"1次側と2次側をアイソレーションするトランスと、該トランスの前記2次側に接続された整流用のダイオードと、該ダイオードで整流された電流で充電される出力キャパシタとを備える電源回路において、前記出力キャパシタに並列に、前記出力キャパシタの電荷の正極側がカソードとなり負極側がアノードとなるように別のダイオードを接続したことを特徴とする電源回路。請求項1に記載の電源回路において、負荷として誘導性負荷が接続されることを特徴とする電源回路。請求項1又は2に記載の電源回路において、前記ダイオードがSiCダイオードであることを特徴とする電源回路。ところが、D級パワーアンプ20の電源回路10Aでは、そのD級パワーアンプ20の側から電源側10に電力が戻り、電源電圧V,-Vの値に変動を与えてしまう。これは、誘導成分、特にフィルタ回路30のコイルL1に蓄積された電磁エネルギーによる回生電流が、電源回路10A側に流入するためである。D級パワーアンプ20では、電源電圧V,-Vが変動すると、トランジスタMP1,MN1がスイッチングした際にフィルタ回路30に入力するPWM電圧の振幅が変動するので、フィルタ回路30で復調されてスピーカ40に印加する出力電圧が、PWM変調回路21に入力する入力信号Vinに対して歪んだ電圧となり、歪率が悪化する問題を引き起こす。これを解決するには、電源回路10Aの出力キャパシタC1,C2の容量を大きくすればよいが、キャパシタは容量を大きくするほど外形も大きくなるので、小型化が進む携帯型のオーディオ機器には適用が難しい。本発明の目的は、出力キャパシタの容量を大きくすることなく、誘導負荷から逆流する回生電流による電源電圧変動を効果的に抑制できるようにした電源回路を提供することである。上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明の電源回路は、1次側と2次側をアイソレーションするトランスと、該トランスの前記2次側に接続された整流用のダイオードと、該ダイオードで整流された電流で充電される出力キャパシタとを備える電源回路において、前記出力キャパシタに並列に、前記出力キャパシタの電荷の正極側がカソードとなり負極側がアノードとなるように別のダイオードを接続したことを特徴とする。請求項2にかかる発明は、請求項1に記載の電源回路において、負荷として誘導性負荷が接続されることを特徴とする。請求項3にかかる発明は、請求項1又は2に記載の電源回路において、前記ダイオードがSiCダイオードであることを特徴とする。本発明によれば、出力キャパシタに並列に、出力キャパシタの電荷の正極側がカソードとなり負極側がアノードとなるようにダイオードを接続したことにより、負荷として誘導負荷を接続した場合であっても、その誘導負荷の側から流入する回生電流をそのダイオードによって吸収することができ、出力電源電圧の変動を抑制することができる。また、このとき出力キャパシタに大容量のものを使用する必要が無く、電源回路が大型化することを防止できる。図1に本発明の第1の実施例の電源回路10を示す。この電源回路10は、図2で説明した電源回路10Aに対して、平滑用の出力キャパシタC1,C2に並列にダイオードD5,D6を接続したものである。すなわち、ダイオードD5は、そのカソードがキャパシタC1の電荷の正極側に接続され、アノードが負極側接地GNDに接続されている。また、ダイオード6は、そのカソードがキャパシタC2の電荷の正極側接地GNDに接続され、アノードが負極側に接続されている。D級パワーアンプ20、フィルタ回路30、スピーカ40は図2で説明したものと同じである。さて、例えば、フィルタ回路30によって復調され、スピーカ40に流れる電流が正の電流であるときは、この期間にトランジスタMP1,MN1は何度も交互にオン/オフを繰り返すが、ダイオードD5,D6が接続されていないときは、次のような動作が行われる。D級パワーアンプ20のPWM変調回路21から出力するPWM信号によって出力トランジスタMP1がオンすると、コイルL1の両端にはある電圧が印加し、そのコイルL1に流れる電流が増加を続ける。このとき、コイルL1に正電源Vからエネルギーが供給され、磁気エネルギーEaが蓄積される。次に、出力トランジスタMN1がオンすると、コイルL1の両端には前回と逆の極性の電圧が印加され、この逆電圧によって、トランジスタMN1がオンしている期間はコイルL1に流れる電流が減少し続ける。このとき、コイルL1に蓄えられていた磁気エネルギーEaの一部が負電源-Vに戻っていき、キャパシタC2が回生電流Iaで充電されて、その電圧-Vが増大する。すなわち、トランジスタMP1がオンしたときコイルL1に蓄えられた磁気エネルギーEaの一部が、次にトランジスタMN1がオンしたときに、キャパシタC2に蓄積され、負電圧-Vを増大し変動させる問題がある。なお、トランジスタMN1がオンしたときコイルL1に蓄えられる磁気エネルギーEbについても、次にトランジスタMP1がオンしたときに流れる回生電流Ibにより、そのエネルギーEbの一部がキャパシタC1に蓄積され、電圧Vを増大し変動させる問題がある。そこで、本実施例では、キャパシタC1、C2に、その電荷の極性と逆極性となるようにダイオードD5,D6を並列接続した。これにより、トランジスタMP1がオンしたときにコイルL1に蓄積されたエネルギーEaによる回生電流IaはダイオードD6を経由して消滅し、キャパシタC2の電圧-Vが増大することが回避される。また、トランジスタMN1がオンしたときにコイルL1に蓄積されたエネルギーEbによる回生電流IbはダイオードD5を経由して消滅し、キャパシタC1の電圧Vが増大することが回避される。なお、スピーカ40のコイルL2についても、ダイオードD5,D6を接続することによって、そこに蓄えられるエネルギーによって正電圧Vや負電圧-Vの値が受ける影響を緩和することができる。このダイオードD5,D6としては、オン抵抗が1Ω以下と小さい例えばSiCシリコンカーバイドやGaNガリウムナイトライドからなるダイオードを使用することができるが、特に大電流を流すことのできるSiCを使用したダイオードが好ましい。なお、ブリッジを構成するダイオードD1~D4についても、同様にSiCを使用したダイオードを使用すれば、そこにおける損失が少なくなり、出力キャパシタC1,C2の小型化に資する。以上により、本実施例によれば、誘導性負荷による電圧V,-Vの変動を、ダイオードD5,D6によって抑えることができ、キャパシタC1,C2の容量を特別大きくしなくても済むようになる。なお、以上ではV,-V,GNDの2電源方式の電源回路について説明したが、VとGNDによる単電源方式の電源回路についても、出力キャパシタに同様にダイオードを接続することにより、誘導負荷からの回生電流による電源電圧変動を抑制することができる。"