負荷に対する電流供給のオンオフを制御するスイッチングデバイス1と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を該スイッチングデバイス1が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス1をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路2と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3と、前記スイッチングデバイス1の温度を検出する温度検出回路4と、前記クランプ電圧として、前記温度検出回路4で検出された温度に基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路3における前記クランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。前記温度検出回路4は、前記スイッチングデバイス1に内蔵された感温ダイオード1aの出力を温度情報として前記スイッチングデバイス1の温度を検出することを特徴とする請求項1に記載の負荷駆動装置。前記スイッチングデバイス1の冷却を行う冷却器6を有し、前記温度検出回路4は、前記冷却器6の冷媒温度を検出する温度センサ6aの検出信号を温度情報として前記スイッチングデバイス1の温度を検出することを特徴とする請求項1に記載の負荷駆動装置。負荷に対する電流供給のオンオフを制御するスイッチングデバイス1と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を該スイッチングデバイス1が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス1をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路2と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3と、前記負荷に流される前記スイッチングデバイス1の出力電流を検出する電流検出回路7と、前記クランプ電圧として、前記電流検出回路7で検出された前記スイッチングデバイス1の前記出力電流に基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路3における前記クランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。前記電流検出回路7は、前記スイッチングデバイス1のセンス端子を通じて流れるセンス電流を電流情報として前記スイッチングデバイス1の前記出力電流を検出することを特徴とする請求項4に記載の負荷駆動装置。前記出力電流に応じた出力を発生させる電流検出部9を有し、前記電流検出回路7は、前記電流検出部9の出力を電流情報として前記スイッチングデバイス1の前記出力電流を検出することを特徴とする請求項4に記載の負荷駆動装置。負荷に対する電流供給のオンオフを制御するスイッチングデバイス1と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を該スイッチングデバイス1が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス1をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路2と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3と、前記負荷に流される前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を検出することで前記ミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路10と、前記クランプ電圧として、前記ミラー電圧検出回路10で検出された前記ミラー電圧Vmirrorに基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路3における前記クランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。負荷に対する電流供給ラインの電源側に接続される第1電極および基準点側に接続される第2電極を有し、ゲート電圧が制御されることで前記電流供給ラインのオンオフを制御するスイッチングデバイス1と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を該スイッチングデバイス1が非飽和領域となるフルオン状態で作動させられるように制御することで、前記スイッチングデバイス1をオンさせ、前記負荷に対する電流供給を行うゲートドライブ回路2と、前記スイッチングデバイス1のゲート電圧を前記フルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3と、前記スイッチングデバイス1のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ12と、前記スイッチングデバイス1を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源11と、前記スイッチ12によって前記スイッチングデバイス1のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、前記定電流減11が生成する前記定電流にて前記スイッチングデバイス1を定電流駆動し、その際の前記スイッチングデバイス1のゲートと第2電極との間の電圧を検出する電圧検出回路13と、前記クランプ電圧として、前記電圧検出回路13で検出された前記ゲートと前記第2電極との間の電圧に基づいてゲート閾値電圧Vthの変動と電流増幅度gmの変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいて前記ミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧に前記クランプ回路3における前記クランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴とする負荷駆動装置。しかしながら、上記したように、クランプ電圧をミラー電圧のバラツキの最大値を考慮した設計としているため、クランプ電圧を大きな電圧に設定しなければならず、短絡時に電流を流してしまうため短絡耐量的に不利であるという問題がある。本発明は上記点に鑑みて、短絡保護のためのクランプ電圧の設定に基づいて、十分な短絡耐量と損失を抑制することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するため、請求項1に記載の発明では、スイッチングデバイス1のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス1の温度を検出する温度検出回路4と、クランプ電圧として、温度検出回路4で検出された温度に基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路3におけるクランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴としている。このように、スイッチングデバイス1の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧Vmirrorのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス1を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。例えば、請求項2に記載したように、温度検出回路4は、スイッチングデバイス1に内蔵された感温ダイオード1aの出力を温度情報としてスイッチングデバイス1の温度を検出することができる。また、請求項3に記載したように、スイッチングデバイス1の冷却を行う冷却器6が備えられている場合には、温度検出回路4は、冷却器6の冷媒温度を検出する温度センサ6aの検出信号を温度情報としてスイッチングデバイス1の温度を検出することもできる。請求項4に記載の発明では、スイッチングデバイス1のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス1の出力電流を検出する電流検出回路7と、クランプ電圧として、電流検出回路7で検出されたスイッチングデバイス1の出力電流に基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路3におけるクランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴としている。このように、スイッチングデバイス1の出力電流を検出し、この出力電流に基づいてミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその出力電流でのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧Vmirrorのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス1を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。例えば、請求項5に記載したように、電流検出回路7は、スイッチングデバイス1のセンス端子を通じて流れるセンス電流を電流情報としてスイッチングデバイス1の出力電流を検出することができる。また、請求項6に記載したように、出力電流に応じた出力を発生させる電流検出部9を備えれば、電流検出回路7は、電流検出部9の出力を電流情報としてスイッチングデバイス1の出力電流を検出することも可能である。請求項7に記載の発明では、スイッチングデバイス1のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3を備えた負荷駆動装置において、負荷に流されるスイッチングデバイス1のゲート電圧を検出することでミラー電圧を検出するミラー電圧検出回路10と、クランプ電圧として、ミラー電圧検出回路10で検出されたミラー電圧Vmirrorに基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路3におけるクランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴としている。このように、スイッチングデバイス1のミラー電圧Vmirror自体を検出し、このミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をそのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となり、ミラー電圧Vmirrorのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮してクランプ電圧を設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にスイッチングデバイス1を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。請求項8に記載の発明では、スイッチングデバイス1のゲート電圧をフルオン状態の際のゲート電圧よりも低くかつミラー電圧よりも高いクランプ電圧にクランプするクランプ回路3を備えた負荷駆動装置において、スイッチングデバイス1のゲートとコレクタ間を短絡させるスイッチ12と、スイッチングデバイス1を定電流駆動するための定電流を生成する定電流源11と、スイッチ12によってスイッチングデバイス1のゲートとコレクタ間を短絡させつつ、定電流減11が生成する定電流にてスイッチングデバイス1を定電流駆動し、その際のスイッチングデバイス1のゲートと第2電極との間の電圧を検出する電圧検出回路13と、クランプ電圧として、電圧検出回路13で検出されたゲートと第2電極との間の電圧に基づいて該ゲート閾値電圧Vthの変動と電流増幅度gmの変動の少なくとも一方を学習し、この学習結果に基づいてミラー電圧Vmirrorの変動に応じた電圧を演算すると共に、この演算した電圧にクランプ回路3におけるクランプ電圧を制御する演算装置5と、を有していることを特徴としている。このように、ゲート閾値電圧Vthの変動と電流増幅度gmの変動の少なくとも一方を初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。このようにしても、請求項1と同様の効果を得ることができる。なお、上記各手段の括弧内の符号は、後述する実施形態に記載の具体的手段との対応関係を示すものである。以下、本発明の実施形態について図に基づいて説明する。なお、以下の各実施形態相互において、互いに同一もしくは均等である部分には、図中、同一符号を付してある。第1実施形態以下、本発明の第1実施形態について図を参照して説明する。図1は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図を参照して、本実施形態の負荷駆動装置について説明する。図1に示す負荷駆動装置は、スイッチングデバイスとしてのIGBT1、ゲートドライブ回路2、クランプ回路3、温度検出回路4および演算装置5を有した構成とされており、図示しない負荷が接続されたIGBT1をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。IGBT1は、ゲートドライブ回路2によって駆動され、IGBT1のコレクタは電源側に接続されると共に、エミッタは所定の電位とされる基準点とされ、IGBT1のコレクタ側もしくはエミッタ側のいずれかに負荷が接続される。負荷は、電力供給のオンオフによって駆動される装置であればどのようなものであってもよく、例えば、IGBT1を複数個備えることでインバータを構成すれば、三相モータなどを負荷とすることもできる。その場合、三相それぞれの上アームもしくは下アームとして図1に示す負荷駆動装置を適用することができる。図1に示す負荷駆動装置が上アームとして適用されるものであれば、IGBT1のコレクタが電源に接続され、エミッタが三相モータに接続される。また、図1に示す負荷駆動装置が下アームとして適用されるものであれば、IGBT1のコレクタが三相モータに接続され、エミッタがGNDに接続される。また、IGBT1が形成されたチップには、温度検出手段となる感温ダイオードDi1aが内蔵されており、感温ダイオード1aによりIGBT1の温度に対応する出力が発生させられるようにすることで、IGBT1の温度が検出できるようにされている。例えば、感温ダイオード1aは、複数個のダイオードが直列接続されることにより構成され、感温ダイオード1aと図示しない温度検出用抵抗との間の電位をIGBT1の温度に対応する出力電位として発生させる。このような構成により、ダイオードのVfの温度特性に基づいて出力電位が変化することから、この出力電位を温度情報としてIGBT1の温度を検出することが可能となっている。ゲートドライブ回路2は、IGBT1をオンすることにより負荷への電力供給を制御する。具体的には、ゲートドライブ回路2は、図示しないマイコンなどの制御手段からIGBT1を駆動するための制御信号であるIN信号を受け取り、このIN信号に基づいてIGBT1を制御することで負荷への電流供給を制御する。ゲートドライブ回路2は、二段階電圧駆動方式、つまりゲート電圧をクランプ電圧とそれよりも大きなフルオン状態にできる電圧に切替える方式と、定電流駆動回路によりゲートに供給される定電流自体を一定に保つ定電流方式のいずれであっても構わない。図2a、bは、それぞれ、二段階電圧駆動方式の場合と定電流方式の場合の回路構成例を示したゲートドライブ回路2の回路図である。図2aに示すように、ゲートドライブ回路2が二段階電圧駆動方式とされる場合、スイッチ21aと抵抗22aが直列接続されたオン側回路と、スイッチ21bと抵抗22bとが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、マイコンからのIN信号に基づいてスイッチ21a、21bのオンオフが制御されることにより、IGBT1をオンさせる際には、オン側回路を介してゲート電圧VGをIGBT1のゲートに印加する。また、IGBT1をオフさせる際には、オフ側回路を介してIGBT1のゲートをGNDに接続する。また、図2bに示すように、ゲートドライブ回路2が定電流方式とされる場合、定電流源23と抵抗24を有するオン側回路と、スイッチ25と抵抗26とが直列接続されたオフ側回路とが備えられる。そして、IGBT1をオンさせる際には、オン側回路において、マイコンからのIN信号に基づいて定電流源23にて定電流が生成され、これがIGBT1のゲートに供給される。また、IGBT1をオフさせる際には、オフ側回路を介してIGBT1のゲートをGNDに接続する。このように、ゲートドライブ回路2を二段階電圧駆動方式と定電流方式のいずれで構成しても構わない。なお、定電流方式とする場合において、図2bでは、オフ側回路をスイッチ25および抵抗26にて構成する場合を例に挙げたが、オフ側回路をオン側回路と同様に、定電流源と抵抗との組み合わせによって構成しても良い。クランプ回路3は、IGBT1をオフからオンに切り替える際に、一時的にIGBT1のゲート電圧をクランプ電圧にクランプするものである。本実施形態では、クランプ回路3は、ミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を変化させられる構成とされている。このクランプ回路3でクランプする際のクランプ電圧は、後述する演算装置5の制御電圧コントロールに基づいて制御される。図3は、クランプ回路3の一例を示した回路図である。この図に示されるクランプ回路3は電流シンク能力のみを有したもので、オペアンプ31と基準電圧回路32およびMOSFET33により構成されている。この図に示すように、オペアンプ31の反転入力端子がIGBT1のゲートとMOSFETのドレインとの間に接続されると共に、オペアンプ31の非反転入力端子が基準電圧回路32に接続され、オペアンプ31の出力端子がMOSFET33のゲートに接続されている。このような構成では、基準電圧回路32が生成する基準電圧Vrefが演算装置5の制御電圧コントロールによって調整されると、そのIGBT1のゲート電圧がその基準電圧Vrefに近づけられるようにオペアンプ31の出力端子の出力が調整され、MOSFET33が流す電流が制御される。具体的には、ゲート電圧が基準電圧Vrefよりも小さいときにはMOSFET33はオフ状態で、ゲート電圧が基準電圧Vrefに達するとオペアンプ31の出力に基づいてMOSFET33が動作し始め、基準電圧Vrefに応じたゲート電圧となるようにオペアンプ31の出力が調整される。したがって、基準電圧Vrefをクランプ電圧としてIGBT1のゲート電圧をクランプ電圧にクランプすることができる。温度検出回路4は、感温ダイオード1aからの温度情報、例えば上述したような感温ダイオード1aと温度検出抵抗の間の出力電位に基づいてIGBT1の温度を検出し、その検出結果を演算装置5に伝える。演算装置5は、クランプ回路3のクランプ電圧を調整するための制御電圧を演算し、制御電圧コントロールを行うことにより、温度検出回路4での検出結果に対応してクランプ電圧を調整する。すなわち、ミラー電圧は、IGBT1の温度に依存して変化することから、IGBT1の温度が分かれば、ミラー電圧のバラツキを推定することができ、このミラー電圧のバラツキに対応してクランプ電圧を調整する。具体的には、ミラー電圧は、次式に基づいて演算される。数1Vmirror=Vth√Ic/gmなお、上記数式1において、Vmirrorはミラー電圧、VthはIGBT1のゲート閾値電圧、gmは電流増幅度、IcはIGBT1の出力電流を示している。数式1のうちゲート閾値電圧Vthや電流増幅度gmは、温度に依存して変動することから、ミラー電圧Vmirrorも、温度に伴うゲート閾値電圧Vthや電流増幅度gmの変動に伴って変動する。したがって、検出されたIGBT1の温度に基づいて、ミラー電圧Vmirrorのバラツキを推定することができ、このミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算し、そのクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行えば、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となる。以上のような構成により、本実施形態にかかる短絡保護機能を有する負荷駆動装置が構成されている。このような負荷駆動装置では、IGBT1を駆動する際にその都度クランプ電圧の演算を行う。すなわち、温度検出回路4が温度情報に基づいてIGBT1の温度を検出すると、演算装置5が検出された温度に基づいてミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算する。そして、演算装置5が演算したクランプ電圧となるように制御電圧コントロールを行うことで、クランプ回路3によるクランプ電圧をミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じた低い電圧に抑えることができる。このように、IGBT1の温度を検出し、この温度に基づいてミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を演算している。このため、クランプ電圧をその温度でのミラー電圧Vmirrorに対応する値に低く抑えることが可能となり、クランプ電圧をミラー電圧Vmirrorのバラツキの最大値、つまりすべての環境変化等を含めた最大値を考慮して設計する場合と比較して、クランプ電圧を小さく抑えられる。したがって、クランプ時にIGBT1を損失が大きくなることを抑制しつつ、短絡耐量を向上することが可能となる。また、図1では図示していないが、実際には、IGBT1にはセンス端子が備えられており、センス端子を通じてIGBT1のメインセルに流れる電流を所定の比で減少させたセンス電流に基づいて、演算装置5では、電流が流れない状態となっている断線検出や過電流が流れている過電流検出も行っている。また、温度検出回路4の温度情報に基づいて、演算装置5では、IGBT1の温度が高温となっている過熱状態の検出も行っている。そして、断線や過電流もしくは過熱状態が検出されなければ、演算装置5が所定のタイミングでクランプ解除信号を出力し、クランプ回路3によるIGBT1のゲートのクランプを解除する。これにより、IGBT1のゲート電圧がフルオン状態となる大きさまで増加させられ、IGBT1が十分な非飽和状態で動作することで、負荷への電流供給が行われる。第2実施形態本発明の第2実施形態について説明する。本実施形態は、第1実施形態に対してクランプ回路3の構成を変更したものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図4は、本実施形態にかかるクランプ回路3の回路図である。この図に示されるクランプ回路3も電流シンク能力のみを有しており、順方向に接続したダイオード34と逆方向に接続したツェナーダイオード35、および、これらそれぞれに対して並列接続されたスイッチ36、37とを有した構成とされている。このような構成では、演算装置5の制御電圧コントロールによるスイッチ36、37のオンオフにより、ダイオード34の順方向電圧Vfとツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧との組み合わせによって規定されるクランプ電圧とすることができる。例えば、スイッチ36をオフ、スイッチ37をオンとすれば、ダイオード34の順方向電圧Vfによって規定されるクランプ電圧にできる。スイッチ36をオン、スイッチ37をオフとすれば、ツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧によって規定されるクランプ電圧にできる。さらに、スイッチ36、37を共にオフとすれば、ダイオード34の順方向電圧Vfとツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧の和によって規定されるクランプ電圧にできる。すなわち、スイッチ36、37の選択に応じてダイオード34の順方向電圧Vfやツェナーダイオード35のツェナー電圧に達するとダイオード34、ツェナーダイオード35が動作し、ゲート電圧をクランプすることができる。また、クランプしない時にはスイッチ36、37を共にオフすればよい。なお、図中では、ダイオード34やツェナーダイオード35を1つずつしか記載していないが、多段に接続された構造にしておき、複数段のダイオード34のVfの和や複数段のツェナーダイオード35のツェナー降伏電圧の和によってクランプ電圧が規定されるようにしても良い。このように、ダイオード34やツェナーダイオード35およびスイッチ36、37によってクランプ回路3を構成するようにしても良い。このような構成のクランプ回路3を用いても、第1実施形態と同様の効果を得ることができる。第3実施形態本発明の第3実施形態について説明する。本実施形態は、第1実施形態に対して温度検出の手法を変更したものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図5は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成等を示した図である。図5に示すように、IGBT1のような発熱するスイッチングデバイスでは、冷却器6を備えることでIGBT1の放熱を行い、IGBT1が過熱状態になることを抑制する構造が採用される。この冷却器6に備えられる温度センサ6aの検出信号を温度情報として用いて、温度検出回路4によるIGBT1の温度検出を行うようにしても良い。このように、IGBT1の温度を冷却器6に備えられる温度センサ6aにて間接的に検出するようにしても良い。なお、冷却器6としては、水冷による冷却を行うものであれば温度センサ6aによって水温を検出すれば良く、空冷による冷却を行うものであれば温度センサ6aによって気温を検出すれば良い。つまり、冷却に用いられる冷媒の温度を温度センサ6aで検出すれば良い。第4実施形態本発明の第4実施形態について説明する。本実施形態では、第1実施形態のような温度検出に変えて、IGBT1の出力電流を検出することでミラー電圧Vmirrorのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図6は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。IGBT1には負荷への電流供給を行うための出力電流を流すメインセルと、メインセルに流れる出力電流を所定の比で減少させたセンス電流を流すセンスセルとが備えられており、図6に示すように、センス端子から流されるセンス電流に基づいて電流検出を行う電流検出回路7を備えてある。具体的には、電流検出回路7はセンス端子とセンス端子に接続されたセンス抵抗8との間の電位を電流情報として入力することで、IGBT1のメインセルに流れる出力電流を検出している。上記の数式1で示したように、ミラー電圧VmirrorはIGBT1の温度だけでなく、IGBT1の出力電流Icに依存している。このため、IGBT1の出力電流を検出することで、その出力電流でのミラー電圧Vmirrorのバラツキに応じたクランプ電圧を設定でき、クランプ電圧を低い電圧に抑えることが可能となる。したがって、IGBT1の出力電流を検出することによっても、第1実施形態に示す効果を得ることができる。第5実施形態本発明の第5実施形態について説明する。本実施形態でも、第4実施形態のようにIGBT1の出力電流を検出することでミラー電圧Vmirrorのバラツキを演算する。図7は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、IGBT1の出力電流と対応する出力を電流情報として発生させる電流検出部9を備えるようにし、この電流検出部9の出力が温度情報として電流検出回路7に入力されるようにすることで、電流検出回路7にてIGBT1のメインセルに流れる出力電流を検出している。電流検出部9としては、例えば、IGBT1のエミッタもしくはコレクタに繋がる電流供給ラインに流れる出力電流が発生する磁界を電気信号に変換して出力するホール素子などを適用することができる。このように、IGBT1の出力電流を直接電流検出部9にて検出することもできる。このようにしても、上記した第4実施形態と同様、第1実施形態に示す効果を得ることができる。第6実施形態本発明の第6実施形態について説明する。本実施形態では、第1実施形態のような温度検出や第4実施形態のようなIGBT1の出力電流の検出に変えて、ミラー電圧Vmirrorそのものを検出することでミラー電圧Vmirrorのバラツキを演算するものであり、その他に関しては第1実施形態と同様であるため、第1実施形態と異なる部分についてのみ説明する。図8は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。また、図9は、本実施形態の負荷駆動装置の動作を示したタイミングチャートである。図8に示すように、IGBT1のゲート電圧を検出するミラー電圧検出部10を備え、ゲート電圧がミラー電圧となっているときを直接検出している。例えば、ミラー電圧検出部10にて常時IGBT1のゲート電圧を検出しておき、ミラー電圧検出部10からゲート電圧に対応する値を演算装置5に伝え、演算装置5にてその値をホールドする。そして、演算装置5にて、図9の期間T1に示されるミラー電圧Vmirrorになると、その値をホールドしておいて、そのミラー電圧Vmirrorに応じたクランプ電圧を演算し、制御電圧コントロールによってクランプ電圧を調整する。このように、ミラー電圧Vmirrorを直接検出することもできる。このようにしても、第1実施形態に示す効果を得ることができる。なお、ここではミラー電圧Vmirrorを検出する場合を例に挙げたが、次のようにしてミラー電圧Vmirrorを検出しても良い。通常、スイッチング損失を低く抑えるために、ミラー電圧となる区間であるミラー区間は短い時間とされる。このため、IN信号が入って一定時間が経過してミラー区間になると想定されるタイミングで、ゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Vmirrorとして検出することができる。また、IGBT1のゲート容量に応じてゲート電圧の増加の仕方が決まっていることから、ゲート電圧が閾値を超えてから一定時間が経過したときにミラー電圧Vmirrorになると想定して、そのタイミングでゲート電圧を検出し、そのときのゲート電圧をミラー電圧Vmirrorとして検出するようにしても良い。第7実施形態本発明の第7実施形態について説明する。上記第1~第6実施形態では、IGBT1の環境変化等に伴うミラー電圧Vmirrorのバラツキを検出したが、本実施形態では、IGBT1のゲート閾値電圧Vthを起動時に初期学習することで、IGBT1の製造バラツキに起因したゲート閾値電圧Vthのバラツキによるミラー電圧Vmirrorのバラツキを学習する。図10は、本実施形態にかかる負荷駆動装置の回路構成を示した図である。この図に示すように、IGBT1のゲートおよびコレクタに対して定電流を供給する定電流源11と、コレクタへの定電流の供給のオンオフを行うスイッチ12と、ゲート閾値電圧Vthを検出するための電圧検出回路13が備えられている。このような構成において、初期学習を行う際には、初期学習信号によってスイッチ12をオンさせてゲート-コレクタ間を短絡させると共に、初期学習信号によって定電流源11で定電流を生成させる。これにより、IGBT1を定電流駆動し、電圧検出回路13にてゲート-エミッタ間電圧もしくはコレクタ-エミッタ間電圧を検出することで、IGBT1のゲート閾値電圧Vthを検出することができる。また、初期学習信号を演算装置5に入力することで演算装置5に初期学習時であることを認識させ、そのときに電圧検出回路13で検出されたゲート閾値電圧Vthから、ゲート閾値電圧Vthのバラツキを求め、それを学習記憶する。このゲート閾値電圧Vthのバラツキより、上記数式1に基づいてミラー電圧Vmirrorを演算すると共に、演算したミラー電圧Vmirrorに応じたクランプ電圧を演算する。このとき、ゲート閾値電圧Vthのバラツキに相当する値として、ミラー電圧Vmirrorのバラツキやクランプ電圧もしくは制御コントロールの制御量図3に示す基準電圧回路32の基準電圧Vrefや図4に示すスイッチ36、37のオンオフ状態を学習しても良い。そして、負荷への電流供給を行うためにIGBT1を駆動する際に、学習結果に基づいてクランプ電圧を設定する。このように、ゲート閾値電圧Vthを初期学習しておき、その学習結果に基づいてクランプ電圧を設定することもできる。これにより、第1実施形態と同様の効果を得ることができる。また、ゲート閾値電圧Vthだけではなく、初期学習時に定電流値を変化させ、そのときのゲートエミッタ間の電圧を測定し、電流増幅度gmを演算しても同様の効果を得ることができる。なお、初期学習としては、IGBT1の駆動前に行うことを想定しているが、このような場合だけでなく、半導体装置のモジュール化の際、つまり半導体装置の製造段階において、一度ゲート閾値電圧Vthを学習しておき、それを演算装置5に備えたメモリ等に記憶しておくようにしても良い。他の実施形態上記各実施形態では、スイッチングデバイスとしてIGBT1を例に挙げているが、IGBT1以外のもパワーMOSFETなどの半導体スイッチング素子であっても良い。その場合、上記第7実施形態のような学習を行う際には、ゲート-ソース間電圧を求めるようにすればよい。すなわち、スイッチングデバイスは、負荷への電流供給ラインの電源側に第1電極コレクタ電極、ドレイン電極が接続されると共に基準点側に第2電極エミッタ電極、ソース電極が接続され、ゲート電圧を制御することで電流供給ラインのオンオフを制御するが、これらのうちのゲートと第2電極との間の電圧を検出することで、上記の学習を行うことができる。また、ゲートドライブ回路2やクランプ回路3の回路例を示したが、同様の動作を行う回路であれば、他の回路構成であっても構わない。また、上記第7実施形態では、IGBT1のコレクタ側に定電流源11を配置するようにしたが、エミッタ側に定電流源11を配置するようにしても良い。