"直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該共振トランスの出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、前記励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は前記励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧とし、前記スイッチング素子のオフ期間における前記モニタ電圧の半波の完了時点から、過渡現象による共振電圧の第2高調波が現れる直前までの間で、前記モニタ電圧の波高値に応じて前記スイッチング素子をオンにする時期を制御するための制御信号を生成する出力電圧制御回路と、前記制御信号を入力して、一定周波数の矩形波パルス信号によるスイッチングパルスを、前記制御信号に対応して前記スイッチング素子をオンにする期間の割合を変化させるようにパルス幅変調して出力して、前記スイッチング素子のオンオフを制御するPWM制御回路とを設けたことを特徴とする高電圧インバータ装置。請求項1に記載の高電圧インバータ装置において、前記出力電圧制御回路が、前記モニタ電圧と基準電位とを比較して、前記モニタ電圧の半波が発生している期間のみハイレベルとなる2値の電圧信号を出力する第1の比較回路と、前記モニタ電圧をダイオードと抵抗の直列回路を通して入力し、コンデンサと抵抗との並列回路によって積分して、三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号を形成する回路と、前記2値の電圧信号及び前記三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号を基準電圧と比較して、前記2つの電圧信号の少なくても一方が前記基準電圧より高いときには出力をローレベルにし、前記2つの電圧信号がいずれも前記基準電圧より低いときには出力をハイレベルにし、該出力を前記制御信号として出力する第2の比較回路とからなることを特徴とする高電圧インバータ装置。前記基準電圧は、前記三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号が最も大きくなった場合でも、前記第2高調波が現れる直前で該電圧信号が前記基準電圧より低くなるように設定されていることを特徴とする請求項2に記載の高電圧インバータ装置。請求項1から3のいずれか一項に記載の高電圧インバータ装置であって、前記共振トランスを、同一の特性を持つ個別の複数の共振トランスによって構成し、該複数の共振トランスの各励磁巻線を並列又は直列に接続して同時に励磁させるようにし、該複数の共振トランスの各出力巻線を互いに直列又は並列に接続したことを特徴とする高電圧インバータ装置。前記複数の共振トランスの各出力巻線の出力電圧波形の時間軸が同期していることを特徴とする請求項4に記載の高電圧インバータ装置。出力電圧が直流のスイッチングレギュレータの場合には、特許文献1に記載されているようにその出力電圧を検出して、スイッチング素子をON/OFF制御するスッチングパルスをPWM制御することが可能である。また、出力の平滑回路の電解コンデンサなどによる保持時間があるため、制御の応答性が問題になることもない。しかし、インバータ装置の出力は交流であるために、全波であろうが半波であろうが、その波高値ピーク電圧値を一定に制御するのは困難であった。その理由は、波高値の時間が1点であることと、制御の遅延があり、出力電圧波形が繰り返される周波数が高くなればなるほどその遅延の影響が顕著になって、波高値電圧が降下し過ぎたり上昇し過ぎたりする。そのため、出力が交流であって、スイッチング周波数が数十KHzと高く、出力の波高値電圧も十数KVのように高い場合は、上述した制御の応答性の問題に加えて、出力電圧検出手段や部品の耐圧の問題等も生じる。そのため、このような高電圧インバータ装置では、入力供給電圧を一定に制御するだけで、出力電圧値は無制御であるのが一般であった。前述した特許文献2に記載されているように、出力電圧値の代わりに出力電流を検出して、それを負帰還してスイッチング素子に対するPWM制御を行うようにしたものもあるが、出力電圧の波高値は監視していないし、それを制御することはできない。この発明は、このような現状に鑑みてなされたものであり、出力が交流でその波高値電圧が十数KVのような高電圧インバータ装置において、その波高値電圧が一定になるように制御することを目的とする。この発明は、直流若しくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧をスイッチングして、共振トランスの励磁巻線に励磁電流を流し、該共振トランスの出力巻線から交流高電圧を出力する高電圧インバータ装置において、上記の目的を達成するため、上記励磁電流をスイッチングするスイッチング素子の端子間又は上記励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧とし、上記スイッチング素子のオフ期間におけるモニタ電圧の半波の完了時点から、過渡現象による共振電圧の第2高調波が現れる直前までの間で、上記モニタ電圧の波高値に応じて上記スイッチング素子をオンにする時期を制御するための制御信号を生成する出力電圧制御回路と、上記制御信号を入力して、一定周波数の矩形波パルス信号によるスイッチングパルスを、上記制御信号に対応してスイッチング素子をオンにする期間の割合を変化させるようにパルス幅変調して出力して、上記スイッチング素子のオンオフを制御するPWM制御回路とを設けたことを特徴とする。上記出力電圧制御回路を、上記モニタ電圧と基準電位とを比較して、モニタ電圧の半波が発生している期間のみハイレベルとなる2値の電圧信号を出力する第1の比較回路と、上記モニタ電圧をダイオードと抵抗の直列回路を通して入力し、コンデンサと抵抗との並列回路によって積分して、三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号を形成する回路と、上記2値の電圧信号及び上記三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号を基準電圧と比較して、上記2つの電圧信号の少なくても一方が基準電圧より高いときには出力をローレベルにし、上記2つの電圧信号がいずれも基準電圧より低いときには出力をハイレベルにし、その出力を上記制御信号として出力する第2の比較回路とから構成するとよい。この発明による高電圧インバータ装置は、出力電圧が交流でその波高値電圧が十数KVのような高電圧であっても、スイッチング素子の端子間又は共振トランスの励磁巻線の両端間に発生する電圧をモニタ電圧として、その波高値の変動に応じて一定周波数のスイッチングパルスをPWM制御し、スイッチング素子をオンにする期間の割合を制御することによって、出力電圧の波高値電圧が略一定になるように制御することができる。以下、この発明を実施するための形態を図面に基づいて具体的に説明する。図1は、この発明による高電圧インバータ装置の一実施例を示す回路図である。この高電圧インバータ装置は、入力端子1a,1bと出力端子2a,2b、共振トランス3、スイッチング素子4、PWM制御回路5、出力電圧制御回路10等を備えている。この高電圧インバータ装置は、入力端子1a,1bから供給される直流もしくは直流成分に脈流が重畳された入力電圧Vinを、スイッチング素子4によってスイッチングして共振トランス3の一次側の励磁巻線NPに断続的に励磁電流を流す。そして、その共振トランス3の二次側の出力巻線NSから十数KVの交流高電圧を出力し、出力端子2a,2bからその高電圧の出力電圧Voutを図示していない負荷に対して出力する。入力電圧Vinは安全特別低電圧SELV:DC60V以内、若しくは電圧尖頭値が42.4Vを超えない電圧にするとよい。共振トランス3の励磁巻線NPの一端が正極側の入力端子1aに接続され、他端がFETによるスイッチング素子4のドレインソース間を通して負極側の入力端子1bに接続されている。出力巻線NSの一方の端部は出力端子2aに接続され、他方の端部は出力端子2bに接続されるとともに、負極側の入力端子1b及びスイッチング素子4のソース側とも接続されて、導電体からなる筐体やシャーシ又はフレーム等によるフレームグラウンドGNDに接続されている。このフレームグラウンドGNDはアース接地するのが安全上望ましい。PWM制御回路5は、発振回路を含むIC集積回路として作られている。このPWM制御回路5は入力端子1a,1bから供給される入力電圧Vinによって動作し、抵抗R2を介してスイッチング素子4のゲートにスイッチングパルスSpを印加して、そのスイッチング素子4をオンオフさせる。それによって、共振トランス3の励磁巻線NPに断続的に電流を流し、出力巻線NSに交流高電圧を発生させる。そのスイッチングパルスSpは矩形波パルスによるパルス幅制御信号でもあり、スイッチング素子4のオン期間とオフ期間の比率デューティを制御する。また、入力電源の正極側のa点とスイッチング素子4の正極ドレイン側のb点との間に、a点に一端を接続したコンデンサC1と抵抗R1の並列回路とアノードをb点に接続したダイオードD1とを直列に接続してスナバ回路6を構成している。このスナバ回路6は、共振トランス3のリセット用及びスイッチング素子4の電圧抑圧用に設けられている。出力電圧制御回路10は、共振トランス3の励磁巻線NPとスイッチング素子4の正極ドレイン側との接続点bの電圧、この場合スイッチング素子4の端子間ドレインソース間電圧Vnpをモニタ電圧として、そのモニタ電圧Vnpと基準電位Vrこの例では0電位とを比較するオペアンプによる第1の比較回路ゼロクロス検知回路11を設けている。この第1の比較回路は、モニタ電圧Vnpの方が高電位の期間のみ出力の電圧信号V2をハイレベルHにし、それ以外の期間は出力の電圧信号V2をローレベルLにする。また、接続点bにアノードを接続したダイオードD2とそのカソードに一端を接続した抵抗R3とを直列に接続し、その抵抗R3の他端のc点とフレームグラウンドGNDとの間に、充電用コンデンサC2と放電用抵抗R4との並列回路による三角波形成回路を接続している。さらに、一つの正転入力端子と二つの反転入力端子-とを有するオペアンプによる第2の比較回路12を備えており、その正転入力端子とフレームグラウンドGNDとの間に直流電源13を接続して、正の基準電圧V4を正転入力端子に入力させる。また、一方の反転入力端子にc点に発生する三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号V3を、他方の反転入力端には第1の比較回路11の出力である電圧信号V2ゼロクロスの矩形波信号を入力させている。この第2の比較回路12は、二つの反転入力端子に入力する電圧信号V2,V3の少なくとも一方が正転入力端子に入力する基準電圧V4より高いときは、出力信号をローレベルLにし、二つの反転入力端子に入力する電圧信号V2,V3のいずれも正転入力端子に入力する基準電圧V4より低くなると、出力信号をハイレベルHにする。この第2の比較回路12の出力信号を、制御信号VfとしてPWM制御回路5のフィードバック入力端子FBに入力させる。PWM制御回路5は、内蔵の発振回路によって一定周波数一定周期の矩形波パルス信号を発生し、そのローレベルLからハイレベルHへの反転タイミングを、フィードバック入力端子FBに入力する制御信号VfのローレベルLからハイレベルHへの反転タイミングと一致させるように制御する。その制御された矩形波パルス信号をスイッチングパルスSpとして出力し、抵抗R2を通してスイッチング素子4のゲートに印加する。この出力電圧制御回路10の動作を、図2の波形図を参照して詳細に説明する。図2のbに示すスイッチングパルスSpがハイレベルHの期間は、スイッチング素子4のゲートソース間電圧Vgsが所定電圧になり、スイッチング素子4がONになるため、共振トランス3の励磁巻線NPに励磁電流が流れ、共振トランス3にエネルギーが蓄えられる。図1の接続点bのモニタ電圧Vnpはスイッチング素子4のドレインソース間電圧Vdsと同じであるから、この期間は殆ど0Vになっている。スイッチングパルスSpがローレベルLになると、スイッチング素子4のゲートソース間電圧Vgsが0Vになり、スイッチング素子4がオフOFFになるため、共振トランス3の励磁巻線NPの励磁電流を遮断する。それによって、共振トランス3に蓄えられたエネルギーにより二次側の出力巻線NSから電圧共振による出力電圧Voutを出力する。この出力電圧Voutは、Vout=QeVinの交流高電圧であり、Qeは共振の鋭さを示す値である。したがって、出力電圧Voutは入力電圧Vinと共振の鋭さQeに比例し、Qeを大きくすれば巻線比をあまり大きくしなくても充分な昇圧を達成し、十数KVの交流高電圧を出力することができる。ここで、共振の鋭さQeについて説明すると、周波数に対する共振電流の特性は、共振周波数foで共振電流が最大値になるが、その前後の周波数で共振電流が最大値の1/√2になる周波数の幅半値幅というをΔfとすると、Qe=fo/Δfで表される無次元数である。このスイッチング素子4がオフの期間に、図1における共振トランス3の励磁巻線NPとスイッチング素子4の正極ドレイン側との接続点bには、図2のaに示すように、出力電圧Voutと略相似形の半波波形のモニタ電圧Vnpが発生する。このモニタ電圧Vnpは、共振トランス3の励磁巻線NPと出力巻線NSとの巻数比を1:nとすると、Vnp=Vout/nである。このモニタ電圧Vnpと基準電位Vr=0Vとの交差を第1の比較回路11で検出して、モニタ電圧Vnpの半波の完了の検出を行う。そして、破線で示す過渡現象による次の共振電圧第2高調波が現れるまでに、共振トランス3の出力期間を完了する。そのため、図2のbに示す期間D内でスイッチングパルスSpをローレベルLからハイレベルHへ立ち上げ、スイッチング素子4をオンONにする。すなわち、この半波のモニタ電圧Vnpが0Vになってから第2高調波が現われる直前までの期間D内でスイッチング素子4をONにするように、スイッチングパルスSpをPWM制御する。図1の点cには、接続点bに現われる半波のモニタ電圧VnpをダイオードD2と抵抗R3を通して入力し、それを充電用コンデンサC2と放電用抵抗R4の並列回路による三角波形成回路によって積分し、図2のcに示す三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号V3が発生する。この回路の充電時定数は小さく、放電時定数は大きくしており、電圧信号V3の大きさはモニタ電圧Vnpの波高値に応じて変化する。この電圧信号V3と、第1の比較回路11の出力である矩形波の電圧信号ゼロクロス信号V2とを第2の比較回路12の2つの反転入力端子-にそれぞれ入力させる。そして、第2の比較回路12は、図2のcに示す電圧信号V2,V3と第2高調波が出るまでの時間を決める基準電圧V4とを比較し、電圧信号V2,V3の少なくとも一方が基準電圧V4より高いときは、出力の制御信号VfをローレベルLにし、電圧信号V2,V3がいずれも基準電圧V4より低くなると、出力の制御信号VfをハイレべルHにする。したがって、第2の比較回路12が出力する制御信号Vfは、図2のdに示すようになる。図2のcにおける破線は、aに示すモニタ電圧Vnpの波高値Eが大きくなり、その第2高調波が発生する直前で、電圧信号V3が基準電圧V4より低くなる場合の電圧信号V3の波形を示している。したがって、基準電圧V4は、三角波状もしくはそれに類する波形の電圧信号V3が最も大きくなった場合でも、第2高調波が現れる直前でその電圧信号V3が基準電圧V4より低くなるように設定される。この第2の比較回路12が出力する制御信号VfがPWM制御回路5のフィードバック入力端子FBに入力し、それによってPWM制御回路5は、スイッチングパルスSpがローレベルLからハイレベルHに立ち上がるタイミングを、フィードバック入力端子FBに入力する制御信号VfのローレベルLからハイレベルHへの立ち上がりタイミングと一致させるように制御する。すなわち、スイッチングパルスSpがハイレベルHの期間、すなわちスイッチング素子4がオンの期間を、モニタ電圧Vnpの波高値Eの大きさに応じて、図2にDで示す期間の範囲で制御PWM制御して、モニタ電圧Vnpに対応して発生する出力電圧Voutの波高値Eoutが略一定になるように制御する。具体的には、モニタ電圧Vnpの波高値Eが高くなると、スイッチングパルスSpがハイレベルHスイッチング素子4がオンの期間を短くして、共振トランス3にエネルギーを蓄積する時間を短くし、出力電圧Voutの波高値EoutEout=nEを下げるように制御する。逆に、モニタ電圧Vnpの波高値Eが低くなると、スイッチングパルスSpがハイレベルHスイッチング素子4がオンの期間を長くして、共振トランス3にエネルギーを蓄積する時間を長くし、出力電圧Voutの波高値Eoutを上げるように制御する。スイッチングパルスSpの周波数、すなわちスイッチング素子4のスイッチング周波数逆数が周期は固定であり、スイッチング素子4のオン期間すなわち共振トランス3の励磁時間の比率を可変する。この実施例ではスイッチング素子4の端子間電圧b点とフレームグラウンドGND間の電圧をモニタ電圧Vnpとしたが、共振トランス3の励磁巻線NPの両端間に発生する電圧接続点aと接続点b間の電圧をモニタ電圧としてもよい。他の実施例次に、この発明による高電圧インバータ装置の他の実施例について、図3及び図4によって説明する。図3に示す高電圧インバータ装置は、共振トランス3′を同じ構成で同一の特性を持つ2個の共振トランスT1,T2によって構成している点だけが、図1によって説明した高電圧インバータ装置と異なる。図4に示す高電圧インバータ装置は、共振トランス3′′を同じ構成で同一の特性を持つ3個の共振トランスT1,T2,T3によって構成している点だけが、図1によって説明した高電圧インバータ装置と異なる。したがって、これらの図において、図1と同じ部分には同一の符号を付してあり、それらの説明は省略する。出力電圧制御回路10は図1に示した回路と同じ構成であるから、ここでは単に一つのブロックで示している。図3に示す高電圧インバータ装置では、共振トランス3′を構成する共振トランスT1,T2の励磁巻線NP1とNP2が入力電源の正極側のa点とFETによるスイッチング素子4の正極側のb点との間に並列に接続されている。その共振トランスT1,T2の出力巻線NS1,NS2は直列に接続され、各出力巻線NS1,NS2の接続されていない方の各端部をそれぞれ出力端子2a,2bに接続している。この実施例の高電圧インバータ装置は、共振トランス3′を構成する磁路が全く違う別個のコアで同じ特性を持つ2個の共振トランスT1,T2の各励磁巻線NP1,NP2を同時に励磁し、出力側において各出力巻線NS1,NS2の出力電圧を加算あるいは乗算する。したがって、複数の励磁巻線に偏磁が生じることがなく、出力巻線の巻数を多くすることができるので、昇圧比が高い高電圧の出力電圧Voutを連続して、安定にしかも安全に得ることができる。なお、共振トランスT1,T2の各出力巻線NS1,NS2の出力電圧波形の時間軸が同期していることが望ましい。そのため、スイッチング素子4のドレイン端子と各励磁巻線NP1,NP2の負極側端子との配線距離が均等になるようにスイッチング素子4を配置するとよい。この実施例の場合、各共振トランスT1,T2の励磁巻線と出力巻線の巻数比が1:nであると、b点に発生する電圧Vnpは、出力電圧Voutに対してVnp=Vout/2nになる。また、モニタ電圧Vnpの波高値Eに対して出力電圧Voutの波高値Eoutは、Eout2nEとなる。図4に示す高電圧インバータ装置は、共振トランス3′′を、同じ構成で同一の特性を持つ3個の共振トランスT1,T2,T3によって構成している。そして、その3個の共振トランスT1、T2、T3の各励磁巻線NP1,NP2、NP3を入力電源の正極側のa点とスイッチング素子4の正極側のb点との間に並列に接続している。その各共振トランスT1、T2、T3の出力巻線NS1,NS2,NS3を全て直列に接続し、その出力巻線NS1とNS3のそれぞれ接続されていない方の端部をそれぞれ出力端子2a,2bに接続している。この実施例の高電圧インバータ装置は、共振トランス3′′を構成する磁路が全く違う別個のコアで同じ特性を持つ3個の共振トランスT1,T2,T3の各励磁巻線NP1,NP2,NP3を同時に励磁し、出力側において各出力巻線NS1,NS2,NS3の出力電圧を加算あるいは乗算する。したがって、より高い高電圧出力および大きな出力電圧Voutを安定してしかも安全に供給することができる。この場合も、共振トランスT1,T2、T3の各出力巻線NS1,NS2,NS3の出力電圧波形の時間軸が同期していることが望ましい。そのため、スイッチング素子4のドレイン端子と各励磁巻線NP1,NP2、NP3の負極側端子との配線距離が均等になるようにスイッチング素子4を配置するとよい。この実施例の場合、各共振トランスT1,T2,T3の励磁巻線と出力巻線の巻数比がいずれも1:nであると、b点に発生する電圧Vnpは、出力電圧Voutに対してVnp=Vout/3nになる。また、モニタ電圧Vnpの波高値Eに対して出力電圧Voutの波高値Eoutは、Eout3nEとなる。高電圧を発生させる共振トランスを、同一の特性を持つ4個以上の共振トランスによって構成してもよい。また、その複数の共振トランスの各励磁巻線を直列に接続したり、並列と直列を組み合わせて接続してもよい。その各出力巻線も並列に接続したり、直列と並列を組み合わせて接続してもよい。以上、この発明による高電圧インバータ装置の好ましい実施例について説明してきたが、この発明はこれらに限るものではなく、種々の変形が可能である。"