変調光信号stを受信して、同相成分Iと直交成分Qとを生成するために、前記変調光信号stを処理するように構成されている、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機RX、RX’、RXであって、前記同相成分Iおよび前記直交成分Qが電気信号であり、前記光コヒーレント受信機RX、RX’、RXが、同位相利得GIを前記同相成分Iに乗算して、それによって、電力調整された同相成分I’を提供し、直角位相利得GQを前記直交成分Qに乗算して、それによって、電力調整された直交成分Q’を提供するように構成された乗算ユニットMI、MQと、前記乗算ユニットMI、MQの出力と入力との間で接続され、前記電力調整された同相成分I’の電力と前記電力調整された直交成分Q’の電力の和を示す共通利得GC、および前記電力調整された同相成分I’の前記電力と前記電力調整された直交成分Q’の前記電力との間の差を示す差分利得GD、ならびに前記共通利得GCと前記差分利得GDとの間の積として前記同位相利得GI、および前記共通利得GCと前記差分利得GDとの間の比率として前記直角位相利得GQを計算するように構成されたデジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQとを備えた電力調整器PA、PA’、PA1、PA2を備える、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記電力調整器PAの入力において接続されたアナログデジタルユニットA/DI、A/DQをさらに備え、前記アナログデジタルユニットA/DI、A/DQが、前記光コヒーレント受信機RXにおいて生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でN個の同相成分サンプルIkとN個の直交成分サンプルQkとを前記電力調整器PAに提供するために、前記同相成分Iと前記直交成分Qとをサンプリングするように構成されており、Nが1以上の整数である、請求項1に記載の光コヒーレント受信機RX。前記乗算ユニットMI、MQが、前記同位相利得GIを前記N個の同相成分サンプルIkに乗算して、それによって、N個の電力調整された同相成分サンプルI’kを提供し、前記直角位相利得GQを前記N個の直交成分サンプルQkに乗算して、それによって、N個の電力調整された直交成分サンプルQ’kを提供するように構成されたデジタルユニットである、請求項2に記載の光コヒーレント受信機RX。前記乗算ユニットMI、MQがアナログユニットである、請求項1に記載の光コヒーレント受信機RX’。前記電力調整器PA’が、前記乗算ユニットMI、MQの出力において接続されたアナログデジタルユニットA/DI、A/DQを備え、前記アナログデジタルユニットA/DI、A/DQが、前記光コヒーレント受信機RXにおいて生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でN個の電力調整された同相成分サンプルI’kとN個の電力調整された直交成分サンプルQ’kとを提供するために、前記電力調整された同相成分I’と前記電力調整された直交成分Q’とをサンプリングするように構成されており、Nが1以上の整数である、請求項4に記載の光コヒーレント受信機RX’。前記デジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQが、前記N個の電力調整された同相成分サンプルI’kと前記N個の電力調整された直交成分サンプルQ’kとを受信して、以下の等式、すなわち、に従って、共通メトリックcを計算するように構成された演算モジュールCを備え、cが前記共通メトリックであり、I’kが前記N個の電力調整された同相成分サンプルであり、Q’kが前記N個の電力調整された直交成分サンプルである、請求項3または5に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記デジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQが、前記N個の電力調整された同相成分サンプルI’kと前記N個の電力調整された直交成分サンプルQ’kとを受信して、以下の等式、すなわち、に従って、共通メトリックcを計算するように構成された演算モジュールCを備え、cが前記共通メトリックであり、I’kが前記N個の電力調整された同相成分サンプルであり、Q’kが前記N個の電力調整された直交成分サンプルである、請求項3または5に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記デジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQが、前記演算モジュールCの出力において接続された、加算器S、共通乗算器MC、および共通アキュムレータACC-Cのカスケードをさらに備え、前記加算器Sがc-2Tを計算するように構成され、Tが前記電力調整された同相成分I’の電力および前記電力調整された直交成分Q’の電力が達すべき目標値であり、前記共通乗算器MCがScc-2Tを計算するように構成され、Scが共通ループ利得Scであり、前記共通アキュムレータACC-Cが、Scc-2Tをその内容ac[n-1]に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された共通の内容ac[n]を提供するように構成された、請求項6または7に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記演算モジュールCが、以下の等式、すなわち、に従って、差分メトリックdを計算するようにさらに構成され、dが前記差分メトリックであり、I’kが前記N個の電力調整された同相成分サンプルであり、Q’kが前記N個の電力調整された直交成分サンプルである、請求項8に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記デジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQが、前記演算モジュールCの出力において接続された、差分乗算器MDおよび差分アキュムレータACC-Dのカスケードをさらに備え、前記差分乗算器MDがSddを計算するように構成され、Sdが差分ループ利得Sdであり、前記差分アキュムレータACC-Dが、Sddをその内容ad[n-1]に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された差分の内容ad[n]を提供するように構成された、請求項9に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記差分ループ利得Sdが前記共通ループ利得Scよりも低い、請求項10に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記デジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQが、前記共通アキュムレータACC-Cと前記差分アキュムレータACC-Dの両方に接続された同位相加算器SIと直角位相加算器SQとをさらに備え、前記同位相加算器SIが、前記更新された共通の内容ac[n]と前記更新された差分の内容ad[n]の和ac[n]ad[n]を提供するように構成され、前記直角位相加算器SQが、前記更新された共通の内容ac[n]と前記更新された差分の内容ad[n]との間の差ac[n]-ad[n]を提供するように構成された、請求項8および10に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。前記デジタル回路C、S、MC、MD、ACC-C、ACC-D、SI、SQ、PI、PQが、前記同位相加算器SIと前記乗算ユニットMI、MQとの間に接続された同位相指数モジュールPIと、前記直角位相加算器SQと前記乗算ユニットMI、MQとの間に接続された直角位相指数モジュールPQとをさらに備え、前記同位相指数モジュールPIが、前記和ac[n]ad[n]の負の指数関数として前記同位相利得GIを計算するように構成され、前記直角位相指数モジュールPQが、前記差ac[n]-ad[n]の負の指数関数として前記直角位相利得GQを計算するように構成された、請求項12に記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RX。請求項1から13のいずれかに記載の光コヒーレント受信機RX、RX’、RXを備えた、通信ネットワークのノード。光通信ネットワークの光コヒーレント受信機RX、RX’において受信された変調光信号stの同相成分Iおよび直交成分Qの電力を調整するための方法であって、前記同相成分Iおよび前記直交成分Qが電気信号であり、前記方法が、同位相利得GIを前記同相成分Iに乗算して、それによって、電力調整された同相成分I’を提供し、直角位相利得GQを前記直交成分Qに乗算して、それによって、電力調整された直交成分Q’を提供するステップと、前記電力調整された同相成分I’の電力と前記電力調整された直交成分Q’の電力の和を示す共通利得GC、および前記電力調整された同相成分I’の前記電力と前記電力調整された直交成分Q’の前記電力との間の差を示す差分利得GD、ならびに前記共通利得GCと前記差分利得GDとの間の積として前記同位相利得GI、および前記共通利得GCと前記差分利得GDの間の比率として前記直角位相利得GQを計算するステップとを含む、方法。コヒーレント光受信機の適切な動作を可能にするために、アナログデジタル変換部分によって、かつ/またはデジタル部分によって受信される同相成分Iと直交成分Qは、両方とも常に公称値に等しい電力を有するべきである。実際に、アナログデジタル変換部分に関して、その部分は、一般に、-SatからSatに及ぶ、いくつかの量子化レベル一般に、256個の量子化レベルを使用して、同相成分Iと直交成分Qとを量子化し、Satは飽和値であるSatの一般的な値は127である。同相成分Iまたは直交成分Qの電力が飽和レベル超える場合、量子化は歪みを引き起こす。他方で、同相成分Iまたは直交成分Qの電力が飽和レベルよりもかなり低い場合、量子化のために、非常に減少された数の利用可能な量子化レベルだけが使用され、すなわち、量子化は、低過ぎる粒度を用いて実行される。上記の理由により、アナログデジタル変換部分の入力において、同相成分Iおよび直交成分Qは、飽和値よりも若干低い電力を有するべきである。類似の考慮はデジタル部分にも適用される。しかし、同相成分Iおよび直交成分Qの電力は、概して、経時的に変化する。詳細には、光リンクに沿った伝送の間、共に伝搬している他の光信号との相互作用により、変調光信号stの光強度は、概して、時間変化による影響を受ける。結果として、同相成分Iおよび直交成分Qの電力は、経時的に同じ量だけ変化する。本明細書において、かつ特許請求の範囲において、同相成分Iおよび直交成分Qの電力の同じ量だけの変化は共通変化と呼ばれる。さらに、コヒーレント光受信機のアナログ部分は、概して、同相成分Iおよび直交成分Qに関して異なる電力損失を引き起こす。そのような異なる電力損失は、アナログ部分内に含まれた構成要素の熱条件とその経年変化とにより、経時的に変化する。結果として、同相成分Iおよび直交成分Qの電力は、経時的に異なる量だけ変化する。本明細書において、かつ請求項において、同相成分Iおよび直交成分Qの電力の異なる量だけの変化は差分変化と呼ばれる。同相成分Iおよび直交成分Qの電力は、概して、共通変化と差分変化の両方による影響を受ける。原則として、同相成分Iおよび直交成分Qの電力は、それぞれの成分の電力を実質的に公称値に等しく維持するために、ACG自動利得制御機構を同相成分Iと直交成分Qとに別個に応用することによって調整され得る。しかし、この技法は、不利なことに、共通変化と差分変化の両方を制御することができない。実際に、光リンクに沿った伝送の間に変調光信号の光強度が受ける時間変化は、一般に、非常に速いため、共通変化は概して非常に速い。他方で、コヒーレント光受信機のアナログ部分の熱条件の変化およびその経年変化は非常に遅い現象であるため、差分変化は概して非常に遅い。したがって、不利なことに、同相成分Iと直交成分Qとに別個に応用されるACG機構は、より速い共通変化とより遅い差分変化の両方を制御することができないことになる。これは、不利なことに、その間に同相成分Iおよび直交成分Qが異なる電力を有する過渡状態をもたらすことになる。上記の説明に照らして、本出願者は、前述の欠点を克服する、すなわち、その共通変化とその差分変化の両方を制御できるように、同相成分Iおよび直交成分Qの電力を調整することができるコヒーレント光受信機を提供するという課題に直面した。第1の態様によれば、本発明は、変調光信号を受信して、同相成分と直交成分とを生成するために、変調光信号を処理するように構成されている、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機であって:-同位相利得によって同相成分を乗算して、それによって、電力調整された同相成分を提供し、直角位相利得によって直交成分を乗算して、それによって、電力調整された直交成分を提供するように構成された乗算ユニットと、-乗算ユニットの出力と入力との間で遡及的に接続され、-電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力の和を示す共通利得、および電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力との間の差を示す差分利得、ならびに-共通利得と差分利得との間の積として同位相利得、および共通利得と差分利得との間の比率として直角位相利得を計算するように構成されたデジタル回路とを備えた電力調整器を備える、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機を提供する。好ましくは、光コヒーレント受信機は、電力調整器の入力において接続されたアナログデジタルユニットをさらに備え、そのアナログデジタルユニットは、光コヒーレント受信機において生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でN個の同相成分サンプルとN個の直交成分サンプルとを電力調整器に提供するために、同相成分と直交成分とをサンプリングするように構成されており、Nは1以上の整数である。この場合、好ましくは、乗算ユニットは、同位相利得によってN個の同相成分サンプルを乗算して、それによって、N個の電力調整された同相成分サンプルを提供し、直角位相利得によってN個の直交成分サンプルを乗算して、それによって、N個の電力調整された直交成分サンプルを提供するように構成されたデジタルユニットである。あるいは、乗算ユニットはアナログユニットである。この場合、好ましくは、電力調整器は、乗算ユニットの出力において接続されたアナログデジタルユニットを備え、そのアナログデジタルユニットは、光コヒーレント受信機において生成されたクロック信号のそれぞれのクロック周期でN個の電力調整された同相成分サンプルとN個の電力調整された直交成分サンプルとを提供するために、電力調整された同相成分と電力調整された直交成分とをサンプリングするように構成されており、Nは1以上の整数である。好ましくは、デジタル回路は、N個の電力調整された同相成分サンプルとN個の電力調整された直交成分サンプルとを受信して、以下の等式、すなわち:に従って、共通メトリックを計算するように構成された演算モジュールを備え、cは共通メトリックであり、I’kはN個の電力調整された同相成分サンプルであり、Q’kはN個の電力調整された直交成分サンプルである。あるいは、デジタル回路は、N個の電力調整された同相成分サンプルとN個の電力調整された直交成分サンプルとを受信して、以下の等式、すなわち:に従って、共通メトリックを計算するように構成された演算モジュールを備え、cは共通メトリックであり、I’kはN個の電力調整された同相成分サンプルであり、Q’kはN個の電力調整された直交成分サンプルである。好ましくは、デジタル回路は、演算モジュールの出力において接続された、加算器、共通乗算器、および共通アキュムレータのカスケードをさらに備え:-加算器はc-2Tを計算するように構成され、Tは電力調整された同相成分の電力および電力調整された直交成分の電力が達すべき目標値であり、-共通乗算器はScc-2Tを計算するように構成され、Scは共通ループ利得であり、-共通アキュムレータは、Scc-2Tをその内容に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された共通内容を提供するように構成される。好ましくは、演算モジュールは、以下の等式、すなわち:に従って、差分メトリックを計算するようにさらに構成され、dは差分メトリックであり、I’kはN個の電力調整された同相成分サンプルであり、Q’kはN個の電力調整された直交成分サンプルである。好ましくは、デジタル回路は、演算モジュールの出力において接続された、差分乗算器および差分アキュムレータのカスケードをさらに備え:-差分乗算器はSddを計算するように構成され、Sdは差分ループ利得であり、-差分アキュムレータは、Sddをその内容に加えることによって、その内容を更新し、それによって、更新された差分の内容を提供するように構成される。好ましくは、差分ループ利得は共通ループ利得よりも低い。好ましくは、デジタル回路は、共通アキュムレータと差分アキュムレータの両方に接続された同位相加算器と直角位相加算器とをさらに備え:-同位相加算器は、更新された共通の内容と更新された差分の内容の和を提供するように構成され、-直角位相加算器は、更新された共通の内容と更新された差分の内容との間の差を提供するように構成される。好ましくは、デジタル回路は、同位相加算器と乗算ユニットとの間に接続された同位相指数モジュールと、直角位相加算器と乗算ユニットとの間に接続された直角位相指数モジュールとをさらに備え:-同位相指数モジュールは、上記和の負の指数関数として同位相利得を計算するように構成され、-直角位相指数モジュールは、上記差の負の指数関数として直角位相利得を計算するように構成される。その第2の態様によれば、本発明は、先行の請求項のうちのいずれかに記載の光コヒーレント受信機を備えた通信ネットワークのノードを提供する。その第3の態様によれば、本発明は、光通信ネットワークの光コヒーレント受信機において受信された変調光信号の同相成分および直交成分の電力を調整するための方法であって:-同位相利得によって同相成分を乗算して、それによって、電力調整された同相成分を提供し、直角位相利得によって直交成分を乗算して、それによって、電力調整された直交成分を提供するステップと、-電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力の和を示す共通利得、および電力調整された同相成分の電力と電力調整された直交成分の電力との間の差を示す差分利得、ならびに-共通利得と差分利得との間の積として同位相利得、および共通利得と差分利得の間の比率として直角位相利得-を遡及的に計算するステップ:とを含む、方法を提供する。本発明の実施形態は、添付の図面を参照して、限定ではなく、例示として提示される以下の詳細な説明を読むことによってより良好に理解されよう。図1は、本発明の第1の実施形態によるコヒーレント光受信機RXを概略的に示す。コヒーレント光受信機RXは、好ましくは、アナログ部分APと、同位相アナログデジタル変換器A/DIと、直角位相アナログデジタル変換器A/DQと、電力調整器PAと、デジタル部分DPとを備える。コヒーレント光受信機RXは、図1に示されず、本明細書に無関係であるため説明されない、さらなるモジュールを備えることも可能である。アナログ部分APは、好ましくは、コヒーレント光受信機RXの入力に実質的に対応する入力と、2個の出力とを有する。アナログ部分APは、好ましくは、光学的構成要素、電気的構成要素、および電気光学的構成要素の構成として実装される。アナログ部分APの物理的実装は本明細書には無関係であるため、詳細に説明されない。好ましくは、同位相アナログデジタル変換器A/DIおよび直角位相アナログデジタル変換器A/DQは、アナログ部分APの出力に接続される。電力調整器PAは、好ましくは、2個の入力と2個の出力とを有する。同位相アナログデジタル変換器A/DIおよび直角位相アナログデジタル変換器A/DQの出力は、好ましくは、電力調整器PAの入力に接続される。デジタル部分DPは、好ましくは、電力調整器PAの出力に接続された2個の入力を有する。変調光信号st=Acos2πft-θが光コヒーレント受信機RXの入力において受信されるとき、アナログ部分APは、好ましくは、変調光信号stの同相成分Iと変調光信号stの直交成分Qとを生成するために、その変調光信号を処理する。アナログ部分APによって出力された同相成分Iと直交成分Qは両方とも、好ましくは、アナログ電気信号の形である。アナログ部分APの動作は、本明細書に無関係であるため、これ以上詳細に説明されない。次いで、この第1の実施形態によれば、同位相アナログデジタル変換器A/DIは、好ましくは、同相成分Iをサンプリングして、それによって、一続きの同相成分サンプルIkを生成する。実質的に同時に、直角位相アナログデジタル変換器A/DQは、好ましくは、直交成分Qをサンプリングして、それによって、一続きの直交成分サンプルQkを生成する。好ましくは、電力調整器PAは、同相成分サンプルIkを受信して、同位相利得GIをそれらに乗算し、それによって、その出力において対応する電力調整された同相成分サンプルI’kを提供する。実質的に同時に、電力調整器PAは、直交成分サンプルQkを受信して、直角位相利得GQをそれらに乗算し、それによって、その出力において、対応する電力調整された直交成分サンプルQ’kを提供する。好ましくは、同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、以下の等式によって与えられる:GI=GCGD[4a]GQ=GC/GD[4b]式中、本明細書において後でさらに詳細に説明されるように、GCは、同相成分Iおよび直交成分Qの電力の考えられる共通変化を制御するのに適した、速く変化する共通利得であり、一方、GDは同相成分Iおよび直交成分Qの電力の考えられる差分変化を制御するのに適した、遅く変化する差分利得である。同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、好ましくは、本明細書において後でさらに詳細に説明されるように、同相成分サンプルIkと直交成分サンプルQkとに基づいて、電力調整器PAによって計算される。次いで、電力調整器PAは、好ましくは、電力調整された同相成分サンプルI’kと電力調整された直交成分サンプルQ’kとをデジタル部分DPに転送し、デジタル部分DPは、当初送信されたデジタルデータを取り出すためにそれらを処理する。デジタル部分DPの動作は、変調光信号stに加えられるデジタル変調のタイプに依存し、本明細書に無関係であるため、さらに詳細に説明されない。図2を参照すると、本発明の第1の実施形態による電力調整器PAが次に詳細に説明される。電力調整器PAは、好ましくは、同位相乗算器MIと、直角位相乗算器MQと、演算モジュールCと、加算器Sと、共通乗算器MCと、差分乗算器MDと、共通アキュムレータACC-Cと、差分アキュムレータACC-Dと、同位相加算器SIと、直角位相加算器SQと、同位相指数モジュールPIと、直角位相指数モジュールPQとを備える。すべての上述の構成要素は、好ましくは、デジタル構成要素であり、これらの構成要素は、ASICとして実装されることが可能である。電力調整器PAの上記の構成要素は、好ましくは、2つの部分的に重複しているフィードバックループに従って構成され、これらの2つのフィードバックループは、上記の等式[4a]および[4b]に従って、同位相利得GIと直角位相利得GQとを計算するように構成されている。詳細には、同位相乗算器MIの入力のうちの1つ、および直角位相乗算器MQの入力のうちの1つは、電力調整器PAの入力に対応する。さらに、好ましくは、同位相乗算器MIの出力および直角位相乗算器MQの出力は、電力調整器PAの出力に対応する。演算モジュールCは、2個の入力と2個の出力とを有する。同位相乗算器MIおよび直角位相乗算器MQの出力は、演算モジュールCの入力に接続される。演算モジュールCの出力のうちの1つは、加算器Sを介して共通乗算器MCに接続されるのに対して、もう1つの出力は、差分乗算器MDに直接的に接続される。共通乗算器MCは、好ましくは、共通アキュムレータACC-Cに接続されるのに対して、差分乗算器MDは、好ましくは、差分アキュムレータACC-Dに接続される。共通アキュムレータACC-Cおよび差分アキュムレータACC-Dの出力は、好ましくは、同位相加算器SIと直角位相加算器SQの両方の入力に接続される。次いで、同位相加算器SIは、同位相乗算器MIの入力のうちの1つにおいて接続される同位相指数モジュールPIに接続される。同様に、直角位相加算器SQは、直角位相乗算器MQの入力のうちの1つに接続される直角位相指数モジュールPQに接続される。電力調整器PAは、好ましくは、受信機RX内に含まれたクロックユニット図示せずからクロック信号を受信して、電力調整器PAのすべての構成要素に、それらの動作を同期化するために、そのクロック信号を提供するように構成されたクロック入力やはり、図示せずをさらに備える。図2に示される様々な要素の機能は、専用ハードウェア、プログラマブルハードウェア、または適切なソフトウェアと連携して、ソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を介して提供されることが可能である。詳細には、図2に示される様々な要素の機能は、好ましくは、1つもしくは複数の特定用途向け集積回路ASICおよび/または1つもしくは複数のフィールドプログラマブルゲートアレイFPGAの使用を介して提供される。好ましくは、図2に示される様々な要素の機能は、単一のASICまたは単一のFPGAの使用を介して提供される。図2の電力調整器PAの動作が次に詳細に説明される。上で説明されたように、電力調整器PAは、好ましくは、その入力において、同位相アナログデジタル変換器A/DIおよび直角位相アナログデジタル変換器A/DQから、それぞれ同相成分サンプルIkと直交成分サンプルQkとを受信する。詳細には、受信されたクロック信号のそれぞれのクロック周期において、電力調整器PAは、好ましくは、その入力において、N個の同相成分サンプルIkとN個の直交成分サンプルQkとを受信し、Nは1以上の整数である。整数Nは、好ましくは、128に等しい。それぞれのクロック周期において、同位相乗算器MIは、好ましくは、現在、同位相指数モジュールPIによって出力されているかつ、前のクロック周期の間に計算されている同位相利得GIをN個の同相成分サンプルIkに乗算し、それによって、電力調整器PAの出力において、N個の対応する電力調整された同相成分サンプルI’kを提供する。実質的に同時に、直角位相乗算器MQは、好ましくは、現在、直角位相指数モジュールPQによって出力されているかつ、前のクロック周期の間に計算されている直角位相利得GQをN個の直交成分サンプルQkに乗算し、それによって、電力調整器PAの出力において、N個の対応する電力調整された直交成分サンプルQ’kを提供する。好ましくは、N個の電力調整された同相成分サンプルI’kおよびN個の電力調整された直交成分サンプルQ’kは演算モジュールCにおいても受信される。演算モジュールCには、好ましくは、N個のサンプルI’kとN個のサンプルQ’kとを記憶するのに適した、1つまたは複数の記憶デバイスが提供される。次いで、演算モジュールCは、好ましくは、共通メトリックcと差分メトリックdとを計算する。共通メトリックcは、好ましくは、現在のクロック周期の間の乗算後の同相成分Iおよび直交成分Qの電力の和を示す。他方で、差分メトリックdは、好ましくは、現在のクロック周期の間の乗算後の同相成分Iの電力と直交成分Qの電力との間の差を示す。詳細には、共通メトリックcおよび差分メトリックdは、好ましくは、以下の等式に従って計算される:次いで、共通メトリックcは、加算器Sに、共通乗算器MCに、次いで、共通アキュムレータACC-Cに転送される。加算器Sは、好ましくは、共通メトリックcから2Tを減算し、共通乗算器MCは、その結果に共通ループ利得Scを乗算し、共通アキュムレータACC-Cは、好ましくは、その内容にその乗算の結果を加えることによって、その内容を更新する。本明細書において後により詳細に説明されるように、Tは、目標値、すなわち、共通利得GCを計算するのに適したフィードバックループが安定状態に達したとき、サンプルI’kおよびQ’kの電力が達するべき値である。目標値Tは、デジタル部分DPの特徴すなわち、デジタル部分DPの飽和値および粒度に従って構成されることが可能であり、かつ場合によっては、変更されることが可能である。実質的に同時に、差分メトリックdは、差分乗算器MDに、次いで、差分アキュムレータACC-Dに転送される。差分乗算器MDは、その結果に差分ループ利得Sdを乗算し、差分アキュムレータACC-Dは、好ましくは、その内容にその乗算の結果を加えることによって、その内容を更新する。現在のクロック周期の間に更新された共通アキュムレータACC-Cの内容ac[n]および差分アキュムレータACC-Dの内容ad[n]は、したがって、2つの以下の等式によって与えられる:ac[n]=ac[n-1]Scc-2t[6a]ad[n]=ad[n-1]Sdd[6b]式中、ac[n-1]およびad[n-1]は、それぞれ、前のクロック周期の終了時のすなわち、現在のクロック周期において実行される更新前のアキュムレータACC-CおよびACC-Dの内容である。基本的に、アキュムレータACC-C、ACC-Dは、それぞれ、共通メトリックcおよび差分メトリックdの積分を計算するデジタル積分器として機能する。共通メトリックcと差分メトリックdの積分は、有利なことに、成分IおよびQの共通変化ならびに差分変化の円滑化を可能にし、したがって、基本的に、同位相利得GIおよび直角位相利得GQに関して低域フィルタリング機能を提供する。有利なことに、共通ループ利得Scおよび差分ループ利得Sdの値は、独立して選択されることが可能である。好ましくは、これらの値は、0<Sd<Sc<<1になるように選択される。有利なことに、これは、差分アキュムレータACC-Dの内容の経時的な変化が共通アキュムレータACC-Cの内容の経時的な変化よりもかなり遅いことを意味する。アキュムレータACC-DおよびACC-Cの更新された内容ad[n]およびac[n]は、次いで、同位相加算器SIと直角位相加算器SQとに転送される。同位相加算器SIは、ac[n]ad[n]を計算して、以下の等式に従って、同位相利得GIを計算する同位相指数モジュールPIにその和を送る:さらに、直角位相加算器SQは、ac[n]-ad[n]を計算して、以下の等式に従って、直角位相利得GQを計算する直角位相指数モジュールPQにその差を送る:すなわち、同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、内容ad[n]およびac[n]の非線形マッピングを介して計算される。これは、基本的に、同位相利得GIおよび直角位相利得GQの対数制御を提供する。現在受信されているN個のサンプルI’kとN個のサンプルQ’kとに基づいて、現在のクロック周期の間に等式[7a]と[7b]とに従って計算された同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、次いで、次のクロック周期の間に受信されることになるN個のサンプルI’kとN個のサンプルQ’kとを乗算するために使用されることになる。電力調整器PAの上記の動作は、好ましくは、それぞれのクロック周期で繰り返される。等式[7a]と[7b]とに従って計算された同位相利得GIおよび直角位相利得GQは:を条件として、上記の等式[4a]および[4b]に従って計算された同位相利得GIおよび直角位相利得GQに対応する点に留意されたい。したがって、同相成分Iおよび直交成分Qの電力が実質的に目標値Tに等しい場合、共通メトリックcは実質的に2Tに等しく、したがって、加算器Sの出力は、実質的にゼロに等しい。したがって、共通アキュムレータACC-Cの内容は、実質的に、一定でありまたは、若干変動し、結果として、共通利得も実質的に一定である。すなわち、共通利得を計算するフィードバックループは、基本的にその安定状態にある。例として、同相成分Iおよび直交成分Qがその電力に共通な増大を経験する場合、共通メトリックcは2Tよりも高くなり、それに応じて、加算器Sの出力は正になる。したがって、共通アキュムレータACC-Cの内容は増大し、結果として、共通利得は減少する。したがって、同位相利得GIと直角位相利得GQは両方とも、同じ量だけ減少し、それに応じて、成分Iと成分Qの両方の電力は同じ量だけ減少する。この機構は、安定状態に再度達するまですなわち、IおよびQの電力が再度実質的にTに等しくなるまで続く。共通利得がその安定状態値に向けて進む速度は、基本的に、共通ループ利得Scに依存する。他方で、同相成分Iの電力が直交成分Qの電力に等しいとき、差分メトリックdは実質的にゼロに等しい。したがって、差分アキュムレータACC-Dの内容は、実質的に一定でありまたは、若干変動し、その結果、差分利得は実質的に一定である。すなわち、差分利得を計算するフィードバックループは、基本的にその安定状態にある。例として、同相成分Iの電力が直交成分Qの電力に対して相対的に増大する場合、差分メトリックdは正になる。したがって、差分アキュムレータACC-Dの内容は増大し、その結果、差分利得は減少する。したがって、同位相利得GIは所与の量だけ減少するのに対して、直角位相利得GQは同じ量だけ増大する。したがって、成分Iの電力は所与の量だけ減少するのに対して、成分Qの電力は同じ量だけ増大する。この機構は、安定状態に再度達するまでIの電力がQの電力に等しくなるまで続く。差分利得がその安定状態値に向けて進む速度は、基本的に、差分ループ利得Sdに依存する。上で説明されたコヒーレント光受信機RXおよび、詳細には、その中に含まれた電力調整器PAは、有利なことに、その共通変化とその差分変化の両方を制御できるように、同相成分Iおよび直交成分Qの電力を調整することができる。実際に、電力調整器PAによって計算された同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、有利なことに、より速い形で変化し、共通変化を補償する共通利得と、より遅い形で変化し、差分変化を補償する差分利得の両方を含む。共通利得GCおよび差分利得GDは、2つの異なるメトリックcおよびdに従って、2つの異なるフィードバックループによって独立して計算されるため、共通変化および差分変化は、有利なことに、独立して制御される。有利なことに、共通ループ利得Scと差分ループ利得Sdとを適切に選ぶことによって、共通利得GCおよび差分利得GDの調整速度は独立して選択されることが可能である。したがって、0<Sd<Sc<<1を選択することによって、共通利得GCは、より速い形で変化することになりそれによって、より速い共通変化を補償し、一方で、差分利得GDは、より遅い形で変化することになるそれによって、より遅い差分変化を補償することになる。さらに、同位相利得GIおよび直角位相利得GQの対数制御は、有利なことに、演算モジュールCにおいて受信されたサンプルI’kおよびQ’kの電力に依存せずに、同位相利得GIおよび直角位相利得GQの調整速度を実質的に一定に保つことを可能にする。さらに、有利なことに、電力調整器PAは実施が非常に簡単である。実際に、同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、非常に簡単な構成要素を使用して計算される。詳細には、等式[4b]内に含まれた除算GD/GCを実施することは非常に複雑なデジタル回路を必要とすることになるが、上記の等式[7b]に従って直角位相利得GQの計算を実施するために必要とされるデジタル回路は、有利なことに、非常に簡単である。実際に、等式[7b]の実施は、基本的に、アキュムレータACC-C、ACC-Dと、直角位相加算器SQと、直角位相指数モジュールSQとを必要とする。他方で、上記の等式[7b]による直角位相利得GQの計算は、等式[4b]内に含まれた除算GD/GCの計算よりもずっと速い。直角位相利得GQの計算は、クロック周期ごとに実行されなければならず、サンプルI’kおよびQ’kの処理において遅延をもたらすべきでないため、これは非常に有利である。第1の実施形態の第1の改変形態によれば、共通メトリックcは、基本的に、ユークリッドノルムの近似を提供する等式[5a]を使用する代わりに、以下の等式、すなわち:に従って、近似され得る。等式[5a’]は、基本的に、L1ノルムの平均に基づく等式[5a]の近似である。平方演算または平方根の演算のいずれも実施されなくてよいため、これは、有利なことに、演算モジュールCの構造の簡素化を可能にする。この第1の実施形態の第2の改変形態によれば、共通メトリックcは、以下の等式、すなわち:に従って近似され得る。等式[5a]は、基本的に、等式[5a’]に従って計算された近似よりもより正確な、等式[5a]のさらなる近似である。実際に、等式[5a]は、円上に存在する点が同じノルムを有するユークリッドノルムである。他方で、等式[5a’]は、45°だけ傾斜した正方形上に存在する点が同じノルムを有するL1ノルムである。さらなる等式[5a]は、八角形上に存在する点が同じノルムを有する、さらなるタイプのノルムである。八角形は正方形よりも円をより良好に近似するので、等式[5a]は等式[5a’]よりもより良好な、等式[5a]の近似である。等式[5a]が、等式[5a’]よりもより複雑であっても、等式[5a]は平方演算または平方根演算のいずれも含まないため、その実施は、有利なことに、依然として非常に簡単である。すなわち、等式[5a]は、共通メトリックcの厳密値を提供するが、実施するには多少複雑な等式[5a]と、共通メトリックcの粗い近似を提供するが、実施が非常に簡単な等式[5a’]との間のトレードオフである。図3は、本発明の第2の実施形態によるコヒーレント光受信機RX’を概略的に示す。コヒーレント光受信機RX’の構造は、図1のコヒーレント光受信機RXの構造に類似する。しかし、図1のコヒーレント光受信機RXとは異なり、アナログ部分APの出力は、電力調整器PA’に直接的に接続される。したがって、この第2の実施形態によれば、アナログ部分APによって出力された同相成分Iおよび直交成分Qは、アナログの形で電力調整器PA’に提供される。次に図4を参照すると、本発明の第2の実施形態による電力調整器PA’の構造は、図2の電力調整器PAの構造に類似する。したがって、詳細な説明は、繰り返されない。しかし、図2の電力調整器PAと異なって、同位相乗算器MIおよび直角位相乗算器MQは、アナログ乗算器である。加えて、電力調整器PA’は、好ましくは、同位相乗算器MIの出力において接続された同位相アナログデジタル変換器A/DIと、直角位相乗算器MQの出力において接続された直角位相アナログデジタル変換器A/DQとを備える。電力調整器PA’の他の構成要素は、本発明の第1の実施形態による電力調整器PAに類似したデジタル構成要素である。アナログ乗算器を除いて図4に示される様々な要素の機能は、専用のハードウェア、プログラマブルハードウェア、または適切なソフトウェアと連携して、ソフトウェアを実行することができるハードウェアの使用を介して提供されることが可能である。詳細には、アナログ乗算器を除いて図4に示される様々な要素の機能は、好ましくは、アナログ乗算器と協働している、1つもしくは複数の特定用途向け集積回路ASICおよび/または1つもしくは複数のフィールドプログラマブルゲートアレイFPGAの使用を介して提供される。好ましくは、アナログ乗算器を除いて図4に示される様々な要素の機能は、アナログ乗算器と協働している単一のASICまたは単一のFPGAの使用を介して提供される。図4の電力調整器PA’の動作が次に詳細に説明される。上で説明されたように、電力調整器PA’は、好ましくは、その入力において、アナログの形で同相成分Iおよび直交成分Qをアナログ部分APから受信する。同位相乗算器MIは、好ましくは、同位相指数モジュールPIによって現在出力されている同位相利得GIを同相成分Iに乗算し、それによって、その出力において、電力調整された同相成分I’を連続的に提供する。実質的に同時に、直角位相乗算器MQは、好ましくは、直角位相指数モジュールPQによって現在出力されている直角位相利得GQを直交成分Qに連続的に乗算し、それによって、その出力において、電力調整された直交成分Q’を連続的に提供する。次いで、同位相アナログデジタル変換器A/DIは、好ましくは、電力調整された同相成分I’をサンプリングし、それによって、一続きの電力調整された同相成分サンプルI’kを生成する。実質的に同時に、直角位相アナログデジタル変換器A/DQは、好ましくは、電力調整された直交成分Q’をサンプリングし、それによって、一続きの電力調整された直交成分サンプルQ’kを生成する。詳細には、それぞれのクロック周期でN個の電力調整された同相成分サンプルI’kとN個の電力調整された直交成分サンプルQ’kとが生成されて、電力調整器PA’の出力において提供され、Nは、1以上の整数である。整数Nは、好ましくは128に等しい。N個の電力調整された同相成分サンプルI’kおよびN個の電力調整された直交成分サンプルQ’kは、好ましくは、演算モジュールCにおいても受信される。同位相利得GIと直角位相利得GQとを計算するための、N個の電力調整された同相成分サンプルI’kおよびN個の電力調整された直交成分サンプルQ’kのその後の処理は、本発明の第1の実施形態による電力調整器PAによって実行される上述の処理と実質的に同一である。したがって、そのような処理は、単に短く要約される。まず、それぞれのクロック周期でN個の電力調整された同相成分サンプルI’kおよびN個の電力調整された直交成分サンプルQ’kは、好ましくは、共通メトリックcと差分メトリックdとを計算するために、演算モジュールCによって処理される。共通メトリックcは、上記の等式[5a]、[5a’]、または[5a]のうちのいずれかに従って計算されることが可能である。差分メトリックdは、好ましくは、上記の等式[5b]に従って計算される。次いで、共通メトリックcは、加算器Sに、次いで、共通乗算器MCに、次いで、上記の等式[6a]に従って、その内容を更新するために、その共通メトリックcを使用する共通アキュムレータACC-Cに転送される。実質的に同時に、差分メトリックdは、差分乗算器MDに、次いで、上記の等式[6b]に従って、その内容を更新するために、その差分メトリックdを使用する差分アキュムレータACC-Dに転送される。この第2の実施形態によれば、加算器Sによって使用される公称値Tは、同位相アナログデジタル変換器A/DIおよび直角位相アナログデジタル変換器A/DQの特徴すなわち、その飽和値およびその粒度に依存する点に留意されたい。次いで、アキュムレータACC-DならびにACC-Cの更新された内容ad[n]およびac[n]が同位相加算器SIおよび直角位相加算器SQに転送される。同位相加算器SIは、ac[n]ad[n]を計算して、上記の等式7aに従って同位相利得GIを計算する同位相指数モジュールPIにその和を送る。さらに、直角位相加算器SQは、ac[n]-ad[n]を計算して、上記の等式[7b]に従って直角位相利得GQを計算する直角位相指数モジュールPQにその差を送る。N個の現在受信されているサンプルI’kおよびQ’kに基づいて、現在のクロック周期の間に等式[7a]および[7b]に従って計算された同位相利得GIおよび直角位相利得GQは、次いで、次のクロック周期の間に成分IおよびQを乗算するために使用されることになる。したがって、第1の実施形態によれば、電力調整はデジタル部分DPの入力において実行されるのに対して、この第2の実施形態によれば、電力調整は、アナログデジタル変換器A/DI、A/DQの入力において実行され、アナログデジタル変換器A/DI、A/DQは、電力調整器PA’自体に統合されている。また、第2の実施形態によるコヒーレント光受信機RX’および、詳細には、その中に含まれた電力調整器PA’は、したがって、有利なことに、その共通変化とその差分変化の両方を制御できるように、同相成分Iおよび直交成分Qの電力を調整することができ、実質的に、第1の実施形態による電力調整器PAと同じ利点を有する。加えて、第2の実施形態によれば、同相成分および直交成分の電力調整は、それらの同相成分および直交成分がアナログデジタル変換器の入力において提供される前に実行されるため、アナログデジタル変換器の動作は改善される。図5は、本発明の第3の実施形態によるコヒーレント光受信機RXを概略的に示す。コヒーレント光受信機RXは、基本的に、第1の実施形態によるコヒーレント光受信機RX図1と、第2の実施形態によるコヒーレント光受信機RX’図3の組合せである。詳細には、コヒーレント光受信機RXは、アナログ部分APと、アナログ部分APの出力において接続された第1の電力調整器PA1と、第1の電力調整器PA1の出力において接続された第2の電力調整器PA2と、第2の電力調整器PA2の出力において接続されたデジタル部分DPとを備える。好ましくは、第1の電力調整器PA1は、本発明の第2の実施形態による電力調整器PA’図4に類似する。すなわち、第1の電力調整器PA1は、アナログデジタル変換器A/DI、A/DQを備える。さらに、乗算器MI、MQは、成分IおよびQがアナログデジタル変換器A/DI、A/DQにおいて受信される前に、成分IおよびQの電力を調整するのに適したアナログデバイスである。したがって、この第3の実施形態によれば、第1の電力調整器PA1は、成分IおよびQの電力を実質的にアナログデジタル変換器A/DI、A/DQの特徴すなわち、飽和値および粒度に依存する第1の目標値T1に等しく維持するために第1の電力調整動作を実行する。他方で、第2の電力調整器PA2は、本発明の第1の実施形態による電力調整器PA図2に類似する。すなわち、第2の電力調整器PA2は、成分IおよびQがデジタル部分DPにおいて受信される前に、アナログデジタル変換後に成分IおよびQの電力をさらに調整するのに適した完全なデジタルモジュールである。したがって、第2の電力調整器PA2は、成分IおよびQがサンプリングされた後で成分IおよびQの電力を実質的に、デジタル部分DPの特徴すなわち、飽和値および粒度に依存する第2の目標値T2に等しく維持するために第2の電力調整動作を実行する。好ましくは、第1の電力調整は、粗くてよく、一方、第2の電力調整はより細かくてもよい。また、この第3の実施形態によれば、有利なことに、共通変化および差分変化は両方とも補償される。