"外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するDC/DCコンバータと、前記DC/DCコンバータの出力端子間に設けられ、前記電子回路へ出力される直流電源の電圧を安定化させる電源出力用容量素子と、を備えた直流電源回路において、前記電源出力用容量素子と直列に接続された電流制限用抵抗素子と、前記電流制限用抵抗素子の両端を短絡するバイパス配線に設けられたスイッチと、電源投入時には前記スイッチをオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後に前記スイッチをオンに制御するスイッチ制御回路と、を備えたことを特徴とする直流電源回路。前記スイッチ制御回路は、前記電流制限用抵抗素子の両端の電圧を監視し、当該電圧が所定の閾値よりも小さくなったとき、前記スイッチをオンに制御するように構成される請求項1記載の直流電源回路。前記スイッチは、半導体スイッチ素子からなる請求項1または2記載の直流電源回路。前記電源出力用容量素子よりも静電容量が小さい第2の電源出力用容量素子を備え、前記DC/DCコンバータの出力端子間を前記第2の電源出力用容量素子を介して電気的に接続した請求項1~3いずれかに記載の直流電源回路。1つの前記電流制限用抵抗素子に対して前記スイッチを複数並列に設けた請求項1~4いずれかに記載の直流電源回路。前記電流制限用抵抗素子と前記スイッチを複数備え、前記スイッチ制御回路は、電源投入後、前記電源出力用容量素子と直列に接続される前記電流制限用抵抗素子の合計の抵抗値が段階的に減少するように、前記複数のスイッチをタイミングをずらしてオンに制御するように構成される請求項1~5いずれかに記載の直流電源回路。前記後段の電子回路に電源を出力するか否かを切り替える出力用スイッチをさらに備え、前記スイッチ制御回路は、電源投入時には前記出力用スイッチをオフの状態とし、前記スイッチをオンに制御した後前記出力用スイッチをオンに制御するよう構成される請求項1~6いずれかに記載の直流電源回路。しかしながら、上述の従来の直流電源回路121では、電源投入時に、大容量の電源出力用容量素子123を充電するために大きな突入電流が流れてしまうという問題がある。図13に示すように、電源出力用容量素子123を充電するために大きな突入電流I1が流れると、この突入電流I1を供給するために電源回路の入力側DC/DCコンバータ122の入力側にも大きな突入電流I0が流れてしまう。そのため、電源出力用容量素子123の静電容量を大きくしすぎると、後段の電子回路に出力する直流電源の電圧の立ち上がりに要する時間が長くなってしまい、DC/DCコンバータ122の回路構成によっては、電源回路としての動作が不安定になってしまうおそれも生じる。この問題は、電源出力用容量素子123の静電容量を小さくすることで解決できるが、電源出力用容量素子123を小容量とすると、後段の電子回路に出力する直流電源の電圧を安定化させることが困難になる。外部の影響を抑制し、後段の電子回路に出力する直流電源の電圧を安定化させるためには、電源出力用容量素子123の静電容量は大きいほどよい。本発明は上記事情に鑑み為されたものであり、大容量の電源出力用容量素子を用いた場合であっても、突入電流を抑えることが可能な直流電源回路を提供することを目的とする。本発明は上記目的を達成するために創案されたものであり、外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するDC/DCコンバータと、前記DC/DCコンバータの出力端子間に設けられ、前記電子回路へ出力される直流電源の電圧を安定化させる電源出力用容量素子と、を備えた直流電源回路において、前記電源出力用容量素子と直列に接続された電流制限用抵抗素子と、前記電流制限用抵抗素子の両端を短絡するバイパス配線に設けられたスイッチと、電源投入時には前記スイッチをオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後に前記スイッチをオンに制御するスイッチ制御回路と、を備えた直流電源回路である。前記スイッチ制御回路は、前記電流制限用抵抗素子の両端の電圧を監視し、当該電圧が所定の閾値よりも小さくなったとき、前記スイッチをオンに制御するように構成されてもよい。前記スイッチは、半導体スイッチ素子からなってもよい。前記電源出力用容量素子よりも静電容量が小さい第2の電源出力用容量素子を備え、前記DC/DCコンバータの出力端子間を前記第2の電源出力用容量素子を介して電気的に接続してもよい。1つの前記電流制限用抵抗素子に対して前記スイッチを複数並列に設けてもよい。前記電流制限用抵抗素子と前記スイッチを複数備え、前記スイッチ制御回路は、電源投入後、前記電源出力用容量素子と直列に接続される前記電流制限用抵抗素子の合計の抵抗値が段階的に減少するように、前記複数のスイッチをタイミングをずらしてオンに制御するように構成されてもよい。前記後段の電子回路に電源を出力するか否かを切り替える出力用スイッチをさらに備え、前記スイッチ制御回路は、電源投入時には前記出力用スイッチをオフの状態とし、前記スイッチをオンに制御した後前記出力用スイッチをオンに制御するよう構成されてもよい。本発明によれば、大容量の電源出力用容量素子を用いた場合であっても、突入電流を抑えることができる。以下、本発明の実施の形態を添付図面にしたがって説明する。図1は、本実施の形態に係る直流電源回路の構成図である。図1に示すように、直流電源回路1は、外部から入力された直流電源から、後段の電子回路用の直流電源を生成して出力するDC/DCコンバータ2と、DC/DCコンバータ2の出力端子2c、2d間に設けられ、後段の電子回路へ出力される直流電源の電圧以下、単に出力電圧という場合があるを安定化させる電源出力用容量素子3としてのコンデンサC1と、を備えている。なお、後段の電子回路とは、例えば、直流電源回路1が搭載される電子機器の内部回路である。直流電源回路1は、外部から直流電源が入力される直流電源入力端子4と、DC/DCコンバータ2で生成した直流電源を後段の電子回路へ出力する直流電源出力端子5と、を備えている。DC/DCコンバータ2の入力端子の正極2aは直流電源入力端子4の正極4aに、入力端子の負極2bは直流電源入力端子4の負極4bにそれぞれ電気的に接続される。また、DC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cは直流電源出力端子5の正極5aに電気的に接続され、出力端子の負極2dと直流電源出力端子5の負極5bは共に接地される。電源出力用容量素子3コンデンサC1は、一端がDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続され、他端が接地される。電源出力用容量素子3としては、静電容量が十分に大きいものを用いることが望ましい。さて、本実施の形態に係る直流電源回路1は、電流制限用抵抗素子6としての抵抗R1と、スイッチ8SW1と、スイッチ制御回路9と、をさらに備えている。電流制限用抵抗素子6抵抗R1は、電源出力用容量素子3と直列に接続される。本実施の形態では、電流制限用抵抗素子6は、電源出力用容量素子3の他端と接地との間に挿入される。スイッチ8SW1は、電流制限用抵抗素子6の両端を短絡するバイパス配線7に設けられ、電流制限用抵抗素子6の両端を短絡するか否かを切り替えるためのものである。スイッチ制御回路9は、スイッチ8のオンオフを制御するものであり、電源投入時にはスイッチ8をオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後にスイッチ8をオンに制御するものである。スイッチ制御回路9は、電源投入から一定時間経過後にスイッチ8をオンにするためのスイッチ制御信号を発生する。つまり、直流電源回路1では、電源投入当初は電源出力用容量素子3に直列接続された電流制限用抵抗素子6により突入電流のピーク値を抑制し、電源投入から所定時間経過後に、スイッチ8をオンすることにより電流制限用抵抗素子6を短絡し、電源出力用容量素子3を接地へ直接接続する。このとき、スイッチ8のオン抵抗が直列抵抗分として残されるので、スイッチ8としては、なるべくオン抵抗が小さいものを用いることが望ましい。直流電源回路1において、スイッチ8をオンしたときには、抵抗成分の変化により突入電流に2回目のピークが発生する。しかし、既に電源出力用容量素子3がスイッチ8をオンするまでの時間で充電されているため、そのピーク値は小さくなる。スイッチ8をオンとする時間は、C1R1より十分大きい値例えば5倍以上とすることが望ましい。なお、電源出力用容量素子3に蓄えられる電荷量は、電流制限用抵抗素子6の有無により変わらないが、電流制限用抵抗素子6が大きくなるほど突入電流のピーク値は小さくなり、それに伴って、突入電流が減衰する時定数つまり充電が完了して出力電圧が完全に立ち上がるまでの時間は長くなる。よって、電流制限用抵抗素子6の抵抗値は、許容される突入電流のピーク値や、要求される出力電圧の立ち上がり特性等を考慮して、適宜決定するとよい。次に、直流電源回路1に用いるスイッチ8とスイッチ制御回路9の具体的な回路構成の一例を図2を用いて説明する。図2aは、スイッチ8をリレー継電器で構成し、スイッチ制御回路9をオープンドレイン型のコンパレータ21を用いて構成した場合の直流電源回路1の回路構成を示す図である。なお、コンパレータ21としては、オープンドレイン型に限らず、例えばオープンコレクタ型のものを用いることもできる。スイッチ制御回路9は、コンパレータ21と、3つの抵抗R12~R14と、1つのコンデンサC2を用いて構成される。コンパレータ21の非反転入力端子21aは、抵抗R12を介してDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続されると共に、抵抗R13を介して接地される。コンパレータ21の反転入力端子21bは、抵抗R14を介してDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続されると共に、コンデンサC2を介して接地される。また、コンパレータ21の正電源端子21cはDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続され、負電源端子21dは接地される。コンパレータ21の出力端子21eは、スイッチ8であるリレーのコイル22を介してDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続される。図2aの直流電源回路1では、DC/DCコンバータ2の出力電圧をV0とし、出力電圧V0の立ち上がり時間を無視すると、コンパレータ21の非反転入力端子21aに印加される電圧V、反転入力端子21bに印加される電圧Vは、それぞれ下式1,2V=V0R13/R12R131Vt=V0et2となる。電源投入直後はV>Vとなるので、コンパレータ21の出力はハイレベルとなり、コイル22に電流は流れないのでスイッチ8はオフの状態となる。その後、時間が経過する従い電圧Vは徐々に大きくなるので、V>Vとなると、コンパレータ21の出力がローレベルとなり、コイル22に電流が流れてスイッチ8がオンとなり、電流制限用抵抗素子6が短絡される。図2bは、スイッチ8として半導体スイッチ素子半導体スイッチング素子であるn型のMOSFET23を用いた場合の直流電源回路1の回路構成を示す図である。この場合、スイッチ制御回路9は、1つの抵抗R2と1つのコンデンサC2のみの簡易な構成とすることができる。MOSFET23のゲート端子は、抵抗R2を介してDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続されると共に、コンデンサC2を介して接地され、ドレイン端子は電流制限用抵抗素子6の電源出力用容量素子3側の電極に電気的に接続され、ソース端子は接地される。図2bの直流電源回路1では、DC/DCコンバータ2の出力電圧をV0とすると、MOSFET23のゲート端子に印加される電圧VGは、下式3VGt=V01-et3となる。電源投入から時間が経過するに従い電圧VGは徐々に大きくなるので、この電圧VGが、ドレイン端子の電圧抵抗R1の両端に発生する電圧よりも所定電圧大きくなると、ソース端子とドレイン端子が導通してスイッチ8がオンの状態になる。スイッチ8としてMOSFET23のような半導体スイッチ素子を用いた場合、抵抗値が徐々に変化するようにスイッチング動作が行われるので、リレーのような機械的なスイッチを用いた場合と比較して、スイッチ8をオンした際に発生する突入電流のピーク値を低く抑えることが可能である。なお、スイッチ8に用いる半導体スイッチ素子は、MOSFET23に限定されず、他の半導体スイッチ素子を用いることも当然に可能である。図3aに示すように、図2bで説明した直流電源回路1を模してスイッチ8,スイッチ制御回路9を直流電源31に接続したシミュレーション回路を作成し、コンデンサC1に流れる電流I1と出力電圧Voutのシミュレーションを行った。ここでは、直流電源31として、電圧V0=10Vの定電圧源32信号源抵抗Rs=0Ω、起動時間ton=10ms、立ち上がり時間tr=0.1msを有し内部抵抗R0=0.5Ωのものを用い、C1=10000μF、C2=1μF、R2=500kΩ、MOSFET23のオン抵抗Ron=20mΩとし、抵抗R1を0Ω、5Ωと変化させてシミュレーションを行った。結果を図3b,cにそれぞれ示す。図3bに示すように、抵抗R1=0Ωとした場合つまり電流制限用抵抗素子6を挿入しない場合には、突入電流のピーク値が約20Aと大きくなっているが、抵抗R1=5Ωの電流制限用抵抗素子6を挿入することで、突入電流のピーク値を約2Aまで抑制できていることがわかる。スイッチ8であるMOSFET23がオンしたときに、突入電流の2回目のピークが発生しているが、既にコンデンサC1が充電されているため、2回目のピーク値は1回目のピーク値よりも小さくなっている。MOSFET23をオンするタイミングをさらに遅く設定すれば、コンデンサC1の充電がさらに十分に行われるので、MOSFET23のオン時の突入電流のピーク値をさらに小さくすることができる。なお、図3bにおける電流I1の時間積分値は、コンデンサC1に蓄える電荷と等しく、抵抗R1によらず一定の値となる。よって、抵抗R1を大きくするほど、電流I1のピーク値は低くなるものの、電流I1が減衰するまでの時間、すなわち充電にかかる時間は長くなる。図3cに示すように、抵抗R1=0Ωとした場合には、出力電圧Voutは比較的緩やかに上昇しているが、抵抗R1=5Ωの電流制限用抵抗素子6を挿入することで、定電圧源32の電圧V0の立ち上がりと同時に約9Vの出力電圧Vout=V0R1/R0R1を得、その後、出力電圧Voutを9V以上の電圧で推移させることが可能となる。なお、上述のように、抵抗R1=5Ωとした場合、コンデンサC1を充電する電流が小さくなりコンデンサC1の充電完了までに時間がかかるので、出力電圧Voutが10Vに達するまでの時間は、抵抗R1=0Ωとした場合よりも長くなっている。図3cでは、抵抗R1の両端の電圧VR1と、コンデンサC2の両端の電圧VC2も併せて示しているが、VC2>VR1となってしばらくしてからMOSFET23のゲート端子の電圧>>ドレイン端子の電圧となってから、MOSFET23がオンになっていることが確認できる。本実施の形態の作用を説明する。本実施の形態に係る直流電源回路1では、電源出力用容量素子3と直列に接続された電流制限用抵抗素子6と、電流制限用抵抗素子6の両端を短絡するバイパス配線7に設けられたスイッチ8と、電源投入時にはスイッチ8をオフの状態とし、電源投入から所定時間経過後にスイッチ8をオンに制御するスイッチ制御回路9と、を備えている。つまり、直流電源回路1では、DC/DCコンバータ2の出力端子2c,2d間に接続されている電源出力用容量素子3と直列に電流制限用抵抗素子6を接続し、電源投入してから一定時間経過後に、スイッチ8により電流制限用抵抗素子6の両端を短絡させるように構成している。このように構成することで、電源投入時には電流制限用抵抗素子6により突入電流のピーク値を抑制し、電源出力用容量素子3が十分に充電された後に電流制限用抵抗素子6を短絡して、電源出力用容量素子3を直接接地することが可能になる。よって、本発明によれば、大容量の電源出力用容量素子3を用いた場合であっても、電源出力用容量素子3を充電する際に流れる突入電流、および電源回路の入力側DC/DCコンバータ2の入力側に流れる突入電流を抑制することが可能となる。その結果、DC/DCコンバータ2の出力端子2c,2d間に、定常的に大容量の電源出力用容量素子3を接続できることになり、負荷電流変動等に対する安定化を実現できる。つまり、本発明によれば、出力電圧の安定化と突入電流の低減を同時に実現することが可能となる。また、本発明によれば、電流制限用抵抗素子6を挿入することにより、電源投入直後にもある程度大きな出力電圧を出力することが可能になるので、後段の電子回路でCPUを用いている場合など、後段の電子回路が電源投入直後に大きい電圧を要求するものである場合に、特に有効に用いることができる。次に、本発明の他の実施の形態を説明する。図4に示す直流電源回路41は、図1の直流電源回路1において、電源出力用容量素子3コンデンサC1よりも静電容量が小さい第2の電源出力用容量素子42コンデンサC2をさらに備え、DC/DCコンバータ2の出力端子2c,2d間を第2の電源出力用容量素子42を介して電気的に接続したものである。両電源出力用容量素子3,42の静電容量の関係は、C1>>C2とする。例えば、C1=100μFのときC2=1μFとする。直流電源回路41では、電源投入時には第2の電源出力用容量素子42への充電電流が流れるため、第2の電源出力用容量素子42がない場合と比べ、突入電流のピーク値は若干大きくなるが、小容量の第2の電源出力用容量素子42を備えることにより、電源投入時つまりスイッチ8がオフのときにおける回路動作を安定化することが可能となる。図5aに示す直流電源回路51は、図1の直流電源回路1において、スイッチ制御回路9を、電流制限用抵抗素子6の両端の電圧を監視し、当該電圧が所定の閾値基準電圧よりも小さくなったとき、突入電流が十分に減衰したと判断してスイッチ8をオンに制御するように構成したものである。直流電源回路51に用いるスイッチ制御回路9の回路構成の一例を図5bに示す。図5bに示すように、スイッチ制御回路9は、オープンドレイン型のコンパレータ21と、4つの抵抗R10~R13と、1つのコンデンサC2を用いて構成される。コンパレータ21の非反転入力端子21aは、抵抗R11を介してDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続されると共に、抵抗R12を介して接地される。抵抗R12にはコンデンサC2が並列に接続される。コンパレータ21の反転入力端子21bは、抵抗R10を介して抵抗R1のコンデンサC1側の電極に電気的に接続されると共に、抵抗R13を介して接地される。また、コンパレータ21の正電源端子21cはDC/DCコンバータ2の出力端子の正極2cに電気的に接続され、負電源端子21dは接地される。コンパレータ21の出力端子21eは、スイッチ8の制御端子8aに電気的に接続される。このスイッチ制御回路9では、反転入力端子21bに印加される電圧Vは、電流制限用抵抗素子6の両端の電圧を抵抗R10,R13により抵抗分割したものであり、電源投入直後は突入電流が大きく電流制限用抵抗素子6の両端の電圧が大きくなるので、電圧Vも大きくなる。他方、非反転入力端子21aに印加される電圧Vは、電源投入直後にはコンデンサC2を充電する電流が流れるために非常に小さい値になる。よって、電源投入直後にはV>Vとなり、コンパレータ21の出力がローレベルとなる。その後、時間が経過する従い突入電流が減衰して電圧Vが徐々に小さくなると共に、コンデンサC2が充電されて電圧Vが徐々に大きくなり、V>Vとなると、コンパレータ21の出力がハイレベルとなる。スイッチ8の制御端子8aにハイレベルの信号が入力されると、スイッチ8がオンとなり、電流制限用抵抗素子6が短絡される。図6に示す直流電源回路61は、図1の直流電源回路1において、1つの電流制限用抵抗素子6に対してスイッチ8を複数並列に設けたものである。ここでは、2つのスイッチ8a,8bSW1,SW2を並列に設けた場合を示しているが、並列に設けるスイッチ8の数はこれに限定されず、3つ以上であってもよい。スイッチ制御回路9は、並列に設けた複数のスイッチ8a,8bを一括してオンに制御するように構成されてもよいし、各スイッチ8a,8bをタイミングをずらしてオンに制御するように構成されてもよい。図6の直流電源回路61によれば、複数のスイッチ8を並列接続することにより、スイッチ8のオン時に残る電源出力用容量素子3の直列抵抗分を低減し、スイッチ8のオン抵抗の影響を低減することが可能になる。図7~9に示す直流電源回路71,81,91は、電流制限用抵抗素子6とスイッチ8を複数備え、スイッチ制御回路9を、電源投入後、電源出力用容量素子3と直列に接続される電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値が段階的に減少するように、複数のスイッチ8をタイミングをずらしてオンに制御するように構成したものである。図7の直流電源回路71は、電源出力用容量素子3と直列に、2つの電流制限用抵抗素子6a,6bR1,R2を接続し、電流制限用抵抗素子6aの両端を短絡するバイパス配線7aにスイッチ8aを設け、電流制限用抵抗素子6bの両端を短絡するバイパス配線7bにスイッチ8bを設けたものである。直流電源回路71では、スイッチ制御回路9は、電源投入当初は、両スイッチ8a,8bをオフに制御して電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値をR1R2とし、所定時間経過後、一方のスイッチ8bをオンに制御して電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値をR1とし、その後さらに他方のスイッチ8aをオンに制御して電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値を0とし、電源出力用容量素子3を接地へ直接接続する。このとき、直流電源回路71では、スイッチ8a,8bそれぞれのオン抵抗を足した抵抗分が電源出力用容量素子3の直列抵抗分として残されることになる。図8の直流電源回路81は、図7の直流電源回路71において、スイッチ8aの負極側の端子を接地するように構成したものである。直流電源回路81では、両スイッチ8a,8bをオンしたときに残される電源出力用容量素子3の直列抵抗分が、スイッチ8aのオン抵抗のみとなる。図9の直流電源回路91は、図8の直流電源回路81において、電流制限用抵抗素子6bを電流制限用抵抗素子6aと並列に接続するように構成し、かつ、電流制限用抵抗素子6bと直列にスイッチ8bを設けるように構成したものである。直流電源回路91では、スイッチ制御回路9は、電源投入当初は、両スイッチ8a,8bをオフに制御して電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値をR1とし、所定時間経過後、一方のスイッチ8bをオンに制御して電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値をR1R2=R1R2/R1R2とし、その後さらに他方のスイッチ8aをオンに制御して電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値を0とし、電源出力用容量素子3を接地へ直接接続する。このとき、直流電源回路91では、スイッチ8aのオン抵抗が電源出力用容量素子3の直列抵抗分として残されることになる。これら直流電源回路71,81,91は、いずれも、電流制限用抵抗素子6の合計の抵抗値を2段階で小さくするように構成されており、まずスイッチ8bSW2をオンにして電流制限用抵抗素子6の抵抗値を小さくし、その後スイッチ8aSW1をオンにして電流制限用抵抗素子6の抵抗値を0にするように構成されている。このように構成することで、突入電流のピーク値を抑えつつ、電流値が定常値へ到達するまでの時間、すなわち電源出力用容量素子3の充電が完了するまでの時間を短くすることが可能となる。図10に示す直流電源回路101は、図1の直流電源回路1において、後段の電子回路に電源を出力するか否かを切り替える出力用スイッチ102SW2をさらに備え、スイッチ制御回路9を、電源投入時には出力用スイッチ102をオフの状態とし、スイッチ8をオンに制御した後に出力用スイッチ102をオンに制御するよう構成したものである。直流電源回路101によれば、スイッチ8をオンに制御した後、すなわち突入電流が十分に減衰して出力電圧が安定した後に、出力用スイッチ102をオンに制御するので、後段の電子回路に安定した電源を供給することが可能となる。本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加え得ることは勿論である。例えば、上記実施の形態では、DC/DCコンバータ2の出力端子2c,2d間に、1つの大容量の電源出力用容量素子3を接続する場合あるいは、補助的に小容量の第2の電源出力用容量素子42をさらに接続する場合について説明したが、複数の電源出力用容量素子3を並列して設けることで大容量の静電容量を実現している場合にも、本発明は適用可能である。例えば、図11に示す直流電源回路111のように、2つの電源出力用容量素子3a,3bコンデンサC1,C2を並列して設ける場合には、両電源出力用容量素子3a,3bと対応するように、電流制限用抵抗素子6a,6b抵抗R1,R2を直列に接続し、電流制限用抵抗素子6a,6bの両端を短絡するバイパス配線7a,7bにスイッチ8a,8bをそれぞれ設け、スイッチ制御回路9にて、スイッチ8a,8bのオンオフを制御するように構成すればよい。なお、この場合、両スイッチ8a,8bをオンに制御するタイミングは同じでもよいし、異なっていてもよい。本発明の直流電源回路は、一般的な電気機器、電子機器に広く適用することが可能であり、その用途は特に限定されるものではない。"