少なくとも、直流電源と、該直流電源から負荷への通電を開閉制御する通電制御用半導体素子と、上記電源から負荷への過電流を遮断する過電流保護回路と、上記直流電源の逆接続に対して該通電制御用半導体素子及び/又は上記負荷の破壊を回避する電源逆接保護用半導体素子とを有する電源逆接保護装置において、上記負荷が誘導成分を含み、上記電源逆接保護用半導体素子として、PチャンネルパワーMOSFETを上記通電制御用半導体素子の上流側に配設すると共に、所定の抵抗値を有するゲート抵抗を介して、上記PチャンネルパワーMOSFETのゲートを接地せしめたことを特徴とする電源逆接保護装置。上記ゲート抵抗の抵抗値を、その値と上記PチャンネルパワーMOSFETの入力容量との積によって決まる時定数が、上記過電流保護回路が作動し、上記通電制御用半導体素子が遮断された瞬間に上記誘導成分に充電されたエネルギから発生したフライバック電流が上記通電制御用半導体素子のゲートソース間に印加され、上記通電制御用半導体素子がアバランシェブレークダウンを引き起こしているアバランシェ時間より長くなる範囲に設定した請求項1に記載の電源逆接保護装置。上記ゲート抵抗の抵抗値をRGとし、上記誘電成分のインダクタンスをLとし、上記PチャンネルパワーMOSFETの入力容量をCissとし、上記通電制御用半導体素子がアバランシェブレークダウンしたときにドレインソース間に流れるアバランシェ電流をIAVとし、上記通電制御用半導体素子のドレインソース間耐圧をBVDSSとし、上記直流電源の電圧をVBとしたとき、RGを下記式で示される範囲の値に設定した請求項1又は2に記載の電源逆接保護装置。上記誘導成分が上記負荷と上記通電制御用半導体素子、及び/又は、上記電源との間を繋ぐ配線の寄生インダクタンスである請求項1ないし3のいずれかに記載の電源逆接保護装置。上記負荷が通電により発熱する発熱体である請求項1ないし4のいずれか記載の電源逆接保護装置。上記負荷が内燃機関に設けたグロープラグである請求項1ないし5のいずれか記載の電源逆接保護装置。上記通電制御用半導体素子が、大容量の電流を制御可能なNチャンネルパワーMOSFETである請求項1ないし6のいずれか記載の電源逆接保護装置。上記通電制御用半導体素子が、大容量の電流を制御可能なPチャンネルパワーMOSFETである請求項1ないし6のいずれか記載の電源逆接保護装置。ところが、特許文献1の図3にあるように、負荷の上流側に設けたMOSFETを逆接保護する第1手段を、フローティング状態でMOSFETのゲートに接続したゲートドライバで構成して、さらに、電源逆接時にMOSFETのゲートとソースとを短絡する第2手段としてデプリーション型デバイスを用いた場合、負荷を制御するMOSFETのゲート電圧をバッテリ電圧よりも高くするためのチャージポンプが必要となるのに加え、保護回路を構成するデプリーション型デバイスのゲート駆動をするためのチャージポンプも必要となり、回路規模が大きくなって、必然的に装置全体の体格が大きくなるので、車両等への搭載が困難となる虞がある。このような問題に対して、特許文献2にあるような装置では、電源の逆接続に対して整合素子等を保護する電源逆接保護回路として比較的電力損失の少ないPチャンネルMOSFETを用いることで複雑なゲートドライバを用いることなく、比較的小さな回路規模で、電源逆接保護を可能としている。ところが、このような電源逆接保護回路を、自動車エンジン等の内燃機関の着火補助や排気温度加熱等に用いられるグロープラグへの通電を制御するグロープラグ通電制御装置の電源逆接保護に用いた場合、負荷であるグロープラグは、エンジンヘッドに載置され、負荷への通電を制御する通電制御装置は、負荷から長い距離を離隔されたコンソールパネルの内側等に載置され、その間がワイヤハーネスを介して接続されることになる。このため、比較的長い距離を接続するワイヤハーネスは寄生インダクタンスを含むことになる。一方、グロープラグ通電制御装置には、グロープラグの地絡や端子間ショート等により、100Aを超える過電流が流れる虞があり、このような過電流による制御素子やグロープラグ等の破損を防ぐために過電流保護回路が設けられている。このため、何らかの原因で100Aを超えるような大電流が流れ、過電流保護回路が作動し、グロープラグへの通電を開閉制御しているNチャンネルMOSFETの導通が瞬時に遮断されると、負荷と通電制御装置との間の寄生インダクタンスにより逆起電力が発生する。このとき、N-チャンネルMOSFETの寄生ダイオードを介して、大きな電力が逆接保護のために設けたPチャンネルMOSFETのゲートソース間に加わる。このため、特許文献2にあるように、PチャンネルMOSFETのゲートソース間に逆バイアス接続したツェナーダイオードを設けて電源逆接保護回路を形成した場合に、過電流保護回路が作動して負荷の誘導成分に起因して発生した、大きな電力の逆起電力に対抗するためには、ゲートソース間に大電力容量のツェナーダイオードを介装する必要があり、製造コストの増加を招いていた。また、ラジエータファン、ブロワー等、誘導成分としてコイルを含む負荷への通電を制御する通電制御装置の電源逆接保護においても、同様の問題が避けられないものと考えられる。そこで、本発明は、かかる実情に鑑み、エネルギ損失が少なく、簡素な回路構成により、誘導性の負荷への通電を制御する場合においても、電源逆接保護用半導体素子のゲート破壊を招く虞のない信頼性の高い電源逆接保護装置を提供することを目的とする。請求項1の発明では、少なくとも、直流電源と、該直流電源から負荷への通電を開閉制御する通電制御用半導体素子と、上記電源から負荷への過電流を遮断する過電流保護回路と、上記直流電源の逆接続に対して該通電制御用半導体素子、及び/又は、上記負荷の破壊を回避する電源逆接保護用半導体素子とを有する電源逆接保護装置において、上記負荷が誘導成分を含み、上記電源逆接保護用半導体素子として、PチャンネルパワーMOSFETを上記通電制御用半導体素子の上流側に配設すると共に、所定の抵抗値を有するゲート抵抗を介して、上記PチャンネルパワーMOSFETのゲートを接地せしめる。請求項2の発明では、上記ゲート抵抗の抵抗値を、その値と上記PチャンネルパワーMOSFETの入力容量との積によって決まる時定数が、上記過電流保護回路が作動し、上記通電制御用半導体素子が遮断された瞬間に上記誘導成分に充電されたエネルギから発生したフライバック電圧が上記通電制御半導体素子のゲートソース間に印加され、上記通電制御用半導体素子がアバランシェブレークダウンを引き起こしているアバランシェ時間より長くなる範囲に設定する。具体的には、請求項3の発明のように、上記ゲート抵抗の抵抗値をRGとし、上記誘電成分のインダクタンスをLとし、上記PチャンネルパワーMOSFETの入力容量をCissとし、上記通電制御用半導体素子がアバランシェブレークダウンしたときにドレインソース間に流れるアバランシェ電流をIAVとし、上記通電制御用半導体素子のドレインソース間耐圧をBVDSSとし、上記直流電源の電圧をVBとしたとき、RGを下記式で示される範囲の値に設定する。請求項4の発明では、上記誘導成分が上記負荷と上記通電制御用半導体素子、及び/又は、上記電源との間を繋ぐ配線の寄生インダクタンスである。請求項5の発明では、上記負荷が通電により発熱する発熱体である。請求項6の発明では、上記発熱体が内燃機関に設けたグロープラグである。請求項7の発明では、上記通電制御用半導体素子が、大容量の電流を制御可能なNチャンネルパワーMOSFETである。請求項8の発明では、上記通電制御用半導体素子が、大容量の電流を制御可能なPチャンネルパワーMOSFETである。本発明によれば、極性を誤って上記直流電源が逆向きに接続された場合には、上記逆接保護用半導体素子のゲート電圧がソース電圧より高くなるので、PチャンネルパワーMOSFETが導通状態となることがなく、上記通電制御用半導体素子に不可避的に形成され、ドレインソース間を逆バイアスする寄生ダイオードを介して、逆向きの電流が流れることがなく、電源の逆接続により、上記通電制御用半導体素子及び/または負荷が破壊される虞がない。さらに、本発明によれば、上記直流電源が正常に接続された状態で、上記負荷及び/またはその配線に誘導成分が含まれているときに、上記負荷に過電流が通電され過電流保護回路が作動し、上記通電制御用半導体素子がオフされた瞬間に、上記誘導成分に蓄えられたエネルギが電磁誘導によってフライバック電圧となって上記逆接保護用半導体素子として設けたP-チャンネルパワーMOSFETに印加されるが、上記ゲート抵抗と上記PチャンネルパワーMOSFETの入力容量によって定まる時定数によって、P-チャンネルパワーMOSFETのゲートへの充電が制限されることでゲートソース間電圧の上昇が抑えられ、PチャンネルパワーMOSFETのゲートソース間耐圧を超えることがなく、P-チャンネルパワーMOSFETのゲート酸化膜が破壊される虞がない。この場合において、上記ゲート抵抗の抵抗値を、その値と上記PチャンネルパワーMOSFETの入力容量との積によって決まる時定数を、上記過電流保護回路の作動により上記通電制御用半導体素子をオフした瞬間に上記誘導成分によって発生した逆起電力が上記通電制御用半導体素子のゲートドレインソース間に印加されクランプされている時間より長くなる範囲に設定することにより、具体的には、ゲート抵抗を上記式で限定される値とすることにより、確実に、上記PチャンネルMOSFETのゲートソース間に印加される電圧をゲート酸化膜耐圧以下とし、ゲート破壊を確実に防止することができる。したがって、簡易な構成により、極めて信頼性の高い電源逆接防止装置の実現が可能となる。本発明は、負荷として、内燃機関に設けられる発熱体の通電制御装置の電源逆接保護装置として好適であり、グロープラグのように、制御部との配線距離が離れており誘導成分を形成し易く、しかも、配線を大電流が流れ、パワーMOSFETを通電制御用半導体素子として用いる場合に、特に効果的である。また、上記通電制御用半導体素子として用いるパワーMOSFETは、NチャンネルMOSFETとPチャンネルMOSFETとのいずれでも良い。図1を参照して、本発明の第1の実施形態における電源逆接保護装置として、電源逆接保護用半導体素子11を設けたグロープラグ通電制御装置1について説明する。図1aは、グロープラグ通電制御装置1の全体概要を示す回路図、本図bは、本図aに示すドライバ16に用いられる昇圧回路160の一例を示す回路図、cは、過電流保護回路161の一例を示す回路図であり、dは、アバランシェ電流IVAとP-チャンネルMOSFETとの関係を示す等価回路図である。グロープラグ通電制御装置1は、図略の内燃機関の燃焼室に設けられ、通電により発熱するグロープラグ18を負荷とし、配線17を介して直流電源10から供給される電源電圧VBを開閉制御する通電制御用半導体素子14の開閉により、グロープラグ18の温度を所望の温度に調整する。なお、本実施形態においては、内燃機関に設けられた発熱体としてグロープラグ18への通電を制御するグロープラグ通電制御装置1において直流電源を誤って逆接続した場合に、通電制御用半導体素子14の破壊を回避する電源逆接保護装置11について説明するが、内燃機関に設けられる発熱体として、グロープラグに限らず、インテークマニホールドに設けられ、吸気を加熱するインテークヒータへの通電を保護するインテークヒータ通電制御装置にも、本発明の電源逆接保護装置は効果を発揮し得るものである。本実施形態において、通電制御用半導体素子14以下、適宜、NchMOS14と称す。には、グロープラグ18に流れる大容量の電流を通電制御可能なNチャンネルパワーMOSFET金属酸化膜電界効果トランジスタが用いられ、そのドレインD14が、本発明の要部であり、NchMOS14の上流側に配設された電源逆接保護用半導体素子11を介して電源10側に接続され、ソースS14が、誘導成分として有限の寄生インダクタンスL2~10μH、典型的には4μHを有する配線17を介して、グロープラグ18に接続され、ゲートD14は、ドライバ16に接続されている。配線17の寄生インダクタンスLとグロープラグ18とは、直列に接続された誘電成分を有する負荷とみなすことができる。また、NchMOS14のドレインD14とソースS14との間には、逆方向にバイアスする寄生ダイオード15が形成されている。本発明の要部である電源逆接保護用半導体素子11以下、適宜、PchMOS11と称す。には、PチャンネルパワーMOSFETが用いられ、そのソースS11が電源10に接続され、ドレインD11がNchMOS14のドレインD14に接続され、ゲートG11が、所定の抵抗値例えば、200Ω以上、50kΩ以下程度を有するゲート抵抗RGを介して接地されており、NchMOS14のドレインD14とソースS14との間には、順方向にバイアスする寄生ダイオード15が形成されている。なお、本発明は、通電制御用半導体素子14を、N-チャンネルパワーMOSFETに限定するものではなく、P-チャンネルパワーMOSFETやMESFET等寄生ダイオードを含む電界効果トランジスタFETである場合に適宜採用できる。通電制御用半導体素子14としてN-チャンネルパワーMOSFETを用いた場合には、負荷であるグロープラグ18のハイサイドで通電制御を行うことができ、グロープラグ18の接地が容易となる。また、通電制御用半導体素子14としてP-チャンネルパワーMOSFETを用いた場合には、P-チャンネルパワーMOSFETを駆動するためにチャージポンプを設ける必要がないので、さらに、装置の小型化を図ることができる。一方、本発明の要部である電源逆接保護用半導体素子11以下、適宜PchMOS11と称す。は、P-チャンネルパワーMOSFETを用いることにより駆動電圧を昇圧するための昇圧回路が不要となり回路規模を小さくできる上に、ゲート抵抗RGとPchMOS11の入力容量CiSSとの積によって求められる時定数τが、寄生インダクタンスLとアバランシェ電流IAVとドレインソース耐圧BVDSS、電源電圧VBによって決まるアバランシェ時間tAVよりも長くなるようにゲート抵抗RGを設定することにより、負荷が誘導成分を含み、過電流保護回路が作動し、通電制御半導体素子が瞬間的に遮断されフライバック電圧が発生した場合でも、ゲート酸化膜の破壊を起こすことがなく、簡易な構成で、しかも、信頼性の高い電源逆接続保護装置が実現できる。ドライバ16は、本図bに示すようなチャージポンプ等の昇圧回路を含み、図略のエンジン制御装置ECUから、エンジンの運転状況に応じて出力される駆動信号SIに従って、チャージコンデンサC1への電源電圧VB充電と放電とを繰り返し、出力コンデンサC2に蓄えたエネルギを重畳して放電することにより、駆動電圧として電源電圧VBの2倍の電圧に昇圧したゲート電圧VGGを通電制御用半導体素子11のゲートソース間に印加する。また、本図cに示すように、駆動ドライバ16には、過電流保護回路161が設けられ、グロープラグ18に印加されるプラグ電流ドレイン電流IDに等しい。と、プラグ電圧ソース電圧VSSに等しい。とから、グロープラグ18の異常の有無を閾値判定し、過電流と判断された場合には、NchMOS14をターンオフさせて、グロープラグ18の過電流による破損を防止している。このとき、NchMOS14と負荷として設けられたグロープラグ18との間をつなぐハーネス17の寄生インダクタンスLによってフライバック電流圧が発生し、大電流がNchMOS14の寄生ダイオード15を介して、電源逆接保護用半導体素子として設けられたPchMOS11のゲートソース間に印加されることになるが、PchMOS11のゲートG11には後述するように、所定の抵抗値を有するゲート抵抗RGが設けられており、ゲート酸化膜の破壊が回避されている。電源逆接保護回路として、通電制御用半導体素子NchMOS14の上流側にPchMOS11を有するグロープラグ通電制御装置1では、電源10が逆接続された場合には、PchMOS11のゲートG11がバイアスされ、ドレインD11とソースS11との間がオフとなり、PchMOS11の寄生ダイオード12は逆接続された電源10に対しては逆方向となるので、グロープラグ18には全く電流が流れることがない。電源10が正しく接続されている場合、PchMOS11のゲートG11は、ソースに対して深くバイアスされ典型的には、-12V、低い抵抗でオンとなる。このため、PchMOS11の駆動には、従来用いているようなチャージポンプを要せず、体格を小さくできる。機関の運転状況に応じて図略のECUから駆動信号SIが発振されると駆動回路16において、電源電圧VBが、チャージポンプ160によってゲート電圧VGGに昇圧されて、NchMOS14のゲートG14に印加されNchMOS14が駆動信号SIに従って開閉駆動され、グロープラグ18への通電が制御される。ここで、グロープラグが短絡した際等に過電流保護回路161が作動し、NchMOS14がターンオフされたとき、グロープラグ18とNchMOS14との間の配線17の寄生インダクタンスLにより蓄えられたフライバックエネルギによって、アバランシェブレークダウンを起こして、ドレインソース間の電圧VDSは、ドレインソース耐圧BVDSS付近まで上昇する。これが、PchMOS11のゲートソース間に印加されるが、このとき、本図dに等価回路で示すように、本発明の要部であるPchMOS11のゲートG11には、所定の抵抗値を有するゲート抵抗RG例えば、10kΩが設けられており、PchMOS11の入力容量Ciss例えば10000pFとの積によって決まる時定数τ例えば、630μsが、NchMOS14がアバランシェブレークダウンを起こしている間の時間tAV例えば、約40μsよりも十分長い時間であれば、PchMOS11のソース電位ソースグランド間電位は上がらず、結果としてPchMOS11のゲートG11とソースS11との間の電圧VGSは、一定値例えば、-15V以上とならず、PchMOS11のゲート酸化膜破壊を起こす虞がない。ここで、図2、図3を参照して、本発明の実施例と比較例とにおけるアバランシェ動作波形の違いについて説明する。図2は、本発明の実施例として、図1に示した回路において、ゲート抵抗RGを10kΩに設定した場合のアバランシェ動作波形を示し、aは、ドレイン電流IDの変化を示す特性図、bは、NchMOS14のドレインソース間電圧VDSの変化を示す特性図、cは、PchMOS11のゲートソース間電圧VGSの変化を示す特性図である。図3は、比較例として、図1に示した回路において、ゲート抵抗RGを10Ωに設定した場合のアバランシェ動作波形を示し、aは、ドレイン電流IDの変化を示す特性図、bは、NchMOS14のドレインソース間電圧VDSの変化を示す特性図、cは、PchMOS11のゲートソース間電圧VGSの変化を示す特性図である。本発明の実施例においては、PchMOS11の入力容量CiSSとゲート抵抗RGとの積によって決まる時定数τが、上述のアバランシェ時間TAVよりも大きくなるようにゲート抵抗RGが設定されている。本実施例においては、例えば、図2aに示すように、グロープラグ18に100Aを超す過電流が流れドライバ16内に設けた保護回路により、NchMOS14がターンオフされた場合、配線17の寄生インダクタンスL開より蓄えられたフライバックエネルギによって発生する逆起電力VFLBによって、アバランシェブレークダウンを起こして、ドレインソース間の電圧VDSは、略耐圧例えば、45Vまで上昇する。しかし、本実施例においては、PchMOS11のゲートG11には、10kΩの抵抗値を有するゲート抵抗RGが設けられているので、PchMOS11の入力容量Ciss例えば10000pFとの積によって決まる時定数t0例えば、630μsは、NchMOS14がアバランシェブレークダウンを起こしている間の時間tAV例えば、約40μsよりも十分長い時間となり、PchMOS11のソース電位ソースグランド間電位は上がらず、結果としてPchMOS11のゲートG11とソースS11との間の電圧VGSは、本図cに示すように、一定値例えば、-15V以上とならず、PcnMOS11のゲート酸化膜破壊を回避できる。一方、比較例においては、PchMOS11のゲートG11と接地との間に設けたゲート抵抗RGは本発明の範囲を外れ、入力容量Cissとの積によって決まる時定数τは、アバランシェ時間tAV以下に設定されている。通常は定常発熱状態において3ないし4A程度通電されるグロープラグであるが、グロープラグ配線の短絡等のいわゆる地絡時には、図3aに示すように、例えば、約100Aのドレイン電流IDが流れることで過電流保護回路が動作し、NchMOS14がターンオフされた瞬間に、配線17の寄生インダクタンスLのフライバック電圧VFLBにより、本図bに示すように、NchMOS14のドレインソース間電圧VDSがその耐圧である45Vに瞬間的に上昇する。NchMOS14のドレインソース間電圧VDSが上昇すると、電源逆接保護用半導体素子を構成するPchMOS11のソース電位も瞬時に上昇する。このとき、ゲート抵抗RGが小さく設定されていると、本図cに示すように、PchMOS11のゲートソース間電圧VGSは、ゲート酸化膜耐圧BVGSSである40Vを瞬時に超え、ゲート酸化膜の絶縁破壊を起こし、PchMOS11が正常動作をしなくなり、ドレイン電流IDを正常に遮断できなくなる。このようなゲート酸化膜破壊をさけるため、従来技術においては、ゲートソース間にツェナーダイオード典型的には20V程度の耐圧を有する。を介装しているが、NchMOS14がターンオフしたときのフライバックエネルギEFLBを吸収する必要があり、許容損失のおおきな大型のパワーツェナーダイオードを用いることとなり、装置の大型化とコスト増を招くことになる。ここで、ゲート抵抗RGの望ましい範囲について説明する。寄生インダクタンスLの配線17にアバランシェ電流IAVが流れたときに蓄えられるエネルギが、NchMOS14で熱として消費された場合、そのエネルギEAVアバランシェエネルギは、下記数式1で表すことができる。なお、この数式は、非特許文献1等において導出が説明されている。過電流保後装置161が作動し、フライバックエネルギEFLBが発生した場合には、アバランシェエネルギEAVは、フライバックエネルギEFLBに等しく、また、アバランシェエネルギEAVは、NchMOS14のドレインソース間電圧VDSが上昇している時間、即ち、ドレイン電圧VDがクランプされている時間tAVアバランシェ時間を用いて表すことができ、これらの関係を下記数式2で表すことができる。さらに、上記数式1と上記数式2との関係から、下記数式3を導き出すことができる。アバランシェ時間tAVがPchMOS11の入力容量Cissとゲート抵抗RGの積で決まる時定数τよりも短ければ、上述のようなゲートG11とソースS11との間のゲートソース間電圧VGSの上昇が起こらず、ゲート酸化膜の破壊を回避できる。そこで、下記数式4が成立する条件において、PchMOS11のゲート酸化膜破壊が回避できることがわかる。上記数式4から、ゲート抵抗RGを下記数式5を満たす範囲に設定するのが望ましいことがわかる。ここで、BVDSSは、NchMOS14のドレインソース間耐圧、VBは電源電圧、Lは配線17の寄生インダクタンス、IAVは、NchMOS14、PchMOS11に共通のドレイン電流、即ち、グロープラグ18に流れる電流であって、過電流保護回路161が作動してNchMOS14がターンオフされた直後に配線17の寄生インダクタンスに蓄えられたエネルギーがフライバック電圧を発生させ、NchMOS14がアバランシェブレークダウンを起こした瞬間のアバランシェ電流を示し、Cissは、PchMOS11の入力容量を示す。例えば、グロープラグ通電制御装置1において、過電流保護回路が作動するドレイン電流IDは、一般に、50~150Aが設定され、NchMOS14のドレインソース間耐圧BVDSSは、40~60v、Lは2~10μHに設定される。また、Cissは通常1000~10000pFの値を有する。したがって、数5から、ゲート抵抗RGの抵抗値を、通常200Ω~50kΩ程度とするのが望ましいことがわかる。