電気エネルギーを発生しかつ/または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムであって、前記システムは、複数のフルブリッジ型インバータOPC1、OPC2、OPCNであって、その各々は前記インバータの2つのエンドポート間に並列に接続される2つのインバータアームによって構成され、各インバータアームは、前記アームの所謂中点P11、P12を介して直列に接続される2つのスイッチTh1、Tb1;Th2、Tb2によって構成される、複数のフルブリッジ型インバータOPC1、OPC2、OPCNと、各フルブリッジ型インバータの前記2つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子CA1、CA2、CAN、PV1、PV2、PVNへ接続するための複数のコネクタと、上に巻かれた複数の巻線W1、W2、WNを有する磁気コアによって形成される磁気カプラNMであって、前記巻線は各々、前記インバータの個々の1つのアームの中点へ接続される磁気カプラNMと、を備えることを特徴とするシステム。保護スイッチTpiは各インバータのエンドポートと直列に接続される、請求項1に記載の平衡化システム。前記直列結合の前記素子の各々はサブ素子の並列結合によって構成され、各保護スイッチTpi1、Tpi2、Tpi3は前記サブ素子の各々と対応するインバータのエンドポートとの間に直列に接続される、請求項1に記載の平衡化システム。個々のフィルタキャパシタC1、C2、CNは、対応するインバータの2つのエンドポート間で前記直列結合の各素子と並列に接続される、請求項1から請求項3のいずれかに記載の平衡化システム。前記素子を平衡化すべく前記インバータを制御するための制御信号を発生するための制御手段MPも含む、請求項1から請求項4のいずれかに記載の平衡化システム。前記直列結合における各素子の端子間の電圧を測定するための測定手段CCも含み、前記制御手段は、2素子間の最大電圧差が第1のしきい値を超えた時点で、かつ前記差が第2のしきい値より下に降下するまで前記インバータを動作させるように構成されている、請求項5に記載の平衡化システム。前記測定手段は、インバータのスイッチと並列に接続される電流センサCCを備え、前記制御手段は、エネルギーを前記磁気カプラのコア内に磁気形式で蓄積し、続いて前記電流センサが装着されたインバータを、前記エネルギーを前記センサを介して方向づけられる電流の形式で放電するように制御すべく、各インバータを個別方式で制御するように構成されている、請求項6に記載の平衡化システム。前記制御手段は、前記複数のインバータを同期式に、0.5に略等しい共通デューティ比で制御するように構成される、請求項5から請求項7のいずれかに記載の平衡化システム。前記制御手段は、マスタインバータと称される、前記インバータのうちの1つを制御するように構成され、かつ、スレーブインバータと称される前記システムの他のインバータのスイッチは、前記マスタインバータの動作の結果として個々の巻線の端子に現出する電圧により制御される、請求項8に記載の平衡化システム。前記制御手段は、前記インバータを、様々なインバータを制御する信号間の調整可能な位相シフトと同期式に制御するように構成される、請求項8または請求項9に記載の平衡化システム。前記制御手段は、前記直列結合の1つまたは複数の素子へ接続される、基準値より大きい電圧を提示する1つまたは複数のインバータを、エネルギーを前記磁気カプラのコア内へ磁気形式で蓄積するようにして制御すべく1つのハーフサイクルに渡って作用するように、続いて、ハーフサイクルに渡って、前記直列結合の1つまたは複数の素子へ接続される、より低い電圧を提示するインバータを、前記磁気エネルギーを放出するような方式で制御するように、上述の動作を周期的に反復するように構成される、請求項5から請求項7のいずれかに記載の平衡化システム。各インバータは、個々のチップ上へモノリシックに集積される、請求項1から請求項11のいずれかに記載の平衡化システム。前記チップは各々、パワートランジスタの形式で実装される前記スイッチのための精密制御手段CR1、CR2、CTPも集積する、請求項12に記載の平衡化システム。前記チップはCMOS技術を用いて製造される、請求項12または請求項13に記載の平衡化システム。電気エネルギーを電気化学的に蓄積しかつ請求項1から請求項14のいずれかに記載の電圧平衡化システムを包含するための素子CA1、CA2、CANの直列結合。請求項1から請求項14のいずれかに記載の平衡化システムを含む太陽電池PV1、PV2、PVNの直列結合。本発明の目的は、先行技術による上述の欠点を完全に、または部分的に修復することにある。本発明によれば、この目的は、電気エネルギーを発生しかつ/または蓄積するための素子の直列結合を平衡化するためのシステムによって達成され、本システムは、本システムが、各々がそのインバータの2つのエンドポート間に並列接続される2つのインバータアームによって構成されかつ各インバータアームはそのアームの所謂中点を介して直列に接続される2つのスイッチによって構成される複数のフルブリッジ型インバータと、各フルブリッジ型インバータの2つのエンドポートを前記直列結合の個々の素子へ接続するための複数のコネクタと、上に巻き付けられた複数の巻線を有する磁気コアによって形成される磁気カプラであって、前記巻線は各々、前記インバータのうちの個々の1つのインバータのアームの中点へ接続されている磁気カプラとを備えることを特徴とする。図3のシステムと比較すると、本発明によるシステムは、平衡化されるべき各素子たとえば、電気化学セル毎に、二重巻線ではなく単巻線を1つしか持たないという優位点を提供する。実際のところ、システムの受動部分におけるこの単純化がその能動部分の複雑さの増大を伴うことは真実であり、先行技術によるハーフブリッジ型インバータは、2つではなく4つのスイッチトランジスタを有するフルブリッジ型インバータによって置換される。さらに、本発明のフルブリッジ型インバータの制御はさらに困難であって、何れの所定のアームにおいても2つのスイッチは、対応するバッテリ素子を短絡させることから絶対に同時に閉止されないことを確実にする必要がある。しかしながら、能動素子は、効果的に統合されることが可能である。結果的には、本発明による平衡化システムが特許文献2におけるシステムより著しく単純、安価かつ小型であることが分かる。本発明の具体的な実施形態によれば、各インバータのエンドポートに保護スイッチが直列に接続されてもよい。ある変形例において、電気化学バッテリの前記素子が各々サブ素子の並列結合によって構成される場合、各保護スイッチは、前記サブ素子の各々と対応するインバータのエンドポートとの間に直列に接続されてもよい。個々のフィルタキャパシタは、対応するインバータの2つのエンドポート間で前記直列結合の各素子と並列に接続されてもよい。また本システムは、前記インバータを、前記素子を平衡化するようにして制御するための制御手段も含んでもよい。また本システムは、前記直列結合における各素子の端子間の電圧を測定するための測定手段も含んでもよく、前記制御手段は、2素子間の最大電圧差が第1のしきい値を超えた時点で、かつ前記差が第2のしきい値より下に降下するまで前記インバータを動作させるように構成されている。前記測定手段は、インバータのスイッチと並列に接続される電流センサを備えてもよく、制御手段は、エネルギーを磁気カプラのコア内に磁気形式で蓄積し、続いて前記電流センサが装着されたインバータを、前記エネルギーを前記センサを介して方向づけられる電流の形式で放電するように制御すべく、各インバータを個別方式で制御するように構成されている。前記制御手段は、図3に示されているシステムの場合のように自然平衡化を実行するために、複数の前記インバータを0.5に略等しい共通デューティ比で同期的に制御するように構成されてもよい。このような状況下で、前記制御手段は、マスタインバータと称される前記インバータのうちの1つを制御するように調整されてもよく、一方で、スレーブインバータと称されるシステムの他のインバータのスイッチは、前記マスタインバータによる動作の結果として個々の巻線の端子に現出する電圧により制御されてもよい。ある変形例において、前記制御手段は、基準値より大きい電圧を提供する前記直列結合の1つまたは複数の素子に接続される1つまたは複数のインバータを、磁気カプラのコア内にエネルギーを磁気形式で蓄積するようにして制御すべくハーフサイクルに渡って行動するように、次に、ハーフサイクルに渡って、より低い電圧を提供する前記直列結合の1つまたは複数の素子へ接続されるインバータを、前記磁気エネルギーを放電するようにして制御するように、前記直列結合の1つまたは複数の素子からエネルギーが、磁気カプラを介して具体的には1つまたは複数の他の素子内へ注入されるように抽出される強制平衡化を実行するために、上述の動作を周期的に反復するように構成されてもよい。前記制御手段は、前記インバータを、様々なインバータを制御する信号間の調整可能な位相シフトと同期式に制御するように構成されてもよい。先に説明したように、各インバータは、個々のチップ上へモノリシックに集積されてもよい。また前記チップは各々、パワートランジスタの形式で実装される前記スイッチのための精密制御手段を集積してもよい。効果的には、前記チップはCMOS技術を用いて製造されてもよい。また本発明は、電気エネルギーを電気化学的に蓄積するための太陽電池または素子の直列結合も提供し、本結合は先に述べたような平衡化システムを装備している。図4に示されているように、本発明の平衡化システムは、各バッテリ素子CA1、CA2、...、CANを、フルブリッジ型インバータおよび磁気カプラ巻線によって形成されるモジュールと結合させる。各フルブリッジ型インバータOPC1、OPC2、...、OPCNは、そのエンドポートが個々のコネクタによって対応するバッテリ素子の端子へ接続されている2つのブリッジアームの並列結合によって構成され、各ブリッジアームは、直列する2つのスイッチによって構成される。ここに記述されている実施形態において、ブリッジアームは相補形金属酸化膜オンシリコンCMOS技術を用いて製造され、各アーム内のバッテリ素子のプラス端子へ接続するためのトップスイッチはP型金属酸化物オンシリコンPMOSを用いて製造され、一方で対応するバッテリ素子のマイナス端子へ接続するためのボトムスイッチはn型金属酸化物オンシリコンNMOSで製造される。本図において、ThnmおよびTbnmは各々、バッテリ素子番号mm=1からNに関連づけられるインバータにおけるアーム番号nn=1または2のトップ高トランジスタおよびボトムトランジスタを示す。トランジスタ本体のダイオードは、Dhnmで参照される。アームの中点P1i、P2i但し、iはインバータの指数は、全ての巻線間に磁気カップリングを提供する共通の磁気コアNM上へ巻き付けられる個々の巻線Wiへ接続される。磁気コアNMおよび巻線Wiは、全てのモジュールを互いに接続する磁気カプラを形成する。参照記号Lmは、カプラの磁化インダクタンスを示す。個々のキャパシタC1、...、CNは、各バッテリ素子と並列に接続される。これらの主たる機能は、トランジスタの切換時に電気的な力電圧、電流のチョッピングによって発生される高周波成分を濾波することにある。後にさらに詳述するように、これらは、インバータおよび関連する電子機器への連続的な電力供給を保証する働きもする。図5Aおよび図5Bは、図4のシステムの自然な平衡化状態における動作を示す。このような状態下では、全てのインバータは、騒音公害の発生を回避するために、0.5に等しいデューティ比を有する、かつ好ましくは20キロヘルツkHzより高い周波数、即ち聴力しきい値を上回る周波数を有するパルス幅変調制御信号によって同期的に制御される。第1のハーフサイクルの間図5Aは、各インバータの第1のアームにおけるボトムスイッチおよび第2のアームにおけるトップスイッチが閉止され、第2のハーフサイクルの間図5Bは、第1のアームにおけるトップスイッチおよび第2のアームにおけるボトムスイッチが閉止される。図5Aおよび図5Bが示すバッテリ素子および対応するインバータは2つだけであるが、素子CAiはより多く充電される素子であり、一方で素子CAjはより低い電圧レベルまで充電される。より多く充電される素子CAiは、巻線Wiを介して放電する傾向があって、この巻線を介して流れる電流は磁気コアNM内で変動する磁束を発生し、変動する磁束は次に巻線Wj内で電流を発生する。図5Aに示されているように、この電流は、Wiを介して流れる電流とは反対方向に流れ、かつCAjを充電する傾向がある。よって、エネルギー移動は2つの素子CAiおよびCAj間のインピーダンス、即ち、巻線の直列抵抗、導電状態にある間のトランジスタの抵抗、によって制限される。トランジスタの大きさは、許容されることが望まれる電流平衡化の最大レベルを基礎として決定される。ある変形例では、離散抵抗器を直列に接続することが可能であり、用途毎に離散抵抗器のみを変更して標準チップを様々な用途に使用できるようにするという利点がある。問題は、巻線Wiを介して流れる電流の一部が、磁気コアおよび様々な巻線により形成される磁気カプラの磁化インダクタンスLmを荷電することにあるこの電流は、過密を避けるために図5Aおよび図5Bには示されていない。このインダクタンスが飽和状態にならないことを保証するためには、端子における平均電圧がゼロであることを保証すべく所定の時間長数十マイクロ秒の後に巻線の極性を反転することが必要であり、第1のハーフサイクルの間に閉止されていたスイッチは開放され、かつ開放されていたスイッチは閉止される。電流は、図5Bに示されているように方向を逆転するが、素子CAjはCAiを犠牲にして充電し続ける。さらに、カプラの磁化インダクタンスLmに蓄積されるエネルギーは放出され、再度反対方向の電流形式で蓄積される。CAjに関する先の叙述は、CAiの電圧より低い電圧まで充電される全ての素子にも等しく当て嵌まる。図6Aにおいて、線IWi、IWjおよびILmは各々、2つの巻線Wi、Wjおよび磁化インダクタンスLmを介して流れる電流の時間変動目盛り:ミリ秒msを示す。この図からは、電流振動が漸進的に減衰されていることが分かり、2つの蓄電素子CAiおよびCAj間に平衡が確立されつつあることが表されている。図6Bにおいて、線ICAiおよびICAjは、2つのバッテリ素子CAiおよびCAjを介して流れる電流の経時的変動目盛り単位:msを示すマイナス符号は放電電流、プラス符号は荷電電流。これらの電流はゆっくりとゼロへ向かって収束しているが、これもまた、荷電平衡が確立されつつあることを表している。図7は、3つの蓄電池ユニット、即ち、当初4.1Vに充電されたCA1、当初3.8Vに充電されたCA2および当初3.7Vに充電されたCA3、による自然平衡化を示す。3ユニットの電圧は、7ms未満で約3.85Vという共通の値に収束することが分かる。自然平衡化は、必ずしも全てのバッテリ素子に当て嵌まるものではなく、インバータの部分集合のみを制御して、他の部分集合は、対応するバッテリ素子を平衡化システムから分断するように開放構造のままにすることも可能である。このような状況下では、平衡化は、能動型インバータに関連づけられるバッテリ素子間でのみ発生する。また動作モードには、エネルギーが磁化インダクタンスLmを介する一時的な蓄積によって間接的に伝達される、強制と称される場合もある別のモードも存在する。この動作モードでは、動作が2段階で発生する。第1のハーフサイクルでは、1つのインバータまたは、差が数ミリボルト以下である類似の電圧レベルまで充電される素子に関連づけられる複数のインバータのみが動作し、一方で他のインバータは不活性でありかつ個々のバッテリ素子を磁気カプラから絶縁する。動作しているインバータは、その過剰な電荷を他の素子へ移動させるために部分的に放電される必要があるバッテリ素子に関連づけられる。インバータの2つのスイッチは、巻線に電流を流せるように閉止されるたとえば、第2のアームのトップスイッチおよび第1のアームのボトムスイッチ。磁気カプラの他の巻線は開路であることから、この電流は、完全に磁化インダクタンスLmを荷電する働きをする。第2のハーフサイクルにおいて、先に動作していたインバータのスイッチは開放され、一方で、追加的な電荷を受け入れるべきバッテリ素子に関連づけられるインバータは、第1のハーフサイクルの間に磁化インダクタンスに蓄積されたエネルギーを放電できるようにすべく動作する。図8Aおよび図8Bは詳細線図であって、素子CA1から素子CA3へ、磁化インダクタンスLm内の一時的なエネルギー蓄積を介して進むエネルギーの強制移動を示している。先に説明したように、第1のハーフサイクル図8Aでは、第1のインバータOPC1のスイッチTh11およびTb12のみが閉止され、よって素子CA1は部分的に巻線W1を介して放電する。これは、磁化インダクタンスLm内に電流ILmを誘導し、この電流は時間に比例して増大する。この第1のハーフサイクルの間、他のインバータの他のスイッチは全て開放されている。したがって、磁気カップリングによってその端子間に現出する電位差VCA1に等しいにも関わらず、巻線W2、W3、...内に電流は流れ得ない。この後、第2のハーフサイクル図8Bでは、OPC1のスイッチTh11およびTb12が開放され、一方でインバータOPC3のスイッチTh32およびTb32が閉止される。磁化インダクタンスLmを介して流れる電流は線形的に減少し始め、これにより巻線W1、W2、W3、...の端子における電位差が逆転される。スイッチTh32およびTb32が閉止されているとすれば、電流は巻線W3内を流れることができ、この電流は、素子CA3を荷電する傾向のあることが分かる。したがって、CA1に蓄積されるエネルギーの一部は、第1のハーフサイクルの間はLmへ移動され、次に、第2のハーフサイクルの間はCA3へ移動される。この後、サイクルは再始動する。強制平衡化の実装は、自然平衡化より複雑である。さらに、制御が正しく実行されなければ過剰平衡に至る、即ち当初充電不足であった素子が過充電になる可能性がある。その長所はそのフレキシブルさによって表され、これは、エネルギーが所定のバッテリ素子から1つまたは複数の他の素子へ制御されて移動できるようにする。さらに、ある特殊な状況においては、たとえば、放電中に1素子側の弱さを見込むことが望ましければ、それが他の素子より急速に放電するという事実を補償するために、安全限度を超過することなく、過充電することによる過剰平衡は意図的である可能性もある。これに対して、強制平衡化は、最も多く充電された素子と最も少なく充電された素子との間の電位差が典型的には約1.4Vを上回って大きすぎれば、動作することができない。インバータは、理想的なスイッチによって構成されるものではなく、個々のアンチパラレルボディダイオードを含むパワートランジスタによって構成されることを忘れてはならない。VCA1-VCA3が約1.4Vこれらのダイオードの起動電圧の2倍より大きければ、これらは望ましくない方式で導電性となるが、これは、上述の動作スキームには適合しない。強制平衡化については、先に、唯一のエネルギードナー素子CA1および1つのエネルギーレシーバ素子CA2を含む例を参照して記述している。しかしながら、複数のドナー素子-但し、全てが同じ電圧レベルまで充電されるものとする-および複数のレシーバ素子-異なる電圧レベルまで充電される場合でも-を用いることも可能である。バッテリ内で直列に接続される素子の電圧平衡化は、様々な素子の端子間の電圧測定が連続的または周期的に行われることを必要とする。強制平衡化の場合、これが必須であることは明白であり、かつ自然平衡化の場合も事実上不可避である。自然平衡化は、不可避的にエネルギー損失を生じさせ、結果的に、インバータは必要な場合にのみ動作されることが好ましい。具体的には、自然平衡化は、最も多く充電された素子と最も少なく充電された素子との間の電位差が第1のしきい値を超えると起動され、この差が第2のしきい値第1のしきい値より少ない:ヒステリシスより下がると平衡化は停止される。先行技術では、これらの測定が、バッテリ素子毎の個々の電圧センサを用いて実行される。このソリューションは、システムの複雑さおよびコストを高める。また、異なるセンサを用いることによって結果的に生じる測定誤差にばらつきがあるという問題も存在する。平衡化手段としてフルブリッジ型インバータを使用すれば、これらの欠点を軽減することができる。図9Aおよび図9Bに示されているように、バッテリの任意の素子上の電圧を測定するためには、インバータのうちの1つに、そのスイッチのうちの1つと並列に接続される電流センサCCを装備することで足りる。図示されている例において、このスイッチはスイッチTbN2であり、即ち、そのマイナス端子が接地されているユニットCANバッテリのボトムユニットに関連づけられる、N番目のインバータの第2のアーム内のボトムスイッチである。仮に、ユニットCAiの充電電圧の測定が希望されているものとする。これを行うために図9A、このユニットに関連づけられるインバータのスイッチThi2およびTbi1は閉止され、よって電流ILがインバータを介して流れ、磁化インダクタンスLmを荷電するシステムの他のスイッチは全て開放されている。このインダクタンスに蓄積されるエネルギーの量は、CAiの端子間の電圧に依存する。この後、N番目のスイッチTbN1が閉じられる間、スイッチThi2およびTbi1は閉止される。図9Bに示されているように、磁化インダクタンスLm内に蓄積されたエネルギーはこれでスイッチおよび電流センサCCを介して放電される。センサによって測定される電流は、磁化インダクタンスにより蓄積されるエネルギーに比例し、延てはCAiの端子間の電圧に比例する。この動作は、全てのユニットCANを含むに関して反復され、全ての測定が同一センサによって実行されることから、ユニット間の充電レベルの差は遙かに信頼性が高く決定される。さらに、専ら測定値を得ることに専念される唯一のコンポーネントはセンサCCであって、これは、対応するインバータへの容易な組込みが可能である。この技術の欠点は、測定が同時的ではなく、順次的に実行されることにある。しかしながら、個々の測定に要する時間は数マイクロ秒であることから、検討中の用途において容認できないわけではない。本発明のシステムを制御するモードとしては、混合モードと称される場合もある第3のモードが存在する。この制御モードは、唯一、様々なインバータを制御する信号間に可変位相オフセットが導入されることにおいて自然平衡化と異なる。自然平衡化の場合、エネルギー移動は主として、誘導蓄積なしにカプラを介して直に発生し、強制平衡化の場合、エネルギーは本質的に、カプラの磁化インダクタンスを介して移動される。混合平衡化でも、やはりユニット間の直接的なエネルギー移動が用いられるが、その大きさおよびその方向は、カプラと直列である漏れインダクタンスを考慮して調整されることが可能である。この調整は、様々なインバータを制御する信号間に位相シフトを導入することによって達成される。図16は、直列する漏れインダクタンスLfを有する理想的なカプラであるとして表現されるカプラを介する、2つのユニットCAiおよびCAjのカップリングを示している。図17は、図16に示す回路の様々なトランジスタの制御信号、即ち、Chi1トランジスタThi1、Chi2トランジスタThi2、Cbi1トランジスタTbi1、Cbi2トランジスタTbi2、Chj1トランジスタThj1、Chj2トランジスタThj2、Cbj1トランジスタTbj1、Cbj2トランジスタTbj2を示している。βTは位相シフトであることが分かる。但し、0<β<0.5であり、かつTは制御サイクルの持続時間である。デューティ比は、0.5に等しい。図18は、放電されるべき素子に対応する一次巻線上の電圧VE、充電されるべき素子に対応する二次巻線上の電圧VSおよび漏れインダクタンス内の電流ILを示す。2ユニット間の電力の流れの大きさおよび方向は、位相シフトβを修正することによって調整することが可能である。理論解析は、入力電圧と出力電圧との関係性をβの関数として、次式、のように規定し、かつ下記のような出力電力も規定する。様々な段階間の位相シフトが一度、かつ永久的に設定されれば、平衡化モードは再び厳密な自然モードになる。このような状況下であっても、位相シフトβ≠0一定の位相シフトの使用は、漏れインダクタンスの損失を低減するために、具体的には、高周波数100kHz以上での制御に際して役に立つ可能性がある。平衡化モードが何であれ、バッテリ素子が故障することはあり、このような状況下ではその電位が下がったままであって、このような素子に注入される電流は何れも充電の機能を果たすことなく放散される。電圧平衡化、具体的には自然または混合平衡化の存在下でのこのような故障は破滅的である可能性があり、故障した素子は、平衡化によって利用可能にされる全てのエネルギーを吸収する。したがって、故障した場合に素子を絶縁するための手段を提供することが必要である。図10Aは、スイッチTpiNMOSトランジスタが各インバータのエンドポートと直列に接続される第1の絶縁スキームを示している。このスイッチの開放は、ユニットCAiを磁気カプラから絶縁する働きをする。図10Bのスキームでは、バッテリ素子ユニットは並列に接続される複数のサブ素子蓄電池、CAi1、CAi2、CAi3、によって構成され、これらは各々、個々の保護スイッチ、Tpi1、Tpi2、Tpi3と直列に接続される。この方法では、単一の蓄電池の故障がユニット全体の損失を引き起こすことはない。保護スイッチは、効果的にはN型トランジスタであり、これは、導電状態における抵抗がより低いことに起因してP型トランジスタよりも好ましい。先に述べたように、本発明のシステムのトランジスタにより構成される能動部分は、限定数のチップ内に集積されてもよい。従来的なCMOS技術が使用されれば、各インバータは、その制御用電子機器および関連の保護スイッチと共にモノリシックに集積されてもよい。基準電圧はインバータ毎に異なることから、複数のインバータにモノリシックな集積を用いることが所望されれば、シリコンオンインシュレータSOIタイプの技術に頼る必要がある。O.Deleage、J.C.Crebier、Y.LembeyeおよびR.Rolland共著の非特許文献4は、CMOS技術を用いてモノリシックに集積されかつ本発明の実装に適するフルブリッジ型インバータについて記述している。この論文で説明されているように、CMOSブリッジのアームの切換は、電力アプリケーションにおいて極めて重要である。切換中になんら予防策が講じられなければ、双方のパワーMOSFETが同時に導電性となり、接続先であるバッテリ素子を短絡させる。この問題を回避するためには、第1に、パワートランジスタのスイッチング速度を高めること、第2に、切換する時刻をオフセットすることが必要である。これは、インバータと同じチップ上へ組み込まれ得る精密制御回路を用いて達成される。図11は、このようなチップの原理の回路図を示す。チップのコアは、インバータの2つのブリッジアームを形成する4つのパワートランジスタ、Th1、Th2、Tb1およびTb2によって構成される。先に説明したように、各ブリッジアームは、図12に示されている構造の精密制御回路CR1、CR2に関連づけられる。トランジスタT1-T11は、制御信号vcの3段増幅を形成し、これらのトランジスタは、電力素子への接近時点で増大する大きさであり、かつこれらの特性は、スイッチング損失と占有するシリコン面積との間に最良の譲歩をもたらすように決定される。トランジスタT12-T17は制御シフト回路を形成し、T18の導電状態における抵抗はT20の抵抗より遙かにたとえば、10倍大きく、同様に、T19の導電状態における抵抗はT17の抵抗より遙かに大きい。このような状態下では、vcが低値から高値へ切り換わると、v2はv1より急速に追随し、結果的に、ブリッジアームのトップスイッチを構成するPMOSトランジスタは、ボトムスイッチを形成するNMOSトランジスタが導電を開始する前に導電を終える。逆に、vcが低値に戻ると、v1はv2より迅速に追随し、結果的に、NMOSトランジスタは、PMOSトランジスタが導電を開始する前に導電を終える。これは、各切換における所定量の不感時間を保証し、この間、ブリッジアーム内のトランジスタはどれも導電しない。また電位スイッチTpにも、遙かに単純である精密制御回路CTPが装備される。ブロックMRCは、制御または構成信号を受信するためのモジュールを構成し、外部制御モジュールMCから高レベル制御信号を受信してこれらを回路CTP、CR1、CR2を駆動するための信号に変換する。制御モジュールMCが、バッテリ素子の直列結合におけるその位置の関数としての基準電位を異にする複数のチップを駆動する必要がある、という事実は考慮されなければならない。したがって、モジュールMRCは、従来のレベルシフタまたは光カプラの形式で実装されてもよい。全体として、チップは、それが管理するバッテリ素子CAによって給電され、キャパシタCがそのフィルタリング機能に加えて前記電力供給の連続性を保証する。図11において、太線は電力を伝達する導線を表し、一方で細線は信号のみを伝達する導線を表す。制御モジュールMCは、専用チップの形式で製造されてもよく、またはインバータを形成するチップのうちの1つと共に集積されてもよい。ある特に効果的な実施形態では、単一のインバータマスタインバータが制御モジュールによって直に駆動され、他のインバータスレーブは、磁気カプラを介して電力移動に使用されるスイッチングコマンドを受信する。この原理は図13に示されているが、図13からは、スレーブインバータの第1のアームのトランジスタTh1、Tb1のグリッドが巻線Wの第1の端子へ接続され、第2のアームのトランジスタTh2、Tb2のグリッドが同じ巻線Wの第2の端子へ接続されることが分かる。本システムのマスタインバータは、スレーブインバータの巻線Wの第2の端子が陽電位に存在するようにして駆動されるものとされている本図において、陽電位は点で表されている。陽電位は、Th1およびTb1のグリッドへ伝達される。必然的に、Th1は導電性になるのに対して、Tb1は導電しない。同様に、インバータの第1の端子における負電位は、導電しないTh2のグリッドへ、かつ導電するTb2のグリッドへ印加される。本図において、導電しているトランジスタは円で囲まれている。したがって、スレーブインバータは、マスタインバータと同じ構造である。マスタインバータが切換する際は、短い遅延の後にスレーブインバータが追随する。スレーブインバータは、本質的に同期整流器のように行動することが観察され得る。この実施形態は、専用の制御伝達回路の必要性を排除することにおいて効果的である。しかしながら、これは、自然または混合状態においてしか動作することができない。図13は単純化された図でしかなく、実際には、パワートランジスタのグリッドは個々の精密制御回路を介してのみ巻線Wの端子へ接続されるが、その理由は先に述べた通りであることは理解されるべきである。上述の説明は、蓄電池または蓄電池ユニットの直列結合における電圧の平衡化のみに関連している。図14は、各々が並列接続されるキャパシタC1、...、CNを提示する太陽電池PV1、...、PVNの直列接続に関連づけられる本発明の平衡化システムを示している。より一般的には、素子PV1、...、PVNは、個々の太陽電池であっても、このような電池の直列および/または並列結合であってもよい。この限定において、これらは、大規模な太陽光発電システムにおける太陽電池パネルであってもよい。図2Bの例の場合のように、MPPTモジュールは、セル内を流れる電流の値IOPTIを、発生される電力を最大化するように設定する。セルPV2は陰になっている、または故障していて、その電圧-電流特性は図2Cの曲線CIV2に対応することが想定されている。フルブリッジ型インバータOPC1およびOPC2-OPCNは、エネルギーをインバータOPC2へ移動させるために自然モードで動作するが、このインバータは、電流ΔIを送出する日陰の、または故障したセルPV2をサポートしている。したがって、このセルは、このセルがその端子において電圧V2<VOPTIを有する発電機として作用できるようにする電流、I2=IOPTI-ΔIを送出するだけでよい。この方法では、平衡化が理想的な効率で実行されるという想定において、N個全てのセルにより発生される電力は、[N-1VOPTIIOPTI]V2I2-ΔIによって与えられる。言い替えれば、故障した、または日陰のセルの存在はもはや他のセルのパフォーマンスに影響せず、他のセルはその最大電力VOPTIIOPTIを送出し続けることができる。電気エネルギー蓄電素子の電圧を平衡化する場合と同様に、発電素子PV1-PVNは、自然平衡化ではなく強制平衡化によって平衡されてもよい。また、図9Aおよび図9Bを参照して先に述べた電圧測定方法は、電気エネルギー発生素子の直列結合に適用することも可能である。素子PV1-PVNの端子間の電位差は、自然平衡化の実行をいつ開始する必要があるか、または強制平衡化をいつ実装する必要があるかを決定するために測定されることが可能である。故障が過酷である場合、セルPV2は開回路のように行動してもよい。平衡化回路が存在しなければ、太陽電池の全体的結合は使用不可になると思われる。図15に示されているように、本発明の平衡化回路は単に存在するだけで、それが不活性状態の間であっても、このような全体的な電力損失を回避することを可能にし、インバータOPC2内のトランジスタのボディダイオードDh21、Db21、Dh22、Db22が故障セルの迂回経路を提供する。したがって、発生される電力の損失は、ΔP=-VOPTIIOPTI-2VdIOPTIに制限される。但し、Vdは、直列接続された2つのボディダイオードの各々の端子間の電圧降下である。この電力損失は、各インバータのポート間に接続されるダイオードD図中の破線で示されるを提供することによって大幅に低減されることが可能である。このダイオードも、同様に集積されてもよい。また、1つまたは複数の素子PV1-PVNが短絡される状況に対処するためには、図10Aおよび図10BにおけるトランジスタTpiおよびTpi1、Tpi2、Tpi3等の絶縁スイッチを用いることも有益である。