"異なる電流密度の電流を流すトランジスタのベースエミッタ間電圧VBEの差ΔVBEと、トランジスタのベースエミッタ間電圧VBEの温度特性が反対であることを利用し、αを所定の定数として、温度特性の補償されたバンドギャップ電圧VBGR=VBEΔVBEαを出力するバンドギャップ回路と、前記バンドギャップ電圧VBGRから、予め定めた温度TrefにおけるΔVBEαであるΔVBEαTrefを減算した電圧VBGR-ΔVBETrefを出力する電圧シフト回路と、この電圧シフト回路の出力VBGR-ΔVBEαTrefから、前記バンドギャップ回路から取り出した、VBEを減算し、ΔVBEα-ΔVBEαTrefを取り出す差分手段と、を含み、ΔVBEαTrefに対応する温度を基準点として、温度により変化する検出温度出力を得る温度検出回路。請求項1に記載の温度検出回路であって、前記差分回路は、所定のゲインを持つ差動増幅回路である温度検出回路。請求項2に記載の温度検出回路であって、前記差動増幅回路は、基準電圧の入力により、出力を基準電圧に応じてシフトできる温度検出回路。請求項1~3のいずれか1つに記載の温度検出回路であって、前記電圧シフト回路は、前記VBGRが印加される直列抵抗の接続点から出力を得る抵抗分割回路である温度検出回路。請求項1~3のいずれか1つに記載の温度検出回路であって、前記電圧シフト回路は、前記VBGRをHigh側基準電圧として、デジタル信号の入力により任意の分割電圧を得るデジタルアナログ変換器である温度検出回路。ここで、ΔVBEは、基本的に絶対0度において0Vとなる電圧であり、これを利用する温度検出回路の出力は絶対0度を基準点としての出力となる。従って、測定したい下限温度において出力を所望の電圧に設定することが難しかった。本発明に係る温度検出回路は、異なる電流密度の電流を流すトランジスタのベースエミッタ間電圧VBEの差ΔVBEと、トランジスタのベースエミッタ間電圧VBEの温度特性が反対であることを利用し、αを所定の定数として、温度特性の補償されたバンドギャップ電圧VBGR=VBEΔVBEαを出力するバンドギャップ回路と、前記バンドギャップ電圧VBGRから、予め定めた温度TrefにおけるΔVBEαであるΔVBEαTrefを減算した電圧VBGR-ΔVBEαTrefを出力する電圧シフト回路と、この電圧シフト回路の出力VBGR-ΔVBEαTrefから、前記バンドギャップ回路から取り出した、VBEを減算し、ΔVBEα-ΔVBEαTrefを取り出す差分手段と、を含み、ΔVBEαTrefに対応する温度を基準点として、温度により変化する検出温度出力を得ることを特徴とする。また、前記差分回路は、所定のゲインを持つ差動増幅回路であることが好適である。また、前記差動増幅回路は、基準電圧の入力により、温度検出出力を基準電圧に応じてシフトできることが好適である。また、前記電圧シフト回路は、前記VBGRが印加される直列抵抗の接続点から出力を得る抵抗分割回路であることが好適である。また、前記電圧シフト回路は、前記VBGRをHigh側基準電圧として、デジタル信号の入力により任意の分割電圧を得るデジタルアナログ変換器であることが好適である。本発明によれば、所望の範囲の温度検出出力を得ることができる。以下、本発明の実施形態について、図面に基づいて説明する。図1は、センサ回路の全体構成を示す図である。図において、バンドギャップBGR回路10は、2つのpチャネルトランジスタM1,M2と、2つのバイポーラトランジスタQ1,Q2と、2つの抵抗R1,R2と、スタートアップ回路20から構成されている。このBGR回路10については、特許文献1などに記載されている。BGR回路10については、他の構成を利用することも可能である。電源VDDには、同一サイズのpチャネルMOSトランジスタM1,M2のソースが接続され、両者のゲート間が接続されると共に、トランジスタM2のゲートドレイン間が短絡されことで、トランジスタM2,M1はカレントミラーを構成している。トランジスタM1のドレインはトランジスタR1,R2の直列接続を介しNPN型バイポーラトランジスタQ1のコレクタに接続されている。トランジスタQ1のエミッタはグランドVSSに接続され、ベースは抵抗R1,R2の接続点に接続されている。また、トランジスタM2のドレインは、NPN型バイポーラトランジスタQ2のコレクタに接続されており、トランジスタQ2のエミッタはVSSに接続され、ベースはトランジスタQ1のコレクタに接続されている。スタートアップ回路20は、VBGR出力と、M1,M2のゲートに接続されている。スタートアップ回路20は、トランジスタM1,M2のゲートおよびドレイン電圧を所定の電圧として、トランジスタM1,M2にドレイン電流を流し、バンドキャップ回路を起動する。そして、トランジスタQ1,Q2のエミッタ面積比を異なったものとすれば、両トランジスタQ1,Q2は、電流密度エミッタ面積比Kの自然対数lnKに応じて異なるVBEを生じる。トランジスタQ2のベース電圧をVBEとすれば、トランジスタQ1のベース電圧はVBEΔVBEである。従って、抵抗R2の両端に印加される電圧がΔVBEであり、ここにはΔVBE/R2の電流が流れ、これと同じ電流が抵抗R1にも流れる。このため、抵抗R1の上側電圧である、バンドギャップ回路10の出力VBGRは、VBGR=VBER1R2/R2ΔVBE=VBEΔVBEαとなる。本実施形態においては、BGR回路10からの電圧VBGRを取り出し、これを出力端が負入力端に短絡されたバッファアンプOP1に入力し、安定した出力を得る。バッファアンプOP1の出力は、抵抗R3、R4の直列接続によってグランドに接続され、抵抗R3,R4の接続点n1から、電圧VBGRが抵抗分割された電圧が出力される。特に、本実施形態においては、抵抗R3を可変抵抗としており、この抵抗値を調整することで、抵抗R3,R4の接続点n1の電圧を設定できる。例えば、この接続点n1の電圧をVBGR-ΔVBEαTrefに設定する。すなわち、ΔVBEαは、温度によって変化する電圧であり、計測可能な電圧である。そこで、抵抗R3での電圧降下が、所望の温度TrefにおけるΔVBEαになるように設定できる。例えば、本実施形態の温度検出により検出する下限温度例えば、-30°CにおけるΔVBEαの値である、ΔVBEα測定下限温度となるように抵抗R4に対する抵抗R3の値を設定する。なお、この抵抗R3,R4が電圧シフト回路として機能する。トランジスタQ2のベース電圧がオペアンプOP2の正入力端に入力される。一方、接続点n1の電圧はオペアンプOP3の正入力端に入力される。そして、オペアンプOP2の出力端は抵抗R5を介しその負入力端に帰還され、オペアンプOP3の出力端は抵抗R6を介しその負入力端に帰還され、両オペアンプOP2,OP3の負入力端同士は可変抵抗R7によって接続されている。このような構成によって、オペアンプOP2の正入力端に入力されるVBEと、オペアンプOP3の正入力端に入力されるVBGR-ΔVBEα測定下限温度の差が抵抗R7に対する抵抗R5または抵抗R6の抵抗値の比に応じて増幅された出力がオペアンプOP2,OP3の出力に得られる。なお、本実施形態においては、抵抗R5、R6は同一の抵抗値であり、そうすることによって入力の差と出力の差の比率を抵抗R7の抵抗値で調整できる。オペアンプOP2の出力は抵抗R8を介しオペアンプOP4の負入力端に入力され、オペアンプOP3の出力は抵抗R9を介しオペアンプOP4の正入力端に入力される。また、オペアンプの負入力端は抵抗R10を介し出力端に接続され、オペアンプOP4の正入力端は抵抗R11を介し基準電圧γに接続されている。ここで、抵抗R8、R9の抵抗値が同一であり、抵抗R10、R11の抵抗値が同一であり、基準電圧γがグランド電位VSSであれば、オペアンプOP2、OP3の出力である、VBEと、VBGR-ΔVBEα測定下限温度の差の増幅値を基準電圧γ基準として抵抗R8R9と抵抗R10R11の抵抗比に応じて増幅した電圧温度検出出力が出力端OUTに得られる。このように、本実施形態では、VBEとVBGR-ΔVBEα測定下限温度との差についての増幅は2段階に分かれており、基準電圧γを設定して所定のゲインβで増幅できるようになっている。基準電圧γをグランドVSSに設定すれば、オペアンプOP4の出力に、VBGR-ΔVBEα測定下限温度-VBEβの出力が得られる。ここで、抵抗R7の値を固定して、抵抗R5,R6の値を変更することでもゲインβを調整することができる。さらに、抵抗R8R9と抵抗R10R11との抵抗比を調整することで、OP4において所望の増幅を行ってもよい。なお、本実施形態において、抵抗R3,R4の接続点n1からオペアンプOP4までが差分回路として機能する差動増幅回路となっている。このように、図1の構成において、R5=R6、R8=R9、R10=R11、γ=VSSとし、R3における電圧降下をΔVBEα測定下限温度-30°Cに設定することで、出力端OUTからの温度検出出力は、図2に実線実施例示すように、-30°Cを基準として、抵抗R7の値に応じて変化するゲインβに応じた傾きの温度に応じて変化する。一方、ΔVBEをそのまま出力した場合には、図において破線比較例で示すように、絶対0度が出力電圧0Vとなる特性となるため、測定したい温度範囲において、出力のオフセットが大きくなってしまう。図3には、VBGRと温度検出出力の関係について示してある。BGR回路10の出力VBGR一点鎖線は、抵抗R1,R2の値α=R1R2/R2を適当に設定することで、VBEの温度特性実線とΔVBEの温度特性破線を相殺し、温度依存性のない定電圧である。そして、抵抗R3,R4による抵抗分割によって、抵抗R3において例えば-30°CにおけるΔVBEα相当の電圧ΔVBEα-30°Cだけ降下された電圧VBGR-ΔVBEα-30°Cがn1点に得られる。そして、この電圧からVBEを減算することでΔVBEα-ΔVBEα-30°Cが得られる。このΔVBEα-ΔVBEα-30°Cを増幅回路においてゲインβで増幅することによって、温度に対し任意の傾きの温度検出出力が得られる。さらに、基準電圧γを変更することで、温度検出出力を自由にシフトすることができる。従って、温度検出出力に要求される特性に応じて、抵抗R7の抵抗値、基準電圧γを設定することで、任意の傾きで所望の大きさの温度検出出力を得ることができる。その場合温度検出出力電圧VOUTは、VOUT=VBGR-ΔVBEα-30°C-VBEβγ=ΔVBEα-ΔVBEα-30°Cβγとなる。さらに、抵抗R3,R4の抵抗値を調整して、抵抗R3における電圧降下をΔVBEα25°Cなどの任意の温度基準温度の時の電圧に設定することができる。例えばΔVBEα25°Cに設定すると、図4に示すように、基準温度における温度検出出力電圧を基準電圧γに固定しておきながら、差動増幅回路のゲインβによって、傾きを任意に変化させることができる。図5には、他の構成例が示してある。この例では、抵抗R3,R4の直列接続に代えてデジタルアナログ変換器DACを利用している。このDACには、High側基準としてバンドギャップ電圧VBGRが供給され、Low側電圧としてVSSが供給されている。そして、所定の設定入力により、対応する任意のアナログ電圧が出力される。例えば、-30°Cを意味するデータの入力により、DACの出力には、ΔVBEα-30°Cを出力し、25°Cを意味するデータの入力により、DACの出力には、ΔVBEα25°Cを出力する。このように、本実施形態によれば、設定入力により、DACの出力にVSSからVBGRまでの任意の電圧を得ることができ、これに差動増幅回路におけるゲインβ、基準電圧γの調整により、所望の特性の検出温度出力を得ることができる。"