"複数のセルインバータにより各相の電力変換器が構成され、複数のセルインバータの一方端が多相変圧器を介して商用電源に接続され、他方端が負荷に接続されると共に、各セルインバータは正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる時点で前記セルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を定める電力変換装置の制御装置において、前記電圧指令は、正弦波形の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第1の時点と、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。請求項1に記載の電力変換装置の制御装置において、前記各相を構成するT台のセルインバータに与えるT組の三角波形のキャリア信号は、基準のキャリア信号に対して、基準位相Φずつの位相差を有する信号とされることを特徴とする電力変換装置の制御装置。請求項2に記載の電力変換装置の制御装置において、前記基準位相Φは、セルインバータの駆動台数Tと、低減したい高調波次数Kの積で、2πを除して求められることを特徴とする電力変換装置の制御装置。請求項2または請求項3のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、前記電圧指令は、前記T組の三角波形のキャリア信号ごとに第1の時点と、第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。請求項4に記載の電力変換装置の制御装置において、各セルインバータは、前記T組の三角波形のキャリア信号のいずれかのキャリア信号と、このキャリア信号の位相のときの前記第1の時点と第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正された前記電圧指令とにより、該セルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を決定されることを特徴とする電力変換装置の制御装置。請求項1ないし請求項5のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、前記第1の時点と、第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報をテーブルに保持し、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号と基準位相Φの情報から該当する時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を得ることを特徴とする電力変換装置の制御装置。請求項1ないし請求項5のいずれかに記載の電力変換装置の制御装置において、前記第1の時点と、第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を、制御の都度計算により得ることを特徴とする電力変換装置の制御装置。特許文献1における各電力変換器のキャリア位相を制御し高調波を相殺させる手法は、キャリアに対する電圧指令が連続である場合を前提にしている。しかし、実際に電力変換装置の制御装置を実現するうえでは、ディジタル手法を採用するために、ここで扱う信号は離散化された信号である。図4は、電力変換装置の制御装置で使用する電圧指令の波形を示しており、本来はW1のようなアナログ連続信号Sin波とすべきところ、ディジタル手法の制御にはサンプル時間Δtがあるため、電圧指令の波形は図4のW2に示す通り階段状信号となる。図5は、キャリア位相をずらした場合に、基本波位相がずれることを説明する為の図である。図5aの上段には、離散化された電圧指令W2とキャリア周波数W3があり、これに対し、キャリア周波数W3の位相を45°ずらした物がその下段に示されている。また、図5bには、図5aの上下の波形条件に対する、それぞれの出力電圧波形W4PWM波形と、その基本波位相Sin波形W5が示されている。これによれば、基本波位相Sin波形W5が上段と下段ではずれが発生しているのが分かる。ところで、特許文献1における各電力変換器のキャリア位相を制御し高調波を相殺させる手法は、キャリア周波数W3が高い時は有効であるが、キャリア周波数W3が低くなると、各電力変換器の出力電圧の基本波位相W5のずれが大きくなるという問題がある。この基本波位相のずれは、キャリア周波数W3を下げると大きくなるという事象により、結果、高調波の相殺効果が低下する他、系統に無効電力横流が流れたり、場合によっては電力変換器が制御不能になる可能性もある。また、電力変換装置を、複数台の電力変換器を多重化させ電動機を駆動させる高圧ダイレクトインバータのように構成する場合においては、高調波により電動機の振動騒音が増大し、電動機の軸受けの破損等が生じる可能性もある。然るに、今後の艦船電気推進設備に搭載予定の高圧ダイレクトインバータ等は、低いキャリア周波数での運用が考えられる。現状、例えば出力周波数が60Hz,キャリア信号がその9倍周波数としているところを、6乃至7倍のキャリア信号とすることで、スイッチング回数を減少させ、もって損失を減少したい。本発明においては、低いキャリア周波数で運用される場合においてもてこれらの課題を解決することができる電力変換装置の制御装置を提供する。上記目的を達成するために本発明においては、複数のセルインバータにより各相の電力変換器が構成され、複数のセルインバータの一方端が多相変圧器を介して商用電源に接続され、他方端が負荷に接続されると共に、各セルインバータは正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる時点でセルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を定める電力変換装置の制御装置において、電圧指令は、正弦波形の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第1の時点と、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用される。また、各相を構成するT台のセルインバータに与えるT組の三角波形のキャリア信号は、基準のキャリア信号に対して、基準位相Φずつの位相差を有する信号とされる。また、基準位相Φは、セルインバータの駆動台数Tと、低減したい高調波次数Kの積で、2πを除して求められる。また、電圧指令は、T組の三角波形のキャリア信号ごとに第1の時点と、第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用される。また、各セルインバータは、T組の三角波形のキャリア信号のいずれかのキャリア信号と、このキャリア信号の位相のときの第1の時点と第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正された電圧指令とにより、該セルインバータを構成する半導体素子のスイッチング時点を決定される。また、第1の時点と、第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報をテーブルに保持し、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号と基準位相Φの情報から該当する時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を得る。また、第1の時点と、第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれの情報を、制御の都度計算により得る。本発明により、キャリア周波数が低い運用時でも、同一系統上の高調波は低減される他、系統上の無効電力の発生を抑制することが可能となる。以下、図面を用いて本発明の実施例について説明する。図2は、本発明が適用される電力変換装置の一例として高圧ダイレクトインバータのシステム構成図を示している。高圧ダイレクトインバータ装置は、多相変圧器20と、各相の電力変換器40で構成され、多相変圧器20を介して商用電源10に接続し、各相の電力変換器4040U,40V,40Wは、負荷である例えば電動機30に接続される。また、各相の電力変換器40は、m段のセルインバータ100で構成されている。ここでは、出力側に昇圧変圧器を用いず、出力電圧は多相変圧器20で絶縁された複数のセルインバータ100の出力を直列合成し、各相の高圧出力電圧を得ている。また、各相を構成するm段のセルインバータ100のそれぞれは、多相変圧器20側のスイッチング素子100Gと、平滑コンデンサ100Cと、負荷側のスイッチング素子100Lで構成される。負荷側のスイッチング素子100Lは、2組のトーテムポール接続されたスイッチング素子の接続点が、m段を構成する他のセルインバータ100に直列接続される。従って、個々のセルインバータ100は、負荷30に印加される出力電圧の1/mを負担していることになる。なお、運転中は各相同じ台数のセルインバータ100が運転している。これら各相の各セルインバータ100に点弧指令を与えるのが電力変換制御装置21台である。図1は、図2に示す本発明の電力変換制御装置2のブロック図である。但し、ここには電力変換器40の特定の1相の回路構成のみを示している。なお、この図1には点弧指令を与える電力変換制御装置2の諸機能のうち、電圧指令W2とキャリア周波数W3を与える回路部分のみを記載している。その他の回路構成を省略しているが、例えば速度制御系統あるいは電流制御系統といった制御系の出力が電圧指令の波高値、あるいは周波数や位相に反映されている。また、セルインバータは、電圧指令W2とキャリア周波数W3が交わるタイミングでスイッチングされる。以下、図1回路の動作について説明するが、その前提として、出力である電圧指令W2とキャリア周波数W3は、各相のセルインバータ100の運転台数分の複数の信号である。これに対し、回路の一部では、1つの信号としている部分がある。このため、複数の信号となっている信号線を太線で、1つの信号となっている信号線を細線で表示している。太線の信号線のうち、キャリア周波数W3は、各相のセルインバータ100の運転台数分の信号数分を必要とする。キャリア周波数W3の複数の信号というのは、大きさや周波数は同じで、基準位相Φずつずれた運転台数分の信号群のことである。これに対し、キャリア周波数W3と比較される電圧指令W2も、本発明の場合にはキャリア周波数W3と同数とされる。電圧指令W2の複数の信号というのは、大きさや周波数は同じで、位相αずつずれた運転台数分の信号群のことである。電圧指令W2の位相αは、キャリア周波数W3の基準位相Φに対応して定められている。これにより、各セルインバータ100に与えられるキャリア周波数W3と電圧指令W2との間のずれは、セルインバータ100ごとに均等に保つことができる。図1の回路では、以上の出力信号を得るために、3種類の設定、入力を行う。このうちの2つは、キャリア周波数W3の基準位相Φを決定する為の運転中の電力変換器の台数Tと、設定値Kである。残りの1つは、電圧指令である。設定器9から与えられる電力変換器の台数Tは、各相のセルインバータの運転台数であり、m台未満の任意の台数でよいが、各相での運転台数は同数とする必要がある。設定器4からの設定値Kは、低減したい高調波成分を表しており、K=4と設定すると、キャリア周波数W3の4倍の高調波成分を低減することが出来る。但し、ほとんどの電力変換器PWM方式ではキャリア周波数の2倍付近の高調波成分が最も大きくなるため、通常はK=2と設定している。演算装置3においては、1式により基準位相Φを求める。[数1]基準位相Φ=2π/TK1演算装置5では、算出した基準位相Φに対し、それぞれ0~T-1まで整数倍したT個の位相Φ1~ΦTを算出する。つまり、運転中のセルインバータ100が4台T=4であれば、K=2の時の基準位相Φは45度となり、演算装置5ではΦ1=0度、Φ2=45度、Φ3=90度、Φ4=135度という値の各セルインバータ100のキャリアの位相が算出される。次に基準キャリア発振器6から発振されるキャリア周波数etに対し、演算装置5で算出したキャリアの位相Φ1~ΦTを追加したキャリア周波数et1~etTが運転中の4台のセルインバータ100に割当てられる。従って、4台のセルインバータ100に割当てられるキャリア周波数W3は、大きさと周波数が同一で、位相が45度ずつずれた信号ということになる。なお、運転中の各セルインバータ100に対し、どのキャリア周波数et1~etTで制御するかは高調波を抑制する上では特に問題とならず、セルインバータ100の号機番号n=1~mが低いものから順にキャリア周波数et1~etTを割り当てても良い。キャリア周波数W3は、以上のようにして決定される。ここまでの処理は、特許文献1のような従来装置と同じである。本発明では、電圧指令の側において工夫されている。運転中の4台のセルインバータ100に対する電圧指令Vt離散化信号は、電力変換制御装置2の電圧指令回路7から出力される。電圧指令回路7から得られる電圧指令Vt離散化信号は1つの信号であるが、補正設定器8において、運転台数分の信号に変換される。このため、補正設定器8には、電圧指令回路7からの電圧指令Vtの周波数fと、演算装置5からの4個のキャリア位相Φ1~ΦT、及び基準キャリア発信器6からの1つのキャリア周波数fcが入力される。補正設定器8は、2組の周波数がfとfcでありキャリア位相がΦの時の電圧指令Vtの補正位相αを算出する。なお、電圧指令Vtが離散化信号であり、キャリア周波数W3が三角波であることもあって、キャリア位相Φに対する補正位相αの関係には相関がない。つまり、例えば先の例では4つのキャリア周波数W3は、Φ1=0度、Φ2=45度、Φ3=90度、Φ4=135度という位相関係にあった。これに対し、Φ1=0度、Φ2=45度、Φ3=90度、Φ4=135度のときに得られる補正位相α1、α2、α3、α4は、比例などの定まった関係には無く、一般にはばらばらな角度が得られる。このようにして、4つのキャリア周波数W3と4つの電圧指令W2が得られるが、4台の個々のセルインバータ100に対しては、Φ1と補正位相α1、Φ2と補正位相α2、Φ3と補正位相α3、Φ4と補正位相α4の組み合わせでのキャリア周波数W3と電圧指令W2が与えられ、各々で点弧制御が実行されることになる。なお、船舶の電気推進設備等のような運用パターンが決まっているシステムは、電圧指令の周波数f=負荷回転数、キャリア位相Φ1~ΦT=運転台数及びキャリア周波数fcから予め補正値を算出し、補正設定器8の補正テーブル表にインプットされているのがよい。また、運用パターンが限定されていないシステムについては、補正テーブルでなく計算機等を使い、随時適切な補正値を算出し電圧指令を補正しても良い。以上、図1を用いて本発明を説明してきたが、これは以下の考え方に基づいたものである。つまり、電圧指令値の離散化周期、位相が各セルインバータで同じであれば、セルインバータのキャリア位相とキャリア周波数パルス数、電圧指令値の周波数から各電力変換器の出力電圧の基本波位相のずれは決まるため、キャリア位相とキャリア周波数パルス数、電圧指令値の周波数に応じた補正値を計算し、各セルインバータの電圧指令値を補正したものである。言い換えると、本発明は本来、正弦波の電圧指令図W1とキャリア信号W3の交わる時点で半導体素子のスイッチング時点を定めるべきところ、電圧指令が正弦波を模擬した階段状信号W2となっていることから、半導体素子のスイッチング時点に時間差を生じる。補正設定器8は、この時間差補正位相を求めて、半導体素子のスイッチング時点を修正している。この時間差補正位相を修正することは、すなわち時間差から発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正することに他ならない。このように、本発明では、電圧指令は、正弦波形の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第1の時点と、正弦波形を模擬した階段状の電圧指令と三角波形のキャリア信号の交わる第2の時点との間の時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれを補正されて使用される。この時間差により発生する出力電圧の基本波位相のずれ補正により、制御装置としては離散化された信号を用いるディジタル装置でありながら、アナログの正弦波形の電圧指令を用いた連続制御を行う場合と同じ効果を得ることができる。以上により、各セルインバータの出力電圧の基本波位相のずれは補正され、電動機の高調波は低減される他、電動機負荷側の無効電力の発生を抑制することが可能となる。図3の船舶向け電気推進装置についても、電力変換器INVの運転台数Tから、基準位相Φを算出し、図1の制御ブロックと同じく電圧指令に補正をかけてやれば、系統の高調波は抑制が可能となる他、系統電源側に流れる無効電力の発生を抑制することが可能となる。"