"M個の入力端子とN個の出力端子を有し、M個の送信アンテナとN個の受信アンテナ間の伝送路特性をシミュレートするMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記M個の入力端子からの入力信号を複素ベースバンド入力信号に変換するM個のダウンコンバータと、Mは正の整数であり、上記複素ベースバンド入力信号に対し、上記ダウンコンバータが生成した歪の補償を行って校正後入力信号として出力するM個の入力校正回路と、上記M個の入力校正回路からの上記校正後入力信号が与えられ、M入力-N出力間にMN個のチャネルをそれぞれJタップの有限インパルス応答フィルタ、以下FIRフィルタと呼ぶ、で形成するチャネル形成回路と、N、Jは正の整数であり、MN個の上記FIRフィルタにそれぞれのチャネルの特性をシミュレートするJ個のチャネル係数を与えるチャネル係数生成器と、上記チャネル形成回路のN個の出力が与えられ、それぞれ歪補償を行って複素ベースバンド信号である校正後出力信号として出力するN個の出力校正回路と、上記N個の出力校正回路の校正後出力信号をそれぞれアップコンバートして上記N個の出力端子に出力するN個のアップコンバータ、とを含み、上記チャネル係数生成器は、上記M個の送信アンテナとN個の受信アンテナのアンテナ指向性および素子間結合係数を含んだアンテナ空間相関係数に基づいてそれぞれ上記J個のチャネル係数を生成して上記MN個のFIRフィルタに対し設定し、上記N個の出力校正回路は上記チャネル形成回路のN個の出力に対し、上記N個のアップコンバータが生成する歪をそれぞれ補償するよう処理を行って上記校正後出力信号を生成することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。請求項1記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、M個の上記ダウンコンバータの出力をそれぞれディジタル信号に変換してM個の上記入力校正回路に与えるM個のアナログディジタルコンバータと、それぞれ雑音を発生するN個の雑音生成器と、上記N個の雑音発生器からの雑音をそれぞれ上記チャネル形成回路のN個の出力に加算して加算結果をN個の上記出力校正回路にそれぞれ入力するN個の加算器と、N個の上記出力校正回路からの上記校正後出力信号をアナログ信号に変換してN個の上記アップコンバータにそれぞれ与えるN個のディジタルアナログコンバータと、N個の上記アップコンバータの出力のレベルをそれぞれ調整して出力するN個の可変減衰器、とを更に含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。請求項1記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、各上記入力校正回路は、学習により対応する上記ダウンコンバータのDCオフセットとIQインバランスを推定する歪学習回路と、上記推定したDCオフセットとIQインバランスを補償するよう上記ダウンコンバータからの信号を処理して上記校正後入力信号を生成する入力歪補償回路とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。請求項3記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、各上記出力校正回路は既知のトレーニング信号を生成するトレーニング信号生成回路と、上記チャネル形成回路の対応する出力信号を処理して上記校正後出力信号を生成する出力歪補償回路とを含み、歪学習時に上記トレーニング信号生成回路のトレーニング信号を上記N個の出力端子の対応する1つから上記M個の入力端子の任意の1つに入力して上記アップコンバータのDCオフセットとIQインバランスを上記入力校正回路の上記歪学習回路を使って学習により推定し、上記出力歪補償回路は、推定した上記アップコンバータのDCオフセットとIQインバランスに基づいて上記チャネル形成回路の対応する出力信号を処理して上記校正後出力信号を生成することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。請求項1乃至4のいずれか1つに記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記チャネル係数生成器は、複素ガウス乱数を生成するMNJ個の複素ガウス乱数生成器と、上記複素ガウス乱数に対し設定したドップラースペクトルと成るように重み付け係数を畳み込み演算するMNJ個のドップラーフィルタと、上記アンテナ指向性及び上記素子間結合係数を用いてアンテナ空間相関係数を生成して出力するアンテナ空間相関係数生成器と、上記ドップラーチャネル係数に上記アンテナ空間相関係数を乗算して相関チャネル係数を生成するJ個のアンテナ空間相関係数乗算器、とを含むことを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。請求項1乃至4のいずれか1つに記載のMIMOフェージングシミュレータにおいて、上記入力校正回路と上記チャネル形成回路との間に歪付加回路が設けられ、上記入力校正回路の出力である上記校正後入力信号を上記歪付加回路に入力し、設定した関数に基づいて歪を付加して出力し、上記チャネル形成回路に入力することを特徴とするMIMOフェージングシミュレータ。従来のMIMOフェージングシミュレータでは、以下のような問題点がある。1.複数のアナログ入出力回路における回路特性のばらつきや回路による歪により設定した通りのチャネルモデルを実現できない。2.アンテナ指向性及び素子間結合係数を考慮に入れることができないので、オムニアンテナ以外のアンテナを使用した場合のMIMOチャネルを高精度に実現できない。以上の点を考慮すると、アナログ入出力回路における回路特性のばらつきや回路による歪を補償でき、アンテナ指向性及び素子間結合係数を考慮に入れてチャネル係数を生成できるMIMOフェージングシミュレータは存在しない。本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、複数のRF、或いはIFのアナログ入出力回路、すなわち、ダウンコンバータ及びアップコンバータにおける回路特性のばらつきや回路による歪を校正でき、さらに、アンテナ指向性及び素子間結合係数を用いてMIMOチャネルの相関係数を導出して、それを用いてチャネル係数を生成することができる高精度なMIMOフェージングシミュレータを提供することを目的とする。本発明によれば、M個の入力端子とN個の出力端子を有し、M個の送信アンテナとN個の受信アンテナ間の伝送路特性をシミュレートするMIMOフェージングシミュレータは、上記M個の入力端子からの入力信号を複素ベースバンド入力信号に変換するM個のダウンコンバータと、Mは正の整数であり、上記複素ベースバンド入力信号に対し、上記ダウンコンバータが生成した歪の補償を行って校正後入力信号として出力するM個の入力校正回路と、上記M個の入力校正回路からの上記校正後入力信号が与えられ、M入力-N出力間にMN個のチャネルをそれぞれJタップの有限インパルス応答フィルタ、以下FIRフィルタと呼ぶ、で形成するチャネル形成回路と、N、Jは正の整数であり、MN個の上記FIRフィルタにそれぞれのチャネルの特性をシミュレートするJ個のチャネル係数を与えるチャネル係数生成器と、上記チャネル形成回路のN個の出力が与えられ、それぞれ歪補償を行って複素ベースバンド信号である校正後出力信号として出力するN個の出力校正回路と、上記N個の出力校正回路の校正後出力信号をそれぞれアップコンバートして上記N個の出力端子に出力するN個のアップコンバータ、とを含み、上記チャネル係数生成器は、上記M個の送信アンテナとN個の受信アンテナのアンテナ指向性および素子間結合係数を含んだアンテナ空間相関係数に基づいてそれぞれ上記J個のチャネル係数を生成して上記MN個のFIRフィルタに対し設定し、上記N個の出力校正回路は上記チャネル形成回路のN個の出力に対し、上記N個のアップコンバータが生成する歪をそれぞれ補償するよう処理を行って上記校正後出力信号を生成するように構成されている。この発明のMIMOフェージングシミュレータによれば、入力校正回路、或いは出力校正回路を用いることで、M個のダウンコンバータ、或いはN個のアップコンバータ間の回路特性のばらつきを補償でき、さらに、アンテナ指向性に基づいてMIMOチャネルの相関係数を導出して、それを用いてチャネル係数を生成することで、実環境に近いフェージング伝送路を模擬できる。以下、本発明を実施するための形態について図面を参照して説明する。まず、MIMOフェージングシミュレータに係るこの発明を実施するための形態について説明する。MIMOフェージングシミュレータの構成を図1に示す。この発明のMIMOフェージングシミュレータは、送信側のM個のアンテナ図示せずと受信側のN個のアンテナ図示せずとの間に形成されるM×Nチャネルの伝送路をシミュレートする。M,Nは1以上の整数である。従って、M個の入力端子11~1Mは送信側のM個の送信アンテナに対応し、出力端子151~15Nは受信側のN個の受信アンテナに対応する。図1に示されるように、本発明に係るMIMOフェージングシミュレータは、M個の入力端子11~1Mに接続されたM個のダウンコンバータ21~2Mと、M個のアナログディジタル変換器以下、ADCと呼ぶ31~3Mと、M個の入力校正回路41~4Mと、チャネル形成回路5と、チャネル係数生成器7と、N個の加算器81~8Nと、N個の雑音生成器91~9Nと、N個の出力校正回路101~10Nと、N個のディジタルアナログ変換器以下、DACと呼ぶ111~11Nと、N個のアップコンバータ121~12Nと、N個の出力端子151~15Nに接続されたN個の可変減衰器131~13Nから構成される。チャネル形成回路5はM入力-N出力間にMN個のチャネルを形成する回路であり、各入力端子1mに対応して設けられたN個のチャネルの伝送特性を規定するN個のFIRフィルタ5m1~5mNと、各出力端子15nに対応して設けられたM入力加算器6nとから構成されている。MIMOフェージングシミュレータは、入力端子11~1Mから入力されたRF、或いはIFのアナログ入力信号に対して、ダウンコンバータ21~2Mを用いて周波数変換及び直交復調を行って複素ベースバンド入力信号に変換し、さらに、ADC31~3Mを用いてサンプリングすることでディジタル信号である入力信号に変換する。各入力校正回路41~4Mは同様の構成であり、図2に入力校正回路4mを示すように入力歪補償回路4Aと歪学習回路4Bとから構成され、後述するように入力信号に対して歪補償を行い、校正後入力信号を出力する。各入力校正回路4mからの校正後入力信号はチャネル形成回路5内のN個のチャネルをシミュレートするN個のFIRフィルタ5m1~5mNに分配され、それぞれチャネル係数生成器7により設定された伝送路特性の影響が与えられる。各入力端子1mに対応するN個のFIRフィルタ5m1~5mNのうちのn番目のFIRフィルタ5mnの出力が出力端子15nに対応するM入力加算器6nに与えられ、従って、各M入力加算器6nはM個のFIRフィルタ51n~5Mnの出力を加算する。受信側のn番目の受信アンテナに対応するM入力加算器6nの出力は加算器8nで雑音生成器9nから与えられた雑音が加算され、加算結果は出力校正回路10nに与えられる。各出力校正回路10nは、図3に示すように出力歪補償回路10Aと、トレーニング信号生成回路10Bと、信号選択スイッチ10Cとから構成され、後述するように出力校正回路10nの入力信号に対しアップコンバータ12nが生成する歪を補償する校正後出力信号を生成する。DAC11nは、校正後出力信号をアナログ信号である複素ベースバンド出力信号に変換する。アップコンバータ12nは、複素ベースバンド出力信号を直交変調及び周波数変換によりRF、或いはIFに変換し、更に、可変減衰器13nは後述するチャネル係数生成器7のパスロス乗算器により設定するパスロスに合わせて出力信号レベルが最適なダイナミックレンジとなるようアップコンバータ12nの出力を減衰させ、出力端子15nよりアナログ出力信号を出力する。N個の校正後出力信号に対してそれぞれこれらの処理が行われる。以下、より詳細に主要部の説明を行う。入力校正回路4mの構成を図2に示す。入力校正回路4mは、歪補償回路4Aと歪学習回路4Bから構成される。m番目のダウンコンバータ2mの入力信号をstmとし、ダウンコンバータ2mのDCオフセットを表す2次元のベクトルをadmとし、IQインバランスおよびチャネル間偏差を表す2行2列の行列をDmとすると、ダウコンバータ2mの出力、従ってADC3mの出力sbbmは次式で表される。歪学習回路4Bでは、以下の3つのステップによりダウンコンバータ2mのDCオフセットを表す2次元のベクトルadmとIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す2行2列の行列Dmを求める。第1のステップとして基準信号発生器図示せずを入力端子1mに接続する。第2のステップとして基準信号発生器の出力をオフにした状態、即ちstm0の状態でADC3mの出力信号を観測し、式におけるDCオフセットを表すベクトルadmを推定する。第3のステップとして基準信号発生器より予め決められた校正用のトレーニング信号を入力してADC3mの出力sbbmを測定し、式によりIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Dmを推定する。入力歪補償回路4Aでは以下の式によりADC3mの出力信号sbbmに対してDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差Dmの補償を行い、校正後入力信号を出力する。ここでは基準信号発生器を入力端子1mに接続したが、図3に示した出力校正回路10nのトレーニング信号生成回路10Bにおいて出力歪補償を行ったトレーニング信号を生成し、信号選択スイッチ10Cをトレーニング信号生成回路10B側に切り替え、出力端子15nを入力端子1mに結線することによっても同様の校正を行うことができる。チャネル係数生成器7は、チャネル係数を生成して出力する。チャネル係数生成器7の詳細について後述する。チャネル形成回路5のJタップFIRフィルタ5mnは、m番目の入力端子1mから入力された信号に対してチャネル係数を畳み込み、n番目の出力端子15nに出力する。さらに、このFIRフィルタ5mn用のチャネル係数hmnjとする。ここで、tkはサンプリング時刻であり、サンプリング間隔Δtの整数倍である。FIRフィルタ5mnは、m番目の入力校正回路4の出力である校正後入力信号smを入力し、重み付け係数としてチャネル係数hmnjを用いて、チャネル信号smnを生成する。このとき、チャネル信号smnはとなる。さらに、M入力加算器6nは、smnをmに関してM個加算してn番目の出力端子15nから出力されるチャネル受信信号ynを生成する。チャネル受信信号ynはとなる。雑音生成器9nは、雑音として平均が0で、分散が設定値となる複素ガウス乱数wnを生成する。さらに、加算器8nは、チャネル受信信号ynと、雑音wnとを加算して出力信号rnynwnを出力する。出力校正回路10nは、図3に示したように出力歪補償回路10Aと、トレーニング信号生成回路10Bと、信号選択スイッチ10Cから構成され、出力信号に対して歪補償を行い、校正後出力信号を出力する。n番目のアップコンバータ12nのDCオフセットを表す2次元ベクトルをaunとし、IQインバランスおよびチャネル間偏差を表す2行2列の行列をMnとし、トレーニング信号生成回路10Bが生成するトレーニング信号をrtnとし、アップコンバータ12nの出力信号をsnとすると、出力信号snはsnMnrtnMnaunと表される。そこで、歪学習を行う場合は、入力校正回路4mの歪学習回路4Bを使って、以下の4つのステップによりアップコンバータ12nのMnとaunを求める。第1のステップとして、信号選択スイッチ10Cをトレーニング信号生成回路10B側に切り替え、出力端子15nを入力端子1mに結線する。第2のステップとしてトレーニング信号生成回路10Bの出力をオフにした状態、即ちrtn0の状態で、歪学習回路4Bにより校正後入力信号smを観測する。ダウンコンバータ2mの歪は入力歪補償回路4Aにより補償されているのでsmsnである。従って、式によりDCオフセットを表すベクトルaunとIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Mnの積を推定することができる。第3のステップとしてトレーニング信号生成回路10Bにより予め決められた校正用のトレーニング信号を出力し、その状態で歪学習回路4Bにより校正後入力信号smを観測して式によりIQインバランスおよびチャネル間偏差を表す行列Mnを推定する。第4のステップとして、第2のステップで推定したMnaunと第3のステップで推定したMnからDCオフセットを表すベクトルaunを求める。得られたMnとaunは出力校正回路10nの出力歪補償回路10Aに与えられる。出力歪補償回路10Aでは以下の式により加算器8nの出力信号ベクトルに対してDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差の補償を行い、校正後出力信号を出力する。ここでは出力端子15nを入力端子1mに結線し、歪学習回路4BでDCオフセットとIQインバランスおよびチャネル間偏差を学習したが、出力端子15nに信号解析器を接続して信号の解析を行うことによっても同様の校正を行うことができる。以上のことから、本発明を実施するための形態によれば、入力校正回路及び出力校正回路を用いることで、M個のダウンコンバータ及びN個のアップコンバータ間のIQインバランス及びDCオフセット等による歪や回路特性のばらつきを補償でき、設定した通りの高精度なMIMOチャネルを実現できる。次に、チャネル係数生成器7の構成例を図4に示す。図4に示すように、本発明に係るチャネル係数生成器7は、第1~第Jパス成分生成器141~14Jとアンテナ空間相関係数生成器14Kとから構成されている。Jは1以上の整数である。第1パス成分生成器141は、MN個の複素ガウス乱数生成器14A1~14AMNと、MN個のドップラーフィルタ14B1~14BMNと、アンテナ空間相関係数乗算器14Cと、MN個のパス電力乗算器14D1~14DMNと、MN個の見通し成分加算器14E1~14EMNと、MN個の蛍光灯成分加算器14F1~14FMNと、MN個のパスロス乗算器14G1~14GMNと、MN個の補間器14H1~14HMNとから構成されている。他のパス成分生成器142~14Jも同様の構成である。各パス成分生成器14jは、複素ガウス乱数生成器14A1~14AMNを用いて複素ガウス乱数を生成し、さらに、ドップラーフィルタ14B1~14BMNを用いて設定したドップラースペクトラムとなるようにフィルタ処理を行う。この処理はFIRフィルタ、或いは、無限インパルス応答フィルタにより複素ガウス乱数に対して重み付け係数を畳み込むことで実現される。チャネルが生成される時刻thにおいて、MN個の複素ガウス乱数生成器14A1~14AMNとドップラーフィルタ14B1~14BMNが、それぞれこれらの処理を行う。各複素ガウス乱数生成器14A1~14AMNは、互いに独立な乱数を発生させる。アンテナ空間相関係数生成器14Kは、M個の送信アンテナとN個の受信アンテナに対し予め決めたアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムを用いて、MN行MN列のアンテナ空間相関係数行列Rを生成する。アンテナ指向性を含めた送信のM次元アレー応答ベクトルをat、受信のN次元アレー応答ベクトルをarとする。ただし、φtとφrは、送信アンテナからの放射方向と受信アンテナへの到来方向である。このとき、アンテナ指向性を考慮した送信のM行M列のアンテナ空間相関係数行列Rtと受信のN行N列のアンテナ空間相関係数行列Rrは、放射方向の電力角度スペクトラムPtと到来方向の電力角度スペクトラムPrを用いて、となる。さらに、送信と受信アンテナの素子間結合を表す係数行列をそれぞれM行M列のQt、N行N列のQrとすると、アンテナ空間相関係数行列Rは、となり、アンテナ指向性、電力角度スペクトラム、素子間結合、アレイ応答ベクトルを設定することで、アンテナ空間相関係数を計算できる。Rは、パス毎に電力角度スペクトラムを設定することで、パス毎に異なったものを生成することも可能である。第jパス成分生成器14jにおけるアンテナ空間相関係数乗算器14Cは、ドップラーチャネル係数umnjにアンテナ空間相関係数を乗算し、相関チャネル係数gmnjを生成する。いま、ドップラーチャネル係数を要素に持つMN次元のドップラーチャネル係数ベクトルをujとすると、相関チャネル係数を要素に持つMN次元の相関チャネル係数ベクトルgjは、アンテナ空間相関係数生成器14Kの出力Rを用いてとなる。パス電力乗算器14Dmnj、見通し成分加算器14Emnj、蛍光灯加算器14Fmnj、パスロス乗算器14Gmnjは、相関チャネル係数gmnjに対して、設定した電力遅延プロファイルに基づいて相関チャネル係数にパス振幅を乗算し、見通し成分及び蛍光灯によるチャネル変動成分を加算し、さらに、伝搬及びシャドウィングによる減衰係数を乗算して、補間前チャネル係数hmnjを生成する。その際、減衰係数は設定したい減衰量を可変減衰器15nでも実現することを考慮して量子化雑音が大きくならないように最適に調整する。補間器14Hmnjは、時刻thに生成される補間前チャネル係数hmnjに対して補間を行って、サンプリング時刻tkのチャネル係数hmnjを生成する。以上のことから、本発明を実施するための形態によれば、チャネル係数生成器においてアンテナ指向性及び電力角度スペクトラムに基づいたアンテナ空間相関係数を用いてチャネル係数を生成することで、アンテナ指向性を考慮に入れたMIMOチャネルのフェージング伝送路を模擬できる。図5はMIMOフェージングシミュレータに係る他の実施例を示す。図5の構成は、図1の構成において各入力校正回路4mとFIRフィルタ5m1~5mNとの間に歪付加回路16mが挿入されている点を除けば図1の構成と同じなので重複説明は省略する。入力校正回路4m及び出力校正回路10nによって、ダウンコンバータ2m及びアップコンバータ12nによる歪は補償されるため、MIMOフェージングシミュレータを通すことで歪が増えることはない。しかしながら、送信機で発生する歪等の影響を、本発明であるMIMOフェージングシミュレータで検証できるようにするため、歪付加回路161~16Mを用いる。入力校正回路4mの出力である校正後入力信号は、歪付加回路16mに入力され、設定した関数に基づいた歪を付加され、歪付加入力信号として出力される。歪付加入力信号は、校正後入力信号の代わりにFIRフィルタ5m1~5mNに入力され、以降の処理は全て同じとなる。以上のことから、本発明を実施するための形態によれば、歪付加回路を用いて入力信号に対して設定した関数に基づいた歪を付加することにより、任意の歪による影響をMIMOフェージングシミュレータにより検証できる。なお、上述した各発明を実施するための形態に限らず、本発明の要旨を逸脱することなくその他種々の構成を採り得ることはもちろんである。"