"Nd個のシンボルから構成されるシンボル系列を、複数のサブキャリアに配置して、複数個のOFDMシンボルを用いて送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置において、前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転を付加する位相回転部、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部、を備えたことを特徴とするOFDM通信装置。前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のk番目のシンボルsに対して、θ2πkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、で示す位相回転を施す、ことを特徴とする請求項1記載のOFDM通信装置。前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のうちn番目のOFDMシンボルに配置されるk番目のサブキャリアに配置されるシンボルsに対して、θ2πnkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、で示す位相回転を施す、ことを特徴とする請求項1記載のOFDM通信装置。Nd個のシンボル系列を構成する複数のシンボルを、複数のサブキャリアに配置して、複数個のOFDMシンボルを用いて送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置におけるOFDM通信方法において、前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加し、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナよりOFDM送信する、ことを特徴とするOFDM通信方法。以上から本発明の目的は、位相回転量を工夫して安定したダイバーシチ効果を得ることを目的とする。その1例として、例えば、シンボルの配置間隔に依存しない位相回転量を該シンボルに付加するようにし、どのようなシンボル配置であっても、安定したダイバーシチ効果が得られるようにする。OFDM通信装置本発明の第1はNd個のシンボルから構成されるシンボル系列を、複数のサブキャリアに配置して、複数個のOFDMシンボルを用いて送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置であり、前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転を付加する位相回転部、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定のサブキャリアに割り当て、複数のアンテナより送信するOFDM送信部、を備えている。前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のk番目のシンボルsに対して、θ2πkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、で示す位相回転を施す。あるいは、前記位相回転部は、Nd個のデータ系列のうちn番目のOFDMシンボルに配置されるk番目のサブキャリアに配置されるシンボルsに対して、θ2πnkβ、ただしβはアンテナにより異なる値、で示す位相回転を施す。OFDM通信方法本発明の第2はNd個のシンボル系列を構成する複数のシンボルを、複数のサブキャリアに配置して、複数個のOFDMシンボルを用いて送信する送信ダイバーシチ機能を備えたOFDM通信装置におけるOFDM通信方法であり、前記Nd個のシンボル系列の各シンボルに対して、アンテナ毎に、かつ、シンボル毎に異なる位相回転量を付加し、位相回転を施されたシンボル系列の各シンボルをアンテナ毎にNd個よりも小さい数の所定サブキャリアに割り当て、複数のアンテナよりOFDM送信する。本発明によれば、シンボルを周波数領域あるいは周波数時間領域に配置する前に、シンボル系列の各シンボルに位相回転を順次付加すると共に、従来技術のようにシンボル配置間隔と該シンボルに付加する位相回転量が比例するような位相ではなく、シンボル配置間隔に依存しない位相回転量を該シンボルに付加するようにしたから、どのようなシンボル配置であっても、安定したダイバーシチ効果を得る事ができる。A第1実施例a本発明のOFDM送信装置の構成の1例図1は本発明のOFDM送信装置の構成図の1例を示す。送信サブフレームは図17で説明した構成を採用するものとする。すなわち、OFDM送信装置はN個のサブキャリアを用いて送信し、N個のサブキャリア×Kシンボル時間のリソースで送信サブフレームを構成する。サブフレームにおいて先頭のKpシンボルをパイロット信号送信に使用し、残りのK-Kpシンボルを制御データやユーザデータ送信に使用し、以降Kシンボル毎にサブフレームを繰り返す。図1のOFDM送信装置は、ユーザ1、2宛のデータ1、2をそれぞれ2分岐し、各データの分岐されたそれぞれに異なる位相回転を施して周波数時間領域にマッピングして第1、第2の2つのアンテナより送信する。すなわち、データ変調部51a,51bはそれぞれ誤り訂正符号化処理を施されたユーザ1、2宛のデータ1、2をデータ変調して、入力ビット列を位相及び振幅を有するデータシンボルに変換して出力し、位相回転部52a,53aは分岐された一方の各データシンボルに対して異なる位相回転を施して周波数時間マッピング部54aに入力する。同様に、位相回転部52b,53bは分岐された他方の各データシンボルに対して異なる位相回転を施して周波数時間マッピング部54bに入力する。周波数時間マッピング部54aは既知のパイロットシンボル1と位相回転部52a,53aから入力するデータシンボルをそれぞれ所定時刻の所定サブキャリアにマッピングして時間多重する。IFFT部55aは、一定数Nのパイロットシンボルまたはデータシンボルを1単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、N個のシンボルをN個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。サイクリックプレフィックス挿入部56aはIFFT後のNサンプルのうち、後部のNGサンプルをコピーしてサイクリックプレフィックスCPとしてNサンプルの先頭に挿入する。CP挿入後のサンプルはOFDMシンボルである。以後。図示しない送信部57aのDA変換器はDA変換を行い、送信RF部はベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、第1の送信アンテナ58aから送信する。周波数時間マッピング部54bは既知のパイロットシンボル2と位相回転部52b,53bから入力するデータシンボルをそれぞれ所定時刻の所定サブキャリアにマッピングして時間多重する。IFFT部55bは、一定数Nのパイロットシンボルまたはデータシンボルを1単位としてIFFT処理を行なう。すなわち、N個のシンボルをN個のサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分にIFFT処理を施し、離散的な時間信号に変換して出力する。サイクリックプレフィックス挿入部56bはIFFT後のNサンプルのうち、後部のNGサンプルをコピーしてサイクリックプレフィックスCPとしてNサンプルの先頭に挿入する。以後、送信部57bのDA変換器はDA変換を行い、送信RF部はベースバンド信号を無線周波数の信号に変換し、第2の送信アンテナ58bから送信する。なお、分岐されたデータは周波数時間マッピング部54a、周波数時間マッピング部54bにおいて同一の周波数時間領域にマッピングされる。パイロット信号1,2は異なるアンテナ58a,58bから送信され、受信側で分離可能に構成されている。サブキャリアn0~N1に対する第1、第2パイロット信号1,2の送信方法は以下の通りである。第1アンテナ58aのパイロット信号1は、サブキャリア番号が偶数n=2mであれば同じ電力で送信し、サブキャリア番号が奇数n2m1であればNULLを送信する送信OFF。アンテナ58bのパイロット信号2は、サブキャリア番号が偶数n=2mであればNULLを送信し送信OFF、サブキャリア番号が奇数n2m1であれば同じ電力でパイロット信号を送信する。この結果、受信局はサブフレーム先頭Kp個の偶数、奇数番目のサブキャリア成分をそれぞれ抜き出すことにより、第1、第2アンテナ58a,58bから送信されたパイロット信号をお互いに干渉させずに分離することが可能となる。また、送信のあるサブキャリアにおけるパイロット信号は、実数の1を送信するとして表現することができる。位相回転部52a,52b,53a,53bは、入力シンボルに対して位相回転を与えるが、複数のユーザデータや、制御データなどの複数種類のデータがある場合に、それらに対して独立に位相回転処理を行うことができる。b本発明のOFDM受信装置の構成の1例図2は本発明のOFDM受信装置の構成図の1例を示す。受信RF部62は、送信局から送信された無線信号をアンテナ61より受信し、周波数ダウンコンバートにより該無線信号をベースバンドの信号に変換し、内蔵のAD変換器によりディジタル信号に変換する。受信タイミング検出部63は、OFDMのサブフレームタイミングやシンボルタイミングを検出する。CP削除部64は、シンボルタイミングに基づいて、受信信号からサイクリックプレフィックスCPを削除して各OFDMシンボルの有効信号成分を切り出してFFT部65に入力する。FFT部65はCP削除後の信号に対しFFT処理を施し、時間領域信号から周波数領域信号に変換する。チャネル推定部66は、サブフレーム先頭のKpシンボルから、それぞれOFDM送信装置の第1、第2アンテナ18a、18bから送信されたパイロット信号を抽出し、チャネル推定を行なう。チャネル推定には多数の従来方法が知られているが、例えば、簡易な構成としてn2mから抽出されたパイロット信号をP、第1アンテナ18aの各サブキャリアnのチャネル推定値をh1とすれば、n2mのチャネル推定値h1は、h1=Pとすることができ、n2m1のチャネル推定値h1は次式、h1=P2により計算することができ、各サブキャリアでのチャネルを推定する事が可能である。また、第2アンテナ18bに対しては、同様に、各サブキャリアnのチャネル推定値をh2とすれば、n2mのチャネル推定値h2は次式、h2=P2により計算することができ、n2m1のチャネル推定値h2は、h2=Pとすることができ、以上により各サブキャリアでのチャネルを推定する事が可能である。この場合、OFDM送信装置が送信データに異なる位相回転処理を施して第1、第2アンテナ18a、18bより送信しているから、チャネル推定部66は第kシンボルの第nサブキャリアのチャネル推定値hをh1h2を用いて次式h=α1h1α2h2により計算する。上式において、α1、α2はそれぞれ回転因子であり、第kシンボルの第nサブキャリアで送信されたデータの位相回転因子と同じ回転因子を用いる。受信データ抽出部67はFFT出力より受信データを抽出し、検波部68はチャネル推定値hを用いて受信データにチャネル補償処理検波処理を施して出力する。すなわち、検波部68は抽出された各サブキャリアの受信シンボルの位相振幅をチャネル推定値を用いてチャネル補償する。例えば、簡易な構成として、サブキャリアn、第kシンボルに対する受信シンボルをrとすれば、次式により検波後の信号yを出力する。ビット判定部69は検波された信号から、送信側での符号化方法、変調方法に従って送信ビットを判定して送信データを復元する。c位相回転処理本実施例の位相回転処理本実施例の特徴的な処理は、位相回転部52a~52b,53a~53bの位相回転処理にある。まず、本方法の実施例として、従来方法との差分を説明しやすいように、最も従来方法に近い例を説明する。データ変調部51aの出力シンボル列をsssとし、これに位相回転部52aで位相回転処理を行って、周波数時間マッピング部54aで周波数軸上に配置する場合を考える。図3は位相回転処理とマッピング処理の例を示すもので、入力されたシンボル列sが位相回転部52aにおいて、位相因子を乗算され、周波数時間マッピング部54aにおいて各sαがサブキャリアnに配置される。位相角θは、配置されるサブキャリア位置によらずk0123Mに対してとする。βは位相回転部52a~52b,53a~53bにおいて、各送信アンテナおよび各チャネルで一般には異なる値を用いる事ができる。処理量の少ない構成としては、片側の送信アンテナだけに位相回転処理を行うように、位相回転部52a~53aにおいてβ0を用い、位相回転部52b~53bにおいてβとして0でない値を用いる構成が考えられる。より具体的な例としては、送信アンテナ数がある場合、アンテナmに対してを使用するなどが一例として考えられる。このようにすることにより、本実施例はシンボルsのマッピングの仕方によらない位相回転をシンボルsに施すことができる。すなわち、本実施例は従来技術と異なり、式より明らかなように位相角θはシンボルが配置されるサブキャリア番号、換言すれば、サブキャリア周波数に比例しないようになっている。従来の位相回転処理従来の巡回遅延ダイバーシチではシンボルsに、で示すシンボル配置nに応じた位相θを付加している。この従来の巡回遅延ダイバーシチをより正確に説明する。同一のシンボル時間で送信されるデータに適用される2つのサブキャリアj,k、該サブキャリアj,kの位相因子をθ,θとすれば、従来の巡回遅延ダイバーシチは、任意のj,kに対して、が成立するように、すなわち位相差θ-θがj-kに比例するような位相因子を使用している。これは巡回遅延を与える処理が、数学的に周波数領域で見ると、位相がサブキャリア012に対して一定速度γで増加するような位相付加と同じであることにより、位相因子は2π/γ個のサブキャリアで1回転する。そのため極端な例としてデータのサブキャリア配置が2π/γの間隔で行なわれる場合には、常に同じ位相を使用することになり、事実上、位相付加を行なわない場合、つまり巡回遅延ダイバーシチを行なわない場合と同じ送信方法になってしまい、結果的にダイバーシチ効果がなくなり、遅延量を変える必要が生じる。以上の様に従来の巡回遅延ダイバーシチでは、データをサブキャリアに配置する配置パターンにより、遅延量を変える必要が生じる。しかしながら、任意の配置を考える場合に、どのような配置であっても安定したダイバーシチ効果を実現する遅延量の設定方法は従来知られていなかった。本実施例の効果これに対して本実施方法では、配置前にデータシンボル毎に増加する位相を増加させてから、任意の配置を行う。これにより、配置されるサブキャリア位置ではなく、シンボル系列を構成する各シンボルsのシンボル番号kで決まる位相因子、式参照を付加する。この結果、本発明によれば、どのような配置であっても、多数の位相状態が偏ることなく使用される事になり、配置によってダイバーシチ効果が無くなる等の問題を回避し、安定したダイバーシチ効果を実現することが可能である。本実施例の送信方法は、従来技術の送信方法と全く異なる点がある事を強調しておく。本実施例の方法は、同一ユーザ向けの送信信号成分が単純な巡回遅延では表現することができない波形となっており、従来技術では全く想定していなかった信号の送信方法となっている。この従来技術と本実施例の方法との差分を、別の観点から説明する例を示す。図4に示すように、周波数領域に一定間隔で配置された信号は、時間領域で周期性を持っている。この周期Tはシンボル配置間隔LとTTsymbolLの関係がある。ただし、Tsymbolはシンボル長である。このとき従来技術で巡回遅延を与える場合、配置間隔Lに対応した周期Tと遅延量が近い場合には、元の波形と同じ波形に戻るため、遅延を付加していないのと同じ状態になってしまう。周波数領域での配置間隔Lを変えるとこの時間領域での周期Tも変わるため、巡回遅延量は、周波数領域の配置間隔Lに応じて変える必要が生じる。一方、本実施例の方法では、配置位置によらない位相因子を乗算した後に配置しており、データ毎に変化する位相因子を用いるため、配置間隔Lが変わると、遅延量も自動的に変化することになる。このため、配置間隔Lに対応した周期Tを基準にして、遅延量が変わることから、常に各信号の独立性を確保することができるのである。このように、本実施例の方法は、配置に対して信号の独立性を維持するように遅延量を制御しているのと同様の効果があるため、任意の配置に対して安定したダイバーシチ効果を得る事が可能となる。以上の説明の様に、本実施例の方法は、配置されるサブキャリア位置nの上で定義された位相因子を用いるのではなく、nによらずにデータがサブキャリア上に配置される毎に変化するように位相因子の系列を用いる点である。B第2実施例第2実施例のマッピング法第1実施例では、シンボル系列を構成する各シンボルを1シンボル時刻の周波数軸に配置した場合のデータ処理のみに着目して記載したが、第2実施例ではシンボル系列を構成する各シンボルを、周波数軸及び時間軸で構成される周波数時間領域の所定時刻、所定サブキャリアに配置する。第2実施例のOFDM送信装置の構成は、図1と同じであるが、位相回転部52a~52b、53a~53bの位相回転処理の動作が異なる。図5はシンボル系列を構成する各シンボルを周波数時間領域に配置する第2実施例の説明図であり、入力されるシンボル系列のうち1サブフレームで送信するシンボル数をNdとすると、Nd個の各シンボルsにNd個の位相回転因子αの系列を乗算し、乗算結果をサブフレーム周数時間領域の所定位置に配置する。第2実施例によれば、第1実施例にはなかった次の様な効果がある。図6に示すようなデータの配置を考える。この図6は非常に極端な場合であり、1サブキャリア×複数シンボルに各シンボルsを配置する場合である。この場合、時間方向にも各シンボルに付加する位相のパターンが変化するため、遅延ダイバーシチではなかったダイバーシチ効果を時間方向で生み出すことが可能となる。位相回転部の構成第1の位相回転部図7は第1の位相回転部52aの構成図であり、上記Nd個のシンボルsに付加する位相αを予めテーブル61に記憶しておき、乗算器62で入力するNd個のシンボルsにテーブル61より読み出した位相αをそれぞれ乗算して位相回転を施し、周波数時間マッピング部54aに入力する。位相回転部52b、53a~53bも同様に入力するNd個のシンボルにテーブルより求めた所定の位相をそれぞれ乗算して位相回転を施す。なお、Nd個のシンボルsと位相αの対応を1:1でテーブル61に保存せず、Nd個より少ない数Npsの位相因子系列を保存するように構成することもできる。この場合、Nd個のシンボル系列に適用する位相因子系列としてNpsの系列を周期的に用いる。これにより、保持する位相因子の数を少なくてできるため、回路などでの実装において小さいメモリ量で位相回転部を実現することができる。第2の位相回転部位相系列としては、1サブフレームに割り当てるデータ数Ndに応じて、Nd個でK回転する様な位相因子を用いても良い。かかる場合には、図7のテーブルの代わりに式の演算を行なう演算部を設け、該演算部よりNd個のシンボルsの位相因子θkを演算して乗算部62に入力する。第3の位相回転部図8は第3の位相回転部の構成図であり、複数の位相因子系列1~Xを記憶するテーブル711~71Xを用意し、それらを時間的に切り替えて使用する。切替制御部72はセレクタ73を制御し、サブキャリア数をNとすればN個のシンボル毎に使用する位相因子系列1~Xを順次切り替え、得られた位相因子系列を乗算部62に入力する動作を行なう。例えば、テーブル71nの位相因子系列nのk番目の位相因子をとする。これにより、第nシンボル時刻のk番目のサブキャリアにマッピングされるシンボルsに式の位相因子θn,kを付与して回転する。この場合、各位相因子系列は、サブキャリア方向で回転する様な位相因子になっているが、各位相因子系列n=1~Xにおける回転速度が異なっている。これにより、特定の伝播環境と特定の位相因子系列の組み合わせが悪く、十分なダイバーシチ効果が得られない場合にも、OFDMシンボル毎に異なる系列を利用する事により、全体としては、組み合わせの悪い場合が連続しない様にすることが可能である。第4の位相回転部図9は第4の位相回転部の構成図であり、2つの位相因子系列1,2をそれぞれ記憶する2つのテーブル81,82、入力するシンボルsに各テーブルより求まる各位相因子を乗算する第1、第2の乗算器83,84、各テーブルよりシンボルsに応じた位相因子を出力するためのアドレス発生部85,86を備えている。第1のテーブル81にはM個のアドレスkmodMkをMで割ったときの余りでありk=0~M1であるにM個の第1の位相因子が記憶され、第2のテーブル82にはアドレスintkをMで割ったときの商であるに第2の位相因子が記憶されている。アドレス発生部85は、シンボル系列を構成するシンボルsの順番をkとするとき、kmodMをアドレスとして発生し、第1のテーブル81のアドレスkmodMより第1の位相因子αを第1の乗算器83に入力する。アドレス発生部86は、シンボル系列を構成するシンボルsの順番をkとするとき、intをアドレスとして発生し、第2のテーブル82のアドレスintより第2の位相因子βを第2の乗算器84に入力する。第1、第2の乗算器83、84はシンボルsに位相因子α、βを順次乗算してs×exp×expを出力する。第4の位相回転部によれば、M個の中では第1の位相因子系列1に従って位相因子αが変化するが、M毎に第2の位相因子系列2に従って初期位相βを変える。この構成により、位相因子テーブル1の系列長がN1=M、位相因子テーブルの系列長がN2とすると、2つのテーブルに保持している位相因子はN1N2個であるが、生成される位相因子のバリエーションはN1×N2となっており、多数の位相状態を小さい回路規模で構成する事が可能となる。第5の位相回転部位相回転部における位相因子系列を擬似乱数発生器を用いて発生することもできる。すなわち、図7のテーブル61の代わりに擬似乱数発生器を設け、該擬似乱数発生器よりランダムに位相因子θkを発生して乗算部62に入力し、乗算部は位相因子θkをシンボルsに乗算して位相回転する。擬似乱数を用いる事で、同じ位相が連続する可能性もあることから最適な位相状態を生成出来ない場合も無いとはいえないが、簡単な構成で無難に多数の位相状態を含ませることが可能となり、ほとんどの条件化でダイバーシチ効果を得られ、かつシステム設計が容易であるという利点がある。第6の位相回転部OFDMであるユーザデータなどの割り当てを任意のサブキャリア単位ではなく、一定数のサブキャリアをまとめてサブブロックとし、複数のサブブロックにユーザデータを割り当てるOFDMシステムがある。かかるシステムの場合、サブブロック単位で位相付加処理を行うことで、本発明方法を簡易に実施できる。この場合、送信機、受信機は、サブブロック毎に同一の位相因子を用いる事ができるため、保持すべき位相因子のテーブルなどが小さくて済み、かつ適用される位相因子の判定もサブブロック内の位置のみでできる。第6の位相回転部は、図7と同等の構成を備え、図7のテーブル61にサブブロックに対応させて位相因子を記憶させ、入力する変調シンボルが配置されるサブブロックに応じた位相因子を該テーブル61より読み出し、乗算器62で該シンボルに乗算して位相回転を施して出力する。数値計算結果本発明の効果を示す数値計算結果を示す。以下では、様々な巡回遅延量に対して、シンボルの配置間隔を1サブキャリア間隔から12サブキャリア間隔とした場合のEESMの分布を評価した結果を示す。EESMは、信号対雑音比と類似の量であり、下記の文献で示されているようにOFDMでの通信品質を表す量として用いられている量である。EESMの定義は、同文献A4321章と同じとし、パラメータは、A46章の16QAMR34を用いた。伝播環境は、A36章のマルチパス環境VehicularAを用いた。文献:3GPPDocumentTR25892V600従来の巡回遅延ダイバーシチの評価においてTdelayは巡回遅延の量を表しており、本発明方法では、サブキャリア方向に配置される変調シンボル毎にづつ位相が増加する様に位相因子を付加した。またデータの配置は、周波数方向に先に配置し、次のシンボル時刻に移って、また周波数方向に配置する順序で配置した。表1は条件番号1~48のそれぞれのTdelayと配置サブキャリア間隔を示す遅延量と配置間隔の条件一覧表である。図10は条件番号1~12に対する従来の巡回遅延ダイバーシチにおけるEESM分布であり、図11は条件番号1~12に対する本発明のEESM分布である。縦軸はあるEESM=xより小さくなる確率Prob、横軸はEESM=xであり、確率Probが小さい程、良好である。従来の巡回遅延ダイバーシチでは、x0のとき確率Probは配置間隔によりW1で示す幅で変化し、しかも配置間隔によっては確率Probの値が大きく特性が悪い。しかし、本発明では確率Probの変化幅W2は小さく、しかも、確率Probの値は小さくなっている。図12は本発明方法の利点を明確にするために、各条件1~48に対する上記の分布の例としてX10dBの点での値を、従来方法と発明方法で比較したEESM分布図である。図12は、EESMが小さい値に落ち込む確率を縦軸にして表しており、確率が低いほど、通信誤りが少なくなることに対応する。この図12から、従来方法では、巡回遅延量と配置間隔の組み合わせにより、大きく特性劣化する組み合わせがあるが、発明方法は、同じ回転因子の系列で、どのような条件に対しても、従来方法で良好な結果が得られるようなパラメータの組み合わせを選択したのと同じ特性を常に得られていることがわかる。従って、従来技術では、適切なダイバーシチ効果を得るためには、配置などの条件に応じて、最適な遅延量を設定する必要があるが、本発明方法は、そのような配置方法を意識せずに安定したダイバーシチ効果を得る事ができる。また適応的な遅延量の調整などの機能が必要でないため、装置の構成が簡易であるという利点もある。"