"3相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出装置であって、前記正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得るディジタルフィルタと、前記電圧信号を3相-2相変換した2相電圧信号からCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出する極座標復調器と、サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求める差分演算回路と、前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する比較器と、を備えたことを特徴とする正弦波信号の位相検出装置。前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求める周波数演算回路と、前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数f0を求める移動平均処理回路と、サンプリング周期毎に検出する前記周波数f0の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ0として求め、この基準位相変化分Δθ0を前記位相変化分Δθの比較値とする基準位相検出部と、を備えたことを特徴とする請求項1に記載の正弦波信号の位相検出装置。3相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出方法であって、前記正弦波信号からディジタルフィルタによって基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、前記電圧信号を3相-2相変換した2相電圧信号からCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出し、サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値から差分演算によってサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、比較器によって前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定することを特徴とする正弦波信号の位相検出方法。前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から演算によって周波数を求め、前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数f0を求め、サンプリング周期毎に検出する前記周波数f0の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ0として求め、この基準位相変化分Δθ0と前記位相変化分Δθを比較することを特徴とする請求項3に記載の正弦波信号の位相検出方法。前記のように、系統電圧などの正弦波信号に位相同期させるPLL方式は、ゼロクロスエッジの間隔でしか位相差を計測できないため、系統電圧などにノイズやサージ電圧が重畳した場合や系統電圧などに位相跳躍が発生した場合、同期外れの発生やその後の同期引き込みに遅れが発生する。この点、特許文献1の方法では、系統電圧に対するノイズ重畳時や系統事故による位相跳躍が発生した場合にも比較的短時間で位相同期を得ようとする。しかしながら、PLL方式のような複雑なフィードバック系の構成を必要とする。また、系統事故で系統電圧などに位相の急変があった場合にそれが位相跳躍によるものか周波数変動によるものか正確に判断ができない。また、特許文献2の方法では、フィードバック系を不要にして位相差を検出できるが、系統電圧と基準発振器のゼロクロス点の比較になるため、系統電圧にノイズやサージ電圧が重畳した場合に位相検出遅れや位相跳躍の誤判定を起こすおそれがある。本発明の目的は、PLLのようなフィードバック系を不要にして、しかも系統電圧などの正弦波信号にノイズやサージ電圧が重畳した場合にも正弦波信号に同期した位相を瞬時に検出でき、さらに正確で応答性よく位相跳躍を判定できる正弦波信号の位相検出装置および方法を提供することにある。本発明は、前記の課題を解決するため、3相系統電圧などの正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、この電圧信号を3相-2相変換した2相電圧信号からCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して電圧信号の位相θを検出する。さらに、サンプリング周期毎に検出する位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、この位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する。さらにまた、系統電圧などの正弦波電圧信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求め、この周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数f0を求め、サンプリング周期毎に検出する周波数f0の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ0として求め、この基準位相変化分Δθ0と位相変化分Δθを比較する。装置の発明13相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出装置であって、前記正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得るディジタルフィルタと、前記電圧信号を3相-2相変換した2相電圧信号からCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出する極座標復調器と、サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求める差分演算回路と、前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定する比較器と、を備えたことを特徴とする。2前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求める周波数演算回路と、前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数f0を求める移動平均処理回路と、サンプリング周期毎に検出する前記周波数f0の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ0として求め、この基準位相変化分Δθ0を前記位相変化分Δθの比較値とする基準位相検出部と、を備えたことを特徴とする。方法の発明33相系統電圧などの正弦波信号の位相検出および位相跳躍を判定する位相検出方法であって、前記正弦波信号からディジタルフィルタによって基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、前記電圧信号を3相-2相変換した2相電圧信号からCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して該電圧信号の位相θを検出し、サンプリング周期毎に検出する前記位相θの前回値と今回値から差分演算によってサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、比較器によって前記位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定することを特徴とする。4前記正弦波信号のゼロクロス点検出信号から演算によって周波数を求め、前記周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数f0を求め、サンプリング周期毎に検出する前記周波数f0の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ0として求め、この基準位相変化分Δθ0と前記位相変化分Δθを比較することを特徴とする。以上のとおり、本発明によれば、3相系統電圧などの正弦波信号から基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号を得、この電圧信号を3相-2相変換した2相電圧信号からCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して電圧信号の位相θを検出し、さらに、サンプリング周期毎に検出する位相θの前回値と今回値からサンプリング周期毎の位相変化分Δθを求め、この位相変化分Δθを基に位相跳躍の有無を判定するようにしたため、PLLのようなフィードバック系を不要にして、しかも系統電圧などの正弦波信号にノイズやサージ電圧が重畳した場合にも正弦波信号に同期した位相を瞬時に検出でき、さらに応答性よく位相跳躍を判定できる。さらに、系統電圧などの正弦波電圧信号のゼロクロス点検出信号から周波数を求め、この周波数の移動平均演算によって揺動または変更された正弦波信号の周波数f0を求め、サンプリング周期毎に検出する周波数f0の揺動分または変更分を基準位相変化分Δθ0として求め、この基準位相変化分Δθ0と位相変化分Δθを比較するようにしたため、周波数f0の揺動または変更にも正確に位相跳躍を検出できる。1装置の構成図1は、本発明の実施形態を示す位相検出装置のブロック構成図であり、系統電圧に同期した位相検出と位相跳躍検出機能を実現する。これら機能は、ハードウェア構成またはコンピュータ資源とこれを利用するソフトウェアによって実現される。同図において、3相電圧検出回路1とディジタルフィルタ2と3相-2相変換回路3と極座標復調器COordinateRotaionDigitalComputer4は系統電圧に同期した位相θの検出部を構成し、サンプリング回路5と差分演算回路6はサンプリング周期毎の位相変化分Δθの演算部を構成する。さらに、ゼロクロス検出回路7と周波数演算回路8および移動平均処理回路9は現在の平均化系統周波数f0の検出部を構成し、周波数-時間変換回路10と時間-位相変換回路11では平均化系統周波数f0の基準位相変化分Δθ0を検出する基準位相検出部を構成する。そして、比較器12はサンプリング周期毎に演算した系統電圧の位相変化分Δθを現在の平均化系統周波数f0の基準位相変化分Δθ0を超えているか否かを判定し、超えている場合に位相跳躍faultの判定出力を得る判定部を構成する。図1における主たるブロックの詳細を説明する。電圧検出回路1は、3相系統電圧VrsVstVtrから変成器などによって瞬時3相系統電圧信号vrsvstvtrとして検出する。この3相系統電圧信号vrsvstvtrからノイズやサージ電圧成分を除去するため、ディジタルフィルタ2により系統電圧の基本周波数近辺帯域以外をカットした電圧信号vrs’vst’vtr’を得る。この信号を3相-2相変換回路3によって系統電圧に同期した直交αβ軸の2相電圧信号vαvβを得る。極座標復調器4は、電圧信号vαvβをCORDICアルゴリズムにより三角関数演算処理して系統電圧に同期した位相EMBEDEquation3を位相検出値として求める。サンプリング回路5は1~4によって系統電圧の瞬時値から求めた位相θを所定のサンプリング周期ΔTで取り出し、差分演算回路6は各サンプル点の今回値と前回値の差分から、サンプリング周期毎の位相変化分Δθを求める。ゼロクロス検出回路7は3相系統電圧VrsVstVtrから得る電圧信号のゼロクロス点をパルス信号の変化タイミングとして検出し、周波数演算回路8はパルス信号がもつ変化タイミングの周期から系統電圧の現在の周波数を演算し、移動平均処理回路9は系統電圧の現在の周波数の移動平均によって平均化系統周波数f0を検出する。このような構成の現在の平均化系統周波数f0の検出は、移動平均処理により、系統周波数のゆれによる周波数変動を含めて平均化系統周波数f0として求める。周波数-時間変換回路10は、平均化系統周波数f0にサンプリング周期ΔTを乗じることでサンプリング時刻毎の平均化系統周波数f0の揺動分を時間変化分Δt0として求める。時間-位相変換回路11は、時間変化分Δt0をそれに応じた位相に変換することでサンプリング時刻毎の基準位相変化分Δθ0として求める。2各ブロックの作用効果2aディジタルフィルタ2によって系統電圧信号からその基本周波数付近帯域をカットする作用効果を説明する。本実施形態では系統電圧の情報そのものを従来のPLLのようにフィードバックを行なうことなく、直接位相情報に変換演算しているため、系統電圧の検出にノイズ基本波成分以外の情報が乗ると演算した位相にノイズが直接反映される。したがって、なるべく高精度のディジタルフィルタで電源の基本周波数帯域の情報のみ抽出することで、ノイズ成分を大幅に削減し、電圧ゼロクロスが不明瞭となる低い電圧範囲においてもノイズによる検出遅れや誤検出を防止する。また、系統電圧信号の周波数の低周波および高周波の両方の帯域をカットするためバンドパスフィルタで構成する。なお、高精度に検出するためには適応型ノッチフィルタによってカットオフ周波数を電源周波数に同期させるのが好ましい。2b3相-2相変換回路3は、その入力を系統電圧信号VrsVstVtr、その角速度をωとすると、その3相-2相変換の演算は次式による。例えば、Vrs=Esinθ、Vst=Esinθ-2π/3、Vtr=Esinθ-4π/3とすると、となる。2c極座標復調器4はCORDICアルゴリズムを用いて2相電圧VαとVβから系統電圧信号に同期した位相θを求める。CORDICは、加減算、シフト演算、デーブル参照のみによる反復処理で三角関数などの値を得ることができる計算アルゴリズムであり、任意の二次元平面上の点x,yにおいてその回転角度z本実施形態における位相θとベクトルの大きさの解を得る式は以下のようになる。極座標復調器4等により回転角度z位相θと位相変化分Δθを求める処理フロー例を図2に示し、図3に位相変化分Δθを求めるための数値と表データ例を示す。図2の処理フローは以下の手順S1~S14によって実現され、その点線内が位相θを求める部分となる。図2及び図3では角度データが18個基準の45°を含めるの場合で説明する。S1,S2回転ベクトルのVαXとVβYを読み込み、Vα=1とするようにVβを変換し、その値をYYとする。ここで、位相0~360°を求めるため、VαXは上記数2中の-Vβを使い、VβYは数2中のVαを使う。S3演算に使用する各変数を初期化する。iは角度データ数、X0、Y0は角度i=0でのX、Y座標値であり、初期値を値1とする。d0は角度i=0での回転ベクトルの回転方向Y軸の増減方向を規定するフラグであり、初期値を増加方向値1とする。W0は回転ベクトルの正接tanに対応するX,Y軸の比Y/Xであり、初期値を145°とする。ψ1は回転ベクトルの角度の初期値であり、X軸に一致する0°とする。S4~S7上記の初期値を設定した後、i番目のWiが値YYよりも大きいか否かを判定し、回転ベクトルの回転方向di=1,またはdi=-1に切り替え、i1番目のXi1、Yi1をシフト演算で求める。S8、S9i1番目のXi1、Yi1からWi1をテーブル参照で選択し、そのときの位相θi=atan1/2iを読み出す。S10位相θiと回転方向diに現在値ψ1を加えて現在の回転ベクトルの角度ψ1とする。S11~S12以上までの処理S4~S10について、i=0からi=17まで繰り返し、i=17に達したとき、位相θが求まる。以上までの計算例として、図3の例ではX=5、Y=2.3315の位置がX軸からの角度を求めている。最初の基準は1,1から始まるため、処理S2では最初に与えられた位置をX=1で規格化し、1、0.4663の位置での角度を求めることになる。1回目の演算は0.4663<1のため、処理S4~S7ではdは-1でXi、Yiを求める。このXiは1となっていないので、Xi=1とするようにYiを調整する図3のWi。この値を基準の0.4663と比較して次のdiを求め、以降上記の計算を繰り返す。角度データが18番目ではYiのXi=1で規格化された値はほぼ0.4663となっているので、精度よく角度が求められる。位相は0から360度まであるので、VαX、VβYの値に負の値が生じる場合かある。第二象限のVαXが負、VβY正の場合はVαXの絶対値をとり正として演算し、得られた値を180度から減算した値が位相θである。第三象限のVαXVβY共に負の場合は、共に絶対値をとり正として演算し、得られた値を180度に加算した値が位相θである。第四象限のVαX正、VβYが負の場合は、VβYの絶対値をとり正として演算し、得られた値を360度から減算した値は位相θである。このアルゴリズムで得られた位相例が図4のaに示す位相θである。2d比較器12は、位相変化分Δθと基準位相変化分Δθ0を比較することで位相θの跳躍を正確で応答性よく判定する。サンプリング回路5と差分演算回路6により求めるサンプリング周期毎の位相変化分Δθの大小でも位相の跳躍そのものは前回値との比較で測ることができるが、系統電源はその周波数は逐次変化揺動していてサンプリング周期を一定にしていると、位相変化分Δθが系統電源の周波数によって変わるため、現在の周波数における位相の跳躍度合いが不明確である。そのために別途に設ける回路7~11により、系統電圧検出のゼロクロス信号から周波数を検出して現在の周波数に対する基準となる基準位相変化分Δθ0を次式で求める。Δt0=f0×ΔT=ΔT/T0,Δθ0=360×Δt0[deg]位相跳躍判定時の各部波形例を図4のbに示す。この図は上記θ=7.5ms135°時点で1ms18度位相を進めたときの様子を示している。3装置の適用例実施形態では系統電圧の位相検出と位相跳躍の場合を示すが、系統の保護継電装置における系統電圧の位相検出および保護制御に適用して同等の作用効果を得ることができる。"