双方向にスイッチング可能な複数対のスイッチング素子を各相に接続し、入力された交流電力を交流電力に変換する変換回路と、前記変換回路への入力電圧を検出する電圧検出手段と、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換え、前記変換回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された検出電圧を用いて第1スイッチング時間を算出し、キャリアと前記第1スイッチング時間とを用いて第2スイッチング時間を算出するスイッチング時間算出部と、前記第1スイッチング時間及び前記第2スイッチング時間とを用いて、前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換える制御信号を生成する制御信号生成部とを有し、前記第1スイッチング時間は、前記各相のうち一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の上アーム回路のスイッチング素子をオンに、他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の前記上アーム回路のスイッチング素子をオフにし、かつ、前記他の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子をオンに、前記一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子の下アーム回路のスイッチング素子をオフにする時間であり、前記第2スイッチング時間は、前記各相の一の相に含まれる前記複数対のスイッチング素子をオンに、前記複数対のスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオフにする時間であり、前記制御手段は、前記第1スイッチング時間から前記第2スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、前記上アーム回路または前記下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子の前記オン状態を維持することを特徴とする電力変換装置。前記制御手段は、前記第1スイッチング時間から前記第2スイッチング時間に遷移し、前記第2スイッチング素子から前記第1スイッチング時間に遷移する場合には、前記上アーム回路の前記スイッチング素子、または、前記下アーム回路の前記スイッチング素子を連続して切り換えないことを特徴する請求項1記載の電力変換装置。前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された検出電圧を回転座標変換する座標変換部と、位相角と前記スイッチング素子のスイッチングパターンとの関係を示すテーブルとをさらに有し、前記スイッチング時間算出部は、前記座標変換部により変換された回転座標系の電圧から第1スイッチング時間を算出し、前記制御信号生成部は、前記回転座標系の電圧の前記位相角に対応する前記スイッチングパターンで前記スイッチング素子のオン及びオフを切り換える前記制御信号を生成することを特徴とする請求項1又は2記載の電力変換装置。しかしながら、従来の電力変換器の制御装置では、転流により生じた電圧誤差を補償するだけで、転流失敗自体を防ぐことはできない、という問題があった。本発明は、転流失敗を防止することができる電力変換装置を提供する。本発明は、第1スイッチング時間から第2スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子のオン状態を維持することによって上記課題を解決する。本発明によれば、第1スイッチング時間から第2スイッチング時間に遷移する場合に、オン状態であった一方のスイッチング素子が切り替わり、他方のスイッチング素子の状態が固定されるので、スイッチングの回数が減り、転流失敗を防止することができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。《第1実施形態》図1は、本発明の実施形態に係る電力変換装置を含むバッテリシステムのブロック図である。以下、本例の電力変換装置を充電装置に適用した場合を例として説明するが、本例は、モータ等を制御する制御装置やモータを含む車両等に適用してもよい。本例の充電システムは、交流電源1と、入力フィルタ2と、電圧センサ31~33と、マトリクスコンバータ4と、高周波トランス回路5と、出力フィルタ6と、バッテリ7とを備えている。交流電源1は、三相交流電源であって、充電システムの電力源となる。入力フィルタ2は、交流電源1から入力される交流電力を整流するためのフィルタであって、コイル21~23とコンデンサ24~26とのLC回路により構成されている。コイル21~23は、交流電源1とマトリクスコンバータ4との間で、各相にそれぞれ接続されている。コンデンサ24~26は、コイル21~23にそれぞれ接続され、各相間に接続されている。電圧センサ31~33は、交流電源1とマトリクスコンバータ4との間に接続され、交流電源1からマトリクスコンバータ4への各相の入力電圧vr、vs、vtを検出し、検出電圧を後述するコントローラ10に送信する。電圧センサ31はマトリクスコンバータ4のr相の中間点に接続され、電圧センサ32はマトリクスコンバータ4のs相の中間点に接続され、電圧センサ33はマトリクスコンバータ4のt相の中間点に接続されている。マトリクスコンバータ4は、複数の双方向にスイッチング可能なスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを有し、交流電源1から入力される交流電力を高周波の交流電力に変換し、高周波トランス回路5に出力する。マトリクスコンバータ4は、入力フィルタ2と高周波トランス回路5との間に接続されている。スイッチング素子Srpは双方向にスイッチング可能な素子とするために、MOSFETやIGBTなどのトランジスタTrrp1及びトランジスタTrrp2と、ダイオードDrp1及びダイオードDrp2を有している。トランジスタTrrp1及びトランジスタTrrp2は互いに逆方向で直列に接続され、ダイオードDrp1及びダイオードDrp2は互いに逆方向で直列に接続され、トランジスタTrrp1及びダイオードDrp1は互いに逆方向で並列に接続され、トランジスタTrrp2及びダイオードDrp2は互いに逆方向で並列に接続されている。他のスイッチング素子Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnも同様に、トランジスタTrrn1、Trrn2とダイオードDrn1、Drn2のブリッジ回路、トランジスタTrsp1、Trsp2とダイオードDsp1、Dsp2のブリッジ回路、トランジスタTrsn1、Trsn2とダイオードDsn1、Dsn2のブリッジ回路、トランジスタTrtp1、Trtp2とダイオードDtp1、Dtp2のブリッジ回路、トランジスタTrtn1、Trtn2とダイオードDtn1、Dtn2のブリッジ回路により構成されている。すなわち、2つのスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを直列に接続した3対の回路がトランス51の一次側に並列に接続され、各対のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn間と交流電源1の三相出力部とがそれぞれ電気的に接続されたブリッジ回路により、三相単相のマトリクスコンバータ4が構成されている。高周波トランス回路5は、トランス51と整流ブリッジ回路52とを有し、マトリクスコンバータ4と出力フィルタ6との間に接続されている。高周波トランス回路5は、マトリクスコンバータ4から入力される交流電力を直流電力に変換して、出力フィルタ6を介してバッテリ7に供給する回路である。トランス51は、マトリクスコンバータ4から入力される高周波の交流を昇圧し整流ブリッジ回路52に出力する。なお、マトリクスコンバータ4から出力される交流は高周波であるため、トランス51は小型化なものを用いることができる。整流ブリッジ回路52は、複数のダイオードをブリッジ状に接続した回路であって、トランス51の二次側の交流を直流に変換する。出力フィルタ6は、コイル61及びコンデンサ62によるLC回路で構成され、高周波トランス回路5とバッテリ7との間に接続されている。出力フィルタ6は、高周波トランス回路5から出力される直流電力を整流し、バッテリ7に供給する。バッテリ7は、本例の充電システムにより充電される二次電池であって、例えばリチウムイオン電池等で構成されている。バッテリ7は、例えば車両に搭載され、車両の動力源となる。これにより、本例の充電システムは、交流電源からの交流をマトリクスコンバータ4で高周波の交流に変換し、高周波トランス回路5で昇圧し直流に変換した上で、バッテリ7に高圧の直流電力を供給する。ここで、本例の電力変換装置を用いた、図1に示す充電システムの特徴を、下記の比較例1及び2と対比しつつ説明する。図2は比較例1に係る充電システムのブロック図を示し、図3は比較例2に係る充電システムのブロック図を示す。本例とは異なる充電システムとして、例えば図2に示すように、交流電源1からトランス101を介してPWM整流器102で直流に変換し、降圧チョッパ103を介してバッテリ7に供給するシステムが知られている比較例1。また、本例とは異なる他の充電システムとして、交流電源1からPWM整流器201で直流に変換し、高周波トランス回路202の一次側のインバータ回路203で直流を交流に変換して、トランス204で昇圧し、高周波トランス回路202の二次側の整流ブリッジ回路205で直流に変換し、バッテリ7に供給するシステムが知られている。比較例1では回路構成は簡単なものでよいが、トランス101が大型化になる、及び、トランス101とPWM整流器102との間に大容量の電解コンデンサを接続する必要がある、という問題があった。また比較例2では、トランス204は小型なものを使用できるが、変換回数が多いため損失が大きくなる、及び、PWM整流器201と高周波トランス202との間に大容量の電解コンデンサを接続する必要がある、という問題があった。本例では、上記のようにマトリクスコンバータ4を用いることで、電力変換による損失を減少し、トランス51の一次側に大容量の電解コンデンサを必要とせず、またトランス51の小型化を実現することができる。次に、図4を用いて、本例の電力変換装置に含まれるマトリクスコンバータ4を制御するコントローラ10について説明する。図4はコントローラ10のブロック図である。コントローラ10は、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのオン及びオフを切り換え、マトリクスコンバータ4をPWM制御で制御するコントローラである。コントローラ10は、座標変換部11と、空間ベクトル変調部12と、ゼロベクトル時間算出部13とスイッチングパターンテーブル14とスイッチング信号生成部15とを有している。座標変換部11は、電圧センサ31~33で検出された検出電圧を比較し、大小関係を把握した上で、固定座標系の検出電圧vr、vs、vtを3相2相変換し、静止座標系の電圧vα、vβを算出して、電圧vα、vβを空間ベクトル変調部12に出力する。空間ベクトル変調部12は、空間ベクトル変調を利用して三相の電圧波形をベクトルに置き換えることで、電圧vα、vβの位相角θ用いて、電圧ベクトルの出力時間T1、T2を算出する。ゼロベクトル時間算出部13は、三角波等のキャリア信号と、空間ベクトル変調部12により算出された時間とを用いて、ゼロベクトルの出力時間Tzを算出する。キャリア信号の周波数は、交流電源1の交流電力の周波数より高い周波数が設定されている。スイッチングパターンテーブル14は、予め設定されている、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnをスイッチングするためのスイッチングパターンを位相角θと対応させてテーブルとして格納している。スイッチング信号生成部15は、スイッチングパターンテーブル14を参照して、位相角θと対応するスイッチングパターンを抽出し、抽出されたスイッチングパターンと、電圧ベクトルの出力時間T1、T2及びゼロベクトルの出力時間Tzとを用いて、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのオン及びオフを切り換える制御信号Drp、Drn、Dsp、Dsn、Dtp、Dtnを、マトリクスコンバータ4に含まれる駆動回路図示しないに出力する。スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnはパルス信号で制御される。これにより、マトリクスコンバータ4に含まれるスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのオン及びオフがコントローラ10の制御で切り換えられて、電力が変換される。次に、図5を用いて、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnの切り換え制御について説明する。図5は、スイッチング素子Srp、Srnのスイッチングのシーケンスを示すグラフである。図5において、ハイレベルがオン状態を、ローレベルがオフ状態を示している。スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnの切り換えには電圧転流方式が用いられ、コントローラ10は、検出電圧vr、vs、vtから入力電圧の大小関係を監視して転流を行う。トランジスタTrtp1、Trtp2、Trtn1、Trtn2の状態が、初期状態からi、ii、iii、ivの順で遷移したとする。以下、電圧転流方式について具体例を挙げて説明する。説明を簡単にするため、r相のみでの転流制御について説明する。初期状態として、スイッチング素子Srpに含まれるトランジスタTrrp1、Trrp2がオン状態で、スイッチング素子Srnに含まれるトランジスタTrrn1、Trrn2がオフ状態であるとする。そして、スイッチング素子Srpの電圧がスイッチング素子Srnの電圧より高い状態で、スイッチング素子Srpの電圧からスイッチング素子Srnの電圧へ転流する場合を説明する。まず初期状態から状態iに遷移するとトランジスタTrrn2をオンにし、状態iから状態iiに遷移するとトランジスタTrrp1をオフにし、状態iiから状態iiiに遷移するとトランジスタTrrn1をオンにし、状態iiiから状態ivに遷移するとトランジスタTrrp2をオフにする。これにより交流電源1の短絡しないようにスイッチングされ、転流失敗が抑制される。次に、図1、図4及び図6~図12を用いて、コントローラ10における制御について説明する。座標変換部11により座標変換されて算出された静止座標系の電圧vα、vβが空間ベクトル変調部12に入力されると、空間ベクトル変調部12は、入力された電圧vα、vβから、電圧vα、vβの位相角θを算出する。ここで、電圧vα、vβ及び位相角θをベクトルで表示すると、図6のように表される。図6は、検出電圧vr、vs、vtを二相のαβ座標系に変換し、入力電圧を静止座標系で電圧ベクトルとして観測した図となる。図6のvaは、基本ベクトルを表しており、αβ座標系での入力電圧に相当する。基本ベクトルは、各相の入力電圧の大小関係に応じて図6に示す中心点を中心に回転する。本例では、静止座標系において、α軸から反時計回りで60度ずつ分けた6つの領域で座標が分けられている。各領域の境界線には、V1~V6の軸が割当てられている。ここで、V1とV2との間の領域をエリア1とし、V2とV3との間の領域をエリア2とし、V3とV4との間の領域をエリア3とし、V4とV5との間の領域をエリア4とし、V5とV6との間の領域をエリア5とし、V6とV1との間の領域をエリア6とする。また原点に対して、V7~V9が割当てられている。V1~V9はマトリクスコンバータ4から出力される電圧のベクトルを表している。ベクトルとして大きさをもつゼロでないV1~V6のベクトルは、マトリクスコンバータ4からゼロではない電圧が出力されることを示す。すなわち、V1~V6のベクトルは、ゼロではない電圧ベクトル以下、電圧ベクトルと称す。に相当する。一方、V7~V9のベクトルは、マトリクスコンバータ4からの出力電圧がゼロになることを示す。すなわち、V7~V9のベクトルは、電圧ゼロのベクトル以下、ゼロベクトルと称す。を示す。また本例において、電圧ベクトルV1~V9は、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのそれぞれ異なるスイッチングパターンと対応させており、入力電圧がどのエリアに属するかに応じて、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを動作させるスイッチングパターンが決まる。なお、電圧ベクトルV1~V9とスイッチングパターンとの関係については後述する。そして、空間ベクトル変調部12は、基本ベクトルvaの位相角θから、検出時点での入力電圧が、どのエリアに属しているかを判定する。図6の例では、基本ベクトルvaがエリア1内になるため、空間ベクトル変調部12は、電圧vα、vβの位相角θから、入力電圧がエリア1に属すると判断する。また例えば、各相の入力電圧vr、vs、vtの大小関係が変わり、座標変換部11により座標変換されたαβ軸電圧vα、vβの位相角θが90度になった場合には、空間ベクトル変調部12は、位相角90度を含むエリア2を特定する。空間ベクトル変調部12は、エリアが特定されると、基本ベクトルvaのエリア軸成分から、電圧ベクトルの出力時間を算出する。図6の例では、基本ベクトルvaはエリア1に属するため、空間ベクトル変調部12は、エリア1の軸であるV1軸及びV2軸を用いて、V1軸に沿う成分Va1とV2軸に沿う成分Va2とを算出する。そして、V1軸成分の大きさVa1がV1と対応するスイッチングパターンの出力時間となり、V2軸成分の大きさVa2がV1と対応するスイッチングパターンの出力時間となる。ここで、電圧ベクトルV1~V6の出力時間をT1、T2とし、ゼロベクトルV7~V9の出力時間をTzとする。なお、後述するように、本例は、キャリアの前半の半周期に対して、2つの電圧ベクトルを出力するため、当該2つの電圧ベクトルのうち、最初の電圧ベクトルの出力時間をT1、次の電圧ベクトルの出力時間をT2とする。各出力時間T1、T2、Tzは、キャリアの周期と対応して正規化した時間で表されるが、後述するように、本例ではキャリアの半周期あたり、ゼロベクトルV7~V9の出力時間Tzを確保するために、出力時間T1、T2に対して制限をかけており、2つの電圧ベクトルを出力する出力時間T1、T2が所定の下限値以下になるように、空間ベクトル変調部12は、出力時間T1、T2を算出する。なお、当該下限値は、出力時間Tzを確保するための時間に相当し、キャリアの半周期の時間より短い時間が設定される。エリア1は位相角0度から60度の間を領域としている。例えば、基本ベクトルvaの位相角が0度から30度の間にある場合には、V1軸成分の大きさVa1がV2軸成分の大きさVa2より大きくなるため、V1のスイッチングパターンの出力時間T1の方が、V2のスイッチングパターンの出力時間T2の方より長くなる。エリア4は位相角180度から240度の間を領域としている。例えば、基本ベクトルvaの位相角が210度から240度の間にある場合には、V5軸成分の大きさVa5がV4軸成分の大きさVa4より大きくなるため、V5のスイッチングパターンの出力時間T2の方が、V4のスイッチングパターンの出力時間T1の方より長くなる。これにより空間ベクトル変調部12は、各相の検出電圧に相当するvα、vβを用いて位相角θを算出し、当該位相角θから、電圧ベクトルの出力時間T1、T2を算出し、ゼロベクトル時間算出部13に出力する。ゼロベクトル時間算出部13は、予め決まっているキャリアの周期の半分の周期半周期から、出力時間T1及び出力時間T2の合計時間を減算することで、ゼロベクトルTzの時間を算出する。空間ベクトル変調部12は、当該合計時間が所定の下限時間以下になるに出力時間T1及び出力時間T2を算出しているため、ゼロベクトル時間算出部13はゼロベクトルTzの時間を算出することができる。本例では、マトリクスコンバータ4の出力電力を交流にするために、キャリア周期に対して、ゼロでない電圧を出力する時間と、ゼロの電圧の時間とを周期的に設ける。またキャリアの周期は出力電圧の周期と対応しているため、ゼロベクトルの出力時間Tzは、キャリアの半周期に相当する時間から、出力時間T1及び出力時間T2を差し引いた時間となる。ゼロベクトル時間算出部13は、ゼロベクトルの時間Tz及び電圧ベクトルの時間T1、T2をスイッチング信号生成部15に出力する。スイッチング信号生成部15は、スイッチングパターンテーブル14に格納されているスイッチングパターンと、ゼロベクトルの時間Tz及び電圧ベクトルの時間T1、T2とを用いて、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを駆動させるためのスイッチング信号を生成する。スイッチングテーブル14及びスイッチング信号生成部15の制御内容を詳述する前に、ベクトルV1~V9及び位相角θとスイッチングパターンとの関係について、図7を用いて説明する。図7aは図6のベクトル図に対して、スイッチングパターンを付け加えた図であり、bは図1の充電システムのうち、交流電源1及びマトリクスコンバータ4の回路図を簡略化させた回路図である。なお図7aの1はオン状態を、0はオフ状態を示している。図7に示すように、ベクトルV1~V9は、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのスイッチングパターンと対応している。電圧ベクトルV1では、スイッチング素子Srp、Stnをオンに他のスイッチング素子Srn、Ssp、Ssn、Stpをオフにし、電圧ベクトルV2ではスイッチング素子Ssp、Stnをオンに他のスイッチング素子Srp、Srn、Ssn、Stpをオフにし、電圧ベクトルV3ではスイッチング素子Srn、Sspをオンに他のスイッチング素子Srp、Ssn、Stp、Stnをオフにし、電圧ベクトルV4ではスイッチング素子Srn、Stpをオンに他のスイッチング素子Srp、Ssp、Ssn、Stnをオフにし、電圧ベクトルV5ではスイッチング素子Ssn、Stpをオンに他のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Stnをオフにし、電圧ベクトルV6ではスイッチング素子Srp、Ssnをオンに他のスイッチング素子Srn、Ssp、Stp、Stnをオフにする。すなわち、電圧ベクトルV1~V6では、各相のうち一相に含まれる上アーム回路のスイッチング素子Srp、Ssp、Stpをオンに他の相に含まれる上アーム回路のスイッチング素子Srp、Ssp、Stpをオフにし、かつ、当該他の相に含まれる下アーム回路の少なくとも一つのスイッチング素子Srn、Ssn、Stnをオンにし、当該一の相に含まれる下アーム回路のスイッチング素子Srn、Ssn、Stnをオフにする。そして、電圧ベクトルV1~V6と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御した場合には、マトリクスコンバータ4の出力側にはゼロではない電圧が出力される。またエリアに応じて、エリアの境界となる2つのベクトルを用いることで、異なる電圧レベルの波形をマトリクスコンバータ4から出力させることができる。また、図6及び図7に示すベクトル図において、原点で示されるゼロベクトルV7~V9にもスイッチングパターンが割り当てられている。ベクトルV7ではスイッチング素子Srp、Srnをオンに他のスイッチング素子Ssp、Ssn、Stp、Stnをオフにし、ベクトルV8ではスイッチング素子Ssp、Ssnをオンに他のスイッチング素子Srp、Srn、Stp、Stnをオフにし、ベクトルV9ではスイッチング素子Stp、Stnをオンに他のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、をオフにする。すなわち、ゼロベクトルV7~V9では、各相の一の相に含まれるスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnをオンに、他の相に含まれるスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnをオフにする。そして、ゼロベクトルV7~V9と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御した場合には、マトリクスコンバータ4の出力はゼロになる。上述した通り、位相角θよりエリアが特定されると、出力される電圧ベクトルV1~V6と出力時間T1、T2が決まる。またゼロベクトル時間算出部13によりゼロベクトルV7~V9と出力時間Tzも算出される。そして、マトリクスコンバータ4は交流電力の出力を目的として設定されているため、キャリアの周期の前半の半周期におけるスイッチング制御に対して、後半の半周期では反転させてスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御することで、前半の半周期と逆の極性の出力電力を得ることができる。そこで、本例において、スイッチングテーブル14は、図6のエリアと対応させたスイッチングパターンを格納している。またスイッチング信号生成部15は、電圧ベクトルの出力時間T1、T2とゼロベクトルの出力時間Tzから、キャリア周期に対する、ベクトルV1~V9のそれぞれの出力時間を算出して、スイッチング信号を生成する。次に、スイッチングパターンテーブル14に格納されているテーブルについて、図8を用いて説明する。図8は、スイッチングパターンテーブル14に格納されるテーブルを示す概要図である。図8において、エリア1~6は図6で示すエリア1~6に相当し、V1~V9はベクトルV1~V9に、Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnはスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnに相当する。また図8の状態1~6について、キャリアの1周期は、出力時間T1、T2、Tzと対応させると6つに分けられるため、キャリアの谷の頂点部分から時系列で状態1から状態6としている。スイッチングパターンテーブル14には、マトリクスコンバータ4の出力を交流にするために、キャリアの周期のうち前半の半周期で、2つの電圧ベクトルと1つのゼロベクトルを順に出力し、後半の半周期で、2つの電圧ベクトルと1つのゼロベクトルを順に出力するよう、スイッチングパターンが設定されている。例えば基本ベクトルvaがエリア1に属する場合には、キャリアの1周期あたり、電圧ベクトルV1、電圧ベクトルV2、ゼロベクトルV8、電圧ベクトルV5、電圧ベクトルV4、ゼロベクトルV7の順でスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御する。エリア1におけるスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn制御の推移を図9に示す。図9は、図1の充電システムのうち、交流電源1及びマトリクスコンバータ4の回路図を簡略化させた回路図であり、各状態1~6における、各スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのオンオフ状態と、トランス51の1次側に流れる電流の向きを矢印で示している。図9に示すように、状態1から状態2、状態2から状態3等、各状態間を遷移する場合に、コントローラ10は、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnをターンオンにしオフからオンにする、他方のアーム回路のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのオン状態を維持する。言い換えると、オン状態であるスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのうち、一方のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnはターンオフするが、他方のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnの状態を固定する。また、状態1、2、3または状態3、4、5等、各状態を連続して遷移する場合には、上アーム回路のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stn、または、下アーム回路のスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを連続して切り換えない。言い換えると、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを上アーム回路と下アーム回路との間で、交互に切り換える。これにより、本例は、各状態1~6を遷移する際のスイッチング素子rp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnのスイッチング回数を減らして、転流ミスを抑制している。なお、図9はエリア1のスイッチングパターンを説明したが、エリア2~6についても、上記と同様な条件で、スイッチング回数を減らすパターンにより、スイッチング制御を行う。図9に示すように、状態1~3ではマトリクスコンバータ4の出力電流がプラスになり、状態4~6ではマトリクスコンバータ4の出力電流がマイナスになっている。これにより、スイッチングパターンテーブル14のエリア1のスイッチングパターンでスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御することで、マトリクスコンバータ4の出力が交流になる。なお、エリア2からエリア6についても、同様に、マトリクスコンバータ4の出力が交流になるように、図8に示すパターンでスイッチング制御が行われる。そして、エリア1~6は位相角に応じて分類されるため、スイッチングパターンテーブル14は、位相角θと対応するスイッチングパターンを格納していることになる。次に、スイッチング信号生成部15の制御について、図10を用いて、説明する。図10はキャリアと出力時間T1、T2、Tzとの関係を説明するためのグラフである。まず、スイッチング信号生成部15は、キャリアの周期と同期を取りつつ、出力時間T1~T2に相当する指令値を設定する。コントローラ10はPWM制御で制御を行うため、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力時間T1、T2、Tzの長さが指令値電圧値となる。また、出力時間T1、T2、Tzに対する指令値を設定する際、キャリアの最大振幅が、2つの電圧ベクトルと1つのゼロベクトルを出力する出力時間T1、T2、Tzになるよう正規化している。また、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力タイミングについて、キャリアの前半の半周期では、図6に示す電圧ベクトルV1~V6のうち、各エリア1~6において、より時計回り側の電圧ベクトルが最初に出力されるよう指令値が設定され、二つの電圧ベクトルが出力された後に、ゼロベクトルV7~V9が出力されるよう設定される。一方、キャリアの後半の半周期では、2つの電圧ベクトルV1~V6の出力時間を前半と反転させて出力し、その後に、ゼロベクトルV7~V9が出力されるよう指令値が設定される。具体例として、位相角θが0度~30度エリア1の間にある場合には、スイッチング信号生成部15は、図10に示すように、キャリアの前半の半周期では、キャリアのローレベルに対して出力時間T1に相当するレベルに指令値T1を設け、指令値T1を基準として出力時間T2に相当するレベルを加算した上で指令値T2を設ける。一方、キャリアの後半の半周期では、スイッチング信号生成部15は、キャリアのハイレベルに対して出力時間T2に相当するレベルを下げたところに指令値T2を設け、指令値T2を基準として出力時間T1に相当するレベルを下げたところ指令値T1を設ける。そして、スイッチング信号生成部15は、設定された指令値とキャリアとを比較することで、電圧ベクトル及びゼロベクトルの出力タイミングが決定する。また、上記のように、出力時間T1、T2、Tzに対して指令値を設定し、キャリアと比較させると、キャリアの1周期に対して6つの状態に分離されるが、当該6つの状態は図8に示す状態1~6に対応している。すなわち、スイッチング信号生成部15は、出力時間T1、T2、Tzとキャリアとを比較することで、スイッチングキャリアテーブルに格納したスイッチングパターンの出力タイミングを決定する。スイッチング信号生成部15は、キャリアと出力時間T1~T2、Tzとの比較で、図10に示す出力タイミングを決定すると、位相角θに応じたスイッチングパターンをスイッチングパターンテーブル14から抽出し、抽出したパターンにより当該出力タイミングで、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnが駆動されるよう、スイッチング信号を生成し、各スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnに出力する。具体的には、位相角θが0度~30度である場合には、図8のエリア1のスイッチングパターンが用いられ、キャリアの谷の頂点を起点として出力時間T1の間は、電圧ベクトルV1を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間T2の間は、電圧ベクトルV2を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間Tzの間は、ゼロベクトルV8を出力するスイッチング制御が行われる。そして、キャリアの後半の半周期に遷り、キャリアの山の頂点を起点として出力時間T2の間は、電圧ベクトルV5を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間T1の間は、電圧ベクトルV4を出力するスイッチング制御が行われ、その後の出力時間Tzの間は、ゼロベクトルV7を出力するスイッチング制御が行われる。マトリクスコンバータ4の出力電圧波形を図11及び図12を用いて説明する。図11は出力時間T1が出力時間T2より長い場合の出力電圧波形の時間特性を、図12は出力時間T2が出力時間T1より長い場合の出力電圧波形の時間特性を示す。位相角θが0度~30度である場合には、出力時間T1が出力時間T2より長くなり、マトリクスコンバータ4から出力される電圧波形は、図11のように推移する。また、位相角θが30度~60度である場合には、出力時間T2が出力時間T1より長くなり、マトリクスコンバータ4から出力される電圧波形は、図12のように推移する。上記のように、本例は、電圧ベクトルを出力する出力時間T1、T2とゼロベクトルを出力する出力時間Tzとを用いてスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御し、出力時間T1、T2から出力時間Tzに遷移する場合に、オン状態のスイッチング素子のうち、上アーム回路または下アーム回路のいずれか一方のアーム回路のスイッチング素子をターンオフにし、他方のアーム回路のスイッチング素子の前記オン状態を維持する。これにより、ゼロベクトルの出力時間Tzを設けることで、ゼロベクトルの出力時間Tzの最初の時点におけるスイッチング動作と、出力時間Tzの最後の時点におけるスイッチング動作との間隔が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。また、電圧ベクトルを出力している状態からゼロベクトルを出力する状態に遷移する場合に、スイッチング回数を減らすことができるため、転流失敗を防ぐことができる。ところで、本例とは異なり、複数のスイッチング素子のブリッジ回路で形成される三相インバータ回路において、各相の中間電圧の検出電圧を指令値vu、vv、vwとし、三角波キャリアと比較することで、当該スイッチング素子を制御するインバータ装置比較例3が知られている。図13は、キャリア及び指令値vu、vv、vwの波形と、インバータ回路の出力電圧の波形である。なお、図13に示すように、比較例3は、キャリアが指令値を越えた時に出力電圧のレベルを制御する理論式を用いており、キャリアの山及び谷を境に当該理論式を反転させるよう制御している。すなわち、比較例では、検出電圧とキャリアとの比較で出力電圧のレベルを設定し、交流を出力する制御を行っているため、キャリアの周期に対して、ゼロ電圧期間図13のα、βに相当が偏ってしまう。そして、一方のゼロ電圧期間図13のαが短くなってしまうため、ゼロ電圧期間の最初の時点及び最後の時点における、スイッチング動作の間隔が短くなるため、転流失敗が発生する。また比較例では、キャリアの周期に対して、ゼロ電圧期間を所定期間として規定していないため、ゼロ電圧を出力するための時間の制御が煩雑になるという問題もある。本例では、キャリアの周期に対してゼロベクトルの出力時間Tzを確保しているため、ゼロ電圧期間の最初の時点及び最後の時点における、スイッチング動作の間隔が短くなることを防ぎ、転流失敗を防止することができる。すなわち、図14に示すように、キャリアの半周期毎に、ゼロベクトルの出力期間が均等に割り振られるため、ゼロベクトルの出力時間Tzが極端に短くなることがなくなり、転流失敗を防ぐことができる。またスイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御する際のショートパルスを打つ回数も軽減することができ、素子に集中して負荷がかかることも防ぐことができる。さらに、本例は、PWM制御の際のスイッチング信号のデューティやスイッチングパターンを自由に設定することができる。なお、図14は本例における、キャリアと出力時間T1、T2、Tzとの関係を説明するためのグラフ、及び、マトリクスコンバータ4の出力電圧の時間特性を示すグラフである。また本例は、出力時間T1、T2と出力時間Tzとの間で連続して遷移する場合に、上アーム回路のスイッチング素子、または、下アーム回路のスイッチング素子を連続して切り換えない。これにより、電圧ベクトルを出力している状態とゼロベクトルを出力する状態との間で連続して遷移する場合に、スイッチング回数を減らすことができるため、転流失敗を防ぐことができる。また本例は、座標変換部13により変換された電圧から出力時間T1、T2、Tzを算出し、スイッチングパターンテーブル14を参照し、変換された電圧の位相と対応するスイッチングパターンで、スイッチング素子Srp、Srn、Ssp、Ssn、Stp、Stnを制御する。これにより、ゼロベクトルの出力時間Tzが確保されるので、転流失敗を防ぐことができる。また本例は、上アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンに、下アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち一のスイッチング素子をオンにする出力時間T1と、上アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオンに、下アーム回路に含まれるスイッチング素子のうち他のスイッチング素子をオンにする出力時間T2で、スイッチング素子を制御する。これにより、ゼロベクトルの出力時間が確保されるので、当該最初の時点と当該最後の時点との間におけるスイッチング動作の重複が避けられ、転流失敗を防ぐことができる。また本例は、キャリアの前半の半周期では、出力時間T1を出力時間T2の前の時間とし、キャリアの後半の半周期では、出力時間T1を出力時間T2の後の時間とする。これにより、マトリクスコンバータ4の出力電圧のプラス側とマイナス側とで、ゼロベクトルの出力時間の均一化を図ることができる。なお本例では、キャリアの半周期に対して、キャリアの谷の頂点を起点とし、2つの電圧ベクトルの出力時間T1、T2を最初に配置し、次にゼロベクトルの出力時間Tzを配置したが、必ずしも、この順番にする必要はない。例えば図15に示すように、キャリアの半周期に対して、キャリアの谷の頂点を起点とし、ゼロベクトルの出力時間Tzの半分の時間を配列し、次に2つの電圧ベクトルの出力時間T1、T2を配列し、最後に残りの出力時間Tzの半分の時間を配列してもよい。また本例は、キャリアの半周期と対応させて、出力時間T1、T2及び出力時間Tzを割当てたが、必ずしもキャリアの半周期にする必要はなく、当該半周期より短くてもよく、長くてもよい。また、空間ベクトル変調12における所定の下限時間は、必ずしもキャリアの半周期より短い時間にする必要はなく、キャリアの周期の一部に対応する時間より短い時間であればよい。また本例は、キャリアの半周期あたりに、2つの電圧ベクトルV1~V6を出力するよう出力時間T1、T2を制御したが、必ずしも2つの電圧ベクトルV1~V6である必要はなく、1つの電圧ベクトルV1~V6でもよく、3つの電圧ベクトルV1~V6であってもよい。また、図8に示すスイッチングパターンは一例に過ぎず、それぞれの電圧ベクトル及びゼロベクトルのパターンを入れ替えてもよく、また電圧ベクトル及びゼロベクトルを出力するために他のスイッチングパターンを用いてもよい。上記マトリクスコンバータ4が本発明の変換回路に相当し、電圧センサ31~33が電圧検出手段に、コントローラ10が制御手段に、空間ベクトル変調部11及びゼロベクトル時間算出部12がスイッチング時間算出部に、スイッチング信号生成部15が制御信号生成部に、出力時間T1、T2が第1スイッチング時間に、出力時間Tzが第2スイッチング時間に、スイッチングパターンテーブル14がテーブルに、座標変換部11が座標変換手段に相当する。