ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック符号化の方法において、前記ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からのモノ信号を符号化し、前記ステレオ信号の空間化に関する情報を符号化するためのステップを含む方法であって、前記チャネル削減処理が、周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル間の位相差を決定するステップと、前記位相差を低減することによって得られる角度だけ前記ステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間チャネルを得るステップと、前記中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相、∠から、かつ、前記中間チャネルと前記第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、前記ステレオ信号の前記第2のチャネルを他方とした位相差から、前記モノ信号の位相を決定するステップとを含むことを特徴とする方法。前記モノ信号が、前記中間チャネル、および前記ステレオ信号の前記第2のチャネルから、中間モノ信号を周波数帯域ごとに得るステップと、前記中間モノ信号と前記ステレオ信号の前記第2のチャネルとの間の位相差の分だけ前記中間モノ信号を回転させることによって、前記モノ信号を決定するステップとに従って決定されることを特徴とする、請求項1に記載の方法。前記中間チャネルが、前記決定された位相差の半分だけ前記所定の第1のチャネルを回転させることによって得られることを特徴とする、請求項1に記載の方法。前記空間化情報が、前記ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、前記ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、前記第2の情報が、前記モノ信号と前記所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を周波数サブバンドごとに含むことを特徴とする、請求項1から3のうちの一項に記載の方法。前記モノ信号と前記所定の第1のステレオチャネルと間の前記位相差が、前記中間モノ信号と、前記ステレオ信号の前記第2のチャネルとの間の前記位相差の関数であることを特徴とする、請求項4に記載の方法。前記所定の第1のチャネルが、前記ステレオ信号の前記チャネル間で振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルであることを特徴とする、請求項1に記載の方法。周波数サブバンドの、少なくとも1つの所定のセットについて、前記所定の第1のチャネルが、ローカル復号された対応するチャネルの振幅が前記ステレオ信号の前記チャネル間でより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルであることを特徴とする、請求項1に記載の方法。前記モノ信号の振幅が、ローカル復号された前記ステレオチャネルの振幅値の関数として計算されることを特徴とする、請求項7に記載の方法。前記第1の情報が第1の符号化レイヤによって符号化され、前記第2の情報が第2の符号化レイヤによって符号化されることを特徴とする、請求項4に記載の方法。ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック復号の方法において、前記元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号し、前記元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのステップを含む方法であって、前記空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、前記ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、前記第2の情報が、前記モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を周波数サブバンドごとに含むことを特徴とし、前記方法が、前記モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される前記位相差に基づいて、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと前記所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算するステップと、前記計算された位相差および前記復号された第1の情報から、修正された前記ステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定するステップと、前記中間位相差から、前記第2のチャネルと前記モノ信号との間の位相差を決定するステップと、前記復号されたモノ信号から、かつ、前記モノ信号と前記ステレオチャネルとの間で決定された前記位相差から開始して、前記ステレオ信号を周波数係数ごとに合成するステップとを含むことを特徴とする方法。前記第1の情報が第1の復号レイヤによって復号され、前記第2の情報が第2の復号レイヤによって復号されることを特徴とする、請求項10に記載の方法。前記所定の第1のステレオチャネルが、前記ステレオ信号の前記チャネル間で振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルであることを特徴とする、請求項10に記載の方法。ステレオディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックコーダにおいて、前記ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理モジュールからのモノ信号を符号化するためのモジュールと、前記ステレオ信号の空間化情報を符号化するためのモジュールとを備えるパラメトリックコーダであって、前記チャネル削減処理モジュールが、周波数サブバンドの所定のセットについて、前記ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差を決定する手段と、前記決定された位相差を低減することによって得られる角度だけ前記ステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間チャネルを得る手段と、前記中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相、∠から、かつ、前記中間チャネルと前記第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、前記ステレオ信号の前記第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、前記モノ信号の位相を決定する手段とを備えることを特徴とするパラメトリックコーダ。ステレオディジタルオーディオ信号のディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックデコーダにおいて、前記元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号するためのモジュールと、前記元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのモジュールとを備えるパラメトリックデコーダであって、前記空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、前記ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、前記第2の情報が、前記モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を周波数サブバンドごとに含み、前記デコーダが、前記モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される前記位相差から、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと前記所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算する手段と、前記計算された位相差および前記復号された第1の情報から、前記修正された前記ステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定する手段と、前記中間位相差から、前記第2のチャネルと前記モノ信号との間の位相差を決定する手段と、前記復号されたモノ信号から、かつ、前記モノ信号と前記ステレオチャネルとの間で決定された前記位相差から開始して、前記ステレオ信号を周波数サブバンドごとに合成する手段とを備えることを特徴とするパラメトリックデコーダ。プロセッサによる実行時に、請求項1から9のうちのいずれか一項に記載の符号化方法のステップ、およびまたは請求項10から12のうちのいずれか一項に記載の復号方法のステップを実施するためのコード命令を備える、コンピュータプログラム。したがって、逆位相のステレオ信号または位相が悪く条件付けられるステレオ信号が生む可能性のある、品質の問題を回避するために、これらの信号を管理しながらチャネルを結合することのできる符号化復号方法が必要とされている。本発明は、従来技術の状況を改善するであろう。この目的で、本発明は、ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック符号化の方法を提供する。この方法は、ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からのモノ信号を符号化し、ステレオ信号の空間化情報を符号化するためのステップを含む。この方法は、チャネル削減処理が、周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル間の位相差を決定するステップと、前記位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間チャネルを得るステップと、中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、モノ信号の位相を決定するステップとを含むような方法である。したがって、このチャネル削減処理は、ほぼ逆位相のステレオチャネルにリンクした問題と、基準チャネルの位相に対する処理に依存する可能性がある問題との両方を解決することを可能にする。実際、この処理は、ステレオチャネルの位相差の値未満の角度だけ回転させることによってステレオチャネルの一方を修正して、中間チャネルを得ることを含むので、位相が基準チャネルに依存しないようなモノ信号の計算に適合された角度範囲を得ることを可能にする。実際、このように修正されたチャネルは、位相整合しない。チャネル削減処理からの、得られるモノ信号の品質は、結果として向上する。特に、ステレオ信号が逆位相であるかまたは逆位相に近い場合にはそうである。以下に述べる様々な特定の実施形態を、独立してまたは相互と組み合わせて、上に定義した符号化方法のステップに追加することができる。特定の一実施形態では、モノ信号は、前記中間チャネル、およびステレオ信号の第2のチャネルから、中間モノ信号を周波数帯域ごとに得るステップと、中間モノ信号とステレオ信号の第2のチャネルとの間の位相差の分だけ前記中間モノ信号を回転させることによって、モノ信号を決定するステップとに従って決定される。この実施形態では、中間モノ信号は、それが得られるチャネルの位相が整合しないことにより、基準チャネルに依存しない位相を有する。さらに、元のステレオチャネルが逆位相であるとしても、中間モノ信号が得られるチャネルは逆位相でもないので、元のステレオチャネルの逆位相の結果として品質がより低いという問題は解決される。特定の一実施形態では、中間チャネルは、所定の第1のチャネルを、所定の位相差の半分だけ回転させることによって得られる。これにより、逆位相であるかまたは逆位相に近いステレオ信号に対してモノ信号の位相が線形である、角度範囲を得ることができる。このチャネル削減処理に適合されるために、空間化情報は、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。このように、ステレオ信号の再構築に有用な空間化情報のみが符号化される。この場合、低レートの符号化が可能であると同時に、デコーダは高品質のステレオ信号を得ることができる。特定の一実施形態では、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間の位相差は、中間モノ信号と、ステレオ信号の第2のチャネルとの間の位相差の関数である。したがって、空間化情報の符号化のために、チャネル削減処理ですでに使用された位相差とは別の位相差を決定するのは有用でない。よってこれは、処理容量および時間の利得をもたらす。変形の一実施形態では、所定の第1のチャネルは、ステレオ信号のチャネル間でその振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルである。したがって、1次チャネルは、情報の交換なしに、コーダ中とデコーダ中で同じ方式で決定される。この1次チャネルは、コーダ中でのチャネル削減処理またはデコーダ中でのステレオ信号の合成に有用な位相差を決定するための基準として使用される。別の変形実施形態では、周波数サブバンドの、少なくとも1つの所定セットについて、所定の第1のチャネルは、ローカル復号された対応するチャネルの振幅がステレオ信号のチャネル間でより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルである。したがって、1次チャネルの決定は、符号化に対してローカル復号された値に対して行われ、よってこれらの値は、デコーダ中で復号されることになる値と同一である。同様に、モノ信号の振幅は、ローカル復号されたステレオチャネルの振幅値の関数として計算される。したがって、振幅値は、真の復号値に対応し、復号においてよりよい品質の空間化を得ることを可能にする。階層型符号化に適合された全ての実施形態の、変形の一実施形態では、第1の情報は、第1の符号化レイヤによって符号化され、第2の情報は、第2の符号化レイヤによって符号化される。本発明はまた、ステレオディジタルオーディオ信号のパラメトリック復号の方法に関する。この方法は、元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号し、元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのステップを含む。この方法は、空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含むような方法であり、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。この方法はまた、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差に基づいて、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算するステップと、計算された位相差および復号された第1の情報から、修正されたステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定するステップと、中間位相差から、第2のチャネルとモノ信号との間の位相差を決定するステップと、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、ステレオ信号を周波数係数ごとに合成するステップとを含む。したがって、復号においては、空間化情報により、ステレオ信号の合成の実施に適合された位相差を見つけることができる。得られた信号は、周波数スペクトル全体にわたり、元のステレオ信号に対して保存されたエネルギーを有し、元の信号が逆位相であっても高品質である。特定の一実施形態によれば、所定の第1のステレオチャネルは、ステレオ信号のチャネル間でその振幅がより高い方の、1次チャネルと呼ばれるチャネルである。これにより、コーダ中で中間チャネルを得るのに使用されたステレオチャネルを、追加の情報の送信なしにデコーダ中で決定することができる。階層型復号に適合された全ての実施形態の、変形の一実施形態では、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報は、第1の復号レイヤによって復号され、第2の情報は、第2の復号レイヤによって復号される。本発明はまた、ステレオディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックコーダに関する。このコーダは、ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理モジュールからのモノ信号を符号化するためのモジュールと、ステレオ信号の空間化情報を符号化するためのモジュールとを備える。このコーダは、チャネル削減処理モジュールが、周波数サブバンドの所定のセットについて、ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差を決定する手段と、前記決定された位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間チャネルを得る手段と、中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間信号と第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、モノ信号の位相を決定する手段とを備えるようなコーダである。本発明はまた、ステレオディジタルオーディオ信号のディジタルオーディオ信号のためのパラメトリックデコーダに関する。このデコーダは、元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号するためのモジュールと、元のステレオ信号の空間化情報を復号するためのモジュールとを備える。このデコーダは、空間化情報が、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含むようなデコーダであり、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。このデコーダは、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差から開始して、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算する手段と、計算された位相差および復号された第1の情報から、修正されたステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定する手段と、中間位相差から、第2のチャネルとモノ信号との間の位相差を決定する手段と、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、ステレオ信号を周波数サブバンドごとに合成する手段とを備える。最後に、本発明は、本発明による符号化方法、およびまたは本発明による復号方法のステップを実施するためのコード命令を備えた、コンピュータプログラムに関する。本発明は、最後に、述べたようなコンピュータプログラムをメモリに記憶した、プロセッサによって読取り可能な記憶手段に関する。本発明の特徴および利点は、非限定的な例として提供し添付の図面に関して提示する後続の記述を読めば、よりはっきりと明らかになるであろう。次に図3を参照しながら、ステレオ信号のモノ信号と空間情報パラメータとの両方を送達する、本発明の一実施形態によるステレオ信号用パラメトリックコーダについて述べる。例示するようなこのパラメトリックステレオコーダは、56または64キロビット秒のモノG722符号化を使用し、5ミリ秒のフレームを用いて16kHzでサンプリングされたステレオ信号によって、広げられた帯域で動作することによってこの符号化を拡張する。5ミリ秒のフレーム長の選択は、本発明における限定では決してなく、本発明は、フレーム長が様々な、例えば10または20ミリ秒の、この実施形態の変形でも同様に適用可能であることに留意されたい。さらに、本発明は、G722と相互運用可能な改良バージョンなど他のタイプのモノ符号化や、同じサンプリング周波数または他の周波数で動作する他のコーダにも、同様に適用可能である。最初に、16kHzでサンプリングされた各時間領域チャネルおよびRが、50Hz未満の成分を除去するハイパスフィルタによって事前フィルタリングされる。事前フィルタリングブロックからのチャネルLおよびRは、長さ10ミリ秒または160サンプルの50の重なりを使用する正弦波ウィンドウイングによる離散フーリエ変換によって、周波数において解析される。したがって、各フレームにつき、信号、Rは、5ミリ秒の2フレームすなわち10ミリ秒をカバーする対称解析ウィンドウによって重み付けされる。10ミリ秒の解析ウィンドウは、現在のフレームおよび未来のフレームをカバーする。未来のフレームは、ルックアヘッドと一般に呼ばれる5ミリ秒の未来の信号のセグメントに対応する。80サンプルの現在のフレームについて、得られるスペクトルLjおよびRjは、81個の複素係数を含み、分解能は1周波数係数当たり100Hzである。インデックスj0の係数は、DC成分に対応し、これは実数である。インデックスj80の係数は、ナイキスト周波数に対応し、これもまた実数である。インデックス0j80の係数は、複素数であり、jの周波数を中心とした幅100Hzのサブバンドに対応する。スペクトルLjとRjは、周波数領域におけるモノ信号Mjを得るために、後述するブロック307で結合される。この信号は、逆FFT、および前フレームのルックアヘッド部分を用いた重畳加算によって、時間に変換される。G722のアルゴリズム遅延は22サンプルなので、モノ信号は、T8022サンプルにより遅延され、それにより、G722による復号済みモノ信号と、元のステレオチャネルとの間で累積する遅延は、フレーム長の倍数になる。その後、ステレオパラメータの抽出と、デコーダ中で実施されるモノ信号に基づく空間合成とを同期させるために、2フレームの遅延をコーダデコーダに導入しなければならない。2フレームの遅延は、ここで詳述する実装形態に特有であり、特に、10ミリ秒の正弦波対称ウィンドウにリンクされる。この遅延は、異なる可能性がある。変形の一実施形態では、隣接ウィンドウ間の重なりをより小さくして最適化されたウィンドウを用いて、1フレームの遅延が得られる可能性があり、ブロック311はどんな遅延も導入しない。ここで図3に例示する本発明の特定の一実施形態では、ブロック313で、Lj、Rj、およびMjに対して2フレームの遅延を導入して、スペクトルLbufj、Rbufj、およびMbufjを得ると考える。記憶されるデータ量の点でより有利な方式では、パラメータ抽出のためのブロック314の出力、さもなければ量子化ブロック315および316の出力を、シフトすることができる。このシフトもまた、デコーダ中で、ステレオ改善レイヤを受け取ったときに導入することができる。モノ符号化と平行して、ブロック314~316で、ステレオ空間情報の符号化が実施される。ステレオパラメータは、2フレーム分シフトされたスペクトルLj、Rj、およびMj、すなわちLbufjRbufj、およびMbufjから抽出され、符号化される。次に、チャネル削減処理のためのブロック307すなわちダウンミックスについて、より詳細に述べる。ブロック307で、本発明の一実施形態により、周波数領域でダウンミックスを実施してモノ信号Mjを得る。本発明によれば、チャネル削減処理の原理は、図4aおよび4bに例示するステップE400~E404またはステップE410~E414に従って実施される。これらの図は2つの変形を示すが、この2つの変形は、結果の点から見れば等価である。したがって、図4aの形態によれば、第1のステップE400で、周波数領域で定義されるLチャネルとRチャネルとの間の、周波数ラインjごとの位相差を決定する。この位相差は、前述のような、下式によって定義されるICPDパラメータに対応する。ICPDj∠上式で、j080であり、∠は、位相を表す。ステップE401で、ステレオチャネルRの修正を実施して、中間チャネルRが得られる。この中間チャネルの決定は、ステップE400で決定された位相差を小さくした角度だけRチャネルを回転させることによって実施される。ここで述べる特定の一実施形態では、この修正は、下式に従って、初期のRチャネルを角度ICPD2だけ回転させてチャネルRを得るにことによって実施される。RjRjeiICPDj2このように、ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差が半分に低減されて、中間チャネルRが得られる。別の実施形態では、回転は、異なる角度、例えば角度3ICPDj4で適用される。この場合、ステレオ信号の2つのチャネル間の位相差が4分の3に低減されて、中間チャネルRが得られる。ステップE402で、チャネルLjおよびRjから、中間モノ信号が計算される。この計算は、周波数係数ごとに実施される。下式に従って、中間モノ信号の振幅は、中間チャネルRの振幅とLチャネルの振幅とを平均することによって得られ、位相は、第2のLチャネルと中間チャネルRとを合計する信号の位相によって得られる。上式で、は、振幅を表す。ステップE403で、中間モノ信号と、ステレオ信号の第2のチャネルとの間の位相差が計算される。この差は、以下のようにして表される。αj∠この位相差を使用して、ステップE404で、中間モノ信号を角度αだけ回転させることによってモノ信号Mを決定する。モノ信号Mは、下式に従って計算される。MjMjeiαj修正チャネルRが、Rを角度3ICPDj4だけ回転させることによって得られた場合は、Mを得るためにMを角度3αだけ回転させることが必要になることに留意されたい。しかし、モノ信号Mは、式17で計算されるモノ信号とは異なることになる。図5に、図4aで述べた方法において言及した位相差を例示する。したがって図5は、これらの位相差の計算モードを示す。この例示は、ここでは次の値を用いて提示する。すなわち、ICLD12dB、およびICPD165°である。したがって、信号LとRは、ほぼ逆位相である。したがって、Rチャネルと中間チャネルRとの間の角度ICPD2、および、中間モノチャネルMとLチャネルとの間の角度αに注目することができる。このように、モノチャネルの構築により、角度αが中間モノチャネルMとモノチャネルMとの間の差でもあることがわかる。したがって、図5に示すように、Lチャネルとモノチャネルとの間の位相差αj∠は、式α2αを証明する。したがって、図4aに関して述べたような方法は、以下の3つの角度または位相差の計算を必要とする。元の2つのステレオチャネルLとRとの間の位相差中間モノ信号の位相∠MjMを得るためにMの回転を適用するための角度αj図4bに、ダウンミックス方法の第2の形態を示す。この形態では、中間チャネルLを得るために、ステレオチャネルの修正が、角度ICPD2だけ回転されたLチャネルに対して実施される。ステップE410~E414は、修正チャネルがもはやRではなくLであるということに適応されたステップE400~E404に対応するので、ここでは詳細に提示しない。LチャネルおよびRチャネルから得られるモノ信号Mと、RチャネルおよびLチャネルから得られるモノ信号Mとは、同一であることを示すことができる。このように、モノ信号Mは、修正角度ICPD2について修正されることになるステレオチャネルから独立している。図4aおよび4bに例示した方法と数学的に等価な他の変形も可能であることに、留意することができる。ある等価な変形では、Mの振幅Mjおよび位相∠Mjは、明示的に計算されない。実際、以下の形でMを直接に計算すれば十分である。したがって、2つの角度のみを計算すれば済む。しかし、この変形は、LRの振幅を計算して除算を実施することを必要とし、除算は、実際にはしばしばコストのかかる演算である。別の等価な変形では、Mjは、以下の形で直接に計算される。または、等価な方式では以下のように計算される。この∠Mjの計算は、図4aおよび4bにおける方法と同一の結果を生むことを数学的に示すことができる。しかし、この変形では角度αjは計算されず、これは不利な点である。というのは、この角度は、後でステレオパラメータの符号化で使用されるからである。別の変形では、モノ信号Mは、以下の計算から演繹できる。以上の変形では、図4aまたは4bに従ってモノ信号を計算する様々な方法を考えた。モノ信号は、その振幅および位相を介して直接に計算することもでき、または中間モノチャネルMの回転によって間接的に計算することもできることに留意されたい。いずれの場合でも、モノ信号の位相の決定は、中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、実施される。次に、1次チャネルXと2次チャネルYとが区別される、ダウンミックスの計算の一般的な変形を提示する。XおよびYの定義は、対象のラインjに応じて異なる。○j29の場合、チャネルXおよびYは、ローカル復号されたチャネルおよびに基づいて定義され、したがって以下のとおりである。および上式で、は、復号されたチャネルLjとRjとの間の振幅比率を表す。比率は、コーダ中で利用可能であるようにデコーダ中で利用可能である。コーダのローカル復号は、明確にするために図3には示されていない。比率の厳密な定義は、後でデコーダの詳細な記述において提供する。特に、復号されたLチャネルおよびRチャネルの振幅は、以下を与えることに留意されたい。○範囲29の外のjの場合、チャネルXおよびYは、元のチャネルLjおよびRjに基づいて定義され、したがって以下のとおりである。およびこの、範囲29の内部のインデックスjのラインと外部のインデックスjのラインとの区別は、後述するステレオパラメータの符号化復号によって正当化される。この場合、モノ信号Mは、チャネルの一方を修正することによって、XおよびYから計算することができる。XおよびYからMを計算することは、以下のように図4aおよび4bから演繹される。○またはのときは、LおよびRをYおよびXでそれぞれ置き換えることによって、図4aに展開したダウンミックスが適用される。○またはのときは、LおよびRをYおよびXでそれぞれ置き換えることによって、図4bに展開したダウンミックスが適用される。この変形は、実施がより複雑であり、範囲29の外のインデックスjの周波数ラインについては、詳細に上述したダウンミックス方法と厳密に等価である。一方、インデックスj29のラインについては、この変形は、Lの復号済み振幅値c1jおよびRの復号済み振幅値c2jをとることによって、LチャネルおよびRチャネルを歪ませる。この振幅歪みは、対象のラインについてモノ信号をわずかに劣化させる影響を有するが、その代わり、後述するステレオパラメータの符号化復号にダウンミックスを適合させることができるようにすると同時に、デコーダ中での空間化の品質を向上させることを可能にする。ダウンミックスの計算の別の変形では、計算は、対象のラインjに応じて実施される。○j29の場合、モノ信号は、下式によって計算される。上式で、は、復号されたチャネルLjとRjとの間の振幅比率を表す。比率は、コーダ中で利用可能であるようにデコーダ中で利用可能である。○範囲29の外のjの場合、モノ信号は、下式によって計算される。この変形は、範囲29の外のインデックスjの周波数ラインについては、詳細に上述したダウンミックス方法と厳密に等価である。一方、j29のラインについては、後述するステレオパラメータの符号化復号にダウンミックスを適合させるために、復号された振幅の比率を使用する。これにより、デコーダ中での空間化の品質を向上させることができる。本発明の範囲に入る他の変形を考慮に入れるために、前に提示した原理を適用するダウンミックスの別の例についてもここで言及する。ステレオチャネル間の位相の差を計算するための準備ステップ、および所定のチャネルを修正するための準備ステップについては、ここでは繰り返さない。図4aの場合、ステップE402で、下式により、チャネルLjおよびRjから中間モノ信号が計算される。可能な一変形では、以下のように、計算されることになるのはモノ信号Mである。この計算がステップE402に取って代わり、一方、他のステップは維持される。図4bの場合も、以下のように同じ方式で信号Mを計算することができる。この中間ダウンミックスMの計算と、前に提示した計算との違いは、モノ信号Mの振幅Mjのみにある。この振幅は、ここでは、またはによりわずかに異なる。したがって、この変形は、ステレオ信号の成分のエネルギーを完全に保存しないので有利性が劣るが、一方、実装の複雑さはより低い。結果として得られるモノ信号の位相はそれでも同一のままであることに注目するのは興味深い。このように、符号化される角度と復号される角度が同じのままなので、ダウンミックスのこの変形が実施された場合でも、後で提示するステレオパラメータの符号化および復号は、不変のままである。このように、本発明によるダウンミックスは、チャネルがICPDの値未満の角度だけ回転されることによって修正されるという意味で、Samsudinらの技法とは異なり、この回転角度は、ICPDを係数1で小さくすることによって得られる。この係数の典型的な値は12だが、可能性を限定することなく、34の例もすでに提供した。ICPDに適用される係数が厳密に1未満の値を有することで、回転角度は、位相差ICPDの低減の結果として適格となることができる。さらに、本発明は、中間ダウンミックスと呼ばれるダウンミックスに基づき、これに関する2つの本質的な変形はすでに提示した。この中間ダウンミックスは、位相が基準チャネルに依存しないようなモノ信号を生成する。前述のダウンミックス処理によって得られるようなモノ信号に空間化パラメータを適合させるために、次に図3を参照しながら、ブロック314による、ある特定のパラメータ抽出について述べる。ICLDパラメータの抽出のために、スペクトルLbufjおよびRbufjは、20個の周波数サブバンドに分割される。これらのサブバンドは、以下の境界によって定められる。Bkk020012345679111316192327313744526180上のテーブルは、インデックスk0~19の周波数サブバンドに境界をつける。例えば、最初のサブバンドは、係数Bk0からBk110までになる。したがって、最初のサブバンドは、100Hzを表す単一の係数に換算される。同様に、最後のサブバンドは、係数Bk61からBk1179までになり、19個の係数を含む。ナイキスト周波数に対応する、インデックスj80の周波数ラインは、ここでは考慮に入れない。各フレームにつき、サブバンドk019のICLDが、下式に従って計算される。上式で、およびはそれぞれ、以下のように、左チャネルのエネルギーおよび右チャネルのエネルギーを表す。特定の一実施形態によれば、第1のステレオ拡張レイヤ中で、パラメータICLDが、1フレーム当たり40ビットにわたる差分非一様スカラー量子化によって符号化される。この量子化は本発明の範囲外なので、ここでは詳細に述べない。JBlauertによる著作SpatialHearingThePsychophysicsofHumanSoundLocalization、改訂版、MITPress、1997によれば、良いステレオ品質を得るためには、15~2kHz未満の周波数についての位相情報が特に重要であることが知られている。ここで実施される時間周波数分析は、1フレーム当たり81個の複素周波数係数をもたらし、分解能は1係数当たり100Hzである。ビットの割当量が40ビットであり、後で説明するように割振りが1係数当たり5ビットであるので、8ラインしか符号化することができない。実験により、この位相情報符号化のために、インデックスj2~9のラインが選択された。これらのラインは、150~950Hzの周波数帯域に対応する。したがって、第2のステレオ拡張レイヤでは、位相情報が知覚的に最も重要である周波数係数が識別され、1フレーム当たり40ビットの割当量を使用して、以下に図6aおよび6bに関して詳述する技法により、関連する位相が符号化される。図6aおよび6bに、好ましい一実施形態におけるコーダに関するバイナリ列の構造を提示する。これは、G722タイプのコア符号化によるスケーラブル符号化からの階層型バイナリ列構造である。したがって、モノ信号は、56または64キロビット秒のG722コーダによって符号化される。図6aでは、G722コアコーダは56キロビット秒で動作し、第1のステレオ拡張レイヤが追加される。図6bでは、コアコーダG722は64キロビット秒で動作し、2つのステレオ拡張レイヤが追加される。このように、コーダは、以下の2つの可能なモードに従って動作する。データレート568キロビット秒のモード。56キロビット秒のG722符号化および8キロビット秒のステレオ拡張による、モノ信号符号化を用いる。データレート6416キロビット秒のモード。64キロビット秒のG722符号化および16キロビット秒のステレオ拡張による、モノ信号符号化を用いる。この第2のモードについては、追加の16キロビット秒が、8キロビット秒の2つのレイヤに分割されると仮定する。第1のレイヤは、構文の点で、568キロビット秒モードの改善レイヤと同一である。したがって、図6aに示すバイナリ列は、ステレオチャネルの振幅に関する情報、例えば前述のようなICLDパラメータを含む。コーダの実施形態の好ましい一変形では、4ビットのICTDパラメータもまた第1の符号化レイヤで符号化される。図6bに示すバイナリ列は、第1の拡張レイヤ中の、ステレオチャネルの振幅に関する情報と、第2の拡張レイヤ中の、ステレオチャネルの位相情報との両方を含む。図6aおよび6bに示す2つの拡張レイヤへの分割は、2つの拡張レイヤの少なくとも一方が、振幅に関する情報の部分と位相に関する情報の部分との両方を含む場合に一般化することができる。前述の実施形態では、第2のステレオ改善レイヤ中で送られるパラメータは、一様なスカラー量子化に従って範囲ππ中で5ビットにわたって符号化された、各ラインj29ごとの位相差θjであり、πのピッチは16である。以下の段落では、各ラインj29のインデックスの多重化の後で第2の拡張レイヤを形成するためにこれらの位相差θjがどのように計算され符号化されるかについて述べる。ブロック314および316の好ましい実施形態では、以下のようにして、LチャネルおよびRチャネルから開始して、インデックスjの各フーリエラインにつき、1次チャネルXおよび2次チャネルYが決定される。および上式で、は、下式に従ってICLDパラメータから計算された、ステレオチャネルの振幅比率に対応する。上式で、ICLDqbufkは、インデックスjの周波数ラインが位置するインデックスkのサブバンドについての、復号されたICLDパラメータであるにちなむ。上記のXbufj、Ybufj、およびの定義において、使用されるチャネルは、元のチャネルLbufjおよびRbufjがいくつかのフレーム分だけシフトされたものであることに留意されたい。というのは、計算されるのは角度であり、これらのチャネルの振幅が元の振幅であるかローカル復号された振幅であるかは問題でないからである。一方、コーダとデコーダが角度θjに対して同じ計算復号変換を使用するようにして、情報を、XとYとを区別するための基準として使用することが重要である。情報は、コーダ中で利用可能である。したがって、θjの符号化および復号に使用される決定基準は、コーダとデコーダとで同一である。Xbufj、Ybufjを使用して、2次チャネルYbufjとモノ信号との間の位相差を以下のように定義することができる。θj∠好ましい実施形態において1次チャネルと2次チャネルとを区別することを主に動機付けるのは、LとRとの間の振幅比率に応じてコーダによって送られた角度がαbufjであるかβbufjであるかによってステレオ合成の忠実度が異なることである。変形の一実施形態では、チャネルXbufj、Ybufjは定義されないが、θjは、以下のように適応方式で計算されることになる。さらに、チャネルXとYとを区別する変形に従ってモノ信号が計算される場合、ダウンミックスの計算からすでに利用可能な角度θjを再使用することができる。図5の例示では、Lチャネルが2次であり、本発明を適用することによってθjαbufjが見出される。図中の表記を単純にするために、図5では、ダウンミックスの計算とステレオパラメータの抽出との両方を例示するのに使用されるインデックスbufは示されていない。しかし、スペクトルLbufjおよびRbufjは、LjおよびRjに対して2フレーム分シフトされていることに留意されたい。本発明の一変形では、使用されるウィンドウイングと、ダウンミックスに適用される遅延とに応じて、このシフトは1フレーム分のみである。所与のラインjについて、角度αjおよびβjは、以下を証明する。上式で、角度αjおよびβjは、それぞれ、2次チャネルと中間モノチャネルとの間の位相差、および、返された1次チャネルと中間モノチャネルとの間の位相差である。よって、αjの符号化が、ダウンミックスの計算の間に実施されたαjの計算を再使用することが可能であり、したがって、追加の角度の計算を回避することができる。この場合、ブロック307で計算されたパラメータαjまたはαjに、2フレームのシフトを適用しなければならないことに留意されたい。一変形では、符号化されたパラメータは、以下によって定義されるパラメータθjとなる。第2のレイヤの総割当量は1フレーム当たり40ビットなので、したがって8個の周波数ラインに関連するパラメータθjのみが、好ましくはインデックスj2~9のラインについて符号化される。要約すると、第1のステレオ拡張レイヤ中では、20個のサブバンドのICLDパラメータが、1フレーム当たり40ビットにわたる非一様なスカラー量子化によって符号化される。第2のステレオ拡張レイヤ中では、角度θjが、J29について計算され、5ビットにわたる、PI16の一様なスカラー量子化によって符号化される。この位相情報の符号化に割り振られた割当量は、特定の例示的な一実施形態に過ぎない。割当量はより低くてもよく、この場合は、より減少した数の周波数ラインのみを考慮に入れることになる。あるいは反対に、割当量はより高くてもよく、それによってより多数の周波数ラインを符号化することができる。同様に、2つの拡張レイヤにわたるこの空間化情報の符号化は、特定の一実施形態である。本発明は、この情報が単一の符号化改善レイヤ内で符号化される場合にも適用可能である。次に、図7aおよび7bに、本発明のチャネル削減処理によって提供できる利点を、他の方法に対して例示する。したがって、図7aには、ICLDjおよび∠Rjに応じた、図4に関して述べたチャネル削減処理の場合の∠Mjの変動を示す。読みやすくするために、ここでは∠Lj0を提起する。これにより、残りの2つの自由度、すなわちICLDjおよび∠Rjが与えられる。範囲PIPI全体にわたり、モノ信号Mの位相が∠Rjに応じてほぼ線形であることがわかる。このことは、ICLD位相差の低減によってRチャネルを中間チャネルに修正することなくチャネル削減処理が実施された場合には、証明されないことになる。実際、このシナリオでは、また、Hoangらのダウンミックスに対応する図7bに例示されるように、以下のことがわかる。位相∠Rjが範囲PI2PI2内にあるときは、モノ信号Mの位相は、∠Rjに応じてほぼ線形である。範囲PI2PI2外では、モノ信号の位相∠Mjは、∠Rjに応じて非線形である。したがって、LチャネルとRチャネルとがほぼ逆位相のとき、∠Mjは、パラメータICLDjの値に応じて、0、PI2、またはPIあたりの値をとる。逆位相および逆位相に近いこれらの信号については、モノ信号の位相∠Mjの挙動が非線形なので、モノ信号の品質は悪くなる可能性がある。極限的なケースは、対向するチャネルに対応し、この場合、モノ信号の位相は、数学的に不確定になる。このように、本発明の利点は、モノ信号の位相がほぼ線形の挙動を有する範囲PI2PI2に中間モノ信号の計算を制限するために、角度範囲を収縮させることにあることが、はっきりと理解されるであろう。中間信号から得られたモノ信号は、この場合、逆位相の信号についても、範囲PIPI全体の内で線形の位相を有する。したがって、これにより、これらのタイプの信号についてモノ信号の品質が向上する。コーダの一変形実施形態では、θjを符号化するのではなく、LチャネルとMチャネルとの間の位相差αbufjを系統的に符号化することができる。この変形は、1次チャネルと2次チャネルとを区別せず、よって実装がより単純だが、より悪いステレオ合成品質をもたらす。この理由は、コーダに送られた位相差がαbufjである場合、デコーダは、LとMとの間の角度αbufjを直接に復号することができるが、RとMとの間の欠けている角度βbufjを推定しなければならないからである。Lチャネルが1次チャネルであるとき、この推定の精度は、Lチャネルが2次チャネルであるときほど良くはないことを示すことができる。また、前に提示したコーダの実装形態は、ICPD位相差を12の係数で低減することを用いたダウンミックスに基づいていたことにも留意されたい。ダウンミックスが別の低減係数、例えば値34を使用するときでも、ステレオパラメータの符号化の原理は不変のままであることになる。コーダ中で、第2の改良レイヤは、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を含むことになる。次に図8を参照しながら、本発明の一実施形態によるデコーダについて述べる。このデコーダは、デマルチプレクサ501を備える。デマルチプレクサ501中で符号化済みモノ信号が抽出されて、502で、デコーダによって復号される。バイナリ列の、G722に対応する部分が、選択されたモードに応じて56または64キロビット秒で復号される。ここでは、記述を単純にするために、フレーム損失もバイナリ列上のバイナリエラーもないと仮定する。しかし、当然、知られているフレーム損失補正技法をデコーダ中で実施してもよい。復号されたモノ信号は、チャネルエラーがない場合はに対応する。コーダ中と同じウィンドウイングを用いた離散高速フーリエ変換解析がに対して実施されて、スペクトルが得られる。バイナリ列の、ステレオ拡張に関連する部分もまた、多重分離される。ICLDパラメータが復号されて、ICLDqkk019が得られる。ブロック505の実施の詳細は、本発明の範囲内に入らないので、ここでは提示しない。第1の実施形態によれば、周波数ラインごとのLチャネルと信号Mとの間の位相差θjが、インデックスj29の周波数ラインについて復号されて、が得られる。復号されたICLDパラメータをサブバンドごとに適用することにより、左チャネルおよび右チャネルの振幅が再構築される。復号されたICLDパラメータをサブバンドごとに適用することにより、左チャネルおよび右チャネルの振幅が復号される。568キロビット秒では、ステレオ合成は、j080について以下のように実施される。上式で、c1jおよびc2jは、サブバンドごとのICLDの値から計算される係数である。これらの係数c1jおよびc2jは、以下の形をとる。上式で、であり、kは、インデックスjのラインが位置するサブバンドのインデックスである。パラメータICLDは、周波数ラインごとではなくサブバンドごとに符号化復号されることに留意されたい。ここでは、インデックスkの同じサブバンドに属するインデックスjの周波数ラインは、このサブバンドのICLDのICLD値を有すると考える。は、以下のように2つの目盛係数間の比率に対応し、よって、復号されたICLDパラメータに対応することに留意されたい。この比率は、8キロビット秒で第1のステレオ改善レイヤ中で符号化された情報から得られる。関連する符号化プロセスおよび復号プロセスについてはここでは詳述しないが、1フレーム当たり40ビットの割当量の場合、この比率は、サブバンドへの非一様な分割により、周波数ラインごとではなくサブバンドごとに符号化されると考えることができる。好ましい実施形態の一変形では、第1の符号化レイヤを使用して、4ビットのICTDパラメータが復号される。この場合、ステレオ合成は、15kHz未満の周波数に対応するラインj015については修正され、以下の形をとる。上式で、ICTDは、現在のフレームについての、サンプル数を単位としたLとRとの間の時間差であり、Nは、フーリエ変換の長さである。デコーダが6416キロビット秒で動作する場合、デコーダは、第2のステレオ改善レイヤ中で符号化された情報を追加で受け取る。これにより、図9に関して次に説明するように、インデックスj2~9のラインについてパラメータを復号することができ、これらから、パラメータおよびを演繹することができる。図9は、本発明により復号される位相差の幾何学的な例示である。提示を単純にするために、ここでは、Lチャネルが2次チャネルであり、Rチャネルが1次チャネルであると考える。逆の場合も、以下の展開から容易に演繹することができる。したがって、であり、加えて、角度およびの定義は、コーダから見出される。唯一の違いは、ここでは復号済みパラメータを示すために表記が使用されることである。ととの間の中間角度は、角度から、以下の関係を介して演繹される。中間角度は、MとRとの間の位相差として、以下のように定義される。MとRとの間の位相差は、以下によって定義される。βj∠図9の場合、図5で符号化について定義された幾何学的関係がなお有効であり、Mjの符号化がほぼ完全であり、角度αjもまた非常に正確に符号化される、と仮定されることに留意されたい。これらの仮定は、周波数範囲j29でのG722符号化、および、妥当な細かさの量子化ピッチでのαjの符号化については、一般に証明される。インデックスが範囲29内にあるラインとそうでないラインとを区別することによってダウンミックスが計算される変形では、この仮定は、証明される。というのは、LチャネルおよびRチャネルは振幅が歪まされており、したがって、LとRとの間の振幅比率は、デコーダ中で使用される比率に対応するからである。反対の場合では、図9はなお有効のままとなるが、再構築されたLチャネルおよびRチャネルの忠実度は近似化され、また一般に、ステレオ合成の品質は低下する。図9に例示するように、既知の値、、およびから開始して、0とLRとを接続する直線に対してRを投影することによって、角度を演繹することができる。ここで、三角関係を見出すことができる。したがって、角度を、式またはから見出すことができる。上式で、s1または1であり、したがって、の符号は、の符号の逆である。より正確には以下のとおりである。Rチャネルと信号Mとの間の位相差は、以下の関係から演繹される。最後に、下式に基づいてRチャネルが再構築される。Lチャネルが1次チャネルでありRチャネルが2次チャネルである場合に、を使用しておよびを復号するのも、同じ手順に従い、ここでは詳述しない。したがって、6416キロビット秒では、ステレオ合成は、図8のブロック507によって、j29については以下のように実施される。他の場合では、29以外のj080については前のステレオ合成と同一である。その後、スペクトルおよびは、逆FFT、ウィンドウイング、および重畳加算によって時間領域に変換されて、合成チャネルおよびが得られる。したがって、データレート6416キロビット秒が利用可能であると仮定して、図10aおよび10bに関して例示する流れ図により、復号において実施される方法を変形実施形態について表す。図9に関連する上記の詳細な記述と同様、まず初めに、単純化されたケースを図10aに提示する。この場合、Lチャネルが2次チャネルであり、Rチャネルが1次チャネルであり、よって、である。ステップE1001で、モノ信号のスペクトルが復号される。ステップE1002で、第2のステレオ拡張レイヤを使用して、周波数係数j29についての角度が復号される。角度αは、ステレオチャネルの所定の第1のチャネルとモノ信号との間の位相差を表す。その後、ステップE1003で、復号された角度から、角度が計算される。この関係は、である。ステップE1004で、計算された位相差αと、図8のブロック505で第1の拡張レイヤ中で復号されたステレオチャネルの振幅に関する情報とを使用して、修正または中間ステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号Mとの間の中間位相差βが決定される。この計算は、図9に例示されている。したがって、下式に従って、角度が決定される。ステップE1005で、中間位相差βから、第2のRチャネルとモノ信号Mとの間の位相差βが決定される。角度は、下式およびを使用して演繹される。最後に、ステップE1006およびE1007で、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、周波数係数ごとのステレオ信号の合成が実施される。このように、スペクトルおよびが計算される。図10bに、角度が、角度またはに適応的な方式で対応する、一般的なケースを提示する。ステップE1101で、モノ信号のスペクトルが復号される。ステップE1102で、第2のステレオ拡張レイヤを使用して、周波数係数j29についての角度が復号される。角度は、ステレオチャネルの所定の第1のチャネルとモノ信号との間の位相差を表す。その後、ステップE1103で、Lチャネルが1次である場合と2次である場合とが区別される。2次チャネルと1次チャネルとの区別は、とのどちらの位相差がコーダによって送られたかを識別するために適用される。この記述の以下の部分では、Lチャネルが2次であると仮定する。その後、ステップE1108で復号された角度から、ステップE1109で、角度が計算される。この関係は、である。他方の位相差は、本発明で使用されるダウンミックスの幾何学的属性を利用することによって演繹される。LとRのいずれか一方を修正して修正チャネルLまたはRを使用することによって、ダウンミックスを計算することができるので、ここでは、デコーダ中で、1次チャネルXを修正することによって復号済みモノ信号が得られたと仮定する。したがって、図9のように、2次チャネルと中間モノ信号Mとの間の中間位相差が定義される。この位相差は、と、図8のブロック505で第1の拡張レイヤ中で復号されたステレオチャネルの振幅に関する情報とを使用して決定することができる。この計算は、図9に、Lが2次でありRが1次であると仮定して例示されている。これは、から開始して角度を決定することと等価である。これらの角度は、下式に従って計算される。ステップE1111で、中間位相差βから、第2のRチャネルとモノ信号Mとの間の位相差βが決定される。角度は、下式およびによって演繹される。最後に、ステップE1112で、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、周波数係数ごとのステレオ信号の合成が実施される。このように、スペクトルおよびが計算され、その後、逆FFT、ウィンドウイング、および重畳加算によって時間領域に変換されて、合成チャネルおよびが得られる。また、前に提示したデコーダの実装形態は、位相差ICPDを12に低減することを使用したダウンミックスに基づいていたことにも留意されたい。ダウンミックスが、異なる低減係数、例えば値34を使用するときでも、ステレオパラメータの復号の原理は不変のままであることになる。デコーダ中で、第2の改善レイヤは、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を含むことになる。デコーダは、この情報を使用して、モノ信号と第2のステレオチャネルとの間の位相差を演繹できることになる。図3を参照して提示したコーダ、および図8を参照して提示したデコーダについては、階層型符号化および復号の、特定の適用例の場合で述べた。本発明は、同じ符号化レイヤおよび同じデータレートで空間化情報が送出されてデコーダ中で受領される場合にも、適用することができる。さらに、本発明を、離散フーリエ変換によるステレオチャネルの分解に基づいて述べた。本発明はまた、他の複合表現、例えば、修正離散コサイン変換と修正離散サイン変換とを結合したMCLT分解などにも適用可能であり、また、擬似直交ミラーフィルタタイプのフィルタバンクの場合にも適用可能である。したがって、この詳細な記述で使用される用語周波数係数は、本発明の性質を変更することなく、サブバンドまたは周波数帯域の概念に拡張することができる。図3および8に関して述べたようなコーダおよびデコーダは、ホームデコーダタイプ、セットトップボックスタイプ、または音声もしくはビデオコンテンツリーダタイプのマルチメディア機器に統合することができる。このようなコーダおよびデコーダはまた、携帯電話機タイプまたは通信ゲートウェイタイプの通信機器に統合することもできる。図11aに、本発明によるコーダが統合されたこのような機器の例示的な一実施形態を示す。このデバイスはプロセッサPROCを備え、プロセッサPROCは、揮発性およびまたは不揮発性メモリMEMを含むメモリブロックBMと協働する。メモリブロックは、有利なことに、コード命令を含むコンピュータプログラムを含んでよく、コード命令は、プロセッサPROCによって実行されたときに、本発明の意味における符号化方法のステップを実施するためのコード命令であり、特に、ステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からのモノ信号を符号化するためのステップ、およびステレオ信号の空間化情報を符号化するためのステップを実施するためのコード命令である。これらのステップの間、チャネル削減処理は、周波数サブバンドの所定のセットについて、2つのステレオチャネル間の位相差を決定すること、前記位相差を低減することによって得られる角度だけステレオ信号の所定の第1のチャネルを回転させることによって、中間信号を得ること、中間チャネルと第2のステレオ信号とを合計する信号の位相から、かつ、中間チャネルと第2のチャネルとを合計する信号を一方とし、ステレオ信号の第2のチャネルを他方とした位相差から開始して、モノ信号の位相を決定することを含む。プログラムは、この処理に適合された情報を符号化するために実施されるステップを含んでよい。通常、図3、4a、4b、および5における記述は、このようなコンピュータプログラムのアルゴリズムのステップを使用する。コンピュータプログラムはまた、デバイスもしくは機器のリーダによって読取り可能な、または機器のメモリ空間にダウンロード可能な、メモリ媒体に記憶されてもよい。このような機器ユニットまたはコーダは、入力モジュールを備え、入力モジュールは、RおよびLチャネルを含むステレオ信号を、通信ネットワークを介して受け取ることができるか、または、記憶媒体に記憶された内容を読み取ることによって受け取ることができる。このマルチメディア機器はまた、このようなステレオ信号を取り込むための手段も備えてよい。デバイスは、ステレオ信号の符号化からの符号化済み空間情報パラメータPcおよびモノ信号Mを送出することのできる出力モジュールを備える。同様にして、図11bに、本発明によるデコーダを備えるマルチメディア機器または復号デバイスの例を示す。このデバイスはプロセッサPROCを備え、プロセッサPROCは、揮発性およびまたは不揮発性メモリMEMを含むメモリブロックBMと協働する。メモリブロックは、有利なことに、コード命令を含むコンピュータプログラムを含んでよく、コード命令は、プロセッサPROCによって実行されたときに、本発明の意味における復号方法のステップを実施するためのコード命令であり、特に、元のステレオ信号に適用されたチャネル削減処理からの、受け取ったモノ信号を復号するためのステップ、および元のステレオ信号の空間化情報を復号するステップを実施するためのコード命令である。空間化情報は、ステレオチャネルの振幅に関する第1の情報と、ステレオチャネルの位相に関する第2の情報とを含み、第2の情報は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差を、周波数サブバンドごとに含む。復号方法は、モノ信号と所定の第1のステレオチャネルとの間で定義される位相差に基づいて、周波数サブバンドのセットについて、中間モノチャネルと所定の第1のチャネルとの間の位相差を計算すること、計算された位相差および復号された第1の情報を使用して、修正されたステレオ信号の第2のチャネルと中間モノ信号との間の中間位相差を決定すること、中間位相差から、第2のチャネルとモノ信号との間の位相差を決定すること、復号されたモノ信号から、かつ、モノ信号とステレオチャネルとの間で決定された位相差から開始して、ステレオ信号を周波数係数ごとに合成することを含む。通常、図8、9、および10における記述は、このようなコンピュータプログラムのアルゴリズムのステップに関係する。コンピュータプログラムはまた、デバイスのリーダによって読取り可能な、または機器のメモリ空間にダウンロード可能な、メモリ媒体に記憶されてもよい。デバイスは、例えば通信ネットワークからの、符号化済み空間情報パラメータPcおよびモノ信号Mを受け取ることのできる入力モジュールを備える。これらの入力信号は、記憶媒体に対する読取り動作からのものとすることができる。デバイスは、機器によって実施された復号方法によって復号されたステレオ信号LおよびRを送出することのできる出力モジュールを備える。このマルチメディア機器はまた、このステレオ信号を送出することのできる、ラウドスピーカタイプの再生手段、または通信手段も備えることができる。当然、このようなマルチメディア機器は、本発明によるコーダとデコーダの両方を備えてよい。この場合、入力信号は、元のステレオ信号であり、出力信号は、復号されたステレオ信号である。