半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流-交流変換装置において、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第1の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第2の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第1の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第1のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第2の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチを、前記第2の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第2のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続したことを特徴とする交流-交流変換装置。前記交流入力の電圧値に応じて、前記第1の半導体スイッチ直列回路及び前記第2の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチを全てオフとし、前記双方向スイッチをオンさせる第1の制御モードを備えることを特徴とする請求項1に記載の交流-交流変換装置。前記交流入力の電圧値に応じて、前記第2の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチと前記双方向スイッチとを交互にオンオフさせる第2の制御モードを備えることを特徴とする請求項1に記載の交流-交流変換装置。前記交流入力の電圧値に応じて、前記双方向スイッチをオフとし、前記第2の半導体スイッチ直列回路の半導体スイッチをオンオフさせる第3の制御モードを備えることを特徴とする請求項1に記載の交流-交流変換装置。前記双方向スイッチ素子のオン時の電圧が、前記第1及び第2の半導体スイッチ直列回路の素子のオン時の電圧よりも小さな素子を用いることを特徴とする請求項1ないし4のいずれか一項に記載の交流-交流変換装置。半導体スイッチのスイッチング動作により交流を直流に変換する順変換器と、半導体スイッチのスイッチング動作により直流を交流に変換する逆変換器とにより構成され、かつ前記順変換器の直流出力と前記逆変換器の直流入力とを接続した、交流-交流変換装置において、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第1の半導体スイッチ直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ同士を直列接続した第2の半導体スイッチ直列回路と、コンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続し、交流入力の一端と前記第1の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第1のリアクトルを、前記交流入力の一端と前記第2の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第1の双方向スイッチを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第2の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第2の双方向スイッチを、前記第2の半導体スイッチ直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端との間に第2のリアクトルを、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記交流入力の他端及び前記交流出力の他端を、各々接続したことを特徴とする交流-交流変換装置。前記第1の双方向スイッチと前記第2の双方向スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧より低い交流出力電圧を得る制御モードを備えることを特徴とする請求項6に記載の交流-交流変換装置。以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。本発明の動作を概略すれば、交流入力電圧が規定範囲内である時には、交流入力を双方向スイッチを介して直接交流出力出力リアクトルの前に送出し、交流入力電圧が規定範囲外の時にはこの双方向スイッチと逆変換回路の半導体スイッチを交互にオンオフさせて、交流入力電圧を規定範囲内に昇圧又は降圧させるものである。図4は、本発明の第1の実施例を示す回路図であり、図5~図7はその動作波形例を示す図である。図4において半導体により構成される交流-直流変換/直流-交流変換回路は、それぞれダイオードを逆並列接続したIGBT5と6を直列接続した第1のIGBT直列回路と、それぞれダイオードを逆並列接続したIGBT7と8を直列接続した第2のIGBT直列回路と、コンデンサ9と10を直列接続したコンデンサ直列回路とを並列接続して構成される。交流入力の一端Uiと第1のIGBT直列回路内部の直列接続点との間にリアクトル3が、交流入力の一端Uiと第2のIGBT直列回路内部の直列接続点との間に双方向スイッチ11が、第2のIGBT直列回路内部の直列接続点と交流出力の一端Uとの間にリアクトル4が、各々接続される。コンデンサ直列回路内部の直列接続点は、交流入力の他端Vi及び交流出力の他端Vと、各々接続される。交流入力UiとViの間にはフィルタコンデンサ1が、交流出力UとVの間にはフィルタコンデンサ2が、各々接続される。このような構成における動作を図5~図7に基づいて説明する。動作モードとしては、交流入力電圧が、交流出力に接続される負荷の許容範囲内の場合の動作モード1、交流入力電圧が負荷の許容範囲より低い場合の動作モード2、交流入力電圧が負荷の許容範囲より高い場合の動作モード3がある。まず動作モード1について説明する。大多数の負荷装置において、一定量、たとえば±10の入力電源電圧変動が許容されている。従って、たとえば図5に示すように入力電圧がこの範囲内である時には、本装置は出力電圧を一定とするための制御動作は必要ない。この場合、双方向スイッチ11をオン、IGBT7と8はオフとして交流入力を直接出力する。この時、双方向スイッチ11、IGBT7と8はスイッチング損失を発生しない。IGBT5と6とは後で述べる補償動作に備えてコンデンサ9、10の電圧を所定値Eに保つための整流動作を行うが、コンデンサ9、10は一度充電されれば漏れ電流相当の電力を供給するのみとなるため通過電流は極めて小さく、その損失は無視できる。リアクトル3の電流通過にともなう損失も同様に微小であり、従来例より損失は小さくなる。以下、この運転状態を直送モードと称する。次に動作モード2について説明する。図6は、入力電圧が規定値より下回った、たとえば20となった場合の動作波形を示す図である。図6において出力電圧極性が正の時にはIGBT7と双方向スイッチ11とを、負のときにはIGBT8と双方向スイッチ11とを交互にオンオフする。IGBT7、8がオンする時比率αは下記により定められる。交流入力電圧瞬時値v1をv1V1sinθ式1とする。ここでθは各時刻の位相電気角である。一方、所望の交流出力電圧瞬時値v2をv2V2sinθ式2とする。たとえば出力電圧極性が正の時に、U1V電圧は、IGBT7がオンの時にはE、双方向スイッチ11がオンの時にはv1となるので、1スイッチングサイクル平均値vuは下記式3で求められる。vuαEv1式3ここでリアクトル4による電圧降下が小さく、交流出力電圧は概ねvuに等しいとすれば、式1、式2、式3よりV2sinθαEV1sinθ式4となるように各時刻のαを定めればv2を所望の値に保つことができる。よってαsinθ式5となる。図6は、式5によって求めたα指令値から、当業者に良く知られた三角波比較方式を用いて、IGBT7、8のオンオフを決定する方法を示したものである。図では省略しているが、IGBT7及び8がオフの場合、双方向スイッチ11がオンしているものとする。IGBT7と8とが交互にオンオフする通常のインバータおよび特許文献1で示された回路ではU1V間電圧はEと-Eの間で変化するため、スイッチングにともなう半導体スイッチの電圧変化幅は2Eである。一方、図6の例では電圧変化幅はEV1sinθとなり、常に上記より小さくなる。スイッチング損失は概ね電圧変化幅に比例するので、スイッチング損失はより小さくなる。以下、この運転状態を昇圧モードと称する。次に動作モード3について説明する。図7は、入力電圧が規定値を上回った、たとえば20となった場合の動作波形を示す図である。図7において出力電圧極性が正の時にはIGBT8と双方向スイッチ11とを、負の時にはIGBT7と双方向スイッチ11とを交互にオンオフする。IGBT7、8がオンする時比率αは下記により定められる。たとえば出力電圧極性が正の時にU1V電圧はIGBT8がオンの時には-E、双方向スイッチ11がオンの時にはv1となるので、1スイッチングサイクル平均値vuは下記式6で求められる。vuαEv1式6ここでリアクトル4による電圧降下が小さく、交流出力電圧は概ねvuに等しいとすれば、式1、式2、式6よりV2sinθαEV1sinθ式7となるように各時刻のαを定めればv2を所望の値に保つことができる。よってαsinθ式8となる。図7は式8によって求めたα指令値から、図6と同様に当業者に良く知られた三角波比較方式を用いてIGBT7、8のオンオフを決定する方法を示したものである。ここでは信号波と三角波の大小関係とIGBT7、8のオンオフ状態とを上述した昇圧モードと統一化するために、信号波にはαを用いている。また昇圧モードと同様に、IGBT7及び8がオフの場合、双方向スイッチ11がオンしているものとする。この場合、スイッチングにともなう半導体スイッチの電圧変化幅はEV1sinθとなり、昇圧モードよりは大きいが、通常のインバータ及び特許文献1で示された回路の変化幅2Eより小さくなり、昇圧モードと同様にスイッチング損失は小さくなる。以下、この状態を降圧モードと称する。以上のとおり、昇圧モードではインバータは直流回路から電力の一部を供給し、降圧モードではインバータは直流回路にて電力の一部を吸収する。この電力は整流器により供給または回生される。このため、整流器は負荷電力を100通過させる必要がなくなり、整流器を構成する部品であるリアクトル3、IGBT5、6の定格はインバータを構成する部品であるリアクトル4、IGBT7、8に比べ大幅に電力定格を小さくできる。さらに、インバータのリアクトル4も小形化できる。理由は以下の通りである。通常のインバータに対し、図6では電圧変化幅が極めて小さく、図7ではパルス幅が極めて小さい。リアクトルのリプル電流は電圧変化幅×パルス幅に比例し、インダクタンスに反比例するので、インダクタンスが同じ場合はリプル電流に起因する損失主に鉄損が小さくなり、リプル電流を同じにする場合はインダクタンス値を小さくできるためである。なお、本装置を無停電電源装置として使用する場合には直流部に蓄電装置を接続し、入力が補償可能な範囲を逸脱した場合に双方向スイッチ11をオフして、IGBT7と8とで通常のインバータと同様な動作を行う。この場合、インバータのリアクトル4のリプル電流は通常より大きくなり、それにともなう損失も大きくなる。しかしながら一般的に無停電電源装置の停電補償時間は10分以内であるのに対し、リアクトルの熱時定数は数10分から数時間ある。従って、リアクトルを小形化設計しても温度が過大になる問題は回避し易い。本装置の損失は直送モードで最も小さく、次いで昇圧モード、降圧モードの順となる。負荷電力一定の場合、損失のトータル電力量は各モードの比率に影響される。降圧モードでは損失低減効果が小さいが、実際の運用において降圧モードだけが続くことはまれである。本装置においては、特許文献1と同様に、直送モードから昇圧又は降圧モードへの移行は1スイッチングサイクル内の短い時間で行われ、かつ切替点と負荷との間にLCフィルタが存在するため、モードの切替によるじょう乱が出力に現れることは回避できる。図8は、本発明の第2の実施例を示す回路図である。図4と同一部分は同一記号を付してその説明は省略する。実施例2は、降圧モードでのスイッチング損失低減を目的としたもので、U1V間に双方向半導体スイッチ12を加えたものである。その動作原理を図9に示す。降圧モードにおいて双方向スイッチ11と12とを交互にオンオフする。この構成は交流チョッパ回路で、双方向スイッチ11がオンするとU1V間電圧は入力電圧と等しくなり、双方向スイッチ12がオンすると0Vとなる。たとえば双方向スイッチ11がオンする時比率を位相に関わらず一定値09とすれば、出力電圧は入力電圧の09倍となる。この回路では電圧変化幅は入力電圧瞬時値に等しくなる。実施例1、2において、直送モードにおいては常に双方向スイッチ11が導通し、昇圧モード又は降圧モードにおいても双方向スイッチ11の導通率が最も高い。双方向スイッチ11の順電圧降下のみを小さくすることで、最低限のコストで効率改善を図ることができる。双方向スイッチの順電圧降下のみを小さくする具体的な例について説明すると、たとえば図3に示す双方向スイッチは、図2に示すものとは別構成で、接続状態としては図2cと同様であるが、スイッチング素子にMOSFETを用いている。MOSFETはIGBTと異なり、電流と順電圧降下が比例する抵抗特性を持つため、理論上は並列数を増やすことで順電圧降下を限りなく零に近づけることができる。またゲートに電圧が与えられると逆方向にも導通するので、条件によっては並列ダイオードよりも順電圧降下を小さくすることができる。特に近年SiCSiliconCarbide:シリコンカーバイドを用いたMOSFETが実用化されつつあり、大幅な順電圧降下が見込まれている。このSiCを用いたMOSFETを図3の構成で用いれば更に順電圧降下が小さくなり、導通損失を低減できる。SiCを用いたMOSFETが従来のものより高価になった場合も、上述の理由により双方向スイッチ部分のみに用いることで、最小限のコストアップで大きな損失低減効果を得ることができる。図10は、本発明の第3の実施例を示す回路図であって、三相回路への適用例を示すものである。この三相回路は、図4で説明した第1の実施例の回路を3回路用いて構成する例である。図4の回路のコンデンサ直列回路内部の直列接続点を三相回路の中性点電位とし、3回路共通とする。スイッチング回路は、順変換回路部及び逆変換回路部共にコンデンサ直列回路45、46と並列に各々3回路分が接続される。順変換回路部はIGBT33と39の直列回路、IGBT34と40の直列回路及びIGBT35と41の直列回路が、コンデンサ45と46の直列回路と並列に接続される。逆変換回路部はIGBT36と42の直列回路、IGBT37と43の直列回路及びIGBT38と44の直列回路が、コンデンサ45と46の直列回路と並列に接続される。リアクトル27~32の接続位置、及び双方向スイッチ47~49の接続位置は実施例1と同様である。動作は実施例1と同様であるので、その説明を省略する。図11は、本発明の第4の実施例を示す回路図である。図4で説明した第1の実施例の回路を2回路用いて、3相回路を構成する場合の実施例である。図4の回路のコンデンサ直列回路内部の直列接続点を三相入出力の一線と共通接続した所謂V結線変換回路である。スイッチング回路は、順変換回路部及び逆変換回路部共にコンデンサ直列回路と並列に各々2回路分が接続される。順変換回路部はIGBT33と39の直列回路及びIGBT35と41の直列回路が、コンデンサ45と46の直列回路と並列に接続される。逆変換回路部はIGBT36と42の直列回路及びIGBT38と44の直列回路が、コンデンサ45と46の直列回路と並列に接続される。リアクトル27、29、30、32の接続位置、及び双方向スイッチ47、49の接続位置は実施例1と同様である。動作は実施例1と同様であるので、その説明を省略する。尚、上記実施例にはスイッチング素子としてIGBTを適用した例を示したが、スイッチング素子はIGBTに限らず、MOSFET、バイポーラ素子などでも実現可能である。