"直流電源と、三相交流モータと、前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる第1の電力変換器とを備えたモータ駆動システムを制御するモータ駆動システムの制御装置であって、前記三相交流モータの動作条件と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング条件とのうち少なくとも一方に基づいて、前記平滑コンデンサの端子間電圧VHにピークが発生するピーク発生時期を推定する推定手段と、前記推定されたピーク発生時期よりも前の時間領域で設定される開始時期から所定期間について、前記ピーク発生時期における前記端子間電圧VHVHピークが低下するように前記第1の電力変換器の駆動条件を制御する制御手段とを具備することを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。前記推定手段は、前記三相各々に対応する電流の極性と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期とに基づいて前記ピーク発生時期を推定することを特徴とする請求の範囲第1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。前記スイッチング時期は、キャリア電圧値と指令電圧値とが一致する時期であり、前記推定手段は、前記三相各々において、1前記電流が正極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を超えるに際して一致する第1時期、及び2前記電流が負極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を下回るに際して一致する第2時期を、前記ピーク発生時期と推定することを特徴とする請求の範囲第2項に記載のモータ駆動システムの制御装置。前記推定手段は、前記三相交流モータの位相に基づいて前記ピーク発生時期を推定することを特徴とする請求の範囲第1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。前記モータ駆動システムは、前記第2の電力変換器を備え、前記制御手段は、前記第1の電力変換器の駆動条件を制御する一態様として、前記第2の電力変換器の駆動条件を変化させることを特徴とする請求の範囲第1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。前記第2の電力変換器は、前記平滑コンデンサよりも前記直流電源側に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧可能であると共に、前記端子間電圧VHを所定のVH指令値に維持可能な昇圧回路を含み、前記制御手段は、前記VH指令値を低下させることを特徴とする請求の範囲第5項に記載のモータ駆動システムの制御装置。前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、前記制御手段は、前記キャリア信号の周波数を高周波側に変化させることにより前記VHピークを低下させることを特徴とする請求の範囲第1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、前記制御手段は、前記指令電圧値に所定の高調波を重畳させることを特徴とする請求の範囲第1項に記載のモータ駆動システムの制御装置。インバータは、通常、電圧平滑用の平滑コンデンサを備える。この平滑コンデンサは、高周波領域でインバータのスイッチング状態が変化することに伴って、所謂スイッチングリプルと称される電圧変動に晒される。この種のスイッチングリプルは、インバータのキャリア周波数数百Hz~数十kHzのオーダで発生するため、フィードバック以下、適宜F/Bと略する的手法により対策することは実践上不可能に近い。上記特許文献に開示される装置では、このようなスイッチングリプルへの対策は考慮されていない。このため、この種のスイッチングリプルからインバータを保護するためには、平滑コンデンサの耐電圧或いは容量を増加させる等といった手法に頼らざるを得ない。ところが、この種のモータ駆動システムを、例えば、近年成長の一途を辿る車両搭載用モータ等の駆動に適用する場合、設置性や搭載性の制約から、この平滑コンデンサの容量を、この種のスイッチングリプルの影響を十分に緩和し得る程に大きくすることは困難である。また、コストの制約上、コスト増加を伴う耐電圧の増加もまた困難である。このように、従来の技術には、インバータのスイッチングに伴うスイッチングリプル或いはこのスイッチングリプルによるピーク電圧の発生を抑制或いは緩和することが困難であるという技術的問題点がある。本発明は、係る技術的問題点に鑑みてなされたものであり、三相交流モータを駆動するモータ駆動システムにおいて、平滑コンデンサにおけるピーク電圧の発生を抑制可能なモータ駆動システムの制御装置を提供することを課題とする。上述した課題を解決するため、本発明に係るモータ駆動システムの制御装置は、直流電源と、三相交流モータと、前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる第1の電力変換器とを備えたモータ駆動システムを制御するモータ駆動システムの制御装置であって、前記三相交流モータの動作条件と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング条件とのうち少なくとも一方に基づいて、前記平滑コンデンサの端子間電圧VHにピークが発生するピーク発生時期を推定する推定手段と、前記推定されたピーク発生時期よりも前の時間領域で設定される開始時期から所定期間について、前記ピーク発生時期における前記端子間電圧VHVHピークが低下するように前記第1の電力変換器の駆動条件を制御する制御手段とを具備することを特徴とする請求項1。本発明に係るモータ駆動システムの制御装置によれば、推定手段により、第1の電力変換器における、三相各相に対応するスイッチング回路のスイッチング状態の切り替わりに起因するスイッチングリプルによって発生する、平滑コンデンサの端子間電圧VHのピークの発生時期が推定される。ここで、推定手段がピーク発生時期を推定するにあたって参照する三相交流モータの動作条件とは、例えば、三層各相に対応する電流例えば、U相、V相及びW相の各相に対応する各相電流Iu,Iv及びIwや、モータの回転位相θ等を意味する。また、スイッチング回路のスイッチング条件とは、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期を規定する条件を包括するものであって、例えば、キャリア信号電圧と三相各々に対応する指令電圧との大小関係等を意味する。一方、推定手段によりピーク発生時期が推定されると、制御手段により、この推定されたピーク発生時期が訪れる以前の時間領域で設定された時点を開始時期として、第1の電力変換器の駆動条件を直接的に又は間接的に制御する旨のVHピーク低減措置が講じられる。このため、本発明によれば、この種の対策が講じられない場合と較べてVHピークを低減することが可能となり、平滑コンデンサの容量或いは耐電圧の増大を伴うことのない制御的手法により、第1の電力変換器におけるスイッチングリプルの影響を緩和することが可能となる。尚、第1の電力変換器の駆動条件とは、VHピークの低下を惹起し得る条件であれば如何なる条件であってもよいが、好適には、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング状態に影響を与える条件と、平滑コンデンサの端子間電圧VHに影響を与える条件とに大別される。前者は、例えば、キャリア周波数や三相各々の指令電圧等を含み、後者は、端子間電圧VHの指令値VH指令値や第1の電力変換器に並列に配置される他の電力変換器の発電状態等を含み得る。尚、制御手段がこの種のVHピーク低減措置を講じる期間については、少なくともその開始時期が上述の如く規定される限りにおいて特に限定されるものではないが、その意図するところからして、当然ながらキャリア周波数によって規定されるキャリア周期よりは十分に短い期間であることは言うまでもない。また、本来の三相交流モータの駆動に支障が生じない程度の期間であることも言うまでもない。本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の一の態様では、前記推定手段は、前記三相各々に対応する電流の極性と、前記三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期とに基づいて前記ピーク発生時期を推定する請求項2。本願出願人は、三相各々に対応する電流の極性と、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期との関係が、平滑コンデンサを保護する観点から顕著に重要視すべき高圧側のピーク即ち、波形の山であるの発生時期に相関することを見出した。この態様によれば、係る相関に基づいて、実際にピーク発生時期が訪れる前の段階で高精度にピーク発生時期を推定することが可能となるため、実践上極めて有益である。尚、この態様では、前記スイッチング時期は、キャリア電圧値と指令電圧値とが一致する時期であり、前記推定手段は、前記三相各々において、1前記電流が正極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を超えるに際して一致する第1時期、及び2前記電流が負極性であり、且つ前記キャリア電圧値と前記指令電圧値とが、前記指令電圧値が前記キャリア電圧値を下回るに際して一致する第2時期を、前記ピーク発生時期と推定してもよい請求項3。このような推定手法によれば、高圧側のピーク発生時期を高精度に推定することができる。本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記推定手段は、前記三相交流モータの位相に基づいて前記ピーク発生時期を推定する請求項4。本願出願人によれば、三相交流モータの位相と、平滑コンデンサのVHピークの大小関係との間に相関があることが見出された。従って、予め実験的に、経験的に又は理論的に、VHピークが所定以上に大きくなるモータ位相を把握しておくことが可能である。このようなモータ位相が把握されることにより、VHピークが所定以上に大きくなる場合についてのみ、或いはこのような場合を優先して、VHピーク低減措置を講じることが可能となり、VHピークの平準化による平滑コンデンサの効率的な保護が可能となる。本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記モータ駆動システムは、前記第2の電力変換器を備え、前記制御手段は、前記第1の電力変換器の駆動条件を制御する一態様として、前記第2の電力変換器の駆動条件を変化させる請求項5。このような第2の電力変換器を備える場合には、第2の電力変換器の駆動条件を変化させることにより間接的に第1の電力変換器の駆動条件を変化させることが可能となり、よりフレキシブルに平滑コンデンサの保護を図ることが可能となる。尚、この態様では、前記第2の電力変換器は、前記平滑コンデンサよりも前記直流電源側に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧可能であると共に、前記端子間電圧VHを所定のVH指令値に維持可能な昇圧回路を含み、前記制御手段は、前記VH指令値を低下させてもよい請求項6。特に、この種の昇圧回路により直流電源の供給電圧以上の高電圧領域でモータを駆動可能な構成においては、モータ駆動システムをモータの用途に応じて構築することが容易となり、例えば、車載用モータ駆動システムへの適用も簡便にして可能となる。また、端子間電圧VHをVH指令値に維持可能な構成においては、VH指令値を一時的に低下させることにより、VHピークを低減することも比較的容易である。本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、前記制御手段は、前記キャリア信号の周波数を高周波側に変化させることにより前記VHピークを低下させる請求項7。キャリア信号の周波数キャリア周波数を通常運用される基準の周波数に対して高周波側に変化させると、三相各々に対応する指令電圧が一定であれば、当然ながら、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチングパルス幅は短くなる。従って、平滑コンデンサの充放電状態も頻繁に切り替わることとなり、平滑コンデンサの端子間電圧VHが上昇する期間も短く抑えられることになって、VHピークを抑制することが可能となる。本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の他の態様では、前記三相各々に対応するスイッチング回路は、キャリア電圧値と、指令電圧値との大小関係に応じてスイッチング状態が変化するように構成され、前記制御手段は、前記指令電圧値に所定の高調波を重畳させる請求項8。三相各々に対応する指令電圧値に高調波を重畳させると、指令電圧の波形がこの高調波により変化するため、三相各々に対応するスイッチング回路のスイッチング時期を変化させることができる。従って、平滑コンデンサのピーク発生時期を予測できる状況においては、係るピーク発生時期に指令電圧に高調波を重畳させることによって、VHピークを変化させることができる。ここで特に、このような高調波によるスイッチング時期の制御は、上述のキャリア周波数の高周波化と異なり、ピーク発生時期をずらすものであり、一見したところ、必ずしもVHピークの大きさを変化させるものでない。この点に鑑みれば、上述したようにモータ位相がVHピークの大きさと相関し得る点を利用して、予めVHピークが相対的に大きくなるスイッチング時期におけるスイッチングが回避されるように、モータ位相と、高調波の振幅との関係を実験的に、経験的に又は理論的に求めておくのがより好適である。この場合、係る関係を、例えば然るべき記憶手段に制御マップ化して保持しておくこと等により、高調波を重畳するによるVHピーク低減効果を、より効果的に得ることができる。また、三相モータを駆動するシステムでは、高調波の周波数を三相電圧指令値Vu、Vv及びVwの基本周波数の3倍に選択すると、高調波がモータ線間電圧に現れず、モータ電流に悪影響を与えることもない。即ち、基本波の3次高調波は、この種の高調波の好適な一例となり得る。本発明のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施形態から明らかにされる。<発明の実施形態>以下、図面を参照して、本発明の好適な各種実施形態について説明する。<第1実施形態><実施形態の構成>始めに、図1を参照し、本実施形態に係るモータ駆動システム10の構成について説明する。ここに、図1は、モータ駆動システム10の構成を概念的に表すシステム構成図である。図1において、モータ駆動システム10は、制御装置100、昇圧コンバータ200、インバータ300、平滑コンデンサC並びに直流電源B及び三相交流モータM1を備える。制御装置100は、モータ駆動システム10の動作を制御可能に構成された、本発明に係るモータ駆動システムの制御装置の一例たる電子制御ユニットである。制御装置100は、例えば、一又は複数のCPUCentralProcessingUnit、MPUMicroProcessingUnit、各種プロセッサ又は各種コントローラ、或いは更にROMReadOnlyMemory、RAMRandomAccessMemory、バッファメモリ又はフラッシュメモリ等の各種記憶手段等を適宜に含み得る、単体の或いは複数のECUElectronicControlledUnit等の各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等の形態を採り得る。制御装置100は、図1において不図示の昇圧コンバータ制御部110及びインバータ制御部120を備えるが、各制御部の構成は後述することとする。また、制御装置100は、予めROMに格納された制御プログラムに従って、後述するVHピーク低減制御を実行可能に構成される。昇圧コンバータ200は、リアクトルL1と、スイッチング素子Q1及びQ2と、ダイオードD1及びD2とを備えた、本発明に係る第2の電力変換器の一例たる昇圧回路である。リアクトルL1の一方端は、直流電源Bの正極に接続される正極線符号省略に接続され、他方端は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との中間点、即ち、スイッチング素子Q1のエミッタ端子と、スイッチング素子Q2のコレクタ端子との接続点に接続される。スイッチング素子Q1及びQ2は、上記正極線と直流電源Bの負極に接続される負極線符号省略との間に直列に接続されており、また、スイッチング素子Q1のコレクタ端子は上記正極線に、スイッチング素子Q2のエミッタ端子は上記負極線に接続されている。ダイオードD1及びD2は、夫々のスイッチング素子において、エミッタ側からコレクタ側への電流のみを許容する整流素子である。スイッチング素子Q1及びQ2並びに後述するインバータ300の各スイッチング素子Q3乃至Q8は、例えば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistorや電力用MOSMetalOxideSemiconductorトランジスタ等として構成される。インバータ300は、p側スイッチング素子Q3及びn側スイッチング素子Q4を含むU相アーム符号省略、p側スイッチング素子Q5及びn側スイッチング素子Q6を含むV相アーム符号省略及びp側スイッチング素子Q7及びn側スイッチング素子Q8を含むW相アーム符号省略を備えた、本発明に係る第1の電力変換器の一例である。インバータ300の夫々のアームは、上記正極線と上記負極線との間に並列に接続されている。尚、スイッチング素子Q3乃至Q8には、スイッチング素子Q1及びQ2と同様、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す整流用ダイオードD3乃至D8が夫々接続されている。また、インバータ300における各相アームのp側スイッチング素子とn側スイッチング素子との中間点は、夫々三相交流モータM1の各相コイルに接続されている。平滑コンデンサCは、正極線と負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサである。この平滑コンデンサCの端子間電圧、即ち、正極線と負極線との間の電圧を、これ以降適宜、端子間電圧VHと称することとする。直流電源Bは、充電可能な蓄電装置であり、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の各種二次電池である。尚、直流電源Bとしては、この種の二次電池に替えて又は加えて、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ、フライホイール等が用いられてもよい。三相交流モータM1は、ロータに永久磁石が埋設されてなる三相交流電動発電機である。三相交流モータM1は、図示されない車両の駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生可能に構成される。三相交流モータM1は、車両の制動時において、車両の運動エネルギの入力を受けて電力回生発電を行うこともできる。この車両が所謂ハイブリッド車両である場合、この三相交流モータM1は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力により電力回生を行うことも、エンジンの動力をアシストすることも可能である。モータ駆動システム10には、不図示のセンサ群が付設されており、直流電源Bの電圧Vb、昇圧コンバータ200のリアクトルL1に流れる電流IL、平滑コンデンサCの端子間電圧VH、インバータ300におけるv相電流Iv及びw相電流Iw並びに三相交流モータM1のロータの回転角たるモータ回転位相θ等が適宜検出される構成となっている。これらセンサ群を構成するセンサの各々は、制御装置100と電気的に接続されており、検出された値は、制御装置100によりリアルタイムに把握される構成となっている。また、モータ駆動システム10においては、昇圧コンバータ200及びインバータ300は、制御装置100と電気的に接続されており、制御装置100によりその駆動状態が制御される構成となっている。ここで特に、昇圧コンバータ200は、制御装置100から供給される信号PWCに基づいて、正極線と負極線との間の電圧、即ち、端子間電圧VHを直流電源Bの出力電圧以上に昇圧することが可能である。この際、端子間電圧VHが目標電圧よりも低ければ、スイッチング素子Q2のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線を直流電源B側からインバータ300側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧VHを上昇させることができる。一方、端子間電圧VHが目標電圧よりも高ければ、スイッチング素子Q1のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線をインバータ300側から直流電源B側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧VHを低下させることができる。次に、図2を参照し、制御装置100において昇圧コンバータ200を制御する昇圧コンバータ制御部110の構成について説明する。ここに、図2は、昇圧コンバータ制御部110のブロック図である。尚、同図において、図1と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図2において、昇圧コンバータ制御部110は、インバータ入力演算部111、加減算器112、電圧制御演算部113、キャリア生成部114及び比較器115を備える。インバータ入力演算部111は、昇圧コンバータ200の出力電圧である端子間電圧VHの目標値を表すVH指令値VHtgを生成する回路である。例えば、インバータ入力演算部111は、三相交流モータM1のトルク指令値TR及びモータ回転速度MRNから算出される三相交流モータM1の出力値に基づいてVH指令値VHtgを生成する。加減算部112は、端子間電圧VHの検出値をVH指令値VHtgから減算し、減算結果を電圧制御演算部113へ出力する。電圧制御演算部113は、VH指令値VHtgから端子間電圧VHの検出値を減算してなる減算結果を加減算部112から受け取ると、端子間電圧VHをVH指令値VHtgに一致させるための制御量を演算する。この際、例えば、比例項P項及び積分項I項を含む公知のPI制御演算等が用いられる。電圧制御演算部113は、算出された制御量を、電圧指令値として比較器115に出力する。一方、キャリア生成部114は、三角波からなるキャリア信号を生成し、比較器115に送出する。比較器115では、電圧制御演算部113から供給される電圧指令値とこのキャリア信号とが比較され、その電圧値の大小関係に応じて論理状態が変化する、先述した信号PWCが生成される構成となっている。この生成された信号PWCは、昇圧コンバータ200のスイッチング素子Q1及びQ2に出力される。図2に例示された構成は、電圧制御を実現する回路構成であるが、昇圧コンバータ200の制御形態は、このような電圧制御に限定されない。ここで、図3を参照し、制御装置100の昇圧コンバータ制御部110’の構成について説明する。ここに、図3は、昇圧コンバータ制御部110’のブロック図である。尚、同図において、図2と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図3において、昇圧コンバータ制御部110’は、電圧制御演算部113と比較器115との間に、加減算器117及び電流制御演算部118を備える。一方、キャリア生成部114は、比較器115の他に、S/Hサンプルホールド回路116にも送出される。S/H回路116は、キャリア生成部114から受けるキャリア信号の山及び谷のタイミングで電流ILをサンプリングする。ここで、昇圧コンバータ制御部110’においては、電圧制御演算部113において、端子間電圧VHをVH指令値VHtgに一致させるための電流指令値IRが生成されており、加減算器117は、この電流指令値IRからS/H回路116によってサンプリングホールドされた電流ILの検出値を減算する。減算された結果は、電流制御演算部118に送出される。電流制御演算部118では、電流ILを電流指令値IRに一致させるための制御量が演算される。この際、例えば、比例項P項及び積分項I項を含む公知のPI制御演算等が用いられる。電流制御演算部118は、算出された制御量を、デューティ指令値dとして比較器115に出力する。比較器115では、このデューティ指令値dとキャリア信号との大小関係が比較され、信号PWCが生成且つ各スイッチング素子へ供給される。即ち、昇圧コンバータ制御部110’では、電流制御を実現する回路構成である。このような構成によっても昇圧コンバータ200を好適に制御することができる。次に、図4を参照し、インバータ制御部120の構成について説明する。ここに、図4は、インバータ制御部120のブロック図である。尚、同図において、既出の各図と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図4において、インバータ制御部120は、電流指令変換部121、電流制御部122、2相/3相変換部123、3相/2相変換部124、キャリア生成部114昇圧コンバータ制御部110と共用される及びPWM変換部125から構成される。電流指令変換部121は、三相交流モータM1のトルク指令値TRに基づいて、2相の電流指令値Idtg、Iqtgを生成する。一方、インバータ300からは、フィードバック情報として、v相電流Ivとw相電流Iwが3相/2相変換部124に供給される。3相/2相変換部124では、これらv相電流Iv及びw相電流Iwから、三相電流値が、d軸電流Id及びq軸電流Iqからなる2相電流値に変換される。変換された後の2相電流値は、電流制御部122に送出される。電流制御部122では、電流指令変換部121において生成された2相の電流指令値と、この3相/2相変換部124から受け取った2相電流値Id及びIqとの差分に基づいて、d軸電圧Vd及びq軸電圧からなる2相の電圧指令値が生成される。生成された2相の電圧指令値Vd及びVqhは、2相/3相変換部123に送出される。2相/3相変換部123では、2相の電圧指令値Vd及びVqが、3相電圧指令値Vu、Vv及びVwに変換される。変換された3相電圧指令値Vu,Vv及びVwは、PWM変換部125に送出される。ここで、PWM変換部125は、キャリア生成部114から所定のキャリア周波数fcar1を有するキャリアCarを受け取る構成となっており、このキャリアCarと、変換された3相の電圧指令値Vu、Vv及びVwとの大小関係を比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する、u層スイッチング信号Gup及びGun、v相スイッチング信号Gvp及びGvn並びにw相スイッチング信号Gwp及びGwnを生成してインバータ300に供給する。より具体的には、各相に対応するスイッチング信号のうち、pなる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちp側スイッチング素子Q3、Q5及びQ7を駆動するための駆動信号であり、nなる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちn側スイッチング素子Q4、Q6及びQ8を駆動するための駆動信号を意味する。ここで特に、キャリアCarと各相電圧指令値との比較において、各相電圧指令値がキャリアCarよりも小さい値からキャリアCarに一致すると、p側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。また、各相電圧指令値がキャリアCarよりも大きい値からキャリアCarに一致すると、n側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。即ち、スイッチング信号は、オンオフが表裏一体の信号であり、各相のスイッチング素子は、p側とn側とのうち常にいずれか一方がオン状態であり、他方がオフ状態となる。インバータ300が、各相スイッチング信号により規定される各スイッチング素子の駆動状態に変化又は維持されると、その変化又は維持された駆動状態に対応する回路状態に従って、三相交流モータM1が駆動される構成となっている。尚、このようなインバータ300の制御態様は、所謂PWM制御の一態様である。<実施形態の動作>次に、本実施形態の動作として、制御装置100により実行されるVHピーク低減制御について説明する。<VHピーク低減制御の概要>始めに、図5を参照し、VHピーク低減制御の概要について説明する。ここに、図5は、モータ駆動システム10の一動作状態を表すタイミングチャートである。尚、同図において、既出の各図と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図5において、キャリアCar及び各相電圧指令値、各相スイッチング信号、各相電流及び端子間電圧VHの各時間推移が例示される。図5において、端子間電圧VHの時間推移を見ると、平均値VHavgと較べて突出するVHピークここでは、便宜的に一律にVHpkと表現するが周期的に現れることが分かる。VHピーク低減制御は、係るVHピーク即ち、ピーク発生時期における端子間電圧VHを低減するための制御である。ここで、このVHピークが現れる理由について、v相アームを例にとって説明する。ここで、図示するように状態A、状態B及び状態Cを定義する。状態Aは、v相アームのn側スイッチング素子Q6がオフ状態にある状態、状態Bは、スイッチング素子Q6がオフ状態からオン状態に遷移した状態、状態Cは、スイッチング素子Q6がオン状態から再びオフ状態に遷移した状態である。図6を参照し、これら各状態におけるインバータ300の動作状態を説明する。ここに、図6は、インバータ300の動作概念図である。尚、同図において、図1と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。尚、図6においては、便宜的に、オン状態にあるスイッチング素子のみ符号が付してある。図6において、図6aは状態A及び状態Cにおけるインバータ300の動作状態である。即ち、v相アームのn側スイッチング素子Q6はオフ状態である。この場合、v相アームは、平滑コンデンサCから電力を持ち出してp側スイッチング素子Q5を介して三相交流モータM1に電力を供給する実線参照。従って、平滑コンデンサCの端子電圧VHは、これらの状態にある期間について減少する。一方、図6bには、状態Bにおけるインバータ300の動作状態が例示される。状態Bにおいては、v相アームのn側スイッチング素子Q6はオン状態である。この場合、平滑コンデンサCから電力が持ち出されることはなく、このような期間について、平滑コンデンサCの端子間電圧VHは、先に述べた昇圧コンバータ200の作用により上昇する。従って、状態A→状態B→状態Cと状態遷移が生じると、VHが上昇する状態BからVHが減少する状態Cへの状態遷移時に、端子間電圧VHにピークが発生するのである。より具体的には、各相アームについて、1正電流且つp側スイッチング素子がターンオンする第1のタイミングと、2負電流且つn側スイッチング素子がターンオンする第2のタイミングとにおいて、端子間電圧VHは高圧側にピークを迎える。VHピーク低減制御では、この点を利用してVHピークの低減が実現される。ここで、図7を参照し、VHピーク低減制御の実際の運用について説明する。ここに、図7は、VHピーク低減制御の実行過程における、モータ駆動システム10の一動作状態を例示するタイミングチャートである。尚、同図において、図5と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図7において、各相スイッチング信号におけるハッチング箇所が、上述したポイント1及び2に相当する箇所である。図7では、u相、v相及びw相の各相に夫々1箇所、2箇所及び3箇所のピーク時期が存在する。VHピーク低減制御においては、このピークポイントが予め判明している点を利用して、これらピーク時期が訪れる前に、VH指令値VHtgが一時的に減少側に補正される。その結果、VHピークが低減される。このようなVHピーク低減制御の実際の制御フローについて、図8を参照して説明する。ここに、図8は、VHピーク低減制御のフローチャートである。尚、図8は、u相アームについての制御フローである。他の相においても同様の処理が行われる。図8において、制御装置100は、u相モータ電流Iuを取得するステップS101。続いて、キャリアCar及びu相電圧指令値Vuを取得するステップS102。これら各値を取得すると、制御装置100は、u相モータ電流Iuが正極性電流であり、且つキャリアCarとu相電圧指令値Vuとの差分がゼロより大きく且つ所定値α未満であるか否か即ち、上記ポイント1が満たされるか否か、及び、u相モータ電流Iuが負極性電流であり、且つキャリアCarとu相電圧指令値Vuとの差分がゼロ未満であり且つ所定値αα<0より大きいか否か即ち、上記ポイント2が満たされるか否かを判定するステップS103。条件が満たされない場合ステップS103:NO、制御装置100は、VH指令値VHtgを通常値VHnmlに設定しステップS105、処理をステップS101に戻す。即ち、この場合、端子間電圧VHのピーク時期でないものとして、端子間電圧VHは維持される。一方、条件が満たされる場合ステップS103:YES、制御装置100は、VH指令値VHtgを通常値VHnmlから所定値を減算した値に設定し、VH指令値を低減するステップS104。VH指令値が低減されると、処理はステップS101に戻される。VHピーク低減制御は以上のように実行される。このように、第1実施形態に係るVHピーク低減制御によれば、平滑コンデンサCの端子間電圧VHにピークが生じるピーク時期を、事前に予測し、係るピーク時期が訪れる前にVH指令値VHtgを下げることによって、VHピークの上昇を抑制することができる。従って、平滑コンデンサの耐電圧アップや容量アップ等といったコストや搭載性の面から望ましくない手法を採ることなく、平滑コンデンサCの保護を図ることができる。VHピーク低減制御の実行に際しては、昇圧コンバータ制御部110が、同じく制御装置100の一機能ユニットであるVHピーク低減部130により適宜制御される。ここで、図9を参照し、VHピーク低減部130の構成について、説明する。ここに、図9は、VHピーク低減部130及びそれに関連する部分のブロック図である。尚、同図において、図2と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図9において、VHピーク低減部130は、VHピーク予測部131、選択スイッチ132、メモリ133及び134から構成される。VHピーク予測部131は、上述したように、各相モータ電流とキャリア信号との比較により端子間電圧VHのピーク発生時期を予測する装置である。選択スイッチ132は、このVHピーク予測部131によってメモリ133側又はメモリ134側にスイッチング状態が選択的に切り替えられる構成となっている。メモリ133には固定値として0が、メモリ134には固定値として所定値が夫々格納されている。VHピーク低減部130は、選択スイッチ132によって選択されている一方の制御値を、出力値として昇圧コンバータ制御部110における加減算部112に送出する構成となっており、メモリ133によって制御値0が選択されている場合には、VH指令値VHtgに変化はない。一方、メモリ134が選択され、制御値所定値が選択されている場合には、VHtgは、実質的にこの所定値分だけ減算され電圧制御演算部113での演算処理に供される。その結果、上述した状態Bにおける電圧上昇が抑制され、状態Cへの移行タイミング即ち、p側スイッチング素子のターンオンタイミングにおけるピークの発生量が抑制されるのである。<第2実施形態>第1実施形態では、本発明に係る第2の電力変換器として昇圧コンバータ200が使用されたが、第2の電力変換器の構成例は、昇圧コンバータ200に限定されない。ここでは、そのような第2実施形態について説明する。始めに、図10を参照し、第2実施形態に係るモータ駆動システム20について説明する。ここに、図10は、モータ駆動システム20のシステム構成図である。尚、同図において、図1と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図10において、モータ駆動システム20は、インバータ300と同様の構成を有するインバータ300と、インバータ300により駆動される三相交流モータM2とを備える。インバータ300は、インバータ300と電気的に並列に設置される。インバータ300は、スイッチング素子として、u相、v相及びw相の各相について、p側スイッチング素子Q13、Q15及びQ17を、またn側スイッチング素子Q14、Q16及びQ18を夫々備える。整流用のダイオードについても同様である。次に、このような構成におけるVHピーク低減制御について、図11を参照して説明する。ここに、図11は、第2実施形態に係るVHピーク低減制御のフローチャートである。尚、同図において、図8と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図11において、制御装置100は、平滑コンデンサCの端子間電圧VHにピークが発生するピーク発生時期に係る判定処理ステップS103がYES側に分岐すると、即ち、ピーク発生時期が近未来的に訪れる旨の判定がなされると、第2の電力変換器インバータ300の発電量Pg2の目標値たるPg2tgを、通常値Pg2nmlから所定値を減じてなる値に設定するステップS201。一方、ステップS103がNO側に分岐した場合には、制御装置100は、第2の電力変換器の発電量を基準値Pg2nmlに維持するステップS202。第2実施形態に係るVHピーク低減制御はこのように実行される。第2実施形態に係るVHピーク低減制御によれば、昇圧コンバータ200によりVH指令値VHtgを減じる代わりに、第2の電力変換器たるインバータ300の発電量を変化させる。このようにしても、平滑コンデンサCの端子間電圧VHを減少させることができ、VHピークを低減することができる。<第3実施形態>第1及び第2実施形態においては、平滑コンデンサCの端子間電圧VHにピークが発生するピーク発生時期において、一律にVHピーク低減に係る措置が講じられた。第3実施形態は、これらの制御と異なる制御形態を開示するものである。尚、本実施形態に係るモータ駆動システムの構成は、第1実施形態に係るモータ駆動システム10と相違ないものとする。始めに、図12を参照し、VHピークとモータ位相θとの関係について説明する。ここに、図12は、端子間電圧VHとモータ位相θとの関係を例示する図である。図12に示されるように、モータ駆動システム10において実際に発生するVHピークは、その大きさが一律でない。概念的には、図示するように、ある特定のモータ位相図示、θ1乃至θ6参照においてVHピークは極大となり、VHピークを結ぶ包絡線は、正弦波状になる。ここで、図13を使用してこの現象について説明する。ここに、図13は、モータ駆動システム10の他の動作状態を表すタイミングチャートである。尚、同図において、図7と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図13において、v相モータ電流Ivが正電流、且つスイッチング信号Gvnがオン状態となるCASE1、CASE2及びCASE3の三種類の状態を考える。また、これら三種類のピーク状態に対応するインバータ300の動作状態として、適宜状態D、状態E、状態D’及び状態E’を定義する。このとき、インバータ300の視覚的な動作状態は、図14のようになる。ここに、図14は、状態D,E、D’及びE’におけるインバータの動作状態を概念的に表した図である。尚、同図において、図6と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図14において、図14a、図14b、図14c及び図14dは、夫々図13の状態D、状態E、状態D’及び状態E’に対応しており、いずれもv相モータ電流Ivが正であり且つスイッチング信号Gvnがオン状態になる場合におけるインバータ300の動作状態を示している。尚、これら各図においては、三相交流モータM1から出力される電流の流れは太い破線で、三相交流モータM1へ向かう電流の流れは太い実線で夫々示されている。これら各図に示される各状態において、スイッチングタイミングとその時点のモータ電流とによりVHピークは決定される。ここで、適宜図13に戻りつつ説明すると、CASE1とCASE2とを較べた場合、CASE2の方がスイッチング信号Gvnがオン状態を採る時間が長いため、端子間電圧VHの上昇時間が長い。それに加えて、端子間電圧VHの上昇度合いが大きい状態Eを採るため、VHピークは相対的に大きくなる。一方、CASE2とCASE3とを較べると、CASE3の方が、スイッチング信号Gvnがオン状態となる時間は長い。然るに、v相モータ電流IvはCASE2と逆方向であり、状態Eではなく状態E’を採る。このため、端子間電圧VHの上昇時間は長いものの、その傾きが小さくなり、VHピークはCASE2の方が大きくなる。本実施形態に係る三相交流モータM1の駆動制御においては、モータ電流がゼロとなる付近で端子間電圧VHのピークが現れ、その回数は、モータの1電気周期中に6回となる。このような、特にVHピークが大きくなるモータ位相θ以下、適宜低減対象位相とするは、三相各相について、予め実験的に、経験的に又は理論的に求めておくことができる。第3実施形態に係るVHピーク低減制御では、この低減対象位相の情報が利用され、効率的なVHピークの低減が可能となっている。ここで、図15を参照し、第3実施形態に係るVHピーク低減制御の詳細について説明する。ここに、図15は、VHピーク低減制御のフローチャートである。尚、同図において、図8と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図15において、制御装置100は、モータ位相θを取得しステップS301、取得したモータ位相θが、上述した低減対象位相を含む所定範囲内の値であるか否かを判定するステップS302。取得されたモータ位相θが所定範囲内の値である場合ステップS302:YES、制御装置100は、VH指令値VHtgを低減するステップS104。また、取得されたモータ位相θが所定範囲内の値でない場合ステップS302:NO、制御装置100は、VH指令値VHtgを低減することなく維持するステップS105。このような第3実施形態に係るVHピーク低減制御を視覚的に説明すると、図16のようになる。ここに、図16は、第3実施形態に係るVHピーク低減制御の内容を視覚的に表した図である。尚、同図において、図12と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図16において、VHピークとモータ位相θとの関係は、図示するよう、正弦波状となる。ここで、図示モータ位相θ1、θ2、θ3、θ4、θ5及びθ6は、当該正弦波の山に相当し、上述した低減対象位相に相当する、相対的に大きいVHピークが生じるモータ位相となる。そこで、本実施形態では、これらを含む図示ハッチング領域に相当するモータ位相範囲において、昇圧コンバータ200の制御によりVH指令値VHtgが低減される。その結果、VHピークは平準化され、第1及び第2実施形態のように、VHピークの大小によらずピーク発生時期においてVH指令値を低減させる場合と較べて、VH指令値の低減頻度を抑えつつ、効果的なVHピークの抑制を図ることが可能となる。尚、モータ駆動システムが、第2実施形態として図10に例示された如き構成を有する場合には、ステップS104に係るVH指令値低減処理に代えて、図11のステップS201に係る発電量低減措置が講じられてもよい。<第4実施形態>次に、本発明の第4実施形態について説明する。始めに、図17を参照し、第4実施形態に係るモータ駆動システム30の構成について説明する。ここに、図17は、第4実施形態に係るモータ駆動システム30のシステム構成図である。尚、同図において、図1と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図17において、モータ駆動システム30は、昇圧コンバータ200を有さない点において、第1実施形態に係るモータ駆動システム10と相違している。次に、図18を参照し、このような構成におけるVHピーク低減制御の詳細について説明する。ここに、図18は、第4実施形態に係るVHピーク低減制御のフローチャートである。尚、同図において、図15と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図18において、制御装置100は、取得したモータ位相θが低減対象位相を含む所定範囲内の値である場合ステップS302:YES、キャリア生成部114により生成されるキャリアCarの周波数たるキャリア周波数fcarを、fcar2fcar2>fcar1に設定する。即ち、キャリア周波数を高周波側に補正する。一方、モータ位相θが低減対象位相を含む所定範囲内の値でない場合ステップS302:NO、制御装置100は、キャリア周波数fcarを、通常値であるfcar1のまま維持するステップS402。第4実施形態に係るVHピーク低減制御は、以上のように実行される。ここで、図19を参照し、このようなVHピーク低減制御の内容を視覚的に説明する。ここに、図19は、第4実施形態に係るVHピーク低減制御の内容を視覚的に表した図である。尚、同図において、図16と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図19において、縦軸及び横軸には、夫々キャリア周波数fcar及びモータ位相θが表される。この際、図16と同様に、低減対象位相θ1乃至θ6が示される。低減対象位相を含む所定範囲は、図16と同様に図示ハッチング領域として表される。本実施形態に係るVHピーク低減制御においては、この図示ハッチング領域において、キャリア周波数fcarがfcar2とされ、その他の位相領域においてキャリア周波数fcarがfcar1に維持される。次に、本実施形態の効果について、図20を参照して説明する。ここに、図20は、VHピーク低減制御の内容を視覚的に表した他の図である。尚、同図において、図13と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図20において、図示破線枠が、キャリア周波数fcarの高周波化がなされた領域を表している。ここで、既に説明したように、インバータ300の各スイッチング素子のスイッチング状態は、各相電圧指令値とキャリアCarとの大小関係により決定される。従って、各相電圧指令値を同じくして比較すると、キャリア周波数fcarが高い方が、スイッチングパルス幅は短くなる。スイッチングパルス幅が短くなれば、平滑コンデンサCの端子間電圧VHが上昇する時間もまた短くなり、結果としてVHピークを低く抑えることが可能となるのである。また、本実施形態によれば、第2の電力変換器昇圧コンバータ200やインバータ400の作用によらずVHピークを抑制することが出来るので、システム構成を簡素化することができ効率的である。<第5実施形態>次に、本発明の第5実施形態について説明する。始めに、図21を参照し、第5実施形態に係るVHピーク低減制御について説明する。ここに、図21は、本発明の第5実施形態に係るVHピーク低減制御のフローチャートである。尚、図同において、図15と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図21において、制御装置100は、モータ位相θを取得するとステップS301、各相電圧指令値Vu、Vv及びVwに適宜高調波Harを重畳するステップS501。第5実施形態に係るVHピーク低減制御は以上のように実行される。ステップS501に係る高調波Harの重畳は、制御装置100におけるインバータ制御部140において実行される。インバータ制御部140は、インバータ制御部120に対して、高調波生成部141と加減算器142とを加えたものである。ここで、図22を参照して、インバータ制御部140について説明する。ここに、図22は、インバータ制御部140のブロック図である。尚、同図において、図4と重複する箇所には、同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図22において、高調波生成部140は、各相電圧指令値の波形から高調波Har例えば、3次高調波を生成して、加減算器142に供給する。ここで、図23を参照し、高調波生成部140において生成される高調波Harについて説明する。ここに、図23は、高調波とモータ位相θとの関係を表す図である。図23において、高調波Harは、各相電圧指令値の3次高調波である。このような高調波Harが、基本波たる各相指令電圧波形に重畳される。図22に戻り、加減算器142は、三相の各相について、2相/3相変換部123とPWM制御部125との間に設けられており、2相/3相変換部123から出力される三相各相に対応する電圧指令Vu、Vv及びVwに対し、夫々生成された高調波を重畳する構成となっている。図24には、高調波重畳後の各相電圧指令値の様子が示される。ここに、図24は、高調波重畳後の電圧指令値の概念図である。図24において、破線で示される基本波重畳前の電圧指令値に対し、高調波重畳後の電圧指令値が実線で示される。図示されるように、基本波に対し高調波が重畳されると、波形が歪む。その結果、キャリアCarとの大小関係は変化し、各相スイッチング素子のスイッチングタイミングが変化する。ここで特に、高調波生成部141は、VHピークが大きくなる部分でのスイッチングパルス幅が狭くなるように、各相の電圧指令値に重畳すべき高調波を生成する構成となっており、スイッチングパルス幅の狭小化により、端子間電圧VHの上昇が抑制された結果として、VHピークが抑制されるのである。尚、このような高調波によるVHピークの効果的抑制を実現するには、モータ位相θと高調波Harの振幅との相関が重要になる。この相関は、予めVHピークが大きくなるタイミングでのスイッチング素子のスイッチングが回避されるように、予め実験的に、経験的に又は理論的に求められており、制御マップ化されてROMに格納されている。本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴うモータ駆動システムの制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。本発明は、交流モータの駆動制御に適用可能である。"