一次導体を流れる電流Ipを測定するクローズドループ電流変換器システムであって、該システムは直列に接続された電圧源V_H、V_Lから電力を供給されるものであり、磁界検出器と、前記磁界検出器に接続された増幅回路を含む信号処理回路と、前記増幅回路に接続され、前記一次導体を流れる電流が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させるよう構成された補償コイルとを備え、前記増幅回路は、前記電圧源V_H、V_Lから電力を供給され、前記補償コイルを駆動して第一の基準電圧Vrefに接続された測定抵抗器Rmに出力電流Isを供給するよう構成された第一のスイッチモードパワー段1を有し、前記測定抵抗器にかかる電圧は前記一次導体を流れる電流の像を形成し、前記増幅回路はまた、少なくとも第二の独立に調整されるスイッチモードパワー段2を有し、該第二のスイッチモードパワー段2は前記電圧源V_H、V_Lから電力を供給され、一出力を第二の基準電圧Vref2にインダクタL2を介して接続しており、バランス電流Ibalを出力するよう構成され、前記第一および第二の基準電圧は同一または異なっていることを特徴とするクローズドループ電流変換器システム。前記第二のスイッチモードパワー段が、前記第一のスイッチモードパワー段の電流出力Isの0.1から1.5倍の振幅の、逆符号であるバランス電流Ibalを出力するよう構成されている請求項1記載の電流変換器システム。前記第二のスイッチモードパワー段が、前記第一パワー段の電流出力Isの0.7から1.2倍の振幅の、逆符号であるバランス電流Ibalを出力するよう構成されている請求項2記載の電流変換器システム。前記第二のスイッチモードパワー段が、前記基準電圧Vref、Vref2に流入するバランス電流Ibalを出力するよう構成されている請求項1記載の電流変換器システム。前記第一のスイッチモードパワー段が、変調器と、一つ以上のドライバと、単一ハーフブリッジ回路とを備える先行する請求項のいずれかに記載の電流変換器システム。前記第二のスイッチモードパワー段が、変調器と、一つ以上のドライバと、単一ハーフブリッジ回路とを備え、前記変調器およびドライバが、前記第一および第二のパワー段の双方において同一または本質的に同一である先行する請求項のいずれかに記載の電流変換器システム。前記磁界検出器が、処理され前記第一のスイッチモードパワー段の変調器に接続された出力を有するフラックスゲートインダクタを含む先行する請求項のいずれかに記載の電流変換器システム。前記磁界検出器が、第一のフラックスゲートインダクタおよび第二のフラックスゲートインダクタを備え、前記第一のフラックスゲート出力が前記信号処理回路を介して前記第一のスイッチモードパワー段に接続されている先行する請求項のいずれかに記載の電流変換器システム。前記第一のフラックスゲートインダクタが、自励発振回路により駆動され、前記補償コイルを駆動する補償電流を決定するための信号を生成するよう構成されている先行する請求項記載の電流変換器システム。前記第二のスイッチモードパワー段が、抵抗器と、差動増幅器と、前記第二のスイッチモードパワー段の電流を調整するレギュレータ回路23を有する加算回路を介して前記第一のスイッチモードパワー段に接続されている先行する請求項のいずれかに記載の電流変換器システム。前記増幅回路が差動電流変換器24を備え、該差動電流変換器24が前記電圧源の供給電流I_L、I_H間の差を検出するよう構成され、かつ前記第二のスイッチモードパワー段2のバランス電流Ibalを調整する調整回路23に接続されている先行する請求項1~9のいずれかに記載の電流変換器システム。前記調整回路がPIコントローラを備える請求項10または11記載の電流変換器システム。前記増幅回路が、前記電圧源V_H、V_L上のダイオードD1、D2にかかる逆電圧を測定するよう構成されている電圧検知回路と、前記電圧源V_H、V_L上のキャパシタC1、C2に蓄電する電流を減少させるため前記バランス電流Ibalを調整するよう構成されているレギュレータ25とを備える先行する請求項1~9のいずれかに記載の電流変換器システム。前記レギュレータが前記ダイオードD1、D2の逆電圧を測定するよう構成されている差動増幅器A4、A5を備え、前記レギュレータがこれらの逆電圧V_L-B_L、B_H-V_Hを所定の幅内で調整するよう構成されている請求項13記載の電流変換器システム。前記所定の幅が0Vから5Vの範囲である請求項14記載の電流変換器システム。上記に鑑み、本発明の目的は、コンパクトで消費電力の少ない電流変換器を提供することである。安価でありながら正確な電流変換器を提供することは有利である。接地電圧または他の基準電圧を基準として出力をおこなう電流変換器を提供することは有利である。振幅の大きい電流も含め、広い動作範囲にわたって電流を測定できる電流変換器を提供することは有利である。このような変換器が電流を出力できればさらに有利である.本発明の目的は、請求項1に係るクローズドループ電流変換器システムを提供することにより達成される。すなわち本発明は、磁界検出器と、該磁界検出器に接続された増幅回路を含む信号処理回路と、前記増幅回路に接続され、測定対象である電流が流れる一次導体が発生させた磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させるよう構成される補償コイルとを備えるクローズドループ電流変換器システムを提供する。前記増幅回路は、前記補償コイルを駆動するよう構成される第一のスイッチモードパワー段第一のスイッチモードパワーステージと、バランス電流を出力するよう構成される第二のスイッチモードパワー段第二のスイッチモードパワーステージとを備える。前記変換器システムは直列に接続された電圧源V_H、V_Lから電力を受け、前記第一のスイッチモードパワー段は前記電圧源から電力を供給されて第一の基準電圧に接続された測定抵抗器に出力電流を供給するよう構成され、測定抵抗器にかかる電圧は一次導体を流れる電流の像を形成し、また前記第二のスイッチモードパワー段も電圧源から電力を供給されてインダクタを通じて第二の基準電圧に接続された出力を有してバランス電流を出力するよう構成されており、ここで前記第一および第二の基準電圧は同じでも異なっていてもよい。前記第二のスイッチモードパワー段は前記第一のスイッチモードパワー段から独立して調整され、前記第二のスイッチモードパワー段の制御は、前記第一のパワー段を制御する磁界検出器信号に依存せずすなわち前記第一のパワー段を制御する磁界検出器信号から独立しておこなわれるよう構成される。これにより電圧源V_H、V_Lの負荷を均衡させることができ、いずれかまたは双方の電圧源における過剰な電圧の蓄積を回避できる。スイッチモードパワー段の独立調整は、第二のスイッチモードパワー段の出力にそれ自身の調整ループを与えることにより達成できる。バランス電流の振幅は、前記第一のパワー段の電流出力の0.1~1.5倍、好ましくは0.7~1.2倍、ただし逆符号とするのがよい。前記第一のスイッチモードパワー段は第一の基準電圧、好ましくは接地電圧に接続するよう構成され、前記第二のスイッチモードパワー段も、少なくともインダクタを介して例えば接地電圧など第二の基準電圧に接続するよう構成されている。前記第一および第二の基準電圧は同じ電圧でも異なる電圧でもよい。ある実施形態において、前記第一のスイッチモードパワー段は変調器と、一つ以上のドライバと、単一ハーフブリッジ回路を備える。この実施形態では前記第二のパワー段も、変調器と、一つ以上のドライバと、単一ハーフブリッジ増幅回路を備える。前記第一および第二のパワー段のドライバと変調器は同一、または本質的に同一でもよい。前記第二のパワー段に、抵抗器が接続されてもよい。ある実施形態において、前記磁界検出器は、フラックスゲートインダクタと、それに対応する発振器であって前記第一のパワー段出力を調整するための出力、すなわち補償電流を供給する発振器とを有する。ある実施形態において、前記磁界検出器は第一のフラックスゲートインダクタと、任意で第二のフラックスゲートインダクタとを備えるのが好ましく、前記第一のフラックスゲートインダクタは前記第一のスイッチモードパワー段に接続されて調整回路で用いられ、自励発振回路により駆動される。任意の第二のフラックスゲートインダクタは前記第一のフラックスゲートインダクタとは逆相の信号で駆動されて前記第一のフラックスゲートインダクタが生成する磁束に対向する磁束を生成する。これにより、フラックスゲートインダクタに誘起されて一次電流及び補償電流に発生するノイズを顕著に抑制することができる。上記の構成によれば、有利なことに増幅回路は、常に同じプラス符号の完全にまたはほぼ均衡のとれた供給電流を生成することができる。また、測定信号を例えば接地電圧0Vなどの固定基準電圧を基準として測定し、それにより絶対測定信号を出力することが可能となる。上記のスイッチモードパワー段は、線形増幅器に比べ消費電力を大幅に低減することにより大型の放熱材などの冷却システムを不要とし、その結果変換器をより軽量化及び小型化することができる。また、供給電流が大きく低減されかつ均衡がとれているので、変換器に要する電源容量を低減できる。本発明の構成によれば、スイッチモードパワー段の利点を活かしつつ、測定抵抗器を接地電圧に接続できるとともに特に高精度の測定に適した双極性電流出力を生成することが可能となる。ある実施形態において、前記第二のパワー段は、抵抗器と、差動増幅器と、該第二のパワー段の電流を制御調整する制御回路調整回路とも言うとを有する加算回路を介して前記第一のパワー段に接続されている。ただし、本発明の範囲として、前記第一および第二のパワー段の電流出力を測定する他の手段を用いて前記第二のパワー段の電流を調整してもよく、例えば、分離型、非分離型を問わず電流センサや他の電子回路を用いて前記第二のパワー段の電流を調整してもよい。ある変形例において、前記増幅回路は、前記第二のスイッチモードパワー段のバランス電流を制御調整する、例えばPI比例積分コントローラPIレギュレータとも言うなどの制御回路調整回路とも言うに接続された、電圧源からの供給電流間の差を検出するよう構成される差動電流変換器を含んでもよい。他の変形例において、前記増幅回路は、電圧源上のダイオードにかかる逆電圧を測定するよう構成される電圧検知回路と、電圧源上のキャパシタに蓄電する電流を減少させるようバランス電流を調整するよう構成されるレギュレータとを含んでもよい。前記調整回路は、ダイオードの逆電圧を測定し、該逆電圧を所定の幅内、例えば0~5Vの幅で調整するよう構成される差動増幅器を含んでもよい。ここで、前記第二のパワー段の出力電流の振幅は、前記第一のパワー段の出力電流の振幅と厳密に一致する必要はなく、第一のパワー段の出力電流の振幅の0.1~1.5倍の範囲にあればよいが、逆符号でなければならない。係数が1のときに供給電流は最良のバランスとなり、例えば0.5倍などに低くなると供給電流の不均衡が生じる一方、前記第二のパワー段のロスは抑制される。この係数は、第一のパワー段出力電流Is、供給電圧などの他のシステムパラメータ、供給電圧に接続されている他の負荷、あるいは回路のある部分のエネルギー吸収能力などによって決定すればよい。好ましくは、前記第二のスイッチモードパワー段は、前記第一のパワー段の出力電流の0.7~1.2倍の振幅、ただし逆符号の振幅を有するバランス電流を出力するよう構成される。有利な実施形態において、前記補償コイルの電流は、前記変換器のための測定信号出力として用いられる電流出力を発生し、前記変換器には、接地電圧または他の基準電圧に接続された外部測定抵抗器が接続されている。本発明の範囲として、前記測定抵抗器が前記変換器に組み入れられ、該変換器の測定信号を電圧出力として供給してもよい。本発明のさらなる目的及び利点は、請求項、および添付の図面と関連して以下に述べる本発明の実施形態の詳細な説明より明らかとなろう。図面、特に図3および図9を参照すると、一次導体5を流れる電流Ipを測定するクローズドループ電流変換器システムは、測定ヘッド3と、直列接続された電圧源V_H、V_Lから電力を供給される信号処理回路とを備える。測定ヘッドは、磁界検出器WS3、WS2と、補償コイルWS1とを備える。信号処理回路は、磁界検出器に接続され、一次導体を流れる電流から発生した磁界を打ち消そうとする対向磁界を発生させる増幅回路を有する。この増幅回路は、電圧源V_H、V_Lから電力を供給され、補償コイルWS1を駆動して、第一の基準電圧Vrefに接続された測定抵抗器Rmに出力電流Isを供給するよう構成された第一のスイッチモードパワー段1を有する。測定抵抗器にかかる電圧は、一次導体5を流れる電流Ipの電流像を形成する。上記増幅回路は、独立に調整される少なくとも一つの第二のスイッチモードパワー段2を有し、該第二のスイッチモードパワー段2は、電圧源V_H、V_Lから電力を供給され、一出力を第二の基準電圧Vref2にインダクタL2を介して接続しており、バランス電流Ibalを出力するよう構成されている。ここで、第一および第二の基準電圧は同じ電位でも異なる電位でもよい。直列接続された電圧源V_H、V_Lの中点は、第一の基準電圧Vrefに接続されているのが好ましい。特に図3に関し、この実施形態において測定ヘッド3は、磁気シールド4に封止された第一の環状フラックスゲートインダクタWS2と第二の環状フラックスゲートインダクタWS3を有する磁界検出器を備えている。測定ヘッドはさらに、磁気シールド4の周囲で巻回された補償コイルWS1を有する。測定ヘッドは、測定対象の電流Ipが流れる一次導体5を挿通可能な中央経路を備えている。なお、一次導体は別体として上記経路に挿通してもよく、導体部としてあらかじめ組み付け、変換器と一体化してもよい。各フラックスゲートインダクタは、高透磁性を有する材料からなるコア6を有し、該コアは、コアを交互に飽和させる交流電流を発生するよう構成されるフラックスゲート発振回路10に接続された巻線8に囲まれている。コア6のそれぞれは、例えばアモルファスリボンを一回又は複数回巻回したリング形状に形成してもよい。なお、磁界検出器を機能させるには、一つのフラックスゲートインダクタしか必要でない。第二のフラックスゲートインダクタを設けることは任意であるが、設けた場合は補償コイルと一次導体においてフラックスゲートインダクタに誘起されるノイズが減少するという利点が得られる。フラックスゲートインダクタWS2は、一次導体の電流Ipから発生しフラックスゲートインダクタWS2、WS3に作用する磁界を打ち消そうとする補償コイルWS1を調整する磁束検出器として用いられる。図示の実施形態においては、補償コイルWS1はフラックスゲートインダクタWS2、WS3の周囲で巻回されている。特に図1および図2に関し、フラックスゲートインダクタWS2は、例えば既知のHブリッジ回路などの自励発振回路に駆動されてもよく、フラックスゲートインダクタコイル8の電流は、補償コイルWS1に供給する補償電流を決定するのに用いることが可能な測定信号を供給する。補償信号は、同期整流器11を通過させてローパスフィルタ14でフィルタリングし、マイクロコントローラ12のPIコントローラ16およびデジタルアナログ変換器DAC0に入力される。その結果得られる信号IN_PS1は、補償コイルWS1を駆動するパワー段増幅器スイッチモードパワー段1に対する制御値を供給する。上記の同期検出、フィルタリングおよび調整は、マイクロコントローラ12内で行うことができる。任意の第二のフラックスゲートインダクタWS3は、第一のフラックスゲートインダクタWS1とは実質的に逆相の信号で駆動して、第一のフラックスゲートインダクタWS1が生成した磁束に対向する磁束を生成してもよい。これにより、一次導体および補償コイルの電流においてフラックスゲートインダクタによって誘起されるノイズが減少する。図2に関し、スイッチモードパワー段1は、変調器18と、ドライバ20a、20bと、第一および第二のトランジスタT1H、T1Lを有する単一ハーフブリッジ回路と、ローパスフィルタ22とを備えるクラスD増幅器とするのが望ましい。これは補償コイルWS1、センス抵抗器Rs1、および測定抵抗器Rmを駆動するものである。変調器18は、アナログの入力電圧をパルス幅変調デジタル信号PWM1固定または可変周波数、フィルタ22のサイズを押さえるため高周波数が好ましいに変換する。ローパスフィルタ22L1、Cf1、Cf2、Rfは、パワー段出力電圧、したがって補償電流の高調波成分を低減するのに用いられる。ローパスフィルタの抵抗Rfはフィルタの発振を減衰させるのに用いられる。過電流、過小電圧、温度過上昇などに対する複数の保護装置を含んでもよいが、図面の簡略化のため図示していない。これらの回路保護装置は自明であり、詳細な記述は省略する。本回路は第二のクラスD増幅器スイッチモードパワー段2を含み、これはフィルタがないこと以外はスイッチモードパワー段1と同様の回路構成とするのが好ましい。具体的には、パワー段2は変調器18’と、ドライバ20a’、20b’と、第一および第二のトランジスタT2H、T2Lを有する単一ハーフブリッジ回路とを備える。変調器は、アナログの入力電圧IN_PS2をパルス幅変調デジタル信号PWM2固定または可変周波数、時定数L2、Rs2に比べ高周波数に変換する。スイッチモードパワー段2は、インダクタL2と電圧源基準電圧GNDの中点に接続されたセンス抵抗器Rs2とを駆動する。スイッチモードパワー段2から出力された電流Ibalは、スイッチモードパワー段1から出力された電流Isと等しいが逆符号である振幅を有するよう調整される。図2に示す実施形態において、第二のスイッチモードパワー段の調整にはセンス抵抗器Rs1、Rs2と差動増幅器A1、A2を用いて双方のスイッチモードパワー段の出力電流を検出し、また回路素子Rt1、Rt2、A3、Rc1、Cc1、Cc2を有する加算回路を用いて電流を加算して、バランス電流Ibalの良好な調整と調整ループの安定化を確実とするPIコントローラが実現される。BAL_INT_ENABLEおよびSW1の入力により、調整回路をスムーズに起動できる。積分器が起動するのはスイッチSW1開スイッチモードパワー段2の作動中のみである。これにより、起動時のバランス電流Ibalのオーバーシュートが回避できる。双方のスイッチモードパワー段1および2を組み合わせることにより、ほぼ均衡のとれた供給電流I_H、I_Lが得られる。二つのパワー段の間の等価負荷抵抗の差異は、供給電流のわずかな不均衡をもたらすことがあるが、これはPWM1とPWM2のデューティサイクルは正確に同一ではないからである。第二のスイッチモードパワー段2の調整における小さな誤差も供給電流のわずかな不均衡をもたらすが、非ゼロ無負荷のI_HおよびI_L電流を生じさせるロスが存在するので、Isの値によらず供給電流I_H、I_Lは方向を変えず非ゼロのままである。供給電流I_H、I_Lのバランスは変換器の製造過程で容易に調節でき、デジタルアナログ変換器DAC1を介してマイクロコントローラ12から供給されるオフセット制御信号BAL_OFFSETの電圧を変えることによって調整回路23または増幅器A1、A2のオフセットを補償することが可能となる。双方のスイッチモードパワー段およびセンス抵抗器Rs1、Rs2のロスは、増幅器が線形タイプである場合に比べずっと少ない。よって、大型の放熱材のような冷却システムを備える必要は全くない。製造工程の簡略化のため、第一および第二のスイッチモードパワー段1、2のインダクタL1、L2は同一としてもよい。第二のスイッチモードパワー段のセンス抵抗器Rs2はロスをできるだけ抑制するため抵抗値を低くするのがよく、第一のスイッチモードパワー段のセンス抵抗器Rs1の抵抗値と同じにするのが好ましい。Rs1およびRs2の抵抗値の低減を制限するものは、第二のスイッチモードパワー段の出力電流Ibalの調整ができるよう第一および第二のスイッチモードパワー段の出力電流を測定するのに用いられる、差動増幅器A1およびA2のオフセットのみである。ただし、第一のスイッチモードパワー段の電流出力を測定する他の手段によって第二のスイッチモードパワー段の電流を調整してもよく、例えば、分離型、非分離型を問わず電流センサや他の電子回路を用いて第二のスイッチモードパワー段の電流を調整してもよい。図7に示す実施形態において、第二のパワー段の調整には差動電流変換器24を用いて供給電流I_LとI_H間の差を検出し、また回路素子Rt1、A3、Rc1、Cc1、Cc2を有する調整回路を用いて、バランス電流Ibalの良好な調整と調整ループの安定化を確実に実現するPIコントローラが得られる。I_LとI_H間に差がない場合すなわち両者が等しい場合、バランス電流Ibalは第一のパワー段出力電流Isの負の値と同一またはほぼ等しい。差動電流変換器は、センス抵抗器と差動増幅器、または他の電子回路によって構成してもよい。図8に示す実施形態において、第二のスイッチモードパワー段の電流の調整には、第一および第二のダイオードD1、D2にかかる逆電圧が用いられる。第一のダイオードD1にかかる逆電圧の増加は、第一のキャパシタC1に蓄電する電流が存在すること、それゆえ第一のキャパシタC1に蓄電する電流を減少させるためバランス電流Ibalを調整する必要があるこの場合は正電流ことを示している。したがって、第二のダイオードD2にかかる逆電圧の増加は、第二のキャパシタC2に流入する電流が存在し、それゆえ第二のキャパシタC2に流入する電流を減少させるためバランス電流Ibalを調整する必要があるこの場合は負電流ことを示している。A4およびA5はダイオードD1、D2の逆電圧を測定する差動増幅器であり、レギュレータ25は、第二のスイッチモードパワー段の入力IN_PS2を変えることによってこれらの逆電圧V_L―B_L、B_H―V_Hを所定の幅内、例えば0~5Vの範囲で調整する。本発明に係る二つのバランスのとれたスイッチモードパワー段の利点については、スイッチモードパワー段を一つしか備えていないシステムの問題点を理解することにより、より良く理解されるであろう図5参照。このため、パワー段出力電流Isは0Vより大きい直流であると仮定する。するとフィルタの電流I_L1は、L1のインダクタンスの値が大きいためゼロより大きくスイッチング期間を通じてほぼ一定である図4参照。トランジスタT1Hの電流I_T1Hは正またはゼロでありそれゆえ平均値はゼロより大きく、その結果供給電流I_Hもゼロより大きくなる図4参照。説明:T1HがオンPWM1=1の時、I_T1H=I_L1であり、T1HがオフPWM1=0の時、I_T1H=0である。しかし、同じ条件下であれば、トランジスタT1Lの平均電流I_T1Lはゼロより小さく、このことは供給電流I_Lがゼロより小さいことを意味している図6a、6bのシングルクラスDの曲線参照。説明:T1LがオンPWM1=0の時、I_T1L=-I_L1であり、T1LがオフPWM1=1の時、I_T1L=0である。これは、V_Lを供給する電圧電源が電力を吸収する必要があることを意味しているため、問題である。電力を吸収できるのは特別に設計された電源だけであり、またそのような電源では極性逆転を防ぐダイオードは使用できない。これに対し、本発明が提案する二つのスイッチモードパワー段を有する回路図2および図9参照は、第一のパワー段の出力電流IsIbal=-Isと同一またはほぼ等しい振幅ただし逆符号の対向電流Ibalを発生することにより、システムのバランスを確保することができる。このような条件下で、Isがゼロより大きくそれゆえIbalがゼロより小さい時、トランジスタの平均電流I_T2Hはゼロより小さくなり、トランジスタの平均電流I_T2Lはゼロより大きくなる。したがって、第二のパワー段のトランジスタT2Lの電流I_T2Lは第一のパワー段のトランジスタT1Lの電流I_T1Lの負の値を補償し、第一のスイッチモードパワー段1のトランジスタT1Hの電流I_T1Hは第二のスイッチモードパワー段2のトランジスタT2Hの電流I_T2Hの負の値を補償する。その結果、供給電流I_H、I_Lは方向を変えることなく電源の電力吸収に対抗するものとしての電圧源V_H、V_Lによる電力生成の意味において、常に正の値である、また回路にロスが発生するため、実際には決してゼロになることはない。この場合、電圧源V_HおよびV_Lはいずれも、変換器に電力を供給する図6a、6bのダブルクラスDの曲線参照。さらに、極性逆転を防ぐダイオードD1およびD2を使用しても使用しなくとも、何ら問題はない。ここで、第二のスイッチモードパワー段の出力電流の振幅は、第一のスイッチモードパワー段の出力電流の振幅と厳密に一致する必要はなく、第一のパワー段の出力電流の振幅の0.1~1.5倍の範囲にあればよいが、ただし逆符号でなければならない。好ましくは、第一のパワー段の出力電流の振幅は、第一のパワー段の出力電流の振幅の0.7~1.2倍の範囲にあるのがよい。第二のパワー段のロスを抑制するため、バランス電流を低減するのもよい。この低減によって、いかなる供給電流も供給電圧の上昇を避けるために負の値となってはならない。ただし、電圧源I_L、I_Hの電流の良好なバランスを達成するため、双方のスイッチモードパワー段の出力電流の振幅はほぼ同一とするのが好ましい。信号RESET_PSxは、いずれのスイッチモードパワー段も起動または停止させることができる。スイッチモードパワー段とマイクロコントローラ間の信号FAULT_PS1およびFAULT_PS2は、保護機能が起動したため過電流、過小電圧、温度過上昇など第一または第二のスイッチモードパワー段1、2が停止したか否かを示す論理信号である。スイッチモードパワー段のいずれかが作動を停止した場合、負の供給電流による第一または第二のキャパシタC1、C2に対する過電圧を防止するため他方のスイッチモードパワー段を停止させることが重要である。本発明の利点は以下のとおりである:二つのスイッチモードパワー段により、増幅回路のロスが大幅に低減できる例えば4000A/巻数2500の電流変換器の場合基準条件下で30WクラスABパワー段から5Wバランシング付きクラスDパワー段。上記提案の回路により、スイッチモードパワー段および双極性の電流出力の利点が同時に活用できる。測定抵抗器Rmの接地電圧への接続は常に可能であり、このことは高精度なセンサにとって非常に有利である。クラスABパワー段に比べ、供給電流が大幅に低減されしかも常にバランスが保たれており、それゆえ変換器に供給する電源容量を低減できる同等の変換器および条件下で、典型的には±1.7Aから±0.3A図6a、6bのクラスABの曲線およびダブルクラスDの曲線参照。外部の大型の放熱材を備える必要がない。これにより変換器の軽量化、小型化が実現できるだけでなく、変換器をより高温の環境下で作動させることが可能となる。