直流電源から供給される電源電圧から、第1直流出力電圧と、該第1直流出力電圧よりも絶対値で低い第2直流出力電圧とを出力する複数電圧出力型電源装置であって、前記電源からの電流を連続的にスイッチングすることにより該電源の電圧よりも高い脈動電圧を出力するスイッチング昇圧回路と、チャージポンプを用いて倍整流を順次行う複数段の倍整流回路を有し、前記脈動電圧から前記第1直流出力電圧よりも高い第1倍整流電圧と、該第1直流出力電圧よりも低い第2倍整流電圧とを発生する複数段倍整流回路と、前記第1倍整流電圧から前記第1直流出力電圧を出力するように調圧する第1直流出力電圧調圧回路と、前記第2倍整流電圧から前記第2直流出力電圧を出力するように調圧する第2直流出力電圧調圧回路とを、含むことを特徴とする複数電圧出力型電源装置。前記第1直流出力電圧調圧回路は、前記第1直流出力電圧の出力開始時に予め設けられたソフトスタート区間内において所定の変化速度で該第1直流出力電圧を緩やかに立ち上げるソフトスタート機能を備えており、該第1直流出力電圧が立ち上げられるソフトスタート区間内に該第1直流出力電圧から所定時間後に遅延信号を出力する第2直流出力遅延回路と、前記第2直流出力電圧調圧回路の出力側に設けられ、該遅延信号を受けて前記第2直流出力電圧調圧回路の出力電圧を出力させるスイッチ回路とを、さらに含むことを特徴とする請求項1の複数電圧出力型電源装置。前記第1直流出力電圧調圧回路は、前記第1倍整流電圧が供給される第1入力端子と前記第1直流出力電圧が出力される第1出力端子との間に第1電流制御素子を直列に有し、該第1出力端子が該第1直流出力電圧となるように該電流制御素子に流される電流を制御するものであり、前記第2直流出力電圧調圧回路は、前記第2倍整流電圧が供給される第2入力端子と前記第2直流出力電圧が出力される第2出力端子との間に第2電流制御素子を直列に有し、該第2出力端子が該第2直流出力電圧となるように該電流制御素子に流される電流を制御するものである請求項1または2の複数電圧出力型電源装置。前記電源は、携帯型機器に装着される蓄電池である請求項1乃至3のいずれか1の複数電圧出力型電源装置。前記脈動電圧は前記電源の電圧に対して正負が同じ極性の電圧であり、前記複数段倍整流回路は、前記電源の電圧に対して正負が反対の極性の第1倍整流電圧および第2倍整流電圧を発生し、前記第1直流出力電圧調圧回路および第2直流出力電圧調圧回路は、該第1倍整流電圧および第2倍整流電圧と正負が同じ極性の電圧である第1直流出力電圧および第2直流出力電圧を出力するものである請求項1乃至4のいずれか1の複数電圧出力型電源装置。ところで、上記特許文献1に記載された従来の電源装置では、複数の電荷転送用キャパシタと複数種類のスイッチング素子とを有しチャージポンプを用いて倍整流電圧を出力して、複数種類の電圧をそれぞれ生成させるものである。しかし、このような電源装置は、所望の出力電圧となるように電源電圧の整数倍となるように複数段の倍整流回路を組合せる必要があるので、電源装置が高価となるという不都合があった。これに対して、近年、複数の出力電圧を得るために、単純な倍整流回路を用いて電源電圧から上記所望の出力電圧より高い倍整流電圧を出力させ、その倍整流電圧から第1のレギュレータを用いて所望の第1の直流出力電圧を生成する電源用IC、例えば米国MPS社、MP1530などを用いて第1の直流出力電圧を得て、その第1の直流出力電圧から市販の三端子レギュレータIC、例えば東芝TA78、TA79シリーズなどの第2のレギュレータを用いてその第1の直流出力電圧よりも低い第2の直流出力電圧を生成させることにより、これら市販のICなどの組合せによって複数の直流出力電圧を安価に得る装置が考えられる。しかし、このようにすると、それぞれのICが独立して用意されている場合は、お互いが組み合わされた電源動作状態において、それぞれの出力電圧が常に正しく動作するとは限らない。このため、電源装置のスタートアップに際して、第1のレギュレータによって上記倍整流電圧からその第1のレギュレータの出力端子電圧が上記第1の直流出力電圧へ向かう過渡区間において、第2のレギュレータの作用によりが第2の直流出力電圧を調圧する調圧作動が開始されてその入力インピーダンスが急低下するため、上記第1の直流出力電圧に一時的に歪み波形が発生し、それによるノイズ、例えば図10で示される電圧変動ノイズVnが発生するという不都合があった。本発明は、以上の事情を背景として為されたものであり、その目的とするところは、複数のレギュレータが接続された電源装置のスタートアップに際して、その直流出力電圧波形にノイズが含まれない、品質のよい直流出力電圧を得ることができる複数電圧出力型電源装置を提供することにある。斯かる目的を達成するための請求項1に係る発明の要旨とするところは、直流電源から供給される電源電圧から、第1直流出力電圧と、その第1直流出力電圧よりも絶対値で低い第2直流出力電圧とを出力する複数電圧出力型電源装置であって、前記電源からの電流を連続的にスイッチングすることによりその電源の電圧よりも高い脈動電圧を出力するスイッチング昇圧回路すなわち通称のDC/DCコンバータと、チャージポンプを用いてプラス電圧からマイナス電圧への電圧変換とともに倍整流を順次行う複数段の倍整流回路を有し、前記脈動電圧から前記第1直流出力電圧よりも高い第1倍整流電圧と、その第1直流出力電圧よりも低い第2倍整流電圧とを発生する複数段倍整流回路と、前記第1倍整流電圧から前記第1直流出力電圧を出力するように調圧する第1直流出力電圧調圧回路と、前記第2倍整流電圧から前記第2直流出力電圧を出力するように調圧する第2直流出力電圧調圧回路とを、含むことにある。このように構成された請求項1に係る発明の複数電圧出力型電源装置によれば、第2直流出力電圧調圧回路は、前記複数段倍整流回路の複数段の倍整流回路の途中の第2倍整流電圧から前記第2直流出力電圧を出力するように調圧するものであることから、仮にその第2直流出力電圧調圧回路の作動開始による入力インピーダンスの急低下が発生してそれによる影響が第1倍整流電圧の低下となって表れたとしても、その第1倍整流電圧を元圧として第1直流出力電圧調圧回路により調圧される第1直流出力電圧は、その元圧に含まれるノイズがその第1直流出力電圧よりも低くなるまでは影響されない。したがって、複数電圧出力型電源装置のスタートアップに際して、ノイズのない安定した第1直流出力電圧が得られる。ここで、好適には、前記第1直流出力電圧調圧回路は、前記第1直流出力電圧の出力開始時に予め設けられたソフトスタート区間内において所定の変化速度でその第1直流出力電圧を緩やかに立ち上げるソフトスタート機能を備えており、その第1直流出力電圧が立ち上げられるソフトスタート区間内にその第1直流出力電圧から所定時間後に遅延信号を出力する第2直流出力遅延回路と、前記第2直流出力電圧調圧回路の出力側に設けられ、その遅延信号を受けて前記第2直流出力電圧調圧回路の出力電圧を出力させるスイッチ回路とを、さらに含む。このようにすれば、上記ソフトスタート区間内において第1直流出力電圧が十分に立ち上がってから、前記第2直流出力電圧調圧回路の出力が許容されてその負荷が大きくされるので、上記ソフトスタート区間内において、一層ノイズのない安定した第1直流出力電圧が得られる。また、好適には、前記第1直流出力電圧調圧回路は、前記第1倍整流電圧が供給される第1入力端子と前記第1直流出力電圧が出力される第1出力端子との間に第1電流制御素子を直列に有し、その第1出力端子がその第1直流出力電圧となるようにその電流制御素子に流される電流を制御するものであり、前記第2直流出力電圧調圧回路は、前記第2倍整流電圧が供給される第2入力端子と前記第2直流出力電圧が出力される第2出力端子との間に第2電流制御素子を直列に有し、その第2出力端子がその第2直流出力電圧となるようにその電流制御素子に流される電流を制御するものである。このようにすれば、第1直流出力電圧調圧回路の元圧である第1倍整流電圧とその第1直流出力電圧調圧回路の出力電圧である第1直流出力電圧との間の電位差が小さくされるだけでなく、第2直流出力電圧調圧回路の元圧である第2倍整流電圧とその第2直流出力電圧調圧回路の出力電圧である第2直流出力電圧との間の電位差が小さくされるので、それら第1直流出力電圧調圧回路および第2直流出力電圧調圧回路における発熱が抑制されるとともに、電源の電池寿命が長くなる。また、好適には、前記電源は、携帯型機器に装着される蓄電池である。このようにすれば、携帯型機器内に装着された蓄電池から、複数種類の直流出力電圧が得られる。また、好適には、前記脈動電圧は前記電源の電圧に対して正負が同じ極性の電圧であり、前記複数段倍整流回路は、前記電源の電圧に対して正負が反対の極性の第1倍整流電圧および第2倍整流電圧を発生し、前記第1直流出力電圧調圧回路および第2直流出力電圧調圧回路は、その第1倍整流電圧および第2倍整流電圧と正負が同じ極性の電圧である第1直流出力電圧および第2直流出力電圧を出力するものである。このようにすれば、前記電源電圧に対して正負が反対の極性の電圧である第1直流出力電圧および第2直流出力電圧が得られる。また、好適には、前記スイッチング回路は、前記電源からの電流を連続的にスイッチングすることによりその電源の電圧よりも高い予め定めされた一定の脈動電圧を出力するように、フィードバック制御する。また、第1直流出力電圧調圧回路は、前記第1倍整流電圧を元圧として、その第1倍整流電圧からそれよりも低い予め定められた一定の前記第1直流出力電圧を出力するようにフィードバック制御する。また、第2直流出力電圧調圧回路は、前記第2倍整流電圧を元圧として、その第2倍整流電圧からそれよりも低い予め定められた一定の前記第2直流出力電圧を出力するようにフィードバック制御する。このようにすれば、安定化した精度の高い第1直流出力電圧および第2直流出力電圧が得られる。以下、本発明の第1実施例を図面に基づいて詳細に説明する。図1は、本発明の一実施例の複数電圧出力型電源装置10の構成を概略説明するブロック線図である。電源装置10は、携帯型機器の電源として用いられるものであって、充電可能なバッテリなどの蓄電池からなる電源12から出力されるたとえば5V程度の比較的低い電源電圧VBから、たとえば液晶表示器のための負電圧である-14V程度の一定の第1直流出力電圧VOUT1と、たとえば演算制御回路のための負電圧であるその第1直流出力電圧VOUT1よりも絶対値で低いたとえば-5V程度の一定の第2直流出力電圧VOUT2とを出力する。このため、電源装置10は、電源12からの電流を連続的にスイッチングすることにより電源12の電圧VBよりも高い脈動電圧Vacを出力するスイッチング昇圧回路14と、所謂チャージポンプを用いて倍整流を順次行う複数段の倍整流回路を有し、前記脈動電圧から前記第1直流出力電圧よりも高い第1倍整流電圧VBR1と、その第1倍整流電圧VBR1よりも低い第2倍整流電圧VBR2とを発生する複数段倍整流回路16と、第1倍整流電圧VBR1から第1直流出力電圧VOUT1を出力するように調圧し、第1出力端子T1から出力させる第1直流出力電圧調圧回路22と、第2倍整流電圧VBR2から第2直流出力電圧VOUT2を出力するように調圧する第2直流出力電圧調圧回路24と、上記第1直流出力電圧VOUT1の出力開始時点から所定の遅延時間Δt3だけ経過後にスイッチ回路28を開いて上記第2直流出力電圧VOUT2を出力させる第2直流出力遅延回路26と、第2直流出力電圧調圧回路24から出力される第2直流出力電圧VOUT2を第2直流出力遅延回路26からの指令にしたがって通過させ、第2出力端子T2から出力させるスイッチ回路28とを備えている。図2は、上記電源装置10の作動を説明するタイムチャートである。図2のt0は、図示しない電源スイッチ起動操作によって電源12からの出力がオン状態とされた起動開始時点を示している。後述の電源用IC30内のソフトスタート出力順序タイミング制御部42からの指令によってt0時点から所定時間経過Δt0後にスイッチング昇圧回路14の作動が開始され、複数段倍整流回路16の第1倍整流電圧VBR1の昇圧が開始される。その第1倍整流電圧VBR1の昇圧が終了すると、ソフトスタート出力順序タイミング制御部42からの指令によってt0時点から所定時間経過Δt1後に第2直流出力電圧調圧回路24に第2倍整流電圧VBR2が元圧として供給される。次いで、ソフトスタート出力順序タイミング制御部42からの指令によってt0時点から所定時間経過Δt2後に第1倍整流電圧VBR1が第1直流出力電圧調圧回路22に供給されるとともに、ソフトスタート出力順序タイミング制御部42からのソフトスタート指令値にしたがって第1直流出力電圧VOUT1の立ち上がりの傾斜が緩やかに発生させられる。同時に、その第1直流出力電圧VOUT1の出力開始から昇圧完了後までのソフトスタート区間SSにおいて、t3時点から作動する第2直流出力遅延回路26から所定の遅延時間経過Δt3だけ経過後に遅延出力信号が出力され、その遅延出力信号によりスイッチ回路28が開かれ、第2直流出力電圧VOUT2が第2出力端子T2から出力させられる。上記起動開始時点t0から上記第1直流出力電圧VOUT1或いは第2直流出力電圧VOUT2の出力が完了する時点t5までが電源装置10のスタートアップ区間SUに対応している。図3は、上記第1直流出力電圧VOUT1および第2直流出力電圧VOUT2の観測波形を表わす図である。図3に示すように、第2直流出力遅延回路26の出力作動開始時点すなわち負荷の開始時点であるt4時点において、第2直流出力遅延回路26の作動開始に伴う入力インピーダンスの一時的低下で表れる電圧変動ノイズVnの発生が解消されている。第2直流出力遅延回路26の元圧として、複数段倍整流回路16の第1倍整流電圧VBR1よりも低い第2倍整流電圧VBR2が用いられているので、仮に、第2直流出力遅延回路26のt4時点での作動開始に伴う入力インピーダンスの一時的低下で表れる電圧変動ノイズVnがその第2倍整流電圧VBR2に発生し、その影響が第1倍整流電圧VBR1に表れたとしても、t3時点から既に定低電圧調圧作動が開始されて安定している第1直流出力電圧調圧回路22では、その出力電圧である第1倍整流電圧VBR1の値よりも低い電圧変動ノイズVnがその第1直流出力電圧調圧回路22の元圧である第1倍整流電圧VBR1に存在しない限り、第1直流出力電圧VOUT1は影響されない。すなわち、-20Vの第1倍整流電圧VBR1が-14Vの第1直流出力電圧VOUT1よりも低くならない限り、第1直流出力電圧調圧回路22の調圧作動によって第1直流出力電圧VOUT1は影響されず、安定して出力されるようになっている。上記電圧変動ノイズVnは、図1のブロック線図において矢印にて示されるように、第2倍整流電圧VBR2に対して重畳される外乱として例示されている。ここで、図1において、上記第2直流出力電圧調圧回路24には、よく知られた三端子電圧レギュレータICが用いられてもよい。また、上記スイッチング昇圧回路14、複数段倍整流回路16、及び第1直流出力電圧調圧回路22は、独立したブロックとして示されているが、以下に説明する電源用IC30として同一の筐体内に一体的に設けられてもよい。この場合、各ブロックの接続部、例えば第2倍整流回路18の出力と第1倍整流回路20の入力との間などの接続部が、外部に出力されていて別の回路に接続可能になっていれば、問題はない。図4は、電源装置10に用いられる電源用IC30の一部を利用したスイッチング昇圧回路14の構成を説明する図である。先ず、電源装置10内の基準電圧発生部32には電源12の電源電圧VBが供給されており、その基準電圧発生部32からは、比較の基準として使用するために温度補償等により高精度で発生させられた、たとえば125Vの基準電圧VREFが出力される。電源用IC30内には、端子SWと端子PGNDとの間に電流検知抵抗R40と直列に設けられ、たとえばMOSFETなどにより構成されたスイチング素子36と、発振部34からのクロック信号の基本周期に基づいて、そのスイチング素子36を所定周波数でオンオフ駆動するための駆動パルスを出力するパルス幅変調部38が設けられている。インダクタL2と上記スイチング素子36と電流検知抵抗R40は、電源12と接地および接地端子PGNDとの間に直列に設けられており、電源12からインダクタL2を通して接地へ流れる電流が上記スイチング素子36によって断続されるとき、インダクタL2の誘導起電力である交流電圧Vacが端子SWに発生させられるようになっている。この脈動電圧Vacは、0Vからピーク値までの電位すなわち振幅が10Vの交流電圧であり、複数段倍整流回路16に供給される。上記パルス幅変調部38は、ソフトスタート出力順序タイミング制御部42からの指令に従って電源オンから第1経過時間Δt0経過後に上記駆動パルスを出力する。また、脈動電圧Vacは、接地との間に直列接続された2つの抵抗器から構成された電圧分圧器44が介設されたフィードバック線46を介して電源用IC30の端子FB1に供給された後、コンパレータ48の負入力端子へ供給される。このコンパレータ48は、その正入力端子には基準電圧VREFが供給され、電圧分圧器44による交流電圧Vacの分圧電圧とを比較した差圧をパルス幅変調部38へ出力する。パルス幅変調部38は、コンパレータ48からの差圧が零となるように、前記駆動パルスの幅を調節する。上記電圧分圧器44は、脈動電圧Vacの振幅が10Vとなったときに基準電圧VREFと同じ電圧がコンパレータ48は、その正入力端子に入力されるように、その抵抗値の定数が設定されている。このようなフィードバック制御によって、脈動電圧Vacが10Vの振幅を有する交流電圧となるように一定に調圧される。なお、コンパレータ48の出力側に接続された電源用IC30の端子COMPには、直列に接続された抵抗およびコンデンサから成る位相補償回路50が設けられる。この位相補償回路50は、上記コンパレータ48が持つゲインによって発振することを防止する発振防止回路として機能している。次に、図5は、電源装置10に用いられる電源用IC30の端子SWおよび端子IN2との間に接続された複数段倍整流回路16の一例を説明する図である。複数段倍整流回路16は、接地と端子IN2との間に直列に接続されたコンデンサC14、ダイオードD11、D12、D13、D14と、ダイオードD13、D14と並列に設けられたコンデンサC13と、端子SWとダイオードD11およびD12の間とに設けられたコンデンサC11と、端子SWとダイオードD13およびD14の間とに設けられたコンデンサC12とを備え、脈動電圧Vacによるチャージポンプ作用により負電圧側へ昇圧された絶対値で最大の-20V程度の第1倍整流電圧VBR1をコンデンサC13の一端から端子IN2へ出力し、-10V程度の中間電圧である第2倍整流電圧VBR2をコンデンサC14の一端に接続された端子MTから出力する。上記コンデンサC11、C14とダイオードD11、D12とが、第2倍整流電圧VBR2を出力する第2倍整流回路18に対応し、上記コンデンサC12、C13とダイオードD13、D14とが、第1倍整流電圧VBR1を出力する第1倍整流回路20に対応している。図6は、電源装置10に用いられる電源用IC30の一部を利用した第1直流出力電圧調圧回路22の一例を説明する図である。この第1直流出力電圧調圧回路22は、端子IN2から入力される元圧である第1倍整流電圧VBR1からそれよりも絶対値で低い一定の第1直流出力電圧VOUT1を出力する安定化電源である。第1直流出力電圧調圧回路22は、電源用IC30内において端子IN2と端子GLとの間に設けられたMOSFETなどの電流制御素子58およびその電流制御素子58を制御するコンパレータ60と、基準電圧VREFが出力される端子IN2と第1直流出力電圧VOUT1が出力される端子GLとの間に設けられた直列抵抗R23、R22、R21から構成された分圧器62とを備え、R21とR22との間に発生する分圧電圧が端子FB2を介してコンパレータ60の正側入力端子へ供給され且つそのコンパレータ60の負側入力端子が接地されている安定化電源である。このように構成された第1直流出力電圧調圧回路22は、コンパレータ60の出力電圧が零となるように電流制御素子58が制御される結果、第1倍整流電圧VBR1からそれよりも絶対値が低い一定の第1直流出力電圧VOUT1が調圧されて出力される。上記分圧器62の抵抗の定数は、第1直流出力電圧VOUT1が-14Vとなるときにその分圧電圧が0Vとなるように設定されている。なお、抵抗R23、R22に並列となるように直列接続されたコンデンサC22および抵抗R24は、コンパレータ60が持つゲインによって発振することを防止するための位相補償回路64を構成している。なお、電源用IC30のソフトスタート出力順序タイミング制御部42は、第1直流出力電圧調圧回路22の作動開始時に、端子CTに外部接続されたコンデンサC2の容量に応じた傾斜で上記コンパレータ60の出力の立上がりを緩やとすることにり、第1直流出力電圧調圧回路22では、それから出力される第1直流出力電圧VOUT1の立上がりを所定の傾斜でゆるやかに立ち上げるソフトスタートが実行される。図7は、図5の端子MTから入力される元圧である第2倍整流電圧VBR2からそれよりも絶対値で低い一定の第2直流出力電圧VOUT2を出力する安定化電源である第2直流出力電圧調圧回路24の一例を示している。この第2直流出力電圧調圧回路24は、出力端子NTと接地との間に直列接続された一対の抵抗R31、R32から成る分圧器である電圧検出部66と、出力端子NTと接地との間に直列接続された抵抗R33およびツェナーダイオードDZから成る基準電圧発生部68と、電圧検出部66で検出された出力電圧を表わす分圧電圧と基準電圧との差電圧に応じて作動するトランジスタから成る比較器70と、入力端子MTと出力端子NTとの間に直列に設けられ、比較器70の出力に応じて電流を制御する電流制御素子から成る制御部72とを備え、元圧として供給された第2倍整流電圧VBR2から一定の第2直流出力電圧VOUT2を調圧して出力する。この回路に代えて、3端子レギュレータICが用いられてもよい。図8は、電源装置10に用いられる電源用IC30の外部に設けられた第2直流出力遅延回路26およびスイッチ回路28の構成例を説明する図である。図8において、第2直流出力遅延回路26は、充電抵抗R41、コンデンサC41、放電抵抗R42を有するCR回路76と、そのCR回路76の充電電圧が所定値に到達すると信号を出力する出力トランジスタ78とを備え、電源用IC30の端子GLから第1直流出力電圧VOUT1が出力された時点t3から所定の遅延時間Δt3だけ遅延したt4時点でスイッチ回路28へ遅延信号DSを供給する。スイッチ回路28は、第2直流出力電圧調圧回路24と第2出力端子T2との間に直列に設けられたMOSFETなどのスイッチ素子80を備え、上記遅延信号DSを受けてスイッチ素子80を導通させ、第2直流出力電圧VOUT2を第2出力端子T2から出力させる。上述のように、本実施例の複数電圧出力型電源装置10によれば、第2直流出力電圧調圧回路24は、複数段倍整流回路16のうち昇圧途中の第2倍整流電圧VBR2から第2直流出力電圧VOUT2を出力するように調圧するものであることから、前記スタートアップ区間SU或いはソフトスタート区間SSにおいて、仮にその第2直流出力電圧調圧回路24の作動開始による入力インピーダンスの急低下が発生してそれによる影響が第1倍整流電圧VBR1の低下となって表れたとしても、その第1倍整流電圧VBR1を元圧として第1直流出力電圧調圧回路22により調圧される第1直流出力電圧VOUT1は、その元圧に含まれる電圧変動ノイズVnがその第1直流出力電圧VOUT1よりも低くなるまでは影響されない。したがって、図2或いは図3に示すように、複数電圧出力型電源装置10のソフトスタートアップ区間SU或いはスタートアップ区間SSにおいて、ノイズのない安定した第1直流出力電圧VOUT1が得られる。因みに、図9は、第2直流出力電圧調圧回路24が、第1直流出力電圧VOUT1を元圧として第2直流出力電圧VOUT2を調圧する場合の複数電圧出力型電源装置100を示している。この図9では、図1と同じ機能或いは構成を有する部分には同じ符号を付して説明を省略する。この複数電圧出力型電源装置100によれば、第1直流出力電圧調圧回路22から出力された第1直流出力電圧VOUT1が元圧として第2直流出力電圧調圧回路24へ供給されており、第2直流出力電圧調圧回路24はその第1直流出力電圧VBR1からそれよりも絶対値が低い第2直流出力電圧VOUT2を調圧することから、前記スタートアップ区間SU或いはソフトスタート区間SSにおいて、仮にその第2直流出力電圧調圧回路24の作動開始による入力インピーダンスの急低下が発生すると、それによる影響が第1直流出力電圧VOUT1の一時低下として発生し、図10に示すように、その第2直流出力電圧調圧回路24の元圧である第1直流出力電圧VOUT1に電圧変動ノイズVnが発生することが避けられない。上記の影響を説明するために、図9のブロック線図の矢印に示すように、電圧変動ノイズVnが、第1直流出力電圧VOUT1に対して外乱として重畳されるように例示されている。ここで、このような電圧変動ノイズVnの発生タイミングは、第1直流出力電圧VOUT1が-14Vに安定するまでの過度区間内過度状態にあるため、第1直流出力電圧VOUT1に接続された回路が安定動作になる以前に、電圧変動ノイズVnが第1直流出力電圧VOUT1に重畳されてしまうと、その第1直流出力電圧VOUT1が供給される回路が誤動作する可能性も高くなる。また、本実施例の複数電圧出力型電源装置10では、第1直流出力電圧調圧回路22は、第1直流出力電圧VOUT1の出力開始に際して予め設けられたソフトスタート区間SS内において所定の変化速度で該第1直流出力電圧VOUT1の立上り傾斜を緩やかとするソフトスタート機能を備えており、その第1直流出力電圧VOUT1が立ち上げられるソフトスタート区間SS内において第1直流出力電圧VOUT1の立ち上がり開始時点t3から所定の遅延時間Δt3が経過後に遅延信号DSを出力する第2直流出力遅延回路26と、前記第2直流出力電圧調圧回路24の出力側に設けられ、遅延信号DSを受けて前記第2直流出力電圧調圧回路24の出力電圧である第2直流出力電圧VOUT2を出力させるスイッチ回路28とを、さらに含む。このようにすれば、上記ソフトスタート区間内において第1直流出力電圧VOUT1が十分に立ち上がってから、第2直流出力電圧調圧回路24の出力が許容されてその負荷が大きくされるので、上記ソフトスタート区間SS内において、一層ノイズのない安定した第1直流出力電圧VOUT1が得られる。また、本実施例の複数電圧出力型電源装置10では、第1直流出力電圧調圧回路22は、第1倍整流電圧VBR1が供給される第1入力端子と第1直流出力電圧VOUT1が出力される第1出力端子との間に第1電流制御素子58を直列に有し、その第1出力端子が予め定められた一定の第1直流出力電圧VOUT1となるように電流制御素子58に流される電流を制御するものであり、第2直流出力電圧調圧回路24は、第2倍整流電圧VBR2が供給される第2入力端子と第2直流出力電圧VOUT2が出力される第2出力端子端子NTとの間に第2電流制御素子72を直列に有し、第2出力端子が予め定められた一定の第2直流出力電圧VOUT2となるように電流制御素子72に流される電流を制御するものである。このため、第1直流出力電圧調圧回路22の元圧である第1倍整流電圧VBR1とその第1直流出力電圧調圧回路22の出力電圧である第1直流出力電圧VOUT1との間の電位差が小さくされるだけでなく、第2直流出力電圧調圧回路24の元圧である第2倍整流電圧VBR2とその第2直流出力電圧調圧回路24の出力電圧である第2直流出力電圧VOUT2との間の電位差が小さくされるので、それら第1直流出力電圧調圧回路22および第2直流出力電圧調圧回路24における発熱が抑制されるとともに、電源12の電池寿命が長くなる。また、本実施例の複数電圧出力型電源装置10では、電源12は、携帯型リモートコントロール装置、携帯型パソコンなどの携帯型機器に装着される蓄電池である。このようにすれば、携帯型機器内に装着された電源12から、複数種類の直流出力電圧が得られる。また、本実施例の複数電圧出力型電源装置10では、脈動電圧Vacは電源12の電圧VBに対して正負が同じ極性の電圧であり、複数段倍整流回路16は、電源12の電圧VBに対して正負が反対の極性の第1倍整流電圧VBR1および第2倍整流電圧VBR2-10Vを発生し、第1直流出力電圧調圧回路22および第2直流出力電圧調圧回路24は、第1倍整流電圧VBR1および第2倍整流電圧VBR2と正負が同じ極性の電圧である第1直流出力電圧VOUT1および第2直流出力電圧VOUT2を出力するものである。このようにすれば、電源12の電圧VBに対して正負が反対の極性の電圧である第1直流出力電圧VOUT1および第2直流出力電圧VOUT2が得られる。また、好適には、本実施例の複数電圧出力型電源装置10では、スイッチング昇圧回路14は、電源12からの電流を連続的にスイッチングすることによりその電源12の電圧よりも高い予め定めされた一定の脈動電圧Vacを出力するように、フィードバック制御する。また、第1直流出力電圧調圧回路22は、第1倍整流電圧VBR1を元圧として、その第1倍整流電圧VBR1からそれよりも低い予め定められた一定の前記第1直流出力電圧VOUT1を出力するようにフィードバック制御する。また、第2直流出力電圧調圧回路24は、第2倍整流電圧VBR2を元圧として、その第2倍整流電圧VBR2からそれよりも低い予め定められた一定の前記第2直流出力電圧VOUT2を出力するようにフィードバック制御する。このようにすれば、安定化した精度の高い第1直流出力電圧VOUT1および第2直流出力電圧VOUT2が得られる。以上、本発明の好適な実施例を図面に基づいて詳細に説明したが、本発明はこれらに限定されるものではなく、更に別の態様においても実施される。例えば、前述の実施例の複数段倍整流回路16では、2段の倍整流であったが、3段以上の倍整流であってもよい。この場合、第2直流出力電圧調圧回路24へ供給される電圧は、複数段倍整流回路16の複数段の倍整流電圧のうちの最大出力電圧よりも低く、第2直流出力電圧調圧回路24の出力電圧である第2直流出力電圧VOUT2よりも高く、且つその第2直流出力電圧VOUT2との電位差が最も小さいすなわち第2直流出力電圧VOUT2からすぐ上の倍整流電圧であればよい。また、前述の実施例のスイッチング昇圧回路14は、単一のインダクタL2が用いられた単純な昇圧チョッパー方式に類似の構成のものであったが、高周波トランスの一次側コイルをスイッチングし二次側コイルから脈動電圧Vacを取り出す方式などが用いられてもよい。また、複数のスイッチング素子とそれらスイッチング素子によって励磁電流が断続される単数或いは複数の一次側コイルと複数の二次側コイルとを用いたプッシュブル方式、ハーブブリッジ方式、フルブリッジ方式などが用いられてもよい。また、前述の実施例の複数段倍整流回路16は、第2倍整流回路18と第1倍整流回路20とを有する2段構成であったが、3段以上の倍整流構造を有するものであってもよい。また、前述の実施例の第1直流出力電圧調圧回路22および第2直流出力電圧調圧回路24は、必ずしも図6および図7に示すものでなくてもよく、たとえば、一般的な3端子直流安定化電源用ICなどから構成され得る。また、前述の実施例では、t2時点で第2倍整流電圧VBR2が第2直流出力電圧調圧回路24に供給されていたが、t4時点で第2倍整流電圧VBR2が第2直流出力電圧調圧回路24に供給されるようにしてもよい。その他、一々例示はしないが、本発明はその趣旨を逸脱しない範囲内において、種々の変更が加えられて実施されるものである。