"三相の電機子巻線を有するステータおよび磁極対を有するロータを備えるセンサレスブラシレスモータの前記電機子巻線の三相の端子に電源電圧を供給する電源回路と、前記電源回路から前記電源電圧が供給されない非通電時間帯に前記端子に誘起される誘起電圧を検知し、前記誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位置を検出する位置検出回路と、前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づいて、前記電源電圧を供給する通電時間帯のタイミングを制御する通電制御信号を設定して前記電源回路に送出する電源制御回路と、を備えるセンサレスブラシレスモータの駆動装置であって、前記位置検出回路は、三相の各前記誘起電圧をそれぞれ入力とし、前記電源制御回路からの制御に従っていずれか一相の誘起電圧を選択して出力する切り替えスイッチと、前記いずれか一相の誘起電圧を入力とし、所定の基準電圧と大小比較して比較結果を出力する比較器と、前記比較器の前記比較結果を入力とし、前記比較結果の変化タイミングを以って前記ロータの基準回転位置を検出する位置検出部と、を有することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。請求項1において、前記三相の電機子巻線は△結線とされ、前記位置検出回路の前記比較器の前記基準電圧は、前記電源電圧の中間レベル値とされていることを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。請求項1において、前記三相の電機子巻線はY結線とされ、前記位置検出回路の前記比較器の前記基準電圧は、前記Y結線の中性点電圧とされていることを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。請求項1~3のいずれか一項において、前記電源回路は、パルス幅変調方式により前記電源電圧のデューティ比を可変とするインバータ回路を含むことを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。請求項1~4のいずれか一項において、前記電源制御回路は、前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づくとともに、前記電源回路および前記位置検出回路における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮して前記通電制御信号を設定するものであり、さらに、前記電源制御回路は、少なくとも一相の端子における前記非通電時間帯の始点から前記誘起電圧が増加して前記電源電圧の中間レベル値に達するまでの立上り前期時間および前記誘起電圧が前記中間レベル値に達してから前記非通電時間帯の終点までの立上り後期時間のセット、ならびに前記少なくとも一相の端子における前記非通電時間帯の始点から前記誘起電圧が減少して前記電源電圧の中間レベル値に達するまでの立下り前期時間および前記誘起電圧が前記中間レベル値に達してから前記非通電時間帯の終点までの立下り後期時間のセットのうち少なくとも一方のセットを検知する時間検知部と、前記立上り前期時間と前記立上り後期時間との大小関係、ならびに前記立下り前期時間と前記立下り後期時間との大小関係のうち少なくとも一方の大小関係を判定する進み角判定部と、前記少なくとも一相の前記少なくとも一方の大小関係の判定結果に基づいて前記進み角を加減調整する進み角調整部と、を有することを特徴とするセンサレスブラシレスモータの駆動装置。ところで、特許文献1を始めとする三相合成方式の位置検出回路では、Y結線中性点に通電相の電源電圧の影響が重畳するので、検知される誘起電圧が三相独立方式の1/3になり、回転位置の検出精度が低下する問題点がある。特に、ロータの回転速度が遅い低回転時には、電機子巻線に鎖交する磁束の変化が緩慢になるので、誘起電圧が減少して位置検出が困難になることが知られている。一方、特許文献2を始めとする三相独立方式の位置検出回路では、誘起電圧が大きい点は好ましいが、比較手段を始めとする位置検出回路を三相に対してそれぞれ独立して設けるので、三相合成方式よりもコストが増大する問題点がある。本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、三相独立方式により誘起電圧を減少させることなく検知し回転位置を高精度に検出して低回転駆動を可能にし、かつコストの増加を抑制したセンサレスブラシレスモータの駆動装置を提供することを解決すべき課題とする。上記課題を解決する請求項1に係るセンサレスブラシレスモータの駆動装置の発明は、三相の電機子巻線を有するステータおよび磁極対を有するロータを備えるセンサレスブラシレスモータの前記電機子巻線の三相の端子に電源電圧を供給する電源回路と、前記電源回路から前記電源電圧が供給されない非通電時間帯に前記端子に誘起される誘起電圧を検知し、前記誘起電圧に基づいて前記ロータの回転位置を検出する位置検出回路と、前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づいて、前記電源電圧を供給する通電時間帯のタイミングを制御する通電制御信号を設定して前記電源回路に送出する電源制御回路と、を備えるセンサレスブラシレスモータの駆動装置であって、前記位置検出回路は、三相の各前記誘起電圧をそれぞれ入力とし、前記電源制御回路からの制御に従っていずれか一相の誘起電圧を選択して出力する切り替えスイッチと、前記いずれか一相の誘起電圧を入力とし、所定の基準電圧と大小比較して比較結果を出力する比較器と、前記比較器の前記比較結果を入力とし、前記比較結果の変化タイミングを以って前記ロータの基準回転位置を検出する位置検出部と、を有することを特徴とする。請求項2に係る発明は、請求項1において、前記三相の電機子巻線は△結線とされ、前記位置検出回路の前記比較器の前記基準電圧は、前記電源電圧の中間レベル値とされていることを特徴とする。請求項3に係る発明は、請求項1において、前記三相の電機子巻線はY結線とされ、前記位置検出回路の前記比較器の前記基準電圧は、前記Y結線の中性点電圧とされていることを特徴とする。請求項4に係る発明は、請求項1~3のいずれか一項において、前記電源回路は、パルス幅変調方式により前記電源電圧のデューティ比を可変とするインバータ回路を含むことを特徴とする。請求項5に係る発明は、請求項1~4のいずれか一項において、前記電源制御回路は、前記位置検出回路で検出した前記ロータの前記回転位置に基づくとともに、前記電源回路および前記位置検出回路における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮して前記通電制御信号を設定するものであり、さらに、前記電源制御回路は、少なくとも一相の端子における前記非通電時間帯の始点から前記誘起電圧が増加して前記電源電圧の中間レベル値に達するまでの立上り前期時間および前記誘起電圧が前記中間レベル値に達してから前記非通電時間帯の終点までの立上り後期時間のセット、ならびに前記少なくとも一相の端子における前記非通電時間帯の始点から前記誘起電圧が減少して前記電源電圧の中間レベル値に達するまでの立下り前期時間および前記誘起電圧が前記中間レベル値に達してから前記非通電時間帯の終点までの立下り後期時間のセットのうち少なくとも一方のセットを検知する時間検知部と、前記立上り前期時間と前記立上り後期時間との大小関係、ならびに前記立下り前期時間と前記立下り後期時間との大小関係のうち少なくとも一方の大小関係を判定する進み角判定部と、前記少なくとも一相の前記少なくとも一方の大小関係の判定結果に基づいて前記進み角を加減調整する進み角調整部と、を有することを特徴とする。請求項1に係るセンサレスブラシレスモータの駆動装置の発明は、電源回路と位置検出回路と電源制御回路とを備え、位置検出回路は、三相の誘起電圧のいずれか一相を選択して出力する切り替えスイッチと、いずれか一相の誘起電圧を所定の基準電圧と大小比較して比較結果を出力する比較器と、比較結果の変化タイミングを以ってロータの基準回転位置を検出する位置検出部と、を有している。このため、切り替えスイッチで選択する各相の誘起電圧は三相独立方式と同じ大きさになり、回転位置を高精度に検出できて、低回転駆動が可能になる。また、従来の三相独立方式と異なり、比較器が1個で済むのでコストの増加を抑制できる。請求項2に係る発明では、三相の電機子巻線は△結線とされ、位置検出回路の比較器の基準電圧は電源電圧の中間レベル値とされている。△結線の電機子巻線に対しては、電源電圧の中間レベル値を比較器の基準電圧とすることで、ロータの基準回転位置を検出することができる。請求項3に係る発明では、三相の電機子巻線はY結線とされ、位置検出回路の比較器の基準電圧はY結線の中性点電圧とされている。Y結線の電機子巻線に対しては、中性点電圧を比較器の基準電圧とすることで、ロータの基準回転位置を検出することができる。請求項4に係る発明では、電源回路は、パルス幅変調方式により電源電圧のデューティ比を可変とするインバータ回路を含んでいる。本発明は、パルス幅変調方式のインバータ回路と組み合わせて実施することができ、請求項1と同じ効果が生じる。請求項5に係る発明では、電源制御回路は、電源回路および位置検出回路における伝達遅延時間を補償する進み角を考慮して通電制御信号を設定するものであり、時間検知部と進み角判定部と進み角調整部とを有している。本発明は、進み角の制御を行う電源制御回路と組み合わせて実施することができ、請求項1と同じ効果が生じる。また、誘起電圧の立上りまたは立下りの前期時間と後期時間との大小関係の判定結果に基づいて進み角を加減調整することにより、通電時間帯のタイミングを適正化して、良好なモータ効率を得ることができる。本発明の第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置の構成および駆動動作について、図1~図3および図5を参考にして説明する。図1は、第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置1の全体装置構成を説明する図である。駆動装置1は、パルス幅変調PWM方式以降はパルス幅変調をPWMと略記により電源電圧のデューティ比を可変とするインバータ回路2を用いてセンサレスブラシレスモータ9を駆動する装置である。センサレスブラシレスモータ9は、Δ結線された三相の電機子巻線92、93、94を有するステータ91、および図略の磁極対を有するロータを備え、ロータの回転位置を検出するセンサを備えていない。ステータ91には、U相端子95U、V相端子95V、およびW相端子95Wが設けられている。U相端子95UとV相端子95Vの間にはUV間電機子巻線92が接続され、同様に、V相端子95VとW相端子95Wの間にはVW間電機子巻線93、W相端子95WとU相端子95Uの間にはWU間電機子巻線94が接続されている。本第1実施形態では、ステータ91の電機子巻線92、93、94の極数、およびロータの磁極対の数量に特別な制約はない。駆動装置1は、電源回路を構成するインバータ回路2、ロータの回転位置を検出する位置検出回路3、およびインバータ回路2に通電制御信号SCを送出する電源制御回路4により構成されている。インバータ回路2の入力端子21および接地端子Eには図略の直流電源装置が接続されており、電源電圧Vccが供給されるようになっている。インバータ回路2は、図示されるように三相ブリッジ回路で構成されている。詳述すると、入力端子21と接地端子Eとの間に、U相電源側スイッチング素子22UとU相接地側スイッチング素子23Uとが直列接続され、両素子22U、23U間にU相出力端子24Uが設けられている。同様に、V相電源側スイッチング素子22VとV相接地側スイッチング素子23Vとの間にV相出力端子24Vが設けられ、W相電源側スイッチング素子22WとW相接地側スイッチング素子23Wとの間にW相出力端子24Wが設けられている。各スイッチング素子22U~22W、23U~23Wには、例えば電界効果トランジスタFETを用いることができ、通電制御信号SCにより導通状態および遮断状態に切り替え制御できるように構成する。各相出力端子24U、24V、24Wはそれぞれ、電源線25U、25V、25Wによりステータ91の各相端子95U、95V、95Wに接続されている。インバータ回路2の各スイッチング素子22U~22W、23U~23Wの開閉制御により、ステータ91の各相端子95U、95V、95Wは3つの状態をとる。この3つの状態は各相で同様であるので、U相端子95を例に説明する。U相端子95Uは、U相電源側スイッチング素子22Uが導通状態でU相接地側スイッチング素子23Uが遮断状態のとき電源電圧Vccに拘束され、U相電源側スイッチング素子22Uが遮断状態でU相接地側スイッチング素子23Uが導通状態のときゼロ電圧に拘束され、U相電源側スイッチング素子22Uおよび接地側スイッチング素子23Uがともに遮断状態のときハイインピダンス状態になる。ハイインピダンス状態のU相端子95Uには、誘起電圧VUiが誘起される。このU相誘起電圧VUiは、U相端子95Uに接続されたUV間電機子巻線92およびWU間電機子巻線94にロータの磁極対からの磁束が鎖交することで発生する。したがって、U相誘起電圧VUiは、UV間およびWU間電機子巻線92、94とロータとの相対回転位置関係に依存して変化し、回転位置を検出する指標となり得る。なお、U相電源側スイッチング素子22UおよびU相接地側スイッチング素子23Uがともに導通状態になる制御は禁止されて、電源電圧短絡故障が防止されている。位置検出回路3は、切り替えスイッチ33、比較器34、および位置検出部37で構成されている。切り替えスイッチ33の3相の入力端子33U、33V、33Wは、それぞれ電源線25U、25V、25Wに接続され、各相端子95U、95V、95Wの誘起電圧VUi、VVi、VWiが入力されるようになっている。切り替えスイッチ33の出力端子33outは、比較器34の正側入力端子に接続されている。切り替えスイッチ33は、電源制御回路4中のインバータ制御部45からの切り替え制御信号SWにより制御され、入力端子33U、33V、33Wのうち非通電時間帯の誘起電圧VUi、VVi、VWiのどれかが発生している相が選択的に出力端子33outに導通する。つまり、いずれか一相の誘起電圧VUi、VVi、VWiが順番に選択されて誘起電圧Vswとされ、比較器34の正側入力端子に入力される。一方、比較器34の負側入力端子-には、直流電源装置の電源電圧Vccを等しい抵抗値rで半分に分圧した中間レベル値VM=Vcc/2が基準電圧として入力されている。比較器34は、正側入力端子に入力された誘起電圧Vswを負側入力端子-の中間レベル値VMと大小比較して位置信号SXを出力する。つまり、比較器34の出力端子35で、誘起電圧Vswが中間レベル値VMよりも小さいと位置信号SXはローレベルLとなり、誘起電圧Vswが中間レベル値VM以上になると位置信号SXはハイレベルになる。比較器34の出力端子35は、位置検出部37に接続されて、位置信号SXが入力される。位置検出部37は、後に波形例を参考にして詳述するように、比較器34から出力された位置信号SXを入力とし、ローレベルLとハイレベルHの変化タイミングを以ってロータの基準回転位置を検出する。また、複数個の基準回転位置を検出した時間差から、ロータの回転速度を検出する。電源制御回路4は、インバータ制御部45、およびPWM生成部46で構成されている。インバータ制御部45は、位置検出回路3の位置検出部37で検出したロータの基準回転位置および回転速度の信号を取得し、PWM生成部46からPWM信号SPを取得する。インバータ制御部45は、取得した信号にしたがい、インバータ回路2を制御する通電制御信号SCを設定して送出する。また、インバータ制御部45は、インバータ回路2で非通電時間帯となる相を切り替え制御信号SWとして設定し、切り替えスイッチ33に送出する。電源制御回路4の機能については後の動作説明で詳述する。次に、上述のように構成された第1実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置1によるモータ9の駆動動作について説明する。図2は、第1実施形態の駆動装置1で、電源制御回路4によりセンサレスブラシレスモータ9の通電および非通電時間帯を制御し、また切り替えスイッチ33を制御する方法を説明する一覧表の図である。図示されるように、電源制御回路4は6つの期間1~6に分けて、各相端子95U、95V、95Wの状態制御、および切り替えスイッチ33の制御を行う。一覧表中の上側3段の欄は、該当する期間における各相端子95U、95V、95Wの状態を示している。表中のHi-Zはハイインピダンス状態を示し、Lはゼロ電圧拘束状態を示し、PWMはPWM制御状態を示している。一覧表中の下側3段の欄は、インバータ制御部45からの切り替え制御信号SWが設定した切り替えスイッチ33の入力端子33U、33V、33W中の導通相をONで示している。例えば、図2の期間1において、U相端子の欄はHi-Zであり、インバータ回路2のU相電源側スイッチング素子22UおよびU相接地側スイッチング素子23Uの両方が遮断状態とされて、U相端子95Uがハイインピダンス状態であることを示している。また、V相端子の欄はLであり、インバータ回路2のV相電源側スイッチング素子22Vが遮断状態とされV相接地側スイッチング素子23Vが導通状態とされて、V相端子95Vがゼロ電圧に拘束されていることを示している。また、W相端子の欄はPWMであり、インバータ回路2のW相接地側スイッチング素子23Wが遮断状態とされW相電源側スイッチング素子22Wが指令されたPWM周波数およびデューティ比で導通状態および遮断状態に切り替え制御されることを示している。これにより、W相端子95Wには、電源電圧Vccとゼロ電圧に振動する矩形波が発生する。したがって、W相端子95WとV相端子95Vの間に接続されたVW間電機子巻線93がPWM制御により通電される。また、期間1はU相端子95Uの非通電時間帯となり、U相誘起電圧VUiの検知が可能になっている。さらに、U相端子95Uが非通電時間帯であるので、インバータ制御部45は切り替え制御信号SWをU相に設定する。同様に期間2において、U相端子の欄はPWMであり、U相端子95Uには指令されたPWM周波数およびデューティ比で電源電圧Vccとゼロ電圧に振動する矩形波が発生する。また、V相端子の欄はLであり、V相端子95Vのゼロ電圧への拘束が継続することを示している。また、W相端子の欄はHi-Zであり、W相端子95Wがハイインピダンス状態であることを示している。これにより、U相端子95UとV相端子95Vの間に接続されたUV間電機子巻線92がPWM制御により通電される。また、期間2はW相端子95Wの非通電時間帯となり、W相誘起電圧VWiの検知が可能になっている。さらに、W相端子95Wが非通電時間帯であるので、インバータ制御部45は切り替え制御信号SWをW相に設定する。以下同様に、期間3~6でそれぞれ、順番に各相端子95U、95V、95Wの状態、通電される電機子巻線、切り替え制御信号SWの相設定が変更制御される。期間1~6はそれぞれ電気角の60°に相当するので、電源制御部4は期間1~6が互いに等期間となるように制御する。また、期間6に続いて期間1に戻り、繰り返して同様に制御する。図2に示されるように通電および非通電時間帯と切り替え制御信号SWを制御すると、図3に例示される各部電圧波形が発生する。図3は、図2に示される制御により各部に発生する電圧波形を例示した図である。図3の横軸は共通の時間軸でかつ期間1~6は図2に対応しており、波形は上から順番にU相端子電圧VU、V相端子電圧VV、W相端子電圧VW、切り替えスイッチ33の出力端子33outの誘起電圧Vswと中間レベル値VM、および切り替え制御信号SWを示している。図中のU相端子電圧VUで、期間2および期間3に発生している矩形波の繰り返しはPWM制御による通電時間帯を示し、期間5および期間6はゼロ電圧拘束による通電時間帯を示している。また、U相端子電圧VUで、期間1に発生している増加の傾斜とPWM制御が重なった波形、および期間4に発生している減少の傾斜とPWM制御が重なった波形は、非通電時間帯の誘起電圧VUiを示している。図中のV相端子電圧VVおよびW相端子電圧VWについても、期間1~6が異なることを除いて同様の見方をすることができる。また、各相端子電圧VU、VV、VWには、各スイッチング素子22U~22W、23U~23Wの開閉による逆起電力波形Zが発生して、各期間1~6の境目に重畳している。図中で逆起電力波形Zは或る程度の時間幅を有しているが、実際には瞬間的な波形である。したがって、逆起電力波形Zにより、通電時間帯および非通電時間帯の始点および終点を検知できる。一方、位置検出回路3の切り替えスイッチ33の出力端子33outには各相の誘起電圧VUi、VVi、VWiを順番に切り替えた誘起電圧Vswが発生する。誘起電圧Vswは、各相の誘起電圧VUi、VVi、VWiが増加および減少する波形に、逆起電力波形Zが重畳した波形となる。図3の波形例では、誘起電圧Vswは、期間1のU相誘起電圧VUiの増加、期間2のW相誘起電圧VWiの減少、期間3のV相誘起電圧VViの増加、期間4のU相誘起電圧VUiの減少、期間5のW相誘起電圧VWiの増加、および期間6のV相誘起電圧VViの減少が連なり、各期間1~6の境目に逆起電力波形Zが重畳した波形となっている。この誘起電圧Vswが位置検出回路3の比較器34の正側入力端子に入力される。比較器34の出力端子35では、誘起電圧Vswの波形が中間レベル値VMと交差するタイミングで、位置信号SXのローレベルLとハイレベルHが切り替わる。位置検出部37は、このローレベルLとハイレベルHが切り替わるタイミング、すなわち図3で誘起電圧Vswの波形が中間レベル値VMと交差する点P1~P6を以ってロータの基準回転位置を検出する。ここで、誘起電圧VUi~VWiが電源電圧Vccの中間レベル値VMになることは、電機子巻線92~94の正面にロータの磁極対の中間点が位置していることを意味している。したがって、例えば点P1~P6をそれぞれ、電気角の30°、90°、150°210°、270°、および330°とすることができる。また、点P1~P6の発生時間間隔からロータの回転速度を検出することができる。なお、位置検出部37内では、逆起電力波形Zはマスキングされて影響を受けないようになっている。電源制御回路4のインバータ制御部45は、位置検出回路3の位置検出部37から、ロータが基準回転位置に達したタイミング図3の波形例ではP1~P6の各タイミングに相当および回転速度を取得するとともに、PWM生成部46からPWM信号SPを取得する。PWM信号SPは、PWM周波数およびデューティ比を指示する信号である。インバータ制御部45は、取得した信号にしたがい、インバータ回路2の各スイッチング素子22U~22W、23U~23Wを開閉制御する通電制御信号SCを設定して送出する。また、前述の切り替え制御信号SWを設定し、切り替えスイッチ33に送出する。次に、第1実施形態の駆動装置1の効果について、従来の三相合成方式の駆動装置と比較して説明する。図4は、従来の三相合成方式の駆動装置100の全体装置構成の一例を説明する図である。図4を図1と比較すればわかるように、従来の駆動装置100は、位置検出回路300中に切り替えスイッチ33を有さず代わりに3個の合成抵抗31U、31V、31Wを有し、その他の部分の構成は第1実施形態と同じである。各合成抵抗31U、31V、31Wは、抵抗値Rが互いに等しく、それぞれ各相の電源線25U、25V、25Wと共通の合成点32との間に接続されている。つまり、3個の合成抵抗31U、31V、31WはY結線され、合成点32はY結線中性点になっている。合成点32には、ステータ91の各相端子95U、95V、95Wの誘起電圧VUi、VVi、VWiを合成した合成電圧Vmixが発生する。合成点32は、比較器34の正側入力端子に接続されて、合成電圧Vmixが入力される。図5は、位置検出回路3,30の比較器34の正側入力端子に入力される誘起電圧の波形であり、1は第1実施形態の駆動装置1の誘起電圧Vsw、2は従来の駆動装置100の合成電圧Vmixを示している。図示されるように、第1実施形態の誘起電圧Vswは、従来の三相合成電圧Vmixの3倍となり、三相独立方式と同じ大きさになる。したがって、ロータの回転速度が遅い低回転時に、誘起電圧Vswの変化が緩慢になっても、中間レベル値VMと交差する点P1~P6の発生タイミングを高精度に検出できて、低回転駆動が可能になる。また、従来の三相独立方式では3個必要な比較器34が1個で済むのでコストの増加を抑制できる。次に、電機子巻線92A~94Aの結線方式および位置検出回路30の比較器34の基準電圧が異なる第2実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置について説明する。図6は、第2実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置10の全体装置構成を説明する図である。図示されるように、第2実施形態では、三相の電機子巻線92A~94AはY結線とされている。すなわち、U相端子95Uと中性点95Nの間にU相電機子巻線92Aが接続され、同様に、V相端子95Vと中性点95Nの間にV相電機子巻線93A、W相端子95Wと中性点95Nの間にW相電機子巻線94Aが接続されている。そして、中性点95Nがモータ90の外部に引き出されて、比較器34の負側入力端子-に接続されている。つまり、電機子巻線のY結線の中性点電圧VNが、比較器34の基準電圧となっている。第2実施形態のその他の部分の構成は、第1実施形態と同じである。第2実施形態で、例えば、U相端子95Uがハイインピダンス状態、V相端子95Vがゼロ電圧拘束状態、W相端子95WがPWM制御状態であると、電源電圧VccがW相端子95WとV相端子95Vの間に供給される。つまり、W相電機子巻線94AおよびV相電機子巻線93Aが通電され、中性点95Nに発生する中性点電圧VNは電源電圧Vccの半分、すなわち中間レベル値VMに一致する。したがって、第2実施形態の駆動装置10の駆動動作は第1実施形態と概ね同じになり、効果も同様であるので、説明は省略する。次に、進み角Aの制御を行う第3実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置について説明する。進み角Aは、インバータ回路2および位置検出回路3における電気信号の伝達遅延時間を補償して、ステータ91の電機子巻線92~94の通電時間帯のタイミングを適正化し、モータ効率を向上するための量である。図7は、第3実施形態のセンサレスブラシレスモータの駆動装置11の全体装置構成を説明する図である。図示されるように、第3実施形態では電源制御回路40の構成が第1実施形態と異なり、その他の部分の構成は同じである。電源制御回路40は、時間検知部41、進み角判定部42、進み角調整部43、タイミング生成部44、インバータ制御部45、およびPWM生成部46で構成されている。時間検知部41には、比較器34から位置信号SXが入力され、インバータ制御部45から通電相切替信号SYが入力される。通電相切替信号SYは、通電時間帯および非通電時間帯の始点および終点を示す信号である。図8は、第3実施形態で、電源制御回路4の時間検知部41、進み角判定部42、および進み角調整部43の制御動作を説明するフローチャートの図である。また、図9は、第3実施形態における制御動作を説明する誘起電圧Vswの波形例の図である。図8のステップS1で、時間検知部41は、立上り前期時間Tr1および立上り後期時間Tr2を検知する。具体例として、時間検知部41は、図9の波形例の期間1で、U相の非通電時間帯の始点からU相誘起電圧VUiが増加して中間レベル値VMに達するまでの立上り前期時間Tr1U、およびU相誘起電圧VUiが中間レベル値VMに達してから非通電時間帯の終点までの立上り後期時間Tr2Uのセットを検知する。補足すると、非通電時間帯の始点および終点は通電相切替信号SYから求められ、中間レベル値VMへの到達は比較器34の出力が切り替わるタイミングで求められる。なお、通電相の切り替え時に発生する逆起電力波形Zはマスキングされて影響を受けないようになっている。図8のステップS2で、時間検知部41は、立下り前期時間Tf1および立下り後期時間Tf2を検知する。具体例として、時間検知部41は、図9の波形例の期間2で、W相の非通電時間帯の始点からW相誘起電圧VWiが減少して中間レベル値VMに達するまでの立下り前期時間Tf1W、およびW相誘起電圧VWiが中間レベル値VMに達してから非通電時間帯の終点までの立下り後期時間Tf2Wのセットを検知する。次のステップS3で、三相合計6セット集まったか否か判定し、不足していればステップS1に戻る。図9の波形例では、ステップS1およびS2を各3回実施して期間1~6で検知を行うことにより6セット集まるので、ステップS4に進む。ステップS4で、進み角判定部42は、合計6セットの前期時間T1Tr1U、Tr1V、Tr1W、Tf1U、Tf1V、Tf1Wと後期時間T2Tr2U、Tr2V、Tr2W、Tf2U、Tf2V、Tf2Wについてそれぞれ大小関係を判定する。大小関係を判定する際に所定閾値を設け、所定閾値未満の差では略同じとして大小を判定せず、前期時間T1=後期時間T2と判定する。所定閾値以上の差があるときは、前期時間T1>後期時間T2、または前期時間T1<後期時間T2と判定する。判定終了後は、ステップS5に進む。なお、図9のフローチャートでは6セット集まった時点で一括して大小関係を判定しており、別法として、各セットで大小関係を判定し判定結果が6個集まった時点でステップS5に進むようにしてもよい。ステップS5で、進み角調整部43は、合計6セットの大小関係の判定結果の多数決論理を調査する。多数決論理では、最多数を占める判定結果を採用し、また、判定結果が3対3や2対2対2に割れるおそれに対して予め採るべき判定結果を定めておく。多数決論理にしたがい、前期時間T1=後期時間T2では進み角Aの現在値を維持し、ステップS1に戻る。前期時間T1>後期時間T2では、ステップS6に進んで進み角Aを刻み幅ΔAだけ減少させ、前期時間T1<後期時間T2では、ステップS7に進んで進み角Aを刻み幅ΔAだけ増加させる。ステップS6およびステップS7の後、ステップS1に戻り、次の電気角360°に対して同様の制御動作を行う。タイミング生成部44は、位置検出回路3の位置検出部37から、ロータが基準回転位置に達したタイミング図9の波形例ではP1~P6の各タイミングに相当および回転速度を取得するとともに、進み角調整部43から加減調整された進み角Aを取得する。そして、タイミング生成部44は、ロータの基準回転位置に対して進み角Aだけ先行するように進み角制御信号SAを設定する。進み角制御信号SAは、電気角の360°に相当する期間を設定し、360°の中における各相端子の状態を指示する信号である。これにより、各相端子95U~95WのPWM制御およびゼロ電圧拘束の各120°の通電時間帯のタイミングが制御される。進み角制御信号SAは、インバータ制御部45に送出される。インバータ制御部45は、タイミング生成部44から進み角制御信号SAを取得し、PWM生成部46からPWM信号SPを取得する。PWM信号SPは、PWM周波数およびデューティ比を指示する信号である。インバータ制御部45は、取得した進み角制御信号SAおよびPWM信号SPにしたがい、インバータ回路2の各スイッチング素子22U~22W、23U~23Wを開閉制御する通電制御信号SCを設定して送出する。以上の説明でわかるように、進み角制御信号SAは図3の期間1~6の発生タイミングを制御し、PWM信号SPは期間1~6よりも短い周期で繰り返す矩形波の形状を制御する。ところで、図9の波形例において、前期時間T1Tr1U、Tf1W、......と後期時間T2Tr2U、Tf2W、......は概ね等しくなっている。これは、通電時間帯のタイミングの制御が良好であること、すなわち進み角Aの設定が適正であることを意味している。このとき、図8のステップS4で前期時間T1=後期時間T2と判定され、進み角Aの現在値が維持される。また、進み角Aの設定が不適正に陥ると、前期時間T1Tr1U、Tf1W、......と後期時間T2Tr2U、Tf2W、......に大小関係が生じ、図8のステップS6またはS7で進み角Aが加減調整される。これにより、各相端子95U~95Wの通電時間帯のタイミングが適正化される。したがって、電機子巻線92~94が形成する回転磁界とロータの磁極対との相対回転位置関係が適正に保たれて、良好なモータ効率を得ることができる。なお、本発明は、通電時間帯が電気角の120°を越えて複数相への通電をオーバーラップさせる制御方式のインバータ回路を含む構成にも実施できる。さらに、PWM方式のインバータ回路2に限定されず、PAM方式のインバータ回路やその他の制御方式の電源回路を含む構成にも実施できる。本発明は、その他様々な応用、変形が可能である。"