"第1と第2の交流端子を備えて単相交流電圧を直流電圧に変換する第1から第NNは2以上の自然数の整流回路を備え、前記第1の整流回路の第1の端子はリアクトルを介して交流電源の第1の端子に接続され、前記第1の整流回路の第2の端子は第2の整流回路の第1の端子に接続され、以降第2の整流回路から第Nの整流回路まで隣り合う第2の端子と第1の端子とが順次直列に接続され、前記第Nの整流回路の第2の端子が前記交流電源の第2の端子に接続されていることを特徴とする電力変換装置。前記第1から第Nの整流回路は、ダイオードが逆並列接続された第1の半導体スイッチング素子と第1のダイオードとを直列接続するとともに該直列接続点を第1の端子とする第1の直列回路と、ダイオードが逆並列接続された第2の半導体スイッチング素子と第2のダイオードとを直列接続するとともに該直列接続点を第2の端子とする第2の直列回路と、コンデンサと、が並列に接続された整流回路であることを特徴とする電力変換装置。前記第1の半導体スイッチング素子と第2の半導体スイッチング素子のそれぞれ一端は、前記コンデンサの端子のうち負電位側の端子に接続されていることを特徴とする電力変換装置。請求項1乃至請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置において、前記第1から第NNは2以上の自然数の整流回路のうちMMは1以上かつN以下の自然数個の整流回路のコンデンサの両端に絶縁型の直流-直流変換回路が接続され、前記直流-直流変換回路のそれぞれの出力が直列または並列に接続されていることを特徴とする電力変換装置。請求項2乃至請求項4のいずれか1項に記載の電力変換装置において、前記交流電源の第2の端子に対する第1の端子の電位が正極性であるとき、前記第1から第Nの整流回路のそれぞれの第2の半導体スイッチング素子がオン状態にあるとともに前記第1から第Nの整流回路のそれぞれの第1の半導体スイッチング素子がオンオフ動作し、前記交流電源の第2の端子に対する第1の端子の電位が負極性であるとき、前記第1から第Nの整流回路のそれぞれの第1の半導体スイッチング素子がオン状態にあるとともに前記第1から第Nの整流回路のそれぞれの第2の半導体スイッチング素子がオンオフ動作する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項2乃至請求項5のいずれか1項に記載の電力変換装置において、前記第1のダイオードと前記第2のダイオードとがショットキーバリアダイオードであることを特徴とする電力変換装置。しかしながら、上述した従来技術の電力変換装置では、リアクトル2の両端に交流電源1の電圧vsと第1のレグの接続中点と第2のレグの接続中点との間の電圧v1の差電圧が印加される。ここで、電圧v1が0[V]MOSFET11がオンまたは出力電圧Voの電圧値MOSFET11がオフに変化することによって、リアクトル2の両端には大きな電圧変化が発生する。これにより、リアクトル2に流れるリプル電流が増加し、大きな鉄損やノイズが発生するという問題がある。リプル電流を低減させるためには、リアクトル2のインダクタンス値を大きくするか、交流電源1とリアクトル2間に大きなノイズフィルタを適用する必要がある。しかし、いずれも装置の大形化、高コスト化を招く。さらに、MOSFET11,12やダイオード21,22には最大で出力電圧Voの電圧が印加されるため、高耐圧の部品を使用する必要がある。高耐圧のMOSFETは高価であることに加え、大きな導通損失とスイッチング損失が発生する。通常、MOSFETのオン抵抗は耐圧の2乗に比例して増加し、スイッチング損失も耐圧の増加に伴い増加する。ダイオードのオン電圧も耐圧の増加に伴い増加し、逆回復損失も増加する。近年、シリコンカーバイドの材料で構成される高耐圧で逆回復特性が優れたショットキーバリアダイオードが市販されているが、オン電圧が高く、高価である。特許文献2には、スイッチング素子やリアクトルに印加される電圧を低減させる方法として、4つのスイッチング素子をブリッジ構成した単相インバータ回路を用いる整流回路が開示されている。しかし、上下アームがスイッチング素子となるインバータ回路では、上アームのスイッチング素子の駆動電圧を得るために、それぞれ上アームのソースIGBTの場合はエミッタを基準電位とする直流電源を生成する必要があり、駆動回路が複雑になる。さらに、下上アームのスイッチング素子がオンした直後に、上下アームのスイッチング素子MOSFETやIGBTの出力容量寄生キャパシタンスが0[V]から直流電圧の値まで急速に充電される。このとき流れる充電電流は下アームのスイッチング素子に流れるので、ターンオン時のスイッチング損失が増加するという問題がある。そこで、本発明は上記課題を解決するためになされたものであり、リプル電流の低減が可能で小型な電力変換装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するため、本発明は、単相交流電源の電圧を複数の直流電圧に変換する電力変換装置を、第1と第2の交流端子を備えて単相交流電圧を直流電圧に変換する第1から第NNは2以上の自然数の整流回路を備え、前記第1の整流回路の第1の端子はリアクトルを介して交流電源の第1の端子に接続され、前記第1の整流回路の第2の端子は第2の整流回路の第1の端子に接続され、以降第2の整流回路から第Nの整流回路まで隣り合う第2の端子と第1の端子とが順次直列に接続され、前記第Nの整流回路の第2の端子が前記交流電源の第2の端子に接続されるように構成するものである。このように電力変換装置を構成することにより、リアクトルの両端に印加される電圧の低減が可能となるため、リプル電流を低減することができる。さらに、前記電力変換装置において、前記第1から第Nの整流回路のうちMMは1以上かつN以下の自然数個の整流回路のコンデンサの両端に絶縁型の直流-直流変換回路が接続され、前記直流-直流変換回路のそれぞれの出力が直列または並列に接続されるように構成するものである。このように電力変換装置を構成することにより、電力変換装置の出力を大容量化または高電圧化することができる。本発明によれば、リアクトルの両端に印加される電圧を低減することができるため、電力変換装置の入力電流に含まれるリプル電流を低減することができる。また、リアクトルのインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形化することができ、電力変換装置の小形化が可能となる。以下、本発明に係る電力変換装置の実施の形態について、図1~図6を参照しながら説明する。図1は、本発明に係る電力変換装置の第1の実施形態を説明するための図であり、2つの整流回路を直列に接続した電力変換装置の回路図である。図1において、1は交流電源、2はリアクトル、3,4は整流回路である。整流回路3は、ダイオード21とMOSFET11とを直列に接続した第1の直列回路と、ダイオード22とMOSFET12とを直列に接続した第2の直列回路と、コンデンサ31とを並列に接続した回路で構成されている。MOSFET11とMOSFET12には逆並列に接続されたボディダイオード11aと12aが内蔵されている。MOSFET11,12に代えてIGBT等の半導体スイッチング素子を用いる場合には、それぞれにダイオード11a,11bを逆並列に接続する必要があるのは、図7の電力変換装置と同様である。また、整流回路4は整流回路3と同様の構成である。ここで、交流電源1の2つの端子を第1の端子と第2の端子とする。また、ダイオード21とMOSFET11との接続点を整流回路3の第1の端子とし、ダイオード22とMOSFET12との接続点を整流回路3の第2の端子とする。同様に、ダイオード23とMOSFET13との接続点を整流回路4の第1の端子とし、ダイオード24とMOSFET14との接続点を整流回路4の第2の端子とする。整流回路3の第1の端子はリアクトル2を介して交流電源1の第1の端子に接続される。整流回路3の第2の端子は整流回路4の第1の端子に接続される。整流回路4の第2の端子は交流電源1の第2の端子に接続される。上記回路接続により、交流電源1に対して2つの整流回路が直列に接続された電力変換装置が構成される。次に、このように構成された電力変換装置の動作を説明する。まず、交流電源1の電圧が正交流電源1の端子2に対する端子1の電圧が正極性であり、かつMOSFET11~14が全てオフしているとき、交流電源1→リアクトル2→ダイオード21→コンデンサ31→ダイオード12a→ダイオード23→コンデンサ32→ダイオード14a→交流電源1の経路で電流isが流れる。また、交流電源1の電圧が負交流電源1の端子2に対する端子1の電圧が負極性であり、かつMOSFET11~14が全てオフしているとき、交流電源1→ダイオード24→コンデンサ32→ダイオード13a→ダイオード22→コンデンサ31→ダイオード11a→リアクトル2→交流電源1の経路で電流isが流れる。上記電流isによりコンデンサ31と32が充電される。コンデンサ31と32とは直列に接続されているので、それぞれの電圧は図7に示した電力変換装置の出力電圧Voの1/2の電圧V3=Vo/2となる。ただし、このときの出力電圧Voは交流電源1の電圧vsの最大値である。次に、交流電源1の電圧vsが正かつ低いとき、MOSFET13をオンし、MOSFET11をオフすると、電流isは、交流電源1→リアクトル2→ダイオード21→コンデンサ31→ダイオード12a→MOSFET13→ダイオード14a→交流電源1の経路で流れる。図2に示すように、整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間には、コンデンサ31の電圧V3が発生する。ここで、MOSFET11をオンすると、電流isは交流電源1→リアクトル2→MOSFET11→ダイオード12a→MOSFET13→ダイオード14a→交流電源1の経路に転流する。整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間の電圧v1は0[V]となる。よって、MOSFET11をオンオフ動作させることで、電圧v1は0[V]または電圧V3の電圧値となる。電圧V3の電圧値は図7に示した電力変換装置の出力電圧Voの1/2の値となるので、リアクトルの電圧変化が低減される。したがって、入力電流isに含まれるリプル電流を低減することができる。次に、交流電源1の電圧vsが正かつ高いとき、MOSFET13をオフし、MOSFET1をオフすると、電流isは交流電源1→リアクトル2→ダイオード21→コンデンサ31→ダイオード12a→ダイオード23→コンデンサ32→ダイオード14a→交流電源1の経路で流れる。図2に示すように、整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間には、コンデンサ31の電圧V3とコンデンサ32の電圧V3を加算した電圧が発生する。ここで、MOSFET11をオンすると、電流isは、交流電源1→リアクトル2→MOSFET11→ダイオード12a→ダイオード23→コンデンサ32→ダイオード14a→交流電源1の経路に転流する。整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間には、コンデンサ32の電圧V3が発生する。よって、MOSFET11をオンオフ動作させることで、整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間の電圧v1は、コンデンサ31の電圧V3とコンデンサ32の電圧V3を加算した電圧値またはコンデンサ32の電圧V3の電圧値となる。このように、整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間の電圧v1の電圧変化量は、常にV3図7に示した電力変換装置の電圧変化量の1/2となる。したがって、リアクトル2の両端電圧の変化量電圧vsと電圧v1との差分が低減され、入力電流isのリプル電流が低減される。入力電流isのリプル電流が低減されることにより、ノイズも低減される。さらに、全ての半導体素子に印加される最大電圧もV3になるため、MOSFET11~14には低耐圧の素子を適用することができる。通常、MOSFETのオン抵抗は耐圧の2乗に比例するので、本発明により1/2の耐圧のMOSFETを適用することができ、オン抵抗は1/4程度になる。図7に示した電力変換装置に比較して電流isが流れる素子数が2倍2個→4個になっているが、オン抵抗が大幅に低減するので、図7に示した電力変換装置よりも低損失化が可能となる。ここで、交流電源1の電圧vsが正のとき、MOSFET12,14に逆並列に接続されているダイオード12a,14aは常に導通している。したがって、MOSFET12,14をオン状態にすると、ダイオード12a,14aだけでなくMOSFET12,14にも電流が流れる。MOSFET12,14のオン抵抗は耐圧の2乗に比例して低減されるので、導通損失をさらに低下させることができる。回路の対称性から交流電源1の電圧vsの極性が負の場合でも同様な動作が可能である。なお、整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間の電圧v1は、MOSFET11~14のオンオフ期間を調整することによって制御される。その結果、コンデンサ31,32の電圧V3が所定値に制御される。また、入力電流isが正弦波状に制御される。また、整流回路3と4とは、上アームをダイオードとしている。したがって、上アームにMOSFETやIGBTを用いる特許文献2の電力変換装置よりも寄生キャパシタンスが小さい。その結果、下アームのMOSFETを高周波スイッチングしたときに発生するスイッチング損失が少ない。また、下アームにMOSFETを接続しているので、MOSFETの駆動電源をそれぞれコンデンサ31と32から得ることができる。この場合、絶縁された直流電圧を生成する必要がなく、MOSFETの駆動回路を簡素化できる。なお、図3に示すように整流回路3と4のMOSFETを上アームに接続した場合においても、交流電源1の電圧vsが正の場合、MOSFET12と14を駆動することで、同様な動作が可能である。次に、図4は、整流回路の直列接続数を4個にした電力変換装置の回路構成図である。コンデンサ31~34には図7に示した電力変換装置の出力電圧Voの1/4の電圧が充電される。1つのコンデンサに充電される電圧を小さくすることにより、半導体素子に印加される電圧をさらに低減させることができる。例えば、交流電源1の電圧vsが200V系の場合、図7に示した電力変換装置では出力電圧Voを400V程度に制御する。この場合、600V耐圧の半導体素子が必要になる。一方、図4の電力変換装置では、1つのコンデンサの電圧V5を100V程度にすることができるので、150V程度の耐圧を有する半導体素子の適用が可能となる。したがって、ダイオード21~28にシリコン材料で構成されるショットキーバリアダイオードが適用可能である。このダイオードは安価でかつ低オン電圧であり、さらに逆回復特性に優れている。ショットキーバリアダイオードを適用することで、導通損失やスイッチング損失を大幅低減することができる。MOSFETにも耐圧150V程度の素子を適用することができ、オン抵抗を1/16程度に低減することができる。図1に示した電力変換装置と同様にMOSFETを制御することで、図5に示すように、整流回路3の第1の端子と交流電源1の第2の端子との間に、0[V]、V5、2×V5、3×V5、4×V5のそれぞれの電圧値の5段階の電圧を発生させることができる。したがって、図1の回路よりもさらに入力電流isのリプル電流を低減することができ、低ノイズ化、小形化が可能となる。なお、整流回路の直列接続数は、2または4に限られず、任意に設定することができる。次に、図6は、図4に示した電力変換装置において、各整流回路のコンデンサの両端に絶縁型のDC-DCコンバータまたはDC-ACコンバータを接続した例を示す図である。整流回路3のコンデンサ31の両端にDC-DCコンバータ51が接続され、整流回路4のコンデンサ32の両端にDC-DCコンバータ52が接続されている。DC-DCコンバータ51と52の出力は並列に接続され、負荷42に電力が供給される。出力容量を増加する場合は、整流回路5のコンデンサ33の両端に接続されたDC-DCコンバータ53の出力端をさらに並列に接続することができる。また、負荷42に高電圧を印加する場合には、DC-DCコンバータ51の出力端子とDC-DCコンバータ52の出力端子とを直列に接続して、負荷42に電力を供給することができる。また、DC-DCコンバータ53やDC-ACコンバータ54のように、独立して負荷に電力を供給するようにしても良い。なお、この場合のDC-DCコンバータ53とDC-ACコンバータ54は、非絶縁型であっても良い。"