"交互にオンされる2個のスイッチング素子の直列回路を入力直流電源に接続され、スイッチング素子の接続点と入力直流電源の一端の間に第1のコンデンサを介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路を介して半導体発光素子に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、2個のスイッチング素子のオン期間の比率を変えることにより半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。交互にオンされる2個のスイッチング素子の直列回路を入力直流電源に接続され、スイッチング素子の接続点と入力直流電源の一端の間に第1のコンデンサを介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路を介して半導体発光素子に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、2個のスイッチング素子のオン期間の比率とスイッチング周波数を変えることにより半導体発光素子を調光することを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。リアクタンス回路は限流チョークと第2のコンデンサの直列接続を含み、第2のコンデンサに前記整流回路が接続されることを特徴とする請求項1または2に記載の半導体発光素子の点灯装置。各スイッチング素子は逆方向ダイオードを並列に接続されており、そのスイッチング周波数は、限流チョークと第2のコンデンサの直列共振周波数よりも高く設定されることを特徴とする請求項3記載の半導体発光素子の点灯装置。前記整流回路の出力側に半導体発光素子と並列に接続される第3のコンデンサを備えることを特徴とする請求項3または4に記載の半導体発光素子の点灯装置。入力直流電源の低電位側のスイッチング素子のオン期間は高電位側のスイッチング素子のオン期間以上となるように制御され、低電位側のスイッチング素子のオン時に、該スイッチング素子の駆動回路の電源コンデンサから高電位側のスイッチング素子の駆動回路の電源コンデンサに充電電流を流すブートストラップ用のダイオードを備えることを特徴とする請求項1~5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。整流回路は極性が異なる2個の半波整流回路を含み、各半波整流回路は色温度が異なる半導体発光素子にそれぞれ接続され、2個のスイッチング素子のオン期間の比率の制御により混合色の色温度を可変とし、スイッチング周波数の制御により混合色の輝度を可変とすることを特徴とする請求項1~5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。請求項1~7のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具。特許文献1の技術によれば、スイッチング周波数を可変とすることでLED負荷を調光するものであるから、調光範囲を広くしようとすると、スイッチング周波数の可変範囲を広くする必要があり、高周波側でスイッチング損失が増大するとか、スイッチングノイズ除去用のフィルタ回路の設計が難しくなるという問題があった。また、LED負荷では、所定の負荷電圧以下になると負荷電流が殆ど流れないダイオード型の負荷特性を有しているので、スイッチング周波数を高くすると、負荷に印加される共振電圧が低下してLED負荷の点灯に必要な電圧が得られないという問題があった。特許文献1では、高周波のスイッチング動作を低周波で間欠的に休止させることにより調光範囲を拡げることも提案されている同文献の0099、図15が、その場合、ちらつきが増加するという問題があった。本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、スイッチング周波数の範囲を制限しながら広い範囲での調光を可能とした半導体発光素子の点灯装置を提供することを課題とする。請求項1の発明は、上記の課題を解決するために、図1に示すように、交互にオンされる2個のスイッチング素子Q1、Q2の直列回路を入力直流電源Vdcに接続され、スイッチング素子Q1、Q2の接続点と入力直流電源Vdcの一端の間に第1のコンデンサC1を介してリアクタンス回路を接続され、リアクタンス回路の出力を整流回路2を介して半導体発光素子3に供給する半導体発光素子の点灯装置であって、2個のスイッチング素子Q1、Q2のオン期間の比率を変えることにより半導体発光素子3を調光することを特徴とするものである。請求項2の発明は、請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置において、2個のスイッチング素子Q1、Q2のオン期間の比率とスイッチング周波数を変えることにより半導体発光素子3を調光することを特徴とするものである。請求項3の発明は、請求項1または2に記載の半導体発光素子の点灯装置において、リアクタンス回路は限流チョークL1と第2のコンデンサC2の直列接続を含み、第2のコンデンサC2に前記整流回路2が接続されることを特徴とする。請求項4の発明は、請求項3記載の半導体発光素子の点灯装置において、各スイッチング素子Q1、Q2は逆方向ダイオードを並列に接続されており、そのスイッチング周波数は、限流チョークL1と第2のコンデンサC2の直列共振周波数foよりも高く設定されることを特徴とする。請求項5の発明は、請求項3または4に記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記整流回路2の出力側に半導体発光素子3と並列に接続される第3のコンデンサC3を備えることを特徴とする。請求項6の発明は、請求項1~5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図4に示すように、入力直流電源Vdcの低電位側のスイッチング素子Q2のオン期間は高電位側のスイッチング素子Q1のオン期間以上となるように制御され、低電位側のスイッチング素子Q2のオン時に、該スイッチング素子Q2の駆動回路信号源V2の電源コンデンサC4から高電位側のスイッチング素子Q1の駆動回路信号源V1の電源コンデンサC5に充電電流を流すブートストラップ用のダイオードD5を備えることを特徴とする。請求項7の発明は、請求項1~5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図5に示すように、整流回路は極性が異なる2個の半波整流回路を含み、各半波整流回路は色温度が異なる半導体発光素子3a、3bにそれぞれ接続され、2個のスイッチング素子Q1、Q2のオン期間の比率の制御により混合色の色温度を可変とし、スイッチング周波数の制御により混合色の輝度を可変とすることを特徴とする。請求項8の発明は、請求項1~7のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具である。本発明によれば、交互にオンされる2個のスイッチング素子のオン期間の比率を変えることにより半導体発光素子を調光するものであるから、スイッチング周波数の範囲を制限しながら広い範囲での調光が可能となる効果がある。実施形態1図1は本発明の実施形態1の回路図である。入力直流電源Vdcは、商用交流電源をフィルタ回路と全波整流回路と昇圧チョッパ回路を介して略一定例えば、約420[V]の直流電圧に変換した電源である。入力直流電源Vdcには、交互にオンされる2個のスイッチング素子Q1,Q2の直列回路が並列に接続されて、インバータ回路1を構成している。各スイッチング素子Q1,Q2は、例えば、500[V]、3[A]程度のスイッチングが可能な電力用MOSFETであり、逆並列ダイオードを内蔵している。スイッチング素子Q2の両端には、インダクタL1とコンデンサC1、C2の直列回路が接続されている。第1のコンデンサC1は、第2のコンデンサC2に比べると十分に容量が大きく設定されている。例えば、コンデンサC2の容量は0.011[μF]程度と小さいのに対して、コンデンサC1の容量は0.22[μF]程度と大きく設定されている。この場合、コンデンサC1は実質的に直流成分カット用のコンデンサとして作用するのに対して、コンデンサC2は両端電圧が高周波的に振動する共振コンデンサとして作用する。インダクタL1は1.7[mH]程度の限流チョークであり、コンデンサC2と共にLC直列共振回路を構成する。その無負荷時の共振周波数、つまり、インダクタL1とコンデンサC2の単独での共振周波数は、fo=1/2π√L1C2≒37[kHz]となる。スイッチング素子Q1,Q2のオンオフの動作周波数は、この共振周波数foよりも高くなるように設定される。このため、スイッチング素子Q1,Q2に流れる電流は、いわゆる遅相モードとなり、一方のスイッチング素子がオフすると、他方のスイッチング素子に逆方向に電流が流れる期間が存在する。この期間が終了してから、前記他方のスイッチング素子の順方向に電流が流れることになる。したがって、本実施形態において、スイッチング素子のオン期間とは、スイッチング素子が順方向にオン駆動されているドライブ期間のことであり、オン期間の前半部分ではそのスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードを介して逆方向に電流が流れており、オン期間の後半部分でそのスイッチング素子の順方向に電流が流れることになる。そして、その順方向の電流が流れている途中でオン駆動信号が断たれることにより、そのスイッチング素子が強制的にオフされて、他方のスイッチング素子の逆方向ダイオードを介して回生電流が流れる動作となる。各スイッチング素子Q1、Q2は、信号源V1、V2から供給される矩形波電圧信号オン駆動信号により制御される。スイッチング素子Q1のオン駆動信号は、信号源V1から抵抗R1,R2を介して供給され、スイッチング素子Q2のオン駆動信号は信号源V2から抵抗R3,R4を介して供給される。抵抗R1、R3は10[Ω]程度の低抵抗、抵抗R2、R4は10[kΩ]程度の高抵抗である。信号源V1とV2は連動しており、調光レベルに応じて、図2a~dに示すようなオン駆動信号を出力する。オン駆動信号の振幅は、スイッチング素子Q1、Q2のゲートソース間のスレショルド電圧よりも高く設定されており、例えば、約15[V]程度である。図2aは全点灯時におけるオン駆動信号の波形図である。この例では、信号源V1、V2からのオン駆動信号のパルス幅は共に10.5[μs]であり、その間に0.5[μs]のデッドオフタイムが挿入されている。スイッチングの1周期は22[μs]であるから、スイッチング周波数は約45[kHz]となる。これは、インダクタL1とコンデンサC2の単独での共振周波数fo=1/2π√L1C2≒37[kHz]よりも少し高い周波数であるので、遅相モードの共振電流が流れる。この共振電流により、容量の小さいコンデンサC2の両端には、スイッチング周波数で交番する高周波電圧が生成されるが、容量の大きいコンデンサC1は、インダクタL1側が正極、コンデンサC2側が負極となる方向に直流電圧が充電された状態となる。コンデンサC1に充電される直流電圧は、スイッチング素子Q1とQ2のオン期間が均等であれば、入力直流電源Vdcの略半分の電圧となる。コンデンサC2の両端に生じる高周波電圧は、ダイオードD1~D4よりなる全波整流回路2により全波整流されて、コンデンサC3と抵抗R5の並列回路に直流電圧が生成される。コンデンサC3と抵抗R5の並列回路には半導体発光素子3が並列接続されている。コンデンサC3は、例えば、0.82[μF]程度のコンデンサを2個並列に接続したものであり、抵抗R5は100[kΩ]程度の抵抗値を有している。半導体発光素子3は、例えば、24個のLEDを直列接続した回路であり、コンデンサC3の直流電圧により点灯される。図2aの例では、半導体発光素子3に流れる負荷電流は、約300[mA]となった。また、負荷電圧は約73[V]となった。次に、図2bの例では、信号源V1から出力されるスイッチング素子Q1のオン駆動信号のパルス幅が20[μs]であるのに対して、信号源V2から出力されるスイッチング素子Q2のオン駆動信号のパルス幅は1[μs]であり、その間に0.5[μs]のデッドオフタイムが挿入されている。スイッチングの1周期は22[μs]であるから、スイッチング周波数は図2aと同じく約45[kHz]となる。しかしながら、スイッチング素子Q1のオン期間とスイッチング素子Q2のオン期間の比率は20:1となり、オン期間の比率が不均等であるので、直流成分カット用のコンデンサC1に分担される直流電圧は、入力直流電源Vdcの略半分よりも高い電圧となる。この場合、特許文献2に開示されているように、コンデンサC2に接続される負荷への供給電流は低下することになる。図2bの例では、半導体発光素子3に流れる負荷電流は、約40[mA]となることを本発明者らは確認した。図2cの例では、信号源V1、V2からのオン駆動信号のパルス幅は共に5.5[μs]であり、その間に0.5[μs]のデッドオフタイムが挿入されている。1周期は12[μs]であるから、スイッチング周波数は約83[kHz]となる。これは、インダクタL1とコンデンサC2の単独での共振周波数fo=1/2π√L1C2≒37[kHz]から大きく離れた高い周波数であるので、共振コンデンサC2の両端電圧は低下し、半導体発光素子3に流れる負荷電流は、約13[mA]となった。図2dの例では、信号源V1から出力されるスイッチング素子Q1のオン駆動信号のパルス幅が10[μs]であるのに対して、信号源V2から出力されるスイッチング素子Q2のオン駆動信号のパルス幅は1[μs]であり、その間に0.5[μs]のデッドオフタイムが挿入されている。スイッチングの1周期は12[μs]であるから、スイッチング周波数は図2cと同じく約83[kHz]となる。これは、インダクタL1とコンデンサC2の単独での共振周波数fo=1/2π√L1C2≒37[kHz]から大きく離れた高い周波数となる。また、スイッチング素子Q1のオン期間とスイッチング素子Q2のオン期間の比率は10:1となり、直流成分カット用のコンデンサC1に分担される直流電圧は、入力直流電圧Vdcの略半分よりも高い電圧となる。この場合、図2cのような周波数制御による調光と、図2bのようなデューティ比制御による調光とが同時に作用することになるので、その相乗効果により、半導体発光素子3に流れる負荷電流は顕著に減少し、約1.25[mA]となった。以上のように、図2aの全点灯状態負荷電流:約300[mA]に比べると、図2dの最低調光状態負荷電流:約1.25[mA]では、240:1という広い範囲の調光を実現することができる。その一方、スイッチング周波数の変動範囲は、図2aの全点灯状態周波数:約45[kHz]に対して、図2dの最低調光状態周波数:約83[kHz]では、2倍にも満たない狭い範囲に限定することができる。したがって、本発明によれば、スイッチング周波数の変動範囲が狭い割には、広い範囲での調光制御が可能となる利点がある。なお、図2a~dにおいて、デッドオフタイムは、スイッチング素子Q1とQ2が同時にオンする期間を無くすために挿入されており、0.5[μs]に限定されるものではない。その他の数値についても同様である。図3a~eは、周波数制御による調光と、デューティ比制御による調光の組み合わせの態様を示している。横軸はスイッチング周波数f、縦軸は半導体発光素子3の光出力である。図3aの例では、調光範囲を高輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域ではデューティ比制御による調光を実施し、低輝度域では周波数制御による調光を実施している。すなわち、光出力が100[]となる全点灯状態図2aの状態から、スイッチング周波数fを最低周波数fmin例えば、約45[kHz]に維持したままで、スイッチング素子Q1、Q2のオン期間の比率を変えることによる調光制御の限界例えば、図2bの状態まで光出力を低下させて、その後、スイッチング周波数fを最高周波数fmax例えば、約83[kHz]に向けて増大させて、周波数制御による調光制御の限界例えば、図2dの状態まで調光するものである。この場合、スイッチング電流が大きい高輝度域において、スイッチングの回数を少なくできるので、スイッチングノイズを低減できると共に、スイッチング損失も少なく出来る利点がある。図3bの制御例は、調光範囲を高輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域では周波数制御による調光を実施し、低輝度域ではデューティ比制御による調光を実施している。すなわち、光出力が100[]となる全点灯状態図2aの状態から、スイッチング素子Q1、Q2のオン期間は略均等に維持したままで、スイッチング周波数fを最低周波数fmin例えば、約45[kHz]から最高周波数fmax例えば、約83[kHz]に向けて増大させて、周波数制御による調光制御の限界例えば、図2cの状態まで調光し、その後、スイッチング素子Q1、Q2のオン期間がアンバランスとなるように制御することで、デューティ比制御による調光制御の限界例えば、図2dの状態まで光出力を低下させるものである。この場合、スイッチング電流が大きい高輝度域において、各スイッチング素子に均等に電流が分散されるので、一方のスイッチング素子にのみ過大な熱的ストレスが加わることを防止できる。図3cの制御例は、図3aと図3bの折衷案であり、調光範囲を高輝度域と中輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域と低輝度域ではデューティ比制御による調光を実施し、中輝度域では周波数制御による調光を実施している。この場合、図3aの制御例と同様に、スイッチング電流が大きい高輝度域において、スイッチングの回数を少なくできるので、スイッチングノイズを低減できると共に、スイッチング損失も少なく出来る利点がある。また、スイッチング素子Q1、Q2のオン期間が過剰に不均等となる前に、周波数制御による調光を開始するので、各スイッチング素子の熱的ストレスの不均衡を少なく出来る。図3dの制御例も、図3aと図3bの折衷案であり、調光範囲を高輝度域と中輝度域と低輝度域に分けて、高輝度域と低輝度域では周波数制御による調光を実施し、中輝度域ではデューティ比制御による調光を実施している。例えば、最大出力付近や最小出力付近での使用頻度が少ない場合、最低周波数fminと最高周波数fmaxの中間付近の周波数を選択的に除去するように、スイッチングノイズ除去用のフィルタ回路を設計しておけば、相対的に使用頻度が高い中輝度域でスイッチングノイズを効率良く除去できる。図3eの制御例は、周波数制御による調光とデューティ比制御による調光を同時に実施する例である。図中の実線は、周波数制御による調光とデューティ比制御による調光を併用する本発明の制御特性であり、破線は周波数制御による調光のみを用いる従来例の制御特性である。従来例特許文献1のように、周波数制御だけで光出力を広範囲に調光しようとすると、周波数の可変範囲を広くする必要があり、スイッチングノイズの除去が困難となる。また、特に低輝度域では、スイッチング周波数が高くなることで、共振電圧が低下してLED負荷の点灯に必要な電圧が得られないという問題がある。また、スイッチング損失が増大するという問題もある。これに対して、周波数制御による調光とデューティ比制御による調光とを併用する本発明の制御特性実線では、周波数の可変範囲が狭くても、デューティ比制御による寄与があるので、広い範囲で調光が可能となる。これにより、スイッチングノイズを除去するためのフィルタ回路の設計が容易となり、スイッチング損失の増大も回避できる。また、スイッチング周波数が高くなり過ぎて共振電圧が低下することを回避できるので、LED負荷の点灯に必要な電圧が得られないという問題も無く、低光束まで安定して調光可能なLED照明器具を実現できる。実施形態2図4は本発明の実施形態2の回路図である。信号源V1、V2はそれぞれ電源コンデンサC5、C4から給電されている。低電位側の電源コンデンサC4は、例えば、入力直流電源Vdcから降圧用の高抵抗図示せずを介して充電されて、ツェナーダイオードなどの定電圧素子図示せずにより電圧を規制されて、略一定の制御電源電圧Vccを充電されている。高電位側の電源コンデンサC5は、低電位側のスイッチング素子Q1がオンされたときに、いわゆるブートストラップ用のダイオードD5を介して、低電位側の電源コンデンサC4から充電される。上述の実施形態1では、スイッチング素子Q1、Q2のオン駆動信号をアンバランスに制御する際に、図2bまたはdに示すように、高電位側の信号源V1から出力されるオン駆動信号のパルス幅が、低電位側の信号源V2から出力されるオン駆動信号のパルス幅よりも長くなるように制御していた。これに対して、本実施形態2では、スイッチング素子Q1、Q2のオン駆動信号をアンバランスに制御する際に、低電位側の信号源V2から出力されるオン駆動信号のパルス幅が、高電位側の信号源V1から出力されるオン駆動信号のパルス幅よりも長くなるように制御する。これにより、高電位側の電源コンデンサC5の充電時間が放電時間に比べて短くなることは無いから、電源コンデンサC5として比較的に容量の小さい電解コンデンサを用いたとしても、高電位側の制御電源電圧HVccが不足することは無くなる。電源コンデンサとして用いられるアルミ電解コンデンサは、温度上昇や経年変化により容量が抜けやすいことが知られている。このため、寿命の長いLED点灯装置においては、余裕を持たせて電解コンデンサの容量を大きめに設計する必要がある。これに対して、本実施形態では、高電位側の電源コンデンサC5の容量を小さく設計することが出来るから、器具の小型化が可能となる。実施形態3図5は本発明の実施形態3の回路図である。本実施形態では、図1に示した実施形態1において、ダイオードD1~D4よりなる全波整流回路に代えて、ダイオードD1とD3よりなる逆極性の半波整流回路を2個並列に接続したものである。共振コンデンサC2には、ダイオードD1を介してコンデンサC3と抵抗R5と半導体発光素子3aの並列回路が接続されている。また、逆極性のダイオードD3を介してコンデンサC6と抵抗R6と半導体発光素子3bの並列回路が接続されている。半導体発光素子3aと3bは同じ色温度であっても構わないが、例えば、寒色系と暖色系のように、色温度が異なるものを接続しても良い。後者の場合、スイッチング素子Q1とQ2のオン期間をアンバランスに制御することにより、混合色の色温度を可変とすることが出来る。また、混合色の輝度は、スイッチング素子Q1、Q2のスイッチング周波数を可変とすることで調整しても良いし、高周波のスイッチング動作に間欠的に低周波の休止期間を設けることで調整しても良いし、両者を併用しても良い。上述の特許文献1特開2001-351789号公報においても、ハーフブリッジインバータ回路の出力にLC直列共振回路を介して接続された半導体発光素子を調色ならびに調光点灯させることが提案されている同文献の請求項6。しかし、特許文献1の技術では、異なる色温度の半導体発光素子に対してそれぞれ共振周波数の異なる別々のLC直列共振回路が必要であり、回路構成が複雑になる。また、混合色の色温度を変化させるには、異なる共振周波数の中間でスイッチング周波数を変化させる必要があり、一方の共振回路に流れる電流は進相モードになる同文献の請求項3。これに対して、本発明の構成によれば、共振回路に流れる電流は常に遅相モードとすることができるから、直列接続された2個のスイッチング素子が同時にオンすることを防止でき、スイッチング損失を低減できる。また、LC直列共振回路も1つだけで良いので、回路構成が簡単となる利点がある。また、本発明の構成によれば、2個のスイッチング素子のオン期間の比率を変えることにより混合色の色温度を制御でき、さらにスイッチング周波数を変えることにより混合色の輝度を制御できるから、特許文献1の技術のように、スイッチング周波数を変えることにより混合色の色温度を可変とする制御に比べると、調光制御のためにスイッチング動作の休止期間同文献の0099、図15参照を設けることが必須ではなくなり、これにより、特許文献1の技術に比べると、ちらつきを低減できる。なお、図示は省略するが、特許文献1のように、共振コンデンサC2の両端に、LED負荷の直列回路を逆並列接続しても良い。その場合、LEDのダイオード特性が整流回路2としての機能を兼用することになる。上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機EL素子や半導体レーザー素子などであっても良い。"