値も、図12に示したように同様に変化する。その為、各種通信方式または、基地局のカバーするセル面積に対応する電圧可変信号Vxを高周波増幅器部103の前段に構成されるベースバンド回路または、RFIC部409から取得し、電圧可変信号入力端子410に入力し、Vdd1~Vddnの各々を同一係数Vxにて変化させる。すなわち、各直流電源を可変電圧方式とし、電圧値を、Vdd1×Vx~Vddn×Vxに制御する。なお、各直流電源Vdd1~Vddnが変化するので、それに応じて、各ダイオードクランプ回路の構成部材の耐圧はVxの最大値に対応する必要がある。直流電源の最大時Vddn×Vxdでも、出力バックオフより下側で動作させることで、極めて高い線形性が得られる。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第1~第5の実施例と同様である。図13は、各種通信方式毎の、高周波増幅器に対する入力電力と出力電力の関係を示している。フェムトセル、ピコセル、マクロセルの順に、セル面積が増大し、それに伴い、動作に必要な入力電力及び出力電力の範囲も拡大している。本実施例によれば、ベースバンド回路または、RFIC部から入手した通信方式の情報に基づいて直流電源を可変とすることで、瞬時電力値を各々の方式に適合させることができ、様々な種通信方式または、基地局のセル面積に最適化され、電源効率を向上させることが可能となる。図14は、本発明の第7の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、第1~6までのいずれかの実施例における、ダイオードクランプ型可変電源回路1406を構成するトランジスタをn-MOSFETのMOS1~MOSnを、バイポーラトランジスタBTr1~BTrnに置き換えたものである。本実施例のダイオードクランプ型可変電源回路では、複数の電源用バイポーラトランジスタBTr1~BTrnが高周波増幅部103の直量電源端子に直列接続され、各電源用バイポーラトランジスタBTr1~BTrnのコレクタ、エミッタ間には、最大でも、Vdd/nの電圧が印加される。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第1~第6の実施例と同様である。制御信号発生回路1405からは、包絡線信号の大きさに基づいた電流を所定の関数で変化させたものを各バイポーラトランジスタのベースIb1~Ibnに入力している。このように各段のクランプ回路で使用するトランジスタをバイポーラトランジスタで構成しても、第1~第6の実施例と同様、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。なお、第1~7の実施例における各ダイオードクランプ回路のトランジスタは、1個のトランジスタでも良く、あるいは、複数のトランジスタを直列接続、もしくは、並列接続して構成されていても良い。図15は、本発明の第8の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例では、ダイオードクランプ型可変電源回路1506において、ダイオードD1~n-1と電源用MOSトランジスタ1~nと直流電源Vdd/nとで構成された各ダイオードクランプ回路に、それぞれ、インピーダンスZを調整するための抵抗素子、容量素子、リアクタンス素子の少なくとも1つを接続する。そして、ダイオードクランプ回路の段n毎に、Zn=RnjXnを調整する。本実施例の高周波増幅器のその他の構成及び動作は、第1~第7の実施例と同様である。本実施例によれば、高周波増幅器の動作を安定させ、高い線形性を保ち、且つ、電源効率を向上させることが可能となる。本発明の第9の実施例は、第1~第8実施例に示した高周波増幅器、あるいは、第4~第6の実施例に示した高周波モジュールを送信系に用いた基地局無線機または移動体無線機である。本実施例によれば、上記各実施例の高周波増幅器が、送信系の高周波アナログ信号の増幅を行う増幅器として、飽和増幅器を用いるGSM方式のみならず、高線形増幅器を用いるCDMA方式やOFDMOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing方式及びその拡張方式を採用した無線通信システムにも対応可能である。すなわち、本実施例によれば、広いダイナミックレンジにおいて高周波増幅器及び高周波モジュール及びそれらを用いた基地局移動体無線機の高効率化に寄与することができる。図16Aは、本発明の第10の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅部103は、入力される変調波信号を増幅して出力する少なくとも1段以上の半導体増幅素子と半導体増幅素子に直流バイアスを加えるための各段入力側及び出力側バイアス回路で構成されている。入力端子101から入力された変調波信号Pinは、高周波増幅部103にて増幅され最終段出力側バイアス回路を構成する直流カットコンデンサ108を通過し出力端子102から出力信号Poutとして出力される。また一方、入力端子101から入力された変調波信号Pinは、検波回路104にて検波され包絡線成分のみとなり包絡線信号の大きさに基づいて制御電圧値Vgまたは電流値をある関数線形関数あるいは非線形関数で変化させることができるオフセット電圧電流制御回路2005に入力される。ダイオードクランプ型可変電源回路2006は、ダイオードD0~n-1と電源用MOSトランジスタ0~nと直流電源Vddとで構成された、ダイオードクランプ回路を複数n-1段有する。直流電源Vddは、この直流電源Vddの値をn分割したVdd0~Vddnで構成される。初段のダイオードクランプ回路は、ダイオードD0と電源用MOSトランジスタ0と直流電源Vdd0とで構成されている。電源用MOSトランジスタ0には、制御電圧値Vg0が印加される。オフセット電圧電流制御回路2005にて発生する制御電圧値Vg1~Vgnは、包絡線信号に対して例えば線形関数で変化する。また、このオフセット電圧電流制御回路2005にて発生する制御電圧値Vgまたは電流値は、通信方式により異なる固定された下限値Vg0をオフセットで持つため、その固定されたオフセット値Vg0より低い値とはならない。図16Bは、第10の実施例における制御信号Vgと直流電源電圧Vddの関係を示す図である。初段のMOSトランジスタ0のみの動作範囲に相当する領域では、オフセット値Vg0に対応する直流電圧値が、MOSトランジスタ0を常にON状態可能なVdd0の一定値となる。すなわち、ダイオードクランプ型可変電源回路2006の直流電圧出力Vdは、制御電圧Vgの大きさに基づいて、MOS0の動作状態ではVdd0のフラットな特性、MOS1~MOSnの動作状態では制御電圧Vgの大きさに対応して線形関数で変化する電圧値を持つ。このように、制御電圧のオフセット値Vg0がダイオードクランプ型可変電源回路2006中の初段のMOS0を常にON状態可能な電圧値と同等であれば、常に最低電圧値Vdd0の電圧がチョークインダクタ107を通じ高周波増幅部103に印加される。また、本実施例では、最終段出力側バイアス回路であるチョークインダクタ107と直流カットコンデンサ108を高周波増幅部103の外部に配置しているがこれは高周波増幅部103内部に存在しても同様の動作をする。なお、初段及び最終段のMOSトランジスタは、その使用頻度が小さいので、図16Bに示したように、中間の領域のMOSトランジスタに対して、例えば2倍あるいはそれ以上の広い領域を分担している。この点について、以下詳細に説明する。次に、第10の実施例になる高周波増幅器の作用効果について、説明する。図17は、高周波増幅器に入力される一般的な変調信号の瞬時電力の発生確率を示す図である。横軸は瞬時電圧値、縦軸はその発生確率を示している。図18は、オフセット値の有無時の直流電源の出力電圧波形を示す図である。図18に示すように、オフセット値有では、下限値Vdd0で一定値を持つ出力電圧波形であることが分かる。この様な場合には、常に高周波増幅部103に一定電圧が印加される為、電源効率および増幅器全体効率の低下が心配される。しかし、図17に示すような瞬時電圧値の発生確率を持つ変調波が入力された場合を考えれば、Vdd0以下の発生確率は極めて低く発生確率全体からすれば5~10程度も無い。そのため、この部分で効率の低下が起きたとしても一定時間内での高周波増幅部103の全体の効率低下は極めて低い。同様に、図17での瞬時電圧値の高電圧部、すなわち最上段の電源Vdd0-Vddnの領域、においても最大電圧Vddあるいはその近傍の高電圧の発生確率は極めて低い為、最上段の電源電圧Vddnの値分担する領域を大きくすることが可能となる。初段及び最終段のMOSトランジスタの分担領域を広くすることで、ダイオードクランプ型可変電源回路2006を構成するMOSトランジスタの総数、ひいては、ダイオードクランプ回路の総数を少なくしてコストの低減を図ることができる。一方、瞬時電圧値の発生確率の高い中間の領域では、MOSトランジスタの分担領域を周辺の領域に比べて相対的に狭くすることで、高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させることが可能となる。すなわち、下位電位にオフセットを持たせ、かつ、最終段の電源の分担範囲を広くすることで、中間領域では耐圧の小さいMOSトランジスタを使用可能となる。中間領域のMOSトランジスタのON抵抗および入力容量を低く抑えられる為、高周波で動作可能で且つ高効率の高周波増幅器を実現できる。このようにして、全体として、低コストでかつ高速の包絡線に追従し、且つ電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することができる。なお、上記したオフセット値がダイオードクランプ型可変電源回路2006中のMOS0を常にON状態可能な電圧値と同等であればMOS0を取除くことも可能である。これにより、高周波増幅器のコストの低減を図ることができる。図19A、図19Bで、本発明の第11の実施例を説明する。図19Aに、本発明の第11の実施例になる比較型電圧電流制御回路の構成を示す。今まで述べた各実施例の電圧電流制御回路では、入力された包絡線信号に対しアナログ的関数を用いて電圧または電流値を出力していた。これに対し、本実施例の比較型電圧電流制御回路2300では、包絡線信号2301と基準電圧基準電流2302とを比較器2303によって比較し、基準電圧または基準電流以上になった場合に、その差分をアナログ直流信号として出力伝達する。通常、この比較器2303内には、出力する端子数個分の比較器を持っており、且つ基準電圧基準電流2302では出力する端子数個分の基準電圧または基準電流を持つ。つまり19Aの例であれば、基準電圧基準電流2302内には、n個の基準電圧または基準電流値を持ち、比較器2303内にはn個の比較器を持つことになる。ここで比較器2303から出力されたn個の差分信号はトランジスタ駆動回路2305と比較器2303での互いが持つ直流電位分を分離するためにアイソレーション回路2304を有する。このアイソレーション回路2304は、比較器2303から出された差分のアナログ直流信号のみを伝達し、直流電位は伝達しない。例を上げれば、このアイソレーション回路23041~nは、フォトカプラ、デジタルアイソレータ等を用いれば実現できる。このようにして、ダイオードクランプ型可変電源回路23061~nが持つ各トランジスタを駆動させるための信号を、トランジスタ駆動回路23051~nで発生し、トランジスタ駆動信号出力端子Vg1~nから出力することが可能となる。図19Bに、第11の実施例における制御信号と直流電源電圧の関係の一例を示す。図19Bの例は、ダイオードクランプ型可変電源回路2306が、第10の実施例のダイオードクランプ型可変電源回路2006の構成と同様な構成を有している。一例として、初段の電源の電圧Vdd0が20V、最終段の電源電圧Vddnが10V、中間の各電源の電圧値Vdd2~Vdd4が5Vとなっている。また、使用頻度が小さい初段及び最終段のMOSトランジスタの分担領域を広くしており、初段のMOSトランジスタFET1の基準電圧は25V、最終段のMOSトランジスタFET5の基準電圧は50Vである。一方、中間の領域のMOSトランジスタFET2~4は、5V間隔で増加する基準電圧が設定されている。比較型電圧電流制御回路2300において、包絡線信号2301が各MOSトランジスタFET1~5の基準電圧25V、30V、35V、40V、50Vを超えた場合に、各々の基準電圧と包絡線信号の電圧との差分信号に応じたゲート信号Vddが、各々出力される。図20は、本発明の第12の実施例になる高周波増幅器の構成を示す図である。本実施例の高周波増幅器では、第1の実施例の制御信号発生回路105に代えて、図19の比較型電圧電流制御回路2300を採用したものである。包絡線信号と基準電圧基準電流2402とを比較型電圧電流制御回路2400の比較器によって比較し、差分のアナログ直流信号のみをダイオードクランプ型可変電源回路2406に伝達し高周波増幅器103の電源電圧をコントロールするものである。これにより、全体として、低コストでかつ高速の包絡線に追従し且つ電源効率を向上させた高周波増幅器を提供することができる。なお、図19Aに示した比較型電圧電流制御回路を、既に述べた他の実施例の電圧電流制御回路に置き換えて、実施しても、同様な効果がある。