"電気アーク溶接または切断プロセスのための3ステージ電源であって、AC入力信号を受取って、第1のDC出力信号を生成する第1ステージと、前記第1ステージと結合されて、前記第1のDC出力信号を受取り、前記第1のDC出力信号を第2のDC出力信号に変換する非調整型第2ステージと、前記第2ステージと結合されて、前記第2のDC出力信号を受信する第3ステージとからなり、前記第3ステージは、制御入力を有するスイッチング素子を具備し、前記第2のDC出力信号を溶接に適した調整信号に変換する複数の並列に接続されたコンバータ電力回路と、前記それぞれのコンバータ電力回路に対し異なる位相角で制御入力信号を生成するためのコントローラとからなるインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを具備し、前記非調整型第2ステージは、前記第2のDC出力信号又は前記第3ステージの出力により調整されないように構成したことを特徴とする3ステージ電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、複数のバックコンバータ電源を備えるマルチフェーズバックコンバータであることを特徴とする請求項1に記載の3ステージ電源。前記各コンバータ電力回路のスイッチング素子が、前記第2のDC出力信号とバックコンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合されており、前記バックコンバータ電力回路が、それぞれ、前記第2のDC出力信号とそれぞれの前記バックコンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合された整流器と、前記バックコンバータ電力回路の内部ノードと前記調整信号との間に結合されたインダクタとを備えることを特徴とする請求項2に記載の3ステージ電源。前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、N個のコンバータ電力回路を備え、Nが1以上の整数であり、前記位相角が、360°/Nであることを特徴とする請求項1~3の何れかに記載の3ステージ電源。前記コンバータ電力回路が、それぞれ、定格コンバータ電力回路リップル電流Iprを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Iprよりも小さい定格コンバータリップル電流Icrを有することを特徴とする請求項1~4の何れかに記載の3ステージ電源。前記第2ステージは、前記第1のDC出力信号を受取る前記第1ステージと結合された入力と、前記第1のDC出力信号を第1の内部AC信号に変換する複数のスイッチからなるネットワークと、前記第1のAC信号によって駆動される1次巻線と第2の内部AC信号を生成する2次巻線とを有する絶縁変圧器と、前記2次巻線と結合され、前記第2の内部AC信号を第2のDC出力信号に変換する整流器とからなる非調整型DC-DCコンバータを備えることを特徴とする請求項1~5の何れかに記載の3ステージ電源。前記個々のコンバータ電力回路が、インダクタをさらに備え、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも2つの前記インダクタが、共通のコアに一体的に巻回されていることを特徴とする請求項1~6の何れかに記載の3ステージ電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、前記第2のDC出力信号を受取るように並列に結合されたN個のコンバータ電力回路を備え、Nが1以上の整数であり、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路最大電流Ipを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、N×Ipの定格コンバータ最大電流を有することを特徴とする請求項1~7の何れかに記載の3ステージ電源。前記第3ステージが、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータのコンバータ電力回路の数に無関係の電圧を有する前記調整信号を生成することを特徴とする請求項1~8の何れかに記載の3ステージ電源。前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、NNは1以上の整数個のコンバータ電力回路を備え、前記位相角が360°/Nであり、前記コントローラが、コンバータスイッチング周期Tを有するスイッチング周波数で前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを作動させるための前記制御入力信号を生成し、前記コンバータ電力回路は、それぞれパルス幅変調され、それぞれのコンバータ電力回路の長さTの時間に、前記第2のDC出力信号からの電力を前記調整信号に選択的に与え、前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路部のうちの少なくとも2つが時間的な重なりを有し、前記位相角による位相がずれた状態で作動するように構成したことを特徴とする請求項1に記載の3ステージ電源。電気アーク溶接または切断プロセスのための3ステージ電源が、AC入力信号を受取って、第1のDC出力信号を生成する第1ステージと、前記第1ステージと結合されて、前記第1のDC出力信号を受取り、前記第1のDC出力信号を第2のDC出力信号に変換する非調整型第2ステージと、前記第2ステージと結合されて、前記第2のDC出力信号を受信する第3ステージとからなり、前記非調整型第2ステージは、前記第2のDC出力信号又は前記第3ステージの出力により調整されないように構成され、前記第3ステージが、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを含み、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、DC信号を溶接に適した調整信号に変換するための複数の並列接続されたコンバータ電力回路と、それぞれの前記コンバータ電力回路に対して異なる位相角で制御入力信号を生成するコントローラとを備え、それぞれの前記コンバータ電力回路が、制御入力を有するスイッチング素子を備え、前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも2つが時間的な動作の重なりを有し、互いに位相がずれた状態で作動するように構成したことを特徴とする電源。前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、NNは1以上の整数個のコンバータ電力回路を備え、前記位相角が360°/Nであり、前記コントローラが、コンバータスイッチング周期Tを有するスイッチング周波数で前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを作動させるための前記制御入力信号を生成し、前記コンバータ電力回路は、それぞれパルス幅変調され、それぞれのコンバータ電力回路の長さTの時間に、前記第2のDC出力信号からの電力を前記調整信号に選択的に与え、前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路部のうちの少なくとも2つが時間的な重なりを有し、前記位相角による位相がずれた状態で作動するように構成したことを特徴とする請求項11に記載の電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、複数のバックコンバータ電力回路を備えるマルチフェーズバックコンバータであることを特徴とする請求項11又は12に記載の電源。前記マルチフェーズスイッチングコンバータが、N個のコンバータ電力回路を備え、Nが1以上の整数であり、前記位相角が360°/Nであることを特徴とする請求項11~13の何れかに記載の電源。前記コンバータ電力回路が、それぞれ、定格コンバータ電力回路リップル電流Iprを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Iprよりも小さい定格コンバータリップル電流を有することを特徴とする請求項11~14の何れかに記載の電源。前記個々のコンバータ電力回路が、インダクタをさらに備え、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも2つの前記インダクタが、共通のコアに一体的に巻回されていることを特徴とする請求項11~15の何れかに記載の電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、前記DC信号を受取るように並列に接続されたN個のコンバータ電力回路を備え、Nが1以上の整数であり、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路最大電流Ipを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、N×Ipの定格コンバータ最大電流を有することを特徴とする請求項11~16の何れかに記載の電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、コンバータ電力回路の数に無関係の電圧を有する前記調整信号を生成することを特徴とする請求項11~17の何れかに記載の電源。電気アーク溶接または切断プロセスのための3ステージ電源であって、AC入力信号を受取り、かつ第1のDC出力信号を生成する第1ステージと、前記第1ステージと結合されて、前記第1のDC出力信号を第2のDC出力信号に変換する非調整型第2ステージと、前記第2ステージと結合されて、前記第2のDC出力信号を、溶接に適した調整信号に変換するインターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを備える第3ステージであって、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが複数のコンバータ電力回路を備え、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、インダクタと、制御入力を有するスイッチング素子とを備え、前記インダクタのうちの少なくとも2つが、共通のコアに巻回されている第3ステージと、各前記コンバータ電力回路に対して、異なる位相角で制御入力信号を生成するコントローラとを備え、前記非調整型第2ステージは、前記第2のDC出力信号又は前記第3ステージの出力により調整されないように構成したことを特徴とする3ステージ電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、マルチフェーズバックコンバータであり、前記コンバータ電力回路が、バックコンバータ電力回路であることを特徴とする請求項19に記載の3ステージ電源。前記各コンバータ電力回路の前記スイッチング素子が、前記第2のDC出力信号とそれぞれのコンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合されており、前記コンバータ電力回路が、それぞれ、前記第2のDC出力信号と前記コンバータ電力回路の内部ノードとの間に結合された整流器と、前記コンバータ電力回路の内部ノードと前記調整信号との間に結合されたインダクタとを備えることを特徴とする請求項19又は20に記載の3ステージ電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、N個のコンバータ電力回路を備え、Nが1以上の整数であり、前記位相角が360°/Nであることを特徴とする請求項19~21の何れかに記載の3ステージ電源。前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路リップル電流Iprを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、Iprよりも小さい定格コンバータリップル電流Icrを有することを特徴とする請求項19~22の何れかに記載の3ステージ電源。前記コンバータ電力回路は、前記コンバータ電力回路のうちの少なくとも2つが時間的な重なりをもち、互いに位相がずれた状態で作動することを特徴とする請求項19~23の何れかに記載の3ステージ電源。前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、前記第2のDC出力信号を受取るように並列に接続されたN個のコンバータ電力回路を備え、Nが1以上の整数であり、前記コンバータ電力回路がそれぞれ、定格コンバータ電力回路最大電流Ipを有し、前記インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、N×Ipよりも小さい定格コンバータ最大電流を有することを特徴とする請求項19~24の何れか記載の3ステージ電源。溶接システムにおいて、溶接電源の電力効率は、重要な設計パラメータであり、この場合、低効率電源は、過剰な熱を生じ、また、一般に、より効率の良い電源よりも大きく扱いにくい。一般に、効率を向上させるために、溶接機電源のコンポーネントの電気的スイッチング及び伝導損を低減または最小化することが好ましい。さらに、コンデンサや他のコンポーネントへの電気的ひずみを最小化するため、および溶接動作の品質を改善するため、電源のリップル電流を最小化することが好ましい。他のデザイン上の目的は、速い過渡応答またはインパルス応答例えば、スルーレートであり、波形制御のための異なる出力信号レベル間で素早く遷移することが可能で、かつ特に、短絡溶接、および溶接アーク条件が急速に変化する可能性がある他の用途に対して、負荷条件の変化に素早く適応できる溶接機電源を提供することが好ましい。このことに関して、溶接電源は、典型的には、負荷変動が極小であるほとんどの電源デザインとは非常に異なる作動上の必要条件を有する。また、溶接電源は、ほとんどの場合、出力信号レベル及び内部DC電圧を、高速負荷遷移中にある範囲内に維持するために、大きなフィルタコンデンサおよび/または直列インダクタまたはチョークを含んでおり、このようなフィルタリングまたは平滑化コンポーネントの必要性は、スイッチングコンバータ制御部が帯域制限されている場合に大きくなる。従って、溶接電源の進化においては、最終出力ステージの作動帯域を増大させて、大きなフィルタリングコンポーネントの必要性を軽減または回避し、およびそれにより、電源の過渡応答を改善することが好ましい。より少ないフィルタリングはスルーレートの改善を容易にするが、低減された出力フィルタリングは、より高いリップル電流及び電圧をもたらす可能性がある。さらに、スイッチング損失は、一般に、スイッチングコンバータの作動周波数が増加したときに増加する。単に、出力チョッパステージのスイッチング速度を増加させることは、熱の追加的発生に耐えるより大きなスイッチング素子および/またはファン、ヒートシンク等の追加的またはより大きな熱除去デバイスを必要とすることになり、それにより、溶接システムのコンポーネントの数、サイズ及びコストが増加し、また、システムの電力効率が悪くなる。1つの可能性のあるアプローチは、コンバータの帯域幅またはスイッチング周波数を増加させるとともに、スイッチング損失の量を低減するために、また、電磁妨害electromagneticinterference;EMIまたはラジオ周波妨害radiofrequencyinterference;RFIの量を潜在的に低減するために、出力チョッパステージのパワートランジスタ及び他のコンポーネントに対して、いわゆるソフトスイッチングを用いることである。しかし、ソフトスイッチングを用いることは、追加的、補助的コンポーネントを必要とし、チョッパ効率を低下させ、かつ補助的インダクタ及び整流器は、高電流を必要とする。従って、システムコスト及びシステム効率に重大な影響を与えることなく、良好な過渡応答をそれによって実現できる、より高い帯域幅のスイッチングコンバータ出力ステージを有するよう改良された溶接機電源に対する要望がある。本発明の基本的な理解を容易にするために、ここに、本発明の1つ以上の態様の要約を示し、この要約は、本発明の完璧な概観ではなく、また、本発明のある要素を同定するものではなく、本発明の範囲を明確に叙述するものでもない。そうではなく、本要約の主な目的は、本願明細書において後述されているより詳細な説明の前に、本発明のいくつかのコンセプトを単純なかたちで提示することである。本発明は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータが、中間の非調整型DC-DCコンバータを有する新規なコンセプトの電源における調整型最終ステージとして用いられている、改良された溶接機電源に関する。インターリーブ形マルチフェーズコンバータは、溶接、すなわち、またプラズマ切断にも適した調整された信号を生成し、かつ同等の単相コンバータにおいては非実用的なスイッチング周波数で作動することができ、それにより、より高い出力ステージ帯域幅を、システム効率を著しく低下させることなく、およびシステムコストを過度に増大させることなく、実現することができる。このことに関して、高速出力チョッパにおける多数のフェーズまたは電力回路の使用は、低減されたリップル電流レベルをもたらし、それにより、出力チョークまたはインダクタのサイズ及び値を低減することができる。このインダクタサイズの低減は、単相コンバータで見られた大きなチョークに代わって、基板取付け形チョークの使用を容易にし、また、低減されたインダクタンス値は、出力ステージの動的過渡応答を改善する。また、個々の並列電力回路は、所望のコンバータ電流出力によって決まる所定の電源デザインにおける電力回路の数によって所定の最大定格電流に対して設計することができ、それにより、異なる溶接システムまたはプラズマ切断システムを、異なる数のモジュラーチョッパ電力回路を用いて設計することができる。さらに、個々の電力回路により生成される電流は比較的低いため、高効率及び低コンポーネント電流ひずみを実現することができると共に、進歩した溶接技術のための潜在的に制限のない帯域幅を実現できる。本発明の1つ以上の態様によれば、新規な3ステージアーク溶接電源またはアーク切断電源は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータを含む第3ステージを備えている。このようにして、第1ステージは、AC入力信号を受取って、第1のDC出力信号を生成し、第2ステージは、第1のDC出力信号を受取って、第1のDC出力信号を第2のDC出力信号に変換するように結合された非調整型コンバータである。電源の第3ステージは、第2のDC出力信号を受取り、また、第2のDC出力信号を変換して、溶接または切断プロセスに適した信号を生成する複数のコンバータ電力回路を含む。第3ステージのコンバータ電力回路は、溶接と、新規な非調整型第2ステージとの間に並列に接続されており、また、リップル電流レベルを最小化するように、互いに異なる位相で作動され、それにより、第3ステージのコンバータの全体の定格リップル電流は、個々のコンバータ電力回路の定格リップル電流よりも小さくなる。個々のコンバータ電力回路は、バックコンバータまたは他のタイプのコンバータとすることができ、この場合、コンバータ電力回路のインダクタは、システムサイズ及びコスト低減のため、結合状態または非結合状態で、単一のコアと一体化してもよく、また、2つ以上の電力回路を時間的にオーバラップさせて作動させることができる。また、コンバータ電力回路は、所定の電圧範囲に対して設計することができ、この場合、N個の電力回路の並列接続は、個々のコンバータ電力回路の最大定格電流の約N倍のコンバータ最大定格電流を有する第3ステージを実現できる。このことは、事実上、どのようなアンペア数でも作動可能な溶接電源の構造を可能にし、この場合、個々のコンバータ電力回路モジュールは、典型的な溶接電圧レベルでの動作のために設計され、溶接機出力電圧は、出力ステージのコンバータ電力回路の数とは、本質的に関係ない。本発明は、上記のように構成したので、高効率の電源を実現することが可能になった。以下の説明及び図面は、本発明のある例示的な実施を詳細に示したものであり、実施は、本発明の原理を実行することができるいくつかの例示的な方法を示すものである。本発明の他の目的、効果及び新規な特徴は、図面と共に考究すれば、本発明の以下の詳細な説明から明らかになるであろう。本発明の1つ以上の実施形態または実施を、以下に、図面と共に説明し、同様の参照数字は、全体を通して同様の要素を指すのに用いられ、また、図示した構成は、一定の縮尺で描かれる必要はない。本発明のある態様は、溶接またはプラズマ切断動作に適した出力信号を生成する際の用途のための3ステージ電源に関し、電源は、本願明細書において以後、まとめて溶接電源と呼び、電気アーク溶接のコンセプトは、プラズマアーク切断の関連する技術も包含する。AC信号を第1のDC出力信号に変換する入力ステージが設けられており、DC出力信号は、好ましくは、固定電圧レベルを有し、また、非調整型第2ステージも設けられており、第2ステージは、絶縁コンポーネントを含んでもよく、また、第2のDC出力信号を生成する。重要なことには、第3電源ステージは、高帯域幅動作、低リップル電流、より小さなコンポーネントサイズ及び改善された過渡応答という上述した効果を容易にするため、溶接または切断動作時に、第2のDC信号を、使用可能な調整信号に変換するインターリーブ形マルチフェーズコンバータとして構成されている。従って、本発明は、不十分な効率、またはコストまたはサイズの増加という欠点を有することなく、高度な波形制御技術を実施する溶接システムに有利に用いることができる。上記出力ステージのマルチフェーズ構造によってもたらされる高帯域幅と共に、上記非調整型第2ステージインバータは、速いスイッチング速度で作動することもでき、第2のステージインバータのスイッチは、18kHz超の、および1つの実施例においては、好ましくは、約100kHz以上の高スイッチング周波数で作動される。非調整型第2ステージインバータにおける速いスイッチング速度は、第2ステージインバータにおける小さな磁気コンポーネントの使用を可能にし、また、第2ステージから第3ステージに供給されるDC出力は、好ましくは、絶縁される。インターリーブ形マルチフェーズ第3ステージチョッパは、好ましくは、チョッパの2つ以上の並列コンバータ電源の動作における時間的オーバラップを伴う溶接動作の電流、電圧または電力等の溶接パラメータによって調整される。従って、本発明の1つの実施の形態は、第1のDC信号を生成する入力ステージと、溶接動作に用いられる電流を調整するために、電源の第3ステージによって用いられる絶縁された固定DC電圧を生成する第2の非調整型DC-DCステージとを有し、この場合、最終出力ステージは、インターリーブ形マルチフェーズコンバータである。本発明の他の態様は、溶接またはプラズマ切断動作に適した調整信号を概して生成するマルチフェーズインターリーブ形電力ステージの使用に関する。図1~図3は、3ステージ電源との関連で、本発明のある態様の3つの例示的な実施を示し、どの適当な第1ステージも、本発明の範囲内で、AC入力電力を第1のDC出力信号に変換するのに用いることができる。また、どのタイプの非調整型第2ステージも、第1のDC出力信号を第2のDC出力信号に変換するのに用いることができ、この場合、第2のステージは、絶縁してもよい。また、どのタイプのマルチフェーズ第3ステージコンバータも、本発明の範囲内で用いることができ、第3ステージコンバータは、第2のDC出力信号を受取って、溶接、切断、あるいは、他のアーク処理動作に適した調整信号を生成する。第1ステージIと、非調整型絶縁第2ステージIIと、インターリーブ形マルチフェーズ第3ステージコンバータIIIとを含む第1の3ステージ電源PS1を図1に示す。この実施形態における第1ステージIは、AC信号12を第1のDC出力信号14に変換するAC-DCコンバータ10を含む。本発明は、特定の数の入力フェーズまたは特定の入力電圧値に限定されないが、入力12は、典型的には、115~575Vの間で変化することができる電圧を有する単相または三相ACライン供給である。コンバータ10は、第1のDC出力信号14DC1を生成する整流器及びフィルタネットワークの形態とすることができる非調整型デバイスとして示されている。AC入力信号はライン電圧であるため、DC1は、大きさが概して均一である。第2のステージIIにおいて、非調整型インバータAは、第1の出力信号14DC1を第2のDC出力信号20DC2に変換する絶縁変圧器を有するDC-DCコンバータの形で設けられている。第2のDC出力信号20は、ステージIIIへの電力入力を形成し、ステージは、ライン20上の第2のDC出力信号電圧を、ラインBにおける溶接に適した調整信号例えば、電流または電圧に変換するマルチフェーズインターリーブ形DC-DCコンバータ30を含む。帰還制御または調整ループCは、第3ステージマルチフェーズコンバータ30の調整により出力信号ラインB上の電流、電圧および/または電力を調整するための溶接動作のパラメータを検知する。実際には、コンバータ30は、マルチフェーズインターリーブ形バックコンバータ例えば、図10~図15以下等のチョッパまたはスイッチングコンバータであるが、マルチフェーズブーストコンバータ、バックブーストコンバータ、Cukコンバータ等、またはマルチフェーズインバータの使用は、可能な代替例であり、マルチフェーズコンバータのこのような全ての変形実施は、本発明及び添付の特許請求の範囲内に含まれるように意図されている。さらに、第2ステージAのスイッチングネットワークは、図1に示すような3ステージ電源PS1における第3ステージコンバータ30のスイッチング周波数よりも高い周波数で作動することができるが、本発明の厳密な必要条件ではない。また、ライン20DC2の第2のDC出力信号電圧は、ライン14DC1上のステージIからの第1のDC出力信号電圧よりも実質的に小さくてもよいが、本発明の必要条件ではない。また、好適な実施形態においては、ライン20上に第2のDC出力信号電圧DC2を生成するのに用いられる2次部分または2次側よりも実質的に巻数が多い入力または1次部分または側を有する絶縁変圧器を第2ステージインバータAに設けることができる。1つの特定の実施例においては、ライン20上の第2のDC出力信号電圧が、ライン14上の第1のDC出力信号電圧DC1の約4分の1になるように、4:1の変圧巻数比が用いられるが、他の適当な巻数比も用いることができ、この場合、第1のDC出力信号電圧DC1は、第2のDC出力信号電圧DC2よりも大きい必要はなく、また、第2ステージIIは、非調整とすることができる。図2は、3ステージ電源PS2が、上述した電源PS1と本質的に同様のステージII及びステージIIIを有する、本発明の他の実施を示す。しかし、図2の実施形態においては、入力ステージIは、第1のDC出力信号DC1を生成する調整型DC-DCコンバータに随伴する整流器を含むAC-DCコンバータ40である。変換された信号は、第1のDC信号DC1として示す、ライン14のDC出力信号である。ライン14上の第1のDC出力信号電圧は、一般的な技術に従って、フィードバックライン42で示すように調整される。従って、電源PS2の1つの実施においては、第1のDC出力信号DC1及び第2のDC出力信号DC2は、調整42に従って制御され、出力溶接コンバータ30は、出力フィードバックループCによって調整される。第1ステージに関して、ライン14上の第1の出力信号電圧DC1は、フィードバックループ42によって調整され、この場合、例示的なコンバータ40は、ライン44によって表されるようなAC入力電圧波形12を検知することにより、力率補正も実行できる。図2の電源PS2を用いることにより、第1のDC出力信号14は、入力12における異なる単相または三相電圧に対する固定DC出力信号電圧DC1となる。すなわち、20における第2のDC出力信号電圧DC2は、単に、ライン14上の第1のDC出力信号電圧DC1の変換である。従って、この実施における第2のDC出力信号DC2は、非調整型第2ステージインバータAにおける絶縁変圧器及びスイッチングネットワークの固定デューティサイクルによって決まるレベルを有する固定電圧である。これは、ステージIIが、固定された第1のDC出力信号を、チョッパまたはインバータ等の調整型インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータ30を駆動するのに用いられる第2の固定DC出力信号に変換する非調整型インバータである、3つの独立した種類の異なるステージを用いる新規な電源の好適な実施である。別の可能な代替例として、ステージIは、図2の点線で示すフィードバックループまたはライン46によって表されるように、ライン20のDC2からのフィードバックによって調整することができる。本発明による、3ステージ電源PS3の他の可能な実施を図3に示し、第1ステージの入力コンバータ50は、溶接電流プロセス出力信号Bからのフィードバックループ52によって調整され、かつ、さらに、第1ステージのフィードバック42に従って、およびライン44を介した力率補正に従って、第1のDC出力信号DC1を制御してもよい。図3の図示の実施例において、コンバータ50は、好ましくは、図2の電源PS2の場合のようなライン14上の第1のDC出力信号電圧DC1によってではなく、溶接出力フィードバック52によって調整されるが、このフィードバック構成は、本発明の必要条件ではない。図3の溶接出力Bからの調整を用いて、コンバータ50は、力率補正ステージ及び溶接レギュレータとなる。しかし、本発明のこの実施が、本発明により意図されている上記3ステージ電源の完璧な技術的開示のために開示されており、力率補正が本発明の明確な限定ではないことに注意する。上述したように、入力ステージIは、単相または三相のいずれかのAC信号12を、第2のステージIIを構成する非調整型インバータAによる使用のための固定DC14DC1に変換する。本発明の実施は、一般に、ステージIにおけるDC-DCコンバータ10、40、50を用いて、図1~図3のライン14に、第1のDC出力信号電圧DC1を生成する。ステージIのDC-DCコンバータ10、40、50は、所望の信号電圧DC1をライン14上に生成するように選定することができ、入力整流器は、ブーストコンバータ、バックコンバータ、バックブーストコンバータ、あるいは、他の適当なDC-DCコンバータ構成であってもよい第1ステージのDC-DCコンバータ図示せずにDC電圧を供給する。第1ステージのこのようなDC-DCコンバータは、3ステージ電源PS2、PS3の入力12における高調波ひずみを低減するため、および/または入力AC電流及び電圧が、可能な範囲内で同相であることを保障するため、ライン44を介して入力AC波形を検知し、かつ波形に従って第1のDC出力信号DC1を制御することにより、力率補正例えば、図2及び図3を有利に実行してもよい。力率補正入力DC-DCコンバータ40、50の使用は、溶接技術においては公知であり、多くの従来の2ステージ構成に用いられているが、力率補正は、本発明を実施するための明確な必要条件ではない。この点に関して、ステージIの主な目的は、後の図面においては、ライン14a、14bとして示されているライン14に第1のDCDC1を生成することであり、第1のDCは、その後、後の図面においては、ライン20a、20bによって示されているライン20に固定DCDC2を生成するために、第2ステージIIにより使用される。代替の実施は、図1に示すような非力率補正入力または第1ステージ10を用いて可能であり、この場合、入力整流器の出力ラインは、ライン14に、平滑化され、概して固定された第1のDC出力信号電圧DC1を生成するために、大容量コンデンサ図示せずによって結合されていることに注意する。別の代替の実施においては、第1ステージIは、第2ステージのインバータAの入力として、概して固定されたDC電圧DC1を14に生成するために、単相または三相のAC入力12に接続された受動力率補正回路40、50を含むことができる。上述したステージIは、単なる実施例にすぎず、単相または三相のいずれかの入力信号を用いて、力率補正を用いてまたは用いることなく、および調整を用いてまたは用いることなく、本発明を実施する際に、他の入力ステージを用いることができる。図4について説明すると、ある好適な実施形態において、比較的低い固定された第2のDC出力信号DC2が例えば、図4~図10及び図13でライン20a、20bとして示されている出力20に生成され、上記新規な3ステージ溶接電源のマルチフェーズ第3ステージIIIは、18kHzよりも高い周波数で作動して、増加した帯域幅という効果をもたらすチョッパまたは他のコンバータとすることができる。非調整型の第2ステージインバータA及び調整型出力マルチフェーズコンバータ30のスイッチング周波数は、必ずしも必要なことではないが、異ならせてもよい。この点に関して、マルチフェーズインターリーブ形チョッパ出力ステージ30のスイッチング周波数は、1つの実施例において、非調整型インバータAの周波数よりもかなり小さくすることができるが、第2ステージと第3ステージとの特定の周波数の関係は、本発明の明確な必要条件ではない。図4に示す電源PS4は、本発明の使用を示し、ステージIIIは、インターリーブ形マルチフェーズDC-DCスイッチングコンバータ30を含み、さらに、出力端子またはライン110a、110bにおけるAC溶接120を容易にするための極性スイッチ110を備え、電源PS4は、制御信号132及び134をそれぞれコンバータ30及び極性スイッチ110へ供給する第3ステージコントローラ130を含む。マルチフェーズコンバータ30は、概して固定された入力DC20第1のDC出力信号DC1によって駆動され、また、出力リード102、104の両端に溶接に適した電流を生成するために、ACまたはDC溶接動作120からのフィードバックによって駆動することができる。また、調整された信号は、AC溶接のために供給するため、図4に示すように、リード110a及び110bを介して極性スイッチ110に供給してもよく、リード102は正極性リードであり、リード104は負極性リードである。この関連で、極性スイッチ110は、リード102が、溶接動作120の電極に向けられている第1の位置を有しているため、極性スイッチ110の出力は、出力ライン110a上に正極性を、出力ライン110b上に負極性を有している。このことは、溶接動作120において、電極正electrodepositive;EPDC溶接プロセスをもたらす。極性スイッチネットワーク110の反転は、溶接動作120において、電極負electrodenegative;ENDC溶接プロセスをもたらすことができる。従って、電極正または電極負のいずれかを有するDC溶接プロセスは、一般的な極性スイッチ110のセッティングにより、実行することができる。同様に、極性スイッチ110は、溶接動作120においてAC溶接プロセスをもたらすために、電極正と電極負との間で入れ替えることができる。それに伴って、極性スイッチ110は、調整型マルチフェーズコンバータ30からのDC出力を駆動して、AC溶接プロセスまたはDC溶接プロセス120のいずれかをもたらし、プロセスは、マルチフェーズコンバータ30を調整し、かつそれぞれ、制御信号ライン132、134によって表されるように、スイッチ110の極性を設定するコントローラ130に向けられたラインまたはループ122として図4に示されているフィードバックシステムを介して有利に調整及び制御することができる。このように、ステージIIIにおいて、溶接動作120を調整することにより、ステージIIにおける非調整型インバータAは、比較的高いスイッチング周波数と、高いデューティサイクルとを有して、コンポーネントサイズを低減し、かつ電源PS4の第2ステージIIの効率を改善することができる。また、図5について説明すると、本発明のある実施形態は、オハイオ州クリーブランドのリンカーンエレクトリックカンパニーが先駆者である波形制御技術を有利に用いる。この種の制御システムを図5に示し、図4のコントローラ130内の制御回路150は、波形ジェネレータ152によって生成された、ライン152a上の電圧として波形プロファイルを処理する。波形プロファイルは、出力156を有する誤差増幅器154によって概略的に示すように、フィードバックループ122によって制御される。それに伴って、ジェネレータ152からの波形のプロファイルは、フィードバックループ122によって制御され、出力ライン156に信号を生じる。このライン156は、発振器162の出力によって決まる高周波で作動する適当なPWM回路160に向いている。1つの実施例におけるこの周波数は、18kHzより高く、また、たいていの場合、40kHzよりも高い。さらに、図10~図15に関して以下に示し、かつ説明するように、第3ステージIIIは、好ましくは、マルチフェーズ調整PWM出力信号を用いて、および/または個々のPWM制御信号を例えば、図12以下の出力ステージIIIのコンバータ電力回路へ供給する移相またはオフセット回路要素を用いて、コントローラ130を介して、多数の第3ステージコンバータ電力回路の異相インターリーブ形制御を実行できる。マルチフェーズスイッチング第3ステージコンバータ30によって生成される波形を制御する、例えば、ソフトウェア内におよび/またはコントローラ130内のディジタル回路として実装することができるパルス幅変調器160の出力は、図5にライン132として示されている。第3ステージコンバータの出力波形溶接プロセス120に供給される調整信号は、AC、DC、またはそれらの組合せ等のどのようなプロファイル及び種類も有することができ、その実施例を図5の右側に、波形152b、152c及び152dとして概略的に示す。1つのAC溶接の実施例において、波形152bは、ACMIG溶接に用いられる種類のAC波形の形でコンバータ30によって生成され、この場合、負電極アンペア数は、正電極アンペア数よりも高い。別法として、正のアンペア数は、負のアンペア数よりも高くしてもよい。波形152cにおいては、正負両電極のためのアンペア数は、大きいほうの負電極部分の長さと本質的に同じである。当然、AC溶接のためのプロセスは、正負いずれかの電極のために、平衡AC波形または不平衡AC波形を生成するように調節することができ、または、平衡は、動的に変更してもよく、この場合、時間部分および/または振幅部分は、負電極または正電極の方へバイアスさせてもよい。極性スイッチ110が、DC負またはDC正の溶接動作のために設定されているあるいは、極性スイッチ110が、図6に示すように、全く省かれている場合、波形152dとして示すパルス溶接波形は、コンバータ30から溶接プロセス120への調整信号の出力のために、波形ジェネレータ152によって制御される。様々な他のACやDC波形をコントローラ130によって制御することができるため、溶接動作120がACまたはDCとなるように調節することができる。さらに、溶接動作は、TIG、MIG、サブマージアーク、または他の方法とすることができ、電源PS4または本発明を利用した他の電源を、どのような種類のアーク処理動作を実行する際にも用いることができる。これに関連して、プロセス電極図7,8,10、11及び13における電極Eは、メタルコア、フラックスコアまたはソリッドワイヤ等の非消耗品または消耗品とすることができ、シールドガスは、使用する電極により、必ずしも使用する必要はない。溶接動作におけるこれらすべての変更例は、本発明の様々な態様を用いるシステムにおいて実行することができる。次に、図6について説明すると、電源PS4の変更例が、DC溶接を実行する電源PS5として示されている。この実施例においては、電源PS5は、DC溶接動作120のみを実行し、フィードバックループ122は、出力132を有するコントローラ130へ向けられている。電源PS5の調整型コンバータ30は、好ましくは、ライン102a、104aにDC電圧を生成するマルチフェーズチョッパ形スイッチングDC-DCコンバータであり、コントローラ130は、好ましくは、波形ジェネレータ152図5によって制御される。また、ライン102a、104aの極性は、溶接動作120において実行されるDC溶接プロセスの要求に従って、電極負または電極正とすることができる。さらに、調整型コンバータ30による調整信号出力は、図4に示す電源PS4の出力よりもより単純化することができる。図4、図6、及び図5に示す制御ネットワークまたは回路150は、本発明を構成する、新規な3ステージ電源及びインターリーブ形マルチフェーズ出力コンバータ30の多様性を示し、図示の実施形態は、単なる実施例であり、本発明の可能な実施を網羅したものではない。次に、図7及び図8について説明すると、従来使用されているような2ステージ電源、または、本発明の新規な3ステージ電源を実施する際は、これら2種類の電源に用いられる調整型及び非調整型スイッチングネットワークのために、上記コントローラを作動させるための電圧を生成することが必要である。図7は、溶接動作のための調整信号を生成する、および制御電圧を生成して、電源PS6等の3ステージ電源の種々のコントローラを作動させる、本発明による1つの好適な3ステージ構成を示す。プリレギュレータのスイッチングコントローラ、及び2ステージ電源の第2ステージのスイッチングコントローラのための制御電圧を生成するプリレギュレータの出力の使用は、公知であり、Moriguchiの米国特許第5,926,381号明細書に開示されており、これを本願明細書に援用する。最終ステージに関しては、溶接動作を実行する出力チョッパが、入力DC電圧からチョッパへのコントローラ制御電圧を定期的に取得する。これら2つの公知の技術は、電源PS6に組み込まれている。図7の3ステージ電源PS6は、電源の様々な所から得られる電源を有するコントローラによって作動させることができる。具体的には、電源PS6は、出力182と、リード14a、14b上の第1のDCDC1からの入力184、186とを有する第1のコントローラ電源180PS1を有する。電源180は、図2のプリレギュレータ40の出力における高電圧DC1を、第1ステージのコントローラ190を作動させるのに適した、ライン182上の低電圧に低下させる、図示しないバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。ライン182上のこの制御電圧は、1つの実施例においては、5~20Vとすることができるが、本発明の範囲内で、他の電圧も可能である。ライン182上の電圧は、一般的な技術に従ってプリレギュレータ40の動作を実行する出力リード192を有する第1のコントローラ190へ向けられている。プリレギュレータ40は、図2及び図3に示すライン42、44からのフィードバックを用いてもよく、および/または図3に示すようなライン52に沿った溶接機出力フィードバックを受取ってもよい。例示的な実施における非調整型第2ステージインバータAは、デューティサイクルを変調するコントローラや入力電圧と出力電圧との間の固定された関係を必要としないが、第1の電源180からのライン198でコントローラ作動電圧を受取る第2のコントローラ194からの出力リード198上で制御信号を受取ってもよい。代替例として、第3の電源PS3は、任意の電源電圧176を第1のコントローラへ与えるために、単相の入力12によって駆動される。この実施におけるステージIIIの調整型マルチフェーズスイッチングコンバータ30は、それぞれ入力206及び204を介して第2のDCリード20a及び20bに結合されている第2の電源200PS2を有し、ライン202上のコントローラ電圧は、リード20a及び20bを含むように示されているDC20上の電圧DC2によって決まる。電源200は、非調整型コンバータAの出力におけるDCを、出力132を有する第3ステージコントローラ130による使用のためのより低い電圧に変換するバックコンバータまたはフライバックコンバータを含む。ライン132上の信号は、それぞれ、図1及び図2の電源PS1、PS2に関して述べたように、ラインC上のフィードバック信号に従って、溶接コンバータ30の出力を調整し、マルチフェーズコンバータ30の個々の電力回路は、コントローラ130からの専用出力132によって個別に制御することができ、あるいは、単一のPWMまたは他の種類の制御出力132は、コンバータ30の個々の電力回路に対して時間的にずらしてもよく、その結果、個々の3ステージコンバータ電力回路は、互いに異なる位相で作動される。DC14DC1及びDC20DC2は、それぞれ、電源180及び200への入力を生成し、これらの電源は、1つの実施例において、コントローラ190、194および/または130のための低レベルDC制御電圧を生成するDC-DCコンバータである。図7に点線220で代替的に示すように、第1の電源180は、第3の電源コントローラのための制御電圧を生成することも可能である。図7は、PS1及びPS2で表される様々な固定DC電圧レベルからの低減された供給電圧を受取ることができるコントローラを有する3ステージ電源を用いることの多様性を説明するために開示されている。PS3として示すような方法の変圧器によってライン272及び274を介したAC入力電圧12の単相への整流接続等の他の構成を、コントローラ電圧を生成するのに用いることもできる。次に、図8及び図9について説明すると、図8は、本発明の好適な3ステージの実施形態に関するさらに特定の詳細を有する本発明の別の実施を示し、電源PS6と同様の3ステージ電源PS7が示されており、同様の構成要素は、同じ識別番号を有している。本発明の1つの態様によれば、出力ステージIIIは、調整された信号出力例えば、電極Eと被加工物Wとの間の溶接電流を生成するマルチフェーズインタリーブ形スイッチングコンバータまたはチョッパ30を含む。図7及び図8に示すように、分流器Sは、溶接プロセス電流フィードバック信号Cをコントローラ130へ供給するのに用いることができる。この実施における図示のステージIIの高速スイッチングインバータAは、上述した特長及び特性を含み、また、1次巻線252と2次巻線254とを有する絶縁変圧器を介して、第1のDC出力信号DC1と第2のDC出力信号DC2との間に電気的絶縁を追加的に形成する。さらに図9に示すように、DC-DCコンバータAの1次側は、交流電流を1次巻線252へ流すスイッチングネットワークを含む。2次側254からの整流出力は、コンバータAの2次部または2次側である。図8及び図9の例示的なコンバータAは、非調整コントローラ194によるデューティサイクルまたは移相セットを有する高速スイッチングインバータを用いており、図示の実施においては、コントローラ194には、プロセスフィードバックまたはシステムフィードバックは供給されない。また、第2ステージのスイッチング周波数は、比較的高く例えば、第3ステージのコンバータ30のスイッチング速度よりも高くすることができ、例えば、この電源PS7の実施上の形態においては、約100kHzとすることができる。この例示的な非調整型第2ステージコンバータにおいては、デューティサイクル及び作動周波数は、溶接動作中、本質的に固定されたままであるが、デューティサイクルおよび/または第2ステージIIの周波数に対する非フィードバック方式の調整も、コントローラ194を調整する出力262を有するADJ回路260で表すように実行することができる。また、第2ステージIIの好適な実施形態においては、そのデューティサイクルは、スイッチのペアが、インバータAの1次側で最大限導電性となるように、100に近いが、適切ならばどのようなスイッチング周波数及びデューティサイクルも本発明の範囲内で用いることができ、回路260または他の手段は、第1のDC14と第2のDC20との別の概して固定された例えば、調整されない関係を調整するために、第2ステージIIに対して、デューティサイクル、移相、周波数等を調整するのに用いることができる。従って、非調整型絶縁インバータAは、異なるが、固定されたデューティサイクルを有するように変更することができる。この点に関して、デューティサイクルは、スイッチのペアが、本質的に同時に作動するように、好ましくは、100に近く、デューティサイクルは、本発明の典型的な適用においては、約80~100の間で変化させてもよい。ステージIは、通常、力率補正DC-DCコンバータ62が後に続く整流器60を含み、適切な整流器60を、入力12で表される様々な大きさの単相AC信号または三相AC信号のために設けることができる。また、好適な実施において、ブーストコンバータ62は、図8に示すように、第1のDC出力信号DC1を生成するために、力率補正入力ステージIに対して用いられる。このブーストコンバータ62は、上述したような制御電圧182を有するコントローラ190に従って作動される。好適な実施形態のわずかな変更例によれば、図8の電源270は、単相または三相AC入力12の単相にわたってライン272及び274により接続された変圧器を有する。電源270における整流器及びフィルタは、必要に応じて、ライン182における制御電圧の代わりに用いるために、任意の点線のライン276に低い制御電圧を生成する。これら2つの代替例は、電源PS7の動作特性に影響を及ぼさない。電気アーク溶接用3ステージ電源の他のこのような変更例は、上記の説明及び溶接分野における公知の技術から得ることができる。ステージIIの非調整型インバータは、様々なインバータ回路に用いることができ、そのうちの1つを図9に詳細に示す。好適な第2ステージの回路Aは、絶縁変圧器250の1次巻線252への入力によって画成される1次部分または1次側と、2次巻線254の出力によって画成される2次部分または2次側との間で分割される。まず、インバータAの1次部分または1次側について説明すると、フルブリッジ回路300が用いられており、1組のスイッチSW1-SW3及びSW2-SW4は、コンデンサ348の両端にわたっており、リード302、304、306及び308によって接続されているが、ハーフブリッジ回路または他のスイッチング回路を代替的に用いることもできる。図示の回路300におけるスイッチSW1~SW4は、それぞれ、ライン310、312、314及び316上のゲートパルスによって、交互に通電される。コントローラ194は、ゲートパルスをライン310~316に出力し、調整されたデューティサイクル、周波数周期、および/または位相関係は、上述したように、回路260からのライン262上の論理によって決めることができる。1つの実施例においては、デューティサイクルは、ライン310、312及びライン314、316の位相シフトを変えることによって制御することができ、回路260は、一対のスイッチのデューティサイクルまたは位相シフトを調整する。この調整は、インバータAの動作中は、固定されている。好適な実施において、回路300は、約100のデューティサイクルまたは位相シフトを有しており、この場合、各スイッチのペアは、重複導通の最大期間を有する。コントローラ194は、上述したように、ライン196による図9に示す適当な電源からの制御電圧を有する。図9の例示的な回路300の動作においては、交流電流が、スイッチSW1~SW4の制御された動作によって、1次巻線252を通って流れる。この電流は、好ましくは、通常、少なくとも約100kHzの超高周波を有しているため、コンポーネントのサイズ、重量及びコストを低減することができ、このような高スイッチング周波数は、溶接動作によって必然的に決まるものではなく、上記3ステージ電源の非調整型ステージAの効率のために選定されるものであるが、第2ステージIIのための動作の特定の周波数は、本発明の必要条件ではない。インバータAの2次部分または2次側は、整流器322、324を有する整流器を、電力入力330及び332、出力342及び340、および2次巻線の両端部で生成される、それぞれライン326、328上の信号によって制御される制御入力326及び328と共に含む。リード326、328、330、332、340及び342は、リード20a、20bにわたってDC電圧DC2を生成する整流器320の出力リードを構成し、出力電流は、チョーク344によって平滑化され、その結果生じる出力電圧は、出力平滑コンデンサ346の両端に印加される。図8及び図9に示す例示的な3ステージ電源において、第2ステージのインバータAは非調整型であり、このことは、溶接動作からのまたは第2のDC出力信号DC2からの実時間フィードバック信号によって調整されないことを意味する。第2ステージIIは、フィードバック調整を伴わない比較的固定された方法で、DC14DC1をDC20DC2に変換する。図示の第2ステージIIにおいては、DC-DC変換は、変圧器の巻き数比の適切な選択によって、インバータAを用いた電源の調整型の第3ステージ30への電圧の実質的な低減を可能にする。1つの実施例においては、変圧器の巻き数比は、約4:1であり、出力20上の固定電圧は、第1ステージの出力14上の固定電圧の約4分の1であるが、どのような巻数比も、本発明の範囲内で用いることができる。非調整型ステージのいくつかの効果は、本願明細書に背景情報として援用する、Dr.RayRidleyによるすごい縮小非調整型電源という論文に含まれている。基本的な効果は、周波数を100kHz以上に増加させて、第2ステージIIのサイズ及びコストを低減する能力である。次に、図10~図15について説明すると、本発明の態様は、インターリーブ形マルチフェーズスイッチングコンバータ30の、3ステージ溶接電源の最終ステージとしての使用を含む。本発明のこの態様において、第3の電源ステージIIIは、第2のDC出力信号DC2を、溶接、切断または他のアークプロセスに適した調整信号に変換する複数のコンバータ電力回路を備え、第3ステージIIIの様々な態様は、本願明細書において以後、第2のDC出力信号DC2と、プロセス出力信号を生成する溶接動作との間に並列に結合された個々のコンバータ電力回路30a、30b、30c及び30dを有する四相バック型スイッチングDC-DCコンバータのいくつかの例示的な実施形態に典型的に示す。しかし、どのような数Nのコンバータ電力回路も、本発明の範囲内で、マルチフェーズ3ステージコンバータに用いることができ、ただし、Nが1以上の正の整数であることが正しく認識されよう。また、どのようなタイプのコンバータ電力回路も用いることができ、本発明は、バックコンバータ電力回路構成に限定するものではない。また、例示的な3ステージコンバータ電力回路30a~30dは、図12に示すように、互いに異なる位相で作動されるが、本願明細書に例示したコンバータ電力回路制御のこの特定の構成は、本発明の明確な必要条件ではない。図10は、コンバータ電力回路30a~30dの個々のスイッチング素子及び出力チョークが、負の被加工物リターン経路内に電流分流フィードバックセンサSを伴って、正の第2のDC出力信号ライン20aと、溶接電極Eプロセス出力Bとの間に結合されているハイサイドバック型構成で構成されているマルチフェーズインターリーブ形3ステージコンバータ30の実施を示す。代替の四相バックコンバータの実施を図11に示し、コンバータのフェーズスイッチ及びインダクタチョークは、被加工物Wと、負の第2の出力信号ライン20bとの間の負のリターン経路内にある。これらの実施例の各々において、コンバータ電力回路30a~30dは、それぞれ、整流器D及びインダクタまたはチョークLと共に、バイポーラトランジスタ例えば、IGBT等、MOSFETまたは他のスイッチング素子等のスイッチング素子Qを備え、これらの構成要素は、バックタイプコンバータ電力回路構成内に設けられている。別法として、コンバータ電力回路の構成要素は、例えば、ブースト、バックブーストまたは他のコンバータ型構成を実現するために異ならせて構成してもよく、また、コンバータ電力回路は、別法として、図示した実施形態の例示的なバックコンバータ電力回路よりも多いまたは少ない構成要素を備えてもよく、溶接電源の第3ステージにおけるアークプロセスに適した調整信号を生成するために、マルチフェーズDC-DC変換を実行できる全てのこのような変形実施は、本発明及び添付クレームの範囲内に含まれるように意図されている。図10に示すように、1つの可能なマルチフェーズコンバータ30は、4つのこのようなバックコンバータ電力回路30a~30dを備える。第1のコンバータ電力回路30aは、第2のDC出力信号DC2の正のライン20aと内部バックコンバータ電力回路ノードとの間に結合されたスイッチング素子Q1を含み、Q1は、ライン20aに結合されたコレクタと、内部コンバータ電力回路ノードに結合されたエミッタと、コントローラ130からの第1のコンバータ電力回路制御信号132aΦAを受取るように結合された制御端子ベースまたはゲートとを有するバイポーラトランジスタである。第1のバックコンバータ電力回路30aは、さらに、第2のDC出力信号DC2の負のライン20bに結合されたアノードと、Q1のエミッタ内部コンバータ電力回路ノードに結合されたカソードとを有するダイオードと、内部コンバータ電力回路ノードと調整信号ラインBとの間に結合されたコンバータ電力回路インダクタL1とを備える。他の3つのバックコンバータ電力回路30b~30dは、それぞれ、対応するスイッチング素子Q2~Q4、ダイオードD2~D4及びインダクタL2~L4を備えて同様に構成されている。図10に示すように、コンバータ電力回路スイッチング素子Q1~Q4は、全て、内部端子20aと、対応する内部コンバータ電力回路ノードとの間に結合されており、また、インダクタL1~L4は、全て、調整信号ラインBを介して溶接電極に結合されており、コントローラ130は、対応する電力回路制御信号ΦA~ΦDを、コンバータ電力回路30a~30dのスイッチQ1~Q4へ供給する。また、図12について説明すると、第3ステージのコントローラ130は、個々のコンバータ電力回路30a~30dが、電流分流器Sからのフィードバック信号Cに従って、パルス幅変調され、かつ各コンバータ電力回路30a~30dが、マルチフェーズコンバータ30のスイッチング周期Tの期間を有する対応するアクティブ部分に対してアクティブになるように、制御信号132a~132dを生成する。また、コンバータ電力回路30a~30dは、インタリーブ方式で制御され、コントローラ130は、バックコンバータ電力回路30a~30dが、互いに異なる位相で作動されるように、スイッチング制御信号132a~132dを生成する。0°例えば、同相を含むどのような位相関係も、本発明の範囲内に意図されており、本願明細書に例示しかつ説明した例示的な実施は、コンバータ電力回路30a~30dの数N例えば、図示の実施例においては4に関連する相対的な位相角を規定する。また、本発明の1つの態様におけるコンバータ電力回路は、少なくとも2つが、各スイッチング周期の少なくとも一部の間に同時に作動しているように作動され、それにより、回路の一部または全ては、パルス幅のある値に対して、時間的にオーバラップして作動する。この点に関して、図12の図示の実施例は、スイッチング周期が互いにオーバーラップした状態の、連続するコンバータ電力回路間の90°位相角を示す。図12のタイミングまたは波形図は、インターリーブ形四相コンバータ30の2つの例示的なスイッチング周期に対して、トランジスタ制御電圧ΦA~ΦDとして表されている例示的な電力回路スイッチング制御信号132a~132dを示し、各コンバータスイッチング周期は期間Tを有し、個々の電力回路は、期間Tの対応する部分においてアクティブであり例えば、パルス幅変調され、アクティブな部分は、360度/Nである角度ずつ位相がシフトする。また、図12は、対応するコンバータ電力回路のスイッチング素子電流IQ1~IQ4も示している。本願明細書に示しかつ説明した例示的な四相コンバータにおいて、コンバータ30の各スイッチング周期またはスイッチング期間Tは、360°を含み、各コンバータ電力回路30a~30dのアクティブ部分は、多数の90°位相角で始まる。同相動作を含む他の相対的位相関係も、本発明の範囲内で可能である。一般に、本発明のインターリーブ形マルチフェーズコンバータは、どのような数のコンバータ電力回路も含んでもよく、ただし、Nは、1以上の整数であり、また、位相角位相差は、0°~360°の間で変化してもよい。図12のタイミングダイアグラム31に示すように、個々のバックコンバータ電力回路は、通常のバックコンバータ方式で作動し、コントローラ130は、インタリーブ位相シフト方式で制御信号132a~132dを供給して、ラインB上の溶接電極Eへの調整プロセス出力信号を生成する。第1のコンバータ電力回路30aに関しては、例えば、第1のコンバータ電力回路スイッチQ1が導通している場合Q1は、制御信号132aΦAによってターンオンし、正のスイッチ電流IQ1がスイッチQ1を流れる、内部ノードが、ライン20aにおける電圧まで上昇し、インダクタL1を流れる電流が、概して線形状態で増加し、溶接電流がラインBを介して電極Eへ供給される。Q1がターンオフすると、スイッチ電流IQ1が停止する。このとき、インダクタ電流は流れ続け、内部ノードの電圧は低下し、フリーホイールダイオードD1は、順方向バイアスになり、導通し始める。四相の実施例においては、第1のコンバータ電力回路30aのパルス幅変調は、各指定されたスイッチング周期Tの0度で始まり、コントローラ130は、所定のオン時間TONAを有する第1の制御信号132aΦAを生成し、オン時間TONAとスイッチング周期Tの比は、例えば、図5に示すような波形制御に従って検出された溶接プロセス電流と所望の溶接電流との比較に基づいて、あるいは、フィードバック、フィードフォワード、または他のアルゴリズムまたは制御スキームを用いる他の適当の制御戦略に従って、コントローラ130により決定されたPWMデューティサイクルに相当する。他のコンバータ電力回路30b~30dは、この実施例において、コントローラ130からの信号132b~132dにより同様に制御され、それぞれのオン時間TONB~TONDもフィードバック及び波形制御戦略に従って決定され、アクティブ部分は、連続的な位相シフト方式で始まり、第2の回路30bの周期Tは90度で始まり、回路30c及び30dの周期は、それぞれ、180度及び270度で始まる。このようにして、各コンバータ電力回路は、各溶接周期Tの対応する部分の間の溶接動作に対する電流に寄与し、電流は、出力において付加される。この点に関しては、出力電圧は、コンバータ電力回路の数Nとは本質的に関係ないことに注意する。他の可能な実施においては、各電力回路のアクティブ時間部分は、等しい必要はなく、電力回路は、同じ戦略に従って制御される必要はない。また、例示的なコントローラ130は、パルス幅変調技術を用いているが、パルス周波数変調等の他の変調を用いることもでき、このような全ての代替的な実施は、本発明及び添付クレームの範囲内に含まれるものと意図されている。また、図11について説明すると、コンバータ電力回路30a~30dが、それぞれ、第2のDC出力信号と内部電力回路ノードとの間に結合されたスイッチング素子Q1~Q4を備えている、代替の四相バック式インターリーブ形コンバータ30が示されている。スイッチング素子Q1~Q4は、図11の構成において、第2のDC出力信号DC2の負のライン20bに結合されており、電力回路のインダクタL1~L4は、対応するバックコンバータの電力回路の内部ノードと、被加工物Wにおける調整信号との間に結合されており、電流分流器Sは、ラインC上にフィードバックを生成するために、ラインBにおける正の経路に設けられている。この実施形態においては、コンバータ電力回路30a~30dのフリーホイールダイオードD1~D4は、アノードが電力回路の内部ノードに、カソードが正のDCライン20aに結合されている。この場合、制御信号132a~132dは、コンバータ電力回路30a~30dのインタリーブ式パルス幅変調に対する上述した実施例と同様に、図12のタイミング図31に示すように生成される。Q1がオンの場合例えば、TONA、第1の電力回路の内部ノードは、ライン20bの電圧にあり、電流IQ1は、第1のインダクタL1から負のDCライン20bへ流れる。スイッチQ1がターンオフすると、インダクタ電流は、フリーホイールダイオードD1を通ってライン20aへ流れ続け、そのため溶接プロセス電極Eへ流れる。上述したように、他の特定の電力回路タイプ及びデザインも、本発明の範囲内で、図10及び図11の例示的なバックコンバータの電力回路と置き換えることができる。第3ステージIIIのスイッチングコンバータ30に多数の電力回路を用いることが、非マルチフェーズアプローチを超えるいくつかの効果をもたらすことに注意する。1つの特定の効果は、低減されたリップル電流である。この点に関して、コンバータ電力回路30a~30dは、同じように構成されており、各電力回路は、コンバータ電力回路リップル電流定格Iprを有し、インタリーブ式マルチフェーズスイッチングコンバータ30は、個々の電力回路の定格Iprより小さいコンバータリップル電流定格Icrを有する。リップル電流のこの低減は、マルチフェーズ構成から生じ、コンバータ電力回路のインダクタL1~L4のサイズ及び値の低減を可能にし、それにより、スペース及びコストを節約する。この低減は、例えば、マルチフェーズデザインに必要とされる増加した構成要素の数を相殺する可能性がある。さらに、低減されたインダクタのサイズは、単相コンバータで見られた大きなチョークの代わりに、基板載置形チョークの使用を容易にする可能性がある。また、インダクタの低減された値は、出力ステージIIIの過渡応答を改善することができ、それにより、進化した溶接プロセス制御戦略例えば、波形制御等が容易になる。また、個々の電力回路30a~30dは、所定の電源デザインにおける電力回路の数が、所望のコンバータ電流出力によって決まる状態で、所定の定格最大電流に対して設計することができ、それにより、異なる溶接またはプラズマ切断システムを、異なる数のモジュラーチョッパ電力回路を用いて設計することができる。さらに、個々の電力回路によって生成される電流は、比較的小さいため、高効率及び低電流ひずみを実現することができると共に、高度な溶接技術に対して、潜在的に、制限のない帯域幅を実現できる。Reynoldsの米国特許第6,051,804号明細書及び同第6,300,589号明細書等の、マルチフェーズ溶接電源における従来の試みとは異なり、本発明の3ステージ溶接電源は、実質的に、どのような電流アンペア数でも作動可能であり、この場合、個々のコンバータ電力回路モジュールは、典型的な溶接電圧レベルにおける動作に対して設計することができ、溶接機の出力電圧は、出力ステージのコンバータ電力回路の数Nとは、本質的に関係ない。この点に関して、本発明のインタリーブ式マルチフェーズスイッチングコンバータ例えば、コンバータ30は、第2のDC出力信号DC2を受取るように並列に結合されたN個のコンバータ電力回路例えば、電力回路30a~30dを備え、この場合、電力回路は、それぞれ、コンバータ電力回路の最大定格電流IPを有し、また、インタリーブ式マルチフェーズスイッチングコンバータは、約N×IPのコンバータ最大定格電流を有する。例えば、バックコンバータの電力回路30aが、50アンペアの最大電力回路電流Ipにおける動作のために設計されている場合、第2のDC出力信号DC2からの電力を溶接調整信号に変換するために並列に結合された6つのコンバータ電力回路であって、各コンバータ電力回路を、スイッチング周期Tに対して60度の相対位相関係で作動させることができる、6つのコンバータ電力回路を用いて、300アンペアのマルチフェーズコンバータを構成することができる。次に、図13~図15について説明すると、本発明の他の態様は、入力AC信号を変換して第1のDC出力を生成する第1ステージと、第1のDC出力信号を第2のDC出力信号に変換する第2ステージと、第2のDC出力信号を調整信号に変換するインタリーブ式マルチフェーズ第3ステージとを有し、マルチフェーズコンバータが、インダクタ及びスイッチング素子を各々が有する複数のコンバータ電力回路を備え、インダクタのうちの少なくとも2つが、共通のコアに巻き回されている、3ステージ電源を実現できる。図13は、4つのコンバータ電力回路30a~30dを有する例示的なマルチフェーズスイッチングコンバータは、バックコンバータ30を示し、電力回路の構成要素は、図10に示すものと同様でかつ電気的に等価であるバックコンバータ構成で相互接続されている。しかし、図13の実施においては、電力回路のインダクタL1~L4は、一体化された磁気コンポーネントまたは一体のコンバータインダクタ構造30Lを形成するために、共通のコアを用いて互いに一体化されている。インダクタの数よりも少ないインダクタが単一のコアに結合された、本発明のこの態様の他の実施形態も可能である。インダクタL1~L4は、それぞれ、対応する巻線を含み、インダクタL1~L4の巻線のうちの2つ以上は、共通のコアに巻き回してもよく、これは、E-I、E-E、または他の公知のコア構造等の適当な形態または材料とすることができる。2つ以上のコンバータ電力回路のインダクタL1~L4の一体化は、本発明の3ステージ電源構成のさらなるシステムサイズ及びコストの低減を可能にする。本発明のマルチフェーズ出力ステージに一体化されたコンバータ構造を構成する際、インダクタの巻線の相対方向は、図14に示すようにそろえてもよく、あるいは、図15の代替の実施例30Laに示すように、交互に、または互い違いにしてもよい。この点に関して、特定のコアデザインの選択、および所定のデザインにおける相対的な巻線方向は、代替または逆の結合を選択的に実現できるように、変化させることができ、そのように一体化された個々の電力回路のインダクタは、Zumelのインターリーブ形コンバータのための磁気統合に教示されているように、結合及び減結合することができる。減結合されたインダクタL1~L4の一体化自体は、全体的なコンポーネントサイズの低減、および低下された損失及びコストを有利に実現することができる。インダクタL1~L4のうちのいくつかまたは全ての磁気的結合は、1つのインダクタからのエネルギを他の結合インダクタへ伝達できるようにし、出力フィルタリングの必要条件を低減することができる。従って、例えば、減結合された交互の一体化は、一体化された磁気コンポーネント30La図15に、互い違いの巻線を備えることができ、この場合、共通のコアは、一体化された巻線を、平行に離間した磁気コアの脚に巻回した状態で構成することができ、これらのインダクタを互いに磁気的に減結合するために、1つ以上の追加的な離れていない脚が設けられる。他の可能な実施図14においては、一体化されたインダクタL1~L4の巻線は、追加的な減結合脚を要することなく、コア構造の離間したまたは離れていない脚に巻回されており、それにより、一体化されたインダクタは、磁気的に結合される。従って、本発明のマルチフェーズ出力ステージの変換態様は、改良された動的応答及び高い帯域幅という上述した効果を容易にすることができるのに対して、2つ以上のコンバータ電力回路のインダクタの選択的一体化は、特に、比較的多数例えば、高い値のNのコンバータ電力回路が用いられる場合に、さらなる恩恵をもたらす可能性がある。本発明を、1つ以上の例示的な実施または実施形態に関して示しかつ説明してきたが、当業者は、この明細書及び添付図面を読んで理解すれば、同等の代替例及び変更例が思い浮かぶであろう。特に、上述した構成要素アセンブリ、デバイス、システム、回路等によって実行される様々な機能に関して、そのような構成要素を説明するのに用いた手段に関する説明を含む用語は、他の手段が示されていない限り、本発明の本願明細書に例示した例示的な実施における機能を実行する開示された構造とは構造的に同等ではなくとも、記載した構成要素の特定の機能を実行するすなわち、機能的に同等であるどのような構成要素にも対応するように意図されている。また、本発明の特定の特徴は、いくつかの実施のうちの1つのみに関して開示されている可能性があるが、そのような特徴は、所定のまたは特定の用途に対して所望されかつ有利である可能性がある場合には、他の実施の1つ以上の他の特徴と組み合わせてもよい。"