所定バイアス電流と、入力信号に比例して変化する電流との和である第1充電電流を生成する第1充電電流生成部と、前記所定バイアス電流と、前記入力信号に比例して変化する電流との差である第2充電電流を生成する第2充電電流生成部と、第1コンデンサを有し、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の他方レベルから一方レベルへの反転に応答して、前記第1充電電流により前記第1コンデンサの充電動作を開始し、前記第1コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第1コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第1コンデンサの充電動作に応じて第1パルス信号を出力する第1単安定マルチバイブレータと、第2コンデンサを有し、前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の前記他方レベルから前記一方レベルへの反転に応答して、前記第2充電電流により前記第2コンデンサの充電動作を開始し、前記第2コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第2コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第2コンデンサの充電動作に応じて第2パルス信号を出力する第2単安定マルチバイブレータと、第3コンデンサを有し、前記第1パルス信号がクロック信号として供給され、前記第1パルス信号の前記一方レベルから前記他方レベルへの反転に応答して、前記第2充電電流により前記第3コンデンサの充電動作を開始し、前記第3コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第3コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第3コンデンサの充電動作に応じて、前記第1および前記第2単安定マルチバイブレータの前記各クロック信号を出力する前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータとを備える、パルス幅変調回路。前記第1単安定マルチバイブレータが、前記クロック信号または前記第1パルス信号がハイレベルのときにハイレベルの信号が供給されてローレベルの信号を前記第1コンデンサの一端に供給することにより、前記第1コンデンサを前記第1充電電流によって充電させ、前記クロック信号および前記第1パルス信号がローレベルのときにローレベルの信号が供給されてハイレベルの信号を前記第1コンデンサの一端に供給することにより、前記第1コンデンサの充電を停止させる第1インバータと、前記第1コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達していないときハイレベルの前記第1パルス信号を出力し、前記第1コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達しているときローレベルの前記第1パルス信号を出力する第2インバータとをさらに有し;前記第2単安定マルチバイブレータが、前記クロック信号または前記第2パルス信号がハイレベルのときにハイレベルの信号が供給されてローレベルの信号を前記第2コンデンサの一端に供給することにより、前記第2コンデンサを前記第2充電電流によって充電させ、前記クロック信号および前記第2パルス信号がローレベルのときにローレベルの信号が供給されてハイレベルの信号を前記第2コンデンサの一端に供給することにより、前記第2コンデンサの充電を停止させる第3インバータと、前記第2コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達していないときハイレベルの前記第2パルス信号を出力し、前記第2コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達しているときローレベルの前記第2パルス信号を出力する第4インバータとをさらに有する、請求項1に記載のパルス幅変調回路。前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータが、前記第1パルス信号を反転する第5インバータと、前記第5インバータからのパルス信号または第7インバータの出力信号がハイレベルのときにハイレベルの信号が供給されてローレベルの信号を前記第3コンデンサの一端に供給することにより、前記第3コンデンサを前記第2充電電流によって充電させ、前記第5インバータからのパルス信号および前記第7インバータの出力信号がローレベルのときにローレベルの信号が供給されてハイレベルの信号を前記第3コンデンサの一端に供給することにより、前記第3コンデンサの充電を停止させる第6インバータと、前記第3コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達していないときハイレベルの信号を出力し、前記第3コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達しているときローレベルの前記信号を出力する前記第7インバータと、前記第7インバータからの信号を反転して、前記クロック信号を出力する第8インバータとをさらに有する、請求項1または2に記載のパルス幅変調回路。所定バイアス電流と、入力信号に比例して変化する電流との和である第1充電電流を生成する第1充電電流生成部と、前記所定バイアス電流と、前記入力信号に比例して変化する電流との差である第2充電電流を生成する第2充電電流生成部と、第1コンデンサを有し、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の他方レベルから一方レベルへの反転に応答して、前記第1充電電流により前記第1コンデンサの充電動作を開始し、前記第1コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第1コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第1コンデンサの充電動作に応じて第1パルス信号を出力する第1単安定マルチバイブレータと、第2コンデンサを有し、前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の前記他方レベルから前記一方レベルへの反転に応答して、前記第2充電電流により前記第2コンデンサの充電動作を開始し、前記第2コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第2コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第2コンデンサの充電動作に応じて第2パルス信号を出力する第2単安定マルチバイブレータと、第3コンデンサを有し、前記第2パルス信号がクロック信号として供給され、前記第2パルス信号の前記一方レベルから前記他方レベルへの反転に応答して、前記第1充電電流により前記第3コンデンサの充電動作を開始し、前記第3コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第3コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第3コンデンサの充電動作に応じて、前記第1および前記第2単安定マルチバイブレータの前記各クロック信号を出力する前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータとを備える、パルス幅変調回路。本発明は上記従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、入力信号が0のときにスイッチングノイズが発生することを防止し、かつ、出力される2つのパルス幅変調信号を外部クロックを使用せずに同期させるパルス幅変調回路を提供することにある。本発明の好ましい実施形態によるパルス幅変調回路は、所定バイアス電流と、入力信号に比例して変化する電流との和である第1充電電流を生成する第1充電電流生成部と、前記所定バイアス電流と、前記入力信号に比例して変化する電流との差である第2充電電流を生成する第2充電電流生成部と、第1コンデンサを有し、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の他方レベルから一方レベルへの反転に応答して、前記第1充電電流により前記第1コンデンサの充電動作を開始し、前記第1コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第1コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第1コンデンサの充電動作に応じて第1パルス信号を出力する第1単安定マルチバイブレータと、第2コンデンサを有し、前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の前記他方レベルから前記一方レベルへの反転に応答して、前記第2充電電流により前記第2コンデンサの充電動作を開始し、前記第2コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第2コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第2コンデンサの充電動作に応じて第2パルス信号を出力する第2単安定マルチバイブレータと、第3コンデンサを有し、前記第1パルス信号がクロック信号として供給され、前記第1パルス信号の前記一方レベルから前記他方レベルへの反転に応答して、前記第2充電電流により前記第3コンデンサの充電動作を開始し、前記第3コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第3コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第3コンデンサの充電動作に応じて、前記第1および前記第2単安定マルチバイブレータの前記各クロック信号を出力する前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータとを備える。本実施形態によると、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータが生成するクロック信号によって、第1単安定マルチバイブレータおよび第2単安定マルチバイブレータが動作するので、外部クロックを使用することなく、第1パルス信号および第2パルス信号を同期させることができる。入力信号が0の場合、第1パルス信号がハイレベルのときに第2パルス信号もハイレベルであり、第1パルス信号がローレベルのときに第2パルス信号もローレベルである。従って、第1パルス信号および第2パルス信号を用いてフルブリッジのスイッチングアンプを動作させるとき、入力信号が0のときには負荷に電流が流れないので、ノイズの発生を防止することができる。好ましい実施形態においては、前記第1単安定マルチバイブレータが、前記クロック信号または前記第1パルス信号がハイレベルのときにハイレベルの信号が供給されてローレベルの信号を前記第1コンデンサの一端に供給することにより、前記第1コンデンサを前記第1充電電流によって充電させ、前記クロック信号および前記第1パルス信号がローレベルのときにローレベルの信号が供給されてハイレベルの信号を前記第1コンデンサの一端に供給することにより、前記第1コンデンサの充電を停止させる第1インバータと、前記第1コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達していないときハイレベルの前記第1パルス信号を出力し、前記第1コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達しているときローレベルの前記第1パルス信号を出力する第2インバータとをさらに有し;前記第2単安定マルチバイブレータが、前記クロック信号または前記第2パルス信号がハイレベルのときにハイレベルの信号が供給されてローレベルの信号を前記第2コンデンサの一端に供給することにより、前記第2コンデンサを前記第2充電電流によって充電させ、前記クロック信号および前記第2パルス信号がローレベルのときにローレベルの信号が供給されてハイレベルの信号を前記第2コンデンサの一端に供給することにより、前記第2コンデンサの充電を停止させる第3インバータと、前記第2コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達していないときハイレベルの前記第2パルス信号を出力し、前記第2コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達しているときローレベルの前記第2パルス信号を出力する第4インバータとをさらに有する。好ましい実施形態においては、前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータが、前記第1パルス信号を反転する第5インバータと、前記第5インバータからのパルス信号または第7インバータの出力信号がハイレベルのときにハイレベルの信号が供給されてローレベルの信号を前記第3コンデンサの一端に供給することにより、前記第3コンデンサを前記第2充電電流によって充電させ、前記第5インバータからのパルス信号および前記第7インバータの出力信号がローレベルのときにローレベルの信号が供給されてハイレベルの信号を前記第3コンデンサの一端に供給することにより、前記第3コンデンサの充電を停止させる第6インバータと、前記第3コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達していないときハイレベルの信号を出力し、前記第3コンデンサの充電電圧が前記閾値電圧に達しているときローレベルの前記信号を出力する前記第7インバータと、前記第7インバータからの信号を反転して、前記クロック信号を出力する第8インバータとをさらに有する。本発明の別の好ましい実施形態によるパルス幅変調回路は、所定バイアス電流と、入力信号に比例して変化する電流との和である第1充電電流を生成する第1充電電流生成部と、前記所定バイアス電流と、前記入力信号に比例して変化する電流との差である第2充電電流を生成する第2充電電流生成部と、第1コンデンサを有し、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の他方レベルから一方レベルへの反転に応答して、前記第1充電電流により前記第1コンデンサの充電動作を開始し、前記第1コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第1コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第1コンデンサの充電動作に応じて第1パルス信号を出力する第1単安定マルチバイブレータと、第2コンデンサを有し、前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータから供給されるクロック信号の前記他方レベルから前記一方レベルへの反転に応答して、前記第2充電電流により前記第2コンデンサの充電動作を開始し、前記第2コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第2コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第2コンデンサの充電動作に応じて第2パルス信号を出力する第2単安定マルチバイブレータと、第3コンデンサを有し、前記第2パルス信号がクロック信号として供給され、前記第2パルス信号の前記一方レベルから前記他方レベルへの反転に応答して、前記第1充電電流により前記第3コンデンサの充電動作を開始し、前記第3コンデンサの充電電圧が閾値電圧に達したときに前記第3コンデンサの充電動作を停止すると共に、前記第3コンデンサの充電動作に応じて、前記第1および前記第2単安定マルチバイブレータの前記各クロック信号を出力する前記クロック信号生成用単安定マルチバイブレータとを備える。入力信号が0のときにスイッチングノイズが発生することを防止し、かつ、出力される2つのパルス幅変調信号を外部クロックを使用せずに同期させるパルス幅変調回路を提供することができる。以下、本発明の好ましい実施形態について、図面を参照して具体的に説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図1は、本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプを示すブロック図である。まず、図1を参照して、本発明のパルス幅変調回路1が適用されるスイッチングアンプ10の概略構成を説明する。スイッチングアンプ10は、パルス幅変調回路1、スイッチ素子11~14を備える。パルス幅変調回路1は、入力信号をパルス幅変調して第1パルス信号OUTaおよび第2パルス信号OUTbを生成する。スイッチ素子11~14は例えばMOSFETが採用され以下、MOSFET11~14という。、MOSFET11~14は、フルブリッジ接続されている。MOSFET11、12のゲートには第1パルス信号OUTaが供給され、MOSFET13、14のゲートには第2パルス信号OUTbが供給される。例えば、MOSFET11とMOSFET12とは極性が異なっており、第1パルス信号OUTaがハイレベルのとき、MOSFET11がオフ、MOSFET12がオンになり、第1パルス信号がローレベルのとき、MOSFET11がオン、MOSFET12がオフになる。MOSFET13とMOSFET14とは極性が異なっており、第2パルス信号OUTbがハイレベルのとき、MOSFET13がオフ、MOSFET14がオンになり、第2パルス信号OUTbがローレベルのとき、MOSFET13がオン、MOSFET14がオフになる。MOSFET11、14がオン、MOSFET12、13がオフのとき、電源VDからMOSFET11、負荷スピーカー15、MOSFET14、電源-VDの順に電流が流れる。MOSFET12、13がオン、MOSFET11、14がオフのとき、電源VDからMOSFET13、負荷15、MOSFET12、電源-VDの順に電流が流れる。MOSFET11、13がオン、MOSFET12、14がオフのとき負荷には電流が流れない。MOSFET12、14がオン、MOSFET11、13がオフのとき負荷には電流が流れない。なお、MOSFET11、12に極性の同じものを使用し、一方のMOSFETに第1パルス信号OUTaを反転した信号を供給してもよい。MOSFET13、14に極性の同じものを使用し、一方のMOSFETに第2パルス信号OUTbを反転した信号を供給してもよい。図2Aは、本実施形態のパルス幅変調回路1を示すブロック図である。図3Aは、本実施形態のパルス幅変調回路1の詳細を示す回路図である。まず、主に図2Aを参照して、パルス幅変調回路1の概要を説明する。パルス幅変調回路1は、充電電流生成部2と、第1単安定マルチバイブレータ3と、第2単安定マルチバイブレータ4と、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5とを備える。充電電流生成部2は、第1充電電流Iaを生成する第1充電電流生成部と、第2充電電流Ibを生成する第2充電電流生成部とを有する。第1充電電流Iaは、所定バイアス電流Ioと、入力信号源Sから供給される入力信号オーディオ信号に比例して変化する電流iとの和Ioiである。第2充電電流Ibは、所定バイアス電流Ioと、入力信号源Sから供給される入力信号オーディオ信号に比例して変化する電流iとの差Io-iである。第1単安定マルチバイブレータ3は、第1コンデンサCa積分器、図3A参照を有し、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5から供給されるクロック信号の他方レベルから一方レベルへの反転例えば、ローレベルからハイレベルへの立ち上がりに応答して、第1充電電流Iaにより第1コンデンサCaの充電動作を開始する。第1単安定マルチバイブレータ3は、第1コンデンサCaの充電電圧が所定の閾値電圧に達したときに、第1コンデンサCaの充電動作を停止する。そして、第1単安定マルチバイブレータ3は、第1コンデンサCaの充電動作に応じて第1パルス信号OUTaを出力する。第2単安定マルチバイブレータ4は、第2コンデンサCb積分器、図3A参照を有し、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5から供給されるクロック信号の他方レベルから一方レベルへの反転例えば、ローレベルからハイレベルへの立ち上がりに応答して、第2充電電流Ibにより第2コンデンサCbの充電動作を開始する。第2単安定マルチバイブレータ4は、第2コンデンサCbの充電電圧が所定の閾値電圧に達したときに第2コンデンサCbの充電動作を停止する。そして、単安定マルチバイブレータ4は、第2コンデンサCbの充電動作に応じて第2パルス信号OUTbを出力する。クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第3コンデンサCcを有し、第1パルス信号OUTaがクロック信号として供給され、第1パルス信号OUTaの一方レベルから他方レベルへの反転例えば、ハイレベルからローレベルへの立ち下がりに応答して、第2充電電流Ibにより第3コンデンサCcの充電動作を開始する。クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第3コンデンサCcの充電電圧が所定の閾値電圧に達したときに第3コンデンサCcの充電動作を停止する。そして、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第3コンデンサCcの充電動作に応じて第3パルス信号を第1単安定マルチバイブレータ3および第2単安定マルチバイブレータ4の各クロック信号として出力する。次に、パルス幅変調回路1の詳細を図3Aを参照して説明する。電流生成部2は、トランジスタQ1~Q9と、抵抗Re1、Re2と、抵抗R1~R5と、入力信号源Sと、定電流源Jとを備える。トランジスタQ1、Q2、抵抗Re1、Re2、定電流源Jは、差動増幅回路を構成し、入力信号に応じてトランジスタQ1、Q2が差動電流を生成する。すなわち、トランジスタQ1、Q2の各コレクタ電流の和が定電流源Jの電流2Ioになっており、入力信号に応じて差動信号の分配比が決定される。接続構成について説明すると、トランジスタQ1は、ベースが入力信号源Sの正側に接続され、エミッタが抵抗Re1を介して定電流源Jの一端に接続され、コレクタがトランジスタQ3のコレクタと、トランジスタQ5のベースとに接続されている。トランジスタQ2は、ベースが接地電位に接続され、エミッタが抵抗Re2を介して定電流源Jの一端に接続され、コレクタがトランジスタQ6のコレクタとトランジスタQ9のベースとに接続されている。定電流源Jの他端は電源ライン-VCCに接続されている。抵抗Re1とRe2との抵抗値は同じである。トランジスタQ3、Q4、Q5、抵抗R1、R2は、第1充電電流Iaを生成する第1電流生成部カレントミラー回路を構成する。差動増幅回路のトランジスタQ1のコレクタ電流に基づいてトランジスタQ3にコレクタ電流が流れ、トランジスタQ3のコレクタ電流と同じ電流がトランジスタQ4のコレクタ電流Iaとして流れる。接続構成について説明すると、トランジスタQ3は、ベースはトランジスタQ4のベースと、トランジスタQ5のエミッタとに接続され、コレクタがトランジスタQ1のコレクタと、トランジスタQ5のベースとに接続され、エミッタが抵抗R1を介して、正の電源ラインVCCに接続されている。トランジスタQ4は、コレクタが第1充電電流Iaの出力端子になっており第1単安定マルチバイブレータ3の第1コンデンサCa等に接続され、エミッタが、抵抗R2を介して正の電源ラインVccに接続されている。トランジスタQ5は、ベースがトランジスタQ3のコレクタとトランジスタQ1のコレクタとに接続され、エミッタがトランジスタQ3、Q4の両ベースに接続され、コレクタが負の電源ライン-Vccに接続されている。トランジスタQ5は、トランジスタQ3、Q4のベース電流補償用であり、抵抗R1、R2と共に第1充電電流Iaのばらつきを軽減する。トランジスタQ6、Q7、Q8、Q9、抵抗R3、R4、R5は、第2充電電流Ibを生成する第2電流生成部カレントミラー回路を構成する。差動増幅回路のトランジスタQ2のコレクタ電流に基づいてトランジスタQ6にコレクタ電流が流れ、トランジスタQ6のコレクタ電流と同じ電流がトランジスタQ7、Q8のコレクタ電流Ibとして流れる。接続構成について説明すると、トランジスタQ6は、ベースはトランジスタQ7、Q8の各ベースと、トランジスタQ9のエミッタとに接続され、コレクタがトランジスタQ2のコレクタと、トランジスタQ9のベースとに接続され、エミッタが抵抗R3を介して正の電源ラインVCCに接続されている。トランジスタQ7は、コレクタが第2充電電流Ibの出力端子になっており第2単安定マルチバイブレータ4の第2コンデンサCb等に接続され、エミッタが抵抗R4を介して正の電源ラインVccに接続されている。トランジスタQ8は、コレクタが第2充電電流Ibの出力端子になっておりクロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5の第3コンデンサCc等に接続され、エミッタが抵抗R5を介して正の電源ラインVccに接続されている。トランジスタQ9は、ベースがトランジスタQ6のコレクタとトランジスタQ2のコレクタとに接続され、エミッタがトランジスタQ6、Q7、Q8の各ベースに接続され、コレクタが負の電源ライン-Vccに接続されている。トランジスタQ9は、トランジスタQ6、Q7、Q8のベース電流補償用であり、抵抗R3、R4、R5と共に第2充電電流Ibのばらつきを軽減する。第1単安定マルチバイブレータ3は、第1インバータQa1と、第2インバータQa2と、第1コンデンサCaとを有する。また、第1単安定マルチバイブレータ3は、ダイオードDa1、Da2、Da3と、抵抗Raとを有する。第1インバータQa1は、入力されるクロック信号または第1パルス信号OUTaがハイレベルのときに、ダイオードDa1またはDa2を介して入力にハイレベルの信号が供給されるので、ハイレベルの信号を反転し、ローレベルの信号を第1コンデンサCaに供給する。従って、第1コンデンサCaを第1充電電流Iaによって充電させることができる。また、第1インバータQa1は、入力されるクロック信号および第1パルス信号OUTaがローレベルのときに、ダイオードDa1、Da2が共にオフ状態になるので、抵抗Raを介してローレベルの信号が入力に供給され、ローレベルの信号を反転し、ハイレベルの信号を第1コンデンサCaに供給する。従って、第1コンデンサCaの充電を停止させることができる。第2インバータQa2は、第1コンデンサCaの充電電圧が閾値電圧に達していないときハイレベルの第1パルス信号OUTaを出力し、第1コンデンサCaの充電電圧が閾値電圧に達しているときローレベルの第1パルス信号OUTaを出力する。接続構成を説明する。ダイオードDa1は、アノードにクロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5からのクロック第3パルス信号が供給され、カソードが第1インバータQa1の入力に接続されている。第1インバータQa1は、入力がダイオードDa1のカソードと、ダイオードDa2のカソードと、抵抗Raの一端とに接続され、出力が第1コンデンサCaの一端に接続されている。第1コンデンサCaは、一端が第1インバータQa1の出力に接続され、他端が第2インバータQa2の入力に接続されている。第2インバータQa2は、入力が第1コンデンサCaの他端に接続され、出力が第1単安定マルチバイブレータ3の出力に接続され、ダイオードDa2のアノードに接続されている。ダイオードDa3は、アノードが第1コンデンサCaの他端と第2インバータQa2の入力とに接続されている。ダイオードDa3は、第1コンデンサCaの出力をクランプして第2インバータQa2を保護すると共に、第1コンデンサCaの充電電圧を放電する際に、電源ラインV1に電荷をバイパスさせる。第1インバータQa1、第2インバータQa2には、電源ラインV1とV2とが接続されている。第2単安定マルチバイブレータ4は、第3インバータQb1と、第4インバータQb2と、第2コンデンサCbとを有する。また、第2単安定マルチバイブレータ4は、ダイオードDb1、Db2、Db3と、抵抗Rbとを有する。第3インバータQb1は、入力されるクロック信号または第2パルス信号OUTbがハイレベルのときに、ダイオードDb1またはDb2を介して入力にハイレベルの信号が供給されるので、ハイレベルの信号を反転し、ローレベルの信号を第2コンデンサCbに供給する。従って、第2コンデンサCbを第2充電電流Ibによって充電させることができる。また、第3インバータQb1は、入力されるクロック信号および第2パルス信号OUTbがローレベルのときに、ダイオードDb1、Db2が共にオフ状態になるので、抵抗Rbを介してローレベルの信号が入力に供給され、ローレベルの信号を反転し、ハイレベルの信号を第2コンデンサCbに供給する。従って、第2コンデンサCbの充電を停止させることができる。第4インバータQb2は、第2コンデンサCbの充電電圧が閾値電圧に達していないときハイレベルの第2パルス信号OUTbを出力し、第2コンデンサCbの充電電圧が閾値電圧に達しているときローレベルの第2パルス信号OUTbを出力する。接続構成を説明する。ダイオードDb1は、アノードにクロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5からのクロック第3パルス信号が供給され、カソードが第3インバータQb1の入力に接続されている。第3インバータQb1は、入力がダイオードDb1のカソードと、ダイオードDb2のカソードと、抵抗Rbの一端とに接続され、出力が第2コンデンサCbの一端に接続されている。第2コンデンサCbは、一端が第3インバータQb1の出力に接続され、他端が第4インバータQb2の入力に接続されている。第4インバータQb2は、入力が第2コンデンサCbの他端に接続され、出力が第2単安定マルチバイブレータ4の出力に接続され、ダイオードDb2のアノードに接続されている。ダイオードDb3は、アノードが第2コンデンサCbの他端と第4インバータQb2の入力とに接続されている。ダイオードDb3は、第2コンデンサCbの出力をクランプして第4インバータQb2を保護すると共に、第2コンデンサCbの充電電圧を放電する際に、電源ラインV1に電荷をバイパスさせる。第3インバータQb1、第4インバータQb2には、電源ラインV1とV2とが接続されている。クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第5インバータQc1と、第6インバータQc2と、第7インバータQc3と、第8インバータQc4と、第3コンデンサCcとを有する。また、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、ダイオードDc1、Dc2、Dc3と、抵抗Rcとを有する。第5インバータQc1は、入力されるクロック信号としての第1パルス信号OUTaを反転させて、ダイオードDc1のアノードに供給する。第6インバータQc2は、入力されるクロック信号または第7インバータQc3からの信号がハイレベルのときに、ダイオードDc1またはDc2を介して入力にハイレベルの信号が供給されるので、ハイレベルの信号を反転し、ローレベルの信号を第3コンデンサCcに供給する。従って、第3コンデンサCcを第2充電電流Ibによって充電させることができる。また、第6インバータQc2は、入力されるクロック信号および第7インバータQc3からの信号がローレベルのときに、ダイオードDc1、Dc2が共にオフ状態になるので、抵抗Rcを介してローレベルの信号が入力に供給され、ローレベルの信号を反転し、ハイレベルの信号を第3コンデンサCcに供給する。従って、第3コンデンサCcの充電を停止させることができる。第3コンデンサCcの充電電圧が閾値電圧に達していないとき、第7インバータQc3はハイレベルの信号を出力し、第8インバータQc4はローレベルの信号を出力する。第3コンデンサCcの充電電圧が閾値電圧に達しているとき、第7インバータQc3はローレベルの信号を出力し、第8インバータQc4はハイレベルの信号を出力する。接続構成を説明する。第5インバータQc1は、入力が第2インバータQa2の出力に接続され、出力がダイオードDc1のアノードに接続されている。ダイオードDc1は、アノードが第5インバータQc1の出力に接続され、カソードが第6インバータQc2の入力に接続されている。第6インバータQc2は、入力がダイオードDc1のカソードと、ダイオードDc2のカソードと、抵抗Rcの一端とに接続され、出力が第3コンデンサCcの一端に接続されている。第3コンデンサCcは、一端が第6インバータQc2の出力に接続され、他端が第7インバータQc3の入力に接続されている。第7インバータQc3は、入力が第3コンデンサCcの他端に接続され、出力が第8インバータQc4の入力に接続され、ダイオードDc2のアノードに接続されている。第8インバータQc4の出力は、ダイオードDa1のアノードと、ダイオードDb1のアノードとに接続されている。ダイオードDc3は、アノードが第3コンデンサCcの他端と第7インバータQc3の入力とに接続されている。ダイオードDc3は、第3コンデンサCcの出力をクランプして第7インバータQc3を保護すると共に、第3コンデンサCcの充電電圧を放電する際に、電源ラインV1に電荷をバイパスさせる。第6インバータQc2、第7インバータQc3には、電源ラインV1とV2とが接続されている。以下、本実施形態のパルス幅変調回路1の動作を説明する。図4は、パルス幅変調回路1の各点における電圧波形を示すタイムチャートであり、各番号は図3Aにおける各番号の電圧に対応している。最初に、時刻t1において、第1コンデンサCa、第2コンデンサcb、第3コンデンサCcの電荷が0であるとする。すなわち、36の電圧が共にローレベルV2である。ここで、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5からのクロック第3パルス信号がハイレベルになる1参照。第1単安定マルチバイブレータ3に着目すると、ハイレベルのクロックは、ダイオードDa1を介して第1インバータQa1に供給され、第1インバータQa1の出力2、及び、第2インバータQa2の入力3は共にローレベルになる。従って、第2インバータQa2の出力、すなわち第1パルス信号OUTaはハイレベルになる4参照。第2単安定マルチバイブレータ4に着目すると、ハイレベルのクロックは、ダイオードDb1を介して第3インバータQb1に供給され、第3インバータQb1の出力5、及び、第4インバータQb2の入力6は共にローレベルになる。従って、第4インバータQb2の出力、すなわち第2パルス信号OUTbはハイレベルになる7参照。クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5に着目すると、ハイレベルの第1パルス信号OUTaが第5インバータQc1の入力に供給される。第5インバータQc1の出力はローレベルになる8。ダイオードDc1はオフ状態になるので、第6インバータQc2の入力には電源V2が接続された状態になりローレベルになる。従って、第6インバータQc2の出力はハイレベルになり9、第7インバータQc3の入力はハイレベルになる10。従って、第7インバータQc3の出力はローレベルになる11、第8インバータQc4の出力、すなわち第3パルス信号はハイレベルになっている1。時刻t1から時間が経過するにしたがって、各コンデンサの充電動作が実行される。第1単安定マルチバイブレータ3に着目すると、第1充電電流Iaが第1コンデンサCaの他端へと流れて第1コンデンサCaが充電される3参照。第1コンデンサCaの充電速度電圧増加の傾きは第1充電電流Iaの大きさに起因する。同様に、第2単安定マルチバイブレータ4に着目すると、第2充電電流Ibが第2コンデンサCbの他端へと流れて第2コンデンサCbが充電される6参照。第2コンデンサCbの充電速度電圧増加の傾きは第2充電電流Ibの大きさに起因する。第1コンデンサCa、第2コンデンサcbのうち、大きい方の電流が供給されるコンデンサの充電電圧が先に閾値電圧vthに達する。例えば、図4の例においては、第1充電電流Iaが第2充電電流Ibよりも大きいので、時刻t2において、第1コンデンサCaの充電電圧が第2コンデンサCbの充電電圧よりも先に閾値電圧Vthに達する3、6参照。つまり、時刻t2の時点では、第2コンデンサCbの充電電圧は閾値電圧Vthには達していない。閾値電圧は、第2インバータQa2、第4インバータQa4の閾値電圧であり、これらの閾値電圧は同じ値である。従って時刻t2において、第2インバータQa2の出力、すなわち第1パルス信号OUTaがハイレベルからローレベルに反転する4参照。ダイオードDa2は、ローレベルの第1パルス信号OUTaによって逆バイアスがかかりオフ状態になる。第2インバータQa2の出力がローレベルになると、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5において、第5インバータQc1の出力がローレベルからハイレベルに反転し8参照、第6インバータQc2の出力がハイレベルからローレベルに反転する9参照。第3コンデンサCcの他端10の電位はこの反転が起こるまでは、ダイオードDc3によってクランプされていたので、反転の瞬間の電荷は0であり、この時点から第2充電電流Ibによって第3コンデンサCcが充電開始される10参照。第3コンデンサCcの充電速度電圧増加の傾きは第2充電電流Ibの大きさに起因する。従って、時刻t2には、第7インバータQc3の入力はローレベル10参照、出力はハイレベルになり11参照、第8インバータQc4の出力はローレベルになる1参照。第8インバータQc4の出力がローレベルに反転することによって、第1単安定マルチバイブレータ3に着目すると、ダイオードDa1はオフ状態となる。これにより、第1インバータQa1の入力は、上記の通りダイオードDa2もオフ状態になっているので抵抗Rbを介して電源ラインV2つまりローレベルの電圧にプルダウンされる。従って、第1インバータQa1の出力はローレベルからハイレベルに反転する2参照。第1コンデンサCaの他端3の電圧は、一端2の電圧の上昇に起因して、ハイレベルに上昇するが、第1コンデンサCaに蓄積された電荷はこの瞬間にダイオードDa3を介して電源ラインV1にバイパスされるので、電源電圧V1以上には上昇することがない。これにより、第1コンデンサCaの第1充電電流Iaによる充電動作は停止される。一方、第2単安定マルチバイブレータ4に着目すると、第8インバータQc4の出力がローレベルに反転することによって、ダイオードDb1はオフ状態となる。しかしながら、第2コンデンサCbの充電電圧は未だ閾値電圧に達しておらず6参照、第4インバータQb2の出力はハイレベルの状態を維持しているので7参照、ダイオードDb2はオン状態を継続し、第3インバータQb1の入力にはハイレベルの信号が供給され続け、この時点では変化は起こらない。時刻t3になると、第2コンデンサの充電電圧が第4インバータQb2の閾値電圧Vthに達するので、第4インバータQb2の出力、すなわち第2パルス信号OUTbはハイレベルからローレベルに反転する7参照。ダイオードDb2は、ローレベルの第2パルス信号OUTbによって逆バイアスとなりオフ状態となる。上記の通り、ダイオードDb1もオフ状態になっているので、第3インバータQb1の入力は抵抗Rbを介して電源ラインV2ローレベルにプルダウンされる。従って、第3インバータQb1の出力は、ローレベルからハイレベルに反転する5参照。第2コンデンサCbの他端6の電圧は、一端5の電圧の上昇に起因して、ハイレベルに上昇するが、第2コンデンサCbに蓄積された電荷はこの瞬間にダイオードDb3を介して電源ラインV1にバイパスされるので、電源電圧V1以上には上昇することがない。これにより、第2コンデンサCbの第2充電電流Ibによる充電動作は停止される。時刻t4になると、第3コンデンサC3の充電電圧が第7インバータQc3の閾値電圧Vthに達するので10参照、第7インバータQc3の出力がハイレベルからローレベルに反転する11参照。従って、ダイオードDc2は、アノードにローレベルの信号が供給されて、オフ状態になる。また、第8インバータQc4は、入力がローレベルになり、出力クロック信号がハイレベルになる1参照。ハイレベルのクロック信号が、第1インバータQa1の入力に供給され、第1インバータQa1の出力はローレベルになり2参照、第2インバータQa2の出力、すなわち第1パルス信号OUTaはハイレベルになり4参照、第1コンデンサCaの第1充電電流Iaによる充電が開始される。同様に、ハイレベルのクロック信号が、第3インバータQb1の入力に供給され、第3インバータQb1の出力はローレベルになり5参照、第4インバータQb2の出力、すなわち第2パルス信号OUTbはハイレベルになり7参照、第2コンデンサCbの第2充電電流Ibによる充電が開始される。第1パルス信号OUTaのハイレベルへの反転に伴い、第5インバータQc3の出力はローレベルになるので8参照、ダイオードDc1はオフ状態になり、第6インバータQc2の入力は電源ラインV2ローレベルの電圧にプルダウンされ、第6インバータQc2の出力はハイレベルになる9参照。従って、第3コンデンサCcの他端10の電圧は、一端9の電圧の上昇に起因して、ハイレベルに上昇するが、第3コンデンサCcに蓄積された電荷はこの瞬間にダイオードDc3を介して電源ラインV1にバイパスされるので、電源電圧V1以上には上昇することがない。これにより、第3コンデンサCcの第2充電電流Ibに充電動作は停止される。t4以降は、上記の動作を繰り返す。パルス幅変調回路1の出力は、第1パルス信号OUTaと、第2パルス信号OUTbとの差分信号と見なすことが出来る。例えば、第2パルス信号OUTbから第1パルス信号OUTaを減算することによって、正相出力のパルス幅変調信号を出力することができる。図5は、本実施形態のパルス幅変調回路1において、入力信号を変化させた場合の各部の電圧波形の変化を示すタイムチャートである。入力信号の正の期間においては、第1充電電流Iaが第2充電電流Ibよりも大となるので、第1コンデンサCaの充電電圧が閾値電圧に達する時間が第2コンデンサCbの充電電圧が閾値電圧に達する時間よりも短くなる。従って、第1パルス信号OUTa4参照は、ハイレベルの期間が短く、ローレベルの期間が長くなる。第2パルス信号OUTb7参照は、ハイレベルの期間が長く、ローレベルの期間が短くなる。従って、パルス幅変調回路1の出力信号を第2パルス信号OUTb-第1パルス信号OUTaとした場合、ハイレベルの期間が長く、ローレベルの期間が短いパルス幅変調信号となる。入力信号の負の期間においては、第1充電電流Iaが第2充電電流Ibよりも小となるので、第2コンデンサCbの充電電圧が閾値電圧に達する時間が第1コンデンサCaの充電電圧が閾値電圧に達する時間よりも短くなる。従って、第1パルス信号OUTa4参照は、ハイレベルの期間が長く、ローレベルの期間が短くなる。第2パルス信号OUTb7参照は、ハイレベルの期間が短く、ローレベルの期間が長くなる。従って、パルス幅変調回路1の出力信号を第2パルス信号OUTb-第1パルス信号OUTaとした場合、ハイレベルの期間が短く、ローレベルの期間が長いパルス幅変調信号となる。入力信号が0の期間においては、第1充電電流Iaと第2充電電流Ibとが等しいので、第1コンデンサCaの充電電圧が閾値電圧に達する時間と、第2コンデンサCbの充電電圧が閾値電圧に達する時間とが等しくなる。従って、第1パルス信号OUTa4参照は、ハイレベルの期間とローレベルの期間とが同じである。第2パルス信号OUTb7参照は、ハイレベルの期間と、ローレベルの期間とが同じである。従って、パルス幅変調回路1の出力信号を第2パルス信号OUTb-第1パルス信号OUTaとした場合、パルス幅変調信号は常に0となる。第1パルス信号OUTaおよび第2パルス信号OUTbによって図1のMOSFET11~14を駆動する場合を説明する。入力信号が正の期間第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbが共にハイレベルのとき、MOSFET12、14がオン、MOSFET11、13がオフであるので、負荷15には電流が流れない。第1パルス信号OUTaがローレベル、第2パルス信号OUTbがハイレベルのとき、MOSFET11、14がオン、MOSFET12、13がオフであるので、電源VD、MOSFET11、負荷15、MOSFET14、電源-VDの順に電流が流れる。第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbが共にローレベルのとき、MOSFET11、13がオン、MOSFET12、14がオフであるので、負荷15には電流が流れない。入力信号が負の期間第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbが共にハイレベルのとき、MOSFET12、14がオン、MOSFET11、13がオフであるので、負荷15には電流が流れない。第1パルス信号OUTaがハイレベル、第2パルス信号OUTbがローレベルのとき、MOSFET12、13がオン、MOSFET11、14がオフであるので、電源VD、MOSFET13、負荷15、MOSFET12、電源-VDの順に電流が流れる。第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbが共にローレベルのとき、MOSFET11、13がオン、MOSFET12、14がオフであるので、負荷15には電流が流れない。入力信号が0の期間第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbが共にハイレベルのとき、MOSFET12、14がオン、MOSFET11、13がオフであるので、負荷15には電流が流れない。第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbが共にローレベルのとき、MOSFET11、13がオン、MOSFET12、14がオフであるので、負荷15には電流が流れない。このように、入力信号が0の期間においては、常時、負荷には電流が流れないので、無音のときにノイズが発生することを防止することができる。本実施形態のパルス幅変調回路1のパルス幅変調信号の線形性は、以下のようにして確認できる。第1コンデンサCa、第2コンデンサCb、第3コンデンサCcの各容量を全てCとし、これらのコンデンサを閾値電圧まで充電させるために必要な電圧をVt=閾値電圧Vth-電源電圧V2とし、第1充電電流Ia=Ioi、第2充電電流Ib=Io-iとする。図4に示すように、第1パルス信号OUTaのハイレベル期間をTah、第1パルス信号OUTaのローレベル期間をTal、第2パルス信号OUTbのハイレベル期間をTbh、第2パルス信号OUTbのローレベル期間をTbl、第3パルス信号のハイレベル期間をTch、第3パルス信号のローレベル期間をTcl、パルス幅変調信号12参照のハイレベル期間をTop、パルス幅変調信号が0の期間をTonとする。Tah=Tch、Tbh=Tcl、かつ、TahTal=TbhTbl=TchTclであるので、パルス幅変調信号12のハイレベルの期間Topは、Top=Tbh-Tbl=Tbh-Tahである。まず、入力信号が0である場合には、Ia=Ib=Ioであるので、CVt=IoTah=IoTbh=IoTclの関係が成立する。これを変形すると、Tah=Tbh=Tcl=CVt/Ioとなり、Topは常に0となるので、上記の通り、パルス幅変調信号は0となり、パルス波形が出力されない。従って、この出力波形で両出力間に接続した負荷を駆動することにより、入力信号0のときに負荷であるスピーカーにはスイッチ素子のスイッチ動作に伴う電流が全く流れないので、輻射ノイズが大幅に抑えられるとともに、ローパスフィルタを負荷との間に挿入しなくとも、スイッチ動作による電力消費が無くなることによって効率を大幅に上げることが出来る。一方、入力信号が0ではない場合には、Tah=CVt/I0i、Tbh=CVt/I0-iであるので、パルス幅変調信号12の変調度をmとすると、mは下記式で表現できる。m=Top-Ton/TopTon=Tbh-Tah-Tbl-Tah/Tbh-TahTblTah=Tbh-3Tah/TbhTah=2i/I0-1従って、変調度mの変化は信号電流成分iに比例する。i=0のとき、変調度は-100となるが、これは常にローレベルのパルスを出力していることを意味し、上記の結果と一致する。また、入力信号による電流変化分は最大Io従って、バイアス電流Ioと合計した最大電流値は2Ioであり、このとき変調度は100となり、常にハイレベルのパルスを出力していることとなる。入力信号電流が負の方向に変化する場合は、第2パルス信号から第1パルス信号を減算した差分は負となるので、負の方向にパルスが出力される図5参照。従って、変調度mとしては、m=Top-Ton/TopTon=2i/Io1となり、入力信号が0のときに常にハイレベルのパルスを出力し、入力信号による負の方向への最大電流変化-Io従ってバイアス電流と合計した最小電流値は0のとき、常にローレベルのパルスを出力することとなる。本実施形態のパルス幅変調回路では、入力信号が0のときの第1パルス信号OUTa、第2パルス信号OUTbのスイッチング出力周波数は、充電電流生成部2のバイアス電流値Ioと、各コンデンサCa、Cbの容量、および、充電終了時刻を決定するインバータの閾値電圧により決定され、入力信号の帯域に対して十分速い周波数で動作するように決定される。特許文献1の無安定マルチバイブレータを用いた積分型パルス幅変調回路では、外部トリガによるスイッチングタイミング調整が出来ないので、同じ回路を2個用いて2種のパルス幅変調信号を出力するような場合でも、これらの同期を取るのは不可能である。しかし、本実施形態では、2個の単安定マルチバイブレータで2種のパルス幅変調信号を生成し、それらの動作充電開始トリガとして、入力信号によってパルス幅が変化するクロック信号生成用単安定マルチバイブレータの出力を用いているので、外来ノイズに強い積分型パルス幅変調方式を採用し、かつ、2つのパルス幅変調信号を同期させることが出来る。本実施形態によると、スイッチ素子MOSFET11~14に超高速のものを使用することなく、高効率で精度の良い出力を得ることができる。これは、パルス幅の基準となる積分時間を決める電流源の動作が関与するところが大きく、所定のバイアス電流を入力に応じて差動電流に分配する方式であるので、電流の変化幅は、0から最大でも無入力時の2倍までとなる。従って、第1パルス信号および第2パルス信号の最小パルス幅は、入力信号が0であるときの半分周波数は2倍であるので、スイッチ素子がこれを十分満足するスイッチング性能を有していれば、高変調度下であっても効率よく高精度のパルスを生成することができる。負荷側では、第1パルス信号および第2パルス信号の差動パルス位相のずれにより動作するので、各々の最小パルス幅が入力信号が0のときの半分までしか変化しなくとも、負荷の両端では非常に小さいパルス幅も表現できる。次に、本発明の別の好ましい実施形態を説明する。図2Bは本実施形態によるパルス幅変調回路1Bを示すブロック図、図3Bは本実施形態によるパルス幅変調回路1Bを示す詳細回路図である。両図とも、図2、図3と同一部分には同一符号を付し、説明を援用する。パルス幅変調回路1Bにおいては、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5の第3コンデンサCcは、第2充電電流Ibに代えて第1充電電流Iaによって充電される。従って、充電電流生成部2は、トランジスタQ4のコレクタ電流を第1充電電流Iaとして、第1単安定マルチバイブレータ3の第1コンデンサCaに供給すると共に、トランジスタQ10のコレクタ電流を第1充電電流Iaとして、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5の第3コンデンサCcにも供給する。さらに、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5の第5インバータQc3の入力には、第1パルス信号OUTaに代えて第2パルス信号OUTbが供給される。その他の構成は図2、図3と同じである。すなわち、本実施形態によるクロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第3コンデンサCcを有し、第2パルス信号OUTbがクロック信号として供給され、第2パルス信号OUTbの一方レベルから他方レベルへの反転例えば、ハイレベルからローレベルへの立ち下がりに応答して、第1充電電流Iaにより第3コンデンサCcの充電動作を開始する。クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第3コンデンサCcの充電電圧が所定の閾値電圧に達したときに第3コンデンサCcの充電動作を停止する。そして、クロック信号生成用単安定マルチバイブレータ5は、第3コンデンサCcの充電動作に応じて第3パルス信号を第1単安定マルチバイブレータ3および第2単安定マルチバイブレータ4の各クロック信号として出力する。以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。第1単安定マルチバイブレータは、クロック信号のハイレベルからローレベルへの立ち下がりに応答して、第1充電電流Iaにより第1コンデンサCaの充電動作を開始してもよく、第2単安定マルチバイブレータは、クロック信号のハイレベルからローレベルへの立ち下がりに応答して、第2充電電流Ibにより第2コンデンサCbの充電動作を開始してもよい。クロック信号生成用単安定マルチバイブレータは、クロック信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりに応答して、第2充電電流Ibにより第3コンデンサCcの充電動作を開始してもよい。