"寄生容量を有する電流源から出力される電流信号を増幅する並列-直列形電流帰還増幅器であって、ベースが前記電流源の出力端に接続され、エミッタが第1の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタが第3の抵抗を介して電源配線に接続される第1のトランジスタと、ベースが前記第1のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記電源配線に接続される第2のトランジスタと、ベースが前記第2のトランジスタのエミッタに接続され、エミッタが第2の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタから出力信号が取り出される第3のトランジスタと、一端が前記第3のトランジスタのエミッタに接続され、他端が前記第1のトランジスタのベースに接続される第1の帰還抵抗と、前記第1の抵抗と並列に接続される第1のキャパシタと、前記第2の抵抗と並列に接続される第2のキャパシタとを備え、前記第1の抵抗の抵抗値、前記第2の抵抗の抵抗値、前記第1のキャパシタの静電容量、及び前記第2のキャパシタの静電容量は、前記第1の帰還抵抗、前記寄生容量、及び前記第1のトランジスタの入力抵抗によって構成される第1の伝達関数に現れる第1及び第2の極点周波数が、前記第1のトランジスタの伝達関数である第2の伝達関数のゼロ点周波数である第1のゼロ点周波数及び前記第3のトランジスタの伝達関数である第3の伝達関数のゼロ点周波数である第2のゼロ点周波数によって打ち消されるよう決定されることを特徴とする並列-直列形電流帰還増幅器。前記第1のゼロ点周波数の、前記第1の極点周波数に対する比は、0.51以上2.37以下であることを特徴とする請求項1に記載の並列-直列形電流帰還増幅器。前記第1のゼロ点周波数の前記第1の極点周波数に対する比は、0.51以上1.99以下であることを特徴とする請求項2に記載の並列-直列形電流帰還増幅器。前記第2のゼロ点周波数の、前記第2の極点周波数に対する比は、1.04以上3.11以下であることを特徴とする請求項2又は3に記載の並列-直列形電流帰還増幅器。前記第2のゼロ点周波数の、前記第2のキャパシタの静電容量を0とした場合の前記出力信号のカットオフ周波数に対する比は、1.3以上2.8以下であることを特徴とする請求項4に記載の並列-直列形電流帰還増幅器。請求項1乃至5のいずれか一項に記載の並列-直列形電流帰還増幅器を備えることを特徴とする増幅器。非反転入力端子にリファレンス電圧が供給されるオペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に接続される第2の帰還抵抗とをさらに備え、前記第3のトランジスタのコレクタは前記反転入力端子に接続され、前記第3のトランジスタのコレクタの電位は、前記オペアンプの仮想短絡により前記リファレンス電圧となることを特徴とする請求項6に記載の増幅器。前記非反転入力端子に接続され、前記電流源から電流信号が入力されない場合の前記並列-直列形電流帰還増幅器の出力電流を出力するレプリカ回路と、一端が前記非反転入力端子に接続され、他端にリファレンス電圧が供給される第4の抵抗とをさらに備え、前記第4の抵抗の抵抗値は前記第2の帰還抵抗の抵抗値に等しいことを特徴とする請求項7に記載の増幅器。寄生容量を有する電流源から出力される電流信号を増幅する並列-直列形電流帰還増幅器であって、ゲートが前記電流源の出力端に接続され、ソースが第1の抵抗を介して接地端に接続され、ドレインが第3の抵抗を介して電源配線に接続される第1のトランジスタと、ゲートが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記電源配線に接続される第2のトランジスタと、ゲートが前記第2のトランジスタのソースに接続され、ソースが第2の抵抗を介して接地端に接続され、ドレインから出力信号が取り出される第3のトランジスタと、一端が前記第3のトランジスタのソースに接続され、他端が前記第1のトランジスタのゲートに接続される第1の帰還抵抗と、前記第1の抵抗と並列に接続される第1のキャパシタと、前記第2の抵抗と並列に接続される第2のキャパシタとを備え、前記第1の抵抗の抵抗値、前記第2の抵抗の抵抗値、前記第1のキャパシタの静電容量、及び前記第2のキャパシタの静電容量は、前記第1の帰還抵抗、前記寄生容量、及び前記第1のトランジスタの入力抵抗によって構成される第1の伝達関数に現れる第1及び第2の極点周波数が、前記第1のトランジスタの伝達関数である第2の伝達関数のゼロ点周波数である第1のゼロ点周波数及び前記第3のトランジスタの伝達関数である第3の伝達関数のゼロ点周波数である第2のゼロ点周波数によって打ち消されるよう決定されることを特徴とする並列-直列形電流帰還増幅器。請求項9に記載の並列-直列形電流帰還増幅器と、非反転入力端子にリファレンス電圧が供給されるオペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に接続される第2の帰還抵抗とを備え、前記第3のトランジスタのドレインは前記反転入力端子に接続され、前記第3のトランジスタのドレインの電位は、前記オペアンプの仮想短絡により前記リファレンス電圧となることを特徴とする増幅器。前記非反転入力端子に接続され、前記電流源から電流信号が入力されない場合の前記並列-直列形電流帰還増幅器の出力電流を出力するレプリカ回路と、一端が前記非反転入力端子に接続され、他端にリファレンス電圧が供給される第4の抵抗とをさらに備え、前記第4の抵抗の抵抗値は前記第2の帰還抵抗の抵抗値に等しいことを特徴とする請求項10に記載の増幅器。寄生容量を有するフォトダイオードから出力される電流信号を増幅する並列-直列形電流帰還増幅器であって、ゲートが前記フォトダイオードの出力端に接続され、ソースが第1の抵抗を介して接地端に接続され、ドレインが第3の抵抗を介して電源配線に接続される第1のトランジスタと、ゲートが前記第1のトランジスタのドレインに接続され、ドレインが前記電源配線に接続される第2のトランジスタと、ゲートが前記第2のトランジスタのソースに接続され、ソースが第2の抵抗を介して接地端に接続され、ドレインから出力信号が取り出される第3のトランジスタと、一端が前記第3のトランジスタのソースに接続され、他端が前記第1のトランジスタのゲートに接続される第1の帰還抵抗と、前記第1の抵抗と並列に接続される第1のキャパシタと、前記第2の抵抗と並列に接続される第2のキャパシタとを備え、前記第1の抵抗の抵抗値、前記第2の抵抗の抵抗値、前記第1のキャパシタの静電容量、及び前記第2のキャパシタの静電容量は、前記第1の帰還抵抗、前記寄生容量、及び前記第1のトランジスタの入力抵抗によって構成される第1の伝達関数に現れる第1及び第2の極点周波数が、前記第1のトランジスタの伝達関数である第2の伝達関数のゼロ点周波数である第1のゼロ点周波数及び前記第3のトランジスタの伝達関数である第3の伝達関数のゼロ点周波数である第2のゼロ点周波数によって打ち消されるよう決定されることを特徴とする並列-直列形電流帰還増幅器。請求項12に記載の並列-直列形電流帰還増幅器と、非反転入力端子にリファレンス電圧が供給されるオペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に接続される第2の帰還抵抗とを備え、前記第3のトランジスタのドレインは前記反転入力端子に接続され、前記第3のトランジスタのドレインの電位は、前記オペアンプの仮想短絡により前記リファレンス電圧となることを特徴とする光学機器。前記非反転入力端子に接続され、前記フォトダイオードから電流信号が入力されない場合の前記並列-直列形電流帰還増幅器の出力電流を出力するレプリカ回路と、一端が前記非反転入力端子に接続され、他端にリファレンス電圧が供給される第4の抵抗とをさらに備え、前記第4の抵抗の抵抗値は前記第2の帰還抵抗の抵抗値に等しいことを特徴とする請求項13に記載の光学機器。ところで、光ディスクの記録再生などを行うための光学ドライブ装置では、光ディスクで反射した光ビームを受光するためにフォトダイオードが用いられる。フォトダイオードから出力される電流信号は、電流電圧変換回路により電圧信号に変換され、さらに増幅回路にて増幅された後、後段の処理回路に入力される。近年、光ディスクの大容量化に伴って読み出し書き込み速度が高速化しており、そのためにフォトダイオードから出力される電流信号の広帯域化が進行していることから、上記電流電圧変換回路及び上記増幅回路にも広帯域化が求められている。そのための1つの方法として、本願発明の発明者は、上述した並列-直列形電流帰還増幅器の使用を検討している。しかしながら、図15に示した一般的な並列-直列形電流帰還増幅器を実際に使用してみたところ、ノイズが多くてS/N比が悪化してしまうという問題があることが判明した。そこで、本願発明の発明者は、帰還抵抗144の抵抗値RFを従来より大きくするとともに、図16に示すように、トランジスタ142のエミッタと接地端の間に抵抗値RE1の抵抗146を挿入することを考えている。以下、詳しく説明する。図15に示した並列-直列形電流帰還増幅器130のノイズの大きさは、式1に示す入力換算雑音電流ii2/Δfによって表される。ただし、右辺1項目,2項目,3項目はそれぞれ基本増幅器131の入力換算雑音電流源による項,入力換算雑音電圧源による項,帰還抵抗の熱雑音による項である。また、qは素電荷、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Δfは測定周波数帯域Hzである。また、gm1はトランジスタ142単体での伝達コンダクタンスであり、gm1=1/re1re1はトランジスタ142のエミッタ抵抗で表される。rb1はトランジスタ142の入力直列抵抗であり、βはトランジスタ142のエミッタ接地電流増幅率である。式1から理解されるように、ノイズの低減を行うためには、まずは抵抗値RFを大きくすればよい。抵抗値RFを大きくすることにより、式1右辺の2項目入力換算雑音電圧源による項と3項目帰還抵抗の熱雑音による項が低減される。さらに1項目入力換算雑音電流源も低減するためには、トランジスタ142のエミッタと接地端の間に抵抗値RE1の抵抗146を挿入することでトランジスタ142の伝達コンダクタンスを小さくすればよい。すなわち、抵抗146が挿入された場合のトランジスタ142の伝達コンダクタンスGm1は、Gm1=1/RE11/gm1となり、gm1に比べて小さくなる。これによりトランジスタ142のベース電流IB1とコレクタ電流IC1が小さくなることから、1項目入力換算雑音電流源が低減される。なお、式1の2項目入力換算雑音電圧源による項のgm1がGm1に置き換わるため、2項目は大きくなるが、それ以上に帰還抵抗RFを大きくすることで、全体としてノイズが低減されるようにすることができる。しかしながら、並列-直列形電流帰還増幅器130の入力信号をフォトダイオードから出力される電流信号とする場合、抵抗146を用いると、並列-直列形電流帰還増幅器130の出力帯域は大幅に狭帯域化してしまう。抵抗146を用いることによる出力帯域の変化は、帰還抵抗144の抵抗値RFが大きいほど大きくなる。また、抵抗146を挿入することは、信号歪増加の原因ともなる。以下、それぞれについて詳しく説明する。フォトダイオードは寄生容量を有しており、この寄生容量は、帰還抵抗144とトランジスタ142の入力抵抗βRE1β/gm1とともにローパスフィルタを構成し、そのカットオフ周波数fC1は、次の式2で表される。ただし、CPDはフォトダイオードの寄生容量である。式2より、帰還抵抗144抵抗値:RFとトランジスタ142の入力抵抗抵抗値:βRE1β/gm1は、カットオフ周波数fC1に同じ割合で寄与し、いずれも抵抗値が大きくなるほどカットオフ周波数fC1が小さくなる。ここで、RF≫βgm1である場合を考える。RE1=0であるとき抵抗146を用いないときには、抵抗値RFを大きくしても、1/βgm1の項が支配的で大きいため、カットオフ周波数fC1の変化は小さい。一方、抵抗146を挿入した場合、1/βRE1βgm1の項は、抵抗値RE1がβ倍されていることから急激に小さくなり、カットオフ周波数fC1も急激に小さくなる。特に、帰還抵抗144の抵抗値RFが大きい場合には、抵抗146を挿入した状態では、並列-直列形電流帰還増幅器130の出力帯域は急激に狭帯域化する。次に、並列-直列形電流帰還増幅器130の電流増幅率|A|は、次の式3で表される。ただし、Gm2はトランジスタ143抵抗145を含むの伝達コンダクタンスであり、Gm2=1/RE21/gm2で表される。ここで、gm2はトランジスタ143単体での伝達コンダクタンスであり、gm2=1/re2re2はトランジスタ143のエミッタ抵抗で表される。VAはアーリー電圧である。式3から、電流増幅率|A|は、抵抗値RE1が大きくなるほど小さくなることが理解される。したがって、抵抗146の挿入後にも電流増幅率|A|を維持するためには、低下分をどこかで補う必要がある。具体的には出力抵抗141の抵抗値zLを大きくすることや、抵抗140の抵抗値RLを大きくすることが考えられる。このうち、抵抗値zLを大きくすることは、最終的に出力雑音Vo2/Δf={ii2/Δf}|A|zL2ii2/Δfは式1に示した入力換算雑音電流。|A|は式3に示した電流増幅率。の増大を招くので好ましくない。一方、抵抗値RLを大きくすると、式1に示した入力換算雑音電流ii2/Δfの1項目入力換算雑音電流源による項を低減できる。つまり、まず第一に1項目の分母に抵抗値RLが含まれるため、抵抗値RLが大きくなると1項目が小さくなる。第二に、抵抗値RLを大きくするとトランジスタ142のベース電圧が小さくなるため、トランジスタ142のベース電流IB1とコレクタ電流IC1とが小さくなり、したがって1項目が小さくなる。したがって、抵抗146の挿入後にも電流増幅率|A|を維持するためには、出力抵抗141の抵抗値zLではなく抵抗140の抵抗値RLを大きくすることが好ましいが、一方で抵抗140の抵抗値RLを大きくするとトランジスタ143のベース電流の影響でトランジスタ142のコレクタ-エミッタ間電圧が小さくなるため、トランジスタ142が飽和してきて、信号が歪むことになる。すなわち、抵抗値RFが十分に大きい状態RF≫βgm1で抵抗値RE1を追加し、さらにこれに伴い抵抗値RLを大きくすると、ノイズは十分に低減される一方で、帯域と信号歪が大幅に悪化してくる。したがって、本発明の目的の一つは、フォトダイオードから出力される電流信号を入力信号とする場合に、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる並列-直列形電流帰還増幅器、光学機器、及び光学ドライブ装置を提供することにある。上記目的を達成するための本発明による並列-直列形電流帰還増幅器は、ベースがフォトダイオードの出力端に接続され、エミッタが第1の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタが第3の抵抗を介して電源配線に接続される第1のトランジスタと、ベースが前記第1のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタが前記電源配線に接続される第2のトランジスタと、ベースが前記第2のトランジスタのエミッタに接続され、エミッタが第2の抵抗を介して接地端に接続され、コレクタから出力信号が取り出される第3のトランジスタと、一端が前記第3のトランジスタのエミッタに接続され、他端が前記第1のトランジスタのベースに接続される第1の帰還抵抗と、前記第1の抵抗と並列に接続される第1のキャパシタと、前記第2の抵抗と並列に接続される第2のキャパシタとを備えることを特徴とする。本発明によれば、第1の抵抗を用いたことでノイズが低減される一方、第1及び第2のキャパシタを用いたことで帯域が広げられブーストされ、さらに第2のトランジスタを用いたことで第1のトランジスタのコレクタ-エミッタ間電圧が大きくなって信号歪が抑制される。したがって、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる上記並列-直列形電流帰還増幅器において、前記第1のトランジスタの伝達関数のゼロ点周波数である第1のゼロ点周波数の、前記第1のトランジスタの入力での伝達関数の一方の極点周波数に対する比は、0.51以上2.37以下であることが好ましく、第1のゼロ点周波数の前記一方の極点周波数に対する比は、0.51以上1.99以下であることがより好ましい。また、前記第2のトランジスタの伝達関数のゼロ点周波数である第2のゼロ点周波数の、前記第1のトランジスタの入力での伝達関数の他方の極点周波数に対する比は、1.04以上3.11以下であることが好ましい。また、前記第2のゼロ点周波数の、前記第2のキャパシタの静電容量を0とした場合の前記出力信号のカットオフ周波数に対する比は、1.3以上2.8以下であることが好ましい。また、本発明による光学機器は、上記各並列-直列形電流帰還増幅器のいずれかを備えることを特徴とする。上記光学機器において、非反転入力端子にリファレンス電圧が供給されるオペアンプと、前記オペアンプの反転入力端子と出力端子の間に接続される第2の帰還抵抗とをさらに備え、前記第3のトランジスタのコレクタは前記反転入力端子に接続され、前記第3のトランジスタのコレクタの電位は、前記オペアンプの仮想短絡により前記リファレンス電圧となることとしてもよい。これによれば、フォトダイオードから出力される電流信号の増幅率を上げることが可能になる。また、上記光学機器において、前記非反転入力端子に接続され、前記フォトダイオードから電流信号が入力されない場合の前記並列-直列形電流帰還増幅器の出力電流を出力するレプリカ回路と、一端が前記非反転入力端子に接続され、他端にリファレンス電圧が供給される第4の抵抗とをさらに備え、前記第4の抵抗の抵抗値は前記第2の帰還抵抗の抵抗値に等しいこととしてもよい。これによれば、電流信号が入力されない場合であっても並列-直列形電流帰還増幅器の出力電流が流れ続けることによってオペアンプの出力電圧に生ずるオフセットを、キャンセルすることが可能になる。また、本発明による光学ドライブ装置は、上記各光学機器のうちのいずれかであることを特徴とする。本発明によれば、フォトダイオードから出力される電流信号を入力信号とする並列-直列形電流帰還増幅器において、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる。以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施の形態について詳細に説明する。図1は、本発明の第1の実施の形態による光学機器1の回路図である。同図に示すように、光学機器1は並列-直列形電流帰還増幅器2aとフォトダイオード50とを備えている。並列-直列形電流帰還増幅器2aはフォトダイオード50と接続されており、フォトダイオード50から出力される電流信号isを電流電圧変換するとともに増幅し、電圧信号voを出力する。なお、図1には、フォトダイオード50の寄生容量50aも回路要素の一部として記載している。光学機器1は、例えば光ディスクを再生する光学ドライブ装置であることが好適である。この場合、フォトダイオード50は、光ディスクで反射した光ビームを受光するために設けられる光検出器を構成する。ただし、本発明の適用範囲は光学ドライブ装置である光学機器に限られるものではなく、本発明は、フォトダイオードを備える各種の光学機器に適用可能である。また、図1では、フォトダイオードの一端は電源電圧VDDに接続されており、電流を流し込むタイプとなっているが、一端が接地端GNDに接続され、電流を引き込むタイプでも同様に考えることができる。図1に示すように、並列-直列形電流帰還増幅器2aは、ベースがフォトダイオード50の出力端に接続されるバイポーラトランジスタ10第1のトランジスタと、コレクタから出力信号voが取り出されるバイポーラトランジスタ11第3のトランジスタと、トランジスタ10のエミッタと接地端との間に接続されるゼロ点補償素子14と、トランジスタ11のエミッタと接地端との間に接続されるゼロ点補償素子15と、トランジスタ11のエミッタとトランジスタ10のベースとの間に接続される抵抗値RFの帰還抵抗16第1の帰還抵抗とを有している。トランジスタ10のコレクタは、抵抗値RLの抵抗12第3の抵抗を介して電源電圧VDDが供給される電源配線に接続される。また、トランジスタ11のコレクタは、抵抗値zLの出力負荷抵抗13を介して電源電圧VDDが供給される電源配線に接続される。出力信号voは、トランジスタ11のコレクタ電流をioとすると、vo=VDD-zL×ioとなる。ゼロ点補償素子14は、トランジスタ10のエミッタと接地端との間に接続される抵抗値RE1の抵抗20第1の抵抗と、抵抗20と並列に接続される静電容量C1のキャパシタ21第1のキャパシタとによって構成される。同様に、ゼロ点補償素子15は、トランジスタ11のエミッタと接地端との間に接続される抵抗値RE2の抵抗22第2の抵抗と、抵抗22と並列に接続される静電容量C2のキャパシタ23第2のキャパシタとによって構成される。トランジスタ10とトランジスタ11との間には、エミッタフォロワを構成するバイポーラトランジスタ30第2のトランジスタが挿入される。トランジスタ30のベースはトランジスタ10のコレクタに接続され、エミッタは定電流源31を介して接地端に接続され、コレクタは電源電圧VDDが供給される電源配線に接続される。トランジスタ30のエミッタはトランジスタ11のベースにも接続される。並列-直列形電流帰還増幅器2aによれば、図15に示した背景技術による並列-直列形電流帰還増幅器130に比べ、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる。具体的には、抵抗20を用いたことでノイズが低減される一方、キャパシタ21,22を用いたことで広帯域を実現でき、さらにトランジスタ30を用いたことでトランジスタ10のコレクタ-エミッタ間電圧が大きくなって信号歪が抑制されると同時にノイズもさらに低減される。また、電流増幅率|A|も、並列-直列形電流帰還増幅器130と同程度の大きさを維持している。以下、効果ごとに詳しく説明する。まず、ノイズの低減について説明する。並列-直列形電流帰還増幅器2aの出力信号voに現れるノイズの大きさは、式4に示す出力雑音電圧Vo2/Δf0.5によって表される。式4中、ii2/Δfは入力換算雑音電流であり、式5で表される。|A|zLは電流電圧変換ゲインである。式5において、右辺1項目,2項目,3項目はそれぞれ入力換算雑音電流源による項,入力換算雑音電圧源による項,帰還抵抗16及びゼロ点補償素子15の熱雑音による項である。また、qは素電荷、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Δfは測定周波数帯域Hzである。re1,rb1はそれぞれトランジスタ10のエミッタ抵抗,入力直列抵抗であり、βはトランジスタ10のエミッタ接地電流増幅率>1である。Z1,Z2はそれぞれゼロ点補償素子14,15のインピーダンスであるZ1=RE1||C1,Z2=RE2||C2。IC1,IB1はそれぞれトランジスタ10のコレクタ電流,ベース電流であり、IB3はトランジスタ30のベース電流である。式5の1項目は、式1の1項目と同様に、抵抗20の挿入と抵抗12を大きくし、トランジスタ10のコレクタ電流,ベース電流を小さくすることによって、小さくなる。すなわち、図15の並列-直列形電流帰還増幅器130では、出力雑音電圧は1MHzで3.338×10-8V/Hz0.5であるのに対し、図16に示すように、まず抵抗146を挿入した時は、1MHzで2.684×10-8V/Hz0.5と低減され、さらに抵抗140を大きくすると、1MHzで2.03×10-8V/Hz0.5とさらに低減される。また、この状態から、エミッタフォロワを構成するバイポーラトランジスタ30を追加したことにより、出力雑音電圧はさらに低減される。すなわち、図1の並列-直列形電流帰還増幅器2aにおいて、トランジスタ10のベース電圧が小さくなって、トランジスタ10のコレクタ電流IC1,ベース電流IB1をさらに小さくすることができると同時に、トランジスタ30のベース電流IB3はIB3=IB2/βと小さくなるため、式5の1項目が低減される。また、トランジスタ30のベース電流IB3が小さくなるため、さらに抵抗20と抵抗12の値を大きくすることができ、出力雑音電圧が低減される。このように、トランジスタ30の追加により、抵抗20のように直接的に電流増幅率|A|を小さくすることなしに、出力雑音電圧の低減が行える。図16の状態から、トランジスタ30の追加後の出力雑音電圧は1MHzで1.58×10-8V/Hz0.5となり、さらに低減されていることが分かる。式5の2項目については、|Z1|=RE1/{1ωC1RE12}0.5、|Z2|=RE2/{1ωC2RE22}0.5より、RF≫|Z2|である場合、分母の値には高周波でもほとんど変化がなく、分子の|Z1|が高周波になるほど小さくなってくるため、キャパシタ21を追加してゼロ点補償素子とすることで高周波でのノイズが小さくなってくる。式5の3項目についても、RF≫|Z2|である場合には分母の値には高周波でもほとんど変化がなく、ノイズの増加はほとんどない。図2aは、並列-直列形電流帰還増幅器2aと図15に示した並列-直列形電流帰還増幅器130それぞれについて、対周波数でノイズの大きさをシミュレートした結果を示す図である。図2aにおいて、横軸は周波数Hzであり、縦軸は式4に示した出力雑音電圧Vo2/Δf0.5の大きさV/Hz0.5である。ただし、横軸は対数軸としている。並列-直列形電流帰還増幅器2aのシミュレーションには式5を用い、並列-直列形電流帰還増幅器130のシミュレーションには式1を用いた。シミュレーション条件としては、帯域を150MHz以上6倍速ブルーレイディスク用とするとともに、電源電圧4.5V~5.5Vかつ温度0°C~100°Cの下でプロセスモデルの条件をふった時の信号歪のワースト値が3を超えないようにし、この条件でできる限りノイズが小さくなるように設計した。並列-直列形電流帰還増幅器130では帯域と信号歪の観点から、並列-直列形電流帰還増幅器2aと比べて、抵抗値RFは0.6倍、抵抗値RLは0.2倍と小さくなっているが、その分抵抗値zLは1.45倍と大きくなっていて、電流電圧変換ゲイン|A|zLは同じ値93.97dBになっている。また、CPDは0.1pFとした。図2aに示すように、少なくとも約2×108Hz200MHz以下では、並列-直列形電流帰還増幅器2aのノイズの大きさは、並列-直列形電流帰還増幅器130のそれに比べて小さくなっている。6倍速ブルーレイディスクの信号帯域が97.2MHz1倍速の信号帯域16.2MHzの6倍であることを考慮すると、並列-直列形電流帰還増幅器2aではノイズが低減されていると言える。出力雑音電圧を比較すると、並列-直列形電流帰還増幅器130では、1MHzで3.338×10-8V/Hz0.5、100MHzで2.958×10-8V/Hz0.5、並列-直列形電流帰還増幅器2aでは、1MHzで1.575×10-8V/Hz0.5、100MHzで1.934×10-8V/Hz0.5となっており、低減されている。なお、より広帯域な信号帯域を有する光ディスク例えば信号帯域が約162MHzである10倍速ブルーレイディスクを用いる場合、RF,RE1,RE2,zL,CPD,C1,C2,RLの各値を適宜調節することで、帯域253MHzを実現するこができ、信号帯域に応じた広帯域で、並列-直列形電流帰還増幅器130に比べて低いノイズを実現することが可能になる。次に、信号歪の抑制について説明する。信号歪は、特にトランジスタ30を設けたことによって抑制される。すなわち、トランジスタ30を設けたことによって抵抗12での電圧降下が小さくなるので、トランジスタ10が余裕を持って動作できるようになり、信号歪が抑制される。以下、詳しく説明する。図15に示した背景技術による並列-直列形電流帰還増幅器130では、抵抗140での電圧降下はRL×IC1IB2である。これに対し、本実施の形態による並列-直列形電流帰還増幅器2aでは、抵抗12での電圧降下はRL×IC1IB2/βとなる。ただし、トランジスタ30のコレクタ接地電流増幅率がトランジスタ10のエミッタ接地電流増幅率β>1と同一であるとしている。以上の結果から明らかなように、並列-直列形電流帰還増幅器2aでは、抵抗12での電圧降下が背景技術に比べてIB21-1/βだけ小さくなっている。したがって、その分トランジスタ10のコレクタ-エミッタ間電圧が背景技術に比べて大きくなり、信号歪が抑制される。図15に示した並列-直列形電流帰還増幅器130において、図16に示したように抵抗146を挿入し、かつ抵抗140を大きくしてノイズの低減を行った状態で信号歪をシミュレートしてみると、1MHzで1.49となる。これに対し、図16の状態から、エミッタフォロワを追加した場合は同じようにシミュレートを行うと、信号歪は1MHzで0.58となる。このように、エミッタフォロワを追加すれば、信号歪が小さくなる。図3は、並列-直列形電流帰還増幅器2aにおいてトランジスタ30がaある場合とbない場合のそれぞれについて、電流信号isを正弦波信号0μA~4μAで振動する正弦波信号とした場合のトランジスタ10のコレクタ、ベース、エミッタの電圧変化をシミュレートした結果を示している。図3abにおいて、横軸は時間μsecであり、縦軸は電圧Vである。なお、RF,RE1,RE2,RL,zL,CPD,C1,C2の各値は、図2aと同じものを使用した。図3abそれぞれにおいてコレクタ-エミッタ間の最小電位差に着目すると、トランジスタ30がある場合aでは約0.525Vであり、この値に基づいて算出される信号歪は1MHzで0.48、100MHzで1.14であるのに対し、トランジスタ30がない場合bでは約0.267Vしかなく、この値に基づいて算出される信号歪は1MHzで0.84、100MHzで4.62と、周波数が高くなるほど大幅に悪化する。このように、並列-直列形電流帰還増幅器2aではトランジスタ10のコレクタ-エミッタ間電圧を大きくすることが実現されている。したがって、トランジスタ10は並列-直列形電流帰還増幅器130のトランジスタ142に比べて余裕を持って動作でき、信号歪が抑制される。次に、帯域の維持について説明する。並列-直列形電流帰還増幅器2aにおいてキャパシタ21,23がないとした場合、前述のようにノイズと信号歪は十分に改善される一方で、帯域は、式2から理解されるように、主に抵抗値20の追加により大幅に悪化する。並列-直列形電流帰還増幅器2aでは、キャパシタ21,23を設けたことにより帯域の改善も実現している。その原理については後述することとし、ここでは結果のみを示す。図2bは、キャパシタ21,23の静電容量の5つの組み合わせについて、出力信号voの出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。図2bにおいて、横軸は周波数Hzであり、縦軸は出力レベルdBである。ただし、横軸は対数軸としている。RF,RE1,RE2,RL,zL,CPDの各値は、図2aと同じものを使用した。キャパシタ21,23のあり、なしの5種類の組み合わせと、組み合わせごとの出力のカットオフ周波数fCの値を表1に示す。表の左端の数字は、図2b中の丸囲み数字と対応している。図2bに示すように、低周波数帯における出力信号voの出力レベルは、C1,C2の静電容量によらず93.97dBである。出力レベルがこの93.97dBから3dB下がる周波数をカットオフ周波数fCという。図2b及び表1に示したfCから理解されるように、C1,C2を両方とも設けない場合3には、帯域が大幅に悪化している。これは、抵抗値RE1を追加したことによる影響である式2を参照。また、45はC1,C2のいずれか一方を設けた場合において、帯域の盛り上がりがなく出力帯域がフラットになる条件、すなわち、信号歪が悪化しない条件で値を定めた場合であるが、表1に示したように、カットオフ周波数fCが150MHz以上にならない。C1のみを設けた場合4については、値を大きくしてブーストさせ、信号歪が2になった状態でも、カットオフ周波数fCは最大で135MHzまでにしかならない。C2のみを設けた場合5については、帯域は盛り上がりがなくフラットな特性になるが、ノイズが大幅に悪化する。図4は、この場合の出力雑音電圧をプロットした図である。同図に示すように、C2のみを設けた場合の出力雑音電圧は、大幅にブーストされて悪化する。具体的な出力雑音電圧は100MHzで8.378×10-8V/Hz0.5となっており、また信号歪も60MHzで7.74と大幅に悪化している。すなわち、最終段の出力のみで帯域を改善しようとすると、ノイズと信号歪が大幅に悪化するため、好ましくない。なお、後ほど詳しく説明するが、C1のみを設けた場合には、新たに極点が発生するために広帯域を実現することができない。これに対し、C1,C2を後述のように適切に決めれば、6倍速ブルーレイディスクに必要なカットオフ周波数fC=150MHzや10倍速ブルーレイディスク必要なカットオフ周波数fC=250MHzを実現することが可能になる。以上説明したように、本実施の形態による光学機器1によれば、ノイズを低減しつつ、帯域も維持しかつ信号歪も抑制できる。次に、RE1,RE2,C1,C2の好ましい値について、詳しく説明する。RE1,RE2,C1,C2の好ましい値は、トランジスタ10の入力での伝達関数G1s、トランジスタ10の伝達関数G2s、及びトランジスタ11の伝達関数G3sを利用して求めることが可能である。図5は、トランジスタ10の入力での等価回路を示す図である。同図に示すように、トランジスタ10の入力での等価回路は、帰還抵抗16と、寄生容量50aと、トランジスタ10の入力抵抗10aとからなるRCフィルタで構成される。帰還抵抗16は、入力と出力を結ぶ配線Lに間挿される。寄生容量50aは、配線Lと接地端の間に挿入される。入力抵抗10aは、配線Lと接地端の間に直列に挿入されたトランジスタ10のエミッタ抵抗10eとゼロ点補償素子14とを有している。なお、図5に示すように、実際には入力抵抗10aにはトランジスタ10の入力直列抵抗抵抗値rb1も含まれるが、抵抗値rb1は他の回路要素に比べて極めて大きい値を有するために無視して差し支えないことから、伝達関数の計算では抵抗値rb1を無視している。また、伝達関数の計算において、エミッタ抵抗10eとゼロ点補償素子14内の抵抗20の各抵抗値はβ倍され、ゼロ点補償素子14内のキャパシタ21の静電容量は1/β倍される。以下では、図5にも示すように、β/gm1=βre1をrπと記述する。トランジスタ10の入力での伝達関数G1sは入力信号Viと出力信号Voの比であり、具体的には次の式6のように表される。ただし、A0,A1,A2はそれぞれ式7,式8,式9で表される。伝達関数G1sは、1つのゼロ点周波数f1zと2つの極点周波数f1p±とを有する。これらはそれぞれ、次の式10~式12で表される。ここで、ゼロ点周波数は、出力レベルdBが低域の時と比べて3dB大きくなる周波数であり、極点周波数は、出力レベルdBが低域の時と比べて3dB小さくなる周波数である。トランジスタ10の伝達関数G2sは、次の式13で表される。また、伝達関数G2sは1つのゼロ点周波数f2zと1つの極点周波数f2pとを有し、これらはそれぞれ、次の式14及び式15で表される。トランジスタ11の伝達関数G3sは、次の式16で表される。また、伝達関数G3sも1つのゼロ点周波数f3zと1つの極点周波数f3pとを有し、これらはそれぞれ、次の式17及び式18で表される。C1がないとした場合、伝達関数G1sの極点周波数は式2に示される周波数fC1の1つのみであるが、帯域改善のためにC1を追加した場合、式10~式12に示したように、1つのゼロ点周波数f1zと2つの極点周波数f1p±とが生成されることになる。一方、トランジスタ10の伝達関数G2sは、1つのゼロ点周波数f2zと1つの極点周波数f2pを生成するため、伝達関数G1sの2つの極点周波数のうちの1つしか打ち消すことができない。このことが、C1のみの追加では帯域を改善することができなかった理由である。よって、RE1,RE2,C1,C2の値は、伝達関数G1sの2つの極点周波数f1p±が、伝達関数G2s,G3sのゼロ点周波数f2z,f3zによって打ち消されるように決定する。図6は、伝達関数G1s,G2s,G3sのシミュレーション結果の一例を示す図である。ただし、横軸は周波数Hzの対数軸としている。同図には、ゼロ点周波数f1z,f2z,f3zと、極点周波数f1p,f1p-,f2pの位置も示している。極点周波数f3pについては、この例では1GHzを超える値となるので、図には現れていない。また、同図には、伝達関数G1sとG2sの加算関数G1sG2s、伝達関数G1s乃至G3sの加算関数G1sG2sG3sについても同様に示している。加算関数G1sG2sは負帰還のループの伝達関数を表しており、位相補償の観点からも、G1sとG2sで極点周波数とゼロ点周波数が打ち消すように、RE1,C1の値を設定することが好ましい。こうすることにより、負帰還ループにおいて、位相が回りすぎて、位相余裕がなくなるのを防ぐことができ、発振することなく安定的に動作することができる。また、加算関数G1sG2sG3sは、図5のViから並列-直列形電流帰還増幅器2aの出力までの伝達関数を表している。図6の例では、極点周波数f1p-とゼロ点周波数f2zとが等しくなるように、RE1,C1の値を設定している。RE1が大きい場合には、f1p-は、RFとCPDのみで決まるカットオフ周波数と近い値となる。f1p-とf2zの具体的な値は、ともに約3.2MHzである。このようにしているため、伝達関数G1sの極点が伝達関数G2sのゼロ点によって打ち消され、加算関数G1sG2sや加算関数G1sG2sG3sは、約3.2MHzのところでほぼ0となってフラットな特性になっている。また、式15より、伝達関数G1sのゼロ点周波数f1zと伝達関数G2sの極点周波数f2pが等しくなるため、加算関数G1sG2sや加算関数G1sG2sG3sでもこれらが打ち消されている。このことは、極点周波数f1p-とゼロ点周波数f2zとが等しくなるようにRE1,C1の値を設定したことにより、並列-直列形電流帰還増幅器2aの出力帯域が広帯域化したことを意味している。すなわち、同じ負帰還のループ内で極点とゼロ点とで打ち消すことによって、広帯域が実現できる。なお、極点周波数f1p-をG3sのゼロ点周波数f3zで打ち消そうとしても、負帰還がかかって回路が動作している状態ではうまく打ち消せず、前述のように、ノイズと信号歪が大幅に悪化する。また、図6の例ではさらに、極点周波数f1pがゼロ点周波数f3zによって打ち消されるように、RE2,C2の値を設定している。極点周波数f1pは、極点周波数f1p-よりかなり大きい値となっている。本来は、上記同様に、同じ負帰還のループ内で打ち消すのが好ましいが、ここでは、最終出力段のゼロ点周波数f3zで極点周波数f1pの影響を打ち消そうとしている。もちろん、同じ負帰還のループ内で打ち消せるように、トランジスタ30やトランジスタ11のベースと接地端の間に抵抗とキャパシタを直列に接続して、別のゼロ点を新たに生成するようにしてもよい。その結果、図6に示すように、加算関数G1sG2sG3sでは、加算関数G1sG2sに比べてカットオフ周波数が高くなっている。このことは、極点周波数f1pがゼロ点周波数f3zによって打ち消されるようにRE2,C2の値を設定したことにより、並列-直列形電流帰還増幅器2aの出力帯域がさらに広帯域化したことを意味している。このように、伝達関数G1s乃至G3sの極点周波数とゼロ点周波数を利用すれば、並列-直列形電流帰還増幅器2aの出力帯域が広帯域化するよう、RE1,RE2,C1,C2の値を決定することが可能になる。具体的には、使用する光ディスクで必要とされる出力帯域まで高帯域化しつつ、かつ信号歪が所定値以下となるように、RE1,RE2,C1,C2の値を決定することが好ましい。以下、具体的な決定手順について説明する。前提として、ここでは光ディスクを6倍速のブルーレイディスクを用いることにすると、必要とされる出力帯域の条件はfC出力信号voのカットオフ周波数≧150MHzとなる。また、一般的に、電源電圧が5V、温度が27°Cでプロセスモデルがノミナルの条件の時の信号歪は2以下であることが好ましい。なお、信号歪は、出力信号voをフーリエ級数展開することにより得られる2次以降の高調波の出力レベルの、1次の基本波の出力レベルに対する割合により表される。まず、抵抗値RE1と静電容量C1を調節することによりf2z/f1p-を1、すなわち極点周波数f1p-とゼロ点周波数f2zとが等しくなる近傍で離散的に変化させる。そして、f2z/f1p-の値ごとに、抵抗値RE2と静電容量C2を調節することによりf3z/f1pの値を離散的に変化させ、その都度カットオフ周波数fCと信号歪を算出する。その結果、fC≧150MHzであり、かつ信号歪が2以下であるようなf2z/f1p-とf3z/f1pの組み合わせが見い出されたら、その組み合わせに対応するRE1,RE2,C1,C2の各値を採用する。実際は、電流増幅率|A|やノイズの観点から抵抗値RE1と抵抗値RE2はほぼ決まっているため、この値に合わせて、f2z、f3zの値を決めるために、C1,C2の各値を決めることになる。これらf2z/f1p-とf3z/f1pの値は、帯域と信号歪にとって、重要な指標となる。すなわち、これらが打ち消しあっていて1に近いことが帯域と信号歪両方にとって好ましいが、1より大きくてゼロ点周波数が大きくなると、帯域の落ち込みが大きくなって帯域を改善することができなくなり、1より小さくてゼロ点周波数が小さくなると、帯域の盛り上がり過度なブーストが生じ、信号歪が悪化してくる。信号歪の観点からは、f2z/f1p-とf3z/f1pの値は1以上となるのが好ましい。このことは、ノイズについても言え、ブーストが大きいとその分ノイズは悪化する。図7aは、RF,RL,zL,CPDの値として図2aと同じものを使用した場合の、f2z/f1p-とf3z/f1pの関係を示すグラフである。同図には、fC=150MHzとなる点と、信号歪が2となる点とをプロットしてある。図7aに示す領域S1では、fC≧150MHzであり、かつ信号歪が2以下となっている。したがって、RE1,RE2,C1,C2の各値は、f2z/f1p-とf3z/f1pとが領域S1内の値を取るよう決定すればよい。具体的には、図7から明らかなように、0.51≦f2z/f1p-≦2.37となるようにRE1,C1の各値を決定し、さらに決定したRE1,C1の各値を用いて算出されるf3z/f1pが領域S1内に入るよう、RE2,C2の各値を決定すればよい。こうすることで、fC≧150MHzであり、かつ信号歪が2以下となる並列-直列形電流帰還増幅器2aを実現することが可能になる。信号歪の観点からは1≦f2z/f1p-が好ましいとしたが、信号歪が2以下の条件では、上記のようになる。f2z/f1p-を用いずにRE1,RE2,C1,C2の各値を決定してもよい。この場合、1.04≦f3z/f1p≦3.11を満たすように、RE1,RE2,C1,C2の各値を決定すればよい。以下、詳しく説明する。図7bは、RF,RL,zL,CPDの値として図2aと同じものを使用した場合の、f1p/faとf3z/f1pの関係を示すグラフである。ただし、faは、並列-直列形電流帰還増幅器2aにおいてキャパシタ23の静電容量C2=0とした場合の出力信号のカットオフ周波数である。同図にも、図7aと同様、fC=150MHzとなる点と、信号歪が2となる点とをプロットしてある。極点周波数f1p-とゼロ点周波数f2zとが適切に打ち消しあっていない時や寄生容量などの影響が大きい時には、極点周波数f1pとカットオフ周波数faが一致しなくなる。そして、極点周波数f1pとカットオフ周波数faが大きくずれてくると、f3z/f1pの値も、f1p/fa=1の時にf3z/f1pがとる値から大きくずれてくることになる。f3z/f1pの値が大きくずれることは、帯域や信号歪の観点から好ましくない。よって、f3z/f1pの好ましい範囲を、極点周波数f1pとカットオフ周波数faが概ね等しくなる範囲内で決定すればよい。具体的には、0.7≦f1p/fa≦1.3±30の範囲でf3z/f1pの好ましい範囲を決定することが好適である。図7から明らかなように、この範囲内で許容されるf3z/f1pの範囲は1.04≦f3z/f1p≦3.11である。したがって、1.04≦f3z/f1p≦3.11となるようにRE1,RE2,C1,C2の各値を決定することで、fC≧150MHzであり、かつ信号歪が2以下となるとともに、極点周波数f1p-とゼロ点周波数f2zとが適切に打ち消される並列-直列形電流帰還増幅器2aを実現することが可能になる。また、上記の考えに基づいて、C2がない状態でのカットオフ周波数faとの比を用いて、f2z/f1p-の範囲を決めることもできる。f2z/f1p-の値が0.51≦f2z/f1p-≦1.99を満たすように、RE1,C1の各値を決めることもできる。以下、これらの点について説明する。図8は、RF,RL,zL,CPDの値として図2aと同じものを使用した場合の、f2z/f1p-とf3z/faの関係を示すグラフである。同図にも、図7aなどと同様、fC=150MHzとなる点と、信号歪が2となる点とをプロットしている。図8に示すように、0.51≦f2z/f1p-≦1.99の領域ではf3z/faの値はf2z/f1p-の変化に対して平坦であるが、f2z/f1p-が1.99を超えるとf2z/f1p-の変化に対して急激に変化するようになる。安定した特性を得るためにはf3z/faの値がf2z/f1p-の変化に対してあまり変化しないことが好ましいことから、0.51≦f2z/f1p-≦1.99とすることが好ましい。f3z/faの値が急激に大きくなる場合について説明する。C1が小さくなって、ゼロ点周波数f2zが大きくなり、f2z/f1p-が1.99を超えてくると、途中の帯域の落ち込みをカバーできなくなるため、faの値が急激に小さくなり、f3z/faの値は急激に大きくなってくる。即ち、この時、帯域が悪化する。一方、C1が大きくなって、ゼロ点周波数f2zが小さくなり、f2z/f1p-が0.51より小さくなってくると、帯域の盛り上がりが出てくる一方、もう1つの極点周波数f1pが小さくなってくるため、C1を大きくしても、faの変化が小さくなり、faの値は大きくならない。この時、帯域と信号歪の観点から、C1が大きくなってくると、C2を小さくしていく必要があり、f3zは大きくなるため、f3z/faの値は同様に急激に大きくなってくる。即ち、この時、帯域と信号歪が悪化する。よって、f3z/faの値が急激に大きくなる場合は、帯域と信号歪が悪化する時であるため、f3z/faの値が安定しているf2z/f1p-の範囲、即ち0.51≦f2z/f1p-≦1.99の範囲が好ましい。図8からまずf3z/faを決めてもよい。この場合、帯域と信号歪の観点から、f3z/faの変化が少ない範囲として、1.3≦f3z/fa≦2.8となるようにRE2,C2の各値を決定し、その上でf2z/f1p-が図8に示した領域S2内に入るよう、RE1,C1の各値を決定すればよい。もともと信号歪の観点からは、1≦f3z/faが好ましいが、上記はこの条件を満たしている。図9a~図11は、静電容量C1,C2の13通りの組み合わせについて、出力信号voの出力レベルをシミュレートした結果を示す図である。ただし、RF,RE1,RE2,RL,zL,CPDの値は、図2aと同じものを使用している。C1は、図9a、図9b、図10a、図10b、図11の順に大きい値となっている。つまり、C1は、f2z/f1p-が小さいほど大きな値となる。また、C2は、f3z/f1pが大きいほど小さい値となる。これらの各図において、f2z/f1p-等の具体的な値は次の表2のようになっている。なお、表2において、信号歪の単位は、周波数の単位はMHzである。信号歪については、fCが概ね150MHz以上である場合のみを掲載し、他は省略している。図9aの例では、静電容量C1が小さすぎてf2z/f1p-=2.62とゼロ点周波数f2zが大きいため、帯域の落ち込みが大きくなり、静電容量C2をいかなる値としても、信号歪が2以下の条件ではカットオフ周波数fCの向上が望めない。また、図11の例では、静電容量C1が大きすぎて、f2z/f1p-=0.5とゼロ点周波数f2zが小さいため、帯域の盛り上がりが大きくなり、信号歪が悪化するとともに、極点周波数f1pが小さくなり、静電容量C2をいかなる値としても、信号歪が2以下の条件ではカットオフ周波数fCの向上が望めない。一方、図9b、図10a、図10cの例では、f2z/f1p-が1に近く、適度な値を有しており、f3z/f1pを適切に選択することにより、150MHz以上のfCを得ることができる。中でも、図10aに示したf2z/f1p-=1の例では、カットオフ周波数fC以下の領域で出力レベルがほぼ平坦となっており、最も好ましいと言える。以上説明してきたように、RE1,RE2,C1,C2の好ましい値は、伝達関数G2sのゼロ点周波数f2zの伝達関数G1sの一方の極点周波数f1p-に対する比f2z/f1p-と、伝達関数G3sのゼロ点周波数f3zの伝達関数G1sの他方の極点周波数f1pに対する比f3z/f1p-とを指標として決定することが好適である。図12は、本発明の第2の実施の形態による光学機器1の回路図である。同図に示すように、本実施の形態による光学機器は、並列-直列形電流帰還増幅器2aに代えて並列-直列形電流帰還増幅器2bを備える他、I-Vアンプ40も備えている。並列-直列形電流帰還増幅器2bは、出力負荷抵抗13を有しない点で並列-直列形電流帰還増幅器2aと相違している。I-Vアンプ40は、オペアンプ41と抵抗値zLの帰還抵抗42第2の帰還抵抗とを有している。並列-直列形電流帰還増幅器2b内のトランジスタ11のコレクタは、オペアンプ41の反転入力端子に接続されている。出力信号voは、オペアンプ41の出力端子から取り出される。オペアンプ41の非反転入力端子には、定電圧源からリファレンス電圧Vrefが供給される。したがって、オペアンプ41の非反転入力端子の電圧Vは常時Vrefに等しくなっており、オペアンプ41の仮想短絡により、オペアンプ41の反転入力端子の電圧V-も常時Vrefに等しくなっており、トランジスタ11のコレクタ電圧も同様に常時リファレンス電圧Vrefに等しくなっている。出力信号voは、並列-直列形電流帰還増幅器2bの出力電流をioとすると、VrefzL×ioとなる。以上の構成において、並列-直列形電流帰還増幅器2bの電流増幅率|A|は、次の式19で表される。式19を式3と比較すると、抵抗値RE1,RE2がそれぞれインピーダンスZ1,Z2で置き換わっていることの他に、式3で登場していた抵抗値zLが式19には現れていないことが理解される。つまり、並列-直列形電流帰還増幅器2bの電流増幅率|A|から、出力負荷抵抗13の抵抗値zLに対する依存性が取り除かれている。これは、I-Vアンプ40を設け、トランジスタ11のコレクタ電圧を一定にしたことによるものである。以上説明したように、本実施の形態による光学機器1によれば、並列-直列形電流帰還増幅器2bの電流増幅率|A|から、出力負荷抵抗の抵抗値に対する依存性を取り除くことが可能になる。図13は、本発明の第3の実施の形態による光学機器1の回路図である。本実施の形態による光学機器1は、I-Vアンプ40の非反転入力端子に並列-直列形電流帰還増幅器2bのレプリカ回路3が設けられるとともに、リファレンス電圧Vrefの供給源とI-Vアンプ40の非反転入力端子との間に抵抗値zLの抵抗43第4の抵抗が設けられている点で、第2の実施の形態による光学機器1と相違する。以下、相違点を中心に説明する。レプリカ回路3は、フォトダイオード50から電流信号isが入力されない場合の並列-直列形電流帰還増幅器2bの出力電流を出力する回路である。具体的には、並列-直列形電流帰還増幅器2bからキャパシタ21,23を取り除いた構成を有しており、その出力端子トランジスタ11のコレクタには、常にis=0のときの並列-直列形電流帰還増幅器2bの出力電流ioに等しい電流が流れている。以下、この電流をiois=0と記述する。以上の構成により、オペアンプ41の非反転入力端子の電圧Vは常時Vref-zL×iois=0となる。したがって、オペアンプ41の反転入力端子の電圧V-も常時Vref-zL×iois=0となるので、出力信号voは、Vref-zL×iois=0zL×ioとなる。ここで、並列-直列形電流帰還増幅器2bの出力電流ioには、オフセットが生ずる場合がある。つまり、電流信号isが0であるにも関わらず、出力電流ioが0とならない場合がある。第2の実施の形態による光学機器においてこのオフセットが生ずると、出力信号vo=VrefzL×ioにも同様のオフセットが生ずることになる。これに対し、本実施の形態による光学機器1では、出力信号voからis=0のときの出力電流ioに応じた電圧zL×iois=0が予め差し引かれているので、出力信号voにはオフセットが生じない。以上説明したように、本実施の形態による光学機器1によれば、電流信号isが入力されない場合であっても並列-直列形電流帰還増幅器2bの出力電流ioが流れ続けることによってオペアンプ41の出力電圧voに生ずるオフセットを、キャンセルすることが可能になる。以上、本発明の好ましい実施の形態について説明したが、本発明はこうした実施の形態に何等限定されるものではなく、本発明が、その要旨を逸脱しない範囲において、種々なる態様で実施され得ることは勿論である。例えば、図14は、本発明の第2の実施の形態の変形例による光学機器の回路図である。本実施の形態による光学機器は、並列-直列形電流帰還増幅器2bの基本増幅器部分に2段のアンプ32が追加された構成を有し、それによって負帰還とされた並列-直列形電流帰還増幅器2cを備えている。追加されたアンプ32は、それぞれエミッタフォロワを伴ってもよい。このような構成にすることにより、基本増幅器のゲインを大きくすることができ、したがって抵抗値zLを小さくすることが可能になる。なお、アンプ32は2段に限られるものではなく偶数段であればよい。例えば、4段、6段などより多数のアンプ32を追加してもよい。偶数段としているのは、負帰還を実現するためである。また、負帰還のループ内で極点を全て打ち消すのが好ましいため、追加したアンプ32のトランジスタのエミッタにも同様にゼロ点補償素子を追加してもよい。また、上記実施の形態では基本増幅器のトランジスタとしてバイポーラトランジスタを用いたが、MOSトランジスタを用いてもよい。つまり、MOSトランジスタのソースにゼロ点補償素子を追加したり、MOSトランジスタの出力にソースフォロワを追加しても、上記同様にノイズの低減を行うことが可能になる。また、本実施の形態ではフォトダイオードを例に説明したが、フォトダイオードに変えて、電流源や電流出力アンプなどの電流信号の増幅に適用してもよい。電流源や電流出力の素子には一般的に寄生容量が存在するので、周波数特性が必要とされる電流増幅器に適用することも可能である。"