"複数のスイッチング素子SrSsStSuSvSwSxSySzを有し、交流電源6側からの電力を前記複数のスイッチング素子SrSsStSuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ5に出力する変換部20と、上記モータ5の出力トルクが、上記交流電源6の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つ上記モータ5の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、上記電源脈動成分のピークと上記負荷トルク変動成分のピークとタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記出力トルクの変動幅を低減させる制御部40と、を備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記制御部40は、所定の判定時間において上記ピーク電流値を保持するピークホールド部55と、該ピークホールド部55で保持されたピーク電流値が所定の上限値を越えると、上記モータ5の出力トルクの変動幅を低減させるトルク制御量調整部54とを備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項2において、上記制御部40は、上記ピークホールド部55の判定期間中に、上記負荷トルクの脈動成分のピークと上記電源脈動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するように、上記モータ5の運転周波数fcを補正する速度指令調整部72を備えていることを特徴とする電力変換装置。請求項2又は3において、上記制御部40は、上記交流電源6の出力電圧の周波数と、上記モータ5の運転周波数とに基づいて、上記モータ5の負荷トルクのピークと上記交流電源6の出力電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングが存在する周期を導出する周期導出部71を備え、上記速度指令調整部72は、上記周期導出部71で導出される周期が、上記ピークホールド部55の判定期間以下となるように、上記モータ5の運転周波数を補正することを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記制御部40は、上記ピーク電流値を推定し、推定したピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記モータ5の出力トルクの変動幅を低減させることを特徴とする電力変換装置。請求項1から5のいずれか1つにおいて、上記交流電源6からの電圧を整流するコンバータ回路11と、上記コンバータ回路11の出力に並列に接続されるコンデンサ16を有する直流リンク部15と、上記直流リンク部15からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモータ5に上記変換部としてのインバータ回路20とを備え、上記コンデンサ16の容量値は、上記インバータ回路20の入力電圧が大きく脈動するような値に設定されていることを特徴とする電力変換装置。ところで、特許文献3に開示のようなトルク制御動作においては、モータの負荷トルクの脈動成分のピークと、電源電圧に同期する直流リンク電圧の脈動成分のピークとが一致するタイミングにおいて、出力トルクの増大に伴いモータの電流値が上昇する。このため、このようなモータの電流値の増大に伴い、スイッチング素子の破壊を招いたり、モータ磁石の減磁を招いたりする、という不具合が生じる。このような不具合の対策として、例えば特許文献3には、モータの電流値を検出し、この電流が所定の上限値を越えると、出力トルクを低減させる制御が開示されている。しかしながら、直流リンク電圧の脈動成分と、負荷トルクの脈動成分とはそれぞれ異なる周波数で脈動するため、両者の成分のピークのタイミングは必ずしも一致しない。このため、両者のピークがずれているタイミングでモータの電流を検出しても、この電流値は比較的低い値となるため、所望とするピーク電流を検出することができない。その結果、モータの出力トルクの変動幅を正確に制限することができず、上記のような不具合が生じてしまう可能性がある。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、トルク制御動作において、モータ電流の上昇を確実に検出できる電力変換装置を提案することである。第1の発明は、複数のスイッチング素子SrSsStSuSvSwSxSySzを有し、交流電源6側からの電力を前記複数のスイッチング素子SrSsStSuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって所定の周波数の交流電力に変換し、該交流電力をモータ5に出力する変換部20と、上記モータ5の出力トルクが、上記交流電源6の出力電圧の周波数の整数倍の脈動成分である電源脈動成分を含み、且つ上記モータ5の負荷トルク変動に応じて変動するようにトルク制御動作を行うとともに、上記電源脈動成分のピークと上記負荷トルク変動成分のピークとのタイミングが一致もしくは略一致したときのピーク電流値を求め、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記出力トルクの変動幅を低減させる制御部40と、を備えていることを特徴とする。なお、ここでいう交流電源6の出力電圧とは、例えば直流リンク部を有する電力変換装置である場合、直流リンク部の出力電圧即ち、交流電源6に同期する脈動成分を含む出力電圧も含むものである。第1の発明では、制御部40が、モータ5の出力トルクに交流電源6の出力電圧の脈動成分が含まれるように、モータ5の出力トルクを脈動させる。また、制御部40は、モータ5の負荷トルクの変動に応じてモータ5の出力トルクを変動させる、トルク制御動作を行う。また、第2の発明は、第1の発明において、上記制御部40は、所定の判定時間において上記ピーク電流値を保持するピークホールド部55と、該ピークホールド部55で保持されたピーク電流値が所定の上限値を越えると、上記モータ5の出力トルクの変動幅を低減させるトルク制御量調整部54とを備えていることを特徴とする。このトルク制御動作において、ピークホールド部55がモータ5の電流の最大値をピーク電流として保持することで、モータ5のピーク電流を確実に導出することができる。この点について詳細に説明する。上述のように、モータ5の電流は、モータ5の負荷トルクのピークと、交流電源6の出力電圧のピークとのタイミングが、一致した時に最も大きくなる。ところが、モータ5の負荷トルクの脈動の周期と、交流電源6の出力電圧の脈動の周期とは、必ずしも同じでないため、両者のピークが一致しないタイミングでモータ5の電流を検出しても、この電流値は比較的小さい値となってしまう。つまり、両者のピークが一致するタイミングにおいて、モータ5の電流を検出しなければ、トルク制御動作時に生じうるモータ5のピーク電流を確実に導出することができない。そこで、本発明では、ピークホールド部55がモータ5の電流の最大値を所定の判定期間毎に保持するようにしている。これにより、この判定期間において、モータ5の負荷トルクのピークと、電源電圧の出力電圧のピークとがほぼ重なるタイミングでピーク電流を導出できる。トルク制御量調整部54は、このようにして導出したピーク電流が所定の上限値を越えると、モータ5の出力トルクの変動幅を低減させる制御を行う。第3の発明は、第2の発明において、上記制御部40は、上記ピークホールド部55の判定期間中に、上記負荷トルクの脈動成分のピークと上記電源脈動成分とが一致もしくは略一致するように、上記モータ5の運転周波数fcを補正する速度指令調整部72を備えていることを特徴とする。第3の発明では、ピークホールドの判定期間において、速度指令調整部72によって、モータ5の負荷トルクのピークと、直流リンク部15の出力電圧のピークのタイミングとを一致もしくは略一致させることができる。その結果、この判定期間において、モータ5のピーク電流を確実に導出することができる。第4の発明は、第2又は第3の発明において、上記制御部40は、上記交流電源6の出力電圧の周波数と、上記モータ5の運転周波数とに基づいて、上記モータ5の負荷トルクのピークと上記交流電源6の出力電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングが存在する周期を導出する周期導出部71を備え、上記速度指令調整部72は、上記周期導出部71で導出される周期が、上記ピークホールド部55の判定期間以下となるように、上記モータ5の運転周波数を補正することを特徴とする。第4の発明では、周期導出部71によって、交流電源6の出力電圧の周波数と、モータ5の運転周波数とに基づいて、交流電源6の出力電圧のピークと、モータ5の負荷トルクのピークとのタイミングが一致もしくは略一致する周期が導出される。速度指令調整部72は、このようにして導出された周期が、ピークホールド部55の判定期間以下となるように、モータ5の運転周波数を補正する。その結果、この判定期間において、交流電源6の出力電圧のピークと、モータ5の負荷トルクのピークとのタイミングを一致もしくは略一致させてピーク電流を導出することができる。また、第5の発明は、第1の発明において、上記制御部40は、上記ピーク電流値を推定し、推定したピーク電流値が所定の上限値を超えないように、上記モータ5の出力トルクの変動幅を低減させることを特徴とする。この構成では、推定により、ピーク電流値が求められる。第6の発明は、第1から第5の発明のいずれか1つにおいて、上記交流電源6からの電圧を整流するコンバータ回路11と、上記コンバータ回路11の出力に並列に接続されるコンデンサ16を有する直流リンク部15と、上記直流リンク部15からの出力電圧を交流電圧に変換し、該交流電圧をモータ5に上記変換部としてのインバータ回路20とを備え、上記コンデンサ16の容量値は、上記インバータ回路20の入力電圧が大きく脈動するような値に設定されていることを特徴とする。第6の発明の電力変換装置は、コンデンサ16の静電容量が極めて小さくなり、インバータ回路20の入力電圧が大きく脈動するように構成される。第1の発明や第2の発明によれば、モータ5のピーク電流が所定値を越えると、モータ5の出力トルクを低減させている。このため、モータ5の電流値が過剰となってスイッチング素子等が破損してしまうことを未然に回避できる。特に、第2の発明では、モータ5の電流値を所定の判定期間において保持する、ピークホールドを行うようにしているため、負荷トルクのピークと電源電圧のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するタイミングでのピーク電流を導出することができる。従って、モータ5の電流値の上昇を確実に検出でき、スイッチング素子等を確実に保護できる。特に、第3や第4の発明では、判定期間内において、負荷トルクのピークと直流リンク電圧のピークとのタイミングが一致もしくは略一致するようにモータ5の運転周波数を調整している。この運転周波数は、一般的には電源周波数に基づいて決定しているため、例えば交流電源6の電源周波数が所望の周波数例えば50Hz又は60Hzに対してばらついた場合にも、所望とする周期でビートを発生させることができる。また、例えばマイコンクロックがばらついた場合にも、所望とする周期でビートを発生させることができる。その結果、この判定期間内において、負荷トルクのピークと直流リンク電圧のピークとが一致もしくは略一致するタイミングでのピーク電流を確実に導出することができる。また、第5の発明では、容易にピーク電流を求めることが可能になる。第6の発明では、コンデンサの静電容量が極めて小さな、いわゆるコンデンサレスの電力変換装置において、モータ5の電流値の上昇を確実に検出でき、スイッチング素子等を確実に保護できる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《発明に係る実施形態1》本発明に係る電力変換装置10は、例えば空気調和装置の冷媒回路に接続される圧縮機の三相交流式のモータ5に接続される。圧縮機は、例えば1つのシリンダを有するロータリー式の圧縮機で構成される。つまり、この圧縮機では、駆動軸が1回転する際に、圧縮トルク即ち、モータ5の負荷トルクが脈動する。また、モータ5は、例えば4極6スロットの集中巻きのDCブラシレス式のモータである。後述するように、電力変換装置10では、このモータ5の発生トルクを制御してモータ5の振動を抑制するトルク制御動作を実行可能に構成されている。電力変換装置の全体構成図1に示すように、電力変換装置10は、コンバータ回路11、直流リンク部15、インバータ回路20、及び制御部40を有している。電力変換装置10は、単相の交流電源6から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ5に供給する。コンバータ回路11は、交流電源6に接続されている。コンバータ回路11は、複数本実施形態では4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線された、いわゆるダイオードブリッジ回路である。コンバータ回路11は、交流電源6が出力した交流を直流に全波整流する全波整流回路である。直流リンク部15は、コンバータ回路11の出力側に並列に接続されている。コンバータ回路11と直流リンク部15との間には、リアクタ12が接続されている。直流リンク部15は、コンデンサ16を有している。コンデンサ16の両端に生じた直流電圧直流リンク電圧Vdcは、インバータ回路20の入力ノードに接続されている。コンデンサ16は、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。コンデンサ16は、その静電容量が比較的小さい容量例えば数十μFに設定されている。具体的に、コンデンサ16は、インバータ回路20のスイッチング素子SuSvSwSxSySzが動作する際、このスイッチング動作の周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動を平滑化可能な静電容量を有している。一方、コンデンサ16は、コンバータ回路11によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化できない静電容量を有している。従って、直流リンク部15は、コンバータ回路11の出力を受けて、コンデンサ16の両端から交流電源6の電源電圧Vinの2倍の周波数の脈動を有する直流リンク電圧Vdcを出力する。直流リンク部15が出力する直流リンク電圧Vdcは、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。インバータ回路20は、変換部を構成しており、入力ノードが直流リンク部15のコンデンサ16に並列に接続され、直流リンク部15の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ5に供給する。本実施形態のインバータ回路20は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路20は、三相交流をモータ5に出力するので、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路20は、2つのスイッチング素子を互いに直列に接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ5の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。インバータ回路20は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流リンク部15から入力された直流リンク電圧vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ5へ供給する。電力変換装置10は、各種の検出部を備えている。具体的に、電力変換装置10は、交流電源6の電源電圧Vinを検出する電源電圧検出部25と、交流電源6の電源電圧の電源位相θinを検出する電源位相検出部26と、交流電源6の電源電圧の周波数finを検出する電源周波数検出部27とを有している。また、電力変換装置10は、コンバータ回路11の入力電流Iinを検出する入力電流検出部28と、直流リンク部15の直流リンク電圧Vdcを検出するDCリンク電圧検出部29とを有している。更に、電力変換装置10は、モータ5を流れる電流Idq詳細には、モータ5の各相を流れる電流を検出するモータ電流検出部30と、モータ5の位相θmを検出するモータ位相検出部31と、モータ5の実回転速度ωmを検出するモータ回転数検出部32とを有している。制御部40は、インバータ回路20のスイッチングオンオフ動作を制御するゲート信号Gをインバータ回路20に出力するものである。本実施形態の制御部40は、電源電圧の脈動成分を、モータ5の出力トルクに合成させるとともに、該モータ5の負荷トルク変動に応じてモータ5の出力トルクを変動させるトルク制御動作を行うように構成されている。制御部の詳細構成図2に示すように、制御部40は、速度制御部41、トルク制御部50、トルク制御重畳部42、トルク指令変調部43、2次調波印加部44、入力電流指令生成部45、増幅器46、リミッタ60、電流制御部47、及びPWM演算部48を備えている。速度制御部41には、減算器34において、モータ回転速度の速度指令ωからモータ5の実回転速度ωmとが減算された後の偏差が入力される。速度制御部41は、実回転速度ωmと速度指令ωとの偏差を比例積分演算PI演算することで、モータ5の負荷トルクの平均平均トルクを算出する。この平均トルクは、所定の周期で脈動する負荷トルクの平均値である。速度制御部41は、この平均トルクを指令値平均トルク指令値Taveとして、トルク制御重畳部42へ出力する。トルク制御重畳部42では、平均トルク指令値Taveと、詳しくは後述するトルク制御部50から出力された指令値とが乗算される。これにより、トルク制御重畳部42では、モータ5の負荷トルクの脈動成分を合成したトルク指令値Tが生成される。トルク制御重畳部42で生成された指令値は、トルク指令変調部43に入力される。トルク指令変調部43は、交流電源6の位相角電源位相θinを入力として正弦値sinθinを生成し、これに応じた変調係数rをトルク指令値Tに乗算して2次調波印加部44に出力する。2次調波印加部44は、モータ5での出力電力を正弦波状にするように、トルク指令変調部43の出力値に電源周波数の2倍の周波数成分を印加する。上記の変調係数rは、例えば|sinθinやsin2となる。なお、モータ5での出力電力を正弦波に近づけるために、電源周波数50Hzまたは60Hzに応じて変調係数rを変更してもよい。また、モータ5の出力電力が正弦波状になるように、位相θinを所定量Δだけずらした正弦値sinθinΔに応じて変調係数rを決定してもよい。これにより、電源周波数の2倍の周波数成分を印加するのとほぼ同様の効果を得ることができる。一方、入力電流指令生成部45は、入力電流Iinをフーリエ変換して基本波周波数成分を抽出し、これにsinθinを乗算して入力電流の指令値Iinを生成する。この指令値Iinは、減算器35において、入力電流の絶対値Iinが減算された後、増幅器46へ出力される。増幅器46では、減算後の出力値に所定のゲインが乗算される。2次調波印加部44からの出力値と、増幅器46からの出力値とは、加算器36において加算される。加算後の指令値は、詳細は後述するリミッタ60で処理された後、減算器37に入力される。減算器37では、リミッタ60側から出力された指令値から、実際のモータ電流Idqが減算され、この値が電流制御部47へ出力される。電流制御部47は、この電流指令値に基づいて電圧指令値Vdqを生成し、この電圧指令値VdqをPWM演算部48へ出力する。PWM演算部48は、電圧指令値Vdqに基づいて、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作を制御するゲート信号Gを生成する。これにより、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、所定のデューティーでオンオフ動作を行う。トルク制御部の基本構成トルク制御部50は、モータ5の負荷トルク等に基づいて、上述したトルク指令の制御量を決定/出力するためのものである。図3に示すように、トルク制御部50は、1次成分抽出器52、増幅器53、トルク制御量調整部54、及びピークホールド部55を備えている。1次成分抽出器52は、モータ5の負荷トルクの脈動成分のうち、モータ5の振動に最も影響を与える一次成分基本波周波数成分を、フーリエ変換によって抽出する。増幅器53は、1次成分抽出器52で抽出された一次成分に所定のゲインを乗算し、トルク制御量調整部54へ出力する。トルク制御量調整部54では、上述した平均トルク指令値Taveに乗算される指令値を最終的なトルク制御量として上記トルク制御重畳部42へ出力する。このため、トルク制御重畳部42からは、平均トルク指令値Taveよりも大きな変動幅のトルク指令値Tが出力される。なお、乗算後のトルク指令値Tの変動幅が、平均トルク指令値Taveと同じである場合に、モータ5の出力トルクの変動幅が負荷トルクの平均値平均トルクに相当する大きさとなり、この際の平均トルクに対する出力トルクの変動幅の割合をトルク制御量=100とする。本実施形態では、モータ5の振動の主成分となる一次成分が平均トルクよりも大きいため、通常、十分に振動を抑制するようにトルク制御を行うと、トルク制御量が100以上となる。つまり、本実施形態では、トルク制御動作時において、モータ5の出力トルクが、モータ5の負荷トルクの平均値よりも大きな変動幅を含む波形となるように調整される。図3に示すピークホールド部55は、モータ5を流れる電流Idqの最大値を所定の判定期間において保持してピーク電流を導出するピーク電流導出部を構成している。トルク制御量調整部54は、このピーク電流が所定の上限値を越えると、トルク制御量を低減するように出力指令値を調整する。また、トルク制御量調整部54は、DCリンク電圧検出部29で検出された直流リンク電圧Vdcに基づいて、トルク制御量の出力指令値を制限する。トルク制御動作の基本動作についてトルク制御動作について、より具体的に説明する。上述した電流制御部47の入力指令値には、モータ5の負荷トルクを抑制する出力トルクを発生させるためのトルク指令値が合成される。これにより、トルク制御動作時には、例えば図4に示すようにして、モータ5の出力トルクが制御される。なお、図4は、交流電源6の電源周波数fin=50Hz,モータ5の回転速度=30rps、トルク制御量=100の条件下における、モータ5の負荷トルク、直流リンク部15から出力される直流リンク電圧Vdc、及びモータ5の出力トルクの経時変化を表したものである。本実施形態の電力変換装置10では、直流リンク電圧Vdcが周期Tdcで脈動するとともに、モータ5の負荷トルクも周期Tcで脈動する。このため、出力トルクは、交流電源6の電源電圧の脈動と、負荷トルクの脈動とが合成されるように制御される。従って、例えば直流リンク電圧Vdcのピークと、負荷トルクのピークとが比較的近くなるタイミングでは、出力トルクも比較的大きくなる。これにより、負荷トルクと同期するようにモータ5の出力トルクが制御されるため、モータ5の速度変動が抑制されてモータ5の振動が低減される。特に、本実施形態では、振動の主要因となる負荷トルクの基本波周波数成分を抑制するようにモータ5の出力トルクが制御されるため、モータ5の振動を効果的に抑制することができる。リミッタについて上記のようなトルク制御動作においては、モータ5の振動の一次成分を抑制するためにトルク制御量が100以上となる。このため、このトルク制御では、モータ5の出力トルクの変動幅振幅が大きく成り易い。従って、このようにして出力トルクの振幅が大きくなり、出力トルクがマイナス側に至ると、モータ5が回生動作を行ってしまう可能性がある。具体的に、例えば図5に示す例は、交流電源6の電源周波数fin=50Hz,モータ5の回転速度=30rps、トルク制御量=150の条件下における、モータ5の負荷トルク、直流リンク部15から出力される直流リンク電圧Vdc、及びモータ5の出力トルクの経時変化を表したものである。この例では、トルク制御量の増大に起因して出力トルクの変動幅が大きくなり、これに伴い出力トルクが0を下回ってマイナス側まで変動している。その結果、図5の破線で囲んだ領域では、モータ5が回生動作を行ってしまう。一方、本実施形態の電力変換装置10は、直流リンク部15のコンデンサ16の静電容量が極めて低く設定されている。このため、このようにモータ5が回生動作を行うと、この回生エネルギーをコンデンサ16が十分に吸収することができず、直流リンク部15が過電圧となり、スイッチング素子SuSvSwSxSySz等の破壊を招く虞がある。そこで、本実施形態では、図2に示すように、制御部40にリミッタ60を設けることで、出力トルクがマイナストルクに至るのを制限している。つまり、リミッタ60は、入力された指令値に対して、モータ5の出力トルクがマイナスに至らないように、マイナス側の出力トルクを制限する指令値を生成する。これにより、例えば図6に示すように、従来であればマイナス側に変動していた出力トルク図6の二点鎖線で示す出力トルクが、マイナスよりも高い値例えば出力トルク=0の状態に維持される。その結果、モータ5の回生動作を確実に防止して、スイッチング素子SuSvSwSxSySz等の保護が図られる。一方、このリミッタ60の制御においては、プラス側の出力トルクに対しては何ら制限が加えられない。このため、トルク制御動作では、モータ5の出力トルクを十分に得ることができ、モータ5の振動を効果的に抑えることができる。なお、本実施形態では、リミッタ60を電流制御部47の入力側の直前に設けることで、出力トルクがマイナス側に至るのを確実に防止するようにしている。しかしながら、このリミッタ60は、電流制御部47の入力側であれば他の箇所に設けるようにしてもよい。具体的には、このリミッタ60をトルク制御部50のトルク制御量調整部54の出力側に設けることもできる。トルク制御動作時のモータ電流の抑制について上述したトルク制御動作時には、モータ5の出力トルクの増大に起因して、モータ5の電流Idqが高くなる。具体的には、例えば図7に示すように、モータ5の負荷トルクのピーク図7の2点鎖線で示すピークPlと、直流リンク電圧Vdcのピーク図7の白抜きの点で示すピークPdcとのタイミングが一致もしくは略一致すると、これに伴いモータ5の出力トルクが極めて大きくなる。よって、これらの両者のピークPlPdcのタイミングが一致した場合に、モータ5の電流が急上昇する。このようにして、モータ5の電流が急峻に上昇すると、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの電流値が定格の最大許容電流値を越えてスイッチング素子SuSvSwSxSySzの破壊を招いたり、モータ5の磁石の減磁を招いたりする。また、このような対策としてデバイスの電流容量を大きくすると、電力変換装置10のコストアップを招く。このような不具合の対策としては、モータ5の電流値を適宜検出し、この電流が所定の上限値を越えないように、トルク制御量調整部54のトルク制御量を制限することが考えられる。しかしながら、本実施形態では、上記のように直流リンク電圧Vdcが所定の周波数で脈動するため、直流リンク電圧VdcのピークPdcと、負荷トルクのピークPlとのタイミングが、必ずしも一致しない例えば図4等を参照。このため、両者のピークPdcPlがずれたタイミングでモータ5の電流を検出しても、この電流値は比較的低い値となり、所望とするピーク電流を検出できない。そこで、本実施形態の制御部40には、モータ5のピーク電流を確実に検出できるように、上述したピークホールド部55が設けられている。ピークホールド部55は、予め設定された所定の判定期間Td毎に、モータ電流検出部30で検出されたモータ電流厳密には、モータ5の相電流の制御周期毎のピーク値の最大値を保持するように構成されている。この点について図8を参照しながらより具体的に説明する。ピークホールド部55には、モータ電流が適宜入力される。ピークホールド部55は、所定の判定期間Td毎に、モータ電流の最大値即ち、ピーク電流Ipを導出する。本実施形態では、前回の判定期間で導出されたピーク電流Ipが、その次回の判定期間Tdにおいても保持される。このようにして、所定の判定期間Tdにおいてピーク電流Ipを保持することで、負荷トルクのピークPlと直流リンク電圧VdcのピークPdcとのタイミングが一致するタイミングでのモータ5の電流を検出し易くなる。なお、判定期間Tdとしては、両者のピークPlPdcが一致するタイミングを十分に検出できる時間例えば1秒が設定される。また、図8に示すように、1つの判定期間Td内においては、これまでのピーク電流Ipよりも検出されたモータ電流が大きくなると、ピーク電流Ipが更新される。つまり、1つの判定期間Td内においては、モータ電流の最大値を適宜トレースするようにしてピーク電流Ipが更新される。これにより、判定期間Td内で平均トルクが急上昇するような場合でも、速やかに電流ピークを検出することができる。ピークホールド部55で検出されたピーク電流Ipは、トルク制御量調整部54へ出力される。トルク制御量調整部54は、このピーク電流Ipが所定の上限値を越えると、トルク制御量を制限し、モータ5の出力トルクを低減させる。その結果、トルク制御動作において、モータ電流が過大となることが防止されるため、上述した不具合を未然に回避できる。なお、ピーク電流Ipの上限値は、例えばスイッチング素子SuSvSwSxSySzの定格の最大許容電流値よりも低い所定値に設定されている。トルク制御動作時の速度指令補正上述のように、ピークホールド部55によって判定期間Td毎にモータ電流のピーク電流Ipを保持したとしても、この判定期間Tdをあまりにも長くすると、トルク制御量の制御性が悪化してしまうことがある。具体的には、例えば判定期間Td内においてピーク電流Ipが保持された後、この判定期間Td中に平均トルクが下がった場合、実際にはトルク制御量をもう少し大きくすることができるのに、上記のようにトルク制御量が制限されてしまい、トルク制御性能の悪化を招く。この点について、図9を参照しながら詳細に説明する。図9は、直流リンク電圧Vdcの波形と、モータ5の負荷トルクの波形の一例を示したものである。この例では、時点t1において、直流リンク電圧VdcのピークPdcと、モータ5の負荷トルクのピークPlとのタイミングが一致している。一方、この例では、直流リンク電圧の周波数fdcと、負荷トルクの周波数即ち、モータ5の運転周波数fcの整数n倍とが僅かにずれている。このため、図9において、両者のピークPlPdcが一致した後には、直流リンク電圧VdcのピークPdcと、負荷トルクのピークPlとが少しずつずれていき、両者のピークのずれの間隔図9で示すΔTも徐々に大きくなっていく。このような条件下では、両者のピークPlPdcのタイミングがなかなか一致しないため、長時間に亘ってピーク電流Ipを正確に検出できなくなる。一方、このような条件下でピーク電流Ipを確実に検出できるように、判定期間Tdを長めに設定すると、上述の如くトルク制御性能が悪化してしまう。そこで、本実施形態の制御部40には、このような条件下においてもピーク電流Ipを確実に検出するための速度指令補正部70が設けられている図10を参照。速度指令補正部70は、ビート周期演算部71と速度指令調整部72とを備えている。ビート周期演算部71は、トルク制御動作時において、直流リンク電圧VdcのピークPdcと、負荷トルクのピークPlとのタイミングが一致もしくは略一致するタイミングの周期以下、これをビート周期Tbというを導出する周期導出部を構成している。速度指令調整部72は、ビート周期演算部71で導出したビート周期Tbに基づいて、モータ5の速度指令ωを補正し、モータ5の運転周波数fcを調整するものである。具体的に、例えばトルク制御動作において、図11に模式的に示すように、直流リンク電圧VdcのピークPdcと負荷トルクのピークPlとが判定期間Td中に一致せず、ビート周期Tbがピークホールド部55の判定期間Tdよりもかなり大きくなっているとする。このような条件下では、上記のピークホールドを行ってもピーク電流Ipを確実に検出できない。そこで、速度指令補正部70は、図12に示すような制御を行う。ステップS1では、ビート周期演算部71が直流リンク電圧Vdcの脈動の周波数fdcを導出する。直流リンク電圧Vdcの脈動の周波数fdcは、例えば電源周波数検出部27で検出された交流電源6の電源電圧の脈動の周波数finを2倍することfdc=fin×2により算出される。次いで、ステップS2において、ビート周期演算部71は、直流リンク電圧Vdcの脈動の周波数fdcと、モータ5の運転周波数fcの整数倍n倍とが最も近くなる整数nを算出する。例えば交流電源6の電源電圧の周波数finが501Hzであり、直流リンク電圧Vdcの脈動の周波数fdcが1002Hzであり、運転周波数fcが25Hzであったとすると、この整数nは4となる。次いで、ステップS3において、ビート周期演算部71は、以下の1式により、ビートが発生する周波数ビート周波数fbを算出する。fb=fdc-fc×n1式次いで、ステップS4において、ビート周期演算部71は、算出したビート周波数fbの逆数を求めてビート周期Tbを算出する。算出された直流リンク電圧の周波数fdcが1002Hzであり、モータ5の運転周波数fcが25Hzであり、整数nは4であったとすると、ビート周波数fbは、上記1式により1002Hz-25Hz×4=02Hzとなり、ビート周期Tbは5secとなる。ステップS5では、速度指令調整部72が、算出されたビート周期Tbと、ピークホールド部55に設定された判定期間Tdとを比較する。例えばビート周期Tb=5sec、判定期間Td=1secであり、ビート周期Tbが判定期間Tdよりも大きい場合、各判定期間Td毎に、直流リンク電圧VdcのピークPdcと負荷トルクのピークPlとのピーク電流Ipとが一致した時点でのモータ電流をピーク電流Ipとして確実に検出できない。そこで、ステップS5では、Tb>Tdである場合に、ステップS6に移行してモータ5の運転周波数fcを調整するように、速度指令ωを補正する。具体的に、ステップS6では、速度指令調整部72が、ビート周期Tbを判定期間Tdと同じとするための運転周波数fcを以下の2式により算出する。fc=fdc-1/Td/n2式例えば直流リンク電圧Vdcの脈動の周波数fdcが1002Hzであり、判定期間Tdが1secであり、整数nが4であったとすると、ビート周期Tbと判定期間Tdとを同じとするための運転周波数fcは、上記2式により1002Hz10Hz/4=248Hzとなる。そこで、速度指令調整部72は、現在の運転周波数fc、例えば25Hzを算出後の運転周波数fc、例えば248Hzに補正するように、入力された速度指令ωを補正する。これにより、その後の運転では、ビート周期Tbと判定期間Tdとが同じ周期となるため、例えば図13に示すように、各判定期間Td毎に、直流リンク電圧VdcのピークPdcと負荷トルクのピークPlとのタイミングを必ず一度は一致もしくは略一致させてピーク電流Ipを導出することができる。なお、本実施形態の速度指令調整部72は、ビート周期Tbが判定期間Tdよりも大きい場合に、ビート周期Tbと判定期間Tdとが同じとなるようにモータ5の運転周波数fcを補正している。しかしながら、速度指令調整部72は、ビート周期Tbが判定期間Tdよりも大きい場合に、ビート周期Tbを判定期間Tdよりも小さくするように運転周波数fcを補正するようにしてもよい。即ち、判定期間Tdにおいて、直流リンク電圧VdcのピークPdcと負荷トルクのピークPlとのタイミングが、最低でも1度は一致もしくは略一致するようにすればよい。直流リンク電圧に基づくトルク制御量の補正トルク制御動作時において、交流電源6の電源電圧Vinが比較的高い条件、あるいは低い条件下において、出力トルクが過剰になると、不具合を招く虞がある。具体的に、電源電圧Vinが比較的高く、これに伴い直流リンク電圧Vdcも比較的高い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合、リアクタ12とコンデンサ16との共振が大きくなり、直流リンク電圧Vdcが過剰に高くなってしまうことがある例えば図14を参照。また、電源電圧Vinが比較的低く、これに伴い直流リンク電圧Vdcも比較的低い条件下において、トルク制御量が比較的大きい場合にも、所望の出力トルクを得ようとするためにPWM演算部48のパルス信号のデューティーが全体的に高くなってしまう。その結果、電流制御の追従性が遅くなりトルク制御動作の制御性が悪化してしまう虞がある。そこで、本実施形態では、直流リンク電圧Vdcの電源半周期中のピークに基づいてトルク制御量調整部54が、トルク制御量を補正するようにしている。具体的に、例えば直流リンク電圧Vdcの電源半周期中のピークが所定の上限値を越える場合、トルク制御量調整部54は、直流リンク部15が過電圧とならない程度に、トルク制御量を低減させる。これにより、トルク制御量調整部54では、トルク制御量の指令値が所定値直流リンク電圧Vdcが過電圧とならないような指令値に制限される。その結果、上述のようなリアクタ12-コンデンサ16間での共振が抑制され、図14に示すような直流リンク電圧Vdcの上昇が抑制される。また、例えば直流リンク電圧Vdcの電源半周期中のピークが所定の下限値を下回る場合にも、トルク制御量調整部54は、トルク制御量を低減させる。これにより、トルク制御量調整部54では、トルク制御量の指令値が所定値まで制限される。その結果、PWM演算部48のパルス信号のデューティーが高くなり過ぎるのを抑制でき、これによりトルク制御動作の制御性の悪化を回避できる。なお、本実施形態のトルク制御量調整部54は、DCリンク電圧検出部29で検出された直流リンク電圧Vdcに基づいて、トルク制御量を制限している。しかしながら、例えば交流電源6の電源電圧Vinに基づいて、上記と同様にしてトルク制御量を制限するようにしてもよい。-実施形態の効果-上記実施形態によれば、トルク制御動作時に、モータ5の出力トルクがマイナス側に至らないようにリミッタ60が出力トルクを制限している図6を参照。このため、モータ5の回生動作を確実に防止でき、スイッチング素子SuSvSwSxSySz等を確実に保護できる。また、本実施形態では、トルク制御動作時において、モータ5の電流の最大値をピークホールド部55によって保持し、ピーク電流Ipを導出するようにしている図8を参照。このため、出力トルクのピークと、直流リンク電圧Vdcのピークとが一致する時のモータ電流値をピーク電流Ipとして導出し易くなる。そして、このピーク電流Ipが所定値を越えると、出力トルクの変動幅を小さくすることで、スイッチング素子SuSvSwSxSySz等を確実に保護できる。更に、ピークホールド部55の判定期間Tdにおいて、直流リンク電圧VdcのピークPdcと負荷トルクのピークPlとがなかなか一致しないような条件下においては、ビート周期Tbと判定期間Tdとを同じとするように、モータ5の運転周波数を調整している。このため、例えば図13に示すように、判定期間Td毎に両者のピークPdcPlを確実に一致させてピーク電流Ipを導出できる。また、上記実施形態では、直流リンク電圧Vdcの電源半周期中のピークが所定の上限値を越える場合には、出力トルクの制御量を所定値まで制限している。これにより、リアクタ12とコンデンサ16との間での共振に起因する直流リンク電圧Vdcの上昇を未然に防止できる。また、直流リンク電圧Vdcの電源半周期中のピークが所定の下限値を下回る場合にも、出力トルクの制御量を所定値まで制限している。これにより、PWM演算部48でのデューティーが増大することに起因して、トルク制御動作の制御性が悪化してしまうことを防止できる。《発明に係る実施形態2》図19は、本発明の実施形態2に係るトルク制御部50の構成を示すブロック図である。本実施形態のトルク制御部50は、実施形態1のトルク制御部50におけるピークホールド部55に代えて、ピーク電流値推定部80を備えている。ピーク電流値推定部80には、平均トルク指令値Taveが入力されている。トルク制御部50は、ピーク電流値推定部80によって上記ピーク電流の値を推定し、推定したピーク電流の値が所定の上限値を超えないように、上記モータ5の出力トルクの変動幅を低減させる。ここで、実施形態1の2次調波印加部44の出力値をIdq1とし、平均トルク指令値Tave、トルク指令値T、及び出力値Idq1の関係を次式で表す。T=CT×TaveIdq1=CV×T=CV×CT×TaveCTは負荷トルク変動に起因する変動成分であり、CVは電圧脈動に起因する変動成分である。上記2つの変動成分により、出力値Idq1の大きさは変化することになる。出力値Idq1はモータ電流の大きさを表しているので、この出力値Idq1のピーク値が分かれば、インバータ回路20におけるトルク制御時のピーク電流値を推定することができる。例えば、CT=1kT×sinθmkT:トルク制御量,θm:モータ位相機械角CV=kV×|sinθin|kV:電圧脈動成分の変動量,θin:電源電圧の位相のように構成すると、出力値Idq1が最大値をとるのは、位相θm、電源位相θinそれぞれが、90°もしくは270°のときであり、その最大値は、Idq1=kV×1kT×Taveとなる。したがって、kV、kT、Taveが決まれば、ビート状に変動するモータ電流のピーク値を推定することができる。ピーク電流値推定部80は、上記関係式に基づいてピーク電流値を求める。このように、ピーク電流値が求まれば、該ピーク電流値が所定の上限値を超えないように、モータ5の出力トルクの変動幅を低減させることで、実施形態1の例と同様の効果を得ることが可能になる。その他の実施形態上記実施形態では、電源として単相の交流電源6を用いているが、この限りでなく、図15に示す例変形例1のように、三相の交流電源を用いることもできる。図15に示すコンバータ回路11は、6つのダイオードD1~D6がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。また、上記実施形態は、コンバータ回路11及びインバータ回路20を含む電力変換装置を対象としているが、この限りでなく、例えば図16に示す例変形例2や図17に示す例変形例3のようなマトリックスコンバータ20を対象とすることもできる。これらのマトリックスコンバータ20は、交流電源6からの電力を所定の周波数の交流電力に変換する変換部を構成している。該マトリックスコンバータ20のスイッチング素子SrSsStSuSvSwSxSySzには、トランジスタ等を用いることができる。"