FSK変調のための低速無線周波数信号受信機1であって、前記受信機1は、FSK無線周波数信号を受信するためのアンテナ2と、アンテナによって捕捉された信号を増幅及び濾波するための低雑音増幅器3と、着信FSK無線周波数信号の搬送周波数と実質的に同じ周波数を有する発振信号LOを供給するための局部発振器7と、前記発振信号LO又は前記着信FSK無線周波数信号において0°から90°への位相偏移又はその逆の位相偏移を位相切換サイクル1/fsの半周期毎に行って、同相及び直角位相発振信号、又は同相及び直角位相着信FSK無線周波数信号を交互且つ逐次的に生成する移相回路16、26と、前記同相及び直角位相信号と前記濾波及び増幅された着信FSK無線周波数信号とを、又は前記発振信号LOと前記同相及び直角位相FSK無線周波数信号とを逐次混合して、中間同相又は直角位相ベースバンド信号INTを生成する混合器4と、前記中間同相及び直角位相信号を濾波するための少なくとも1つの低域通過フィルタ8と、前記濾波中間同相及び直角位相Im、Qm信号からデータDOUTを復調するための復調段20と、を含み、前記受信機が、前記FSK無線周波数信号における被変調データの周波数偏移Δfよりも低く、かつデータ転送速度よりも高い位相切換サイクル周波数fsに対する位相選択信号SELによって前記移相回路16、26が切り換えられるように配置されたことを特徴とする、受信機1。前記受信機が、前記FSK無線周波数信号における前記被変調データの周波数偏移Δfよりも10乃至20倍低く、かつデータ転送速度よりも10乃至20倍高い位相切換サイクル周波数fsに対する前記位相選択信号SELによって前記移相回路16、26が切り換えられるように配置されたことを特徴とする、請求項1に記載の受信機1。前記復調段20入力が、周期的に第一の出力において前記濾波中間同相信号Imを、かつ第二の出力において前記濾波中間直角位相信号Qmを出力するように前記位相選択信号SELによって制御される、前記濾波中間同相及び直角位相信号を受信するためのデマルチプレクサ13と、前記デマルチプレクサ13から前記濾波中間同相及び直角位相信号を受信してデータ信号DOUTを供給するデータ復調器12と、を含むことを特徴とする、前記請求項のいずれかに記載の受信機1。前記復調段20が、前記第一のデマルチプレクサ13出力と前記復調器12との間の第一のマジック回路14と、前記第二のデマルチプレクサ13出力と前記復調器12との間の第二のマジック回路15とを含み、各マジック回路が、前記同相又は直角位相信号を連続的に生成するための偽デジタル位相ロックループを含み、前記位相選択信号SELによる前記デマルチプレクサ13における位相切換に起因する中断の後に前記中間同相又は直角位相信号を復元するようになっていることを特徴とする、請求項3に記載の受信機1。前記各マジック回路14、15が、前記選択された濾波中間信号の周期を測定するためのカウンタと、前記位相切換に起因する中断の前の前記濾波中間信号の持続期間中に測定された平均位相に等しい位相で切換動作毎に1回、周波数調整されるデジタル位相ロックループとを含み、前記2つのマジック回路14、15からの前記濾波中間同相及び直角位相信号の連続的な復調のために、前記復調器12に供給される中間同相又は直角位相信号を中断の後に連続的に生成するようになっていることを特徴とする、請求項4に記載の受信機1。前記復調器12が、一方の入力において前記濾波中間同相Im又は直角位相Qm信号を受信し、他方の前記濾波中間直角位相又は同相信号でクロック制御される、D型フリップフロップであることを特徴とする、請求項3から5のいずれかに記載の受信機1。前記移相回路16が、周波数合成器である前記局部発振器に組み込まれ、同相及び直角位相発振信号を交互かつ逐次的に供給するようになっていることを特徴とする、請求項1に記載の受信機1。前記周波数合成器が、位相ロックループ内の位相及び周波数検出器31に基準周波数信号Frefを供給することができる水晶基準発振器30を含み、前記位相ロックループが、前記検出器31出力に接続されたチャージポンプ32と、低域通過フィルタ33と、濾波信号を受信して前記発振信号LOを生成する電圧制御発振器34と、シグマ-デルタ変調器36と連携して前記発振信号を分周するためのプログラム可能又はマルチモード分周器35とを含み、分周信号を前記位相及び周波数検出器31に供給するようになっており、前記シグマ-デルタ変調器は位相切換サイクル毎に二進語Fnによりプログラムされ、その結果、前記電圧制御発振器34が同相及び直角位相発振信号を交互かつ逐次的に供給することを特徴とする、請求項7に記載の受信機1。前記周波数合成器が、位相ロックループ内の位相及び周波数検出器31に基準周波数信号Frefを供給することができる水晶基準発振器30を含み、前記位相ロックループが、前記検出器31出力に接続されたチャージポンプ32と、低域通過フィルタ33と、濾波信号を受信して前記発振信号LOを生成する電圧制御発振器34と、前記発振信号を分周するためのマルチモード又は1/N分周器45と、前記分周器45から分周信号を受信する2つの遅延ユニット46、47と、前記2つの遅延ユニットに接続し、前記位相選択信号SELにより制御されるマルチプレクサ48と、を含み、分周信号を交互に前記第一の遅延ユニット46と前記第2の遅延ユニット47とを経由して前記位相及び周波数検出器31に供給するようになっており、その結果、前記電圧制御発振器34が同相及び直角位相発振信号を交互かつ逐次的に生成することを特徴とする、請求項7に記載の受信機1。前記周波数合成器が、2つの遅延ユニット56、57に基準周波数信号Frefを供給することができる水晶基準発振器30を含み、前記遅延ユニットが、前記位相選択信号SELにより制御されるマルチプレクサ58に接続し、前記基準信号を交互に前記第一の遅延ユニット56と前記第二の遅延ユニット57を経由して位相ループロック内の位相及び周波数検出器31供給するようになっており、前記位相ロックループが、前記検出器31出力に接続されたチャージポンプ32と、低域通過フィルタ33と、濾波信号を受信して交互に同相及び直角位相発振信号を生成する電圧制御発振器34と、前記発振信号を分周して、分周信号を前記位相及び周波数検出器31に供給するための1/N又はマルチモード分周器55とを含むことを特徴とする、請求項7に記載の受信機1。前記位相回路26が前記LNA3と前記信号混合器4との間に配置されたことを特徴とする、請求項1に記載の受信機1。前記移相回路26が、インダクタLと前記低雑音増幅器3を介した前記アンテナ2とに並列に配置され共振回路を定める切換可能コンデンサ列と、同相無線周波数信号と直角位相無線周波数信号を前記混合器4に供給するために前記切換可能コンデンサ列に二進設定語を交互に供給するよう前記位相選択信号SELにより制御される自己較正論理回路29とを含むことを特徴とする、請求項11に記載の受信機1。前記移相回路26が、前記自己較正論理回路を設定するように、前記自己較正論理回路29を通じて前記共振回路の最大利得点を決定するための第一の測定回路27と、前記最大利得点に対して-3dB減衰された2点を決定するための第二の測定回路28とを含み、前記自己較正論理回路が、前記着信FSK無線周波数信号において0°から90°の位相偏移及びその逆の位相偏移を行うように、前記切換可能コンデンサ列に2つの設定語を交互且つ逐次的に供給することを特徴とする、請求項12に記載の受信機1前記局部発振器7が、前記切換可能コンデンサ列を較正するための較正期間中に前記低雑音増幅器3に発振信号を供給するように配置されたことを特徴とする、請求項13に記載の受信機1。したがって、本発明の目的は、低速モードで高レベルの感度及び低電力消費を有し、上記の従来技術の欠点を克服する、FSK変調用のダイレクトコンバージョン方式無線周波数信号受信機を提供することにある。したがって、本発明は、独立請求項1で定義される特徴を含むFSK無線周波数信号受信機に関する。受信機の具体的な実施形態は、従属請求項2から14で定義される。本発明によるFSKデータ変調のための無線周波数信号受信機の1つの利点は、位相切換が着信FSK無線周波数信号におけるデータ変調周波数ドリフトと比べて低い周波数で行われるという事実にある。しかしながら、この位相切換周波数は、FSK無線周波数信号のデータ転送速度周波数よりも高い。それゆえ、データ変調周波数偏移は、復調される中間信号の低いデータ転送速度よりもかなり高く、そのことにより、狭帯域フィルタを用いることができることが保証される。FSK信号受信機の位相切換が低周波数であること、及び周波数変換用の混合器が単一であることの結果として、受信機の電力消費は大幅に削減される。また、より低速の位相切換は、復調段におけるデータ復調を損なわない。本発明によるFSK無線周波数信号受信機の別の利点は、復調段において、選択された中間同相及び直角位相信号が、他方の分岐が選択されているときに各分岐において復元され、復調器における復調を促進するという事実にある。FSK無線周波数受信機の目的、利点及び特徴は、図面に示される非限定的な実施形態に基づけば、より明確になろう。以下の説明において、本技術分野の当業者に周知の無線周波数信号変調受信機FSKの全てのコンポーネントについては簡単に説明するにとどめる。このFSK無線周波数信号受信機は主として、低データ転送速度の無線周波数信号を単一の混合器を介してベースバンド信号に直接変換するために提供される。図2a及び図2bに示されるFSK無線周波数信号受信機は、低速データ又はコントロール受信モードで動作することができるように構成される。したがって、FSK信号におけるこの被変調データ又はコントロールの速度は、10kビット/秒より低く、例えば約1kビット/秒である。これらの条件において、受信機1のアンテナ2で捕捉される無線周波数信号の電力は一般に、FSK信号の搬送周波数f0に対する正又は負の変調周波数偏移shiftordeviationΔf上に集中する。この搬送周波数f0は300MHzより高くすることができ、例えば約2.45GHzである。変調周波数偏移shiftordeviationは、周波数変換した後に0Hzに近い高レベルの雑音1/fによって影響を受けることを避けるために、理論的には十分高くなければならず、例えば100kHz又はそれ以上、好ましくは250kHzである。一般に、着信信号周波数変調において、1変調状態は搬送周波数f0を変調周波数偏移Δfに加えてf0Δfとすることによって定義され、他方、0変調状態は搬送周波数f0から変調周波数偏移Δfを差し引いてf0-Δfとすることによって定義される。もちろん、0変調状態を搬送波周波数f0として定義することも想定されるが、データ変調周波数はf0Δf及びf0-Δfであることが好ましい。FSK無線周波数信号受信機1の第一の実施形態を図2aに示す。図2aの受信機はまず、FSK無線周波数信号受信機アンテナ2、及び従来のFSK信号の増幅及び濾波のためのLNA3を含む。受信機はまた、発振信号LOを移相回路16に与えるための局部発振器7を含む。発振信号LOは、着信FSK信号の搬送周波数f0と等しい周波数で生成される。移相回路16は、位相選択信号SELによって制御され、局部発振器7によって供給される発振信号LOを切換サイクル1/fsの半周期に0°から90°又はその逆に位相偏移するようになっている。これにより、単一混合器4に、同相発振信号と、同相発振信号に対して90°位相偏移した直角位相発振信号とを交互に供給することが可能になる。同相発振信号は例えば信号SELが0状態にあるときに供給され、一方、直角位相発振信号は例えば信号SELが1状態にあるときに供給される。しかしながら、信号SELによる逆の選択もまた想定される。位相切換サイクルfsの周波数は、周波数偏移Δfよりも低いが、FSK無線周波数信号における変調データ転送速度Dの周波数よりもかなり高くなるように工夫される。周波数偏移Δfは100kHzから250kHzの間とすることができるのに対し、切換サイクルfsの周波数は、周波数偏移Δfよりも10倍から20倍低くなるように、例えば10kHzから25kHzの間に設定することができる。しかしながら、位相切換サイクル周波数fsは、例えば1kビット/秒であるデータ転送速度周波数Dよりも10倍から20倍高い。中間ベースバンド信号INTを供給するために、このように着信FSK信号周波数変換は発振信号によって混合器4内で行われる。混合器4に供給される発振信号LOは交互かつ逐次的な同相発振信号と直角位相発振信号なので、信号混合器4の出力において生成される中間信号INTは交互かつ逐次的な中間同相及び直角位相信号である。これらの中間信号INTは次に低域通過フィルタ8で濾波され、この低域通過フィルタ8は、受信機1が低速FSK無線周波数信号を受信するように構成されており、かつ位相切換周波数が好都合に低いならば、低い帯域幅を有する。濾波された中間信号INTはまた、復調段20に入る前に振幅リミッタ10内で増幅される。濾波及び増幅された中間信号に基づいて、この復調段は、復調後にデータ信号DOUTを出力で供給することができる。これらのデータ信号DOUTは、例えばこの受信機が配置されている機器の機能を制御するために、処理ユニット図示せずによって直ちに用いることができる。復調段20の入力は、濾波及び増幅された中間信号INTを受信するデマルチプレクサ13を含む。このデマルチプレクサ13は位相選択信号SELによって制御され、信号SELが0状態のときには第一の出力に選択された中間同相信号Imを与え、信号SELが1状態のときには第二の出力に選択された直角位相中間信号Qmを与えるようになっている。位相切換は、例えば10kHzに等しい切換サイクル周波数fsにて比較的ゆっくりと行われるので、これは、位相切換中にジッタのような高スプリアス周波数をもたらすことはない。ただ、切換過渡事象switchingtransientだけは現れるが、低周波数なので、データ復調を損なうことはない。デマルチプレクサ13は、中間同相信号Imを周期的にタイムラグ1/2fsで供給し、引き続く期間1/2fsに中間直角位相信号Qmを供給するので、デマルチプレクサ出力において各復調分岐の信号内にホールが残る。したがって、このことにより、この受信機の大きさ及び電力消費は2つの変換分岐を備えた従来の受信機と比べて削減され、同時に受信機の感度もおよそ3dB低下するとはいえ、これは不利益というほどではない。しかしながら、復調段20における連続的なデータ復調を可能にするために、マジック回路14及び15と呼ばれる第一及び第二の回路が各分岐でそれぞれ用いられる。第一のマジック回路14は選択された中間同相信号Imを受信し、一方、第二のマジック回路15は選択された中間直角位相信号Qmを受信する。各マジック回路の役割は、各分岐の休止期間における同相信号Im又は直角位相信号Qmを位相選択信号SELの関数として復元することである。したがって、各マジック回路14、15は、着信信号のイメージを取得し、それに基づいて、位相選択信号SELによって制御されるデマルチプレクサを介して新たな同相信号Im又は直角位相信号Qmが供給される前の休止の持続期間全体にわたって、その信号を復元する。これらのマジック回路の結果として、選択された中間同相信号Im及び直角位相信号Qmは、復調段出力におけるデータ復調器に連続的に供給され、このことはデータ復調器にとって必須である。各マジック回路14、15は、もう一方の分岐を選択する前に受信した信号を表す同相信号Im又は直角位相信号Qmを連続的に生成する、周知の偽デジタル位相ロックループPLLを含むことが有利である。選択信号SELにより選択された中間同相信号Im又はQmをデマルチプレクサ13出力において取得する段階において、受信機のクロックによってクロック制御されるマジック回路のカウンタは、中断される前に受信された中間信号の平均周期を測定する。クロック周波数は、例えばおよそ26MHzとすることができる。この測定に基づいて、受信機のクロックによってクロック制御されるデジタルPLLNCO合成器は、切換動作毎に1回、周波数調整され、平均測定位相に等しい位相で開始される。したがって、各デジタルPLLのレジスタは、休止又は中断の瞬間の前に、受信信号のイメージ信号を生成するための受信信号の位相及び周波数を格納することができる。このようにして、復調器12は中間同相及び直角位相信号Im及びQmを連続的に受信する。復調段20の復調器12は、中間同相信号Imを例えばD入力で受信し、そのクロック端子CLKにおいて中間直角位相信号Qmによってクロック制御される、単純なD型フリップフロップとすることができる。このフリップフロップにより、各データビットの状態に応じて、フリップフロップ出力はデータ信号DOUTにおいてレベル1又はレベル0になる。図3は、FSK無線周波数信号受信機の復調段を通る、濾波された中間同相及び直角位相信号Im及びQmを位相選択信号SELと共に示した時間グラフの略図を示す。切換サイクル1/fsの半周期毎に信号Im又はQm内にホールが存在するが、各マジック回路の結果として、これらの信号のイメージは信号Im及びQmの下の各々の矢印で示されるように復元されることに留意されたい。このようにして、マジック回路の出力における中間同相信号Im及びQmは、復調器における連続的なデータ復調のため、中断のないものとなる。FSK無線周波数信号受信機1の第二の実施形態を図2bに示す。上述の図2aの受信機の第一の実施形態と比べた第二の実施形態の唯一の違いは、移相回路26がアンテナ2によって捕捉されたFSK無線周波数信号の経路上に配置されることである。この移相回路26は、LNA3と単一混合器4との間に配置される。移相回路は位相選択信号SELによりクロック制御され、同相FSK無線周波数信号と直角位相FSK無線周波数信号とを逐次的な位相切換サイクル毎に交互に生成するようになっている。これらの同相及び直角位相FSK信号は、局部発振器7により供給される発振信号LOによって混合器4において周波数変換され、中間ベースバンド信号INTを生成する。これらの中間信号INTは、中間同相信号及び中間直角位相信号を交互に含む。これらの中間信号INTは復調段20において、図2aを参照して上述した受信機1の第一の実施形態と同じ方式で処理される。図2a及び図2bのFSK無線周波数信号受信機の第一及び第二の実施形態について、位相選択信号SELは、局部発振器7の基準水晶発振器に接続されたプログラム可能な又はマルチモードの分周器により得ることができるのが有利である。マジック回路14及び15をクロック制御するためのクロック周波数もまた局部発振器の水晶発振器により供給することができる。この局部発振器7は、従来の周波数合成器とすることができる。この合成器は、位相及び周波数検出器のための基準周波数を生成する基準水晶発振器を含む。これは、単一混合器4における混合動作のための発振信号LOを生成する合成器PLL内のVCOを制御する。VCOの出力と位相及び周波数検出器との間のプログラム可能分周器が、発振信号LOの周波数f0を定める。位相制御信号SELの切換サイクルfsが低周波数であることにより、FSK信号受信機は標準的な構造を有することが可能になる。単一の周波数変換混合器4を有する単一の分岐が用いられ、これが、従来技術の受信機と比べて電力消費を削減する。さらに、上記のように、このタイプの受信機の感度は、FSK信号に対して2つの周波数変換分岐を有する従来の受信機の感度と-3dBの範囲内で実質的に同じである。図4aは、図2aのFSK無線周波数信号受信機のための移相回路を組み込んだ局部発振器の第一の単純化された実施形態を示す。この局部発振器は、シグマ-デルタ合成を用いて動作する周波数合成器であることが好ましい。したがって、この周波数合成器は、PLL内の位相及び周波数検出器31に基準周波数信号Frefを提供することができる水晶基準発振器30を含む。周波数Frefはおよそ26MHzとすることができる。この位相及び周波数検出器31はPLL内で分周信号も受信する。これらの分周信号は、VCOの出力で供給される発振信号LOに由来し、プログラム可能分周器35によって分周されたものである。分周器35の分周比は従来のシグマ-デルタ変調器36によってプログラムされる。周波数合成器はさらに、位相及び周波数検出器から出た比較信号を受信するチャージポンプ32と、チャージポンプ出力で供給される信号を濾波するための低域通過フィルタ33と、VCO34とを含む。このVCO34は、所定周波数で発振信号を生成するために、低域通過フィルタ33の出力で供給される所定電圧により制御される。この所定周波数は、例えば、着信FSK無線周波数信号の搬送周波数に合致する周波数f0とすることができる。この周波数合成器の第一の実施形態は、シグマ-デルタ変調器36からの二進プログラミング語Fnの関数として、周波数合成器出力において所定の周波数f0で発振信号LOを生成することができる。シグマ-デルタ変調器36の特定の時間プログラミングによって、VCO34の出力において同相発振信号を直角位相信号に変化させるような90°位相偏移を行うことが可能である。直角位相発振信号を同相発振信号に変化させる-90°の逆位相偏移を行うこともできる。図4bの単純化されたグラフにも示されているように、変調器36は、同相発振信号を直角位相発振信号に変化させるために特定の第一の二進語Fnによってプログラムされる。この第一の二進語に従えば、所望の発振信号LOの周波数は、周波数f0を時間Δtにわたって低い相補周波数f1に加算したものに等しい。この時間Δtの終了時点で、変調器は、発振信号LOにおいて周波数f0が再び得られるよう、再び基本二進語Fnによりプログラムされる。この時間Δtの間に90°位相偏移が行われ、VCO34の出力において同相発振信号が直角位相発振信号に変化する。この位相切換を実行するために、0状態から1状態に変化するときに、位相選択信号図示せずが第一の二進語Fnを変調器36に供給する。直角位相発振信号を同相発振信号に変化させるために、変調器は第二の特定の二進語Fnによってプログラムされる。この第二の二進語の関数として、所望の発振信号の周波数は、周波数f0から時間Δtにわたって低い相補周波数f1を差し引いたものに等しい。この時間Δtの終了時点で、変調器は、発振信号LOにおいて周波数f0が再び得られるよう、再び基本二進語Fnによりプログラムされる。この時間Δtの間に、発振信号位相は再び90°変化して0°となり、VCO出力において同相発振信号を供給する。この位相切換を実行するために、1状態から0状態に変化するときに、例えば、位相選択信号図示せずが第二の二進語Fnを変調器36に供給する。この位相偏移方法は周知であるので、これ以上の詳細は述べない。単に、このタイプの周波数合成器を用いると、移相回路が局部発振器に組み込まれことが有利であることに留意すべきである。第一及び第二の二進語Fnを短い時間Δtの間、シグマ-デルタ変調器36に与える代わりに、合成器出力のところにマルチプレクサを置くことを想定することも可能であることにもまた留意されたい。マルチプレクサ入力図示せずは、差動形VCOによって供給される同相発振信号及び直角位相発振信号を受信する。このマルチプレクサは、出力において同相発振信号又は直角位相発振信号のどちらかを供給するように位相選択信号SELによって制御することができるのが有利である。図5は、図2aのFSK無線周波数信号受信機のための移相回路を組み込んだ局部発振器の第二の単純化された実施形態を示す。この局部発振器は、位相選択信号SELによって切り換えることができる2つの遅延ユニット46及び47を備えた周波数合成器であることが好ましい。この第二の実施形態の周波数合成器のいくつかのコンポーネントは図4aを参照して説明したものと同一であるので、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。したがって、この周波数合成器の第二の実施形態と図4aを参照して上述した第一の実施形態との違いは、シグマ-デルタ変調器の代わりに2つの切換可能な遅延ユニット46及び47が用いられていることである。VCO34によって生成された発振信号LOは、第一の遅延ユニット46及び第二の遅延ユニット47の入力に向けられる前に、所望により標準的な1/N分周器又はマルチモード分周器45で分周される。各遅延ユニットの出力はマルチプレクサ48の入力に接続され、マルチプレクサ48の分周出力信号は位相及び周波数検出器31に与えられる。位相選択信号SELがマルチプレクサ48の出力で供給される分周信号を選択する。位相切換サイクル1/fsの第一の半周期の間、分周同相信号が検出器31に供給され、基準信号Frefとの比較が行われる。それに続く位相切換サイクルの第二の半周期の間、分周直角位相信号が検出器31に供給される。したがって、切換サイクル毎に、VCO34は、出力において同相発振及び直角位相信号LOを交互かつ逐次的に生成する。各遅延ユニット46、47は、インバータと電圧制御遅延トランスミッションゲートとを直列に配置することによって実現することができる。この電圧は、検出器31に供給される必要な遅延を作り出すように制御される。遅延は、m個のインバータの後にm個の可変制御電圧トランスミッションゲートを直列接続することによって制御することができる。したがって、これは、例えば水晶発振器30によって生成される基準周波数Frefに位相ロックされた、リング発振器を形成する。第二の遅延制御ユニット47において、リング発振器はn個のインバータとそれに続くn個の可変電圧制御トランスミッションゲートとを含み、これらは基準周波数Frefに位相ロックされる。2つの遅延ユニットのコンポーネント間の遅延の差異は、式1/Fref/m-1/Fref/nによって正確に設定される。mが37に等しく、nが31に等しく、基準周波数Frefが26MHzに等しい場合、遅延差はおよそ100psである。発振信号LOにおける周波数f0が2.45GHzの場合、遅延ユニットにより供給される分周信号の時間差は、したがっておよそ100psである。図6は、図2aのFSK無線周波数信号受信機のための移相回路を組み込んだ局部発振器の第三の単純化された実施形態を示す。この局部発振器は、位相選択信号SELによって切り換えることができる2つの遅延ユニット56及び57を備えた周波数合成器であることが好ましい。この第三の実施形態の周波数合成器のいくつかのコンポーネントは図4a及び図5を参照して説明したものと同一であるので、簡潔にするためにそれらの説明は繰り返さない。この周波数合成器の第三の実施形態は、図5に示される第二の実施形態とよく似ている。この第三の実施形態において、2つの遅延ユニット56、57は、今度は基準発振器30と位相及び周波数検出器31との間に配置される。VCO34によって生成された発振信号LOは、プログラム可能又はマルチモード分周器55によってのみ分周される。このプログラム可能分周器55は、PLL内の位相及び周波数検出器31に分周信号を供給する。各遅延ユニット56及び57は基準信号Frefを受信する。各遅延ユニットの出力はマルチプレクサ38の入力に接続され、マルチプレクサ38の出力における基準信号Frefが位相及び周波数検出器31に供給されるようになっている。基準信号を検出器31に供給すべき遅延ユニットの一方が、位相選択信号SELによってマルチプレクサ38において選択される。位相切換サイクル1/fsの第一の半周期の間、同相基準信号が検出器31に供給され、プログラム可能分周器55からの分周信号との比較が行われる。それに続く位相切換サイクルの第二の半周期の間、直角位相基準信号が検出器31に供給される。したがって、切換サイクル毎に、VCO34は、出力において同相発振及び直角位相信号LOを交互かつ逐次的に生成する。第二の実施形態の場合と同様に、第三の実施形態の遅延ユニット56、57は上記のユニット46及び47と同様のものである。したがって、これらの遅延ユニット56及び57の説明は繰り返さない。図4a、図5及び図6を参照して説明した全ての周波数合成器の実施形態に加えて、まずVCOが、その周波数をさらに着信無線周波数信号の周波数に適合しなければならない同相発振又は直角位相信号を供給することを想定することもできる。第一の変種において、VCO34は、FSK無線周波数信号の周波数f0の半分の周波数の発振信号を生成することができる。この場合、VCO出力に周波数二倍器を配置しなければならない。VCO出力で45°移相すると、二倍器出力では90°移相を得ることができる。第二の変種において、VCOは、FSK無線周波数信号の周波数の二倍の周波数の発振信号を生成することができる。この場合、1/2分周器がVCO出力に配置される。VCO出力で180°移相することは、1/2分周器出力での90°移相を意味する。図7は、図2bに示される第二の実施形態におけるFSK無線周波数信号受信機の入力に配置される移相回路26の実施形態を示す。図7には受信機の入力部のみが示される。移相回路26は主として、差動接続された切換可能コンデンサ列を含む。この切換可能コンデンサ列は、インダクタLと、LNA3を介したアンテナ2とに並列に配置され、共振回路を形成する。後述するように、この共振回路は、アンテナによって捕捉されるFSK無線周波数信号が逐次的な位相切換サイクル毎に交互に同相FSK無線周波数信号及び直角位相FSK無線周波数信号となるように、較正されなければならない。位相選択信号SELがこの移相回路26に印加され、共振回路における位相切換を行う。この切換可能コンデンサ列は差動型なので、LNA3は反対位相の2つの出力を有する。したがって切換可能コンデンサ列はLNA3の2つの出力と単一混合器4の2つの入力に接続される。したがって切換可能コンデンサ列は、LNA3の2つの出力ラインに接続された並列なn個のコンデンサ群capacitivegroupを含む。各コンデンサ群は2つのコンデンサC1、C1、C2、C2、Cn、Cnと、2つのコンデンサの間に直列接続されたMOSトランジスタN1、N2、Nmのような1つのスイッチとを含む。MOSトランジスタはNMOS型であることが好ましい。列の各コンデンサ対の容量値は2乗に加重される。インダクタLと並列に配置すべきコンデンサ対をどれにするか選択するために、NMOSトランジスタN1、N2からNmは、自己較正論理回路29により供給されるnビット設定語configurationwordによってそのトランジスタを導通させるように、それらのゲート1c、2cからncを介して制御される。第一段階において、共振回路を、切換可能コンデンサ列を用いて較正しなければならない。これは、切換可能移相回路26を、並列共振回路の振幅と位相とをリンクさせる性質に基づいて基礎付けることによって達成することができる。これは、最大共振利得から-3dBに位置する2つの点を正確に決定することを必要とする。最大利得から-3dBにあるこれらの2つの点は正確に90°異なる位相を有する。さらに、この差は、FSK無線周波数信号受信機のQ値の関数として、帯域幅の限界内では周波数に対して相対的に一定である。コンデンサ群で形成された共振回路は、単に、自己較正論理回路29から自己較正論理回路を制御する位相選択信号に従って交互に伝送される2つの二進語の関数として較正する必要があるのみである。切換可能コンデンサ列に交互に伝送されるこれらの2つの二進語の結果として、移相回路は同相無線周波数信号と直角位相無線周波数信号とを交互に混合器4に供給する。この較正は、試験発振信号LOを入射して測定することによって行われる。これらの発振試験信号LOは、局部発振器7から、特にコンデンサCcを経由してLNA3の入力に送られる。当然、一旦、切換可能コンデンサ列が較正されたら、局部発振器はもはや発振試験信号LOをLNA3入力に供給することはない。この目的のために、局部発振器出力とLNA3入力との間のコンデンサCcの前にスイッチ図示せずを設けることができる。周波数合成器であることが好ましい局部発振器7からのその他の発振信号LOは、FSK無線周波数信号を中間ベースバンド信号INTに周波数変換するために、混合器4に直接供給される。この直接変換のために、発振信号周波数は着信FSK無線周波数信号の周波数f0と同一に設定される。振幅測定を行うために、LNA3出力と切換可能コンデンサ列との両方に接続される第一の測定回路27がまず設けられる。この第一の測定回路27の目的は、自己較正論理回路29を通じて最大利得点を決定することにある。この自己較正論理回路は、第一の測定回路が最大利得を決定するまで、コンデンサ群の1つ又は数個のコンデンサ対が並列に配置されるように特定の数のNMOSトランジスタを逐次的に導通させる。最大利得が決定されたら、第一の測定回路27に並列な第二の測定回路28が、例えば容量分圧器のような減衰器を用いて-3dB減衰された信号を受信する。第二の測定回路の測定値と第一の測定回路の測定値との間で比較が行われる。これにより、最大利得から-3dBの2つの点を決定することが可能となり、その結果、自己較正論理回路29は2つの二進較正語を切換可能コンデンサ列に逐次的に供給することになる。少なくとも第一の測定回路27は、改良ベッセルBessel振幅測定を行うように構成することができることに留意されたい。これは、弱反転MOSトランジスタの指数関数的性質を用い、測定すべきFSK無線周波数信号を結合することによって達成される。正弦sinus関数の指数関数はゼロ次ベッセル関数であり、その出力電圧値は結合されたFSK無線周波数信号の振幅が増大するときに減少する。より大きな変動を振幅の関数として得るために、周知の改良ベッセル検出器は、2つの相補型NMOS及びPMOSトランジスタと電流源とを電圧供給源の2つの端子間に直列に配置することによって、2つの類似の挙動を結合する。出力電圧信号は、電流源に接続されたPMOSトランジスタのソースに供給される。この検出器は、関連付けられた仮想集団associatedvirtualmassを活用できるように、差動的構成を有する。上述のFSK無線周波数信号受信機1は、受信機のコンポーネントの大部分がその中に集積された集積回路を含む。この集積回路は、例えば0.18μmCMOS技術で作製することができる。ここで提示した説明から、当業者であれば、特許請求の範囲で定義された本発明の範囲から逸脱することなくFSK無線周波数信号受信機の幾つもの変種を考案することができる。移相回路は、アンテナと低雑音増幅器との間に配置することができる。移相回路の切換可能コンデンサ列は、バイポーラ又はMOSトランジスタと直列な単一のコンデンサを有するコンデンサ群で形成することができ、これらはLNAの単一の出力ラインと接地端子との間に接続される。この切換可能コンデンサ列をアンテナに直接接続することもできる。