交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑部と、前記直流入力電圧を少なくとも1つのスイッチング素子でスイッチングして直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ部と、前記スイッチング素子のデューティ比を制御する制御部とを備え、前記直流出力電圧でバッテリを充電する充電装置であって、前記制御部は、フィードバック制御により求めた帰還制御量を前記直流入力電圧におけるリプル量で除算した値に基づいて前記デューティ比を制御することを特徴とする充電装置。前記交流電圧の極性が反転するタイミングt0において同期信号を出力する零クロス検出部をさらに備え、前記制御部は、予想されるリプル率αが予め格納されたリプル率格納部と、前記同期信号および前記リプル率αに基づいて、α×cos2πfr×tただし、frはリプル周波数、tはt0からの経過時間の項を含む前記リプル量を求めるリプル量算出部と、前記リプル量の逆数に比例したデューティ比を求めるデューティ比算出部と、を有することを特徴とする請求項1に記載の充電装置。前記バッテリに流れる出力電流の電流値を検出する出力電流検出部をさらに備え、前記リプル率格納部には、前記出力電流の電流値に対応する複数の前記リプル率αが予め格納され、前記リプル量算出部は、検出された前記出力電流の電流値に対応する前記リプル率αに基づいて前記リプル量を求めることを特徴とする請求項2に記載の充電装置。前記直流出力電圧の電圧値を検出する電圧検出部をさらに備え、前記制御部は、充電電力指令値を受信する受信部と、前記充電電力指令値および検出された前記直流出力電圧の電圧値に基づいて目標充電電流値を算出する目標充電電流算出部と、をさらに有し、前記リプル率格納部には、前記目標充電電流値に対応する複数の前記リプル率αが予め格納され、前記リプル量算出部は、検出された前記直流出力電圧の電圧値に対応する前記リプル率αに基づいて前記リプル量を求めることを特徴とする請求項2または3に記載の充電装置。少なくとも前記DC/DCコンバータ部を収容するハウジングと、前記ハウジング内の温度を検出する温度検出部とをさらに備え、前記リプル率格納部には、前記温度に対応する複数の前記リプル率αが格納され、前記リプル量算出部は、検出された前記温度に対応する前記リプル率αに基づいて前記リプル量を求めることを特徴とする請求項2から4のいずれかに記載の充電装置。ところで、上記従来のスイッチング電源装置200では、DC/DCコンバータ部に含まれるトランスの巻数比を1:N、デューティ制御量Sdutyによって指令されるスイッチング素子202のデューティ比をDutyswとすると、次式が成立する。Vout=Vin×Dutysw×N1上式から明らかなように、直流出力電圧Voutは、直流入力電圧平滑コンデンサの端子間電圧Vin、デューティ比Dutysw、および巻数比Nの積で表されるので、直流出力電圧Voutには、直流入力電圧Vinのリプル量に比例した量の出力リプルが含まれることになる。このため、上記従来の制御方法を適用したスイッチング電源装置200では、帰還制御量FBが出力リプルの影響で不安定となるので、出力リプルを十分に相殺し得るデューティ制御量Sdutyを生成するのが困難であった。また、上記従来のスイッチング電源装置200は、リプル量抽出部201をディジタルフィルタで構成した場合に、フィルタ演算のための処理負荷が増大するという問題もあった。本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、静電容量が比較的小さい平滑コンデンサを使用した場合であっても、出力リプルを十分に低減させることができ、しかも処理負荷が低く抑えられる充電装置を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明に係る充電装置は、交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧を生成する整流平滑部と、直流入力電圧を少なくとも1つのスイッチング素子でスイッチングして直流出力電圧に変換するDC/DCコンバータ部と、スイッチング素子のデューティ比を制御する制御部とを備え、直流出力電圧でバッテリを充電する充電装置であって、制御部は、フィードバック制御により求めた帰還制御量を直流入力電圧におけるリプル量で除算した値に基づいてデューティ比を制御することを特徴とする。この構成では、直流入力電圧におけるリプル量の逆数に比例した値に基づいて、スイッチング素子のデューティ比が制御される。また、バッテリに供給される直流出力電圧は、上記1式に示されているように、スイッチング素子のデューティ比と直流入力電圧の積に比例する。したがって、この構成によれば、直流入力電圧と、該直流入力電圧におけるリプル量の逆数に比例したデューティ比とを掛け合わせることにより、直流入力電圧にリプルが含まれている場合であっても出力リプルを含まない直流出力電圧を得ることができる。上記充電装置は、交流電圧の極性が反転するタイミングt0において同期信号を出力する零クロス検出部をさらに備え、上記制御部は、予想されるリプル率αが予め格納されたリプル率格納部と、同期信号およびリプル率αに基づいて、α×cos2πfr×tただし、frはリプル周波数、tはt0からの経過時間の項を含むリプル量を求めるリプル量算出部と、リプル量の逆数に比例したデューティ比を求めるデューティ比算出部とを有することが好ましい。なお、リプル量を算出するための構成は、例えば、以下に示す第1~第3の構成が考えられる。これらの構成によれば、リプル率格納部に予め格納された、リプル率αを用いた比較的簡単な計算を行うだけでリプル量を求めることができるので、処理負荷を低く抑えることができる。[第1の構成]充電装置が、バッテリに流れる出力電流の電流値を検出する出力電流検出部をさらに備えている場合は、出力電流の電流値に対応する複数のリプル率αをリプル率格納部に予め格納しておけばよい。この構成によれば、出力電流の電流値に対応するリプル率αを用いてリプル量を求めることができる。[第2の構成]充電装置が、直流出力電圧の電圧値を検出する電圧検出部をさらに備え、かつ制御部が、充電電力指令値を受信する受信部と、充電電力指令値および検出された直流出力電圧の電圧値に基づいて目標充電電流値を算出する目標充電電流算出部とをさらに有している場合は、目標充電電流値に対応する複数のリプル率αをリプル率格納部に予め格納しておけばよい。この構成によれば、目標充電電流値に対応するリプル率αを用いてリプル量を求めることができる。[第3の構成]充電装置が、少なくともDC/DCコンバータ部を収容するハウジングと、ハウジング内の温度を検出する温度検出部とをさらに備えている場合は、ハウジング内の温度に対応する複数のリプル率αをリプル率格納部に予め格納しておけばよい。この構成によれば、ハウジング内の温度に対応するリプル率αを用いてリプル量を求めることができる。本発明によれば、静電容量が比較的小さい平滑コンデンサを使用した場合であっても、出力リプルを好適に低減させることができ、しかも処理負荷が低く抑えられる充電装置を提供することができる。以下、添付図面を参照して、本発明に係る充電装置の好ましい実施形態について説明する。なお、以下では、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載される車載型の充電装置を一例に挙げて説明するが、本発明は他の分野で用いられる充電装置にも適用可能である。[第1実施形態]図1は、本発明の第1実施形態に係る充電装置1のブロック図である。同図に示すように、充電装置1は、商用交流電源AC100V、50Hz/60Hz等の交流電源100から供給された交流電圧をリチウムイオン電池等のバッテリ101に供給すべき直流出力電圧Voutに変換するものであって、主に、整流平滑部2と、DC/DCコンバータ部3と、制御部4と、各種センサ5~11を備えている。整流平滑部2は、交流フィルタ部21、保護部22、整流部23、力率改善部24、および平滑コンデンサ25からなる。このうち、交流フィルタ部21は交流電圧のノイズを除去し、保護部22はサージや突入電流から後段の各回路を保護する。整流部23はダイオードブリッジからなり、保護部22を通過してきた交流電圧を全波整流する。平滑コンデンサ25は全波整流後の交流電圧を平滑して直流化する。また、力率改善部24は波形修正を行うことにより力率を改善する。整流平滑部2によれば、交流電圧を整流および平滑して直流入力電圧Vinを生成することができる。生成された直流入力電圧Vinは、DC/DCコンバータ部3の入力電圧となる。なお、整流平滑部2は、少なくとも整流部23と平滑コンデンサ25とを含んでいればよく、交流フィルタ部21、保護部22、および力率改善部24は必要に応じて設ければよい。直流入力電圧Vinは、その平均値をVave、リプルの片側振幅をVripple、リプル周波数をfrとすると、次式で表すことができる。Vin=Vave-Vripple×cos2πfr×t=Vave×{1-Vripple/Vave×cos2πfr×t}=Vave×{1-α×cos2πfr×t}2ここで、αはリプル率である。リプル周波数frは交流電源100から供給された交流電圧の周波数fの2倍である。また、時間tは交流電圧の極性が反転するタイミングからの経過時間である。したがって、直流入力電圧Vinは、図4に示すように、交流電圧の極性が反転するタイミングでVave-Vrippleの最小値を示し、交流電圧がピークを迎えるタイミングでVaveVrippleの最大値を示す。図2Aに示すように、DC/DCコンバータ部3は、ブリッジ回路部31と、トランス32と、整流部33と、LCフィルタ部34とで構成されるフルブリッジ方式のDC/DCコンバータである。DC/DCコンバータ部3は、直流入力電圧Vinを4つのスイッチング素子Q1~Q4でスイッチングして所望の直流出力電圧Voutに変換する。ブリッジ回路部31を構成する4つのスイッチング素子Q1~Q4は、スイッチング素子Q1とQ4が第1のペア、スイッチング素子Q2とQ3が第2のペアを構成し、図2Bに示すように、同一ペアを構成するスイッチング素子は制御部4の制御下で同時にON状態またはOFF状態とされる。また、第1のペアを構成するスイッチング素子Q1、Q4と、第2のペアを構成するスイッチング素子Q2、Q3とは交互にON状態またはOFF状態とされる。1スイッチング期間Tsw中の各スイッチング素子Q1~Q4のON時間は、いずれもTdである。本発明に係る充電装置1では、1スイッチング期間Tswに対するON時間Tdの割合本願発明においては、この割合をデューティ比Dutyswとするを制御部4が調整することにより、直流出力電圧Voutが微調整され、出力リプルが低減される。図2Aに示すように、トランス32の巻数比は1:Nである。このため、整流部33による全波整流後の電圧Vdのピーク値はVin×Nとなり、電圧VdをLCフィルタ34で平滑してなる直流出力電圧Voutの電圧値はVd×Dutyswとなる。以上より、本実施形態に係る充電装置1では、次式が成立する。Vout=Vin×Dutysw×N3図3は、制御部4およびその周辺部のブロック図である。同図に示すように、制御部4は、例えばマイクロコンピュータからなり、上位のコントローラからCAN通信ラインを介して送られてくる充電電力指令値と、充電装置1に備えられた各種センサのうち、零クロス検出部6、電圧検出部10、および出力電流検出部11による検出結果に基づいてDC/DCコンバータ部3の各スイッチング素子Q1~Q4を制御する。零クロス検出部6は、交流電源100から供給された交流電圧の極性が反転するタイミングt0を検出し、該タイミングt0にパルス状の同期信号図4参照を出力する。電圧検出部10は、DC/DCコンバータ部3から出力された直流出力電圧Voutの電圧値を検出し、該電圧値に応じた信号を出力する。また、出力電流検出部11は、バッテリ101に流れる出力電流バッテリ101の充電電流の電流値を検出し、該電流値に応じた信号を出力する。電圧検出部10および出力電流検出部11の出力信号は、アナログ信号であってもディジタル信号であってもよいが、アナログ信号である場合は、制御部4内に備えられた不図示のADコンバータによってディジタル信号に変換される。また、電圧検出部10および出力電流検出部11の出力信号は、適当な絶縁回路を介して制御部4に入力されることが好ましい。制御部4は、受信部41、目標充電電流算出部42、デューティ比算出部43、PWM部44、リプル率格納部45、およびリプル量算出部46を有する。このうち、受信部41は、上位のコントローラから送られてきた充電電力指令値を受信し、目標充電電流算出部42に引き渡す。目標充電電流算出部42は、指令された充電電力値を電圧検出部10で検出された直流出力電圧Voutの電圧値で除算し、目標充電電流値を算出する。デューティ比算出部43は、算出された目標充電電流値と出力電流検出部11で検出された現在の電流値との偏差を少なくするための帰還制御量FB、および後述するリプル量Rに基づいてデューティ比Dutyswを算出し、該デューティ比DutyswをPWM部44に出力する。PWM部44は、デューティ比Dutyswを入力として、周期Tsw、オン時間TdのPWM信号を出力する機能を有する。なお、デューティ比算出部43には、必要に応じてリミッタが追加的に設けられる。リミッタは、デューティ制御量Sdutyを算出するための各演算の結果がオーバーフローまたはアンダーフローした場合に、該演算結果を所定の上限値または下限値に固定する処理を行う。リプル率格納部45には、予想されるリプル率α=Vripple/Vave、図4および2式参照が予め格納されている。リプル率αの予想の仕方は種々考えられるが、本実施形態では、出力電流の電流値とリプル率αとの間に一定の相関関係があることに着目し、実験的にまたはシミュレーションで得られた様々な出力電流条件下におけるリプル率αを格納している。このため、リプル率格納部45を参照することにより、現在の出力電流の電流値を特定するだけで、リプル率αを特定することができる。すなわち、ディジタルフィルタを用いた抽出を行わなくてもリプル率αを特定することができる。リプル量算出部46は、出力電流検出部11で検出された電流値、零クロス検出部6から出力された同期信号、およびリプル率格納部45から読み出したリプル率αに基づいて、次式によりリプル量Rを求める。R=1-α×cos2πfr×t4リプル周波数frは、ある同期信号が出力されてから次の同期信号が出力されるまでの時間同期信号の周期Trの逆数を計算することにより求めることができる。また、時間tは、同期信号が出力された時間t0からの経過時間である。上記4式によれば、図4に示すように、交流電圧の極性が反転するタイミング、すなわち同期信号が出力されるタイミングt0で1-αの最小値を示し、かつ交流電圧がピークを迎えるタイミングで1αの最大値を示すリプル量Rが得られる。すなわち、直流入力電圧Vinにおけるリプルに同期したリプル量Rを得ることができる。再び図3を参照する。デューティ比算出部43は、帰還制御量FBを上記リプル量Rで除算することによりデューティ比Dutyswを算出する。Dutysw=FB/{1-α×cos2πfr×t}5上記3式に2式のVinを代入し、さらに、3式のDutyswに5式のDutyswを代入すると、Vout=Vave×{1-α×cos2πfr×t}×Dutysw×N=Vave×{1-α×cos2πfr×t}×FB/{1-α×cos2πfr×t}×Nとなり、2式中の1-α×cos2πfr×tが5式中の1-α×cos2πfr×tによって相殺される。その結果、直流出力電圧Voutは、リプルに関する項を含まない次式の形で表される。Vout=Vave×FB×N6以上のように、本発明に係る充電装置1によれば、直流入力電圧Vinにおけるリプル量Rの逆数に比例した値に基づいて各スイッチング素子Q1~Q4のデューティ比を制御することにより、出力リプルを確実に相殺することができる。なお、目標充電電流値は、例えば充電電力指令値を電圧検出部10で検出された直流出力電圧Voutの電圧値で除算して求めることができる。[第2実施形態]第2実施形態に係る充電装置では、目標充電電流値とリプル率αとの間に一定の相関関係があることに着目し、実験的に、またはシミュレーションで得られた様々な目標充電電流条件下におけるリプル率αが格納されている。本実施形態に係る充電装置によれば、上記目標充電電流値に基づいてリプル率αを簡単に特定することができるので、ディジタルフィルタは不要となる。本実施形態に係る充電装置のその他の構成については、第1実施形態に係る充電装置1と同様なので、説明を省略する。[第3実施形態]第3実施形態に係る充電装置は、少なくともDC/DCコンバータ部3を収容するハウジングと、ハウジング内の温度TH1を検出する温度検出部7とを備えている図1参照。また、本実施形態に係る充電装置では、ハウジング内の温度TH1とリプル率αとの間に一定の相関関係があることに着目し、実験的にまたはシミュレーションで得られた様々な温度条件下におけるリプル率αが格納されている。本実施形態に係る充電装置によれば、ハウジング内の温度TH1を特定するだけで、当該温度TH1に基づいてリプル率αを簡単に特定することができるので、ディジタルフィルタは不要となる。本実施形態に係る充電装置のその他の構成については、第1実施形態に係る充電装置1と同様なので、説明を省略する。なお、温度検出部7から出力される温度TH1に応じた信号は、他の出力信号と同様、アナログ信号であってもディジタル信号であってもよいが、アナログ信号である場合は、制御部4内に備えられた不図示のADコンバータによってディジタル信号に変換される。また、温度検出部7の出力信号は、適当な絶縁回路を介して制御部4に入力されることが好ましい。以上、本発明に係る充電装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記の構成に限定されるものではない。例えば、リプル量算出部46は、cos関数の計算結果が予め格納された余弦テーブルを有していてもよい。この構成によれば、新たなリプル量Rを計算する度にcos関数の計算をする必要がなくなり、処理負担をさらに低減することができる。なお、交流電源100から供給される交流電圧の周波数fは50Hzまたは60Hzなので、リプル周波数frは100Hz、120Hzのいずれかとなる。したがって、余弦テーブルは、リプル周波数frが100Hzの場合の余弦テーブルと、リプル周波数frが120Hzの場合の余弦テーブルとを含んでいることが好ましい。また、上記実施形態では、出力電流の電流値第1実施形態、目標充電電流値第2実施形態およびハウジング内の温度第3実施形態のいずれかに基づいて対応するリプル率αを特定したが、これらの組み合せによりリプル率αを特定することもできる。例えば、出力電流の電流値とハウジング内の温度とに基づいてリプル率αを特定する場合は、リプル率αと出力電流との対応関係を温度毎に複数格納しておくことにより、リプル率αを特定することができる。また、DC/DCコンバータ部3の方式はフルブリッジ方式に限定されず、フライバック方式、プッシュプル方式等の各種方式を採用することができる。また、図1中に示されている各種センサ5~11のうち、各実施形態の説明において言及しなかった入力電圧検出部5、入力電流検出部8およびコンバータ温度検出部9は、省略することができる。