それぞれダイオードを逆並列接続した第1~第4のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第1のリアクトルと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの他端と前記第2のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第1のコンデンサと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第2のコンデンサと、からなり、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第1のコンデンサの一端を正極、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第2のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第1及び第2のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第1及び第2のリアクトルに流れる電流が断続モードで動作する場合で、前記第1のコンデンサの電圧が前記第2のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第2のスイッチング素子をオンして、前記直流電源→前記第1のリアクトル→前記第2のスイッチング素子→前記第2のコンデンサ→前記第4のスイッチング素子のダイオード→前記第2のリアクトルの経由で電流を流した後に、第2のスイッチング素子をオフして前記第1及び第2のリアクトルに蓄積された磁気エネルギーを前記第1及び第2のコンデンサに充電し、その後第1及び第4のスイッチング素子をオンして第1のコンデンサ電圧を前記第2のスイッチング素子をオンする前の電圧まで放電する第1のモードとし、前記第2のコンデンサの電圧が前記第1のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第1のモードにおける第2のスイッチング素子の代わりに第3のスイッチング素子をスイッチングさせる第2のモードとすることを特徴とする直流電源システム。それぞれダイオードを逆並列接続した第1~第4のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第1のリアクトルと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの他端と前記第2のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第1のコンデンサと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第2のコンデンサと、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路と並列接続されるそれぞれダイオードを逆並列接続した第5及び第6のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路の直列接続点と前記第5及び第6のスイッチング素子の直列接続回路の直列接続点との間に接続された第3のリアクトルと、からなり、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第1のコンデンサの一端を正極、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第2のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第1及び第2のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第1及び第2のリアクトルに流れる電流が連続モードで動作する場合で、前記第1のコンデンサの電圧が前記第2のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第2のスイッチング素子のオンする時間を前記第1のスイッチング素子がオンする時間よりも長くし、且つ前記第3のスイッチング素子と前記第4のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第4のスイッチング素子のオンする時間を前記第3のスイッチング素子がオンする時間より長くする第3のモードとし、前記第1のスイッチング素子又は前記第3のスイッチング素子がオンする時間がなくなり、且つ前記第1及び第2のコンデンサ電圧に差がある場合には、前記第5のスイッチング素子がオンする時間を前記第6のスイッチング素子がオンする時間より長くする第5のモードとし、前記第1及び第4のスイッチング素子のオンする時間と前記第2及び第3のスイッチング素子がオンする時間は等しくし、前記第2のコンデンサ電圧が前記第1のコンデンサ電圧よりも高い場合、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第1のスイッチング素子をオンする時間を前記第2のスイッチング素子をオンする時間よりも長くし、且つ前記第3のスイッチング素子と前記第4のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第3のスイッチング素子をオンする時間を前記第4のスイッチング素子をオンする時間よりも長くする第4のモードとし、第1又は第3のスイッチング素子のオン時間が最大となっても第1及び第2のコンデンサ電圧に差がある場合には前記第6のスイッチング素子がオンする時間を前記第5のスイッチング素子がオンする時間より長くする第6のモードとすることを特徴とする直流電源システム。先行技術文献で示したチョッパを、無停電電源装置UPSなどの3レベルインバータに接続する場合、コンデンサ4A、4Bの両端と直列接続点とが直流-交流変換回路インバータに接続される。コンデンサ4A、4Bの電圧は、半導体素子の電圧ドロップや各種部品のインピーダンスのばらつき、ゲート信号のばらつき、及び負荷としてのインバータに起因する直流電力不平衡などによりアンバランスとなる。その結果、過電圧又は不足電圧となり、運転を継続することができないという問題が生じる。従って、本発明の課題は、部品の特性のばらつき、信号のばらつき、負荷の電力不平衡があっても直列接続された直流出力コンデンサの電圧をバランスさせることのできる双方向昇圧形の直流電源システムを提供することである。上述の課題を解決するために、第1の発明においては、それぞれダイオードを逆並列接続した第1~第4のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第1のリアクトルと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの他端と前記第2のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第1のコンデンサと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第2のコンデンサと、で回路を構成する。前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第1のコンデンサの一端を正極、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第2のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第1及び第2のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第1及び第2のリアクトルに流れる電流が断続モードで動作する場合で、前記第1のコンデンサの電圧が前記第2のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第2のスイッチング素子をオンして、前記直流電源→前記第1のリアクトル→前記第2のスイッチング素子→前記第2のコンデンサ→前記第4のスイッチング素子のダイオード→前記第2のリアクトルの経由で電流を流す。その後、第2のスイッチング素子をオフして前記第1及び第2のリアクトルに蓄積された磁気エネルギーを前記第1及び第2のコンデンサに充電する。次に、第1及び第4のスイッチング素子をオンして第1のコンデンサ電圧を前記第2のスイッチング素子をオンする前の電圧まで放電する第1のモードとする。前記第2のコンデンサの電圧が前記第1のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第1のモードにおける第2のスイッチング素子の代わりに第3のスイッチング素子を、第1のスイッチング素子の代わりに第4のスイッチング素子を、各々スイッチングさせる第2のモードとする。第2の発明においては、それぞれダイオードを逆並列接続した第1~第4のスイッチング素子の直列接続回路と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第1のリアクトルと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続点に一端が接続される第2のリアクトルと、前記第1のリアクトルの他端と前記第2のリアクトルの他端との間に接続される直流電源と、前記第1と第2のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第1のコンデンサと、前記第3と第4のスイッチング素子の直列接続回路と並列接続される第2のコンデンサと、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路と並列接続される第5及び第6のダイオードを逆並列接続したスイッチング素子の直列接続回路と、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路の直列接続点と前記第5及び第6のスイッチング素子の直列接続回路の直列接続点との間に接続された第3のリアクトルと、で回路を構成する。前記第1及び第2のコンデンサの直列接続回路の電圧を直流出力とし、前記第1のコンデンサの一端を正極、前記第1及び第2のコンデンサの直列接続点を中性極、前記第2のコンデンサの一端を負極とする昇圧形電源システムにおいて、前記第1及び第2のコンデンサの電圧が各々前記直流電源の電圧より低い状態で、前記第1及び第2のリアクトルに流れる電流が連続モードで動作する場合で、前記第1のコンデンサの電圧が前記第2のコンデンサの電圧よりも高い場合、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第2のスイッチング素子のオンする時間を前記第1のスイッチング素子がオンする時間よりも長くし、且つ前記第3のスイッチング素子と前記第4のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第4のスイッチング素子のオンする時間を前記第3のスイッチング素子がオンする時間より長くする第3のモードとする。前記第1のスイッチング素子又は前記第3のスイッチング素子がオンする時間がなくなり、且つ前記第1及び第2のコンデンサ電圧に差がある場合には、前記第5のスイッチング素子がオンする時間を前記第6のスイッチング素子がオンする時間より長くする第5のモードとし、前記第1及び第4のスイッチング素子のオンする時間と前記第2及び第3のスイッチング素子がオンする時間は等しくする。前記第2のコンデンサ電圧が前記第1のコンデンサ電圧よりも高い場合、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第1のスイッチング素子をオンする時間を前記第2のスイッチング素子をオンする時間よりも長くし、且つ前記第3のスイッチング素子と前記第4のスイッチング素子とを交互にオンオフして、前記第3のスイッチング素子をオンする時間を前記第4のスイッチング素子をオンする時間よりも長くする第4のモードとする。第1又は第3のスイッチング素子のオン時間が最大となっても第1及び第2のコンデンサ電圧に差がある場合には前記第6のスイッチング素子がオンする時間を前記第5のスイッチング素子がオンする時間より長くする第6のモードとする。本発明では、リアクトルの電流が断続か連続か、に応じて直列接続した各コンデンサの電圧がバランスするようにスイッチング素子の動作を変更して制御している。また、スイッチング素子の動作だけでは制御不能の場合は付加したバランサ回路で制御している。その結果、直流出力の各コンデンサから負荷への電力の放出量又は負荷からコンデンサへの電力の充電量が不平衡になった場合でも、各コンデンサ電圧をバランスさせることが可能となる。本発明の要点は、リアクトルの電流が断続の場合、直列接続した各コンデンサの電圧がバランスするようにスイッチング素子を制御し、電流が連続の場合はスイッチング素子の動作だけでは制御不能のため、付加したバランサ回路で制御している点である。図1に、本発明の第1の実施例を、図3に対象とする主回路図を示す。主回路構成は図3に示す構成で、リアクトルL1、L2の電流を断続モードで使用する場合の実施例である。主回路は、ダイオードを逆並列接続したスイッチング素子S1~S4の直列接続回路と、スイッチング素子S1とS2との直列接続点に一端が接続される第1のリアクトルL1と、スイッチング素子S3とS4の直列接続点に一端が接続される第2のリアクトルL2と、第1のリアクトルL1の他端と第2のリアクトルL2の他端との間に接続される直流電源としてのバッテリBATと、スイッチング素子S1とS2との直列接続回路と並列接続される第1のコンデンサC1と、スイッチング素子S3とS4の直列接続回路と並列接続される第2のコンデンサC2と、で構成され、コンデンサC1とC2との直列回路と並列に負荷LDが接続される。図1に、図3の回路におけるスイッチング素子S1~S4をオンオフ制御するための制御回路を、図4及び図5に各スイッチング素子のオンオフ動作例を、各々示す。まず図1を説明する。直流出力電圧の1/2の直流電圧指令と直流電圧との偏差を加算器AD6で求め、電圧調節器AVR1に入力する。同様に直流出力電圧の1/2の直流電圧指令と直流電圧との偏差を加算器AD7で求め、電圧調節器AVR2に入力する。電圧調節器AVR1の出力と電圧調節器AVR2の出力を切替える切替スイッチSW1の出力とキャリア1とをコンパレータCmpで比較する。キャリア1と比較した結果と、その結果をデッドタイム分のディレーを設けるディレー回路TM1の出力と切替スイッチSW1の切替信号1との論理積をとった出力をS1’信号とする。一方、キャリア1と比較した結果の反転と、その反転結果をデッドタイム分のディレーを設けるディレー回路TM2の出力と切替信号1の反転信号の論理積をとった出力をS2’信号とする。ここで、切替信号1は、S1’信号とS2’信号の立下りオフのタイミング時にデッドタイム以下のパルス幅信号を生成する二つの立下り検出回路の出力の論理和信号をクロック端子に入力したDQフリップフロップのQ出力の反転信号をD入力に入力するようにして得られるQ出力信号としている。これらの回路により、S1’信号とS2’信号、デューティ比を決める電圧とキャリア1の電圧の関係を図6に示す。S2’信号はデューティ比を決める電圧<キャリア1の電圧の時にオン、デューティ比を決める電圧=キャリア1の電圧の時にオフとなり、そのタイミングでデューティ比を決める電圧が信号S1’用に切り替わる。この際、微小な異常パルスがS2’信号に出力されないように切替信号1の反転信号をS2’信号の出力条件に入れている。さらに、S1’信号用に切り替わったデューティ比を決める電圧>キャリア1の電圧になってからデッドタイムが経過した後にS1’信号がオン信号となり、デューティ比を決める電圧=キャリア1の電圧でオフする。この際、デューティ比を決める電圧がS2’信号生成用に切り替わるので、S2’信号と同様に微小な異常パルスがS1’信号に混入しないように切替信号1をS1’信号の出力条件に加えている。上記と同様に、キャリア2を用いてS3’信号とS4’信号を生成する。次に、信号S1’~S4’、直流電圧Vdcp、Vdcn、切替信号1と切替信号2の論理和信号をパルス出力判定回路PJに入力する。パルス出力判定回路PJでは、下記のようにパルスを出力する。iVdcp≧Vdcnの場合S1用信号=S1’、S2用信号=S2’、S3用信号=オフ、S4用信号=S1’iiVdcp<Vdcnの場合S1用信号=S4’、S2用信号=オフ、S3用信号=S3’、S4用信号=S4’なお、これらのモードi、iiの切り替えはキャリア周期のN倍通常は1の時間で判断する。以上がS1~S4用信号の出力方法であるが、動作的には、図4と図5に示すようになる。Vdcp≧Vdcnの場合は、S2がまずオンして、コンデンサC2を充電し、S2をオフすることで、コンデンサC1とコンデンサC2が充電される。その後、S1とS4をオンすることで、コンデンサC1とC2Vdcnを同時に放電第1のモードし、さらにS1とS4を同時にオフすることで、L1とL2に蓄積された磁気エネルギーをバッテリBATに回生する。一方、Vdcp<Vdcnの場合は、S3がまずオンして、コンデンサC1を充電し、S3をオフすることで、コンデンサC1とC2Vdcnが充電される。その後、S1とS4をオンすることで、コンデンサC1とC2Vdcnを同時に放電第2のモードし、さらにS1とS4を同時にオフすることでL1とL2に蓄積された磁気エネルギーをバッテリBATに回生する。図2に、本発明の第2の実施例を示す。直流電圧と直流電圧の和から直流電圧指令を引いた値を電圧調節器AVR1入力する。この出力をチョッパ電流指令とし、それとチョッパ電流が一致するように、これらと直流電圧の和、バッテリ電圧を電流調節器ACR1に入力する。この出力に直流電圧と直流電圧の差を入力して直流電圧バランスを維持するための電圧調節器AVR2の出力を加算器AD4で減算した値をS1用信号およびS2用信号のデューティ比とし、加算器AD5で加算した値をS3用信号およびS4用信号のデューティ比とする。なお、S1はデューティ比を決める電圧よりキャリア1の電圧が高いときにオン、S2は低いときにオンし、デッドタイムは図1と同様の回路で付加する。一方、S4はデューティ比を決める電圧よりキャリア2の電圧が高いときにオン第3のモードではこの時間を長くする、S3は低いときにオン第4のモードではこの時間を長くするし、デッドタイムは図1と同様の回路で付加する。また、キャリア1とキャリア2は、位相差が180°のときにリアクトルの電流が最も小さくなる。上記の回路により、コンデンサ1の直流電圧Vdcpとコンデンサ2の直流電圧Vdcnのバランスは維持できるが、極端にアンバランスの負荷が接続された場合、上記アンバランス補正用の電圧調節器AVR2の出力が飽和し、直流電圧バランスを維持できなくなる。そこで、直流電圧と直流電圧の差が所定の判定レベル値以上になったときは、上記調節器AVR2の出力を零電圧にホールドし、バランサ用の電圧調節器AVR3、電流調節器ACR2、変調回路PWM3の出力のゼロホールドを解除し、図7に示すS5、S6、リアクトルLbalからなるバランサ回路を動作させる。電流調節器ACR2の出力はバランサ電流Ibalの電流指令となり、バランサ電流Ibalとともに電流調節器ACR2に入力する。この出力とキャリア3をPWM制御回路で比較してPWMを行い、電流調節器ACR2の出力電圧>キャリア3の電圧ときはS5をオン第5のモードではこの時間を長くするし、電流調節器ACR2の出力電圧≦キャリア3の電圧ときはS6をオンする第6のモードではこの時間を長くする。なお、デッドタイムは図1と同様の回路で付加し、キャリア3は、キャリア1、2と関係なく周波数、位相を選ぶことができる。また、バランサは、上記のとおり、コンデンサ1の直流電圧Vdcpとコンデンサ2の直流電圧Vdcnとの差が判定レベル以上になったら出力信号をラッチし、直流電源システムの動作モードが変わるときにクリアする。なお、無停電電源装置UPSに適用する場合、バッテリ放電中にラッチし、停電が終わって復電し、バッテリ充電モードに切り替わったときにクリアする。以上の様に、本発明によると、直流電源システムの負荷にアンバランスな負荷が接続された場合においても、安定して電力を供給することができる直流電源システムを提供することができる。