第1スイッチ素子と第2スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第1スイッチ素子又は前記第2スイッチ素子に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスの1次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの2次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子とを交互にオンオフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする共振コンバータ。前記クランプ回路は、前記直流電源の一端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第1ダイオードと、前記直流電源の他端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第2ダイオードとの両方、もしくはいずれか一方からなることを特徴とする請求項1記載の共振コンバータ。前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第1コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項2記載の共振コンバータ。前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第2コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項2記載の共振コンバータ。前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第1コンデンサと、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第2コンデンサと、前記電流共振コンデンサを介して前記直流電源に直列に接続される第3コンデンサとをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする請求項2記載の共振コンバータ。第1スイッチ素子と第2スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第1スイッチ素子又は前記第2スイッチ素子に並列に電流共振リアクトルとトランスの1次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの2次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子とを交互にオンオフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする共振コンバータ。しかしながら、従来のハーフブリッジ型LLC共振コンバータは、オーディオ用途には向かないという問題点があった。オーディオ用途に使用する場合、電源装置は幅広い負荷負荷量で動作する必要があり、適切なロードレギュレーションを持つ必要がある例えば、特許文献1参照。具体的には、負荷を大きくした場合、電力を取りすぎないように電源装置の出力電圧は小さくする必要があり、ロードレギュレーションは大きくなければならない。これに対し、従来のハーフブリッジ型LLC共振コンバータの出力特性、すなわち、出力電流Io―出力電圧Vo特性は、図11Xに示すように、出力電流Ioが変化しても出力電圧Voの変化が少なく、ロードレギュレーションが小さいため、オーディオ用途に適用することが困難であった。本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得られる共振コンバータを提供することにある。本発明の共振コンバータは、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第1スイッチ素子又は前記第2スイッチ素子に並列に漏れインダンクタンスを有するトランスの1次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの2次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子とを交互にオンオフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする。さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路は、前記直流電源の一端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第1ダイオードと、前記直流電源の他端と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第2ダイオードとの両方、もしくはいずれか一方からなることを特徴とする。さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第1コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第2コンデンサをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。さらに、本発明の共振コンバータにおいて、前記クランプ回路と前記電流共振コンデンサの一端との間に接続される第1コンデンサと、前記直列共振回路内で前記電流共振コンデンサに直列に接続される第2コンデンサと、前記電流共振コンデンサを介して前記直流電源に直列に接続される第3コンデンサとをさらに備え、前記出力特性を調整することを特徴とする。また、本発明の共振コンバータは、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子とを直流電源に直列に接続し、前記第1スイッチ素子又は前記第2スイッチ素子に並列に電流共振リアクトルとトランスの1次巻線と電流共振コンデンサとの直列共振回路を接続し、前記トランスの2次巻線に整流平滑回路を接続し、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子とを交互にオンオフ制御することにより、前記整流平滑回路に発生する出力電圧を負荷に供給する共振コンバータにおいて、前記電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、前記整流平滑回路から前記負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、前記出力電流が増加するにつれて前記出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたことを特微とする。本発明によれば、電流共振コンデンサの両端電圧を、所定の電圧値にクランプするクランプ回路をさらに備え、整流平滑回路から負荷に供給する出力電流が所定の電流値よりも大きい領域において、出力電流が増加するにつれて出力電圧が低下する出力特性を有するようにしたので、オーディオ用途に適したロードレギュレーションを得ることができるという効果を奏する。次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。第1の実施の形態第1の実施の形態の共振コンバータは、図1を参照すると、図10に示す従来のハーフブリッジ型LLC共振コンバータの回路構成に加えて、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを所定の電圧値にクランプするクランプ回路を備えている。図1を参照すると、クランプ回路は、ダイオードD1第1ダイオード、ダイオードD2第2ダイオードからなる。ダイオードD1は、ハイサイド側のスイッチ素子Q1第1スイッチ素子のドレインと、一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとの接続点との間に逆方向接続されている。すなわち、ハイサイド側のスイッチ素子Q1のドレインにダイオードD1のカソードが接続され、ダイオードD1のアノードは、一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとの接続点に接続されている。ダイオードD2は、電流共振コンデンサCriの両端に逆方向接続されている。すなわち、一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとダイオードD1のアノードとの接続点にダイオードD2のカソードが接続され、ダイオードD2のアノードは、ローサイド側のスイッチ素子Q2第2スイッチ素子のソースと電流共振コンデンサCriとの接続点に接続されている。図2には、第1の実施の形態の共振コンバータの各部の動作波形が示されており、aはスイッチ素子Q1のドレインソース間電圧VDS1、bはスイッチ素子Q2のドレインソース間電圧VDS2、cはスイッチ素子Q1、Q2の接続点からトランスTの一次側への電流ILr、dは電流共振コンデンサCriの両端電圧VCri、eはダイオードD1を流れる電流ID1、fはダイオードD2を流れる電流ID2を表している。第1の実施の形態の共振コンバータを、スイッチング周波数一定にして動作させると、スイッチ素子Q1がオンの時、図2dに示すように、電流共振コンデンサCriの両端電圧が上昇して直流電源Vinの電圧Vinに達すると、図2eに示すように、ダイオードD1が導通し、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが電圧Vinにクランプされる。また、スイッチ素子Q2がオンの時、図2dに示すように、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが下降して零電圧に達すると、図2fに示すように、ダイオードD2が導通し、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが零電圧にクランプされる。このように、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが電圧Vinと零電圧にクランプされることにより、図3Aに示すように、出力電流Ioを所定の電流値例えば、10A以上取ると、出力電圧Voを低下することができ、図3Xに示す従来例と比較して、ロードレギュレーションが大きくなる。以上説明したように、第1の実施の形態によれば、ダイオードD1によって、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを電圧Vinにクランプし、ダイオードD2によって、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを零電圧にクランプするように構成することにより、出力電流Ioを所定の電流値以上取ると、出力電圧Voを低下することができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得られるという効果を奏する。なお、第1の実施の形態では、クランプ回路としてダイオードD1及びダイオードD2の両方を設けるように構成したが、図4aに示すように、ダイオードD1のみを設け、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを電圧Vinにのみクランプするようにしても良く、また、図4bに示すように、ダイオードD2のみを設け、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを零電圧にのみクランプするようにしても良い。ダイオードD1もしくはダイオードD2のいずれか一方を設けた場合でも、図3B、Cに示すように、出力電流Ioを10A以上取ると出力電圧Voを低下することができ、ロードレギュレーションが大きくなる。なお、図3に示すように、ダイオードD1もしくはダイオードD2のいずれか一方を設けた場合には、ダイオードD1及びダイオードD2の両方を設けた場合よりも、ロードレギュレーションが小さくなる。従って、所望の出力特性に応じて、ダイオードD1及びダイオードD2の両方を設けるか、ダイオードD1もしくはダイオードD2のいずれか一方を設けるかを決めることができる。第2の実施の形態第2の実施の形態の共振コンバータは、図5を参照すると、第1の実施の形態の共振コンバータの構成に加えて、ダイオードD1のアノードとダイオードD2のカソードとの接続点と、一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとの接続点との間に出力特性調整用コンデンサC1第1コンデンサが接続されている。第2の実施の形態の共振コンバータでは、クランプ回路を構成するダイオードD1、D2によって、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが出力特性調整用コンデンサC1を介してクランプされることになる。すなわち、直列に接続された出力特性調整用コンデンサC1及び電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが上昇して電圧Vinに達すると、ダイオードD1が導通し、直列に接続された出力特性調整用コンデンサC1と電流共振コンデンサCriとの合成電圧を電圧Vinにクランプする。また、直列に接続された出力特性調整用コンデンサC1及び電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriが下降して零電圧に達すると、ダイオードD2が導通し、直列に接続された出力特性調整用コンデンサC1及び電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを零電圧にクランプする。これにより、第1の実施の形態による作用に加え、電流共振コンデンサCriの容量に対する出力特性調整用コンデンサC1の容量比に応じて出力特性出力電流-出力電圧特性を変化させることができる。すなわち、電流共振コンデンサCriの容量に対する出力特性調整用コンデンサC1の容量比を変更することで、図6D~Fに示すように、出力特性が変化する。図6において、DはC1/Criを1倍に、EはC1/Criを2倍に、FはC1/Criを10倍にそれぞれ設定した例が示されており、電流共振コンデンサCriの容量に対する出力特性調整用コンデンサC1の容量比が大きくなるほど、ロードレギュレーションが大きくなることがわかる。以上説明したように、第2の実施の形態によれば、一端がトランスTの一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとの接続点に接続された出力特性調整用コンデンサC1を備え、ダイオードD1によって、直列に接続された出力特性調整用コンデンサC1と電流共振コンデンサCriとの合成電圧を電圧Vinにクランプし、ダイオードD2によって、直列に接続された出力特性調整用コンデンサC1及び電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを零電圧にクランプするように構成することにより、第1の実施の形態による効果に加え、出力特性調整用コンデンサC1と電流共振コンデンサCriの容量を可変することで任意の出力特性が得ることができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得ることができるという効果を奏する。第3の実施の形態第3の実施の形態の共振コンバータは、図7を参照すると、第1の実施の形態の共振コンバータの構成に加えて、トランスTの一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとの間に出力特性調整用コンデンサC2第2コンデンサが接続されている。そして、電流共振コンデンサCriと出力特性調整用コンデンサC2との接続点が、ダイオードD1のアノードと出力特性調整用ダイオードD2のカソードとの接続点に接続されている第3の実施の形態の共振コンバータでは、トランスTの一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとからなる直列共振回路内に出力特性調整用コンデンサC2を挿入し、クランプ回路を構成するダイオードD1、D2によって、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriをクランプする。これにより、電流共振コンデンサCriの容量に対する直列共振回路内に挿入した出力特性調整用コンデンサC2の容量比に応じて出力特性を変化させることができる。すなわち、電流共振コンデンサCriの容量に対する出力特性調整用コンデンサC2の容量比を変更することで、図8G~Kに示すように、出力特性が変化する。以上説明したように、第3の実施の形態によれば、トランスTの一次巻線Npと電流共振コンデンサCriとの間に接続された出力特性調整用コンデンサC2を備えることにより、第1の実施の形態による効果に加え、出力特性調整用コンデンサC2と電流共振コンデンサCriの容量を可変することで任意の出力特性が得ることができ、オーディオ用途に適したロードレギュレーションが得ることができるという効果を奏する。なお、第2及び第3の実施の形態を組み合わせ、出力特性調整用コンデンサC1、C2の両方を設けるようにしても良い。さらに、図9に示すように、電流共振コンデンサCriをCri1及びCri2第3コンデンサに2分割し、電圧Vinのプラスマイナスに分けても良い。さらに、本実施の形態では、2次側整流方式として全波整流回路を採用した例を説明したが、例えば半波整流回路やブリッジ整流回路を採用することもできる。なお、図9には、ダイオードD12、D13、コンデンサC11を新たに設けた倍電圧全波整流回路による正負電源回路例を2次側整流方式として例示されている。また、本実施の形態では、直列共振回路は、ローサイド側のスイッチ素子Q2に並列に接続する構成としたが、ハイサイド側のスイッチ素子Q1に並列に接続する構成としても良い。また、本実施の形態では、トランスTは疎結合トランス漏れ磁束トランスで、図1のLrが疎結合トランスの1次巻線と一体に形成されるインダクタンス漏れインダクタンスとしたが、トランスTは、密結合トランスを用いても良い。この場合には、図1のLrはトランス一体型のインダクタンスではなく独立したインダクタンス電流共振リアクトルを用いる必要がある。また、本実施の形態では、電流共振コンデンサCriの両端電圧VCriを、直流電源Vinの電圧Vinや零電圧にクランプするクランプ回路としたが、直流電源Vinと異なる任意の電圧源を用意し、その任意の電圧源にクランプするクランプ回路としても良い。なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。