"所与の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第1の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、前記第1の温度検出電圧を、前記基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、前記第1の温度検出電圧と前記第2の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路。第1の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第1の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、前記第1の温度検出電圧を前記第1の基準電圧を基準に増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧に変換する温度検出電圧変換部と、前記第2の温度検出電圧を、第2の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第3の温度検出電圧に変換する基準電圧変換部と、前記第3の温度検出電圧を、前記第2の基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第4の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、前記第3の温度検出電圧と前記第4の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路。請求項2において、前記基準電圧変換部は、前記第2の基準電圧を基準として前記第1の温度検出電圧と前記第2の温度検出電圧の差分を増幅又は減衰させて前記第3の温度検出電圧を生成する、温度検出回路。請求項2又は3において、前記温度検出電圧変換部は、前記第1の温度検出電圧を前記第1の基準電圧を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて前記第2の温度検出電圧を生成する、温度検出回路。請求項1乃至4のいずれかにおいて、前記温度検出電圧反転部は、前記利得が可変である、温度検出回路。請求項1乃至5のいずれかに記載の温度検出回路を含む、センサー装置。ところで、センサーICの内部に温度センサーを内蔵する場合、PN接合のバンドギャップを利用した温度センサーが用いられ、温度センサーが出力する温度検出電圧は、反転増幅器などを用いて任意の温度係数に変更されて温度補正を必要とする回路ブロックに供給される。ところが、この温度検出電圧のノイズレベルが大きいため、特に低ノイズ化が必要なICでは、このノイズレベルを低減させることが要求される。本発明は、以上のような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明のいくつかの態様によれば、ノイズレベルを低減させた温度検出電圧を生成可能な温度検出回路及びこれを用いたセンサー装置を提供することができる。1本発明は、所与の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第1の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、前記第1の温度検出電圧を、前記基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、前記第1の温度検出電圧と前記第2の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路である。本発明によれば、第1の温度検出電圧に重畳されるノイズと第2の温度検出電圧に重畳されるノイズは理想的には180°位相が異なるので、温度検出電圧加算部により第1の温度検出電圧と第2の温度検出電圧を加算することでノイズレベルを低減させることができる。また、温度検出電圧加算部により第1の温度検出電圧と第2の温度検出電圧を加算して得られる温度検出電圧の温度係数は、温度検出電圧反転部の利得に応じて変化する。従って、本発明によれば、温度検出電圧反転部の利得を適切に設定することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数を所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、本発明の温度検出回路が出力する温度検出電圧をそのまま温度補償電圧として用いることができる。2本発明は、第1の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第1の温度検出電圧を発生させる温度検出電圧発生部と、前記第1の温度検出電圧を前記第1の基準電圧を基準に増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧に変換する温度検出電圧変換部と、前記第2の温度検出電圧を、第2の基準電圧を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第3の温度検出電圧に変換する基準電圧変換部と、前記第3の温度検出電圧を、前記第2の基準電圧を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第4の温度検出電圧を生成する温度検出電圧反転部と、前記第3の温度検出電圧と前記第4の温度検出電圧を加算する温度検出電圧加算部と、を含む、温度検出回路である。本発明によれば、第3の温度検出電圧に重畳されるノイズと第4の温度検出電圧に重畳されるノイズは理想的には180°位相が異なるので、温度検出電圧加算部により第3の温度検出電圧と第4の温度検出電圧を加算することでノイズレベルを低減させることができる。また、温度検出電圧加算部により第3の温度検出電圧と第4の温度検出電圧を加算して得られる温度検出電圧の温度係数は、温度検出電圧反転部の利得に応じて変化する。従って、本発明によれば、温度検出電圧反転部の利得を適切に設定することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数を所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、本発明の温度検出回路が出力する温度検出電圧をそのまま温度補償電圧として用いることができる。さらに、本発明によれば、基準電圧変換部により、第3の温度検出電圧の基準電圧第2の基準電圧を第1の基準電圧に関係なく任意の電圧にすることができる。これにより、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の基準電圧も第2の基準電圧に設定されるので、例えば、第2の基準電圧を温度補償回路のアナロググランド電圧と同じ電圧にすることで、温度補償回路の設計を容易にすることができる。3この温度検出回路において、前記基準電圧変換部は、前記第2の基準電圧を基準として前記第1の温度検出電圧と前記第2の温度検出電圧の差分を増幅又は減衰させて前記第3の温度検出電圧を生成するようにしてもよい。このように、第2の基準電圧を基準として第1の温度検出電圧と第2の温度検出電圧の差分を増幅又は減衰させることで、温度検出電圧の基準電圧を第1の基準電圧から第2の基準電圧に容易に変換することができる。4この温度検出回路において、前記温度検出電圧変換部は、前記第1の温度検出電圧を前記第1の基準電圧を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて前記第2の温度検出電圧を生成するようにしてもよい。このように、基準電圧変換部により第1の温度検出電圧を反転させて第2の温度検出電圧を生成することで、基準電圧変換部により得られる第3の温度検出電圧のノイズレベルを低減させることができる。5この温度検出回路において、前記温度検出電圧反転部は、前記利得が可変であるようにしてもよい。この温度検出回路によれば、温度検出電圧反転部の利得を調整することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数を調整することができる。例えば、温度検出電圧発生部が発生させる温度検出電圧の温度係数のばらつきに対応して温度検出電圧反転部の利得を適切に変更することで、温度検出電圧加算部により得られる温度検出電圧の温度係数をほぼ一定に保つことができる。6本発明は、上記のいずれかの温度検出回路を含む、センサー装置である。以下、本発明の好適な実施形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成の全てが本発明の必須構成要件であるとは限らない。1.温度検出回路1第1実施形態図1は、第1実施形態の温度検出回路の機能ブロック図である。第1実施形態の温度検出回路1は、温度検出電圧発生部10、温度検出電圧反転部20、温度検出電圧加算部30を含む。なお、本実施形態の温度検出回路1は、これらの一部の構成要素を省略した構成としてもよい。温度検出電圧発生部10は、所与の基準電圧14を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第1の温度検出電圧12を発生させる。温度検出電圧反転部20は、第1の温度検出電圧12を基準電圧14を基準に反転させるとともに所与の利得で増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧22を生成する。温度検出電圧反転部20は、利得が可変であるようにしてもよい。温度検出電圧加算部30は、第1の温度検出電圧12と第2の温度検出電圧22を加算する。図2は、第1実施形態の温度検出回路の具体的な構成例を示す図である。温度検出回路1は、バンドギャップリファレンス回路100温度検出電圧発生部10の一例、反転増幅回路200温度検出電圧反転部20の一例、電圧加算回路300温度検出電圧加算部30の一例を含む。なお、本実施形態の温度検出回路1は、これらの一部の構成要素を省略した構成としてもよい。バンドギャップリファレンス回路100は、基準電圧VBGR基準電圧14の一例と温度検出電圧VTS第1の温度検出電圧12の一例を発生させる。図3に、バンドギャップリファレンス回路100の構成例を示す。バンドギャップリファレンス回路100は、PMOSトランジスター102,118、抵抗104,106,114,120、PNP型バイポーラトランジスター108,116、演算増幅器112を含む。PMOSトランジスター102は、ゲート端子が演算増幅器112の出力端子と接続され、ソース端子が電源と接続され、ドレイン端子が抵抗104抵抗値R1の第1端子及び抵抗114抵抗値R2の第1端子と接続されている。抵抗104の第2端子は抵抗106抵抗値R3の第1端子と接続され、抵抗106の第2端子はm1個のPNP型バイポーラトランジスター108のエミッター端子と共通接続されている。m1個のPNP型バイポーラトランジスター108のベース端子とコレクター端子はすべてグランドに接続されている。すなわち、抵抗106の第2端子とグランドの間にm1個のPNダイオードが形成されている。抵抗114の第2端子はm2個のPNP型バイポーラトランジスター116のエミッター端子と共通接続され、m2個のPNP型バイポーラトランジスター116のベース端子とコレクター端子はすべてグランドに接続されている。すなわち、抵抗114の第2端子とグランドの間にm2個のPNダイオードが形成されている。演算増幅器112は、反転入力端子-入力端子が抵抗114の第2端子及びm2個のPNP型バイポーラトランジスター116のエミッター端子と共通接続され、非反転入力端子入力端子がオフセット電圧Vosを介して抵抗104の第2端子及び抵抗106の第1端子と接続されている。また、演算増幅器112の出力端子には、PMOSトランジスター102のゲート端子とPMOSトランジスター118のゲート端子が接続されている。PMOSトランジスター118のソース端子は電源と接続され、ドレイン端子は抵抗120抵抗値R4の第1端子と接続されている。抵抗120の第2端子はグランドに接続されている。このような構成のバンドギャップリファレンス回路100において、PMOSトランジスター102のドレイン端子、抵抗104の第1端子及び抵抗114の第1端子の接続点の電圧VBGR基準電圧は、次式1で計算される。また、PMOSトランジスター118のドレイン端子と抵抗120の第1端子の接続点の電圧VTS温度検出電圧は、次式2で計算される。式1、式2において、kはボルツマン定数、qは電気素量、Tは温度、IsはPNダイオードに逆方向電圧を印加した際の漏れ電流逆方向飽和電流である。また、抵抗104を流れる電流I1、抵抗114を流れる電流I2、抵抗120を流れる電流I4に対して、α=I2/I1、β=I4/I1である。また、m=m1/m2である。式1で示される基準電圧VBGRが温度Tに依存せずにほぼ一定になるように、R2,R3,α,β,mが調整される。一方、式2で示される温度検出電圧VTSはTの値に線形に変化し、基準温度T0例えば25度においてVBGRと一致するようにR3,R4,α,β,mが調整される。すなわち、式2で計算される温度検出電圧VTSは、1次温度係数Aを用いて次式3のように表すことができる。図2に戻り、反転増幅回路200は、演算増幅器202、抵抗204抵抗値R21、可変抵抗206抵抗値R22を含む。抵抗204は、第1端子にバンドギャップリファレンス回路100が発生させる温度検出電圧VTSが供給され、第2端子が演算増幅器202の反転入力端子-入力端子及び可変抵抗206の第1端子と接続されている。可変抵抗206の第2端子は演算増幅器202の出力端子と接続されており、演算増幅器202の非反転入力端子入力端子にはバンドギャップリファレンス回路100が発生させる基準電圧VBGRが供給される。このような構成により、反転増幅回路200の出力電圧演算増幅器202の出力電圧V1第2の温度検出電圧22の一例は、次式4で計算される。電圧加算回路300は、抵抗302抵抗値R31と抵抗304抵抗値R32を含む。抵抗302の第1端子には、バンドギャップリファレンス回路100が発生させる温度検出電圧VTSが供給され、抵抗304の第1端子には反転増幅回路200の出力電圧V1が供給され、抵抗302の第2端子と抵抗304の第2端子が接続されている。抵抗302と抵抗304は、温度検出電圧VTSと反転増幅回路200の出力電圧V1のコンフリクト対策用の抵抗として機能し、電圧加算回路300の出力電圧抵抗302の第2端子と抵抗304の第2端子の接続点の電圧V2は、次式5で計算される。この電圧V2が温度検出回路1の出力電圧である。バンドギャップリファレンス回路100が発生させる温度検出電圧VTSに重畳されるノイズと反転増幅回路200の出力電圧V1に重畳されるノイズは理想的には180°位相が異なるので、式5に従って電圧加算回路300によりVTSとV1を加算することで、温度検出回路1の出力電圧温度検出電圧V2のノイズレベル特に1/fノイズを低減させることができる。式4を式5に代入して整理すると、V2は次式6で表される。式3を式6に代入すると、V2は次式7で表され、V2の1次温度係数Bは式8で表される。式8より、温度検出電圧VTSと反転増幅回路200の出力電圧V1を加算して得られる温度検出電圧V2の温度係数Bは、抵抗値R21,R22,R31,R32反転増幅回路200の利得に応じて変化する。従って、R21,R22,R31,R32の値を適切に設定することで、温度検出電圧V2の1次温度係数Bを所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、温度検出電圧V2をそのまま温度補償電圧として用いることができる。例えば、次式9を満たすように、R21,R22,R31,R32を設定することで、V2の1次温度係数Bの絶対値をVTSの1次温度係数Aの絶対値よりも小さくすることができる。図4A~図4Cに、VBGR、VTS、V2の温度特性の一例をそれぞれ示す。図4A~図4Cにおいて、横軸は温度、縦軸は電圧である。例えば、R22=2R21,R31=R32として式7を計算すると、V2=-1/2AT-T0VBGRとなり、温度検出回路1の出力電圧V2は、VBGRを基準電圧としてVTSの1/2の温度係数を持つ温度検出電圧になる。また、例えば、R21=2R22,R31=R32として式7を計算すると、V2=1/4AT-T0VBGRとなり、温度検出回路1の出力電圧V2は、VBGRを基準電圧としてVTSの1/4の温度係数を持つ温度検出電圧になる。また、可変抵抗206の抵抗値R22を調整することで、温度検出電圧V2の温度係数Bを微調整することができる。例えば、温度検出電圧VTSの温度係数Aのばらつきに対応して可変抵抗206の抵抗値R22を適切に調整することで、温度検出回路1の出力電圧V2の温度係数Bをほぼ一定に保つことができる。さらに、式9を満たすように抵抗値R21,R22,R31,R32を設定することで、温度検出電圧VTSの温度係数を反転増幅回路200のみで所望の値に調整する場合電圧加算回路300が無い場合と比較して、調整ステップを細かくすることができる。2第2実施形態図5は、第2実施形態の温度検出回路の機能ブロック図である。第2実施形態の温度検出回路1は、温度検出電圧発生部10、温度検出電圧変換部40、基準電圧変換部50、温度検出電圧反転部20、温度検出電圧加算部30を含む。なお、本実施形態の温度検出回路1は、これらの一部の構成要素を省略した構成としてもよい。温度検出電圧発生部10は、第1の基準電圧14を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第1の温度検出電圧12を発生させる。温度検出電圧変換部40は、第1の温度検出電圧12を第1の基準電圧14を基準に増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧42に変換する。温度検出電圧変換部40は、第1の温度検出電圧12を第1の基準電圧14を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて第2の温度検出電圧42を生成するようにしてもよい。基準電圧変換部50は、第2の温度検出電圧42を、第2の基準電圧54を基準とする電圧レベルが温度に応じて変化する第3の温度検出電圧52に変換する。基準電圧変換部50は、第2の基準電圧54を基準として第1の温度検出電圧12と第2の温度検出電圧42の差分を増幅又は減衰させて第3の温度検出電圧52を生成するようにしてもよい。温度検出電圧反転部20は、第3の温度検出電圧52を第2の基準電圧54を基準に反転させるとともに増幅又は減衰させて第4の温度検出電圧22を生成する。温度検出電圧反転部20は、利得が可変であるようにしてもよい。温度検出電圧加算部30は、第3の温度検出電圧52と第4の温度検出電圧22を加算する。図6は、第2実施形態の温度検出回路の具体的な構成例を示す図である。温度検出回路1は、バンドギャップリファレンス回路100温度検出電圧発生部10の一例、反転増幅回路400温度検出電圧変換部40の一例、差動増幅回路500基準電圧変換部50の一例、反転増幅回路200温度検出電圧反転部20の一例、電圧加算回路300温度検出電圧加算部30の一例を含む。なお、本実施形態の温度検出回路1は、これらの一部の構成要素を省略した構成としてもよい。バンドギャップリファレンス回路100の構成は、第1実施形態と同じであるため、その図示及び説明を省略する。反転増幅回路400は、演算増幅器402、抵抗404抵抗値R41、抵抗406抵抗値R42を含む。抵抗404は、第1端子にバンドギャップリファレンス回路100が発生させる温度検出電圧VTSが供給され、第2端子が演算増幅器402の反転入力端子-入力端子及び抵抗406の第1端子と接続されている。抵抗406の第2端子は演算増幅器402の出力端子と接続されており、演算増幅器402の非反転入力端子入力端子にはバンドギャップリファレンス回路100が発生させる基準電圧VBGRが供給される。このような構成により、反転増幅回路400の出力電圧演算増幅器402の出力電圧V1第2の温度検出電圧42の一例は、次式10で計算される。差動増幅回路500は、演算増幅器502、抵抗504抵抗値R51、抵抗506抵抗値R52、抵抗508抵抗値R53、抵抗510抵抗値R54を含む。抵抗504は、第1端子にバンドギャップリファレンス回路100が発生させる温度検出電圧VTSが供給され、第2端子が演算増幅器502の反転入力端子-入力端子及び抵抗506の第1端子と接続されている。抵抗506の第2端子は演算増幅器502の出力端子と接続されている。抵抗508は、第1端子に反転増幅器400の出力電圧V1が供給され、第2端子が演算増幅器502の非反転入力端子入力端子及び抵抗510の第1端子と接続されている。抵抗510の第2端子には任意の電圧Va第2の基準電圧54の一例が供給される。このような構成により、差動増幅回路500の出力電圧演算増幅器502の出力電圧V2第3の温度検出電圧52の一例は、次式11で計算される。ここで、R51=R53、R52=R54に設定すると、V2は次式12のように表される。式10を式12に代入して整理すると、V2は次式13で表される。式3を式13に代入すると、V2は次式14で表される。式14より、T=T0の時にV2=Vaとなるので、V2の基準電圧はVaである。すなわち、VTSの基準電圧がVBGRであったのに対して、差動増幅回路500の出力では基準電圧がVaに変換されている。反転増幅回路200は、演算増幅器202、抵抗204抵抗値R21、可変抵抗206抵抗値R22を含む。抵抗204は、第1端子に差動増幅回路500の出力電圧V2が供給され、第2端子が演算増幅器202の反転入力端子-入力端子及び可変抵抗206の第1端子と接続されている。可変抵抗206の第2端子は演算増幅器202の出力端子と接続されており、演算増幅器202の非反転入力端子入力端子には任意電圧Vaが供給される。このような構成により、反転増幅回路200の出力電圧演算増幅器202の出力電圧V3第4の温度検出電圧22の一例は、次式15で計算される。電圧加算回路300は、抵抗302抵抗値R31と抵抗304抵抗値R32を含む。抵抗302の第1端子には、差動増幅回路500の出力電圧V2が供給され、抵抗304の第1端子には反転増幅回路200の出力電圧V3が供給され、抵抗302の第2端子と抵抗304の第2端子が接続されている。抵抗302と抵抗304は、差動増幅回路500の出力電圧V2と反転増幅回路200の出力電圧V3のコンフリクト対策用の抵抗として機能し、電圧加算回路300の出力電圧抵抗302の第2端子と抵抗304の第2端子の接続点の電圧V4は、次式16で計算される。この電圧V4が温度検出回路1の出力電圧である。差動増幅回路500の出力電圧V2に重畳されるノイズと反転増幅回路200の出力電圧V3に重畳されるノイズは理想的には180°位相が異なるので、式16に従って電圧加算回路300によりV2とV3を加算することで、温度検出回路1の出力電圧温度検出電圧V4のノイズレベル特に1/fノイズを低減させることができる。式15を式16に代入して整理すると、V4は次式17で表される。式14を式17に代入すると、V4は次式18で表され、V4の1次温度係数Cは式19で表される。式19より、差動増幅回路500の出力電圧V2と反転増幅回路200の出力電圧V3を加算して得られる温度検出電圧V4の温度係数Cは、抵抗値R21,R22,R31,R32,R41,R42,R51,R52反転増幅回路200の利得に応じて変化する。従って、R21,R22,R31,R32,R41,R42,R51,R52の値を適切に設定することで、温度検出電圧V4の1次温度係数Cを所望の値に設定することができる。こうすることにより、例えば、温度検出電圧V4をそのまま温度補償電圧として用いることができる。例えば、次式20を満たすように、R21,R22,R31,R32,R41,R42,R51,R52を設定することで、V4の1次温度係数Cの絶対値をVTSの1次温度係数Aの絶対値よりも小さくすることができる。図7A~図7Fに、VBGR、VTS、V1、Va、V2、V4の温度特性の一例をそれぞれ示す。図7A~図7Fにおいて、横軸は温度、縦軸は電圧である。例えば、R22=2R21,R31=R32,R41=R42,R51=2R52として式18を計算すると、V4=1/2AT-T0Vaとなり、温度検出回路1の出力電圧V4は、任意電圧Vaを基準電圧としてVTSの1/2の温度係数を持つ温度検出電圧になる。また、例えば、R21=2R22,R31=R32,R41=R42,R51=2R52として式18を計算すると、V4=-1/4AT-T0Vaとなり、温度検出回路1の出力電圧V4は、任意電圧Vaを基準電圧としてVTSの1/4の温度係数を持つ温度検出電圧になる。また、可変抵抗206の抵抗値R22を調整することで、温度検出電圧V4の温度係数Cを微調整することができる。例えば、温度検出電圧V2の温度係数のばらつきに対応して可変抵抗206の抵抗値R22を適切に調整することで、温度検出回路1の出力電圧V4の温度係数Cをほぼ一定に保つことができる。さらに、式20を満たすように抵抗値R21,R22,R31,R32,R41,R42,R51,R52を設定することで、温度検出電圧V2の温度係数を反転増幅回路200のみで所望の値に調整する場合電圧加算回路300が無い場合と比較して、調整ステップを細かくすることができる。また、本実施形態によれば、差動増幅回路500により、温度検出電圧V4の基準電圧を基準電圧VBGRに関係なく任意の電圧Vaにすることができる。これにより、温度検出回路1の出力電圧V4の基準電圧もVaに設定されるので、例えば、Vaを温度補償回路のアナロググランド電圧と同じ電圧にすることで、温度補償回路の設計を容易にすることができる。2.センサー装置図8は、センサー装置の一例である角速度検出装置の構成例を示す図である。本発明は、角速度検出装置以外にも、加速度、角加速度、力、磁気等の種々の物理量のいずれかを検出するものに適用することができる。本実施形態の角速度検出装置2は、振動型のジャイロセンサー素子4と角速度検出用IC60を含んで構成されている。ジャイロセンサー素子4は、駆動電極と検出電極が配置された振動片が不図示のパッケージに封止されて構成されている。ジャイロセンサー素子4の振動片は、例えば、水晶SiO2、タンタル酸リチウムLiTaO3、ニオブ酸リチウムLiNbO3等の圧電単結晶やジルコン酸チタン酸鉛PZT等の圧電セラミックスなどの圧電性材料を用いて構成してもよいし、シリコン半導体の表面の一部に、駆動電極に挟まれた酸化亜鉛ZnO、窒化アルミニウムAlN等の圧電薄膜を配置した構造であってもよい。本実施形態では、ジャイロセンサー素子4は、2本の駆動振動腕とともにその間に1本の検出振動腕を有するいわゆるダブルT型の振動片により構成される。ただし、ジャイロセンサー素子4の振動片は、例えば、音叉型であってもよいし、三角柱、四角柱、円柱状等の形状の音片型であってもよい。また、シリコン半導体基板をくし歯状に加工したものであってもよい。2本の駆動振動腕にはそれぞれ2つの駆動電極が形成されており、角速度検出用IC60の外部出力端子61、外部入力端子62を介して駆動回路70に接続されている。検出振動腕102には検出電極が形成されており、角速度検出用IC60の外部入力端子63、64を介して検出回路80に接続されている。2本の駆動振動腕は、駆動信号として交流電圧が与えられると、逆圧電効果によって、互いの先端が接近と離間を繰り返す屈曲振動励振振動をする。この2本の駆動振動腕の屈曲振動の振幅が等しければ、2本の駆動振動腕は検出振動腕に対して常に線対称な関係で屈曲振動をするので、検出振動腕は振動を起こさない。この状態で、ジャイロセンサー素子4の振動片に励振振動面に垂直な軸を回転軸とする角速度が加わると、2本の駆動振動腕は、屈曲振動の方向と回転軸の両方に垂直な方向にコリオリの力を得る。その結果、2本の駆動振動腕の屈曲振動の対称性が崩れ、検出振動腕は、バランスを保つように屈曲振動をする。このコリオリ力に伴う検出振動腕の屈曲振動と駆動振動腕の屈曲振動励振振動とは位相が90°ずれている。なお、実際には、コリオリ力が加わっていなくても2本の駆動振動腕の屈曲振動の振幅がわずかに異なるため、検出振動腕はバランスを保つようにわずかに屈曲振動をする。この屈曲振動は漏れ振動と呼ばれ、駆動信号とは同位相である。そして、圧電効果によってこれらの屈曲振動に基づいた交流電荷が、検出振動腕の検出電極に発生する。コリオリ力に基づいて発生する交流電荷は、コリオリ力の大きさ言い換えれば、ジャイロセンサー素子4に加わる角速度の大きさに応じて変化するのに対して、漏れ振動に基づいて発生する交流電荷は、ジャイロセンサー素子4に加わる角速度の大きさに関係せず一定である。角速度検出用IC60は、駆動回路70、検出回路80、基準電源回路90、メモリー92を含んで構成されている。基準電源回路90は、電源入力端子65を介して供給される電源電圧VDDから、各回路ブロックの動作の基準となるアナロググランド電圧AGND例えばVDD/2を生成する。駆動回路70は、I/V変換回路電流電圧変換回路710、コンパレーター720、AGCAutomaticGainControl回路730及び起動回路740を含んで構成されている。ジャイロセンサー素子4の振動片に流れた駆動電流は、I/V変換回路710によって交流電圧信号に変換される。I/V変換回路710から出力された交流電圧信号は、コンパレーター720及びAGC回路730に入力される。コンパレーター720は、入力された交流電圧信号の電圧を2値化信号方形波電圧信号に変換して出力する。AGC回路730は、I/V変換回路710が出力する交流電圧信号の振幅に応じて、コンパレーター720が出力する2値化信号の振幅を変化させ、駆動電流が一定に保持されるように制御する。コンパレーター720が出力する2値化信号は、外部出力端子61を介してジャイロセンサー素子4の振動片の駆動電極に供給される。このように、駆動回路70を介する発振ループにより、ジャイロセンサー素子4は所定の駆動振動を継続して励振している。また、駆動電流を一定に保つことにより、ジャイロセンサー素子4の2つの駆動振動腕は一定の振動速度を得ることができる。そのため、コリオリ力を発生させる元となる振動速度は一定となり、感度をより安定にすることができる。なお、起動回路740は、電源の投入時などにジャイロセンサー素子4に屈曲振動を開始させるための発振源を含み、I/V変換回路710が出力する交流電圧信号の振幅が所定の閾値を超えると発振ループから切り離される。検出回路80は、チャージアンプ810,812、差動アンプ814、ハイパスフィルター816、アンプ818、同期検波回路820、アンプ822、ローパスフィルター824、アンプ826、オフセット調整温度補償回路828、温度検出回路830を含んで構成されている。チャージアンプ810には、外部入力端子63を介してジャイロセンサー素子4の振動片の検出電極から角速度成分と振動漏れ成分を含む交流電荷が入力される。同様に、チャージアンプ812には、外部入力端子64を介してジャイロセンサー素子4の振動片の検出電極から角速度成分と振動漏れ成分を含む交流電荷が入力される。このチャージアンプ810及び812は、それぞれ入力された交流電荷を交流電圧信号に変換する。チャージアンプ810の出力信号とチャージアンプ812の出力信号の位相は互いに逆位相である180°ずれている。差動アンプ814は、チャージアンプ810の出力信号とチャージアンプ812の出力信号を差動増幅する。差動アンプ814により、同相成分はキャンセルされ、逆相成分は加算増幅される。ハイパスフィルター816は、差動アンプ814の出力信号に含まれる直流成分をキャンセルし、アンプ818は、ハイパスフィルター816の出力信号を増幅する。同期検波回路820は、アンプ818の出力信号をコンパレーター720が出力する2値化信号で同期検波する。同期検波回路820は、例えば、2値化信号の電圧レベルがAGNDよりも高い時はアンプ818の出力信号をそのまま選択し、2値化信号の電圧レベルがAGNDよりも低い時はアンプ818の出力信号をAGNDに対して反転した信号を選択するスイッチ回路として構成することができる。アンプ818の出力信号には角速度成分と振動漏れ成分が含まれているが、この角速度成分はコンパレーター720が出力する2値化信号と同位相であるのに対して、振動漏れ成分は逆位相である。そのため、同期検波回路820により角速度成分は検波されるが、振動漏れ成分は検波されないようになっている。アンプ822は同期検波回路820の出力信号を増幅又は減衰させて所望の電圧レベルの信号を出力し、ローパスフィルター824はアンプ822の出力信号に含まれる高周波成分を除去するとともに仕様で決められる周波数範囲の信号を抽出する。ローパスフィルター824の出力信号は、アンプ826で所望の電圧レベルの信号に増幅又は減衰される。このアンプ826の出力信号は、AGNDを基準として角速度に応じた電圧レベルの信号である。オフセット調整温度補償回路828は、アンプ826の出力信号に対して、メモリー410に設定されたオフセット調整データに応じてオフセット電圧をキャンセルするとともに、温度検出回路830が出力する温度検出電圧に応じて温度補償を行う。そして、オフセット調整温度補償回路828の出力信号が、角速度信号として、外部出力端子66を介して外部に出力される。ただし、オフセット調整や温度補償は、必ずしもアンプ826の出力信号に対して行う必要はなく、その前段のブロックで行ってもよい。温度検出回路830は、例えば、図2や図6に示した本実施形態の温度検出回路であり、温度に対して線形な温度係数の温度検出電圧を出力する。このように、本実施形態の温度検出回路を組み込むことにより、低ノイズの角速度信号を出力する角速度検出装置を実現することができる。なお、本発明は本実施形態に限定されず、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が可能である。本発明は、実施の形態で説明した構成と実質的に同一の構成例えば、機能、方法及び結果が同一の構成、あるいは目的及び効果が同一の構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成の本質的でない部分を置き換えた構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成と同一の作用効果を奏する構成又は同一の目的を達成することができる構成を含む。また、本発明は、実施の形態で説明した構成に公知技術を付加した構成を含む。"