"半導体に金属を接触させたショットキーバリアダイオードに流れる電流の変化を温度の変化として検出するショットキーバリアダイオードサーミスタを構成する前記ショットキーバリアダイオードを、非飽和特性領域の電圧領域の電圧で駆動することを特徴とするショットキーバリアダイオードサーミスタの駆動方法。前記ショットキーバリアダイオードを駆動する前記非飽和特性領域の電圧領域の電圧は、±01Vの範囲内で0V以外の電圧であることを特徴とする請求項1記載のショットキーバリアダイオードサーミスタの駆動方法。しかしながら、温度変化に対する感度が高いSBDサーミスタであるが、実用化に至っていない。一般には、これはプロセスの問題と捉えられている。SBDは感度が高い分、プロセスに非常に敏感でセンサ毎の特性を一定にするのが難しいと言われている。プロセスがうまくいかないと、センサ毎の電流値バラツキが一桁も変わってしまうこともありうる。このように、プロセスコントロールが難しいのが成功しない理由であると言われて、それ以上の原因追求はされてこなかった。一般に、熱型センサとして用いられるSBDサーミスタは、感度が高すぎると取り扱いが難しくなると考えられているので、この説明で納得できるため、真の原因追求に至らなかった。このようにSBDサーミスタについては原因究明がなされないまま、実用化されない状態が続いていた。本発明は以上の点に鑑みなされたもので、SBDサーミスタを飽和に至らない低電圧で駆動することで本来期待されていたS/Nを実現できるショットキーバリアダイオードサーミスタの駆動方法を提供することを目的とする。本発明は上記の目的を達成するため、半導体に金属を接触させたショットキーバリアダイオードに流れる電流の変化を温度の変化として検出するショットキーバリアダイオードサーミスタを構成するショットキーバリアダイオードを、非飽和特性領域の電圧領域の電圧で駆動することを特徴とする。ここで、上記のショットキーバリアダイオードを駆動する非飽和特性領域の電圧領域の電圧は、±01Vの範囲内で0V以外の電圧であってよい。本発明によれば、ショットキーバリアダイオードを非飽和特性領域の低電圧領域で駆動することにより、従来の駆動方法よりも高い本来期待されていたS/Nのショットキーバリアダイオードサーミスタを実現できる。また、本発明によれば、自己発熱が少ない駆動方法なので、低消費電力、低発熱にできる。次に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。本発明は、SBDサーミスタが、従来の飽和領域を使った駆動方法では自己発熱によりS/Nが高くならないという本発明者の発見に基づきなされたもので、本実施の形態はその知見に基づきSBDサーミスタを飽和に至らない低電圧で駆動することで本来期待されていたS/Nを実現できるようにしたものである。そこで、まず、SBDサーミスタの従来の駆動方法では、VOxなどのボロメータに比べ感度は高いものの必ずしもS/Nが改善しないことを説明する。これは従来知られていなかった新しい知見であり、実用化を阻んでいる真の原因である。次に、その知見をもとに本来の高感度を生かし、高S/Nになるための本発明の駆動方法を説明する。1SBDのS/NSBDの動作については、解析的な研究が十分になされており、その結果を使うことが可能である。図1は、SBDのバンド図の一例を示す。ここで半導体基板はシリコンのn型であるとする。図1において、ショットキーバリアはφbであり、金属から半導体基板に流れる方向が正である。まず、ショットキーバリアを形成したときに半導体基板に発生する空乏層によるビルトイン電圧Vbiは次のようになる。ここでφb:ショットキーバリア、Eg:半導体のエネルギーギャップ、Nd:半導体のドナー濃度、k:ボルツマン定数、T:絶対温度、q:電子電荷である。さて、ショットキーバリアφbの高さはショットキー効果により変化する。ビルトイン電圧Vbiを基準にして加える電圧V半導体基板を基準にメタルにかけるにより、ショットキーバリアφbの高さは次の量Δφbだけ変化する。ここでε0:真空の誘電率、εr:半導体の比誘電率である。ショットキーバリアダイオードSBDの電圧-電流特性は次式で表わされる。ただし、3式中のSBDの逆バイアス時の飽和電流J0は次式で表わされる。ここで、A:接合面積、R:リチャードソン定数である。この解析式に従って電圧-電流特性を描くと、図2のようになる。図2は横軸が電圧、縦軸が電流を示し、逆バイアス電圧VVで温度Tのとき電流はJA、逆バイアス電圧VVで温度TΔTのとき電流はJαsJAを示す。さて、従来の駆動方法では、図2に示す逆バイアスの飽和領域を用いる。つまり3式において、のときである。これが成り立つのは次式が成立するときである。温度Tが300Kのときこの条件が成り立つのは、概ねV≦-01Vのときである。次に、信号Sについて説明する。SBDサーミスタの温度が1度変化したときの電流変化、例えば温度Tが300Kから301Kに上昇したときの変化は1式、3式、4式中のTに数値を入れれば数値解析として求めることができる。このとき電流がJ0→J0ΔJと変化したとしたら、ΔJが信号Ssとなる。Ss=ΔJ7これは種々のパラメータにより変化するが、電流変化率をαSとすると上記のΔJは次式で表わされる。ΔJ=αsJ8電流変化率αsはSBDサーミスタの場合、概ね5~8程度となる。この値は抵抗ボロメータの3倍程度に当たり、SBDサーミスタが高感度といわれる理由である。次に、ノイズについて説明する。SBDサーミスタのノイズはほぼショットキーノイズとなる。電流Iが流れているときのショットノイズInは次のように定義されている。In=√2qIB9ここでBは測定する周波数帯域である。9式を見れば分かるように、ノイズ電流は√Iに比例して大きくなるので、電流Iが大きくなるほど、電流Iとノイズ電流Inの比は大きくなる。ところで、ダイオードの場合、9式に単純に式で求めた電流値を入れるわけにはいかない。SBDの電圧電流特性を示す3式を見ると、これは2つの電流成分からなっている。3式中の第1項のは金属から半導体へ向かう電流で、第2項の-J0は半導体から金属に向かう電流である。これらの電流はそれぞれ独立であるからノイズもそれぞれの成分で独立に発生する。従って、ショット雑音はそれぞれのショット雑音の2乗和になり、次式で表わされる。よって、ノイズ電流Jnは次式で表わされる。ここでバイアスが負で十分大きいなら6式が成りたち、ノイズ電流はJn=√2qJ0B12となり、Jnは飽和電流J0のショット雑音に等しい。また、電圧V=0のときSBDに流れる電流は0になるがショット雑音は0にならず、次式で示すように、となり、飽和電流J0のショット雑音の√2倍になる。つまり、通常は0V付近でのショットノイズは飽和電流時のショットノイズより大きくなる。従って、SBSサーミスタのS/Nは7式と11式とより、次のようになる。ここで6式が成り立つなら、SBSサーミスタのS/Nは次式で表わされる。15式を見ると、J0を十分大きくするとS/Nが向上するというように見える。しかし、自己発熱を考慮すると、それが間違いであることを後で示す。2ボロメータのS/Nボロメータは温度が変化すると抵抗が変わる材料、例えばVOx酸化バナジウム、xの値はプロセスにより変わるを使っている。VOxは温度が1度変化すると約2~3程度抵抗が減る。そこで、定電流ibを抵抗Rbのボロメータに流してその電圧を測定すれば、それが信号になる。温度が変化して抵抗がΔRb変化すると、信号Sbは次式で表わされる。Sb=ibΔRb=αbibRb16ただし、16式中、αbはボロメータの抵抗変化率である。ボロメータの主要な雑音は熱雑音ジョンソンノイズである。熱雑音は次のように表現される。Vn=√4kTRbB17ここで、k:ボルツマン定数、T:絶対温度、Rb:ボロメータ抵抗、B:測定周波数帯域である。従って、抵抗ボロメータのS/Nは次式で表わされる。3SBDサーミスタが抵抗ボロメータのS/Nを上回る条件ここでは周波数帯域Bが同じとして、SBDサーミスタが抵抗ボロメータのS/Nを上回る条件を求めてみる。15式に示すSBDサーミスタのS/Nと18式に示す抵抗ボロメータのS/Nとを比べると、SBDサーミスタが抵抗ボロメータのS/Nを上回る条件は、次式で表わされる。ここで、例えば、αb/αs=1/3、ib=50、T=300、V=1を19式に代入すると、J0として110μA程度の数値が得られる。この数値はSBDとしては非現実的ではなく妥当なものなので、この値以上の十分な電流を流せば、抵抗ボロメータより良いS/Nが得られると予想できそうである。しかし、自己発熱を考慮に入れると、この目論見どおりにいかないことを次に示す。4自己発熱と周波数帯域Bノイズは測定周波数帯域Bが小さいほど小さい。つまり、ノイズは周波数帯域Bが狭いほど=ゆっくり測るほど小さくなる。ところが、読み出し時にセンサに電流を流すので、センサは自己発熱し、センサの温度が高くなる。すると、センサは自分が出した熱自体を測定してしまう。これは雑音となる。さらには、センサを定電圧駆動している場合、センサの温度上昇により抵抗が下がると、更に電流が増え、それがさらなる抵抗低下をもたらすという正帰還ループを形成し、センサを破壊してしまう。これは抵抗ボロメータ、SBDサーミスタの両方について起こり得ることである。そこで、センサの読み出しに関しては、特定の限界発熱量C0を設けて、自己発熱がC0に達する前に測定を終了するということにしなければならない。つまり、ある時間Δt以上測定に時間をかけることができないということである。つまり、周波数帯域Bはある値よりも小さくできない。センサの自己発熱が1秒当たりW=I×VとするとW×Δt≦C0でなければならない。周波数帯域Bは1/2Δtであるから、B≧W/2C020となる。よって、B=W/2C021のとき最もS/Nは良くなる。そこで、周波数帯域Bとしては、21式の値を用いることにする。5抵抗ボロメータとSBDサーミスタ従来駆動方法とのS/Nの比較表1に計算したS/Nを示す。なお、電圧はSBDサーミスタについては特許文献1に従って-1Vとした。従来の駆動方法では飽和電流領域で使うとしており、-1Vでは確かに飽和している。またそれに合わせて、抵抗ボロメータも出力電圧が1Vになるように電流値を設定した。抵抗ボロメータは1~3V程度で使うことが多いので、これも妥当な値である。また、ノイズに関しては、抵抗ボロメータは熱雑音、SBDサーミスタはショット雑音が主要な雑音と仮定し、その他の雑音、例えば熱の揺らぎに起因する雑音、背景輻射による雑音などは無視した。また、センサの大きさなどは同じにして比較した。限界発熱量C0もそれぞれのセンサで同じ値を使った。計算に使ったパラメータは表1に記載の通りである。表1を見ると分かるように、センサの温度に対する抵抗変化率は抵抗ボロメータが-21/K、SBDサーミスタが-5731/KとSBDサーミスタのほうが286倍弱高い。これに対し、S/Nは抵抗ボロメータが220×104であるのに対して、SBDサーミスタは143×104であり、SBDサーミスタの方が悪い。SBDサーミスタは電流値が19式で求めた値よりも多い153μAを流しているのにである。このように自己発熱を考慮に入れると、SBDサーミスタは抵抗ボロメータよりもS/Nが悪くなることが分かった。つまり、自己発熱がS/Nが悪くなる原因で、今まではこれを考慮に入れていなかったため、原因をプロセスの難しさにあると誤解していた。6S/Nを改善する動作条件そこで、本発明者は、SBDサーミスタのS/Nが改善する可能性があるのか、詳細に調べた。まず、抵抗ボロメータについて説明する。抵抗ボロメータで発生する熱はW=ib2Rb22であるから、これを21式に代入すると最も良くなる周波数帯域Bがib2Rb/2C0であることが分かる。そして更にこの周波数帯域Bを18式に代入すると次式が得られる。23式をみると分かるように、抵抗ボロメータのS/Nは自己発熱を考慮した場合、材料特性である抵抗変化率αbのみで決まり、どのような動作条件で動作させるかというのは、全く関係ないということが分かる。従って、抵抗ボロメータのS/Nを動作条件で改善することはできない。次に、SBDサーミスタの場合について考える。SBDサーミスタの発熱はW=JV24であるから、これを式21に代入して、B=JV/2C0を得、更にこれを14式に代入し、3式を考慮に入れると結局次式が得られる。24式を見ると、自己発熱を考慮した場合、電圧Vが小さいほど、S/Nが高くなることが分かる。従って、SBDサーミスタは抵抗ボロメータと異なり動作条件によりS/Nを改善できることが分かる。図3は、24式をグラフ化した電圧対S/N特性を示す。これをみると分かるように、自己発熱を考慮すると、SBDサーミスタのS/Nは0V付近の低電圧の領域で大きくなることが分かるただし、V=0では信号が0になるためにS/Nは0になる。なお、図3には抵抗ボロメータのS/Nも比較のため示してある。これは一定値である。SBDサーミスタのS/Nが改善する理由を定性的に述べると次のようである。低電圧であるために素子が殆ど発熱しない、従って周波数帯域を大きく減らすことができ、高S/Nを実現できる、ということである。また、24式が示している重要な事実は、SBDサーミスタのS/Nは電圧のみに依存して電流には無関係なことである。これはショットノイズの性質から考えて奇異なことに思える。なぜなら、通常ショットノイズは電流値が大きくなるほど小さくなるところから電流値が重要と考えられていたからである。しかし、24式で明らかなように、電流値は全く関係なく、SBDサーミスタのS/Nは電圧Vのみで決まる。従って、ここでは電流値を小さくなる条件でセンサを作っても問題ない。例えば基板濃度Ndを選択するとき、電流値は小さくなるが電流変化率αSが683と大きくなる、基板濃度3×1017cm-3に設定することが可能である。さて、SBDサーミスタのS/Nは、図3に示したように±05V以内で抵抗ボロメータを上回るが、特に±01V以内で大きくなる。この領域は飽和電流が発生しない領域である。そして、この飽和電流が発生しない低電圧の領域では、SBDサーミスタのS/Nはほぼ、αSとαbとの比になっており、SBDサーミスタが本来の能力を発揮できることがわかった。これは本発明者の得た新規の知見に拠らなければ、得られなかった動作条件である。ここで例として、表2に動作電圧Vを-001VとしたときのSBDサーミスタのS/Nを、動作電圧1Vの抵抗ボロメータのS/Nと比較して示す。表2に示すように、SBDサーミスタのS/Nは抵抗ボロメータのそれを上回り、その差は約3倍となっていて、抵抗変化率の比にほぼ等しい。このように、S/Nが抵抗ボロメータよりも高くなるSBDサーミスタの動作条件が分かった。つまり、飽和特性にならない低電圧の非飽和領域でSBDを駆動するという方法である。以上のような考察を踏まえて、発明の内容を以下に具体的に説明する。図4は、本発明になるSBDサーミスタの駆動方法の一実施の形態を実現する駆動回路を示す図である。図4に示す実施の形態は、SBDサーミスタを熱型赤外線センサに応用した例で、SBDサーミスタ53は、一方の端子が電圧源52の正側端子に接続され、もう一方の端子がアンプ54の反転入力端子に接続されている。SBDサーミスタ53のSBDにはここでは電圧源52から逆バイアス電圧が印加されているが、順バイアス電圧で動作するようにしてもよい。電圧制御回路51は、電圧源52の電圧を制御する。アンプ54は非反転入力端子が接地され、出力端子が抵抗値RLの負荷抵抗55を介して反転入力端子に接続されている。これにより、アンプ54の反転入力端子に接続されているSBDサーミスタ53のもう一方の端子の電位は接地電位になっている。SBDサーミスタ53に流れる電流Jはそのまま負荷抵抗55に流れる。この結果、アンプ54からJ×RLで表わされる電圧が出力されるので、図4に示す回路は単純な電流電圧変換回路である。SBDサーミスタ53に光が当たると、光が吸収され熱になり、それによる温度変化をSBDサーミスタ53は検出する。本実施の形態では、電圧制御回路51はSBDの非飽和特性領域の電圧領域である±01Vの範囲内で、かつ、0V以外の電圧になるように制御する。図5は、本実施の形態の電圧制御回路51によるSBDサーミスタ53の設定電圧範囲を示す。図6は、SBDサーミスタの具体的な形状の一例の断面図を示す。同図において、メタル1は半導体薄膜2と接触してショットキーバリアダイオードSBDを形成している。半導体薄膜2はここではN型で、不純物濃度は1×1016cm3~1×1018cm3程度で、厚さは01~5μm程度である。SBDが周辺部で低電圧でブレークダウンすることを防ぐためのガードリング3は、P型またはN-型である。不純物濃度はP型の場合1×1016cm3~1×1018cm3程度であり、N-型の場合1×1014cm3~5×1015程度である。半導体薄膜2と電気的に接続するための高濃度N層5の濃度は1×1020cm-3程度である。メタル配線6は高濃度N層5とコンタクトを取っている。別のメタル配線7はメタル1と接触してコンタクトを取っている。メタル1,メタル配線6及び7は同じ材料であっても別の材料であってもよい。半導体薄膜2の周囲に設けられた空隙8は、半導体薄膜2を周囲から熱的に分離するためのものであり、真空に近い気圧になっているとより効果的な熱分離ができる。架橋部9は半導体薄膜2を空中に保持するためのものであり、熱を半導体薄膜2から逃がさないように熱伝導率の低い材料でできている。架橋部9は絶縁物のことが多く、酸化シリコンSiO2膜、窒化シリコン膜などで形成できる。厚さは01~2μm程度である。支持基板10は、全体の形状を保つための基板であり、半導体薄膜2の直下に空隙8が形成されている。半導体薄膜2の熱は主に支持基板10に伝わって逃げる。半導体薄膜11は半導体薄膜2を分離した残りの半導体薄膜であり、メタル配線6、7を保持している。また、この半導体薄膜11内にMOSFETやバイポーラトランジスタなどの能動素子が複数形成され、回路を形成することもある。電磁波を吸収するフィン30がショットキー接合面の上にある。これによりフィルファクタ電磁波を吸収する面積を素子全体の面積との割合で表現したものが向上して1に近くなり、よりセンサとしての効率が良くなる。フィン30はメタル1と薄い絶縁膜を介して接しており、フィン30で吸収した電磁波が熱になり、ショットキー接合面を暖め、その温度変化を検出する。フィン30はメタル1と絶縁膜で接しているほかはどこにも接しておらず、また周囲は真空にしており、熱が他の部品に伝わらないようにしている。フィン30をつけることにより、電磁波を吸収して熱に変換する機能と熱量を電気信号に変換する機能を分離することができる。例えばフィン30の電磁波の吸収波長はフィン30の材料などに拠るが、観測したい波長毎にフィン30の設計を変えるということができる。このように、本実施の形態のSBDサーミスタの駆動方法によれば、非飽和特性領域の低電圧領域で駆動することにより、従来の駆動方法よりも高S/Nのセンサを提供できる。また、自己発熱が少ない駆動方法なので、低消費電力、低発熱にできる。"