直流電源に接続され、第1の半導体スイッチング素子の動作に基づき、前記直流電源の直流を電圧の異なる直流に変換して出力し、または前記直流電源の直流を交流に変換して出力する第1の電力変換回路と、前記直流電源に接続され、第2の半導体スイッチング素子の動作に基づき、前記直流電源の直流を電圧の異なる直流に変換して出力し、または前記直流電源の直流を交流に変換して出力する第2の電力変換回路と、前記第1の電力変換回路および前記第2の電力変換回路を並列に動作させ、当該並列動作時に、前記第1の電力変換回路に存在する第1の寄生容量に流れる漏洩電流と前記第2の電力変換回路に存在する第2の寄生容量に流れる漏洩電流とが循環する経路を形成するように、前記第1の半導体スイッチング素子および第2の半導体スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。前記第1の電力変換回路は、前記直流電源に接続され、前記第1の半導体スイッチング素子の動作により前記直流電源の直流を交流に変換し、当該変換出力を第1の変圧器で変圧したのちに直流に変換する第1のDC-DCコンバータで構成し、前記第2の電力変換回路は、前記直流電源に接続され、前記第2の半導体スイッチング素子の動作により前記直流電源の直流を交流に変換し、当該変換出力を第2の変圧器で変圧したのちに直流に変換する第2のDC-DCコンバータで構成したことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第1の電力変換回路の電力変換過程で生成される第1の電圧および前記第2の電力変換回路の電力変換過程で生成される第2の電圧に基づき、前記第1の半導体スイッチング素子の動作と前記第2の半導体スイッチング素子の動作とのタイミングの誤差を検出するタイミング誤差検出手段を、さらに備え、前記制御回路は、前記タイミング誤差検出手段が検出した誤差に応じて、前記第1の半導体スイッチング素子と前記第2の半導体スイッチング素子とを動作させるタイミングを補正することを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電力変換装置。前記タイミング誤差検出手段は、前記第1の電力変換回路の第1のトランスに設けた第1の補助巻線と、前記第2の電力変換回路の第2のトランスに設けた第2の補助巻線と、を備え、前記第1の補助巻線と前記第2の補助巻線とを直列に接続し、当該直列に接続した2つの補助巻線の両端に生じる電圧を検出電圧とすることを特徴とする請求項3に記載の電力変換装置。前記第1の寄生容量と前記第2の寄生容量との間に容量値の差がある場合に、寄生容量が小さい電力変換回路側にその差に応じた容量値を有するコンデンサを設けるようにしたことを特徴とする請求項2乃至請求項4のうちのいずれか1項に記載の電力変換装置。前記第1の電力変換回路は少なくとも1つからなり、前記第2の電力変換回路は少なくとも1つからなることを特徴とする請求項1乃至請求項5のうちのいずれか1項に記載の電力変換装置。しかし、改良発明では、補助スイッチのオン/オフ指令を主回路のスイッチング素子の反転とすることになるが、これでは上述したデッドタイムの存在により主回路の電位変動と補助スイッチのオン/オフのタイミングを合わすことができない。仮に、そのタイミングを補正したとしても、半導体スイッチング素子自身の特性や素子端子間のキャパシタンスと回路の寄生インダクタンスによる共振などの影響で、A、B点の電位変動波形は純粋な方形波にはならない。実際の電位変動波形を部品や実際の電流の異なる別の回路で再現するのは極めて困難である。このため、図4に示す改良発明では、漏洩電流のキャンセル効果には限界があるという課題がある。そこで、本発明は、上記の課題に着目してなされたものであり、装置の小型化と低コスト化の実現を図るとともに、寄生キャパシタンスに伴う漏洩電流の効果的な抑制を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。上記の目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、直流電源に接続され、第1の半導体スイッチング素子の動作に基づき、前記直流電源の直流を電圧の異なる直流に変換して出力し、または前記直流電源の直流を交流に変換して出力する第1の電力変換回路と、前記直流電源に接続され、第2の半導体スイッチング素子の動作に基づき、前記直流電源の直流を電圧の異なる直流に変換して出力し、または前記直流電源の直流を交流に変換して出力する第2の電力変換回路と、前記第1の電力変換回路および前記第2の電力変換回路を並列に動作させ、当該並列動作時に、前記第1の電力変換回路に存在する第1の寄生容量に流れる漏洩電流と前記第2の電力変換回路に存在する第2の寄生容量に流れる漏洩電流とが循環する経路を形成するように、前記第1の半導体スイッチング素子および第2の半導体スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、を備えている。また、本発明の電力変換装置において、前記第1の電力変換回路は、前記直流電源に接続され、前記第1の半導体スイッチング素子の動作により前記直流電源の直流を交流に変換し、当該変換出力を第1の変圧器で変圧したのちに直流に変換する第1のDC-DCコンバータで構成し、前記第2の電力変換回路は、前記直流電源に接続され、前記第2の半導体スイッチング素子の動作により前記直流電源の直流を交流に変換し、当該変換出力を第2の変圧器で変圧したのちに直流に変換する第2のDC-DCコンバータで構成するようにした。さらに、本発明の電力変換装置では、さらに、前記第1の電力変換回路の電力変換過程で生成される第1の電圧および前記第2の電力変換回路の電力変換過程で生成される第2の電圧に基づき、前記第1の半導体スイッチング素子の動作と前記第2の半導体スイッチング素子の動作とのタイミングの誤差を検出するタイミング誤差検出手段を、備え、前記制御回路は、前記タイミング誤差検出手段が検出した誤差に応じて、前記第1の半導体スイッチング素子と前記第2の半導体スイッチング素子とを動作させるタイミングを補正する。また、本発明の電力変換装置において、前記タイミング誤差検出手段は、前記第1の電力変換回路の第1のトランスに設けた第1の補助巻線と、前記第2の電力変換回路の第2のトランスに設けた第2の補助巻線とを備え、前記第1の補助巻線と前記第2の補助巻線とを直列に接続し、当該直列に接続した2つの補助巻線の両端に生じる電圧を検出電圧とする。さらに、本発明の電力変換装置において、前記第1の寄生容量と前記第2の寄生容量との間に容量値の差がある場合に、寄生容量が小さい電力変換回路側にその差に応じた容量値を有するコンデンサを設けるようにした。また、本発明の電力変換装置において、前記第1の電力変換回路は少なくとも1つからなり、前記第2の電力変換回路は少なくとも1つからなる。本発明によれば、装置の小型化と低コスト化の実現を図るとともに、寄生キャパシタンスに伴う漏洩電流の効果的な抑制を図ることができる。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。実施形態の概要図1は本発明に係る電力変換装置の実施形態の構成を示す回路図である。この実施形態に係る電力変換装置は、図1に示すように、絶縁型DC-DCコンバータに適用したものである。この実施形態は、第1の電力変換回路である絶縁型DC-DCコンバータ16と、第2の電力変換回路である絶縁型DC-DCコンバータ17とを備え、2つのDC-DCコンバータ16、17が並列動作してそれぞれ電力変換を行い、同一の負荷13に電力を供給するようになっている。また、この実施形態では、絶縁型DC-DCコンバータ16、17の並列動作時に、後述のように、絶縁型DC-DCコンバータ16に存在する対地寄生キャパシタンスに流れる漏洩電流と、絶縁型DC-DCコンバータ17に存在する対地寄生キャパシタンスに流れる漏洩電流とが循環する経路を形成するようになっている。さらに、この実施形態は、図2に示す絶縁型DC-DCコンバータを2つの絶縁型DC-DCコンバータ16、17に分割した場合と同様の構成を採用する。このため、この実施形態は、図2に示す絶縁型DC-DCコンバータと同じ電流容量とする場合には、絶縁型DC-DCコンバータ16、17をその電流容量の1/2ずつの大きさにすることができる。したがって、この実施形態では、装置全体の大きさを、図2に示す絶縁型DC-DCコンバータの大きさとほぼ同じにすることができる。実施形態の構成次に、この実施形態の具体的な構成について、図1を参照して説明する。絶縁型DC-DCコンバータ16は、直流電源1に接続され、MOSトランジスタからなる半導体スイッチング素子21~24の動作により直流電源1の直流を交流に変換し、その変換出力を変圧器30で変圧したのちに直流電源1の電圧と異なる直流に変換して出力する。このため、絶縁型DC-DCコンバータ16は、半導体スイッチング素子21~24からなるブリッジ回路20と、変圧器30と、ダイオード41~44からなる整流回路40と、インダクタ51およびコンデンサ52からなる平滑回路50とを備えている。ここで、絶縁型DC-DCコンバータ16は、図示しない筐体内に収容されるので、その回路内のA、Bの各点と筐体のフレーム14との間に、寄生容量である対地寄生キャパシタンス103、104がそれぞれ存在する。ブリッジ回路20の入力側は直流電源1に接続され、ブリッジ回路20の出力側は変圧器30の1次巻線の両端に接続されている。トランス30の2次巻線は、整流回路40の入力側に接続されている。整流回路40の出力側は、平滑回路50の入力側に接続されている。半導体スイッチング素子21~24のそれぞれには、ダイオード25~28が並列接続されている。絶縁型DC-DCコンバータ17は、直流電源1に接続され、MOSトランジスタからなる半導体スイッチング素子61~64の動作により直流電源1の直流を交流に変換し、その変換出力を変圧器70で変圧したのちに直流電源1の電圧と異なる直流に変換して出力する。このため、絶縁型DC-DCコンバータ17は、半導体スイッチング素子61~64からなるブリッジ回路60と、変圧器70と、ダイオード81~84からなる整流回路80と、平滑回路50とを備えている。ここで、絶縁型DC-DCコンバータ17は、図示しない筐体内に収容されるので、その回路内のC、Dの各点と筐体のフレーム14との間に、対地寄生キャパシタンス103、104と同様の対地寄生キャパシタンス105、106がそれぞれ存在する。ブリッジ回路60の入力側は直流電源1に接続され、ブリッジ回路60の出力側は変圧器70の1次巻線の両端に接続されている。トランス70の2次巻線は、整流回路80の入力側に接続されている。整流回路80の出力側は、平滑回路50の入力側に接続されている。半導体スイッチング素子61~64のそれぞれには、ダイオード65~68が並列接続されている。また、この実施形態では、図1に示すように、タイミング誤差検出回路18と、制御回路19とを備えている。タイミング誤差検出回路18は、絶縁型DC-DCコンバータ16の電力変換過程で生成される電圧と絶縁型DC-DCコンバータ17の電力変換過程で生成される電圧とに基づき、半導体スイッチング素子21~24のオンオフ動作と、これに対応する半導体スイッチング素子61~64のオンオフ動作とのタイミングの誤差を検出する。このため、タイミング誤差検出回路18は、変圧器30の鉄心に設けた補助巻線33と変圧器70の鉄心に設けた補助巻線73とを備え、補助巻線33と補助巻線73とを直列に接続し、この直列に接続した2つの補助巻線33、73の両端に生じる電圧Vdを動作タイミングの誤差に係る検出電圧として制御回路19に出力する。制御回路19は、指令信号に基づいて、半導体スイッチング素子21~24をそれぞれオンオフ動作するオンオフ信号S1~S4、および半導体スイッチング素子61~64をそれぞれオンオフ動作するオンオフ信号S5~S8を生成して出力する。また、制御回路19は、電力変換の動作時に、タイミング誤差検出回路18の検出誤差である検出電圧Vdに応じて、半導体スイッチング素子21~24をオンオフ動作するタイミングと、これに対応する半導体スイッチング素子61~64をオンオフ動作するタイミングとの誤差を、後述のように補正する。実施形態の動作次に、このような構成からなる実施形態の動作例について説明する。この実施形態では、制御回路19が、動作指令信号に基づき、絶縁型DC-DCコンバータ16の半導体スイッチング素子21~24のオンオフ動作を制御するとともに、絶縁型DC-DCコンバータ17の半導体スイッチング素子61~64のオンオフ動作を制御する。すなわち、制御回路19は、半導体スイッチング素子21、24を同時にオンするときには、半導体スイッチング素子62、63を同時にオンする。このときには、半導体スイッチング素子22、23、61、64は、いずれもオフとする。一方、半導体スイッチング素子22、23を同時にオンするときには、半導体スイッチング素子61、64を同時にオンする。このときには、半導体スイッチング素子21、24、62、63は、いずれもオフとする。いま、半導体スイッチング素子21、24が同時にオンし、半導体スイッチング素子62、63が同時にオンしたとする。この場合には、絶縁型DC-DCコンバータ16側では、直流電源1から変圧器30の1次巻線に電流が流れ、その1次巻線に1次電圧が発生する。この1次電圧が変圧器30で変圧されて2次電圧となり、この2次電圧は整流回路40で整流されたのち平滑回路50で平滑されて出力電圧Eoとなる。絶縁型DC-DCコンバータ17側では、直流電源1から変圧器70の1次巻線に電流が流れ、その1次巻線に1次電圧が発生する。この1次電圧が変圧器70で変圧されて2次電圧となり、この2次電圧は整流回路80で整流されたのち平滑回路50で平滑されて出力電圧Eoとなる。このような動作に伴い、A点の電位がN点の電位からP点の電位となり、対地寄生キャパシタンス103からフレーム14に漏洩電流が流れる。このときには、C点の電位がP点の電位からN点の電位となり、フレーム14から対地寄生キャパシタンス105に同じ大きさの漏洩電流が流れる。したがって、漏洩電流は、回路内においてA点、対地寄生キャパシタンス103、G点フレーム14、対地寄生キャパシタンス105、およびC点の経路で循環し、外部に流出しない。次に、半導体スイッチング素子22、23が同時にオンし、半導体スイッチング素子61、64が同時にオンしたとする。この場合には、絶縁型DC-DCコンバータ16、17では、上記と同様な処理がなされ、出力電圧Eoが得られる。また、この場合には、B点の電位がN点の電位からP点の電位となり、対地寄生キャパシタンス104からフレーム14に漏洩電流が流れる。このときには、D点の電位がP点の電位からN点の電位となり、フレーム14から対地寄生キャパシタンス106に同じ大きさの漏洩電流が流れる。したがって、漏洩電流は、回路内においてB点、対地寄生キャパシタンス104、G点、対地寄生キャパシタンス106、およびD点の経路で循環し、外部に流出しない。また、このように動作する場合には、絶縁型DC-DCコンバータ16から見たG点の電位は、常にP点とN点との間P-N間を均等分圧した点となるので、直流電源1の中間点であるM点の電位と等しくなる。すなわち、G点から見たM点の電位変動も抑制される。ところで、制御回路19は、半導体スイッチング素子21~24および半導体スイッチング素子61~64に対して上記のようにオンオフ動作の制御を行う。このときに、例えば、半導体スイッチング素子21、62に同時にオン指令を与えたとしても、信号伝達回路の遅延時間の差や、半導体スイッチング素子21、62自身の動作遅延時間の差などにより実際の動作に時間差が生じ得る。これにより、上述の効果が減殺されるため、必要に応じてそのオンオフ動作のタイミング補正を行う必要がある。そこで、この実施形態では、上記のようにタイミング誤差検出回路18を設け、制御回路19の制御動作中に、タイミング誤差検出回路18の検出電圧Vdに基づいて、以下のようなタイミング補正を行うようにした。すなわち、半導体スイッチング素子21、24をオンするときには変圧器30の1次巻線には正の電圧が印加され、このとき半導体スイッチング素子62、63がオンするので変圧器70の1次巻線には負の電圧が印加される。このため、変圧器30の補助巻線33に発生する電圧と、変圧器70の補助巻線73に発生する電圧とは打ち打ち消し合い、タイミング誤差検出回路18の検出電圧Vdは0Vになる。この状態から半導体スイッチング素子21、24をオフにし、変圧器30の1次巻線の電圧を0Vにする場合には、同時に62、63がオフして変圧器70の1次巻線の電圧を0Vにする。このため、変圧器30の補助巻線33に発生する電圧と変圧器70の補助巻線73に発生する電圧とは共に0Vとなり、その加算値である検出電圧Vdは0Vになる。一方、半導体スイッチング素子21、24のオフに対して半導体スイッチング素子62、63のオフが遅れた場合には、半導体スイッチング素子21、24がオフしてから半導体スイッチング素子62、63がオフするまでの期間は検出電圧Vdが負の電圧となり、幅の狭い電圧パルスが発生する。この場合には、制御回路19は、半導体スイッチング素子21、24に与えるオフ指令オフ信号を与えるタイミングを、その検出電圧Vdである電圧パルスが発生しなくなるまで除々に遅らせてその時間差をなくす。これにより、上記の遅れを解消できる。同様に、半導体スイッチング素子22と半導体スイッチング素子61との間にオンオフ動作の遅れがあり、半導体スイッチング素子23と半導体スイッチング素子64との間にオンオフ動作の遅れがある場合には、上述と同様の補正によりその遅れを解消することができる。以上のように、この実施形態では、2つの絶縁型DC-DCコンバータ16、17から構成し、両DC-DCコンバータ16、17のそれぞれでは同一部品を使用し、等しい電流を流している。このため、両DC-DCコンバータ16、17のそれぞれの電位変動波形は寄生振動のレベルまで極めて近いものとなり、これらが上記のように漏洩電流をキャンセルし合うので、漏洩電流に対する大きな抑制効果が得られる。また、この実施形態では、絶縁型のDC-DCコンバータ16、17にそれぞれ存在する対地寄生キャパシタンス103、105の各値は等しく、同様にそれらに存在するそれぞれの対地寄生キャパシタンス104、106の各値は等しいことが望ましい。同様に、上述した漏洩電流が循環するそれぞれの循環経路は、放射ノイズ発生防止の観点から循環経路の長さができるだけ短いことが望ましい。このため、ブリッジ回路20および変圧器30と、ブリッジ回路60および変圧器70とは、できるだけ近接して配置するとともに対称構造とし、対地寄生キャパシタンスの値を揃えるとともに漏洩電流の循環経路を最短化するものとする。また、結果として対地寄生キャパシタンスの値に差異ができた場合、その値が小さいほうの絶縁型DC-DCコンバータにその差分に相当する接地コンデンサを設けるようにする。例えば、対地寄生キャパシタンス103の値に比べて対地寄生キャパシタンス105の値が小さい場合には、対地寄生キャパシタンス105に並列になるように接地コンデンサを設け、両者のバランスを取るようにする。この場合の接地コンデンサは、図3の接地コンデンサ100に比べ極めて小さい容量値たとえば千分の1であるので、上述の問題は生じない。実施形態の変形例1第1の変形例上記の実施形態では、同じ回路からなる2つの絶縁型DC-DCコンバータ16、17で構成するようにしたが、本発明はこれに限るものではなく、以下の第1の変形例のように構成しても良い。第1の変形例は、図1に示す回路と同じ回路からなる絶縁型DC-DCコンバータを、4、6、8というように偶数個で構成するようにした。例えば、4つの絶縁型DC-DCコンバータで構成する場合には、2つの絶縁型DC-DCコンバータの動作に対し、残りの2つの絶縁型DC-DCコンバータは逆の動作をさせる。2第2の変形例第2の変形例は、同じ回路からなる絶縁型DC-DCコンバータを、奇数個で構成するようにした。この場合には、対地寄生キャパシタンスのバランスが取れればよい。たとえば、3つの絶縁型DC-DCコンバータで構成する場合には、第1の絶縁型DC-DCコンバータの動作に対し、第2および第3の絶縁型DC-DCコンバータが逆極性の動作を行うようにする。そして、第1の絶縁型DC-DCコンバータの対地寄生キャパシタンスが、第2および第3の絶縁型DC-DCコンバータのそれぞれの対地寄生キャパシタンスの2倍となるよう調整すれば、両者のバランスを取ることができる。3第3の変形例上記の実施形態では、整流回路40と整流回路80を別個に設け、その2つの整流回路40、80の出力を並列接続し、平滑回路50を共用するようにしたが、これに代えて、インダクタ51を2つに分割し、コンデンサ52の部分で並列接続しても良い。あるいは、整流回路40、80同士を直列接続してもかまわない。4第4の変形例上記の実施形態では、絶縁型DC-DCコンバータ16、17を並列接続し、この並列接続部の両端を、直流電源1を両端に接続させるようにした。しかし、たとえば、図1において、P点とM点との間に絶縁型DC-DCコンバータ16を接続し、M点とN点との間に絶縁型DC-DCコンバータ17を接続するというように、絶縁型DC-DCコンバータ16、17に直列接続するようにして良く、この場合にも上記の実施形態と同様の漏洩電流のキャンセル効果が得られる。これは、漏洩電流がキャパシタンスを介して流れる純粋な交流であり、電位変動量には依存するが直流的な電位には影響されず、したがって、絶縁型DC-DCコンバータ16と絶縁型DC-DCコンバータ17との間に直流電位差があったとしても、漏洩電流のキャンセル効果には無関係なためである。