一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、前記一次側回路は、交流電源電圧を整流する整流回路と、前記整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第1の直流電圧を出力する第1の直流化回路と、前記第1の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、前記一次巻線の他端に接続され前記一次巻線に流れる電流をオン/オフする第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路と、前記第1の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路と、を有し、前記二次側回路は、前記一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、前記二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第2の直流電圧を負荷回路に供給する第2の直流化回路と、を有し、前記一次側回路は、前記負荷回路の負荷を判定する負荷判定回路をさらに有し、前記電源供給回路は、前記負荷が無負荷と判定された時に、前記第1の直流化回路を駆動するための電源を前記第1のスイッチング素子のオン/オフと同期して間欠的にオン/オフし、前記第1の直流化回路は、前記第1の直流化回路を駆動するための電源がオンする時に前記第1の直流電圧を出力することを特徴とするスイッチング電源装置。前記電源供給回路は、前記一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、前記負荷判定回路は、前記一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成する平均化回路を有し、前記平均電圧によって前記負荷回路の負荷を判定することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。前記制御回路は、第2の直流電圧が一定となるように前記第1のスイッチング素子のオン/オフを制御し、前記負荷が無負荷と判定された時、前記第1のスイッチング素子を所定の周期毎に複数回バースト状にオン/オフし、前記平均電圧は、前記第1のスイッチング素子がバースト状にオン/オフする時、前記第1のスイッチング素子のオン/オフと同期して所定の電圧範囲で変動し、前記電源供給回路は、前記平均電圧の変動に応じて前記第1の直流化回路を駆動するための電源をオン/オフすることを特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。前記電源供給回路は、前記平均電圧が第1の基準電圧よりも大きい時に前記第1の直流化回路を駆動するための電源をオンし、前記平均電圧が前記第1の基準電圧よりも小さい時に前記第1の直流化回路を駆動するための電源をオフすることを特徴とする請求項3に記載のスイッチング電源装置。前記電源供給回路は、前記一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第3の直流電圧を生成する第3の直流化回路を有し、該第3の直流電圧を前記第1の直流化回路を駆動するための電源として供給することを特徴とする請求項2から請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。前記電源供給回路は、前記第1の直流化回路が備える昇圧用のインダクタとの間で電磁誘導を生じる補助巻線と、該補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第3の直流電圧を生成する第3の直流化回路と、を有し、該第3の直流電圧を前記第1の直流化回路を駆動するための電源として供給することを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。前記電源供給回路は、前記第3の直流電圧と前記第1の基準電圧との電圧差を検出する第1の電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて前記第3の直流電圧をオン/オフする第1のスイッチ回路とを有することを特徴とする請求項4を引用する請求項5又は請求項6に記載のスイッチング電源装置。前記第1の電圧差検出回路は、前記第3の直流電圧と前記第1の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有することを特徴とする請求項7に記載のスイッチング電源装置。前記第1の直流化回路は、前記整流回路から出力される電流をオン/オフする第2のスイッチング素子と、前記第1の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、該検出電圧が所定の一定電圧となるように前記第2のスイッチング素子を制御するPFC制御回路と、前記負荷判定回路の判定結果に基づいて前記検出電圧を変化させる検出電圧制御回路と、を有することを特徴とする請求項1から請求項8のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。前記検出電圧制御回路は、前記負荷判定回路の判定結果に基づいて前記検出電圧を段階的に変化させることを特徴とする請求項9に記載のスイッチング電源装置。前記検出電圧制御回路は、前記平均電圧が第2の基準電圧より大きい時に第1の検出電圧を設定し、前記平均電圧が前記第2の基準電圧より小さい時に前記第1の検出電圧よりも大きい第2の検出電圧を設定することを特徴とする請求項2を引用する請求項9又は請求項10に記載のスイッチング電源装置。前記第1の直流電圧は、前記検出電圧が前記第1の検出電圧の時に第1の電圧となり、前記検出電圧が前記第2の検出電圧の時に前記第1の電圧よりも小さい第2の電圧となることを特徴とする請求項11に記載のスイッチング電源装置。前記第2の基準電圧が、前記第1の基準電圧よりも大きいことを特徴とする請求項11又は請求項12に記載のスイッチング電源装置。前記検出電圧制御回路は、前記検出電圧と前記第2の基準電圧との電圧差を検出する第2の電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて前記第1の検出電圧と前記第2の検出電圧とを切り換える第2のスイッチ回路とを有することを特徴とする請求項11から請求項13のいずれか一項に記載のスイッチング電源装置。前記第2の電圧差検出回路は、前記検出電圧と前記第2の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有することを特徴とする請求項14に記載のスイッチング電源装置。しかし、特許文献2の構成の場合、待機時の電力消費は抑えられるものの、待機時にPFC回路の電源が遮断されてしまうため、起動時待機時から通常の動作に復帰する時にPFC回路の動作が遅れてしまうという問題がある。そして、PFC回路の動作が遅れてしまうと、PFC回路が正常に動作するまでの間、出力電圧に一時的な落ち込みが発生してしまうという問題がある。本発明は、二次側の負荷の状態に応じてPFC回路の動作状態及び電力供給を制御することにより、無駄な電力消費を防ぎつつ、PFC回路の起動に遅れが生じない、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置を提供することを目的とする。上記の目的を達成するため、本願発明のスイッチング電源装置は、一次側回路と二次側回路を有するスイッチング電源装置であって、一次側回路は、交流電源電圧を整流する整流回路と、整流回路から出力される電流の波形を整形し昇圧して第1の直流電圧を出力する第1の直流化回路と、第1の直流電圧が一端に印加される一次巻線と、一次巻線の他端に接続され一次巻線に流れる電流をオン/オフする第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング素子のオン/オフを制御する制御回路と、第1の直流化回路を駆動するための電源を供給する電源供給回路と、を有し、二次側回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる二次巻線と、二次巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第2の直流電圧を負荷回路に供給する第2の直流化回路と、を有し、一次側回路は、負荷回路の負荷を判定する負荷判定回路をさらに有し、電源供給回路は、負荷が無負荷と判定された時に、第1の直流化回路を駆動するための電源を第1のスイッチング素子のオン/オフと同期して間欠的にオン/オフし、第1の直流化回路は、第1の直流化回路を駆動するための電源がオンする時に第1の直流電圧を出力することを特徴とする。このように、本願発明のスイッチング電源装置は、負荷回路の負荷が無負荷と判定された時に、第1の直流化回路を駆動するための電源を第1のスイッチング素子のオン/オフと同期して間欠的にオン/オフすることで、第1の直流化回路の無駄な電力消費を防いでいる。また、この場合、第1の直流化回路は、第1の直流化回路を駆動するための電源がオンする時に第1の直流電圧を出力するように構成されているため、負荷回路の負荷が重くなった場合無負荷の状態から脱した場合であっても、第1の直流化回路の動作が遅れることはなく、第2の直流電圧に一時的な落ち込みを発生させることがない。すなわち、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置が実現される。また、電源供給回路は、一次巻線との間で電磁誘導を生じる一次補助巻線を有し、負荷判定回路は、一次補助巻線に生じる電圧を平均化した平均電圧を生成する平均化回路を有し、平均電圧によって負荷回路の負荷を判定する構成としてもよい。このような構成により、二次側回路と絶縁状態を維持したまま、一次側回路で負荷回路の負荷を判定することが可能となる。また、この場合、制御回路は、第2の直流電圧が一定となるように第1のスイッチング素子のオン/オフを制御し、負荷が無負荷と判定された時、第1のスイッチング素子を所定の周期毎に複数回バースト状にオン/オフし、平均電圧は、第1のスイッチング素子がバースト状にオン/オフする時、第1のスイッチング素子のオン/オフと同期して所定の電圧範囲で変動し、電源供給回路は、平均電圧の変動に応じて第1の直流化回路を駆動するための電源をオン/オフすることができる。また、電源供給回路は、平均電圧が第1の基準電圧よりも大きい時に第1の直流化回路を駆動するための電源をオンし、平均電圧が第1の基準電圧よりも小さい時に第1の直流化回路を駆動するための電源をオフすることができる。このように、第1のスイッチング素子のオン/オフによって平均電圧が変動する構成としたことにより、特別な回路を別途設けることなく第1の直流化回路を駆動するための電源を第1のスイッチング素子のオン/オフと同期してオン/オフすることが可能となる。また、電源供給回路は、一次補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第3の直流電圧を生成する第3の直流化回路を有し、該第3の直流電圧を第1の直流化回路を駆動するための電源として供給する構成としてもよい。また、電源供給回路は、第1の直流化回路が備える昇圧用のインダクタとの間で電磁誘導を生じる補助巻線と、補助巻線に生じる電圧を整流し平滑化して第3の直流電圧を生成する第3の直流化回路とを有し、該第3の直流電圧を第1の直流化回路を駆動するための電源として供給する構成としてもよい。また、この場合、電源供給回路は、第3の直流電圧と第1の基準電圧との電圧差を検出する第1の電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて第3の直流電圧をオン/オフする第1のスイッチ回路とを有する構成としてもよい。また、第1の電圧差検出回路は、第3の直流電圧と第1の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有する構成とすることができる。また、第1の直流化回路は、整流回路から出力される電流をオン/オフする第2のスイッチング素子と、第1の直流電圧に基づいて検出電圧を生成する検出電圧生成回路と、該検出電圧が所定の一定電圧となるように第2のスイッチング素子を制御するPFC制御回路と、負荷判定回路の判定結果に基づいて検出電圧を変化させる検出電圧制御回路とを有する構成としてもよい。この場合、検出電圧制御回路は、負荷判定回路の判定結果に基づいて検出電圧を段階的に変化させる構成とすることができる。また、検出電圧制御回路は、平均電圧が第2の基準電圧より大きい時に第1の検出電圧を設定し、平均電圧が第2の基準電圧より小さい時に第1の検出電圧よりも大きい第2の検出電圧を設定する構成としてもよい。この場合、第1の直流電圧は、検出電圧が第1の検出電圧の時に第1の電圧となり、検出電圧が第2の検出電圧の時に第1の電圧よりも小さい第2の電圧となる構成とすることができる。また、この場合、第2の基準電圧が、第1の基準電圧よりも大きい構成とすることができる。このような構成により、負荷判定回路の判定結果に基づいて適切な検出電圧を設定することが可能となるため、第1の直流化回路での無駄な電力消費がさらに抑えられる。また、検出電圧制御回路は、検出電圧と第2の基準電圧との電圧差を検出する第2の電圧差検出回路と、該電圧差に基づいて第1の検出電圧と第2の検出電圧とを切り換える第2のスイッチ回路とを有する構成としてもよい。この場合、第2の電圧差検出回路は、検出電圧と第2の基準電圧との電圧差に略等しい電圧を生成するツェナーダイオードを有する構成とすることができる。以上のように本発明によれば、二次側の負荷の状態に応じてPFC回路の動作状態及び電力供給を制御することにより、無駄な電力消費を防ぎつつ、PFC回路の起動に遅れが生じない、高効率かつ安定性の高いスイッチング電源装置を提供することが可能となる。本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置について以下に説明する。図1は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置1の回路図である。スイッチング電源装置1は、一次側回路に入力される交流電力をトランス400によって変換し、二次側回路から一定の直流電力を出力する電源装置である。トランス400は、一次側巻線150、一次側補助巻線170及び二次側巻線210を有する。スイッチング電源装置1の一次側回路は、ダイオードブリッジ回路110、PFC回路120、PFC待機制御回路130、一次側巻線150、FET152、抵抗153、154、電源制御用IC155、一次側補助巻線170、ダイオード158、コンデンサ157、フォトトランジスタ156で構成される。また、スイッチング電源装置1の二次側回路は、二次側巻線210、ダイオード215、コンデンサ220、抵抗225、発光ダイオード230、シャントレギュレータ235、抵抗240、245によって構成される。発光ダイオード230とフォトトランジスタ156は、フォトカプラ200を構成し、発光ダイオード230から出射された光はフォトトランジスタ156で受光され光電変換される。なお、実際の回路においては、ノイズフィルタ等の回路部品をさらに備えているが、図1においては、説明の便宜上、回路を簡易化して示している。ダイオードブリッジ回路110に入力印加される商用電源AC100~220Vは、ダイオードブリッジ回路110によって全波整流され、PFC回路120に出力される。PFC回路120は、後述するように、PFC待機制御回路130によって動作状態及び電源の供給が制御され、ダイオードブリッジ回路110によって全波整流された整流電圧の力率を改善し昇圧する回路である。PFC回路120は、コンデンサ125の端子間電圧が所定の電圧となるように制御する。ここで、コンデンサ125の端子側の電圧を一次直流電圧V1又は、PFC出力電圧、-端子側の電圧を一次側回路のグラウンドGND1と定義する。一次直流電圧V1は、トランス400の一次側巻線150の一端、制御用IC155のVH端子及びPFC待機制御回路130の抵抗126の一端に接続される。一次側巻線150の他端は、FET152のドレイン端子に接続される。また、FET152のソース端子は、抵抗153及び154を介して一次側回路のグラウンドGND1及び制御用IC130のIS端子にそれぞれ接続され、ゲート端子は、制御用IC155のOUT端子に接続される。FET152は、例えば、パワーMOSFETMetal-OxideSemiconductorField-EffectTransistorであり、ゲート端子に入力される電圧によって、ドレイン端子-ソース端子間に流れる電流が制御される。本実施形態のFET152は、N型のMOSFETであり、ゲート端子に入力される電圧が上昇するとドレイン端子-ソース端子間に電流が流れるすなわち、オンするように構成されている。制御用IC155は、FET152のオン/オフを制御するためのICである。制御用IC155は、所定の周波数のスイッチングパルスを生成して制御用IC155のOUT端子より出力する。スイッチングパルスが、FET152のゲート端子に入力されると、FET152がオンし、一次直流電圧V1に起因する電流一次電流が一次側巻線150、FET152及び抵抗153を通って一次側回路のグラウンドGND1に流れる。制御用IC155の制御によりFET152が断続的にオン/オフすることにより、一次側補助巻線170及び二次側巻線210に断続的な電圧が誘起される。一次側補助巻線170に誘起された電圧は、ダイオード158によって整流され、コンデンサ157によって平滑化されて、制御用IC155のVcc端子電源端子及びトランジスタ139のエミッタに印加される。すなわち、制御用IC155は、コンデンサ157によって平滑化された電圧が印加されることによって駆動される。なお、制御用IC155の起動時には、一次側補助巻線170に電圧が誘起されないため、制御用IC155は、制御用IC155のVH端子に供給される一次直流電圧V1に起因する電流によって起動される。制御用IC155のIS端子には、抵抗154を介してFET152のソース端子が接続される。FET152と抵抗153は、いわゆるソースフォロアを構成し、FET152のソース端子の電圧は、FET152を流れる電流に比例する。制御用IC155は、IS端子に印加される電圧を監視することにより、過電流を検出している。制御用IC155のFB端子には、フォトトランジスタ156のコレクタが接続され、フォトトランジスタ156のエミッタはグラウンドGND1に接続される。フォトトランジスタ156は、後述するように、二次直流電圧V2DC出力の電圧値によって光量が変化する発光ダイオード230からの光を受光し、光電変換することによってその受光量に応じた電流を流す。制御用IC155は、フォトトランジスタ156を流れる電流から、二次側回路に接続される負荷回路の負荷によって変動する二次直流電圧V2の電圧値を検出し、二次直流電圧V2の電圧値が一定となるようにすなわち、発光ダイオード230を流れる電流が一定となるように、FET152に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数を変化させる。以上のように、発光ダイオード230とフォトトランジスタ156によって、二次直流電圧V2の電圧値が、電気的に絶縁された一次側回路にフィードバックされることとなる。二次側巻線210の両端に断続的に誘起された電圧は、ダイオード215によって整流され、コンデンサ220によって平滑化されて二次直流電圧V2を生成する。そして、二次直流電圧V2が、DC出力V端子とGND端子間の電位差として不図示の負荷回路に供給される。発光ダイオード230、シャントレギュレータ235、抵抗225、240、245は、二次直流電圧モニタ回路を構成している。シャントレギュレータ235は、リファレンス端子の電圧によって、シャントレギュレータ235を流れる電流を制御する素子である。抵抗240と245は、二次直流電圧V2と二次側回路のグラウンドGND2間に直列に挿入され、シャントレギュレータ235のリファレンス端子には、抵抗240と245の接続点の電圧が印加される。シャントレギュレータ235のリファレンス端子の電圧が所定値よりも小さい場合にはシャントレギュレータ235に流れる電流は少なくなり、逆にリファレンス端子の電圧が所定値よりも大きい場合にはシャントレギュレータ235に流れる電流は大きくなる。本実施形態の場合、シャントレギュレータ235のリファレンス端子には、二次直流電圧V2を抵抗240と245によって抵抗分圧した電圧が印加されるため、二次直流電圧V2の電圧値に応じて発光ダイオード230の発光量が変化する。以上のような構成により、本実施形態のスイッチング電源装置1は、安定した二次直流電圧V2をDC出力として不図示の負荷回路に供給する。なお、本実施形態の制御用IC155は、所定の電力供給を必要とする負荷回路に対し安定した二次直流電圧V2を生成供給する通常モードに加え、特許文献1に記載の制御用ICと同様、負荷回路の負荷に応じて、スイッチングパルスの周波数を低下させる周波数低減モード、及び、スイッチングパルスを間欠的に出力するバーストモードを有している。具体的には、制御用IC155は、発光ダイオード230によって検出される二次直流電圧V2の変動すなわち、フォトトランジスタ156が受光する光量の変動と、FET152に供給するスイッチングパルスのデューティ―比及び周波数との関係から二次側回路に接続される負荷回路の負荷を検出し、この負荷に応じて、通常モード、周波数低減モード及びバーストモードを切り替えて動作するように構成されている。例えば、通常モードの時すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の時、制御用IC155は、二次直流電圧V2の変動をモニタしながら、所定の周波数例えば、130kHzのスイッチングパルスのデューティ―比を制御する。そして、スイッチングパルスのデューティ―比が所定のデューティ―比例えば、10よりも小さくなると、負荷回路の負荷が軽くなった軽負荷となったと判断し、徐々にスイッチングパルスの周波数を低くし、周波数低減モードに移行する。そして、スイッチングパルスの周波数が所定の周波数例えば、10kHzよりも低くなると、負荷回路の負荷が無負荷に近くなったと判断し、さらに周波数を下げると共に例えば、500Hz、間欠的なパルス例えば、5パルスを一定周期で出力するバーストモードに移行する。このように、本実施形態の制御用IC155は、負荷回路の負荷に合わせてスイッチングパルスの供給モードを変えることで、二次直流電圧V2からは、所定の電圧を出力しつつ、一次側回路での電力の消費を抑えている。次に、本実施形態のPFC回路120及びPFC待機制御回路130について説明する。PFC回路120は、コンデンサ121、チョークコイル122、FET123、ダイオード124、コンデンサ125、抵抗126、127、PFC制御用IC128で構成される。ダイオードブリッジ回路110の出力は、コンデンサ121の両端にそれぞれ接続され、コンデンサ121の一端は、チョークコイル122の一端に接続される。チョークコイル122の他端は、ダイオード124のアノード及びFET123のドレイン端子に接続される。また、FET123のソース端子は、グラウンドGND1に接続される。FET123のゲート端子は、PFC制御用IC128のOUT端子に接続され、PFC制御用IC128からのPFC制御パルスが入力される。ダイオード124のカソードとグラウンドGND1との間には、コンデンサ125が接続される。また、ダイオード124のカソードとグラウンドGND1との間には、抵抗126、127が直列に接続される。抵抗126と抵抗127の接続点は、PFC制御用IC128のFB端子に接続され、PFC制御用IC128に一次直流電圧V1を抵抗126と抵抗127とで分圧した電圧以下、センシング電圧というがフィードバックされる。また、PFC制御用IC128のGND端子は、グラウンドGND1に接続され、Vcc端子電源端子は、PFC待機制御回路130のトランジスタ139のコレクタに接続される。PFC回路120は、ダイオードブリッジ回路110の両端子間にチョークコイル122とFET123との直列回路を接続し、FET123の両端子間ソース―ドレイン間にダイオード124とコンデンサ125との直列回路を接続することで昇圧チョッパ回路を構成している。PFC制御用IC128は、FB端子に入力されるセンシング電圧をモニタしながらFET123をオン/オフ制御するすなわち、FET123のゲート端子にPFC制御パルスを出力することにより、ダイオードブリッジ回路110によって全波整流された電流の波形を正弦波に近づけて力率を改善し、昇圧している。本実施形態のPFC回路120においては、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードに応じてすなわち、負荷回路の負荷に応じて、PFC出力電圧すなわち、一次直流電圧V1が切り換わるように構成されている。例えば、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードが通常モードである場合すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷である場合には、PFC制御用IC128は、PFC出力電圧が約400VとなるようにFET123をオン/オフし、スイッチングパルスの供給モードが周波数低減モード又はバーストモードである場合すなわち、負荷回路の負荷が軽負荷又は無負荷である場合には、PFC出力電圧が200~300VとなるようにFET123をオン/オフする。このように、本実施形態のPFC回路120は、負荷回路の負荷が軽負荷又は無負荷である場合に、PFC出力電圧を低下させることにより、電力消費を抑えている。PFC待機制御回路130は、抵抗133、トランジスタ134、抵抗135、ツェナーダイオード136、137、抵抗138、トランジスタ139、コンデンサ140、抵抗141、142、ダイオード143で構成される。PFC待機制御回路130は、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧に基づいて、トランジスタ134及びトランジスタ139をオン/オフし、PFC回路120の動作状態及びPFC制御用IC128の電力供給を制御する。コンデンサ140及び抵抗141は並列に接続され、その一端はグラウンドGND1に、また、他端は抵抗142の一端、ツェナーダイオード136、137のアノードにそれぞれ接続される。また、抵抗142の他端は、ダイオード143のアノードに接続され、ダイオード143のカソードは、一次側補助巻線170の一端に接続される。後述するように、コンデンサ140、抵抗141、142、ダイオード143は、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより、負荷回路の負荷を検出する負荷検出回路を構成している。また、抵抗133、トランジスタ134、抵抗135、ツェナーダイオード136は、負荷検出回路の出力に基づいてPFC回路120のセンシング電圧を切り換えるセンシング電圧切り換え回路を構成している。また、トランジスタ139、抵抗138、ツェナーダイオード137は、負荷検出回路の出力に基づいてPFC制御用IC128の電源をオン/オフする電源制御回路を構成している。図2は、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源装置1の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を示す波形図である。図2aは、制御用IC155が通常モードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図2bは、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を示す波形図であり、図2cは、制御用IC155がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を示す波形図である。上述のように、負荷回路にある程度の電力供給が要求される場合すなわち、負荷回路の負荷が定格負荷の場合、制御用IC155は通常モードで動作し、フォトトランジスタ156の受光量に応じた、所定の周波数例えば、130kHz且つ所定のデューティ例えば、10~90のスイッチングパルスをFET152のゲート端子に供給する。そして、FET152が断続的にオン/オフすることにより、一次側巻線150に蓄積されたエネルギーが一次側補助巻線170に伝達され、図2aに示される電圧が一次側補助巻線170の両端に生じる。なお、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧Vaは、一次側巻線150の巻数をNP1、一次側補助巻線170の巻数をNP2とした場合、以下の式1で表わされる。Va=V1×NP2/NP11上述したように、本実施形態のPFC回路120においては、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードに応じて、PFC出力電圧すなわち、一次直流電圧V1が切り換わるように構成されており、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードが通常モードである場合、一次直流電圧V1が約400Vとなる。従って、図2aに示される電圧波形の振幅は、式1のV1に400Vを代入して得られる。負荷回路の負荷が定格負荷よりも軽くなるとすなわち、軽負荷となると、制御用IC155は周波数軽減モードで動作し、所定の周波数例えば、10~130kHz且つ所定のデューティ例えば、10のスイッチングパルスをFET152のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線170の両端には、図2bに示される電圧が生じる。周波数低減モードにおいては、PFC回路120によって、一次直流電圧V1が200~300Vとなるように制御されているため、図2bに示される電圧波形の振幅は、図2aに示される電圧波形の振幅よりも小さくなる。負荷回路の負荷が軽負荷よりもさらに軽くなり、無負荷の状態に近くなると、制御用IC155はバーストモードで動作し、軽負荷の時よりもさらに低い所定の周波数例えば、500Hzで、所定数のパルス例えば、5パルスをスイッチングパルスとしてFET152のゲート端子に供給する。その結果、一次側補助巻線170の両端には、図2cに示される電圧が生じる。バーストモードにおいては、周波数低減モードと同様、PFC回路120によって、一次直流電圧V1が200~300Vとなるように制御されているため、図2cに示される電圧波形の振幅は、図2bに示される電圧波形の振幅と略等しくなる。コンデンサ140、抵抗141、142、ダイオード143によって構成される負荷検出回路は、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を平均化する回路である。一次側補助巻線170の両端に生じる電圧をコンデンサ140と抵抗141によってフィルタ積分して、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧の平均値をコンデンサ140の一端に負の電圧として出力する。上述のように、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧は、一次側巻線150に蓄積されたエネルギー、すなわち、スイッチングパルスのオン/オフの状態周波数、デューティー比によって変化し、スイッチングパルスのオン/オフの状態は、負荷回路の負荷によって変化するため、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧の平均値は、負荷回路の負荷を表すこととなる。以下、本明細書においては、コンデンサ140の一端側の電圧を負荷検出電圧V3と称する。図3は、本実施形態の負荷検出電圧V3を示す波形図である。図3aは、制御用IC155が通常モードで動作している時の負荷検出電圧V3を示す波形図であり、図3bは、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧V3を示す波形図であり、図3cは、制御用IC155がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧V3を示す波形図である。なお、図3a~c中の点線で示す波形は、負荷検出回路によって平均化する前の波形、すなわち、図2a~cに示した一次側補助巻線170の両端に生じる電圧をそれぞれ示している。上述のように、制御用IC155が通常モードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧波形は、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が高く、また振幅も大きい。従って、制御用IC155が通常モードで動作している時の負荷検出電圧V3aは、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧V3bよりも大きくなり、負の方向に比較的大きな電圧として出力される図3a。なお、本実施形態においては、コンデンサ140と抵抗141によるフィルタの時定数は、制御用IC155が通常モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して十分に長くなるように設定されており、負荷検出電圧V3aは負の一定電圧となる。逆に、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧V3bは、制御用IC155が通常モードで動作している時の負荷検出電圧V3aよりも小さくなるため、負の方向に負荷検出電圧V3aよりも小さな電圧として出力される図3b。この場合も、通常モードと同様、コンデンサ140と抵抗141によるフィルタの時定数は、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時のスイッチングパルスの周波数と比較して長くなるように設定されており、負荷検出電圧V3bは負の一定電圧となる。制御用IC155がバーストモードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧波形は、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の一次側補助巻線170の両端に生じる電圧波形と比較し、周波数が低く、また間欠的に出力されるパルス幅も短い。従って、制御用IC155がバーストモードで動作している時の負荷検出電圧V3cは、制御用IC155が周波数低減モードで動作している時の負荷検出電圧V3bよりも小さくなり、負の方向に負荷検出電圧V3bよりも小さな電圧として出力される図3c。なお、本実施形態においては、制御用IC155がバーストモードで動作している場合に、制御用IC155がFET152へ出力するスイッチングパルスの周波数が、コンデンサ140と抵抗141によるフィルタの時定数よりも短くなるように設定されている。従って、負荷検出電圧V3cは、スイッチングパルス所定数のパルスと同期して変動し、リップルを持った電圧波形となる。以上のように、本実施形態の負荷検出回路は、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を平均化し、負の出力電圧負荷検出電圧V3として出力する。そして、この負荷検出電圧V3は、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードすなわち、負荷回路の負荷を示す電圧となっている。本実施形態のPFC待機制御回路130は、この負荷検出電圧V3を利用して、PFC回路120の動作状態及びPFC制御用IC128の電力供給を制御している。制御用IC155が通常モードで動作している場合、負荷検出回路の出力負荷検出電圧V3は負の方向に大きな電圧として出力されるV3a。本実施形態においては、トランジスタ134及び139のエミッタ電圧と負荷検出電圧V3aの電位差が、ツェナーダイオード136及び137のツェナー電圧よりも大きくなるように設定されている。従って、ツェナーダイオード136及び137にトランジスタ134及び139を介してツェナー電流が流れ、トランジスタ134及び139がオンする。トランジスタ139がオンすると、PFC制御用IC128のVcc端子電源端子には、トランジスタ139を介してコンデンサ157からの電流が供給され、PFC制御用IC128が動作することとなる。また、トランジスタ134がオンすると、抵抗133と抵抗127が並列接続される。そして、この時の抵抗126、127の接続点の電圧PFCのセンシング電圧に基づいて、一次直流電圧V1が約400VとなるようにPFC回路120が動作する。制御用IC155が周波数低減モードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向において減少するV3b。この時、トランジスタ139のエミッタ電圧と負荷検出電圧V3bの電位差が、ツェナーダイオード137のツェナー電圧よりも大きくなり、また、トランジスタ134のエミッタ電圧と負荷検出電圧V3bの電位差が、ツェナーダイオード136のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ139がオンし、トランジスタ134がオフするように構成されている。トランジスタ139がオンすることにより、PFC制御用IC128のVcc端子電源端子には、トランジスタ139を介してコンデンサ157からの電流が供給されることとなり、PFC制御用IC128が動作することとなる。また、トランジスタ134がオフすることにより、抵抗133と抵抗127の並列接続が解かれる。抵抗133と抵抗127の並列接続が解かれると、PFCのセンシング電圧は、一次直流電圧V1を抵抗126と抵抗127とで分圧した電圧となるため、上述の通常モードの時のPFCのセンシング電圧と比較すると上昇することとなる。そして、この上昇したセンシング電圧がPFC制御用IC128にフィードバックされると、PFC制御用IC128はセンシング電圧を下げるようにFET123をオン/オフ制御するため、一次直流電圧V1が低下し、200~300Vとなる。このように、本実施形態のPFC待機制御回路130は、制御用IC155が周波数低減モードで動作する時に、PFC出力電圧一次直流電圧V1を低下させることで不必要な電力の消費を抑え、電力効率を高めている。制御用IC155がバーストモードで動作すると、負荷検出回路の出力は負の方向においてさらに減少し、リップルが生じるV3c。本実施形態では、リップルの谷の部分負の方向に大きくなる部分で、トランジスタ139のエミッタ電圧と負荷検出電圧V3cの電位差が、ツェナーダイオード137のツェナー電圧よりも大きくなり、また、リップルの山の部分負の方向に小さくなる部分で、トランジスタ139のエミッタ電圧と負荷検出電圧V3cの電位差が、ツェナーダイオード137のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。図4は、本実施形態の制御用IC155がバーストモードで動作する時の負荷検出電圧V3cとトランジスタ139のオン/オフの関係を示す波形図である。図4に示すように、制御用IC155からFET152にスイッチングパルス所定数のパルスが出力され負荷検出電圧V3cが低下した場合負の方向に大きくなった場合、リップル電圧ΔVの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ139がオンし、また、スイッチングパルスが停止し負荷検出電圧V3cが上昇した場合負の方向に小さくなった場合、リップル電圧ΔVの範囲内の所定の閾値電圧で、トランジスタ139がオフするようにツェナーダイオード137のツェナー電圧が設定されている。すなわち、トランジスタ139は、負荷検出電圧V3cのリップルに同期して間欠的にオン/オフする。また、制御用IC155がバーストモードの時、トランジスタ134のエミッタ電圧と負荷検出電圧V3cの電位差が、ツェナーダイオード136のツェナー電圧よりも小さくなるように設定されている。すなわち、トランジスタ134は、常にオフするように構成される。従って、PFC制御用IC128のVcc端子電源端子には、コンデンサ157からの電流がトランジスタ139を介して間欠的に供給されることとなり、PFC制御用IC128が間欠的に動作することとなる。また、トランジスタ134がオフすることにより、抵抗133と抵抗127の並列接続が解かれる。抵抗133と抵抗127の並列接続が解かれると、上述の周波数低減モードと同様、PFC制御用IC128が間欠的に動作した時に一次直流電圧V1が200~300Vとなるように制御される。このように、本実施形態のPFC待機制御回路130は、制御用IC155がバーストモードで動作する時に、PFC出力電圧一次直流電圧V1を低下させ、さらに、スイッチングパルスと同期して、PFC制御用IC128への電源の供給を間欠的に行うことで、電力の消費を抑え、電力効率をさらに高めている。換言すると、制御用IC155がバーストモードで動作する場合、PFC制御用IC128は、一次側巻線150に電力供給が必要なタイミングでのみ動作し、PFC出力電圧は、一次側巻線150に必要な電力だけ供給できる電圧とされる。従って、一次側巻線150に電力供給が不要なタイミングでの電力消費が抑えられる。なお、本実施形態においては、トランジスタ139がオフしている間、PFC制御用IC128が停止することとなるが、この間での一次側巻線150による電力消費がないため、一次直流電圧V1は、コンデンサ125の自然放電による電圧の低下があるものの、約400Vを維持する。以上のように、本実施形態のPFC回路120においては、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードに応じてすなわち、負荷回路の負荷に応じて、PFC出力電圧すなわち、一次直流電圧V1を切り換え、電力消費を抑えている。また、制御用IC155がバーストモードで動作する場合すなわち、負荷回路の負荷が無負荷に近い場合には、さらにPFC制御用IC128を間欠的に動作させることで、PFC回路120を能動的な状態すなわち、PFC出力電圧が一定の電圧となる状態に保ちつつ、電力消費を抑えている。すなわち、本実施形態のPFC回路120は、バーストモードにおいてもPFC出力電圧一次直流電圧V1をほぼ一定に保っているため、負荷回路の負荷が重くなり、バーストモードから通常モードに復帰する場合であっても、PFC回路120の動作が遅れることはなく、出力電圧二次直流電圧V2に一時的な落ち込みを発生させることがない。以上が、本発明の実施の形態の説明であるが、本発明は、上述した実施形態の構成に限定されるものではなく、発明の技術的思想の範囲内において様々な変形が可能である。例えば、本実施形態においては、一次側補助巻線170の両端に生じる電圧を平均化する負荷検出回路を用いて、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードを検出する構成としたが、この構成に限定されるものではなく、制御用IC155からFET152に出力されるスイッチングパルスを直接検出してスイッチングパルスの供給モードを検出することも可能である。また、本実施形態では、制御用IC155のスイッチングパルスの供給モードを検出することにより負荷回路の負荷を検出する構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、二次側回路に負荷回路の負荷を検出する回路を設ける構成とすることも可能である。また、本実施形態では、制御用IC155のバーストモードを負荷検出回路で検出し、PFC制御用IC128を負荷検出電圧V3cのリップルに同期して間欠的にオン/オフする構成としたが、この構成に限定されるものではない。例えば、負荷回路の負荷が無負荷に近い状態の時にスイッチングパルスと同期した周期的なパルスを出力するパルス生成回路を別途設け、PFC制御用IC128が、パルス生成回路からのパルスでオン/オフする構成としても良い。図5は、本実施形態に係るスイッチング電源装置1の変形例1スイッチング電源装置1aを示す回路図である。本実施形態のスイッチング電源装置1は、一次側補助巻線170にて誘起された電圧を、ダイオード158を通してトランジスタ139のエミッタに接続し、トランジスタ139を制御してPFC制御用IC128のVcc端子電源端子に供給するが、変形例1のスイッチング電源装置1aは、PFC回路120aを備えており、PFC回路120aが備えるチョークコイル122の補助巻線Lにて誘起された電圧を、ダイオードDを通じてトランジスタ139のエミッタに接続し、トランジスタ139を制御してPFC制御用IC128のVcc端子電源端子に供給する。以下、変形例1において、本実施形態のスイッチング電源装置1と異なる点について説明する。なお、図5において、図1と共通する構成については、同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。図5に示されるように、変形例1のPFC回路120aは、チョークコイル122の二次側として補助巻線Lを備えている。また、ダイオードD、コンデンサC、抵抗R、ツェナーダイオードZDを備えている。ダイオードDとコンデンサCは、補助巻線Lの両端間に直列に接続される。抵抗Rの一端は、コンデンサ121及びチョークコイル122に接続され、抵抗Rの他端は、ダイオードDのカソード及びコンデンサCに接続される。ダイオードブリッジ回路110による整流電圧は、チョークコイル122を介してダイオード124に供給される一方、補助巻線Lに断続的な電圧を誘起する。補助巻線Lに誘起された電圧は、ダイオードDによって整流され、コンデンサCによって平滑化されて、トランジスタ139のエミッタに印加される。すなわち、変形例1のスイッチング電源装置1aでは、一次側補助巻線170を介さずにPFC制御用IC128のVcc端子電源端子に電圧が供給される。なお、ツェナーダイオードZDは、コンデンサCと並列に接続されており、PFC制御用IC128への供給電圧を一定レベル以下に抑えている。また、コンデンサCによって平滑された電圧により、トランジスタ139がオンされている期間、PFC制御用IC128が動作することとなるため、変形例1のスイッチング電源装置1aにおいても、本実施形態のスイッチング電源装置1と同様の効果を得ることができる。図6は、本実施形態に係るスイッチング電源装置1の変形例2スイッチング電源装置1bを示す回路図である。変形例2のスイッチング電源装置1bも変形例1のPFC回路120aと同様のPFC回路120bを備えており、PFC回路120bが備えるチョークコイル122の補助巻線Lにて誘起された電圧を、抵抗R’、コンデンサC’ダイオードDを通じてトランジスタ139のエミッタに接続し、トランジスタ139を制御してPFC制御用IC128のVcc端子電源端子に供給する。以下、変形例2において、本実施形態のスイッチング電源装置1と異なる点について説明する。なお、図6において、図1と共通する構成については、同一の符号を付し、詳細な説明は省略する。図6に示されるように、変形例2のPFC回路120bもチョークコイル122の二次側として補助巻線Lを備えている。また、ダイオードD、D’、コンデンサC、C’、抵抗R、R’、ツェナーダイオードZDを備えている。補助巻線Lの両端間には、抵抗R’、コンデンサC’、ダイオードD’、D、コンデンサCが接続されている。抵抗Rの一端は、コンデンサ121及びチョークコイル122に接続され、抵抗Rの他端は、ダイオードDのカソード及びコンデンサCに接続される。ダイオードブリッジ回路110による整流電圧は、チョークコイル122を介してダイオード124に供給される一方、補助巻線Lに断続的な電圧を誘起する。補助巻線Lに誘起された電圧は、抵抗R’、コンデンサC’、ダイオードDによって整流され、コンデンサCによって平滑化されて、トランジスタ139のエミッタに印加される。すなわち、変形例2のスイッチング電源装置1bにおいても、一次側補助巻線170を介さずにPFC制御用IC128のVcc端子電源端子に電圧が供給される。また、コンデンサCによって平滑された電圧により、トランジスタ139がオンされている期間、PFC制御用IC128が動作することとなるため、変形例2のスイッチング電源装置1bにおいても、本実施形態のスイッチング電源装置1と同様の効果を得ることができる。