定電圧回路が出力する定電圧で駆動される水晶発振回路を備えた発振装置であって、前記定電圧回路は、定電流源と、前記定電流源の定電流により基準電圧を出力する第1のMOSトランジスタと、を備えた基準電圧回路と、前記基準電圧と帰還電圧を入力する差動増幅回路と、前記差動増幅回路の出力によって、前記定電圧回路の出力端子に前記定電圧を出力する第2のMOSトランジスタと、前記出力端子に接続された温度特性調整素子と、前記温度特性調整素子と接地の間に接続され、前記帰還電圧を出力する第3のMOSトランジスタと、を備え、前記定電圧回路が出力する定電圧は、温度変化に対して第1の傾きを有し、前記水晶発振回路の発振停止電圧は、温度変化に対して第2の傾きを有し、前記水晶発振回路の消費電流は、前記第1の傾きと前記第2の傾きとの差と相関を有し、前記温度特性調整素子によって前記第1の傾きを調整して、前記第1の傾きと前記第2の傾きとの差を極小とする、ことを特徴とする発振装置。前記温度特性調整素子は、正または負の温度特性を有する抵抗である、ことを特徴とする請求項1に記載の発振装置。前記温度特性調整素子は、正または負の温度特性を有する第4のMOSトランジスタである、ことを特徴とする請求項1に記載の発振装置。前記定電流源は、デプレッション型MOSトランジスタで構成され、前記デプレッション型トランジスタの閾値電圧を変えることにより、前記第1の傾きを調整する、ことを特徴とする請求項1から3のいずれかに記載の発振装置。しかしながら、従来の技術では、定電圧の温度変化に対する傾きと発振停止電圧の温度変化に対する傾きとの差と、定電圧回路の消費電流にはトレードオフの関係にある。そのため、定電圧回路の消費電流は、小さくできたとしても100nA前後も必要とする。例えば、従来の技術では、定電圧回路において、定電流を生成する定電流源により基準電圧を生成する基準電圧回路の消費電流は約20~48nAを必要とし、定電圧回路全体の消費電流では約75~110nAも必要とする。本発明は、上記課題に鑑みてなされ、定電圧の温度変化に対する傾きと発振停止電圧の温度変化に対する傾きとの差と、定電圧回路の消費電流とのトレードオフの関係をなくし、数nAという低消費電流を実現できる定電圧回路及びそれを用いた水晶発振回路を提供し、発振装置全体の消費電流を小さくすることを目的とする。本発明は、上記課題を解決するため、定電圧回路が出力する定電圧で駆動される水晶発振回路を備えた発振装置であって、定電圧回路は、定電流源と、定電流源の定電流により基準電圧を出力する第1のMOSトランジスタと、を備えた基準電圧回路と、基準電圧と帰還電圧を入力する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力によって定電圧回路の出力端子に定電圧を出力する第2のMOSトランジスタと、出力端子に接続された温度特性調整素子と、温度特性調整素子と接地の間に接続され帰還電圧を出力する第3のMOSトランジスタと、を備え、定電圧回路で生成される定電圧は温度変化に対して第1の傾きを有し、水晶発振回路の発振停止電圧は温度変化に対して第2の傾きを有し、水晶発振回路の消費電流は第1の傾きと第2の傾きとの差と相関を有し、温度特性調整素子によって第1の傾きを調整して第1の傾きと第2の傾きとの差を極小とする、ことを特徴とする発振装置、を提供する。本発明では、定電圧回路に温度特性調整素子を備えることにより、定電圧の温度変化に対して負となる傾きと、水晶発振回路における発振可能な最低動作電圧の温度変化に対して負となる傾きとの差を極小にできるので、水晶発振回路の消費電流を小さくでき、さらに定電圧回路で生成する定電流を小さくすることにより、定電圧回路の消費電流を小さくでき、発振装置全体の消費電流を小さくできる。以下、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。図1は、本実施形態の発振装置を示す概略図である。発振装置100は、定電圧を生成する定電圧回路10と、生成された定電圧により水晶振動子を発振させる水晶発振回路20とを含んでいる。図2は、本実施形態の発振装置の定電圧回路の内部構成を示す回路図である。定電圧回路10は、基準電圧回路101と、差動増幅回路102と、PMOSトランジスタMP1及びMP2と、NMOSトランジスタMN5と、温度特性調整素子30を備える。基準電圧回路101は、定電流源11とNMOSトランジスタMN1で構成される。NMOSトランジスタMN1は、ソースが接地され、ゲートが自身のドレインに接続される。差動増幅回路102は、NMOSトランジスタMN2と、容量C1と、差動対を構成するNMOSトランジスタMN3とMN4、カレントミラーを構成するPMOSトランジスタMP3とMP4とで構成される。差動増幅回路102は、反転入力端子であるNMOSトランジスタMN3のゲートに基準電圧VREFが入力され、非反転入力端子であるNMOSトランジスタMN4のゲートにNMOSトランジスタMN5のドレイン電圧、即ち帰還電圧FBが入力される。NMOSトランジスタMN1とカレントミラーを構成するNMOSトランジスタMN2には、定電流IREFが流れ動作電流となっている。容量C1は、基準電圧VREFを安定化している。PMOSトランジスタMP1は、ソースが電源端子に接続され、ゲートが差動増幅回路102の出力であるPMOSトランジスタMP3のドレインに接続され、ドレインが定電圧回路10の出力端子VREGに接続される。PMOSトランジスタMP2は、ソースが温度特性調整素子30に接続され、ゲートが自身のドレインに接続されて差動増幅回路102の非反転入力端子であるNMOSトランジスタMN4に入力される。温度特性調整素子30は、PMOSトランジスタMP1のドレインとPMOSトランジスタMP2のソースの間に接続される。NMOSトランジスタMN5は、ゲートがNMOSトランジスタMN1のゲート及びドレインに接続され、ソースは接地されている。NMOSトランジスタMN1とカレントミラーを構成するNMOSトランジスタMN5には、定電流IREFが流れる。容量C2は、差動増幅回路102の出力と出力端子VREGの間に接続される。容量C3は、出力端子VREGと接地の間に接続される。容量C2は位相補償容量として、容量C3は定電圧VREGの安定化容量として備えている。次に、本実施形態の発振装置の定電圧回路の動作について説明する。基準電圧回路101は、NMOSトランジスタMN1に定電流源11から定電流IREFを流すことにより基準電圧VREFを生成する。差動増幅回路102は、出力がPMOSトランジスタMP1のゲートに入力されているので、基準電圧VREFと電圧FBが等しくなるように、PMOSトランジスタMP1のドレイン電流を制御する。従って、PMOSトランジスタMP1のドレインから出力される定電圧VREGは、基準電圧VREFとPMOSトランジスタMP2のソース―ドレイン電圧と温度特性調整素子30の電圧降下を加えた電圧になる。図3は、本実施形態の定電圧回路及び水晶発振回路の温度特性を示す概略図である。水晶発振回路20の発振停止電圧VDOSは、水晶振動子の特性、発振インバータの特性、負荷容量によって決まり、温度変化に対して直線的に低下する。定電圧VREGが発振停止電圧VDOSを下回ると、水晶発振回路20の発振動作が停止してしまうので、動作保証温度範囲において、常に定電圧VREGは発振停止電圧VDOS以上に設定する必要がある。また、定電圧VREGが大きすぎると、水晶発振回路20の消費電流が大きくなってしまう。従って、低消費電流を実現しながら動作保証温度範囲において常に安定した発振動作をするためには、定電圧回路10から供給される定電圧VREGは、常に水晶発振回路20の発振停止電圧VDOSより大きく、かつ、できるだけ定電圧VREGと発振停止電圧VDOSとの差が少ないことが要求される。そのため、図3cのように、定電圧VREGと発振停止電圧VDOSの温度特性の傾きが同じで、その差が少なければ、動作保証温度範囲において常に安定した動作ができる。ここで、定電圧VREGの温度特性は、NMOSトランジスタMN1の閾値電圧Vtnmと、PMOSトランジスタMP2の閾値電圧Vtpmと、定電流IREFと、温度特性調整素子30の温度特性に依存する。本実施形態の定電圧回路の定電流源11は、図4に示すようにデプレッション型PMOSトランジスタMD1で構成される。デプレッション型PMOSトランジスタMD1は、ゲート下に高濃度の不純物をドーピングしているので、ゲート―ソース間電圧Vgsが0Vでもゲート下には既にチャネルが形成されている。そして、デプレッション型PMOSトランジスタMD1はゲートとソースを接続しているので、電源電圧によらず常にゲート―ソース間電圧Vgs=0Vで動作でき、飽和領域ではドレイン―ソース間電流Ids=IREFが電源電圧にほとんど依存しないため、電源電圧が変動しても一定の電流を流すことができる定電流源となる。図5は、デプレッション型PMOSトランジスタを用いた定電流源の温度特性を示す概略図である。デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdは、温度が上昇するにつれてより大きくなる。デプレッション型PMOSトランジスタMD1の温度特性は、温度が上昇するにつれてドレイン―ソース間電流Idsの傾きが小さくなる。ここで、デプレッション型PMOSトランジスタMD1のドレイン―ソース間電流|Ids|対ゲート―ソース間電圧Vgs曲線は、温度が変化してもある一点ではほとんど動かない。この点は温特フラットポイントとして知られている。デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整して、ドレイン―ソース間電流Idsが温度により変化しない点、すなわち温特フラットポイントにゲート―ソース間電圧Vgs=0Vが来るようにすると、温度特性に依存しない定電流源が得られる。また、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整して、ゲート―ソース間電圧Vgsが負の電圧領域に温特フラットポイントが来ると、定電流源、すなわちゲート―ソース間電圧Vgs=0Vのときの温度特性は、温度が上昇するにつれてドレイン―ソース間電流Ids=IREFが大きくなる。反対に、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整して、ゲート―ソース間電圧Vgsが正の電圧領域に温特フラットポイントが来ると、定電流源、すなわちゲート―ソース間電圧Vgs=0Vのときの温度特性は、温度が上昇するにつれてドレイン―ソース間電流Ids=IREFが小さくなる。このように、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整することにより、定電流IREFの温度変化に対する傾きを変えることができ、定電流IREFに依存する定電圧VREGの温度変化に対する傾きを調整できる。従って、定電圧VREGと発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きとの差を極小にして水晶発振回路20の消費電流を小さくするには、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整することにより実現できる。ここで、定電圧VREGの温度変化に対する傾きと発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きとの違いによって、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整する方法には、次の2通りの場合が考えられる。定電圧VREGの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きよりも急峻な場合、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整して、温特フラットポイントが負の電圧領域に来るようにする。即ち、定電流源11が温度変化に対して正の傾きにすることで、定電圧VREGの温度変化に対する傾きを調整できる。反対に、定電圧VREGの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きよりも緩やかな場合、デプレッション型PMOSトランジスタMD1の閾値電圧Vtpdを調整して、温特フラットポイントが正の電圧領域に来るようにする。即ち、定電流源11が温度変化に対して負の傾きにすることで、定電圧VREGの温度変化に対する傾きを調整できる。また、本実施形態の定電圧回路の温度特性調整素子30は、図4に示すように抵抗R1により実現できる。抵抗R1をPMOSトランジスタMP1のドレインとPMOSトランジスタMP2のソースの間に接続することにより、PMOSトランジスタMP1のドレインから出力される定電圧VREGは、基準電圧VREFとPMOSトランジスタMP2のソース―ドレイン電圧と、さらに抵抗R1の電圧降下を加えた値に設定される。定電圧VREGと発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きとの差を極小にして水晶発振回路20の消費電流を小さくするには、抵抗R1の温度変化に対する傾きを調整することにより実現できる。ここで、定電圧VREGの温度変化に対する傾きと発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きとの違いによって、傾きを調整する抵抗R1の温度特性は、次の2通りの場合が考えられる。定電圧VREGの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きよりも急峻な場合、抵抗R1が温度変化に対して正の傾きにする。このようにすることで、定電圧VREGの温度変化に対する傾きを発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きに合わせるように調整できる。反対に、定電圧VREGの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きよりも緩やかな場合、抵抗R1が温度変化に対して負の傾きにする。このようにすることで、定電圧VREGの温度変化に対する傾きを発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きに合わせるように調整できる。また、本実施形態の定電圧回路の温度特性調整素子30は、図6に示すようにPMOSトランジスタMP5により実現できる。PMOSトランジスタMP5は、ソースをPMOSトランジスタMP1のドレインに接続され、ゲートは接地され、ドレインはPMOSトランジスタMP2のソースに接続される。PMOSトランジスタMP5は、ゲートを接地させることにより、ゲート―ソース間電圧Vgsが閾値電圧Vtpmよりも大きくなり、常に動作できる状態にできる。また、PMOSトランジスタMP5のドレイン―ソース間電圧Vdsの値が小さい線形領域に設定することにより、PMOSトランジスタMP5はオン抵抗が支配的になる。すなわち、PMOSトランジスタMP5は、抵抗R1の代わりとして実現できる。PMOSトランジスタMP5のオン抵抗は、温度変化に対して正の傾きを持っていることが知られている。したがって、定電圧VREGの温度変化に対する傾きが、発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きよりも急峻な場合、定電圧VREGと発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きとの差を極小にするためには、ゲートを接地したPMOSトランジスタMP5における正の温度特性を持つオン抵抗により、定電圧VREGの温度変化に対する傾きを調整できる。この結果、動作保証温度範囲において常に定電圧VREGは発振停止電圧VDOS以上となるので、水晶発振回路20の消費電流を小さくできる。さらに、定電圧VREGの温度変化に対する傾きと発振停止電圧VDOSの温度変化に対する傾きとの差と、定電圧回路10の消費電流とのトレードオフの関係がなくなるので、定電圧回路10の定電流IREFを極限にまで小さくすることが可能となり、定電圧回路10は数nAという低消費電流を実現できる。したがって、発振装置100全体の消費電流も小さくできる。以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲内において種々の態様での実施が可能である。