-入力電流Ieを供給する回路網の複数の入力相に接続され、且つ、整流電圧Vrが印加され、且つ、出力において整流器電流と称される電流が得られる整流器ステージ1と、-前記整流器ステージ1に接続され、且つ、第1の電源ラインVおよび第2の電源ラインV-を含むDC電源バスであって、前記第1の電源ラインVおよび前記第2の電源ラインV-のそれぞれに電位が印加され、前記DC電源バスにおける電圧Vbusを得るDC電源バスと、-前記第1の電源ラインおよび前記第2の電源ラインに接続されたバスコンデンサCbusと、-前記バスコンデンサCbusの上流において前記第1の電源ラインまたは前記第2の電源ライン上に配置された制御された電流源であって、インダクタンスLと、コンデンサC1及び2つのスイッチングアームを含む電子的な変換器2と、を含む制御された電流源と、-前記電子的な変換器2の前記2つのスイッチングアームを制御し、前記コンデンサC1の両端における電圧Vcを変調し、それぞれの時点に前記電子的な変換器2の両端において決められた電圧Vauxを得る、制御手段3と、を備えた電力変換器であって、前記制御手段3は、前記スイッチングアームの変調段階と、前記2つのスイッチングアームが同時に導通状態に維持される飽和段階とを交互に行うことによって、前記整流器ステージ1の不連続動作モードを達成するように構成され、前記飽和段階は、決められた期間βにわたり適用され、それによって、前記電子的な変換器2の前記コンデンサC1の両端における前記電圧Vcを、前記整流電圧Vrと前記DC電源バスに印加される前記電圧Vbusとの差の最大の絶対値よりも小さく維持し、かつ、前記DC電源バスに印加される前記電圧Vbusの平均値を増加させる、ことを特徴とする電力変換器。前記制御手段3は、前記電子的な変換器2の前記スイッチングアームの制御を決定することを目的としたレギュレーションループを実行するように構成されることを特徴とする、請求項1に記載の電力変換器。前記飽和段階の期間βが、次の関係:及びβ=π/n-2θに基づいて決定され、ここで、θは前記変調段階の期間を表し、βは前記飽和段階の期間を表し、nは前記電力変換器が接続された入力相の数に相当し、ILは前記バスコンデンサの下流において前記DC電源バスに流れる電流であり、Iredmはピーク整流器電流に相当することを特徴とする、請求項1または請求項2に記載の電力変換器。前記不連続動作モードは、であるときに得られることを特徴とする、請求項3に記載の電力変換器。電気的な負荷に電力を供給することを目的とした可変電圧に、DC電圧を変換することを目的としたスイッチングアームを備えるインバータステージを含む可変速駆動装置であって、前記可変速駆動装置のインバータステージの上流に、請求項1から請求項4のいずれか一項に記載された電力変換器を含むことを特徴とする可変速駆動装置。したがって、本発明の目的は、回路網に単相モードで接続され、且つ、上述したような制御された電流源を含む電力変換器を制御するための方法を提案することである。この目的は、-入力電流を供給する回路網の複数の入力相に接続され、且つ、整流電圧が印加され、且つ、出力において整流器電流と称される電流が得られる整流器ステージと、-前記整流器ステージに接続され、且つ、第1の電源ラインおよび第2の電源ラインを含むDC電源バスであって、前記第1の電源ラインおよび前記第2の電源ラインのそれぞれに電位が印加され、前記DC電源バスにおける電圧を得るDC電源バスと、-前記第1の電源ラインおよび前記第2の電源ラインに接続されたバスコンデンサと、-前記バスコンデンサの上流において前記第1の電源ラインまたは前記第2の電源ライン上に配置された制御された電流源であって、インダクタンスと、コンデンサ及び2つのスイッチングアームを含む電子的な変換器と、を含む制御された電流源と、-前記電子的な変換器の前記2つのスイッチングアームを制御し、前記コンデンサの両端における電圧を変調し、それぞれの時点に前記電子的な変換器の両端において決められた電圧を得る、制御手段と、を備えた電力変換器であって、前記制御手段は、前記スイッチングアームの変調段階と、前記2つのスイッチングアームが同時に導通状態に維持される飽和段階とを交互に行うことによって、前記整流器ステージの不連続動作モードを達成するように構成され、前記飽和段階は、決められた期間にわたり適用され、それによって、前記電子的な変換器の前記コンデンサの両端における前記電圧を、前記整流電圧と前記DC電源バスに印加される前記電圧との差の最大の絶対値よりも小さく維持し、かつ、前記DC電源バスに印加される前記電圧の平均値を増加させる、電力変換器によって達成される。ある特定の特徴によれば、制御手段は、前記電子的な変換器の前記スイッチングアームの制御を決定することを目的としたレギュレーションループ調整ループを実行するように構成される。別の特定の特徴によれば、前記飽和段階の期間が、次の関係:及びβ=π/n-2θに基づいて決定され、ここで、θは前記変調段階の期間を表し、βは前記飽和段階の期間を表し、nは前記電力変換器が接続された入力相の数に相当し、ILは前記バスコンデンサの下流において前記DC電源バスに流れる電流であり、Iredmはピーク整流器電流に相当する。別の特定の特徴によれば、前記不連続動作モードは、であるときに得られる。本発明はさらに、電気的な負荷に電力を供給することを目的とした可変電圧に、DC電圧を変換することを目的としたスイッチングアームを備えるインバータステージを含む可変速駆動装置に関し、この可変速駆動装置は、前記可変速駆動装置のインバータステージの上流に、前記電力変換器を含む。その他の特徴および利点は、例として与えられ、かつ添付の図面に示される実施形態を参照しながら、以下の詳細な説明を読めば明らかとなる。図1を参照すると、公知のように、電力変換器は整流器ステージ1およびDC電源バスを含む。図1を参照して、整流器ステージ1は、例えば、2つまたは3つの入力相R、S、TにおけるACインダクタンスを介して回路網に接続される電力変換器の三相モード又は単相モードの接続を示すために、相Tは点線で示されている。この図1において、整流器ステージ1は、例えば、回路網によって供給されるAC電圧Vresを整流し、そして、その整流電圧VrをDC電源バスに印加するダイオードブリッジである。より詳細には、整流器ステージ1は、それぞれが直列に接続された2つのダイオードからなる複数のアームを含み、それぞれのアームは、2つのダイオード間に存在する中間点により入力相R、S、Tに接続される。DC電源バスは、整流器ステージ1の下流側に接続される。それは、正電位Vを有する電源ラインと、負電位V-を有する電源ラインとを含む。少なくとも1つのバスコンデンサCbusが、バスの2つの電源ラインのそれぞれに接続され、そして、バス電圧を一定値に維持するのに使用される。この電力変換器は、例えば、電力変換器のDC電源バスに接続され、且つ、DC電圧をチョップして電気的負荷に電力を供給することを意図した可変電圧を得るのに使用される複数の制御されたスイッチングアームを備えた、インバータステージ図示せずを含む可変速駆動装置内に含まれてもよい。以下の記述においては、整流器ステージ1からの出力として実際に印加されるVredによって示される実際の整流電圧と、整流器ステージ1が連続導通モードで常に動作している場合に整流器ステージ1からの出力として印加される電圧に相当するVrによって示される仮想的な整流電圧とが、区別される。電圧Vrは仮想的なものであるので、図1には示されない。本発明によれば、電力変換器は、バスコンデンサの上流側においてDC電源バスの第1または第2の電源ラインに直列に接続された制御された電流源を使用する。この制御された電流源は、整流器ステージ1からの出力としてDC電源バスに流れる電流Iredを制御することを意図したものであり、この電流Iredは、以下において、整流器電流と呼ばれる。この制御された電流源は、例えば、-小さな値のDCインダクタンスLと、-並列の2つの個別スイッチングアームと、2つのスイッチングアームに並列に接続されたコンデンサC1と、からなる電子的な変換器2の形態を有する制御された可変電圧源と、を含む、制御された電子的なインダクタンスの形態を有する。電力変換器の整流器ステージ1は非可逆的なものであるので、電子的な変換器のスイッチングアームは電流において一方向性であり得、且つ、それぞれのスイッチングアームは、例えば、ダイオードD1、D2に直列に接続された電子的なスイッチT1、T2を含むことができる。それぞれのスイッチングアームは、それの電子的なスイッチT1、T2とダイオードD1、D2との間に配置された接続中間点P1、P2を含む。第1のスイッチングアームの接続中間点P1は、インダクタンスLに接続され、第2のスイッチングアームの接続中間点P2は、バスコンデンサCbusに接続される。電子的な変換器2の一方のスイッチングアームにおける直列構成の電子的なスイッチとダイオードとは、他方のスイッチングアームにおける直列構成の電子的なスイッチとダイオードに対してずれている。電子的な変換器2に使用される電子的なスイッチT1、T2は、例えば、PWMパルス幅変調制御を使用する適切な制御手段3によって制御されるMOSFET型トランジスタである。当然ながら、同じ機能を達成するための適切なその他のコンポーネントが使用されてもよい。PWMによる2つのスイッチの制御は、同期させられ且つ一定の制御信号一般的には、モジュラントmodulantと呼ばれるとは逆位相である2つののこぎり波信号を比較することを必要とし、電子的な変換器のそれぞれのスイッチのスイッチング時点switchinginstantおよびスイッチング期間を推定する。簡素化するため、図2に示されるように、結果として得られる制御uは、2つのスイッチT1、T2それぞれの状態に依存して、-1と1との間で変化するものと規定することが可能であり、このことは、範囲[-Vc、Vc]内に存在する電圧値Vauxを、電子的な変換器2の両端において得ることを可能にする。したがって、電子的な変換器2は、制御された可変電圧源のように動作し、この制御された可変電圧源は、電子的な変換器2のコンデンサC1の両端における電圧Vcを変調し、それによって、この電子的な変換器2の両端において電圧Vauxを得るのに使用され得る。したがって、次の関係が、DC電源バスの電圧Vbusと、インダクタンスLの両端における電圧VLと、制御された電子的な変換器2の両端における電圧Vauxと、整流器ステージ1の電圧Vredとの間において得られる。VL=Vred-Vbus-Vaux1したがって、電子的な変換器2の両端における電圧Vauxを制御することによって、電圧VLを変化させ、それによって、整流器電流Iredを制御し、そして、この整流器電流Iredに特定の特性profileを与えることが可能である。連続的な整流器電流Iredを得るために、電子的な変換器2は、整流器ステージに適用される、いわゆる連続動作モードで制御され、この連続動作モードにおいては、コンデンサC1の両端における電圧Vcは、次の条件を常に満たさなければならない。<Vbus>=<Vred>で、Vc≧|Vredt-Vbust|2<Vbus>は、DC電源バスの平均電圧を規定し、<Vred>は、平均整流電圧を規定する。しかしながら、このいわゆる連続動作モードは、電力変換器が単相モードで接続されている場合、得られるDC電源バスの電圧Vbusは負荷を制御するには不十分なものであるので、この電力変換器を動作させるのに適切なものではない。当然ながら、単相モードで接続することは、最初から計画されてもよく、あるいは、例えば、整流器ステージ1のダイオードのブレークダウンによる相の喪失lossofaphaseに起因してもよい。したがって、電力変換器が単相モードで電気回路網に接続されている場合、電力変換器を不連続動作モードで動作させることが必要であり、この不連続動作モードにおいては、電子的な変換器2のコンデンサC1の両端における電圧Vcは、もはや上述した条件を満足しない。言い換えれば、次の式で表される。Vc<max|Vrt-Vbust|3したがって、Vrtは、回路網の理論的な整流電圧である。整流器ステージ1が導通しているとき、電圧Vrは、実際の整流電圧Vredと同じである図2。整流器ステージ1が整流器電流の流れを遮断blockすれば、電圧Vrは、実際の整流電圧Vredとはもはや同じではない。本発明によれば、この不連続動作モードを強いるには、電子的な変換器2のスイッチT1、T2の制御uの飽和saturationを導入する必要がある。したがって、図2に示されるように、電子的な変換器2は、そのために、電子的な変換器2のスイッチT1、T2の制御uの変調と、この制御uの飽和とを交互に行うことによって制御される。公知のように、電子的な変換器の制御uは、変換器の電子的なスイッチT1、T2がON状態とOFF状態との間で変化するときに変調される。従って、制御uは、-1と1との間に存在する。電子的な変換器の制御uは、変換器の電子的なスイッチT1、T2がON状態において遮断されたとき、あるいは、OFF状態において遮断されたときに、飽和させられる。従って、制御uは、-1または1に保持される。以下の説明においては、スイッチがON状態において遮断される場合についてより詳細に議論する。例えば、電子的な変換器のスイッチT1、T2が、ON状態において、的確にshrewdly定められた時間の間遮断されると仮定すれば、電子的な変換器2の両端における電圧Vauxは、-Vcに等しいであろう。図2に示されるように、飽和期間の間、電圧Vcの平均値が、整流電圧Vredに加算され、DC電源バスの電圧Vbusを形成する。その結果は、DC電源バスの電圧Vbusの全体的な増加であり、それは、ピーク回路網電圧の93よりも大きくなる。飽和期間の間、DC電源バスの電圧Vbusは、整流電圧Vredよりも大きいことから、整流器ステージ1が遮断され、それによって、整流器電流がキャンセルされるIred=0A。図2から、制御uのそれぞれの飽和において、整流器電流Iredはキャンセルされることがわかり、飽和の導入とそれによる不連続動作モードへの切り替えは、電圧Vbusの増加をもたらし、この電圧Vbusは、図2において点線で示される平均電圧<Vr>よりも大きくなることがわかる。整流された回路網電圧の期間中、制御の変調時間および飽和時間は、電子的な変換器2の制御手段3によって、不連続動作モードとなるように決定される。図2を参照すると、次のパラメータが規定される。-変調時間は、変調角modulationangleθに基づいて規定され、且つ、値2θを有する。-飽和時間は、飽和角saturationangleβに基づいて規定され、且つ、値βを有する。-スイッチング期間は、値π/n三相回路網の場合はn=3、単相回路網の場合はn=1を有する周期角periodangleによって規定される。周期π/n、変調角θ、および、飽和角βは、式β=π/n-2θによって関係づけられる。変調角θは、電子的な変換器2のコンデンサC1の両端における電圧Vcの値と、DC電源バスの電圧Vbusの値とを、次の関係に従って決定する。これらの式において、Vredmは、ピーク回路網電圧Vresmに等しいピーク整流電圧に相当する。ピーク整流器電流Iredmは、電気的な負荷に電力を供給することを意図した負荷電流ILに応じて、変調角θを次の関係に基づいて規定する。この関係から、であれば、負荷電流ILは、ピーク整流器電流Iredmよりも常に小さいことが推定され、それによって、必然的に、不連続動作モードをもたらす。単相回路網の場合、n=1となり、θ<π/2である。変調角θの制御は、システムにおける3つの変数、即ち、-ピーク整流器電流Iredm-コンデンサC1の両端における電圧Vc-DC電源バスの電圧Vbusの中の1つによって決まる。したがって、制御原理は、制御uの飽和を得ることである。この目的を達成するために、様々なレギュレータアーキテクチャーが使用されてもよい。図3は、この目的の達成を可能にするアーキテクチャーの一例を示す。図3は、整流器電流IredのレギュレーションループPI比例積分を示す。このレギュレーションループは、単相モードで接続された電力変換器の動作に適合されたものである。このレギュレーションループにおいて、-ピーク整流電圧Vredmは、入力として印加され、かつ、式5:に応じて変調角を決定するのを可能にし、コンデンサC1の両端における電圧VCは、例えば、100ボルトより高くならない。-変調角θから、および、負荷電流ILの測定または決定から、ピーク整流器電流Iredmが、関係6:に基づいて推定される。変調角θは、当然ながら、ピーク整流器電流Iredmが負荷電流ILよりも大きく、その結果として、制御uを飽和させ、それによって、不連続動作モードを得るように決められる。このレギュレーションループは、図4に示されるような三相モードで接続された電力変換器の動作に適合された、より広いレギュレーションループ内に埋め込まれてもよい。この図4において、上述したレギュレーションループは、ピーク整流器電流Iredmを決定するのを可能にする。第2のレギュレーションループは、電子的な変換器2のコンデンサC1の両端における電圧Vcに適用されるレギュレータPIを用いて、整流器電流の設定値Iredを決定するのを可能にする。コンデンサC1の両端における電圧の設定値Vcは、電力変換器が三相モードで接続されている限り整流器電流Iredが連続導通状態であるように設定される。したがって、上述した関係2が常に満たされるであろう。他方において、もし相の喪失が発生すれば、電圧Vcは、その結果、設定値Vcを越えて増加し、そして、レギュレータPIを飽和させる。そして、整流器電流の設定値Iredは、ピーク整流器電流Iredmに制限される。そのために、状況は、単相モードで接続された変換器の制御の場合と同じである。当然ながら、本発明の範囲を逸脱することなく、細部のその他の変形および改良形を考え出すこと、さらには、等価な手段の使用を考えることも可能である。