"オーバシュートまたはアンダシュートを検出するオーバシュートアンダシュート検出部と、オーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量を生成するオーバシュート/アンダシュート抑制量生成部を有し、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部は、前記オーバシュートアンダシュート検出部が、オーバシュートを検出したときは、1オーバシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するオーバシュート抑制量、または、1オーバシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれるオーバシュート抑制量により当該オーバシュートを抑制し、または、前記オーバシュートアンダシュート検出部が、アンダシュートを検出したときは、1アンダシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するアンダシュート抑制量、または、1アンダシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれるアンダシュート抑制量により当該アンダシュートを抑制する、ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。最初のオーバシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のオーバシュートとアンダシュートにおいてのみ、前記オーバシュート抑制量に前記経時減衰抑制量が含まれ、または、最初のアンダシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のアンダシュートとオーバシュートにおいてのみ、前記アンダシュート抑制量に前記経時減衰抑制量が含まれる、ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御回路。出力をフィードバック制御する請求項1に記載の電力変換装置の制御回路において、さらに、前記出力が基準値に近づくようにフィードバック制御信号を生成するフィードバック回路と、前記フィードバック回路が生成したフィードバック制御信号に、前記オーバシュート/アンダシュート抑制量生成回路が生成したオーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量を加えて加算制御信号を出力する制御信号加算部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御回路。PWM信号を生成する請求項1に記載の電力変換装置の制御回路において、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成回路は、前記PWM信号のスイッチのオン時間値またはオフ時間値を、サンプリング時間の経過とともに減衰させることで、経時減衰する前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量を生成する、ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。パワースイッチのオン時間を調整することにより、前記変換出力を制御する請求項1に記載の電力変換装置の制御回路において、前記オン時間が、フィードバック制御信号に基づく時間と、前記アンダシュート抑制量または前記オーバシュート抑制量に基づく時間との和、TONn=TFBnTOUnTONn:パワースイッチのオン時間TFBn:フィードバック制御信号に基づく時間TOUn:アンダシュート抑制量またはオーバシュート抑制量に基づく時間であり、前記オーバシュー抑制量または前記アンダシュー抑制量に基づく時間TOUnが、TOUn=TBIASkc2Δioexp-kc1nkv2Δeoexp-kv1nTBIAS:一定時間eo:出力電圧ei:入力電流kc1,kc2,kv1,kv2:定数n:何回目のサンプリングであるかを示す数値で表されることを特徴とする電力変換装置の制御回路。制御信号が、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理信号であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御回路。前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量は、入力電圧、出力電圧、出力電流、出力電力、または、これらに基づき導出される電気的物理量、あるいは、パワースイッチを流れる電流、電力変換装置の出力側に設けたリアクトルを流れる電流、または、電力変換装置の出力側に設けたコンデンサを流れる電流、のうち少なくとも1つから生成されることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御回路。経時減衰する前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量が、指数関数、ユニット関数または多段階のステップ関数で表されることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御回路。前記オーバシュート/アンダシュート抑制量生成回路は、前記フィードバック回路とは独立に動作することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置の制御回路。オーバシュートまたはアンダシュートを検出して、オーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量を生成し、前記オーバシュートを検出したときは、1オーバシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するオーバシュート抑制量、または、1オーバシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれるオーバシュート抑制量により当該オーバシュートを抑制し、または、前記アンダシュートを検出したときは、1アンダシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するアンダシュート抑制量、または、1アンダシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれる前記アンダシュート抑制量により当該アンダシュートを抑制する、ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。最初のオーバシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のオーバシュートとアンダシュートにおいてのみ、前記オーバシュート抑制量に前記経時減衰抑制量を含み、または、最初のアンダシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のアンダシュートとオーバシュートにおいてのみ、前記アンダシュート抑制量に前記経時減衰抑制量を含む、ことを特徴とする請求項10に記載の電力変換装置の制御方法。制御信号が、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理信号であることを特徴とする請求項10に記載の電力変換装置の制御方法。前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量は、入力電圧、出力電圧、出力電流、出力電力、または、これらに基づき導出される電気的物理量、あるいは、パワースイッチを流れる電流、電力変換装置の出力側に設けたリアクトルを流れる電流、または、電力変換装置の出力側に設けたコンデンサを流れる電流、のうち少なくとも1つから生成されることを特徴とする請求項10に記載の電力変換装置の制御方法。経時減衰する前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量が、指数関数、ユニット関数または多段階のステップ関数で表されることを特徴とする請求項10の何れかに記載の電力変換装置の制御方法。前記オーバシュート/アンダシュート抑制量が、前記フィードバック制御量とは独立に生成されることを特徴とする請求項10に記載の電力変換装置の制御方法。オーバシュートまたはアンダシュート以外の過渡変化を検出する過渡変化検出部と、過渡変化抑制量を生成する過渡抑制量生成部を有し、過渡変化抑制量生成部は、前記過渡変化検出部が、過渡変化を検出したときは、その少なくとも初期において経時減衰する過渡変化抑制量により当該過渡変化を抑制する、ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。制御信号が、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理信号であることを特徴とする請求項16に記載の電力変換装置の制御方法。前記過渡変化抑制量は、入力電圧、出力電圧、出力電流、出力電力、または、これらに基づき導出される電気的物理量、あるいは、パワースイッチを流れる電流、電力変換装置の出力側に設けたリアクトルを流れる電流、または、電力変換装置の出力側に設けたコンデンサを流れる電流、のうち少なくとも1つから生成されることを特徴とする請求項16に記載の電力変換装置の制御方法。経時減衰する前記過渡変化抑制量が、指数関数、ユニット関数または多段階のステップ関数で表されることを特徴とする請求項16の何れかに記載の電力変換装置の制御方法。前記過渡変化抑制量が、フィードバック制御量とは独立に生成されることを特徴とする請求項16に記載の電力変換装置の制御方法。従来、特許文献1に示すシリーズレギュレータとスイッチング型DC-DCコンバータとを並列に設けて、オーバシュートの発生を抑制する技術も知られている。しかし、この技術では、回路構成および制御方法が複雑化し、コスト、大きさ等の面で問題がある。本発明の目的は、オーバシュートまたはアンダシュートが生じている期間においてオーバシュートごとまたはアンダシュートごとに定義された経時減衰抑制量をオーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量に含めることで、短時間内にオーバシュートまたはアンダシュートを抑制することである。本発明の電力変換装置の制御回路は、1から9を要旨とする。1オーバシュートまたはアンダシュートを検出するオーバシュートアンダシュート検出部と、オーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量を生成するオーバシュート/アンダシュート抑制量生成部を有し、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部は、前記オーバシュートアンダシュート検出部が、オーバシュートを検出したときは、1オーバシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するオーバシュート抑制量、または、1オーバシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれるオーバシュート抑制量により当該オーバシュートを抑制し、または、前記オーバシュートアンダシュート検出部が、アンダシュートを検出したときは、1アンダシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するアンダシュート抑制量、または、1アンダシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれるアンダシュート抑制量により当該アンダシュートを抑制する、ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。本発明の電力変換装置の制御回路は、たとえば出力変動に起因する応答を抑制するために使用される。たとえば、オーバシュート抑制量に含まれる経時減衰抑制量は、1オーバシュート期間のほぼ全部において定めてもよいし、1オーバシュート期間の一部において定めてもよい。また、アンダシュート抑制量に含まれる経時減衰抑制量も、1アンダシュート期間のほぼ全部において定めてもよいし、1アンダシュート期間の一部において定めてもよい。ここで、1オーバシュート期間の一部、または1アンダシュート期間の一部には、1オーバシュート期間や1アンダシュート期間の初期の僅かな期間が含まれる。電力変換装置において、オーバシュートが発生しないときにPIDによる制御を行っているとする。オーバシュートがあったときに、たとえばPID制御量に、経時減衰抑制量を含むオーバシュート抑制量を加えて制御を行う。また、アンダシュートがあったときも、PID制御量に、経時減衰抑制量を含むアンダシュート抑制量を加えて制御を行う。以上の処理により、オーバシュートやアンダシュートを短時間に抑制できるし、当該オーバシュートの後に表れるアンダシュートや、当該アンダシュートの後に表れるオーバシュートも、速やかに抑制することができる。オーバシュートとアンダシュートとが繰り返す場合に、当該繰り返しに応じて、フィードバック制御信号に、オーバシュート抑制量とアンダシュート抑制量とを、少なくとも2回、順次繰り返して加え、または、アンダシュートとオーバシュートとが繰り返す場合に、当該繰り返しに応じて、フィードバック制御信号に、アンダシュート抑制量とオーバシュート抑制量とを、少なくとも2回、順次繰り返して加えることができる。2最初のオーバシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のオーバシュートとアンダシュートにおいてのみ、前記オーバシュート抑制量に前記経時減衰抑制量が含まれ、または、最初のアンダシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のアンダシュートとオーバシュートにおいてのみ、前記アンダシュート抑制量に前記経時減衰抑制量が含まれる、ことを特徴とする1に記載の電力変換装置の制御回路。本発明では、通常は、最初のオーバシュートにおいてのみ、オーバシュート抑制量に経時減衰抑制量を含ませれば、その後に生じるアンダシュートやオーバシュートを速やかに抑制できる。ただし、それだけでは、その後のアンダシュートやオーバシュートの抑制が不十分である場合には、次に生じるアンダシュートにおいても、アンダシュート抑制量に経時減衰抑制量を含ませることができる。同様に、通常は、最初のアンダシュートにおいてのみ、アンダシュート抑制量に経時減衰抑制量を含ませれば、その後に生じるオーバシュートやアンダシュートを速やかに抑制できる。ただし、それだけでは、その後のオーバシュートやアンダシュートの抑制が不十分である場合には、次に生じるオーバシュートにおいても、オーバシュート抑制量に経時減衰抑制量を含ませることができる。3出力をフィードバック制御する1または2に記載の電力変換装置の制御回路において、さらに、前記出力が基準値に近づくようにフィードバック制御信号を生成するフィードバック回路と、前記フィードバック回路が生成したフィードバック制御信号に、前記オーバシュート/アンダシュート抑制量生成回路が生成したオーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量を加えて加算制御信号を出力する制御信号加算部と、を備えたことを特徴とする電力変換装置の制御回路。4PWM信号を生成する1から3の何れかに記載の電力変換装置の制御回路において、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成回路は、前記PWM信号のスイッチのオン時間値またはオフ時間値を、サンプリング時間の経過とともに減衰させることで、経時減衰する前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量を生成する、ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。5パワースイッチのオン時間を調整することにより、前記変換出力を制御する1から4の何れかに記載の電力変換装置の制御回路において、前記オン時間が、フィードバック制御信号に基づく時間と、前記アンダシュート抑制量または前記オーバシュート抑制量に基づく時間との和、TONn=TFBnTOUnTONn:パワースイッチのオン時間TFBn:フィードバック制御信号に基づく時間TOUn:アンダシュート抑制量またはオーバシュート抑制量に基づく時間であり、前記オーバシュー抑制量または前記アンダシュー抑制量に基づく時間TOUnが、TOUn=TBIASkc2Δioexp-kc1nkv2Δeoexp-kv1nTBIAS:一定時間eo:出力電圧ei:入力電流kc1,kc2,kv1,kv2:定数n:何回目のサンプリングであるかを示す数値で表されることを特徴とする電力変換装置の制御回路。6制御信号が、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理信号本発明では、具体的には、抵抗,キャパシタンス,インダクタンス,インピーダンスであることを特徴とする1から5の何れかに記載の電力変換装置の制御回路。7前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量は、入力電圧、出力電圧、出力電流、出力電力、または、これらに基づき導出される電気的物理量、あるいは、パワースイッチを流れる電流、電力変換装置の出力側に設けたリアクトルを流れる電流、または、電力変換装置の出力側に設けたコンデンサを流れる電流、のうち少なくとも1つから生成されることを特徴とする1から6の何れかに記載の電力変換装置の制御回路。8経時減衰する前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量が、指数関数、ユニット関数または多段階のステップ関数で表されることを特徴とする1から7の何れかに記載の電力変換装置の制御回路。9前記オーバシュート/アンダシュート抑制量生成回路は、前記フィードバック回路とは独立に動作することを特徴とする1から8の何れかに記載の電力変換装置の制御回路。フィードバック制御部は、通常、PID制御,PD制御,PI制御,P制御、FIRフィルタを用いた制御,IIRフィルタを用いた制御,デッドビートDeadBeat制御等を行っている。本発明の電力変換装置の制御方法は、10から15を要旨とする。10オーバシュートまたはアンダシュートを検出して、オーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量を生成し、前記オーバシュートを検出したときは、1オーバシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するオーバシュート抑制量、または、1オーバシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれるオーバシュート抑制量により当該オーバシュートを抑制し、または、前記アンダシュートを検出したときは、1アンダシュート期間の少なくとも初期において経時減衰するアンダシュート抑制量、または、1アンダシュート期間の少なくとも初期において作用する経時減衰抑制量が含まれる前記アンダシュート抑制量により当該アンダシュートを抑制する、ことを特徴とする電力変換装置の制御方法。本発明の電力変換装置の制御方法は、たとえば、出力変動に起因する応答を抑制するために使用される。本発明の電力変換装置の制御方法では、オーバシュートとアンダシュートとが繰り返す場合に、当該繰り返しに応じて、フィードバック制御信号に、オーバシュート抑制量とアンダシュート抑制量とを、少なくとも2回、順次繰り返して加え、または、アンダシュートとオーバシュートとが繰り返す場合に、当該繰り返しに応じて、フィードバック制御信号に、アンダシュート抑制量とオーバシュート抑制量とを、少なくとも2回、順次繰り返して加えることができる。11最初のオーバシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のオーバシュートとアンダシュートにおいてのみ、前記オーバシュート抑制量に前記経時減衰抑制量を含み、または、最初のアンダシュート、または最先のM回Mは2以上の整数のアンダシュートとオーバシュートにおいてのみ、前記アンダシュート抑制量に前記経時減衰抑制量を含む、ことを特徴とする10に記載の電力変換装置の制御方法。12制御信号が、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理信号であることを特徴とする10または11に記載の電力変換装置の制御方法。13前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量は、入力電圧、出力電圧、出力電流、出力電力、または、これらに基づき導出される電気的物理量、あるいは、パワースイッチを流れる電流、電力変換装置の出力側に設けたリアクトルを流れる電流、または、電力変換装置の出力側に設けたコンデンサを流れる電流、のうち少なくとも1つから生成されることを特徴とする10から12の何れかに記載の電力変換装置の制御方法。14経時減衰する前記オーバシュート抑制量または前記アンダシュート抑制量が、指数関数、ユニット関数または多段階のステップ関数で表されることを特徴とする10から13の何れかに記載の電力変換装置の制御方法。15前記オーバシュート/アンダシュート抑制量が、前記フィードバック制御量とは独立に生成されることを特徴とする10から14の何れかに記載の電力変換装置の制御方法。本発明の電力変換装置の第二の制御装置は、16から20を要旨とする。16オーバシュートまたはアンダシュート以外の過渡変化を検出する過渡変化検出部と、過渡変化抑制量を生成する過渡抑制量生成部を有し、過渡変化抑制量生成部は、前記過渡変化検出部が、過渡変化を検出したときは、その少なくとも初期において経時減衰する過渡変化抑制量により当該過渡変化を抑制する、ことを特徴とする電力変換装置の制御回路。17制御信号が、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理信号であることを特徴とする16に記載の電力変換装置の制御装置。18前記過渡変化抑制量は、入力電圧、出力電圧、出力電流、出力電力、または、これらに基づき導出される電気的物理量、あるいは、パワースイッチを流れる電流、電力変換装置の出力側に設けたリアクトルを流れる電流、または、電力変換装置の出力側に設けたコンデンサを流れる電流、のうち少なくとも1つから生成されることを特徴とする16に記載の電力変換装置の制御装置。19経時減衰する前記過渡変化抑制量が、指数関数、ユニット関数または多段階のステップ関数で表されることを特徴とする請求項16の何れかに記載の電力変換装置の制御装置。20前記過渡変化抑制量が、フィードバック制御量とは独立に生成されることを特徴とする16に記載の電力変換装置の制御装置。本発明では、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理量本発明では、具体的には、抵抗,キャパシタンス,インダクタンス,インピーダンスからオーバシュートやアンダシュートを検出する。また、オーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量は、出力電圧、出力電流、出力電力またはこれらに基づき導出される電気的物理量の少なくとも1つから生成することができる。本発明では、たとえばオーバシュートまたはアンダシュートが生じたときは、当該オーバシュートまたはアンダシュートが生じている期間においてオーバシュートごとまたはアンダシュートごとに定義された経時減衰抑制量をオーバシュート抑制量またはアンダシュート抑制量に含めることで、短時間内にオーバシュートまたはアンダシュートを抑制することができる。これにより、負荷が変化したときの過渡特性や、定常時における制御応答の改善を図ることができる。図1は本発明の電力変換装置の制御回路の実施形態を示す説明図であり、電力変換装置2Aには制御回路11Aが接続され制御回路11Aはドライブ回路12に接続されている。制御回路11Aとドライブ回路12とが電力制御装置1Aを構成している。図1において、電力変換装置2Aは、入力端子a1に一端が接続されたトランジスタスイッチTrと、トランジスタスイッチTrの他端と入力端子a2グランドとの間に接続されたフライホイールダイオードFDカソードがトランジスタスイッチTrの他端に接続されていると、トランジスタスイッチTrの他端に一端が接続され他端が出力端子b1に接続されたリアクトルLと、出力端子b1,b2間に接続されたキャパシタCとからなる。入力端子a1,a2間には直流電源が接続され、出力端子b1,b2間には変換された電圧が表れる。図1では直流電圧はViで示され、出力端子b1,b2間の負荷Rは便宜上直流抵抗で示されている。なお、図1では、出力端子b1,b2間電圧負荷Rの電圧を出力電圧eo応答量で表してある。また、図1では、制御回路11Aは、出力電圧eoを取得している。図2は電力制御装置1A制御回路11Aおよびドライブ回路12を示す機能ブロック図である。以下、本明細書では、制御回路11A,11B,11C,11Dをディジタル回路で構成した例を示すが、制御回路の一部または全部をアナログ回路により構成することができる。図2において、制御回路11Aは増幅回路111と、ADコンバータ112と、PID制御量生成部本発明におけるフィードバック制御部113と、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部1141と、オーバシュート/アンダシュート検出部1142と、加算部115と、カウンタ116と、オーバシュート/アンダシュート検出回路13からなる。PID制御量生成部113と、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部114と、加算部115とは、DSPにより構成できる。本実施形態では、PID制御量生成部113は、フィードバック制御要素生成部として機能し、出力電圧eoのディジタル値EoからPID制御量NTonPIDを生成する。一方、オーバシュート/アンダシュート検出部1142は、出力電流Ioioのディジタル値。換算電圧esのディジタル値でもあると出力電圧Eoとから、オーバシュートまたはアンダシュートを検出している。オーバシュート/アンダシュート検出部1142がオーバシュートまたはアンダシュートを検出したときは、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部1141は、入力電圧定格値Ei、出力電圧定格値Eo、出力電圧の変化分ΔEoとから、次式1A,1Bに示すスイッチTrのオン時間TonMMnを計算する。TonMMn=Ts/EiEoαAn×ΔEo1AαAn=kAn×exp-λAn×n×Tsamp1BαAn:経時減衰抑制量Ts:オンオフ周期Tsamp:サンプリング周期Ei:入力電圧定格値Eo:出力電圧定格値ΔEo:出力電圧の変化分kAn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよい.通常は負の値λAn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよいn:何番目のサンプリングであるかを示す整数Tsamp:サンプリング周期なお、Eoは、Ei,Ioの値に応じて変動するようにしてもよい。この場合には、制御回路11Aは、図示はしないがEoのほかEi,Ioも取得するようにするとともに、Ei,Ioの値に応じてEoを決定するテーブルを用意しておき、このテーブルからEoを決定する。なお、TonMMnは、オーバシュート抑制量NTonMMnに所定クロックCLKの周期を乗算した値と等価である。加算部115は、PID制御量生成部113の出力PID制御量NTonPIDnと、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部114の出力NTonMMnとを加算し、これをPID制御量NTonn、NTonn=NTonMMn-NTonPIDnとしてカウンタ116に出力する。なお、トランジスタスイッチTrのオン時間Tonnは、オーバシュート抑制量NTonnに所定クロックCLKの周期を乗算した値と等価である。カウンタ116は、NTonnをプリセットし、所定クロックCLKの個数がNTonnに達したときにキャリー信号をドライブ回路12に出力する。ドライブ回路12は、オンオフ周期TsでトランジスタスイッチTrをオンしており、カウンタ116からキャリー信号を受け取るとトランジスタスイッチTrをオフする。図1および図2に示した制御回路11Aでは、出力電圧Eoの変化分ΔEoに基づいてスイッチTrのオン時間TonMMnを求めたがオーバシュート抑制量NTonMMnを求めたが、図3の実施形態に示すように、入力電圧Ei、出力電流IoおよびIoの変化分ΔIoに基づいて、オーバシュート抑制量NTonMMnを求めることもできる。図3の実施形態では、電力変換装置2Bには制御回路11Bが接続され制御回路11Bはドライブ回路12に接続されている。制御回路11Bとドライブ回路12とが電力制御装置1Bを構成している。図3における電力変換装置2Bの構成は図1の電力変換装置2Aの構成と概略同じである。ただし、リアクトルLとキャパシタCとの接続点と、出力端子b1との間に出力電流検出用抵抗Rsが接続されている。また、図3では、制御回路11Bは、入力電圧Vi,出力電流ioの換算電圧es,出力電圧eoの値を取得している。図4は制御回路11Bを示す機能ブロック図である。図4の制御回路11Bの構成は図2の制御回路11Aの構成と概略同じである。ただし、増幅回路111は、入力電圧Vi,出力電流ioの換算電圧es,出力電圧eoを入力し、ADコンバータ112は、eoのディジタル値EoをPID制御量生成部113に送出するとともに、出力電圧eoのディジタル値Eoおよび出力電流ioの換算電圧esのディジタル値をオーバシュート/アンダシュート検出部1142に送出し、入力電圧Viのディジタル値Ei,出力電流ioの換算電圧esのディジタル値Ioをオーバシュート/アンダシュート抑制量生成部1141に送出している。この実施形態では、次式2A,2Bに示すように、入力電圧Ei、出力電流IoおよびIoの変化分ΔIoに基づいて、オーバシュート抑制量NTonMMnを求めている。TonMMn=Ts/Ei{Eor×IoαBn×ΔIo}2AαBn=kBn×exp-λBn×n×Tsamp2BαBn:経時減衰抑制量Ts:オンオフ周期Tsamp:サンプリング周期Ei:入力電圧Eo:出力電圧基準値Io:出力電流ΔIo:出力電流の変化分kBn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよい.通常は負の値λBn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよいn:何番目のサンプリングであるかを示す整数本実施形態でも、図4の加算部115は、PID制御量生成部113の出力PID制御量NTonPIDnと、オーバシュート/アンダシュート抑制量生成部1141の出力NTonMMnとを加算し、これをPID制御量NTonn、NTonn=NTonMMn-NTonPIDnとしてカウンタ116に出力する。上記のように、図3の実施形態では、制御回路11Bは、入力電圧Ei、出力電流IoおよびIoの変化分ΔIoに基づく制御を行ったが、図5の電力変換装置2Cや図6の制御回路11Cに示すように、出力電流Ioの検出に代えて、リアクトル電流ILを検出してもよい。図5の実施形態では、電力変換装置2Cには制御回路11Cが接続され制御回路11Cはドライブ回路12に接続されている。制御回路11Cとドライブ回路12とが電力制御装置1Cを構成している。図5における電力変換装置2Bの構成は図1の電力変換装置2Aの構成と概略同じである。ただし、本実施形態では、出力電流検出用抵抗Rsに代えてリアクトル電流検出用抵抗RsLをリアクトルの後段に設ける。これにより、オーバシュートやアンダシュートの抑制応答が速くなる。なお、リアクトル電流不連続モードでは、次式3A,3Bを用いることができる。TonMMn=NTs×{2EoLIoαCn×ΔIo}12×{EiEi-EoTs}123AαCn=kCn×exp-λCn×n×Tsamp3BαCn:経時減衰抑制量L:リアクトルのインダクタンスTs:オンオフ周期Tsamp:サンプリング周期NTs:オンオフ周期のクロック数Ei:入力電圧Eo:出力電圧基準値Io:出力電流ΔIo:出力電流の変化分kCn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよい.通常は負の値λCn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよいn:何番目のサンプリングであるかを示す整数式3A,3Bは定常特性を表している。出力の状態が変化したときに、この式をもとに、少なくとも最初のアンダシュートの初期において、PID制御量に、経時減衰するアンダシュート抑制量がかけられるので電圧変動がない制御が行われる。さらに、図7の電力変換装置2Dや図8の制御回路11Dに示すように、入力電圧Ei、および出力電流Ioに基づいてオーバシュート抑制量NTonMMnを求めることもできる。図7の実施形態では、電力変換装置3Dには制御回路11Dが接続され制御回路11Dはドライブ回路12に接続されている。制御回路11Dとドライブ回路12とが電力制御装置1Dを構成している。本実施形態では、次式4A,4Bに示すように、入力電圧Ei、出力電流Ioに基づいて、オーバシュート抑制量NTonMMnを求めている。TonMMn=Ts/Ei{Eor×Io×1αDn}4AαDn=kDn×exp-λDn×n×Tsamp4BαDn:経時減衰抑制量Ts:オンオフ周期Tsamp:サンプリング周期Ei:入力電圧Eo:出力電圧基準値Io:出力電流kDn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよいλDn:nにより決まる定数nによらない定数であってもよい.通常は負の値n:何番目のサンプリングであるかを示す整数上記の各例式1A,1B、式2A,2B、式3A,3B、式4A,4Bでは、経時減衰抑制量として図9Aに示した指数関数を使用している。図9Aでは横軸に時間n×Ts=tをとり、縦軸に経時減衰抑制量αnをとっており、αnをkn×exp-λn×n×Tsampで表してある。上述したように、nは何番目のサンプリングであるかを示す整数であり、Tsはサンプリング周期、knはnにより決まる定数nによらない定数であってもよいある。本発明では、経時減衰抑制量として図9Aに示した指数関数に代えて図9Bに示すようなユニット関数、や図9Cに示すような階段関数を使用することもできる。図9Bのユニット関数および図9Cの階段関数でも横軸に時間n×Ts=tをとり、縦軸に経時減衰抑制量αnをとっている。図9Bのユニット関数は、nがゼロからN1までの期間0~N1×Tsは経時減衰抑制量αnがαN1であるが、nがN1を超えた後は経時減衰抑制量αnが0となる。図9Cの階段関数は、nがゼロからN1までの期間0~N1×Tsは経時減衰抑制量αnがαN1で、nがN1からN2までの期間N1×Ts~N2×Tsは経時減衰抑制量αnがαN2で、nがN2からN3までの期間N2×Ts~N3×Tsは経時減衰抑制量αnがαN3である。オーバシュートやアンダシュートどのタイミング生じるかがわかっている場合もあるが、わからない場合もある。オーバシュートやアンダシュートどのタイミング生じるかがわからない場合には、図10Aに示すようなオーバシュート/アンダシュート検出回路を利用できる。図10Aにおいて、オーバシュート/アンダシュート検出回路3は、直流電圧Erを基準電圧とするコンパレータcmp31と、バッファ回路32と、判別部33とからなる。からなる。バッファ回路32は、コンパレータ31の出力端子とグランドとの間に設けられたアノード接地のツェナーダイオードZDと、ツェナーダイオードZDのカソード端子とオーバシュート/アンダシュート検出回路3の入力端子との間に接続されたバッファBUFとからなる。判別部33は、2入力端子に出力電圧eoとバッファ回路32の出力Exを入力している。図10Bに示すように、これらの入力信号出力電圧eo,Exの符号を比較することにより、オーバシュートやアンダシュートの発生を検出できることはもちろん、出力eoがオーバシュートの側にあるのかアンダシュートの側にあるのかを判別することができる。図11A,Bは本発明による効果の説明図である。図11Ai,iiは、本発明の制御によるシミュレーション値および実測値を示し、図11Bi,iiは、PID制御によるシミュレーション値および実測値を示している。これらの図から明らかなように、本発明によればオーバシュートやアンダシュートの発生を速やかに抑えることができる。上記の実施形態では、制御回路11は、入力電圧Ei,出力電流の換算電圧es,出力電圧eoの値を取得したが、本発明はこれに限定されない。たとえば、制御回路11は、入力電圧Ei,出力電流の換算電圧es,出力電圧eo,入力電流Ii、出力電力Po,負荷R,インダクタ電流iL,キャパシタ電圧ec,キャパシタ電流ic,スイッチ電流iTrのうち複数を取り込み、これらのピーク値、平均値、実効値等を演算して本発明の制御を行うことができる。式1Bにおける経時減衰抑制量αAnのパラメータkAn、λAn、式2Bにおける経時減衰抑制量αBnのパラメータkBn、λBn、式3Bにおける経時減衰抑制量αCnのパラメータkCn、λCnおよび式4Bにおける経時減衰抑制量αDnのパラメータkDn、λDn、あるいは式1B,式2B,式3B,式4Bにおけるnで表されるサンプリングの最大の回数は、入力電圧Ei,出力電圧Eo,出力電流Io,リアクトル電流IL,あるいはこれらから求められる負荷抵抗負荷インピーダンス,電力Po等に基づき決定する。図12は、本発明による効果の説明図であり、AおよびBは本来なら電圧が変動するときに生じるはずのオーバシュートやアンダシュートが低減されている様子を示し、Cは電圧値が所定値に収束するまでに要する時間が短縮された様子を示す図である。これらの図に示すように、本発明によれればオーバシュートやアンダシュートを抑制できることはもちろん、オーバシュートやアンダシュート以外の過渡特性に対しても、速やかな応答を実現することができる。なお、本発明において、過渡変化を抑制する場合には前記オーバシュートやアンダシュートの抑制手法と基本的に同じであるので説明は省略する。"