"三相交流により駆動される電動機と、複数のトランジスタと該複数のトランジスタの各々に対して逆方向に並列接続された複数のダイオードとを有し該複数のトランジスタのスイッチングによって前記電動機を駆動するインバータと、前記インバータを介して前記電動機と電力のやりとりが可能なバッテリと、を備える駆動装置において、前記ダイオードは、前記トランジスタに比して導通抵抗が小さいものであり、静電容量が可変の静電容量可変部を有し、前記電動機と前記インバータとの間でやりとりされる電力の力率を調整可能な力率調整回路、を備える駆動装置。こうした駆動装置では、インバータでの損失をより低減するために、インバータのダイオードの導通抵抗を小さくしてその導通損失を低減することが考えられているが、この種のダイオードを用いた場合に駆動装置としては他にどうすればよいかが更なる課題とされている。本発明の駆動装置は、電動機を駆動するインバータでの損失の低減を図ることを主目的とする。本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。本発明の駆動装置は、三相交流により駆動される電動機と、複数のトランジスタと該複数のトランジスタの各々に対して逆方向に並列接続された複数のダイオードとを有し該複数のトランジスタのスイッチングによって前記電動機を駆動するインバータと、前記インバータを介して前記電動機と電力のやりとりが可能なバッテリと、を備える駆動装置において、前記ダイオードは、前記トランジスタに比して導通抵抗が小さいものであり、静電容量が可変の静電容量可変部を有し、前記電動機と前記インバータとの間でやりとりされる電力の力率を調整可能な力率調整回路、を備えることを要旨とする。この駆動装置では、トランジスタよりもダイオードの方が導通抵抗が小さいインバータを備えるものにおいて、静電容量が可変の静電容量可変部を有し電動機とインバータとの間でやりとりされる電力の力率以下、電動機電力力率というを調整可能な力率調整回路を設ける。したがって、静電容量可変部の静電容量を調整して電動機電力力率を悪化させることにより、電動機の各相を流れる電流をインバータ側で見たときにその電流の一周期のうちトランジスタに電流が流れる時間を短くすると共にダイオードに電流が流れる時間を長くすることができ、インバータでの損失の低減を図ることができる。次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。図1は、本発明の一実施例としての駆動装置20の構成の概略を示す構成図である。実施例の駆動装置20は、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載され、図示するように、同期発電電動機として構成されたモータ22と、モータ22を駆動するインバータ24と、モータ22とインバータ24との間でやりとりされる電力の力率以下、モータ電力力率というPFを調整可能な力率調整回路28と、インバータ24を介してモータ22と電力のやりとりが可能なバッテリ26と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット40と、を備える。モータ22は、永久磁石が埋め込まれたロータ図示せずと三相コイルが巻回されたステータとを有し、三相交流によって駆動される。インバータ24は、6つのトランジスタTr1~Tr6と、トランジスタTr1~Tr6のそれぞれに逆方向に並列接続された6つのダイオードD1~D6と、を備える。トランジスタTr1~Tr6は、それぞれバッテリ26の正極側端子と負極側端子とに対してソース側とシンク側になるよう2個ずつペアで配置されており、対となるトランジスタ同士の接続点の各々にモータ22の三相コイルU相,V相,W相の各々が接続されている。したがって、インバータ24に電圧が作用している状態でトランジスタTr1~Tr6のオン時間の割合を調整することにより、三相コイルに回転磁界を形成でき、モータ22を回転駆動することができる。また、実施例では、トランジスタTr1~Tr6は、従来の半導体例えば、シリコンなどによって構成され、ダイオードD1~D6は、従来の半導体よりもバンドギャップが大きいいわゆるワイドギャップ半導体例えば、炭化ケイ素や窒化ガリウムなどによって構成されるものとした。即ち、ダイオードD1~D6は、トランジスタTr1~Tr6に比して十分に導通抵抗が小さい例えば、10分の1などものを用いるものとした。力率調整回路28は、一方がモータ22の三相コイルの各相に接続されると共に他方が互いに接続された静電容量可変回路28a~28cを備える。静電容量可変回路28aは、モータ22の三相コイルのU相にアノードが接続されたサイリスタTh1とサイリスタTh1に逆方向に並列接続されたサイリスタTh2とサイリスタTh1のカソードサイリスタTh2のアノードに一方の端子が接続されたコンデンサC1とを備え、静電容量可変回路28bは、モータ22の三相コイルのV相にアノードが接続されたサイリスタTh3とサイリスタTh3に逆方向に並列接続されたサイリスタTh4とサイリスタTh3のカソードサイリスタTh4のアノードに一方の端子が接続されたコンデンサC2とを備え、静電容量可変回路28cは、モータ22の三相コイルのW相にアノードが接続されたサイリスタTh5とサイリスタTh5に逆方向に並列接続されたサイリスタTh6とサイリスタTh5のカソードサイリスタTh6のアノードに一方の端子が接続されたコンデンサC3とを備え、コンデンサC1~C3の他方の端子は互いに接続されている。この静電容量可変回路28a~28cでは、サイリスタTh1~Th6がオン後は電流が値0となったときにオフとなるものであることから、サイリスタTh1~Th6の点弧位相の調整によるこれらのオン時間の割合の調整により、コンデンサC1~C3に蓄電可能な電荷を調整することができる。したがって、静電容量可変回路28a~28cは、静電容量が可変の可変コンデンサと同様に考えることができる。図2は、インバータ24から見たモータ22と力率調整回路28との各相の等価回路である。インバータ24から見たモータ22と力率調整回路28との各相は、図示するように、モータ22の各相のインダクタLpおよび抵抗Rpと、力率調整回路28の各相の可変コンデンサCpと、が並列接続されたものとして考えることができる。この等価回路から、可変コンデンサCpの静電容量の調整によってモータ電力力率PFを調整できることが分かる。電子制御ユニット40は、CPUを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、CPUの他にROMやRAM,入出力ポートを備える。電子制御ユニット40には、モータ22のロータの回転位置を検出する回転位置検出センサ22aからの回転位置や、モータ22の三相コイルのV相、W相に印加される相電流を検出する電流センサ23V,23Wからの相電流Iv,Iw,バッテリ26の端子間に設置された図示しない電圧センサからの端子間電圧,バッテリ26の出力端子に取り付けられた図示しない電流センサからの充放電電流,バッテリ26の温度を検出する図示しない温度センサからの電池温度などが入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット40からは、インバータ24のトランジスタTr1~Tr6へのスイッチング制御信号や、力率調整回路28のサイリスタTh1~Th6へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。なお、電子制御ユニット40は、回転位置検出センサ22aからの回転位置に基づいてモータ22の回転数Nmも演算している。こうして構成された駆動装置20では、電子制御ユニット40は、モータ22から出力すべきトルクとしてのトルク指令Tmに基づいてインバータ24のトランジスタTr1~Tr6をスイッチング制御オンオフ制御すると共にモータ22の回転数Nmに基づいてサイリスタTh1~Th6をスイッチング制御オン制御する。図3は、モータ22のU相の電圧Vuと電流Iuとの時間変化の様子の一例を示す説明図である。図3aは、力率調整回路28を備えない比較例の電圧Vuと電流Iuとの様子を示し、図3bは、力率調整回路28を備え比較例に比してモータ電力力率PFを悪化させた実施例の電圧Vuと電流Iuとの様子を示す。インバータ24のうちモータ22のU相に対応するトランジスタTr1,Tr4およびダイオードD1,D4について考えると、電圧Vuと電流Iuとが共に正のときにはトランジスタTr1に電流が流れ、電圧Vuが負で電流Iuが正のときにはダイオードD4に電流が流れ、電圧Vuと電流Iuとが共に負のときにはトランジスタTr4に電流が流れ、電圧Vuが正で電流Iuが負のときにはダイオードD4に電流が流れる。インバータ24のうちモータ22のV相,W相に対応するトランジスタやダイオードについても同様に考えることができる。したがって、トランジスタTr1~Tr6よりもダイオードD1~D6の方が十分に導通抵抗が小さいインバータ24を用いる場合、図3bに示すように、図3aに比してモータ電力力率PFを悪化させることにより、モータ22の各相に流れる電流をインバータ24側で見たときにその電流の一周期のうちトランジスタに電流が流れる時間を短くすると共にダイオードに電流が流れる時間を長くすることができ、インバータ24での損失を低減することができる。即ち、図2の等価回路における可変コンデンサCpの静電容量の調整によってモータ電力力率PFを悪化させることにより、インバータ24での損失を低減させることができるのである。また、上述の図2の等価回路のアドミタンスYは、インダクタLpのインダクタンス自己インダクタンスLおよび抵抗Rpの抵抗値Rと可変コンデンサCpの静電容量Cとを用いて次式1により表わすことができ、式1の右辺を整理すると式2が得られる。ここで、式1や式2中、jは虚数単位を示し、ωはモータ22の回転数Nmに応じた交流の角周波数を示す。式2中、右辺の虚数成分が大きくなると、モータ電力力率PFが悪化する。モータ電力力率PFが悪化すると、上述したようにインバータ24での損失を低減することができるるものの、有効電力が減少すると共に無効電力が増加する。このため、駆動装置20全体としての効率の向上を図るためには、モータ電力力率PFの悪化によるインバータ24での損失の低下分とモータ電力力率PFの悪化による有効電力の低下分効率の低下分とを考慮して可変コンデンサCpの静電容量Cをより適正に調整することが好ましい。したがって、実施例では、モータ22の回転数Nm各周波数ωの増加に対する式2中の右辺の虚数成分の増加を抑制するために、モータ22の回転数Nm角周波数ωが大きいほど、虚数成分が減少しない範囲で可変コンデンサCpの静電容量Cが小さくなるよう、サイリスタTh1~Th6の点弧位相を調整するものとした。こうすれば、モータ電力力率PFをより適正に調整することができる。以上説明した実施例の駆動装置20によれば、トランジスタTr1~Tr6よりもダイオードD1~D6の方が導通抵抗が小さいインバータ24を用いるものにおいて、静電容量が可変の静電容量可変回路28a~28cを有しモータ22とインバータ24との間でやりとりされる電力の力率であるモータ電力力率PFを調整可能な力率調整回路28を設け、静電容量調整回路28a~28cの静電容量の調整によってモータ電力力率PFを悪化させるから、モータ22の各相に流れる電流をインバータ24側で見たときに、その電流の一周期のうちトランジスタに電流が流れる時間を短くすると共にダイオードに電流が流れる時間を長くすることができ、インバータ24での損失を低減することができる。実施例の駆動装置20では、力率調整回路28の静電容量可変回路28a~28cは、それぞれ、コンデンサとサイリスタとを備えコンデンサに蓄電可能な電荷がサイリスタの点弧位相に応じた値となるものを用いるものとしたが、これに代えて、静電容量が極板の対向面積や距離に応じた値となる可変コンデンサを用いるものとしてもよいし、互いに静電容量が異なり且つ互いにスイッチを介して直列や並列に接続された複数のコンデンサを備えトータルの静電容量がスイッチのオンオフによる複数のコンデンサの接続関係に応じた値となるものを用いるものとしてもよい。実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ22が電動機に相当し、トランジスタTr1~Tr6とダイオードD1~D6とを有するインバータ24がインバータに相当し、インバータ24を介してモータ22と電力をやりとりするバッテリ26がバッテリに相当し、静電容量が可変の静電容量可変回路28a~28cを有しモータ22とインバータ24との間でやりとりされる電力の力率であるモータ電力力率PFを調整可能な力率調整回路28が力率調整回路に相当する。なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。"