"直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ回路と、変換した交流電力の電圧調整を行う溶接トランスと、該溶接トランスの二次側交流電力から溶接に適した直流出力電力を生成する直流変換手段とを備えるものであり、前記出力電力の生成において、電流検出手段にて検出した出力電流値と、電圧検出手段にて検出した出力電圧値とを用いて出力電力値を算出し、算出した出力電力値を前記インバータ回路のPWM制御に反映して前記出力電力を適正値とする制御を実施する制御手段を備えた溶接用電源装置であって、前記電圧検出手段は、補助巻線を前記溶接トランスに設置し、前記出力電圧と相関のある前記補助巻線の両端電圧値を検出するように構成し、前記制御手段は、前記補助巻線の両端電圧値に基づいて前記出力電圧値を取得し、前記出力電流値とで前記出力電力値を算出し、前記PWM制御のデューティ比に反映させることを特徴とする溶接用電源装置。請求項1に記載の溶接用電源装置において、前記制御手段は、前記インバータ回路の制御周期において、現在の制御周期での前記出力電流値と前記出力電圧値とを取得して前記出力電力値の算出を行い、算出した出力電力値を次の制御周期のデューティ比に反映させることを特徴とする溶接用電源装置。請求項1又は2に記載の溶接用電源装置において、前記制御手段に入力される前記電圧検出手段の出力信号のローパスフィルタによるフィルタ処理を行うフィルタ装置を備え、該フィルタ装置は、アーク溶接における短絡期間とアーク期間とを検出する期間検出手段と、カットオフ周波数の高い側を前記短絡期間用、その低い側を前記アーク期間用としたカットオフ周波数の異なる2つのフィルタと、前記期間検出手段にて検出された前記各期間に対応する前記フィルタを選択する選択手段とを備えたことを特徴とする溶接用電源装置。ところで、出力電流のアナログ値は、クランプ型の電流センサ63にて検知されてA/Dコンバータ64にてデジタル値に変換され、制御装置61の処理部62は、そのデジタル値化された出力電流値を所定周期のサンプリングにて取得している。一方、出力電圧のアナログ値は、アイソレーションアンプ等の絶縁素子65を介されてA/Dコンバータ66にてデジタル値に変換され、処理部62は、同様にそのデジタル値化された出力電圧値を所定周期のサンプリングにて取得している。しかしながら、出力電流の検出にかかる素子や、出力電圧の検出にかかるアイソレーションアンプ等の絶縁素子65を除く他の素子に対し、この絶縁素子65は入出力に数倍程度の時間を要するものである。つまり、同時期に出力電流及び出力電圧を検知しても、デジタル値として処理部62に入力される時には、出力電流値に対して出力電圧値の時間遅れが大きい。そのため、処理部62では、このように異なる時間の出力電流値と出力電圧値とを用いての出力電力の算出が行われるため、算出した出力電力に誤差が含まれ、このことが更なる溶接性能の向上の妨げとなることが懸念されるものである。本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、制御に用いるべく算出する出力電力の誤差を小さくし、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供することにある。上記課題を解決するために、請求項1に記載の発明は、直流電力を高周波交流電力に変換するインバータ回路と、変換した交流電力の電圧調整を行う溶接トランスと、該溶接トランスの二次側交流電力から溶接に適した直流出力電力を生成する直流変換手段とを備えるものであり、前記出力電力の生成において、電流検出手段にて検出した出力電流値と、電圧検出手段にて検出した出力電圧値とを用いて出力電力値を算出し、算出した出力電力値を前記インバータ回路のPWM制御に反映して前記出力電力を適正値とする制御を実施する制御手段を備えた溶接用電源装置であって、前記電圧検出手段は、補助巻線を前記溶接トランスに設置し、前記出力電圧と相関のある前記補助巻線の両端電圧値を検出するように構成し、前記制御手段は、前記補助巻線の両端電圧値に基づいて前記出力電圧値を取得し、前記出力電流値とで前記出力電力値を算出し、前記PWM制御のデューティ比に反映させることをその要旨とする。この発明では、溶接トランスには補助巻線が設置され、電圧検出手段にて出力電圧値と相関のある補助巻線の両端電圧値が検出される。制御手段では、補助巻線の両端電圧値に基づいて取得した出力電圧値と前記出力電流値とで出力電力値が算出され、PWM制御のデューティ比に反映される。つまり、出力電圧値の取得に補助巻線が用いられ、電源装置内の主電力線と制御手段とが絶縁されるため、従来で遅れの要因となっていたアイソレーションアンプ等の絶縁素子を介しての出力電圧値の取得を行わなくて済み、出力電力値を演算する処理手段での出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。これにより、算出された出力電力値に含まれる誤差が極めて小さくなり、その時々の出力電力をより適正値に近似でき、溶接性能の更なる向上が可能となる。請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の溶接用電源装置において、前記制御手段は、前記インバータ回路の制御周期において、現在の制御周期での前記出力電流値と前記出力電圧値とを取得して前記出力電力値の算出を行い、算出した出力電力値を次の制御周期のデューティ比に反映させることをその要旨とする。この発明では、インバータ回路の制御周期において、現在の制御周期での出力電流値と出力電圧値とが取得されて出力電力値の算出が行われ、算出した出力電力値が次の制御周期のデューティ比に反映される。つまり、補助巻線を用いた出力電圧値の取得にはその取得にかかる時間が短くなり、出力電力値の算出にかかる時間が短くなるため、次の制御周期でのPWM制御に即座に反映できる。これにより、出力電力を一層適正値に近似でき、溶接性能の一層の向上が可能となる。請求項3に記載の発明は、請求項1又は2に記載の溶接用電源装置において、前記制御手段に入力される前記電圧検出手段の出力信号のローパスフィルタによるフィルタ処理を行うフィルタ装置を備え、該フィルタ装置は、アーク溶接における短絡期間とアーク期間とを検出する期間検出手段と、カットオフ周波数の高い側を前記短絡期間用、その低い側を前記アーク期間用としたカットオフ周波数の異なる2つのフィルタと、前記期間検出手段にて検出された前記各期間に対応する前記フィルタを選択する選択手段とを備えたことをその要旨とする。この発明では、フィルタ装置には、カットオフ周波数の異なる2つのローパスフィルタが備えられ、カットオフ周波数の高い側時定数小が短絡期間用のフィルタ、低い側時定数大がアーク期間用のフィルタである。そして、期間検出手段の期間検出に基づく選択手段の動作により、各期間に対応するフィルタの選択が行われる。これにより、短絡期間では出力電圧の検出精度が高く出力電圧のフィードバックが速やかとなり、アーク期間では出力電圧の検出精度が低く出力電圧のフィードバックが緩やかとなる。つまり、短絡期間では特にその後期アーク期間の直前において生じるくびれ現象を高精度に検出でき、またくびれ検出からアーク期間の開始までに出力電流を急減して低スパッタとする制御が可能となる。また、アーク期間では逆に出力電圧変動を小さく制御でき、アークの安定性を向上できる。結果、溶接性能の更なる向上が期待できる。本発明によれば、制御に用いるべく算出する出力電力の誤差を小さくし、溶接性能の更なる向上に寄与することができる溶接用電源装置を提供することができる。第1実施形態以下、本発明を具体化した第1実施形態を図面に従って説明する。図1は、消耗電極式のアーク溶接機10を示す。アーク溶接機10では、溶接用電源装置11のプラス側出力端子にトーチTHにて支持されるワイヤ電極12が接続され、該電源装置11のマイナス側出力端子に溶接対象Mが接続され、該電源装置11にて生成された直流出力電力がワイヤ電極12に印加されることでアーク溶接が行われる。このとき、ワイヤ電極12は溶接時に消耗するため、ワイヤ供給装置13にて消耗に応じて送給がなされる。溶接用電源装置11は、商用電源から供給される三相の交流入力電力をアーク溶接に適した直流出力電力に変換するものである。交流入力電力は、ダイオードブリッジ及び平滑コンデンサよりなる整流平滑回路21にて直流電力に変換され、変換された直流電力はインバータ回路22で高周波交流電力に変換される。インバータ回路22は、IGBT等のスイッチング素子TRを4個用いたブリッジ回路にて構成され、制御装置31によるPWM制御が実施される。インバータ回路22にて生成された高周波交流電力は、溶接トランス23にて所定電圧値に調整された二次側交流電力に変換される。溶接トランス23の二次側交流電力は、ダイオードを用いた整流回路24と直流リアクトル25とで、アーク溶接に適した直流出力電力に変換される。制御装置31は、インバータ回路22のスイッチング素子TRに対しPWM制御を実施し、直流出力電力をその時々で適正値とする制御を行っている。このとき、制御装置31は、その時々の出力電力の検出を行い、検出した出力電力に基づくPWM制御へのフィードバックを行っている。電源装置11内のマイナス側出力端子の電源線上にクランプ型の電流センサ33が備えられており、該電源装置11の出力電流が検知される。検知された出力電流はアナログ値である。制御装置31に備えられるA/Dコンバータ34は、電流センサ33で検知したアナログ値の出力電流を処理部CPU32にて処理可能なデジタル値に変換する。処理部32は、出力電流のデジタル値を所定周期毎に取得する。因みに、図2に示すように、制御周期Tは例えば10μsに設定され、インバータ回路22の各組のスイッチング素子TRをオンオフ制御する制御信号S1,S2の周期2Tは20μsに設定されている。また、それぞれの制御周期Tの最後には、次の制御周期Tでのデューティ比の演算を行うため等に設けられるデッドタイムTaが設定され、この時間は例えば1μsに設定されている。このような制御周期Tに対して、処理部32のサンプリング周期は例えば20nsに設定され、1つの制御周期Tの間でデッドタイムTaを除く450回程度のサンプリングを行っている。従って、処理部32は、1つの制御周期TでデッドタイムTaの前までの450個の出力電流のデジタル値を取得し、デッドタイムTa中にその時の制御周期Tでの出力電流値が算出される。この場合、デッドタイムTa分を含む推定値の算出が好ましいが、単にデッドタイムTa以外での平均値でもよい。一方、出力電圧の取得は、図1に示すように、溶接トランス23を構成する一次側及び二次側巻線23a,23bと共に備えられる補助巻線23cから行っている。因みに、補助巻線23cは、二次側巻線23bと同巻数に設定されている異なる巻数としても可。補助巻線23cの両端電圧は電源装置11の出力電圧と相関関係にあるため、該両端電圧が電源装置11の出力電圧として検知される。制御装置31に備えられるA/Dコンバータ35は、補助巻線23cの両端電圧アナログ値を処理部32にて処理可能なデジタル値に変換する。そして、処理部32は、補助巻線23cの両端電圧のデジタル値を前記出力電流と同時に取得する。因みに、補助巻線23cの両端電圧は交流電圧であるため、処理部32には補助巻線23cの両端電圧の絶対値が入力される。また、補助巻線23cの両端電圧の絶対値は略一定であるため、処理部32は、その時の制御周期TデッドタイムTaを除くでの高電圧時を示すデジタル値をカウントすることで、補助巻線23cの両端電圧値、即ち電源装置11の出力電圧値が算出される。この場合も上記と同様に、デッドタイムTa分を含む推定値の算出が好ましいが、単にデッドタイムTa以外での平均値でもよい。処理部32は、このように算出した出力電流値と出力電圧値とを乗算し、現在の制御周期Tにおける出力電力値を算出する。そして、処理部32は、算出した出力電力値に基づく次の制御周期Tでのデューティ比を算出し、制御装置31は、インバータ回路22のPWM制御を実施している。本実施形態では、処理部32にて出力電力値の算出に用いる出力電圧値の取得に補助巻線23cを用い、電源装置11内の主電力線と制御装置31とが絶縁状態とされるため、従来で用いた絶縁素子を省略できる。つまり、絶縁素子は入出力に2~5μsかかり、これが出力電流値取得に対する出力電圧値取得の遅れに繋がるっているが、絶縁素子を用いないで出力電圧値の取得を行う本実施形態では、出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。これにより、処理部32にて算出する出力電力に含まれる誤差が極めて小さくなり、その時々の出力電力をより適正値に近似可能で、溶接性能の更なる向上に寄与できる。次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。1溶接トランス23には補助巻線23cが設置され、制御装置31にて出力電圧値と相関のある補助巻線23cの両端電圧値が検出される。制御装置31では、補助巻線23cの両端電圧値に基づいて取得した出力電圧値と、電流センサ33側で取得した出力電流値とで出力電力値が算出され、PWM制御のデューティ比に反映される。つまり、出力電圧値の取得に補助巻線23cが用いられ、電源装置11内の主電力線と制御装置31とが絶縁されるため、従来で遅れの要因となっていたアイソレーションアンプ等の絶縁素子を介しての出力電圧値の取得を行わなくて済み、出力電力値を演算する処理部32での出力電流値と出力電圧値との取得の時間差は極めて小さくなる。これにより、算出された出力電力値に含まれる誤差が極めて小さくなり、その時々の出力電力をより適正値に近似でき、溶接性能の更なる向上を図ることができる。2インバータ回路22の制御周期において、現在の制御周期Tでの出力電流値と出力電圧値とが取得されて出力電力値の算出が行われ、算出した出力電力値が次の制御周期Tのデューティ比に反映される。つまり、補助巻線23cを用いた出力電圧値の取得にはその取得にかかる時間が短くなり、出力電力値の算出にかかる時間が短くなるため、次の制御周期TでのPWM制御に即座に反映できる。これにより、出力電力を一層適正値に近似でき、溶接性能の一層の向上に寄与することができる。また、出力電力値の算出までにかかる時間を短くでき制御周期T内のデッドタイムTaを短くできることから、高出力化や制御の高周波数化を図ることもできる。第2実施形態以下、本発明を具体化した第2実施形態を図面に従って説明する。図3に示すように、本実施形態の溶接用電源装置11は、前記第1実施形態に加えて、出力電圧の検出に用いるA/Dコンバータ35と処理部32との間に、A/Dコンバータ35の出力信号に対して短絡/アークの各期間それぞれで好適なフィルタ処理を行うフィルタ装置41が介在されて構成されている。フィルタ装置41は、短絡期間用のフィルタ42aとアーク期間用のフィルタ42bとの2つのローパスフィルタを備え、加えて各フィルタ42a,42bのいずれかを選択する選択スイッチ43と、該スイッチ43の切り替えを制御するS/A短絡/アーク検出回路44とを備えている。ところで、アーク溶接では、図4に示すように、短絡期間とアーク期間とが交互に周期的に繰り返されるものであり、短絡期間では特にその後期アーク期間の直前において生じるくびれ現象を高精度に検出し、またくびれ検出からアーク期間の開始までに出力電流を急減して低スパッタとする制御が要求される。一方、アーク期間では逆に出力電圧変動を小さくし、アークの安定性の向上が要求される。本実施形態ではこれを考慮し、短絡期間用のフィルタ42aは、カットオフ周波数が例えば10[kHz]以上というように高く設定時定数小され、A/Dコンバータ35の出力信号をフィルタ処理する際の位相遅れが極小となるように設定されている。また、アーク期間用のフィルタ42bにおいては、カットオフ周波数が例えば5[kHz]以下というように低く設定時定数大され、A/Dコンバータ35の出力信号をフィルタ処理する際の位相遅れが比較的大となるように設定されている。そして、S/A検出回路44は、出力電圧に相関のあるそのA/Dコンバータ35の出力信号に基づいて短絡/アーク期間を検出し、各期間に対応したフィルタ42a,42bを選択すべく選択スイッチ43の切り替えが行われるようになっている。これにより、短絡期間では出力電圧の検出精度が高く出力電圧のフィードバックが速やかとなり、アーク期間では出力電圧の検出精度が低く出力電圧のフィードバックが緩やかとなる。つまり、短絡期間では特にその後期アーク期間の直前において生じるくびれ現象が高精度に検出可能となり、またくびれ検出からアーク期間の開始までに出力電流を急減して低スパッタとする制御が可能となる。また、アーク期間では逆に出力電圧変動を小さくでき、アークの安定性の向上が可能となる。これらから、溶接性能の更なる向上が期待できるものとなっている。次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。1カットオフ周波数の異なるフィルタ42a,42bが備えられ、S/A検出回路44の期間検出に基づく選択スイッチ43の動作により、短絡/アークの各期間に対応するフィルタ42a,42bの選択が行われる。これにより、各期間の相反する要求のそれぞれに適切な制御の実施が可能となり、溶接性能の更なる向上を図ることができる。22つのフィルタ42a,42bを用い、それを選択スイッチ43にて選択する簡単な構成で実現することができる。尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。上記実施形態では、算出した直流電力値を次の制御周期Tでのデューティ比に反映させたが、必ずしも次に反映させなくても、それ以降の制御周期Tで設定されるデューティ比に反映させるようにしてもよい。上記実施形態では、制御周期T、デッドタイムTa、サンプリング周期回数等で挙げた数値は一例であり、適宜変更してもよい。上記実施形態で用いるフィルタ42a,42bにおいて、カットオフ周波数は一例であり、その数値については適宜変更してもよい。上記実施形態では、インバータ回路22、溶接トランス23、直流変換手段整流回路24、直流リアクトル25等にて電源装置11を構成したが、これら各回路構成を適宜変更してもよい。"