"基板と、前記基板に少なくとも一対配置され、負荷に電力を供給する電流を流す第1スイッチングアーム直列回路および前記負荷に接続されない第2スイッチングアーム直列回路を備え、前記第1スイッチングアーム直列回路および前記第2スイッチングアーム直列回路の各々は、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとから構成されるスイッチングアームを2個直列接続して構成され、前記第1スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアーム、および、前記第1スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする半導体モジュール。請求項1記載の半導体モジュールにおいて、前記第1スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-C2E1と、前記第2スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-C2E1’の静電容量が一致していることを特徴とする半導体モジュール。請求項1または請求項2記載の半導体モジュールにおいて、前記第1スイッチングアーム直列回路の高圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-Pと、前記第2スイッチングアーム直列回路の低圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-N’の組合せ、および、前記第1スイッチングアーム直列回路の低圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-Nと、前記第2スイッチングアーム直列回路の高圧側電位となる端子と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-P’の組合せ、の少なくとも一方の浮遊容量が一致していることを特徴とする半導体モジュール。請求項1、請求項2または請求項3記載の半導体モジュールにおいて、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードが、前記第1スイッチングアーム直列回路の前記高圧側スイッチングアームおよび前記低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致していることを特徴とする半導体モジュール。請求項4記載の半導体モジュールにおいて、前記第1スイッチングアーム直列回路のターンオフ指令と、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオン指令が一致していることを特徴とする半導体モジュール。各々が、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを2個直列接続した、少なくとも一つの第1スイッチングアーム直列回路を基板に配置した半導体モジュールを具備した電力変換装置において、前記半導体モジュールの前記第1スイッチングアーム直列回路の各々に並列に接続され、半導体スイッチング素子を含むスイッチングアームを2個直列接続した第2スイッチングアーム直列回路と、前記第2スイッチングアーム直列回路の中点と、前記半導体モジュールの前記基板と同電位となる導電性部位との間に接続されるコンデンサを備え、前記第1スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアームの低圧側スイッチングアーム、および、前記第1スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアームの高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする電力変換装置。請求項6記載の電力変換装置において、前記第1スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-C2E1と前記コンデンサの静電容量が一致していることを特徴とする電力変換装置。請求項6または請求項7記載の電力変換装置において、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードが、前記第1スイッチングアーム直列回路の前記高圧側スイッチングアームおよび前記低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致していることを特徴とする電力変換装置。請求項8記載の電力変換装置において、前記第1スイッチングアーム直列回路のターンオフ指令と、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオン指令が一致していることを特徴とする電力変換装置。基板に配置され負荷に電力を供給する電流を流す少なくとも一つの第1スイッチングアーム直列回路に対して、前記負荷に接続されない少なくとも一つの第2スイッチングアーム直列回路を互いに並列に接続し、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードを、前記第1スイッチングアーム直列回路を構成する高圧側スイッチングアームおよび低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致させるように制御することを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。請求項10記載のアクティブノイズキャンセル方法において、前記第1スイッチングアーム直列回路のターンオフ指令と、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオン指令を一致させることを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。請求項10または請求項11記載のアクティブノイズキャンセル方法において、前記第2スイッチングアーム直列回路が、前記第1スイッチングアーム直列回路とともに前記基板上に配置されている場合には、前記第1スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-C2E1と、前記第2スイッチングアーム直列回路の中点と前記基板との間に形成される浮遊容量CE-C2E1’の静電容量と、を一致させるように制御することを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。請求項10または請求項11記載のアクティブノイズキャンセル方法において、前記基板に配置された前記第1スイッチングアーム直列回路に対して、前記第2スイッチングアーム直列回路を外部から接続する場合には、前記第2スイッチングアーム直列回路の中点と、前記基板と同電位となる導電性部位との間にコンデンサを接続することを特徴とするアクティブノイズキャンセル方法。しかしながら、ACCの製品適用は、以下の1および2等の課題のため進んでいないのが実状である。1小型化が困難ACCは、コモンモード電圧、またはコモンモード電流をキャンセルするように動作させる。このときキャンセルさせるための結合回路にトランスが用いられるのが一般的である。このトランスの体積とコモンモードチョークコイルの体積に大きな差は生じないため、大幅な小型化できない。2大きな低減効果を得ることが難しいACCを適用するシステムは、大きな伝導ノイズを発生するモータ駆動システムを想定している場合がほとんどである。この場合、モータの浮遊容量だけでなく、モータとインバータをつなぐケーブルの浮遊容量が直列に接続されることになる。このため、インピーダンスの周波数特性は複雑となる。また、実機では理想的な素子コンデンサ、トランスを製作することが難しいことや、時間遅れ検出遅れ、キャンセル用スイッチング素子の駆動遅れが発生するために、十分にキャンセルできず大幅な低減効果を得ることが難しい。そればかりか、ACCが発生するノイズが外部へ流出し、ノイズを増加させる周波数すら生じることがある。本発明の目的は、適用対象の装置が大型化する一因となる結合用トランスを省略可能にするとともに、素子特性および時間遅れ等の影響を受けにくいアクティブノイズキャンセルACC技術を提供することにある。本発明の第1の観点は、基板と、前記基板に少なくとも一対配置され、負荷に電力を供給する電流を流す第1スイッチングアーム直列回路および前記負荷に接続されない第2スイッチングアーム直列回路を備え、前記第1スイッチングアーム直列回路および前記第2スイッチングアーム直列回路の各々は、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードとから構成されるスイッチングアームを2個直列接続して構成され、前記第1スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアーム、および、前記第1スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせる半導体モジュールを提供する。本発明の第2の観点は、各々が、半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを2個直列接続した、少なくとも一つの第1スイッチングアーム直列回路を基板に配置した半導体モジュールを具備した電力変換装置において、前記半導体モジュールの前記第1スイッチングアーム直列回路の各々に並列に接続され、半導体スイッチング素子を含むスイッチングアームを2個直列接続した第2スイッチングアーム直列回路と、前記第2スイッチングアーム直列回路の中点と、前記半導体モジュールの前記基板と同電位となる導電性部位との間に接続されるコンデンサを備え、前記第1スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアームの低圧側スイッチングアーム、および、前記第1スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記第2スイッチングアームの高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせる電力変換装置を提供する。本発明の第3の観点は、基板に配置され負荷に電力を供給する電流を流す少なくとも一つの第1スイッチングアーム直列回路に対して、前記負荷に接続されない少なくとも一つの第2スイッチングアーム直列回路を互いに並列に接続し、前記第2スイッチングアーム直列回路のターンオンスイッチングスピードを、前記第1スイッチングアーム直列回路を構成する高圧側スイッチングアームおよび低圧側スイッチングアームのデッドタイムの期間と一致させるように制御するアクティブノイズキャンセル方法を提供する。本発明によれば、適用対象の装置が大型化する一因となる結合用トランスを省略可能にするとともに、素子特性および時間遅れ等の影響を受けにくいアクティブノイズキャンセルACC技術を提供することができる。以下、図面を参照しながら、本発明の実施の形態について詳細に説明する。[実施の形態1]図1は、本実施の形態の半導体モジュールおよびアクティブノイズキャンセル方法の適用対象となる、一般的なハーフブリッジインバータの回路構成を示している。ここで、スイッチング素子にはIGBT2つのIGBTから構成される2in1パッケージのIGBTモジュール以降、2in1_モジュール100半導体モジュールAと記すから構成される。ここで、図1に例示されるハーフブリッジインバータ200電力変換装置Aでは、交流入力端子211から入力される単相交流電力をダイオードブリッジ210により整流し、後述の主アーム110第1スイッチングアーム直列回路を構成する2in1_モジュール100Aのスイッチング素子S1高圧側スイッチングアーム、S2を交互にスイッチングすることにより負荷300L,Rに電力を供給する。2in1_モジュール100Aを構成するスイッチング素子S1、S2の各々には、逆並列にダイオードd1、ダイオードd2が接続されている。なお、ダイオードブリッジ210には、2in1_モジュール100Aと並列にコンデンサC11が接続されている。また、負荷300の一端は、コンデンサC12を介してダイオードブリッジ210の高圧側に接続され、コンデンサC13を介してダイオードブリッジ210の低圧側に接続されている。また、負荷300の他端は、2in1_モジュール100Aのスイッチング素子S1とスイッチング素子S2低圧側スイッチングアームの中点C2E1に接続されている。ここで2in1_モジュール100Aは、一般にアース電位となる図示しない冷却フィンと銅ベース101基板が接触するように実装する。この場合、S1、S2のスイッチングに伴い、2in1_モジュール100Aの内部に形成される浮遊容量CE-P、CE-C2E1、CE-Nには、コモンモード成分のノイズ源となる高周波漏れ電流が流れ、アース線Eから接地端子212を通って、外部へ流出する。図2は、上述のハーフブリッジインバータ200Aに、上述の2in1_モジュール100Aの代わりに、本実施の形態1の2in1_モジュール100を適用して構成されたハーフブリッジインバータ200の一例を示す回路図である。この実施の形態1のハーフブリッジインバータ200に実装された2in1_モジュール100では、上述の2in1_モジュール100Aと異なり、主アーム110の他に、補助アーム120第2スイッチングアーム直列回路を備え、上記外部へ流出する高周波漏れ電流を低減できる構成となっている。つまり、2in1_モジュール100の内部に、2個のスイッチング素子S1’およびダイオードd1‘、スイッチング素子S2’およびダイオードd2‘からなる補助アーム120をもう一組内蔵している。加えて、このとき補助アーム120と銅ベース101の間にも浮遊容量CE-P‘、CE-C2E2’、CE-N‘が形成されるように実装する。そして、それぞれの浮遊容量は、概略1式を満足するように構成する。ここで、前述のアース線Eを通って外部へ流出する高周波漏れ電流は、図1に示した3種の浮遊容量のうち主にCE-C2E1を導通することが知られている例えば、特開2007-181351号公報参照。このため、1式を満足すれば、主アーム110に起因する高周波漏れ電流の大部分をキャンセルすることができる。なお、2in1_モジュール100の内部の浮遊容量は、各スイッチング素子を構成する半導体チップを実装する回路パターンと銅ベース101の対向面積と距離および、銅ベース101と半導体チップとの間に設けられる図示しない絶縁基板の比誘電率によって決定することから、2in1_モジュール100の製造時に任意に調整が可能である。そして、2in1_モジュール100の内部構造を同一に構成すれば、2in1_モジュール100を量産する場合でも個々の2in1_モジュール100において浮遊容量のインピーダンス特性を一致させることも容易である。ここで、スイッチング素子S1とS1’、スイッチング素子S2とS2’が同時に駆動するように信号を印加すれば、CE-C2E1とCE-C2E1’に流れる電流の向きは銅ベース101に対して逆向きになる。このことは、主アーム110のスイッチング素子S1、S2の駆動によって流出しようとする高周波漏れ電流をCE-C2E1’で回収することを意味し、主アーム110の動作による高周波漏れ電流の外部への流出を抑制することになる。この結果、主アーム110の動作によって外部へ流出する高周波漏れ電流を低減でき、結果としてノイズ障害を誘発しにくい2in1_モジュール100、並びにそれを備えたハーフブリッジインバータ200を提供できる。そして、本実施の形態1の場合には、2in1_モジュール100の内部に補助アーム120が形成され、従来のACCのようにトランスを必要としないことから、2in1_モジュール100およびハーフブリッジインバータ200の装置全体の小型化が可能である。ここで、本実施の形態1の図2の構成例の2in1_モジュール100では、補助アーム120は負荷300と接続せず、高周波漏れ電流に相当する電流しか流さないことから、主アーム110の側のスイッチング素子よりも小さな素子で構成可能であり、この点もさらに小形化に寄与する。また、図2の構成例の2in1_モジュール100では、スイッチング素子としてはIGBTを例示しているが、MOSFETでも同様な効果が得られ、スイッチング素子の種類には依存しない。[実施の形態2]次に、本発明の実施の形態2の半導体モジュールおよび電力変換装置ならびにアクティブノイズキャンセル方法について説明する。なお、装置の構成は、上述の実施の形態1と同じである。上述の実施の形態1では、主アーム110と補助アーム120で一致させる浮遊容量を1式のみとしたが、実際にはCE-P、CE-Nからも微小な高周波漏れ電流が流出する。そこで、本実施の形態2では、2式、3式も同時に満足するように図2のCE-P‘、CE-N‘を調整して補助アーム120を構成することで、この微小な高周波漏れ電流まで抑制する。なお、CE-P‘、CE-N‘の設定および調整は、上述のように、補助アーム120の各スイッチング素子を構成する半導体チップを実装する回路パターンと銅ベース101の対向面積と距離、および銅ベース101と半導体チップとの間に設けられる図示しない絶縁基板の比誘電率の調整によって可能である。ここで、主アーム110と補助アーム120で、一致させる浮遊容量の形成箇所が交差するように設定するのは、前述のように主アーム110と補助アーム120を交差させてスイッチングさせることスイッチング素子S1とS1’、S2とS2’が同時に駆動されることに依存している。以上のように、本実施の形態2では、上述のようにCE-P‘、CE-N‘の設定および調整して2in1_モジュール100を構成することで、主アーム110の両端のPN電位から銅ベース101との間に形成される浮遊容量から流出する微小な高周波漏れ電流も低減でき、補助アーム120を設けることによるアクティブノイズキャンセルの効果は一層大きくなる。[実施の形態3]図3は、本発明の実施の形態3である半導体モジュールおよび電力変換装置ならびにアクティブノイズキャンセル方法の一例を示す概念図である。この実施の形態3は、主アーム110のみを備えた既存の2in1_モジュール100Aが実装された既存のハーフブリッジインバータ200A図1の外部に、いわゆる後付けで補助アーム120を設置して、図3に例示されるハーフブリッジインバータ200B電力変換装置を構成する点が、上述の図2に例示した実施の形態1および実施の形態2と異なっている。つまり、上述の実施の形態1および実施の形態2の場合は、半導体モジュールのメーカレベルでの対策であるのに対し、本実施の形態3は、半導体モジュールメーカでなくても、ユーザレベルで同様な効果が得られるハーフブリッジインバータ200Bの構成を実現できる。ここで、本実施の形態3のハーフブリッジインバータ200Bにおいては、補助アーム120は2in1_モジュール100Aの外部に配置されることから、2in1_モジュール100の内部のS1、S2がスイッチングした際に浮遊容量CE-C2E1から流れる高周波漏れ電流を回収する浮遊容量CE-C2E1’に相当するコンデンサ121CE-C2E1’≒CE-C2E1を追加する必要がある。このコンデンサ121は、これまで述べてきた半導体モジュールの構造的に形成される静電容量浮遊容量ではなく、セラミックコンデンサ等のディスクリート部品で構成される。上述の従来技術の説明で述べたように、モータ駆動システムにおいて、ケーブルとモータの浮遊容量は、複雑なインピーダンスの周波数特性となり、ノイズ低減効果を得ることが難しい。それに対し、2in1_モジュール100A等の半導体モジュール内部に形成される浮遊容量は、絶縁材料アルミナや窒化ケイ素が良く用いられるの比誘電率に依存する非常に周波数特性の良いコンデンサの特性を持つ。このため、本実施の形態3の場合、ディスクリート部品のコンデンサ121でも、周波数特性の良いセラミックコンデンサ等を適用することで、外部に部品を追加する構成としても、比較的容易に浮遊容量の周波数特性と一致するようなハーフブリッジインバータ200Bのノイズ対策システムを構成できる。また、上述の実施の形態1および実施の形態2と同様に、スイッチング素子S1’、スイッチング素子S2’は、負荷300とは接続されないことから、外付けの補助アーム120のスイッチング素子等は、体積の小さな小形の部品で構成できる。そして、上述の実施の形態1および実施の形態2と同様に1式を満足するように浮遊容量を決定すればよい。ここで、2in1_モジュール100Aの内部に形成される3種の浮遊容量CE-C2E1、CE-P、CE-Nを2in1_モジュール100Aの外部からの測定により分離するのは難しい。その理由は、半導体モジュールのユーザの場合、2in1_モジュール100Aの内部の回路パターンや絶縁層材料が把握できず、CE-C2E1を直接計算または測定することが困難なことが予想されるからである。その代わり、3種の浮遊容量の合成容量CE-C2E1CE-PCE-Nならば2in1_モジュール100Aの外部から測定可能である。ここで、2in1_モジュール100AとしてIGBTモジュールを用いる場合はコレクタ面と回路パターンが接触するように実装されることから、上アームスイッチング素子S1および下アームスイッチング素子S2の各コレクタと銅ベース101との間の浮遊容量が大きくなるCE-PおよびCE-C2-E1ことが一般的である。このため、外部からの測定結果を基にCE-C2E1に相当する浮遊容量CE-C2E1を導出するためには、4式となるように設定すれば良い。そして、図3のように構成した2in1_モジュール100A、および補助アーム120からなる4つのスイッチング素子S1、S2、S1’、S2’を、上述の実施の形態1、実施の形態2の場合と同様に動作させることで、ハーフブリッジインバータ200Bの外部へ流出する高周波漏れ電流を大幅に低減できる。そして、補助アーム120が外付けであるにもかかわらず、ハーフブリッジインバータ200Bの小形化が可能である等の効果は前述した実施の形態1と同様である。[実施の形態4]上述の実施の形態1~実施の形態3では、主アーム110S1、S2が駆動することにより流れる高周波漏れ電流を、補助アーム120S1’、S2’の駆動により回収することで外部へ流出する高周波漏れ電流を低減する装置構成を例示した。本実施の形態4では、補助アーム120による高周波漏れ電流の回収を、より効率的に行うことで、アクティブノイズキャンセルを実現するスイッチング素子の駆動制御方法について例示する。なお、前提となる装置構成は、上述の実施の形態1~実施の形態3と同様である。最初に、主アーム110と補助アーム120の動作の違いによるスイッチング特性dv/dt、di/dtに依存し、数100ns以下で完了する動作の相違について説明する。例えば、上述のハーフブリッジインバータ200200Bを、図4に示すように三角波比較方式のPWMパルス幅変調動作させた場合について考える。このとき、上述の図2、図3に示す条件では負荷300はLR負荷であることから、電流遅れの動作となる。このとき、図4の上側のキャリア401三角波と正弦波402が交差するタイミングで、主アーム110スイッチング素子S1、S2をスイッチングさせることになるが、図4の下側に示すようにその際の電流値403ioutが時々刻々変化していることがわかる。そして、電流値403が変化するとS1とS2のスイッチング特性が変化することが一般に知られている。それに対し、補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’は、負荷に電力を供給しないために、常に、電力が0Aアンペアで動作することになる。そして、この条件ではスイッチング素子S1’、スイッチング素子S2’はターンオフ指令を与えても、両端電圧vCE’は変化しないことから、常に0Aターンオンの特性で動作することになる。以上より、主アーム110と補助アーム120のスイッチング特性を完全に一致させることは、上述の図2、図3に示す構成では原理的に困難であることがわかる。そして、浮遊容量CE-C2E1を流れる高周波漏れ電流iCE-C2E1はスイッチング時のIGBT両端電圧vCEから、5式で計算できる。5式から明らかなように、スイッチング特性dvCE/dtを完全に一致させることができなければ、高周波漏れ電流を完全に低減することは困難である。本実施の形態4およびそれ以降の説明は、この課題に対する解決法の一例を示すものである。つまり、2in1_モジュール100A主アーム110に補助アーム120を組み合わせる構成例の原理的な限界を把握した上で、効率的な駆動条件の設定方法について例示するものである。主アーム110スイッチング素子S1、S2のスイッチング特性は、負荷電流に応じてスイッチング特性が変化することは上述した。このとき、補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’のdv/dtをコントロールすることなく動作させると、主アーム110よりもdv/dtが大きくなり、補助アーム120から流出する高周波漏れ電流の方が大きくなる条件が存在する。このことを防止するために、本実施の形態4では、dv/dtをコントロールすることで、主アーム110よりも補助アーム120に起因する高周波漏れ電流が大きくなることを防止する。具体的には、主アーム110のスイッチングスピードスイッチングが完了する時間tmよりも、補助アーム120のスイッチング素子S1’、S2’のスイッチングスピードを十分に遅らせればよく、その値は概略、主アーム110スイッチング素子S1、S2のデッドタイムtrに設定する。ここで、高周波漏れ電流は、浮遊容量の充放電電流に相当することから、スイッチングスピードが変わっても、浮遊容量CE-C2E1とCE-C2E1’に流れる電流実効値は変化しない。この条件があるために、本実施の形態4のように、補助アーム120のスイッチングスピードを遅らせても、ノイズ低減効果が得られる。スイッチング素子S1、S2のデッドタイムtrは、一対のスイッチング素子の片方のアームのオン指令から、もう一方のアームのオン指令が与えられるまでの時間差であり、この期間にスイッチング特性が終わるように設定される。このことから、図5の線図に例示されるように、補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’のスイッチングスピードスイッチングが完了する時間tsを、スイッチング素子S1、S2のデッドタイムtrと概略一致させておけば、主アーム110よりも補助アーム120に起因する高周波漏れ電流が大きくなることを防止できる。ただし、この実施の形態4の場合、高周波漏れ電流の低減効果が得られる周波数帯域に制限が生じることになる。具体的には、デッドタイムをtrとすると、6式で求められる周波数frまでしか低減効果が得られない。この6式は、スイッチング素子であるIGBTの両端電圧vCEを台形波近似した際に含有する高調波電圧成分の変化点20dB/dec.の傾きから、40dB/dec.の傾きに変化する点に相当する周波数である。ここで、EMIの規制の対象となる雑音端子電圧の最低周波数は150kHzであることから、6式から150kHzとなるtr150kHzを求めると、2.12μsとなる。つまり、デッドタイムtrが2μsを超えるような装置の場合には、本方式では効果が得られないことになる。しかしながら、一般的にデッドタイムtrは、1μs以下となることから、規制対象周波数範囲で十分にノイズ低減効果が得られることになる。ここで150kHzのノイズレベルは一般にノイズ対策用EMIフィルタの体積を決定する要因となることから、150kHz成分のノイズを低減することで装置全体の小型化を実現する効果は大きい。以上のように、本実施の形態4の場合には、補助アーム120のスイッチングスピードスイッチングが完了する時間tsを、主アーム110のスイッチング素子S1、S2のデッドタイムtrと概略一致させることにより、補助アーム120に起因する高周波漏れ電流を大きくすること無く、主アーム110に起因する高周波漏れ電流を効果的に低減できるようになる。この結果、大きなアクティブノイズキャンセル効果が得られる。[実施の形態5]上述の実施の形態4では、補助アーム120のスイッチングスピードを遅らせること、そして、その値を主アーム110スイッチング素子S1、S2のデッドタイムtrにおおよそ等しくなるように決定する制御例を示した。本実施の形態5では、この条件にさらに詳細に検討して限定する例を示す。図6は、異なるスイッチングスピードの補助アーム120を追加することで、主アーム110に起因する高周波漏れ電流を最も効率よく低減するための動作波形の一例を模式的に示す線図である。図6では、主アーム110のスイッチングに伴って流れる高周波漏れ電流iCE-C2E1と、補助アーム120のスイッチングに伴って流れる高周波漏れ電流iCE-C2E1’をパルス波形に簡単化している。そして、両者のピーク電流は異なるが、図6の各漏れ電流の波形のハッチング部の面積が等しくなるように流れる。このとき、iCE-C2E1’の導通期間の中央部にiCE-C2E1が導通するように流れる条件が最も適した条件である。これは、それぞれの高周波漏れ電流をフーリエ級数展開した場合の位相差が反転位相差が180°しているためである。この条件については、基本波成分を考えると、理解しやすい。上述のiCE-C2E1もiCE-C2E1’も基本波成分スイッチング周波数成分の正弦波のピークは、それぞれのパルス電流の中央と重なり、位相差は180°となることがわかる。このことは、基本波成分だけでなく、それ以上の高調波成分の位相差も180°で流れることを意味することから、図6の条件が最も効率が良くなる。しかしながら、前述した駆動条件のままでは、スイッチング時の波形は図7、または図8のように遅れてしまう。これは、上述の従来技術の課題で記述した時間遅れのほかに、図9に示すようにスイッチング素子S1とS1’、スイッチング素子S2とS2’の駆動タイミングを同時に設定していることによる。主アーム110スイッチング素子S1、S2は、負荷電流の向きに応じてターンオンのタイミングまたは、ターンオフのタイミングのどちらかが支配的となりIGBT両端電圧vCEが変動する。それに対し補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’は常にターンオン指令のタイミングで動作することは前述した通りである。そして、S1’とS2’の短絡を防止するために、ターンオフ指令の後、デッドタイムtrの経過後にターンオン指令が与えられる。このため、ターンオン指令のタイミングでしか電圧変動が発生しない補助アーム120は、全体的に主アーム110に比べて遅れてしまう。そこで、本実施の形態5では、図6に示すように完全に位相を反転させる位相差が180°ことは困難であっても、改善する手法にとして、補助アーム120を図10に例示されるスイッチングパターンで制御する対策を例示する。図10に示すように、主アーム110スイッチング素子S1、S2のターンオフ指令を与えるタイミングに、補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’にターンオン指令を与えるようにする。そして、ターンオフ指令は、デッドタイムtrの経過後に与える。デッドタイム経過後にターンオフ指令を与える理由は、上述の実施の形態4の説明において、補助アーム120のスイッチングスピードを、概略、デッドタイムtrの期間と一致するように設定したことによる。ただし、補助アーム120は負荷300へ接続されていないことから、ターンオフ指令を与えたあとも、補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’の両端電圧vCE’は変化しない状態を保ち、次のターンオン指令が与えられた瞬間にvCE’が変化する。つまり、図10では、便宜上、主アーム110スイッチング素子S1、S2のターンオフ指令と補助アーム120スイッチング素子S1’、S2’のターンオン指令を一致させるように記述しているものの、デッドタイムtr以上のオン期間を確保すれば、上記オフ指令/オン指令のタイミングを一致させる必要は無い。以上のように、補助アーム120はターンオン指令を与えている期間が極端に短いデッドタイムtr程度状態で駆動指令を与えることになる。図10に例示されるような駆動指令とすることで、補助アーム120のターンオン指令が従来よりも早まり、結果として補助アーム120に起因する高周波漏れ電流の発生タイミングを前倒しできるようになる。以上、本実施の形態5の駆動制御によると、主アーム110に起因する高周波漏れ電流と、補助アーム120に起因する高周波漏れ電流との位相差が180°に近くなるように制御して動作させることができることから、上述の実施の形態4の場合に比べより高周波成分までノイズを低減する効果が得られる。以上説明したように、本発明の上述の各実施の形態によれば、大型化する一因となる結合用トランスを省略可能にするとともに、スイッチング素子の素子特性、時間遅れに影響を受けにくいアクティブノイズキャンセルACC技術を提供することができる。この結果、ハーフブリッジインバータ200200B等の電力変換装置等において、結合用トランスを省略して小型化できると共に、電力変換装置等が発生するコモンモードノイズの所望の周波数帯域に対して十分な低減効果が得られるコモンモードノイズのアクティブノイズキャンセル技術を実現できる。なお、本発明は、上述の実施の形態に例示した構成に限らず、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることは言うまでもない。付記1半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを2個直列接続したスイッチングアーム直列回路を、負荷に電力を供給する電流を流すスイッチング主アーム直列回路と、負荷に接続しないスイッチング補助アーム直列回路を少なくとも1対内部に構成すると共に、スイッチング主アーム直列回路の中点と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-C2E1と、スイッチング補助アーム直列回路の中点と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-C2E1’の静電容量を概略一致させると共に、スイッチング主アーム直列回路の高圧側スイッチングアームとスイッチング補助アーム直列回路の低圧側スイッチングアーム、そして、スイッチング主アーム直列回路の低圧側スイッチングアームとスイッチング補助アーム直列回路の高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする半導体モジュール。付記2付記1の半導体モジュールにおいて、前記スイッチング主アーム直列回路の高圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-Pと、前記スイッチング補助アーム直列回路の低圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-N’、前記スイッチング主アーム直列回路の低圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-Nと、前記スイッチング補助アーム直列回路の高圧側電位となる端子と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-P’、のいずれか、または両方の浮遊容量を概略一致させることを特徴とする半導体モジュール。付記3半導体スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードから構成されるスイッチングアームを2個直列接続したスイッチングアーム直列回路を少なくとも一つ含む半導体モジュールを適用する半導体電力変換装置において、半導体モジュール近傍に、半導体スイッチング素子を含むスイッチングアームを2個直列接続したスイッチング補助アーム直列回路を構成すると共に、前記スイッチング補助アーム直列回路の中点と、前記半導体モジュールの外部冷却用銅ベースと同電位となる導電性部位間にコンデンサを接続すると共に、前記スイッチングアーム直列回路の中点と外部冷却用銅ベース間に形成される浮遊容量CE-C2E1と前記コンデンサの静電容量を概略一致させると共に、前記スイッチングアーム直列回路の高圧側スイッチングアームと前記スイッチング補助アームの低圧側スイッチングアーム、そして、前記スイッチングアーム直列回路の低圧側スイッチングアームと前記スイッチング補助アームの高圧側スイッチングアームを連動してスイッチングさせることを特徴とする半導体電力変換装置。付記4付記1、2の半導体モジュールまたは、付記3の電力変換装置において、スイッチング補助アーム直列回路のターンオンスイッチングスピードを、スイッチング主アーム直列回路の上下アームのデッドタイムの期間と概略一致させることを特徴とするスイッチング補助アーム直列回路の駆動方法。付記5付記4のスイッチング補助アーム直列回路の駆動方法において、スイッチング主アーム直列回路のターンオフ指令と、スイッチング補助アーム直列回路のターンオン指令を一致させることを特徴とするスイッチング補助アーム直列回路の駆動方法。"