"電源供給手段と、前記電源供給手段から供給される電圧をスイッチング制御により昇圧する昇圧手段と、前記昇圧手段からの出力電圧を平滑する平滑手段と、前記昇圧手段と前記平滑手段の間に配置され、前記昇圧手段側への電流逆流を防止する逆流防止素子と、前記逆流防止素子に並列に接続され、前記逆流防止素子に流れていた電流を自身側に転流させる転流手段と、を備えることを特徴とする電力変換装置。前記昇圧手段は、前記電源供給手段に接続されたリアクトルと、前記リアクトルと前記逆流防止素子の接続点と前記電源供給手段の負側とを短絡させるためのスイッチと、を備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記転流手段は、前記スイッチがオンになる直前の所定期間において前記逆流防止素子に流れていた電流を転流させることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。前記転流手段は、前記スイッチがオンになった後、所定期間経過後に転流動作を終了することを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。前記転流手段は、変圧器と、前記変圧器を駆動するスイッチと、前記変圧器および前記スイッチに電力を供給する電源と、前記変圧器の2次側巻線と直列に接続され、電流の逆流を防止する逆流防止素子と、を備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。複数のしきい値と、三角波信号またはのこぎり波信号である比較対象信号とに基づいて、前記スイッチング制御のデューティ比および前記転流手段による転流動作の実施期間を決定する決定手段、をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記複数のしきい値は、第1のしきい値と、当該第1のしきい値と同じまたはこれよりも大きな第2のしきい値と、当該第1のしきい値と同じまたはこれよりも小さな第3のしきい値とを含み、前記決定手段は、前記第1のしきい値と前記比較対象信号の比較結果に基づいて前記デューティ比を決定し、前記第2のしきい値と前記比較対象信号の比較結果と、前記第3のしきい値と前記比較対象信号の比較結果とに基づいて前記実施期間を決定することを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。前記第1のしきい値、前記第2のしきい値および前記第3のしきい値を可変とすることを特徴とする請求項7に記載の電力変換装置。前記決定手段は、前記複数のしきい値として複数の基準信号を生成する基準信号生成手段と、前記比較対象信号を生成する比較対象信号生成手段と、前記複数のしきい値それぞれを前記比較対象信号と比較し、当該比較結果に基づいて前記デューティ比および前記実施期間を決定する比較手段と、を備えることを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。前記決定手段は、前記比較手段が決定した実施期間を有効な決定結果として出力させるかどうかを指示する制御信号であって、そのオンオフタイミングが可変の決定結果出力制御信号を生成する制御信号生成手段、をさらに備えることを特徴とする請求項9に記載の電力変換装置。しきい値と、三角波信号またはのこぎり波信号である複数の比較対象信号と、に基づいて、前記スイッチング制御のデューティ比および前記転流手段による転流動作の実施期間を決定する決定手段、をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記複数の比較対象信号は、第1の比較対象信号と、当該第1の比較対象信号と位相および振幅が一致しかつレベルが常時同じまたはこれよりも大きな第2の比較対象信号と、当該第1の比較対象信号と位相および振幅が一致しかつレベルが常時同じまたはこれよりも小さな第3の比較対象信号とを含み、前記決定手段は、前記しきい値と前記第1の比較対象信号の比較結果に基づいて前記デューティ比を決定し、前記しきい値と前記第2の比較対象信号の比較結果と、前記しきい値と前記第3の比較対象信号の比較結果とに基づいて前記実施期間を決定することを特徴とする請求項11に記載の電力変換装置。前記第1の比較対象信号、前記第2の比較対象信号および前記第3の比較対象信号のレベルを可変とすることを特徴とする請求項12に記載の電力変換装置。前記平滑手段により平滑化された後の電圧値と所定の目標値との比較結果に基づいて前記スイッチング制御のデューティ比を調整する調整手段、をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記目標値を可変とすることを特徴とする請求項14に記載の電力変換装置。前記昇圧手段に流れている電流値と所定の目標値との比較結果に基づいて前記スイッチング制御のデューティ比を調整する調整手段、をさらに備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記目標値を可変とすることを特徴とする請求項16に記載の電力変換装置。前記決定手段をマイクロコンピュータのワンショットパルス発生機能を利用して実現したことを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。電源供給手段は、直流電源、または、交流電源および当該交流電源電圧を整流する整流回路を備えることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記転流手段の逆流防止素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドによって形成されていることを特徴とする請求項20に記載の電力変換装置。請求項1~21のいずれか一つに記載の電力変換装置を備えることを特徴とする冷凍空調システム。しかしながら、電力損失が小さく高効率な新デバイスの中で、電流容量の大きい素子に関しては、高コスト、結晶欠陥等、実用化に向けて多くの課題が存在する。そのため、普及にはまだ時間がかかると考えられ、電流容量の大きい素子を電力変換装置に電流容量の大きい新デバイスを適用して高効率化を図ることが難しいという問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流容量の大きい新デバイスを利用することなく高効率高信頼性を確保できる電力変換装置および冷凍空調システムを得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる電力変換装置は、電源供給手段と、前記電源供給手段から供給される電圧をスイッチング制御により昇圧する昇圧手段と、前記昇圧手段からの出力電圧を平滑する平滑手段と、前記昇圧手段と前記平滑手段の間に配置され、前記昇圧手段側への電流逆流を防止する逆流防止素子と、前記逆流防止素子に並列に接続され、前記逆流防止素子に流れていた電流を自身側に転流させる転流手段と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、逆流防止素子である整流器に流れている順方向電流を転流手段側に転流させてからこの整流器に逆バイアスがかかるように制御することが可能となり、整流器のリカバリー電流を抑制することができ、高信頼性かつ高効率な電力変換装置を実現できるという効果を奏する。以下に、本発明にかかる電力変換装置および冷凍空調システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1に係る電力変換装置の構成例を示す図であり、この電力変換装置は、例えば、冷凍空調システムで利用される。はじめに、図1を参照しながら電力変換装置の構成について説明する。図1に示したように、本実施の形態の電力変換装置は、電力を供給する電源1と、電源1から供給された電力を昇圧する昇圧回路2と、昇圧回路2または後述する転流手段4の出力電圧を平滑する平滑回路3と、必要なタイミングで昇圧回路2に流れる電流を異なった経路に転流する転流手段4と、平滑回路3で平滑化された後の電圧を検出する電圧検出部5と、昇圧回路2および転流手段4を制御する制御部6と、制御部6より発生する昇圧回路2の駆動信号Saを昇圧回路2に伝達する駆動信号伝達部7と、制御部6より発生する転流手段4の駆動信号Sb転流信号と称する場合もあるを転流手段4に伝達する転流信号伝達部8と、平滑回路3の後段に接続される負荷9と、昇圧回路2に流れている電流を検出する電流検出素子10と、電流検出素子10による検出結果を制御部6が利用可能な形式の信号に変換する電流検出部11と、を備えて構成されている。電流検出素子10には、ACCTカレントトランスやDCCTホール素子ホールIC等利用が主に用いられる。また、電流検出部11は、電流検出素子10により検出された値を制御部6内で処理可能な適正値Idcとして取り込めるようにするための増幅回路、レベルシフト回路、フィルタ回路等で構成される。この電流検出部11は、その機能が制御部6内に含まれる場合は、適宜省略しても良い。また、電流制御を行わない場合昇圧回路2に流れている電流値を考慮した制御が不要な機器に適用する場合には、電流検出素子10および電流検出部11を適宜省略しても良い。昇圧回路2は、電源1の正側に接続されたリアクトル21と、その後段に接続されるスイッチング素子であるスイッチ22および逆流防止素子である整流器23B点側:アノード側、C点側:カソード側とにより構成される。なお、リアクトル21は電源1の負側に接続してもよい。スイッチ22の開閉状態は、駆動信号伝達部7から入力される駆動信号SAにより操作される。昇圧回路2は、この駆動信号SAのオン時間とオフ時間の比率デューティ比に応じて、電源1からの入力電力を昇圧する。駆動信号伝達部7は、通常、バッファやロジックIC、レベルシフト回路等により構成される。ただし、駆動信号伝達部7の機能が制御部6内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部6より発生される駆動信号Saは駆動信号SAとして、スイッチ22の開閉操作を直接行う。転流手段4は、変圧器41と、変圧器41と直列に接続される整流器42と、変圧器41を駆動する変圧器駆動回路43から構成される。図1では変圧器41の1次側、2次側巻線の極性は同一としている。変圧器41の2次側巻線は整流器42と直列接続される。さらに整流器42は、昇圧回路2の整流器23と並列接続される。整流器42は、転流手段4における逆流防止素子として動作する。変圧器駆動回路43は、例えば変圧器41を駆動するための電源45とスイッチ44とで構成される。ノイズ対策や故障時保護を考慮し、必要に応じて、制限抵抗、高周波コンデンサ、スナバ回路、保護回路等を、電源45、スイッチ44および変圧器41の1次側巻線の経路に挿入しても良い。また、図1に示した例では変圧器41には、励磁電流をリセットするリセット巻線を設けていないが、必要に応じて1次側巻線にリセット巻線を付加し、更に整流器等を設けて励磁エネルギーを電源側に回生するようにしてもよい。こうすることにより高効率化が可能となる。スイッチ44の開閉状態は、転流信号伝達部8から入力される転流信号SBより操作される。転流信号伝達部8は、駆動信号伝達部7と同様に、通常、バッファやロジックIC、レベルシフト回路等により構成される。ただし、転流信号伝達部8の機能が制御部6内に含まれている場合等には、適宜省略しても良い。その場合、制御部6より発生される転流信号Sbは転流信号SBとして、スイッチ44の開閉操作を直接行う。電圧検出部5は、分圧抵抗によるレベルシフト回路等で構成される。必要に応じて、検出値の演算を制御部6においてできるように、アナログ/デジタル変換器を付加しても良い。制御部6は、電圧検出部5による電圧検出結果を示す電圧値Vdc、および電流検出部11による電流検出結果を示す電流値Idcの少なくとも1つに基づいて、昇圧回路2および転流手段4を制御する。この制御部6は、マイクロコンピュータや、デジタルシグナルプロセッサ等の演算装置、あるいはこれらと同様の機能を内部に有する装置等で構成することができる。次に、図1に示した電力変換装置の動作について説明する。なお、これ以降においては、簡単化のため、駆動信号伝達部7および転流信号伝達部8と同等の機能を制御部6が有している駆動信号伝達部7および転流信号伝達部8が省略されているものとして説明を行う。本実施の形態の電力変換装置の動作は、昇圧チョッパーに整流器の転流動作を加えたものとなる。スイッチ22およびスイッチ44の開閉状態の組み合わせに応じた合計4モードの動作モードが存在する。なお、整流器42のリカバリー特性は、整流器23のリカバリー特性と比較して良好であるものとする。第1のモードスイッチ22がオン、且つスイッチ44がオフの場合を考える。整流器23には、リカバリー特性が良好な整流器42と比較し、順方向電圧が低い素子を使用する。変圧器41の巻線はインダクタ成分であるため、励磁電流を流さない場合には電流が流れない。よって、スイッチ44がオフである本ケースにおいては、転流手段4の経路には電流は流れ込まない。また、スイッチ22はオンであるから、図2Aに示した経路でリアクトル21にエネルギーが蓄積される。第2のモードスイッチ22がオフ、且つスイッチ44がオフの場合を考える。この場合も、上記の第1のモードと同様にスイッチ44がオフであり、転流手段4の経路には電流は流れ込まない。また、スイッチ22がオフであるから、図2Bに示した経路でリアクトル21のエネルギーが負荷9側に供給される。第3のモードスイッチ22がオン、且つスイッチ44がオンの場合を考える。この場合、スイッチ44がオンであるが、スイッチ22も同時にオン状態であり、電源1側のインピーダンスが低いため、転流手段4の経路にはほとんど電流は流れ込まず、図2Cに示した経路でリアクトル21にエネルギーが蓄積される。本モードは転流信号SBの伝達遅延等により、瞬間的に発生する場合があるが、使用上特に問題にならない。第4のモードスイッチ22がオフ、且つスイッチ44がオンの場合を考える。この場合、スイッチ22がオフであり、整流器23を介して負荷9側に電流が流れ込む図2Dに示した電流経路1。またスイッチ44もオンしているため変圧器41が励磁され、転流手段4の経路にも電流が流れ込む図2Dに示した電流経路2。そして、スイッチ22およびスイッチ44がオンの状態となってから一定時間が経過すると、電流経路1整流器23を流れていた電流は整流器42側に完全に転流する。以上より、上記第4のモードスイッチ22がオフ、且つスイッチ44がオンの場合に転流動作が発生するものの、スイッチ22の開閉によるエネルギー蓄積動作は昇圧チョッパーを踏襲したものとなる。よって、スイッチ22がオン時間Ton、オフ時間Toffで繰り返しスイッチングを行うと、図1に示したC点では次式1で示される平均電圧Ecが得られる。なお、簡単化のため、電源1の電圧は直流電源E1とする。図3は、電力変換装置において行う転流制御動作の一例を示す図であり、具体的には、制御部6が出力する駆動信号Sa昇圧回路2を制御するための駆動信号,駆動信号Sb転流手段4を制御するための転流信号,図1に示した各部電流波形I1~I5の関係を示している。なお、制御部6からの出力信号SaおよびSbは、HI側をアクティブ方向オン方向としている。また、各波形は、電源1投入後、十分時間が経過した後の状態、すなわち、負荷9や出力電圧Vdcが一定出力になるように駆動信号Saのオン時間オフ時間を制御部6が制御した後の状態を示している。また、図3は、駆動信号Saのオン時間とオフ時間の比率デューティ比がほぼ一定の場合の例を図示している。すなわち、電源1が直流電源の場合を想定してオン時間とオフ時間の比率を一定としている。電源1を交流電源とする場合、例えば、直流側の電圧を比例積分制御等により一定に制御する際の駆動信号Saのオン時間とオフ時間の比率デューティ比を調整すれば良い。また、Sbのパルス幅を固定とした場合の波形例を示している。Sbのパルス幅を可変とする場合については別途説明する。また、I1はリアクトル21を流れる電流を示す。I1は図1のA点で分岐後、スイッチ22を流れる電流I2、整流器23に向かって流れる電流I3に分流する。よって、これらの電流値の関係は次式2で示される。I1=I2I3...2また、I3はB点で分岐後、整流器23を流れる電流I4、変圧器41の2次側巻線及び整流器42に向かって流れる電流I5に分流する。よって、これらの電流値の関係は次式3で示される。I3=I4I5...3整流器23に順方向電流が流れている状態で駆動信号Saをオンすると、A点-D点間が導通するため、B点電位はほぼD点電位と等しくなるA点とB点は同電位。たとえば、スイッチ22に絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTや電界効果トランジスタFET等を用いた場合には、これらの素子のオン電圧がB点とD点の電位差となるB点の電位は電源1の負側電位とほぼ等しくなる。一方、平滑回路3によりC点電位は充電電位状態平滑回路3を構成しているコンデンサの充電電位にほぼ保持されている。よってこの時、整流器23にはC点-B点間の電位差分逆バイアスが印加され、整流器23はオフ動作に移行する。通常、整流器23にはpn接合ダイオードが用いられるが、整流器23の逆回復までの間、整流器23からスイッチ22の経路で短絡電流が流れることとなる以後、リカバリー電流と称す。そこで、リカバリー電流による回路損失電力損失の増大を防ぐため、制御部6は、駆動信号Saをオンにする直前の所定期間において、転流手段4の転流信号Sbをオンにする。これにより、整流器23に流れている電流を転流手段4側に転流させる変圧器41を介して整流器42に転流させる図2D参照。ここで、整流器23と比較して、整流器42は繰り返し尖頭電流に耐えることはできるが電流容量定格は小さい素子高耐圧だが電流容量は小さい素子を用いる。一般に、整流器は、電流容量の大きい素子よりも小さい素子の方が蓄積キャリア量は小さくなる。よって、電流容量が小さくなる程、逆回復までの時間が短縮でき、リカバリー電流も減少する。また、整流器の蓄積キャリア量は順方向電流の大きさに依存する。また、印加する逆バイアス電圧が小さくなる程、リカバリー電流は減少する。以上のことから、駆動信号Saをオンにする前に転流信号Sbをオンにして整流器23に流れている電流を整流器42側へ転流させることにより、整流器23からスイッチ22の経路へ流れるリカバリー電流を低減できる。なお、整流器42をSiCやGaN、ダイヤモンド等のワイドバンドギャップ半導体によって形成してもよい。ワイドバンドギャップ半導体は従来の半導体非ワイドバンドギャップ半導体と比較して導通損失およびスイッチング損失が低いため、電力変換装置を更に高効率化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、整流器の小型化が可能であり、これら小型化された整流器を用いることにより、機器の小型化が可能となる。上記では、駆動信号Saのデューティ比を一定として示したが、例えば負荷9が電動機の場合には電動機の回転周波数に応じて発生する誘起電圧が異なる等の理由で、昇圧回路の出力を適宜変更させた方が高効率運転できることがある。また、求められる昇圧回路の出力電圧は電動機の仕様必要な負荷トルク運転状況等により異なるため、駆動信号Saのオン時間とオフ時間の比率デューティ比を適宜調整する。この調整処理は、制御部6内で実施する。例えば、比例積分PI制御を行う制御器を用い、電圧検出部5で得られた実際の出力電圧Vdcと、制御部6内に設定された目標電圧Vdc指令値とを入力として比例積分制御を行うことにより実現する。この結果、実際の出力電圧Vdcが目標値Vdcに近づくようフィードバック制御が実施され、駆動信号Saのオン時間が逐次修正設定される。一定時間経過後には、VdcとVdcは、定常偏差を除けばほぼ同一となる。Vdcは、内部メモリーとしてマップ化しておき、運転状況に応じて値を変化させるようにしてもよい。また、外部にメモリーしておいて、制御部6内に読み込み、制御を実施してもよい。また、電流制御が必要な場合には、電流検出素子10で得られた電流値Idcも考慮して、駆動信号Saの基準信号デューティ生成を行ってもよい。この調整処理は、制御部6内で実施する。例えば、比例積分制御を行う2つの制御器を用いて、まず、第1の制御器では、電圧検出部5で得られた実際の出力電圧Vdcと、制御部6内に設定された目標電圧Vdc指令値とを入力として比例積分制御を行い、電流指令値Idcを出力する。次に、第2の制御器では、電流指令値Idcと電流検出値Idcとを入力として、実際の出力電流Idcが目標値Idcに近づくようフィードバック制御を行い、駆動信号Saのオン時間を逐次修正設定する。この場合も一定時間経過後にVdcおよびIdcはほぼ目標値となる定常偏差は除く。また電源電圧に応じてIdcを適切に調整することで、電源力率を改善し、高周波電流を抑制することも可能である。なお、使用条件によっては制御の無駄時間等の考慮が必要となるため、状況に応じて、上記制御器では、微分動作を組み合わせたPID制御を行うようにしてもよい。Idcを内部メモリーとしてマップ化しておき、運転状況に応じて値を変化させるようにしてもよい。すなわち、出力電圧Vdcと目標電圧Vdc指令値を用いた比例積分制御等によりIdcを得るのではなく、Idcを複数用意しておき、運転状況に応じたIdcを使用するようにしてもよい。また、外部にメモリーしておいて、制御部6内に読み込み、制御を実施してもよい。また、電流の代わりに電力等の代替量で制御を実施してもよい。ここまでの説明においては、スイッチ22およびスイッチ44の駆動信号の側面から転流動作を行う方法を示した。一方、スイッチ22およびスイッチ44の実際の開閉スピードは、素子の種類や駆動回路の諸条件ゲート周辺回路の定数設定等により変化する。よって、スイッチ44の駆動信号SbSBの立ち上がりタイミングオンタイミングと、スイッチ22の駆動信号SaSAの立ち下がりタイミングオフタイミングを同一タイミングとした場合でも、実際のスイッチ44およびスイッチ22の開閉タイミングが必ずしも一致しない。またスイッチ22の駆動信号SbSBに関して、必要な転流時間を確保するため、信号SbSBのパルス幅を調整することでよりリカバリー抑制効果を上げることが可能であると考えられる。そこで、スイッチ44およびスイッチ22のオンオフタイミングを変更可能な汎用性の高い回路を以下に示す。図4は、スイッチ駆動信号駆動信号Sa,Sbを生成するスイッチ制御手段の一例を示す図である。このスイッチ制御手段は、制御部6が備えている。図4に示したスイッチ制御手段は、それぞれ異なるレベルの基準信号固定基準値を生成する基準信号生成部2011~2013と、三角波信号を生成する三角波信号生成部202と、状態記憶許可信号詳細は後述するを生成する状態記憶許可信号生成部203と、2系統の入力信号を比較する比較器2111~2113と、論理反転部221、論理積演算部222および状態記憶部223からなる論理演算手段220と、を備えている。図5Aは、図4に示した構成のスイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。これらの図4および図5Aを用いてスイッチ制御手段におけるスイッチ駆動信号生成動作の詳細を説明する。スイッチ駆動信号の生成動作においては、まず、基準信号生成部2011,2012,2013が、それぞれ、しきい値としての基準信号S1第1の基準信号,基準信号S2第2の基準信号,基準信号S3第3の基準信号を生成する。なお、S3≦S1≦S2の関係にあるものとする図5A参照。また、三角波信号生成部202が三角波信号Scを生成する。状態記憶許可信号生成部203が、上記三角波信号Scの前半区間谷から山の区間でHIを出力し、後半区間山から谷の区間でLOを出力する状態記憶許可信号Sxを生成する。なお、図5Aに示した例では三角波信号の半周記区間で繰り返しHI、LOを出力する例を示しているが、例えば負荷9として接続される機器冷凍空調システムなどの運転仕様などに応じて柔軟に変更して良い。次に、比較器2111が、第1の基準信号S1と三角波信号Scに基づいて駆動信号Saを生成する。具体的には、三角波信号Scと第1の基準信号S1を比較し、ScがS1以上Sc≧S1の場合は駆動信号SaをHI出力オンとする。一方、ScがS1よりも小さいSc<S1場合は駆動信号SaをLO出力オフとする。同様に、比較器2112が、第2の基準信号S2と三角波信号Scに基づいて信号Syを生成する。具体的には、三角波信号Scと第2の基準信号S2を比較し、ScがS2以上Sc≧S2の場合は信号SyをHI出力とする。一方、ScがS2よりも小さいSc<S2場合は信号SyをLO出力とする。また、比較器2113が、第3の基準信号S3と三角波信号Scに基づいて信号Szを生成する。具体的には、三角波信号Scと第3の基準信号S3を比較し、ScがS3以上Sc≧S3の場合は信号SzをHI出力とする。一方、ScがS3よりも小さいSc<S3場合は信号SzをLO出力とする。なお、比較器2111~2113において、入力のアクティブ方向や、入力信号2値が同一の場合Sc=S1,Sc=S2,Sc=S3の場合に出力をHI側とするかLO側とするかについては必要に応じて変更して良い。次に、論理演算手段220が、上記の信号Sx、SyおよびSzに基づいて転流信号Sbを生成する。具体的には、まず、論理反転部221が比較器2112の出力信号Syを反転させた信号図ではSyに ̄を付加して表現しているを生成し、次に、論理積演算部222が、論理反転部221からの入力信号Syを反転させた信号と比較器2113からの入力信号Szを比較し、両入力がHIの場合に出力信号SdをHIとし、それ以外の場合に出力信号SdをLO出力とする。そして、状態記憶部223が、状態記憶許可信号生成部203の出力信号SxがHIの区間において、論理積演算部222の出力信号Sdの論理変化を受け付け、その状態を保持し出力する。すなわち、上記区間においてSdがHIに変化した場合、転流信号SbをHIに変更し、SdがLOに変化した場合には転流信号SbをLOに変更する。それ以外の区間では転流信号Sbの状態を変化させない。状態記憶部223には、Dラッチ回路等を用いても良い。上記のような一連の論理過程を経ることで、昇圧回路2の駆動信号Saおよび転流手段4の駆動信号Sbのオンオフタイミングを比較的簡単な方法で変更できる。また、駆動信号Saのアクティブ変更タイミングLO→HIへの変更タイミングと転流手段4の駆動信号SbのオフタイミングHI→LOへの変更タイミングを同期させることができるだけでなく、駆動信号Sa,Sbのオンオフタイミングを微調整ができる。図4および図5Aを見ればわかるように、駆動信号SaとSbのオンオフタイミングの関係を調整する場合、第1の基準信号S1と第3の基準信号S3の差分値図5Aに示したOFS1、および第1の基準信号S1と第2の基準信号S2の差分値図5Aに示したOFS2を調整すればよい。駆動信号Saのオンオフタイミングを調整する場合、基準信号S1の値を調整すればよい。駆動信号Sbのオンオフタイミングを微調整する場合、第2の基準信号S2の値および第3の基準信号S3の値を調整すればよい。一例として、駆動信号Sbを遅延無くオフしたい場合駆動信号Sbのオフタイミングと駆動信号Saのオンタイミングを一致させたい場合の制御を図5Bに示す。図示したように、第1の基準信号S1と第2の基準信号S2を重ねるOFS2を0とすることで、駆動信号Sbのオフタイミングと駆動信号Saのオンタイミングを一致させることができる。また、図示は省略するが、運転条件により、昇圧回路2に流れている電流を、駆動信号Saをオンさせてスイッチ22を閉じる前に転流手段4側に転流させる必要がない場合駆動信号Sbをオンさせてスイッチ44を閉じる必要がない場合、全ての基準信号S1,S2,S3を重ねるOFS1,OFS2を0にすることで、駆動信号Sbを常時オフにすることもできる。以上のような方法により、駆動信号Sa,Sbのオンオフタイミングを比較的簡単な方法で変更できる。この結果、駆動回路スイッチ素子特性のばらつきによる再転流を防止することができ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。なお、図4に示したスイッチ制御手段では複数個の基準信号を使用することにより昇圧回路2の駆動信号Saおよび転流手段4の駆動信号Sbのオンオフタイミング調整を行うようにしているが、複数個の三角波信号を使用ようにして同様のタイミング調整を実現できる。複数個の三角波信号を使用してタイミング調整を行う場合の例を以下に示す。図6は、図4に示したスイッチ制御手段の変形例を示す図である。このスイッチ制御手段は、基準信号を生成する基準信号生成部201と、それぞれ異なる三角波信号を生成する三角波信号生成部2021~2023と、状態記憶許可信号を生成する状態記憶許可信号生成部203と、2系統の入力信号を比較する比較器2121~2123と、論理反転部221、論理積演算部222および状態記憶部223からなる論理演算手段220と、を備えている。図7Aは、図6に示した構成のスイッチ制御手段が作成する駆動信号の一例を示す図である。図6に示した構成のスイッチ制御手段によるスイッチ駆動信号の生成動作においては、まず、基準信号生成部201が、例えば、図4に示したスイッチ制御手段の基準信号生成部2011が生成するものと同様の基準信号S1を生成する。また、三角波信号生成部2021,2022,2023が、それぞれ、三角波信号Sc1第1の三角波信号,三角波信号Sc2第2の三角波信号,三角波信号Sc3第3の三角波信号を生成する。なお、各三角波信号は振幅および周期が固定であり、かつそれぞれの位相が一致しており、Sc3≦Sc1≦Sc2の関係にあるものとする。すなわち、三角波信号Sc1,Sc2,Sc3は、ある三角波信号を振幅方向にスライドさせることにより得られる関係にあるものとする。状態記憶許可信号生成部203は、図4に示したスイッチ制御手段の状態記憶許可信号生成部203と同様の状態記憶許可信号Sxを生成する。次に、比較器2121が、第1の三角波信号Sc1と基準信号S1に基づいて駆動信号Saを生成する。具体的には、第1の三角波信号Sc1と基準信号S1を比較し、Sc1がS1以上Sc1≧S1の場合は駆動信号SaをHI出力オンとする。一方、Sc1がS1よりも小さいSc1<S1場合は駆動信号SaをLO出力オフとする。同様に、比較器2122が、第2の三角波信号Sc2と基準信号S1に基づいて信号Syを生成する。具体的には、第2の三角波信号Sc2と基準信号S1を比較し、Sc2がS1以上Sc2≧S1の場合は信号SyをHI出力とする。一方、Sc2がS1よりも小さいSc2<S1場合は信号SyをLO出力とする。また、比較器2123が、第3の三角波信号Sc3と基準信号S1に基づいて信号Szを生成する。具体的には、第3の三角波信号Sc3と基準信号S1を比較し、Sc3がS1以上Sc3≧S1の場合は信号SzをHI出力とする。一方、Sc3がS1よりも小さいSc3<S1場合は信号SzをLO出力とする。次に、論理演算手段220が、上記の信号Sx、SyおよびSzに基づいて転流信号Sbを生成する。この動作は、図4に示したスイッチ制御手段の論理演算手段220が行う動作と同じである。このように、複数の三角波信号を使用した場合にも、スイッチ駆動信号Sa,Sbのタイミング調整を行うことが可能である。また、三角波信号Sc2,Sc3をSc1に対して任意幅のオフセット、あるいは任意時間幅図7AではSc1とSc3の時間幅をΔT1、Sc1とSc3の時間幅をΔT2とした場合の例を示しているを持たせることで、スイッチ駆動信号Sa,Sbのオンオフタイミングを調整できる。駆動信号Sbを遅延無くオフしたい場合には、三角波信号Sc1,Sc2,Sc3が図7Bに示した関係になるようにすればよい。すなわち、第1の三角波号Sc1と第2の三角波信号Sc2を重ねるΔT2を0とすることで駆動信号Sbのオフタイミングと駆動信号Saのオンタイミングを同期させることができる。また、昇圧回路2に流れている電流を、駆動信号Saをオンさせてスイッチ22を閉じる前に転流手段4側に転流させる必要がない場合駆動信号Sbをオンさせてスイッチ44を閉じる必要がない場合、全ての三角波信号Sc1,Sc2,Sc3を重ねるΔT1,ΔT2を0にすることで、駆動信号Sbを常時オフにすることもできる。図6に示したスイッチ制御手段を使用する場合においても、図4に示した構成のスイッチ制御手段を使用する場合と同様の制御が可能となり、駆動信号Sa,Sbのオンオフタイミングを比較的簡単な方法で変更できるので、駆動回路スイッチ素子特性のばらつきによる再転流を防止することができ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。図4や図6に示したスイッチ制御手段では基準信号と三角波信号を使用することとしたが、三角波信号に代えてのこぎり波状の信号を使用してもよい。図8および図9はのこぎり波信号を使用した制御動作の一例を示す図である。図8は、図4に示したスイッチ制御手段において三角波信号に代えてのこぎり波信号を使用した場合の例を示しており、図9は、図6に示したスイッチ制御手段において三角波信号に代えてのこぎり波信号を使用した場合の例を示している。図8および図9では、状態記憶許可信号生成部203において、のこぎり波信号の立ち下がり近傍において状態記憶許可信号Sxをオフ状態とし、それ以外の区間においてはオン状態とする例を示している。しかしながら、これに限るものでなく、例えば負荷9として接続される機器の運転仕様などに応じて柔軟に変更して良い。また、運転状態やシステム仕様に応じて、転流手段4の最適な動作時間は異なってくると考えられる。例えば、整流器23に流れている電流が大きい場合、整流器23から整流器42への転流には時間がかかるため、転流時間スイッチ44を閉じている時間が大きい方が望ましいケースがある逆回復電荷の補償時間を長くする必要がある。逆に、整流器23に流れている電流が小さい場合、整流器23から整流器42への転流に要する時間は短くて良いケースもある逆回復電荷の補償時間を短くする必要がある。すなわち、図10Aおよび図10Bに示したように、順方向電流整流器23に流れている電流に相当が大きくなると逆回復電荷量Qrrが大きくなり、リカバリー電流も大きくなる。また、完全に転流動作が完了しなくても、システムの要求仕様設計値を十分に満たすことができるケースもある。このように、システムの要求仕様に応じて、転流信号Sbのパルス幅は異なってくる。従って、転流手段4への転流時間は、負荷電流の大きさや、スイッチ22のスイッチング速度、整流器23の素子特性に応じて柔軟に変更することで、よりそのシステムに適した転流動作を実現できる。例えば、転流時間を負荷電流の大きさに応じて変更する場合には、図11Aおよび図11Bに示したようにすればよい。図11Aは、電流図1に示した電流検出素子10で観測できる電流とOFS1図5A,図5Bなどの制御を行う場合の基準信号S1とS3の差分を示すオフセット値の関係の一例を示し、図11Bは、電流とOFS2基準信号S1とS2の差分を示すオフセット値の関係の一例を示している。電流と各オフセット値の関係は、回路を構成している各デバイスの性能やシミュレーションなどにより予め求めておけばよい。このように、負荷電流が大きくなるほど転流信号Sbのパルス幅が大きくなるように変更することで、より高効率なシステムを構築できる。なお、要旨を逸脱しない範囲で、他箇所における電流検出結果を用いても良い。このように、本実施の形態の電力変換装置においては、電源から供給された直流電圧を昇圧する昇圧回路と、昇圧回路内の整流器に並列に接続され、この整流器に流れている電流を所望のタイミングで転流させることが可能な転流手段と、昇圧回路および転流手段を制御する制御部とを備え、制御部は、整流器に流れている電流順方向電流を転流手段側に転流させてからこの整流器に逆バイアスがかかるように制御を行う。これにより、整流器のリカバリー電流を抑制して、リカバリー電流による回路損失の増大を防止できる。この結果、高信頼性かつ高効率な電力変換装置を実現できる。なお、本実施の形態では、制御部6内部のスイッチ制御手段におけるスイッチ22の駆動信号Saおよびスイッチ44の駆動信号転流信号Sbの作成動作例について示したが、このスイッチ制御手段は、マイクロコンピュータやDSP等の内部機能を用いて実現しても良い。例えば、これらのデバイスに付随するワンショットパルス発生機能等を用いて信号を生成するようにして実現しても良い。実施の形態2.図12は、実施の形態2の電力変換装置の構成例を示す図である。本実施の形態の電力変換装置は、実施の形態1で説明した電力変換装置を変形したものであり、具体的には、電源1,制御部6を電源1a,制御部6aに置き換え、さらに、ゼロクロス検出部100を追加したものである。本実施の形態では、実施の形態1で説明した電力変換装置と異なる部分についてのみ説明を行う。図12に示したように、電源1aは、交流電源1a-1単相と、複数の整流素子からなる整流部1a-2内部はブリッジ接続とを備えている。この電源1aでは、交流電源1a-1が発生させる交流電力を整流部1a-2で整流し、後段の昇圧回路2に対して供給する。ゼロクロス検出部100は、交流電源1a-1が出力する電圧を監視してゼロクロス点を検出する。監視結果は、ゼロクロス信号ZCとして制御部6aに出力する。制御部6aは、ゼロクロス信号ZCに基づき、ゼロクロス点に同期させた駆動信号Sa,Sbを生成する。ゼロクロス点に同期させた制御を行うことによりノイズの発生を抑えることができる。また、図13に示したように、実施の形態1で説明した電力変換装置の電源1を電源1bに置き換えてもよい。電源1bは、交流電源1b-1三相と、複数の整流素子からなる整流部1b-2内部はブリッジ接続とを備えており、交流電源1b-1が発生させる三相交流電力を整流部1b-2で整流し、後段の昇圧回路2に対して供給する。上記の図12や図13に示した構成の電力変換装置においても、図1に示した実施の形態1の電力変換装置と同様に、昇圧回路2及び転流手段4の各信号のオンオフタイミング調整が可能であり、実施の形態1の電力変換装置と同様の効果を得ることができる。なお、本実施の形態では、単相または三相交流電源から供給された電力を昇圧する電力変換装置の構成例について示したが、昇降圧機能を有する各種コンバータにおいて、逆流防止用の整流器を備えた構成の回路に対して、本技術の適用が可能であり、昇圧回路及び転流手段の各駆動信号のオンオフタイミング調整を行うことで、システム効率を向上でき、かつリカバリー電流やノイズを低減することが可能である。なお、各実施の形態の説明においては、便宜上、電源が電力変換装置に含まれているものとして説明を行ったが、電源が電力変換装置の外部に存在していてもよい。以上のように、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、昇圧回路を制御する昇圧信号上記駆動信号Saに相当及び転流手段を制御する転流信号上記駆動信号Sbに相当のパルス幅を運転状態に応じて変更できるので、転流終了の際、回路素子特性のばらつきによる再転流を防止することができ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、負荷電流の大きさに応じて転流手段の転流時間を調整できるため、転流手段の過度な発熱を防止しつつ、信頼性高くリカバリー電流を抑制することができる。加えて、過度な発熱を防止できるため、転流手段用の放熱対策を低コストで行うことができる。また、補助整流器に、ワイドバンドギャップ半導体を用いることで、更なる高効率化を実現できる。また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、昇圧回路内の整流器を流れている電流を転流させるタイミングの制御信号である転流信号のオンオフタイミングを可変としたので、昇圧回路のスイッチング素子のスイッチングスピードに応じて転流手段の転流時間を調整でき、システム変更に対しても柔軟に対応できる。また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、比較的簡易な方法で転流信号のオンオフタイミングを調整できるので、マイクロコンピュータのワンショットパルス発生機能等を用いてスイッチ制御手段を実現できる。よって、コストアップを抑えて制御手段を実現できる。また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、複数の基準信号を生成する手段と三角波信号またはのこぎり波信号を生成する手段を具備し、基準信号と三角波信号またはのこぎり波信号の比較結果に基づいてスイッチング素子の制御信号および転流信号を生成することを特徴とするので、汎用性高く様々なシステムに適用することが可能である。また、各実施の形態で説明した電力変換装置によれば、直流電源、または交流電源及び前記交流電源電圧を整流する整流回路に対応可能であるので、汎用性高く様々なシステムに適用可能である。そのため、例えば、冷凍空調システムに適用することにより高効率かつ高信頼性な冷凍空調システムを実現できる。"