"半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオン状態にするための制御信号を第1のオン信号と第2のオン信号とで構成し、前記制御信号の第1のオン信号と第2のオン信号との間に、第1のオン信号の期間と略等しい時間のオフ期間を設け、前記制御信号の第1のオン信号が出力される期間と、第1のオン信号と第2のオン信号との間に設けられるオフ期間とを、前記半導体スイッチング素子と負荷との間に存在するインピーダンスが有する共振周期の略1/6の時間とすることを特徴とする電力変換装置。半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、前記電力変換装置は、前記半導体スイッチング素子と前記負荷との間に接続したインダクタと、前記インダクタの端子のうち前記負荷側に接続される端子と前記電源の一端との間に接続したコンデンサとからなるLC回路を備え、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオン状態にするための制御信号を第1のオン信号と第2のオン信号とで構成し、前記制御信号の第1のオン信号と第2のオン信号との間に、第1のオン信号の期間と略等しい時間のオフ期間を設け、前記制御信号の第1のオン信号が出力される期間と、第1のオン信号と第2のオン信号との間に設けられるオフ期間とを、半導体スイッチング素子と負荷との間に設けた前記LC回路が有する共振周期の略1/6の時間とすることを特徴とする電力変換装置。半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を第1のオフ信号と第2のオフ信号とで構成し、前記制御信号の第1のオフ信号と第2のオフ信号との間に、第1のオフ信号の期間と略等しい時間のオン期間を設け、前記制御信号の第1のオフ信号が出力される期間と、第1のオフ信号と第2のオフ信号との間に設けられるオン期間とを、前記半導体スイッチング素子と負荷との間に存在するインピーダンスが有する共振周期の略1/6の時間とすることを特徴とする電力変換装置。半導体スイッチング素子と、前記半導体スイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路とを備え、電源から受電した電力を変換して負荷に供給する電力変換装置において、前記電力変換装置は、前記半導体スイッチング素子と前記負荷との間に接続したインダクタと、前記インダクタの端子のうち前記負荷側に接続される端子と前記電源の一端との間に接続したコンデンサとからなるLC回路を備え、前記制御回路は、前記半導体スイッチング素子をオフ状態にするための制御信号を第1のオフ信号と第2のオフ信号とで構成し、前記制御信号の第1のオフ信号と第2のオフ信号との間に、第1のオフ信号の期間と略等しい時間のオン期間を設け、前記制御信号の第1のオフ信号が出力される期間と、第1のオフ信号と第2のオフ信号との間に設けられるオン期間とを、半導体スイッチング素子と負荷との間に設けた前記LC回路が有する共振周期の略1/6の時間とすることを特徴とする電力変換装置。以下、本発明の実施の形態を図1~図7に基づいて詳細に説明する。なお、図1~図7において、図8に示した従来の電動機駆動システムと共通する構成要素には同符号を付し、その説明を省略する。図1は本発明に係る電力変換装置を用いた電動機駆動システムを示す回路構成図である。図1において、直流電源1、インバータ2、電動機4、配線のインダクタンスLsおよび浮遊容量Csは、図8に示した従来技術に係る電動機駆動システムを示す回路構成図と同じである。また、インバータ2により駆動される電動機4には、誘導電動機、同期電動機のほか誘導発電機、同期発電機などが含まれる。図1の制御回路3は、図8に示した従来技術に係る電動機駆動システムを示す回路構成図と同じPWM変調部3aを備えるとともに、さらにサージ電圧抑制処理部3bを備えている。サージ電圧抑制処理部3bは、PWM変調部3aが生成した信号からインバータ2の半導体スイッチング素子Su~Sw,Sx~Szをオン/オフ制御するための制御信号を生成する。尚、以下の説明では、インバータ2を構成する複数の半導体スイッチング素子のうち、半導体スイッチング素子Suを例にして説明するが、他の半導体スイッチング素子Sv、Sw、Sx、Sy、Szに対しても、説明は省略するが、Suと略同様の制御が行われることになる。図2は、図1に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ2の半導体スイッチング素子Suがオン状態に移行するときにサージ電圧を抑制する原理を示す図である。各端子の電位基準点は図1のN点である。まず、制御回路3のPWM変調部3aで半導体スイッチング素子SuのPWM変調信号Psuを生成する。PWM変調信号Psuは、図8に示した従来技術と同様、正弦波変調信号と三角波キャリア信号との大小比較をすることにより得られる。サージ電圧抑制処理部3bは、PWM変調信号PsuがLow半導体スイッチング素子がオフからHigh半導体スイッチング素子がオンに立ち上がるタイミングを起点にして期間T11の間、第1のオン信号G11を出力する。その後、同じ期間T11の間オフ信号を出力した後、PWM変調信号PsuがLowになるまで第2のオン信号G12を出力する。第1のオン信号G11と第2のオン信号G12およびこれらの信号の間に設けられたオフ期間T11とからなる信号が、半導体スイッチング素子Suをオン状態にするための制御信号Gsuを構成する。ここで、第1のオン信号G11が立ち上がるタイミングを第1のタイミング、第1のオン信号G11が立ち下がるタイミングを第2のタイミング、第2のオン信号が立ち上がるタイミングを第3のタイミングとする。半導体スイッチング素子Suは、オフ状態から、上記制御信号Gsuにしたがって、第1のタイミングでオンの状態、第2のタイミングでオフの状態、第3のタイミングでオンの状態に順次移行する。その結果、インバータ2のU-V端子間電圧は、制御信号Gsuに対応して、0[V]→Ed[V]→0[V]→Ed[V]と変化する図2参照。。ここで、第1,第2,第3のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第1ステップ、第2ステップ、第3ステップとする。このインバータ2の端子U-V間に出力される電圧は、図示のように第1,第3のタイミングでそれぞれ振幅Ed[V]に変化する第1のステップ電圧、第3のステップ電圧と、第2のタイミングで振幅-Ed[V]に変化する第2のステップ電圧の3つのステップ電圧何れも0[V]からの変化の合成電圧として捉えることができる。上記第1のステップ電圧は、初期電圧0[V]から第1のタイミングで正側振幅Ed[V]となる矩形波電圧である。第2のステップ電圧は、初期電圧0[V]から第2のタイミングで負側振幅-Ed[V]となる矩形波電圧である。第3のステップ電圧は、初期電圧0[V]から第3タイミングで正側振幅Ed[V]となる矩形波電圧である。ところで、第1から第3のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図1に示した配線インダクタンスLsおよび浮遊容量CsとからなるLC回路の共振を引き起こす。すなわち、図2に示すように、第1のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr11は、初期電圧を0[V]とし、第1のタイミングで生じる、中心電圧Ed[V]、振幅Ed[V]となる正弦波電圧である。第2のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr12は、初期電圧を0[V]とし、第2のタイミングで生じる、中心電圧-Ed[V]、振幅Ed[V]となる正弦波電圧である。第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr13は、初期電圧を0[V]とし、第3のタイミングで生じる、中心電圧Ed[V]、振幅Ed[V]となる正弦波電圧である。また、第1から第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr11~Vr13の周期Tは、配線インダクタンスLsのインダクタンス値をLsx[H]、浮遊容量Csのキャパシタンス値をCsx[F]とすれば、いずれも1/[2π√LsxCsx][s]である。したがって、共振周波数fは1/T[Hz]であり、角周波数ωは2πf[rad/s]となる。ここで、期間T11の時間をVr11~Vr13の周期Tの1/6に設定すれば、第2のステップ電圧と第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr12,Vr13は、第1のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr11に対して、それぞれ位相が4/3π[rad]遅れ、2/3π[rad]遅れの関係になる。したがって、第1から第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr11~Vr13は、Vr11=EdEdsin[ωt]、Vr12=-EdEdsin[ωt-4π/3]、Vr13=EdEdsin[ωt-2π/3]で表される。上記から、第1のタイミングから第3のタイミングまでの間に電動機4のU1-V1端子に生じる電圧は、第1のステップ電圧によって生じた共振電圧Vr11と第2のステップ電圧によって生じた共振電圧Vr12とを合成した電圧となる。したがって、この期間に電動機4のU1-V1端子に生じる電圧は、図9に示した共振電圧よりも緩やかな立ち上がりを有する電圧となる。また、第3のタイミング以降は、共振電圧Vr11とVr12とVr13とを合成した電圧である。したがって、第3のタイミング以降に電動機4のU1-V1端子に生じる電圧は、その大きさがEd[V]である直流となる。以上述べたことから、本発明に係るサージ電圧抑制処理部の機能により、電動機4のU1-V1端子間電圧は0[V]から直流電圧Ed[V]まで緩やかに立ち上がる電圧となり、急峻に立ち上がるサージ電圧とはならない。その結果、電動機巻線の絶縁を防止することができる。次に、図3により、図1に示した電動機駆動システムにおいて、インバータ2の半導体スイッチング素子Suがオフ状態に移行するときにサージ電圧を抑制する原理を説明する。各端子の電位基準点は、図2の場合と同様、図1のN点である。まず、制御回路3のPWM変調部3aで半導体スイッチング素子SuのPWM変調信号Psuを生成する。PWM変調信号Psuは、図8に示した従来技術と同様、正弦波変調信号と三角波キャリア信号との大小比較をすることにより得られる。サージ電圧抑制処理部3bは、PWM変調信号PsuがHigh半導体スイッチング素子がオンからLow半導体スイッチング素子がオフに立ち下がるタイミングを起点に期間T21の間、第1のオフ信号G21を出力する。その後、同じ期間T21の間オン信号を出力した後、PWM変調信号PsuがHighになるまで第2のオフ信号G22を出力する。第1のオフ信号G21と第2のオフ信号G22およびこれらの信号の間に設けられたオン期間T21のオン信号とからなる信号が、半導体スイッチング素子Suをオフ状態にするための制御信号Gsuを構成する。ここで、第1のオフ信号G21が立ち下がるタイミングを第1のタイミング、第1のオフ信号G21が立ち上がるタイミングを第2のタイミング、第2のオフ信号が立ち下がるタイミングを第3のタイミングとする。半導体スイッチング素子Suは、オン状態から、上記制御信号Gsuにしたがって、第1のタイミングでオフの状態、第2のタイミングでオンの状態、第3のタイミングでオフの状態に順次移行する。その結果、インバータ2のU-V端子間電圧は、制御信号Gsuに対応して、Ed[V]→0[V]→Ed[V]→0[V]と変化する。図3参照。。ここで、第1,第2,第3のタイミングにおける電圧の変化を、それぞれ第1ステップ、第2ステップ、第3ステップとする。このインバータ2の端子U-V間に出力される電圧は、第1,第3のタイミングでそれぞれEd[V]から0[V]に変化する第1のステップ電圧、第3のステップ電圧と、第2のタイミングで-Ed[V]から0[V]に変化する第2のステップ電圧の3つのステップ電圧の合成電圧として捉えることができる。第1のステップ電圧は、初期電圧Ed[V]から第1のタイミングで0[V]となる矩形波電圧である。第2のステップ電圧は、初期電圧-Ed[V]から第2のタイミングで0[V]となる矩形波電圧である。第3のステップ電圧は、初期電圧Ed[V]から第3タイミングで0[V]となる矩形波電圧である。そして、第1から第3のタイミングにおける電圧のステップ変化は、図1に示した配線インダクタンスLsおよび浮遊容量CsとからなるLC回路の共振を引き起こす。第1のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr21は、初期電圧をEd[V]とし、第1のタイミングで生じる、中心電圧0[V]、振幅Ed[V]となる正弦波電圧である。第2のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr22は、初期値を-Ed[V]とし、第2のタイミングで生じる、中心電圧0[V]、振幅Ed[V]となる正弦波電圧である。第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr23は、初期電圧をEd[V]とし、第3のタイミングで生じる、中心電圧0[V]、振幅Ed[V]となる正弦波電圧である。また、第1から第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr21~Vr23の周期Tは、いずれも1/[2π√LsxCsx][s]である。したがって、共振周波数fは1/T[Hz]であり、角周波数ωは2πf[rad/s]となる。ここで、期間T21の時間をVr21~Vr23の周期Tの1/6に設定すれば、第2のステップ電圧と第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr22,Vr23は、第1のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr21に対し、それぞれ位相が4/3π[rad]遅れ、2/3π[rad]遅れの関係になる。したがって、第1から第3のステップ電圧によって生じる共振電圧Vr21~Vr23は、Vr21=Edsin[ωt]、Vr22=Edsin[ωt-4π/3]、Vr23=Edsin[ωt-2π/3]で表される。上記から、第1のタイミングから第3のタイミングまでの間に電動機4のU1-V1端子に生じる電圧は、第1のステップ電圧によって生じた共振電圧Vr21と第2のステップ電圧によって生じた共振電圧Vr22を合成した電圧となる。したがって、この期間に電動機4のU1-V1端子に生じる電圧は、図9に示した共振電圧よりも緩やかな立ち下がりを有する電圧となる。また、第3のタイミング以降は、共振電圧Vr21とVr22とVr23とを合成した電圧である。したがって、第3のタイミング以降に電動機4のU1-V1端子に生じる電圧は、その大きさが0[V]の直流となる。以上述べたことから、本発明に係るサージ電圧抑制処理部3bの働きにより、電動機4のU1-V1端子間電圧は直流電圧Edから0Vまで緩やかに立ち下がる電圧となり、急峻に立ち下がるサージ電圧とはならない。その結果、電動機巻線の絶縁を防止することができる。次に、本発明に係るサージ電圧抑制処理部3bについて、図4aおよび図4bを用いて説明する。図4aは、半導体スイッチング素子Suの制御信号を生成するためのサージ電圧抑制処理部3bをブロック図で表した一例である。また、図4bは、図4aの各ブロックの入出力信号の関係をタイミングチャートで表したものである。図4aにおいて、31はGu1生成部、32はGu2生成部、33は排他的論理演算部XORである。この排他的論理演算部XORの出力が半導体スイッチング素子の制御信号Gsuとなる。まず、Gu1生成部31は、図1に示したPWM変調部3aで生成されたPWM変調信号Psuを入力とし、この入力信号PsuがLowからHighに変化したとき、図4bに示すように時間T11の間Highとなる信号Gu1を出力する。また、Gu1生成部31は、入力信号PsuがHighからLowに変化したとき、図4bに示すように時間T21の間Highとなる信号Gu1を出力する。次に、Gu2生成部32は、同じくPWM変調信号Psuを入力とし、この入力信号PsuがLowからHighに変化したとき、図4bに示すように時間T12だけ遅れてLowからHighに変化する信号Gu2を出力する。また、Gu2生成部32は、入力信号PsuがHighからLowに変化したとき、図4bに示すように時間T22だけ遅れてHighからLowに変化する信号Gu2を出力する。尚、Gu2生成部32は、単なる遅延回路であってもよいが、その場合にはPsu信号を所定時間分遅らせて出力するだけなので、必然的に時間T12=時間T22となることになる。排他的論理演算部33は、Gu1生成部31およびGu2生成部32が出力した制御信号Gu1とGu2とを入力として排他的論理和演算を行い、いずれか1つの入力がHighのときのみHighとなる制御信号Gsuを出力する。したがって、制御信号Gsuは、PWM信号PsuがLowからHighに変化したとき、時間T11の間Highとなり、その後Lowとなって、時間T12-T11を経過した後に再度Highとなる。また、制御信号Gsuは、PWM信号PsuがHighからLowに変化したとき、時間T21の間Lowとなり、その後Highとなって、時間T22-T21を経過した後に再度Lowとなる。ここで、時間T12を時間T11の2倍の時間とし、時間T22を時間T21の2倍の時間とすれば、図2および図3に示した制御信号Gsuを得ることができる。なお、本発明に係るサージ電圧抑制処理部3bは、従来技術のPWM変調部3aの後段に、電子回路を用いて構成することができるので、電力変換装置の大型化を招くことはない。また、図4に示したサージ電圧抑制処理部3bは制御信号Gsuを得るための論理の一例であり、他の論理によって図2および図3に示した制御信号Gsuを得ることができれば、本発明に係る効果を発揮することができるのは明らかである。したがって、本発明に係るサージ電圧抑制処理部3bは、図4に示したブロック図に限定されるものではない。次に、図5は、本発明の他の実施例を示す電動機駆動システムの回路構成図である。本実施例が図1の実施例と異なる点は、インバータ2と電動機4との間にインダクタLfとコンデンサCfとからなるLCフィルタを設けているところである。LCフィルタのインダクタLfは、インバータ2の端子U,V,Wと電動機4の入力端子U1,V1,W1との間に挿入される。また、LCフィルタのコンデンサCfは、その各一端がインダクタLfと電動機4の入力端子U1、V1,W1との間に接続され、それぞれの他端は一括して直流電源1のN端子側に接続される。ここで、インダクタLfのインダクタンス値およびコンデンサCfのキャパシタンス値を、配線のインダクタンスLsのインダクタンス値および浮遊容量Csのキャパシタンス値の概ね10倍の値またはこれ以上の値に選べば、インダクタLsと浮遊容量Csとで構成されるLC回路に印加される電圧の立ち上がりと立ち下がりは緩やかになる。その結果、インダクタLsと浮遊容量Csとで構成されるLC回路の共振を抑制することができる。しかし、挿入したLCフィルタとインバータ2との間で共振が発生することが考えられる。LCフィルタの共振周期Tは、インダクタLfのインダクタンス値Lfx[H]およびコンデンサCfのキャパシタンス値Cfx[F]で定まり、T=1/[2π√LfxCfx[s]である。そこで、挿入したLCフィルタの共振を抑制するため、図5のサージ電圧抑制処理部3bの時間T11とT21を、LCフィルタの共振周期Tの1/6とする。このように時間T11とT21を設定することにより、図2および図3で示した原理と同様の原理でLCフィルタの共振を抑制することができる。その結果、電動機4の入力端子に生じるサージ電圧を抑制し、電動機4の絶縁破壊を防止することができる。次に、図6は、本発明に係る電力変換装置を用いたさらに他の実施例を示す電動機駆動システムの回路構成図である。本実施例において、図5で示した実施例と異なる点は、コンデンサCfのそれぞれの他端を一括して直流電源1のP端子側に接続しているところである。インダクタLfのインダクタンス値、コンデンサCfのキャパシタンス値およびサージ電圧抑制処理部3bにおける時間T11とT21は、図5で示した実施例と同じである。このようにLCフィルタを接続しても、図5で示した実施例と同様、LCフィルタの共振を抑制することができる。その結果、電動機4の入力端子に生じるサージ電圧を抑制し、電動機4の絶縁破壊を防止することができる。次に、図7は、本発明に係る電力変換装置を用いたさらに他の実施例を示す電動機駆動システムの回路構成図である。本実施例において、図5で示した実施例と異なる点は、直流電源1aと直流電源1bとを直列に接続して直流電源を構成し、コンデンサCfのそれぞれの他端を一括して直流電源1aと直流電源1bの直列接続点に接続しているところである。インダクタLfのインダクタンス値、コンデンサCfのキャパシタンス値およびサージ電圧抑制処理部3bにおける時間T11とT21は、図5で示した実施例と同じである。このようにLCフィルタを接続しても、図5で示した実施例と同様、LCフィルタの共振を抑制することができる。その結果、電動機4の入力端子に生じるサージ電圧を抑制し、電動機4の絶縁破壊を防止することができる。また、図5~図6に示した実施例において、サージ電圧を抑制するために追加する電気部品は、インダクタLfおよびコンデンサCfであり、従来技術のように、さらにサージ電圧のエネルギーを消費する抵抗や、ダイオードブリッジ回路などを追加する必要はない。したがって、電力変換装置の大型化、高価格化を抑制することができる。なお、上述した本発明の実施例では、3相電圧型PWMインバータによる電動機駆動システムを例にとって本発明の作用および効果を説明したが、インバータの負荷は電動機に限られず、電動機以外の電気回路または電気部品を負荷とするインバータであっても、同様の作用および効果を発揮することができる。また、インバータは3相インバータに限られず、単相または3相以上の多相インバータであってもよい。また、2レベルのインバータに限られず、3レベル以上の多レベルのインバータであってもよい。さらに、変調方式もPWM変調に限られず、矩形波状の電圧を負荷に対して出力する方式であればよい。本発明に係る電力変換装置は、半導体スイッチング素子がオン状態またはオフ状態に移行するときに、半導体スイッチング素子と負荷との間のインピーダンスが有する共振周期の1/6の時間で、オン→オフ→オンの動作またはオフ→オン→オフの動作をさせるようにしたので、各スイッチング動作によって生じた共振電圧の重畳効果によりサージ電圧の発生を抑制することができる。"