中性点クランプ形のコンバータであって、DC電圧を受ける第1および第2の端子と、前記第1および第2の端子の間に直列に接続された第1および第2のコンデンサと、前記第1および第2のコンデンサの中間接続点における電圧に対し、所定のニュートラル電圧からの電圧ズレを検出する検出手段と、前記電圧ズレを表わす制御信号を生成する制御手段と、入力が前記中間接続点に接続され、前記制御信号を受けて前記電圧ズレに対応した可変電圧を生成し、該可変電圧を前記中間接続点の電圧に加算し、前記所定のニュートラル電圧にほぼ等しい電圧を出力から生成する可変電圧発生器と、正の入力、負の入力、およびニュートラル入力を有し、前記正の入力および負の入力が、前記第1および第2の端子にそれぞれ接続され、前記ニュートラル入力が、前記可変電圧発生器の前記出力に接続された、DC電圧をAC電圧へと変換するスイッチング回路とを備えた中性点クランプ形コンバータ。前記制御信号は、電圧ズレの量を表わす第1の制御信号を含み、前記生成された可変電圧は、前記第1の制御信号により得られる電圧ズレの量に対応する量を有する請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記制御信号は、電圧ズレの極性を表わす第2の制御信号をさらに含み、前記生成された可変電圧は、前記第2の制御信号により得られる電圧ズレの極性とは反対の極性を有する請求項2に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記検出手段は、前記第1および第2の端子の間に直列に接続された第1および第2の分圧器と、該第1および第2の分圧器の間の接続点の電圧を前記中間接続点の電圧と比較する比較器と、を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記検出手段は、前記第1のコンデンサの両端電圧を検出する第1の電圧検出器と、前記第2のコンデンサの両端電圧を検出する第2の電圧検出器と、前記第1の電圧検出器により検出された電圧および前記第2の電圧検出器により検出された電圧を比較する比較器と、を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記第1の制御信号は、高周波のパルス信号である請求項2に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記可変電圧発生器は、フルブリッジ回路を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記可変電圧発生器は、直列に接続された複数のフルブリッジ回路を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記可変電圧発生器は、ハーフブリッジ回路を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記可変電圧発生器は、インダクタとコンデンサを含むフィルタ回路を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記可変電圧発生器は、双方向チョッパ回路を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。さらに、前記第1のコンデンサを充電する第1の充電器と、前記第2のコンデンサを充電する第2の充電器と、を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。さらに、前記第1および第2の端子の間に接続された共振転送回路を備えた請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記スイッチング回路は、DC電圧を単相AC電圧に変換する請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記スイッチング回路は、DC電圧を3相AC電圧に変換する請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記スイッチング回路は、DC電圧を5レベルのAC電圧に変換する請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記可変電圧発生器は、IGBTである多くのトランジスタで構成された、請求項1に記載の中性点クランプ形コンバータ。前記トランジスタは、広帯域のギャップ半導体で形成された、請求項17に記載の中性点クランプ形コンバータ。ACコンバータのコストを低くするためには、小さな容量のコンデンサを使用すればよいが、中心電圧Vcのズレが大きくなり、動作が不安定になる。本発明の一態様によれば、中性点クランプ形のコンバータは、DC電圧を受ける第1および第2の端子と、前記第1および第2の端子の間に直列に接続された第1および第2のコンデンサと、前記第1および第2のコンデンサの中間接続点における電圧に対し、所定のニュートラル電圧からの電圧ズレを検出する検出手段と、前記電圧ズレを表わす制御信号を生成する制御手段と、入力が前記中間接続点に接続され、前記制御信号を受けて前記電圧ズレに対応した可変電圧を生成し、該可変電圧を前記中間接続点の電圧に加算し、前記所定のニュートラル電圧にほぼ等しい電圧を出力から生成する可変電圧発生器と、正の入力、負の入力、およびニュートラル入力を有し、前記正の入力および負の入力が、前記第1および第2の端子にそれぞれ接続され、前記ニュートラル入力が、前記可変電圧発生器の前記出力に接続された、DC電圧をAC電圧へと変換するスイッチング回路を備えている。本発明によれば、中間接続点における中心電圧がたとえズレても、可変電圧発生器によって生成される可変電圧が中間電圧に加えられることにより、スイッチング回路のニュートラル入力端子には、ニュートラル電圧にほぼ等しい電圧が印加され、スイッチング回路の安定な動作を得ることが出来る。<実施の形態1>図1Aには、本発明の第1の実施の形態による中性点クランプ形コンバータが示されており、そこにはDC電源などの電源2と、2つの分圧器4、6と、コンデンサC1、C2と、比較器16と、コントローラ12と、可変電圧発生器18と、スイッチング回路20と、負荷22とが含まれている。DC電源2には、端子8、10を介し、直列接続された分圧器4、6、及び直列接続されたコンデンサC1、C2が接続されている。DC電源2は、所定のDC電圧2V0を生成する。分圧器4、6は、例えば同じ抵抗値を有する抵抗器によって構成される。したがって、分圧器4、6の間の接続点Jcの電位は、DC電圧2V0の中心電圧に常に等しい。コンデンサC1、C2は、同じ容量を有しているので、コンデンサC1、C2のいずれも、電圧V0に充電される。換言すると、コンデンサC1の充電電圧は、コンデンサC2の充電電圧と同じである。したがって、理想的には、コンデンサC1、C2の間の接続点Jfの電位は、DC電圧2V0の中心電圧を示す。以下において、接続点または端子を表わす記号Jc、Jf等は、そのような接続点または端子における電位レベルを表わすためにも使用される。DC電源2は、電池、太陽電池、又は図1Aに示されているスイッチング回路20と同様のAC-DCコンバータなど、任意のDC電源であってよい。比較器16は、電圧Jcと電圧Jfを比較し、電位Jcと電圧Jfの差を生成する。この電位差が、可変電圧発生器18の動作を制御するコントローラ12へ印加される。スイッチング回路20は、3つの入力端子正の入力端子Vp、負の入力端子Vn、およびニュートラル入力端子Vcと、1つの出力端子Voutを有している。入力端子Vp、Vnは、直列接続されたコンデンサC1、C2の両端に接続され、それぞれ正の側の電圧および負の側の電圧を受ける。ニュートラル入力端子Vcは、可変電圧発生器18の出力に接続される。スイッチング回路20の出力端子Voutは、負荷22の入力に接続される。負荷22の出力は、ニュートラル入力端子Vcに接続される。簡単のため、この例では、負荷は抵抗器だけを備えているものとする。スイッチング回路20は、トランジスタT1、T2、T3、T4、及びダイオードD1、D2、D3、D4、D5、D6を備えている。スイッチング回路20は、トランジスタT1~T4を制御することによって、正のレベル、ニュートラルレベル、および負のレベルという3つのレベルの電圧を、出力端子Voutから生じるように構成されている。トランジスタT1~T4は、タイミング回路図示せずにより制御され、図2A~2Cの期間P1においてはトランジスタT1、T2がオンにされ、期間P2においてはトランジスタT2、T3がオンにされ、期間P3においてはトランジスタT3、T4がオンにされ、期間P4においてはトランジスタT2、T3がオンにされる。期間P1~P4は、繰り返され、スイッチング回路20からAC電流が生成される。期間P1においては、図1Aに示すように、スイッチング回路20のトランジスタT1、T2がオンであるため、電流正の側の電流と称されるが、コンデンサC1から端子Vp、トランジスタT1、T2、負荷22、及び可変電圧発生器18を通り、再びコンデンサC1へと流れる。期間P2においては、図1Bに示されるように、トランジスタT2、T3がオンであるため、電流が、負荷22からトランジスタT3およびダイオードD6を通って可変電圧発生器18へと流れ、又は可変電圧発生器18からダイオードD5およびトランジスタT2を通って負荷22へと流れ、期間P2においてはVoutにおける電圧レベルがVcに等しく保たれる。しかしながら、この例では、単純な抵抗性の負荷が使用されているため、電流の流れはゼロである。期間P3においては、図1Cに示されるように、スイッチング回路20のトランジスタT3、T4がオンであるため、電流負の側の電流と称されるが、コンデンサC2から可変電圧発生器18、端子Vc、負荷22、及びトランジスタT3、T4を通り、再びコンデンサC2へと流れる。期間P4における動作は、期間P2について説明した動作と基本的に同じである。もし、コンデンサC1の容量が充分に大きければ、コンデンサC1の電圧は、図2Aに破線で示されているように、期間P1、すなわち正の側の電流が生じている期間、において、一定に保たれる。しかしながら、コンデンサC1が比較的小さい容量本発明においては容認できるであれば、コンデンサC1の電圧が、期間P1において、図2Aに実線で示されているように減衰する。その結果、電位Jfは、期間P1において、図2Bに示すように不適切な上昇を示す。比較器16は、電位Jfの係る上昇を検出する。コントローラ12が、電位Jfの上昇の情報を受け、可変電圧発生器18へ制御信号を送る。可変電圧発生器18は、図2Cに示すように、期間P1における接続点Jfの電位の上昇を打ち消すための電圧Vgenを生成し、端子Vcの電位をニュートラルレベルに維持する。同じことが、コンデンサC2にも当てはまる。もし、コンデンサC2が比較的小さい容量本発明においては容認できるであれば、コンデンサC2の電圧は、期間P3において、図2Aに実線で示されているように減衰する。その結果、電位Jfは、期間P3において、図2Bに示すように不適切な下降を示す。比較器16は、電位Jfの係る下降を検出する。コントローラ12が、電位Jfの下降の情報を受け、可変電圧発生器18への制御信号を送る。可変電圧発生器18は、図2Cに示すように、期間P3における接続点Jfの電位の下降を打ち消すための電圧Vgenを生成し、端子Vcの電位をニュートラルレベルに維持する。電位Jcに対する電位Jfの上昇または下降は、ここでは電位Jfのズレと呼ぶ。分圧器4、6及び比較器16は、一体となって、中間接続点Jfの電位のズレを検出する電圧検出手段を構成する。図3Aは、可変電圧発生器18の例を示す。可変電圧発生器18は、トランジスタT11、T12、T13、T14と、該トランジスタT11、T12、T13、T14のそれぞれに逆方向に接続されたダイオードD11、D12、D13、D14を含むフルブリッジ回路を有する。コンデンサC3が、トランジスタT13、T14の直列接続に並列に接続されている。インダクタL1とコンデンサC4から構成されるフィルタ回路が、可変電圧発生器18の入力と出力との間に接続されている。コンデンサC3は、充電器17によって充電され、常に充電された状態に保たれ、動作中は常に、最大電圧Vmax以上の電圧を有している。電圧Vmaxは、電位Jfの最大のズレに等しい。充電器17は、内部の回路または外部の回路によって形成することができる。簡潔のため、充電器17は、図3Aのみにおいて示し、他の電圧発生器の回路においては省略される。コントローラ12は、トランジスタT12、T11、T13、T14のそれぞれに接続された4つの出力A1、A2、A3、A4を有する。出力A1、A2からは、比較器16からの差信号の極性を表わすハイHIGHまたはローLOWの信号を生成する一方、出力A3、A4からは、ズレの量を表わすパルス列信号を生成する。例えば、パルス列信号は、コントローラ12に設けられた高周波20~50KHzなどパルス源図示せずで生成されたパルスを、電位Jfのズレの程度または大きさによって決定される割合で間引かれて生成される。トランジスタT11、T12、T13、T14の制御は、上述に限らず、電圧Vgenを生成するのであれば、任意の他の種類の制御を使用できることは、当業者にとって自明である。後述する図7の変形例4で示すように、本発明では、差の極性を表わす出力A1、A2を用いずに実現することも可能である。図3Aは、電位Jfのズレが-Vd1図4Aである場合を示しており、図3Bは、電位JfのズレがVd2図4Aである場合を示している。図4A~4Fを用い、可変電圧発生器18の動作を説明する。図4Aは、比較器16の出力を示し、電位Jcに対する接続点Jfの電位の変化を表わしている。期間Q1において、電位Jfは、例えば電圧Vmaxの2/3に等しい量Vd1だけ下降し、期間Q2において、電位Jfは、例えば電圧Vmaxの5/6に等しい量Vd2だけ上昇すると仮定する。図4B、4C、4D、4Eの波形は、コントローラ12の出力であり、それぞれトランジスタT11、T12、T13、T14に加えられる。期間Q1において、接続点Jfと接続点Jcとの間の電位差の極性がマイナスであるので、コントローラ12は、出力A1からハイHIGHを生成し、これがトランジスタT12に加えられる。結果として、可変電圧発生器18を通る電流経路は、期間Q1においてトランジスタT13がオンであるときは図3Aの実線で示すように、また、期間Q1においてトランジスタT14がオンであるときは破線で示すように形成される。期間Q1において、コントローラ12は、電位Jfのズレの程度を計算し、それを比の形式で表現する。ここで、コンデンサC3の電圧は、最大=Vmaxであると仮定した場合、期間Q1において出力A3からは、2/3のデューティサイクルを有するパルス図4Dが生成され、出力A4からは、期間Q1において1/3のデューティサイクルを有するインバースパルス図4Eが生成される。このようにして、トランジスタT13が、期間Q1の時間の2/3の間オンになって、コンデンサC4を順方向に充電し、充電電圧が、図4Fに示すように電圧Vmaxの2/3の電圧となる。すなわち、期間Q1において、コンデンサC4は、コンデンサC3に充電された電圧Vmaxを間欠的に使用して、図4Fに示されるように、期間Q1において2/3×Vmax平均として、Vd1に等しいまで充電される。このようにして、接続点Jfに現れる電位のズレが、コンデンサC4に充電された電圧と相殺され、端子Vcにニュートラル電位をもたらす。期間Q2において、接続点Jfと接続点Jcとの間の電位差の極性がプラスである場合、コントローラ12は、出力A2にハイHIGHを生成し、これがトランジスタT11に加えられる。結果として、図3Bに期間Q2においてトランジスタT14がオンであるときは実線で、また、期間Q2においてトランジスタT13がオンであるときは破線で示すように、可変電圧発生器18を通る電流経路が確立される。期間Q2において、コントローラ12は、比の形式で表現される、電位Jfのズレの程度を計算する。コンデンサC3の電圧=Vmaxであると仮定した場合、出力A4からは、期間Q2において5/6のデューティサイクルを有するパルス図4Dが生成され、出力A3からは、期間Q2において1/6のデューティサイクルを有する逆のパルス図4Eが生成される。このようにして、トランジスタT14は、期間Q2の時間の5/6の間オンになって、コンデンサC4を逆方向に充電し、図4Fに示すように電圧Vmaxの-5/6の電圧をもたらす。すなわち、期間Q2において、コンデンサC4は、コンデンサC3に充電された電圧Vmaxを使用して間欠的に充電され、図4Fに示すように、期間Q2において-5/6×Vmax平均として、-Vd2に等しいの充電がなされる。このようにして、接続点Jfに現れる電位のズレが、コンデンサC4に充電された電圧と相殺され、端子Vcにニュートラル電位をもたらす。本発明の中性点クランプ形コンバータによれば、端子Vcの電位が、たとえコンデンサC1、C2のそれぞれの両端電圧が変動する場合でも、ズレの量に対応する電圧を生成して、生成された電圧を接続点Jfの電位へと加えることにより、ニュートラルレベルに強制的に調節される。したがって、小さな容量のコンデンサC1、C2を使用することが可能である。また、動作の開始時にコンデンサC1、C2の電荷を精密につり合わせ調整をする必要がない。<変形例1>特にパルス源からのパルスの周波数が充分高い場合には、インダクタL1およびコンデンサC4からなるフィルタ回路を省略してもよい。<変形例2>図5には、電圧検出手段の変形例が示されている。図1に示す分圧器4、6の代わりに、図5に示す電圧検出器104、106を使用してもよい。電圧検出器104が、コンデンサC1の両端電圧を検出し、電圧検出器106が、コンデンサC2の両端電圧を検出する。電圧検出器104、106の出力が、比較器16へと加えられる。比較器16が、コンデンサC1、C2のそれぞれの両端電圧を比較し、接続点Jfにおけるズレを生成する。電圧検出器104、106ならびに比較器16は、一体となって、中間接続点Jfの電位のズレを検出する電圧検出手段を構成する。このような電圧検出器104、106を、可変電圧発生器18の下流側に挿入してもよい。例えば、電圧検出器104を、端子Vp、Vcの間に挿入し、電圧検出器106を、端子Vc、Vnの間に挿入することもできる。この場合、コントローラ12は、フィードバックループモードで動作し、可変電圧発生器18の電圧を調整して、比較器16の出力をゼロに近付けるように動作する。すなわち、電圧検出器104、106、比較器16、及びコントローラ12は、一体となって、端子Vcの電位を真ん中の電位の近くに保つべく釣り合い信号を生成する電圧制御手段を構成する。<変形例3>図6は、可変電圧発生器18の変形例を示す。図3Aに示した1つのフルブリッジ回路の代わりに、図6に示すように、直列に接続された2つのフルブリッジ回路を使用してもよい。第1のフルブリッジ回路は、トランジスタT11a、T12a、T13a、T14aと、ダイオードD11a、D12a、D13a、D14aと、コンデンサC3aを含む。第2のフルブリッジ回路は、トランジスタT11b、T12b、T13b、T14bと、ダイオードD11b、D12b、D13b、D14bと、コンデンサC3bを含む。この場合、コンデンサC3a、C3bの各々が、1/2Vmaxに充電される。各々のフルブリッジ回路は、コントローラ12によって個別に制御される。コントローラ12は、8つの出力A1、A2、A3、A4、A5、A6、A7、A8を有しており、その内、出力A1~A4はトランジスタT11a~T14aを制御するために使用され、出力A5~A8はトランジスタT11b~T14bを制御するために使用される。その制御方法は、図3A、3B、4A~4Fで示した方法と同様である。したがって、そのような可変電圧発生器について、VVVG=0、VVVG=1/2Vmax、VVVG=Vmax、VVVG=-1/2Vmax、およびVVVG=-Vmaxという5つのレベルが得られ、ここでVVVGは、端子Vcと接続点Vfとの間の電圧である。結果として、平均化がより容易となる。例えば、VVVG=1/2Vmaxを得るためには、一方のフルブリッジの1/2Vmaxの出力を用いれば簡単に実現できる。ちなみに図3の例では、50のデューティサイクルを得る必要がある。図6の構成と同様に、直列に接続されたN個Nは、2以上の整数のフルブリッジ回路を備えてもよい。この場合、中央のコンデンサは、1/NVmaxに充電される。<変形例4>図7は、可変電圧発生器18の変形例を示す。図3Aに示したフルブリッジ回路の代わりに、図7に示すようなハーフブリッジ回路を使用してもよい。ハーフブリッジ回路は、トランジスタT13c、T14cと、ダイオードD13c、D14cと、コンデンサC3cを備えている。この場合、コンデンサC3は、2Vmaxに充電される。さらに、オフセット回路30が、接続点Jfに接続されている。一例として、オフセット回路30は、接続点Jfと接続点Jfaとの間に-Vmaxのオフセット電圧を生成する。接続点Jfにおけるズレが正であるか、あるいは負であるかにかかわらず、接続点Jfaの電位は、常に負の電圧になる。したがって、ハーフブリッジ回路は、常に正の電圧で接続点Jfaの電圧と相殺することが出来る。図7に示すように、コントローラ12は、必要な相殺電圧の大きさを表わすデューティサイクルを有するパルスを生成する出力A3、A4だけを有している。換言すると、差信号の極性を表わす出力A1、A2は、図7の例では不要である。これは、図7の例では、接続点Jfaにおける極性が、常に負であるからである。オフセット回路30は、接続点JfaにVmaxのオフセット電圧を発生させてもよい。その場合、ハーフブリッジは、負の電圧を発生すように構成される。さらに、オフセット回路30を設ける代わりに、最初にコンデンサC1、C2を、それぞれ電圧VstVmax、Vst-Vmaxのように、オフセットされた電圧に充電してもよい。そのような電圧VstVmax、Vst-Vmaxは、変形例5において説明した充電器によって充電してもよい。<変形例5>図8は、中性点クランプ形コンバータのコンデンサC1、C2にそれぞれ接続された充電器30、32を示す。充電器30、32は、動作の開始時に、それぞれコンデンサC1、C2を強制的に充電するために使用される。充電器30、32は、コンデンサC1、C2が大きな容量を有するものである場合に、コンデンサC1、C2を迅速に充電し、その両端電圧が必要なレベルまで迅速に達成させるために使用される。充電器30、32は、接続点Jfの電位をニュートラル値に保つべき場合には、コンデンサC1、C2を同じ電圧に充電する一方、接続点Jfの電位を変形例4において述べたようにニュートラル値から所定のオフセットに保つべき場合には、コンデンサC1、C2を異なる電圧に充電する。<変形例6>図9は、可変電圧発生器18の変形例を示す。図7に示したハーフブリッジ回路の代わりに、図9に示すような双方向チョッパを使用してもよい。双方向チョッパ回路は、トランジスタT10、T11と、ダイオードD10、D11と、コンデンサC10、C11と、インダクタL10、L11を備えている。トランジスタT10、ダイオードD10、およびインダクタL10は、ステップダウンチョッパを構成し、インダクタL11、トランジスタT11、およびダイオードD11は、ステップアップチョッパを構成する。トランジスタT10の動作により、ステップダウンチョッパは、コンデンサC11からコンデンサC10へとエネルギーを遷移する。すなわちコンデンサC11よりも低い電圧を有するコンデンサC10へと電流が流れる。トランジスタT11の動作により、ステップアップチョッパは、コンデンサC10からコンデンサC11へとエネルギーを遷移する。すなわちコンデンサC10から電流を流出し、コンデンサC11の電圧レベルを高める。これにより、コンデンサC10の電圧を、ゼロと、コンデンサC11の電圧Vmaxとの間の任意の正のレベルに調節することができ、トランジスタT10、T11を動作することにより、可変電圧発生器に流れる電流の方向を、両方向のいずれかの方向にすることができる。<変形例7>図10は、中性点クランプ形コンバータに更に設けた共振転送回路34を示す。共振転送回路34は、端子Vp、Vcの間に直列に接続されたトランジスタT20、T21と、端子Vc、Vnの間に直列に接続されたトランジスタT22、T23と、接続点Ja、Jbの間に直列に接続されたコンデンサC6およびインダクタL6を含んでいる。接続点Jaは、トランジスタT20、T21の間の接続点であり、接続点Jbは、トランジスタT22、T23の間の接続点である。ダイオードD20、D21、D22、D23は、それぞれトランジスタT20、T21、T22、T23に接続されている。トランジスタT20、T21、T22、T23は、コントローラ12からのさらなる出力によって制御される。コンデンサC1が、所定のレベルよりも高いレベルに充電されれば、トランジスタT20はオンにされ、コンデンサC1の電荷がトランジスタT20を通ってコンデンサC6へと移る。この時点で、電流は、インダクタL6にエネルギーを蓄えるべく、コンデンサC6からインダクタL6およびダイオードD22へと流れ、再びコンデンサC1へと戻る。その後に、トランジスタT20がオフにされ、トランジスタT21がオンにされる。その結果、インダクタL6のエネルギーが、インダクタL6からコンデンサC6、トランジスタT21、コンデンサC2、およびダイオードD23を通ってインダクタL6へと戻る電流を生じさせる。したがって、コンデンサC2が充電される。このようにして、コンデンサC1、C2の電荷が、長期的には所望のレベルに保たれる。図10において、共振転送回路34は、可変電圧発生器18の下流側に挿入されているが、可変電圧発生器18の上流側に挿入してもよい。<変形例8>図11は、スイッチング回路20の変形例を示す。図1に示したスイッチング回路20の代わりに、図11に示すように、3相負荷24に接続された3相スイッチング回路23を使用してもよい。スイッチング回路23は、端子Vp、Vnの間に挿入されており、第1相用のトランジスタT1a、T2a、T3a、T4a、およびダイオードD1a、D2a、D3a、D4a、D5a、D6aと、第2相用のトランジスタT1b、T2b、T3b、T4b、およびダイオードD1b、D2b、D3b、D4b、D5b、D6bと、第3相用のトランジスタT1c、T2c、T3c、T4c、およびダイオードD1c、D2c、D3c、D4c、D5c、D6cを備えている。端子Vcが、ダイオードD5a、D6aの間の接続点、ダイオードD5b、D6bの間の接続点、およびダイオードD5c、D6cの間の接続点に接続されている。3相負荷24が、トランジスタT2a、T3aの間の接続点、トランジスタT2b、T3bの間の接続点、およびトランジスタT2c、T3cの間の接続点に接続されている。<変形例9>図12は、電源の変形例を示す。図1Aに示したDC電源2の代わりに、図12に示すような、端子Vp、Vnの間に挿入された3相電源26およびAC-DCコンバータ25を含む、AC電源を用いてもよい。AC-DCコンバータ25が、第1相用のトランジスタT1x、T2x、T3x、T4x、およびダイオードD1x、D2x、D3x、D4x、D5x、D6xと、第2相用のトランジスタT1y、T2y、T3y、T4y、およびダイオードD1y、D2y、D3y、D4y、D5y、D6yと、第3相用のトランジスタT1z、T2z、T3z、T4z、およびダイオードD1z、D2z、D3z、D4z、D5z、D6zを備えている。端子Vcが、ダイオードD5x、D6xの間の接続点、ダイオードD5y、D6yの間の接続点、およびダイオードD5z、D6zの間の接続点に接続されている。3相電源26は、トランジスタT2x、T3xの間の接続点、トランジスタT2y、T3yの間の接続点、およびトランジスタT2z、T3zの間の接続点に接続されている。<変形例10>図13は、スイッチング回路20の変形例を示す。図1に示したスイッチング回路20の代わりに、正の入力、負の入力、ニュートラル入力を有する5レベルのダイオードクランプ形回路を使用する。スイッチング回路は、トランジスタT1m、T2m、T3m、T4m、T5m、T6m、T7m、T8mと、トランジスタT1m、T2m、T3m、T4m、T5m、T6m、T7m、T8mに逆方向に接続されたダイオードD1m、D2m、D3m、D4m、D5m、D6m、D7m、D8mと、クランプダイオードD9m、D10m、D11m、D12m、D13m、D14mと、電源回路PS1、PS2を備えている。電源回路PS1が、Vp、Vcの中心に等しい電圧レベルを生成する。電源回路PS2が、Vc、Vnの中心に等しい電圧レベルを生成する。5レベルのスイッチング回路は、5つの出力電位レベルV0、1/2V0、0、-1/2V0、-V0のうちの1つを生成することができる。トランジスタT1m、T2m、T3m、T4mがオンであるとき、Voutは、V0を生成する。トランジスタT2m、T3m、T4m、T5mがオンであるとき、Voutは、1/2V0を生成する。トランジスタT3m、T4m、T5m、T6mがオンであるとき、Voutは、0を生成する。トランジスタT4m、T5m、T6m、T7mがオンであるとき、Voutは、-1/2V0を生成する。トランジスタT5m、T6m、T7m、T8mがオンであるとき、Voutは、-V0を生成する。高精度の出力電圧レベルが得られる一方、コンデンサC1、C2を小さくすることができる。上述した種々の変形例は、他の変形例の一つまたは複数のものと組み合わせて使用することができる。ただし、そのような変形例の組み合わせが不適合とならない場合に限る。さらには、コンデンサC1からコンデンサC2、またはその反対方向のエネルギーの遷移が、図11に示した3相回路によっても成される。ただし、当業者には明らかなように、スイッチT1a~T4cが適切に制御される場合に限る。その結果、追加のパワーエレクトロニクス部品を用いずに、コンデンサC1、C2の電圧バランスを長期的に安定に保つことが出来る。なお、可変電圧発生器18で使用されるトランジスタは、たとえばMOSFETまたはIGBTで構成される。更に、可変電圧発生器18で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素SiC、窒化ガリウムGaNあるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコンSiより広い帯域幅のギャップを有する。同様に、スイッチング回路20あるいは23で使用されるトランジスタは、たとえばMOSFETまたはIGBTで構成される。更に、スイッチング回路20あるいは23で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素SiC、窒化ガリウムGaNあるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコンSiより広い帯域幅のギャップを有する。また同様に、共振転送回路34で使用されるトランジスタは、MOSFETまたはIGBTで構成される。更に、共振転送回路34で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素SiC、窒化ガリウムGaNあるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコンSiより広い帯域幅のギャップを有する。また同様に、AC-DCコンバータ25で使用されるトランジスタは、たとえばMOSFETまたはIGBTで構成される。更に、AC-DCコンバータ25で使用されるトランジスタとダイオードは、炭化ケイ素SiC、窒化ガリウムGaNあるいはダイヤモンドのような広い帯域幅のギャップを有する半導体が使用されるのが好ましい。これらは、シリコンSiより広い帯域幅のギャップを有する。トランジスタがMOSFETかIGBTで構成される場合、トランジスタは低い電圧でオンすることができるので、高い信頼度の回路を設計することができ、サイズも縮小することができる。トランジスタとダイオードが広帯域のギャップ半導体で形成されれば、様々な特徴の改善、たとえば破壊電圧の改善、最大許容電流密度の向上、熱に対する抵抗力の向上、電力損失の改善などを達成することができる。また、回路サイズを縮小することもできる。さらに、効率と信頼度を維持しつつ、ヒートシンク用の熱放散フィンを小さくすることができる。本発明を、添付の図面に基づき、好ましい実施の形態を介して説明したが、種々の変更や修正は当業者にとって明らかであり、そのような変更や修正は、添付の特許請求の範囲によって定められる本発明の技術的範囲に包含される。