メムリスティブデバイスを切り替える方法であって、前記メムリスティブデバイスに第1の極性の第1の電流ランプを加えるステップと、前記第1の電流ランプが加えられている間、前記メムリスティブデバイスの抵抗値をモニタするステップと、前記メムリスティブデバイスの抵抗値が第1の目標値に達したときに、前記第1の電流ランプを除去するステップを含む方法。モニタする前記ステップが、前記第1の電流ランプを、前記目標値に等しい抵抗値を有する基準抵抗器に同時かつ並列に印加するステップと、前記メムリスティブデバイスに印加されている電圧と前記基準抵抗器に印加されている電圧を比較するステップを含むことからなる、請求項1の方法。比較する前記ステップが、前記メムリスティブデバイスに印加されている電圧及び前記基準抵抗器に印加されている電圧をラッチ型コンパレータに供給するステップを含むことからなる、請求項2の方法。前記メムリスティブデバイス及び前記基準抵抗器に電流ランプを印加するステップが、前記電流ランプで電流ミラーを駆動するステップと、前記電流ミラーの出力電流を、前記メムリスティブデバイス及び前記基準抵抗器に供給するステップを含むことからなる、請求項2の方法。前記メムリスティブデバイスに第2の電流ランプを加えるステップと、前記第2の電流ランプが加えられている間、前記メムリスティブデバイスの抵抗値をモニタするステップと、前記メムリスティブデバイスの抵抗値が第2の抵抗値に達したときに、前記メムリスティブデバイスから前記第2の電流ランプを除去するステップをさらに含む、請求項1の方法。前記第2の電流ランプの極性が前記第1の極性である、請求項1の方法。前記第2の電流ランプの極性が、前記第1の極性とは反対の第2の極性である、請求項5の方法。メムリスティブデバイスを切り替えるためのスイッチング回路であって、前記メムリスティブデバイスに電流ランプを流すための電流ドライバー構成要素と、前記メムリスティブデバイスの抵抗値をモニタして、前記メムリスティブデバイスの抵抗値が目標値に達したときに、前記メムリスティブデバイスから前記電流ランプを除去するための制御構成要素を備えるスイッチング回路。前記電流ドライバー構成要素が電流ミラーを備える、請求項8のスイッチング回路。前記制御構成要素が、前記電流ミラーに接続された基準抵抗器を備え、これによって、前記電流ランプを複製する前記電流ミラーの出力電流が、前記基準抵抗器を通って流れるようにする、請求項9のスイッチング回路。前記制御構成要素が、前記メムリスティブデバイスの電圧及び前記基準抵抗器の電圧を入力として受けるように接続されたラッチ型コンパレータをさらに備える、請求項10のスイッチング回路。前記制御構成要素が、前記メムリスティブデバイスを流れる前記電流ランプの流れ方向を制御するためのスイッチをさらに備える、請求項11のスイッチング回路。メムリスティブデバイスを切り替えるためのスイッチングシステムであって、Hブリッジを形成するように前記メムリスティブデバイスに接続された第1の半分の部分及び第2の半分の部分を備え、前記第1の半分の部分は、第1の電流ドライバー構成要素及び第1の制御構成要素を有し、前記第2の半分の部分は、第2の電流ドライバー構成要素及び第2の制御構成要素を有し、前記第1の電流ドライバー構成要素は、前記メムリスティブデバイスに第1の電流ランプを第1の方向に通し、前記第1の制御構成要素は、前記メムリスティブデバイスの抵抗値が第1の目標値に達したときに、前記メムリスティブデバイスから前記第1の電流ランプを除去し、前記第2の電流ドライバー構成要素は、前記メムリスティブデバイスに、第2の電流ランプを、前記第1の方向とは逆の第2の方向に通し、前記第2の制御構成要素は、前記メムリスティブデバイスの抵抗値が第2の目標値に達したときに、前記メムリスティブデバイスから前記第2の電流ランプを除去することからなる、スイッチングシステム。前記第1の半分の部分が、前記第1の目標値を提供するための第1の基準抵抗器を備え、前記第2の半分の部分が、前記第2の目標値を提供するための第2の基準抵抗器を備える、請求項13のスイッチング回路。前記第1の電流ドライバー構成要素と前記第2の電流ドライバー構成要素の各々が、電流ミラーを備える、請求項14のスイッチング回路。以下では、バイポーラすなわち2極性のメムリスティブデバイスを切り替える方法、及び、そのような切り替え用の関連する制御回路について説明する。本明細書において、メムリスティブデバイスは、デバイス自体の切り替え状態を表す抵抗値を有するスイッチングデバイススイッチング素子ともいうであり、該抵抗は、該デバイスに印加される電圧及び電流の来歴に依存する。バイポーラという用語は、一方の極性のスイッチング電圧スイッチング電圧は切替電圧ともいうを印加することによって、該デバイスを、低抵抗状態LRSから高抵抗状態HRSに切り替えることができ、該一方の極性とは逆の極性のスイッチング電圧を印加することによって、該デバイスを、高抵抗状態から低抵抗状態へと切り替えることができることを意味する。図1は、バイポーラメムリスティブデバイス100の1例を示す略図である。図1に示す実施形態では、メムリスティブデバイスは、上部電極120及び下部電極110を有する2端子デバイスである。スイッチ動作切替動作が起こる活性領域アクティブ領域ともいう122が、これら2つの電極の間に配置されている。スイッチングデバイス100の活性領域122は、半導電性または、半導体の電気的性質を有するもしくは名目上絶縁性の弱いイオン導電体weakionicconductorとすることができるスイッチング材料を含んでいる。スイッチング材料は、十分に強い電界の下で該スイッチング材料中を移動することができるドーパントを含んでおり、この移動の結果、メムリスティブデバイスの抵抗が変化する。メムリスティブデバイス100を、たとえば、デジタル情報を格納するための不揮発性メモリセルとして使用することができる。かかるメモリセルを、クロスバー構造に組み込んで、大きな記憶容量を提供することができる。それぞれが適切なドーパントを有する多くの異なる材料をスイッチング材料として使用することができる。スイッチングに適した性質を示す材料には、酸化物、硫化物、セレニドセレン化物、窒化物、炭化物カーバイド、リン化物phosphide、ヒ化物arsenide、塩化物chloride、及び、遷移金属と希土類金属からなる臭化物bromideが含まれる。適切なスイッチング材料には、Si及びGeなどの元素半導体、並びに、IIIV族及びIIVI族化合物半導体などの化合物半導体も含まれる。使用可能なもしくは使用できる可能性のあるスイッチング材料のこれらのリストは、全てを網羅したものではなく、また、本発明の範囲を限定するものでもない。スイッチング材料の電気的性質を変えるために使用されるドーパント種は、選択したスイッチング材料の特定のタイプに依存し、該ドーパント種を、カチオン、アニオンまたは空孔空格子点、または、電子供与体もしくは電子受容体などの不純物とすることができる。たとえば、TiO2などの遷移金属酸化物の場合は、ドーパント種を、酸素空孔Vo2とすることができる。GaNの場合は、ドーパント種を、窒素空孔nitridevacancyまたは硫化物イオンとすることができる。化合物半導体の場合は、ドーパントを、n型もしくはp型の不純物とすることができる。図1に例示しているように、1実施形態では、スイッチング材料をTiO2とすることができる。この場合は、スイッチング材料によって保持乃至運搬することができ、かつ、該スイッチング材料中を伝送することができるドーパントは酸素空孔Vo2である。活性領域122内のスイッチング材料中の酸素空孔の濃度及び分布を制御することによって、ナノスケールスイッチングデバイス100をオン状態とオフ状態との間で切り替えることができる。上部電極120と下部電極110間にDCスイッチング電圧が印加されているときは、活性領域112を横断する電界が生成される。より詳細に後述するように、スイッチング電圧及びスイッチング電流を、閉ループフィードバック制御部を有するスイッチング回路スイッチング回路は切り替え回路ともいう132によって供給することができる。活性領域122を横断する電界は、十分な強度を有しかつ極性が適正な場合には、酸素空孔を、スイッチング材料を通して上部電極120の方へと押し出し、これによって、該デバイスをオン状態にすることができる。電界の極性が反転すると、ドーパントは、スイッチング材料を横断して逆方向へと移動して上部電極120から離れ、これによって、該デバイスをオフ状態にすることができる。このように、スイッチングは反転可能であり、スイッチングを繰り返すことができる。ドーパントをドリフトさせるすなわち移動させるのに必要な電界が比較的大きいために、スイッチング電圧が除去された後も、スイッチング材料中のドーパントの位置は安定した状態を維持する。このスイッチングは、互いに逆の極性の電圧を用いて該デバイスをオンとオフとで切り替えるという点でバイポーラである。下部電極110及び上部電極120に読み出し電圧を印加して、それら2つの電極間の抵抗を検出することによって、スイッチングデバイス100の状態を知ることができる。読み出し電圧は、一般的には、イオン性ドーパントを上部電極と下部電極の間をドリフトさせる移動させるのに必要な閾値電圧よりもはるかに小さいので、読み出し動作は、スイッチングデバイスの抵抗状態を変えない。図1の実施形態では、スイッチングデバイスの活性領域122は、一次領域124と二次領域126という2つのサブ領域すなわち2つの層を有している。一次領域124は、スイッチング動作が起こる主たる場所である。該デバイスの最初に設定された状態では、一次領域124のドーパント濃度は比較的低く、一方、二次領域126のドーパント濃度は比較的高い。二次領域126はドーパントのソース/ドレインとして機能する。スイッチング動作中、二次領域126から一次領域124へと、または、一次領域124から二次領域へと、ドーパントを移動させて、一次領域におけるドーパントの分布を変化させ、これによって、一次領域の導電性または導電率を変化させることができる。たとえば、一次領域124は、初めは酸素の欠乏が非常に少ないすなわち、酸素空孔が少ないTiO2を含むことができ、二次領域126を、化学量論的にTiO2に近いが酸素空孔の濃度が高いもしくはその量が多い酸化チタン材料TiO2xで形成することができる。上部電極120を、スイッチング材料と反応しない白金Ptなどの金属で形成することができる。下部電極を、PtとTiの混合物などの異なる導体で形成することができる。Pt製の上部電極120と一次領域124内のTiO2製のスイッチング材料との境界部は、ショットキー型の空乏領域を生成する。これとは対照的に、二次領域126内のドーパントが豊富な材料と下部電極110との境界部は、オーム性型ohmictypeの接触領域を形成することができる。初めは、一次領域のスイッチング材料のドーパント濃度が低いまたはドーパントの量が少ない状態で、一次領域124内のショットキー型障壁の高さ及び幅が大きい場合があり、これは、電子が該障壁を通り抜けるのを難しくしている。この結果、該デバイスの抵抗は比較的高い。該デバイスをオンにするためにスイッチング電圧が印加されると、酸素空孔は、二次領域126から一次領域中へと、さらに、上部電極120に向かってドリフトすなわち移動することができる。一次領域中のドーパントの高濃度化及び/または分布の変化によって、ショットキー型障壁の高さ及び/または幅を大幅に小さくすることができる。この結果、電子は、該境界部をはるかに簡単に通り抜けることができ、このため、スイッチングデバイスの全抵抗は大幅に小さくなる。上記したように、スイッチング電圧を印加することによってバイポーラメムリスティブデバイスの抵抗状態を変えることができ、それによって生じる抵抗状態はスイッチングの来歴に依存する。1例として、図2は、デバイスの接合サイズが50×50nm2であるTiPtTiO2PtスイッチングデバイスのスイッチングI-V曲線を示している。スイッチングI-V線140は、予め設定されたコンプライアンス電流Icompレベルで外部バイアスを掃引スィープすることによって得られた。極性のスイッチング切り替えは、上部電極に印加された負バイアスによって、該デバイスを高抵抗状態から低抵抗状態に切り替えすなわち、オンスイッチングし、一方、正バイアスによって、該デバイスを低抵抗状態LRSから高抵抗状態HRSに切り替えるすなわち、オフスイッチングするというものである。したがって、0-V0V0というバイポーラ2極性往復電圧掃引によって、該デバイスを元の状態に戻すであろう完全なスイッチングサイクルが形成される。図2のスイッチングサイクルは、オンスイッチングのIcompを175μAに、オフスイッチングのIcompを200μAにそれぞれ設定して得られたものである。該デバイスの最終的な抵抗値は、V=0におけるI-V曲線の勾配傾きである。ある電流コンプライアンスでの電圧掃引の印加は、メムリスティブデバイスのスイッチングを制御するための手段として従来使用されているものである。オンスイッチングのIcompよりも大きなIcompに依存して得られたI-V曲線及び最終的な抵抗によって、該デバイスはより導電性が高い状態に切り替えられるだろう。スイッチング制御の一手段としてIcompを使用するのは便利だが、このアプローチは一般的に適用できるものではない。スイッチングプロセス切替プロセスの制御を改良して、得られる抵抗値の分布をはるかに狭い分布にするために、閉ループフィードバック制御を利用する方法を提示する。図3は、本発明の1実施形態によるスイッチング切り替えの方法を示している。この方法では、電流ランプランプ電流ともいうを、切り替え対象のメムリスティブデバイスに流すために加えるステップ160。電流ランプの極性によって、メムリスティブデバイスが、低い方の抵抗状態低抵抗状態に切り替えられるか、高い方の抵抗状態高抵抗状態に切り替えられるかが決まる。電流ランプが加えられている間、メムリスティブデバイスの抵抗値RMをモニタ乃至記録してステップ162、モニタされた目標抵抗を目標とする抵抗値目標抵抗値と比較する。該モニタされた抵抗値が目標抵抗値に達するすなわち一致するとステップ164、電流ランプはメムリスティブデバイスから除去されステップ166、これによって、該デバイスの抵抗状態が設定される。該デバイスを、より低い抵抗状態からより高い抵抗状態へと、または、その逆へと切り替えるためにこのプロセスを用いることができ、または、このプロセスを同じスイッチング電圧極性で繰り返して、該デバイスの抵抗値を連続的な異なる抵抗値に設定することができる。スイッチング時の抵抗値のオーバーシュートを最小にするために、電流ランプの増加率または増加速度を、時間の線形関数または非線形関数たとえば対数関数として設定することができる。1例として、図4は、メムリスティブデバイスを、高抵抗状態HRSから低抵抗状態LRSに切り替えるすなわち、オンスイッチングのための閉ループ方法を実施するアナログフィードバック回路200を示している。回路200は、電圧ランプVramp。ランプ電圧ともいうを生成する電圧源を有している。該電圧ランプは、変換抵抗器Rramp及びトランジスタM1によって電流ランプに変換される。電流ランプの勾配は、Rrampの値と電圧ランプの勾配の関数である。トランジスタM1は、スイッチング回路の電流ドライバー構成要素である、電流ミラーカレントミラー206内のマスターである。電流ミラー206は、2つのスレーブトランジスタM2及びM3で実施される複製型電流出力部を有している。マスタートランジスタM1を流れる電流は、スレーブトランジスタM2及びM3を流れる電流によってミラーリングすなわち複製される。スレーブトランジスタM2はメムリスティブデバイス100に接続され、他方のスレーブトランジスタM3は基準抵抗器Rrefに接続されている。この構成によって、切り替え対象のメムリスティブデバイス100と基準抵抗器Rrefの両方に、複製された形式の同じ電流ランプを同時かつ並列に加えることが可能になる。基準抵抗器Rrefの抵抗値は、メムリスティブデバイス100が設定されることになる目標値に選択される。電流ランプが加えられている間、メムリスティブデバイス100の抵抗値がモニタ乃至記録される。これを行うために、メムリスティブデバイス100を通じた電圧降下ここでは、該デバイス100の両端間の電圧降下が、抵抗値の指標インジケータとして使用される。メムリスティブデバイス100の両端間の電圧降下が、基準抵抗器Rref通じた電圧降下ここでは、該Rrefの両端間の電圧降下と比較される。図4の回路では、前者は、メムリスティブデバイス100の下側のリード線における電圧VMによって表されており、後者は、基準抵抗器Rrefの下側のリード線における電圧VRによって表されている。これら2つの電圧は、スイッチング回路200の制御構成要素制御コンポーネントとして機能するラッチ型コンパレータlatchedcomparator208に送られる。図4の実施形態では、ラッチ型コンパレータ208は、高速差動入力電圧コンパレータ210と、ラッチ機能を提供するDフリップフロップ212の組み合わせである。図5は、Vramp、VR、VM、及び、ラッチ型コンパレータ208の出力図4のVQのそれぞれの波形236、240、242、244を示している。メムリスティブデバイス100は、オンスイッチングの前には高抵抗状態であって、その抵抗は基準抵抗器Rrefの抵抗よりも大きい。基準抵抗器の抵抗値は一定であるので、電流ランプが発生すると、基準抵抗器の電圧VRの波形240は、電流ランプを逆にした電圧ランプの形状を追従するように変化する。これとは対照的に、電圧VMの波形242は、メムリスティブデバイス100の初期の抵抗がより高いために、勾配がより大きな状態で開始する。しかしながら、ランプ電流の大きさが大きくなるにしたがって、ドーパントのドリフト移動が生じて、メムリスティブデバイスの抵抗が減少し始める。メムリスティブデバイスは、非線形のI-V特性を有しており、かつ、より小さいバイアスで抵抗がより大きいので、VMは時間とともに大きく湾曲した形状をなすように変化する。抵抗値の低下は、電流の増加速度もしくは増加率よりも速く急速に起こりうるので、該デバイスの両端間の電圧降下が突然に小さくなりうる。これは、屈曲としてVMの波形242に示されている。メムリスティブデバイスの抵抗が基準抵抗器の抵抗値まで下がると、VMはVRと同じになる。このポイントが、VMの波形242がVRの波形240と交差するポイントである。この結果、コンパレータ210の差動入力であるVM-VRは、正符号に向かってゼロを横断し、コンパレータ210の出力を論理低レベルから論理高レベルへと引き上げる。コンパレータの出力は、Dフリップフロップ212を介してシャントトランジスタ短絡トランジスタM4のゲートに接続されている。ラッチ出力VQは、その論理高レベルを維持して、シャントトランジスタM4をオンに切り替え、これによって、M1を通って流れるランプ電流を効果的にバイパスして、ミラートランジスタのゲート電圧VGをゼロにクランプする。この結果、Vrampが依然として上昇できる場合であっても、電流ミラーの出力トランジスタM2及びM3はオフに切り替えられて、メムリスティブデバイス100及び基準抵抗器Rrefを通る電流ランプは終了する除去される。互いに異なる値を有するいくつかの異なる基準抵抗器を用いて、フィードバック制御によるスイッチングプロセスを何回か適用することによって、メムリスティブデバイスの抵抗をいくつかの異なる目標値に設定することができる。1例として、図6は、2つの連続するスイッチング動作における電圧VMの波形250、254を示している。この例では、説明のために、両方の動作で同じ電流ランプの増加率または速度及び極性が使用されている。第1のスイッチング動作では、該デバイスは、高い抵抗値から開始し、また、第1の目標値を有する第1の基準抵抗器が使用される。メムリスティブデバイスの両端間の電圧降下が第1の波形250で表されている。波形250と基準抵抗器252の電圧波形との交差ポイントによって示されているように、該デバイスの抵抗値が第1の基準抵抗器の抵抗値に達するすなわち一致すると、ランプ電流はオフになる。その後、第2のスイッチング動作において、第1の基準抵抗器の抵抗値よりも小さい抵抗値を有する第2の基準抵抗器が目標値を提供するために使用される。これは、第2の基準抵抗器の両端間の電圧降下の波形256の勾配が波形252に比べて小さいこととして示されている。メムリスティブデバイスは、第1の目標値に近い抵抗値から開始する。ランプ電流が大きくなると、メムリスティブデバイスの電圧波形254と第2の基準抵抗器の波形256との交差ポイントによって示されているように、メムリスティブデバイスの抵抗値が第2の目標値に達するすなわち一致するまで、該メムリスティブデバイスの抵抗値は小さくなる。そのポイントで電流ランプが除去されて、該デバイスの抵抗値が、第2の目標値に維持されるか、または第2の目標値に非常に近い値に維持される。このようにして、メムリスティブデバイスを、制御されたやり方で、異なるいくつかの抵抗状態に小さな偏差で設定することができ、これは、メムリスティブデバイスを多レベルの論理動作に好適なものにする。図4を再度参照すると、フィードバック回路をさらに効果的乃至効率的にするために、全応答時間、すなわち、メムリスティブデバイスが目標値に到達した時点と電流ランプが終了した時点の間の時間遅れを短くすることを検討する必要がある。コンパレータの帯域幅及び伝搬遅延は、許容可能な消費電力バジェット消費電力割り当てにおいて可能な限り短いことが望ましい。シャントトランジスタM4は、外部回路から供給される電圧ランプをオフにするのではなく、電流ランプをバイパスするように構成されている。このやり方は、追加の時間遅れを回避するのに役立つ。このためには、シャントトランジスタM4、及び電流ミラー内の出力トランジスタM2及びM3は、最小のノードキャパシタンスnodecapacitance:ノード容量を有する高速スイッチングMOSFETであるのが望ましい。したがって、pチャンネルMOSFETよりも、移動度mobilityがより高くかつノードキャパシタンスがより小さいnチャンネルMOSFETが好ましい場合がある。また、ラッチ型コンパレータの出力段は有用であると考えられる。コンパレータの出力レベルが変化した後、該出力レベルをラッチすることによって維持するラッチ型出力段がなければ、フィードバック回路は場合によっては発振してしまう場合がある。これは、電流ランプが終了すると、メムリスティブデバイス及びRrefの両端間の電圧降下がなくなり、コンパレータの差動入力信号の極性が反転して、コンパレータの出力が論理低レベルに戻るという事実に起因する。電圧ランプは依然として上昇し続けることができるで、電流ミラーの出力トランジスタM2及びM3は、再びオンになって電流ランプを継続するだろう。メムリスティブデバイスが書き込まれると、コンパレータは、次の書き込み動作に備えるために再初期化される。これは、コンパレータのラッチされた出力を論理低レベルにリセットし、及び、コンパレータの差動入力の適正な最初の極性をセット設定する2つのリセットトランジスタM5及びM6をリセットするリセット信号によって実行される。消費電力をさらに低減するために、別のnチャンネルトランジスタM7を、Rrampと電流ミラーのマスタートランジスタM1の間に配置することができる。このトランジスタM7のゲートは、ラッチ212のQバー図4では、Qの上に横線が付されて示されている出力によって制御される。メムリスティブデバイスがオン状態に切り替えられると、M1を流れる電流ランプは、M4を通ってグランドアースに流れるのではなく、物理的にオフにされる。回路のフットプリント専有面積も小さくなる。なぜなら、M4のチャンネル幅をM1よりも大きくする必要はないからである。メムリスティブデバイスを切り替えるためのアナログフィードバック回路の設計乃至構成は、排他的なものではなく、また、図4の例に限定されないことに留意されたい。たとえば、単純な電流ミラーは理想的な電流源ではない。出力インピーダンスまたは電圧振幅範囲などの電流ミラーの特性を改善するために、カスコード電流ミラーカスコードカレントミラー、ワイドスイングカスコード電流ミラーワイドスイングカスコードカレントミラー、または、演算増幅器を内蔵した高利得電流ミラーgainboostedcurrentmirrorなどのより高性能な電流ミラーを適用することができる。かかる高性能の電流ミラーの代価は、フットプリント及び消費電力が追加されることである。図4の回路では、スイッチング電流は、メムリスティブデバイスを一方方向にのみ流れることにも留意されたい。これは、その回路が、メムリスティブデバイスを高抵抗状態から低抵抗状態にのみ切り替えるためのものだからである。バイポーラスイッチングメムリスティブデバイスの場合は、メムリスティブデバイスを両方向に流れる電流が実現される。図7及び図8は、バイポーラスイッチング用のスイッチング回路の2つの実施形態を示している。これら2つの実施形態はいずれも、メムリスティブデバイスが、セット/リセット動作用のフィードバックドライバーとして機能する2つ以上の電流ミラーをブリッジすなわち中継するHブリッジ構成を利用する。図7を先ず参照すると、制御回路300は、2つの電流ミラー302及び322を備えている。それぞれの電流ミラーは、マスタードライバー及び2つのスレーブドライバーを備えている。スイッチング回路の左半分において、電圧ランプVramp1が変換抵抗器Rramp1に印加されて、電流ミラー302のマスタードライバー304を流れる電流ランプが生成され、該電流ランプはスレーブドライバー306、308によって複製すなわちミラーリングされる。一方のスレーブドライバー306は第1の基準抵抗器Rref1に接続されており、該抵抗器の値を、オンスイッチング動作用の目標値として選択することができる。他方のスレーブドライバー308はスイッチS1を介してメムリスティブデバイス100の一方の端部第1の端部に接続される。Hブリッジスイッチング回路の右半分は、電流ミラー322を備えている。第の2のランプ電圧Vramp2は、変換抵抗器Rramp2によって電流ランプに変換される。ランプ電流は、電流ミラー322のマスタードライバー324を流れ、スレーブドライバー326、328によって複製すなわちミラーリングされる。スレーブドライバー326は基準抵抗Rref2に接続されており、該抵抗器の抵抗値を、メムリスティブデバイス100のオフ状態の目標抵抗値となるように選択することができる。他方のスレーブドライバー328は、メムリスティブデバイスの他方の端部第2の端部に接続されており、該第2の端部は、スイッチS2を介して供給電圧または電源電圧Vddに接続される。スイッチS1及びS2を、CMOSデバイスとして実施することができ、それらのスイッチは、メムリスティブデバイス100を流れる電流の方向を制御するための反転器を共に形成することができる。メムリスティブデバイス100を高抵抗状態HRSから低抵抗状態LRSに切り替えるために、電圧ランプVramp1が印加され、スレーブドライバー308によって供給されるランプ電流が、メムリスティブデバイス100をオンスイッチング方向に流れるように、スイッチS1及びS2が設定される。ラッチ型コンパレータ312は、メムリスティブデバイスが基準抵抗器Rref1の抵抗値に達するすなわち一致すると、ランプ電流を遮断停止する。メムリスティブデバイスを低抵抗状態LRSから高抵抗状態HRSに切り替えるために、電圧ランプVramp2が印加される。スレーブドライバー328によって供給されるランプ電流が、メムリスティブデバイスをオフスイッチング方向に流れるように、スイッチS1及びS2が設定される。メムリスティブデバイスの抵抗値が基準抵抗器Rref2の抵抗値に達するすなわち一致すると、ラッチ型コンパレータ332は電流ランプをオフにする。図8は、別のHブリッジスイッチング回路350を示している。回路350は図7の回路300に似ているが、メムリスティブデバイス100は接地構成groundedconfigurationである。具体的には、メムリスティブデバイス100の一方の端部は、スイッチS1を介してグランドアースに接続され、該デバイスの他方の端部は、抵抗器352を介して回路アース回路接地に接続されている。一方、回路300中のメムリスティブデバイス100は浮動構成floatingconfigurationであって、該デバイスとグランドアースの間にスレーブドライバー308または328が配置されている。上記のように、所望の抵抗状態へのメムリスティブデバイスの切り替えを制御するために、閉ループフィードバック制御プロセスが提示された。閉ループスイッチングプロセスを実施するための電子回路の実施形態も提示された。閉ループスイッチングプロセスは、多くのスイッチング動作にわたってメムリスティブデバイスの抵抗値の一貫性を効果的に向上させる。上記の説明では、本発明を理解できるようにするために多くの細部が説明されている。しかしながら、当業者には、それらの細部がなくても本発明を実施できることが理解されよう。本発明を限られた数の実施形態に関して開示したが、当業者にはそれらの実施形態から多くの改良及び変形が理解されよう。本願の特許請求の範囲は、それらの改良及び変形も本発明の真の思想及び範囲に含まれるものとしてカバーしていることが意図されている。