"モータ2に供給される多相電流iu,iv,iwを前記モータについての回転二軸座標系を構成するd軸及びq軸へとそれぞれ変換して得られるd軸電流Id及びq軸電流Iqと、前記モータに印加される多相電圧の指令値を前記d軸及び前記q軸へとそれぞれ変換して得られるd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqとを入力し、前記モータの回転角速度ωの推定値ω0を出力する装置であって、前記d軸電流に電機子抵抗値Rを乗算して第1の電圧降下を得る第1の乗算器11aと、前記d軸電圧指令値から前記第1の電圧降下を減算してd軸誘起電圧edを出力する第1の減算器10aと、前記d軸誘起電圧を入力して、前記モータの総磁束のd軸成分の推定値たる推定d軸磁束φdを得る第1の積分器12と、前記q軸電圧指令値及び前記q軸電流並びに前記推定d軸磁束から前記推定値を求める演算部10b,11b,17,19とを備え、前記第1の積分器は、前記d軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数ωcを有するローパスフィルタ13と、前記推定d軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタ15と、前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタ14と、前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定d軸磁束を出力する加算器16とを有する、角速度推定装置5,26。前記演算部は、前記q軸電流Iqに前記電機子抵抗値Rを乗算して第2の電圧降下を得る第2の乗算器11bと、前記q軸電圧指令値Vqから前記第2の電圧降下を減算してq軸誘起電圧eqを出力する第2の減算器10bと、前記q軸誘起電圧eqを前記推定d軸磁束φdで除して前記推定角速度ω0を算出する除算器17とを更に有する、請求項1記載の角速度推定装置5,26。前記q軸誘起電圧eqを入力して、前記モータの総磁束の前記q軸の成分の推定値たる推定q軸磁束φqを得る第2の積分器12bと、前記推定q軸磁束の零に対する偏差から位相補正量θcを求める位相補正器30と、前記推定角速度ω0の積分値と前記位相補正量とを加算して前記モータの回転位相の推定値たる推定位相θを算出する位相演算器18,29とを更に備え、前記第2の積分器は、前記q軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数ωcを有するローパスフィルタと、前記推定q軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタと、前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定q軸磁束を出力する加算器とを有する、請求項2記載の角速度推定装置26。前記除算器17は、前記推定d軸磁束が第1の所定値以下の場合に前記第1の所定値よりも大きい第2の所定値を前記推定d軸磁束に代えて前記除数とする除数修正器19を含む、請求項2又は請求項3記載の角速度推定装置5,26。しかし特許文献1で紹介されたフィルタを積分器の代用とすることは、カットオフ角周波数より低い角周波数での磁束の推定を行わないことと同じである。要するに、上記特許文献1では、カットオフ角周波数より低い周波数では、回転位置を推定することができない。本発明は、上記課題に鑑み、角周波数が低い領域においても、回転子の位置を推定する技術を提供することを目的とする。上記課題を解決すべく、本発明に係る角速度推定装置は、モータ2に供給される多相電流iu,iv,iwを前記モータについての回転二軸座標系を構成するd軸及びq軸へとそれぞれ変換して得られるd軸電流Id及びq軸電流Iqと、前記モータに印加される多相電圧の指令値を前記d軸及び前記q軸へとそれぞれ変換して得られるd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqとを入力し、前記モータの回転角速度ωの推定値ω0を出力する装置である。そしてその第1の態様は、前記d軸電流に電機子抵抗値Rを乗算して第1の電圧降下を得る第1の乗算器11aと、前記d軸電圧指令値から前記第1の電圧降下を減算してd軸誘起電圧edを出力する第1の減算器10aと、前記d軸誘起電圧を入力して、前記モータの総磁束のd軸成分の推定値たる推定d軸磁束φdを得る第1の積分器12と、前記q軸電圧指令値及び前記q軸電流並びに前記推定d軸磁束から前記推定値を求める演算部10b,11b,17,19とを備える。前記第1の積分器は、前記d軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数ωcを有するローパスフィルタ13と、前記推定d軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタ15と、前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタ14と、前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定d軸磁束を出力する加算器16とを有する。本発明に係る角速度推定装置の第2の態様は、その第1の態様であって、前記演算部は、前記q軸電流Iqに前記電機子抵抗値Rを乗算して第2の電圧降下を得る第2の乗算器11bと、前記q軸電圧指令値Vqから前記第2の電圧降下を減算してq軸誘起電圧eqを出力する第2の減算器10bと、前記q軸誘起電圧eqを前記推定d軸磁束φdで除して前記推定角速度ω0を算出する除算器17とを更に有する。本発明に係る角速度推定装置の第3の態様は、その第2の態様であって、前記q軸誘起電圧eqを入力して、前記モータの総磁束の前記q軸の成分の推定値たる推定q軸磁束φqを得る第2の積分器12bと、前記推定q軸磁束の零に対する偏差から位相補正量θcを求める位相補正器30と、前記推定角速度ω0の積分値と前記位相補正量とを加算して前記モータの回転位相の推定値たる推定位相θを算出する位相演算器18,29とを更に備える。前記第2の積分器は、前記q軸誘起電圧を入力して所定のカットオフ角周波数ωcを有するローパスフィルタと、前記推定q軸磁束を入力してその上限を制限するリミッタと、前記リミッタの出力を入力し、前記カットオフ角周波数を有するハイパスフィルタと、前記ローパスフィルタの出力と前記ハイパスフィルタの出力とを加算して前記推定q軸磁束を出力する加算器とを有する。本発明に係る角速度推定装置の第4の態様は、その第2又は第3の態様であって、前記除算器17は、前記推定d軸磁束が第1の所定値以下の場合に前記第1の所定値よりも大きい第2の所定値を前記推定d軸磁束に代えて前記除数とする除数修正器19を含む。本発明に係る角速度推定装置の第1の態様によれば、カットオフ角周波数より低い帯域のノイズを積分することを回避でき、角速度を精度良く推定できる。また、低速域の安定性が向上する。もって、位置センサレス制御に資する。本発明に係る角速度推定装置の第2の態様によれば、角速度の推定精度が高まる。本発明に係る角速度推定装置の第3の態様によれば、電機子抵抗の実際の値と推定器が推定する電機子抵抗の推定値との間に差がある場合であっても角速度を精度良く推定できる。本発明に係る角速度推定装置の第4の態様によれば、角速度の推定精度が高まる。以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図1を初めとする以下の図には、本発明に関係する要素のみを示す。第1実施形態図1に示すように、本発明の第1実施形態に係る角速度推定装置は、角速度推定器5として、制御装置100に備えられる。制御装置100は電力変換器1を制御する。電力変換器1は、SynRM課題を解決するための手段におけるモータ2に電力を供給する。電力変換器1は、外部電源図示省略から得られる電力を、例えばPWMPulseWidthModulation制御してSynRM2に三相U相、V相、W相の供給電流を供給する。制御装置100は角速度推定器5の他、例えば、電流検出器3、三相/dq軸変換器4、力率制御器6、速度制御器7、電流制御器8及び、dq/三相軸変換器9を備えている。制御装置100は、電流検出器3で検出された供給電流に基づいて以下に詳述する種々の演算を行う。制御装置100は、当該演算の結果、dq/三相軸変換器9が電力変換器1へと制御信号Vを出力することによって、電力変換器1からSynRM2へと供給される電力を制御する。電流検出器3は例えばセンサ3a,3bを有している。供給電流のうちU相の相電流iu及びV相の相電流ivが、それぞれセンサ3a,3bによって検出される。センサ3a,3bは、具体的には例えばCTCurrentTransformerが採用される。検出された相電流iu,ivは三相/dq軸変換器4に送出される。なお、図1は、電流検出器3として、電力変換器1とSynRM2とを接続する結線を流れる電流をCT等により検出するものを記載しているが、他の公知の手法を用いて、母線電流など電力変換器1内部に流れる電流を用いて相電流を検出しても良い。三相/dq軸変換器4は、相電流iu,ivから、W相の相電流iwを、iuiviw=0の関係に基づいて算出する。そして、三相/dq軸変換器4は、これらの相電流iu,iv,iwを、SynRM2の回転子の位置に対応する位相θに従って回転する回転二軸座標系を構成するd軸及びq軸へとそれぞれ変換し、d軸電流Id及びq軸電流Iqを得る。d軸電流Id及びq軸電流Iqは、角速度推定器5及び電流制御器8に送出される。速度制御器7は、外部から入力される回転角速度指令ωと、角速度推定器5から出力される推定角速度ω0との偏差を増幅して、供給電流の指令値をq軸に変換したq軸電流指令Iqを出力する。力率制御器6は、q軸電流指令Iqに基づいた演算により、供給電流の指令値をd軸に変換したd軸電流指令Idを求めて電流制御器8へと出力する。電流制御器8は、d軸電流指令Idとd軸電流Idとの偏差を増幅してd軸電圧指令値Vdを算出し、q軸電流指令Iqとq軸電流Iqとの偏差を増幅してq軸電圧指令値Vqを算出する。d軸電圧指令値Vd、q軸電圧指令値Vqはいずれも角速度推定器5及びdq/三相軸変換器9の両方に出力される。角速度推定器5は、三相/dq軸変換器4から入力されるd軸電流Id及びq軸電流Iqと、電流制御器8から入力されるd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqとに基づいて、推定角速度ω0と推定位相θとを出力する。総磁束の演算推定角速度ω0及び推定位相θを算出するには、SynRM2の総磁束を推定する必要がある。SynRM2の電機子抵抗値をRとし、回転二軸座標上のd軸磁束及びq軸磁束をそれぞれφd,φqとすると、回転二軸座標が角周波数ωで回転している場合、d軸磁束φd及びq軸磁束φqについて式1,2が成り立つ。Vd=RIdd/dtφd-ωφq...1Vq=RIqd/dtφqωφd...2これらを整理すると、式3,4を得る。d/dtφd=Vd-RIdωφq...3d/dtφq=Vq-RIq-ωφd...4。式3,4において、d軸電圧Vd及びq軸電圧Vqとして、電流制御器8から入力されるd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを用い、回転角速度ωとして推定角速度ω0を用いれば、式5,6が得られる推定されるd軸磁束φd及びq軸磁束φqについては記号を変えていない。φd=Vd-RIdω0φq/s...5φq=Vq-RIq-ω0φd/s...6ここで、sはラプラス演算子である。回転二軸座標上のd軸と磁束ベクトルの方向とが一致するので、式5,6において、φq=0となる。よって式5,6において、φq=0とすることにより式7,8が得られる。φd=Vd-RId/s...7ω0=Vq-RIq/φd...8。角速度推定器5図2に示すように、角速度推定器5は、第1の乗算器11aと、第1の減算器10aと、第1の積分器12と、第2の乗算器11bと、第2の減算器10bとを備えている。第1の乗算器11aは、d軸電流Idに電機子抵抗値Rを乗算して第1の電圧降下RIdを得る。第1の減算器10aは、d軸電圧指令値Vdから第1の電圧降下を減算してd軸誘起電圧edを得る。第2の乗算器11bは、q軸電流Iqに電機子抵抗値Rを乗算して第2の電圧降下RIqを得る。第2の減算器10bは、q軸電圧指令値Vqから第2の電圧降下RIqを減算してq軸誘起電圧eqを得る。また、角速度推定器5は、修正積分器課題を解決するための手段における第1の積分器12を備えている。修正積分器12は、第1の減算器10aが算出したd軸誘起電圧edに基づいて、推定d軸磁束φdを得る。具体的には修正積分器12は、ローパスフィルタ13と、リミッタ15と、ハイパスフィルタ14と、加算器16とを有している。ローパスフィルタ13は、所定のカットオフ角周波数ωc≧0を有し、d軸誘起電圧edを濾波して出力値yd1を得る。リミッタ15は、推定d軸磁束φdを入力してその上限を制限し、ハイパスフィルタ14へと出力する。ハイパスフィルタ14は、カットオフ角周波数ωcを有し、リミッタ15からの出力を濾波して出力値yd2を得る。加算器16は、ローパスフィルタ13からの出力値yd1と、ハイパスフィルタ14からの出力値yd2とを加算して推定d軸磁束φdを得る。修正積分器12の伝達関数を示す入出力の関係は、リミッタ15の機能を無視すれば、d軸誘起電圧edを入力とし、推定d軸磁束φdを出力として、式9のようになる。φd=edωcφd/sωc...9これを変形すればφd=ed/sと表されるので、リミッタ15の機能を無視すれば修正積分器12は純粋に積分機能のみを発揮することが示される。しかし実際には修正積分器12は、ハイパスフィルタ14に入力する推定d軸磁束φdに対してリミッタ15によって上限を設けるので、電流検出器3のオフセット成分により積分値が発散することを回避できる。更に、ローパスフィルタ13によってカットオフ角周波数ωcより低い帯域のノイズを積分することが防止される。これにより電流検出器3のオフセット成分を抑制して、低速域の安定性が向上する。以上のようにして修正積分器12は、カットオフ角周波数ωcより低い帯域でもd軸磁束φdを正確に演算することができる。よって後述するように式8に基づいて推定角速度ω0の、引いては位置の推定に資する。角速度推定器5はまた、除算器17及び位相演算器18を有している。除算器17は、式8に従って、q軸誘起電圧eqを推定d軸磁束φdで除して推定角速度ω0を出力する。ここで、除算器17は、除数修正機19を含む。除数修正機19は、推定d軸磁束φdが第1の所定値例えば演算精度に鑑みて零と見なされる最大値以下の場合には、当該第1の所定値よりも大きな第2の所定値を推定d軸磁束φdに代えて除数とする。これにより、推定角速度ω0の精度が向上する。図3に示すように、除算器17が除数修正機19を含むので、推定角速度ω0を安定的に推定できる。なお、図3に示したシミュレーションでは、消費電力が1kWのSynRMについて、推定角速度ω0の算出結果を示している。図3では推定角速度ω0が非常に小さい領域では推定角速度ω0が振動しているが、それ以外では安定に推定されていることが分かる。位相演算器18は、推定角速度ω0を積分して推定位相θを算出し、三相/dq軸変換器4及び、dq/三相軸変換器9のそれぞれに出力する。以上のように、推定角速度ω0を積分した推定位相θを制御軸にするため、電圧指令値Vd,Vqから電機子抵抗Rに起因する電圧降下を減算するだけで、推定d軸磁束φd、推定角速度ω0及び推定位相θこれは回転子の位置に対応するを得ることができる。つまり、インダクタンスを用いることなく交流回転機を制御でき、インダクタンスの電流依存性を考慮する必要がない。また、修正積分器12を用いることにより低速域における推定角速度ω0の演算精度が向上し、位置センサレス制御を実現できる。第2実施形態図1に示すように、本発明の第2実施形態に係る角速度推定装置は、角速度推定器26として、電力変換器1を制御する制御装置101に備えられる。つまり、制御装置101は、上記第1実施形態で示した角速度推定器5に代えて角速度推定器26を採用したものである。なお、本実施形態において、上記第1実施形態と同様の機能を有する要素については、同一符号を付してその説明を省略する。図4に示すように、角速度推定器26は、第1の乗算器11aと、第1の減算器10aと、修正積分器12と、第2の乗算器11bと、第2の減算器10bとを備えている。また、角速度推定器26は、除算器17と、位相演算器18とを備えている。さらにまた、角速度推定器26は、修正積分器12bと、位相補正器30と、位相演算器29とを備えている。ここで、修正積分器12を第1の修正積分器12と称し、修正積分器12bを第2の修正積分器12bと称する。また、位相演算器18を第1の位相演算器18と称し、位相演算器29を第2の位相演算器29と称する。第2の修正積分器12bは、第2の減算器10bから出力されるq軸誘起電圧eqに基づいてq軸磁束φqを算出する。具体的には、第1の修正積分器12がd軸磁束φdを算出したのと同様にして、第2の修正積分器12bはq軸磁束φqを算出する。なお、上記第1実施形態では、φq=0を前提としていたが、実際にはφq≠0となることがある。本実施形態では、φq≠0としてq軸磁束φqを算出する。位相補正器30は、第3の減算器27と、軸ずれ補正器28とを有している。第3の減算器27は、q軸磁束φqの零に対する偏差から位相補正量θcを算出する。具体的には、第3の減算器27がq軸磁束φqを零指令0から減算して得られる値偏差を軸ずれ補正器28に入力する。軸ずれ補正器28には、例えばPI制御器が採用されて、上記偏差によって制御される位相補正量θcを出力する。第2の位相演算器29は、第1の位相演算器18の出力値上記第1実施形態における推定位相θと、位相補正量θcとを加算することによって推定位相θ1を算出する。第1実施形態における推定位相θに代えて、推定位相θ1が三相/dq軸変換器4、dq/三相軸変換器9に与えられる。このようにして推定位相θ1はq軸磁束φqの偏差に基づいて求められているので、当該偏差が零に収束するように、即ちq軸磁束φqが零となる動作が制御装置101において行われる。以上のように、q軸磁束φqが零になるように制御することにより、電機子抵抗Rの設定誤差、すなわち、SynRM2の実際の抵抗値と角速度推定器26より具体的には第1の乗算器11a及び第2の乗算器11bに設定する電機子抵抗Rの値に差異例えば温度変化による抵抗値の変動による差異があっても、安定的に推定角速度ω0を得ることできる。以上、本発明の好適な態様について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、公知技術を組合せても良い。"