"直列に接続された第1の直流電圧源と第2の直流電圧源とからなる直流電圧源直列回路の両端に接続される正側端子と負側端子と、前記第1の直流電圧源と前記第2の直流電圧源との直列接続点に接続される中性点端子と、前記正側端子と前記負側端子との間に直列に接続された第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子とからなるスイッチング素子直列回路と、前記の第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との直列接続点に接続される交流端子と、前記中性点端子と前記交流端子との間に接続される双方向スイッチ回路と、リアクトルの一端とコンデンサの一端とが接続されてなり、前記リアクトルの他端が前記交流端子に接続され前記コンデンサの他端が前記中性点端子に接続されるフィルタ回路と、を備えたことを特徴とする電力変換装置。前記交流端子の電位が前記正側端子の電位から前記負側端子の電位に切り換わるとき、前記交流端子の電位は、前記正側端子の電位から前記中性点端子の電位に切り換わり、第1の時間の間前記中性点端子の電位にあった後、前記負側端子の電位に切り換わることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記交流端子の電位が前記負側端子の電位から前記正側端子の電位に切り換わるとき、前記交流端子の電位は、前記負側端子の電位から前記中性点端子の電位に切り換わり、第2の時間の間前記中性点端子の電位にあった後、前記正側端子の電位に切り換わることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第2のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるとき、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記双方向スイッチ回路が導通し、前記双方向スイッチ回路は第1の時間の間導通状態を維持した後不導通状態に切り換わり、その後前記第2のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第1のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるとき、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記双方向スイッチ回路が導通し、前記双方向スイッチ回路は第2の時間の間導通状態を維持した後不導通状態に切り換わり、その後前記第1のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第1の時間は、前記フィルタ回路が有する共振周期の1/2であることを特徴とする請求項2乃至請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記第2の時間は、前記フィルタ回路が有する共振周期の1/2であることを特徴とする請求項2乃至請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記第1の時間および/または前記第2の時間は前記フィルタ回路が有する共振周期の1/2であって、前記フィルタ回路が有する共振周期または前記リアクトルのインダクタンス値の平方根のいずれかに比例して変化することを特徴とする請求項6または請求項7のいずれかに記載の電力変換装置。前記第1の時間および/または前記第2の時間は前記フィルタ回路が有する共振周期の1/2であって、前記フィルタ回路を構成する前記リアクトルに流れる電流値に応じて変化することを特徴とする請求項6または請求項7のいずれかに記載の電力変換装置。前記双方向スイッチ回路は、逆耐圧を有するスイッチング素子を逆並列に接続してなることを特徴とする請求項1乃至請求項9のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記双方向スイッチ回路は、ダイオードを逆並列接続されたスイッチング素子を逆直列に接続してなることを特徴とする請求項1乃至請求項9のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記スイッチング素子直列回路および前記双方向スイッチ回路を構成するスイッチング素子は、SiC半導体であることを特徴とする請求項10または請求項11のいずれかに記載の電力変換装置。請求項1乃至請求項12のいずれか1項に記載の電力変換装置を用いて2相のスイッチングアームを構成してなる単相インバータ装置。請求項1乃至請求項12のいずれか1項に記載の電力変換装置を用いて2相のスイッチングアームを構成してなる単相コンバータ装置。請求項1乃至請求項12のいずれか1項に記載の電力変換装置を用いて3相以上のスイッチングアームを構成してなる多相インバータ装置。請求項1乃至請求項12のいずれか1項に記載の電力変換装置を用いて3相以上のスイッチングアームを構成してなる多相コンバータ装置。しかしながら、前記方策では、サージ電圧を抑制するために整流器、抵抗、コンデンサなどからなるサージ電圧抑制装置や、リアクトル、抵抗、コンデンサからなるサージ電圧抑制回路を追加する必要があり、装置の大型化、高価格化を招くことになる。本発明は、このような従来のサージ電圧抑制装置が有していた問題を解決しようとするものであり、その目的は、特別な部品を追加することなく、または最小限の部品の追加により、電動機などの負荷に印加されるサージ電圧を抑制することができる電力変換装置およびこれを用いたインバータ装置を提供することである。上記目的を達成するために、本発明は、電力変換装置を、直列に接続された第1の直流電圧源と第2の直流電圧源とからなる直流電圧源直列回路の両端に接続される正側端子と負側端子と、前記第1の直流電圧源と前記第2の直流電圧源との直列接続点に接続される中性点端子と、前記正側端子と前記負側端子との間に直列に接続された第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子とからなるスイッチング素子直列回路と、前記の第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子との直列接続点に接続される交流端子と、前記中性点端子と前記交流端子との間に接続される双方向スイッチ回路と、リアクトルの一端とコンデンサの一端とが接続されてなり、前記リアクトルの他端が前記交流端子に接続され前記コンデンサの他端が前記中性点端子に接続されるフィルタ回路とを備えるように構成する。そして、前記第1のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第2のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの第1の時間と、前記第2のスイッチング素子がオン状態からオフ状態に切り換わってから前記第1のスイッチング素子がオフ状態からオン状態に切り換わるまでの第2の時間とを、前記フィルタ回路が有する共振周期の1/2の時間にし、この時間の間前記双方向スイッチ回路を導通状態にする。本発明により、第1または第2のスイッチング素子がオフして双方向スイッチ回路が導通したときと、双方向スイッチ回路が非導通となって第2または第1のスイッチング素子がオンしたときに、フィルタ回路に振幅がほぼ同じで逆位相の関係にある2つの共振電圧を発生させることができる。この2つの共振電圧は合成されて電動機等の負荷に印加されるので、電動機等の入力端子に発生するサージ電圧を抑制することができる。さらに、本発明は、第1の時間と第2の時間とをフィルタ回路の共振周期、リアクトルのインダクタンス値の平方根に正比例して調節するものである。または、第1の時間と第2の時間とを、リアクトルに流れる電流値に応じて変化させるものである。本発明により、2つの共振電圧を確実に180[°]逆位相の電圧とすることができるので、電動機などの負荷の入力端子で発生するサージ電圧をより効果的に抑制することができる。本発明に係る電力変換装置は、いわゆる3レベル電力変換回路の交流出力側に設けたフィルタ回路部において振幅がほぼ同じで逆位相の2つの共振電圧を発生させ、この2つの共振電圧を合成して振動成分を除去した電圧を電動機等の負荷に印加するものである。その結果、電動機などの負荷の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。以下、本発明の実施の形態を図1~図9に基づいて詳細に説明する。図1は本発明に係る第1の実施形態を説明するための図である。図1において、符号1a,1bは直流電圧源、2aはインバータ、3aは制御装置、Lfはリアクトル、Cfはコンデンサである。以下において、リアクトルLfのインダクタンス値をL[H]、コンデンサCfのキャパシタンス値をC[F]とする。直流電圧源1aと1bとは直列に接続されて直流電圧源直列回路を構成している。直流電圧源直列回路の一端は正側端子Pに接続され、他端は負側端子Nに接続され、直流電圧源1a,1bの直列接続点は中性点端子Mに接続されている。直流電圧源1aと1bの電圧はそれぞれEd/2[V]である。したがって、中性点端子Mの電位0[V]を基準とする正側端子Pおよび負側端子Nの電位は、それぞれEd/2[V],-Ed/2[V]である。インバータ2aはダイオードDu,Dxをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Qu,Qxを直列に接続してなるスイッチング素子直列回路と、スイッチング素子Su,Sxを逆並列接続してなる双方向スイッチ回路Suxとで構成されたスイッチングアームである。双方向スイッチ回路Suxは、図2a、bに示すように、ダイオードをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Su,Sxを逆直列接続することにより構成しても良い。なお、図1のインバータ2aは、スイッチング素子の一つであるIGBTを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、MOSFETまたはSiC半導体のいずれであっても良い。スイッチング素子Qu,Qxの直列接続点は交流端子Uに接続されている。スイッチング素子直列回路の一端は直流電圧源直列回路の正側端子Pに接続され、他端は負側端子Nに接続されている。双方向スイッチ回路Suxの一端は中性点端子Mに接続され、他端は交流端子Uに接続されている。リアクトルLfとコンデンサCfとは直列に接続されてフィルタ回路を構成している。リアクトルの一端は交流端子Uに接続され、コンデンサの一端は中性点端子Mに接続されている。リアクトルLfとコンデンサCfとの接続点は交流端子U1に接続されている。図1において図示を省略しているが、交流端子U1は図10に示した電動機等の負荷に接続される。また、交流端子U1と電動機の入力端子との間の配線には、図示しない配線インダクタンスLs、浮遊容量Csが存在する。リアクトルLfのインダクタンス値とコンデンサCfのキャパシタンス値は、配線インダクタンスLs、浮遊容量Csに対して十分大きい値、例えばそれぞれの値が10倍程度またはそれよりも大きい値である。制御装置3aはインバータ2a内のスイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxを選択的にオンオフ動作させるための信号を生成する。例えば、制御装置3aは、インバータ2aの出力電圧指令を直流電圧源直列回路の電圧で正規化した正弦波信号変調信号と所定の三角波信号キャリア信号との大小比較をするパルス幅変調演算を行って、パルス幅変調された信号以下、PWM信号という。を生成する。次に、生成したPWM信号に基づいて、インバータ2a内のスイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxを選択的にオンオフ動作させるための制御信号を生成する。インバータ2aは、制御装置3aで生成された制御信号に従って、スイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxのオンオフ状態を選択的に切り換える。スイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxの選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧はパルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列に変換される。パルス幅変調された矩形波状のパルス電圧列は、インバータ2aの交流端子Uに出力される。交流端子Uに出力されたパルス電圧列はフィルタ回路で整流されて正弦波状となり、交流端子U1から電動機等の負荷に向けて出力される。ここで、インバータ2aの交流端子Uの電位が負側端子Nの電位から正側端子Pの電位に切り換わる第1のモードについて説明する。なお、以下において、インバータ2aの各部の電位は中性点端子Mの電位を基準とする。図3a~dは、第1のモードにおけるスイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxの制御信号の関係を説明するための図である。本図において、それぞれの制御信号GQU,GQX,GSU,GSXがHighのとき、対応するスイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxがオン状態にある。一方、それぞれの制御信号GQU,GQX,GSU,GSXがLowのとき、対応するスイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxがオフ状態にある。また、スイッチング素子QuとSxの制御信号GQU,GSXの間には、スイッチング素子QuとSxとが同時にオンしないように休止時間Tdが設けられている。同様に、スイッチング素子QxとSuの制御信号GQX,GSUの間にも休止時間Tdが設けられている。まず、制御信号GQUと制御信号GSUとがLowであるため、スイッチング素子Qu,Suのいずれもがオフしている。また、制御信号GQXと制御信号GSXとがHighであるため、スイッチング素子Qx,Sxのいずれもがオンしている。この場合、インバータ2aの交流端子Uには負側端子Nの電位-Ed/2[V]が出力されている。この状態から制御信号GQXがLowになる図3b参照。ため、スイッチング素子Qxがオフする。その結果、インバータ2aの交流端子Uには中性点端子Mの電位0[V]が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第1タイミングとする。続いて、制御信号GQXがLowになってから休止時間Td経過後に制御信号GSUがHighになる図3c参照。ため、スイッチング素子Suがオンする。この場合、インバータ2aの交流端子Uの電位は変化せず、0[V]のままである。続いて、制御信号GQXがLowになってから時間T11経過後に制御信号GSXがLowになる図3d参照。ため、スイッチング素子Sxがオフする。その結果、インバータ2aの交流端子Uには正側端子Pの電位Ed/2[V]が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第2タイミングとする。続いて、制御信号GSXがLowになってから休止時間Td経過後に制御信号GQUがHighになる図3a参照。ため、スイッチング素子Quがオンする。この場合、インバータ2aの交流端子Uの電位は変化せず、正側端子Pの電位Ed/2[V]のままである。なお、制御信号GQXがLowになってから制御信号GQUがHighになるまでの時間T12はT12=T11Tdである。図4aは、第1のモードにおけるインバータ2aの交流端子Uの電位の変化を説明するための図である。交流端子Uの電位は、スイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxの上記動作によって、負側端子Nの電位-Ed/2[V]→中性点端子Mの電位0[V]→正側端子Pの電位Ed/2[V]と変化する。第1タイミングから第2タイミングまでの時間T1は、図3dの時間T11に対応し、この間、交流端子Uには0[V]が出力されている。図4bは、第1タイミングで交流端子Uの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Vr1と、第2タイミングで交流端子Uの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Vr2とを説明するための図である。共振電圧Vr1は、0[V]を中心にEd/2[V]の振幅およびフィルタ回路の共振周期Tfで正弦波振動をする電圧である。共振周期Tfは、2π√LC[s]である。また、共振電圧の初期値は、第1タイミングのときの値-Ed/2[V]である。共振電圧Vr2は、Ed/2[V]を中心にEd/2[V]の振幅およびフィルタ回路の共振周期Tfで正弦波振動を行う電圧である。共振電圧の初期値は、第2タイミングのときの値0[V]である。共振電圧Vr2は共振電圧Vr1に対して逆位相の関係にある。共振電圧Vr1,Vr2の角周波数をω=2π/Tf[rad/s]とすると、時間t[s]に対する共振電圧Vr1,Vr2の大きさは、それぞれEd/2sinωt-π/2[V]、Ed/2{1sinωtπ/2}[V]で表される。図4cは、フィルタ回路の交流端子U1に出力される電圧の波形を示す図である。交流端子U1には、図4bに示したフィルタ回路の共振電圧Vr1とVr2とが合成された電圧が出力される。共振電圧Vr1とVr2とは位相がπ[rad]ずれた関係にあるため、共振電圧Vr1とVr2とが合成された電圧には、振動成分は含まれない。したがって、交流端子U1の電圧は、時間T1の間で-Ed/2[V]からEd/2[V]に変化した後、Ed/2[V]一定の電圧となる。共振電圧Vr1の共振周期Tfは、配線インダクタンスLsと浮遊容量Csとで定まるLC回路の共振周期よりも十分に長い。すなわち、時間T1の間に生じる交流端子U1の電圧変化率は、LC回路に共振を引き起こすには十分小さいものである。このような変化率の電圧が電動機に接続される配線のインダクタンスLsと浮遊容量CsとからなるLC回路に印加されても、LC回路において電圧共振が生じることはない。その結果、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。次に、インバータ2aの交流端子Uの電位が正側端子Pの電位から負側端子Nの電位に切り換わる第2のモードについて説明する。図5a~dは、第2のモードにおけるスイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxの制御信号の関係を説明するための図である。まず、制御信号GQUと制御信号GSUとがHighであるため、スイッチング素子Qu,Suのいずれもがオンしている。また、制御信号GQXと制御信号GSXとがLowであるため、スイッチング素子Qx,Sxのいずれもがオフしている。この場合、インバータ2aの交流端子Uには正側端子Pの電位Ed/2[V]が出力されている。この状態から制御信号GQUがLowになる図5a参照。ため、スイッチング素子Quがオフする。その結果、インバータ2aの交流端子Uには中性点端子Mの電位0[V]が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第3タイミングとする。続いて、制御信号GQUがLowになってから休止時間Td経過後に制御信号GSXがHighになる図5d参照。ため、スイッチング素子Sxがオンする。この場合、インバータ2aの交流端子Uの電位は変化せず、中性点端子Mの電位0[V]のままである。続いて、制御信号GQUがLowになってから時間T21経過後に制御信号GSUがLowになる図5c参照。ため、スイッチング素子Suがオフする。その結果、インバータ2aの交流端子Uには負側端子Nの電位-Ed/2[V]が出力される。この電圧変化が生じるタイミングを第4タイミングとする。続いて、制御信号GSUがLowになってから休止時間Td経過後に制御信号GQXがHighになる図5b参照。ため、スイッチング素子Qxがオンする。この場合、インバータ2aの交流端子Uの電位は変化せず、負側端子Nの電位-Ed/2[V]のままである。なお、制御信号GQUがLowになってから制御信号GQXがHighになるまでの時間T22はT22=T21Tdである。図6aは、第2のモードにおけるインバータ2aの交流端子Uの電位の変化を説明するための図である。交流端子Uの電位は、スイッチング素子Qu,Qx,Su,Sxの上記動作によって、正側端子Pの電位Ed/2[V]→中性点端子Mの電位0[V]→負側端子Nの電位-Ed/2[V]と変化する。第3タイミングから第4タイミングまでの時間T2は、図5cの時間T21に対応し、この間、交流端子Uには0[V]が出力されている。図6bは、第3タイミングで交流端子Uの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Vr3と、第4タイミングで交流端子Uの電位が変化するときに生じるフィルタ回路の共振電圧Vr4とを説明するための図である。共振電圧Vr3は、0[V]を中心にEd/2[V]の振幅およびフィルタ回路の共振周期Tfで正弦波振動をする電圧である。共振周期Tfは、2π√LC[s]である。また、共振電圧の初期値は、第3タイミングのときの値Ed/2[V]である。共振電圧Vr4は、-Ed/2[V]を中心にEd/2[V]の振幅およびフィルタ回路の共振周期Tfで正弦波振動を行う電圧である。共振電圧の初期値は、第4タイミングのときの値0[V]である。共振電圧Vr4は共振電圧Vr3に対して逆位相の関係にある。共振電圧Vr3,Vr4の角周波数をω=2π/Tf[rad/s]とすると、時間t[s]に対する共振電圧Vr3,Vr4の大きさは、それぞれEd/2sinωt-π/2[V]、-Ed/2{1sinωtπ/2}[V]で表される。図6cは、フィルタ回路の交流端子U1に出力される電圧の波形を示す図である。交流端子U1には、図6bに示したフィルタ回路の共振電圧Vr3とVr4とが合成された電圧が出力される。共振電圧Vr3とVr4とは位相がπ[rad]ずれた関係にあるため、共振電圧Vr3とVr4とが合成された電圧には、振動成分は含まれない。したがって、交流端子U1の電圧は、時間T2の間にEd/2[V]から-Ed/2[V]に変化した後、-Ed/2[V]一定の電圧となる。共振電圧Vr3の共振周期Tfは、配線インダクタンスLsと浮遊容量Csとで定まるLC回路の共振周期よりも十分に長い。すなわち、時間T2の間に生じる交流端子U1の電圧変化率は、LC回路に共振を引き起こすには十分小さいものである。このような変化率の電圧が電動機に接続される配線のインダクタンスLsと浮遊容量CsとからなるLC回路に印加されても、LC回路において電圧共振が生じることはない。その結果、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。図7は、第2の実施形態を説明するための図である。この第2の実施形態は、第1の実施形態で示したスイッチングアームとフィルタ回路を単相インバータに適用して電動機の入力端子に生じるサージ電圧を低減するものである。図7において、符号1a,1bは直流電圧源、2bは単相インバータ、3bは制御装置、Lfはリアクトル、Cfはコンデンサ、Lsは配線インダクタンス、Csは浮遊容量、4bは電動機、5bは電流検出器である。直流電圧源1aと1bとで構成される直流電圧源直列回路は、第1の実施形態で示した直流電圧源直列回路と同じである。単相インバータ2b内のスイッチング素子の選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧は、正弦波電圧と等価なパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、リアクトルLfとコンデンサCfとからなるフィルタ回路で正弦波状に波形整形された後、電動機4bに印加される。電流検出器5bは電動機4bに流れる電流を検出し、電動機電流に相当する信号を出力する。制御装置3bは、単相インバータ2b内のスイッチング素子を選択的にオンオフさせるための制御信号を生成する。制御装置3bで生成される制御信号は、電流検出器5bから出力される電動機電流に相当する信号を参照して、電動機4bに供給される電流が所定値となるように調整されている。次に、単相インバータ2bの詳細な構成と電動機4bの入力端子に生じるサージ電圧の低減について説明する。単相インバータ2bは、第1の実施形態で示したインバータ2aを1相分のスイッチングアームとし、このスイッチングアーム2つを用いて2相のスイッチングアームを構成した単相インバータである。第1相スイッチングアームは、ダイオードDu,Dxをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Qu,Qxを直列に接続してなる第1スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Suxとで構成されている。スイッチング素子Qu,Qxの直列接続点は交流端子Uである。第2相スイッチングアームは、ダイオードDv,Dyをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Qv,Qyを直列に接続してなる第2スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Svyとで構成されている。スイッチング素子Qv,Qyの直列接続点は交流端子Vである。第1相スイッチングアームと第2相スイッチングアームのそれぞれの一端は正側端子Pに接続され、それぞれの他端は負側端子Nに接続されている。双方向スイッチ回路Suxの一端は交流端子Uに接続されている。双方向スイッチ回路Svyの一端は、交流端子Vに接続されている。また、双方向スイッチ回路Sux,Svyのそれぞれの他端は、中性点端子Mに接続されている。なお、双方向スイッチ回路Sux,Svyは、図1に示した双方向スイッチ回路を略して表記したものであり、図2a、bに示す双方向スイッチ回路であっても良い。また、図7の単相インバータ2bは、スイッチング素子の一つであるIGBTを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、MOSFETまたはSiC半導体のいずれであっても良い。単相インバータ2bの交流端子U,Vと中性点端子Mとの間には、それぞれリアクトルLfとコンデンサCfとが直列に接続されたフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路のそれぞれの直列接続点は交流端子U1,V1である。交流端子U1,V1は負荷である電動機4bに接続される。交流端子U1,V1と電動機4bとの配線には配線インダクタンスLsと浮遊容量Csが存在する。制御装置3bは単相インバータ2b内のスイッチング素子Qu,Qx,Qv,Qy,Su,Sx,Sv,Syを選択的にオンオフ動作させるための制御信号GQU,GQX,GSU,GSX,GQV,GQY,GSV,GSYを生成する。制御装置3bが生成する制御信号GQU,GQX,GSU,GSXの間の関係と、制御信号GQV,GQY,GSV,GSYの間の関係は、それぞれ図3a~d、図5a~dに示す制御信号の関係と同じである。したがって、交流端子U,Vに出力される電圧、各ステップで生じる共振電圧の波形および交流端子U1,V1に出力される電圧は、それぞれ図4a~c、図6a~cに示した電圧と同様となる。すなわち、交流端子U,Vの電位は、負側端子の電位から正側端子の電位に変化するときまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化するとき、一度0[V]となる期間を経由する。交流端子U,Vの電位が0[V]となる期間は、リアクトルLfとコンデンサCfとからなるフィルタ回路の共振周期Tfの1/2の時間である。これにより、交流端子U1,V1の電位変化は、共振周期Tfの1/2の時間で、負側端子の電位から正側端子の電位にまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化する。このときに交流端子U1,V1に生じる電圧の変化率は、配線インダクタンスLsと浮遊容量CsとからなるLC回路に共振を引き起こさせるには十分小さいものである。その結果、電動機4bの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。図8は、第3の実施形態を説明するための図である。この第3の実施形態は、第1の実施形態で示したスイッチングアームとフィルタ回路を三相インバータに適用して電動機の入力端子に生じるサージ電圧を低減するものである。図8において、符号1a,1bは直流電圧源、2cは三相インバータ、3cは制御装置、Lfはリアクトル、Cfはコンデンサ、Lsは配線インダクタンス、Csは浮遊容量、4cは電動機、5cは電流検出器である。直流電圧源1aと1bとで構成される直流電圧源直列回路は、第1の実施形態で示した直流電圧源直列回路と同じである。三相インバータ2c内のスイッチング素子の選択的オンオフ動作により、直流電圧源直列回路の電圧は、正弦波電圧と等価なパルス電圧列に変換される。このパルス電圧列は、リアクトルLfとコンデンサCfとからなるフィルタ回路で正弦波状に波形整形された後、電動機4cに印加される。電流検出器5cは電動機4cに流れる電流を検出し、電動機電流に相当する信号を出力する。制御装置3cは、三相インバータ2c内のスイッチング素子を選択的にオンオフさせるための制御信号を生成する。制御装置3cで生成される制御信号は、電流検出器5cから出力される電動機電流に相当する信号を参照して、電動機4cに供給される電流が所定値となるように調整されている。次に、三相インバータ2cの詳細な構成と電動機4cの入力端子に生じるサージ電圧の低減について説明する。三相インバータ2cは、第1の実施形態で示したインバータ2aを1相分のスイッチングアームとし、このスイッチングアーム3つを用いて三相のスイッチングアームを構成した三相インバータである。第1相スイッチングアームは、ダイオードDu,Dxをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Qu,Qxを直列に接続してなる第1スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Suxとで構成されている。スイッチング素子Qu,Qxの直列接続点は交流端子Uである。第2相スイッチングアームは、ダイオードDv,Dyをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Qv,Qyを直列に接続してなる第2スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Svyとで構成されている。スイッチング素子Qv,Qyの直列接続点は交流端子Vである。第3相スイッチングアームは、ダイオードDw,Dzをそれぞれ逆並列接続されたスイッチング素子Qw,Qzを直列に接続してなる第3スイッチング素子直列回路と、双方向スイッチ回路Swzとで構成されている。スイッチング素子Qw,Qzの直列接続点は交流端子Wである。第1相スイッチングアーム,第2相スイッチングアームおよび第3相スイッチングアームのそれぞれの一端は正側端子Pに接続され、それぞれの他端は負側端子Nに接続されている。双方向スイッチ回路Suxの一端は交流端子Uに接続されている。双方向スイッチ回路Svyの一端は、交流端子Vに接続されている。双方向スイッチ回路Swzの一端は、交流端子Wに接続されている。また、双方向スイッチ回路Sux,Svy,Swzのそれぞれの他端は、中性点端子Mに接続されている。なお、双方向スイッチ回路Sux,Svy,Swzは、図1に示した双方向スイッチ回路を略して表記したものであり、図2a、bに示す双方向スイッチ回路であっても良い。また、図8の三相インバータ2cは、スイッチング素子の一つであるIGBTを用いて構成したものである。しかし、スイッチング素子は高周波数でオンオフ動作を行うことができるものであれば良く、例えばトランジスタ、MOSFETまたはSiC半導体のいずれであっても良い。三相インバータ2cの交流端子U,VおよびWと中性点端子Mとの間には、それぞれリアクトルLfとコンデンサCfとが直列に接続されたフィルタ回路が接続されている。フィルタ回路のそれぞれの直列接続点は交流端子U1,V1,W1である。交流端子U1,V1,W1は負荷である電動機4cに接続される。交流端子U1,V1,W1と電動機4cとの配線には配線インダクタンスLsと浮遊容量Csが存在する。制御装置3cは三相インバータ2c内のスイッチング素子Qu,Qx,Qv,Qy,Qw,Qz,Su,Sx,Sv,Sy,Sw,Szを選択的にオンオフ動作させるための制御信号GQU,GQX,GSU,GSX,GQV,GQY,GSV,GSY,GQW,GQZ,GSW,GSZを生成する。制御装置3cが生成する制御信号GQU,GQX,GSU,GSXの間の関係、制御信号GQV,GQY,GSV,GSYの間の関係およびGQW,GQZ,GSW,GSZの間の関係は、それぞれ図3a~d、図5a~dに示す制御信号の関係と同じである。したがって、交流端子U,V,Wに出力される電圧、各ステップで生じる共振電圧の波形および交流端子U1,V1,W1に出力される電圧は、それぞれ図4a~c、図6a~cに示した電圧と同様となる。すなわち、交流端子U,V,Wの電位は、負側端子の電位から正側端子の電位に変化するときまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化するとき、一度0[V]となる期間を経由する。交流端子U,V,Wの電位が0[V]となる期間は、リアクトルLfとコンデンサCfとからなるフィルタ回路の共振周期Tfの1/2の時間である。これにより、交流端子U1,V1,W1の電位変化は、共振周期Tfの1/2の時間で、負側端子の電位から正側端子の電位にまたは正側端子の電位から負側端子の電位に変化する。このときに交流端子U1,V1,W1に生じる電圧の変化率は、配線インダクタンスLsと浮遊容量CsとからなるLC回路に共振を引き起こさせるには十分小さいものである。その結果、電動機4cの入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。なお、三相を超える多相インバータであっても、第3の実施形態と同様に各相のスイッチングアームおよびフィルタ回路を構成し、各スイッチング素子の制御信号を図3a~d、図5a~dに示すように生成して各スイッチング素子のオンオフ動作を行えば、電動機の入力端子に生じるサージ電圧を抑制することができる。ところで、リアクトルLfとコンデンサCfとからなるフィルタ回路の共振周期Tfの時間は、2π√LC[s]である。すなわち、共振周期Tfの時間は、リアクトルLfのインダクタンス値L[H]の平方根に正比例する。また、リアクトルLfの鉄心材料にはフェライト磁石やアモルファス合金に代表される磁性材料が用いられている。このような磁性材料を鉄心に用いたリアクトルは、図9に示すように、コイルに流れる電流Ifの値が大きくなるとインダクタンス値L[H]が低下するという特性を有する。したがって、フィルタ回路の共振周期TfをリアクトルLfとコンデンサCfの仕様値等から一義的に定めると、共振電圧Vr1とVr2および共振電圧Vr3とVr4の交流成分を打消す効果が十分に発揮されない場合がある。すなわち、コイルに流れる電流If[A]の値が大きくなるにしたがってインダクタンス値L[H]が低下すると、予め設定されているフィルタ回路の共振周期Tfと実際に発生する共振電圧Vr1~Vr4の共振周期との間にずれが生じる。その結果、共振電圧が十分に打消されず、サージ電圧の抑制効果が低減する。そこで、フィルタ回路の共振周期Tfに正比例して時間T1,T2の長さを調節し、共振電圧が確実に打消されるようにする必要がある。フィルタ回路の共振周期Tfは、上記のとおりリアクトルLfのインダクタンス値L[H]の平方根に正比例する。したがって、リアクトルLfのインダクタンス値L[H]の平方根に正比例するように時間T1,T2を調節すれば、共振電圧が効果的に打消される。また、リアクトルLfのインダクタンス値L[H]に時間T1,T2の二乗値が正比例するように調節しても、共振電圧が効果的に打消される。リアクトルLfのインダクタンス値L[H]は、例えば、制御装置3a,3b,3c内に図9に示すリアクトルLfのインダクタンス値L[H]とコイルに流れる電流If[A]の値との関係を示すデータテーブルを備えることにより、リアクトルLfに流れる電流値に基づいて求めることができる。また、上記により求めたリアクトルLfのインダクタンス値L[H]とコンデンサCfのキャパシタンス値C[F]とからフィルタ回路の共振周期Tfを算出し、この算出した共振周期Tfに正比例して時間T1,T2を調節することもできる。さらに、上記により求めたフィルタ回路の共振周期Tfとリアクトルに流れる電流値との相間を示すデータテーブルを予め作成して制御装置3a内に備え、リアクトルLfに流れる電流値に基づいてこのテーブルを参照し、テーブルを参照することにより得られた共振周期に正比例して時間T1,T2を調節することもできる。なお、リアクトルLfに流れる電流は、図7,図8に示した電流検出器5b,5cで検出した電流を使用することができる。電流検出器5b,5cが検出する電流は電動機4b,4cに流れる電流であるが、コンデンサCfに流れる電流を無視すれば、ほぼリアクトルLfに流れる電流とすることができる。より正確にリアクトルLfに流れる電流を検出する場合には、電流検出器5b,5cをインバータ2b,2cとリアクトルLfとの間またはリアクトルLfとコンデンサCfとの間に設ければ良い。なお、上述した実施形態において、サージ電圧を抑制するために追加する電気部品は、リアクトルLfおよびコンデンサCfであり、従来技術のように、さらにサージ電圧のエネルギーを消費する抵抗や、ダイオードブリッジ回路などを追加する必要はない。したがって、電力変換装置の大型化、高価格化を抑制することができる。また、配線インダクタンスLsと浮遊容量Csとからなる共振回路の共振周期の1/2の時間がインバータで制御可能な時間であれば、リアクトルLfとコンデンサCfとからなるフィルタ回路の代わりに配線インダクタンスLsと浮遊容量Csとからなる共振回路を対象として、本発明を実施することができる。また、上述した実施形態では、三相および単相のインバータによって電動機を駆動する例を参照して本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするものであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。また、インバータを発電機との間で電力の授受を行うコンバータに置き換えても良い。この場合、本発明を適用することにより、発電機の交流端子に発生するサージ電圧を抑制することができる。"