"負荷2と直列に配置された電力用MOSトランジスタ1をゲート端子の制御電圧によって駆動する、電力用MOSトランジスタの駆動方法において、このトランジスタ1のゲート端子とソース端子の間に印加する制御電圧Vgsをスイッチオフ時に線形的に低下させ、スイッチオン時に線形的に上昇させる形で、このトランジスタ1を駆動することを特徴とする方法。当該の線形的に上昇又は低下させる制御電圧Vgsの急峻度を調節することを特徴とする請求項1に記載の方法。当該の線形的に上昇又は低下させる制御電圧Vgsを時点t0とt1の間の時間区画では第一の急峻度で生成し、時点t1とt2の間の時間区画では第一の急峻度と比べて緩やかな第二の急峻度で生成することを特徴とする請求項1又は2に記載の方法。電力用MOSトランジスタ1の駆動装置であって、このMOSトランジスタのドレイン端子が動作電圧電位3と接続され、このトランジスタ1のソース端子がダイオード4の陰極端子及び抵抗誘導負荷2の第一の端子と接続され、このダイオード4の陽極端子及び抵抗誘導負荷2の第二の端子が接地電位5と接続されている装置において、このMOSトランジスタ1のゲート端子がインピーダンス変換器の出力と接続されていることと、このインピーダンス変換器の非反転入力がコンデンサC1の第一の端子及び第一の電流源Iの第一の端子と接続されていることと、このコンデンサC1の第二の端子がトランジスタ1のソース端子と接続されていることと、この第一の電流源Iの第二の端子がスイッチS1を介して接地電位と接続されていることと、を特徴とする装置。第二の電流源I2がトランジスタ1のゲート端子と動作電圧電位3の間に配置されていることと、第三の電流源I3がトランジスタ1のゲート端子と接地電位5の間に配置されていることとの中の一つ以上を特徴とする請求項4に記載の装置。比較器の第一の入力が動作電圧電位3と接続され、この比較器の第二の入力が抵抗誘導負荷2の第一の端子と接続されていることと、この比較器の出力がスイッチ手段S2の制御入力と接続されていることと、第四の電流源I4がインピーダンス変換器の非反転入力とこのスイッチ手段の第一の端子の間に配置されていることと、このスイッチ手段の第二の端子が接地電位5と接続されていることと、を特徴とする請求項4又は5に記載の装置。以上のことから、本発明の課題は、従来のPWM駆動で発生する高周波のEMV放射線を低減する、電力用MOSトランジスタを駆動するための方法及び装置を提供することである。この方法に関する課題は、本発明に基づき、トランジスタのゲート端子とソース端子の間に印加する制御電圧Vgsをスイッチオフ時には線形的に低下させ、スイッチオン時には線形的に上昇させる形でトランジスタを駆動することによって解決される。この技術的課題は、本発明に基づき、所定の電圧推移のゲートソース電圧を用いて、MOSスイッチングトランジスタを駆動することによって解決される。そのために、トランジスタ1をスイッチオフする時に線形的に低下する電圧Vgsとトランジスタ1をスイッチオンする時に線形的に上昇する電圧Vgsを生成する。本発明は、ゲート電圧の制御により、誘導負荷における非常に速いスイッチングエッジが得られる一方、転流が自動的に遅くなるとの利点を奏する。ゲート電圧のエッジとゲートの充電又は放電電流の制限とを組み合せることによって、負荷におけるスイッチングエッジと転流を互いに独立して広い範囲内で調整することができる。図1では、トランジスタ1をスイッチオフするためのPWM信号のスイッチングエッジによって、スイッチS1が閉じられ、定電流源の定電流Iによって、コンデンサC1を放電させている。トランジスタ1のソース電位が低下する。この電圧変化は、コンデンサC1を介して、増幅器V1の非反転入力に伝達される。コンデンサC1の放電は、それに対応してトランジスタ1の電圧Vgsの電圧推移を変化させる図4の電圧Vgsの立ち下りエッジを参照。リカバリダイオード4は、導通状態であり、トランジスタ1のソース電位は、ダイオード4の順電圧によって決まり、保持されている。コンデンサC1が、更に放電して、負荷回路の電流が、トランジスタ1からダイオード4に転流し、その転流の速度は、増幅器V1を介して電圧Vgsに作用する、コンデンサC1において生じる電圧のエッジに依存する。本発明の実施形態では、線形的に上昇する、或いは線形的に低下する制御電圧Vgsの急峻度を調節するものと規定する。本発明では、線形的に上昇する、或いは線形的に低下する制御電圧Vgsの急峻度を調節することができる。そのために、例えば、増幅器V1の複数の電源供給配線における、電流I2とI3を発生する追加の電流源を個々に、或いは共通的にスイッチオンすることができる。これらの複数の電源供給配線において、電流I2のための第二の電流源が増幅器V1の動作電圧と動作電圧端子の間に接続されていることを意味する。それと同様に、第三の電流源が増幅器V1の接地端子と接地電位の間に接続されている。本方法の別の実施形態では、線形的に上昇する、或いは線形的に低下する制御電圧Vgsが、時点t0とt1の間の時間区画では第一の急峻度で生成され、時点t1とt2の間の時間区画では第一の急峻度と比べて緩やかな第二の急峻度で生成されるものと規定する。この場合、時点t0は、一つの時間経過における最も早い時点を表し、時点t2は最も遅い時点を表す。本方法の別の実施形態は、スイッチング命令に対するトランジスタの反応時間を短縮させるものと規定する。そのために、ゲートソース電圧Vgsは、先ずはスイッチング命令の時点t0において、トランジスタ1のソース出力での特筆すべき反応が検知可能となるまで速く低下される。そのように検知した時点t1以降、制御ループが閉じられて、ゲートソース電圧Vgsは、所定の電圧エッジに対応して、時点t2に到達するまで更に低下する。本方法のこの部分を具体的に実現するために、演算増幅器の正と負の出力電流を制限し、そのような電流制限を採用することによって、コンデンサC1における電圧エッジを軽減するものと規定することが有効である。それは、コンデンサとトランジスタのゲートにおける電圧変化速度が同じになるように実行される。この装置に関する課題は、本発明に基づき、MOSトランジスタのゲート端子がインピーダンス変換器の出力と接続されることと、このインピーダンス変換器の非反転入力がコンデンサC1の第一の端子及び第一の電流源Iの第一の端子と接続されることと、このコンデンサC1の第二の端子がトランジスタ1のソース端子と接続されることと、この第一の電流源Iの第二の端子がスイッチS1を介して接地電位と接続されることとによって解決される。本発明による線形的に低下する、或いは線形的に上昇する制御電圧Vgsを生成するために、MOSトランジスタのゲート端子がインピーダンス変換器の出力と接続される。インピーダンス変換器の非反転入力とトランジスタ1のソース端子の間には、コンデンサが配置され、その入力と接地電位の間には、スイッチオン及びスイッチオフ可能な定電流源が配置される。この定電流源がスイッチオンされた場合、この定電流源は、コンデンサを放電させるための一定の電流Iを生成する。前述した電流源を接地に接続することは、立ち下りエッジに対してのみ有効であり、立ち上がりエッジに関しては、高電位側の場合、チャージポンプ電圧又はブートストラップ電圧とすることができ、基本的に外部から別途供給される電圧とすることもできる、ゲート駆動用の電源供給部からの電流源を実現しなければならない。如何なる場合でも、トランジスタがスイッチオンされている場合、そのような電圧は、トランジスタのドレイン電圧よりも高い。本発明の実施形態では、第二の電流源I2が増幅器V1の動作電圧端子と動作電圧電位の間に配置されることと、第三の電流源I3が増幅器V1の接地端子と接地電位の間に配置されることとの一方又は両方であるものと規定する。そのような電流I2とI3を生成する電流源の一方又は両方をスイッチオン又はスイッチオフすることによって、インピーダンス変換器の出力に流れる電流と、そのためゲートソース電圧Vgsとを目的通り制御することができる。別の実施形態では、比較器の第一の入力が動作電圧電位と接続されて、この比較器の第二の入力が抵抗誘導負荷の第一の端子と接続されることと、この比較器の出力がスイッチ手段S2の制御入力と接続されることと、前記のインピーダンス変換器の非反転入力とこのスイッチ手段の第一の端子の間には、第四の電流源I4が配置されることと、このスイッチ手段の第二の端子が接地電位と接続されることとを規定する。時点t0でのスイッチングエッジ又はスイッチング命令とトランジスタの出力での反応との間の遅延時間を低減するために、比較器と別のスイッチオン及びスイッチオフ可能な電流I4用の定電流源とを配置する。この定電流源のスイッチオン及びスイッチオフは、スイッチ手段S2によって実行される。この手段は、時点t0でのスイッチング命令の到来により直ちにスイッチオンされて、より速くコンデンサC1を放電させるように作用する。実際の実施形態では、比較器K1の第一の入力には、動作電圧電位が無条件に印加されるのではなく、それと異なる、より低い電位が印加される。その目的は、ソース電位における特筆すべき反応が検知されるまで、先ずはトランジスタ1のゲート電圧を速く低減し、次に、より緩やかなエッジに移行させることである。以下において、実施例に基づき本発明を詳しく説明する。図1には、高電位側のnチャネルMOSFETT1が動作電圧VB3に対して抵抗誘導負荷2をスイッチングする構成が図示されている。そのために、トランジスタ1のゲート電位が、動作電圧VB3以上に上昇され、その結果、トランジスタ1のオン抵抗Rds,onが負荷2と直列となる。この状態において、トランジスタ1での電圧低下は、Iを負荷電流として、Vds=I×Rds,onによって与えられる。その損失電力は、Pdiss=I2×Rds,onである。トランジスタ1のスイッチオフ後、負荷2の誘導成分によって発生する電流は、更に、リカバリダイオードD4を通って流れ、ダイオードの順電圧UFを無視すると、近似的に時定数L/Rで減衰する。高電位側nチャネルトランジスタ1及び接地グラウンドGnd5と接続された負荷2から成る図示された構成は、単に特別な場合を示している。以下で述べるpチャネルトランジスタ、低電位側スイッチ及び任意の基準電位と接続された負荷に関する状況も同様である。個々の場合において、電圧及び/又は電流の符号を逆にすることができるが、電圧のエッジと転流の間の基本的な関係は一般的に有効である。リカバリダイオード4の代わりに、第二のトランジスタを用いた場合、即ち、インバータ又は半ブリッジ回路でも、同じことが言える。そのような構成では、スイッチングプロセス中の無効電流を防止するために、先ずは一方のトランジスタ1をスイッチオフした後、他方のトランジスタをスイッチオンする。そして、短い時間の間、負荷電流が、電流方向に応じて二つのトランジスタの中の一方の逆方向ダイオードを介して、或いは並列に接続された外部ダイオードを介して流れる。スイッチングエッジの間のトランジスタによる損失電力は、スイッチオンされた静止状態よりも著しく高くなる。線形的なスイッチングエッジを仮定すると、スイッチングによる平均的な損失電力は、ほぼPdiss.sw≒1/2VB×Iとなる。負荷のPWM駆動では、このような状態がPWM周期毎に二回、詳しくは、それぞれ立ち上がりエッジと立ち下りエッジの時点trとtfに関して起こる。そのため、動的な損失電力全体は、Pdiss,dyn=1/2trtf×fPWM×VB×Iとなる、即ち、trtfに比例する。従って、スイッチングエッジを出来る限り短くすることを追求すべきである。本発明では、線形的に上昇する、或いは線形的に低下する制御電圧Vgsの急峻度は、図1aに図示されている通り、増幅器V1の供給電圧配線に配置された、電流I2とI3を発生する一つ又は二つの電流源をスイッチオンすることによって調節することができる。任意選択として、これらの電流源の各々は、図面に図示されていないスイッチを用いてバイパスすることができ、そのため、増幅器V1の各ピンとそれに対応する接地又は動作電圧電位との間の直接的な接続を形成することができる。これらの電流I2とI3を用いて、トランジスタ1の電圧Vgsの急峻度又は変化速度を調整することができる。この場合、これらの定電流源は、それぞれの用途に応じて一回設定可能な形又は相応の駆動ユニットを用いて制御可能な形で実現することができる。図1bは、本発明による装置の別の実施形態を図示している。この装置を用いて、時点t0でのスイッチングエッジ又はスイッチング命令とトランジスタ1の出力での反応との間の遅延時間の短縮が実現される。例えば、そのような反応時間の短縮は、電流源Iと並列に接続された追加の電流源によって実現される。この実施形態では、スイッチングエッジの開始時t0の放電電流が、I4のスイッチオンによって、非常に高くなる。そのような上昇は、又もや図1aに関して述べたことと同様に演算増幅器の電流を制限することによって制限することもできる。この追加の電流源I4は、トランジスタ1のドレインとソースの間の特筆すべき電圧差が、例えば、2ボルトとなるまで有効とされる。それによって、電圧のスイッチングエッジの範囲内において、追加の電流源I4がスイッチオフされ、その結果、ゲートソース電圧が所定の速度で更に変化する。トランジスタ1をスイッチオフした場合、演算増幅器の制限電流源が飽和状態から抜け出す、即ち、その電流源を介した電圧降下が無くなることで、リカバリダイオードが電流を引き受けた時点が検知される。その瞬間から、所定の時間又は所定の電圧変化後に、ダイオードへの転流が起こったものと仮定することができる。その後、トランジスタ1のゲートをゼロにまで速く放電させることができる。再度スイッチオンする場合、前記の時間の経過後又は所定の電圧への低下後にゲート電圧を前記の電圧値にまで事前に充電しておき、その時から予め所定の電圧エッジを形成しておくことが有利である。それによって、立ち下りエッジと同様に、スイッチオン命令から出力における反応までの遅延時間が短縮される。図2は、ゲート電流を一定にして、高電位側MOSFET1をスイッチオフした場合の電圧と電流の典型的な推移を図示している。図示された時間範囲において、負荷2の誘導成分は、負荷電流がほぼ一定であると仮定できる程大きい。それは、必要な前提条件ではなく、ここでの考察を単純にするだけである。負荷2における電圧と同じであるソース電圧Vsの立ち下りエッジの間、トランジスタ1は、リカバリダイオード4が導通状態となる瞬間まで負荷電流を流している。それは、負荷電圧が負となり、ダイオードの順電圧の大きさ約-0.6Vに到達した場合に起こる。そのような電圧エッジの間、トランジスタ1を流れる電流が実質的に一定であるので、ゲートソース電圧は、飽和領域におけるトランジスタ1の出力コンダクタンスの差が非常に小さいのに対応して、僅かしか変化しない。従って、負荷2における電圧エッジは、主にトランジスタ1のゲート電流とゲートドレイン容量によって決まる。そのような挙動は、ミラー効果として知られている。ソース電圧=負荷電圧がダイオードの順電圧に到達した場合、その状態での電位が保持され、そこで、トランジスタ1のゲート容量全体ゲートソースゲートドレインがゲート電流を駆動する。負荷電流がトランジスタ1からダイオード5に転流する時間は、良好な近似において、トランジスタの閾値電圧Vthに到達するまでの時間に等しい。この場合、電流の推移は、ドレイン電流が有効ゲート電圧=ゲートソース電圧-閾値電圧のほぼ二乗に依存することに対応する。転流時間は、通常電圧のエッジよりも非常に短く、非常に大きな電流変化速度dI/dtは、トランジスタ1のゲート容量とこの構成の避けられないインダクタンスから生じる寄生共振を容易に励起することができる。それは、誘導負荷のPWM駆動が高周波の放射線を発生させる周知の問題を引き起こすこととなる。トランジスタをスイッチオンする場合の状況は、先ずはスイッチオフする場合の状況と一旦は完全に逆であるが、別の不利な効果も発生させる。トランジスタ1が負荷電流を引き受けた後、ソース電圧がゼロ交差するまでの時間がダイオード4の逆回復時間よりも短い場合、それに続いて、ダイオード4は確かに逆方向の電位を加えられるが、依然として導電状態であり、トランジスタ1を流れる電流を劇的に上昇させることとなる。空乏電荷領域が空となった後、そのような電流成分は急激に消滅して、トランジスタ1は、引き続き負荷電流だけを流す。その状態では、寄生共振の励起は、通常立ち下りエッジの終端時よりも著しく弱くなって、立ち上がりエッジに向けてゆったりと拡がる。図3は、そのような雑音を発生させるPWM信号の低い段階における信号推移の例を図示している。図4は、本発明に対応するゲートソース電圧の傾斜を一定にしたスイッチイングプロセスを図示している。数少ない比較対象の対比のために、図2のスイッチイングプロセスが背景に表示されており、図示された補助線は二つのスイッチイングプロセスの同等のポイントを表している。負荷2における電圧のエッジが非常に急峻であるにも関わらず、トランジスタ1からダイオード4への負荷電流の転流が明らかにゆっくりと起こっている。理想的には、ゲートソース電圧のエッジは、正しく寄生共振を励起しないように調整されている。このような駆動形態では、負荷2における電圧のエッジは、飽和領域におけるトランジスタ1のゲートソース電圧のエッジの急峻度と出力コンダクタンスの差によって決まる。従って、それは、転流の速度に関係無く調整することができない。しかし、それは、本発明の実施形態による駆動方式を拡張することによって実現することができる。ゲートソース電圧のエッジのための駆動回路が電流制限部を更に備えている場合、そのような制限部を用いて、ミラー効果を活用することによって、電圧のエッジを転流速度と関係無く調整することができる。電圧のエッジから転流への、並びにその逆への移行は、自動的に行なわれる。立ち上がりエッジと立ち下りエッジの急峻度は、電流制限の規模を相応に設定することによって、同じ形又は異なる形に構成することができる。"