"直流電源と、前記直流電源に直流母線を介して接続された多相インバータと、前記多相インバータから交流電力が供給されて第1の負荷を駆動する多相モータと、前記多相モータの中性点と前記直流母線の片側との間に接続された第2の負荷と、前記インバータの半導体スイッチング素子をオンオフ制御するためのPWMパルスを生成する制御装置と、を有し、前記制御装置が、前記インバータの各相の正相分電圧指令値に零相電圧指令値をそれぞれ重畳して前記インバータをPWM制御し、前記インバータを介して前記直流母線と前記モータとの間で電力を授受させることにより、前記モータの駆動及び前記中性点の電圧制御を行うモータ駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記正相分電圧指令値を零として前記モータを停止させた状態で、前記インバータの少なくとも一相のスイッチング素子に対するPWMパルスの位相が他相のスイッチング素子に対するPWMパルスと異なるようにPWMパルスを生成することを特徴とするモータ駆動システム。請求項1に記載したモータ駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記インバータの各相のスイッチング素子に対するPWMパルスが互いに同一の位相差を持つPWMパルスを生成することを特徴とするモータ駆動システム。請求項1または2に記載したモータ駆動システムにおいて、前記第2の負荷が、二次電池であることを特徴とするモータ駆動システム。特許文献1に開示された技術を用いて、インバータINVから正相分電圧を発生させずにモータMを停止させる条件vu1,vv1,vw1=0で図5のシステムを動作させると、図7に示すようにモータMの全ての相電圧が同位相となり、搬送波の周期で発生する各相のリプル電流iurip,ivrip,iwripも同位相となる。ここで、図7は、PWM制御における搬送波cariと信号波、インバータINVから出力される相電圧直流母線の負側電圧を基準とする、モータMの中性点電圧同上、相電圧前記中性点電圧Vnを基準とする、及び、各相のリプル電流の波形を示している。ここでは零相電圧指令値vzをごく小さい値に仮定しているので、信号波vu1,vv1,vw1はvu2,vv2,vw2とそれぞれ等しく、図7ではvu2,vv2,vw2=0としている。負荷50に流れるリプル電流izripは各相のリプル電流iurip,ivrip,iwripが同位相で加算されるため、図7に示すように、リプル電流izripのピーク値は各相リプル電流のピーク値Iripの相数倍つまり3倍の±3Iripとなって現れる。このリプル電流は負荷50に悪影響を与えるので、容量の大きいフィルタ装置によって除去する必要がある。上記リプル電流は搬送波の周波数を高くしてスイッチング周波数を高く設定すれば低減可能であるが、結果としてインバータINVの発生損失が増加するため、スイッチング周波数設定値を高くするにも限界がある。そこで本発明の解決課題は、多相モータを停止させた状態で零相電圧を制御することによりモータの中性点の電圧を制御する場合において、中性点から負荷に流れるリプル電流を減少させてフィルタ装置の小容量化、小型化を図り、かつ、多相インバータにおけるスイッチング損失を低減させたモータ駆動システムを提供することにある。上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、直流電源と、前記直流電源に直流母線を介して接続された多相インバータと、前記多相インバータから交流電力が供給されて第1の負荷を駆動する多相モータと、前記多相モータの中性点と前記直流母線の片側との間に接続された第2の負荷と、前記インバータの半導体スイッチング素子をオンオフ制御するためのPWMパルスを生成する制御装置と、を有し、前記制御装置が、前記インバータの各相の正相分電圧指令値に零相電圧指令値をそれぞれ重畳して前記インバータをPWM制御し、前記インバータを介して前記直流母線と前記モータとの間で電力を授受させることにより、前記モータの駆動及び前記中性点の電圧制御を行うモータ駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記正相分電圧指令値を零として前記モータを停止させた状態で、前記インバータの少なくとも一相のスイッチング素子に対するPWMパルスの位相が他相のスイッチング素子に対するPWMパルスと異なるようにPWMパルスを生成するものである。請求項2に係る発明は、請求項1に記載したモータ駆動システムにおいて、前記制御装置は、前記インバータの各相のスイッチング素子に対するPWMパルスが互いに同一の位相差例えば、三相インバータであれば相毎に120°の位相差を持つPWMパルスを生成するものである。なお、請求項3に記載するように、前記第2の負荷を二次電池とすれば、モータを停止させた状態で二次電池を充電することが可能である。次に、本発明の作用を説明する。すなわち、本発明においては、多相インバータの各相出力電圧の位相が同一にならないように、インバータを構成する各相の半導体スイッチング素子に与えるPWMパルスに位相差を持たせる。これにより、多相インバータの各相のリプル電流のピーク値発生タイミングが分散するので、各相リプル電流の総和として第2の負荷に流れるリプル電流を減少させることができる。特に本発明では、数式1に従って各相のPWMパルスの位相差を均等にすることにより、リプル電流の総和を最も減少させることができる。上記の点を、図8の波形図を参照しつつ説明する。各相の位相差が均等なPWMパルスを生成するためには、搬送波を相毎に独立させ、これらの搬送波相互の位相差をそれぞれ同一にすればよい。ここでは、三相インバータを対象としているので、電気角で互いに120°の位相差を持つ三角波を各相の搬送波cariu,cariv,cariwとし、零相電圧を制御するために各相の信号波vu1,vv1,vw1は全相共通で零とする。そして、PWMパルスを、各相の搬送波cariu,cariv,cariwと信号波との大小をそれぞれ比較した結果に基づいて生成する。図8においても、零相電圧指令値vzをごく小さい値に仮定しているので、信号波vu1,vv1,vw1はvu2,vv2,vw2とそれぞれ等しく、図8ではvu2,vv2,vw2=0としている。この結果、直流母線の片側、例えば負側の電圧を基準とした各相電圧vu,vv,vwは、図8に示すように、電気角で互いに120°の位相差を持った矩形波となる。ここで、第2の負荷50の電圧は1/2Vdcであるから、中性点電圧vnを基準としてモータMの各相固定子巻線に印加される相電圧はvu-vn,vv-vn,vw-vnとなる。これらの電圧がモータMの各相のインダクタンスに印加されるので、各相のリプル電流iurip,ivrip,iwripはそれぞれ数式2、数式3、数式4となる。なお、波形の対称性から、θ=120°~360°の範囲については数式を省略する。数式5に示すように、第2の負荷50に流れるリプル電流は、各相のリプル電流iurip,ivrip,iwripの総和となる。すなわち、図8に示すように、相毎に120°の位相差を持つ三角波を搬送波cariu,cariv,cariwとしてPWMパルスを生成し、このPWMパルスにより三相インバータのスイッチング素子をオンオフした場合の第2の負荷50に流れるリプル電流izripのピーク値は、各相のリプル電流iurip,ivrip,iwripのピーク値Iripの1/3となり、前述した図7の従来技術と比較すると1/9になる。本発明によれば、多相モータを停止させた状態で直流母線とモータとの間で電力を授受する場合に、第2の負荷に流れるリプル電流を従来よりも大幅に減少させることができる。このため、リプル電流を除去するためのフィルタ装置の小容量化、小型化が可能であり、装置全体の省スペース化、低コスト化を図ることができる。また、多相インバータを低いスイッチング周波数で運転可能なため、発生損失の少ない多相インバータ、ひいてはモータ駆動システムを実現することができる。以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図1は、三相インバータINVの直流母線に接続されたバッテリーBAT1を電源として、インバータINVの交流出力端子U,V,Wに接続された三相モータMを駆動するシステムであって、モータMの中性点M0と直流母線の負側との間に接続された二次電池BAT2を充電する機能を備えたモータ駆動システムを示している。なお、1は平滑コンデンサ、2u,2v,2wはインバータINVの各相出力電流モータMの各相電流を検出する電流検出器、T1~T6はインバータINVを構成する自己消弧形の半導体スイッチング素子である。以下では、便宜的に二次電池BAT2を第2の負荷といい、モータMによって機械的動力が供給される負荷図示せずを第1の負荷というものとする。この実施形態の動作は、基本的に図5に示したものと同様であり、モータMを駆動するための各相の正相分電圧指令値に全相共通の零相電圧指令値を重畳して各相の電圧指令値を生成し、この電圧指令値に従ってインバータINVをPWM制御する。そして、直流母線とモータMとの間でインバータINVを介して電力を授受することにより、モータMを駆動して第1の負荷に機械的動力を供給すると共に、モータMの中性点M0の電圧を制御して第2の負荷である二次電池BAT2への供給電圧を制御し、二次電池BAT2を充電する。図1における20は、インバータINVのスイッチング素子T1~T6をオンオフ制御するための制御装置であり、零相制御部21及びPWM生成部22を備えている。零相制御部21は、外部から入力される零相電流指令値充電電流指令値Ic及び充電シーケンス信号に従って零相電圧を制御し、二次電池BAT2の充電動作を制御する。図2は零相制御部21の構成を示しており、この零相制御部21は、メモリ機能、外部通信機能及び外部バスインタフェース機能を搭載したマイコンにより構成されている。図2において、加減算器3xにより零相電流検出値izdetを求め、更に、加減算器3zにより求めた零相電流指令値Icと零相電流検出値izdetとの偏差を電流調節器4に入力して零相電圧指令値vzを演算する。零相電圧指令値vzは、加減算器3u,3v,3wにより、モータ駆動に寄与する正相分電圧指令値vu1,vv1,vw1とそれぞれ加算され、電圧指令値vu2,vv2,vw2が演算される。モータMを停止させた状態で二次電池BAT2の充電動作を制御する場合には、従来技術と同様に正相分電圧指令値vu1,vv1,vw1を零とする。なお、前述したように、零相電圧指令値vzをごく小さい値とすると、vu1,vv1,vw1はvu2,vv2,vw2とそれぞれ等しく、図8に示したようにvu2,vv2,vw2=0となる。電圧指令値vu2,vv2,vw2は、規格化演算器6において、搬送波である三角波の振幅に応じて規格化された後、図1のPWM生成部22へ各相の電圧指令値vu3,vv3,vw3として伝送され、これらの電圧指令値vu3,vv3,vw3が搬送波とそれぞれ比較されることになる。次いで、図3はPWM生成部22の構成を示している。このPWM生成部22は、上記電圧指令値vu3,vv3,vw3と搬送波とをそれぞれ比較してインバータINVのスイッチング素子T1~T6に対するPWMパルスを生成するためのもので、バス制御部7と三相分のパルス生成部11u,11v,11wとから構成されている。図3において、まず、バス制御部7は、各相のカウンタ初期値をパルス生成部11u,11v,11w内のアップダウンカウンタ8にロードすると共に、カウント方向U/D初期値をパルス生成部11u,11v,11w内の保持回路10にロードする。保持回路10は、カウンタ8から出力されるカウント値に応じてカウントアップ/ダウン指令U/Dをカウンタ8に送出するものであり、カウントアップ/ダウン指令U/Dの初期値カウント方向の初期値はバス制御部7から入力されたU/D初期値に従い、カウンタ8のカウント値が予め設定された上限値に達したらカウントダウン指令を、下限値に達したらカウントアップ指令をカウンタ8に与えるようになっている。また、バス制御部7は、図2の規格化演算器6により規格化された電圧指令値vu3,vv3,vw3をパルス生成部11u,11v,11w内のコンパレータ9の反転入力端子にロードする。コンパレータ9の非反転入力端子には、カウンタ8から出力されるカウント値が搬送波として入力されており、このコンパレータ9の出力に基づいて各相のスイッチング素子に対するPWMパルスが生成される。ここで、パルス生成部11u,11v,11wの構成はすべて同一である。各相のカウンタ8にはクロック信号が入力されており、バス制御部7が前記ロード動作を行ってから各相のカウンタ8がカウントを開始することで、各相の間で任意の位相差を持ち、しかも同期した三相分の搬送波をカウント値として生成することができる。上述した構成の制御装置20により、各相で位相が異なる独立した搬送波を用いて、所定の位相差を持つPWMパルスを生成することができる。この場合、インバータINVの少なくとも一相のスイッチング素子に対するPWMパルスの位相が他相のスイッチング素子に対するPWMパルスと異なるようにすれば、二次電池BAT2に流れるリプル電流izripの振幅を低減することが可能である。特に、各相で互いに同一の位相差例えば、三相インバータであれば相毎に120°の位相差を持つPWMパルスを生成するには、図4に示すような搬送波cariu,cariv,cariwを生成すればよく、そのためには、表1に示す値をカウンタ初期値、カウント方向初期値として各相に設定し、アップダウンカウンタ8を動作させればよい。これにより、図8に示したように、第2の負荷としての二次電池BAT2に流れるリプル電流izripのピーク値を図7の従来技術に比べて大幅に減少させることができ、フィルタ装置の小容量化、小型化によって装置全体の省スペース化、低コスト化が可能になる。また、インバータのスイッチング周波数を高くする必要がないので、スイッチング損失の低減も可能である。"