"直交周波数分割多重受信器であって、シンボルの少なくとも1つが基準シンボルである複数のシンボルを含むパスバンド信号を受信し、前記パスバンド信号をベースバンド信号に変換するように構成可能な復調器と、前記ベースバンド信号を受信し、第1の制御信号に応答して前記ベースバンド信号の位相を修正するように構成可能な搬送波周波数オフセットCFO補正回路と、前記CFO補正回路からの前記ベースバンド信号を周波数領域コンステレーションに変換するように構成可能な変換回路と、前記周波数領域コンステレーションを受け取り、前記基準シンボルに少なくとも部分的に基づき前記周波数領域コンステレーションを修正するように構成可能な等化器と、フィードバック構成で前記等化器の出力と前記CFO補正回路との間に動作可能に結合され、前記等化器から受信した少なくとも2つのシンボルの間の位相誤差の差を測定し、前記位相誤差の差を表す前記第1の制御信号を発生するように構成可能なCFO推定回路とを備える直交周波数分割多重受信器。本発明は、例えば、WLANなどの無線通信システムにおけるCFO推定を改善するための手法を確立する。本発明の手法は、無線通信システムと関連するOFDM受信器で実装することができ、本発明の一態様により、データモードCFO追跡方法を含む。本発明のCFO推定手法は、特にマルチパス環境において、従来のCFO推定方式に比べて優れたパフォーマンスを示す。本発明の一実施形態によれば、OFDM受信器は、シンボルのうちの少なくとも1つが基準シンボルである複数のシンボルを含むパスバンド信号を受信し、そのパスバンド信号をベースバンド信号に変換するように構成可能な復調器、ベースバンド信号を受信し、第1の制御信号に応答してベースバンド信号の位相を修正するように構成可能なCFO補正回路、CFO補正回路からのベースバンド信号を周波数領域コンステレーションに変換するように構成可能な変換回路、周波数領域コンステレーションを受け取り、少なくとも一部基準シンボルに基づき周波数領域コンステレーションを修正するように構成可能な等化器、およびフィードバック構成で等化器の出力とCFO補正回路との間に動作可能に結合されたCFO推定回路を備える。CFO推定回路は、等化器から受け取った少なくとも2つのシンボルの間の位相誤差の差を測定し、その測定された移相誤差の差を表す第1の制御信号を発生するように構成可能である。本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、例示されている実施形態の以下の詳細な説明を添付図面と併せ読めば、明らかになるであろう。本発明は、IEEE802.11準拠の直交周波数分割多重方式OFDM無線通信システムに関して本明細書で説明される。しかし、本発明は、この無線通信システムまたは特定の無線通信システムに限られないことは理解されるであろう。むしろ、本発明は、より一般的に、無線通信システムにおけるCFO推定を改善する手法に適用可能である。また、IEEE802.11規格とともに使用することに対し特に適合しているが、本発明は、他の規格、さらには非標準システムでも使用できる。図1は、本発明の手法が実装されているOFDMシステム100の実施例を示している。OFDMシステム100の実施例は、通信チャネル104を介して信号を受信器106に送信するように構成可能な送信器102を備える。送信器102および受信器106は、例えばWLANモデムなどに組み込んで一体化することができ、また送信モード、受信モード、またはその両方のモードで動作するように構成可能であることは理解されるであろう。本明細書で使用されている通信チャネルという用語は、例えば、携帯電話、無線周波数RF、マイクロ波、衛星などの無線通信リンクを含むことが意図されており、また、例えば、電話、ケーブル、光ファイバなどの専用通信回線を含むこともできる。チャネルに対してあるデータ転送速度を関連付けることができ、この転送速度により、その特定の媒体上で1秒間に送信できるサンプル数が決まる。当業者であれば理解するように、例えば、マルチプレクサを使用することにより、低速のチャネルを単一の高速のチャネルに組み込むことができる。同様に、例えば、デマルチプレクサを使用することにより、低速のチャネルを高速のチャネルから抽出することができる。説明を簡単にするため、例示されている送信器102は、送信器の入力に結合されている直交振幅変調QAMブロック108、QAMブロック108に結合されている逆高速フーリエ変換IFFTブロック110、IFFTブロック110に結合されているサイクリックプレフィックスCP符号器AddCPP112、CP符号器112に結合されている変調器114、および変調器114に結合されている実成分Re{}ブロック116を含む、機能ブロックに関して説明することができる。ブロック116の出力が送信器102の出力を形成する。送信器102は、データソースからペイロードデータを含んでいる可能性のある入力サンプルDINを受信するように構成可能であることが好ましい。別の機能ブロックとして示されているが、送信器102を含むブロックのうち1つまたは複数の少なくとも一部を1つまたは複数の他の機能ブロックと組み合わせ、かつ/または統合することができ、組み合わせた機能ブロックのいくつかの部分を共有できることも、当業者であれば理解するであろう。送信器102のように、例示されている受信器106は、受信機の入力に結合されている復調器118、復調器118の出力に結合されているフィルタ120、フィルタ120の出力に結合されているロータブロック126、ロータ126の出力に結合されているCP復号器RemoveCP128、CP復号器128の出力に結合されている高速フーリエ変換FFTブロック130、FFTブロック130の出力に結合されている周波数領域等化器FDQ132、FDQ132の出力に結合されているスライサ134、好ましくは受信器106の出力を形成するFDQの出力、およびFDQ132の出力とロータ126との間のフィードバック構成に結合されているCFO推定器124を含む、機能ブロックに関して説明することができる。CFO推定器124およびロータ126は、本発明の一態様により、CFO補償器122の実施例を形成する。受信器106からのデータ出力DOUTは、送信器102に渡された元のデータ入力DINと実質的に一致することが好ましい。別の機能ブロックとして示されているが、受信器106を含むブロックのうち1つまたは複数の少なくとも一部を1つまたは複数の他の機能ブロックと組み合わせ、かつ/または統合することができ、組み合わせた機能ブロックのいくつかの部分を共有できることも、当業者であれば理解するであろう。送信器側では、入力サンプルDINは、QAMブロック108に供給され、そこで、例えば、16ビットQAM16-QAM、または64ビットQAM64-QAM複素信号コンステレーションつまり、位相器またはベクトル表現上にマッピングされる。例えば、二相位相変調方式BPSKまたは直交位相変調方式QPSKなどの他のマッピング方式も同様に考えられる。QAMブロック108は、順次搬送波列例えば、64-QAMの場合は64個の搬送波を生成し、これを、IFFTブロック110に供給される、OFDMシンボルXkと呼ぶことができる。IFFTブロック110は、OFDMシンボルXKを受け取り、以下の式に従って、対応する時間領域系列xnに変換する。ただし、nはサンプル数であり、Nは1以上の整数である。送信器102は、さらに、QAMブロック108とIFFTブロック110との間で接続され動作するトレリス符号器図に示されていないを備えることもできる。CP符号器112は、IFFTブロック110により生成された時間領域系列xnを受け取り、通常はシンボル間干渉ISIを低減するために使用されるCPを追加する。CP符号器112は、一般に、系列内の先頭m個のワードをコピーし、そのm個のワードを系列の末尾に付加し、送信データ系列を生成する。mの値は、採用されているデータ伝送規格に対応する0よりも大きい固定された整数である。例えば、IEEE802.11aおよび802.11g規格によれば、mは、通常、64である。その後、ベースバンド送信データサンプルxtは、変調器ブロック114において搬送波周波数fcでサンプルを変調することにより、パスバンド信号に変換される。ブロック116では、パスバンド信号の虚数成分Im{}を除去し、それにより、チャネル104上で伝送する信号の実成分Re{}を残す。信号の虚数成分は、例えば、信号の位相を90度だけずらすことにより除去することができ、したがって、ブロック116は、移相器を備えることができる。送信信号stは以下の形式をとる。ただし、xtは、xnの時間領域表現であり、ωcはラジアンを単位とする搬送波周波数つまり、ωc=2πfcである。CFOは、一般に、信号が送信された後に導入されるため、CFO推定方法では、通常、送信器ではなく受信器に重点を置く。その結果、当業者であれば周知のように、送信器102は、従来のOFDM送信器により実装することができる。したがって、本明細書では、送信器102の動作の詳細な説明を行わない。受信器側では、送信サンプルを含む受信信号rtは、復調器118により、xtを取得するために送信器102で使用されているのと同じ搬送波周波数fcを使用して、パスバンドからベースバンドにダウンコンバートされる。受信信号rtは以下の形式をとる。ベースバンド信号は、すでに述べたように、復調器118の出力およびCFO推定器124に結合されるロータブロック126を備えることができる、CFO補償器122に供給されることが好ましい。CFO補償器122の実施例は、復調器118からベースバンド信号を受信し、CFO推定器124により生成されるCFO推定信号に応答してベースバンド信号の位相を修正するように構成可能である。CFO推定信号は、以下で詳しく説明するように、受信信号内に存在するCFOの推定を表す。本発明の一態様によれば、CFO推定信号は送信器搬送波と受信器搬送波との間の位相オフセットを表すデジタル値を含む。ロータブロック126は、推定されたCFOに実質的に等しい量だけ所与のシンボルの位相を動作可能に回転する移相器を備えることができる。受信器106の実施例は、復調器118とCFO補償器122との間に結合され動作するフィルタ120を備えることもできる。フィルタ120は、ローパスフィルタを備えることができ、復調器118からベースバンド信号を受信し、その受信信号の中に存在する可能性のある帯域外ガウス雑音成分を実質的に除去するように構成可能であることが好ましい。CFO補償器122の出力は、例えば、すでに述べたように、系列から最後のm個のワードを除去することなどにより、受信した系列からサイクリックプレフィックスを剥ぎ取るCP復号器128に供給されるが、ただし、mはIEEE802.11aおよび802.11g規格に従って、通常、64である。特定の復号方法に限られないが、CP復号器128は、送信器102で使用されるCP符号化方式に実質的に合致していることが好ましい。理想的チャネル応答を仮定すると、受信器は、以下の式により、CP復号器128からサンプルのFFTをブロック130において計算することにより元のサンプルXkを求めるように構成することができる。これにより、X-N/2...X0,X1,X2...XN/2が得られる。しかし、理想的チャネル応答は、あるとしても滅多に実現できない。さらに、受信信号を復調するために受信器106で使用する搬送波周波数は、多くの場合、送信される信号を変調するために送信器102により使用される搬送波周波数に正確には一致せず、したがってオフセットが生じる。そこで、チャネル応答の特性および送信器102と受信器106との間の搬送波周波数の不一致の結果として、いくつかの非理想的な成分が受信信号の中に持ち込まれる。チャネル応答の等価なベースバンド表現をhnであると仮定し、またHkはhnのFFTであると仮定すると、チャネル104に通した後、実際の受信したサンプルynは以下の式で表すことができる。ただし、wnは、白色ガウス雑音であり、εは搬送波周波数オフセットCFOである。すでに述べたように、本発明は、OFDM受信器がCFOの望ましくない効果をより効果的に補正できるようにCFOを正確に推定することを追求している。ynのFFTがYrで表され、wnのFFTがWrで表されると仮定すると、Yrは、以下の式で表すことができる。上の式6では、ICIr,εの項は、主にCFOにより引き起こされる搬送波間干渉を表す。ICIr,εの項は、以下の式で表すことができる。FFTブロック130からの出力サンプルは、FDQ132に供給され、そこでさらに処理することができる。従来の周波数領域等化器または代替回路により実装することができるFDQは、1つまたは複数の受信したトレーニングシンボルを対応する予想シンボルと比較することにより、チャネル104により持ち込まれるチャネルヌルおよび/または他の非線形特性を補正する。その後、FDQは、受信シンボルの位相を予想シンボルに実質的に一致するように動作可能な形でずらすことによりチャネルヌルを補正する。OFDM受信器106の実施例では、FDQ132の出力は、例えば、QAM復調器を備えることができる、スライサ134に供給される。スライサ134により使用される復調方式は、送信器102のQAMブロック108で使用される変調方式に実質的に合致することが好ましい。スライサ134は、本質的に、所与の受信シンボルを見つけて、予想されるコンステレーション内で最も近いサンプルの一致を判別するという動作をする。その結果得られる出力は、送信器102に送られる元の入力データストリームDINに一致するのが理想的であるデータストリームDOUTを含む。FDQ132の出力は、さらに、CFO推定器124に結合し、CFO推定器124がフィードバック構成の受信器106の実施例内で動作可能に接続することができる。トレリス符号器が送信器102内に採用されていると仮定すると、受信器106の実施例は、さらに、FDQ132とスライサ134との間に動作可能に接続されるビタビ復号器図に示されていないを備えることもできる。次に、本発明の一実施形態によるCFOを推定する方法について説明する。CFO推定は、一般に、受信器側で実行されるため、本明細書では、図1に例示されているOFDM受信器106に関して本発明のCFO推定手法を説明する。すでに説明したように、CFO補償器122は、ロータブロック126に動作可能に結合されたCFO推定器124を含む。CFO推定器124は、FDQ132の出力を受信し、受信された信号に存在するCFOの推定を判別するように構成可能であることが好ましい。CFO推定値は、所与のシンボルの位相を回転することによりCFOを実質的に補正するロータ126に供給される。本明細書では、CFO推定のための3つの方法、つまり、時間領域相関、位相オフセット推定、およびパイロットトーンベースの推定について説明する。時間領域相関は、本発明の位相オフセットCFO推定方法とともに使用することにより、さらに改善を進めることができる。時間領域相関は、粗いCFO推定のトレーニングモードの際に使用され、その場合、短いトレーニングシンボルと長いトレーニングシンボルが送られる。ベースバンドサンプリング周波数がFsで、サンプリング周期がTsの場合、Ts=1/Fsかつt=nTsであり、nはサンプル数である。実質的にフラットなチャネル応答を仮定すると、受信サンプルytは以下の式で表すことができる。ただし、xnTsは、送信サンプルxtを表す。φ=pFc/Fsとし、Fcは搬送波周波数、pは百万分の一ppm単位で表したCFO、εは周波数オフセットε=pFcである。φを上の式8に代入すると、以下の式が得られる。ynTs=xnTse-jφn9短いトレーニング期間に、所与のシンボルについて周期Nでサンプルを繰り返すが、ただし、IEEE802.11aおよび802.11g規格に関しては、N=16であるつまり、1シンボル当たり16サンプル。量nNを上の式9に代入すると、以下の式が得られる。ynNTs=xnNTse-jφnN10=ynTse-jφNベクトルRyy’の角度は以下のように定義できる。上の式13を整理すると、CFO推定φは以下のように表される。受信器106の実施例のロータブロック126はこの粗いCFO推定を本発明の位相オフセット推定手法の出発点として使用することが好ましいが、トレーニングモード中に送信されるトレーニングシンボルは、一般的に短すぎて、正確なCFO推定が得られない。次に、本発明の一実施形態による位相オフセット推定方法の実施例について説明する。CFO推定器124で実行できる位相オフセット推定方法の実施例は、CFOをより正確に推定するために周波数領域で使用される。さらに、位相オフセット推定手法の実施例は、一般的に持続時間の長い送信データシンボルに基づくことができ、したがって、より正確なCFO推定を行うことができる。さらに、位相オフセット方法は、追加トレーニングシンボルを必要としないので、データスループットを高めることができて都合がよい。フラットなチャネル応答を仮定すると、受信サンプルynTsは以下の式で表すことができる。ynTs=xnTse-jφn15Nが1シンボル当たりのサンプル数である場合、ynNTs=xnNTse-jφnN16上の式16で、量-φNは位相誤差の変化を表す。したがって、CFOは、好ましくは連続する少なくとも2つのシンボルの間の位相誤差の差を測定することにより計算することができる。φiを以下のように定義する。使用されるすべての副搬送波にわたって平均をとった位相オフセットφは、以下の式で表すことができる。ただし、Lは使用される副搬送波の総数である。要するに、CFO推定器124の実施例は、FDQ132により生成されたサンプルを受け取り、予想データと受信データとの間の位相誤差の差を計算するということである。CFO推計器124は、第1のシンボルに対する位相誤差および後続のシンボルに対する位相誤差を計算し、2つの位相誤差の差に少なくとも部分的に基づきCFO推定値を計算するように構成されることが好ましい。CFO補償器122に備えられているロータブロック126では、応答として位相オフセットの平均推定値を使用し所与のシンボルの位相を修正する。ロータブロック126は、ejφnで与えられる単純な回転フェーザを含むことができる。受信サンプルrnにフェーザejφnを掛けて、実質的に周波数オフセットを補正する修正されたサンプルr’nを生成する。そこで、修正されたサンプルr’nは、以下の式で表すことができる。r’n=rnejφn19受信器106の実施例は、データモードでは、本発明の位相オフセットCFO推定手法とともにパイロットトーンベースの推定方法を使用することにより、さらに改善を進めることができる。パイロットトーン推定方法の実施例では、位相誤差を使用する代わりに、知られている疑似ランダムパイロット信号の最大尤度ML推定を使用して、位相誤差を計算する。CFOの項εは、誤差ベクトルの角度に基づいて計算することができる。この場合、回転角度εは、CFO補償器122にフィードバックされ、周波数オフセットを補正する。IEEE802.11WLANシステムに関しては、CFOの効果を低減するために、通常、短いトレーニングシンボルと長いトレーニングシンボルとが送信される。図2は、IEEE802.11規格による複数のシンボルを含む送信系列200を例示する図である。送信系列200は、短いシンボル部分202、長いシンボル部分204、信号部分206、およびデータ部分208を含む。短いシンボル、つまり、t1からt10は、自動利得制御AGCトレーニング、フレーム同期、および粗いCFO推定に使用することができる。それぞれの短いシンボルは、一般に、互いに重ね合わされた4つの正弦波を含む。第1のシンボルt1は、マルチパス歪みにより破損することが多いため、一般的には破棄される。残りの9個の短いシンボルt2~t10は、粗いCFO推定に使用され、例えば、すでに説明したように、時間領域相関方法を使用する。長いシンボルT1およびT2の前に、通常ガードインターバル例えば、GIのサイズの2倍であるカードインターバルGI2が付く。本質的に長いトレーニングシンボルT1およびT2に対するサイクリックプレフィックスであるガードインターバルGI2は、シンボル間干渉ISIを低減するISおよびシンボルT1、T2は、精密なCFO推定に使用できる。通常、GI2は、2回繰り返されたシンボルT1の前半を含み、シンボルT1は、一般的には、シンボルT2と同じである。同様に、送信系列200の信号部分206およびデータ部分208は、サイクリックプレフィックスGIを含む。図1に示されている受信器106のフィルタ120は、シンボル同期を判別するために使用できる照合フィルタを備えることができる。シンボル同期およびAGC計算の後、連続する期間例えば、t2とt3の間の相互相関を使用してCFOを推定することができる。送信系列200の短いシンボル部分202を使用する短いトレーニング期間では、CFOの初期推定値φは、時間領域相関法および式14を使用することにより計算することが好ましいが、他の推定方法も使用できる。送信系列200の長いシンボル部分204を使用する長いトレーニング期間では、受信器は長いシンボルT1およびT2を使用して、精密なCFO推定を実行し、周波数領域イコライゼーションを計算することができる。粗いCFO推定を計算するために使用された式14を使用して精密なCFO推定を計算することもできるが、長いシンボルは64個のサンプルを含むので、Nは64に設定される。この値を粗オフセットに加え、図1の受信器106の実施例のCFO補償器122により使用されるより正確な初期CFO推定結果を得ることができる。すでに説明されている本発明の位相オフセット推定方法によれば、2つの隣接するシンボルの各副搬送波の間の位相誤差を使用して、残留位相誤差を計算し、より正確なCFO推定値を求めることが好ましい。これらの副搬送波の間の位相誤差の平均をとることで、対応する隣接するシンボル間の位相誤差の推定値を求め、式17を使用して、CFO推定値を計算する。この推定値を時間領域相関および/またはパイロットトーンベースの推定値を使用して求めたCFO推定値に加え、これを受信器106図1を参照のCFO補償器122内のロータブロック126で使用してCFOを補正する。本発明の好ましい一実施形態によれば、データ伝送および/またはパイロットトーンベースの推定に使用される副搬送波のみが位相オフセットの推定に使用される。位相オフセットの平均をとると、従来のCFO推定方法に比べて高品質のCFO推定が得られる。というのは、副搬送波の一部が少なくとも部分的にマルチパス歪みによって引き起こされるスペクトルヌル内に存在している場合があるからである。パイロットトーンベースのCFO推定方式は、IEEE802.11a規格による知られている疑似ランダム系列のDPSK変調を使用して送信される4つのパイロットトーンに依存する。これら4つのパイロットトーンは、チャネル-7、-21、7、および21を占有し、あらゆるデータシンボルとともに送信される。すでに説明したように、受信器では、パイロットトーンベースの推定を使用して、パイロットトーンに基づき位相誤差を推定し、そこからCFOを計算する。それぞれの受信したパイロットトーンの位相誤差が計算され、4つのトーンについて誤差の平均が取られる。その後、CFO補償器122図1を参照内のロータブロック126でCFO推定を使用して、所与のシンボルの位相をしかるべく調整し、CFO誤差を補正する。しかし、パイロットトーンベースのCFO推定方式だと、52個の使用可能なトーンのうち4つを使用するため、データペイロードが低下する。これは、データスループットの約8の低下に対応する。図3および4を参照しながら、パイロットトーンベースのCFO推定および位相オフセットCFO推定の比較結果を以下で説明する。シミュレーション結果の例図3および4は、パイロットトーンベースの推定および位相オフセット推定を比較するシミュレーション結果例のグラフである。図1で説明されているOFDMシステム100の実施例を使用して、シミュレーションを行った。セクション4で説明したような短いトレーニングシンボルが送信された後、長いトレーニングシンボルが続いた。この後に、データシンボルが続いた。位相雑音は無視できるくらい小さいと仮定され、またシンボルタイミングは正確であると仮定される。チャネルモデルについては、SteveHalford、KarenHalford、およびMarkWebsterEvaluatingtheperformanceofHRbProposalsinthepresenceofMultipath、IEEE802.11-00/282r22000年9月で説明されている。加法的白色ガウス雑音AWGNをチャネルに加えたが、加えられた雑音の量はチャネルSNRと呼ばれる。シミュレーションには、固定点FFTおよびIFFTモデルが使用された。受信器のSNRは、以下の式を使用して計算した。ただし、eは誤差ベクトルであり、Sは受信信号である。図3は、二乗平均平方根RMS遅延スプレッドTRMSが50ナノ秒nsであるマルチパスの存在下での位相オフセットベースCFO推定方法とパイロットトーンベースのCFO推定方法との比較を示している。RMS遅延スプレッドは、チャネル内のマルチパススプレッドの尺度である。図から明らかなように、方法は両方とも、SNRが30dB未満になるまで同様に実行される。30dBで、かつコンステレーションのサイズ未満の場合、パイロットトーンの方法でサポートしているのは64-QAMであったが、位相オフセットベースの方法でサポートできるのは、16-QAMであった、図4は、TRMSが150nsのマルチパスの存在下での位相オフセットベースのCFO推定およびパイロットトーンベースのCFO推定に関する受信器のパフォーマンスを比較した図である。例えば、約30デシベルdBを越える高いチャネルSNRの場合、位相オフセット法は、パイロットトーンベースの方法よりも優れている。これは、少なくとも部分的に、パイロットトーンはチャネルのスペクトルヌルの悪影響を受けるが、位相オフセット法ではすべての副搬送波が影響を受けるわけではないという事実によるものである。本明細書で説明されているように本発明の方法を実施するための回路は、少なくとも部分的に、複数のそのような回路を含むことができる、半導体デバイスで実装することができることは理解されるであろう。さらに、回路の一部は、例えば、当業者であれば理解するように、本発明の複数の方法を実装するためチップセット内で互いに連携して動作するように構成可能な2つ以上の半導体デバイスで実装することができる。本発明の例示されている実施形態は、本明細書では、付属の図面を参照しながら説明されているが、本発明は、それらの正確な実施形態に制限されるわけではなく、また、当業者であれば、付属の請求項の範囲から逸脱することなく、さまざまな他の変更および修正も可能であることは理解するであろう。例えば、IEEE802.11以外の規格例えば、IEEE802.15とともに、またさらには、非標準アプリケーションにおいて使用することができる。さらに、例示されている実施形態を説明する状況において、上で行った特定の仮定も、本発明の要求条件として解釈すべきではなく、他の実施形態で適用する必要はない。"