"交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に整流する整流回路、前記整流回路によって整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ、前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換する変換回路、および前記変換回路を制御する制御部を具備するインバータ装置において、前記変換回路は、第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子と並列に接続され、前記第1のスイッチング素子よりも導通損失が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子と、を備える複数のスイッチング回路により構成され、前記制御部は、前記各スイッチング回路をそれぞれオンオフ駆動するための複数の駆動信号を生成する駆動部と、前記各スイッチング回路毎に、前記各駆動信号に基づき前記第1のスイッチング素子よりも前記第2のスイッチング素子を遅れてオン動作させ、前記第2のスイッチング素子よりも前記第1のスイッチング素子を遅れてオフ動作させるゲート回路と、を備えることを特徴とするインバータ装置。前記ゲート回路は、前記駆動部から前記第1のスイッチング素子の制御端子に電流が流れる向きに直列接続された第1のダイオードおよび第1の抵抗と、前記第1のスイッチング素子の制御端子から前記駆動部に電流が流れる向きに直列接続された第2のダイオードおよび第2の抵抗と、前記駆動部から前記第2のスイッチング素子の制御端子に電流が流れる向きに直列接続された第3のダイオードおよび第3の抵抗と、前記第2のスイッチング素子の制御端子から前記駆動部に電流が流れる向きに直列接続された第4のダイオードおよび第4の抵抗と、を前記各スイッチング回路に対してそれぞれ備え、前記第1の抵抗の抵抗値は、前記第3の抵抗の抵抗値よりも小さく、前記第2の抵抗の抵抗値は、前記第4の抵抗の抵抗値よりも大きいことを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。前記制御部は、前記変換回路の負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合に、前記第1のスイッチング素子のオンオフ動作を停止させることを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。前記ゲート回路は、前記各スイッチング回路毎に、前記第1のスイッチング素子の制御端子と出力端子とを短絡させる複数のトランジスタをさらに備え、前記制御部は、前記変換回路の負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合に、前記トランジスタをオンに制御することを特徴とする請求項2に記載のインバータ装置。前記第2のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項1~4のいずれか一項に記載のインバータ装置。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項5に記載のインバータ装置。請求項1~6のいずれか一項に記載の1つあるいは複数のインバータ装置と、冷却または加温された空気を室内に送り出す送風用ファンを有する室内ユニットと、冷媒を圧縮する圧縮機、前記冷媒と外気との熱交換を実施する熱交換器、および該熱交換器に外気を送り込むファンを有する室外ユニットと、を備え、前記送風用ファン、前記圧縮機、あるいは前記ファンを駆動するモータのうちの1つあるいは複数がそれぞれに対応する前記インバータ装置により回転駆動されることを特徴とする空気調和機。しかしながら、特許文献1に記載された技術では、ターンオン時にスイッチング速度の速いSiCやGaN系半導体素子により構成された非Siトランジスタによりスイッチング回路がオンするため、電流容量の大きい非Siトランジスタを用いる必要があり、Si系半導体素子よりも高価な非Siトランジスタの価格がより高くなる、という問題があった。また、特許文献2に記載された技術では、メイントランジスタおよび補助トランジスタを駆動するための駆動信号をそれぞれ独立して供給しているため、インバータ装置を構成する際に、通常の倍の駆動信号が必要となり、一般的な汎用デバイスを用いて駆動制御回路を構成することができず、駆動制御回路の価格が高くなる、という問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、損失低減効果を享受しつつ、より一層のコスト低減を図ることができるインバータ装置、およびそれを備えた空気調和機を提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるインバータ装置は、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に整流する整流回路、前記整流回路によって整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ、前記平滑コンデンサによって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換する変換回路、および前記変換回路を制御する制御部を具備するインバータ装置において、前記変換回路は、第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子と並列に接続され、前記第1のスイッチング素子よりも導通損失が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子と、を備える複数のスイッチング回路により構成され、前記制御部は、前記各スイッチング回路をそれぞれオンオフ駆動するための複数の駆動信号を生成する駆動部と、前記各スイッチング回路毎に、前記各駆動信号に基づき前記第1のスイッチング素子よりも前記第2のスイッチング素子を遅れてオン動作させ、前記第2のスイッチング素子よりも前記第1のスイッチング素子を遅れてオフ動作させるゲート回路と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、損失低減効果を享受しつつ、より一層のコスト低減を図ることができる、という効果を奏する。以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるインバータ装置、およびそれを備えた空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、実施の形態1にかかるインバータ装置の一構成例を示す図である。図1に示すように、実施の形態1にかかるインバータ装置100は、力率改善のためのリアクトル2、交流電源1からリアクトル2を介して出力される交流電圧を整流するダイオードブリッジ整流回路3、ダイオードブリッジ3により整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ6、平滑コンデンサ6によって平滑された直流電圧を所望の交流電圧に変換する変換回路4、抵抗11に流れる電流を検出することにより変換回路4に流れる回路電流を検出する電流検出部13、平滑コンデンサ6の両端電圧を検出することにより変換回路4に印加される直流電圧を検出する電圧検出部14、および変換回路4を制御する制御部200を備えている。ダイオードブリッジ3は、ダイオード3a,3b,3c,3dにより構成されている。なお、図1に示す例では、平滑コンデンサ6は、平滑コンデンサ6a,6bが直列に接続され、交流電源1の一端と平滑コンデンサ6a,6bの中位点との間に接続されたスイッチ7の開閉状態により全波整流と半波整流とを切り替え可能に構成された例を示している。また、図1に示す例では、交流電源1は単相交流電源としているが、これに限定されるものではなく、交流電源1は三相交流電源であってもよい。この場合、ダイオードブリッジ3も三相交流電圧を整流する構成とすればよい。また、図1に示す例では、変換回路4の負荷として三相モータ12を駆動する例を示している。この場合、変換回路4は、各相毎に平滑コンデンサ6の正極側と負極側との間に抵抗11を介して2つのスイッチング回路5が直列に接続されて構成される。なお、変換回路4の構成はこれに限らず、単相モータを駆動するように構成することも可能である。変換回路4は、第1のスイッチング素子8と第2のスイッチング素子9と還流ダイオード10とが並列に接続された複数のスイッチング回路5により構成される。本実施の形態では、第1のスイッチング素子8としては、例えば、Siシリコン系半導体により構成されたIGBTやMOSFET等の電圧駆動型半導体素子を用い、第2のスイッチング素子9としては、例えば、SiC炭化珪素やGaN窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンド等のワイドバンドギャップ以下、WBGという半導体により構成されたIGBTやMOSFET等の電圧駆動型半導体素子を用いる。WBG半導体により構成された第2のスイッチング素子9は、Si系半導体により構成された第1のスイッチング素子8よりもオン抵抗が小さく、且つ、スイッチング速度が速い特性を有している。制御部200は、PWM信号生成部15、駆動部16、およびゲート回路17を備えている。PWM信号生成部15は、PWMPulseWidthModulation:パルス幅変調を用いたモータ駆動制御を行う。本実施の形態では、電流検出部13により検出された変換回路4に流れる回路電流と電圧検出部14により検出された変換回路4に印加される直流電圧とに基づいて、各スイッチング回路5を駆動する各駆動信号の基となる各PWM信号を生成する。駆動部16は、各PWM信号に基づいて、各スイッチング回路5を駆動する各駆動信号を生成し、ゲート回路17に出力する。なお、PWM信号生成部15および駆動部16は、それぞれ異なるデバイスであってもよいし、1つのデバイスで構成されていてもよい。ゲート回路17は、各駆動信号に基づき各スイッチング回路5内の第1のスイッチング素子8および第2のスイッチング素子9のオンオフ動作を行う。図2は、実施の形態1にかかるインバータ装置におけるゲート回路の一構成例を示す図である。図2に示すように、ゲート回路17は、駆動部16から第1のスイッチング素子8のゲート端子制御端子に電流が流れる向きに直列接続された第1のダイオード61および第1の抵抗51と、第1のスイッチング素子8のゲート端子から駆動部16に電流が流れる向きに直列接続された第2のダイオード62および第2の抵抗52と、駆動部16から第2のスイッチング素子9のゲート端子に電流が流れる向きに直列接続された第3のダイオード63および第3の抵抗53と、第2のスイッチング素子9のゲート端子から駆動部16に電流が流れる向きに直列接続された第4のダイオード64および第4の抵抗54とを各スイッチング回路5に対してそれぞれ備えている。本実施の形態では、第1の抵抗51の抵抗値は、第3の抵抗53の抵抗値よりも小さい値とし、第2の抵抗52の抵抗値は、第4の抵抗54の抵抗値よりも大きい値としている。つぎに、実施の形態1にかかるインバータ装置100における各スイッチング回路5の動作について説明する。本実施の形態では、ゲート回路17には、第1のスイッチング素子8および第2のスイッチング素子9が並列に接続された各スイッチング回路5に対して1つの駆動信号が入力される。つまり、各スイッチング回路5の第1のスイッチング素子8および第2のスイッチング素子9のそれぞれに対して駆動信号を独立して供給する必要がないので、安価な汎用デバイスを用いてPWM信号生成部15や駆動部16を構成することができる。第1のスイッチング素子8および第2のスイッチング素子9は、ゲート端子とコレクタ端子入力端子:MOSFETの場合はドレイン端子との間に寄生容量を有しているため、ゲート回路17に入力される駆動信号の立ち上がり時には、第1の抵抗51と第1のスイッチング素子8のゲート-コレクタ間寄生容量との時定数回路、および、第3の抵抗53と第2のスイッチング素子9のゲート-コレクタ間寄生容量との時定数回路が構成される。本実施の形態では、第1の抵抗51の抵抗値を第3の抵抗53の抵抗値よりも小さい値としているので、このとき、第1のスイッチング素子8が先にオン動作し、第2のスイッチング素子9が遅れてオン動作する。一方、ゲート回路17に入力される駆動信号の立ち下がり時には、第2の抵抗52と第1のスイッチング素子8のゲート-コレクタ間寄生容量との時定数回路、および、第4の抵抗54と第2のスイッチング素子9のゲート-コレクタ間寄生容量との時定数回路が構成される。本実施の形態では、第2の抵抗52の抵抗値を第4の抵抗54の抵抗値よりも大きい値としているので、このとき、第2のスイッチング素子9よりも第1のスイッチング素子8が遅れてオフ動作する。つまり、スイッチング回路5は、第1のスイッチング素子8によりオンオフ動作し、第2のスイッチング素子9は、第1のスイッチング素子8がオフした状態でオンオフ動作する。このため、第2のスイッチング素子9によるスイッチング損失は極めて小さくなる。したがって、第2のスイッチング素子9をより高価なWBG半導体により構成した場合でも、電流容量が小さいデバイスを用いることができるため、WBG半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりもコストを低減することができる。また、スイッチング回路5は、Si系半導体により構成された第1のスイッチング素子8によりオンオフ動作するため、スイッチング損失は、WBG半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりも大きくなり、Si系半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合と同等となるものの、WBG半導体により構成された第2のスイッチング素子9がオンしている期間は、スイッチング回路5を流れる電流の大半が第2のスイッチング素子9に流れるため、導通損失は、Si系半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりも小さくすることができる。以上説明したように、実施の形態1のインバータ装置によれば、第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子とを並列に接続してスイッチング回路を構成し、第1のスイッチング素子よりも第2のスイッチング素子を遅れてオン動作させ、第2のスイッチング素子よりも第1のスイッチング素子を遅れてオフ動作させるようにしたので、第2のスイッチング素子は、第1のスイッチング素子がオフした状態でオンオフ動作するため、第2のスイッチング素子によるスイッチング損失は極めて小さくなる。したがって、第2のスイッチング素子をより高価なWBG半導体により構成した場合でも、電流容量が小さいデバイスを用いることができるため、WBG半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりもコストを低減することができる。また、一般に、スイッチング速度が速いスイッチング素子を用いると、そのターンオンおよびターンオフ時に発生するスイッチングノイズが大きくなるが、本実施の形態では、スイッチング速度がWBG半導体により構成された第2のスイッチング素子よりも遅いSi系半導体により構成された第1のスイッチング素子によりスイッチング回路のターンオンおよびターンオフが実施されるので、WBG半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりもスイッチングノイズを抑制することができる。また、第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子が並列に接続された各スイッチング回路を1つの駆動信号により駆動するようにしたので、各スイッチング回路の第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子のそれぞれに対して駆動信号を独立して供給する必要がないため、安価な汎用デバイスを用いてPWM信号生成部や駆動部を構成することができる。また、Si系半導体により構成された第1のスイッチング素子によりオンオフ動作するため、スイッチング損失は、WBG半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりも大きくなり、Si系半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合と同等となるものの、WBG半導体により構成された第2のスイッチング素子がオンしている期間は、スイッチング回路を流れる電流の大半が第2のスイッチング素子に流れるため、導通損失は、Si系半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成した場合よりも小さくすることができる。実施の形態2.本実施の形態では、低負荷状態においてWBG半導体により構成された第2のスイッチング素子のみオンオフ動作させる例について説明する。ここで、低負荷状態とは、例えば、変換回路の負荷として接続された圧縮機モータを回転させないようにモータ巻線に拘束通電して加熱することにより、停止中の圧縮機モータ内の冷媒寝込みを防止する場合等、圧縮機モータの通常運転時とは異なる低負荷で動作させる状態をいう。図3は、実施の形態2にかかるインバータ装置におけるゲート回路の一構成例を示す図である。なお、実施の形態2にかかるインバータ装置100の全体構成は、実施の形態1にかかるインバータ装置と同一であるので、実施の形態1と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。図3に示すように、実施の形態2にかかるインバータ装置100の制御部200aは、実施の形態1において説明したゲート回路17に代えて、第1のスイッチング素子8のゲート端子とエミッタ端子出力端子:MOSFETの場合はソース端子とを短絡させるトランジスタ18をさらに備えたゲート回路17aを具備している。つぎに、実施の形態2にかかるインバータ装置100において、変換回路4に接続された負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合の動作について説明する。ここでは、変換回路4に接続された負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合の一例として、圧縮機駆動用の三相モータ12の拘束通電を実施する例について説明する。制御部200aは、外部からの拘束通電運転指令が入力されると、ゲート回路17a内のトランジスタ18をオンに制御して、第1のスイッチング素子8のゲート端子とエミッタ端子とを短絡させる。これにより、第1のスイッチング素子8のオンオフ動作を停止させ、第2のスイッチング素子9のみオンオフ動作させる。三相モータ12の拘束通電を実施する場合等、変換回路4に接続された負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合には、通常時よりも各スイッチング回路5に流れる電流が小さいため、オン抵抗が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子9のみをオンオフ動作させることにより、スイッチング回路5のスイッチング損失および導通損失をより小さくすることができる。また、スイッチング損失が小さくなるため、PWM制御におけるキャリア周波数を通常時よりも高く設定することができる。したがって、第1のスイッチング素子8のオンオフ動作を停止させると共に、PWM信号のキャリア周波数を通常運転時よりも高く例えば、20kHz以上設定して、拘束通電中にモータから発生する騒音を可聴帯域外とすることができる。また、キャリア周波数を高く設定することにより、モータ巻線に発生する磁束を強くすることができるので、モータ巻線を加熱するだけでなく、モータ巻線に発生する磁束により、モータのコアをも加熱することができる。以上説明したように、実施の形態2のインバータ装置によれば、変換回路に接続された負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合に、第1のスイッチング素子のオンオフ動作を停止させ、第1のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子のみをオンオフ動作させるようにしたので、低負荷状態におけるスイッチング回路のスイッチング損失および導通損失をより小さくすることができる。また、スイッチング回路のスイッチング損失が小さくなることにより、PWM制御におけるキャリア周波数を通常時よりも高く設定することができる。例えば、圧縮機モータの回転動作に用いた場合、圧縮機モータの拘束通電を実施する際に、PWM信号のキャリア周波数を通常運転時よりも高く例えば、20kHz以上設定することにより、拘束通電中にモータから発生する騒音を可聴帯域外とすることができる。また、キャリア周波数を高く設定することにより、モータ巻線に発生する磁束を強くすることができるので、モータ巻線を加熱するだけでなく、モータ巻線に発生する磁束により、モータのコアをも加熱することができる。実施の形態3.本実施の形態では、実施の形態1および2で説明したインバータ装置を空気調和機に適用する例について説明する。図4は、実施の形態3にかかる空気調和機の室外ユニットの構成概略図である。図4に示すように、実施の形態3にかかる空気調和機の室外ユニット30は、室外熱交換器図示せずと外気との熱交換を促進するためのファン31、空気調和機内の冷媒回路図示せずに圧縮した冷媒を循環させる圧縮機32、および実施の形態1または2にかかるインバータ装置100を備えている。図4に示す例では、インバータ装置100は、室外ユニット30内の上部に設置され、圧縮機32内に備えられた圧縮機モータの回転動作を制御する。なお、インバータ装置100は、圧縮機32内に備えられた圧縮機モータの回転動作の制御に使用されることに限定されるものではなく、例えば、ファン31や室内ユニット図示せずにおける送風用ファン図示せずを駆動するモータの回転動作を制御するものとしてもよい。以上説明したように、実施の形態3の空気調和機によれば、実施の形態1で説明したインバータ装置を適用することにより、第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子とを並列に接続してスイッチング回路を構成し、第1のスイッチング素子よりも第2のスイッチング素子を遅れてオン動作させ、第2のスイッチング素子よりも第1のスイッチング素子を遅れてオフ動作させるようにしているので、第2のスイッチング素子をより高価なWBG半導体により構成した場合でも、電流容量が小さいデバイスを用いることができ、WBG半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いたインバータ装置を用いた場合よりもコストを低減することができる。また、第1のスイッチング素子および第2のスイッチング素子が並列に接続された各スイッチング回路を1つの駆動信号により駆動するようにしているので、安価な汎用デバイスを用いて制御部あるいは駆動部を構成することができ、2つのスイッチング素子を並列に接続した同様の構成のインバータ装置を用いた場合よりもコストを低減することができる。また、Si系半導体により構成された第1のスイッチング素子によりオンオフ動作するため、スイッチング損失は、Si系半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成したインバータ装置を用いた場合と同等となるものの、WBG半導体により構成された第2のスイッチング素子がオンしている期間は、スイッチング回路を流れる電流の大半が第2のスイッチング素子に流れるため、導通損失は、Si系半導体により構成されたスイッチング素子のみを用いて変換回路を構成したインバータ装置を用いた場合よりも小さくすることができる。また、実施の形態2で説明したインバータ装置を適用することにより、変換回路に接続された負荷が通常時とは異なる低負荷状態である場合に、第1のスイッチング素子のオンオフ動作を停止させ、第1のスイッチング素子よりもオン抵抗が小さく、且つ、スイッチング速度が速い第2のスイッチング素子のみをオンオフ動作させるようにしているので、2つのスイッチング素子を並列に接続した同様の構成のインバータ装置を用いた場合よりも低負荷状態における損失をより小さくすることができる。また、例えば、圧縮機モータの回転動作に実施の形態2で説明したインバータ装置を適用した場合、PWM制御におけるキャリア周波数を通常時よりも高く設定することができるので、圧縮機モータの拘束通電を実施する際に、PWM信号のキャリア周波数を通常運転時よりも高く例えば、20kHz以上設定することにより、拘束通電中にモータから発生する騒音を可聴帯域外とすることができる。また、キャリア周波数を高く設定することにより、モータ巻線に発生する磁束を強くすることができるので、モータ巻線を加熱するだけでなく、モータ巻線に発生する磁束により、モータのコアをも加熱することができ、効率良く停止中の圧縮機モータ内の冷媒寝込みを防止することができる。なお、上述した実施の形態において説明したWBG半導体により構成されたスイッチング素子を用いることによる効果は、各実施の形態において記載した効果にとどまらない。例えば、WBG半導体によって構成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、これらの素子を組み込んだインバータ回路の小型化が可能となる。また、WBG半導体によって構成されたスイッチング素子は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化が可能であるので、インバータ回路の一層の小型化が可能となる。なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。"