三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記三相同期電動機の回転速度が零速度乃至低速度の領域で、前記検出された電圧から前記三相同期電動機の回転子位置情報を求める回転子位置情報演算手段とを備えていることを特徴とした同期電動機の駆動システム。三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電位、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電位中性点電位のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記三相同期電動機の回転速度が少なくとも零速度乃至低速度の領域で、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧と予め関係付けされた回転子位置情報を記憶し、前記検出された電圧から前記記憶された回転子位置情報を求める回転子位置情報演算手段とを備えていることを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項1に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記回転子位置情報演算手段は前記検出された電圧を関数演算して回転子位置情報を求めることを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項2に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧と予め関係付けされた回転子位置情報を半導体メモリよりなるデータテーブルに記憶させ、前記検出された電圧に対応した回転子位置情報を前記データテーブルから読み出して回転子位置情報を求めることを特徴とする同期電動機の駆動システム。三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記三相同期電動機の回転速度が零速度乃至低速度の領域で、前記検出された電圧から前記三相同期電動機の回転子位置情報を求める回転子位置情報演算手段と前記回転子位置情報演算手段で求められた複数の回転子位置情報から前記三相同期電動機の回転子速度を求める回転子速度情報演算手段とを備えていることを特徴とした同期電動機の駆動システム。三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記三相同期電動機の回転速度が少なくとも零速度乃至低速度の領域で、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧と予め関係付けされた回転子位置情報を記憶し、前記検出された電圧から前記記憶された回転子位置情報を求める回転子位置情報演算手段と前記回転子位置情報演算手段で求められた複数の回転子位置情報の変化状態から前記三相同期電動機の回転子速度を求める回転子速度情報演算手段とを備えていることを特徴とした同期電動機の駆動システム。三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記検出された電圧を1サンプル以上前の値を保持し、前記検出された電圧の符号が反転した時点で前記保持されていた電圧と今回検出された電圧の差分値を演算し、この差分値から前記三相同期電動機の回転数を演算する回転数演算手段とを備えていることを特徴とした同期電動機の駆動システム。三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記6つの通電モードのそれぞれにおける通電相に前記同期電動機に対して正回転のトルクを発生させる極性のパルス電圧と、前記同期電動機に対して逆回転のトルクを発生させるパルス電圧の少なくとも一方、或いは両方を印加する電圧指令手段と、前記電圧指令手段によるパルスの印加期間における前記検出された電圧から前記三相同期電動機の回転子位置情報を演算して求める回転子位置情報演算手段とを備えていることを特徴とした同期電動機の駆動システム。三相同期電動機と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相同期電動機の三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御する制御器とを備える同期電動機の駆動システムであって、前記制御器は、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記6つの通電モードのそれぞれにおける通電相に前記同期電動機に対して正回転のトルクを発生させる極性のパルス電圧と、前記同期電動機に対して逆回転のトルクを発生させるパルス電圧の少なくとも一方、或いは両方を印加する電圧指令手段と、前記電圧指令手段によるパルスの印加期間における前記検出された電圧から前記三相同期電動機の回転子位置情報を演算して求める回転子位置情報演算手段と、前記回転子位置情報演算手段で求められた複数の回転子位置情報の変化状態から前記三相同期電動機の回転子速度を求める回転子速度情報演算手段とを備えていることを特徴とした同期電動機の駆動システム。請求項8或いは請求項9に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記回転子位置情報演算手段は前記正パルス印加時に検出される電圧と、前記負パルス印加時に検出される電圧の差分値を演算し、この差分値から前記同期電動機の回転子位置情報を演算することを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項9に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記回転子位置情報演算手段は前記正パルス印加時に検出される電圧と、前記負パルス印加時に検出される電圧の差分値を演算し、この差分値から前記同期電動機の回転子位置角度を演算し、前記回転子速度情報演算手段は前記回転子演算手段で求められた回転子位置情報の変化率から、前記同期電動機の回転速度を演算することを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項9に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記回転子位置情報演算手段は前記正パルス印加時に検出される電圧と、前記負パルス印加時に検出される電圧の加算値を演算し、この加算値から前記同期電動機の回転子位置情報を演算し、前記回転子速度情報演算手段は前記回転子演算手段で求められた回転子位置情報の変化率から、前記同期電動機の回転速度を演算することを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項12に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記回転子位置情報演算手段は前記加算値を1サンプル以上の期間保持し、今回求められた加算値と、前記1サンプル以上保持していた過去の加算値の差分値から前記同期電動機の回転速度を演算することを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項9に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記回転子位置情報演算手段は、前記正パルス印加時に検出される電圧と、前記負パルス印加時に検出される電圧の差分値を演算し、この差分値から前記同期電動機の回転子位置情報を演算する第1の回転子位置情報演算手段と、前記正パルス印加時に検出される電圧と、前記負パルス印加時に検出される電圧の加算値を演算し、この加算値から前記同期電動機の回転子位置情報を演算する第2の回転子位置情報演算手段よりなり、前記回転子速度情報演算手段は、前記第1の回転子位置情報演算手段で求められた回転位置情報の変化率から前記同期電動機の回転速度を演算する前記第1の回転子速度情報演算手段と、前記第2の回転子位置情報演算手段で求められた回転位置情報の変化率から前記同期電動機の回転速度情報を演算する前記第2の回転子速度情報演算手段とより、前記第1の回転子速度演算手段と前記第2の回転子速度演算手段は前記同期電動機の回転速度に応じて切り替える切り換え手段によって切り替えられることを特徴とする同期電動機の駆動システム。請求項8或いは請求項9に記載の同期電動機の駆動システムにおいて、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出する電圧検出手段は、検出された電圧を減衰、或いは増幅する電圧補正手段を備え、更にこの減衰、或いは増幅の倍率を前記同期電動機の運転条件に応じて変える倍率調整手段を備えていることを特徴とする同期電動機の駆動システム。三相同期電動機の三相巻線と接続され複数のスイッチング素子により構成されるインバータと、前記三相巻線のうち通電する2つの相を選択して6通りの通電モードにてパルス幅変調動作によって前記インバータを通電制御すると共に、前記三相巻線の非通電相の端子電圧、或いは前記三相同期電動機の固定子巻線の接続点電圧のうち少なくともいずれかの電圧を検出し、この検出された電圧に基づいて前記通電モードを順次切り替えていく通電モード切替手段と、前記三相同期電動機の回転速度が零速度乃至低速度の領域で、前記検出された電圧から前記三相同期電動機の回転子位置情報を求める回転子位置情報演算手段と前記回転子位置情報演算手段で求められた複数の回転子位置情報から前記三相同期電動機の回転子速度を求める回転子速度情報演算手段とを備えた制御器を一体化して前記三相同期電動機の電動機本体に固定し、前記インバータ及び前記制御器の電源線と、前記制御器の信号線を外部に引き出す引き出し線を備えたことを特徴とする同期電動機。請求項16に記載の同期電動機において、前記電動機本体には液体ポンプが一体に固定され、前記三相同期電動機の回転子によって前記液体ポンプが駆動されることを特徴とする同期電動機。特許文献1記載のものは、モータが停止低速状態において良好な制御性能を得ることができるが、回転子位置角の制御や、回転速度制御を行うための具体的な手法については示されていない。特許文献2、特許文献3に記載のものは、120度通電駆動される同期電動機の通電相を切り替えるためのタイミングに関する技術であり、回転速度や回転子位置の制御系に関わるものではない。例えば、速度センサレスにて速度情報を得る方式として、通電相の切り替わるタイミング間をカウンターで計測し、その時間から回転子の1回転辺りの時間を逆算し、速度情報を得るようにしている。よって、回転速度が低いほど速度検出には遅れが伴い、速度精度が向上できず速度制御応答を高く設定できない恐れがある。本発明の目的は、位置センサを使用しないセンサレス制御による同期電動機システムにおいて、少なくとも零速度近傍から低速度域に亘って安定した位置制御系、速度制御系が実現できる同期電動機の駆動システムを提供することにある。本発明の代表的な特徴は、同期電動機の三相固定子巻線のうち、2相を順次選択して120度通電を実施し、その際、回転子位置によって非通電相の起電圧が変化する現象を利用するもので、非通電相の起電圧に基づいて瞬時の回転子位置情報を得るものであり、また、これに加えて得られた位置情報の変化率から回転子速度情報が得られるようにしたものである。更に好適には、非通電相の起電圧と同期電動機回転子位置との相関関係を予め関係付けしておき、検出した起電圧をから関係付けされた回転子位置情報を求めて瞬時の回転子位置情報を得るものである。本発明によれば、零速度近傍から低速度域に亘って位置情報或いは速度情報が瞬時の値として得られるため、少なくとも零速度近傍から低速度域に亘って安定した位置制御系、速度制御系が実現できるものである。以下、図1乃至図30を用いて、本発明の実施形態による同期電動機の駆動システムの構成及び動作について説明する。最初に、図1を用いて本実施形態による同期電動機の駆動システムの全体構成について説明する。図1は同期電動機4を駆動する駆動システムの構成を示しており、その構成要素は同期電動機の回転子位置角度が所望の位置になるように同期電動機4への印加電圧指令Vを計算する印加電圧指令発生器1Aと、同期電動機への印加電圧を演算してインバータへのパルス幅変調波PWM信号を生成する制御器2Aと、制御器2のPWM信号を受けて直流電源から交流電圧を発生するインバータ3と、これらによって制御される三相固定子巻線を備える同期電動機4から構成されている。インバータ3は、インバータに電力を供給する直流電源31、6個のスイッチング素子Sup~Swnで構成されるインバータ主回路部32、インバータ主回路部32を駆動する出力プリドライバ33から構成されている。印加電圧指発生器1Aは、同期電動機への印加電圧指令Vを発生するが、これは制御器2Aの上位に位置する制御器である。この上位の制御器としては、例えば、同期電動機4の電流を制御する場合には電流制御器が用いられ、あるいは回転速度を制御する場合には速度制御器が用いられるが、本実施例では回転子の位相回転子位置の制御を行うことを目的としているので位置制御器として動作している。いずれにしても、この印加電圧指令Vに相当する電圧を最終的にはパルス幅変調PWMを行って同期電動機4へ印加する。印加電圧指令発生器1Aの内部は、同期電動機4の回転子位置指令θdcを発生する位置指令発生器101と、制御器2Aからの位置推定値θdcとの偏差を計算する減算器102と、その偏差が零になるように同期電動機4への印加電圧を修正演算する位置制御器103からなる。制御器2Aは内部にPWM発生器5を有し、位置制御器1の出力に基づきパルス幅変調されたPWM波を作成する。また、通電モード決定器6ではインバータ主回路部の6通りのスイッチングモードを決定するモード指令を順次出力する。ゲート信号切替器7ではインバータ主回路部32の各々のスイッチング素子Sup~Swnがどのような動作でスイッチングするかをモード指令に基づいて決定し、最終的な6つのゲートパルス信号をインバータ3に出力する。また、通電モード決定器6はモード切替トリガー発生器8が発生する信号によって、通電モードを順次切り替えていく。モード切替トリガー発生器8は、三相の巻線のうちの非通電相をモード指令に基づいて選択して同期電動機の非通電相電圧Vu、Vv、Vwをサンプリングする非通電相選択器10と、同期電動機の非通電相の電圧に対して正転方向の閾値となる電圧を発生する正転閾値発生器11と、非通電相の電圧と正転閾値とを比較して正転方向へのモード切替トリガー信号を発生する比較器12から構成されている。本発明の特徴部分である位相回転子位置推定器20は、通電モード決定器6で決められたモードに対応した非通電相の電圧である検出電位BLから同期電動機4の回転子位置角度θdを推定演算する。推定された回転子位置角度θdに対応する位置信号θdcは印加電圧指令発生器1A内部の位置指令発生器101が出力する位置指令θdcに一致するように減算器102によって演算され、これに基づいて位置制御器102によって印加電圧指令Vが修正されるものである。次に、本発明の基本動作について説明する。本発明の基本となる120度通電方式とは同期電動機の三相の巻線の中から2つの巻線を選択し、選択された巻線に電圧を印加して回転子のトルクを発生するものである。そして、その2つの巻線の組み合わせは6通りあり、それぞれを通電モード1~6と定義している。ここで、3つの巻線はそれぞれ周知の通りU相、V相、W相と定義されている。図2は、V相からW相へ通電している状態のモード後述するようにモード3に対応するを示し、同図は反対にW相からV相へ通電している状態のモードを示すものである。これらに対して、回転子の位置角度を電気角一周期分変化させた場合の非通電相であるU相に現れる起電圧は図3のようになり、回転子位置によってU相の起電圧が変化する様子がわかる。この起電圧は速度誘起電圧ではなく、V相とW相に生じる磁束の変化率の差異が非通電相であるU相にて電圧として観測されたものであり、これを磁気飽和起電圧と称して速度起電圧と区別する。そして、図3において実線で示す正パルス時の非通電相の電圧及び破線で示す負パルス時の非通電相の磁気飽和起電圧はいずれも速度誘起電圧Emuに比べて大きいことがわかる。したがって、速度誘起電圧に代えてこの非通電相の磁気飽和起電圧を検出すれば同期電動機の回転が零速度近傍から低速度域に亘って比較的大きな回転子の位置信号が得られるものである。図4は、U相、V相及びW相の磁気飽和起電圧、インバータ3を構成するスイッチング素子Sup~Swnのゲート信号Gup~Gwn、同期電動機の回転位相角θd、ならびに通電モードを示している。上述した図2、に示した電圧パルスは、120度通電の通常の動作中に印加され、位相角θdに応じて60度毎に通電する2相が切替えられている。つまり、非通電相も順次切替えられていくものである。図4において、モード3、ならびにモード6がそれぞれ図2、の状態と等価であり、このときU相は非通電相であるため磁気飽和起電圧は太い矢印のところで現れるようになる。すなわち、モード3ではマイナス方向に減少し、モード6ではプラス方向に増加するような磁気飽和起電圧が観測されることになる。当然のことながら非通電相は切り替えられていくので、V相が非通電相である場合はモード2とモード5で磁気飽和起電圧は太い矢印のところで現れてモード2ではプラス方向に増加し、モード5ではマイナス方向に減少するような磁気飽和起電圧が観測される。同様にW相が非通電相である場合はモード1とモード4で磁気飽和起電圧は太い矢印のところで現れてモード1ではマイナス方向に減少し、モード4ではプラス方向に増加するような磁気飽和起電圧が観測される。図5に、通電モードと非通電相、ならびに非通電相の磁気飽和起電圧の関係を示しており、通電モードが切り替わる毎に磁気飽和起電圧が正と負でそれぞれに上昇と減少を繰り返す様子がわかる。そこで、正側、負側にそれぞれ閾値電圧Vhxp、Vhxnを設定しておき、この閾値電圧と磁気飽和起電圧の大小関係からモード切替のトリガー信号を発生させることができる。これらの動作をモード切替トリガー発生器8にて実現している。非通電相電位選択器10にて、モードに応じた非通電相を選択してその相の電位BLを検出する。また、正転方向の閾値となる電圧を発生する正転閾値発生器11にて正転正側基準電圧Vhxpと正転負側基準電圧Vhxnを発生する。そして、先の非通電相の電位BLと、正転正側基準電圧Vhxpと正転負側基準電圧Vhxnを閾値として比較器12に入力してその値の比較を行い、非通電相電圧BLが閾値に到達した時点でモード切替トリガー信号CLを発生して通電モードを正回転方向に進める。以上が、零速度近傍にトルクを発生させるための基本的な動作である。次に本発明の特徴部分である位相回転子位置推定器20の動作について説明すると、非通電相に発生する磁気飽和起電圧と回転子位置の関係は図5に示した通りであり、電気角60度周期で位置角度に対して単調減少、単調増加を繰り返している。磁気飽和起電圧はキャリア周波数の周期内で少なくとも1回はサンプリングしているため、瞬時の値を読み込んでいることになる。実際には電圧パルスが印加される毎にサンプリングされている。よって、この磁気飽和起電圧と回転子位置角度との相関関係を予め関係付けておいて、検出した電圧から回転子位置角度を求めることができる。これは、例えば半導体メモリよりなるデータテーブルに磁気飽和起電圧と相関をとった回転子位置角度を格納しておけば良く、磁気飽和起電圧のサンプリングに合わせてこの磁気飽和起電圧に対応した回転子位置角度を読み出してやれば結果的に早い時間で回転子位置角度がわかることになる。この磁気飽和起電圧と回転子位置角度の関係は図6に示しており、図6aはモード1、モード3、モード5の場合の関係であり、図6bはモード2、モード4、モード6の場合の関係である。データテーブルはデータを離散的に取り扱うため、電動機の制御に必要な数に分割した磁気飽和起電圧-回転子位置角度の関係を求めればよい。非通電相が切り替えられていく角度は30°から-30°までの60度であるので、例えば、1°毎にテーブルを刻むと60個のますを準備すれば良い。また、このますの間の電圧では補間計算によって回転子位置角度を求めるようにしても良い。尚、モード1、モード3、モード5の場合のデータテーブル1と、モード2、モード4、モード6の場合のデータテーブル2とが位相回転子位置推定器20に設けられている。図7に位相回転子位置推定器20の構成を示しており、データテーブル201は通電モードがモード1、3、5の時に用いられるデータテーブルであり、逆にデータテーブル202は通電モードがモード2、4、6の時に用いられるテーブルである。このデータテーブルの切替はスイッチ203によって切り替えられるが、このスイッチ203は通電モード決定器6で決められたモード信号によってモード1、3、5の場合はデータテーブル1が選択され、モード2、4、6の場合はデータテーブル2が選択されるようになっている。ここで、非通電相が切り替えられていく角度は60度であるため、データテーブルから出力される位相回転子位置θdeも図6にあるように電気角で±30度の範囲である。このため、各モード毎の基準となる基準位相θdmを加算器205にて加算して回転子の一周期分の位置情報であるθdcを得る。各モード毎の基準位相θdmは基準位相発生器204から出力されるが、基準位相発生器204でも通電モード決定器6で決められたモード信号に応じてスイッチが切り替えられるもので、この場合モード1乃至モード6に対応して6個の基準位相θdm0°、60°、120°、180°、240°、300°を出力する。これらの動作によって、回転子の位相回転子位置は瞬時の磁気飽和電圧値から計算によって求めることができる。この結果、同期電動機4の回転子位置、速度を検出するための位置センサを設けることなく、回転子位置情報を得ることが可能であり、回転子の位置制御系が実現できる。この位置制御系を用いることで、例えばバルブの位置角度制御や、簡単な位置決め制御に応用可能である。尚、起電圧と回転子位相の関係をデータテーブルで表現したが、一次関数や二次関数など、近似した関数で計算するようにしてもよい。この場合テーブルルックアップによる手法に比べて計算時間は長くなるが、回転領域が低速であるためこの計算時間はさほど問題にならないと考えられる。また、図1では同期電動機4の三相巻線の接続点電位中性点電位を検出しているが、基本的にはどこの電位を基準にしても非通電相電位の検出は可能であるため、この中性点電位の接続は不要である。あるいは、逆に、非通電相の検出を行わずに、この中性点電位の値を観測しても、磁気飽和の影響が中性点電位にも発生するため磁気飽和起電圧を得ることができる。その場合には、非通電相電位選択器10等が不要となるが、検出用に中性点電位の接続は必須になるので、これは以下の実施形態においても全く同じことが言える。次に、図8及び図9を用いて本発明の第2の実施形態になる同期電動機の速度制御システムを説明する。一般に、120度通電方式を基本とした速度制御系では、速度情報を得る方法として通電モードの切り替わり期間電気角60度毎の周期をカウンターなどで計測しておき、その計測値の逆数を演算することで速度情報を得ている。このため、回転数が低い場合には計測に長い時間を有することになって、結果として速度情報を得るのに時間がかかり制御応答を著しく劣化させている。特にセンサレス制御で速度制御を行う場合にはこの検出遅れが課題となり高応答化を実現するのは困難であった。そのため、高応答で高精度な速度制御を実現するためには回転速度センサを別に電動機に取り付ける必要があり好ましくない。以下に説明する第2の実施形態ではこのような問題を解決する技術を提案するものである。図8に示す実施形態と図1に示す実施形態との違いは、印加電圧指令発生器1Bが同期電動機4の回転速度制御器1Bとして機能する点と、新たに速度推定器21が付加された点である。速度推定器21は第1の実施形態で説明した位置推定器20の出力θdcを用いて同期電動機の回転速度ωrcの推定演算を行うものである。そして、印加電圧指令発生器1Bによって速度推定器21で求められた推定値ωrcが回転速度指令ωrと一致するように制御されるものである。上記した印加電圧指令発生器1Bは同期電動機4の回転速度指令ωrを出力する速度指令発生器104と、回転速度指令ωrと速度推定値ωrcとの偏差を計算する減算器102と、回転速度指令ωrと速度推定値ωrcとの偏差が零になるように、同期電動機4への印加電圧指令Vを計算する速度制御器105から構成されている。印加電圧指令Vは同期電動機への印加電圧を演算してインバータへのパルス幅変調波PWM信号を生成する制御器2Bに送られ、回転速度制御器1Bの出力に基づきパルス幅変調されたPWM波を作成する。次に、図9を用いて速度制御器21の動作について説明すると、位置推定器20で得られた回転子位相θdcからその速度を導出するにはθdcの変化率を計算すればよい。よって、基本的には微分演算で良いが、より精度良く速度を求めるには本実施形態ではPLL型の速度推定器21を導入している。速度推定器21は減算器210、PI制御器211及び積分器212からなり、PLL型の速度推定器21は内部にて位置推定器20で得られた位相回転子位置θdcとは別の状態量として位相回転子位置θdc2を演算している。位相回転子位置θdc2は独立した回転子位相回転子位置の推定値であり、この位相回転子位置と位置推定器20で得られた位相回転子位置θdcとが一致するようにPI制御器211が動作する。ここで、θdc2は積分器の出力であるため、入力される物理量は回転速度になる。よって、位相回転子位置θdcと位相回転子位置θdc2が一致することで、中間変数であるPI制御器211の出力は正確な回転速度情報に一致することになるので、PI制御器211の出力を用いることで、回転子の速度ωrを推定することが可能である。尚、本実施例ではPLL型の速度推定器21を導入しているので、微分演算による速度演算に比べて演算誤差が少ない、ノイズの影響を受け難いといった効果が期待できる。このようにして得られた回転速度推定値ωrcと、速度指令ωrとが一致するように、印加電圧指令制御器1Bにて印加電圧指令の値が修正され同期電動機4へと出力される。この第2の実施形態では、同期電動機の回転速度推定を行うにあたりモード切替間隔の計測等を用いずに、瞬時に検出される非通電相の磁気飽和起電圧に基づいて求められる位相回転子位置からその都度速度情報が得られるので、高精度で高応答の速度制御系が実現できるようになる。次に、図10乃至図13を用いて本発明による第3の実施形態について説明する。本発明による120度通電方式では、回転子の位置によって決まる巻線の中の非通電相に発生する起電圧磁気飽和を起因とした起電圧を観測して位相回転子位置を検出することを基本としているが、回転速度が高くなると回転速度に比例した速度起電圧も発生する。そして、速度起電圧は回転数が上がれば上がるほど大きくなり、磁気飽和起電圧に重畳される形で発生する。磁気飽和起電圧はモータの定格電圧に対して数程度であるため、速度が上がると相対的に速度起電圧に埋もれて行き検出精度が次第に低くなっていく。以下に説明する第3の実施形態はこのような現象を対策するため、磁気飽和起電圧に基づく位相回転子位置の検出と、回転速度に比例した速度起電圧に基づく位相回転子位置の検出を電動機の回転速度に応じて切り分けて利用するようにしたものである。図10は本実施形態による同期電動機の速度制御システムの制御器2Cのブロック構成を示しており、この制御器2Cを図8に示す制御器2Bの代わりに用いることで第3の実施形態が実現できるようになる。図10において、中高速モード切替トリガー発生器13、スイッチ14a、スイッチ14b、及び中高速速度推定器22の機能部品が新たに追加されたものであり、それ以外の機能部品はこれまでの実施例にて説明したものと同一のものである。図10において、通電モードを切り替える信号源として、中高速モード切替トリガー発生器13が新たに追加され、この中高速モード切替トリガー発生器13では同期電動機の回転数が中高速であるときに機能するものである。基本的には、特許文献2に記載されているように回転子の回転速度に応じた起電圧の零クロスを検出して通電モードの切り替えを行っている。また、中高速速度推定器22は中高速域の速度推定方法として、図8で説明した速度推定器21とは異なる方法によって同期電動機4の回転速度を推定演算する。通電モード決定器6に入力されるトリガー信号は、これまでの実施例におけるモード切替トリガー発生器8の信号CLと中高速モード切替トリガー発生器13からの信号CHの2つになり、これらのトリガー信号CL、CHをスイッチ14aにて回転速度に応じて切り替えている。同様に速度推定結果も、速度推定器21が出力する推定速度ωrcLと中高速速度推定器22が出力する推定速度ωrcHの2つになり、これらの推定速度ωrcL、推定速度ωrcHの信号もスイッチ14bによって回転速度に応じて切り替えられている。スイッチ14a、スイッチ14bの切替速度は、速度判別器15において判断され、その判断結果によってそれぞれのスイッチ14a、スイッチ14bを切り替えている。具体的には、速度判別器15は推定速度の大きさが予め設定した速度閾値以下である低速領域零速度近傍を含むであればスイッチ14a、14bのそれぞれをL側にし、推定速度がそれ以上の中高速領域であればH側に切り替えている。尚、予め設定した速度閾値は電動機の仕様によって任意に決められるものであるが、概ねの目安としては最高速度の8乃至15程度に選ばれている。図11に中高速モード切替トリガー発生器13のブロック構成を示しており、これは非通電相選択器10、零発生器131、比較器133及びトリガー制御器132より構成されている。非通電相選択器10は図1に示した非通電相選択器10と同一のものであり、モード指令に応じて通電していない相の電圧を選択しその信号BHを比較器133に送っている。比較器133は非通電相選択器10からの信号と零発生器131の出力する基準信号=0と比較して通電モード切替の元になる信号を生成する。トリガー制御器132では比較器133からの信号を受けてモードを切り替えるトリガー信号CHを生成する。速度起電圧に基づく通電モード切替信号の生成方法を図12に示しており、同期電動機の各相の速度起電圧Eou、Eov、Eowは回転子位相θdに対して図のような位相で発生する。非通電相を観測することでその非通電相の速度起電圧の零クロス点を観測することでき、この零クロス点を基準として電気角30度分の時間経過後に通電モードを切り替えるように制御する。具体的には、非通電相電位選択器10にて非通電相を選択してその零クロスを比較器133で検出し、その信号に対してトリガー制御器132にて電気角30度分の待ち時間を設けた後にモード切替トリガー信号をCHを発生させている。次に、中高速速度推定器22の動作について図13を用いて説明する。中高速速度推定器22では図11に示す非通電相電位選択器10からの非通電相の電位BHを入力し、その値に基づいてモータの回転速度を推定演算する。図13に示すように、中高速速度推定器22は信号遅延器2211zと表記、減算器222、変化率計算ゲイン2231Tsと表記、零クロス検出器224、ωr演算器225から構成されている。ここでの速度推定は速度起電圧の零クロス近傍の変化率から演算によって求めるものであり、本発明の特徴でもある。以下に中高速速度推定器22による速度推定原理を説明する。今、U相の速度起電圧Eouが式にて表わされるものとする。Eou=Em0sinωrt1尚、Em0:速度起電圧の振幅V、ωr角速度rads電気角周波数である。式において、速度起電圧の変化率dEouVsは、dEou=Eou=ωrEm0cosである。ここで、速度起電圧の零クロス近傍の変化率は、ωrt=0、もしくはωrt=πであるので、dEou=ωrEm0である。さらに、Em0は、Em0=ωrKeただし、ωr角速度電気角周波数、Ke:モータの発電定数Vであるため、式3、4より、ωr=√dEouKe5となる。すなわち、零クロス近傍にて速度起電圧の変化率が計測できれば同期電動機の回転速度ωrが演算によって検出可能となる。図13に示す中高速速度推定器22は上記演算を具現化しているものであり、非通電相の電位BHに対して、1サンプル前の値を保持している信号遅延器221の出力との差分を減算器222にて計算し、その値をサンプリング周期Tsの逆数倍して電圧の変化率であるdE0を演算している。この変化率の演算には少なくとも1サンプリング以上の値の差分を持って演算すればよいもので、条件によっては更に数サンプル分の差分を取った方が精度が上がる場合もあるが、いずれにしても零クロス近傍で差分を演算する必要がある。そこで、零クロス検出器224によって非通電相の電位が零クロスしたのを受けて上記演算を行うようなブロック構成としている。そして、速度起電圧の変化率であるdEoに応じて、ωr演算器225で式に示す演算を実行して速度の推定値ωrcHを演算する。この速度推定方法は、従来のようにモードの切替期間の計測や、零クロスの間隔の計測によって速度を演算するのと異なって、零クロスをした瞬間に回転速度が求められることになる。よって、速度制御系に対する遅れ要素が極めて小さくなり、制御系全体を安定化できるという効果が期待できる。以上、本発明による第3の実施形態によれば、低速から中高速までの電動機の駆動システムにおける高応答で高安定な制御系を提供することが可能になる。次に、図14乃至図23を用いて本発明の第4の実施形態について説明する。第3の実施形態で説明したように、非通電相に生じる起電圧には磁気飽和起電圧と、回転子の回転に伴う速度起電圧の2つの種類の起電圧が混在している。これら2つの種類の起電圧の混在は位置制御を行う場合に精度を向上させる上で阻害要因となる可能性があるが、第4の実施形態ではこれを対策した技術を提案するものである。図14は第4の実施形態による同期電動機の位置制御システムであって、第1の実施形態である図1の制御器2Aの代わりに図14に示す制御器2Dを導入している。本実施形態の基本動作は図1~7に示した第1の実施形態と基本的には同様であるが、制御器2D内において、電圧指令補正器9を追加したことと、モード切替トリガー発生器8Dに違いがある。第1の実施形態においては、各通電モードに対応した2つの相へ電圧を印加してそのパルス印加時における非通電相の磁気飽和起電圧を検出して正転閾値発生器11の閾値と比較を行ってモード切替トリガー信号を発生していた。これに対して、本実施形態では電圧指令補正器9を導入することで、同期電動機4に印加する電圧を正パルス、ならびに負パルスの2通りの電圧を常に印加するようにしている。この場合、通電相2相間の線間電圧波形は図15の上段に示すVuv、VvwVwuのように特徴的な波形になる。モード1、3、5では正パルスの幅が負パルスの幅より大きく、逆にモード2、4、6では負パルスの幅が正パルスの幅より大きくなっている。図15の下段にモード3における線間電圧Vvwを拡大した波形を示しており、モード3においては、正パルスV-Wパルスのみで正転方向のトルクを発生させるのに対し、本実施形態では意図的に負パルスW-Vパルスを出力させている。この結果、印加電圧の平均値は正方向の電圧となるが、負パルスによって逆回転方向の起電圧の検出が可能となる。すなわち、それぞれの通電モードにおいて正回転と逆回転方向の検出が同時に行えることになる。図16に非通電相選択器10Dの構成図を示しており、非通電相選択器10Dはモード指令に応じて、三相電圧の非通電状態の相を選択するスイッチ111、並びに非通電相の電圧、すなわち非通電相の起電圧をサンプルホールドするサンプルホールダ112から構成されている。サンプルホールダは2個備えてあり、それぞれが正パルス電圧印加時の非通電相起電圧、負パルス電圧印加時の非通電相起電圧をサンプリングしてそれぞれの値を信号BL1、BL2として出力する。よって、図15に示すように正パルス及び負パルスの到来に基づいて非通電相の起電圧信号BL1、BL2が検出されるものである。図14にあるように、起電圧信号BL1、BL2はそれぞれ比較器12-1、12-2に与えられて正転閾値発生器11-1と逆転閾値発生器11-2の正転閾値及び逆転閾値と比較され、これらの閾値との大小関係から通電モードの増減を判断する。第1の実施形態と異なる点は、逆転閾値発生器11-2とその比較器12-2が追加されて逆転方向への通電モード切替が可能となっている点である。図17に負パルス印加時の通電モード、非通電相、並びに非通電相の起電圧の関係を示しており、正パルスの場合図5に比べて負パルスでは異った磁気飽和起電圧が発生し、それぞれに上昇、減少を繰り返す様子がわかる。また、正転の場合と同様に、逆転に対しても正側、負側にそれぞれ閾値電圧Vhyp、Vhynを設定しておき、この閾値電圧と磁気飽和起電圧の大小関係からモード切替モードを戻す方向のトリガーC2を発生させる。次に、これまで説明した正パルス、並びに負パルスを生成する電圧指令補正器9、PWM発生器5D、ゲート信号切替器7Dの動作について説明する。図18は電圧指令補正器9のブロック構成図であり、電圧指令補正器9は入力した値を12にして出力するゲイン91、入力した値の符号を反転する符号反転器92、入力信号を加算する加算器93a~c、減算を行う減算器94、インバータの直流電源の半分の値を出力するVDC2発生器95、電圧指令に与える補正量を計算するΔV発生器96から構成されている。電圧指令補正器9では、位置制御器Aからの印加電圧指令Vを通電相の線間電圧に加えるのと同時に印加電圧指令Vが正であれば負パルスを、印加電圧指令Vが負であれば正パルスを加えるための指令値補正を行う。そのため、ゲイン91にて印加電圧指令Vを一旦12にしてその後、その値にVDC2を加算したものをVX0、符号を反転させてVDC2を加算したものをVY0として、新たな指令値を一旦作成する。VX0、並びに、VY0は通電する2つの相のそれぞれの相電圧指令に相当し、印加電圧指令VとVX0、VY0の関係を図18に示している。印加電圧指令Vが大きくなるにしたがってVX0は大きくなり、逆にVY0は減少する傾向になる。両者にVDC2をバイアスすることで、正、負の両方の電圧を出力することが可能となる。その後、加算器93cにてVX0にΔVが加算され、またVY0からはΔVが減算され、これらの演算値はそれぞれVX1、VY1として出力される。次に、図19、20を用いてΔVの加算による波形の変化について説明する。図19に補正を行わない場合ΔV=0のPWM作成の様子を示している。同図は電圧指令補正器9内部の値であるVX0、VY0である。これに対して、補正電圧ΔVを加算した波形がVX1、VY1となるが、同図にあるようにΔV=0の条件のため、VX1、並びにVY1はVX0、VY0と等しい波形になっている。これらのVX1、VY1と三角波キャリアとの大小関係を比較して、PWMパルスの作成を行うが、その様子を同図からに示している。同図の三角波キャリアは0とVDCの間で変化するもので、三角波キャリアの上り周期をTc1、下り周期をTc0と定義している。VX1と三角波キャリアを比較した結果で得られた波形が同図のPXであり、その反転信号は同図のPXnである。同様に、VY1と三角波キャリアを比較して得られた波形が同図のPYであり、その反転信号は同図のPYnである。また、通電相の線間電圧に相当する波形は、PXとPYの差となり同図のようになる。このPWM方式では、キャリア周波数の2倍の周波数でパルス列が出力される。図20にはΔVを加えた場合のPWM作成の様子を示している。ΔVは、三角波キャリアのTc1、Tc0の周期に同期した図20のような矩形波とする。この結果、VX1、VY1の波形は同図のようになり、結果的に線間電圧波形は同図となる。このように、本実施例の特徴である線間電圧に正パルス、並びに負パルスの印加が実現できる。また、補正した電圧ΔVは平均値が零となるため、図20の平均値と図19の平均値は一致している。図21にPWM発生器5D、ゲート信号切替器7Dの構成図を示しており、PWM発生器5Dは零を発生する零発生器51、モード指令に応じて各相の電圧指令を選択するスイッチ52u~52w、三相の各電圧指令Vu~Vwと三角波キャリアを比較してパルス幅変調信号を発生する比較器53u~53w、三角波キャリアを発生する三角波キャリア発生器54、PWMパルスの符号を反転する符号反転器55から構成され、また、パルス出力制御器7Dは、モード指令に応じて、PWM信号の有効無効を切り替えるスイッチ71~76によって構成されている。次に、これらの動作について説明する。補正後の電圧指令VX1、並びにVY1は三相の中の何れかの2つの相の電圧指令に割り当てられるが、これはスイッチ52u~52wによって通電モードに応じて切り替えている。また、通電されない相非通電相には便宜上は零を与えるようにしており、零発生器51の信号が割り当てられている。このようにして各モードに応じた電圧指令が求められ、それぞれを三角波発生器54の出力である三角波キャリアとの比較を比較器53u~53wで行いPWM信号が生成される。例えば、Pup0、Pvp0、Pwp0には図19、20におけるPX、もしくはPYが割り当てられ、Pun0、Pvn0、Pwn0には、PXn、もしくはPYnが割り当てられることになる。また、Pup0、Pvp0、Pwp0はインバータ3におけるスイッチングデバイスSup、Svp、Swpのそれぞれのゲート信号となり、Pun0、Pvn0、Pwn0はSun、Svn、Swnのゲート信号として動作する。これら、スイッチングデバイスの上下のスイッチは、符号反転器55によってそれぞれ相補動作となるためこのままでは非通電相を作ることができない。そこで、通電モードに応じてスイッチ71~76を零に切り替えて強制的に上下デバイスを同時にオフする。こうすることで、三角波比較による相補機能をそのまま活かした状態で非通電相を生成することができる。次に、本実施例の最も特徴的な部分である位相推定器20Dについて図22を用いて説明する。図22において、スイッチ203、基準位相発生器204及び加算器205は図7の同一番号のものと同じものである。本実施形態では、2つの磁気飽和起電圧であるBL1とBL2を入力して両者の差を演算する減算器207が新たに加えられている。データテーブルであるTABLE1とTABLE2は、このBL1とBL2の差分に対して予めマッピングしたデータを備えておく。よって、位相推定器20Dでは正パルス印加時の磁気飽和起電圧と、負パルス印加時の磁気飽和起電圧の差に基づいて回転子位相を演算していることになる。この作用について図23を用いて説明すると、前述したように磁気飽和起電圧は純粋に回転子の位置に依存した値として発生するが、同時に回転子の回転に伴う速度起電圧が加算されているので、回転数が上がるほど検出される電圧と位相の関係に誤差が発生する。図23は回転子の位相と磁気飽和起電圧、ならびに速度起電圧を表しているが、非通電相の起電圧は速度によって変化していき、その様子を図23~に示している。零速度近傍の極低速であれば、図23のように純粋な磁気飽和起電圧Vopが検出されるが、速度が増加するに従い、図23、図23に示すようにVop、Vonに速度に依存した速度起電圧Emが加算されることになる。よって、速度起電圧成分を分離或いは削除することができれば位相情報はより正確になる。そこで、速度起電圧が正パルス印加時の磁気飽和起電圧、並びに負パルス印加時の磁気飽和起電圧の両者に加算される特徴から、これらの検出した値を減算することで、速度起電圧成分を無効化できることになる。その機能を図22の位相推定器22Dに持たせており、位相推定器22Dでは減算器207でBL1正パルス印加時の磁気飽和起電圧とBL2負パルス印加時の磁気飽和起電圧の差を取っており、これによって、速度起電圧を無効化して広い範囲にわたってより高精度な位置推定が可能になる効果を期待できる。次に、図24を用いて本発明による第5の実施形態について説明する。図24は本実施形態による同期電動機の速度制御システムであり、第4の実施形態で説明した位置制御システムに図9に示した速度推定器21を追加して全体を速度制御システムとして構築したものである。よって、図24における各構成部品はこれまでの実施形態の説明で説明してきたものと同一の構成部品であるのでその動作、作用も前述した通りである。そして、位相推定器20Dの位相回転子位置θdcを速度推定器21に入力して回転子速度ωrcを推定演算しており、この速度推定器21は第2の実施形態で説明した図9と同一のもので実現している。前述の通りに、この第5の実施形態によれば、第4の実施形態によって位相推定の精度がさらに向上しているため、それに速度推定器21を付加することでより精度の高い回転速度推定が実現可能になるという効果が得られる。次に、図25、26を用いて、本発明による第6の実施形態について説明する。図25は本実施形態による同期電動機の速度制御システムであり、本実施形態は第3の実施形態で説明した図10に示す速度制御システムの制御器2Cを図25に示す制御器2Fに置き換えることで実現できる。図25に示す制御器2Fは図10の制御器2Cと基本的には同様の構成であるが、第4の実施形態実施例4で使用した、PWM発生器5D、通電モード決定器6D、ゲート信号切替器7D、モード切替トリガー発生器8D、電圧指令補正器9、速度判別器15、位相推定器20Dが用いられ、更に中高速モード切替トリガー発生器13Fが新たに用いられている。基本動作は第3及び第4の実施形態と同様であるが、中高速モード切替トリガー発生器13Fに大きな特徴がある。中高速モード切替トリガー発生器13Fのブロック構成図を図26に示しており、この中高速モード切替トリガー発生器13Fは基本的には図11に示した第3の実施形態のものと同様な動作を行うが、比較器133に入力される起電圧が異なっている。非通電相電位選択器10Dとして、第4の実施形態における図16に示す非通電相電位選択器10Dを用い、正パルス印加時の起電圧BL1と負パルス印加時の起電圧BL2の2つの起電圧を使用して両者の和を加算器134を用いて演算している。その加算値に基づいて、零発生器131からの基準電圧零との比較が比較器133で行われ、通電モード切替のトリガー信号を生成している。また、この加算値であるBHを中高速度速度推定器22に入力して、速度推定を行うようにしている。このようにすることで、中高速域における速度精度、位置精度を向上させることが可能となる。すなわち、中高速域では速度起電圧を基本とした制御を用いるため、磁気飽和起電圧が外乱として推定精度を劣化させることになる。そこで、正パルス印加時、ならびに負パルス印加時の起電圧を加算することでこれらの磁気飽和起電圧の影響を排除することができ、純粋に速度起電圧のみを抽出することが可能となる。よって、本発明の第6の実施形態によれば、零速度近傍から高速域までの広い回転速度範囲において、高精度高安定な同期電動機の速度制御システムが提供できる。次に、図27を用いて本発明による第7の実施形態について説明する。図27は本実施形態による同期電動機の速度制御システムであり、本実施形態は第6の実施形態で説明した図25で説明した速度制御システムの制御器2Fを図27に示す制御器2Gに置き換えることで実現できる。図27に示す制御器2Gは図25の制御器2Fと基本的には同様の構造であるが、同期電動機4の端子電圧の検出部分に可変ゲイン増幅器23が新たに付加されている点が異なっている。それ以外は図25に示す制御器2Fと同じものである。これまで述べてきたように、低速域では磁気飽和起電圧を利用した位置推定、あるいは速度推定を行い、中高速域では速度起電圧による位置推定、あるいは速度推定を行うことで、より高精度高安定なシステムが実現できる。これらの磁気飽和起電圧と速度起電圧は両者共に非通電相に生じる電圧ではあるが、その絶対値の大きさが異なっている。磁気飽和起電圧は磁気回路のアンバランスによって生じる電圧であるため、モータ定格電圧に対して数~10数の値であるのに対し、速度起電圧は最高速度においては100近い値になる。よって、両者を高精度に検出するには同一の増幅率の電子回路では難しく、磁気飽和起電圧利用時にはゲインを高く取るようにして精度を向上させ、逆に中高速域ではゲインを下げるように設定するのが望ましい。そこで、本発明による第7の実施形態ではそのゲインを可変にできる可変ゲイン増幅器23を非通電相検出部の前段に設けるようにした。可変ゲイン増幅器23のゲインは速度判別器15の出力に連動して変化させるようにすることで、低速域では高ゲインに設定し、中高速域では低ゲインに設定したり、或いは速度に依存して線形比例になるようにゲインを設定するようにすれば、全速度域で均一な検出精度が得られ広速度範囲にわたって安定した速度制御系が実現できるようになる。次に、図28を用いて本発明による第8の実施形態について説明する。図28は本実施形態による同期電動機の駆動システムであり、本実施形態はこれまで説明した実施形態の少なくともいずれか一つの実施形態のシステムを同期電動機本体に形成した筐体内部に実装したものであって機械構造部品と電気構造部品が一体となった機電一体構造となっている。図28における筐体30の内部にこれまで説明した少なくともいずれか一つの実施形態のシステムの構成部品である印加電圧指令発生器1と、制御器2と、インバータ3等がすべて収められており、直流電源31と、同期電動機への指令、動作状態をやり取りする通信線のみを外部へ引き出している。このように、同期電動機の駆動システムを一体化することで小型化が実現できると同時に配線の引き回しが不要になる。また、本発明による同期電動機駆動システムは、回転子の位置センサや速度センサを不要としているためより小型に全体をまとめることが可能である。次に、図29、並びに図30を用いて本発明による電動油圧ポンプシステムについて説明する。図29は自動車のエンジン停止中に駆動される電動油圧ポンプシステムであり、このシステムはアイドリングにエンジンを停止している時だけでなく、ハイブリッド自動車のようにエンジンが完全に停止する自動車においてトランスミッション、クラッチ、ブレーキなどへの油圧を確保するのに用いられるものである。図29において、参照番号24はこれまでに説明したいずれか一つの実施形態による同期電動機駆動システムであり、電動ポンプ241は電動機4とポンプ242からなる。エンジン251停止時には、電動ポンプ241によって油圧回路25の油圧を発生し、この油圧は油圧回路25に送られる。ここで、油圧回路25はエンジン251を動力として駆動される機械的なメカポンプ252、油を貯蔵するタンク253、メカポンプ252から電動ポンプ241への逆流を防ぐ逆止弁254等から構成される。従来の電動油圧ポンプシステムでは油圧を設定値以下に保つためのリリーフバルブ255が備え付けられていたが、本実施形態のシステムではこれを削除することが可能となる。次に、本実施形態にかかる電動油圧システムの動作について図30を用いて説明する。エンジン251が回転してメカポンプ252が十分な油圧を生じている間は電動ポンプは停止しており、油圧はメカポンプ252によって生成されている。アイドリングストップ等のようにエンジン251の駆動が停止されると同時にメカポンプ252は回転が低下し、これによってメカポンプ252の吐出圧は低下し始める。一方で、電動ポンプ241が起動して電動機4によってポンプ242が回転して油圧を生成し始める。メカポンプ252と電動ポンプ241の吐出圧が逆転した時点で逆止弁254が開き、電動ポンプ241が油圧を確保する。この際、電動ポンプ241の起動は、メカポンプ252による油圧がエンジン251の停止時に電動ポンプ241が供給する油圧以下になるタイミングには電動ポンプによる油圧が十分な値となるように、メカポンプ252、すなわちエンジンの停止に先駆けて開始するのが望ましく、具体的にはエンジン停止指示時、またはその前後に設定されると良いものである。また、エンジン251の再始動時においても、メカポンプ252の油圧はエンジン251の回転に伴って上昇するため、メカポンプ252の油圧がエンジン停止中の電動ポンプ241が供給する油圧を上回るまで電動ポンプを駆動するのが良いものである。例えば、エンジン251によってメカポンプ252の油圧が所定値になる回転数まで電動ポンプ241を駆動するか、あるいはエンジン251の再始動開始からの時間などで電動ポンプ241の駆動時間を設定すると良いものである。ここで、従来システムにおけるリリーフバルブの動作について説明する。逆止弁254が開く条件として電動ポンプ241の圧力がメカポンプ252も圧力を上回る必要がある。が、その圧力は油圧回路の負荷条件や温度条件などによって変化し、場合によっては電動ポンプ241側に過大負荷が加わることになる。その際、リリーフバルブ255が開いて油圧を逃がすことで電動ポンプ241の負荷を軽減する必要がある。リリーフバルブ255がない場合にはモータ4が低速域で逆転脱調してしまい、電動ポンプ241による油圧が確保できなくなる。この電動ポンプ241による吐出圧がなくなったり、または不足してしまうと、メカポンプ252による油圧が上昇する、又は再度電動ポンプを駆動して吐出圧が供給されるまでの間、アイドルストップ終了時にトランスミッションやクラッチへの油圧力が不足して車両発進が遅れたり、あるいは発進ショックが発生することになる。電動機4が脱調、停止する理由は従来技術に記載の通り低速域における回転子位置の精度良い推定技術がなかったためである。無論、回転子位置センサを取り付ければこの問題は解決するが、その場合には、センサの信頼性の問題や、配線や取り付け調整作業などが問題となる。しかしながら、本実施形態による同期電動機駆動システムによれば、回転子位置を精度良く推定可能であるため停止から高速回転域まで安定した電動機の駆動が可能であり、脱調といった問題を効果的に抑制できるものである。ここで、本実施形態によればモータの回転数推定を任意のタイミングで実施でき、従来手法のように回転数に比例して低回転時に推定周期が長くなることに起因する制御性の悪化、ハンチングや負荷目標回転数の急変などによるオーバーシュートモータ停止や過回転に至るを抑制できる。また本実施例によれば、モータを停止状態から安定して駆動できるため、図29のようにリリーフバルブ255を排除することも可能となり、結果としてリリーフ圧による電動ポンプの無駄な動きがなくなり高効率で静音な電動油圧システムが提供できるようになる。