"交流電動機へのトルク指令Tを制御位相θ∧を用いて分解し、前記交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸電流指令、寄与しない成分をγ軸電流指令として出力する電流分配器と、前記δ軸電流指令、前記γ軸電流指令と前記交流電動機に流れるδ軸電流検出、γ軸電流検出のそれぞれが一致するように制御する電流制御器と、前記交流電動機のインダクタンスと巻線抵抗における電圧降下量を演算する電圧降下演算器と、前記電流制御器の出力と、前記電圧降下演算器の出力に基づいて前記交流電動機への電圧指令を出力する電圧指令器と、前記電流制御器の出力と前記インダクタンスでの電圧降下量との加算量のγ軸成分がゼロとなる位相と、前記加算量を積分したδ軸成分がゼロとなる位相との少なくとも一方の位相を算出し、前記制御位相θ∧として出力する位相推定器と、前記電圧指令に基づく電圧を前記交流電動機に印加するインバータ回路と、を備えることを特徴とする交流電動機の制御装置。前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、前記交流電動機の有効電力出力と前記交流電動機の機械出力との電力差分ΔPの振動成分がゼロとなるように制御して位相補正量を算出する補正部と、を備え、前記位相補正量は、前記指令位相角ρに補正するように構成されていることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、前記交流電動機の有効電力出力と前記交流電動機の機械出力との電力差分ΔPの振動成分がゼロとなるように制御してγ軸電流補正量を算出する補正部と、を備え、前記γ軸電流補正量は、前記γ軸電流指令に補正するように構成されていることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、高周波信号を前記指令位相角ρに重畳して位相変動を与える探査信号作成器と、前記交流電動機の有効電力出力の前記高周波信号の周波数成分がゼロとなるように制御して位相補正量を算出する補正部と、を備え、前記位相補正量は、前記指令位相角ρに補正するように構成されていることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記電流分配器は、前記トルク指令を入力とし、その際の指令位相角ρと前記交流電動機のトルク定数に基づき前記δ軸電流指令と前記γ軸電流指令を演算する分配部と、高周波信号を前記指令位相角ρに重畳して位相変動を与える探査信号作成器と、前記交流電動機の有効電力出力の前記高周波信号の周波数成分がゼロとなるように制御してγ軸電流補正量を算出する補正部と、を備え、γ軸電流補正量は、前記γ軸電流指令に補正するように構成されていることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記電圧指令器は、前記交流電動機への電圧指令と前記交流電動機のインダクタンスと巻線抵抗における電圧降下量を用いて前記交流電動機に流れる電流を電流推定として算出し、該電流推定と前記電流検出が一致するようにして算出した電圧誤差Δvを出力する電圧誤差補償器をさらに備え、前記電圧誤差Δvは、前記電圧指令に補償するように構成されていることを特徴とする請求項1~5のいずれか1項に記載の交流電動機の制御装置。前記位相推定器は、前記制御位相θ∧の単位時間あたりの変化量を前記交流電動機の速度推定として出力し、前記交流電動機への速度指令と前記速度推定が一致するように制御して、前記トルク指令Tを出力する速度制御器を、さらに備えたことを特徴とする請求項1~6のいずれか1項に記載の交流電動機の制御装置。特許文献1に示された電力変換制御装置は、高効率制御するのに必要な制御パラメータが少ないとされてはいる。しかしながら、例えば、二軸電流調節部の出力である有効成分軸の電圧振幅指令値は、無効成分軸の電圧振幅指令値から求めた誘起電圧定数の逆数からなるゲイン値KGでゲイン倍した値である。しかも、そのゲイン値KGは電力変換器の運転周波数として決定される必要がある。特許文献1には、巻線抵抗やインダクタンスによる電圧降下分を考慮した速度推定方法も示されてはいるが、電動機定数を直接用いたり、単に電動機定数をゲイン値Kγとして置き換えたりしたものとなっている。さらに、二軸電流設定部では、基本的に誘起電圧が巻線抵抗やインダクタンスによる電圧降下分よりも十分大きく、そのため電圧ベクトルが磁束成分軸d軸に対し直交するq軸となす角相差角βが小さくなるような電動機、つまり基本的に力率1となるように指令値が決定可能な、無効電力が無視できる電動機を制御対象として想定している。電動機定数と力率角βを直接用いたγ軸電流Iγの設定方法が示されてはいるが、その設定方法では、運転状態に応じて制御ゲインを可変する必要があったり、電流指令の算出方法が複雑になったりする。このように、特許文献1は、基本的に永久磁石を用いた電動機を制御対象に想定していて、同期リラクタンス電動機のような力率1での運転が難しい電動機や、電動機特性の変動が大きな電動機を制御対象とする場合は、位置センサレス運転と簡易な高効率運転の二つの運転が両立できているとは言い難いものであった。そこで、本発明は、運転状態によって電動機特性が大きく変動してもロバストで高効率な位置センサレス駆動を可能とする交流電動機の制御装置を提供することを目的とする。上記課題を解決するため、本発明の一の観点によれば、交流電動機へのトルク指令Tを制御位相θ∧を用いて分解し、交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸電流指令、寄与しない成分をγ軸電流指令として出力する電流分配器と、δ軸電流指令、γ軸電流指令と交流電動機に流れるδ軸電流検出、γ軸電流検出のそれぞれが一致するように制御する電流制御器と、交流電動機のインダクタンスと巻線抵抗における電圧降下量を演算する電圧降下演算器と、電流制御器の出力と電圧降下演算器の出力に基づいて交流電動機への電圧指令を出力する電圧指令器と、電流制御器の出力と交流電動機のインダクタンスでの電圧降下量との加算量におけるγ軸成分がゼロとなる位相と上述の加算量の積分値におけるδ軸成分がゼロとなる位相との少なくとも一方の位相を算出し、制御位相θ∧として出力する位相推定器と、電圧指令に基づく電圧を交流電動機に印加するインバータ回路と、を備える交流電動機の制御装置が適用される。本発明によれば、力率1での運転が難しい電動機や、電動機特性の変動が大きな電動機であっても,電動機特性変動に対しロバストで高効率に位置センサレス運転することができる。本実施形態の具体的な動作説明の前に、本実施形態における原理的説明を行う。制御座標系本実施形態で制御対象とする交流電動機の電圧方程式は、式1で表される。定常状態電流微分0において、交流電動機の逆起電力に相当する電圧vovod、voqは、交流電動機への印加電圧vvd、vqから巻線抵抗Rでの電圧降下量RiRid、Riqを減算して得られ、式2で表される。電動機の発生トルクTは、マグネットトルク第1項とリラクタンストルク第2項の合成で表され、式3により算出される。なお、制御対象が同期リラクタンス電動機の場合は、永久磁石による主磁束が存在しないため、式3においてφm=0とすればよい。また、電動機の入力である皮相電力Sは、式4に示すように有効電力Pと無効電力Qを用いて算出される。有効電力Pは、巻線抵抗による銅損ジュール損と機械出力Poの合成で示した式5、無効電力Qは式6のように表される。ただし、鉄損については考慮していない。有効電力Pから銅損を減算した電力Poは式7で表され、これは機械出力Poのみの電力となる。ここで、交流電動機の機械出力に寄与する成分をδ軸成分、寄与しない成分をγ軸成分とする制御軸を定義し、交流電動機への印加電圧から巻線抵抗Rでの電圧降下量を減算して得られる電圧のγ軸成分をゼロとすることを考える。これは、式2を座標変換して得られるγ軸電圧Vγとγ軸電流iγが式8の関係を満足するγ-δ軸を定義して制御することである。本実施形態では、このように定義されたγ-δ軸を制御軸として交流電動機を運転している。ロバスト制御、高効率制御従来の、電圧ベクトルが制御軸に一致するように電流ベクトル位相を指令したり、逆に電流ベクトルが制御軸に一致するように電圧ベクトル位相を指令したりする制御は、力率制御に帰着する。制御対象とする交流電動機が、永久磁石型電動機のように誘起電圧に対し電機子反作用がほぼ無視できる電動機では、力率を略1に制御可能であるので上述の制御も比較的容易である。しかし、同期リラクタンス電動機のように誘起電圧が発生しない電動機での力率制御は容易ではない。制御対象が同期リラクタンス電動機の場合、電動機のインダクタンス値は、負荷トルクに依存して大きく変化する。負荷トルクに関わらず最大効率運転を実現するためには、事前にインダクタンス値を負荷トルク関数で測定しておき、その特性値を例えばテーブルや近似した関数として内蔵したり、複雑な演算をしたりすることが必要であった。ところが、電流ベクトル位相は、上述のγ‐δ軸を制御軸として表すと、負荷トルクや回転数といった運転条件に関わらず、力行回生で符号が反転するものの、その大きさは略一定として近似できる。したがって、γ‐δ軸を制御軸とすれば、永久磁石を用いた電動機、つまり無効電力を略ゼロに制御できる電動機を制御対象とする場合は、γ軸成分電流がゼロになるように、つまり、電流ベクトルがδ軸の方向に一致するように制御するだけで、高効率な運転が実現できるようになる。さらに、永久磁石を用いない同期リラクタンス電動機のように、もともと力率が悪く無効電力をゼロに制御することが容易ではない電動機を制御対象とする場合は、リアクタンス電圧ωLiに対しπ/4の位相に通電するように、つまり電流ベクトルがγ軸に対しπ/4となるように指令するだけで、高効率な運転が可能となる。これは、高効率運転を行なうための電流ベクトルの位相は、発生トルクに占める永久磁石に由来する成分と、リラクタンストルクに由来する成分の比率によって略決定されていて、この比率は永久磁石を用いない同期リラクタンス電動機の場合π/4となるからである。また、これらの中間の特性をもつ電動機に対しては、入力電力に対する機械出力の比を電流ベクトルの位相として指令することで、高効率な運転が可能となる。このように、式8が成立するように、つまり、交流電動機への印加電圧から巻線抵抗による電圧降下分を減算した電圧指令ベクトルvoがδ軸の方向に一致するγ軸成分がゼロになるように、もしくはステータ磁束φsがγ軸の方向に一致するδ軸成分がゼロになるように制御することにより、力率制御が困難な交流電動機が制御対象であっても、電動機特性の変動に対しロバストに制御するのである。また、以下で説明する実施形態は、入力電力に対するδ軸成分の電力が最大となるようにする最大効率制御によって、さらなる高効率運転を実現している。以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。なお、同一の構成については同一の符号を付することにより、重複説明を適宜省略する。以下の説明では、γ軸、δ軸といった2つの要素を持つ信号はベクトルと称し、図示において、ベクトルは太線で示している。<第1実施形態>まず、図1を参照しつつ、本発明の第1実施形態に係る交流電動機の制御装置の構成について説明する。図1は、本発明の第1実施形態に係る交流電動機の制御装置の全体制御ブロック図である。図1に示すように、本実施形態に係る交流電動機の制御装置100は、減算器1、4、速度制御器2、電流分配器3A、電流制御器5、電圧降下演算器6、電圧指令器7、位相推定器8、座標変換器9、逆座標変換器10、インバータ回路11、電流検出器12、を備え、交流電動機20を制御対象として駆動する。減算器1は、図示しない外部からの速度指令ωと位相推定器8からの速度推定ω∧との差を算出し、速度誤差として速度制御器2に出力する。速度制御器2は、減算器1からの速度誤差がゼロになるように制御し、かかる制御出力であるトルク指令Tを電流分配器3Aに出力する。例えば、速度制御器2では比例積分制御が行われる。V電流分配器3Aは、速度制御器2からのトルク指令Tを用いて電流指令ベクトルiiγ、iδを算出し、減算器4と電圧降下演算器6へ出力するとともに、同じくトルク指令T、位相推定器8からの速度推定ω∧、電圧指令器7からの第2電圧指令ベクトルVvγ、vδ、逆座標変換器10からの電流ベクトルiiγ、iδを用いて後述する指令負荷角に関する量を補正する。この詳細は後述する。減算器4は、電流分配器3Aからの電流指令ベクトルiと逆座標変換器10からの電流ベクトルiとの差を算出し、電流誤差として電流制御器5へ出力する。電流制御器5は、減算器4からの電流誤差がゼロになるようにγ、δ軸毎に制御し、かかる制御出力である電圧ベクトルΔΔγ、Δδを電圧指令器7に出力する。例えば、電流制御器5では比例積分制御が行われる。電圧降下演算器6は、電流制御器5の出力である電圧ベクトルΔが小さくなるように、交流電動機20のインダクタンスに関するωLi補償分電圧と、巻線抵抗に関するRi補償分電圧を算出し、電圧指令器7に出力する。これは、γ、δ軸間の相互干渉を防止する非干渉化のために行われ、ωLi補償分電圧と、巻線抵抗に関するRi補償分電圧は、電流分配器3Aからの電流指令ベクトルiと、位相推定器8からの速度推定ω∧とを用いて演算される。電圧指令器7は、電流制御器5からの電圧ベクトルΔと、電圧降下演算器6からのωLi補償分電圧とRi補償分電圧と、逆座標変換器10からの電流ベクトルiが入力され、交流電動機20への電圧指令として第2電圧指令ベクトルVを座標変換器9に、位相推定のための電圧ベクトルvovoγ、voδを位相推定器8に出力する。この詳細は後述する。位相推定器8は、電圧指令器7からの電圧ベクトルvoを用いて、制御位相θ∧及び速度推定ω∧を算出し、制御位相θ∧は座標変換器9及び逆座標変換器10に、速度推定ω∧は減算器1、電流分配器3A及び電圧降下演算器6に出力する。この詳細は後述する。座標変換器9は、電圧指令器7からの第2電圧指令ベクトルVを位相推定器8からの制御位相θ∧を用い、3相のuvw座標電圧指令ベクトルvuvwvu、vv、vwを算出し、インバータ回路11に出力する。逆座標変換器10は、電流検出器12からのuvw座標電流ベクトルiuvwiu、iv、iwを位相推定器8からの制御位相θ∧を用い、γ-δ座標系の電流ベクトルiに変換し、電流分配器3A、減算器4、電圧指令器7に出力する。インバータ回路11は、座標変換器9からのuvw座標電圧指令ベクトルvuvwに基づく電圧を、交流電動機101に印加して駆動する。電流検出器12は、交流電動機20の相電流を検出し、検出した相電流をuvw座標電流ベクトルiuvwとして逆座標変換器10に出力する。次に、電流分配器3A、電圧指令器7、位相推定器8について図を用いて順次詳述する。電流分配器3Aの説明図2は、電流分配器3Aの構成を示す制御ブロック図である。図2に示すように電流分配器3Aは、分配部31Aと補正部32Aを備える。分配部31Aは、除算器301と、絶対値演算器302と、平方根演算器303と、T-ρテーブル304と、余弦演算器305と、正弦演算器306と、乗算器307、308と、加算器309と、下限リミッタ310を備え、補正部32Aは、有効電力演算器311と、乗算器312と、減算器313と、ハイパスフィルタ314と、減算器315と、比例積分制御器316を備えている。除算器301は、速度制御器2からのトルク指令Tを所定値トルク定数で除算し、電流指令を算出し、絶対値演算器302は、この電流指令の絶対値を演算し、平方根演算器303は、この絶対値の平方根を電流指令振幅Imとして算出する。除算器301、絶対値演算器302、平方根演算器303における処理は、同期リラクタンス電動機におけるトルク指令Tから電流指令振幅Imを算出する式に基づいている。T-ρテーブル304は、トルク指令Tに対する指令負荷角ρを事前に準備されたテーブルを参照して算出する。このT-ρテーブル304は、例えば、図9に示した特性を有している。図9は、同期リラクタンス電動機がγ‐δ軸上で最大効率運転している条件での、負荷トルク横軸とステータ磁束軸基準の電流ベクトル位相縦軸の関係を説明する図である。図9には、運転周波数50Hz、1Hzそれぞれについて示している。図9からもわかるように、トルク指令Tに対する指令負荷角ρの関係は、同期リラクタンス電動機を制御対象とする場合には、運転周波数、つまり回転数に関わらず、電流ベクトル位相は、無負荷時にゼロクロスし、力行回生で符号が反転し、その大きさは略一定π/4に近似しても、本実施形態は実施できる。特に、より厳密に最大効率制御をすることを必要とするならば、補正部32Aからのγ軸電流指令補正量Δiγや位相補正角Δρを用い補正するように構成すればよい。図2に戻り、余弦演算器305及び正弦演算器306は、指令負荷角ρに対する余弦値、正弦値をそれぞれ算出する。乗算器307及び乗算器308は、それぞれ該余弦値、該正弦値と指令振幅Imと乗算し、電流指令ベクトルiのγ軸成分iγ、δ軸成分iδを算出する。加算器309は、後述の補正部32Aからのγ軸電流指令補正量Δiγを電流指令ベクトルiのγ軸成分iγに加算して補正する。下限リミッタ310は、交流電動機20が同期リラクタンス電動機の場合はγ軸電流指令iγがゼロでは磁束が発生せずトルクが発生しないため、これを防止するために設けられたリミッタであって、このリミット処理の出力を最終的なγ軸電流指令iγとして算出する。こうして、分配部31Aは電流指令ベクトルiを算出している。有効電力演算器311は、電圧指令器7からの第2電圧指令ベクトルVと、逆座標変換10からの電流ベクトルiとを用いて、例えば上述の式5を用いて、有効電力Pを算出する。乗算器312は、速度制御器2からのトルク指令Tと位相推定器8からの速度推定ω∧との積により機械出力Poを算出する。減算器313は、有効電力Pから機械出力Poを減算し、電力差分ΔPとして算出する。この電力差分ΔPは、交流電動機20の銅損を含んだものとなっている。ハイパスフィルタ314は、電力差分ΔPから低周波帯域をカットした振動成分信号を抽出し、減算器315は、所定値ゼロから該振動成分信号を減算して、該振動成分信号の符号を反転して出力する。比例積分制御器316は、符号が反転された振動成分信号がゼロになるように、例えば比例積分制御して、かかる制御出力をγ軸電流指令補正量Δiγとして出力する。こうして、補正部32Aはγ軸電流指令補正量Δiγを算出し、分配部31Aの加算器309に出力する。なお、前述のように加算器309は、γ軸電流指令iγにγ軸電流指令補正量Δiγを加算して補正している。このように、γ軸電流指令iγは、交流電動機20を運転する際の振動成分、つまり負荷角変動に対する電力差分ΔPの変化量を利用して、電力差分ΔPが極小となるように演算されたγ軸電流指令補正量Δiγにより補正される構成となっている。この構成は補正量を電流次元としているので、分配部31Aの出力信号と次元が一致し、下限リミッタ311におけるリミット値の設定が容易となるので都合がよい。γ軸電流指令補正量Δiγは、γ軸電流指令iγに補正されているが、入力電力に対するδ軸成分電力が最大となるように指令負荷角ρを操作することと等価な動作をしている。補正部32Aは、指令負荷角ρに対する補正角Δρとして演算し、指令負荷角を直接補正するように構成してもよい。この場合は補正部32Aの構成は変更する必要はなく、電流次元から位相角を表す次元への単位変換係数を追加で備え、T-ρテーブル304が出力する指令負荷角ρに加算するように構成すればよい。ここでは、電流分配器3Aの構成について、図2を用い説明した。この構成は、制御対象として同期リラクタンス電動機に最適化した構成となっているが、制御対象が永久磁石電動機や、誘導電動機であっても、上述の動作内容を逸脱しない範囲で簡易化、変更することは可能である。例えば、γ‐δ軸を制御軸とした電流ベクトル位相は、同期リラクタンス電動機ではπ/4に近似してもよいと上述したが、永久磁石型電動機のような電動機を制御対象とする場合、無負荷時にゼロクロスの指令負荷角を算出する必要がない。このため、T-ρテーブル304を用いずに、指令負荷角をπ/2とし、電流振幅値Imを算出する際の絶対値演算器302、平方根演算器303を省略することが可能である。さらに、永久磁石型電動機は、γ軸電流指令がゼロの場合でも磁束が発生するため、下限リミッタ310も省略可能である。また、位相変動の周波数が、運転条件によって変化する場合、ハイパスフィルタ314のカットオフ周波数や、比例積分制御器316の制御ゲインを可変するように構成すれば、高効率とする最適位相の推定精度が向上できるので更に効果的である。このように、電流分配器3Aは構成され、交流電動機20の巻線抵抗の設定誤差等に起因する制御軸の推定誤差や、負荷条件による電動機特性の変動に対しても、高効率運転可能な指令負荷角を推定することができるので、高効率運転の効果をより一層高めることができる。電圧指令器7の説明図3は、電圧指令器7の構成を示す制御ブロック図、図4は、電圧指令部7が備える電圧誤差補償器75の制御ブロック図である。図3に示すように電圧指令器7は、加算器71、72、減算器73、74、電圧誤差補償器75を備え、図4に示すように電圧誤差補償器75は、加算器701と、第1係数器702と、加算器703と、積分器704と、減算器705と、第3係数器706と、第2係数器707と、第4係数器708と、積分器709を備える。加算器71は、電流制御器5からの電圧ベクトルΔと電圧降下演算器6からのωLi補償分電圧を加算して電圧ベクトルvoを算出し、加算器72に出力する。加算器72は、加算器71からの電圧ベクトルvoと電圧降下演算器6からのRi補償分電圧を加算して電圧ベクトルvを算出し、減算器73に出力する。減算器73は、加算器72からの電圧指令ベクトルVと電圧誤差補償器75からの電圧誤差Δvとの差を算出し、第2電圧指令ベクトルVとして減算器74及び電流分配器3A及び座標変換器9に出力する。減算器74は、減算器73からの第2電圧指令ベクトルVに対して電圧降下演算器6からのωLi補償分電圧とRi補償分電圧を減算し、電圧ベクトルΔとして電圧誤差補償器75に出力する。この電圧ベクトルΔは、電流制御器5からの電圧ベクトルΔから電圧誤差補償器75からの電圧誤差Δvを減算して算出するようにしてもよい。次に、図4を用いて電圧誤差補償器75を説明する。加算器701は、減算器74からの電圧ベクトルΔと電圧誤差補償器75における積分器709の前回演算値電圧誤差Δvの前回値とを加算してvc1として出力し、第1係数器702は、vc1と所定値第1ゲインK1に相当した係数とを乗算してvc2として出力する。加算器703は、vc2と後述のvc6の前回値を加算、さらに後述のvc7の前回値を減算してvc3として出力し、積分器704は、vc3を積分してvc4として出力し、第2係数器707は、vc4と所定値第2ゲインK2に相当した係数とを乗算してvc7として出力する。減算器705は、逆座標変換器10からの電流ベクトルiからvc4を減算してvc5として出力し、第3係数器706は、vc5と所定値第3ゲインK3に相当した係数とを乗算してvc6を出力し、第4係数器708は、vc5と所定値第4ゲインK4に相当した係数とを乗算してvc8を出力する。積分器709は、vc8を積分して電圧誤差Δvを算出する。なお、第1~第4ゲインK1~K4は、それぞれ式9乃至式12に基づいた2×2の行列である。なお、式中の応答周波数ωv、減衰係数ζは、電圧誤差補償器75の応答を決める設計値、Ldqはd軸インダクタンスLd値、q軸インダクタンスLq値を要素にもつ対角行列、Rは巻線抵抗値を要素にもつスカラー行列である。なお、γ軸成分の補償ゲインはLd値、δ軸成分の補償ゲインはLq値が用いられる。このように、電圧誤差補償器75は、電流制御器5が設計値通りの応答ωv:応答周波数、ζ:減衰係数を実現するのに必要な電圧は、交流電動機20のインダクタンスと巻線抵抗からなる電気的モデルによる算出した推定電流ベクトルvc4に相当と逆座標変換器10からの電流ベクトルiの誤差電流ベクトルvc5に相当が一致するように電圧誤差Δvを算出している。なお、この電気的モデルは二次式に近似したものを用いているが、二次式に限定されるものではない。これにより、電圧誤差補償器75は、制御対象とする交流電動機20の電動機特性が大きく変動し、γ、δ軸間のインダクタンスによる相互干渉が生じても、電圧降下演算器6のγ、δ軸間の非干渉化の機能が低下させることなく、電流制御器5の不安定化を抑制でき、設計通りの制御応答を実現させる。電圧誤差補償器75による電圧誤差補償は、交流電動機20の構造や制御軸の定義に関わらず効果がある。また、電流制御器5の制御応答は、設計値どおりにできるようになるので、位相推定器8や、速度制御器2の応答を設計する際には電流制御応答の変動や位相推定器8、速度制御器2との制御器間の制御干渉を考慮する必要がなくなり、制御応答設計が高速かつ容易に設定できるようになる効果もある。位相推定器8の説明図5は、位相推定器8の構成を示す制御ブロック図である。図5に示すように位相推定器8は、逆正接関数演算器81、減算器82、PLL演算器83、積分器84を備える。逆正接演算器81は、電圧指令器7からの電圧ベクトルvoを用いて、式13に基づいて位相誤差Δθ∧を算出する。減算器82は、所定値π2と位相誤差Δθ∧との差を算出し、PLL演算器83は、この差を入力として、従前知られた、例えば比例積分制御で構成されたPLL演算により、位相誤差Δθ∧が所定値π2に収束するように制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧として出力する。積分器84は、速度推定ω∧を積分して推定位相θ∧を算出する。このようにして、位相推定器8は、電圧指令器7からの電圧ベクトルvoがδ軸方向に一致するつまり、γ軸成分をゼロにするように、つまり、上述した式8が成立するように制御することで、交流電動機20の位置、および速度の推定を行なっている。こうして、位相推定器8は、上述のように交流電動機20の電動機特性を用いていないので、運転中に電動機特性特にインダクタンス値が大きく変動する電動機であっても、安定して位置および速度を推定している。<第2実施形態>以上、本発明の第1実施形態に係る交流電動機の制御装置100について説明した。次に、本発明の第2実施形態に係る制御装置101について説明する。この第2実施形態に係る制御装置101は、電流分配器3Aの代わりに電流分配器3Bを有し位相推定器8からの速度推定ω∧を電流分配器3Bに入力不要としている点で、第1実施形態に係る制御装置100と異なり、他は同様に構成される。したがって、以下では、説明の便宜上、重複説明を適宜省略し、第1実施形態と異なる点を中心に説明することとする。なお、第2実施形態に係る制御装置101の制御ブロック図の図示は省略している。なお、第1実施形態における電流分配器3Aは、交流電動機20を運転する際に発生してしまう振動成分を電流ベクトルの位相変動の周波数として高効率制御を行っていた。この場合、位相変動を敢えて重畳しないという利点はあるが、逆に、上述の位相変動の周波数が速度制御の応答周波数帯域にあると、速度制御がこの位相変動による速度変動に応答してしまい、目論見の動作ができない場合があった。そこで、第2実施形態では、これを解決するために位相変動の周波数を任意に決定できるようにしている。電流分配器3Bの説明次に、図6を用いて、電流分配器3Bの詳細動作を説明する。図6は、電流分配器3Bの構成を示す制御ブロック図である。図6に示すように電流分配器3Bは、電流分配器3Aと同様に分配部31Bと補正部32Bを備える。分配部31Bは、除算器601と、絶対値演算器602と、平方根演算器603と、T-ρテーブル604と、余弦演算器605と、正弦演算器606と、乗算器607、608と、加算器609と、下限リミッタ610、探査信号作成器611、加算器612を備え、補正部32Bは、有効電力演算器613と、バンドパスフィルタ614、乗算器615と、ローパスフィルタ616、減算器617と、比例積分制御器616を備えている。さらに、図7に示すように、探査信号作成器611は、積分器621、正弦演算器622、乗算器623を備えている。図7に示す積分器621は、所定値電流ベクトルの位相変動周波数である探査信号周波数ωhを積分して、探査信号位相θhを算出し、正弦演算器622は、探査信号位相θhに対し、正弦演算を行なうことにより、探査信号位相の正弦波sinθhを算出する。乗算器623は、所定値探査信号の位相振幅と探査信号位相の正弦波sinθhを乗算し、指令負荷角の位相変動Δρを算出する。図6に戻り、分配部31Bでは、第1実施形態と同様に処理されたT-ρテーブル604の出力と、探査信号作成器611詳細には図7の乗算器73からの指令負荷角の位相変動Δρを、加算器612で加算し、新たに指令負荷角ρとして、余弦演算器605及び正弦演算器606へ出力している。以後、分配部31Bは、第1の実施形態の分配部31Aと同様の処理により、電流指令ベクトルiを算出している。補正部32Bの有効電力演算器613は、第1実施形態と同様にして有効電力Pを算出し、バンドパスフィルタ614は、有効電力Pを入力として、探査信号作成器611からの探査信号に基づく周波数成分を抽出し、乗算器615は、この抽出された周波数成分と探査信号作成器611からの探査信号位相の正弦波sinθhとを乗算し、その乗算結果をローパスフィルタ616にかける信号処理により、機械出力Poの変動に依存する振動成分を抽出する。減算器617は、所定値ゼロから該振動成分を減算して、該振動成分の符号を反転した信号を算出し、比例積分制御器618は、この信号を入力とし、第1実施形態と同様にしてγ軸電流指令補正量Δiγを算出している。こうして、補正部32Bはγ軸電流指令補正量Δiγを算出し、分配部31Bの加算器609に出力する。なお、第1実施形態と同様に加算器609は、γ軸電流指令iγにγ軸電流指令補正量Δiγを加算して補正している。このように、γ軸電流指令iγは、探査信号作成器611が重畳する探査信号の振動成分、つまり負荷角変動に対する電力差分ΔPの変化量を利用して、電力差分ΔPが極小となるように演算されたγ軸電流指令補正量Δiγにより補正される構成となっている。γ軸電流指令補正量Δiγは、第1実施形態と同様にγ軸電流指令iγに補正されているが、入力電力に対するδ軸成分電力が最大となるように指令負荷角ρを操作することと等価な動作をしている。補正部32Bは、指令負荷角ρに対する補正角Δρとして演算し、指令負荷角を直接補正するように構成してもよい。この場合は補正部32Bの構成は変更する必要はなく、電流次元から位相角を表す次元への単位変換係数を追加で備え、T-ρテーブル604が出力する指令負荷角ρに加算するように構成すればよい。このようにして、デットタイムや電流検出のオフセットといった外乱要素が小さく理想状態に近い状態にあっても、推定位相に用いる振動成分を重畳させて、安定した高効率運転を実現するための指令負荷角が推定できる。このように第2実施形態は実施され、第1実施形態と同様に、交流電動機20の巻線抵抗の設定誤差等に起因する制御軸の推定誤差や、負荷条件による電動機特性の変動に対しても、高効率運転可能な指令負荷角を推定することができるので、高効率運転の効果をより一層高めることができる。以上、本発明の実施形態について説明した。ただし、いわゆる当業者であれば、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で、上記実施形態から適宜変更が可能であり、また、上記実施形態と変更例による手法を適宜組み合わせて利用することも可能である。すなわち、このような変更等が施された技術であっても、本発明の技術的範囲に含まれることは言うまでもない。例えば、上記実施形態では、位相推定器8は制御位相θ∧及び速度推定ω∧を算出し、各制御器に出力するとして説明したが、制御位相θ∧のみを出力するようにしてもよい。各制御器は、必要により制御位相θ∧の単位時間あたりの変化量として速度推定ω∧を演算すればよい。また、電流分配器3Aの補正部32Aでの機械出力Poの演算において、トルク指令Tと速度推定ω∧の積により算出するように説明したが、速度制御器2による制御により速度指令ωと速度推定ω∧が略一致していれば、速度指令ωを用いてもよいし、速度指令ωに速度応答相当のローパスフィルタ処理したものを用いるようにしてもよい。また、上記実施形態では、位相推定器8として図5に示す制御ブロック図を例に説明したが、図8A~8Eに示す位相推定器8A~8Eの構成でも実施することも可能である。<変形例1>図5に示す位相推定器8において、位相誤差Δθ∧がほぼゼロであれば、厳密な逆正接演算ではなく、演算の容易な除算に置換することもできる。つまり、位相推定器8を図8Aに示す位相推定器8Aのように、逆正接関数演算器81の代わりに除算器85を用いて実施してもよい。<変形例2>図8Bに示す位相推定器8Bは、減算器86と、比例積分制御器87と、積分器84を備える。減算器86は、所定値ゼロから電圧指令器7からのγ軸電圧voγを減算し、比例積分制御器87は、該減算結果であるγ軸電圧voγが直接ゼロとなるように制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧と出力する。この構成では比例積分制御器87は、入力電圧と出力回転数でそれぞれ単位の次元が異なるため、ゲイン設計に際し、電動機の逆起電力定数に相当する換算ゲインが必要となるが、このように構成しても実施してもよい。<変形例3>図8Cに示す位相推定器8Cは、図5の位相推定器8に対し、入力段に追加で積分器88を備えている。積分器88は、入力される電圧ベクトルvoを積分してステータ磁束推定ベクトルφ∧を算出する。逆正接演算器81は、該ステータ磁束推定ベクトルφ∧を用いて、式14を実行して位相誤差Δθ∧を算出し、さらに、この位相誤差Δθ∧が所定値ゼロとなるようにPLL演算器83で制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧と出力する。このように構成し,ステータ磁束推定ベクトルφ∧がγ軸方向に一致するδ軸成分がゼロになるようにしてもよい。積分器88は、電圧ベクトルvoの位相をπ/2遅らせると同時に、高周波数帯の信号を減衰させるので、電圧ベクトルvoのリップルやノイズによる影響を軽減することができる。<変形例4>図8Dに示す位相推定器8Dは、入力されるγ軸電圧voγを入力段に追加で備えた積分器88を用いてδ軸ステータ磁束推定値φδ∧を算出し、減算器86は、所定値ゼロからこのステータ磁束推定値φδ∧を減算し、比例積分制御器87は該減算結果がゼロになるように制御し、かかる制御出力を速度推定ω∧と出力する。このように構成し,実施してもよい。<変形例5>図8Eに示す位相推定器8Eのように、電圧ベクトルvoがδ軸方向に一致するγ軸成分がゼロになるように制御する構成図8Bの位相推定器8Bと、ステータ磁束推定ベクトルφ∧がγ軸方向に一致するδ軸成分がゼロになるように制御する構成図8Cの位相推定器8Cを組み合わせ、重み付け関数89により、運転条件に応じて該2つの構成をオンラインで滑らかに切替える構成として実施してもよい。例えば、積分器88の入力信号のオフセット除去のための処理などを考慮すれば、低速時は電圧ベクトルvoをδ軸方向に一致させるγ軸成分をゼロとする制御、高速時はステータ磁束φsをγ軸方向に一致させるδ軸成分をゼロとする制御に重みを持たせた運転条件にすると、本実施形態をより効果的に実施できる。以上のように、本実施形態における交流電動機の制御装置は、上述のγ‐δ軸を制御軸とし、交流電動機への印加電圧から巻線抵抗による電圧降下量を減算した電圧ベクトルvoをδ軸方向に一致させるγ軸成分をゼロとする、もしくはステータ磁束φsをγ軸方向に一致させるδ軸成分をゼロとするように制御をしているので、電動機特性変動の大きな制御対象でも安定して位置センサレス運転をすることができる。さらに、力率制御が困難な制御対象においても、電流指令ベクトルの設定を略固定値とすることができるので、高効率でロバストな制御が可能となる。"