"電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラであって、制御端子と2つのチャネル端子とを有する第1スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記2つのチャネル端子のうちの一方は電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第1スイッチと、反転増幅回路であって、前記2つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第1処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、第1サンプル/ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第1処理電圧に接続された入力端子と、第1サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第1サンプル/ホールド回路と、を備えるハイサイドコントローラ。制御端子および2つのチャネル端子を有する第2スイッチであって、該第2スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第2スイッチの前記2つのチャネル端子のうちの一方は前記電圧信号に接続されており、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記電圧信号は前記出力電圧に比例している、第2スイッチと、前記第2スイッチの前記2つのチャネル端子の他方に接続されて、第2処理電圧を提供する分圧器と、第2サンプル/ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第2処理電圧に接続された入力端子と、第2サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第2サンプル/ホールド回路と、をさらに備える、請求項1に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。基準信号発生器であって、前記第1サンプル電圧と前記第2サンプル電圧とにそれぞれ接続された2つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有する基準信号発生器をさらに備え、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第1サンプル電圧および前記第2サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、請求項2に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器をさらに備える、請求項3に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。前記反転増幅回路はカレントミラーを有している、請求項1に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラであって、制御端子と2つのチャネル端子とを有する第1スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記2つのチャネル端子のうちの一方は第1電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記第1電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第1スイッチと、反転増幅回路であって、前記2つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第1処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、第1サンプル/ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第1処理電圧に接続された入力端子と、第1サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第1サンプル/ホールド回路と、制御端子および2つのチャネル端子を有する第2スイッチであって、該第2スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第2スイッチの前記2つのチャネル端子のうちの一方は第2電圧信号に接続されており、該第2スイッチの前記2つのチャネル端子の他方は第2処理電圧を提供するために用いられ、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記第2電圧信号は前記出力電圧に比例している、第2スイッチと、第2サンプル/ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第2処理電圧に接続された入力端子と、第2サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第2サンプル/ホールド回路と、を備えるハイサイドコントローラ。基準信号発生器であって、前記第1サンプル電圧と前記第2サンプル電圧とにそれぞれ接続された2つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有する基準信号発生器をさらに備え、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第1サンプル電圧および前記第2サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、請求項6に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器をさらに備える、請求項7に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。前記反転増幅回路はカレントミラーを有している、請求項6に記載の、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラ。電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラであって、制御端子と2つのチャネル端子とを有する第1スイッチであって、前記制御端子はゲート信号に接続され、前記2つのチャネル端子のうちの一方は第1電圧信号に接続されており、前記ゲート信号がアクティブであるときには、前記第1電圧信号は入力電圧を負にしたものに比例している、第1スイッチと、反転増幅回路であって、前記2つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第1処理電圧を提供するための出力端子とを有する反転増幅回路と、第1サンプル/ホールド回路であって、前記ゲート信号に接続された制御入力端子と、前記第1処理電圧に接続された入力端子と、第1サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第1サンプル/ホールド回路と、制御端子および2つのチャネル端子を有する第2スイッチであって、該第2スイッチの前記制御端子は前記ゲート信号の補信号に接続されており、該第2スイッチの前記2つのチャネル端子のうちの一方は第2電圧信号に接続されており、該第2スイッチの前記2つのチャネル端子の他方は第2処理電圧を提供するために用いられ、前記ゲート信号が非アクティブであるときには、前記第2電圧信号は前記出力電圧に比例している、第2スイッチと、第2サンプル/ホールド回路であって、前記ゲート信号の前記補信号に接続された制御入力端子と、前記第2処理電圧に接続された入力端子と、第2サンプル電圧を提供するための出力端子とを有する第2サンプル/ホールド回路と、基準信号発生器であって、前記第1サンプル電圧と前記第2サンプル電圧とにそれぞれ接続された2つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有し、前記適応ピーク電流基準信号は、前記第1サンプル電圧および前記第2サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される、基準信号発生器と、電流検出信号を前記適応ピーク電流基準信号と比較することにより前記ゲート信号を生成するために用いられる比較器と、を備えるハイサイドコントローラ。本発明の主要な目的は、入力電圧源の負極を通じて電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能である、電力変換回路のためのハイサイドコントローラを提案することである。本発明のもう1つの目的は、検出した入力電圧および出力電圧を用いて適応ピーク電流基準信号を生成することで、入力電圧および出力電圧の変動にかかわらずインダクタ電流が調整されて優れた力率を得ることができる、電力変換回路のためのハイサイドコントローラを提案することである。本発明の上記目的を達成するため、電力変換回路の入力電圧および出力電圧を検出することが可能なハイサイドコントローラを提案する。該ハイサイドコントローラは、第1スイッチ、反転増幅回路、第1サンプル/ホールド回路、第2スイッチ、第2サンプル/ホールド回路、基準信号発生器、および比較器を有している。第1スイッチは、制御端子と2つのチャネル端子とを有しており、制御端子はゲート信号に接続され、2つのチャネル端子のうちの一方は第1電圧信号に接続されている。ゲート信号がアクティブであるときには、第1電圧信号は前記入力電圧を負にしたものに比例している。反転増幅回路は、前記2つのチャネル端子の他方に接続された入力端子と、第1処理電圧を提供するための出力端子とを有している。第1サンプル/ホールド回路は、ゲート信号に接続された制御入力端子と、第1処理電圧に接続された入力端子と、第1サンプル電圧を提供するための出力端子とを有している。第2スイッチは、制御端子および2つのチャネル端子を有しており、該第2スイッチの制御端子はゲート信号の補信号に接続されており、該第2スイッチの2つのチャネル端子のうちの一方は第2電圧信号に接続されており、該第2スイッチの2つのチャネル端子の他方は第2処理電圧を提供するために用いられる。ゲート信号が非アクティブであるときには、第2電圧信号は前記出力電圧に比例している。第2サンプル/ホールド回路は、ゲート信号の補信号に接続された制御入力端子と、第2処理電圧に接続された入力端子と、第2サンプル電圧を提供するための出力端子とを有している。基準信号発生器は、第1サンプル電圧と第2サンプル電圧とにそれぞれ接続された2つの入力端子と、適応ピーク電流基準信号を提供するための出力端子とを有しており、適応ピーク電流基準信号は、第1サンプル電圧および第2サンプル電圧について適応算術演算を実行することにより生成される。比較器は、電流検出信号を適応ピーク電流基準信号と比較することにより、ゲート信号を生成するために用いられる。本発明の目的、その構造、革新的な特徴、および性能について本願の審査官がより理解しやすいように、好適な実施形態を添付の図面と共に用いて本発明の詳細な説明を行う。以下、本発明の好適な実施形態を示す添付図面を参照して、本発明についてさらに詳しく説明する。本発明の好適な実施形態によるハイサイドコントローラを用いる、LED点灯用の電力変換回路の構成を示す図1を参照する。図1に示すように、電力変換回路の入力電圧と出力電圧は、それぞれVINとVOであり、電力変換回路は、ブリッジレギュレータ101、NMOSトランジスタ102、電流検出抵抗103、インダクタ104、調整ダイオード105、フィルタリングコンデンサ106、LEDモジュール107、分圧抵抗108‐109、ダイオード110、コンデンサ111、起動抵抗112、抵抗113、およびハイサイドコントローラ120を有している。ブリッジレギュレータ101は、AC電源VACについて全波調整を行うために用いられ、これによって、その周期がAC電源VACの周期の半分である入力電圧VINが生成される。NMOSトランジスタ102は、ゲート信号VGにより駆動されて、パワースイッチとして用いられる。電流検出抵抗103は、インダクタ電流ILに応じた電流検出信号VCSを生成するために用いられる。インダクタ104は、NMOSトランジスタ102と抵抗103とからなる充電電流路がオンのときには、入力電圧VINから入力エネルギーを受け取るために用いられ、充電電流路がオフのときには、入力エネルギーをLEDモジュール107に供給するために用いられる。調整ダイオード105は、単方向スイッチとして機能するように用いられ、フィルタリングコンデンサ106は、出力電圧VOを保持するために用いられる。LEDモジュール107は負荷として用いられ、出力電圧VOの値はLEDモジュール107に含まれるLEDの数によって決定される。抵抗108‐109、ダイオード110、コンデンサ111、および起動抵抗112は、ハイサイドコントローラ120のVDDピンとGNDピンとの間にバイアス電圧を設定するために用いられる。抵抗113は、電圧信号VXをハイサイドコントローラ120のVSピンに接続するために用いられるもので、電圧信号VXは、入力電圧VINの負極において、NMOSトランジスタ102がオンのときにはGNDピンの電位を基準として-VINを示し、NMOSトランジスタ102がオフのときにはGNDピンの電位を基準としてVOを示す。コンデンサ111上のバイアス電圧が加えられるハイサイドコントローラ120は、電圧信号VXを検出するために用いられ、これによって、VINおよびVOの情報を取得し、VINとVOについて適応算術演算を実行することにより適応ピーク電流基準信号を生成し、次に、電流検出信号VCSを適応ピーク電流基準信号と比較することによりゲート信号VGを生成して、これによりLEDモジュール107への電流を調整する。図2に、ハイサイドコントローラ120の好適な実施形態の詳細なブロック図を示している。図2に示すように、ハイサイドコントローラ120は、スイッチ201、増幅器202、抵抗203、インバータ204、スイッチ205、抵抗206、サンプル/ホールド回路207‐208、基準信号発生器209、および比較器210を有している。スイッチ201は、ゲート信号VGにより制御されて、抵抗113、増幅器202、および抵抗203を含む反転増幅回路を有効化するためのものである。ゲート信号VGがアクティブであるとき、例えばハイレベルであるときに、スイッチ201が閉じて、その間は-VINを示している電圧信号VXが反転増幅回路により処理されて、これにより、VIN×抵抗203の抵抗値/抵抗113の抵抗値に等しい第1処理電圧VY1を生成する。インバータ204は、スイッチ205を制御するための、ゲート信号VGの補信号VGBを生成するために用いられる。ゲート信号VGが非アクティブでローレベルであるときには、補信号VGBはアクティブでハイレベルであり、スイッチ205は閉じて、その間はVOを示している電圧信号VXが抵抗113および抵抗206により処理されて、これにより、VO×抵抗206の抵抗値/抵抗113の抵抗値抵抗206の抵抗値に等しい第2処理電圧VY2を生成する。サンプル/ホールド回路207とサンプル/ホールド回路208は、ゲート信号VGと補信号VGBの制御のもと、第1処理電圧VY1と第2処理電圧VY2をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第1サンプル電圧VZ1と第2サンプル電圧VZ2をそれぞれ生成する。ここで、VZ1はVINに比例しており、VZ2はVOに比例している。基準信号発生器209は、等式:sinθ=VZ1/VZ1の振幅およびVREF=K1sin2θ×1K2VZ2/VZ1を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号VREFを生成するために用いられる。ここで、K1およびK2は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器210は、電流検出信号VCSを適応ピーク電流基準信号VREFと比較することにより、ゲート信号VGを生成するために用いられる。基準信号発生器209による適応算術演算の原理は、つぎのように考えられたものである。境界モードのときには、インダクタ電流ILは、期間tONの間にゼロから傾きVIN/Lで増加し、期間tOFFの間に所定のピーク電流IPEAKから負の傾き-VO/Lで減少することが知られている。インダクタ電流ILの平均は、IAVG=tOFF×IPEAK/2×tONtOFF=VIN×IPEAK/2×VINVOと表すことができる。従って、IAVGが定数値ICONSTであるためには、IPEAKは等式:IPEAK=ICONST×VINVO/VINにより決定されなければならない。LEDドライバ回路の力率が1であるPF=1―平均入力電流と入力電圧VIN=VIN,MAX×sinθの位相がそろっている―場合には、電力変換回路に供給される電力はsin2θに比例する。また、LEDモジュール107に供給される電力はLIPEAK2/2×tONtOFF=VIN×VO×IPEAK/2×VINVOと表すことができるので、力率が1であるためには、つまりVIN×VO×IPEAK/2×VINVOがsin2θに比例するためには、IPEAKは、sin2θ×VINVO/VINVOに比例するように設定されなければならない。VOは特定の設計に対しては定数であるので、IPEAKの等式は簡略化して、IPEAK=A2sin2θ×VINVO/VIN、ここでAは定数、とすることができる。すばらしいことに、IPEAK=ICONST×VINVO/VINは、インダクタ電流ILの平均電流を一定とするための式であるので、式IPEAK=A2sin2θ×VINVO/VINによって、優れた力率理想的には1に等しいが得られるだけではなく、θのさまざまな角度値0から180度までに対して、これらに対応するインダクタ電流ILの一定の平均値を得ることができ、これによって、インダクタ電流ILのそれら一定の平均値から一定の平均を得ることができる。VZ1はVINに比例しており、VZ2はVOに比例しているので、VZ1およびVZ2が得られたら、VREF=K1sin2θ×1K2VZ2/VZ1により適応ピーク電流基準信号VREF=IPEAKを生成することで、優れた力率を得ることができると共に、インダクタ電流ILの平均を一定とすることができる。上記の原理に基づき、その他の変形した実施形態が可能である。本発明の別の好適な実施形態によるハイサイドコントローラを用いる、LED点灯用の電力変換回路の構成を示す、図3を参照する。図3に示すように、電力変換回路の入力電圧と出力電圧は、それぞれVINとVOであり、電力変換回路は、ブリッジレギュレータ301、NMOSトランジスタ302、電流検出抵抗303、インダクタ304、調整ダイオード305、フィルタリングコンデンサ306、LEDモジュール307、分圧抵抗308‐309、ダイオード310、コンデンサ311、起動抵抗312、抵抗313、抵抗314‐315、およびハイサイドコントローラ320を有している。ブリッジレギュレータ301は、AC電源VACについて全波調整を行うために用いられ、これによって、その周期がAC電源VACの周期の半分である入力電圧VINが生成される。NMOSトランジスタ302は、ゲート信号VGにより駆動されて、パワースイッチとして用いられる。電流検出抵抗303は、インダクタ電流ILに応じた電流検出信号VCSを生成するために用いられる。インダクタ304は、NMOSトランジスタ302と抵抗303とからなる充電電流路がオンのときには、入力電圧VINから入力エネルギーを受け取るために用いられ、充電電流路がオフのときには、入力エネルギーをLEDモジュール307に供給するために用いられる。調整ダイオード305は、単方向スイッチとして機能するように用いられ、フィルタリングコンデンサ306は、出力電圧VOを保持するために用いられる。LEDモジュール307は負荷として用いられ、出力電圧VOの値はLEDモジュール307に含まれるLEDの数によって決定される。抵抗308‐309、ダイオード310、コンデンサ311、および起動抵抗312は、ハイサイドコントローラ320のVDDピンとGNDピンとの間にバイアス電圧を設定するために用いられる。抵抗313は、第1電圧信号VX1をハイサイドコントローラ320のVS1ピンに接続するために用いられるもので、第1電圧信号VX1は、入力電圧VINの負極において、NMOSトランジスタ302がオンのときにGNDピンの電位を基準として-VINを示すものである。抵抗314‐315は、第2電圧信号VX2をハイサイドコントローラ320のVS2ピンに接続するために用いられるもので、第2電圧信号VX2は、NMOSトランジスタ302がオフのときにGNDピンの電位を基準としてVO×抵抗314の抵抗値/抵抗314の抵抗値抵抗315の抵抗値を示すものである。コンデンサ311上のバイアス電圧が加えられるハイサイドコントローラ320は、第1電圧信号VX1および第2電圧信号VX2を検出するために用いられ、これによって、VINおよびVOの情報を取得し、VINとVOについて適応算術演算を実行することにより適応ピーク電流基準信号を生成し、電流検出信号VCSを適応ピーク電流基準信号と比較することによりゲート信号VGを生成して、これによりLEDモジュール307への電流を調整する。図4に、ハイサイドコントローラ320の好適な実施形態の詳細なブロック図を示している。図4に示すように、ハイサイドコントローラ320は、スイッチ401、増幅器402、抵抗403、インバータ404、スイッチ405、サンプル/ホールド回路406‐407、基準信号発生器408、および比較器409を有している。スイッチ401は、ゲート信号VGにより制御されて、抵抗313、増幅器402、および抵抗403を含む反転増幅回路を有効化するためのものである。ゲート信号VGがアクティブであるとき、例えばハイレベルであるときに、スイッチ401が閉じて、その間は-VINを示している第1電圧信号VX1が反転増幅回路により処理されて、これにより、VIN×抵抗403の抵抗値/抵抗313の抵抗値に等しい第1処理電圧VY1を生成する。インバータ404は、スイッチ405を制御するための、ゲート信号VGの補信号VGBを生成するために用いられる。ゲート信号VGが非アクティブであるとき、例えばローレベルであるときには、補信号VGBはアクティブでハイレベルであり、スイッチ405は閉じて、その間はVO×抵抗314の抵抗値/抵抗314の抵抗値抵抗315の抵抗値に等しい第2電圧信号VX2に応じて、第2処理電圧VY2を生成する。サンプル/ホールド回路406とサンプル/ホールド回路407は、ゲート信号VGと補信号VGBの制御のもと、第1処理電圧VY1と第2処理電圧VY2をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第1サンプル電圧VZ1と第2サンプル電圧VZ2をそれぞれ生成する。ここで、VZ1はVINに比例しており、VZ2はVOに比例している。基準信号発生器408は、等式:sinθ=VZ1/VZ1の振幅およびVREF=K1sin2θ×1K2VZ2/VZ1を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号VREFを生成するために用いられる。ここで、K1およびK2は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器409は、電流検出信号VCSを適応ピーク電流基準信号VREFと比較することにより、ゲート信号VGを生成するために用いられる。図5に、ハイサイドコントローラ320の別の好適な実施形態を示している。図5に示すように、ハイサイドコントローラ320は、スイッチ501、NMOSトランジスタ502、PMOSトランジスタ503‐504、抵抗505、インバータ506、スイッチ507、サンプル/ホールド回路508‐509、基準信号発生器510、および比較器511を有している。スイッチ501は、ゲート信号VGにより制御されて、抵抗313、NMOSトランジスタ502、PMOSトランジスタ503‐504、および抵抗505を含む反転増幅回路を有効化するためのものであり、ここで、PMOSトランジスタ503‐504はカレントミラーとして用いられる。ゲート信号VGがアクティブでハイレベルであるときに、スイッチ501が閉じて、その間は-VINを示している第1電圧信号VX1が反転増幅回路により処理されて、これにより、VIN×抵抗505の抵抗値/抵抗313の抵抗値とほぼ等しい第1処理電圧VY1を生成する。反転増幅回路の原理は次のようである。バイアス電圧VBがNMOSトランジスタ502の閾値近くに設定されると、NMOSトランジスタ502のソース電圧はVINよりもはるかに小さいため、抵抗313の電流は、VIN/抵抗313の抵抗値として近似できる。抵抗313の電流の複製がカレントミラーのPMOSトランジスタ504から生成されて、最後に、VIN×抵抗505の抵抗値/抵抗313の抵抗値とほぼ等しい第1処理電圧VY1が、抵抗505の上端に生成される。インバータ506は、スイッチ507を制御するための、ゲート信号VGの補信号VGBを生成するために用いられる。ゲート信号VGが非アクティブでローレベルであるときには、補信号VGBはアクティブでハイレベルであり、スイッチ507は閉じて、その間はVO×抵抗314の抵抗値/抵抗314の抵抗値抵抗315の抵抗値に等しい第2電圧信号VX2に応じて、第2処理電圧VY2を生成する。サンプル/ホールド回路508とサンプル/ホールド回路509は、ゲート信号VGと補信号VGBの制御のもと、第1処理電圧VY1と第2処理電圧VY2をサンプリングおよび保持するために用いられ、これにより、第1サンプル電圧VZ1と第2サンプル電圧VZ2をそれぞれ生成する。ここで、VZ1はVINに比例しており、VZ2はVOに比例している。基準信号発生器510は、等式:sinθ=VZ1/VZ1の振幅およびVREF=K1sin2θ×1K2VZ2/VZ1を用いた適応算術演算により、適応ピーク電流基準信号VREFを生成するために用いられる。ここで、K1およびK2は定数であり、これらの等式は、アナログ回路あるいは混合モード回路で実現される。比較器511は、電流検出信号VCSを適応ピーク電流基準信号VREFと比較することにより、ゲート信号VGを生成するために用いられる。上記の明細からわかるように、本発明のハイサイドコントローラは、非接地環境において電圧VINおよびVOを検出するための解決策を提案するものであり、例示した応用回路においてVINおよびVOの情報を利用することで、優れた力率、およびインダクタ電流の平均を一定にすることを実現している。このため、入力電圧および出力電圧の変動にかかわらず、優れた力率、および平均が一定であるインダクタ電流を得ることができる。注意すべきことは、VINおよびVOの情報を利用する上記の式は、バックブースト回路のためのものであるということである。バック回路を考える場合は、平均が一定となるインダクタ電流および優れた力率を得るために、VINの情報のみ必要である。実際には、本発明のハイサイドコントローラは、VINに応じた適応ピーク電流基準信号VREFを生成することで、バック回路、ブースト回路、バックブースト回路に対して優れた力率を提供することが可能であり、これは、インダクタ電流、ひいては入力電流が適応ピーク電流基準信号VREFに従うことによって、また、入力電流が入力電圧VINと位相がそろうようになることで力率が1に近づいていくことによって可能となる。本発明について、例として好適な実施形態によって説明したが、当然のことながら、本発明はこれに限定されるものではない。むしろ、さまざまな変形や類似の構成および手段を含むことを意図しており、添付の特許請求の範囲については、そのような全ての変形や類似の構成および手段が含まれるように、最も広い解釈が認められるべきである。上記説明を要約すると、ここに示した本発明は、従来の構造よりも性能を向上させるものであり、画期的な発明である。"