"回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置において、前記回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべくPWM処理によって前記電力変換回路を操作する第1制御手段と、前記回転機の電気角に応じた前記電力変換回路の操作信号波形に基づき前記電力変換回路を操作する第2制御手段と、前記第1制御手段および前記第2制御手段のいずれか一方による制御時において、該制御に関する情報を入力として、いずれか他方の制御に切り替える切替手段とを備え、前記操作信号波形は、矩形波制御よりも電圧利用率の小さいものを含むことを特徴とする回転機の制御装置。前記切替手段は、前記制御に関する情報として回転速度に関する情報を入力として前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項1記載の回転機の制御装置。前記電力変換回路のスイッチング素子を操作するに際し、前記直流電源の正極及び負極の短絡状態を回避すべくデッドタイムが設定され、前記切替手段は、前記制御に関する情報として前記電力変換回路の出力電圧ベクトルに関する情報を入力として前記切り替えを行なうものであって且つ、該入力としての出力電圧ベクトルから前記デッドタイムに起因する誤差を除去する手段を備えることを特徴とする請求項1または2記載の回転機の制御装置。前記切替手段は、前記制御に関する情報として前記いずれか一方による制御によって要求される前記電力変換回路の出力電圧ベクトルに関する情報を入力として前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記切替手段は、前記いずれか一方による制御によって要求される前記電力変換回路の出力電圧ベクトルのノルムと閾値との比較に基づき前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項4記載の回転機の制御装置。前記第1制御手段は、前記直流電源の電圧に基づき規格化された一対の信号である前記指令電圧に応じた信号及び搬送波の大小関係に基づき、前記スイッチング素子を操作するものであり、前記切替手段は、前記搬送波との比較対象となる前記指令電圧に応じた信号の変動幅が前記搬送波の波高値以上となることに基づき、前記第1制御手段から前記第2制御手段へと切り替えることを特徴とする請求項3~5のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記切替手段は、前記制御に関する情報として前記回転機を流れる電流に関する情報を入力として前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項1~6のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記切替手段は、前記制御に関する情報として前記回転機を流れるd軸電流に関する情報を入力として前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項7記載の回転機の制御装置。前記切替手段は、前記制御に関する情報として前記回転機を流れるd軸電流の極性に関する情報を入力として前記切り替えを行なうことを特徴とする請求項8記載の回転機の制御装置。前記いずれか一方の制御からいずれか他方の制御に切り替えるに際し、前記いずれか一方における指令電圧に基づきいずれか他方の指令電圧の初期値を設定するとともに、該初期値とは独立に前記いずれか他方によって算出される指令電圧に徐々に変化させる変化手段を備えることを特徴とする請求項1~9のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。ところで、上記ROMに格納されたパルスパターンに基づきインバータが操作される状況下、要求トルクが急激に低下すると、上記指令電圧のベクトルノルムが急激に小さくなり、PWM制御に切り替えられることとなる。しかし、この際には、電動機の生成しているトルクを実現するために要求される電圧が、PWM制御によっては実現できない電圧となるおそれがある。そしてこの場合には、トルクの制御性が低下する。本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、回転機の実際のトルクを要求トルクに制御するに際し、回転機の制御性を高く維持することのできる回転機の制御装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、回転機の端子に直流電源の正極及び負極のそれぞれを電気的に接続するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の実際のトルクを要求トルクに制御する回転機の制御装置において、前記回転機に印加される電圧を指令電圧に制御すべくPWM処理によって前記電力変換回路を操作する第1制御手段と、前記回転機の電気角に応じた前記電力変換回路の操作信号波形に基づき前記電力変換回路を操作する第2制御手段と、前記第1制御手段および前記第2制御手段のいずれか一方による制御時において、該制御に関する情報を入力として、いずれか他方の制御に切り替える切替手段とを備え、前記操作信号波形は、矩形波制御よりも電圧利用率の小さいものを含むことを特徴とする。第1の実施形態以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ10は、3相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ10は、突極性を有する回転機突極機である。詳しくは、モータジェネレータ10は、埋め込み磁石同期モータIPMSMである。モータジェネレータ10は、インバータIV及び昇圧コンバータCVを介して高圧バッテリ12に接続されている。ここで、昇圧コンバータCVは、高圧バッテリ12の電圧を所定の電圧を上限として昇圧するものである。一方、インバータIVは、スイッチング素子Sup,Sunの直列接続体と、スイッチング素子Svp,Svnの直列接続体と、スイッチング素子Swp,Swnの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ10のU,V,W相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードDup,Dun,Dvp,Dvn,Dwp,Dwnが逆並列に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ10やインバータIVの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ10の回転角度θ電気角を検出する回転角度センサ15を備えている。また、モータジェネレータ10の各相を流れる電流iu,iv,iwを検出する電流センサ16,17,18を備えている。更に、インバータIVの入力電圧を検出する電圧センサ19を備えている。上記各種センサの検出値は、インターフェース13を介して低圧システムを構成する制御装置14に取り込まれる。制御装置14では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータIVやコンバータCVを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータIVのスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnを操作する信号が、操作信号gup,gun,gvp,gvn,gwp,gwnである。また、昇圧コンバータCVの2つのスイッチング素子を操作する信号が、操作信号gup,gcnである。図2に、上記インバータIVの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。図示されるように、本実施形態では、電流フィードバック制御部20及びトルクフィードバック制御部30を備えている。以下では、電流フィードバック制御部20の処理、トルクフィードバック制御部30の処理、電流フィードバック制御部20の設計、トルクフィードバック制御部30の設計、電流フィードバック制御部20の処理とトルクフィードバック制御部30の処理との切り替え処理の順に説明する。<電流フィードバック制御部20の処理>モータジェネレータ10の各相を流れる電流iu,iv,iwは、2相変換部40において、回転2相座標系の実電流であるd軸上の実電流idとq軸上の実電流iqとに変換される。詳しくは、2相変換部40の出力のq軸成分は、ローパスフィルタ23にて高周波成分がカットされ、また、2相変換部40の出力するd軸成分は、ローパスフィルタ24にて高周波成分がカットされる。一方、指令電流設定部22は、要求トルクTdに基づき、回転2相座標系の電流の指令値であるd軸上の指令電流idc及びq軸上の指令電流iqcを設定する。フィードバック制御部25は、d軸上の実電流idを指令電流idcにフィードバック制御するための操作量としてのd軸上の指令電圧vdcを算出する。一方、フィードバック制御部26は、q軸上の実電流iqを指令電流iqcにフィードバック制御するための操作量としてのq軸上の指令電圧vqcを算出する。詳しくは、フィードバック制御部25,26では、比例積分制御を用いて上記算出を行う。3相変換部28では、回転2相座標系の指令電圧vdc、vqcを、3相の指令電圧vuc,vvc,vwcに変換する。PWM信号生成部29では、3相の指令電圧vuc,vvc,vwcと、電源電圧VDCとに基づき、PWM処理によって、操作信号gup,gun,gvp,gvn,gwp,gwnを生成する。本実施形態では、特に、3相の指令電圧vuc,vvc,vwcを2相変調して且つ電源電圧VDCにて規格化した信号と三角波形状のキャリアとの大小比較に基づき操作信号を生成する。<トルクフィードバック制御部30の処理>トルク推定器42では、回転2相座標系の実電流id,iqに基づき、モータジェネレータ10のトルクの推定値である推定トルクTeを算出する。一方、偏差算出部32では、推定トルクTeに対する要求トルクTdの差を算出する。位相設定部34は、偏差算出部32の出力の比例積分演算に基づき、インバータIVの出力電圧の回転2相座標系での位相δを設定する。ここでは、要求トルクTdに対して推定トルクTeが不足する場合に位相δを進角させて且つ、要求トルクTdに対して推定トルクTeが過剰となる場合に、位相δを遅角させるようにする。ノルム設定部36では、モータジェネレータ10の電気角速度ωと、要求トルクTdとに基づき、回転2相座標系におけるインバータIVの出力電圧ベクトルのノルムVnを設定する。ここで、ベクトルのノルムは、ベクトルの各成分の2乗の和の平方根によって定義される。詳しくは、ノルム設定部36は、要求トルクTd及び電気角速度ωに基づき、ノルムVn1を算出するノルム算出部36aを備えている。更に、ノルム設定部36は、PI制御部36bを備えている。PI制御部36bでは、その出力であるノルムVn2と上記ノルム算出部36aの出力するノルムVn1との差の比例積分演算によって上記ノルムVn2を算出する。セレクタ36cでは、PI制御部36bの出力するノルムVn2とノルム算出部36aの出力するノルムVn1との差が規定値より大きい場合、PI制御部36bの出力をノルム設定部36の設定するノルムVnとして採用する。一方、PI制御部36bの出力するノルムVn2とノルム算出部36aの出力するノルムVn1との差が規定値以下となる場合、ノルム算出部36aの出力をノルム設定部36の設定するノルムVnとして採用する。一方、操作信号生成部38では、上記位相設定部34の設定する位相δと、ノルム設定部36の設定するノルムVnと、電源電圧VDCと、回転角度θとに基づき、操作信号gup,gun,gvp,gvn,gwp,gwnを生成する。詳しくは、操作信号生成部38は、電圧利用率毎に、電気角の1回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。ここで、記憶されている操作信号波形はいずれも、図2に例示されるように、高電位側のスイッチング素子Sup,Svp,Swpがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Sun,Svn,Swnがオン状態とされる期間とが半々となる波形となっている。これは、インバータIVの出力電圧を電気角の1回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。更に、操作信号波形はいずれも、図2中にそのうちの1つの波形を例示するように、電気角の1回転周期の中央180°に対して対称性を有するものとなっている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆となるものとなっている。ここで、論理Hが、高電位側のスイッチング素子Sup,Svp,Swpのオン状態に対応し、論理Lが低電位側のスイッチング素子Sun,Svn,Swnのオン状態に対応する。これは、インバータIVの出力電圧を正弦波形状の電圧に極力近似させるための設定である。操作信号生成部38では、電源電圧VDCとノルムVnとに基づき、電圧利用率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記電圧利用率の上限は、矩形波制御時の電圧利用率である0.78とされている。このため、電圧利用率が最大値0.78となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の1回転周期に高電位側のスイッチング素子Sup,Svp,Swpがオン状態とされる期間と低電位側のスイッチング素子Sun,Svn,Swnがオン状態とされる期間とが1回ずつ生じる波形1パルス波形が選択される。一方、電圧利用率の下限は、電流フィードバック制御部20によって設定される指令電圧vuc,vvc,vwcに応じた3つの線間電圧をインバータIVの入力電圧によって実現することのできる上限値である0.71に設定されている。すなわち、2相変調された信号をインバータIVの入力電圧によって実現することのできる上限値に設定されている。こうして操作信号波形が選択されると、操作信号生成部38では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部34の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。<電流フィードバック制御部20の設計>図3に、指令電流設定部22の詳細を示す。本実施形態では、最大トルク制御を実現するように指令電流idc,iqcを設定する。ここで、最大トルク制御とは、最小の電流で最大のトルクを実現する制御であり、ここでいう最大トルクとは、力行制御時には正の最大トルク、回生制御時には、負であって絶対値が最大のトルクを意味する。以下、これについて詳述する。モータジェネレータ10のトルクTは、電機子巻線鎖交磁束数Φ、q軸インダクタンスLq,d軸インダクタンスLd、抵抗R、及び極対数Pを用いて、下記の式c1にて表現される。ここで、図示されるように、指令電流idc,iqcを、-Isinβ、Icosβとすると、以下の式c2を得る。上記の式c2において、最大トルク制御の条件、すなわちトルクTのβによる偏微分がゼロであるとの条件を課すことで、βは、以下の式c3となる。上記の式c3は、位相βが電流Iの関数であることを意味する。したがって、上記の式c2により、トルクTを電流Iのみの関数sIにて表現することが可能である。一方、上記の式c3は、電流Iが位相βによって表現できることをも意味する。このため、上記の式c2により、トルクTを位相βのみの関数uによって表現することができる。そして、これら関数sI及び関数uIの逆関数の値を算出することで、要求トルクTdを入力として、最大トルク制御を実現するための指令電流idc,iqcを出力させることができる。<トルクフィードバック制御部30の設計>先の図2に示したように、トルクフィードバック制御部30では、要求トルクTd及び電気角速度ωに基づき、ノルムVnを設定した。これにより、要求トルクTdが与えられた場合に、比較的自由にノルムVnを設定することができる。このため、例えばノルムVnを極力小さくすることで、電圧利用率を抑制することができる。そしてこの場合には、操作信号生成部38の生成する操作信号波形として、よりパルス数の多い波形を選択することなどができ、ひいてはインバータIVの出力電圧を正弦波形状の電圧により近づけることができる。このため、インバータIVの出力電圧の高調波歪を低減することができ、ひいては高調波電流を抑制することが可能となる。以下、本実施形態にかかるノルム算出部36aによるノルムVn0最終的な出力であるノルムVn1に対してガード処理のなされる前のノルムの設定について説明する。図4に、本実施形態において、モータジェネレータ10の力行時にノルムVn0に課せられる基本的な制約を示す。図示されるように、本実施形態では、ノルムVn0を、境界線BL1~BL4によって囲われる領域内とするとの制約が課せられている。ここで、境界線BL4は、電圧利用率が0.78であること示すものである。これは、矩形波制御の電圧利用率が実現可能な電圧利用率の最大値であることに対応している。以下では、境界線BL1~BL3のそれぞれに対応する条件の導出に先立って、モータジェネレータ10のトルクTと電流ベクトルid,iqとを、ノルムVn0、位相δ及び電気角速度ωによって表現する式を導出する。ここで、電圧方程式は、以下の式c4となる。上記の式c4から、下記の式c5を得る。上記の式c5を上記の式c1に代入することで、下記の式c6を得る。ここで、図4に示す境界線BL1に対応する条件であるトルクTの位相δによる偏微分が正となるとの条件は、上記の式c6に基づき、下記の式c7a及びc7bによって表現される。この条件は、要求トルクTdに対して推定トルクTeが不足する場合に、位相δを進角させることによってその不足を低減させて且つ、要求トルクTdに対して推定トルクTeが過剰である場合に、位相δを遅角させることによってその過剰分を低減させることを可能とするための条件である。なお、本実施形態では、位相δは、力行時には、0≦δ<π/2、回生時には、π/2<δ≦3π/2となるように制御設計をするとの前提を設けているため、位相δが3π/2以上となる条件を削除した。また、境界線BL2に対応する条件であるd軸電流がゼロ以下であるとの条件は、下記の式c8等よって表現される。また、境界線BL3に対応する条件であるq軸電流が力行時においてはゼロ以上である旨の条件は、下記の式c9によって表現される。なお、回生時においては、q軸電流がゼロ以下であるとの条件を課す。本実施形態では、先の図4に例示するような許容領域内において、ノルムVn0を設定する。このノルムVn0は、位相δと電気角速度ωを設定しても一義的には定まらない。このため、ノルムVn0の設定に際してはある程度の自由度があることとなるため、ノルムVn0を自由に設計することができる。ここで、インバータIVの出力電圧の高調波歪を抑制する観点からは、ノルムVn0を極力低減することが望ましい。ノルムVn0を最小とするためには、トルクTのノルムVn0による偏微分係数がゼロとなるとの条件を課すことが要求される。ただし、この場合、上記モデルを用いる場合には、位相δとノルムVn0との間に1対1の対応関係を持たせることができないことが発明者らによって見出されている。そこで、本実施形態では、最小の電流で最大のトルクを実現する最大トルク制御を行うことができるようにノルムVn0を設定する。これによっても、要求トルクTdを実現するうえでノルムVn0を極力低減することができる。図5に、本実施形態にかかるノルム算出部36aの詳細を示す。図示されるように、本実施形態では、最大トルク制御を実行すべく下記の式c10にて表現される条件を課す。この式は、例えば埋込磁石同期モータの設計と制御:武田洋次らオーム社の23ページに記載されている。上記の式c10から、上記の式c5によって電流ベクトルid,iqを消去することで、ノルムVn0を、電気角速度ωと位相δとの関数とすることができる。特に、トルクフィードバック制御を行う領域は電気角速度ωが大きい領域のため、抵抗Rを無視することで、以下の式c11とすることができる。上記の式c11では、ノルムVn0が、位相δ及び電気角速度ωの関数とされている。以下では、これに基づき、ノルムVn0を、要求トルクTdと電気角速度ωとによって表現することを考える。上記の式c6において、抵抗Rが小さいとする近似を行うことで、下記の式c12を得る。上記の式c12における関数fは、位相δを独立変数として、電気角速度ωによって規格化されたノルムVn0速度規格化ノルムを従属変数とするものである。ここで、ノルムVn0が、電気角速度ωに依存しない関数fと電気角速度ωとの積として定義できるのは、上記の式c11を根拠としている。すなわち、抵抗Rが無視できるとの近似を前提としている。上記の式c12によれば、位相δを独立変数として且つトルクTを従属変数とする関数gを定義することができる。このため、関数gの逆関数を用いることで、上記関数fの独立変数を位相δからトルクTに変換することができる。これにより、トルクTを独立変数として且つ速度規格化ノルムVn0/ωを従属変数とする関数hを定義することができる。図5に、先の図2に示したノルム算出部36aの処理の詳細を示す。図示されるように、ノルム算出部36aは、要求トルクTdを独立変数として且つ速度規格化ノルムVn0/ωを従属変数とするマップ50と、マップ50の出力に電気角速度ωを乗算する乗算器52と、乗算器52の出力するノルムVn0にガード処理を施す電圧リミッタ54とを備えている。ここで、電圧リミッタ54は、ノルムVn0によって電圧利用率が0.71以下となると判断される場合には、電圧利用率が0.71となるようにガード処理を施す。一方、ノルムVn0によって電圧利用率が0.78以上となる場合には、電圧利用率が0.78となるようにガード処理を施す。こうしてガード処理の施された電圧リミッタ54の出力が、ノルム算出部36aの出力するノルムVn1である。上記マップ50は、位相δと速度規格化ノルムとの関係を示す関数f、及び位相δと要求トルクTdとの関係を示す関数gを数値計算によって算出することで算出されたものである。これにより、要求トルクTdとノルムVn0との関係を、ノルムVn0が先の図4に示した領域内となるようにして、予めマップ化しておくことが可能となる。そしてこれにより、要求トルクTdと電気角速度ωが与えられた際に、最小の電流にてモータジェネレータ10を駆動することができる。なお、本明細書において、マップとは、離散的な入力値のそれぞれに対して出力値が1つ定義された写像のことである。<電流フィードバック制御部20の処理とトルクフィードバック制御部30の処理との切り替え処理>本実施形態では、電圧利用率が小さい領域では電流フィードバック制御を行い、電圧利用率が大きい領域ではトルクフィードバック制御を行う。これは、電圧利用率によって、要求トルクTdに対する実際のトルクの応答性が高い制御器が相違することに鑑みたものである。ただし、この場合、電圧利用率が上昇することで電流フィードバック制御の応答性が低下すると、トルクフィードバック制御へと切り替える必要が生じる。また、電圧利用率が低下することでトルクフィードバック制御の応答性が低下すると、電流フィードバック制御に切り替える必要が生じる。ここで、電流フィードバック制御部20及びトルクフィードバック制御部30のそれぞれが、自身の有する電圧情報に基づき、他方への切り替えのための閾値を設定する場合には、以下の問題が生じる。すなわち、要求トルクTdの急変時や急激な負荷変動が生じると、電圧情報が急激に変化することで、切り替え閾値を超えることとなる。ただし、この場合、切り替え後の制御器による制御によっては、要求される電圧ベクトルを実現することができない事態が生じ得る。ここで、トルクフィードバック制御部30では、位相δの操作による実際のトルクの調節可能範囲が大きい一方、電流フィードバック制御部20の操作量は指令電圧vdc、vqcのみとなるため、問題となる。すなわち、要求トルクTdの急減少時等に電流フィードバック制御部20による制御に切り替える場合、電源電圧VDCの制約から、切り替え直後において、電流フィードバック制御による制御を適切に実現することができないおそれがある。そこで、本実施形態では、切り替えに際して各制御器の出力を用いることなく、双方の制御器に共通の基準を設ける。これは、上述したように、本実施形態では、電流フィードバック制御部20とトルクフィードバック制御部30との双方が、最大トルク制御を行うように制御器を設計したことを利用するものである。すなわち、この場合、要求トルクTdを最大トルク制御によって実現するための電圧情報電圧利用率に関する情報に基づき、いずれの制御器による制御が適切かを判断することができる。具体的には、先の図2に示すように、本実施形態では、電圧推定器48を備える。電圧推定器48は、図6に示すように、先の図5に示したノルム算出部36aのマップ50及び乗算器52と同一の構成を有するマップ56及び乗算器58を備えて構成される。換言すれば、ノルム算出部36aから電圧リミッタ54を除いた構成とされる。ただし、入力パラメータとして、要求トルクTdに代えて、実際のトルク推定トルクTeを用いている。電圧推定器48の出力する2次元電圧ベクトルのノルム推定ノルムVneに基づき、先の図2に示す切替制御部46では、電流フィードバック制御部20による制御を行うか、トルクフィードバック制御部30による制御を行うかを切り替える。図7に、切替制御部46の行う処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、まずステップS10において、推定トルクTeを最大トルク制御によって実現する場合の電圧ベクトルのノルム上記推定ノルムVneを推定する。この処理は、上記電圧推定器48の処理である。続くステップS12では、推定ノルムVneが閾値Vthよりも大きいか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御部20による制御とトルクフィードバック制御部30による制御とのいずれを用いるかを判断するためのものである。ここで、閾値Vthは、上記指令電圧vuc,vvc,vwcが2相変調された信号をインバータIVによって実現できる上限値に対応する電圧利用率0.71となるノルムに設定されている。そして、閾値Vthよりも大きいと判断される場合、ステップS14において、トルクフィードバック制御部30による制御を行うべく、トルクフィードバック制御モードとする。一方、閾値Vth以下と判断される場合、ステップS16において、電流フィードバック制御部20による制御を行うべく、電流フィードバック制御モードとする。図8に、上記切り替え直後における初期値の設定処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、トルクフィードバック制御部の処理への切り替え時であるステップS20:YES場合、ステップS22において、トルクフィードバック制御部30による位相δ及びノルムVn2の初期値を与える。ここで、位相設定部34の設定する位相δの初期値δ0は、切り替え直前の電流フィードバック制御部20の回転2相座標系の指令電圧vdc、vqcに基づき、δ0=arctan-vdc/vqcと設定される。一方、PI制御部36bの算出するノルムVn2の初期値は、上記指令電圧vdc、vqcのそれぞれの2乗の和の平方根とされる。詳しくは、この初期値は、PI制御部36bの積分要素の初期値とされる。これにより、先の図2に示したノルム設定部36では、与えられた初期値を当初設定するノルムVnとした後、設定するノルムVnを、ノルム算出部36aの算出するノルムVn1へと徐々に変化させていく。このため、上記切り替え時において、電流フィードバック制御部20の設定する指令電圧vdc,vqcのノルムと、ノルム算出部36aの算出するノルムとの間にずれが生じている場合であっても、ノルムの急変を回避することができる。一方、電流フィードバック制御部20による制御への切替時であるステップS24:YES場合、ステップS26において、指令電圧vdc、vqcの初期値を与える。ここでは、電流フィードバック制御部20の指令電圧vdc、vqcの初期値が、トルクフィードバック制御部30によるインバータIVの出力電圧ベクトルとなるように設定する。換言すれば、指令電圧vdc、vqcの初期値を、ベクトル-Vnsinδ、Vncosδとする。詳しくは、フィードバック制御部25,26のそれぞれの積分項の初期値を、ベクトル-Vnsinδ、Vncosδとする。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1トルクフィードバック制御部30による制御がなされているとき、最大トルク制御によって実際のトルク推定トルクTeを実現するために要求されるインバータIVの出力電圧が所定以下である場合、電流フィードバック制御による制御へと切り替えた。これにより、切り替えに際してモータジェネレータ10の制御性を高く維持することができる。2モータジェネレータ10を流れる電流実電流id,iqを入力として、実際のトルクを推定するトルク推定器42を備えた。これにより、トルクセンサが不要となることから、制御のために必要なハードウェア手段の増加を抑制することができる。3推定トルクTeを入力として速度規格化ノルムVne/ωを出力するマップ56を備えることで、推定ノルムVneを算出した。これにより、制御装置14の演算負荷を低減することができる。トルクフィードバック制御部30への切り替えに際し、電流フィードバック制御部20の算出する指令電圧vdc、vqcに基づきノルムVn2の初期値を設定した。これにより、切り替えの前後でノルムの連続性を維持することができる。PI制御部36b及びセレクタ36cを備えることで、ノルム設定部36の設定するノルムVnを、電流フィードバック制御部20の指令電圧vdc、vqcに基づく初期値からノルム算出部36aの算出するノルムへと徐々に変化させた。これのより、上記切り替えに起因したノルムの急変を好適に回避することができる。トルクフィードバック制御部30による制御から電流フィードバック制御部20による制御へと切り替えるに際し、電流フィードバック制御部20による指令電圧vdc、vqcの初期値を、ノルム設定部36の設定するノルムVn及び位相設定部34の設定する位相δに基づき設定した。これにより、切り替え時においてもインバータIVの出力電圧の連続性を維持することができる。7トルクフィードバック制御部30及び電流フィードバック制御部20の双方を、同一の要求最大トルク制御を行うとの要求に応じて設計した。これにより、双方の制御間の切り替えに際してのトルク変動を好適に抑制することができる。更に、双方の制御の妥当性を判断する基準として共通の基準電圧推定器48の出力する推定ノルムVneを用いることができる。以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図9に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、ステップS30において、上記ステップS10と同様の処理にて推定ノルムVneを算出する。続くステップS32では、トルクフィードバック制御モードであるか否かを判断する。そして、トルクフィードバック制御モードであると判断される場合、ステップS34において、推定ノルムVneが閾値Vthより大きいか否かを判断する。この処理は、電流フィードバック制御へと切り替えるか否かを判断するものである。そしてステップS34において、閾値Vth以下であると判断される場合、ステップS36において、電流フィードバック制御モードに切り替える。一方、上記ステップS32において否定判断される場合、ステップS38において、推定ノルムVneが、閾値Vthに係数αを乗算した値よりも小さいか否かを判断する。この処理は、トルクフィードバック制御へと切り替えるか否かを判断するためのものである。ここで、係数αは、1よりも小さい正の数である。これは、電流フィードバック制御への切り替え条件とトルクフィードバック制御への切り替え条件とにヒステリシスを設けるためのものである。そして、ステップS38において否定判断される場合、ステップS40において、トルクフィードバック制御モードに切り替える。なお、ステップS36、S40の処理が完了する場合や、ステップS34、S38において肯定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。以上説明した本実施形態によれば、先の第1の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。8電流フィードバック制御への切り替え条件とトルクフィードバック制御への切り替え条件とにヒステリシスを設けることで、切り替えが頻繁に生じることを回避することができる。以下、第3の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図10に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図10において、先の図7に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。図示されるように、本実施形態では、モータジェネレータ10を流れるd軸電流ローパスフィルタ24の出力が正となる場合ステップS50:NOにも、電流フィードバック制御へと切り替える。これは、d軸電流が正となると、損失が増大することが知られているためである。なお、トルクフィードバック制御部30による制御がなされている場合であって且つd軸電流が正となった状況下においては、電流フィードバック制御部20の制御性が低い領域にはないと考えられる。これは、トルクフィードバック制御部30による制御がなされる領域では、要求トルクTdを実現するために要求される電圧の印加が困難となれば、d軸電流を負として弱め界磁制御を行うことで印加電圧を増加させる処理がなされるものであり、d軸電流が正となることはないと考えられるためである。また、要求トルクTdが急減した場合であっても、位相δは、積分器を用いて算出されるものであるため、要求トルクTdの急減に同期してd軸電流が一時的に正となることもないと考えられる。以上説明した本実施形態では、上記第1の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。9モータジェネレータ10を流れる電流のd軸成分が正となる場合、電流フィードバック制御部20による制御へと切り替えた。これにより、損失の大きくなる制御が継続されることを好適に回避することができる。以下、第4の実施形態について、先の第3の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図11に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図11において、先の図7に示した処理に対応する処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。図示されるように、本実施形態では、電圧の位相δの絶対値が閾値δth未満である場合ステップS52:NOにも、電流フィードバック制御へと切り替える。これは、d軸電流が正となる場合に電流フィードバック制御を行うための処理である。ここで、d軸の電流を直接用いないのは、切り替え条件の成立を高精度に判断することと、同判断を迅速に行うこととの両立が困難なことに鑑みたものである。すなわち、モータジェネレータ10を流れる電流には、ノイズが混入しているため、ローパスフィルタ24の上流側の値を用いる場合には、d軸電流が正であるか否かの判断精度が低下する。これに対し、ローパスフィルタ24の下流側の値を用いる場合には、フィルタによる遅延に起因して、条件が成立した場合にその旨を判断することが遅れるおそれがある。そこで本実施形態では、位相δを用いて、d軸電流がゼロ以下であるのか否かを判断する。これが可能であるのは、次の理由である。すなわち、上記の式c4において、電圧ベクトルvd,vqを閾値δthを用いて-Vsinδth、Vcosδthと表記し、d軸電流をゼロとすると、V/ω=Φ/cosδthを得る。これを、上記の式c12に代入することで、tanδth=TLq/PΦΦを得る。これにより、位相δの絶対値が閾値δthの絶対値以上となることで、d軸電流がゼロ以下となることがわかる。ここで、閾値δthの絶対値以下となる領域は、図11の下方に示すように、トルクTが正である場合には閾値δth以上の領域であって且つ、トルクTが負である場合には閾値δth以下である領域である。以上説明した本実施形態では、上記第1の実施形態の上記各効果や第3の実施形態の上記9の効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。10インバータIVの出力電圧の位相に基づき、d軸成分が正であるか否かを判断した。これにより、d軸電流の極性を迅速且つ的確に判断することができる。以下、第5の実施形態について、先の第3の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図12に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。この一連の処理では、ステップS60において、上記ステップS10と同様の処理を行った後、ステップS62において、トルクフィードバック制御モードであるか否かを判断する。そして、ステップS62において肯定判断される場合、ステップS64において、推定ノルムVneが閾値Vthよりも大きいか否かを判断し、否定判断される場合、ステップS66において、電流フィードバック制御モードに切り替える。これに対し、トルクフィードバック制御モードでないと判断される場合、ステップS68において、電流フィードバック制御部20による指令電圧ベクトルvdc,vqcのノルムが閾値Vthよりも小さいか否かを判断する。この処理は、トルクフィードバック制御部30による制御へと切り替えるか否かを判断するものである。そして、ステップS68において、否定判断される場合には、ステップS70において、トルクフィードバック制御モードへと切り替える。このように、本実施形態では、電流フィードバック制御部20による制御へと切り替える際には、電圧推定器48の出力する推定ノルムVneを用いるものの、トルクフィードバック制御部30による制御へと切り替える際には、電流フィードバック制御部20の指令値を用いる。これは、指令電圧ベクトルvdc,vqcのノルムが閾値Vthに達しているにもかかわらず、推定ノルムVneが閾値Vthに達しない状況が生じることが懸念されることに鑑みた設定である。こうした事態は、電圧推定器48の推定誤差がある場合や、モータジェネレータ10の電圧飽和領域近傍で要求トルクTdが増加する場合に生じえる。後者の場合には、電流フィードバック制御部20による制御の応答性が低いことに起因して推定トルクTeの増加が遅れるために、推定ノルムVneの増加が遅れることとなる。以上説明した本実施形態では、上記第1の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。11電流フィードバック制御部20による制御がなされているとき、指令電圧ベクトルのノルムが所定以上となることを条件に、トルクフィードバック制御部30による制御に切り替えた。これにより、電流フィードバック制御の制御性が低下する状況を好適に判断することができる。指令電圧ベクトルのノルムとの比較対象とする閾値を、2相変調された電圧の変動幅がキャリアの波高値以上となるときの値とした。これにより、電流フィードバック制御による要求トルクへの制御性を高く維持することのできる領域に限って電流フィードバック制御を行うことができる。以下、第6の実施形態について、先の第5の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。上記第5の実施形態のように指令電圧ベクトルのノルムに基づきトルクフィードバック制御へと切り替える場合、要求トルクTdが急増することに起因した指令電圧ベクトルのノルムのオーバーシュートによって、同ノルムが閾値Vthを超えるおそれがある。図13に、この例を示す。図13aは、トルクの推移を示し、図13bは、指令電圧ベクトルのノルムの推移を示している。図示されるように、要求トルクTdが急増すると、上記指令電流設定部22では、指令電流idc,iqc特にq軸の指令電流iqcを増大させる。これにより、指令電流idc,iqcと実電流id,iqとの差が拡大する。このため、上記フィードバック制御部25,26では、指令電圧vdc,vqcを増大操作することとなる。ただし、指令電流idc,iqcと実電流id,iqとの差が一旦ゼロとなるまでの間は、フィードバック制御部25,26の積分器は、指令電圧vdc,vqcを増大させる側に変化し続ける。このため、推定トルクTeが要求トルクTdに達した後であっても、指令電圧vdc,vqcは増加操作されることとなり、ひいてはオーバーシュートする。この場合、オーバーシュートが収まることで推定トルクTeが要求トルクTdに追従する際には、指令電圧ベクトルのノルムは、ピーク値よりも小さい値に収束する。図13に示す例では、指令電圧ベクトルのノルムの収束値自体は、閾値Vth未満であるが、オーバーシュートによって一時的に閾値Vthを超える例を示している。この場合、オーバーシュートに起因してトルクフィードバック制御へと切り替える場合には、再度電流フィードバック制御へと切り替えがなされることとなり、切り替えのハンチング現象が生じる。こうした事態を回避すべく、本実施形態では、図14に示す処理を行う。図14は、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図14において、先の図12に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。この一連の処理では、電流フィードバック制御がなされている場合ステップS62:NO、ステップS68aに移行する。ステップS68aでは、ア指令電圧ベクトルのノルムが閾値Vthよりも小さいとの条件と、イ要求トルクTdを最大トルク制御によって実現するために要求されるベクトルのノルムVn0が閾値Vthに係数γを乗算した値よりも小さいとの条件との論理和条件が成立するか否かを判断する。ここで、上記イの条件は、トルクの制御性を維持しつつも要求トルクTdを電流フィードバック制御によって実現可能か否かを判断するためのものである。ここで、係数γは、1よりも小さい正の値とする。これにより、ノルムVn0と比較される値は、指令電圧ベクトルのノルムに関する閾値Vthよりも小さくなる。これは、ノルムVn0の算出誤差を考慮したものである。そして、ステップS68aにおいて否定判断される場合には、ステップS70において、トルクフィードバック制御へと移行する。以上説明した本実施形態では、上記第5の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。13電流フィードバック制御によって要求トルクTdを実現するために要求されるインバータIVの出力電圧が閾値以上であることを条件に、トルクフィードバック制御に切り替えた。これにより、指令電圧vdc、vqcがオーバーシュートすることで、不必要にトルクフィードバック制御へと切り替えられることを回避することができる。以下、第7の実施形態について、先の第6の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図15に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図15において、先の図14に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。図示されるように、本実施形態では、上記第6の実施形態の切り替え処理に、更に、上記第4の実施形態において記載した理由に鑑み、位相δの絶対値が閾値δthの絶対値未満である場合ステップS52:NO、電流フィードバック制御モードに切り替える処理を加える。以下、第8の実施形態について、先の第6の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図16に、本実施形態にかかる切り替え処理の手順を示す。この処理は、例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図16において、先の図14に示した処理に対応する処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。図示されるように、本実施形態では、上記第6の実施形態の切り替え処理に、更に、上記第3の実施形態において記載した理由に鑑み、d軸電流の検出値が正である場合ステップS50:NO、電流フィードバック制御モードに切り替える処理を加える。以下、第9の実施形態について、先の第5の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。電流フィードバック制御部20によって指令電圧vuc,vvc,vwcが設定され、これに基づき操作信号gup,gun,gvp,gvn,gwp,gwnが生成される際には、上側アーム及び下側アームの短絡を回避すべく、デッドタイムが生成される。このため、上記操作信号は、指令電圧vuc,vvc,vwcが2相変調された信号とキャリアとの大小関係によって直接定まるパルス信号に対して、デッドタイム分だけ誤差を有した信号となる。ここで、モータジェネレータ10を流れる電流の極性が正であるときには、デッドタイム期間に下側アームのダイオードDun,Dvn,Dwnに電流が流れるために、インバータIVの正の印加電圧期間が不足する。一方、モータジェネレータ10を流れる電流の極性が負であるときには、デッドタイム期間に上側アームのダイオードDup,Dvp,Dwpに電流が流れるために、インバータIVの負の電圧印加期間が不足する。このため、インバータIVの出力電圧は、指令電圧vuc,vvc,vwcに対して不足することとなる。詳しくは、この電圧誤差ΔVは、電源電圧VDCと、デッドタイム期間tdと、キャリア周波数fcとを用いて、ΔV=VDCtdfcとなる。ここで、電流フィードバック制御を行う場合、デッドタイムによる電圧誤差ΔVは、フィードバック制御によって補償される。ただし、先の第5の実施形態のように、指令電圧ベクトルのノルムと閾値Vthとの比較に基づきトルクフィードバック制御に切り替える場合には、実際のノルムがVth-ΔVとなることで切り替えがなされることとなる。そこで本実施形態では、指令電圧ベクトルが閾値Vth以上となったか否かの判断から、上記電圧誤差ΔVに起因した誤差を除去すべく、図17に示すように、デッドタイム補償器60を備える。ここで、デッドタイム補償器60は、インバータIVの出力電圧をフィードバック制御部25,26の出力する指令電圧vdc、vqcとするための補正量を算出するものである。これは、指令電流idc,iqcから位相δを算出し、電圧誤差ΔVを、この位相δにてdq軸上の電圧の補正値に変換することで実現することができる。これにより、デッドタイム補償器60の出力にて指令電圧vdc、vqcをフィードフォワード補正することで、インバータIVの出力電圧は、フィードバック制御部25,26の出力する指令電圧vdc、vqcとなる。しかも、切替制御部46では、フィードバック制御部25,26の出力する指令電圧vdc、vqcのベクトルのノルムと閾値Vthとを比較することで、インバータIVの実際の出力電圧ベクトルのノルムと閾値Vthとを比較することができる。以上説明した本実施形態では、上記第5の実施形態の上記各効果に加えて、更に以下の効果が得られるようになる。14フィードバック制御部25,26の出力する指令電圧vdc、vqcを補正するデッドタイム補償器60を備えて且つ、デッドタイム補償器60による補正前の指令電圧vdc、vqcのノルムと閾値Vthとの比較に基づき、トルクフィードバック制御への切り替えを行った。これにより、インバータIVの出力電圧ベクトルのノルムが閾値Vth以上である否かを高精度に判断することができる。以下、第10の実施形態について、先の第5の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図18に、本実施形態にかかるノルム算出部36aのうち、電圧リミッタ54を除いた部分の処理を示す。図示されるように、本実施形態では、インバータIVの出力電圧からモータジェネレータ10の誘起電圧によって相殺される部分を削除した電圧ベクトルのノルムV2とその位相δ2とを定義し、トルクTをこれらノルムV2及び位相δ2によって表現する。そして、位相δ2によるトルクTの偏微分係数がゼロとなるように、ノルムVn0を設定する。ここで、トルクTは、ノルムV2及び位相δ2によって下記の式c13にて表現することができる。上記の式c13において、位相δ2によるトルクTの偏微分係数がゼロとなるとの条件の下、ノルムV2及び位相δ2を、位相δ及びノルムVn0にて消去することで、ノルムVn0を位相δ及び電気角速度ωにて表現することができる。特に、抵抗Rをゼロとする近似では、下記の式c14が成立する。上記の式c14においても、速度規格化ノルムVn0/ωは、位相δの関数fとして表現できる。これにより、先の第1の実施形態の要領で、速度規格化ノルムをトルクTの関数hとして定義することができる。本実施形態でも、関数hを数値計算によって算出することで、マップ化しておく。図18には、マップ化された関数hを示している。以上説明した本実施形態によれば、先の第1の実施形態の上記1~6の各効果や、上記第5の実施形態の効果に加えて、更に、以下の効果が得られるようになる。15インバータIVの出力電圧のうちのモータジェネレータ10の誘起電圧によって相殺される電圧成分を除いた部分に応じて生じる電流によって最大のトルクを生成するようにノルムVn0を設定した。これにより、トルクに寄与する電圧を最小にするノルムVn0を選択することができる。このため、上記の式c4に示した電圧方程式に鑑みれば、電流ベクトルid,iqを極力低減することもできると考えられる。以下、第11の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図19に、本実施形態にかかるインバータIVの操作信号の生成に関する処理のブロック図を示す。なお、図19において、先の図2に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態にかかるノルム算出部36aは、位相設定部34によって設定される位相δと電気角速度ωとを入力として、ノルムVn1を設定する。これは、ノルム算出部36aを、上記の式c9に基づきノルムVn0を設定する処理を行うように変更することで実現することができる。その他の実施形態なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。上記第2の実施形態では、電流フィードバック制御モードへの切替のための閾値よりもトルクフィードバック制御モードへの切替のための閾値を小さくしたが逆でもよい。第5の実施形態に対する第9の実施形態の変更点によって、上記第6~8の実施形態を変更してもよい。第5の実施形態に対する第10の実施形態の変更点によって、上記第6~9、第11の実施形態を変更してもよい。第1の実施形態に対する第11の実施形態の変更点によって、上記第2~10の実施形態を変更してもよい。推定ノルムVneが所定以上≧Vthとなるとの条件の成立の有無の判断に際して、デッドタイムに起因する誤差を除去する手段としては、上記第9の実施形態で例示したものに限らない。例えば、推定ノルムVneとの比較対象とされる閾値を、閾値Vthに上記誤差ΔVを加算した値としてもよい。指令電流設定部22としては、最大トルク制御をするための指令電流を設定するものに限らない。例えば、先の第10の実施形態におけるトルクフィードバック制御部30と同様の要求に基づき設計された制御としてもよい。この場合、電圧推定器48が、先の図18に示した処理において、要求トルクTdに代えて推定トルクTeを入力とするものとすればよい。また、例えばid=0との条件の下、指令電流iqを設定してもよい。なお、指令電流設定部22としては、id≦0を条件として指令電流idc,iqcを設定するものであることが望ましい。電流フィードバック制御部20としては、キャリアとの大小の比較対象とする信号を、3相の指令電圧vuc,vvc,vwcが2相変調処理された信号とするものに限らない。例えば2相変調処理を行わなくてもよい。ただし、この場合、上記閾値Vthを0.68VDC程度とすることが望ましい。換言すれば、操作信号の平均周波数がキャリア周波数fc以下となる際の値程度としてもよい。切替制御部46や電圧推定器48の構成としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。ここで、上記各実施形態では、実電流id,iqに基づき推定トルクTeを算出し、これと電気角速度ωとを入力として推定ノルムVneを算出した。このことは、実電流id,iq及び電気角速度ωを入力として推定ノルムVneを出力とする3次元マップを構成可能であることを意味する。このため、電圧推定器48としては、この3次元マップを備える構成としてもよい。電圧推定器48の構成としては、2相座標系2次元座標系の電圧ベクトルの推定ノルムVneを算出する手段に限らない。例えば、電流フィードバック制御部20によって推定トルクTeを実現するために要求される電圧に関するパラメータとして、相電圧の波高値を推定するものであってもよい。ノルム算出部36aとしては、上記各実施形態で例示した制御を行うものに限らない。例えばid=0となる制御を行うためのノルムVn1を算出するものであってもよい。ノルム設定部36の設定するノルムを、電流フィードバック制御部20の指令電圧vdc,vqcに基づく初期値からノルム算出部36aの算出するノルムへと徐々に変化させる変化手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、電流フィードバック制御部20の指令電圧vdc,vqcに基づく値を初期値として、これとノルム算出部36aの出力との加重平均処理をしたものをノルム設定部36の出力としてもよい。操作信号生成部38としては、電圧利用率が閾値Vth以上となる操作信号波形を定めたデータを記憶するものに限らない。例えば、閾値Vthよりも低い電圧利用率のパターンまで記憶しているものであってもよい。操作信号生成部38としては、電圧利用率毎に、操作信号波形を定めたデータを予め記憶しておき、都度の電圧利用率に応じて該当するデータを利用するものに限らない。例えば、電圧ベクトルのノルムに基づきPWM処理等によって操作信号を都度算出するものであってもよい。操作信号生成部38において、インバータIVの入力電圧が一定とみなせるなら、電圧利用率に代えて、ノルム設定部36の出力するノルムのみを、操作信号波形を検索するパラメータとしてもよい。上記各実施形態では、操作信号生成部38の生成する操作信号波形を、電気角の1周期の中央に対して対称性を有する信号としたが、これに限らない。位相δとノルムVnとに基づき操作信号波形を設定するなら、例えば電流フィードバック制御部20の処理等による設定によっては困難な操作信号波形を自由に設計することができる。位相設定部34による実際のトルク推定トルクTeの要求トルクTdへのフィードバック制御の操作量としての位相δの設定手法としては、これらの差の比例積分制御によって位相δを設定するものに限らない。例えば、要求トルクTdと推定トルクTeとの差の積分制御や比例積分微分制御によって位相δを設定してもよい。上記各実施形態では、電流フィードバック制御部20において、フィードバック制御部25,26の出力を直接指令電圧vdc、vqcとしたが、これに限らない。例えば、フィードバック制御部25,26の出力に、非干渉項をフィードフォワード項として加えることで、指令電圧vdc、vqcを算出してもよい。フィードバック制御部25,26としては、比例積分制御を行うものに限らず、例えば積分制御や、比例積分微分制御等を行うものであってもよい。電流フィードバック制御部20よりも電圧利用率の高い領域において要求トルクへの制御を行う高電圧制御手段としては、上記各実施形態で例示したものに限らない。例えば、上記特許文献1に記載されたものであってもよい。突極機としては、IPMSMに限らない。例えば、同期リラクタンスモータSynRMであってもよい。回転機としては、突極機に限らず、非突極機であってもよい。この際、位相δ及びノルムVn0によってトルクを表現したモデルについて、ノルムVn0によるトルクTの偏微分係数がゼロとなる条件を満たすノルムVn0と、位相δとが1対1に対応する関係を有するなら、この条件を満たすノルムVn0に基づき操作信号を生成してもよい。回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、例えば電気自動車に搭載されるものであってもよい。更に、回転機としては、車両の駆動系を構成するものにも限らない。"