"直流電源から供給される直流電圧を変換してモータ駆動用の直流の駆動用電圧を生成するコンバータを搭載した車両に備えられ、そのコンバータを制御する車両用コンバータ制御装置であって、前記コンバータは、入力される制御信号に応じた変換比率にて前記直流電圧を前記駆動用電圧に変換する回路構成を有すると共に、その回路構成中にコンデンサ及びコイルが含まれることによりこれらコンデンサ及びコイルからなる共振回路が形成されており、当該車両用コンバータ制御装置は、前記コンバータにて生成される前記駆動用電圧が所定の目標電圧となるようにその目標電圧に応じた基本指令値を演算する基本指令値演算手段と、前記コンバータから出力される前記駆動用電圧の変動状態を検出する変動状態検出手段と、前記変動状態検出手段により検出された前記駆動用電圧の変動状態に基づき、その駆動用電圧の変動が抑制されるように前記基本指令値を補正するための、その変動状態に応じた補正値を演算する補正値演算手段と、前記基本指令値演算手段により演算された前記基本指令値を前記補正値演算手段により演算された前記補正値により補正することで制御指令値を演算し、その制御指令値に応じた前記制御信号を生成して前記コンバータへ出力する制御信号生成手段と、を備えたことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項1に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記変動状態検出手段は、所定の検出タイミング毎に前記コンバータから出力される前記駆動用電圧の変化率を演算することにより、前記変動状態を検出し、前記補正値演算手段は、前記変動状態検出手段により演算された前記変化率に基づいて、その変化率の絶対値が小さくなるような前記補正値を演算することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項2に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記変動状態検出手段は、所定の検出周期の前記検出タイミング毎に、前記コンバータから出力される前記駆動用電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出タイミング毎に、前記変化率としての、その検出タイミングで前記電圧検出手段により検出された前記駆動用電圧とその検出タイミングよりも一又は複数の前記検出周期分だけ前の検出タイミングにて検出された前記駆動用電圧との差分を演算する差分演算手段と、を備え、前記補正値演算手段は、前記差分演算手段により演算された前記差分に基づいて、その差分の絶対値が小さくなるような前記補正値を演算することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項3に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記補正値演算手段は、前記差分演算手段により演算された前記差分の絶対値が所定の差分閾値より大きいか否かを判断する差分判断手段を備え、その差分判断手段によって前記差分の絶対値が前記差分閾値より大きいと判断された場合に、前記補正値の演算を行うことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項4に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記補正値演算手段は、所定の正及び負の補正定数が予め設定されており、前記差分判断手段によって前記差分の絶対値が前記差分閾値より大きいと判断された場合、その差分の正負に応じて、その差分の絶対値を小さくするための正又は負の前記補正定数を前記補正値として設定することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項4又は請求項5に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記差分閾値は、前記モータの電気角周波数が、前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より低い場合に、前記差分の絶対値が当該差分閾値を超えないような値に、設定されていることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項3~請求項6の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記差分演算手段が前記差分を演算する際のその演算対象である2つの前記駆動用電圧の検出時間差は、前記共振回路の共振周期の1/2以下であることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項7に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記変動状態検出手段は、前記コンバータから出力された前記駆動用電圧を入力すると共にその入力した駆動用電圧のうち前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、そのフィルタ手段により前記周波数成分が除去された後の前記駆動用電圧に対してその変動状態を検出することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項1~請求項8の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、前記補正値に対する調整量を、前記目標電圧変化率演算手段が演算した前記目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、前記調整量に基づき前記補正値を調整する補正値調整手段と、を備えることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項3~請求項8の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、前記差分に対する調整量を、前記目標電圧変化率演算手段が演算した前記目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、前記調整量に基づき前記差分を調整する差分調整手段と、を備えることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項1に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記変動状態検出手段は、前記変動状態として、前記目標電圧と前記駆動用電圧との差である目標偏差を検出し、前記補正値演算手段は、前記モータの電気角周波数を検出する電気角周波数検出手段と、前記電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を前記補正値として生成する正弦波信号生成手段と、前記正弦波信号生成手段により生成された前記正弦波信号を前記制御指令値としたならば前記コンバータから出力されるであろう電圧である推定出力電圧の位相と、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差の位相とが一致するように、前記正弦波信号の位相を設定する位相設定手段と、を備え、前記正弦波信号生成手段は、前記位相設定手段により設定された位相と前記電気角周波数検出手段により検出された前記電気角周波数により決定される角度にて変化するような前記正弦波信号を生成し、前記制御信号生成手段は、前記基本指令値演算手段により演算された前記基本指令値から、前記補正値演算手段により生成された前記補正値としての前記正弦波信号を減じることにより前記補正を行うことで前記制御指令値を演算することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項11に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記位相設定手段は、前記推定出力電圧を演算する推定出力電圧演算手段と、前記推定出力電圧演算手段により演算された前記推定出力電圧の位相と、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差の位相とを比較し、前記推定出力電圧の位相が前記目標偏差の位相に一致するように前記正弦波信号の位相を演算する位相演算手段と、を備えていることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項12に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記推定出力電圧演算手段は、前記制御指令値を入力とする前記コンバータの制御モデルを備え、その制御モデルに対して前記正弦波信号を入力した場合にその制御モデルから出力される電圧を前記推定出力電圧とすることを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項12又は請求項13に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記位相演算手段は、所定周期の演算タイミング毎に、前記目標偏差の位相に対して前記推定出力電圧の位相が進んでいるならば現在設定されている前記正弦波信号の位相を所定の位相調整角だけ遅らせ、前記目標偏差の位相に対して前記推定出力電圧の位相が遅れているならば現在設定されている前記正弦波信号の位相を前記位相調整角だけ進ませることにより、前記正弦波信号の位相の演算を行うことを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項11~請求項14の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記変動状態検出手段により検出された前記目標偏差から、前記共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、前記位相設定手段は、前記フィルタ手段により前記周波数成分が除去された後の前記目標偏差に基づいて前記正弦波信号の位相を設定することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。請求項1~請求項15の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、前記基本指令値演算手段は、前記目標電圧と、前記コンバータから出力される前記駆動用電圧とを比較して、該駆動用電圧が前記目標電圧に一致するように前記基本指令値を演算することを特徴とする車両用コンバータ制御装置。ところで、上記構成の駆動システムにおいては、種々の要因によりモータトルクの変動が生じる。例えば、三相交流モータの構造に起因するモータ電流周期の6次変動が生じる。また、インバータを制御するにあたってはモータに供給される電流を電流センサで検出する必要があるが、その電流センサのオフセット誤差や、電流センサの検出値が入力されるインタフェース回路の誤差等によって、モータの電気角周期と同期して発生する周期的なトルク変動1次変動が生じる。更に、電流センサのゲイン誤差等に起因して上記1次変動の2倍の周波数で変動する2次変動も生じる。尚、これらトルク変動の中でも、昇圧回路に影響を与える最も支配的なものは、1次変動である。ここで、モータに供給される電力モータパワーは、トルクと回転数の積に依存する。そのため、上記のように、モータにおいて周期的なトルク変動が生じると、モータに供給されるモータパワーもそれに追随して周期的に変動することになり、これにより、インバータに入力される電圧即ち昇圧回路から出力される駆動用電圧の周期的変動を引き起こしてしまう。つまり、モータのトルクが変動すると、それに応じて昇圧回路の出力電圧である駆動用電圧も変動してしまう。具体的に1次変動に着目すると、トルク変動周波数は、モータの回転数詳しくは電気角周波数に応じて変化し、例えば、6極対で最高20000rpmの三相交流モータでは、0~2kHz程度の範囲内で変化する。一方、昇圧回路は、上述したようにリアクトル及び平滑コンデンサを有している。つまり、昇圧回路はLC共振回路を含む回路である。このリアクトル及び平滑コンデンサのうち、平滑コンデンサは、モータへ入力する電流のリップルを低減させる用途としても使用されることから、その静電容量Cは例えば数100μF程度は必要となる。また、リアクトルのインダクタンスLについては、昇圧用のスイッチング素子に印加される過電圧を抑制してそのスイッチング素子のコストダウンを実現するためには、例えば数100μH程度は必要である。そのため、例えば、静電容量Cが500μFの平滑コンデンサとインダクタンスLが300μHのリアクトルを用いて、昇圧比1:2の昇圧回路を構成すると、共振周波数は、次式1で導出されるように、約205Hzとなる。1/2×[1/{2π√500μ×300μ}]≒2051つまり、共振周波数が、上記例示したモータのトルク変動周波数の変化範囲内0~2kHzに入っている。そのため、車両の走行中、トルク変動周波数とLC共振回路の共振周波数とが一致する場合が多々生じてしまう。そして、トルク変動周波数と共振周波数が一致すると、共振によって、昇圧回路から出力される駆動用電圧の変動幅も大きくなってしまう。従来の昇圧回路は、出力電圧をフィードバックして目標電圧と比較し、出力電圧が目標電圧に一致するようにPI制御器等によってスイッチング素子をデューティ制御する、いわゆるフィードバック制御機能を備えているものが一般的である。しかし、従来のフィードバック制御だけで例えばPI制御器だけで、モータトルク変動に伴う昇圧回路の出力変動を抑えるのは困難であり、共振によって生じる大きな変動を抑えるには、平滑コンデンサの静電容量Cを大きくする必要がある。しかし、モータトルク変動に伴う昇圧回路の出力変動を抑えるために平滑コンデンサの静電容量Cを大きくする方法を採用すると、平滑コンデンサの大型化やコストアップ、延いては駆動システム全体の大型化コストアップを招くため、現実的ではない。こういった問題は、直流電圧を昇圧する昇圧回路に限らず、直流電圧を降圧する降圧回路においても生じうる問題である。つまり、負荷側モータの影響を受けて出力電力の周期的変動が生じ、且つ内部にLC共振回路を含むようなコンバータであれば、同様に生じうる問題である。本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、車両に搭載されてモータ側へ直流の駆動用電圧を出力するコンバータを制御するにあたり、モータのトルク変動に起因して生じる出力電圧の変動、特にその変動の周波数がコンバータ内の共振周波数と一致することにより生じる変動振幅の増大を、効果的に抑制することを目的とする。上記課題を解決するためになされた請求項1に記載の発明は、直流電源から供給される直流電圧を変換してモータ駆動用の直流の駆動用電圧を生成するコンバータを搭載した車両に備えられ、そのコンバータを制御する車両用コンバータ制御装置であって、コンバータは、入力される制御信号に応じた変換比率にて直流電圧を駆動用電圧に変換する回路構成を有すると共に、その回路構成中にコンデンサ及びコイルが含まれることによりこれらコンデンサ及びコイルからなる共振回路が形成されている。そして、当該車両用コンバータ制御装置は、基本指令値演算手段と、変動状態検出手段と、補正値演算手段と、制御信号生成手段とを備えている。基本指令値演算手段は、コンバータにて生成される駆動用電圧が所定の目標電圧となるようにその目標電圧に応じた基本指令値を演算する。また、変動状態検出手段は、コンバータから出力される駆動用電圧の変動状態を検出し、その検出された駆動用電圧の変動状態に基づき、補正値演算手段が、その駆動用電圧の変動が抑制されるように基本指令値を補正するための、その変動状態に応じた補正値を演算する。そして、制御信号生成手段は、基本指令値演算手段により演算された基本指令値を補正値演算手段により演算された補正値により補正することで制御指令値を演算し、その制御指令値に応じた制御信号を生成してコンバータへ出力する。このように構成された請求項1に記載の車両用コンバータ制御装置では、従来のように単に基本指令値に応じた制御信号をコンバータへ出力するのではなく、コンバータから実際に出力される駆動用電圧の変動状態を検出してその変動を抑える方向に基本指令値を補正する。具体的には、基本指令値演算手段とは別に、駆動用電圧の変動状態に応じた補正値を演算する補正値演算手段を備え、この補正値演算手段により演算された補正値にて基本指令値を補正する。そして、その補正された基本指令値である制御指令値に応じた制御信号を生成して、コンバータへ出力する。そのため、モータのトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧駆動用電圧の変動を抑制することができる。特に、本発明においては、制御対象であるコンバータが共振回路を有するものであると共に、負荷側がモータ周期的なトルク変動が生じる負荷であることから、トルク変動の周波数と昇圧回路の共振周波数が一致するとトルク変動が増大してしまうおそれがあるが、そのようなトルク変動の増大も効果的に抑制できるため、非常に有用である。変動状態検出手段による変動状態の具体的検出方法は種々考えられ、例えば請求項2に記載のように、変動状態検出手段は、所定の検出タイミング毎にコンバータから出力される駆動用電圧の変化率を演算することにより、変動状態を検出することができる。そしてこの場合、補正値演算手段は、変動状態検出手段により演算された変化率に基づいて、その変化率の絶対値が小さくなるような補正値を演算するようにするとよい。このように構成することで、駆動用電圧の変化率に基づいて、駆動用電圧の変動を抑制するための補正値を適切に得ることができ、延いては、モータのトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧駆動用電圧の変動を適切に抑制することができる。また、上記のように駆動用電圧の変化率を演算することにより変動状態を検出する場合、より具体的には、請求項3に記載のように構成するとよい。即ち、変動状態検出手段は、所定の検出周期の検出タイミング毎に、コンバータから出力される駆動用電圧を検出する電圧検出手段と、上記検出タイミング毎に、上記変化率としての、その検出タイミングで電圧検出手段により検出された駆動用電圧とその検出タイミングよりも一又は複数の検出周期分だけ前の検出タイミングにて検出された駆動用電圧との差分を演算する差分演算手段と、を備える。そして、補正値演算手段は、差分演算手段により演算された差分に基づいて、その差分の絶対値が小さくなるような補正値を演算する。差分の絶対値が大きいということは変化率の絶対値も大きくて駆動用電圧が急上昇又は急減少しようとしていることを意味し、逆に差分の絶対値が小さいということは変化率の絶対値も小さくて駆動用電圧の変動は少ないということを意味している。そのため、差分を演算することで、駆動用電圧の変化率、即ち変動の傾向どういう方向へどのくらいの勢いで変化しようとしているのかがわかり、それに応じて、その変動を抑制するための補正値を適切に演算できる。従って、上記構成の車両用コンバータ制御装置によれば、差分を演算するという簡素な構成で駆動用電圧の変動状態を検出でき、その差分に応じた適切な値の補正値を演算することができるため、駆動用電圧の変動を簡素な構成で適切に抑制することができる。ここで、上記のように補正値演算手段が駆動用電圧の差分に基づいて補正値を演算する構成の場合、差分の大小にかかわらず常に補正値を演算する延いては補正を行うようにすると、例えば、補正の必要性がないような小さな差分であっても差分がゼロでない限り常に補正が行われてしまう可能性がある。勿論、差分がゼロでない限り常に補正を行うようにしてもよいが、補正の必要性の低い状況においても常に補正を行うようにすると、補正値演算手段や制御信号生成手段の処理負荷が必要以上に増大し、延いては当該制御装置全体の処理負荷消費電力の増大を招くおそれがある。そこで、補正値演算手段は、請求項4に記載のように、差分演算手段により演算された差分の絶対値が所定の差分閾値より大きいか否かを判断する差分判断手段を備え、その差分判断手段によって差分の絶対値が差分閾値より大きいと判断された場合に、補正値の演算を行うようにするとよい。このように構成された車両用コンバータ制御装置によれば、差分の絶対値が差分閾値より大きい場合、即ち変動が大きくて補正が必要な場合に基本指令値が補正されることとなるため、必要以上の過剰な補正を抑え、必要に応じた効率的な補正を行うことが可能となる。そして、上記のように差分の絶対値が差分閾値より大きいと判断された場合に、補正値を具体的にどのように演算するかについても、種々の方法が考えられ、例えば請求項5に記載のように演算することができる。即ち、補正値演算手段は、所定の正及び負の補正定数が予め設定されており、差分判断手段によって差分の絶対値が差分閾値より大きいと判断された場合、その差分の正負に応じて、その差分の絶対値を小さくするための正又は負の補正定数を補正値として設定する。具体的には、例えば制御指令値が大きいほど変換比率も大きくなるように構成されている場合に、差分が差分閾値より大きい正の値であったとすると、駆動用電圧が上昇方向に変動しているということである。そこでこの場合は、その上昇方向の変動を抑えるべく、負の補正定数を補正値と設定する。これにより、制御指令値を小さくして駆動用電圧の上昇を抑えることができる。差分に応じて補正値を具体的にどのように演算するかは種々考えられるが、上記のように、補正定数を予め定めておいて、差分が正か負かに応じて正又は負の補正定数を補正値と設定するようにすることで、補正値の演算設定を簡素に行うことができる。差分閾値は、例えば請求項6に記載のように、モータの電気角周波数が、共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より低い場合に、差分の絶対値が当該差分閾値を超えないような値に、設定するとよい。差分閾値をこのように設定することで、本来必ずしも必要ではない、共振周波数近傍ではない周波数上記周波数帯域より低い周波数での補正を、抑止することができる。また、請求項7に記載のように、差分演算手段が差分を演算する際のその演算対象である2つの駆動用電圧の検出時間差は、共振回路の共振周期の1/2以下であるとよい。差分検出差分の演算とは、駆動用電圧の2点を抽出してその差分を算出する動作、すなわちサンプリング動作である。したがって、検出時間差が共振周期の1/2より大きい値であると、サンプリング定理より、駆動用電圧の波形の性質、すなわち変動の傾向を正確に検出できない。そこで、共振周期の1/2の時間差にて駆動用電圧の差分を検出するようにすれば、必要十分な信頼性のある差分を検出することができる。そして、上記のように検出時間差を共振周期の1/2以下にする場合は、更に、請求項8に記載のように、変動状態検出手段は、コンバータから出力された駆動用電圧を入力すると共にその入力した駆動用電圧のうち共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備え、そのフィルタ手段により上記周波数成分が除去された後の駆動用電圧に対してその変動状態を検出するようにするとよい。このように構成された車両用コンバータ制御装置によれば、例えばモータが高速回転してその電気角周波数が共振周波数を含む所定周波数帯域よりも高い場合本発明においては必ずしも変動を抑制する必要はない帯域、その高い周波数帯域における変動分についてはフィルタ手段にて除去されてその振幅が減衰する。そのため、その高い周波数帯域では補正を行わないようにすることができる。次に、請求項9に記載の発明は、請求項1~請求項8の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、補正値に対する調整量を目標電圧変化率演算手段が演算した目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、調整量に基づき補正値を調整する補正値調整手段とを備える。また、請求項10に記載の発明は、請求項3~請求項8の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、目標電圧の変化率を演算する目標電圧変化率演算手段と、差分に対する調整量を、目標電圧変化率演算手段が演算した目標電圧の変化率に応じて演算する調整量演算手段と、調整量に基づき差分を調整する差分調整手段とを備える。これら請求項9及び請求項10に記載の発明は、モータの運転状態に応じて目標電圧が変化することを考慮した発明である。本発明の車両用コンバータ制御装置は、基本指令値演算手段が、フィードバック制御によって、駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算しているので、目標電圧が変化している際には、駆動用電圧も変化する。これにより、変動状態検出手段により検出される、コンバータから出力される駆動用電圧の変動状態は、目標電圧の変化分を含むことになる。そのため、目標電圧変化率演算手段が目標電圧の変化率を演算し、調整量演算手段が目標電圧の変化率に対する調整量を演算し、補正値調整手段が調整量を補正値に反映すること、或いは差分調整手段が調整量を差分に反映することで、目標電圧が変化している際にも、適切に駆動用電圧の変動を抑制することができる。次に、請求項11に記載の発明は、請求項1に記載の車両用コンバータ制御装置であって、変動状態検出手段は、変動状態として、目標電圧と駆動用電圧との差である目標偏差を検出する。補正値演算手段は、モータの電気角周波数を検出する電気角周波数検出手段と、その電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を補正値として生成する正弦波信号生成手段と、この正弦波信号生成手段により生成された正弦波信号を制御指令値としたならばコンバータから出力されるであろう電圧である推定出力電圧の位相と変動状態検出手段により検出された目標偏差の位相とが一致するように正弦波信号の位相を設定する位相設定手段と、を備え、正弦波信号生成手段は、位相設定手段により設定された位相と電気角周波数検出手段により検出された電気角周波数により決定される角度にて変化するような正弦波信号を生成する。そして、制御信号生成手段は、基本指令値演算手段により演算された基本指令値から、補正値演算手段により生成された補正値としての正弦波信号を減じることにより上記補正を行うことで制御指令値を演算する。このように構成された車両用コンバータ制御装置では、本来はモータのトルク変動に起因して生じる駆動用電圧の変動を、コンバータへ出力される制御信号に外乱が混入することによって生じるものと仮定し、その制御信号に混入する外乱成分を求め、その外乱成分を基本指令値から差し引く減じることで基本指令値を補正する。具体的には、モータの電気角周波数と同じ周波数の正弦波信号を上記手順で生成することで、その正弦波信号を外乱成分と推定し、これを補正値とする。そして、その補正値正弦波信号を基本指令値から減じることで、基本指令値を補正する。したがって、請求項11に記載の車両用コンバータ制御装置によれば、駆動用電圧の変動を引き起こす外乱が制御信号に混入するとの仮定のもと、その混入する外乱成分正弦波信号を推定し、その外乱成分を予め基本指令値から減じるようにしているため、結果として、モータのトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧駆動用電圧の変動を抑制することができ、トルク変動の周波数と昇圧回路の共振周波数が一致することによるトルク変動の増大共振も効果的に抑制することができる。位相設定手段は、具体的には、請求項12に記載のように構成することができる。即ち、位相設定手段は、推定出力電圧を演算する推定出力電圧演算手段と、この推定出力電圧演算手段により演算された推定出力電圧の位相と変動状態検出手段により検出された目標偏差の位相とを比較し、推定出力電圧の位相が目標偏差の位相に一致するように正弦波信号の位相を演算する位相演算手段と、を備えるようにする。このように構成された請求項12に記載の車両用コンバータ制御装置によれば、推定出力電圧の位相と目標偏差の位相とを比較しながら両者が一致する方向に正弦波信号の位相が設定されていくことになるため、駆動用電圧の実際の変動状態に応じた適切な正弦波信号の生成が可能となる。上記構成において、推定出力電圧演算手段が具体的にどのように推定出力電圧を演算するかについては種々考えられるが、例えば請求項13に記載のように、制御指令値を入力とするコンバータの制御モデルを備え、その制御モデルに対して正弦波信号を入力した場合にその制御モデルから出力される電圧を推定出力電圧とするようにしてもよい。このように構成された請求項13に記載の車両用コンバータ制御装置によれば、実際のコンバータを制御モデルとして再現し、その制御モデルを用いて、コンバータを正弦波信号にて制御した場合のコンバータ出力電圧を推定することができるため、推定出力電圧を精度良く演算することができる。また、請求項12又は請求項13に記載の車両用コンバータ制御装置において、位相演算手段は、例えば請求項14に記載のように構成することができる。即ち、所定周期の演算タイミング毎に、目標偏差の位相に対して推定出力電圧の位相が進んでいるならば現在設定されている正弦波信号の位相を所定の位相調整角だけ遅らせ、目標偏差の位相に対して推定出力電圧の位相が遅れているならば現在設定されている正弦波信号の位相を位相調整角だけ進ませることにより、正弦波信号の位相の演算を行う。このように構成された請求項14に記載の車両用コンバータ制御装置によれば、正弦波信号の位相が、制御周期毎に一定量ずつ位相調整角ずつ変化しながら更新演算されていくことになるため、正弦波信号の位相の急激な変動を抑制することができ、制御安定性を確実に維持しつつ、正弦波信号の位相を適切な値に更新演算することが可能となる。また、請求項11~請求項14の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置は、より好ましくは、請求項15に記載のように構成するとよい。即ち、変動状態検出手段により検出された目標偏差から、共振回路の共振周波数を含む所定の周波数帯域より高い周波数成分を除去するフィルタ手段を備えるようにする。そして、位相設定手段は、そのフィルタ手段により周波数成分が除去された後の目標偏差に基づいて正弦波信号の位相を設定する。このように構成された請求項15に記載の車両用コンバータ制御装置によれば、目標偏差のうち共振周波数を含む所定周波数帯域よりも高い帯域の変動分は除去されるため、補正の必要性が最も高い共振周波数成分に対する補正を確実且つ高精度に行うことができる。そして、請求項16に記載の発明は、請求項1~請求項15の何れか1項に記載の車両用コンバータ制御装置であって、基本指令値演算手段は、目標電圧と、コンバータから出力される駆動用電圧とを比較して、該駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算する。つまり、基本指令値演算手段は、オープン制御ではなくいわゆるフィードバック制御によって、駆動用電圧が目標電圧に一致するように基本指令値を演算するものである。本発明の車両用コンバータ制御装置は、その基本指令値演算手段に対し、別途、補正値演算手段を設けて補正値を演算し、その補正値にて基本指令値を補正する構成であるため、フィードバック制御による追従性と補正値を用いた補正による共振周波数近傍の出力変動の抑制との相乗効果によって、より安定した、信頼性の高い駆動用電圧を生成出力させることができる。[第1実施形態]以下に、本発明の好適な第1実施形態を図面に基づいて説明する。図1に示すように、本発明が適用された実施形態のモータ駆動システム1は、走行用駆動源としてモータを備えた電気自動車に搭載されてそのモータを駆動制御するためのシステムであり、主として、直流電源としてのバッテリ3と、このバッテリ3のバッテリ電圧VLをこれよりも高い電圧値の駆動用電圧VHに昇圧する昇圧回路5と、この昇圧回路5から出力された駆動用電圧VHを三相の交流電圧Vu,Vv,Vwに変換するインバータ7と、この三相交流電圧Vu,Vv,Vwによって車両の走行用駆動力を発生するモータ部9とを備えている。バッテリ3は、例えばニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池を備えてなるものであり、モータ部9を駆動させるために必要な電力を供給可能な容量を持っている。尚、バッテリ3の負極はグランドラインに接続されている。また、バッテリ3としては、上記二次電池以外に、例えば化学反応を伴わないキャパシタや、燃料電池などを用いてもよい。昇圧回路5は、図2に示すように、入力されるバッテリ電圧VLを駆動用電圧VHに昇圧するためのコンバータ6と、このコンバータ6の動作を制御するための昇圧制御部10とを備えている。コンバータ6は、従来よく知られている回路構成のものであり、図2に示すように、当該コンバータ6に入力されるバッテリ電圧VLを安定化させたり、充電時すなわちインバータ7側からバッテリ3側へ電流を流す際に降圧された電圧VLを安定化させるために、バッテリ3の正極と負極の間に接続されたフィルタコンデンサC1と、一端がバッテリ3の正極に接続されたリアクトルコイルLと、コレクタがリアクトルLの他端に接続されてエミッタがバッテリの負極グランドラインに接続されたIGBTInsulatedGateBipolarTransistor以下下アームスイッチと称すTr1と、アノードが下アームスイッチTr1のエミッタに接続されてカソードが下アームスイッチTr1のコレクタに接続されたダイオードD1と、エミッタがリアクトルLの他端に接続即ち下アームスイッチTr1のコレクタに接続されてコレクタが当該コンバータ6の出力端子に接続されたIGBT以下上アームスイッチと称すTr2と、アノードが上アームスイッチTr2のエミッタに接続されてカソードが上アームスイッチTr2のコレクタに接続されたダイオードD2と、上アームスイッチTr2のコレクタとグランドラインとの間に接続された平滑コンデンサC2と、を備えてなるものである。そして、上アームスイッチTr2のコレクタとグランドラインとの間の電圧が駆動用電圧VHとしてインバータ7へ出力される。このコンバータ6は、昇圧制御部10からの各制御信号LA,UAが各スイッチTr1,Tr2のゲートにそれぞれ入力されることによって各スイッチTr1,Tr2がそれぞれ交互にオンオフ制御されることで、バッテリ電圧VLを駆動用電圧VHに変換昇圧する。そして、その変換比率昇圧比は、後述するように、各スイッチTr1,Tr2のオン時間の比率、即ち各スイッチTr1,Tr2のオンデューティ比によって定まる。例えば、下アームスイッチTr1のオンデューティ比が大きいほど即ち上アームスイッチTr2のオンデューティが小さいほど昇圧比も大きくなり、逆に、下アームスイッチTr1のオンデューティ比が小さいほど即ち上アームスイッチTr2のオンデューティが大きいほど昇圧比も小さくなる。また、このコンバータ6は、図2からも明らかなように、リアクトルL及び平滑コンデンサC2からなるLC共振回路を有している。そして、そのLC共振回路の共振周波数fは、リアクトルLのインダクタンスをLa、平滑コンデンサC2の静電容量をCa、コンバータ6の昇圧比バッテリ電圧VL:駆動用電圧VHを1:Gとしたとき、次式2で表される。f=1/G×[1/{2π√La×Ca}]2昇圧制御部10は、本発明の車両用コンバータ制御装置に相当するものであり、コンバータ6にてバッテリ電圧VLが目標電圧VOに昇圧されるように制御する。即ち、図2に示すように、目標電圧VOと駆動用電圧VHを取り込み、これらの比較結果等に基づいて、駆動用電圧VHが目標電圧VOに一致するよう、各スイッチTr1,Tr2を制御するための各制御信号LA,UAを生成して出力するのであるが、この昇圧制御部10の具体的構成や機能等については、後で詳しく説明する。尚、目標電圧VOは、例えば所定の入力タイミング毎に例えば制御周期で、図示しない他の電子制御装置によって演算されて入力受信されるものであり、モータ61の運転状態に応じて変化する。この電子制御装置は、アクセルペダルの操作量やシフト位置、車速などの、車両における各種運転情報に基づいて各種の制御を実行するものであり、その機能の一つとして、目標電圧VOの演算機能を備えている。図1に戻り、インバータ7について説明する。インバータ7は、従来よく知られている、6素子ブリッジ三相ブリッジ回路37からなる回路構成のものであり、入力された駆動用電圧VHを三相交流電圧Vu,Vv,Vwに変換するための三相ブリッジ回路37と、この三相ブリッジ回路37を制御するためのMG制御部36とを備えている。三相ブリッジ回路37の回路構成及び機能はよく知られているため、ここではその概要のみ簡単に説明する。三相ブリッジ回路37は、U相上アームスイッチTr11とU相下アームスイッチTr12が直列接続されてなるU相アーム38と、V相上アームスイッチTr13とV相下アームスイッチTr14が直列接続されてなるV相アーム39と、W相上アームスイッチTr15とW相下アームスイッチTr16が直列接続されてなるW相アーム40とからなり、各相アームにおける各スイッチの接続点の電圧が、それぞれU相電圧Vu、V相電圧Vv、W相電圧Vwとして、モータ部9へ出力される。尚、本例では、各スイッチTr11~Tr16はいずれも、コンバータ6を構成する各スイッチTr1,Tr2と同じく、IGBTである。また、U相上アームスイッチTr11には、コンバータ6を構成する各スイッチTr1,Tr2と同じようにコレクタとエミッタの間にダイオードD11が接続されている。他の各スイッチTr12~Tr16についても全く同じようにダイオードD12~D16が接続されている。そして、各スイッチTr11~Tr16は、MG制御部36から各スイッチTr11~Tr16の各ゲートに個別に入力される駆動信号によってオンオフ制御され、これにより、昇圧回路5からの直流の駆動用電圧VHが、モータ部9内のモータ61を回転駆動させるための所望の三相交流電圧Vu,Vv,Vwに変換される。MG制御部36は、モータ部9内のレゾルバ62から入力される、モータ61の回転角θと、図示しない電流センサによって検出される、モータ61へ供給される各相の電流値と、図示しない電子制御装置から入力される目標トルクとに基づいて、モータ61の出力トルクが目標トルクと一致するように、各スイッチTr11~Tr16をオンオフ制御して各相電圧Vu,Vv,Vwを調整する。モータ部9は、モータ61と、このモータ61の回転角θを検出する回転角センサとしての周知のレゾルバ62とを備えている。本実施形態のモータ61は、永久磁石式の三相同期モータである。尚、インバータ7は、モータ61の発電電力を直流電圧に逆変換して昇圧回路5へ出力する機能も備えており、昇圧回路も、インバータ7から入力された直流電圧を降圧してバッテリ3へ出力することによりバッテリ3を充電する機能も備えているが、ここではそれらの機能については説明を省略する。次に、昇圧回路5を構成する昇圧制御部10の構成について、図3を用いてより具体的に説明する。図3に示すように、昇圧制御部10は、目標電圧VOと駆動用電圧VHの差である目標偏差ΔVを演算する減算器11と、上記各スイッチTr1,Tr2のオンデューティ比を定めるための基本指令値を演算するPI制御部12と、PI制御部12からの基本指令値を補正するための補正値を演算する共振抑制部13と、PI制御部12からの基本指令値と共振抑制部13からの補正値を加算することにより基本指令値を補正して、その補正後の値である補正指令値を出力する補正指令演算器14と、この補正指令値に所定のDuty定数を加算することにより制御指令値Soを演算する制御指令演算器15と、この制御指令値Soに基づいてスイッチングSWパルスSpを生成するスイッチングパルス生成部16と、このスイッチングパルスSpに基づいて上アーム制御信号UAを生成するデッドタイム処理部17と、スイッチングパルスSpに基づいて下アーム制御信号LAを生成する反転デッドタイム処理部18と、を備えている。PI制御部12は、目標偏差ΔVに基づき、いわゆるPI制御比例積分制御によって、目標偏差ΔVが0になるよう、即ち駆動用電圧VHが目標電圧VOに一致するように、基本指令値を演算する。具体的には、目標偏差ΔVに所定の比例ゲインを乗算して比例値を演算する第1乗算器21と、目標偏差ΔVに所定のゲインを乗算する第2乗算器22と、この第2乗算器22からの出力を制御周期毎の演算タイミングで積分演算して積分値を出力する積分用加算器23と、上記比例値と積分値を加算することで基本指令値を演算するPI加算器25とを備えている。尚、積分用加算器23からの積分値は、積分用遅延器24によって1制御周期分だけ遅延されて積分用加算器23に入力される。つまり、積分用加算器23は、制御周期毎に、前回の演算タイミングで演算された積分値に、今回の演算タイミングで第2乗算器22から入力された値を加算することで積分を実行するよう構成されている。このPI制御部12にて演算される基本指令値は、最終的に出力される下アーム制御信号LAのオンデューティ比を決定づけるものである。即ち、共振抑制部13からの補正値が0であると仮定したとき、この基本指令値が大きいほど、下アーム制御信号LAのオンデューティ比も大きくなって逆に上アーム制御信号UAのオンデューティ比は小さくなって、昇圧比が大きくなる。共振抑制部13は、コンバータから出力される駆動用電圧VHの変動特にLC共振回路の共振周波数f近傍の変動成分を抑制するために設けられ、駆動用電圧VHの変動状態に応じてその変動が抑制されるように基本指令値を補正するための補正値を演算するものであるが、その構成や動作については後で詳述する。補正指令演算器14は、共振抑制部13からの補正値が0である場合はPI制御部12からの基本指令値をそのまま、共振抑制部13からの補正値が0ではなく後述するように補正定数B又は-Bであるならば基本指令値にその補正定数B又は-Bを加算したものを、補正指令値として出力する。そして、制御指令演算器15によって、その補正指令値にDuty定数が加算されて制御指令値Soが演算される。Duty定数は、例えば目標電圧VOやバッテリ電圧VL等に基づいて算出されるものであり、本実施形態では一定の値が予め設定されている。即ち、本実施形態では、各制御信号LA,UAの各オンデューティ比を最終的に決定付ける制御指令値Soのうち、ある一定量については、予めDuty定数として固定値が設定されている。そして、制御指令値SoのうちそのDuty定数を除く残りの部分が、補正指令値として、実際の駆動用電圧VHの値やその変動状態に基づいて演算により得られるよう構成されている。このDuty定数は、必ずしも設定する必要はなく、例えば、PI制御部12によってDuty定数分をも加味した基本指令値を演算するようにしてもよく、その場合は補正指令演算器14からの補正指令値をそのまま制御指令値Soとしてスイッチングパルス生成部16へ入力すればよい。しかし、PI制御部12によってDuty定数分をも加味した基本指令値を演算するようにすると、PI制御部12の処理負荷が大きくなり、また、演算する基本指令値も大きくなって制御の追従性が低下するおそれがある。そのため本実施形態では、フィードフォワード的にDuty定数を設定して、制御指令値So全体のうちおおよそその半分以上はDuty定数が占めるようにしている。そして、制御指令値So全体のうちDuty定数を除く部分についてPI制御部12等で指令値を演算するようにすることで、PI制御部12の処理負荷の低減や制御追従性の向上を実現している。スイッチングパルス生成部16は、図4aに示すように、山谷パルス所定周波数の三角波Poを生成する山谷パルス生成部41と、山谷パルスPoと制御指令値Soとを比較してその比較結果であるスイッチングパルスSpを出力する比較器42とを備えている。山谷パルスPoと制御指令値Soとの関係は、図4b,図4cに示す通りであり、山谷パルスPoの振幅の範囲内に制御指令値Soが存在するように構成されている。そして、比較器42からは、山谷パルスPoの値が制御指令値So以上のときはHハイレベル、山谷パルスPoの値が制御指令値Soより小さいときはLローレベルとなるようなスイッチングパルスSpが出力される。そのため、例えば山谷パルスPoの一周期Tを1として、その一周期T=1に対する、スイッチングパルスSpがHレベルとなる期間をDとしたとき、例えば基本指令値が大きくなることによって制御指令値Soが大きくなるほど、スイッチングパルスSpにおけるHレベル期間Dは短くなる。図4cは、図4bに対して制御指令値Soが大きい場合を示しており、両図からも、制御指令値Soが大きいほどスイッチングパルスSpのHレベル期間Dが小さくなることは明らかである。そして、このHレベル期間Dが小さいほど即ち制御指令値Soが大きいほど、最終的に出力される下アーム制御信号LAのオンデューティ比は大きくなって上アーム制御信号UAのオンデューティ比は小さくなり、昇圧比が高くなる。そのため、例えば共振抑制部13から正の補正値補正定数Bが出力された場合には、補正値が0の場合に比べて制御指令値Soは大きくなり、これによって昇圧比は高くなる。逆に、共振抑制部13から負の補正値補正定数-Bが出力された場合には、補正値が0の場合に比べて制御指令値Soは小さくなり、これによって昇圧比は低くなる。そのため、例えば正の補正値によって図4bから図4cのように制御指令値Soが上昇したということは、より昇圧する方向に補正されたことを意味する。デッドタイム処理部17は、図5aに示すように、スイッチングパルスSpを所定のデッドタイムだけ遅延させた遅延パルスSpdを出力する第1遅延部46と、スイッチングパルスSpと遅延パルスSpdとの論理積を演算することにより上アーム制御信号UAを出力する第1AND回路47とを備えている。スイッチングパルスSpに対する、遅延パルスSpd及び上アーム制御信号UAとの関係は、図5b中の上三段に例示する通りであり、上アーム制御信号UAは、スイッチングパルスSpに対し、立ち上がりタイミングが上記デッドタイムだけ遅れたパルス信号となる。反転デッドタイム処理部18は、図5aに示すように、スイッチングパルスSpのロジックを反転した反転パルスSrを出力するロジック反転部51と、その反転パルスSrを所定のデッドタイムだけ遅延させた反転遅延パルスSrdを出力する第2遅延部52と、反転パルスSrと反転遅延パルスSrdとの論理積を演算することにより下アーム制御信号LAを出力する第2AND回路53とを備えている。スイッチングパルスSpに対する、反転パルスSr、反転遅延パルスSrd及び下アーム制御信号LAとの関係は、図5b中の下三段に例示する通りであり、下アーム制御信号LAは、スイッチングパルスSpのロジックが反転された反転パルスSrに対してその立ち上がりタイミングが上記デッドタイムだけ遅れたパルス信号となる。そのため、上アーム制御信号UAと下アーム制御信号LAを比較すると、一方がLレベルに立ち下がってから他方がHレベルに立ち上がるまでに、デッドタイム分だけ、双方が共にLレベルとなる期間が存在することになる。尚、このようにデッドタイム処理を行って各制御信号UA,LAを生成するようにしているのは、両者が同時にHレベルとなるつまり各アームスイッチTr1,Tr2が同時にオンするのを防ぐためである。また、第1遅延部46の遅延量と第2遅延部52の遅延量はそれぞれ適宜設定することができる。このように構成された昇圧回路5では、例えば共振抑制部13からの補正値が0だとすると、昇圧比変換比率は基本指令値に依存する。即ち、基本指令値が大きいほど制御指令値Soは大きくなり、図4で説明したように、スイッチングパルスSpのHレベル期間Dは小さくなる。尚、このHレベル期間Dとは、上述したように、山谷パルスPoの1周期TをT=1とした場合の値であり、山谷パルスPoの1周期Tに対する割合である。そして、スイッチングパルスSpのHレベル期間Dが小さいほど、図5bから明らかなように、上アーム制御信号UAのHレベル期間は小さくなりつまり上アームスイッチTr2のオンデューティ比が小さくなり、逆に下アーム制御信号LAのHレベル期間は大きくなってつまり下アームスイッチTr1のオンデューティ比が大きくなって、結果、昇圧比が大きくなる。尚、スイッチングパルスSpのHレベル期間Dと昇圧比との関係は、説明の簡略化のために上記デッドタイムを無視すると、次式3で表される。VH/VL=1/D3ところで、電気自動車に搭載される本実施形態のモータ駆動システム1では、既述の通り、種々の要因によってモータ61の周期的なトルク変動主にはモータの電気角周期と同期して変動する1次変動が生じ、これによってモータパワーの変動が生じ、そのモータパワーの変動が、昇圧回路5から出力される駆動用電圧VHの変動を引き起こす。トルク変動の周波数はモータ61の回転速度に応じて変化するため、駆動用電圧VHの変動周波数もモータ61の回転速度に応じて変化する。一方、昇圧回路5を構成するコンバータ6は、上記の通りLC共振回路を含んでいる。そのため、駆動用電圧VHの変動周波数がLC共振回路の共振周波数fと一致すると、共振現象によって駆動用電圧VHの変動振幅が増大されてしまう。そこで本実施形態では、コンバータ6を制御する昇圧制御部10が、駆動用電圧VHの変動、特に共振周波数fでの電圧振幅の変動幅を抑制することが可能に構成されており、より具体的には、PI制御部12とは別に、このPI制御部12からの基本指令値を補正するための、共振抑制部13を備えている。共振抑制部13は、図3に示すように、駆動用電圧VHから、共振周波数fを含む所定の周波数帯域以下共振帯域とも言うより高い周波数成分を除去するLPFローパスフィルタ31と、このLPF31によって共振帯域より高い周波数成分が除去された後の駆動用電圧VH以下フィルタ通過電圧VH’とも言うを所定のサンプリング周期Ts毎のサンプリングタイミングにてサンプリングする取り込むと共にそのサンプリングタイミングよりも上記サンプリング周期TsのN周期分NTs前のサンプリングタイミングで取り込んだフィルタ通過電圧VH’を出力する差分演算用遅延器33とを備えている。更に、サンプリングタイミング毎に、LPF31を通過したフィルタ通過電圧VH’を取り込むと共に差分演算用遅延器33から出力されたフィルタ通過電圧VH’つまり上記取り込んだフィルタ通過電圧VH’よりもN周期分前のフィルタ通過電圧VH’との差分を演算してその演算結果である差分値を出力する差分演算器32を備えている。尚、本実施形態では、上記Nは1である。つまり、差分演算用遅延器33は、サンプリングタイミング毎に、そのサンプリングタイミングよりもサンプリング周期Tsの1周期分だけ前に取り込んだフィルタ通過電圧VH’を出力する。そのため、差分演算器32は、サンプリングタイミング毎に、そのサンプリングタイミングで取り込んだフィルタ通過電圧VH’と前回のサンプリングタイミングで取り込んだフィルタ通過電圧VH’との差分を演算することになる。勿論、上記Nを1にしているのはあくまでも一例であり、Nを2以上に設定してもよい。差分演算器32及び差分演算用遅延器33は、サンプリング周期Ts毎に、コンバータ6から出力されている駆動用電圧VHをLPF31を介して取り込むため、本発明の電圧検出手段としての機能も備えていると言える。差分演算対象の2つのフィルタ通過電圧VH’のサンプリング時間差である差分演算時間差Td本発明の検出時間差に相当。本例ではN=1のため、差分演算時間差Td=サンプリング周期Ts。をどのように設定するかは適宜考えられるが、本実施形態では、共振周波数fでの駆動用電圧VHの変動状態を的確に把握するために、その共振周波数fに対応した共振周期の1/16程度としている。つまり、共振周期の1/16の時間における駆動用電圧VHの変化率正確にはフィルタ通過電圧VH’の変化率を演算することになる。尚、差分演算時間差Tdは、あまり長すぎると、信頼性のある差分を検出できないおそれがある。特に、共振帯域の変動状態を的確に把握するためには、共振周期と差分演算時間差Tdとの相対関係に留意する必要があり、差分演算時間差Tdはサンプリング定理により少なくとも共振周期の1/2以下にするのが好ましい。但し、逆に差分演算時間差Tdが短すぎても、ノイズ等、共振以外の影響を補正すべき変動と認識してしまう可能性があるため、差分を正確且つ十分に検出できないおそれがあるとともに、処理負荷も必要以上に増大してしまう。そこで本実施形態では、差分演算時間差Tdを、共振周期の1/16としている。このように共振周期の1/16の時間差Tdでサンプリングされた2つのフィルタ通過電圧VH’の差分を演算することで、より少ない処理負荷でありながら必要十分な信頼性のある差分値を算出することができる。即ち、駆動用電圧VHの変動のうち、共振帯域内の周波数成分の変動状態変動振幅を的確に把握することができる。そして、共振抑制部13は、更に、差分演算器32より演算された差分値に基づいて補正値を演算する補正部34を備えている。補正部34は、差分演算器32からの差分値の他、所定の差分閾値A及び補正定数Bいずれも正の定数が入力される。図6に、この補正部34の内部構成を示す。図6に示すように、補正部34は、差分閾値Aと差分値とを比較する第1比較部57と、差分閾値Aに-1を乗じることにより負の差分閾値-Aを演算する第1乗算器56と、この第1乗算器56からの負の差分閾値-Aと差分値とを比較する第2比較部58と、補正定数Bに-1を乗じることにより負の補正定数-Bを演算する第2乗算器59と、第1比較部57及び第2比較部58の各比較結果に基づいて、0、補正定数B、負の補正定数-Bのうち何れかを補正値として選択して出力するセレクタ60とを備えている。このように構成された補正部34は、図7のフローチャートに示すように動作する。即ち、まず第1比較部57にて差分値が差分閾値Aより大きいか否かが判断されS110、差分閾値Aよりも大きければ、セレクタ60にて、補正値として負の補正定数-Bが設定されるS150。即ち、差分値が差分閾値Aより大きいということは、駆動用電圧VHが上昇する方向に変動しているということであるため、その上昇傾向を抑制して差分値の絶対値が小さくなるように差分が0に近づくようにするためには、制御指令値Soを小さくする必要がある。そこで、負の補正定数-Bを補正値とすることで、PI制御部12からの基本指令値がこの補正値でより小さい値に補正即ち補正定数Bだけ小さい値に補正されるため、駆動用電圧VHの上昇を抑えることができる。一方、差分値が差分閾値Aより大きくない場合は、第2比較部58にて、差分値が負の差分閾値-Aより小さいか否かが判断されS120、負の差分閾値-Aよりも小さければ、セレクタ60にて、補正値として正の補正定数Bが設定されるS140。即ち、差分値が負の差分閾値-Aより小さいということは、駆動用電圧VHが減少する方向に変動しているということであるため、その減少傾向を抑制して差分値の絶対値が小さくなるように差分が0に近づくようにするためには、制御指令値Soをより大きくする必要がある。そこで、正の補正定数Bを補正値とすることで、PI制御部12からの基本指令値がこの補正値でより大きい値に補正即ち補正定数Bだけ大きい値に補正されるため、駆動用電圧VHの減少を抑えることができる。そして、差分値が負の差分閾値-Aより小さくない場合は、共振帯域での駆動用電圧VHの変動がないか、若しくは変動はあるものの補正が必要なほどの大きな変動ではないということであるため、セレクタ60にて、補正値として0が設定されるS130。つまりこの場合、PI制御部12からの基本指令値が補正されることなくそのまま制御指令演算器15へ入力されることになる。尚、図7では、補正部34の動作をフローチャートにて説明したが、これはあくまでも補正部34の動作内容をわかりやすく説明するためにフローチャート化して説明したものであって、補正部34がソフトウェアによって実現されるものであることを意味しているわけではない。補正部34の動作をハードウェアによって実現するかそれともソフトウェアによって実現するかは特に限定されるものではない。差分閾値Aは、適宜決めることができるが、モータ61の電気角周波数が上記共振帯域よりも低い場合には差分値の絶対値が当該差分閾値Aを超過しないような値に決定するとよい。差分閾値Aをこのように決定することで、共振帯域内での変動に絞って補正の要否を判断することができる。また、補正定数Bについても、適宜決めることができるが、補正定数Bは、あくまでも、PI制御部12からの基本指令値を補正するための、補助的な値であるため、基本指令値に対して相対的に小さい値に設定するのが好ましい。補正定数Bを大きな値にしすぎると、逆に外乱となって制御の不安定化を引き起こしてしまうおそれがある。しかし、あまり小さい値にしすぎると、本来必要な補正効果共振帯域での駆動用電圧VHの変動の抑制効果が不十分となってしまう。そのため、補正定数Bは、例えば、目標とする昇圧レベルに必要な下アームスイッチTr1のオンデューティ比の1/10程度の値となるように設定するのが好ましい。本実施形態では、一例として、制御指令値Soのおおよそ半分以上を占めるDuty定数が設定されていることからこのDuty定数の1/10の値を補正定数Bとして設定している。以上説明したように、本実施形態のモータ駆動システム1では、従来のように単にPI制御部12からの基本指令値に応じた制御信号をコンバータ6へ出力するのではなく、コンバータ6から実際に出力される駆動用電圧VHの変動状態を検出してその変動を抑える方向に基本指令値が補正される。具体的には、PI制御部12とは別に、駆動用電圧VHの変動状態特に共振帯域での変動状態に応じた補正値を演算する共振抑制部13を備え、この共振抑制部13により演算された補正値にて基本指令値を補正する。そして、その補正された基本指令値補正指令値に基づく制御指令値Soに応じた各制御信号UA,LAを生成して、コンバータ6へ出力する。そのため、モータ61のトルク変動に起因して生じるコンバータ6の駆動用電圧VHの変動を抑制することができる。特に、本実施形態においては、制御対象であるコンバータ6がLC共振回路を有するものであると共に、負荷側がモータ61周期的なトルク変動が生じる負荷であることから、トルク変動の周波数とLC共振回路の共振周波数fが一致するとトルク変動が増大してしまうおそれがあるが、そのようなトルク変動の増大も効果的に抑制できる。また、本実施形態では、駆動用電圧VHの変動状態を検出するにあたり、具体的に、駆動用電圧VHの差分値を演算して、その差分値の絶対値が差分閾値Aより大きいか否かに基づいて補正の要否を判断している。より具体的には、差分値が正の差分閾値Aより大きいか否か、或いは、差分値が負の差分閾値-Aより小さいか否かを判断している。そして、差分値の絶対値が差分閾値Aより大きい場合に、補正を行うようにしている。そのため、差分値を演算するという簡素な構成で駆動用電圧VHの変動状態を検出でき、その差分値に応じた適切な値の補正値を演算することができるため、駆動用電圧VHの変動を簡素な構成で適切に抑制することができる。また、差分値の絶対値が差分閾値A以下の場合は補正が行われないため、必要以上の過剰な補正を抑え、必要に応じた効率的な補正を行うことが可能となる。また、本実施形態では、補正値として、正の補正定数B又は負の補正定数-Bの何れかを設定するようにしているため、補正値の演算設定を簡素に行うことができる。しかも、差分閾値Aとして、モータ61の電気角周波数がLC共振回路の共振帯域より低い場合に差分値の絶対値が当該差分閾値Aを超えないような値が設定されており、差分演算時間差Tdが共振周期の1/16に設定されており、更に、共振抑制部13の入力段にLPF31を設けている。そのため、駆動用電圧VHの変動周波数が共振周波数fと一致して駆動用電圧VHが大きく変動共振した場合は、図8aに示すように、駆動用電圧VHの変化率が大きい区間、即ち検出時間差での差分値が差分閾値Aより大きくなる区間が補正区間として、基本指令値が補正され、共振による駆動用電圧VHの大きな変動が抑制されることになる。一方、駆動用電圧VHの変動周波数が共振帯域以外の場合は、差分値は差分閾値Aよりも小さくなり、補正は行われない。即ち、モータ61の回転が遅くてその電気角周波数が共振帯域よりも低い場合、図8bに示すように、駆動用電圧VHの変動周期が長いため、検出時間差での差分値は小さくて差分閾値Aよりも小さくなる。そのため、この場合は補正は行われない。また、モータ61の回転が速くてその電気角周波数が共振帯域よりも高い場合、図8cに示すように、共振抑制部13が備えるLPF31によってその高い周波数成分の振幅は減衰され、これにより差分値は差分閾値Aよりも小さくなる。そのため、この場合も補正は行われない。このように、共振帯域以外での補正は抑止されるため、より少ない処理負荷でありながら信頼性のある差分値を検出して、信頼性の高い補正演算を必要十分に行うことができる。尚、本実施形態において、PI制御部12は本発明の基本指令値演算手段に相当し、差分演算器32は本発明の差分演算手段に相当し、LPF31は本発明のフィルタ手段に相当し、サンプリング周期Tsは本発明の検出周期に相当する。[第2実施形態]以下、図9~図12を用いて、第2実施形態について説明する。図9に示すように、この第2実施形態では、第1実施形態と比較して、昇圧制御部の構成が異なっている。即ち、本実施形態の昇圧制御部90は、図3に示す第1実施形態の昇圧制御部10に対して、目標電圧変化率演算手段91、調整量演算手段92、及び補正値調整手段93が追加されている。具体的には、目標電圧変化率演算手段91は、図10に示すように、昇圧制御部10が電子制御装置から目標電圧VOを受信する毎に、目標値格納部91aが前回受信した目標電圧VOである前回値VO_oldを出力すると共に、変化率演算部91bが、その前回値と今回受信した目標電圧VOである今回値との差分今回値-前回値を継続して演算し、その差分を受信する周期で除算することで、目標電圧VOの変化率ΔVOを演算している。なお、目標電圧変化率演算手段91が目標電圧VOの前回値と今回値との差分を継続して演算するのではなく、目標電圧VOの変化率を予め取り決めておくようにしてもよい。即ち、モータ61の運転状態に応じて目標電圧VOを設定するにあたり、予め取り決めた一又は複数種類の変化率のうち何れか1つの適切な値の変化率にて目標電圧VOを設定するようにして、その設定の際の変化率を出力調整量演算手段92に入力するようにしてもよい。フィードバック制御では、一般的に、オーバーシュートやアンダーシュートが発生する。そこで、本実施形態では、調整量演算手段92図11参照を設け、目標電圧VOの変化率ΔVOに応じて、オーバーシュートやアンダーシュートを考慮して設計ゲインや目標電圧と駆動用電圧VHとの偏差に基づき調整量Dadjを演算する。その演算の例としては、図11に示すように、変化率ΔVOが0である点を含む領域A内である場合には調整量Dadjを0とし、その領域Aよりも大きい所定範囲の領域B1内である場合には、ΔVOに比例して調整量Dadjを出力するようにすれば良い。そして、さらに領域B1よりも変化率ΔVOが大きい領域C1の場合には、その調整量Dadjを、領域B1における変化率ΔVOが最大の時点の値に保持する。更に、変化率ΔVOが領域C1よりも大きい場合には、調整量Dadjを0とする。同様に、変化率ΔVOが領域Aよりも小さい所定範囲の領域B2内である場合には、ΔVOに比例して調整量Dadjを出力し、さらに領域B2よりも変化率ΔVOが小さい領域C2の場合には、調整量Dadjを、領域B2における変化率ΔVOが最小の時点の値に保持する。更に、変化率ΔVOが領域C2よりも小さい場合には、調整量Dadjを0とする。このような、変化率ΔVOと調整量Dadjとの関係は、図示しないメモリにマップとして記憶しておくと良い。一般に、フィードバック制御の応答性は、PI制御部12の比例ゲインと積分ゲインによって決まる。このため目標電圧VOの変化率ΔVOが正の場合、オーバーシュートはこの変化率ΔVOの分だけ大きくなるので、上述したように領域B1、領域C1のように調整量演算手段92にて変化率ΔVOに適した正の調整量Dadjを演算する。一方で、目標電圧VOの変化率ΔVOが負の場合は、アンダーシュートを考慮し、領域B2、領域C2のように調整量演算手段92にて負の調整量Dadjを演算する。そして図12に示すように、補正値調整手段93にて、減算器93aにより補正部34の出力である補正値に対して、調整量演算手段92にて演算した調整量Dadjを差し引くことでその補正値を調整すれば、目標電圧VOが変化している場合においても、より信頼性のある目標電圧の変化分を除去した共振に起因する補正値を演算することができる。このように、補正部34からの補正値調整前が補正値調整手段93で調整された後の補正値調整後が、補正指令演算器14へ入力されることとなる。[第3実施形態]以下、図13、図14を用いて、第3実施形態について説明する。本実施形態は、前述の第2実施形態に対して、目標電圧変化率演算手段91と、補正値調整手段93の構成が異なる。即ち、第2実施形態では図12に示すような構成の補正値調整手段93にて補正値を調整したのに対し、本実施形態では、図13に示す補正値調整手段103にて補正値を調整する。また、目標電圧変化率演算手段91は、演算した変化率ΔVOを、調整量演算手段92に加えて、補正値調整手段103にも出力する。図13に示すように、補正値調整手段93は、変化率ΔVOの絶対値が閾値Vthよりも小さいか否かを比較部103aにて比較し、閾値Vthよりも小さい場合に、減算器93aからの補正値、即ち調整量Dadjを減じた補正値が補正指令演算器14に出力される。詳しくは、変化率ΔVOの絶対値が閾値Vthより小さい場合は、セレクタ103bにて、乗算器103cにおける乗数として1が設定され、これにより乗算器103cにて減算器93aからの補正値に1が乗じられた値が実質的には減算器93aからの調整された補正値がそのまま出力される。他方で、変化率ΔVOの絶対値が閾値Vthよりも小さくない場合には、セレクタ103bにて乗数が0に設定されて、補正指令演算器14へ出力される補正値が0となり、実質、補正指令演算器14が出力する補正指令値への影響が排除される。本実施形態の効果を説明する。例えばメモリ上に記憶された目標電圧VOや変化率ΔVOのデータが化けるなどして、変化率ΔVOが極端に大きな又は小さな値となると、差分値の信頼性が下がる可能性がある。具体例を挙げると、図14aと図14bは、同じ振幅の共振波を示しているが、目標電圧VOの変化率ΔVOが異なる。この例では、同じ周波数、振幅であるにもかかわらず、図14aでは第1及び第2の補正区間において差分値が正であり、図14bでは第1の補正区間において差分値が正、第2の補正区間では差分値が負となる。ここで図14aに示したような、極端に変化率ΔVOが大きい例えば、共振周期1周期中の差分値が全て正となる、又は、全てが負となる場合、調整量演算手段92においては変化率ΔVOの値が所定範囲図11における領域C1よりも大きい範囲、又は領域C2よりも小さい範囲となるため、調整量が0となり、変化率ΔVOの影響は排除される。しかしながら、共振抑制部13で演算される差分値は、この極端に大きい変化率ΔVOの影響を受けてしまい、その結果、補正指令演算器14に入力される補正値も過大又は過小な値になってしまう。そこで、本実施形態では、このように変化率ΔVOの絶対値が閾値Vthよりも小さくない場合には、補正値を0とすることで、補正指令演算器14への影響を抑制している。[第4実施形態]次に、図15~図20を用いて、第4実施形態について説明する。本実施形態では、第1実施形態と比較して、昇圧制御部の構成が異なっている。より具体的には、図16に示す本実施形態の昇圧制御部70と図3の昇圧制御部10とを比較して明らかなように、共振抑制部71の構成が異なっている。また、本実施形態の共振抑制部71はモータ61の回転角θを用いて演算を行うことから、レゾルバ62からの回転角θがこの共振抑制部71にも入力されるよう構成される。その他の構成については基本的には上記第1実施形態と同じであるため、以下、共振抑制部71の機能及び構成について説明する。まず、本実施形態の昇圧制御部70において採用されている、基本指令値の補正原理について、図15を用いて説明する。車両において、駆動用電圧VHの変動共振は、実際には、モータ61からくる外乱に起因して生じるのだが、その外乱発生部位を置き換える。図15aの上段に示すように、駆動用電圧VHの共振は実際には、既述の通り、外乱としてのモータトルクの周期的変動に起因する。即ち、モータトルクの周期的変動に伴ってモータパワーも周期的に変動し、これにより駆動用電圧VHが変動する。そして、モータトルクの変動成分のうち主な成分である1次変動成分の周波数がコンバータ6の共振周波数fに一致すると、駆動用電圧VHが共振する。尚、モータトルクの変動周期は、モータ61の回転数詳しくは電気角周波数ωに依存するため、駆動用電圧VHの変動はモータ61の回転数電気角周波数ωに同期して生じるとも言える。このように、駆動用電圧VHの変動共振は実際にはモータ61による外乱に起因し、モータ61の回転数電気角周波数ωに同期して生じるのであるが、これに対して本実施例では、図15aの下段に示すように、駆動用電圧VHの変動を引き起こす外乱の発生要因を置き換える。即ち、外乱がモータ61側からくるのではなく、モータパワーは変動していないものと仮定し、制御器としての昇圧制御部10から出力される、昇圧比を決定づけるduty指令値である指令duty実際にはその指令dutyに応じた各制御信号UA,LAに外乱が混入してそれによって駆動用電圧VHの変動共振が生じるものと置き換える。図15bに示すように、指令dutyに外乱が加わったものがコンバータ6へ入力された場合、コンバータ6から出力される駆動用電圧VHは、定常値VHoに変動分VHfが加わったものとなる。このうち変動分VHfは、外乱に起因するものである。即ち、コンバータ6へ最終的に入力されるduty指令信号をコンバータ入力dutyとしたとき、このコンバータ入力dutyは、指令dutyに、外乱分を示す外乱dutyが加わったものといえる。そのため、コンバータ6に対して外乱分外乱dutyのみを入力したならば、コンバータ6からは変動分VHfのみが出力されることになる。そこで本発明者らは、今どんな外乱が生じているのか即ちコンバータ6へのコンバータ入力dutyにどのような外乱dutyが含まれているのかを推定し、その推定した外乱dutyを指令dutyから引けば、最終的にコンバータ6に入力されるコンバータ入力dutyには外乱dutyが含まれず、これにより、外乱に起因する変動分VHfが抑制された駆動用電圧VH理想的には定常値VHoのみが出力され、よって共振を抑制可能であると考えた図15c参照。外乱は、上記の通り実際にはモータ61の回転数電気角周波数ωに同期して生じるものである。そのため、外乱を含むコンバータ入力dutyのうち、外乱に相当する外乱dutyは、Ksinωtφoとおくことができる。つまり、外乱dutyは、電気角周波数ωと同期して変動する正弦波にて表すことができる。尚、以下、外乱dutyを示すパラメータのうち電気角周波数ωを外乱周波数ωともいい、位相φoを外乱位相φoともいい、ωtφoを外乱角ともいう。そして、振幅Kは固定値例えばK=1として考慮しないものとすると、何らかの手法で外乱周波数ωを取得し且つ外乱位相φoを推定できれば、外乱角ωtφoを推定できることとなり、外乱dutyを推定できることとなる。そこで本実施形態では、外乱周波数ωの取得及び外乱位相φoの推定を行うことにより外乱角を推定し、これにより外乱dutyを推定する。尚、外乱位相φoの推定値を外乱推定位相φ、外乱角ωtφoの推定値を外乱推定角ωtφと称する。また、外乱dutyの推定値を外乱duty推定値Dd=sinωtφと称する。外乱dutyの推定方法の概要を、図15cを用いて説明する。外乱周波数ω及び外乱位相φoのうち、外乱周波数ωについては、既述の通りモータ61の電気角周波数ωと同じであるため、モータ61の回転角情報を取得することで演算できる。本実施形態では、レゾルバ62からモータ61の回転角θが出力されるため、その回転角θに基づいて外乱周波数ωを演算する。そして、その外乱周波数ωと、外乱位相φoの推定値外乱推定位相φとを用いて、正弦波状の外乱duty推定値Ddを演算する。一方、外乱位相φoの推定、即ち外乱推定位相φの演算は、コンバータ6の制御モデル順モデルを用いて次のように演算する。即ち、入力をduty指令信号、出力をVHとする、コンバータ6自身をモデル化した制御モデルコンバータモデル74を用意し、そのコンバータモデル74に、現在生成されている最新の外乱duty推定値Ddを入力することで、この入力値に対する出力値である推定変動値VHfxを得る。つまり、仮にその外乱duty推定値Ddのみでコンバータ6を制御したならばどのような電圧どのように変動する電圧がコンバータ6から出力されるのかを、コンバータ6と等価な制御モデルであるコンバータモデル74を用いて推定演算するのである。このとき、仮に外乱duty推定値Ddが正しく推定できていたならば、コンバータモデル74から出力される推定変動値VHfxの位相と実際の変動分VHfの位相とは一致するはずである。逆に、推定変動値VHfxの位相と実際の変動分VHfの位相とが相対的にずれている場合は、外乱dutyがまだ正しく推定できていない、即ち外乱位相φoが正しく推定できていないということになる。そこで、推定変動値VHfxの位相と実際の変動分VHfの位相との位相差である変動位相差δに基づき、その変動位相差δが0となるように、つまり推定変動値VHfxの位相が実際の変動分VHfの位相と一致するように、外乱推定位相φを更新演算調整する。具体的には、目標電圧VOと実際にコンバータ6から出力されている駆動用電圧VHとの偏差である目標偏差ΔVを、駆動用電圧VHにおける実際の変動分VHfとみなし、その目標偏差ΔVの位相を比較対象とする。但し、目標偏差ΔVには複数種類の周波数成分が混在しているため、後述するフィルタによって、真に必要な比較対象とすべき周波数成分、即ち共振周波数fを含む所定の周波数成分である、実共振変動値ΔVHrを抽出する。そして、その実共振変動値ΔVHrと、コンバータモデル74からの推定変動値VHfxとの変動位相差δを求め、その変動位相差δが0になる0に近づくように、現在の外乱推定位相φを更新演算調整する。これにより外乱duty推定値Dd=sinωtφが更新されることとなる。そして、外乱推定位相φが更新調整された外乱duty推定値Ddが得られたら、それを再びコンバータモデル74に入力して、変動位相差δを確認する。この場合、前回よりも変動位相差δは小さくなっているはずであるが、まだ0にまではなっていないならば、さらに、同様の手順にて外乱推定位相φを更新調整する。つまり、制御周期毎に、変動位相差δを見ながら、外乱推定位相φを徐々に真値変動位相差δが0となるような値に収束させていくわけである。尚、制御周期は共振周期よりも短く、本例では例えば制御周期は共振周期の1/50程度である。そして、制御周期毎に、推定演算により得られた外乱duty推定値Ddを指令dutyから差し引くことで指令dutyの補正演算を行い、その補正演算後の指令dutyを、最終的にコンバータ6へ出力すべき制御dutyとして、コンバータ6へ出力する。換言すれば、指令dutyに対し、外乱duty推定値Ddの逆位相を加算したものを、制御dutyとしてコンバータへ出力する。このようにすることで、制御周期毎に外乱推定位相φが徐々に真値に近づいていき、それに応じて駆動用電圧VHの変動を抑制することができる。具体的には、実共振変動値ΔVHrを小さく抑える延いては0にすることができる。つまり、指令dutyから予め外乱duty推定値Ddを差し引いておけば、その後実際に外乱が入力されても、その外乱は先に差し引かれた分によって相殺され、結果として指令dutyがそのまま外乱なくコンバータへ入力されることとなり、これにより結果として駆動用電圧VHの変動共振を抑えることができるわけである。上記のように、指令dutyから外乱duty推定値Ddを引くことが本実施形態の補正原理である。これを実現すべく、本実施形態の昇圧制御部70では、図16に示すように、共振抑制部71が、上記の外乱duty推定値Ddを生成し、その逆位相信号正負反転させた信号を補正値として出力する。そして、PI制御部12が生成した基本指令値上記の指令dutyに相当するものにその補正値を加算すること、即ち基本指令値から外乱duty推定値Ddを減算することで、基本指令値を補正する。本実施形態の共振抑制部71は、図16に示すように、外乱角推定部72と、正弦波生成部73と、VH生成モデル74と、目標偏差フィルタ75と、位相調整部76と、反転演算部77とを備えている。外乱角推定部72は、外乱推定角ωtφを演算するものである。このうち外乱周波数ωについては、レゾルバ62から入力された回転角θに基づいて演算により求める。外乱推定位相φは、位相調整部76から入力される。外乱角推定部72は、これら外乱周波数ω及び外乱推定位相φを用いて、外乱推定角ωtφを演算し、出力する。正弦波生成部73は、外乱角推定部72にて演算された外乱推定角ωtφに基づいて、外乱dutyの推定値である外乱duty推定値Dd=sinωtφを生成する。反転演算部77は、この外乱duty推定値Ddに負のゲインである-Gを乗算することで、外乱duty推定値Ddの逆位相の信号を生成する。この逆位相の信号が、補正値として出力され、補正指令演算器14へ入力される。補正指令演算器14では、PI制御部12からの基本指令値と補正値との加算、即ち基本指令値から外乱duty推定値Ddの減算厳密にはDdGの減算が行われ、これにより基本指令値が補正される。VH生成モデル74は、仮に外乱dutyつまり制御duty全体のうち外乱成分のみがコンバータ6に入力されたとするとどのような駆動用電圧VHが生成されるのかどのような変動が生じるのか、を推定するためのものである。即ち、VH生成モデル74は、図17に示すように、コンバータ6自身をそのまま制御モデル化したものであり、図15cに示したコンバータモデル74と同じである。但し、本実施形態で用いるVH生成モデル74では、コンバータ6に存在しているフィルタコンデンサC1は削除している。フィルタコンデンサC1は、充電時、すなわちインバータ7からバッテリ3に電流が流れる際に電圧を安定化させるためのものであり、昇圧時、すなわち駆動用電圧VHを生成する際には考慮不要であることがその理由である。尚、このVH生成モデル74は、外乱duty推定値Ddの入力に対して推定変動値VHfxを出力するモデルであるため、入力された外乱duty推定値Ddに基づいて各スイッチTr1,Tr2の制御信号を生成するための、制御信号生成部80を備えた構成としている。制御信号生成部80の機能は、基本的に、図3に示したスイッチングパルス生成部16,デッドタイム処理部17,及び反転デッドタイム処理部18からなる構成により実現される機能と同じである。図17に示すように、VH生成モデル74はLCR共振回路となるため、その伝達関数は、s関数ラプラス演算子sを用いて、次式4のように表わされる。尚、Rbはバッテリ3の内部抵抗R1の抵抗値、LaはリアクトルLのインダクタンス値、Caは平滑コンデンサC2の静電容量値、d0は当該VH生成モデル74の昇圧比即ちコンバータ6の昇圧比VL/VHである。ここで、s=jωであるため、上記式4をラプラス逆変換すると、推定変動値VHfxが次式5で表される。VHfx=Kvsinωotψ5尚、Kvは定常電圧値、ωoはVH生成モデル74を構成するLCR共振回路の共振角周波数、ψは位相遅れである。ここで、本実施形態では、外乱位相φoを推定外乱推定位相φを演算すべく、VH生成モデル74にて生成される推定変動値VHfxの位相を利用するものであって、定常電圧値Kvの具体値は不要である。つまり、後段側の位相調整部76が必要とするのは位相情報位相遅れψのみである。そのため、Kvは不定のまま式5の推定変動値VHfxを出力しても差し支えなく、よって本例では、式5の推定変動値VHfxを位相調整部76に入力する。目標偏差フィルタ75は、目標偏差ΔVに含まれている即ち駆動用電圧VHに重畳している高調波ノイズ成分を除去する。具体的には、共振周波数fより高くfの2倍の周波数よりは低い周波数を遮断周波数として、その遮断周波数以上の周波数成分を除去し、その除去後の信号を実共振変動値ΔVHrとして出力する。位相調整部76は、目標偏差フィルタ75から入力される、実際の共振外乱の波形を示す実共振変動値ΔVHrと、VH生成モデル74からの推定変動値VHfxとの位相差である、変動位相差δに基づき、その変動位相差δが0になるように、つまり推定変動値VHfxの位相が実共振変動値ΔVHrの位相と一致するように、外乱推定位相φの更新演算調整を行う。この位相調整部76は、具体的には、図18aに示すように、推定波形パルス変換部81と、実波形パルス変換部82と、位相比較器83とを備えている。推定波形パルス変換部81は、図18bに示すように、VH生成モデル74からの推定変動値VHfxの波形を、そのゼロクロスタイミングを基準にパルス変換することにより、推定変動パルスPaを生成する。実波形パルス変換部82も、図18bに示すように、目標偏差フィルタ75からの実共振変動値ΔVHrの波形を、そのゼロクロスタイミングを基準にパルス変換することにより、実変動パルスPbを生成する。位相比較器83は、推定変動パルスPaと実変動パルスPbとの位相差変動位相差δに基づき、その変動位相差δが0となるような方向に外乱推定位相φを更新演算調整する。この位相比較器83の具体的機能について、図19を用いて説明する。位相比較器83は、制御周期毎の演算タイミングで、図19に示す動作ロジックを実行する。即ち、図19に示すように、まず推定変動パルスPaがHiハイレベルに立ち上がったか否かを判断しS210、PaがHiに立ち上がったならば、続いて、PaがLoローレベルに立ち下がるのを待つS220。尚、この間、実変動パルスPbのエッジ変化が生じた場合にはそのエッジ変化の内容を記憶しておく。PaがLoに立ち下がると、PaがHiの間にPbの立ち上がりエッジを検出したか否かを判断するS230。PaがHiの間にPbの立ち上がりエッジを検出しなかった場合には、更に、PaがHiの間にPbの立ち下がりエッジを検出したか否かを判断するS240。そして、PaがHiの間にPbの立ち下がりエッジも検出しなかった場合は、PaとPbの位相は一致しているものと判断できるため、現在設定されている外乱推定位相φ即ち前回の演算タイミングにて演算されて記憶されている最新の外乱推定位相φをそのまま今回の演算タイミングにおける更新後調整後の外乱推定位相φとして、その値を最新値として記憶する。つまり、PaとPbの位相が一致しているということは外乱推定位相φはすでに真値に到達しているということであるため、現在値を維持するのである。一方、S230にて、PaがHiの間にPbの立ち上がりエッジを検出した場合は、Pbに対してPaの位相が進んでいるということである。この場合、Paの位相を遅らせるべく、外乱推定位相φを、現在値よりも遅らせる必要がある。逆に、S240にて、PaがHiの間にPbの立ち下がりエッジを検出した場合は、Pbに対してPaの位相が遅れているということである。この場合、Paの位相を進めるべく、外乱推定位相φを、現在値よりも進める必要がある。そこで本実施形態では、1回の演算タイミングにて調整加算あるいは減算する位相量として予め位相調整角αを設定しておく。この位相調整角αは、正の定数である。そして、演算タイミング毎に、Pbに対するPaの位相進み遅れに基づいて、現在の外乱推定位相φに対して位相調整角αを加減算することで、外乱推定位相φを更新調整する。具体的には、Paの位相がPbの位相に対して進んでいる場合はS230:YES、現在設定されている外乱推定位相φに位相調整角αを加算したものを新たな外乱推定位相φとして更新調整しS260、その値を最新値として記憶する。逆に、Paの位相がPbの位相に対して遅れている場合はS240:YES、現在設定されている外乱推定位相φから位相調整角αを減算したものを新たな外乱推定位相φとして更新調整しS270、その値を最新値として記憶する。このように、制御周期毎に外乱推定位相φを徐々にαずつ調整していくことで、外乱推定位相φを真値に収束させていくのである。そして、外乱推定位相φが真値に近づいていくと、駆動用電圧VHの変動も徐々に小さくなっていき、これにより実共振変動値ΔVHrの波形は振幅が小さくなっていき、実変動パルスPbのエッジ変化が生じなくなる。このような状態になると、外乱推定位相φは真値に収束したこととなる。ところで、位相調整角αをどのような値に設定するかについては、適宜決めることができるが、本実施形態では、次式6にて予め算出された値とする。上記式6において、T1は共振周期[s]であり、T2は制御周期[s]であり、Nは調整用共振周期最大回数である。尚、共振周期T1は、コンバータ6の回路定数から決まる共振周波数fの逆数である。位相調整部76に入力される推定変動値VHfxと実共振変動値ΔVHrの位相差は、最大で180度πradである。換言すれば、外乱推定位相φの調整幅は最大で180度πradである。そこで、本実施形態では、その最大位相差πradが共振周期T1のN倍の期間をかけてゼロになるように制御するものとし、それを実現するための位相調整角αを導出する。尚、調整用共振周期最大回数Nは、基本的には、N≧1であるが、小さい値とすると一度の調整で変化させる位相が大きくなり、これによりバッテリ電圧VLの変動が大きくなる。したがって、一般的にはN≧10とするのが望ましい。まず、共振周期T1の単位で1回の共振周期T1の期間で調整すべき位相の大きさA1は、下記式7のようになる。A1=π/N7ところで、位相調整角αは、制御周期T2単位で外乱推定位相φに対して加減算していくものであり、共振周期T1内には制御周期T2がT1/T2回存在する。そして、調整をT1/T2回繰り返すことで結果として上記式7の位相A1の調整を行うためには、位相調整角αは、A1/T1/T2とする必要がある。これは即ち、位相調整角αが上記式6で得られることを意味している。位相調整角αの導出の具体例を、図20を用いて説明する。一例として、共振周波数fが200Hz、制御周波数が10kHzであるものとする。この場合、共振周期T1は5msであり、制御周期T2は100μsとなる。そして、調整用共振周期最大回数Nを10、即ち共振周期T1の10回分で最大180度πradの位相調整を行えるようにするものとする。この場合、上記式6を適用して位相調整角αを算出すると、α=π/500となる。この位相調整角αは、外乱推定位相φを、共振周期T1の10周期分をかけて180度変化させることができるような値である。外乱推定位相φの調整、即ち外乱推定位相φに対する位相調整角αの加減算は、制御周期T2毎100μs単位で行われる。そのため、共振周期T1の間に50回の位相調整の機会がある。よって、共振周期T1の10周期分では、合計で500回の位相調整の機会があることとなる。その500回の位相調整で180度πradの位相調整を行うことができればよいわけだから、位相調整1回あたりつまり制御周期T2あたりの位相調整角αは、α=π/500とすればよいこととなり、上記算出結果と一致する。以上説明した本実施形態の昇圧制御部70によれば、駆動用電圧VHの変動を引き起こす外乱が指令duty基本指令値に混入するとの仮定のもと、その混入する外乱成分外乱duty推定値Ddを推定演算し、その外乱duty推定値Ddを予め基本指令値から減じておくようにしているため、結果として、モータ61のトルク変動に起因して生じるコンバータ出力電圧駆動用電圧VHの変動を抑制することができる。よって、トルク変動の周波数と共振周波数fが一致することによるトルク変動の増大共振も効果的に抑制することができる。また、本実施形態では、外乱オブザーバ方式によって制御周期毎に常時推定を行うため、モータ回転数に依存せず変動抑制共振抑制が可能である。尚、本第4実施形態では、外乱duty推定値Dd=sinωtφの振幅KをK=1と固定することにより振幅Kについては実質的に考慮しない構成としたが、振幅Kについても適宜調整推定することで、振幅Kも考慮した外乱duty推定値Ksinωtφを推定演算するようにしてもよい。また、正弦波生成部73にて生成された外乱duty推定値Ddをそのまま或いは正のゲインを乗じたものを補正値として出力し、その補正値をPI制御部12からの基本指令値から減算するような構成としてもよい。また、位相調整部76では、図18で説明したように、入力された2つの波形VHfxとΔVHrをそれぞれパルス変換して両者の位相比較を行ったが、このようにパルス変換することは必須ではない。結果として両者の位相がどう違うのか遅れているのか進んでいるのかを認識できてその差異に応じた外乱推定位相φを生成できる限り、位相調整部76の具体的構成は種々考えられる。また、制御周期毎の外乱推定位相φの調整量についても、上記実施形態では、位相調整角αを設定して、その位相調整角αを加減算することで調整するようにしたが、位相の調整量をどのように設定するかについては適宜決めることができ、例えばより複数種類の位相調整角を設定して変動位相差δの大きさに応じてその複数種類の位相調整角を使い分けるようにしてもよい。より具体的には、例えば変動位相差δが大きいほど位相調整角も大きくすることで、外乱推定位相φをより迅速に真値に収束させるようにしてもよい。但し、変動位相差δが大きいほど位相調整角を大きくして外乱推定位相φをより早く真値に近づけるのは、外乱推定位相φの迅速な収束という観点では良いと言えるが、位相調整角が大きいほど外乱推定位相φも急変することとなる。外乱推定位相φの急変は、コンバータ6を構成する各スイッチTr1,Tr2の中点接続点の電位の大きな変動即ちバッテリ電圧VHの大きな変動を引き起こし、これにより制御の不安定性を引き起こすおそれがある。そのため、外乱推定位相φの急変は、制御の安定性の観点からは好ましくなく、よって好ましくは、本実施形態の例のように、外乱推定位相φを少しずつ位相調整角αずつ変化させていってゆっくりと真値に近づけていくというのがよい。[変形例]以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。例えば、上記第1~第3実施形態では、補正値として、正の補正定数B又は負の補正定数-Bの何れかに設定するようにしたが、このように正又は負の一定の値を補正定数として定めるのはあくまでも一例であり、例えば、差分値に応じて連続的又は段階的に変化するような補正値を演算するようにしてもよい。つまり、共振帯域での駆動用電圧VHの振幅変動を抑制する方向に基本指令値を補正できる限り、補正値を具体的にどのように設定演算するかについては種々の方法を採用することができる。また、本発明の適用は、上述した昇圧回路5に限らず、コンバータ内にLC共振回路が含まれていて、且つ、コンバータの出力先の回路等の影響で出力電力の周期的変動が生じるような回路、つまり出力先の影響を受けて出力電力が共振周波数に同期してしまうような回路である限り、あらゆる形態の昇圧回路に対して本発明を適用可能である。尚、基本指令値の演算をPI制御部12が行うことはあくまでも一例であり、他の種類の制御器にて基本指令値を演算するようにしてもよい。フィードバック制御によって基本指令値を演算すること自体もあくまでも一例に過ぎない。さらに、前述の第2実施形態で説明した補正値調整手段93と同等の機能即ち調整機能を有する手段を、差分演算器32と補正部34との間に配置しても良い。具体的には、差分演算器32と補正部34との間に、差分値を調整するための、図21に示すような差分値調整手段113本発明の差分調整手段に相当を設ける。この差分値調整手段113は、減算器113aにて、差分演算器32から出力された駆動用電圧VHの差分値に対して、調整量演算手段92にて演算した調整量Dadjを差し引くことで、差分値を調整する。これにより、より目標電圧VOの変化分が除去された、共振に起因する差分値を演算することができる。このような構成とすることで、目標電圧VOの変化と駆動用電圧VHの共振が重なった場合は、目標電圧VOの変化を考慮することができ、その結果、必要以上に補正することを防止することができる。同様に、前述の第3実施形態で説明した図13の補正値調整手段103を、差分演算器32と補正部34との間に配置して、差分値を調整するための手段として用いるようにしても良い。また、図22のような構成の補正値調整手段123を用いることで、調整量演算手段92を省略することも可能である。図22の補正値調整手段123では、目標電圧VOの変化率ΔVOが0である場合に、補正部34からの補正値が補正指令演算器14に入力される構成となっている。具体的には、変化率ΔVOが0であるか否かを比較部123aにて比較し、変化率ΔVOが0の場合は、セレクタ103bにて乗算器103cにおける乗数として1が設定され、変化率ΔVOが0でない場合は、セレクタ103bにて乗数が0に設定される。このような構成により、目標電圧VOの変化率ΔVOの変動が補正指令に影響を及ぼすこと防止している。更には、調整量演算手段92において、演算する調整量Dadjに対して最大最小ガードの処理を含めてもよい。最大最小ガードは、最大最小ガード演算部を追加して演算しても良いし、予め設計して記憶しておいてもよい。また、図13の補正値調整手段103で用いられる閾値Vthは、固定値でなくても良く、例えば駆動用電圧VHに基づいて決定されるものであっても良い。また、図13の補正値調整手段103が補正値を出力する場合の条件を、変化率ΔVOが所定の範囲内であること、としても良い。また、本発明の適用は、電気自動車に限らず、例えば内燃機関とモータの双方を走行用駆動源として備えるいわゆるハイブリッド自動車に対しても適用可能である。つまり、直流電圧を昇圧回路で昇圧してその昇圧された電圧によって走行用駆動源としてのモータを駆動するよう構成されているモータ駆動システムを備えている限り、あらゆる種類の車両に対して本発明を適用可能である。"