容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段とを備える容量性負荷駆動回路。請求項1に記載の容量性負荷駆動回路であって、前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュプル接続された二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、前記所定の閾値は、前記電源の発生する所定電圧をV、前記二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換える際に該二つのスイッチ素子を何れもOFFとする時間であるデッドタイムをT、前記二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをCとしたときに、VC/Tなる算出式によって得られる閾値である容量性負荷駆動回路。請求項1に記載の容量性負荷駆動回路であって、前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュプル接続された二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、かつ、前記スイッチ素子にダイオードが並列接続され、前記所定の閾値は、前記電源の発生する所定電圧をV、前記二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換える際に該二つのスイッチ素子を何れもOFFとする時間であるデッドタイムをT、前記ダイオードの接合容量のキャパシタンスをCdとしたときに、VCd/Tなる算出式によって得られる閾値である容量性負荷駆動回路。請求項1に記載の容量性負荷駆動回路であって、前記デジタル電力増幅器は、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュプル接続された二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換えることによって、前記電力増幅変調信号を生成しており、かつ、前記二つのスイッチ素子の少なくとも一方にコンデンサーが並列接続され、前記所定の閾値は、前記電源の発生する所定電圧をV、前記二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換える際に該二つのスイッチ素子を何れもOFFとする時間であるデッドタイムをT、前記コンデンサーと前記二つのスイッチ素子の寄生容量との合成容量のキャパシタンスをCsとしたときに、VCs/Tなる算出式によって得られる閾値である容量性負荷駆動回路。請求項1ないし請求項4の何れか一項に記載の容量性負荷駆動回路であって、前記容量性負荷の容量成分の大きさに関する負荷情報を取得する負荷情報取得手段を備え、前記キャリア周波数変更手段は、前記負荷情報に応じて前記キャリア周波数を変更する手段である容量性負荷駆動回路。容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を帰還信号として出力する位相進み補償回路と、該駆動波形信号から該帰還信号を減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段とを備える容量性負荷駆動回路。請求項1ないし請求項6の何れか一項に記載の容量性負荷駆動回路と、液体を供給する供給ポンプと、前記供給ポンプから供給された液体が流入する流体室と、前記容量性負荷であるアクチュエーターと、前記流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、前記駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記流体室に流入された液体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射される流体噴射装置。しかし、D級増幅器を用いて容量性負荷を駆動する場合、変調信号のデューティー比が上限値付近や下限値付近になると、増幅時に大きな電力損失が発生することがあり、その結果、容量性負荷を駆動する際の電力効率が低下する場合があるという問題があった。この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、デューティー比によらず、どのような条件下でも常に効率よく容量性負荷を駆動することが可能な技術の提供を目的とする。上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の構成を採用した。すなわち、容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段とを備えることを要旨とする。こうした本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷に印加すべき駆動信号の基準となる駆動波形信号を、パルス変調することによって変調信号を生成し、得られた変調信号を電力増幅した後に平滑化することによって駆動信号を生成する。また、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が、変調信号の一変調周期内で逆転するような条件逆転条件下では、キャリア周波数を変更することによって、その一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上に保たれるようにする。詳細なメカニズムについては後述するが、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が、変調信号の一変調周期内で逆転するような条件逆転条件下では、変調信号のデューティー比が上限値付近あるいは下限値付近になると、その一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上に保たれなくなる。そして、一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値を下回るようになると、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することが見いだされた。更に、一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値は、変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を変更することによって変更可能であることも見いだされた。従って、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の方向が一変調周期内で逆転する逆転条件下では、その一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上となるようにキャリア周波数を変更することで、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避して、効率よく容量性負荷を駆動することが可能となる。また、本発明の容量性負荷駆動回路においては、次のようにしても良い。先ず、デジタル電力増幅器では、電源が発生する所定電圧とグランドとの間でプッシュプル接続された二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換えることによって、電力増幅変調信号を生成する。また、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をV、二つのスイッチ素子のON/OFFを切り換える際に二つのスイッチ素子を何れもOFFとする時間であるデッドタイムをT、二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをCとしたときに、VC/Tなる算出式によって得られる閾値を、一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が下回らないように、キャリア周波数を変更するようにしても良い。詳細には後述するが、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生するのは、前述した逆転条件下で、一変調周期内での電流の最大値および最小値が所定の閾値を下回ったときであり、この閾値は、デジタル電力増幅器の電源が発生する所定電圧をV、デッドタイムをT、二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスをCとしたときに、VC/Tなる算出式によって得られることが見いだされた。従って、逆転条件下でも、一変調周期内での電流の最大値および最小値がこの閾値を下回らないようにしておけば、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することが可能となる。また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、二つのスイッチ素子の寄生容量のキャパシタンスCの代わりに、ダイオードの接合容量のキャパシタンスCdを用いて、VCd/Tなる算出式によって得られる閾値を、一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が下回らないように、キャリア周波数を変更するようにしても良い。一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が、このような閾値を下回らないように、キャリア周波数を変更するようにしても、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することが可能となる。あるいは、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、二つのスイッチ素子の少なくとも一方にコンデンサーが並列接続されており、そのコンデンサーと二つのスイッチ素子の寄生容量との合成容量のキャパシタンスをCsとしたときに、一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が、VCs/Tなる算出式によって得られる閾値を下回らないようにキャリア周波数を変更するようにしても良い。一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が、このような閾値を下回らないように、キャリア周波数を変更するようにしても、デジタル電力増幅器での増幅時に大きな電力損失が発生することを回避することができる。また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、容量性負荷の容量成分の大きさに関する負荷情報を取得して、この負荷情報に応じてキャリア周波数を変更するようにしてもよい。容量性負荷に印加される駆動信号が一定電圧ではない場合、デジタル電力増幅器から平滑フィルターに流れる電流の、一変調周期内での最大値および最小値の絶対値が、所定の閾値以上に保たれるキャリア周波数は、容量性負荷の容量成分の大きさによって変化する。従って、容量性負荷の容量成分の大きさに関する情報負荷情報を取得して、この情報も考慮してキャリア周波数を変更すれば、キャリア周波数を適切に変更することができる。たとえば、容量成分の大きさを複数段階に分類して負荷情報として設定しておき、負荷情報に示される分類に応じたキャリア周波数に変更したり、あるいは変更するキャリア周波数に対して修正を加えたりすることによって、より適切なキャリア周波数に変更することが可能となる。また、本発明の容量性負荷駆動回路は、次のような構成とすることもできる。すなわち、容量成分を有する容量性負荷に対して駆動信号を印加することによって、該容量性負荷を駆動する容量性負荷駆動回路であって、前記駆動信号の基準となる駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動信号に位相進み補償を行い、該位相進み補償後の信号を帰還信号として出力する位相進み補償回路と、該駆動波形信号から該帰還信号を減算することによって誤差信号を出力する演算回路と、前記誤差信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記パルス波状の電力増幅変調信号を平滑化することによって前記駆動信号を生成する平滑フィルターと、前記デジタル電力増幅器から前記平滑フィルターに流れる電流の方向が前記変調信号の一変調周期内で逆転する逆転条件下では、該一変調周期内での電流の最大値および最小値の絶対値が所定の閾値以上となるように、前記変調回路がパルス変調する際のキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段とを備えるようにしてもよい。こうすれば、駆動信号の基準となる駆動波形信号に対して、容量性負荷に印加された駆動信号を負帰還させるので、平滑フィルターの共振の影響で駆動信号が歪んでしまうことを抑制することができる。また、駆動信号を負帰還させるに際しては、位相を進ませる補償位相進み補償を行ってから負帰還させているので、平滑フィルターによって位相が遅れた駆動信号を負帰還させることが原因で駆動信号の出力が不安定になってしまうこともない。また、上述した本発明の何れの容量性負荷駆動回路も、効率よく電力増幅を行って容量性負荷を駆動することができる。従って、上述した本発明の容量性負荷駆動回路は、以下のような流体噴射装置、すなわち、液体を供給する供給ポンプと、該供給ポンプから供給された液体が流入する流体室と、容量性負荷であるアクチュエーターと、該流体室に流入された液体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、アクチュエーターに駆動信号を印加することによって、該流体室に流入した液体を該噴射ノズルからパルス状に噴射する流体噴射装置で、駆動信号を発生する駆動回路として好適に適用することができる。以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施例を説明する。A.第1実施例:A-1.装置構成:A-2.容量性負荷駆動回路の回路構成:A-3.デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム:A-4.デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム:A-5.第1実施例での電力損失の増加の回避方法:A-6.第1実施例の変形例:B.第2実施例:B-1.第2実施例での電力損失の増加の回避方法:B-2.第2実施例の変形例:C.第3実施例:D.変形例1:E.変形例2:A.第1実施例:A-1.装置構成:図1は、第1実施例の容量性負荷駆動回路200を搭載した流体噴射装置100の構成を示した説明図である。図示されているように流体噴射装置100は、大きく分けると、液体を噴射するための脈動発生部110と、脈動発生部110に向けて流体を供給する流体供給手段120と、脈動発生部110および流体供給手段120の動作を制御する制御部130などから構成されている。流体噴射装置100は、パルス状の液体を脈動発生部110から噴射することによって、生体組織を切除または切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。脈動発生部110は、金属製の第2ケース113に、同じく金属製の第1ケース114を重ねた構造となっており、第2ケース113の前面には円管形状の流体噴射管112が立設され、流体噴射管112の先端にはノズル111が挿着されている。第2ケース113と第1ケース114との合わせ面には、薄い円板形状の流体室115が形成されており、流体室115は、流体噴射管112を介してノズル111に接続されている。また、第1ケース114の内部には、積層型の圧電素子116が設けられている。脈動発生部110と制御部130とは配線ケーブル150によって接続されており、制御部130内の容量性負荷駆動回路200からは、配線ケーブル150を介して駆動信号が圧電素子116に供給される。また、配線ケーブル150はコネクターによって脈動発生部110に取り付けられている。このため、配線ケーブル150は、長さや特性の異なる種々の配線ケーブル150に取り替えることが可能となっている。尚、圧電素子116が、本発明における容量性負荷に対応する。流体供給手段120は、噴射しようとする液体水、生理食塩水、薬液などが収容された流体容器123から、第1接続チューブ121を介して液体を吸い上げた後、第2接続チューブ122を介して脈動発生部110の流体室115内に供給する。このため、流体室115は液体で満たされた状態となっている。そして、制御部130から駆動信号を圧電素子116に印加すると、圧電素子116が伸張して流体室115が押し縮められ、その結果、流体室115内に充満していた液体が、ノズル111からパルス状に噴射される。圧電素子116の伸張量は、駆動信号として印加される電圧に依存する。従って、所望の特性のパルス状の液体を噴射するためには、精度の良い駆動信号を圧電素子116に印加する必要がある。そこで、このような駆動信号を生成するために、制御部130内には、以下に説明するような容量性負荷駆動回路200が搭載されている。A-2.容量性負荷駆動回路の回路構成:図2は、制御部130に搭載された容量性負荷駆動回路200の回路構成を示した説明図である。図示されているように容量性負荷駆動回路200は、駆動信号の基準となる駆動波形信号以下、WCOMを出力する駆動波形信号発生回路210と、駆動波形信号発生回路210から受け取ったWCOMと後述する帰還信号以下、dCOMとに基づいて誤差信号以下、dWCOMを出力する演算回路220と、演算回路220からのdWCOMをパルス変調して変調信号以下、MCOMに変換する変調回路230と、変調回路230からのMCOMをデジタル的に電力増幅して電力増幅変調信号以下、ACOMを生成するデジタル電力増幅器240と、デジタル電力増幅器240からACOMを受け取って変調成分を取り除いた後、駆動信号以下、COMとして脈動発生部110の圧電素子116に供給する平滑フィルター250と、平滑フィルター250から出力されたCOMに対して位相を進ませる補償位相進み補償を加えてdCOM帰還信号を生成する位相進み補償回路260と、変調回路230がパルス変調する際のキャリア周波数を変更するキャリア周波数変更手段270とを備えている。尚、第1実施例の容量性負荷駆動回路200には、COMに対して位相進み補償を加えたdCOMを負帰還させているが、負帰還させない構成とすることも可能である。この場合は、演算回路220や位相進み補償回路260が不要となる。その結果、変調回路230は、dWCOMではなく、WCOMに対してパルス変調を行うことになる。このうち、駆動波形信号発生回路210は、WCOMのデータ後述する駆動波形信号情報を記憶した波形メモリーや、D/A変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをD/A変換器でアナログ信号に変換することによって、WCOM駆動波形信号を生成する。演算回路220では、こうして出力されたWCOMからdCOMを減算した信号を、dWCOM誤差信号として出力する。尚、アナログ信号に限らず、駆動波形信号発生回路210は、WCOMのデータを記憶した波形メモリーからデジタルデータとしてWCOM駆動波形信号を読出し、A/D変換器でdCOMをデジタルデータとした後、信号処理回路を用いて演算回路220でWCOMからdCOMをデジタル演算により減算し、dWCOM誤差信号をデジタルデータとして生成する構成としてもよい。その場合、変調回路230は信号処理回路を用いてデジタル回路で構成し、dWCOMをデジタルデータのまま取り扱うようにする。変調回路230では、dWCOMを一定周期変調周期の三角波と比較することによって、パルス波状のMCOM変調信号を生成パルス変調する。ここで、パルス変調に用いる三角波の基底周波数キャリア周波数は、キャリア周波数変更手段270が、駆動波形信号発生回路210からの情報に基づいて変更可能となっている。変調回路230によって得られたMCOMは、デジタル電力増幅器240に入力される。デジタル電力増幅器240は、プッシュプル接続された2つのスイッチ素子MOSFETなどと、電源と、これらスイッチ素子を駆動するゲートドライバーとを備えている。MCOMの出力がONの場合は、ハイ側のスイッチ素子がONになり、ロー側のスイッチ素子がOFFになって、電源の電圧VddがACOMとして出力される。また、MCOMの出力がOFFの場合は、ハイ側のスイッチ素子がOFFになり、ロー側のスイッチ素子がONになってグランドの電圧がACOMとして出力される。その結果、変調回路230の動作電圧とグランドとの間でパルス波状に変化するMCOMが、電源の電圧Vddとグランドとの間でパルス波状に変化するACOMに電力増幅される。この増幅では、プッシュプル接続された2つのスイッチ素子のON/OFFを切り換えているだけなので、アナログ波形を増幅する場合に比べれば、電力損失を抑制することが可能である。こうして電力増幅されたACOM電力増幅変調信号は、LC回路によって構成される平滑フィルター250を通すことによってCOM駆動信号に変換され、圧電素子116に印加される。また、COMは演算回路220に負帰還されるが、平滑フィルター250を通過することによって、COMはWCOMに対して位相が遅れている。そこで、COMを単純に負帰還させるのではなく、コンデンサーと抵抗とによって構成された位相進み補償回路260を通して位相を進ませる補償位相進み補償を行い、得られた信号をdCOMとして演算回路220に負帰還させるようになっている。A-3.デジタル電力増幅器で電力損失が発生するメカニズム:上述したように、デジタル電力増幅器240は、大きな電力損失を伴うことなく、変調信号MCOMを電力増幅してACOMを生成することが可能である。しかし、デジタル電力増幅器240でも、ある条件が成立すると電力増幅時に大きな電力損失が発生することがある。図3は、デジタル電力増幅器240で電力損失が発生する様子を示した説明図である。図示されるように、たとえば負荷に対して一定電圧を出力する場合には、変調信号のデューティー比がある値より小さくなると、急激に電力損失が増加する。変調信号のデューティー比が大きい場合にも、ある値を超えると急激に電力損失が増加する。このような現象が生じると、WCOMを変調してMCOMに変換してから増幅する効果が無くなってしまうので対策が必要となる。そのためには、このような現象が生じるメカニズムを明らかにしなければならない。図4は、デジタル電力増幅器240の内部構成を示した回路図である。図示されるように、デジタル電力増幅器240は、プッシュプル接続された2つのMOSFETと、電源Vddと、これらMOSFETを駆動するゲートドライバーとを備えている。また、それぞれのMOSFETには、ドレイン端子、ゲート端子、ソース端子の各端子間に寄生容量が存在する。図中のCdsはドレイン端子とソース端子との間に生じた寄生容量を示し、Cgdはドレイン端子とゲート端子との間に生じた寄生容量を、そしてCgsはゲート端子とソース端子との間の寄生容量を示している。ここで、Cdsは実際にはMOSFETの寄生ダイオードの接合容量であるが、便宜上、本実施例では寄生ダイオードとCdsとを個別に図示している。本願の発明者らは、負荷に対して、たとえば一定電圧あるいは、ほとんど一定の電圧を出力する場合には、これらの寄生容量が原因で、電力損失が発生していることを見いだした。図5は、デジタル電力増幅器240が電力増幅する動作を示した説明図である。デジタル電力増幅器240の中には、2つのMOSFETがプッシュプル接続されているが、図5では、これらのMOSFETをスイッチによって簡略化して表している。また、それぞれのMOSFETには、図4に示したように3種類の寄生容量が存在するが、図5では、これらの寄生容量を1つにまとめて表示している。尚、以下では、プッシュプル接続された2つのMOSFETの中でハイ側のMOSFETをMOSFETHと称し、ロー側のMOSFETをMOSFETLと称することにする。図5aは、MOSFETHがOFFでMOSFETLがONの状態に相当し、図5dは、MOSFETHがONでMOSFETLがOFFの状態に相当する。電力増幅時には、これら2つの状態が交互に切り換わる。また、MOSFETHがOFFでMOSFETLがONの状態を、単に出力状態がLの状態と称し、逆に、MOSFETHがONでMOSFETLがOFFの状態を、単に出力状態がHの状態と称するものとする。また、2つのMOSFETが共にONになると、電源Vddからグランドに向かって大きな突入電流が流れて素子に損傷を与える。そこで、こうしたことを回避するために、2つの状態を切り換える際には、MOSFETHおよびMOSFETLが何れもOFFとなる期間デッドタイム期間を経由して切り換えるようになっている。図5bは、出力状態がLの状態からHの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示しており、図5eは、出力状態がHの状態からLの状態に切り換わる際のデッドタイム期間の状態を示している。ここで、図5aに示した状態出力状態がLの状態に着目すると、この状態では、MOSFETHの寄生容量の一方の端子は電圧Vddに接続され、他方の端子はグランドに接続されている。従って、MOSFETHの寄生容量に電荷が蓄積充電される。また、MOSFETLの寄生容量については、何れの端子もグランドに接続されているので、電荷が蓄積されることはない。この状態からデッドタイム期間になると、図5bに示すように、MOSFETLがOFFになる。そしてデッドタイム期間が経過すると、今度はMOSFETHがONになる。ここで、ACOM電力増幅変調信号が出力される端子をVsとする。MOSFETHの寄生容量に着目すると、MOSFETHをONにしたとき、MOSFETHの寄生容量の電源Vddに接続されている側の端子と、Vsに接続されている側の端子は短絡状態となり、図5aの状態で蓄えられていたMOSFETHの寄生容量の電荷は、図5cの一点鎖線の矢印で示すような電流として流れる。また、MOSFETLの寄生容量に着目すると、MOSFETHをONにした瞬間に、MOSFETLの寄生容量のVsに接続されている側の端子は電圧Vddになり、またグランドに接続されている側の端子はグランドの電位に保たれているので、図5cの破線の矢印で示すような電流が流れ、MOSFETLの寄生容量が充電される。しかし、図5cで示した一点鎖線と破線の電流がMOSFETHで抵抗損失を発生させる。このようにしてMOSFETLの寄生容量が充電されると、最終的には図5dに示した状態出力状態がHの状態となる。この状態では、MOSFETLの寄生容量のVsに接続されている側の端子は電源Vddに接続され、反対側の端子はグランドに接続されているので電荷が蓄積充電されている。また、MOSFETHの寄生容量の端子は何れも電源Vddに接続されているので電荷が蓄積されることはない。以上では、図5aの状態出力状態がLの状態から図5dの状態出力状態がHの状態に切り換える場合について説明したが、今度は逆に、図5dの状態出力状態がHの状態から図5aの状態出力状態がLの状態に切り換える場合について説明する。図5dの状態からデッドタイム期間になると、図5eに示すように、MOSFETHをOFFにする。この状態では、MOSFETLの寄生容量は電圧Vddに充電されている。そしてデッドタイム期間が経過すると、MOSFETLがONになる。すると、MOSFETLの寄生容量のVsに接続されている側の端子とグランドに接続されている側の端子とが短絡状態となり、図5dの状態で蓄えられていたMOSFETLの寄生容量の電荷は、図5fの一点鎖線の矢印で示すような電流として流れる。また、MOSFETHの寄生容量の電源Vddに接続されている側の端子は電源Vddに接続され、Vsに接続されている側の端子はグランドに接続されるので、図5fの破線の矢印で示すような電流が流れ、MOSFETHの寄生容量が充電される。しかし、図5fで示した一点鎖線と破線の電流がMOSFETLで抵抗損失を発生させる。よって、このようにしてMOSFETHの寄生容量が充電されると、最終的には図5aに示した状態となる。以上は、デジタル電力増幅器240に平滑フィルター250が接続されていないものとして説明した。しかし、図2に示したようにデジタル電力増幅器240には平滑フィルター250が接続されているので、このことによる影響も考慮する必要がある。図6は、コイルとコンデンサーとによって構成される一般的な平滑フィルターに、一定周期Tで電圧Eと電圧0とに切り換わる電圧を印加した時に、一般的な平滑フィルターのコイルに流れる電流を示している。第1実施例のデジタル電力増幅器240の出力は、電圧Vddとグランドとを繰り返すから、図6の電圧Eを電圧Vddと読み替えれば、本実施例の平滑フィルター250に適用することができる。一定周期Tの中で電圧E電圧Vddに対応を印加している時間をtonとすると、デューティー比Dは、ton/Tパーセント表示の場合は100×ton/Tとなる。この状態は、平滑フィルター250から電圧Vout=D×Eを出力する場合に相当する。そして、このときにコイルには、電圧Eが印加されている期間では、電流がマイナス電源側に逆流している状態からほぼ直線的に増加してプラスグランドに向けて流れる状態に転じ、印加される電圧が電圧0になっている期間では、プラスからほぼ直線的に減少してマイナスに転じるようなノコギリ刃状の電流が流れる。また、平滑フィルター250から出力される電圧が、電圧Vout=D×Eで保たれているということから、一周期の間でコンデンサーに出入りする電荷が等しいから、プラス側への振幅の最大値とマイナス側への振幅の最大値とは等しくなる。図7には、平滑フィルター250のコイルに流れる電流Iの算出式が示されている。図7aは、電圧E電圧Vddに対応を印加している期間について示したものであり、図7bは、印加する電圧をグランドに落としている期間について示したものである。電圧Eを印加している期間にコイルに流れる電流Iは、図7a中の回路図で示される。平滑フィルター250を構成するコイルのインダクタンスをL、コンデンサーのキャパシタンスをC、コイルに流れる初期電流電圧E印加時に流れていた電流をI0、コンデンサーの初期電圧電圧Eの印加時でのコンデンサーの端子間電圧をE0とすると、電圧Eと、電流Iとの間には、1式で示した微分方程式が成立し、この方程式を解くと電流Iは2式によって求められる。ここで、ω0は、平滑フィルター250の共振周波数=1/√LCである。そして、電圧Eが印加されている時間tonは平滑フィルター250の共振周期に比べると十分に短いから、cosω0tはほぼ1とみなすことができ、sinω0tはほぼω0tとみなすことができる。すると2式は、3式で近似することができ、電流Iは時間tの経過とともに直線的に増加することが分かる。平滑フィルター250に印加する電圧がグランドに落とされている期間についても同様である。すなわち、印加する電圧をグランドに落としている期間にコイルに流れる電流Iは、図7b中の回路図で示すことができ、印加する電圧は0であるから、電流Iは4式で示した微分方程式が成立する。そしてこの方程式を解くと、印加する電圧がグランドの期間に流れる電流Iは5式によって求められる。また、sinω0tをω0tとみなして、cosω0tを1とみなすと、電流Iは6式で近似することができる。従って、印加する電圧がグランドに落とされている期間では、電流Iは時間tの経過とともに直線的に減少することが分かる。また、図6に示したように、電圧Eを印加した瞬間t=0では、電流I=-IAであるから、3式においてI0=-IAとなる。また初期電圧E0は、図6の電圧Vout=D×Eに等しい。更に、電圧Eを印加している期間から電圧をグランドに落とす期間に切り替わる直前の時間t=tonにおいては、3式においてIton=IAとなる。これらを3式に代入して整理すると、コイルに流れる電流の振幅IAは、図8aに示した7式によって示される。ただし、図6で示した周期Tの逆数をfcキャリア周波数とし、3式のtにton=Dfcを代入している。7式に示されるように、電流の振幅の大きさIAはデューティー比Dの二次関数であり、図8bに示すように、D=0.5デューティー比Dが50の時に最大値となる。以上のことから次のようなことが分かる。デジタル電力増幅器240の出力を平滑フィルター250で平滑化して一定電圧を負荷に印加する場合デューティー比が一定の場合、平滑フィルター250のコイルには、図6に示したようなノコギリ刃状の電流が流れる。電流の振幅がプラス側に最大となるのは、デジタル電力増幅器240の出力がグランドに立ち下がる瞬間出力状態がHからLの状態に切り換わる瞬間であり、マイナス側に最大となるのは、デジタル電力増幅器240の出力がグランドから立ち上がる瞬間出力状態がLからHの状態に切り換わる瞬間である。また、電流の絶対値|IA|は、デューティー比Dが50の時に最大となり、デューティー比Dが50から小さくなるにつれて、あるいは50から大きくなるにつれて小さくなる。デジタル電力増幅器240に平滑フィルター250を接続すると、平滑フィルター250のコイルに流れる電流Iがこのような挙動をすることを踏まえた上で、平滑フィルター250が接続された状態でのデジタル電力増幅器240の動作について説明する。図9は、図5aの状態デジタル電力増幅器240の出力がLの状態から、図5dの状態出力がHの状態に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図9aに示されるように、デジタル電力増幅器240の出力がLの状態MOSFETHがOFFで、MOSFETLがONの状態では、MOSFETHの寄生容量には電荷が蓄えられている。また、図6を用いて前述したように、デジタル電力増幅器240の出力がLからHの状態に切り換わる直前には、平滑フィルター250のコイルからデジタル電力増幅器240に向かって大きさIAの電流が流れている。図9aでは、コイルからの電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。この状態から、デジタル電力増幅器240の出力状態を切り換えるために、デッドタイム期間では二つのMOSFETを何れもOFFの状態にする。すると、平滑フィルター250のコイルには、自己誘導現象によって電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力が発生する。図9bに示した破線の矢印は、前述した起電力によって流れる電流を表している。MOSFETLはOFFに切り換わっているので、こちらを流れることはできない。その一方で、MOSFETLの寄生容量には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量にはコイルの逆起電力によって電流が流れ、充電される。また、MOSFETHの寄生容量については、コイルの逆起電力が発生する結果、寄生容量のVsに接続されている側の端子電圧が上昇するので、電源Vddに接続されている側の端子との端子間電圧が小さくなり、電流が流れる。その結果、MOSFETHの寄生容量に蓄えられていた電荷が電源Vddに回生される。そして、図9cに示すように、MOSFETHの寄生容量に蓄えられていた電荷を全て回生し、MOSFETLの寄生容量のVsに接続されている側の端子電圧が電圧Vddに達するまで寄生容量に電荷を蓄えた後に、MOSFETHをONにする。こうすれば、図5を用いて前述したように、デジタル電力増幅器240の出力をLからHの状態に切り換える際に、MOSFETHの寄生容量に残った電荷の放電、およびMOSFETLの寄生容量の充電に起因する電力損失は全く生じない。すなわち、図9aの状態を、デッドタイム期間の間に図9cの状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を抑制することができる。デジタル電力増幅器240の出力をHからLの状態に切り換える場合にも、同様なことが当て嵌まる。図10は、図5dの状態デジタル電力増幅器240の出力がHの状態から、図5aの状態出力がLの状態に切り換わる際のデッドタイム期間中に発生する現象を示した説明図である。図10aに示されるように、デジタル電力増幅器240の出力がHの状態MOSFETHがONで、MOSFETLがOFFの状態では、MOSFETLの寄生容量に電荷が蓄えられる。また、図6を用いて前述したように、デジタル電力増幅器240の出力がHからLの状態に切り換わる直前には、デジタル電力増幅器240から平滑フィルター250のコイルに向かって大きさがIAの電流が流れている。図10aでは、デジタル電力増幅器240の電源Vddからコイルに向かって電流が流れる様子が、破線の矢印によって表されている。この状態から、デジタル電力増幅器240の出力状態をHからLに切り換えるために、デッドタイム期間では二つのMOSFETを何れもOFFの状態にする。すると、平滑フィルター250のコイルには自己誘導現象によって、電流をそのまま流し続けようとする方向に起電力が発生する。図10bに示した破線の矢印は、前述した起電力によって流れる電流を表している。MOSFETHはOFFに切り換わっているので、電源Vddからの電流はこちらを流れることはできない。その一方で、MOSFETHの寄生容量には電荷が全く蓄えられていないので、この寄生容量にはコイルの逆起電力によって電流が流れ、充電される。また、MOSFETLの寄生容量については、コイルの逆起電力が発生する結果、寄生容量のVsに接続されている側の端子の電圧が低下するので、グランドに接続されている側の端子との端子間電圧が小さくなり、電流が流れる。その結果、MOSFETLの寄生容量に蓄えられていた電荷が平滑フィルター250のコンデンサーに回生される。そして、図10cに示すように、MOSFETLの寄生容量に蓄えられていた電荷を全て回生し、MOSFETHの端子間電圧が電圧Vddに達するまで寄生容量に電荷を蓄えた後に、MOSFETLをONにする。こうすれば、図5を用いて前述したように、デジタル電力増幅器240の出力をHからLの状態に切り換える際に、MOSFETLの寄生容量に残った電荷の放電、およびMOSFETHの寄生容量の充電に起因する電力損失は全く生じない。すなわち、図10aの状態を、デッドタイム期間の間に図10cの状態まで持って行くことができれば、電力損失の発生を抑制することができる。このように、デジタル電力増幅器240の出力状態を切り換えたときに、平滑フィルター250のコイルで大きな逆起電力を発生させることができれば、デジタル電力増幅器240で発生する電力損失を大幅に抑制することが可能となる。しかし、図8aに示したように、デューティー比が小さい場合、または大きい場合はコイルに流れる電流値が小さく、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができなくなったために、図3で示したような大きな電力損失が生じたものと考えられる。A-4.デジタル電力増幅器での電力損失を回避するメカニズム:図11には、コイルで十分な大きさの逆起電力を発生させることができる場合と、十分な大きさの逆起電力を発生させることができなかった場合とについて、デジタル電力増幅器240の動作が切り換わる様子が示されている。図11aは十分な大きさの逆起電力が発生した場合を示し、図11bは過不足のない大きさの逆起電力が発生した場合を、図11cは逆起電力の大きさが不足する場合を示している。先ず始めに、最も単純な場合である図11bの場合について説明する。デジタル電力増幅器240の出力状態がLの状態から、デッドタイム期間に切り換わる直前では、図6に示したようにコイルの電流Iはマイナス方向逆流する方向に流れている。また、デジタル電力増幅器240の出力電圧は0である。この状態を、状態[A]と呼ぶことにする。続いて、MOSFETLをOFFに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図9bを用いて前述したように、コイルの逆起電力によってMOSFETLの寄生容量の電荷が充電され、MOSFETHの寄生容量に電荷が回生されて、それに伴ってデジタル電力増幅器240の出力電圧が上昇し、デッドタイム期間が終了する時に、ちょうど電圧Vddに達する。コイルの逆起電力によってデジタル電力増幅器240の出力電圧が上昇している状態を、状態[B]と呼ぶことにする。デッドタイム期間を終了して、デジタル電力増幅器240の出力状態がHの状態になると、図6を用いて前述したように、初めのうちはコイルにマイナス方向コイルからデジタル電力増幅器240に向かう方向の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、プラス方向デジタル電力増幅器240からコイルに向かう方向に電流が流れるようになる。デジタル電力増幅器240の出力電圧が電圧Vddで、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態を、状態[C]と呼び、コイルの電流が逆転してプラス方向の電流が流れるようになった状態を、状態[D]と呼ぶことにする。その後、デジタル電力増幅器240の出力状態がHの状態から、MOSFETHをOFFに切り換えてデッドタイム期間に移行すると、図10bを用いて前述したように、コイルの逆起電力によってMOSFETLの寄生容量の電荷が回生され、MOSFETHの寄生容量に電荷が充電されて、それに伴ってデジタル電力増幅器240の出力電圧が低下する。そして、デッドタイム期間が終了する時に、電圧0まで低下する。コイルの逆起電力によってデジタル電力増幅器240の出力電圧が低下している状態を、状態[E]と呼ぶことにする。デッドタイム期間を終了して、デジタル電力増幅器240の出力状態がLの状態になると、図6を用いて前述したように、初めのうちはコイルにプラス方向の電流が流れているが、途中で電流の向きが逆転して、マイナス方向に電流が流れるようになる。デジタル電力増幅器240の出力電圧が電圧0で、コイルにプラス方向の電流が流れている状態を、状態[F]と呼ぶことにする。また、コイルにマイナス方向の電流が流れている状態は、前述した状態[A]である。以上では、デッドタイム期間に移行したときに、過不足のない大きさの逆起電力がコイルで発生した場合に、デジタル電力増幅器240の動作が切り換わる様子について説明した。これに対して、十二分な大きさの逆起電力がコイルで発生した場合には、デジタル電力増幅器240の動作は図11aに示すように切り換わる。先ず、デジタル電力増幅器240の出力状態がLの状態の時は、前述した状態[A]となっており、デッドタイム期間に切り換わると状態[B]、すなわち、コイルの逆起電力によってMOSFETLの寄生容量が充電され、またMOSFETHの寄生容量の電荷が回生されて、デジタル電力増幅器240の出力電圧が上昇していく状態となる。そして、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、MOSFETLの寄生容量への充電およびMOSFETHの寄生容量の電荷回生が完了しすなわち、デジタル電力増幅器240の出力電圧がVddに達して、それ以降は、MOSFETHの寄生ダイオードを通って、電荷が電源Vddに逆流する状態となる。このような状態を、状態[G]と呼ぶ。状態[G]では、デジタル電力増幅器240の出力電圧は、MOSFETHの寄生ダイオードの電圧降下分だけ、電圧Vddよりも高くなる。その後、デジタル電力増幅器240の出力状態がHの状態では、前述した状態[C]出力電圧がVddであり、コイルの電流がマイナスの状態から、前述した状態[D]出力電圧がVddであり、コイルの電流がプラスの状態へと推移する。そして、デッドタイム期間になると、前述した状態[E]コイルの逆起電力によってMOSFETLの寄生容量の電荷が回生され、またMOSFETHの寄生容量が充電されて出力電圧が低下していく状態となる。そして、この場合も、コイルで十二分な大きさの逆起電力が発生している場合は、デッドタイム期間が終了する前に、MOSFETLの寄生容量からの電荷の回生、およびMOSFETHの寄生容量の充電が完了しすなわち、デジタル電力増幅器240の出力電圧が0まで低下して、それ以降は、MOSFETLの寄生ダイオードを介してグランド側から電荷を吸い出す状態となる。このような状態を、状態[H]と呼ぶ。状態[H]では、デジタル電力増幅器240の出力電圧は、MOSFETLの寄生ダイオードの電圧降下分だけ、電圧0よりも低くなる。これに対して、コイルで発生する逆起電力が不足している場合は、デジタル電力増幅器240の動作は図11cに示すようにして切り換わる。デジタル電力増幅器240の出力状態がLの状態からデッドタイム期間に切り換わって、デッドタイム期間が終了するまでの動作は、図11aあるいは図11bを用いて前述した動作と同様である。すなわち、状態[A]から状態[B]へと切り換わる。しかし、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デッドタイム期間状態[B]が終了しても、デジタル電力増幅器240の出力電圧がVddに達しておらず、MOSFETLの寄生容量への充電が完了しない。また、MOSFETHの寄生容量からの電荷の回生も完了しない。この状態でデッドタイム期間が終了し、デジタル電力増幅器240の出力状態がHの状態に切り換わった後、MOSFETHを介して電流が流れ、MOSFETLの寄生容量への充電、およびMOSFETHの寄生容量に残っている電荷の放電が完了するまで、出力電圧が電圧Vddまで上昇するようになる。このような状態を、状態[I]と呼ぶ。状態[I]の期間は、図5aの状態から図5dの状態に切り換えた場合と同様に、MOSFETHで抵抗による電力損失が発生する。また、コイルで発生する逆起電力の大きさが不足していると、デジタル電力増幅器240の出力状態をHからLに切り換える時、すなわち状態[D]から状態[E]に切り換える時にも同様な現象が発生する。この場合、デッドタイム期間状態[E]が終了しても、デジタル電力増幅器240の出力電圧が0まで低下しておらず、MOSFETLの寄生容量からの電荷の回生が完了しない。同様に、MOSFETHの寄生容量への充電も完了しない。この状態でデッドタイム期間が終了し、デジタル電力増幅器240の出力状態がLの状態に切り換わった後、MOSFETLを介して電流が流れ、MOSFETHの寄生容量への充電、およびMOSFETLの寄生容量に残っている電荷の放電が完了するまで、出力電圧が電圧0まで低下するようになる。このような状態を、状態[J]と呼ぶ。状態[J]の期間は、図5dの状態から図5aの状態に切り換えた場合と同様に、MOSFETLで抵抗による電力損失が発生する。以上に説明したように、デジタル電力増幅器240が状態[I]あるいは状態[J]になると電力損失が発生する。そして、これらの状態は、パルス変調のキャリア周波数fcに対応する非常に高い頻度で発生するから、結果的に、たいへんに大きな電力損失を発生させることになる。従って、このようなデジタル電力増幅器240での電力損失を回避するためには、状態[I]および状態[J]が発生しないようにすればよい。そこで、これらの状態が発生しないための条件について検討する。図12aは、状態[I]および状態[J]が発生しない条件を説明した図である。状態[I]は、状態[B]でのデッドタイム期間が経過した時に、デジタル電力増幅器240の出力電圧が電圧Vddに達していない場合に発生する。換言すれば、状態[I]が発生しないための条件は、デッドタイム期間内にデジタル電力増幅器240の出力電圧が、電圧0から電圧Vdd以上に上昇することである。ここで、MOSFETHおよびMOSFETLの寄生容量のキャパシタンスを、それぞれCossHおよびCossLとすると、状態[B]での出力電圧Vの上昇は、図12a中に示した8式で表示される。ただし、Cossは出力容量で、一般的にCoss=CdsCgdで表される。また、Cossのキャパシタンスの割合が、Cdsの分が支配的である場合には、Coss≒Cdsとして考えてもよい。尚、8式中のIAは、デッドタイム期間に切り換わった瞬間にコイルに流れていた電流の大きさである。従って、デジタル電力増幅器240の出力状態がLからHに切り換わる際のデッドタイム期間をTd1とすると、状態[I]が発生しないための条件は、図12b中に10式で示した条件を満足することとなる。同様に、状態[J]は、状態[E]でのデッドタイム期間が経過した時に、デジタル電力増幅器240の出力電圧が電圧Vddから電圧0まで低下していない場合に発生する。状態[E]での出力電圧Vの低下は、図12a中に示した9式で表示される。従って、デジタル電力増幅器240の出力状態がHからLに切り換わる際のデッドタイム期間をTd2とすると、状態[J]が発生しないための条件は、図12c中に11式で示した条件を満足することとなる。ここで、10式および11式の中で、CossH、CossLは、MOSFETの仕様によって決まる値なので変更は難しい。また、Td1、Td2は、高速なスイッチングを行う為にはなるべく短い時間で設計する必要があり、デジタル電力増幅器240の出力パルスの最小時間幅が決められると、それ以上の長さの時間には設計できず、変更は難しい。また図8a中の7式で示したように、IAの式には電圧E、すなわちVddが含まれるから、Vddを変更することで10式および11式で示した条件を満足させることは出来ない。これに対してIAは7式で示されるように、パルス変調時のキャリア周波数fcによって変更することができる。ちなみに、7式中のLは、平滑フィルター250のコイルのインダクタンスであり、平滑フィルター250の必要な特性を確保しようとすると、この値を大きく変更することはできない。また、デューティー比Dは、平滑フィルター250から出力しようとする電圧値と対応しているため、この値は変更することができない。従って、10式および11式を満足させるために、比較的容易に変更可能なパラメーターは、キャリア周波数fcのみとなっている。換言すれば、パルス変調時のキャリア周波数fcを、10式および11式を満足するように変更してやれば、たとえデューティー比が上限値付近や下限値付近の値となっても、デジタル電力増幅器240での電力損失を増加させないようにすることが可能となる。第1実施例の容量性負荷駆動回路200は、このような原理に基づいて、デジタル電力増幅器240での電力損失が増加しないように、パルス変調時のキャリア周波数fcを変更している。以下、第1実施例の容量性負荷駆動回路200で、デューティー比の上限付近あるいは下限付近の一定電圧で負荷を駆動しているときの電力損失の増加を回避する方法について具体的に説明する。A-5.第1実施例での電力損失の増加の回避方法:図13は、第1実施例の容量性負荷駆動回路200で、デジタル電力増幅器240での電力損失の増加を回避する方法を示した説明図である。図2を用いて前述したように、第1実施例の駆動波形信号発生回路210は、COM駆動信号の元となるWCOM駆動波形信号を出力しており、そのための情報駆動波形信号情報を内蔵する波形メモリーに記憶している。図13bは、第1実施例の駆動波形信号発生回路210が記憶している駆動波形信号情報を示した説明図である。図示されるように、駆動波形信号情報には、WCOMの出力を開始してからの経過時間と、そのときに出力する電圧と、フラグの設定値以下、flagと表記するとが記憶されている。尚、変調回路230で用いられる三角波の振幅が決まっているとすると、WCOMの電圧値と、デューティー比Dとは一対一の関係となる。図14は、駆動波形信号発生回路210に記憶されている駆動波形信号情報を例示した説明図である。図中に斜線を付して示した領域は、WCOMの電圧従ってデューティー比Dが上限付近図示した例ではデューティー比Dが80以上、あるいは下限付近図示した例ではデューティー比Dが20以下の値を取る領域である。そして、これらの領域内でWCOMの傾きが0の場合あるいは極めて小さい場合はflagが1に設定され、それ以外の場合にはflagが0に設定されている。このようなflagを設定するための処理については後述する。図13aに示されるように、第1実施例の駆動波形信号発生回路210は、波形メモリーに記憶されている駆動波形信号情報を読み出してWCOMを演算回路220に出力し、flagをキャリア周波数変更手段270に出力する。また、キャリア周波数変更手段270には、図13cに示すようなflagとキャリア周波数fcとの対応関係が記憶されている。そして、駆動波形信号発生回路210から受け取ったflagに対応するキャリア周波数fcを選択して、変調回路230に設定する。このようにすることで、図3に示したような現象、すなわち、デューティー比の上限付近あるいは下限付近の一定電圧あるいは一定に近い電圧で負荷を駆動しているときにデジタル電力増幅器240での電力損失が急激に増加する現象を回避することが可能となる。図15は、第1実施例のデジタル電力増幅器240で電力損失の増加を回避可能な理由を示した説明図である。尚、以下では、特に断らない限り、一定電圧従って、一定のデューティー比で負荷を駆動しているものとする。仮に、デューティー比によらずキャリア周波数をfc0に固定したとすると、平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅IAは、図8の7式で与えられ、デューティー比が50から遠ざかるに従って振幅IAは小さくなる。その結果、振幅IAが、図12に示した10式あるいは11式を満たさなくなると、図11cに示した現象が発生して、デジタル電力増幅器240で大きな電力損失を発生させる。そこで、図12の10式および11式の等号が成立するような振幅IA、あるいはこの振幅IAよりも少しだけ余裕を持たせた大きめの振幅を、閾値の振幅Ithとして設定しておき、図8の7式で与えられる振幅IAが閾値の振幅Ith以下となるデューティー比では、図15aに示すようにキャリア周波数をfc0からfc1に引き下げる。図15では、20以下のデューティー比あるいは80以上のデューティー比では、閾値の振幅Ithを下回るものとしている。また、引き下げるキャリア周波数fc1は、下限のデューティー比ここではデューティー比D=5および上限のデューティー比ここではデューティー比D=95でも、図8の7式で得られる振幅IAが、閾値の振幅Ithを下回らないあるいは振幅Ithと等しくなる周波数に設定する。こうすれば、図15a中に太い破線で示したように、全てのデューティー比で、平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅IAを、閾値の振幅Ith以上に保っておくことができる。その結果、図11cに示した状態[I]および状態[J]が発生しないようにすることができるので、図15b中に太い破線で示したように、デューティー比の下限付近低デューティーあるいは上限付近高デューティーで電力損失が増加する現象を回避することが可能となる。最後に、駆動波形信号情報のWCOMに対してflagを設定するフラグ設定処理について説明しておく。図16は、駆動波形信号情報のflagを設定する処理を示すフローチャートである。フラグ設定処理を開始すると、先ず始めに、XX-12LIth/Vddfc0=0を満足するXを算出するステップS100。ここで、Lは平滑フィルター250のコイルのインダクタンスであり、Ithはコイルを流れる電流の閾値の振幅Ithであり、Vddはデジタル電力増幅器240の電源の電圧である。従って、求められたXは、平滑フィルター250のコイルを流れる電流の振幅IAが閾値の振幅Ithとなるようなデューティー比を示している。続いて、WCOMの中で、電圧値の時間に対する傾きが0すなわち電圧値が一定の期間を抽出する。また、抽出箇所の個数mを記憶しておくステップS102。そして、変数nを1に設定した後ステップS104、抽出しておいたn番目の箇所のデューティー比Dを算出するステップS106。デューティー比Dは、WCOMが示す電圧値を、変調回路230がパルス変調時に用いる三角波の振幅電圧で除算することによって算出することができる。そして、求められたデューティー比Dが、先に算出しておいたXよりも小さいか否か、あるいは1-Xよりも大きいか否かを判断するステップS108。前述したようにXは、平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅IAが、閾値の振幅Ithとなるデューティー比であるから、ステップS108では結局、コイルに流れる電流の振幅IAが、閾値の振幅Ithよりも小さくなるようなデューティー比Dか否かを判断していることになる。その結果、算出したデューティー比DがXよりも小さいか、1-Xよりも大きかった場合にはステップS108:yes、キャリア周波数を切り換える必要があるものと判断できるので、その期間n番目の抽出期間のflagを1に設定するステップS110。これに対して、算出したデューティー比DがXよりも大きく、且つ1-Xよりも小さかった場合にはステップS108:no、キャリア周波数を切り換える必要はないと判断できるので、その期間n番目の抽出期間のflagを0に設定するステップS112。このようにして、n番目の抽出期間についてflagを設定したら、その抽出期間がm番目であるか否かを判断するステップS114。その結果、m番目の抽出期間ではなかった場合はステップS114:no、まだflagを設定していない抽出期間が残っていることになるので、nに1を加算した後ステップS118、新たなnについて、ステップS106以降の処理を行う。これに対して、flagを設定した抽出期間がm番目の抽出期間であった場合はステップS114:yes、抽出した全ての期間についてflagを設定したことになる。そこで、抽出していない期間のflagに0を設定するべく、flagが1に設定されていない期間のflagを全て0に設定した後ステップS116、図16のフラグ設定処理を終了する。このようにしてフラグを設定してやれば、種々のWCOMに対して適切にflagを設定することができる。たとえば、図17aに示すように、WCOMの途中に電圧の傾きが0で、デューティー比が高い期間が存在している場合には、この期間のflagを1に設定することができる。また、図17bに示すように、電圧の傾きが0の期間が存在していても、デューティー比が中間的な値を取る場合には、この期間のflagは0のままに設定しておくことができる。このように、図16のフラグ設定処理によれば、駆動波形信号情報のflagを適切に設定して、キャリア周波数を切り換えることができる。その結果、たとえデューティーが高い期間でも、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。A-6.第1実施例の変形例:以上に説明した第1実施例では、キャリア周波数fcを切り換えるためのflagが、駆動波形信号発生回路210がWCOMを記憶している駆動波形信号情報の中に、予め組み込まれているものとして説明した。この場合、キャリア周波数変更手段270は、駆動波形信号発生回路210から出力されるflagに従って、キャリア周波数fcを変更すればよい。もっとも、図16を用いて前述したように、flagはWCOMの電圧値に基づいて設定することができるので、キャリア周波数変更手段270の内部でflagを生成し、得られたflagに基づいてキャリア周波数fcを切り換えるようにしてもよい。図18は、第1実施例の変形例のキャリア周波数変更手段270が、キャリア周波数fcを切り換える様子を示した説明図である。変形例の駆動波形信号発生回路210が記憶している駆動波形信号情報には、時間およびWCOMの電圧値が記憶されているが、flagは記憶されていない。そして、駆動波形信号発生回路210は、演算回路220とキャリア周波数変更手段270とにWCOMを出力する。変形例のキャリア周波数変更手段270では、駆動波形信号発生回路210から受け取ったWCOMに基づいて、フラグ生成回路でflagを生成する。そして、生成したflagに基づいてキャリア周波数fcを変更する。このようにしても、デューティー比に関わらず、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。B.第2実施例:上述した第1実施例では、キャリア周波数fcを、周波数fc0と周波数fc1との二段階に切り換えるものとしていた。すなわち、平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅が、閾値の振幅Ithよりも小さくなると、キャリア周波数fcをfc0からfc1に一気に引き下げるものとしていた。これに対して、より多くの種類のキャリア周波数fcを用意しておき、キャリア周波数fcを徐々に切り換えるようにしても良い。以下では、このような第2実施例について説明する。尚、第2実施例では、前述した第1実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。B-1.第2実施例での電力損失の増加の回避方法:図19は、第2実施例でデジタル電力増幅器240での電力損失の増加を回避する様子を示した説明図である。前述した第1実施例では、デューティー比は5~95の範囲で用いられ、このうち20以下あるいは80以上のデューティー比では、キャリア周波数fcをfc0からfc1に引き下げていた。ここで、デューティー比20あるいは80は、キャリア周波数fcがfc0の時に平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅IAが、閾値の振幅Ithに達するデューティー比である。これに対して、第2実施例では、デューティー比の5~20の間に、たとえば9、13、17といった複数のデューティー比を設定する。デューティー比が5~9の間ではキャリア周波数をfc1、デューティー比が9~13の間ではキャリア周波数をfc2、デューティー比が13~17の間ではキャリア周波数をfc3、デューティー比が17~20の間ではキャリア周波数をfc4といったように、多段階にキャリア周波数fcを切り換えていく。デューティー比が80~95の間についても同様に、たとえば84、88、92といった複数のデューティー比を設定する。デューティー比が80~84の間ではキャリア周波数をfc4、デューティー比が84~88の間ではキャリア周波数をfc3、デューティー比が88~92の間ではキャリア周波数をfc2、デューティー比が92~95の間ではキャリア周波数をfc1といったように、多段階にキャリア周波数fcを切り換えていく。ここで、デューティー比が5~20の間を分割する数や、分割するデューティー比は、適宜設定することができる。また、それぞれの期間で設定するキャリア周波数fcnは、図19cに示した計算式で設定することができる。ここで、Xnは、デューティー比が5~20の間を区切るデューティー比を示している。また、図19cの計算式によって得られる周波数fcnは、デューティー比がXnからXn1の間で、コイルに流れる電流の振幅IAが閾値の振幅Ithを下回らない周波数の上限値である。従って、このような計算式に基づいて、それぞれの期間でのキャリア周波数fcを切り換えていけば、どのようなデューティー比を取る場合でも、コイルに流れる電流の振幅IAが閾値の振幅Ithを下回らないようにすることができ、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。ここで、平滑フィルター250はローパスフィルタである為、キャリア周波数fcの値を引き下げるほど、平滑フィルター250におけるキャリア周波数成分の振幅減衰量は小さくなる。キャリア周波数成分の振幅減衰量が小さくなると、COM駆動信号に重畳されるキャリアリップルの振幅が大きくなってしまう。上述したように、第1実施例では、20以下のデューティー比あるいは80以上のデューティー比の範囲において、キャリア周波数fcをfc0からfc1に一気に引き下げていた。従って上述した理由から、20以下のデューティー比あるいは80以上のデューティー比の範囲では、COM駆動信号に重畳されるキャリアリップルの振幅は一律に大きくなってしまう。また、上述したように、第2実施例では、デューティー比が17~20の間ではfc4fc1<fc4、デューティー比が13~17の間ではキャリア周波数をfc3fc1<fc3、デューティー比が9~13の間ではキャリア周波数をfc2fc1<fc2というように段階的に引き下げている。従ってデューティー比が9~20の期間では、第2実施例は第1実施例と比較して出力にキャリアリップルが重畳することを抑制することが可能となる。B-2.第2実施例の変形例:上述した第2実施例では、デューティー比に応じてキャリア周波数fcを多段階に切り換えるものとして説明した。これに対して、デューティー比に応じてキャリア周波数fcを連続的に切り換えるようにしても良い。図20には、デューティー比に応じて、キャリア周波数fcをfc1からfc0の間で連続的に切り換えている様子が示されている。こうしてキャリア周波数fcを連続的に切り換えてやれば、デューティー比が20以下、あるいは80以上となった場合でも、平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅IAを閾値の振幅Ithに保持しておくことができる。その結果、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。図21は、デューティー比に応じてキャリア周波数fcを連続的に切り換えるために行われるキャリア周波数切換処理のフローチャートである。この処理は、駆動波形信号発生回路210がWCOMの出力を開始すると、キャリア周波数変更手段270によって実行される処理である。尚、第2実施例の変形例では、駆動波形信号発生回路210の波形メモリーには、図13bに示したようなflag付きの駆動波形信号情報が記憶されているものとする。キャリア周波数切換処理では、先ず初めに、キャリア周波数fcを標準の周波数fc0に設定しておくステップS200。そして、駆動波形信号発生回路210からWCOM駆動波形信号の出力が開始されると、駆動波形信号発生回路210から駆動波形信号情報WCOMの電圧およびflagを取得するステップS202。そして、取得したflagが1か否かを判断するステップS204。flagは、図16を用いて前述したフラグ設定処理によって設定されており、flagが1であれば、キャリア周波数fcを標準の周波数fc0から変更する必要があることを表している。そこで、flagが1であった場合はステップS204:yes、駆動波形信号情報として受け取ったWCOMの電圧値から、デューティー比Dを算出するステップS206。前述したようにデューティー比Dは、WCOMが示す電圧値を、変調回路230がパルス変調時に用いる三角波の振幅電圧で除算することによって算出することができる。続いて、算出したデューティー比Dから、次式によってキャリア周波数fcを算出するステップS203。fc=D1-DVdd/2LIthここで、Lは平滑フィルター250のコイルのインダクタンスであり、Ithはコイルに流れる電流の閾値の振幅である。また、Vddはデジタル電力増幅器240で用いられる電源が発生する電圧である。また、図8に示した7式から明らかなように、この計算式によって得られたキャリア周波数fcは、あるデューティー比Dが与えられたときに、コイルに流れる電流の振幅IAが、閾値の振幅Ithとなるようなキャリア周波数fcとなっている。そして、変調回路230でパルス変調に用いる三角波のキャリア周波数を、こうして算出したキャリア周波数fcに変更するステップS210。以上では、駆動波形信号情報として取得したflagが1に設定されていた場合ステップS204でyesと判断した場合の処理について説明したが、flagの設定が1ではなかった場合はステップS204:no、キャリア周波数fcは、標準の周波数fc0に設定しておけばよいステップS212。続いて、駆動波形信号発生回路210がWCOMの出力を終了するか否かを判断しステップS214、WCOMの出力を継続する場合はステップS214:no、ステップS202に戻って、新たな駆動波形信号情報を取得した後、続く一連の処理を行う。これに対して、WCOMの出力を終了する場合はステップS214:yes、そのまま、図21に示したキャリア周波数切換処理を終了する。以上に説明した第2実施例の変形例では、変調回路230から出力されるMCOMのデューティー比が上限付近あるいは下限付近となった場合でも、平滑フィルター250のコイルに流れる電流の振幅IAが、閾値の振幅Ithに保たれるようにキャリア周波数fcを切り換えることができる。このため、デューティー比に関わらず、デジタル電力増幅器240での電力損失の増加を回避しながら、平滑フィルター250からの出力にキャリアリップルが重畳することも抑制することが可能となる。C.第3実施例:上述した第1実施例および第2実施例では、平滑フィルター250の出力電圧すなわち、COMが一定電圧である場合について説明した。しかし、平滑フィルター250の出力電圧は、必ずしも完全な一定電圧である必要はない。たとえば出力電圧が緩やかに変化する場合であれば、上述した説明が同様に成立する。また、出力電圧が急激に変化するのでなければ、短時間だけ同様な説明が成立する可能性がある。以下では、平滑フィルター250からの出力電圧が変化する場合に拡張した第3実施例について説明する。尚、第3実施例でも、前述した第1実施例あるいは第2実施例と異なる構成についてのみ説明し、同様な構成については説明を省略する。図22は、COM駆動信号が一定ではない場合に平滑フィルター250のコイルを流れる電流Iを示した説明図である。駆動しようとしている圧電素子116は容量性負荷であるから、平滑フィルター250から圧電素子116に向かって電流が流れ込むことによってCOMの電圧が上昇し、圧電素子116から平滑フィルター250に向かって電流が逆流することによってCOMの電圧が低下する。このため、平滑フィルター250のコイルには、COM駆動信号に対して半周期だけ位相が進んだ電流Iが流れる。また、平滑フィルター250のコイルには、デジタル電力増幅器240から電圧Vddのパルス波形が出力されている。このため、図7で示した3式および6式で表されるように、コイルには、COMに対して半周期だけ位相が進んだ波形に、変調回路230での変調周期に対応する小さな脈動が重畳した波形の電流Iが流れることになる。従って、たとえば図22aに破線で示したように、電圧の振幅が大きなCOMを出力しようとすると、平滑フィルター250のコイルに流れる電流Iは、図中に実線で示した波形の電流となる。駆動信号が0から極大値に向かって上昇している期間では、電流Iは常にデジタル電力増幅器240からコイル側に向かって流れている。この場合は、A-3で説明した、デッドタイム期間中のMOSFETHの寄生容量の電荷回生、およびMOSFETLの寄生容量の充電が行われない。従って、前述したような、低デューティー時や高デューティー時のデジタル電力増幅器240での電力損失の増加を抑制することは難しい。また、駆動信号が極大値から0に向かって下降している期間では、電流Iは常にコイルからデジタル電力増幅器240に向かって流れるので、同様にA-3で説明したデッドタイム期間中のMOSFETLの寄生容量の電荷回生、およびMOSFETHの寄生容量の充電が行われない。従って、前述したような、低デューティー時や高デューティー時のデジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することは難しい。これに対して、図22bに破線で示したように、電圧の振幅が小さなCOMを出力する場合には、図中に実線で示すように、電流Iは1変調周期内で方向が切り換わる形となる。すなわち、A-3で説明したような、デッドタイム期間中のMOSFETHまたはLの寄生容量の電荷回生、およびMOSFETLまたはHの寄生容量の充電が行われる。従って前述したように、デジタル電力増幅器240での電力損失の増加を抑制することが可能である。すなわち、デッドタイム期間に突入する直前にコイルに流れている電流Iの振幅IAの絶対値が、前述した閾値の振幅Ithの絶対値を下回らないようにしておけば、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。そこで、変調周期内で増減する電流Iの上限値IAおよび下限値IA-に着目する。図22cに示されるように、上限値IAは、COMを印加することに因る成分Iloadに、パルス変調に伴う成分Idを加算したものである。また、下限値IA-は、COMを印加することに因る成分Iloadに、パルス変調に伴う成分Idを加算したものである。ここで図22c中に示されるように、COMに起因する成分Iloadは、COMの電圧値VCOMの時間微分に、平滑フィルター250を構成するコンデンサーおよび圧電素子116の合成容量を乗算した電流値となる。図22c中に示したClpfは、平滑フィルター250を構成するコンデンサーのキャパシタンスを示しており、Cloadは、圧電素子116のキャパシタンスを表している。従って、Iloadは、COMによって決定されてしまう。これに対して、パルス変調に伴う成分Id、Id-は、パルス変調時のキャリア周波数fcによって変更することが可能である。このことから、上限値IAの絶対値および下限値IA-の絶対値が、前述した閾値の振幅Ithを下回らないようにキャリア周波数fcを変更すれば、COMが図22bに示したようにゆっくりと変化する場合でも、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。尚、キャリア周波数fcを変更する態様としては、COMの電圧値に対して刻々と変化する上限値IAおよび下限値IA-を、図22c中に示した算出式を用いて計算し、これら上限値IAおよび下限値IA-が、閾値の振幅Ithを下回らないようにキャリア周波数fcを変更するようにすることができる。あるいは、COMの電圧値に応じて刻々とキャリア周波数fcを変更するのではなく、上限値IAの最小値IAminと、下限値IA-の最大値IA-maxとを予め求めておき、何れの絶対値も、閾値の振幅Ithを下回らないようにキャリア周波数fcを変更するようにしても良い。また、図22aに示すように、COM駆動信号が短時間で大きく変化する場合でも、平滑フィルター250を構成するコイルの電流Iが電流0を横切る際には、短時間ではあるが図9および図10を用いて前述した説明が成り立つ場合がある。コイルの電流Iが電流0になるのは、COM駆動信号が極値極大値または極小値となる場合であるから、デューティー比Dが上限付近あるいは下限付近で、尚且つCOMが極値となる場合には、キャリア周波数fcを予め定めておいた周波数fc1に引き下げるようにしてもよい。このようにしても、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。尚、平滑フィルター250のコイルに流れる電流Iの中のCOMに起因する成分Iloadは、図22cに示したように、圧電素子116のキャパシタンスCloadによって変化する。従って、流体噴射装置100の脈動発生部110が付け替えられた場合には、新たな圧電素子116のキャパシタンスCloadに関する情報負荷情報を取得可能としておいてもよい。図23は、第3実施例において負荷情報を取得可能とした変形例の回路構成を示した説明図である。図示した変形例では、付け替えられた脈動発生部110の負荷情報ここでは、圧電素子116のキャパシタンスCloadに関する情報を取得する負荷情報取得手段280が設けられており、キャリア周波数変更手段270は、負荷情報取得手段280から負荷情報を取得することが可能である。図24は、負荷情報を取得する一例を示した説明図である。図示した例では、圧電素子116の側脈動発生部110に圧電素子116のキャパシタンスCloadを示すIDタグ284が設けられている。そして、流体噴射装置100の操作者が、IDタグ284に記載された負荷情報を読み取って、負荷情報取得手段280に設けられたスイッチ282のON/OFFを設定することで、キャリア周波数変更手段270に負荷情報を入力することができる。その結果、脈動発生部110が付け替えられて、圧電素子116のキャパシタンスCloadが変わった場合でも適切にキャリア周波数fcを変更して、デジタル電力増幅器240で電力損失が増加することを回避することが可能となる。あるいは、図25に示したように、圧電素子116の側脈動発生部110に、負荷情報を記憶したROM286を内蔵しておき、この負荷情報を、負荷情報取得手段280に設けられたROMデータリード回路288で読み出すことによって、負荷情報を取得するようにしても良い。このようにしても、脈動発生部110が付け替えられると、新たな圧電素子116のキャパシタンスCloadに関する情報がキャリア周波数変更手段270に伝わって、適切にキャリア周波数fcを変更することができるので、デジタル電力増幅器240で電力損失が増加することを回避することが可能となる。D.変形例1:ここで、以上に述べた各種実施例においては、図4に示したように、デジタル電力増幅器240はプッシュプル接続された2つのスイッチ素子で構成され、そのスイッチ素子の例としてMOSFETを挙げて説明してきた。またそのMOSFETは、構造上内部にボディダイオードが寄生的に形成されており、そのボディダイオードの接合容量がスイッチ素子の寄生容量の一つであるCdsとして存在する場合について説明してきた。しかしながら、スイッチ素子の種類によっては、構造上ボディダイオードが寄生的に形成されないものもある。この場合、前述したように、デッドタイム中にコイルに起電力が生じるが、その際に電流を流せるように、スイッチ素子に並列に還流ダイオードを設けることがある。図26に、スイッチ素子に並列に還流ダイオードを設けた場合のデジタル電力増幅器240の構成例を示す。図26ではスイッチ素子にIGBTを用いた場合の例を示しているが、それに限られるものではない。図26に示したような還流ダイオードを設ける場合には、その接合容量を前述したMOSFETのCdsと置き換えて考えることで、デジタル電力増幅器240で電力損失が増加することを回避することが可能となる。E.変形例2:また、デジタル電力増幅器240において、スイッチング動作によって過渡的なスパイク状の高電圧が発生する場合があるが、これを吸収する為に、デジタル電力増幅器240の出力に保護回路を設けることがある。図27に、デジタル電力増幅器240の出力に保護回路としてスナバー回路を設けた構成例を示す。図27の場合、スナバー回路のコンデンサーCcはMOSFETLの寄生容量Cdsに並列に接続された構成となる為、MOSFETLについてはCdsの容量にCcを加えた合成容量、CcCdsとして考えることで、デジタル電力増幅器240で電力損失が増加することを回避することが可能となる。また、上述したようにMOSFETに並列に還流ダイオードを設ける場合には、MOSFETLについては、ボディダイオードの接合容量と還流ダイオードの接合容量との合成容量をCdsとすればよい。またMOSFETに並列に還流ダイオードを設け、さらに保護回路としてスナバー回路を設けた場合は、Ccを加えた合成容量、CcCdsとすることで、デジタル電力増幅器240での電力損失を抑制することが可能となる。以上、各種実施例の容量性負荷駆動回路について説明したが、本発明は上記すべての実施例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器に本実施例の容量性負荷駆動回路を適用することで、電力効率が良く小型化の電子機器を提供することができる。また、インクジェットプリンターに搭載されて、インクを噴射する噴射ノズルを駆動するための容量性負荷駆動回路に対しても、本発明を好適に適用することが可能である。