"擬似正弦波を発生させるための階調制御型のインバータであって、電圧の階調を形成するために設けられている複数のスイッチのうち、隣り合う階調電圧形成時に通電状態とすべきスイッチに対して、当該階調電圧間においてそのスイッチを連続して通電状態とする制御部を備えることを特徴とするインバータ。前記階調電圧を形成する際に、nnは2以上の整数個の電圧が使用される場合、交流出力のいずれかの1/4周期の間において、前記隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべきスイッチが延べn個以上であることを特徴とする請求項1に記載のインバータ。請求項1または2に記載のインバータを備えることを特徴とする電力変換装置。本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、スイッチング損失をさらに低減することによりインバータの電力変換効率を向上させる技術を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明のインバータは、擬似正弦波を発生させるための階調制御型のインバータであって、電圧の階調を形成するために設けられている複数のスイッチのうち、隣り合う階調電圧形成時に通電状態とすべきスイッチに対して、当該階調電圧間においてそのスイッチを連続して通電状態とする制御部を備える。本発明によれば、貫通電流の発生を回避しつつインバータの電力変換効率を向上させることができる。実施の形態1図1は、本発明の実施の形態に係るインバータ200の回路構成を示す。ここでは説明の便宜上、直流電源部100および負荷300も描いているが、それらはインバータ200の構成要素には含まれない。インバータ200は、直流電源部100に含まれる複数の直流電源からの直流電力を交流電力に変換する。直流電源部100は、それぞれ電源電圧の異なる第1の直流電源V1、第2の直流電源V2および第3の直流電源V3とを含む。インバータ200は、第1のHブリッジ回路1000、第2のHブリッジ回路1002、第3のHブリッジ回路1004および制御部20を備える。制御部20は、それぞれの直流電源からの電源電圧と、2つの電源電圧の差分電圧以下、電位差ともよぶを用いて、擬似正弦波を発生させる。複数のHブリッジ回路は、それぞれ電圧が異なる複数の直流電源ごとに設けられ、当該複数の直流電源のそれぞれから負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給する。制御部20は、複数のHブリッジ回路を制御することにより擬似正弦波を発生させる。本実施の形態では、三種類の直流電源第1の直流電源V1、第2の直流電源V2、第3の直流電源V3が設けられるため、インバータ200には、三つのHブリッジ回路が設けられる。なお、第1の直流電源V1の電源電圧E1>第2の直流電源V2の電源電圧E2>第3の直流電源V3の電源電圧E3とする。第1のHブリッジ回路1000は、第1の直流電源V1から負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給する回路で、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4を備える。第1-1スイッチS11および第1-2スイッチS12は、第1の直流電源V1の高電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、第1の直流電源V1の低電位側と負荷300との間に並列に設けられる。より具体的には、第1-1スイッチS11は、第1の直流電源V1の高電位側端子と負荷300の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第1-2スイッチS12は、第1の直流電源V1の高電位側端子と負荷300の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第1共通スイッチS3は、第1の直流電源V1の低電位側端子と負荷300の高電位側端子とを結ぶ経路に挿入され、第2共通スイッチS4は、第1の直流電源V1の低電位側端子と負荷300の低電位側端子とを結ぶ経路に挿入される。第1のHブリッジ回路1000は、第1の直流電源V1から負荷300に順方向電圧を印加する場合、制御部20により第1-1スイッチS11および第2共通スイッチS4がオンに、第1-2スイッチS12および第1共通スイッチS3がオフに制御される。一方、第1の直流電源V1から負荷300に逆方向電圧を印加する場合、第1-1スイッチS11および第2共通スイッチS4がオフに、第1-2スイッチS12および第1共通スイッチS3がオンに制御される。第2のHブリッジ回路1002は、第2の直流電源V2から負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4を備える。第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22は、第2の直流電源V2の高電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、第2の直流電源V2の低電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第3のHブリッジ回路1004は、第3の直流電源V3から負荷300に順方向電圧および逆方向電圧を供給するための回路であり、第3-1スイッチS31、第3-2スイッチS32、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4を備える。第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32は、第3の直流電源V3の高電位側と負荷300との間に並列に設けられる。第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、第3の直流電源V3の低電位側と負荷300との間に並列に設けられる。このように、第1のHブリッジ回路1000と、第2のHブリッジ回路1002と、第3のHブリッジ回路1004において、それらを構成する第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4が共通化されている。すなわち、3つのHブリッジ回路1000、1002、1004において、それらを形成する二本の低電位側経路が共通化されている。本実施の形態では第1の直流電源V1、第2の直流電源V2および第3の直流電源V3の低電位側電圧を所定の固定電圧たとえば、グラウンド電圧とし、これらの低電位側の配線を共通化する。これにより、インバータ200に含まれるスイッチの数が減る。第2のHブリッジ回路1002に含まれる第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4の詳細な接続関係およびオンオフ動作と、第3のHブリッジ回路1004に含まれる第3-1スイッチS31、第3-2スイッチS32、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4の詳細な接続関係およびオンオフ動作は、それぞれ、第1のHブリッジ回路1000に含まれる第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4の接続関係およびオンオフ動作と同様であるため、その説明を省略する。第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第3-1スイッチS31、第3-2スイッチS32、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4には、それぞれパワーMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor、IGBTInsulatedGateBipolarTransistor、GaNトランジスタ、SiC-FET等を採用することができる。なお、本実施の形態では、特に明示した場合を除き、スイッチはすべてNチャンネルパワーMOSFETである。制御部20は、第1のHブリッジ回路1000、第2のHブリッジ回路1002および第3のHブリッジ回路1004を制御し、負荷300に供給される電圧を時分割に切り換え、擬似正弦波を発生させる。この電圧の数本明細書では、階調数ともいうが多いほど、滑らかな正弦波が生成できる。三つの直流電源および三つのHブリッジ回路を用いるインバータ200は、正負合わせて六種類の電圧E1,E2,E3,-E3,-E2,-E1を生成し、負荷300に電圧を供給しない状態のゼロ電圧を加えると、七種類の電圧を生成する。本実施の形態では、さらに後述の方法により、直流電源およびHブリッジ回路を増やさずに別の六種類の電圧を生成する。したがって、合計十三種類の電圧を生成する。以下、別の六種類の電圧の生成方法を説明する。制御部20は、第1のHブリッジ回路1000を形成する二本の高電位側経路および第2のHブリッジ回路1002を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第1のHブリッジ回路1000を形成する二本の低電位側経路、第2のHブリッジ回路1002を形成する二本の低電位側経路および第3のHブリッジ回路1004のすべての経路を無効とすることにより、第1及び2のHブリッジ回路を形成する。すなわち、第1及び2のHブリッジ回路は、第1のHブリッジ回路1000の高電位側の半分と、第2のHブリッジ回路1002の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。当該第1及び2のHブリッジ回路は、第1の直流電源V1と第2の直流電源V2との電位差を、負荷300に対して順方向および逆方向に供給する回路で、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22を含む。第1及び2のHブリッジ回路は、前記の順方向に供給する場合、制御部20により第1-1スイッチS11および第2-2スイッチS22をオン、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21をオフとする。一方、逆方向に供給する場合、第1-2スイッチS12および第2-1スイッチS21をオン、第1-1スイッチS11、第2-2スイッチS22をオフとする。制御部20は、第1のHブリッジ回路1000を形成する二本の高電位側経路および第3のHブリッジ回路1004を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第1のHブリッジ回路1000を形成する二本の低電位側経路、第3のHブリッジ回路1004を形成する二本の低電位側経路および第2のHブリッジ回路1002のすべての経路を無効とすることにより、第1及び3のHブリッジ回路を形成する。すなわち、第1及び3のHブリッジ回路は、第1のHブリッジ回路1000の高電位側の半分と、第3のHブリッジ回路1004の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。第1及び3のHブリッジ回路は、第1の直流電源V1と第3の直流電源V3との電位差を、負荷300に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32を含む。制御部20は、第2のHブリッジ回路1002を形成する二本の高電位側経路および第3のHブリッジ回路1004を形成する二本の高電位側経路を有効とし、ならびに第2のHブリッジ回路1002を形成する二本の低電位側経路、第3のHブリッジ回路1004を形成する二本の低電位側経路および第1のHブリッジ回路1000のすべての経路を無効とすることにより、第2及び3のHブリッジ回路を形成する。すなわち、第2及び3のHブリッジ回路は、第2のHブリッジ回路1002の高電位側の半分と、第3のHブリッジ回路1004の高電位側の半分とを組み合わせた回路である。第2及び3のHブリッジ回路は、第2の直流電源V2と第3の直流電源V3との電位差を、負荷300に対して順方向および逆方向に供給する回路であり、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32を含む。第1及び3のHブリッジ回路に含まれる第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32のオンオフ動作と、第2及び3のHブリッジ回路に含まれる第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32のオンオフ動作は、それぞれ、第1及び2のHブリッジ回路に含まれる第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22のオンオフ動作と同様であるため、その説明を省略する。以上のように、制御部20は、電源電圧E1、電源電圧E2、電源電圧E3、第1電位差E1-E2、第2電位差E1-E3、第3電位差E2-E3を用いて、十三種類の電圧を生成し、擬似正弦波を発生させる。第2-1スイッチS21および第2-2スイッチS22は、第2のHブリッジ回路1002を形成するときと、第1及び2のHブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。また、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32は、第3のHブリッジ回路1004を形成するときと、第1及び3のHブリッジ回路および第2及び3のHブリッジ回路を形成するときとで、電流の向きが変わる。つまり、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32は、双方向に電流が流れる。したがって、第2-1スイッチS21、第2-2スイッチS22、第3-1スイッチS31および第3-2スイッチS32には、双方向スイッチング素子、たとえば、双方向に対応したパワーMOSFETまたはIGBTを用いる。または、単方向のパワーMOSFETまたはIGBTを、直列または並列にして一つの双方向スイッチング素子を構成してもよい。第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4は、一方向にしか電流が流れない。したがって、第1-1スイッチS11、第1-2スイッチS12、第1共通スイッチS3および第2共通スイッチS4には、一般的な単方向スイッチング素子を用いる。図2は、本実施の形態のインバータ200の実装回路を示す。第1の直流電源V1の電源電圧E1を96V、第2の直流電源V2の電源電圧E2を82V、第3の直流電源V3の電源電圧E3を32Vに設定している。図1と比較すると、図2において、第1-1スイッチS11はスイッチSW0、第1-2スイッチS12はスイッチSW2、第1共通スイッチS3はスイッチSW1、第2共通スイッチS4はスイッチSW3、第2-1スイッチS21はスイッチSW4、SW5、第2-2スイッチS22はスイッチSW6、SW7、第3-1スイッチS31はスイッチSW8、SW9、第3-2スイッチS32はスイッチSW10、SW11に、それぞれ対応する。なお、図1においては、左から右方向を順方向としていたが、説明の便宜上、図2においては、右から左を順方向としている。図3は、図2に示すインバータ200により十三種類の階調レベルを生成する際の、スイッチのオンオフ状態を示す図である。階調レベル0はゼロ電圧、階調レベル1は電位差E1-E2正、階調レベル2は第3の直流電源V3の電圧E3正、階調レベル3は電位差E2-E3正、階調レベル4は電位差E1-E3正、階調レベル5は第2の直流電源V2の電圧E2正、階調レベル6は第1の直流電源V1の電圧E1正に、それぞれ対応する。制御部20は、図3に示すように、スイッチSW0~SW11をオンオフ制御する。なお、各スイッチSWには、ソースドレイン間に寄生ダイオードが存在している。図3においては、階調レベル1を生成する際のスイッチSW7、階調レベル2を生成する際のスイッチSW8、階調レベル3を生成する際のスイッチSW4およびスイッチSW11、階調レベル4を生成する際のスイッチSW11、階調レベル5を生成する際のスイッチSW4をオフにしているが、これは、わざわざオンにしなくても、寄生ダイオードを経由して電流が流れてくれるためである。制御部20は、交流出力の位相0からπ/2までの間、すなわち1/4周期において、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差E1-E2、電圧E3、電位差E2-E3、電位差E1-E3、電圧E2、電圧E1の順に変化させる。続いて制御部20は、交流出力の位相π/2からπまでの間、出力電圧を、電圧E1、電圧E2、電位差E1-E3、電位差E2-E3、電圧E3、電位差E1-E2、ゼロ電圧に変化させる。続いて制御部20は、交流出力の位相πから3/2πまでの間、出力電圧を、ゼロ電圧、電位差E2-E1、電圧-E3、電位差E3-E2、電位差E3-E1、電圧-E2、電圧-E1の順に変化させる。続いて制御部20は、交流出力の位相3/2πから2πまでの間、出力電圧を、電圧-E1、電圧-E2、電位差E3-E1、電位差E3-E2、電圧-E3、電位差E2-E1、ゼロ電圧に変化させる。図4a~cは、階調レベルを切り替える際のスイッチ動作を示す。図4aは、階調レベルを切り替える際にゲート電圧がオンからオフとなるべき、すなわちスイッチの状態がオンからオフとなるべき本実施の形態のあるスイッチのゲート電圧を表し、図4bは、階調レベルを切り替える際にゲート電圧がオフからオンとなるべき、すなわちスイッチ状態がオフからオンとなるべき隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき本実施の形態のあるスイッチのゲート電圧を表し、図4cは、階調レベル切り替え前後で連続してゲート電圧がオンとなるべき、すなわち階調レベル切り替え前後で連続してスイッチがオンとなるべき隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべき本実施の形態のあるスイッチのゲート電圧を表している。図4において、Vgはゲート電圧を表し、Tdは階調レベル切り替え時において、すべてのスイッチがオフとなる期間を表している。また、Thdは、階調レベル切り替え時において、切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチについては一旦オフにすることなくオンのままで、その他のスイッチがオフとなる期間を表している。一般に、電源電圧と接地電位との間で直列に接続されたスイッチを含む回路では、直列に接続されたスイッチが同時にオンとなると貫通電流が流れうる。したがって、こうしたスイッチを制御する際、すべてのスイッチがオフとなる期間を設けるのが一般的である。しかし、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチに対して、その切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき期間を設けなくても、他のスイッチがオフとなる期間を設けていれば、電源電圧と接地電位との間で直列に接続されたスイッチが同時にオンとなることはないため、貫通電流は防止できる。その知見をもとに、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチについては、図4cに示すように、ゲート電圧をオンのままにして、その切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき時間をゼロとする。一方、他のスイッチについては、図4aおよびbに示すように、ゲート電圧をオフにしてその切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき期間を設ける。具体的には、図3に示すとおり、スイッチSW10は階調レベル3および階調レベル4で連続してオンとなるべき隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべきであるため、制御部20は、階調レベル3から階調レベル4への切り替え時および階調レベル4から階調レベル3への切り替え時において、スイッチSW10がオフとなるべき時間をゼロとする。また、スイッチSW3は階調レベル5および階調レベル6で連続してオンとなるべき隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべきであるため、制御部20は、階調レベル5から階調レベル6への切り替え時および階調レベル6から階調レベル5への切り替え時において、スイッチSW3がオフとなるべき時間をゼロとする。これによりインバータの電力変換効率が向上する。階調レベル切り替え時にすべてのスイッチに対してオフとなる期間を設ける場合と比べ、貫通電流を防止しつつもスイッチング回数を減らすことができ、スイッチング損失を低減することができるためである。本実施の形態では、インバータ200で使用される直流電源の数およびHブリッジ回路の数を三つに設定する例を説明した。この点、直流電源の数およびHブリッジ回路の数を二つに設定することも四つ以上設定することもできる。本発明者は、よりスイッチング損失を低減すべく、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべき隣り合う階調電圧形成時に通電状態となるべきスイッチの延べ数と直流電源との関係について考察した。以下、電源数が三つの場合での例図5を示しつつ、一般にnnは2以上の整数個の直流電源が使用される場合を示す。図5は、図2に示すインバータにより、階調レベルを0から6まで変化させて交流出力の位相0からπ/2までの擬似正弦波を生成する際のスイッチのオンオフ状態と、生成される擬似正弦波を示す図である。ここでは、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチが電源数と同じ延べ3個点線で囲った箇所となるよう各直流電源の電源電圧を設定したときのスイッチのオンオフ状態および生成される擬似正弦波が示される。図5では、第1の直流電源V1の電源電圧E1を96V、第2の直流電源V2の電源電圧E2を64V、第3の直流電源V3の電源電圧E3を14Vに設定している。階調レベル切り替え前後で連続して同じスイッチがオンとなるのは、隣り合う階調レベルで正負も同じ向きで同じ電圧を負荷に印加する場合である。したがって、次の1および2条件を満たすように各直流電源の電源電圧を設定すれば、階調レベルが0から6に遷移する交流出力の位相0からπ/2までの1/4周期において、隣り合う階調レベルで正負同じ向きで同じ電圧が使用される箇所をn箇所以上設けることができ、その結果、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチを延べn個以上設けることができる。1最低電圧の直流電源を除く各直流電源について、各直流電源の電源電圧と、その直流電源の電源電圧と最低電圧の直流電源の電源電圧との差分電圧が、それぞれ隣り合う階調レベルとなる。この条件を満たすことにより、最低電圧の直流電源を除くn-1個の直流電源の電源電圧を正負同じ向きで隣り合う階調レベルで使用すること、すなわち、正負も同じ向きで同じ直流電源の電源電圧が使用される箇所をn-1箇所設けることができる。図5では、最低電圧の直流電源である第3の直流電源V3を除く第1の直流電源V1および第2の直流電源V2について、第1の直流電源V1の電源電圧E1と、電源電圧E1と最低電圧の電源電圧E3との電位差E1-E3とが隣り合う階調レベル階調レベル6と階調レベル5で使用されており、第2の直流電源V2の電源電圧E2と、電源電圧E2と最低電圧の電源電圧E3との電位差E2-E3とが隣り合う階調レベル階調レベル3と階調レベル4で使用されている。すなわち、正負も同じ向きで同じ直流電源の電源電圧が使用される箇所が2箇所実線で囲った箇所設けられている。2最低電圧の直流電源の電源電圧とゼロ電圧が隣り合う階調レベルとなる。この条件を満たすことにより、ゼロ電圧を隣り合う階調レベルで使用することができ、正負も同じ向きで同じ電圧が使用される箇所をさらに1箇所設けることができる。図5では、最低電圧の直流電源である第3の直流電源V3の電源電圧E3E3-0とゼロ電圧0-0とが隣り合う階調レベルで使用されている一点鎖線で囲った箇所。なお、上記の例では階調レベル0から6に遷移する交流出力の位相0からπ/2までの間について、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチを延べn個以上設けられることを説明したが、π/2からπまでの間、πから3/2πまでの間、3/2πからπまでの間についても、それぞれ、n箇所以上設けることができる。実施の形態2本実施の形態では、インバータを搭載したパワーコンディショナを含む太陽光発電システムについて説明する。本実施の形態において、上述の実施の形態1と同一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略する。図6は、本実施の形態に係るインバータ200を搭載したパワーコンディショナ210を含む太陽光発電システム500のシステム構成を示す。太陽光発電システム500は、太陽電池モジュール100a、接続箱100bおよびパワーコンディショナ210を備える。パワーコンディショナ210は直流電力を交流電力に変換する電力変換装置として機能する。太陽電池モジュール100aは、複数の太陽光パネルを含み、建物の屋根などに設置される。太陽電池モジュール100aは、太陽光を直流電力に変換して接続箱100bに出力する。接続箱100bは、太陽電池モジュール100aに含まれる複数の太陽光パネルからの配線をまとめる。接続箱100bは、本実施の形態に係るインバータ200で使用される直流電源の数に応じた複数の直流電圧を、パワーコンディショナ210に供給する。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧を直接取得できる場合、そのままパワーコンディショナ400に供給することができる。複数の太陽光パネルから当該複数の直流電圧のすべてを取得できない場合、昇圧回路を用いて直接取得できない直流電圧を生成する。パワーコンディショナ210は、本実施の形態に係るインバータ200、およびフィルタ205を備える。インバータ200は、接続箱100bから供給される複数の直流電圧を用いて、擬似正弦波を生成する。フィルタ205は、インバータ200により生成された擬似正弦波を平滑化する。インバータ200で、より滑らかな正弦波を生成する場合、階調数を増やす、すなわち、インバータ200で使用される直流電源の数およびHブリッジ回路の数を増やす必要がある。ただし、インバータ200で滑らかな正弦波が生成されるほど、後段のフィルタ205の強度を低くすることができる。パワーコンディショナ210により生成された交流電力は、負荷300に供給される。たとえば、家庭用の太陽光発電システム500では、分電盤を通じて、家庭内の電気機器に供給されるか、送電線網に供給される。以上、本実施の形態に係るインバータ200を、太陽光発電システム500用のパワーコンディショナ210に適用することにより、エネルギー変換効率の高い太陽光発電システム500を構築することができる。実施の形態3本実施の形態では、階調数を増やすことなく擬似正弦波を滑らかにする手法と、インバータへの電圧供給に適した電源システムについて説明する。本実施の形態において、上述の実施の形態1と同一部分には同一符号を付して詳細な説明は省略する。なお、本実施の形態のインバータ200は、実施の形態1と同様、図1に示す構成を有する。図1の制御部20は、擬似正弦波を構成する少なくとも一つの階調を、その階調の電圧およびその隣りの階調の電圧をハイレベルおよびローレベルとするPWMPulseWidthModulation信号を発生させ、インバータ200を構成する各スイッチに供給する。すなわち、階調レベル1と階調レベル2、階調レベル2と階調レベル3といったように、隣り合う階調レベルの印加電圧間を往復することによりPWM信号を生成することができる。各階調をPWM信号で表現れば、擬似正弦波はより滑らかになる。各階調をPWM信号で表現した場合、すなわち、隣り合う階調レベル間を繰り返し往復する場合、階調レベル切り替え前後で連続してオンとなるべきスイッチに対して、その切り替え時においてそのスイッチがオフとなるべき時間をゼロとすることによる、スイッチング損失の低減の効果は大きくなる。本実施の形態のインバータ200に供給する各電圧の生成に適した電源システム100cについて説明する。なお、以下の説明では実施の形態1における電圧E1を高電圧HV、電圧E2を中電圧MVおよび電圧E3を低電圧LVと表記する。図7は、本実施の形態のインバータ200への電圧供給に適した電源システム100cを説明するための図である。電源システム100cには、直流電源たとえば、太陽電池またはリチウムイオン、ニッケル水素、鉛などの二次電池から一種類の直流電圧が供給される。電源システム100cは、この直流電圧をもとに高電圧HV、中電圧MVおよび低電圧LVを生成する。電源システム100cは、第1電源装置101HV電源装置ともいう、第2電源装置102MV電源装置ともいうおよび第3電源装置103LV電源装置ともいうの三つの電源装置を備える。第1電源装置101、第2電源装置102および第3電源装置103はそれぞれ、高電圧HV、中電圧MV、低電圧LVを生成し、インバータ200に供給する。以下、高電圧HV、中電圧MVおよび低電圧LVはそれぞれ48V、41Vおよび16Vとする。第1電源装置101および第2電源装置102は、昇圧型DC-DCコンバータ昇圧チョッパともいうを含む、一般的な電源装置で構成される。第3電源装置103の構成は後述する。図8は、本実施の形態のインバータ200により生成された擬似正弦波を示す。高電圧HV:中電圧MV:低電圧LV=48V:41V:16V=3:2.56:1である。低電圧LVに維持されるべきノードには、高電圧HVおよび中電圧MVの系統から電流が流れこむ図8の斜線部参照。すなわち、平均すれば流入電流>流出電流の関係になる。中電圧MVに維持されるべきノードにも、高電圧HVの系統から電流が流入するが、接地GND及び低電圧LVに維持されるべきノードに電流を流出するため、一周期で平均すると流入電流<流出電流の関係になる。図9は、第3電源装置103の基本回路構成を示す。第3電源装置103は、比較器CP1および昇圧型DC-DCコンバータ10を備える。比較器CP1は、中電圧MVの系統から電流が流入するノードの電圧と、そのノードを低電圧LVに維持するための参照電圧Vrefとを比較する。図9の回路構成では、比較器CP1はオペアンプで構成され、その非反転入力端子に上記ノードの電圧が印加され、その反転入力端子に参照電圧Vrefが印加される。当該ノードの電圧が参照電圧Vrefを超えるときハイレベル信号を出力し、超えないときローレベル信号を出力する。昇圧型DC-DCコンバータ10は、比較器CP1に入力されるノードの電圧を受け、当該電圧を中電圧MVより高い電圧に昇圧し、中電圧MVの系統に印加する。昇圧型DC-DCコンバータ10は、比較器CP1による比較の結果、当該ノードの電圧が参照電圧Vrefより高いとき昇圧機能を有効化し、当該ノードの電圧が参照電圧Vref以下のとき昇圧機能を無効化する。図9の回路構成では、比較器CP1からハイレベル信号が入力されると、昇圧型DC-DCコンバータ10の昇圧機能が有効化し、ローレベル信号が入力されると、無効化される。昇圧型DC-DCコンバータ10により昇圧された電圧が、第2電源装置102の出力系統に印加されることにより、低電圧LVに維持されるべきノードに蓄積される電荷が中電圧MVの系統に戻される。そのためには、昇圧型DC-DCコンバータ10が中電圧MV本設定例41Vを超える電圧まで昇圧し、昇圧型DC-DCコンバータ10から第2電源装置102の出力系統に電流を流す必要がある。図10は、第3電源装置103の回路構成例を示す。第3電源装置103は、比較器CP1、可変抵抗器VR、昇圧型DC-DCコンバータ10、パルス発生器11、ANDゲート12およびフォトカプラ13を含む。比較器CP1の反転入力端子に印加される参照電圧Vrefは、図10に示す回路構成の電源電圧たとえば、5Vを図示しない抵抗分割により生成され、たとえば、2.5Vに設定される。低電圧LVは可変抵抗器VRにより抵抗分割されて、比較器CP1の非反転入力端子に印加される。可変抵抗器VRは、低電圧LVが理想値のとき参照電圧Vrefと一致するように抵抗分割する。パルス発生器11たとえば、ファンクションジェネレータは、パルス信号を生成する。ANDゲート12は、パルス発生器11により生成されるパルス信号と、比較器CP1から出力される比較結果信号イネーブル信号として利用されるを受ける。ANDゲート12は、比較器CP1の出力信号がハイレベルのとき、パルス発生器11の出力信号をそのまま出力し、比較器CP1の出力信号がローレベルのとき、ローレベルを出力する。ANDゲート12の出力信号は、フォトカプラ13を介して後述するスイッチング素子M1に入力される。このように、ANDゲート12は、上記ノードの電圧より厳密には可変抵抗器VRにより分割された低電圧VLが参照電圧Vrefより高いとき、パルス信号をスイッチング素子M1に供給し、当該ノードの電圧が参照電圧Vref以下のときスイッチング素子M1にオフ信号ローレベルを供給する。昇圧型DC-DCコンバータ10は、インダクタL1、ダイオードD1、スイッチング素子M1、第1キャパシタC1および第2キャパシタC2を含む。インダクタL1とダイオードD1の直列回路は、電流が流入するノード低電圧LVを維持するよう制御されているに接続される入力端子と、電流を流出している中電圧MVの系統に接続される出力端子との間に設けられる。スイッチング素子M1は、インダクタL1とダイオードD1の接続点と、所定の固定電位図10では、グラウンドとの間に設けられる。スイッチング素子M1にパルス信号が入力されると、昇圧型DC-DCコンバータ10は昇圧動作を開始し、オフ信号が入力されると停止する。第1キャパシタC1は、昇圧型DC-DCコンバータ10の入力端子と当該固定電位との設けられ、当該入力端子の電圧を平滑化する。第2キャパシタC2は、昇圧型DC-DCコンバータ10の出力端子と当該固定電位との間に設けられ、当該出力端子の電圧を平滑化する。以上、第3電源装置103は、昇圧型DC-DCコンバータの入力側を利用して電流が流入するノードの電圧を一定に保ちつつ、その昇圧機能を利用して余分な電荷を流出元に還流させて、無駄な消費電力の発生を抑制することができる。すなわち、当該ノードへの電荷の流入により当該ノードの電位が上昇し、参照電位を上回ると比較器の出力が有意なレベル上述した例ではハイレベルに反転する。これにより、昇圧型DC-DCコンバータが起動する。すなわち、比較器の出力は昇圧型DC-DCコンバータのイネーブル信号となる。昇圧型DC-DCコンバータの動作開始により、昇圧型DC-DCコンバータの出力電圧が上記流出元の電圧を超えると、当該流出元に電流が流れ、上記ノードの電位が低下する。そのノードの電位が比較器の参照電位を下回ると、昇圧型DC-DCコンバータの動作が停止する。したがって、当該ノードの電位を一定に保つことができる。また、当該ノードに余分に蓄積される電荷は、流出元に還元されるため、原理的には無駄な消費電力がまったく発生しないことになる。図11は、図9に示した第3電源装置103の回路構成と比較すべき回路構成を示す図である。この比較例に係る第3電源装置103cも、電流が流入するノードの電位を一定に保つことができる。当該第3電源装置103cは、比較器CP1cおよびスイッチング素子M1cおよび抵抗Rcを含む。比較器CP1cに入力される電圧は、図11に示した回路構成と同じである。比較器CP1cの出力端子は、スイッチング素子M1cの制御端子に接続される。スイッチング素子M1cの入力端子は上記ノードに接続され、その出力端子は抵抗Rcを介して接地される。当該ノードに余分な電荷が流入すると、スイッチング素子M1cがオンし、当該電荷が抵抗Rcに流れ、ジュール熱として放出される。このように、図11の回路構成と図9の回路構成を比較すると、前者が無駄なエネルギーを消費しており、後者では原理的にエネルギーロスが発生しないことが分かる。以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。実施の形態では、インバータ200に含まれるすべてのHブリッジの回路の低電位側の経路を共通化する例を説明したが、共通化しない回路構成も本発明に含まれる。また、すべてのHブリッジ回路の低電位側経路の一部を共通化し、残りを共通化しない回路構成も本発明に含まれる。実施の形態に係るインバータ200を太陽光発電システム500用のパワーコンディショナ210に適用する例を説明したが、それに限定されることになく、瞬低保護装置、無停電電源装置UninterruptiblePowerSupply:UPS、その他の装置にも適用可能である。"