"入力されたRF信号の電力増幅を行うための高周波増幅部と、前記高周波増幅部のバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成部と、を有する半導体装置であって、前記高周波増幅部は、入力したRF信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタと、前記バイアス電圧生成部によって生成されたバイアス電圧に基づいて前記トランジスタのバイアス状態を決定するバイアス制御部と、前記トランジスタに流れるアイドル電流に比例するモニタ電流を生成する電流生成部と、を有し、前記バイアス電圧生成部は、前記モニタ電流が予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、判別した電流範囲に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力する半導体装置。前記バイアス電圧生成部は、前記判別処理を行うための判別部と、前記判別部による判別結果を保持する揮発性の記憶部と、前記記憶部に保持された判別結果に応じた前記バイアス電圧を生成するレギュレータ回路と、を有し、前記記憶部は、リセット信号によって、保持された情報の初期化が可能に構成される請求項1の半導体装置。前記リセット信号は、パワーオンリセット信号である請求項2の半導体装置。前記判別部は、前記モニタ電流を電圧に変換する電流電圧変換部と、複数の相互に異なる基準電圧を生成する基準電圧生成部と、前記基準電圧毎に対応して設けられ、対応する基準電圧と前記変換された電圧とを比較し、比較結果を出力する複数の比較器と、を有し、前記記憶部は、夫々の前記比較器から出力された比較結果を前記判別結果として保持する請求項2の半導体装置。前記高周波増幅部と前記バイアス電圧生成部とは、別個の半導体基板に構成される請求項1の半導体装置。前記トランジスタは、複数個が縦続接続され、前記高周波増幅部は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部及び前記電流生成部を有し、前記バイアス電圧生成部は、夫々の前記電流生成部によって生成された前記モニタ電流について前記判別処理を行い、夫々の判別結果に応じて生成した前記バイアス電圧を対応する前記バイアス制御部に出力する請求項1の半導体装置。前記トランジスタは、複数個が縦続接続され、前記高周波増幅部は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部を有し、前記電流生成部は、前記複数のトランジスタのうち何れか1つのトランジスタに係る前記モニタ電流を生成し、前記バイアス電圧生成部は、前記生成した電圧を共通のバイアス電圧として、夫々の前記バイアス制御部に出力する請求項1の半導体装置。前記1つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち前記バイアス電圧の変化に対する前記アイドル電流の変化率が最も大きいトランジスタである請求項7の半導体装置。前記1つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち最もアイドル電流が大きいトランジスタである請求項7の半導体装置。しかしながら、特許文献1のように、フィードバック回路によるマイナーループ制御により増幅用のトランジスタのバイアス点を安定させると、RF信号に悪影響を及ぼす可能性がある。例えば、フィードバック回路の周波数帯域とRF信号の周波数帯域の一部が重なると、フィードバック回路によって当該重なる周波数帯のRF信号が変調されて、RF信号の線形性が悪化する虞がある。他方、特許文献2のようにDACやADCを用いる構成では、回路構成によってはクロック信号が必要となり、そのクロック信号がノイズとなって送信対象のRF信号に悪影響を及ぼす可能性がある。また、特許文献2の方法では、バイアス電流の検出に加えて電源電圧や温度の検出等の処理が必要となり、バイアス電流を確定させるまでに時間を要する。更に、特許文献2の方法では、前記テーブルや複数のDAC、ADCが必要となるので、回路規模が大きくなりコストが増大する。特に、W-CDMA方式の携帯電話における送信用のHPAモジュールは、前述のように2チップ構成で実現される場合が多いため、これ以上のコストの増大は好ましくない。また、別の方法として、2チップ構成で実現されるHPAモジュールにおいて、上記のような高周波電力増幅器の特性のばらつきを補償するための回路を設けることなく所望の規格に適合したHPAモジュールを得るために、以下のような方法を採用することも可能である。例えば、増幅回路を構成する半導体チップとバイアス回路を構成する半導体チップの夫々の特性を測定して特性のばらつき毎に選別し、HPAモジュール全体としての特性ゲイン、効率、及び線形性等の特性が目標とする規格に適合するように、2つの半導体チップの組み合わせを決定する方法である。しかしながら当該方法では、製造時に、特性毎にチップを分類する作業と、分類したチップを特性に応じて組み合わせる作業が必要となり、製造コストの増大を招く。本発明の目的は、高周波電力増幅器を備える半導体装置において、製造ばらつきによらない安定した特性を実現することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記のとおりである。すなわち、本半導体装置は、入力されたRF信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタを含む高周波増幅部と、前記高周波増幅部のバイアス電圧を生成するバイアス電圧生成部とを有する。バイアス電圧生成部は、前記トランジスタに流れるアイドル電流に比例するモニタ電流が、予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、判別した電流範囲に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力する。本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。すなわち、これによれば、製造ばらつきによらない安定した特性の高周波電力増幅器を実現することができる。1.実施の形態の概要先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面中の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。1高周波増幅回路のアイドル電流のばらつき程度に応じてバイアス電圧を調整する半導体装置本発明の代表的な実施の形態に係る半導体装置1~4は、入力されたRF信号の電力増幅を行うための高周波増幅部11、21、31、41と、前記高周波増幅部のバイアス電圧Vcontを生成するバイアス電圧生成部10、40と、を有する。前記高周波増幅部は、入力したRF信号を増幅して出力する単数又は複数のトランジスタQ4、Q8と、前記バイアス電圧生成部によって生成されたバイアス電圧に基づいて前記トランジスタのバイアス状態を決定するバイアス制御部111、211と、前記トランジスタに流れるアイドル電流Icq4,Icq8に比例するモニタ電流Icont,Icont1,Icont2を生成する電流生成部110,210とを有する。前記バイアス電圧生成部は、前記モニタ電流が予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲801~803に含まれるかを判別するための判別処理を行うとともに、判別した電流範囲に応じた電圧を生成し、前記バイアス電圧として出力する。これによれば、前記トランジスタのアイドル電流がばらついたとしても、半導体装置間における高周波増幅回路の特性のばらつきを抑えることができる。また、DCバイアス点を安定させるためにフィードバックループを形成しないので、高周波増幅回路の線形性に悪影響を与えない。更に、判別した電流範囲に応じてバイアス電圧を決定するので、バイアス状態を速やかに補正して安定させることができる。2判別結果は保持され、リセット信号によって初期化項1の半導体装置において、前記バイアス電圧生成部は、前記判別処理を行うための判別部102、103、CMP1、CMP2、105、106102_1、102_2、103_1、103_2、CMP3、CMP4、107、108と、前記判別部による判別結果を保持する揮発性の記憶部FF1、FF2FF3、FF4と、前記記憶部に保持された判別結果に応じた前記バイアス電圧を生成するレギュレータ回路101、101_1、101_2と、を有する。前記記憶部は、リセット信号RSTによって、保持された情報の初期化が可能に構成される。これによれば、前記リセット信号の解除後に1回だけ前記判別処理を行えば、その判別結果が前記記憶部に保持されるから、動作環境の変化やノイズ等に起因するモニタ電流の予期せぬ変化によって前記バイアス電圧が切り替わる虞はなく、前記高周波増幅部の安定した動作が期待できる。3パワーオンリセット項2の半導体装置において、前記リセット信号は、パワーオンリセット信号である。これによれば、電源投入後のパワーオンリセット解除後に1回だけ前記判別処理が行われ、バイアス電圧が決定されるから、ユーザがリセット信号を生成する回路を別途用意する必要はない。4バイアス電圧生成部の具体的構成項2又は3の半導体装置において、前記判別部は、前記モニタ電流を電圧に変換する電流電圧変換部103103_1、103_2と、複数の異なる基準電圧Vr5、Vr45を生成する基準電圧生成部102102_1、102_2とを有する。更に前記判別部は、前記基準電圧毎に対応して設けられ、対応する基準電圧と前記変換された電圧とを比較し、比較結果を出力する複数の比較器CMP1、CMP2CMP3、CMP4を有する。前記記憶部は、夫々の前記比較器から出力された比較結果を前記判別結果として保持する。これによれば、前記アイドル電流が何れの電流範囲にあるかを判別する機能を容易に実現することができる。したがって、特許文献2のように各種テーブルや複数のDAC、ADCを必要とせず、回路規模の増大を抑えることができる。更に、項4の半導体装置の回路構成によれば、基準電圧の個数とそれに対応する比較器の個数に応じて設定する電流範囲の個数電流の検出精度を調整することができるから、要求される規格に応じて回路変更を行うことが容易となる。52個の半導体装置項1乃至4の何れかの半導体装置において、前記高周波増幅部と前記バイアス電圧生成部とは、別個の半導体基板に構成される。これによれば、従来のように2つの半導体装置の夫々の特性を測定して特性のばらつき毎に選別し、HPAモジュール全体としての電力増幅特性が目標とする規格の範囲に収まるように2つの半導体装置を組み合わせる作業が不要となるから、製造コストの増大を抑えることができる。6個別にバイアス調整項1乃至5の何れかの半導体装置4において、前記トランジスタQ4、Q8は複数個が縦続接続され、前記高周波増幅部41は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部111、211及び前記電流生成部110、210を有する。また、前記バイアス電圧生成部は、夫々の前記電流生成部によって生成された前記モニタ電流Icont1,Icont2について前記判別処理を行い、夫々の判別結果に応じて生成した前記バイアス電圧Vcont1,Vcont2を対応する前記バイアス制御部に出力する。これによれば、増幅回路が多段の増幅段から構成される場合であっても、個々の増幅段の特性をより精度良く調整することができる。71つのアイドル電流に基づいて共通のバイアス電圧を調整項1乃至5の何れかの半導体装置2、3において、前記トランジスタQ4、Q8は複数個が縦続接続され、前記高周波増幅部は、前記トランジスタ毎に前記バイアス制御部111、211を有する。また、前記電流生成部110210は、前記複数のトランジスタのうち何れか1つのトランジスタQ4Q8に係る前記モニタ電流を生成する。更に、前記バイアス電圧生成部10は、前記生成した電圧を共通のバイアス電圧Vcontとして夫々の前記バイアス制御部に出力する。これによれば、増幅回路が多段の増幅段から構成される場合であっても、回路規模を抑えつつ、増幅回路全体の特性のばらつきを精度良く抑えることができる。8バイアス電圧に対する感度の高いトランジスタのアイドル電流をモニタする項7の半導体装置2において、前記1つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち前記バイアス電圧の変化に対する前記アイドル電流の変化率が最も大きいトランジスタQ4である。例えば夫々の増幅用のトランジスタのバイアス電圧に対するアイドル電流の感度が大きく異なる場合、項8のように、最も感度の高いトランジスタのアイドル電流が最適な値になるようにバイアス電圧を決定することで、増幅回路全体の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。9アイドル電流の大きい方のトランジスタをモニタする項7の半導体装置3において、前記1つのトランジスタは、前記複数のトランジスタのうち最もアイドル電流が大きいトランジスタQ8である。例えば複数の増幅用のトランジスタのうち1つのトランジスタのアイドル電流が他のトランジスタに比べて十分大きい場合、最も大きいアイドル電流のばらつきは増幅回路全体の特性に大きな影響を及ぼす。そこで、項9の半導体装置によれば、増幅回路全体の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。2.実施の形態の詳細実施の形態について更に詳述する。≪実施の形態1≫図1は、本実施の形態に係るHPAモジュールの回路構成を示すブロック図である。同図に示されるHPAモジュール1は、例えば、W-CDMA方式の携帯電話における送信用の電力増幅器として用いられる。HPAモジュール1は、例えば、RF信号の電力増幅を行うための高周波増幅部AMP11と、高周波増幅部11にバイアス電圧を供給するためのバイアス電圧生成部BIAS10と、その他の周辺回路とが多層基板に実装された1つの電子部品として構成される半導体装置である。高周波増幅部11とバイアス電圧生成部10は、例えば夫々別個の半導体基板に形成された別個の半導体チップである。夫々の半導体チップは、例えばボンディングワイヤーによって相互に接続される。例えば、バイアス電圧生成部10の端子VCONT_OUTと高周波増幅部11の端子VCONT_INとが相互にボンディングワイヤーで接続され、バイアス電圧生成部10の端子ICONT_INと高周波増幅部11の端子ICONT_OUTとが相互にボンディングワイヤーで接続される。高周波増幅部11は、特に制限されないが、公知のヘテロ結合バイポーラトランジスタHBTの製造技術によって1個のGaAsのような化合物半導体基板に形成されている。高周波増幅部11は、例えば、増幅回路を構成するHBTプロセスで形成されたバイポーラトランジスタ以下、単にトランジスタとも称する。Q4と、トランジスタQ4にバイアス電流ベース電流を供給するバイアス制御部111と、トランジスタQ4のアイドル電流に比例するモニタ電流を生成する電流生成部110と、その他の周辺回路と、から構成される。トランジスタQ4は、エミッタ側がグラウンドノードに接続され、コレクタ側が端子POUTを介してインダクタLに接続されることで、エミッタ接地増幅回路を構成する。例えば、外部に設けられたRFIC5のような信号源から出力された送信対象のRF信号が端子PINに入力されると、整合回路MCG_CIR112を介してトランジスタQ4のベースに入力され、トランジスタQ4がRF信号を増幅して端子POUTから出力する。トランジスタQ4のバイアス状態は、バイアス制御部111によって制御される。具体的には、バイアス制御部111がバイアス電圧生成部10から供給されたバイアス電圧Vcontに基づいて生成した電流をトランジスタQ4のベース電流として供給する。バイアス制御部111は、例えば、抵抗Rb1、Rbb1と、トランジスタQ1A、Q2、Q3とから構成され、夫々の接続関係は以下である。抵抗Rb1は、一端がバイアス電圧Vcontの供給される端子VCONT_INに接続され、他端が抵抗Rbb1の一端及びトランジスタQ2のコレクタに接続される。トランジスタQ2はコレクタとベースが短絡されたダイオード接続とされ、エミッタがトランジスタQ1Aのコレクタに接続される。同様にトランジスタQ1Aもダイオード接続とされ、エミッタがグラウンドノードに接続される。また、抵抗Rbb1は、一端が抵抗Rb1及びトランジスタQ2のコレクタに接続され、他端がトランジスタQ3のベースに接続される。トランジスタQ3は、コレクタが外部バッテリからの電圧Vbattを入力するための端子VINに接続され、エミッタが抵抗を介してトランジスタQ4のベースに接続される。上記の回路構成によれば、バイアス電圧Vcontに応じた電流がトランジスタQ3のエミッタから出力され、トランジスタQ4のベースに供給される。これにより、トランジスタQ4のバイアス状態が決定され、それに応じたコレクタ電流アイドル電流Icq4が流れる。トランジスタQ4のアイドル電流Icq4の大きさにより、増幅回路のゲイン、効率、及び線形性等の特性が決定される。他方、ダイオード接続されたトランジスタQ1Aのコレクタには、増幅段のトランジスタQ4のアイドル電流に比例したコレクタ電流Icq1が流れる。例えば、トランジスタQ4とトランジスタQ1Aのエミッタ面積比をnnは1以上の整数対1としたとき、トランジスタQ1Aのコレクタ電流Icq1は、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4の約1/nとなる。なお、エミッタ面積比が大きくなるほど誤差成分が増すため、電流比1/nのずれ量が大きくなることに留意する。コレクタ電流Icq1の詳細は後述する。電流生成部110は、トランジスタQ4のアイドル電流をモニタしたモニタ電流Icontを出力する。具体的には、電流生成部110は、トランジスタQ1AとトランジスタQ1Bとを用いたカレントミラー回路であり、コレクタ電流Icq1をミラーした電流をモニタ電流Icontとして端子ICOUT_OUTから出力する。なお、特に制限されないが、本実施の形態ではカレントミラー比を1対1とする。バイアス電圧生成部10は、前述したように、高周波増幅部11に供給するためのバイアス電圧Vcontを生成する。バイアス電圧生成部10は、特に制限されないが、公知のCMOS集積回路の製造技術によって1個の単結晶シリコンのような半導体基板に形成されている。バイアス電圧生成部10は、バンドギャップ定電圧回路100及びレギュレータ部101を備える。バンドギャップ定電圧回路100は、シリコンのバンドギャップを利用した電圧Vbgrを生成する電圧源である。電圧Vbgrは、例えば約1.23Vであり、各ブロックの基準電圧として利用される。レギュレータ部101は、バイアス電圧Vcontを生成して出力する。レギュレータ部101は、例えば、アンプOP1、抵抗R2A、R2B、R1A、R1B、スイッチSW1、SW2、及び容量C1から構成され、夫々の接続関係は以下である。アンプOP1の非反転入力端子には電圧Vbgrが供給され、反転入力端子には抵抗ラダーからの電圧が供給される。アンプOP1の出力端子は端子VCONT_OUTに接続される。またアンプの出力端子とグランウンドノードとの間には、前記抵抗ラダーと安定化容量C1が接続される。前記抵抗ラダーは、抵抗R2A、抵抗R2B、抵抗R1A、及び抵抗R1Bが直列接続されて構成される。具体的には、抵抗R2Aは一端が前記アンプOP1の出力端子に接続され、他端が抵抗R2Bの一端に接続される。抵抗R2Bの他端は抵抗R1Aの一端に接続されるとともに、アンプOP1の反転入力端子に接続される。また、抵抗R2Bの両端にはスイッチSW2が接続される。抵抗R1Bは、一端が抵抗R1Aの他端に接続され、他端がグラウンドノードに接続される。また、抵抗R1Bの両端にはスイッチSW1が接続される。上記の回路構成によれば、アンプOP1は反転入力端子の電圧Vnが非反転入力端子の電圧Vbgrと等しくなるように出力電圧を生成する。この出力電圧がバイアス電圧Vcontとして端子VCONT_OUTから出力される。バイアス電圧Vcontの大きさは、電圧Vcontのノードと電圧Vnのノードとの間の抵抗成分R2と、電圧Vnのノードとグラウンドノードとの間の抵抗成分R1との抵抗比に基づいて決定される。抵抗成分R1の抵抗値は、スイッチSW1のオンオフによって調整可能とされ、抵抗成分R2の抵抗値は、スイッチSW2のオンオフによって調整可能とされる。具体的な調整方法については後述する。ここで、バイアス電圧Vcontと高周波増幅部11におけるトランジスタQ4のアイドル電流Icq4との関係について詳細に説明する。図2は、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4の生成原理を説明するためのブロック図である。なお、同図は、HPAモジュール1を構成する回路ブロックのうち本説明に必要な回路ブロックのみを図示し、簡略化して表示している。前述したように、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4とトランジスタQ1Aのコレクタ電流Icq1は比例関係にあり、例えばトランジスタQ1Aのコレクタ電流Icq1が増加すると、それに比例してトランジスタQ4のアイドル電流Icq4も増加する。図2に示される回路構成から、トランジスタQ1Aのコレクタ電流Icq1は式1で表され、バイアス電圧Vcontは式2で表される。なお、理解を容易にするため、式1、式2を含む以降の計算式では、バイポーラトランジスタのベース電流を無視して計算している。式1に示されるように、トランジスタQ1Aのコレクタ電流Icq1はバイアス電圧Vcontの大きさに依存する。したがって、バイアス電圧Vcontを調整することにより、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4を調整し、高周波増幅部11の増幅回路としてのゲイン、効率、及び線形性等の特性を調整することができる。ここで、コレクタ電流Icq1のばらつきについて考える。コレクタ電流Icq1は、式1で表されるように、バイアス電圧Vcontと、バイポーラトランジスタQ1A、Q2のベースエミッタ間電圧Vbeと、抵抗Rb1のばらつきにより、特性がばらつく。これを式で表すと、例えば式3のようになる。同様に、バイアス電圧Vcontのばらつきを考慮した特性は式4のように表される。なお、抵抗R1、R2は同一種類の抵抗で形成され、相対ばらつきが無視できるほど小さいものとする。ここで、例えばVcont=2.8V,ΔVcont=0.1V,2Vbe=2.55V,ΔVbe=0.02V,ΔRb1=15とすると、コレクタ電流Icq1のばらつきは式5で表される。これをグラフ化すると、コレクタ電流Icq1の特性は例えば図3のようになる。図3は、コレクタ電流Icq1のばらつき特性を例示する説明図である。同図において、縦軸はコレクタ電流Icq1の大きさmAを表し、横軸は抵抗Rb1の目標値からの偏差ΔRb1を表している。また、参照符号I_1で示される特性はΔVcont=-0.1Vのときのコレクタ電流Icq1を、参照符号I_2で示される特性はΔVcont=0Vのときのコレクタ電流Icq1を、参照符号I_3で示される特性はΔVcont=0.1Vのときのコレクタ電流Icq1を、夫々表す。同図に示されるように、コレクタ電流Icq1は、目標値に対して約0.5倍~約3倍程度ばらつくことが理解される。前述したように、高周波増幅部11のゲイン、効率、及び線形性等の特性はコレクタ電流Icq1の大きさに依存するため、コレクタ電流Icq1のばらつきは、高周波増幅部11のゲイン、効率、及び線形性等の特性のばらつきにつながる。ここで、抵抗Rb1及びバイアス電圧Vcontの値を変化させたときの、高周波増幅部11のゲイン、効率、及び線形性の特性の変化を図4乃至6に例示する。図4は高周波増幅部11のゲインの特性を表し、図5は高周波増幅部11の効率の特性を表し、図6は高周波増幅部11の線形性の特性を表す。図4において、縦軸は増幅率Gainの大きさdBを表し、横軸は抵抗Rb1の目標値からの偏差ΔRb1を表している。また、参照符号G_1で示される特性はΔVcont=-0.1Vのときのゲインを、参照符号G_2で示される特性はΔVcont=0Vのときのゲインを、参照符号G_3で示される特性はΔVcont=0.1Vのときのゲインを、夫々表す。図5において、縦軸は効率Efficeincyの大きさを表し、横軸は抵抗Rb1の目標値からの偏差ΔRb1を表している。また、参照符号E_1で示される特性はΔVcont=-0.1Vのときの効率を、参照符号E_2で示される特性はΔVcont=0Vのときの効率を、参照符号E_3で示される特性はΔVcont=0.1Vのときの効率を、夫々表す。図6において、縦軸は線形性を表す指標の1つである隣接チャネル漏洩電力比ACLR1の大きさdBcを表し、横軸は抵抗Rb1の目標値からの偏差ΔRb1を表している。また、参照符号A_1で示される特性はΔVcont=-0.1VのときACLR1を、参照符号A_2で示される特性はΔVcont=0VのACLR1を、参照符号A_3で示される特性はΔVcont=0.1VのときのACLR1を、夫々表す。図4乃至6に示されるように、抵抗Rb1及びバイアス電圧Vcontがばらつくことにより、コレクタ電流Icq1及びアイドル電流Icq4がばらつき、ゲイン、効率、及びACLR1の特性がばらつくことが理解される。そこで、実施の形態1に係るHPAモジュール1では、バイアス電圧生成部10が、アイドル電流Icq4をモニタしたモニタ電流Icontの大きさにしたがってバイアス電圧Vcontを調整することにより、アイドル電流Icq4のばらつきを補正する。図7は、HPAモジュール1におけるアイドル電流Icq4のばらつき補正の一例を示す説明図である。同図には、一例としてアイドル電流Icq4の目標値を50mAとしたときのばらつき範囲が例示される。HPAモジュール1では、アイドル電流Icq4のばらつき範囲を参照符号801~803で示される3つの電流範囲に分け、バイアス電圧生成部10は、アイドル電流Icq4が何れの電流範囲に属するかを判別する。そして、バイアス電圧生成部10は、判別結果に応じてバイアス電圧Vcontの大きさを決定する。例えば、アイドル電流Icq4の大きさが参照符号801の範囲である場合には、バイアス電圧Vcontを上昇させ、アイドル電流Icq4の大きさを参照符号802の範囲に収める。また、アイドル電流Icq4の大きさが参照符号803の範囲である場合には、バイアス電圧Vcontを低下させ、アイドル電流Icq4の大きさを参照符号802の範囲に収める。アイドル電流Icq4の大きさが参照符号802の範囲ある場合には、補正を行わない。以上の補正により、アイドル電流Icq4のばらつきを参照符号802の範囲に収めることができる。バイアス電圧生成部10は、アイドル電流Icq4のばらつき補正のための具体的な機能部として、上記バンドギャップ定電圧回路100及びレギュレータ回路101に加え、基準電圧生成回路102、電流電圧変換回路103、比較器CMP1、CMP2、遅延回路105、106、フリップフロップ回路FF1、FF2、及びリセット回路PWR_ON_RST104を備える。基準電圧生成回路102、電流電圧変換回路103、及び比較器CMP1、CMP2は、モニタ電流Icontが予め設定された複数の電流範囲のうち何れの電流範囲に含まれるかを判別するための機能部を構成する。以下、当該機能部を構成する夫々の回路ブロックについて詳細に説明する。電流電圧変換回路103は、モニタ電流Icontを電圧に変換する。具体的には、トランジスタM1から端子ICONT_INを介して高周波増幅部11の端子ICONT_OUTに流れ込むモニタ電流Icontを、トランジスタM1、M2から成るカレントミラー回路によって折り返して、抵抗Rsの一端に入力する。抵抗Rsの他端はグランウンドノードに接続され、抵抗Rsの両端の電圧VsはRsIcontとなる。基準電圧生成部102は、電圧Vbgrに基づいて基準電圧Vr45、Vr5を生成する。ここで、Vr5=Vbgr×R5/R3R4R5であり、Vr45=Vbgr×R4R5/R3R4R5である。比較器CMP1は、基準電圧Vr5と電圧Vsとを比較する。比較器CMP1は、非反転入力端子に電圧Vr5が入力され、反転入力端子に電圧Vsが入力される。比較器CMP2は、基準電圧Vr45と電圧Vsとを比較する。比較器CMP2は、非反転入力端子に電圧Vsが入力され、反転入力端子に基準電圧Vr45が入力される。比較器CMP2及び比較器CMP1の比較結果X2、X1は以下のようになる。例えば、Vs<Vr5Icont<Vr5/Rsのとき、比較結果X2、X1=LLow、HHighとなり、Vr5<Vs<Vr45Vr5/Rs<Icont<Vr45/Rsのとき、比較結果X2、X1=L、Lとなり、Vr45<VsVr45/Rs<Icontのとき、比較結果X2、X1=H、Lとなる。これにより、モニタ電流Icontが3つの電流範囲Icont<Vr5/Rs、Vr5/Rs<Icont<Vr45/Rs、Vr45/Rs<Icontのうち何れの電流範囲に含まれるかを判別することができ、その判別結果は、比較結果X1、X2の2ビットで表される。なお、電流範囲Icont<Vr5/Rsは、例えば図7の参照符号801の範囲に相当し、電流範囲Vr5/Rs<Icont<Vr45/Rsは参照符号802の範囲に相当し、電流範囲Vr45/Rs<Icontは参照符号803の範囲に相当する。上記判別結果は、フリップフロップ回路FF1、FF2に保持される。例えば、比較器CMP2の比較結果X2はフリップフロップ回路FF2に保持され、比較器CMP1の比較結果X1はフリップフロップ回路FF1に保持される。これにより、動作環境の変化やノイズ等に起因するモニタ電流の予期せぬ変化によって比較結果が変化した場合であっても、当初行った判別結果を安定して保持することができる。フリップフロップ回路FF1、FF2は、リセット信号RSTによって保持された情報が初期化される。リセット信号RSTは、特に制限されないが、パワーオンリセット信号である。例えば、電源電圧例えば端子VBATTに入力される電圧Vbattを監視するリセット回路PWR_ON_RST104から出力されたパワーオンリセット信号である。これにより、パワーオンリセット状態が解除されるまで、モニタ電流Icontの判別結果はフリップフロップ回路FF1、FF2に保持されず、また、一旦保持された情報は電源が落ちるまで初期化されない。すなわち、パワーオンリセット解除後に一度だけ、モニタ電流Icontの判別が行われる。比較器CMP1とフリップフロップ回路FF1との間には、遅延回路105が挿入され、比較器CMP2とフリップフロップ回路FF2との間には遅延回路106が挿入される。遅延回路105、106は、入力された比較結果を所定時間遅らせて出力する。前記遅延回路105、106は、例えばタイマ回路である。これにより、ノイズ等に起因するモニタ電流の瞬間的な変化等によって、誤った判別結果が保持されることを防止することができる。フリップフロップ回路FF1、FF2に保持された情報は、レギュレータ部101におけるスイッチSW1、SW2を制御するための制御信号として利用される。スイッチSW1、SW2は、例えばMOSトランジスタで構成される。例えば、フリップフロップ回路FF1の出力信号SQ1がHHighのときスイッチSW1はオン状態となり、出力信号SQ1がLLowのときスイッチSW1はオフ状態となる。また、フリップフロップ回路FF2の出力信号SQ2がHのときスイッチSW2はオン状態となり、出力信号SQ2がLのときスイッチSW2はオフ状態となる。これにより、抵抗成分R1の抵抗値がR1AとR1AR1Bとの間で切り替え可能とされ、抵抗成分R2の抵抗値がR2AとR2AR2Bとの間で切り替え可能とされる。抵抗成分R1、R2の抵抗値を変更可能にすることにより、バイアス電圧Vcontを増減させることができる。なお、スイッチSW1、SW2は、フリップフロップ回路FF1、FF2の出力信号SQ1、SQ2によって直接駆動されても良いし、フリップフロップ回路FF1、FF2の後段にスイッチSW1、SW2を駆動するためのドライバ回路を別途設け、当該ドライバ回路がスイッチSW1、SW2を駆動してもよい。HPAモジュール1におけるバイアス電圧Vcontの決定方法について、図8を用いて詳細に説明する。図8は、電源投入後のHPAモジュール1における各回路ブロックの動作の流れの一例を示すフロー図である。先ず、HPAモジュール1の電源電圧として電圧Vbatt及び電圧Vccが投入されると、パワーオンリセットが解除され、バイアス電圧生成部10が起動し、バイアス電圧Vcontが及び高周波増幅部11の端子VCONT_INに入力されるS101。このとき、フリップフロップ回路FF1、FF2の出力信号SQ1、SQ2の初期値はLLowであり、スイッチSW1、SW2はオフ状態である。すなわち、抵抗成分R1の抵抗値はR1AR1Bとなり、抵抗成分R2の抵抗値はR2AR2Bとなる。したがって、バイアス電圧Vcont=Vbgr×R1AR1BR2AR2B/R1AR1Bとなる。端子VCONT_INに上記のバイアス電圧Vcontが供給されると、バイアス制御部111のトランジスタQ1Aにコレクタ電流Icq1が流れるS102。コレクタ電流Icq1は、カレントミラー回路を構成する電流生成部110によってモニタ電流Icontとしてバイアス電圧生成部10に入力され、抵抗Rsによってモニタ電圧Vsに変換されるS103。そして、比較器CMP1、CMP2によってモニタ電圧Vsと基準電圧Vr5、Vr45との比較が行われるS104。ステップ104において、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4が目標値より小さく、例えばVs<Vr5且つVs<Vr45図7の参照符号801の電流範囲であるとき、比較器CMP1の出力はHとなり、比較器CMP2の出力はLとなるS105。その結果、フリップフロップ回路FF1の出力SQ1はHに切り替わり、フリップフロップ回路FF2の出力SQ2はLのまま保持されるS106。これにより、レギュレータ部10のスイッチSW1はオン状態に変化し、スイッチSW2はオフ状態が保持されるS107。すなわち、抵抗成分R1の抵抗値はR1Aとなり、抵抗成分R2の抵抗値はR2AR2Bとなる。これにより、バイアス電圧VcontはVbgr×R1AR2AR2B/R1Aとなり、バイアス電圧Vcontは上昇するS108。バイアス電圧Vcontが上昇すると、コレクタ電流Icq1が増加し、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4が大きくなる方向に補正されるS109。ステップ104において、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4が目標値から所定の誤差範囲内にあり、例えばVr5<Vs<Vr45図7の参照符号802の電流範囲であるとき、比較器CMP1の出力はLとなり、比較器CMP2の出力はLとなるS110。その結果、フリップフロップ回路FF1の出力SQ1とフリップフロップ回路FF2の出力SQ2はともにLのまま保持されるS111。これにより、レギュレータ部10のスイッチSW1、スイッチSW2はオフ状態が維持されるS112。すなわち、バイアス電圧VcontはVbgr×R1AR1BR2AR2B/R1AR1Bのまま変化しない。これにより、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4は補正されないS113。ステップ104において、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4が目標値より大きく、例えばVr5<Vs、且つVr45<Vs図7の参照符号803の電流範囲であるとき、比較器CMP1の出力はLとなり、比較器CMP2の出力はHとなるS114。その結果、フリップフロップ回路FF1の出力SQ1はLのまま保持され、フリップフロップ回路FF2の出力SQ2はHが保持されるS115。これにより、レギュレータ部10のスイッチSW1はオフ状態のまま保持され、スイッチSW2はオン状態に変化するS116。すなわち、抵抗成分R1の抵抗値はR1AR1Bとなり、抵抗成分R2の抵抗値はR2Aとなる。これにより、バイアス電圧Vcontは、Vbgr×R1AR1BR2A/R1AR1Bとなり、バイアス電圧Vcontは低下するS117。バイアス電圧Vcontが低下すると、コレクタ電流Icq1が減少し、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4が小さくなる方向に補正されるS118。以上実施の形態1に係るHPAモジュール1によれば、製造ばらつきによってトランジスタQ4のアイドル電流がばらついたとしても容易に補正することができるので、高周波増幅部11のゲインや効率、線形性等の特性のばらつきを抑えることができる。また、HPAモジュール1によれば、前述のように高周波増幅部11とバイアス電圧生成部10の2つの半導体チップの夫々の特性を測定して特性のばらつき毎に選別し、HPAモジュール全体としての特性が目標とする規格の範囲に収まるように2つの半導体チップを組み合わせる方法に比べて、選別作業等が不要となるので、製造コストを抑えることができる。また、HPAモジュールの製造工程においてトリミングを行う必要がなく、ヒューズFUSEやボンディングオプション等でトリミングを行う方法に比べて、製造コストを削減することができる。また、HPAモジュール1では、電源投入後パワーオンリセット後にモニタ電流Icontの判別を行い、判別された電流範囲に応じてバイアス電圧Vcontを決定するので、速やかに増幅段のトランジスタQ4のバイアス状態を安定させることができる。更に、特許文献1のようにバイアス点を安定させるためにフィードバックループを形成しないし、クロック信号も必要としないため、送信対象のRF信号の線形性に悪影響を与えない。特許文献2のような各種テーブルや複数のDAC、ADCも不要なので、回路規模の増大を抑えることができる。また、HPAモジュール1によれば、ユーザの求める規格に応じた回路変更が容易となる。例えば、トランジスタQ4のアイドル電流Icq4の許容誤差を小さくしたい場合には、基準電圧生成回路102による基準電圧の数を増やしてその電圧間隔を細かくするとともに、増加した基準電圧の個数に応じて比較器及びフリップフロップ回路を追加し、レギュレータ部101の抵抗成分R1、R2の調整幅を小さくすればよい。≪実施の形態2≫図9は、実施の形態2に係る、RF信号送信用HPAモジュールの回路構成を示すブロック図である。実施の形態1では、HPAモジュール1における高周波増幅部11は1段増幅回路で構成されたが、同図に示されるHPAモジュール2の高周波増幅部21は2段増幅回路で構成される。なお、図9におけるHPAモジュール2を構成する構成要素のうちHPAモジュール1と同様の構成要素には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。高周波増幅部21は、初段の増幅回路を構成するトランジスタQ4、バイアス制御部111、及び電流生成部110に加え、出力段の増幅回路を構成するトランジスタQ8と、トランジスタQ8にバイアス電流ベース電流を供給するバイアス制御部211とを更に備える。トランジスタQ8はトランジスタQ4と同様にHBTである。トランジスタQ4は、コレクタ側が端子PC1を介してインダクタL1に接続され、エミッタ接地増幅回路を構成する。例えば、外部に設けられたRFIC5のような信号源から出力された送信対象のRF信号が端子PINに入力されると、整合回路MCG_CIR112を介してトランジスタQ4のベースに入力され、トランジスタQ4がRF信号を増幅して出力する。初段の増幅回路によって増幅されたRF信号は、初段の増幅回路と後段の増幅回路との間のインピーダンス整合を行うための整合回路MCG_CIR113と容量を介してトランジスタQ8のベースに入力される。トランジスタQ8は、コレクタ側が端子POUTを介してインダクタL2に接続され、エミッタ接地増幅回路を構成する。トランジスタQ8のベースに入力されたRF信号は、トランジスタQ8によって増幅されて、端子POUTから出力される。トランジスタQ8のバイアス状態は、バイアス制御部211によって制御される。具体的には、バイアス制御部211が、バイアス電圧生成部10から供給されたバイアス電圧Vcontに基づいてトランジスタQ8のベース電流を生成する。バイアス制御部211は、例えば、抵抗Rb2、Rbb2と、トランジスタQ5、Q6、Q7とから構成され、夫々の接続関係はバイアス制御部111と同様である。また、抵抗Rb2、Rbb2と抵抗Rb1、Rbb1とは同一種類の抵抗で形成され、トランジスタQ5、Q6、Q7とトランジスタQ1A、Q2、Q3とはともにHBTである。上記の回路構成により、トランジスタQ8のバイアス状態が決定され、それに応じたコレクタ電流アイドル電流Icq8が流れる。トランジスタQ8のアイドル電流Icq8により、後段の増幅回路のゲイン、効率、及び線形性等の特性が決定される。また、バイアス制御部111と同様に、ダイオード接続されたトランジスタQ5のコレクタには、増幅段のトランジスタQ8のアイドル電流Icq8に比例した電流Icq5が流れ、その電流値は式6で表される。バイアス電圧生成部10は、高周波増幅部21における初段の増幅用のトランジスタQ4に係るモニタ電流Icontの大きさを判別し、バイアス電圧Vcontを生成する。バイアス電圧Vcontは高周波増幅部21の端子VCONT_IN1を介してバイアス制御部111に供給されるとともに、高周波増幅部21の端子VCONT_IN2を介してバイアス制御部211に供給される。トランジスタQ4及びバイアス制御部111と、トランジスタQ8及びバイアス制御部211は、ともに基本的な回路構成が同一であり、且つ同一種類の回路素子から構成されることから、同一方向のばらつきの傾向となる。そこで、HPAモジュール2のように、2つの増幅回路のうち一方の増幅用のトランジスタに係るアイドル電流をモニタし、それに応じて2つの増幅回路に共通のバイアス電圧を決定することで、トランジスタQ4及びQ8のアイドル電流のばらつきを補正することができる。アイドル電流Icq4に比例するバイアス制御部111のコレクタ電流Icq1の大きさは、上記式1に示されるように、抵抗Rb1の両端に印加される電圧の大きさに比例して決定される。同様に、アイドル電流Icq8に比例するバイアス制御部211のコレクタ電流Icq5の大きさは、抵抗Rb2の両端に印加される電圧の大きさに比例して決定される。抵抗Rb2に比べて抵抗Rb1の両端の電圧が小さい場合、バイアス電圧Vcontを変化させたとすると、バイアス電圧Vcontの変化量に対するコレクタ電流の変化率は、コレクタ電流Icq5に比べてコレクタ電流Icq1の方が大きくなる。すなわち、この場合、トランジスタQ4の方がトランジスタQ8よりもバイアス電圧Vcontに対する感度が大きいといえる。このような場合に、仮に、トランジスタQ8のアイドル電流をモニタしてバイアス電圧Vcontを調整すると、トランジスタQ4にとっては過度な補正となり、アイドル電流Icq4が目標値から大きくずれてしまう可能性もある。そこで、バイアス電圧Vcontに対するアイドル電流の感度に差がある抵抗Rb2の両端の電圧と抵抗Rb1の両端の電圧とに差がある場合には、実施の形態2に係るHPAモジュール2のように、バイアス電圧Vcontに対する感度が高い方のトランジスタのアイドル電流をモニタし、バイアス電圧Vcontを調整することで、高周波増幅部21の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。また、HPAモジュール2は、1つのレギュレータ部101が2つの増幅回路に共通のバイアス電圧Vcontを生成するから、バイアス電圧を生成するためのレギュレータ部101を増幅回路毎に対応して設ける場合に比べて、バイアス電圧生成部10のチップ面積の増大を抑えることができる。≪実施の形態3≫図10は、実施の形態3に係る、RF信号送信用HPAモジュールの回路構成を示すブロック図である。実施の形態2では初段の増幅回路を構成するトランジスタQ4のアイドル電流をモニタしたが、同図に示されるHPAモジュール3では、出力段の増幅回路を構成するトランジスタQ8のアイドル電流をモニタする。なお、図10におけるHPAモジュール3を構成する構成要素のうちHPAモジュール1、2と同様の構成要素には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。高周波増幅部31は、実施の形態2に係る電流生成部110に代えて、バイアス制御部211を構成するトランジスタQ5Aのコレクタ電流Icq5トランジスタQ8のアイドル電流Icq8をモニタしたモニタ電流Icont2を生成する電流生成部210を備える。例えば、2段増幅回路において、初段の増幅回路を構成するトランジスタのアイドル電流に比べて、出力段の増幅回路を構成するトランジスタのアイドル電流が十分に大きい場合、後段の増幅回路の特性が2段増幅回路全体の特性に大きな影響を与える。そこで、出力段の増幅回路を構成するトランジスタQ8のアイドル電流Icq8が、初段の増幅回路を構成するトランジスタQ4のアイドル電流Icq4よりも十分大きい場合、HPAモジュール3のように、アイドル電流が大きいトランジスタのエミッタサイズが大きい方のトランジスタのアイドル電流をモニタし、バイアス電圧Vcontを調整することで、高周波増幅部31の特性のばらつきをより精度良く抑えることができる。≪実施の形態4≫図11は、実施の形態3に係る、RF信号送信用HPAモジュールの回路構成を示すブロック図である。実施の形態2、3では、1つのモニタ電流Icont1又はIcont2に基づいて生成したバイアス電圧Vcontを初段と後段の2つの増幅回路に共通に供給したが、同図に示されるHPAモジュール4は、夫々の増幅回路のモニタ電流に基づいて別個に生成したバイアス電圧を、対応する増幅回路に出力する。なお、図11におけるHPAモジュール4を構成する構成要素のうちHPAモジュール1乃至3と同様の構成要素には同一の符号を付して、その詳細な説明を省略する。高周波増幅部41は、電流生成部110と電流生成部210とを備える。電流生成部110によって生成されたトランジスタQ4のアイドル電流Icq4トランジスタQ1Aのコレクタ電流Icq1のモニタ電流Icont1は、端子ICONT_OUT1を介して出力される。他方、電流生成部210によって生成されたトランジスタQ8のアイドル電流Icq8トランジスタQ5Aのコレクタ電流Icq5のモニタ電流Icont2は、端子ICONT_OUT2を介して出力される。その他の回路ブロックは、高周波増幅部11、21、31と同様である。バイアス電圧生成部40は、高周波増幅部41における初段の増幅回路のモニタ電流Icont1の大きさを判別し、バイアス電圧Vcont1を生成するとともに、高周波増幅部41における出力段の増幅回路のモニタ電流Icont2の大きさを判別し、バイアス電圧Vcont2を生成する。具体的には、バイアス電圧生成部40は、モニタ電流Icont1を判別してバイアス電圧Vcont1を生成するための機能部として、レギュレータ回路101_1、基準電圧生成回路102_1、電流電圧変換回路103_1、比較器CMP1、CMP2、遅延回路105、106、フリップフロップ回路FF1、FF2、及びリセット回路104_1を備える。また、バイアス電圧生成部40は、モニタ電流Icont2を判別してバイアス電圧Vcont2を生成するための機能部として、レギュレータ回路101_2、基準電圧生成回路102_2、電流電圧変換回路103_2、比較器CMP3、CMP4、遅延回路107、108、フリップフロップ回路FF3、FF4、及びリセット回路104_2を備える。前記モニタ電流Icont1,Icont2に基づくバイアス電圧Vcont1,Vcont2の生成方法は、実施の形態1と同様である。バイアス電圧Vcont1は、端子VCONT_OUT1を介して出力され、高周波増幅部41の端子VCONT_IN1を介してバイアス制御部111に供給される。また、バイアス電圧Vcont2は、端子VCONT_OUT2を介して出力され、高周波増幅部41の端子VCONT_IN2を介してバイアス制御部211に供給される。HPAモジュール4によれば、初段の増幅回路と出力段の増幅回路の夫々のトランジスタのアイドル電流がモニタされ、夫々のモニタ電流Icont1,Icont2に基づいて別個にバイアス電圧Vcont1、Vcont2が調整されるから、増幅回路毎にばらつきが調整され、高周波増幅部41の全体の特性をより精度良く合わせこむことができる。以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。例えば、実施の形態1乃至4において、フリップフロップ回路FF1~FF4のリセット信号RSTとしてパワーオンリセット信号を用いたが、これに限られない。例えば、パワーオンリセット信号に加えて、外部から入力したリセット信号を用いてもよい。例えば、RFICやベースバンド回路等から出力されたリセット信号によってもフリップフロップ回路FF1~FF4の初期化を可能にすれば、モニタ電流の判別処理を行うタイミングを電源投入後のみならず、任意のタイミングで行うことも可能となる。また、実施の形態1乃至4において、増幅回路としてエミッタ接地増幅回路を例示したが、これに限られず、トランジスタのバイアス電流に依存してゲインや効率、線形性等の特性が変化する増幅回路であれば、同様の効果が期待できる。また、実施の形態2乃至4において、高周波増幅部21、31、41における増幅回路を2段増幅回路としたが、これに限られず、3段以上の多段増幅回路であってもよい。3段以上の多段増幅回路の場合、例えば実施の形態2では、バイアス電圧に対するアイドル電流の感度が最も高い増幅用のトランジスタのモニタ電流を生成すればよいし、実施の形態3では、最もアイドル電流が大きい増幅用のトランジスタのモニタ電流を生成すればよい。実施の形態4において、ばらつきの補正の精度や要求されるチップ面積等に応じて、バイアス電圧生成部40における回路ブロックの共通化を図ってもよい。例えば、リセット回路104_1とリセット回路104_2を共通化したり、基準電圧生成回路102_1と基準電圧生成回路102_2を共通化したりすることで回路規模の縮小を図ってもよい。"