"スイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えて、交流電源6から供給された交流電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換する電力変換装置であって、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応した、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオン電圧降下Vsを求める電圧降下演算部52と、前記オン電圧降下Vsに応じ、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzをオン状態にする時間Tonを制御する制御部5とを備えたことを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、前記電圧降下演算部52は、前記印加電圧値Vと前記オン電圧降下Vsの関係を導出するテーブル又は関数を用いて該オン電圧降下Vsを求めることを特徴とする電力変換装置。請求項1又は請求項2において、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、逆導通可能なユニポーラ素子であり、前記制御部5は、電流の還流時に前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzのみに電流が流れるように該スイッチング素子SuSvSwSxSySzに同期整流を行わせることを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記交流電源6の電源電圧Vacを全波整流するコンバータ回路2と、前記コンバータ回路2の出力に並列接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧Vdcを出力する直流リンク部3と、前記直流リンク部3の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ7に供給するインバータ回路4とを備え、前記制御部5は、前記モータ7の電流iuiviwが、前記電源電圧Vacの脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項3のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、前記交流電源6からの交流をスイッチングして所定電圧、所定周波数の交流に変換することを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項5のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、ワイドバンドギャップ半導体素子であることを特徴とする電力変換装置。ところで、窒化物系化合物半導体においては、バルク結晶や半導体表面に多量の深い準位トラップが存在している。このため、半導体装置への逆方向電圧印加期間中、又はオフ期間中に、例えば半導体基板の結晶内のトラップにキャリアが捕獲され、その後、半導体装置への順方向電圧印加時又はオンした時に出力電流が低下してしまう、いわゆる電流コラプス現象が発生してしまうという問題がある。電流コラプス現象が発生すると、半導体デバイスに印加される電圧に応じて、オン抵抗電圧降下が変動する。そのため、従来のオン電圧補償の方法では、インバータ回路の出力電圧には、電圧指令値に対する誤差が発生し、その結果、出力電流やトルクに歪みが生じてしまう可能性がある。本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、電流コラプス現象が発生する半導体デバイスを用いた場合にも、電力変換装置において、より正確にオン電圧補償ができるようにすることを目的としている。前記の課題を解決するため、第1の発明は、スイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えて、交流電源6から供給された交流電力を所定の電圧及び周波数の交流電力に電力変換する電力変換装置であって、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応した、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオン電圧降下Vsを求める電圧降下演算部52と、前記オン電圧降下Vsに応じ、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzをオン状態にする時間Tonを制御する制御部5とを備えたことを特徴とする。この構成では、電圧降下演算部52が、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応したオン電圧降下Vsを求める。そのため、印加電圧に応じてオン抵抗電圧降下が変動しても、補償時におけるオン電圧降下Vsを正確に把握することができる。また、第2の発明は、第1の発明の電力変換装置において、前記電圧降下演算部52は、前記印加電圧値Vと前記オン電圧降下Vsの関係を導出するテーブル又は関数を用いて該オン電圧降下Vsを求めることを特徴とする。この構成では、テーブルや関数を用いるので、オン電圧降下VsVfを容易に求めることができる。また、第3の発明は、第1又は第2の発明において、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、逆導通可能なユニポーラ素子であり、前記制御部5は、電流の還流時に前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzのみに電流が流れるように該スイッチング素子SuSvSwSxSySzに同期整流を行わせることを特徴とする。この構成では、同期整流動作によってスイッチング素子SuSvSwSxSySzのみに電流を流すことで、スイッチング素子やダイオードなどの異なる種類の半導体素子間のオン電圧特性の違いを考慮する必要がなくなる。また、第4の発明は、第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記交流電源6の電源電圧Vacを全波整流するコンバータ回路2と、前記コンバータ回路2の出力に並列接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧Vdcを出力する直流リンク部3と、前記直流リンク部3の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ7に供給するインバータ回路4とを備え、前記制御部5は、前記モータ7の電流iuiviwが、前記電源電圧Vacの脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御することを特徴とする。この構成では、直流リンク電圧Vdcが脈動するのでスイッチング素子SuSvSwSxSySz等に印加される電圧が大きく脈動する。この場合にも、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応したオン電圧降下Vsを求めるので、オン電圧降下VsVfを正確に把握できる。また、第5の発明は、第1から第3の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、前記交流電源6からの交流をスイッチングして所定電圧、所定周波数の交流に変換することを特徴とする。この構成では、電源電圧Vacを直接スイッチングして電力変換が行われる。そのため、スイッチング素子SuSvSwSxSySz等に印加される電圧が大きく脈動する。この場合にも、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応したオン電圧降下Vsを求めるので、オン電圧降下VsVfを正確に把握できる。また、第6の発明は、第1から第5の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、ワイドバンドギャップ半導体素子であることを特徴とする。この構成では、ワイドバンドギャップ半導体素子でスイッチング素子SuSvSwSxSySzを構成したので、印加電圧に応じてオン電圧降下オン抵抗が大きく変化する可能性がある。しかしながら、本発明では、電圧降下演算部52が、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応したオン電圧降下Vsを求めるので、してもオン電圧補償を精度を向上できる。第1の発明によれば、オン電圧補償時におけるオン電圧降下Vsを正確に把握することができるので、より正確にオン電圧補償を行うことが可能になる。すなわち、電力変換装置1において、より正確な出力電圧制御が可能となる。また、第2の発明によれば、オン電圧降下VsVfを容易に求めることができるので、正確なオン電圧補償を容易に行える。また、第3の発明によれば、スイッチング素子やダイオードなどの異なる種類の半導体素子間のオン電圧特性の違いを考慮する必要がなくなるので、電圧指令vuvvvwに対するオン電圧補償を精度よく、かつ容易に行うことができる。また、第4の発明によれば、直流リンク電圧Vdcが脈動する電力変換装置において、より正確にオン電圧補償を行うことが可能になる。また、第5の発明によれば、電源電圧Vacを直接スイッチングして電力変換を行う電力変換装置において、より正確にオン電圧補償を行うことが可能になる。また、第6の発明によれば、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いた電力変換装置において、より正確な出力電圧制御が可能となる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《発明の実施形態1》図1は、発明の実施形態1に係る電力変換装置1の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、インバータ回路4、及び制御部5を備え、単相の交流電源6から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ7に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ7は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。コンバータ回路2コンバータ回路2は、リアクトルLを介して交流電源6に接続され、交流電源6が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数本実施形態では4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードD1~D4は、交流電源6の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。直流リンク部3直流リンク部3は、コンデンサ3aを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力に並列接続され、該コンデンサ3aの両端に生じた直流電圧直流リンク電圧Vdcがインバータ回路4の入力ノードに接続されている。コンデンサ3aは、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ3aは、インバータ回路4のスイッチング素子後述がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ3aは、コンバータ回路2によって整流された電圧の変動電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部3が出力する直流リンク電圧Vdcは、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。インバータ回路4インバータ回路4は、入力ノードが直流リンク部3のコンデンサ3aに並列に接続され、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ7に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路4は、三相交流をモータ7に出力するので、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ7の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流リンク部3から入力された直流リンク電圧Vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ7へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部5が行う。制御部5制御部5は、モータ7に流れる電流モータ電流iuiviwが、電源電圧Vacの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングオンオフ動作を制御する。すなわち、電力変換装置1は、いわゆるコンデンサレスインバータの一例である。図1に示すように、制御部5は、電圧検出部51、電圧降下演算部52、オン電圧補償部53、及びスイッチング制御部54を備えている。-電圧検出部51-電圧検出部51は、直流リンク部3に取り付けられたシャント抵抗図示は省略を有し、該シャント抵抗に流れる電流idcを検出する。電圧検出部51は、検出した電流値idcを、電圧降下演算部52とオン電圧補償部53に出力する。また、電圧検出部51は、直流リンク電圧Vdcを電圧検出器図示を省略で検出し、検出値を電圧降下演算部52とオン電圧補償部53に出力する。なお、交流電源6におけるAC電圧を電圧検出器で検出して直流リンク電圧Vdcを推定するように、電圧検出部51を構成してもよい。-電圧降下演算部52-電圧降下演算部52は、印加電圧値Vに応じたオン電圧降下VsVfを、スイッチング素子SuSvSwSxSySz及び還流ダイオードDuDvDwDxDyDzのそれぞれについて求めるようになっている。精度の良いオン電圧補償を容易に行うためには、スイッチング素子SuSvSwSxSySz、及び還流ダイオードDuDvDwDxDyDzのオン電圧降下VsVfを正確に推定する必要がある。ところが、スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオン電圧降下Vsや還流ダイオードDuDvDwDxDyDzのオン電圧降下Vfは、それらの素子に印加される電圧に応じて、オン抵抗電圧降下が変動する。例えば、図2は、スイッチング素子SuSvSwSxSySzへの印加電圧値Vとオン電圧降下Vsの関係を示す図である。本実施形態では、電圧降下演算部52は、スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオン電圧降下Vs、及び還流ダイオードDuDvDwDxDyDzのオン電圧降下Vfを求めるようになっている。具体的には、スイッチング素子SuSvSwSxSySzへの印加電圧値Vとオン抵抗Ronの関係を示すテーブルを予め作成しておいて、電圧降下演算部52にはそのテーブルを格納させておく。また、電圧降下演算部52には、直流リンク電圧Vdcと電流値idcを入力し、これらの値からオン電圧降下Vsを算出するように電圧降下演算部52を構成する。本実施形態の電圧降下演算部52は、印加電圧値Vに最も近い値を前記テーブルから検索し、検索値に対応したオン抵抗Ronを、測定した電流値idcにおけオン電圧降下Vsに換算して出力する。還流ダイオードDuDvDwDxDyDzについても、同様のテーブルを予め作成し、電圧降下演算部52に格納させておく。そして、本実施形態の電圧降下演算部52は、印加電圧値Vに最も近い値をテーブルから検索し、検索値に対応したオン抵抗Ronを、測定した電流値idcにおけるオン電圧降下Vfに換算して出力する。なお、前記テーブルを印加電圧値Vとオン電圧降下VsVfとで構成し、電流idcに応じてオン電圧降下VsVfの推定値を補正してもよい。また、前記テーブルを電流idcとオン電圧降下VsVfで構成し、このテーブルと印加電圧値Vからオン電圧降下VsVfの推定値を補正してもよい。こうすることで、オン抵抗Ronが電流値に応じて変化する半導体デバイスを用いた場合においても、オン電圧降下を正確に推定できる。また、前記のテーブルに代えて、関数数式を電圧降下演算部52に記憶させておいて、電圧降下演算部52にて、該関数を用いてオン電圧降下VsVfを求めるようにしてもよい。また、オン電圧降下VsVf或いはオン抵抗Ronの推定値は、半導体デバイススイッチング素子やダイオードの温度に応じて補正するようにしてもよい。図3は、オン電圧降下VsVfと素子温度の関係を示す図である。素子温度に応じてオン抵抗Ronが変化する半導体デバイスの場合には、同図に基づいて前記テーブルを作成し、素子温度に応じてオン電圧降下VsVf或いはオン抵抗Ronの推定値を補正する。こうすることで、オン抵抗Ronが素子温度に応じてに変化する半導体デバイスを用いた場合においても、オン電圧降下を正確に推定できる。また、オン電圧降下VsVf或いはオン抵抗Ronの推定値は、オン信号ゲート駆動信号GuGvGwGxGyGzの出力期間Ton導通期間に応じて補正するようにしてもよい。図4は、オン電圧降下VsVfとオン信号の出力期間Tonの関係を示す図である。印加電圧値Vに応じてオン抵抗Ronが時間的に変化する半導体デバイススイッチング素子やダイオードの場合には、同図に基づいて前記テーブルを作成し、オン信号の出力期間Tonに応じてオン電圧降下VsVf或いはオン抵抗Ronの推定値を補正する。こうすることで、オン抵抗Ronが時間的に変化する半導体デバイスを用いた場合においても、オン電圧降下を正確に推定できる。-オン電圧補償部53-オン電圧補償部53は、電圧降下演算部52が求めたオン電圧降下VsVfに応じて電圧指令vuvvvwを生成し、該電圧指令vuvvvwをスイッチング制御部54に出力する。図5は、インバータ回路4のU相に対応したアームを抜き出したものである。図5では、コンデンサ3a直流電源とみなせると、互いに直列に接続されたスイッチング素子SuSxと、これらのスイッチング素子SuSxにそれぞれ逆並列接続した還流ダイオードDuDxとを示している。また、図6は、オン電圧補償時の動作を説明するタイミングチャートである。例えば、電圧降下演算部52から、図6に示すような電圧指令vuが制御部5に入力されると、制御部5では、スイッチング素子SuSxに対して電圧指令vuに応じたオン信号GuGxゲート駆動信号を出力する。ゲート駆動信号Guをスイッチング素子Suに入力して該スイッチング素子Suをオンさせると、例えば図5の回路で出力電流iuが負荷側へ流れる場合この場合をiu>0とするには、スイッチング素子Suに電流が流れる。そのため、出力電圧Vu下アームのスイッチング素子Sxの被制御端子間の電圧に相当は、コンデンサ3aの電圧Vdcからスイッチング素子Suのオン電圧降下Vs分を引いたVdc-Vsとなる。また、上アームのスイッチング素子Suをオフにすると、下アームの還流ダイオードDxに電流が流れる。そのため、出力電圧Vuは、還流ダイオードDxのオン電圧降下分に相当する-Vfとなる。一方、i<0の場合出力電流iが図5の回路内へ流れ込む場合には、下アームのスイッチング素子Sxをオンにすると、スイッチング素子Sxに電流が流れて、オン電圧降下が生じる。そのため、出力電圧VuはVsとなる。また、下アームのスイッチング素子Snをオフにすると、上アームの還流ダイオードDuに電流が流れるため、VdcVfとなる。すなわち、下式12に示すように、実際の出力電圧におけるキャリア周期の単位時間T当たりの電圧Vuは、電圧指令vuにおける平均電圧に対して、スイッチング素子SuSxのオン電圧降下Vs分、還流ダイオードDuDxのオン電圧降下Vf分だけ誤差が生じる。なお、以下では簡素化のため、Vf=Vs、平均出力電圧Vuに対するデッドタイムの影響は無視することにする。なお、図1のオン電圧補償部53の出力におけるVoは、vu、vv、vwの何れかである以下、他の図でも同様。iu>0の場合VuTuTVfT≒VuVs...1iu<0の場合VuTuTVsT≒VuVs...2本実施形態では、電圧指令vuを決定する際に、オン電圧補償部53において、スイッチング素子SuSxのオン電圧降下Vs分を考慮し、i>0の場合には、目標とする電圧指令vuから決まるオン信号Guの出力期間TonにVs/Vdc×Tを足して、オン出力設定時間Tuオン電圧降下を考慮したオン信号の出力時間が、次の式2となるように、電圧指令vuを生成する式3を参照。TuTonTVsVdc...3このように、電圧指令vuを出力すると、出力電圧Vuは式4のように表せる。VuVdcTuTVsVdcTVsVdcTonTVsVsVdcTonTVu...4同様に、i<0の場合にも、目標とする電圧指令vuから決まるオン信号の出力期間TonからVs/Vdc×Tを引いて、オン出力設定時間Tuを出力する。このような補償によって、実際の平均出力電圧Vuを電圧指令vuにおける平均電圧と一致させることができる。-スイッチング制御部54-スイッチング制御部54は、オン電圧補償部53が出力した電圧指令vuvvvw等に基づいて、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作を制御するゲート駆動信号GuGvGwGxGyGzを生成する。《電力変換装置1の動作》動作の概要本実施形態では、直流リンク部3に小容量のコンデンサ3aを設けているため、直流リンク電圧Vdcが大きく脈動する。直流リンク電圧Vdcの脈動により、コンバータ回路2のダイオードD1~D4の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また、制御部5は、モータ電流iuiviwが、電源電圧Vacの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングを制御する。オン電圧補償前記スイッチングの際に、制御部5の電圧検出部51は、検出した直流リンク電圧Vdc、電流値idcを電圧降下演算部52及びオン電圧補償部53に出力する。電圧降下演算部52は、直流リンク電圧Vdc、電流値idcからオン電圧降下VsVfを求める。オン電圧補償部53は、オン電圧降下VsVfを考慮して、電圧指令vuvvvwを生成し、スイッチング制御部54に出力する。スイッチング制御部54は、電圧指令vuvvvwに基づいて、ゲート駆動信号GuGvGwGxGyGzを生成し、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzを駆動する。本実施形態における効果以上のように、本実施形態では、電圧降下演算部52が、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの非導通時に印加される印加電圧値Vに対応した、前記スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオン電圧降下Vsを求める。そのため、スイッチング素子SuSvSwSxSySzや還流ダイオードDuDvDwDxDyDzに、電流コラプス現象が発生する半導体デバイスを用いることによって、印加電圧値Vに応じてオン抵抗Ron電圧降下が変動しても、補償時におけるオン電圧降下Vsを正確に把握することができる。そのため、電力変換装置1では、より正確にオン電圧補償を行うことが可能になる。特に、本実施形態のように、半導体デバイスに印加される電圧が交流電源6の電圧に応じて大きく脈動する電力変換装置1では、オン電圧補償のより大きな精度向上を期待できる。《発明の実施形態2》図7は、発明の実施形態2の電力変換装置1の構成を示すブロック図である。この電力変換装置1は、いわゆるマトリクスコンバータである。この例では、単相の交流電源6と接続された6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzで、交流電源6から入力された交流をスイッチングしてモータ7に三相交流を供給する。この例では、電圧降下演算部52、オン電圧補償部53には、交流電源6の電圧Vac、モータ電流iuiwが入力され、これらの値に基づいて、オン電圧降下Vsの算出や出力期間Tonの設定等を行う。《発明の実施形態3》図8は、発明の実施形態3の電力変換装置1の構成を示すブロック図である。本実施形態は、インバータ回路4の構成が実施形態1と異なっている。本実施形態では、スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、逆導通可能な素子ユニポーラ素子である。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードを設けていない。この電力変換装置1では、還流ダイオードを設けていないので、制御部5は、インバータ回路4において同期整流動作を行なわせる。図9は、還流ダイオード、ユニポーラ素子例えばMOSFET、バイポーラ素子例えばIGBTのオン電圧降下特性を示す図である。図9では、横軸が電圧値、縦軸が出力電流である。図9に示すように、スイッチング素子とダイオードのオン電圧特性は大きく異なっている。本実施形態の電力変換装置1では、同期整流動作によってスイッチング素子SuSvSwSxSySzのみに電流を流すことで、還流ダイオードが不要になる。そのため、スイッチング素子とダイオードのオン電圧特性の違い図9参照を考慮する必要がなくなる。したがって、本実施形態では、電圧指令vuvvvwに対するオン電圧補償を精度よく、かつ容易に行うことができる。《その他の実施形態》1なお、直流リンク部3のコンデンサ3aには、例えば電解コンデンサを用いて、コンバータ回路2の出力の電圧変動電源電圧に起因する電圧変動を平滑化してもよい。2また、交流電源6として三相の交流電源を採用することも可能である。3また、制御部5において推定したオン電圧降下VsVf或いはオン抵抗Ronは、インバータ回路4の出力電圧vuvvvwの推定にも使用できる。この場合、出力電圧vuvvvwをより正確に推定できるので、推定値を例えばモータ7の磁極位置推定センサレスでの磁極位置検出に使用すれば位置検出の精度が向上する。また、推定値をインバータ回路4におけるいわゆるデッドタイム補償に使用すれば、出力電圧vuvvvwをより正確に制御できる。例えば、モータ7の制御で用いる出力電圧演算値V’は、電圧指令vuvvvwにおけるオン信号の出力期間Tonによって設定されるオン出力設定時間Tpと、キャリア周期Tとを用いて、Tp/T×Vdcによって算出される出力電圧演算値に、半導体デバイスがオフ状態で印加されていた電圧値から求めた、半導体デバイスのオン電圧降下Vs分を考慮するように構成するとよい。すなわち、出力電圧電圧降下演算部52では、下式5,6のように、出力電圧演算値Tp/T×Vdcからオン電圧降下Vs分を加減算して、実際の平均出力電圧Vuと同じ出力電圧演算値Vu’を算出する。iu>0の場合Vu’VdcTuTVsVu...5iu<0の場合Vu’=VdcTuTVsVu...6このように、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの印加電圧値Vに応じたオン電圧降下Vs分で、出力電圧vuvvvwを補正することで、出力電圧演算値V’を精度良く求めることができる。そのため、モータ7を精度良く制御することが可能になる。4また、各実施形態では、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、窒化物系化合物のワイドバンドギャップ半導体素子で構成してもよい。各実施形態では、印加電圧に応じてオン電圧降下オン抵抗が大きく変化してもオン電圧補償を精度を向上できるので、印加電圧に応じてオン抵抗が変動するワイドバンドギャップ半導体素子を用いた場合に、より正確な、インバータ回路4の出力電圧制御が可能となる。"