"電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、前記インダクタンス性負荷の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、前記インダクタンス性負荷と前記スイッチング素子との間の第1中点とグランドとの間に設けられた第1コンデンサと、前記第1中点と前記第1コンデンサの一端との間に設けられ、前記第1コンデンサから前記第1中点へ電流が流れることを防止する逆流防止素子と、前記スイッチング素子における前記インダクタンス性負荷側の端子とカソード電極が接続され、前記スイッチング素子におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、前記スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、前記スイッチング素子及び前記バイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第2コンデンサと、前記スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するDC/DCコンバータであって、前記制御部は、前記第1中点の電圧と前記電源の電圧との差分に基づいて、前記スイッチング素子にON信号を出力することを特徴とするDC/DCコンバータ。前記制御部は、前記電源から出力された電圧を変動する第1変動部、該第1変動部によって変動された電源の電圧と前記第1中点の電圧とを比較する第1比較部、及び、該第1比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にON信号を出力する演算部を有することを特徴とする請求項1に記載のDC/DCコンバータ。前記第1変動部は、前記電源の電圧が設定値の場合において、前記第1中点の電圧がゼロ電圧となる期間の中心で、前記スイッチング素子にON信号が入力されるように、前記電源から出力された電圧を変動することを特徴とする請求項2に記載のDC/DCコンバータ。前記制御部は、前記第1中点の電圧を分圧する第1分圧回路を有し、前記第1比較部には、前記第1分圧回路によって分圧された第1中点の電圧と、前記変動部によって変動された電源の電圧と、が入力されることを特徴とする請求項2又は請求項3に記載のDC/DCコンバータ。前記制御部は、第1閾値電圧、及び、前記逆流防止素子と前記第1コンデンサとの間の第2中点の電圧を比較する第2比較部を有することを特徴とする請求項2~4いずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。前記制御部は、前記第2中点の電圧を分圧する第2分圧回路を有し、前記第2比較部には、前記第2分圧回路によって分圧された第2中点の電圧と、前記第1閾値電圧と、が入力されることを特徴とする請求項5に記載のDC/DCコンバータ。前記スイッチング素子とグランドとの間にはシャント抵抗が設けられており、前記制御部は、第2閾値電圧、及び、前記スイッチング素子と前記シャント抵抗との間の電圧を比較する第3比較部を有し、前記演算部は、前記第3比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にOFF信号を出力することを特徴とする請求項2~6に記載のDC/DCコンバータ。電源とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、前記スイッチング素子と前記グランドとの間の第1中点に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、前記インダクタンス性負荷の他端と前記グランドとの間に設けられた第1コンデンサと、前記第1中点と前記グランドとの間に設けられ、前記インダクタンス性負荷から前記第1コンデンサを介して前記グランドへ電流を流す還流素子と、前記スイッチング素子における前記抵抗側の端子とカソード電極が接続され、前記スイッチング素子におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、前記スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、前記スイッチング素子及び前記バイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第2コンデンサと、前記スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するDC/DCコンバータであって、前記制御部は、前記電源から出力された電圧を変動する第1変動部を有し、前記制御部は、前記第1中点の電圧と前記第1変動部によって変動された電源の電圧との差分に基づいて、前記スイッチング素子にON信号を出力することを特徴とするDC/DCコンバータ。前記制御部は、前記第1変動部によって変動された電源の電圧と前記第1中点の電圧とを比較する第1比較部、及び、該第1比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にON信号を出力する演算部を有することを特徴とする請求項8に記載のDC/DCコンバータ。前記第1変動部は、前記電源の電圧が設定値の場合において、前記第1中点の電圧と前記電源の電圧との電位差がゼロ電圧となる期間の中心で、前記スイッチング素子にON信号が入力されるように、前記電源から出力された電圧を変動することを特徴とする請求項9に記載のDC/DCコンバータ。前記制御部は、第1閾値電圧、及び、前記インダクタンス性負荷と前記第1コンデンサとの間の第2中点の電圧を比較する第2比較部を有することを特徴とする請求項9又は請求項10に記載のDC/DCコンバータ。前記制御部は、第2閾値電圧、及び、前記抵抗と前記スイッチング素子との間の電圧を比較する第3比較部を有し、前記演算部は、前記第3比較部の出力信号に基づいて、前記スイッチング素子にOFF信号を出力することを特徴とする請求項9~11に記載のDC/DCコンバータ。前記スイッチング素子は、MOSFETであり、前記バイパス用ダイオードは、前記MOSFETの寄生ダイオードであることを特徴とする請求項1~12いずれか1項に記載のDC/DCコンバータ。ところで、特許文献1に示されるDC/DCコンバータでは、電圧V1が共振するようになっているが、MOSトランジスタをONからOFFに切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧と電圧V1との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧と等しい。そのため、共振振幅が小さくなると、電圧V1がグランド電位以下になる期間が短くなり、ゼロ期間が短くなってしまう。特許文献1に示されるように、上記した直流電源は車載のバッテリであり、バッテリは後段に位置する誘導性負荷によって、電圧値が変動する性質を有する。したがって、例えば、電圧V1がゼロ電圧になったことを測定した後に、MOSトランジスタにON信号を出力する構成とした場合、応答遅れのために、MOSトランジスタへのON信号の入力タイミングが、ゼロ期間からずれる虞がある。ずれた場合、ゼロ電圧スイッチングが実現されず、ターンオン損失の低減が実現されなくなる、という不具合が生じる。そこで、本発明は上記問題点に鑑み、電源の電圧が変動したとしても、ターンオン損失の増大が抑制されたDC/DCコンバータを提供することを目的とする。上記した目的を達成するために、請求項1に記載の発明は、電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷と、インダクタンス性負荷の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子と、インダクタンス性負荷とスイッチング素子との間の第1中点とグランドとの間に設けられた第1コンデンサと、第1中点と第1コンデンサの一端との間に設けられ、第1コンデンサから第1中点へ電流が流れることを防止する逆流防止素子と、スイッチング素子におけるインダクタンス性負荷側の端子とカソード電極が接続され、スイッチング素子におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、スイッチング素子と並列接続されたバイパス用ダイオードと、スイッチング素子及びバイパス用ダイオードそれぞれと並列接続された第2コンデンサと、スイッチング素子を開閉制御する制御部と、を有するDC/DCコンバータであって、制御部は、第1中点の電圧と電源の電圧との差分に基づいて、スイッチング素子にON信号を出力することを特徴とする。本発明の場合、スイッチング素子がON状態では、インダクタンス性負荷とスイッチング素子とを介して、電源からグランドに電流が流れ、インダクタンス性負荷にエネルギーElが蓄積される。したがって、スイッチング素子がON状態からOFF状態に切り換わると、インダクタンス性負荷に蓄積されたエネルギーElのために、インダクタンス性負荷からグランドに、第1コンデンサ及び第2コンデンサそれぞれを介して電流が流れる。この結果、第1コンデンサ及び第2コンデンサそれぞれに電荷が蓄積され、第2コンデンサにエネルギーEcが蓄積される。そして、第2コンデンサの両端電圧第1中点の電圧であり、以下、第1中点電圧と示すが電源の電圧以下、電源電圧と示すよりも大きくなる。エネルギーElが低減すると、第2コンデンサに蓄積されたエネルギーEcによって、第2コンデンサからインダクタンス性負荷に向って電流が流れる。そして、エネルギーEcの低減電荷の放出とともに、第1中点電圧は電源電圧よりも低くなり、遂にはゼロ電圧となる。このように、スイッチング素子がOFF状態では、インダクタンス性負荷と第2コンデンサとによってLC共振する。スイッチング素子をON状態からOFF状態に切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧と第1中点電圧との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧と等しい。したがって、本発明とは異なり、スイッチング素子第2コンデンサにバイパス用ダイオードが並列接続されていない場合、第1中点電圧はLC共振のためにゼロ電圧よりも低くなり、第2コンデンサを介して、グランドからインダクタンス性負荷に向って電流が流れる。しかしながら、本発明に記載のように、第2コンデンサにバイパス用ダイオードが並列接続された構成では、第1中点電圧がゼロ電圧になると、グランドからインダクタンス性負荷に向う電流は、第2コンデンサではなく、バイパス用ダイオードを優先的に流れる。そのため、バイパス用ダイオードに電流が優先的に流れている期間では、第2コンデンサに電荷が蓄積されず、インダクタンス性負荷にエネルギーElが所定量蓄積されるまで、第1中点電圧はゼロ電圧に維持される。このように、本発明の構成の場合、第1中点電圧が所定期間ゼロ電圧となる期間以下、ゼロ期間と示すが存在する。したがって、このゼロ期間にスイッチング素子をOFF状態からON状態に切り換えることで、ターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制することができる。ところで、電源がバッテリの場合、電源電圧は後段に位置する誘導性負荷によってその値が変動する。そして、上記したように、共振振幅と振動中心電圧は電源電圧に依存するので、電源電圧が当初の設定値から変動すると、それに伴ってゼロ期間も変動する。電源電圧が設定値よりも高い場合、共振振幅は小さくなり、振動中心電圧は大きくなるゼロ電圧から遠ざかるので、ゼロ期間は短くなる。しかしながら、電源電圧が当初の設定値よりも高いので、第1中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは、比較的早くなる。この結果、第1中点電圧が電源電圧よりも低く且つ第1中点電圧がゼロ電圧になるまでの期間以下、前期間と示すは比較的長くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも高い場合、ゼロ期間は短くなるが、前期間は長くなる。また、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、共振振幅は大きくなり、振動中心電圧は小さくなるゼロ電圧に近づくので、ゼロ期間は長くなる。しかしながら、電源電圧が当初の設定値よりも低いので、第1中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは、比較的遅くなる。この結果、前期間は比較的短くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、ゼロ期間は長くなるが、前期間は短くなる。以上、示したように、電源電圧が変動したとしても、ゼロ期間と前期間の和は変動し難くなっている。そのため、前期間の始まりである、第1中点電圧と電源電圧の大小関係第1中点電圧と電源電圧との差分の正負が反転するタイミングに基づいて、スイッチング素子にON信号を出力することで、電源電圧が変動したとしても、ゼロ期間以外の期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。なお、ゼロ期間以外の期間とは、前期間、若しくは、ゼロ期間よりも後の後期間である。請求項2に記載のように、制御部は、電源から出力された電圧を変動する第1変動部、該第1変動部によって変動された電源の電圧と第1中点の電圧とを比較する第1比較部、及び、該第1比較部の出力信号に基づいて、スイッチング素子にON信号を出力する演算部を有する構成が好適である。これによれば、第1比較部に入力される電源電圧は第1変動部によって変動されるので、変動された電源電圧と第1中点電圧との差分の正負が反転するタイミングを調整することができる。これにより、ON信号の出力タイミングが調整され、ゼロ期間以外の期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。請求項3に記載のように、第1変動部は、電源の電圧が設定値の場合において、第1中点の電圧がゼロ電圧となる期間の中心で、スイッチング素子にON信号が入力されるように、電源から出力された電圧を変動する構成が好ましい。ゼロ期間は、ゼロ期間の始まり前期間の終わりからゼロ期間の中心までの前半期と、ゼロ期間の中心からゼロ期間の終わり後期間の始まりまでの後半期とに等分される。請求項3に記載の構成の場合、電源電圧が設定値よりも高くなった場合、第1中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは比較的早くなるので、前半期間にON信号がスイッチング素子に入力されることとなる。反対に、電源電圧が設定値よりも低くなった場合、第1中点電圧が電源電圧よりも低くなるタイミングは比較的遅くなるので、後半期間にON信号がスイッチング素子に入力されることとなる。このため、例えば、電源電圧が設定値の場合において、前半期の中心でスイッチング素子にON信号が入力される構成と比べて、電源電圧が設定値よりも高くなった場合に、ゼロ期間よりも前の前期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。また、電源電圧が設定値の場合において、後半期の中心でスイッチング素子にON信号が入力される構成と比べて、電源電圧が設定値よりも低くなった場合に、ゼロ期間よりも後の後期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。以上により、ゼロ期間以外の期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制され、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。請求項4に記載のように、制御部は、第1中点の電圧を分圧する第1分圧回路を有し、第1比較部には、第1分圧回路によって分圧された第1中点の電圧と、変動部によって変動された電源の電圧と、が入力される構成が好ましい。第1中点電圧は、電源電圧よりも高くなるので、第1中点電圧がそのまま第1比較部に入力されると、高電圧が第1比較部に入力されることとなり、第1比較部の寿命が縮まる虞がある。そこで、請求項4に記載のように、第1分圧回路によって分圧された第1中点電圧が第1比較部に入力される構成が好ましい。また、第1比較部に入力される第1中点電圧は第1分圧回路によって変動されるので、変動された第1中点電圧と電源電圧との差分の正負が反転するタイミングを調整することができる。これにより、ON信号の出力タイミングが調整され、ゼロ期間以外の期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。請求項5に記載のように、制御部は、第1閾値電圧、及び、逆流防止素子と第1コンデンサとの間の第2中点の電圧を比較する第2比較部を有する構成が良い。これによれば、第2中点の電圧出力電圧の変動を観測することができる。請求項6に記載のように、制御部は、第2中点の電圧を分圧する第2分圧回路を有し、第2比較部には、第2分圧回路によって分圧された第2中点の電圧と、第1閾値電圧と、が入力される構成が良い。第2中点の電圧出力電圧は電源電圧よりも高くなるので、出力電圧がそのまま第2比較部に入力されると、高電圧が第2比較部に入力されることとなり、第2比較部の寿命が縮まる虞がある。そこで、請求項6に記載のように、第2分圧回路によって分圧された出力電圧が第2比較部に入力される構成が好ましい。請求項7に記載のように、スイッチング素子とグランドとの間にはシャント抵抗が設けられており、制御部は、第2閾値電圧、及び、スイッチング素子とシャント抵抗との間の電圧を比較する第3比較部を有し、演算部は、第3比較部の出力信号に基づいて、スイッチング素子にOFF信号を出力する構成が良い。これによれば、出力電圧が、当初予定していた値と比べて、余分に高くなることが抑制される。請求項8~12に記載の発明の作用効果は、請求項1~7いずれかに記載の発明の作用効果と同様なので、その記載を省略する。請求項13に記載のように、スイッチング素子は、MOSFETであり、バイパス用ダイオードは、MOSFETの寄生ダイオードである構成が良い。これによれば、スイッチング素子とバイパス用ダイオードそれぞれを独立して形成する構成と比べて、DC/DCコンバータの回路構成が簡素化される。以下、本発明を、内燃機関用インジェクタに適用した場合の実施形態を図に基づいて説明する。第1実施形態図1は、内燃機関用インジェクタの概略構成を示す回路図である。図2は、DC/DCコンバータの概略構成を示す回路図である。図3は、内燃機関用インジェクタの動作を説明するためのタイミングチャートである。図4は、第1実施形態に係るDC/DCコンバータの信号を説明するための波形図である。図5は、第1実施形態に係るDC/DCコンバータを流れる電流を説明するための図であって、aは第1期間、bは第2期間、cは第3期間、dは第4期間を示す。図6は、第1中点電圧V1とゼロ期間との関係を説明するためのグラフである。図1に示すように、内燃機関用インジェクタ200は、要部として、コントロールユニット100と、インジェクタ150と、を有する。複数のインジェクタ150の内の1つが、コントロールユニット100によって順次選択され、選択されたインジェクタ150は、コントロールユニット100のDC/DCコンバータ10とグランドとの間に直列接続された後、直流電源とグランドとの間に間断的に直列接続される。この接続によって、インジェクタ150のソレノイド図示略に電流が流れ、ソレノイドで発生した電磁力によって電磁弁図示略が開弁される。コントロールユニット100は、DC/DCコンバータ10と、スイッチ部50と、逆流防止部70と、を有する。DC/DCコンバータ10は昇圧式であり、昇圧部20と、制御部30と、を有する。DC/DCコンバータ10は、本発明の特徴点なので、後で詳説する。スイッチ部50は、昇圧部20の出力端子に一端が接続され、インジェクタ150の上流側端子150aに他端が接続された第1スイッチング素子51と、直流電源に一端が接続され、第1スイッチング素子51とインジェクタ150との間と他端が接続された第2スイッチング素子52と、インジェクタ150の下流側端子150bに一端が接続され、グランドに他端が接続された第3スイッチング素子53と、を有する。スイッチ部50は、スイッチング素子51,52それぞれを2つ有し、第3スイッチング素子53を4つ有する。スイッチング素子51,52それぞれの1つの他端が、2つのインジェクタ150の上流側端子150aに接続され、1つの第3スイッチング素子53の一端が、1つのインジェクタ150の下流側端子150bに接続されている。したがって、インジェクタ150を選択するとは、ON状態とする第3スイッチング素子53を選択することと等しくなる。詳しい動作については後で説明するが、先ず、選択されたインジェクタ150に対応するスイッチング素子51,53をON状態として、DC/DCコンバータ10の出力電圧をインジェクタ150に印加する。その後、第3スイッチング素子53のON状態を保った状態で、第2スイッチング素子52を間断的にON状態とすることで、電源電圧を間断的にインジェクタ150に印加する。なお、スイッチング素子51~53それぞれは、制御部30によって開閉制御される。逆流防止部70は、2つのダイオード71を有する。ダイオード71は、対応する第2スイッチング素子52とアノード電極が接続され、第1スイッチング素子51とインジェクタ150との間とカソード電極が接続されている。この接続構成により、第2スイッチング素子52を介して、インジェクタ150から直流電源へ電流が逆流することが防止される。次に、本実施形態に係る内燃機関用インジェクタ200の特徴点であるDC/DCコンバータ10について説明する。上記したように、DC/DCコンバータ10は、昇圧部20と、制御部30と、を有する。昇圧部20は、直流電源に一端が接続されたインダクタンス性負荷21と、インダクタンス性負荷21の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子22と、インダクタンス性負荷21とスイッチング素子22との間の第1中点M1とグランドとの間に設けられた第1コンデンサ23と、第1中点M1と第1コンデンサ23の一端との間に設けられ、第1コンデンサ23から第1中点M1へ電流が流れることを防止する逆流防止素子24と、を有する。また、昇圧部20は、スイッチング素子22におけるインダクタンス性負荷21側の端子とカソード電極が接続され、スイッチング素子22におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、スイッチング素子22と並列接続されたバイパス用ダイオード25と、スイッチング素子22及びバイパス用ダイオード25それぞれと並列接続された第2コンデンサ26と、を有する。第2コンデンサ26は、第1コンデンサ23よりも静電容量が低くなっており、第1コンデンサ23の電圧逆流防止素子24と第1コンデンサ23との間の第2中点M2の電圧が、出力電圧として後段に位置するインジェクタ150に出力される。本実施形態に係る昇圧部20は、スイッチング素子22とグランドとの間に設けられたシャント抵抗27を有する。インダクタンス性負荷21は、コイルであり、スイッチング素子22は、Nチャネル型MOSFETである。そして、逆流防止素子24は、ダイオードであり、バイパス用ダイオード25は、MOSFETであるスイッチング素子22の寄生ダイオードである。逆流防止素子24のアノード電極が第1中点M1に接続され、カソード電極が第2中点M2に接続されている。この接続構成により、第2中点M2から第1中点M1への電流の逆流が防止される。制御部30は、スイッチング素子22とスイッチ部50を開閉制御するものであり、各スイッチング素子22,51~53にON/OFF信号を出力する演算部31を有する。演算部31は、第1中点M1の電圧以下、第1中点電圧V1と示すと電源の電圧以下、電源電圧V0と示すとの差分に基づいて、スイッチング素子22にON信号を出力する。また、演算部31は、第1閾値電圧Vr1に基づいて第2中点M2の電圧以下、第2中点電圧V2と示すの変動を観測し、スイッチング素子22とシャント抵抗27との間の第3中点M3の電圧以下、第3中点電圧V3と示すとの差分に基づいて、スイッチング素子22にOFF信号を出力する。図2に示すように、制御部30は、演算部31の他に、直流電源から出力された電源電圧V0を変動する第1変動部32と、第1中点電圧V1を分圧する第1分圧回路33と、第1変動部32によって変動された電源電圧V0と第1分圧回路33によって分圧された第1中点電圧V1とを比較する第1比較部34と、を有する。第1変動部32は、直流電源とグランドとの間に直列接続された2つの抵抗32a,32bを有し、これら2つの抵抗32a,32bの中点電圧が、第1比較部34の反転入力端子に入力される。また、第1分圧回路33は、第1中点M1とグランドとの間に直列接続された2つの抵抗33a,33bを有し、これら2つの抵抗33a,33bの中点電圧が、第1比較部34の非反転入力端子に入力される。これら抵抗32a,32b,33a,33bの抵抗値は、電源電圧V0が設定値の場合において、後述する、第1中点電圧V1がゼロ電圧となる期間ゼロ期間の中心で、スイッチング素子22にON信号が入力されるように設定されている。演算部31は、第1変動部32の中点電圧よりも、第1分圧回路33の中点電圧が低くなり、第1比較部34の出力信号が、HiレベルからLoレベルに反転すると、スイッチング素子22にON信号Hi信号を出力する。ON信号は、抵抗28を介して、スイッチング素子22のゲート電極に入力される。制御部30は、第2中点電圧V2を分圧する第2分圧回路35と、第1閾値電圧Vr1を生成する第1電圧生成部36と、第1閾値電圧Vr1及び第2分圧回路35によって分圧された第2中点電圧V2を比較する第2比較部37と、を有する。第2分圧回路35は、第2中点M2とグランドとの間に直列接続された2つの抵抗35a,35bを有し、これら2つの抵抗35a,35bの中点電圧が、第2比較部37の非反転入力端子に入力される。また、第1閾値電圧Vr1が第2比較部37の反転入力端子に入力される。演算部31は、第1閾値電圧Vr1よりも、第2中点電圧V2出力電圧V2が低くなったか否か、すなわち、第2比較部37の出力信号が、HiレベルからLoレベルに反転したか否かを観測することで、出力電圧V2の安定状態を観測する。制御部30は、第2閾値電圧Vr2を生成する第2電圧生成部38と、第2閾値電圧Vr2及びスイッチング素子22とシャント抵抗27との間の第3中点M3の電圧以下、第3中点電圧V3と示すを比較する第3比較部39と、を有する。第2閾値電圧Vr2が第3比較部39の反転入力端子に入力され、第3中点電圧V3が非反転入力端子に入力される。演算部31は、第2閾値電圧Vr2よりも、第3中点電圧V3が高くなり、第3比較部39の出力信号が、LoレベルからHiレベルに反転すると、スイッチング素子22にOFF信号Lo信号を出力する。OFF信号は、抵抗28を介して、スイッチング素子22のゲート電極に入力される。なお、第2閾値電圧Vr2は、第1閾値電圧Vr1よりも低い電圧である。次に、本実施形態に係る内燃機関用インジェクタ200の動作を図3に基づいて説明する。図3の縦軸は任意単位であり、横軸は時間である。時間t1において、制御部30からスイッチング素子51,53にHi信号が入力されると、Hi信号が入力された第3スイッチング素子53に対応するインジェクタ150に、DC/DCコンバータ10の出力電圧V2が印加される。すると、インジェクタ150に急激に電流が流れ始め、インジェクタ150の電磁弁が、急激に開き始める。この時点で、第1コンデンサ23に蓄積された電荷が放電され、出力電圧V2は緩やかに下がり始める。時間t2において、第1スイッチング素子51へのHi信号の入力が終了すると、第1コンデンサ23では再び充電が開始され、出力電圧V2は穏やかに上がり始める。この時点で、インジェクタ150に流れる電流は減少するが、電磁弁は開き続け、時間t3に至ると、完全に開かれた状態となる。以下、この開弁状態を維持するために、制御部30は、時間t4になるまで、第2スイッチング素子52にパルス信号を出力することで、インジェクタ150と直流電源とを間断的に接続する。これによって、電磁弁の開弁状態が維持される。次に、本実施形態に係るDC/DCコンバータ10の動作を図4~図6に基づいて説明する。なお、図4の縦軸は任意単位であり、横軸は時間である。一点鎖線はゼロ、二点鎖線は、電源電圧V0を示している。また、直流電源からグランドに向う電流を正の値、逆の方向に向う電流を負の値で示している。更に、図5では、シャント抵抗27を省略し、電流を破線矢印で示す。以下、図4に示す時間t1~t2の間を第1期間、時間t2~t3の間を第2期間、時間t3~t4の間を第3期間、時間t4~t5の間を第4期間、時間t5~t6の間を第5期間と示す。図4に示すように、第1期間では、スイッチング素子22のゲート電極にHi信号ON信号が入力され、スイッチング素子22はON状態となっている。この状態では、図5のaに示すように、インダクタンス性負荷21とスイッチング素子22とを介して、直流電源からグランドに向って電流が流れる。これによって、インダクタンス性負荷21にエネルギーElが蓄積され、第1中点M1インダクタンス性負荷21に流れる電流以下、第1中点電流と示すと、第3中点M3スイッチング素子22に流れる電流以下、第3中点電流と示すとが、増大し続ける。第2期間に至ると、スイッチング素子22にOFF信号Lo信号が入力され、スイッチング素子22がOFF状態となる。すると、第1中点電流と第3中点電流は共に下り始め、第3中点電流はゼロとなる。しかしながら、図5のbに示すように、インダクタンス性負荷21に蓄積されたエネルギーElのために、インダクタンス性負荷21からグランドへ向って、第1コンデンサ23及び第2コンデンサ26それぞれを介して電流が流れる。この結果、第1コンデンサ23及び第2コンデンサ26それぞれに電荷が蓄積され、第2コンデンサ26にエネルギーEcが蓄積される。そして、第2コンデンサ26の両端電圧第1中点電圧V1が電源電圧V0よりも高くなる。第3期間に至ると、静電容量は第1コンデンサ23よりも第2コンデンサ26のほうが低いために、第1コンデンサ23よりも先に第2コンデンサ26の充電が完了し、第1中点電圧V1の増大が停止する。そのため、図5のcに示すように、インダクタンス性負荷21からグランドに、第1コンデンサ23を介して電流が流れる。この期間においても、第1中点電流は下がり続け、エネルギーElは減少し続ける。そして、第3期間の終了時時間t4にて、第1中点電流はゼロと成る。第4期間に至ると、第2コンデンサ26に蓄積されたエネルギーEcのため、図5のdに示すように、第2コンデンサ26からインダクタンス性負荷21に向って電流が流れる。そして、エネルギーEcの低減電荷の放出とともに、第1中点電圧V1は下がり始める。第1中点電圧V1は、電源電圧V0よりも低くなり、第4期間の終了時時間t5にて、ゼロ電圧となる。以上、第2~第4期間で示したように、スイッチング素子22がOFF状態では、インダクタンス性負荷21と第2コンデンサ26とによってLC共振する。したがって、本発明とは異なり、スイッチング素子22第2コンデンサ26にバイパス用ダイオード25が並列接続されていない場合、第5期間では、LC共振のために第1中点電圧V1はゼロ電圧よりも低くなり、第2コンデンサ26を介して、グランドからインダクタンス性負荷21に向って電流が流れる。しかしながら、本実施形態で示すように、第2コンデンサ26にバイパス用ダイオード25が並列接続された構成では、第5期間に至り、第1中点電圧V1がゼロ電圧になると、グランドからインダクタンス性負荷21に向う電流は、第2コンデンサ26ではなく、バイパス用ダイオード25を優先的に流れる。そのため、バイパス用ダイオード25に電流が優先的に流れている期間第5期間では、第2コンデンサ26に電荷が蓄積されず、インダクタンス性負荷21にエネルギーElが所定量蓄積されるまで、第1中点電圧V1はゼロ電圧に維持される。このように、本実施形態で示す構成では、第1中点電圧V1が所定期間ゼロ電圧となる期間以下、ゼロ期間と示すが存在する。したがって、図4に示すように、このゼロ期間に、スイッチング素子22のゲート電極にON信号Hi信号を入力して、スイッチング素子22をOFF状態からON状態に切り換えることで、ターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制することができる。ちなみに、ゼロ期間は、図4に示す時間t5~t6の間の第5期間に相当する。そして、第5期間でスイッチング素子22のゲート電極にON信号が入力されず、インダクタンス性負荷21にエネルギーElが所定量蓄積されると、図4に二点鎖線で示すように、第1中点電圧V1は、エネルギーElのために再びゼロ電圧から上昇し始める。このように、ゲート電極にON信号が入力されない場合、第1中点電圧V1は、ゼロ期間よりも後の期間時間t6以降の期間で、正の値に変動する。ところで、直流電源がバッテリの場合、電源電圧は後段に位置する誘導性負荷によってその値が変動する。そして、スイッチング素子22をON状態からOFF状態に切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧V0と第1中点電圧V1との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧V0と等しい。したがって、図6に示すように、電源電圧V0が当初の設定値V01から変動すると、それに伴ってゼロ期間も、当初の設定値V01でのゼロ期間T01から変動する。以下においては、説明を簡便とするために、当初の設定値での電源電圧を第1電源電圧V01、第1電源電圧V01よりも高い電源電圧を第2電源電圧V02、第1電源電圧V01よりも低い電源電圧を第3電源電圧V03と示す。また、第1電源電圧V01でのゼロ期間を第1ゼロ期間T01、第2電源電圧V02でのゼロ期間を第2ゼロ期間T02、第3電源電圧V03でのゼロ期間を第3ゼロ期間T03と示す。なお、図6の実線で示す曲線が、第1電源電圧V01での第1中点電圧であり、破線で示す曲線が、第2電源電圧V02での第1中点電圧であり、一点鎖線で示す曲線が、第3電源電圧V03での第1中点電圧である。電源電圧が、第1電源電圧V01よりも高い第2電源電圧V02に変動した場合、共振振幅は小さくなり、振動中心電圧は大きくなるゼロ電圧から遠ざかる。そのため、第2ゼロ期間T02は、第1ゼロ期間T01よりも短くなる。しかしながら、第2電源電圧V02は第1電源電圧V01よりも高いので、第1中点電圧V1が第2電源電圧V02よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値第1電源電圧V01である場合と比べて早くなる。この結果、第1中点電圧V1が電源電圧V0よりも低く且つ第1中点電圧V1がゼロ電圧になるまでの期間以下、前期間と示すは、電源電圧が第1電源電圧V01設定値である場合と比べて長くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも高い場合、ゼロ期間は短くなるが、前期間は長くなる。また、電源電圧が、第1電源電圧V01よりも低い第3電源電圧V03に変動した場合、共振振幅は大きくなり、振動中心電圧は小さくなるゼロ電圧に近づく。そのため、第3ゼロ期間T03は、第1ゼロ期間T01よりも長くなる。しかしながら、第3電源電圧V03は第1電源電圧V01よりも低いので、第1中点電圧V1が第3電源電圧V03よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値第1電源電圧V01である場合と比べて遅くなる。この結果、前期間は、電源電圧が第1電源電圧V01設定値である場合と比べて短くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、ゼロ期間は長くなるが、前期間は短くなる。以上、示したように、電源電圧V0が変動したとしても、ゼロ期間と前期間の和は変動し難くなっている。そのため、前期間の始まりである、第1中点電圧V1と電源電圧V0の大小関係第1中点電圧V1と電源電圧V0との差分の正負が反転するタイミングに基づいて、スイッチング素子22のゲート電極にON信号を出力することで、電源電圧V0が変動したとしても、ゼロ期間T0以外の期間にON信号がスイッチング素子22に入力されることが抑制される。なお、ゼロ期間以外の期間とは、前期間、若しくは、ゼロ期間よりも後の後期間時間t6以降の期間である。次に、内燃機関用インジェクタ200DC/DCコンバータ10の作用効果を説明する。上記したように、演算部31は、第1中点電圧V1と電源電圧V0との差分に基づいて、スイッチング素子22にON信号を出力する。したがって、電源電圧V0が変動したとしても、ゼロ期間T0以外の期間にON信号がスイッチング素子22に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。制御部30は、演算部31の他に、電源電圧V0を変動する第1変動部32と、第1中点電圧V1を分圧する第1分圧回路33と、第1変動部32によって変動された電源電圧V0と第1分圧回路33によって分圧された第1中点電圧V1とを比較する第1比較部34と、を有する。演算部31は、第1比較部34の出力信号が、HiレベルからLoレベルに反転すると、スイッチング素子22にON信号Hi信号を出力する。これによれば、第1比較部34に入力される電源電圧V0は第1変動部32によって変動され、第1比較部34に入力される第1中点電圧V1は第1分圧回路33によって変動されるので、変動された電源電圧V0と第1中点電圧V1との差分の正負が反転するタイミングを調整することができる。これにより、ON信号の出力タイミングが調整され、ゼロ期間以外の期間にON信号がスイッチング素子に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。第1変動部32は、直流電源とグランドとの間に直列接続された2つの抵抗32a,32bを有し、これら2つの抵抗32a,32bの中点電圧が、第1比較部34の反転入力端子に入力される。また、第1分圧回路33は、第1中点M1とグランドとの間に直列接続された2つの抵抗33a,33bを有し、これら2つの抵抗33a,33bの中点電圧が、第1比較部34の非反転入力端子に入力される。そして、抵抗32a,32b,33a,33bの抵抗値は、電源電圧V0が設定値の場合において、ゼロ期間の中心で、スイッチング素子22にON信号が入力されるように決定されている。ゼロ期間T0は、ゼロ期間T0の始まり前期間の終わりからゼロ期間T0の中心までの前半期と、ゼロ期間T0の中心からゼロ期間の終わり後期間の始まりまでの後半期とに等分される。上記設定の場合、ゼロ期間T0の始まりからON信号がスイッチング素子22に入力されるまでの時間は、第1ゼロ期間T01の半分となる。この時間は、電源電圧V0、及び、ゼロ期間T0の変動に依らずに一定である。この時間の長さを、図6に実線矢印で示し、ON信号の入力タイミングを、縦の破線で示す。図6に示すように、電源電圧が、第1電源電圧V01よりも高い第2電源電圧V02に変動した場合、第1中点電圧V1が第2電源電圧V02よりも低くなるタイミングは、電源電圧が第1電源電圧V01である場合よりも早くなる。したがって、前半期間にON信号がスイッチング素子22に入力されることとなる。反対に、電源電圧が、第1電源電圧V01よりも低い第3電源電圧V03に変動した場合、第1中点電圧V1が第3電源電圧V03よりも低くなるタイミングは、電源電圧が第1電源電圧V01である場合よりも遅くなるので、後半期間場合によっては前半期にON信号がスイッチング素子22に入力されることとなる。このため、例えば、電源電圧が第1電源電圧V01設定値の場合において、前半期の中心でスイッチング素子22にON信号が入力される構成と比べて、電源電圧が第2電源電圧V02に変動した場合に、ゼロ期間よりも前の前期間にON信号がスイッチング素子22に入力されることが抑制される。また、電源電圧が第1電源電圧V01設定値の場合において、後半期の中心でスイッチング素子22にON信号が入力される構成と比べて、電源電圧が第3電源電圧V03に変動した場合に、ゼロ期間よりも後の後期間にON信号がスイッチング素子22に入力されることが抑制される。以上により、ゼロ期間以外の期間にON信号がスイッチング素子22に入力されることが抑制され、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。第1中点電圧V1は、電源電圧V0よりも高くなるので、第1中点電圧V1がそのまま第1比較部34に入力されると、高電圧が第1比較部34に入力されることとなり、第1比較部34の寿命が縮まる虞がある。そこで、上記したように、第1分圧回路33によって分圧された第1中点電圧V1が第1比較部34に入力される構成が好ましい。制御部30は、第2中点電圧V2を分圧する第2分圧回路35と、第1閾値電圧Vr1を生成する第1電圧生成部36と、第1閾値電圧Vr1及び第2分圧回路35によって分圧された第2中点電圧V2を比較する第2比較部37と、を有する。第2中点電圧V2出力電圧は電源電圧V0よりも高くなるので、出力電圧がそのまま第2比較部37に入力されると、高電圧が第2比較部37に入力されることとなり、第2比較部37の寿命が縮まる虞がある。そこで、上記したように、第2分圧回路35によって分圧された出力電圧が第2比較部37に入力される構成が好ましい。また、上記構成によれば、第2中点電圧V2出力電圧の変動を観測することができる。制御部30は、第2閾値電圧Vr2を生成する第2電圧生成部38と、第2閾値電圧Vr2及び第3中点電圧V3を比較する第3比較部39と、を有する。演算部31は、第2閾値電圧Vr2よりも、第3中点電圧V3が高くなり、第3比較部39の出力信号が、LoレベルからHiレベルに反転すると、スイッチング素子22にOFF信号を出力する。これによれば、第2中点電圧V2出力電圧が、当初予定していた値と比べて、余分に高くなることが抑制される。スイッチング素子22は、MOSFETであり、バイパス用ダイオード25は、MOSFETであるスイッチング素子22の寄生ダイオードである。これによれば、スイッチング素子22とバイパス用ダイオード25それぞれを独立して形成する構成と比べて、DC/DCコンバータ10の回路構成が簡素化される。第1実施形態では、DC/DCコンバータ10が、内燃機関用インジェクタ200に適用された例を示した。しかしながら、DC/DCコンバータ10の適用としては、上記例に限定されない。例えば、放電灯点灯装置、電動パワーステアリング駆動装置、LEDバックライト駆動装置、エアバック駆動装置などに適用することができる。第1実施形態では、逆流防止素子24がダイオードである例を示した。しかしながら、逆流防止素子24としては、上記例に限定されず、例えば、MOSFETなどのスイッチング素子を採用することができる。逆流防止素子24がNチャネル型MOSFETである場合、逆流防止素子24のゲート電極に入力される信号の極性は、スイッチング素子22のゲート電極に入力される信号の極性とは反対になる。第2実施形態次に、本発明の第2実施形態を、図7に基づいて説明する。図7は、第2実施形態に係るDC/DCコンバータの概略構成を示す断面図であり、第1実施形態に示した図2に対応している。第2実施形態に係るDC/DCコンバータは、第1実施形態によるものと共通するところが多いので、以下、共通部分については詳しい説明は省略し、異なる部分を重点的に説明する。なお、第1実施形態に示した要素と同一の要素には、同一の符号を付与するものとする。第1実施形態では、内燃機関用インジェクタ200に適用される昇圧式のDC/DCコンバータ10を示した。これに対し、本実施形態では、降圧式のDC/DCコンバータ110である点を特徴とする。DC/DCコンバータ110は、降圧部120と、制御部130と、を有する。降圧部120は、直流電源に一端が接続されたシャント抵抗127と、シャント抵抗127の他端とグランドとの間に設けられたスイッチング素子122と、スイッチング素子122とグランドとの間の第1中点M1に一端が接続されたインダクタンス性負荷121と、インダクタンス性負荷121の他端とグランドとの間に設けられた第1コンデンサ123と、を有する。また、降圧部120は、第1中点M1とグランドとの間に設けられ、インダクタンス性負荷121から第1コンデンサ123を介してグランドへ電流を流す還流素子124と、スイッチング素子122におけるシャント抵抗127側の端子とカソード電極が接続され、スイッチング素子122におけるグランド側の端子とアノード電極が接続されて、スイッチング素子122と並列接続されたバイパス用ダイオード125と、スイッチング素子122及びバイパス用ダイオード125それぞれと並列接続された第2コンデンサ126と、を有する。第2コンデンサ126は、第1コンデンサ123よりも静電容量が低くなっており、第1コンデンサ123の電圧インダクタンス性負荷121と第1コンデンサ123との間の第2中点M2の電圧が、出力電圧として後段に出力される。本実施形態に係るインダクタンス性負荷121は、コイルであり、スイッチング素子122は、Pチャネル型MOSFETである。そして、還流素子124は、ダイオードであり、バイパス用ダイオード125は、MOSFETであるスイッチング素子122の寄生ダイオードである。還流素子124のアノード電極がグランドに接続され、カソード電極が第1中点M1に接続されている。この接続構成により、第1中点M1からグランドへ電流が流れることが防止され、インダクタンス性負荷121から第1コンデンサ123を介して電流が還流される。制御部130は、スイッチング素子122を開閉制御するものであり、スイッチング素子122にON/OFF信号を出力する演算部131を有する。演算部131は、第1中点M1の電圧以下、第1中点電圧V1と示すと電源の電圧以下、電源電圧V0と示すとの差分に基づいて、スイッチング素子122にON信号を出力する。また、演算部131は、第3閾値電圧Vr3に基づいて第2中点M2の電圧以下、第2中点電圧V2と示すの変動を観測し、スイッチング素子122とシャント抵抗127との間の第3中点M3の電圧以下、第3中点電圧V3と示すと第4閾値電圧Vr4との差分に基づいて、スイッチング素子122にOFF信号を出力する。図7に示すように、制御部130は、演算部131の他に、直流電源から出力された電源電圧V0を変動する第1変動部132と、第1変動部132によって変動された電源電圧V0及び第1中点電圧V1を比較する第1比較部134と、を有する。第1変動部132は、直流電源とグランドとの間に直列接続された2つの抵抗132a,132bを有し、これら2つの抵抗132a,132bの中点電圧が、第1比較部134の反転入力端子に入力される。したがって、第1比較部134には、抵抗132a,132bによって電圧降下された電源電圧V0が入力される。なお、抵抗132a,132bの抵抗値は、電源電圧V0が設定値の場合において、第1実施形態で説明した、第1中点電圧V1がゼロ電圧となる期間ゼロ期間の中心で、スイッチング素子122にON信号が入力されるように決定されている。演算部131は、第1変動部132の中点電圧よりも、第1中点電圧V1が低くなり、第1比較部134の出力信号が、LoレベルからHiレベルに反転すると、スイッチング素子122にON信号Lo信号を出力する。ON信号は、抵抗128を介して、スイッチング素子122のゲート電極に入力される。制御部130は、第3閾値電圧Vr3を生成する第1電圧生成部136と、第3閾値電圧Vr3及び第2中点電圧V2を比較する第2比較部137と、を有する。第2中点電圧V2が第2比較部137の非反転入力端子に入力され、第3閾値電圧Vr3が第2比較部137の反転入力端子に入力される。演算部131は、第3閾値電圧Vr3よりも、第2中点電圧V2出力電圧V2が低くなったか否か、すなわち、第2比較部137の出力信号が、HiレベルからLoレベルに反転したか否かを観測することで、出力電圧V2の安定状態を観測する。制御部130は、第4閾値電圧Vr4を生成する第2電圧生成部138と、第4閾値電圧Vr4及び第3中点電圧V3を比較する第3比較部139と、電源電圧V0及び第3中点電圧V3を比較する第4比較部140と、を有する。第4閾値電圧Vr4が第3比較部139の反転入力端子に入力され、第4比較部140によって増幅された第3中点電圧V3が第3比較部139の非反転入力端子に入力される。演算部131は、第4閾値電圧Vr4よりも、第3中点電圧V3が高くなり、第3比較部139の出力信号が、LoレベルからHiレベルに反転すると、スイッチング素子122にOFF信号Hi信号を出力する。OFF信号は、抵抗128を介して、スイッチング素子122のゲート電極に入力される。次に、本実施形態に係るDC/DCコンバータ110の動作を説明する。DC/DCコンバータ110の動作は、第1実施形態で示したDC/DCコンバータ10と基本的には同一なので、以下、図面を示さずに、第2実施形態に係るDC/DCコンバータ110の動作を説明する。スイッチング素子122のゲート電極にLo信号ON信号が入力され、スイッチング素子122がON状態になると、シャント抵抗127、スイッチング素子122、インダクタンス性負荷121、及び、第1コンデンサ123を介して、直流電源からグランドに向って電流が流れる。これによって、インダクタンス性負荷121にエネルギーElが蓄積され、第1中点M1インダクタンス性負荷121に流れる電流以下、第1中点電流と示すと、第3中点M3スイッチング素子122に流れる電流以下、第3中点電流と示すとが、増大する。スイッチング素子122にOFF信号Hi信号が入力され、スイッチング素子122がOFF状態になると、第1中点電流と第3中点電流は共に下り始め、第3中点電流はゼロとなる。しかしながら、インダクタンス性負荷121に蓄積されたエネルギーElのために、直流電源側からグランドへ向って、第1コンデンサ123及び第2コンデンサ26それぞれを介して電流が流れる。この結果、第1コンデンサ123及び第2コンデンサ26それぞれに電荷が蓄積され、第2コンデンサ126にエネルギーEcが蓄積される。そして、第2コンデンサ126の両端電圧第1中点電圧V1が、第1変動部132の中点電圧抵抗132a,132bによって電圧降下された電源電圧V0よりも高くなる。静電容量は第1コンデンサ123よりも第2コンデンサ126のほうが低いために、第1コンデンサ123よりも先に第2コンデンサ126の充電が完了し、第1中点電圧V1の増大が停止する。そのため、インダクタンス性負荷121からグランドに、第1コンデンサ123を介して電流が流れる。この期間においても、第1中点電流は下がり続け、エネルギーElは減少し続ける。第1中点電流がゼロになると、第2コンデンサ126に蓄積されたエネルギーEcのため、グランドから直流電源に向って電流が流れ始める。そして、エネルギーEcの低減電荷の放出とともに、第1中点電圧V1は下がり始める。第1中点電圧V1は、第1変動部132の中点電圧よりも低くなり、遂にはゼロ電圧となる。以上、示したように、スイッチング素子122がOFF状態では、インダクタンス性負荷121と第2コンデンサ126とによってLC共振する。したがって、本発明とは異なり、スイッチング素子122第2コンデンサ126にバイパス用ダイオード125が並列接続されていない場合、LC共振のために第1中点電圧V1はゼロ電圧よりも低くなり、第2コンデンサ126を介して、グランドから直流電源に向って電流が流れる。しかしながら、本実施形態で示すように、第2コンデンサ126にバイパス用ダイオード125が並列接続された構成では、第1中点電圧V1がゼロ電圧になると、グランドから直流電源に向う電流は、第2コンデンサ126ではなく、バイパス用ダイオード125を優先的に流れる。そのため、バイパス用ダイオード125に電流が優先的に流れている期間では、第2コンデンサ126に電荷が蓄積されず、インダクタンス性負荷121にエネルギーElが所定量蓄積されるまで、第1中点電圧V1はゼロ電圧に維持される。このように、本実施形態で示す構成では、第1中点電圧V1が所定期間ゼロ電圧となる期間以下、ゼロ期間と示すが存在する。したがって、このゼロ期間に、スイッチング素子122のゲート電極にON信号Lo信号を入力して、スイッチング素子122をOFF状態からON状態に切り換えることで、ターンオン時のスイッチング損失の増大を抑制することができる。ちなみに、ゼロ期間でスイッチング素子122のゲート電極にON信号が入力されず、インダクタンス性負荷121にエネルギーElが所定量蓄積されると、第1中点電圧V1は、エネルギーElのために再びゼロ電圧から上昇し始める。このように、ゲート電極にON信号が入力されない場合、第1中点電圧V1は、ゼロ期間よりも後の期間で、正の値に変動する。第1実施形態で説明したように、直流電源がバッテリの場合、電源電圧は後段に位置する誘導性負荷によってその値が変動する。そして、スイッチング素子122をON状態からOFF状態に切り換えた一周期目の共振振幅は、電源電圧V0と第1中点電圧V1との差によって決定され、その振動中心電圧は、電源電圧V0と等しい。したがって、電源電圧V0が当初の設定値V01から変動すると、それに伴ってゼロ期間も、当初の設定値V01でのゼロ期間T01から変動する。以下においては、説明を簡便とするために、当初の設定値での電源電圧を第1電源電圧V01、第1電源電圧V01よりも高い電源電圧を第2電源電圧V02、第1電源電圧V01よりも低い電源電圧を第3電源電圧V03と示す。また、第1電源電圧V01でのゼロ期間を第1ゼロ期間T01、第2電源電圧V02でのゼロ期間を第2ゼロ期間T02、第3電源電圧V03でのゼロ期間を第3ゼロ期間T03と示す。電源電圧が、第1電源電圧V01よりも高い第2電源電圧V02に変動した場合、共振振幅は大きくなるが、振動中心電圧は大きくなるゼロ電圧から遠ざかる。そのため、第2ゼロ期間は、第1ゼロ期間T01よりも短くなる。しかしながら、第2電源電圧V02は第1電源電圧V01よりも高いので、第1中点電圧V1が、第1変動部132の中点電圧抵抗132a,132bによって電圧降下された第2電源電圧V02よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値第1電源電圧V01である場合と比べて早くなる。この結果、第1中点電圧V1が電源電圧V0よりも低く且つ第1中点電圧V1がゼロ電圧になるまでの期間以下、前期間と示すは、電源電圧が第1電源電圧V01設定値である場合と比べて長くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも高い場合、ゼロ期間は短くなるが、前期間は長くなる。また、電源電圧が、第1電源電圧V01よりも低い第3電源電圧V03に変動した場合、共振振幅は小さくなるが、振動中心電圧は小さくなるゼロ電圧に近づく。そのため、第3ゼロ期間は、第1ゼロ期間T01よりも長くなる。しかしながら、第3電源電圧V03は第1電源電圧V01よりも低いので、第1中点電圧V1が第1変動部132の中点電圧抵抗132a,132bによって電圧降下された第3電源電圧V03よりも低くなるタイミングは、電源電圧が設定値第1電源電圧V01である場合と比べて遅くなる。この結果、前期間は、電源電圧が第1電源電圧V01設定値である場合と比べて短くなる。このように、電源電圧が当初の設定値よりも低い場合、ゼロ期間は長くなるが、前期間は短くなる。以上、示したように、電源電圧V0が変動したとしても、ゼロ期間と前期間の和は変動し難くなっている。そのため、前期間の始まりである、第1中点電圧V1と第1変動部132の中点電圧抵抗132a,132bによって電圧降下された電源電圧V0の大小関係第1中点電圧V1と第1変動部132の中点電圧との差分の正負が反転するタイミングに基づいて、スイッチング素子122のゲート電極にON信号を出力することで、電源電圧V0が変動したとしても、ゼロ期間T0以外の期間にON信号がスイッチング素子122に入力されることが抑制される。なお、ゼロ期間以外の期間とは、前期間、若しくは、ゼロ期間よりも後の後期間である。次に、DC/DCコンバータ110の作用効果を説明する。上記したように、演算部131は、第1中点電圧V1と電源電圧V0第1変動部132の中点電圧との差分に基づいて、スイッチング素子122にON信号を出力する。したがって、電源電圧V0が変動したとしても、ゼロ期間T0以外の期間にON信号がスイッチング素子122に入力されることが抑制される。この結果、ターンオン時のスイッチング損失の増大が抑制される。このように、第2実施形態に係るDC/DCコンバータ110においても、第1実施形態に係るDC/DCコンバータ10と同等の作用効果を示す。なお、DC/DCコンバータ110は、上記した主要な作用効果の他、DC/DCコンバータ10と同様の作用効果を幾つか奏する。しかしながら、説明が重複するので、その記載を省略する。第2実施形態では、還流素子124がダイオードである例を示した。しかしながら、還流素子124としては、上記例に限定されず、例えば、MOSFETなどのスイッチング素子を採用することができる。還流素子124がPチャネル型MOSFETである場合、還流素子124のゲート電極に入力される信号の極性は、スイッチング素子122のゲート電極に入力される信号の極性とは反対になる。以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能である。"