1対のPNP型トランジスタQ1、Q2からなる第1の電流ミラー回路100と、1対のNPN型トランジスタQ3、Q4からなる第2の電流ミラー回路200とを、双方の1対のトランジスタQ1、Q2とQ3、Q3同士が対応するように接続されており、一端が接地されたコンデンサCと、このコンデンサCの他端の電圧を反転出力するシュミットトリガ機能付きの第1の反転回路6と、この第1の反転回路6の出力電圧を反転出力する第2の反転回路7と、この第2の反転回路7の出力側にその一端bが接続されると共にその他端aが前記第1の反転回路6の出力側に接続された第1の可変抵抗20と、を備え、前記第1の電流ミラー回路100の1対のPNP型トランジスタQ1、Q2の内の一方のPNP型トランジスタQ2のコレクタと前記コンデンサCの前記他端とが接続されていると共に、他方のPNP型トランジスタQ1のコレクタには第2の可変抵抗10の一端dが接続され、且つ、前記第2のミラー回路200の1対のNPN型トランジスタQ3、Q4の内の一方のNPN型トランジスタQ4のコレクタと前記コンデンサCの前記他端とが接続されていると共に、他方のNPN型トランジスタQ3のコレクタには第2の可変抵抗10の他端cが接続されており、更に、前記一方のPNP型トランジスタQ2のエミッタには、前記第1の可変抵抗20の真ん中の端子eが接続されていると共に、前記一方のNPN型トランジスタQ4のエミッタが接続されている発振器。請求項1に記載の発振器において、前記第1の電流ミラー回路100の前記一方のPNP型トランジスタQ2のコレクタと前記第2の電流ミラー回路200の前記一方のNPN型トランジスタQ4のコレクタとが接続されていると共に、前記第1の電流ミラー回路100の前記他方のPNP型トランジスタQ1のコレクタと前記第2の電流ミラー回路200の前記他方のNPN型トランジスタQ3のコレクタとが接続され、更に、前記第2の電流ミラー回路200の前記他方のNPN型トランジスタQ3のエミッタが接地されると共に、前記第1の電流ミラー回路100の前記他方のPNP型トランジスタQ1のエミッタに定電圧が印加されていることを特徴とする発振器。請求項1および2の内のいずれか一項に記載の発振器において、前記第2の可変抵抗の10の真ん中の端子fには第2の定電圧VDD/2が印加されていることを特徴とする発振器。請求項1、2および3の内のいずれか一項に記載の発振器において、前記第1の可変抵抗20の前記一端bと前記第2の反転回路との間には抵抗Rが設けられていることを特徴とする発振器。請求項1、2、3および4の内のいずれか一項に記載の発振器において、前記第2の反転回路7はシュミットトリガ機能を有することを特徴とする発振器。しかしながら、この三角波発振回路にあっては、制御回路と発振電圧設定回路とを個別に構成しその分、回路規模が大きくなるという問題があった。また、音楽分野におけるシンセサイザを構築する際、LFO低周波発振器を用いることが多い。このLFOは、その信号を用いて音量、ピッチ等に変調モデュレーションを施し、周期的な揺れを与えることによって、ビブラート等の効果付加を行うものである。このLFOが発振する三角波波形として、通常の二等辺三角形のみならず、二等辺三角形と頂点の高さが同じで、且つ、二辺の長さが異なる三角形波形換言すれば、のこぎり波をも発振することが望まれていた。つまり、一つの発振器で三角波波形ものこぎり波波形も発振可能な発振器の提供が望まれていた。また、仮に一つの発振器で両波形を発振可能な回路を実現しても発振周波数の可変範囲を広く設定することは従来技術では不可能であり、コンデンサの充放電の時定数の影響で波形の直線性を確保することが困難であった。本発明は、かかる従来の課題を解決するためになされたもので、簡易な構成で、波形の直線性を維持しつつ周波数範囲も広く設定可能な、三角波波形とSAW波形のこぎり波波形とを発振可能な発振器を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本発明は、1対のPNP型トランジスタQ1、Q2からなる第1の電流ミラー回路100と、1対のNPN型トランジスタQ3、Q4からなる第2の電流ミラー回路200とを、双方の1対のトランジスタQ1、Q2とQ3、Q3同士が対応するように接続されており、一端が接地されたコンデンサCと、このコンデンサCの他端の電圧を反転出力するシュミットトリガ機能付きの第1の反転回路6と、この第1の反転回路6の出力電圧を反転出力する第2の反転回路7と、この第2の反転回路7の出力側にその一端bが接続されると共にその他端aが前記第1の反転回路6の出力側に接続された第1の可変抵抗20と、を備え、前記第1の電流ミラー回路100の1対のPNP型トランジスタQ1、Q2の内の一方のPNP型トランジスタQ2のコレクタと前記コンデンサCの前記他端とが接続されていると共に、他方のPNP型トランジスタQ1のコレクタには第2の可変抵抗10の一端dが接続され、且つ、前記第2のミラー回路200の1対のNPN型トランジスタQ3、Q4の内の一方のNPN型トランジスタQ4のコレクタと前記コンデンサCの前記他端とが接続されていると共に、他方のNPN型トランジスタQ3のコレクタには第2の可変抵抗10の他端cが接続されており、更に、前記一方のPNP型トランジスタQ2のエミッタ端子には、前記第1の可変抵抗20の真ん中の端子eが接続されていると共に、前記一方のNPN型トランジスタQ4のエミッタが接続されている構成とした。また、第1の電流ミラー回路100と第2の電流ミラー回路200とのより詳細な接続構成は、前記第1の電流ミラー回路100の前記一方のPNP型トランジスタQ2のコレクタと前記第2の電流ミラー回路200の前記一方のNPN型トランジスタQ4のコレクタとが接続されていると共に、前記第1の電流ミラー回路100の前記他方のPNP型トランジスタQ1のコレクタと前記第2の電流ミラー回路200の前記他方のNPN型トランジスタQ3のコレクタとが接続され、更に、前記第2の電流ミラー回路200の前記他方のNPN型トランジスタQ3のエミッタが接地されると共に、前記第1の電流ミラー回路100の前記他方のPNP型トランジスタQ1のエミッタに定電圧が印加されている構成である。また、この発振器において、前記第2の可変抵抗の10の真ん中の端子fには第2の定電圧VDD/2を印加している。そして、第1の可変抵抗20のつまみを回しきっても発振条件を満たすように、前記第1の可変抵抗20の前記一端bと前記第2の反転回路との間に抵抗Rを設けるのが好ましい。そして、上記発振器において、ノイズによる誤動作等を防止するため、前記第2の反転回路7はシュミットトリガ機能を有したものとすることが好ましい。本発明によれば、簡易な構成で、波形の直線性を維持しつつ周波数範囲も広く設定可能で、三角波波形とのこぎり波波形とを発振可能な発振器を提供することができるという効果が得られる。以下、本発明の実施の形態について図面を参照しつつ説明する。図1は本発明の実施形態である発振器300の回路構成図である。構成先ず、この発振器300は、1対のPNP型トランジスタ1Q1、2Q2からなる第1の電流ミラー回路100と、1対のNPN型トランジスタ3Q3、4Q4からなる第2の電流回路200とを双方の1対のトランジスタQ1、Q2とQ3、Q4同士が対応するように接続された回路系を有している。なお、この発振器300においては、トランジスタ1Q1とトランジスタ2Q2との特性が等しく、且つ、トランジスタ3Q3とトランジスタ4Q4との特性が等しいものとする。PNP型トランジスタ1Q1のエミッタには定電圧電圧値:VDDが印加され、そのベースとそのコレクタは接続されている。また、PNP型トランジスタ2Q2のエミッタは、可変抵抗20VR2:第1の可変抵抗の真ん中の端子eと接続されている。そして、両トランジスタ1Q1とトランジスタ2Q2とは互いにベースで接続されているため、PNP型トランジスタ1Q1とPNP型トランジスタ2Q2とで電流ミラー回路100が構成されている。そして、V4=VDDの時、PNP型トランジスタ1Q1のコレクタ電流I1とPNP型トランジスタ2Q2のコレクタ電流I2とは等しくなる。また、NPN型トランジスタ3Q3のエミッタは接地され、そのベースとそのコレクタは接続されている。更に、このPNP型トランジスタ3Q3のベースと、NPN型トランジスタ4Q4のベースとは接続されているため、NPN型トランジスタ3Q3とNPN型トランジスタ4Q4とで電流ミラー回路200が構成されている。そして、V4=0の時、NPN型トランジスタ3Q3のコレクタ電流I3とNPN型トランジスタ4Q4のコレクタ電流I4とは等しくなる。更に、第1の電流ミラー回路100のPNP型トランジスタ1Q1のコレクタと可変抵抗10VR1:第2の可変抵抗の一端dとが接続されていると共に、第2の電流ミラー回路200のNPN型トランジスタ3Q3のコレクタと可変抵抗10の他端cとが接続されており、更に、可変抵抗10の真ん中の端子fには定電圧電圧値:VDD/2が印加されている。また、NPN型トランジスタ4Q4のコレクタは、一端が接地されたコンデンサ5Cの他端に接続されており、この接続点コンデンサ5Cの他端には第1の電流ミラー回路100のPNP型トランジスタ2Q2のコレクタも接続されている。更に、このPNP型トランジスタ2Q2のエミッタは、第1の電流ミラー回路100のPNP型トランジスタ2Q2のエミッタとも接続されている。また、コンデンサ5Cの他端接地している端子の反対端子には、このコンデンサ5Cの他端の電圧V1を反転出力するシュミットトリガ機能付きの反転回路6第1の反転回路の入力端子が接続され、この反転回路6の出力側には、入力電圧を反転出力する反転回路7第2の反転回路が更に接続されている。そして、この反転回路7の出力側に抵抗8Rを介して、可変抵抗20VR2:第1の可変抵抗の一端bが接続されていると共に、可変抵抗20VR2の他端aが反転回路6の出力側に接続されている。なお、コンデンサ5Cの端子又は反転回路6の入力端には出力端子10が接続されていて、この出力端子10から三角波波形やSAW波形のこぎり波波形が出力される。また、反転回路6および反転回路7は、CMOSで構成されているので、それらの入力電流が少なく、しかも、出力電圧の範囲が略電源電圧まで上昇可能であるという利点を有する。なお、反転回路7は必ずしもシュミットトリガ機能を有するものである必要はないが、シュミットトリガ機能を有する構成とすれば回路動作を安定させることができる。発振動作コンデンサ5Cの電圧をV1とする。ここで電源を投入すると具体的には定電圧VDD、VDD/2を印加して所要の回路素子に電圧を印加する、電源投入直後のV1は0Vである。したがって、トランジスタ2Q2がオンし、トランジスタ4Q4はオフとなる。すると、コンデンサ5CがPNP型トランジスタ2Q2のコレクタ電流である電流I2で充電されV1がリニアに上昇するこの時、I4=0。そして、V1がシュミットトリガの上側しきい値を上回ると、反転回路6の出力が反転される。この結果、今度は、トランジスタ4Q4がオンし、トランジスタ2Q2がオフとなる。すると、コンデンサ5Cの電圧がNPN型トランジスタ4Q4のコレクタ電流である電流I4で放電されて、V1がリニアに下降するこの時、I2=0。そして、V1がシュミットトリガの下側しきい値を下回ると、反転回路6の出力が反転される。このような動作が繰り返されて、コンデンサ5Cの充電および放電が繰り返されることにより、出力端子10からは三角波やのこぎり波が出力される。なお、三角波やのこぎり波が出力されることについては後述する。発振周波数の変化動作図2は発振周波数の変化の様子を示す動作の説明図であり、横軸に可変抵抗20VR2の位置、縦軸に発振出力信号の周波数Hzを示している。可変抵抗20VR2は、つまみを時計方向に回すと端子a-端子e又は端子b-端子e間の抵抗値が徐々に大きくなるものである。例えば、10kΩの可変抵抗20は端子a-端子e又は端子b-端子e間の抵抗値を、つまみ操作によって0Ωから10kΩまで変化させることができる。つまり、つまみの操作によって、真ん中の端子eの位置を、可変抵抗20VR2の一端側の端子aから他端側の端子bまで移動させることができる。図2において横軸のVR2位置0.0は真ん中の端子eが端子bまで移動した場合であり、一方、VR2位置1.0は真ん中の端子eが端子aまで移動した場合のことである。したがって、VR2位置0.5は可変抵抗20VR2の抵抗値端子a-端子e間の抵抗値が5kΩの場合である。図2を参照すれば分かるように、真ん中の端子eが、端子bから端子aまで移動するに従って発振出力信号の周波数が高くなる。以下、このようにVR2位置端子eの位置が移動すると、周波数fが変化することについて説明する。理想ダイオードの電圧-電流特性を表わす式からIESおよびISを定数とすると、I1=IESexpVBE1/Vt-1、I2=ISexpVBE2/Vt-1:ここでVBE1、VBE2は夫々トランジスタ1Q1、トランジスタ2Q2のベースエミッタ間電圧、expは自然対数の底のべき乗を表わすとなり、exp関数の部分は1より十分に大きいので、I1=IESexpVBE1/Vt、I2=ISexpVBE2/Vtとなる。なお、Vtは熱電圧Thermalvoltageであり、Vt=kT/Qである但し、kはボルツマン定数、Tは絶対温度、Qは電子の電荷でありVtは25mV程度。ところで、IS=αFIES、VBE2=VBE1-ΔV:αFは定数のベース接地電流増幅率であるので、I2=αFIESexpVBE2/Vt=αFIESexpVBE1-ΔV/Vt=αFI1exp-ΔV/Vtとなる。また、φVR2を可変抵抗20VR2の位置0≦φVR2≦1、RVR2を可変抵抗20VR2の両端抵抗とすると、ΔV=|V4-V2|=VDD1-φVR2RVR2/RVR2Rとなり、結局、I2=AI1expBφVR2、A=αFexp-B/Vt、B=VDDRVR2/RVR2Rとなる。故に、A、Bは定数となるのでI2∝I1expBφVR2式1となる。上下対象であるのでI4∝I3expBφVR2式2となる。更に、図4に示すようtriseの期間、リニアに上昇し、tfallの期間、リニアに下降する波形を想定するなお、上昇直線と水平方向とのなす角度をθ1、下降直線と水平方向とのなす角度をθ2とするとtanθ1=I2/C、tanθ2=I4/Cとなると、周波数fHzはf=1/trisetfall=1/1/I21/I4VHYSCVHYSはヒステリシスの幅となるので、結局f∝expBφVR2となり、周波数fは可変抵抗20VR2の位置を変更することによって変化することになる。波形の変化動作図3は発振出力波形の変化の様子を示す動作の説明図であり、発振出力波形の1周期分を示している。横軸に時間sec、縦軸に出力電圧Vをとっている。なお、周波数一定で発振出力波形が変化可能な場合には、電流が変化してもトランジスタ1Q1のベースエミッタ間電圧VBE1は一定値であり、また、電流が変化してもトランジスタ3Q3のベースエミッタ間電圧VBE3が一定値であることが条件となる。そして、可変抵抗10VR1位置を5種類変化させた場合の波形の変化を示している。可変抵抗10VR1は、つまみを時計方向に回すと端子c-端子f又は端子c-端子f間の抵抗値が徐々に大きくなるものである。例えば、端子c-端子f又は端子c-端子f間の抵抗値を、つまみ操作によって0Ωから500kΩまで変化させることができる。つまり、つまみの操作によって、真ん中の端子fの位置を、可変抵抗10VR1の一端側の端子cから他端側の端子dまで移動させることができる。図2において横軸のVR1位置0.01は真ん中の端子fが端子cまで移動した場合であり、一方、VR1位置1.0は真ん中の端子fが端子dまで移動した場合である。したがって、VR1位置0.5は可変抵抗10VR1の抵抗値端子c-端子f間の抵抗値が250kΩの場合である。なお、VR1位置0.7の場合には真ん中の端子fがVR1位置0.5よりも端子d側に移動した場合、また、VR1位置0.3の場合には真ん中の端子fがVR1位置0.5よりも端子c側に移動した場合である。そして、VR1位置0.99、0.7、0.5、0.3、0.01の夫々に対して、一周期分の波形が符号A、B、C、D、Eに示すように変化する。図3参照すれば分かるように、VR1位置=0.5の場合には三角波が出力され、これ以外の場合には、のこぎり波が出力される。次に、VR1位置端子fの位置が移動すると、波形が変わることについて図4等を参照して説明する。図4において、trise=VHYSC/I2、tfall=VHYSC/I4なので周期TはT=trisetfall=1/I21/I4VHYSCとなり、上述した式1、式2からT∝1/I11/I3となる。したがって、1/I11/I3が一定値であれば、可変抵抗10VR1のつまみ操作によってI1とI3の分配比を調整して、周期Tを一定としつつ、例えば図3のように三角波や上昇時間の異なるSAW波のこぎり波を発振出力させることができる。以上説明してきたように、本発明の実施形態の発振器300によれば、その発振出力を三角波のみならずSAW波のこぎり波とすることができ、その発振周波数範囲も広い範囲とすることができる。しかも、発振出力波形がコンデンサの時定数で丸まったりせずに、発振出力波形の直線性を維持することも可能である。また、以上の実施形態においては、コンデンサ5Cの容量を0.01μF、可変抵抗10の最大抵抗値を500kΩ、可変抵抗20の最大抵抗値を10kΩ、抵抗8Rを180kΩとしたが回路素子の定数は適宜選択し得る。