"外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、前記パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、前記センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、前記電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、前記外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、該基準電流生成回路によって生成された前記基準電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された前記基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする過電流検出回路。外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、前記パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、前記センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、前記電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、前記外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、定電流源を備え、前記定電流源の定電流値から前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を減算し、減算された電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、前記センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された前記基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする過電流検出回路。従来技術の集積回路に備えられた電流検出回路は、パワーMOSFETとセンスMOSFETのセル数の比とによる分割された電流を電圧変換した信号と、前記電圧変換した信号と比較する基準電圧とにより過電流保護開始ポイントが固定されてしまう。従来技術の電流検出回路は、例えば、降圧型DC-DCコンバータのパワーMOSFET電流の検出に適用した場合を考えると、効率を考慮したスイッチング周波数、リアクトルのインダクタンス値、出力平滑コンデンサの容量、或いは定格出力電流等のファクターを最適化すると、固定された過電流保護開始ポイントでは適切な保護を行えない場合があった。すなわち、接続される負荷の定格電力によっては、固定された過電流値では必要以上に過電流値が伸び、プリント基板のパターン幅を補強、部品の定格を1ランクアップするなどの対策が必要とされ、安価で小型化を行う妨げとなっていた。本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、集積回路における過電流保護開始ポイントを外部端子により設定可能な電流検出回路を提供することにある。本発明の電流検出回路は、外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、外部端子に接続された前記外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、基準電流生成回路によって生成された基準電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、センス電流電圧変換回路の電圧信号を該電流電圧変換回路によって変換された基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする。また、外付け抵抗が接続される外部端子を有する集積回路に組み込まれた過電流検出回路であって、負荷に電力を供給するパワーMOSFETと、パワーMOSFETに並列接続されたセンスMOSFETとセンス抵抗の直列体とを備え、センス抵抗に流れる電流を検出して増幅する電流増幅器と、電流増幅器の出力電流信号を電圧信号に変換するセンス電流電圧変換回路と、外部端子に接続された外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を生成する基準電流生成回路と、定電流源を備え、定電流源の定電流値から外付け抵抗の抵抗値に応じた基準電流を減算し、減算された電流を基準電圧に変換する電流電圧変換回路と、センス電流電圧変換回路の電圧信号を電流電圧変換回路によって変換された基準電圧と比較することで、過電流検知信号を生成することを特徴とする。本発明によれば、集積回路の外部端子を1ピン使用することで、過電流保護開始ポイントを自由に設定できる電流検出回路を提供することができる。また、外部抵抗が解放状態になっても、過電流保護開始ポイントを最小設定値にすることで負荷及びDC-DCコンバータを保護することができる。以下、本発明の実施の形態の過電流検出回路を用いた降圧型DC-DCコンバータを、図面を参照しながら詳細に説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。実施形態1図1に、本発明による電流検出回路を降圧型DC-DCコンバータのパワーMOSFETの電流検出回路に適用した場合の実施形態1を示す。図1において、従来の過電流検出回路と異なるのは、電圧比較器COMP1の反転入力端子に接続されていた基準電圧Vcに相当する回路構成である。基準電圧Vcに相当する電圧は、図示しない内部電源REGに接続された定電流源CC1と抵抗Rocpとの直列回路による抵抗Rocpの両端の電圧となる。ここで、抵抗Rocpと並列に、トランジスタQbとオペアンプOP1からなるバッファアンプB-AMPと外部抵抗Rsetとが接続され、定電流源CC1の電流I1をバッファアンプB-AMPに流れる電流I2は抵抗Rocpに流れる電流I3と分流している。バッファアンプB-AMPのオペアンプOP1の非反転端子には基準電圧VREFが接続され、反転端子にはトランジスタQbのエミッタ端子が接続され、外部端子T2に接続されている。オペアンプOP1の出力端子とトランジスタQbのベース端子は接続されているので、オペアンプOP1とトランジスタQbは外部端子T2を出力とする電圧フォロア回路を構成することになる。また、バッファアンプB-AMPのトランジスタQbのコレクタは定電流源CC1と抵抗Rocpとの接続点に接続されている。内部電源REGに接続された定電流源CC1は定電流I1を供給し、抵抗Rocpには電流I3及びバッファアンプB-AMPには電流I2が流される。従って、過電流検出回路の基準電圧Vcに相当する抵抗Rocpの両端の電圧は、抵抗Rocpの抵抗値Rocpと電流I3との積になる。また、電流I3は、定電流I1からバッファアンプB-AMPに電流I2を差し引いた値になり、電流I2は基準電圧VREFを外部抵抗Rsetで除算した値になる。従って、抵抗Rocpの両端の電圧Vocp_refは下式であらわされる。Vocp_ref=I1-I2×Rocp=I1-VREF/Rset×Rocp式1但し、VREF/Rsetは、定電流源CC1からの電流I1を超える値にはならない。パワーMOSFETQ1の電流Ipを検知するためのセンスMOSFETQ2を流れる電流Isは電流検出回路OTA1でN倍された電流Isnsとして出力され、抵抗Rsnsに流れる。抵抗Rsnsは比較器COMP1の非反転端子に接続されているので、抵抗Rsnsの電圧Vsnsは、過電流検出回路の基準電圧Vocp_refと比較される。従って、電圧Vsnsが基準電圧Vocp_refを超えると、過電流と判断し、比較器COMP1の出力端子から過電流保護信号OCPHレベル信号が図示しないDC-DCコンバータの制御回路へ出力されてドライブ信号Sg1のパルス幅を減縮し、過電流保護動作が行われる。ここで、式1に示されているように、過電流検出回路の基準電圧Vocp_refは外部抵抗Rsetの抵抗値がパラメータとなっている。従って、外部抵抗Rsetの抵抗値を変えることにより過電流検出値を設定することが可能である。式1から、外部抵抗Rsetの値が高抵抗になるにつれて,Vocp_ref=I1×Rocpとなる最大の過電流検知ポイントに近づき,逆に外部抵抗Rsetの値が低抵抗になるにつれて最小の過電流ポイントに近づく過電流検知の設定ができる。実施形態2図2は図1における外部抵抗Rsetの値による過電流検知の設定を逆となる構成例を示した図である。具体的には、実施形態1の図1における外部抵抗Rsetに流れる電流I2の電流インバータに相当する回路を追加している。この電流インバータ回路C-INVは、MOSFETQ3,Q4からなるカレントミラー回路と定電流源CC2からなり、定電流源CC1とバッファアンプB-AMPとの接続点と抵抗Rocp間に接続されている。図2に示すように、電流インバータ回路C-INVの定電流源CC2は内部電源REGに接続され、定電流源CC2の出力はバッファアンプB-AMPのトランジスタのコレクタとMOSFETQ3のドレインに接続されている。MOSFETQ3のドレインは、MOSFETQ3のゲート及びMOSFETQ4のゲートと接続されている。MOSFETQ4のドレインは、定電流源CC1と抵抗Rocpとの接続点に接続されている。また、MOSFETQ3,Q4の各ソースはGNDに接続されている。なお、MOSFETQ3,Q4からなるカレントミラー回路の電流比は1:1に設定されている。定電流源CC2の電流I4はバッファアンプB-AMPに流れる電流I2とカレントミラー回路のMOSFETQ3に流れる電流I5とに分流され、電流I5は電流I1から電流I2を減算した電流が流れることになる。I5=I4-I2式2カレントミラー回路のMOSFETQ4に流れる電流はMOSFETQ3に流れる電流と同じ電流値I5が流れ、定電流源CC1の電流I1を分流する。定電流源CC1の電流I1はMOSFETQ4に流れる電流I5と抵抗Rocpに流れる電流I3とに分流されているので、抵抗Rocpに流れる電流I3は下式となる。I3=I1-I5式3但し、電流I5は定電流源CC1からの電流I1を超える値にはならない。定電流源CC1の電流I1と定電流源CC2の電流I4を同じ電流値に設定して、式2と3を整理すると、I3=I1-I4-I2=I1-I1-I2=I2式5従って、抵抗Rocpの両端の電圧Vocp_refは下式であらわされる。Vocp_ref=I2×Rocp=VREF/Rset×Rocp式6式6から明らかなように、外部抵抗Rsetの抵抗値が高抵抗になるにつれて最小の過電流検出ポイントに近づき、外部抵抗Rsetの抵抗値が低抵抗になるにつれて最大の過電流検出ポイントに近づく設定とすることが可能になる。すなわち、外部抵抗が何らかの要因により解放状態になっても、過電流検出ポイントは最小値に設定されるので、負荷の損傷又はDC-DCコンバータの破損を防止することができる。以上、具体的な実施例により本発明を説明したが、これは例示であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでもない。上記実施形態では、本発明を降圧型DC-DCコンバータのパワーMOSFETの電流検出回路に適用した例を説明したが、昇圧型DC-DCコンバータのパワーMOSFETの電流検出回路に適用してもよく、直流/交流変換のインバータ回路に適用するなど、上記実施例には限定されない。"