少なくとも2個直列に接続されたコンデンサを有する直流電源部と、該直流電圧部から直流電力の供給を受けてトランスの一次側をPWM制御回路によりスイッチング制御し、電圧仕様の異なる直流電圧を出力するスイッチング電源回路において、前記直流電圧部の直流電圧を分圧し、該分圧した点に抵抗器を介して前記PWM制御回路への電源供給部を接続したことを特徴とするスイッチング電源回路。前記直流電圧部の直流電圧を前記直列に接続されたコンデンサで分圧し、前記直流電圧を分圧したコンデンサの接続点に抵抗器を介して前記PWM制御回路を接続したことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源回路。前記コンデンサには電圧バランス用抵抗器が並列接続され、前記電圧バランス用抵抗器で前記直流電圧部の直流電圧が分圧された接続点に抵抗器を介して前記PWM制御回路を接続したことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源回路。前記電圧バランス用抵抗器は前記コンデンサ1つに対し少なくとも1つ以上の抵抗器を直列接続した直列体を並列接続し、該直列体の接続点に前記PWM制御回路を接続したことを特徴とする請求項3記載のスイッチング電源回路。前記PWM制御回路と前記PWM制御回路が並列接続される前記電圧バランス用抵抗器との合成抵抗値は、他の電圧バランス用抵抗器の抵抗値とほぼ同じ値であることを特徴とする請求項3または請求項4記載のスイッチング電源回路。交流を受電し直流に変換する整流器と、該整流器の直流出力を平滑するコンデンサを備えた直流中間部と、該直流中間部の直流電圧を任意の可変電圧可変周波数の交流に変換するインバータと、前記インバータを制御するインバータ制御回路と、前記直流中間部の直流電力の供給を受けてトランスの一次側をPWM制御回路によりスイッチング制御し電圧仕様の異なる直流電圧を前記インバータ制御回路に制御電源として供給するスイッチング電源回路を備えたインバータ装置において、前記コンデンサは複数直列接続され、該コンデンサの直列接続点に前記PWM制御回路の電源供給部を接続し、前記インバータ制御回路に該スイッチング電源回路の直流出力を直流電源として接続したインバータ装置。上記従来技術によるスイッチング電源回路は、直流電圧部の電圧Viが上昇した場合、起動回路の抵抗器に印加される電圧も上昇するため以下1~3に説明するような問題があった。1起動回路の抵抗器に印加する電圧または電力が抵抗器の最大許容値を越える場合、2本以上直列接続する必要があり、電圧が高いほど直列接続する抵抗器の数は増え、信頼性の低下とコスト上昇の要因となっていた。2さらに、抵抗器に印加される電圧が高くなるほど電力損失による抵抗器の発熱も増加し、放熱のために十分な空間が必要であった。これにより、機器の大形化、コスト上昇の要因となっていた。3上記1、2の問題を改良した特開200060118号公報に発明として記載された従来技術は、電流を遮断制御する回路に直流電圧部の電圧に見合った耐電圧を持つ能動素子が必要となるため、特に受電電圧が高くなると高耐圧の能動素子が必要になり、回路が複雑になり、コストが高くなる問題があった。本発明は、特に受電電圧が高くなった場合に、簡単な回路構成で起動回路の抵抗器に印加される電圧を低減することによって電力損失を低減し、小形、低コストのスイッチング電源回路を提供することを目的としている。上記課題を解決するため、本発明は、特に受電電圧が高くなった場合に直流電圧部の平滑コンデンサを2個以上直列に接続する必要があることを利用し、コンデンサが少なくとも2個直列に接続された直流電源部と、該直流電圧部から直流電力の供給を受けてトランスの一次側をPWM制御回路によりスイッチング制御し、電圧仕様の異なる直流電圧を出力するスイッチング電源回路において、前記直流電圧部の直流電圧を分圧し、該分圧した点に抵抗器を介して前記PWM制御回路の電源を接続し、前記起動回路用抵抗器で発生する電力損失を低減し、小形、低コストを実現したものである。本発明によれば、スイッチング電源に電力を供給するための抵抗器に印加される電圧を低減でき、電力損失が低減され、発熱が減少する。したがって、機器の小形化、低コスト化を提供できる。以下、本発明によるスイッチング電源回路の回路構成について、図示の実施例により詳細に説明する。図1は、本発明によるスイッチング電源回路を具体化した一実施例である。図1において、DRは交流電源VACを整流して直流電圧を得る整流用ダイオードである。CB1、CB2はコンデンサであり、整流ダイオードDRによって生成された直流電圧を平滑する。RB1、RB2は電圧バランス用の抵抗器であり、コンデンサCB1、CB2に印加される電圧を均等化する。点Aは、コンデンサCB1とCB2、抵抗器RB1とRB2がそれぞれ直列に接続された接続点である。点Bは、コンデンサCB1、CB2によって平滑された直流電圧Viが現れる部分である。CTRLはスイッチング電源回路のトランスの一次側をPWM制御するためのPWM制御回路であり、具体的にはPWM制御信号を出力する電源制御ICで構成され例えば日立製作所製HA16107FPの様な集積回路が使用される。点CはPWM制御回路CTRLに必要な電力を供給する端子である。Mはスイッチング素子である。CS、DS、RSはサージ電圧吸収用のそれぞれスナバコンデンサ、スナバダイオード、スナバ抵抗器である。R1はスイッチング電源回路起動時と、起動した後にPWM制御回路CTRLへ電力を供給するための起動回路の抵抗器である。図1では抵抗器R1は1つであるが、必要に応じて直列にし、その直列にする数量を調整する。D1、D2、C1、C2はそれぞれ整流ダイオードと平滑用コンデンサである。図1において整流ダイオードDRの整流方式は単相交流をブリッジ整流しているが、整流方式は特に問わない。本発明では、抵抗器R1を、点Aに接続する。従来技術では、起動回路の抵抗器R1を、コンデンサCB1、CB2で平滑された後の点Bに接続していたが、本発明では、点Aの電圧VAは、点Bの電圧Viより低いので、抵抗器R1に印加される電圧を下げることができ、抵抗器R1の発生損失を低減できる。また、抵抗器の直列接続数を減らすことができ、放熱のための空間を少なくすることができる。以上により、信頼性を向上させることができ、図2は、PWM制御回路CTRLにほぼ同一電流が必要なものとして、分圧点Aの電圧VAと抵抗器R1で発生する電力損失の関係を示したもので、分圧点Aの電圧にほぼ比例して抵抗器R1で発生する電力損失を低減することが出来る。即ち、抵抗器R1には分圧点Aの直流電圧VAからPWM制御回路CTRLに印加される電圧VCTRLを差し引いた電圧が印加されるが、一般的にPWM制御回路CTRLに印加される電圧は、ほとんどの場合十数V以下でほぼ一定値である。また、PWM制御回路CTRLに必要な動作電流はほぼ一定である。従って分圧点Aに抵抗器R1を接続しPWM制御回路CTRLに電力を供給した場合、分圧点Aの電圧にほぼ比例して電力損失が低減されるのである。一例としてコンデンサCB1、CB2に印加される電圧を均等にし、分圧点Aの電圧VAを点Bの電圧Viの2分の1にした場合、抵抗器R1に印加される電圧は従来技術のほぼ2分の1となる。この場合、後述する式においてVAVi2となる様にRB1、RB2、R1、の値を選べばよい。この場合、図1の様にコンデンサCB1、CB2を直列に接続した分圧点Aから起動回路へ電流を取り出すと、コンデンサCB1とCB2に並列接続されたバランス抵抗の値に偏りが生じるので、コンデンサCB1とCB2の電圧が崩れる。したがって、電圧のバランスが取れるように合成インピーダンスを考慮する必要がある。図3は、図1中のRB1、RB2、R1、CB1、CB2、PWM制御回路CTRLの入力インピーダンスRCTRLを等価的に記載した等価回路である。ここで、VAをコンデンサを直列接続した分圧点Aにおける電圧、Viを直流電圧部Bの電圧とする。RB1に流れる電流I1は、RB2に流れる電流I2とR1に流れる電流IRの合計したものとなる。RB1における電圧降下により分圧点Aの電圧VAが決定され、分圧点Aの電圧VAとRB2、R1、RCTRLの値によりI2とIRの値が決定される。以上の関係から、以下の式が導かれる。を用い、分圧点Aの電圧VAが所望の電圧となる様、抵抗器RB1、RB2、R1を選定すればよい。ただし、RCTRLはCTRLの仕様で別に決まる。また、VC<VA<Viの関係が保たれることが必要である。以上の様に、抵抗器R1と、コンデンサCB1、CB2に並列に接続された抵抗器RB1とRB2の抵抗値を適切に選定することにより、コンデンサCB1、CB2にかかる電圧を任意の値に安定化させることができるため、コンデンサCB1、CB2の各々に印加される電圧を任意の電圧にバランスさせることができ、且つ、従来技術と比較し、コンデンサCB1とCB2の接続点である分圧点Aから制御回路CTRLに電力を小電力で供給することができる。図4は本発明の別の実施例であり、コンデンサが3本直列接続されている例である。図4において、CB1、CB2、CB3はそれぞれコンデンサであり、RB1、RB2、RB3はそれぞれコンデンサに並列接続された抵抗器である。図3ではCB2とCB3の直列接続点にR1を接続している。例として、以下の式を満たす様にRB1、RB2、RB3、R1の抵抗値を設定すれば、CB1、CB2、CB3に印加される電圧を均等にすることができる。この場合、RB1をRB2に等しく選定すれば、図4における分圧点Aでの電圧VAは、図4における点Bでの電圧Viの3分の1となる。図4に示す例ではコンデンサは3本であったが、直列接続するコンデンサの数量は特に問わなく、4本以上でも同様に実現することができる。図1および図4においては回路構成はいわゆるフライバックコンバータとなっているが、そのほか例えばフォワードコンバータやハーフブリッジ、フルブリッジ式など、スイッチング電源回路方式は特に問わない。図5に本発明の別の実施例を示す。コンデンサCB1、CB2が直列に接続され、その各々に2本ずつ抵抗器RB1、RB2、RB3、RB4が接続されている。図5に示す如く、抵抗器RB3とRB4の直列接続部に抵抗器R1が接続されている。図5に示す様にすることにより、R1に印加される電圧をより低くすることができる。図5ではコンデンサCB1、CB2の各々に並列接続される抵抗器は2本ずつであるが、抵抗器の数量は特に問わなく例として3本以上、またコンデンサCB1、CB2に接続される抵抗器の数量は必ずしも同一である必要はない。また、本発明による電源供給方法を用いたスイッチング電源を、電気機器に組み込んだ一例として、汎用インバータ装置に使用する実施例を図6に示す。図6においてダイオードD1~D6は三相交流の整流用ダイオードで、交流電源VACから交流を受電し直流電圧に変換する整流器を構成する。Q1~Q6はインバータ用スイッチング素子で、IGBTあるいはバイポーラトランジスタなどのパワートランジスタが使用される。ダイオードFWD1~FWD6はインバータ用還流ダイオードであり、直流中間電圧P-N間直流電圧を任意の可変電圧可変周波数の三相交流電圧に変換するインバータを構成する。サイリスタThyと抵抗器RDでコンデンサC1、C2への突入電流防止回路を構成する。図6においてコンデンサCB1、CB2は汎用インバータ装置における直流中間電圧部の平滑コンデンサである。図6の場合、コンデンサCB1、CB2を2本直列に接続して使用しており、コンデンサCB1、CB2には並列に電圧バランス用の抵抗器RB1、RGB2が接続されている。図6のPSは、図1に示すPSと同じであり、スイッチング電源回路を構成するPWM制御回路CTRL、スイッチング素子M、トランスT等により構成される。このPSは、この汎用インバータ装置のインバータ制御回路CTLに制御電圧を供給する制御電源として使用される。図6において、コンデンサCB1、CB2の直列接続点Aには図1と同様に抵抗器R1が接続され、また図6における直流電圧の正側の点Pにはトランスの一次巻き線L1に接続され点PはPSにとって図1の点Bに相当する、図6における直流電圧の負側の点NはPWM制御回路CTRLやスイッチング素子Mの共通電位部に接続される。以上の実施例では、コンデンサCB1、CB2、に均等に電圧が印加されるように、これらコンデンサに並列接続される抵抗値インピーダンス値を考慮したが、これはコンデンサCB1、CB2、の定格電圧として通常同じものを使用するので、コンデンサCB1、CB2、の能力を有効に利用する上で効果的である。また、高圧受電の場合にコンデンサに印加される電圧が耐圧を越えるようになるとき、あるいは高圧受電のときコンデンサに印加される電圧に余裕を取るためには、コンデンサは2個以上直列に接続する必要があり、本発明はこれを利用して起動用抵抗の電力損失を低減する。従って起動用に特別なコンデンサなどを用意することなく、簡単な構成で、しかも低コストで本発明を実施できる。