"出力端子より所定の基準電圧を出力するバンドギャップ型定電圧回路と、前記バンドギャップ型定電圧回路に電流を供給して該バンドギャップ型定電圧回路を起動させる電流源と、前記バンドギャップ型定電圧回路の起動時に、前記出力端子から前記バンドギャップ型定電圧回路に電流を供給する電流供給部と、を備えたバンドギャップ基準電圧装置。請求項1に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、前記電流供給部は、アノードが前記外部電圧源に接続され、カソードが前記出力端子に接続されたダイオードを備えることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。請求項2に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、前記アノードは、前記基準電圧よりも電圧の低い外部電圧源に接続されていることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。請求項1に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、前記電流供給部は、カソードが前記外部電圧源に接続され、アノードが前記出力端子に接続されたツェナーダイオードを備えることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。請求項4に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、前記カソードは、該ツェナーダイオードのブレークダウン電圧と前記基準電圧の和よりも電圧の低い外部電圧源に接続されていることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。請求項1に記載のバンドギャップ基準電圧装置において、前記電流供給部は、一端が前記外部電圧源に接続され他端が前記出力端子に接続されたプルアップ抵抗を備えることを特徴とするバンドギャップ基準電圧装置。しかしながら、上記定電流回路に不具合が生じたり環境温度が低温となったりしたときに、起動時にバンドギャップ回路に充分な電流が供給できない場合がある。その場合、バンドギャップ回路の起動時間が長くなって、装置起動から所定の基準電圧が得られるまでに遅延が生じてしまうという問題があった。本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置は、出力端子より所定の基準電圧を出力するバンドギャップ型定電圧回路と、バンドギャップ型定電圧回路に電流を供給して該バンドギャップ型定電圧回路を起動させる電流源と、バンドギャップ型定電圧回路の起動時に、出力端子からバンドギャップ型定電圧回路に電流を供給する電流供給部と、を備えたことを特徴とする。本発明によれば、基準電圧立ち上がり時間の短縮が図れ、起動時間の遅延を防止することができる。以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。-第1の実施の形態-図1は本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第1の実施の形態を示す図である。図2は、バンドギャップ基準電圧回路300の内部構成の一例を示したものである。なお、図2のバンドギャップ基準電圧回路300では、トランジスタのpn接合を用いる構成としているが、MOSFETのpn接合を用いる構成のバンドギャップ基準電圧回路にも同様に適用できる。バンドギャップ基準電圧回路300の出力端子300aにはダイオード301が接続されている。ダイオード301は、カソードが出力端子300aに接続され、アノードが外部電圧源VOに接続されている。なお、以下の説明では、各部の電位に代えて接地電位に対する電位差電圧を用いて説明する。後述するように、ダイオード301は、バンドギャップ基準電圧回路300の起動時に、バンドギャップ基準電圧回路300に起動電流を供給するプルアップ回路として機能するものである。本実施の形態では、基準電圧VREFに対して、VO<VREFのように設定されている。図2に示すように、バンドギャップ基準電圧回路300の内部には、バンドギャップ回路10と、バンドギャップ回路10に起動電流を供給する定電流源11が設けられている。定電流源11は、電源VDDと出力端子300aとの間に接続されている。図2において、1,2,3はNPNトランジスタで、4はPNPトランジスタであり、5,6,7,8は抵抗である。抵抗5,6,7,8の抵抗値は、R5,R6,R7,R8で表すことにする。NPNトランジスタ1は、コレクタとベースとが接続され、コレクタは抵抗5を介して出力端子300aに接続されている。また、NPNトランジスタ1のエミッタは接地されている。NPNトランジスタ2は、NPNトランジスタ1の整数倍のエミッタ面積を有している。NPNトランジスタ2のベースはNPNトランジスタ1のベースに接続され、エミッタは抵抗8を介して接地されている。また、NPNトランジスタ2のコレクタは抵抗6を介して出力端子300aに接続されている。NPNトランジスタ3は、ベースがNPNトランジスタ2のコレクタと抵抗6との接続点に接続されている。また、NPNトランジスタ3のエミッタは接地され、コレクタは抵抗7を介して出力端子300aに接続されている。PNPトランジスタ4は、ベースがNPNトランジスタ3のコレクタと抵抗7の接続点に接続されている。また、PNPトランジスタ4のエミッタは出力端子300aに接続され、コレクタは接地されている。次に、図2に示すバンドギャップ基準電圧回路300の動作について説明する。上述したように、NPNトランジスタ2のエミッタ面積AE2と、NPNトランジスタ1のエミッタ面積AE1との間には、次式1のように設定されている。AE2/AE1=N...1NPNトランジスタ2とNPNトランジスタ1とはベースが共通接続となっているので、NPNトランジスタ1のベースエミッタ間電圧VBE1とNPNトランジスタ2のベースエミッタ間電圧VBE2との電圧差△VBEが、抵抗8の端子間電圧として発生する。この電圧差△VBEは次式2のように表されることが知られている。なお、式2において、IE1はNPNトランジスタ1のエミッタ電流、IE2はNPNトランジスタ2のエミッタ電流である。また、Kはボルツマン定数、qは電子の電荷量、Tは絶対温度である。なお、NPNトランジスタ2のエミッタ電流IE2は、式3のように表される。△VBE=VBE1-VBE2=KT/q×ln[IE1/AE1/IE2/AE2]=KT/q×ln[IE1/IE2×N]...2IE2=△VBE/R8...3さらに、抵抗6の両端に発生する電圧VR6は、式4のように表される。式4において、IC2はNPNトランジスタ2のコレクタ電流、IB3はNPNトランジスタ3のベース電流である。ここで、電流増幅率hFEは充分に大きく無視できるものとすると、式4は式5のように変形できる。VR6=IC2×R6IB3×R6...4VR6=IE2×R6=R6/R8×△VBE...5よって、求める出力端子300aの電圧基準電圧VREFは、次式6で決定される電圧となる。VREF=VBE3VR6=VBE3R6/R8×△VBE=VBE3R6/R8×KT/q×ln[IE1/IE2×N]...6抵抗5の抵抗値R5と抵抗6の抵抗値R6とを等しく設定すると、NPNトランジスタ1およびNPNトランジスタ2のコレクタ電流が等しくなる。ここで、両方のトランジスタの電流増幅率hFEが充分に大きく無視できるものとすると、NPNトランジスタ1,2のエミッタ電流は等しくなり、式6は次式7のように表すことができる。ただし、VBE3を決めるNPNトランジスタ3のエミッタ電流IE3は、式6により与えられる。なお、式8式において、VBE4はNPNトランジスタ4のベースエミッタ間電圧、R7は抵抗7の抵抗値である。ここでも、電流増幅率hFEは充分に大きく無視できるものとする。VREF=VBE3R6/R8×KT/q×lnN...7IE3=VBE4/R7...8式7において、右辺第1項は温度変化に対して負の温度係数を有し、右辺第2項は正の温度係数を有しているので、抵抗値R6,R8の値を適当に選ぶことによって第1項の温度変化と第2項の温度変化をキャンセルすることができ、温度に依存しない電圧VREFを得ることができる。ところで、定電流源11において不具合が生じた場合や低温時などにおいて、定電流源11にて充分な起動電流が流せなくなった場合、バンドギャップ回路10の起動時間が長くなる。例えば、低消費電力タイプのバンドギャップ基準電圧回路ICなどにおいて、バンドギャップ回路に起動電流を流す定電流源回路においてリーク電流やサブスレッショルド電流などを用いている方式のものでは、低温時に電流が小さくなるため、バンドギャップ回路起動に充分な電流を流せなくなる。図3は、定電流源11の不具合によって起動時間が長くなってしまった場合における、電源VDDの電圧ラインL1および出力端子300aの電圧ラインL2の時間変化の一例を示したものである。横軸の時間=0が起動タイミングである。電源VDDが立ち上がる前は、バンドギャップ基準電圧回路300も起動しておらず、回路の各部はゼロ電位となっており各トランジスタは動作していない。電源VDDが立ち上がると定電流源11からバンドギャップ回路10への電流供給が開始される。バンドギャップ回路10の充電が直ちに行われ、トランジスタが正常に動作するための各部の電位差および電流の条件が整うと、出力端子300aから所定の基準電圧VREFが出力される。図3に示す例では、バンドギャップ基準電圧回路300が設けられている装置が起動すると、電源VDDの電圧はラインL1のように変化する。しかしながら、定電流源11の不具合によってバンドギャップ回路10への電流供給が不充分であるため、電源VDDの電圧が所定の電源電圧VDDに上昇しても、出力端子300aの電圧は直ちに基準電圧VREFまで上昇せず、起動から約110msec経過したところで基準電圧に上昇している。そこで、本実施の形態では、バンドギャップ基準電圧回路300の出力端子300aと外部電圧源VOとの間にプルアップ用のダイオード301を設け、起動時に出力端子300aから起動電流を供給するようにした。図4は、図3に示す状態のバンドギャップ基準電圧回路300の出力端子300aにダイオード301を設けた場合の、電源VDDの電圧ラインL3および出力端子300aの電圧ラインL4の時間変化の一例を示したものである。横軸の時間=0が起動タイミングである。ダイオード301が接続されている外部電圧源VOは、電源VDDと同時に立ち上がるように設定されている。起動開始時は出力端子300aの電位はゼロ電位なので、ダイオード301は順方向バイアスされ順方向電流が流れ、ダイオード301を介して電流が出力端子300aに入力される。なお、外部電圧源VOの電圧VOは基準電圧VREFよりも低く設定されるが、ダイオード301の順方向電圧に比べて十分高い電圧に設定されている。外部電圧源VOからバンドギャップ回路10に電流が供給されると、出力端子300aの電圧が上昇し始める。そして、出力端子300aの電圧がVO-Vdを超えるとダイオード301に電流が流れなくなり、ダイオード301を介した電流供給は停止する。Vdはダイオード301の順方向電圧である。その後は、定電流源11からの電流供給により出力端子300aの電圧は所定の基準電圧VREFまで上昇し、一定に保持される。このように、本実施の形態では、バンドギャップ基準電圧回路300の起動時に、バンドギャップ回路10の出力端子300aからバンドギャップ基準電圧回路300に電流を供給するようにした。その結果、図4に示すようにバンドギャップ回路10の起動時間の短縮が図れ、定電流源11に不具合が生じた場合や低温時などにおける起動時間の遅延を防止することができる。図4に示す例では、立ち上り時間遅延は約1msと大幅に改善がなされている。加えて、外部電圧源OVの電圧を基準電圧VREFより低く設定することで、出力端子300aの電圧が基準電圧VREFに達した後は、ダイオード301のカソードの方が電位が高くなり、外部電圧源VOと出力端子300aとはダイオード301により遮断される。その結果、外部電圧源VOのリップルノイズ等が基準電圧VREFに重畳するのを防止でき、基準電圧VREFの出力精度が悪化することはない。-第2の実施の形態-図5は、本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第2の実施の形態を示す図である。第1の実施の形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。本実施の形態では、上述したダイオード301に代えて、ツェナーダイオード302を出力端子300aと外部電圧源VOとの間に設けた。この場合、ツェナーダイオード302のカソードは外部電圧源VOに接続され、アノードは出力端子300aに接続される。外部電圧源VOの電圧は、例えば、ツェナーダイオード302のブレークダウン電圧がVBである場合には、電圧VOはVBよりも高く設定される。基準電圧VREFの立ち上り時において、ツェナーダイオード302よりバンドギャップ回路10に起動電流を供給することで起動時間の短縮が図れ、定電流源11に不具合が生じた場合や低温時などにおける起動時間の遅延を防止することができる。さらに、電圧VOをVBVREFよりも低く設定することで、出力端子300aの電圧が基準電圧VREFとなったときに、出力端子300aと外部電圧源VOとがツェナーダイオード302により遮断され、外部電圧源VOのリップルノイズ等が基準電圧VREFに重畳するのを防止することができる。-第3の実施の形態-図6は、本発明に係るバンドギャップ基準電圧装置の第3の実施の形態を示す図である。第1の実施の形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第3の実施の形態では、図1に示したダイオード301に代えて、プルアップ抵抗303を用いるようにした。の構成の場合も、ダイオード301を用いた場合と同様に、外部電圧源VOが立ち上がると、プルアップ抵抗303を介して、出力端子から起動電流がバンドギャップ回路10に供給される。プルアップ抵抗303を用いる場合、外部電圧源VOの電圧は基準電圧VREFよりも高く設定される。例えば、基準電圧VREFが3.5Vであった場合には、外部電圧源VOの電圧値はそれよりも高い5V程度に設定する。ただし、プルアップする電圧外部電圧源VOの電圧が基準電圧VREFよりも高いと、プルアップ抵抗303を通して外部電圧源VO側のリップルノイズが重畳されてしまい、基準電圧VREFの出力精度が悪化する場合がある。バンドギャップ基準電圧装置が搭載される装置の例図7,8は、本実施の形態のバンドギャップ基準電圧装置が用いられる装置の一例を示したものである。ここでは、車両用電池システムを例に説明する。図7は車両用回転電機の駆動システムを示すブロック図である。図7に示す駆動システムは、電池モジュール9、電池モジュール9を監視する電池監視装置100、電池モジュール9からの直流電力を3相交流電力に変換するインバータ装置220、車両駆動用のモータ230を備えている。モータ230は、インバータ装置220からの3相交流電力により駆動される。インバータ装置220と電池監視装置100とはCAN通信で結ばれており、インバータ装置220は電池監視装置100に対して上位コントローラとして機能する。また、インバータ装置220は、さらに上位のコントローラ不図示からの指令情報に基づいて動作する。インバータ装置220は、パワーモジュール226と、MCU222と、パワーモジュール226を駆動するためのドライバ回路224とを有している。パワーモジュール226は、電池モジュール9から供給される直流電力を、モータ230を駆動するための3相交流電力に変換する。なお、図示していないが、パワーモジュール226に接続される強電ラインHV,HV-間には、約700μF~約2000μF程度の大容量の平滑キャパシタが設けられている。この平滑キャパシタは、電池監視装置100に設けられた集積回路に加わる電圧ノイズの低減する働きをする。インバータ装置220の動作開始状態では平滑キャパシタの電荷は略ゼロであり、リレーRLを閉じると大きな初期電流が平滑キャパシタへ流れ込む。そして、この大電流のためにリレーRLが融着して破損するおそれがある。この問題を解決するために、MCU222は、さらに上位のコントローラからの命令に従い、モータ230の駆動開始時に、プリチャージリレーRLPを開状態から閉状態にして平滑キャパシタを充電し、その後にリレーRLを開状態から閉状態として、電池モジュール9からインバータ装置220への電力の供給を開始する。平滑キャパシタを充電する際には、抵抗RPREを介して最大電流を制限しながら充電を行う。このような動作を行うことで、リレー回路を保護すると共に、電池セルやインバータ装置220を流れる最大電流を所定値以下に低減でき、高い安全性を維持できる。なお、インバータ装置220は、モータ230の回転子に対するパワーモジュール226により発生する交流電力の位相を制御して、車両制動時にはモータ230をジェネレータとして動作させる。すなわち回生制動制御を行い、ジェネレータ運転により発電された電力を電池モジュール9に回生して電池モジュール9を充電する。電池モジュール9の充電状態が基準状態より低下した場合には、インバータ装置220はモータ230を発電機として運転する。モータ230で発電された3相交流電力は、パワーモジュール226により直流電力に変換されて電池モジュール9に供給される。その結果、電池モジュール9は充電される。一方、モータ230を力行運転する場合、MCU222は上位コントローラの命令に従い、モータ230の回転子の回転に対して進み方向の回転磁界を発生するようにドライバ回路224を制御し、パワーモジュール226のスイッチング動作を制御する。この場合は、電池モジュール9から直流電力がパワーモジュール226に供給される。また、回生制動制御により電池モジュール9を充電する場合には、MCU222は、モータ230の回転子の回転に対して遅れ方向の回転磁界を発生するようにドライバ回路224を制御し、パワーモジュール226のスイッチング動作を制御する。この場合はモータ230から電力がパワーモジュール226に供給され、パワーモジュール226の直流電力が電池モジュール9へ供給される。結果的にモータ230は発電機として作用することとなる。インバータ装置220のパワーモジュール226は、導通および遮断動作を高速で行い直流電力と交流電力間の電力変換を行う。このとき、大電流を高速で遮断するので、直流回路の有するインダクタンスにより大きな電圧変動が発生する。この電圧変動を抑制するため、上述した大容量の平滑キャパシタが設けられている。電池モジュール9は、直列接続された2つの電池ブロック9A,9Bで構成されている。各電池ブロック9A,9Bは、直列接続された16セルの電池セルを備えている。電池ブロック9Aと電池ブロック9Bとは、スイッチとヒューズとが直列接続された保守点検用のサービスディスコネクトSDを介して直列接続される。このサービスディスコネクトSDが開くことで電気回路の直接回路が遮断され、仮に電池ブロック9A,9Bのどこかで車両との間に1箇所接続回路ができたとしても電流が流れることはない。このような構成により高い安全性を維持できる。電池モジュール9とインバータ装置220との間の強電ラインHVには、リレーRL,抵抗RPおよびプリチャージリレーRLPを備えた電池ディスコネクトユニットBDUが設けられている。抵抗RPおよびプリチャージリレーRLPの直列回路は、リレーRLと並列に接続されている。電池監視装置100は、主に各セル電圧の測定、総電圧の測定、電流の測定、セル温度およびセルの容量調整等を行う。そのために、セルコントローラとしてのIC1~IC6が設けられている。各電池ブロック9A,9B内に設けられた16セルの電池セルは、それぞれ3つのセルグループに分けられ、セルグループ毎に一つのICが設けられている。IC1~IC6は、絶縁素子例えば、フォトカプラPHを介してデイジーチェーン方式でマイコン30と通信を行い、セル電圧値読み取りや各種コマンド送信のための通信系602と、セル過充電検知情報のみを送信する通信系604とを備えている。図7に示す例では、通信系602は、電池ブロック9AのIC1~IC3に対する上位の通信経路と、電池ブロック9BのIC4~IC6に対する下位の通信経路とに分けられている。電池ディスコネクトユニットBDU内にはホール素子等の電流センサSiが設置されており、電流センサSiの出力はマイコン30に入力される。電池ブロック9A,9B内にも、温度センサが複数箇所に設けられており、検出信号はマイコン30に入力される。また、電池モジュール9の総電圧検出信号もマイコン30に入力される。マイコン30では、これらのアナログ信号をAD変換器ADCによってデジタル信号に変換している。電池監視装置100には上述したバンドギャップ基準電圧装置が設けられており、上記AD変換器においては、バンドギャップ基準電圧装置から出力される基準電圧VREFに基づいてアナログ信号をデジタル信号に変換している。図8は、電池監視装置100に設けられているIC1~IC6のIC内部ブロックの概略を示す図である。図8では、6つの電池セルBC1~BC6が接続されるIC2を例に示した。IC2には、マルチプレクサ120,アナログデジタル変換器122A,IC制御回路123,診断回路130,伝送入力回路138,142,伝送出力回路140,143,起動入力回路147,タイマ回路150,制御信号検出回路160,差動増幅器262およびOR回路288が設けられている。詳しい説明は省略するが、IC2は、マルチプレクサ120の切り替えを制御して電池セルBC1~BC6の各電圧を読み込む。電池セルBC1~BC6の端子電圧は、CV1端子~CV6端子およびGNDS端子を介してマルチプレクサ120に入力される。マルチプレクサ120はCV1端子~CV6端子およびGNDS端子のいずれかを選択して、端子間電圧を差動増幅器262に入力する。差動増幅器262の出力は、AD変換器122Aによりデジタル値に変換される。このAD変換の際にも基準電圧VREFが利用される。以上説明したように、上述した実施の形態では、定電流源11から電流が供給されるバンドギャップ回路10の出力端子300aに、ダイオード301やツェナーダイオード302やプルアップ抵抗303を設けて外部電圧源VOによりプルアップし、起動時に出力端子300aから電流が供給されるようにした。その結果、この電流供給によりバンドギャップ回路10を素早く起動させることができるため、定電流源11に不具合が生じたり低温であったりして、起動時の定電流源11からの電流供給が不充分であっても、起動遅延の発生を防止できる。また、ダイオード301やツェナーダイオード302を用いる場合には、基準電圧VREFに対する外部電圧源VOの電圧を適切な所定範囲に設定することにより、外部電圧源VOのリップルノイズが基準電圧VREFに重畳するのを防止することができる。例えば、ダイオード301の場合には、電圧VOを基準電圧VREFよりも低く設定する。また、ツェナーダイオード302の場合には、電圧VOをブレークダウン電圧がVB基準電圧VREFよりも低く設定する。もちろん、起動時に出力端子300aから電流が供給されるためには、ダイオード301の場合には電圧VOをダイオード301の順方向電圧より高くし、ツェナーダイオード302の場合には電圧VOはVBよりも高く設定する必要がある。なお、以上の説明はあくまでも一例であり、発明を解釈する際、上記実施の形態の記載事項と特許請求の範囲の記載事項の対応関係に何ら限定も拘束もされない。例えば、上述したバンドギャップ基準電圧回路300の構成は一例を示したものであって、バンドギャップ回路10に電流を電流源から供給する構成のバンドギャップ基準電圧回路300であれば本発明を適用することができる。"