"1次側コイル及び2次側コイル、コアとから構成されるトランスと、当該トランスの1次側に接続されるスイッチング回路と、当該トランスの2次側に接続される整流回路とを備え、当該スイッチング回路はスイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路である電力変換装置において、前記フルブリッジ型スイッチング回路は少なくとも4つの前記スイッチング素子から構成され、前記スイッチング素子はそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続したことを特徴とする電力変換装置。請求項1に記載の電力変換装置によって構成され、ハイブリッド自動車又は電気自動車の高電圧バッテリの電力変換を行うことを特徴とする車載用電力変換装置。しかしながら、上記従来の電力変換装置では次のような問題が生じている。即ち、特許文献1において、スイッチング電源装置の入力側に異常を検出した時、補助電源から各スイッチ駆動手段に供給する電圧を低下させているので、第1及び第2のスイッチ駆動手段は、対応するスイッチング素子をオン状態にすることができなくなる。従って、第1及び第2のスイッチング素子を短時間で且つ確実にオフに移行させて、スイッチング電源装置の動作を短時間で停止させることができる。これによって、第1及び第2のスイッチング素子の破壊を防止することもできるが、補助電源を備え、補助電源を各スイッチング駆動手段とを結ぶ構成が必要なため、部品点数の増加及び構造の複雑化が生じる。このためガソリン車と比較して重量が増加してしまうハイブリッド自動車では、市場で要求されている軽量化に応えることができない。本発明は上記課題に鑑みなされたもので、スイッチング素子の耐圧を上げる事なく、ロードダンプサージに耐えることができる電力変換装置を提供することを目標とする。上記課題を解決するために本発明は次のような構成とする。即ち、請求項1の発明において、1次側コイル及び2次側コイル、コアとから構成されるトランスと、当該トランスの1次側に接続されるスイッチング回路と、当該トランスの2次側に接続される整流回路とを備え、当該スイッチング回路はスイッチング素子を用いて構成されたフルブリッジ型スイッチング回路である電力変換装置において、前記フルブリッジ型スイッチング回路は少なくとも4つの前記スイッチング素子から構成され、前記スイッチング素子はそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続したことを特徴とする電力変換装置とする。上記構成においては、請求項1に記載の電力変換装置によって構成され、ハイブリッド自動車又は電気自動車の高電圧バッテリの電力変換を行うことを特徴とする車載用電力変換装置としてもよい。上記の通り、フルブリッジ型スイッチング回路を構成するスイッチング素子のそれぞれにブリーダ抵抗を並列に接続することでロードダンプサージ電圧を分圧させ、スイッチング素子を保護するため、スイッチング素子の耐圧を上げる事なく、ロードダンプサージに耐えることができる電力変換装置が実現できる。以下に本発明の実施の形態を示す実施例を図1乃至図3に基づいて説明する。ここでは、電力変換装置の一例として降圧型の車載用DC/DCコンバータを取り上げる。本発明の第1の実施例とする車載用DC/DCコンバータの回路図を図1に、第1の実施例とする電界効果トランジスタのオン抵抗と耐圧の特性を示した図を図2に、ロードダンプサージの波形を示すタイムチャートを図3にそれぞれ示す。図1において、ハイブリッド自動車や電気自動車には、走行用のモータを駆動させるために用いられる高電圧バッテリ40が備えられており、当該高電圧バッテリ40からパワーウインドウや電動ミラー等の車載用電装機器への電力供給をする際には、車載用DC/DCコンバータ60を用いて当該車載電装機器の定格電圧に降圧している。当該車載用DC/DCコンバータ60は、1次側高圧ラインV1Hと1次側低圧ラインV1Lとの間に構成されるスイッチング回路50と、1次側コイル12及び2次側コイル14、コア16から構成されるトランス10と、当該トランス10の2次側に備えられた整流回路52と、2次側電源ラインV2に備えられた平滑回路54と、当該スイッチング回路50のスイッチング動作を行う制御部56を備えている。また、前記高電圧バッテリ40及び前記スイッチング回路50は前記トランス10の1次側に配置され、前記整流回路52及び前記平滑回路54は前記トランス10の2次側に配置される。さらに、前記2次側電源ラインV2は前記車載用電装機器へ接続され、グランドに接続されている。また、前記スイッチング回路50は前記高電圧バッテリ40から入力された直流電圧を交流電圧に変換している。また、前記トランス10は前記スイッチング回路50によって直流電圧から交流電圧に変換された電圧を降圧し、前記2次側コイル14から出力している。さらに、前記トランス10の降圧性能は前記1次側コイル12及び前記2次側コイル14の巻数によって決定される。また、前記スイッチング回路50は耐圧が250Vの電界効果トランジスタを2個並列に接続した電界効果トランジスタ群以下MOS-FET群20a,20b,20c,20dから構成され、当該MOS-FET群20aは前記1次側高圧ラインV1Hと前記トランス10の前記1次側コイル12の一端12aとの間に接続され、当該MOS-FET群20bは前記1次側低圧ラインV1Lと前記1次側コイル12の当該一端12aとの間に接続され、当該MOS-FET群20cは前記1次側高圧ラインV1Hと前記1次側コイル12の他端12bとの間に接続され、当該MOS-FET群20dは前記1次側低圧ラインV1Lと前記1次側コイル12の当該他端12bとの間に接続されている。さらに、前記1次側高圧ラインV1Hと前記1次側コイル12の当該一端12aとの間にブリーダ抵抗30aを接続し、前記1次側低圧ラインV1Lと前記1次側コイル12の当該一端12aの間にブリーダ抵抗30bを接続し、前記1次側高圧ラインV1Hと前記1次側コイル12の当該他端12bとの間にブリーダ抵抗30cを接続し、前記1次側低圧ラインV1Lと前記1次側コイル12の当該他端12bとの間にブリーダ抵抗30dを接続している。即ち、当該ブリーダ抵抗30a,30b,30c,30dは当該MOS-FET群20a,20b,20c,20dに並列に接続されている。また、前記整流回路52はダイオード42a,42bから構成され、当該ダイオード42aの一端は前記2次側コイル14の一端14aと接続され、当該ダイオード42bの一端は前記2次側コイル14の他端42bと接続され、当該ダイオード42a,42bの他端は結合されてグランドに接続されている。さらに、前記平滑回路54はチョークコイル44及びコンデンサ46から構成され、当該チョークコイル44の一端は前記2次側lコイル14の中点14cと接続され、当該チョークコイル44の他端は当該コンデンサ46の一端及び前記車載電装機器と接続され、当該コンデンサ46の他端はグランドに接続されている。また、前記整流回路52は前記トランス10から入力された交流電圧を前記ダイオード42a,42bによって整流し、直流電圧を前記車載用電装機器に出力している。上記構成から、前記制御部56が前記MOS-FET群20a,20bをオンにすることによって、前記高電圧バッテリ40から前記1次側高圧ラインV1H及び前記MOS-FET群20a、前記1次側コイル12、前記MOS-FET群20d、前記1次側低圧ラインV1Lを通って電流が流れる。また、前記制御部56が前記MOS-FET群20b,20cをオンにすることによって、前記高電圧バッテリ40から前記1次側低圧ラインV1L及び前記MOS-FET群20b、前記1次側コイル12、前記MOS-FET群20c、前記1次側高圧ラインV1Hを通って電流が流れる。次に、第1の実施例とする電界効果トランジスタのオン抵抗と耐圧の特性を図2に基づいて説明する。図2において、定格電流30Aのトランジスタのオン抵抗と耐圧の特性は実線で示されるような波形となり、耐圧250Vのトランジスタのオン抵抗は40mΩとなり、耐圧600Vのトランジスタのオン抵抗は110mΩとなる。これらから、トランジスタのスイッチング損失はP=RIIから導き出され、耐圧250Vのトランジスタのスイッチング損失は36W、耐圧600Vのトランジスタのスイッチング損失は99Wとなり、トランジスタの耐圧が約2倍となるとスイッチング損失は約3倍となり、耐圧の高いトランジスタを使用するほど前記車載用DC/DCコンバータ60の効率が低下する。次に、ロードダンプサージを図3に基づいて説明する。図3において、入力電圧100Vにおけるロードダンプサージは実線で示されるような波形となり、図1における前記高電圧バッテリ40が端子の接触不良等によって導通が絶たれた場合に、前記1次側高圧ラインV1Hと前記1次側低圧ラインV1L間に発生する。また、ロードダンプサージは前記高電圧バッテリ40の導通が絶たれる他、前記車載用電装機器の導通が絶たれることでも発生する。さらに、前記1次側高圧ラインV1Hと前記1次側低圧ラインV1Lの電位は通常、前記高電圧バッテリ40の電圧100Vであるが、ロードダンプサージによって500V前後まで急上昇し、すぐさま通電が絶たれて0Vとなる。即ち、ロードダンプサージによって一瞬500Vの電圧が前記車載用DC/DCコンバータ60にかかることになり、耐圧が250Vの前記スイッチング回路50の前記MOS-FET群20a,20b,20c,20dに500Vの電圧がかかり、前記MOS-FET群20a,20b,20c,20dが故障する。しかし、前記MOS-FET群20a,20b,20c,20dに備えた前記ブリーダ抵抗30a,30b,30c,30dに電流を流し、前記MOS-FET群20a,20b,20c,20dにかかるロードダンプサージ電圧を前記ブリーダ抵抗30a,30b,30cに分圧させている。なお上記実施例1の変形例として、電力変換装置の一例を前記車載用DC/DCコンバータ60を取り上げたが、本発明はこの構成に限定されるものではなく、他の電力変換装置に実施してもよい。また、前記車載用DC/DCコンバータ60は、前記高電圧バッテリ40から前記車載用電装機器に電力変換する以外にも、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の回生ブレーキ等から発電を行う発電機からバッテリへの電力変換又は自動車等のエンジンから発電を行うオルタネータからバッテリへの電力変換に用いてもよいし、前記車載用DC/DCコンバータ60は前記高電圧バッテリ40からの電力を低電圧バッテリを介して前記車載用電装機器に供給する構成としてもよい。さらに、前記車載用DC/DCコンバータ60の回路構成は設計事情によって任意に変更してもよい。また、前記スイッチング回路50は定格電流30A且つ耐圧が250Vのトランジスタを用いたが、前記車載用DC/DCコンバータの用途に応じた耐圧のトランジスタに変更してもよい。さらに、ロードダンプサージ電圧は、前記高電圧バッテリ40又は発電機等の容量又は回転数等によって上昇電圧の大きさが異なるため、前記ブリーダ抵抗30a,30b,30c,30dの構成はロードダンプサージ電圧の大きさによって任意に変更してもよい。"