高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と前記入力信号とに応じて前記電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、該検出された歪成分に応じた歪補償信号を生成する歪補償回路において、前記入力信号及び前記出力信号相互のレベル誤差、位相誤差、及び遅延誤差を無くするように調整する調整回路と、該調整された入力信号と出力信号との差分を取った誤差信号を算出し、該算出された誤差信号と前記入力信号とから、前記電力増幅回路に応じた係数である前記歪成分を構成する3次、5次、7次、9次、11次、13次、15次、17次、19次、21次、23次、25次の各相互変調歪に係わる係数を算出する係数算出回路と、該算出された係数に応じて前記相互変調歪みの位相および利得に付いて逆特性となる歪補償信号を生成する歪補償信号生成回路とを有することを特徴とする歪補償回路。本発明は、電力増幅器で発生する歪を補償することを目的とする。本発明は、上記の目的を達成するために、高周波帯の入力信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号と前記入力信号とに応じて前記電力増幅回路で発生する歪成分を検出し、該検出された歪成分に応じた歪補償信号を生成する歪補償回路において、前記入力信号及び前記出力信号相互のレベル誤差、位相誤差、及び遅延誤差を無くするように調整する調整回路と、該調整された入力信号と出力信号との差分を取った誤差信号を算出し、該算出された誤差信号と前記入力信号とから、前記電力増幅回路に応じた係数である前記歪成分を構成する3次、5次、7次、9次、11次、13次、15次、17次、19次、21次、23次、25次の各相互変調歪に係わる係数を算出する係数算出回路と、該算出された係数に応じて前記相互変調歪みの位相および利得に付いて逆特性となる歪補償信号を生成する歪補償信号生成回路とを有することを特徴とする歪補償回路である。以上説明したように本発明によれば、電力増幅器で発生する歪を補償することが可能になる。以下に本発明について説明する。まず、25次歪について説明する。一般的に電力増幅器の特性は入力信号をVin、出力信号をVoutとすると11式のように表現できる。Voutα1Vinα2Vin2α3Vin3α4Vin4α5Vin5ここでα0~α5は電力増幅器固有の係数である。簡単化するために、Vinを2波モテ ゙ルで考えるとVinは式で表せる。Vinexpexp2波信号により式の1乗項、2乗項、3乗項、4乗項、5乗項30乗項のスペクトラムを図11~図130に示す。ただし、α1~α5は1とした。図11~図130をみても明らかであるが、式の2乗項が一番高次の歪を含んでおり、また2乗項を30dB補償するためには25次歪まで必要であることが分かる。その他の項についても25次歪まであれば十分30dBの補償は可能であると言える。更に図11~図130で示したスペクトラムより、偶数乗項は奇数乗項で発生する歪成分の集まりであり、全て奇数乗項で表現できることも意味している。以上のことから30dBの歪補償を実現するためには25乗項までの奇数乗項で表現できるので、式は式とおける。Voutα1Vinα3Vin3α5Vin5α7Vin7α25Vin25しかし、式の各べき乗項には基本波成分やその他の歪成分がふくまれている。例えば図15の5乗項のスペクトラムで言えば、基本波成分と3次歪成分と5次歪成分が含まれている。他のべき乗項も同様である。これは即ち13式のα1、α3、α25をは独立していないことを意味している。従来の技術ではこの電力増幅器特有の係数α1、α3、α25を独立させることに成功した。従来の技術ではOFDM信号の歪を7次歪まで計算していたが、25次歪まで計算すると14式~115式となる。よって13式に14~115式を代入すると116式となる。116式ではα1~α25は完全に独立しているため、互いのパラメータが他のパラメータの最適値に対して影響を及ぼさない。次に、非対称歪補償について説明する。一般的に前置歪補償器はAM変調器とPM変調器から構成され、左右対称な大きさの歪みしか生成できない。しかしながら、実際のPAにはメモリー効果により左右非対称な歪が発生する。従って、PAの非対称な歪みに対して前置歪補償器で補償する有効な手段がなかった。メモリー効果の発生するメカニス ゙ムの概略について説明する。PAで使用するFETに入力される信号の包絡線によってFETのト ゙レイン電圧が変動し、そのト ゙レイン電圧変動分によってタ ゙イナミックにAMAM変換特性及びAMPM変換特性が変化し、左右非対称な歪みを発生させることが一般的に知られている。メモリー効果により発生する左右非対称な歪みは左右対称な歪みと左右逆位相な歪みの加算と考えられる。図21はその一例のイメージ図で左右非対称な振幅歪をイメージしたものである。左右非対称の歪について2波モデルを考える。同位相の2波信号を3乗すると図23のようになり、基本波信号と左右対称の歪スペクトラムとなる。一方、逆位相の2波信号を3乗すると図25のようになり、基本波信号と左右非対称の歪となる。ここで3乗する理由は、前述したとおり、IM3は3次の項で表せるからである。図23及び図25の信号には基本波信号成分も含まれているが、基本波信号成分を差し引くことで、歪成分だけを抽出することができる前述したとおり。図23の歪信号と図25の歪信号と図22または図24の基本波信号を任意の割合、任意の符号で加算することで、図21に示すような左右非対称な歪みを生成できる。図22と図24のスペクトラムをもつ信号は丁度COSとSINのように直交することは明白である。即ち、左右非対称な歪を生成するには、入力信号から生成した歪と入力信号と直交する信号入力信号との電力0となる信号を生成し、その直交した信号から生成する歪を加算することで実現できることを意味している。ちなみにOFDM信号から生成したIM3信号のみを加算した場合を図3-1に示す。一方、OFDM信号とOFDM信号から生成したIM3信号と直交させたOFDM信号から生成したIM3信号を加算したスペクトラムを図3-2に示す。次に、FFT処理による直交させる方式を説明する。時間信号をFFTし周波数軸に変換する。正の周波数はそのままとし、負の周波数にマイナスをかける。または正の周波数にマイナスをかけ、負の周波数はそのままとする。その後IFFT処理し、時間信号に変換させる。概略図を図4に示す。次に、フィルタリングによる直交させる方式を説明する。図5に示すような偶対象なtap係数をもつフィルタに入力信号を通過させることで、直交した包絡線を持つ信号を生成できる。通常の奇対象なフィルタでは正の周波数と負の周波数の位相を変えないが、偶対象のフィルタなので、の周波数と-の周波数が反転する。図3-2はOFDM信号から生成したIM3信号と図5の特性を持つ直交フィルタを通過したOFDM信号から生成したIM3信号を加算したスペクトラムである。実施例を図6に示す。OFDM変調器45から出力された入力信号は、本発明の歪補償回路46に入力される。この入力信号は、ADC1でデジタル信号に変換される。変換されたデジタル信号はAGC2で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに直交復調3にてヘ ゙ースハ ゙ント ゙帯の信号に復調される。復調された信号は乗算器4及び可変遅延器30へ入力される。可変遅延器30で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪係数検出回路47に入力される。乗算器4の出力信号は加算器5へ入力され、加算器5の出力信号は直交変調6で変調され、DAC7でアナログ信号に変換された後、歪補償回路46から出力されて、ミキサ8と発振器23で周波数変換され、BPF9で不要波を除去し、電力増復器10にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器10から出力された出力信号は方向性結合器11とBPF12とを介してアンテナ13より電波送信される。一方方向性結合器11で分配された信号は、ミキサ24と発振器23で周波数変換され、不要波をBPF25で除去した後、歪補償回路46へ入力される。入力された信号はADC26でデジタル信号に変換される。変換された信号はAGC27で適切なレベルの信号にゲイン調整され、直交復調28にて復調される。その後位相器29にて適切な位相特性に調整されて、歪係数検出回路47に入力される。この時、可変遅延器30により歪係数検出回路47に入力される2つの信号の遅延時間が同じになるように調整し、位相器29にて歪係数検出回路47に入力される2つの信号の位相が同じになるように調整している。その2つの入力された信号により、歪係数検出回路47にて対称な振幅3次歪~25次歪、対称な位相3次歪~25次歪、非対称な振幅3次歪~25次歪、非対称な位相3次歪~25次歪のそれぞれの係数を独立に検出し、その係数を基に対象歪加算回路48及び非対称歪加算回路49で歪補償信号が加算される。以下歪係数検出回路47について説明する。可変遅延器30の出力信号は2乗回路34にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は歪信号生成回路35にて式32~313の式に従ってA3~A25の信号が出力される。なお、可変遅延器30の出力信号を31式とした。また、可変遅延器30の出力信号はCONJ32で共役複素数の信号に変換し、加算器31の歪信号と乗算器33にて乗算される。乗算器33の出力信号と歪信号生成回路35の出力信号を乗算器36で乗算し、平均化回路37で平均化され、3次~25次対称振幅歪係数と3次~25次対称位相歪係数が出力される。次に、非対称歪係数の検出について説明する。可変遅延器30の出力信号は直交フィルタ38を経由し、直交フィルタ38の入力信号と直交するに変換される。直交フィルタ38は例えば図212に示したタッフ ゚係数をもつFIRフィルタである。直交フィルタ38の出力信号は2乗回路41にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は歪信号生成回路42にて式315~326の式に従ってA3~A25の信号が出力される。なお、直交フィルタ38の出力信号を式314とした。また、直交フィルタ38の出力信号はCONJ39で共役複素数の信号に変換し、加算器31の歪信号と乗算器40にて乗算される。乗算器40の出力信号と歪信号生成回路42の出力信号を乗算器43で乗算し、平均化回路44で平均化され、3次~25次非対称振幅歪係数と3次~25次非対称位相歪係数が出力される。次に対称歪及び非対称歪について説明する直交復調3で復調された信号は2乗回路14で複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。変換されたreal信号は歪信号生成回路15でA3~A25信号に変換される。その信号は乗算器16で3次振幅歪係数a3とA3を乗算し、5次振幅歪係数a5とA5を乗算し、25次振幅歪係数a25とA25を乗算し、3次位相歪係数b3とA3を乗算し、5次位相歪係数b5とA5を乗算し、25次位相歪係数b25とA25を乗算し出力する。複素数信号である乗算器16出力信号は加算器17で1と減算し、電力増幅器の特性に対して逆特性に変換する。その信号が乗算器4でOFDM信号と乗算され、3~25次の振幅位相歪が加算された信号が乗算器4から出力される。次に非対称歪の生成について説明する直交復調3で復調された信号は直交フィルタ18で直交する信号に変換する。直交された信号は2乗回路19で複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。変換されたreal信号は歪信号生成回路20でA3~A25信号に変換される。その信号は乗算器21で3次非対称振幅歪係数c3とA3を乗算し、5次非対称振幅歪係数c5とA5を乗算し、25次非対称振幅歪係数c25とA25を乗算し、3次非対称位相歪係数d3とA3を乗算し、5次非対称位相歪係数d5とA5を乗算し、25次非対称位相歪係数d25とA25を乗算し出力する。複素数信号である乗算器21出力信号は乗算器乗算器22で直交フィルタ18の出力信号と乗算され、非対称な3~25次の振幅位相歪信号が生成される。乗算器22の出力信号は5で逆特性で加算され、電力増幅器10で発生する非対称歪を補償する。なお、直交フィルタ18、38は図211の内容でも構わない。従来では3次~7次歪までしか生成していなかったため、複雑なAMAM変換特性、AMPM変換特性をもつ電力増幅器を上手く補償できなかった。それに対し、25次歪まで生成できるように変更することで、複雑な特性を補償することを実現する。また、従来では非対称な歪を検出し、補償することはできなかったが、本方式により、対称な歪と非対称は歪をそれぞれ独立に検出可能となり、更にそれぞれ独立に補償することが可能となる。独立に検出補償できるので、従来と同様に収束時間は変わらず高速である。