外部回路と2本の伝送線を介して接続され、前記外部回路を電源としながら前記外部回路へ所定の電流信号を出力する2線式伝送器であって、物理量を電気信号に変換して出力するセンサと、前記センサから受けた電気信号に所定の処理を行う信号処理回路と、前記信号処理回路が出力した電気信号に応じて前記外部回路に出力される電流信号を決定する定電流回路と、基準電圧に応じて、前記2線式伝送器の回路電圧を決定するシャントレギュレータ回路と、前記信号処理回路から出力する電気信号に応じて、前記シャントレギュレータ回路に対して前記基準電圧を出力する基準電圧出力部、を備えたことを特徴とする2線式伝送器。前記基準電圧出力部は、前記信号処理回路から出力する電気信号が小さいほど高い基準電圧を出力することを特徴とする請求項1に記載の2線式伝送器。前記基準電圧出力部が出力する基準電圧は、前記信号処理回路が出力する電気信号に応じてデューティ比を変化させたPWM信号であって、前記2線式伝送器はさらに、前記基準電圧出力部と前記シャントレギュレータ回路との間に前記PWM信号を平滑化してアナログ信号に変換するフィルタ部を備えることを特徴とする請求項1または2に記載の2線式伝送器。前記信号処理回路の動作状態を検出する動作状態検出手段と、この動作状態検出手段の検出信号に応じて前記伝送線に流す電流を所定の値に設定する電流設定手段、を設けたことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の2線式伝送器。前記信号処理回路の動作異常を検出することにより前記伝送線に異常状態に応じた所定のバーンアウト電流を流すことを特徴とする請求項4に記載の2線式伝送器。ところで、近年、2線式伝送器に対して、さらなる回路動作の高速化、センサのS/N比向上のための絶縁処理、自己診断などの機能の追加が要請されている。これらを実現するためには、回路内により大きな消費可能電力を確保する必要がある。しかし、従来の2線式伝送器では、以下に説明するように、回路内での大きな消費可能電力の確保と、シャントレギュレータによる回路動作の安定化とを両立させることは困難である。フィールド機器として利用される2線式伝送器では、出力電流信号の変化4mA~20mAに伴って外部回路から供給される電流供給電流が変動する。一方、外部回路の電源電圧はほぼ一定であり、この電源電圧は、2線式伝送器の回路電圧と、供給電流が流れる帰還抵抗および検出抵抗における電圧降下として消費される。ところが、2線式伝送器の出力が高くなって供給電流が大きくなると、帰還抵抗および検出抵抗による電圧降下量も大きくなり、確保できる回路電圧は低くなる。2線式伝送器の回路電圧が最も低くなるのは最大出力20mA時であり、観点を変えると、出力の如何にかかわらず、最大出力時以下の回路電圧であれば確保できる。そこで、従来の2線式伝送器のシャントレギュレータは、電源電圧から自体の最大電圧降下量を差引いた低めの値の範囲内で回路電圧を固定していた。この結果、回路動作は安定化されるが、回路電圧を低く固定しているため、低出力たとえば4mAで供給電流が小さい時には、より小さな消費可能電力しか確保できなかった。本発明は、このような課題に鑑み、低出力時でも消費可能電力を十分に確保でき、性能向上が実現できる2線式伝送器を提供することを目的としている。また、2線式伝送器内の異常時にも所望の回路電圧が得られることを目的とする。さらに、上記課題を解決するために、本発明にかかる2線式伝送器の代表的な構成は、外部回路と2本の伝送線を介して接続され、前記外部回路を電源としながら前記外部回路へ所定の電流信号を出力する2線式伝送器であって、物理量を電気信号に変換して出力するセンサと、前記センサから受けた電気信号に所定の処理を行う信号処理回路と、前記信号処理回路が出力した電気信号に応じて前記外部回路に出力される電流信号を決定する定電流回路と、基準電圧に応じて、前記2線式伝送器の回路電圧を決定するシャントレギュレータ回路と、前記信号処理回路から出力する電気信号に応じて、前記シャントレギュレータ回路に対して前記基準電圧を出力する基準電圧出力部、を備えたことを特徴とする。上記構成によれば、出力に応じて回路電圧を動的に制御できる。たとえば低出力時、すなわち外部回路から供給される電流が少ない時には、回路電圧を高める制御が行える。このような制御により、回路内における消費可能電力の制限を緩和できる。したがって、低出力時であっても回路動作の高速化や新機能の追加などを図るために十分な消費可能電力を確保でき、2線式伝送器の性能向上を実現できる。上記の基準電圧出力部は、信号処理回路から出力する電気信号が小さいほど高い基準電圧を出力することが望ましい。これにより、外部回路からの供給電流が小さい低出力ほど回路電圧を高くできるので回路内の消費可能電力を大きくでき、2線式伝送器の性能向上に寄与できる。上記の基準電圧出力部が出力する基準電圧は、信号処理回路が出力する電気信号に応じてデューティ比を変化させたPWMPulseWidthModulation信号であり、前記2線式伝送器はさらに、基準電圧出力部とシャントレギュレータ回路との間にPWM信号を平滑化してアナログ信号に変換するフィルタ部を備えるとよい。これにより、PWM制御でさらに電力ロスを抑えた制御を行うことができ、回路内における消費可能電力を十分に確保できる。また、前記信号処理回路の動作状態を検出する動作状態検出手段と、この動作状態検出手段の検出信号に応じて前記伝送線に流す電流を所定の値に設定する電流設定手段を設けることにより、前記信号処理回路の動作状態には関係なく、2線式伝送器内の消費電力をできるだけ大きくしながら、前記伝送線に流れる電流値を正常値に保つことができる。さらに、前記信号処理回路の動作異常を検出してバーンアウトさせたい場合には、ハードウェア回路から前記伝送線に異常状態に応じた所定のバーンアウト電流を流すように構成してもよい。これにより、前記信号処理回路の動作異常に伴って出力電流をバーンアウトさせたい場合には、不定になることなく確実にバーンアウトさせることができる。本発明によれば、低出力時でも消費可能電力を十分に確保できる優れた性能を有する2線式伝送器を提供できる。以下、添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、実施形態に示す寸法、材料、その他具体的な数値などは、発明の理解を容易にするための例示であり、特に断る場合を除き、本発明を限定するものではない。また、本明細書及び図面において、実質的に同一の機能や構成を有する要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略したり、一部の図示を省略する。図1は、本発明の実施形態にかかる2線式伝送器の回路図である。図1において、2線式伝送器100は外部回路10と2本の伝送線L1、L2で接続され、外部回路10を電源としている。2線式伝送器100は、差圧圧力伝送器や温度伝送器等のフィールド機器として構成され、物理量を示す所定の電流信号を外部回路10へ出力する。外部回路10は、伝送線L1、L2に対して直列に接続された電源電圧Ebおよび検出抵抗R1で構成されていて、2線式伝送器100の電源として電源電圧Ebを供給するとともに、検出抵抗R1の電圧を読み取って2線式伝送器100が測定した物理量を取得する。物理量の測定2線式伝送器100の構成を、物理量測定動作の流れに沿って説明する。2線式伝送器100はセンサ102を備えている。センサ102は、圧力や温度などの物理量を電気信号S1に変換して信号処理回路104に出力する。信号処理回路104は、センサ102から入力される電気信号S1に対して例えば直線性補正ひずみ補正やノイズ除去などの所定の処理をした後、電流信号用PWM信号に変換し、この電流信号用PWM信号を切替制御信号としてスイッチSW1に出力する。スイッチSW1の一方の固定接点には出力電圧VR1を有する基準電圧源PR1の正電極が接続され、他方の固定接点には出力電圧VR2を有する基準電圧源PR2の正電極が接続され、可動接点はラインL3に接続されている。スイッチSW1の可動接点は、電流信号用PWM信号の電圧レベルの変化に応じて、電圧VR1の基準電圧源PR1と電圧VR2の基準電圧源PR2の間で切り替わる。スイッチSW1の可動接点が切り替わることにより、一端がスイッチSW1に接続されているラインL3には、電圧レベルが電圧VR1、VR2の間で変化する電気信号S2が流れる。ラインL3の他端は、定電流回路106に接続されている。定電流回路106は、ラインL3に流れる電気信号S2、換言するとセンサ102が出力した電気信号S1に応じて外部回路10に出力する電流信号Iout4mA~20mAの値を決定する。ラインL3を流れる電気信号S2は、抵抗R2とコンデンサC1とで構成されるフィルタLPF1で平滑化され、アナログ信号となる。このアナログ信号は、バッファ増幅器Q1によりバッファリングされ、バッファ増幅器Q1の出力端子から出力Vaとして誤差増幅器Q2へ出力される。誤差増幅器Q2の非反転入力端子には、出力Vaと帰還抵抗R3の両端に発生した帰還電圧Vbとの差の電圧が、抵抗R4、R5および帰還抵抗R3で分圧されて入力される。そして、誤差増幅器Q2の反転入力端子には、基準電圧源PR1の電圧VR1が、抵抗R6、R7で分圧されて入力される。誤差増幅器Q2は、非反転入力端子および反転入力端子のそれぞれに入力された電圧の誤差を検出し、それらが一致するようにトランジスタQ3、Q4と共に回路内を流れる電流を制御する。誤差増幅器Q2の出力はトランジスタQ3のベースに入力され、トランジスタQ3のコレクタ電流を制御する。トランジスタQ3のコレクタはトランジスタQ4のベースに接続され、トランジスタQ3はトランジスタQ4のベース電流を制御する。トランジスタQ4のエミッタとコレクタ間に起動抵抗R8が接続され、エミッタには伝送線L1が接続されている。前述したように、トランジスタQ3のコレクタがトランジスタQ4のベース電流を制御することで、それに応じてコレクタへ伝送線L1を介して外部回路10から電流が引き込まれる供給される。このトランジスタQ4が外部回路10から引き込む電流が、センサ102が出力した電気信号S1に応じた電流、すなわち電流信号Iout4mA~20mAである。この電流信号Ioutが伝送線L2を介して外部回路10の検出抵抗R1に出力されることで、外部回路10はセンサ102に基づいた物理量の測定結果を取得する。定電圧制御次に、2線式伝送器100の持つ最たる特徴である定電圧制御の動作の流れに沿って、2線式伝送器100のさらなる構成について説明する。2線式伝送器100は、定電圧制御を行うシャントレギュレータ回路108を備えていて、これにより回路動作の安定化を図っている。特に2線式伝送器100は、出力する電流信号Ioutに応じて回路電圧V1を動的に制御する。これにより、外部回路10から供給される電流4mA~20mAが少ない場合でも、回路内に十分な消費可能電力を確保できる。信号処理回路104には基準電圧出力部110が接続されている。信号処理回路104は、基準電出力部110に、センサ102からの電気信号S1に応じた所定の電気信号例えば電気信号S1を単に増幅したものを出力する。基準電圧出力部110は、信号処理回路104から入力される電気信号に応じて、シャントレギュレータ回路108に対して基準電圧を出力する。基準電圧は、シャントレギュレータ回路108による定電圧制御の基準となる電圧である。本実施形態では基準電圧として、デューティ比を変化させた基準電圧用PWM信号を出力する。基準電圧出力部110は、基準電圧処理回路112に接続されている。基準電圧処理回路112は、基準電圧出力部110とシャントレギュレータ回路108との間で、基準電圧用PWM信号に対して所定の処理を行う。基準電圧処理回路112は、抵抗R9とコンデンサC5とで構成されるフィルタLPF2を有していて、基準電圧用PWM信号を平滑化してアナログ信号に変換する。このアナログ信号は、誤差増幅器Q5で増幅される。誤差増幅器Q5は抵抗R10、R11を用いた負帰還増幅を行い、その出力Vrefはシャントレギュレータ回路108へ出力される。シャントレギュレータ回路108は、誤差増幅器Q5の出力Vrefに応じて、2線式伝送器100の回路電圧V1を決定する。シャントレギュレータ回路108は、誤差増幅器Q6、PチャネルMOSFETトランジスタQ7、抵抗R13、R14などで構成されている。誤差増幅器Q6の非反転入力端子には、基準電圧処理回路112から基準電圧Vrefが入力される。誤差増幅器Q6の反転入力端子には、回路電圧V1を抵抗R13と抵抗R14とで分圧された電圧が入力される。誤差増幅器Q6は、非反転入力端と反転入力端子のそれぞれに入力される電圧の誤差を検出し、それらが一致するようにトランジスタQ7と共に回路電圧V1を制御する。以下、図2を参照しながら、トランジスタQ7PチャネルMOSFETの動作について説明する。図2は、PチャネルMOSFETの特性を説明する図である。図2の横軸はゲートソース間の電圧VcsVを示し、縦軸はソースからドレインへ流れる電流IDAを示している。PチャネルMOSFETの主要なキャリアはホール正孔であり、ゲートに入力される電圧がソースよりも低い場合電圧Vcsが低い場合に、ソースからドレインへ電流IDが流れる。電流IDは、入力される電圧Vcsが-側であるほど大きくなり、側であるほど小さくなって所定の値で0となる。図1に示す2線式伝送器100の基準電圧出力部110は、信号処理回路104から出力される電気信号が小さいほど、すなわちセンサ102から出力される電気信号S1が小さいほどデューティ比が高い基準電圧用PWM信号を出力する。これは、外部回路10から供給される電流電流信号Ioutが小さいほど、誤差増幅器Q6の基準電圧Vrefが高くなってトランジスタQ7の電圧Vcsが側に傾くことを意味している。上記の動作により、図1のトランジスタQ7を流れる電流IDは、電流信号Ioutが小さいほど比例して小さくなり、トランジスタQ7による回路電圧V1の電圧降下は抑えられ、結果として電流信号Ioutが小さいほど回路電圧V1は高くなる。そして、誤差増幅器Q6の反転入力端子に入力される電圧も高まっていき、最終的に非反転入力端子の基準電圧Vrefと等しくなった時点で回路電圧V1は安定する。これらシャントレギュレータ回路108による負帰還動作は以下の式1として表される。回路電圧V1=1R13/R14×基準電圧Vref1また、2線式伝送器100は、回路電圧V1の異常状態を検知するコンパレータ回路114を備えている。コンパレータ回路114は比較器Q8を有していて、比較器Q8によって回路電圧V1の低下を異常状態として検知する。比較器Q8の反転入力端子には、基準電圧用PWM信号に応じた電圧が入力される。また、非反転入力端子には、回路電圧V1を抵抗R13、R14で分圧した電圧が入力される。比較器Q8はこれらを比較し、非反転入力端子の電圧が低下した場合には、信号処理回路104への出力の反転によって異常を知らせる。これにより、信号処理回路104は電気信号S1の現在値を保存するなどの処理を実行する。以上説明したように、2線式伝送器100では、出力に応じて回路電圧V1を動的に制御できる。特に、低出力であるほど、すなわち外部回路10から供給される電流が小さいほど回路電圧V1を高めることで、回路内の消費可能電力を高める制限を弱めることができる。したがって、低出力時であっても、回路動作の高速化や新機能の追加等を図るために十分な消費可能電力が確保でき、さらなる性能向上が実現できる。また、基準電圧出力部110および信号処理回路104は、PWM制御を行うことで、より電力ロスを抑えた制御が行える。したがって、回路内における消費可能電力の確保に寄与できる。従来の2線式伝送器との比較図3は、従来の2線式伝送器の回路図である。以下、図1に示す2線式伝送器100が確保できる消費可能電力と、図3に示す従来の2線式伝送器20が確保できる消費可能電力とを比較する。まず、従来の2線式伝送器20において、最大出力時である電流信号Ioutが20mAの場合の消費可能電力の計算例を示す。外部回路10の電源電圧Eb=16V、検出抵抗R1=250Ω、帰還抵抗R3=100Ω、トランジスタQ4のコレクタエミッタ電圧電圧Vce=2V、ダイオードD1=1Vとすると、回路電圧V1は以下の式2により求められる。回路電圧V1=16V-20mA100Ω250Ω-2V-1V=6V2上記式2から得られる回路電圧V16Vにより、最大出力時20mAに確保できる消費可能電力は以下の式3に示す値となる。6V×20mA=120mW3上記式2および式3に示した電流信号Iout=20mA時は、検出抵抗R1、帰還抵抗R3の電圧降下量が最大になる時最大電圧降下量時である。すなわち、回路電圧V1=6Vは、電圧降下量が変化したとしても最低限確保できる電圧の値である。図3を参照して説明する。図3の2線式伝送器20が図1の2線式伝送器100と異なる点は、基準電圧出力部110および基準電圧処理回路112が無く、基準電位素子BEによって誤差増幅器Q6の基準電圧Vrefが固定されている点である。従来の2線式伝送器20の回路電圧V1は固定されていた。特に回路電圧V1は、最大電圧降下量時における電圧の値を基準に固定されていた。そのため、従来の2線式伝送器20は、例えば回路電圧V1を上記式2の6Vに固定した場合、最低出力時である電流信号Iout=4mA時に得られる消費可能電力は以下の式4に示す値であった。6V×4mA=24mW4一方、図1の2線式伝送器100では、低出力であるほど回路電圧V1を高めることができる。最大出力時に確保できる消費可能電力は従来の2線式伝送器と変わらないが、低出力であるほど従来の2線式伝送器よりも大きな消費可能電力が確保できる。以下の式5には、最低出力時4mAにおいて確保可能な回路電圧V1の計算例を示す。なお式5は、式2の電流信号Iout=20mAに、電流信号Iout=4mAを代入したものである。回路電圧V1=16V-4mA100Ω250Ω-2V-1V=11.6V5上記式5から得られる回路電圧V111.6Vにより、最低出力時4mAに確保できる消費可能電力は以下の式6に示す値となる。11.6V×4mA=46.4mW6上記式6を式4と比較すると、図1に示す2線式伝送器100では、最低出力時において約2倍の消費可能電力を確保できることが分かる。設定例以下では上記の式6に示す値4mA時に46.4mWを実現するための、図1の基準電圧出力部110における基準電圧用PWM信号のデューティ比と、基準電圧処理回路112の誤差増幅器Q5の利得ゲインとの設定例を説明する。まず、シャントレギュレータ回路108の誤差増幅器Q6の基準電圧Vrefを求める。基準電圧Vrefは、以下の式7および式8により得られる。なお、式7は式2および式5における回路電圧V1の算出式を記号化したもの、式8は式1を記号化したものである。V1=Ebmin-IoutR3maxR1max-A7式7のV1は回路電圧、Ebminは最小電源電圧、Ioutは電流信号、R3maxは帰還抵抗R3の最大抵抗値、R1maxは抵抗R1の最大抵抗値、Aは設置するダイオード、トランジスタ類の最大電圧降下量を示している。V1=1R13/R14×Vref8式8のV1は回路電圧、R13、R14は抵抗R13、R14の抵抗値、Vrefは誤差増幅器Q6の基準電圧である。また、1R13/R14は誤差増幅器Q6のゲインを示している。上記式7に各素子の実際の仕様を代入し、回路電圧V1を計算する。電流信号Iout=4mAの場合の回路電圧V1は、以下の式9により算出される。V1=16.6V-4mA101Ω250Ω-1.1V-2V=12.10V9式9のEbminとして、従来の変換器を参照して16.6Vを設定した。R1maxは、電源電圧16.6Vで接続可能な検出抵抗R1の最大値であり、250Ωである。R3maxは従来の帰還抵抗R3の仕様である100Ω±1の最大値である101Ωを代入した。Aは、従来の2線式伝送器で用いられる素子を参照し、ダイオードD1F60の順方向電圧1.1V、トランジスタ2SA1385のその飽和領域を避けるための設定であるコレクタエミッタ電圧2Vを代入した。次に上記式8から基準電圧Vrefを求める。R13=R14としてそれらに±1の誤差を考慮すると、誤差増幅器Q6における基準電圧Vrefのゲイン式8中の1R13/R14は1.98~2.02倍となる。式8のゲインを2.02倍とし、回路電圧V1を式9で求めた12.10Vとすると、基準電圧Vrefは以下の式10により算出される。12.10V=2.02×Vref10上記の式10によって、Vref=5.99Vとなる。次に基準電圧用PWM信号のデューティ比を決定する。基準電圧用PWM信号のPWM周波数を33kHzとし、PMW電圧3.3Vでデューティ比90とした場合、図1のフィルタLPF2で平滑化した直流電圧はシミュレーションにより2.96Vとなった。この直流電圧2.96Vから上記の式10で求めた基準電圧Vref=5.99Vを得るためには、誤差増幅器Q5のゲインは約2倍であればよいことがわかる。以上説明したデューティ比の基準電圧用PWM信号および上記ゲインの誤差増幅器Q5であれば、回路電圧V1を式6の計算例とほぼ同程度に制御できる。また、コンパレータ回路114も上記デューティ比の基準電圧用PWM信号に基づいて電圧の低下を検知するため、回路電圧V1が変動しても的確に異常状態を検知できる。ところで、図1の構成において、信号処理回路104が暴走などで異常になると、所定の基準電圧用PWM信号を出力できなくなり、PWM出力が不定になってしまう。この結果、伝送線に流れる電流値は、本来ならバーンアウト例えば3.6mA以下または21.6mA以上しなければならないにも拘わらず、正常な値にならないという問題を生じることがある。このような問題は、たとえば図4のような回路構成にすることにより、解決できる。図4は本発明の他の実施形態にかかる2線式伝送器の回路図であり、図1と共通する部分の一部106と108について図示を省略する。図4において、切替スイッチSW2は、信号処理回路104の動作状態に応じて、定電流回路106に、3種類の電圧VR1、VR2、VR3のいずれかを選択的に出力する。すなわち、切替スイッチSW2の第1の固定接点には出力電圧VR1を有する基準電圧源PR1の正電極が接続され、第2の固定接点には出力電圧VR2を有する基準電圧源PR2の正電極が接続され、第3の固定接点には出力電圧VR3を有する基準電圧源PR3の正電極が接続され、可動接点はラインL3に接続されている。カウンタ114は信号処理回路104の異常を検知するフリーランのカウンタであり、信号処理回路104の状態に応じた所定レベルのエラー信号ERRを出力し、信号処理回路104から入力されるクリア信号CLRのエッジでクリアされる。エラー信号ERRは、信号処理回路104が正常動作している場合はクリアされてLレベルになり、信号処理回路104が内部に設けられているCPUの暴走などで異常になるとクリアされずにオーバーフローするのでHレベルになる。このエラー信号ERRは、切替スイッチSW3およびSW4に切替制御信号として入力されるとともに、オアゲートOGの一方の入力端子に入力されている。オアゲートOGの他方の入力端子には、インバータINVを介して比較器Q8の出力信号V3が入力されている。なお、インバータINVの出力信号iV3iは反転信号を表す記号は、切替スイッチSW4にも切替制御信号として入力されている。オアゲートOGの出力信号は、電圧切替制御信号VSELとして切替スイッチSW5に入力されている。切替スイッチSW3は信号処理回路104の正常/異常状態を表す信号を選択的に出力するもので、一方の固定接点には信号処理回路104から電流信号用PWM信号が入力され、他方の固定接点には切替スイッチSW4の出力信号が入力され、可動接点から出力される出力信号は切替スイッチSW4に切替制御信号として入力されている。切替スイッチSW3の可動接点は、信号処理回路104の正常/異常状態に基づき、エラー信号ERRがLレベルの正常状態では電流信号用PWM信号が入力されている固定接点を選択し、エラー信号ERRがHレベルの異常状態では切替スイッチSW4の出力信号DIRが入力されている固定接点を選択する。切替スイッチSW4は信号処理回路104の異常状態が上限と下限のいずれの方向への振り切れかを示す電流を選択的に出力するもので、一方の固定接点には回路電圧V2が入力され、他方の固定接点は共通電位点に接続され、可動接点から出力される出力信号は異常方向指示信号DIRとして切替スイッチSW3の他方の固定接点に入力されている。切替スイッチSW4の可動接点は、信号処理回路104が異常状態になったときに、上限と下限のいずれの方向への振り切れであるのかを示す所定値の電流をラインL3に流すようにいずれかの固定接点を選択する。たとえば、上限振切時は21.6mA以上として下限振切時は3.6mA以下とし、異常方向指示信号DIRとして上限振り切れ時には回路電圧V2が入力されている固定接点を選択し、下限振り切れ時には共通電位点が接続されている固定接点を選択する。切替スイッチSW5は基準電圧処理回路112に入力される電圧を選択するもので、一方の固定接点には基準電圧用PWM信号が入力され、他方の固定接点には直列接続された抵抗R15とR16の接続点が接続され、可動接点から出力される出力信号はフィルタLPF2を構成する抵抗R9の一端に入力されている。なお、直列接続された抵抗R15の一端には回路電圧V2が入力され、抵抗R16の他端は共通電位点に接続されている。切替スイッチSW5の可動接点は、比較器Q8の出力信号V3がLレベルの起動前または信号処理回路104が異常時は回路電圧V2を抵抗R15とR16の直列回路で分圧した任意の固定電圧が入力されている固定接点を選択し、比較器Q8の出力信号V3がHレベルの起動後または信号処理回路104が正常時は基準電圧用PWM信号が入力されている固定接点を選択する。これら各切替スイッチSW3~SW5の切替動作に基づく切替スイッチSW2の真理値表は、図5に示すようになる。信号処理回路104が動作していない起動前は、基準電圧用PWM信号および電流信号用PWM信号のいずれも出力できないことから、外部ハードウェアとして定電流回路106には任意の伝送線に電流を流せるような電圧VR3を与えて電流出力を可能にする。また、基準電圧処理回路112の抵抗R9に対して固定の電圧を与えることにより、信号処理回路104の動作状態に関係なく、所望の回路電圧V2を得ることができる。また、信号処理回路104が正常に動作していない異常状態においても、基準電圧用PWM信号および電流信号用PWM信号のいずれも出力できない場合には、外部ハードウェアとして定電流回路106に異常時の伝送線に流す電流を決める異常方向指示信号DIRを与えることにより、所望の伝送線に流す電流を与えることができる。このとき、基準電圧処理回路112の抵抗R9に対してハードウェアで固定の電圧を与えることにより、信号処理回路104の動作状態に関係なく、所望の回路電圧V2を得ることができる。図4の実施例によれば、信号処理回路104が異常になった場合にも、2線式伝送器内の消費電力をできるだけ大きくしながら、伝送線に流れる電流値を正常値に保つことができる。そして、信号処理回路104の動作異常になった場合には、出力電流を異常状態に応じて所定の方向に確実にバーンアウトさせることができる。以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施例に限定されるものではなく、当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものである。