タンク回路と、該タンク回路に結合された可変微分コンダクタンスVDCと、該VDCに結合され、且つ、該VDCを該トランシーバの第1動作状態において正性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするように、且つ、該VDCを該トランシーバの第2動作状態において負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするように、構成された可変抵抗と、を具備するトランシーバ。該VDCは、共鳴トンネルダイオードRTDによって実装される、請求項1に記載のトランシーバ。該可変抵抗は、該VDCと並列に結合される、請求項1又は請求項2に記載のトランシーバ。該可変抵抗は、該VDCと直列に結合される、請求項1又は請求項2に記載のトランシーバ。該可変抵抗は、該トランシーバを該第1動作状態又は該第2動作状態に遷移させるための電気トリガ信号によって制御されるように構成されている、請求項1から請求項4までのいずれか一項に記載のトランシーバ。該可変抵抗は、該トランシーバを送信機モードにおいて動作させるための第1スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合されており、且つ、該トランシーバを受信機モードにおいて動作させるための相対的に小さな第2スルーレートを有する電気トリガ信号によって制御されるように適合されている、請求項5に記載のトランシーバ。該可変抵抗、該VDC、及び該タンク回路は、単一のチップ上において集積される、請求項1から請求項6までのいずれか一項に記載のトランシーバ。該可変抵抗は、MOSFETなどの絶縁されたゲートを有するトランジスタによって形成される、請求項1から請求項7までのいずれか一項に記載のトランシーバ。該可変抵抗は、フォトダイオードなどの光検出器によって形成される、請求項1から請求項7までのいずれか一項に記載のトランシーバ。該VDCと並列に結合され、且つ、該第1動作状態において該VDCからの電流をシャントするように構成された、或いは、該VDCと直列に結合され、且つ、該第1動作状態において該VDC内の電流を制限するように構成された、第2可変抵抗を具備する、請求項1から請求項9までのいずれか一項に記載のトランシーバ。該VDCは、該トランシーバの該第1動作状態において該VDCの該正性微分コンダクタンスが該タンク回路の発振を防止し、且つ、該トランシーバの該第2動作状態において該VDCの該負性微分コンダクタンスが該タンク回路の発振を許容するように、該タンク回路に結合される、請求項1から請求項10までのいずれか一項に記載のトランシーバ。タンク回路と、該タンク回路に結合された可変微分コンダクタンスVDCと、を含むトランシーバを動作させる方法であって、可変抵抗により、該VDCを該トランシーバの第1動作状態において正性微分コンダクタンスの領域にバイアスし、且つ、該VDCを該トランシーバの第2動作状態において負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスするステップ、を具備する方法。該VDCは、共鳴トンネルダイオードRTDによって実装される、請求項12に記載の方法。該可変抵抗は、該VDCと並列に結合され、且つ、該第1動作状態において該VDCからの電流をシャントする、請求項12又は請求項13に記載の方法。該可変抵抗は、該VDCと直列に結合され、且つ、該第1動作状態において該VDCを通じて流れる電流を制限する、請求項12から請求項14までのいずれか一項に記載の方法。該VDCと並列に結合された第2可変抵抗により、該第1動作状態において該VDCからの電流をシャントするステップ、又は、該VDCと直列に結合された第2抵抗により、該第1動作状態において該VDC内の電流を制限するステップ、を具備する、請求項12から請求項15までのいずれか一項に記載の方法。図2は、好適な実施形態によるトランシーバ200の概略図を示している。トランシーバ200は、電源210によってエネルギー供給されている。電源回路は、トランシーバのその他の部分と同一のチップ上において集積させてもよく、或いは、トランシーバに接続されている別個の部分として設けてもよい。電源210によって供給される供給電圧は、好ましくは、0.2V~1.5Vの範囲のDC電圧であるが、特定の用途及びトランシーバ内において使用するコンポーネントの選択肢に応じて、3、5、9、又は12ボルトなどの更に高い供給電圧も、同様に可能である。電源210は、調節済みのDC電圧を供給するのに必要な回路のすべてを含む。代替実施形態においては、電源210は、1つ又は複数の電池の、且つ、必要に応じて、調節済みのDC電圧を供給するための任意の更なる電子回路の、形態を有してもよい。図2において、トランシーバ200の実装損失implementationloss220は、主には、電源からの配線と、回路の残りの部分に対する配線の結合と、に起因して存在する損失を表している。好適な実施形態においては、トランシーバのすべての又は実質的にすべてのコンポーネントは、単一のチップ上において集積されており、この場合に、実装損失220の主要な部分は、チップに対するワイヤの結合から生じる。集積方法に応じて、実装損失220は、それなりに顕著なものとなる場合がある。実装損失220とは無関係に発振器回路に対して安定した電圧を供給するために、トランシーバは、デカップリングブロック230を含む。デカップリングブロック230は、チャージバッファ及び接地に対する信号短絡回路の両方として動作することにより、実装損失220及び電源210内に存在するインピーダンスの影響を極小化する。様々な発振器トポロジーに関する上述の一般的な説明を参照すれば、トランシーバは、発振信号を供給するために、タンク回路240を含む。主には、タンク回路240のコンポーネントが発振器の周波数を決定するが、タンク回路240の負荷印加状態loadingも、共振周波数に対して影響を及ぼす。従って、トランシーバ200を設計する際には、正しい発振器周波数を決定するために、この回路内におけるその他のコンポーネントからのすべての負荷印加の影響を考慮しなければならない。又、上述のように、タンク回路240は、エネルギーが回路に供給されていない場合に発振を減衰させる損失をも含む。トランシーバは、好ましくは、アンテナ250を含む。アンテナ250は、タンク回路240が放射/受信素子としても機能するようになっている場合と比べて、トランシーバ200の有効距離を改善する。一実施形態においては、トランシーバ200は、絶縁/利得ブロック260を含んでもよい。絶縁/利得ブロック260は、トランシーバ200が受信機モードにおいて動作している際に、アンテナ250が受信した信号を増幅し、且つ、トランシーバ200が送信機モードにおいて動作している際には、低インピーダンススイッチとして機能する。或いは、この代わりに、絶縁/利得ブロック260は、トランシーバが送信機モードにおいて動作している際にアンテナによって送信される信号を増幅するべく、電力増幅器を含んでもよい。使用の際には、絶縁/利得ブロック260は、タンク回路240からアンテナ250を絶縁することにより、タンク回路240上における負荷の印加を極小化する。トランシーバ200が受信機モードにおいて動作している際には、エネルギー検出器270は、受信した信号の振幅の変動を検出すると共にこれらの変動を出力信号として供給するように動作する。エネルギー検出器270は、タンク回路240上におけるその負荷印加の影響を極小化するべく、高入力インピーダンスを有するように設計されている。発振の維持を提供するために、トランシーバ200は、可変微分コンダクタンスVDC要素を含み、このVDCは、VDCに印加されるバイアスに応じて、正性微分コンダクタンスPDC又は負性微分コンダクタンスNDC要素280のいずれかとして動作する。以下の説明においては、VDCがNDC280としての動作にバイアスされる際に合焦することとするが、この場合には、VDCは、主にはタンク回路250内の損失を、但し、全体としての発振器回路内の損失をも、補償することになる。NDC280を通じた電流は、NDCと並列に結合された第1可変抵抗290aによって制御してもよい。可変抵抗290aは、NDC280の抵抗値を格段に上回る抵抗値を有する場合には、NDCの機能に影響を及ぼすことにはならず、この場合には、NDCの負性抵抗又は、逆に、負性コンダクタンスがタンク回路240内における損失を補償することになる。但し、例えば、可変抵抗290aが短絡回路として機能するなどのように、可変抵抗290aの抵抗値が低下した場合には、NDC280は短絡されることになり、且つ、例えば、RTDによって実装された場合には、負性抵抗の領域の外部にバイアスされることになる。従って、トランシーバ200が電源210によってエネルギー供給されており、且つ、可変抵抗290aがNDC280のものを実質的に上回る抵抗値を有している限り、発振の維持が提供される。或いは、この代わりに、又はこれに加えて、NDC280を通じた電流並びに、発振器回路内における抵抗性損失は、NDC280と直列に結合された第2可変抵抗290bによって制御してもよい。可変抵抗290bの抵抗値が小さい場合には、NDCがその負性微分コンダクタンスの領域内にバイアスされ、且つ、NDC290の負性抵抗値が回路内の損失と可変抵抗290bの抵抗値の両方を補償し、これにより、タンク回路240内の発振が維持されることになる。換言すれば、発振を維持するために、回路、NDC280、及び可変抵抗290b内における損失の合計がゼロ以下となる。NDC280がその負性微分コンダクタンスの領域の外部にバイアスされるように、可変抵抗290bの抵抗値が増大した場合には、回路内の合計抵抗値がゼロ超となり、その結果、可変抵抗290b内におけるエネルギーの浪費に起因し、発振が減衰することになる。一実施形態においては、NDC280は、10kA/cm2以上のピーク電流密度において動作してもよい1つの又は複数のRTD、Esakiダイオード、又はGunnダイオードを有するように実装されている。RTDは、IIIV、IV、又はIIVI半導体などの多数の異なるタイプの材料を使用することにより、且つ、Esakiダイオードにおけるように高度にドーピングされたPN接合、二重障壁接合、三重障壁接合、量子井戸、量子ワイヤ、又は量子ドットなどの様々なタイプの共鳴トンネル構造を使用することにより、実装してもよい。上述のように、RTDをその局所的電流極大値110と局所的電流極小値130の間の領域内にバイアスすることにより、RTD310は、負性微分コンダクタンスを示す。図3aを参照すれば、一実施形態においては、RTD310を通じた電流は、RTD310と並列に配置された可変抵抗320によって制御されている。図1及び図2との関係において上述したように、可変抵抗は、正性抵抗の領域140、150と負性抵抗の領域120の間においてRTD310をバイアスするように、動作する。代替実施形態が図3bに開示されており、この場合には、可変抵抗330は、RTD310と直列に配置されている。図2との関係において開示されているように、可変抵抗は、発振回路内の合計抵抗性損失を増大させるように、且つ、タンク回路内に誘発される任意の発振が減衰するようにRTD310のバイアスをシフトさせるように、動作する。可変抵抗330の値が大きくなるほど、タンク回路内に存在している発振は、相対的に迅速に減衰する。図3cに開示されている更なる代替実施形態においては、並列の可変抵抗器320と直列の可変抵抗器330の両方が回路内において利用されている。ベースバンドトリガ信号を可変抵抗320、330の両方に供給することにより、可変抵抗320、330によるRTD310のバイアスのシフト並びに可変抵抗320、330による回路損失の増大に起因し、発振器を非常に迅速にターンオン及びオフしてもよい。可変抵抗320、330のそれぞれは、トライオード領域内においてトランジスタによって実装することができる。可変抵抗320、330のために使用されるトランジスタ技術は、例えば、HBTHeterostructureBipolarTransistor、HEMTHighElectronMobilityTransistor、MOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであってもよい。トランジスタは、ゲート絶縁のための高k材料の組合せを有するInPInGaAsを含むIIIV又はSiに基づいた材料系によって実装してもよい。又、可変抵抗320、330は、MEMSMicroElectroMechanicalSystem又はNEMSNanoElectroMechanicalSystem技術を使用することにより、機械的スイッチを使用して実装することもできる。或いは、この代わりに、可変抵抗320、330は、PINダイオードによって実装してもよい。可変抵抗320、330は、好ましくは、RTD310と同一のチップ上において集積される。この結果、迷容量の制御の強化に起因し、抵抗320、330の相対的に高いスイッチング周波数が可能になる。そして、この結果、短いパルスウェーブレットの持続時間の低減と、タンク回路の発振及び非発振状態の間の遷移の更に明確な規定と、が可能となる。この結果、加工が更に単純化され、その理由は、RTD及びトランジスタが同一のエピタキシャル積層体内において成長することができるためである。実装損失340は、様々な集積方法ごとに変化することになるが、損失は、誘導性及び抵抗性の要素の組合せとして一般化することができる。上述のように、トランシーバのコンポーネントが単一のチップ上において集積される場合には、実装損失340の主要な部分は、チップに対する配線の結合から生じる。トランシーバに供給される供給電圧を切り離すために、デカップリングコンデンサ350は、例えば、金属-絶縁体-金属コンデンサの形態において、好ましくは、200pF~10nFの範囲において、オンチップで実装してもよい。デカップリングコンデンサ350は、回路電圧を安定化させ、且つ、発振器用の高周波短絡回路として機能する。誘導性要素360は、CPWCoplanarWaveguideの形態において実装してもよい。誘導性要素360は、誘導性要素360と並列の静電容量RTD内に存在する固有のコンデンサと共に、図2のタンク回路240の一部を形成している。回路は、RTDがその負性微分コンダクタンスを有する領域120内においてバイアスされている際に、その共振周波数において発振する。アンテナ370は、一実施形態においては、チップアンテナに基づいたもの、即ち、DRADielectricResonatorAntennaであってもよく、この場合には、放射誘電性ブロックが半導体基板から切り出される。このブロックは、発振器の共振周波数において非閉じ込め型放射モードの電界を有するように設計されている。一実施形態においては、トランシーバのコンポーネントがその上部に集積されているチップが、アンテナとしても機能しており、即ち、1つのチップ上においてコンポーネントを集積すると共に別個のチップをアンテナ用に使用する代わりに、非常に小型の設計を得るために同一のチップを使用してもよい。オンチップダイポールアンテナ、オンチップスロットアンテナ、及びオフチップパッチアンテナなどのアンテナの代替形態も同様に可能である。アンテナ370は、アンテナをタンク回路の一部とすることによって発振器の共振周波数に影響を及ぼす誘導性負荷として使用してもよい。アンテナをタンク回路用の誘導性負荷として使用した場合には、可変抵抗320は、低抵抗値モードにおいて動作した際に、アンテナ内における発振を迅速に減衰させるように機能することになる。高抵抗値モードにおいて動作した際には、同一の内容が可変抵抗330に対して適用される。この文脈においては、低抵抗値とは、可変抵抗の抵抗値が、RTDの抵抗値の絶対値よりも、好ましくは、10倍超だけ、小さいことを意味しており、高抵抗値とは、可変抵抗の抵抗値が、RTDの抵抗値の絶対値よりも、好ましくは、10倍超だけ、大きいことを意味している。一実施形態においては、電気回路は、誘電性ブロックの一部として実装してもよい。この結果、高周波ウェーブレット用の単純なトランシーバの製造が可能となる。集積された誘電性共振器アンテナ、オンチップデカップリングコンデンサ、及び任意選択の絶縁及び利得ステージとの組合せにおいてウェーブレット生成器を実装することにより、デジタルCMOS電子回路などのその他のシステムとの集積の準備が完了したインパルス無線信号用の完成したトランシーバが生成される。絶縁及び利得ステージ380は、任意選択であり、且つ、これを送信モードにおいて使用することにより、アンテナ370に供給される前に、生成済みのウェーブレットを増幅してもよい。上述のように、絶縁及び利得ステージ380は、図3においては、MOSFETトランジスタとして示されているが、このステージ内に電力増幅器を含むこともできる。図3に示されているように、絶縁及び利得ステージ380は、トランシーバの動作モードに応じて、共通ゲート低ノイズ増幅器受信機モードと短絡されたスイッチ送信モードの間において切り替えることができるMOSFETなどのスイッチング可能なトランジスタとして実装してもよい。或いは、この代わりに、上述のように、絶縁及び利得ステージは、トランシーバが送信機として使用される際にアンテナに供給される信号を増幅するべく使用される電力増幅器を含んでもよい。好適な実施形態においては、同一の回路トポロジーを送信機と受信機との両方として使用することができる。図4を参照すれば、送信機として動作する際には、高速遷移ベースバンドトリガ信号410即ち、ベースバンドパルス長の長さと比べた場合に高いスルーレート420を有する信号が、周期未満のターンオン時間により、発振器をターンオンする。発振器の振幅は、不安定状態への回路の遷移に起因したベースバンドトリガ信号410の印加及び可変抵抗320、330のスイッチングに起因したタンク回路を通じて流れる電流の迅速な変化に応答して迅速に増大される。受信機動作の場合には、ベースバンドトリガ信号430の低速の遷移が使用され、この場合には、発振器は、超再生発振器として機能する。発振振幅は、ベースバンドトリガ信号430の低速の遷移440における受信したウェーブレット信号のパワー及びノイズのパワーから形成される。発振が確立された後に、発振は終了し450、且つ、新しいサイクルが始まってもよい。この結果、受信用の時間ウィンドウを形成してもよく、且つ、このウィンドウ内においては、受信機は、受信機の発振周波数と同一の周波数の信号に対して高感度を有する。時間ウィンドウは、ベースバンドトリガ信号のスルーレート440によって制御してもよい。時間ウィンドウが閉じられた後に460、新しい受信サイクルを開始してもよい時点まで、短い回復期間が必要とされる。受信機として使用する際には、超再生発振器のエンベロープの電圧振幅がエネルギー検出器図2において270と表記されているによって計測され、この出力電圧が出力エンベロープ信号として供給される。発振器に対するエネルギー検出器の影響は、共振周波数におけるその高いインピーダンスに起因し、無視可能であると考えられる。一代替実施形態においては、トランシーバは、送信機としてのみ機能するように構成されており、この場合には、送信された信号を受信するべく、別個の受信機例えば、受信機として機能するように構成された上述のものと同一のタイプのトランシーバ又は高帯域幅及び高サンプリングレートを有する別の受信機が使用される。図5に示されている一実施形態においては、上述の内容によるトランシーバ510a~510dの組例えば、2~100を使用し、アンテナのアレイ構成からの放射ウェーブレットの放射パターンを制御してもよい。第1に、この結果、送信の角度の制御が可能になる。トランシーバ510a~510dのアレイからのメインビームの角度φは、図5において傾斜した破線520によって示されているように、送信モードにおいて異なるベースバンドトリガ信号の遅延をデジタル的に制御することにより、制御することができる。第2に、受信機モードにおいては、トランシーバ510a~510dのアレイの異なるベースバンドトリガ信号を遅延させることにより、到来の角度をデジタル的に設定してもよい。この結果、方向に依存した感度を生成することにより、全体的な受信機感度が増大する。第3に、トランシーバ510a~510aのアレイを順番にサンプリングすることにより、トランシーバ510a~510dの数を乗算した値だけ、受信機のサンプリング周波数を増大させることができる。受信機は、それぞれの受信機シーケンスの間において回復時間を有する。順番にサンプリングされる並列状態のいくつかの受信機を使用することにより、回復時間を低減することができる。図6は、本発明の一代替実施形態を示している。この図においては、項目610及び640~680は、それぞれ、図3a~図3cとの関係において詳細に開示されている項目310及び340~380に対応している。図3cから始まるMOSFETトランジスタ320、330は、図6においては、光検出器のペア620、630によって置換されている。但し、以下の開示内容は、1つの光検出器のみが回路内に存在している図3a又は図3bから同様に始めることも可能であることを強調しておきたい。図6においては、光検出器は、一対のフォトダイオードの形態において示されているが、増幅フォトダイオードのように機能するフォトトランジスタなどのその他の光検出器、光強度に従って抵抗値を変化させる光抵抗器、光電管が光強度に比例して電流を伝導するように照明された際に電子を放出するフォトカソードを収容する光電管、又はフォトダイオードとして機能する逆バイアスLEDを回路内において実装することもできる。フォトダイオード620、630は、好ましくは、光伝導モードにおいて使用され、この場合に、フォトダイオード620、630は逆バイアスされている。逆バイアスにより、フォトダイオード620、630の欠乏層の幅の増大によって生成される接合の静電容量の減少に起因し、フォトダイオード620、630の応答時間が低減される。フォトダイオード620、630は、PN接合又はPIN構造によって形成される。十分なエネルギーの光子がフォトダイオード620、630のうちの任意のものに入射した際に、電子が励起され、これにより、自由電子並びに、正に帯電した正孔が生成される。接合内において、電界によって加速された正孔がアノードに向かって移動し、且つ、電子がカソードに向かって移動した際に、光電流が生成される。光電流の大きさにより、RTD610を通じた電流並びに、RTD610のバイアス印加状態が決定される。光検出器上において短い光パルスを印加することにより、回路を発振及び非発振状態の間においてシフトさせてもよい。フォトダイオード620、630を製造するために使用される材料のバンドギャップがフォトダイオード620、630の動作波長を規定する。フォトダイオード620、630を製造するための適切な材料は、シリコン約190~1100nm、ゲルマニウム約400~1700nm、及びインジウムガリウムヒ化物約800~2600nmを含む。光検出器620、630として使用する具体的なコンポーネントとは無関係に、光検出器620、630の制御のために使用される短い光パルスは、光ファイバ又はこれに類似したものなどの光導波路によって回路に供給される。上述のトランシーバは、近距離高速通信用に使用してもよい。送信されたウェーブレットは、ベースバンドトリガ信号により、振幅、位置、周波数、位相、又はこれらの組合せとの関係において変調してもよい。このトランシーバは、到達時間を計測することにより、レーザ及び撮像用途において使用してもよい。このトランシーバを高サンプリングレートの受信機を有するシステム内において送信機として使用することにより、チャネルに関する詳細な情報を実現することができる。トランシーバによって生成されたウェーブレットは、分光システムにおいてプロービング信号として使用してもよい。生成されるウェーブレットが極端に短いもの100ps未満であってもよいことから、信号帯域幅は、非常に広いものであってもよい。この結果、低THz周波数帯域50GHz~300GHzにおける分光法のためのパルス化広帯域システムが得られることになろう。上述のトランシーバは、いくつかのトランシーバを有する近距離無線ネットワーク内における三角測量による定位のために使用してもよい。生成されるウェーブレットを非常に短くすることができることから、このようなシステムの場合には、期待精度が高くなる。以上、主に、いくつかの実施形態を参照し、本発明について説明した。但し、当業者には容易に理解されるように、以上において開示されているもの以外のその他の実施形態も、添付の特許請求項によって定義されている本発明の範囲内において同様に可能である。