"HMW変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする1周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、乗算して得られた信号から前記HMW変調部分を検出するHMW変調部検出手段と、を有することを特徴とする復調回路。請求項1に記載の復調回路を備える光ディスク装置。しかしながら、このように位相の異なる多数のクロックを準備するのは構成が複雑化し、コストも増大する。本発明の目的は、簡易な構成でありながらクロストークの影響を排除し、高精度にウォブル信号を復調することができる装置を提供することにある。本発明は、HMW変調されたウォブル信号を復調する復調回路であって、前記ウォブル信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出手段と、前記ゼロクロス点に基づき、前記ゼロクロス点の時間間隔を周期とする1周期分の正弦波要素を順次連結して正弦波信号を生成する正弦波生成手段と、前記ウォブル信号と前記正弦波信号とを乗算する演算手段と、乗算して得られた信号から前記HMW変調部分を検出するHMW変調部検出手段とを有することを特徴とする。また、本発明は、上記の復調回路を備える光ディスク装置である。本発明によれば、クロストークの影響を排除して高精度にウォブル信号を復調することができる。以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。図1に、本実施形態における光ディスク装置の全体構成を示す。CDやDVD、Blu-ray等の光ディスク10はスピンドルモータSPM12により駆動される。スピンドルモータSPM12は、ドライバ14で駆動され、ドライバ14はサーボプロセッサ30により所望の回転速度となるようにサーボ制御される。光ピックアップ16は、レーザ光を光ディスク10に照射するための半導体レーザ素子であるレーザダイオードLDや光ディスク10からの反射光を受光して電気信号に変換するフォトディテクタPDを含み、光ディスク10に対向配置される。光ピックアップ16はステッピングモータで構成されるスレッドモータ18により光ディスク10の半径方向に駆動され、スレッドモータ18はドライバ20で駆動される。ドライバ20は、ドライバ14と同様にサーボプロセッサ30によりサーボ制御される。また、光ピックアップ16の半導体レーザ素子はドライバ22により駆動され、ドライバ22は、オートパワーコントロール回路APC24により、駆動電流が所望の値となるように制御される。APC24及びドライバ22は、システムコントローラ32からの指令により半導体レーザ素子の発光量を制御する。図1ではドライバ22は光ピックアップ16と別個に設けられているが、ドライバ22を光ピックアップ16に搭載してもよい。光ディスク10に対する記録再生動作は以下のとおりである。光ディスク10に記録されたデータを再生する際には、光ピックアップ16の半導体レーザ素子から再生パワーのレーザ光が照射され、その反射光がPDで電気信号に変換されて出力される。光ピックアップ16からの再生信号はRF回路26に供給される。RF回路26は、再生信号からフォーカスエラー信号やトラッキングエラー信号を生成し、サーボプロセッサ30に供給する。サーボプロセッサ30は、これらのエラー信号に基づいて光ピックアップ16をサーボ制御し、光ピックアップ16をオンフォーカス状態及びオントラック状態に維持する。また、RF回路26は、再生信号に含まれるアドレス信号をアドレスデコード回路28に供給する。アドレスデコード回路28はアドレス信号から光ディスク10のアドレスデータを復調し、サーボプロセッサ30やシステムコントローラ32に供給する。また、RF回路26は、再生RF信号を2値化回路34に供給する。2値化回路34は、再生信号を2値化し、得られた信号をエンコード/デコード回路36に供給する。エンコード/デコード回路36では、2値化信号を復調及びエラー訂正して再生データを得、当該再生データをインタフェースI/F40を介してパーソナルコンピュータなどのホスト装置に出力する。なお、再生データをホスト装置に出力する際には、エンコード/デコード回路36はバッファメモリ38に再生データを一旦蓄積した後に出力する。光ディスク10にデータを記録する際には、ホスト装置からの記録すべきデータはインタフェースI/F40を介してエンコード/デコード回路36に供給される。エンコード/デコード回路36は、記録すべきデータをバッファメモリ38に格納し、当該記録すべきデータをエンコードして変調データとしてライトストラテジ回路42に供給する。ライトストラテジ回路42は、変調データを所定の記録ストラテジに従ってマルチパルスパルストレーン等に変換し、記録パルスとしてドライバ22に供給する。記録ストラテジは記録品質に影響することから、データ記録に先立って最適化が行われる。記録パルスによりパワー変調されたレーザ光は光ピックアップ16の半導体レーザ素子から照射されて光ディスク10にデータが記録される。データ記録時の記録パワーは、OPCOptimumPowerControlにより光ディスク10の内周側に形成されたPCAPowerCalibrationArea:パワー較正領域を用いてテストデータを試し書きすることで最適化される。データを記録した後、光ピックアップ16は再生パワーのレーザ光を照射して当該記録データを再生し、RF回路26に供給する。RF回路26は再生信号を2値化回路34に供給し、2値化されたデータはエンコード/デコード回路36に供給される。エンコード/デコード回路36は、変調データをデコードし、バッファメモリ38に格納されている記録データと照合する。ベリファイの結果はシステムコントローラ32に供給される。システムコントローラ32はベリファイの結果に応じて引き続きデータを記録するか、あるいは交替処理を実行するかを決定する。システムコントローラ32は、システム全体の動作を制御し、サーボプロセッサ30を介してスレッドモータ18を駆動し、光ピックアップ16の位置を制御する。このような全体構成において、RF回路26は再生RF信号に含まれるウォブル信号を復調するが、従来のようにウォブル信号と、ウォブル信号をPLL回路に供給して得られるクロック信号との乗算を行うのではなく、ウォブル信号と、ウォブル信号のゼロクロス点から演算して得られた正弦波との乗算を行うことで、クロストークによる位相ずれに対応してウォブル信号のMSK変調部とHMW変調部を復調する。ここで、MSK変調及びHMW変調は公知であるが、MSKMinimumShiftKeying変調方式では、ウォブル信号の基本周波数信号基準キャリア信号の一部を1.5倍の周波数の信号に置換し、この周波数変調部を検出することでアドレッシングを行う。HMWHarmonicWave変調方式では、基準キャリア信号に一部その2倍の周波数の信号を重畳してウォブル信号を鋸歯状とするもので、重畳信号の位相を検出することでアドレッシングを行う。MSK変調部とHMW変調部はそれぞれブロック内の異なる位置に配置され、MSK変調部とHMW変調部との間には1周期以上の基準キャリア信号が配置される。MSK変調方式は、比較的傷やクロストークに弱く、HMW変調方式はチルトに対して敏感である特性を有しており、両者を併用して相補うことによりアドレッシングの信頼性を向上させている。図2に、本実施形態によるウォブル信号復調の原理を示す。再生されたウォブル信号100は適当なHPFハイパスフィルタと適当なLPFローパスフィルタでDC成分と高周波ノイズが除去された後、A/D変換される。次に、ウォブル信号100がゼロクロスする直前及び直後の時刻とA/D値、すなわち図2に示すt0,x0~t3,x3からゼロクロス時刻を演算する。このとき、t0,x0-t1,x1間やt2,x2-t3,x3間は例えば直線補間される。これにより、ウォブル信号100のゼロクロス時刻tz0、tz1、tz2、tz3、tz4、tz5、tz6を得ることができる。次に、tz0-tz1間の時間T01、tz1-tz2間の時間T12、tz2-tz3間の時間T23等を演算し、時刻tz0を0°として周期T01、所定振幅の正弦波1周期分正弦波要素200a、時刻tz1を0°として周期T12、所定振幅の正弦波1周期分正弦波要素200b、時刻tz2を0°として周期T23、所定振幅の正弦波1周期分正弦波要素200c等を作成し、これらの正弦波要素200a、200b、200c、を順次連結することで一つの正弦波信号200を作成する。そして、正弦波要素200a、200b、200c、を連結して作成される正弦波信号200をウォブル信号と乗算することでヘテロダイン演算を行う。図3に、本実施形態におけるウォブル信号復調回路の構成を示す。ウォブル信号復調回路はRF回路26内に設けられていてもよく、RF回路26とは別個に設けられていてもよい。HPFハイパスフィルタ50は、アナログウォブル信号が入力され、アナログウォブル信号のDC成分を除去してLPFローパスフィルタ52に出力する。HPF50は、例えばウォブル周波数の1/100程度の帯域を有する。LPFローパスフィルタ52は、アナログウォブル信号の高周波ノイズを除去してA/D変換器60に出力する。高周波ノイズを除去するのは、ウォブル信号のゼロクロス点検出を正確に行うためである。LPF52は、例えばウォブル周波数の3倍程度の帯域を有する。A/D変換器60は、ウォブル信号をA/D変換してゼロクロス検出器62と乗算器68に出力する。ゼロクロス点検出を正確に行うためにはA/D変換のサンプリングレートは高い方が好適であり、少なくともウォブル周波数の10倍程度が好適である。ゼロクロス検出器62は、図2に示すように直線補間でウォブル信号のゼロクロス時刻tz0、tz1、tz2、tz3、tz4、tz5、tz6、を検出して正弦波発生回路66に出力するとともに、PLL回路64に出力する。PLL回路64は、ゼロクロス信号を用いてクロック信号を生成して記録クロック信号とするとともに、復調用クロック信号としてアドレスデコーダ28に出力する。正弦波発生回路66は、上記のようにtz0-tz1間の時間T01、tz1-tz2間の時間T12、tz2-tz3間の時間T23等を演算し、時刻tz0を0°として周期T01の正弦波1波、時刻tz1を0°として周期T12の正弦波1波、時刻tz2を0°として周期T23の正弦波1波を順次作成することで正弦波を生成する。正弦波発生回路66は、生成した正弦波を乗算器68に出力する。乗算器68は、A/D変換器60からのウォブル信号と、正弦波発生回路66からの正弦波との乗算を行いヘテロダイン乗算、乗算結果をLPF70に出力する。LPF70は、FIRフィルタであり、高周波ノイズを除去してLPF72及びHPF76に出力する。LPF70の帯域はウォブル周波数の1/2である。LPF72は、LPF70と同様にFIRフィルタであり、さらに高周波成分を除去してスライサ74に出力する。LPF72の帯域はウォブル周波数の1/4である。HPF76は、低周波ノイズを除去してスライサ78に出力する。HPF76の帯域はLPF72と同様にウォブル周波数の1/4である。スライサ74は、所定のスライスレベルE1、E2を用いて乗算結果の信号からHMWの0、1を判別し、判別結果をアドレスデコーダ28に出力する。スライサ78は、所定のスライスレベルF1、F2を用いて乗算結果の信号からモノトーンかMSK変調部かを判別し、判別結果をアドレスデコーダ28に出力する。アドレスデコーダ28は、入力されたHMW0、HMW1、モノトーン、MSK変調部の判別結果よりアドレスを復調する。図4に、各LPF及びHPFの帯域を制御する制御回路の構成を示す。帯域制御回路は、図3に示すウォブル信号復調回路の一部である。通常、ウォブル信号再生系のフィルタの帯域は固定値か、あるいはCAV角速度一定対応の場合は各フィルタはスイッチドキャパシタ型等入力クロックにより帯域可変なフィルタとして、ウォブル信号のPLLで作成されたクロック信号により制御する。しかしながら、本実施形態では、フィルタの影響が相対的に大きく、シーク時等SPMが加速あるいは減速中で、SPM回転数が目標回転数に達していない場合には、再生ウォブル信号に対してフィルタ帯域が必ずしも最適とはならないため、アドレス復調に支障が生じるおそれもある。そこで、本実施形態では、図4に示すように、SPMのFGパルス出力信号を用いて各フィルタの帯域を制限する。すなわち、PLL逓倍回路58は、CPU54あるいはシステムコントローラ32からの光ピックアップPU位置情報に基づいて、SPMのFG発生器56からのFGパルスを逓倍し、スイッチ59の一方の端子に出力する。スイッチ59の他方の入力端子には、PLL64で生成されたクロック信号が供給される。CPU54はスイッチ59を切り替えることで、クロック信号かFGパルスを逓倍した信号のいずれかを帯域制限信号として各フィルタ52、70、74、50、76に供給する。具体的には、シーク時等のようにSPMが加速あるいは減速中で、SPM回転数が目標回転数に達していない場合にはFGパルスを光ピックアップPU位置に応じて逓倍した信号を帯域制限信号として供給し、それ以外の場合にはクロック信号を帯域制限信号として供給する。もちろん、SPM回転数が目標回転数に達した後であってもFGパルスを逓倍した信号を帯域制限信号として供給してもよい。光ピックアップ位置は常に変動するためCPU54でこれを制御するのは煩雑であるので、ウォブル信号のPLLで作成したクロック信号に切り替えて帯域制限するのが好適である。図5に、図3の各部における信号波形を示す。図5aは、A/D変換器60からの信号Aであり、ウォブル信号波形である。図5bは、正弦波発生回路66からの正弦波Bである。本実施形態では、上記のようにtz0-tz1間の時間T01、tz1-tz2間の時間T12、tz2-tz3間の時間T23等を演算し、時刻tz0を0°として周期T01の正弦波1波、時刻tz1を0°として周期T12の正弦波1波、時刻tz2を0°として周期T23の正弦波1波を順次作成することで正弦波を生成するため、この正弦波はウォブル信号の2倍の周波数を有する。したがって、MSK変調部ではモノトーン部の1.5倍となる。図5cは、信号Aと信号Bの乗算結果であり、乗算器68からの信号Cである。図5dは、LPF70からの信号Dであり、エリアシングの影響でMSK変調部の周波数が強調される。図5eは、LPF72からの信号Eであり、スライサ74ではこの信号EとスライスレベルE1、E2とを比較する。E1>E2である。入力信号がスライスレベルE1より大きい場合にHMWの1、入力信号がスライスレベルE2より小さい場合にHMWの0と判別する。図5fは、HPF76からの信号Fであり、スライサ78ではこの信号FとスライスレベルF1、F2とを比較する。F1>F2である。入力信号がスライスレベルF1より大きい場合、あるいはスライスレベルF2より小さい場合をMSK変調部と判別し、それ以外をモノトーン部と判別する。このように、本実施形態では、ウォブル信号のゼロクロス点を検出し、ゼロクロス点の間隔から正弦波を生成してヘテロダイン乗算を行うことで、クロストークによるウォブル信号の位相ずれの影響を排除できる。本実施形態では、スライサ74によりHMWの0、1を判別するとともにスライサ78でMSK変調部とモノトーン部を判別しているが、スライサ74によりHMWの0、1を判別してMSK変調部は従来の構成により判別してもよく、あるいはスライサ78によりMSK変調部とモノトーン部を判別し、HMWは従来の構成により判別してもよい。クロストークの影響は特にMSK変調部に顕著に現れるものと考えられるので、少なくとも本実施形態のスライサ78によりMSK変調部とモノトーン部との判別を行うことが望ましい。"