"直流母線を介して入力される直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、前記直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記直流電流をパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有し、該γ軸電流演算式に前記電流検出手段により検出された直流電流を用いてγ軸電流を算出する第1電流算出手段を具備するインバータ装置。前記γ軸電流演算式は、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流およびγ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である請求項1に記載のインバータ装置。前記インバータ制御手段は、前記電流検出手段によって検出された直流電流から3相交流電流を算出し、該3相交流電流からδ軸電流を算出する第2電流算出手段を備える請求項1または請求項2に記載のインバータ装置。前記インバータ制御手段は、前記第1電流算出手段によって算出されたγ軸電流および前記第2電流算出手段によって算出されたδ軸電流が入力されるV/f制御手段を備え、前記V/f制御手段は、γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出する電源周波数指令算出手段と、δ軸電流の積分項及び前記電源周波数指令をパラメータとして含む演算式を用いてγ軸電圧指令を算出するγ軸電圧指令算出手段と、前記δ軸電流の一次関数を用いてδ軸電圧指令を算出するδ軸電圧指令算出手段とを有する請求項3に記載のインバータ装置。前記第2電流算出手段は、過変調制御実行中において電気角1周期の中にデューティ比が100及び0以外となる第1期間である場合に、前記3相交流電流からδ軸電流を算出し、前記第1期間以外の期間においては、前記第1期間において直前に算出されたδ軸電流を保持し、保持した値をδ軸電流として出力する請求項3または請求項4に記載のインバータ装置。過変調制御実行中において、電気角1周期の中にデューティ比が100及び0である期間において、前記第2電流算出手段は、前記δ軸電流の算出処理を停止し、前記γ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電流の積分項に予め設定された一定値を用いて前記γ軸電圧指令を算出する請求項4に記載のインバータ装置。過変調制御実行中において、前記δ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電圧指令として予め設定されている一定値を出力する請求項4または請求項6に記載のインバータ装置。前記インバータ制御手段は、前記第1電流算出手段によって算出されたγ軸電流が入力され、該γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出するV/f制御手段と、線間電圧および前記V/f制御手段において算出される前記電源周波数指令をパラメータとして含むδ軸電流演算式を予め保有し、該δ軸電流演算式に、前記線間電圧の指令値または計測値及び前記V/f制御手段で算出された前記電源周波数指令を用いてδ軸電流を算出する第3電流算出手段とを具備する請求項1または請求項2に記載のインバータ装置。前記δ軸電流演算式は、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対するδ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である請求項8に記載のインバータ装置。前記電流検出手段によって検出された直流電流から3相交流電流を算出し、該3相交流電流からγ軸電流を算出する第4電流算出手段と、算出した前記3相交流電流からδ軸電流を算出する第2電流算出手段とを有し、過変調制御が実行されている期間は、前記第1電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第3電流算出手段により前記δ軸電流を算出し、前記過変調制御が行われていない期間においては、前記第4電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第2電流算出手段によりδ軸電流を算出する請求項8または請求項9に記載のインバータ装置。過変調制御実行中において、電気角1周期の中にデューティ比が100及び0以外となる第1期間である場合に、前記第4電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに、前記第2電流算出手段によりδ軸電流を算出し、前記第1期間以外の期間においては、前記第1の電流算出手段によりγ軸電流を算出し、前記第3電流算出手段によりδ軸電流を算出する請求項8から請求項10のいずれかに記載のインバータ装置。ところで、例えば、上述した特許文献2に開示されているような過変調制御では、インバータを構成する下側アームのスイッチング素子のうち、1相を1制御周期以上の期間に渡ってオン状態とするとともに、2相をオフ状態とするような制御が行われる場合がある例えば、図7参照。一方、上記特許文献3に開示されているモータ電流検出方法では、スイッチング素子のオンオフによって、直流電流に二相の電流情報が現れることを利用していることから、1制御周期内にスイッチングによる電流変化が生じることが電流検出の条件となる。したがって、例えば、過変調制御実施中に図7のようなスイッチング状態となった場合には、特許文献3に開示されている技術による電流検出が不可能となり、安定したインバータ制御が実現できないという問題があった。本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであって、過変調制御が実行されている全ての期間において、1つの電流センサによる電流検出により、安定したインバータ制御を実現することのできるインバータ装置を提供することを目的とする。上記課題を解決するために、本発明は以下の手段を採用する。本発明は、直流母線を介して入力される直流電圧を三相交流電圧に変換してモータに出力するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、前記直流母線に流れる直流電流を検出する電流検出手段とを備え、前記インバータ制御手段は、前記直流電流をパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有し、該γ軸電流演算式に前記電流検出手段により検出された直流電流を用いてγ軸電流を算出する第1電流算出手段を具備するインバータ装置を提供する。上記構成によれば、γ軸電流算出手段が、直流電流をパラメータとしたγ軸電流を算出するための演算式を予め保有しており、この演算式を用いてγ軸電流を算出するので、直流電流が検出できれば、γ軸電流を得ることができる。これにより、電流センサとして1つの電流センサしか設けられておらず、かつ、過変調制御が行われている全ての期間においても、γ軸電流を得ることが可能となる。上記直流電流のパラメータとは、直流電流を平均化処理して求められる平均直流電流など、直流電流を用いて定められる直流電流に関するパラメータも含むものとする。上記インバータ装置において、前記γ軸電流演算式は、例えば、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流およびγ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である。上記インバータ装置において、前記インバータ制御手段は、前記電流検出手段によって検出された直流電流から3相交流電流を算出し、該3相交流電流からδ軸電流を算出する第2電流算出手段を備えることとしてもよい。上記インバータ装置において、前記インバータ制御手段は、前記第1電流算出手段によって算出されたγ軸電流および前記第2電流算出手段によって算出されたδ軸電流が入力されるV/f制御手段を備え、前記V/f制御手段は、γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出する電源周波数指令算出手段と、δ軸電流の積分項及び前記電源周波数指令をパラメータとして含む演算式を用いてγ軸電圧指令を算出するγ軸電圧指令算出手段と、前記δ軸電流の一次関数を用いてδ軸電圧指令を算出するδ軸電圧指令算出手段とを有することとしてもよい。上記インバータ装置において、前記第2電流算出手段は、過変調制御実行中において電気角1周期の中にデューティ比が100及び0以外となる第1期間である場合に、前記3相交流電流からδ軸電流を算出し、前記第1期間以外の期間においては、前記第1期間において直前に算出されたδ軸電流を保持し、保持した値をδ軸電流として出力することとしてもよい。このように、前記第1期間以外の期間において、第2電流算出手段が算出処理を行わずに保持している前回値を出力することで、処理負担の軽減や消費電力の低減を図ることが可能となる。ここで、第1期間とは、インバータ制御装置例えば、CPUが電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の上限以下であり、かつ、インバータ制御装置が電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の下限以上である期間をいう。上記インバータ装置においては、過変調制御実行中において、電気角1周期の中にデューティ比が100及び0である期間においては、前記第2電流算出手段は、前記δ軸電流の算出処理を停止し、前記γ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電流の積分項に予め設定された一定値を用いて前記γ軸電圧指令を算出することとしてもよい。このように、過変調制御実行中において、電気角1周期の中にデューティ比が100及び0である期間においては、δ軸電流の算出処理を停止するとともに、V/f制御手段におけるδ軸電流の積分項の算出処理を停止するので、演算処理を簡素化でき、インバータ制御手段の処理負担を軽減させることが可能となる。上記インバータ装置においては、過変調制御実行中において、前記δ軸電圧指令算出手段は、前記δ軸電圧指令として予め設定されている一定値を出力することとしてもよい。このように、過変調制御実行中において、V/f制御手段におけるδ軸電圧指令の算出処理を停止するので、演算処理を簡素化でき、インバータ制御手段の処理負担を軽減させることが可能となる。上記インバータ装置において、前記インバータ制御手段は、前記第1電流算出手段によって算出されたγ軸電流が入力され、該γ軸電流と前記モータの速度指令とを用いて電源周波数指令を算出するV/f制御手段と、線間電圧および前記V/f制御手段において算出される前記電源周波数指令をパラメータとして含むδ軸電流演算式を予め保有し、該δ軸電流演算式に、前記線間電圧の指令値または計測値及び前記V/f制御手段で算出された前記電源周波数指令を用いてδ軸電流を算出する第3電流算出手段とを具備することとしてもよい。上記構成によれば、第3電流算出手段は、δ軸電流を算出するための演算式を予め保有しており、この演算式を用いてδ軸電流を算出する。これにより、電流センサとして1つの電流センサしか設けられておらず、かつ、過変調制御が行われている全ての期間においても、δ軸電流を得ることが可能となる。上記インバータ装置において、前記δ軸電流演算式は、例えば、線間電圧及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対するδ軸電流の関係を求め、該関係から導出された式である。上記インバータ装置は、前記電流検出手段によって検出された直流電流から3相交流電流を算出し、該3相交流電流からγ軸電流を算出する第4電流算出手段と、算出した前記3相交流電流からδ軸電流を算出する第2電流算出手段とを有し、過変調制御が実行されている期間は、前記第1電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第3電流算出手段により前記δ軸電流を算出し、前記過変調制御が行われていない期間においては、前記第4電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに前記第2電流算出手段によりδ軸電流を算出することとしてもよい。上記インバータ装置においては、過変調制御実行中において、電気角1周期の中にデューティ比が100及び0以外となる第1期間である場合に、前記第4電流算出手段によりγ軸電流を算出するとともに、前記第2電流算出手段によりδ軸電流を算出し、前記第1期間以外の期間においては、前記第1の電流算出手段によりγ軸電流を算出し、前記第3電流算出手段によりδ軸電流を算出することとしてもよい。本発明によれば、過変調制御が実行されている全ての期間において、1つの電流センサによる電流検出により、安定したインバータ制御を実現することができるという効果を奏する。以下に、本発明に係るインバータ装置を車載の空気調和機に使用される圧縮機モータに適用した場合の一実施形態について、図面を参照して説明する。なお、本発明に係るインバータ装置は、以下に説明する圧縮機モータのみに適用されるものではなく、モータ全般に広く適用することができる。第1実施形態図1は、本発明の第1実施形態に係るインバータ装置の概略構成を示した図である。図1に示されるように、インバータ装置1は、直流電源5から直流母線Lを介して入力される直流電圧VDCを三相交流電圧に変換して圧縮機モータ4に出力するインバータ2と、インバータ2を制御するインバータ制御装置3とを備えている。インバータ2は、各相に対応して設けられた上側アームのスイッチング素子S1u、S1v、S1wと下側アームのスイッチング素子S2u、S2v、S2wとを備えており、これらのスイッチング素子がインバータ制御装置3により制御されることにより、圧縮機モータ4に供給される3相交流電圧が生成される。また、インバータ装置1は、直流母線Lに流れる直流電流ishを検出するための電流センサ電流検出手段6及びインバータ2の入力直流電圧VDCを検出する電圧センサ8を備えている。電流センサ6により検出された直流電流ish及び電圧センサ8により検出された直流電圧VDCはインバータ制御装置3に入力される。ここで、電流センサ6の一例としては、シャント抵抗が挙げられる。なお、図1では、電流センサ6を直流電源5の負極側に設けているが、正極側に設けることとしてもよい。インバータ制御装置3は、例えば、MPUMicroProcessingUnitであり、以下に記載する各処理を実行するためのプログラムが記録されたコンピュータ読み取り可能な記録媒体を有しており、CPUがこの記録媒体に記録されたプログラムをRAM等の主記憶装置に読み出して実行することにより、以下の各処理が実現される。コンピュータ読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気ディスク、光磁気ディスク、半導体メモリ等が挙げられる。インバータ制御装置3は、圧縮機モータ4の回転速度が上位の制御装置図示略から与えられるモータ速度指令に一致させるようなPWM信号SPWMを相毎に生成し、これらをインバータ2の各相に対応するスイッチング素子に与えることでインバータ3を制御し、所望の3相交流電圧を圧縮機モータ4に供給する。図2は、インバータ制御装置3が備える機能を展開して示した機能ブロック図である。図2に示すように、インバータ制御装置3は、電流算出部11、V/f制御部12、およびPWM信号生成部13を備えている。電流算出部11は、平均電流算出部111と、γ軸電流算出部第1電流算出手段112と、δ軸電流算出部第3電流算出手段113とを備えている。平均電流算出部111は、電流センサ6により検出された直流電流ishを所定のサンプリング周期で平均化して平均直流電流ishaveを算出する。平均電流算出部111は、例えば、いずれかの相電流の電気角60°周期で直流電流ishを平均化し、平均直流電流ishaveを得る。なお、直流電流ishの平均化は、必ずしも必要ではなく、モータ駆動時において速度変動や振動が問題にならないような程度であれば、平均化は省略してもよい。この場合には、後述のγ軸電流の算出においては、平均直流電流ishaveに代えて直流電流shを用いてγ軸電流iγの算出が行われる。γ軸電流算出部112は、平均直流電流ishaveをパラメータとして含むγ軸電流演算式を予め保有しており、このγ軸電流演算式に平均電流算出部111によって算出された平均直流電流ishaveを代入することにより、γ軸電流iγを算出する。δ軸電流算出部113は、後述するV/f制御部12で用いられる電源周波数指令ω1および2相電圧指令vγ,vδから定められる線間電圧指令実効値Vrmsをパラメータとして含むδ軸電流演算式を予め保有しており、このδ軸電流演算式に、V/f制御部12で算出された電源周波数指令ω1および2相電圧指令vγ,vδから定められる線間電圧指令実効値Vrmsを用いてδ軸電流iδを算出する。上記線間電圧指令実効値Vrmsは、以下の式で算出される。Vrms=√vδ2vγ2ここで、γ軸電流及びδ軸電流とは、モータの回転子位置の界磁方向をd軸、d軸と直交する方向にq軸を定めたd-q座標系に対応する、回転子位置の検出または推定を行わずにモータを駆動する為に定めるインバータ軸γ軸、δ軸であるδ-γ座標系を用いて定められる各軸電流である。なお、δ軸電流iδの算出においては、線間電圧指令実効値Vrmsに代えて、実際の線間電圧の実効値計測値を用いることとしてもよい。また、上記例では、2相電圧指令vγ,vδから線間電圧指令実効値を算出することとしたが、3相電圧指令から線間電圧指令実効値を算出することとしてもよい。また、γ軸電流算出部112が保有するγ軸電流演算式及びδ軸電流算出部113が保有するδ軸電流演算式の詳細については、後述する。V/f制御部12は、速度位置指令生成部121、電圧指令生成部122、2相/3相変換部123を備えている。速度位置指令生成部121は、圧縮機モータ4の回転軸速度指令ωmとγ軸電流算出部112により算出されたγ軸電流iγとを用いて、電源周波数指令圧縮機モータ4に供給する3相交流電圧の角周波数指令ω1を算出する。電源周波数指令ω1は、例えば、以下の1式を用いて算出される。ω1=nωm-Kωiγ11式において、nは極対数、ωmはモータの回転軸速度指令、Kωは周波数制御ゲインであり正の定数である。1式によれば、γ軸電流iγが増加した場合、すなわち、モータ負荷が増加した場合には、電源周波数指令ω1を減少させ、一方、γ軸電流iγが減少した場合、すなわち、モータ負荷が減少した場合には、電源周波数指令ω1を増加させる。このように制御することで、モータ負荷が増加した場合には、電源周波数指令ω1を減少させることによって失速を防止し、モータ負荷が減少した時には、電源周波数指令ω1を増加させることによってモータの加速を抑制することが可能となる。更に、速度位置指令生成部121は、電源周波数指令ω1を積分することにより、ロータの位置指令θを算出する。ロータの位置指令θの算出式は、以下の2式で与えられる。θ=∫ω1dt2電圧指令生成部122は、以下の3式からγ軸電圧指令vγを、以下の4式からδ軸電圧指令vδを算出する。vγ=Λδω1Vofsγ3vδ=-Kδiδ43式において、Λδは圧縮機モータ5の誘起電圧係数逆起電圧係数、Vofsγはオフセット電圧であり、以下の5式で与えられる。また、4式において、Kδはδ軸電流制御ゲインであり正の定数である。Vofsγ=-Kd∫iδdt5上記5式において、Kdは電圧調整ゲインであり、正の定数である。2相/3相変換部123は、ロータの位置指令θを用いて、電圧指令生成部122において算出されたγ軸電圧指令vγ及びδ軸電圧指令vδから3相電圧指令vu、vv、vwを算出する。PWM信号生成部13は、V/f制御部12で算出された3相電圧指令vu、vv、vwを用いて、各相に対応するPWM信号SPWMを生成する。また、PWM信号SPWMの生成には、インバータ3に入力される入力直流電圧VDCが用いられる。次に、本発明の主たる特徴の一つである電流算出部11で用いられるγ軸電流演算式およびδ軸電流演算式について詳しく説明する。発明者らは、シミュレーションを行うことにより、線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流ishaveとγ軸電流iγ及びδ軸電流iδの関係を求めた。図3から図5にシミュレーション結果を示す。図3から図5に示されたグラフにおいて、縦軸は電流であり、横軸はモータトルクである。図3はモータの回転軸速度が低速度のとき、例えば、回転軸速度を最大の回転軸速度に対して70以上80未満に設定したときのシミュレーション結果、図4はモータの回転軸速度が中速度、例えば、回転軸速度を最大の回転軸速度に対して80以上90未満に設定したときのシミュレーション結果、図5はモータの回転軸速度が高速度のとき、例えば、回転時速度を最大の回転軸速度に対して90以上100以下に設定した時のシミュレーション結果を示している。また、図3から図5において、線間電圧指令実効値は、図3aから図5cの順で、徐々に高くなっている。また、各特性は、モータトルクによっては過変調制御になるような線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度を対象として求められたものである。図3から図5に示されるように、γ軸電流iγと平均直流電流ishaveとは比例関係にあり、γ軸電流iγは平均直流電流ishaveの一次関数で表わされることがわかった。また、比例係数γ軸電流換算係数Kγは、回転速度や線間電圧指令実効値によらず、一定値で表現できることも分かった。シミュレーション結果から導出されたγ軸電流演算式を6式に示す。iγ=Kγ×ishave6上記6式において、Kγはγ軸電流換算係数であり、図3から図5に示したシミュレーション結果から導出される値である。上記γ軸電流iγに対し、δ軸電流iδはモータトルクに対してほぼ一定であり、また、δ軸電流iδは、線間電圧指令実効値とモータの回転軸速度によって変化することが分かった。そこで、発明者らは、線間電圧指令実効値をモータの回転軸速度で除算した値を横軸とし、δ軸電流iδの平均値を縦軸とした座標空間に、図3から図5に示された各グラフのδ軸電流の平均値をプロットし、図6に示すような回転速度最大軸速度に対する70、85、100毎の特性を得た。図6からδ軸電流iδの平均値は、線間電圧指令実効値をモータの回転軸速度で除した値の一次関数とおくことができることが分かった。シミュレーション結果から導出されたδ軸電流演算式を7式に示す。iδ=KδVrms/ω1iδofs77式において、Kδはδ軸電流換算係数、Vrmsは線間電圧指令実効値、ω1は電源周波数指令、iδofsはδ軸電流オフセットである。ここで、δ軸電流換算係数Kδ及びδ軸電流オフセットiδofsは、図6に示した特性から導出される値である。また、図6はモータの回転軸速度を用いているが、7式ではモータの回転軸速度に代えて電源周波数指令を用いることとした。これは、電源周波数指令はモータの回転軸速度とほぼ一致しており、代用しても演算式が成立すること、及び、上述のようにモータ制御装置3では電源周波数指令ω1をV/f制御において利用していることから、V/f制御で算出した電源周波数指令ω1をそのまま流用することで、δ軸電流を容易に算出することができることを理由としている。次に、本実施形態に係るインバータ制御装置3の作用について説明する。まず、電流センサ6及び電圧センサ8によって検出された直流電流ish及び入力直流電圧VDCは、インバータ制御装置3に入力される。インバータ制御装置3の電流算出部11の平均電流算出部111は、直流電流ishを所定のサンプリング周期で平均化し、平均直流電流ishaveをγ軸電流算出部112及びδ軸電流算出部113に出力する。γ軸電流算出部112は、上記6式を予め保有しており、上記6式に平均電流算出部111から入力された平均直流電流ishaveを代入することにより、γ軸電流iγを算出する。また、δ軸電流算出部113は、上記7式を予め保有しているとともに、V/f制御部12から最新の電源周波数指令ω1、γ軸電圧指令vγ、及びδ軸電圧指令vδが入力される。δ軸電流算出部113は、γ軸電圧指令vγ及びδ軸電圧指令vδから線間電圧指令実効値Vrmsを算出し、この線間電圧指令実効値Vrmsと入力された電源周波数指令ω1とを上記7式に代入することにより、δ軸電流iδを算出する。γ軸電流算出部112により算出されたγ軸電流iγ及びδ軸電流算出部113により算出されたδ軸電流iδは、V/f制御部12へ入力され、3相電圧指令の生成に利用される。具体的には、V/f制御部12の速度位置指令生成部121において、γ軸電流iγが上記1式に代入されることにより電源周波数指令ω1が算出される。更に、電源周波数指令が積分されることにより、ロータの位置指令θが算出される。続いて、電圧指令生成部122において、電源周波数指令ω1とδ軸電流iδとが用いられて、3式および4式からγ軸電圧指令vγ及びδ軸電圧指令vδが算出される。2相/3相変換部124では、速度位置指令生成部121において算出されたロータの位置指令θが用いられて、電圧指令生成部122において算出されたγ軸電圧指令vγ及びδ軸電圧指令vδが3相電圧指令vu、vv、vwに変換される。V/f制御部12において算出された3相電圧指令vu、vv、vwは、PWM信号生成部13に入力され、インバータ2に入力される入力直流電圧VDCの値とともに、各相に対応するPWM信号SPWMの生成に利用される。PWM信号生成部13により生成された各相のPWM信号は、インバータ2に与えられ、このPWM信号に基づいてインバータ2の各相に対応する上側アーム及び下側アームのスイッチング素子がオンオフ制御される。以上説明したように、本実施形態に係るインバータ装置1によれば、線間電圧指令実効値及びモータの回転軸速度をそれぞれ変化させたときのモータトルクに対する平均直流電流、γ軸電流、及びδ軸電流の関係をそれぞれ求め、該関係からγ軸電流iγおよびδ軸電流iδを算出するための演算式をそれぞれ定め、この演算式を用いてγ軸電流iγおよびδ軸電流iδを算出するので、図7に示すように、1制御周期以上の期間に渡って一相図7ではW相のスイッチング素子のみがオン状態とされ、他の2相に対応するスイッチング素子がオフ状態とされるような過変調制御が実行されている場合でも、1つの電流センサ6によって検出される直流電流ishに基づいて、γ軸電流iγおよびδ軸電流iδを得ることが可能となる。更に、本実施形態に係るインバータ装置1によれば、平均直流電流ishaveからγ軸電流iγを算出するとともに、V/f制御に用いられるパラメータを使用してδ軸電流iδを算出することから、例えば、特許文献3などに述べられているインバータ出力電流iu,iv,iwを算出するステップを省略することができる。これにより、インバータ制御装置3における処理負担を軽減することができる。この結果、インバータ制御装置3における処理に余裕ができることから、例えば、制御周期の短縮化や、キャリア周波数の高周波化を実現することが可能となる。なお、本実施形態において、V/f制御部12の構成は一例であり、上述した構成のほか、公知のV/f制御の構成、例えば、特許文献1に開示されているようなV/f制御の構成を採用することが可能である。また、更に、上記インバータ制御装置3は、V/f制御部12のほか、センサレスベクトル制御、オープンループ制御、等幅PWM制御等の他の制御方法を使用してインバータを制御する1または2以上の制御部を備えていてもよい。例えば、圧縮機モータ4の速度指令に応じて、オープンループ制御、等幅PWM制御、センサレスベクトル制御、V/f制御のうちから一の制御方法を選択し、その制御方法に従ってインバータ2を制御するようにしてもよい。この場合においては、V/f制御を行っている期間についてのみ、上述した電流算出部11によるγ軸電流iγ及びδ軸電流iδの算出を行い、算出されたγ軸電流iγ及びδ軸電流iδに基づくV/f制御を行うこととしてもよい。第2実施形態次に、本発明の第2実施形態に係るインバータ装置について説明する。上述した第1実施形態に係るインバータ装置1においては、過変調制御が行われているか否かにかかわらず、V/f制御部12によるV/f制御が実施されている期間は、電流算出部11によりγ軸電流iγ及びδ軸電流iδの算出を行い、算出されたγ軸電流iγ及びδ軸電流iδをV/f制御に用いることとしていたが、本実施形態に係るインバータ装置は、V/f制御において過変調制御が行われている期間にのみ、電流算出部11によるγ軸電流iγ及びδ軸電流iδの算出を行い、過変調制御が行われていない期間においては他の軸電流算出手法を用いてγ軸電流iγ及びδ軸電流iδの算出を行う。例えば、図8に示すように、本実施形態に係るインバータ装置1aは、電流算出部11の他に、特許文献3に開示されている方法、すなわち、直流電流ishから三相電流iu,iv,iwを算出し、算出した三相電流iu,iv,iwからγ軸電流iγ及びδ軸電流iγを算出する電流算出部第3電流算出手段、第4電流算出手段20を備えている。具体的には、電流算出部20は、相電流算出部21と3相/2相変換部22とを備えている。このようなインバータ装置1aにおいて、過変調制御が行われている場合には電流算出部11を用いてγ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出し、過変調制御が行われていない場合には電流算出部20を用いてγ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出する。ここで、過変調制御が行われているか否かの判定は、例えば、電圧利用率に基づいて行うこととしてもよい。電圧利用率は以下の8式で与えられる。電圧利用率=線間電圧指令実効値/直流電圧/√28この場合、電圧利用率が予め設定された所定の値例えば、1以上の場合に、過変調制御が行われていると判断して電流算出部11を採用し、電圧利用率が所定の値未満の場合には過変調制御が行われていないと判断して電流算出部20を採用する。また、上記電圧利用率による判定のほか、例えば、1制御周期以上の期間に渡って、1相または2相に対応する負側スイッチング素子のみがオンとされ、残りの相に対応する負側スイッチング素子がオフとされている場合においては電流算出部11を採用し、それ以外の場合においては電流算出部20を採用することとしてもよい。1相または2相に対応する負側スイッチング素子のみがオンとされ、残りの相に対応する負側スイッチング素子がオフとされているかについては、例えば、V/f制御部12によって算出された3相電圧指令vu、vv、vwのいずれかの相がキャリア三角波振幅の最大値を超えているか否かによって判定することが可能である。また、過変調制御の実行中であっても、例えば、図9の第1期間Taにおいては、電流算出部20を採用してγ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出することとし、第1期間Ta以外の領域においては、電流算出部11を採用してγ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出することとしてもよい。ここで、第1期間Taとは、インバータ制御装置例えば、CPUが電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の上限A以下であり、かつ、インバータ制御装置が電流値を検出するのに必要な時間を確保することができるデューティ比の下限B以上の期間をいう。このように、電気角1周期の中で、電流算出部11と電流算出部20との切替を行うことにより、急激な負荷トルク変動が発生した場合でも、電流値と電流位相の変化に素早く追従することができ、安定した制御を実現することが可能となる。また、上記電流算出部11と電流算出部20との切り替えは、γ軸電流についてのみ、又は、δ軸電流についてのみ行うこととしてもよい。例えば、γ軸電流iγについては、電流算出部の切り替えを行わずに、常に、電流算出部11のγ軸電流算出部112を用いて行うこととしてもよい。例えば、γ軸電流iγ及びδ軸電流iδの両方について、一度に算出方法を切り替えてしまうと、切替の前後で算出値に変動が生じるおそれがある。したがって、γ軸電流iγ及びδ軸電流iδのいずれか一方については、常に同じ手法で算出するようにすることで、算出手法の切替に伴う算出値の変動を抑制することが可能となる。第3実施形態次に、本発明の第3実施形態に係るインバータ装置について説明する。本実施形態に係るインバータ装置は、図10に示すように、上述した電流算出部11図2参照におけるγ軸電流算出部第1電流算出手段112と、電流算出部20におけるδ軸電流算出機能第2電流算出手段とを有しており、γ軸電流算出部112により算出されたγ軸電流と、電流算出部20により算出されたδ軸電流とが、V/f制御部12に出力される。本実施形態に係るインバータ装置においては、過変調制御の実行中において、図9に示す第1期間Taについては、γ軸電流算出部112により算出されたγ軸電流と、電流算出部20により算出されたδ軸電流とが、V/f制御部12に出力される。また、第1期間Ta以外の期間においては、電流算出部20はδ軸電流の算出処理を停止し、直前の第1期間Taで算出されたδ軸電流iδを保持し、この値をδ軸電流iδとして出力する。なお、この場合もγ軸電流に関しては、引き続きγ軸電流算出部112によるγ軸電流の算出が行われる。このように、第1期間Ta以外の期間の場合には、第1期間Taにおいて算出された最後のδ軸電流iδの値が電流算出部20により保持され、この値を用いてV/f制御部12により上述した3式-5式の計算が実行されてγ軸電圧指令vγ及びδ軸電圧指令vδが算出される。このように、電流算出部20によってδ軸電流iδの検出ができない可能性のある第1期間Ta以外の期間においては、電流算出部20によるδ軸電流iδの算出処理を停止することで、インバータ制御装置の処理負担の軽減や消費電力の低減を図ることが可能となる。なお、本実施形態では、δ軸電流の算出手段として電流算出部20を採用したが、これに代えて、図1に示したδ軸電流算出部113を採用することとしてもよい。この場合も、第1期間Ta以外の期間においてδ軸電流iδの算出処理を停止することで、処理負担の軽減、消費出力の低減を図ることができる。第4実施形態次に、本発明の第4実施形態に係るインバータ装置について説明する。上述した第3実施形態では、過変調制御実行中における第1期間Ta以外の期間において、δ軸電流として前回値を用いていたが、本実施形態では、上記第1期間Ta以外において、電流算出部20におけるδ軸電流の算出処理を停止するとともに、V/f制御部12における、4式及び5式の算出処理を停止する。具体的には、V/f制御部12は、δ軸電圧指令vδとして予め設定された一定値を採用し、また、5式については算出処理を行わずに、3式におけるVofsγの値を一定として取り扱う。このように、第1期間Ta以外の場合には、δ軸電流の算出処理を停止するとともに、V/f制御部12における4式及び5式の算出処理も停止することから、演算処理を簡素化することができ、電流算出部11およびV/f制御部12の処理負担を軽減させることが可能となる。なお、上記の態様に代えて、δ軸電圧指令vδについては、過変調制御の実行期間を通して、4式を用いた算出処理を停止し、予め設定された一定値を採用することとしてもよい。"