"複数の電力負荷にかかる個々の前記電力負荷に対応して電力を変換する複数の電力変換回路と、前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されるフィルタ回路と、それぞれの前記電力変換回路に操作信号を伝達して制御を行う制御回路と、を有する電力変換システムにおいて、前記フィルタ回路は、前記複数の電力変換回路の全部に共通する入力側に電気的に接続することを特徴とする電力変換システム。前記制御回路は、前記電力負荷の作動に伴って生じる電力変化に基づいて、前記操作信号を制御することを特徴とする請求項1に記載の電力変換システム。前記操作信号には、前記電力変換回路のクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を含むことを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換システム。他の前記電力変換回路に伝達する前記操作信号には、一の前記電力変換回路に伝達するキャリア周波数の周波数範囲とは異なる周波数範囲のキャリア周波数を含むことを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換システム。前記制御回路は、前記制御回路のクロック周波数に同期させたキャリア周波数を前記操作信号に含み、前記キャリア周波数の位相をシフトさせることを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換システム。前記制御回路は、2相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Fcの位相を1/Fc×前記電力変換回路の数分だけシフトさせることを特徴とする請求項5に記載の電力変換システム。前記制御回路は、3相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Fcの位相を1/2×Fc×前記電力変換回路の数分だけシフトさせることを特徴とする請求項5に記載の電力変換システム。しかし、目的機器例えば車両によっては、必ずしも全てのインバータをモータ近辺に配置できるとは限らない。この場合、インバータとモータとの配線距離が長くなり、特許文献1の段落[0005]で指摘するような異常電圧が発生する可能性がある。当該異常電圧発生を防止するにあたって、特許文献1ではLCフィルタを挿入する必要性を明示するものの、具体的な挿入位置は明示されていない。LCフィルタ等のようなフィルタ回路は、インバータの入力側に電気的に接続するのが一般的である。例えば特許文献1の図1に示す構成図では、各インバータ20a~20cの入力側にそれぞれフィルタ回路を電気的に接続することになる。ところが、個々のインバータに対応して複数のフィルタ回路を備える構成では、コスト高になるだけでなく、装置全体の体格が大きくなるという問題がある。本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる電力変換システムを提供することを目的とする。上記課題を解決するためになされた請求項1に記載の発明は、複数の電力負荷にかかる個々の前記電力負荷に対応して電力を変換する複数の電力変換回路と、前記電力変換回路の入力側に電気的に接続されるフィルタ回路と、それぞれの前記電力変換回路に操作信号を伝達して制御を行う制御回路とを有する電力変換システムにおいて、前記フィルタ回路は、前記複数の電力変換回路の全部に共通する入力側に電気的に接続することを特徴とする。この構成によれば、フィルタ回路は複数の電力変換回路の全部に共通する入力側に電気的に接続するので、最小限の数に抑えられる。そのため、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる。なお電力負荷は、電力変換回路から出力される電力を受けて作動供給を含む可能な任意の機器を適用できる。例えば、回転機具体的には電動機,発電機,電動発電機等、負荷、電源系統を含む、制御装置具体的にはECU等、計測装置などが該当する。フィルタ回路は、能動回路や受動回路を問わない。請求項2に記載の発明は、前記制御回路は、前記電力負荷の作動に伴って生じる電力変化に基づいて、前記操作信号を制御することを特徴とする。この構成によれば、出力側の電流または電圧の変化を検出すればよいので、電力変換回路と電力負荷との間を電気的に接続するための配線が削減できる。そのため、コストがさらに低減され、システム全体の体格もさらに小さく抑えられる。請求項3に記載の発明は、前記操作信号には、前記電力変換回路のクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を含むことを特徴とする。この構成によれば、キャリア周波数が非同期になるので、リップル電流を低減させることができる。なお、クロック周波数はクロック信号の周波数を意味する。請求項4に記載の発明は、他の前記電力変換回路に伝達する前記操作信号には、一の前記電力変換回路に伝達するキャリア周波数の周波数範囲とは異なる周波数範囲のキャリア周波数を含むことを特徴とする。この構成によれば、一の電力変換回路と他の電力変換回路とでキャリア周波数の周波数範囲が異なるので、リップル電流を低減させることができる。請求項5に記載の発明は、前記制御回路は、前記制御回路のクロック周波数に同期させたキャリア周波数を前記操作信号に含み、前記キャリア周波数の位相をシフトさせることを特徴とする。この構成によれば、キャリア周波数の位相をシフトさせることで、リップル電流を大幅に低減することができる。請求項6に記載の発明は、前記制御回路は、2相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Fcの位相を1/Fc×前記電力変換回路の数分だけシフトさせることを特徴とする。この構成によれば、2相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。請求項7に記載の発明は、前記制御回路は、3相変調方式で制御する場合には、前記キャリア周波数Fcの位相を1/2×Fc×前記電力変換回路の数分だけシフトさせることを特徴とする。この構成によれば、3相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、接続するという場合には電気的な接続を意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示してはいない。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。本形態は、電力負荷の作動に伴って生じる電圧変化に基づいて、操作信号を制御する例であって、図1~図15を参照しながら説明する。図1には電力変換システムの構成例を模式的に示す。図1の電力変換システム10は、フィルタ回路11、電力変換回路群12、制御回路13、コンデンサCa,Cb,Ccなどを有する。フィルタ回路11は、電力変換回路群12の入力側に共通して接続され、本形態ではLCフィルタ回路を適用した例を説明する。このフィルタ回路11には、電流を平滑化する機能を担うコンデンサCfを含む。コンデンサCfには、例えば電解コンデンサやフィルムコンデンサ等を用いる。電力変換回路群12は、複数の電力変換回路インバータで構成される。図1の構成例では、相互に通信可能に接続された3つの電力変換回路12a,12b,12cで構成される。各電力変換回路はスイッチング素子やダイオードなどを有し、フィルタ回路11を通じて電力源esから供給される電力を変換して出力する。電力の変換は、制御回路13から伝達される操作信号に従って制御される。操作信号には、パルス幅変調PWM;PulseWidthModulation信号を含む。スイッチング素子には、スイッチング動作が可能な任意の半導体素子を適用できる。例えば、FET具体的にはMOSFET,JFET,MESFET等、IGBT、GTO、パワートランジスタなどが該当する。三相の各電流Iすなわち相電流Iu,Iv,Iwは、スイッチング素子の入力端子例えばソース端子やコレクタ端子等から出力端子例えばドレイン端子やエミッタ端子等を流れる。出力端子に抵抗器を接続し、当該抵抗器の両端に生じる電圧を検出すると、相電流Iu,Iv,Iwに応じた電圧以下では相電流対応電圧と呼ぶ。が得られる。本形態では、スイッチング素子としてIGBTを適用した例について説明する。コンデンサCaは、電力変換回路12aの入力側に接続される。コンデンサCbは、電力変換回路12bの入力側に接続される。コンデンサCcは、電力変換回路12cの入力側に接続される。これらのコンデンサCa,Cb,Ccは対応する電流Iをそれぞれ平滑化する機能を担う。コンデンサCa,Cb,Ccには、例えばセラミックコンデンサを用いる。制御回路コントローラ13は、電力変換システム10全体の作動を司る。制御回路13の構成例については後述する図5を参照。制御回路13が入力する信号は、外部装置例えばECU等から伝達される指令情報例えば回転数指令やトルク指令等や、図5に示す電流検出手段14から伝達される電流I相電流Iu,Iv,Iwなどがある。制御回路13が出力する信号は、上述した操作信号などがある。電力負荷群20は複数の電力負荷で構成され、各電力負荷は電力変換回路ごとに対応して接続される。本形態では、電力負荷に電動機図面上ではMで示すを適用した例について説明する。図1の例では、電力変換回路12aの出力側に電動機21を接続し、電力変換回路12bの出力側に電動機22を接続し、電力変換回路12cの出力側に電動機23を接続する。上記のように構成された電力変換システム10において、本願発明を実現するために制御回路13で行う制御例について説明する。この制御例は、電流I相電流Iu,Iv,Iwの変化と電動機の誘起電圧とに相関があることに基づいて行う。具体的には、相間電流線間電流とも呼ぶ。の変化に基づいて電動機の誘起電圧を求め、当該誘起電圧値に基づいて操作信号を生成して各電力変換回路に出力する。ゼロベクトル電圧時と奇数ベクトル電圧時との双方において成立する。なお、電力変換回路12aおよび電動機21の組み合わせ、電力変換回路12bおよび電動機22の組み合わせ、電力変換回路12cおよび電動機23の組み合わせで同じであるので、電力変換回路12aおよび電動機21の組み合わせを代表して説明する。図2にはゼロベクトル時の等価回路を示す。まず図2Aにはゼロベクトル電圧時における電力変換回路12aおよび電動機21の等価回路を示す。この等価回路は下アームの三相U相,V相,W相を示すが、二点鎖線で示す上アームの三相も同等の等価回路になる。図2Bには電動機21にかかる一相分の等価回路を示す。一相分はU相,V相,W相において同じであるので、U相を代表して説明する。この等価回路によれば、電機子抵抗をRuとし、コイルのインダクタンスをLuとし、誘起電圧をeuとすると、数式1が成り立つ。当該数式1のうち、数式2を仮定すると、数式3が成り立つ。図3には奇数ベクトル時の等価回路を示す。まず図3Aには奇数ベクトル電圧時における電力変換回路12aおよび電動機21の等価回路を示す。この等価回路は、下アームの二相U相,V相と、上アームの一相W相とを示す。下アームと上アームとの他の組み合わせについても同等の等価回路になる。図3Bには電動機21にかかる一相分の等価回路を示す。図2Bと同様にして、U相とV相の組み合わせを代表して説明する。この等価回路によれば、U相の電機子抵抗をRuとし、V相の電機子抵抗をRvとし、U相のコイルのインダクタンスをLuとし、V相のコイルのインダクタンスをLvとし、U相の誘起電圧をeuとし、V相の誘起電圧をevとすると、数式4が成り立つ。当該数式4のうち、上述した数式2と同様の仮定をすると、数式5が成り立つ。なお数式5の式中、euv=eu-ev、Luv=Lu-Lv、iuv=iu-ivである。数式3と数式5とを比べてみると、いずれも相間電流の変化量に基づいて誘起電圧が変化することになる。言い換えれば、相間電流の変化量を検出することで、各電動機の誘起電圧を検出できる。上述した相電流対応電圧を検出すれば、相間電流の変化量を検出することができる。よって、各電動機に磁極位置センサを組み込む必要が無くなり、当該磁極位置センサと制御回路13とを接続するための配線を削減できる。ところで、電力負荷群20を最大トルクで制御を行うには、誘起電圧と相間電流の位相を合致させる必要がある。そこで、電流極性と電流変化極性ゼロクロスが合致するよう電圧位相を調整する。この調整方法について図4を参照しながら説明する。なお、一般的には電力負荷群20を制御するので、電力負荷制御と呼べる。本形態では電動機21,22,23を適用して個別に制御するので、電動機制御と呼ぶことにする。図4には線間誘起電圧と線間電流との関係をグラフ図で示す。まず図4Aには相間の誘起電圧の経時的変化を示す。図4Bは相間電流の経時的変化を示す。図4Cにはゼロベクトル時V0期間における相間電流の変化量にかかる経時的変化を示す。図4Aと図4Cとを比べてみると、誘起電圧と相間電流の変化量との位相が逆転している。誘起電圧と相間電流との位相を一致させるためには、時刻txにおいて相間電流の位相と相間電流の変化量の極性を反転させたものの位相とを一致させる必要がある。なお図4Bでは、通常時の相間電流の変化を破線で示し、ゼロベクトル時の相間電流の変化を太線で示している。上述した電動機制御を行う制御回路13の構成例を図5に示す。この制御回路13は、指令電圧生成手段13a、操作信号生成手段13b、位相調整手段13c、相間電流極性判別手段13d、相間電流変化極性判別手段13eなどを有する。指令電圧生成手段13aは、外部装置から伝達される指令情報例えば回転数指令と、位相調整手段13cから伝達される位相情報とに基づいて、指令電圧を生成して出力する。操作信号生成手段13bは、指令電圧生成手段13aから伝達される指令電圧に基づいて、電力変換回路群12内のスイッチング素子を駆動するための操作信号を生成して出力する。相間電流極性判別手段13dは、電流検出手段14で検出される電流I相電流Iu,Iv,Iwに基づいて、相間電流の極性を判別して出力する。相間電流変化極性判別手段13eは、電流検出手段14で検出される電流Iに基づいて、相間電流の変化極性を判別して出力する。位相調整手段13cは、図4に示したように、相間電流の位相と相間電流の変化量の極性を反転させたものの位相とを一致させるための調整を行い、位相情報として出力する。次に、制御回路13が行う電動機制御の一例について説明する。この電動機制御には、例えばキャリア周波数の位相を異ならせる第1制御例と、キャリア周波数を相ごとに異ならせる第2制御例とがある。なお、キャリア周波数は任意の波形を適用可能であるが、簡単のために三角波を例に説明する。第1制御例第1制御例について、図6~図12を参照しながら説明する。この第1制御例は、3相変調方式で制御を行う。図6,図8にはキャリア周波数の制御例をチャート図で示す。図6,図8の各図では、上から順番にキャリア信号波形三角波信号、電力変換回路12aを流れるリップル電流、電力変換回路12bを流れるリップル電流、電力変換回路12cを流れるリップル電流、フィルタ回路11を流れるリップル電流合計リップル電流である。図7,図9,図10にはリップル電流の変化をシミュレーション波形電気角で2周期分で示す。図7,図9,図10の各図では、上から順番にコンデンサCfを流れるリップル電流、コンデンサCaを流れるリップル電流、コンデンサCbを流れるリップル電流、コンデンサCcを流れるリップル電流である。図11にはリップル電流の低減効果をグラフ図で示す。図12にはクロック周波数の変動とリップル電流との関係をグラフ図で示す。図6,図7に示す例は従来技術であり、キャリア周波数を同位相で同期させる例である。すなわち、キャリア信号に基づいて電力変換回路12a,12b,12cを同時にオン/オフ制御することにより、キャリア周波数を同位相で同期させる。図8,図9に示す例は本願発明に対応し、キャリア周波数の位相をシフトさせる例である。すなわち、所定角度例えば60度等だけ位相をシフトさせたキャリア信号に基づいて、電力変換回路12a,12b,12cにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン/オフを制御するタイミングをずらすことでキャリア周波数をシフトさせる。シフト量は、キャリア周波数をFcとし、電力変換回路の数をNaとすると、1/2×Fc×Naになる。本例ではNa=3であるので、シフト量は1/6×Fcになる。位相を角度で表す場合には、キャリア周期=1/Fcを360度と仮定すると、360×1/6=60度になる。60度の逓倍角ただし180度とその逓倍角を除くも含まれる。図10に示す例は本願発明に対応し、電力変換回路12a,12b,12cのクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を操作信号に含む例である。すなわち、キャリア信号を非同期に発生させ、電力変換回路12a,12b,12cにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン/オフを制御するタイミングをずらすことにより、キャリア周波数を非同期で行う。コンデンサCfおよびコンデンサCa,Cb,Ccの各リップル電流は、キャリア周波数の位相をシフトして同期させる場合図9や、キャリア周波数を非同期で行う場合図10は、いずれもキャリア周波数を同位相で同期させる場合図7に比べて小さく抑制することができる。具体的には図11に示すように、キャリア周波数を同位相で同期させる場合図7よりも、キャリア周波数の位相をシフトして同期させる場合図9のほうがリップル電流を小さく抑えられる。キャリア周波数の位相をシフトして同期させる場合図9よりも、キャリア周波数を非同期で行う場合図10のほうがさらにリップル電流を小さく抑えられる。キャリア周波数を非同期で行う場合図10は、電力変換回路12a,12b,12cでクロック信号を同期させることができない。しかし図12に示すように、電力変換回路間でクロック周波数に変動が生じても、コンデンサCfのリップル電流すなわち全体のリップル電流にはほとんど変化しない。なお、図12の例では0,1.5,3を例示しているが、10までの変動があってもコンデンサCfのリップル電流はほとんど変化しないことが実験等で確かめられている。第2制御例第2制御例について、図13を参照しながら説明する。この第2制御例は、第1制御例と同様に、3相変調方式で制御を行う。図13には、図7,図9,図10と同様に、リップル電流の変化をシミュレーション波形電気角で2周期分で示す。図13に示す例は本願発明に対応し、電力変換回路12a,12b,12cごとにキャリア周波数を異ならせる例である。すなわち、制御回路13は電力変換回路12a,12b,12cごとにキャリア信号の周波数を異ならせて伝達し、電力変換回路12a,12b,12cにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン/オフを制御する。図13では、電力変換回路12aに伝達するキャリア周波数を15KHzとし、電力変換回路12bに伝達するキャリア周波数を20KHzとし、電力変換回路12cに伝達するキャリア周波数を10KHzとした場合のシミュレーション波形を示す。このようにキャリア周波数を異ならせて制御する場合でも、キャリア周波数を同位相で同期させる場合図7に比べて、コンデンサCfおよびコンデンサCa,Cb,Ccの各リップル電流を小さく抑制することができる。第3制御例第3制御例について、図14を参照しながら説明する。この第3制御例は、2相変調方式で制御を行う。図14には、図6,図8と同様に、キャリア周波数の制御例をチャート図で示す。制御回路13は、所定角度例えば120度等だけ位相をシフトさせたキャリア信号に基づいて、電力変換回路12a,12b,12cにそれぞれ含まれるスイッチング素子のオン/オフを制御するタイミングをずらすことでキャリア周波数をシフトさせる。シフト量は、キャリア周波数をFcとし、電力変換回路の数をNbとすると、1/Fc×Nbになる。本例ではNb=3であるので、シフト量は1/3×Fcになる。位相を角度で表す場合には、キャリア周期=1/Fcを360度と仮定すると、360×1/3=120度になる。120度の逓倍角ただし360度とその逓倍角を除くも含まれる。なお図示しないが、コンデンサCfおよびコンデンサCa,Cb,Ccの各リップル電流は、図9と同等程度に小さく抑制することができる。上述のように構成された電力変換システム10は、図15に示すように、フィルタ回路11、電力変換回路群12、制御回路13、コンデンサCa,Cb,Ccなどをケース筐体30内に収容して一体化することができる。この場合、フィルタ回路11は電力変換回路群12の入力側に共通して備えればよいので、ケース30全体の体格を小さく抑えることができる。また図16に示すように、電力変換システム10とともに電動機21電力負荷群20をケース30で一体化することもできる。言い換えれば、電動機21に備えるケース30に電力変換システム10を収容する。第1制御例と第3制御例を適用するにあたっては、電動機21に対応する電力変換回路12aに伝達するキャリア周波数を基準としすなわちシフト量が0、電動機22,23に対応する電力変換回路12b,12cに伝達するキャリア周波数の位相をシフトさせるのが望ましい。この場合、電力変換回路12b,12cと電動機22,23との配線距離やコイルのインダクタンス等に応じて、キャリア周波数の位相を微調整するのがさらに望ましい。こうすることで、フィルタ回路11を流れるリップル電流合計リップル電流をより小さく抑えることができる。上述した実施の形態によれば、以下に示す各効果を得ることができる。まず請求項1に対応し、フィルタ回路11は、電力変換回路群12すなわち電力変換回路12a,12b,12cの全部に共通する入力側に電気的に接続する構成とした図1を参照。この構成によれば、フィルタ回路11は電力変換回路群12の全部に共通する入力側に電気的に接続するので、最小限の数に抑えられる。そのため、コストを従来よりも低減するとともに、システム全体の体格を小さく抑えられる。請求項2に対応し、制御回路13は、電力負荷群20すなわち電動機21,22,23の作動に伴って生じる電圧変化すなわちU相誘起電圧eu等に基づいて、操作信号を制御する構成とした図1~図5を参照。この構成によれば、電動機21,22,23の電流の変化すなわちIGBTの出力端子に接続した抵抗器の両端に生じる電圧の変化を検出すればよいので、電力変換回路群12と電力負荷群20との間を電気的に接続するための配線が削減できる。そのため、コストがさらに低減され、システム全体の体格もさらに小さく抑えられる。また、電力変換回路12a,12b,12cを自由な位置に配置することもできる。請求項3に対応し、操作信号には、電力変換回路12a,12b,12cのクロック周波数とは非同期のキャリア周波数を含む構成とした図10を参照。この構成によれば、キャリア周波数が非同期になるので、リップル電流を低減させることができる。同期制御機能を持たない安価なCPUマイコンを含むを適用できるので、より低コスト化を図ることができる。非同期制御により、クロック信号の周波数がばらついても、リップル電流の低減に影響を受けない。請求項4に対応し、他の電力変換回路例えば電力変換回路12b,12cに伝達する操作信号には、一の電力変換回路例えば電力変換回路12aに伝達するキャリア周波数の周波数範囲とは異なる周波数範囲のキャリア周波数を含む構成とした図13を参照。この構成によれば、一の電力変換回路と他の電力変換回路とでキャリア周波数の周波数範囲が異なるので、リップル電流を低減させることができる。請求項5に対応し、制御回路13は、制御回路13のクロック周波数に同期させたキャリア周波数を操作信号に含み、キャリア周波数の位相をシフトさせる構成とした図8~図14を参照。この構成によれば、キャリア周波数の位相をシフトさせることで、リップル電流を大幅に低減することができる。請求項6に対応し、制御回路13は、2相変調方式で制御する場合には、キャリア周波数Fcの位相を1/Fc×電力変換回路の数分だけシフトさせる構成とした図14を参照。この構成によれば、2相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。請求項7に対応し、制御回路13は、3相変調方式で制御する場合には、キャリア周波数Fcの位相を1/2×Fc×電力変換回路の数分だけシフトさせる構成とした図8,図9を参照。この構成によれば、3相変調方式で制御する場合でも、リップル電流を確実に低減することができる。他の実施の形態以上では本発明を実施するための形態について説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。上述した実施の形態では、電力変換回路群12は3つの電力変換回路12a,12b,12cで構成した図1等を参照。この形態に代えて、2つや4つ以上の複数で構成される電力変換回路で構成してもよく、電力負荷群20の数に対応して構成してもよい。単に数の相違に過ぎないので、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。上述した実施の形態では、電力負荷群20として電動機21,22,23を適用する構成とした図1等を参照。この形態に代えて、電力負荷群20には、電力変換回路群12からそれぞれ出力される電力を受けて作動供給を含む可能な任意の機器を適用することができる。例えば、電動機以外の回転機具体的には発電機や電動発電機等、負荷、電源系統を含む、制御装置具体的にはECU等、計測装置などが該当する。電力負荷群20に含まれる電力負荷は、同種であると異種であるとを問わない。電力負荷の種類が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。上述した実施の形態では、フィルタ回路11にはLCフィルタ回路を適用する構成とした図1等を参照。この形態に代えて、電力変換回路群12の入力側に共通して接続される他のフィルタ回路を適用することができる。他のフィルタ回路は、能動回路や受動回路等の種類を問わない。受動回路の場合は、例えばRLCフィルタ回路やRCフィルタ回路などが該当する。電力負荷群20の種類や数量に応じて、最適なフィルタ回路を適用するのが望ましい。また、フィルタ回路11には複数種類のフィルタ回路を含む構成としても同様の作用効果が得られる。複数種類のフィルタ回路は、例えばLCフィルタ回路とRLCフィルタ回路の組み合わせや、LCフィルタ回路とRCフィルタ回路の組み合わせなどが該当する。いずれにせよフィルタ回路の種類が相違するに過ぎないので、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。上述した実施の形態では、電流検出手段14として、IGBTおよび抵抗器を適用した。この形態に代えて、センス電流を出力するセンス端子を備えたIGBTと、抵抗器とを用いてもよい。この場合でも、実施の形態におけるIGBTと同様に、センス端子に抵抗器を接続し、当該抵抗器の両端に生じる電圧を検出することで相電流対応電圧が得られる。また、ケース30に収容可能な体格であって、電動機21,22,23の誘起電圧を検出する電圧センサや、電動機21,22,23を流れる電流Iすなわち相電流Iu,Iv,Iwを検出する電流センサを備える構成としてもよい。電力負荷群20が電動機21,22,23以外の電力負荷にかかる電圧センサや電流センサでも同様である。いずれにせよ電力変換回路群12と電力負荷群20との間を接続するための配線が削減できる。そのため、コストがさらに低減され、システム全体の体格もさらに小さく抑えられる。上述した実施の形態では、電力変換システム10は、フィルタ回路11、電力変換回路群12、制御回路13、コンデンサCa,Cb,Ccなどを含む構成とした図1を参照。この形態に代えて、さらにコンバータ回路を含む構成としてもよい。コンバータ回路は、電力源esから供給される電力直流電圧を、電力負荷群20で必要とする電圧に変換して出力する機能を担う。コンバータ回路を含む電力変換システム10でも、上述した実施の形態と同様の作用効果が得られる。上述した実施の形態では、キャリア信号として三角波信号を適用した図8,図14を参照。この形態に代えて、他の波形信号をキャリア信号として適用してもよい。他の波形信号としては、例えば正弦波信号,矩形波信号パルス波信号,のこぎり波信号などが該当する。いずれの波形信号を用いるにせよ、位相をシフトしたり、非同期で行う等によって、コンデンサCfおよびコンデンサCa,Cb,Ccの各リップル電流を小さく抑制することができる。"