"交流電源に接続されて直流電力を出力する整流回路と、前記整流回路の直流電力を三相交流電力に変換して電動機を駆動する三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路の通電相を切り替えると共に前記電動機の駆動を制御するためのPWM信号を前記三相インバータ回路に供給する制御回路と、を備え、前記三相インバータ回路は、寄生ダイオードを有し、SiCまたはGaNを用いたMOSFET素子よりなる上アームおよび下アームを、三相の各相についてそれぞれ備え、前記PWM信号は、前記各相について、前記上アームを駆動するためのオン期間および前記下アームを駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間を挟んで設定される、ことを特徴とする電動機の駆動装置。請求項1に記載の電動機の駆動装置であって、前記整流回路は、寄生ダイオードを有し、SiCまたはGaNを用いたMOSFET素子よりなる、ことを特徴とする電動機の駆動装置。請求項1または2に記載の電動機の駆動装置であって、前記電動機は、空気調和機に搭載されるものである、ことを特徴とする電動機の駆動装置。請求項1~3の駆動装置により駆動される電動機により駆動される圧縮機を備える、ことを特徴とする冷凍サイクル装置。しかしながら、特許文献1に係るインバータ回路では、相対するSiC-MOSFETがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程においても、逆方向電流が流れている期間においては、SiC-MOSFETをオン状態とする同期整流が行われる。このため、オン状態のSiC-MOSFETを貫通する短絡電流が流れてしまうという課題があった。そもそも、特許文献1に係るインバータ回路において、相対するSiC-MOSFETがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程を考慮しているのは、同過程において、寄生ダイオードが導通状態から遮断状態に遷移するときに逆回復電流が不可避的に流れるためである。導通状態にある寄生ダイオードに逆回復電流が流れることにより、寄生ダイオードは遮断状態に遷移する。このため、同期整流によってオン状態となるSiC-MOSFETに流れる電流は、寄生ダイオードの逆回復になんら寄与しない短絡電流であり、電力損失を発生するだけの無駄な電流に過ぎない。本発明は、上記実情に鑑みてなされたものであり、相対するSiC-MOSFETがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程において、寄生ダイオードの逆回復に寄与しない短絡電流が流れることのないようにすることを目的とする。本発明に係る電動機の駆動装置は、交流電源に接続されて直流電力を出力する整流回路と、前記整流回路の直流電力を三相交流電力に変換して電動機を駆動する三相インバータ回路と、前記三相インバータ回路の通電相を切り替えると共に前記電動機の駆動を制御するためのPWM信号を前記三相インバータ回路に供給する制御回路と、を備え、前記三相インバータ回路は、寄生ダイオードを有し、SiCまたはGaNを用いたMOSFET素子よりなる上アームおよび下アームを、三相の各相についてそれぞれ備え、前記PWM信号は、前記各相について、前記上アームを駆動するためのオン期間および前記下アームを駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間を挟んで設定される、ことを最も主要な特徴とする。本発明によれば、相対するSiC-MOSFETがオンし寄生ダイオードに流れる逆方向電流が終息して減衰する過程において、寄生ダイオードの逆回復に寄与しない短絡電流が流れることを防ぐことができる。以下、本発明の複数の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。[第1実施形態]第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の全体構成はじめに、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の全体構成について、図1を参照して説明する。図1は、本発明の第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の全体構成図である。本発明の第1実施形態に係る電動機の駆動装置11について、SiCシリコンカーバイド-MOSFETを用いた三相ブリッジインバータ回路21により直流ブラシレスモータからなる電動機23の駆動を行う例をあげて説明する。また、第1実施形態に係る電動機23は、例えば、不図示の空気調和機の冷凍サイクル装置に設けられる圧縮機不図示を駆動するものとして以下の説明を進める。本発明の第1実施形態に係る電動機の駆動装置11は、図1に示すように、交流電源13と、リアクタ15と、全波整流回路17と、平滑回路19と、三相ブリッジインバータ回路21と、PWM信号発生回路25と、を備え、電動機23を駆動するように構成されている。交流電源13は、例えば単相交流電源である。ただし、交流電源13として三相交流電源を採用してもよい。交流電源13の一側端子には、リアクタ15が接続されている。リアクタ15は、交流電源13の力率を改善する役割を果たす。全波整流回路17は、図1に示すように、相互にブリッジ接続された第1~第4の整流ダイオードD1~D4を有する。全波整流回路17は、これら第1~第4の整流ダイオードD1~D4を用いて交流電源13の交流電圧波形を全波整流する機能を有する。第1~第4の整流ダイオードD1~D4は、図1に示すように、アノード側が正の直流母線PLに、カソード側が負の直流母線NLに、それぞれ接続されている。第1および第2の整流ダイオードD1,D2の間に位置する第1の接続点Nd1と、第3および第4の整流ダイオードD3,D4の間に位置する第2の接続点Nd2との間には、交流電源13が、リアクタ15を介して接続されている。平滑回路19は、平滑コンデンサC1を有する。平滑回路19は、全波整流回路17で全波整流された電圧を平滑化する機能を有する。一対の端子を有する平滑コンデンサC1は、図1に示すように、一方の端子が正の直流母線PLに、他方の端子が負の直流母線NLに、それぞれ接続されている。平滑コンデンサC1の両端子間に、電動機23を駆動するための駆動電圧Ed図2d参照が生じるようになっている。本発明の三相インバータ回路として機能する三相ブリッジインバータ回路21は、図1に示すように、第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnを有する。第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnとしては、例えば、SiCシリコンカーバイド-MOSFETなどの、ワイドバンドギャップ半導体を好適に採用することができる。三相ブリッジインバータ回路21は、全波整流回路17で整流され平滑回路19で平滑化された直流電力を、u相v相w相の擬似的な三相交流電力に変換し、変換後の擬似的な三相交流電力を電動機23に供給する機能を有する。第1および第2のスイッチング素子Sup,Sunは、第3の接続点Nd3を介して直列接続されている。第1および第2のスイッチング素子Sup,Sunのそれぞれには、第1および第2の寄生ダイオードDup,Dunが逆並列接続されている。第3の接続点Nd3は、電動機23のu相動力線に接続されている。以下の説明において、第1のスイッチング素子Supを第1の上アームUA1と呼び、第2のスイッチング素子Sunを第1の下アームLA1と呼ぶ場合がある。第3および第4のスイッチング素子Svp,Svnは、第4の接続点Nd4を介して直列接続されている。第3および第4のスイッチング素子Svp,Svnのそれぞれには、第3および第4の寄生ダイオードDvp,Dvnが逆並列接続されている。第4の接続点Nd4は、電動機23のv相動力線に接続されている。以下の説明において、第3のスイッチング素子Svpを第2の上アームUA2と呼び、第4のスイッチング素子Svnを第2の下アームLA2と呼ぶ場合がある。第5および第6のスイッチング素子Swp,Swnは、第5の接続点Nd5を介して直列接続されている。第5および第6のスイッチング素子Swp,Swnのそれぞれには、第5および第6の寄生ダイオードDwp,Dwnが逆並列接続されている。第5の接続点Nd5は、電動機23のw相動力線に接続されている。以下の説明において、第5のスイッチング素子Swpを第3の上アームUA3と呼び、第6のスイッチング素子Swnを第3の下アームLA3と呼ぶ場合がある。第1および第2のスイッチング素子Sup,Sunの直列接続回路、第3および第4のスイッチング素子Svp,Svnの直列接続回路、および、第5および第6のスイッチング素子Swp,Swnの直列接続回路のそれぞれは、正の直流母線PLおよび負の直流母線NLの間に、相互に並列に接続されている。本発明の制御回路として機能するPWM信号発生回路25は、第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnの各ゲートに接続されている。第1~第6のスイッチング素子Sup,Sun,Svp,Svn,Swp,Swnは、個々のスイッチング動作が、PWM信号発生回路25によって統括制御される。すなわち、PWM信号発生回路25は、インバータ制御を行う際の基準となる所定の周波数の三角波からなるキャリア信号および各相u相v相w相の電圧指令信号に基づいて、三相ブリッジインバータ回路21の通電相を切り替えると共に電動機23の駆動を制御するためのPWMPulseWidthModulation信号を発生し、こうして発生したPWM信号を三相ブリッジインバータ回路21に供給する機能を有する。PWM信号発生回路25において発生するPWM信号は、各相u相v相w相について、第1~第3の上アームUA1~UA3を駆動するためのオン期間および第1~第3の下アームLA1~LA3を駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間DT図3b参照を挟んで設定される。このような関係を、ノンオーバーラップの関係と呼ぶ場合がある。第1実施形態に係る電動機の駆動装置11のPWM信号発生回路25の動作次に、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11のPWM信号発生回路25の動作について、u相の目標電圧特性、v相の目標電圧特性、および、u-v線間目標電圧特性を例示して、図2を参照して説明する。図2aは、インバータ制御を行う際の基準となるキャリア信号波形と、各相の電圧指令信号波形との時系列的な関係を表す説明図、図2bは、u相の目標電圧特性を表す説明図、図2cは、v相の目標電圧特性を表す説明図、図2dは、u相とv相との間のu-v線間目標電圧特性を表す説明図である。PWM信号発生回路25は、キャリア信号および各相u相v相w相の電圧指令信号に基づいて、各相の目標電圧を演算により求めると共に、各相間の線間目標電圧を演算により求めるように動作する。具体的には、PWM信号発生回路25は、図2aに示すキャリア信号およびu相の電圧指令信号に基づいて、三角波のキャリア信号波形を基準として、それ以上のu相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Edの半分の正電圧として描く一方、それを下回るu相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Edの半分の負電圧として描いたu相目標電圧を演算により求める。こうして求めたu相目標電圧を、図2bに示している。また、PWM信号発生回路25は、図2aに示すキャリア信号およびv相の電圧指令信号に基づいて、三角波のキャリア信号波形を基準として、それ以上のv相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Edの半分の正電圧として描く一方、それを下回るv相の電圧指令信号波形の部分を駆動電圧Edの半分の負電圧として描いたv相目標電圧を演算により求める。こうして求めたv相目標電圧を、図2cに示している。そして、PWM信号発生回路25は、図2bに示すu相目標電圧および図2cに示すv相目標電圧に基づいて、u相目標電圧とv相目標電圧との両者の電位差が駆動電圧Edであり、かつ、u相目標電圧が正でv相目標電圧が負となる部分を正の駆動電圧Edとして描き、u相目標電圧とv相目標電圧との両者が共通の電圧である部分を0電圧として描き、u相目標電圧とv相目標電圧との両者の電位差が駆動電圧Edであり、かつ、u相目標電圧が負でv相目標電圧が正となる部分を負の駆動電圧-Edとして描いたu-v線間目標電圧を演算により求める。こうして求めたu-v線間目標電圧を、図2dに示している。なお、w相目標電圧、u-w線間目標電圧、および、v-w線間目標電圧については、前記に準じた演算により求めることができるため、その説明および図示を省略する。PWM信号発生回路25は、前記のようにして求めた各相間の線間目標電圧を実現させるように、三相ブリッジインバータ回路21の通電相を切り替えると共に、電動機23の駆動を制御するためのPWM信号を発生し、こうして発生したPWM信号を三相ブリッジインバータ回路21に供給するように動作する。次に、ノンオーバーラップの関係にあるPWM信号の生成手順について、図3および図4a~gを参照して説明する。図3は、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11から出力される疑似正弦波の線間電圧を示す説明図である。図4aは、PWM信号の生成に用いる二重三角波の信号波形を表す説明図である。図4bは、第1の上アームUA1に係るPWM信号が生成される様子を表す説明図、図4cは、第1の下アームLA1に係るPWM信号が生成される様子を表す説明図、図4dは、第2の上アームUA2に係るPWM信号が生成される様子を表す説明図、図4eは、第2の下アームLA2に係るPWM信号が生成される様子を表す説明図、図4fは、第3の上アームUA3に係るPWM信号が生成される様子を表す説明図、図4gは、第3の下アームLA3に係るPWM信号が生成される様子を表す説明図である。第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の三相ブリッジインバータ回路21は、図3に示す疑似正弦波の線間電圧を電動機23に与えて電動機23を駆動する。そのためには、三相ブリッジインバータ回路21の出力が疑似正弦波の線間電圧波形上をトレースするように、図4aに示す比較値1~3を時間の経過とともに適宜変化させながら設定することを要する。この設定手順は変調方式と呼ばれる。ノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を生成するために、PWM信号発生回路25は、図1に示すように、比較値1~3を生成する比較値生成部27と、一対のカウンタ1,2と、を備える。比較値1~3および一対のカウンタ1,2は、ノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を生成するために重要な役割を果たす。比較値1~3は、各相u相v相w相の線間電圧波形を再現するために、時間の経過と共にその値を変える可変値である。比較値1はu相に、比較値2はv相に、比較値3はw相に、それぞれ対応する。比較値生成部27は、時間の経過と共にその値を変える可変値となる比較値1~3を、各相u相v相w相の線間電圧波形を参照して生成する。カウンタ1は、第1~第3の上アームUA1~UA3が駆動されるオン期間を規定するためのタイミングをつくりだす機能を有する。図4aには、線形にアップダウンするカウンタ1のカウント値が描く三角波形が一点鎖線で表されている。例えば、カウンタ1のカウントアップ三角波形の上昇過程中に、現在のカウント値が比較値1と一致した場合、その一致したタイミングを、第1の上アームUA1に係るオン期間の始期として設定する図4a,b参照。また、カウンタ1のカウントダウン三角波形の下降過程中に、現在のカウント値が比較値1と一致した場合、その一致したタイミングを、第1の上アームUA1に係るオン期間の終期として設定する図4a,b参照。第2~第3の上アームUA2~UA3に係るオン期間の始期および終期も、前記に準じてそれぞれ設定される図4a,d,f参照。カウンタ2は、第1~第3の下アームLA1~LA3が駆動されるオフ期間ただし、論理を逆転させれば、オン期間でもある。を規定するためのタイミングをつくりだす機能を有する。図4aには、線形にアップダウンするカウンタ2のカウント値が描く三角波形が実線で表されている。カウンタ1に係る三角波形と、カウンタ2に係る三角波形とは、相似の関係にあり、かつ、その頂点に係る時間が同じに設定されている。カウンタ2に係る三角波形のサイズは、カウンタ1に係る三角波形と比べて、わずかに大きく設定されている。このサイズの違いが、デッドタイム期間DTをつくりだす。例えば、カウンタ2のカウントアップ三角波形の上昇過程中に、現在のカウント値が比較値1と一致した場合、その一致したタイミングを、第1の下アームLA1に係るオフ期間の始期として設定する図4a,c参照。また、カウンタ2のカウントダウン三角波形の下降過程中に、現在のカウント値が比較値1と一致した場合、その一致したタイミングを、第1の下アームLA1に係るオフ期間の終期として設定する図4a,c参照。第2~第3の下アームLA2~LA3に係るオフ期間の始期および終期も、前記に準じてそれぞれ設定される図4a,e,g参照。PWM信号発生回路25は、前記したように、カウントアップ、カウントダウンを交互に繰り返し連続して行うカウンタ1,2の現在値と、3つの比較値1~比較値3とを比較しながら、三相ブリッジインバータ回路21を駆動するためのノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を発生し、こうして発生したPWM信号を三相ブリッジインバータ回路21に供給する。前記の手順によって生成されたu相に関する駆動信号は、図4bおよび図4cに示すように、第1の上アームUA1がオンの場合、第1の下アームLA1はオフとなる。また、第1の上アームUA1がオフの場合、第1の下アームLA1はオンとなる。要するに、u相に関する駆動信号は、相補的なPWM信号となっている。なお、第1の上アームUA1のオンオフ期間と、第1の下アームLA1のオフオン期間との間には、詳しくは後記するが、所定のデッドタイム期間が設けられている。また、v相に関する駆動信号は、図4dおよび図4eに示すように、第2の上アームUA2がオンの場合、第2の下アームLA2はオフとなる。要するに、v相に関する駆動信号は、相補的なPWM信号となっている。なお、第2の上アームUA2のオンオフ期間と、第2の下アームLA2のオフオン期間との間には、詳しくは後記するが、所定のデッドタイム期間が設けられている。そして、w相に関する駆動信号は、図4fおよび図4gに示すように、第3の上アームUA3がオンの場合、第3の下アームLA3はオフとなる。要するに、w相に関する駆動信号は、相補的なPWM信号となっている。なお、第3の上アームUA3のオンオフ期間と、第3の下アームLA3のオフオン期間との間には、詳しくは後記するが、所定のデッドタイム期間が設けられている。第1~第3の上アームUA1~UA3と第1~第3の下アームLA1~LA3とのうち、相互に対となる上下アーム第1の上アームUA1と第1の下アームLA1、第2の上アームUA2と第2の下アームLA2、第3の上アームUA3と第3の下アームLA3間のオンの比率によって、三相ブリッジインバータ回路21の出力電圧特性が決定される。第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の動作次に、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の動作について、比較例に係る電動機の駆動装置の動作と対比しつつ、図5aおよび図5bを参照して説明する。図5aは、比較例に係る電動機の駆動装置の動作説明に供する図、図5bは、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の動作説明に供する図である。第1実施形態および比較例において、各相u相v相w相は同様の動作をする。そこで、各相u相v相w相のうち、u相の動作説明を行うことより、その他の相v相w相の動作説明に代えることとする。なお、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11と、比較例に係る電動機の駆動装置との相違点は、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11のPWM信号発生回路25では、PWM信号は、各相u相v相w相について、第1~第3の上アームUA1~UA3を駆動するためのオン期間および第1~第3の下アームLA1~LA3を駆動するためのオン期間が相互に重ならないようにデッドタイム期間DT図5b参照を挟んで設定されるのに対し、比較例に係る電動機の駆動装置のPWM信号発生回路では、PWM信号は、第1実施形態のようなデッドタイム期間DTを挟む配慮なしに設定される点である。三相ブリッジインバータ回路の構成については、第1実施形態および比較例間において共通である。このため、比較例の動作説明において、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11の三相ブリッジインバータ回路21の各構成要素に付した符号を援用することとする。まず、比較例に係る電動機の駆動装置の三相ブリッジインバータ回路の動作について説明する。比較例に係る電動機の駆動装置では、図5aに示すように、第1の上アームUA1のオン期間および第1の下アームLA1のオフ期間、並びに、第1の上アームUA1のオフ期間および第1の下アームLA1のオン期間が、デッドタイム期間DTを挟む配慮なしに設定されている。比較例のケースにおいて、第1の上アームUA1がオンし、第1の下アームLA1がオフする状態を想定した場合、電流は、平滑コンデンサC1→第1の上アームUA1→第3の接続点Nd3→電動機23→第2および第3の下アームLA2,LA3の経路を流れる。この状態において、第1の上アームUA1がオフし、第1の下アームLA1がオンすると図5aの時間t1,t3参照、電流は、第1の上アームUA1を流通することができなくなる。この状態の電流は、電動機23に内蔵された不図示のインダクタンスを流れているため、継続して流れようとする性質がある。このため、第1の上アームUA1がオフすると、平滑コンデンサC1からの電流は、第1の下アームLA1へと転じる。第1の下アームLA1は、第2のスイッチング素子Sunの内部回路部分と寄生ダイオードDunの部分とを有する。このため、平滑コンデンサC1からの電流は、これらの部分間の流れ易さの程度に応じて分配されて流れる。次に、第1の上アームUA1がオンし、第1の下アームLA1がオフする状態に再び切り替わると図5aの時間t2参照、平滑コンデンサC1から第1の下アームLA1へと流れていた電流は、今度は第1の上アームUA1へと転じる。このとき、電流の変化は瞬時に行われるのではなく、有限の遷移時間を要する。このため、第1の上アームUA1と第1の下アームLA1とは、極短い時間ではあるが、同時にオン状態になる。その結果、第1の上アームUA1と第1の下アームLA1とを貫通する短絡電流が流れる。一方、第1の下アームLA1における寄生ダイオードDunの部分では、印加される電圧の向きが順方向から逆方向へと変わる。寄生ダイオードDunにおいて、順方向電流が流れている状態で逆電圧が印加されると、導通状態から遮断状態へと遷移する間、極短い時間ではあるが逆方向に電流が流れる。これを逆回復電流という。寄生ダイオードDunを流れる逆回復電流は、ダイオードの有する性質上やむを得ないものであるが、第1の上アームUA1と第1の下アームLA1とを貫通する短絡電流は、損失を生じるだけのものに過ぎない。そればかりか、この短絡電流の流通によって、第1の上アームUA1または第1の下アームLA1を損傷させるおそれもある。なお、前記した比較例に係る動作説明では、第1の上アームUA1がオンし、第1の下アームLA1がオフする状態に再び切り替わるケースを例示してしたが、これとは逆に、第1の上アームUA1がオフし、第1の下アームLA1がオンする状態に再び切り替わるケースであっても、前記と同様に、第1の上アームUA1と第1の下アームLA1とを貫通する短絡電流が流れるおそれがある。この比較例に対し、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11では、図5bに示すように、第1の上アームUA1のオン期間および第1の下アームLA1のオフ期間、並びに、第1の上アームUA1のオフ期間および第1の下アームLA1のオン期間が、相互に重ならないようにデッドタイム期間DTを挟んで設定されている。要するに、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11において三相ブリッジインバータ回路21を駆動するPWM信号は、前記した通り、ノンオーバーラップの関係にあるPWM信号である。このようなノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を用いて三相ブリッジインバータ回路21を駆動することにより、比較例のような第1の上アームUA1と第1の下アームLA1とを貫通する短絡電流が流れる事態を未然に防止することができる。すなわち、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11において、第1の上アームUA1がオンし、第1の下アームLA1がオフする状態を想定した場合、電流は、平滑コンデンサC1→第1の上アームUA1→第3の接続点Nd3→電動機23→第2および第3の下アームLA2,LA3の経路を流れる。この動作は、比較例と同じである。この状態において、第1の上アームUA1をオフする図5bの時間t11,t15参照。第1実施形態では、ノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を用いて三相ブリッジインバータ回路21を駆動しているため、第1の下アームLA1では所定のデッドタイム期間DTだけオフ状態が続く。この動作は、比較例と異なる。第1の上アームUA1を流通することができなくなった電流は、電動機23に内蔵されたインダクタンスを流れているため、継続して流れようとする性質がある。このため、第1の上アームUA1がオフすると、平滑コンデンサC1からの電流は、第1の下アームLA1へと転じる。デッドタイム期間DTでは、平滑コンデンサC1からの電流は、第1の下アームLA1における寄生ダイオードDunの部分を流れる。デッドタイム期間DTが過ぎると図5bの時間t12参照、第1の下アームLA1がオンする。これにより、平滑コンデンサC1からの電流は、第2のスイッチング素子Sunの内部回路部分と寄生ダイオードDunの部分との間の流れ易さの程度に応じて分配されて流れる。一般に、第2のスイッチング素子Sunの内部回路部分の抵抗値は、寄生ダイオードDunの順方向抵抗値と比べて格段に小さい。したがって、平滑コンデンサC1からの電流は、そのほとんどが第2のスイッチング素子Sunの内部回路部分へと流れる。これにより、平滑コンデンサC1からの電流のすべてが寄生ダイオードDunの部分を流れる場合と比べて、電圧降下による損失を低減することができる。この損失低減効果を、同期整流効果と呼ぶ。この動作は、比較例と同じである。次に、第1の上アームUA1がオンし、第1の下アームLA1がオフする状態に再び切り替わる動作について説明する。第1実施形態では、ノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を用いて三相ブリッジインバータ回路21を駆動しているため、第1の上アームUA1がオンするタイミング図5bの時間t14参照に先立って、第1の下アームLA1がデッドタイム期間DTだけ先にオフしている図5bの時間t13参照。第1の下アームLA1がオフしているので、平滑コンデンサC1からの電流は、第2のスイッチング素子Sunの内部回路部分から寄生ダイオードDunの部分へと転流する。この状態において、第1の上アームUA1がオンする図5bの時間t14参照。このため、第1の下アームLA1のうち寄生ダイオードDunの部分に逆回復電流が流れ、寄生ダイオードDunは、導通状態から遮断状態へと遷移する。したがって、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11によれば、比較例のような第1の上アームUA1と第1の下アームLA1とを貫通する短絡電流が流れる事態を未然に防止することができる。また、短絡電流の流通による損失を生じることもない。また、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11において、電動機23は、空気調和機の冷凍サイクルに設けられる圧縮機を駆動するものとされる。従って、短絡電流の流通による損失が抑制された、省エネルギー効果の優れた空気調和機を提供することができる。[第2実施形態]第2実施形態に係る電動機の駆動装置31の全体構成次に、第2実施形態に係る電動機の駆動装置31の全体構成について、図6を参照して説明する。図6は、本発明の第2実施形態に係る電動機の駆動装置31の全体構成図である。なお、第1実施形態に係る電動機の駆動装置11と、第2実施形態に係る電動機の駆動装置31とは、ほとんどの構成要素が共通している。このため、その機能が共通する部材間には原則として共通の符号を付し、その重複した説明を省略して、両者の相違点に注目して説明を進める。第1実施形態と第2実施形態との相違点は大きく2つある。一つめの相違点は、整流回路の内部構成である。すなわち、第1実施形態に係る全波整流回路17では、図1に示すように、相互にブリッジ接続された第1~第4の整流ダイオードD1~D4を有し、これら第1~第4の整流ダイオードD1~D4を用いて交流電源13の交流電圧波形を全波整流する構成を採用している。これに対し、第2実施形態に係る同期整流回路33では、図6に示すように、相互にブリッジ接続された第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2を有し、これら第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2を用いて交流電源13の交流電圧波形を全波整流する構成を採用している。なお、第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2のそれぞれには、第11~第14の寄生ダイオードDp1,Dn1,Dp2,Dn2が逆並列接続されている。二つめの相違点は、同期整流回路33を採用したことに伴って、図6に示すように、同期整流信号発生回路35を追加した点である。同期整流信号発生回路35は、相互にブリッジ接続された第1~第4の整流ダイオードD1~D4の動作と同様の動作を実現するように、第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2のそれぞれに駆動信号を供給する機能を有する。ここで、相互にブリッジ接続された第1~第4の整流ダイオードD1~D4の動作と同様の動作を実現するためには、交流電源13の電圧極性に応じて、第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2のうち、たすきがけ状にオンすべきスイッチング素子の組が2通りある。すなわち、第11のスイッチング素子Sp1および第14のスイッチング素子Sn2の組と、第12のスイッチング素子Sn1および第13のスイッチング素子Sp2の組とがそれである。同期整流信号発生回路35は、前記した組のスイッチング素子を、交流電源13の電圧極性に応じて交互にオンさせる同期整流動作を行うことにより、相互にブリッジ接続された第1~第4の整流ダイオードD1~D4の動作と同様の全波整流動作を、導通損失による損失低減を図りながら実現することができる。その結果、交流電源13の交流電力は、直流電力に整流される。第2実施形態に係る電動機の駆動装置31によれば、電源電流波形の正弦波近似、力率改善、および、平滑コンデンサC1の両端に発生する駆動電圧Edの昇圧動作を行うことができる。なお、同期整流信号発生回路35において、前記した全波整流動作を行わない場合は、第11~第14の寄生ダイオードDp1,Dn1,Dp2,Dn2の存在により、通常のブリッジ整流回路が構成される。また、同期整流信号発生回路35の構成として、交流電源13を、リアクタ15を介して短絡させるように、例えば、第12のスイッチング素子Sn1をオンしリアクタ15に短絡電流を流してエネルギーを蓄積させ、次いで第12のスイッチング素子Sn1をオフさせることにより、第11のスイッチング素子Sp1を通して平滑コンデンサC1にエネルギーを開放させる動作を行わせる構成を採用してもよい。このとき、同期整流信号発生回路35は、第11のスイッチング素子Sp1に駆動信号を与えてオンさせると、リアクタ15からの電流は、第11のスイッチング素子Sp1における寄生ダイオードDp1の部分ではなく、主としてその内部回路部分を流れる。これにより、同期整流損失低減効果が得られる。また、第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2の駆動信号として、第1実施形態に係るノンオーバーラップの関係にあるPWM信号を採用することにより、第1実施形態と同様に、相互に直列接続されたスイッチング素子第11~第14のスイッチング素子Sp1,Sn1,Sp2,Sn2間を貫通する短絡電流を防止すると共に、短絡電流の流通に起因する損失を除くことができる。[その他の実施形態]以上説明した複数の実施形態は、本発明の具現化例を示したものである。従って、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されることがあってはならない。本発明はその要旨またはその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形態で実施することができるからである。例えば、第1および第2実施形態において、交流電源として単相のものを例示して説明したが、本発明はこの例に限定されない。本発明は、交流電源として三相のものを用いてもよい。この場合において、全波整流回路17のダイオードの数および配列構成、並びに、同期整流回路33のスイッチング素子の数および配列構成を、交流電源の三相化に併せて適宜改変すればよい。"