"複数の入力データワードDを複数のコードワードZ1,Z2にエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーダであって、‐第1の数Kldpc個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワードDを受け取るためのエンコーダ入力1451と、‐コードワードが、データ部分D及び第2の数Nldpc-Kldpc個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分Pbを含む基本コードワード部分Bと、第3の数MIR個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分Paを含む補助コードワード部分Aと、を含むように、入力データワードDをコードワードZ1,Z2,Z3,Z4にエンコードするためのエンコーディング手段1452と、‐前記複数のコードワードZ1,Z2を出力するためのエンコーダ出力1454と、を備え、前記エンコーディング手段14は、i第1のコードに従って、入力データワードDから前記基本コードワード部分Bを生成し、及び、ii第2のコードに従って、入力データワードDから前記補助コードワード部分Aを生成する、ために適合され、基本パリティシンボルは、第1のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスyにおいて情報シンボルmを蓄積することによって生成され、前記パリティシンボルアドレスyは、第2のアドレス生成ルールに従って決定され、ここで、xはサイズGaのグループの第1の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、QIRは補助コードレート依存の予め定義される定数である、エンコーダ。前記エンコーディング手段1452は、パリティシンボルアドレスyにおいて情報シンボルmを蓄積することによって、基本パリティシンボルを生成するために適合され、前記パリティシンボルアドレスyは、前記第1のアドレス生成ルールに従って決定され、ここで、xはサイズGbのグループの前記第1の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Qldpcは基本コードレート依存の予め定義される定数である、請求項1に記載のエンコーダ。Ga=Gbである、請求項1又は2に記載のエンコーダ。Ga=Gb=360である、請求項3に記載のエンコーダ。前記エンコーディング手段1452は、後続の情報シンボルのグループを用いることによって前記基本パリティシンボル及び前記補助パリティシンボルをブロック単位で生成するために適合され、後続の情報シンボルの前記グループの各情報シンボルiは、異なるパリティシンボルアドレスyのセットにおいて蓄積され、前記第1又は第2のアドレス生成ルールに従って、それぞれ、前記グループの前記第1の情報シンボルが蓄積されるパリティシンボルアドレスの前記セットは所定のアドレステーブルから選ばれ、前記グループの前記後続の情報シンボルが蓄積される前記シンボルアドレスはパリティシンボルアドレスの前記セットから決定され、パリティシンボルアドレスの別個のセットは、基本パリティシンボル及び補助パリティシンボルの各新たなブロックを生成するために前記アドレステーブルから選ばれる、先行する請求項のいずれか1項に記載のエンコーダ。前記エンコーディング手段1452は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスyの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、QIR=12、MIR=4320、Nldpc=4320、Qldpc=6、及びコードレート識別子1/2についての当該アドレステーブルは、である、請求項5に記載のエンコーダ。前記エンコーディング手段1452は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスyの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、QIR=12、MIR=4320、Nldpc=4320、Qldpc=5、及びコードレート識別子7/12についての当該アドレステーブルは、である、請求項5に記載のエンコーダ。前記エンコーディング手段1452は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスyの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、QIR=12、MIR=4320、Nldpc=4320、Qldpc=4、及びコードレート識別子2/3についての当該アドレステーブルは、である、請求項5に記載のエンコーダ。前記エンコーディング手段1452は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスyの新たなセットとして、下記のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合され、QIR=12、MIR=4320、Nldpc=4320、Qldpc=3、及びコードレート識別子3/4についての当該アドレステーブルは、である、請求項5に記載のエンコーダ。前記基本コードワード部分Bは、通常のデコーディングのために提供され、前記補助コードワード部分Aは、前記基本コードワード部分Bを用いた前記コードワードの通常のデコーディングが誤っている場合の、インクリメンタルな冗長性として提供される、先行する請求項のいずれか1項に記載のエンコーダ。複数の入力データワードDを複数のコードワードZ1,Z2にエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーディング方法であって、‐第1の数Kldpc個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワードDを受け取るステップと、‐コードワードが、データ部分D及び第2の数Nldpc-Kldpc個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分Pbを含む基本コードワード部分Bと、第3の数MIR個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分Paを含む補助コードワード部分Aと、を含むように、入力データワードDをコードワードZ1,Z2,Z3,Z4にエンコードするステップと、‐第1のコードに従って、入力データワードDから前記基本コードワード部分Bを生成するステップと、‐第2のコードに従って、入力データワードDから前記補助コードワード部分Aを生成するステップと、‐前記複数のコードワードZ1,Z2を出力するステップと、基本パリティシンボルは、第1のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成されることとと、補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスyにおいて情報シンボルmを蓄積することによって生成されることと、前記パリティシンボルアドレスyは、第2のアドレス生成ルールに従って決定され、ここで、xはサイズGaのグループの第1の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、QIRは、補助コードレート依存の予め定義される定数であることと、を含む、エンコーディング方法。コンピュータ上で実行される場合に、コンピュータに、請求項11に記載の方法のエンコードするステップ及びマッピングするステップを実行させるためのプログラムコード手段を含むコンピュータプログラム。ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機であって、‐複数の入力データワードDにセグメント化される少なくとも1つの送信機入力データストリームI1,I2,...,Inを受け取るためのデータ入力と、‐前記複数の入力データワードDを複数のコードワードZ1,Z2にエンコードするエラー訂正コードのための、請求項1~10のいずれか1項に記載のエンコーダ14;141,142,143,144,145と、‐前記複数のコードワードZ1,Z2を送信機出力データストリームOの複数のフレームにマッピングするためのデータマッパと、‐前記送信機出力データストリームOを送信するための送信機ユニット18と、を備える、送信機。ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信方法であって、‐複数の入力データワードDにセグメント化される少なくとも1つの送信機入力データストリームI1,I2,...,Inを受け取るステップと、‐前記複数の入力データワードDを複数のコードワードZ1,Z2にエンコードするエラー訂正コードのための、請求項11に記載のエンコーディング方法と、‐前記複数のコードワードZ1,Z2を送信機出力データストリームOの複数のフレームにマッピングするステップと、‐前記送信機出力データストリームOを送信するステップと、を含む、送信方法。請求項16に記載の送信機と、当該送信機によってブロードキャストされるデータを受信するための1つ以上の受信機とを備える、ブロードキャスティングシステム。本発明の目的は、劣悪な受信条件下でも、既知のブロードキャスティングシステムにおける送信機及び送信方法と比較して、移動受信機によるデータのエラーフリーのerrorfree受信/再構築の可能性が高まる、ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機及び対応する送信方法、並びに、エンコーダ及び対応するエンコーディング方法を提供することである。本発明のさらなる目的は、様々なタイプのデコーダ及び受信機の使用を可能とする一方で、互換性を確保することである。本発明のまた別の目的は、上記エンコーディング方法を実装するためのコンピュータプログラム及びブロードキャスティングシステムを提供することである。本発明のある観点によれば、複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードするエラー訂正コードのためのエンコーダであって、‐第1の数Kldpc個の情報シンボルをそれぞれ含む複数の入力データワードを受け取るためのエンコーダ入力と、‐コードワードが、データ部分及び第2の数Nldpc-Kldpc個の基本パリティシンボルの基本パリティ部分を含む基本コードワード部分と、第3の数MIR個の補助パリティシンボルの補助パリティ部分を含む補助コードワード部分と、を含むように、入力データワードをコードワードにエンコードするためのエンコーディング手段と、‐上記複数のコードワードを出力するためのエンコーダ出力と、を備え、上記エンコーディング手段は、i第1のコードに従って、入力データワードから上記基本コードワード部分を生成し、及び、ii第2のコードに従って、入力データワードから上記補助コードワード部分を生成する、ために適合され、基本パリティシンボルは、第1のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、補助パリティシンボルは、パリティシンボルアドレスyにおいて情報シンボルmを蓄積することによって生成され、上記パリティシンボルアドレスyは、第2のアドレス生成ルールに従って決定され、ここで、xはサイズGaのグループの第1の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータparitysymbolaccumulatorのアドレスを表し、QIRは補助コードレート依存の予め定義される定数である、エンコーダが提供される。本発明のさらなる観点によれば、ブロードキャスティングシステムにおいてデータをブロードキャストするための送信機であって、‐複数の入力データワードにセグメント化される少なくとも1つの送信機入力データストリームを受け取るためのデータ入力と、‐上記複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードするエラー訂正コードのための、上記に定義されるエンコーダと、‐上記複数のコードワードを送信機出力データストリームの複数のフレームにマッピングするためのデータマッパと、‐上記送信機出力データストリームを送信するための送信機ユニットと、を備える、送信機が提供される。本発明のさらなる観点によれば、対応するエンコーディング方法、対応する送信方法、及び、コンピュータ上で実行される場合に、コンピュータに当該エンコーディング方法のステップを実行させるコンピュータプログラム手段を含むコンピュータプログラムが提供される。本発明の好適な実施形態は、従属項において定義される。請求項に記載される装置、請求項に記載される方法、及び請求項に記載されるコンピュータプログラムは、請求項に記載されるエンコーダと同様の及び/又は同一の好適な実施形態、並びに従属項において定義されるのと同様の及び/又は同一の好適な実施形態を有することが理解されるべきである。本発明は、提供されるエラー訂正方策を改善することによって、ブロードキャスティングシステムにおける移動受信機、例えば車載受信機又はハンドヘルド受信機例えば、携帯電話又はPDAが、厳しい送信チャネル条件下でもブロードキャストデータをデコードすることを可能にするための思想に基づく。特に、エンコーダによって充分な量の冗長性を提供して、コードのロバスト性を増加させることが提案される。上記の付加的な冗長性は送信機によって提供され、これにより、受信されるブロードキャストデータの受信又は再構築デコーディングが誤っており又は不充分な品質でのみ為され得る場合に、受信機は付加的な冗長性を用いることができるが、必ず付加的な冗長性を用いるわけではない。ブロードキャスティングオペレータも様々なコーディングスキーム及び変調スキームから選ぶ能力を有し、それによって、スループットとロバスト性とをトレードオフする。受信機例えば、既存のレガシー受信機、特にそのデコーダが、本発明によって提供される如何なる付加的な冗長性も無しに、受信されるデータを正確にデコードすることができることを確保するために、エラー訂正コードエンコーダによって第1のコードが適用され概して、前方エラー訂正を適用して、ブロードキャストされるべきデータのデータワードについての基本コードワード部分を生成する。このようなエンコーディングは、複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードする既知の標準的な手法、例えば、DVB-T2、DVB-S2、DVB-C2、又は来たるべきDVB-NGH送信機例えば、LDPCエンコーディングにおいて適用されるような前方エラー訂正FEC:forwarderrorcorrectionエンコーディングとすることができる。即ち、基本コードワード部分は、以下においてT2とも称されるDVB-T2標準に従った通常のnormalエラー訂正コードコードワードに対応し得る。また、しかしながら、第2のコードに従って複数の入力データワードから補助コードワード部分を生成することによって、受信機のデコーダのためのインクリメンタルな冗長性を提供することが、本発明により提案される。トータルtotalコード、即ち基本コードワード部分及び補助コードワード部分を含むトータルコードワードが生成されるコードが生成され、第1のコードよりも低いコードレートを有する。このため、上記トータルコード、特に上記補助コードワード部分は、より高いロバスト性を提供し、劣悪な受信条件下でも第1のコードよりも良好なデコーディングを可能にする。そのため、通常の受信条件下で、デコーダは、概して補助コードワード部分を全く用いることを必要とせず、基本コードワード部分のみを用いて、受信されるデータをデコードする。受信されるデータのデコーディングが誤っており又は不充分な品質であることをデコーダが認識する状況において、デコーダは、補助コードワード部分の一部又は全部を用いて、当該受信されるデータをより良好にデコードする。従って、基本コードワード部分は、デコーディングのために受信機/デコーダによってそのまま用いられることができ、補助コードワード部分は、デコーディングのために実際に必要とされる場合にのみ、用いられる必要がある。さらに、補助コードワード部分は、劣悪な受信条件の場合に特に移動受信機についてデコーディング能力を向上させるための付加的な方策を表す。基本コードワード部分及び補助コードワード部分の双方は、送信機の適当なデータマッパによって、送信機出力データストリームにマッピングされ、当該送信機出力データストリームは、概して複数のフレームにセグメント化される。例えば、T2フレーム及びFEFFutureExtensionFramesフレームを用いるDVB-T2システムに従って適用されるフレーム構造は、上記2つのコードワード部分を適当な手法で伝送するために用いられることができる。好適には、エンコーダ及びデコーダは、上記基本コードワード部分がデータ部分具体的には入力データワード及び基本パリティ部分を含み、上記補助コードワード部分が補助パリティ部分を含むように上記コードワードを生成するために、系統的なコードを適用する。例えば、基本コードワード部分は、入力データワードの情報シンボル例えば、情報ビット又は情報バイトと、生成される基本パリティシンボル例えば、基本パリティビット又は基本パリティバイトとの組み合わせであってもよく、当該組み合わせは、デコーダによってデコードされることができる第1のコードの基本コードワードを表す。この例において、補助コードワード部分は、補助パリティシンボル例えば、補助パリティビット又は補助パリティバイトを含んでもよく、当該補助コードワード部分は、上記第1のコードワードをデコードする見込みを向上させるために用いられることができる第2のコードの補助コードワードを表す。例えば、DVBT2DigitalVideoBroadcastingFramingstructureChannelCodingandModulationforaSecondGenerationDigitalTerrestrialTelevisionBroadcastingSystemDVBC2FramestructurechannelcodingandmodulationforasecondgenerationdigitaltransmissionsystemforcablesystemsorDVBS2DigitalVideoBroadcastingSecondgenerationframingstructurechannelcodingandmodulationsystemsforBroadcastingInteractiveServicesNewsGatheringandotherbroadbandsatelliteapplicationsに従って、概して既知であり及び適用されるように、上記基本コードワード部分及び補助コードワード部分の上記基本及び補助パリティシンボルを生成するために、パリティシンボルアキュムレータが用いられる。そのようなパリティシンボル蓄積について、アドレス生成ルールが用いられて、情報シンボルが蓄積されるパリティシンボルのアドレスが決定される蓄積することaccumulatingは、概してエンコーディングとも称される。しかしながら、概して、単一のアドレス生成ルールのみが適用され、当該アドレス生成ルールは、基本コードワードの全てのパリティアドレスを決定するために適用される。これは、基本コードを生成するためにより多くのアドレス生成ルールが適用されることを排除すべきではない。しかしながら、本発明によれば、基本パリティシンボル及び補助パリティシンボルを生成するために異なるアドレス生成ルールが用いられて、第1のコード及び第2のコードの所望の特徴が得られる。特に、情報シンボルmをパリティシンボルアドレスyにおいて蓄積することによって各補助パリティシンボルを取得するための第2のアドレス生成ルールは、以下のように与えられる。ここで、上記パリティシンボルアドレスyは、第2のアドレス生成ルールに従って決定される。xはサイズGaのグループの第1の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、QIRは補助コードレート依存の予め定義される定数である。後述するように、第2のアドレス生成ルールは、コードの所望の後方互換性が得られるように設計される。従って、トータルコードも第1のコードを含む。さらに、第2のアドレス生成ルールは、DVB標準のファミリーの全てのLDPCコードについてなされるのと同じブロック単位及び疑似巡回エンコーディング原理長さGaのグループにおけるに従う。特に、双方のグループは同じ長さを有することができる。本発明のエンコーダ及びエンコーディング方法は、基本コードを当該基本コードよりも低いコードレートを有する拡張されたコードに拡張するために概して適用されることができる。ただし、様々なタイプのデコーダが少なくとも基本コードをデコードできる場合、即ち、拡張されたコードをデコードすることはできないが、基本コードのみをデコードすることができるレガシーデコーダについて後方互換性が確保される場合である。好適な実施形態によれば、上記エンコーディング手段は、情報シンボルmをパリティシンボルアドレスyにおいて蓄積することによって基本パリティシンボルを生成するために適合される。上記パリティシンボルアドレスyは、第1のアドレス生成ルールに従って決定され、ここで、xはサイズGbのグループの第1の情報シンボルに対応するパリティシンボルアキュムレータのアドレスを表し、Qldpcは基本コードレート依存の予め定義される定数である。そのため、この実施形態によれば、DVB-T2又はDVB-C2若しくはDVB-S2標準において定義されるのと同じアドレス生成ルールが適用される。これは、DVB-T2標準に従った受信機が第1のコードをデコードすることを可能にする。この後方互換性の別の利点は、基本エンコーディングルール又は拡張されたエンコーディングルールのいずれかによってエンコードされる幾つかのデータ入力ストリームのデコーディングを単純化することである。拡張されたエンコーディングルールは、基本コードワード部分及び補助コードワード部分の双方を以下のように出力する:基本コードワード部分の成功裏のデコーディングが可能である場合、デコーダは、同じ基本デコーディング運用operationを用いることができる。ただし、基本コードのデコーディングが失敗する場合、デコーダは、拡張されたコードに従ってデコーディング運用を変更しなければならない及び、基本エンコーダのみによってエンコードされる入力データストリームを無視することができる。さらなる実施形態によれば、上記第1及び第2のアドレス生成ルールにおいて用いられる上記グループサイズは、同一、即ち、Ga=Gbである。好適には、DVBのLDPCコード生成に従ってグループサイズ360が選択される。従って、ブロック単位の又はグループ単位のエンコーディングは、G=Ga=Gb好適には=360個の情報シンボル好適には、情報ビットのグループを引き続き選び、それらをパリティシンボルにエンコードすることによって実行される。このようにして、基本パリティ部分及び補助パリティ部分の双方についての疑似巡回構造quasicyclicstructureが維持され、これは固定的なグループサイズを有する上記グループに基づいて、ブロック単位の、従って、より単純なデコーディングを可能にする。好適には、上記エンコーディング手段は、上記基本パリティシンボル及び上記補助パリティシンボルを後続の情報シンボルのグループを用いることによってブロック単位で生成するために適合され、後続の情報シンボルの上記グループの各情報シンボルiは、異なるパリティシンボルアドレスyのセットにおいて蓄積され、上記第1又は第2のアドレス生成ルールに従って、それぞれ、上記グループの第1の情報シンボルが蓄積されるパリティシンボルアドレスのセットは所定のアドレステーブルから選ばれ、上記グループの後続の情報シンボルが蓄積されるシンボルアドレスはパリティシンボルアドレスの上記セットから決定され、パリティシンボルアドレスの別個のセットは、基本パリティシンボル及び補助パリティシンボルの各新たなブロックを生成するために上記アドレステーブルから選ばれる。このような所定のアドレステーブルを用いることにより、そこに含まれるパリティシンボルアドレスを、データレート、グループサイズGa、Gb、コードレート依存の予め定義された定数Qldpc、QIR、第3の数MIR個の補助パリティシンボル、及び基本コードワード部分の長さNldpcの値の各所望の組み合わせについて、前もって最適化することができることを可能にする。これにより、取得されるコードは、できる限り強くなり、できる限り多くのエラーを訂正することを可能にする。さらに、上記アドレステーブルにおいて提供されるアドレスその数は、Ga及びGb個の情報シンボルのグループについて有効であるは、これらのアドレス生成ルール及びアドレステーブルもは定式化され、送信機及び受信機における充分な量の記憶空間により、効率的に記憶されることができるという利点を提供する。さもなければ、各情報シンボルについてパリティアドレスがテーブルにおいて明示的に提供されなければならない場合、アドレス生成ルール及びアドレステーブルは、ずっと大きくなるであろうし、極めて大きなサイズを有し得る。特に有利な適用において、以下のパラメータ値が用いられる:MIR=Nldpc=4320、QIR=12、G=Ga=Gb=360。さらに、コードレート識別子については、値1/2、7/12、2/3、及び3/4、パラメータQldpcについては、同じシーケンスにおける、即ち、それぞれのコードレートに対応する値6、5、4、及び3が選択される。DVB-T2標準及びDVB-S2標準から既知であるように、コードレート識別子は、実際のコードレートと必ずしも同一ではないただし、選択されるコードについて、コード識別子は実際のコードレートに対応する。これらの異なるコードレート及びこれらのパラメータ値についてのパリティシンボルアドレスを含む最適化されたアドレステーブルは、さらなる従属項において定義される。そのため、このような実施形態によれば、エンコーディング手段は、後続の情報シンボルの新たなグループを蓄積するための異なるパリティシンボルアドレスyの新たなセットとして、以下のアドレステーブルの新たな行を引き続き選ぶために適合される。本発明は、既存のコードを拡張するために一般的に用いられることができる一方、好適な適用において、上記基本コードワード部分は通常のデコーディングのために提供され、当該基本コードワード部分を用いたコードワードの通常のデコーディングが誤っている場合、上記補助コードワード部分はインクリメンタルな冗長性として提供される。送信機の好適な実施形態によれば、データマッパは、コードワードの基本コードワード部分を送信機出力データストリームの異なる部分、特に、同じコードワードの補助コードワード部分とは異なるフレームにマッピングするために適合される。これは、時間選択性フェージング又は雑音バーストといった、基本コードワード部分に影響を及ぼすチャネルの外乱disturbancesによって補助コードワード部分は影響を受け得ないという利点を提供する。概して、異なる受信パスの振幅及び位相も受信機の位置によって決まる。さらに、移動している受信機の場合、特に異なる受信パスの信号の位相が変化し、これは時間選択性チャネルを引き起こす。時間方向における変化も、ごく通常の構造を有することができ、時間軸上の当該変化の変化率は、受信機から送信機への相対速度及び信号の送信周波数に比例する。例えばパワーグリッドのライン周期周波数linecyclefrequencyによって、又は、他のデータ送信システム、例えばGSM通信システムからのバーストによって引き起こされる、インパルス性ノイズなどの他の外乱も通常の構造を有することができる。一方で基本コードワード部分を、他方で対応する補助コードワード部分を送信機出力データストリームの異なる部分にマッピングすることは、そのような状況において、特定のコードワードに関連する全てのデータがそのような通常の外乱によって影響を受けることを回避し、従って、受信機におけるコードワードの正確なデコーディングを確保し得る。さらに、以下でより詳細に説明されるように、上記補助データ部分がデコーディングのために必要とされない場合、補助データ部分の送信期間中、受信機はスリープモードに入ることができる。送信機の別の好適な実施形態によれば、コードワードの基本コードワード部分を第1のタイプの送信機出力データストリームのフレーム、特にDVBブロードキャスティングシステムに従った送信機出力データストリームのT2フレームにマッピングし、及び、それぞれのコードワードの補助コードワード部分を、第1のタイプの送信機出力データストリームのフレーム間に配置される第2のタイプの送信機出力データストリームのフレーム、特にDVBブロードキャスティングシステムに従った送信機出力データストリームのFEFフレームにマッピングするために上記データマッパは適合される。これは、固定された受信機が第1のタイプのフレームにおいて送信されるデータのみにアクセスし、例えば、DVB-T2標準に従った受信機がT2フレームにおいて送信されるデータのみにアクセスするという利点を提供する。本発明によれば、受信されるコードワードを正確にデコードし、及びエンコードされたデータワードを再生するために充分である、第1のタイプのフレームにおいて送信されるデータにも、移動受信機は概してアクセスする。しかしながら、デコーディングが誤っていること、又は、デコードされたデータが不充分な品質を有することをデコーダが認識する場合、当該デコーダは、データ、即ち第2のタイプのフレームにおいて送信される補助コードワード部分にもアクセスし、これらの付加的なデータをインクリメンタルな冗長性として用い、即ち、基本コードワード部分及び補助コードワード部分の一部又は全部をデコーディングのために用い得る。これは、データが正確にデコードされる可能性を最終的に増加させる。なぜなら、コードワードのトータルコード、即ち、基本コードワード部分と補助コードワード部分との組み合わせは、第1のコードワードがエンコードされる第1のコードよりも低いコードレートを有するからである。この実施形態は、例えば、DVB-T2標準に従った固定された受信機がT2フレームにおいて送信されるデータのみにアクセスし、移動受信機がT2フレームにおいて送信されるデータにアクセスし、必要な場合、FEFフレームにおいて送信される補助コードワード部分にもアクセスするように、DVB-T2標準において定義される既存のフレーム構造が用いられ得るというさらなる利点を提供する。固定された受信機も、勿論、必要な場合にはFEFフレームにおいて送信される補助コードワード部分を利用し得るが、概してこれらのデータを無視するであろう。好適な実施形態において、エンコーダは、上記第1のコードに従って入力データワードを上記基本コードワード部分を含む基本コードワードにエンコードするための第1のエンコーディングユニットと、上記第2のコードに従って入力データワードを上記補助コードワード部分を含む補助コードワードにエンコードするための第2のエンコーディングユニットとを備える。さらに、データマッパは、基本コードワードを、送信機出力データストリームの異なる部分、特に補助コードワードとは異なるフレームにマッピングするために適合される。そのため、この実施形態によれば、既に存在しているエンコーダ、即ち第1のエンコーディングユニットは、如何なる変更も無しに用いられることができ、単に第2のエンコーダ、即ち第2のエンコーディングユニットが付加される。第2のエンコーディングユニットにも、第2のコードに従って補助コードワードが生成される入力データワードが提供され、当該第2のコード自体も、第1のエンコーディングユニットによって適用される第1のコードよりも低いコードレートを有し得るが、同じ又はより高いコードレートを有することもできる。基本コードワード及び補助コードワードの双方を完全に送信機出力データストリームにマッピングすることが概して可能である一方、ある実施形態において特に、補助コードワードが補助パリティだけでなく、入力データワードの一部若しくは全部、及び/又は、基本コードワードの基本パリティも含む場合、補助パリティ部分のみが基本コードワードに加えて送信機出力データストリームにマッピングされるという所望の目的を達成するために充分である。受信機は、必要な場合、正確にデコードされることができなかった受信された基本コードワードをデコーディングするための冗長性として補助パリティ部分を活用する。第2のエンコーディングユニットは、上記第2のコードに従って、上記基本コードワード部分及び上記補助コードワード部分を含む補助コードワードに入力データワードをエンコードするためにさらに適合され得る。そのため、基本コードワード部分は、基本コードワード及び補助コードワードの双方の一部であるが、補助コードワードにおいてさらに用いられない。基本的に、補助パリティ部分は補助コードワードから送信機出力データストリームに組み込まれる。このような実施形態は、第1のエンコーディングユニットが、既知の受信機、例えばDVB-T2標準に従った受信機の従来のエンコーダであることができ、当該受信機は概して変更なしに用いられることができ、本発明に係る第2のエンコーディングユニットが当該受信機に付加されるという利点を有する。あるいは、第2のエンコーディングユニットは、第2のコードに従って、入力データワードを上記補助コードワード部分のみを含む補助コードワードにエンコードするためにさらに適合され得る。このようなエンコーディングユニットは、既存のエンコーダに簡単に付加されることができ、本発明を送信側に実装するために必要な最小限のステップのみを実行する。送信機の別の実施形態によれば、上記のエンコーダは、入力データワードを上記基本コードワード部分及び上記補助コードワード部分を含むコードワードにエンコードするための単一のエンコーディングユニットを備え、上記データマッパは、上記コードワードの基本コードワード部分を、送信機出力データストリームの異なる部分、特に当該コードワードの補助コードワード部分とは異なるフレームにマッピングするために適合される。この実施形態は、より少ない処理能力を必要とする。なぜなら、コードワードを生成するために単一のエンコーディング処理のみが実行され、当該コードワードは、その後、一方では基本コードワード部分に、他方では補助コードワード部分に分割される。さらなる実施形態によれば、上記エンコーダは、複数の入力データワードを複数のコードワードにエンコードするために適合される。コードワードは、基本コードワード部分と補助コードワード部分とを含む。上記補助コードワード部分は、少なくとも2つの補助コードワードサブ部分を含む。上記基本コードワード部分は、通常のデコーディングのために提供され、当該基本コードワード部分及びより少ない冗長性を用いたコードワードの通常のデコーディングが誤っている場合、上記少なくとも2つの補助コードワードサブ部分はインクリメンタルな冗長性として提供される。この実施形態は、通常のデコーディング、即ち、基本コードワード部分のみを用いるデコーディングが誤っている場合、正確なデコーディングのために幾つの付加的なインクリメンタルな冗長性を必要とするかを受信機が決め得るという利点を提供する。これは、そのようなインクリメンタルな冗長性として段階的に用いられることができる2つ以上の補助コードワードサブ部分例えば、補助パリティシンボルの2つ以上のグループが生成されるように、即ち、受信されるコードワードの正確なデコーディングを実行するために全てのサブ部分が完全に必要とされるわけではないが、そのうちの1つ以上のサブ部分も正確なデコーディングのために充分であるように、補助コードワードサブ部分が生成されるように、入力データワードをエンコードすることによって可能となる。ただし、より多くのサブ部分が用いられる場合、コードレートは低下し、正確なデコーディングの可能性は増加する。従って、各受信機は、幾つの付加的なインクリメンタルな冗長性、即ち、必要な場合、少なくとも2つの補助コードワードサブ部分のうちの幾つがデコーディングの品質を高めるために用いられるべきかを、それ自身で決定し得る当該決定は時々変化し得る。そのため、少ないサブ部分のみがさらに必要とされる場合、その他の補助コードワードサブ部分は無視されてもよく、受信すらされず又は少なくとも全くデマッピングされなくてもよい。これにより、これら他の補助コードワードサブ部分が送信される期間中、受信機はスリープモードに切り替えられ、バッテリ電源及び処理時間を節約することができる。コードワードの少なくとも2つの補助コードワードサブ部分を上記送信機出力データストリームにマッピングするためにデータマッパが適合され、これにより、それぞれの基本コードワード部分の受信後であって、ただしさらなる補助コードワードサブ部分の前に、第1のインクリメンタルな冗長性として用いられる補助コードワードサブ部分が受信機によって受信されるように、この実施形態はさらに発展させ得る。このような実施形態は、提案されるように、最も有益なmosthelpful補助コードワードサブ部分例えば、最大の補助コードワードサブ部分が最初に送信される場合、正確なデコーディングを可能にするために充分な補助コードワードサブ部分を受信した後、受信機をスリープモードに切り替えることができることを確保する。別の実施形態において、最初は小さな補助コードワードサブ部分が提供され、その後、補助コードワードサブ部分が増加されたサイズで提供されるように、補助コードワードサブ部分が送信機出力データストリームにマッピングされてもよい。補助コードワードサブ部分のシーケンスは、以前に送信された関連する基本コードワード部分のシーケンスから受信機によって好適に取得されることができ、これにより、補助コードワードサブ部分のシーケンスをシグナリングするために付加的なシグナリングが必要とされない。例えば、補助コードワードサブ部分のシーケンスは、既に知得されている関連する基本コードワード部分のシーケンスと同一である。さらに、補助コードワードサブ部分を含むフレーム例えば、FEFフレームに先行するフレーム例えば、T2フレームにおいて、種々の送信機入力データストリーム例えば、PLPからのデータが含まれ、補助コードワードサブ部分は、例えば、補助コードワード部分の最大又は最小のサブ部分が最初に送信され、その後にサブ部分のさらなるグループが送信されるようにグループ化され得る。概して、対応する補助コードワード部分が受信される前に、コードワードの基本コードワード部分が受信機によって受信されるように、基本コードワード部分及び補助コードワード部分は、送信機出力データストリームにマッピングされる。ただし、代案として、対応する基本コードワード部分が受信される前に、コードワードの補助コードワード部分が受信機によって受信されるように、基本コードワード部分及び補助コードワード部分を送信機出力データストリームのフレームにマッピングするために、データマッパが適合される。従って、補助コードワード部分は、受信機においてそれぞれのバッファにバッファリングされる。基本コードワード部分のみに基づく対応するコードワードのデコーディングが正確であったことが明らかな場合、対応する補助コードワード部分もしあればは、バッファから削除されることができる。基本コードワード部分に基づくデコーディングが正確ではない場合、対応する補助コードワード部分は、バッファにおいて既に利用可能である。これは、基本コードワード部分に基づくデコーディングが誤っていた場合に、補助パリティ部分を待つための待機時間が発生せず又は削減された待機時間が発生するという利点を提供する。これは、ザッピング回数を削減するため、及び突然の信号歪みの場合における移動受信機のために特に重要である。そのため、この実施形態は、基本コードワード部分の例えば、突然の劣悪な受信条件の場合に、補助コードワード部分の受信のための待機に起因してサービスの中断が発生しないという利点も提供する。別の実施形態によれば、データ入力は、入力データワードにセグメント化された少なくとも2つの送信機入力データストリームを受信するために適合され、エンコーダは、第1のコードに従って、第2のコードに従って、又は双方のコードに従って送信機入力データストリームを選択的にエンコードするために適合される。そのため、この実施形態によれば、例えばブロードキャスティングシステムのシステムオペレータの制御下の送信機は、本発明の思想を適用して、選択される送信機入力データストリームのみについての送信機出力データストリームにインクリメンタルな冗長性を提供する自由を有するが、全ての送信機入力データストリームに本発明の思想を概して適用してはならない。例えば、システムオペレータは、固定された受信機及び移動受信機の双方による受信のためのデータストリームについて本発明を適用することを決定してもよい一方、固定された受信機によってのみ概して受信されるべき他のデータストリームは、本発明に従って処理されない。即ち、補助コードワード部分は、生成され及び送信されない。概して、送信機出力データストリームは、例えばMIMOMultipleInputMultipleOutputシステムにおいて用いられるものなど、例えば単一のアンテナのみ又は複数のアンテナを有する任意の種類の送信機によって、送信されることができる。しかしながら、好適な実施形態において、データマッパは、コードワードの基本コードワード部分を第1の送信機出力データストリームにマッピングし、コードワードの補助コードワード部分を第2の送信機出力データストリームにマッピングするために適合され、送信機ユニットは、当該第1及び第2の出力データストリームをMIMOプリコーディングするためのMIMOプリコーダと、当該MIMOプリコーディングされた第1及び第2の送信機出力データストリームを送信するための第1のアンテナ及び第2のアンテナを含む少なくとも2つのアンテナとを備える。例えば、MIMOプリコーダは、第1のアンテナが上記第1の送信機出力データストリームを送信し、第2のアンテナが上記第2の送信機出力データストリームを送信するように、空間多重化のために適合される。しかしながら、概して、MIMOプリコーディング例えば、Alamoutiプリコーディングの任意の他の実施形態も、2つの送信機出力データストリームに、それらをMIMOシステムの2つ以上のアンテナによって出力する前に、適用されることができる。受信機は、単一のアンテナのみ又は複数のアンテナを有してもよく、概して当該受信機の各アンテナは、送信機の全てのアンテナから信号を受信する。しかしながら、概して、受信機のアンテナが第1のアンテナのみからの信号を受信するように即ち、第1の送信機出力データストリームを受信するためにチューニングされること、及び、デコーディング問題又はデコーディングエラーの場合のみ、第2のアンテナからの信号を受信するように第2の送信機出力データストリームを受信するためにアンテナがさらにチューニングされることも可能であり得る。さらなる実施形態によれば、受信機が送信機の第1のアンテナにチューニングされる1つのアンテナを備えること、受信機が送信機の第2のアンテナからの信号を受信するようにチューニングされる第2のアンテナを備えること、及び、第2のアンテナにおいて受信される信号は必要がある場合にのみ評価されることが可能であり得る。さらなる実施形態において、送信機は、コードワードを送信機出力データストリームのフレームにマッピングする前又は後に、コードワードの基本コードワード部分を、同じコードワードの補助コードワード部分とは異なるやり方で変調するための変調器を備える。概して、補助コードワード部分は、時間、周波数、空間MIMO、又は拡散コードといった、コードワードの基本コードワード部分に直交する任意の次元dimensionにおいて送信されることができる。直交するorthogonalという用語、即ち、OFDMサブキャリア及びそれらの関連する部分スペクトルなど、分離の前に重なることもある分離可能なデータストリームを提供することは、コーディング及び変調の技術において一般に既知なものとして理解されるべきである。これは、基本コードワード部分を妨害し得る外乱に対して補助コードワード部分がさらに保護されるという利点を提供する。別の可能性は、階層的な変調の適用である。この場合、基本コードワード部分は、変調スキームのより信頼性が高いビットを扱う一方、補助コードワード部分は、より信頼性が低いビットを扱う。図1は、本発明に係る送信機10の例示的なブロック図を示す。このような送信機10は、例えば、本発明が用いられることができ、DVB-T2又は、来たるべきDVB-NGH標準に従ってビデオ信号、画像信号、及びオーディオ信号を送信するために用いられ得るコード化されたOFDMCOFDM:CodedOFDM送信機であり得る。送信機10によって送信されるべき上記データは、概して、少なくとも1つの送信機入力データストリームI1、I2、...、Inとして提供される。これらのデータストリームは、概して、入力データワードにセグメント化される。上記送信機入力データストリームI1、I2、...、Inは、1つ以上のトランスポートストリーム及び/又は1つ以上のジェネリックストリームであってもよく、データは個別の物理層パイプPLPs:PhysicalLayerPipesにおいて伝送され得る。CRCCyclicRedundancyCheck:巡回冗長検査エンコーディング、BBBaseBand:ベースバンドヘッダ挿入、パディング挿入、及びBBスクランブリングといった、何らかの入力処理が送信機入力データストリームI1、I2、...、Inに実行され得るデータ入力12から、入力データがエンコーダ14に提供される。エンコーダ14において、送信機入力データストストリームI1、I2、...、Inの入力データワードは、以下により詳細に説明されるようにコードワードにエンコードされる。エンコードされたデータは、生成されるコードワードを送信機出力データストリームOのフレームにマッピングするためにエンコーダ14からデータマッパ16に提供される。送信機出力データストリームOは、送信機ユニット18によって出力される。概してただし、必須ではない、変調器17は、出力及び送信の前にデータを変調するために提供される。図2は、本発明に係るエンコーダ14の第1の実施形態141を表す。エンコーダの上記実施形態141は、2つのブランチ、即ち、DVBのコンテキストにおける物理層パイプと呼ばれる送信機入力データストリームI1が供給される2つのエンコーディングユニット20、30を備える。時間インターリーバ27、37を除いて、処理は、好適には固定的なフレームレベルに実行される。以下において一例として考察されるべきである、送信機入力データストリームI1の入力フレームは、DVBのコンテキストにおいてBBフレームとして示される。本実施形態における第1のエンコーディングユニット20、即ち上部のブランチは、DVB-T2標準に記載されるビットインターリーブドコーディング及び変調BICM:BitInterleavedCodingandModulationチェーンに対応する。従って、第1のエンコーディングユニット20は、後続のLDPCエンコーディングのためのFECエンコーディングブロック21と、ビットインターリーバ22と、ビットをセルに逆多重化するためのデマルチプレクサ23と、グレイマッピングGraymappingに従ってセルをコンスタレーションにマッピングするためのコンスタレーションマッパ24と、コンスタレーション回転及び巡回Q遅延cyclicQdelayのためのユニット25と、セルインターリーバ26と、時間インターリーバ27とを備える。これらのユニット21~27は概して既知であり、例えば、本明細書に参照によって組み込まれるDVB-T2標準に記載されているため、これ以上の説明はここに提供されない。本実施形態において、第2のエンコーディングユニット30、即ち下部のブランチにも、送信機入力データストリームI1が提供される。FECエンコーディングブロック31は、第1のエンコーディングユニット20のFECエンコーディングブロック21と概して同一ではない。上記FECエンコーディングブロック21は、入力データワードにLDPCコードワードのパリティビットを付け加え、当該LDPCパリティビットは本明細書において概して第1のコードの基本パリティ部分basicparityportionと称される一方、FECエンコーディングブロック31は、付加的な冗長性を生成して、全体的なチャネルコードのロバスト性を増加させる。この全体的なチャネルコードは、FECエンコーディングブロック21及びFECエンコーディングブロック31の双方からの冗長性を指す。換言すれば、以下により詳細に説明されるように、FECエンコーディングブロック31は、基本パリティビットに加えて、受信されるコードワードを復号するために受信機によって用いられることができる補助パリティビットauxiliaryparitybitsを生成する。連続するブロック32~37は、概してブロック22~27と同一とすることができ、従って、DVB-T2標準から採用することができるが、第2のエンコーディングユニット30のニーズ及び特定の状況に応じて調整されることもできる。補助パリティビットのただ1つのフレーム内で時間インターリービングを適用することは、既にセルインターリーバ36内でカバーされているため、時間インターリーバ37の適用は随意的である。しかしながら、1つよりも多くの補助パリティデータフレームauxiliaryparitydataframeに時間インターリービングを適用することは、より大きな時間ダイバーシティを可能にする。本実施形態において、2つのFECエンコーディングブロック21、31の入力、特に、DVBの技術分野において概して既知であるように入力データワードDVBのコンテキストにおけるBBフレームにBCHコードワードのパリティビットがBCHエンコーダ40によって付加されている、送信機入力データストリームに実質的に対応する入力データストリームI1は同一である。そのため、さらなるエンコーディングがFECエンコーダ21及び31において実行される前に、入力データストリームI1は、BCHコードによって既にエンコードされている。しかしながら、エンコーダ40は概して本発明の不可欠な要素ではないことに留意すべきである。ある適用において、エンコーダ40は、完全に省略され、異なるエンコーダによって置換され、又は、この初期のエンコーディングはエンコーダ21及び31において実行されるエンコーディングの一部とすることができる。さらに、以下、概してパリティビット及び入力データビットへの言及がなされることに留意すべきである。ただし、同じ思想は、パリティバイト及び入力データバイト、又は、概してパリティシンボル及び入力データシンボルを用いても適用可能である。第1及び第2のエンコーディングユニット20、30の出力は、概してフレームビルダ及び随意的にOFDM生成器を備えるデータマッパ16に供給される。データマッパ16及びOFDM生成器は、概して、これらのブロックの実施形態を具体的に示すDVB-T2標準に従って動作し得る。ただし、第1及び第2のエンコーディングユニット20、30の出力をマッピングすることについては、種々の実施形態が存在し、それらも以下でより詳細に説明されるであろう。図3を用いて、FECエンコーディングブロック21及び31において実行されるエンコーディングがより詳細に説明される。図3Aは、FECエンコーディングブロック21の出力である第1のコードワードZ1を示す。上記第1のコードワードZ1は、データ部分Dと基本パリティ部分Pbとを含む。データ部分Dは、概してFECエンコーディングブロック21の入力データワードに対応し、本実施形態によれば、k個の入力データビットs1、s2、...、skを含む。基本パリティ部分Pbは、本実施形態において、m個のパリティビットp1、p2、...、pmを含む。この第1のコードワードZ1は、DVB-T2のコンテキストにおいて、コードレートR1=k/kmのコードC1に属するLDPCコードワードに概して対応する。ここで、kは系統的なビット入力データビットsの量であり、mは基本パリティビットpの量である。これらのコードワードを用いることによって、受信機、特に、あまり多くの外乱によって影響されない移動受信機及び/又は固定された受信機は、そこにエンコードされた入力データをデコードすることが可能である。図3Bに示される第2のコードワードZ2は、より低いコードレートR2=kkmv<R1の第2のコードC2に属する。上記第2のコードワードZ2は、データ部分D及び基本パリティ部分Pbに加えて、v個の補助パリティビットi1、i2、...、ivの補助パリティ部分auxiliaryparityportionPaを含む。例えば送信エラー、デコーディングエラー、及び/又は不充分な品質のデコーディングの場合に、上記補助パリティ部分Paは、コードワードZ1に加えてインクリメンタルな冗長性incrementalredundancyとしてデコーディングのために受信機によって用いられ得る。このため、第1のコードワードZ1が受信機において正確にデコードされることができない場合、第1のコードワードZ1に加えて、補助パリティビットi1、i2、...、ivのうちの幾つか又は全てがデコーディングのために用いられて、正確な、エラーフリーの又は、少なくとも高められた品質のデコーディングの可能性を高め得る。この目的のために、少なくとも補助パリティ部分Paも、受信機による最終的なeventual受信及び使用のために送信機出力データストリームにマッピングされるであろう。上記マッピングは、以下でより詳細に説明されるであろう。このため、コードワードZ1と第2のコードワードZ2の補助パリティ部分Paとの組み合わせは、コードワードZ1の第1のコードよりも低いコードレートを有するトータルtotalコードのトータルコードワードとして見なされることもできる。即ち、コードワードZ1は、このトータルコードワードの基本コードワード部分basiccodewordportionBと見なされることができ、補助パリティ部分Paは、このトータルコードワードの補助パリティ部分Aと見なされることができる。ここで、図3に示される本実施形態において、このトータルコードワードは、コードワードZ2と同一である。しかしながら、以下に示されるように、これは全ての実施形態について当てはまる訳ではない。DVB-T2のコンテキストにおいて、エンコーダ14への送信機入力データストリームは、図4に例示的に表されるようなKbchビットを含むBBフレームBBFramesと称されるフレームに概してセグメント化される。このコンテキストにおいてBCHエンコーダ40及び第1のエンコーディングブロック21によって、即ち、DVB-T2標準に従って実行されるエンコーディングに従って、そこから生成される第1のコードワードZ1は、図5に概略的に表される。このコードワードは、系統的な入力データ部分を含む標準的なFECコードワードであり、これ自体は、Kbchビット、後続のBCHエンコーダのNbch-Kbchパリティビット、後続のLDPCエンコーダのNldpc-Kldpcパリティビットから成る。合計で、このコードワードはNldpcビットを含む。そのため、基本LDPCコードは、Rc=Kldpc/Nldpcのコードレートを有する。図3及び図4を参照しつつ提供される上記説明を参照すると、Kldpcはk即ち、BBFRAME及びBCHFECの部分は入力データワードDと見なされるに対応し、Nldpcは、km即ち、LDPCFECの部分は基本パリティ部分Pbと見なされるに対応する。第2のエンコーディングブロック31は、その入力に基づいて、インクリメンタルな冗長性として用いるための補助パリティビットを算出する。この入力は、FECエンコーディングブロック21の入力と概して同じである。通例、これらは、q個のサブ部分subportionsにパーティショニングされることができるv個の補助パリティビットである本発明の主な観点においては、単一のサブ部分のみが用いられることに留意すべきである。k番目のサブ部分は長さvkである。従って、以下が成り立つ。最初のx個のサブ部分からのビットが、第1のエンコーディングユニット20によって生成される第1の基本コードワードZ1に付け加えられ、概して受信機によって受信され及び評価される場合、下記の全体的なコードレートRCを有するエンコーダに由来するトータルコードの補助コードワードZ3が生成される。RCはRcよりも小さく、このことは、この全体的なコードがより強力であることを意味する。図6は、DVT-T2のコンテキストにおいて第2のFECエンコーディングブロック31によって生成されるコードワードZ2のそのような実施形態を示す。本実施形態によれば、第2のFECエンコーディングブロック31は、BCHエンコーディング及びLDPCエンコーディングも含むが、必要な場合は受信機においてインクリメンタルな冗長性として用いるためのv個の補助パリティビットを付加的に生成する。例えば既知のLDPCコードの付加的なLDPCパリティビットの生成、及びこれらをインクリメンタルな冗長性として用いることは、例えば、KimJetalDesignofRateCompatibleIrregularLDPCCodesforIncrementalRedundancyHybridARQSystemsISIT2006SeattleUSAJuly9142006から、概して既知である。そのような拡張されたextendedコード及びその生成を図示する図は、図19に示される。図19において、基本コードワード部分Bのビット及び補助パリティ部分Aのビットの各々が、コードワードにおける他の、特に全ての先行するビットからモジュロ2ユニット45を用いてどのように生成されるかが示される。このようにコードワードを生成することは、基本コードワード部分Bのみを用いることによって、又は補助パリティ部分Aの1つ以上の補助パリティビットを付加的に用いることによって、デコーダがコードワードをデコードすることができることを確保する。以下、本発明の好適な実施形態に係るLDPCパリティビットを生成する特定の手法が、詳細に説明されるであろう。次に、データマッパ16の一実施形態が説明される。概して、同じ入力データワードについての、第1のエンコーディングユニット20によって生成される第1のコードワード概して、基本コードワード部分B、及び第2のエンコーディングユニット30によって生成される補助パリティ部分概して、補助コードワード部分Aが、送信機出力データストリームOのフレームに任意の手法でマッピングされれば足りる。換言すれば、本発明によれば、図3からの用語を用いると、各入力データワードについて、対応するデータ部分D、基本パリティ部分Pb、及び補助パリティ部分Paが、送信機出力データストリームOにマッピングされる。ただし、好適には、データ部分D及び基本パリティ部分Pbが、同じコードワードの対応する補助パリティ部分Paとは異なる部分、例えば異なるフレームにマッピングされるようにデータマッパ16は適合される。このことは、通常のチャネル妨害channeldisturbancesが、データ部分D及び基本パリティ部分Pbと、補助パリティ部分Paとの双方に概して同時に影響を及ぼさないという利点を提供する。そのようなマッピング構造の特定の実施形態は、図7及び図8を参照しつつ解説される。図7は、DVB-T2標準に従って適用されるフレーム構造framingstructureを図示する。特に、DVB-T2に従って、各スーパーフレームが複数のT2フレームにさらに分割されるsubdividedスーパーフレーム構造が適用される。所定の数の連続するT2フレームごとに、FEF部FutureExtensionFramepartが将来用いるために後ろに挿入される。これは、図8に示されるデータストリーム構造においても概略的に図示される。本発明に係る送信機10においてそのようなフレーム構造を適用する場合、一実施形態において、基本コードワード部分B、そして本実施形態においては基本コードワードZ1図3A参照とも見なされることができる、コードワードのデータ部分及び基本パリティ部分がT2フレームにマッピングされ、補助コードワードZ2から得られる同じコードワードの補助パリティ部分Pa概して、補助コードワード部分AがFEF部、好適には、対応するデータ部分D及び基本パリティ部分PbがマッピングされるT2フレームの次に続くFEF部にマッピングされるように、データマッパ16は適合される。そのようなマッピングにより、DVB-T2標準に従った従来の受信機はFEF部において送信されるデータを単に無視し、T2フレームにおいて送信されるデータのみを通常通り評価するという利点が提供される。ただし、そのデコーディングケイパビリティ及び再生reproductionケイパビリティが外乱によってしばしば影響を受け得る、例えば来たるべきDVB-NGH標準に従った移動受信機は、第1のステップにおいて、T2フレームにアクセスし、T2フレームに組み込まれるembeddedコードワードを復号してもよい。さらに、ただし外乱及び外乱の結果として生じるデコーディングエラーの場合、以下でより詳細に説明されるように、そのような移動受信機は、第2のステップにおいて、FEF部にアクセスし、そこに含まれる補助パリティデータの一部又は全部を、対応するT2フレームにおいて受信されるコードワードを再度デコーディングするために用いる。データマッパ16のまた別の実施形態によれば、移動受信機によるデコーディングのために要求される全てのデータは、FEF部において送信される。即ち、データ部分D、基本パリティ部分Pb、及び補助パリティ部分Paを含む完全なコードワードは、FEF部にマッピングされる。このような移動受信機は、固定された受信機、特にDVB-T2標準に従った受信機によってのみアクセスされるT2フレームに含まれるデータを無視する。しかしながら、そのような状況において、補助パリティ部分Paは、好適にはデータ部分D及び基本パリティ部分Pbとは異なる手法で変調される。好適には、概してデータマッピングの後で、補助パリティ部分を変調するために補助変調コードが適用され、当該補助変調コードは、データ部分及び基本パリティ部分を変調するために用いられる基本変調コードに直交する。例えば、直交する時間、周波数、空間MIMO又は拡散コードが適用され得る。別の可能性は、階層的な変調の適用であろう。勿論、データマッパ16のさらなる実施形態があり得る。送信機10によって適用されるフレーム構造は、図7及び図8に示されるDVB-T2標準に従って用いられるフレーム構造とは完全に異なっていてもよい。概して、受信機がデータ部分及び種々のパリティ部を検出し、又はデータ部分及び種々のパリティ部分をどこで見つけられるかを予め知得することができる限り、任意のフレーム構造、例えば新たに作られるフレーム構造が適用されてもよい。さらに、本発明の実施形態において、BCHエンコーディング及びLDPCエンコーディングは要求されないが、他のコード例えば、他のFECコードは適用され得る。データマッパ16及びエンコーダの別の実施形態142の簡略化されたブロック図が、図9に示される。本実施形態によれば、エンコーダ142は、入力データワードをエンコードする、即ち、基本パリティ部分Pb及び補助パリティ部分Paの双方を生成する単一のエンコーディングユニットを備える。換言すれば、エンコーダ142の上記単一のエンコーディングユニットにおいて、完全なコードワードZ2図3B参照が生成される。これらのコードワードZ2は、データマッパ16に提供される。データマッパ16は、補助パリティ部分Paを分割し、それを送信機出力データストリームのデータ部分D及び基本パリティ部分Pbとは異なる部分にマッピングする。データマッパ16については、概して、上述されたものと同じ実施形態が存在する。図1に示されるように、データ入力12は、単一の送信機入力データストリームを受信するために適合され得るだけでなく、概して数n個の送信機入力データストリーム、例えば数n個の物理層パイプを受信し得る。ただし、そのような場合、送信機入力データストリームが通常通り、即ち、基本コードに従って、如何なる補助パリティデータも生成することなくエンコードされるのか、又は、より低いコードレートを有する別のコードが適用されるべきであって、受信機によってインクリメンタルな冗長性として用いるための補助パリティデータが生成されるべきであるのかを選択するように、エンコーダ14は適合されてもよい。また可能であり得る点として、2つよりも多くの候補が存在するように、異なる例えば、減少するコードレートを有する種々のコードがエンコーダによる適用について利用可能であってもよい。どのコード及びどのコードレートを適用すべきかは、例えば送信機のオペレータ又はブロードキャストチャネルの所有者によって規定されてもよい。ただし、コードの選択は、送信されるべきデータの種類によっても決まり得る。例えば、そのような補助パリティデータがビデオデータのみについて生成されるように、オーディオデータはビデオデータよりも高いコードレートを有するコードでエンコードされてもよく、逆もまた同様である。別の例として、ニュースを見ている場合には如何なるデコーディングエラーも容認可能であってよいが、映画を見ている場合には容認可能ではなくてもよく、よってそのために補助パリティデータが生成され及び送信され得る。エンコーダのまたさらなる実施形態143は、図10に図示される。上記エンコーダ143は、データ部分D及び基本パリティ部分Pbに加えて、2つ以上の補助パリティサブ部分Pa1、Pa2、Pa3を生成して、コードワードZ3を形成するように適合される。そのため、コードワードZ2とコードワードZ3とを比較すると、コードワードZ3の補助パリティサブ部分Pa1、Pa2、Pa3は、コードワードZ2の補助パリティ部分Paのセグメントとして見ることができる。コードワードZ2とコードワードZ3とは全体として同一の内容を有し、但し、概して、補助パリティ部分Paに単独で対応する補助パリティ部分Pa1に加えて、補助パリティサブ部分Pa2及びPa3を付加的な補助パリティ部分とすることもできる。これらの補助パリティサブ部分Pa1、Pa2、Pa3は、これらがインクリメンタルな冗長性としてデコーダによって段階的に用いられることができるように生成される。換言すれば、概して、データ部分D及び基本パリティ部分Pb即ち、基本コードワード部分のみを用いることによって、コードワードをデコードすることが可能である。そのようなデコーディングが失敗する場合、第1の補助パリティサブ部分Pa1即ち、補助コードワード部分の一部もデコーディングのために用いられ得る。これも失敗する又は、不充分な品質を提供する場合、第2の補助パリティサブ部分Pa2が加えられるなどされ得る。全ての補助パリティサブ部分Pa1、Pa2、Pa3は、グループ化され、送信機出力データストリームの単一の部分にマッピングされ得る。ただし、好適には、第1の補助パリティサブ部分Pa1が第2の補助パリティサブ部分Pa2よりも前に受信され、第2の補助パリティサブ部分Pa2が第3の補助パリティサブ部分Pa3よりも前に受信されるように、単一のコードワードZ3の種々の補助パリティサブ部分を分配することも可能であり、有利である。これは、第1の補助パリティサブ部分を用いた後、充分な品質でコードワードをデコードでき、現在のところデコードされるべきではない他のデータストリームからの及び/又はもはや必要とされない他の補助パリティサブ部分が送信される期間中、受信機がスリープモードに入ることができるという利点を提供する。これは、受信機における幾らかの省電力及びより少ない算出労力を提供する。種々の入力フレーム概して入力データワードと称される、BBフレームの補助パリティサブ部分の構成の一実施形態が、図11に示される。本実施形態において、入力フレームは2つのインデックスe,fによって列挙される。ここで、インデックスeは、PLP_IDPLP番号、ここでは送信機入力データストリームとも称されるに対応し、fは入力フレーム入力データワードに関連する。インデックスeは、セットS2、即ち、付加的なインクリメンタルな冗長性によって保護されるPLPのセットの一部である。n個の異なるPLPが送信され、即ち、e∈S1={1,...,n}と仮定すると、S2は、上述されたような、本発明に係る付加的なインクリメンタルな冗長性によって保護されるPLPのS1のサブセットであるが、全てのPLPが必ずしもこの概念を用いる必要はない。従って、第e番目のPLPの第f番目の入力フレームは、Ie,fと表される。インデックスf∈{1,...,Fe}であり、ここでFeは、FEFに先立ち、先行するFEFの終わりから始まる、第e番目のPLPの入力フレームの数である。そのため、一実施形態において、補助パリティサブ部分Pa1e,fからPaye,fは、図11に示されるようにシーケンスにおけるFEFフレームにマッピングされ、先行するT2フレームにマッピングされるコードワードに属し得る。図12は、DVB-T2標準に従ったT2フレーム内のデータの構成のより詳細を図示する。T2フレームにおけるPLPは、ある順序をなすunderlie。プリアンブルP1、P2の後、及び共通のcommonPLPの後、タイプ1のPLPがサブスライシングsubslicing無しで送信され、次いでタイプ2のPLPがサブスライシング有りで送信される。タイプ1のPLP及びタイプ2のPLPの双方は、P2プリアンブルにおいてシグナリングされる固定的な順序を有する。これも、DVB-T2標準において図示され、詳細に説明されており、当該説明は参照によって本明細書に組み込まれる。図13は、T2フレームにおけるPLPの構成と同様にされるFEFフレームにおける補助パリティサブ部分を構成するための提案を示す。本実施形態において、FEFもP1プリアンブル、即ちOFDMシンボルから始まる。これは、時間、周波数同期の目的のため、チャネル推定のため、及び最も重要な送信パラメータをシグナリングするために用いられる。後続の1つ以上のP2プリアンブルは、FEFの内容に関するより詳細な情報を含む。図11を参照しつつ説明された符号を用い、3つの入力フレームをそれぞれ有する2つのPLPが存在すると仮定すると、T2フレームからの全てのPLPがFEFにマッピングされるべき補助パリティサブ部分を有しない場合でも、パーティショニングされる補助パリティサブ部分の順序がT2フレームのスライシング/順序付けorderingから得られるように、本実施形態におけるFEFにおける補助パリティサブ部分が構成される。従って、補助パリティサブ部分の順序は、明示的にシグナリングされる必要はない。特に、補助パリティ部分を有する全てのPLPのうちで、例えばよりロバストな部分である、第1の部分Pa1e,fが、FEFの始まり、即ち、プリアンブルP1、P2の直後に挿入されるように、補助パリティ部分は時間ドメインにおいて記憶される。補助パリティ部分を有する全てのPLPのうちの第2の部分Pa2等が、その後に続く。上述したように、基本コードワードがデコード可能ではない場合、FEFの関連する第1の部分Pa1が評価される。受信機がコードワード全体を今度はエラー無しに正確にデコードすることができる場合、受信機は電力を節約するためにスリープモードに入る。さもなければ、受信機は、第2の補助パリティ部分Pa2等を付加的に含むであろう。FEFにおいて用いられる補助パリティ部分と本実施形態においてそれ自体は不変のままであるT2フレームにマッピングされるPLPのリンクに関して、FEFは、例えばプリアンブル又はModCodヘッダにおいてシグナリング情報を含んでもよいことにも留意すべきである。さらに、他のデータ、例えば移動受信機によって用いられるための低ビットレート情報も、FEFに含まれてもよい。図14は、本発明に係るエンコーダのまた別の実施形態144を示す。図2に示される実施形態と同様に、エンコーダ144は、上記第1のコードに従って、上述されたように入力データワードを上記基本コードワードZ1にエンコードするための第1のエンコーディングユニット20を備える。さらに、上記第2のコードに従って、入力データワードを上記補助パリティ部分Paのみを含む補助コードワード部分これは補助コードワードZ4と見なすこともできるにエンコードするための第2のエンコーディングユニット30aが提供される。そのため、第2のエンコーディングユニット30aは、デコーダにおけるデコーディングを改善するために最終的に必要なデータのみを必要に応じて生成するが、第1のエンコーディングユニット20によって既に生成された他のコードワード部分は生成しない。図15は、上述されたような送信機10を備えるブロードキャスティングシステムにおいて用いられる受信機50の概略ブロック図を示す。受信機50は、誤ったデコーディング又は低品質のデコーディングの場合に、補助パリティ部分概して、補助コードワード部分をインクリメンタルな冗長性として利用するために特に適合される。受信機50は、受信機入力データストリームO’を受信するためのデータ入力52を備える。受信機入力データストリームO’は、概して、ブロードキャスティングシステムのブロードキャストチャネル上で送信機によって送信された送信機出力データストリームに対応する。従って、受信機入力データストリームO’は、特に受信側での本発明の主な適用である移動受信機を用いる場合に、そのようなブロードキャスティングシステムにおいて現れ得る外乱によって影響され得る。随意的に、受信される受信機データ入力ストリームO’を復調するために、送信機10の随意的な変調器17と相互に関連付けられる復調器53が提供される。以下により詳細に説明されるように、デマッパ54は、随意的に復調される受信機データ入力ストリームO’、特に、受信機データ入力ストリームO’にマッピングされたコードワードの少なくともデータ部分及び基本パリティ部分即ち、基本コードワード部分をデマッピングする。デコーダ56は、送信機10のエンコーダ14によって適用されたものと同じコードに従って、基本コードワード部分を用いてこれらのコードワードをデコードする。例えば、移動する受信機の速度の速さに起因して、特に移動受信機が深刻な外乱を受ける場合、チェックユニット58が受信機50において提供される。以下で説明されるように、チェックユニット58によって、デコーディングが正確に及び/若しくは充分な品質で行われたか、並びに/又は、許容可能なエラーレベルを下回るかが、チェックされる。デコーディングがエラー無しに又は充分な品質で行われる場合、デコードされたデータは、出力ユニット60に提供される。出力ユニット60の出力は、送信機入力データストリームI1、I2、...、Inにできる限り対応すべきである1つ以上の受信機出力データストリームI1’、I2’、...、In’であり得る。ただし、デコーディングが誤っていること、又はデコードされたデータが不充分な品質を有しており、例えば結果として雑音を含むnoisy受信機出力信号例えば、映画の不充分な画質になることをチェックユニット58によるチェックが示す場合、補助パリティ部分概して補助コードワード部分を完全に又は部分的に利用して、デコーディングの品質を改善するために、チェックユニット58からデマッパ54及び/又はデコーダ56へフィードバックループ62が提供される。そのため、このような状況において、デマッパ54は、随意的に復調された受信機入力データストリームO’から完全に又は部分的に補助パリティ部分もデマッピングする。この付加的な冗長性を用いることによって、デコーダ56は、受信されるコードワードを再びデコードするが、今回は、より低いコードレートを有し、従って外乱に対してより高いロバスト性を有するコードを適用する。そのため、デコーディング品質が前回よりも良好になる見込みが高い。幾つかの実施形態において、例えば、別の周波数を用いて別のチャネルから又はMIMO受信機における異なるアンテナにおいて受信されるデータから、例えば別の受信機入力データストリームから補助パリティ部分がデコーダ56によって要求される場合、フィードバックループ62は、チェックユニット58から復調器53にも提供される。その後、デコーディングが今回はエラーフリーで又は充分な品質で行われたかを、チェックユニット58によって再びチェックを行うことができる。デコーディングがエラーフリーで又は充分な品質で行われなかった場合、補助パリティ部分のまたさらなる部分をデマッピング及びデコーディングの別の繰り返しiterationにおいて用いることができる。他方、コードワードの補助パリティ部分全体がデコーディングのために完全に用いられた場合、チェックも省略されることができ、デコードされたデータは直接出力されることができる。送信機10のエンコーダ14と同様に、受信機50のデコーダ56の種々の実施形態が存在する。デコーダ56の第1の実施形態561は、図16に概略的に示される。この実施形態によれば、図2に示されるエンコーダ141の実施形態と同様に、デコーダ561は、第1のデコーディングユニット70と第2のデコーディングユニット80とを備える。さらに、ブロードキャスティングシステムにおいて用いられる対応する送信機がBCHエンコーディングのステップを適用する場合、付加的なデコーダ90例えば、BCHデコーダがデコーダ561の出力をBCHデコーディングするために提供される。第1のデコーディングユニット70は、概して、DVB-T2標準に従った受信機において用いられるデコーディングユニットに対応する。第1のデコーディングユニット70は、時間デインターリーバ71、セルデインターリーバ72、巡回遅延除去部remover73、コンスタレーションデマッパ74、ビットデインターリーバ75、及び第1のLDPCデコーディングブロック76を備える。このようなデコーダは、例えば、参照により本明細書に組み込まれる、DVBdocumentA133February2009ImplementationGuidelinesforaSecondGenerationDigitalTerrestrialTelevisionBroadcastingSystemにおいて、より詳細に説明される。この第1のデコーディングユニット70は、受信される受信機入力データストリームO’からデマッパ54によってデマッピングされるように、データ部D’及び基本パリティ部分Pb’を提供され、これらのコードワードを通常通りデコードする。また、デコーダの本実施形態561において、基本的には同じ要素、具体的には時間デインターリーバ81、セルデインターリーバ82、巡回遅延除去部83、コンスタレーションデマッパ84、ビットデインターリーバ85、及び第2のデコーディングブロック86を備える、第2のデコーディングユニット80が提供される。これらの機能は、第1のデコーディングユニット70のそれぞれの要素の機能と同一である。ただし、異なるパラメータがエンコーダ、例えば第2のエンコーディングユニット30図2参照において適用される場合、これらのブロックのパラメータは異なり得る。ただし、第2のデコーディングユニット80には、データ部分D’及び基本パリティ部分Pb’に加えて、付加的な補助パリティ部分Pa’概して、補助コードワード部分A’が、当該補助パリティ部分Pa’を冗長情報として用いて高い信頼性でコードワードをデコードするために、完全に又は部分的に提供される。そのため、第2のデコーディングユニット80は、必要な場合、即ち、フィードバックループ62を介してチェックユニット58によって指示されるinstructed場合のみ、アクティブになる。デコーダの別の実施形態562は、図17に示される。本実施形態によれば、デマッパ54は、受信される受信機データ入力ストリームO’のT2フレームにアクセスして、データ部分D’及び基本パリティ部分Pb’をデマッピングし、FEFフレームにアクセスして、そこから補助パリティ部分Pa’をデマッピングする。即ち、デマッパ54は、図9に図示されるマッパ16と相互に関連するように適合される。しかしながら、デコーダ562は、データ部分D’及び基本パリティ部分Pb’に基づくより高いコードレートを有する第1のコード、並びに、必要な場合には補助パリティ部分Pa’の一部又は全部を冗長情報として用いるより低いコードレートを有する第2のコードの双方に従ってコードワードをデコードすることが可能な単一のデコーディングユニットのみを備える。例えば、DVB-T2、DVB-S2、DVB-T2/S2の組み合わせ、DVB-C2、又はDVB-NGH受信機において提供される、標準的なLDPCデコーダは、その入力において、チャネル外乱を受けたchanneldisturbedコードワード、並びに、コードワードの長さ16200ビット又は64800ビットのいずれか及びコードレートに関するシグナリング情報を受け取る。シグナリング情報に基づいて、それは、特定のコード認識coderealizationに基づいて適当なデコーディングアルゴリズム典型的には、いわゆる繰り返しメッセージパッシングiterativemessagepassingを適用し、データ部分の推定値estimateを出力する。同じことは、デコーダ56に含まれる拡張されたLDPCデコーダ、特に、補助コードワード部分、具体的には補助パリティビットを受信する拡張されたLDPCデコーダ76及び86について当てはまる。補助ビットの数は、適用されるコードレート及び基本コードワード部分の長さに加えて、概してデコーダにシグナリングされる。これらのパラメータが与えられると、デコーダ56は、この拡張された又はトータルのtotalコードに基づいて、適当なデコーディングアルゴリズムを適用する。上述したように、好適な実施形態において、デマッパ及びデコーダは、補助パリティ部分のより多くの部分サブ部分を段階的に付加して、デコーディングを改善するように好適に適合される。好適には、充分なデコーディング品質に到達するとすぐに、デマッパ及びデコーダは、スリープモードに入るように適合される一方、セグメント化された;例えば図13参照補助サブ部分の他の部分は受信される受信機入力データストリームにおいて提供される。即ち、補助パリティサブ部分の付加的なセグメントは、好適には、デマッピングされず、デコーディングのために用いられない。これは、受信機において特に電力を節約し、バッテリを電源として用いる移動受信機の場合に、とりわけ有利である。一般的なLDPCデコーダは、入力として、付加的なパリティビット有り又は無しの受信されるコードワード、並びにコードレート及びコードワード長に関するシグナリング情報を有する。後者は、フィードバックループ62によってさらに暗黙的に更新される。フィードバックループ62は、補助パリティビットが付加されているか又は、幾つの補助パリティビットが付加されているかをシグナリングする。そのような一般的なデコーダとは対照的に、本発明に係るデコーダ56におけるLDPCデコーダは、受信されるコードワードC’の各コードビットについてのその推定値、即ち、コードワードC’についての推定値C’’を出力する。好適には、ビット単位の推定値は対数尤度比LLRs:loglikelihoodratiosによって表され、その大きさは当該推定値の信頼度を反映する。チェックユニット58は、推定値C’’がおそらく送信されたコードワードCであると判定すると、データ部分D’の硬判定された推定値を出力し、フラグSをデコーディング成功に対応する1にセットする。さもなければ、S=0となり、これはフィードバックループ62内でシグナリングされて、依然として利用可能であれば補助パリティビットの末尾への付加suffixingが開始される。チェックユニット58からのインジケータEは随意的であり、幾つの付加的な補助パリティサブ部分が依然として必要とされるかの推定値を与える。E>1の場合、LDPCデコーダ56は、次のより大きなコードワードをデコードしようと試みるまでもないが、デコーディングを再開するためにE個の付加的な補助パリティサブ部分を待たなければならない。デコーディング成功のための基準は:a許可されるデコーダ処理ステップの最大数典型的には繰り返しの最大数が課される内において、硬判定後の有効なコードワードC’’が見つかる。b推定値C’’から得ることができ、又は、DVB-T2にあるような系統的なコードの場合はC’’に含まれもするデータ部分D’の推定値が、BCHデコーダによってデコードされることができる。cBCHデコーディング後、ストリームI1’は、CRCによって保護されるヘッダBBヘッダを有するBBフレームに対応すべきである。このチェックが成功する場合、BBフレーム全体が正確である見込みが増加する。d好適には、全てのLLR対数尤度比の信頼度が、チェックユニット58によってチェックされる。これは、コードワードに属する全てのLLRの大きさの平均値を求めることによって為され得る。この平均値がコードに依存し、定義されなければならないある閾値よりも大きい場合、デコーディング成功の可能性は非常に高い。S=0の場合、最後の基準dは、デコーディング後のコードワードがいかに信頼できないかという推定値も提示することができる。追随する補助コード部分が先行するコードワードよりも類似する品質を有すると仮定すると、推定値Eは、デコーディングの成功のために幾つの付加的な部分が必要とされるかについて求められることができる。デコーダが正確にデコードすることができなかった先行するコードワードを補助コードワード部分と結合する2つの手法があることに留意すべきである:1デコーダに入力された先行するコードワードを記憶し、補助コードワード部分をその終わりに付け加え、又は2例えば、最大数の繰り返しが経過した後LDPCデコーダ56の最終的な推定値C’’を記憶し、補助コードワード部分をその終わりに付け加える。上述した実施形態に加えて、送信機のエンコーダは、補助パリティ部分概して、補助コードワード部分が実質的なrealパリティ情報を含まなくてもよいが含むだけでなく、基本basicコードワードの情報の一部又は全部の反復repetition、即ち、データ部分D’及び/又は基本パリティ部分Pbの即ち、基本コードワード部分の幾つか又は全てのビットも含むように適合されてもよい。そのため、非常に簡単な実施形態において、補助パリティ部分Paは、データ部分D及び/又は基本パリティ部分Pbのコピーを単に含む。これは、基本コードワードは外乱を受けるが、補助パリティ部分は外乱を受けない又は、より少ない外乱を受ける場合に、デコーディングも改善するであろう。さらに、基本コードワード部分及び補助コードワード部分の双方が外乱を受ける場合でも、双方の部分をデコーディングに用いることによって、例えば、ソフト合成softcombiningの原理を適用することによって、例えば、基本コードワード部分のみを用いる第1のデコーディングステップ、及び補助コードワード部分も用いる第2のデコーディングステップにおいて取得される軟値softvaluesを改善することによって、デコーディングの結果は改善され得る。本発明に係るブロードキャスティングシステムの一実施形態は、図18に概略的に表される。ブロードキャスティングシステムは、概して、送信機Tx10と、1つ以上の受信機Rx50a、50b、50cとを備える。概して、送信機10は送信機出力データストリームOを送信するための単一のアンテナを有していれば充分であるが、本実施形態においては、送信機10に2つのアンテナ19a、19bが設けられている。第1のモードにおいて、例えばカバレッジを増加させるために、双方のアンテナは、同一の送信機出力データストリームO又は、例えばDVB-T2標準のAlamoutiスキームに従って、変更されたストリームを同時に送信するために用いられることができる。図18に具体的に表される別のモードにおいて、本実施形態の送信機10に設けられるデータマッパ161は、2つの送信機出力データストリームO1及びO2を生成するために適合され、コードワードのデータ部分D及び基本パリティ部分Pb即ち、基本コードワード部分は第1の送信機出力データストリームO1にマッピングされ、コードワードの補助パリティ部分Pa即ち、補助コードワード部分は第2の送信機出力データストリームO2にマッピングされる。本実施形態において、第1のアンテナ19aには送信のための第1の送信機出力データストリームO1が提供されることができ、第2のアンテナ19bには送信のための第2の送信機出力データストリームO2が提供されることができる。例えば、T2フレームの送信期間に、第1の送信機出力データストリームO1のみが送信される一方で、FEFの送信期間に、送信機出力データストリームO1及びO2の双方が送信される。また別のモードにおいて、第1の送信機出力データストリームO1は、水平な極性を有するアンテナhorizontallypolarizedantennaによって送信されてもよい一方で、第2の送信機出力データストリームO2は、垂直な極性を有するアンテナverticallypolarizedantennaによって送信されてもよく、逆もまた同様である。随意的に、MIMOプリコーダ162が設けられる。任意のMIMOプリコーディングスキームに従って上記第1及び第2の送信機出力データストリームO1、O2をプリコーディングするために、第1及び第2の送信機出力データストリームO1、O2がデータマッパ161からMIMOプリコーダ162に提供される。例えば、第1及び第2の送信機出力データストリームO1、O2は、アンテナ19a、19bによって送信されるプリコーディングされた送信機出力データストリームO1、O2に空間的に多重化されることができ、又は、Alamoutiプリコーディングを第1及び第2の送信機出力データストリームO1、O2に適用することができる。プリコーディングされた送信機出力データストリームO1、O2は双方とも、第1及び第2の送信機出力データストリームO1、O2からのデータの混合物mixを含み得る。図18に図示される本実施形態において、送信機10には2つのアンテナ19a、19bが設けられる。ただし、送信機、特にMIMO送信機は、送信のために上記プリコーディングされた送信機出力データストリームO1、O2が提供される、2つよりも多くのアンテナを備えることに留意すべきである。単一のアンテナ61を有する第1の受信機50aは、第2の送信機出力データストリームO2は受信せず、第1の送信機出力データストリームO1のみを第1の受信機入力データストリームO1’として受信するために適合され得る。そのような受信機50aは、如何なる補助パリティ部分を用いるためにも適合されていない既存の、例えばレガシーの又は固定された受信機であり得る。例えば、送信機10、特に第2の送信機出力データストリームO2が、新たな標準、例えばDVB-NGH標準に従った受信機による受信を対象にしている場合、受信機50aは、DVB-T2標準に従った固定された受信機であり得る。別の実施形態の受信機50bは、2つのアンテナ61a、61bを備える。本実施形態において、第1のアンテナ61aは、第1の送信機出力データストリームO1の第1の受信機入力データストリームO1’としての受信のために適合され、第2のアンテナ61bは、第2の送信機出力データストリームO2の第2の受信機入力データストリームO2’としての受信のために適合される。例えば、送信機10の2つのアンテナ19a、19bが異なる送信チャネル、例えば送信周波数を使用する場合、受信機50bの2つのアンテナ61a、61bは、それぞれ同じ送信チャネル上での受信のために適合されることができる。第3の実施形態の受信機50cも単一のアンテナ61を有するが、双方のアンテナ19a、19bからの信号の受信のために適合される。受信機50cは、2つの受信される入力データストリームO1’、O2’を然るべく内部で分割し又は分解するdecomposingための手段を備える。異なる送信機出力データストリームO1、O2を別々に受信するための2つの別個のアンテナ61a、61bを有する上記実施形態の受信機50bは、デコーディングの改善のためにインクリメンタルな冗長性として任意の補助パリティ部分が要求される場合のみ、第2のアンテナ61b及び受信機50b内の後続の処理手段が起動される必要があるという利点を提供する。これは、第2の送信機出力データストリームO2が補助パリティ部分だけでなく、コードワードのデータ部分及び基本パリティ部分も伝送する送信機の実施形態にも当てはまる。後者の場合、送信をより一層安定させることができる。例えば、送信機アンテナ19aと受信機アンテナ61aとの間の送信チャネルが外乱を受ける場合、送信機アンテナ19bと受信機アンテナ61bとの間の他の送信チャネルに切り換えることができる。より安定した送信の利点は、受信機50cによっても達成される。受信機50cは、後者の場合において、第1若しくは第2の送信機出力データストリームO1、O2の受信を切り替えることができ、又は、送信機出力データストリームO1、O2の双方を連続的に受信する。さらに、そのような実施形態は、概して増加されたスペクトル密度を提供する。上記において、特に送信機10に関して、種々の実施形態、特にどのようにデータ部分、パリティ部分、及び補助パリティ部分が送信機出力データストリームにマッピングされるかが解説された。さらに、送信機出力データストリームのフレーム構造に関して、種々の例が与えられた。受信機50のデータデマッパ54は、当然ながら、要求されるデータを受信機データ入力ストリームからデマッピングするために適当に適合されており、即ち、デマッパ54は、受信機データ入力ストリームにおいてそれぞれのデータが配置される位置locations及び/又は特定のフレーム構造を認識していることが理解されるべきである。概してこれを確保するために、この情報を送信機から受信機にシグナリングし、及び/又はこの情報を例えば標準において規定し、並びに送信機及び受信機を然るべく有効化するための既知の方策が適用される。本発明に従って適用されるフレーム構造は、概して既存の標準、例えばDVB-T2標準に従ったフレーム構造と一致するように適合され得る。これにより、こうした標準に従った既存の受信機は、上記のデータストリームがその中にインクリメンタルな冗長性として含まれる補助パリティ情報を使用しない場合でも、データストリームを受信し及び処理し得る。ただし、フレーム構造は、ブロードキャスティングシステムの特定のニーズに従って自由に選択され、新たに作り出されてもよい。概して、本発明は、データがチャネル上で送信されるあらゆるブロードキャスティングシステムに適用されることができる。例えば、本発明は、図20を参照しつつ説明されるDABシステムにおいて適用されることができる。図20は、DAB標準ETS300401RadiobroadcastingsystemsDigitalAudioBroadcastingtomobileportableandfixedreceiversMay1997REJPT00DAB4において記載される送信フレームの構造を示す。DAB送信システムは、3つのチャネルを結合する。具体的には、基本的な復調器機能例えば、送信フレーム同期のための送信システムと共に内部で用いられる同期チャネルと、受信機による情報への迅速なアクセスのために用いられ、時間インターリーブされないデータチャネルであって、高速情報ブロックFIB:FastInformationBlocksに再分割されることができる高速情報チャネルFIC:FastInformationChannelと、オーディオサービスコンポーネント及びデータサービスコンポーネントを伝送するために用いられ、個別に畳み込み符号化される複数のサブチャネルに分割される時間インターリーブされるデータチャネルであるメインサービスチャネルMSC:MainServiceChannelとである。MSCは、アドレス可能な最小のユニットとしてキャパシティユニットCU:CapacityUnitsを含む共通インターリーブドフレームCIF:CommonInterleavedFramesから構成されていると見なすこともできる。MSCの各サブチャネルは、整数個の連続するCUを占め、個別に畳み込み符号化される。送信フレームの構造及びその内容に関するさらなる詳細は、上記のDAB標準において見出すことができ、その説明は参照によって本明細書に組み込まれる。本発明によれば、サブチャネルのうちの1つ、例えばSubChaは、基本コードワードバージョンを含み得る一方、1つ以上の後続のサブチャネル、例えば、SubChbは、補助コードワード部分を含む。受信機は、直ちにSubChaを処理することができ、必要であれば、デコーディングを改善するためにSubChbを処理することができる。上述された実施形態において解説されたように、補助コードワード部分は、全てが同じサブチャネルにおいて伝送され又は種々のサブチャネルにおいて伝送されるサブ部分にさらにセグメント化されることができる。これも、デコーディングの成功後、次の基本コードワード部分が送信されるまで、受信機がスリープモードに入ることができるという利点を有する。補助パリティビットが提供されるか、及びどのサブチャネルに補助パリティビットが提供されるかは、高速情報チャネルFICにおいてシグナリングされ得る。ただし、このチャネルは固定的であり、予め定義されるので、好適には、例えば新たに定義されるヘッダにおいて基本コードワード部分を含む別のサブチャネルにおいてシグナリングが為されるべきである。そのため、本発明に従って変更される受信機は、この付加的な情報を使用することができる。また、どのサブチャネルが全てのDAB受信機レガシーの受信機及び本発明に係る受信機による受信のために適合され、及びどのサブチャネルが本発明に係る受信機のみによる受信のためにデコードされるのかを、FICはシグナリングし得る。DABにおいて適用されるエラー訂正コードは、畳み込みコードである。DABによれば、マザーコードをパンクチャリングすることpuncturingによって、様々なコードレートが概して達成される。このマザーコードは概して1/4のコードレートを有し、あるパリティビットをパンクチャリングすることによってより高いコードレートが取得される。これらのパンクチャリングされたパリティビットは、本発明に係るインクリメンタルな冗長性を提供するための補助パリティビットとして用いられ得る。あるいは、完全に新たなマザーコードも適用可能であり、当該マザーコードから、全てのDABコードレートをパンクチャリングによって取得することができ、パンクチャリングされたビットは、本発明に係る補助パリティビットとして用いられる。図21は、別の実施形態の受信機50dのブロック図を示す。概して、基本コードワード部分B及び補助コードワード部分Aは、送信機によって送信機出力データストリームOにマッピングされ、これにより、コードワードの基本コードワード部分は、対応する補助コードワード部分が受信される前に、受信機によって受信される。ただし、代案として、データマッパも、基本コードワード部分B及び補助コードワード部分Aを送信機出力データストリームのフレームにマッピングするために適合されることができ、これにより、コードワードの補助コードワード部分は、対応する基本コードワード部分が受信される前に、受信機によって受信される。図21に示される受信機50dの実施形態については、送信機がこのように適合されると仮定される。このような受信機50dにおいて、データデマッパ54dは、最初に受信される補助コードワード部分A’を受信機入力データストリームO’からデマッピングし、それらをバッファ64に転送するように適合される。その後受信されるとすぐに、対応する基本コードワード部分B’は、デマッピングされ、それらをデコードするためにデコーダ56dに転送される。改善されたデコーディングのために付加的な冗長性が用いられるべきであることをチェックユニット58dにおけるチェックが示す場合、バッファ64はバッファリングされた補助コードワード部分A’をデコーダ56dに提供するようにフィードバックループ62を介して通知され、デコーダはコードワードを今度は完全な又は部分的な補助コードワード部分を付加的に用いることによって再度デコードするように通知される。対応するコードワードのデコーディングが正確であることが確実な場合、もしあればバッファリングされた補助コードワード部分がバッファから削除される。この実施形態は、基本コードワード部分に基づくデコーディングが誤っている場合、補助パリティ部分を待つための待機時間が発生しないという利点を提供する。これは、ザッピング回数を削減するために、又は移動受信機について特に重要である。そのため、この実施形態は、基本コードワード部分の例えば、突然の劣悪な受信条件の場合に、補助コードワード部分の受信のための待機に起因したサービスの中断が発生しないという利点も提供する。ここで、図5、図6、図19、及び図22を参照しつつ、本発明に係るエンコーダの好適な実施形態が説明される。上述したように、インクリメンタルな冗長性IRの適用によって、長さNldpc例えば、=16200のFECFRAMEのある既存のLDPCコードが拡張され、これにより、新たなコードワードは、オリジナルのコードワード基本FECと、IRとして用いられるべき上記でvとも呼ばれるMIR個の付加的な補助パリティビットとから成る。従って、新たなコードワード長は、Nldpc,1=NldpcMIRである。IRを用いるLDPCコーディングは、コードレートR1=Kldpc/Nldpc,1の1つのエンコーダとして考えられることができ、ここで、出力は基本FEC基本コードワード部分PbとIR部補助コードワード部分Paとに分割される。双方の部は、2つの関連付けられるPLPとして扱われることができる。オリジナルのコードワードと拡張されたコードワードとの間の関連性は、図5及び図6において見ることができる。図5は、例えばDVB-Tに従った従来のFECエンコーディングを表し、コードレートR0=Kldpc/NldpcのLDPCエンコーダへの入力は、BCHエンコーダのKldpc個の出力ビットである一方、その出力は、長さNldpcの系統的なコードワードである。このコードワードの最後のNldpc-Kldpcビットは、LDPCパリティビットである。PLPがIRを適用する場合、従来のエンコーディングと同じ入力を有する、コードレートR1=Kldpc/Nldpc,1<R0の拡張されたLDPCエンコーダが用いられるが、Nldpc,1=NldpcMIRビットを出力する。即ち、そのLDPCパリティビットの量は、Nldpc-KldpcMIRに増加される。ただし、その最初のNldpc-Kldpcビットは、レートR0のオリジナルのLDPCエンコーダのパリティビットと同一である。コードワードは、2つの部分に分割される:最初のNldpcビットは、基本FEC部即ち、基本パリティ部分である一方、残りのMIRビットは、必要であれば受信機においてIRとして用いられるべきIR部即ち、補助パリティ部分である。従って、基本FEC部だけを考慮するレートR0のデコーダによる、受信されるコードワードのデコーディングが良好なチャネル条件の場合可能である一方、基本FEC及びIR部の双方から成る拡張されたコードワードは、レートR1のデコーダによるデコーディングを可能にすることが確保される。IRを用いる1つのFECFRAMEの基本FEC及びIR部への分離は、本発明の本観点によるエンコーダ14の実施形態145の本質的な要素のみを示す図22に示される。このエンコーダ145は、第1の数Kldpc個の情報シンボルi0、i1、...、iKldpc-1例えば図3において、S1、S2,...、Skとも上記で呼ばれるを各々含む入力データワードDを受信するためのエンコーダ入力1451を備える。さらに、入力データワードをコードワードZ2にエンコーディングするためにエンコーディングブロック1452が提供され、これにより、コードワードは、データ部分D及び第2の数Nldpc-Kldpc個の基本パリティシンボルP0、P1,...、PNldpc-Kldpc-1の基本パリティ部分Pbを有する基本コードワード部分Bと、第3の数MIR個の補助パリティシンボルPNldpc-Kldpc、...、PNldpc,1-Kldpc-1の補助パリティ部分Paを有する補助コードワード部分Aとを含む。上記エンコーディングユニット1451は、i第1のコードに従って、入力データワードDから上記基本コードワード部分Bを生成し、基本パリティシンボルは、第1のアドレス生成ルールに従って決定されるパリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成され、ii第2のコードに従って、入力データワードDから上記補助コードワード部分Aを生成し、補助パリティシンボルは、第2のアドレス生成ルールに従って決定される補助パリティシンボルアドレスにおいて情報シンボルを蓄積することによって生成されるように適合される。これらの生成のために、好適には、アドレステーブルストレージ1453に記憶されるアドレステーブルが用いられる。さらに、エンコーダ145は、上記コードワードを出力するためのエンコーダ出力1454を備える。エンコーダ出力1454は、ここでは、後続の独立した処理のために基本コードワード部分Bと補助コードワード部分Aとを分離するためのシリアルパラレル変換器として実装される。勿論、出力ユニットは、完全なコードワードZ2をそのまま出力するための単純なシリアル出力であってもよい。双方のストリームのエンコードされたビットは、特定のPLPについて、図2に表されるように、ビットインターリーバ、デマルプレクサ部などの独立したインスタンスによってさらに処理される。従って、基本FEC部のロバスト性を、例えば低次のQAMコンスタレーションを当該部に適用することによって、増加させることが可能である。ここで、本発明の本実施形態によれば、好適には、例えば、図2に示されるエンコーディングユニット20のような単一のエンコーディングユニットのみが提供されることに留意すべきである。例えば、エンコーディングブロック1452は、FECエンコーディングブロック21及び31の双方を実装することができ、その後、後続の処理要素を有する単一の共通パス、又は図2に示されるように後続の処理要素の2つの別個のパスが続く。スケジューラは、基本FEC部のバーストを、対応するIR部のバーストよりも早期の時間インスタンスに割り当てるであろう。IRを用いるPLPをデコードすることを受信機が望む場合、受信機は少なくとも基本FEC部を復調しなければならない。基本FEC部は、レートR0=Kldpc/Nldpc>R1のオリジナルのエンコーダの出力に対応する。不適当なチャネル条件に起因してデコーディングが失敗するSNRがオリジナルコードの閾値を下回る場合、受信機は、基本FEC部と共に長さNldpc,1のコードワードを構築するIR部をさらに復調することができる。ただし、デコーダは、より小さなコードレートR1のコードに従った新たなパリティチェックマトリクスに切り換える。この場合、拡張されたコードのデコーディング閾値は、オリジナルコードのデコーディング閾値よりもずっと小さいので、デコーディングが成功する可能性がより高くなる。そもそもIR無しに低いコードレートR1を適用することに比較したIRの主な利点は、必要とされない限りIR部を受信機によって無視することができる点であることに留意すべきである。例えば、R1=1/2R0の場合、従来のアプローチはレートR1のコードを適用するであろう。これは、2の倍数だけデータのスループットを制限する。そのため、好ましいチャネル条件に起因して、レートR0のコードによる送信が可能である場合と比べて、所与のデータレートについて2倍のバーストが受信機によって検出されなければならない。しかしながら、IRを適用することにより、基本FEC部のデコーディングが可能であり及び/又は成功した場合、IRバーストが送信される度に、受信機がスリープモードに入ることが可能になる。IRビットの量は、FECFRAME長自体と同じ大きさであるべきである。従って、MIR=Nldpcであり、オリジナルのコードレートを半分にする、即ち、R1=1/2R0という結果になる。実用的な実装において、例えば、来たるべきDVB-NGH標準に従った移動受信機における使用のために、IRは、以下のコード識別子についてミニコードNldpc=4320のために用いられる:R0∈{1/2、7/12、2/3、3/4}。以下において、本発明の原理は、ショートコードNldpc=16200を用いて説明されるが、同じ原理及び同じアドレス生成ルールは、ミニコードに適用されることができる。ただし、その場合、他のアドレステーブルが用いられる。以下においてレートR0のオリジナルコードと示される、長さNldpc=16200の各LDPCコードについて、レートR1=1/2R0の拡張されたコードが以下において得られる。拡張されたLDPCエンコーダは、アウターBCHエンコーディングの出力、即ちI=i0,i1,...,iKldpc-1を、サイズKldpc=NBCHの情報ブロックとして扱い、系統的にサイズNldpc,1=NldpcMIRのコードワードにエンコードする。ここで:である。以下のエンコーディング手続きは、i∈{0、...、Nldpc-Kldpc-1}について、拡張されたコードワードλιの最初のビットが、オリジナルのLDPCコードが用いられたかのように同じであることを確保する。エンコーダのタスクは、Kldpc個の情報ビットi0,i1,...,iKldpc-1のブロックごとにNldpc,1-Kldpc個のパリティビットP0,P1,...、PNldpc,1-Kldpc-1を決定することである。換言すれば、図19に示される関係は、エンコーダによって決定される。手続きは以下の通りである:P0=P1=P2=...=PNldpc,1-Kldpc-1=0を初期化第1の情報ビットi0を、種々のコードレートについて提案されるミニコードのためのアドレステーブルを示す図23~図26における第1の行において特定されるパリティビットアドレスにおいて蓄積する。原理は、QIR=45、MIR=16200、Nldpc=16200、Qldpc=10、及びコードレート識別子4/5の値を用いるショートコードのための図30に示されるアドレステーブルを一例として用いて、説明される全ての追加物はGF2にあり:最初の3つのパリティアドレス全てNldpc-Kldpc=3240よりも小さいは、レート4/5の16kコードについてDVB-S2において定義されるものと同じである一方、残りのアドレスは、拡張されたLDPCコードに従っており、図23~図26に示されるアドレステーブルにおいて太字の数字で書かれることに留意すべきである。次の359個の情報ビット、im、m=1、2、...、359について、パリティビットアドレス{xmmod360×Qldpc}modNldpc-Kldpcx<Nldpc-Kldpcの場合上記は第1のアドレス生成ルールである又は、Nldpc-Kldpc{xmmod360×QIR}modMIRx≧Nldpc-Kldpcの場合上記は第2のアドレス生成ルールであるにおいて、imを蓄積する。ここで、xは、最初のビットi0に対応するパリティビットアキュムレータのアドレスを表し、Qldpcは、DVB-T2標準及びDVB-C2標準においてオリジナルのLDPCコードについて特定されるコードレート依存の定数であり、QIR=MIR/360=45である。ブロック単位で処理される情報ビットのグループのサイズGaとも呼ばれるは、360とは異ならせることもでき、第1及び第2のアドレス生成ルールについて異ならせることもできるが、Kldpcは、常にGの整数倍となるべきであることに留意すべきである。コードレート依存のパラメータQldpcは、好適には以下のテーブルから選択される。GbとQldpcとの間の関連は、以下の通りである:Qldpc=Nldpc-Kldpc/Gb。また、GaとQIRとの間の関連は:QIR=MIR/Gaである。MIR=Nldpc=4320、且つ、Ga=360の場合、QIR=12である。Nldpc-Kldpcよりも大きい又は等しい位置xは、図23~図26に示されるアドレステーブルにおいて太字の数字で書かれている。上記アドレステーブルの各々は、特定のコードレートについて設計されており、Qldpcについての対応する値は、上記の表から選択され、QIR=12、MIR=4320、Nldpc=4320である。このアプローチは、基本FECをオリジナルコードのままにし、MIR個パリティチェックを追加し、疑似巡回LDPC構造を基本部及びIR部について維持することに留意すべきである。ただし、疑似巡回構造は、パリティチェック行列の最初のNldpc-Kldpc行の後、中断される。しかし、これは360の倍数つまり、Qldpcなので、360ビットのグループに基づくブロック単位のデコーディングは、依然として適用されることができる。同様に、360個の新たな情報ビットのグループごとに、上記アドレステーブルのうちの1つ即ち、所望のデータレートのアドレステーブルから新たな行が用いられて、パリティビットアキュムレータのアドレスが見つけられる。情報ビットの全てが使い果たされた後、最後のパリティビットは以下のように取得される:以下の演算をi=1から連続的に実行する。pi、i=0、1、...、Nldpc,1-Kldpc-1の最後の内容は、パリティビットpiに等しい。ここで、拡張されたLDPCコードの一例が簡単に説明される。フェージング無しのAWGNチャネル上での拡張されたLDPCコードの、SNRパフォーマンスに対するビットエラーレート及びフレームエラーレートBER及びFERは、図27に表される。オリジナルコードは、レートR0=3/4、且つ、長さNldpc=4320のミニコードであり、拡張されたコードは、コードレートR1=3/8を有する。オリジナルミニ3/4コードのデコーディング閾値又はピンチオフ限界は、およそ1.5dBにある。コードレートR1=3/8の拡張されたLDPCコードは、その閾値を-2.7dBに有する。シミュレーションされたビットの数は、109である。受信機におけるSNRが1.5dBを超える場合、受信機はオリジナルレート3/4のミニコードをデコードすることができ、これは拡張されたLDPCコードの基本FEC部にも対応する。この場合、IR部は無視され得る。これは、2の倍数だけ処理電力の低減をもたらす当該PLPに属するバーストの半分は、IR部からであるため。SNRが減少する場合、受信機は、IR部を復調することができ、従って、付加的な4.2dBのマージンを有する。コードレートが半分であるため、コーディングゲインEb/Noにおける差の観点から、これは1.2dBのゲインに相当する。基本FECとIR部とにパーティショニングされることができる新たなLDPCコードを設計することも可能であることに留意すべきである。これらの新たに設計されるコードのFEC部はDVBファミリーの既存の標準化されたLDPCコードに一致する必要が無いので、IR部の結果として得られるコーディングゲインは、本発明に従って提案されるコードよりもさらに大きくなるであろう。さらに、LDPCコードを異なる量の付加的なパリティビットMIRにより拡張すること、又は、1つよりも多くのIR部を許容することも可能である。幾つかのIR部へパーティショニングすることは、受信機が付加的なパリティ部分の量を推定することを可能にし、これはデコーディングの成功に必要である。本発明に従って生成される付加的な冗長性は、ブロードキャストシステムにおける移動受信機、例えば車載受信機又はハンドヘルド受信機例、携帯電話又はPDAに、提供されるエラー訂正方策を改善することによって、厳しい送信チャネル条件下でもブロードキャストデータをデコードさせることを可能にするための別のシナリオにおいて用いられることもできる。特に、受信機の要求に応じて充分な量の冗長性を提供して、コードのロバスト性を増加させることが提案される。上記付加的な冗長性は、付加的な冗長性を要求する受信機からのフィードバックが受信された後に、データ送信システムによって提供される。ただし、上記付加的な冗長性は、ブロードキャストシステム上でブロードキャストされるのではなく、要求している受信機のみにユニキャストシステム上で送信される。この受信機は、既にブロードキャストシステムを介して受信されたコードワードのデコーディングを、付加的な冗長性を用いて再度実行することができる。そのため、受信されるブロードキャストデータの受信又は再構築デコーディングが誤っており、又は不充分な品質でのみ為され得る場合、受信機は、既に受信されたコードワードに加えて、要求した付加的な冗長性を用いてデコーディングを繰り返すことができる。例えば、来たるべきDVB-NGH標準に従った、このような受信機は、例えば、携帯電話に含まれることができる。アクセスポイントが近隣の範囲にある場合、携帯電話も、移動通信システム、例えば3GUMTS通信システム又は4GLTE通信システム、及びWLANwirelesslocalareanetwork:無線ローカルエリアネットワークのような、ユニキャスティングネットワークからデータを受信することが可能である。誤って受信され又はデコードされるコードワード誤ってerroneouslyという用語は、完全に誤っていることを意味するだけでなく、不充分な品質でwithinsufficientqualityも意味するものとして理解されるべきであるについての付加的な冗長性は、本発明に係る別のアーキテクチャバーティカルハンドオーバから、例えば3Gネットワーク、4Gネットワーク、又はWLANネットワークを介して取得されることができる。従って、概して、そのようなシナリオについて、どの特定のユニキャストシステムに従ってユニキャスト要求ユニット及びユニキャスト受信ユニットが実装されるかは、要点ではない。概して、任意のユニキャストシステム、例えば無線通信のための任意の電気通信システムが用いられてもよく、また、例えばそれぞれの状況において現在利用可能なユニキャストシステムを介して、付加的な冗長性の提案される要求及び受信のために、幾つかのユニキャストシステムを用いるように受信機が実装され得ることも可能である。さらに、付加的な冗長性の要求及び受信は、概して、異なるユニキャストシステムを介して実行されることができるが、好適には同じユニキャストシステムが用いられるであろう。概して、ユニキャスティングシステムはエラー訂正及び検出のための充分な手段を提供するため、補助コードワード部分の送信はエラーフリーであると見なすことができる。図28は、そのようなシナリオに係るデータ送信システムの概略ブロック図を示す。このシステムは、データをブロードキャストするためのブロードキャスト送信機10と、当該ブロードキャスト送信機10によってブロードキャストされるデータを受信するための受信機50と、ユニキャストシステムにおいてデータを送信するためのユニキャスト送信機100と、上記ブロードキャスト送信機10から受信されるデータを記憶するためのデータストレージ150とを備える。以下でより詳細に説明されるように、受信機50は、上記ブロードキャスト送信機10によってブロードキャストされるデータを受信可能であるだけでなく、ある程度まで、ユニキャスト送信機100と通信して双方向通信を有することも可能である。また、ユニキャスト送信機100は、データストレージ150との双方向通信を有することが可能である。特定の実施形態において、ユニキャスト送信機100への送信前にデータをエンコーディングするために、付加的な補助エンコーダ160がさらに提供される。以下において、データ送信システムの種々の要素が別個に説明されて、本発明によって提案されるそれらの機能性及び相互関連が解説されるであろう。このデータ送信システムにおいて、ブロードキャスト送信機10及び受信機50、並びにこれらの間のリンク200は、任意のDVB標準に従ったビデオブロードキャストシステムなどのブロードキャストシステム、特に無線ブロードキャストシステムの一部である。ユニキャスト送信機100及び受信機50、並びにこれらの間のリンク300は、任意の通信システム標準に従った通信システムなどのユニキャストシステム、特に無線通信システムの一部である。ブロードキャスト送信機10とデータストレージ150との間のリンク400は、ブロードキャストシステムの一部とすることができ、これにより、データストレージ150に記憶されるべきデータが、ブロードキャスト信号からデータストレージ150によって取得される。あるいは、このリンク400は、ブロードキャスト送信機10からデータストレージ150へ別個の送信チャネル、例えば有線送信リンク又は無線送信リンクによって、確立されることもできる。データストレージ150は、例えば、ブロードキャスト送信機10の隣に配置されるサーバとすることができる。ユニキャスト送信機100とデータストレージ150との間のリンク500、及び補助エンコーダ160とユニキャスト送信機100との間のリンク600は、ユニキャストシステムの一部とすることができ、これにより、ユニキャスト送信機100は、受信機50との通信のために用いられるのと同じユニキャストシステムを介して、データストレージ150及び補助エンコーダ160と通信する。データストレージ150、補助エンコーダ160及び/又はユニキャスト送信機100の間のリンク500、600及び/又は700は、任意の送信手段によって確立されることができる。好適には、補助エンコーダ160は、データストレージ150に非常に近接して設けられ、これにより、有線の伝送線が有利な解決策となる。ただし、補助エンコーダ160は、ユニキャストシステムの一部であっても、又は、ユニキャスト送信機100の一部ですらあってもよい。図29は、図28に図示されるデータ送信システムにおいて用いられる受信機50の概略ブロック図を示す。受信機50は、特に、誤ったデコーディング又は低品質のデコーディングの場合に、補助パリティ部分概して、補助コードワード部分をインクリメンタルな冗長性として要求するために適合される。受信機50は、受信機入力データストリームO’を受信するためのデータ入力52を備える。受信機入力データストリームO’は、送信機10によってブロードキャストシステムのブロードキャストチャネル上で送信された送信機出力データストリームOに概して対応し、従って、特に、受信側の本発明の主な適用である移動受信機を用いる場合に、そのようなブロードキャストシステムにおいて現れ得る外乱によって影響され得る。随意的に、受信される受信機データ入力ストリームO’を復調するために、送信機10の随意的な変調器と相互に関連付けられる復調器53が提供される。以下により詳細に説明されるように、デマッパ54は、随意的に復調される受信機データ入力ストリームO’、特に、受信機データ入力ストリームO’にマッピングされたコードワードの少なくともデータ部分及び基本パリティ部分即ち、基本コードワード部分をデマッピングする。デコーダ56は、送信機10のエンコーダによって適用されたものと同じコードに従って、基本コードワード部分を用いてこれらのコードワードをデコードする。例えば、移動する受信機の速度の速さに起因して、特に移動受信機が深刻な外乱を受ける場合、チェックユニット58が受信機50において提供される。以下で説明されるように、チェックユニット58によって、デコーディングが正確に及び/若しくは充分な品質で行われたか、並びに/又は、許容可能なエラーレベルを下回るかが、チェックされる。デコーディングがエラー無しに又は充分な品質で行われる場合、デコードされたデータは、出力ユニット60に提供される。出力ユニット60の出力は、送信機入力データストリームI1、I2、...、Inにできる限り対応すべきである1つ以上の受信機出力データストリームI1’、I2’、...、In’であり得る。ただし、デコーディングが誤っていること、又はデコードされたデータが不充分な品質を有しており、例えば結果として雑音を含む受信機出力信号例えば、映画の不充分な画質になることをチェックユニット58によるチェックが示す場合、補助パリティ部分概して補助コードワード部分を完全に又は部分的に利用して、デコーディングの品質を改善するために、チェックユニット58からユニキャスト要求ユニット64へサイドループ62が提供される。そのため、このような状況において、ユニキャスト要求ユニット64は、ユニキャストシステムを介して、即ち、データ送信システムのユニキャスト送信機100を介して、要求Rを送信して、誤ってデコードされたコードワードについて対応する補助パリティ部分を完全に又は部分的にデータストレージ150から取得する。要求Rは、誤っているコードワードの少なくとも識別情報を含む。一方で、コードワードをデコーディングしたデコーディング結果C’’又は、コードワードC’自体は、バッファ概して、データメモリユニット66に記憶される。要求される補助コードワード部分A’又は、少なくともその一部分、若しくは、付加的なデコーディングステップにおいてインクリメンタルな冗長性として用いられることができ、即ち、同じコードを用いて生成された別の補助パリティデータは、ユニキャスト受信器68によって受信される。この付加的な冗長性及びバッファ66に記憶されるデータを用いることによって、再結合器69はこれらのデータを再結合し、これにより、デコーダ56は、受信されたコードワードを再度デコードするが、今度は、より低いコードレートを有し、従って外乱に対してより高いロバスト性を有するコードを適用する。そのため、デコーディング品質が前回よりも向上する見込みが高くなる。その後、今回はデコーディングがエラーフリーで又は充分な品質でなされたかのチェックは、チェックユニット58によって行われることができ、なされていない場合、補助パリティ部分のまたさらなる部分が要求され、デコーディングの別の繰り返しにおいて用いられることができる。他方、コードワードの完全な補助パリティ部分が既に完全にデコーディングに用いられた場合、チェックも省略されることができ、デコードされたデータは直接出力されることができる。好適には、ユニキャスト要求ユニット64から送信される要求Rは、どの補助コードワード部分が要求されるのかの標識indicationのみを含む。ただし、コードワードのより良好なデコーディングを可能にするために必要とされるインクリメンタルな冗長性の量を示す、チェックユニット58からの推定値Eも、要求Rに含まれてもよい。そのため、上記推定値Eに基づけば、ユニキャストシステムを介して完全な補助コードワード部分が取得され及び送信される必要は必ずしもなく、上記推定値Eによってシグナリングされる量だけが送信される必要がある。従って、帯域幅及び送信時間が節約されるまた、補助パリティ部分が補助エンコーダ160においてオンザフライで生成されなければならない場合、エンコーディングのために必要とされる幾らかの時間も節約される。従って、本発明は、特にブロードキャスティングシステムにおける移動受信機について、受信機から送信機への如何なるフィードバックも無しに、デコーディングの信頼性を向上させるための効果的で簡単に実装可能な方策を提供する。DVB-T2フレーム構造が変更されず、FEFが付加的な冗長性、即ち補助コードワード部分を含む場合、移動受信機、又は概して本発明を利用する任意の受信機を移動受信についてよりロバストにする2つの観点が基本的に存在する:i上述のインクリメンタルな冗長性、及び、ii移動チャネルにおいてより良好な振る舞いをする送信例えば、OFDMパラメータを選択することができるまた、典型的には選択するであろう、組み込まれたインクリメンタルな冗長性を有するFEF自体である。最も重要なものは、より小さいFFTサイズ並びにFFT及びガードインターバルサイズに関連するより高いパイロットパターン密度である。当然ながら、FFTにおけるインクリメンタルな冗長性データは、より低い変調スキーム、他のインターリーブ深さ等を用いることによって、付加的に保護されることができる。FEFにおいて選ばれる時間インターリーバ深さは、例えば、T2フレームの時間インターリーバ深さを補完する。T2フレーム時間インターリーバが失敗する例えば、例えば、トンネル等に起因して所定の時間、信号が中断される場合、FEF時間インターリーバにおける他の設定はより適したものとなり、全体的に正確なデコーディングを可能にし得る。T2フレーム及びFEFフレームの様々な時間インターリーバ設定が、全体でシステムパフォーマンスを向上させる。それ故に、本発明に係る受信機は、基本的なT2受信に加えて、FEFにおけるデータ即ち、付加的なインクリメンタルな冗長性が移動チャネルにおいてよりロバストであるという事実から利益を享受する。本発明の好適な実施形態の別の主な利点は、ブロードキャスタが移動例えば、NGH受信機のためにデータを送信する必要はないが、T2データのよりロバストな受信を移動受信機によっても可能とするために、インクリメンタルな冗長性のみが送信されるということである。従って、送信帯域幅は非常に効率的に利用される。以下の説明は、将来のブロードキャストシステム、例えば来たるべきDVB-NGHシステムにおける本発明の例示的な実装の詳細を提供する。3.エグゼクティブサマリー以下の記述は、既存のDVB-T2標準[2]に概ね基づくシステム全体の提案である。T2は既に、モバイル環境で良好なパフォーマンスを可能にする適切な機能的ブロックを数多く提供していると言われている。ここに提案する技術は、受信機の複雑さや電力消費を抑えることに特に注力することで、モバイルの性能、待ち時間の縮小、及びT2と比較して一般的には低い、サービス毎のビットレートに調節されたより速いザッピングという点で、このベースを拡張、改善するものである。提案される新技術は、以下のような利点をもたらす。FEC-ミニコード:4kのLDPCコードがNGHに対して提案され、待ち時間及びデコーディングの複雑さを低減する16k及び64kのT2LDPCブロックサイズと比較。-低コードレート:R=1/2未満のコードレートがNGHに対して提案され、モバイル環境で発生するより強いチャネル損傷に対処する。-インクリメンタルな冗長性:既存の16kT2LDPCコードと同様に新しい4kLDPCコードも共に付加的なパリティビットで拡張されることにより、基本LDPCコードのデコーディングが失敗する場合に、付加的なロバスト性を提供する。デコーダが基本パリティビットを含むコードワードをデコードすることが可能な場合、インクリメンタルな冗長性は廃棄され、電力消費を抑える。フレーム構造-データスライス:本提案では、第2世代DVB規格の最新版である、DVB-C2のデータスライスのコンセプトを再利用する。広い送信帯域幅例えば8MHzはより狭いデータスライスの周波数次元に分割され、それは最大1.7MHzの帯域幅がある。1.7MHzから20MHzまで変動する1つのフロントエンドの送信機のみで、必要とされる送信帯域幅を全てカバーする。ここで提案されるNGN用受信機は、全帯域幅から1つのデータスライスをデコードするだけで済む。受信する信号の帯域幅を制限することにより、低消費電力の受信機アーキテクチャが実現する。-混合モード:PLO毎に指定されたSISO/MISO/MIMOオペレーションにおいて、付加的な柔軟性が保証される。また、1つのNGHフレーム内での混合運用が可能である。シグナリング:T2でのP2シンボルのデコーディングは、移動受信機環境下での信頼性が低くなりがちである。信頼性を改善するために、3レベルから成る新たなシグナリング概念が提案される。-プリアンブルシンボル:NGHフレーム先頭のプリアンブルシンボルは、OFDM信号帯域幅全体、データスライスのパーティショニング情報及び各データスライスのMIMO/MISOオペレーションをシグナリングする。T2/NGHの混合運用では、NGHフレーム終端のポストアンブルが送信され、これには、次のNGHフレームに対する同一情報を含む。-シグナリングPLP:シグナリングPLPは、NGHフレームにおけるPLPバーストのセットアップ及び位置情報を全て含む。シグナリングPLPはサービスの初期取得に必要とされ、T2におけるP2シンボルに相当する。しかし、それは、正常なPLPとして送信され、従って、時間ダイバーシティ拡大及び信頼性改善を可能にする。-帯域内シグナリング:最後に、PLPパケット内の帯域内シグナリングは、所望されるPLPを他のPLPの位置と共にさらにトラッキングすることや、ザッピング時間の最小化を可能にする。帯域内シグナリング中のシグナリングされたPLPの数は、オーバーヘッドを減らすように調整可能である。新しいサブスライス構造:ヘルシンキ測定に基づいて、キャプチャされたチャネル伝達関数中に、規則的な時間フェードがあることが示された。さらに、ドップラーシフトが、時間ドメイン中に規則的なフェージングを引き起こす可能性がある。残念ながら、異なるタイプ2PLPのサブスライスが固定パターンに配置されているため、T2には、PLPサブスライシングのための規則的な構造がある。時間フェージングの頻度がサブスライスの繰返し率と一致すれば、デコーディング性能が著しく損傷する。ここで提案されるスケジューラは、サブスライスの規則的な構造を防止するアルゴリズムを定義し、この問題の緩和を可能にする。ローカルサービス挿入:本文書では、階層的な変調を使用して、SFNを著しく壊さずに、SFNセル中にローカルサービスを挿入する方法を提案する。ローカルサービスを挿入するエリアでは、ローカルコンテンツは、より低いコンスタレーションサイズ例えば16QAMで作動するSFN上に、優先順位の低いビットとして重ねられる。OFDM:8MHzチャネル用の基本T28kFFTモードは、III-Vバンドでの運用に対して提案される。8kのFFTサイズつまり1.1kHzのサブキャリア間隔は、一定に保たれ、他の帯域幅はデータスライスの異なる数の連結によって実現される。LバンドとSバンドの中のより高いドップラー周波数に対処するために、4.4kHzのサブキャリア間隔つまり2kのFFTモードの適用が提案されている。MIMO:T2に含まれるようなAlamoutiエンコーディングは、NGH用の基本MIMOスキームとして提案されている。さらに、標準空間多重化スキームはデータレートを増加させる交差偏波の送信シナリオに対して提案されている。IPカプセル化:この提案されるシステムはGSE、IP又はMPEGトランスポートストリームを送信するために使用することができる。入力前処理では、マルチプログラムトランスポートストリームMPTSを、多くの構成要素のシングルプログラムトランスポートストリームSPTSに分割する。その後、SPTSストリームは全てのRTPを通してIPにカプセル化される。これは随意的に、GSEカプセル化を伴う場合がある。このことが意味するのは、GSEかIPのいずれかに基づいたシステムに対して単一モード適応機能を採用し、各IP/GSEストリームを物理層パイプPLP毎のベースバンドフレームに分割することができるということである。さらに、IPストリーム又はMPTS前処理からのSI情報に起因するメタデータを伝える共通PLPの準備もある。PLP毎のSPTSを送信するこのアプローチは、受信機側の復調器内のデータ及び共通PLPを再結合する必要がないことを意味している。提案される次世代ハンドヘルドシステムは、スタンドアロンの運用に適しているだけでなく、DVB-T2スーパーフレーム構造のFutureExtensionFramesFEF内部で作動するようにも適している。1つのRFチャネル内でのNGH及びT2のフレキシブルな混合運用は、NGHの商用利用の成功につなげる機会を大いに増加させるであろう。移動受信機環境のDVB-T2から不必要な機能を取り去り、同時に適切なパラメータ選択をすることも、NGH受信機の複雑さ全体を制限するために提案されている。他に記述された特徴例えば、分割された低い帯域幅受信と合わせることにより、低コストNGH受信機による解決策が可能となる。それはモバイルプラットフォームにおけるNGHの成功裏で幅広い受容のための本質的な前提条件である。本文書は、NGHシステムに対する企業の理解を反映する総合システムアーキテクチャを提供するが、異なるビルディングブロックもスタンドアロンで構築でき、また、他の提案とも融合できるということも理解されるべきである。本説明では物理層に主眼を置くが、提案されるアーチテクチャの透過的な振る舞いが、OMABCAST、又はIPデータキャストなどの上位層での解決策のシームレスな適用を可能にさせる。クロスレイヤ最適化は必要に応じ追加可能である。5.対象となる機能エリア本文書は、完全なシステムの提案であり、商用要件全てを対象とする。NGHに関連する商用要件の詳細な比較はアネックス中で、技術と共に記載されている。6.システム概観提案されるシステムは、DVB商用モジュールアネックスは、商用要件との比較を含むによって提供される商用要件に基づいて、モバイル及びハンドヘルドの環境での今後のNGH標準で実現し得る最良の性能を供給することを目標とする。提案される主な1つのゴールは、DVB標準ファミリーアプローチによって、他の第2世代DVB規格間でのブロック構築における最大限可能な共通性及び合理的な再利用法を維持することである。DVB-T2からの多くの要素は、記述されたシステムで直接採用されたが、提案されるフレーム構造はDVB-C2に由来する。DVB-C2それ自体にDVB-T2との大きな重複があるので、このアプローチは非常に簡単であると見られる。OFDM総合変調パラメータさえ地球上のブロードキャストシステムから再利用される。データスライスの概念を備えたDVB-C2から、セグメントに分割されたOFDM受信アプローチを採用する理由は、主には、受信側に低電力消費のフレキシブルなモバイルブロードキャストシステムを実現するためである。異なるデータスライス間又は異なるデータスライスを横断して効率的なT2のようタイムスライシングアプローチに、フレーム構造を可能にさせる。従って、より低い受信帯域幅と同様にタイムスライシングからの検証済みの省エネルギーという利点が展開する。提案されるデータスライス帯域幅は全て、標準1.7MHzのチューナーでデコード可能である。送信側では、必要なNGH帯域幅1.7MHz~20MHzは全て、簡易受信機アーキテクチャを維持し、低い処理パワー必要条件を達成する間にサポートする。選択する動作モードによって、単一データスライス用の最大データレートは異なるが、しかし、典型的モバイルサービスの制限されたビットレートにより、これは容易に達成できる。DVB-T2及びDVB-C2からの機能的ブロックの採用により標準ファミリーアプローチを維持しながら、モバイル環境での性能を最適化する新技術が提案されている。主な1つの特徴は、1つのNGHフレーム内の混合パイロットパターンと同様に、SISO、MISO及びMIMO混合オペレーションの使用を可能にするアーキテクチャの提案である。透過的PLPアプローチ組み合わせて、移動デバイスへの一般アプリケーションの信頼性が高く実現し得る最良の配信を提供する貴重なオプションであると考えられる。例えば、スケーラブルビデオコーディングSVCと結合したNGHフレーム内のMIMO/MISO/SISO混合運用は、困難な受信条件例えば低い受信レベル及び又はそれに相関するMIMOチャネルであっても、信頼性の高い映像サービス伝送を可能にする有力候補である。FECの分野では、DVB-T2と比較してさらに拡張を提案されている。16k短い及び64k長いのT2LDPCコードサイズに基づいたよりロバスト性のあるコードレートの再挿入に加えて、2つの新しい要素が加えられた。4kのミニLDPCコードは、低遅延及び省電力をもたらす重要な拡張と見られている。別の技術は、インクリメンタルな冗長性であり、それは、処理パワーを制限する一方で、復号能力を引き上げる手段である基本コードワードのデコーディングが失敗する場合に限り、付加的なパリティ部分が使われる。つまり、受信機は一般的に、はるかに長いスリープ時間を活用する。図31は、提案されるシステムアーキテクチャの基本ブロック図である。NGHフレーム内では、異なるデータスライスセグメントには自らの周波数インターリーバ及びパイロット挿入がある。データスライスは全てマージされ、また、プリアンブルシンボルは同期及び基本的シグナリング目的のために加えられる。最後に、周波数領域値はOFDMによる時間ドメインに変換され、また、サイクリックプレフィクスが付けられる。モード適応に先立って、T2でと同様の機能を行う前処理ブロックがある。許容される入力ストリームはMPEG2トランスポートストリームTS[4]であり、総括的カプセル化ストリームGSEと同様であり、IPストリームであり、また、前処理である。前処理では、SIメタデータを分離して別々に移動できるようにしながら、マルチプログラムトランスポートストリームMPTSを、構成要素のシングルプログラムトランスポートストリームSPTSに分割する。その後、これらのストリームはRTPを経由してIP又はGSEへカプセル化される。その後、前処理プロセッサの出力は、常にIP又はGSEであり、そしてモード適応ブロックに供給される。各入力IP/GSEストリームについては、モード適応は、その後、単一の物理層パイプPLPに入れて運ばれるベースバンドフレームBBFRAMESのストリームを生成する。RTP/IPでの充分なカプセル化の後のSI又はIPストリームのメタデータは、共通のPLPとしてモード適応から外に出る。1つのサービス用の共通PLP及びデータPLP複数のPLPの再組合せは、T2インプリメンテーションで特に受信側に、いくらかの複雑さを示しており、従って、同じ方法でのNGHシステムではサポートされない。関連するPLPのためのリンケージがシグナリングされた。関係性の形態もまたシグナリングされた。BICM段階は、主にT2から採用されるが、幾つかの機能的な拡張が提案される。:軽減されたデコーディングの複雑さ及び遅延を可能にする4kコードワードサイズが提案されている。また、より低いコードレート1/2未満はよりロバスト性のあるコードレートが、16k及び64kのモードのために再導入される。提案されるシステムの特徴は、インクリメンタルな冗長性の使用により、基本LDPCコードワードが拡張されることであり、関連するPLP上にマッピングされる付加的パリティ部が提供される。基本コードワードのデコーディングが成功した場合、インクリメンタルな冗長性パリティ部が著しく処理パワーを節約するために無視される。他方では、基本コードワードが失敗すれば、受信機は、デコーディング成功の可能性を高める付加的なパリティブロックを含む。更に、電力消費を最小化する一方、可能な限り最良のデコーディングを提供するために付加的な冗長性を考慮すべきか否かについて、受信機は前のLDPCブロックデコーディングから予測することができる。この計量可能なアプローチは、現在のT2受信機が最も処理パワーを集約的に必要とする段階の電力消費を最小化する助けとなるはずである。BICMの最終段階はQAMマッパである。QPSKから64-QAMまでのQAMコンスタレーションが提案される。回転したコンスタレーションも、T2から採用される。SFN中のローカルサービスの挿入については、広域のサービスつまり、SFNネットワーク中で操作されたは、16-QAMまで使用する。16-QAMの場合には、ローカルサービスが、2つの優先順位の低いビットを各16-QAMコンスタレーションポイントに加え、64-QAM階層的な変調を作り出す。QAMマッパ及び時間インターリーバT2から採用の後、MISO/MIMOエンコーディング段階が挿入される。制限されたデコーディングの複雑さを持つ2つのMISO/MIMOスキームが提案される。Alamoutiは、MISOデコーディングを可能とするが、1つ以上の受信アンテナを備えたMIMOデコーディングに使用することもできることが検証されたT2の技術である。MIMOスキーム全レートとしてのAlamoutiMISO及び空間多重化も提案されており、そこでは、送信アンテナの数は2に制限される。空間多重化については、1つのPLP入力ストリームから2つの出力ストリームへの、シリアル対パラレル変換が考慮される。しかしながら、同様の受信電力レベルが特に受信側のオートゲインコントロールAGCにより空間の相関性にもかかわらず成功したデコーディングに必要であるため、この全レートMIMOが機能するのは、交差偏波送信アンテナ環境のみであることが期待される。対照的に、Alamoutiデコーディングでは、最悪のケースが非常に異なる受信電力レベルのSISOの性能若しくは、むしろ関連するチャネルに戻るため、Alamoutiエンコーディングもマルチ送信機環境で使用することができる。後に、関連するBICM段階によって保護されたシグナリングPLPが挿入される。NGHフレーム構造提案は、DVB-C2[3]からのデータスライスの概念を採用する。各データスライス内では、一般的に、効率的なタイムスライシングを考慮に入れて、幾つかのPLPが時分割多重通信に挿入される可能性がある。提案されるシステムは、1.7MHzから広い20のMHz広帯域チャネルに及ぶ、異なるチャネル帯域幅の種類に対応する。それは、低電力消費と高いロバスト性という、モバイル及びハンドヘルドの受信の特定のニーズに応える。なお、ハンドヘルドディスプレイのサイズが高精細度マルチメディア信号を見るのに適さない可能性があるのと同様、サービス毎に対応したビットレートは、一般的には単に屋上アンテナ受信シナリオへのDVB-T2送信に対するレートの一部に過ぎない。提案されるシステムは、周波数分割を利用する。狭帯域チューナーが採用可能であるため、データスライスへの利用可能な帯域幅の区分化は、受信機の省電力消費を可能にする。全面的なチャネルバンド幅がnセグメントへ分割される場合、受信機チューナーは帯域幅の1/nの範囲で作動でき、また、重要なことには、n倍に遅いレートでA/D変換を適用してもよい。幾つかのデータセグメント又はデータスライスの連結は、各チャネルのまわりのガードバンドが使用されるように、はるかに広い帯域幅20MHz以内を効率的に利用することが可能であることを意味する。図32は、フレーム構造の基本ブロック図である。異なるデータスライスには自らの周波数インターリーバ及びパイロット挿入がある。データスライスは全てマージされ、また、プリアンブル又はT2/NGH複合送信の場合は、ポストアンブルシンボルが、同期及び基本シグナリング目的のために加えられる。最後に、周波数領域値はOFDMによる時間ドメインに変換され、また、サイクリックプレフィクスが付加される。絶対的OFDMの概念はDVB-C2[3]から採用される。プリアンブル及びポストアンブルシンボル中のL1シグナリングブロックは、0MHzの絶対周波数で始まり、1440サブキャリアのステップで分割される。異なるRF周波数を横断する信号は全体のスペクトル用の一意の方法で定義される。なお、OFDM信号のパイロットシーケンスは、全ての周波数に対して一意である。この理由は、時間ドメインのOFDM信号の好ましくない高いピーク値を引き起こす危惧のある、周波数領域の好ましくない反復を回避することである。さらに、明確なパイロットシーケンスが、容易で信頼性の高い同期及びキャリアオフセット補償を可能にする。L1ブロック分割及び関連するパイロットシーケンスは全体のRFスペクトルのために定義されるが、L1ブロックはデータスライスが存在するこれら周波数内で送信されるだけである。T2FEFでNGHフレームを伝送するために、FEFはそれぞれ、NGHフレームプリアンブルシンボルに続く、関連するNGHシグナリングを備えたDVB-T2標準[2]に基づくP1シンボルから始まる。なお、低消費電力セグメント化受信機は、一般に広帯域のP1シグナリングをデコードできないが、T2受信機はFEF発生を感知する。プリアンブルとポストアンブルは1440サブキャリアごとに繰り返されるので、セグメント化受信機は常にプリアンブルとポストアンブルを完全に再構築することができる。図33に、プリアンブルとデータスライスの関連性を示す。提案されるNGHフレーム構造は、3つの異なるモードを可能にする。1番目で基本のモードにおいて、PLP及び関連PLPは1つのセグメント中で固定される。図34参照。2つ目のフレーミングモードにおいて、任意のPLPのバーストがNGHフレームからNGHフレームまで異なるデータスライスに位置する。図35参照。この、NGHフレームレベルのPLPバーストのスイッチングは、複雑さを増すことなく縮小された受信帯域幅の利点の維持したまま、NGHシステム帯域幅全体にわたり増加した周波数ダイバーシティを提供する。割り込みするT2フレームが受信機に次のデータスライスに再度合わせる時間を与えるので、このモードは特にFEF送信でのNGHには適切である。最後に、3番目の動作モードは、データスライス間のPLPバーストの周波数ホッピング全体を伴う。ほとんどの複合体は先々のスケジューリングや、再整調及びチャネル推定のための充分な遷移時間を必要とするが、このモードは実現し得る最良の周波数ダイバーシティを提供する。さらに、NGHフレーミングがやや低いビットレートの幾つかのPLPから成るであろうことが期待される。PLPバーストの間の充分な大きな時間ギャップと同様、異なるセグメント中のPLPのオーバーラップを回避することは、合理的な量の労力で達成できるであろう。これらの3つの動作モードは、シグナリングによって透過的に指定できる。上記のとおり、NGH帯域幅全体は、同じ帯域幅のデータセグメントに分割される。周波数インターリービングは、各セグメントに独立して適用される。フレーミング提案の主な1つの特徴として、異なるMIMO動作モード及びパイロットパターンを各データスライスに使用できることである。その結果、異なるパイロットパターン例えば異なるドップラー周波数に対応する異なるパイロット密度及び/又はNGH信号全体の中のMIMOスキームの混合は可能となる。バンドIIIからVについては、OFDMパラメータは、1.116kHzのサブキャリア間隔が再使用されるというT28kFFTサイズにある意味では由来する。OFDMサブキャリア間隔を一定に保っている間、1つのデータスライス当たりのOFDMサブキャリアの数を変更することにより、及び幾つかのデータスライスを連結することにより、他のチャネルバンド幅を得ることができる。LバンドとSバンド運用の方法で、OFDMパラメータはT22kFFTサイズに由来し、それはこれらのバンドでの運用のための4.464kHzの固定サブキャリア間隔に結びつく。より高いサブキャリア間隔はドップラーシフトそれらは信号周波数上の線形従属であるに対するロバスト性を増加させることを求められ、従って、これらのバンドでの運用でより重要である。7.システム記述次の節は詳細な技術条件提案を記載する。本文書の長さを抑えるために、既存のDVB標準は可能な限り引用するが、相違点のみ記述する。7.1モード適応DVB-NGH商用要件[6]は、MPEG2トランスポートストリームTS及びインターネットプロトコルIPストリームの双方の送信の必要性を示す。本提案はプロセッサへの入力での双方のタイプのストリームに対応する。しかしながら、前処理の出力はIPストリームであるため、本提案での焦点はIPストリームの送信に当てる。MPEG2TSの送信については、TS102034[10]に続くRTPそして次にIPに、TSがカプセル化されることを仮定する。提案される、結果として生じるIPの送信は、DVB-T2に似ている。7.1.1MPEG2トランスポートストリーム送信提案されるシステムは主にIPトランスポートシステムである。従って、TS101154、従順なMPEG2トランスポートストリーム[11]を伝送するために、IPにTSをカプセル化することが必要である。コンテンツサービスプロバイダーは、NGHゲートウエイにマルチプログラムMPTS又はシングルプログラムトランスポートストリームSPTSのいずれかを供給する場合がある。SPTSはTS101154に従順であるため、RTP-IPで直接カプセル化することが可能で、また、PLPに直接マッピングすることができる。MPTSは、しかし、RTP-IPカプセル化に先駆けて、SPTS前処理段階にさらに分割されなければならない。その後、一定のサービスに対する時間インターリーバのような、物理層リソースの最適化を可能にするPLPにより、各SPTSが伝送される。IPへのカプセル化は、RTP、随意的にUDP、次にIPを通ってTS102034[10]に基づいて行われる。IPv4の場合のカプセル化について、図37に示す。RTPは、TSパケット転送に必要なタイムスタンプを提供する。多くのTSパケットが、各UDP/RTPパケットにともにロードすることができる。このように、単一のUDP/RTPパケット中のより多くのTSパケットがあるほど、IP/RTP/UDPヘッダに起因する冗長性が少なくなる。ロバストヘッダー圧縮RobustHeaderCmopressin:ROHC[7]は今でもこれをさらに縮小するために使用できる。各入力ストリームのモード適応は、ベースバンドフレームを形成するためにデータフィールドへ各IP/GSEストリームをスライスするDVB-T2と同様の方法で作動する。SPTS及びIP又はGSEのストリームの伝送に加えて、マルチトランスポートストリームをシステムで送信しなければならない場合、例えばSI情報から生成されたメタデータストリームがあってもよい。当該メタデータストリームは、IPストリーム又はGSEストリーム間のクロスナビゲーション情報からも生成されることができる。このメタデータストリームは、共通PLPにおいて伝送される。7.1.2インターネットプロトコル送信インターネットプロトコルを使用したデータ伝送は、DVB-NGHの主要アプリケーションとされている。インターネットプロトコルは、低ビットレートの無線伝送から複雑なスケーラブルビデオコーディングSVCシナリオまで、あらゆるシナリオをカバーする理想的な手段である。ロバストヘッダー圧縮ROHC[7]のアプリケーションは、MPEG2TS送信と比較して、オーバーヘッドを増加させないIP送信によりオーバーヘッドを縮小する。更に、このプロトコルのアプリケーションは、既存のIPスタックの使用を可能にし、同じくIPを基礎とする移動通信基準との共存を緩和する。IPデータの送信については、IPPDUはGSEの中でカプセル化され、また、ROHCの一方向性モードが使用される。GSEストリーム用のモード適応は、DVB-T2標準中で既に標準化されたものと同じ方法でインプリメントされる。図38は、スケーラブルビデオコーディングの送信例について、このアプローチの柔軟性を示す。SVCエンコーダは、この例における3つの異なるレイヤーを生成する。その後、3つの出力ストリームは異なるPLPを経由して送信される。そのPLPは、異なるModCodパラメータを使ったユニークなロバスト性を持つ。これらのPLPは、それぞれ対応付けられるようにシグナリングされ、また、スケジューラは、提案される、分割されたアプローチが有効なまま残る方法で、これら3つの異なるPLPをマッピングする。受信機内では、同期が全てインターネットプロトコルに任されている一方で、3つの異なるPLPのIPストリームは単純にシングルストリームにマージされる。これは、物理層の複雑さを大幅に縮小し、一方で、必要な同期用メカニズムが全てのIPの中で既にインプリメントされているので、それはIP層の複雑さを増加させない。他の全ての可能な構成についても同様の方法で対処できる。7.2PLP処理提案されるPLP処理は、DVB-T2標準に類似する。限定された拡張及び単純化のみが提案され、以下に説明される。7.2.1FECエンコーディングFECエンコーディングブロックは、アウターエンコーディングBCH、内部エンコーディングLDPC及びビットインターリービングから成る。入力ストリームはBBFRAME及びFECFRAMEの出力ストリームから成る。BBFRAMEはそれぞれKbchビットから成り、長さNldpcビットのFECFRAMEを生成するためにFECエンコーディングサブシステムによって処理される。系統的アウターBCHコードのパリティチェックビットはBBFRAMEの後に付加する。また、系統的内部LDPCエンコーダのパリティチェックビットはBCHFECフィールドの後に付加する。ビットインターリーバは1つの完全なFECFRAME上で作動する。3つの異なるコードワード長、Nldpc∈{4320、16200、64800}がある。それぞれのコードは、ミニ、ショート、ロングコードと称され、それぞれ4k、16k又は64kコードである。4kコードは、より速く、消費電力及び消費メモリの少ないデコーディング、低遅延及びより早いデコーディング、遅延及び早いザッピング時間が可能であるという理由から、NGHの新しい特徴となっている。7.2.1.1BCHエンコーディングアウターBCHエンコーダはBBFRAMEにNbch-Kbchパリティビットを付加する。その目的は、デコーダにアウターLDPCデコーディングの後、残った数少ないビットエラーを修正させるためであり、特にDVB-NGHのために提案される高次変調16-QAM、64-QAM用のLDPCコードのエラーフロア挙動により生じるかも可能性がある。BCHエンコーディングは、Nldpc=64800及び16200のDVB-S2[1]によって行なわれる。これらのFECFRAMEサイズ用の基本パラメータはテーブル2及びテーブル3に要約した。新しいFECFRAMEサイズNldpc=4320については、BCHコードは、テーブル1及びテーブル4でGF212上に新しく定義した。7.2.1.2LDPCエンコーディングテーブル6は、LDPCエンコーディングが定義される全てのコードワード長及びコードレートの要約である。このテーブルでは、S2とT2はDVB-S2[1]及びDVB-T2[2]標準をそれぞれ表しており、NGHと入力されている箇所は、そのコードが本文書中で定義されていることを示している。アネックスでテーブル39-45を参照。ミニLDPCコードは、DVBファミリーの他のコードと同じ構造となっており、例えば、情報部分の疑似巡回構造及びパリティ部の階段構造がある。ミニコードQldpcがコード化するコードレート依存定数はテーブル5のとおりである。7.2.1.3ビットインターリーバビットインターリーバ図39参照は、LDPCコードビットと、QAMシンボルをグレイマッピングされたビットラベル間の割り当ての最適化に使用される。DVB-T2[2]のように、ブロックインターリーバとデマルチプレクサから構成されるよう提案される。ブロックインターリーバ部分では、LDPCエンコーダの出力が、最初にパリティインターリーブされ、次に、Nc列及びNr行から成るメモリへ格納される。データはツイストオフセットtcを列毎に記述し、行単位で読む。r番目の列に関して、出力Ncタプル{b0,r,b1,r,b2,r,...,bNc-1,r}は、デマルチプレクサ部で{y0,r,y1,r,y2,r,...,yNc-1,r}に順序が変更され、ここでは、ηmodビットの各々は2ηmod-QAMシンボルに属する。QPSK、16-QAM及び64-QAMがブロードキャストサービスのために提案されている。ビットインターリーバとデマルチプレクサ部に必要なパラメータは、テーブル7から14に示す。7.2.1.4インクリメンタルな冗長性7.2.1.4.1インクリメンタルな冗長性の導入新しい特徴として、インクリメンタルな冗長性IRのアプリケーションは提案される。新しく提案されるミニコードと共に、FECFRAME長Nldpc=16200の既存のLDPCコードが、新しいコードワードがオリジナルのコードワード基本FEC及びIRとして使用されるMIR個の付加的なパリティビットから成るように拡張される。新たなコードワード長はNldpc,1=NldpcMIRとなる。出力が基本FECとIR部に分割する場合、IRを備えたLDPCエンコーディングをコードレートR1=Kldpc/Nldpc,1の1つのエンコーダと考えることができる。両部分は2つの関連するPLPとして扱われる。図31参照。オリジナルのコードワードと拡張されたコードワードの関係は図40に示される。上の図は、VB-T2[2]による、従来のFECエンコーディングであるが、コードレートR0=Kldpc/NldpcのLDPCエンコーダへの入力は、BCHエンコーダのKldpcの出力ビットであり、一方で、その出力ビットは長さNldpcの系統的なコードワードである。このコードワードの最後のNldpc-KldpcビットはLDPCパリティビットである。PLPがIRを適用し、次にコードレートR1=Kldpc/Nldpc,1<R0の拡張されたLDPCエンコーダを適用する場合、また、それは従来のエンコーディングと同じ入力であるが、Nldpc,1=NldpcMIRビットを出力する、即ち、LDPCパリティビットの量は、Nldpc-KldpcMIRに増加される。ただし、最初のNldpc-Kldpcパリティビットは、レートR0のオリジナルのLDPCエンコーダのパリティビットと同一である。コードワードは、2分割される。最初のNldpcビットは基本FEC部であり、一方、残るMIRビットは必要な場合は受信機でIRとして使用されるIR部である。このように、拡張されたコードワード基本FEC及びIR部から成るがR1デコーダでデコーディング可能となる一方で、受信コードワードのデコーディングがレートR0デコーダで可能であることが保障される良好なチャネル条件の場合。図41は、IRを使用する、1つのFECFRAMEが、基本FECとIR部に分割されることを示す。図40の記載の特定のPLPのように、双方のストリームのエンコードされたビットは、さらにビットインターリーバ、デマルチプレクサ部などの独立インスタンスによって処理される。このように、この部に対して低次QAMコンスタレーションを適用することにより、基本FEC部のロバスト性を高めることが可能である。スケジューラは、対応するIR部のバーストより早期の時間インスタンスで基本FEC部のバーストを割り当てるであろう。受信機がIRを使用するPLPをデコードしたい場合、少なくとも基本FEC部を復調しなければならず、その場合、レートR0=Kldpc/Nldpc>R1のオリジナルエンコードの出力結果に一致する。困難なチャネル条件によりデコーディングが失敗した場合、基本FEC部と共に長さNldpc,1のコードワードを構築するIR部をさらに復調することができる。しかしながら、拡張されたコードのデコーディング閾値がオリジナルのコードよりはるかに小さいため、成功したデコーディングのよくある傾向として、デコーダは、コードレートR1のより小さなコードによる新しいパリティチェックマトリクスに変更する必要がある。なお、IRのない低いコードレートR1をまず第1に適用することと比較されたIRの主な利点は、必要とされない限り、IR部を受信機が無視することができるということである。例えば、R1=1/2R0の場合、従来のアプローチではレートR1のコードを適用し、2の倍数だけデータのスループットを制限する。そのように、2倍分のバーストは、好ましいチャネル条件によりレートR0のコードで送信が可能な場合と比較し、一定のデータレートの受信機によって検知されなければならない。IRを適用することは、しかしながら、基本FEC部のデコーディングが可能でかつ/又は成功したならば、IRバーストが送信される度に、受信機がスリープモードに入ることを可能にする。受信機は、良好なチャネル条件の下でこれによってより長く作動することができる。7.2.1.4.2インクリメンタルな冗長性のための拡張されたLDPCエンコーディングIRビットの量はFECFRAME長自体と同じくらい多いとすると、MIR=Nldpcとなり、これはオリジナルのコードレートR1=1/2R0の半分にすることに帰着する。ここで提案されるのは、以下のコード識別子に対するショートコードNldpc=16200用のIRである。R0∈{1/2、3/5、2/3、3/4、4/5}、つまり、1/4及び1/3のコード識別子以外の全ての提案されるショートコードを対象としている。更に、IRも、次のコード用の新しく導入されたミニコードNldpc=4320のために提案される:上記のLDPCコードについては、以下にオリジナルコードのレートR0として示され、拡張されたコードのレートR1=1/2R0は、このサブチャプターでMIR=Nldpcを設定することにより導かれる。以下のエンコーディグプロシージャは、i∈{0,...,Nldpc-Kldpc-1}の拡張されたコードワードλιの最初のビットがオリジナルのLDPCコードが使用された場合と同様であるということを保証する。なお、最初の3つのパリティアドレス全て、Nldpc-Kldpc=3240より小さいは、レート4/5の16kコード用のDVB-S2で定義されたものと同一であり、一方、残りのアドレスは拡張されたLDPCコードに依存し、アネックスのテーブル50中の太字の数字で記載されている。次の359個の情報ビットim,m=1,2,...,359について、imをパリティビットアドレスに蓄積するここで、xは、最初のビットi0に対応するパリティビットアキュムレータのアドレスを示し、Qldpcは[1,2]の中のオリジナルLDPCコードとして指定されたコードレート依存定数であり、また、16kコードとしてQIR=MIR/360=45、また4kコードとしてQIR=12である。位置xは、Nldpc-Kldpcと同じか大きく、アネックス13.3及び13.4のテーブル中に太字の数字で記載されている。なお、このアプローチがオリジナルのコードとして基本FECを残し、MIRを加え、より多くのパリティチェック、また基本およびIR部双方の疑似周期的なLDPC構造を維持する。しかし、疑似の循環的構造はパリティチェックマトリクスの最初のNldpc-Kldpcの行の後で中断される。しかし、これが360即ち、Qldpcの倍数であるため、360個のビットグループに基づいたブロック単位デコーディングは未だ適用が可能である。同様の方法では、360個の新情報ビットの各グループについて、テーブル46から54の新しい行がパリティビットアキュムレータのアドレス検索に使用される。情報ビットが全て消耗された後、最後のパリティビットは以下のように得られる:i=1から始まる以下の運用をシーケンシャルに実行する。pi,i=0,1,...,Nldpc,1-Kldpc-1の最終的な内容は、パリティビットpiと等しい。7.2.1.4.3拡張されたLDPCコードの例非フェージングAWGNチャネルの上の拡張されたLDPCコードのSNRパフォーマンス上のビット及びフレームエラー率BERとFERが、図42に示されている。オリジナルのコードは、長さNldpc=16200のDVB-S2[1]のレートR0=4/5コードで、拡張されたコードにはコードレートR1=2/5がある。DVB-S2からのオリジナルの4/5コードのデコーディング閾値又はピンチオフ限界は、約1.7dBである。同じ長さ、Nldpc=16200のDVB-S2からのレート2/5コードは、-3.4dBでその限界がある。同じコードレートR1=2/5の拡張されたLDPCコードは、-2.9dBでその閾値を持つ。シミュレーションされた情報ビットの数は109だった。S2のレート4/5コードはデコーディング閾値の後にあるエラーフロア挙動を示すが、シミュレートされた109ビット内で他の2つのコードについてはエラーを検知することはできなかった。受信機側のSNRが1.7dBを超過する場合、それはオリジナルのレート4/5コードをデコードすることができ、それは、さらに拡張されたLDPCコードの基本FEC部に相当する。この場合、IR部は無視することが可能であり、それは2このPLPに属するバーストの半分がIR部からであるの因数だけ処理パワーを軽減する。SNRが減少する場合、受信機はIR部を復調することができ、さらに4.6dBのマージンを確保する。コーディングゲインEb/N0の差の点では、コードレートが半分にされるので、これは1.6dBのゲインに相当する。なお、新たなLDPCコードを設計することも可能であり、それは、基本FECとIR部へ分割することが可能である。これらの新しく設計されたコードのFEC部が、DVBファミリーの既存の標準化されたLDPCコードと一致する必要がないため、結果として生じるIR部のコーディングゲインは、本文書で提案されるコードのものよりさらに大きくなる。それは、さらに、異なる数の付加的なパリティビットMIRでLDPCコードを拡張し、又は1つよりも多くのIR部を可能にすることができる。複数のIR部へのパーティショニング分割は、受信機が成功したデコーディングに必要な量の付加的なパリティ部分を評価することができるようにする。7.2.2コンスタレーション上へのビットのマッピング各FECFRAMEシーケンスは、ロングで16200ビット、ショートの16200ビット、ミニFECFRAMEの4320は、まず入力ビットを並列的なセルワードに逆多重化し、そしてこれらセルワードをコンスタレーション値にマッピングすることにより、コーディングされ変調されたFECブロックにマッピングされる。出力データセルの数及び1つのセル当たりの有効なビット数ηMODはテーブル15によって定義される。逆多重化は節7.2.2.1によって行なわれ、また、コンスタレーションマッピングは節7.2.3.2によって行なわれる。7.2.2.1セルワードデマルチプレクサへのビット図43に示すように、ビットインターリーバからのビットストリームvdiは、Nsubstreams個のサブストリームへ逆多重化される。Nsubstreamsの値はテーブル16に定義する。逆多重化は、出力ビットbe,do上にビットインターリービングされた入力ビットvdiのマッピングとして定義される。その際の条件は以下のとおりである。do=didivNsubstreamseテーブル17に定義されるように、逆多重化されたビットサブストリーム数0≦e<Nsubstreamsは、diに依存する。vdiデマルチプレクサへの入力di入力ビット数be,doデマルチプレクサからの出力doデマルチプレクサからの出力時における一定のストリームのビット数QPSKを除いて、幅Nsubstreamsのワードは、デマルチプレクサの出力時に、幅ηMOD=Nsubstreams/2の2つのセルワードに分割される。最初のηmod=Nsubstreams/2ビット[b0,do..bNsubstreams/21,do]は、1組の出力セル文字列[y0,2do..yηmod1,2do]の1番目を形成し、そして残りの出力ビット[bNsubstreams/2,do..bNsubstreams1,do]は、コンスタレーションマッパに供給される第2の出力セル文字列[y0,2do1..yηmod1,2do1]を形成する。QPSKNldpc=64800又は16200の場合には、デマルチプレクサからの幅Nsubstreamsのワードが、出力セル文字列を形成し、またコンスタレーションマッパに直接供給される。従って、以下の式が成り立つ。[y0,do..yηmod1,do]=[b0,do..bNsubstreams1,do]7.2.2.2I/Qコンスタレーションへのセルワードマッピング節7.2.2.1のデマルチプレクサからのセルワードy0,q..yηmod1,qはそれぞれ、QPSK,16-QAM,64-QAMのいずれかを使用して、変調され、正規化に先立ってコンスタレーションポイントzqをもたらす。様々なコンスタレーションを示したテーブル18から23は、関連する入力ビットye,qの各組合せについての実数成分及び虚数成分Rezq、Imzqの正確な値を示す。コンスタレーション、及びそれらに適用されたグレイマッピングの詳細が図44に表わされる。各入力セルワードy0,q..yηmod1,qのコンスタレーションポイントzqは、使用される正確な複素セル値fqを得るために、テーブル24に基づいて正規化される。節8に述べられているように、ローカルサービスがPLP上で挿入される場合、QPSKの階層的な変調は16-QAMを使用し、また、16-QAMは64-QAMを使用する。しかしまた、QPSKは、1つのコンスタレーションポイント当たり4ビットを加えながら64-QAMを使用することもできる。階層的な変調は64-QAM上では許可されない。7.2.2.3コンスタレーション回転と巡回Q遅延コンスタレーション回転が使用される場合、コンスタレーションマッパから由来する節7.2.2.2を参照各FECブロックF=f0,f1,...,fNcells1の正規化されたセル値は、複素平面内で回転され、その虚数部分はFECブロック内の1つのセルの分だけ巡回的に遅延される。Ncellsは1つのFECブロック当たりのセルの数で、テーブル26に示される。出力セルG=g0,g1,...,gNcells1は、以下から求められる。テーブル25は、変調に依存する回転角Φを示す。コンスタレーション回転は、データPLPのみに使用され、シグナリングPLPsのセルには使用されない。階層変調によるローカルな挿入がPLPに適用される場合、階層変調されたセルのために使用される回転角は、ナショナルSFNセルに使用されたそれと同じであるはずである。よって、例えば、QPSKからの階層的16-QAMは、QPSKについての回転角を使用する。7.2.3時間インターリービング時間インターリーバTIはDVB-T2[2]から採用されるが、付加的な利点が導入されないため、セルインターリーバの適用は除外される。従って適用されるインターリービングブロックは、EFCエンコーディング後のビットインターリービング、一定のFECスキームのビットからQAMのマッピングを最適化する逆多重化、時間インターリーバ幾つかのFECフレーム上で作動する、及び最後に周波数インターリーバ節7.6.3によって1つのデータスライス上で作動するである。DVB-T2[2]では、TIが行-列ブロックインターリーバであるため、インターリーバ中の行Nrの数は、5で割られたFECブロックNcellsの中のセルの数及びカラムNc=5×NFECn,sの数と等しい。従って、データが埋められた列の数は、そのセルレートに依存するTIブロックごとに変化する。テーブル26は、インターリーバのパラメータを定義する。しかしながら、時間インターリーバはDVB-T2標準からオプション1のみを適用するように制限される。つまり、フレーム飛びや幾つかのサブスライスへの分割は提案されていない。その理由は、提案されるスケジューラ節7.3を参照のアプリケーションであり、同じ原理を可能にする。TIのフレームはバッファへ入力され、これはバーストとして読み出され、非常に柔軟な方法でスケジューラブロックによって予定される。例として、スケジューラは、長い時間インターリーバ現在のNGHフレームをさらに超過する、T2の中のフレーム飛びTIのオプションに相当するに関する1つのPLPのバーストを分離することができ、その一方で、1つのデータスライスT2の中のタイプ1PLPに相当中の長いバーストを形成するために別のPLPのバーストが連結される。7.3スケジューラスケジューラのタスクは、NGHフレーム構造上に幾つかのPLPの時間インターリーバTIフレームのマッピングすることである。異なるPLPの時間インターリービングブロックの最初のステップは、PLP特有のバッファに投入される。バッファリングするレベルが1つのセグメント当たりのアクティブセルの数を超過するとすぐに、スケジューラはそのようなバーストをバッファから取り出すことができ、特定のOFDMシンボルの単一データスライスのアクティブサブキャリアつまり非パイロットキャリア上にマップする。なお、異なるパイロットパターンが適用されるため、1つのセグメント当たりのアクティブセルの数が異なるデータスライスによって変化する場合がある。スケジューラは、さらに、MISO又はMIMOモード節9を参照を使用するPLPからのバーストが、所望されるパイロット密度を提示するデータスライスに割り付けられることを保証する。PLPバッファの1つ以上のバーストは連結される可能性がある、つまり、データスライスの以下のシンボルは、さらに同じPLPのバーストも含むことができる。このように、異なるサブスライシング長はDVB-T2に似せて作成できる。最小の受信帯域幅が1.7MHz1つのデータスライスが可能な検出であるので、スケジューラは、関連するPLPに属するそのバーストが同時に、つまり異なるデータスライスの中で同時に、送信されることを回避する。例として、関連するPLPが、スケジューリングモード2における同じデータスライスの中で割り付けられる場合、これは達成可能である図45参照。PLP特有バッファのメカニズムは、各OFDMデータシンボル、及び各セグメントでのみ、単一のPLPのバーストが挿入されることを確認する。時間インターリーバフレームの始まりが、典型的には、データスライス中のバーストの始まりと一致しないため、帯域内シグナリングと同様、シグナリングPLPのポインタメカニズムが導入されるTIフレームの最初のバーストへのイントラシンボルポインタ。図46は原則である。PLP1のための新しい時間インターリーバフレームのスタート位置データスライス内のアクティブなサブキリアは、PLPバースト内のどこかにある。スケジューリングスキームはそれ自身定義されない。これにより、各サービス例えば最大のロバスト性又は低い遅延の特定ニーズのためのアルゴリズムのマッピングの最適化が可能となる。しかしながら、PLPのサブスライシングが時間においてPLPデータの規則的なパーティショニングを生じさせるというDVB-T2とは対照的に、NGHスケジューラは、そのような規則的な反復パターンを回避するように働く。経時的なフェージングが、しばしば定期的つまり、周期的な形で生じることはヘルシンキ測定の中で示された。定期的時間フェージングが、移動する受信機で、ドップラー周波数に依存するフェード繰返し率で生じる。スケジューラは、少なくともデータスライス内の各PLPのバーストをシャッフルするメカニズムを導入することにより、この種の規則性を克服する必要がある。例えば、データスライス内のPLPバーストの順序を、バーストの反復間隔全体の間で変更し、又はずらすことができる。スケジューラはさらに、受信機スリーピング時間のバーストを増加させるために、あるPLPのバーストは幾つかのNGHフレームに挿入されない、つまり、受信機は全てのNGHフレームをデコードする必要がない、ということを考慮する。なお、提案されるスケジューラは、高度の柔軟性を可能にした。しかしながら、スケジューリングが、ユニークでこのように先決された方法で作動することを確実にするために、この柔軟性を適切なアルゴリズムによって制限する。例えば、フレームモード2では、幾つかのPLPが1つのフレーム中に固定データスライスに割り付けられるが、次のフレーム定義されたやり方。図45を参照中の異なるデータスライスに変わることができる場合、スケジューラはDVB-T2の中のフレームビルダとして同様の方法の中で作動することができた。これは、スケジューラが、各データスライスごとにセグメンテーションしたOFDMシンボルの上にPLPのバーストを割り当てることを意味する。これらはシングルバースト又は幾つかの連結バーストであり、その一方で後者はより粗いサブスライシング長に相当する。さらに、結合したPLPのバーストそれはDVB-T2の上のタイプ1PLPに一致を全て割り当てることが可能である。様々なバースト異なるPLPからのを並べることは、DVB-T2でのように規則的になる。しかしながら、上記のように、フレーム上にバーストをマッピングするどんな規則性も、周期的なフェージングの影響を緩和するために回避されるべきである。7.4シグナリングシグナリング概念は、DVB-T2と異なり、オーバーヘッドを最小限に抑えつつロバスト性を高める。シグナリング概念は7.4.1で説明する。異なるシグナリング段階の詳しい概念は以下の節で述べる。7.4.1シグナリング概念提案されるシグナリング概念は、受信機がペイロードデータを得るために3つのステップを使用することを意味する。最初に、受信機は、プリアンブル内の疑似の静的シグナリングをデコードする。プリアンブルは、さらに完全なシグナリングPLPsを伝送する全てのバーストを指す。シグナリングPLPsは、DVB-NGH信号内で送信された全てのPLPに関する情報を伝送し、各データPLPのバーストへのポインタを含む。更に、データPLPはそれぞれ、それ自体及び他のPLPの定義可能なグループへの帯域内シグナリングを含む。このように、シグナリングPLPは、1つのPLPから他へのザッピングの初期取得のみに必要とされる。基本的な取得手法ダイアグラムを図47に示す。この構造の主な利点は、縮小されたオーバーヘッドであり、一方で高いロバスト性を維持することである。プリアンブルは、主としてフレーム構造と関係するシグナリングを含み、それは一定のNGHシステム内で静的である。DVB-C2で既に使用されている絶対的OFDMの概念により、受信機はNGH信号内のどんなチューニング位置でもプリアンブルをデコードすることができる。プリアンブルとポストアンブルはP2シンボルの中で、L1-プレシグナリングのように、またさらに、DVB-T2のフレームクロージングシンボルとしてのポストアンブルのように作用する。というのは、完全なチャネル推定、MIXOまでもが可能なためである。MIXOとは、MISO又はMIMO送信のいずれかを意味する。シグナリングPLPは、その位置がプリアンブルかポストアンブル内のポインタによって示されている間、ノーマルデータPLPのように送信される。従って、時間インターリービングをシグナリングPLPに使用することが可能であり、それはそのロバスト性を著しく増加させて、DVB-T2のP2シンボルの中で要求されるようなペイロードデータと比較して、非常に高いロバスト性を必要としない。従って、オーバーヘッドは、高めたシグナリングのスペクトルの効率により、縮小される。更に、フレーム構造内のシグナリングPLPの繰返し率はネットワークオペレータによって調整可能である。シグナリングPLPは、例えば、縮小された信号収集時間のために全てのフレームの中で送信される。しかしながら、さらに、シグナリングオーバーヘッドを著しく縮小する大きなインターバルの中で、シグナリングPLPを送信することは可能である。シグナリングPLPは、全てのPLPのパラメータを含み、一方で個々のPLPの変調及びコーディングパラメータは静的であると仮定されている。更に、シグナリングPLPは、データPLPをデコードするために情報を全て含んでおり、つまり、それは、バースト数、及び各PLPの1つ以上の時間インターリービングフレームの位置をシグナリングする。データPLPはさらに、それ自体で帯域内シグナリングを含んでおり、時間インターリービングフレームの各グループの中で一度送信される。TIフレームの数ひとつのグループとして同時にシグナリングされる数は、1から4までの範囲で、NUM_SIGNALLED_TI_FRAMESの中でシグナリングされる。さらに、それは、例えば同じブーケの多くの他のPLPについてのシグナリングを伝送できる。従って、シグナリングPLPを追跡する要求は存在しない。更に、時変パラメータだけが送信されるとともに、このシグナリングによって引き起こされる付加的なオーバーヘッドは、非常に限られる。7.4.2プリアンブルシグナリングプリアンブルシグナリングは、それぞれのプリアンブル又は、DVB-T2として別の送信システムを備えたTDMAの中で送信される場合は、ポストアンブルシンボルの中で送信され、主として、フレーム構造に関連する静的パラメータを含む。SYSTEMIDDVB-NGHネットワークのシステムIDを一意に識別する16ビットフィールドである。NETWORKIDDVB-NGHネットワークのネットワークIDを一意に識別する16ビットフィールドである。CELLIDDB-NGHネットワークのセルIDを一意に識別する16ビットフィールドである。TXIDAVAILABILITYDVB-T2においてTX_ID_AVAILABILITYをシグナリングする8ビットフィールドである。GUARDINTERVAL現在のDVB-NGHフレームのガードインターバルを識別する2ビットフィールドである。STARTFREQUENCY複数の16OFDMサブキャリアにおいてつまり、複数の16/896μs≒17.8kHz、現在のDVB-NGHフシグナルの初期周波数を識別する24ビットフィールドである。値0は絶対周波数0Hzを意味する。RESERVEDTONESリザーブドトーンの存在をシグナリングするフラグである。CHANNELBANDWIDTHDVB-NGHシグナルの帯域幅をシグナリングする4ビットフィールドである。SUPERFRAMELENGTHスーパーフレーム中のフレーム数を示す8ビットフィールドである。FRAMELENGTHこの6ビットフィールドの値に4を掛けた数が、DVB-NGHフレーム内のOFDMシンボル数プリアンブル及びポストアンブルを除くである。NGHOPERATIONMODE現在のDVB-NGHシステムが、スタンドアロンNGH_OPERATION_MODE==0なのか、又は他の送信システム、例えばDVB-T2、との時分割多重アクセスNGH_OPERATION_MODE==1中であるかどうかを示すフラグである。以下の2つのフィールドは、DVB-NGHシステムが他の送信基準に時分割多重アクセスしている時のみ表示される。POSTAMBLEFLAG現在のプリアンブルシンボルが、プリアンブルなのかポストアンブルなのかを示すフラグである。GAPLENGTH2つのDVB-NGHフレーム間の、ポストアンブルの最後から次のDVB-NGHプリアンブルT2P1シンボルではないの始めまでの長さのギャップを、初期の期間の倍数で表示する22ビットフィールドである。以下のフィールドは、データスライス毎に表示されるデータスライスの数はチャネル帯域幅を使って計算可能である。PILOTPATTERN所定のデータスライスで使用されるパイロットパターンを示す3ビットフィールドである。ポストアンブルの場合、このシグナリングは次のDVB-NGHフレームまで有効である。FRAMENUMBERスーパーフレーム内の現在のフレーム数を示す8ビットフィールドである。ポストアンブルの場合、このフィールドは次のDVB-NGHフレームの数を示す。L1SIGQAMレイヤー1シグナリングを含むPLPのQAMマッピングを示す3ビットフィールドである回転コンスタレーションを含む。L1SIGFECレイヤー1を含むPLPのFECエンコーディングを示す4ビットフィールドであるFECコード長を含む。L1SIGMIMOレイヤー1シグナリングを含むPLPのMIMOエンコーディングを示す2ビットフィールドである。L1SIGLENGTHLDPCコードワードの倍数の、レイヤー1シグナリングを含むPLPの長さをシグナリングする8ビットフィールドである。L1SIGPILOTPATTERNレイヤー1シグナリングPLPを含むデータスライスのパイロットパターンをシグナリングする3ビットフィールドである。L1SIGFRAMENUMBERシグナリングされたシグナリングPLPが開始したフレーム数を示す8ビットフィールドである。INTRASYMBOLPOINTEROFDMシンボル内でシグナリングPLPの開始を指摘する11ビットフィールドである。NUML1SIGBURSTSレイヤー1シグナリングを含むPLPのバースト数をシグナリングする3ビットフィールドである。以下の2つのフィールドは、レイヤー1シグナリングバーストそれぞれに表示される。DATASLICEIDバーストを含むデータスライス数を示す4ビットフィールドである。OFDMSYMBOLNUMBER次の所定のバーストのOFDMシンボル数を示す8ビットフィールドである。この数が以前のバースト数よりも少ない場合、このバーストは次のフレーム内に送信される。CRC32この32ビットの巡回冗長検査はデータの正確性を保証した。7.4.3シグナリングPLPこのシグナリングPLPには、全てのデータPLPをデコードすることを要求されたシグナリングビットを含む。ModCod、MIMO及びパイロットパターンに関するパラメータは、全て静的であると仮定される。PLPID0はシグナリングPLPのためにリザーブされる。FRAMENUMBER時間インターリービングフレームの最後のバーストのフレーム数を示す8ビットフィールドである。NUMPLP現在のDVB-NGHシグナル内に存在するPLP数をシグナリングする8ビットフィールドである。以下のフィールドは、シグナリングPLP全てに表示されるPLPID8ビットのPLPの識別子である。PLPIDENTIFICATIONネットワーク内のPLPを一意に識別する16ビットフィールドである。PLPQAMMODEPLPのQAMモード回転コンステタレーションを含むをシグナリングする4ビットフィールドである。PLPFECMODEPLPのFECモードFECコード長含むをシグナリングする4ビットフィールドである。PLPMIMOMODE以下のテーブルに従ってPLPのMIMOモードをシグナリングする2ビットフィールドである。PLPPILOTPATTERNPLPが送信されたパイロットパターンを識別する3ビットフィールドである。PLPTYPEPLPタイプを識別する8ビットフィールドである。PLPPAYLOADTYPETS、GSE等のペイロードタイプをシグナリングする8ビットフィールドである。NUMASSOCIATEDPLPあるPLPと関係するPLPの数を示す3ビットフィールドである。以下2つのフィールドは関連するPLPそれぞれに現れる。ASSOICATEDPLPID関係するPLPのPLPIDを示す8ビットフィールドである。ASSOCIATIONTYPEローカルサービス又はインクレメンタル冗長性などの関連タイプをシグナリングする2ビットフィールドである。INTERLEAVINGTYPEタイムインターリーバのタイプを示す2ビットフィールドである。NUMSIGNALLEDTIFRAMESNUMSIGNALLEDTIFRAMES0がT1フレームに対応するように、所定のPLPに対して、シグナリングされた時間インターリービングフレーム数から1を差し引いた数をシグナリングする2ビットフィールドである。以下のフィールドは、シグナリングされた時間インターリービングフレームそれぞれに現れる。TINUMBURSTS所定の時間インターリービングフレームに対するバースト数をシグナリングする3ビットフィールドである。TIFRAMENUMBER時間インターリービングフレームが開始したフレーム数を示す8ビットフィールドである。この数が、現在のフレーム数よりも少ない場合、TI_FRAME_NUMBERが以下のスーパーフレームを参照する。INTRASYMBOLPOINTEROFDMシンボル内の時間インターリービングフレームのスタートを指摘する11ビットフレームである。以下のフィールドは、時間インターリービングバーストごとに現れる。DATASLICEIDバーストを含むデータスライスを示す4ビットフィールドである。OFDMSYMBOLNUMBERDELTA次の所定のバーストのOFDMシンボル数を示す10ビットフィールドである。時間インターリービングフレームの最初のバーストの場合、シグナリングされたNGHフレーム内の絶対OFDMシンボル数がこの数となる。他の全ての値は、過去のバーストの始まりに関係して与えられる。つまり、バーストの始まりは、フレーム数に過去全てのOFDM_SYMBOL_DELTAを加えて示される。以下のフィールドは、関連PLPがあった場合にのみ現れる。ASSOCIATEDPLPIDXNUM_ASSOICATED_PLPループ中に関連PLPのインデックスを示す3ビットフィールドである。値0は現在関連しているPLPが存在しないことを意味する。TIMEINTERLEAVERSIZELDPCコードワードの倍数で、タイムインターリービングの長さを示す8ビットフィールドである。NUMHANDOVERPLPハンドオーバーシグナリングでシグナルする予定のPLPの数を示す8ビットフィールドである。以下のフィールドは、シグナリングされたハンドオーバーPLPそれぞれに現れる。PLPIDENTIFICATIONネットワーク内のPLPを一意に識別する16ビットフィールドである。NUMALTERNATIVECELLSPLPも伝送する所定のネットワーク内の代替セルの数を示す8ビットフィールドである。以下のフィールドは、代替セルそれぞれに現れる。STARTFREQUENCY代替セルの開始周波数を示す24ビットフィールドである。CELLID代替セルのセルIDを示す16ビットフィールドである。CRC32この32ビットの巡回冗長検査はデータの正確性を保証した。7.4.4帯域内シグナリング帯域内シグナリングは時間インターリービングフレームそれぞれの最初のBBFRAMEの中で送信される。それは、現在受信されたPLPに関する情報、また、随意的には、関連するPLP又はその他のPLPに関する情報を伝送する。時変パラメータのみが帯域内シグナリング内にシグナリングされる。FRAMENUMBER8ビットのフィールドが、時間インターリービングフレームの最後のバーストのフレーム番号を示す。NUMSIGNALLEDPLP8ビットのフィールドが、一定の帯域内シグナリング内でシグナリングされたPLPの数をシグナリングする。残りのパラメータはSignallingPLPと同じ意味である。7.5データスライス処理データスライス処理は、スケジューラから入力データをとり、該当するデータスライス用の完全なOFDMシンボルを作成する。それは、周波数インターリービングを行ない、全てのパイロット、つまり、スキャッタードパイロット、連続的パイロット、リザーブドトーンを、使用されるとすれば全て加える。この段階でパイロットの追加がされるのは、それが同じシステムの異なるデータスライスに異なるパイロットパターンを持つ可能性を可能にするためである。アラインメントを単純化するために、データスライスの帯域幅は常に複数の32個のOFDMサブキャリアである。これは、ペイロードサブキャリアの数が複数のOFDMシンボルに対して、データスライス内で一定のままであることを保証する。更に、1.7MHzのチューナーによる信号の受信を可能とするため、その帯域幅は1440のOFDMサブキャリア1.61MHzを超過しないものとする。7.5.1データスライス帯域幅帯域幅又は、データスライス毎のサブキャリア数は、DVB-NGH信号全体の帯域幅に依存する。テーブル31は、様々なチャネル帯域幅のためのデータスライスサブキャリアNDSの数を一覧で示す。これらは、1.61MHzを超過せずに、データスライスの帯域幅が常に最大であるように選択される。信号スペクトルの端に、200kHzのガードバンドが仮定される。データスライス帯域幅の小さな適応は、特別のスペクトル必要条件により可能であろう。更に、データスライスの帯域幅は、受信機が各データスライスの中央周波数に合わせれば、望まれない共通の相回転が生じないことを保証する。そうでなければ、DVB-C2[8]のインプリメンテーションガイドラインの中で説明されたように、これらの相回転は、例えば連続的パイロット又は位相の回転により補正が必要である。値は、8MHzのオペレーション中のDVB-T2の8kFFTモードに類似する。8MHzのオペレーションの中のDVB-T22kのFFTモードのサブキャリア間隔が提案されている場合、これらのパラメータをLバンド及びSバンド運用に適合させるために、スケーリングが提案されている。7.5.2周波数インターリーバ周波数インターリーバは各データスライスへの割り当てられたサブキャリアの上に入力データを任意に分配するために使用される。インターリービングは奇数対奇数スキームを使用して、データスライス内にのみ行なわれ、その時、提案されるスキームはDBV-TS2のサブキャリアスペーシングからの流用である。SISOパイロットを使用したデータスライスに対し、出力は以下のように定義される。ここで、NDSは、データスライスごとのペイロードOFDMサブキャリアの数であり、a及びxは、ベクトルX,Aの要素である。H0p及びH1pは、シーケンスR’iのメンバービットの並び替え関数である。この並び替え関数はテーブル32に定義される。並び替え関数を生成するために使用されるアルゴリズムの概略ブロック図は、図48に示す。データスライスがMIXOパイロットを使用する場合、ペアのインターリービングは空間-時間/周波数ブロックコードのペアのカップリングを破壊しないために使用される。従って、インターリービングスキームは修正される。その後、その出力は次のように定義される:7.5.3データスライスパイロットチャネル推定を可能にするため、スキャッタードパイロットがデータスライスに加えられる。同じ信号の異なるデータスライス内の異なるパイロット密度を持つことが可能であるため、これらのスキャッタードパイロットの追加は個別のデータスライス内で既に行われている。7.5.3.1SISO伝送のためのスキャッタードパイロットSISO信号の等化は、1チャネル伝達関数のみの推定を要求する。しかしながら、近隣のデータスライスがMIXO信号を使用する可能があるため、エッジパイロットとプリアンブルパイロットは常にMIXOパイロットを伝送する。エッジパイロットとプリアンブルパイロットはデータスライスパイロットの一部ではなく、また、それらの挿入は節7.7.3で述べる。本提案は異なるパイロット密度に対応する。パイロットスキームPP2及びPP3がオーバーヘッドの縮小を提示する一方で、パイロットパターンPP0とPP1は大きな単一周波数ネットワークSFNを意図している。更に、それらが時間方向に増加したパイロット密度を持つため、PP0とPP2は高速受信のために最適化される。以下の場合、データスライス内では、一定セルはスキャッタードパイロットである。ここで、それぞれ、kDSがデータスライス内のサブキャリア番号で、lがフレーム内のシンボル番号である。DX及びDYの値は、それぞれ、許容されるガードインターバル割合と同様、テーブル33で示す。図49は、パイロットパターンPP0のためのパイロット配置例を示す。パイロット変調シーケンスは以下のとおりである。ここで、テーブル34に定義されているように、ASPはスキャッタードパイロットのブースティングレベルである。さらに、フレーミングセクションで完全なスクランブルが実行されるため、この時点ではスクランブルは適用しない。7.5.3.2MIXO送信のためのスキャッタードパイロット異なるチャネル伝達関数の数の2倍が受信機によって評価されるため、MIXOサービスの送信は追加のパイロットを要求する。しかしながら、DVB-T2とは対照的に、大きな単一周波数ネットワークにも対応する可能性は維持される。従って、付加的パイロットパターンはSISOパイロットつまり逆パイロットに重ねられる。従って、次の場合、セルは非逆パイロットである:そして、次の場合には、逆のパイロットである:ここで、DX及びDYの値は、再びテーブル33で定義される。MIXOグループ0の送信機用の変調シーケンスは次のとおりである。MIXOグループ1の非逆パイロットの変調シーケンスは次のとおりである。一方、MIXOグループ1の逆パイロットの変調シーケンスは以下のとおりである。ASPの値は、再びテーブル34で定義される。さらに、図50は、パイロットパターンPP0のMIXOパイロットの配置を示す。7.5.3.3連続的パイロットデータスライスは連続的パイロットを含み、それは同期及び共通のフェーズエラーの除去に使用できる。以下の場合、データスライス内のセルは連続的パイロットとなる。ここで、テーブル35にMSPを定義する。連続的パイロットの変調は以下のとおりである。連続的パイロットの振幅は、ACP=4/3である。連続的パイロットがスキャッタードパイロットと同じ位置にかかる場合、スキャッタードパイロットが送信される。連続的パイロットのリストは、1つのデータスライス当たりのペイロードOFDMサブキャリアの数が常に一定であることを保証する。更に、1つのデータスライス当たりのペイロードOFDMサブキャリアの数は常に偶数であり、それはペアの周波数インターリービングの場合のどんな障害も引き起こさない。7.5.3.4リザーブドトーン要求があれば、幾つかのセルはピーク対平均電力PAPRの削減の目的で取っておかれる可能性がある。リザーブドトーンは、DVB-T2[2]からのリザーブドトーンアルゴリズムによるOFDM出力シンボルのPAPRを減少させるために任意の値にセットすることができる。リザーブドトーンは、パイロットと同じ場所を共用しない。以下の場合、セルはリザーブドトーンである。ここで、リザーブドトーンのリストはテーブル36で定義する。7.5.4ペイロードデータのマッピングペイロードデータベクトルXm,l,DSxは、パイロット又はリザーブドトーンによって占領されていない、データスライスxのセル上にマッピングされる。マッピングは、kDSの増加している順に行われる。つまり、ベクトルXm,l,DSxの最初のセルは、最小のインデックスkDSと共に、以下のセル上にマッピングされる。なお、c’は2つのグループから、つまりMIXOグループ0、MIXOグループ1から構成される場合がある。7.6プリアンブル及びポストアンブル生成プリアンブル及びポストアンブルは、DVB-NGHフレームへの初期取得を得るために情報を全て伝送する。従って、プリアンブルはセクション7.4.2に述べられているようなシグナリングビットを送信する。プリアンブルは全てのDVB-NGHフレームの初めに送信される。更に、DVB-NGH信号がDVB-T2FEF又は他のシステムを備えた時分割多元接続の中でで送信される場合、ポストアンブルシンボルはNGHフレームの終わりに送信される。プリアンブル及びポストアンブルの双方が、完全なチャネル推定を可能とする。7.6.1プリアンブル用のFECエンコーディングプリアンブル及びポストアンブルのシグナリングビットは、アウター短縮BCHエンコーダ及び内部LDPCコードによって保護される。以下では、プリアンブルエンコーディングが記述される。ポストアンブルエンコーディングはプリアンブルのエンコーディングと同一である。7.6.1.1プリアンブル用短縮BCHエンコーディング内部エンコーダは、GF214上で定義された、短縮Nbch,Kbch,t=360,262,7BCHコードを適用する。プリアンブルからのシグナリングビットは、7.4.2節に述べられていたように、合計Npre≦258の長さがある。Kbch=262がBCHエンコーダの入力長であるとき、Kbch-Npreにゼロをアペンドすることで、メッセージビットベクトルを形成する。生成多項式gxは、DVB-T2の短縮FECFRAMEの1つと同一である。7.6.1.2プリアンブル用の短縮及びパンクチャードされたLDPCエンコーディングLDPCエンコーダは、360/1440=1/4のコードレートを有する。当該コードは、以下のように、短縮及びパンクチャードによってコードレート2/3のショートLDPCコードから導かれる。1360ビットのBCHコードワードの後、10440個のゼロを追加し、10800ビットをエンコードする。情報:m0,m1,...,m359,m360,m361,...,m10799=m0,m1,...,m359,0,0,...,0コードワード:c0,c1,c2,...,c161992パリティインターリーブを行う。インターリーブ前:c0,c1,c2,...,c16199インターリーブ後:d0,d1,d2,...,d16199ここでの条件は以下のとおりである。詳細については、DBV-T2[2]を参照。3送信対象の第0番目、第30番目、第31番目及び第43番目の360にサイジングされるブロックを選択する。d0,d1,...,d359,d10800,d10801,...,d11159,d11160,d11161,...,d11519,d15480,d15481,...,d15840送信コードビットの合計数は1440である。7.6.1.3プリアンブルエンコーディング用シミュレーション結果図51に示されるように、提案されるエンコーディングスキームは、ネガティブC/N領域に作動し、ロバスト性と低オーバーヘッドの間の良いトレードオフとなっている。ここで、少なくとも50フレームプリアンブルのエラーが測定され、信頼できる結果が得られた。7.6.2QAMマッピング1440エンコード化されたFECプリアンブルシグナリングビットはセクション7.2.2で定義されたとおり、720QPSKシンボルへエンコードされる。7.6.3周波数インターリーバセクション7.5.2に記載のとおり、プリアンブルの720QAMセルAm,l,PRは、並び替え関数H0SISOモード及びパラメータNDS=720に基づいた周波数インターリーバを使用して、出力Xm,l,PRベクトルにインターリーブされる。7.6.4プリアンブルパイロットプリアンブル及びポストアンブルは常にMIXOパイロットを含み、また、1つのOFDMシンボル内の完全なチャネル推定を可能にする。プリアンブル内のセルは、以下の場合は、非逆パイロットである。そして、以下の場合は、逆のパイロットである。MIXOグループ0の双方のパイロットの変調は以下のとおりである。さらに、MIXOグループ1についての非逆パイロットの変調は以下のとおりである。また、逆パイロットの場合は以下のとおりである。全ての場合での振幅は、APR=6/5である。7.6.5プリアンブルデータのマッピングプリアンブルデータベクトルXm,l,PSは、パイロットによって占領されないデータスライスxのセル上にマッピングされる。マッピングは、kPRの増加している順に行われる。つまり、ベクトルXm,l,PRの最初のセルは、最小のインデックスkPRを備えた以下のセル上にマッピングされる。なお、プリアンブルペイロードデータがSISOの中で常に送信される。7.7フレーミングフレーミングの目的は、プリアンブルと異なるデータスライスのマージ及びエッジパイロットの挿入である。受信機に対して低い複雑さを維持する一方で、全面的なフレーミング概念はDVB-C2から採用され、高い柔軟性を提示する。図52は、DVB-T2FEF又は他の送電システム、例えばLTEの中の送信用の本提案システムのフレーム、及びスタンドアロンオペレーション用のフレームを示す。全てのNGHフレームの初めに、プリアンブルシンボルは送信される。LFOFDMシンボルがこれに続く。例えばDVB-T2での送信の場合、ポストアンブルはフレームの終わりに送信される。このポストアンブルは、次のフレーム用のシグナリングを伝送し、加えて、パイロットのフレームクロージングを準備する。更に、それは、DVB-T2部分の長さを伝送し、それは、受信機が次のDVB-NGHフレーム上で直ちに同期することを可能にする。スタンドアロンオペレーションの場合には、このポストアンブルが必要ではない。代わりに、次のフレームのプリアンブルが送信される。信号がDVB-T2FEFの内部で送信される場合、各DVB-NGHフレームの最初にDVBのT2標準[2]によるP1シンボルを送信しなければならない。しかしながら、このP1シンボルはDVB-NGHシステムの一部ではない。この節では、全てのデータスライス間、及びスペクトルの端で、特別のエッジパイロットが送信されることについて説明する。各データスライスの帯域幅は選ばれたチャネルバンド幅に依存し、データスライス節の中で与えられる。7.7.1プリアンブルとポストアンブルシンボルの挿入プリアンブル概念はDVB-C2に採用されたプリアンブル概念に似ている。プリアンブルとポストアンブル生成節7.4.2参照で生成された1440個の複素セルが、プリアンブルシンボルの周波数軸上に周期的にマッピングされる。そのプリアンブルシンボルは、完全なプリアンブルで、図53に示されるように、1.61MHzごとに繰り返す。完全なプリアンブルが挿入される周波数帯域はL1ブロックとして表示される。L1ブロックの繰返しは0MHzの絶対周波数で始まる。その結果、この概念は絶対的OFDMと呼ばれる。当然、DVB-NGH信号帯域幅内のスペクトル部分だけが実際に送信される。信号がデータの循環的構造により、L1ブロックの最初に必ずしもスタートしない場合、受信機は、プリアンブルの完全なシグナリングデータを修復することができる。これはシグナリングデータ内の任意のチューニング位置として有効である。時間ドメイン信号中の高いピークを回避するために、プリアンブルは後で記述されるように、スクランブリングシーケンスwkを使用してスクランブルされる。7.7.2データスライスのアセンブリ異なるデータスライスのデータはDVB-C2で定義されたとおり、周波数領域内に整列する。7.7.3エッジパイロットエッジパイロットは、図49SISO及び図50MIXOに示されるように、各データスライスの端で使用される。信号がSISO運用で送信されても、エッジパイロットは常に、MIXOモードで送信される。同じDVB-NGH信号内のSISO及びMIXOのデータスライスの混合を可能にする。MIXOグループ1又はSISO送信の場合のためのエッジパイロットの変調は以下のとおりである。ここで、AEdge=7/3である。MIXOグループ2及びOFDMシンボルつまり、lmod2=0については、パイロット変調は以下のとおりである。また、奇数OFDMシンボルつまり、lmod2=1の場合には、エッジパイロットは以下のとおり定義される。結果として生じるエッジパイロット構造の例を、図54に示す。この場合、パイロットパターンPP2は双方のデータスライスで使用されたが、一方、左手データスライスはMIXOパイロットを使用し、また、右手データスライスはSISOパイロットのみを採用した。7.7.4スクランブリングデータと同様にパイロット信号も、全段階ではスクランブリングされていない。しかしながら、これには時間ドメインの信号のランダムに近い構造の保証を要求される。更に、同じことはデータに適用できる。従って、下記に述べるようなスクランブリングシーケンスは、この目的に使用される。下記に述べられた参照シーケンスは、異なるOFDMサブキャリアをユニークにスクランブリングするために使用される。このスクランブリングシーケンスは全てのOFDMシンボルに対して一定である。PRBSシーケンス、Wkは、図55によって生成され、その時、PRBSジェネレータのk番目の出力値は、Wkである。PRBSジェネレータの多項式は次のとおりである。このシフトレジスタは全ての1を初期化し、シーケンスがW0,W1,W2,...=1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,1,0,0,...から始まるようにする。任意の絶対的OFDMサブキャリアkのスクランブルされていない複素セルc’kは、スクランブリングシーケンスのk番目の出力を使用してスクランブルされる。このことを以下のように記述できる。これが実際に意味するところは、位相がwk=0で不変の間、wk=1であれば、複素セルの位相が180度回転することである。スクランブリングシーケンスwkが絶対的OFDMサブキャリアk=0の時点でスタートするとともに、絶対的OFDMの概念にも寄与する。更に、周波数ドメインのDVB-NGH信号の特定のシグネチャを引き起こし、受信機は既に所定の信号周波数で予測すべきスクランブリングシーケンスを認識しているため、高速初期スキャンを可能となる。従って、単にわずかの100kHzの信号帯域幅がその受信機ウィンドウ内にあるだけで、受信機は、DVB-NGH信号を検知することができる。さらに、ユニークなスクランブリングはプリアンブル中であっても、低いPAPRを保証する。7.8OFDM生成OFDM変調は、DVB-T2の中で既に使用されている同様の概念に基づく。これは異なるチャネル帯域幅への単純な適応を、受信機の複雑さを増やすことなく行うことを保証する。DVB-T2で使用されるように、PAPRリダクションのための方法は、類似している。7.8.1IFFT変調提案されるOFDM生成は、DVB-C2に類似している。しかしながら、地上波チャネルにシステムを適応させるために、OFDMサブキャリア間隔とガードインターバル割合を調整しなければならない。従って、VHF及びUHF運用のための1.116kHzDVB-T28kモードのサブキャリア間隔のアプリケーション、及びLバンドとSバンドのための4.464kHzDVB-T22kモードのサブキャリア間隔が提案されている。更に、提案されるガードインターバル割合は1/4、1/8、1/16及び1/32である。商用要件によって要求される異なる帯域幅への適応は、用いられているOFDMサブキャリアの数の調整方法により達成している。7.8.2PAPRピーク時平均電力リダクションPAPRのための提案される方法は、DVB-T2の中で使用されるものに類似している。これらは、プリアンブルとポストアンブルシンボル用のペイロードOFDMシンボル及びACEのためのリザーブドトーンである。8階層的な変調に基づいたローカルサービスの挿入単一周波数ネットワークSFN中の局所サービスの挿入は、特別の問題を提起する。一方では、内容は地点から地点で異なっている必要がある。他方では、SFNの中の送信機は、みな、所定の時間に同じ信号を送信しなければならない。ここで、PLPナショナルサービスPLPとして表示されたを通して様々なサービスを伝送するナショナルSFNを仮定する。ローカルサービスの挿入は、ナショナルサービスPLPのローカルコンテンツPLPへの置換、又は所定の地点1つ以上の隣接するSFN送信機のカバレッジエリアの所定のナショナルサービスPLP上のローカルコンテンツPLPの重ね合せのいずれかを要する。ローカルコンテンツは、ナショナルサービスPLPを、高優先順位ビットで伝送されたナショナルサービス情報及び低優先順位ビットで伝送されたローカルサービス情報を伴って、QAMセルの階層的な変調を使って伝送する。ローカルエリアでは、ローカルサービスの受信機はより高いSNRを必要とする。しかし、これは、ほとんどの受信機が送信機の近辺にあるであろうことから、容易に利用可能である。隣接したSFNセルのカバレッジエリア内では、階層的に変調されたQAMセルは、SNRでの小さな増加を要求するちょっとした雑音のように見えるだけである。このSNRペナルティーは、ローカルの挿入送信機からの距離とともに縮小される。PLPセルの階層的な変調はそれらを低次QAMから高次QAMに変換する。例えば、QPSKナショナルサービスから16-QAMナショナルローカルサービスの変換、又は、16-QAMナショナルから64-QAMナショナルローカルサービスへの変換、又は、QPSKナショナルサービスから64-QAMナショナルローカルサービスへの変換である。どの場合でも、階層的な変調は、ローカルサービスの挿入に少なくとも1つのセル当たり少なくとも2ビットを供給する。階層的な変調セルが隣接したSFN受信機への雑音のように見えることを保証するために、次の2つの節からの提案を完了する必要がある。8.1.1コンスタレーション回転コンスタレーション回転がナショナルサービスPLPに使用されれば、階層的に変調されたセルに適用された回転角は、ナショナルサービスで使用されるのと同じ物になるであろう。従って、ナショナルサービスが例えば16-QAMで伝送される場合、64-QAMの階層的な変調セルは、16-QAMの回転角で回転される。図56でこれを説明する。8.1.2近接するSFN送信機間へのローカルサービス挿入のTDM近接しているSFN送信機TxA及びTxBを考えてみる。ローカル挿入がない状態で、双方の送信機はPLPを伝送するQAMセル中で同じナショナルSFNサービスを伝送する。例えば、TxAがPLPn上にローカルサービスを挿入する必要がある場合、TxBも同じことをする必要がある。PLPn上に挿入されるローカルサービスが2つの送信機のカバレッジエリアに対して同じならば、双方の送信機はPLPnを伝送するQAMセルの上の同様の階層的な変調を使用することができる。しかしながら、TxAとTxBをPLPn上に異なるローカルサービスを挿入しなければならない場合、同時にそれを行うと問題となるQAMセルのそれぞれのカバレッジエリア内であまりにも多くの雑音を引き起こすことであろう。解決策は、バーストバイバースト若しくはフレームバイフレームベースでQAMセルを伝送するPLPnを時分割することである。例えば、TxAは、物理層フレーム中でさえ、ローカルコンテンツを備えたPLPnQAMセルを全て階層的に変調することができるが、一方で、TxBは奇数の物理層フレーム上でのみ同じことをする。もし、異なるローカルサービスを挿入する、近接する送信機がもっと数多くあれば、時分割は増える。時分割スロットは充分に互いに離れた送信機同士で再利用が可能である。増加した時分割高い再利用因子はまた、挿入することができるローカルコンテンツのキャパシティの制限をより低くする。図57は、ローカル挿入を4つのSFN送信機再使用パターンの中で、タイムスロット再使用因子4で例証する。この例において、送信機カバレッジエリアを異なる色で示したはそれぞれ、4を法とするFRAME_NUMがセルの中で示される数である物理層フレームにおいて利用可能なQAMセルを全て使用する。この場合、ローカルに挿入されたサービスの各々のキャパシティは、高くともローカル挿入が可能な総容積の4分の1になるであろう。各物理層フレーム中に、従って、クラスタ中の4つの送信機のうちの1つの送信機だけがローカルコンテンツを挿入することになる。9MIMO正常な単一入力単一出力SISOモードに加えて、DVBT2[2]からの修正済のAlamoutiエンコーディングスキームが採用される。しかしながら、送信アンテナの数が2に制限されるところで、フルレートのMIMOを可能にすることをさらに提案する。ここに、2xNrMIMOスキームが、V-BLAST[9]による1つのPLPの空間多重化を採用し、ここで、Nrは送信アンテナの数であり、この場合、大きい数であろう。節7.5で提案されるような、異なるデータスライスを備えた分割されたOFDMフレーミングの、ユニークな1つの特徴は、幾つかのPLPはSISOで、他はAlamoutiエンコードMISOで、また他はフルレートMIIMOで送信する能力である。これは、最高の柔軟性をもたらす。ブロードキャストネットワークオペレータは、例えば、映画サービスそれは高いデータ効率を要求する用のフルレートMIMOモードを選択できる。一方、ニュースサービスがAlmoutiMISOを採用して送信のロバスト性を高め、また一方では、再び、SISOで低いビットレートラジオとしての他のサービスを送信することができる。3つのアンテナ構成は全て、1つのNGHフレーム中、特に、1つのOFDMシンボル内に適用することができる。使用されたMIMOモードは、フィールドPLP_MIMO_MODEの中のシグナリングPLPの中の各PLPにシグナリングされる。テーブル29参照。たとえMIMOモードがPLP特有であっても、パイロットパターンはデータスライス特有であるテーブル29のプリアンブルセクションのフィールドPILOT_PATTERNを参照。従って、スケジューラは、それぞれのパイロットパターンを使用する特定のデータスライスの中へ、同じMIMOモードのPLPを全て割り付けなければならない。原則、MISOとMIMO送信を備えたPLPは、パイロット密度上に同じ必要条件を持ち、同じデータスライスへこのようにスケジュールする。9.1SISO及びMISO送信DVB-T2の標準[2]に何も変更をしないことを提案した。[2]からの、修正した、空間周波数コーディングAlamoutiスキーム[2]から正常なSISO送信及びMISOが、完全に採用されるようにしたためである。エントリーPLP_MIMO_MODEは、シグナリングPLPの中でシグナリングされ、SISO伝送モードの場合は0であり、また、AlamoutiエンコードMISOの場合は1である。9.2空間多重化MIMO送信このモードはPLP_MIMO_MODE=2でシグナリングされる。MIMOエンコーディングはV-BLAST[9]アーキテクチャに基づいて作動し、それは、2つの並列の出力ストリームに、単に1つのエンコード化されたFECデータストリームここでは、時間インターリーバブロックの出力のシリアルからパラレルへの変換逆多重化をすることである。第1番目のストリームは、送信アンテナ1を操作するスケジューラで、一方、二番目のストリームは、送信アンテナ2を使うスケジューラである。データスライス処理ユニットに続くブロックは、周波数インターリービングや、また、前の節の議論で出たようにパイロット挿入を適用する。また、2つの異なるPLP、若しくは少なくとも関連するPLPを、MIMOエンコーダに逆多重化することは可能である。しかし、これには、データが仮に興味のないものであったとしても、受信機が双方のPLPを空間的に等化することが求められる。仮に、例えば、高解像度ストリームがアンテナ2を通して送信されている一方で、SVC低解像度ビデオストリームのためにアンテナ1を通して送信されるとする。高解像度ストリームのModCodパラメータがこの関連させられたPLPのデコーディングの成功を妨げられるとすれば、受信機は依然として空間の等化を必要とする。しかし、受信機は高解像度のものは無視をする。この例において、もし低解像度ストリームが所定のデータスライス内で送信され例えば、ロバスト性を増加させるMISO等、どんなMIMOスキームも適用する、一方で高解像度ストリームが、その後、NGHフレームで送信することになれば同一又は別のデータスライスで、例えば、スループットを増加させるMIMO送信を適用する、処理パワーとエネルギー消費に関してより有益となるであろう。もし、後にデコーディングが失敗する場合、第2の受信アンテナのスイッチを切ることができ、低解像度PLPだけが検知されることになる。10スケーラブルビデオコーディング10.1混合MIMO/SISO1つのNGHフレーム内の混合パイロットパターンと同様に、SISO、MISO及びMIMO混合オペレーションの使用を可能にするアーキテクチャの提案である。透過的PLPアプローチ組み合わせ、信頼性が高く最良の、移動デバイスへの一般アプリケーションの配信を提供する貴重なオプションと見られる。例えば、スケーラブルビデオコーディングSVCと結合したNGHフレーム内のMIMO/MISO/SISO混合運用は、困難な受信条件例えば低い受信レベル及び/又はそれに相関するMIMOチャネルであっても、信頼性の高い映像サービス伝送を可能にする有力候補である。高品位ビデオ構成要素を備えたより大きなビットストリームは、帯域幅を保存潜在的にロバスト性の高くないModCod選択との結合するためにエンコードされたMIMOであり、一方、基本的ビデオ品質を備えたより低いビットストリームはエンコードされたSISO潜在的によりロバスト性の高いModCodである。典型的な受信の場合では、受信機は高品質ビデオ部をエンコードされたMIMOをデコードすることができる。MIMOデコーディングが失敗する場合、受信機は今までどおり基本ビデオ品質を備えたよりロバスト性の高いSISOパスをデコードすることができる。2つの異なる計量可能なビデオストリームを備えた2つの異なるPLPは、関連するPLPとしてシグナリングの中でリンクされる。10.2IRのアプリケーションIRの1つの応用は、グレースフルデグラデーションを可能とするスケーラブルビデオコーディングSVCと共に使用するものである。ビデオストリームは、SVCによって階層的にエンコードされ、低解像度と高解像度PLPに分離されると仮定する1つは他方への関連PLPとしてシグナリングされる。どちらのPLPも、レートR0の同じLDPCエンコーダでエンコードされたFECであるが、しかし、低解像度ストリームは、拡張されたLDPCコードレートR0からR1まで拡張のIRをさらに使用する。良好なチャネル条件については、基本コードレートR0のデコーディングは可能であり、また、どちらのPLPも高解像度ビデオを考慮に入れながら検知可能である。チャネル条件が悪化し、基本FECのデコーディングが失敗する場合、受信機は高解像度PLPを無視し、低解像度PLPを復調し、レートR1<R0の拡張されたLDPCコードをデコードする。従って、信号は完全には失われないが、しかし、低解像度ビデオはまだ表示される場合があるグレースフルデグラデーション。11スループット率本章は、提案されるNGHシステムのスループット率に関する概観を与える。一定のスループット率は、シグナリングPLPs及び帯域内シグナリングオーバーヘッドを除き、8MHzのNGHオペレーションモードのための適切なオーバーヘッドを全て考慮する。考慮されたパラメータは次のとおりである。ガード間隔スキャッタードパイロットパターンオーバーヘッドPPはGI長によって選択連続的パイロットオーバーヘッドエッジパイロットオーバーヘッドプリアンブル/ポストアンブルオーバーヘッドFEF内NGH、フレーム長およそ250ミリセカンドFECオーバーヘッドMIMOゲイン異なるコンスタレーションサイズテーブル37、テーブル38、及び図58及び図59のグラフは、スループット率についての説明である。参考のために、典型的なDVB-Hオペレーションモード16-QAMCR1/2MPE3/4のビットレートは、図58及び図59に挿入された。このDVB-Hモードは、P1レーリチャネルの中の11.8dBのSNRを要し、およそ8.3MBit/sのビットレートを提供する。DVB-T2とのNGH提案の密接な関係により、DVB-T2インプリメンテーションガイドライン[12]で示されるSISOシステム性能の値は、良好な最初の概算であると捉えることができる。16-QAMCR3/4は、SISOの場合の17.6MBit/sの提案されるビットレートを可能とする、P1レーリチャネルのための、最もSNR要件12.4dBに近似するT2モードである。これは、ざっと、112のビットレート増加に帰着する。MIMOの場合については、この既に大きな増加がさらに高くなると予想される。従って、DVB-HCR28と比較して少なくとも50の、要求されるスループットゲインは、著しく超過する。注:合意したMIMOチャネルモデル内でMIMOの性能のベンチマークテストが後に続く。11.1SISOモード11.2MIMOモード12リファレンス1ETSIEN302307DigitalVideoBroadcastingSecondgenerationframingstructurechannelcodingandmodulationsystemsforBroadcastingInteractiveServicesNewsGatheringandotherbroadbandsatelliteapplications2EN302755V111-Framestructurechannelcodingandmodulationforasecondgenerationdigitalterrestrialtelevisionbroadcastingsystem3DVBBlueBookA138Framestructurechannelcodingandmodulationforasecondgenerationdigitaltransmissionsystemforcablesystems4ISOIEC138181Informationtechnology-GenericcodingofmovingpicturesandassociatedaudioinformationSystems5ETSITS102606DigitalVideoBroadcastingGenericStreamEncapsulationProtocol6DVBCMNGH015R1CommercialRequirementsforDVBNGHDVBCMNGHVersion1017RFC5225RObustHeaderCompressionVersion2ProfilesforRTPUDPIPESPandUDPLite8DraftETSITR1028xxDVBDigitalVideoBroadcastingImplementationGuidelinesforasecondgenerationdigitalcabletransmissionsystem9WolnianskyPWFoschiniGJGoldenGDRAValenzuelaRAVBLASTanarchitectureforrealizingveryhighdataratesovertherichscatteringwirelesschannelISSSE1998URSIIntSymposiumpp295-30010ETSITS102034TransportofMPEG2TSBasedDVBServicesoverIPBasedNetworksv141August200811ETSITS101154SpecificationfortheuseofVideoandAudioCodinginBroadcastingApplicationsbasedontheMPEG2TransportStreamv191Sept200912DraftETSITR102831-DigitalVideoBroadcastingImplementationguidelinesforasecondgenerationdigitalterrestrialtelevisionbroadcastingsystem13DVBTMHNGHCallforTechnologiesv1019November200913.アネックス13.3本提案と商用要件との比較13.2LDPCコードNldpc=4320についてのインデックスリスト13.3インクリメンタルな冗長性のための拡張されたLDPCコード拡張されたLDPCコードのNldpc=16200についてのパリティビットアキュムレータのアドレス注:新しいアキュムレータのアドレスは、太字で記載13.4インクリメンタルな冗長性のための拡張されたLDPCコードのNldpc=4320に対するパリティビットアキュムレータのアドレス注:新しいアキュムレータのアドレスは、太字で記載本発明は、図面及び前述の説明において図示され及び詳細に記載されたが、そのような図示及び記載は、実例又は例示と見なされるべきであって、限定とみなされるべきではない。本発明は、開示される実施形態に限定されない。開示される実施形態の他の変形例は、図面、開示内容、及び添付の特許請求の範囲の検討から、請求項に記載された発明を実施する際に当業者によって理解され及び達成されることができる。特許請求の範囲において、備える/含むcomprisingという用語は、他の要素又はステップを排除せず、不定冠詞a又はanは、複数を排除しない。単一の要素又は他のユニットが、特許請求の範囲に記載される幾つかのアイテムの機能を実行してもよい。ある方策が互いに異なる従属項に記載されるという単なる事実は、これらの方策の組み合わせが利益をもたらすために用いられることができないことを示すものではない。コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に又は他のハードウェアの一部として供給される、光学記憶媒体又は固体の媒体といった、適当な媒体上に記憶され/配布され得るが、インターネット又は他の有線通信システム若しくは無線通信システムなどを介して、他の形態でも配布され得る。特許請求の範囲における如何なる符号も、その範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。"