"ラウドスピーカ100により出力されるラウドスピーカ信号130,420によるエコーを抑制するように、マイクロホン110がとらえたマイクロホン信号140,430をフィルタ処理するための適応フィルタ210用フィルタ係数H[k,m]を計算するための装置200であって、音響環境120の減衰挙動をモデリングしかつ対応のエコー減衰パラメータτ;αmを付与するためのエコー減衰モデリング手段465と、エコー減衰パラメータτ;αmに基づいて適応フィルタ210のフィルタ係数H[k,m]を計算するための計算手段270;370とを含む、装置。エコー減衰パラメータが、指数減衰係数τであり、かつ装置200が、指数減衰係数τを使用する再帰計算により残響エコー成分を推定するためのエコー推定手段241をさらに含む、請求項1に記載の装置200。マイクロホン信号140,430およびラウドスピーカ信号130;420の少なくとも1つを、時間領域表現から時間周波数領域における時間周波数表現に変換するための手段230;290と、エコーが抑制された信号E[k,m],e[n]を時間周波数領域から時間領域へ変換して戻すための手段300とを含む、先行の請求項のいずれかに記載の装置200。エコー減衰モデリング手段465が、マイクロホン信号140,430において観察可能なエコー減衰に関連してマイクロホン信号140,430を評価し、かつ結果として得られた推定エコー減衰パラメータτ;αmをさらなる処理のために付与するためのエコー減衰パラメータ推定部520を含む、先行の請求項のいずれかに記載の装置200。エコー減衰パラメータ推定部520が、付与された残響時間RT60に基づいてエコー減衰パラメータτ,αmを決定するよう構成される、請求項7に記載の装置200。エコー減衰パラメータ推定部520が、付与された残響時間RT60を決定するよう構成される、請求項8に記載の装置200。エコー減衰モデル465が、マイクロホン信号パワースペクトルの時間平均およびラウドスピーカ信号パワースペクトルの時間平均を決定し、さらに、対応の瞬間パワースペクトルY[k,m]2,X[k,m]2から時間平均を減算することにより、マイクロホン信号140,430およびラウドスピーカ信号130;420のパワースペクトルの時間的変動を決定し、かつエコー減衰パラメータτ;αmの決定のために時間的変動を使用するようさらに構成される、先行の請求項のいずれかに記載の装置200。エコー減衰パラメータが指数減衰係数τであり、かつ方法が、指数減衰係数τを使用する再帰計算により残響エコー成分を推定するステップをさらに含む、請求項14に記載の方法。プログラムをプロセッサ上で実行した際に、請求項14に記載の方法を実行するためのプログラムコードを含むプログラム。プロセッサ上で実行した際に、請求項19に記載の方法を実行するためのプログラムコードを含むプログラム。したがって、この先行技術から出発して、本発明の目的は、妥当な計算労力でエコー抑制システムまたはエコー消去システムの音質を改善することである。この目的は請求項1に記載の装置、請求項12に記載の方法または請求項15に記載のプログラムより達成される。ラウドスピーカにより出力されるラウドスピーカ信号によるエコーを抑制するように、マイクロホンがとらえたマイクロホン信号をフィルタ処理するための適応フィルタ用フィルタ係数を計算するための装置の一実施例は、音響環境の減衰挙動をモデリングしかつ対応のエコー減衰パラメータまたは複数のエコー減衰パラメータを付与するためのエコー減衰モデリング手段と、エコー減衰パラメータに基づいて適応フィルタのフィルタ係数を計算するための計算手段とを含む。ラウドスピーカ信号によるエコーを抑制するように、マイクロホン信号をフィルタ処理するための適応フィルタ用フィルタ係数を計算するための方法の一実施例は、エコー減衰モデリング手段により決定されるエコー減衰パラメータを付与するステップと、エコー減衰パラメータに基づいて適応フィルタのフィルタ係数を計算するステップとを含む。本件明細書に開示される教示に従う装置、方法およびコンピュータプログラムの実施例は、オーディオ品質の改善および/または計算労力の低減が、エコー減衰モデルにより、特に、後期エコー成分をモデリングすることにより達成され得るとする知見に基づく。エコー減衰モデルは、比較的少ない計算労力を要する再帰計算に依存し得る。適応フィルタを使用する音響環境のエコー減衰は、マイクロホン信号および/またはラウドスピーカ信号のサンプルから推定され得る変化特性を示し得る。初期エコー成分が一般に元の音声に非常に類似するのに対して、後期エコー成分はだんだん不明瞭になり元の音声にも類似しなくなる。本件に開示される教示に従う装置、方法およびコンピュータプログラムは、より高度な正確さを要する初期エコー成分の抑制と残響時間全体にかけてより低い正確さで推定され得る後期エコー成分の抑制とを区別する。元のマイクロホン信号およびラウドスピーカ信号すなわちそれらは音響環境に影響を受けないの対応の構成要素に固有の静止または非静止等の様々な信号成分の異なる統計的性質を利用する場合とは対照的に、本件に開示の教示は、ラウドスピーカ信号により引き起こされるエコーの特性を利用する。これらエコーに関連する特性は、音響環境120に関連し、したがって音響環境の変化や再構成に際して変化する。しかしながら、ラウドスピーカ信号またはマイクロホン信号がたとえば静止成分と非静止成分との比率に対して変化する場合、エコー関連の特性は、変化しないかまたは少なくとも大きくは変化しない。以下、明細書中で、さらなる実施例について、それらの構造および動作のモードについて説明する。特定の実施例によっては、エコー減衰パラメータはそれぞれの信号、たとえば音響環境のシステム応答に影響を受けたマイクロホン信号から推定され得る。本件の教示の実施例による装置は、フィルタ係数に基づいてマイクロホン信号をフィルタ処理するよう構成されるエコー抑制フィルタ処理手段をさらに含み得る。本件に開示の教示による装置は、マイクロホン信号内のエコーのエコー周波数スペクトルまたはエコーパワースペクトルを推定するためのエコー推定手段を含み得る。エコー周波数スペクトルまたはエコーパワースペクトルの推定は、初期エコー成分の推定と、後期エコー成分の推定とに分けることができる。初期エコー成分の推定は、後期エコー成分の推定とは異なっていてもよい。後期エコー成分の推定は、比較的低い計算労力で、元の音声の後、比較的長い時間間隔におよび得る。初期エコー成分の推定は、比較的正確で、元の音声の後、比較的短い時間間隔をカバーし得る。本件明細書に開示される教示の実施例について、添付の図面を参照して以下により詳細に説明する。したがって、ここに開示される教示の実施例については、以下の図面を参照すればよりよく理解することができる。[実施例の詳細な説明]本明細書においては、同じ参照番号は、動作、機能、構造において同じかまたは類似する手段、装置および目的を示す。これにより、明確に例外とされる場合を除き、ある実施例と他の実施例の間で説明の文言をそのまま当てはめることができるので、本発明の実施例をより短くかつ簡潔に提示することができる。また、本明細書では、1つの図面または実施例内で、2回以上登場する手段、構造および目的については、要約する参照番号を使用する。たとえば、図1に示す2つの間接経路180-1および180-2は、図1では、実際には異なる参照番号を与えられるが、間接経路自体を指すかまたはその一般的特徴を説明する場合には、明細書中では要約の参照番号180のみを使用する。このやり方も、本明細書の理解を高めかつ簡潔さを改善するものである。図2から図12を参照して、静止および非静止信号成分の分離を利用しながら音響エコー抑制を可能にする本件が教示する様々な実施例を説明する前に、まず、音響エコー除去の問題に関する一般的な背景について、図1を参照しながら説明する。全二重方式に適した手を使わない電気通信系において、ラウドスピーカとマイクロホンとの間のカップリングを抑制するには、一般にエコー制御が必要である。図1は、ラウドスピーカ100を示し、ラウドスピーカは、室内等の音響環境120においてマイクロホン110と共に設けられ得る。同様に、音響環境120は、車両の内部でもよい。この状況で、図1では、整数の時間指数nを伴うxnでも示すラウドスピーカ信号130が、スピーカ100に得られる。マイクロホン110が、音響環境120から生じる雑音、音声およびトーンをピックアップし、図1において、ynとしても示すマイクロホン信号140を生成する。ラウドスピーカ信号130およびマイクロホン信号140はいずれも、エコー除去処理部150への入力信号として付与され、同処理部はその出力に、マイクロホン信号140のエコー抑制信号160を付与し、エコー抑制信号160は、図1においては、enとしても示す。図1はこのように基本的に双方向通信系において生じ得る音響エコーの問題を示す図である。ラウドスピーカが出力する電気通信系の遠端の信号は、直接経路170上および反射経路180-1、180-2間接経路とも呼ぶを経由しマイクロホンに到達する。このため、マイクロホン110は、局所で近端の音声をピックアップするだけでなく、遠端のユーザにフィードバックされるエコーも記録する。言い換えれば、ラウドスピーカ信号xnは、マイクロホン信号ynにフィードバックされる。エコー除去処理部150において行われるエコー除去プロセスは、理想的にはこのエコーを除去し、一方で、電気通信系の局所で近端の音声を通過させる。このエコーに対処する従来技術の方法は、非特許文献1に記載のように、エコー信号の伝搬路に平行に音響エコーキャンセラAECを配置することである。このような音響エコーキャンセラにおいては、エコー信号のデジタルレプリカを推定し、かつその後、測定または観察されるマイクロホン信号からこれを減算する。音響エコーを消去する標準的なやり方は、非特許文献1に記載のように、エコーの経路が、線形FIRフィルタFIR=有限インパルス応答によりモデリングできかつ音響エコーキャンセラを応じて実現できるという仮定に基づくものである。エコー経路は一般に不明である上、作業時間内に変化する可能性があるので、このような音響エコーキャンセラの線形フィルタは、一般に適応的に実現される。典型的なエコー経路をモデリングできるようにするためには、一般に数百ミリ秒の長さのFIRフィルタを使用するが、これは、それぞれのサンプリングレートに関しては、高度な計算の複雑性をも示唆する。実際には、これらの従来技術の方法について実現可能なエコーの減衰は、様々な理由で十分でないことが多い。様々な理由には、非特許文献2に記載のように、たとえば、長い残響時間エコーテール効果があり、これは、エコー経路のアンダーモデリング、振動の影響または特に低コストのオーディオハードウェアの非線形挙動等で生じる非線形のエコー成分およびエコー経路に関する高度な時間レートの変更の場合に生じる収束の問題等に帰着する。したがって、非特許文献3に記載のように、音響エコーキャンセラを非線形の後処理装置と組み合わせて残留エコーおよびエコーキャンセラが除去できないエコー成分を除去する。一般に、残留エコーの抑制は、非特許文献4に記載のように周波数選択法で行われる。実際には、ほとんどすべての音響エコーキャンセラは、このような後処理装置を使用するが、これは、エコーが不可聴になるまで十分に低減できない場合が多すぎるからである。最近では、サブバンド領域のいくつかの音響エコー抑制器が、非特許文献5および6に提案されているが、これは、上記の非線形後処理装置に類似するものの、音響エコーキャンセラを必要とせず、エコー経路インパルス応答を推定する必要もない。これらのシステムは、計算の複雑性が低く、ロバストな一方で、高度な二重性を実現すると主張する。非特許文献6に提案されるエコー抑制器のスキームは、短時間フーリエ変換STFTを適用して、ラウドスピーカ信号およびマイクロホン信号のスペクトルを計算する。2つの信号を短時間フーリエ変換したものの間の遅延値dが、対応のラウドスピーカ信号に付与されるが、前記遅延値は、エコー経路インパルス応答の効果の多くの部分を考慮するように選択される。その後、当初のエコー経路の影響を小さくする実値のエコー推定関数を推定する。推定されるエコーの大きさスペクトルを得るために、推定遅延値およびエコー推定関数をラウドスピーカのスペクトルに適用する。エコー大きさスペクトルの推定値を使用して、実値のエコー抑制フィルタを計算してマイクロホン信号のスペクトルに適用してエコーを抑制する。上記の音響エコー抑制システムは、エコーパワースペクトルを推定する際に室内における後期残響の影響を考慮する。すなわち後期残響の影響を、エコー経路における初期反射の影響と同様に考慮するが、後期残響は一般に初期の反射に比べて異なる特性を有する。後期残響から生じるエコー成分に対処するため、エコー除去フィルタの時間平滑化を使用する場合もある。実際には、この方法によって不所望の近端ひずみが増大する可能性もある。さらに、後期残響は、一般に、音響環境120におけるラウドスピーカとマイクロホンとの間の異なる伝搬路と反射路との重なりにより生じ得る初期反射よりランダムになる傾向にある。ラウドスピーカが発する遠端信号xnは、直接的にかつ反射路を経由しての両方でマイクロホンに到達する。マイクロホン信号ynは、ローカルの近端音声および雑音wnならびに遠端でユーザにフィードバックされるエコーを含む。ここでhは、室内インパルス応答であり、かつは、畳み込みを示す。図2に示すとおり、室内インパルス応答hは、直接の音声、初期反射または複数の初期反射および後期残響に分解することができる。後者は、エコーテールとも呼ぶ。非特許文献6に記載の上記の方法では、直接音声と初期反射とをとらえるために、グローバル遅延パラメータdと、エコー推定関数gを使用してエコー経路をモデリングする。後期反射は、上記の方法においてはモデリングされないが、エコー抑制フィルタの時間平滑化により考慮される。このマイクロホン信号ynは、以下のように示すことができる。グローバル遅延パラメータdは、マイクロホンまでのラウドスピーカ信号の最短距離経路が、ラウドスピーカからマイクロホンまでの距離により得られるという事実、すなわちラウドスピーカ信号は、直接経路を介して少なくともラウドスピーカからマイクロホンへの距離を移動する必要があるという事実により説明できる。初期反射は一般に相対的には元のラウドスピーカ信号および直接の音声に類似しており、これは、初期反射が主要反射経路180の数図1に対応するからで、その数は、一般に、正常な音響環境においては比較的小さい。エコーテールは、いくつか例をあげると、音声散乱、共振効果および多点反射等の様々な効果により引き起こされる。マイクロホン110では、音響環境120内で複数の異なる経路を伝わったラウドスピーカ信号xnの重畳が発生する。伝搬遅延が増大すればラウドスピーカ100とマイクロホン110との間の潜在的伝搬経路数が増加しすなわち、直接経路170は、一つだけであり、かつ単独反射路180の数も限られるが、多重反射路の数は膨大である、マイクロホン110に到達する重畳されたラウドスピーカ信号は、直接音声の到達の後、所与の時間間隔後は、実質的にランダムになっていると考えられる。音響環境120の減衰効果により、指数的減衰としてモデリングすることができる、後期残響における減衰が引き起こされる。図3に示すとおり、短時間離散フーリエ変換STFTのスペクトルをラウドスピーカ信号420およびマイクロホン信号430から計算する。ラウドスピーカ信号420とマイクロホン信号430のSTFT変換のために考えられる時間間隔を、それぞれ参照記号440および450で図3に示す。ラウドスピーカ100により発せられる音響信号がマイクロホン110に伝搬するまである最小時間を要するので、ラウドスピーカ信号420とマイクロホン信号430との間に遅延d参照記号460が導入される。ラウドスピーカ信号420に適用されるSTFTウィンドウ間の遅延dは、エコー経路インパルス応答のエネルギの多くの部分がとらえられるように選択される。式2のSTFT領域の表現は、以下の式により得られる。ここで、kは、ブロック時間指数であり、mは周波数インデックスである。Xd[k,m]は、遅延されたラウドスピーカ信号x[n-d]のSTFT領域相当分である。式3から、G[k,m]でカバーされる時間間隔が、1つのSTFTブロックのブロック長に相当するので、音響エコー経路の後期残響が、モデルにおいてはとらえられないことも明らかになる。一般には、これらのブロックは10ms~30msの長さを有し、これは数百msまでの一般的な残響時間よりかなり短い。実際の音響エコー抑制は、その位相を変更しないまま、マイクロホン信号Y[k,m]のSTFTの大きさを修正することにより行われる。これは以下のように表すことができる。ここで、エコー抑制フィルタESF370は、実値のプラスの利得係数H[k,m]を出力する。時間および周波数が離散的な実施短時間フーリエ変換の場合のようににおいて、値H[k,m]は一般にマトリクスHの1要素であり、現在考慮の対象であるSTFTについて有効である。実値のプラスの利得係数H[k,m]は、STFT領域においてエコーが抑制されたマイクロホン信号E[k,m]を付与する実際の適応フィルタ210SM:スペクトル修正に付与される。STFT領域から時間領域へ戻す変換は、逆短時間フーリエ変換ISTFT300により行われ、信号e[n]が出力される。エコー伝達関数G[k,m]またはエコー推定関数470内のパワー伝達関数の推定はたとえば、非特許文献11に記載のとおり行うことができる。推定値は、それぞれマイクロホンおよびラウドスピーカ信号420,430のパワースペクトルの相関から推定できる。なお、実際にはここで使用する数学的期待値E{}は、対応の短時間平均値で代替しても良い。以下に例をあげる。係数αavgは、経時的な平滑化の程度を決定し、いずれか所与の要件に調整することが可能である。エコー抑制フィルタ370の計算についての実際的な方法については、たとえば非特許文献6に提案されている。ここでβは、非特許文献12に記載するとおり抑制するエコーの量を制御する設計パラメータを表す。以下の章では、ここに開示する教示の相対的に複雑な実施例による装置200の構造の概略を述べる。この実施例は、開示の教示の基本的実施について必要なもの以上の要素および/または特徴を含み得る。エコー減衰モデルは、エコー減衰パラメータをエコー推定関数決定手段に付与する。エコー推定関数決定手段は、エコー減衰パラメータを考慮するエコー推定関数を決定する。そして、エコー推定関数は、実際の音響環境で生じるエコーの推定値を決定するようにラウドスピーカ信号に適用される。次に、エコーの推定値をエコー抑制フィルタ決定手段本明細書では計算手段270とも呼ぶが使用し得る。エコー抑制フィルタ決定手段は、マイクロホン信号に適用されると、ラウドスピーカ信号に起因するマイクロホン信号におけるエコー成分を抑制するフィルタを決定するよう実現される。この目的のため、エコー抑制フィルタを構成するフィルタ係数が、マイクロホン信号を入力として受けかつ出力でエコーが抑制された信号を付与する対応のフィルタ構成へ供給される。図4に、以下の指数的減衰モデルを想定する場合の、室内インパルス応答の後期残響部のエンベロープq[n]を示す。2つの時間サンプルdτおよびdτΔdτならびに対応の値q[dτ]およびq[dτΔdτ]をそれぞれ考慮すると、時間定数τは、以下の比率に基づいて推定することが可能である。これは、以下のように表すことができる。時間定数τを解くと、以下のようになる。qが短時間フーリエ変換STFT等の時間周波数領域において表される場合、各周波数帯が、ブロック時間定数と呼ぶ個別の時間定数τmを提示し得る。式29によるSTFT領域モデルにおいて使用するブロック時間定数τmの計算をアナログ的に実行することができる。2つの時間サンプルdτおよびdτΔdτならびに対応のエンベロープ値Q[dτ,m]およびQ[dτΔdτ,m]をそれぞれ考慮すると、時間定数τmは、以下の比率に基づいて推定することができる。以下の項において、所与のΔdτの値についてのΔQ[m]を決定するための方法を提示する。この方法は、式6においてエコー推定関数を決定するために使用するものと同様の方法に基づく。ここから、以下を計算する。指数的減衰モデルのための残響時間RT60を時間nとして計算することができ、ここで式10におけるq[n]は、-60dBだけ減少する。所望の時間定数τを解くと、以下のようになる。時間定数τを使用して、適切な比例係数αを決定できる。残響時間RT60からの対応のSTFT領域比例係数αmの計算はアナログ的に行うことができる。上記のように2つ時間サンプルdτおよびdτΔdτならびに対応のエンベロープ値Q[dτ,m]およびQ[dτΔdτ,m]をそれぞれ観察することにより残響時間RT60を測定する代わりに、残響時間RT60のアプリオリな値を付与することも可能である。アプリオリな値とは、たとえば、自動車、オフィス、会議室、観客席、またはコンサートホール内部等の音響環境120のタイプの関数として付与できる。コンサートホールの残響時間2秒から4秒は一般に自動車の残響時間約40msの2桁以上長い。所与の音響環境について実際の残響時間RT60を測定していなくても、一般にアプリオリの値により対応するタイプの音響環境についての適切な近似値が得られる。フィルタ係数を計算するための装置200は、ユーザがたとえば短い残響時間、中くらいの残響時間および長い残響時間を選択し得る選択スィッチ等を含み得る。STFT領域モデルにおいて考慮される各周波数帯について、個々の時間定数τmを決定することができる。様々な周波数帯の複数の個々の時間定数τmの決定は、様々な周波数帯の範囲内で観察される残響時間が、音響環境120の周波数依存応答により相互に異なり得るという事実を反映する。たとえば、大きな部屋では、低周波数帯から中間周波数帯までの残響時間が長いのに対して、より高い周波数は残響時間が短い傾向にある。代替的には、単一の時間定数τをすべての周波数帯の平均として決定することも可能である。図5は、適応フィルタ210用フィルタ係数を計算するための装置200の第1の実施例を示す。この装置は、関連の方法同様、エコー抑制の改善、ひいては達成可能なオーディオ品質の改善のため、エコー減衰モデリング手段465を用いる。本発明の実施例はこうして、エコー特性および特徴に応じて異なる種類の信号抑制の処理を可能とし、それによりアーチファクトの出にくい、より効果的なエコー抑制が行われる。まず、本発明の実施例による装置200のブロック図について説明した後に、本発明の様々な実施例に関して、図6~図8を参照してより実施の詳細について説明することにする。これに関して、本発明の実施例による装置のブロック図が図で示され説明されたとしても、これらブロック図は、対応する方法ステップを描きかつフローの方向を示す、対応の方法のフローチャートとして理解することもできることを指摘しておくことが有用である。言い換えれば、本明細書に関して描かれるブロック図も、個々の手段および装置の個別の方法ステップを反映する対応のフローチャートとして理解することが可能である。装置200は、たとえば図1に示すエコー除去処理部150において実現され得る。装置200の図5に示す実施例の動作のモードについて詳細に説明する前に、本発明の実施例は基本的にディスクリートな回路および集積回路またはより複雑な回路のいずれにおいも実現可能であることも申し述べておく。たとえば、本発明の実施例は、処理手段、すなわち、プロセッサ、集積システムSOC=システムオンチップ、特定用途向け集積回路ASICまたは他の集積回路および専用処理装置においても実現可能である。これに関連して、それぞれのデータ処理手段の同様な回路部分を一時的に連続する態様で、異なる手段において採用することも全く可能である。たとえば、算術論理装置ALUの同じ論理ゲートをまずは、エコー減衰モデリング手段465の機能性に関連して使用し、次にこれを計算手段270の機能性に関連して使用することが可能である。しかしながら、これら2つの手段は、上記の場合、たとえば異なる手段をともに規定する、異なる制御コマンドに関して等、他の特徴に関連しては少なからず相違する。従って、異なる手段の回路工学的実施の部分的または完全な重複も全く可能である。本件明細書において、相互に結合される手段、要素および構成が、間接的または直接的に相互接続される手段、要素および構成として理解されるのは、特にこの理由による。たとえばデータ処理手段に基づく実施がある場合、結合は、信号をラッチした形の中間的結果を有するメモリの記憶位置により行われ得る。しかしながら、以下の説明で、主にデジタルでの実施について説明したとしても、本発明の実施例は、基本的にデジタルでの実施に限定されるものではない。たとえば、アナログでの実施やアナログ成分とデジタル成分を混合した実施も、原則的には可能である。そのような場合は、A/DまたはD/A変換器アナログデジタル変換器およびデジタルアナログ変換器をさらに備えて、信号を1つの形式から他の形式へ変換するようにする。図5は、本件の教示の様々な実施例による装置200の模式ブロック図である。装置200は、エコー減衰モデリング手段465を含む。エコー減衰モデリング手段465は、図5に示す実施例において、エコー減衰パラメータτを計算手段270へ付与する。エコー減衰パラメータτは、音響環境120の残響時間をモデリングする。計算手段270は、フィルタ係数H[k,m]が表すフィルタ関数を決定する。フィルタ係数H[k,m]は、マイクロホン信号y[n]に結果として得られるフィルタを適用する適応フィルタ210へ送出される。エコーが抑制された信号e[n]は、適応フィルタ210の下流の信号処理手段への出力として適応フィルタ210により付与される。マイクロホン信号y[n]、エコー抑制信号e[n]、およびフィルタ係数H[k,m]は、図5においては時間離散デジタル信号として表されるが、連続時間のアナログ信号でもよい。図5に示すように装置200の動作のモードに関しては、ラウドスピーカ信号がおそらく任意に存在する時間/周波数変換器手段により周波数関連領域へ変換される図6。データブロックフレームに対して動作する実施の場合には、時間/周波数変換器手段によりそれぞれのデータブロックのスペクトル表現への変換が確実にされるので、時間/周波数変換器手段230図6の出力に付与されるスペクトル表現が、時間領域におけるデータブロックに対応する。特定の実施によっては、フーリエ変換系変換器手段、サブバンド系変換器手段またはQMF系変換器手段QMF=直交ミラーフィルタを時間/周波数変換器手段の関連において使用しても良い。実施される時間/周波数変換器手段の動作の正確なモードに関係なく、前記変換器手段がその入力に付与される信号時間領域で存在を複数のバンドパス信号に変換する。各バンドパス信号は、それに関連する特徴的周波数を有し、これはたとえば、それぞれのバンドの中心周波数、下部カットオフ周波数または上部カットオフ周波数かもしれない。特定の実施によっては、個別のバンドパス信号が関連する1を超える数の特徴周波数または他の特徴となるパラメータを有してもよい。以下に、図5のブロック図に示す装置200の個々の要素について、図6~図8に関連してより詳細に説明するが、その前に、この時点では、ラウドスピーカ信号またはラウドスピーカ由来の信号の処理は、個別の関連のバンドパス信号、複数のバンドパス信号、多くのバンドバス信号またはすべてのバンドパス信号が応じて処理されるように、周波数関連領域において一般に行われる点を指摘しておく。また、個別の手段およびフィルタが、たとえば特定の実施によって、エネルギ関連の値を使用しながら動作し得ることも指摘しておく。エネルギ関連の値とは、偶数の指数を持つ実数の基数の累乗として構成される値またはいずれかの指数を持つある値の大きさ絶対値の累乗として構成される値である。たとえば、短時間スペクトルが、個々のフィルタまたは個々の手段において処理される場合、そのスペクトルは、エネルギ関連値、たとえば関連のスペクトル係数の大きさの二乗として構成されるエネルギ値に対して作用し得る。同様に、大きさのスペクトル、すなわちそれぞれのスペクトル係数の絶対値を、指数1で使用し得る。言い換えれば、|z|mに比例する値mは自然数等の正の数を、実数または複素数である値zから始まるエネルギ関連の値として使用し得る。実数の値zの場合には、z2mに比例する値をさらにエネルギ関連の値として使用し得る。信号モデリングについては、エコー推定関数を使用するエコー貢献スペクトルまたはエコーパワースペクトルの推定値が、一般に、実際の条件下ではあまり正確ではないことを申し述べておく。これは、実際のエコー経路長さのわずかしか考慮することができないからである。これらの不正確さにより残留エコーが生じることを回避するため、エコー除去フィルタを、エコーを積極的に抑制し、残留エコーが残らないように計算する。これは、エコーパワースペクトルを過大推定しかつ小さい利得フィルタ値を好む時間平滑化を実行することにより行われる。上記の積極的エコー抑制フィルタにより、静止近端雑音および近端音声が減じられることが多い。ここに提案する方法は、図6に示すそれぞれ初期および後期のエコー信号について2つの異なるエコー抑制モデルを使用することによりこの問題を軽減する。図6は、本件に開示の教示の実施例による装置200のブロック図を示し、同装置は、ラウドスピーカ100とマイクロホン110とを含む。ラウドスピーカ100は、ラウドスピーカ信号x[n]を使用できるようにする。DFTブロック230は、ラウドスピーカ信号x[n]をDFTバージョンX[k,m]に変換する。さらに、計算手段270は、再びDFTブロック290から得られる対応のDFT領域表現Y[k,m]の形でマイクロホン110の信号y[n]を使用できるようにする。各々、使用可能になった信号に基づいて、抑制フィルタ計算手段270は、フィルタ係数H[k,m]を計算する。フィルタ係数H[k,m]は、適応フィルタ210へ付与される。マイクロホン信号y[n]からエコーが抑制された信号e[n]を最終的に得るために、適応フィルタ210はさらにマイクロホンに結合されて、入力にマイクロホン信号を受けるようになっている。エコー抑制信号のDFT表現をIDFT300へ付与するために、適応フィルタ210の出力が逆離散フーリエ変換IDFT300に接続される。エコー抑制信号e[n]は、逆離散フーリエ変換ブロック300の出力に出される。離散フーリエ変換を使用する代わりに、短時間フーリエ変換STFTをブロック230および290で使用することもできる。同様に、逆短時間フーリエ変換ISTFTを、逆離散フーリエ変換の代わりに使用してもよい。たとえば図6~図8に示すとおり本発明の実施例の特定の実施によっては、式23が記述する機能性をエコー抑制フィルタ270等内で実施してもよい。エコー除去フィルタに関しては、エコー信号を抑制するために、関連のエコー除去フィルタH[k,m]を計算して、マイクロホン信号に適用する。これは、以下の式により実行する。エコー除去フィルタのフィルタ成分はたとえば以下のように計算できる。設計パラメータβおよびγを使用して、エコー除去フィルタの意図する性能を制御する。本発明の実施例の特定の実施によっては、前記設計パラメータは、固定するよう選択するか、いずれか他の態様で、適応可能、プログラム可能または修正可能に設計してもよい。指数パラメータの典型的な選択は、たとえばγ=2である。いわゆる過大推定係数βをエコー減衰の積極性を制御するために使用する。たとえば、対応のエコー除去フィルタの積極性は、過大推定係数を増大させることにより増大させることができる。したがって、わずかなエコー減衰のみを適用するためには、パラメータβに関するエコー除去フィルタH[k,m]の典型的な選択はβ=2である。一方で、エコー信号における不快な音声成分を効果的に減衰するために高度に積極的な態様でエコー除去フィルタを設計してもよい。その場合は、過大推定係数βをたとえばβ=4に選択することができる。限界値Lが、デシベルdBで許容される最大エコー減衰を決定する。実質的な静止雑音のためのエコー除去フィルタの典型的な値はL=-10dBまたは-15dBであり、これは、静止エコーの減衰を調度よく限定して、偶発的アーチファクトを低減する。遠端の非静止音声の場合には、非静止成分信号の約-60dBというLの限界値に相当する対応のエコー成分の減衰を確実に完了する必要がある。フィルタ計算手段270に関連して、図5~図8に記載の実施例において、式25により示す機能性を実施かつ実現することができる。本発明のいくつかの実施例において、実際のエコー抑制は、式25に記述するようなエコー除去フィルタを適用することにより直接的には行われない。むしろ、対応のエコー除去は、対応の時間平滑化をしたものに基づいて行われる。エコー除去フィルタを時間平滑化することは、聞く人には不快なあまりにも突然の変化が起きることを防ぐためには有用かもしれない。上記の設計パラメータの場合のように、時間平滑化パラメータは一般に手動で調整されかつ初期反射と後期残響エコーの抑制についてそれぞれ別個に最適化される。しかしながら、ここに開示の教示を採用する場合には、このような時間平滑化は一般に不要となるかまたは少なくともそれまでのエコー抑制システムで実施される程度までのものは不要である。このような時間平滑化機能性は、たとえばフィルタ計算手段270自体またはその下流のいずれかの手段に関連して行われ得る。また、このような時間平滑化を、必要なら適応フィルタ210に関連して直接的に行うことも可能である。以下の項では、ここに開示の教示を理解するために有用な残響モデリングおよび後期エコー残響エコーの推定についての基本的概念について紹介かつ説明を行う。室内の音響の特定的特徴を考慮に入れて、後期残響エコー成分に起因する残留エコーが残らないようにエコー抑制力を調節する方法を提案する。いわゆるエコーテールは、室内の後期反射により引き起こされる。反射のレベルは、残響時間RT60、すなわち直接音声の反射が直接音声のレベルより60dBを減衰されるのに必要な時間から推定することができる。エコー信号のレベルに対する残響の影響と残響時間の推定をモデリングする適切な方法について説明する。残響モデリング室内の残響音声のパワーは、概ね指数関数的に減衰すると想定することが妥当である。後期残響成分についても、マイクロホンに到来する反射は、ランダムで統計的に独立したものと考えることが妥当である。この仮定に基づくと、図3に模式的に示す、室内インパルス応答hの後期残響は、指数減衰関数により重みづけしたホワイトノイズシークエンスbnとして以下のようにモデリングするとことができる。時間定数τが、減衰のレベルを決定する。以下において、興味の対象は、インパルス様音声後のエコーレベルの減衰である。一般性を失わずに想定すれば、このインパルスは、n=0で発せらている。そこで、26から、この後期残響に対応して観察される信号は、以下の式に対応する。係数b[k]が、ホワイトノイズシーケンスを表すので、残響成分のパワーは、以下の式により表される。ここでσb2は、雑音モデルb[n]の分散を示す。28のSTFTバージョンは、スペクトル領域における類似モデルを適用することにより得られる。27におけるτと同様、τmは、m番目の周波数帯に適用可能なブロック時間減衰定数を示す。FSは、STFTのブロック関連のサンプリングレートを示す。ここでfsは、サンプリング周波数であり、KSTFTは、STFTウィンドウのホップサイズである。ウィンドウホップサイズとは、フレームサイズとも呼ばれ、新しいSTFT値の計算について考慮される新しい時間サンプルの数を表す。31から、ブロック時間瞬間kの残響エコー成分のパワーを、前回の時間瞬間k1の対応の推定値から推定することができることがすぐわかる。後期反響成分は、以下の再帰的等式により32と同様に決定される。比例係数αmは、たとえば以下の指数減衰モデルに従って選択され得る。所望の比例係数αmを式17および35から得ることができる。αmにおける指数mは、比例係数が各周波数帯について様々に選択されることを示すが、すべての周波数帯について等しくすることもできる。なお、34と合わせて36は、全体エコー推定値において、直接エコー成分が支配的であると考えられた後は、残響エコー成分を推定する再帰モデルは常に新しい直接エコー成分にリセットされることを示唆する。すなわち再帰的推定は常に前回の全体エコーパワースペクトル推定値を考慮に入れる。すなわち、残響エコー成分の前回の推定値に縛られない。そこで、エコーパワースペクトルの推定値を使用して、9と同様にエコー抑制フィルタを決定する。遠端の音声だけがラウドスピーカ信号により出力される状況を区別するため、2つの異なるパラメータを計算できる。これは、まず、ラウドスピーカチャネルとマイクロホンチャネルとの間のコヒーレンス関数をフルバンド平均化したものに対応するいわゆる予測利得を含む。第2のパラメータとして、ラウドスピーカチャネル内のボイスアクティビティを利用するが、これは、たとえばラウドスピーカ信号の時間信号レベルの比較または音声送信に適したコーディックで特定的に使用されるようなコーディック専用のパラメータに由来し得る。これらのコーディックには、たとえば、LPC系のコーディックまたはCELP系コーディックCELP=コード励振線形予測またはコードブック励振線形予測が含まれ、コーディックという用語は、英語のコーダとデコーダの略語を組み合わせた造語である。予測利得計算の関係で、係数αは、経時的推定の平滑化の程度を決定する。この係数には時間定数が接続されており、これは、式39が概ね指数的減衰に対応するからである。指数的減衰の時間定数Tαは、秒で表すとおよそ以下のとおりである。ここでfsは、サンプリング周波数を表す。言い換えれば、比例関係40は、サンプリングレートfsに関連して実際は無次元の係数ここではαが時間定数ここではTαとして示され得る様子を示す。ここで、Mは周波数帯の数自体を表す。1に近いエコー利得係数は、マイクロホン信号が、遅延されたラウドスピーカ信号に基づいてほどんど完全に予測され得ることを意味する。したがって、マイクロホン信号が遠端音声のみを含む可能性は1に向かう傾向にある。制御パラメータβを予測利得ωに関連して制御することができる。予測利得が高い場合は常に、遠端音声のみが存在し、エコー減衰はすべてのエコー信号を除去するに足る積極性があるはずである。したがって、雑音は、制御パラメータβ=0が選択されるという点で、デシベルdBで表す最下限値Lで除去される。予測利得が低い場合は常に、近端と遠端の音声が両方存在し、それによりエコーの抑制はアーチファクトを導入しない程度に積極度が減じられるはずである。この場合、雑音は処理され、デシベルdBで表す制限値Lで除去される。ただし、この場合、ラウドスピーカ信号が、音声が存在せずマイクロホンが取り込む雑音だけを含む場合には、予測利得は高くなり得る。この場合、過剰な抑制につながると考えられる制御パラメータβの値を大きすぎる値に選択することを避けるために、第2の制御パラメータを使用する。すなわち、ラウドスピーカチャネル内のボイスアクティビティである。したがって、制御パラメータβを予測利得ωの関数として計算するための上記のルールは、実際には音声がラウドスピーカチャネル内で活性の場合にのみ当てはまる。図6に示す実施例では、式38~41により記述するこの機能性は、計算手段270により実行することができる。図6に示す装置200がラウドスピーカ100もしくはラウドスピーカ100のための端末または対応するラウドスピーカ信号x[n]の入力を含むことを想起されたい。前記ラウドスピーカ信号x[n]は、DFT離散フーリエ変換と呼ばれる時間/周波数変換器手段230に関連してラウドスピーカ信号のスペクトル表現X[k,m]に変換される。前記ラウドスピーカ信号は、遅延手段480へ付与され、これが同じX[k-dk,m,m]の遅延されたものを生成する。dk,mが対応の遅延値である。マイクロホン110のマイクロホン信号y[n]もDFTとして構成される時間/周波数変換器手段290へ与えられ、この手段がこの信号から時間信号y[n]のスペクトル表現Y[k,m]を生成する。この信号は、エネルギ値計算手段490を介して供給され、同手段がマイクロホン信号のスペクトル成分に基づいて、個々の値の絶対的な大きさを二乗することにより前記スペクトル成分のパワースペクトルを決定する。こうして得られたパワースペクトルも計算手段270に付与されて、上記のパワースペクトルと合わせて、2つのエコー除去フィルタHe[k,m]およびHl[k,m]、すなわち実際の適応フィルタH[k,m]のフィルタ係数を計算し、それらを適応フィルタ210へ転送する。実際の適応フィルタH[k,m]は、たとえばHe[k,m]およびHl[k,m]の最小値を取ることで2つのエコー除去フィルタHe[k,m]およびHl[k,m]に基づいて決定され得る。2つのエコー除去フィルタHe[k,m]およびHl[k,m]は、式37に関連して上に記載したものと同様の態様で決定され得る。および上記のとおり、実際の適応フィルタH[k,m]は、2つのエコー除去フィルタHe[k,m]およびHl[k,m]の最小値として決定され得る。適応フィルタ210も時間/周波数変換器手段290の出力に結合されて、マイクロホン信号y[n]のスペクトル成分Y[k,m]を受信し、フィルタ係数H[k,m]を考慮に入れながら、この成分から周波数領域または周波数関連領域E[k,m]におけるエコー抑制信号を生成する。このエコー抑制信号は、次にIDFT逆DFTとして構成される周波数/時間変換器手段300へ付与され、この手段がこの信号を時間領域に最終的に変換して戻し、信号e[n]を生成する。遅延手段480の遅延値dk,mおよびエコー推定関数240のエコー推定係数を決定するために、ラウドスピーカ信号X[k,m]のスペクトル表現とマイクロホン信号Y[k,m]のスペクトル表現の両方が対応のエネルギ―計算手段500、510に送信され、これらが結合されて、2つの時間/周波数変換器手段230,290の出力に結合される。エネルギ計算手段500を時間/周波数変換器手段230の出力に結合しかつエネルギ計算手段510を周波数/時間変換器手段300の出力に結合する。この計算は、エコー推定関数240において行われる。結果的に、図6および図7の2つの実施例は、動作のモードが非常に類似するのみならず、構造も類似しており、それについて以下に説明する。より詳細には、図7の実施例が図6の実施例と本質的に異なるのは、エネルギ計算手段500が周波数領域に伝送されるラウドスピーカ信号x[n]に関連する他の計算手段520の上流に全く接続されておらず、ここでもDFTとして構成される時間/周波数変換器手段230の出力に直接接続される点である。このように、他の計算手段520のみならず遅延手段480、エコー推定関数240および分離手段250は、実際のスペクトル成分を付与されず、そのパワースぺクトルを付与される。しかし、これとは別に、図6および図7の2つの実施例の唯一の違いは、それぞれの計算が、個々の構成要素および手段内において互いにわずかに異なって進行し得る点だけである。たとえば、個々のスペクトル成分のエネルギ関連の値の対応する計算は分離手段250では行われない。これは、この計算がすでにエネルギ値計算手段500により前もって実行されているからである。結果として得られる差をブロック590が示すマイクロホン信号のパワースペクトルに対して正規化する。スカラー因子580、合計点および正規化ブロック590がともに適応フィルタ210H[k,m]のフィルタ係数を付与する計算手段270または少なくともその一部を構成する。スカラー因子570において使用される指数減衰モデルのレートをつかさどるパラメータαmを、後期エコー推定関数決定手段475により決定してもよい。スカラー因子570は、ラウドスピーカ信号パワースペクトルおよびマイクロホン信号のパワースペクトルに基づいて、後期エコー推定関数475により決定されるパラメータαmの値に従って調節され得る。残響時間推定およびその指数減衰パラメータへの関係についてはすでに述べたとおりである。後期エコー推定関数決定手段475は、入力側で、たとえば、エコー減衰モデリング手段465からのエコー減衰時間定数τまたは他の測定値、パラメータ他を受信し得る。エコー減衰モデリング手段465は、エネルギ値計算手段500,510に接続可能で、マイクロホン信号およびラウドスピーカ信号のパワースペクトルを受信する。エコー減衰モデリング手段465は、たとえば、マイクロホン信号およびラウドスピーカ信号のパワースペクトル間の相関を決定して、エコー減衰パラメータを決定することができる。代替的には、マイクロホン信号のみを観察することで十分かもしれない。後期エコー推定関数475は、マイクロホン信号およびラウドスピーカ信号の任意の入力も付与され得る図8には不図示。図8は、エコー減衰モデリング手段465、エコー推定関数決定手段472および475、エコー推定関数240、最大選択部550ならびに後期エコー推定手段241を含むエコー処理手段340を点線のボックスとして示す。エコー処理手段340は、所与のラウドスピーカ信号に応答して音響環境120により生成されるエコーの推定値を付与する。エコーの推定値は、初期エコー関数決定手段472または後期エコー推定手段241により実施される残響エコー成分の再帰モデリングに基づいて計算され得る。さらなる処理については、図8に示す実施例に関し描写かつ説明した処理と同様である。図10は、音響環境120内でのいくつかのインパルスにより引き起こされる後期残響が重複し得る様子を示す図である。異なる大きさの3つのインパルスが異なる時間に音響環境120に出力されている。初期反射は、明瞭化のために図10には示していない。しかしながら、インパルスの後期残響については示す。特に、第2のインパルスに対応する第2の指数減衰関数が第1の指数減衰後期残響に重ね合されると、第1のインパルスの後期残響に対応する指数減衰関数がまだ消滅していないことがわかる。第3のインパルスに対応する第3の指数減衰後期残響の開始時に同様の効果が生じる。さらに、元のインパルスと直接音声とは持続時間では比較的短いが、後期残響は、より長い時間間隔に渡って延在する。なお、後期残響については説明のために大きさを誇張している。典型的には、後期残響は、大きさでは、元のインパルスよりおよそ1ケタから数ケタ小さい。図11は、エコーのモデリングを初期のエコーモデルから指数減衰モデルに切り替え可能な様子を示す。図8に関連してすでに説明したとおり、初期エコー推定値と指数減衰モデルのうち最大のものを決定する。図11のnswitchで示す瞬間までは、初期エコー推定値は、大きさにおいて、指数減衰モデルにより推定されるエコーより大きい。したがって、初期エコー推定を用いて音響環境120のエコー応答をモデリングする。瞬間nswitchに続いて、指数減衰モデルにより推定されるエコーは、どの残りのエコー推定値よりも大きい。典型的には、初期エコー推定関数は、計算の労力展望を妥当な範囲内に保つため、予め定められた時間的展望を過ぎるエコー推定値を計算するためには実施されない。これは、この時間的展望を過ぎると、指数減衰モデルが、後期エコー成分の非ゼロ推定値を提供する唯一のエコーモデルであることを意味する。この時間的展望の前には、両方のエコーモデルが非ゼロエコー推定値を生成し、より大きいほうが選択される。図11において、初期エコー推定値が、指数減衰モデルが推定するエコーの現在の大きさより大きいことを前提とすれば、指数減衰モデルは常に初期エコー推定値の大きさにリセットされることがわかる。代替例では、元のインパルスにより生じる直接音声等に対して指数減衰モデルをゲージすることが可能と考えられる。図12は、本発明の他の実施例であって、たとえば1を超える数のラウドスピーカ信号または1を超える数のマイクロホン信号がそれぞれの装置200に付与される。言い換えれば、図12に記載の実施例は、多チャネル装置である。本発明の実施例について、複数の個別のチャネルまたは1つのラウドスピーカ信号および1つのマイクロホン信号のみが入手可能な単独のチャネルの場合についてのみ説明したが、本発明の実施例は以下に説明するとおり、個別のチャネルの場合に限定されない。前記実施例は、多チャネルが可能な音響エコー減衰システムにも同様に適用可能である。図12に示す装置200の実施例は、構造において、図6に示すものに類似するので、動作モード、接続および他の特徴に関する限り図6~図8に関連する記載を参照する。図12に示す装置200の多チャネルの変形例は、複数の入力220-1、220-2、...、を含み、いくつかのラウドスピーカ信号が装置200内へ結合される。応じて、装置200は、対応する複数の任意の時間/周波数変換器手段230-1、230-2、...、も含み、これらが時間領域から周波数関連領域への対応のラウドスピーカ信号の変換を実行し得る。複数の時間/周波数変換器手段230が、バンドリングbundling手段530の対応する数の入力に結合され、これが、入来するラウドスピーカ信号に基づいて、共通の導出ラウドスピーカ信号を構成し、これが、任意の第1のエコー推定関数240が存在するか否かに依存して、第1のエコー推定関数240または分離手段250へ転送される。分離手段250は、任意の第2のエコー推定関数260に結合されるかまたは計算手段270に直接結合され得る。前記手段はその出力に計算されたフィルタ係数を最終的に出力する。図12における装置200の多チャンネルの変形例は、入力側で、任意の時間/周波数変換器手段290-1、290-2、...を介して対応のマイクロホン信号のための対応する数の入力280-1、280-2、...に結合されるさらなるバンドリング手段540をさらに含む。さらなるバンドリング手段540は、時間領域内または周波数関連領域内に存在しかつ同手段が使用可能なマイクロホン信号に基づいて、任意に分離手段250または計算手段270に対して使用可能にされ得る導出された有効なまたは共通のマイクロホン信号を、バンドリング手段530と同様に決定する。図12に示す装置200の多チャネル変形例は、各マイクロホン信号またはマイクロホン信号入力280の各々について適応フィルタ210-1、210-2、...、をさらに含み、前記適応フィルタ210-1、210-2、...、は、任意の時間/周波数変換器手段290-1、290-2、...、を介して、それぞれの入力280-1、280-2、...、に結合され得る。応じて、適応フィルタ210-1、210-2、...、は、複数の任意の周波数/時間変換器手段300-1、300-2、...、を介して、それぞれ出力310-1、310-2、...、に結合され得る。適応フィルタ210がフィルタ処理する出力信号は、エコーが除去されるかまたはスペクトル的に修正されており、その後、前記出力310で装置200に入手可能となる。適応フィルタ210-1、210-2、...、はすべて、計算手段270の出力に平行に結合され、前記計算手段270はその出力で、適応フィルタ用のフィルタ係数を付与する。言い換えれば、図12に示すとおり、本発明の実施例では、機能的観点から、同じ適応フィルタで、すなわち同じフィルタ係数に基づいて、複数のマイクロホン信号のうちのすべてのマイクロホン信号がフィルタ処理され、対応のマイクロホン信号のスペクトル的に修正されるかまたはエコーが消去されたものが得られるようになっている。こうして、xw[n]は、w番目のラウドスピーカの信号であり、ここでwは、0からW1までの整数であり、かつWが様々なラウドスピーカまたはラウドスピーカ信号の数を指定し、w番目のラウドスピーカ信号のSTFT領域表現Xw[k,m]を計算することができる。個々のラウドスピーカ信号のスペクトルのスペクトルを組合わせることにより、すべてのラウドスピーカチャネルの結合されたパワースペクトルを計算する。ここで、Wはラウドスピーカチャネルの数を表す。これと同様に、マイクロホンチャネルについて共通のまたはバンドルされたパワースペクトルも、以下のとおり計算される。ここでYp[k,m]は、p番目のマイクロホン110の信号を表し、かつPはマイクロホンの数を表す。指数pは、ここでも0からP-1の整数である。この計算は、さらなるバンドリング手段540により図12に示す実施例において実行され得る。スペクトル修正に関連する実際のエコー抑制を次にマイクロホン信号ごとに個別に行うが、この場合、以下の式に従って、各マイクロホンチャネルごとに同じエコー除去フィルタ210を使用する。ここでp=0,1,...,P1である。これと同様に、エコー除去フィルタ210も上記のとおり別の態様で実施してもよい。この関連においては、たとえば図12に示すとおり装置200の多チャネル変形例に関して、ラウドスピーカ信号の数Wおよびマイクロホン信号の数Pが両方とも等しくかつ相互に異なる必要がある点を指摘すべきである。ラウドスピーカ信号およびマイクロホン信号については原則的に付与する入力の数はいずれでもよい。また、複数のラウドスピーカ信号入力および複数のマイクロホン信号入力の両方に、対応のバンドリング手段530,540を設けることは絶対に必要というわけではない。本発明の実施例においては、対応の他のバンドリング手段540で1を超える数のマイクロホン信号入力を実現する必要なしに、複数のラウドスピーカ信号入力のみを対応のバンドリング手段530で実現することも全く可能である。このようなシステムは、たとえば、1つのマイクロホンと複数のラウドスピーカが存在する場合に採用可能であり、これは、遠端の加入者の通信信号が、自動車で実施される場合のように、いくつかのラウドスピーカを含むサウンドシステムを介して再生されるためである。また、会議システムの場合のように1つの中心的ラウドスピーカのみが実現され、複数のスピーカが各々利用可能なマイクロホンを有する場合には、ラウドスピーカ信号の1を超える入力を対応のバンドリング手段530で実現する必要はない。このような場合、さらなるバンドリング手段540の実施のみが妥当かもしれない。また、バンドリング手段530,540は、それらに最終的に付与されるより多くのラウドスピーカ信号またはマイクロホン信号について設計されるように構成されるのが当然である点を指摘すべきである。応じて、装置200は、最終的に使用されるより多い数の対応の入力220,280を含み得る。この場合、たとえば、任意の時間/周波数変換器手段230,290等の上流の回路またはバンドリング手段530,540自体が、活性チャネルの数を決定しかつ応じてパラメータWおよびPを選択し得る。当然ながら、考慮に入れるべきチャネルの数ならびにおそらくはマイクロホン信号およびラウドスピーカ信号の数の外部からの供給も実施可能である。なお、当然ながら、この時点では、対応のパラメータWおよびPがバンドリング手段530,540に送信される場合、図12に示す実施例は、単一のラウドスピーカ信号および単一のマイクロホン信号でのみ作用する。原則的には、式46および47は、P=1および/またはW=1の場合にも適用可能である。したがって、図12の実施例は、本件開示の図6~図8における実施例の下向きに互換性のある拡張を表す。パワースペクトルの時間的変動非特許文献11には、音響エコー抑制の応用において使用するパラメータの改善された推定のためにパワースペクトルの時間的変動を使用することが提案されている。パワースペクトルの時間的変動は、対応の平均値に対して中心においたのものとして決定される。短時間フーリエ変換に対する代替例16kHzのサンプリングレートでは、512サンプルおよび15グループまたは区分のSTFTのDFTブロック長が妥当な選択であり、各区分が非特許文献10に記載のように等価矩形帯域幅ERBをおよそ2倍にするのに相当する帯域幅を有する。上記の本発明の実施例の説明が示すとおり、本発明の実施例は簡単な要約として以下に示すステップを含む機能的単位を含む場合がある。本発明のいくつかの実施例は、1以上のラウドスピーカ信号を受信するステップと、1以上のマイクロホン信号を受信するステップと、ラウドスピーカ信号およびマイクロホン信号を短時間スペクトルに変換するステップと、対応のラウドスピーカパワースペクトルおよびマイクロホンパワースペクトルを計算するステップと、予め定められたエコー減衰モデルまたは動的に推定されるエコー減衰モデルからエコー減衰パラメータを提供するステップと、エコー減衰パラメータを考慮するエコーをモデリングするエコー除去利得フィルタを計算するステップと、利得フィルタをエコーを抑制するようにマイクロホンスペクトルに適用するステップと、エコー抑制マイクロホンスペクトルを時間領域へ変換するステップとを実施する。いくつかの特徴は、装置に関連して説明されたが、これらの特徴が、ブロックや装置が方法ステップや、方法ステップの特徴に相当する対応の方法の説明をも表すことは明らかである。同様に、方法ステップに関連して説明した特徴は、対応のブロックもしくはアイテムまたは対応の装置の特徴の説明をも表す。方法ステップのいくつかまたはすべてが、マイクロプロセッサ、プログラム可能コンピュータまたは電子回路等のハードウェア装置によりまたはこれらを用いて実行され得る。いくつかの実施例においては、最も重要な方法ステップの1つ以上がこのような装置によって実行されても良い。あるいくつかの実施の要件によって、本発明の実施例は、ハードウェアまたはソフトウェアで実現され得る。実現例は、それぞれの方法が実行されるようにプログラム可能コンピュータシステムと協働するまたは協働可能な電子的に可読な制御信号を記憶するフロッピーディスク、DVD、ブルーレイ、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROMまたはフラッシュメモリ等のデジタル記憶媒体を使用して実行することができる。したがって、デジタル記憶媒体は、コンピュータ可読である。本発明のいくつかの実施例は、ここに記載の方法の1つが実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働することができる電子的に可読な信号を有するデータキャリアを含む。一般に、本発明の実施例は、プログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実現することができ、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品をコンピュータ上で実行すると、方法の1つを実行するために動作する。プログラムコードは、たとえば、機械可読キャリア上に記憶することができる。他の実施例は、機械可読なキャリア上に記憶される、ここに記載の方法の1つを実行するためのコンピュータプログラムを含む。言い換えれば、発明の方法の実施例は、コンピュータ上で実行されると、ここに記載の方法の1つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。したがって、発明の方法の他の実施例は、ここに記載の方法の1つを実行するためのコンピュータプログラムを記録するデータキャリアまたはデジタル記憶媒体もしくはコンピュータ可読媒体である。データキャリア、デジタル記憶媒体または記録された媒体は、典型的には、有形かつ/または非一過性である。したがって、発明の方法の他の実施例は、ここに記載の方法の1つを実行するためのコンピュータプログラムを表すデータストリームまたは信号のシーケンスである。データストリームまたは信号のシーケンスは、たとえば、インターネットを介するデータ通信接続により転送されるよう構成されてもよい。他の実施例は、ここに記載の方法の1つを実行するよう構成または適合されたコンピュータまたはプログラム可能論理装置等の処理手段を含む。他の実施例は、ここに記載の方法の1つを実行するためのコンピュータプログラムをインストールしたコンピュータを含む。本発明の他の実施例は、ここに記載の方法の1つを実行するためのコンピュータプログラムを受信部に転送するたとえば電子的または光学的によう構成される装置またはシステムを含む。受信部はたとえばコンピュータ、携帯装置、メモリ装置等が可能である。装置またはシステムはたとえば受信部へコンピュータプログラムを転送するためのファイルサーバを含み得る。いくつかの実施例では、プログラム可能論理装置フィールドプログラマブルゲートアレイ等を使用してここに記載の方法の機能性のいくつかまたはすべてを実行しても良い。いくつかの実施例においては、フィールドプログラマブルゲートアレイは、ここに記載の方法の1つを実行するためにマイクロプロセッサと協働してもよい。一般に、方法は、なんらかのハードウェア装置により実行されることが好ましい。上記の実施例は、本発明の原則を説明するに過ぎない。ここに記載の構成および詳細について、変形および変更が当業者に明らかになることは当然である。したがって、発明は請求の範囲によってのみ限定されることを意図し、実施例の記載および説明により提示される特定の詳細によって限定されない。処理装置は、コンピュータ、チップカードスマートカード、集積システムSOC=システムオンチップ、特定用途向け集積回路ASICまたはいずれか他の集積回路ICから構成され得る。"