"PWM変調したモータ電流を交流モータに供給するスイッチング手段と、前記交流モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、レゾルバを用いて前記交流モータの電気角を検出する電気角検出手段と、前記PWM変調に用いるキャリア信号の周波数を変更する周波数変更手段と、を備え、前記電気角検出手段は、前記レゾルバに供給する正弦波の励磁信号を生成する励磁信号生成手段と、該レゾルバの出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出手段とを含み、前記励磁信号生成手段は、励磁信号生成用PWMパルスを用いたPWM制御により前記励磁信号を生成し、該励磁信号の周期は前記キャリア信号の周期に比例して変化し、更に、前記電気角検出手段は、前記キャリア信号に同期して前記交流モータの電気角を検出することを特徴とするモータ駆動装置。前記電気角検出手段は、該電気角検出手段が前記電気角を検出するタイミングと、前記電流検出手段がモータ電流を検出するタイミングが一致、または一定のずれ量となるように制御することを特徴とする請求項1に記載のモータ駆動装置。前記励磁信号生成手段は、励磁信号指令値と励磁信号生成用三角波に基づいて、前記励磁信号生成用PWMパルスを生成し、前記励磁信号生成用三角波の周期を、前記キャリア信号の周期、及び前記励磁信号の周期に合わせて変化させることを特徴とする請求項1または請求項2のいずれかに記載のモータ駆動装置。前記励磁信号生成手段は、前記励磁信号1周期中の、前記励磁信号生成用三角波の個数が一定となるように設定することを特徴とする請求項3に記載のモータ駆動装置。前記励磁信号生成手段は、前記励磁信号生成用三角波の周期を一定とし、且つ、該励磁信号生成用三角波の周期が前記キャリア信号の周期の整数分の1となるように設定することを特徴とする請求項1または請求項2のいずれかに記載のモータ駆動装置。PWM変調したモータ電流を交流モータに供給する電流供給工程と、前記交流モータに流れる電流を検出する電流検出工程と、レゾルバを用いて前記交流モータの電気角を検出する電気角検出工程と、前記PWM変調に用いるキャリア信号の周波数を変更する周波数変更工程と、を備え、前記電気角検出工程は、前記レゾルバに供給する正弦波の励磁信号を生成する励磁信号生成工程、及び、前記レゾルバの出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出工程を含み、前記励磁信号生成工程は、励磁信号生成用PWMパルスを用いたPWM制御により前記励磁信号を生成し、該励磁信号の周期は前記キャリア信号の周期に比例して変化し、更に、前記電気角検出工程は、前記キャリア信号に同期して前記交流モータの電気角を検出することを特徴とするモータ駆動装置の制御方法。しかしながら、上述した特許文献1に開示された従来例は、デューティ比50の矩形波をローパスフィルタを通すことで正弦波状のレゾルバ励磁信号を生成する方式を採用しているので、例えばレゾルバの励磁信号指令値をPWM制御により生成する方式を採用する場合には、適用することができないという問題があった。本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、励磁信号指令値をPWM制御により生成する方式を採用する場合において、キャリア三角波に同期した正弦波状のレゾルバ励磁信号を生成することが可能なモータ駆動装置、及びモータ駆動装置の制御方法を提供することにある。上記目的を達成するため、本発明は、PWM変調したモータ電流を交流モータに供給するスイッチング手段と、交流モータに流れる電流を検出する電流検出手段と、レゾルバを用いて交流モータの電気角を検出する電気角検出手段と、PWM変調に用いるキャリア信号の周波数を変更する周波数変更手段とを備える。また、電気角検出手段は、レゾルバに供給する正弦波の励磁信号を生成する励磁信号生成手段と、該レゾルバの出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出手段とを含む。そして、励磁信号生成手段は、励磁信号生成用PWMパルスを用いたPWM制御により励磁信号を生成し、該励磁信号の周期はキャリア信号の周期に比例して変化し、更に、電気角検出手段は、キャリア信号に同期して交流モータの電気角を検出する。本発明に係るモータ駆動装置、及びモータ制御装置では、EMIノイズを低減する目的でキャリア三角波の周期を変化させる場合であっても、この周期の変化に伴って、PWM制御により電気角を検出するレゾルバにおける電気角の検出周期を変化させることができるので、電気角を検出する精度を向上させることができる。[実施形態の説明]以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。図1は、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図1に示すように、このモータ制御装置100は、所望の速度指令値と3相モータM1交流モータの電気角検出値より算出される速度実測値に基づいて電流指令値を生成する速度制御器11と、該速度制御器11で生成された電流指令値と3相モータM1の電流検出値、及びモータ電気角検出値に基づいてPWM制御信号を出力する電流制御器12と、該電流制御器12より出力されるPWM制御信号に基づいて直流電圧から3相交流電圧を生成するインバータスイッチング手段13と、3相モータM1の回転軸に連結され該3相モータM1の電気角を検出するレゾルバ14と、を備えている。図2は、インバータ13の詳細な構成を示す回路図である。図2に示すように、このインバータ13は、6個の半導体スイッチVup,Vun,Vvp,Vvn,Vwp,Vwnを備えており、これらの各半導体スイッチは、例えばMOSFETで構成されている。そして、制御装置21図1に示した速度制御器11、電流制御器12に対応より出力されるPWM制御信号により各半導体スイッチVup,Vun,Vvp,Vvn,Vwp,Vwnのオン、オフが制御されて、直流電源VBより出力される直流電圧を3相の交流電圧に変換し、変換された3相交流電圧を3相モータM1のU相、V相、W相に出力する。なお、制御装置21は、例えば、中央演算ユニットCPU、RAM、ROM等を備えたマイコンで構成することが可能である。図3は、電流制御器12に供給される電流指令値とキャリア三角波に基づいて各半導体スイッチVup,Vun,Vvp,Vvn,Vwp,Vwnのオン、オフ信号を生成する処理を示す特性図である。図3に示すように、電流制御器12では、一定周期で変動するキャリア三角波と、U相、V相、W相の電流指令値Iu,Iv,Iwとの大小関係から各半導体スイッチのオン、オフ信号を生成している。なお、実際には、VupとVunとの間、VvpとVvnとの間、及びVwpとVwnとの間にはデッドタイムが設けられているが、図3ではこれを省略している。また、図2に示すN側の半導体スイッチVun,Vvn,Vwnのソースに電流検出用のシャント抵抗図示省略を設けることにより、3相モータM1の各相電流を検出することができる。なお、各相電流の合計は零になるので、シャント抵抗を2箇所のみとしても良い。そして、検出した電流は電流制御器12にフィードバックされる。この際、N側の半導体スイッチが開となっているタイミング、即ち、キャリア三角波が谷となっているタイミングで電流を検出する。ここで、インバータ13は、3相モータM1に流れる電流を検出する電流検出手段としての機能を含んでいる。また、電流制御器12では、電流検出値とモータ電気角検出値を用いてPWM制御信号を生成するので、電流検出のタイミングとモータ電気角検出のタイミングとを一致させる必要がある。更に、本実施形態では、電流制御器12は、キャリア三角波の周期を変化させることによりEMIノイズを軽減する制御を実行する。即ち、電流制御器12は、PWM変調に用いるキャリア信号キャリア三角波の周期周波数を変更する周波数変更手段としての機能を備える。そして、電流制御器12は、後述するようにキャリア三角波の周期を変化させるので、この周期変化に伴って電流検出のタイミングキャリア三角波が谷となるタイミングが変化する。従って、この変化に対応するために、本実施形態では後述する手法によりモータ電気角の検出タイミングを変化させる。次に、図1に示すレゾルバ14について図4,図5を参照して詳細に説明する。図4は、レゾルバ14の構成図、図5は、該レゾルバ14の入力信号、及び出力信号の波形を示す説明図である。図4に示すように、レゾルバ14は、3相モータM1の回転子ロータに設けられる励磁コイルL0と、この回転子に正弦波形状の電圧VExを印加する電源部33と、3相モータM1の固定子ステータの互いに90度位相が異なる位置に設けられる第1検出コイルL1、及び第2検出コイルL2を備えている。また、第1,第2検出コイルL1,L2にはそれぞれ電圧計V1,V2検出電圧も同一の符号V1,V2で示すが接続されている。そして、電源部33より励磁コイルL0に正弦波状の電圧VExを印加すると、第1検出コイルL1、及び第2検出コイルL2に電圧が誘起される。ここで、第1検出コイルL1、及び第2検出コイルL2に誘起される電圧は、回転子が回転することにより、励磁コイルL0に印加された正弦波状の電圧がそれぞれ正弦波、及び余弦波で振幅変調された信号となる。即ち、励磁コイルL0に、図5aに示す如くの正弦波状の電圧VExを印加すると、第1検出コイルL1には図5bに示す如くの波形を有する電圧V1が誘起され、第2検出コイルL2には図5cに示す如くの波形を有する電圧V2が誘起される。励磁コイルL0に印加する電圧をsinとすると、第1検出コイルL1で検出される電圧V1はsin×Asinθとなり、第2検出コイルL2で検出される電圧V2はsin×Acosθとなる。但し、θは3相モータの電気角、Aは定数である。そして、第1,第2検出コイルL1,L2で検出される電圧信号に基づき、3相モータの電気角θは、次の1式にて求めることができる。θ=tan-1{sin×Asinθ/sin×Acosθ}=tan-1sinθ/cosθ...1ここで、第1,第2検出コイルL1,L2にて実際に検出される電圧信号には、励磁信号の正弦波成分が含まれている。従って、3相モータの電気角θを検出するためには、各出力信号の包絡線波形の振幅を検出することが必要となり、そのためには、各出力V1,V2がピークとなるタイミングで電気角を検出することが望ましい。つまり、電気角θを高精度に求めるためには、各出力信号のピークのタイミングで出力信号を検出することが望ましく、キャリア三角波に同期して電気角θを求めることが望まれる。図6は、レゾルバ14、及び該レゾルバ14に励磁信号を供給して3相モータM1の電気角θを測定する電気角検出手段の電気的な構成を示すブロック図である。図6に示すように、この電気角検出手段は、総括的な制御を行うCPU31と、増幅器32とを備え、レゾルバ14の励磁コイルL0、及び第1,第2検出コイルL1,L2に接続されている。CPU31は、出力端子T1と、2つのA/D入力端子T2,T3を備えており、出力端子T1は、増幅器32に接続され、その出力端子は励磁コイルL0に接続され、且つ入力端子T2に接続されている。また、第1,第2検出コイルL1,L2は、入力端子T3,T4に接続されている。CPU31は、後述する手法により励磁信号生成用三角波と励磁信号指令値とに基づき、その大小関係からPWMパルス信号を生成し、このPWMパルス信号を出力端子T1より出力する。即ち、CPU31は、レゾルバ14に供給する励磁信号正弦波を生成する励磁信号生成手段としての機能を備えている。そして、このPWMパルス信号は、増幅器32で増幅された後にレゾルバ14の励磁コイルL0に印加される。これにより、励磁コイルL0には正弦波電圧が印加される。即ち、図5aに示した正弦波電圧が励磁コイルL0に印加される。また、第1検出コイルL1、及び第2検出コイルL2で検出された電圧信号は、入力端子T3,T4に供給される。そして、レゾルバ14は、第1,第2検出コイルL1,L2で検出される電圧信号に基づき、前述した1式を用いて、3相モータM1の電気角θを算出し、この電気角θを図1に示した速度制御器11、及び電流制御器12に出力する。即ち、CPU31は、レゾルバ14の出力信号からピークを検出するレゾルバ出力信号検出手段としての機能を備えている。また、上述したように、キャリア三角波の周期が変更された場合には、CPU31は、この周期の変更に伴って励磁信号指令値正弦波の周期を変更し、更に、励磁信号生成用三角波励磁信号となる正弦波生成用の三角波の周期を変更する。この際、図8に示すように、キャリア三角波の周期と励磁信号指令値の周期を一致させ、更に、キャリア三角波の1周期に対して励磁信号生成用三角波が整数個存在するように設定する。後述する図8の場合には励磁信号生成用三角波の個数は10個とされている。次に、キャリア三角波の周期を変化させた際に、この周期変化と連動してレゾルバ14の励磁コイルL0に印加する電圧の周期を変化させる処理について、図7,図8を参照して説明する。初めに、キャリア三角波の周期が変化しない場合について説明すると、図7aに示すように、励磁信号指令値S2励磁コイルL0に印加される電圧は、その周期がキャリア三角波S1の周期と一致し、且つ励磁信号指令値のピークとキャリア三角波の谷が一致するように生成される。従って、3相モータM1の電流制御周期と同一のタイミングで該3相モータM1の電気角θを検出することができることになり、電流リップルを抑制することができる。一方、キャリア三角波の周期が変動する場合には、図7bに示すように、キャリア三角波S3の周期と励磁信号指令値S4の周期が一致するように、励磁信号指令値を変更する必要がある。以下、図8に示す波形図を参照して、励磁信号指令値の周期を変化させる処理について説明する。図8に示すように、キャリア三角波の周期がt1からt2に変化した場合には、この変化の比率に応じて励磁信号指令値の周期を変化させ、更に、励磁信号生成用三角波の周期を変化させる。例えば、キャリア三角波の周期が1.5倍になった場合には、励磁信号指令値の周期を1.5倍とし、更に、励磁信号生成用三角波の周期も同様に1.5倍とする。そして、周期を変化させた励磁信号生成用三角波と、励磁信号指令値を用いることにより、キャリア三角波の周期に同期して変動するレゾルバ励磁信号を生成することが可能となる。この場合には、キャリア三角波の周期の変動に関係なく、キャリア三角波1周期分に存在する励磁信号生成用三角波の個数が同一となるのでt1,t2共に励磁信号生成用三角波は10個とされている、この励磁信号生成用三角波の個数をカウントすれば、次の電気角検出のタイミングを検知できる。次に、本実施形態に係るモータ制御装置の動作について説明する。図1に示した3相モータM1の駆動制御が開始されると、速度制御器11は、電流指令値を演算して電流制御器12に出力し、更に、該電流制御器12は、3相モータM1を駆動させるためのPWM信号を生成して出力する。そして、インバータ13は、PWM信号に基づいて各半導体スイッチVup,Vun,Vvp,Vvn,Vwp,Vwn図2参照をオン、オフ制御して3相交流電圧を発生させ、3相モータM1のU相,V相,W相の各相に交流電圧を出力する。これにより、該3相モータM1は回転駆動することになる。また、インバータ13では、3相モータM1に流れる電流が検出され、この電流検出値のデータは電流制御器12にフィードバックされる。また、3相モータM1の回転角度はレゾルバ14により検出され、この検出値は電気角θとして速度制御器11、及び電流制御器12にフィードバックされる。ここで、上述したように本実施形態において、電流制御器12は、EMIノイズの所望の帯域のレベルを低減するために、PWM信号を生成する際に用いるキャリア三角波の周期を変更する制御を行う。即ち、一例として図8に示したように、キャリア三角波の周期をt1からt2に変更する制御を行う。キャリア三角波の周期が変更されたことを示す制御信号は、図6に示したレゾルバ14のCPU31に出力され、該CPU31は、キャリア三角波の周期の変化に伴って、レゾルバ励磁信号を生成する際に用いる指令値、即ち、励磁信号指令値を変更する。具体的には、前述した図7に示したように、キャリア三角波の周期と一致するように励磁信号指令値を設定する。これと同時に、励磁信号生成用三角波の周期も変更する。例えば、図8に示したように、キャリア三角波の周期が1.5倍に変更された場合には、励磁信号指令値の周期を1.5倍とし、これと連動して励磁信号生成用三角波の周期を1.5倍に変更する。そして、この励磁信号生成用三角波と励磁信号指令値に基づいて、PWM信号励磁信号生成用PWM信号を生成し、生成したPWM信号を図4に示した励磁コイルL0に出力する。その結果、励磁コイルL0には、キャリア三角波と同一の周期となる励磁信号レゾルバ励磁信号が供給されることになり、電圧計V1,V2で検出される電気角の測定周期は、キャリア三角波の周期と一致することになる。従って、EMIノイズの対策としてキャリア三角波の周期を変化させた場合であっても、この周期の変化に伴って電気角θの検出周期が変化し、電流を検出するタイミングと電気角を検出するタイミングを一致させることができ、高精度なモータ制御が可能となる。なお、上記した実施形態では、キャリア三角波の周期とレゾルバ励磁信号の周期を一致させる例について説明したが、キャリア三角波の複数周期に対して、レゾルバ励磁信号の周期を一致させるようにしても良い。このようにして、本実施形態に係るモータ駆動装置及びその制御方法では、励磁信号生成用三角波及び励磁信号指令値を用いてPWM信号を生成し、該PWM信号を用いてレゾルバ励磁信号を生成して3相モータM1の電気角θを測定する際に、キャリア三角波の周期が変更された場合であっても、このキャリア三角波の周期の変更に伴って励磁信号指令値を変更するように制御する。即ち、キャリア三角波の周期と励磁信号指令値の周期が一致するように変更される。更に、励磁信号生成用三角波の周期が変更される。そして、変更された励磁信号指令値と励磁信号生成用三角波を用いてPWM信号を生成し、該PWMによりレゾルバ励磁信号を生成する。従って、キャリア三角波の周期に合わせて3相モータM1の電気角θを測定することができるので、電流制御中で電気角検出タイミングがずれることにより発生する電流リップルを抑制することができ、高精度なモータ制御が可能となる。また、電流制御における電流指令値算出を、同時に検出した電流値と電気角θで行うことができ、それらのタイミングのずれにより発生する電流リップルを抑制することができる。更に、励磁信号生成用三角波の周期をキャリア三角波の周期に合わせて変化させるので、キャリア三角波の周期変動に応じた励磁信号生成用PWMパルスを生成することができる。また、図8の周期t1,t2に示すように、キャリア三角波の周期が変化した場合であっても該キャリア三角波の1周期に対する励磁信号生成用三角波の個数が一定となるので図8の例では、t1,t2共に10個、レゾルバ14に生じる励磁信号のピークのタイミングが一度検出されれば、その後は、PWM信号の個数をカウントすることにより、このピークのタイミングを求めることができる。このため、レゾルバ励磁信号のピーク検出を1周期毎に毎回行う必要はなく、マイコンの演算負荷を軽減することができ、且つ、精度の高いモータ電気角検出を実現することができる。なお、この場合は、PWMパルスを生成するための励磁信号指令値図8に示す周期t1の正弦波と周期t2の正弦波を、PWMパルスの周期に応じて補正する必要がある。即ち、PWMパルスの周期が異なるということは、該PWMパルスを生成するために用いる励磁信号生成用三角波の高さ振幅が異なるということであり、従って、同一のデューティ比となるPWMパルスを生成する場合は、励磁信号生成用三角波の高さに応じて、励磁信号正弦波の指令値を補正する必要がある。[変形例の説明]次に、本実施形態の変形例について説明する。上述の実施形態では、図8に示したようにキャリア三角波の周期が変更された際に、これに伴って励磁信号生成用三角波の周期を変更し、キャリア三角波1周期に対する励磁信号生成用三角波の個数が同一となるようにしたが、該変形例では、図9に示すように、キャリア三角波の周期が変化した場合に、励磁信号生成用三角波の個数を変更し、該励磁信号生成用三角波の周期を同一とする。即ち、図9に示すようにキャリア三角波の周期がt3からt4に変化した場合には、周期が変化した分だけ励磁信号生成用三角波の個数が増加するように制御する。具体的には、キャリア三角波の周期がt3の場合には励磁信号生成用三角波の個数は10個とされ、キャリア三角波の周期がt4の場合には励磁信号生成用三角波の個数は15個とされる。この際、キャリア三角波の周期の整数分の1が励磁信号生成用三角波の周期となるように設定される。図9に示す例では、キャリア三角波の周期をt3からt4に変更する際に、各周期t3,t4が共に励磁信号生成用三角波の周期の整数倍となるように設定する。そして、この励磁信号生成用三角波を用いてPWMパルスを生成し、このPWMパルスを図4に示した励磁コイルL0に印加することにより、キャリア三角波の周期に同期した電気角θを測定することが可能となる。こうすることにより、キャリア三角波の周期変化PWMパルスの周期変化に伴う励磁信号指令値を補正する必要即ち、図8に示したように、周期t1からt2に変化する際に励磁信号指令値の振幅を補正する必要が無くなるので、図6に示したCPU31による演算負荷の増大を抑制することができる。なお上述した、キャリア三角波の周期が励磁信号生成用三角波の周期の整数倍にするという制約は、CPU31のクロック周波数が高くなるほど、キャリア三角波の周期の自由度が増すこととなるので、整数倍にし易くなり、上記の制約を軽減することが可能となる。[他の変形例の説明]次に、本実施形態の他の変形例について説明する。上述の実施形態では、図7bに示したように、キャリア三角波S3と励磁信号指令値S4の周期が一致するようにする例について説明した。即ち、キャリア三角波の谷から谷までの時間と、励磁信号指令値のピークからピークまでの時間を一致させ、更に、キャリア三角波が谷となるタイミングと励磁信号指令値がピークとなるタイミングを一致させることにより、モータ電流検出と電気角検出のタイミングを一致させる例について示した。これに対して、他の変形例では、図10に示すように、キャリア三角波の各1周期谷から谷までの時間と励磁信号指令値の各1周期ピークからピークまでの時間とが一致しているものの、キャリア三角波の谷のタイミングモータ電流検出タイミングと励磁信号指令値のピークタイミングモータ電気角検出タイミングはそれぞれ一定時間Δtだけずれている。これは、マイコン図2に示した電流制御器12で電流制御を行う際に、入力ポート、アナログデジタル変換器の個数に制約が有る場合には、モータ電流検出と、モータ電気角の検出を同時に行えないことがあるので、両者の検出タイミングを一定時間Δtだけずらすことにより、上述した実施形態と同様の効果を達成することができる。即ち、キャリア三角波の谷のタイミングと励磁信号指令値のピークタイミングとの間のずれの時間Δtが予め判っていれば、この時間Δtに基づいて、演算により電流制御を行うことが可能となり、モータ電流に生じるリップルを抑制でき、高精度なモータ制御が可能となる。以上、本発明のモータ制御装置、及びモータ制御方法を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。例えば、本実施形態では、インバータ13に設けるスイッチング素子としてMOSFETで構成する例について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、IGBT等の他の半導体スイッチを用いることも可能である。"