"回転軸を中心に回転するロータと、前記ロータと隙間を隔てて対向するステータと、前記ステータに設けられ、単一の相で構成された複数のコイルと、前記ロータの回転に伴う磁極位置を検出するセンサと、前記センサから出力される磁極情報に基づいて前記コイルに対する通電方向を切り替え、前記ロータを所定の回転速度で駆動する通電機構と、を備え、前記通電機構は、前記コイルに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、前記印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電と、に切り替え可能であり、前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる単相ブラシレスモータ。請求項1に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えが、前記ロータに加わる負荷に応じて行われる単相ブラシレスモータ。請求項1に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記印加電圧が相対的に低い低電圧領域では前記疑似正弦波通電が行われ、前記印加電圧が前記低電圧領域より高い高電圧領域では、前記疑似正弦波通電と前記矩形波通電との間の切り替えが行われ、前記低電圧領域と前記高電圧領域との境界が印加電圧の実効値に設定されている単相ブラシレスモータ。請求項2に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記矩形波通電が行われている領域は、前記疑似正弦波通電が行われている領域よりも高負荷領域である単相ブラシレスモータ。請求項4に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記通電機構は、複数の半導体スイッチング素子を有する半導体スイッチング素子群と、前記半導体スイッチング素子群を制御する制御部と、を有し、前記制御部は、前記磁極情報に基づいて、前記通電方向の切り替えタイミングに関するタイミング情報を生成する切替タイミング生成部と、前記磁極情報に基づいて、前記矩形波通電が行われる場合における前記印加電圧の基準値に関する基準電圧情報を生成する基準電圧生成部と、前記疑似正弦波波形に関する波形情報を生成する波形調整部と、前記基準電圧情報及び前記波形情報に基づいて、所定のデューティー比でPWMパルス情報を生成するPWM制御部と、前記タイミング情報及び前記PWMパルス情報に基づいて、前記半導体スイッチング素子群へ制御情報を出力する出力部と、を有する単相ブラシレスモータ。請求項5に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記基準電圧生成部は、前記磁極情報に基づいて、前記ロータの回転速度に関する実速度情報を生成する実速度演算部と、前記実速度情報と所定の回転速度の目標値とを比較して得られる速度偏差に基づいて前記基準電圧情報を生成し、前記PWM制御部に出力する速度制御部と、を有し、前記波形調整部は、前記速度偏差及び前記基準電圧情報に基づいて前記波形情報を生成し、前記PWM制御部に出力する単相ブラシレスモータ。請求項6に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記波形情報は、波形を半周期ごとにn分割して生成される振幅情報Ampを含み、通電開始側からm番目の前記振幅情報Ampmは、波形係数WFを用いて次の第1式に基づいて生成される単相ブラシレスモータ。第1式:Ampm=WF1-WF×sinπ×m-1/n請求項7に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記PWM制御部は、前記基準電圧情報に対し、前記振幅情報を乗算する処理を行うことによって前記デューティー比を決定し、前記PWMパルス情報を生成する単相ブラシレスモータ。請求項5に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記コイルに流れる電流量を検出する通電量検出機構を更に備え、前記波形調整部が、前記電流量の変化に基づいて前記波形情報を生成し、前記PWM制御部に出力する単相ブラシレスモータ。請求項3に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記通電機構は、複数の半導体スイッチング素子を有する半導体スイッチング素子群と、前記半導体スイッチング素子群を制御する制御部と、を有し、前記制御部は、前記磁極情報に基づいて、前記通電方向の切り替えタイミングに関するタイミング情報を生成する切替タイミング生成部と、前記矩形波通電が行われる場合における前記印加電圧の基準値に関する基準電圧情報を生成する基準電圧生成部と、前記基準電圧情報に基づいて、前記疑似正弦波波形に関する波形情報を生成する波形調整部と、前記波形情報に基づいて、所定のデューティー比でPWMパルス情報を生成するPWM制御部と、前記タイミング情報及び前記PWMパルス情報に基づいて、前記半導体スイッチング素子群へ制御情報を出力する出力部と、を有し、前記基準電圧生成部が、外部から入力される電圧指令情報に基づいて前記基準電圧情報が生成される単相ブラシレスモータ。請求項10に記載の単相ブラシレスモータにおいて、前記基準電圧生成部は、更に、前記磁極情報に基づいて、前記ロータの回転速度に関する実速度情報を生成する実速度演算部を有し、前記基準電圧生成部が、前記実速度情報と所定の回転速度の目標値とを比較して得られる速度偏差に基づいて、前記基準電圧情報が生成される単相ブラシレスモータ。ソフトスイッチングの適用により、通電方向の切り替え前後での電流量の増加を抑制することができる。しかし、その抑制効果は部分的であるため、改良の余地がある。そこで本発明の目的は、更なる高効率化、低騒音化、低振動化が図れる単相ブラシレスモータを提供することにある。本発明の単相ブラシレスモータは、回転軸を中心に回転するロータと、前記ロータと隙間を隔てて対向するステータと、前記ステータに設けられ、単一の相で構成された複数のコイルと、前記ロータの回転に伴う磁極位置を検出するセンサと、前記センサから出力される磁極情報に基づいて前記コイルに対する通電方向を切り替え、前記ロータを所定の回転速度で駆動する通電機構と、を備える。前記通電機構は、前記コイルに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、前記印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電と、に切り替え可能である。そして、前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる。この単相ブラシレスモータによれば、コイルに印加される印加電圧が矩形波形を示す矩形波通電と、印加電圧が疑似正弦波波形を示す疑似正弦波通電とに切り替えることができ、その切り替えが、これらの波形を次第に変化させることにより行われる。従って、切り替えの前後だけでなく、全通電期間において印加電圧の変化を滑らかにできるので、ソフトスイッチングよりも更にコイルに流れる電流の波形の歪みを抑制できる。従って、モータ効率の向上や騒音、振動の抑制ができる。例えば、前記矩形波通電と前記疑似正弦波通電との間の切り替えは、前記ロータに加わる負荷に応じて行われるようにすることができる。単相ブラシレスモータの場合、後述するように、疑似正弦波通電を行った場合、矩形波通電と比べてトルク特性が悪化する。それに対し、このように、モータ効率等に優れた疑似正弦波通電と、トルク特性に優れた矩形波通電とに、ロータに加わる負荷に応じて印加電圧の波形が切り替わるようにすることで、バランス良くトルク特性やモータ効率を発揮する単相ブラシレスモータの実現が可能になる。また、例えば、ロータの回転速度が相対的に低い場合では前記疑似正弦波通電が行われ、ロータの回転速度が高くなるにつれて矩形波通電への切り替えが行われるようにすることもできる。そして、この場合、擬似正弦波通電から矩形波通電への切り替え印加電圧の実効値については、比例して増加するように設定することが好ましい。そうすれば、矩形波通電及び疑似正弦波通電の各々の特徴を活かしながら、電源電圧の利用率を高めることができる。本発明によれば、矩形波通電を行う従来の単相ブラシレスモータに比べて、高効率化、低騒音化、低振動化が図れる単相ブラシレスモータを提供することができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。ただし、以下の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物あるいはその用途を制限するものではない。[第1実施形態]図2に、本実施形態のモータ1を示す。モータ1には、ロータ2やステータ3、電子部品等で構成された通電機構4などが備えられている。モータ1は、アウターロータ型のブラシレスモータであり、ロータ2は、矢印Rで示すように回転軸Aを中心に回転する。ロータ2は、ホルダ2aや磁石2bなどで構成されている。ホルダ2aは、中心が回転軸Aに一致する円筒状の周壁部を有し、その周壁部の内周面に磁石2bが固定されている。磁石2bは、複数本実施形態では4つの磁極を有し、N極とS極とが周方向に交互に配置されている。ロータ2の内側にはステータ3が配置され、ロータ2と僅かな隙間を隔てて対向している。ステータ3は、ステータコア3aやコイル3bなどで構成されている。ステータコア3aは、断面略T字状の複数本実施形態では4つのティース部を有している。これらティース部のそれぞれに導電線を巻き付けることにより、複数のコイル3bが形成されている。これらコイル3bは、1本の導電線で形成されていて、単一の相で構成されている。導電線の両端部は通電機構4に電気的に接続されている。ロータ2の近傍には、ホールIC5センサが配置されている。ホールIC5は通電機構4と電気的に接続されている。ホールIC5は、ロータ2の回転に伴う磁極位置を検出し、その検出結果を示す磁極情報であるホール信号hを通電機構4に出力する図7参照。ロータ2の回転位置やロータ2の回転速度などは、このホール信号hに基づいて取得することができる。なお、センサはホールIC5に限らない。ロータ2の回転位置等が検出できれば、ホール素子等、他のセンサでも良い。通電機構4は、電源不図示と電気的に接続されている。通電機構4は、コイル3bに対する印加電圧の大きさを制御し、ホール信号hに基づいてコイル3bに対する通電方向を切り替えることで、ロータ2を回転させる。また、モータ1には、ロータ2の回転速度をフィードバックする機能が備えられていて、所望する一定の回転速度でロータ2を回転させることができる速度フィードバック制御。更に、通電機構4には、コイル3bに対する通電方式を、矩形波通電と、疑似正弦波通電とに切り替え可能な切替手段が備えられている。矩形波通電は、図3のaに示すように、コイル3bに印加される印加電圧が矩形波形を示す通電状態をいう。また、疑似正弦波通電は、図3のbに示すように、コイル3bに印加される印加電圧が疑似正弦波波形を示す通電状態をいう。詳しくは、モータ1では、半周期電気角で180°ごとに通電方向が切り替わる。矩形波通電では、その半周期部分の印加電圧の波形が矩形形状を示す。一方、疑似正弦波通電では、その半周期部分の印加電圧の波形が階段状に連続する正弦曲線形状を示す。なお、ここでいう正弦曲線形状とは、ピークを中心にその両側の曲線が対称形な正弦曲線に限るものではなく、ピークを中心にその両側の曲線が非対称形で、正弦曲線に近似した曲線も含む概念である。そして、このモータ1には、ロータ2に加わる負荷に応じて矩形波通電と疑似正弦波通電とに切り替える機能が備えられていて、ロータ2に加わる負荷の変化に連動して、印加電圧の波形が自動的に切り替わる自動波形調整制御。具体的には、低負荷領域側では疑似正弦波通電が行われ、高負荷領域側では矩形波通電が行われる。つまり、矩形波通電が行われている領域は、疑似正弦波通電が行われている領域よりも高負荷領域である。矩形波通電では、先に述べたように、コイル3bに流れる電流の波形が歪むために、モータ効率の低下や騒音、振動等を招くおそれがある。一方、疑似正弦波通電では、印加電圧の変化が全体的に滑らかになるために、図4に示すように、コイル3bに流れる電流の波形が歪みの少ない台形状の波形になる。従って、疑似正弦波通電を行うことで、矩形波通電と比べてモータ効率が向上し、騒音や振動を軽減することができる。ところが、疑似正弦波通電を行った場合、トルク特性の悪化を招くという問題がある。図5に、各通電状態におけるロータ2の回転数とトルクとの関係を示す。図5における破線は疑似正弦波通電を表し、2点鎖線は矩形波通電を表している。そして、図5における実線は、自動波形調整制御により疑似正弦波通電と矩形波通電とを切り替えた場合この場合を単に切替通電とも称するを表している。図5に示すように、疑似正弦波通電では、矩形波通電に比べて高負荷領域の制御範囲が狭くなる。振幅の最大値の大きさが等しい矩形波電圧と疑似正弦波電圧を比較した場合、疑似正弦波電圧の実効値は矩形波電圧の振幅の略1/√2倍となる。その結果、疑似正弦波通電では、矩形波電圧の振幅と疑似正弦波電圧の実効値との差に相当する分だけ電源電圧の利用率が低下する。この点に関しては、第2実施形態においても説明する。高負荷領域の制御範囲が狭くなれば、一定の回転速度に維持できるトルク範囲も狭くなるため、トルク特性が悪化する。切替通電の場合、高負荷領域トルクの増加により、疑似正弦波通電では一定の回転数が維持できなくなる領域側ではトルク特性に優れた矩形波通電に徐々に切り替わっていく。その結果、図5に示したように、切替通電の高負荷領域の制御範囲は矩形波通電の制御範囲に徐々に近づいていくため、疑似正弦波通電に比べてトルク特性が改善される。また、切替通電では、低負荷領域側でモータ効率に優れた疑似正弦波通電が行われるため、モータ効率も矩形波通電に比べて改善される。図6に、各通電状態におけるモータ効率とトルクとの関係を示す。図6においても図5と同様に、破線は疑似正弦波通電、2点鎖線は矩形波通電、実線は切替通電を表している。矩形波通電のモータ効率は、疑似正弦波通電に比べて全体的に低くなっている。それに対し、切替通電の場合には、そのモータ効率が疑似正弦波通電のモータ効率に近づくため、矩形波通電に比べてモータ効率が改善される。すなわち、切替通電を行うことで、矩形波通電及び疑似正弦波波形のそれぞれのデメリットを改善することができる。そして、トルク特性やモータ効率がバランスよく発揮されるモータの実現が可能となる。また、ロータ2に加わる負荷には、電圧の変動も含まれる。例えば、電源電圧印加電圧が低下すれば、ロータ2に加わる負荷が相対的に高くなってトルク特性が悪化するからである。そのため、モータには、自動波形調整制御により、電源電圧印加電圧に応じて疑似正弦波通電と矩形波通電とを切り替える機能も備えるのが好ましい。具体的には、電源電圧の低下に連動して、疑似正弦波通電から矩形波通電に自動的に切り替わり、そして、電源電圧の上昇回復に連動して、矩形波通電から疑似正弦波通電に自動的に切り替わるようにすればよい。そうすれば、車両に搭載される車載モータに好適となる。車載モータはバッテリで駆動されるため、電源電圧の大きさが変動する場合があるからである。切替通電における矩形波と疑似正弦波との間での波形の切り替わりは、次第に波形が変化して切り替わるように設定されている。例えば、図3のcに示したように、疑似正弦波通電と矩形波通電の間における波形は、疑似正弦波波形と矩形波形の中間の形状を示す。波形を連続的に変化させて切り替えることで、モータ1の回転を滑らかにすることができ、安定した駆動を実現できる。図7に、通電機構4の詳細を示す。本実施形態の通電機構4は、マイクロコントローラ11制御部やインバータ12などで構成されている。インバータ12は、例えば、Hブリッジ回路などの、複数の半導体スイッチング素子12aからなる半導体スイッチング素子群12bを備える。半導体スイッチング素子群12bの一例を図8に示す。インバータ12は、所定の制御情報i1の入力に対応して、コイル3bへの通電方向を反転させる。それに伴って各コイル3bの磁極が反転するため、磁石2bとの間の磁界が変化し、ロータ2を回転するトルクが発生する。また、インバータ12は、所定の制御情報i1の入力に対応して、コイル3bへの印加電圧を上下させる。例えば、インバータ12に供給される電源電圧をチョッピングすることにより、コイル3bに印加する平均印加電圧の調整が行われる。インバータ12へ入力される制御情報i1は、マイクロコントローラ11マイコン11とも称するから出力される。マイコン11には、演算回路や制御回路、記憶回路、入出力回路などのハードウエアと、これらハードウエアに実装され、ハードウエアと協働して一連の処理を実行するソフトウエアとが備えられている。これらハードウエアとソフトウエアにより、上述した切替手段が構成されている。詳しくは、マイコン11には、切替タイミング生成部15や基準電圧生成部16、波形調整部17、PWM制御部18、出力部19などが備えられている。これらの協働により、速度フィードバック制御や自動波形調整制御が実現される。切替タイミング生成部15は、通電方向の切り替えタイミングに関するタイミング情報i2を生成する機能を有している。切替タイミング生成部15は、周期カウンタ部21や進角制御部22を含む。周期カウンタ部21には、ホールIC5から連続的にホール信号hが入力される。周期カウンタ部21は、入力されるホール信号hの所定の時間間隔をカウントし、ホール信号hの周期に関する周期情報i3を取得する。進角制御部22は、周期情報i3に基づいてコイル3bへの通電方向を切り替える最適なタイミングを算出し、タイミング情報i2を生成する。進角制御部22は、生成したタイミング情報i2を出力部19に出力する。基準電圧生成部16は、磁極情報に基づいて、矩形波通電が行われる場合における印加電圧の基準値に関する基準電圧情報Vcを生成する機能を有している。基準電圧生成部16は、実速度演算部24や速度制御部25を含む。本実施形態の速度制御部25は、目標値生成部26や基準電圧演算部27を含む。なお、ここでいう基準電圧情報Vcとは、矩形波の形や大きさを決定する基準となる電圧に関する情報である。実速度演算部24には、周期カウンタ部21から周期情報i3が入力される。実速度演算部24は、磁極情報に基づいて、ロータ2の回転速度に関する実速度情報i4を演算する。より具体的には、入力される周期情報i3に基づいて、ロータ2の回転速度に関する実速度情報i4を演算する。なお、ここでいう実速度情報i4とは、回転しているロータ2の実際の速度に関する情報である。速度制御部25は、実速度情報i4と所定の回転速度の目標値tとを比較して得られる速度偏差Sに基づいて基準電圧情報Vcを生成し、PWM制御部18に出力する機能を有している。目標値生成部26は、設定すべきロータ2の回転速度の目標値tを生成する。例えば、外部から入力される速度指令情報i5に基づいてロータ2の回転速度の制御が行われる場合には、目標値生成部26は、その速度指令情報i5を変換し、スケーリング処理等を行うことにより実速度情報i4と比較可能な目標値tを生成する。速度制御部25は、実速度情報i4と目標値tとを比較してその差分である速度偏差Sを取得する。基準電圧演算部27は、その速度偏差Sに対してPI制御演算を行い、基準電圧に関する基準電圧情報Vcを生成する。基準電圧演算部27は、生成した基準電圧情報VcをPWM制御部18に出力する。図3に符号Vsで示すように、基準電圧は、矩形波通電における矩形波の印加電圧に相当する。また、基準電圧は、疑似正弦波通電における疑似正弦波の波形や、矩形波と疑似正弦波との間の波形でのピークの印加電圧に相当する。波形調整部17は、疑似正弦波波形に関する波形情報i6を生成する機能を有する。波形調整部17には、速度制御部25から速度偏差S及び基準電圧情報Vcが入力され、波形情報i6は、速度偏差S及び基準電圧Vcに基づいて生成される。また、切替タイミング生成部15から周期情報i3も入力される。波形調整部17では、印加電圧の波形が半周期ごとに複数のステップに分割される。図3のbに1ステップを符号pで示す。例えば、8つのステップに分割する場合には、半周期ごとの波形単位波形は電気角が22.5°の8つのステップに分割される。各ステップを切り替えるタイミングは、周期情報i3に基づいて決定される。そして、各ステップごとに疑似正弦波波形を構成する振幅情報Ampが算出される。具体的には、波形をn個のステップに分割した場合、通電開始側からm番目mは1~nの整数のステップの振幅情報Ampmは、次の第1式により決定される。ここで示すWFは、矩形波通電と疑似正弦波通電との間をリニアに切り替えるための係数波形係数であり、0~1の範囲の小数値で構成されている。波形係数WFの値が0に近いほど、印加電圧の波形は疑似正弦波波形に近づき、波形係数WFの値が1に近いほど、印加電圧の波形は矩形波形に近づく。波形係数WFは、速度偏差Sと基準電圧情報Vcとに基づいて、次の第2式により決定される。ここで示すfα,fβは分配関数であり、波形係数WFの最大値が1となるように決定される。波形係数WFは、0~1の範囲の値であり、ロータ2の負荷が大きくなれば1に近づき、ロータ2の負荷が小さくなれば0に近づく。そして、波形係数WFの値が0に近いほど、第1式により振幅情報Ampは疑似正弦波波形に近づく。詳しくは、振幅情報Ampが正弦波波形に近づくことによって印加電圧の波形は疑似正弦波波形に近づく。波形係数WFの値が1に近いほど、第1式により振幅情報Ampは矩形波形に近づき、印加電圧の波形も矩形波形に近づく。振幅情報Ampを含む波形情報i6は、PWM制御部18に出力される。PWM制御部18は、公知のPWM制御を行う機能を有し、基準電圧情報Vcや波形情報i6に基づいて、所定のデューティー比でPWMパルス情報i7を生成する処理を行う。具体的には、次の第3式に示すように、PWM制御部18は、基準電圧情報Vcに対し、振幅情報Ampを乗算する処理を行うことにより、対応するデューティー比Dutyを決定する。PWM制御部18は、生成したPWMパルス情報i7を出力部19に出力する。出力部19は、入力されるタイミング情報i2やPWMパルス情報i7に基づいて制御情報i1を生成する機能を有している。具体的には、タイミング情報i2とPWMパルス情報i7とを重畳し、所定の制御情報i1を生成する。生成した制御情報i1はインバータ12へ出力される。変形例図9に、モータ1の変形例であるモータ1Aを示す。上述した実施形態のモータ1では、フィードバックされるロータ2の回転速度を利用してロータ2に加わる負荷変化を判断しているが、このモータ1Aでは、コイル3bを流れる電流量の変化からロータ2に加わる負荷変化が判断できるように構成されている。具体的には、モータ1Aの通電機構4は、モータ1の通電機構4に対して、更にコイル3bに流れる電流量を検出する通電量検出機構31が備えられている。通電量検出機構31は、電流センサ32と、電流値変換部33とを含む。ロータ2の負荷が大きくなれば、コイル3bに流れる電流量も増加する。電流センサ32は、この電流量の変化を検出し、電流値変換部33にその検出信号を出力する。電流値変換部33は、電流センサ32から入力される検出信号に基づいて波形係数WFを生成する。そして波形調整部17が、電流量の変化に基づいて波形情報i6を生成し、PWM制御部18に出力する。一般に、ロータ2の回転速度の変化よりもコイル3bの電流量の変化の方が、ロータ2に加わる負荷を精度高く検出できる。従って、モータ1Aであれば、より安定したトルク特性が実現できる。[第2実施形態]第1実施形態のモータ1では、ロータ2の回転速度をフィードバックしてその速度制御を行う、いわゆる速度フィードバック制御の機能が備えられており、その速度フィードバック制御を利用して矩形波通電と疑似正弦波通電との間での切り替えが行われている。すなわち、モータ1では、速度フィードバック制御に基づく速度偏差Sの入力を必要とする。そのため、モータ1で切り替えを行うためには、速度フィードバック制御を行う必要があり、速度フィードバック制御が行われないファン等ではその機能を十分に発揮させることができない。そこで、本実施形態では、速度フィードバック制御が行われない場合でも切り替えができるモータ1Bを例示する。図10に、そのモータ1Bの通電機構4Bを示す。通電機構4Bが部分的に異なるだけで、ロータやステータ等、このモータ1Bの大部分の構成は、第1実施形態のモータ1と同様である。従って、第1実施形態のモータ1と同様の構成については同じ符号を用いてその説明は省略する。モータ1Bでは、速度偏差Sを用いずに、矩形波通電と疑似正弦波通電との間の切り替えができるように構成されている。具体的には、周期情報i3及び基準電圧情報Vcに基づいてこれらの切り替えができるように、特に、基準電圧生成部16Bや波形調整部17Bの構成が変更されている。通電機構4Bは、第1実施形態の通電機構4と同様に、マイコン11やインバータ12などで構成されている。マイコン11には、切替タイミング生成部15や基準電圧生成部16B、波形調整部17B、PWM制御部18、出力部19などが備えられている。基準電圧生成部16Bは、モータ1Bの出力に関する電圧指令情報ivを外部から入力する機能を有している。基準電圧生成部16Bは、また、電圧指令情報ivがアナログ信号である場合に、そのアナログ信号をデジタル信号に変換するA/D変換機能や、スケーリング処理等を行うことにより、電圧指令情報ivから波形調整部17B等で利用可能な基準電圧情報Vcを生成する機能を有している。例えば、基準電圧生成部16Bは、入力される電圧指令情報ivの最小値~最大値に対応した0~1の範囲の小数値からなる基準電圧情報Vcを生成し、生成した基準電圧情報Vcを波形調整部17Bに出力する。波形調整部17Bは、第1実施形態の波形調整部17と同様、波形情報i6を生成する機能を有する。ただし、波形調整部17Bには、波形調整部17とは異なり、速度偏差Sは入力されない。そのため、波形調整部17Bには、基準電圧情報Vcと周期情報i3とに基づいて波形情報i6を生成する波形値演算部50が備えられている。波形値演算部50では、所定の数式を用いて演算処理が行われる。例えば、図11に示すように、演算処理に際し、印加電圧の波形は、周期情報i3に基づいて、半周期ごとに複数のステップに分割される。ここでは、8つのステップに分割する場合を例に説明する。そして、波形値演算部50により、電気角22.5°の各ステップごとに振幅デューティ値であるD値が算出される。印加電圧の波形は、これらD値によって規定される。具体的には、波形をn個本実施形態では8個のステップに分割した場合、通電開始側からm番目mは1~nの整数のステップのD値mは、次の第4式により決定される。nが8偶数である場合には、図11に示したように、D1=D7、D2=D6、D3=D5となるため、いずれか一方を演算するだけでよく、演算量が省略できる利点がある。RMS実効値係数は、次の第5式によって決定される。波形値演算部50では、これら第4式等を用いることにより、入力される基準電圧情報Vc及び周期情報i3から、印加電圧の波形を規定する各ステップのD値が算出される。特に、このモータ1Bでは、印加電圧の実効値を境界にして、印加電圧の低い領域で一律に疑似正弦波通電が行われ、印加電圧の高い領域で疑似正弦波通電と矩形波通電との切り替えが行われるように設定されている。具体的には、基準電圧情報Vcの値が1/√2以下である場合には、WF=0、つまりRMS=1/√2とされ、第4式は次の第6式となる。なお、ここでの1/√2の値は印加電圧の実効値としての最適値を例示したものである。印加電圧の実効値は、厳密に1/√2でなくても、1/√2に前後する近似値であってもよい略1/√2。すなわち、基準電圧情報Vcの値が0~1/√2となる、印加電圧が相対的に低い低電圧領域では、D値の演算に第6式が一律に適用される。その結果、基準電圧情報Vcの値が0~1/√2となる低電圧領域では、印加電圧の波形は、ピークを中心にその両側の曲線がほぼ対称な略正弦曲線を示す、正弦波に最も近似した疑似正弦波である真性疑似正弦波となり、真性疑似正弦波の振幅のピーク値が例えば0~1の間で変化する。そして、基準電圧情報Vcの値が1/√2~1となる、低電圧領域よりも印加電圧の高い高電圧領域では、RMSの大きさがリニアに増加するように波形係数WFが設定されている。その結果、基準電圧情報Vcの値が大きくなるに従って、印加電圧の波形は、疑似正弦波から矩形波に近づく。高電圧領域では、振幅のピーク値は最大値例えば1となり、一定である。そして、基準電圧情報Vcの値が1の時には、完全な矩形波通電となる。このように、印加電圧の実効値に相当する、基準電圧情報Vcの値が略1/√2となる点を境界にして、真性疑似正弦波による疑似正弦波通電が行われる領域と、疑似正弦波通電から矩形波通電への切り替えが行われる領域とを設定することで、電源電圧の利用率を高めることができる。図12に、矩形波通電における印加電圧の電圧波形と、それに対応した疑似正弦波通電における印加電圧の電圧波形とを示す。疑似正弦波通電の振幅のピーク値は、矩形波通電の振幅と一致している。矩形波通電の場合、電圧波形のピーク値と実効値は等しいため、基準電圧情報Vcはそのまま実効値として取り扱うことができる。ところが、疑似正弦波通電の場合、基準電圧情報Vcをその振幅のピーク値として取り扱うと、矩形波通電と比べて斜線で示す部分の電圧が利用されなくなり、その実効値は矩形波通電の1/√2となってしまう。その結果、疑似正弦波通電での電源電圧の利用率は、矩形波通電の場合に比べて約0.7071/√2倍に低下してしまう。そこで、このモータ1Bでは、基準電圧情報Vcを実効値として取り扱うこととし、基準電圧情報Vcが最大振幅値の略1/√2以下の低電圧領域では、一律に真性疑似正弦波通電を行い、基準電圧情報Vcが最大振幅値の略1/√2を超えた高電圧領域では、疑似正弦波通電から次第に矩形波通電に近づけるようにした。図13に、基準電圧情報Vc、RMS、及びピーク電圧値との関係を示す。図中、実線がRMSを表し、破線が振幅のピーク値を表している。このモータ1Bによれば、外部から電圧指令情報ivが入力されると、基準電圧生成部16Bによって基準電圧情報Vcが生成され、生成された基準電圧情報Vcは波形調整部17Bに出力される。波形調整部17Bでは、基準電圧情報Vcが入力されると、波形値演算部50により、その基準電圧情報Vcに基づいて、印加電圧のステップごとにD値が算出される。そうして、これらD値を含む波形情報i6が生成され、その波形情報i6がPWM制御部18に出力される。PWM制御部18は、公知のPWM制御を行う機能を有し、波形情報i6に基づいて、所定のデューティー比でPWMパルス情報i7を生成する処理を行う。PWM制御部18は、生成したPWMパルス情報i7を出力部19に出力する。後は、第1実施形態のモータ1と同様に、出力部19が所定の制御情報i1を生成し、インバータ12へ出力する。フィードバック制御が行われる場合モータ1Bは、第1実施形態のモータ1と同様に、フィードバック制御を利用して、矩形波通電と疑似正弦波通電との間の切り替えができるように構成されている。フィードバック制御を利用する場合の通電機構4Bの構成を、図14に示す。基準電圧生成部16Bは、実速度演算部24や速度制御部25を含み、速度制御部25は目標値生成部26や基準電圧演算部27を含む。フィードバック制御に関連するこれらの各部は、フィードバック制御が行われる場合に作動してその機能を発揮する。具体的には、基準電圧生成部16Bが、実速度演算部24により演算されたロータ2の実速度情報i4と所定の回転速度の目標値tとを比較して得られる速度偏差Sに基づいて、速度制御部25において基準電圧情報Vcが生成される。この場合、モータ1Bでは、速度制御部25で生成される基準電圧情報Vcは、PWM制御部18に出力されることなく、波形調整部17Bに入力される。また、速度偏差Sは、基準電圧生成部16Bから波形調整部17Bに出力されない。なお、本発明にかかるモータは、上述した実施形態に限定されず、それ以外の種々の構成をも包含する。例えば、インバータ12やマイクロコントローラ11は特定用途のために設計された専用ICであってもよい。また、インバータ12やマイクロコントローラ11に備えられた各部の配置は一例に過ぎない。これら各部の配置や組み合わせは適宜選択することができる。速度指令情報i5や電圧指令情報ivは、外部から入力されるのではなく、目標値生成部26の内部で生成してもよい。マイクロコントローラ11内で実行される情報処理は、予め記憶したテーブルを参照することにより簡略化してもよい。モータ1の変形例は、第2実施形態のモータ1Bにも適用可能である。"