負荷に並列接続されたキャパシタを充電する回路であって、前記キャパシタに接続された分圧キャパシタと、前記キャパシタを電源に接続するか否かを交互に切り替えるスイッチと、を備え、前記スイッチはさらに、前記キャパシタと前記分圧キャパシタを並列接続するか、直列接続するかを切り替えることを特徴とするキャパシタプリチャージ回路。前記分圧キャパシタを複数備え、前記スイッチは、前記複数の分圧キャパシタ同士の接続形態を切り替えることを特徴とする請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路。前記スイッチは、前記複数の分圧キャパシタのうち少なくともいずれか2つを、互いに並列接続するか直列接続するかを切り替えることを特徴とする請求項2記載のキャパシタプリチャージ回路。前記スイッチの動作を制御するコントローラを備え、前記コントローラは、前記キャパシタの端子電圧が、電源投入時からの時間経過にともなって上昇するように、前記スイッチの動作を制御することを特徴とする請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路。前記スイッチの動作を制御するコントローラを備え、前記コントローラは、電源電圧に対して前記キャパシタが分担する割合を示す分圧比が、電源投入時からの時間経過にともなって上昇するように、前記スイッチの動作を制御することを特徴とする請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路。前記スイッチの動作を制御するコントローラを備え、前記コントローラは、電源から供給される電荷量に対して前記キャパシタに供給される割合を示す電荷変換比が、電源投入時からの時間経過または前記キャパシタの端子電圧が上昇するにともなって上昇するように、前記スイッチの動作を制御することを特徴とする請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路。前記スイッチの動作を制御するコントローラを備え、前記コントローラは、前記スイッチが前記キャパシタを電源に接続するか否かを切り替える周波数を、前記キャパシタを充電する間に変化させることを特徴とする請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路。前記コントローラは、前記スイッチが前記キャパシタと前記分圧キャパシタの間の接続形態を切り替えた時点における前記周波数を、前記スイッチが前記キャパシタと前記分圧キャパシタの間の接続形態を切り替えてから所定時間経過した時点で、それ以前よりも高くすることを特徴とする請求項7記載のキャパシタプリチャージ回路。前記コントローラは、前記キャパシタプリチャージ回路の温度が高くなるにともなって、前記周波数を低くすることを特徴とする請求項7記載のキャパシタプリチャージ回路。前記スイッチは、複数のサブスイッチによって構成されており、前記複数のサブスイッチは、同一の半導体素子内に実装されていることを特徴とする請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路。請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路と、前記キャパシタに並列接続されたモータ駆動回路と、を備えることを特徴とするモータ駆動システム。請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路と、前記キャパシタに並列接続されたモータ駆動回路と、前記モータ駆動回路によって駆動されるモータと、前記モータによって駆動される操舵機構と、を備えたことを特徴とする電動パワーステアリングシステム。請求項1記載のキャパシタプリチャージ回路と、前記キャパシタに並列接続されたスクイブ駆動回路と、前記スクイブ駆動回路によって駆動されるスクイブと、を備えたことを特徴とするエアバッグシステム。上記特許文献1のような従来のプリチャージ回路では、抵抗器を介して電流を制限しながらキャパシタを充電することにより、ソフトスタートプリチャージ回路を実現している。しかし、電流制限用抵抗器における損失発熱が大きいため大容量の抵抗器が必要となり、回路を集積化する上で支障がある。具体的には、キャパシタC0に電圧VBを印加すると、電源から供給されるエネルギーC0VB2に対して、キャパシタC0にはC0VB2/2なるエネルギーが蓄えられる。残りのC0VB2/2は、電流制限用抵抗器における損失発熱となる。充電初期のキャパシタC0の両端電圧VCが低いうちに電圧VBを突然印加すると、電位差VB-VCがキャパシタに加えられるため、上記損失発熱が生じる。本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、キャパシタプリチャージ回路における損失発熱を低減させ、回路を小型化することを目的とする。本発明に係るキャパシタプリチャージ回路は、スイッチドキャパシタ分圧回路を用いて電源電圧を分圧することにより、チャージ対象であるキャパシタの両端電圧を抑制しながら充電する。本発明に係るキャパシタプリチャージ回路によれば、回路内の損失発熱を抑制し、回路を小型化することができる。<実施の形態1>図1は、本発明の実施形態1に係るプリチャージ回路10の概略回路図である。プリチャージ回路10は、スイッチドキャパシタ分圧回路11、コントローラ12、スイッチSW0を備える。ここではプリチャージ回路10の概念を説明するため、回路全体の概略のみ示し、詳細な回路図については後述の図5以降で説明する。バッテリ電圧VBは、発電機またはバッテリから供給される電圧である。コントローラ12は、スイッチドキャパシタ分圧回路11とスイッチSW0を制御する。スイッチSW0は、バッテリ電圧VBを負荷に直接供給するか否かを切り替えるスイッチである。スイッチドキャパシタ分圧回路11は、電源電圧VBをキャパシタC0との間で分担することによって分圧する。これにより、キャパシタC0の両端電圧VCを急激に大きくすることなく、キャパシタC0を徐々に充電することができる。具体的には、電源投入時にスイッチSW0を開き、スイッチドキャパシタ分圧回路11はバッテリ電圧VBを分圧してキャパシタC0に印加する。スイッチドキャパシタ分圧回路11は、キャパシタC0に電荷が蓄えられるにしたがって、分圧比を変えて段階的に高い電圧を印加してゆく。キャパシタC0に電荷が蓄えられて両端電圧がVBに近づいた時点で、スイッチSW0を閉じる。図2は、スイッチドキャパシタ分圧回路11が分圧用キャパシタを1つのみC1備える場合の概略回路図である。コントローラ12は省略した。以下同様である。分圧用キャパシタが1つである場合は、キャパシタC0の両端に印加する電圧を、VB/2とVBの2段階に切り替えることができる。図3は、キャパシタC0の両端に印加する電圧を切り替える変化の様子を示す図である。キャパシタC0の両端電圧がVB/2である状態をMode2、両端電圧がVBである状態をMode1と呼ぶことにする。図3のハッチング部分は、損失発熱に相当する領域を示す。図4は、Mode1とMode2それぞれにおけるキャパシタC0の両端電圧VCの変化を示す図である。各Modeにおいて、キャパシタC0の両端電圧VCは、各Modeにおいてある漸近値に落ち着く。以下では、各Modeの漸近値について説明する。図5は、Mode2におけるキャパシタC0と分圧用キャパシタC1の接続形態を示す図である。コントローラ12は、Mode2において、キャパシタC0と分圧用キャパシタC1を直列接続した状態と並列接続した状態とを交互に繰り返す。これにより、バッテリ電VBをVB/2に分圧している。実際には、図4に示すように、両端電圧VCがVB/2に漸近するのが観測されるだけで、厳密にはVB/2なる電圧が生じるわけではない。しかし見方を変えれば、分圧用キャパシタC1とキャパシタC0を直列接続した状態で電源から供給された電荷qが、分圧用キャパシタC1とキャパシタC0を並列接続した状態で2倍の2qに変換されていることになるので、エネルギー保存則によればバッテリ電圧VBをVB/2に分圧していることと等価であるといえる。分圧用キャパシタC1の両端電圧をVC1とすると、図5の左側の状態のときの各両端電圧は下記式1~式2により求められる。VC=C0×VB/C0C1式1VC1=C1×VB/C0C1式2このときキャパシタC0と分圧用キャパシタC1に蓄えられている電荷をそれぞれq0、q1とし、図5の右側の状態のときにキャパシタC0と分圧用キャパシタC1に蓄えられている電荷の合計をqallとすると、下記式3が得られる。qall=q0q1=C0×C1×VB/C0C1C0×C1×VB/C0C1=2×C0×C1×VB/C0C1式3このときのキャパシタC0と分圧用キャパシタC1の両端電圧をVall1とすると、下記式4が得られる。Vall1=qall/C0C1=2×C0×C1×VB/C0C12式4図5の左側の状態と右側の状態をk回繰り返した後のキャパシタC0と分圧用キャパシタC1の両端電圧をVallkは、下記のように近似することができる。Vallk1=VallkΔqall/C0C1=Vallk2×C0×C1×VB-2×Vallk/C0C12ここで、k→∞とすると、Vall∞は収束するから、Δqall→0となる。したがって、VB-2×Vall∞→0、すなわち、Vall∞→VB/2に収束する。図6は、Mode1におけるキャパシタC0と分圧用キャパシタC1の接続形態を示す図である。図6の左側の状態では、スイッチSW1を閉じて分圧用キャパシタC1を電源側に接続するとともに、スイッチSW2を開いてキャパシタC0を電源から切り離している。図6の右側の状態では、スイッチSW1を開いて各キャパシタを電源から切り離し、スイッチSW2を閉じて分圧用キャパシタC1とキャパシタC0を並列接続する。この状態では、分圧用キャパシタC1に蓄積された電荷がキャパシタC0に移動する。図6左右の状態を繰り返すことにより、アナログフィルタ等に使われる狭義のスイッチドキャパシタと同一の動作を実現することができる。この動作のスイッチング周波数をfとすると、スイッチドキャパシタ分圧回路11は、R=1/fC1なる抵抗と等価となる。図5~図6で説明したMode2とMode1を用いることにより、図4に示すようにキャパシタC0の両端電圧VCは、まずMode2においてVB/2に漸近し、続いてMode1においてVBに漸近する。両端電圧VCの電圧変化カーブを微視的に見ると、図4の吹き出し円内に示すように、スイッチング動作にともなって階段状に上昇する。図7は、スイッチドキャパシタ分圧回路11の詳細構成とMode2における動作を示す図である。図7左右の状態は、それぞれ図5左右の状態に対応する。図7左側の状態では、スイッチSW1とSW4を閉じ、スイッチSW2とSW3を開いて、分圧用キャパシタC1とキャパシタC0を直列接続させる。図7右側の状態では、スイッチSW2とSW3を閉じ、スイッチSW1とSW4を開いて、分圧用キャパシタC1とキャパシタC0を並列接続させる。この動作を繰り返し実施して、Mode2の動作を実現する。図8は、スイッチドキャパシタ分圧回路11の詳細構成とMode1における動作を示す図である。図8左右の状態は、それぞれ図6左右の状態に対応する。図8左側の状態では、スイッチSW1とSW3を閉じ、スイッチSW2とSW4を開いて、電源VBから供給される電荷を分圧用キャパシタC1に蓄える。図8右側の状態では、スイッチSW2とSW3を閉じ、スイッチSW1とSW4を開いて、分圧用キャパシタC1に蓄えられた電荷をキャパシタC0に移す。この動作を繰り返し実施して、Mode1の動作を実現する。<実施の形態1:まとめ>以上のように、本実施形態1に係るプリチャージ回路10は、スイッチドキャパシタ分圧回路11を用いてバッテリ電圧VBを分圧し、キャパシタC0に徐々に電荷を蓄えることができる。これにより、ソフトスタートプリチャージ回路を実現することができる。具体的には、スイッチドキャパシタ分圧回路11により、キャパシタC0の両端電圧VCと印加電圧との間の電位差を緩和することができるので、プリチャージ回路10における損失発熱を削減することができる。また、本実施形態1に係るプリチャージ回路10は、分圧用キャパシタC1とキャパシタC0の間の接続形態を、Mode1とMode2の間で切り替えることにより、キャパシタC0の両端電圧VCを、VB/2とVBの2段階に切り替える。これにより、プリチャージ回路10における損失発熱を1/2に低減することができる。なお、キャパシタC0の両端電圧を抑制する方法としては、損失を削減する観点から、チョッパを用いる方法、またはスイッチドキャパシタにより分圧する方法が考えられる。本発明のようにスイッチドキャパシタ分圧回路11を用いることにより、チョークコイルが不要となるので、特に小電力の用途には本発明に係る手法が適していると考えられる。<実施の形態2>図9は、本発明の実施形態2に係るプリチャージ回路10の概略回路図である。本実施形態2に係るプリチャージ回路10は、分圧用キャパシタを2つC1とC2備える。分圧用キャパシタが2つある場合は、分圧比が1/3であるMode3、分圧比が1/2であるMode2、分圧比が1であるMode1を実現することができる。さらにキャパシタの組み合わせを工夫することにより、分圧比が2/3であるMode1.5も実現することができる。図10は、本実施形態2において、キャパシタC0の両端に印加する電圧を切り替える変化の様子を示す図である。本実施形態2では、両端電圧VCを4段階に変化させることができる。図11は、Mode3におけるキャパシタC0と分圧用キャパシタの接続形態を示す図である。コントローラ12は、Mode3において、キャパシタC0と分圧用キャパシタC1およびC2を直列接続した状態と、これら3つのキャパシタを互いに並列接続した状態とを交互に繰り返す。これにより、バッテリ電圧VBをVB/3に分圧している。図12は、Mode2におけるキャパシタC0と分圧用キャパシタの接続形態を示す図である。コントローラ12は、Mode2において、キャパシタC0と分圧用キャパシタC1およびC2を直列接続した状態と、これら3つのキャパシタを互いに並列接続した状態とを交互に繰り返す。図12左側の状態では、分圧用キャパシタC1とC2は並列接続されている。これにより、バッテリ電圧VBをVB/2に分圧している。図13は、Mode1.5におけるキャパシタC0と分圧用キャパシタの接続形態を示す図である。コントローラ12は、Mode1.5において、キャパシタC0と分圧用キャパシタC1およびC2を直列接続した状態と、これら3つのキャパシタを並列接続した状態とを交互に繰り返す。図13左側の状態では、分圧用キャパシタC1とC2は並列接続されている。図13右側の状態では、分圧用キャパシタC1とC2は直列接続され、さらにこれら2つの分圧用キャパシタとキャパシタC0は並列接続されている。これにより、バッテリ電圧VBを2VB/3に分圧している。図14は、Mode1におけるキャパシタC0と分圧用キャパシタの接続形態を示す図である。コントローラ12は、Mode1において、キャパシタC0を電源から切り離した上で分圧用キャパシタC1およびC2を並列接続した状態と、これら3つのキャパシタを互いに並列接続した状態とを交互に繰り返す。これにより、バッテリ電圧VBをVB/2に分圧している。図15は、本実施形態2におけるキャパシタC0の両端電圧VCの変化を示す図である。図15に示すように、本実施形態2によれば、両端電圧VCを低い電圧から高い電圧へ徐々に上昇させることにより、プリチャージ回路10における損失発熱を減らすことができる。図16は、本実施形態2におけるスイッチドキャパシタ分圧回路11の詳細構成とMode3における動作を示す図である。図16左右の状態は、それぞれ図11左右の状態に対応する。図16左側の状態では、スイッチSW1、SW5、SW9を閉じ、スイッチSW2、SW3、SW4、SW6、SW7、SW8を開いて、分圧用キャパシタC1およびC2とキャパシタC0を直列接続する。図16右側の状態では、スイッチSW2、SW6、SW7、SW8を閉じ、スイッチSW1、SW3、SW4、SW5、SW9を開いて、各キャパシタを並列接続する。この動作を繰り返し実施して、Mode3の動作を実現する。図17は、本実施形態2におけるスイッチドキャパシタ分圧回路11の詳細構成とMode2における動作を示す図である。図17左右の状態は、それぞれ図12左右の状態に対応する。図17左側の状態では、スイッチSW1、SW3、SW4、SW9を閉じ、スイッチSW2、SW5、SW6、SW7、SW8を開いて、分圧用キャパシタC1およびC2を並列接続した合成容量とキャパシタC0を直列接続する。図17右側の状態では、スイッチSW2、SW6、SW7、SW8を閉じ、スイッチSW1、SW3、SW4、SW5、SW9を開いて、各キャパシタを並列接続する。この動作を繰り返し実施して、Mode2の動作を実現する。図18は、本実施形態2におけるスイッチドキャパシタ分圧回路11の詳細構成とMode1.5における動作を示す図である。図18左右の状態は、それぞれ図13左右の状態に対応する。図18左側の状態では、スイッチSW1、SW3、SW4、SW9を閉じ、スイッチSW2、SW5、SW6、SW7、SW8を開いて、分圧用キャパシタC1およびC2を並列接続した合成容量とキャパシタC0を直列接続する。図18右側の状態では、スイッチSW2、SW5、SW8を閉じ、スイッチSW1、SW3、SW4、SW6、SW7、SW9を開いて、分圧用キャパシタC1とC2を直列接続し、さらにこれら2つの分圧用キャパシタとキャパシタC0を並列接続する。この動作を繰り返し実施して、Mode1.5の動作を実現する。図19は、本実施形態2におけるスイッチドキャパシタ分圧回路11の詳細構成とMode1における動作を示す図である。図19左右の状態は、それぞれ図14左右の状態に対応する。図19左側の状態では、スイッチSW1、SW4、SW7、SW8を閉じ、スイッチSW2、SW3、SW5、SW6、SW9を開いて、キャパシタC0を電源から切り離した上で分圧用キャパシタC1およびC2を並列接続する。図19右側の状態では、スイッチSW2、SW6、SW7、SW8を閉じ、スイッチSW1、SW3、SW4、SW5、SW9を開いて、各キャパシタを並列接続する。この動作を繰り返し実施して、Mode1の動作を実現する。<実施の形態2:まとめ>以上のように、本実施形態2に係るプリチャージ回路10は、2つの分圧用キャパシタを備え、分圧用キャパシタとキャパシタC0の間の接続形態、および分圧用キャパシタ同士の接続形態を切り替える。これにより、4つの動作モードを実現し、両端電圧VCを4段階に切り替えて徐々に上昇させることができる。<実施の形態3>図20は、本発明の実施形態3に係るプリチャージ回路10の概略回路図である。図20に示すように、a分圧用キャパシタC1、C2とキャパシタC0を直列接続した状態、b分圧用キャパシタC1の電荷を、分圧用キャパシタC2とキャパシタC0を直列にした合成容量に移す状態、c分圧用キャパシタC2の電荷をキャパシタC0に移す状態、の3状態を繰り返すことにより、バッテリ電圧VBをVB/6に分圧するMode6を実現することができる。図21は、本実施形態3におけるキャパシタC0の両端電圧VCの変化を示す図である。図21に示すように、充電の最初の段階でMode6を実施することにより、実施形態2よりもさらに損失発熱を減らすことができる。<実施の形態4>図22は、本発明の実施形態4に係るスイッチドキャパシタ分圧回路11の制御回路例を示す図である。各スイッチの構成および動作は、実施形態1~3と同様である。図22に示す回路例において、スイッチドキャパシタ分圧回路11は、シーケンサ111、カウンタ112、クロック113を備える。カウンタ112は、クロック113が出力する基準クロックにしたがって電源投入からの時間を計測し、所定の時間が経過するとモード切替信号114例えば図21のMode1~Mode6を切り替えるよう指示する信号をシーケンサ111に出力する。シーケンサ111は、モード切替信号114が指定するモードにしたがって、スイッチ群SWnを開閉する。図23は、本実施形態4に係るスイッチドキャパシタ分圧回路11の制御回路の別構成例を示す図である。図23に示す回路例では、カウンタ112に代えて電圧検出器115を備える。電圧検出器115は、キャパシタC0の両端電圧VCを検出し、その電圧が所定の値に達した時点でモード切替信号114をシーケンサ111に出力する。両端電圧VCは、キャパシタC0に蓄えられている電荷に対応している。図23において、電圧検出器115は、キャパシタC0の両端電圧に代えて分圧用キャパシタの端子電圧を測定するようにしてもよい。この場合、キャパシタC0の両端電圧VCは、演算によって求めることができる。同様に、分圧用キャパシタに蓄えられている電荷を測定することもできる。<実施の形態4:まとめ>以上のように、本実施形態4に係るプリチャージ回路10は、時間経過、分圧用キャパシタまたはキャパシタC0の端子電圧、分圧用キャパシタまたはキャパシタC0に蓄積されている電荷を基準として、スイッチドキャパシタ分圧回路11のモードを切り替える。時間経過を基準とする場合は、電源投入時から所定時間が経過した時点でModeを切り替える。端子電圧または蓄積電荷を基準とする場合は、端子電圧を測定し、さらに必要に応じて各キャパシタのキャパシタンスを用いて蓄積電荷を算出し、これらの値が所定値に達した時点でModeを切り替える。あるいは、キャパシタC0と分圧用キャパシタそれぞれに蓄積されている電荷の比が所定割合に達した時点でModeを切り替えてもよい。図22に示した回路例では、電圧検出器115が不要であるため、より簡単な回路でプリチャージ回路10を構成することができる。これにより、回路の故障率を低減し、信頼性を上げることができる。一方、図23に示した回路例では、VBやC0の定数変動により両端電圧VCが設計値通りでなくなった場合でも、変動に追従した動作を実施することができる。以上の実施形態1~4で説明したプリチャージ回路10によれば、プリチャージ回路10における損失発熱を低減することができるので、従来大容量の抵抗器を用いて構成していた回路を、小型のLSIASIC:特定用途向けICなどによって実現することができる。この場合、スイッチドキャパシタ分圧回路11は1チップのLSIに集積化することができるので、装置全体を小型化することができる。さらに、分圧用キャパシタはLSI外に外付けまたはLSIに内蔵することができる。<実施の形態5>図24は、スイッチドキャパシタ分圧回路11のスイッチング周波数fswを可変にした場合における、両端電圧VCとキャパシタ充電電流ICの経時変化を示す図である。プリチャージ回路10の構成は、実施形態1~4と同様である。図24の充電電流ICを示すグラフにおいて、スイッチング周波数fswを固定としたときの充電電流を破線、可変としたときの充電電流を実線で示している。図24に示す例では、充電電流ICが大きくなる各モードの初期段階において、コントローラ12は、スイッチング周波数fswを低くして充電電流ICを抑えている。これにより、充電電流ICのピーク値を抑え、発熱が集中することを防ぐことができる。図25は、スイッチング周波数fswを図24とは異なる態様で変化させた場合の例を示す図である。図25に示す例では、充電電流ICが小さくなる各モードの後半において、スイッチング周波数fswを高くして充電電流ICを大きくしている。これにより、充電電流ICを制御してピーク値を抑え、発熱が集中することを防ぐとともに、モード後半で充電電流ICを大きくして充電時間を短縮することができる。図26は、スイッチング周波数fswを図24~図25とは異なる態様で変化させた場合の例を示す図である。図26に示す例では、各モードの初期段階ではスイッチング周波数fswを低くし、その後徐々に高くしている。図24~図26に示す例の他、スイッチドキャパシタ分圧回路11を構成する半導体素子に温度センサを設け、温度センサが検出した温度に応じてスイッチング周波数fswを変化させることもできる。例えば、コントローラ12は、温度が高い時にはスイッチング周波数fswを低くし、温度が低くなるにつれてスイッチング周波数fswを高くして充電電流ICを抑え、発熱を抑制することができる。<実施の形態6>図27は、本発明の実施形態6に係るモータ駆動システム100の構成図である。モータ駆動システム100は、実施形態1~5で説明したプリチャージ回路10の負荷としてモータ駆動回路13とモータ14を有する。スイッチドキャパシタ分圧回路11を制御するコントローラ12は、モータ駆動回路13を制御するコントローラと共用することもできる。電源投入時にはスイッチドキャパシタ分圧回路11を介してキャパシタC0に電荷を充電し、定常動作時にはスイッチSW0を介して電荷をキャパシタC0に充電する。キャパシタC0に蓄えられたエネルギーは、瞬時に大きなエネルギーが必要なときにモータ駆動回路13を介してモータ14に供給される。<実施の形態7>図28は、本発明の実施形態7に係る電動パワーステアリングシステム200の構成図である。電動パワーステアリングシステム200は、実施形態1~5で説明したプリチャージ回路10の負荷としてモータ駆動回路13とモータ14を有する。モータ14は、電動パワーステアリングシステム200の操舵機構15を駆動する。操舵機構15は、瞬間的に大きな電力を必要とするので、本発明に係るプリチャージ回路10を用いて充電したキャパシタC0を有効に活用することができる。<実施の形態8>図29は、本発明の実施形態8に係るエアバッグシステム300の構成図である。エアバッグシステム300は、実施形態1~5で説明したプリチャージ回路10の負荷としてスクイブ駆動回路16とスクイブ17を有する。車が衝突するなどして衝撃を受けたときには、キャパシタC0に蓄えられたエネルギーがスクイブ駆動回路16を介してスクイブ17に供給され、スクイブ17を発火させてエアバッグを膨張させることができる。スクイブ17は、瞬間的に大きな電力を必要とするので、本発明に係るプリチャージ回路10を用いて充電したキャパシタC0を有効に活用することができる。