"3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を3相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成するPWM信号生成手段と、前記電流検出素子に発生した信号と前記PWM信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段と、検出された3相電流の大小関係を判定する電流判定手段とを備え、前記PWM信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記前記PWM信号の搬送波周期内で固定された2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように3相のPWM信号パターンを生成し、前記2相の電流が検出可能な前記2点のタイミングの最小間隔を最小電流検出間隔とし、前記検出された3相電流のうち、電流値が最小を示す相の通電期間を最小通電期間とすると、前記各相のPWM信号パルスより、前記最小通電期間を減じると共に、前記最小電流検出間隔の2倍を加えて補正することを特徴とするモータ制御装置。3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を3相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、前記インバータ回路の直流側に接続され、電流値に対応する信号を発生する電流検出素子と、前記モータの相電流に基づいてロータ位置を決定し、前記ロータ位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成するPWM信号生成手段と、前記電流検出素子に発生した信号と前記PWM信号パターンとに基づいて、前記モータの相電流を検出する電流検出手段と、検出された3相電流の大小関係を判定する電流判定手段とを備え、前記PWM信号生成手段は、前記電流検出手段が、前記前記PWM信号の搬送波周期内で固定された2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように3相のPWM信号パターンを生成し、前記2相の電流が検出可能な前記2点のタイミングの最小間隔を最小電流検出間隔とし、前記検出された3相電流のうち、電流値が最大を示す相の通電期間を最大通電期間とすると、前記各相のPWM信号パルスより、前記最大通電期間を減じると共に、PWM制御周期と前記最小電流検出間隔の2倍との差を加えて補正することを特徴とするモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、3相のPWM信号のうち1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティを増減させ、他の1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの1相については、前記搬送波周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させることを特徴とする請求項1又は2記載のモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、前記各相の基準を、搬送波の振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定することを特徴とする請求項3記載のモータ制御装置。しかしながら、電流検出のために各相のPWM信号を順次シフトさせると、図15に示すように、ある相のPWM信号をシフトしているパターンから他の相のPWM信号をシフトさせるパターンに移行するタイミングで、モータ電流がステップ状に変化する。図15bは、aの一部を拡大して示しているが、U相電流の変化がキャリア周期毎に増加,減少を交互に繰り返している場合に、上記の移行タイミングでは減小が2回連続しており、その結果aに示すステップ状の変化が生じている。この時の電流変化がトルクの変動を引き起こすため、モータの駆動時に発生する騒音のレベルが増大するという問題が生じる。この問題を解決するには、2相の電流検出タイミングを固定できるように、PWM信号におけるデューティパルスの位相をシフトさせることが考えられる。しかし、そのようにパルスの位相をシフトさせると、インバータ回路がスイッチング動作することで直流電源部に発生するリップルの振幅が大きくなる。そのリップルの周波数が数kHz程度の可聴域になると、それがまた騒音の発生原因となる場合がある。そこで、単一の電流検出素子によりモータに供給される各相の電流を、リップルの発生に基づく騒音を抑制しつつ検出できるモータ制御装置を提供する。実施形態によれば、3相ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御することで、直流を3相交流に変換するインバータ回路を介してモータを駆動するモータ制御装置において、電流検出素子をインバータ回路の直流側に接続して電流値に対応する信号を発生させ、PWM信号生成手段は、モータの相電流に基づいてロータ位置を決定すると、そのロータ位置に追従するように3相のPWM信号パターンを生成する。そして、電流検出手段が、電流検出素子に発生した信号とPWM信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合に、PWM信号生成手段は、電流検出手段がPWM信号の搬送波周期内で固定された2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように、3相のPWM信号パターンを生成する。そして、電流判定手段は、検出された3相電流の大小関係を判定し、2相の電流が検出可能な2点のタイミングの最小間隔を最小電流検出間隔とし、検出された3相電流のうち、電流値が最小を示す相の通電期間を最小通電期間とすると、PWM信号生成手段は、各相のPWM信号パルスより最小通電期間を減じると共に、最小電流検出間隔の2倍を加えて補正する。また、実施形態によれば、PWM信号生成手段は、検出された3相電流のうち、電流値が最大を示す相の通電期間を最大通電期間とすると、各相のPWM信号パルスより最大通電期間を減じると共に、PWM制御周期と前記最小電流検出間隔の2倍との差を加えて補正する。第1実施形態以下、第1実施形態について、図1ないし図11を参照して説明する。図1は、モータ制御装置の構成を示す機能ブロック図である。直流電源部1は、直流電源のシンボルで示しているが、商用交流電源から直流電源を生成している場合には、整流回路や平滑コンデンサ等を含んでいる。直流電源部1には、正側母線2a,負側母線2bを介してインバータ回路直流交流変換器3が接続されているが、負側母線2b側には電流検出素子であるシャント抵抗4が挿入されている。インバータ回路3は、例えばNチャネル型のパワーMOSFET5U,V,W,U-,V-,W-を3相ブリッジ接続して構成されており、各相の出力端子は、例えばブラシレスDCモータからなるモータ6の各相巻線にそれぞれ接続されている。シャント抵抗4の端子電圧電流値に対応した信号は電流検出部7により検出され、電流検出部電流検出手段7は、前記端子電圧とインバータ回路3に出力される3相のPWM信号パターンとに基づいてU,V,W各相の電流Iu,Iv,Iwを検出する。電流検出部7が検出した各相電流は、DUTY生成部8に与えられA/D変換されて読み込まれると、モータ6の制御条件等に基づいて演算が行われる。その結果、各相のPWM信号を生成するためのデューティU_DUTY,V_DUTY,W_DUTYが決定される。例えばベクトル制御を行う場合であれば、DUTY生成部8には、制御条件を設定するマイクロコンピュータ等からモータ6の回転速度指令ωrefが与えられると、推定したモータ6の実際の回転速度との差分に基づいてトルク電流指令Iqrefが生成される。モータ6の各相電流Iu,Iv,Iwからはモータ6のロータ位置θが決定されると、そのロータ位置θを用いるベクトル制御演算によりトルク電流Iq,励磁電流Idが算出される。トルク電流指令Iqrefとトルク電流Iqとの差分に対して例えばPI制御演算が行われ、電圧指令Vqが生成される。励磁電流Id側についても同様に処理されて電圧指令Vdが生成され、電圧指令Vq,Vdが上記ロータ位置θを用いて三相電圧Vu,Vv,Vwに変換される。そして、これらの三相電圧Vu,Vv,Vwに基づいて、各相デューティU,V,W_DUTYが決定される。各相デューティU,V,W_DUTYは、PWM信号生成部PWM信号生成手段9に与えられ、搬送波とのレベルが比較されることで3相PWM信号が生成される。また、3相PWM信号を反転させた下アーム側の信号も生成されて、必要に応じてデッドタイムが付加された後、それらが駆動回路10に出力される。駆動回路10は、与えられたPWM信号に従い、インバータ回路3を構成する6つのパワーMOSFET5U,V,W,U-,V-,W-の各ゲートに、ゲート信号を出力する上アーム側については、必要なレベルだけ昇圧した電位で出力する。次に、PWM信号生成部9が3相PWM信号を生成する方式について説明する。インバータ回路3がPWM変調された3相交流を出力する際には、前述したように、上アーム側のFET5U,V,Wに対する通電パターンに応じて特定の相の電流を検出できる。以下は、各相上アーム側のゲート信号について述べるが、例えばU相のみがHレベルとなり、V相及びW相が何れもLレベルとなる通電パターンの期間では、シャント抵抗4の両端に発生する電圧はU相電流に対応する。また、U相及びV相の両方がHレベルであり、W相がLレベルとなる区間では、シャント抵抗4の両端電圧の符号を反転したものがW相電流に対応する。このように、PWM信号の通電パターンに応じて2相分の電流を順次検出して記憶すれば、時分割的ではあるが3相分の電流を検出できる。この場合、各相電流を同時に検出してはいないので実際には誤差を生じるが、特別な厳密さが要求されなければ実用上問題はなく、3相分の電流検出値を用いて回路方程式を解くことで、次の周期の通電パターンを算出できる。また、FET5のオン,オフ状態が変化した直後は電流波形が安定しないので、シャント抵抗4に発生した電圧信号を安定した状態で読み込むために最小待機時間安定時間τが必要である。この待機時間τが例えば3μsecであるとすると、一つの相の電流を読み込むためには特定の通電状態PWM信号パターンを3μsec以上継続させる必要がある。換言すれば、同一の通電状態での継続時間が3μsecよりも短い場合は電流の読み込みが正常に行われず、その時に更新されるべき相の電流値を更新できない。つまり、全てのPWM信号パターンによる通電状態を最小待機時間τ以上継続することができれば、どのようなケースでも相電流を検出できる。そこで、本実施形態では、各相のPWM信号パルスの出力位相を、従来とは異なる方式でシフトさせる。インバータ回路3を介してモータ6に印加する電圧は、各相のパルス間のデューティ差が一定であれば、パルスの立ち上がり位置,立下がり位置を同じ時間だけシフトさせても変わらない。図2は、PWM信号生成部9の内部構成を示すもので、図3は、PWM信号生成部9の内部で上アーム側の3相PWM信号U,V,Wのパルスが生成される状態を示すタイミングチャートである。DUTY生成部8より入力された各相デューティU,V,W_DUTYに対しては、DUYT補正部11によって出力される補正値が、加算器12U,12V,12Wを介して加算されることで但し、補正値の符号は正負の何れかデューティが補正される。そして、加算器12U,12V,12Wの出力信号は、パルス生成部13に入力され、U,V,W各相のキャリア搬送波とのレベルが比較された結果、各相のPWM信号U±,V±,W±が生成される。すなわち、本実施形態では、各相毎に異なる波形のキャリアを使用する。図3a~cに示すように、U相キャリアは鋸歯状波であり、V相キャリアは三角波,W相キャリアはU相に対して逆相となる鋸歯状波である。そして、これらの位相は、U相キャリアの振幅レベルが最大となり、V,W相キャリアの振幅レベルが最小となる位相が一致するように出力される。これらのキャリアは、互いに同期してカウント動作を行う3つのカウンタで生成でき、U相はダウンカウンタ,V相はアップダウンカウンタ,W相はアップカウンタとなる。但し、アップダウンカウンタがカウント動作を行う周波数は、その他のカウンタの2倍となる。キャリア周期は、例えば50μsecとする。そして、パルス生成部13では、各相デューティU,V,W_DUTYと各相キャリアとのレベルをそれぞれ比較して、デューティ>キャリアとなる期間にハイレベルパルスを出力する。その結果、図3dに示すように、V相キャリアの振幅最小位相三角波の谷を基準位相とすると、U相のPWM信号パルスUは、基準位相から遅れ方向側図中左側に増減するようにパルス幅が変化し、W相のPWM信号パルスWは、基準位相から進み方向側図中右側に増減するようにパルス幅が変化し、V相のPWM信号パルスVは、基準位相から遅れ,進みの両方向側に増減するようにパルス幅が変化する。電流検出部7には、PWM信号生成部9から電流検出タイミング信号例えばV相キャリアが与えられており、電流検出タイミング信号に従い、2相の電流を検出するタイミングを決定する。例えば、V相キャリアの振幅最小位相を基準位相とする。すなわち、基準位相を検出タイミングAとすると、そこから待機時間τ以上が経過した時点を検出タイミングBとする。このように検出タイミングを設定することで、タイミングAではW相電流-Iwを検出でき、タイミングBではU相電流-Iuを検出できる。尚、電流検出部7が電流検出タイミングを決定するために参照するキャリアは、V相に限らず、U,W相であっても良い。ここで、図3dでは、U相のPWM信号パルスの振幅が基準位相で丁度ゼロとなるように図示されているが、実際には各種の応答遅れがあるので、基準位相の検出タイミングAでもFET5Uはオンしているため、W相電流Iwを問題なく検出できる。そして、V相電流Ivは、3相電流の総和がゼロであることからU,W相電流Iwに基づいて求められる。また、図4は、V相キャリアが最大を示す位相三角波の山を基準とした場合であり、U,W相キャリアについては図示しないが、上記基準にU相キャリアが最大を示す位相,W相キャリアが最小を示す位相を一致させ、V相については、V相キャリアがデューティV_DUTYのレベルを上回る期間にPWM信号パルスを出力させれば良い。また、U,V,Wの各相は、入れ替えても良いどの波形のキャリアを、何れの相に割り当てるかは任意である。以上のようにして各相デューティパルスの位相が調整されるが、この位相調整に先立って、DUTY補正部11において各相デューティが補正される。次に、このDUTY補正部11の作用について、図5及び図6を参照して説明する。図5aは、DUTY補正部11において行われる補正処理を示すフローチャートである。DUTY生成部8より各相デューティU,V,W_DUTYが入力されるとS1、DUYT補正部11は、それらの大小関係を比較して最小のデューティをMin_uvwに格納するS2。そして、補正デューティ;Rdutyを、最小電流検出期間Idet_timeの2倍に設定するS3,この処理は初期設定で1回のみ行っても良い。ここで、最小電流検出期間Idet_timeとは、電流値を確実に検出するために必要なデューティパルスの最小値として規定されるものである。そして、各相デューティの補正値DUTY’を、次式で補正するS4。DUTY’=DUTY-Min_uvwRduty...1すなわち、右辺第2項及び第3項が補正値として、加算器12に出力される。図5b,cは具体数値例を示す。ここでは、Idet_time=5[]であり、Rduty=10となる。図5bでは3相デューティU,V,W_DUTYの各値は60,50,30[]であるから、Min_uvw=30であり、補正値は-20となる。したがって、補正されたデューティU,V,W_DUTY’の各値は、40,30,10となる。また、図5cでは3相デューティU,V,W_DUTYの各値は8,4,2であり、何れもRdutyよりも小さくなっている。この場合、Min_uvw=2であるから、補正値は8となる。したがって、補正されたデューティU,V,W_DUTY’の各値は、16,12,10となる。図6は、デューティパルスの補正及び位相調整をイメージで説明するもので、aはU,V_DUTYが何れも約80の同じ値であり、W_DUTYが約30となるケースである。1従来のように、何れもPWM周期の中心位相を基準として各相デューティを発生させると、電流は1相-Iwしか検出できないが、2パルスの位相を調整すると、2相の電流-Iw,-Iuが検出可能となる。3更に、各相デューティを補正することで、最小相であるW相のデューティはRdutyに等しくなり、3相デューティパターンに全てオフの期間が発生する。これにより、2相の電流を検出するタイミングを確保すると共に、PWM周波数に基づく騒音の発生が抑制される。また、図6bは、U,V,W_DUTYが何れも約50の同じ値の場合で、1では電流を1相も検出できないが、2パルスの位相を調整すると、2相の電流-Iw,-Iuが検出可能となる。3更に、各相デューティを補正すると、各相のデューティがRdutyに等しくなり、3相デューティパターンに全てオフの期間がより長く発生する。したがって、aと同様に2相の電流を検出するタイミングが確保され、且つPWM周波数に基づく騒音の発生が抑制される。図7は、従来技術の方式と本実施形態の方式について、電流リップルの発生状態を比較したものである。尚、PWM周期は16kHzの62.5μsであり、制御周期は8kHzの125μsであり、3相のPWMパルスとU相電流Iuとを測定している。aに示す従来方式において3相全てがオフする期間は31.4μsであり、bに示すようにデューティパルスの位相調整のみを行うと3相オフ期間は6.2μsに減少し、それに伴いPWM周期の電流リップルが大きく発生している。そして、cに示すようにデューティパルスを補正すると、3相オフ期間が44.4μsに増加してU相電流Iuのリップルが低減されている。また、図8は、PWM周期を8kHzの125μsに、制御周期を4kHzの250μsに設定した場合のU,W相デューティとV相電流Iv,及びV相電流IvをA/D変換したIvADを示す。aに示す従来手法ではV相電流Ivを検出できないが、bに示すようにデューティパルスの位相調整のみを行うとV相電流Ivが検出可能となり、U,W相デューティのハイレベル期間が重複する検出可能期間は32μsとなる。そして、cに示すようにデューティパルスを補正すると、検出可能期間は7.5μsまで短縮されている。更に、図9及び図10は、図8と同じ条件で制御した場合の音声波形と音声スペクトルを示す。図9は、騒音レベルの大きさ音声波形による空気振動の振幅を示しており、振幅が大きいほど騒音が大きくなることを示す。デューティパルスの位相調整のみを行った状態からデューティパルスの補正を加えると、騒音の振幅が28まで低減されている。また図10に示す音声スペクトル色が濃いほどノイズレベルが高いでは、従来手法に対してデューティパルスの位相調整のみを行うと、8kHz,16kHzのノイズレベルがより高くなっているが、デューティパルスの補正を加えると、特に8kHzのノイズレベルが低減していることが分かる。以上のように本実施形態によれば、インバータ回路3を構成するMOSFET5U±,V±,W±を所定のPWM信号パターンに従いオンオフ制御する際に、インバータ回路3の直流母線2b側にシャント抵抗4を接続し、PWM信号生成部9が、モータ6の相電流に基づいてロータ位置θを決定し、そのロータ位置θに追従するように3相のPWM信号パターンを生成する。そして、電流検出部7が、シャント抵抗4に発生した信号とPWM信号パターンとに基づいて、モータの相電流を検出する場合、PWM信号生成部9は、電流検出部7が、キャリア周期内で固定された2点のタイミングで2相の電流を検出可能となるように3相のPWM信号パターンを生成する。したがって、従来とは異なり、相電流がステップ状に変化することに基づく、モータ6のトルク変動や駆動時の騒音が抑制され、3相の電流Iu,Iv,Iwを、モータ印加電圧が低い状態から高い状態まで検出できる。加えて、PWM信号生成部9は、1式により各相デューティパルスを補正するので、PWM制御におけるキャリア周波数に基づく騒音の発生を抑制することができる。また、PWM信号生成部9は、3相のPWM信号のうち1相第1相については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の双方向にデューティを増減させ、他の1相第2相については、キャリア周期の任意の位相を基準として遅れ側,進み側の一方向にデューティを増減させ、残りの1相第3相については、前記キャリア周期の任意の位相を基準として前記方向とは逆方向にデューティを増減させる。したがって、電流検出部7が電流を検出する場合には、第1相と第2相のスイッチング素子が同時にオンしている第1期間と、第1相と第3相のスイッチング素子が同時にオンしている第2期間とに係るように検出タイミングを固定すれば、第1期間では第3相の電流を検出でき、第2期間では第2相の電流を検出することができる。そして、PWM信号生成部9は、各相の基準を、キャリアの振幅が最大又は最小となる位相に基づいて設定するので、電流検出部7による電流検出のタイミングも、上記位相に基づいて容易に設定することができる。更に、PWM信号生成部9は、3相のPWM信号のうちV相については三角波をキャリアとして使用し、U相については、前記三角波の振幅が最大又は最小を示す位相に、振幅が最大を示す位相が一致する鋸歯状波をキャリアとして使用し、W相については、前記鋸歯状波に対して逆相となる鋸歯状波をキャリアとして使用し、前記各相の基準を、各キャリア振幅の最大値又は最小値が全て一致する位相に基づいて設定するようにした。したがって、各相毎に異なる波形のキャリアを使用することで、各相PWM信号のデューティを増減させる位相方向を変化させることができる。第2実施形態図11及び図12は第2実施形態であり、第1実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分について説明する。第2実施形態では、第1実施形態とは異なる方式でデューティパルスを補正する。図12aは、U,W_DUTYが何れも約80であり、V_DUTYが約30となるケースである。このように、PWM周期の中心位相から両方向にパルスが伸びるV相と他のU,W相とのデューティ差が比較的大きい場合について第1実施形態の方式で補正を行うと、3に示すように3相全てがオン又はオフする期間が確保できなくなるケースがある。そこで、第2実施形態では図11に示すように補正する。DUYT補正部11は、入力された3相デューティの大小関係を比較して最大のデューティをMax_uvwに格納するS5。そして、補正デューティ;Rdutyを、PWM周期に相当する100PWMより、最小電流検出期間Idet_timeの2倍を減じた値に設定するS6と、各相デューティの補正値DUTY’を、次式で補正するS7。DUTY’=DUTY-Max_uvwRduty...2第1実施形態と同じ条件の場合、補正値は10となるので、補正されたデューティU,V,W_DUTY’の各値は、90,40,90となる。すると、補正されたパターンは、図12bの3に示すようになり、3相デューティパターンに全てオフの期間が発生するようになる。以上のように第2実施形態によれば、PWM信号生成部9は、2式により各相デューティパルスを補正するので、第1実施形態と同様にPWM制御におけるキャリア周波数に基づく騒音の発生を抑制することができる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。電流検出部7が、キャリア周期内で2相の電流を検出するタイミングは、必ずしもキャリアのレベルが最小又は最大を示す位相を基準とする必要はなく、2相の電流を検出可能な範囲でキャリアの任意の位相に基づいて設定すれば良い。また、電流を検出するタイミングは、PWMキャリアの周期に一致させる必要はなく、例えばキャリア周期の2倍や4倍の周期で検出を行っても良い。したがって、電流検出部7に入力する電流検出タイミング信号は、キャリアそのものである必要はなく、例えばキャリアに同期して所定の周期を有するパルス信号であっても良い。PWM信号生成部9においてPWMデューティパルスをシフトさせる方式は、上述したものに限らず、異なる波形の組み合わせでも良い。また、例えば三角波等の単一のキャリアを用いて、各相のデューティ指令値を変換した上で、振幅が増加する期間と異なる期間とでキャリアと指令値との比較論理を変える等の方式を用いても良い。シャント抵抗4を、正側母線2aに配置しても良い。また、電流検出素子はシャント抵抗4に限ることなく、例えばCTCurrentTransformer等を設けても良い。スイッチング素子はNチャネル型のMOSFETに限ることなく、Pチャネル型のMOSFETや、IGBT,パワートランジスタ等を使用しても良い。"