入力電圧から駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するDC/DCコンバータと、一端に前記入力電圧が印加され、前記DC/DCコンバータの出力側に設けられた出力キャパシタを他端とする第1駆動電圧生成経路と、一端に前記入力電圧が印加され、前記出力キャパシタを他端とする、前記第1駆動電圧生成経路とは異なる第2駆動電圧生成経路と、前記第1駆動電圧生成経路のオンオフを制御する制御回路と、を備え、前記第1駆動電圧生成経路がオンされている場合の前記出力キャパシタの電圧が、そうでない場合の前記出力キャパシタの電圧よりも高くなるよう構成したことを特徴とする放電灯点灯回路。前記制御回路は、前記放電灯が点灯すると前記第1駆動電圧生成経路をオフすることを特徴とする請求項1に記載の放電灯点灯回路。前記制御回路は、前記第1駆動電圧生成経路をオフする前に前記第1駆動電圧生成経路および前記第2駆動電圧生成経路の両方がオンとなる期間を設けることを特徴とする請求項2に記載の放電灯点灯回路。前記DC/DCコンバータは、一端に前記入力電圧が印加される入力コイルと、前記入力コイルの他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させるスイッチング素子と、前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた第1ダイオードと、前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた直列回路であって前記第1ダイオードと並列に設けられた直列回路と、を含み、前記直列回路は、直列に接続された第2ダイオードと別のスイッチング素子とを有し、前記制御回路は、前記スイッチング素子にパルス幅変調した信号を送出し、前記第1駆動電圧生成経路は、前記入力コイルと前記直列回路と前記出力キャパシタとを含み、前記第2駆動電圧生成経路は、前記入力コイルと前記第1ダイオードと前記出力キャパシタとを含み、前記制御回路は、前記別のスイッチング素子をオンすることで前記第1駆動電圧生成経路をオンすることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の放電灯点灯回路。前記DC/DCコンバータと前記出力キャパシタを共有する別のDC/DCコンバータをさらに備え、前記第2駆動電圧生成経路は前記DC/DCコンバータ内に形成され、前記第1駆動電圧生成経路は前記別のDC/DCコンバータ内に形成されることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の放電灯点灯回路。前記DC/DCコンバータは、一端に前記入力電圧が印加される入力コイルと、前記入力コイルの他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させるスイッチング素子と、前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた第1ダイオードと、一端に前記出力キャパシタが接続された直列回路であって前記第1ダイオードと並列に設けられた直列回路と、を含み、前記直列回路は、直列に接続された第2ダイオードと別のスイッチング素子とを有し、前記制御回路は、前記スイッチング素子にパルス幅変調した信号を送出し、前記第1駆動電圧生成経路は、前記直列回路と前記出力キャパシタとを含み、前記第2駆動電圧生成経路は、前記入力コイルと前記第1ダイオードと前記出力キャパシタとを含み、前記制御回路は、前記別のスイッチング素子をオンすることで前記第1駆動電圧生成経路をオンすることを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の放電灯点灯回路。前記放電灯をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生するスタータ回路をさらに備え、前記DC/DCコンバータは、一端に前記入力電圧が印加される入力コイルと、前記入力コイルの他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させるスイッチング素子と、前記入力コイルの他端と前記スイッチング素子との接続ノードと前記出力キャパシタとの間に設けられた第1ダイオードと、前記入力コイルと磁気的に結合された出力コイルと前記出力コイルと直列に接続された第2ダイオードとを有する直列回路と、を含み、前記制御回路は、前記スイッチング素子にパルス幅変調した信号を送出し、前記スタータ回路は、その2次巻き線が前記放電灯に接続された高電圧トランスと、一端が前記第1ダイオードと前記出力キャパシタとの接続ノードと接続され、前記高電圧トランスの1次巻き線に印加すべき電圧まで充電されるスタータキャパシタと、を含み、前記直列回路は、前記スタータキャパシタの他端に、前記第1ダイオードと前記出力キャパシタとの接続ノードにおける電圧とは逆の極性の電圧を印加することを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の放電灯点灯回路。前記入力コイルはひとつの入力トランスの少なくとも一部を構成しており、前記入力コイルの一端と接続され前記入力電圧が印加される前記入力トランスの端子は、前記直列回路と接続されることを特徴とする請求項6または7に記載の放電灯点灯回路。従来の放電灯点灯回路における、放電灯を点灯させるための回路動作は以下の通りである。1点灯前は出力電圧を400V程度まで昇圧しておき、20kV以上の高電圧パルスを放電灯に印加することで点灯を開始する。2点灯後は出力電圧を数10Vから100Vの範囲で電力制御する。ここで、放電灯が点灯を開始した直後の点灯性能を確保するために、点灯前の出力電圧を点灯後の出力電圧よりも高い400V程度まで昇圧する必要がある。この電圧が放電灯の点灯性に大きく影響する。従来では、上記のように出力電圧は点灯後は100V以下だが点灯前はそれよりも高い400V程度が必要なため、DC/DCコンバータの素子の耐圧は、出力電圧が400V以上となっても耐えることができるよう選定される。そのため、素子の耐圧は点灯後の耐圧のみを考えた場合オーバースペックであり、これが回路の電気効率を向上させる上でのネックになっていた。本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、電気効率を向上できる放電灯点灯回路の提供にある。本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、入力電圧から駆動対象の放電灯に印加すべき駆動電圧を生成するDC/DCコンバータと、一端に入力電圧が印加され、DC/DCコンバータの出力側に設けられた出力キャパシタを他端とする第1駆動電圧生成経路と、一端に入力電圧が印加され、出力キャパシタを他端とする、第1駆動電圧生成経路とは異なる第2駆動電圧生成経路と、第1駆動電圧生成経路のオンオフを制御する制御回路と、を備える。第1駆動電圧生成経路がオンされている場合の出力キャパシタの電圧が、そうでない場合の出力キャパシタの電圧よりも高くなるよう構成した。この態様によると、高い出力キャパシタの電圧が必要な場合は第1駆動電圧生成経路をオンし、必要でない場合はオフすることにより、第2駆動電圧生成経路に係る素子を低い出力キャパシタの電圧を基準に選定できる。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を装置、方法、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明によれば、放電灯点灯回路の電気効率を向上できる。以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において説明上重要ではない部材の一部は省略して表示する。本明細書において、部材Aが、部材Bと接続された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、部材Cが、部材Aと部材Bとの間に設けられた状態とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。第1の実施の形態図1は、第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路100は、車載用のメタルハライドランプである放電灯4を駆動する。放電灯点灯回路100および放電灯4は、車両用灯具に搭載される。放電灯点灯回路100は、車載バッテリ以下、単にバッテリと称する6、電源スイッチ8と接続される。バッテリ6は、12Vもしくは24Vの直流のバッテリ電圧電源電圧Vbatを発生する。電源スイッチ8は放電灯4の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ6と直列に設けられる。電源スイッチ8がオンとなると、バッテリ6からバッテリ電圧Vbatが放電灯点灯回路100に供給される。放電灯点灯回路100は、平滑化されたバッテリ電圧Vbatを昇圧し、交流変換して放電灯4へと供給する。放電灯点灯回路100は、DC/DCコンバータCONV、制御回路10、スタータ回路20、インバータ回路30、点灯補助回路40、入力キャパシタCin、電流検出抵抗Rd、を備える。入力キャパシタCinは、バッテリ6と並列に設けられ、バッテリ電圧Vbatを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタCinは第1入力トランス14の近傍に設けられており、DC/DCコンバータCONVのスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。DC/DCコンバータCONVは、バッテリ電圧Vbatを昇圧する。DC/DCコンバータCONVは、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第1入力トランス14、第1出力ダイオードD1、第2出力ダイオードD2、第3出力ダイオードD3、第1スイッチング素子M1、第2スイッチング素子M2、第1出力キャパシタCo1、を含む。第1入力トランス14は、第1コイルL1、第2コイルL2、第3コイルL3、第4コイルL4、を有する。第1コイルL1、第2コイルL2、第3コイルL3、第4コイルL4はこの順に直列に接続される。電源スイッチ8がオンの場合、第1コイルL1の一端には、放電灯点灯回路100への入力電圧すなわちバッテリ電圧Vbatが印加される。第1スイッチング素子M1は、第1コイルL1の他端と接地端子GNDとの間を電気的に導通させる。例えば、第1スイッチング素子M1はNチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorで構成される。第1スイッチング素子M1のドレインは、第1コイルL1の他端と第2コイルL2の一端との第1接続ノードN1に接続される。第1スイッチング素子M1のソースは接地される。第1スイッチング素子M1の制御端子ゲートは制御回路10の第1端子P1に接続される。第1スイッチング素子M1の制御端子には、第1駆動周波数f1を有しパルス幅変調された制御パルス信号S1が印加される。たとえば定常点灯状態において第1駆動周波数f1は400kHzである。第1スイッチング素子M1は、制御パルス信号S1がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。第1入力トランス14の各コイルの巻き線の向きは、第1スイッチング素子M1が制御回路10によってパルス幅変調駆動された場合に、第1接続ノードN1、第2コイルL2の他端と第3コイルL3の一端との第2接続ノードN2、第3コイルL3の他端と第4コイルL4の一端との第3接続ノードN3、第4コイルL4の他端、の順で電圧が高くなるように設定される。第1出力ダイオードD1は、第2接続ノードN2と第1出力キャパシタCo1の一端との間に設けられる。第1出力ダイオードD1のアノードは第2接続ノードN2に接続され、カソードは第1出力キャパシタCo1の一端に接続される。第1出力キャパシタCo1の他端は接地される。第2出力ダイオードD2と第2スイッチング素子M2とは直列に接続され直列回路を構成する。例えば、第2スイッチング素子M2はNチャンネルMOSFETで構成される。この直列回路では、第2スイッチング素子M2のドレインは第2出力ダイオードD2のカソードに接続される。この直列回路は、第3接続ノードN3と第1出力キャパシタCo1の一端との間に、第1出力ダイオードD1と並列に設けられる。すなわち、第2出力ダイオードD2のアノードは第3接続ノードN3に接続され、第2スイッチング素子M2のソースは第1出力キャパシタCo1の一端に接続される。第2スイッチング素子M2の制御端子ゲートは制御回路10の第2端子P2に接続される。第2スイッチング素子M2の制御端子には経路切替信号S2が印加される。第2スイッチング素子M2は、経路切替信号S2がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。経路切替信号S2の詳細は後述する。第3出力ダイオードD3のアノードは第4コイルL4の他端に接続される。第3出力ダイオードD3のカソードはスタータ回路20と接続される。点灯補助回路40は、第1出力キャパシタCo1の一端と接地端子との間で直列に接続された点灯補助キャパシタCSおよび点灯補助抵抗RSを有する。点灯補助キャパシタCSおよび点灯補助抵抗RSは、放電灯4をアーク成長させるために設けられる。インバータ回路30は、DC/DCコンバータCONVによって生成された直流の出力電圧Voを点灯周波数foの交流電圧に変換して放電灯4に供給する。インバータ回路30としては、例えばHブリッジ回路などの公知のインバータ回路が使用される。点灯周波数foは第1駆動周波数f1よりも低く設定される。点灯周波数foは10kHz以下、さらには250Hz~750Hz程度に設定されることが好ましく、本実施の形態では312.5Hzに設定される。電流検出抵抗Rdは、放電灯4に流れるランプ電流ILの経路上に設けられる。図1の回路では電流検出抵抗Rdは、DC/DCコンバータCONVとインバータ回路30とを接続する接地配線上に設けられる。電流検出抵抗Rdにはランプ電流ILに比例した電圧降下Vdが発生する。スタータ回路20は、放電灯4をブレークダウンさせるために高電圧パルスを発生して放電灯4の一端に印加する。スタータ回路20は、高電圧トランス22、スパークギャップ27、スタータキャパシタ28、を含む。高電圧トランス22の2次巻き線26は放電灯4の一端に接続される。高電圧トランス22の1次巻き線24は、その一端が接地され、他端がスパークギャップ27の一端に接続される。スパークギャップ27は、その両端間に絶縁破壊電圧、たとえば800Vの電圧が印加されると導通するよう構成された公知の放電ギャップ型スイッチである。一端が接地されたスタータキャパシタ28の他端はスパークギャップ27の他端と接続される。スタータキャパシタ28の他端とスパークギャップ27の他端との第4接続ノードN4は第3出力ダイオードD3のカソードと接続される。第1スイッチング素子M1がパルス幅変調駆動されると第1入力トランス14、第3出力ダイオードD3を介してスタータキャパシタ28が充電される。スタータキャパシタ28の電圧が絶縁破壊電圧を越えるとスパークギャップ27が導通し、1次巻き線24にパルス電流が流れる。このパルス電流に応じて2次巻き線26に発生する高電圧パルスが放電灯4の一端に印加される。制御回路10は、放電灯点灯回路100全体を制御する機能ICIntegratedCircuitを含み、放電灯点灯回路100の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯4に供給する電力を調節する。制御回路10は、第1端子P1、第2端子P2、DC/DCコンバータCONVの出力電圧Voが印加される第3端子P3、電流検出抵抗Rdの一端に接続される第4端子P4、電流検出抵抗Rdの他端に接続される第5端子P5、を含む。制御回路10は、第1スイッチング素子M1にパルス幅変調した制御パルス信号S1を第1端子P1を介して送出する。制御回路10は、出力電圧Voやランプ電流ILを監視し、放電灯4に供給される電力が所望の目標電力に近づくように制御パルス信号S1のデューティ比を制御する。制御回路10は、第4端子P4と第5端子P5との電位差から得られる電圧降下Vdに基づいてランプ電流ILの情報を得る。昇圧の経路を考えた場合、放電灯点灯回路100は、一端にバッテリ電圧Vbatが印加され、第1出力キャパシタCo1を他端とする第1駆動電圧生成経路Aと、一端にバッテリ電圧Vbatが印加され、第1出力キャパシタCo1を他端とする、第1駆動電圧生成経路Aとは異なる第2駆動電圧生成経路Bと、を備える。第1駆動電圧生成経路Aは、第1コイルL1と第2コイルL2と第3コイルL3と第2出力ダイオードD2と第2スイッチング素子M2と第1出力キャパシタCo1とを含む。第2駆動電圧生成経路Bは、第1コイルL1と第2コイルL2と第1出力ダイオードD1と第1出力キャパシタCo1とを含む。制御回路10は、経路切替信号S2をハイレベルローレベルとすることにより第2スイッチング素子M2をオンオフし、もって第1駆動電圧生成経路Aをオンオフする。第1スイッチング素子M1が制御回路10によってパルス幅変調駆動された場合、第3接続ノードN3の電圧は第2接続ノードN2の電圧より高くなる。したがって、放電灯点灯回路100は、第1駆動電圧生成経路Aがオンされている場合の出力電圧Voが、そうでない場合の出力電圧Voよりも高くなるよう構成されている。特に第1駆動電圧生成経路Aがオンされている場合の出力電圧Voの最大値が400V程度となり、第1駆動電圧生成経路Aがオフされ第2駆動電圧生成経路Bのみの場合の出力電圧Voの最大値が200V程度となるように、回路定数や素子の耐圧や巻き数比が選定される。制御回路10は、出力電圧Voが所定の第1しきい値電圧V1より低い場合、放電灯4が点灯していると判断する。制御回路10は、放電灯4が点灯すると第1駆動電圧生成経路Aをオフする。より具体的には、制御回路10は、出力電圧Voが第1しきい値電圧V1より低くなると、経路切替信号S2をローレベルとする。第1しきい値電圧V1は、第1駆動電圧生成経路Aがオフされ第2駆動電圧生成経路Bのみの場合の出力電圧Voの最大値を規定し、例えば200Vに設定される。以上が放電灯点灯回路100の構成である。続いてその動作を説明する。図2は、出力電圧Voの時間変化を示すタイムチャートである。図2の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。時刻t1においてユーザが電源スイッチ8をオンすると、放電灯点灯回路100が起動する。制御回路10は、制御パルス信号S1を生成して第1スイッチング素子M1に供給することでDC/DCコンバータCONVを起動する。第1出力キャパシタCo1に電荷が蓄えられると共に出力電圧Voが上昇する。時刻t1から出力電圧Voが第1しきい値電圧V1に到達する時刻t2までの期間は、Vo<V1であるので、制御回路10は経路切替信号S2をローレベルとし、第1駆動電圧生成経路Aをオフする。時刻t2において、制御回路10は経路切替信号S2をハイレベルとし、第1駆動電圧生成経路Aをオンする。すると第1駆動電圧生成経路Aからより高い電圧が第1出力キャパシタCo1に供給され、出力電圧Voはさらに上昇してゆく。出力電圧Voは、第1駆動電圧生成経路Aがオンされている場合の最大値である400V程度に到達すると、そこで安定化される。この出力電圧Voの上昇に伴い、第1出力キャパシタCo1や点灯補助キャパシタCSも充電される。時刻t3において、スタータ回路20によって高電圧パルスが放電灯4に印加される。その結果、放電灯4はブレークダウンしグロー放電を始める、すなわち点灯を開始する。放電灯4が点灯を開始すると、出力電圧Voは第1しきい値電圧V1より低い電圧で安定化される。この低い電圧は例えば40Vから80Vの範囲にある電圧である。したがって、時刻t3において制御回路10は経路切替信号S2をローレベルに切り替え、第1駆動電圧生成経路Aをオフする。放電灯4がブレークダウンすると、放電灯4が立ち消えしないように、点灯前に充電された第1出力キャパシタCo1および点灯補助キャパシタCSから、放電灯4に対して数Aの大電流が供給される。第1駆動電圧生成経路Aは、時刻t2から時刻t3までの期間φ1においてオンされ、第2駆動電圧生成経路Bは、時刻t1からの全期間φ2においてオンされる。ただし期間φ1においては、第1駆動電圧生成経路Aがオンされそこからより高い電圧が供給されるので、第2駆動電圧生成経路Bは実質的には第1出力キャパシタCo1の充電に寄与しない。本実施の形態に係る放電灯点灯回路100から第1駆動電圧生成経路A、すなわち第3コイルL3、第2出力ダイオードD2、第2スイッチング素子M2を除去し、点灯前から点灯後を通じて第2駆動電圧生成経路Bを使用して出力電圧Voを生成する比較例に係る放電灯点灯回路を検討する。比較例に係る放電灯点灯回路において、放電灯4の点灯時の電気効率に影響を与える素子は主に第1出力ダイオードD1、第1スイッチング素子M1、および第1コイルL1と第2コイルL2との巻き数比である。第1出力ダイオードD1や第1スイッチング素子M1に必要な耐圧は、出力電圧Voの最大値および第1コイルL1と第2コイルL2との巻き数比とによって決まる。必要な耐圧が高くなるほどその素子の電気効率は悪化していく。つまり、第1出力ダイオードD1や第1スイッチング素子M1について、必要な耐圧と電気効率は相反する関係にある。比較例に係る放電灯点灯回路では放電灯4の点灯前後の電力供給は全て第2駆動電圧生成経路B経由で行なわれるため、第1スイッチング素子M1の耐圧、第1出力ダイオードD1の耐圧、および第1コイルL1と第2コイルL2との巻き数比を点灯前に必要な400Vを基準に選定しなければならない。定常点灯時の出力電圧Voは100V以下であることを考えると、比較例では点灯前の僅かな期間の安全性を確保するために残りの大部分の定常点灯期間における電気効率を犠牲にしていると言える。本発明者はそこに電気効率の改善の余地があることを見出した。そこで本実施の形態に係る放電灯点灯回路100は、点灯前に必要な高い出力電圧Voを生成する第1駆動電圧生成経路Aと定常点灯時の低い出力電圧Voを生成する第2駆動電圧生成経路Bとを有する。また両経路は第1出力キャパシタCo1を共通の一端としている。これにより、第2駆動電圧生成経路Bに関する第1スイッチング素子M1の耐圧、第1出力ダイオードD1の耐圧、および第1コイルL1と第2コイルL2との巻数比を、定常点灯時のより低い出力電圧Voを基準に選定することができる。したがって、点灯前に必要な高い出力電圧Vo~400Vを基準に選定された素子を使用する比較例の場合と比較して、定常点灯時の電気効率を改善することができる。なお、第1駆動電圧生成経路Aに関する第2出力ダイオードD2の耐圧等については、点灯前に必要な高い出力電圧Voを基準に選定しなければならないので、比較例の場合と電気効率はそれ程変わらない。本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、第1駆動電圧生成経路Aは点灯前はオンされ、点灯後はオフされる。したがって、第1駆動電圧生成経路Aは点灯前の数10~数100msec程度の長さの期間にオンされ定常点灯時はオフされるので、全体的な電気効率への寄与は小さい。また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100は、第2駆動電圧生成経路Bは常時オンとされ、第1駆動電圧生成経路Aは必要に応じてオンオフされる構成を有する。したがって、経路の切り替えによって放電灯4への電力供給が途切れる可能性は小さい。また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、第2スイッチング素子M2のオンオフによって経路が切り替えられる。DC/DCコンバータCONVが動作している期間は、回路構成上必ず第1出力ダイオードD1のアノード電圧よりも第2出力ダイオードD2のアノード電圧の方が高くなる。したがって、第2スイッチング素子M2がオンの期間は第1駆動電圧生成経路Aから出力電圧Voが供給される。逆に第2スイッチング素子M2がオフの期間は第1駆動電圧生成経路Aからの供給は無いため第2駆動電圧生成経路Bから出力電圧Voが供給される。本実施の形態ではこの特性を利用して、点灯前の出力電圧Voが高い期間は第2スイッチング素子M2をオンにし、出力電圧Voを第1駆動電圧生成経路Aから供給し、点灯したら第2スイッチング素子M2をオフにして第2駆動電圧生成経路Bからの供給に切替える。これにより、素子が耐圧オーバになることを防止している。出力電圧Voの第1しきい値電圧V1は、第2スイッチング素子M2がオフの時に第1スイッチング素子M1の耐圧を越えない条件で出せる最大の出力電圧Voに設定されてもよい。この場合、第1スイッチング素子M1の耐圧オーバを防ぐことができる。また、本実施の形態に係る放電灯点灯回路100では、第4コイルL4および第3出力ダイオードD3によってスタータ回路20に電圧を供給する。これにより、DC/DCコンバータの出力電圧を別途倍圧回路を設けて昇圧する場合と比べて、入力トランスに補助巻き線を追加するだけでよいので回路構成がより簡単となる。以上の結果、従来の放電灯点灯回路と比べて、放電灯の点灯性能を犠牲にすることなく電気効率を向上して放電灯点灯回路の小型化とコスト低減を図ることができる。第2の実施の形態第1の実施の形態では、ひとつのDC/DCコンバータCONV内に2つの経路を設ける場合について説明した。第2の実施の形態に係る放電灯点灯回路200は、出力キャパシタを共有する2つのDC/DCコンバータCONV1、CONV2を備える。第1駆動電圧生成経路A2は第1DC/DCコンバータCONV1内に形成され、第2駆動電圧生成経路B2は第2DC/DCコンバータCONV2内に形成される。以下第2の実施の形態に係る放電灯点灯回路200を、第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100との相違点を中心に説明する。図3は、第2の実施の形態に係る放電灯点灯回路200およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路200は、制御回路210、スタータ回路20、インバータ回路30、点灯補助回路40、第1DC/DCコンバータCONV1、第2DC/DCコンバータCONV2、入力キャパシタCin、電流検出抵抗Rd、を備える。第2DC/DCコンバータCONV2は、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第2入力トランス214、第4出力ダイオードD4、第2出力キャパシタCo2、第3スイッチング素子M3、を含む。第2入力トランス214の1次巻き線L5と第3スイッチング素子M3とは、入力キャパシタCinと並列に、第2DC/DCコンバータCONV2の入力端子と接地端子GND間に直列に設けられている。たとえば第3スイッチング素子M3はNチャンネルMOSFETで構成される。第2入力トランス214の2次巻き線L6の一端は第3スイッチング素子M3のドレインと接続され、その他端は第4出力ダイオードD4のアノードと接続される。第2出力キャパシタCo2は第4出力ダイオードD4のカソードと接地端子間に設けられる。第3スイッチング素子M3の制御端子ゲートは制御回路210の第1端子P201に接続される。第2DC/DCコンバータCONV2のアクティブ状態においては、第3スイッチング素子M3の制御端子に第2駆動周波数f2を有しパルス幅変調された第1制御パルス信号S201が印加される。第1DC/DCコンバータCONV1は、非絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第3入力トランス216、第4スイッチング素子M4、第5出力ダイオードD5、第6出力ダイオードD6、を含む。第3入力トランス216の1次巻き線L7と第4スイッチング素子M4とは、入力キャパシタCinと並列に、第1DC/DCコンバータCONV1の入力端子と接地端子GND間に直列に設けられている。たとえば第4スイッチング素子M4はNチャンネルMOSFETで構成される。第3入力トランス216の2次巻き線L8の一端は第4スイッチング素子M4のドレインと接続される。第3入力トランス216の2次巻き線L8の一端はさらに、第5出力ダイオードD5のアノードと接続される。第3入力トランス216の2次巻き線L8の他端は第6出力ダイオードD6のアノードと接続される。第2出力キャパシタCo2は第5出力ダイオードD5のカソードと接地端子間に設けられる。すなわち、第5出力ダイオードD5のカソードは、第4出力ダイオードD4のカソードと第2出力キャパシタCo2の一端との第5接続ノードN5に接続される。第6出力ダイオードD6のカソードは第4接続ノードN4に接続される。第4スイッチング素子M4の制御端子ゲートは制御回路210の第2端子P202に接続される。第1DC/DCコンバータCONV1のアクティブ状態においては、第4スイッチング素子M4の制御端子に第3駆動周波数f3を有しパルス幅変調された第2制御パルス信号S202が印加される。制御回路210は、第1端子P201、第2端子P202、第2出力キャパシタCo2の両端電圧として生成される出力電圧Voが印加される第3端子P203、電流検出抵抗Rdの一端に接続される第4端子P204、電流検出抵抗Rdの他端に接続される第5端子P205、を含む。制御回路210は、第4端子P204と第5端子P205との電位差から得られる電圧降下Vdに基づいてランプ電流ILの情報を得る。制御回路210は、出力電圧Voが所定の第2しきい値電圧V2例えば200Vより低いと、第3スイッチング素子M3にパルス幅変調した第1制御パルス信号S201を第1端子P201を介して送出する。そうでない場合は、制御回路210は、第1制御パルス信号S201をローレベルに固定し、第2DC/DCコンバータCONV2を非アクティブ状態とする。制御回路210は、出力電圧Voが所定の第3しきい値電圧V3例えば150Vより高いと、第4スイッチング素子M4にパルス幅変調した第2制御パルス信号S202を第2端子P202を介して送出する。そうでない場合は、制御回路210は、第2制御パルス信号S202をローレベルに固定し、第1DC/DCコンバータCONV1を非アクティブ状態とする。第1DC/DCコンバータCONV1の回路定数、第2DC/DCコンバータCONV2の回路定数、第1制御パルス信号S201のデューティ比、および第2制御パルス信号S202のデューティ比は、第1DC/DCコンバータCONV1がアクティブ状態となっている場合の出力電圧Voが、そうでない場合の出力電圧Voよりも高くなるよう構成されている。特に第1DC/DCコンバータCONV1がアクティブ状態となっている場合の出力電圧Voの最大値は400V程度に設定され、第2DC/DCコンバータCONV2がアクティブ状態となっている場合の出力電圧Voの最大値は200V程度となるように構成されている。昇圧の経路を考えた場合、放電灯点灯回路200は、一端にバッテリ電圧Vbatが印加され、第2出力キャパシタCo2を他端とする第1駆動電圧生成経路A2と、一端にバッテリ電圧Vbatが印加され、第2出力キャパシタCo2を他端とする、第1駆動電圧生成経路A2とは異なる第2駆動電圧生成経路B2と、を備える。第1駆動電圧生成経路A2は第1DC/DCコンバータCONV1内に形成され、第3入力トランス216の1次巻き線L7と第5出力ダイオードD5と第2出力キャパシタCo2とを含む。第2駆動電圧生成経路B2は第2DC/DCコンバータCONV2内に形成され、第2入力トランス214の1次巻き線L5と2次巻き線L6と第4出力ダイオードD4と第2出力キャパシタCo2とを含む。以上が放電灯点灯回路200の構成である。続いてその動作を説明する。図4は、出力電圧Voの時間変化を示すタイムチャートである。図4の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。時刻t4においてユーザが電源スイッチ8をオンすると、放電灯点灯回路200が起動する。起動時は出力電圧Vo<第2しきい値電圧V2であるから、制御回路210は第2DC/DCコンバータCONV2をアクティブ状態とする。第2出力キャパシタCo2に電荷が蓄えられると共に出力電圧Voが上昇する。出力電圧Voが第3しきい値電圧V3に到達する時刻t5において、制御回路210は第1DC/DCコンバータCONV1をアクティブ状態とする。出力電圧Voが第2しきい値電圧V2に到達する時刻t6において、制御回路210は第2DC/DCコンバータCONV2を非アクティブ状態とする。時刻t5から時刻t6までの期間では、第1DC/DCコンバータCONV1および第2DC/DCコンバータCONV2の両方がアクティブ状態とされる。時刻t7において、スタータ回路20によって高電圧パルスが放電灯4に印加される。その結果、放電灯4はブレークダウンしグロー放電を始める、すなわち点灯を開始する。放電灯4が点灯を開始すると、出力電圧Voは第3しきい値電圧V3より低い電圧で安定化される。図4には図示されていないが、出力電圧Voが400V付近から第3しきい値電圧V3より低い電圧に低下する際には、時刻t5から時刻t6までの期間のように、第1DC/DCコンバータCONV1および第2DC/DCコンバータCONV2の両方がアクティブ状態とされる期間が存在する。第1DC/DCコンバータCONV1は、時刻t5から時刻t7までの期間φ3においてアクティブ状態とされる。第2DC/DCコンバータCONV2は、時刻t4から時刻t6までの期間φ4および時刻t7からの期間φ5においてアクティブ状態とされる。本実施の形態に係る放電灯点灯回路200は、点灯前に必要な高い出力電圧Voを生成する第1駆動電圧生成経路A2と定常点灯時の低い出力電圧Voを生成する第2駆動電圧生成経路B2とを有する。また両経路は第2出力キャパシタCo2を共通の一端としている。したがって、第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100と同様の作用効果を有する。さらに、第1DC/DCコンバータCONV1と第2DC/DCコンバータCONV2との切り替え時、特にブレークダウン時に両者がアクティブ状態となる期間が設けられるよう、第2しきい値電圧V2と第3しきい値電圧V3との大小関係を設定した。したがって、経路の切替がスムーズに行われうる。以上、実施の形態に係る放電灯点灯回路の構成と動作について説明した。これらの実施の形態は例示であり、その各構成要素や各処理の組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。また実施の形態同士の組み合わせも可能である。第2の実施の形態では、出力電圧VoによってDC/DCコンバータのアクティブ状態、非アクティブ状態が制御される場合について説明したが、これに限られず、例えばランプ電流ILに基づいてDC/DCコンバータの状態が制御されてもよい。第1の実施の形態では、第2駆動電圧生成経路Bの部分はフライバック型の回路を採用しているが、これに限られず、昇圧チョッパー型の回路を採用してもよい。第2の実施の形態では、第2DC/DCコンバータCONV2はフライバック型の回路を採用しているが、これに限られず、フォワード回路でも昇圧チョッパー型の回路を採用してもよい。第1および第2の実施の形態では、放電灯4を交流電圧で駆動する場合について説明したが、これに限られず、放電灯4を直流電圧で駆動する放電灯点灯回路に実施の形態に係る技術的思想を適用してもよい。この場合、実施の形態からインバータ回路30を除去した構成を使用してもよい。第1および第2の実施の形態では、非絶縁型のDC/DCコンバータを使用する場合について説明したが、これに限られず、絶縁型のDC/DCコンバータが使用されてもよい。第1および第2の実施の形態では、放電灯4と放電灯点灯回路とを別体として説明したが、これに限られず、放電灯が放電灯点灯回路に組み込まれてもよい。第1および第2の実施の形態では、放電灯点灯回路は放電灯4に電力を供給する場合について説明したが、これに限られない。実施の形態に係る技術的思想は、LEDLightEmittingDiodeなどの半導体光源に電力を供給する点灯回路にも適用できる。第1の実施の形態において、第1駆動電圧生成経路Aは第2駆動電圧生成経路Bには含まれない第1電流制限抵抗R1を含んでもよい。例えば、第1電流制限抵抗R1は、第2接続ノードN2と第3コイルL3の一端との間または第3コイルL3の他端と第2出力ダイオードD2のアノードとの間または第2出力ダイオードD2のカソードと第2スイッチング素子M2のドレインとの間または第2スイッチング素子M2のソースと第1出力キャパシタCo1の一端との間に設けられてもよい。あるいはまた、それらの箇所から任意に選択された複数の箇所に第1電流制限抵抗が設けられてもよい。なお、抵抗に代えて他の電流を制限する素子を使用してもよい。放電灯4が点灯維持するための電力を供給する経路は、第2駆動電圧生成経路Bである。したがって、当該経路の直流抵抗成分は極力小さいことが求められ、コイルの巻き線、配線パターンは太く、第1出力ダイオードD1は電流定格の大きいものが用いられる。一方第1駆動電圧生成経路Aは、放電灯点灯回路100が起動開始してから点灯するまでの数10ミリ秒の間しか電力を供給しない。そのため、放電灯点灯回路100の小型化のために、第3コイルL3の巻き線や配線パターンは出来るだけ細く、第2出力ダイオードD2も小さなものを用いることが望まれる。しかしながら、図1に示される放電灯点灯回路100では、第1駆動電圧生成経路Aがオンしている間は、第1出力キャパシタCo1へ満充電するまで比較的大きな電流が流れうる。そこで第1電流制限抵抗を上述の通りに設けることにより、第1出力キャパシタCo1への充電電流のピーク値を制限することができる。これにより、第3コイルL3の巻き線や配線パターンを細くでき、また第2出力ダイオードD2に小さく安いものを用いることが可能となる。第1電流制限抵抗として印刷抵抗を用いる場合は、抵抗素子自体のコストアップが殆どないので、特に有効である。また、第4コイルL4と第3出力ダイオードD3とスタータキャパシタ28とを含む充電経路に対しても同様な電流制限を適用できる。すなわち、この充電経路は第2電流制限抵抗R2を含んでもよい。例えば、第2電流制限抵抗R2は、第3接続ノードN3と第4コイルL4の一端との間または第4コイルL4の他端と第3出力ダイオードD3のアノードとの間または第3出力ダイオードD3のカソードとスタータキャパシタ28の他端との間またはスタータキャパシタ28の一端と接地電圧との間に設けられてもよい。第1の実施の形態では、第3コイルL3の一端すなわち低圧端が第2コイルL2の他端と接続される場合について説明したが、これに限られない。例えば、第3コイルL3の一端にバッテリ電圧Vbatが印加されてもよく、あるいはまた第3コイルL3の一端は接地されてもよい。図5は、第3コイルL3’の一端にバッテリ電圧Vbatが印加される変形例に係る第3DC/DCコンバータCONV3の構成を示す回路図である。第3コイルL3’の一端は第1コイルL1の一端と接続される。この場合、第1駆動電圧生成経路A’は、第3コイルL3’と第2出力ダイオードD2と第1電流制限抵抗R1と第2スイッチング素子M2と第1出力キャパシタCo1とを含む。図5中の破線の円は第1電流制限抵抗R1が設けられてもよい代替位置を示す。図6は、第3コイルL3’’の一端が接地される変形例に係る第4DC/DCコンバータCONV4の構成を示す回路図である。第3コイルL3’’の一端は接地端子図6では不図示と接続される。この場合、第1駆動電圧生成経路A’’は、第3コイルL3’’と第2出力ダイオードD2と第1電流制限抵抗R1と第2スイッチング素子M2と第1出力キャパシタCo1とを含む。図6中の破線の円は第1電流制限抵抗R1が設けられてもよい代替位置を示す。第3コイルL3の一端が第2コイルL2の他端と接続される場合、第3接続ノードN3における電圧は第2コイルL2で誘起される電圧と第3コイルL3で誘起される電圧との和となる。したがって第3接続ノードN3において必要とされる電圧が定まっている場合は図5や図6に示される変形例と比較して第3コイルL3の巻き数を低減できる。また、アプリケーションやトランスの設計によっては図5や図6に示される変形例のような構成も可能である。この場合、第1コイルL1と磁気的に結合されている第3コイルL3’、L3’’の巻き数をより多くすることとなる。第3の実施の形態図7は、第3の実施の形態に係る放電灯点灯回路300の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路300は、制御回路10、第1スタータ回路52、インバータ回路30、点灯補助回路40、第5DC/DCコンバータCONV5、入力キャパシタCin、電流検出抵抗Rd、を備える。図7では説明をより分かりやすくするため、第5DC/DCコンバータCONV5、入力キャパシタCinおよび第1スタータ回路52のみを示し、他の部材の表示は省略する。第5DC/DCコンバータCONV5は、第1コイルL1、第2コイルL2、第3コイルL3、第4コイルL4に対応する第9コイルL9、第1スイッチング素子M1、第2スイッチング素子M2、第1出力ダイオードD1、第2出力ダイオードD2、第3出力ダイオードD3に対応する第7出力ダイオードD7、第1出力キャパシタCo1、を含む。第1スタータ回路52は、高電圧トランス22、スパークギャップ27、スタータキャパシタ28に対応する第1スタータキャパシタ50、を含む。第3の実施の形態に係る放電灯点灯回路300と第1の実施の形態に係る放電灯点灯回路100との主な相違点は、1第3出力ダイオードD3のアノード-カソードの向きとそれと対応する第7出力ダイオードD7のアノード-カソードの向きとが逆であること、2第1スタータキャパシタ50の一端は第7出力ダイオードD7のアノードと接続され、他端は接地されるのではなく、第1出力ダイオードD1のカソードと第1出力キャパシタCo1の一端との接続ノードN6と接続されること、3第4コイルL4の巻き線の向きとそれと対応する第9コイルL9の巻き線の向きとが逆であり、第9コイルL9の一端は第7出力ダイオードD7のカソードと接続され、他端は第1コイルL1の一端と接続されることである。1および3の相違点によると、第1コイルL1と磁気的に結合された第9コイルL9とその第9コイルL9と直列に接続された第7出力ダイオードD7とを有する直列回路は、第1スタータキャパシタ50の一端に負の電圧を印加する。2の相違点によって、第1スタータキャパシタ50の他端には原則として正の出力電圧Voが印加される。したがって、第1スタータキャパシタ50の一端に印加される電圧の絶対値の最大値は、スパークギャップ27を導通させるために必要とされる第1スタータキャパシタ50の端子間の電圧の絶対値から出力電圧Voを減じた値となり、第1スタータキャパシタ50の端子間の電圧の絶対値よりも低くなる。例えば、スパークギャップ27を導通させるために必要な第1スタータキャパシタ50の端子間の電圧を1000Vとし、出力電圧Voを400Vとすると、第1スタータキャパシタ50の一端に印加される電圧が-600Vとなったところでスパークギャップ27が導通することとなる。これにより、耐電圧がより低い第7出力ダイオードD7を用いることができ、また配線パターンと他の配線やケースなどとの絶縁耐圧をより低くできる。そのため、放電灯点灯回路300を小さくかつ安くすることができる。第1の実施の形態の第1入力トランス14について、第1入力トランス14の端子数は、バッテリ電圧Vbatへの接続、第1スイッチング素子M1のドレインへの接続、第1出力ダイオードD1のアノードへの接続、第2出力ダイオードD2のアノードへの接続、第3出力ダイオードD3のアノードへの接続、の計5端子である。第3の実施の形態においても、第1コイルL1、第2コイルL2、第3コイルL3、第9コイルL9はひとつの入力トランス54を構成する。この入力トランス54の端子のうちバッテリ電圧Vbatが印加される入力電圧端子は、入力トランス54の内部で第1コイルL1の一端および第9コイルの他端と接続される。第9コイルの他端の接続先を考えると、その一端は負の電圧を発生するため、極力電圧の低いノードへ接続することが望ましい。第9コイルL9の巻き数を低減できるからである。利用可能な最も低い電圧は接地電圧であるが、そこへ接続する場合、入力トランスの端子数は入力トランスへ接地電圧を引き入れるための端子を加えた6端子になってしまう。この場合、第1の実施の形態と比べて入力トランスの大型化、コストアップにつながりうる。そこで、図7に示されるように接地電圧の次に電圧が低い第1コイルL1の一端と接続することで、第1の実施の形態と同じ5端子で入力トランスを構成できる。この場合、第9コイルの他端に印加されるバッテリ電圧Vbatは多くの場合10V~20Vであり、これと接地電圧=0Vとの差による影響は比較的小さい。その上で入力トランスの端子数の増加を抑えることができる。特に第1または第3の実施の形態に係る放電灯点灯回路がセラミック基板上に面実装される場合、入力トランスの端子数の増加を抑えることができることは、以下の点で有利である。1面実装用のトランスの端子がセラミック基板上で占める面積は比較的大きい。したがって端子数の増加を抑えることでセラミック基板を小さく保つことができるかまたはセラミック基板上により多くの他の素子や配線を設けることができる。2セラミック基板上の面実装においては、端子は溶接によって基板に固定される。端子数の増加を抑えることによって、その溶接のために端子の周りに設定されるマージン領域の増加を抑えることができる。3リフローなどと違い、複数の端子を一度に溶接することは難しい。したがって端子数の増加を抑えることによって工程数の増加を抑えることができる。4入力トランスのサイズおよびコストの増加を抑制できる。また、第9コイルL9と第7出力ダイオードD7と第1スタータキャパシタ50とを含む充電経路に対しても第1電流制限抵抗R1に関連して説明した電流制限を適用できる。すなわち、この充電経路は第2電流制限抵抗R2を含んでもよい。例えば、第2電流制限抵抗R2は、第9コイルL9の一端と第7出力ダイオードD7のカソードとの間または第7出力ダイオードD7のアノードと第1スタータキャパシタ50の一端との間または第1スタータキャパシタ50の他端と第1出力キャパシタCo1の一端との間に設けられてもよい。図7中の破線の円は第2電流制限抵抗R2が設けられてもよい代替位置を示す。なお、電気的には第1コイルL1の一端と第9コイルL9の他端との間も候補となるが、その場合入力トランスの端子数が増加しうる。第4の実施の形態図8は、第4の実施の形態に係る放電灯点灯回路400の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路400は、制御回路10、第1スタータ回路52、インバータ回路30、点灯補助回路40、第6DC/DCコンバータCONV6、入力キャパシタCin、電流検出抵抗Rd、第3電流制限抵抗R3、を備える。図8では説明をより分かりやすくするため、第6DC/DCコンバータCONV6、第3電流制限抵抗R3、入力キャパシタCinおよび第1スタータ回路52のみを示し、他の部材の表示は省略する。第6DC/DCコンバータCONV6は、第1コイルL1、第2コイルL2、第3コイルL3、第4コイルL4に対応する第9コイルL9、第1スイッチング素子M1、第2スイッチング素子M2、第1出力ダイオードD1、第2出力ダイオードD2、第3出力ダイオードD3に対応する第7出力ダイオードD7、第1出力キャパシタCo1、充電補助キャパシタ56、を含む。充電補助キャパシタ56の一端は第7出力ダイオードD7のアノードと接続され、他端は接地される。第3電流制限抵抗R3の一端は第7出力ダイオードD7のアノードと接続され、他端は第1スタータキャパシタ50の一端と接続される。放電灯点灯回路400では、第7出力ダイオードD7の出力を一旦小さな容量の充電補助キャパシタ56で整流する。充電補助キャパシタ56の容量は例えば第1スタータキャパシタ50の容量よりも小さく、第1スタータキャパシタ50の容量を0.1μFとすると充電補助キャパシタ56の容量は100pF~1000pF程度である。したがって、充電補助キャパシタ56の充電に要する時間は第1スタータキャパシタ50のものより短い。充電補助キャパシタ56の容量は小さいため、第7出力ダイオードD7や第9コイルL9に流れる電流のピーク値は低い。そして、100kΩ程度の抵抗値を有する第3電流制限抵抗R3で充電補助キャパシタ56からの充電電流を制限しながら第1スタータキャパシタ50へ充電する。この場合、キャパシタの数は第1の実施の形態の場合と比較して増加するが、第1スタータキャパシタ50への充電の前に充電に使用する電圧が平滑化されるので、充電時間が安定しうる。例えば、素子の経時変化やバッテリ電圧のゆらぎに対して充電時間を安定させることができる。第3電流制限抵抗R3は第1スタータキャパシタ50の他端と第1出力キャパシタCo1の一端との間に設けられてもよい。図8中の破線の円は第3電流制限抵抗R3が設けられてもよい代替位置を示す。図5に示される変形例において、第1コイルL1、第2コイルL2、第3コイルL3’、第4コイルL4はひとつの入力トランス70を構成する。この入力トランス70の端子のうちバッテリ電圧Vbatが印加される入力電圧端子は、入力トランス70の内部で第1コイルL1の一端および第3コイルL3’の一端と接続される。