"互いに電圧が異なった複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力するインバータであって、各直流電源からの電源電圧、および各直流電源の電圧から生成する電圧の組合せを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる複数の第1種スイッチと、交流電力の極性を生成するために切りかえられる複数の第2種スイッチと、出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、前記複数の第1種スイッチと前記複数の第2種スイッチとの切替を制御する制御部とを備え、前記制御部は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいて、前記複数の第2種スイッチを切りかえ、擬似正弦波の残りの期間において、前記複数の第2種スイッチを維持させることを特徴とするインバータ。前記複数の第2種スイッチのそれぞれのスイッチング速度は、前記複数の第1種スイッチのそれぞれのスイッチング速度よりも低速であることを特徴とする請求項1に記載のインバータ。前記制御部は、交流出力の1/4周期の間において、第2直流電源からの電源電圧E2同士の電位差0、電源電圧E2、第1直流電源からの電源電圧E1と電源電圧E2の電位差E1-E2、電源電圧E1の順に出力電圧が変化するように、前記複数の第1種スイッチを切りかえており、電位差0から電源電圧E2に変化する際に、前記複数の第1種スイッチのうちのひとつを連続してオンしつづけ、電位差E1-E2から電源電圧E1に変化する際に、前記複数の第1種スイッチのうちの別のひとつを連続してオンしつづけることを特徴とする請求項1または2に記載のインバータ。インバータの変換効率を向上するためには、インバータを構成している複数のスイッチとして高性能なMOSFETMetal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistorを使用することが望ましい。高性能なMOSFETは、高耐圧、高速スイッチング、低損失の特性を有する。しかしながら、MOSFETが高性能になるほど、価格は高くなる傾向にある。その結果、インバータの価格も高くなる。本発明はこうした状況に鑑みなされたものであり、その目的は、インバータの変換効率の低下を抑制しながら、低価格化を実現する技術を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明のある態様のインバータは、互いに電圧が異なった複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力するインバータであって、各直流電源からの電源電圧、および各直流電源の電圧から生成する電圧の組合せを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる複数の第1種スイッチと、交流電力の極性を生成するために切りかえられる複数の第2種スイッチと、出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、複数の第1種スイッチと複数の第2種スイッチとの切替を制御する制御部とを備える。制御部は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいて、複数の第2種スイッチを切りかえ、擬似正弦波の残りの期間において、複数の第2種スイッチを維持させる。本発明によれば、インバータの変換効率の低下を抑制しながら、低価格化を実現できる。本発明の実施例の説明を明確にするために、本発明の実施例を具体的に説明する前に、動作原理および比較例を説明する。これらに続いて、実施例を説明する。動作原理図1は、本発明の動作原理に係るインバータ200の回路構成を示す。なお、図1では説明の便宜上、直流電源部100および負荷300も示しているが、直流電源部100および負荷300は、インバータ200の構成要素には含まれない。インバータ200は、直流電源部100に含まれる複数の直流電源からの直流電力を、擬似正弦波で形成された交流電力に変換して出力する。直流電源部100は、互いに電源電圧が異なった第1の直流電源V1と第2の直流電源V2とを含む。インバータ200は、複数のHブリッジ回路および制御部20を備える。制御部20は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、2つの電源電圧の差分電圧以下、電位差ともよぶを用いて、擬似正弦波を発生させる。複数のHブリッジ回路は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路である。制御部20は、複数のHブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。以下、より具体的に説明する。ここでは、二種類の直流電源第1の直流電源V1、第2の直流電源V2が設けられるため、インバータ200には、二つのHブリッジ回路が設けられる。また、動作原理では、第1の直流電源V1の電源電圧E1>第2の直流電源V2の電源電圧E2の関係に設計されているとする。第1のHブリッジ回路は、第1の直流電源V1から負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4を備える。第1-1スイッチS11および第1-2スイッチS12は、第1の直流電源V1の高電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、第1の直流電源V1の低電位側と負荷300との間に並列に設けられる。より具体的には、第1-1スイッチS11は、第1の直流電源V1の高電位側端子と負荷300の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第1-2スイッチS12は、第1の直流電源V1の高電位側端子と負荷300の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第1共通スイッチS3は、第1の直流電源V1の低電位側端子と負荷300の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第2共通スイッチS4は、第1の直流電源V1の低電位側端子と負荷300の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第1のHブリッジ回路は、第1の直流電源V1から負荷300に順方向電圧を印加する場合、制御部20により第1-1スイッチS11および第2共通スイッチS4がオンに、第1-2スイッチS12および第1共通スイッチS3がオフに制御される。一方、第1の直流電源V1から負荷300に逆方向電圧を印加する場合、第1-1スイッチS11および第2共通スイッチS4がオフに、第1-2スイッチS12および第1共通スイッチS3がオンに制御される。第2のHブリッジ回路は、第2の直流電源V2から負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4を備える。第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22は、第2の直流電源V2の高電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、第2の直流電源V2の低電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第2のHブリッジ回路に含まれる第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、第1のHブリッジ回路に含まれる第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4と同様であるため、その説明を省略する。なお、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4には、それぞれパワーMOSFET、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、GaNトランジスタ、SiC-FET等が採用される。制御部20は、第1のHブリッジ回路および第2のHブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。より具体的には、第1のHブリッジ回路および第2のHブリッジ回路を制御することにより、負荷300に供給される電圧を時分割に切り換える。この電圧の数本明細書では、階調数ともいうが多いほど、滑らかな正弦波を生成することができる。二つの直流電源および二つのHブリッジ回路を用いるインバータ200では、正負合わせて四種類の電圧E1,E2,-E2,-E1を生成することができる。負荷300に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、五種類の電圧を生成することができる。ここでは、直流電源およびHブリッジ回路を増やさずに、さらに別の二種類の電圧を生成する。したがって、合計七種類の電圧を生成する。以下、別の二種類の電圧の生成方法について説明する。制御部20は、第1のHブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にし、かつ第2のHブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路を無効にする。すなわち、制御部20は、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4をオフに制御する。また、第1のHブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路と第2のHブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路を有効にする。以上により、別のHブリッジ回路以下、第1および2のHブリッジ回路と表記するを形成する。すなわち、第1および2のHブリッジ回路は、第1のHブリッジ回路の高電位側の半分と、第2のHブリッジ回路の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。当該第1および2のHブリッジ回路は、第1の直流電源V1と第2の直流電源V2との電位差を、負荷300に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22を含む。図2は、第1および2のHブリッジ回路により負荷に順方向電圧が供給される状態を示す。図3は、第1および2のHブリッジ回路により負荷に逆方向電圧が供給される状態を示す。図2、3において、太線で描かれている経路は、電流が流れる経路である。図2において、制御部20は、第1-1スイッチS11および第2-2スイッチS22をオンに、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4をオフに制御することにより、第1の直流電源V1と第2の直流電源V2との電位差E1-E2を、負荷300に対して順方向に供給することができる。図3において、制御部20は、第1-2スイッチS12および第2-1スイッチS21をオンに、第1-1スイッチS11、第2-2スイッチS22、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4をオフに制御することにより、第1の直流電源V1と第2の直流電源V2との電位差E1-E2を、負荷300に対して逆方向に供給することができる。以上のように制御部20は、第1の直流電源V1からの電源電圧E1と、第2の直流電源V2からの電源電圧E2と、電源電圧E1と電源電圧E2の電位差E1-E2とを用いて、七種類の電圧を生成し、擬似正弦波を発生させる。図4は、インバータ200により生成される擬似正弦波を示す。上述したように、動作原理では七種類の電圧を生成することができる。制御部20は、ゼロ電圧、第2の直流電源V2の電圧E2正、上記電位差E1-E2正、第1の直流電源V1の電圧E1正、上記電位差E1-E2正、第2の直流電源V2の電圧E2正、ゼロ電圧、第2の直流電源V2の電圧E2負、上記電位差E1-E2負、第1の直流電源V1の電圧E1負、上記電位差E1-E2負、第2の直流電源V2の電圧E2負、ゼロ電圧の順番に、負荷300に供給する電圧を切り換えることにより、擬似正弦波を生成する。このように制御部20は、交流出力の位相0からπ/2までの間、すなわち1/4周期において、出力電圧を、ゼロ電圧、電圧E2、電位差E1-E2、電圧E1の順に変化させる。続いて制御部20は、交流出力の位相π/2からπまでの間、出力電圧を、電圧E1、電位差E1-E2、電圧E2、ゼロ電圧の順に変化させる。続いて制御部20は、交流出力の位相πから3/2πまでの間、出力電圧を、ゼロ電圧、電圧-E2、電位差E2-E1、電圧-E1の順に変化させる。続いて制御部20は、交流出力の位相3/2πから2πまでの間、出力電圧を、電圧-E1、電圧E2-E1、電圧-E2、ゼロ電圧の順に変化させる。このようにして制御部20は、擬似正弦波を発生させる。たとえば、第1の直流電源V1の電圧E1と、第2の直流電源V2の電圧E2との比を、3:1に設定すれば、第1の直流電源V1の電圧E1と、上記電位差E1-E2と、第2の直流電源V2の電圧E2との比を、3:2:1に設定することができる。このように、各階調レベル間の差を、一致または小さくすることにより、より滑らかな擬似正弦波を生成することができる。図5は、インバータ200により七種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す。階調レベル0は上記ゼロ電圧、階調レベル1は、第2の直流電源V2の電圧E2正、階調レベル2は上記電位差E1-E2正、階調レベル3は第1の直流電源V1の電圧E1正、階調レベル-1は第2の直流電源V2の電圧E2負、階調レベル-2は上記電位差E1-E2負、および階調レベル-3は第1の直流電源V1の電圧E1負に、それぞれ対応する。制御部20は、図5に示すように、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3、第2共通スイッチS4、第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22をオンオフ制御する。図1に戻り、第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22は、双方向に電流が流れる。したがって、第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22には、双方向スイッチング素子を採用する必要がある。たとえば、双方向に対応したパワーMOSFETを用いる。または、単方向のパワーMOSFETを、直列または並列に二つ並べて一つの双方向スイッチング素子を構成してもよい。一方、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、一方向にしか電流が流れない。したがって、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4には、一般的な単方向スイッチング素子を採用することができる。双方向に電流が流れるスイッチは、第1および2のHブリッジ回路を形成する二本の低電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチすなわち、第2のHブリッジ回路を形成する二本の高電位側経路にそれぞれ挿入されるスイッチが該当する。すなわち、第1の直流電源V1および第2の直流電源V2のうち電圧が低い第2の直流電源V2と、負荷300とを結ぶ二本の経路にそれぞれ挿入される第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22は、第2のHブリッジ回路を形成するときと、第1および2のHブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。比較例図6は、本発明の比較例のインバータ210の実装回路を示す。図1と比較すると、図6において、第1-1スイッチS11はスイッチSW0、第1-2スイッチS12はスイッチSW2、第1共通スイッチS3はスイッチSW1、第2共通スイッチS4はスイッチSW3、第2-1スイッチS21はスイッチSW4、SW5、第2-2スイッチS22はスイッチSW6、SW7に、それぞれ対応する。なお、図1においては、左から右方向を順方向としていたが、説明の便宜上、図6においては、右から左を順方向としている。図7は、インバータ210により四種類の階調レベルを生成する際のスイッチのオンオフ状態を示す。階調レベル0はゼロ電圧、階調レベル1は第2の直流電源V2の電圧E2正、階調レベル2は電位差E1-E2正、階調レベル3は第1の直流電源V1の電圧E1正に、それぞれ対応する。制御部20は、図7に示すように、スイッチSW0~SW7をオンオフ制御する。なお、各スイッチSWパワーMOSFETには、ソースドレイン間に寄生ダイオードが存在している。図7においては、階調レベル1を生成する際のスイッチSW7、階調レベル2を生成する際のスイッチSW4がオフされているが、これは寄生ダイオードを経由して電流が流れるためである。なお、これらのスイッチSWをオンしてもよいが、スイッチングロスを減らすためには、オフして電流が寄生ダイオードを流れるようにすることが好ましい。実施例図8は、本発明の実施例に係るインバータ220の実装回路を示す。実施例は、動作原理と同様に動作するが、実装回路の構成が比較例とは異なる。比較例において8つのスイッチによって、擬似正弦波が生成されている。一方、実施例では、8つのスイッチのうち、4つのスイッチを使用して擬似正弦波の振幅が生成され、残りの4つのスイッチを使用して擬似正弦波の極性が生成される。つまり、すべてのスイッチが同様の処理を実行するのではなく、2種類のスイッチのグループが互いに異なった目的の処理を実行する。第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6は、擬似正弦波の振幅を生成するためのスイッチである。つまり、これらは、第1の直流電源V1や第2の直流電源V2からの電源電圧と、電源電圧間の電位差とを使用して、交流電力の絶対値を生成するために切りかえられる。なお、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6は、図6のスイッチSW0、スイッチSW3、スイッチSW5、スイッチSW6にそれぞれ対応する。階調レベルの絶対値以下、階調絶対値という0であるゼロ電圧を生成する際に、第3絶対値設定用スイッチQ5と第4絶対値設定用スイッチQ6とがオンされ、階調絶対値1である電圧E2正を生成する際に、第3絶対値設定用スイッチQ5と第2絶対値設定用スイッチQ3とがオンされ、階調絶対値2である電位差E1-E2正を生成する際に、第1絶対値設定用スイッチQ0と第4絶対値設定用スイッチQ6とがオンされ、階調絶対値3である電圧E1正を生成する際に、第1絶対値設定用スイッチQ0と第2絶対値設定用スイッチQ3とがオンされる。第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4は、擬似正弦波の極性を生成するためのスイッチである。つまり、これらは、交流電力の極性を生成するために切りかえられる。正極性を生成する際に、第1極性設定用スイッチR1と第3極性設定用スイッチR3とがオンされ、負極性を生成する際に、第2極性設定用スイッチR2と第4極性設定用スイッチR4とがオンされる。制御部20は、インバータ220から出力すべき擬似正弦波の階調電圧を生成するために、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6、第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4の切替を制御する。ここでは、説明を明瞭にするために、図9を使用しながら制御部20による切替処理を説明する。図9は、インバータ220により七種類の階調レベルを生成するためにオンされるスイッチと生成される擬似正弦波を示す。図9の下部には、図4と同様に、時間に対する擬似正弦波が示される。図9の上部には、各振幅を実現するためにオンされるスイッチを示す。そのうち、上段では、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6のうちのオンされるスイッチが示される。下段では、第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4のうちのオンされるスイッチが示される。第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6のうちのオンされるスイッチと、階調絶対値との関係は、前述のとおりである。図10は、インバータ220により四種類の階調絶対値を生成する際の絶対値設定用スイッチのオンオフ状態を示す。図9と図10によると、制御部20は、交流出力の1/4周期の間において、第2直流電源からの電源電圧E2同士の電位差0、電源電圧E2、第1直流電源からの電源電圧E1と電源電圧E2の電位差E1-E2、電源電圧E1の順に出力電圧が変化するように、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6を切りかえている。特に、電位差0から電源電圧E2に変化する際に、第3絶対値設定用スイッチQ5が連続してオンされつづけ、電位差E1-E2から電源電圧E1に変化する際に、第1絶対値設定用スイッチQ0が連続してオンされつづけられる。つまり、2箇所の連続オン状態を実現するように、制御部20は切替を制御する。図9に戻る。第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4の切替は、擬似正弦波の極性が変わるタイミングにおいてなされる。具体的に説明すると、負極性から正極性に変わるタイミングにおいて、第2極性設定用スイッチR2、第4極性設定用スイッチR4から第1極性設定用スイッチR1、第3極性設定用スイッチR3への切替がなされる。また、正極性から負極性に変わるタイミングにおいて、第1極性設定用スイッチR1、第3極性設定用スイッチR3から第2極性設定用スイッチR2、第4極性設定用スイッチR4への切替がなされる。一方、擬似正弦波の残りの期間において、制御部20は、オンしたスイッチを維持させる。そのため、階調絶対値が絶対値が小さい場合、つまり振幅が小さい場合のみで切替がなされる。これにより、第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4のスイッチング速度は、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6のスイッチング速度よりも低速でも構わない。また、第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4は、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6よりも低耐圧でも構わない。その結果、第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4には、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6よりも低スペックのMOSFETを使用可能である。このように構成することによって、インバータ220において使用されるスイッチの数は、インバータ210において使用されるスイッチの数と同一でありながらも、インバータ220では低速な安価のスイッチが使用可能である。なお、第1絶対値設定用スイッチQ0、第2絶対値設定用スイッチQ3、第3絶対値設定用スイッチQ5、第4絶対値設定用スイッチQ6、第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4として、単方向スイッチング素子が使用されればよい。制御部20には、第1ゲートドライバハイサイド30、第2ゲートドライバハイサイド32、第3ゲートドライバハイサイド34、第1ゲートドライバローサイド36、第2ゲートドライバローサイド38、第3ゲートドライバローサイド40が含まれる。これは、各スイッチにゲート電圧を印加するためのゲートドライバである。第1極性設定用スイッチR1、第2極性設定用スイッチR2、第3極性設定用スイッチR3、第4極性設定用スイッチR4に加えて第2絶対値設定用スイッチQ3を切りかえるために、ハイサイドのゲートドライバではなく、ローサイドのゲートドライバが使用可能である。また、第1極性設定用スイッチR1と第3極性設定用スイッチR3に対するゲートドライバは共通化可能であるとともに、第2極性設定用スイッチR2と第4極性設定用スイッチR4に対するゲートドライバも共通化可能である。このように、全体のゲートドライバ数に占めるハイサイドのゲートドライバの使用数の割合を低減するとともに、ゲートドライバ自体の使用総数も低減する。その結果、インバータ220に使用されるゲートドライバの価格が低減される。図11a~dは、インバータ220の絶対値設定用スイッチから出力される波形のシミュレーション結果を示す。図11aは、第1絶対値設定用スイッチQ0からの出力を示し、図11bは、第2絶対値設定用スイッチQ3からの出力を示し、図11cは、第3絶対値設定用スイッチQ5からの出力を示し、図11dは、第4絶対値設定用スイッチQ6からの出力を示す。図12a~dは、インバータ220の極性設定用スイッチから出シミュレーション結果を示す。図12aは、第1極性設定用スイッチR1からの出力を示し、図12bは、第2極性設定用スイッチR2からの出力を示し、図12cは、第3極性設定用スイッチR3からの出力を示し、図12dは、第4極性設定用スイッチR4からの出力を示す。図示のごとく、擬似正弦波の極性が変わるタイミングである時間πにおいて、電圧がハイレベルからローレベルに変化したり、電圧がローレベルからハイレベルに変化したりする。図13は、インバータ220から出力される擬似正弦波のシミュレーション結果を示す。時間は、図11a~d、図12a~dに対応する。本発明の実施例によれば、擬似正弦波の振幅の生成と極性の生成とに対して、別のスイッチを使用するので、処理内容に応じた特性のスイッチを使用できる。また、処理内容に応じた特性のスイッチが使用されるので、性能や価格の点において最適なスイッチを使用できる。また、極性が変わるタイミングにおいて、極性設定用スイッチを切りかえるので、振幅が小さい状態において極性設定用スイッチを切りかえることができる。また、振幅が小さい状態において極性設定用スイッチを切りかえるので、極性設定用スイッチに対して、絶対値設定用スイッチよりもスイッチング速度の低速なスイッチを使用できる。また、スイッチング速度の低速なスイッチが使用されるので、価格を低減できる。また、振幅が小さい状態において極性設定用スイッチを切りかえるので、極性設定用スイッチに対して、絶対値設定用スイッチよりも低耐圧なスイッチを使用できる。また、低耐圧なスイッチが使用されるので、価格を低減できる。また、処理内容に応じた特性のスイッチが使用されるので、スイッチに応じたゲートドライバを使用できる。また、低速なスイッチに対してローサイドのゲートドライバを使用できる。また、ローサイドのゲートドライバが使用されるので、価格を低減できる。また、複数の極性設定用スイッチに対して共通のゲートドライバが使用されるので、ゲートドライバ数を低減できる。また、ゲートドライバ数が低減されるので、価格を低減できる。以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。本発明の実施例において、絶対値設定用スイッチは、電圧E1と電圧E2との差をもとに、電位差E1-E2を生成している。しかしながらこれに限らず例えば、絶対値設定用スイッチは、電圧E1と電圧E2との和をもとに、電位E1E2を生成してもよい。つまり、電圧E1と電圧E2との組合せによって、電圧E1や電圧E2とは異なった電圧が生成されればよい。本変形例によれば、さまざまな絶対値を生成できる。本発明の実施例において、電圧E2<電位差E2-E1であるとしている。しかしながらこれに限らず例えば、電位差E2-E1<電圧E2であってもよい。本発明によれば、電圧の設定の自由度を向上できる。本発明の実施例において、インバータ220は、第1の直流電源V1と第2の直流電源V2から、7階調レベルの擬似正弦波を生成している。しかしながらこれに限らず例えば、インバータ220は、第3の直流電源V3も使用して、11階調レベルの擬似正弦波を生成してもよい。さらに、インバータ220は、4つ以上の直流電源を使用して、11階調レベルよりも多くの階調レベルの擬似正弦波を生成してもよい。本変形例によれば、より滑らかな擬似正弦波を生成できる。"