"パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値と平均雑音電力を推定する通信路推定周波数領域等化部と、前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定部と、を備えることを特徴とする受信装置。前記誤り率推定部は、周波数領域等化後の通信路をAWGNと近似することで誤り率を推定することを特徴とする請求項1に記載の受信装置。前記誤り率推定部は、MIMO通信方式において、誤り率を送信アンテナ毎に推定することを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値や平均雑音電力を推定する通信路推定周波数領域等化過程と、前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定過程と、を備えることを特徴とする受信方法。しかし、上述の従来の技術では、移動体通信に於ける周波数選択性通信路は時間と共に変化するため、パイロット信号を復調することによるBERの推定ではパケット毎のBER推定が困難である。また、十分な精度でBER推定を行うには、膨大な既知信号を送信することになり、伝送効率が劣化してしまう。本発明は、斯かる実情に鑑み、リアルタイムかつ高精度なBER値の推定を実現する受信装置及び受信方法を提供しようとするものである。本発明は、パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値と平均雑音電力を推定する通信路推定周波数領域等化部と、前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定部と、を備えることを特徴とする受信装置である。ここで、前記誤り率推定部は、周波数領域等化後の通信路をAWGNと近似することで誤り率を推定することを特徴とする。また、前記誤り率推定部は、MIMO通信方式において、誤り率を送信アンテナ毎に推定することを特徴とする。また、本発明は、パイロット信号を用いて通信路を推定して、通信路推定値や平均雑音電力を推定する通信路推定周波数領域等化過程と、前記通信路推定値と前記平均雑音電力を用いて誤り率を計算する誤り率推定過程と、を備えることを特徴とする受信方法である。このように本発明は、SC-FDE方式に於いて、通信路特性測定値と平均雑音電力測定値より、等価的AWGN通信路の利得と雑音電力を算出することで、リアルタイムかつ高精度なBERの推定を行うことが可能となる。以下、本発明の実施の形態を添付図面を参照して説明する。第1実施形態まず本実施形態を、図1を用いて説明する。図1はSISOシステムの場合である。送信装置10は、データ11を変調シンボルにマッピングしてデータシンボルを生成する変調部12、データシンボルにサイクリックプレフィックスを挿入するCP挿入部13と、を備え、生成された送信信号は、送信アンテナ14から送信される。受信装置20は、受信アンテナ21で受信した受信信号からCPを除去するCP除去部22、シリアルパラレル変換するS/P変換部23、時間周波数変換するFFT部24、受信したパイロット信号から通信路推定および周波数領域等化を行う通信路推定周波数領域等化部25、通信路推定値から誤り率を推定する誤り率推定部26、周波数時間変換するIFFT部27、パラレルシリアル変換するP/S変換部28、復調を行う復調部29と、を備え、受信データ30を生成する。送信装置10ではデータシンボルxkにCyclicPrefixを挿入して送信する。送信信号は周波数選択性フェージング通信路を伝搬し、受信装置20で受信される。受信装置20では受信信号からCPを除去したのち、NポイントのFFTによりN個の周波数成分{Ri,i=0,1,...,N-1}に分解する。Riは次式1で表される。式1に於いて、rkはk番目の時間サンプル値である。また、Hiは第i番目の周波数サンプルに於ける通信路特性、XiおよびZiはそれぞれ送信信号および雑音の第i番目の周波数成分を表している。各周波数成分にMMSE基準によるFDE重みWiを乗算すると、FDE後の時間領域信号のサンプル値r’kは次式2で表される。また、Wiは、次式3である。式2に於いて、k番目の時間サンプル値であるh’kは通信路と等化器を併せたインパルス応答であり、次式4で表される。ZF基準のFDEに於いては第i周波数でWiHi=1となるため、このインパルス応答h’kは{h’k=0,k≠0}となる図2。しかし、MMSE基準のFDEでは必ずしもWiHi=1ではないため、h’kに於いてk≠0なる区間にも値を持つ図3。これが符号間干渉として信号判定時に影響する。式2について、データシンボルxkにかかる係数を利得とするため、次式5のように変形する。データシンボルxkにかかる係数を利得としたため、等価的AWGNの利得Aeqは次式6で表される。式4の第2項をガウス分布と近似することで、式4の第2項と第3項の合成の分散を計算し、これを等価的AWGNの平均雑音電力σ2eqとすると、次式7で表される。以上に於いて、通信路値Hiと平均雑音電力値σ2は送受信機で互いに既知であるパイロット信号を用いて測定可能な値とする。通信路値Hiと平均雑音電力値σ2を用いて、等価的AWGNの利得Aeqと雑音分散σ2eqが予め算出できれば、Q関数を用いることでBPSK変調又はQPSK変調に於いては次式8より受信BERが推定できる。さて、通信路値と平均雑音電力は受信装置で求める必要があり、次に詳しく述べる。通信路値を求めるにはそう受信装置で既知のパイロット信号を用いればよい。例えば、各サブキャリアにパイロット信号が配置されているとすると、第i周波数ポイントにおける通信路推定値H^iは第i周波数ポイントにおけるパイロット信号Piを用いて次式9のように求められる。しかし、Riには雑音が含まれるため、雑音の影響の抑制と、雑音電力を測定する手法について説明する。まず、H~iをIFFTしてインパルス応答推定値h~kを次式10により求める。ここで、hkは実際のチャネルインパルス応答である。また、z’kは複素ガウス雑音であり、Piの平均電力が1であれば、zkとz’kの平均電力は等しくなる。また、hkはサンプル番号L-1までしか値のを持たないので、h~kのL-1番目以降の値はz’kのみの値となるため、L以降の値を0とし、その後FFTすることで、次式11のように雑音電力の影響をL/Nに抑制したチャネル推定値H^iが得られる。また、雑音の平均電力の測定値σ^2は、次式12のように、h~kのL番目以降の平均値より測定できる。誤り率の推定精度を高めるためには、通信路推定誤差を求める必要がある。通信路推定値H^iと実際の通信路Hiの関係式を次式13のように表す。ただし、Z~iは通信路推定誤差である。上式13を考慮して等化後の信号を求めると次式14のようになる。z’’kはz’kに通信路推定値の雑音が加わったものとなる。z’’kがガウス分布すると仮定すると、等価AWGN通信路の最終的な平均雑音電力は次式15のように表わされる。第2実施形態本実施形態は送受信側で複数のアンテナを備えるMIMOMultipleInputMultipleOutputシステムにおけるSC-FDEに本発明を適用した例である。なお、送信アンテナ数をnT、受信アンテナ数はnRとする。図11は、本実施形態における送信装置、受信装置の構成を示すブロック図である。送信装置40は、データ41-1~41-nTを変調シンボルにマッピングしてデータシンボルを生成する変調部42-1~42-nT、データシンボルにサイクリックプレフィックスを挿入するCP挿入部43-1~43-nTと、を複数系列備え、生成された複数の送信信号は、複数の送信アンテナ44-1~44-nTから送信される。受信装置50は、各受信アンテナ51-1~51-nRで受信した受信信号からCPを除去するCP除去部52-1~52-nR、シリアルパラレル変換するS/P変換部53-1~53-nR、時間周波数変換するFFT部54-1~54-nR、受信したパイロット信号から通信路推定および周波数領域等化を行う通信路推定周波数領域等化部55、通信路推定値から誤り率を推定する誤り率推定部56、周波数時間変換するIFFT部57-1~57-nR、パラレルシリアル変換するP/S変換部58-1~58-nR、復調を行う復調部59-1~59-nRと、を備え、受信データ60-1~60-nRを生成する。以下、数式を用いて詳細な説明を行う。第i周波数ポイントのnR次元受信信号ベクトルRiを次式16のように示す。ただし、Rqiは第q受信アンテナにおける受信信号、Xpiは第p送信アンテナにおける送信信号、Hqpiは第p送信アンテナと第q受信アンテナとの間の通信路、Zqiは第q受信アンテナにおける雑音である。また上付きのTは転置行列を表す。MIMOシステムでは受信信号から送信信号を分離検出するためにMLD最尤検出:MaximumLikelihoodDetectionのような非線形検出方式、ZFZeroForcingやMMSE最小平均2乗誤差:MinimumMeanSquareErrorのような線形検出方式を行う。以下では線形検出方式について説明する。線形検出方式の場合、次式17のように受信信号に重み行列Wiを乗算して送信信号の分離検出を行う。重み行列WiはMMSEの場合は次式18のようになる。ZFの場合は次式19のようになる。なお、INはN行N列の単位行列を表す。また、上付きのHは複素共役転置行列を表す。X^iの時間領域信号x^kは次式20のようになる。分離検出後のインパルス応答h’kを次式21のように表すと、x^kは次式22のようになる。第m送信アンテナ、時刻kの信号に注目すると次式23のようになる。このとき、送信アンテナm、時刻kの等価AWGN利得は次式24のようになる。また平均雑音電力は次式25のようになる。MIMOシステムでは、SISOシステムの場合にストリーム間干渉成分が新たに雑音として加わることになる。第3実施形態本実施形態は、本発明をOFDM直交周波数分割多重:OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing方式に適用した例である。OFDMの場合は、各サブキャリアで誤り率を求めることができ、その平均が全体の誤り率とすることができる。周波数領域の受信信号や等化重みはSC-FDEの場合と同様としてよい。従って、第iサブキャリアの等価利得Aeqiと平均雑音電力σ2eqiは次式26のようになる。上式を用いて、各サブキャリアの誤り率を求めて、全サブキャリアで平均すれば全体の誤り率を推定することができる。第4実施形態本実施形態では、OFDMをMIMOに拡張したMIMO-OFDM方式に本発明を適用した例である。第iサブキャリアにおける受信信号および重み行列はMIMO-SC-FDEの場合と同様である。このとき、第m送信アンテナ、第iサブキャリアの等価AWGN利得Aeq,miは次式27のようになる。また、第m送信アンテナ、第iサブキャリアの平均雑音電力σ2eq,miは次式28のようになる。ただし、ストリーム間干渉は雑音近似している。このようなAeq,mi、σ2eq,miを用いて各サブキャリアの誤り率を求め、全サブキャリアで平均すれば全体の誤り率を推定することができる。第5実施形態ここでは時間領域にパイロット信号を配置する場合について説明する。通信路値の測定方法は、第1の実施形態と同様に行うことができる。時間領域にパイロット信号を配置する場合、パイロット信号が周波数領域で一定の振幅を持たず、周波数ポイント毎に変化してしまう。このとき、第i周波数ポイントにおける通信路推定値H^iを求める際に、第i周波数ポイントにおけるパイロット信号の振幅が小さい場合、雑音強調を起こし通信路推定精度が劣化してしまう。パイロット信号の振幅が0の場合という極端な場合では通信路推定自体ができなくなってしまう。このためチャネル測定誤差が小さくなるようなパイロット信号を用いる必要がある。このときチャネル推定誤差は、以下の式29で表わすことができ、式29を小さくするようなパイロット信号を用いればよい。また、以下の式30のPiは第i周波数ポイントにおけるパイロット信号である。推定誤差の小さいパイロット信号の選び方は、例えば、複数のパイロット信号の候補のうち、式29が最小となるものを選べばよい。第6実施形態MIMOシステムの場合、送信アンテナ数に比例して推定すべき通信路も増加する。これらの通信路を独立なリソースシンボルを用いて推定しようとすると、送信アンテナ数が増えるに従って、データ信号に対するパイロット信号が増加してしまい、伝送効率の劣化につながってしまう。同一のリソースを用いてMIMOの通信路推定を行う技術について説明する。例えば、CICarrierInterferometry技術を用いることができる。CI技術は全サブキャリアの振幅位相を同一とした上で、各サブキャリアで以下の式31のように直線位相オフセットを与える。Npは位相オフセット係数を表し、直線の傾きを変化させるものである。周波数領域で直線位相オフセットを与えると、時間領域ではNpに応じた時間シフトとなるので、時間軸上で重ならないように送信アンテナ毎に異なる直線位相オフセット係数を与えれば、同一リソースで各送信アンテナのパイロット信号を多重しても通信路推定値を精度よく求めることができる。また、時間領域でパイロット信号を多重する場合、各送信アンテナで異なる遅延量の巡回遅延を与えれば、周波数領域での直線位相オフセットを与えることと等価となる。例えば、[s1s2s3s4]を遅延量1で巡回遅延させると[s2s3s4s1]となる。また、各送信アンテナのパイロット信号を分散配置することによる周波数多重を行って通信路推定することも可能である。分散配置の間隔は等間隔であることが望ましく、分散配置の間隔は送信アンテナ数が増えるに従って大きくなる。8サブキャリアの場合を例に説明する。例えば、送信アンテナ数が2の場合、第1送信アンテナは第1、3、5、7サブキャリアにパイロット信号を配置し、第2送信アンテナは第2、4、6、8サブキャリアにパイロット信号を配置する。各送信アンテナでパイロット信号が配置されていないサブキャリアの通信路推定値を求めるには、配置されたサブキャリアのパイロット信号を用いて、例えば補間を行えばよい。なお、CI技術と周波数多重技術を組み合わせることも可能である。分散配置したパイロット信号に直線位相オフセットを与えたものを多重すれば、送信アンテナ数が増えても、分散配置の間隔を小さくすることができ、各アンテナで配置されるパイロット信号数が増えるため、通信路推定精度を向上させることができる。このように上記実施形態では、BERを精度よく推定する方法を示した。これにより、誤り率の高いパケットを破棄するもしくは後段の受信処理を行うかどうかを選択するなどして伝送の誤りを回避することができる。また、MIMOシステムの場合は、送信アンテナ毎に誤り率の高いパケットを破棄することで、送信アンテナ毎に信頼性の高いデータ伝送を行うことができる。また、全送信アンテナをまとめて破棄するかどうかを判断しても良い。また、破棄するかどうかの選択は例えばQoSによって基準が異なることが望ましく、重要度の高いデータに対しては基準を厳しくし、重要度の低いデータに対しては基準を低く設定すればよい。また、誤り率が悪い環境の場合、信頼性を高めるために伝送レートを下げてもよい。これは送信装置が判断しても良いし、受信装置が送信装置に通知しても良い。実施例以下、実施例に基づいて本発明の効果を具体的に説明するが、もとより本発明はこれらの実施例に限定されるものではない。各送信受信アンテナ間の通信路は、互いに独立な等電力の1、2、4、8、16シンボル時間パスの周波数選択性準静的レイリーフェージング通信路QuasistaticRayleighfadingchannelとする。この通信路の遅延プロフィールを図4に示す。FFTの1ブロックには64シンボル分が含まれるつまり、N=64。GIGuardInterval長はN/4ポイントとしている。また通信路のチャネル推定は、受信側で完全である場合とパイロット信号により測定した場合とで比較している。アンテナ本数が1×1のSISOシステムについて、図5にチャネル推定が受信側で完全な場合、図6にパイロット信号によりチャネルを測定した場合の、計算機シミュレーションによる誤り率BitErrorRate:BER特性を示す。どの場合もSISOシステム、および2×2、4×4のMIMOシステムについて実施している。図5~10に於いて、チャネル情報CSIと平均受信雑音電力を測定することで、受信BER値の推定を行った。送信パイロット信号により測定されたチャネル情報と受信雑音電力により、等価的なAWGN通信路の利得と雑音分散を計算し、受信BER値の理論式を求めることができ、高い精度でのBER推定が可能であることが確認できた。"