"入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータであって且つ、該DCDCコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオンオフ操作の1周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するDCDCコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記DCDCコンバータの出力電圧を制御するDCDCコンバータの制御装置において、前記入力電圧の検出値が重畳された検出信号を取得する取得手段と、前記取得された検出信号が示す前記検出値に応じて前記出力電圧の制御のための前記時比率を制限するガード手段と、前記取得手段によって取得された前記検出信号が異常であるか否かを判断する制限用判断手段と、前記制限用判断手段によって異常があると判断される場合、前記DCDCコンバータによる電圧の変換処理を継続しつつも前記時比率の制限処理を行なう制限手段と、を備えることを特徴とするDCDCコンバータの制御装置。前記制限処理は、前記時比率を、前記入力電圧がとり得る値の全領域において前記スイッチング素子の入力端子および出力端子間に耐圧を超える電圧が印加されないと想定される値に強制的に設定する処理であることを特徴とする請求項1記載のDCDCコンバータの制御装置。前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をPWM処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記PWM処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、前記制限用判断手段は、前記検出信号が正常時キャリア周波数に応じた信号であるにもかかわらず、該検出信号によって表現される入力電圧が前記許容範囲を外れる場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とする請求項1または2記載のDCDCコンバータの制御装置。前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をPWM処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記PWM処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、前記制限用判断手段は、前記検出信号が前記正常時キャリア周波数および前記異常時キャリア周波数のいずれに対応するものでもない場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とすることを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載のDCDCコンバータの制御装置。前記入力電圧は、車載主機の直流電圧源の端子電圧であり、前記直流電圧源には、前記車載主機に接続された電力変換回路が接続されており、前記キャリア周波数は、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも高く設定されていることを特徴とする請求項3または4記載のDCDCコンバータの制御装置。前記制限処理がなされている状況下、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記制限処理を解除し、正常時における時比率の操作に復帰させる復帰手段をさらに備えることを特徴とする請求項1~5のいずれか1項に記載のDCDCコンバータの制御装置。前記復帰手段は、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記時比率を、前記制限処理によって設定される時比率から前記正常時における時比率へと徐変させる徐変手段を備えることを特徴とする請求項6記載のDCDCコンバータの制御装置。ところで、モータジェネレータ等の車載高電圧システムと車体との間に絶縁不良等が生じる場合、コモンモードノイズが増加し、PWM処理された信号にノイズが重畳する現象が発明者らによって見出された。そしてこの場合、PWM処理された信号をデコードすることで得られる入力電圧の値が、過度に大きい値となり、実際にはDCDCコンバータを駆動可能であるにもかかわらず、DCDCコンバータを停止させる事態が生じうる。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータであって且つ、該DCDCコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオンオフ操作の1周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するDCDCコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記DCDCコンバータの出力電圧を制御する新たなDCDCコンバータの制御装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、入力電圧を変換して出力するDCDCコンバータであって且つ、該DCDCコンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧がそのオンオフ操作の1周期に対するオン時間の時比率および前記入力電圧の双方に依存するDCDCコンバータに適用され、前記時比率の操作によって前記DCDCコンバータの出力電圧を制御するDCDCコンバータの制御装置において、前記入力電圧の検出値が重畳された検出信号を取得する取得手段と、前記取得された検出信号が示す前記検出値に応じて前記出力電圧の制御のための前記時比率を制限するガード手段と、前記取得手段によって取得された前記検出信号が異常であるか否かを判断する制限用判断手段と、前記制限用判断手段によって異常があると判断される場合、前記DCDCコンバータによる電圧の変換処理を継続しつつも前記時比率の制限処理を行なう制限手段と、を備えることを特徴とする。上記発明では、スイッチング素子の入力端子および出力端子間に印加される電圧が入力電圧および時比率に依存する。このため、入力電圧に応じて時比率を制限するガード手段によって、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を回避することができる。ただし、検出信号に異常がある場合、ガード手段によっては、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を回避することが困難となる。そこで上記発明では、制限手段を備えることで、変換処理を継続しつつも、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避する。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記制限処理は、前記時比率を、前記入力電圧がとり得る値の全領域において前記スイッチング素子の入力端子および出力端子間に耐圧を超える電圧が印加されないと想定される値に強制的に設定する処理であることを特徴とする。請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をPWM処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記PWM処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、前記制限用判断手段は、前記検出信号が正常時キャリア周波数に応じた信号であるにもかかわらず、該検出信号によって表現される入力電圧が前記許容範囲を外れる場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とする。上記発明では、検出信号が正常時キャリア周波数に応じた信号であることで、入力電圧が許容範囲内にあると判断できるものの、検出信号によって表現される入力電圧が許容範囲を外れる場合、正しい入力電圧の値を知ることができないとして、制限処理を行なう。このため、変換処理を継続しつつも、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。請求項4記載の発明は、請求項1~3のいずれか1項に記載の発明において、前記入力電圧を検出し、前記入力電圧の検出値をPWM処理することで前記検出信号を生成して前記取得手段に出力する出力手段を備え、該出力手段は、前記入力電圧が許容範囲を外れるか否かを判断する出力用判断手段と、該判断手段によって前記許容範囲を外れると判断される場合、前記許容範囲内であると判断される場合の前記PWM処理のキャリア周波数である正常時キャリア周波数とは相違する異常時キャリア周波数に切り替える切替手段とを備え、前記制限用判断手段は、前記検出信号が前記正常時キャリア周波数および前記異常時キャリア周波数のいずれに対応するものでもない場合、前記制限処理を行なわせるべく前記検出信号に異常があると判断することを特徴とすることを特徴とする。上記発明では、検出信号に重畳される入力電圧情報の信頼性が低い場合、制限処理を行なうことで、変換処理を継続しつつも、入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。請求項5記載の発明は、請求項3または4記載の発明において、前記入力電圧は、車載主機の直流電圧源の端子電圧であり、前記直流電圧源には、前記車載主機に接続された電力変換回路が接続されており、前記キャリア周波数は、前記電力変換回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数よりも高く設定されていることを特徴とする。上記発明では、上記電力変換回路のスイッチング操作に伴い、検出信号にノイズが重畳するおそれがある。ただし、検出信号の周波数を高くするなら、ノイズの重畳によって入力電圧情報に誤差が生じる事態を抑制することができる。上記発明では、この点に鑑み、上記設定とした。請求項6記載の発明は、請求項1~5のいずれか1項に記載の発明において、前記制限処理がなされている状況下、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記制限処理を解除し、正常時における時比率の操作に復帰させる復帰手段をさらに備えることを特徴とする。請求項7記載の発明は、請求項6記載の発明において、前記復帰手段は、前記制限用判断手段によって前記異常がないと判断される場合、前記時比率を、前記制限処理によって設定される時比率から前記正常時における時比率へと徐変させる徐変手段を備えることを特徴とする。上記発明では、徐変手段を備えることで、復帰手段による処理に際して出力電圧が急変する事態を回避することができる。以下、本発明にかかるDCDCコンバータの制御装置を車載主機用の直流電圧源の電圧を降圧するDCDCコンバータに適用した一実施の形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ10は、車載主機であり、図示しない駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ10は、インバータINV、コネクタ12,14、およびリレー16,18を介して高電圧バッテリ20に接続されている。高電圧バッテリ20は、端子間電圧が百V以上の高電圧となる直流電圧源2次電池である。DCDCコンバータCNVは、高電圧バッテリ20の電圧を所定圧例えば12Vに降圧しつつその電力を低電圧バッテリ22に供給するものである。DCDCコンバータCNVは、第1トランスT1および第2トランスT2を備える絶縁型コンバータである。ここで、第1トランスT1は、1次側コイルW1、W2と2次側コイルW3とを備えて構成されており、第2トランスT2は、1次側コイルW4,W5と2次側コイルW6とを備えて構成されている。第1トランスT1の1次側コイルW1の一方の端子には、高電圧バッテリ20の正極端子が接続されており、他方の端子には、第2トランスT2の1次側コイルW4の一方の端子が接続されている。第2トランスT2の1次側コイルW4の他方の端子は、第2トランスT2の1次側コイルW5の一方の端子に接続されており、第2トランスT2の1次側コイルW5の他方の端子には、第1トランスT1の1次側コイルW2の一方の端子が接続されている。第1トランスT1の1次側コイルW2の他方の端子は、コンデンサC1を介して高電圧バッテリ20の負極端子に接続されている。上記第2トランスT2の1次側コイルW5の一方の端子側および高電圧バッテリ20の負極端子側間は、メインスイッチング素子Q1によって接続されている。また、メインスイッチング素子Q1には、ダイオードD1が、逆並列に接続されている。上記第1トランスT1の1次側コイルW2の他方の端子および第2トランスT2の1次側コイルW5の一方の端子間には、コンデンサC2およびサブスイッチング素子Q2が並列接続されている。また、サブスイッチング素子Q2には、ダイオードD2が、逆並列に接続されている。なお、サブスイッチング素子Q2やコンデンサC2は、アクティブクランプ回路を構成するものである。上記第1トランスT1の2次側コイルW3の一方の端子および第2トランスT2の2次側コイルW6の一方の端子間は、同期整流用のスイッチング素子Q3,Q4によって接続されている。また、第1トランスの2次側コイルW3の他方の端子および第2トランスT2の2次側コイルW6の他方の端子は、短絡されている。そして、この短絡部と、スイッチング素子Q3、Q4の接続箇所との間には、コンデンサC3が接続されている。なお、コンデンサC3には、低電圧バッテリ22が並列接続されている。電圧モニタ回路30は、DCDCコンバータCNVの入力電圧Vin高電圧バッテリ20の端子電圧を検出し、PWM処理部32に出力する。PWM処理部32では、入力電圧Vinとキャリア信号との大小比較に基づくPWM処理によって、入力電圧Vinを論理Hおよび論理Lの1周期に対する論理Hの時間の比時比率によって表現するPWM信号SVを生成し、出力する。ここで、キャリア周波数は、正常時においては周波数f1とされる。これに対し、入力電圧Vinが過度に高かったり過度に低かったりする異常時においては、周波数f2<f1とされる。上記PWM処理部32から出力されるPWM信号SVは、フォトカプラ34を介して制御装置40に取り込まれる。ここで、フォトカプラ34は、高電圧バッテリ20を備える車載高電圧システムと、制御装置40を備える車載低電圧システムとの絶縁を保ちつつ信号を伝達するための絶縁通信手段である。制御装置40は、電流センサ42によって検出されるDCDCコンバータCNVの出力電流Ioutと、電圧センサ44によって検出されるDCDCコンバータCNVの出力電圧Voutとに基づき、メインスイッチング素子Q1やサブスイッチング素子Q2、スイッチング素子Q3,Q4を操作することで、入力電圧Vinを出力電圧Voutに変換する変換処理を行なう。この処理は、メインスイッチング素子Q1とサブスイッチング素子Q2とを交互にオン操作する相補駆動するに際し、スイッチング素子Q3,Q4の操作をメインスイッチング素子Q1、サブスイッチング素子Q2の操作にそれぞれ同期させることで行われる。すなわち、メインスイッチング素子Q1がオン且つサブスイッチング素子Q2がオフとなる場合、スイッチング素子Q3がオン且つスイッチング素子Q4がオフとなる。これにより、高電圧バッテリ20、1次側コイルW1,W4、およびメインスイッチング素子Q1を備えるループ経路が閉状態とされる。これにより、トランスT2では、2次側コイルW6を介してコンデンサC3に電流を出力する。また、この際、コンデンサC1、1次側コイルW2,W5、およびメインスイッチング素子Q1のループ経路で、コンデンサC1が放電する。一方、メインスイッチング素子Q1がオフ且つサブスイッチング素子Q2がオンとなる場合、スイッチング素子Q3がオフ且つスイッチング素子Q4がオンとなる。この場合、コンデンサC1,C2、サブスイッチング素子Q2、1次側コイルW4,W1、高電圧バッテリ20を備えるループ経路によって、1次側コイルW4,W1に電圧が印加され、この電圧の極性は、メインスイッチング素子Q1がオン状態であるときとは逆となる。このため、トランスT1では、2次側コイルW3を介してコンデンサC3に電流を出力する。また、1次側コイルW5,W2およびコンデンサC1を備えるループ経路によって、コンデンサC1が充電される。制御装置40では、上記メインスイッチング素子Q1がオンオフ操作される1周期に対するオン時間の時比率Duty値Dに応じて出力電圧Voutを制御する。この制御は、PWM信号SVを参照しつつ行なわれる。すなわち、PWM信号SVが上記異常時の周波数f2に応じた信号である場合、DCDCコンバータCNVによる電圧変換処理を強制的に停止させるメインスイッチング素子Q1およびサブスイッチング素子Q2をオフとする。一方、PWM信号SVが正常時の周波数f1に応じた信号である場合、上記Duty値Dを、PWM信号SVに応じてガード処理しつつDCDCコンバータCNVを駆動する。図2に、この駆動処理の詳細を示す。フィードバック制御部B10は、DCDCコンバータCNVの出力電圧Voutと出力電流Ioutとに基づき、これらを所望に制御するためのDuty値Dのベース値Dfbを算出する。一方、第1ガード処理部B12では、入力電圧Vinに基づき、Duty値Dの第1ガード値Dg1を算出する。第1ガード値Dg1は、下限電圧Vminと上限電圧Vmaxとの間で定義され、入力電圧Vinが大きくなるほど小さい値に設定される。これは、メインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間に過度に大きい電圧が印加される事態を回避するためのものである。すなわち、メインスイッチング素子Q1がオフ且つサブスイッチング素子Q2がオンとなる状況下、メインスイッチング素子Q1には、コンデンサC1,C2の電圧が印加され、この印加電圧は、Vin/1-Dとなる。このため、印加電圧がメインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間の耐圧VQMを越えない状況下、デューティ値Dをフィードバック制御部B10によって定まる値に極力設定可能なように、第1ガード値Dg1は、入力電圧Vinが大きいほど小さくなるように設定した。上記上限電圧Vmaxは、正常時において高電圧バッテリ20のとり得る上限電圧に設定される。この電圧は、先の図1に示したPWM処理部32がPWM信号SVのキャリア周波数を周波数f2に切り替える下限電圧と等しい。一方、下限電圧Vminは、先の図1に示したコネクタ12,14の接続不良が生じたか否かを判断するための判定値である。すなわち、コネクタ12,14に接続不良が生じると、コネクタ12,14よりも下流側であるDCDCコンバータCNVの入力端子間の電圧が低下する。ここで、接続不良が生じると、コネクタ12,14部分における配線の抵抗値が上下に変動する場合と等価の現象が生じる。このため、接続不良が生じる場合、DCDCコンバータCNVの入力電圧が低下した後急上昇することがあり、この場合、サージ電圧によってメインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間に過度に大きい電圧が印加される事態が生じうる。このため、下限電圧Vminを設けた。変化量算出部B14は、入力電圧Vinの上昇速度を算出する。詳しくは、入力電圧Vinの時間微分値とゼロとのうちの大きい方を入力電圧Vinの変化量ΔVinとする。第2ガード処理部B16は、変化量ΔVinに基づき、第2ガード値Dg2を算出する。第2ガード値Dg2は、入力電圧Vinが変化することで第1ガード値Dg1の更新が遅れたとしても、メインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間に過度に大きい電圧が印加される事態を回避するためのものであり、変化量ΔVinが大きくなるほど小さい値に設定される。詳しくは、第2ガード値Dg2は、変化量ΔVinが第1所定値以下である場合には一定値となっており、第1所定値を超えると変化量ΔVinの増大に伴って漸減し、第2所定値以上となると一定値となる。なお、上記変化量算出部B14による変化量ΔVinの算出手法からわかるように、第2ガード値Dg2は、変化量ΔVinが上昇する場合に限って定められる。これは、入力電圧Vinが低下する場合には、上記第1ガード値Dg1によるガード処理で十分であることによる。最小値選択部B18では、ベース値Dfbと、第1ガード値Dg1と、第2ガード値Dg2との内の最小値を、Duty値D0とする。こうして算出されるDuty値D0は、変換処理の正常時におけるDuty値である。セレクタSLでは、正常時においては、Duty値D0を最終的なDuty値Dとして採用する。ところで、車載高電圧システムと車体との間の絶縁不良が生じる場合等にあっては、高電圧システムにおけるインバータINV等のスイッチングに伴って高電圧システムから低電圧システムへとコモンモードノイズが流出しやすくなる。そしてコモンモードノイズが流出すると、このノイズがフォトカプラ34の2次側に重畳し、ひいては制御装置40によって受信されるPWM信号SVにおける論理Hのパルス幅が変化して入力電圧Vinに関する情報の信頼性の低下を招くおそれがある。具体的には、このようにノイズがフォトカプラ34の2次側に重畳する場合、PWM信号SVに重畳された入力電圧情報が上限電圧Vmaxを越えるか下限電圧Vminを下回る。こうした状況下、DCDCコンバータCNVを停止させる場合には、低電圧バッテリ22の充電手段がなくなるため、低電圧バッテリ22の蓄電量の低下に伴って車両の走行ができなくなる。これは、モータジェネレータ10を制御対象としインバータINVを操作する制御装置等の電源が低電圧バッテリ22であるためである。ただし、PWM信号SVが周波数f1に応じた信号であるなら、入力電圧Vinは、実際には、上限電圧Vmaxと下限電圧Vminとの間にあることから、本来、DCDCコンバータCNVによる変換処理を継続可能な状況である。そこで本実施形態では、この場合、セレクタSLによって第3ガード値Dg3を選択し、Duty値Dを第3ガード値Dg3に固定しつつDCDCコンバータCNVによる電圧変換処理を継続する。ここで、第3ガード値Dg3は、Duty値が上限電圧Vmaxである場合における第1ガード値Dg1の値とする。これは、入力電圧Vinが下限電圧Vminと上限電圧Vmaxとの間のいかなる値を取ろうとも、メインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に高くなる事態を回避するための設定である。さらに、本実施形態では、PWM信号SVのキャリアの周波数f1,f2を、インバータINVのスイッチング周波数f3よりも十分に高くする。これは、上記フォトカプラ34の2次側に重畳するコモンモードノイズとしては、特にインバータINVのスイッチングに伴うものが支配的であることによる。このため、スイッチング周波数f3よりも上記キャリアの周波数f1、f2を十分に高くすることで、コモンモードノイズがPWM信号SVに重畳したとしても、PWM信号SVの所定周期当たりのノイズの重畳頻度を十分に低くする。図3に、第3ガード値Dg3の利用処理の手順を示す。この処理は、制御装置40によって、たとえば所定周期でくり返し実行される。この一連の処理では、まずステップS10において、PWM信号SVを受信する。続くステップS12においては、第3ガード値Dg3に制限する旨を示すフラグFが1であるか否かを判断する。ここで1は、上記制限する条件が成立したことを示し、0は、上記制限する条件が成立していないことを示す。ステップS12において否定判断される場合、ステップS14において、以下のア~ウの条件の論理和が真であるか否かを判断する。アPWM信号SVが正常時の周波数f1に対応するものであって且つそれの示す入力電圧Vinが下限電圧Vmin未満であること。イPWM信号SVが正常時の周波数f1に対応するものであって且つそれの示す入力電圧Vinが上限電圧Vmaxを上回ること。ウPWM信号SVが正常時の周波数f1や異常時の周波数f2とは相違する周波数の信号であること。この処理は、第3ガード値Dg3に制限する条件が成立したか否かを判断するためのものである。ここで、条件ウは、PWM信号SVの示す入力電圧Vinが信頼性に乏しいと考えられることから加えたものである。そしてステップS14において肯定判断される場合、上記条件が成立したとして、ステップS16に移行する。ステップS16においては、フラグFを1として且つ、Duty値Dを第3ガード値Dg3とする。これに対し、ステップS12において肯定判断される場合、ステップS18に移行する。ステップS18においては、PWM信号SVが正常時の周波数f1に対応するものであって且つ、それの示す入力電圧Vinが下限電圧Vmin以上であって上限電圧Vmax以下であるか否かを判断する。この処理は、先の図2に示した最小値選択部B18の出力するDuty値D0へと復帰させるか否かを判断するためのものである。そして、ステップS20において肯定判断される場合、ステップS20において、フラグFを0とするとともに、Duty値DをDuty値D0へと徐変させる徐変処理を行なう。この処理は、たとえばDuty値Dの前回値と、Duty値D0との加重平均処理値を今回のDuty値Dとするなどして行なうことができる。なお、ステップS16、S20の処理が完了する場合や、ステップS14、S18において否定判断される場合には、この一連の処理を一旦終了する。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1PWM信号SVが正常時の周波数f1に対応する信号であるにも関わらず、その示す入力電圧Vinが下限電圧Vmin以上且つ上限電圧Vmax以下の領域にない場合、Duty値Dを第3ガード値Dg3に制限しつつも電圧変換処理を継続した。これにより、変換処理を継続しつつも、メインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。2PWM信号SVが周波数f1,f2のいずれでもない場合、Duty値Dを第3ガード値Dg3に制限しつつも電圧変換処理を継続した。これにより、変換処理を継続しつつも、メインスイッチング素子Q1の入力端子および出力端子間に印加される電圧が過度に大きくなる事態を好適に回避することができる。3第3ガード値Dg3に制限されている状況下、PWM信号SVが正常となることで、Duty値DをDuty値D0へと徐変させた。これにより、Duty値D0への復帰処理に際して出力電圧が急変する事態を回避することができる。4PWM信号SVのキャリアの周波数f1、f2を、インバータINVのスイッチング周波数f3よりも高く設定した。これにより、ノイズの重畳によって入力電圧情報に誤差が生じる事態を抑制することができる。<その他の実施形態>なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。制限用判断手段について許容範囲を、入力電圧Vinが下限電圧Vmin以上上限電圧Vmax以下に設定するものに限らない。たとえば、上限電圧Vmax以下であるなら許容範囲としてもよい。制限処理について第3ガード値Dg3よりも低い値ただし、電力変換処理が可能な値に固定するものであってもよい。またたとえば、第3ガード値Dg3に一旦制限した後、関係式{Vin/1-D}<VQMVQM:メインスイッチング素子Q1の耐圧における入力電圧Vinを出力電圧Voutに変換した式{nVout/D1-D}<VQMを満たすDuty値Dに制限してもよい。この場合であっても、PWM信号SVが異常であると判断されることで、第3ガード値Dg3に一旦制限することで、参照するパラメータを出力電圧Voutに切り替えてガード値の設定処理を直ちに行なう場合と比較して、制限処理を迅速に開始することができる。PWM信号SVの周波数f1、f2がインバータINVのスイッチング周波数f3と比較して十分に高くないなら、PWM信号SVが周波数f1,f2のいずれにも対応しないものである場合、DCDCコンバータCNVを停止させてもよい。これは、この場合、実際の周波数が周波数f2であるにもかかわらず、周波数f1,f2のいずれでもない期間が継続するおそれがあるためである。ちなみに、上記実施形態の場合、実際には周波数f2である場合には、PWM信号SVにノイズが重畳したとしても、ノイズの重畳間隔が大きいために、制御装置40がその周波数を周波数f2であると早期に認識することができると考えられる。入力電圧Vinが上限電圧Vmax以下であると考えられる状況下において行なうものに限らない。たとえば、PWM信号SVの周波数自体に情報を重畳しない設定の場合等にあっても、高電圧バッテリ20の電圧として想定しうる電圧領域の境界値を取った場合において、メインスイッチング素子Q1に印加される電圧が耐圧VQMを超えないDuty値とする制限処理を行なうことはできる。切替手段について正常時の周波数f1と、高電圧時等の周波数f2との2つの周波数のいずれかを選択するものに限らない。たとえば、入力電圧Vinが上限電圧Vmax以下であって且つ高電圧システムと低電圧システムとの絶縁不良時において、絶縁不良である旨を示す第3の周波数をも選択可能とするものであってもよい。この場合、第3の周波数を受信する状況においては、メインスイッチング素子Q1に耐圧を超える電圧が印加されることはないが、絶縁不良時にはコモンモードノイズによってPWM信号SVの信頼性が低下すると考えられる。このため、こうした場合にも、Duty値Dをガード値Dg3に制限しつつDCDCコンバータCNVを駆動することが有効と考えられる。DCDCコンバータについて上記DCDCコンバータCNVに限らず、例えば、単一のトランスを備えるフライバックコンバータであってもよい。こうした場合であっても、1次側に設けられたスイッチング素子のオンオフ操作期間のいずれか一方に同期した期間において1次側コイルに蓄えられるエネルギをいずれか他方に同期した期間において2次側コイルを介して出力するに際し、スイッチング素子の入力端子および出力端子間に入力電圧VinとDuty値Dとに応じた電圧が印加される。このため、本発明の適用は有効である。また、フライバックコンバータに限らない。例えばアクティブクランプ型フォワードコンバータであってもよい。この場合であっても、アクティブクランプ回路の備えるコンデンサがDuty値に応じた電圧まで充電されるために、コンバータを構成するスイッチング素子の入力端子および出力端子間には、入力電圧VinとDuty値Dとに応じた電圧が印加される。このように、1次側コイルに印加される電圧によって誘起される磁束を1次側コイルにコンデンサの電圧を印加することでリセットするものアクティブクランプ型のコンバータ等である場合、コンデンサの電圧に応じた電圧がスイッチング素子に印加される期間を有して且つ、コンデンサの電圧が入力電圧VinおよびDuty値Dの双方に依存するため、本発明の適用が有効である。検出信号PWM信号SVについてキャリアの周波数f1,f2の双方を、車載主機モータジェネレータ10に接続されるインバータINVのスイッチング周波数f3よりも大きくするものに限らない。たとえば、高電圧バッテリ20に、補機に電力を供給する電力変換回路が接続される場合、そのスイッチング周波数よりもさらに高くすることが望ましい。また、DCDCコンバータCNVのスイッチング周波数よりも高くすることが、PWM信号SVの信頼性を向上させる上では望ましい。もっとも、PWM処理された信号にも限らない。ガード手段について入力電圧Vinに応じた第1ガード値Dg1の設定としては、先の図2に例示したものに限らない。そのほか上記各実施形態では、DCDCコンバータCNVの出力電流Ioutおよび出力電圧Voutの双方を制御量とするフィードバック制御を行ったが、これに限らず、いずれか一方であってもよい。上記実施形態では、DCDCコンバータCNVの出力電流を検出する手段として、電流センサ42を用いたが、これに限らず、例えば通常1次側回路に設けられるカレントミラー等の電流検出手段の検出値から出力電流を算出する手段としてもよい。DCDCコンバータCNVの入力電圧Vinとしては、車載主機のための直流電圧源の端子電圧にも限らない。"