所定の電流値の電流を生成する定電流源と、前記定電流源からの電流によって電荷が充電されるキャパシターと、前記キャパシターに充電された電荷に基づく電圧と、所定の電圧値を有するリファレンス電圧とを比較した結果に基づいて、パルス信号を出力するコンパレーターと、を含むパルス発生回路。請求項1に記載のパルス発生回路において、前記コンパレーターの出力端子を、高電位側の電源電位にプルアップするプルアップ用トランジスターを含むパルス発生回路。請求項1乃至2のいずれかに記載のパルス発生回路において、前記パルス発生回路は、第1のパルス信号と、第2のパルス信号と、を出力し、前記第1のパルス信号がアクティブ状態になる期間は前記第2のパルス信号がアクティブ状態となる期間よりも短いパルス発生回路。請求項1乃至3のいずれかに記載のパルス発生回路と、センサーからの信号を受け取り、デジタル値であるセンサー出力サンプリング信号に変換して出力する変換回路と、前記センサー出力サンプリング信号に基づいて、前記センサーが検出した測定量を計算するロジック回路と、を含み、前記ロジック回路は、前記パルス発生回路からの前記パルス信号に基づいて、前記センサーおよび前記変換回路の電源供給を制御する電源供給制御信号を出力する集積回路装置。請求項2に記載のパルス発生回路において、前記定電流源および前記リファレンス電圧をオン状態にする第1のイネーブル信号と、前記第1のイネーブル信号がアクティブ状態になった後に、所与の期間をおいてアクティブ状態となり、前記コンパレーターをオン状態にする第2のイネーブル信号と、を受け取り、前記プルアップ用トランジスターは、前記第2のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合にオン状態となるパルス発生回路。請求項5に記載のパルス発生回路において、前記第1のイネーブル信号がアクティブ状態であって、かつ前記第2のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合に、前記キャパシターに充電された電荷を放電する放電用トランジスターを含むパルス発生回路。請求項4に記載の集積回路装置と、前記センサーと、前記集積回路装置を制御するMCUと、を含む検出装置。しかし、特許文献1の発明では、センサーのみが間欠動作しており、他の回路は常時動作している。更に消費電力を抑えるためには、センサー以外の回路も間欠動作させることが好ましい。例えばセンサーだけでなく、その出力信号を受け取り信号の変換を行う回路以下、変換回路も間欠動作を行えば、更に消費電力を抑えることが可能である。このとき、センサーや変換回路を起動させる時間が短いほど消費電力削減の効果が高い。例えば、パルス信号のパルス幅に応じて起動時間を制御できるとする。このとき、パルス幅が短いほど消費電力を削減することができる。しかし、システムクロックに基づく同期設計でパルス信号を生成すると、システムクロックの周波数でパルス幅が決定されてしまう。また、製造ばらつき等を考慮すると、このパルス幅は例えば出荷時に容易かつ正確に調整可能でなければならない。本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものである。本発明のいくつかの態様によれば、パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期にパルス信号を生成することが可能なパルス発生回路を提供する。1本発明は、所定の電流値の電流を生成する定電流源と、前記定電流源からの電流によって電荷が充電されるキャパシターと、前記キャパシターに充電された電荷に基づく電圧と、所定の電圧値を有するリファレンス電圧とを比較した結果に基づいて、パルス信号を出力するコンパレーターと、を含むパルス発生回路である。本発明のパルス発生回路は、定電流源と、その電流により電荷が充電されるキャパシターと、キャパシターに充電された電荷に基づく電圧をリファレンス電圧と比較するコンパレーターと、を含む。そのため、本発明によれば、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも1つを変更することで、パルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができる。このとき、例えばキャパシターに充電された電荷に基づく電圧とリファレンス電圧とを比較したコンパレーターの出力がパルス信号となる。そのため、システムクロックとは非同期のパルス信号を生成することができる。なお、キャパシターは一方の端子である第1端子を接地し、他方の端子である第2端子を定電流源と直列に接続してもよい。また、キャパシターに充電された電荷に基づく電圧とは、第2端子の電圧であってもよい。例えば、定電流源の電流値、キャパシターの容量、リファレンス電圧の電圧値は、パルス発生回路の外部から信号に応じて連動して、又は個別に変化してもよい。2このパルス発生回路において、前記コンパレーターの出力端子を、高電位側の電源電位にプルアップするプルアップ用トランジスターを含んでもよい。3このパルス発生回路において、前記定電流源および前記リファレンス電圧をオン状態にする第1のイネーブル信号と、前記第1のイネーブル信号がアクティブ状態になった後に、所与の期間をおいてアクティブ状態となり、前記コンパレーターをオン状態にする第2のイネーブル信号と、を受け取り、前記プルアップ用トランジスターは、前記第2のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合にオン状態となってもよい。4このパルス発生回路において、前記第1のイネーブル信号がアクティブ状態であって、かつ前記第2のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合に、前記キャパシターの電荷を放電する放電用トランジスターを含んでもよい。これらの発明によれば、コンパレーターの出力端子をプルアップするプルアップ用トランジスターを備えることにより、不定レベルの信号が伝播しないようにすることができる。そのため、コンパレーターの入力信号を供給する定電流源、リファレンス電圧、そしてコンパレーター自体をオフ状態にすることが可能になり、パルス発生回路での消費電力を抑えることができる。ここで、通常の信号とは、高電位側のハイレベル以下、Hレベルまたは低電位側のローレベル以下、Lレベルをとる信号をいう。不定レベルの信号とは、これらの中間のレベルの信号をいう。このとき、たとえば、定電流源およびリファレンス電圧をオン状態にする第1のイネーブル信号と、その後にコンパレーターをオン状態にする第2のイネーブル信号が入力されてもよい。第1のイネーブル信号がアクティブ状態になってから、所与の時間をおいて第2のイネーブル信号がアクティブ状態になってもよい。所与の時間とは、例えばシステムクロックの1~1023サイクルであってもよいし、数msといった具体的な時間であってもよい。第1および第2のイネーブル信号が入力される場合、第2のイネーブル信号が非アクティブ状態のときに、プルアップ用トランジスターがオン状態になってもよい。これにより、確実に不定レベルの信号が伝播しないようにすることができる。本発明のパルス発生回路は、さらにキャパシターの電荷を放電する放電用トランジスターを含んでもよい。そして、第1のイネーブル信号がアクティブ状態であって、かつ第2のイネーブル信号が非アクティブ状態の場合に、放電用トランジスターによってキャパシターの電荷を放電してもよい。このとき、パルス発生回路は定期的にパルス信号を発生することができる。5このパルス発生回路において、前記パルス発生回路は、第1のパルス信号と、第2のパルス信号と、を出力し、前記第1のパルス信号がアクティブ状態になる期間は前記第2のパルス信号がアクティブ状態となる期間よりも短くてもよい。本発明のパルス発生回路は、異なるタイミングでアクティブ状態となるパルス信号電源供給制御信号を生成してもよい。これらのパルス信号は、例えば、パルス発生回路の外部にあるセンサー、およびセンサーからの信号を受け取る変換回路に、それぞれ与えられてもよい。このとき、センサー、変換回路における起動後の出力不安定時間、すなわち通常の信号を出力するまでの時間、を考慮して、さらに消費電力を抑えることができる。具体的には、変換回路はセンサーに比べて通常の信号を出力するまで時間がかかる。そのため、第1のパルス信号と、前記第1のパルス信号がアクティブ状態になる前に、所与の期間だけ早くアクティブ状態となる第2のパルス信号とを用意する。そして、第1のパルス信号をセンサーに、第2のパルス信号を変換回路に電源供給制御信号として供給する。このとき、一方のパルス信号がアクティブ状態になる期間は、他方のパルス信号がアクティブ状態になる期間よりも短くなる。6本発明は、前記のいずれかに記載のパルス発生回路と、センサーからの信号を受け取り、デジタル値であるセンサー出力サンプリング信号に変換して出力する変換回路と、前記センサー出力サンプリング信号に基づいて、前記センサーが検出した測定量を計算するロジック回路と、を含み、前記ロジック回路は、前記パルス発生回路からの前記パルス信号に基づいて、前記センサーおよび前記変換回路の電源供給を制御する電源供給制御信号を出力する集積回路装置である。本発明の集積回路装置は、パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期に発生するパルス信号をセンサーおよび変換回路の電源供給制御信号とする。そのため、短時間だけセンサーおよび変換回路を動作させることが可能であり、消費電力を抑えることができる。また、パルス発生回路を1チップ化した集積回路装置とすることで小型化することができ、適用範囲の広めることが可能になる。7本発明は、前記のいずれかに記載の集積回路装置と、前記センサーと、前記集積回路装置を制御するMCUと、を含む検出装置である。本発明の検出装置は、パルス幅を容易かつ正確に調整可能であって、システムクロックとは非同期に発生するパルス信号をセンサーおよび変換回路の電源供給制御信号とする集積回路装置を含む。そのため、本発明によれば、製造ばらつきや動作環境の変化があっても正確な測定が可能で、消費電力も抑えることが可能である。なお、MCUMicroControllerUnitは、例えばプロセッサーであると共にROMやRAMなどのメモリーやインターフェース関連の周辺機能等を含んでいてもよい。また、MCUは、集積回路装置を制御するとともに、センサーが検出した測定量を例えば積算して、結果を表示部等に表示させてもよい。1.第1実施形態本発明の第1実施形態について図1~図5、図9を参照して説明する。以下では、第1実施形態のパルス発生回路について最初に説明し、その後に第1実施形態のパルス発生回路を適用した集積回路装置と検出装置について説明する。1.1.本実施形態のパルス発生回路の構成図1は本実施形態のパルス発生回路20の回路図である。パルス発生回路20は、定電流源32、キャパシター36、コンパレーター40を含む。定電流源32は、トランスミッションゲート34がオン状態のときに所定の電流値の電流を流す。キャパシター36は、一方の端子第1端子が接地され、他方の端子第2端子はトランスミッションゲート34を介して定電流源32に接続されている。よって、トランスミッションゲート34がオン状態のときに、キャパシター36には徐々に電荷が充電されることになる。キャパシター36の第2端子は、トランスミッションゲート38に並列に接続されていてもよい。トランスミッションゲート38がオン状態のときにキャパシター36の電荷が放電される。すなわち、トランスミッションゲート38は放電用トランジスターであるので、以下では放電用トランジスター38とする。コンパレーター40は、キャパシター36に充電された電荷に基づく電圧であるチャージ電圧130と、リファレンス電圧42とのレベルを比較する。本実施形態では、リファレンス電圧42は所定の電圧値VRをとる。例えば、チャージ電圧130が電圧値VR未満の場合には、コンパレーター出力信号126はLレベルとなる。そして、その信号をインバーター48によって反転して得られる出力パルス信号120はHレベルとなる。コンパレーター40の出力端子は、トランスミッションゲート44に接続されていてもよい。トランスミッションゲート44がオン状態のときにHレベルにプルアップされる。すなわち、トランスミッションゲート44はプルアップ用トランジスターであるので、以下ではプルアップ用トランジスター44とする。ここで、消費電力を抑えるために、パルス発生回路20は使用されないときにオフ状態になっている要素を含んでいてもよい。本実施形態では、定電流源32とリファレンス電圧42は、第1のイネーブル信号であるパルス電源イネーブル信号124によって、オン状態となってもよい。パルス電源イネーブル信号124はパルス発生回路20を使用するときにアクティブ状態になる信号である。また、本実施形態では、コンパレーター40は、第2のイネーブル信号であるパルス発生イネーブル信号122によって、オン状態となってもよい。パルス発生イネーブル信号122は、パルス電源イネーブル信号124がアクティブ状態となった後に、所与の期間例えば、システムクロックで数サイクルをおいてアクティブ状態となる。これにより、十分なセットアップ時間の後に、コンパレーター40からの出力すなわち出力パルス信号120の出力が開始される。本実施形態のパルス発生回路20は、NAND回路60、62、インバーター64で構成されるフリップフロップを含む。このフリップフロップは、パルス発生イネーブル信号122と出力パルス信号120との組み合わせに応じた値を保持する。このフリップフロップが保持する値に応じて、キャパシター36は電荷を充電、又は放電する。例えば、インバーター66の出力値がHレベルのとき、トランスミッションゲート34がオン状態となり、キャパシター36は電荷を充電される。逆に、インバーター66の出力値がLレベルのとき、放電用トランジスター38がオン状態となり、キャパシター36は電荷を放電する。なお、本実施形態では、プルアップ用トランジスター44はパルス発生イネーブル信号122によって制御される。パルス発生イネーブル信号122が非アクティブ状態ここでは、Lレベルのときには、コンパレーター40がオフ状態となっているので、その出力端子をプルアップする必要がある。本実施形態のパルス発生回路20は、パルス発生イネーブル信号122をインバーター46で反転して、プルアップ用トランジスター44に接続し、この動作を実現している。1.2.間欠動作におけるコンパレーターの出力について図2A~図2Bは、コンパレーターCMPの間欠動作における動作を説明する図である。コンパレーターを間欠動作させることは、消費電力を抑制することにつながる。図2AはコンパレーターCMPの構成を表している。信号VINNが入力される反転入力端子、信号VINPが入力される非反転入力端子、出力信号VOUTを出力する出力端子の他に、イネーブル信号ENを受け取るイネーブル端子を備えている。イネーブル信号ENが例えばLレベルのときには、コンパレーターは動作せずオフ状態、電源供給も不要なため電力を消費しない。しかし、コンパレーターCMPをオフ状態にした場合には、その出力信号VOUTとして不定レベルの信号が伝播するおそれがある。また、コンパレーターCMPを起動させた場合、通常の信号を出力するまでに一定の時間がかかる。つまり、コンパレーターCMPの起動後に出力不安定時間が存在する。図2BはコンパレーターCMPの出力信号VOUTの例である。イネーブル信号ENがLレベルからHレベルに変化することで、コンパレーターCMPは起動する。しかし、起動するまで出力信号VOUTは不定レベルの信号を出力している。そして、起動後も出力信号VOUTが通常の信号であるHレベルを出力するまでに、出力不安定時間tidleが存在する。コンパレーターを含む回路で間欠動作を行うときには、通常の信号が出力されない期間を考慮する必要がある。なお、この例における入力端子の印加電圧は、VINP>VINNとなっている。例えば、図1のパルス発生回路20では、パルス発生イネーブル信号122によってコンパレーター40のオン状態、オフ状態を切り換える。そして、コンパレーター40がオフ状態のときに、不定レベルの信号が伝播しないように、プルアップ用トランジスター44を備えている。また、例えばセンサーを含む検出装置等において、センサーからのアナログ信号を受け取ったコンパレーターの出力をサンプリングすることがある。このとき、前記の出力不安定時間が例えば製造ばらつきによって変動することを考慮する必要がある。そのため、前記の出力不安定時間の変動があっても適切なデータを取得できるように、サンプリングのタイミングを与えるパルス信号は、非常に正確である必要がある。ここで、システムクロックに同期したパルス信号であれば正確なタイミングを与えるが、システムクロックの周波数が低い場合にはサンプリングに時間がかかる。そのため、検出装置の検出性能が悪くなり、センサー等が起動している時間が長くなるため消費電力を抑制する効果がなくなる。よって、コンパレーターの出力をサンプリングするタイミングを与えるパルス信号には、システムクロックに非同期であって、かつタイミングが正確であることが求められる。本実施形態のパルス発生回路は、システムクロックとは非同期に、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも1つを変更することで、パルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができる。ここで、本実施形態のコンパレーターは、例えば、図9のような構成であるとする。本実施形態のコンパレーター40は、非反転入力VINPと反転入力VINNを受け取る2つのN型トランジスター、カレントミラー回路を構成する2つのP型トランジスター、非反転入力VINPと反転入力VINNとの大小関係に応じてスイッチとして機能するP型トランジスター、および定電流源が、図9のように接続されている。本実施形態のコンパレーター40は、コンパレーター出力信号126はHレベルからLレベルに変化するときのスルーレートが小さい。そのため、低消費電力化、回路規模削減の効果が得られる。ここで、コンパレーター出力信号126がHレベルからLレベルへとゆるやかに変化する図3のコンパレーター出力信号126の時刻t1~t3における変化を参照。そのため、後段のインバーター48図1参照で貫通電流が流れる可能性があるが、ゲート長を長く設計することで貫通電流を低減させることが可能である。したがって、図9のコンパレーター40を用いることは、パルス発生回路20の低消費電力化、回路規模削減の効果が得られる。1.3.波形図図3は本実施形態のパルス発生回路の波形図である。図3を参照して、出力パルス信号120のタイミングを容易かつ正確に調整できることを説明する。なお、図1と同じ信号には同じ符号を付しており説明は省略する。図3のシステムクロックは、ここではパルス発生回路、およびパルス発生回路を含むシステムが使用するクロックである。パルス発生回路は、システムクロックとは非同期の出力パルス信号120を生成する。まず、時刻t0において、パルス電源イネーブル信号124がアクティブ状態になり、図1の定電流源32とリファレンス電圧42がオン状態となる。そして、システムクロックの1サイクル分である期間T0をセットアップ期間として、その後の時刻t1において、パルス発生イネーブル信号122がアクティブ状態になる。パルス発生イネーブル信号122によって、コンパレーター40図1参照が起動する。時刻t1では、直前までオン状態であったプルアップ用トランジスター44図1参照の影響により、コンパレーター出力信号126はHレベルである。しかし、徐々にLレベルへと変化し、時刻t2で出力パルス信号120をHレベルに変化させる。そして、チャージ電圧130が上昇し始める。コンパレーター40図1参照は、チャージ電圧130とリファレンス電圧VRとを比較する。そして、チャージ電圧130がリファレンス電圧VRを超えた時刻t3にコンパレーター出力信号126がHレベルに変化する。そして、出力パルス信号120はLレベルに反転する。このタイミングは、例えばシステムクロックの立下りの時刻t4とは無関係である。よって、パルス発生回路はシステムクロックと非同期の出力パルス信号120を出力できる。このように、本実施形態のパルス発生回路では、出力パルス信号120のタイミングをチャージ電圧130とリファレンス電圧VRとの関係で決定する。そのため、チャージ電圧130の変化を定める定電流源の電流値、キャパシターの容量の少なくとも1つを例えば出荷時に調整することで、正確なパルス信号を発生することができる。また、リファレンス電圧の電圧値VRを調整することによっても、正確なパルス信号を発生することができる。本実施形態のパルス発生回路は、システムクロックと非同期で容易かつ正確に調整できるパルス信号を発生させることが可能であるため、後述するように検出装置等に適用できる。例えば、センサーを含む検出装置において、センサーおよび変換回路の電源をオン状態にする電源供給制御信号センサー電源イネーブル信号222が用いられることがある。このとき、センサー電源イネーブル信号222を出力パルス信号120に基づいて生成することで、必要なときにだけセンサー等をオン状態にすることができ、消費電力を抑えることが可能になる。このとき、変換回路がコンパレーターであれば、個々の検出装置で異なる出力不安定時間を有することがあり得る。すると、十分なホールド期間T2を残しながら、センサー出力サンプリング信号200が十分安定する期間T1のタイミングを与える正確なパルス信号が必要になる。本実施形態のパルス発生回路では、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも1つを変更することでパルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができる。そのため、後述するように検出装置等に好適に適用できる。なお、センサー電源イネーブル信号222とセンサー出力サンプリング信号200は、図5のブロック図の同じ符号の信号に対応する。1.4.回転検出装置の動作ここで、検出装置の1つである回転検出装置について、図4A~図4Bを参照して説明する。図4Aは回転検出装置が設置される流路の上面図であり、図4Bはその部分断面図を表す。なお、図4Aではセンサーの1つである磁気センサーの図示は省略している。回転検出装置では、測定したい量被測定量を回転数に置き換えて、その回転数を例えば磁気センサーで検出して電気信号を出力する。電気信号は例えばMCUで処理されて被測定量が得られる。被測定量とは、例えば水等の液体の流量であってもよいし、圧力、温度、照度等であってもよい。以下では、液体の流量を測定する回転検出装置について説明する。例えば液体は水であり、このとき水道メーターに適用可能である。図4Aでは、液体の流路104に羽根車100が設置されている。液体が矢印X1の方向に流れる場合、羽根車100は矢印X2のように時計回りに回転する。回転数を測定することで液体の流量がわかる。ここで、羽根車100の軸には磁石102が取り付けられており、羽根車100が回転することで磁気が変化する。図4Bは図4Aの液体の流路104の断面図である。羽根車100の近くに、磁気センサー106が基板108に取り付けられて設置されている。このとき、磁気センサー106は羽根車100とは非接触である。磁気センサー106は、羽根車100が回転すると磁石102によって変化する磁気を検出する。そして、検出結果に基づいて電気信号を出力し、例えば基板108に取り付けられたMCU図外がその信号を受け取って回転数を計算する。また、MCUは回転数に基づいて液体の流量を計算する。例えば水道メーターのような回転検出装置は、電池によって駆動されることがある。そのため、電池によって長期間動作させるために、消費電力を小さくしたいとの要求が強くある。また、正確な測定のために、センサーの出力は適切なタイミングでサンプリングされる必要がある。そこで、検出装置として、あるいは検出回路が含む集積回路装置として、本実施形態のパルス発生回路を組み込むことで、後述のように低消費電力で正確なサンプリングを行うことが可能になる。1.5.集積回路装置、検出装置図5は、本実施形態のパルス発生回路20を含む集積回路装置2と検出装置1を表す。なお、図1、図3と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明は省略する。本実施形態の検出装置1は、前記の回転検出装置であるとするが、これに限られるものではない。図5のように、本実施形態のパルス発生回路20は、検出装置1の一部として使用されてもよい。このとき、パルス発生回路20はコンパレーター72、トランスミッションゲート76、ロジック回路10とともに集積回路装置2として1チップ化されてもよい。なお、集積回路装置2は、さらに磁気検出回路70を含んでいてもよい。磁気検出回路70は磁気の変化を検出する磁気センサーであり、以下、磁気検出回路70をセンサーと表現する。また、センサーの出力を受け取りデジタル値であるセンサー出力サンプリング信号200に変換して出力するコンパレーター72は、変換回路と表現する。センサーと変換回路は複数あってもよい。集積回路装置2は、検出装置1の消費電力を抑えるため、センサーのみならず変換回路も間欠動作させる。このとき、センサー電源イネーブル信号222によってトランスミッションゲートのオン状態とオフ状態を切り換えることで、ロジック回路10はセンサーと変換回路への電源供給を制御する。本実施形態では、センサー電源イネーブル信号222が1のときだけ、トランスミッションゲート76がオン状態となり、ロジック回路10にセンサー出力サンプリング信号200が入力される。それ以外にはセンサーのみならず変換回路も電力を消費しないので消費電力を小さくできる。このとき、ロジック回路10は、パルス発生回路20からの出力パルス信号120に基づいてセンサー電源イネーブル信号222を生成し、センサー出力サンプリング信号200をサンプリングする図3参照。センサーからのデータをサンプリングする必要最小限な時間だけセンサー等をオン状態にすることができるため、消費電力を抑えることが可能になる。また、本実施形態のパルス発生回路20では、定電流源の電流値、キャパシターの容量、およびリファレンス電圧の電圧値の少なくとも1つを変更することで出力パルス信号120のタイミングを容易かつ正確に調整可能である。そのため、センサー出力サンプリング信号200が十分安定したときにサンプリングすることができる。ここで、検出装置1は、集積回路装置2、磁気検出回路70の他にMCU3を含む。集積回路装置2は、回転、または回転停止に応じて割り込み信号211を出力する。MCU3は割り込み信号211に基づいて、カウンター等を用いて例えば流量の積算値を求めてもよい。割り込み信号211は正回転、逆回転、回転停止等に応じて複数用意されていてもよい。なお、検出装置1では、ロジック回路10がMCU3からの制御信号201に基づいて、パルス発生回路20にパルス電源イネーブル信号124やパルス発生イネーブル信号122を与える。このように、本実施形態のパルス発生回路は、パルス信号のタイミングを容易かつ正確に調整することができるため、検出装置1やその集積回路装置2に好適に適用できる。2.第2実施形態本発明の第2実施形態について図6~図8を参照して説明する。第2実施形態のパルス発生回路では、出力パルス信号を複数生成して出力することで、検出装置1などに適用した場合に更に消費電力を抑えることが可能である。なお、出力パルス信号は3つ以上であってもよいが、本実施形態では2つであるとする。2.1.本実施形態のパルス発生回路の構成本実施形態のパルス発生回路について図6を用いて説明する。図6は本実施形態のパルス発生回路20Aの回路図である。図1~図5と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明を省略する。パルス発生回路20Aは、2つのコンパレーター40A、40Bを含む。それぞれの出力である第1コンパレーター出力信号126A、第2コンパレーター出力信号126Bは、論理回路を経由して、それぞれ第1のパルス信号である第1出力パルス信号120A、第2のパルス信号である第2出力パルス信号120Bとして出力される。ここで、2つのコンパレーター40A、40Bはチャージ電圧130と、リファレンス電圧とのレベルを比較する。ここで、2つのコンパレーター40A、40Bは、それぞれ異なるリファレンス電圧第1のリファレンス電圧42A、第2のリファレンス電圧42Bを用いる。例えば、コンパレーター40Aの第1のリファレンス電圧42Aは電圧値をVR0とし、コンパレーター40Bの第2のリファレンス電圧42Bは電圧値をVR1>VR0としてもよい。本実施形態では、第2出力パルス信号120Bは第2コンパレーター出力信号126Bをインバーター48で反転して得られる。そして、第1出力パルス信号120Aは、第2出力パルス信号120Bと第1コンパレーター出力信号126Aとを入力したAND回路49の出力信号である。このように、複数の信号の組み合わせにより出力パルス信号を生成することも可能である。ここで、コンパレーター40A、40Bも、例えば、図9のような構成であってもよい。本実施形態では2つのコンパレーター40A、40Bを用いるので、図9のような構成のコンパレーターを用いることは、第1実施形態に比べても、低消費電力化、回路規模削減の効果が大きい。本実施形態のパルス発生回路20Aは、タイミングの異なる2つのパルス信号を出力できる。例えば、これらに基づいて電源供給制御信号を生成すれば、同信号を供給される回路ごとに無駄なく間欠動作させることができ、更なる消費電力の抑制が可能になる。なお、2つのコンパレーター40A、40Bのそれぞれの出力端子にも、トランスミッションゲートであるプルアップ用トランジスター44A、44Bが接続されている。これにより、不定レベルの信号が伝播しないようにする。なお、プルアップ用トランジスター44A、44Bは、それぞれパルス発生イネーブル信号122をインバーター46A、46Bで反転した信号がHレベルのときにオン状態になる。2.2.波形図図7は本実施形態のパルス発生回路の波形図である。なお、図1、図3、図6と同じ信号には同じ符号を付しており説明は省略する。パルス発生回路は、システムクロックとは非同期の出力パルス信号120A、120Bを生成する。第1実施形態図3と同じく、時刻t1では、直前までオン状態であったプルアップ用トランジスター44A、44B図6参照の影響により、第1コンパレーター出力信号126A、第2コンパレーター出力信号126BはHレベルである。しかし、徐々にLレベルへと変化し、時刻t2で第2出力パルス信号120BをHレベルに変化させる。そして、チャージ電圧130が上昇し始める。そして、チャージ電圧130が第1のリファレンス電圧VR0を超えた時刻t2Aに第1コンパレーター出力信号126AがHレベルに変化する。そして、第1出力パルス信号120AはHレベルに変化する。チャージ電圧130が第2のリファレンス電圧VR1を超えた時刻t3には、第2コンパレーター出力信号126BもHレベルに変化する。このとき、第1出力パルス信号120A、第2出力パルス信号120Bは、共にLレベルに変化する。このように、リファレンス電圧の差によるコンパレーター出力信号が反転するタイミングの違いと、例えば図6のAND回路49を経由することによって、異なる2つの出力パルス信号第1出力パルス信号120A、第2出力パルス信号120Bが生成される。これらの出力パルス信号120A、120Bのそれぞれに基づいて電源供給制御信号を生成すれば、回路ごとに無駄なく間欠動作させることができ、更なる消費電力の抑制が可能になる。具体的には、通常の信号が出力されるまでに時間がかかる回路例えば、変換回路については、早くにアクティブ状態となる変換回路電源イネーブル信号222Aを供給する。そして、すぐに通常の信号が出力される回路例えば、センサーについては、期間T4の後にアクティブ状態となるセンサー電源イネーブル信号222Bを供給する。なお、本実施形態では、変換回路電源イネーブル信号222Aは第2出力パルス信号120Bに基づいて生成される第2の電源供給制御信号であり、センサー電源イネーブル信号222Bは第1出力パルス信号120Aに基づいて生成される第1の電源供給制御信号である。2.3.集積回路装置、検出装置図8は、本実施形態のパルス発生回路20Aを含む集積回路装置2Aと検出装置1Aを表す。なお、図1、図3、図5~図7と同じ要素については同じ番号、符号を付しており説明は省略する。本実施形態の検出装置1Aは、第1実施形態と同じく回転検出装置であるとするが、これに限られるものではない。図8のように、本実施形態のパルス発生回路20Aは、検出装置1Aの一部として使用されてもよい。このとき、パルス発生回路20Aはコンパレーター72変換回路、トランスミッションゲート76A、76B、ロジック回路10Aとともに集積回路装置2Aとして1チップ化されてもよい。なお、集積回路装置2Aは、さらに磁気検出回路70センサーを含んでいてもよい。また、トランスミッションゲート76Bは、集積回路装置2Aに含まれていなくてもよい。このとき、集積回路装置2Aは、センサー電源イネーブル信号222Bをトランスミッションゲート76Bに出力する。パルス発生回路20Aは、タイミングの異なる2つのパルス信号第1出力パルス信号120A、第2出力パルス信号120Bをロジック回路10Aに出力する。そして、ロジック回路10Aは、前記のように変換回路電源イネーブル信号222Aを第2出力パルス信号120Bに基づいて生成し、センサー電源イネーブル信号222Bを第1出力パルス信号120Aに基づいて生成する。変換回路コンパレーター72には、図2Bのように起動時に出力不安定時間tidleが存在し、この間にセンサーが動作しているとしても、正しいデータがロジック回路10Aに伝えられることがない。よって、出力不安定時間tidleには、センサーをオフ状態としているほうが消費電力を抑えることができる。そこで、変換回路電源イネーブル信号222Aとセンサー電源イネーブル信号222Bとを用意することで、変換回路とセンサーがオン状態となるタイミングを変えて、検出装置1Aの消費電力を抑える。具体的には、変換回路電源イネーブル信号222Aはトランスミッションゲート76Aに入力されて、図7の時刻t2のタイミングで変換回路を起動させる。一方、センサー電源イネーブル信号222Bはトランスミッションゲート76Bに入力されて、図7の時刻t2Aのタイミングでセンサーを起動させる。このとき、変換回路の出力不安定時間にはセンサーは起動しないので、検出装置1Aの動作として無駄がなく、消費電力を抑えることができる。これらの例示に限らず、本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成例えば、機能、方法および結果が同一の構成、あるいは目的および効果が同一の構成を含む。例えば、本実施形態や変形例では磁気センサーを用いて説明したが、磁気センサーに限らず、圧力センサー、照度センサー、温度センサーを用いてもよい。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。