"複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するd軸とq軸で構成されるdq座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御するモータ制御装置であって、dq座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、d軸成分及びq軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出する位相検出部と、前記永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を前記永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御部と、を備え、前記位相検出部は、駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出する位相差検出手段と、前記駆動電圧の電圧振幅値、前記永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および前記位相差から電圧位相を推定する手段と、を含み、前記制御部は、前記電圧位相から、前記位相差を減算した値を0とするために前記駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成する手段と、生成された電圧信号を、前記制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるための手段と、を含む、モータ制御装置。前記位相差検出手段は、前記駆動電圧信号の位相を基準とした2個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、2個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差とする、請求項1に記載のモータ制御装置。前記電圧信号を生成する手段は、前記位相差と目標位相差との誤差データに対する比例積分制御演算で構成される、請求項1または2に記載のモータ制御装置。前記永久磁石同期モータは、非突極型の永久磁石同期モータである、請求項1から3のいずれかに記載のモータ制御装置。複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するd軸とq軸で構成されるdq座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御するモータ制御方法であって、dq座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、d軸成分及びq軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出するステップと、前記永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を前記永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御のステップと、を備え、前記位相を検出するステップは、駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出するステップと、前記駆動電圧の電圧振幅値、前記永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および前記位相差から電圧位相を推定するステップと、を含み、前記制御のステップは、前記電圧位相から、前記位相差を減算した値を0とするために前記駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成するステップと、生成された電圧信号を、前記制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるためのステップと、を含む、モータ制御方法。特許文献1では、電動機の回転数指令値を設定し、正弦波データ作成部は回転数指令値に応じて正弦波データテーブルから駆動電圧位相情報を出力する。電動機はインバータ回路によって駆動され、電流センサはモータコイル端子U,V,W各相の中で特定相に流れるモータ電流を検出する。電圧と電流の位相差はモータ相電流の積算比から算出される。位相差が位相差指令値となるように印加電圧指令値をPI制御する。PWM作成部は正弦波データと印加電圧指令値とから各相のインバータのスイッチング素子をPWM駆動する。インバータからはパルス幅変調された三相の交流電圧が出力され、永久磁石形同期電動機の固定子巻線に印加されて回転磁界を発生させる。特許文献1によれば、位相差指令値は目標位相差格納部から読み出すため、負荷に応じてid=0制御を採用することができず、高効率運転が難しかった。また、回転子の位置検出器を備えた制御装置は、id0制御によって高効率運転を比較的簡単に実現できるが、装置の小型化が難しく、また、位置検出器の信号を伝えるための複数本の配線や受信回路が必要であるため、これら回路の信頼性の維持、メンテナンス作業などが必要であり、また制御装置が高価になる。図8に示した従来のv/f一定制御は、位置検出器が不要であって制御が簡単であるので、制御装置の低価格化が可能であるが、回転子の位置が不明であるため、id0制御を採用することができず、高効率運転が難しかった。また、v/f一定制御では、出力周波数に対して予め決められた電圧を負荷の状態に関係なく印加している。例えば、予め決められた電圧が定格負荷の状態で適切になる値とすれば、負荷が軽くなったときには過大な電圧を供給していることになり、その結果、不必要な電流が流れてエネルギー損失が増加する。それゆえに、この発明の目的は、簡単な構成および制御によって効率の良い運転を可能にするモータ制御装置を提供することである。この発明のある局面に従うモータ制御装置は、複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するd軸とq軸で構成されるdq座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御する。モータ制御装置は、dq座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、d軸成分及びq軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出する位相検出部と、永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御部と、を備える。位相検出部は、駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出する位相差検出手段と、駆動電圧の電圧振幅値、永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および位相差から電圧位相を推定する手段と、を含む。制御部は、電圧位相から、位相差を減算した値を0とするために駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成する手段と、生成された電圧信号を制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるための手段と、を含む。好ましくは、位相差検出手段は、駆動電圧信号の位相を基準とした2個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、2個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差とする。好ましくは、電圧信号を生成する手段は、位相差と目標位相差との誤差データに対する比例積分制御演算で構成される。好ましくは、永久磁石同期モータは、非突極型の永久磁石同期モータである。この発明の他の局面に従うモータ制御方法は、複数相のコイルを備えた永久磁石同期モータのトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するd軸とq軸で構成されるdq座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御するモータ制御方法である。モータ制御方法は、dq座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、d軸成分及びq軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出するステップと、永久磁石同期モータを駆動するための駆動波データに基づく駆動電圧信号を生成し、生成された駆動電圧信号を永久磁石同期モータに印加するモータ電流信号に変換する制御のステップと、を備える。位相を検出するステップは、駆動電圧信号とモータ電流信号との位相差を検出するステップと、駆動電圧の電圧振幅値、永久磁石同期モータの誘起電圧振幅値、および位相差から電圧位相を推定するステップと、を含む。制御するステップは、電圧位相から、位相差を減算した値を0とするために駆動電圧信号に加えるべき電圧信号を生成するステップと、生成された電圧信号を、制御部が生成する駆動電圧信号に帰還させるためのステップと、を含む。本発明によれば、電圧位相から、位相差情報が示す位相差を減算した値を0とするという簡単な構成および制御によって効率の良い運転を可能にする。以下、本発明の実施の形態について、図を参照して詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態においては同一または対応する部分に図中同一の符号を付し、その説明は繰返さない。本実施の形態では、非突極性ロータ位置による磁気抵抗の変化がない永久磁石同期電動機以下、モータと略称する場合があるを、回転子の位置検出器をもたない構成で制御する場合について説明する。図1~図2には、本実施の形態に係るモータ制御装置の構成が示されて、図3~図7には本実施の形態に係るモータ制御の原理が示される。原理について本実施の形態に係る永久磁石同期電動機の制御にはベクトル制御を用いる。永久磁石同期電動機の制御にはベクトル制御が有効であることが知られている。ベクトル制御とは、モータの電流と磁束をベクトルの瞬時値とみなし、それらのベクトルを瞬時値で制御することを指す。本実施の形態に係る永久磁石同期電動機は、ステータに複数相3相:U,V,W各相のコイルと、ロータに永久磁石とを備える。本実施の形態では、永久磁石同期電動機を一般的なベクトル制御において、複数相の中で特定相たとえば、U相に流れるモータ電流に対して最も効率的にトルクを発生させ、銅損を最小化できるように電圧/電流位相差相電圧と相電流の位相差を制御する。上述のベクトル制御に関して、回転子の磁極の軸を、磁極がつくる磁束の方向永久磁石の中心軸をd軸とし、それと電気的、磁気的に直交する軸永久磁石間の軸をq軸に設定し、直交するd軸-q軸で規定されるdq座標系上でのモータのモデルを、数式化した電圧方程式である式1に示す。式1から過渡項を除いた定常時の電圧方程式は式2のようになる。式2を図3にベクトル表示する。図3では、永久磁石同期電動機のトルク発生に寄与する駆動電圧およびモータ電流を、互いに直交するdq座標系上の電圧ベクトルおよび電流ベクトルとして捕らえ制御する。dq座標系上で電圧ベクトルおよび電流ベクトルそれぞれを、d軸成分及びq軸成分として分割し各ベクトルの位相を検出する。検出した位相を用いて、永久磁石同期電動機の駆動電圧を制御する。図3では、回転子の永久磁石が作る磁束ベクトルΨaをd軸上に取った直交座標をdq軸とし、モータの固定子巻線に印加する電圧ベクトルvaをδ軸上に取った直交座標をδγ軸とし、反時計方向に角周波数ωで回転しているとする。γ軸はδ軸よりも90°遅れた軸を指す。ここで、q軸からの反時計回りを正として、δ軸とq軸のなす角を電圧位相δとする。また、q軸と電流ベクトルiaのなす角を電流位相βとする。さらに、電圧位相δと電流位相βのなす角を位相差φとする。本実施の形態では、回転子の位置検出器をもたない装置構成であるから、d軸およびq軸の位置を知ることはできない。したがって、電圧位相δおよび電流位相βを知ることができない。そこで、位相差φ=電圧位相δ-電流位相βを、たとえば特許文献1にも示されているように、印加する交流電圧と巻線に流れる交流電流の積算値から検出する。図4を参照して、位相差φの検出について簡単に説明する。この検出手順は特許文献1によるものであり、後述する位相差φ推定部6による検出手順を指す。図4は位相差情報検出の原理を説明するための波形図である。U相のモータ電流は0レベルを中心としたほぼ正弦波状の波形とする図4のa参照。このモータ電流を増幅し、オフセット設定してモータ電流信号図4のb参照が示される。これは図4のaのモータ電流を後述のマイコン200に内蔵されている入力I/F230の図示のないA/DAnalog/Digital変換器の変換可能電圧範囲たとえば0~5Vに合せるために行なわれる。位相差φ推定部6は、位相差φの検出のために、図4のbに示すようなモータ電流信号と図4のcに示すモータ駆動電圧位相情報とを入力する。位相差φ推定部6では、モータ駆動電圧位相情報から予め決められた所定の位相期間θ0,θ1においてモータ電流信号bのサンプリングを所定のサンプリング位相サンプリングタイミングs0~s3で1位相期間当りn回図4の場合2回行ない、各位相期間θ0およびθ1でのモータ電流信号面積をそれぞれIs0およびIs1として、各々サンプリングされて電流サンプリングデータを積算する。すなわち、Is0=I0I1Is1=I2I3そして、各モータ電流信号面積Is0,Is1の比を計算してこれを位相差φを表す位相差情報とする。同様にして、次位の位相期間所定の位相期間θ2,θ3についても、サンプリングタイミングs4~s7で取得された電流サンプリングデータの積算I4I5,I6I7を行い、モータ電流面積Is2およびIs3を算出し、各モータ電流信号面積Is2,Is3の比を計算してこれを次位の位相期間の位相差φを表す位相差情報とする。また、電圧位相δについては、特開2008-125264号公報に示されるように、位相差φと印加電圧振幅値Va、誘起電圧振幅値Eaから式3と式4により推定することができる。このように、電圧位相δは、モータに関するd軸およびq軸の位置センサを使用することなく、また座標変換を必要とするdq座標系の電圧電流などの中間情報を使用することなく、位相差φ、印加電圧振幅値Vaおよび誘起電圧振幅値Eaから直接推定算出することができる。次にモータの高効率運転について説明する。同一電流に対してトルクを最大にできる電流位相βは突極性のない非突極モータについては0である。これを、図5を参照して説明する。図5には、永久磁石同期電動機の電流位相βとトルクTの関係が示される。突極性の永久磁石同期電動機のトルクTは、永久磁石と電機子電流によるマグネットトルクTmと、ロータの突極性に基づくリラクタンストルクTrからなる。本実施の形態に係る永久磁石同期電動機は非突極性であるから、トルクTは、リラクタンストルクTrがないマグネットトルクTmのみからなる。マグネットトルクTmは電流位相β=0°の時に最大となることがわかる。したがって、本実施の形態でも、最大のトルクを得られるような高効率運転をするには、電流位相差βが0°となるように永久磁石同期電動機を制御すればよいことがわかる。このように最大トルクを得るように電流位相で制御する方法を、最大トルク/電流制御と呼ぶ。すなわち最大トルク/電流制御では、図6に示すように、図6のd軸のモータ相電流成分を指す電流ベクトルidがゼロとなるように制御する。このように、非突極モータの最大トルク/電流制御ではid0を実現すればよい。図6に示すようにid0のため、電流ベクトルiaはq軸上にある。したがって、電流位相βは0であり、電圧位相δと位相差φは等しくなる。このことから、電圧位相δと位相差φが等しくなるように印加電圧振幅Vaを制御することで非突極性のモータを高効率に駆動させることができる。具体的には電圧位相δから位相差φを引いた成分すなわち電流位相βが0となるように、印加電圧振幅Vaを制御する。このように、本実施の形態では、電流位相βを演算により求め、印加電圧振幅Vaにより電流位相βを0にすることで、id0を実現し、最大トルク/電流制御を行う。これにより電流位相βを検出するためのセンサを不要とし、不要な電流による損失の低減を実現するものである。また、電圧位相δと位相差φが0となるように制御することで直接id0の最大トルク/電流制御を実現し、従来のdq軸の位置推定、推定の過程で必要となるような座標変換は不要である。その結果、これら推定のための中間情報を演算する必要がないため、制御装置を簡素化できる。また、検出する電流は1相分のみでよく、低コストで電流検出のためのセンサのばらつきを考慮する必要がないため高い信頼性が期待できる。具体的構成について上述したベクトル制御の原理に基づいた、モータ制御について、具体的に説明する。図1には、実施形態に係るモータ制御装置とその周辺部とが示される。図1を参照して、ステータに複数相3相のコイル,ロータに永久磁石を備えた永久磁石同期電動機5を駆動するために、周波数設定部1、f/PWMデューティ変換部2、演算部30、PWM制御部3、インバータ4およびモータ電流検出部21と後述のマイクロコンピュータ以下、マイコンと称する200に相当のPWMデューティ指令調整部20とを備える。永久磁石同期電動機5の所望回転数のデータ100がマイコン200から周波数設定部1に与えられる。周波数設定部1はデータ100が指す回転数を、当該回転数に比例した周波数に変換し、図示のない加減速演算部により周波数をランプ関数状に変化させてf/PWMデューティ変換部2に出力する。f/PWMデューティ変換部2は、ランプ関数の各値に対応して、当該値にほぼ比例したPWMデューティ値を格納するメモリを有する。f/PWMデューティ変換部2は、入力するランプ関数の値に基づきメモリを検索し、対応するPWMデューティ値を読出し、読出したPWMデューティ値を指すPWMデューティ指令101を演算部30に出力する。演算部30は、PWMデューティ指令101が指す値から、PWMデューティ指令調整部20から入力するPWMデューティ指令103が指す値を減算することにより、PWMデューティ指令101が指すPWMデューティ値を補正し、補正後のすなわち、減算後のPWMデューティ値を指すPWMデューティ指令102がPWM制御部3に与えられる。このようにして、永久磁石同期電動機5のPWMデューティのデューティ幅が決定される。PWM制御部3の構成について説明する。PWM制御部3は専用のICIntegratedCircuitで構成され、あるいは制御用のマイコン200の機能として設けられるとする。ここでは、永久磁石同期電動機5のモータ回転数は、モータコイルに通電する正弦波電圧PWMの周波数で決定される、いわゆる強制励磁駆動である。PWM制御部3は、不揮発性メモリに記憶されたLUTルックアップテーブルである正弦波データを格納するテーブル13を有する。テーブル13には連続的にD/ADigitalAnalog変換すると正弦波波形が出力されるデータ列が格納されている。たとえば、1周期分の正弦波データ個数が360個の正弦波データで構成されていたとすると、それぞれ正弦波データは電気角で1°ごとに対応する値となる。以下、1周期分360個の正弦波データ列で構成されたテーブル13について説明し、PWMキャリア周波数Fは3kHzとし、また1組について正弦波2周期で同期モータが1回転するものとする。正弦波180°通電の場合、モータ駆動電圧出力デューティを正弦波波形に変換する必要があるため、PWMキャリア周期ごとに正弦波データを更新する必要がある。また、同期モータ1回転分には360×2=720回の更新が必要である。ここで、PWMキャリア周期ごとにテーブル13の参照データを1つずつ更新していくとすれば、PWMキャリア周期Tは1/3000[Hz]=0.333[msec]になるので、1回転には720×0.333[msec]=0.24[sec]が必要であり、約250rpmの回転数で回転することとなる。つまり、モータ回転数はモータの構造的なものを除外すると、PWMキャリア周波数とテーブル13の参照データの更新間隔で決まる。また、たとえばコイル相数が3相であれば、それぞれの相のデータは、電気角で120°ずつずらした正弦波データを参照すればよい。なお、その都度正弦波演算を行なって正弦波データを作成してもよい。これら求められた各相ごとの正弦波データは、PWMデューティ指令102が指す電圧値と乗算され、いわゆるPWM波形発生器などを用いてPWM波形として出力される。このPWM波形発生器の概要は、たとえばPWMキャリア周期で三角波を作成し、この三角波の波高値と前記乗算された値とを比較し、比較結果に基づいてHレベル/Lレベルの信号を出力する。各相ごとのPWM波形はインバータ4の駆動素子に出力される。各相のPWM波形により、インバータ4のスイッチング素子がON,OFF制御される。インバータ4からは、パルス幅制御された3相の交流電流信号が生成されて、永久磁石同期電動機5の3相のコイルに印加されることで、永久磁石同期電動機5が駆動される。ここで、インバータ4から出力される特定相U相の駆動電流は、モータ電流検出部21により検出されて、PWMデューティ指令調整部20に与えられる。PWMデューティ指令調整部20は、dq軸の座標系における駆動電圧交流信号およびモータに印加されるモータ電流交流信号の位相、すなわち各ベクトルがd軸またはq軸をなす角度を検出する。具体的には、PWM制御部3から出力されるU相のPWM波形が示す駆動電圧信号と永久磁石同期電動機5のU相に入力されるモータ電流信号とを入力し、入力した両信号に基づき、上述のように位相差βがゼロとなるようなPWMデューティ指令103を生成し、出力する。これにより、モータ駆動電圧信号を位相差βがゼロとなるように、すなわち最大トルクを得られるように永久磁石同期電動機5を運転制御できる。なお、モータ電流検出部21はコイルとホール素子で構成されたいわゆる電流センサであるとするが、カレントトランスでもよい。また、インバータ回路の負側に接続されたシャント抵抗図示せずからモータ電流を抽出する方式でもよい。また、1相だけでなく各相のモータ電流を検出するとさらに高精度に運転することができる。さらに、正弦波データの作成はテーブル13をもとに作成せずに、演算によって作成してもかまわない。また、永久磁石同期電動機5の駆動波形は正弦波とした場合についての構成であるが、正弦波形にすることで滑らかなモータ電流の供給が可能となるために振動および騒音を少なくできる。なお、永久磁石同期電動機5の起動時は各相に強制的に通電し、回転磁界を与えていき、強制励磁で行ない、通常駆動時に上記方法で制御を行なえばよい。PWMデューティ指令調整部20の構成PWMデューティ指令調整部20は、特定相U相についてPWM制御部3から出力されるモータ出力電圧信号31と、モータ電流検出部21から出力されるモータ電流信号41とを入力し、上述した手順で位相差φを検出する位相差φ推定部6、検出される位相差φを用いて電圧位相δを推定する電圧位相δ推定部7、電圧位相δを用いて電流位相βを推定する電流位相β推定部8、電流位相βの目標値ゼロを格納するレジスタなどからなる目標値格納部9、および目標値格納部9から読出された目標値と電流位相β推定部8から出力された電流位相βとを用いたPI制御により、PWMデューティ指令103を生成して、演算部30に出力するPI制御部10を含む。生成されたPWMデューティ指令103は、モータ駆動用のPWMデューティ指令102を調整補正するための電圧信号を指す。演算部30は、モータ駆動用のPWMデューティ指令102にPWMデューティ指令103を帰還させるように作用する。位相差φ推定部6は、上述したように、位相差φを面積比から算出しており、モータ電流の絶対値を必要としないためシャント抵抗値のばらつきなどロバスト性が高い。また、モータ出力電圧信号31がPWM制御部3で作成されているため、永久磁石同期電動機5の出力電圧位相を直接検出する必要はなく既知である。したがって、モータ出力電圧信号31と検出されたモータ電流信号41とから位相差φを検出することができる。位相差φ推定部6は、検出する位相差φを、モータ出力電圧信号31がモータ電流信号41に対して進み位相の場合は差分に応じた正の値、遅れ位相の場合は差分に応じた負の値、同相の場合は0として出力する。ここで、位相差φを、上述の面積比ではなく、モータ出力電圧信号31のゼロクロス点とモータ電流信号41のゼロクロス点の差から位相差φを検出する場合、ゼロクロス点は1相あたり電気角360°中に0度と180°の2点存在するため、電気角360°中に2回位相差を検出することができる。そのため、永久磁石同期電動機5が4極3相の構成をとる場合には、永久磁石同期電動機5の1回転中に電気的に2回転するため1相あたり4回位相差を検出することができる。電圧位相δ推定部7では、位相差β推定部6から出力された位相差φ、PWM制御部3から出力されたモータ出力電圧信号31の振幅値Va、指令周波数での永久磁石同期電動機5の誘起電圧振幅値Eaにより、電圧位相δを式3と式4を用いて演算することにより推定する。電流位相β推定部8は、電圧位相δ推定部7からの電圧位相δと、位相差φ推定部6からの位相差φとを入力し、入力したこれら値を用いて式5に従う演算により、電流位相βを算出し、PI制御部10に出力する。PI制御部10では、電流位相β推定部8から入力した電流位相βが、目標値格納部9から読出された目標値0となるようにPI制御することにより出力されるPWMデューティ指令103を演算部30に出力する。これにより、PWMデューティ指令101の値がPI制御により出力されるPWMデューティ指令103で調整された後に、PWMデューティ指令102としてPWM制御部3に出力されることになる。ここで、PI制御部10による制御について説明する。図7はPI制御部10の構成を説明するためのブロック図である。図7を参照して、PI制御部10に入力する誤差データは、検出される電流位相βと、目標値格納部9から読出された目標値との差を指す。P制御ProportionalControl:比例制御では、比例増幅器110のP制御により誤差データに対する比例誤差データを作成し、比例誤差データを演算器114に出力し、またI制御IntegralControl:積分制御では誤差データの積分値を積分器112で計算デジタル的にはその都度の誤差データを積算して、積分誤差データを作成している。ここで、積分誤差データは、すなわち誤差データの定常的なずれ量は積分増幅器113で増幅された後に、演算器114に出力される。演算器114は、比例誤差データと積分誤差データとオフセット値111とを加算して、加算結果の値を指すPWMデューティ指令103を出力する。ここでは、電流位相βがプラスの場合は永久磁石同期電動機5に印加した電圧が過少であることを示し、マイナスの場合は印加した電圧が過大であることを示すため、PI制御により、運転状態に応じて電流位相βが0となるようなPWMデューティ指令103を用いて運転制御できるため、従来のv/f一定制御に比べて銅損を低減できる。本実施形態では位相差の検出は電気角360°内で2回行われて、PI制御周期はPWMデューティ指令101による指令周波数に依存し、比較的低周波数のPI制御である。ここで、永久磁石同期電動機5に接続された図示のない負荷がファン、ポンプなどであれば負荷変動の速度が小さい特性であることから、低周波数のPI制御であったとしても、同期はずれ脱調などを引き起こすことなく駆動させることが可能である。図2には、図1のPWMデューティ指令調整部20をマイコン200で構成した場合が示される。マイコン200は、CPUCentralProcessingUnit210、メモリ220、時間を計時するタイマ250、A/DAnalogDigital変換機能を有する入力I/F230およびD/ADigitalAnalog変換機能を有する出力I/F240を備える。上述した図1のエレメント6-8および10の機能は、メモリ220に予めプログラムとして格納されており、CPU210がメモリ220からプログラムを読出し、読出したプログラムの命令を実行することにより機能が実現される。目標値格納部9はメモリ220に相当する。入力I/FInterface230は、モータ出力電圧信号31およびモータ電流信号41を入力し、CPU210が処理可能なデジタル信号に変換して出力する。出力I/F240は、PI制御により生成されたPWMデューティ指令103を、演算部30で演算可能なアナログ信号に変換して出力する。実施の形態による効果以上のように、永久磁石同期電動機5に印加する電圧とその周波数とをほぼ比例させて制御するv/f一定制御方式において、単に、電圧位相δと位相差φが等しくなるように制御することにより、回転子の位置検出器をもたない構成であっても、簡単な構成で最大トルク/電流制御を実現するものである。最大トルク/電流制御では電圧位相δと位相差φが0となるように制御することで、直接id0を実現し、永久磁石同期電動機5の高効率駆動が可能である。従来のdq軸の位置推定、推定の過程で必要となるような座標変換は不要である。制御に不要な中間情報を演算する必要がないため、制御装置を大幅に簡素化でき、ハードウェア化することも可能である。また、実施の形態では、特定相U相のみの信号に基づき制御可能であるから、低コストでモータ電流検出部21のばらつきを考慮する必要がないため、信頼性を高くすることができる。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"