"所定のサンプリングレートFinで入力されるデータ列に対して、速度比m/nただしm、nは共に整数のリサンプル処理を行うリサンプル処理装置であって、前記入力されるデータ列の最新のP個のデータとP個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するFIR型のデジタルフィルタ21、21A、21Bと、前記デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間に必要なm×P個のフィルタ係数を前記各タイミング毎にまとめて予め記憶しているフィルタ係数記憶手段25と、前記デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、前記フィルタ係数記憶手段から前記P個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度で前記デジタルフィルタに与えるフィルタ係数切替手段26とを備えたことを特徴とするリサンプル処理装置。変調に用いる第1のデータ列を第1のサンプリングレートで出力する第1のデータ列出力手段31と、変調に用いる第2のデータ列を第1のサンプリングレートと異なる第2のサンプリングレートで出力する第2のデータ列出力手段32と、前記第1のデータ列と第2のデータ列のサンプリングレートを合わせるために、少なくとも一方のデータ列に対して、速度比m/nただしm、nは共に整数のリサンプル処理を行うリサンプル処理部40、40A、40Bとを有し、前記リサンプル処理によってサンプリングレートが合わされたデータ列の加算を行い、該加算されたデータ列によりデジタル変調された信号を発生するデジタル変調信号発生装置であって、前記リサンプル処理部が、サンプリングレートFinで入力されるデータ列の最新のP個のデータとP個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するFIR型のデジタルフィルタ21、21A、21Bと、前記デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間に必要なm×P個のフィルタ係数を前記各タイミング毎にまとめて予め記憶しているフィルタ係数記憶手段25と、前記デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、前記フィルタ係数記憶手段から前記P個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度で前記デジタルフィルタに与えるフィルタ係数切替手段26とを備えていることを特徴とするデジタル変調信号発生装置。所定のサンプリングレートFinで入力されるデータ列に対して、速度比m/nただしm、nは共に整数のリサンプル処理を行うリサンプル処理方法であって、前記入力されるデータ列の最新のP個のデータとP個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するFIR型のデジタルフィルタを用い、データの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間を前記デジタルフィルタで行うために必要なm×P個のフィルタ係数を前記各タイミング毎にまとめて予め記憶しておき、前記デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、前記記憶していた前記P個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度で前記デジタルフィルタに与えることで、速度比m/nのリサンプル処理を行うことを特徴とするリサンプル処理方法。しかしながら、多種のサンプリングレートのデータ列を扱う信号発生装置の場合、合成しようとするデータ列のサンプリングレートの種類が多いのに対し、ハードウエア的に制限される周波数帯に入り、且つ最小公倍数のレートに変換できる組合せは限定されてしまい、広範な通信システムの機器の測定に使用できる汎用性に欠けるという問題があった。特に、加算合成しようとするデータ列のサンプリングレートが近い場合、その最小公倍数が元のレートに比べて非常に大きくなってしまう。例えば、二つのサンプリングレートF1、F2の比が101対99の場合、各レートを99倍、101倍に変換しなければならず、それぞれに対して極めて高速なレート変換処理が要求され、元のサンプリングレートが高速であれば、そのレート変換は極めて困難となる。本発明は、この問題を解決するためになされたもので、速度比に大きな自由度をもつリサンプル処理技術を提供し、それを用いることで多種のサンプリングレートのデータ列の組合せ試験ができる汎用性の高いデジタル変調信号発生装置を提供することを目的としている。前記目的を達成するために、本発明の請求項1のリサンプル処理装置は、所定のサンプリングレートFinで入力されるデータ列に対して、速度比m/nただしm、nは共に整数のリサンプル処理を行うリサンプル処理装置であって、前記入力されるデータ列の最新のP個のデータとP個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するFIR型のデジタルフィルタ21、21A、21Bと、前記デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間に必要なm×P個のフィルタ係数を前記各タイミング毎にまとめて予め記憶しているフィルタ係数記憶手段25と、前記デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、前記フィルタ係数記憶手段から前記P個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度で前記デジタルフィルタに与えるフィルタ係数切替手段26とを備えている。また、本発明の請求項2のデジタル変調信号発生装置は、変調に用いる第1のデータ列を第1のサンプリングレートで出力する第1のデータ列出力手段31と、変調に用いる第2のデータ列を第1のサンプリングレートと異なる第2のサンプリングレートで出力する第2のデータ列出力手段32と、前記第1のデータ列と第2のデータ列のサンプリングレートを合わせるために、少なくとも一方のデータ列に対して、速度比m/nただしm、nは共に整数のリサンプル処理を行うリサンプル処理部40、40A、40Bとを有し、前記リサンプル処理によってサンプリングレートが合わされたデータ列の加算を行い、該加算されたデータ列によりデジタル変調された信号を発生するデジタル変調信号発生装置であって、前記リサンプル処理部を、サンプリングレートFinで入力されるデータ列の最新のP個のデータとP個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するFIR型のデジタルフィルタ21、21A、21Bと、前記デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間に必要なm×P個のフィルタ係数を前記各タイミング毎にまとめて予め記憶しているフィルタ係数記憶手段25と、前記デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、前記フィルタ係数記憶手段から前記P個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度で前記デジタルフィルタに与えるフィルタ係数切替手段26とにより構成している。また、本発明の請求項3のリサンプル処理方法は、所定のサンプリングレートFinで入力されるデータ列に対して、速度比m/nただしm、nは共に整数のリサンプル処理を行うリサンプル処理方法であって、前記入力されるデータ列の最新のP個のデータとP個一組のフィルタ係数との積和演算を行い、その演算結果を順次出力するFIR型のデジタルフィルタを用い、データの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間を前記デジタルフィルタで行うために必要なm×P個のフィルタ係数を前記各タイミング毎にまとめて予め記憶しておき、前記デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、前記記憶していた前記P個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度で前記デジタルフィルタに与えることで、速度比m/nのリサンプル処理を行うことを特徴とする。このように、本発明では、デジタルフィルタに対するデータの入力間隔をm等分する各タイミングのデータ補間に必要なm×P個のフィルタ係数を補間の候補である各タイミング毎にまとめて予め記憶しておき、デジタルフィルタにn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、フィルタ係数記憶手段からP個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nのリサンプル速度でデジタルフィルタに与えるようにしている。このため、所定のサンプリングレートのデータ列を、二つの整数の比m/nで表すことができる広い範囲の速度比でリサンプル処理が行え、これを用いることで、多種のサンプリングレートのデータ列の組合せ加算が可能な汎用性の高いデジタル変調信号発性装置を実現できる。以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。図1は、本発明を適用したリサンプル処理装置20の構成を示している。このリサンプル処理装置20は、所定のサンプリングレートFinで入力されるデータ列にDinに対して、指定された速度比m/nただしm、nは共に整数で、ここではm>nとするのリサンプル処理を行うものであり、デジタルフィルタ21、フィルタ係数記憶手段25、フィルタ係数切替手段26およびフィルタ係数書込手段27を有している。デジタルフィルタ21は、入力データを記憶しつつ順次後段にシフトする複数P段の縦列に接続されたレジスタ221~22Pと、各レジスタ221~22Pの出力R1~RPと、P個一組のフィルタ係数hi,1~hi,Pとの積を求める複数Pの乗算器231~23Pと、乗算器231~23Pの出力の総和を求める加算器24とで構成されたタップ数PのFIR型デジタルフィルタである。このデジタルフィルタ21は、入力データ間を補間するデータを演算によって求めるためのものであり、インパルス応答FX=sinX/Xから得られる係数とデータとの総和が関数波形の中間点基準点におけるデータ値を近似するという性質を利用したものである。なお、上記インパルス応答の式に代えて、窓関数WXを用いた、FX=[sinX/X]WXの式を用いてもよい。このデータ補間を行うために、フィルタ係数記憶手段25には、デジタルフィルタ21に対するデータの入力間隔Ts=1/Finをm等分する各タイミングのデータ補間に必要なm×P個のフィルタ係数を各タイミング毎にまとめて予め記憶している。また、フィルタ係数切替手段26は、デジタルフィルタ21にn個のデータが入力される期間に、n個おきでm個のタイミングについての補間データが時系列に出力されるように、フィルタ係数記憶手段25からP個一組のフィルタ係数を順次選択してFinm/nの速度リサンプル速度でデジタルフィルタ21に与える。フィルタ係数書込手段27は、入力データのサンプリングレートFin、指定された速度比m/nに基づいてリサンプル処理に必要なフィルタ係数を算出してフィルタ係数記憶手段25に記憶させる。次に、このリサンプル処理装置20の動作について説明する。始めに、各部の動作を理解しやすいように、P=8、m=4、n=1速度比4の場合を説明する。デジタルフィルタ21に8つの入力データDin~Dinが入力されたタイミングを基準タイミングt=0とする。このとき、各レジスタ221~228の出力R1~R8は、図2のaのように、R1=Din、R2=Din、......、R8=Dinとなる。これらの8つの連続する入力データに対して、リサンプル処理の初期タイミングを、タップ数の中間位置に近いレジスタこの場合レジスタ224とするがレジスタ225でもよいの出力値R4=Dinとすると、リサンプルで欲しい値は出力値R4そのものであり、これは既知である。したがって、この場合には、図2のb示すように、出力値R4に乗算するフィルタ係数h1,4のみが1で、他のフィルタ係数h1,1~h1,3、h1,5~h1,8が0の一組のフィルタ係数を乗算すればよく、リサンプル処理による初期出力値Doutは、Dout=j=1Σ8h1,jRj=1×Rjとなる記号j=1Σ8はj=1~8までの総和を表す。なお、ここでは精度を重視して入力データそのものを出力するフィルタ係数の組を用いたが、後述の補間データ算出に用いるインパルス応答に対応した係数を用いてもよい。図2のaにおいて、リサンプルの速度比はm/n=4であるから、入力データDin、Dinの間Tsを4=m分割する各タイミングQ1~Q3のうち、Q1のタイミングの補間データを求める必要がある。そのために、図2のcのように、波形中心が初期タイミングからΔT=Ts/mだけシフトしたインパルス応答FX-ΔTを用い、そのシフトした関数FX-ΔTにおける各レジスタに記憶された8つのデータの各サンプリングタイミングTs間隔の値を、二組目のフィルタ係数h2,1~h2,8としてデジタルフィルタ21に設定すれば、リサンプルによるタイミングQ1の出力値Dout、Dout=j=1Σ8h2,jRjが得られる。同様に、図2のdのように、さらにΔTシフトしたインパルス応答FX-2ΔTにおける各レジスタに記憶された8つのデータの各サンプリングタイミングTs間隔の値を、三組目のフィルタ係数h3,1~h3,8としてデジタルフィルタ21に設定すれば、リサンプルによるタイミングQ2の出力値Dout、Dout=j=1Σ8h3,jRjが得られる。また、図2のeのように、さらにΔTシフトしたインパルス応答FX-3ΔTにおける各レジスタに記憶された8つのデータの各サンプリングタイミングTs間隔の値を、四組目のフィルタ係数h4,1~h4,8としてデジタルフィルタ21に設定すれば、リサンプルによるタイミングQ3の出力値Dout、Dout=j=1Σ8h4,jRjが得られる。これによって、入力データDinを含み、次のデータDinまでの間を補間する4つのリサンプルデータDout~Doutが得られる。そして、上記処理を、入力データが更新されるまでの間にTs/mの間隔で行い、新たなデータDinが入力されて更新された段階で、その最新のデータDin~Dinに対して上記同様の処理を行い、これを継続的に行うことで、データDinに対する速度比m/n=4のリサンプル処理を行うことができる。この例でリサンプル処理に必要な4組のフィルタ係数h1,1~h1,8、h2,1~h2,8、h3,1~h3,8、h4,1~h4,8は、図3のように、RAM等のメモリで構成されるフィルタ係数記憶手段25にアドレス順に記憶しておき、これをTs/4の時間が経過する毎に順番に且つ循環的に読み出してデジタルフィルタ21に設定すればよい。図4は、上記一連の動作をまとめたものであり、図4のaのように入力データDinが1つ=n更新される間Tsに、同図bのように、二つのデータ間を補間するために必要な4組=mのフィルタ係数がTs/4=ΔTの間隔で時系列に順番に且つ循環的に変更されることで、それと同期して同図cのように、入力の4倍のサンプリングレートをもつリサンプルデータDoutが出力されることになる。なお、前記したように、第1組目のフィルタ係数h1,1~h1,8としても、インパルス応答FXにおいて、各レジスタに記憶された8つのデータの各サンプリングタイミングTs間隔の値を組として求め、これをデジタルフィルタ21に設定してもよい。上記例は、m=4、n=1の例で、入力データ間をmに分割する各ポイントについて、入力データが1つ入力される毎に、各ポイント1個ごとにm個の補間データを時系列に求めて出力しており、単純な速度比4のレート変換処理であったが、次に、m=4、n=3の動作について説明する。図5のaに示すように、8つのデータDin~Dinがデジタルフィルタ21の各レジスタに記憶された状態で、図5のbのように、一組目のフィルタ係数h1,1~h1,8が選択されて、初期のリサンプルデータDout=R1=Dinが出力される。この場合、前記同様にm=4であるから、処理の初期タイミングに用いる一組目のフィルタ係数および二つの入力データ間をm等分するタイミングQ1~Q3についてのデータ補間に必要な3組のフィルタ係数は前記例の場合と等しいが、次のリサンプル間隔は、3=n個おき、つまり3ΔT遅れたタイミングであるから、図5のcのように、初期タイミングから3ΔT遅れたタイミングQ3を波形中心とするインパルス応答FX-3ΔTにおいて、各レジスタに記憶された8つのデータの各サンプリングタイミングTs間隔の値を組とする前記例で四組目のフィルタ係数h4,1~h4,8を選択することで、このタイミングQ3に対応した2番目のリサンプルデータDoutが出力される。次のリサンプルデータは、さらに3ΔT遅れたタイミング、即ち、図5のaでレジスタデータR5、R6の間をm分割する各タイミングQ1′~Q3′のうちのQ2′のタイミングであるが、そのリサンプルを行う前に、リサンプル処理の初期タイミングから入力データのサンプリング周期Tsが経過して、図6のaのように、各レジスタ221~228の出力値R1~R8は、それぞれデータDin~Dinに更新されている。したがって、この入力データ更新タイミングから次のリサンプル対象タイミングQ2に達したt=Ts2ΔTのタイミングに、図6のbのように、三組目のフィルタ係数h3,1~h3,8を選択することで、このレジスタ224、225のデータDin、Din間をm等分する3つのタイミングQ1~Q3のうち、タイミングQ2に対応した3番目のリサンプルデータDoutが出力されることになる。さらに次のリサンプルは、図6の状態からさらに3ΔT遅れたタイミング、即ち、図6のaでレジスタデータR5、R6の間をm分割する各タイミングQ1′~Q3′のうちのQ1′のタイミングであるが、そのリサンプルを行う前に、リサンプル処理の初期タイミングから入力データのサンプリング周期Tsの2倍の時間2Tsが経過して、図7のaのように、各レジスタ221~228の出力値R1~R8は、それぞれデータDin~Dinに更新されている。したがって、この入力データ更新タイミングから次のリサンプル対象タイミングQ1に達したt=2TsΔTのタイミングに、図7のbのように、二組目のフィルタ係数h2,1~h2,8を選択することで、このレジスタ224、225のデータDin、Din間をm等分する3つのタイミングQ1~Q3のうち、タイミングQ1に対応した4番目のリサンプルデータDoutが出力されることになる。そして、次のリサンプルは、図7の状態からさらに3ΔT遅れたタイミング、即ち、図7のaでレジスタデータR5の出力タイミングであり、そのリサンプルを行う際には、リサンプル処理の初期タイミングからちょうど3Tsが経過して、各レジスタ221~228の出力値R1~R8は、それぞれデータDin~Dinに更新される。この状態はレジスタのデータが更新されている以外は、図5の初期状態と等価であり、リサンプル処理の初期状態に戻ったことになるから、この入力データ更新タイミングに合わせて、前記図5のbと同様に、一組目のフィルタ係数h1,1~h1,8を選択することで、このレジスタ224、225のデータDinに等しい5番目のリサンプルデータDoutが出力されることになる。つまり、このリサンプル処理では、入力データのサンプリング周期Tsの3/4=n/m倍の周期で、フィルタ係数を、h1,j→h4,j→h3,j→h2,jの順で循環的に読み出して切り替えるようにすることで、入力データDinに対する速度比4/3=m/nのリサンプル処理を継続的に行っている。図8は、上記例の入力データ、フィルタ係数切替、リサンプルデータの関係を示すタイミングチャートであり、同図aのサンプリング周期Tsの入力データDinが3=n回更新される間に、同図bのように3Ts/4=Tsn/mの間隔で4組のフィルタ係数が前記順番で変更されて、その変更されたフィルタ係数によって算出されたリサンプルデータが同図cのように出力されることになる。なお、周期を速度に換算すれば、フィルタ係数の切替速度およびリサンプル速度は、Finm/nとなる。以上、P=8、m=4、n=3の簡単な例を説明したが、デジタルフィルタ21のタップ数Pは、インパルス応答をシフトすることで生じる非対称性による補間誤差を少なくするために十分な数であれば任意である。例えば、データ長16ビットでタップ数P=28の場合で、シンボルレート3.84MHzのW-CDMA用変調データと、シンボルレート270.833kHzを12倍オーバサンプリングした3.25MHzのGSM登録商標用変調データを加算合成する際に、GSM登録商標用変調データに対し、速度比m/n=384/325のリサンプル処理を行って合波したところ、GSM登録商標については位相誤差0.22deg、W-CDMAについては変調誤差比EVM0.51パーセントと測定され、リサンプル処理の有無で殆ど変化がないことを確認している。また、リサンプル処理の速度比m/nを決める整数m、nの範囲は任意であるが、m、nの上限を1024程度に設定しておけば、現在使用されている多くのデジタル変調のシンボルレートの組み合わせに対応可能である。上記各例では、一系列の入力データに対するリサンプル処理を説明したが、デジタル変調用のI、Q2相のデータ列に用いる場合には、図9のリサンプル処理装置20′のように、所定のサンプリングレートシンボルレートで同期して入力される2相データIin、Qinを、前記デジタルフィルタ21と同一構成の二つのデジタルフィルタ21A、21Bに入力するとともに、その積和演算に用いる共通のフィルタ係数をフィルタ係数切替手段25によって前記同様に切替えれば、速度比m/nでリサンプルされた2相データIout、Qoutを得ることができる。図10は、図9に示したI、Q2相型のリサンプル処理装置20′をリサンプル処理部40として有するデジタル変調信号発生装置30の構成を示している。このデジタル変調信号発生装置30は、変調に用いるI、Q2相の組からなる第1のデータ列D1を第1のサンプリングレートFin1で出力する第1のデータ列出力手段31と、同様にI、Q2相の組からなる変調に用いる第2のデータ列D2を第1のサンプリングレートFin1と異なる第2のサンプリングレートFin2で出力する第2のデータ列出力手段32とを有している。ここで、第1のサンプリングレートFin1より第2のサンプリングレートFin2が低いFin1>Fin2とし、サンプリングレートが低い方の第2のデータ列D2を前記したI、Q2相型のリサンプル処理装置20′と同構造のリサンプル処理部40に入力するとともに、速度比m/n=Fin1/Fin2を、装置の種々のパラメータを設定するための設定部41によって指定する。これにより、リサンプル処理部40からは、データ列D2のI、Qの元の波形を、それぞれFin2m/nの速度、即ち、第1のデータ列D1のサンプリングレートFin1と等しいレートでリサンプリングして得られるI、Q2相の組からなるデータ列D2′が出力される。このリサンプル処理で得られたデータ列D2′は、第1のデータ列D1とともに同一レートFin1でゲイン調整部42に入力され、加算によるビットオーバーフローを防ぐとともに両者の振幅比α/βが設定部41から指定された振幅比となるように制限処理され、加算部43に同一レートFin1で入力されて加算される。この加算結果のI、Q2相の組からなるデータ列Dsumは、第1のサンプリングレートFin1で2チャンネル型のD/A変換器44に入力されて、I、Q2相の組からなるアナログ信号Asumに変換されて直交変調器45に入力される。直交変調器46は、アナログ信号AsumのI成分と所定のローカル信号との積と、Q成分とローカル信号を90度移相した移相ローカル信号との積とを合波して、互いに直交するI、Q成分によって決まる振幅位相で変調された高周波のデジタル変調信号RFsumを出力する。デジタル変調信号RFsumの周波数は、設定部41によって設定される。このデジタル変調信号RFsumは、第1のデータ列D1と第2のデータ列D2の加算結果に対応した変調が掛けられており、両データ列に対するゲインを種々変えることで、このデジタル変調信号RFsumを受信する機器の2波受信動作を検証することができる。上記デジタル変調信号発生装置30は、加算しようとする二つのデータ列の一方に対するリサンプル処理を行って他方のサンプリングレートに一致させていたが、図11に示すデジタル変調信号発生装置30′のように、加算しようとする二つのデータ列にそれぞれリサンプル処理ができるように、同一構成の二組のリサンプル処理部40A、40Bを設けておけば、D/A変換器45以降で扱うハードウエア上の周波数領域の制限に対してさらに大きな自由度をもたせることができる。例えば、D/A変換器45以降の処理で許容される周波数領域がFa±ΔFの場合で、前記した第1のサンプリングレートFin1がこの周波数領域に入らない場合には、両データD1、D2に対して、レート変換が必要となる。この場合、整数m、m′、n、n′について以下の条件を満たすことが必要となる。Fa-ΔF≦Fin1m/n=Fin2m′/n′≦FaΔF上記条件を満たす整数m、m′、n、n′が見つかれば、データ列D1に対してはリサンプル処理部40Aにおいて速度比m/nのリサンプル処理を行い、データ列D2に対してはリサンプル処理部40Bにおいて速度比m′/n′のリサンプル処理を行うことで、両データのサンプリングレートを、許容される周波数領域内で一致させることができ、ハードウエア上の制限があっても、種々のサンプリングレートのデータ列の合波が可能となり、極めて高い汎用性を与えることができる。なお、上記説明では、サンプリングレートを高くm>nする場合について説明したが、m<nレートを下げるのリサンプル処理も同様に可能であり、この場合でも、元のデータ間をm等分の各タイミングの補間データを得るためのフィルタ係数を求めておき、n個のデータ列が入力される毎に、各タイミングのn個おきにm個の補間データが時系列に出力されるようにフィルタ係数の切替を行えばよい。例えば、図1構成のリサンプル処理装置20でm=4、n=5の場合の初期処理は、前記図5のa、bに示したように、二つのデータ間を4等分する各タイミングQ1~Q3についての補間データを求めておいて、初期リサンプル値Dout=Dinを、第1番目のフィルタ係数h1,1~h1,8を用いて出力させる。そして、次のリサンプル値は5ΔT=nΔT遅れたタイミングQ1′であるから、図12のaのように次の入力データ更新がされた後のΔT経過タイミングQ1t=TsΔTに、同図bのようにフィルタ係数を第2番目のフィルタ係数h2,1~h2,8に切り替えることで、第2番目のリサンプル値Doutを出力させる。以下同様に、入力データが5回更新される間に、5つおきに4つの補間データが時系列に出力されるようにフィルタ係数を切り替えることで、速度比4/5のリサンプル処理が行え、これを上記デジタル変調信号発生装置30、30′に用いることで、さらにデータ列の組合せの自由度が増すことになる。"