少なくとも1つの制御可能な周波数オフセットを用いてデュアルキャリア受信機において既知信号に基づいて同相I及び直交QインバランスIQインバランスパラメータを判定するための方法であって、当該方法は、第1の無線周波数RFキャリア周波数及び当該第1のRFキャリア周波数とは異なる第2のRFキャリア周波数上に変調された既知信号を受信することと、共通のRF局部発振器LOを用いた、それぞれの前記RFキャリア周波数から中間周波数IFへの変換と、キャリア固有のIFLOを用いた、IFからベースバンドへのさらなる変換と、によって、前記既知信号を前記第1及び第2のキャリアについてのベースバンド信号にダウンコンバートすることと、制御可能な周波数オフセットが前記LOを通じてRFからIF及びIFからベースバンドのうちの少なくとも1つの変換の一部として用いられることと、前記第1及び第2のキャリアについての前記ベースバンド信号から任意の制御可能な周波数オフセットを除去して、前記第1及び第2のキャリアの受信信号の表現を生成することと、最小二乗推定値を用いて前記第1及び第2のキャリアの前記受信信号の各表現についてIQインバランスパラメータを導くことと、を含む、方法。前記制御可能な周波数オフセットは、RFLOを用いた、RFからIFへの前記変換に導入される、請求項1に記載の方法。前記制御可能な周波数オフセットは、IFLOを用いた、IFからベースバンドへの前記変換に導入される、請求項1に記載の方法。前記制御可能な周波数オフセットは、RFLOを用いた、RFからIFへの前記変換と、IFLOを用いた、IFからベースバンドへの前記変換と、に導入される、請求項1に記載の方法。前記制御可能な周波数オフセットは、前記RFLOの機能及び前記IFLOの機能について同じである、請求項4に記載の方法。前記既知信号が同期SCH信号である場合のみ、前記制御可能な周波数オフセットは、非ゼロ値である、請求項1に記載の方法。前記既知信号が物理ダウンリンク共有チャネルPDSCH信号である場合、前記制御可能な周波数オフセットは、ゼロである、請求項6に記載の方法。前記制御可能な周波数オフセットは、導入される任意の制御可能な周波数オフセットの整数倍である周波数オフセットを含むデジタルミキサLOを受け取るミキサを備えるデジタルフロントエンドを用いて除去される、請求項1に記載の方法。前記制御可能な周波数オフセットは、直交周波数分割多重OFDMを用いて除去される、請求項1に記載の方法。前記既知信号は、前記デュアルキャリア受信機によって無線で受信されるパイロット信号である、請求項1に記載の方法。前記既知信号は、前記デュアルキャリア受信機を収容する前記ユーザ機器の内部に記憶されるテスト信号である、請求項1に記載の方法。受信される既知信号から同相I及び直交QインバランスIQインバランスパラメータを計算するためのユーザ機器であって、当該ユーザ機器は、第1及び第2の無線周波数RF上に変調された既知信号を受信し、及び導入される周波数オフセットを用いて前記受信される既知信号の表現を生成するように動作可能なデュアルキャリア受信機と、前記受信される既知信号の前記表現を受信し、及び最小二乗推定値に応じてIQインバランスパラメータを生成するように動作可能なIQインバランスパラメータ推定器回路と、を備える、ユーザ機器。前記デュアルキャリア受信機は、前記既知信号を受信し、当該既知信号をRF局部発振器とミキシングして第1の結果を生成するように動作可能なRFミキサと、前記RFミキサから前記第1の結果を受け取り、及び当該第1の結果をIFLOとミキシングして出力を生成するように動作可能な第1のIFミキサ、前記RFミキサから前記第1の結果を受け取り、及び当該第1の結果の複素共役を生成するように動作可能な第1の複素共役ユニット、前記複素共役ユニットから前記第1の結果の前記複素共役を受け取り、及び当該第1の結果の当該複素共役をIFLOとミキシングして出力を生成するように動作可能な第2のIFミキサ、前記第1及び第2のIFミキサの前記出力を加算するように動作可能な第1の加算器、及び前記第1及び第2のミキサの加算された出力を受け取り、及び前記既知信号のベースバンド表現を生成するように動作可能な第1のローパスフィルタ、を含む、第1の中間周波数IFミキシングステージと、前記RFミキサから前記第1の結果を受け取り、及び当該第1の結果をIFLOとミキシングして出力を生成するように動作可能な第3のIFミキサ、前記RFミキサから前記第1の結果を受け取り、及び当該第1の結果の複素共役を生成するように動作可能な第2の複素共役ユニット、前記複素共役ユニットから前記第1の結果の前記複素共役を受け取り、及び当該第1の結果の当該複素共役をIFLOとミキシングして出力を生成するように動作可能な第4のIFミキサ、前記第3及び第4のIFミキサの前記出力を加算するように動作可能な第2の加算器、及び前記第1及び第2のミキサの加算された出力を受け取り、及び前記既知信号のベースバンド表現を生成するように動作可能な第2のローパスフィルタ、を含む、第2のミキシングステージと、を備え、前記RFLO又は前記IFLOのうちの少なくとも1つは、周波数オフセットを含む、請求項12に記載のユーザ機器。前記デュアルキャリア受信機は、RFLO又はIFLOの任意の周波数オフセットを除去するように動作可能なデジタルフロントエンド、をさらに備える、請求項12に記載のユーザ機器。RFLO又はIFLOの任意の周波数オフセットを除去するように動作可能な直交周波数分割多重OFDM回路、をさらに備える、請求項12に記載のユーザ機器。前記既知信号を記憶するためのメモリ、をさらに備える、請求項12に記載のユーザ機器。前記RFLO又は前記IFLOの前記周波数オフセットを記憶するためのメモリ、をさらに備える、請求項12に記載のユーザ機器。本明細書において開示され及び特許請求の範囲に記載される1つ以上の実施形態によれば、少なくとも1つの制御可能な周波数オフセットを用いてデュアルキャリア受信機において既知信号に基づいて同相I及び直交QインバランスIQインバランスパラメータを判定するための方法であって、当該方法は、第1の無線周波数RFキャリア周波数及び当該第1のRFキャリア周波数とは異なる第2のRFキャリア周波数上に変調された既知信号を受信することと、共通のRF局部発振器LOを用いた、それぞれのRFキャリア周波数から中間周波数IFへの変換と、キャリア固有のIFLOを用いた、IFからベースバンドへのさらなる変換と、によって、既知信号を第1及び第2のキャリアについてのベースバンド信号にダウンコンバートすることと、制御可能な周波数オフセットは、LOを通じてRFからIF及びIFからベースバンドのうちの少なくとも1つの変換の一部として用いられることと、第1及び第2のキャリアについてのベースバンド信号から任意の制御可能な周波数オフセットを除去して、第1及び第2のキャリアの受信信号の表現を生成することと、最小二乗推定値を用いて第1及び第2のキャリアの受信信号の各表現についてIQインバランスパラメータを導くことと、を含む、方法が説明される。本明細書において開示され及び特許請求の範囲に記載される1つ以上の実施形態によれば、受信される既知信号から同相I及び直交QインバランスIQインバランスパラメータを計算するためのユーザ機器であって、当該ユーザ機器は、第1及び第2の無線周波数RF上に変調された既知信号を受信し、及び導入される周波数オフセットを用いて上記受信される既知信号の表現を生成するように動作可能なデュアルキャリア受信機と、上記受信される既知信号の上記表現を受信し、及び最小二乗推定値に応じてIQインバランスパラメータを生成するように動作可能なIQインバランスパラメータ推定器回路と、を備える、ユーザ機器が説明される。図1は、ユーザ機器UEと無線キャリアとの間のインタラクションを図示する。この図において、キャリア1101及びキャリア2103の各々は、UE105に無線信号を送信する。残念ながら、送信されるキャリア信号がUE105によって受信される信号と同じであることは、あるとしても稀である。また、UE105自体が、IQインバランスを通じて信号差を導入し得る。当該IQインバランスは、上記に詳述したように、局部発振器LO、ミキサ、フィルタ、アナログ/デジタルコンバータADC等を備えるただし、これらに限定されない、バランスを失した無線周波数RF/アナログ回路に由来し得る。RF/アナログ回路は、回路パラメータを制御することによって調整され、又はIQインバランスは、デジタルベースバンド内のデジタル信号処理によって補償され得る。IQインバランスのデジタル補償は、アナログキャリブレーションに比して多くの利点を有する。例えば、原則として、デジタル補償は、無線とデジタルベースバンドとの間に特別なインタフェースを必要としないため、任意の無線機で作動することができる。IQインバランス補償の主な利点は、IQインバランスに課される設計要件を緩和すること又は、同じ無線機を仮定すると、受信機の性能を改善することである。IQインバランスのデジタル補償は、2つのステップを有する:インバランス推定及びインバランス補償である。インバランス推定を通じて、例えば他の予期される信号のパイロット、テストなどの既知信号に基づくIQインバランスに関連するパラメータが推定される。これらの推定値は、受信キャリア信号におけるIQインバランスの影響を最小限にするために、補償ロジック又は補償回路によって用いられる。無線ダウンリンクDLについて、テスト信号は、ユーザ機器UE内部で生成され、受信機に投入される。パイロット信号は、eNodeBによって生成され、UEによって無線で受信される。パイロットベースのIQインバランス推定は、無線及びデジタルベースバンド双方の付加的なハードウェア及び関連付けられるインタフェースを回避することが可能であるという点において有益である。LTEDLについて、パイロット信号は、リファレンスシンボルRS又は同期チャネルSCH:synchronizationchannelであってもよい。RSは、物理ダウンリンク共有チャネルPDSCH:physicaldownlinksharedchannelの復調を支援し、それ故に、RSは、時間、周波数及び空間にわたり拡散される。しかしながら、RSは、櫛形パイロットとしても知られる直交周波数分割多重OFDMシンボル内でPDSCHに埋め込まれるcomingledため、RSをIQインバランス推定について利用することは困難である。他方、SCHはPDSCHとは別個でありこれはブロックタイプパイロットと呼ばれる、及びセルサーチはSCHに基づくためSCHの受信は常にPDSCHに先行するので、SCHは、一般に、IQインバランス推定の観点からより好都合である。デュアルキャリア受信のための従来のダブルコンバージョン受信機は、図2に示される。この図においてKi、Ji、及びJi-によって表されるIQインバランスパラメータは、一般に複素数であり、ゲイン及び同相と直交位相との位相インバランスによって判定される。これらの変数及び本説明全体にわたる変数に関して、上付き文字は、キャリアを表すはキャリア1、-はキャリア2について用いられる。無線機のバランスが完全に取れている場合、K1=J1=J1-=1、且つ、K2=J2=J3=J4=J2-=J3-=J4-=0である。第1のキャリアについてのIFミキシングに関連するJ個のIQインバランスパラメータは、以下のように定義される。第2のキャリアについてのJ個のIQインバランスパラメータは、以下の通りである。IFミキシングのゲインインバランスは、h1、h2及びh3によって表され、IFミキシングの位相インバランスは、θ1、θ2及びθ3によって表される。RFミキシングに関連するK個のIQインバランスパラメータは、以下のように定義される。K個の値において、g及びφは、それぞれRFミキシングのゲイン及び位相インバランスを表す。デジタル補償は、デジタルベースバンドのOFDM処理の後に実行されるため、OFDM後のベースバンド信号を観測することは、IQインバランス推定のための手段を提供する。これについての雑音を含まない例示的な信号モデルは、であり、ここで、Yn又はYn-は、第1の又は第2のキャリアのn番目のサブキャリアの受信信号を表し、Xn又はXn-は、第1の又は第2のキャリアのn番目のサブキャリアの送信信号を表し、Hn又はHn-は、第1の又は第2のキャリアのn番目のサブキャリアのチャネル係数を表し、Pi又はPi-は、IQインバランスパラメータを表す。Pi又はPi-はKi、Ji、及びJi-に関連することに留意されたい。しかしながら、等式1において提示される推定問題は、等式の数4個が未知数の数16個よりも小さいため、劣決定である。この例示的なシステムモデルを時間及び/又は周波数において拡張することは、理想的なチャネル係数及びIQインバランスパラメータを仮定することによって達成され得る。当該仮定の下、4つの隣接サブキャリア全ては、同じチャネル及びIQインバランスを経験し、及び等式1の周波数領域拡張は、以下のように表されることができる。ここで、Xnは、受信機に送信される信号であり、以下のように定義される。結果として、の最小二乗推定値は、以下のように与えられる。留意する価値があることは、Xnが正則nonsingularである場合、即ち、逆行列が存在する場合のみ、この推定が適用可能であることである。さらに、等式1に雑音が含まれる状態で、推定誤差は、の対角要素に比例する。しかしながら、以下の議論において前提とされる点として、理解を簡単にするために、雑音無しのより単純な変形が、等式1のIQインバランス行列の第1の行の推定値を詳細化することになる。残りの行について、最小二乗推定値は同様に取得される。一旦IQインバランスパラメータが推定されると、インバランス補償が後に続く。IQインバランスのデジタル補償の性能は、インバランス推定に大きく依存し、及び、残念ながら、良好な推定品質は、幾つかの理由により常に保証されるわけではない。主な理由は、既知信号がインバランス推定のために必ずしも最適化されていないことがあるためである。例えば、LTEDLの場合において、各キャリアのSCHは、セルIDから導かれ、セルIDの選択は、運用者のセルプランニング次第である。それ故に、同じセルの2つのキャリアが同じセルIDを用い、従って、同じSCHを用いることがあり得る。この場合において、Xnの最初の列は第3の列と同じである一方、第2の列は第4の列と同じである。これは、Xnがランク2であり、従って、特異であることを意味する。換言すれば、推定問題は、なお劣決定である。さらに、時間領域拡張も役に立たない。インバランス推定についての観測がPSS及びSSSの両方に為される場合でも、PSS及びSSSの双方は同じセルIDから導かれ、従って、Xnはランク2であるため、なお劣決定である。ユーザ機器図3は、UE105の少なくとも一部の例示的な実施形態を図示する。このUEは、後に詳述されるように、そのRFLO及び/又はIFLOに周波数オフセットを導入するデュアルキャリア受信のための従来のダブルコンバージョン受信機の使用を通じてIQインバランスパラメータを判定する。この受信器301の出力は、IQインバランスパラメータを生成するIQインバランスパラメータ推定器回路305によって、実装に依存して直接又は何らかの後処理の後に評価される。UE105は、RF信号rtを受信し、当該rtは、以下のように表される。ここで、r1t及びr2tは、それぞれキャリア1及びキャリア2上に変調されるベースバンド信号である。キャリア1及びキャリア2は、それぞれ中心周波数fRFfIF及びfRF-fIFを有することに留意されたい。つまり、中間周波数は第1のキャリア周波数と第2のキャリア周波数との間の差の半分となるように選択される。RF信号は、アンテナ図示せずによって受信され、及び制御可能な周波数オフセット受信器301に渡される。この受信器301の詳細は、図4に関して詳細に議論されるであろう。上記に示唆されたように、この受信器301は、そのRFLO及び/又はIFLOに制御可能な周波数オフセットを導入して、前述した推定問題を回避する。具体的には、キャリアのサブキャリア間隔の倍数、例えば整数倍、だけ受信器のLOの周波数のシフトが為される。いくつかの実施形態において、所望のキャリアがIQインバランス補償の後にたとえあるとしてもあまり多くのオフセットを経験しないように、この導入される制御可能な周波数は、例えば、デジタルフロントエンドにおけるデジタルミキサを用いてADC演算が実行された後に補償される。同じセルID又は、等価的に、同じSCHが全てのCCについて用いられる場合であっても、RFLO及び/又はIFLOの周波数シフトに依存して、パイロット行列Xnをフルランク正則とし、IQインバランスパラメータを推定することが可能である。いくつかの実施形態において、制御可能な周波数オフセット受信器301は、メモリ311から、RFLO及びIFLOそれぞれについての制御可能な周波数オフセットδを受け取る。言うまでもなく、このオフセットは、受信器301に記憶されてもよい。受信器301のいくつかの実施形態によれば、この制御可能な周波数オフセットは、導入されるオフセットを相殺するためにデジタルミキサにおいても用いられる。受信器301の出力は、当該受信器がデジタルミキサを備えるか否かに依存する。デジタルミキサが存在する場合、出力は、周波数オフセット無しのサブキャリアの受信信号である。これは、以下でYと呼ばれる。デジタルミキサが存在しない場合、受信器301の出力は、キャリアのベースバンド信号であり、あるいは以下のyである。デジタルミキサを用いて周波数オフセットを補償する代わりに、OFDMプロセッサ303が、周波数領域において、即ちFFT後に、補償を調整する。いずれの場合においても、Yは、IQインバランスパラメータPを生成するIQインバランスパラメータ推定器回路305に供給される。この生成の詳細は、後述される。補償回路307は、PとYに含まれる又は、メモリ311によって提供される既知の送信信号Xの逆行列とを取り込み、及びIQインバランス無しの受信信号を生成する。上記コンポーネントの全てではないにしろ多くが、プロセッサ309によって制御される。また、いくつかの実施形態においては回路とラベリングされるが、上記は、プロセッサにおいて実行されるソフトウェアルーティン又は何らかの他の種類のロジックである。図4は、制御可能な周波数オフセットを用いてIQインバランスパラメータの判定を支援するデュアルキャリア受信のためのダブルコンバージョン受信機の例示的な実施形態を図示する。この既知のRF信号は、制御可能な周波数オフセットδRFを含む既知信号の周波数変換バージョンRFLOと共にRFミキサ401に供給される。RFLOは、以下のように表される。いくつかの実施形態において、δRFは、4又は5などの整数である。このLO401の出力は、キャリア固有のIFLOを用いるミキサに渡される。図において、上段topは、キャリア1に関連付けられ、2つのIFミキサ403及び407と、複素共役生成器405と、加算器409と、を備える。ミキサ403は、既知信号の周波数変換バージョンをIFLOとミキシングする。ここで、である。いくつかの実施形態において、δIFは、2又は3などの整数である。ミキサ401の出力は、複素共役生成器405にも入力され、当該複素共役生成器405の出力は、ミキサ407に他のIFLOと共に供給される。ここで、である。IFミキサ403及び407の出力は、第1のキャリアについてのベースバンド信号yを生成するローパスフィルタLPF411に供給される。アナログ/デジタルコンバータADC413は、ベースバンド信号を受け取り、当該ベースバンド信号をデジタルベースバンド信号に変換する。いくつかの実施形態において、受信機は、デジタルベースバンド信号からの導入されるオフセットの影響を除去し又は最小限にするためのデジタルフロントエンドも有するであろう。デジタルフロントは、当該デジタル信号を取り入れ及び当該デジタル信号にLOを適用するためのミキサ415を含む。いくつかの実施形態において、ミキサ415に適用されるLOは、以下のように表される。ここで、μRF及びμIFは、デジタルミキサの周波数オフセットを表し、これらの周波数オフセット値は、サブキャリア間隔の整数倍として与えられる。例えば、いくつかの実施形態において、μRF=δRFT、及び、μIF=δIFTである。ここで、Tは、巡回プレフィックスを除いたOFDMシンボルの持続時間、即ちサブキャリア間隔の逆値である。LTEにおいて、Tは15kHzである。このミキサ415の出力は、キャリア1のn番目のサブキャリアの受信信号であり、あるいはである。他の実施形態において、ミキサの代わりに、OFDM処理部が、周波数領域において、即ちFFT後に、サブキャリアインデックスを同じ量だけ調整する。OFDM処理部は、受信器301の内部にあっても又は外部にあってもよい。第2のキャリア、即ちキャリア2も、RFミキサ401の出力を受け取る。図において、これは下段bottomパスであり、当該パスは、2つのIFミキサ417及び432と、複素共役生成器419と、加算器423と、を備える。ミキサ417は、既知信号の周波数変換バージョンをIFLOとミキシングする。ここで、である。この信号において、IFミキシングのゲインインバランスは、h1、h2及びh3によって表され、IFミキシングの位相インバランスは、θ1、θ2及びθ3によって表される。ミキサ401の出力は、複素共役生成器419にも入力され、当該複素共役生成器419の出力は、別のIFLOと共にミキサ421に供給される。ここで、である。IFミキサ417及び421の出力は、加算器423に供給され、当該加算器423は、第2のキャリアについてのベースバンド信号yを生成するローパスフィルタLPF411に値を渡す。アナログ/デジタルコンバータADC425は、ベースバンド信号を受け取り、当該ベースバンド信号をデジタル信号に変換する。いくつかの実施形態において、受信器は、第2のキャリアについてのデジタルベースバンド信号からの導入されるオフセットの影響を除去し又は最小限にするためのデジタルフロントエンドを有するであろう。デジタルフロントは、当該デジタル信号を取り込み、当該デジタル信号にLOを適用するためのミキサ429を備える。いくつかの実施形態において、ミキサ429に適用されるLOは、以下のように表される。このミキサ429の出力は、キャリア2のn番目のサブキャリアの受信信号であり、あるいはである。他の実施形態において、ミキサの代わりに、OFDM処理部が、周波数領域において、即ちFFT後に、サブキャリアインデックスを同じ量だけ調整する。OFDM処理部は、受信器301の内部にあっても又は外部にあってもよい。デジタルミキサ又はOFDM処理部が周波数オフセットを完全に補償すると仮定すると、図3における受信器に対応する信号モデルは、以下のように与えられる。4つの隣接するサブキャリアが同じチャネル及びIQインバランスを経験すると仮定すると、7の周波数領域拡張は、以下のように表されることができる。ここで、X’nは、以下のように定義されるパイロット行列である。結果として、の最小二乗推定値は、以下のように与えられる。従って、IQインバランスパラメータ推定器回路305は、既知信号の逆行列と制御可能な周波数オフセット受信器301の出力とを用いて、IQインバランスパラメータを発見することができる。2つのキャリアが同じSCHを用いる場合、即ちXn=Xn-の場合でも、X’nは、μRF及びμIFの双方が非ゼロである場合正則であり得ることに留意する。図4は、PSSが双方のキャリアについてのパイロット信号として用いられる場合のLTEDLについての推定誤差を示す。例示されるように、制御可能な周波数オフセットは、異なるセルIDを有する2つのキャリアについての推定誤差ファクタを比較可能にする。例示的な方法図5は、デュアルキャリア受信器及び制御可能な周波数オフセットを用いて、IQインバランスパラメータを判定する例示的な方法を図示する。501において、第1の無線周波数RFキャリア周波数及び当該第1のRFキャリア周波数と異なる第2のRFキャリア周波数上に変調されたパイロット信号又はテスト信号などの既知信号が受信される。上述された内容の観点でいうと、rtが受信される。503において、共通のRF局部発振器LOを用いた、第1のキャリア及び第2のキャリアそれぞれのRFキャリア周波数から中間周波数IFへの変換と、キャリア固有のIFLOを用いた、IFからベースバンドへのさらなる変換と、によって、既知信号は、第1のキャリア及び第2のキャリアについてのベースバンド信号にダウンコンバートされ、制御可能な周波数オフセットは、LOを通じたRFからIF及びIFからベースバンドのうちの少なくとも1つの変換の一部として用いられる。前述の議論に関連して、ベースバンド信号yは、このステップにおいて生成される。505において、導入される如何なる制御可能な周波数オフセットも、第1のキャリア及び第2のキャリアについてのベースバンド信号から除去されて、第1のキャリア及び第2のキャリアの受信信号の表現が生成される。この時点において、信号は、上述されたYとなるであろう。507において、IQインバランスパラメータは、最小二乗推定値を用いて第1のキャリア及び第2のキャリアの受信信号Yの各表現について導かれる。これは上記等式6の適用である。図6は、ベースバンド信号へダウンコンバートする方法の例示的な実施形態を図示する。601において、受信信号は、RFLOとミキサ401などのRFミキサにおいてミキシングされ、これは図4に例示され及び上記で定義された周波数変換後の受信信号である。603の処理において、このミキサの出力は、双方のキャリアについてのIFミキシングステージにおいて受け取られる。各キャリアについて、RFミキサの結果は、当該キャリアの2つのIQインバランスパラメータを含むIFLOと第1のIFミキサ即ち、403においてミキシングされる。RFミキサの結果は、複素共役ユニット即ち、405も通過し、当該結果の複素共役が生成される。この複素共役は、当該キャリアのその他2つの1Qインバランスパラメータのミラーを含むIFLOと第2のミキサ即ち、407においてミキシングされる。双方のIFミキサの結果は、加算器即ち、409によって加算される。605において、各キャリアについて、上記加算の結果にローパスフィルタが適用されて、当該キャリアのベースバンド信号が取得される。例示的な変形前述したように、いくつかの実施形態において、デジタルフロントエンドのデジタルミキサは、導入された周波数オフセットを除去するために用いられる。他の実施形態において、デジタルミキサを用いて周波数オフセットについて補償する代わりに、デジタルベースバンドのOFDM処理が、周波数領域において、即ちFFT後に、サブキャリアインデックスを同じ量だけ調整する。周波数オフセットを導入することの1つの潜在的な論点は、IFミキシングステージのDCオフセットの影響である。DCオフセットはヌルサブキャリアではなく所望の信号のデータサブキャリアに位置するため、IFLOの周波数オフセットは、受信器の性能に影響を及ぼし得る。しかしながら、DCオフセットの問題は、DCRの場合におけるRFミキシングステージとは対照的にIFミキシングステージに由来するため、ダイレクトコンバージョン受信機DCRについてのそれと同じくらいまで深刻ではないであろう。さらに、以下のうちの1つを行うことによってDCオフセットの影響を軽減することが可能である。第1に、RFLOをIFLOと同じ量だけ同じ/反対方向へシフトすること。例えば、μRF=μIFである場合、キャリアのうちの一方は如何なるDCオフセットも経験しない一方で、他方のキャリアは依然としてDCオフセットを経験する。同様に、μRF=-μIFである場合、他方のキャリアは、如何なるDCオフセットも経験しない。第2に、SCHの受信期間中に、前述したように、RFLO及び/又はIFLOに周波数オフセットを導入すること。一旦SCHを用いてIQインバランスパラメータが推定されると、LOの周波数オフセットを除去すればμRF=μIF=0、PDSCHの受信期間中に、受信機が図2における従来の受信機のように機能する。一般に、IQインバランスは、LOの周波数オフセットが変更されても比較的小さなシフト、例えばサブキャリア間隔、であるためほぼ一定を保つ。ターボ符号及びLDPC符号といった誤り訂正符号が適用される場合、全てのデータサブキャリアの信頼度は、計算され及びデコーダに提供される。導入される周波数オフセットに起因するDCオフセットによって乱されるデータサブキャリア又はデータサブキャリアのセットの信頼度を考慮することによって、受信機の性能へのDCオフセットの影響を軽減することが可能である。例えば、各データサブキャリアの対数尤度比LLR:loglikelihoodratioが信頼度の指標として用いられることができる。DCオフセットを未知の確率変数としてモデリングすることによって、DCオフセット周辺のデータサブキャリアのLLRは、DCオフセットが存在しない場合よりもゼロに近くなる。それ故に、DCオフセットによって乱されたデータサブキャリアの、デコーディング処理への寄与はより少なくなり、当該データサブキャリアは、残りのデータサブキャリアによって回復されることができる。様々な周波数オフセットの導入は、様々な推定誤差ファクタにつながり得る。結果として、周波数オフセットを制御して、ユーザ帯域幅のある部分の推定精度を改善することが可能である。これは、ユーザ帯域幅のある部分が周波数依存のIQインバランスを経験し、従って、帯域幅全体にわたってIQインバランスパラメータを平均することによってIQインバランスパラメータを推定することが不可能である場合に特に有用である。図7は、異なるセルIDを有するIQインバランス推定ファクタを図示する。これは、PSSがパイロット信号として用いられる場合の、LTEDLについての推定誤差ファクタを示す。図8は、同じセルID及び制御可能な周波数オフセットを有するIQインバランス推定ファクタを図示する。これは、PSSがキャリアの双方についてのパイロット信号として用いられる場合の、LTEDLについての推定誤差を示す。制御可能な周波数オフセットは推定誤差ファクタを異なるセルIDを有する2つのキャリアについての推定誤差ファクタと比較可能にすることが示される。本発明は、言うまでもなく、本発明の本質的な特性から逸脱することなく、本明細書に具体的に述べられた手法以外の手法において実行され得る。本実施形態は、あらゆる点において例示的であって限定的ではないとみなされるべきであり、添付の特許請求の範囲の意味及び均等の範囲内におさまるあらゆる変更は、当該特許請求の範囲に包含されることが意図される。