3相交流電源の第1相と第2相に、それぞれ前記3レベル形変換回路の交流端子を接続し、前記3相交流電源の第3相を、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるV結線形交直変換器と、前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサそれぞれに並列接続された正極側直直変換器及び負極側直直変換器と、を備え、前記3相交流電源の電力を前記V結線形交直変換器にて直流電力に変換し、この直流電力から前記正極側変換器及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給する交直変換装置において、前記V結線形変換器から前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに流入される電流に応じて、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、直流負荷への出力分担を調整することを特徴とする交直変換装置。請求項1に記載の交直変換装置において、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、あらかじめ設定された負荷電力分担比率にて、それぞれ直流負荷に電力供給を行うことを特徴とする交直変換装置。請求項1に記載の交直変換装置において、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、前記3相交流電源のうち、ある1相の位相が0~2/3πの期間は、正極側直直変換器が全負荷電力を供給し、前記3相交流電源のうち、ある1相の位相がπ~5/3πの期間は、負極側直直変換器が全負荷電力を供給することを特徴とする交直変換装置。図8は、前記3レベルV結線形変換器のR相基準波形と、正極側平滑コンデンサの入力電流波形と、負極側平滑コンデンサの入力電流波形を示したものである。ただし、この波形は、PWM成分を平滑化した電流波形である。実際には、入力電流をPWM周期で切り出した波形となる。入力電流を力率1の正弦波に制御した場合、正極側、負極側の各平滑コンデンサに流入する電流は一定ではなく、図8に示すように交流電源周期で変動する台形波状の電流波形となり、ゼロ電流期間が存在する。このような交流電源周期のリプル電流を直流側に備えたコンデンサで平滑する必要があり、直流電圧を数以下に抑制しようとすると、3相フルブリッジ回路に備えられる平滑コンデンサに比べ、過大な静電容量が必要となる。本発明は、上記課題に対し、出力側に構成される2つのDC/DCコンバータの負荷分担量を制御することにより、平滑コンデンサの静電容量を低減させる方法を提供するものである。上記目的を達成するために、本発明では、3相交流電源の第1相と第2相に、それぞれ前記3レベル形変換回路の交流端子を接続し、前記3相交流電源の第3相を、正極側コンデンサ及び負極側コンデンサからなるコンデンサ直列回路の中間端子に接続してなるV結線形交直変換器と、前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサそれぞれに並列接続された正極側直直変換器及び負極側直直変換器と、を備え、前記3相交流電源の電力を前記V結線形交直変換器にて直流電力に変換し、この直流電力から前記正極側変換器及び負極側直直変換器によって直流負荷に所望の電力を供給する交直変換装置において、前記V結線形変換器から前記正極側コンデンサ及び負極側コンデンサに流入される電流に応じて、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、直流負荷への出力分担を調整する。また、本発明の交直変換装置においては、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、あらかじめ設定された負荷電力分担比率にて、それぞれ直流負荷に電力供給を行うようにしてもよい。また、本発明の交直変換装置においては、前記正極側直直変換器及び負極側直直変換器は、前記3相交流電源のうち、ある1相の位相が0~2/3πの期間は、正極側直直変換器が全負荷電力を供給し、前記3相交流電源のうち、ある1相の位相がπ~5/3πの期間は、負極側直直変換器が全負荷電力を供給するようにしてもよい。本発明により、前記3レベルV結線形交直変換器の2分割された各出力にDC/DCコンバータを接続し、その出力を合成して、負荷に電力を供給する構成とし、各DC/DCコンバータの負荷分担量を、交流電源周期の電力変動に応じて調整する。この結果、前記平滑コンデンサの流入電流量が軽減され、電圧変動を抑制するために必要な静電容量が低減され、装置を小型化することができる。図1は、第1の発明の交直変換装置の回路構成を示したものである。V結線形交直変換器は、自励形半導体と、ダイオードと、これらを逆並列して構成する双方向のスイッチアームとを用いて、交流端子を1端子、直流端子を正極端子Pと負極端子Nと中間端子Mを出力するように構成した3レベル形変換回路と、2直列した平滑コンデンサ回路と、直流電力を所望の直流電力に変換する直直変換器とを備え、3相交流電源のR相とT相に、それぞれ前記3レベル形変換回路の交流端子を接続し、それぞれの前記3レベル形変換回路の直流端子を、2直列した平滑コンデンサに並列に接続し、前記3相交流電源のS相を、前記の2直列した平滑コンデンサの中間端子に接続して構成する。前記V結線形交直変換器の直流端子に接続された前記2直列平滑コンデンサの、正極側平滑コンデンサと負極側平滑コンデンサには、それぞれに前記直直変換器を接続し、前記直直変換器のそれぞれ出力を直列もしくは並列で合成して、負荷に所望の直流電力を供給する。第1の発明に記載の3レベル変換器は、図5に示す回路の他に、図9で示すような一般的な3レベル変換回路を採用することもできる。図2は、負荷電圧一定制御を行うDC/DCコンバータの、本発明の制御に関わる実施形態を示している。図の上段は、正極側DC/DCコンバータ、下段は負極側DC/DCコンバータの制御ブロック図をそれぞれ示している。各DC/DCコンバータは、設定された直流電圧指令と検出値の偏差を電圧調節器AVR11に入力し、電圧調節器AVR11は、偏差量がゼロとなる制御量を出力する。本発明では、負荷分担量を調整するために、図中の点線で囲った部分を追加している。まず、R相基準波形を、位相判別回路18に入力する。正極側DC/DCコンバータの位相判別回路18は、入力位相の0~2/3π期間に1.0を出力し、その他の期間は0.5を出力する。位相判別回路18の出力を負荷電力Poutと乗算器12にて乗算し、DC/DCコンバータの出力電力指令とする。この指令値と、当該DC/DCコンバータの出力電力検出値の偏差を電力調節器APR11に入力し、この電力調節器APR11は、当該DC/DCコンバータの出力電力が指令値と一致するよう、前記電圧調節器AVR11の出力信号の補正量を出力する。前記電圧調節器AVR11の出力と、前記電力調節器APR11の出力する補正量を加算器10にて加算し、当該DC/DCコンバータの制御量として、後段のPWM回路14で駆動信号を生成する。図2下段に記載の負極側DC/DCコンバータは、正極側DC/DCコンバータの制御と回路は同じである。ただし、負極側DC/DCコンバータの制御ブロックの位相判別回路18は、入力位相のπ~5/3π期間に1.0を出力し、その他の期間は0.5を出力する。図8に示したとおり、前記3レベルV結線形コンバータから負極側に流入する電流波形は、0~2/3πの期間は流入量がゼロとなり、正極側に全電流が流入するが、この間、正極側が全負荷を負うことで、各平滑コンデンサの電力負担は軽減される。また、π~5/3πの期間は、反対に正極側の流入量がゼロとなり、負極側に全電流が流入するが、この間、負極側が全負荷を負うことにより、各平滑コンデンサの電力負担は軽減される。図3は、負荷電流一定制御を行うDC/DCコンバータの、本発明に関わる実施例制御ブロック図である。図の上段は、正極側DC/DCコンバータの制御ブロック図、下段は負極側DC/DCコンバータの制御ブロック図である。各DC/DCコンバータは、設定された直流電流指令と検出値の偏差を電流調節器ACR11に入力し、電流調節器ACR11は、偏差量がゼロとなる制御量を出力する。図3では、電流指令を、負荷電力検出値と出力電圧の除算処理によって生成した例である。本発明では、負荷分担量を調整するために、図中の点線で囲う部分を追加している。まず、R相基準波形を、位相判別回路18に入力する。正極側DC/DCコンバータの位相判別回路18は、入力位相の0~2/3π期間に1.0を出力し、その他の期間は0.5を出力する。位相判別回路18の出力を、前記電流指令と乗算器12にて乗算し、当該DC/DCコンバータの出力電流指令とする。この指令値に基づき、出力制御を行う。図3下段に記載の負極側DC/DCコンバータは、正極側DC/DCコンバータの制御と回路は同じである。ただし、負極側DC/DCコンバータの制御ブロックの位相判別回路18は、入力位相のπ~53π期間に1.0を出力し、その他の期間は0.5を出力する。図2に示した例と同様に、3レベルV結線形コンバータから負極側に流入する電流は、0~2/3πの期間において電流流入量がゼロとなり、正極側コンデンサに全電流が流入するが、この間、正極側DC/DCコンバータが全負荷を負うことで、各平滑コンデンサの電力負担がバランスされる。また、π~5/3πの期間は、反対に正極側コンデンサへの電流流入量がゼロとなり、負極側コンデンサに全電流が流入するが、この間、負極側DC/DCコンバータが全負荷を負うことにより、各平滑コンデンサの電力負担がバランスされる。さらに、本発明の第2の実施形態を以下に示す。図8に示すとおり、前記3レベルV結線形コンバータの正極側コンデンサへの流入電流は、表1のようになる。負極側コンデンサへの流入電流は、これに相反する電流となる。第2の実施形態は、全電流とゼロ電流の移行期間、すなわち2/3π~π、5/3π~2πにおいて、連続的に負荷分担率を変化させる。つまり、前記3レベルV結線形コンバータの流入電流は、後段の前記負荷電力に応じて増減するが、正極側コンデンサへの流入電流と負極側コンデンサへの流入電流の瞬時電流比率は同じになるようにする。このように、全期間の電源位相に対する負荷分担比率を、あらかじめ算出し、その結果を前記位相判別回路に設定することにより、全期間において、前記平滑コンデンサの負担を軽減することが可能となる。