"突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき、前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧に基づき、前記重畳手段による前記直流交流変換回路の操作によって前記出力電圧に実際に重畳される高周波電圧信号を算出する実高周波電圧信号算出手段をさらに備え、前記推定手段は、前記実高周波電圧信号算出手段によって算出される高周波電圧信号と前記高周波電流信号の検出値とに基づき前記回転機の回転角度を推定することを特徴とする回転機の制御装置。前記推定手段は、前記高周波電流信号の検出値または該検出値に基づき算出されるパラメータである角度相関量をその目標値にフィードバック制御すべく推定値としての回転角度を操作する角度操作手段と、該角度操作手段に入力されるパラメータとしての前記角度相関量とその目標値との差分を、前記実際に重畳される高周波電圧信号に基づき前記回転角度の誤差相当量として定量化する定量化手段とを備えることを特徴とする請求項1記載の回転機の制御装置。前記実高周波電圧信号算出手段は、前記回転機の端子を流れる電流の検出値に基づき、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧を算出することを特徴とする請求項1または2記載の回転機の制御装置。前記実高周波電圧信号算出手段は、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧の検出値に基づき前記実際に重畳される高周波電圧信号を算出することを特徴とする請求項1または2記載の回転機の制御装置。前記回転機は、多相回転機であり、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、前記実高周波電圧信号算出手段は、前記回転機の端子を流れる電流のうちにゼロクロスするものがある場合に、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧に基づき前記実際に重畳される高周波電圧信号を算出することを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。ところで、上記高周波電圧信号の周波数は、通常、可聴周波数帯域内のものとなるため、電気角の推定に際して人に知覚されるノイズが生じるおそれがある。このノイズを低減するためには、高周波電圧信号を小さくすることが有効である。ただし、この場合、電気角の推定精度が低下することが発明者らによって見出された。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を直流交流変換回路の出力電圧に重畳することで検出される高周波電流信号の検出値に基づき、回転機の回転角度を推定することのできる新たな回転機の制御装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、突極性を有する回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子および該スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを備える直流交流変換回路の操作によって前記回転機の制御量を制御するに際し、前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を前記直流交流変換回路の出力電圧に重畳する重畳手段と、該重畳された高周波電圧信号に応じて前記回転機に流れる高周波電流信号の検出値に基づき、前記回転機の回転角度を推定する推定手段と、を備える回転機の制御装置において、前記正極に接続するスイッチング素子と前記負極に接続するスイッチング素子とのいずれか一方および他方がそれぞれオンおよびオフとなる状態からいずれか一方および他方がそれぞれオフおよびオンとなる状態に切り替えるに際し、双方がオフ状態となるデッドタイム期間が設けられ、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧に基づき、前記重畳手段による前記直流交流変換回路の操作によって前記出力電圧に実際に重畳される高周波電圧信号を算出する実高周波電圧信号算出手段をさらに備え、前記推定手段は、前記実高周波電圧信号算出手段によって算出される高周波電圧信号と前記高周波電流信号の検出値とに基づき前記回転機の回転角度を推定することを特徴とする。上記直流交流変換回路を用いる場合、デッドタイム期間において回転機の端子に印加される電圧は、その端子に流れる電流の極性に依存する。そして、この間に回転機の端子に印加される電圧は、重畳手段によって重畳することが意図された高周波電圧信号に対して誤差となりうる。この誤差電圧が高周波電圧信号に占める割合は、高周波電圧信号を小さくするほど大きくなる。このため、高周波電圧信号が小さくなるほど、実際に重畳される高周波電圧信号が意図したものに対して大きな誤差を有することとなる。そこで、上記発明では、実高周波電圧信号算出手段によって、実際に重畳される高周波電圧信号を算出する。これにより、実際に重畳される高周波電圧信号に対する高周波電流信号の検出値の関係に基づき、回転角度を推定することができ、ひいてはその推定精度を向上させることができる。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記推定手段は、前記高周波電流信号の検出値または該検出値に基づき算出されるパラメータである角度相関量をその目標値にフィードバック制御すべく推定値としての回転角度を操作する角度操作手段と、該角度操作手段に入力されるパラメータとしての前記角度相関量とその目標値との差分を、前記実際に重畳される高周波電圧信号に基づき前記回転角度の誤差相当量として定量化する定量化手段とを備えることを特徴とする。上記発明では、角度相関量とその目標値との差分が実際に重畳される高周波電圧信号に基づき誤差相当量として定量化されるため、フィードバック制御の操作量を高精度の推定値とすることができる。請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記実高周波電圧信号算出手段は、前記回転機の端子を流れる電流の検出値に基づき、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧を算出することを特徴とする。請求項4記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記実高周波電圧信号算出手段は、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧の検出値に基づき前記実際に重畳される高周波電圧信号を算出することを特徴とする。請求項5記載の発明は、請求項1~4のいずれか1項に記載の発明において、前記回転機は、多相回転機であり、前記直流交流変換回路の操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすことで、前記デッドタイムに起因した誤差を補償するデッドタイム補償機能をさらに有し、前記実高周波電圧信号算出手段は、前記回転機の端子を流れる電流のうちにゼロクロスするものがある場合に、前記デッドタイム期間における前記直流交流変換回路の出力電圧に基づき前記実際に重畳される高周波電圧信号を算出することを特徴とする。上記発明では、デッドタイム補償機能を有することで、端子を流れる電流相電流にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因した高周波電圧信号の誤差が生じることを回避することができる。<第1の実施形態>以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。モータジェネレータ10は、3相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ10は、突極性を有する回転機突極機である。詳しくは、モータジェネレータ10は、埋め込み磁石同期モータIPMSMである。モータジェネレータ10は、インバータIVを介して高電圧バッテリ12に接続されている。ここで、インバータIVは、スイッチング素子Sp,Sn=u,v,wの直列接続体を3組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ10のU,V,W相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Sp,Snとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTが用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードDp,Dnが逆並列に接続されている。本実施形態では、モータジェネレータ10やインバータIVの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずホール素子等によって構成されて且つモータジェネレータ10の各相を流れる電流iu,iv,iwを検出する電流センサ16,17,18を備えている。また、インバータIVの入力電圧電源電圧VDCを検出する電圧センサ19を備えている。上記各種センサの検出値は、インターフェース13を介して低圧システムを構成する制御装置14に取り込まれる。制御装置14では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータIVを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータIVのスイッチング素子Sp,Snを操作する信号が、操作信号gp,gnである。図2に、制御装置14の行う処理を示す。以下では、まず制御量の制御について説明した後、回転角度の推定処理について説明する。制御量の制御指令電流設定部20は、要求トルクTrに基づき、回転2相座標系の電流の指令値であるd軸上の指令電流idrおよびq軸上の指令電流iqrを設定する。一方、モータジェネレータ10の各相を流れる電流iu,iv,iwは、dq変換部22において、回転2相座標系の実電流であるd軸上の実電流idとq軸上の実電流iqとに変換される。偏差算出部24は、実電流id詳しくは、dq変換部22の出力する実電流idがローパスフィルタによってフィルタ処理されたものとd軸の指令電流idrとの差を算出する。偏差算出部26は、実電流iq詳しくは、dq変換部22の出力する実電流iqがローパスフィルタによってフィルタ処理されたものとq軸の指令電流iqrとの差を算出する。電流制御器28は、d軸上の実電流idを指令電流idrにフィードバック制御するための操作量としてのd軸上の指令電圧vdrと、q軸上の実電流iqを指令電流iqrにフィードバック制御するための操作量としてのq軸上の指令電圧vqrとを算出する。ここでは、比例要素の出力と積分要素の出力とを加算することで上記算出を行う。3相変換部30では、回転2相座標系の指令電圧vdr、vqrを、3相の指令電圧vur,vvr,vwrに変換して且つ、これを電源電圧VDCによって規格化することでデューティ信号Du,Dv,Dwを算出する。デッドタイム補償部34では、デューティ信号Du,Dv,Dwのそれぞれを、該当する相電流iu,iv,iwに基づきフィードフォワード補正するためのデッドタイム補正量Δvu,Δvv,Δvwを算出する。そして、補正部36,38,40のそれぞれでは、デッドタイム補正量Δvu,Δvv,Δvwのそれぞれに基づきデューティ信号Du,Dv,Dwのそれぞれを補正する。操作信号生成部32では、デューティ信号Du,Dv,Dwとキャリアとの大小比較に基づくPWM処理によって、操作信号gを生成する。図3に、操作信号生成部32による処理の詳細を示す。本実施形態では、漸増速度と漸減速度とが同一であって且つ漸増期間と漸減期間とが同一となる三角波形状のキャリアCSと各相のデューティ信号Du,Dv,Dwとの大小比較に基づき、PWM信号gu,gv,gwを生成する。そして、PWM信号g=u,v,wに基づき、上側アームの操作信号gpと下側アームの操作信号gnとを生成する。この際、デッドタイム生成処理を行うことで、操作信号g=u,v,w;=p,nは、その立上りタイミングがPWM信号gに対してデッドタイムDTだけ遅延したものとなる。なお、デューティ信号Du,Dv,Dw指令電圧vur,vvr,vwrの更新周期は、キャリアCSの更新周期と一致させる。より詳しくは、本実施形態では、キャリアCSがピークとなるタイミングにおいてデューティ信号Du,Dv,Dwを更新する。図4に、デッドタイム補償部34の処理の詳細を示す。図4aに示すように、相電流i=u,v,wが正である場合、デッドタイム期間の間、下側アームのダイオードDnを介して電流が流れるため、操作信号gpのオン期間は、PWM信号gのオン期間と比較してデッドタイムDTだけ短くなり、且つその立上りエッジはデッドタイムDTだけ遅延する。このため、デッドタイム補償部34では、デューティ信号Dをデッドタイム補正量Δvによって増加補正することで、PWM信号gの立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムDTの1/2ずつ補正する。これにより、操作信号gpのオン期間を、補正前のPWM信号gのオン期間と一致させることができ、また立上りエッジの遅延量を半減させることもできる。図4bに示すように、相電流i=u,v,wが負である場合、デッドタイム期間の間、上側アームのダイオードDpを介して電流が流れるため、操作信号gpのオン期間は、PWM信号gのオン期間と比較してデッドタイムDTだけ長くなる。このため、デッドタイム補償部34では、デューティ信号Dをデッドタイム補正量Δvによって減少補正することで、PWM信号gの立上りエッジおよび立ち下がりエッジの双方をデッドタイムDTの1/2ずつ補正する。これにより、操作信号gpのオン期間を、補正前のPWM信号gのオン期間と一致させることができる。ただし、この際、操作信号gpの立上りエッジは、補正前のPWM信号gの立上りエッジに対してデッドタイムDTの1/2だけ遅延する。図4cに示すように、PWM信号gの立上りから立下りまでの期間において相電流i=u,v,wが負から正に反転する場合、立上りに対応するデッドタイム期間の間、上側アームのダイオードDpを介して電流が流れ、立下りに対応するデッドタイム期間の間、下側アームのダイオードDnを介して電流が流れる。このため、操作信号gpのオン期間は、PWM信号gのオン期間に一致する。したがって、この場合には、デッドタイム補正量Δvをゼロとする。回転角度の推定処理先の図2に示す高周波電圧信号設定部50では、高周波電圧指令信号Vhr=vdhr,vqhrを設定する。ここで、本実施形態では、vqhr=0として且つ、vdhrを、PWM処理の半周期毎にその極性を反転させる信号とする。重畳部52では、電流制御器28の出力するd軸の指令電圧vdrを、高周波電圧指令信号のd軸成分vdhrで補正して3相変換部30に出力する。一方、ハイパスフィルタ58は、実電流id,iqから高調波成分高周波電流信号idh,iqhを抽出する。ここで、高周波成分とは、基本波成分よりも周波数の高い成分のことである。特に、ここでは、高周波電圧指令信号Vhrと同一の周波数成分を抽出する。このハイパスフィルタ58としては、たとえば実電流id,iqについてのPWM信号の半周期前後の値の差を出力する手段とすればよい。外積演算部60では、基本的には、高周波電圧指令信号Vhrと、高周波電流信号idh,iqhとの外積値を算出する。この外積値は、高周波電圧信号と高周波電流信号idh,iqhとのベクトル同士のなす角度と相関を有するものであり、ひいてはモータジェネレータ10の回転角度と相関を有するパラメータ角度相関量である。一方、目標値設定部62では、外積値の目標値を設定する。そして、偏差算出部64では、外積値とその目標値との差誤差相関量を算出する。この差は、速度算出部66に入力される。速度算出部66では、上記差を入力とする比例要素および積分要素の和として電気角速度ωを算出する。そして、角度算出部68では、電気角速度ωの時間積分値として回転角度θを算出する。これにより、回転角度θは、外積値をその目標値にフィードバック制御するための操作量となる。上記目標値は、基本的には、ゼロとなるものである。これは、モータジェネレータ10がIPMSMであるため、d軸のインダクタンスLdがq軸のインダクタンスLqよりも小さいためである。すなわちこの場合、インバータIVの出力電圧として、制御量の制御のための電圧にd軸方向の高周波電圧が重畳されるなら、高周波電流信号もd軸方向となり、外積値はゼロとなる。そして、外積値がゼロでない場合には、外積値がゼロとなるように回転角度θが操作され、回転角度θは、正しい角度に一致することとなる。ただし、高周波電圧信号を小さくしていくことで、これを重畳したことによる操作信号gのオン時間やオフ時間の変化量についてのデッドタイムDTに対する比が小さくなる場合、実際に重畳される高周波電圧信号のデッドタイムDTに起因する誤差が大きくなり、ひいては回転角度θの推定精度を低下させる要因となる。こうした誤差は、上記デッドタイム補償部34を備えることで、PWM信号gの立上りから立下りまでの期間において相電流i=u,v,wが負から正に反転する場合以外においては回避することができる。なぜなら、先の図4に示すように、デッドタイム補償部34による補償によって操作信号gのオン期間がPWM信号gによって規定されたものとなって且つ、位相がDT/2だけ遅延するため、線間電圧は、補正前のPWM信号gによって規定されたものに一致するからである。すなわち、この場合には、キャリアCSの位相をDT/2だけ遅角させてPWM処理を行なった場合と等価となり、線間電圧に誤差を生じないのである。ただし、PWM信号gの立上りから立下りまでの期間において相電流i=u,v,wが負から正に反転する場合には、その相の操作信号gnの位相は遅れないため、その相のみ他の相と比較してDT/2だけ進角したのと等価となる。このためこの場合には、線間電圧が、補正前のPWM信号gによって規定されたものからずれることとなり、ひいては高周波電圧信号に誤差が生じる。図5に、デッドタイム補償部34による処理の後のPWM信号gを示す。図示される例では、U相がゼロクロス期間となっており、この場合、U相のみ電圧がDT/2だけ進角したのと同じ状態となる。換言すれば、キャリアCSの位相をDT/2だけ遅角させてPWM処理を行なうに際し、U相のみ電圧がDT/2だけ進角したのと等価となる。そしてこれにより、図中上方に一点鎖線にて示すように、高周波電圧信号vdhがPWMの半周期毎にそれぞれU軸の正および負の方向の信号に順次重畳されるとすると、図中下方に2点鎖線にて示すように、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が増大する。これに対し、高周波電圧信号vdhがPWMの半周期毎にそれぞれU軸の負および正の方向に順次重畳されるとすると、実際に重畳される高周波電圧信号はその振幅が減少し、最悪、図6に示すように高周波電圧信号の極性が反転する。なお、図5および図6に一点鎖線にて示すものは、正確には、高周波電圧指令信号のd軸成分vdhrが電源電圧VDCによって規格化されたものである。このため、図7に示すように、相電流がゼロクロスする場合には、高周波電圧指令信号Vhrに対して実際に重畳される高周波電圧信号Vhは誤差を有することとなる。そして、この誤差は、図8に示すように、高周波電圧信号を小さくすることで顕著となる。図8では、高周波電流信号に応じて算出される角度相関量外積値の時間変化を示したものである。図示されるように、高周波電圧信号を小さくすることで、角度相関量が相電流のゼロクロス付近で大きく変動する。なお、図中、図示される相電流のゼロクロス付近以外での角度相関量の変動は、図示されていない他の相のゼロクロス期間に対応している。そこで本実施形態では、先の図2に示すように、デッドタイム誤差電圧算出部52を備え、電源電圧VDCと、回転角度θと、相電流iu,iv,iwとに基づき、デッドタイム誤差電圧を算出する。ここで、相電流iu,iv,iwは、ゼロクロス期間を検出するためのものである。ここでは、たとえば相電流iu,iv,iwがスイッチング状態の切替直前または切替時において負であってその絶対値が規定値以下である場合に、ゼロクロス期間であると判断すればよい。もっとも、切替直後の値を用いることも可能ではあるが、電流の検出値が安定しているときの値を用いるという観点からは、切替直前または切替時とすることが望ましい。またこれに代えて、スイッチング状態の切り替えに伴う極性変化を検出することでゼロクロス期間を検出してもよい。ここで、算出される誤差電圧は、図9に示すものとなる。すなわち、U相のゼロクロス期間において、操作信号gupのオン期間の立上りが他の相との関係でDT/2だけ進角側にずれた場合には、インバータIVの出力電圧のU相成分は、0VからVDCに変化したこととなる。このため、誤差電圧は、{αVDC√2/3}-cosθ,sinθとなる。ここで、比αは、DT/Tcである。上記誤差電圧によって、先の図2に示す誤差補正部54,56のそれぞれにおいて、高周波電圧指令信号vdhr,vqhrが補正される。そして外積演算部60では、誤差補正部54,56の出力実際に重畳される高周波電圧信号と高周波電流信号idh,iqhとの外積値が算出される。一方、目標値設定部62では、誤差補正部54,56から出力される信号である実際に重畳される高周波電圧信号に基づき、外積値の目標値を設定する。この目標値は、実際に重畳される高周波電圧信号がd軸方向となる場合ゼロクロス期間以外には、0となる一方、d軸方向とならない場合ゼロクロス期間には、0以外の値とされる。すなわち、実際に重畳される高周波電圧信号がd軸方向ではない場合、対応する高周波電流信号は、高周波電圧信号よりもd軸側に偏向すると考えられ、高周波電圧信号と高周波電流信号との間には角度差が生じるため、外積値はゼロではなくなる。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1デッドタイム期間におけるインバータIVの出力電圧に基づき、実際に重畳される高周波電圧信号Vhを算出し、これに基づき回転角度θを推定した。これにより、高周波電圧信号の実効値がデッドタイム期間の電圧の10倍以下となる場合等であっても、回転角度θの推定精度を高く維持することができる。2誤差相当量外積値とその目標値との差分を実際に重畳される高周波電圧信号に基づき定量化した。これにより、フィードバック制御の操作量を高精度の推定値とすることができる。3デッドタイム補償部34を備え、モータジェネレータ10の相電流にゼロクロスするものがある場合に、デッドタイム誤差電圧算出部52によって誤差電圧を算出した。これにより、ゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因して高周波電圧信号に誤差が生じることを回避することができる。<第2の実施形態>以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図10に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。なお、図10において、先の図1に示した部材に対応する部材については、便宜上同一の符号を付している。図示されるように、本実施形態では、インバータIVの各相の出力電圧を検出する電圧センサ70,72,74を備え、これらによって検出される出力相電圧vu,vv,vwによって、制御装置14では、デッドタイム誤差電圧を算出する。図11に、本実施形態にかかる制御装置14の処理に関するブロック図を示す。なお、図11において、先の図2に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。図示されるデッドタイム誤差電圧算出部52では、操作信号gと、出力相電圧vの検出値とに基づきデッドタイム誤差電圧を算出する。<第3の実施形態>以下、第3の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図12に、本実施形態にかかる制御装置14の処理に関するブロック図を示す。なお、図12において、先の図2に示した処理と対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、高周波電圧指令信号Vhrを、d軸方向の電圧およびq軸方向の電圧に交互に設定し、これら各高周波電圧指令信号に対する高周波電流信号のベクトルノルム同士の乗算値を、目標値設定部62によって設定される目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作する。この回転角度推定手法については、特開2008-220089号公報に記載されている。ただし、本実施形態では、目標値設定部62において、誤差補正部54,56の出力実際に重畳される高周波電圧信号と実電流id,iqとに基づき、乗算値の目標値を設定する。ここで、実電流id,iqは、目標値がトルクや電流ベクトルの位相に応じて変化することに鑑み、これらと相関を有するパラメータとして用いている。なお、目標値の算出に際し、電気角速度ωを加味してもよい。<その他の実施形態>なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。角度操作手段について角度操作手段としては、比例要素および積分要素の各出力の和として電気角速度ωを算出するものに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の各出力の和として電気角速度ωを算出するものであってもよい。また、電気角速度ωを算出し、その時間積分演算として回転角度θを算出するものに限らず、回転角度θを電気角速度ωを算出するためのパラメータとするものであってもよい。定量化手段について誤差相当量である外積値等の角度相関量とその目標値との差を構成する目標値としては、実際の高周波電圧信号vdh,vqhに基づき算出されるものに限らない。たとえば、先の図2において、目標値をゼロとし、代わりに、外積演算部60の出力する外積値を、実際の高周波電圧信号vdh,vqhに基づき補正したものを角度相関量としてもよい。誤差相当量である外積値等の角度相関量とその目標値との差を構成する外積値等の角度相関量としては、実際の高周波電圧信号vdh,vqhに基づき算出されるものに限らない。たとえば先の図2において、高周波電圧信号設定部50の出力する高周波電圧指令信号vdhr,vqhrと高周波電流信号idh,iqhとの外積値であってもよい。角度相関量としては、高周波電流信号の検出値に基づき算出されるものに限らず、高周波電流信号そのものであってもよい。この場合であっても、これに応じた目標値を設定することで、回転角度を推定することができる。推定手段について上記第3の実施形態において、特開2008-220089号公報に記載の技術のように、外積値に基づき算出される回転角度を補正するための補正量を、乗算値をその目標値にフィードバック制御するための操作量としてもよい。推定手段としては、角度相関量をその目標値にフィードバック制御すべく回転角度θを操作し、この操作された回転角度θを推定値とするものに限らない。たとえば、重畳手段によって想定された高周波電圧信号が実際に重畳された場合についての角度相関量の想定される目標値に、実際の角度相関量をフィードバック制御すべく前記推定される回転角度を操作する手段と、前記実高周波電圧信号算出手段によって算出される高周波電圧信号に基づき前記操作された回転角度を補正する手段とを備えてもよい。すなわち、たとえば先の図2において、外積演算部60において高周波電圧指令信号vdhr,vqhrと高周波電流信号idh,iqhとの外積値を算出し、これをゼロにフィードバック制御すべく操作された回転角度θを、実際の高周波電圧信号vdh,vqhに基づき補正してもよい。この場合、フィードバック制御器が積分要素等、入力パラメータの履歴に応じて出力値を算出するものである場合、デッドタイム誤差電圧がゼロで無くなることで積分要素の値が不適切な値となりうるものの、回転角度θの推定に際してデッドタイム誤差電圧の影響を抑制することはできる。なお、この際には、実際の高周波電圧信号vdh,vqhに基づく補正を、積分要素のゲインに応じたものとすることが望ましい。重畳手段について高周波電圧指令信号としては、q軸方向やd軸方向の電圧信号に限らない。デッドタイム補償機能についてデッドタイム補償手段としては、相電流の極性に基づき指令電圧Duty信号をフィードフォワード補正するものに限らない。たとえば、インバータの各相の出力電圧の検出値を指令値にフィードバック制御するものであってもよい。この場合であっても、オン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらすような補正を行うなら、ゼロクロス期間以外において高周波電圧信号に誤差が生じることを好適に回避することができる。また、デッドタイムに起因した線間平均電圧の誤差を直接の制御量としてこれをゼロに制御するデッドタイム補償手段を備えなくても、たとえば先の図2に示した電流フィードバック制御によっても、相電流にゼロクロスするものがない場合には、デッドタイムに起因する線間電圧のずれは完全に補償される。このため、この場合であっても、フィードバック制御が追従するまでの期間を除けば、ゼロクロスするものがある場合に限って実際に重畳する高周波電圧に誤差が生じることとなる。ちなみに、ゼロクロスする相がある場合、その相におけるデッドタイムに起因する誤差は、先の図5の記載からもわかるように、高周波成分を有するもののPWM処理の1周期Tcにおける平均電圧の誤差としては寄与しない。このため、フィードバック制御によるデッドタイム補償機能によってもゼロクロス期間においては高周波電圧信号に誤差が生じる。さらに、デッドタイム補償機能を搭載するものに限らない。これを搭載しない場合、相電流がゼロクロスする期間以外においても常時デッドタイム誤差電圧によって回転角度の推定精度が低下する。このため、ゼロクロス期間であるか否かにかかわらず、デッドタイム誤差電圧を算出し、これに基づき上記各実施形態の要領で回転角度を推定すればよい。ちなみに、この際、デッドタイム誤差電圧は、デッドタイム期間における相電流の極性や相電流の極性変化に基づき、先の図9に示した表を用いて算出すればよい。なお、デッドタイム期間における相電流の極性等は、デッドタイム期間直前における相電流の極性や値によって把握することも可能である。もっとも、上記第2の実施形態の要領で、デッドタイム期間におけるインバータIVの出力電圧に基づきデッドタイム期間の誤差電圧を算出することも可能である。キャリアCSについてキャリアCSが谷となるタイミングを、指令電圧vur,vvr,vwrの更新タイミングとしてもよい。キャリアCSとしては、三角波に限らず、漸増速度および漸減速度が互いに等しくて且つ漸増期間および漸減期間が互いに等しい設定とすることで、漸増期間と漸減期間とが対称性を有するものであればよい。この場合、デッドタイム補償機能によって、操作信号のオン操作指令期間の始点および終点を同一時間ずつずらす補正がなされる設定とすることが容易となる。もっとも、これに限らず、たとえば鋸波であってもよい。この場合、制御量をフィードバック制御したとしても、ゼロクロス期間以外においてもデッドタイムに起因して高周波電圧信号に誤差が生じるため、デッドタイム誤差電圧を算出することが有効である。デッドタイム誤差電圧の算出時期について相電流にゼロとなるものがある場合に限らないことについては、デッドタイム補償手段についての欄に記載したとおりである。そのほか電流センサ16,17,18としては、ホール素子を備えて構成されるものに限らない。特に、デッドタイム期間におけるインバータIVの出力電圧を算出するために用いる電流の検出値としては、電流の極性のみとすることも可能であるため、シャント抵抗等の簡素な電流極性検出手段であってもよい。ちなみに、この場合、スイッチング状態の切り替わりに伴う極性変化の有無によってゼロクロス期間であるか否かを判断する。モータジェネレータ10の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。この際、制御量の制御のための操作量として指令電圧を設定し、対称性を有するキャリアと指令電圧との大小比較に基づき操作信号を設定するものであるなら、制御量のフィードバック制御によってデッドタイム補償機能をもたせることができる。構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ10に限らない。例えば同期リラクタンスモータSynRMでもよい。回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。"