ロータ位置検出信号が伝達される信号経路上に自動利得制御回路を備えたモータ駆動装置であって、前記自動利得制御回路は、入力信号を増幅して出力信号を生成するアンプと、前記出力信号を監視して前記アンプの利得を決定する帰還制御部と、を含むことを特徴とするモータ駆動装置。前記自動利得制御回路は、前記出力信号と同等のモニタ信号を生成するモニタ信号生成部と、前記モニタ信号を整流して整流モニタ信号を生成する整流器と、をさらに含み、前記帰還制御部は、前記整流モニタ信号を監視して前記アンプの利得を決定することを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動装置。前記帰還制御部は、複数相の前記整流モニタ信号を足し合わせた合算信号を監視して前記アンプの利得を決定することを特徴とする請求項2に記載のモータ駆動装置。前記帰還制御部は、前記合算信号が所定の信号レベルとなるように前記アンプの利得を決定することを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動装置。前記ロータ位置検出信号の位相調整を行う位相調整回路をさらに有することを特徴とする請求項1~請求項4のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。前記位相調整回路は、第1相のロータ位置検出信号に第2相のロータ位置検出信号を所定の比率で足し合わせることにより、前記第1相のロータ位置検出信号の位相調整を行うことを特徴とする請求項5に記載のモータ駆動装置。前記比率は、制御電圧に応じて可変制御されることを特徴とする請求項6に記載のモータ駆動装置。前記自動利得制御回路の出力信号と所定周波数の三角波信号とを比較してPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、前記PWM信号に基づいてモータ駆動信号を生成するドライバ回路と、をさらに有することを特徴とする請求項1~請求項7のいずれか一項に記載のモータ駆動装置。モータ駆動電流が過電流状態であるか否かを検出する過電流検出回路と、過電流が検出されたときに前記ドライバ回路を強制停止させる過電流保護回路と、をさらに有することを特徴とする請求項8に記載のモータ駆動装置。前記過電流保護回路は、前記モータ駆動電流の過電流状態が所定のミュート期間にわたって継続したときに、前記ドライバ回路を少なくとも所定の解除期間にわたって強制停止させることを特徴とする請求項9に記載のモータ駆動装置。前記過電流保護回路は、前記ミュート期間をカウントする第1カウンタと、前記解除期間をカウントする第2カウンタと、を含むことを特徴とする請求項10に記載のモータ駆動装置。モータと、ロータ位置検出信号を生成するロータ位置検出素子と、前記ロータ位置検出信号の入力を受けて前記モータの駆動制御を行う請求項1~請求項11のいずれか一項に記載のモータ駆動装置と、を有することを特徴とするモータ装置。前記ロータ位置検出素子は、ホール素子であることを特徴とする請求項12に記載のモータ装置。特許文献2のモータ駆動装置であれば、自動利得制御回路によってロータ位置検出信号の振幅を常に一定値に維持することができるので、モータ駆動電流を生成するパワードライバ段出力段のゲインばらつきを抑えることが可能となる。ところで、特許文献2のモータ駆動装置では、パワードライバ段に流れる総モータ駆動電流複数相のモータ駆動電流を全て足し合わせた電流を検出抵抗に流して負帰還電圧を生成し、この負帰還電圧が所定の目標電圧と一致するように、位置検出信号の自動利得制御を行う構成とされていた。しかしながら、上記の従来構成では、検出抵抗で電力ロスが生じるので、モータ駆動装置の電力効率が低下する、という問題があった。なお、検出抵抗の抵抗値を小さく設定することにより、検出抵抗での電力ロスを抑えることが可能である。しかしながら、検出抵抗の抵抗値を小さく設定すると、負帰還電圧のS/Nが低下するので、ロータ位置検出信号の自動利得制御に不具合を生じやすくなる、という別の問題があった。特に、車載用モータや白物家電用モータエアコンや冷蔵庫のコンプレッサ用モータなどの駆動制御を行うモータ駆動装置では、非常に大きいモータ駆動電流を流す必要があるので、上記の問題が顕在化するおそれがあった。本発明は、本願の発明者らによって見い出された上記の問題点に鑑み、電力効率の低下やS/Nの低下を招かずにロータ位置検出信号の自動利得制御を行うことが可能なモータ駆動装置、及び、これを用いたモータ装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、ロータ位置検出信号が伝達される信号経路上に自動利得制御回路を備えており、前記自動利得制御回路は、入力信号を増幅して出力信号を生成するアンプと、前記出力信号を監視して前記アンプの利得を決定する帰還制御部と、を含む構成第1の構成とされている。なお、上記第1の構成から成るモータ駆動装置において、前記自動利得制御回路は、前記出力信号と同等のモニタ信号を生成するモニタ信号生成部と、前記モニタ信号を整流して整流モニタ信号を生成する整流器と、をさらに含み、前記帰還制御部は、前記整流モニタ信号を監視して前記アンプの利得を決定する構成第2の構成にするとよい。また、上記第2の構成から成るモータ駆動装置において、前記帰還制御部は、複数相の前記整流モニタ信号を足し合わせた合算信号を監視して前記アンプの利得を決定する構成第3の構成にするとよい。また、上記第3の構成から成るモータ駆動装置において、前記帰還制御部は、前記合算信号が所定の信号レベルとなるように前記アンプの利得を決定する構成第4の構成にするとよい。また、上記第1~第4いずれかの構成から成るモータ駆動装置は、前記ロータ位置検出信号の位相調整を行う位相調整回路をさらに有する構成第5の構成にするとよい。また、上記第5の構成から成るモータ駆動装置において、前記位相調整回路は、第1相のロータ位置検出信号に第2相のロータ位置検出信号を所定の比率で足し合わせることで前記第1相のロータ位置検出信号の位相調整を行う構成第6の構成にするとよい。また、上記第6の構成から成るモータ駆動装置において、前記比率は、制御電圧に応じて可変制御される構成第7の構成にするとよい。また、上記第1~第7いずれかの構成から成るモータ駆動装置は、前記自動利得制御回路の出力信号と所定周波数の三角波信号とを比較してPWM信号を生成するPWM信号生成回路と、前記PWM信号に基づいてモータ駆動信号を生成するドライバ回路と、をさらに有する構成第8の構成にするとよい。また、上記第8の構成から成るモータ駆動装置は、モータ駆動電流が過電流状態であるか否かを検出する過電流検出回路と、過電流が検出されたときに前記ドライバ回路を強制停止させる過電流保護回路と、をさらに有する構成第9の構成にするとよい。また、上記第9の構成から成るモータ駆動装置において、前記過電流保護回路は、前記モータ駆動電流の過電流状態が所定のミュート期間にわたって継続したときに、前記ドライバ回路を少なくとも所定の解除期間にわたって強制停止させる構成第10の構成にするとよい。また、上記第10の構成から成るモータ駆動装置において、前記過電流保護回路は、前記ミュート期間をカウントする第1カウンタと、前記解除期間をカウントする第2カウンタと、を含む構成第11の構成にするとよい。また、本発明に係るモータ装置は、モータと、ロータ位置検出信号を生成するロータ位置検出素子と、前記ロータ位置検出信号の入力を受けて前記モータの駆動制御を行う上記第1~第11いずれかの構成から成るモータ駆動装置と、を有する構成第12の構成とされている。なお、上記第12の構成から成るモータ装置において、前記ロータ位置検出素子は、ホール素子である構成第13の構成にするとよい。本発明によれば、電力効率の低下やノイズ耐性の低下を招かずにロータ位置検出信号の自動利得制御を行うことが可能なモータ駆動装置、及び、これを用いたモータ装置を提供することが可能となる。<ブロック図>図1は、三相モータドライバICの一構成例を示すブロック図である。本構成例の三相モータドライバIC100以下では本IC100と呼ぶは、ホールアンプ101と、ホールマトリクス102と、PWM[pulsewidthmodulation]コントローラ103と、プリドライバ104と、基準電圧生成部105と、正転/逆転セレクタ106と、チャージポンプ107と、トルク制御電圧生成部108と、オシレータ109と、スタンバイ制御部110と、FG信号生成部111と、UVLO[undervoltagelockout]部112と、OVP[overvoltageprotection]部113と、TSD[thermalshutdown]部114と、OCP[overcurrentprotection]部115と、ロック保護部116と、アラーム信号出力部117と、を有するシリコンモノリシック半導体集積回路装置である。ホールアンプ101は、モータ各相U相/V相/W相のホールセンサ図2または図3を参照から各々入力されるホール信号HU/HU-、HV/HV-、HW/HW-を各相毎に差動増幅してホールマトリクス102に出力する。なお、ホールアンプ101は、進角制御電圧VDEGに応じたゲイン調整機能を備えている。ホールマトリクス102は、ホールアンプ101からの入力信号に所定の信号処理オフセット調整処理や自動利得制御などを施して各相のホール電圧VhallU/V/Wを生成し、これをPWMコントローラ103に出力する。PWMコントローラ103は、ホールマトリクス102から入力される各相のホール電圧VhallU/V/W、トルク制御電圧生成部108から入力されるトルク制御電圧Vctrl、及び、オシレータ109から入力される三角波電圧Voscに基づいて、モータトルクモータ回転速度と読み替えてもよい、以下も同様を所望の目標値に維持するように、各相のプリドライバ駆動信号一部にPWM駆動あり、図5または図6を参照を生成し、これをプリドライバ104に出力する。また、PWMコントローラ103は、各種保護回路部UVLO部112、OVP部113、TSD部114、OCP部115、及び、ロック保護部116から入力される保護信号に基づいて、各相のプリドライバ駆動信号を強制的にミュートする機能も備えている。プリドライバ104は、PWMコントローラ103から入力される各相のプリドライバ駆動信号に所定の信号処理レベルシフト処理や波形整形処理などを施すことにより、各相のドライバ駆動信号DUH/DUL、DVH/DVL、DWH/DWLを生成して、これを外付けのパワーMOS出力段図2または図3を参照に出力する。基準電圧生成部105は、内部基準電圧VREGを生成し、これをIC各部の回路ブロックに出力する。正転/逆転セレクタ106は、IC外部から入力される正転/逆転切替信号FRに基づいてモータの正転/逆転を切り替えるように、ホールマトリクス102に指示を送る図5及び図6を比較参照。チャージポンプ107は、電源電圧VCCから昇圧電圧VGプリドライバ電源電圧を生成し、これをプリドライバ104に出力する。トルク制御電圧生成部108は、IC外部から入力されるトルク指令回転速度指令と読み替えてもよい、以下も同様に応じたトルク制御電圧VctrlDC電圧信号を生成し、これをPWMコントローラ103に出力する。なお、トルク制御電圧生成部108は、上記のトルク指令として、アナログ電圧VTHとパルス幅変調信号PWMのいずれかの入力を受け付けることができる。また、トルク制御電圧生成部108は、IC外部から入力されるモード切替信号MODESELに応じた出力モード選択機能も備えている。これについては後ほど詳細に説明する。オシレータ109は、所定周波数の三角波電圧Voscを生成し、これをトルク制御電圧生成部108経由でPWMコントローラ103に出力する。なお、三角波電圧Voscの発振周波数foscは、COSC端子に外付けされるコンデンサの容量値CとIC内部電流の電流値例えば25μAにより、下記1式に基づいて決定される。なお、コンデンサの容量値Cは、470pF~10000pFの範囲で設定することが望ましい。fosckHz]=1/C/25[μA]...1スタンバイ制御部110は、IC外部から入力されるスタンバイ信号STBに基づいてスタンバイ状態待機状態とアクティブ状態動作状態とを切り替える。FG信号生成部111は、モータ回転速度モータ回転数に応じたFG信号を生成する。また、FG信号生成部111は、IC外部から入力される1FG/3FG切替信号FGSWに基づいて、FG信号のパルス周期を切り替える機能を備えている図5または図6を参照。なお、ホール信号にノイズが重畳すると、FG信号にチャタリングを生じるおそれがある。特に、モータを正転から逆転、ないしは、逆転から正転に急激に変化させた場合には、電源電圧が揺れてホール信号にノイズが重畳し、FG信号に上記のチャタリングを生じるおそれが高くなる。このようなホール信号のノイズを低減させるためには、ホール入力端子間にコンデンサを挿入することで、ホール信号の入力レベルを大きくするなどの対策を講じることが考えられる。UVLO部112は、電源電圧VCCを監視して減電圧保護信号を生成し、これをPWMコントローラ103に出力する。電源電圧VCCが減電圧検出値以下となった場合には減電圧保護信号が異常時の論理レベル例えばハイレベルとなり、これを受けたPWMコントローラ103は出力をオープンプリドライバ全出力をローレベルとする。OVP部113は、電源電圧VCCを監視して過電圧保護信号を生成し、これをPWMコントローラ103とアラーム信号出力部117に出力する。電源電圧VCCが過電圧検出値例えば30Vtyp以上となった場合には、過電圧保護信号が異常時の論理レベル例えばハイレベルとなり、これを受けたPWMコントローラ103は出力をオープンプリドライバ全出力をローレベルとする。なお、OVP部113は、本IC100のアクティブ時STB=Hiにのみ動作するものであり、IC内部への電流供給が停止されるスタンバイ時STB=Lowには動作しない。TSD部114は、本IC100のチップ温度を監視して温度保護信号を生成し、これPWMコントローラ103とアラーム信号出力部117に出力する。本IC100のチップ温度が175°C以上になった場合には、温度保護信号が異常時の論理レベル例えばハイレベルとなり、これを受けたPWMコントローラ103は出力をオープンプリドライバ全出力をローレベルとする。一方、本IC100のチップ温度が150°C以下になった場合には、温度保護信号が正常時の論理レベル例えばローレベルとなり、これを受けたPWMコントローラ103は通常動作に戻る。OCP部115は、IC外部のパワーMOS段ドライバ段に流れるモータ駆動電流に応じたトルク出力電圧VRNFを監視して過電流保護信号を生成し、これをPWMコントローラ103とアラーム信号出力部117に出力する。トルク出力電圧VRNFが過電流検出値以上となった場合には、過電流保護信号が異常時の論理レベル例えばハイレベルとなり、これを受けたPWMコントローラ103は出力をオープンプリドライバ全出力をローレベルとする。ロック保護部116は、ホールアンプ101からの入力信号を監視してロック保護信号を生成し、これをPWMコントローラ103とアラーム信号出力部117に出力する。ホールアンプ101からの入力論理レベルが所定時間にわたって切り替わらない場合には、ロック保護信号が異常時の論理レベル例えばハイレベルとなり、これを受けたPWMコントローラ103は出力をオープンプリドライバ全出力をローレベルとする。アラーム信号出力部117は、過電圧保護信号、温度保護信号、過電流保護信号、及びロック保護信号に基づいてアラーム信号ALを生成し、これをIC外部に出力する。図1の例では、アラーム信号出力部117として論理和演算器が用いられている。従って、アラーム信号ALは、過電圧保護信号、温度保護信号、過電流保護信号、及び、ロック保護信号のいずれか一つでもハイレベルであればハイレベルとなり、上記保護信号の全てがローレベルである場合にのみローレベルとなる。<応用回路例>図2及び図3は、それぞれ、本IC100を用いた第1及び第2の応用回路例を示すブロック図である。なお、図2では、トルク制御電圧生成部108へのトルク指令として、パルス幅変調信号PWMを入力する構成が描写されており、図3では、トルク制御電圧生成部108へのトルク指令としてアナログ電圧VTHを入力する構成が描写されている。なお、トルク制御電圧生成部108へのトルク指令として、PWM端子にパルス幅変調信号PWMを入力する場合には、図2に示したように、CT2端子と接地端との間にコンデンサを接続した上で、CT2端子とVTH端子とをショートすればよい。このような接続を行うことにより、トルク制御電圧生成部108の内部で生成されるパルス幅変調信号PWMの平滑電圧がCT2端子を介してVTH端子に印加され、この平滑電圧がトルク制御電圧VctrlとしてPWMコントローラ103に出力される。一方、トルク制御電圧生成部108へのトルク指令として、VTH端子にアナログ電圧VTHを入力する場合には、図3に示したように、PWM端子とCT2端子をいずれも接地端に接続すればよい。このような接続を行うことにより、VTH端子に入力されるアナログ電圧VTHがそのままトルク制御電圧VctrlとしてPWMコントローラ103に出力される。また、起動遅延を設けるときには、外付けでR-Cフィルタを設ければよい。また、トルク制御電圧生成部108へのトルク指令として、パルス幅変調信号PWMとアナログ電圧VTHのいずれを入力する場合であっても、MCT2端子を用いることにより、CT2端子に接続されるコンデンサをディスチャージすることが可能である。<外部端子>本IC100は、外部との電気的な接続を確立する手段として40本の外部端子を有している。1ピンGNDは、グランド端子である。2ピンFGは、1FG/3FG出力端子である。3ピンALは、アラーム信号出力端子である。4ピンLOCPLは、電流リミット設定端子である。5ピンRNFは、電流検出端子である。6ピンN.C.はノンコネクト端子である。7ピンDWLは、W相のL側FET駆動出力端子である。8ピンVS_Wは、W相の出力端子である。9ピンDWHは、W相のH側FET駆動出力端子である。10ピンDVLは、V相のL側FET駆動出力端子である。11ピンVS_Vは、V相の出力端子である。12ピンDVHは、V相のH側FET駆動出力端子である。13ピンPGNDは、パワー系回路のグランド端子である。14ピンDULはU相のL側FET駆動出力端子である。15ピンVS_Uは、U相の出力端子である。16ピンDUHは、U相のH側FET駆動出力端子である。17ピンC_Mは、チャージポンプコンデンサ接続端子-側である。18ピンC_Pは、チャージポンプコンデンサ接続端子側である。19ピンVGは、プリドライバの電源端子である。20ピンVCCは、電源端子である。21ピンTESTは、TEST端子であり、通常使用時にはローレベルに固定される。22ピンMODESELは、出力モード選択端子である。23ピンFRは、正転/逆転切替端子である。24ピンFGSWは、1FG/3FG切替端子である。25ピンSTBは、スタンバイ端子である。26ピンVREGは、内部基準電源端子である。27ピンHUは、U相ホール入力端子側である。28ピンHU-は、U相ホール入力端子-側である。29ピンHVは、V相ホール入力端子側である。30ピンHV-は、V相ホール入力端子-側である。31ピンHWは、W相ホール入力端子側である。32ピンHW-は、W相ホール入力端子-側である。33ピンVTHは、速度制御入力端子DCである。34ピンCT2は、起動時間設定端子である。35ピンPWMは、速度制御入力端子PWMである。36ピンCT1はロック保護時間設定端子である。37ピンCAGCは、位相補償用コンデンサ接続端子である。38ピンVDEGは、進角制御用端子である。39ピンMCT2は、CT2接続コンデンサディスチャージ用端子である。40ピンCOSCは、PWM周波数設定端子である。<タイミングチャート>図4及び図5は、いずれも、本IC100の動作を説明するためのタイミングチャートであり、上から順に、各相ホール信号HU/HU-、HV/HV-、HW/HW-、各相ドライバ駆動信号DUH/DUL、DVH/DVL、DWH/DWL、及び、FG信号1FG出力時FGSW=L/3FG出力時FGSW=Hが示されている。なお、図4はモータ正転時FR=Lの様子を描写したものであり、図5はモータ逆転時FR=Hの様子を描写したものである。<異常保護動作>図6は、各種異常保護動作時の出力状態を示すテーブルである。先にも説明した通り、過電圧保護、減電圧保護、過電流保護、サーマルシャットダウン、及び、ロック保護のいずれかが掛かると、全てのプリドライバ出力DH/DL、ただし=U、V、Wがローレベルとされて出力がオープンとなる。また、アラーム信号ALは、過電圧保護、過電流保護、サーマルシャットダウン、及び、ロック保護のいずれかが掛かると、異常時の論理レベルここではハイレベルとなる一方、減電圧保護が掛かっても正常時の論理レベルここではローレベルに維持される。また、チャージポンプ出力は、過電圧保護が掛かったときにのみミュートされ、その余の保護減電圧保護、過電流保護、サーマルシャットダウン、及び、ロック保護が掛かってもアクティブ状態に維持される。<カレントリミット機能過電流保護機能>図7は、過電流リミット部の等価回路図である。総モータ駆動電流IRNF各相のモータ駆動電流を全て足し合わせた電流が過電流状態であるか否かを判定するためのカレントリミット電流Iは、LOCPL端子に印加されるアナログ電圧V1とRNF端子に接続されるセンス抵抗の抵抗値Rsにより、下記2式に基づいて決定される。なお、アナログ電圧V1は20mV~200mVの範囲で設定することが望ましい。I=V1/Rs...2<ロック保護機能>ロック保護部116は、ホールアンプ101からの入力論理レベルが所定のロック保護オン時間TON1にわたって切り替わらないことを受けてモータのロック状態を検出し、プリドライバ全出力をローレベルとするように、PWMコントローラ103にロック保護信号を出力する。上記のロック保護オン時間TON1は、下記3式に基づいて算出される。なお、下記3式中の変数について、CはCT1端子に外付けされるコンデンサの容量値、ILOCK2はロック保護検出用ソース電流例えば1μA、VLOCKP_HはCT1端子電圧と比較参照されるコンパレートH電圧例えば3.85V、VLOCKP_LはCT1端子電圧と比較参照されるコンパレートL電圧例えば0.55Vである。例えば、C=1μFの場合にはTON1=3.3sとなり、C=10μFの場合にはTON1=33sとなる。なお、容量値Cは、0.1μF~10μFの範囲で設定することが望ましい。また、ロック保護オン時間TON1を設定しない場合には、CT1端子をGNDにショートすればよい。TON1=VLOCKP_H-VLOCKP_L/ILOCK2/C...3図8は、CT1端子の電荷ディスチャージ部の等価回路図である。ロック保護を解除して再起動を行うときには、CT1端子に接続されるコンデンサの電荷ディスチャージを完全に行う必要がある。後出する図11及び図12の出力デューティ積分値50時には、図8のディスチャージスイッチSW1がオンされ、CT1端子に接続されたコンデンサの電荷ディスチャージが行われる。<起動時間減速時間ブレーキ>図9は、出力の起動復帰時間と減速ブレーキ時間を示すタイミングチャートである。なお、図9の縦軸は出力デューティの積分値図4、図5の120°区間における積分値を示しており、横軸は時間を示している。スタンバイ時STB=Lowからアクティブ時STB=Hiに遷移されたとき、出力の立ち上がりに所定の起動時間を持たせることが可能である。また、減速ブレーキ時間も起動時間と同値となる。出力の起動時間と減速時間は、下記4式に基づいて算出される立ち上がり時間ないしは立ち下がり時間TON2によって決定される。なお、下記4式中の変数について、CはCT2端子に外付けされるコンデンサの容量値C、RはIC内部抵抗の抵抗値例えば200kΩである。例えばC=1μFの場合にはTON2=0.2sとなり、C=10μFの場合にはTON2=2sとなる。このように、出力の起動時間及び減速時間は、CT2端子に外付けされるコンデンサの容量値Cによって任意に調整することが可能である。TON2=C×R...4また、CT2端子に接続されるコンデンサは、PWM端子に入力されるパルス幅変調信号PWMの平滑機能も兼ね備えている。CT2端子に現れる平滑電圧の揺れ精度は、出力デューティ精度に影響するため、立ち上がり時間TON2を設定する際には、デューティ変動を確認しながら、CT2端子に接続されるコンデンサの容量値を最適に設定することが望ましい。特に、カットオフ周波数fc=1/2πCRがパルス幅変調信号PWMの発振周波数の1/10以下となるように、CT2端子に接続されるコンデンサの容量値を設定することが望ましい。また、CT2端子に接続されたコンデンサのディスチャージを行う際には、PWM端子に入力されるパルス幅変調信号PWMのデューティを0に固定した上で、200kΩの抵抗を介してディスチャージするか、或いは、MCT2端子に接続されたディスチャージ用スイッチオン抵抗の最大値:500Ωをオンとしてディスチャージを行えばよい。<トルク指令>図10は、三角波電圧Voscとホール電圧Vhallの波形図である。PWMコントローラ103では、一定振幅Vx例えばVx=0.95Vppを有する三角波電圧Voscと、トルク制御電圧VTHに応じた可変振幅Vy例えば、VTH=2.5Vのときに、Vy=1.6Vppを有するホール電圧Vhallとを2.5V基準で比較することにより、モータトルクを所望の目標値に維持するように、各相のプリドライバ駆動信号のPWM駆動制御が行われる。すなわち、本IC100では、IC外部から入力されるパルス幅信号PWMの入力デューティまたはアナログ電圧VTHの電圧値を調整することにより、トルク制御電圧VTHの電圧値を変化させて、トルク出力電圧VRNFを可変制御することが可能である。なお、パルス幅信号PWMの入力デューティまたはアナログ電圧VTHの電圧値に対する出力デューティ積分値の変動挙動には所定のヒステリシスが設けられている。具体的に述べると、下側のヒステリシスについて言えば、図11または図12に示すように、後述の出力モードに依らず、PWM入力デューティ12.5VTH入力0.41Vが立ち上がりスレッショルドとされており、PWMデューティ7.5VTH入力0.25Vが立ち下がりスレッショルドとされている。一方、上側のヒステリシスについて言えば、図11に示したように、第1出力モード選択時については、PWM入力デューティ97.5VTH入力3.2Vが立ち下がりスレッショルドとされており、PWMデューティ92.5VTH入力3.05Vが立ち上がりスレッショルドとされている。一方、図12に示したように、第2出力モード選択時には、PWM入力デューティVTH入力を100まで高めた場合でも、出力デューティ積分値が50まで立ち下げられることはないので、上側のヒステリシスは設けられていない。<出力モード選択機能>図11及び図12は、それぞれ、トルク指令PWM入力デューティ[]/VTH電圧[V]と出力デューティ積分値との相関図である。図11は第1出力モード選択時MODESEL=Lの挙動を示しており、図12は第2出力モード選択時MODESEL=Hの挙動を示している。なお、図11及び図12では、トルク指令が大きいほど基本的に出力デューティ積分値を高めていく構成を例に挙げて以下の説明を行うが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、上記と逆に、トルク指令が大きいほど基本的に出力デューティ積分値を低下させていく構成を採用しても構わない。本IC100では、MODESEL端子電圧に応じて、第1出力モードと第2出力モードのいずれか一方を任意に選択することが可能である。ただし、出力モードの選択状態を動作中に切り替えることは望ましくない。第1出力モードと第2出力モードとの違いについて具体的に述べる。第1出力モード選択時には、図11で示したように、PWM入力デューティ0VTH電圧0Vであっても、PWM入力デューティ100VTH電圧3.3Vであっても、出力デューティ積分値が50に引き下げられると共に、プリドライバ40の全出力が強制的にローレベルとされる。従って、PWM端子やVTH端子に天絡電源端またはこれに類する高電位端への短絡が生じた場合であっても、地絡接地端またはこれに類する低電位端への短絡が生じた場合であっても、モータは停止されることになる。一方、第2出力モード選択時には、図12で示したように、PWM入力デューティ0VTH電圧0Vであっても、PWM入力デューティ100VTH電圧3.3Vであっても、出力デューティ積分値は最大レベルまで引き上げられる。従って、PWM端子やVTH端子に天絡/地絡のいずれが生じた場合であっても、モータはフル回転されることになる。このような出力モード選択機能を備えた構成とすることにより、PWM端子やVTH端子に異常が生じたときには、その異常がどのような内容であっても、モータをユーザの意図に沿った動作状態停止状態またはフル回転状態に固定することが可能となる。例えば、車内空気を循環するためのブロアモータについては、モータ自身の温度上昇を極力回避するために、トルク指令入力端子PWM端子やVTH端子の異常時には、その異常がどのような内容であっても、ブロアモータを停止させることが要求されている。そこで、このようなブロアモータの駆動手段として、本IC100を用いる場合には、第1出力モードMODESEL=Lを予め選択しておけばよい。一方、車両に搭載される燃料電池を冷却するための冷却ファンモータについては、燃料電池の温度上昇を極力回避するために、トルク指令入力端子PWM端子やVTH端子の異常時には、その異常がどのような内容であっても、冷却ファンモータをフル回転させることが要求されている。そこで、このような冷却ファンモータの駆動手段として、本IC100を用いる場合には、第2出力モードMODESEL=Hを予め選択しておけばよい。このように、本IC100であれば、トルク指令入力端子PWM端子やVTH端子の異常時におけるモータの動作状態を任意に選択することができるので、セットの安全性を高めることが可能となる。なお、第1出力モード及び第2出力モードのいずれか一方のみを備えることにより、特定用途向けモータの駆動制御に特化した専用モータドライバIC例えば、ブロアモータ専用のモータドライバIC、または、冷却ファンモータ専用のモータドライバICを提供することも可能ではあるが、本IC100のように、モード選択信号MODESELに応じて第1出力モードと第2出力モードを任意に切り替え可能な構成であれば、モータの用途を問わないので、ICの汎用性を高めることが可能となり、延いては、ICの使い勝手向上やコストダウンに貢献することが可能となる。<モータ駆動装置>図13は、モータ駆動装置の一実施形態要部構成を示す図である。本実施形態のモータ駆動装置1は、位相調整回路10と、自動利得制御回路20と、PWM信号生成回路30と、プリドライバ回路40と、過電流検出回路50と、過電流保護回路60と、アラーム信号出力回路70と、を有する。本実施形態のモータ駆動装置1は、図1のモータドライバIC100に相当する。従って、以下では、先出の図1~図3も適宜参照しながら詳細な説明を行う。位相調整回路10は、図1のホールアンプ101に相当する。位相調整回路10は、進角制御電圧VDEGに応じてホール電圧信号H/-はU/V/Wのいずれかの位相調整進角制御を行う。位相調整回路10は、ホールアンプ11と演算部12を含む。ホールアンプ11は、ホール電圧信号H/-に応じたホール電流信号I/-を生成する。演算部12は、ホール電流信号I/-に所定の演算処理を施して進角ホール電流信号A/-を生成する。なお、位相調整回路10の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。自動利得制御回路20は、図1のホールマトリクス102に相当する。自動利得制御回路20は、進角ホール電流信号A/-の入力を受けて一定振幅の正弦波電圧信号ESINを生成する。自動利得制御回路20は、差動アンプ21と、電流/電圧変換部22と、帰還制御部23と、を含む。差動アンプ21は、進角ホール電流信号A/-を各相毎に差動増幅して増幅ホール電流信号Iを生成する。電流/電圧変換部22は、増幅ホール電流信号Iを抵抗に流して正弦波電圧信号ESINを生成する。帰還制御部23は、増幅ホール電流信号I正確にはこれと同等のモニタ電流信号Imを監視して差動アンプ21の利得を決定する。なお、自動利得制御回路20の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。PWM信号生成回路30は、図1のPWMコントローラ103に相当する。PWM信号生成回路30は、正弦波電圧信号ESINと所定周波数の三角波信号OSCとを比較してPWM信号Pを生成する。PWM信号生成回路30は、コンパレータ31とオシレータ32を含む。コンパレータ31は、正弦波電圧信号ESINと三角波信号OSCとを比較してPWM信号Pを生成する。コンパレータ31には、ヒステリシス特性が付与されている。オシレータ32は、所定周波数の三角波信号OSCを生成する。プリドライバ回路40は、図1のプリドライバ104に相当する。プリドライバ回路40は、PWM信号Pに基づいてモータ駆動信号DH/Lを生成する。過電流検出回路50は、図1のOCP部115に相当する。過電流検出回路50は、RNF端子電圧パワードライバ段に流れるモータ駆動電流に相当と、LOCPL端子電圧過電流検出用の閾値電圧に相当とを比較して過電流検出信号S1を生成する。過電流検出信号S1は、RNF端子電圧がLOCPL端子電圧よりも高いときに異常時の論理レベル例えばハイレベルとなり、逆に、RNF端子電圧がLOCPL端子電圧よりも低いときに正常時の論理レベル例えばローレベルとなる。過電流保護回路60は、図1のOCP部115に相当する。過電流保護回路60は、過電流検出信号S1の入力を受けて過電流保護信号S2を生成し、これをプリドライバ回路40またはPWM信号生成回路30に出力する。過電流保護信号S2が異常時の論理レベル例えばハイレベルであるとき、プリドライバ回路40は強制停止される。なお、過電流保護回路60の構成及び動作については、後ほど詳細に説明する。アラーム信号出力回路70は、図1のアラーム信号出力部117に相当する。アラーム信号出力回路70は、過電流保護信号S2に応じたアラーム信号ALをAL端子から外部に出力する。<位相調整回路>図14は、位相調整回路10の一構成例を示す回路図である。なお、図14では、説明を簡単とするために、進角ホール電流信号AUの生成ブロックのみが描写されている。本構成例の位相調整回路10は、進角ホール電流信号AUの生成ブロックを形成する回路要素として、pnp型バイポーラトランジスタP1~P9と、npn型バイポーラトランジスタN1~N11と、ダイオードD1~D5と、抵抗R1~R3と、電流源I1~I6と、を含む。トランジスタP1のエミッタは、電流源I1を介して内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP2のエミッタは、電流源I2を介して内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP1のエミッタとトランジスタP2のエミッタとの間には、抵抗R1が接続されている。トランジスタP1のコレクタは、トランジスタN1のコレクタに接続されている。トランジスタP2のコレクタは、トランジスタN3のコレクタに接続されている。トランジスタP1のベースは、参照電圧VREF例えば2.5Vの印加端に接続されている。トランジスタP2のベースは、進角制御電圧VDEGの印加端に接続されている。トランジスタN1及びN2のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタN1及びN2のベースは、いずれもトランジスタN1のコレクタに接続されている。トランジスタN2のコレクタは、電圧信号V1の印加端に接続されている。トランジスタN3及びN4のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタN3及びN4のベースは、いずれもトランジスタN3のコレクタに接続されている。トランジスタN4のコレクタは、電圧信号V2の印加端に接続されている。ダイオードD1のアノードは、内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。ダイオードD1のカソードは、ダイオードD2及びD3のアノードに接続されている。ダイオードD2のカソードは、電圧信号V1の印加端に接続されている。ダイオードD3のカソードは、電圧信号V2の印加端に接続されている。トランジスタP3及びP4のエミッタは、いずれも内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP3及びP4のベースは、いずれもトランジスタP3のコレクタに接続されている。トランジスタP3のコレクタは、トランジスタN9のコレクタに接続されている。トランジスタN9のベースは、ホール電圧信号HUの印加端に接続されている。トランジスタN9のエミッタは、電流源I4を介して接地端に接続されると共に、抵抗R2を介してトランジスタN8のエミッタにも接続されている。トランジスタN8のエミッタは、電流源I3を介して接地端に接続されている。トランジスタN8のベースは、ホール電圧信号HU-の印加端に接続されている。トランジスP4のコレクタは、トランジスタN5のコレクタに接続される一方、進角ホール電流信号AUの出力端にも接続されている。トランジスタN5のエミッタは、トランジスタN6のコレクタに接続されている。トランジスタN6及びN7のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタN6及びN7のベースは、いずれもトランジスタN6のコレクタに接続されている。トランジスタN7のコレクタは、トランジスタN5のベースに接続される一方、トランジスタP8のコレクタにも接続されている。トランジスタP8のエミッタは、トランジスタP5のコレクタに接続されている。トランジスタP5~P7のエミッタは、いずれも内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP5~P7のベースは、いずれもトランジスタP7のコレクタに接続されている。トランジスタP6のコレクタは、トランジスタP8及びP9のエミッタに各々接続されている。トランジスタP9のコレクタは、ダイオードD4のアノードに接続されている。ダイオードD4のカソードは、ダイオードD5のアノードに接続されている。ダイオードD5のカソードは、接地端に接続されている。トランジスタP8のベースは、電圧信号V1の印加端に接続されている。トランジスタP9のベースは、電圧信号V2の印加端に接続されている。トランジスタP7のコレクタは、トランジスタN11のコレクタに接続されている。トランジスタN11のベースは、ホール電圧信号HVの印加端に接続されている。トランジスタN11のエミッタは、電流源I6を介して接地端に接続される一方、抵抗R3を介してトランジスタN10のエミッタにも接続されている。トランジスタN10のエミッタは、電流源I5を介して接地端に接続されている。トランジスタN10のベースは、ホール電圧信号HV-の印加端に接続されている。上記構成から成る位相調整回路10の動作について説明する。トランジスタP3に流れるホール電流信号IUは、ホール電圧信号HUがホール電圧信号HU-よりも高ければ大きくなり、逆に、ホール電圧信号HUがホール電圧信号HU-よりも低ければ小さくなる。このホール電流信号IUは、カレントミラーP3及びP4を介して、進角ホール電流信号AUの出力端に流し込まれるソース電流となる。また、トランジスタP7に流れるホール電流信号IVは、ホール電圧信号HVがホール電圧信号HV-よりも高ければ大きくなり、逆に、ホール電圧信号HVがホール電圧信号HV-よりも低ければ小さくなる。このホール電流信号IVは、カレントミラーP5~P7及びN5~N7を介して、進角ホール電流信号AUの出力端から引き抜かれるシンク電流となる。上記のシンク電流は、トランジスタP8及びP9の導通度に応じて変動する。電圧信号V1と電圧信号V2が同電位である場合言い換えれば、進角制御電圧VDEGと参照電圧VREFが同電位である場合には、トランジスタP8及びP9の導通度が互いに等しくなる。従って、トランジスタP5に流れるミラー電流IVと、トランジスタP6に流れるミラー電流IVは、トランジスタP8及びP9に等しく分配される。その結果、トランジスタP7に流れるホール電流信号IVがそのままカレントミラーN5~N7を介して上記のシンク電流となる。電圧信号V1が電圧信号V2よりも低い場合言い換えれば、進角制御電圧VDEGが参照電圧VREFよりも高い場合には、トランジスタP9の導通度よりもトランジスタP8の導通度が大きくなる。従って、トランジスタP9よりもトランジスタP8に多くの電流が分配される。その結果、トランジスタP8に流れる電流が増大し、延いては、カレントミラーN5~N7を介して生成されるシンク電流がホール電流信号IVよりも大きくなる。電圧信号V1が電圧信号V2よりも高い場合言い換えれば、進角制御電圧VDEGが参照電圧VREFよりも低い場合には、トランジスタP8の導通度よりもトランジスタP9の導通度が大きくなる。従って、トランジスタP8よりもトランジスタP9に多くの電流が分配される。その結果、トランジスタP8に流れる電流が減少し、延いては、カレントミラーN5~N7を介して生成されるシンク電流がホール電流信号IVよりも小さくなる。すなわち、進角ホール電流信号AUの出力端から引き抜かれる上記のシンク電流は、ホール電流信号IVに比率αを乗算した電流=α×IVとなる。従って、進角ホール電流信号AUは、次の1式で表される。また、図14と同様の回路構成で生成される他の進角ホール電流信号AU-、AV/AV-、AW/AW-についても次の2~6式で表される。このように、位相調整回路10は、第1相のホール電流信号に第2相のホール電流信号を所定の比率αで足し合わせることにより、進角ホール電流信号を生成する構成とされている。AU=IU-α×IV=IUα×IV-...1AU-=IU--α×IV-=IU-α×IV...2AV=IV-α×IW=IVα×IW-...3AV-=IV--α×IW-=IV-α×IW...4AW=IW-α×IU=IWα×IU-...5AW-=IW--α×IU-=IW-α×IU...6図15は、上記の1~6式に基づく位相シフト演算を説明するためのベクトル図α=1の場合である。なお、本図において位相は時計方向に進むものとする。例えば、ホール電流信号IU/-の位相は、ホール電流信号IV/-の位相から120°だけ遅れている。また、ホール電流信号IV/-の位相は、ホール電流信号IW/-の位相から120°だけ遅れている。また、ホール電流信号IUとホール電流信号IU-との位相差、ホール電流信号IVとホール電流信号IV-との位相差、並びに、ホール電流信号IWとホール電流信号IW-との位相差は、いずれも180°位相反転である。また、α=1の場合、進角ホール電流信号A/-の位相は、ホール電流信号I/-の位相から30°だけ遅れたもの基準位相となる。なお、比率αを可変制御することにより、位相シフト量θα=1における基準位相からの位相差を任意に調整することができる。これについて、図16を参照しながら説明する。図16は、比率αと位相シフト量θとの関係を説明するためのベクトル図である。本図に示したように、α=1のときθ=0°であると定義すると、α=0ではθ=30°、α=0.5ではθ=6.6°となる。一方、α=1.5ではθ=-6.6°となり、α=2ではθ=-10.9°となる。従って、進角制御に際して位相シフト量θを0≦θ≦30°の範囲で設定するためには、比率αを0≦α≦1の範囲で設定すればよい。上記の比率αは、進角制御電圧VDEGと参照電圧VREFとの電位差ΔV=VREF-VDEGに応じて決定される。より具体的に述べると、ΔV=0VREF=VDEGであればα=1となり、ΔV<0VREF<VDEGであれば1<α≦2となり、ΔV>0VREF>VDEGであれば0≦α<1となる。例えば、図14の構成から成る位相調整回路10において、VREF=VDEG=2.5Vに設定すればα=1となり、VREF=2.5Vに対してVDEG=0Vに設定すればα=0となる。図17は、進角制御電圧VDEGと位相シフト量θとの関係を示すタイムチャートである。なお、図17では、参照電圧VREFを2.5Vに設定した上で、進角制御電圧VDEGを0V、1.25V、2.5Vに変化させた場合のホール電圧信号HU及びHV-と正弦波電圧信号ESINUが描写されている。なお、進角制御電圧VDEGは、外付け抵抗によりリニアに調整することが可能である。図18は、モータ駆動電流と誘起電圧との位相差φを示すタイムチャートである。符号L11はモータ駆動電圧波形を示している。符号L12はモータ誘起電圧波形を示している。符号L13はモータ駆動電流波形を示している。位相調整回路10を用いてホール電圧信号H/-の位相調整進角制御を行うことにより、図18中に示したモータ駆動電流L13とモータ誘起電圧L12との位相差φ負荷による位相遅延を低減することが可能となり、延いては、モータのトルクを最大化することが可能となる。図19は、モータ回転数と消費電力との相関図である。符号L21は進角制御を行う場合の挙動を示している。符号L22は進角制御を行わない場合の挙動を示している。本図から分かるように、位相調整回路10を用いてホール電圧信号H/-の位相調整進角制御を行うことにより、特に、モータの高速回転時におけるモータ駆動装置1の電力効率を高めることが可能となる。なお、上記のベクトル演算によってホール電圧信号H/-の位相調整進角制御を行う場合、進角ホール電流信号A/-の振幅は、位相シフト量θに応じて変動することになる。これについては後段の自動利得制御回路20において補償される。<自動利得制御回路>図20は、自動利得制御回路20の一構成例を示す回路図である。なお、図20では、説明を簡単とするために、正弦波電圧信号ESINUの生成ブロックに焦点を当てた描写がなされている。本構成例の自動利得制御回路20は、pnp型バイポーラトランジスタP10~P19と、npn型バイポーラトランジスタN12~N24と、ダイオードD6~D12と、抵抗R4~R11と、電流源I7~I11と、キャパシタC1と、オペアンプAMP1及びAMP2と、コンパレータCMP1と、を含む。ダイオードD1のアノードは、内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。ダイオードD1のカソードは、ダイオードD7のアノードに接続されている。ダイオードD7のカソードは、ダイオードD8及びD9のアノードに各々接続されている。ダイオードD8のカソードは、トランジスタN12のコレクタとトランジスタN14のベースに各々接続されている。ダイオードD9のカソードは、トランジスタN13のコレクタとトランジスタN15のベースに各々接続されている。トランジスタN12のエミッタは、電流源I7を介して接地端に接続されている。トランジスタN13のエミッタは、電流源I8を介して接地端に接続されている。トランジスタN13のエミッタとトランジスタN14のエミッタとの間には、抵抗R6が接続されている。トランジスタN12のベースは、進角ホール電流信号AU-の入力端に接続されると共に、抵抗R4を介して参照電圧VREFの印加端にも接続されている。トランジスタN13のベースは、進角ホール電流信号AUの入力端に接続されると共に、抵抗R5を介して参照電圧VREFの印加端にも接続されている。トランジスタN14及びN15のエミッタは互いに接続されており、その接続ノードは電流源I9を介して接地端に接続されている。トランジスタN14のコレクタは、トランジスタP10のコレクタに接続されている。トランジスタN15のコレクタは、トランジスタP13のコレクタに接続されている。トランジスタP10~P15のエミッタは、いずれも内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP10~P12のベースは、いずれもトランジスタP10のコレクタに接続されている。トランジスタP13~P15のベースは、いずれもトランジスタP13のコレクタに接続されている。トランジスタP12のコレクタは、トランジスタN19のコレクタに接続されている。トランジスタP15のコレクタは、トランジスタN20のコレクタに接続されている。トランジスタN19及びN20のベースは、いずれもトランジスタN19のコレクタに接続されている。トランジスタN19及びN20のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタP15とトランジスタN20との接続ノードは、正弦波電圧信号ESINUの出力端に接続されると共に、抵抗R7を介して参照電圧VREFの印加端にも接続されている。トランジスタP11のコレクタは、トランジスタN16のベース及びコレクタに接続されると共に、電流源I10を介して接地端にも接続されている。トランジスタP14のコレクタは、トランジスタN17のベース及びコレクタに接続されると共に、電流源I11を介して接地端にも接続されている。トランジスタN16のベースは、トランジスタN18の第1エミッタに接続されている。トランジスタN17のベースは、トランジスタN18の第2エミッタに接続されている。トランジスタN18のコレクタは、内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタN18のベースは、ダイオードD10のアノードに接続されている。ダイオードD10のカソードは、ダイオードD11のアノードに接続されている。ダイオードD11のカソードは、ダイオードD12のアノードに接続されている。ダイオードD12のカソードは、接地端に接続されている。トランジスタN16及びN17のエミッタは互いに接続されており、その接続ノードはコンパレータCMP1の反転入力端-に接続される一方、抵抗R10を介して接地端にも接続されている。コンパレータCMP1の非反転入力端は、トランジスタP17のコレクタに接続されると共に、抵抗R9を介して接地端にも接続されている。トランジスタP16及びP17のエミッタは、いずれも内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP16及びP17のベースは、いずれもトランジスタP16のコレクタに接続されている。トランジスタP16のコレクタは、トランジスタN21のコレクタに接続されている。トランジスタN21のエミッタは、抵抗R8を介して接地端に接続されている。トランジスタN21のベースは、オペアンプAMP1の出力端に接続されている。オペアンプAMP1の非反転入力端は、トルク入力電圧VTHの印加端に接続されている。オペアンプAMP1の反転入力端-は、トランジスタN21のエミッタに接続されている。コンパレータCMP1の出力端は、オペアンプAMP2の非反転入力端に接続される一方、キャパシタC1を介して接地端にも接続されている。オペアンプAMP2の反転入力端-は、トランジスタN22のエミッタに接続されている。オペアンプAMP2の出力端は、トランジスタN22のベースに接続されている。トランジスタN22のエミッタは、抵抗R11を介して接地端に接続されている。トランジスタN22のコレクタは、トランジスタP18のコレクタに接続されている。トランジスタP18及びP19のエミッタは、いずれも内部基準電圧VREGの印加端に接続されている。トランジスタP18及びP19のベースは、いずれもトランジスタP18のコレクタに接続されている。トランジスタP19のコレクタは、トランジスタN23のコレクタに接続されている。トランジスタN23及びN24のエミッタは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタN23及びN24のベースは、いずれもトランジスタN23のコレクタに接続されている。トランジスタN24のコレクタは、利得設定電流Igの出力端に相当する。なお、先出の電流源I9は、利得設定電流Igを2倍したアンプ駆動電流2×Igを生成する。また、電流源I10及びI11は、それぞれ、利得設定電流Igを等倍したアンプ駆動電流Igを生成する。上記構成から成る自動利得制御回路20において、図20の上段左右に描写された回路ブロックD6~D9、P10、P12、P13、P15、N12~N15、N19、N20、R4、R5、及び、I7~I9は、進角ホール電流AU/AU-を差動増幅して増幅ホール電流信号IUを生成する差動アンプ21Uに相当する。なお、V相及びW相の差動アンプ21V及び21Wについても、上記と同様の構成で実現することができる。図20の上段右端に描写された抵抗R7は、増幅ホール電流信号IUから正弦波電圧信号ESINUを生成する電流/電圧変換部22Uに相当する。なお、V相及びW相の電流/電圧変換部22V及び22Wについても、上記と同様の構成で実現することができる。図20の上段中央部に描写された回路ブロックP11、P14、N16~N17、D10~D12、I10、I11は、モニタ電流信号生成部24U及び全波整流器25Uに相当する。モニタ電流信号生成部24Uは、増幅ホール電流信号IUと同等のモニタ電流信号IUmを生成するカレントミラー段P10-P11、P13-P14である。全波整流器25Uは、モニタ電流信号IUmを全波整流して整流モニタ電流信号FUを生成する。なお、ダイオード接続されたトランジスタN16及びN17に代えて、ダイオードを用いても構わない。また、回路規模の縮小を優先するのであれば、全波整流器25Uに代えて、半波整流器P11、N16、I10を除外した構成を用いても構わない。なお、V相及びW相のモニタ電流信号生成部24V及び24W、並びに、全波整流器25V及び25Wについても、上記と同様の構成で実現することができる。図20の下段に描写された回路ブロックP16~P19、N21~N24、R8~R11、AMP1、AMP2、CMP1は、3相の整流モニタ電流信号FU、FV、FWを全て足し合わせた合算整流モニタ電流信号FAを監視して、差動アンプ21の利得より具体的には利得設定電流Igを決定する帰還制御部23に相当する。上記構成から成る帰還制御部23の動作について説明する。コンパレータCMP1は、トルク入力電圧VTHに応じた基準電圧V3=R9/R8×VTHと、合算整流モニタ電流信号FAに応じたモニタ電圧V4=FA×R10とを比較して、その比較結果に応じた2値の比較結果信号Scを出力する。比較結果信号Scは、モニタ電圧V4が基準電圧V3よりも高ければローレベルとなり、モニタ電圧V4が基準電圧V3よりも低ければハイレベルとなる。オペアンプAMP2の非反転入力端には、比較結果信号ScをキャパシタC1で平滑化した平滑電圧V5が印加されている。従って、平滑電圧V5は、比較結果信号Scのハイレベル期間が長いほど高くなり、比較結果信号Scのハイレベル期間が短いほど低くなる。オペアンプAMP2は、トランジスタN22のエミッタ電圧が平滑電圧V5と一致するように、トランジスタN22のベース電圧を制御する。従って、抵抗R11には、平滑電圧V5の電圧値と抵抗R11の抵抗値に基づいた帰還電流Ifb=V5/R11が流れる。この帰還電流Ifbがミラーされて利得設定電流Igが生成される。このようにして生成された利得設定電流Igは、平滑電圧V5が高いほど大きくなり、平滑電圧V5が低いほど小さくなる。言い換えると、利得設定電流Igは、比較結果信号Scのハイレベル期間基準電圧V3がモニタ電圧V4よりも高い期間が長いほど大きくなり、比較結果信号Scのハイレベル期間が短いほど小さくなる。従って、帰還制御部23では、モニタ電圧V4が基準電圧V3と一致するように差動アンプ21の利得が自動制御される。このような構成とすることにより、パワードライバ段に流れるモータ駆動電流IRNFに応じて自動利得制御を行っていた従来構成と異なり、電力効率の低下やノイズ耐性の低下を招かずに正弦波電圧信号ESINU、ESINV、ESINWの自動利得制御を行うことが可能となる。また、ロータ位置検出信号が伝達される信号経路上H/-→I/-→A/-→I→ESIN→Pに自動利得制御回路20を備えた構成であれば、位相シフト量θに応じて進角ホール電流信号A/-の振幅が変動した場合であっても、正弦波電圧信号ESINの振幅については、これをトルク入力電圧VTHに応じた所望値に合わせ込むことができるので、進角制御とトルク制御の双方を両立させることが可能となる。ところで、ホール素子は温度特性を有する素子であり、ホール電圧信号の振幅はモータの周囲温度に応じて変動する。そのため、周囲温度の変化が大きい車載用のモータ駆動装置では、従来より、温度特性が見えないように飽和領域で動作されたホール素子から台形波形状のホール電圧信号を受け取ってそのゼロクロスポイントのみを検出し、IC内部で生成される疑似的なデジタル正弦波信号に基づいてモータ駆動信号の出力デューティを決定する構成が一般的に採用されていた。しかしながら、このような従来構成では、モータ駆動電流波形に少なからず歪みが生じるので、モータ駆動時の騒音や振動が課題となっていた。特に、走行音が非常に小さいHV[hybridvehicle]やHEV[hybridelectricvehicle]では、車両に搭載された種々のモータエアコンのコンプレッサ用モータ、バッテリ冷却ファン用モータ、シート冷却ファン用モータなどの駆動音が運転者や同乗者の耳障りとなっていた。これに対して、自動利得制御回路20を備えたモータ駆動装置1であれば、ホール素子の温度特性に起因してホール電圧信号H/-の振幅が変動した場合であっても、正弦波電圧信号ESINの振幅については、これをトルク入力電圧VTHに応じた所望値に合わせ込むことができる。従って、非飽和領域で動作されたホール素子から正弦波状のホール電圧信号H/-を受け取り、この正弦波信号に基づいてモータ駆動信号DH/Lの出力デューティを決定することができるので、モータ駆動電流波形の歪みを抑えて、モータ駆動時の騒音や振動を低減することが可能となる。図23は、モータ駆動電流波形の一例を示すタイムチャートである。なお、図23の左側には、120°通電-台形波PWM駆動時のモータ駆動電流波形が描写されており、図23の右側には、180°通電-正弦波PWM駆動時のモータ駆動電流波形が描写されている。このように、上記した正弦波PWM駆動制御を行うと共に、180°通電制御を行うことにより、より効果的な静音化を実現することが可能となる。<過電流保護回路>図22は、過電流保護回路60の一構成例を示すブロック図である。本構成例の過電流保護回路60は、OCPミュートカウンタ61と、OCP解除カウンタ62と、組合わせロジック部63と、を含む。OCPミュートカウンタ61は、後述のOCPミュート期間t2をカウントする第1カウンタである。OCPミュートカウンタ61は、過電圧検出信号S1が異常時の論理レベル例えばハイレベルとされたときに、内部クロック信号CLKのパルスカウントを開始する。OCPミュートカウンタ61は、カウント値が所定の閾値CTxに達しているか否かを示す第1カウンタ信号Sxを出力する。例えば、内部クロック信号CLKの周期を3μsとし、閾値CTxを2と設定した場合、OCPミュート期間t2は6μs=3μs×2となる。なお、OCPミュートカウンタ61は、過電圧検出信号S1が正常時の論理レベル例えばローレベルとされたときに、カウント値がリセットされる。OCP解除カウンタ62は、後述のOCP解除期間t3をカウントする第2カウンタである。OCP解除カウンタ62は、第1カウンタ信号Sxがカウント終了時の論理レベル例えばハイレベルとされたときに、内部クロック信号CLKのパルスカウントを開始する。OCP解除カウンタ62は、カウント値が所定の閾値CTyに達しているか否かを示す第2カウンタ信号Syを出力する。例えば、内部クロック信号CLKの周期を3μsとし、閾値CTyを12と設定した場合、OCP解除期間t3は36μs=3μs×12となる。組合わせロジック部63は、過電流検出信号S1、第1カウンタ信号Sx、及び、第2カウンタ信号Syの入力を受け付け、これらの組合わせロジック演算を行うことにより、過電流保護信号S2を生成する。過電流保護信号S2が異常時の論理レベル例えばハイレベルとされたとき、プリドライバ回路40は、モータ駆動信号DH/Lをいずれも強制的にローレベルとする。また、アラーム信号生成回路70では、トランジスタ71がオンされて、アラーム信号ALがハイレベルとされる。なお、過電流保護信号S2の生成動作については、図23を参照しながら具体的に説明する。図23は、過電流保護動作の一例を示すタイムチャートであり、上から順に、LOCPL端子電圧、RNF端子電圧、過電流検出信号S1、内部クロック信号CLK、過電流保護信号S2、モータ駆動信号DH/L、アラーム信号AL、及び、外部クロック信号EXCLKが描写されている。なお、図中の符号について、t1は過電流検出回路50の信号電圧遅延時間、t2はOCPミュート期間、t3はOCP解除期間、t4はプリドライバ回路40の信号伝達遅延期間をそれぞれ示している。また、T0はOCPミュート遅延時間=t1t2t4を示しており、T1はOCP解除遅延時間=t3を示している。まず、ケースXを参照しながら、モータ駆動電流が一瞬だけ過電流状態に陥ったものの、すぐに正常状態に復帰した場合の動作について説明する。RNF端子電圧がLOCPL端子電圧を上回ってから遅延時間t1が経過した時点で過電流検出信号S1がハイレベルに立ち上げられる。過電流検出信号S1がハイレベルに立ち上げられてからOCPミュート期間t2が経過した時点で過電流保護信号S2がハイレベルに立ち上げられる。過電流保護信号S2がハイレベルに立ち上げられてから遅延時間t4が経過した時点でモータ駆動信号DH/Lが強制的にローレベルとされる。また、過電流保護信号S2がハイレベルに立ち上げられてから遅延時間t4が経過した時点でアラーム信号ALが上昇を開始する。一方、RNF端子電圧がLOCPL端子電圧を下回ってから遅延時間t1が経過した時点で過電流検出信号S1がローレベルに立ち下げられる。この時点では、OCP解除期間t3のカウントが終了していないので、過電流保護信号S2はハイレベルに維持される。このような動作により、アラーム信号ALの立ち上がり時間が確保されるので、アラーム信号ALが確実にハイレベルに立ち上げられる。なお、OCP解除期間t3については、外部クロック信号EXCLKに同期したECU[ElectronicControlUnit]などを用いてアラーム信号ALを確実に検出することが可能な長さ例えば外部クロック信号EXCLKの2周期分に設定すればよい。その後、OCP解除期間t3のカウントが終了した時点で過電流保護信号S2がローレベルに立ち下げられる。過電流保護信号S2がローレベルに立ち下げられてから遅延時間t4が経過した時点でモータ駆動信号DH/LのPWM駆動が再開される。また、過電流保護信号S2がローレベルに立ち下げられてから遅延時間t4が経過した時点でアラーム信号ALがローレベルに立ち下げられる。次に、ケースYを参照しながら、モータ駆動電流の過電流状態が長期間にわたって継続した後、正常状態に復帰した場合の動作について説明する。RNF端子電圧がLOCPL端子電圧を上回ってから過電流保護信号S2がハイレベルに立ち上げられるまでの動作は、先述のケースXと同様である。一方、ケースYでは、OCP解除期間t3のカウントが終了した時点で、RNF端子電圧がLOCPL端子電圧を下回っておらず、過電流検出信号S1がハイレベルに維持されている。従って、過電流保護信号S2は、ローレベルに立ち下げられることなくハイレベルに維持される。その結果、モータ駆動信号DH/Lはローレベルに維持され、アラーム信号ALはハイレベルに維持される。その後、RNF端子電圧がLOCPL端子電圧を下回ってから遅延時間t1が経過した時点で過電流検出信号S1がローレベルに立ち下げられ、これとほぼ同時に過電流保護信号S2もローレベルに立ち下げられる。過電流保護信号S2がローレベルに立ち下げられてからの動作については、先述のケースXと同様である。次に、ケースZを参照しながら、RNF端子電圧にノイズが重畳した場合の動作について説明する。先述のケースXやケースYと同様、RNF端子電圧がLOCPL端子電圧を上回ってから遅延時間t1が経過した時点で過電流検出信号S1がハイレベルに立ち上げられ、OCPミュート期間t2のカウントが開始される。しかしながら、ノイズ成分に起因するRNF端子電圧の上昇は非常に短い時間で収束する。従って、ケースZでは、OCPミュート期間t2のカウントが完了する前にRNF端子電圧がLOCPL端子電圧が下回り、過電流検出信号S1がローレベルに立ち下げられる。その結果、過電流保護信号S2がハイレベルに立ち上げられることはなく、RNF端子電圧に重畳したノイズがマスクキャンセルされた状態となる。上記したように、本構成例の過電流保護回路60は、モータ駆動電流の過電流状態がOCPミュート期間t2にわたって継続したときに、プリドライバ回路40を少なくともOCP解除期間t3にわたって強制停止させる構成とされている。このような構成とすることにより、ノイズによる誤動作を適切に防止することが可能となる。<その他の変形例>なお、上記の実施形態では、三相モータドライバICに本発明を適用した構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の適用対象はこれに限定されるものではなく、本発明はモータ駆動装置全般に広く適用することが可能である。例えば、上記の実施形態では、ロータ位置検出素子としてホール素子を用いた構成を例に挙げて説明を行ったが、本発明の構成はこれに限定されるものではなく、他方式のロータ位置検出素子を用いても構わない。このように、本発明の構成は、上記実施形態のほか、発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。