交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路と、前記直流電源回路の高電位側直流母線と低電位側直流母線との間に直列に接続された2個のスイッチング素子を有するインバーター回路と、前記インバーター回路の出力に接続された加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、前記加熱コイルと前記共振コンデンサとの間の接続点を所定の電位にクランプして前記2個のスイッチング素子の一方及び前記加熱コイルと共に直列ループ回路を形成するクランプダイオードと、前記インバーター回路を駆動する駆動回路と、前記駆動回路を制御して前記インバーター回路の前記2個のスイッチング素子を一定の周波数で導通比率を調整することにより加熱出力を制御する制御回路とを備え、前記直列ループ回路を形成するスイッチング素子と前記クランプダイオードのそれぞれがワイドバンドギャップ半導体で形成されていることを特徴とする誘導加熱調理器。前記所定の電位は、前記高電位側直流母線の電位、前記低電位側直流母線の電位、前記2個のスイッチング素子の接続点の電位の何れかであることを特徴とする請求項1記載の誘導加熱調理器。前記直列ループ回路を形成するスイッチング素子が、前記2個のスイッチング素子のうち、前記低電位側直流母線に接続された低電位側スイッチング素子であることを特徴とする請求項1又は請求項2記載の誘導加熱調理器。前記駆動回路は、前記2個のスイッチング素子のうち、前記高電位側直流母線に接続された高電位側スイッチング素子を駆動する電源となるコンデンサを充電するチャージポンプ回路を備えたことを特徴とする請求項1乃至請求項3の何れか1項に記載の誘導加熱調理器。前記ワイドバンドギャップ半導体は、SiC、GaN又はダイヤモンドからなることを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れか1項に記載の誘導加熱調理器。しかしながら、周波数固定で導通比率を可変とする駆動方式は、低加熱出力時に鍋の誘導加熱に寄与しない加熱コイル電流の直流電流成分が増加しやすい方式なので、特に低加熱出力時において加熱コイル電流の直流成分比率が高くなり、加熱効率が低下するという問題点があった。本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、一定周波数でインバーター回路を駆動することにより複数の加熱口を同時使用する場合の鍋からの干渉音を抑制した誘導加熱調理器において、加熱効率が低下する低加熱出力時の加熱効率を特に改善した誘導加熱調理器を提供することを目的とする。本発明に係る誘導加熱調理器は、交流電力を整流して直流電力に変換する直流電源回路と、直流電源回路の高電位側直流母線と低電位側直流母線との間に直列に接続された2個のスイッチング素子を有するインバーター回路と、インバーター回路の出力に接続された加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、加熱コイルと共振コンデンサとの間の接続点を所定の電位にクランプして2個のスイッチング素子の一方及び加熱コイルと共に直列ループ回路を形成するクランプダイオードと、インバーター回路を駆動する駆動回路と、駆動回路を制御してインバーター回路の2個のスイッチング素子を一定の周波数で導通比率を調整することにより加熱出力を制御する制御回路とを備え、直列ループ回路を形成するスイッチング素子とクランプダイオードのそれぞれがワイドバンドギャップ半導体で形成されているものである。本発明によれば、直列ループ回路を形成するクランプダイオード及びスイッチング素子がワイドバンドギャップ半導体で形成されているので、低加熱出力時に増大する出力電流の直流電流成分が直列ループ回路を流れることによる損失の増大を抑制でき、加熱効率が低下する低加熱出力時の加熱効率を改善することができる。実施の形態1.構成図1は、実施の形態1に係る誘導加熱調理器の外観を示す図である。図1及び後述の図において、同一の符号を付したものは、同一の又はこれに相当するものであり、これは明細書の全文において共通している。更に、明細書全文に表れている構成要素の形態は、あくまで例示であってこれらの記載に限定されるものではない。誘導加熱調理器の本体筐体101は、鍋などの被加熱物を載置するための天板102を備えており、天板102には鍋の載置位置を表示する加熱口105が複数設けられている。本体筐体101の内部には、加熱口105毎に加熱コイル24を含む誘導加熱回路が収納されている。誘導加熱回路は、後述の図2で説明する構成を有しており、加熱コイル24に高周波電流を供給する。本体筐体101の前面には、ユーザが加熱出力を調整するための操作装置103と、液晶表示デバイス等の画面表示装置で構成され、誘導加熱調理器の動作状態を表示する表示装置104が配置されている。図2は、実施の形態1に係る誘導加熱調理器の加熱口毎に設けられた誘導加熱回路の構成を示す図である。誘導加熱回路は、商用交流電源1からの交流電源を直流電源に変換する直流電源回路2と、インバーター回路3と、インバーター駆動回路4と、インバーター回路3の出力に接続された負荷回路5と、入力電流検出手段9と、入力電圧検出手段10と、誘導加熱回路全体を制御する制御回路6とを備えている。そして、制御回路6に操作装置103を構成する操作部103a及び表示装置104を構成する表示部104aが接続されている。操作部103a及び表示部104aは加熱口105毎に設けられる場合や、各加熱口105分を一括して設ける場合など、限定するものではない。直流電源回路2は、商用交流電源1の交流電力を整流するダイオードブリッジ11、リアクトル12及び平滑コンデンサ13から構成されている。商用交流電源1の交流電力は直流電源回路2で直流電力に変換され、インバーター回路3に供給される。入力電流検出手段9は、商用交流電源1から直流電源回路2へ入力する電流を検出する。入力電圧検出手段10は直流電源回路2の入力電圧を検出する。インバーター回路3は、直流電源回路2の高電位側直流母線2aと低電位側直流母線2bとの間に直列に接続された2個のスイッチング素子14、15と、それらのスイッチング素子14、15とそれぞれ逆並列に接続されたダイオード16、17とを備えている。そして、インバーター回路3の出力端スイッチング素子14とスイッチング素子15の接続点からの出力端にスナバコンデンサ18が接続されている。インバーター回路3はインバーター駆動回路4からの駆動信号に基づき、直流電源回路2の直流母線に接続されたスイッチング素子14、15をそれぞれ交互にオン、オフすることにより、直流電源回路2の直流電力を高周波電力に変換して負荷回路5に供給する。なお、以下では2個のスイッチング素子14、15のうち、高電位側のスイッチング素子14を高電位側スイッチング素子14、低電位側のスイッチング素子15を低電位側スイッチング素子15と呼ぶ場合がある。スナバコンデンサ18はスイッチング素子14、15がそれぞれターンオフした際にそのスイッチング素子に印加される電圧の変動を緩やかにして、ターンオフスイッチング時に生じる損失を低減するものである。インバーター駆動回路4はインバーター回路3のスイッチング素子14、15を駆動するものであり、駆動用電源19と、ダイオード20と、高電位側電源コンデンサ21と、高電位側スイッチング素子14へ駆動信号を出力する高電位側駆動回路22と、低電位側スイッチング素子15へ駆動信号を出力する低電位側駆動回路23とを備えている。インバーター駆動回路4は、制御回路6からの駆動タイミング信号に基づき、インバーター回路3のスイッチング素子14、15を実際に駆動する駆動信号にレベル変換する。駆動信号のレベル変換処理は、低電位側駆動回路23では駆動用電源19の電力を用い、高電位側駆動回路22は高電位側電源コンデンサ21の電力を用いる。インバーター駆動回路4では、低電位側スイッチング素子15が導通している状態のときに駆動用電源19→ダイオード20→高電位側電源コンデンサ21→低電位側スイッチング素子15の経路で駆動用電源19から高電位側電源コンデンサ21に充電を行っており、チャージポンプ回路を形成している。負荷回路5は、加熱コイル24と共振コンデンサ25から構成されており、これらを直列に接続した直列回路が、インバーター回路3の低電位側スイッチング素子15と並列に接続されている。また、共振コンデンサ25に並列にクランプダイオード26が接続されている。クランプダイオード26は、加熱コイル24と共振コンデンサ25との接続点Aを直流電源回路2の低電位側直流母線2bにクランプするもので、このクランプダイオード26により、接続点Aの電位が直流電源回路2の低電位側直流母線2bの電位を下回らないようにしている。また、クランプダイオード26は、2個のスイッチング素子14、15のうち、クランプする電位側ここでは低電位側に接続された低電位側スイッチング素子15と加熱コイル24と共に直列ループ回路を形成している。直列ループ回路を形成する低電位側スイッチング素子15とクランプダイオード26のそれぞれはワイドバンドギャップ半導体であるSiC半導体で形成されている。ワイドバンドギャップ半導体とは、シリコンSi素子と比較して、バンドギャップが大きい半導体素子の総称であり、低損失及び高耐熱などの特徴がある。また、高電位側スイッチング素子14はSi半導体で形成されている。このように2個のスイッチング素子14、15のうち、特に低電位側スイッチング素子15にSiC半導体を用いた意図及び効果については後述する。制御回路6は、操作部103aから火力が設定されて加熱出力が指示されると、インバーター回路3を、インバーター駆動回路4を介して駆動し、負荷回路5に高周波電流を供給する。そして、入力電流検出手段9が検出した入力電流と入力電圧検出手段10が検出した入力電圧とに基づき算出した商用交流電源1からの入力電力が、設定された火力に対応する電力となるようにインバーター回路3を制御すると共に、表示手段8にその加熱動作状態を表示する。なお、複数の加熱口105を同時に使用する場合の動作周波数差の干渉音が発生する問題に対処するため、インバーター回路3の制御を、一定周波数で導通比率スイッチング素子のオン、オフ一周期に対して、スイッチング素子がオン状態である時間の割合を調整する方法で制御し、火力を調整するようにしている。図3は、図1の誘導加熱調理器の高加熱出力時及び低加熱出力時のそれぞれにおける高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の駆動波形を示す図である。図3aは高加熱出力時、図3bは低加熱出力時を示している。高加熱出力時は高電位側スイッチング素子14と低電位側スイッチング素子15のそれぞれの導通比率がおおよそ50に近く、低加熱出力時は高電位側スイッチング素子14の導通比率が低電位側スイッチング素子15の導通比率よりも小さい。次に、高加熱出力時と低加熱出力時のそれぞれにおける誘導加熱調理器の動作について説明する。高加熱出力時図4は、図1の誘導加熱調理器における高加熱出力時のインバーター回路及び負荷回路の電圧波形及び電流波形を示す図である。図4においてaは高電位側スイッチング素子14への駆動信号波形、bは低電位側スイッチング素子15への駆動信号波形、cはインバーター回路3の出力電圧波形、dはインバーター回路3の出力電流波形加熱コイル24に流れる電流波形、eは共振コンデンサ25に発生する電圧波形、fは共振コンデンサ25に流れる電流波形、gはクランプダイオード26に流れる電流波形、hは高電位側スイッチング素子14に流れる電流波形、iは高電位側ダイオードに流れる電流波形、jは低電位側スイッチング素子15に流れる電流波形、kは低電位側ダイオードに流れる電流波形を示している。なお、d~fはインバーター回路3の出力端から電流が流れ出る方向を、インバーター回路3の出力端に電流が流れ込む方向を-としている。また、図4においてV1は直流電源回路2の高電位側直流母線2aの電位以下、高電位側母線電位という、0Vは直流電源回路2の低電位側直流母線2bの電位以下、低電位側母線電位というである。高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間では、加熱コイル24に直流電源電圧V1と共振コンデンサ25の充電電圧の差が印加され、インバーター回路3から流れ出る方向に加熱コイル24の電流が増加し、また、共振コンデンサ25に充電している。高電位側スイッチング素子14がオフして低電位側スイッチング素子15がオンしている期間では、共振コンデンサ25の充電電圧が加熱コイル24に印加され、インバーター回路3に流れ込む方向に電流が増加し、共振コンデンサ25は放電する。この放電により共振コンデンサ25に充電されていた電荷が0になると、クランプダイオード26が導通し、共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aの電位は、直流電源回路2の低電位側母線電位0Vに固定される。このとき、加熱コイル24に印加される電圧は0となるので、低電位側スイッチング素子15のオン抵抗や加熱コイル24の銅損などにより加熱コイル24の出力電流は僅かに減少するものの、加熱コイル24には略一定の電流が低電位側スイッチング素子15がオンの間、流れ続ける。このように、加熱コイル24には、鍋の誘導加熱に寄与する高周波電流成分と誘導加熱に寄与しない直流電流成分上記一定電流に相当が流れる。この一定電流は、クランプダイオード26、加熱コイル24及び低電位側スイッチング素子15で形成される直列ループ回路を加熱コイル24→低電位側スイッチング素子15→クランプダイオード26の経路で流れることになる。よって、直列ループ回路を形成する低電位側スイッチング素子15には交流電流成分と直流電流成分の両方が流れることになり、図4hと図4jとを比較して明らかなように高電位側スイッチング素子14に比べて大きな電流が流れる。しかし、低電位側スイッチング素子15はSiC半導体により形成されており、低損失且つ高耐熱であるので、低電位側スイッチング素子15における損失が抑制されて加熱効率が改善されると共に、低電位側スイッチング素子15の加熱による故障を低減できる。低加熱出力時図5は、図1の誘導加熱調理器における低加熱出力時のインバーター回路及び負荷回路の電圧波形及び電流波形を示す図である。aは高電位側スイッチング素子14への駆動信号波形、bは低電位側スイッチング素子15への駆動信号波形、cはインバーター回路3の出力波形、dはインバーター回路3の出力電流波形加熱コイル24に流れる電流波形、eは共振コンデンサ25に発生する電圧波形、fは共振コンデンサ25に流れる電流波形、gはクランプダイオード26に流れる電流波形、hは高電位側スイッチング素子14に流れる電流波形、iは高電位側ダイオードに流れる電流波形、jは低電位側スイッチング素子15に流れる電流波形、kは低電位側ダイオードに流れる電流波形を示す図である。なお、d~fはインバーター回路3の出力端から電流が流れ出る方向を、インバーター回路3の出力端に電流が流れ込む方向を-としている。また、図5においてV1は直流電源回路2の高電位側直流母線2aの電位以下、高電位側母線電位という、0Vは直流電源回路2の低電位側直流母線2bの電位以下、低電位側母線電位というである。低加熱出力時には、高電位側スイッチング素子14の導通時間を短くし、低電位側スイッチング素子15の導通時間を長くすることにより、負荷回路5に印加する実効電圧を低くし、加熱コイル24に流れる高周波電流の振幅を小さくしている。更に加熱コイル24に流れる電流全体に対する直流電流成分の割合を増加させている。すなわち、共振コンデンサ25に流れる高周波電流成分に対してクランプダイオード26に流れる直流電流成分の比率が増加する。この比率は、高電位側スイッチング素子14の導通時間比率が低電位側スイッチング素子15の導通時間比率よりも小さくなるにつれ、大きくなる。よって、高電位側スイッチング素子14の導通時間比率が低電位側スイッチング素子15の導通時間比率よりも大幅に小さい場合には、その分、上記比率が大きくなる。このように低加熱出力時では、直流電流成分によりスイッチング素子14、15等に生じる損失で加熱効率の低下が大きくなるが、この直流電流成分が流れる低電位側スイッチング素子15及びクランプダイオード26が低損失のSiC半導体によって形成されているため、特に加熱効率が低下しやすい低加熱出力時の加熱効率を改善することができる。なお、共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aが低電位側直流母線2bにクランプされているので、共振コンデンサ25の加熱コイル24側にマイナス電荷は充電し得ない。したがって、高加熱出力時及び低加熱出力時のどちらの場合も、低電位側スイッチング素子15の導通状態で直列ループ回路を加熱コイル24→低電位側スイッチング素子15→クランプダイオード26の経路でループ電流が流れている状態においては、加熱コイル24に逆向きに電流を流す印加電圧は加わらない。よって、加熱コイル24に流れる電流の転流は生じないので、大きなスイッチング損失を発生させることなく一定駆動周波数で火力調整が可能である。以上説明したように、本実施の形態1では以下の1~4の効果を奏する。1クランプダイオード26と共に直列ループ回路を構成するスイッチング素子以下、ループ側スイッチング素子という場合がある実施の形態1では低電位側スイッチング素子15には大きな電流が流れるが、ループ側スイッチング素子はSiC半導体により形成されているため、ループ側スイッチング素子における損失を抑制して加熱効率が改善できると共に、ループ側スイッチング素子の加熱による故障を低減できる。2低加熱出力時では、高加熱出力時よりも直流電流成分の比率が増加し、その直流電流成分によりスイッチング素子等で生じる損失により、加熱効率が高加熱出力時よりも大きく低下する。しかし、この直流電流成分が流れるループ側スイッチング素子実施の形態1では低電位側スイッチング素子15及びクランプダイオード26が低損失のSiC半導体によって形成されているため、特に加熱効率が低下しやすい低加熱出力時の加熱効率を改善することができる。3ワイドバンドギャップ半導体は低損失ではあるが駆動信号のスレッシュホールドレベルが低く誤導通しやすい。ワイドバンドギャップ半導体であるSiC半導体により形成されているループ側スイッチング素子は低電位側スイッチング素子15であり、基準電位が安定している側のスイッチング素子であるため、損失を低減して加熱効率の改善が得られると共に、安定した駆動動作が実現できる。4低電位側スイッチング素子15にスイッチング速度が速く、且つオン抵抗が低いSiC半導体を使用しているので、チャージポンプ回路において高電位側電源コンデンサ21への充電を高速に行うことができ、高電位側スイッチング素子14を安定して駆動することができる。図6は、本実施の形態1に係る誘導加熱調理器の誘導加熱回路の別の構成を示す図である。図2の誘導加熱回路とは負荷回路5の加熱コイル24と共振コンデンサ25の接続が入れ替わり、共振コンデンサ25に並列にクランプダイオード26が接続されている。この構成では、加熱コイル24と共振コンデンサ25との接続点Aがインバーター回路3の出力端にクランプされている。この構成においても、共振コンデンサ25には一方向にしか電圧が生じないので、ループ側スイッチング素子低電位側スイッチング素子15が導通した状態では加熱コイル24に転流させる電圧が印加されず、直流電流成分がクランプダイオード26と低電位側スイッチング素子15に流れ、図2の回路と同様の1~4の効果を得ることができる。ここで、実施の形態1の特徴を整理すると、スイッチング素子14、15のうちの一方及び加熱コイル24と共に直列ループ回路を形成するクランプダイオード26を備えた点と、直列ループ回路を形成するループ側スイッチング素子及びクランプダイオード26がSiC等のワイドバンドギャップ半導体で形成されている点にある。これらの特徴点は全ての実施の形態において共通しており、実施の形態1では特に、クランプダイオード26によるクランプ電位を低電位側直流母線電位図1又はインバーター回路3の出力端の電位図6としており、その構成を、負荷回路5が低電位側スイッチング素子15と並列に接続された回路に適用した形態を説明した。次の実施の形態2では、クランプダイオード26によるクランプ電位を低電位側直流母線電位とした構成を、負荷回路が高電位側スイッチング素子14と並列に接続された回路に適用した形態について説明する。なお、クランプダイオード26によるクランプ電位は、低電位側直流母線電位又はインバーター回路3の出力端の電位に限られず、高電位側直流母線電位としてもよく、この場合の実施の形態についても以下で説明する。実施の形態2.実施の形態2は、共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aを低電位側直流母線2bにクランプした点は実施の形態1と同様であり、負荷回路5が高電位側スイッチング素子14側に並列に接続されている点が実施の形態1と異なる。図7は、実施の形態2に係る誘導加熱調理器の加熱口毎に設けられた誘導加熱回路の構成を示す図である。図8及び図9は、図7の誘導加熱調理器におけるインバーター回路及び負荷回路の電圧波形及び電流波形を示す図で、図8は高加熱出力時、図9は低加熱出力時の例である。図8及び図9においてaは高電位側スイッチング素子14への駆動信号波形、bは低電位側スイッチング素子15への駆動信号波形、cはインバーター回路3の出力波形、dはインバーター回路3の出力電流波形加熱コイル24に流れる電流波形、eは共振コンデンサ25に発生する電圧波形、fは共振コンデンサ25に流れる電流波形、gはクランプダイオード26に流れる電流波形、hは高電位側スイッチング素子14に流れる電流波形、iは高電位側ダイオードに流れる電流波形、jは低電位側スイッチング素子15に流れる電流波形、kは低電位側ダイオードに流れる電流波形を示す図である。なお、d~fはインバーター回路3の出力端から電流が流れ出る方向を、インバーター回路3の出力端に電流が流れ込む方向を-としている。以下、上記実施の形態1との相違点を中心に説明する。本実施の形態2では、負荷回路5が高電位側スイッチング素子14と並列に接続されており、接続点Aがクランプダイオード26により低電位側直流母線2bにクランプされている。直列ループ回路を構成する低電位側スイッチング素子15がSiC半導体で形成され、高電位側スイッチング素子14がSi半導体で形成されている点は実施の形態1と同様である。高加熱出力及び低加熱出力のそれぞれにおいて、高電位側スイッチング素子14がオフして低電位側スイッチング素子15がオンしている期間では、加熱コイル24に直流電源電圧と共振コンデンサ25の充電電圧の差が印加され、インバーター回路3に流れ込む方向に加熱コイル24の電流が増加し、共振コンデンサ25に電荷が充電されている。共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aは低電位側直流母線2bにクランプされているので、共振コンデンサ25の充電電圧が直流電源電圧V1になると、クランプダイオード26が導通して接続点Aの電位は直流電源電圧V1に固定され、共振コンデンサ25には電流が流れなくなる。このとき加熱コイル24に印加される電圧は0となるので、低電位側スイッチング素子15のオン抵抗や加熱コイル24の銅損などにより加熱コイル24の出力電流は僅かに減少するものの、低電位側スイッチング素子15がオンの間、略一定の電流直流電流成分が直列ループ回路を加熱コイル24→低電位側スイッチング素子15→クランプダイオード26の径路で流れ続ける。そして、高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間では、共振コンデンサ25の充電電圧が加熱コイル24に印加され、インバーター回路3から流れ出る方向に電流が増加し、共振コンデンサ25は放電する。このように構成した実施の形態2においても、実施の形態1と同様の1~4の効果を奏することができる。また、共振コンデンサ25には直流電源電圧V1以上の電圧は印加されないので、直流電源電圧V1以下の耐圧のコンデンサを使用することができる。実施の形態3.実施の形態3は、共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aを低電位側直流母線2bにクランプした点は実施の形態1と同様であり、負荷回路の構成及び接続が実施の形態1と異なる。図10は、実施の形態3に係る誘導加熱調理器の加熱口毎に設けられた誘導加熱回路の構成を示す図である。以下、上記実施の形態1との相違点を中心に説明する。本実施の形態3では、負荷回路5aが高電位側スイッチング素子14と並列に接続された共振コンデンサ25aと、低電位側スイッチング素子15と並列に接続された共振コンデンサ25と、この両スイッチング素子14、15それぞれと並列回路を形成する加熱コイル24とを有しており、共振コンデンサ25と並列にクランプダイオード26が設けられている。直列ループ回路を構成する低電位側スイッチング素子15がSiC半導体で形成され、高電位側スイッチング素子14がSi半導体で形成されている点は実施の形態1と同様である。このように構成された実施の形態3においては、高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間に、共振コンデンサ25、25aに充電される。そして、高電位側スイッチング素子14がオフして低電位側スイッチング素子15がオンしている期間に、共振コンデンサ25に充電された電荷が放電され、加熱コイル24→低電位側スイッチング素子15→共振コンデンサ25の径路でインバーター回路3に電流が流れ込む方向に電流が増加する。この放電により接続点Aの電位が直流電源回路2の低電位側母線電位0Vまで下がると、クランプダイオード26が導通して直列ループ回路側に切り替わる。すなわち、加熱コイル24→低電位側スイッチング素子15→クランプダイオード26の径路でループ電流直流電流成分が流れる動作となる。なお、高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間において共振コンデンサ25a側では、加熱コイル24→低電位側スイッチング素子15→平滑コンデンサ13→共振コンデンサ25aの径路で電流が流れる。以上に説明した実施の形態3においても、上記1~4の効果を奏することができる。実施の形態4.実施の形態1~3においては、共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aを低電位側直流母線2bにクランプしていたが、実施の形態4は高電位側直流母線2aにクランプするようにしたものである。図11は、実施の形態4に係る誘導加熱調理器の加熱口毎に設けられた誘導加熱回路の構成を示す図である。以下、上記実施の形態1との相違点を中心に説明する。本実施の形態4では、クランプダイオード26が接続点Aを高電位側直流母線2aにクランプして高電位側スイッチング素子14及び加熱コイル24と共に直列ループ回路を形成する。直列ループ回路を形成するループ側スイッチング素子である高電位側スイッチング素子14がワイドバンドギャップ半導体であるSiC半導体により形成され、低電位側スイッチング素子15がSi半導体により形成されている点は実施の形態1と同様である。また、実施の形態4のインバーター回路3aは図2に示した実施の形態1のインバーター回路3のスナバコンデンサ18が高電位側スイッチング素子14側に並列に接続されている点が実施の形態1と異なる。図12及び図13は、図11の誘導加熱調理器におけるインバーター回路及び負荷回路における電圧波形及び電流波形を示す図で、図12は高加熱出力時、図13は低加熱出力時の例である。高加熱出力時は高電位側スイッチング素子14と低電位側スイッチング素子15のそれぞれの導通比率がおおよそ50に近く、低加熱出力時は高電位側スイッチング素子14の通電比率が低電位側スイッチング素子15の通電比率よりも小さい。図12及び図13においてaは高電位側スイッチング素子14への駆動信号波形、bは低電位側スイッチング素子15への駆動信号波形、cはインバーター回路3の出力電流波形加熱コイル24に流れる電流波形、dは共振コンデンサ25に流れる電流波形、eはクランプダイオード26に流れる電流波形、fは高電位側スイッチング素子14に流れる電流波形、gは高電位側ダイオードに流れる電流波形、hは低電位側スイッチング素子15に流れる電流波形、iは低電位側ダイオードに流れる電流波形を示す図である。なお、c~dはインバーター回路3の出力端から電流が流れ出る方向を、インバーター回路3の出力端に電流が流れ込む方向を-としている。また、図12及び図13においてV1は直流電源回路2の高電位側直流母線2aの電位以下、高電位側母線電位という、0Vは直流電源回路2の低電位側直流母線2bの電位以下、低電位側母線電位というである。以下、上記実施の形態1との相違点を中心に説明する。本実施の形態4では、高電位側スイッチング素子14がオフして低電位側スイッチング素子15がオンしている期間にインバーター回路3に流れ込む方向に電流が流れ、共振コンデンサ25aに充電される。そして、高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間に、共振コンデンサ25aの充電電圧が加熱コイル24に印加される。これにより、高電位側スイッチング素子14→加熱コイル24→共振コンデンサ25の径路でインバーター回路3から電流が流れ出る方向で電流が増加し、共振コンデンサ25が放電する。この放電により接続点Aの電位が直流電源回路2の低電位側母線電位0Vまで下がると、クランプダイオード26が導通して直列ループ回路側に切り替わる。すなわち、高電位側スイッチング素子14→加熱コイル24→クランプダイオード26の径路でループ電流直流電流成分が流れる動作となる。このように構成した実施の形態4においても、上記1、2の効果を奏することができる。共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aを高電位側直流母線2aにクランプする構成は図11の構成に限られず、図14又は図15の構成としてもよい。図14は、実施の形態4に係る誘導加熱調理器の他の構成例1を示す図で、図11の負荷回路5に代えて図10に示した実施の形態3と同様の負荷回路5aを備えた構成を示している。図14では、高電位側スイッチング素子14がオフして低電位側スイッチング素子15がオンしている期間において、共振コンデンサ25、25aが充電される。そして、高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間に、共振コンデンサ25に充電された電荷が放電され、高電位側スイッチング素子14→加熱コイル24→共振コンデンサ25の径路でインバーター回路3から電流が流れ出る方向に電流が増加する。この放電により接続点Aの電位が直流電源回路2の低電位側母線電位0Vまで下がると、クランプダイオード26が導通して直列ループ回路側に切り替わる。すなわち、高電位側スイッチング素子14→加熱コイル24→クランプダイオード26の径路でループ電流直流電流成分が流れる動作となる。図15は、実施の形態4に係る誘導加熱調理器の他の構成例2を示す図で、図11の負荷回路5を低電位側スイッチング素子15に並列に接続した構成を示している。図15では、高電位側スイッチング素子14がオンして低電位側スイッチング素子15がオフしている期間において、高電位側スイッチング素子14→加熱コイル24→共振コンデンサ25の径路で電流が流れて共振コンデンサ25が充電される。共振コンデンサ25と加熱コイル24との接続点Aは高電位側直流母線2aにクランプされているので、共振コンデンサ25の充電電圧が直流電源電圧V1になると、クランプダイオード26が導通して直列ループ回路側に切り替わる。すなわち高電位側スイッチング素子14→加熱コイル24→クランプダイオード26の径路で電流が流れる。以上に説明した図14及び図15の形態においても、上記1、2と同様の効果を得ることができる。また、図15の形態では共振コンデンサ25には直流電源電圧V1以上の電圧は印加されないので、直流電源電圧V1以下の耐圧のコンデンサを使用することができる。上記各実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体素子として、SiC素子を用いるようにしている。しかしながら、窒化ガリウムGaN素子や、ダイヤモンド素子等の他のワイドバンドギャップ半導体素子を用いるようにしてもよい。