矩形波交流電圧源と、前記矩形波交流電圧源に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートとを備える、インダクタンス変化検出回路。更に、前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える、請求項1記載のインダクタンス変化検出回路。矩形波交流電圧源と、前記矩形波交流電圧源に接続されるコイルと、前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、前記コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられて前記コイルとの相対的変位を検出される非磁性体金属物とを備える、変位検出装置。更に、前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える、請求項3記載の変位検出装置。矩形波交流電圧源と、前記矩形波交流電圧源に接続されると共にコアを有し、前記コアに金属が近接することでインダクタンスが変化するコイルと、前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートとを備える、金属検出装置。更に、前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える、請求項5記載の金属検出装置。矩形波交流電圧源と、第一巻線の一方の端子が前記矩形波交流電圧源に接続され、第二巻線の一方の端子が接地されるカレントトランスと、前記第一巻線の他方の端子と前記第二巻線の他方の端子に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、前記カレントトランスの第三巻線に接続されて前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートとを備える、インダクタンス変化検出回路。更に、前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える、請求項7記載のインダクタンス変化検出回路。矩形波交流電圧源と、第一巻線の一方の端子が前記矩形波交流電圧源に接続され、第二巻線の一方の端子が接地されるカレントトランスと、前記第一巻線の他方の端子と前記第二巻線の他方の端子に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、前記カレントトランスの第三巻線に接続されて前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、前記コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられて前記コイルとの相対的変位を検出される非磁性体金属物とを備える、変位検出装置。更に、前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える、請求項9記載の変位検出装置。矩形波交流電圧源と、第一巻線の一方の端子が前記矩形波交流電圧源に接続され、第二巻線の一方の端子が接地されるカレントトランスと、前記第一巻線の他方の端子と前記第二巻線の他方の端子に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、前記カレントトランスの第三巻線に接続されて前記コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、前記電圧信号を上限閾値電圧及び前記上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、前記コンパレータが出力する第一矩形波信号と前記矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートとを備える、金属検出装置。更に、前記コイルに直流電流を流して、前記コイルの直流抵抗の変化に基づいて前記矩形波交流電圧源を駆動する電圧を制御する電圧制御回路とを備える、請求項11記載の金属検出装置。特許文献1及び特許文献2に開示されている技術内容は、コイルのインダクタンスの変化をステップ応答特性を利用して検出するための技術が共通する。図11は特許文献1及び特許文献2に開示されている、検出回路の回路図である。コイルA及びコイルBには、トランス1102を介して矩形波発生器の矩形波が印加される。コイルAに流れる電流は、ダイオードD1103を通じてコンデンサC1104に流れ、コンデンサC1104には電荷が蓄積される。コイルAとコンデンサC1104との間のダイオードD1103は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードD1103に電流が流れない期間では、コンデンサC1104に蓄積された電荷は、コンデンサC1104に並列接続されている抵抗R1105によって放電される。したがって、コンデンサC1104の両端端子1110Bと端子1110Cとの間には鋸歯状波が得られる。コイルBに流れる電流は、ダイオードD1106を通じてコンデンサC1107に流れ、コンデンサC1107には電荷が蓄積される。コイルBとコンデンサC1107との間のダイオードD1106は、コイルからコンデンサに流れる電流を片方向に制限する。ダイオードD1106に電流が流れない期間では、コンデンサC1107に蓄積された電荷は、コンデンサC1107に並列接続されている抵抗R1108によって放電される。したがって、コンデンサC1107の両端端子1110Aと端子1110Cとの間には、コンデンサC1104の両端にはコイルA側と同様な鋸歯状波が得られる。端子1110Aと端子1110Bから得られる信号を図示しない差動増幅回路で差動増幅すると、直流電圧が得られる。この直流電圧は、コイルA及びコイルBのインダクタンスに応じて変化する。コイルA及びコイルBは、片方は金属物である筒に覆われる検出コイルとして用いられ、もう片方は筒に覆われないダミーコイルとして用意される。検出コイルとダミーコイルのそれぞれに同じ検出回路が接続され、検出出力には互いに同相の鋸歯状波が得られる。両方の検出出力信号を差動増幅器で差動増幅すると、検出コイルのインダクタンスの変化に基づいて、出力電圧が変化する。これら従来技術に用いられている検出回路は、その動作原理上、コイルを二つ用意しなければならない。コイルを二つ用意する、ということは、部品点数の増加を招き、装置の小型化を阻害する。更に、従来技術である、特許文献1及び特許文献2に開示されている技術内容には、変位センサの機械的強度の点についても課題があった。以下、この課題について説明する。例えば、自動車や自動二輪車のサスペンションに変位センサを装着して、サスペンションの変位を計測する場合、サスペンションには強い力が加わるので、変位センサを構成する合成樹脂のプローブは機械衝撃に耐えられず、破損することがあった。そこで、出願人および発明者は、プローブの機械強度を上げるため、プローブの外殻を金属製に代える検討を始めた。しかし、変位センサがコイルのインダクタンスの変化を検出する仕組みであるが故に、プローブの外殻を金属製にすると、外殻に渦電流に起因する損失が発生し、位置検出感度が著しく低下する。更に、図10に開示する、従来技術の変位センサの回路構成では、検出感度を上昇させるためにコイルに流す電流を大きくしても、渦電流損失ばかり大きくなり、感度の向上に殆ど寄与しないことが判った。また、図10に開示する変位センサは、コンパレータで二値化すると、金属物の存在を検出する近接センサとしても利用できる。しかし、これも機械強度を確保するために金属製の筐体に収納すると、前述の変位センサと同様の問題を生じることとなる。本発明はかかる課題を解決し、単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供することを目的とする。上記課題を解決するために、本発明のインダクタンス変化検出回路は、矩形波交流電圧源と、矩形波交流電圧源に接続されてインダクタンスの変化を検出されるコイルと、コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、電圧信号を上限閾値電圧及び上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、コンパレータが出力する第一矩形波信号と矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートとを備える。また、上記課題を解決するために、本発明の変位検出装置は、矩形波交流電圧源と、矩形波交流電圧源に接続されるコイルと、コイルに流れる電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部と、電圧信号を上限閾値電圧及び上限閾値電圧より低い下限閾値電圧を以て二値化して第一矩形波信号を出力する、ヒステリシス特性を有するコンパレータと、コンパレータが出力する第一矩形波信号と矩形波交流電圧源に同期する第二矩形波信号との排他的論理和の信号を出力する排他的論理和ゲートと、コイルの巻線方向に連続的に近接可能に設けられてコイルとの相対的変位を検出される非磁性体金属物とを備える。矩形波交流電圧源にコイルを接続し、コイルに流れる交流電流を電圧信号に変換した後、ヒステリシス特性を有するコンパレータを通すことで、コイルのインダクタンス変化をパルスの立ち上がりの位相変化として検出する。従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な変位センサを実現できる。本発明により、単一のコイルでインダクタンスの変化を効果的に検出し、小型でありながら高精度な変位センサを実現するためのインダクタンス変化検出回路と、これを用いる変位検出装置及び金属検出装置を提供できる。[第一の実施形態]図1a及びbは、本発明の第一の実施形態に係る変位センサの外観斜視図と一部断面図である。図1aは、変位センサの外観斜視図である。変位センサ101は、センサ本体部102とスリーブ103の組み合わせよりなる。センサ本体部102は、検出回路を内蔵する筐体105の一端に、円筒形状のプローブ104が取り付けられている。筐体105には、センサ本体部102を任意の物品に固定するための取り付け穴105a及び105bが設けられている。プローブ104には後述する検出コイルが内蔵されている。このプローブ104に、真鍮製の筒であるスリーブ103が挿入される。スリーブ103の材質は、コイルL106に対して渦電流に起因する損失を発生させるために、例えば真鍮等の非磁性体金属物である。スリーブ103がプローブ104に挿抜されると、センサ本体部102は、プローブ104に対するスリーブ103の相対的な位置に応じた、アナログの検出信号を出力する。図1bは、変位センサ101を横から見た状態で、スリーブ103とプローブ104について断面形状を示す一部断面図である。プローブ104の外殻104aは剛性を向上させるために、本出願人の従来製品の樹脂モールドではなく、非磁性体であるオーステナイト系のステンレスで形成され、検出コイルであるコイルL106を内蔵する。コイルL106は図1bに示すように、プローブ104の長手方向に螺旋状に形成されている。周知のとおり、オーステナイト系のステンレスは剛性が高い非磁性体金属であり、更に抵抗率が高いので、プローブ104に用いる場合、抵抗率の低い金属と比べると渦電流を小さく抑えることができる。しかしながら、抵抗率が高いとはいえどもステンレスは導体であるので、コイルに交流電流を流した際に渦電流の発生は免れない。渦電流は熱エネルギーに変換され、結果としてコイルのインダクタンスの低下を招く。なお、プローブ104の外殻104aの材質は、必ずしもステンレスに限られないが、一定の条件が求められる。前述のように、非磁性体金属であることと、抵抗率が高いことである。抵抗率は、スリーブ103の抵抗率より高いことが好ましい。本実施形態の場合はスリーブ103の材質である真鍮黄銅が5~7×108Ωmであるのに対し、ステンレスは72×107Ωmなので、この条件を満たす。コイルL106は図1bに示すように、プローブ104の内部に長手方向に設けられている、円柱形状のフェライトのコア107に巻きつけられている。つまり、プローブ104は、コア107を中心として、コア107にコイルL106が巻きつけられ、これらコイルL106を外殻104aが被さることによって形成される。スリーブ103の長さは、コイルL106の長さと同一か、やや長いことが好ましいが、変位センサ101が適用される用途によっては必ずしもこれに限られない。図2は、変位センサ101のブロック図である。変位センサ101は、コイルL106のインダクタンスの変化を検出する検出部201と、この検出部201に一定周期の矩形波信号を出力する矩形波信号源202と、矩形波信号源202から発生する矩形波信号の論理を反転するNOTゲート203よりなる。矩形波信号源202は、後述する図4aに示す波形の信号を出力する。また、NOTゲート203は後述する図4bに示す波形の信号を出力する。図3は、検出部201の回路図である。第一スイッチ301は第二スイッチ302に直列接続され、電源電圧Vccが印加される。第二スイッチ302は第一スイッチ301と接地との間に接続される。第一スイッチ301及び第二スイッチ302はトランジスタスイッチである。第一スイッチ301は矩形波信号源202が出力する制御信号P204によってオンオフ制御される。同様に、第二スイッチ302はNOTゲート203が出力する制御信号P205によってオンオフ制御される。つまり、第一スイッチ301と第二スイッチ302は交互にオンオフ制御される。第一スイッチ301には、周知の回路保護のための第一フリーホイールダイオードD303が並列接続されている。同様に、第二スイッチ302には第二フリーホイールダイオードD304が並列接続されている。第一スイッチ301、第二スイッチ302、第一フリーホイールダイオードD303及び第二フリーホイールダイオードD304は、矩形波信号源202及びNOTゲート203によって制御され、脈流の矩形波電圧を出力する矩形波電圧源を構成する。第一スイッチ301と第二スイッチ302との間の中点には、コンデンサC305とコイルL106と抵抗R306が直列接続されている。抵抗R306はその一端が接地される。コンデンサC305は、コイルL106に矩形波電圧源の交流成分のみを与える、直流遮断のために設けられている。抵抗R306は、コイルL106に流れる電流を電圧として検出するために設けられている、例えば10Ω程度の低抵抗である。矩形波電圧源とコンデンサC305は、コイルL106と抵抗R306に交流の矩形波電圧を与える矩形波交流電圧源であるともいえる。コイルL106と抵抗R306の接続点にはコンデンサC307が接続されている。更にコンデンサC307の他端は、抵抗R308を通じてオペアンプ309の反転入力端子に接続される。オペアンプ309の反転入力端子と出力端子の間には抵抗R310が接続されている。また、オペアンプ309の非反転入力端子には、Vcc/2、つまり電源電圧の半分の電圧が印加される。抵抗R308、抵抗R310及びオペアンプ309は周知の反転増幅回路を構成する。反転増幅回路によって、抵抗R306の両端電圧は反転増幅される。抵抗R306と反転増幅回路は、コイルL106に流れる交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部であるともいえる。なお、第一の実施形態に係る図3の検出部201の回路において、コンデンサC307は接地電位とオペアンプ309の非反転入力端子との直流電位差によって抵抗R308に直流電流が流れオペアンプ309の出力に余分なオフセット電圧が発生するのを阻止している。図3の実施例は単一電源での動作を想定した回路構成になっており、両極性電源で動作させる場合はコンデンサC307は不要である。しかし、後述する第二の実施形態に係る図6の検出部601では、コンデンサC307が必須になる。コンデンサC307の役割については第二の実施形態の図6において後述する。オペアンプ309の出力端子は、抵抗R311に接続される。抵抗R311はオペアンプ312の非反転入力端子に接続される。オペアンプ312の非反転入力端子と出力端子の間には抵抗R313が接続されている。また、オペアンプ312の反転入力端子には、Vcc/2、つまり電源電圧の半分の電圧が印加される。抵抗R311、抵抗R313及びオペアンプ312は周知のコンパレータを構成する。そして、このコンパレータは抵抗R311と抵抗R313によって、ヒステリシス特性を備える。入力抵抗である抵抗R311と正帰還抵抗である抵抗R313及びオペアンプ312で構成されるコンパレータは、オペアンプ312の反転入力端子に印加される電圧がVcc/2の場合、上限閾値電圧VHと、下限閾値電圧VLは、以下の式で算出できる。VH=Vcc1R311/R313/2VL=Vcc1-R311/R313/2入力抵抗である抵抗R311に印加される入力電圧Vinが0Vから徐々に上昇し、上限閾値電圧VHを超えると、オペアンプ312の出力は0VからVccに転化する。この上限閾値電圧VHは、Vcc/2より高い電圧である。この後、入力抵抗である抵抗R311に印加される入力電圧Vinが上限閾値電圧VHを越えた電圧から徐々に低下して、上限閾値電圧VHを下回っても、下限閾値電圧VLを下回らない限り、オペアンプ312の出力はVccを維持する。そして、入力抵抗である抵抗R311に印加される入力電圧Vinが下限閾値電圧VLを下回ると、オペアンプ312の出力はVccから0Vに転化する。この下限閾値電圧VLは、Vcc/2より低い電圧である。コンパレータによって、オペアンプ309の出力信号は制御信号P204矩形波信号源202の出力信号と比較され、矩形波の信号を出力する。この、コンパレータが出力する矩形波の信号は、コイルL106のインダクタンスの変化に応じて、立ち上がり及び立ち下がりの位相がずれる。コンパレータの出力信号は、排他的論理和ゲート以下EXORゲート314の入力端子に供給される。また、EXORゲート314のもう一方の入力端子には、制御信号P205NOTゲート203の出力信号が供給される。この結果、EXORゲート314はPWM信号を出力する。また、PWM信号を抵抗R315とコンデンサC316よりなる積分回路で積分すると、電圧信号を取り出すことができる。[動作]図4a、b、c、d、e及びfは、変位センサ101の各部の波形図である。なお、図4dの波形は、プローブ104の外殻104aが合成樹脂等の非金属である場合の波形である。先ず、図4aは矩形波信号源202が出力する制御信号P204の波形であり、図4bはNOTゲート203が出力する制御信号P205の波形である。図4cは、コイルL106に印加される電圧の波形図である。つまり、矩形波電圧源から出力される脈流の矩形波電圧からコンデンサC316によって直流成分がカットされた矩形波交流電圧E321である。図4dは、オペアンプ309の出力信号反転電流波形信号E322の波形図である。コイルL106に正方向の電圧が印加されると、コイルL106には正方向に増加する電流が流れる。コイルL106の特性により、電流は正方向に徐々に増加する。コイルL106に負方向の電圧が印加されると、コイルL106には負方向に減少する電流が流れる。コイルL106の特性により、電流は負方向に徐々に減少する。そして、この電流波形は抵抗R306によって電圧に変換され、反転増幅器によって増幅されるので、オペアンプ309の出力電圧は、コイルL106に正方向の電圧が印加されている間には電圧が減少し、コイルL106に負方向の電圧が印加されている間には電圧が増加する。こうして、オペアンプ309が出力する反転電流波形信号E322は、図4dに示すようにVcc/2を中心に上下する鋸歯状の電圧波形になる。コイルL106を内蔵するプローブ104にスリーブ103を被せていないときは、オペアンプ309は図4dの実線に示す反転電流波形信号E322aを出力する。これに対し、コイルL106を内蔵するプローブ104にスリーブ103を被せると、オペアンプ309は図4dの点線に示す反転電流波形信号E322bを出力する。つまり、コイルL106のインダクタンスが減少するので、抵抗R306に電流が流れ易くなり、電流が正方向、負方向の何れにも増加するので、鋸歯状波形のピーク電圧が上昇する。反転増幅器が出力する反転電流波形信号E322は、ヒステリシスを有するコンパレータに通される。反転増幅器の出力電圧信号が0Vから徐々に上昇し、上限閾値電圧VHを超えると、オペアンプ312の出力信号は0VからVccに転化する。一旦Vccに転化したオペアンプ312の出力信号は、反転増幅器の出力電圧信号が上限閾値電圧VHを越えた電圧から徐々に低下して、上限閾値電圧VHを下回っても、下限閾値電圧VLを下回らない限り、オペアンプ312の出力信号はVccを維持する。そして、反転増幅器の出力電圧信号が下限閾値電圧VLを下回ると、オペアンプ312の出力はVccから0Vに転化する。一旦0Vに転化したオペアンプ312の出力信号は、反転増幅器の出力電圧信号が下限閾値電圧VLを下回った電圧から徐々に上昇して、下限閾値電圧VLを上回っても、上限閾値電圧VHを上回らない限り、オペアンプ312の出力信号は0Vを維持する。こうして、コンパレータは図4eに示す矩形波の位相差信号E323を出力する。コンパレータが出力する位相差信号E323の立ち上がりのタイミングは、上限閾値電圧VH及び下限閾値電圧VLに対する、反転増幅器が出力する反転電流波形信号E322の傾きによって変化する。図4dを見て判るように、反転電流波形信号E322のピーク値が上昇すると、反転電流波形信号E322の傾きは急峻になり、より早いタイミングで上限閾値電圧VH及び下限閾値電圧VLに到達する。したがって、コイルのインダクタンスが低下すると、コンパレータが出力する位相差信号E323の立ち上がりの位相が早まることとなる。したがって、コイルL106を内蔵するプローブ104にスリーブ103が被さっていないコイルL106のインダクタンスが低下していない状態では、コンパレータが出力する矩形波の位相差信号E323は、図4eの実線に示す波形E323aになるが、コイルL106を内蔵するプローブ104にスリーブ103が被さっているコイルL106のインダクタンスが低下している状態では、位相差信号E323は図4eの実線に示す波形E323aよりも立ち上がりの位相が早い、点線に示す波形E323bになる。このようにしてコンパレータから出力される位相差信号E323と、NOTゲート203が出力する制御信号P205とをEXORゲート314に入力すると、図4fに示すように、PWM信号E324を取り出すことができる。このPWM信号E324は、コイルのインダクタンスが低下すると、パルス幅のデューティ比信号の一周期のうち高電位の期間/信号の一周期が低下する。コイルL106を内蔵するプローブ104にスリーブ103が被さっていないコイルL106のインダクタンスが低下していない状態では、EXORゲート314が出力するPWM信号E324は、図4fの実線に示す波形E324aになるが、コイルL106を内蔵するプローブ104にスリーブ103が被さっているコイルL106のインダクタンスが低下している状態では、PWM信号E324は図4fの実線に示す波形E324aよりもパルス幅のデューティ比が上昇した、点線に示す波形E324bになる。EXORゲート314が出力する信号はPWM信号E324なので、ディジタル入力を備える計測装置にそのまま入力することができる他、抵抗R315及びコンデンサC316よりなる積分回路を通すことで、コイルのインダクタンスの変化、転じてプローブ104に対するスリーブの相対位置に応じて電圧が変化するアナログ電圧信号を得ることができる。なお、EXORゲート314にNOTゲート203の代わりに制御信号P204矩形波信号源202の出力信号を与えると、図4fのPWM信号E324の論理が反転し、図4fの上下が反転した波形になる。つまり、コイルのインダクタンスが低下すると、パルス幅のデューティ比が上昇する信号を得ることができる。図5a、b、c及びdは、プローブ104の外殻104aが金属である場合の、変位センサ101の各部の波形図である。図5aは、図4cと同様、コイルL106に印加される電圧矩形波交流電圧E321の波形図である。図5bは、図4dと同様、オペアンプ309の出力信号反転電流波形信号E322の波形図である。図5cは、シミュレーションによって得た、プローブ104の外殻104aが金属である場合の、外殻104aに流れる電流の波形図である。外殻104aにはコイルL106によって渦電流が発生する。この渦電流は、所定の上下ピーク値を伴う、略台形形状の波形になる。この波形は、コイルが発する磁界の強さに略一致する。図5dは、プローブ104の外殻104aが金属である場合の、コイルL106に流れる電流の波形図である。この波形は、図5bと図5cの合成波形になる。コイルに流れる電流は、外殻104aに渦電流を発生させる分と、コイル自身に流れる分との総和となる。したがって、渦電流の成分がコイル自身に流れる電流の、オフセットの効果を生じる。今一度、図4dの波形と、図5dの波形とを見比べると、渦電流に起因する電流波形のオフセット成分が、コンパレータのヒステリシス特性に対して良好な効果を奏することが判る。もし、オフセット成分がないと、電流波形の傾きに対してEXORゲート314から出力されるPWM信号E324の位相の変化は小さい。しかし、電流波形に渦電流に起因する電流波形のオフセット成分が加わることと、コンパレータの上限閾値電圧VH及び下限閾値電圧VLを適切に設定することで、コイルそのものに流れる電流の、インダクタンスの変化に応じて生じる変化を広範囲に捉えることができる。図5bにおいてピーク電流の変化による位相差の変化t1は、原理的に矩形波交流電圧E321の周期の1/4を超えることが出来ない。一方、渦電流によるオフセットが重畳された図5dの波形では、検出位相差t2がより広範囲に検出できることがbとの対比により理解できる。つまり、本来なら検出感度が低下する筈の、金属製の外殻104aをプローブ104に導入することで、変位センサとしての分解能を向上させることができる、という大変興味深い効果を得ることができる。[第一の実施形態変位センサ101の作用と効果]前述の通り、プローブ104に対するスリーブ103の変位は、コイルL106のインダクタンスを変化させる。そして、インダクタンスの変化はコイルL106に流れる電流の、ピーク電流値の変化として現れる。変位センサ101は、ピーク電流値の変化によって生じる傾きの変化からスリーブ103の変位を検出している。ピーク電流値の差を大きくするには、二通りの方法がある。一つは、パルス電圧を大きくすることであり、もうひとつはパルス電圧のパルス周期を大きくすることである。後者の場合、電流値は時間の一次関数で増加することに起因する。本実施形態の変位センサ101の場合、コイルL106を保護する保護管ともいえる外殻104aの材質は、機械的強度を確保するためにオーステナイト系ステンレスである。もし、パルス電圧を大きくすると、ステンレス製の外殻104aに発生する渦電流が大きくなる。すると、渦電流に基づく損失が大きくなり、消費電流が増大し、発熱する。また、この現象はトランスに置き換えて説明することもできる。コイルL106に対して、ステンレス製の外殻104aは、トランスの一時コイルと1ターンの二次コイルの関係に相当する。このため、コイルL106の電流を増やすために矩形波電圧源の電圧を大きくすると、二次コイルに相当する外殻104aに誘起する電圧も大きくなり、短絡電流が増加する。つまり、外殻104aをステンレス製にしたことで、パルス電圧を大きくすることは消費電力をいたずらに増大させるばかりで、変位センサ101の感度上昇には殆ど寄与しない。以上のことから、パルス電圧はなるべく低く押さえて、その代わりにパルス周期を大きく取ることでピーク電流を大きくすることが、変位センサ101の感度上昇に効果がある。なお、コイルL106のピーク電流値がそのまま回路の消費電流値にはならないことに注意されたい。コイルを有する交流回路の電力消費は、フェライトコアの場合、巻線抵抗によるジュール熱が支配的である。例えば、ピーク電流値が50mAであっても、巻線抵抗が数Ωの場合、消費電流は1mA以下である。したがって、検出感度を上げるためにピーク電流を増大させても、消費電流に与える影響は少ない。第一の実施形態に係る変位センサ101の、動作原理として最も大事な点は、コイルに流れる電流の変化を、ヒステリシスを有するコンパレータを用いて位相差として検出することである。仮に、コイルの電流のピーク値をそのまま検出する場合は、その回路にはピーク電流値に対応したダイナミックレンジが求められる。言い換えると、大きなオフセット値を持った信号の中から僅かな変化電流差を求めるような回路構成になってしまう。このような回路構成の場合、出力信号のS/N比は低下する。第一の実施形態に係る変位センサ101の場合、位相差で検出しているので、S/N比は良好であり高感度である。すなわち、第一の実施形態に係る変位センサ101は、検出コイルに矩形波交流電圧E321を与え、その電流を電圧信号に変換して、ヒステリシスを有するコンパレータを用いて位相差として検出することと、矩形波交流電圧E321は低く抑え、その代わりに矩形波交流の周期を大きく設定することで、センサコイルを感度が低下してしまう金属製の外殻104aに収納しても、必要十分な位置検出感度を得ることができる。[第二の実施形態]第一の実施形態に係る変位センサには、温度変化という、変位検出精度を悪化させる最大の要因が存在する。コイルは導体を長く巻いた巻線である。つまり、コイルそれ自体が必然的に導体に固有の直流抵抗を内包する。そして、この直流抵抗成分は、温度が高くなると抵抗値が増大する。コイルL106の内部抵抗値の増大はインピーダンスの変化となって現れ、変位検出信号を構成する抵抗R306の電位差にも跳ね返り、検出精度を悪化させる。第一の実施形態に開示した検出部201の温度補償を行うために、温度センサをコイルL106近傍に設けることも考えられる。しかし、コイルL106はプローブ104に内蔵され、長手方向に細長く形成されており、時に変位センサ101の設置状況によっては、プローブ104の先端部分だけが熱を帯び、他の箇所は冷たいまま、というような状況もあり得る。通常、温度センサの温度観測箇所は点であり、長手方向に広く温度を検出するには、それだけ温度センサを多数設けなければならない。このような解決策は非現実的である。そこで、コイルL106そのものを温度センサとして利用する可能性を考える。第一の実施形態である図3の回路図をよく見ると、コイルL106及び抵抗R306は接地とコンデンサC305とコンデンサC307との間に接続されている。つまり、コイルL106はコンデンサC305とコンデンサC307によって直流的には分離されている。インダクタンスの変化を検出するための電流は交流成分のみであり、このコイルL106に別途直流を流しても、コイルL106に温度変化をもたらす程の大電流でない限り、インダクタンスの変化の検出には全く影響しない。コイルL106に直流電流を流し、内部抵抗を検出して、得られた電流の変化を、コンデンサC305、コイルL106及び抵抗R306の直列回路に印加する矩形波電圧源の出力電圧に反映すると、温度補償が実現できる。図6は、本発明の第二の実施形態に係る変位センサの、検出部601の回路図である。第二の実施形態の変位センサは、第一の実施形態の検出部201の、第一スイッチ301に印加される電圧がVccでないことと、コンデンサC305とコイルL106との間からコイルL106の直流抵抗値を検出するための線が引き出され、新規に回路が追加されている以外の部分は共通するので、共通部分の説明は割愛する。つまり、検出部601は、検出部201に温度補償のための電圧制御回路を追加した改良版である。図6において、図3の検出部201に対して追加された、抵抗R602、抵抗R603、オペアンプ604、抵抗R605、コンデンサC606、抵抗R607、オペアンプ608、抵抗R609、抵抗R610、可変抵抗VR611、そしてコンデンサC612は電圧制御回路を構成する。コンデンサC305とコイルL106と抵抗R306との間には、抵抗R602が接続されている。抵抗R602は、電源電圧Vccから抵抗Rt、抵抗R603、抵抗R602、コイルL106、そして抵抗R306を通じて接地される、抵抗の直列回路の一部を構成する。抵抗R602とR603の抵抗値は同じである。また、Rtは電流検出抵抗である抵抗R306の直流抵抗値と、コイルL106の常温における直流抵抗値との合計と同じ値である。但し、このRtは省略可能である。理由は後述する。抵抗R602とR603との接続点にはオペアンプ604の反転入力端子が接続されている。オペアンプ604の非反転入力端子には、参照電圧としてVcc/2が供給される。すなわちRtR603を入力抵抗値とする第一の入力抵抗とR602R306L106の直流抵抗値を入力抵抗値とする第二の入力抵抗を持つ二入力反転増幅回路を構成し、それぞれの入力端子がVccおよび接地電位に接続されている。常温の状態であれば、コイルL106の直流抵抗値と抵抗R306との合計値は抵抗Rtと同じになる。したがって、抵抗R602とR603にはそれぞれ方向が逆で同じ値の電流が流れるので、抵抗R605に流れる電流はゼロになり、常温の状態であればオペアンプ604はVcc/2を出力する。常温の状態から温度が上昇すると、コイルL106の直流抵抗値が増加する。すると、R602に流れる電流が減少しR603に流れる電流との差がR605に流れて、オペアンプ604の出力端子の電圧はVcc/2からマイナス方向へ低下する。逆に、常温の状態から温度が下降すると、コイルL106の直流抵抗値が減少する。すると、オペアンプ604の反転入力端子の電位が下降し、オペアンプ604の出力端子の電圧はVcc/2からプラス方向へ上昇する。こうして、オペアンプ604は、コイルL106の周囲の温度に応じて変化する電圧信号を出力する。抵抗R602とR603は数kΩである。一方、コイルL106の直流抵抗値はせいぜい数Ω程度であり、電流検出抵抗値も10Ω程度である。つまり、コイルL106の直流抵抗値と電流検出抵抗値との合計値及び抵抗Rtは、抵抗R602及びR603と比較すると、誤差範囲にも満たない値である。更に、オペアンプ604が出力すべきは、温度変化に対応してコイルL106の直流抵抗値が増減したことを示す信号である。常温と説明したのは説明の便宜であり、常温の定義を厳密に求める必要はない。したがって、抵抗Rtはなくてもよい。オペアンプ604の反転入力端子と出力端子との間には、抵抗R605とコンデンサC606が並列接続されている。コンデンサC606が存在することで、オペアンプ604は積分回路を構成する。このコンデンサC606は、コイルL106から出力される交流成分を除去するために必要である。オペアンプ604は積分回路であると共に反転増幅器を構成している。温度が上昇してコイルL106の直流抵抗値が増加すると、抵抗R602の電流が減少し、オペアンプ604の出力端子の電圧は低下する。また、温度上昇によってコイルL106の直流抵抗値が増加すると、コンデンサC305に流れる電流が低下してしまう。したがって、コイルL106に温度補償を行うには、コンデンサC305に印加する電圧を温度上昇に応じて高くする必要がある。つまり、オペアンプ604の出力信号を更に反転増幅させる必要がある。オペアンプ604の出力端子から抵抗R607を通じて反転入力端子に接続されるオペアンプ608は、反転入力端子と出力端子の間に抵抗R609が接続されており、反転増幅回路を構成する。更に、オペアンプ608の反転入力端子には抵抗R610を通じて可変抵抗VR611が接続されている。可変抵抗VR611の一端は、電源電圧Vccに接続され、他端は接地されている。また、オペアンプ608自体は図示しない倍電圧回路等が出力する、電源電圧Vccよりも電圧上昇させられた駆動電圧で駆動され、電源電圧Vccより高い電圧を出力できるように構成されている。また、出力電圧の若干の低下を許容するのであれば、単一の電源電圧で構成しても良い。こうして、オペアンプ608は温度補償の成分を含む駆動電圧を出力し、第一スイッチ301及び第一フリーホイールダイオードD303に印加する。[第三の実施形態]第一の実施形態及び第二の実施形態に係る変位センサは、いずれもコイルL106に流れる電流の変化を抵抗R306によって電圧信号に変換し、その電圧信号の交流成分をコンデンサC307で抽出していた。コイルL106の電流変化を電圧信号に変換するには、この他にも様々な方法が考えられる。例えば、オペアンプを用いた電流電圧変換回路である。しかし、オペアンプの電流電圧変換回路の場合、オペアンプの非反転入力端子が接地されている必要がある。つまり、入力信号やその他の諸要因によって電位が変わってはならない。一方、第一の実施形態及び第二の実施形態に係る変位センサは、いずれも片電源で構成されている。PWM信号、つまり信号の時間軸上の変化でインダクタンスの変化を検出できるので、信号の振幅を決定する電源電圧に厳密性を求める必要がないからである。この点は、変位センサを構成する際、コスト面で非常に有利である。しかし、オペアンプの電流電圧変換回路を採用しようとすると、回路構成上どうしても両電源を採用せざるを得ず、折角のコスト面の優位性を捨ててしまうこととなる。これでは、変位センサを構成する上であまり好ましくない。そこで、他の電流電圧変換方法として、カレントトランスの採用を考える。カレントトランス自体は抵抗やコンデンサ等の他の受動素子と比べるとやや高価な部品ではあるものの、直流電圧を分離できるので他の回路素子の電位を考慮しなくて良い等、回路設計上極めて有利な点が多々ある。図7は、本発明の第三の実施形態に係る変位センサの、検出部701の回路図である。第三の実施形態の変位センサは、第二の実施形態の検出部601の、抵抗R306、コンデンサC307、抵抗R308、オペアンプ309及び抵抗R310を、カレントトランス702とオペアンプ703と抵抗R704にて置換した回路構成である。これ以外の回路構成は、第二の実施形態と共通するので、共通部分の説明は割愛する。図7において、第一スイッチ301と第二スイッチ302との間の中点には、コンデンサC305を通じてカレントトランス702の第一巻線の一端が接続されている。カレントトランス702の第一巻線の他端と第二巻線の一端には、コイルL106が接続されている。カレントトランス702の第二巻線の他端は、接地されている。カレントトランス702の第三巻線の端子は、それぞれオペアンプ703の反転入力端子および非反転入力端子に接続される。また、オペアンプ703の非反転入力端子にはVcc/2、つまり電源電圧の半分の電圧が印加される。オペアンプ703の反転入力端子と出力端子との間には抵抗R704が接続されている。カレントトランス702とオペアンプ703と抵抗R704は、コイルL106に流れる交流電流を電圧信号に変換する電流電圧変換部であるともいえる。ここで、カレントトランス702の第一巻線の巻線数N1と第二巻線の巻線数N2は等しい。これは、後述する周知のコモンモードノイズをキャンセルするためである。図8はカレントトランス702とコイルL106の構成を説明する概略図である。前述のように、コイルL106は、カレントトランス702の第一巻線の他端と第二巻線の一端に接続される。コイルL106とカレントトランス702とを二芯シールド線801で接続すると、コイルL106の端子に接続される信号線に乗るコモンモードノイズinが、カレントトランス702に到達すると逆位相に印加されることとなるので、カレントトランス702でノイズキャンセリングが実現できる。したがって、第三の実施形態の検出部701は、コイルL106を延長する形態の変位センサを構成する場合に好適である。上述の実施形態の他、以下のような応用例が考えられる。1検出部201では、第一スイッチ301に印加される電圧は電源電圧であったが、これは必ずしも電源電圧である必要はない。これら素子に印加する電圧をどのように決定するかは設計的事項である。2スリーブ103は真鍮であったが、非磁性体金属であればこれに限られない。例えば、銅やアルミニウム等が挙げられる。但し、外殻104aより抵抗率が低いことが望ましい。3コイルL106を変形させ、フェライトコア等にコイルを収納すると、渦電流を利用した金属検出装置に応用できる。図9a及びbは、金属検出装置に用いるコイルとコアの概略図である。図9aは、コイルとフェライトコアの分解斜視図である。図9bは、コイルを収納したフェライトコアの断面図である。コイルL901を、ボビン形状のフェライトコア902に収納する。コイルL901は、第一、第二及び第二の実施形態で開示した検出部201の回路にそのまま組み込む。こうして形成された検出コイル体903は、金属が近づくと当該金属に渦電流が発生し、この渦電流に起因する損失に応じてコイルL901のインダクタンスが低下する。このインダクタンスの低下を金属検出信号として取り出す。本実施形態では、変位センサを開示した。矩形波交流電圧源にコイルを接続し、コイルに流れる交流電流を電圧信号に変換した後、ヒステリシス特性を有するコンパレータを通すことで、コイルのインダクタンス変化をパルスの立ち上がりの位相変化として検出する。従来技術のように二つのコイルを設ける必要がなく、部品点数が少なくなるので、低コストで高精度な変位センサを実現できる。更に、第二の実施形態では、コイル自身を温度センサとして流用することで、温度センサを別途設けることなく、変位センサの温度補償を実現できる。また、第三の実施形態では、電流電圧変換方法としてカレントトランスを採用することで、コイルをシールド線で延長することが可能になる。以上、本発明の実施形態例について説明したが、本発明は上記実施形態例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。