"高周波信号である入力信号をI側信号経路およびQ側信号経路によるIQ変調を用いて低周波信号に周波数変換するミキサ回路において、上記I側信号経路は、所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置I側ミキサと、上記前置I側ミキサの出力信号を加算する第1の加算器と、上記第1の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第1のローパスフィルタと、上記第1のローパスフィルタの出力信号とI側局発信号とをミキシングする後置I側ミキサとを備え、上記Q側信号経路は、所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置Q側ミキサと、上記前置I側ミキサの出力信号を加算する第2の加算器と、上記第2の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第2のローパスフィルタと、上記第2のローパスフィルタの出力信号とQ側局発信号とをミキシングする後置Q側ミキサとを備え、上記ミキサ回路は、上記後置I側ミキサの出力信号と上記後置Q側ミキサの出力信号との差を演算する減算器を備え、上記第1の加算器は、一部の上記前置Q側ミキサの出力信号と上記前置I側ミキサの出力信号とを加算し、上記第2の加算器は、一部の上記前置I側ミキサの出力信号と上記前置Q側ミキサの出力信号とを加算することを特徴とするミキサ回路。上記前置I側ミキサは、上記入力信号と第1のI側局発信号とをミキシングする第1のI側ミキサ、および上記入力信号と上記第1のI側局発信号に対して-π/4の位相差を有する第2のI側局発信号とをミキシングする第2のI側ミキサであり、上記前置Q側ミキサは、上記入力信号と、上記第1のI側局発信号に対してπ/2の位相差を有する第1のQ側局発信号とをミキシングする第1のQ側ミキサ、および上記入力信号と、上記第1のI側局発信号に対してπ/4の位相差を有する第2のQ側局発信号とをミキシングする第2のQ側ミキサであり、上記第1の加算器は、上記第1のI側ミキサの出力信号の振幅を√2倍した振幅を有する信号と、上記第2のI側ミキサの出力信号と、上記第2のQ側ミキサの出力信号とを加算し、上記第2の加算器は、上記第1のQ側ミキサの出力信号の振幅を√2倍した振幅を有する信号と、上記第2のQ側ミキサの出力信号と、上記第2のI側ミキサの出力信号を反転した信号とを加算することを特徴とする請求項1に記載のミキサ回路。上記第1のI側局発信号と、上記第2のI側局発信号と、上記第1のQ側局発信号と、上記第2のQ側局発信号との間の位相差を補正する位相補正部を備えていることを特徴とする請求項2に記載のミキサ回路。上記第1の加算器の出力信号をデジタルに変換する第1のAD変換器と、上記第2の加算器の出力信号をデジタルに変換する第2のAD変換器と、をさらに備えていることを特徴とする請求項1から3のいずれか1項に記載のミキサ回路。上記ミキサ回路が集積回路によって構成されていることを特徴とする請求項1から4のいずれか1項に記載のミキサ回路。請求項1から5のいずれか1項に記載のミキサ回路を備えていることを特徴とする無線機器。しかし、図13で示すミキサ回路では、8つの局発信号とミキサが必要になり、回路規模および消費電力が増大するという課題がある。上記課題に鑑み、本発明の目的は、イメージ妨害および高調波妨害の影響を排除することができるミキサ回路の回路規模の縮小化および低消費電力化を図ることである。本発明のミキサ回路は、高周波信号である入力信号をI側信号経路およびQ側信号経路によるIQ変調を用いて低周波信号に周波数変換するミキサ回路において、上記の課題を解決するために、下記のように構成されていることを特徴としている。1上記I側信号経路は、所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置I側ミキサと、上記前置I側ミキサの出力信号を加算する第1の加算器と、上記第1の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第1のローパスフィルタと、上記第1のローパスフィルタの出力信号とI側局発信号とをミキシングする後置I側ミキサとを備えている。2上記Q側信号経路は、所定の位相差を有する互いに異なる局発信号と上記入力信号とをミキシングする複数の前置Q側ミキサと、上記前置I側ミキサの出力信号を加算する第2の加算器と、上記第2の加算器の出力信号の高周波成分を除去する第2のローパスフィルタと、上記第2のローパスフィルタの出力信号とQ側局発信号とをミキシングする後置Q側ミキサとを備えている。3上記ミキサ回路は、上記後置I側ミキサの出力信号と上記後置Q側ミキサの出力信号との差を演算する減算器を備えている。4上記第1の加算器は、一部の上記前置Q側ミキサの出力信号と上記前置I側ミキサの出力信号とを加算する。5上記第2の加算器は、一部の上記前置I側ミキサの出力信号と上記前置Q側ミキサの出力信号とを加算する。上記の構成では、図14に示すミキサ回路のように、I側信号経路およびQ側信号経路における前置I側ミキサによるミキシングおよび前置Q側ミキサによるミキシングが行われ、これらの出力信号が第1の加算器および第2の加算器で加算される。加算された信号がそれぞれ第1のローパスフィルタおよび第2のローパスフィルタで低周波成分が除去された後、後置I側ミキサおよび後置Q側ミキサによるミキシングが行われる。さらに、これらのミキシングによって得られた信号の差が、減算器によって演算される。これにより、図14に示すミキサ回路と同様、イメージ妨害を除去することができる。また、図14に示すミキサ回路のように、I側信号経路が、複数のI側ミキサ回路および第1の加算器を備え、Q側信号経路が複数のQ側ミキサ回路および第2の加算器を備えることにより、高周波妨害を除去することができる。さらに、上記第1の加算器が、一部のQ側ミキサの出力信号とI側ミキサの出力信号とを加算することにより、当該Q側ミキサがI側通信経路とQ側通信経路とで共有されることになる。同様に、上記第2の加算器が、一部のI側ミキサの出力信号とQ側ミキサの出力信号とを加算することにより、I側ミキサがI側通信経路とQ側通信経路とで共有されることになる。これにより、ミキサを削減することができる。上記ミキサ回路において、上記前置I側ミキサは、上記入力信号と第1のI側局発信号とをミキシングする第1のI側ミキサ、および上記入力信号と上記第1のI側局発信号に対して-π/4の位相差を有する第2のI側局発信号とをミキシングする第2のI側ミキサであり、上記前置Q側ミキサは、上記入力信号と、上記第1のI側局発信号に対してπ/2の位相差を有する第1のQ側局発信号とをミキシングする第1のQ側ミキサ、および上記入力信号と、上記第1のI側局発信号に対してπ/4の位相差を有する第2のQ側局発信号とをミキシングする第2のQ側ミキサであり、記第1の加算器は、上記第1のI側ミキサの出力信号の振幅を√2倍した振幅を有する信号と、上記第2のI側ミキサの出力信号と、上記第2のQ側ミキサの出力信号とを加算し、上記第2の加算器は、上記第1のQ側ミキサの出力信号の振幅を√2倍した振幅を有する信号と、上記第2のQ側ミキサの出力信号と、上記第2のI側ミキサの出力信号を反転した信号とを加算することが好ましい。上記構成によれば、図14のミキサ回路と同様、第1~第3のI側ミキサおよび第1~~第3のQ側ミキサによって、高周波妨害を除去することができる。I側信号経路とQ側信号経路とで第2のI側ミキサと第2のQ側ミキサとが共有されるので、図14に示すミキサ回路における第2のI側ミキサ1312Iおよび第2のQ側ミキサ1312Qを削減することができる。これにより、ミキサ回路全体として必要のなくなったミキサの数を減らすことができる。上記ミキサ回路は、上記第1のI側局発信号と、上記第2のI側局発信号と、上記第1のQ側局発信号と、上記第2のQ側局発信号との間の位相差を補正する位相補正部を備えていることが好ましい。ミキサの数が前述のように削減されるので、上記の構成では、位相補正部の構成も併せて簡素化することができる。上記ミキサ回路は、上記第1の加算器の出力信号をデジタルに変換する第1のAD変換器と、上記第2の加算器の出力信号をデジタルに変換する第2のAD変換器と、をさらに備えていることが好ましい。これにより、AD変換器以降の処理をデジタルで行うことにより、アナログ回路を減らすことができる。上記ミキサ回路は、集積回路によって構成されていることが好ましい。これにより、イメージ妨害および高調波妨害を解決した上で、回路規模が小さく消費電力も少ない集積回路を実現できる。本発明の無線機器は、上述のいずれかのミキサ回路を備えていることを特徴としている。上記構成によれば、イメージ妨害および高調波妨害を解決した上で、規模が小さく消費電力も少ない無線機器を実現できる。本発明のミキサ回路は、以上のように構成されている。それゆえ、イメージ妨害および高調波妨害を解決し、かつ、回路規模が小さく消費電力も少ないミキサ回路を提供することができるという効果を奏する。[実施形態1]本発明の実施形態1について図1~図6に基づいて説明すれば、以下の通りである。ミキサ回路の基本構成図1は、本発明の基本的なミキサ回路の構成を示す回路図である。図1に示すように、ミキサ回路1は、第1のミキシング加算部2と、第2のミキシング加算部3と、ローパスフィルタ131,132とを備えている。このミキサ回路1は、高周波信号である入力信号をI側信号経路ISPおよびQ側信号経路QSPによるIQ変調を用いて低周波信号に周波数変換する回路である。<第1のミキシング加算部の構成>第1のミキシング加算部2は、I側信号経路ISPに、第1のI側ミキサ111Iと、第2のI側ミキサ112Iと、第1の加算器121とを備えている。また、第1のミキシング加算部2は、Q側信号経路QSPに、第1のQ側ミキサ111Qと、第2のQ側ミキサ112Qと、第2の加算器122とを備えている。第1のI側ミキサ111I前置I側ミキサは、入力信号INと第1のI側局発信号LOφとをミキシングする回路である。この第1のI側ミキサ111Iは、電圧として入力される入力信号INに対して、電流として出力信号を出力する。また、第1のI側ミキサ111Iは、出力信号を√2の重みを付けて出力する。第2のI側ミキサ112I前置I側ミキサは、入力信号INと第2のI側局発信号LOφ-π/4とをミキシングする回路である。この第2のI側ミキサ112Iは、電圧として入力される入力信号INに対して、電流として出力信号を出力する。また、第2のI側ミキサ112Iは、第1の加算器121に与える出力信号OUTAと、第2の加算器122に与える出力信号OUTBとを出力する。この出力信号OUTBは、出力信号OUTAが反転した逆極性の信号である。第1のI側局発信号LOφと第2のI側局発信号LOφ-π/4とは、所定の位相差π/4を有している。第1の加算器121は、第1のI側ミキサ111Iの出力信号と、第2のI側ミキサ112Iの出力信号OUTAと、第2のQ側ミキサ112Q一部の前置Q側ミキサの出力信号とを加算する回路である。この第1の加算器121は、上記の各出力信号の加算値を電流から電圧に変換してI側出力信号OUTIとして出力する。第1のQ側ミキサ111Q前置Q側ミキサは、入力信号INと第1のQ側局発信号LOφπ/2とをミキシングする回路である。この第1のQ側ミキサ111Qは、電圧として入力される入力信号INに対して、電流として出力信号を出力する。また、第1のQ側ミキサ111Qは、出力信号を√2の重みを付けて出力する。第2のQ側ミキサ112Q前置Q側ミキサは、入力信号INと第2のQ側局発信号LOφπ/4とをミキシングする回路である。この第2のQ側ミキサ112Qは、電圧として入力される入力信号INに対して、電流として出力信号を出力する。第1のQ側局発信号LOφπ/2と第2のQ側局発信号LOφπ/4とは、所定の位相差π/4を有している。第2の加算器122は、第1のQ側ミキサ111Qの出力信号と、第2のQ側ミキサ112Qの出力信号と、第2のI側ミキサ112I一部の前置I側ミキサの出力信号OUTBとを加算する回路である。この第2の加算器122は、上記の各出力信号の加算値を電流から電圧に変換してQ側出力信号OUTQとして出力する。上記のミキサ回路1は、集積回路として構成される。また、以降に説明する各ミキサ回路7~9図7~図9参照についても、同様に集積回路として構成される。<ミキサの構成>図2は、第2のI側ミキサ112Iの詳細な構成を示す回路図である。図3は、ミキシング加算部2の詳細な構成を示す回路図である。図2に示すように、第2のI側ミキサ112Iは、RF部112aと、スイッチ部112bと、カレントミラー部112cと、バイアス部112dとを備えている。RF部112aは、1対のトランジスタからなる回路であり、それぞれのトランジスタのゲートに入力信号INが入力される。これらのトランジスタのドレインは互いに接続されている。このRF部112aは、電圧として入力される入力信号INをトランジスタにより電流に変換する。スイッチ部112bは、2組のトランジスタ対からなるスイッチ機能を有する回路である。各トランジスタ対を構成するトランジスタのゲートには、第2のI側局発信号LOφ-π/4が入力されている。また、各トランジスタ対を構成するトランジスタのドレインは、カレントミラー部112cに接続される。また、一方のトランジスタ対を構成するトランジスタのソースは、ともにRF部112aを構成するトランジスタ対の一方のトランジスタのドレインに接続されている。さらに、他方のトランジスタ対を構成するトランジスタのソースは、ともにRF部112aを構成するトランジスタ対の他方のトランジスタのドレインに接続されている。このように構成されるスイッチ部112bでは、各トランジスタ対におけるトランジスタのON/OFF切替えにより、カレントミラー部112cとの接続を正側または負側に切り替えることでミキシングを行う。カレントミラー部112cは、ゲートとドレインとがともに接続された2つのトランジスタと、これらのトランジスタとゲートを共有する2組のトランジスタ対とを有している。上記のゲートとドレインとがともに接続されたトランジスタに与えられる電流と同じ電流が出力信号OUTA,OUTBとして出力される。この出力信号OUTBは、出力信号OUTAが反転した逆極性の信号である。バイアス部112dは、1つのトランジスタからなる回路であり、ゲートにバイアス電圧BIASが印加される。このバイアス部112dは、RF部112aを構成するトランジスタ対を流れる電流を電圧BIASにより決定する。なお、第2のQ側ミキサ112Qも、与えられる局発信号が異なるだけであるので、図3に示すように、それ以外は第2のI側ミキサ112Iと同様に構成される。一方、図3に示すように、第1のI側ミキサ111Iおよび第1のQ側ミキサ111Qは、出力系統が1つであるので、第2のQ側ミキサ112Qにおける出力信号OUTBを出力するトランジスタ対を有しておらず、局発信号も第2のQ側ミキサ112Qと異なる。しかしながら、第1のI側ミキサ111Iおよび第1のQ側ミキサ111Qは、それ以外は第2のI側ミキサ112Iと同様に構成される。また、第1のI側ミキサ111Iおよび第1のQ側ミキサ111Qを構成する全てのトランジスタの幅は、第2のI側ミキサ112Iおよび第2のQ側ミキサ112Qを構成する全てのトランジスタの幅の√2倍である。これにより、第1のI側ミキサ111Iおよび第1のQ側ミキサ111Qの出力信号に前述の√2の重みが付与される。<第1および第2の加算器の構成>図3に示すように、第1の加算器121は、第1のI側ミキサ111I、第2のI側ミキサ112Iおよび第2のQ側ミキサ112Qの出力信号の電流をそれぞれ同じノードに与え、抵抗で電流電圧変換することでI側出力信号OUTIを出力する。一方、第2の加算器122は、第1のQ側ミキサ111Qおよび第2のQ側ミキサ112Qの出力信号の電流と、第2のI側ミキサ112Iの反転した出力信号の電流とを同じノードに与え、抵抗で電流電圧変換することでI側出力信号OUTIを出力する。<ローパスフィルタの構成>第1のローパスフィルタ131は、第1の加算器121からの出力信号の高周波成分を除去して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。第2のローパスフィルタ132は、第2の加算器122からの出力信号の高周波成分を除去して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。<第2のミキシング加算部の構成>第2のミキシング加算部3は、第3のI側ミキサ113Iと、第3のQ側ミキサ113Qと、加算器141とを備えている。第3のI側ミキサ113I後置I側ミキサは、第1のローパスフィルタ131の出力信号と第3のI側局発信号LO2φとをミキシングする回路である。第3のQ側ミキサ113Q後置Q側ミキサは、第2のローパスフィルタ132の出力信号と第3のQ側局発信号LO2φπ/2とをミキシングする回路である。加算器141は、第3のI側ミキサ113Iの出力信号と第3のQ側ミキサ113Qの出力信号とに減算処理を施す回路である。ミキサ回路の動作ここで、上記のように構成されるミキサ回路1の動作について説明する。I側信号経路ISPにおいて、まず、入力信号INと第1のI側局発信号LOφとが第1のI側ミキサ111Iによりミキシングされる。また、入力信号INと第2のI側局発信号LOφ-π/4とが第2のI側ミキサ112Iによりミキシングされる。第1のI側ミキサ111Iの√2の重み付けがされた出力信号と、第2のI側ミキサ112Iの出力信号OUTAと、第2のQ側ミキサ112Qの出力信号とが第1の加算器121にて加算される。加算された信号は、第1のローパスフィルタ131によって高周波成分が除去される。さらに、第1のローパスフィルタの出力信号と第3のI側局発信号LO2φとが第3のI側ミキサ113Iによりミキシングされる。一方、Q側信号経路QSPにおいて、まず、入力信号INと第1のQ側局発信号LOφπ/2とが第1のQ側ミキサ111Qによりミキシングされる。入力信号と第2のQ側局発信号LOφπ/4とが第2のQ側ミキサ112Qによりミキシングされる。第1のQ側ミキサ111Qの√2の重み付けがされた出力信号と、第2のQ側ミキサ112Qの出力信号と、第2のI側ミキサ112Iの出力信号OUTBとが第2の加算器122にて加算される。加算された信号は、第2のローパスフィルタ132によって高周波成分が除去される。さらに、第2のローパスフィルタ132の出力信号と第3のQ側局発信号LO2φπ/2とが第3のQ側ミキサ113Qによりミキシングされる。最後に、第3のI側ミキサ113Iの出力信号と第3のQ側ミキサ113Qの出力信号との差が減算器141にて演算され、その演算の結果が出力端に出力信号OUTとして出力される。このように、第3のI側ミキサ112Iの出力信号と第3のQ側ミキサ113Qの出力信号との差を算出することにより、イメージ妨害および高調波妨害が抑制される。ミキサ回路によるミキサ削減効果以上のように、ミキサ回路1は、第2のI側ミキサ112Iおよび第2のQ側ミキサ112Qを備えることにより、I側信号経路ISPとQ側信号経路QSPとで共通する局発信号を用いるミキサを削減することができる。具体的には、図14に示す第3のI側ミキサ1313Iおよび第3のQ側ミキサ1313Qならびに第3のI側局発信号LOφπ/4および第3のQ側局発信号LOφ3π/4を以下の理由によって削減することができる。第1の理由は、第3のI側ミキサ1313Iが第2のQ側ミキサ1312Qと同じ局発信号LOφπ/4と入力信号INとをミキシングすることである。第2の理由は、第2のI側局発信号LOφ-π/4が、第3のQ側局発信号LOφ3π/4を反転した信号と等しいことである。これにより、ミキサ回路1は、図14に示すミキサ回路と同等の機能を有しながら、図14に示すミキサ回路と比べて、ミキサの個数が6個から4個に削減されている。したがって、ミキサ回路1の回路規模を小さくし、かつ、ミキサ回路1の消費電力を少なくすることができる。ミキサ回路による高次成分除去効果続いて、上述のミキサ回路1の高次成分除去効果について比較例との比較に基づいて説明する。図4aは、比較例としてのミキサ回路における入力段の構成を示す回路の構成を示す回路図であり、図4bは当該ミキサ回路におけるミキサの構成を示す回路図である。図5は、比較例としての他のミキサ回路における入力段の構成を示す回路の構成を示す回路図である。<第1の比較例>図4aに示すように、第1の比較例に係るミキサ回路以降ミキサ回路Aと称するは、入力段において、I側ミキサ41Iと、Q側ミキサ41Qと、第1の電流電圧変換部42と、第2の電流電圧変換部43とを備えている。このミキサ回路Aは、基本的には、図12に示すミキサ回路と同等に構成されている。したがって、I側ミキサ41IおよびQ側ミキサ41Qは、図12に示すミキサ回路における第1のI側ミキサ1111Iおよび第1のQ側ミキサ1111Qとそれぞれ同等に構成されている。I側ミキサ41Iは、具体的には、図4bに示すように、ミキサ回路1の第1のI側ミキサ111Iと同等に構成されている図3参照。また、Q側ミキサ41Qは、図示はしないが、与えられる局発信号が異なるだけであり、それ以外はI側ミキサ41Iと同等に構成されている。第1の電流電圧変換部42は、I側ミキサ41Iから電流の形態で出力される出力信号を抵抗によって電圧に変換してI側出力信号OUTIとして出力する。第2の電流電圧変換部42は、Q側ミキサ41Qから電流の形態で出力される出力信号を抵抗によって電圧に変換してQ側出力信号OUTQとして出力する。上記のように構成されるミキサ回路Aでは、単純に局発信号をミキシングし周波数変換だけを行っている。<第2の比較例>図5に示すように、第2の比較例に係るミキサ回路以降ミキサ回路Bと称するは、入力段において、第1のI側ミキサ51Iと、第2のI側ミキサ52Iと、第3のI側ミキサ53Iと、第1のQ側ミキサ51Qと、第2のQ側ミキサ52Qと、第3のQ側ミキサ53Qと、第1の電流電圧変換部54と、第2の電流電圧変換部55とを備えている。このミキサ回路Bは、基本的には、図14に示すミキサ回路と同等に構成されている。したがって、第1のI側ミキサ51I、第2のI側ミキサ52Iおよび第3のI側ミキサ53Iは、図14に示すミキサ回路における第1のI側ミキサ1311I、第2のI側ミキサ1312Iおよび第3のI側ミキサ1313Iとそれぞれ同等に構成されている。また、第1のQ側ミキサ51Q、第2のQ側ミキサ52Qおよび第3のQ側ミキサ53Qは、図14に示すミキサ回路における第1のQ側ミキサ1311Q、第2のQ側ミキサ1312Qおよび第3のQ側ミキサ1313Qとそれぞれ同等に構成されている。各ミキサ51I,52I,53I,51Q,52Q,53Qは、それぞれ図4aに示すミキサ41I,41Qと同等に構成されている。ただし、第1のI側ミキサ51Iおよび第1のQ側ミキサ51Qを構成する全てのトランジスタは、他のミキサ52I,53I,52Q,53Qを構成する全てのトランジスタに対して√2倍の幅を有する。第1のI側ミキサ51I、第2のI側ミキサ52Iおよび第3のI側ミキサ53Iから電流の形態で出力される出力信号は、同一のノードに与えられる。第1の電流電圧変換部54は、この出力信号を抵抗によって電圧に変換してI側出力信号OUTIとして出力する。第1のQ側ミキサ51Q、第2のQ側ミキサ52Qおよび第3のQ側ミキサ53Qから電流の形態で出力される出力信号は、同一のノードに与えられる。第2の電流電圧変換部55は、この出力信号を抵抗によって電圧に変換してQ側出力信号OUTQとして出力する。上記のように構成されるミキサ回路Bでは、局発信号をミキシングし周波数変換を行い、かつ、図14に示すミキサ回路と同様にして高調波妨害を除去している。<周波数スペクトルの比較>ここで、ミキサ回路1、ミキサ回路Aおよびミキサ回路Bについて、シミュレーションによって得た出力信号の周波数スペクトルを比較する。図6aはミキサ回路1の出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフであり、図6bはミキサ回路Aの出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフであり、図6cはミキサ回路Bの出力信号の周波数スペクトル特性を示すグラフである。図6a~cにおいて、縦軸は各ミキサ回路の出力信号の出力スペクトルを表し、横軸は周波数を表している。各ミキサ回路に入力する入力信号IN高周波信号は、周波数がそれぞれ48MHz、147MHzであり、0.1Vの振幅を有する2波の正弦波である。この入力信号INのうち、48MHzの信号は受信希望信号であり、147MHzの信号は妨害信号を企図したものである。また、局発信号は、50MHzの周波数および1Vの振幅を有する矩形波である。ミキサでは、電流の供給先を正または負に切り替えることで周波数変換を行う図2のスイッチ部112b。このため、出力信号は、入力する高周波信号に周波数50MHz、振幅±1Vの矩形波を乗算したものと等しい。また、矩形波信号は奇数次の高周波成分を持つ。例えば、その3次高調波成分は、50MHzの3倍である150MHzの周波数成分を持つと考えられる。この場合、ミキサ回路Aでは、希望信号である48MHzの信号に起因する周波数2MHzの信号に加えて、周波数147MHzの入力妨害信号が、局発信号の3次高調波成分である150MHzにより周波数変換され、周波数3MHzの妨害信号に起因する信号が存在する。これに対し、ミキサ回路1およびミキサ回路Bでは、図13に示す非特許文献2に記載の構成のように、位相がπ/4ずつ異なる複数の局発信号を用いて、局発信号の高次成分により現れる出力成分を除去する技術を採用している。このため、3MHzの出力信号成分は小さくなり、希望信号である48MHzの入力信号に起因する2MHzの信号のみが得られる。図6a~cは、上記の出力信号の周波数スペクトル特性がシミュレーションによって得られた結果を示している。図6bに示すように、ミキサ回路Aでは、高次成分による影響の除去を行わないため、出力信号スペクトルが2MHz、3MHzの成分を持つ。一方、図6cに示すように、ミキサ回路Bでは、前述のように高次成分の影響を除去できており、出力信号のスペクトルにおいて3MHzの周波数成分が小さい。これは、図6aに示すように、ミキサ回路1についても同様である。つまり、ミキサ回路1とミキサ回路Bはともに不要信号を除去できている。また、ミキサ回路1およびミキサ回路Bの消費電流およびゲート面積をシミュレーションした結果は次の通りである。ただし、下記のシミュレーション結果のうち、ゲート面積については、配線や隙間の面積を含んでいない。ミキサ回路1の消費電流は15.8mAであり、ミキサ回路Bの出力電流は18.5mAであった。また、ミキサ回路1のゲート面積は16946μm2であり、ミキサ回路Bのゲート面積は19987μm2であった。このシミュレーション結果から、ミキサ回路1が、ミキサ回路Bと比較して、消費電力および面積を削減できることがわかる。[実施形態2]本発明の実施形態2について図7,図8に基づいて説明すれば、以下の通りである。本実施形態では、AD変換器を有するミキサ回路について説明する。なお、本実施形態において、実施形態1における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記して、その説明を省略する。第1のミキサ回路の構成図7は、本実施形態に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。図7に示すように、ミキサ回路7は、前述のミキサ回路1と同様、第1のミキシング加算部2と、第2のミキシング加算部3とを備えている。また、ミキサ回路7は、第1のAD変換器71と、第2のAD変換器72と、第1のローパスフィルタ73と、第2のローパスフィルタ74とを備えている。第1のAD変換器71は、第1の加算器121のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。第2のAD変換器72は、第3の加算器123のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。第1のローパスフィルタ73は、第1のAD変換器71からのデジタルの出力信号における高周波成分を削除して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。第2のローパスフィルタ74は、第2のAD変換器72からのデジタルの出力信号における高周波成分を削除して、低周波成分を通過させるフィルタ回路である。一般のミキサ回路では、ローパスフィルタ以降の回路をデジタル領域で構成する場合が多い。これに対し、ミキサ回路7では、第1および第2のローパスフィルタ73,74の前段において、第1および第2のAD変換器71,72によってアナログ信号をデジタル信号に変換している。これにより、第1および第2のローパスフィルタ73,74がデジタル回路にて構成されるので、ローパスフィルタをアナログ回路で構成していたミキサ回路と比べて、アナログ回路の数を減らすことができる。第2のミキサ回路の構成図8は、本実施形態に係る他のミキサ回路の構成を示すブロック図である。図8に示すように、ミキサ回路8は、前述のミキサ回路1と同様、第1のミキシング加算部2と、第2のミキシング加算部3と、第1のローパスフィルタ131と、第2のローパスフィルタ132とを備えている。また、ミキサ回路8は、第1の可変ゲインアンプ81と、第2の可変ゲインアンプ82と、第1のAD変換器83と、第2のAD変換器84とを備えている。第1の可変ゲインアンプ81は、第1のローパスフィルタ131の出力信号の振幅を第1のAD変換器83の参照電圧の範囲に合わせるために調整するアンプである。第2の可変ゲインアンプ82は、第2のローパスフィルタ132の出力信号の振幅を第2のAD変換器84の参照電圧の範囲に合わせるために調整するアンプである。第1のAD変換器83は、第1の可変ゲインアンプ81のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。第2のAD変換器84は、第2の可変ゲインアンプ82のアナログの出力信号をデジタルに変換する回路である。上記のように構成されるミキサ回路8では、アナログ領域で第1および第2のローパスフィルタ131,132により高周波成分を除去しているので、前記のミキサ回路7におけるデジタル領域での第1および第2のローパスフィルタ73,74は無くても良い。[実施形態3]本発明の実施形態3について図9,図10に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において、実施形態1における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記して、その説明を省略する。ミキサ回路の構成図9は、本実施形態に係るミキサ回路の構成を示すブロック図である。図10は、図9のミキサ回路における位相補正部の構成を示す回路図である。図9に示すように、ミキサ回路9は、ミキシング加算部90と、位相補正部100とを備えている。また、ミキサ回路9は、図示はしないが、前述のミキサ回路1と同様に第2のミキシング加算部3と、第1のローパスフィルタ131と、第2のローパスフィルタ132とを備えている。<ミキシング加算部の構成>ミキシング加算部90は、ミキシング部91と、ゲイン補正部92と、第1の加算器121と、第2の加算器122とを有している。ミキシング部91は、前述の第1のI側ミキサ111I、第2のI側ミキサ112I、第1のQ側ミキサ111Qおよび第2のQ側ミキサ112Qによって構成されている。ゲイン補正部92は、第1のI側可変ゲインアンプ921I、第2のI側可変ゲインアンプ922I、第1のQ側可変ゲインアンプ921Qおよび第2のQ側可変ゲインアンプ922Qによって構成されている。第1のI側可変ゲインアンプ921Iは、第1のI側ミキサ111Iの出力信号の振幅を調整するアンプである。第2のI側可変ゲインアンプ922Iは、第2のI側ミキサ112Iの出力信号の振幅を調整するアンプである。第1のQ側可変ゲインアンプ921Qは、第1のQ側ミキサ111Qの出力信号の振幅を調整するアンプである。第2のQ側可変ゲインアンプ922Qは、第2のQ側ミキサ112Qの出力信号の振幅を調整するアンプである。<位相補正部の構成>図10に示すように、位相補正部100は、第1のバッファ部101と、容量部102と、第2のバッファ部103とを有している。第1のバッファ部101は、局発信号LOφ-π/4,LOφ,LOφπ/4,LOφπ/2がそれぞれ入力される4個のバッファを有している。第2のバッファ部103は、第1のバッファ部101の各バッファから出力される上記の各局発信号を出力する。容量部102は、第1のバッファ部101および第2のバッファ部103における各バッファ間の信号経路とグランドとの間にそれぞれ接続される4個の容量を有している。このうち、局発信号LOφ-π/4の信号経路に接続される容量は、固定容量を有する容量であり、その他の容量は可変容量で構成されている。上記のように構成される位相補正部100では、可変容量の容量値を適宜設定することにより、局発信号LOφ,LOφπ/4,LOφπ/2の位相をそれぞれ調整する。これにより、第2のI側局発信号LOφ-π/4に対し、それぞれ位相差δ1~δ3が加えられた、第1のI側局発信号LOφδ1、第1のQ側局発信号LOφπ/4δ2および第2のQ側局発信号LOφπ/2δ3が得られる。位相差δ1~δ3は、例えば、次のようにして決定される。まず、容量部102の可変容量の容量値を固定容量値と同一に設定した状態δ1=δ2=δ3=0で、局発信号LOφ-π/4,LOφ,LOφπ/4,LOφπ/2をミキシング91に与える。この状態で、第2第1のI側ミキサ112Iの出力信号に対する第1のI側ミキサ111I、第1のQ側ミキサ111Qおよび第2のQ側ミキサ112Qの出力信号の位相差を特定する。さらに、その位相差に応じて各可変容量の容量値を調整する。このような調整を繰り返し行うことにより、最適な位相差δ1~δ3が決定される。あるいは、位相差δ1~δ3は、次のようにして決定されてもよい。まず、固定の入力信号INをミキシング部91に与え、各局発信号のφを固定した状態で、ミキサ回路9の出力信号からハイパスフィルタによって外乱信号を得る。また、位相差δ1~δ3を入力とし、外乱信号を出力とした入出力システム想定しシステム同定、この入出力システムを用いてδ1~δ3を外乱を抑えたい範囲でスイープさせる。この結果、外乱出力の出力スペクトルの最大値を最小化するδ1~δ3を探索することにより決定する。この方法では、素子の初期ばらつきや劣化によって発生する外乱を出力、局発信号の位相の補正値δを入力としたシステムを同定することにより、例えば外乱出力の出力スペクトルの最大値を最小化するようなδの探索を行うことができるようになる。このシステム同定において、局発信号の数がシステムの入力の数になるが、入力数が少なければ、システム同定の計算量を減らすことができる。また、同定できた入出力システムを用いた、外乱出力の出力スペクトルの最大値を最小化するようなδの探索において、局発信号の数-1がδの次元数になるが、次元数が少なければ、探索における計算量を減らすことができる。<ミキサ回路の効果>上記のように構成されるミキサ回路9では、可変容量値の調整により位相差δ1~δ3を設定することで、各ミキサ回路111I,112I,111Q,112Qの出力信号の位相補正が行われる。また、ミキサ回路9では、ゲイン補正部92における可変ゲインアンプを調整することでゲイン補正が行われる。このように、ゲイン補正部92および位相補正部100を設けることで、素子ばらつきへの耐性を向上できる。また、ミキシング部91におけるミキサの数が、前述のミキサ回路1と同様に削減されるので、ゲイン補正部92および位相補正部100の構成も併せて簡素化することができる。これにより、位相差δ1~δ3および各可変ゲインアンプ921I,922I,921Q,922Qのゲインの決定も簡素化することができる。[実施形態4]本発明の実施形態4について図11に基づいて説明すれば、以下の通りである。なお、本実施形態において、実施形態1における構成要素と同等の機能を有する構成要素については、同一の符号を付記して、その説明を省略する。テレビ受像機の構成図11は、本実施形態に係るテレビ受像機の概略構成を示すブロック図である。図11に示すように、テレビ受像機11無線機器は、テレビ放送を受信して映像や音声を出力する一般的に用いられるテレビ受像機であって、据え置き型のものであっても良く、携帯電話などの携帯端末に等差されていても良い。テレビ像機11は、アンテナ1101と、低雑音増幅回路1102と、RFフィルタ回路1103と、ミキサ回路1104と、IFフィルタ回路1105、可変増幅回路1106と、AD変換器1107とを受信部として備えている。アンテナ1101は、TV放送を受信する受信用のアンテナである。低雑音増幅回路1102は、アンテナ1101が出力する信号を増幅する。RFフィルタ回路1103は、低雑音増幅回路1102が出力する信号に対し、フィルタ動作を行い、受信希望帯域の信号以外の信号を抑制する。ミキサ回路1104は、RFフィルタ回路1103から出力された信号を、図示しない局部発信回路から出力された局発信号局部発信信号を用いて周波数変換する。このミキサ回路1104は、前述のミキサ回路1,7,8,9のいずれか1つによって構成される。IFフィルタ回路1105は、ミキサ回路1104から出力された信号から不要な周波数成分を除去する。可変増幅回路1106は、IFフィルタ回路1105から出力された信号を増幅する。AD変換器1107は、可変増幅回路1106から出力された信号をデジタル信号に変換する。AD変換器1107から出力された信号は、図示しない後段の回路にて、さらに、復調処理、データ処理が行われる。そして、これらの処理が施された信号により、表示ディスプレイにて映像が表示され、スピーカから音声が出力される。テレビ受像機による効果テレビ受像機11における受信部には、受信希望信号以外の妨害信号が多く入力される。受信希望信号周波数の奇数倍の周波数の妨害信号は、CMOSミキサ回路を使う際、受信希望信号と近い周波数で受信される実施形態1で説明。このため、上記受信部の受信特性を劣化させる。そこで、非特許文献2に記載の構成を上記受信部に適用することで、奇数倍の周波数の信号による劣化を改善することができる。しかしながら、これにより、ミキサ回路が多数必要になるため、回路規模が大きくなり消費電力も多くなる。これに対し、本実施形態のテレビ受像機11では、ミキサ回路1104として前述のミキサ回路1,7,8,9のいずれか1つを用いている。これにより、実施形態1で述べたように、奇数倍の周波数成分の信号による劣化を改善可能であり、回路規模を小さくし、かつ、消費電力も少なくすることが可能である。[付記事項]本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。"