"二次電池からの直流電圧を昇圧するマルチフェーズ昇圧リアクトルと、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルに付加され磁気的に結合するインダクタであって、外部電源からの交流電圧が印加されるインダクタと、を備え、前記交流電圧の位相を調整することで前記外部電源と前記二次電池との間で前記マルチフェーズ昇圧リアクトルを介して電力を供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。請求項1記載のマルチフェーズコンバータ回路において、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧V2に対し、前記外部電源からの交流電圧V1の位相を90度ずらして前記インダクタに供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。請求項2記載のマルチフェーズコンバータ回路において、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧V2に対し、前記外部電源からの交流電圧V1の位相差を90度として前記インダクタに供給することで前記外部電源から前記二次電池に電力を供給し、前記外部電源からの交流電圧V1の位相差を-90度として前記インダクタに供給することで前記二次電池から前記外部電源に電力を供給することを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。請求項1記載のマルチフェーズコンバータ回路において、前記インダクタに直列に接続される電流制限用の第2インダクタと、を備えることを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。請求項1記載のマルチフェーズコンバータ回路において、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは、逆結合と順結合の2つの磁気結合リアクトルを直結して構成され、前記インダクタは、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの前記逆結合の磁気結合リアクトルに付加され磁気結合されることを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。請求項1記載のマルチフェーズコンバータ回路において、前記インダクタは中性点を有し、かつ、その一端には第1スイッチング素子が接続されるとともにその他端には第2スイッチング素子が接続され、前記第1スイッチング素子の他端と前記第2スイッチング素子の他端は互いに接続され、前記外部電源からの電力は、前記中性点と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の接続節点との間に供給されることを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。請求項2,3のいずれかに記載のマルチフェーズコンバータ回路において、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは2相昇圧リアクトルであってその昇圧比は2倍であり、前記V1及びV2は同一周波数であることを特徴とするマルチフェーズコンバータ回路。しかしながら、図14に示す基本例では、別付け回路として複数のスイッチング素子、具体的には12個のスイッチング素子と高周波トランスが必要となるため、構成が大型化するとともに、コストも増大する問題がある。また、図15の構成では、昇圧モードにおいて昇圧用のインダクタとして用いられたインダクタを外部充電モードにおける力率改善用及び昇圧用のインダクタとして用いることができるため、この部分においては部品点数を削減することができるものの絶縁性が確保されておらず、図16の構成では絶縁性が確保されてはいるものの、それでも新たに追加するリレーの個数が7個と比較的多く、昇圧回路の相数も6相と多く、低コスト化が困難である。本発明の目的は、外部電源との間で絶縁性を確保しつつ、装置の小型化、低コスト化を図ることができるマルチフェーズコンバータ回路を提供することにある。本発明のマルチフェーズコンバータ回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧するマルチフェーズ昇圧リアクトルと、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルに付加され磁気的に結合するインダクタであって、外部電源からの交流電圧が印加されるインダクタとを備え、前記交流電圧の位相を調整することで前記外部電源と前記二次電池との間で前記マルチフェーズ昇圧リアクトルを介して電力を供給することを特徴とする。本発明の1つの実施形態では、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧V2に対し、前記外部電源からの交流電圧V1の位相を90度ずらして前記インダクタに供給する。また、本発明の他の実施形態では、前記二次電池からの直流電圧を昇圧する前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの昇圧後の電圧V2に対し、前記外部電源からの交流電圧V1の位相差を90度として前記インダクタに供給することで前記外部電源から前記二次電池に電力を供給し、前記外部電源からの交流電圧V1の位相差を-90度として前記インダクタに供給することで前記二次電池から前記外部電源に電力を供給する。また、本発明のさらに他の実施形態では、前記インダクタに直列に接続される電流制限用の第2インダクタを備える。また、本発明のさらに他の実施形態では、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルは、逆結合と順結合の2つの磁気結合リアクトルを直結して構成され、前記インダクタは、前記マルチフェーズ昇圧リアクトルの前記逆結合の磁気結合リアクトルに付加され磁気結合される。また、本発明のさらに他の実施形態では、前記インダクタは中性点を有し、かつ、その一端には第1スイッチング素子が接続されるとともにその他端には第2スイッチング素子が接続され、前記第1スイッチング素子の他端と前記第2スイッチング素子の他端は互いに接続され、前記外部電源からの電力は、前記中性点と、前記第1スイッチング素子及び前記第2スイッチング素子の接続節点との間に供給される。本発明によれば、外部電源との間で絶縁性を確保しつつ、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。特に、本発明によれば、昇圧リアクトルをトランスとして援用できるため、別個のトランスを用いる必要がない。言い換えれば、昇圧リアクトルを外部電源からの充電ユニット、あるいは外部電源への発電ユニットの一部として機能させることができるので、装置の小型化、低コスト化を図ることができる。以下、図面に基づき本発明の実施形態について説明する。なお、本実施形態のマルチフェーズコンバータ回路は、好適にはハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池自動車等の電動車両に搭載され、車載の二次電池とモータとの間の電力供給に用いられるが、これに限定されるものではない。<基本構成及び基本原理>まず、本実施形態の基本構成及び基本原理について説明する。図1に、本実施形態におけるマルチフェーズコンバータ回路の回路構成を示す。マルチフェーズコンバータ回路100は、二次電池14の出力電圧を昇圧して駆動回路20に出力する昇圧モードの他に、外部電源から取得した電力に基づいて二次電池14を充電する外部充電モード、さらには外部に対して電力を出力する外部発電モードを備える。マルチフェーズコンバータ回路100は、上下に接続されたスイッチング素子の接続節点にインダクタを接続した2相昇圧コンバータを基本構成として有し、この2相昇圧コンバータにさらにインダクタ103を付加して構成される。二次電池14の両端には入力コンデンサC1が並列に接続される。二次電池14の正極には、インダクタ101,102のそれぞれの一端が接続される。インダクタ101の他端は、スイッチング素子S1及びS2の接続節点に接続され、インダクタ102の他端は、スイッチング素子S3及びS4の接続節点に接続される。スイッチング素子S1、S3の他端は出力側コンデンサC2の一端に接続され、スイッチング素子S2、S4の他端は出力側コンデンサC2の他端に接続される。出力側コンデンサC2は駆動回路20に接続される。スイッチング素子S1~S4の動作は従来と同様であり、図示しないコントローラ図15におけるコントローラ28と同様でよいは、スイッチング素子S1~S4を単相インバータとして動作させ、スイッチング素子をPWM制御して接続節点の間に交流電圧を整流及び昇圧し、これにより得られる直流電圧を出力コンデンサC2に印加する。一方、昇圧リアクトルを構成するインダクタ101,102には一次側インダクタ103が結合される。一次側インダクタ103はDC/AC変換回路108に接続される。DC/AC変換回路108は、PFC回路106を介して外部電源プラグ26に接続される。図2に、図1におけるインダクタ101,102,103の等価回路を示す。インダクタ103は一次側であってインダクタL1とし、インダクタ101,102は二次側であってまとめてインダクタL3として示す。また、図1には示されていないが、インダクタL1には電流変動を制限するためのインダクタL2を加えた構成として示す。図1におけるインダクタ101,102,103からなるトランスの結合率kを1とする。図2において、インダクタL1,L2に流れる一次側電流をi1、インダクタL3に流れる二次側電流をi2、一次側電圧をV1、二次側電圧をV2とすると、電流変化率はであり、相互インダクタンスは、である。但し、上記のようにkは1とする。図1において、スイッチング素子S1~S4からなる上下のアームを180度位相をずらせてデューティ比約50で駆動した場合、二次側の電圧V2の波形は図3aに示すような矩形波形となる。昇圧リアクトルの昇圧比は2倍となり、スイッチング素子S1~S4の接続節点の電圧はVbで常に二次電池14の電圧と同じであり、二次電池14への直流電流は生じない。また、V2のみを二次側のインダクタL3に印加した場合、二次側の電流i2と二次側の電圧V2の位相は90度ずれているから電力は発生しない。すなわち、二次側の電流i2と二次側の電圧V2の積分を1周期で行った場合、電力=0となる。これに対し、一次側電圧V1を同様にデューティ比約50の矩形波形とし、図3bに示すようにV2に対して位相差90度で印加した場合には、図3cに示すように二次側の電流i2と二次側の電圧V2の位相差が45度となり、電力が発生する。図3dは二次側の電流i2とその時間変化di2/dtを示す。一方、V2に対してV1の位相を位相差-90度で印加した場合には、90度の場合と符号が反転した電力が発生する。このことは、V1の位相を-90度から90度まで変化させることで、充電から発電まで電力量が制御可能であることを意味する。すなわち、図1におけるインダクタL101,102に、インダクタ103を結合させることで、一次側から二次側に充電、あるいは二次側から一次側に発電電力を移行することができる。また、二次側の電力は充電の場合には図1におけるコンデンサC2に蓄積され、コンデンサC2の端子間電圧が昇圧する。すると、昇圧コンバータに二次電池14を充電する直流電流が流れる。電流は振動するが、最終的にはトランスを介して伝達される電力量と、直流による電力量が等しくなった時点で平衡になる。<具体的構成>次に、本実施形態における具体的構成について説明する。図4に、本実施形態における基本回路構成を示す。マルチフェーズコンバータ回路は、順結合と逆結合の2つの磁気結合リアクトルを直結した構成の磁気結合型である。すなわち、二次電池14の正極側とスイッチング素子S1,S2の接続節点の間には、第1のインダクタ及び第2のインダクタが互いに直列に接続され、また、二次電池14の正極側とスイッチング素子S3,S4の接続節点の間には、第3のインダクタと第4のインダクタが互いに直列に接続される。第1のインダクタと第3のインダクタは逆結合され、第2のインダクタと第4のインダクタは順結合される。逆結合の相互インダクタンスをM1、順結合の相互インダクタンスをM2とすると、昇圧リアクトルのインダクタンスL=M1M2とする強結合とし、漏れインダクタンスは無視する。スイッチング素子S1、S3の他端は出力側コンデンサC2の一端に接続され、スイッチング素子S2、S4の他端は出力側コンデンサC2の他端に接続される。出力側コンデンサC2は駆動回路20に接続される。図5に、本実施形態のマルチフェーズコンバータ回路200の回路構成を示す。図4に示された回路構成において、昇圧リアクトルの逆結合部に一次側インダクタ103を付加し、さらに一次側インダクタ103に電流制限用のインダクタL2を接続する。一次側インダクタ103は、AC/AC変換回路109を介して外部電源プラグ26に接続される。AC/AC変換回路109は、商用交流電力を10kHzの高周波電力に変換する回路である。図6に、AC/AC変換回路109の出力電圧として、400V、10kHzの矩形波を設定した場合を示す。図6において、一次側インダクタ103のインダクタンスは242μH、L2=80μH、逆結合のインダクタンスは242μH、順結合のインダクタンスは94μHである。また、図7に、図6の動作をコンピュータでシミュレーションした結果を示す。なお、二次側には一次側と同様に10kHzの矩形波を印加している。図7において、グラフaは一次電流i1の電流変化であり、上記の1、2式で計算した電流変化率は9.06A/μSであるのに対し、シミュレーション結果は9.29A/μSである。また、グラフbは二次電流i2の電流変化であり、上記の1、2式で計算した電流変化率は5.2A/μSであるのに対し、シミュレーション結果は5.24μSである。計算結果とシミュレーション結果がよく一致している。このことは、数1、2の元となる図2の等価回路が正しいことを意味している。なお、交流電力はトランスを介して出力コンデンサC2に伝達される。昇圧コンバータは2倍昇圧とし、この状態で交流電力が供給されると、出力コンデンサC2が二次電池14の電池電圧Vbの2倍より高くなる。端子間電圧が電池電圧Vbの2倍より高くなると、駆動側の平均電圧電池電圧Vbより高くなるため、昇圧リアクトルに電池側への直流電流が発生し、交流電力を直流電力として二次電池14に蓄電する。直流電力量と交流伝達電力量が等しくなったところで平衡に達し、出力コンデンサC2の端子間電圧も電池電圧Vbの2倍で安定する。図8に、送電する交流電力を0kWから10kWにステップ的に印加した場合の電池電流の時間変化をコンピュータでシミュレーションした結果を示す。直流電流は振動しながらやがて一定値に収斂していく。シミュレーションにおける平衡状態での電池電流図においてSim.として示すは32.8Aであり、計算値の33.23Aとよく一致している。ここで、入力矩形波電圧の位相を充電状態から180度シフトさせると、充電ではなく発電となることは上述した通りである。発電の場合には充電とは逆方向の電池電流が発生する。図4では、逆結合と順結合の昇圧リアクトルにおいて、逆結合リアクトルに一次側インダクタを付加しているが、順結合を独立リアクトルとすることもできる。図9に、順結合リアクトルを独立リアクトルとした場合の昇圧リアクトルの構成及び回路図を示す。図9aは磁気結合リアクトルの構成図であり、図9bは回路図である。磁気結合リアクトル300は、断面形状がE字型をなすコア片、すなわち所定間隔だけ離間させて3つの凸部が形成されたコア片300a,300bを互いに凸部が対向するように配置させてコア構造が構成され、コア構造の2つの脚部にインダクタLを形成することで、インダクタLによって生じる独立した磁束と、2つのインダクタが干渉して生じる干渉磁束が存在し、磁気的に結合している。図9bにおいて、二次電池14の正極側とスイッチング素子S1,S2の接続節点の間には、第1のインダクタ及び第2のインダクタが互いに直列に接続され、また、二次電池14の正極側とスイッチング素子S3,S4の接続節点の間には、第3のインダクタと第4のインダクタが互いに直列に接続される。第1のインダクタと第3のインダクタは逆結合され、第2のインダクタと第4のインダクタはそれぞれ独立している。図10に、図9の磁気結合リアクトルに一次側インダクタ103を付加した磁気結合リアクトルの構成を示す。磁気結合リアクトル400は、図9aに示す磁気結合リアクトル300と同様に、断面形状がE字型をなすコア片、すなわち所定間隔だけ離間させて3つの凸部が形成されたコア片400a,400bを互いに凸部が対向するように配置させてコア構造が構成され、コア構造の2つの脚部にインダクタLを形成する。さらに、インダクタLが形成された2つの脚部であって、インダクタLの内部に、一次側インダクタ103がそれぞれ形成される。これにより、逆結合したインダクタに一次側インダクタ103が結合される構成となり、図5の場合と同様に、入力矩形波電圧の位相を変化させることで、充電及び発電が可能となる。但し、この構成では、独立したインダクタLが一次側ではなく二次側に接続される構成となる。図11に、図10の磁気結合リアクトル400を用いた場合の等価回路を示す。図6の場合と比較すると、一次側にインダクタL2が接続されておらず、その代わりに二次側、すなわち逆結合インダクタLrとスイッチング素子S1、S2の接続節点の間、及び逆結合インダクタLrとスイッチング素子S3,S4の接続節点の間に独立インダクタLが接続されていることがわかる。因みに、図6の場合では、一次側にインダクタL2を接続して電流を制限しており、インダクタL2のインダクタンスの値は一次側であるため相対的に小さく設定できることから、図11の場合と比べて多くの電力を処理することが可能である。従って、例えば50kWまでの充放電も可能であり、いわゆる急速充電にも対応可能である。最後に、図1におけるDC/AC変換回路108について説明する。DC/AC変換回路108としては、図13に示す従来技術のようにフルブリッジ構成の単相インバータを用いることも可能であるが、既述したように多数のスイッチング素子及びトランスが必要となり、トランスを小型化するために100kHz程度の駆動周波数であるためスイッチング素子としてMOSFETを用いる必要がある。MOSFETのオン抵抗は耐圧の上昇とともに著しい増加傾向を示す。一方、本実施形態では、図12に示すように、一次側インダクタ103に中性点を設け、その両端に2つのスイッチング素子S10,S11を接続する構成とする。中性点にはPFC回路106が接続される。具体的には、一次側インダクタ103の接続節点を中性点の一端図中-端子とし、一次側インダクタ103の一端にはスイッチング素子S10が接続され、一次側インダクタ103の他端にはスイッチング素子S11が接続される。スイッチング素子S10とS11の接続節点を中性点の他端図中端子とし、PFC回路106の出力の正極側を中性点の側に接続し、PFC回路106の出力の負極側を中性点の-側に接続する。本実施形態では、別付けのトランスを新たに付加することなく、昇圧コンバータの昇圧リアクトルに一次側インダクタを付加する構成であるため、トランスを小型化するために100kHz程度の駆動周波数とする必要がなく、駆動周波数を10kHz程度としても問題ない。この場合、スイッチング素子S10,S11としてMOSFETではなくIGBTを用いることが可能となる。IGBTの耐圧として1200V程度は一般的であり、直流電圧を最大で400Vとした場合にスイッチング素子S10,S11に印加される電圧は800Vのサージ電圧となるため、1200V耐圧のIGBTを用いることが十分可能である。したがって、図14に示す従来の構成と図12に示す本実施形態の構成とを対比すると、従来の回路構成では、MOSFETが12素子、コンデンサ、トランスが必要であるところ、本実施形態では、MOSFETが4素子、IGBTが2素子、コンデンサ、一次側インダクタとなり、スイッチング素子数を12素子から6素子に半減できるとともに、トランスを省くことができる。図13に、図12に示す本実施形態の回路構成と、図14に示す従来の回路構成とを対比して示す。従来における外部電源プラグ26及びPFC回路は本実施形態における外部電源プラグ26及びPFC回路と同一であるが、従来におけるDC/AC変換回路は本実施形態における2つのスイッチング素子と一次側インダクタに対応し、従来における2次側回路は本実施形態における昇圧リアクトルを含む昇圧コンバータ回路に対応する。昇圧コンバータの部分は何ら素子を付加しておらず、DC/AC変換回路及びトランスの部分がインダクタ及び2つのスイッチング素子に置換される。従来においては、双方向PFC回路部分、DC/AC変換回路部分、トランス部分の3つの機能ブロックが別付けで必要であるところ、本実施形態では、双方向PFC回路部分及びインダクタとスイッチング素子部分の2つの機能ブロックを付加するだけで済むことが理解されよう。以上説明したように、本実施形態では、ハイブリッド自動車等の昇圧コンバータの昇圧リアクトルにインダクタを付加し、このインダクタに外部電源から交流電力を供給することで、二次電池14への充電機能あるいは二次電池14からの発電機能を付加することができる。本実施形態では、昇圧コンバータの昇圧リアクトルを援用して外部電源から二次電池14への充電機能あるいは二次電池14から外部電源への発電機能を付加することで、昇圧コンバータを多機能化するものといえる。また、昇圧コンバータの昇圧リアクトルに付加するインダクタは磁気結合しており、絶縁性も確保される。なお、本実施形態では、外部電源として交流電源を示し、この交流外部電源からPFC回路106、DC/AC変換回路108を介して交流電圧をインダクタ103に供給しているが、外部電源を直流電源とし、この直流電源からDC/AC変換回路108を介して交流電圧をインダクタ103に供給する構成としてもよい。本実施形態におけるマルチフェーズコンバータ回路は、二次電池からの直流電圧を昇圧してモータに供給するとともに、外部電源からの交流電力により当該二次電池を充電するプラグインハイブリッド自動車に特に好適であるが、これに限定されるものではない。"