"スイッチング素子をスイッチングすることによって蓄電装置が接続されるリアクトルに流れる電流の中心値を測定する、コンバータ制御装置であって、前記電流の電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流値取得手段によって取得された電流値を前記中心値に補正するオフセット量を、前記蓄電装置の電圧に応じて調整する調整手段とを備えることを特徴とする、コンバータ制御装置。しかしながら、リアクトルに電力を供給する蓄電装置の電圧は、車両の走行状態、蓄電装置の劣化、蓄電装置の過放電などの理由によって変動しやすいため、上述の従来技術では、リアクトル電流の中心値を精度良く測定できない場合がある。そこで、本発明は、リアクトル電流の中心値を精度良く測定できる、コンバータ制御装置の提供を目的とする。上記目的を達成するため、本発明に係るコンバータ制御装置は、スイッチング素子をスイッチングすることによって蓄電装置が接続されるリアクトルに流れる電流の中心値を測定する、コンバータ制御装置であって、前記電流の電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流値取得手段によって取得された電流値を前記中心値に補正するオフセット量を、前記蓄電装置の電圧に応じて調整する調整手段とを備えることを特徴とするものである。本発明によれば、リアクトル電流の中心値を精度良く測定できる。以下、本発明の実施形態を図面に従って説明する。図1は、本発明の一実施形態であるモータ制御システム100の構成図である。モータ制御システム100は、バッテリ10と、DC-DCコンバータ20と、インバータ30と、モータ40と、ジェネレータ41と、制御装置50とを備えている。バッテリ10は、直流電源として機能する蓄電装置である。バッテリ10には、バッテリ10の電圧VLを平滑するコンデンサC1が並列に接続されている。DC-DCコンバータ20は、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作によってバッテリ10の電圧VLが昇圧されて生成された高圧の直流電力を出力する昇圧コンバータである。DC-DCコンバータ30は、リアクトルL1と、スイッチング素子Q1,Q2と、電流センサ21とを備える。リアクトルL1は、バッテリ10に接続され、バッテリ10から直流電力が供給される。リアクトルL1の一方の端部は、バッテリ10の正極とコンデンサC1の一端との接続点に接続され、リアクトルL1のもう一方の端部は、ハイサイドのスイッチング素子Q1とローサイドのスイッチング素子Q2との接続点に接続される。スイッチング素子Q1,Q2は、リアクトルL1に流れる電流リアクトル電流ILを制御する。スイッチング素子Q1,Q2の具体例として、パワーMOSFET,IGBTなどの半導体素子が挙げられる。スイッチング素子Q1,Q2は、インバータ30の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続されている。スイッチング素子Q1は、コレクタ又は、ドレインがインバータ30の電源ラインに接続された上アーム素子であり、スイッチング素子Q2は、エミッタ又は、ソースがアースラインに接続された下アーム素子である。スイッチング素子Q1,Q2のコレクタ-エミッタ間ドレイン-ソース間には、それぞれ、ダイオードD1,D2が並列に配置されている。ダイオードD1,D2は、スイッチング素子Q1,Q2の寄生ダイオードでもよい。また、インバータ30の電源ラインとアースラインとの間には、コンデンサC2が配置されている。スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング動作によって生成された直流電力は、コンデンサC2及びインバータ30に供給される。コンデンサC2は、バッテリでもよい。電流センサ21は、リアクトル電流ILを検出する電流検出手段である。電流センサ21は、リアクトル電流ILの電流値に応じたアナログ電流信号を制御装置50のA/D変換部に出力する。インバータ30は、DC-DCコンバータ20及びコンデンサC2から供給される直流電力に基づいて3相交流電流を生成し、生成した3相交流電流をモータ40のステータコイルに供給する。また、インバータ30は、ジェネレータ41によって発生した電力をコンデンサC2に供給する。インバータ30は、モータ40に接続されるブリッジ回路と、ジェネレータ41に接続されるブリッジ回路とを、コンデンサC2に対して並列に備えている。これらのブリッジ回路は、制御装置50によって制御される。モータ40は、インバータ30によって駆動される。モータ40は、例えば、インバータ30から供給される3相交流電流によって、車両を走行させる駆動トルクを発生する電動機である。また、モータ40は、例えば、車両の制動時に発生した回生エネルギーを、インバータ30を介してコンデンサC2に供給するものでもよい。ジェネレータ41は、発電エネルギーをインバータ30を介してコンデンサC2に供給する。ジェネレータ41は、例えば、エンジンの動力エネルギーを電気エネルギーに変換して、インバータ30を介してコンデンサC2に供給する装置である。また、ジェネレータ41は、例えば、インバータ30から供給される3相交流電流によって、エンジンを始動するスタータとして機能するものでもよい。制御装置50は、DC-DCコンバータ20の昇圧動作を制御する制御部と、インバータ30のインバータ動作を制御する制御部とを有する。それらの制御部は、例えばマイクロコンピュータによって実現される。昇圧動作の制御部とインバータ動作の制御部は、別々の制御装置に分けて配置されてもよい。制御装置50は、DC-DCコンバータ20の制御モードを、コンデンサC2の電圧VHをその目標電圧値に制御する電圧制御モードと、リアクトル電流ILをその目標電流値に制御することでコンデンサC2に供給する電力を制御する電流制御モードとに切り替えることができる。制御装置50がDC-DCコンバータ20を電圧制御モードで制御する場合、制御装置50のA/D変換部例えば、制御装置50内のマイクコンピュータのA/D変換部は、コンデンサC2の電圧を検出する不図示の電圧センサから供給されるアナログ電圧信号をA/D変換して、コンデンサC2の電圧VHのデジタル値を取得する。制御装置50は、A/D変換部によって取得された電圧VHがその目標電圧値に一致するように、スイッチング素子Q1,Q2をスイッチング動作させるスイッチング指令信号を生成する。一方、制御装置50がDC-DCコンバータ20を電流制御モードで制御する場合、制御装置50のA/D変換部例えば、制御装置50内のマイクコンピュータのA/D変換部は、電流センサ21から供給されるアナログ電流信号をA/D変換して、デジタルのリアクトル電流値を取得する。制御装置50は、A/D変換部によって取得されたリアクトル電流値がリアクトル電流ILの目標値に一致するように、スイッチング素子Q1,Q2をスイッチング動作させるスイッチング指令信号を生成する。図2は、DC-DCコンバータ20及び制御装置50の動作を説明するためのタイムチャートである。制御回路50は、図2aに示される三角波状のキャリア信号とデューティ指令値とに基づいて、図2bに示されるスイッチング指令信号を生成し、生成したスイッチング指令信号を所定の伝達回路を介してDC-DCコンバータ20に供給する。図2bcに示されるように、スイッチング指令信号がハイレベルからローレベルに切り替わる時点から、伝達遅延時間td1だけ経過した時点に、DC-DCコンバータ20の上アームのスイッチング素子Q1は、オンからオフに切り替わる。また、図2cdに示されるように、スイッチング指令信号がハイレベルからローベルに切り替わる時点から、伝達遅延時間td1とデッドタイムtd2との加算時間だけ経過した時点に、DC-DCコンバータ20の下アームのスイッチング素子Q2は、オフからオンに切り替わる。ここで、伝達遅延時間td1は、例えば上記の伝達回路での信号遅れ及びスイッチング素子Q1,Q2のスイッチング遅れにより生ずるものである。また、デッドタイムtd2は、スイッチング素子Q1とQ2の両方がオフ状態である期間であって、例えば上記の伝達回路及び制御装置50によって設定されて制御されるものである。このように、スイッチング素子Q1とQ2がオン/オフ動作することによって、図2eに示されるように、リアクトルL1のスイッチング素子Q1,Q2側の電圧すなわち、スイッチング素子Q1とQ2との中間点の電圧V0の電圧レベルは、インバータ30の電源ラインの電圧レベル又はアースラインの電圧レベルに変化する。図2fは、伝達遅延時間td1及びデッドタイムtd2がないと仮定した場合のリアクトル電流ILの昇圧時の波形であり、図2gは、伝達遅延時間td1及びデッドタイムtd2がある場合のリアクトル電流ILの昇圧時の波形である。図2afによれば、伝達遅延時間td1及びデッドタイムtd2がない場合には、キャリア信号が上昇から下降に転じる山のタイミング及び下降から上昇に転じる谷のタイミングは、リアクトル電流ILの電流値がリアクトル電流ILのリップル波形の中心値になるタイミングに一致する。したがって、制御装置50のA/D変換部は、キャリア信号の山又は谷のタイミングに同期したタイミングで、電流センサ21から供給されるアナログ電流信号をサンプリングすることによって、リアクトル電流ILの中心値を取得することができる。しかしながら、図2gに示されるように、伝達遅延時間td1及びデッドタイムtd2がある場合、これらの影響によって、キャリア信号が上昇から下降に転じる山のタイミング及び下降から上昇に転じる谷のタイミングは、リアクトル電流ILの電流値がリアクトル電流ILのリップル波形の中心値になるタイミングからずれてしまう。そのため、制御装置50のA/D変換部が、電流センサ21から供給されるアナログ電流信号をキャリア信号に同期してキャリア信号の山又は谷のA/Dタイミングでサンプリングしても、リアクトル電流ILの中心値を精度良く取得できないおそれがある。Δtは、リアクトル電流ILの電流値を取得するA/Dタイミングと、リアクトル電流ILの中心値のタイミングとのずれ時間A/Dタイミングのずれ時間を表し、ΔILは、A/D変換部によって取得されたリアクトル電流ILの電流値と、リアクトル電流ILの中心値とのずれを表す。リアクトル電流IL中心値に対してずれた電流値を用いてリアクトル電流ILの制御を行ってしまうと、その制御を正確に行うことができない可能性がある。そこで、制御装置50は、A/D変換部によって取得されたリアクトル電流値を、リアクトル電流ILの中心値に補正するオフセット量IL_ofsを算出するオフセット量算出部を備える。例えば、制御装置50のオフセット量算出部は、A/D変換部によって無負荷状態のときに取得されたリアクトル電流値に基づいて、オフセット量IL_ofsを算出する。無負荷状態とは、低圧側のバッテリ10及びコンデンサC1から高圧側のコンデンサC2及びインバータ30へのパワーの移動量が、零又は所定の微小量以下である状態のことをいう。無負荷状態は、例えば、a.モータ40及びジェネレータ41とコンデンサC2との間の電流経路が遮断状態b.コンデンサC2の電圧VHの変動量が所定量以下の状態電圧VHがほぼ一定値c.DC-DCコンバータ20の制御モードが電圧制御モードという3つの条件がすべて満たされている場合に成立する。条件a.を成立させるためには、例えば、インバータ30内のブリッジ回路を構成するスイッチング素子をオフしてもよいし、モータ40及びジェネレータ41とコンデンサC2との間の電流経路を遮断可能なリレー等のスイッチをオフしてもよい。無負荷状態では、図3に示されるように、リアクトル電流ILの中心値は、ほぼ0Aになる。したがって、制御装置50のオフセット量算出部は、例えば、A/D変換部が無負荷状態でローサイドのスイッチング素子Q2が通電しているときにリアクトル電流ILの電流値をサンプリングした値を、オフセット量IL_ofsとすることができる。オフセット量IL_ofsの精度を高めるためには、無負荷状態でA/D変換部がリアクトル電流ILの電流値をN回サンプリングした平均値を、オフセット量IL_ofsとして学習することが好ましい。すなわち、オフセット量IL_ofsは、A/D変換部がリアクトル電流値を取得するときの基準となる原点を補正するための値に相当する。したがって、制御装置50は、このように予め算出されたオフセット量IL_ofsを用いて、A/D変換部によって取得されたリアクトル電流値を補正することで、リアクトル電流ILの中心値を、無負荷状態に限らずにどのような負荷状態でも、精度良く測定できる。例えば、制御装置50は、A/D変換部によって取得されたリアクトル電流値に、予め無負荷状態で算出されたオフセット量IL_ofsを加算又は減算することによって、その取得されたリアクトル電流値に含まれる中心値とのずれ分が取り除かれ、精度のよいリアクトル電流ILの中心値を演算できる。ところで、低圧側のバッテリ10の電圧VLが変化すると、バッテリ10から電力供給を受けるリアクトルL1に印加される電圧も変化する。そのため、バッテリ10の電圧VLが例えば低下すると、図4に示されるように、リアクトル電流ILのリップルの変動量は小さくなる。点線IL1は、電圧VLが低下する前のリアクトル電流ILの波形を示し、実線IL2は、電圧VLが低下した後のリアクトル電流ILの波形を示す。オフセット量IL_ofsの上述の算出方法では、電圧VLが低下する前の点線IL1に基づいて、A/D変換部によって点P1で取得されたリアクトル電流値を、点P2におけるリアクトル電流の中心値ILC1に補正するオフセット量IL_ofs1が算出される。しかしながら、オフセット量IL_ofs1の算出後、バッテリ10の電圧VLが低下してリアクトル電流ILの波形が図4の実線IL2のように変化した場合、A/D変換部によって点P3で取得されたリアクトル電流値を、点P4におけるリアクトル電流の中心値ILC2に補正するために必要なオフセット量IL_ofs2は、オフセット量IL_ofs1に比べて小さくなる。そこで、バッテリ10の電圧VLが所定値以上変動した場合には、制御装置50のオフセット量算出部は、一度既に算出されたオフセット量IL_ofs1を、電圧VLがその変動をした後に検出される電圧VLに応じて補正調整することにより、新たなオフセット量IL_ofs2を算出する。したがって、制御装置50は、オフセット量IL_ofs2を用いて、A/D変換部によって取得されたリアクトル電流値を補正することで、電圧VLが変動した後のリアクトル電流IL2の中心値ILC2を、電圧VLの変動後に無負荷状態になることを待たずに、どのような負荷状態でも、精度良く測定できる。このように算出された中心値ILC2を用いることによって、リアクトル電流の制御を精度良く実行できる。このように、上述の実施例によれば、キャリア信号の山と谷のいずれか一方のタイミングでサンプリングして取得された電流値に基づいてリアクトル電流の中心値を算出するので、キャリア信号の山と谷の両方のタイミングでサンプリングして取得された電流値に基づいてリアクトル電流の中心値を求める上述の特許文献1の場合に比べて、キャリア信号の周波数キャリア周波数が高くなっても、制御装置50のマイクロコンピュータの処理負荷が過大になることを抑えることができる。以上、本発明の好ましい実施例について詳説したが、本発明は、上述した実施例に制限されることはなく、また、上述した実施例は、他の実施例の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形を加えることができる。例えば、モータ制御システム100が搭載される車両は、ハイブリッド自動車に限らず、電気自動車、燃料電池車などの他の形式の車両でもよい。また、本発明は、車両以外で使用されるコンバータの制御装置に対しても適用できる。また、オフセット量IL_ofsの算出方法は、上述の方法に限らない。例えば、上述の実施例では、リアクトル電流ILの上昇区間において取得されたリアクトル電流値に基づいてオフセット量IL_ofsを算出しているが、リアクトル電流ILの下降区間において取得されたリアクトル電流値に基づいてオフセット量IL_ofsを算出してもよい。また、例えば、図2において、リアクトル電流ILの上昇区間における傾きすなわち、リアクトル電流ILの単位時間当たりの変化量上昇量は、VL/Lと表すことができるので、リアクトル電流値の取得タイミングずれをΔtとすると、リアクトル電流値の取得値と中心値との電流値ずれΔILは、ΔIL=Δt×VL/L1で表すことができる。ここで、Δtは、Δt=td1td2/22と表すことができる。したがって、制御装置50のオフセット量算出部は、伝達遅延時間td1の計測値とデットタイムtd2の設定値に基づいて、式12に従って、電流値ずれΔILをオフセット量IL_ofsとみなして算出することができる。ここで、伝達遅延時間td1の計測値は、予め実際に計測されてメモリに格納されているとよい。また、デッドタイムtd2の設定値は、制御装置50によって設定されるため、既知のデータである。また、図2において、リアクトル電流ILの下降区間における傾きすなわち、リアクトル電流ILの単位時間当たりの変化量下降量は、-VH-VL/Lと表すことができるので、リアクトル電流値の取得タイミングずれをΔtとすると、リアクトル電流値の取得値と中心値との電流値ずれΔILは、ΔIL=Δt×VH-VL/L3で表すことができる。したがって、制御装置50のオフセット量算出部は、伝達遅延時間td1の計測値とデットタイムtd2の設定値に基づいて、式23に従って、電流値ずれΔILをオフセット量IL_ofsとみなして算出することができる。このように算出されたオフセット量IL_ofsをバッテリ10の電圧VLに応じて補正することで、電圧VLが変動しても、リアクトル電流の中心値を精度良く測定することができる。"