"直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオンオフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも1つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、前記決定手段による操作状態の決定に際して、前記いずれか一方がオン状態となる操作状態の優先度を大きくする優先手段と、を備えることを特徴とする回転機の制御装置。前記優先手段は、前記回転機の同一の端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子がオン状態となる期間と前記他方のスイッチング素子がオン状態となる期間との双方の期間に基づき前記充電電圧の低下を把握し、これに基づき前記優先する処理を行なうものであることを特徴とする請求項1記載の回転機の制御装置。前記優先手段は、前記コンデンサの充電電圧の低下量が上限値に達したことを前記操作手段による操作に基づき推定する推定手段を備え、前記推定手段による推定に基づき前記優先する処理を行なうことを特徴とする請求項1または2記載の回転機の制御装置。前記推定手段は、前記回転機の1の端子毎にカウンタを備え、該カウンタは、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定されること、および前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定されることのいずれか一方に基づき前記カウンタの値を減少させ、いずれか他方に基づき前記カウンタの値を増加させることを特徴とする請求項3記載の回転機の制御装置。前記カウンタは、放電カウンタであって且つ、前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定される都度、増加または減少されるものであり、前記推定手段は、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定される回数をカウントする充電カウンタと、前記操作手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態から前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態に切り替えられることに基づき、前記充電カウンタの値を入力としてマップ演算される値に基づき前記放電カウンタを更新する更新手段と、をさらに備えることを特徴とする請求項4記載の回転機の制御装置。前記推定手段は、前記コンデンサの電圧の時間推移を示すモデル式に基づき前記推定を行なうことを特徴とする請求項3記載の回転機の制御装置。前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の検出値を取得する機能を有することを特徴とする請求項1記載の回転機の制御装置。前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の低下量が上限値に達したと判断される場合、前記いずれか一方のスイッチング素子のうち前記上限値に達するコンデンサに対応するものがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする請求項3~7のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記優先手段は、前記低下量が上限値に達したと判断される場合、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする請求項8記載の回転機の制御装置。前記優先手段は、前記決定手段による評価の最も高い操作状態が前記上限値に達したと判断されるコンデンサを充電するものでないことを条件に、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする請求項9記載の回転機の制御装置。前記優先手段は、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くするバイアス手段を備えることを特徴とする請求項1または2記載の回転機の制御装置。前記バイアス手段は、前記予測手段によって仮設定される操作状態のそれぞれについて、該操作状態によって生じるコンデンサの電圧を予測する電圧予測手段を備え、該電圧予測手段によって予測される電圧が規定値よりも小さくなる場合、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くすることを特徴とする請求項11記載の回転機の制御装置。ただし、上記ブートストラップ回路を用いたハードウェア手段にモデル予測制御を適用する場合、高電位側の駆動回路用のコンデンサの電圧が低下することで、高電位側のスイッチング素子を適切に駆動することができなくなるおそれがある。これは、モデル予測制御では、周知の三角波PWM処理とは違い、低電位側のスイッチング素子がオン状態となるか否かは成り行き任せとなるためである。このため、低電位側のスイッチング素子のオフ状態が継続されることで、コンデンサの充電がなされず、コンデンサの電圧が過度に低下するおそれがある。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオンオフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも1つを有した制御量を制御する回転機の新たな制御装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオンオフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも1つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、前記決定手段による操作状態の決定に際して、前記いずれか一方がオン状態となる操作状態の優先度を大きくする優先手段と、を備えることを特徴とする。上記決定手段によって決定される操作状態は、必ずしもコンデンサを充電するものとは限らないため、コンデンサの電圧が過度に低下する事態の生じるおそれがある。この点、上記発明では、優先手段を備えることで、こうした事態を回避する。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記優先手段は、前記回転機の同一の端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子がオン状態となる期間と前記他方のスイッチング素子がオン状態となる期間との双方の期間に基づき前記充電電圧の低下を把握し、これに基づき前記優先する処理を行なうものであることを特徴とする。上記いずれか一方のスイッチング素子がオン状態となる期間は、該当するコンデンサの充電期間であり、いずれか他方のスイッチング素子がオン状態となる期間は、該当するコンデンサの放電期間となる。上記発明では、この点に鑑み、上記双方の期間を参照することで、コンデンサの電荷の流出量および流入量の収支に基づき、コンデンサの電圧の低下を高精度の把握することができる。請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記優先手段は、前記コンデンサの充電電圧の低下量が上限値に達したことを前記操作手段による操作に基づき推定する推定手段を備え、前記推定手段による推定に基づき前記優先する処理を行なうことを特徴とする。請求項4記載の発明は、請求項3記載の発明において、前記推定手段は、前記回転機の1の端子毎にカウンタを備え、該カウンタは、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定されること、および前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定されることのいずれか一方に基づき前記カウンタの値を減少させ、いずれか他方に基づき前記カウンタの値を増加させることを特徴とする。上記カウンタは、コンデンサの電圧と正または負の相関を有するパラメータとなる。このため、カウンタの値をコンデンサの電圧の推定値として利用することができる。請求項5記載の発明は、請求項4記載の発明において、前記カウンタは、放電カウンタであって且つ、前記決定手段によって前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態が決定される都度、増加または減少されるものであり、前記推定手段は、前記決定手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態が決定される回数をカウントする充電カウンタと、前記操作手段によって前記いずれか一方のスイッチング素子のオン状態から前記いずれか他方のスイッチング素子のオン状態に切り替えられることに基づき、前記充電カウンタの値を入力としてマップ演算される値に基づき前記放電カウンタを更新する更新手段と、をさらに備えることを特徴とする。コンデンサの充電時において、コンデンサの電圧は、時間に比例して上昇するものではなく、時間に対して非線形性を有する。上記発明では、この点に鑑み、充電カウンタの値を放電カウンタの補正に直接用いるのではなく、充電カウンタの値からマップ演算される値に基づき放電カウンタを補正することで、放電カウンタの値を、コンデンサの電圧の上昇速度をより正確に反映したものとすることができる。請求項6記載の発明は、請求項3記載の発明において、前記推定手段は、前記コンデンサの電圧の時間推移を示すモデル式に基づき前記推定を行なうことを特徴とする。請求項7記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の検出値を取得する機能を有することを特徴とする。請求項8記載の発明は、請求項3~7のいずれか1項に記載の発明において、前記優先手段は、前記コンデンサの電圧の低下量が上限値に達したと判断される場合、前記いずれか一方のスイッチング素子のうち前記上限値に達するコンデンサに対応するものがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする。請求項9記載の発明は、請求項8記載の発明において、前記優先手段は、前記低下量が上限値に達したと判断される場合、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする。上記発明では、優先手段の処理を簡素化することができる。また、制御量とその指令値との差の変化速度は、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して小さくなる。このため、少なくとも低変調率においては、優先手段によって優先される操作状態を強制的に用いたことによる制御量の誤差を抑制することもできる。請求項10記載の発明は、請求項9記載の発明において、前記優先手段は、前記決定手段による評価の最も高い操作状態が前記上限値に達したと判断されるコンデンサを充電するものでないことを条件に、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を前記決定手段に決定させることを特徴とする。上記条件によれば、優先手段が決定手段に及ぼす影響を極力低減することができる。請求項11記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記優先手段は、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くするバイアス手段を備えることを特徴とする。請求項12記載の発明は、請求項11記載の発明において、前記バイアス手段は、前記予測手段によって仮設定される操作状態のそれぞれについて、該操作状態によって生じるコンデンサの電圧を予測する電圧予測手段を備え、該電圧予測手段によって予測される電圧が規定値よりも小さくなる場合、前記決定手段による前記コンデンサの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くすることを特徴とする。<第1の実施形態>以下、本発明にかかる回転機の制御装置を産業用ロボットに搭載されるモータジェネレータ10の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。産業用ロボットのアクチュエータとしてのモータジェネレータ10は、3相の永久磁石同期モータである。ここでは、モータジェネレータ10として、表面磁石同期機SPMSMを想定している。モータジェネレータ10は、インバータINVを介してMG用バッテリ12に接続されている。インバータINVは、スイッチング素子Sp,Sn=u,v,wの直列接続体を3組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ10のU,V,W相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子S=u,v,w;=p,nとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードDが逆並列に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ10やインバータINVの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ10の回転角度電気角θを検出する回転角度センサ14を備えている。また、モータジェネレータ10の各相を流れる電流iu,iv,iwを検出する電流センサ16を備えている。更に、インバータINVの入力電圧電源電圧VDCを検出する電圧センサ18を備えている。上記各種センサの検出値は、制御装置20に取り込まれる。制御装置20では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータINVを操作する操作信号を生成し、インバータINVを構成するスイッチング素子Sのそれぞれに接続されるドライブユニットDUに出力する。ここで、インバータINVのスイッチング素子Sを操作する信号が、操作信号gである。ドライブユニットDUは、駆動対象とするスイッチング素子Sの出力端子エミッタに対する開閉制御端子ゲートの電位差を操作することで、駆動対象とするスイッチング素子をオンオフ駆動する。このドライブユニットDUは、駆動対象とするスイッチング素子Sの出力端子エミッタの電位を基準電位として動作するものである。このため、下側アームのスイッチング素子Snを駆動対象とするものは、同一の電位を基準として動作するものとなる。これに対し、上側アームのスイッチング素子Spを駆動対象とするものは、同一レッグの下側アームのスイッチング素子Snのオンオフに応じて動作電位が変動する。こうした点に鑑み、本実施形態では、下側アームのスイッチング素子Snを駆動対象とするドライブユニットDUについては、同一のドライブ用電源22とする。ドライブ用電源22は、スイッチング素子Snのエミッタを基準電位とする直流電圧源である。これに対し、上側アームのスイッチング素子Spのそれぞれを駆動対象とするドライブユニットDUについては、スイッチング素子Spのそれぞれのエミッタに接続されたコンデンサC=u,v,wを直流電圧源として用いる。これらコンデンサCは、ドライブ用電源22によって充電されるものである。すなわち、コンデンサCのそれぞれには、抵抗体26およびダイオードDbを介してドライブ用電源22の電荷が充電可能とされている。ここで、ダイオードDbは、コンデンサCからドライブ用電源22への正の電荷の流出を阻止して且つ、ドライブ用電源22からコンデンサCへの正の電荷の充電を許容する整流手段である。こうした構成によれば、スイッチング素子Snがオンとなることで、コンデンサCの負極電位がドライブ用電源22の負極電位まで低下するため、コンデンサCの充電電圧がドライブ用電源22の端子電圧よりも低い場合、コンデンサCを充電することができる。図2に、上記制御装置20による処理を示す。制御装置20は、モータジェネレータ10のトルクを要求トルクTrに制御すべく、インバータINVを操作する。詳しくは、要求トルクTrを実現するための指令電流とモータジェネレータ10を流れる電流とが一致するように、インバータINVを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ10のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ10を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ10を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータINVの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ10の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータINVの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。詳しくは、上記電流センサ16によって検出された相電流iu,iv,iwは、dq変換部30において、回転座標系の実電流id,iqに変換される。また、上記回転角度センサ14によって検出される電気角θは、速度算出部32の入力となり、これにより、回転速度電気角速度ωが算出される。一方、指令電流設定部34は、要求トルクTrを入力とし、dq座標系での指令電流idr,iqrを出力する。これら指令電流idr,iqr、実電流id,iq、及び電気角θは、モデル予測制御部40の入力となる。モデル予測制御部40では、これら入力パラメータに基づき、インバータINVの操作状態を規定する電圧ベクトルViを決定し、操作部36に入力する。操作部36では、入力された電圧ベクトルViに基づき、上記操作信号gを生成してインバータINVに出力する。ここで、インバータINVの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図3に示す8つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Sun,Svn,Swnがオン状態となる操作状態図中、下と表記を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルV0であり、高電位側のスイッチング素子Sup,Svp,Swpがオン状態となる操作状態図中、上と表記を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルV7である。これら電圧ベクトルV0,V7は、モータジェネレータ10の全相を短絡させるものであり、インバータINVからモータジェネレータ10に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの6つの電圧ベクトルV1~V6は、上側アームおよび下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図3bに示すように、電圧ベクトルV1、V3,V5のそれぞれがU相、V相、W相の正側にそれぞれ対応している。次に、モデル予測制御部40の処理の詳細について説明する。先の図2に示す操作状態設定部41では、インバータINVの操作状態を仮設定する。ここで仮設定されるインバータINVの操作状態は、先の図3に示した電圧ベクトルV0~V7のそれぞれによって表現されるものである。dq変換部42では、操作状態設定部41によって設定された電圧ベクトルをdq変換することで、dq座標系の電圧ベクトルVdq=vd,vqを算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部41における電圧ベクトルV0~V7を、例えば、先の図3において、上をVDC/2として且つ下を-VDC/2とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルV0は、-VDC/2、-VDC/2、-VDC/2となり、電圧ベクトルV1は、VDC/2、-VDC/2、-VDC/2となる。予測部43では、電圧ベクトルvd、vqと、実電流id,iqと、電気角速度ωとに基づき、インバータINVの操作状態を操作状態設定部41によって設定される状態とした場合の電流id,iqを予測する。ここでは、下記c1、c2にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式式c3、c4を離散化し、1ステップ先の電流を予測する。vd=RpLdid-ωLqiq...c1vq=ωLdidRpLqiqωφ...c2pid=-R/LdidωLq/Ldiqvd/Ld...c3piq=-ωLd/Lqid-Rd/Lqiqvq/Lq-ωφ/Lq...c4ちなみに、上記の式c1、c2において、抵抗R、微分演算子p、d軸インダクタンスLd,q軸インダクタンスLqおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。上記電流の予測は、操作状態設定部41によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。一方、操作状態決定部44では、予測部43によって予測された予測電流ide,iqeと、指令電流idr,iqrとを入力として、インバータINVの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部41によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Jによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Jとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Jを、指令電流ベクトルIdqr=idr,iqrと、予測電流ベクトルIdqe=ide,iqeとの差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルIdqrと予測電流ベクトルIdqeとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルIdqrと予測電流ベクトルIdqeとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Jを構築することができる。こうして決定された操作状態に基づき、操作部36では、操作信号gを生成して出力する。ところで、上記モデル予測制御によれば、評価関数Jによって定量化される評価が最も高い操作状態が選択されることから、低電位側のスイッチング素子Snが定期的にオン操作される保証がない。これは、コンデンサCが定期的に充電される保証がないことを意味する。そして、コンデンサCの充電がなされないことでコンデンサCの充電電圧が低下すると、ドライブユニットDUを適切に駆動することができなくなることが懸念される。そこで本実施形態では、以下の態様にてモデル予測制御を行なうことでこうした問題を回避する。図4に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定の制御周期Tcでくり返し実行される。この一連の処理では、まずステップS10において、電気角θnと、実電流idn,iqnとを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルVnを出力する。続くステップS12においては、1制御周期先における電流iden1,iqen1を予測する。これは、上記ステップS10によって出力された電圧ベクトルVnによって、1制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式c3,c4にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Tcで離散化したものを用いて、電流iden1,iqen1を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップS10において検出された実電流idn,iqnを用いるとともに、dq軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルVnを、上記ステップS10において検出された電気角θnにωTc/2を加算した角度によってdq変換したものを用いる。続くステップS14においては、コンデンサCの充電電圧の低下量を定量化するカウンタの更新処理を行なう。図5に、ステップS14の処理の詳細を示す。なお、図5の処理は、実際には、コンデンサCu,Cv,Cwのそれぞれについて、各別に実行される。この一連の処理では、まずステップS30において、コンデンサCの充電ができない状態が継続しているか否かを判断する。換言すれば、電圧ベクトルVn-1によって定まる前回のSnのスイッチング状態がオフ且つ電圧ベクトルVnによって定まる今回のSnのスイッチング状態がオフであるか否かを判断する。そしてステップS30において肯定判断される場合、ステップS32において、放電カウンタを減算する。ここで放電カウンタは、コンデンサCの充電電圧と正の相関を有するものである。一方、上記ステップS30において否定判断される場合、ステップS34において、先の図4のステップS10の処理による電圧ベクトルVnの出力によって、コンデンサCを充電可能な電圧ベクトルに切り替わったか否かを判断する。換言すれば、スイッチング素子Snの前回のスイッチング状態がオフ且つ今回のスイッチング状態がオンであるか否かを判断する。そして、ステップS34において肯定判断される場合、ステップS36において充電カウンタをリセットする。ここで、充電カウンタは、コンデンサCが充電可能となってからの充電可能状態の継続時間を計時するカウンタである。上記ステップS34において否定判断される場合、ステップS38に移行する。ステップS38においては、コンデンサCの充電可能状態が継続しているか否かを判断する。換言すれば、スイッチング素子Snの前回のスイッチング状態がオン且つ今回のスイッチング状態がオンであるか否かを判断する。そして、ステップS38において肯定判断される場合、ステップS40において、充電カウンタを加算する。これに対し、ステップS38において否定判断される場合には、ステップS42に移行する。ここで、ステップS38において否定判断される場合とは、コンデンサCの充電が不可能となる状態に切り替わった場合、すなわち、スイッチング素子Snの前回のスイッチング状態がオン且つ今回のスイッチング状態がオフである場合である。本実施形態では、この場合に、充電カウンタに基づき、コンデンサCの充電電圧に応じた放電カウンタの値をマップ演算する。ここで、充電カウンタの値を直接用いることなく、マップ値を用いるのは、コンデンサCの充電がなされる場合、充電電圧と充電時間との関係が非線形性を有するためである。詳しくは、充電時間が長くなるほど充電電圧の上昇速度が低下する。このため、この非線形な関係を反映して充電時間充電カウンタの値に応じたコンデンサCの電圧の定量値マップ値を算出する。詳しくは、このマップ値は、後述する処理によってコンデンサCを強制的に充電する要求が生じるか否かの判断に用いられる規定電圧以下の電圧を、充電電圧の初期値として充電を開始したことを想定して設定される。続くステップS44においては、マップ値が放電カウンタよりも大きいか否かを判断する。この処理は、放電カウンタをマップ値に変更するか否かを判断するための設定である。そして、ステップS44において肯定判断される場合、ステップS46において放電カウンタをマップ値に変更する。これに対し、ステップS44において否定判断される場合、こうした変更を行なわない。これは、上記マップが、コンデンサCの充電可能な状態への切り替わり時におけるコンデンサCの充電電圧を固定値としたことに鑑みた設定である。すなわち、この場合、マップ演算されるコンデンサCの電圧の定量値は、実際のコンデンサCの電圧よりも低い電圧を定量化したものとなりうる。このため、こうした場合には、放電カウンタを更新しない。なお、上記ステップS32,S36,S40,S46の処理が完了する場合には、先の図4のステップS16の処理に移行する。ステップS16においては、各コンデンサCに対応する放電カウンタが全て所定値よりも大きいか否かを判断する。この処理は、コンデンサCの充電電圧が過度に低下していないか否かを判断するためのものである。ここで、所定値は、コンデンサCを強制的に充電することが要求される閾値である。特に、この所定値は、先の図5の処理におけるマップの設定において想定される上記充電電圧の初期値以上の電圧値に対応した値に設定される。ステップS16において否定判断される場合、すなわち、各コンデンサCに対応する放電カウンタの中に所定値以下のものがあると判断される場合、ステップS17において、コンデンサCの充電電圧が過度に低下したとして、強制充電フラグをオンする。そして、ステップS17の処理が完了する場合や、ステップS16において肯定判断される場合には、ステップS18,S20において、各電圧ベクトルV0~V7の評価関数Jを算出する。すなわち、電圧ベクトルV0~V7の全てについて評価関数Jが算出されるまでステップS18:YES、次回の制御周期における電圧ベクトルを仮設定した場合のそれぞれについて、2制御周期先の電流を予測する処理を行う。ここで、ステップS20では、まず次回の制御周期における電圧ベクトルVn1を仮設定し、上記ステップS12と同様にして予測電流iden2、iqen2を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップS12において算出された予測電流iden1,iqen1を用いるとともに、dq軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルVn1を、上記ステップS10において検出された電気角θnに3ωTc/2を加算した角度によってdq変換したものを用いる。そして、これら予測電流iden2,iqen2毎に、評価関数Jを算出する。続くステップS22においては、強制充電フラグがオンとなって且つ、評価関数Jを最小とする操作状態を採用した場合、上記ステップS16を否定判断させる要因となったコンデンサCの充電がなされないか否かを判断する。そして、ステップS22において否定判断される場合、ステップS24において、次回の制御周期における電圧ベクトルVn1を、上記評価関数Jを最小化する電圧ベクトルに決定する。これに対し、ステップS22において肯定判断される場合、ステップS26において、電圧ベクトルVn1を電圧ベクトルV0に決定するとともに、強制充電フラグをオフとする。ステップS24,S26の処理が完了する場合、ステップS28において変数n,n1等をデクリメントする。なお、ステップS28の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。図6aに本実施形態にかかるコンデンサCuの電圧の推移を示す。これに対し、図6bに、評価関数JのみによってインバータINVの操作状態を決定する処理によるコンデンサCuの電圧の推移を示す。図示されるように、本実施形態では、コンデンサCuの電圧がドライブユニットDUの動作を保証できなくなる閾値よりも低くなることを確実に回避することができる。なお、上記のように電圧ベクトルV0を強制的に採用する場合、これはモータジェネレータ10を流れる電流と指令電流idr,iqrとの乖離を大きくするおそれがある。ただし、電圧ベクトルV0を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時であることなどから、この乖離は、無視しうるものとなっている。すなわち、低回転速度時においては、インバータINVの変調率が小さい。一方、dq座標系における誤差edqの変化速度ベクトルは、インバータINVの出力電圧の基本波成分と現在採用されている電圧ベクトル瞬時電圧との差によって表現される。ここで、ゼロ電圧ベクトルが採用される場合、上記差は、基本波成分そのものとなる。そして変調率が小さい場合、基本波成分が瞬時電圧と比較して小さいため、ゼロ電圧ベクトルとした場合の誤差edqの変化速度は、コンデンサCを充電可能な有効電圧ベクトルを採用する場合と比較して、小さくなる。なお、電圧ベクトルV0を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時となるのは、高回転速度となる場合、制御周期Tcと電気角の一回転に要する時間との差が縮まることによって、短時間のうちにスイッチング素子Snがオンとなる操作状態が採用されやすくなるためである。すなわち、モデル予測制御といえども、1電気角周期の期間において下側アームのスイッチング素子に継続してオンとならないものが生じるような選択はなされ難い。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1コンデンサCの充電電圧が低下する状況下、評価関数Jにかかわらず、コンデンサCを充電する操作状態を選択した。これにより、コンデンサCの電圧が過度に低下する事態を回避することができる。2高電位側のスイッチング素子Spがオン状態となる期間と低電位側のスイッチング素子Snがオン状態となる期間との双方の期間に基づき、コンデンサCの充電電圧の低下を把握した。これにより、コンデンサCの電圧の低下を高精度の把握することができる。3コンデンサCの充電が不可能となる状態に切り替わる都度、充電カウンタの値からマップ演算される値によって放電カウンタの値を補正可能とした。これにより、放電カウンタによって、コンデンサCの電圧を高精度に定量化することができる。4コンデンサCの充電電圧が低下する状況下、電圧ベクトルV0を強制的に選択した。これにより、コンデンサCを強制的に充電させる処理を簡素化することができる。また、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して誤差edqの変化速度が小さくなることから、強制的な充電処理に起因した制御量の誤差を抑制することもできる。5評価関数Jを用いた評価が最も高い操作状態が、充電が所望されるコンデンサCを充電することができない操作状態であることを条件に、電圧ベクトルV0を強制的に選択した。これにより、誤差edqを最小とする操作状態を極力用いることができる。<第2の実施形態>以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、コンデンサCの充電電圧が低下する状況下、コンデンサCを充電する操作状態の評価が高くなるように評価関数Jを変更する。図7に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図7において、先の図4に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。この一連の処理では、ステップS50において、電圧ベクトルVn1として仮設定される各電圧ベクトル毎に、これによるコンデンサCの電圧Vcを予測する処理を行う。以下、図8を用いて、予測処理を説明する。本実施形態では、図8に示すように、コンデンサCの放電経路として、コンデンサCに抵抗値R2の抵抗体50が並列接続されたモデルを用いて電圧Vcを予測する。ここで、抵抗体26の抵抗値R1と、コンデンサCの静電容量Cと、ドライブ用電源22の電圧Edとを用い、スイッチング素子Snのオン状態時には、ドライブ用電源22の電荷がコンデンサCに充電される一方、抵抗体50を介した放電もなされることから、以下の式c5が成立する。Vc=R2Ed{1-exp-t/τc}/R1R2Vc0exp-t/τc...c5ただし、1制御周期Tc前のコンデンサCの電圧の初期値Vc0と、以下の式c6にて表現される時定数τcとを用いている。τc=R1R2C/R1R2...c6一方、スイッチング素子Spのオン状態時には、コンデンサCの電圧の変化は、抵抗体50を介した放電のみによって生じるから、以下の式c7が成立する。Vc=Vc0exp-t/τd...c7ただし、以下に示す時定数τdを用いている。τd=R2C...c8上記の式c5,c7を用いることで、仮設定された電圧ベクトルVn1が採用されることに伴う電圧Vcを予測することができる。特に上記ステップS50では、仮設定された電圧ベクトルVn1が採用された時点から1制御周期Tcが経過した時点における電圧を推定する。これは、前回のステップS50において予測された電圧Vcを初期値Vc0として且つ、パラメータtを制御周期Tcとすることで行なうことができる。ただし、前回のステップS50において予測された電圧Vcは、ステップS10において出力された電圧ベクトルVnに対応するものとする。続くステップS20aでは、仮設定された電圧ベクトルVn1に関する評価関数Jを算出する。本実施形態では、評価関数Jを、誤差edqのベクトルノルムに、Vref-Vcとゼロとのうちの大きい方をu,v,w相の全相について合計した値を加算することで算出する。ここで、Vref-Vcは、コンデンサCの電圧が低下する状況下、この状況を放置する操作状態の評価を低下させるための設定である。ここで、基準電圧Vrefは、コンデンサCの電圧が低下する状況を示すパラメータである。基準電圧Vrefは、ドライブユニットDUの駆動を正常に行なうことのできなくなる上限値よりも大きい値に設定されている。こうして電圧ベクトルV0~V7の全てについて評価関数Jが算出されると、ステップS52に移行し、評価関数Jを最小とする操作状態に対応する電圧ベクトルを次回の電圧ベクトルVn1に決定する。以上説明した本実施形態によれば、以下の効果が得られる。6コンデンサCの電圧を低下させない操作状態の評価を、低下させる操作状態の評価よりも高くした。これにより、モータジェネレータ10の制御量の制御性とコンデンサCの電圧の制御性との両立を図ることができる。<第3の実施形態>以下、第3の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図9に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図9において、先の図4に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。この一連の処理では、ステップS12の処理の後、ステップS14の処理に代えて、ステップS60において、コンデンサCの電圧Vcを推定する。ここで、推定処理は、電圧ベクトルVnの出力に起因した1制御周期Tc先のコンデンサCの電圧Vcの予測処理としてもよいが、ステップS10の処理のなされた時点におけるコンデンサCの電圧の推定であってもよい。なお、ここでは、推定を予測を包含する用語として用いている。この推定処理は、上記第2の実施形態における予測処理と同様に行なうことができる。続くステップS62においては、推定された電圧Vcの全てが閾値Vthよりも大きいか否かを判断する。この処理は、先の図4のステップS16の処理に対応している。そして、ステップS62において否定判断される場合、ステップS17に移行する。そして、ステップS17の処理が完了する場合や、ステップS62において肯定判断される場合、ステップS18に移行する。<第4の実施形態>以下、第4の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図10に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図10において、先の図4に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。この一連の処理では、ステップS12の処理の後、ステップS14の処理に代えて、ステップS70において、コンデンサCの電圧Vcを検出する。これは、コンデンサCのそれぞれの両端の電圧を検出する手段を備えることで行なうことができる。続くステップS72においては、推定された電圧Vcの全てが閾値Vthよりも大きいか否かを判断する。この処理は、先の図4のステップS16の処理に対応している。そして、ステップS72において否定判断される場合、ステップS17に移行する。そして、ステップS17の処理が完了する場合や、ステップS72において肯定判断される場合、ステップS18に移行する。<第5の実施形態>以下、第5の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータINVの操作状態を決定する。図11に、本実施形態にかかる制御装置20による処理を示す。なお、図11において、先の図2に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、トルク/磁束予測部60は、予測電流ide,iqeに基づき、モータジェネレータ10の磁束ベクトルΦとトルクTとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ=Φd、Φqは、下記の式c9、c10にて予測され、トルクTは、下記の式c11にて予測される。Φd=Ldidφ...c9Φq=Lqiq...c10T=PΦdiq-Φqid...c11ちなみに、上記の式c11においては、極対数Pを用いている。一方、磁束マップ62では、要求トルクTrに基づき、指令磁束ベクトルΦrを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦrは、要求トルクTrを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。操作状態決定部44aでは、予測トルクTeと要求トルクTrとの差と、予測磁束ベクトルΦeと指令磁束ベクトルΦrとの各成分の差とに基づき制御量とその指令値との乖離度合いを定量化し、乖離度合いが最小となる電圧ベクトルを採用する。ここでの定量化は、これらの差の2乗のそれぞれに重み係数a、ba≠b、a≠0、b≠0を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数a、bは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数a、bを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても、評価がさほど低くならない等のデメリットの生じるおそれがある。このため、重み係数a、bを、評価のための複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。<その他の実施形態>なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。更新手段について上記第1の実施形態において、放電カウンタの値がマップ値よりも大きい場合、マップ値の所定割合だけ放電カウンタの値を増量補正してもよい。カウンタについて上記第1の実施形態において、放電カウンタや充電カウンタの制御周期Tc当たりの変化量を固定値とする代わりに、現在のカウンタ値等に応じて可変設定してもよい。これにより、コンデンサCの充電による電圧の上昇速度や放電による電圧の低下速度が時間に応じて変化することを模擬することができる。上記第1の実施形態において、放電カウンタを減算する処理に代えて加算する処理を採用して且つ、充電カウンタを加算する処理に代えて減算する処理を採用してもよい。この場合、放電カウンタは、コンデンサCの充電電圧と負の相関を有するものとなるため、放電カウンタの値が大きいことに基づき、コンデンサCの充電電圧の低下量が上限値に達したと判断すればよい。充電カウンタを備えることなく、放電カウンタのみを備えるものであってもよい。ただし、この場合、強制的な充電処理がなされる場合には放電カウンタをリセットする。モータジェネレータ10の端子毎に各別に設けられるものに限らない。たとえば、高電位側のスイッチング素子Spがオン状態となる相の数だけ放電カウンタを加算するものであってもよい。この場合であっても、放電カウンタの値とコンデンサCの電圧とは負の相関を有すると考えられるため、放電カウンタの値が所定値に達することに基づき、電圧ベクトルV0を選択することは有効である。推定手段についてコンデンサCの電圧の時間推移を示すモデル式としては、上記第2の実施形態において例示したものに限らない。たとえば、スイッチング素子Sのゲートの充電による電圧の低下と、ドライブユニットDU内の回路で消費される電力による電圧の低下とを各別にモデル化したものであってもよい。これはたとえば、先の図8に示したモデルをドライブユニットDU内の回路で消費される電力による電圧の低下を算出する手段として且つ、スイッチング素子Spのオン状態への切り替え時に、その手段によって算出される電圧を所定量だけ低下補正することで実現することができる。電圧予測手段について予測のためのモデル式が上記第2の実施形態において例示したものに限らないことについては、上記推定手段についての欄に記載したとおりである。また、モデル式を用いるものにも限らず、たとえば上記放電カウンタおよび充電カウンタの協働で実現される放電カウンタ値のように、コンデンサCの電圧と正または負の相関を有するパラメータを算出する手段であってもよい。バイアス手段について予測電圧Veが基準電圧Vrefよりも小さくなることを条件に、評価関数JにVref-Veを加算するものに限らない。たとえば、予測電圧Veが基準電圧Vrefを上回る量が規定量以下であることを条件に、評価関数JにVref-Veを加算するものであってもよい。またたとえば、予測電圧Veが基準電圧Vrefよりも小さくなることを条件に、評価関数JにVref-Veの2乗を加算するものであってもよい。コンデンサCについての電圧Vcが規定値よりも小さくなる度合いに応じて評価を多段階に変更するものに限らない。たとえば、電圧Vcが規定値よりも小さくなる場合、モータジェネレータ10の制御の正常時における誤差edqベクトルのノルムとしてとり得る最大値よりも小さい所定量>0を、そのコンデンサCを充電しない操作状態の評価関数Jに限って加算するものであってもよい。また、電圧Vcが規定値よりも小さい場合に決定手段による決定に際しての評価を操作するものに限らない。たとえば、常時、コンデンサCを充電しない操作状態の評価の方が充電する操作状態の評価よりも低くなるようにしてもよい。優先手段について上記第1の実施形態図4のステップS22において、評価関数Jを最小とする操作状態が、放電カウンタが所定値以下となるコンデンサCを充電しないとの条件を設けなくてもよい。またたとえば、上記第1の実施形態において、強制的に電圧ベクトルV0とする代わりに、放電カウンタが所定値以下となるコンデンサCを充電する操作状態に強制的に変更するようにしてもよい。仮設定される操作状態について電圧ベクトルV0~V7の全てに限らず、たとえば、モータジェネレータ10の端子のうちスイッチング状態の切り替え端子数が1以下となるものや、2以下となるものであってもよい。予測手段について次回の電圧ベクトルVn1によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータINVの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。決定手段についてたとえば、上記第1の実施形態において、予測電流iden2と指令電流idrn2との差と、予測電流iqen2と指令電流iqrn2との差との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いとの間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。制御量について指令値と予測値とに基づきインバータINVの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。上記各実施形態では、回転機の究極の制御量予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。直流交流変換回路を構成するスイッチング素子についてIGBTに限らず、たとえば、MOS電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。ここでは、Nチャネルに限らず、Pチャネルであってもよい。ただし、PチャネルMOS電界効果トランジスタは、入力端子ソースに対する開閉制御端子ゲートの電位を操作することでオンオフ操作されるものであるため、高電位側のスイッチング素子Spの電源をドライブ用電源22とし、低電位側のスイッチング素子Snの電源をコンデンサCとする。回転機について3相回転機に限らない。たとえば5つの端子のそれぞれの巻線が互いに接続された5相回転機等、4相以上の回転機であってもよい。また、上記各実施形態では、回転機の各端子に接続される固定子巻線同士がスター結線されるものを想定したが、これに限らず、デルタ結線されるものであってもよい。回転機としては、表面磁石同期機に限らず、埋め込み磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。回転機としては、産業用ロボットに搭載されるものに限らない。たとえば、車両の主機として用いられるものであってもよい。そのほか直流電圧源としては、MG用バッテリ12に限らず、例えばMG用バッテリ12の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。"