交流電源から供給される第一の交流電力を直流電力に変換する第一の電力変換器と、前記第一の電力変換器から供給される直流電力を第二の交流電力に変換して負荷へ供給する第二の電力変換器と、前記第一の電力変換器の出力側に並列に接続されたコンデンサとを備えた電力変換装置であって、前記コンデンサの寄生インダクタンスと、前記コンデンサの使用温度及び/又は前記コンデンサにかかる直流電圧により変化する該コンデンサの静電容量と、によって定まる共振周波数fが、前記第一の電力変換器のスイッチング素子と前記第二の電力変換器のスイッチング素子との少なくとも一方を駆動させるキャリア周波数をfcとし、Δfを所定の周波数の値とし、mを正の整数とした場合、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在するように設定されることを特徴とする電力変換装置。前記コンデンサは、並列に接続された複数個のコンデンサであることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記Δfの値は、前記mfcΔf≦f≦m1fc-Δfの範囲内において、前記コンデンサに入力されるリプル電流が200Arms以下となるように設定されることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の電力変換装置。前記Δfの値は、10Hz以上100Hz以下であることを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の電力変換装置。前記複数個のコンデンサは、セラミックコンデンサであることを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一項に記載の電力変換装置。特許文献1に記載の技術は、例えば、電気自動車用又はハイブリッド自動車用のバッテリから供給される直流電力をインバータによって交流電力に変換して、モータへ所望の交流電力を供給するインバータ装置に適用されるものである。したがって、バッテリからコンデンサに接続される配線のインダクタンスはかなり大きいものと想定される。そのため、インバータ側から見た入力側のインピーダンスはかなり大きくなるため、一般的には、入力側のコンデンサに大きなリプル電流が発生する。そこで、特許文献1の技術では、そのような大きなインダクタンスとコンデンサとによる直列共振回路の共振周波数を変化させることにより、コンデンサに流れるリプル電流を低減させている。ところが、AC-DC-AC型の電力変換装置は、インバータ側から見るとDC側に並列に接続されたコンデンサがバッテリに相当するため、コンデンサを大容量化するために多数個のコンデンサが並列に接続されている。したがって、コンデンサのリプル電流に起因する共振現象は、並列接続された複数のコンデンサ間の全静電容量と、各コンデンサ間の寄生インダクタンスとによる並列共振回路によって発生する。このときの寄生インダクタンスは、特許文献1に記載のバッテリからコンデンサに接続される配線のインダクタンスに比べてかなり小さいものである。したがって、特許文献1に開示されたリプル電流抑制の技術を、AC-DC-AC型の電力変換装置のインバータの入力側に複数個のコンデンサが並列接続された場合に、リプル電流による発熱を抑制する技術として適用することはできないという問題がある。本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、コンデンサの熱暴走を抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。前記目的を達成するために、本発明は、コンデンサの寄生インダクタンスと、前記コンデンサの使用温度及び/又は前記コンデンサにかかる直流電圧により変化する該コンデンサの静電容量と、によって定まる共振周波数fが、前記第一の電力変換器のスイッチング素子と前記第二の電力変換器のスイッチング素子との少なくとも一方を駆動させるキャリア周波数をfcとし、Δfを所定の周波数の値とし、mを正の整数とした場合、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在するように設定されることを特徴とする。本発明によれば、コンデンサの熱暴走を抑制する電力変換装置を提供することができる。本発明の実施形態について、適宜図面を参照しながら詳細に説明する。なお、各図において、共通する部分には同一の符号を付し、重複した説明を省略する。《第1実施形態》図1は、本発明の第1実施形態に係る電力変換装置及びその入出力回路の構成を示すブロック図である。図1に示すように、電力変換装置10は、磁石界磁交流発電機や商用電源などの交流電源1、交流電源1から入力された第一の交流電力を直流電力に変換する第一の電力変換器2、第一の電力変換器2から出力された直流電圧を平滑化する複数個のコンデンサ3、第一の電力変換器2から出力された直流電力を第二の交流電力に変換する第二の電力変換器4、第二の電力変換器4から出力された第二の交流電力を受電するモータなどの負荷5を備えて構成されている。また、コンデンサ3における内部電極間の接続経路や外部の並列配線経路によって、寄生インダクタンス6が生じている。第一の電力変換器2と第二の電力変換器4との間には、静電容量に温度依存性を有する複数個のコンデンサ3例えば、セラミックコンデンサが介在され図3参照、かつ、寄生インダクタンス6が存在している。また、コンデンサ3と寄生インダクタンス6とによって並列共振回路が形成されている。図2は、本発明の第1実施形態に係る電力変換装置およびその入出力回路の構成を示す回路図である。第一の電力変換器2は、例えば3相整流回路などによって実現される。第一の電力変換器2は、スイッチング素子SW1~SW6と、このスイッチング素子SW1~SW6の逆流防止用整流素子D1~D6とから構成されている。スイッチング素子SW1~SW6は、例えば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、MOSFET、GTO等の半導体スイッチング素子である。逆流防止用整流素子D1~D6は、例えばダイオードである。スイッチング素子SW1~SW6及び逆流防止用整流素子D1~D6の接続の仕方については、一般的な整流回路の接続なので、その説明を省略する。なお、第一の電力変換器2の出力側電圧を一定値に保つように、スイッチング素子SW1~SW6の導通量を制御するゲート信号図示せずが外部から入力される。複数個のコンデンサ3は、第一の電力変換器2から出力された直流電圧を平滑化するために設けられ、第一の電力変換器2の出力側に並列に接続される。複数個のコンデンサ3は、コンデンサC1~Cnnは2以上の整数から構成されており、コンデンサを複数個並列接続することによって、その合成容量を大きくすることができる。第二の電力変換器4は、例えば3相インバータなどによって実現される。第二の電力変換器4は、スイッチング素子SW7~SW12と、このスイッチング素子SW7~SW12の逆流防止用整流素子D7~D12とから構成されている。スイッチング素子SW7~SW12は、例えば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、MOSFET、GTO等の半導体スイッチング素子である。逆流防止用整流素子D7~D12は、例えばダイオードである。スイッチング素子SW7~SW12及び逆流防止用整流素子D7~D12の接続の仕方については、一般的なインバータ回路の接続なので、その説明を省略する。なお、第二の電力変換器4の出力側から交流電力が供給されるように、スイッチング素子SW7~SW12の導通量を制御するゲート信号図示せずが外部から入力される。交流電源1から供給された交流電力は、第一の電力変換器2によって直流電圧に変換される。そして当該直流電圧は複数個のコンデンサ3によって平滑化されて、第二の電力変換器4に供給される。そして、さらに第二の電力変換器4によって交流電力に変換されて負荷5に出力される。なお、図2に示す第一の電力変換器2は三相整流回路を構成し、第二の電力変換器4は3相インバータ回路を構成しているが、例えば、交流電源1が単相電源であれば、図1の第一の電力変換器2は単相となり、第一の電力変換器2には2個のスイッチング素子SW図示せずが備えられることとなる。また、負荷5が単相モータであれば、図1の第二の電力変換器4は単相となり、第二の電力変換器4には2個のスイッチング素子SW図示せずが備えられることとなる。また、その他の相数の場合でも同様であり、交流電源1の相数に応じて第一の電力変換器2の回路を適宜構成し、負荷5の相数に応じて第二の電力変換器4の回路を適宜構成することができる。図3は、本発明の第1実施形態に適用されるコンデンサにおける温度と静電容量との関係を示す特性図であり、横軸に温度、縦軸に静電容量を示している。図2に示すコンデンサC1~Cnの各コンデンサの静電容量は、図3に示すような温度依存性を有し、コンデンサの温度に応じて静電容量が変化する。すなわち、ある温度以上例えば、0°C以上では、温度上昇に伴って容量が低下する、いわゆる負の温度依存性を有している。このような温度依存性を有するコンデンサは、例えば、セラミックコンデンサなどがある。なお、セラミックコンデンサは、単位体積当たりの静電容量を大きくすることができるので、大電流が流れる電力変換装置の直流入力側に複数のコンデンサを並列接続する場合には好んで用いられる。図4は、本実施形態に適用される共振周波数とキャリア周波数との関係を示す特性図であり、aはキャリア周波数の特性で横軸に周波数、縦軸に入力電流リプル電流を示し、は共振周波数の特性で横軸に周波数、縦軸に共振倍率を示している。なお、図4aの特性図におけるfcはキャリア周波数、2fcは2倍のキャリア周波数を示している。ここで、キャリア周波数とは、第一の電力変換器2のスイッチング素子又は/及び第二の電力変換器4のスイッチング素子SW7~SW12を駆動させるスイッチング周波数又はPWMPulseWidthModulation周波数である。また、図4aの入力電流とは、複数のコンデンサC1~Cnに入力される電流を指す。さらに、図4におけるf1は使用温度範囲内における最低温度のときの共振周波数を示し、f2は使用温度範囲内における最高温度のときの共振周波数を示している。図4bを参照すると、使用温度範囲内における最低温度T1とする。のときのコンデンサC1~Cnの共振特性を示す特性aでは、キャリア周波数がf1のときに共振倍率が最高になっている。つまり、f1は、最低温度T1におけるコンデンサC1~Cnの寄生インダクタンスと、コンデンサC1~Cnの全静電容量とによって定まる共振周波数であることがわかる。また、図4bを参照すると、使用温度範囲内における最高温度T2とする。のときのコンデンサC1~Cnの共振特性を示す特性bでは、キャリア周波数がf2のときに共振倍率が最高になっている。つまり、f2は、最高温度T2におけるコンデンサC1~Cnの寄生インダクタンスと、コンデンサC1~Cnの全静電容量とによって定まる共振周波数であることがわかる。このように、使用温度に応じてコンデンサC1~Cnの共振特性が変化するのは図4b参照、使用温度に応じてコンデンサC1~Cnの静電容量が変化するためである図3参照。なお、リプル電流がコンデンサC1~Cnに流れることによって、コンデンサC1~Cnの温度が上昇した場合、コンデンサC1~Cnの共振特性は、右にシフトする。ここで、仮に温度上昇に伴ってコンデンサC1~Cnの共振周波数が高くなり、その共振周波数がキャリア周波数又はその整数倍の周波数と一致した場合には、コンデンサC1~Cnに大電流が流れてコンデンサC1~Cnが破損する虞がある。本実施形態の電力変換装置10の特徴は、並列に接続された複数個のコンデンサC1~Cnの間に形成された寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lと、使用温度範囲内におけるコンデンサC1~Cnの全静電容量Cと、によって定まる共振周波数fが参照、次のような範囲に納まるよう設定されていることにある。すなわち、本実施形態では、上記の共振周波数fが、第一の電力変換器2のスイッチング素子SW1~SW6と第二の電力変換器4のスイッチング素子SW7~SW12との少なくとも一方を駆動させるキャリア周波数をfcとし、mを正の整数とした場合、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在することを特徴とする。なお、上記の設定は、キャリア周波数fc、コンデンサC1~Cnの全静電容量C、及び寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lを調整することによって実現することができる。ここでfcは、例えば600Hzであり、Δfは10Hz以上100Hz以下である。また、Δfの値は、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfの範囲内においてコンデンサC1~Cnに入力されるリプル電流が、例えば、200Arms以下に抑えられるように選択される。使用温度範囲内における最低温度T1では、図4bに示すように、コンデンサC1~Cnの共振特性が特性aであり、共振周波数はf1となっている。また、使用温度範囲内における最高温度T2では、コンデンサC1~Cnの共振特性が特性bであり、共振周波数はf2となっている。そうすると、使用温度範囲内におけるコンデンサC1~Cnの全静電容量Cによって定まる共振周波数fは、f1以上であり、かつ、f2以下となる。図4では、図4に示す使用温度範囲内における共振周波数f:f1≦f≦f2が、図4aに示すようにfcΔf≦f≦2fc-Δfとなる範囲に納まっている。ここでfcは、例えば600Hzであり、Δfは10Hz以上100Hz以下である。なお、共振周波数fは、2fcΔf≦f≦3fc-Δf、あるいは、3fcΔf≦f≦4fc-Δfとなる範囲に存在するように設定してもよい。同様に、mを正の整数として、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に共振周波数fが存在するようにしてもよい。上記の設定は、キャリア周波数fc、コンデンサC1~Cnの全静電容量C、及び寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lを調整することによって実現することができる。なお、事前に試験によって、コンデンサC1~Cnの使用温度範囲内における上記各データを取得しているものとする。リプル電流は、キャリア周波数fcの整数倍の周波数mfcに同期して引き起こされる。そして、キャリア周波数すなわちリプル電流の周波数が回路の共振周波数に一致すると大きなリプル電流が流れることになる。したがって、コンデンサの使用温度範囲における共振周波数fが、mを正の整数とした場合、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在するようにすることによって、リプル電流の増大を防止することができる。本実施形態の電力変換装置10によれば、コンデンサC1~Cnの温度が上昇していった場合においても、キャリア周波数と、使用温度範囲内におけるコンデンサC1~Cnの合成容量と寄生インダクタンス6とによって定まる共振周波数と、が重畳することはないので、コンデンサに大きなリプル電流が発生するおそれはない。その結果、コンデンサの温度を所定の温度レベルに収束させ、コンデンサC1~Cnの温度上昇に伴う熱暴走を回避することができる。よって、電力変換装置の信頼性及び安全性を高めることができる。また、複数のコンデンサ3にセラミックコンデンサを使用した場合には、等価ESREquivalentSeriesResistance:等価直列抵抗が低く、かつ耐熱性に優れているため、小型化が進められるという利点を活かすことができる。したがって、熱暴走の回避が可能な、信頼性に優れた電力変換装置を提供することができる。《第2実施形態》上記の第1実施形態では、コンデンサの静電容量が温度によって変化する場合について説明した。第2実施形態では、コンデンサの静電容量が直流電圧によって変化する場合でも、使用電圧範囲における共振周波数fが、キャリア周波数をfcとし、mを正の整数とした場合、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在するようにして、リプル電流を低減させることを特徴とする。図5は、本発明の第2実施形態に係る電力変換装置およびその入出力回路の構成を示す回路図である。なお、図5に示す電力変換装置およびその入出力回路の構成は図1の電力変換装置およびその入出力回路の構成と同様である。したがって、回路を構成する各要素についての説明は省略する。なお、図5の回路では、コンデンサC1~Cnのバイアス電圧である直流電圧が変化する図5の矢印11参照。図6は、本発明の第2実施形態に適用されるコンデンサにかかる直流電圧と静電容量との関係を示す特性図であり、横軸に直流電圧、縦軸に静電容量を示している。すなわち、本実施形態では、コンデンサC1~Cnの各コンデンサの静電容量が直流電圧依存性を有しており、コンデンサC1~Cnにバイアスされる直流電圧11図5参照が高くなるにしたがって、各コンデンサの静電容量が減少する。本実施形態においても、キャリア周波数と入力電流との関係は図4aに示すものであり、共振周波数と共振倍率との関係は図4に示すものである。すなわち、本実施形態の電力変換装置10の特徴は、並列に接続された複数個のコンデンサ3の間に形成された寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lと、コンデンサ3にバイアスされる直流電圧11の変動範囲内におけるコンデンサ3の全静電容量Cとによって定まる共振周波数fが参照が、次のような範囲に納まるよう設定されていることにある。すなわち、本実施形態では、上記の共振周波数fが、キャリア周波数をfcとし、mを正の整数とした場合、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在するように設定されていることを特徴とする。ここでfcは、例えば600Hzであり、Δfは10Hz以上100Hz以下である。また、Δfの値は、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfの範囲内においてコンデンサC1~Cnに入力されるリプル電流が、例えば、200Arms以下に抑えられるように選択される。上記の設定は、キャリア周波数fc、コンデンサC1~Cnの全静電容量C、及び寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lを調整することによって実現することができる。なお、事前に試験によって、コンデンサC1~Cnにかかる直流電圧の使用範囲内における上記各データを取得しているものとする。なお、本実施形態における図4bの共振周波数の特性図では、特性aが直流電圧11の低い場合、特性bが直流電圧11の高い場合を示している。図4bに示すように、使用される直流電圧11の範囲内において最小の電圧では、コンデンサC1~Cnの共振特性が特性aであり、共振周波数はf1となっている。また、使用される直流電圧11の範囲内において最大の電圧では、コンデンサC1~Cnの共振特性が特性bであり、共振周波数はf2となっている。そうすると、直流電圧11の使用範囲内におけるコンデンサC1~Cnの全静電容量Cによって定まる共振周波数fは、f1以上であり、かつ、f2以下となる。なお、直流電圧11に応じてコンデンサC1~Cnの共振特性が変化するのは、図6に示すように、直流電圧11に応じてコンデンサC1~Cnの静電容量が変化するためである。直流電圧11が高くなるにしたがって、コンデンサ3の静電容量が減少して図6参照、共振周波数が高い側図4bに示す特性aから特性bの向きへシフトしていく。ここで、複数個が並列に接続されたコンデンサC1~Cnの間に形成される寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lと、各コンデンサC1~Cnに加わる直流電圧11の変動範囲におけるコンデンサC1~Cnの全静電容量Cと、によって定まる共振周波数fは、次のような範囲に納まるよう設定されている。すなわち、図4aに示すように、共振周波数fが、fcΔf≦f≦2fc-Δfとなる範囲に存在するように設定されている。ここでfcは、例えば600Hzであり、Δfは10Hz以上100Hz以下である。これによって、共振周波数fがキャリア周波数fcの整数倍となる周波数図4aでは、fc及び2fcと重畳することがないため、リプル電流の増大を防止することができ、電力変換装置10の信頼性を高めることができる。なお、上記では、fcΔf≦f≦2fc-Δfとなる場合について説明したが、一般に、mを正の整数として、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfの範囲に共振周波数が存在するように設定すればよい。また、この設定は、キャリア周波数fc、コンデンサC1~Cnの全静電容量C、及び寄生インダクタンス6のインダクタンス値Lを調整することによって実現することができる。また、本実施形態においても、コンデンサC1~Cnとしてセラミックコンデンサを使用すれば、等価ESRが低く、かつ耐熱性に優れているため、小型化が進められるという利点を活かすことができる。したがって、熱暴走の回避が可能な、信頼性に優れた電力変換装置を提供することができる。以上、本発明に係る電力変換装置の実施形態について具体的に説明したが、本発明は前述した各実施形態の内容に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であることは言うまでもない。例えば、電力変換装置1010Aの直流入力に並列に接続されたコンデンサC1~Cnの静電容量が温度依存性と直流電圧依存性の両方を有している場合でも、次のようにしてコンデンサC1~Cnの熱暴走を抑えることができる。すなわち、共振周波数fを、mfcΔf≦f≦m1fc-Δfとなる範囲に存在するように設定することにより、コンデンサのリプル電流を抑えて該コンデンサの熱暴走を回避し、信頼性の高い電力変換装置を実現することができる。なお、本発明の電力変換装置に使用されるコンデンサは、静電容量に温度依存性や直流電圧依存性を有する誘電体材料によって構成されている。このような誘電体材料で実現されるコンデンサの好適な一例としては、例えば、セラミックコンデンサなどが挙げられる。セラミックコンデンサは、単位体積当たりの静電容量が大きいため、直流ブス直流入力配線の間に小型のセラミックコンデンサを多数個に亘って並列に接続することができる。したがって、大容量型の電力変換装置を含む電源システムのさらなる小型化を図ることができる。さらに、セラミックコンデンサは無機材料であるセラミックスから製造されているために耐熱性においても優れ、かつ、等価ESRを小さくすることができる。これらが奏功して、高圧及び大電流の電力変換装置の信頼性を高め、かつ電力変換装置を含む電源システムのさらなる小型化を実現することが可能となる。