"1×2カプラと2×2カプラとに挟まれた2本のアーム導波路に変調用光移相器を備えた1×2RZパルス化器と、前記2×2カプラの2出力のそれぞれに接続された2つの干渉計型変調器と、前記干渉計型変調器のそれぞれの出力を合流させる2×1カプラとを備えたことを特徴とする光変調器。前記1×2RZパルス化器を駆動するパルス化信号は、駆動波形ftが、ft-CLK/2=-ftの関係を満たし、振幅Vπで繰り返し周期CLKのパルス化信号であることを特徴とする請求項1に記載の光変調器。前記パルス化信号は、正弦波であることを特徴とする請求項2に記載の光変調器。前記1×2RZパルス化器を駆動するパルス化信号は、駆動波形ftが、Ft=Abs{ft-Vπ/2}-Vπ/2、または、Ft=Abs{ftVπ/2}-Vπ/2としたときに、Ft-CLK/2=-Ftを満たし、振幅2Vπで繰り返し周期CLKのパルス化信号であることを特徴とする請求項1に記載の光変調器。前記パルス化信号は、振幅中心をVπ/2または-Vπ/2とする三角波であること特徴とする請求項4に記載の光変調器。前記干渉計型変調器は、前記1×2RZパルス化器の2×2カプラの出力と合流カプラとに挟まれた2本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であり、前記1×2RZパルス化器の2×2カプラの出力から各々の前記干渉計型変調器の分岐カプラの入力までの伝搬遅延時間差がパルス化周期のk05倍kは整数となる遅延回路と、各々の前記干渉計型変調器からの出力信号の相対光位相を90°にするπ/2光移相器とをさらに備えたことを特徴とする請求項1に記載の光変調器。前記干渉計型変調器は、前記1×2RZパルス化器の2×2カプラの出力と偏波合成器とに挟まれた2本のアーム導波路にマッハツェンダー干渉計型変調器を備え、該マッハツェンダー干渉計型変調器は、分岐カプラと合流カプラに挟まれた2本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であり、前記マッハツェンダー干渉計型変調器のいずれか一方の出力に接続されたTE/TM偏波変換器を備え、前記偏波合成器は、前記TE/TM偏波変換器からの出力光と前記マッハツェンダー干渉計型変調器の他方の出力光とを偏波合成することを特徴とする請求項1に記載の光変調器。前記1×2RZパルス化器の2×2カプラの出力から前記干渉計型変調器の分岐カプラまでの伝搬遅延時間差がパルス化周期のk05倍kは整数となる遅延回路をさらに備えたことを特徴とする請求項7に記載の光変調器。前記1×2RZパルス化器の2×2カプラの出力から前記偏波合成器までの伝搬遅延時間差がパルス化周期のk倍kは整数であることを特徴とする請求項7に記載の光変調器。前記遅延回路は、遅延長をΔL、光導波路に置き換えられる材料の屈折率温度依存性をdn/dTとしたときに、前記材料が、を満たす長さdLcompであることを特徴とする請求項6または8に記載の光変調器。前記干渉計型変調器のそれぞれの出力に光出力モニタを備えたことを特徴とする請求項1に記載の光変調器。前記光出力モニタのそれぞれの光強度の時間平均値が同じになるように、前記1×2RZパルス化器の駆動動作点を調整することを特徴とする請求項11に記載の光変調器。前記1×2RZパルス化器の前記2×2カプラの出力いずれか一方、または双方に光出力モニタを備えたことを特徴とする請求項1に記載の光変調器。前記2×2カプラの出力のそれぞれに備えられた光出力モニタの光強度の時間平均値が同じになるように、前記1×2RZパルス化器の駆動動作点を調整することを特徴とする請求項13に記載の光変調器。前記1×2RZパルス化器の駆動動作点のバイアス値に微小なディザリング信号を重畳し、該ディザリング信号による前記光出力モニタの光強度の変化量が最大になるように、前記1×2RZパルス化器の駆動動作点を調整することを特徴とする請求項11または13に記載の光変調器。以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳細に説明する。第1の実施形態:RZパルス化器付きDQPSK変調器:Vπ駆動図4に、本願発明の第1の実施形態にかかるRZパルス化器付きDQPSK変調器の構成を示す。光変調器200は、1×2カプラ221と2×2カプラ222に挟まれた2本のアーム導波路に変調用光移相器223,224を備えた1×2RZパルス化器220と、1×2RZパルス化器220の2出力のいずれか一方図3ではQch側に、変調シンボルレートの半分に相当する遅延を挿入する遅延回路240と、DQPSK変調器とを備える。DQPSK変調器は、1×2カプラと2×1カプラに挟まれた2本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であるIch用変調器213とQch用変調器214と、2つのデータ変調器からの出力を合流させる2×1カプラ212とを備えている。Ich用変調器213とQch用変調器214のそれぞれの入力は、遅延回路240を介して、1×2RZパルス化器220の2出力に接続されている。Ich用変調器213とQch用変調器214のいずれか一方の出力には、Ich用変調器213からの出力信号に対してQch用変調器214からの出力信号の相対位相差を90°にするためのπ/2光移相器215が挿入されている。なお、それぞれの1×2カプラ、2×1カプラは、2×2カプラを用いて、不要なポートに主信号経路を接続しない代用構成としても良い。DQPSK変調器にRZパルス化器を単純に接続した従来の光変調器100と比較してみると、第1の実施形態の光変調器200は、RZパルス化器の出力側2×1カプラが2×2カプラになり、DQPSK変調器の入力側の1×2カプラを兼ねていること、およびDQPSK変調器のアーム導波路の一方に遅延回路が備えられている点で大きく異なる。第1の実施形態の光変調器の動作について説明する。最初に、1×2RZパルス化器220の動作について説明する。変調用光移相器223,224を駆動するRZパルス信号は、CLK信号をVπの振幅で入力したVπ駆動とする。入力されたCW光は、1×2カプラ221で二分岐された後、変調用光移相器223,224でそれぞれ位相変調を受け、2×2カプラ222にて結合し干渉動作をする。図5A-Cを参照して、Vπ駆動の1×2RZパルス化器の動作原理を説明する。1×2RZパルス化器220の出力信号光の電界位相は、図5A,5Bのように変化する。図5Aは2×2カプラ222の一方の出力ポート図4の上側を示し、図5Bは2×2カプラ222の他方の出力ポート図4の下側を示す。変調用光移相器223経由の光は、プラス方向の位相変調を受けるので、その電界ベクトルは反時計回り●→×→○の軌跡を描く3-11。変調用光移相器224経由の光はマイナス方向の位相変調を受けるので、電界ベクトルは時計回り●→×→○の軌跡を描く3-12。2×2光カプラ222では、バー経路に対してクロス経路の信号光は90°の位相差がつくので、下側の出力ポートの信号光に対して上側の出力ポートの信号光は、図に示すように90°ずれた位置で軌跡描く。両者の電界のベクトル合成が出力信号光の電界ベクトルとなるので、出力信号光の軌跡は、実軸上の直線軌跡を描く3-2,3-3。従って、振幅VπのCLK信号で駆動した場合、各出力ポートからは、各シンボルで光位相及び強度波形が同じ繰り返し光パルスが出力される。図5Cに示したように、軌跡の動き方の位相は、上側の出力ポートと下側の出力ポートで逆になる。従って、上側の出力ポートが最大出力になっている時に、下側の出力ポートは最小出力となり、上側の出力ポートが最小出力になっている時に、下側の出力ポートは最小出力になる。上側の出力ポートから出力される光パルスと下側の出力ポートから出力される光パルスの出力タイミングは、半クロック分、すなわち変調シンボルレートの半シンボル分ずれる。このように、1×2RZパルス化器220は、RZパルス信号によって切り替わる光スイッチとして動作していることと等価になる。入力されたCW光は、上側の出力ポートと下側の出力ポートのいずれかに出力され、合計で見ると1×2RZパルス化器220では、原理損失が生じていないことが分かる。図6に、第1の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。図4に示した光変調器200にCW光を入力3-1すると、図5で説明したように、変調シンボルレートの半シンボル分ずれたタイミングで光パルスが出力される3-2,3-3。1×2RZパルス化器220の出力信号光は、遅延回路240により、一方の出力信号光が他方の出力信号光に対して半シンボル分に相当する遅延を受け、両者が揃ったタイミングで出力される3-4,3-5。従来のDQPSK変調器と同様に、Ich用MZI変調器213、Qch用MZI変調器214において、それぞれ位相2値で変調された後3-6,3-7、Ich側とQch側の光路長差を4分の1波長として90°の位相差3-8で各変調信号を合成する。その結果、光信号出力は、3-9に示すように位相4値に変調され、かつ、各シンボルが孤立パルスに形成されたRZ-DQPSK信号光を得ることができる。従来の光変調器100を用いた信号波形、図3の1-8と、第1の実施形態の光変調器200による信号波形、図6の3-9とを比較すると、本実施形態による信号光の強度は、従来の2倍となり、信号光強度の減衰が小さいことが分かる。これは、上述したように、RZパルス化器220を、1入力2出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損失を回避したことによる。第1の実施形態では、遅延回路220は、データ変調器Ich用変調器213/Qch用変調器214の前に配置した。遅延回路220とデータ変調器の順番を入れ替え、Qch用変調器214への信号タイミングDataQ信号が、Ich用変調器213への信号タイミングDataI信号に対して半シンボル分早めるようにしてもよい。具体的には、DataI信号を供給する回路に、半シンボル分の電気遅延回路を挿入すれば、同様の結果を得ることができる。遅延回路240は、半シンボル分の遅延長としたが、1×2RZパルス化器220から出力される光信号は、シンボルレートの繰り返し光パルスである。従って、遅延長は、15シンボル分、またはk05シンボル分ここでkは整数、すなわち端数が05シンボル分である遅延長であれば良い。ただし、あまりkの絶対値が大きな数字になると、設計遅延長に対してシンボルレートがずれた場合に、シンボルのずれが大きく変化し、端数が05シンボルの遅延から大きくずれるので、基本的にはkの絶対値は小さい値が望ましい。また、RZパルス信号は、1×2RZパルス化器220の上側の出力ポートと下側の出力ポートの信号光の孤立波形を同じ波形にするために、上下対称の駆動波形が望ましい。具体的には、CLK信号の半クロック分の周期に対して、駆動波形ftが、ft-CLK/2=-ftの関係を満たす駆動波形であることが望ましい。さらに、出力される光信号のスペクトル拡大防止の観点から、駆動波形は方形波よりも正弦波である方がより望ましい。従って、RZパルス信号には、単純にCLK信号を用いるよりも、電気バンドパスフィルタまたは電気低域フィルタを通して上下対象の正弦波に波形整形したクロック信号を用いた方が良い。ここで、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関して述べておく。本願実施形態の変調器構成では、DQPSK変調器にRZパルス化器が組み込まれた構成になっているので、モニタ出力の配置には工夫が必要である。まず、最も簡単な方法は、図4に示した3-2または3-3の箇所に、RZパルス化器220のためのモニタを設け、3-9の箇所、すなわち2×1カプラ212の後にDQPSK変調器のためのモニタを設ける方法である。RZパルス化器220は、2出力となっているが、一方の出力ポートのみを見た場合は、基本的に従来のRZパルス化器と同じように動作しているように見える。そこで、いずれか一方の出力ポートのモニタを行うことにより、従来の調整方法をそのまま用いることができる。DQPSK変調器は、原理損失の無い信号光が出力される点で従来と異なるが、モニタに関しては、3-9の箇所のモニタにより、従来の調整方法をそのまま用いることができる。第1の実施形態:RZパルス化器付きDQPSK変調器:2Vπ駆動次に、第1の実施形態の光変調器200において、RZパルス信号として、CLK信号を分周CLK/2し、2Vπの振幅入力とした信号を用いた場合2Vπ駆動について説明する。このように2Vπ振幅のCLK/2信号でRZパルス化を行う方法は、キャリア抑圧RZパルス化CSRZ化と呼ばれる。一般に、RZパルス化を行うと信号スペクトルがRZパルス化を行う前の約2倍に広がるが、CSRZパルス化の場合はスペクトル広がりが15倍程度に抑えることができる。このため、周波数利用効率を向上させる場合には好んで用いられる。図7A-Cを参照して、2Vπ駆動の1×2RZパルス化器の動作原理を説明する。2Vπ駆動を行う場合、図4の1×2RZパルス化器220の出力信号光の電界位相は、図7A,Bのように変化する。図7Aは2×2カプラ222の一方の出力ポート図4の上側を示し、図7Bは2×2カプラ222の他方の出力ポート図4の下側を示す。1×2RZパルス化器220そのものの構成は同じなので、駆動に伴う電界ベクトルの動きは、Vπ駆動時と同じであり、下側の出力ポートの信号光に対する上側の出力ポートの信号光の位相が90°ずれることも、Vπ駆動時と同じである。出力信号光の軌跡が実軸上の直線軌跡を描く点も同じであるが、駆動パルスの駆動範囲が2倍になり、かつ、パルス周期が2倍になるので、出力波形の様子3-2,3-3は、Vπ駆動時と若干異なる。具体的には、図7Cに示したように、駆動信号の振幅中心をVπ/2にした場合、1×2RZパルス化器220の上側出力ポートの信号光の軌跡は、実軸上をプラスからマイナスまで動く。従って、CLK/2信号の一周期の駆動により、2個の孤立パルスが出力され、かつ、この2個の孤立パルスの光位相はπ異なっている。強度波形だけを見ると、図5Cに示したVπ駆動時CLK信号の一周期で1個の孤立パルスと変わらない。しかし、光位相まで見ると、2Vπ駆動時には、シンボル毎に位相反転しており、Vπ駆動時と大きく異なっている。一方、下側出力ポートの信号光の軌跡は、実軸上のプラス範囲のみ動き、CLK/2信号の一周期で2往復するので、Vπ駆動時と同じように全てのシンボルで同一位相の光信号出力が得られる。なお、上側の出力ポートから出力される光パルスと下側の出力ポートから出力される光パルスの出力タイミングは、Vπ駆動と同様に半シンボル分ずれる。従って、2Vπ駆動の場合は、DQPSK変調器のIch用変調器213においては、シンボル毎に位相反転したパルスが入力されるので、変調用光移相器を駆動するDataI信号に対して、シンボル毎にビットを反転させるプリコード処理を入れる必要がある。また、RZパルス信号に方形波のCLK/2信号を用いると、上側出力ポートからの光パルス波形と下側出力ポートからの光パルス波形が異なる形になる。この場合、図7Cに当て嵌めて考えると、駆動波形は●点から×点に瞬時に移る波形となる。従って、上側出力ポートからの光パルス波形は、デューティー比が大きい波形、すなわちパルス幅が広く○点の時だけ光強度がゼロになる波形となる。一方、下側出力ポートからの光パルス波形は、デューティー比が小さい波形、即ちパルス幅が狭く○点の時以外は光強度が殆どゼロになる波形となる。詳細に計算すると、このデューティー比は、上側出力ポートからの光パルスで約67、下側出力ポートからの光パルスで約33となる。このようにVπ駆動時の推奨条件上下対称の駆動波形だけでは、良好な動作は得られない。図7Cの電気駆動信号と光出力信号の関係を勘案すると、1×2RZパルス化器220の上側の出力ポートと下側の出力ポートの信号光の光パルス波形を同じ波形にするためには、駆動波形ftは、Ft=Abs{ft-Vπ/2}-Vπ/2としたときに、Ft-CLK/2=-Ftが成り立つようは波形が望ましいことが分かる。さらに、スペクトル拡大防止の観点から、光パルス波形を正弦波形状とするために、駆動波形は、振幅中心をVπ/2とする三角波が望ましい。なお、図7ではこのような三角波を駆動信号に用いたとして各波形を図示している。図8に、2Vπ駆動の光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。上述したように、DQPSK変調器のIch用変調器213には、シンボル毎に位相反転したパルスが入力される。従って、Vπ駆動時と異なる点は、変調用光移相器を駆動するDataI信号に対して、シンボル毎にビットを反転させるプリコード処理を入れて動作させている点である。1×2RZパルス化器220の出力信号光3-2,3-3は、遅延回路240により光パルスのタイミングが揃った波形3-4,3-5になる。Ich用MZI変調器213の駆動信号DataI信号は、プリコード処理によりシンボル毎にビット反転させて入力するので、例えば、元のデータパターンが100...であった場合には、001...として入力する。従って、光位相π0π...3-4でIch用MZI変調器213に入力された光信号は、光位相π00...3-6で出力される。Qch用MZI変調器214においては、プリコード処理を行わずに変調される3-7。その後、Ich側とQch側の光路長差を4分の1波長として90°の位相差3-8で各変調信号を合成する。その結果、光信号出力は、3-9に示すように位相4値に変調され、かつ、各シンボルが孤立パルスに形成されたRZ-DQPSK信号光を得ることができる。このように2Vπ駆動方法においても、従来の光変調器100を用いた信号波形、図3の1-8と、第1の実施形態の光変調器200による信号波形、図8の3-9とを比較すると、本実施形態による信号光の強度は、従来の2倍となり、信号光強度の減衰が小さいことが分かる。これは、上述したように、RZパルス化器220を、1入力2出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損失を回避したことによる。なお、駆動信号の振幅中心を-Vπ/2にした場合には、図7Cを見て分かるように、1×2RZパルス化器220の上側ポートからの出力と下側ポートからの出力の波形が入れ替わり、上側ポートからは全てのシンボルで同一位相の信号光が出力され、下側ポートからはシンボル毎に位相反転する信号光が出力される。従って、シンボル毎にビット反転させるプリコード処理は、図4ではQch用変調器214のDataQ信号に対して入れることになる。第2の実施形態:RZパルス化器付き偏波多重QPSK変調器図9に、本発明の第2の実施形態にかかるRZパルス化器付き偏波多重QPSK変調器の構成を示す。光変調器300は、前段に、第1の実施形態の光変調器200と同じ構成の1×2RZパルス化器320と、遅延回路340とを備え、後段に、偏波多重QPSK変調器を備えている。偏波多重QPSK変調器は、X偏波用QPSK変調器310Xと、Y偏波用QPSK変調器310Yと、X偏波用QPSK変調器310Xの出力に接続され、TM偏波をTE偏波に変換する偏波回転器341と、X偏波用QPSK変調器310Xの光出力と偏波回転器341の光出力とを合成する偏波合成器343とを備えている。ここで、X偏波/Y偏波とは、偏波合成器の出力における偏波方向を指している。X偏波用QPSK変調器310XとY偏波用QPSK変調器310Yのそれぞれは、1×2カプラ311X,Yと2×1カプラ312X,Yに挟まれた2本のアーム導波路に変調用光移相器を備えたデータ変調器であるIch用変調器313X,YとQch用変調器314X,Yと、2つのデータ変調器からの出力を合流させる2×1カプラ312X,Yとを備えている。2本のアーム導波路の少なくとも一方には、Ich用変調器313X,Yからの出力信号に対してQch用変調器314X,Yからの出力信号の相対位相差を90°にするためのπ/2光移相器315X,Yが挿入されている。図10に、第2の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。光変調器300は、Zカット基板を使用し、1×2RZパルス化器320は、上述したVπ駆動で動作させたとする。図9に示した光変調器200の入力4-1から遅延回路340の出力4-4,4-5までの波形は、第1の実施形態の図6の3-1~3-5と同じである。遅延回路340の出力には、シンボルレートでの繰り返しパルスが同じタイミングで出力される。この繰り返しパルスに同期して、X偏波用QPSK変調器310X、Y偏波用QPSK変調器310Yのそれぞれにおいて、QPSK変調が行われ、位相4値に変調されたQPSK信号光が出力される4-6,4-7。Zカット基板では、TM偏光で変調が行われるので、ここまではTM偏光で伝搬させる。X偏波用QPSK変調器310Xから出力された信号光もTM偏光であるが、偏波回転器341によってTE偏光に変換される4-8。そして、Y偏波用QPSK変調器310Yから出力されたTM偏光の信号光4-7と偏波回転器341から出力されたTE偏光の信号光4-8とは、偏波合成器343によって偏波多重された信号光3-9となる。各偏波の信号光は、同じパルスタイミングで偏波多重されるので、このような偏波多重信号は、特にビットアライン偏波多重と呼ばれる。第2の実施形態においても、RZパルス化器320を1入力2出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損が回避できており、X偏波TE偏波とY偏波TM偏波を合わせた偏波多重信号で見てみると、全体の信号光強度の平均値は第1の実施形態と同じであることが分かる。なお、偏波合成器343は、単純な光カプラで代用することもできるが、その場合は、3dBの原理損失が生じる点がデメリットになる。また、光カプラを用いた場合、偏波回転器341の性能が不十分であったとき、偏波状態がそのまま出力されるので、X偏波信号とY偏波信号の直交性が90°からずれて劣化するという問題が生じる。偏波合成器343を用いた場合は、偏波変換し切れなかった偏波成分は偏波合成器で消光されて減衰する。従って、偏波回転器の性能が多少不十分であっても、偏波成分の直交性が高精度に保たれる。従って、単純な光カプラではなく偏波合成器を用いることが望ましい。また、第2の実施形態において、1×2RZパルス化器320を2Vπ駆動にした場合の相違点は、第1の実施形態と同じである。RZパルス化器320への駆動波形として、図7Cに示したような振幅中心Vπ/2の三角波を入力し、シンボル毎にビット反転させるプリコード処理は、Y偏波用QPSK変調器310YのDataYI信号、DataYQ信号の両方に対して入れる。RZパルス化器320への三角波駆動信号の振幅中心が-Vπ/2の場合には、プリコード処理は、X偏波用QPSK変調器310XのDataXI信号、DataXQ信号の両方に対して入れることになる。第2の実施形態では、Zカット基板を用いているので、偏波回転器341はX偏波用QPSK変調器310X側に設けているが、Xカット基板を用いた場合は、変調動作の偏波方向がTE偏波となるので、偏波回転器341はY偏波用QPSK変調器310Y側に設けることになる。第2の実施形態に関しても、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関して述べておく。通常、偏波多重QPSK変調器の場合は、各偏波のQPSK変調器毎にモニタを設ける。従って、RZパルス化器のモニタも含めると、合計3箇所でのモニタが必要となる。第2の実施形態の変調器構成においても、第1の実施形態での考え方と同様に、図9に示した4-2または4-3の箇所にRZパルス化器320のためのモニタを、4-6の箇所にY偏波用QPSK変調器310Yのためのモニタを、4-7または4-8の箇所にX偏波用QPSK変調器310Xのためのモニタを設けることにより、従来と同様の調整方法を用いることができる。さらに、第2の実施形態の変調器構成では、以下の述べる方法を用いることにより、モニタ箇所を減らすことができる。2×1RZパルス化器に加えているRZパルス化信号の変調動作点、即ち、バイアス点の駆動電圧が図17Aに示すようにずれた場合、2×1RZパルス化器からの出力光の光強度は、図17Bに示すように変化する。このようにバイアス点が適性値からずれると各出力ポートからの出力光のパルス形状が歪んでくる。この出力光の光強度の時間平均値を見てみると、図17Cに示すように、最適バイアス点で上側出力ポートの時間平均値と下側出力ポートの時間平均値が同じになることが分かる。従って、4-2と4-3の箇所の光強度の時間平均値が同じになるように、2×1RZパルス化器のバイアス点を調整すれば良い。4-2と4-3の箇所の光強度の時間平均値は、それぞれ4-6と、4-7または4-8における時間平均値と基本的には同じである。従って、4-6のY偏波用QPSK変調器のためのモニタと、4-7または4-8のX偏波用QPSK変調器のためのモニタにおいて、光強度の時間平均値が同じになるように、2×1RZパルス化器のバイアス点を調整すれば良く、前述した4-2または4-3のRZパルス化器のためのモニタを省略することができる。また、4-2と4-3での光出力値は、図17Bを見て分かるように、バイアス値を微小変動させた場合の変化量が最も大きくなる。別の方法として、2×1RZパルス化器のバイアス値に微小なディザリング信号を重畳しておき、4-2または4-3での光出力の変動を、ディザリング信号でロックイン検出する。検出結果から、光出力変化量が最大となるバイアスポイントを算出することにより、最適バイアス値を求めることができる。4-2または4-3での光出力の変動は、それぞれ4-6と、4-7または4-8とにおける光出力の変動と基本的には同じである。従って、4-6のY偏波用QPSK変調器のためのモニタと、4-7または4-8のX偏波用QPSK変調器のためのモニタにおいて、ロックイン検出を行うことにより、2×1RZパルス化器のバイアス点の調整が可能になる。前述した4-2または4-3のRZパルス化器専用のモニタを省略することができる。尚、ここで述べたモニタ方法は、前述の第1の実施形態でも同様に適用することができる。具体的には、3-2又は3-4と3-3又は3-5にモニタを設け、時間平均時が同じになるように2×1RZパルス化器のバイアス点の調整を行えばよい。第3の実施形態:RZパルス化器付きビットインターリーブ偏波多重QPSK変調器図11に、本発明の第3の実施形態にかかるRZパルス化器付き偏波多重QPSK変調器の構成を示す。図9に示した第2の実施形態との相違点は、遅延回路が無いこと、一方のQPSK変調器図11では、X偏波用QPSK変調器410Xの駆動信号DataXI信号、DataXQ信号に半シンボル分の電気遅延回路434a,bを挿入している点である。図12に、第3の実施形態にかかる光変調器における光信号の強度波形と電界位相を示す。光変調器400の入力5-1から1×2RZパルス化器420の出力5-2,5-3までの波形は、第1の実施形態の図6の3-1~3-3と同じである。Y偏波用QPSK変調器410Yの出力信号5-4とX偏波用QPSK変調器410Xの出力信号5-5が半シンボルずれて出力される。従って、各偏波の信号光は、半シンボルずれたパルスタイミングで偏波多重される5-7。この点が、第2の実施形態で得られる信号光と大きく異なる。このような偏波多重信号は、特にビットインターリーブ偏波多重と呼ばれている。ビットインターリーブ偏波多重においては、X偏波のパルスピークではY偏波のパルスは強度ゼロ、逆にY偏波のパルスピークではX偏波のパルスは強度ゼロとなっている。このため、受信の際に偏波分離が不十分であっても、パルス位置では相手偏波のパルスが無いのでクロストークを抑制することができる。さらに、ビットインターリーブ偏波多重信号は、元のシンボルレートの倍のシンボルレートで受信を行えば、偏波分離を行わなくても受信ができると言うメリットがある。第3の実施形態においても、RZパルス化器420を1入力2出力の構成とすることにより、パルス化に伴う原理損が回避できており、X偏波TE偏波とY偏波TM偏波を合わせた偏波多重信号で見てみると、全体の信号光強度の平均値は第1の実施形態と同じであることが分かる。なお、図11で挿入している半シンボル分の電気遅延回路434a,434bは、図9の第2の実施形態と比較した相対的なものである。従って、1×2RZパルス化器420で生成される光パルス列にあわせるように、各Data信号のタイミングを調整し、各QPSK変調器を駆動すれば良い。なお、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関しては、前述の第2の実施形態で述べた方法を同様に適用することができることは、明らかである。RZパルス化器付きDQPSK変調器図13に、実施例1にかかるRZパルス化器付きDQPSK変調器の構成を示す。実施例1の光変調器は、石英系平面光波回路PLC基板501,502とLN変調器アレイが形成されたLN基板503とを端面接続した複合集積構成となっている。PLC導波路は、EO効果が非常に小さいため、単体で変調器を構成することはできない。一方、伝搬損失がLN導波路の10分の1以下で、非常に低損失な導波媒体である。加えて、曲がり導波路の許容曲げ半径が2mm程度であり、高い設計自由度を持つことから、受動回路であれば低損失で多彩な光回路を実現することができる。一方、LN導波路は、伝搬損失、許容曲げ半径がPLC導波路と比べて大きいので、複雑な光回路を構成することには不向きである。一方、上述のように高いEO効果を持つことから、高速変調回路としては非常に優れている。従って、本実施形態に示した複雑な変調器の場合には、分岐/合流回路等の受動回路部分にはPLC導波路を用い、変調器アレイの部分のみLN導波路を用いて集積することにより、PLC導波路とLN導波路の双方の長所を得ることができる。加えて、LN導波路モノリシック技術で作製するよりも低損失で良好な特性の変調器を実現することができる。このメリットは、構成が複雑な変調器ほど顕著となり、後述する実施例2で示すように、分岐/合流回路に加えて、偏波合成器が必要となる偏波多重QPSK変調器では、さらにメリットが大きくなる。入出力ファイバ531,533が接続されているPLC基板501には、1×2RZパルス化器520の1×2カプラ521と、DQPSK変調器のIch用変調器513とQch用変調器514のそれぞれの出力側の2×1カプラ552I,Qと、Ich用変調器513の出力とQch用変調器514の出力とを合成する2×2カプラ512とが作製されている。2×2カプラ512の一方の出力は信号光出力となり、もう一方の出力は変調器の動作点調整を行うためのモニタ出力になっている。なお、2×2カプラは波長無依存カプラWINCとした。なお、PLC基板501に入力する信号光は、TM偏光となるように偏光保持入力ファイバの角度を調整してある。PLC基板502には、1×2RZパルス化器520の2×2カプラ522と、DQPSK変調器のIch用変調器513とQch用変調器514のそれぞれの入力側の1×2カプラ551I,Qと、変調シンボルレートの半分に相当する遅延を挿入する遅延回路540とが作製されている。遅延回路540の導波路長差は、導波路の屈折率が約148であるので、ビットレート43Gbps、すなわちシンボルレート215Gbaudに合わせて、約47mmとした。1×2RZパルス化器520、Ich用変調器513とQch用変調器514のそれぞれの変調動作点を調整するために、それぞれ変調器の2本のアーム導波路に、熱光学移相器525a,b、555Ia,b、555Qa,bが設けられている。DQPSK変調器のIch、Qchの信号光を相対位相差90°に調整して合成するためのπ/2光移相器として動作する熱光学移相器515a,bが、遅延回路540の出力に設けられている。図4に示した第1の実施形態では、Ich用変調器513、Qch用変調器514の出力にπ/2光移相器を設けていた。π/2の光位相差に相当する遅延量は、光の1/4波長と僅かであるので、実施例1のようにIch用変調器513、Qch用変調器514の前に設けても良い。熱光学移相器525、555I、555Q、515は、2本のアーム導波路のそれぞれに設けられている。これは熱光学移相器が後述の加熱制御によって位相を遅らせる方向にのみ動作するので、調整器として正負両方に調整を行うために、両方のアーム導波路に設けてある。なお、一方のアーム導波路にのみに設けることも可能であるが、その場合は位相調整が-π~πでは無く、0~2πとして調整動作を行うので、平均して加熱調整のための消費電力が大きくなる。熱光学移相器515の断面図を図14Aに示す。熱光学移相器は、シリコン基板601上の導波路クラッド602上に設けた薄膜ヒータ604からなる。局所的に導波路コア603の温度を制御し、熱光学効果により薄膜ヒータ604直下の光導波路の屈折率を変化させて、導波光の位相を制御する。実施例1では、一方のPLC基板502に全ての熱光学移相器を設けたので、放熱設計が片方のPLC基板のみで良いというメリットがある。光ファイバ接続の無いPLC基板502に設けたのは、熱膨張によるチップの伸び縮みにより光ファイバへの応力が変化することを避けるためである。遅延回路540の断面図を図14Bに示す。遅延回路540は、光導波路の一部分に、導波路コア602を横切るように複数の溝605を掘り、シリコン樹脂606が充填されている。このような構成により、光導波路が持つ屈折率の温度依存性により、遅延回路540の光路長差が変化し、遅延回路540からの出力光の位相差が温度によって大きく変化することを避けることができる。石英系導波路の屈折率温度依存性dn/dTは1×10-5であるので、上記ΔL=47mmの遅延長において、位相変化量Δφは、ΔT=30°Cの温度変動に対して、から計算され、約2πの位相変化と大きく変化する。シリコン樹脂606の室温での屈折率は、約14で石英系導波路とほぼ同じである。温度依存性は、石英系ガラスと逆符号で約40倍の温度依存性dncomp/dT=-4×10-4を有している。従って、石英系導波路をシリコン樹脂606に置き換える部分が、を満たす長さdLcomp=約012mmとすることにより、光路長差の温度依存性をほぼキャンセルすることができる。シリコン樹脂606が充填された溝605を、数箇所に分割してあるのは、溝605により導波構造が失われることで損失が増加するのを抑えるためである。なお、この構造により生じている損失は、Ich側とQch側の損失バランスを崩すので、これを補償した方が好ましい。そこで、遅延回路540の遅延の無い側の導波路に、僅かなギャップ541を入れることにより、溝605で生じている損失と同量の損失を付加する。PLC基板501,502は、火炎堆積FHD法等のガラス膜堆積技術と反応性イオンエッチングRIE等の微細加工技術の組み合わせを用いて作製した。具体的には、シリコン基板上に下部クラッド層となるガラス膜を堆積して透明化する。引き続き、屈折率がクラッド層よりもやや高いコア層を堆積した。そして、光導波回路となるコアパターンを微細加工技術によりパターン化し、上部クラッド層となるガラス膜を堆積して透明化することで埋め込み型の光導波路を作製した。最後に、上部クラッド表面に薄膜ヒータとなる金属を真空蒸着法等で堆積し、これを微細加工技術でパターン化し、熱光学移相器を装荷した。導波路のコアとクラッドの比屈折率差は15である。基板サイズは、PLC501で6×10mm、PLC502で6×15mmある。なお、図中には示していないが、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンがチップ上に形成されている。LN基板503は、Zカット基板上に形成された6本のLN変調器アレイで構成されている。変調器アレイの断面図を図14Cに示す。LN基板611には、チタン拡散法により導波路コア612a,bが形成されている。各導波路の上部には、中心電極613a,bが形成され、周囲にはGND電極614a-cが形成され、変調用の進行波電極を構成している。このような導波路コア612a,bが2本一組で、RZパルス化器520、Ich用変調器513、Qch用変調器514のそれぞれの高速移相器を構成している。LN基板503の長さは、約60mmである。なお、図中には示していないが、各進行波電極へは、変調信号を伝搬させるための高周波配線パターンがチップ上に形成されている。実施例1にかかる光変調器の無変調時の挿入損失は、約6dBであった。測定条件は、光変調器が最大透過になるように、1Ich用変調器513およびQch用変調器514が最大透過となるように、両変調器の動作点を調整、2RZパルス化器520の上側出力ポートと、下側出力ポートとが同一強度となるようにRZパルス化器520の動作点を調整、3π/2移相器515は出力ポートへの光出力が最大になるように調整した。次にRZパルス化器にはクロックレート即ちシンボルレートと同じ215GHzの正弦波でVπ駆動の電圧振幅で入力し、Ich用変調器、及び、Qch用変調器には擬似ランダム信号PRBSのデータ信号をIchとQch側で数10ビットずらして、2Vπ駆動の電圧振幅で入力し、43GbpsのRZ-DQPSK信号を発生させた。各変調動作点、並びに、π/2移相器は適切な状態になるように調整している。この時、CW入力光に対する、出力光信号の減衰量は、約9dBであり、変調に伴う損失増加は3dBであることが確認できた。従って、本変調器では、DQPSK信号の90°合成に伴って発生する3dBの原理損失のみが生じているのみで、従来の形態におけるRZパルス化器で発生する3dBの原理損失は回避できたことが確認できた。次に、本変調器の環境温度を-5~75°Cに変化させたが、π/2移相器の調整量は2π以下に収まった。これは、実施例1の遅延回路540においてシリコン樹脂の充填を行わない場合に想定されるπ/2移相器の調整量53π以上よりも遥かに小さい値である。実施例1の遅延回路540の構成が、有効に機能していることが確認できる。なお、実施例1のPLC基板上に作製した光カプラは、低損失で広帯域平坦な分岐特性を得るために、1×2カプラ、2×1カプラはY分岐回路とし、2×2カプラはWINCとしたが、マルチモード干渉計型カプラMMIカプラによりこれらのカプラを構成しても構わない。また、広帯域特性を問わなければ、単純な方向性結合器によるカプラでも構わない。RZパルス化器付き偏波多重QPSK変調器図15に、実施例2にかかるRZパルス化器付き偏波多重QPSK変調器の構成を示す。実施例2の光変調器も、石英系平面光波回路PLC基板701,702とLN変調器アレイが形成されたLN基板703とを端面接続した複合集積構成となっている。実施例2の光変調器においては偏波合成器が必要になるが、LN導波路で構成する場合には、十分な特性が出ないが、PLC導波路を用いた場合には、偏波直交性の優れた偏波合成器を作製することができる。入出力ファイバ731,733が接続されているPLC基板701には、1×2RZパルス化器720の1×2カプラ721と、X偏波用QPSK変調器710X、Y偏波用QPSK変調器710YのそれぞれIch用変調器およびQch用変調器の出力側の2×1カプラ4個と、これらIch用変調器の出力とQch用変調器の出力を合成するための2×2カプラ712X,712Y2個が作製されている。2×2カプラ712X,712Yの一方の出力は、後段の偏波回転器741、偏波合成器742に接続され、もう一方の出力は、光変調器の動作点調整を行うためのモニタ出力になっている。なお、2×2カプラ712X,712Yは、波長無依存カプラWINCとした。Y偏波用QPSK変調器710Yから出力されるTE偏波光を、TM偏波光に変換する偏波回転器741には、主軸を45°傾けた薄膜の半波長板を用いている。45°の半波長板を透過する各偏波の光は、ポアンカレ球上で見てみると45°直線偏波軸であるPQ軸で半回転した位置に偏波変換される。従って、TE偏光はTM偏光に、TM偏光はTE偏光に変換されるのでTE/TM変換器として動作する。偏波回転器741の断面図を図16Bに示す。半波長板826は、導波路コア823を横切る溝825に挿入し、屈折率整合した接着剤にて固定してある。なお、導波路を横切る溝825は、半波長板826での反射が戻り光として伝搬するのを防ぐために、8度傾けて作製してある。なお、PLC基板701に入力する信号光は、TE偏光となるように偏光保持入力ファイバの角度を調整してある。偏波合成器743には、2個のWINC型2×2カプラ751,752に挟まれた2本のアーム導波路の一方に、応力解放溝753が掘られた干渉計を用いている。ガラスの高温透明化工程を経た石英系導波路は、シリコン基板と石英ガラスの熱膨張係数差に起因して、一般に強い圧縮応力が生じており、これにより複屈折が生じている。応力解放溝753では、応力解放により複屈折が非常に小さい値になっていることから、応力解放溝753の長さ、および干渉計の導波路長差を調整することにより、例えば、TE偏光に対しては等長の光路長差に、TM偏光に対しては半波長の光路長差に設計することができる。このように設計された干渉計では、TE偏光はクロス経路に伝搬し、TM偏光はバー経路に伝搬するため、上側入力ポートに入力されたTE偏光の信号光と下側入力ポートに入力されたTM偏光を共に下側出力ポートに出力することができる。従って、このような干渉計は偏波合成器として動作する。偏波合成器743の断面図を図16Aに示す。干渉計は、シリコン基板821上の導波路クラッド822と導波路コア823とから構成される光導波路からなる。導波路コア823より深くシリコン基板821に達する溝824a,bを、導波路コア823と平行に掘り下げることにより、応力解放溝753としている。PLC基板702には、1×2RZパルス化器720の2×2カプラ722と、X偏波用QPSK変調器710X、Y偏波用QPSK変調器710YのそれぞれIch用変調器およびQch用変調器の入力側の1×2カプラ4個と、これらIch用変調器の出力とQch用変調器に光を分岐する1×2カプラ711X,711Y2個が作製されている。なお、2×2カプラは波長無依存カプラWINCとした。また、1×2RZパルス化器720とX偏波用QPSK変調器710X、Y偏波用QPSK変調器710Yとを結ぶ折り返し導波路760は、相対遅延無しの等長設計としている。1×2RZパルス化器720の出力、X偏波用QPSK変調器710XとY偏波用QPSK変調器710YのそれぞれのIch用変調器とQch用変調器の出力には、変調動作点を調整するために、それぞれ、変調器の2本アーム導波路に、熱光学移相器10個が設けられている。DQPSK変調器のIch、Qchの信号光を相対位相差90°に調整して合成するためのπ/2光移相器として動作する熱光学移相器7154個が、X偏波用QPSK変調器710XとY偏波用QPSK変調器710Yの出力に設けられている。熱光学移相器の薄膜ヒータの両側のクラッドには、熱光学移相器の消費電力を低減するための断熱溝を設けてある図15では、図示を省略してある。実施例2では、各変調器に設ける動作点調整用の移相器、およびπ/2光移相器は、PLC基板701に全て設けた。これは、偏波合成器に応力解放溝を作製する工程は、上記の熱光学移相器の断熱溝を作製する工程が兼ねることができるので、チップ作製コストを抑制することができるためである。なお、図中には示していないが、各薄膜ヒータへは駆動連流を給電するための電気配線パターンがチップ上に形成されている。LN基板703は、Xカットの基板上に形成された10本のLN変調器アレイで構成されている。変調器アレイの断面図を図16Cに示す。LN基板831には、チタン拡散法により導波路コア832a,bが形成されている。各導波路の中間には、中心電極833が形成され、周囲にはGND電極834a,bが形成され、変調用の進行波電極を構成している。このような導波路コア832a,bが2本一組で、RZパルス化器720、X偏波用QPSK変調器710XとY偏波用QPSK変調器710YのそれぞれのIch用変調器とQch用変調器の高速移相器を構成している。なお、図中には示していないが、各高周波電極へは変調信号を伝搬させる為の高周波配線パターンがチップ上に形成されている。実施例2にかかる光変調器の無変調時の挿入損失は、約8dBであった。測定条件は、光変調器が最大透過になるように、1X偏波用QPSK変調器710XとY偏波用QPSK変調器710Yが最大透過となるように、両変調器の動作点およびπ/2移相器を調整、2RZパルス化器720の上側出力ポートと、下側出力ポートとが同一強度となるようにRZパルス化器720の動作点を調整した。また、偏波合成器の特性としては、偏波クロストークが-30dB以下の非常に良好な性能が得られた。RZパルス化器720には、クロックレートシンボルレートと同じ25GHzの正弦波でVπ駆動の電圧振幅でCLK信号を入力し、X偏波用QPSK変調器710XとY偏波用QPSK変調器710YのIch用変調器およびQch用変調器には、擬似ランダム信号PRBSのデータ信号を入力する。このときIch側とQch側との間で数10ビットずらし、さらにX偏波用とY偏波用との間で数10ビットずらして、2Vπ駆動の電圧振幅で入力し、100GbpsのRZ-偏波多重QPSK信号を発生させた。各変調動作点、およびπ/2移相器は、適切な状態になるように調整している。このとき、CW光の入力に対する出力光信号TE偏波/TM偏波の合計の減衰量は、約11dBであり、変調に伴う損失増加は3dBである。従って、実施例2の変調器でも、QPSK信号の90°合成に伴って発生する3dBの原理損失のみが生じているだけであり、従来の光変調器におけるRZパルス化器で発生する3dBの原理損失を回避することができる。実施例2において、変調動作点のずれ、および直交度のずれのモニタ方法に関しては、第2の実施形態で述べた方法を用いている。即ち、X偏波用QPSK変調器710Xの2×2カプラ712Xの一方の出力と、Y偏波用QPSK変調器710Yの2×2カプラ712Yの一方の出力をそれぞれモニタ出力とし、両者の出力光強度の時間平均値が同じになるように、RZパルス化器720の駆動バイアス点を調整する。ここで、2つのモニタ出力の値は、RZパルス化器720の出力値が直接見えているのではなく、X偏波用QPSK変調器710X、Y偏波用QPSK変調器710Y、偏波回転器741等のモニタ出力までの回路要素の損失を受けた値になっている。これら損失の値は、デバイス毎によってばらついているので、実際の出力光強度の時間平均値の比較においては、これらの損失ばらつき分を予め計測し、ばらつきを差し引いた上で行っている。なお、実施例2では、偏波合成器743の実現には、応力解放溝を用いた複屈折調整を利用したが、これ以外の方式、例えば、導波路幅を横方向に広くして扁平な導波路構造にした場合に生じる構造複屈折を利用する方法、半波長板を主軸0°または90°の角度で導波路に挿入することにより、半波長板自身の複屈折を利用する方法を用いても良い。以上の実施例では、複合集積の組み合わせとして、LN基板と石英系PLC基板の組み合わせで説明しているが、これは、LN導波路は高いEO効果を持ち高速変調器の主流導波路技術であり、また、石英系導波路は受動導波路としては最も低損失な導波路であり、この組み合せが、複雑な変調器を低損失に実現する組み合わせとして優れているからである。しかしながら、他の材料系の導波路、例えば、EO効果をもつ導波路系として多元系酸化物材料、半導体材料を用いた導波路等と、受動導波路としてシリコン、高分子材料を用いた導波路の組み合わせでも、もちろん、実施例で示した効果が同様に得られることに変わりは無いことを付記しておく。"