エンコードされた単一チャネルオーディオ信号と空間的パラメータの組とを有するエンコードされたオーディオ信号をデコードする方法であって:前記エンコードされた単一チャネルオーディオ信号をデコードして複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号を得、前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号の少なくとも一つをさらなるフィルタバンクにおいてさらにサブバンドフィルタ処理して複数のサブサブバンド信号を提供し、ここで、前記さらなるサブバンドフィルタ処理にかけられるダウンサンプリングされたサブバンド信号の数はダウンサンプリングされたサブバンド信号の総数よりも少なく、さらなるサブバンドフィルタ処理をされていないダウンサンプリングされたサブバンド信号が残る、ことを有することを特徴とする方法。エンコードされた単一チャネルオーディオ信号と空間的パラメータの組とを有するエンコードされたオーディオ信号をデコードするためのオーディオデコーダであって:前記エンコードされた単一チャネルオーディオチャネルをデコードして複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号を得るためのデコーダと、前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号の少なくとも一つをさらなるフィルタバンクにおいてさらにサブバンドフィルタ処理して複数のサブサブバンド信号を提供するためのさらなるフィルタバンクであって、前記さらなるサブバンドフィルタ処理にかけられるダウンサンプリングされたサブバンド信号の数はダウンサンプリングされたサブバンド信号の総数よりも少なく、さらなるサブバンドフィルタ処理をされていないダウンサンプリングされたサブバンド信号が残る、さらなるフィルタバンクと、を有することを特徴とするオーディオデコーダ。請求項1記載の方法を実行するようコンピュータに命令するためのコードを含むコンピュータプログラム。エンコードされた単一チャネルオーディオ信号と空間的パラメータの組とを有するエンコードされたオーディオ信号をデコードする方法であって:前記エンコードされた単一チャネルオーディオチャネルをデコードして複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号を得、前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号の少なくとも一つをさらなるフィルタバンクにおいてさらにサブバンドフィルタ処理して複数のサブサブバンド信号を提供する、ことを有しており、前記エンコードされたオーディオ信号はスペクトル帯域複製パラメータを含んでおり、前記複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号および前記スペクトル帯域複製パラメータから高周波成分が導出され、前記二つのオーディオチャネルは前記空間的パラメータと、前記サブバンド信号と、さらなるサブバンドフィルタ処理をされていないダウンサンプリングされたサブバンド信号と、前記高周波成分とから導出される、方法。エンコードされた単一チャネルオーディオ信号と空間的パラメータの組とを有するエンコードされたオーディオ信号をデコードするためのオーディオデコーダであって:前記エンコードされた単一チャネルオーディオチャネルをデコードして複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号を得るためのデコーダと、前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号の少なくとも一つをさらなるフィルタバンクにおいてさらにサブバンドフィルタ処理して複数のサブサブバンド信号を提供するためのさらなるフィルタバンクと、前記エンコードされたオーディオ信号はスペクトル帯域複製パラメータを含んでおり、前記複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号および前記スペクトル帯域複製パラメータから高周波成分が導出され、前記二つのオーディオチャネルは前記空間的パラメータと、前記サブバンド信号と、さらなるサブバンドフィルタ処理をされていないダウンサンプリングされたサブバンド信号と、前記高周波成分とから導出される、オーディオデコーダ。請求項5記載の方法を実行するようコンピュータに命令するためのコードを含むコンピュータプログラム。本発明の目的の一つは、空間的パラメータを使って有利なオーディオエンコードまたはデコードを提供することである。この目的のため、本発明は、エンコード方法、オーディオエンコーダ、送信もしくは保存のための装置、デコード方法、オーディオデコーダ、再生装置およびコンピュータプログラムプロダクトを独立請求項において定義されるように提供する。有利な実施形態は従属請求項において定義される。本発明の第一の側面によれば、第一のオーディオチャネルと第二のオーディオチャネルとを含むオーディオ信号がエンコードされる。該エンコードは、前記第一のオーディオチャネルと前記第二のオーディオチャネルとのそれぞれを複素変調フィルタバンクにおいてサブバンドフィルタ処理して前記第一のオーディオチャネルについての第一の複数のサブバンド信号と、前記第二のオーディオチャネルについての第二の複数のサブバンド信号とを提供し、該サブバンド信号のそれぞれをダウンサンプリングして第一の複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号と、第二の複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号を提供し、前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号のうちの少なくとも一つをさらなるフィルタバンクにおいてさらにサブバンドフィルタ処理して複数のサブサブバンド信号を提供し、前記サブサブバンド信号から、およびさらなるサブバンドフィルタ処理をされていないダウンサンプリングされたサブバンド信号から空間的パラメータを導出し、前記第一の複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号と前記第二の複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号とから導かれる誘導サブバンド信号を有する単一チャネルオーディオ信号を導出する、ことを有する。サブバンドにおいてさらなるサブバンドフィルタ処理を設けることによって、前記サブバンドの周波数解像度が増す。そのような増加した周波数解像度には、より高いオーディオ品質を単一サブバンド信号のバンド幅は典型的には人間の聴覚系の臨界帯域よりもずっと高い効率的な実装によって変換される必要があるのは少数のバンドだけであるため実現することが可能になるという利点がある。パラメトリック空間的符号化器は両耳的手がかりをモデル化しようとする。両耳的手がかりは、等価矩形帯域ERBEquivalentRectangularBandsに似た非一様な周波数スケール上で知覚される。前記単一チャネルオーディオ信号は、前記第一の複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号および前記第二の複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号から直接導出することができる。しかし、前記単一チャネルオーディオ信号の導出は有利には、さらなるサブバンドフィルタ処理を受けたダウンサンプリングされたサブバンドについてのサブサブバンド信号からこの場合、各サブバンドの前記サブサブバンド信号は足し合わされて新しいサブバンド信号を形成し、前記単一チャネルオーディオ信号はこれらの新しいサブバンド信号から導出される、ならびに、前記第一および第二の複数のサブバンドのうちさらなるフィルタ処理をされていないサブバンドからである。本発明のもう一つの主たる側面によれば、エンコードされた単一チャネルオーディオ信号と空間的パラメータの組とを有するエンコードされたオーディオ信号のオーディオデコードが提供される。該オーディオデコードは、前記エンコードされた単一チャネルオーディオ信号をデコードして複数のダウンサンプリングされたサブバンド信号を得、前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号の少なくとも一つをさらなるフィルタバンクにおいてさらにサブバンドフィルタ処理して複数のサブサブバンド信号を提供し、前記空間的パラメータと、前記サブサブバンド信号と、さらなるサブバンドフィルタ処理をされていないサブバンドについての前記ダウンサンプリングされたサブバンド信号とから二つのオーディオチャネルを導出することを有する。サブバンドにおけるさらなるサブバンドフィルタ処理を設けることによって、前記サブバンドの周波数解像度は増加し、その結果、より高品質のオーディオデコードが達成できる。本発明のこれらの側面の主たる効果の一つは、パラメトリック空間的符号化はスペクトル帯域複製SBRSpectralBandReplication技法と容易に組み合わせることができるということである。SBRそのものはMartinDietz、LarsLiljeryd、KristoferKj ̈orlingandOliverKunzSpectralBandReplicationanovelapproachinaudiocodingPreprint5553112thAESConventionMunichGermany1013May2002から、そしてPerEkstrandBandwidthextensionofaudiosignalsbyspectralbandreplicationPrc1stIEEEBeneluxWorkshoponModelbasedProcessingandCodingofAudiopp5358LeuvenBelgiumNovember152002から知られている。さらに、MPEG4規格ISOIEC1449632001FDAM1JTC1SC29WG11CodingofMovingPicturesandAudioBandwidthExtensionが参照される。これはSBRを使ったオーディオコーデックを記載している。SBRは、オーディオ信号における低周波と高周波との間には典型的には大きな相関があるという知見に基づいている。そのため、SBRプロセスはスペクトルの低域部分を高域部分にコピーし、その後スペクトルの高域部分について当該ビットストリーム中にエンコードされた小さな情報を使ってスペクトル包絡線が調整される。そのようなSBR拡張されたデコーダの簡略化したブロック図が図3に示されている。ビットストリームは多重化解除され、デコードされてコアデータたとえばMPEG24の高度オーディオ符号化AACAdvancedAudioCodingとSBRデータとになる。コアデータを使って信号は完全バンド幅信号のサンプリング周波数の半分でデコードされる。コアデコーダの出力は、32バンドの複素擬似直交ミラーフィルタQMFQuadratureMirrorFilterバンクによって分解される。これらの32のバンドは次いで、低域の一部をコピーすることによって高周波HFHighFrequency内容が生成される形で完全バンド幅、すなわち64バンドに拡張される。HF内容が生成された帯域の包絡線はSBRデータに従って調整される。最後に、64バンドの複素QMF合成バンクによって、PCM出力信号が再構成される。図3に示されるSBRデコーダはいわゆるデュアルレートデコーダである。これは、コアデコーダはサンプリング周波数の半分で走り、したがって32バンド分解QMFバンクしか使われないということを意味する。コアデコーダが完全なサンプリング周波数で走り、分解QMFバンクが64のバンドからなるシングルレートデコーダも可能である。実際上は、再構成は擬似複素QMFバンクによってなされる。複素QMFフィルタバンクは臨界サンプリングされないので、エイリアシングを考慮に入れるために追加的な対策を講じる必要はない。Ekstrandによって開示されているようなSBRデコーダにおいては、分解QMFバンクは32バンドしか有さない一方、合成QMFバンクは64バンドからなり、コアデコーダは全オーディオデコーダに比べてサンプリング周波数の半分で走ることを注意しておく。しかし、対応するエンコーダでは、64バンドの分解QMFバンクが使われて全周波数領域がカバーされる。本発明はステレオオーディオ符号化のために特に有益であるが、本発明は二つよりも多くのオーディオチャネルをもつ信号の符号化にも有益である。これらのことを含む本発明のさまざまな側面は、以下に記載する実施形態から明らかであり、これを参照することによって明快になるであろう。図面は本発明を理解するために必要な要素のみを示す。SBRとPSParametricStereoとの組み合わせはきわめて強力なコーデックを与える可能性を秘めている。SBRとPSとはいずれも、何らかの形の時間‐周波数変換、処理および最終的な周波数‐時間変換というかなり似通った構造からなるデコーダにおける後処理アルゴリズムである。両アルゴリズムを複合する場合は、両アルゴリズムがたとえばDSPアプリケーションの上で同時的に走れることが要求される。よって、一方のコーデックの計算された中間結果のうちできるだけ多くを他方のために再利用することが有益である。PSとSBRとの複合の場合には、これは複素擬似QMFサブバンド信号をPS処理のために再利用することにつながる。複合エンコーダ図4参照では、ステレオ入力信号は二つの64バンドの分解フィルタバンクによって分解される。複素サブバンド領域表現を使って、PS計算ユニットはステレオパラメータを推定し、モノサブバンドダウンミックスが生成される。このモノダウンミックスは次いでSBRパラメータ推定ユニットに与えられる。最終的に、モノダウンミックスは32バンドの合成フィルタバンクによって時間領域に逆変換され、コアデコーダによって符号化されうるようになるコアデコーダは帯域幅の半分しか必要としない。図5に示したような複合デコーダでは、デュアルレートシステムまたはシングルレートシステムが使われているか否かに関わりなく、包絡線調整後の完全バンド幅64バンドのサブバンド領域信号は、ステレオパラメータに従ってサブバンド領域信号の複数のステレオ組に変換される。サブバンド信号のこれら二つの組は最終的に64バンドの合成QMFバンクによって時間領域に変換される。単にPSをSBRと組み合わせるだけの場合、QMFフィルタの低域周波数の諸バンドの帯域幅は高品質ステレオ表現のために必要とされるよりも大きい。よって、ステレオ音像の高品質表現を与えることができるために、本発明の有利な諸実施形態によれば、低域サブバンド信号のさらなる細分が実行される。本発明の諸側面のよりよい理解のために、まず複素QMFサブバンドフィルタの背後の理論を説明する。QMFサブバンドフィルタQMF分解サブバンドフィルタは次のように説明できる。実数値の線形位相プロトタイプフィルタpが与えられているとき、Mバンドの複素変調分解フィルタバンクは、k=01M-1についての分解フィルタによって定義することができる。位相パラメータθは以下の分析には重要ではないが、典型的な選択はプロトタイプフィルタの次数をNとして2である。実数値の離散的な時間信号xを与えられたとき、サブバンド信号vkはxをhkでフィルタ処理畳み込みし、次いでその結果をM分の1にダウンサンプリングすることによって得られる図6の左側参照。合成処理は、まずQMFサブバンド信号をM倍にアップサンプリングし、次いで1の型の複素変調フィルタを用いてフィルタ処理し、結果を足し合わせ、最終的に実部の2倍をとる図6の右側参照。すると、実数値の線形位相プロトタイプフィルタpを好適に設計することによって完璧に近い実数値信号の再構成が得られる。64バンドの場合のMPEG4規格上述のSBRシステムにおいて使われるプロトタイプフィルタの絶対値応答が図7に示されている。64の複素変調分解フィルタの絶対値応答は、プロトタイプフィルタpの絶対値応答をだけシフトさせることによって得られる。これらの応答の一部が図8に示されている。フィルタ処理されるのはk=0とk=M-1の場合を除けば正の周波数だけであることを注意しておく。結果として、ダウンサンプリング前のサブバンド信号は解析的に近く、実数値の正弦曲線の簡単な振幅および位相修正を容易にする。位相修正は、最初と最後のバンドについても、これらのバンド内にある正弦曲線の周波数がそれぞれπ2Mより大きいかπ-π2Mより小さければ、可能である。この領域の外側にある周波数については、位相修正のパフォーマンスは、負の周波数の干渉のために急速に悪化する。上記したQMF分解フィルタから出発して、本発明の諸実施形態では、ダウンサンプリングされた各サブバンド信号vkをQk個のサブバンドにさらにフィルタ処理することによってより細かな周波数解像度が得られる。以下においてこのさらなるサブバンドフィルタ処理の性質を導く。複素QMFサブバンド領域における信号修正以下では、Z=Σzexp和はn=-∞から∞までを離散時間信号zの離散時間フーリエ変換であるとする。上述したような完璧に近い再構成属性を想定し、また前記したプロトタイプフィルタpの場合のようにPすなわちpのフーリエ変換が特に周波数区間-πMπMの外側では実質的に0になるという設計を想定すると、ここでの次のステップは、サブバンド信号vkが合成前に修正されるシステムを考えることである。ここで、各サブバンドkがフィルタBkを用いたフィルタ処理によって修正されるとする。アステリスクで複素共役を表すことにし、k<0についてはBk=B1k2という拡張定義を用いると、全体としての遅延を無視し、実数値の入力およびシングルレートシステムを想定してフィルタバンク合成を含む結果として得られるシステムはフィルタを用いたフィルタ処理に対応することを示すことができる。Pの属性に関する仮定によれば、式3ですべてのkについてBk=1を代入すればB=1となり、シフトされたプロトタイプフィルタ応答についての平方和が1であることが得られる。実数値の定数Bk=bk≧0を選ぶことによって、当該システムは周波数πMにおいて利得値bkを補間する等化器としてはたらく。魅力的な特徴は、全体としてのシステムが時間不変である、すなわち、ダウンサンプリングおよびアップサンプリングの使用にもかかわらずエイリアシングがないということである。このことが成り立つのはもちろん、前述されたプロトタイプフィルタ仮定に対する逸脱の量次第である。モノオーディオ信号を導出するためには、前記複素サブバンド信号の追加的なサブフィルタ処理はこれらの属性を保存すべきであるのみならず、これらの属性をフィルタ処理されたサブバンド信号の操作にも拡張するべきである。これらの属性を保存するサブフィルタ処理は、いわゆる第MバンドフィルタMthbandfilterの修正版を使って実行することができる。これ自身はPPVaidyanathanMultiratesystemsandfilterbanksPrenticeHallSignalProcessingSeries1993sections461662から知られている。自明な合成をもつ変調フィルタバンク離散時間信号vは、インパルス応答がgqq=01Q-1であるフィルタのバンクによってQ個の異なる信号に分割することができる。このことは図9で図解されている。対応する分解出力をyqとし、自明な合成演算を考える。このとき、フィルタをとなるように選ぶことによって完璧な再構成y=vが得られる。ここで、n=0ならδ=1、n≠0ならδ=0である。因果的フィルタについては、式5の右辺はdを正の遅延としてδで置き換える必要があるが、このストレートな修正は呈示の明確さのため省略する。フィルタgqは、プロトタイプフィルタgのを通じた複素変調として選ぶことができる。本発明のこの好ましい実施形態では、フィルタは奇積層oddlystackedである因子q12。この好ましい実施形態の利点はのちに述べることになる。完璧な再構成5が得られるのは、g=δQ7であるとき、かつそのときに限られる。この一つの変形が、という実数値の余弦変調で、実数値のプロトタイプフィルタgがg=δQ9を満たすものである。これは式6においてgqgQ1qを考えることにより容易に得られる。複素指数関数変調されたフィルタバンクのサブフィルタ処理上記したQMF分解フィルタから出発して、ダウンサンプリングされた各サブバンド信号vkをQk個のサブサブバンドに、上記の変調構造6または8の一つを使ってさらにフィルタ処理することによってより細かな周波数解像度が得られる。結果として得られる出力信号をyqkと書き、gqkがサブバンドk内で適用されるフィルタバンクを記述するものとする。Qk=1であれば、フィルタ処理はなく、g0k=δである。典型的な適用例は、M=64で、Q0=8、k=12についてQk=4、k>2についてQk=1というものである。xからyqkへの二つのフィルタバンクの組み合わされた効果は、フィルタFqkを用いたフィルタ処理とそれに続く因子Mによるダウンサンプリングとして記述できる。ここで、Fqk=HkGqk10である。もしプロトタイプフィルタ応答PがSBR分解フィルタの場合のように図7参照区間-πMπMの外で本質的に0であれば、フィルタFqkは、ωkq=2πqQks12/11によって定義される複素変調された場合において定義される単一の名目的な中心周波数をもつ。ここでsはQk≦21≦Qkとなるように選ばれる整数である。たとえば、図10において図示されるように、k=0でQ0=8であれば、ω00ω01ω07の値はπ8M×1357911-3-1である。非一様な周波数解像度を用いた信号修正上記したサブバンドフィルタバンクの挿入はさらなるダウンサンプリングを導入しはしないので、上に複素QMFだけの場合について示された、エイリアスのない信号修正パフォーマンスが保存される。Mサブバンド分解と、サブバンドk内でQk個のサブサブバンドを使ったさらなるサブバンドフィルタ処理と、各サブサブバンド信号yqkのフィルタAkqによるフィルタ処理と、各サブバンドk内での総和による合成と、Mバンドの合成バンクを通じた最終的な合成との一般的な組み合わされた動作を考える。そのような系の全体としての伝達関数は式3でk≧0についてとしたもので与えられる。ω>πについては、これは、となり、よって、サブバンドの通しての応答は、となる。ω≦πについては、2のため若干注意を払う必要がある。この周波数範囲では、が成り立ち、実数のサブサブバンドプロトタイプフィルタ係数を想定すると、が成り立ち、よって修正フィルタをとなるように選べば、B0=B0であり、3との関連で言及した平方和が1であることにより、ω≦πについてとなる。これはサブサブバンドについての通しての応答Gq0に対応する。式15から17までは正と負の周波数を区別することが望ましいことを示している。偶積層の複素フィルタではなく奇積層の複素フィルタが使用される図11参照のはこの理由による。偶積層のフィルタについては、正と負の周波数の区別をしようがないので、中心フィルタ、すなわち中心周波数が0であるフィルタの中にある正弦波の位相修正を適用することは可能ではない。Qを帯域の数とし、-2πQ2πQに帯域限定された応答Gをもつプロトタイプフィルタを想定すると、偶積層の場合、位相修正が近似的に適用できる下限は2πQであるのに対し、奇積層の場合、位相修正が近似的に適用できる下限はπQである。導入部で述べたように、PS合成にとって、上記したことの重要な特別な場合が等化と位相修正である。等化については、Akq=akq≧0であり、条件16はに帰着する。位相修正の場合はAkq=expに対応し、この場合、条件16はであれば満足される。ステレオパラメータ推定非一様な複素フィルタバンク、すなわち上記したようなQMFバンクとそれに続くさらなるサブバンドフィルタ処理は、以下に示すようにステレオパラメータのチャネル間強度差IID、チャネル間位相差IPDInterchannelPhaseDifferencesおよびチャネル間相互相関ICCを推定するために適用できる。この実際的な実施形態においては、Schuijersetalの論文で使われているITDに対する実際上等価な代替としてIPDが用いられていることを注意しておく。複合PSエンコーダ図4参照では、最初の3つの複素QMFチャネルはサブフィルタ処理されて合計で77の複素数値の信号が得られる図12参照。以後、この77個の複素数値の時間整列した左および右のサブサブバンド信号はyqkの添え字割り当てに従ってそれぞれlqkおよびrqkと書くことにする。あるサブバンドのサンプル位置n′におけるステレオパラメータを推定するために、左、右および規格化していない相互チャネル励起は、すべてのステレオビンbについて、次式によって計算される。hは長さLをもつサブバンド領域窓、εは0による除算を防ぐためのごく小さな値たとえばε=1010で、lqkおよびrqkは左および右のサブサブバンド領域信号である。20個のステレオビンの場合、kl以上kh以下のkおよびql以上qh以下のqにわたっての総和は表に示したように進行する。負の周波数たとえばq=47の場合のk=0は式20のパラメータ推定には含められないことを注意しておく。表1:kおよびqについての総和の開始および終了添え字el、er、eRを計算するための総和は、これらの信号の総和における中点がパラメータ位置と一致するよう整列されている。-1のシフトはそのためである。表1から明らかなように、中心周波数が正のサブサブバンド信号およびサブバンド信号のみがステレオパラメータの推定に使われている。各ステレオビンbについて、IIDをIと書き、ICCをCと書き、IPDをPと書くと、これらは次のように計算される。式中の角P=∠eRは、-πとπの間の値を与える4象限逆正接関数を使って計算される。目標ビットレートと用途に依存して、これらのパラメータまたはこれらのパラメータの部分集合は量子化され、ビットストリームのPS部分に符号化される。ステレオ信号合成デコーダにおける計算コストメモリ使用量の意味でのをできるだけ低く保つため、同様の分解構造が使われる。しかし、第一の帯域は部分的に複素であるだけである図13参照。これは、中程の帯域の対G20とG50、G30とG40の和によって得られる。さらに、第二の帯域と第三の帯域は二帯域実数値フィルタバンクであり、G0kとG3kの出力の和ならびにG1kとG2kの出力の和によって得られる変調フィルタバンクについての上記のセクションにおける議論も参照。デコーダフィルタバンク構造のこの単純化を使っても、正と負の周波数を区別する特性は前記第一のサブバンドフィルタの細分によって維持される。デコーダ分解フィルタバンクが図13に示されている。第一のQMFフィルタ処理されたサブサブバンド信号の添え字割り当てが周波数に従って分別されていることを注意しておく。単一フレームのステレオサブサブバンド信号は次のように構築される。ここでskはモノサブサブバンド信号、dkはICCパラメータの合成を考慮に入れるために前記モノサブサブバンド信号skから導出されるモノ脱相関サブサブバンド信号、k=0K-1はサブバンドの添え字Kがサブバンドの総数、すなわちK=71、n=0N-1はQMFサブバンド標本値の添え字でNはフレームのサブバンド標本値の数、Λ11Λ12Λ13Λ14はスケール因子操作行列、Prtは位相回転操作行列である。前記操作行列は時間と周波数の関数として定義され、MPEG4規格ISOIEC1449632001FDAM1JTC1SC29WG11CodingofMovingPicturesandAudioExtension2において記載されている操作ベクトルからストレートに導出できる。skは図12に従って図13を導くよう次のように定義される。ステレオパラメータの合成は表2の添え字割り当てに従って行われる。表2:パラメータ添え字割り当て表よって合成の式は次のような具合になる。表中でアステリスクが出てきたら上式でPrtの符号が変化することを注意しておく。これは式19に従っている。すなわち、負の周波数については逆の位相回転を適用しなければならないのである。自明な合成をもつ変調フィルタバンクの効率的な実装長さLのプロトタイプフィルタを用いた変調フィルタバンクが与えられたとき、直接的な形の実装は入力標本値あたりQL回の演算を要求するものであろうが、6における変調が周期Qに関して反周期的であるという事実を使うと、フィルタ処理を、各入力標本値についてL回の演算の多相窓処理windowingとそれに続くサイズQの変換とに分割できる。そのような多相表現はPPVaidyanathanMultiratesystemsandfilterbanksPrenticeHallSignalProcessingSeries1993section43から知られていることを注意されたい。以下は、本発明の好ましい実施形態に基づくそのような多相表現の有利な適用を提供する。変換はDFTに位相のひねりを続けたものである。これはQが2の冪であるときQlog2Qのオーダーである。よって、Lがlog2Qよりずっと大きい典型的な場合においては大幅な節約が得られる。実数で変調された場合8では、周期2Qの反周期性とn=0およびn=Qのまわりの偶/奇対称性とを組み合わせて利用して、やはり多相窓処理ができ、変換核はIII型のDCTとなる。複素変調の場合についての詳細な説明を以下に与える。FFTコア処理を使ったサブサブフィルタ処理の効率的な実装は、プロトタイプフィルタの多相分解とそれに続く変調とを使って実現しうる。次数Nのプロトタイプフィルタgを想定し、N=mQとし、mは正の整数とする。この条件は制限的ではない。任意の次数のプロトタイプフィルタに0をパディングして制約条件を満たすことができるからである。複素変調系6において使うために設計されたプロトタイプフィルタのZ変換はである。これは多相記法ではと表しうる。ここで、である。フィルタバンクのすべてのフィルタはプロトタイプフィルタを周波数変調したバージョンである。フィルタgqのZ変換はによって与えられる。ここで、である。一つのフィルタからの出力の表式は次のようになる。最後の和の成分を識別することによって、多相成分プロセスが処理するのは入力信号の遅延バージョンであり、それはその後複素数の指数関数を乗じられることが見て取れる。最後にすべての出力信号Yqq=0Q-1は逆FFTスケーリング因子なしを適用することによって見出される。図14は、この分解フィルタバンクの構成を示している。式29の多相フィルタは非因果的であるため、適正な量の遅延がすべての多相成分に加えられる必要がある。上述した実施形態が本発明を解説するものであって限定するものではないこと、そして当業者には付属の特許請求の範囲から外れることなく数多くの代替的な実施形態を考案することができるであろうことを注意しておく。請求項においては、括弧内に置かれた参照符号があったとしても、それが請求項を限定するものと解釈してはならない。有するの語は請求項において挙げられている以外の要素またはステップの存在を排除しない。本発明はいくつかの異なる要素を有するハードウェアによって、および好適にプログラムされたコンピュータによって実装することができる。いくつかの手段を列挙している装置請求項においては、これらの手段のいくつかは同一のハードウェア項目によって具現されることができる。ある施策が互いに異なる従属請求項において述べられているというだけの事実がこれらの施策の組み合わせが有利に用いられないということを示すことはない。考えられる態様をいくつか示しておく。態様1複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張されたオーディオエンコーダであって:時間領域ステレオ入力信号をサブバンド領域に変換する分解フィルタバンクと、サブバンド領域のステレオ入力信号についてパラメトリックステレオパラメータを計算してパラメトリックステレオビットストリームを得て、サブバンド領域におけるモノダウンミックスを生成するパラメトリックステレオ計算ユニットと、サブバンド領域における前記モノダウンミックスのスペクトル帯域複製パラメータを推定してスペクトル帯域複製ビットストリームを得るスペクトル帯域複製パラメータ推定ユニットと、前記モノダウンミックスをサブバンド領域から時間領域に変換する周波数‐時間変換器と、時間領域のモノダウンミックスをエンコードしてコアビットストリームを得るコアエンコーダとを有する、エンコーダ。態様2複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張オーディオエンコードの方法であって:時間領域ステレオ入力信号をサブバンド領域に変換する段階と、サブバンド領域のステレオ入力信号についてパラメトリックステレオパラメータを計算してパラメトリックステレオビットストリームを得る段階と、サブバンド領域におけるモノダウンミックスを生成する段階と、サブバンド領域における前記モノダウンミックスのスペクトル帯域複製パラメータを推定してスペクトル帯域複製ビットストリームを得る段階と、前記モノダウンミックスをサブバンド領域から時間領域に変換する段階と、時間領域のモノダウンミックスをコアエンコードしてコアビットストリームを得る段階とを有する、方法。態様3複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張エンコードされたオーディオ信号であって:ステレオ信号から導出されたパラメトリックステレオパラメータを含むパラメトリックステレオビットストリームと、前記ステレオ信号から導出されたモノダウンミックスのスペクトル帯域複製パラメータを含むスペクトル帯域複製ビットストリームと、コアエンコードされたモノダウンミックスを表すコアビットストリームとを含む、信号。態様4コアエンコードされたオーディオ信号、スペクトル帯域複製パラメータおよびパラメトリックステレオパラメータを含むエンコードされた入力信号をデコードする、複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張されたオーディオデコーダであって:エンコードされたオーディオ信号をデコードしてデコードされたオーディオ信号を得るコアデコーダと、前記のデコードされたオーディオ信号をサブバンド領域に時間‐周波数変換する分解フィルタバンクと、サブバンド領域において前記スペクトル帯域複製パラメータを使って完全バンド幅オーディオ信号を生成するための高周波発生器および包絡線調整器と、前記パラメトリックステレオパラメータを使って前記完全バンド幅オーディオ信号をサブバンド領域のステレオオーディオ信号に変換するパラメトリックステレオ合成ユニットと、前記完全バンド幅オーディオ信号をサブバンド領域から時間領域に変換する合成フィルタバンクとを有する、デコーダ。態様5コアエンコードされたオーディオ信号、スペクトル帯域複製パラメータおよびパラメトリックステレオパラメータを含むエンコードされた入力信号をデコードする、複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張オーディオデコードの方法であって:エンコードされたオーディオ信号をコアデコードしてデコードされたオーディオ信号を得る段階と、前記のデコードされたオーディオ信号をサブバンド領域に時間‐周波数変換する段階と、サブバンド領域において前記スペクトル帯域複製パラメータを使って完全バンド幅オーディオ信号を生成する段階と、前記パラメトリックステレオパラメータを使って前記完全バンド幅オーディオ信号をサブバンド領域のステレオオーディオ信号に変換する段階と、前記完全バンド幅オーディオ信号をサブバンド領域から時間領域に変換する段階とを有する、方法。態様6複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張オーディオエンコードの方法を実行するようコンピュータに命令するコードを含むコンピュータプログラムであって、前記方法は:時間領域ステレオ入力信号をサブバンド領域に変換する段階と;サブバンド領域のステレオ入力信号についてパラメトリックステレオパラメータを計算してパラメトリックステレオビットストリームを得る段階と;サブバンド領域におけるモノダウンミックスを生成する段階と;サブバンド領域における前記モノダウンミックスのスペクトル帯域複製パラメータを推定してスペクトル帯域複製ビットストリームを得る段階と;前記モノダウンミックスをサブバンド領域から時間領域に変換する段階と;時間領域のモノダウンミックスをコアエンコードしてコアビットストリームを得る段階とを有するものである、コンピュータプログラム。態様7コアエンコードされたオーディオ信号、スペクトル帯域複製パラメータおよびパラメトリックステレオパラメータを含むエンコードされた入力信号をデコードする、複合型のパラメトリックステレオおよびスペクトル帯域複製拡張オーディオデコードの方法を実行するようコンピュータに命令するコードを含むコンピュータプログラムであって、前記方法は:エンコードされたオーディオ信号をコアデコードしてデコードされたオーディオ信号を得る段階と;前記のデコードされたオーディオ信号をサブバンド領域に時間‐周波数変換する段階と;サブバンド領域において前記スペクトル帯域複製パラメータを使って完全バンド幅オーディオ信号を生成する段階と;前記パラメトリックステレオパラメータを使って前記完全バンド幅オーディオ信号をサブバンド領域のステレオオーディオ信号に変換する段階と;前記完全バンド幅オーディオ信号をサブバンド領域から時間領域に変換する段階とを有するものである、コンピュータプログラム。