"検出対象物の回転又は移動に応じて互いに90度だけ位相の異なる正弦波状の第1及び第2アナログ検出信号を出力するセンサ部と、前記センサ部からの第1及び第2アナログ検出信号を第1及び第2ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部とを備えたエンコーダ装置に適用され、前記変換した第1及び第2ディジタル検出信号を補正するエンコーダ装置のための補正方法であって、前記センサ部からの第1及び第2アナログ検出信号を所定間隔でそれぞれサンプリングすることにより、少なくとも波形1周期分の第1及び第2ディジタルデータをそれぞれ取得するデータ取得手順と、前記取得された第1及び第2ディジタルデータをそれぞれ180度シフトして第1及び第2シフトディジタルデータを生成するシフトデータ生成手順と、前記第1ディジタルデータ及び前記第1シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第1ディジタルデータ及び前記第1シフトディジタルデータを抽出するとともに、前記第2ディジタルデータ及び前記第2シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第2ディジタルデータ及び前記第2シフトディジタルデータを抽出するデータ抽出手順と、前記抽出された第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータの平均値を第1オフセット補正値として計算するとともに、前記抽出された第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータの平均値を第2オフセット補正値として計算するオフセット補正値計算手順と、前記演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記センサ部から入力されて変換された第1及び第2ディジタル検出信号を前記第1及び第2オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正するオフセット補正手順とを含むことを特徴とするエンコーダ装置のための補正方法。請求項1に記載したエンコーダ装置のための補正方法において、さらに、前記取得された第1及び第2ディジタルデータから前記第1及び第2オフセット補正値をそれぞれ減算するとともに絶対値化して第1及び第2オフセット補正データを生成するオフセット補正データ生成手順と、前記生成された第1オフセット補正データの総和と前記生成された第2オフセット補正データの総和との比を振幅補正値として計算する振幅補正値計算手順と、前記演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、前記オフセット補正された第1及び第2ディジタル検出信号に対して振幅補正する振幅補正手順を含むことを特徴とするエンコーダ装置のための補正方法。請求項1又は2に記載したエンコーダ装置のための補正方法において、前記センサ部は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるエンコーダ装置のための補正方法。検出対象物の回転又は移動に応じて互いに90度だけ位相の異なる正弦波状の第1及び第2アナログ検出信号を出力するセンサ部と、前記センサ部からの第1及び第2アナログ検出信号を第1及び第2ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部とを備えたエンコーダ装置において、前記センサ部からの第1及び第2アナログ検出信号を所定間隔でそれぞれサンプリングすることにより、少なくとも波形1周期分の第1及び第2ディジタルデータをそれぞれ取得するデータ取得手段と、前記取得された第1及び第2ディジタルデータをそれぞれ180度シフトして第1及び第2シフトディジタルデータを生成するシフトデータ生成手段と、前記第1ディジタルデータ及び前記第1シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第1ディジタルデータ及び前記第1シフトディジタルデータを抽出するとともに、前記第2ディジタルデータ及び前記第2シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の前記第2ディジタルデータ及び前記第2シフトディジタルデータを抽出するデータ抽出手段と、前記抽出された第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータの平均値を第1オフセット補正値として計算するとともに、前記抽出された第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータの平均値を第2オフセット補正値として計算するオフセット補正値計算手段と、前記演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記センサ部から入力されて変換された第1及び第2ディジタル検出信号を前記第1及び第2オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正するオフセット補正手段とを設けたことを特徴とするエンコーダ装置。請求項4に記載したエンコーダ装置において、さらに、前記取得された第1及び第2ディジタルデータから前記第1及び第2オフセット補正値をそれぞれ減算するとともに絶対値化して第1及び第2オフセット補正データを生成するオフセット補正データ生成手段と、前記生成された第1オフセット補正データの総和と前記生成された第2オフセット補正データの総和との比を振幅補正値として計算する振幅補正値計算手段と、前記演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、前記オフセット補正された第1及び第2ディジタル検出信号に対して振幅補正する振幅補正手段を設けたことを特徴とするエンコーダ装置。請求項4又は5に記載したエンコーダ装置において、前記センサ部は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるエンコーダ装置。しかしながら、実際には、上記エンコーダ装置では、1駆動軸の偏芯によって起こる位置的不整合、2検出対象物の中心と駆動軸とのずれによる位置的不整合、3検出対象物の磁極周期軸と、センサ部内の検出素子の対称点とのずれによる位置的不整合がある。これらの位置的不整合によって波形に歪が生じて、A相出力信号VA及びB相出力信号VBは完全な正弦波にならない。そして、位置的不整合が生じたエンコーダ装置においては、前記特許文献1の補正方法では、内挿精度φの低下を十分に抑制できない。この理由は、位置的不整合が生じたA相出力信号VA及びB相出力信号VBの波形の歪が、センサ部自身に潜在する誤差であるオフセット値ΔA,ΔB及び振幅値A,Bに影響を及ぼすからである。本発明は上記問題に対処するためになされたもので、その目的は、内挿精度の低下を極力抑えて、検出対象物の回転角度又は移動位置を高精度で検出できるようにしたエンコーダ装置及びエンコーダ装置のための補正方法を提供することにある。なお、下記本発明の各構成要件の記載においては、本発明の理解を容易にするために、実施形態の対応箇所の符号を括弧内に記載しているが、本発明の各構成要件は、実施形態の符号によって示された対応箇所の構成に限定解釈されるべきものではない。上記目的を達成するために、本発明の構成上の特徴は、検出対象物21,22の回転又は移動に応じて互いに90度だけ位相の異なる正弦波状の第1及び第2アナログ検出信号を出力するセンサ部10と、センサ部からの第1及び第2アナログ検出信号を第1及び第2ディジタル検出信号にそれぞれディジタル変換して、前記変換した第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する演算処理部31~33,S50とを備えたエンコーダ装置に適用され、前記変換した第1及び第2ディジタル検出信号を補正するエンコーダ装置のための補正方法であって、センサ部からの第1及び第2アナログ検出信号を所定間隔でそれぞれサンプリングすることにより、少なくとも波形1周期分の第1及び第2ディジタルデータをそれぞれ取得するデータ取得手順S14~S18と、前記取得された第1及び第2ディジタルデータをそれぞれ180度シフトして第1及び第2シフトディジタルデータを生成するシフトデータ生成手順S20と、第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータを抽出するとともに、第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータを抽出するデータ抽出手順S22と、前記抽出された第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータの平均値を第1オフセット補正値として計算するとともに、前記抽出された第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータの平均値を第2オフセット補正値として計算するオフセット補正値計算手順S24と、演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、センサ部から入力されて変換された第1及び第2ディジタル検出信号を第1及び第2オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正するオフセット補正手順S44,S46とを含むことにある。上記のように構成した本発明においては、シフトデータ生成手順で、取得された第1及び第2ディジタルデータがそれぞれ180度シフトされて第1及び第2シフトディジタルデータが生成され、データ抽出手順で、第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータが抽出されるとともに、第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータの中からそれらの差が最小となる同一位相の第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータが抽出される。オフセット補正値計算手順で、前記抽出された第1ディジタルデータ及び第1シフトディジタルデータの平均値が第1オフセット補正値として計算されるとともに、前記抽出された第2ディジタルデータ及び第2シフトディジタルデータの平均値が第2オフセット補正値として計算される。そして、オフセット補正手順により、演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、センサ部から入力されて変換された第1及び第2ディジタル検出信号が第1及び第2オフセット補正値を用いてそれぞれオフセット補正される。その結果、センサ部と検出対象物の設置誤差によって生じる内挿精度が良好となり、検出対象物の回転角度又は移動位置が高精度で検出されるようになる。また、本発明の他の特徴は、さらに、前記取得された第1及び第2ディジタルデータから第1及び第2オフセット補正値をそれぞれ減算するとともに絶対値化して第1及び第2オフセット補正データを生成するオフセット補正データ生成手順S26と、前記生成された第1オフセット補正データの総和と前記生成された第2オフセット補正データの総和との比を振幅補正値として計算する振幅補正値計算手順S28と、演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、前記オフセット補正された第1及び第2ディジタル検出信号に対して振幅補正する振幅補正手順S48を含むことにある。前記のように構成した本発明の他の特徴においては、オフセット補正データ生成手順で、前記取得された第1及び第2ディジタルデータから第1及び第2オフセット補正値がそれぞれ減算されるとともに絶対値化されて、第1及び第2オフセット補正データが生成され、振幅補正値計算手順で、前記生成された第1オフセット補正データの総和と前記生成された第2オフセット補正データの総和との比が振幅補正値として計算される。そして、振幅補正手順で、演算処理部で第1及び第2ディジタル検出信号を用いて検出対象物の回転角度又は移動位置を演算処理する前に、前記計算された振幅補正値を用いて、オフセット補正された第1及び第2ディジタル検出信号に対して振幅補正が施される。その結果、センサ部と検出対象物の設置誤差によって生じる内挿精度がさらに良好となり、検出対象物の回転角度又は移動位置がさらに高精度で検出されるようになる。また、本発明の他の特徴は、センサ部は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるとよい。これによれば、設置誤差の許容性の強いエンコーダ装置においても、検出対象物の回転角度又は移動位置がより高精度で検出されるようになる。さらに、本発明の実施にあたっては、方法の発明に限定されることなく、エンコーダ装置の装置発明としても実施し得るものである。a.実施形態以下、本発明の一実施形態について、図面を用いて説明する。図2は、本発明に係るエンコーダ装置に適用される補正装置を概略的に示すブロック図である。磁気センサ10は、本発明のセンサ部を構成するもので、回転軸21に固定された磁石22に対向して配置され、検出対象物の回転に応じて互いに90度だけ位相の異なる正弦波状のアナログ信号であるA相出力信号VA及びB相出力信号VBを出力する。回転軸21及び磁石22は、本発明の検出対象物を構成するものである。この場合、図2に示すように、周方向に分割されてN極及びS極が配置された円板状の磁石22の上面又は底面に磁気センサ10が配置されていてもよいし、後述する具体的な実施例で説明するように、多極に着磁されたリニア磁石の側面に対向させて磁気センサを配置し、磁気センサは、磁石の直線的な移動に応じて90度だけ位相の異なる正弦波状のA相出力信号VA及びB相出力信号VBを出力するような構成でもよい。また、磁気センサ10に関しても、磁気抵抗効果素子をそれぞれ含む2つのパッケージを90度位相のずれた位置に配置して各パッケージがA相出力信号VA及びB相出力信号VBをそれぞれ出力するようにしてもよいし、複数の磁気抵抗効果素子を一つのパッケージに含むように磁気センサ10を構成して、1つのパッケージからA相出力信号VA及びB相出力信号VBを出力するようにしてもよい。さらに、1つのパッケージ内に多数の磁気抵抗効果素子を対称に配置した、ハーフブリッジ型、フルブリッジ型、ダブルブリッジ型などの磁気センサ10であってもよい。磁気センサ10の出力端には、サンプリング回路11及びA/D変換器12a,12bが接続されている。サンプリング回路11は、後述する演算処理装置13によって制御され、磁気センサ10からアナログ信号であるA相出力信号VA及びB相出力信号VBを所定の周期でそれぞれサンプリングして、A/D変換器12a,12bにそれぞれ出力する。A/D変換器12a,12bは、前記サンプリングされたA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値をそれぞれA/D変換して、演算処理装置13に出力する。演算処理装置13は、CPU,ROM,RAM、その他のメモリ装置などからなるコンピュータ装置で構成され、本実施形態では図3に示す補正値取得プログラムを記憶しているとともに実行する。この演算処理装置13には、入力装置14、表示装置15及び入出力回路16が接続されている。入力装置14は、操作スイッチなどからなり、演算処理装置13の作動指示に利用される。表示装置15は、演算処理装置13の作動指示、作動内容、作動結果などを表示する。入出力回路16は、他の装置とのデータの授受などをする。また、この演算処理装置13には、演算処理装置13にて生成されたデータなどを記憶するメモリ17が接続されるようになっている。演算処理装置13には、モータなどを含む駆動装置23も接続されている。駆動装置23は、演算処理装置13により制御されて、回転軸21及び磁石22を回転させる。なお、前述のように、磁石22がリニアに移動するものであるある場合は、駆動装置23は磁石22をリニアに駆動する。なお、回転軸21、磁石22及び磁気センサ10は、磁気センサ10から出力されるA相出力信号VA及びB相出力信号VBを用いた回転角度又は移動位置の検出に利用する装置内に既に組み込まれているものである。そして、他の装置及び回路11~17,23は、前記回転角度又は移動位置の検出を利用する装置内とは別のものであってもよいが、前記装置内に組み込まれていてもよい。次に、上記のように構成した実施形態の動作について説明する。この場合、ユーザの入力装置14などを用いた指示により、演算処理装置13は、図3の補正値取得プログラムの実行を開始する。この補正値取得プログラムはステップS10にて開始され、演算処理装置13は、ステップS12にて、駆動装置23の駆動制御を開始して回転軸21及び磁石22を所定の一定速で回転させ始める。なお、前述のように、磁石22をリニアに移動させる場合には、磁石22を一定速でリニアに移動させ始める。これにより、磁石22は一定速で回転移動し始め、磁気センサ10は、アナログのA相出力信号VA及びB相出力信号VBをサンプリング回路11にそれぞれ出力し始める。前記ステップS12の処理後、演算処理装置13は、ステップS14にてサンプリング回路11にサンプリングの開始を指示する。この場合、アナログのA相出力信号VA及びB相出力信号VBの1周期当たりサンプリング数は、磁石22の回転速度に反比例するとともにサンプリング回路11のサンプリングレートに比例する。本実施形態においては、前記アナログのA相出力信号VA及びB相出力信号VBの1周期当たりサンプリング数が一定個数例えば、1024個に決められているので、演算処理装置13は、サンプリング回路11によるサンプリングレート及び駆動装置23による磁石22の回転速度の少なくとも一方を制御する。前記ステップS14の処理後、演算処理装置13は、ステップS16にて、サンプリング回路11によってサンプリングされ、かつA/D変換器12a,12bによってそれぞれディジタル変換されたディジタルのA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値をそれぞれ取込んで、第1ディジタルデータVDA及び第2ディジタルディジタルVDBとしてそれぞれ記憶する。そして、演算処理装置13は、ステップS18にて駆動終点を確認する。ここでは、磁石22が1回転以上回転したかを判定する。磁石22が1回転以上回転するまで、演算処理装置13は、ステップS18にてNoと判定して、ステップS16におけるA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値の取込み及び記憶処理を繰返し実行し続ける。磁石22が1回転以上回転すると、演算処理装置13は、ステップS18にてYesと判定して、ステップS20に進む。図4aに、1周期当たりのサンプリング数が1024個で記憶された第1ディジタルデータVDA及び第2ディジタルディジタルVDBを示す。ステップS20においては、記憶された第1ディジタルデータVDAから180度シフトした第1シフトディジタルデータVDA180を生成する。第1ディジタルデータVDAと第1シフトディジタルデータVDA180との関係を図4bに示す。この第1シフトディジタルデータVDA180の生成においては、例えば、第1ディジタルデータVDAの個数が1024個であるため、1番目から512番目の第1ディジタルデータVDAを順に513番目から1024番目の第1シフトディジタルデータVDA180とし、かつ513番目から1024番目の第1ディジタルデータVDAを順に1番目から512番目の第1シフトディジタルデータVDA180とする。また、ステップS20においては、第1ディジタルデータVDAの場合と同様に、記憶された第2ディジタルディジタルVDBから180度シフトした第2シフトディジタルデータVDB180を生成する。第2ディジタルデータVDBと第2シフトディジタルデータVDB180との関係を図4cに示す。次に、演算処理装置13は、ステップS22にて、第1ディジタルデータVDAと180度シフトした第1シフトディジタルデータVDA180との差が最小となる同一位相のディジタルデータVDACROを第1ディジタルデータVDA及び第1シフトディジタルデータVDA180の中からそれぞれ抽出する。また、ステップS22においては、同様に、第2ディジタルデータVDBと180度シフトした第2シフトディジタルデータVDB180との差が最小となる同一位相のディジタルデータVDBCROを第2ディジタルディジタルVDB及び第2シフトディジタルデータVDB180の中からそれぞれ抽出する。図4bcで差が最小となる箇所を黒丸及び黒三角でそれぞれ示す。第1ディジタルデータVDAと第1シフトディジタルデータVDA180との差が最小となる箇所は2箇所あり、同様に、第2ディジタルデータVDBと第2シフトディジタルデータVDB180との差が最小となる箇所も2箇所ある。図5abに第1ディジタルデータVDAと第1シフトディジタルデータVDA180との差が最小となる2箇所の拡大した図を示すとともに、図5cdに第2ディジタルデータVDBと第2シフトディジタルデータVDB180との差が最小となる2箇所の拡大した図を示す。図5abから、第1ディジタルデータVDAと第1シフトディジタルデータVDA180との差が最小となる2箇所は455番目と967番目の位置であり、抽出されるディジタルデータVDACROは70,71,70,71となる。また、図5cdから、第2ディジタルデータVDBと第2シフトディジタルデータVDB180との差が最小となる2箇所は199番目と711番目の位置であり、抽出されるディジタルデータVDBCROは23,24,23,24となる。この実施形態では、最小となる箇所が2箇所であるが、サンプリングの分解能により1箇所の場合もある。前記ステップS22の処理後、演算処理装置13は、ステップS24にて、前記第1ディジタルデータVDAに関して抽出したディジタルデータVDACROの平均値AVERAGEVDACROを計算して、計算したAVERAGEVDACROをA相出力信号VAのオフセット補正値VDAoffとする。また、このステップS24においては、前記第2ディジタルデータVDBに関して抽出したディジタルデータVDBCROの平均値AVERAGEVDBCROを計算して、計算したAVERAGEVDBCROをB相出力信号VBのオフセット補正値VDBoffとする。ただし、前記ディジタルデータVDACROの計算における最小桁で表される値である場合には、第1ディジタルデータVDA又は第2ディジタルデータVDB及び第1シフトディジタルデータVDA180又は第2シフトディジタルデータVDB180のうちのいずれか一方を前記平均値としても採用してもよい。これは、平均値の有効数字における四捨五入、切上げ又は切捨てに相当する。前記ステップS24の処理後、演算処理装置13は、ステップS26にて、前記計算したオフセット補正値VDAoff,VDBoffを全ての第1及び第2ディジタルVDA,VDBからそれぞれ減算する。図6aは、これらの減算値VDA-VDAoff,VDB-VDBoffを第1及び第2ディジタルデータVDA,VDBと共に示す。さらに、このステップS26においては、前記減算値VDA-VDAoff,VDB-VDBoffの絶対値|VDA-VDAoff|,|VDB-VDBoff|をそれぞれ計算して、第1及び第2オフセット補正データVDAabs,VDBabsとする。図6bは、これらの第1及び第2オフセット補正データVDAabs,VDBabsを示す。次に、演算処理装置13は、ステップS28にて、第1及び第2オフセット補正データVDAabs,VDBabsの総和SA=ΣVDAabs,SB=ΣVDBabsをそれぞれ計算し、それらの総和SA,SBの比SA/SBを下記数9の演算の実行により計算して振幅補正値VDratとする。次に、演算処理装置13は、ステップS30にて、前記ステップS24で計算したオフセット補正値VDAoff,VDBoff及び前記ステップS28で計算算した振幅補正値VDratをメモリ17に保存したり、入出力回路16を介して他の装置、例えば後述する本発明の一実施形態に係るエンコーダ装置に出力する。エンコーダ装置は、これらのオフセット値VDAoff,VDBoff及び振幅補正値VDratを入力して保存する。前記ステップS30の処理後、演算処理装置13は、ステップS32にてこの補正値取得プログラムの実行を終了する。次に、このようにして計算されたオフセット値VDAoff,VDBoff及び振幅補正値VDratを用いたエンコーダ装置の補正処理について説明する。エンコーダ装置は、図7に示すように、検出対象物である回転軸21及び磁石22に対向させた磁気センサ10を備えている。図2の補正装置では、上述のように、検出対象物である回転軸21及び磁石22に磁気センサ10を対向配置した状態においてオフセット値VDAoff,VDBoff及び振幅補正値VDratを計算するので、図7に示す磁気センサ10、回転軸21及び磁石22も図2にて示したものと同じである。また、このエンコーダ装置は、サンプリング回路31、A/D変換器32a,32b、演算処理装置33、入出力回路34及びメモリ35を備えている。これらのサンプリング回路31、A/D変換器32a,32b、演算処理装置33、入出力回路34及びメモリ35は、図2に示したサンプリング回路11、A/D変換器12a,12b、演算処理装置13、入出力回路16及びメモリ17と同様に構成されている。なお、これらのサンプリング回路31、A/D変換器32a,32b、演算処理装置33、入出力回路34及びメモリ35は、図2のサンプリング回路11、A/D変換器12a,12b、演算処理装置13、入出力回路16及びメモリ17とは別途設けられていてもよいし、共通であってもよい。特に、サンプリング回路31及びA/D変換器32a,32bは、図2のサンプリング回路11及びA/D変換器12a,12bと共通であってもよい。ただし、演算処理装置33は、回転角度計算プログラムを記憶しているとともに、回転角度計算プログラムを実行する。次に、前記のように構成したエンコーダ装置の動作を説明する。このエンコーダ装置においても、演算処理装置33は、磁気センサ10からのA相出力信号VA及びB相出力信号VBを所定の周期でサンプリングするように、サンプリング回路31に指示する。サンプリング回路31は、磁気センサ10からのA相出力信号VA及びB相出力信号VBを前記所定の周期でサンプリングして、サンプリング値をA/D変換器32a,32bにそれぞれ出力する。A/D変換器32a,32bは、前記サンプリング値をそれぞれA/D変換して、ディジタル変換されたサンプリング値VDA,VDBを演算処理装置33に出力する。これにより、回転軸21及び磁石22の回転角度ωに応じて変化する磁気センサ10からのA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値VDA,VDBが演算処理装置33に所定の周期で供給されるようになる。演算処理装置33は、サンプリング値VDA,VDBの入力ごとに、回転角度計算プログラムを実行する。この回転角度計算プログラムの実行は図8のステップS40にて開始され、演算処理装置33は、ステップS42にて、A/D変換器32a,32bでそれぞれA/D変換されたサンプリング値VDA,VDBをそれぞれ入力する。次に、演算処理装置33は、ステップS44にて前記入力したA相出力信号VAのサンプリング値VDAを前記保存したオフセット値VDAoffを用いた下記数10の演算処理によりオフセット補正してオフセット補正値VDACとし、ステップS46にて前記入力したB相出力信号VBのサンプリング値VDBを前記保存したオフセット値VDBoffを用いた下記数11の演算処理によりオフセット補正してオフセット補正値VDBCとする。次に、演算処理装置33は、ステップS48にて、前記計算したB相出力信号VBのオフセット補正値VDBCを前記保存した振幅補正値VDratを用いた下記数12の演算処理により振幅補正して振幅補正値VDBCCする。そして、演算処理装置33は、ステップS50にて、前記計算したA相出力信号VAのオフセット補正値VDAC及び前記計算した振幅補正値VDBCCを用いて下記数13の演算処理により回転軸21及び磁石22の回転角度ωを計算する。前記回転角度ωの計算後、演算処理装置13は、ステップS52にて、前記計算した回転角度ωをメモリ35に保存したり、入出力回路34を介して他の装置、例えば回転軸21及び磁石22の回転角度ωを利用する利用装置に出力したりする。そして、演算処理装置33は、ステップS54にてこの回転角度計算プログラムの実行を一端終了する。その後、A/D変換器32a,32bからのサンプリング値VDA,VDBがふたたび演算処理装置33に入力されると、演算処理装置33は前述したステップS40~S54からなる回転角度計算プログラムをふたたび実行して、サンプリング値VDA,VDBを補正処理し、補正処理後のサンプリング値VDA,VDBを用いて回転角度ωを計算する。このような、回転角度計算プログラムの実行により、演算処理装置33は回転軸21及び磁石22の回転角度ωを計算しては出力する。したがって、本実施形態によれば、ステップS20のシフトデータ生成処理により、取得した第1及び第2ディジタルデータVDA,VDBがそれぞれ180度シフトされて第1及び第2シフトディジタルデータVDA180,VDB180が生成され、ステップS22のデータ抽出処理により、第1ディジタルデータVDA及び第1シフトディジタルデータVDA180の中からそれらの差が最小となる同一位相のディジタルデータVDACROが抽出されるとともに、第2ディジタルデータVDB及び第2シフトディジタルデータVDB180の中からそれらの差が最小となる同一位相のディジタルデータVDBCROが抽出される。ステップS24のオフセット補正値計算処理により、前記抽出されたディジタルデータVDACROの平均値が第1オフセット補正値VDAoffとして計算されるとともに、前記抽出されたディジタルデータVDVDBCROの平均値が第2オフセット補正値VDBoffとして計算される。そして、ステップS44,S46のオフセット補正処理により、磁気センサ10からA/D変換器32a,32bを介して入力されたサンプリング値VDA,VDBが第1及び第2オフセット補正値VDAoff,VDBoffを用いてそれぞれオフセット補正され、ステップS50の演算処理によって前記オフセット補正されたサンプリング値VDA,VDBのオフセット補正値VDAC,VDBCを用いて検出対象物回転軸21及び磁石22の回転角度ω又は移動位置が計算される。その結果、磁気センサ10と検出対象物回転軸21及び磁石22の設置誤差によって生じる内挿精度φが良好となり、検出対象物の回転角度ω又は移動位置が高精度で検出されるようになる。また、上記実施形態においては、ステップS26のオフセット補正データ生成処理により、前記取得された第1及び第2ディジタルデータVDA,VDBから第1及び第2オフセット補正値VDAoff,VDBoffがそれぞれ減算されるとともに絶対値化されて、第1及び第2オフセット補正データVDAabs,VDBabsが生成され、ステップS28の振幅補正値計算処理により、前記生成された第1オフセット補正データVDAabsの総和SAと前記生成された第2オフセット補正データVDBabsの総和SAとの比SA/SBが振幅補正値VDratとして計算される。そして、ステップS48の振幅補正処理により、前記計算された振幅補正値VDratを用いて、オフセット補正されたサンプリング値VDBのオフセット補正値VDBCに対して振幅補正が施され、ステップS50の演算処理によって前記振幅補正値VDratも考慮されて、検出対象物回転軸21及び磁石22の回転角度ω又は移動位置が計算される。その結果、磁気センサ10と検出対象物回転軸21及び磁石22の設置誤差によって生じる内挿精度φがさらに良好となり、検出対象物の回転角度ω又は移動位置がさらに高精度で検出されるようになる。さらに、磁気センサ10は、一つの基板上に複数の検出素子を対称形に配置したものであるので、設置誤差の許容性の強いエンコーダ装置においても、検出対象物の回転角度又は移動位置がより高精度で検出されるようになる。b.本発明の実験による検証次に、上記実施形態による補正方法の効果について実験結果を用いて検証する。1第1実施例第1実施例に係る磁気センサ10は、前記引用文献3に示されている磁気センサである。複数の検出素子である磁気抵抗効果素子が対称形に1枚の基板上に配置され、それぞれの検出素子にバイアス磁界が印加された、2組のフルブリッジ回路を形成した磁気センサである。なお、この場合の磁気抵抗効果素子は、AMR磁気抵抗効果素子である。具体的には、図9aに示すように、磁気センサ10は、基板11上における90度ずつ異なる十字の位置に2つずつ点対称に配置された磁気抵抗効果素子1~8を有する。磁気抵抗効果素子1,2、磁気抵抗効果素子3,4、磁気抵抗効果素子5,6及び磁気抵抗効果素子7,8は、それらの延設方向をそれぞれ90度ずつ異ならせている。磁気抵抗効果素子1,3,5,7の延設方向は同じであり、磁気抵抗効果素子2,4,6,8の延設方向も同じである。これらの磁気抵抗効果素子1~8は、バイアス磁石12から発生する放射状の磁界により図示矢印方向にバイアスされている。バイアス磁石12は、実際には基板11の裏面に対向するように設けられているが、図9aでは基板11上に図示している。バイアス磁石11においては、基板11の対向面側がN極に磁化され、その反対側面がS極に磁化されている。図9bは、この磁気センサ10の磁気抵抗効果素子1~8の配線の等価回路を示しており、この磁気センサ10は2組のフルブリッジ回路を形成している。図9b中、端子Vcc,Gnd間に規定電圧が印加され、端子VoutA,VoutA-間からA相出力信号VAが出力され、かつ端子VoutB,VoutB-間からB相出力信号VBが出力される。また、図9cに示すように、この磁気センサ10に対向するように回転軸21の一端に固定された周方向に分割された円板状の直径7mmの2極磁石22が配置されている。回転軸21の軸線回転中心と磁石22の中心線回転中心は一致している。このように構成した検出対象物である回転軸21及び磁石22と、磁気センサ10とを用いて、次の5つ条件~下で磁石22を1回転させ、磁気センサ10から出力されるA相出力信号VA及びB相出力信号VBの1周期分の信号をサンプリングした。そして、サンプリングしたA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値を従来の補正方法を用いて補正し、補正したA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値を用いて内挿精度φ電気角-機械角を計算した。すなわち、A相出力信号VA及びB相出力信号VBに基づいて、上記数5,6を用いてオフセット値VAoff,VBoffを計算するとともに、上記数7を用いて振幅補正値Aamを計算し、上記数8の演算の実行により、前記計算したオフセット値VAoff,VBoff及び振幅補正値Aamを用いてA相出力信号VA及びB相出力信号VBを補正して回転角度ωを計算して、この回転角度ωに関する内挿精度φを下記条件~ごとに計算した。磁気センサ10の中心線磁気抵抗効果素子1~8の対称点を回転軸21及び磁石22の軸線に一致させる。磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に対してX方向に0.5mmずらす。磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に対してX方向に-0.5mmずらす。磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に対してY方向に0.5mmずらす。磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に対してY方向に-0.5mmずらす。上記条件,,,,ごとの実験結果による内挿精度φを、図10の,,,,のグラフに誤差としてそれぞれ示す。これによれば、前記条件の磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に一致させた場合には、内挿精度φ誤差はほとんど現れないことが理解できる。これに対して、前記条件,,,のように、磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に対してX方向及びY方向にそれぞれずらした場合には、内挿精度φ誤差が大きくなる、すなわち悪化することが理解できる。次に、前記図9a~cに示す磁気センサ10及び磁石22を用いて、前記場合と同様に、前記5つ条件~下で磁石22を1回転させ、磁気センサ10から出力される1周期分のA相出力信号VA及びB相出力信号VBをサンプリングした。そして、サンプリングしたA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値を本発明の補正方法を用いて補正し、補正したA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値を用いて内挿精度φ電気角-機械角を計算した。すなわち、A相出力信号VA及びB相出力信号VBに基づいて、上記ステップS20~S24の処理によりオフセット補正値VDAoff,VDBoffを計算し、上記数9の演算処理を含むステップS26,S28の処理により振幅補正値VDratを計算し、上記数10~13の演算処理を含むステップS44~50の処理により、前記計算したオフセット補正値VDAoff,VDBoff及び振幅補正値VDratを用いてサンプリング値VDA,VDBを補正して回転角度ωを計算して、この回転角度ωに関する内挿精度φを前記条件~ごとに計算した。上記条件,,,,ごとに本発明による補正を用いて計算した各内挿精度φは同じであり、この内挿精度φを図10に示す。これによれば、上記条件,,,のもとで本発明の補正方法を用いた場合の内挿精度φは、上記条件の場合と同様に内挿精度φ誤差がほとんど現れないことが理解できる。その結果、上記条件,,,のように、磁気センサ10の中心線を回転軸21及び磁石22の軸線に対してX方向及びY方向にそれぞれずらした場合、すなわち回転軸21及び磁石22に対してX方向及びY方向に磁気センサ10が位置的不整合を起こしても、本発明によるオフセット補正及び振幅補正を行なえば、内挿精度φの低下が抑えられる。2第2実施例次に、第2実施例について説明する。この場合、上記第1実施例とは異なり、第2実施例に係る磁気センサ10は、前記特許文献2に示されたダブルフルブリッジ型磁気センサである。2組のフルブリッジ構成の磁気抵抗効果素子を互いに45度傾けて一つの基板上に形成している。なお、この場合も、磁気抵抗効果素子はAMR磁気抵抗効果素子である。具体的には、図11aに示すように、延設方向を順次45度ずつずらした磁気抵抗効果素子1~8を基板11上に円周方向に沿って配置して、回転中心に対して同一延設方向の磁気抵抗効果素子1,5、磁気抵抗効果素子2,6、磁気抵抗効果素子3,7及び磁気抵抗効果素子4,8をそれぞれ点対称位置に配置している。そして、図10bの等価回路に示すように、2組のフルブリッジ回路を形成している。図11b中、端子Vcc,Gnd間に規定電圧が印加され、端子VoutA,VoutA-間からA相出力信号VAが出力され、かつ端子VoutB,VoutB-間からB相出力信号VBが出力される。図11cに示すように、検出対象物は、磁極が等間隔で列をなす棒状の多極磁石22である。多極磁石22は長手方向に並行に移動し、磁気センサ10は、図11dに示すように、多極磁石22の側方にて法線方向に沿うように配置される。このように構成した検出対象物である多極磁石22と磁気センサ10とを用いて、多極磁石22を図示しない移動手段によって移動させ、磁気センサ10から出力されるA相出力信号VA及びB相出力信号VBをサンプリングした。この場合、磁気センサ10からの信号は磁界周期の2倍の周期N極で1周期、S極で1周期で出力され、A相出力信号VAとB相出力信号VBは90度の位相差をもつ。図12aは、このA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値をグラフにより示す。この図12aのグラフから、A相出力信号VA及びB相出力信号VBには共に波形歪が確認される。そして、前記第1実施例の場合と同様に、サンプリングしたA相出力信号VA及びB相出力信号VBの1周期分のサンプリング値を従来の補正方法を用いて補正し、補正したA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値を用いて内挿精度φ電気角-機械角を計算した。図12bは、出力信号の1周期目の内挿精度φを誤差として示している。これによれば、内挿精度φは、10度以上の大きな誤差を含むことが理解できる。また、前記第1実施例の場合と同様に、サンプリングしたA相出力信号VA及びB相出力信号VBの1周期分のサンプリング値を本発明の補正方法を用いて補正し、補正したA相出力信号VA及びB相出力信号VBのサンプリング値を用いて内挿精度φ電気角-機械角を計算した。図12cは、この本発明の補正方法を用いた場合の内挿精度φを示している。この場合、内挿精度φ誤差はほとんど現れないことが理解できる。したがって、このような場合でも、本発明による補正方法を用いることにより、回転角度の誤差を抑制できることが理解できる。c.本発明の理論的な説明上記各種実施例にて以下のことが確認できる。第1及び第2実施例での従来方法である振幅中心値で補正した場合の内挿精度φ図10b~e及び図12bにおいて、機械角における誤差の変化が一様な勾配を示す。図10bはsin波形に近似し、図10cは-sin波形に近似し、図10d及び図12bはcos波形に近似し、図10eは-cos波形に近似し、それぞれ1周期分の勾配となる。第2実施例2においては、非常に大きな内挿精度φの誤差が生じているため、図12aより波形歪が確認できる。そして、歪と内挿精度φの誤差の関係が理解できる。機械角における誤差の変化を勾配と定義して、上記第1及び第2実施例に関し、上記実施形態による補正方法について理論的に説明する。上記第1及び第2実施例に関しては、極座標r,θのカージオイド曲線を想定することにより理解できる。まず、上記第1実施例の場合においては、磁石22に対する磁気センサ10の位置的不整合がない場合、すなわち上述した条件aの状態では、図13に示す黒丸上の磁界変化は、半径r=1のx=cosθ,y=sinθとなる。一方、磁石22に対する磁気センサ10の位置的不整合が、上述した条件b~eのいずれかの方向にずれた状態を図14の黒丸で示した。この黒丸上での磁界変化は、図14に示すようになる。このように磁石22に対する磁気センサ10の位置的不整合が、上述した条件b~eのうちの一つの方向にずれた状態を、式r=1a’cosθとして、直交座標x、yで考えると、x=rcosθ,y=rsinθとなり、x,yは検出対象物の運動によっておこる磁界変化を表す。位置ずれがない場合の磁界変化は、a’=0すなわちr=1である。位置ずれが起こると、a’が、位置ずれの大きさに比例して大きくなる。このx=rcosθ及びy=rsinθに、r=1a’cosθを代入すると、x、yは下記数14,15のように表される。上記第1実施例で示した位置的不整合b~eは、実際にはこの4方向だけでなく、全角α=0~360°範囲であるため、その位置での検出対象物の運動によっておこる磁界変化として考えれば、A相出力信号VA及びB相出力信号VBにそれぞれ対応する磁界HA,HBを下記数16,17のように表すことができる。これにより、位置的不整合による磁界HA,HBの変化には、2次高調波が一定の関係で重畳していることが分かる。上記第2実施例について説明する。磁気センサ10の各磁気抵抗効果素子1~8の対称点は基板11の中心にある。そして多極磁石22の磁界周期軸は棒状の軸心にある。したがって、この設置例では、磁気センサ10の対称点と多極磁石22の磁界周期軸がもともとずれを起こしている。このように意図した位置的不整合が生じている理由は、着磁ピッチの変化に対して個別のパターンを有することなく、各種の着磁ピッチにおいても、この磁気センサ10でA相出力信号VAとB相出力信号VBで90度位相をもつ出力が得られる利点と、小型が可能であるという利点があるからである。しかしながら、第1実施例で示した意図しない位置的不整合により、更に大きな位置的不整合が生じ、磁気センサ10の基板11上では、前記第1実施例の図14と同様なカージオイド曲線を描くこととなる。次に、一般的な磁気センサからの出力信号を考える。磁気センサのA,B相からの出力信号をVA、VBとしたとき、その出力信号は下記数18,19で表される。磁気センサには、内在するA,Bの振幅感度及びΔA,ΔBのオフセット電圧が存在する。この出力信号に上記数16,17を代入すると下記数20,21のようになる。上記数20,21が、位置的不整合を生じたとき位置的不整合を生じない場合であるa=0も含むの磁気センサからの出力信号となる。第2実施例の図12aによる波形歪は、重畳する2次高調波に起因することが理解できる。前記数20,21の各出力信号にて内挿精度φ電気角-機械角を求めその影響について説明する。内挿精度φ電気角-機械角は下記数22上記数4と同じで定義される。ここで、下記数23,24のようにx、yを定義すると、前記数22は下記数25にように表される。ここで、前記数25の両辺をタンジェントでとると、前記数25は下記数26のように変形される前記数23,24は下記数27,28のように変形され、公式を用いた変形により前記数26は下記数29のように変形される前記数29をアークタンジェントに戻すと下記数30のようになる。そして、前記数30によって定義される内挿精度φの式に前記数20,21で表されたA相出力信号VA及びB相出力信号VBを代入すると、内挿精度φは下記数31で与えられる。ここで磁気センサに内在する振幅値Aと振幅値Bとの差が極めて小さく、さらにオフセット値ΔA、ΔBが非常に小さい場合を仮定して前記数31を変形すると、下記数32のようになるここで、値aが1に比べて極めて小さいことを考慮すれば、前記数32の分母は定数となり、分子の関数となり内挿精度φの勾配は1周期となる。このことから、上述した内挿精度φ図10b~e及び図12bおける角度誤差の±sin波形、±cos波形に近似した1周期の一様な勾配が現象として現れることが理解できる。追加で説明すると、前記数31において、位置的不整合の発生がなく、磁気センサに内在する振幅値Aと振幅値Bとの差が極めて小さく、オフセット値ΔA、ΔBが無視できない場合を仮定して前記数31を変形すると、下記数33のようになるここで、オフセット値ΔA、ΔBは1に比べて極めて小さいことを考慮すれば、前記数33の分母は定数となり、分子の関数となり内挿精度φの勾配は1周期となる。すなわち、位置的不整合を生じたとき重畳する2次高調波が起こす内挿精度φへの影響と、磁気センサに内在するオフセット値ΔA、ΔBが起こす内挿精度φへの影響は同じ1周期の一様な勾配であることが理解できる。次に、本発明方法によるオフセット補正値を求める。本発明方法のオフセット補正値は、出力信号とその出力信号から生成された180度シフトする信号との差が最小となる値をオフセット補正値としている。このことはA相出力信号である前記数20と前記数20より180度シフトした式が一致することであり下記数34に表すことができる。前記数34は下記数35のように変形されるここでθは0度若しくは180度の値をとる。この値を前記数20に代入すると下記数36のように表される。前記数36よりA相出力信号のオフセット補正値VAoffは下記数37のようになる。B相出力信号のオフセット補正値を同様に計算して求めると下記数38のようになる。次に、本発明方法の振幅補正値を求める。この方法は、出力信号からオフセット補正値を減算し、減算された信号を絶対値化し、その信号の総和を振幅値とし、各相の振幅値の比を振幅補正値とすることである。各相の振幅値は、オフセット補正した信号の絶対値の面積が等しくなるような値を求めることである。言い換えれば、オフセット補正した信号波形は必ずデューティー50:50になるということである。A相出力信号の振幅値SAを求めるために、A相出力信号前記数20からA相出力信号のオフセット補正値前記する37を減算した値をXVAθとすると、値XVAθは下記数39のように表すことができるこの減算された信号XVAθを絶対値化して積分する。その不定積分SAは下記数40,41のように表すことができる。そして、振幅値SAは下記数42で表されることから、下記数43,44、45と順に展開した数式で表すことができる。その結果、A相出力信号の振幅値SAは、前記数45で求められた4Aとなる。同様に、出力信号の振幅値SBを求めるために、B相出力信号前記数21からB相出力信号のオフセット補正値前記数38を減算した値をXVBθとすると、値XVBθは下記数46のように表すことができるこの減算された信号XVBθを絶対値化し積分する。その不定積分SBは下記数47,48のように表すことができるそして、振幅値SBは下記数49で表されることから、下記数50,51、52と順に展開した数式に表すことができる。その結果、B相出力信号の振幅値SBは、前記数52で求められた4Bとなる。したがって、本発明の振幅補正値Vratは下記数53前記数9と同じで定義され、A,Bのみに依存する。次に、各出力信号をオフセット補正値及び振幅補正値で補正を行ったA相出力信号とB出力信号を下記数54、55で表す。補正された各出力信号において、内挿精度φ電気角-機械角を求める。内挿精度φ電気角-機械角は下記数56前記数30と同じで定義される。そして、前記数56によって定義される内挿精度φの式に前記数54、55で表された補正されたA相出力信号VA及びB相出力信号VBを代入すると、内挿精度φは下記数57で与えられる。前記数57を展開した数式を下記数58,59で表す。前記数59で明らかになったように、本発明方法による補正値で補正することで、内挿精度φはゼロとなり、内挿精度φの悪化を良好に抑制できることが理解される。次に、位置的不整合が生じた2次高調波が重畳する出力信号である前記数18,19で、従来技術の振幅中心値がオフセット補正値である場合ついて説明する。A相出力信号VA及びB相出力信号VBの振幅中心値Xoff,Yoffは、下記数60,61で表される。なお、数60,61中のθmax,θminは、各出力信号の最大値及び最小値の位置角度を示す。ここで、A相出力信号VAにおける角度θmax,θminがそれぞれほぼ90度,270度であること、及びA相出力信号VAが下記数62で表されることを考慮すれば、VA,VAは、下記数63,64のようになる。したがって、振幅中心値Xoffは、下記数65のようになる。また、B相出力信号VBにおける角度θmax,θminがそれぞれほぼ0度、180度であること、及びB相出力信号VBが下記数66で表されることを考慮すれば、VB,VBは下記数67,68のようになる。したがって、振幅中心値Yoffは、下記数69のようになる。すなわち、A相出力信号VA及びB相出力信号VBの振幅中心値Xoff,Yoffは、下記数70,71のようになる。しかし、これらの振幅中心値Xoff,Yoffは、本発明の前記計算した数37,38で示されるオフセット補正値とは一致しない。むしろ、振幅中心値Xoff,Yoffをオフセット補正値とすることは、内挿精度φの勾配を逆に増長することなる。これにより、従来のオフセット補正方法は好ましくないことが理解される。次に従来技術での振幅補正について計算を行う。従来技術の振幅補正は、A相出力信号VA及びB相出力信号VBのそれぞれにおいて、最大値から最小値を減算することにより振幅巾を計算し各振幅巾の比率を振幅補正値として設定する。それらは下記数72,73、74で表される。前記数72のXVPPは前記数63から前記数64を減算した値となる。前記数73のYVPPは前記数67から前記数68を減算した値となる。しかしながら、注意しなければいけない点として、前記数63,64,67,68は最大値として90度、最小値として270度を近似的な値としてを定めた解であり、正確には若干ずれる。よって、このことを考慮すれば、前記数74で示される振幅補正値Aamは先に示した本発明による前記数53のような正確なA/Bとはならない。ここで振幅補正がずれた場合の内挿精度φへの影響を説明する。前記数31において磁気センサに内在するオフセット値ΔA、ΔBが非常に小さく、位置的不整合の発生がない場合を仮定して前記数31を変形すると、下記数75のようになる。ここで、振幅値A、Bが極めて大きいことを考慮すれば、前記数75の分母は定数となり、分子の関数である2倍角関数となり内挿精度φの勾配は2周期となる。すなわち、振幅補正がずれた場合は、2周期の一様な勾配であることが理解できる。d.変形例以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の実施にあたっては、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を逸脱しない限りにおいて種々の変形も可能である。上記実施例に係るエンコーダ装置における磁気センサ10では、AMR磁気抵抗効果素子を用いたが、GMR磁気抵抗効果素子を用いたり、ホール素子を用いたりすることもできる。上記実施例及び前記変形例に係るエンコーダ装置におけるセンサとして磁気センサを採用するようにした。しかし、上述した理論式から分かるように、検出対象物の回転又は移動に応じて、互いに90度位相のずれたA相出力信号VA及びB相出力信号VBからなる出力信号を得ることができればよいので、センサ部に磁気センサ以外のセンサを用いてもよい。例えば、検出対象物をスリットを有するように形成して、センサを光学プローブとした光学式エンコーダ装置にも本発明は適用される。また、上記実施形態及び変形例では、オフセット補正及び振幅補正の両補正を行うようにした。しかし、A相出力信号VAとB相出力信号VBとの振幅値に起因する内挿精度φの悪化は小さい。したがって、振幅補正に関する内挿精度φの悪化が問題とならない場合には、振幅補正を省略して、オフセット補正のみを行うようにしてもよい。この場合、図3の信号補正取得プログラムのステップS26,S28の処理を省略するとともに、ステップS30における振幅補正値VDratの保存及び出力処理も省略する。また、図8の回転角計算プログラムにおいては、ステップS48の処理を省略するとともに、ステップS50においては振幅補正値VDBCCに代えてオフセット補正値VDBCを用いて回転角度ωを計算する。図15に示すように極端に変形したカージオイド曲線電気的表現に換言すればリサージュ波形も、本発明の補正方法によって、内挿精度φの悪化は抑制できる。さらに、動作時の環境変化により一度定めた補正値が適当でなくなる場合例えば、温度特性が加わった場合などには、一度定めた補正値を環境に応じてさらに補正するようにするとよい。これによれば、精度向上がさらに期待できる。"