無線トランシーバであって、-制御リード226を有するアンテナ201スイッチと、-前記アンテナスイッチに結合され、かつ、少なくとも1つのモードで動作する、RFフロントエンド回路202と、-前記RFフロントエンド回路202に結合され、少なくとも1つのモードで動作する、RFトランシーバ209と、-1組の周辺機器および外部装置と通信する、ベースバンド部210と、を含み、前記ベースバンド部210は、-前記アンテナスイッチ201を制御して、前記アンテナから受信した信号に対して、受信チェーンを分離モードにする、制御手段221と、-1つのスパーを除去するように構成された少なくとも1つのノッチを導入するように構成された、前記制御手段によって制御されるプログラマブル適応性フィルタと、をさらに含むことを特徴とする無線トランシーバ。前記ベースバンドは、-分離モードにある際に、前記制御手段221の制御下で、前記受信した信号を損なう種々のスパーの表現を詳述するためのFFT計算を行う手段215をさらに含む、ことを特徴とする請求項1に記載の無線トランシーバ。前記プログラマブル適応性フィルタは、有限インパルス応答FiniteImpulseResponseフィルタである、ことを特徴とする請求項2に記載の無線トランシーバ。前記RFトランシーバと前記ベースバンドは、システムオンチップ、システム、またはパッケージで、同一の集積回路に集積化される、ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載の無線トランシーバ。4つの2G帯域と、3つの3G帯域とをサポートするように構成される、ことを特徴とする請求項1乃至4のいずれかに記載の無線トランシーバ。前記ベースバンドと通信する少なくとも1つのカメラをさらに含むことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の無線トランシーバ。前記ベースバンドと通信する少なくとも1つのディスプレイをさらに含むことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の無線トランシーバ。前記ベースバンドと通信する少なくとも1つのUSB周辺機器をさらに含む、ことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の無線トランシーバ。外部または内部のいずれかにあり、かつ、前記ベースバンドと通信する、DDR記憶装置をさらに含む、ことを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の無線トランシーバ。請求項1乃至8のいずれかに記載の無線トランシーバを含むことを特徴とする携帯通信装置。制御リード226を有するアンテナ201スイッチと、前記アンテナスイッチに結合されたRFフロントエンド回路202と、前記RFフロントエンド回路に結合されたRFトランシーバ209と、1組の周辺機器および外部装置と通信するベースバンド部210と、を含み、前記RFフロントエンド回路と前記トランシーバは、少なくとも1つの2Gモードおよび少なくとも1つの3Gモードで動作する広帯域レシーバにおいて、スパーおよび/またはジャマーを抑制するためのプロセスであって、-前記アンテナスイッチを切り替えて、前記アンテナから受信した信号に対して、受信チェーンを分離モードにするステップと、-EMI放射により生成された1組のスパーおよび/またはジャマーを識別するためのFFT計算を行うステップと、-デジタルプログラマブルフィルタを、前記RFトランシーバに適用し、N個の最も重要なスパーに対応する1組のN個のノッチを生成するステップと、を含むことを特徴とするプロセス。各識別されたスパーまたはジャマーに対して、-RSCPにより分割された前記スパーまたはジャマーの電力の比率を計算するステップと、-前記比率を、所与の閾値と比較するステップと、-前記比較に応じて、前記比率が前記所与の閾値よりも大きい場合に、前記スパーに対応するノッチを生成するように、前記デジタルプログラマブルフィルタをプログラムするステップと、を含むことを特徴とする請求項11に記載のプロセス。前記閾値は、-前記RFトランシーバの帯域内にある検出されたスパーの数と、-信号対ジャマー電力比SJR:signaltojammerpowerratioと、-所望のキャリアlorの絶対電力と、のいずれかの値に依存する、ことを特徴とする請求項12に記載のプロセス。有限インパルス応答デジタルプログラマブルフィルタを適用するステップを含む、ことを特徴とする請求項11乃至13のいずれかに記載のプロセス。3G通信が、rel99通信モードかHSDPAかを決定し、前記決定に応じて、前記FFT計算を完了するための種々の制限時間を適用するステップを含む、ことを特徴とする請求項11乃至14のいずれかに記載のプロセス。前記プログラマブル適応性フィルタは、-入力信号を受信し、かつ、前記入力信号の周波数シフトを行って、第1の周波数fs0をDCにシフトさせる第1のデジタルミキサ400と、-DC成分を抑制するための高域通過フィルタと、-除去された第1の周波数fs0を除外して、スペクトルを再生するための新規な周波数シフトを行う第2のデジタルミキサと、をさらに備える、ことを特徴とする請求項1乃至9のいずれかに記載の無線トランシーバ。複数のデジタルミキサをカスケードで備え、各デジタルミキサは、周波数シフトを行い、2つの連続するデジタルミキサは、高域通過フィルタによって分離され、これにより複数のスパーを同時に除去できる、ことを特徴とする請求項16に記載の無線トランシーバ。前記高域通過フィルタは、減算器620と組み合わされた低域通過フィルタ610に基づく、ことを特徴とする請求項16または17に記載の無線トランシーバ。本発明の目的は、2Gまたは3Gレシーバにおいて、同一の集積回路に配置される回路により生成される干渉およびスパーの影響を制限するために適用可能な軽減技術を提供することである。本発明のもう1つの目的は、基準クロックもしくは外部メモリアクセスクロックのいずれかの複数の高次高調波から、または内部デジタルBBCPUおよびDSPクロックレートから、またはPMUDC/DCコンバータから生じる個別の狭帯域クロックスパーを抑制するプロセスを提供することであるが、この個別の狭帯域クロックスパーは、3Gレシーバの被害者の感度を汚染し、かつ、劣化し得るものである。本発明のさらなる目的は、デジタルBB回路内の強化された逆拡散プロセスを提供することであるが、この逆拡散プロセスは、3G広帯域搬送波の通過帯域内にあるクロックスパーを、全体的または部分的に除去するものである。本発明のさらにもう1つの目的は、多重帯域通信の場合のEMI要件に対する優れた性能を示す帯域内スパーを除去するために、動的かつ再プログラム可能なスキームを提供することである。これらおよび他の目的は、制御リードを有するアンテナスイッチと、前記アンテナスイッチに結合され、かつ、種々のモード2Gおよび3Gおよび種々の帯域で動作するRFフロントエンド回路と、RFフロントエンド回路に結合されたRFトランシーバと、種々の周辺機器および外部装置と通信するベースバンドと、を含む、プロセスおよび無線トランシーバによって達成される。無線トランシーバは、-前記アンテナスイッチを分離モードに制御するための制御手段と、-1つの対応するスパーを除去するための少なくとも1つのノッチを導入するために、前記制御手段によって制御されるプログラマブル適応性フィルタと、を含むことを特徴とする。1つの特定の実施形態では、無線トランシーバは、分離モードにある際に、制御ユニットの制御下で、受信信号を損なう種々のスパーおよび/またはジャマーの、時間領域での表現を詳述するためのFFT計算を行う手段を含む。次いで、FFT表現を用いて、1組のスパー/ジャマーを取得し、かつ、識別し、次いで、これらの1組のスパー/ジャマーを用いて、プログラマブル適応性フィルタを制御して、対応する組のノッチを生成する。好ましくは、プログラマブル適応性フィルタは、有限インパルス応答適応性フィルタである。一実施形態では、ベースバンドとRFトランシーバとは、システムオンチップ、またはシステムもしくはパッケージのいずれかで、同一の集積回路に集積化される。好ましくは、ベースバンドは、少なくとも1つのカメラ、1つのディスプレイ、1つのUSB装置および外部DDRメモリと通信する。一実施形態では、無線トランシーバは、-入力信号を受信し、かつ、受信信号の周波数シフトを行って、第1の周波数fs0をDCにシフトさせる第1のデジタルミキサと、-DC成分を抑制するための高域通過フィルタと、-除去された第1の周波数fs0を除外して、スペクトルを再生するための新規な周波数シフトを行う第2のデジタルミキサと、を備えたプログラマブル適応性フィルタを含む。より概略的には、プログラマブル適応性フィルタは、多数のデジタルミキサをカスケードで備えてもよく、各デジタルミキサは、周波数シフトを行い、そして、2つの連続するデジタルミキサは、高域通過フィルタによって分離され、これにより、複数のスパーを同時に除去することができる。好ましくは、高域通過フィルタは、減算器と組み合わされた低域通過フィルタ610に基づいている。本発明は、また、制御リードを有するアンテナスイッチと、前記アンテナスイッチに結合されたRFフロントエンド回路と、前記RFフロントエンドに結合されたRFトランシーバと、1組の周辺機器および外部装置と通信するベースバンドと、を含む高帯域トランシーバにおいて、スパーおよび/またはジャマーを抑制するためのプロセスを実現する。RFレシーバは、2Gまたは3Gモードで動作可能に構成されており、プロセスは、-前記アンテナスイッチを、アンテナと、前記RFフロントエンドおよび前記トランシーバとの間を分離させるモードに切り替えるステップと、-EMI放射により生成された1組のスパーおよび/またはジャマーを識別するためのFFT計算を行うステップと、-デジタルプログラマブルフィルタを、前記RFトランシーバに適用し、N個の最も重要なスパーに対応する1組のN個のノッチを生成するステップと、を含む。一実施形態では、各識別されたスパーまたはジャマーに対して、プロセスは、-受信信号コード電力RSCP:ReceivedSignalCodePowerにより分割された前記スパーまたはジャマーの電力の比率を計算するステップと、-前記比率を、所与の閾値と比較するステップと、-前記比較に応じて、前記比率が前記所与の閾値よりも大きい場合に、前記スパーに対応するノッチを生成するように、前記デジタルプログラマブルフィルタをプログラムするステップと、を含む。一実施形態では、デジタルプログラマブルフィルタは、例えば有限インパルス応答デジタルプログラマブルフィルタなどの、プログラマブルノッチデジタルフィルタである。好ましくは、プロセスは、3G通信がrel99通信モードかHSDPAかを決定し、前記決定に応じて、前記FFT計算を完了するための種々の制限時間を適用するステップを含む。一実施形態では、プロセスは、単一のFIRデジタルフィルタを使用して、スパー除去スキームを実施することを含む。このスキームは、被害者のレシーバRXBW内で検出された攻撃者スパーの数に応じて、1つまたは複数のノッチを提供する。この手法は、そのために、ダイ面積に関して低コストであるが、RX処理利得のわずかな損失を呈し、これによって僅かな感度性能劣化を呈する。その結果、スキームは、FIR周波数ノッチのアクティブ化を有効または無効にするプログラマブル閾値を使用する。この閾値は、-RX被害者の帯域内にある、検出されたスパーの数と、-信号対ジャマー電力比SJR:signaltojammerpowerratioと、-所望のキャリアlorの絶対電力と、に依存する。もう1つの実施形態では、高速フーリエ変換FFTは、-帯域内のジャマースパーの数の検出、-各ジャマースパーの電力、を提供する。所望の信号電力の電力は、3GPP規格で要求される標準的な手段によって測定される。次いで、これらのパラメータのそれぞれを入力変数として用いて、スパー除去スキームを有効または無効のいずれかにして、常に最適なダウンリンクシステム性能をもたらす。3G広帯域レシーバに適用される狭帯域スパー軽減技術の一実施形態を、これより説明するが、この技術は、特定のSJRおよび絶対受信信号電力下のみで、受信された所望の搬送波に対してデジタルノッチフィルタリングを動的に適用し、これにより、様々なインターフェイスまたは単一チップICの電源管理ブロックによって生成される狭帯域スパー高調波に対する耐性を改善する。電源管理部、および、外部周辺機器カメラ、ディスプレイ、DDRメモリ等と通信するベースバンドの集積化を、特定の実施形態として考察する。明らかに、集積化は、これらの要素に限定されず、そして、以下に説明されるスパー軽減プロセスは、他の種類の構成要素に適合させてもよい。明瞭さのために、帯域IFDD-WCDMAレシーバの被害者および26MHzクロック高調波攻撃者の例を考察するが、当業者は、本発明の教示を、WCDMA3GPP規格の他の周波数帯域のみならず、広帯域すなわちBW>200kHzの変調搬送波を採用する任意の電気通信規格、および26MHzとは異なる他の基準クロック周波数にも、直接適合させるであろう。当業者に知られるように、26MHzクロックの82番目の高調波は、2132MHzWCDMA搬送波の帯域内に直接入っている。攻撃者クロック源が、ゲート制御されている場合には、図2の基本的性質は、複数のクロックスパーが生じ得ること、およびそれぞれが、所望の搬送波のBW内にあることを示す。図3は、被害者の感度への影響が、SJR電力比のみならず、被害者により受信された絶対的な所望搬送波電力lorにも依存することを示している。予期されるように、lorが低いほど、被害者が許容可能なジャマー電力が少なくなる。一実施形態では、プロセスは、識別されたスパーを除去するためのプログラマブルデジタルフィルタの使用を含む。これにより、1つまたは複数のノッチ被害者のレシーバRXBW内で検出された攻撃者スパーの数に依存するが、受信チェーンで抑制される。1つの特定の実施形態では、プログラマブルノッチデジタルフィルタ、例えば限定ではないが、所定の組のノッチを実行するプログラマブル有限インパルス応答FIRデジタルプログラマブルフィルタ、が使用されている。好ましくは、最大で4つの個別のノッチを、同時にプログラムすることができる。このような手法は、ダイ面積に関して低コストであることが示されているが、RX処理利得の僅かな損失を呈し、これによって、僅かな感度性能の劣化を呈する。この問題を考慮に入れるために、RSCPの値によって分割された1つの識別されたジャマースパーの電力の比率が、所定のプログラム可能な閾値を超えた場合にのみ、デジタルフィルタがアクティブ化される。一実施形態では、閾値は、-RXの被害者の帯域内にある検出されたスパーの数と、-信号対ジャマー電力比SJR:signaltojammerratioと、-所望のキャリアlorの絶対電力と、の関数として決定される。これらの基準に応じて、以下に詳細に示されるように、プログラム可能な搬送波周波数および帯域幅の1つまたは複数の周波数ノッチが、1つまたは複数の狭帯域スパーを除去するように、BBデジタルレシーバFIRフィルタ内で動的にプログラムされる。最初に提示する技術は、以下の攻撃者特性、-ジャマー周波数位置fjで示す-帯域内にあるジャマースパーの数Njで示す-被害者Pjiによって受信される各スパーの絶対電力ただしIは1~Njまでの範囲の添字を評価する必要がある。1つの特定の実施形態では、1つまたは複数のジャマースパーの識別は、ベースバンド内に位置する特定のブロックによって達成されるが、このブロックは、例えば、アンテナを介して受信した信号とRFトランシーバの入力との間で、アンテナスイッチが高分離状態に切り替えられると同時に、高速フーリエ変換FastFourierTransformを行うことにより、デジタルBBレシーバICへの出力複合ijQ信号のスペクトル分析を行う。このようなFFT動作の実行は、2G/3Gモデムでは知られていない。この分析によって、3G通話の間の所望の搬送波から、ジャマーを区別することができる。当業者に知られるように、3G通信は、全二重方式であり、これは、時分割多重方式である2Gダウンリンク送信とは反対に、ダウンリンク送信が連続的であることを意味する。WCDMAの全二重方式の性質に起因し、通話中にfj、Nj、およびPjiを推定することは、通常は困難であるか、または不可能であるが、これは、所望および不要な攻撃者スパーの両方が、デジタルBBICI/Q電力検出器によって測定されるためであり、このことが、スパー電力と所望の信号電力との区別を不可能にしている。この問題を解決するために、ビルトインのフロントエンドモジュールアンテナスイッチによって、いくつかの所定の一定時間間隔ごとに、ダウンリンク受信信号のオン/オフを切り替えることにより、WCDMA変調搬送波に特有のロバスト特性を利用することが提案されている。よって、適切な時点で、その間に被害者LNA入力に結合された攻撃者クロックスパー高調波のみが受信されるタイムギャップが生じ、一方で、WCDMA搬送波が、アンテナスイッチによって分離され、これによって、良好なFFT分析を保証するのに十分に減衰される。図5および図6は、それぞれ、rel‘99WCDMABBICのブロック誤り率BLER:BlockErrorRate性能と、HSDPAカテゴリ8BBIC性能のスループット性能とに対する、可変長スライシングギャップ長の影響を示している。特に図5を参照すると、静的AWGN条件でのリリース99384キロビット/sBBICのブロック誤り率性能に対する、可変長ダウンリンク変調搬送波スライシングの影響が示されている。B2B=連続BacktoBack性能、すなわち、連続する反復スライシングなしであり、3GPP=3gpp適合要件であり、他の全ての曲線は、UMTSフレームごとのWCDMAチップ3.84メガチップ/sの時間単位で表されるスライスのギャップ長を示している。図5において、UMTSフレームごとに最大で500チップまでをスライスでき、かつB2Bと題された曲線で示される、モデムICの内在システム性能を、DPCH_Ec/lor比SNR電力比と同等でわずか0.2dBしか劣化させないことが分かる。図6を特に参照すると、1248Mbpsデジタルインターフェイスの場合における、プロトコルペイロード長ビットに応じたインターフェイスデューティサイクルDigRFを示しており、フレームごとの200チップの2のスライス長が、連続受信での性能に対して、スループットの10損失をもたらすことが分かる。図5および図6から、HSDPA送信は、ベースバンドBBIC性能の劣化を防ぐために、フレームごとに約150~200チップ程度の信号をスライシングするための、最も厳しい要件を設定することが結論付けられる。図10を参照して、本発明の一実施形態に係る1つの集積化レシーバを、これより説明する。図10のレシーバは、アンテナスイッチ201を含み、このアンテナスイッチは、制御リード226によって制御され、かつ、レシーバを種々のモード、すなわち種々のエミッタGSMまたはUMTSまたは種々の帯域、に切り替えるために用いられる。アンテナスイッチ201は、1組の入力リードと、1組の出力リードとを含み、これらは、それぞれ、種々のGSM帯域およびUMTS帯域で必要とされる適切なRFフィルタおよび増幅器を含んだRFフロントエンド回路202の、1組の対応する出力および入力に接続される。RFフロントエンド回路202は、フィルタ208のバンク―いわゆる2GRxフィルタリングバンク―を含み、このバンクは、サポートされるべき4つのGSM帯域用に必要とされるフィルタにある。加えて、RFフロントエンド202は、2G電力増幅器207と、3つのUMTSデュプレクサ203、204および205とを含み、これらは、それぞれ、1つの特定のUMTS帯域に対応する。図10は、アンテナスイッチ201が、4つの出力リードまたはポート225を有し、これらのポートは、2GRxフィルタリングバンク208の対応する入力またはポートに接続され、各ポートは、例えば800Mhz、900Mhz、1800Mhzおよび1900Mhz帯域などの1つの特定のGSM帯域に特化していることを、特に示している。加えて、アンテナスイッチ201は、2つの入力リード229を含み、これらのリードは、低い方の帯域800Mhz、900Mhz-帯域IIIIIEGPRSおよび高い方の帯域1800Mhz、1900Mhz-帯域VVIIIEGPRSを介して送信するTx信号を生成する、2G電力増幅器207の2つの出力に、それぞれ接続されている。制御リード226を介して伝達される信号の制御下で、アンテナスイッチ201は、アンテナから受信した信号を、適切なGSMモード800Mhz、900Mhz、1800Mhzおよび1900Mhzモードに対応する4つの入力のうちの1つに切り替える。このようなモードは、単に例示として示され、当業者であれば、本発明の教示を、他の構成に直接適合させられることは、明らかである。GSMモードに加えて、アンテナスイッチ201は、3つの異なるUMTS帯域、例えばWCDMA帯域I、IIおよびVのサポートを提供する。このために、アンテナスイッチ201は、3つの双方向性ポート228を備え、各ポートは、それぞれの1つのデュプレクサ203、204または205に接続されている。各デュプレクサ203~205は、適切なWCDM帯域用のTxRF信号を生成する1つの3G電力増幅器206の対応する出力に接続された1つの入力をさらに備え、かつ、適切な配線を介して、RFトランシーバ209に伝達されるRFRx信号を生成する1つの出力をさらに含む。アンテナスイッチ201およびRFフロントエンド202に加えて、図10のレシーバは、送受信無線TransmitReceiveRadio集積回路であるRFトランシーバ209をさらに含み、RFトランシーバは、RFフロントエンド202と、特に2GRxフィルタバンク208、2G電力増幅器207、デュプレクサ203~205、および3G電力増幅器206との接続を、当業者に周知の態様で可能にする、適切な入力および出力ポートを備える。RFトランシーバ209は、マルチモードMM、マルチ帯域MBでの復調を達成する受信チェーンダウンリンクであるブロック227を特に含む。同様に、RFトランシーバ209は、マルチモードMM、マルチ帯域MBでの変調を達成する送信チェーンアップリンクであるブロック223をさらに含む。加えて、RFトランシーバ209は、適切なクロック生成回路211、例えば水晶によってクロッキングされる周知のDCXO発信器、TCXO発信器、またはVCTCO発振器に基づく回路、を含む。図10を再び参照すると、図10のレシーバは、1つの特定の実施形態では、RFトランシーバ202と同じダイに集積化されるシステムオンチップすなわちSOC、デジタルベースバンド回路210をさらに含むことが分かる。あるいは、ベースバンド回路210は、RFトランシーバ202に使われたものとは別のダイにおいて製造されてもよいが、それでも、同一のパッケージ内に集積化されるシステムインパッケージ、SIP。上述したスパー除去技術は、RFトランシーバの内部で実施してもよいが、これより述べる1つの特定の実施形態では、スパー除去は、ベースバンド内で実現される。実際に、1つの特定の実施形態では、ベースバンド回路210は、3G通信モードに適合されたいかなる既知のベースバンドに対しても従来型である第1の組の回路および構成要素と、さらに、スパー軽減技術を実現するために用いられる第2の組の回路とを備える。1ベースバンド210の従来の回路従来の回路のうち、ベースバンド210は、まず、Xmitチェーンにおいて、TxDSPブロック219に実現され、RFトランシーバ219のTxチェーン223に対して、送信信号のI成分およびQ成分を提供する、既知のデジタル信号処理を含む。加えて、ベースバンド回路210は、適切なクロック生成部220を含み、このクロック生成部は、通常、RFトランシーバ209のブロック211によって生成されるクロックを使用してもよい。これらに加えて、ベースバンド210は、WCDMAレシーバでは公知の従来の相対レシーバ信号強度RRSS:RelativeReceiverSignalStrengthフィルタをさらに含む。1つの特定の実施形態では、RSSSフィルタリングは、それぞれ、第1のPRERRSSフィルタ212と、第2のPOSTRRSSフィルタ214との間で共有される。PRERRSS212は、それぞれ、Rx受信信号のI成分およびQ成分のフィルタリングに専用の2つのルートレイズドコサインRRC:RootRaisedCosineフィルタ213および218の組の上に位置する。従来、POSTRRSS214は、2つのRRCフィルタ213および214の下方に位置する。したがって、受信信号の2つのI成分およびQ成分は、第1のPRERRSS212、次いでRRCフィルタ213および218、次いでPOSTRRSSフィルタ214によって、連続的に処理される。RRSSおよびRRCフィルタの使用は、WCDMAレシーバおよび設計者に良く知られているため、さらなる展開は行わない。PRERSSS212およびPOSTRSSS214の使用は、帯域所望信号内および帯域外で検出される電力を区別する可能性をもたらすことに留意すれば十分である。ベースバンド210は、従来の3Gレシーバ217をさらに含み、このレシーバは、レイクレシーバ、Gレートレシーバまたはチップレベルイコライザのいずれか、あるいは任意の同等の当業者に良く知られたアーキテクチャに基づいてもよく、このレイクレシーバ、Gレートレシーバまたはチップレベルイコライザは、携帯電話の制御ソフトウェアおよび高レベルプロトコルスタックを実現するブロック222と通信する。従来のRRSSブロック212および214と、RRC213および218とに加えて、ベースバンド回路210は、図1に示されるように、また図10では明瞭さのために示していない、現在最新の携帯電話に組み込まれている多くの周辺機器、例えばカメラ、1つまたは複数のディスプレイ、USBポート、およびさらには内部または外部のメモリ、を提供するように構成される。背景技術の部分で述べたように、このような周辺機器との通信は、受信信号を劣化させる著しい量の干渉、特に一群のスパーを生成する。このようなスパーは、有用なデータを少しも有していないが、PRERSSSブロック212およびPOSTRSSSブロック214によって、電力として検出される。2ベースバンド210の新規および追加の要素3G受信チェーンに結合されるべきスパーの一部を除去するために、ベースバンド210は、これより詳述する新規および追加の回路をさらに含む。ベースバンドは、特に回路214を含み、この回路は、制御部221の制御下で、2つの機能を達成する。-1つ目は、1つまたは複数の識別されたスパーを抑制するために、1組のフィルタ216―例えばFIRフィルタなど―により行われるフィルタリングプロセスである。-2つ目は、任意で、FFT回路215によって実現されるFFT計算または任意の同等の離散フーリエ変換であり、以下に述べる適切かつ重要な時点での受信信号の周波数領域における分析を行う。いくつかの状況では、いくつかのスパーは、完璧に識別されるため、FFT回路215の使用が任意であることに留意されたい。これは、特に、既知であり、かつ、FFTがなくても処理可能な、26MHzクロックの82番目の高調波の場合である。しかし、多くの状況において、抑制する必要があるジャマースパーの数および電力を識別するために、正確なスペクトル分析を提供するFFTブロックの使用を大いに利用することができる。FFTブロック215は、制御部221の制御下にあり、この制御部は、4つの個別の入力リードを含み、これらの入力リードは、制御ソフトウェアおよびプロトコルスタック222から以下の情報を受信する。-圧縮モードCOMPRESSMODEステータスリード252-RSCPリード253-特定の送信モード、すなわちRel99またはHSDPAリード254-セル状態リード255加えて、制御部は、FFTブロック215によって行われたFFTの結果を、リード251で受信する。この情報から、制御部221は、図11を参照して説明される状態機械に従って、1組の制御信号を生成するが、この状態機械は、具体的には、FFT計算の開始を制御する制御リード260と、アンテナから受信した信号に関して、受信チェーンの高レベルの分離を提示する位置への、アンテナスイッチ201の切り替えを制御する、制御リード226とを含む。スライシングは、UMTS帯域1位置1から、LNA入力分離に対する最も高いアンテナを提供する位置に、アンテナスイッチをトグルすることによって、実現される。例えば、WCDMAレシーバ利得設定を最高利得および最低雑音フロアNF:NoiseFloorにする一方で、アンテナからの到来信号を、GSM900UMTS帯域VIIIに切り替えるように、制御部221によって、アンテナスイッチ201を制御することができる。図7に、被害者のLNA入力で観察されるスペクトルが、lor>=-95dBm/3.84MHzで示されている。-100dBm/3.84MHzよりも低いlorにおいて、このスキームは、もはや適用可能でないことが認められるが、これは、内部レシーバ雑音フロアが、6dBNF装置用の-102dBm/3.84MHzの範囲にあるためである。したがって、ジャマー周波数位置および絶対電力評価は、FFTが十分に高いSNRを有するI/Qサンプルを受信する、という条件でのみ、正確に行うことができる。等しい電力で、各狭帯域スパー電力スペクトル密度PSDは、定義によれば、所望の搬送波電力のPSDよりも高く、これにより、周波数領域内でその測定を行うことが容易になる。各スパーの絶対電力は、簡潔に計算することができるが、これは、RFRXチェーンにより与えられる利得が常に分かるためである。ひとたび、それぞれの周波数位置および絶対電力が、制御部221によって、発見され、かつ、決定されると、制御部は、図11に示される状態機械に従って、ノッチングが必要か否かをさらに決定する。SJRの閾値およびlor絶対値は、スパーの数に依存するが、このスパーは、図3にプロットされるWCDMAの特性に基づく性能劣化をもたらすことが知られている。実際に、図8に示すように、FIRノッチの数が多いほど、および各ノッチのBWが広いほど、レシーバ感度の損失が大きくなる。よって、閾値は、被害者のレシーバチェーンに単にスパーを通させるよりも多くの劣化を、ノッチングがレシーバ感度に加えないように、計算すべきである。スパー電力の影響は、lorおよびlor/locに依存するため、本発明は、図3にプロットされる曲線のそれぞれと関連する、1組の事前プログラムされた閾値を必要とする。閾値は、所与の3GPP品質基準BER、BLER、スループットまたは他のダウンリンク受信信号品質を測定する手段で、SNR劣化を最小化しなければならない。ノッチ除去の例および決定プロセスは、図9に示されている。図9の例では、スパー群が、被害者のレシーバチェーンを通して結合しており、また、前述のFFT分析を行なって、ジャマースパー特性を識別しているものとする。図9aは、図3および図8に表されるレシーバlor、およびlor/loc、および最適化制約データの組を前提として、このようなスパーの存在下で、SNR損失を最小化するために計算された決定閾値を示す。この例では、最も強いスパーのみが、決定閾値を超える。したがって、図9bは、FIRデジタルフィルタインパルス応答が、3GPP規格で必要とされるようにRRC特性を維持するように変更されるが、ここで、識別されたスパーを除去するための十分なノッチフィルタリングも含む、ことを示す。図9cは、システム性能に影響を及ぼさない残留ジャマースパーを含む、ノッチフィルタリングの後のスペクトルを示す。一般的にいって、FFT計算は、レシーバの特定の動作モードに適合する、様々な時点で行うことができる。2Gおよび時には3GPCHおよびFACHモードでは、通信はバーストされるが、これは、アンテナスイッチを高分離レベルに切り替える、いくつかの可能性を生じさせる。しかし、1つの特定のUMTSモード、すなわちDCHモードは、特に困難であるが、これは、DCHモードが非バーストモードであるためである。これより、図11を参照して、非バーストモードの難しい状況においても、スパー軽減技術を実現する、プロセスの一実施形態を説明する。ステップ300において、プロセスは、スパー軽減方法の全体的なリセットRSTから始まる。ステップ301において、プロセスは、新規フレームを処理するための初期化に進む。次いで、ステップ302において、プロセスは、レシーバがDCH状態にあるか否かを決定するために、第1のテストに進む。状態がDCH状態でない場合には、プロセスは、何も処理を行わずにステップ301に戻る。実際には、携帯装置がDCH状態でない場合には、これは、CELLPCH状態またはCELLFACH状態のいずれかである可能性があることを意味しており、これらの状態は、当業者に知られるように、バーストモードであり、このバーストモードは、可能なスパーを決定するFFTを行うためのいくつかの可能性またはタイムウィンドウを提示するものである。これらの場合には、制御部は、アンテナスイッチ201を制御して、可能なスパーを識別するための適切なスペクトル分析を行うために、これらのモードにより提示されるギャップを使用してもよい。状態が、重要な非バーストモードに対応するDCH状態である場合には、プロセスは、ステップ303に進むが、このステップは、いわゆる圧縮モードがアクティブか否かを決定する新規なテストである。このような情報は、特に、図10の制御リード252を通したハイレベルプロトコルスタックによって提供される。一般的に言って、圧縮モードは基地局の制御下にあるが、この基地局は、複数の所定の時点において、レシーバを制御し、例えば新規なGSM帯域を調査するために、基地局がそのレシーバをもう1つのモード例えばGSMに切り替え可能にすることを想起すべきである。圧縮モードは、従来、基地局の制御下にある一方で、以下に述べるように、携帯電話の一部である制御部221の制御下で、有効なスパー軽減技術を実現するために、同様の効果が得られることが分かる。ステップ303のテストが、レシーバが圧縮モードの状態にあることを示す場合には、プロセスは、次いでステップ304に進むが、このステップは、アンテナスイッチの切り替えを変更するための待機ループであり、所定期間の後、プロセスはステップ302に戻り、DCH状態がまだアクティブであることを保証する。レシーバが2Gモードに切り替えられている場合には、2Gモードは、既にFFT計算の可能性をもたらすバーストモードであるため、プロセスはもはや不要であることに留意されたい。ステップ303のテストが、レシーバが基地局によって予定された圧縮モードにないことを示した場合には、プロセスは、ステップ305に進み、ここで、ハードウェア要素の既定パラメータがロードされる。特に、適切な設定パラメータをロードし、全ての通過フィルタ特性を保証することによって、適応性フィルタ216が初期化される。同様に、制御部221は、制御リード260を非アクティブ化し、これにより、FFTブロック115がどのようなFFT計算も行わず、同様に、制御リード226が非アクティブ化されて、アンテナスイッチ201を従来の3Gモードに設定する。プロセスは、次いで、ステップ306に進むが、このステップは、レシーバがrel99モードにあるか否かを決定するテストである。これは、携帯電話のより高いレバーのプロトコルスタックによって生成される信号Rel99/HSDPAを伝達する、リード254の状態を決定することによって、実現される。そうでない場合には、プロセスは、ステップ309に進むが、ここで、制御部は、制御リード226をアクティブ化し、アンテナスイッチ201を制御して高分離状態にする。次いで、ステップ310において、プロセスは、ベースバンドによって受信された信号のI成分およびQ成分のFFT計算を開始し、受信信号のスペクトル分析を行う。このFFT計算は、レシーバを劣化させる種々の構成要素および周辺機器により生成されたEMI放射を含み、特定の数のスパーまたはジャマーの形態を取る、受信信号のスペクトルの画像の生成を可能にする。より具体的には、FFTは、以下の情報をもたらす。-帯域内にあるジャマースパーの数-各ジャマースパーの電力一実施形態では、FFTは、約500チップの組に対応する期間の間に計算される。ステップ306のテストが、レシーバがRel99モードにあることを示す場合には、プロセスは、HSDPAモードの場合に行われるステップ309および310と同様のステップ307および308に進むが、ここで、FFTの計算に割り当てられた時間が、500チップの代わりに、800チップの期間に設定される点が異なる。よって、ステップ307において、制御リード226をアクティブ化して、アンテナスイッチを分離モードに設定し、かつステップ308において、I成分およびQ成分に対するFFT計算が行われ、スパーを含む受信信号の周波数領域における表現を詳述する。ステップ308のFFT計算は、ステップ316の計算よりも多くのチップを取り得ることが分かる。これは、rel99において、データレートがHSDPAよりも低く、よって、ステップ308のFFT計算に対しより長い期間が与えられる場合があるからである。HSDPAにおけるステップ308rel99またはステップ310の完了後に、FFT回路215は、制御部221に対し、スパーを含むWCDMA帯域内の信号のスペクトルの、周波数領域内でのデジタル表現を提供することができる。ステップ311において、制御部221は、このようなデジタル表現を、リード251を介して受信する。次いで、ステップ312において、制御部は、スペクトル表現を損なうN個の最も重要なスパーを決定する。1つの特定の実施形態では、制御部は、最大で4つの個別のスパーまたはジャマーを決定することができる。次いで、プロセスは、ステップ313においてFORループに入り、スペクトル内で識別された各個別スパーi=1~Nを処理する。次いで、ステップ314において、識別された各スパーiに対し、プロセスは、高レベルプロトコルスタックによって返された受信信号コード電力RSCP:ReceivedSignalCodePowerの値によって分割された、考慮されるスパーの電力に等しい、比率Riを計算する。次いで、プロセスは、ステップ315に進むが、このステップは、計算された値Riを、所定の閾値に対して比較するためのテストである。この閾値は、-RX被害者の帯域内にある検出されたスパーの数と、-信号対ジャマー電力比SJRと、-所望のキャリアlorの絶対電力と、に依存する。比率Riが、閾値よりも大きいことが分かった場合には、プロセスは、ステップ316に進むが、ここでフィルタ218が更新され、フィルタリングプロセスにおいて1つの追加のノッチを作成する。スパー除去を行うように構成されたフィルタリング回路の2つの特定の実施形態を、図12および図14を参照して以下に示す。一実施形態では、フィルタリング回路216は、完全にプログラム可能な4つの個別のノッチを生成することが可能である。逆に、比率Riが閾値よりも小さい場合には、プロセスは、ステップ317に進むが、このステップで、フィルタ216に対する更新は行われない。ステップ316または317の完了後に、プロセスは、次いでステップ318に進むが、このステップは、1つの追加の最も重要なスパーを、ステップ312の間に識別されたN個のスパーのリスト内で考慮する必要があるか否かを決定するための、次のステップである。そうである場合には、プロセスは、次のMSSiを処理するためにステップ313にループバックするか、逆に、FORlopを出てステップ319に進むが、このステップで、アンテナスイッチが再び3G構成にトグルされる。これは、制御リード226によって実現され、かつ、RFレシーバがアンテナからRF信号を再び受信できるようにする。プロセスは、次いでステップ320に進むが、このステップは、次のフレームの発生を待つことにある。アクティブなフレーム全体の間、FIRフィルタは、プログラムされた値に設定され、ステップ312で識別されたスパーおよびジャマーを除去する。プロセスは、次いで、新たなフレームを処理するために、ステップ301に戻る。図12を参照して、回路218の具体化に適したフィルタリング回路の特定の実施形態を、これより説明する。フィルタリング回路は、入力401と、出力402と、その間に直列に接続された第1のデジタルミキサ400と、高域通過フィルタ410と、その後に続く第2のデジタルミキサ420と、を備える。デジタルミキサ400および420は、周波数変換を行うための虚数乗法を達成する。一実施形態では、デジタルミキサ400および420は、双曲線および三角関数を計算することで知られるアルゴリズムを採用する、いわゆる座標回転デジタルコンピュータCORDIC:CoordinateRotationDigitalComputerである。このようなブロックは、当業者には良く知られており、さらなる説明は行わない。簡潔には、CORDICミキサ400は、入力401において信号を受信し、かつ、信号の周波数シフトを行う。この周波数シフトによって、fs0の周波数に位置するスパーがシフトされ、0周波数すなわち、DCと一致するように、スペクトルがシフトされる。回路は、CORDICミキサ400によって生成された出力信号を受信する入力を有する高域通過フィルタブロック410をさらに備える。好ましくは、高域通過フィルタブロック410は、ノッチされた帯域幅に関して、同調可能である。回路は、最後に、CORDICミキサ410と同様の第2のCORDICミキサ420を備えており、このミキサは、その入力に、HPFフィルタ410の出力を受信する。CORDICミキサ420は、CORDICミキサ400によって行われるものとは反対の、第2の周波数シフトを行う。したがって、CORDICミキサ420の出力は、出力402において、スパーfs0が除去されたスペクトルを有する信号を生成する。図14を参照して、これより、3つの個別のノッチまたはスパーの組の除去を達成するように構成された入力501および出力502を有するフィルタリング回路の第2の実施形態を説明する。フィルタリング回路は、入力501において入力信号を受信する、第1のCORDICミキサ500を備える。先に述べたように、第1のCORDICミキサは、周波数シフトを行い、周波数fs0をDCにシフトさせる。フィルタリング回路は、次に、DC成分を除去するために、第1のCORDICミキサ500の出力を受信する第1の高域通過フィルタHighPassFilter510を備える。上述したように、HPF510は、ノッチされた帯域幅に関して同調可能である。フィルタリング回路は、fs0-fs1の値の周波数シフトを行うために構成された第2のCORDICミキサ520をさらに備え、fs0およびfs1は、それぞれ、抑制する必要がある2つの個別のスパーに対応する。これは、第2のスパー周波数fs1をDC値にする動作に対応する。フィルタリング回路は、次いで、第2の高域通過フィルタブロック530を備えるが、このフィルタブロックも同調可能である。フィルタリング回路は、次に、第3のCORDICミキサ530を備えるが、このミキサは、fs1-fs2の値の新たな周波数シフトを行うように構成されており、ここで、fs2は、除去すべき第3のスパーに対応する。この第3のCORDICミキサ530によって、第3のスパー周波数fs2が、ここで、DC値に置かれることが分かる。フィルタリング回路は、次いで、第1および第2の高域通過フィルタと同様とすることができ、かつDC周波数を除去する関数を有する、第3の高域通過フィルタ550を含む。最後に、フィルタリング回路は、追加の周波数シフトを生じさせ、その3つのスパーfs0、fs1、fs2が抑制されていた元のスペクトルを再生する、第4のCORDICミキサ560を含む。よって、図14は、3つの個別のスパーの抑制を達成する1つのフィルタの、1つの特定の実施形態を示す。明らかに、適当な高域通過フィルタと組み合わされた適切なCORDICミキサの配置によって、任意の数のスパーを考慮することができ、これにより、最終的に、フィルタリング回路216を、任意の数の個別ノッチ用の完全にプログラム可能なマルチノッチフィルタとすることができる。図13を参照して、高域通過フィルタ410、510、530または550を具体化するために用いることができる、入力601および出力602を有する高域通過フィルタ600の1つの特定の実施形態を、これより説明する。高域通過フィルタ600は、減算器620と組み合わされた低域通過フィルタ610を備え、減算器の正の入力と、低域通過フィルタの入力は、両方とも、入力601における入力信号を受信することが分かる。加えて、減算器620の負の入力は、低域通過フィルタ601の出力を受信し、減算器の出力は、次いで、高域通過フィルタ600の出力602に接続される。このような実施形態は、他の実施と比べて非常に低い複雑さを有し、考察されるべきアプリケーションに、特に適合されることが示される。本発明は、特にWCDMAに適合されているが、明らかに、他の任意の無線システムセルラーGSM-WCDMA-CDMA-TDSCDMA-LTEConnectivityWLAN等も、開示されたスパー除去技術を利用することができる。