"直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第1~第4のスイッチング素子と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第5~第8のスイッチング素子と、前記第5のスイッチング素子および第6のスイッチング素子の共通接続点と、第7のスイッチング素子および第8のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたコンデンサと、前記第1~第8のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第2のスイッチング素子および第3のスイッチング素子の第1の共通接続点と、第6のスイッチング素子および第7のスイッチング素子の第2の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記コンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項1に記載のマルチレベル電力変換器。前記マルチレベル電力変換器は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電力変換器の、第1の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第2の共通接続点をU相、V相、W相の各出力端としたことを特徴とする請求項1又は2に記載のマルチレベル電力変換器。直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第1~第4のスイッチング素子を順次直列接続した第1の直列回路と、第5~第8のスイッチング素子を順次直列接続した第2の直列回路とを並列に接続したブリッジ回路と、前記第5のスイッチング素子および第6のスイッチング素子の共通接続点と、第7のスイッチング素子および第8のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第1のコンデンサと、前記並列接続された第1の直列回路および第2の直列回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に接続された第2のコンデンサと、前記直流電源の正極端と前記第2のコンデンサの一端との間に順次直列接続された、リアクトルと、前記直流電源および第2のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第9のスイッチング素子および第10のスイッチング素子と、前記第2のコンデンサの他端と前記直流電源の負極端との間に順次直列接続された、前記第10のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第11のスイッチング素子と前記第9のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第12のスイッチング素子と、前記第1~第8のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記リアクトル、第1~第12のスイッチング素子、第1および第2のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記第2のスイッチング素子および第3のスイッチング素子の第1の共通接続点と、第6のスイッチング素子および第7のスイッチング素子の第2の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第1のコンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項4に記載のマルチレベル電力変換器。前記マルチレベル電圧変換部は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第1の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第2の共通接続点をU相、V相、W相の各出力端としたことを特徴とする請求項4又は5に記載のマルチレベル電力変換器。直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第1~第4のスイッチング素子を順次直列接続した第1の直列回路と、第5~第8のスイッチング素子を順次直列接続した第2の直列回路と、前記第1の直列回路の一端と第2の直列回路の一端との間、および第1の直列回路の他端と第2の直列回路の他端との間に各々接続されたリアクトルと、前記第5のスイッチング素子および第6のスイッチング素子の共通接続点と、第7のスイッチング素子および第8のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第1のコンデンサと、前記第2の直列回路の一端と他端の間に接続された第2のコンデンサと、前記直流電源の正極端と前記第1の直列回路の一端との間に接続された第1のスイッチング手段と、前記第1の直列回路の他端と前記直流電源の負極端との間に接続された、前記第1のスイッチング手段と同一タイミングでオン、オフ制御される第2のスイッチング手段と、前記第1~第8のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記リアクトル、第1~第8のスイッチング素子、第1および第2のスイッチング手段、第1および第2のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記第2のスイッチング素子および第3のスイッチング素子の第1の共通接続点と、第6のスイッチング素子および第7のスイッチング素子の第2の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴とするマルチレベル電力変換器。前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記第1のコンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴とする請求項7に記載のマルチレベル電力変換器。前記マルチレベル電圧変換部は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電圧変換部の、第1の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第2の共通接続点をU相、V相、W相の各出力端としたことを特徴とする請求項7又は8に記載のマルチレベル電力変換器。前記の図12の構成では、5レベルインバータの直流側の電源電圧ダイオード整流器2の出力電圧を5分圧するために4つの直流リンクコンデンサCdc1~Cdc4が直列接続されており、これらのコンデンサに蓄えられたエネルギーを用いて5レベル電圧の交流出力が生成される。原理上、出力電圧波形に合わせた電圧レベルとなるように、5レベルインバータには有効電力が流入もしくは流出するため、4つのコンデンサCdc1~Cdc4に生じる直流電圧の各平均値が等しくならないという問題が発生する。交流出力の各レベルについての波高を全て等しくするためには、各コンデンサCdc1~Cdc4に生じる直流電圧の平均値が全て等しくなるよう制御する必要がある。そのため、図12に示す非特許文献1の回路では、各コンデンサCdc1~Cdc4に生じる直流電圧の平均値を昇降圧チョッパ動作によって均一にするための電圧均一回路3をインバータ1の直流側に設けている。この電圧均一回路3は、半導体スイッチの他に、結合巻線をもつ大型の直流リアクトルLCや逆流阻止用ダイオードを必要とし、これら回路素子の増加が装置の大形化及びコスト高になるという問題があった。また、図12に示す5レベルインバータ1には、半導体スイッチの他に、高耐圧大電流容量のクランプ用ダイオードを多く必要とし、それらが回路の大形化及びコスト高の要因になる。本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、電圧均一回路を用いることなく、半導体素子の必要個数を減らし、装置の小型化及びコスト低減ができるマルチレベル電力変換器を提供することにある。上記課題を解決するための請求項1記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第1~第4のスイッチング素子と、前記直流電源の正、負極端間に順次直列接続された第5~第8のスイッチング素子と、前記第5のスイッチング素子および第6のスイッチング素子の共通接続点と、第7のスイッチング素子および第8のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたコンデンサと、前記第1~第8のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記第2のスイッチング素子および第3のスイッチング素子の第1の共通接続点と、第6のスイッチング素子および第7のスイッチング素子の第2の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。また、請求項4に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第1~第4のスイッチング素子を順次直列接続した第1の直列回路と、第5~第8のスイッチング素子を順次直列接続した第2の直列回路とを並列に接続したブリッジ回路と、前記第5のスイッチング素子および第6のスイッチング素子の共通接続点と、第7のスイッチング素子および第8のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第1のコンデンサと、前記並列接続された第1の直列回路および第2の直列回路の一方の共通接続点と他方の共通接続点との間に接続された第2のコンデンサと、前記直流電源の正極端と前記第2のコンデンサの一端との間に順次直列接続された、リアクトルと、前記直流電源および第2のコンデンサの電圧に応じてオン、オフ制御される第9のスイッチング素子および第10のスイッチング素子と、前記第2のコンデンサの他端と前記直流電源の負極端との間に順次直列接続された、前記第10のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第11のスイッチング素子と前記第9のスイッチング素子と同一タイミングでオン、オフ制御される第12のスイッチング素子と、前記第1~第8のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記リアクトル、第1~第12のスイッチング素子、第1および第2のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記第2のスイッチング素子および第3のスイッチング素子の第1の共通接続点と、第6のスイッチング素子および第7のスイッチング素子の第2の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。さらに、第9~第12のスイッチング素子のオン、オフ制御によって第2のコンデンサの電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の複数の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。また、請求項7に記載のマルチレベル電力変換器は、直流電源の電圧を複数の電圧レベルに変換した交流出力を生成するマルチレベル電力変換器であって、直流電源と、第1~第4のスイッチング素子を順次直列接続した第1の直列回路と、第5~第8のスイッチング素子を順次直列接続した第2の直列回路と、前記第1の直列回路の一端と第2の直列回路の一端との間、および第1の直列回路の他端と第2の直列回路の他端との間に各々接続されたリアクトルと、前記第5のスイッチング素子および第6のスイッチング素子の共通接続点と、第7のスイッチング素子および第8のスイッチング素子の共通接続点との間に接続された第1のコンデンサと、前記第2の直列回路の一端と他端の間に接続された第2のコンデンサと、前記直流電源の正極端と前記第1の直列回路の一端との間に接続された第1のスイッチング手段と、前記第1の直列回路の他端と前記直流電源の負極端との間に接続された、前記第1のスイッチング手段と同一タイミングでオン、オフ制御される第2のスイッチング手段と、前記第1~第8のスイッチング素子のオン、オフ制御によって複数の電圧レベルを出力させる制御手段とを備え、前記リアクトル、第1~第8のスイッチング素子、第1および第2のスイッチング手段、第1および第2のコンデンサによってマルチレベル電圧変換部を構成し、前記第2のスイッチング素子および第3のスイッチング素子の第1の共通接続点と、第6のスイッチング素子および第7のスイッチング素子の第2の共通接続点とを複数の電圧レベルの交流出力端としたことを特徴としている。上記構成により、従来のような電圧均一回路を用いることなく交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。さらに、リアクトルを介して電流が流れているスイッチング素子をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第2のコンデンサに吸収されるため、スイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。また、請求項2、5、8に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項1、4、7の装置において、前記制御手段のオン、オフ制御は、同一電圧レベルの出力時に前記コンデンサ第1のコンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードとを有していることを特徴としている。上記構成により、コンデンサ第1のコンデンサを任意の電圧に調整することができる。また、請求項3、6、9に記載のマルチレベル電力変換器は、請求項1、4、7の装置において、前記マルチレベル電力変換器マルチレベル電圧変換部は三相交流の各相に各々設けられ、前記三相各相のマルチレベル電力変換器マルチレベル電圧変換部の、第1の共通接続点どうしを中性点として共通接続し、前記第2の共通接続点をU相、V相、W相の各出力端としたことを特徴としている。上記構成により、少ない素子数でY結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。1請求項1~9に記載の発明によれば、従来のような電圧均一回路を用いることなくコンデンサ第1のコンデンサの電圧を制御できるため、交流出力の各電圧レベルの波高値を等しくすることができ、且つ少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現することができる。これによって、装置の小型化及びコスト低減を実現することができる。2請求項2、5、8に記載の発明によれば、コンデンサ第1のコンデンサを充電させる制御モードと放電させる制御モードを有しているので、コンデンサ第1のコンデンサを任意の電圧に調整することができる。3請求項3、6、9に記載の発明によれば、少ない素子数でY結線接続による三相のマルチレベル電力変換器を実現することができる。4請求項4~9に記載の発明によれば、第9~第12のスイッチング素子、又は第1および第2のスイッチング手段のオン、オフ制御によって第2のコンデンサの電圧を可変制御することができる。これによって、直流電源電圧に対して任意の電圧レベルの出力が可能となり、直流電源電圧と出力電圧のマッチングを取ったスイッチング損失を最小限に低減することができる。5請求項7~9に記載の発明によれば、リアクトルを介して電流が流れている第1および第2のスイッチング手段をオフ制御して電圧がゼロに急変したときのリアクトルのエネルギーは、第2のコンデンサに吸収されるため、第1および第2のスイッチング手段にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防ぐことができる。このためリアクトルのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。本実施形態例では、従来の、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく少ない素子数でマルチレベル電力変換器を構成した。以下、本発明を5レベル電力変換器5レベルインバータに適用した実施例を説明する。図1に本発明の実施例1の5レベル電力変換器100を示す。図1において、直流電源VDCの正負極端間には、第1のスイッチング素子S1~第4のスイッチング素子S4を順次直列接続した第1の直列回路と、第5のスイッチング素子S5~第8のスイッチング素子S8を順次直列接続した第2の直列回路とが並列に接続されている。前記スイッチング素子S5およびS6の共通接続点とスイッチング素子S7およびS8の共通接続点との間にはコンデンサC1が接続されている。前記スイッチング素子S2とS3の第1の共通接続点を出力端子Aとし、前記スイッチング素子S6とS7の第2の共通接続点を出力端子Bとしている。前記スイッチング素子S1~S8は、例えば双方向スイッチで構成され、図示省略の制御部制御手段によって、例えば表1に示すモード1~モード8を有するスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、その結果出力端子A,B間に5レベルの電圧が出力されるものである。尚、前記直流電源VDCの電源電圧は固定でも可変でもよい。表1はスイッチング素子S1~S8のオンオフのモード1~8表1中ではMode1~8と表記しているにより出力端子A,B間に出力される電圧とコンデンサC1の充放電の有無を示している。直流電源VDCの電圧が2E、コンデンサC1の電圧がEのとき、出力端子A,B間の電圧は2E,E,0,-E,-2Eの5レベルの電圧を出力可能である。ここで、表1のスイッチングパターンの各モード1~モード8と出力端子A,B間の電流Iの経路を以下に説明する。尚表1は電流I>0のときを示しており、また、以下の説明では直流電源VDCの正極端をP、負極端をNと表現する。<モード1>スイッチング素子S1,S2,S7,S8が各々オフ、スイッチング素子S3,S4,S5,S6が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S3→S4→N→P→S5→S6→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間には直流電源のN→Pが接続され、A,B間の電圧は2Eとなる。<モード2>スイッチング素子S1,S2,S6,S8が各々オフ、スイッチング素子S3,S4,S5,S7が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S3→S4→N→P→S5→C1→S7→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間には直流電源のN→P→コンデンサC1の正側→負側が直列に接続され、A,B間の電圧は2E-E=Eとなる。<モード3>スイッチング素子S1,S2,S5,S7が各々オフ、スイッチング素子S3,S4,S6,S8が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S3→S4→S8→コンデンサC1→S6→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間にはコンデンサC1の負側→正側が接続され、A,B間の電圧はEとなる。<モード4>スイッチング素子S1,S2,S5,S6が各々オフ、スイッチング素子S3,S4,S7,S8が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S3→S4→S8→S7→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間にはスイッチング素子S3,S4,S7,S8を介して直送され、A,B間の電圧は0となる。<モード5>スイッチング素子S3,S4,S7,S8が各々オフ、スイッチング素子S1,S2,S5,S6が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S2→S1→S5→S6→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間にはスイッチング素子S2,S1,S5,S6を介して直送され、A,B間の電圧は0となる。<モード6>スイッチング素子S3,S4,S6,S8が各々オフ、スイッチング素子S1,S2,S5,S7が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S2→S1→S5→コンデンサC1→S7→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間にはコンデンサC1の正側→負側が接続され、A,B間の電圧は-Eとなる。<モード7>スイッチング素子S3,S4,S5,S7が各々オフ、スイッチング素子S1,S2,S6,S8が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S2→S1→直流電源のP→N→S8→コンデンサC1→S6→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間には直流電源のP→N→コンデンサC1の負側→正側が直列に接続され、A,B間の電圧は-2EE=Eとなる。<モード8>スイッチング素子S3~S6が各々オフ、スイッチング素子S1,S2,S7,S8が各々オンとなり、電流Iは、出力端子A→S2→S1→直流電源のP→N→S8→S7→出力端子Bの経路で流れる。出力端子A,B間には直流電源のP→Nが順に接続され、A,B間の電圧は-2Eとなる。上記モード1~8と出力端子A,B間の電圧VABの関係は図2のとおりであり、2E,E,0,-E,-2Eの5レベルの電圧を出力することが可能である。本実施例によれば、出力電圧がE又は-EのときにコンデンサC1を充電するモードと放電するモードを選択することができるため、コンデンサC1の電圧をEに保つことができる。電流Iの極性によりコンデンサC1の充放電の極性が変化するが、表1は電流I>0のときを示している。以上のように本実施例1によれば、直流電源1個、スイッチング素子8個、コンデンサ1個の少ない素子数で5レベル電力変換器を実現することができる。図3に実施例2の回路構成を示す。本実施例2は、実施例1図1の5レベル電力変換器100を三相分100U,100V,100W設けてY結線に接続したものである。図3において、図1と同一部分は同一符号をもって示している。三相各相の5レベル電力変換器100U,100V,100Wの、出力端子Aどうしを中性点Nとして共通接続し、出力端子Bを三相各相の出力端U,V,Wとしている。図3の5レベル電力変換器100U,100V,100Wの各動作は図1の5レベル電力変換器100と同一である。図3の回路では、Y結線の中性点Nを基準に、三相U,V,Wに5レベル電圧2E,E,0-E,-2Eを出力することができる。尚本実施例2では、三相各相に設ける5レベル電力変換器100U,100V,100Wを図4のように各々多重構成とすることも可能である。すなわち、図3と同様にY結線接続したU相の5レベル電力変換器100U1と出力端子Uとの間に複数個の5レベル電力変換器100U2~100Unを直列接続し、V相の5レベル電力変換器100V1と出力端子Vとの間に複数個の5レベル電力変換器100V2~100Vnを直列接続し、W相の5レベル電力変換器100W1と出力端子Wとの間に複数個の5レベル電力変換器100W2~100Wnを直列接続して構成する。図4によれば、5レベル電力変換器の多重数nを増加させることにより、任意の多重数に構成することができる。以上のように実施例2の図3の構成によれば、直流電源3個、スイッチング素子24個、コンデンサ3個のみで、三相の5レベル電力変換器を実現することができる。図5に実施例3の回路構成を示す。本実施例3では実施例1の直流電源VDCをコンデンサC2で置き換えた回路を実現したものであり、次のように構成されている。すなわち、第1~第4のスイッチング素子S1~S4を順次直列接続した第1の直列回路と、第5~第8のスイッチング素子S5~S8を順次直列接続した第2の直列回路とが並列に接続され、スイッチング素子S5およびS6の共通接続点と、スイッチング素子S7およびS8の共通接続点との間に第1のコンデンサC1が接続され、直流電源VDCの正極端と負極端との間に、リアクトルL、第9のスイッチング素子S9、第10のスイッチング素子S10、第2のコンデンサC2、第11のスイッチング素子S11および第12のスイッチング素子S12が順次直列に接続され、スイッチング素子S10およびコンデンサC2の共通接続点がスイッチング素子S1およびS5の共通接続点に接続され、コンデンサ2およびスイッチング素子S11の共通接続点がスイッチング素子S4およびS8の共通接続点に接続され、スイッチング素子S2およびS3の共通接続点を出力端子Aとし、スイッチング素子S6およびS7の共通接続点を出力端子Bとしている。尚、スイッチング素子S9~S12は例えば双方向スイッチで構成されている。前記スイッチング素子S1~S8は実施例1と同様に、図示省略の制御部によって例えば表1に示すモード1~モード8を有するスイッチングパターンに従ってオン、オフ制御され、スイッチング素子S9~S12は前記S1~S8とは別個に図示省略の制御部によってオン、オフ制御される。上記構成において、力行時には、スイッチング素子S10とS11をオンすることでコンデンサC2にリアクトルLを介して電流を流して、コンデンサC2を充電することが可能である。スイッチング素子S10とS11がオンのときは、直流電源VDCよりもコンデンサC2の電圧が小さい時にはリアクトルLを介してコンデンサC2が充電される。スイッチング素子S10とS11がオフかつ出力電流IB>0のとき電流の向きが、表1のモード1~8における出力端子A,B間に流れる電流の方向であるときには、直流電源VDCからコンデンサC2へは電流が流れないため充電されず、コンデンサC2は出力端子Bから充電される。また、回生時には、スイッチング素子S9とS12をオンすることでコンデンサC2にリアクトルLを介して電流を流して、コンデンサC2を放電することが可能である。スイッチング素子S9とS12がオフかつ出力電流IB<0のとき電流の向きが、表1のモード1~8における出力端子A,B間に流れる電流の方向と反対であるときには、直流電源VDCからコンデンサC2へは電流が流れないため充電されず、コンデンサC2は出力端子Bから充電される。直流電源VDCの電圧を2Eとすると、出力端子A,B間の電圧VABは実施例1と同様に、2E,E,0-E,-2Eの5レベル電圧を出力可能である。また、スイッチング素子S9~S12のオン、オフ制御によりコンデンサC2の電圧を可変制御することで、直流電源VDCに対して任意の5レベル電圧例えばE,E/2,0,-E/2,-Eが出力可能であり、直流電源電圧VDCと出力電圧VABのマッチングを取ることによるスイッチング損失を最小限に低減することができる。すなわち、例えば直流電源電圧VDCと出力電圧VABの差電圧比が大きい場合、スイッチング損失が大となるが、本実施例3のようにスイッチング素子S9~S12をオン、オフ制御してコンデンサC2の電圧を適切に制御することで、スイッチング損失を最小限に低減することが可能となる。尚、スイッチング素子S9~S12は、直流電源VDCおよびコンデンサC1、C2の各電圧を監視し、それらの電圧に応じて、スイッチング素子S1~S8とは別個にオン、オフ制御されるものである。以上のように実施例3によれば、直流電源1個、直流リアクトル1個、スイッチング素子12個、コンデンサ2個のみで、スイッチング損失を低減させた5レベル電力変換器を実現することができる。図6に実施例4の回路構成を示す。本実施例4は、実施例3図5のスイッチング素子S1~S12、リアクトルLおよびコンデンサC1,C2によって5レベル電圧変換部200を構成し、該5レベル電圧変換部200を三相分200U,200V,200W設けて直流電源VDCに対してY結線に接続したものである。図6において、図5と同一部分は同一符号をもって示している。三相各相の5レベル電圧変換部200U,200V,200Wの、出力端子Aどうしを中性点Nとして共通接続し、出力端子Bを三相各相の出力端U,V,Wとしている。図6の5レベル電圧変換部200U,200V,200Wの各動作は図5の回路と同一である。図6の回路では、Y結線の中性点Nを基準に、三相U,V,Wに任意の5レベルの電圧2E,E,0-E,-2EやE,E/2,0,-E/2,-Eを出力することができる。以上のように実施例4によれば、直流電源1個、直流リアクトル3個、スイッチング素子36個、コンデンサ6個によって、三相の5レベル電力変換器を実現することができる。図7に実施例5の回路構成を示す。本実施例5では、実施例4図6のY結線された各相の5レベル電圧変換部200U,200V,200WからリアクトルLを除去して5レベル電圧変換部200U ́,200V ́,200W ́を構成し、該5レベル電圧変換部200U ́,200V ́,200W ́と直流電源VDCの間に三相共通の1個のリアクトルLを接続している。図7の5レベル電圧変換部200U ́,200V ́,200W ́の各動作は図6の回路と同一である。図7の回路では、Y結線の中性点Nを基準に、三相U,V,Wに任意の5レベルの電圧2E,E,0-E,-2EやE,E/2,0,-E/2,-Eを出力することができる。以上のように実施例5によれば、直流電源1個、直流リアクトル1個、スイッチング素子36個、コンデンサ6個によって、三相の5レベル電力変換器を実現することができる。ここで、本発明を三相回路に適用した実施例2,4,5における各スイッチング素子S1~S12を制御する制御部制御手段の一例を図8と共に説明する。図8は制御部の一例である5レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路500の制御ブロック図を示している。図8において、5レベル電圧切換用スイッチングパターン生成回路500には、三相電圧指令値Vと、メイン直流コンデンサコンデンサC1電圧指令値VC1、5レベル電圧変換部200U ́,200V ́,200W ́の各コンデンサC1の検出電圧値VCU1,VCV1,VCW1および各コンデンサC2の検出電圧値VCU2,VCV2,VCW2が入力される。VC1はVC1に制御し、VC2はVC1の1/2に制御する。直流コンデンサ電圧を所望の電圧に制御しながら、5レベルの電圧を出力するスイッチングパターンを、例えば表1から選択し、各スイッチング素子S1~S12のゲート指令を各インバータセルへ出力する図示TOINVUTOINVVTOINVW。前記実施例3、実施例4、実施例5は、従来の回路と比較して、各相のコンデンサ電圧の平均値を等しくするための電圧均一回路を用いることなく、また、少ない素子数でマルチレベル電力変換器を実現できる。しかし、直流リアクトルLを介して電流が流れているスイッチング素子S9~S12の双方向スイッチをオフすると、電流がゼロに急変するため、スイッチング素子S9とS10に加わるサージ電圧が大きくなり、素子が破壊される可能性があり、リアクトルLに並列に抵抗を設置してエネルギーを消費するなどのスナバ回路が必要となる場合がある。そこで本実施例6では、直流リアクトルLを介して電流が流れている双方向スイッチスイッチング素子S9~S12をオフして、電流がゼロに急変するときに双方向スイッチにサージ電圧が印加されず、サージ電圧のエネルギーを吸収する別のスナバ回路を不要とした回路を構成した。尚、本実施例6では、スイッチング素子S9およびS10により第1のスイッチング手段を構成、スイッチング素子S11およびS12により第2のスイッチング手段を構成している。図9に実施例6の回路構成を示す。本実施例6では、実施例3,4,5のように直流電源VDCの正極端とスイッチング素子S9の間に接続されたリアクトルLを除去し、その代わりに、スイッチング素子S10およびS1の共通接続点とスイッチング素子S5の間と、スイッチング素子S4およびS11の共通接続点とスイッチング素子S8の間にリアクトルLを各々接続したものである。上記構成において、リアクトルLとスイッチング素子S9~S12を介してコンデンサC2を充放電しているときに、スイッチング素子S9~S12をオフした場合、コンデンサC2がリアクトルLのサージ電圧を吸収するスナバとして動作する。このためスイッチング素子S9~S12にはサージ電圧は印加されない。図10にリアクトルLとスイッチング素子S9~S12を介してコンデンサC2を充電しているときに、スイッチング素子S9~S12をオフした場合の動作例を示す。コンデンサC2の電圧が直流電源VDCの2Eよりも小さいときにはスイッチング素子S10とS11をオンすることで直流電源VDCからコンデンサC2を充電することができる。このとき、直流電源VDCとコンデンサC2の電圧差とリアクトルLに応じて図6aのようにS9→S10→L→C2→S11→S12の経路で充電電流が流れる。次にスイッチング素子S10とS11をオフすると、図6bのようにリアクトルLに流れている電流をコンデンサC2が吸収するスイッチング素子S4,S3,S2,S1の寄生ダイオードを通した閉回路によってコンデンサC2が充電される。これによって、電流を遮断したときに発生するサージ電圧に対してコンデンサC2がスナバ回路として動作する。このためスイッチング素子にサージ電圧が加わって素子が破壊されるのを防止することができ、これによってリアクトルLのサージ電圧を吸収するスナバ回路が不要となる。尚、前記第1のスイッチング手段を構成するスイッチング素子S9およびS10を1個の双方向スイッチで構成し、第2のスイッチング手段を構成するスイッチング素子S11およびS12を1個の双方向スイッチで構成してもよい。図11に実施例7の回路構成を示す。実施例7では実施例6図9の直流電源VDCを除く5レベル電圧変換部300を三相分300U,300V,300W設けて直流電源VDCに対してY結線に接続したものである。図11において、図9と同一部分は同一符号をもって示している。三相各相の5レベル電圧変換部300U,300V,300Wの、出力端子Aどうしを中性点Nとして共通接続し、出力端子Bを三相各相の出力端U,V,Wとしている。図11の5レベル電圧変換部300U,300V,300Wの各動作は図9の回路と同一である。図11の回路では、Y結線の中性点Nを基準に、三相U,V,Wに5レベルの電圧2E,E,0,-E,-2Eを出力することができる。以上のように実施例7によれば、直流電源1個、スイッチング素子36個、コンデンサ6個、リアクトル6個によって、サージ電圧吸収用のスナバ回路を必要としない三相の5レベル電力変換器を実現することができる。"