ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、前記第一および第二の信号を混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器と、を含む変調器。前記プロセッサは、mおよびNを整数として、π/mNの前記位相ジャンプを除去する、請求項1の変調器。前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、請求項1の変調器。さらに、前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル-アナログ変換器とを含む請求項2または3の変調器。ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、複数のアームであって、前記複数のアームのそれぞれは前記複数の定数包絡信号の対応する一つによって通過され、前記複数のアームの対応する一つを通過する複数の入力信号の一つを出力する複数のアームであり、前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つを受け、前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つの位相軌跡中の位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成するプロセッサと、前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームと、複数の電力増幅器であって、各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成する複数の電力増幅器と、前記増幅された信号の全てを加え合わせる加算器と、を含む増幅器。ソース信号から複数の定数包絡信号を生成することと、前記複数の定数包絡信号の対応する一つを受けることと、前記複数の定数包絡信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検出することと、前記位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成することと、前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成することと、前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成することと、前記増幅された信号の全てを加え合わせることと、を含む入力信号を増幅する方法。しかしながら多くの市販で入手可能なローコスト-ミッドコストLSIDACに対しては、そのような仮定が適用可能ではない。通常、DACは出力においてローパスフィルタを有している。そのようなLPFはDAC出力信号スペクトルに寄生振幅変調AMを導入する。そのような寄生AMおよび非線形HPAを有すると、完全な信号再構成は可能ではない。よって、帯域外スペクトル成分が、HPA出力信号スペクトルに現れている。本発明の目的の一つは、変調器であって、寄生振幅変調を自動的に除去し、LINC変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する変調器を提供することである。本発明の別の目的は、増幅器であって、自動的に寄生振幅変調を除去し、LINC変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成する増幅器を提供することである。非線形コンポーネントを有する線形増幅LINC変調器が提供される。LINC変調器は、ソース信号xtから複数の定数包絡信号x1t、x2tを生成する分離器と、入力信号x1t、x2tを受け、前記入力信号x1t、x2tの位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、前記第一の信号を第二の信号と混合し、前記入力信号x1t、x2tを再構成する直交変調器と、を含む。LINC変調器は複合高増幅器アーム中の狭帯域回路、たとえば、自動的に寄生振幅変調を除去し、LINC変調器の出力端子で変調器に入力される信号を再構成するデジタル-アナログ変換器DACを用いることができる。図面を参照して、本発明の詳細な記載を提供する。図面では、類似の符号は異なる図面の類似のコンポーネントを記載し得る。異なる下付き文字を有する類似の符号は類似のコンポーネントの異なる瞬間を表すことがあり得る。図面は、一般に、例示であるが、限定ではない仕方で、本明細書中で議論される幾つかの実施形態を示す。比較例最初に、複合高電力増幅器C-HPAの比較例を説明し、本発明の好適な実施形態の技術的特徴の理解を容易にしよう。図1は、複合高電力増幅器C-HPA100の例を示す機能図である。C-HPA100は、C-HPAアームの各々で周波数の限定を受け、個々の高電力増幅器HPAからの信号が結合される方法で得られる出力信号ytを生成し得る。図1に示されているC-HPA100は、高周波回路の幾つかのコンポーネントを含む。コンポーネントは、単一の成分分離器SCS102、2つのローパスフィルタLPF時として単にフィルタとして参照される104aおよび104b、2つのデジタル-アナログ変換器DAC106aおよび106b、2つの第一の直交変調器または時として簡単のため、2つの直交変調器として参照される108aおよび108b、局部発振器110、第一の高電力増幅器HPA1112a、第二の高電力増幅器HPA2112b、および結合器114を含む。SCS102、LPF104a、104b、DAC106a、106b、第一直交変調器108a、108b、および結合器114は、非線形コンポーネントを用いる線形増幅LINC変調器150を構成する。SCS102は、2つの定数包絡信号、すなわち第一の定数包絡信号x1tと第二定数包絡信号x2tを、ソース信号xt、すなわちベースバンドソース信号xtを用いて生成する。別の言葉では、ソース信号xtは、SCS102によって、2つの定数包絡信号x1tとx2tに分離される。もしソース信号xtがのように書けるならば、2つの2つの定数包絡信号x1tとx2tは、のように計算される。ここで、であり、eは、ソース信号xtに直交する信号である。よって、x=x1tx2tかつ|x1t|=|x2t|であり、ここで|x|はxの絶対値を表す。ソース信号xtは時間に依存する振幅であるが、x1tおよびx2tは時間に依存しない定数振幅であることに注意しよう。図2は、式1中のソース信号xtのスペクトルを示している。ソース信号xtは狭いスペクトルを有することが分かろう。しかしながら、信号成分分離動作は、図3に示されているように、信号x1t、x2tに対して大きなスペクトル拡大を引き起こす。LPF104aおよび104bはそれぞれ、SCS102からの出力信号x1およびx2から、所定のサンプリング周波数より高い周波数成分およびノイズ成分を除去する。別の言葉では、LPF104aおよび104bは、所定のサンプリング周波数より低い周波数成分のみを通過させる。LPF出力またはHPA1112aとHPA2112bの入力と同じことにおける信号のスペクトルが図4に示されており、LPF104aおよび104bはSCS102からの出力信号x1tおよびx2tから10MHzより高い周波数成分を除去し得ることが示されている。LPFによってカットされた高い周波数線分は、LPF104aおよび104bの出力端子において信号に望ましくない寄生AMを引き起こす。DAC106aおよび106bはそれぞれ、LPF104aおよび104bからの出力信号をデジタルからアナログに変換する。局部発振器110は、位相ロックループPLLによって制御され得る電圧制御振動器を用いる周波数結合器等のような振動回路である。局部発振器110は、局部発振信号を第一の直交変調器108aおよび108bに出力する。第一の直交変調器108aは、周波数を周波数変換アップコンバートし、DAC106aを局部発振器110からの局部発振信号と混合するためのミキサを含む。よって、第一の直交変調器108aは、出力信号を生成するために入力信号を定数倍させる乗算器として機能する。混合後、第一の直交変調器108aは、DAC106aからの出力信号を所定の周波数にアップコンバートする。理想的には、第一の直交変調器108aは、定数包絡信号x1tを生成および出力する。第一の直交変調器108bは、第一の直交変調器108aと類似の構成および機能を有する。理想的には、第一の直交変調器108bは、定数包絡信号x2tを生成および出力する。第一の高電力増幅器HPA1112aは、第一の直交変調器108aからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器114に出力する。同様に、第二の高電力増幅器HPA2112bは、第一の直交変調器108bからの出力信号を増幅し、増幅信号を結合器114に出力する。各アームの第一の直交変調器108a、108bは、レベル依存の複素利得Gによって特徴付けされ得る。よって、出力信号y1t、y2tは、で与えられ得る。結合器114は、結合器114への入力信号、今の場合はHPA1112aとHPA2112bからの信号を結合し、増幅器100からの出力信号ytを生成する。今の場合、出力信号ytは、となる。7の第二項は、利得と位相のマッチングが完全ではないとき、すなわち、不完全な相殺が生じるとき、望ましくない残留信号が存在することを意味している。この項は、隣接アームでの電力の干渉によるスペクトル効率の制限をもたらす。寄生振幅変調AMは、信号y1とy2の結合後、帯域外スペクトル成分の増大をもたらす。図5は、10MHz直交周波数分割多重OFDM信号xtに対するLINCHPA出力信号のスペクトルを示している。図5から見出せるだろうように、結合後のLINCC-HPA信号は元々の信号xtに比べて高いレベルの帯域外スペクトル成分を有する。第一の実施形態図6~18を参照して、非線形コンポーネントを用いる線形増幅LINC変調器250を有する増幅器または複合高電力増幅器C-HPA200の第一の実施形態を説明する。本明細書中で開示されるLINC変調器は、信号y1およびy2を結合後、変調器出力において帯域外スペクトル成分を除去する機能を有する。帯域外スペクトル成分を除去する機能は、C―HPAアーム中の信号に対する追加のベース帯域制御の方法による信号スペクトル狭対域化に基いて動作され得る。そのような帯域外スペクトル成分は、高電力増幅器、たとえば、図1のHPA1112a、HPA2112bの入力端子における寄生振幅変調によって引き起こされる。信号帯域は、位相の連続微分のオーダーに依存するという事実が知られている。よって、スペクトルをよりコンパクトにするためには、信号から位相不連続を除去することが行こうであり得る。図6は、本発明の第一の実施形態にしたがうLINC変調器250を有する増幅器200を示す機能図であり、図7は、図6の第一の位相マニピュレータ206aを示す機能図である。増幅器200は、C-HPAアーム中の回路に対する帯域要求を減らすように設計されている。デジタル-アナログ変換器DAC回路要求はまた、緩和されよう。よって、よって、LINC変調器200のアーム中のDACに対する変換速度クロックおよび分解能要求ビット分解能は、結果として減少されるであろう。したがって、コストが高いグレードのLSIに代わって、ローコストDACがLINCC-HPAに実装され得る。同時に、結合後のC-HPA出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。よって、本実施形態は、アーム中で周波数を制限する場合、C-HPA出力で完全な再構成信号を提供し得る。C-HAP200の一つのアーム以下では、時として第一のアームとして参照されるは、余剰位相変調、たとえばπの大きさを有する位相を除去するための第一のプロセッサ202a、ローパスフィルタLPF104a、第一のデジタル-アナログ変換器DAC106a、直交変調器108a、位相選択器204、第一の位相マニピュレータ206a、局部発振器208、第一の高電力増幅器112aHPA1、および加算器114を含む。同様に、C-HAP200の別のアーム以下では、時として第二のアームとして参照されるは、余剰位相変調、たとえばπの大きさを有する位相を除去するための第二のプロセッサ202b、LPF104b、第一のデジタル-アナログ変換器DAC106b、直交変調器108a、位相選択器204、第二の位相マニピュレータ206b、局部発振器208、第一の高電力増幅器112bHPA2、および加算器114を含む。しかしながら、第一および第二のアームは分離器102を含む。LINC変調器250は、分離器102、第一および第二のプロセッサ202aおよび202b、LPF104aおよび104b、DAC106aおよび106b、直交変調器108aおよび108b、位相選択器204、第一および第二の位相マニピュレータ206aおよび206b、および局部発振器208を含む。第一および第二のプロセッサ202aおよび202bは、SCS102からの第一および第二の定数包絡信号x1tとx2tを受け、第一および第二の定数包絡信号x1tとx2tから±πの余剰位相変調を除去し出力信号を生成する。つまり、第一および第二のプロセッサ202aおよび202bは、入力信号x1tとx2tの位相軌跡を決定し、位相ジャンプ、たとえば±πの余剰位相変調を検知し得る。第一および第二のプロセッサ202aおよび202bからの出力信号はそれぞれ、LPF104aおよび104bに入力される。第一および第二のプロセッサ202aおよび202bからの出力信号は、連続位相軌跡を有するものとして特徴づけされる。位相選択器204は、第一の位相マニピュレータ206にπまたは-πの周波数成分のいずれを生成すべきかを知らせる。第一および第二の位相マニピュレータ206aおよび206bは、直交変調器108aにおいえて第一の定数包絡信号x1tと直交変調器108bで第二の定数包絡信号x2tを再構成するための信号を生成する。特に、第一の位相マニピュレータ206aは、局部発振器208および位相選択器204からの信号に基いて、第一のプロセッサ202aで除去された余剰位相マニピュレーションを補償するために、位相±πを有する信号を出力する。同様に、第二の位相マニピュレータ206bは、局部発振器208および位相選択器204からの信号に基いて、第一のプロセッサ202aで除去された余剰位相マニピュレーションを補償するために、位相±πを有する信号を出力する。局部発振器208は、局部発振器110と同一または類似の機能を有する。図7は、πまたは-πの周波数成分を有する信号を生成する第一の位相マニピュレータ206aを示す機能図である。図7に示されているように、第一の位相マニピュレータ206aはプレスケーラ302および選択器304を含む。プレスケーラ302は、局部発振器208からの入力をπまたは0の位相を有する信号に変換する。これらの信号は、選択器304に入力される。選択器はプレスケーラ302からの入力信号の一つを出力する。図8は、2トーン1MHzC-HPA入力信号xtのスペクトルを示す図である。入力信号xはそのスペクトルの狭いピークのみを有することが分かるだろう。ソース信号xtは、第一の定数包絡信号x1tおよび第二の定数包絡信号x2tを示す。図9は、信号成分分離器SCSを通過した後の2トーン信号のスペクトルを示す図である。信号x1tおよびx2tは、元々の信号xtより十分に広いスペクトルを有することが分かるであろう。図10および11は、信号x1tおよびx2tの同相および直交位相波形を示している。図11に示されている直交信号波形は、±πの位相ジャンプによる波形不連続を有している。そのような±πの位相ジャンプは、x1tおよびx2t信号スペクトル拡大に重要である。以下では、そのような位相ジャンプを余剰位相マニピュレーションと呼ぶ。図12は、信号成分分離器SCSブロック出力における2トーン信号xに対する位相軌跡を示す図であり、図10は、信号成分分離器SCSブロック出力における2トーン信号、すなわち信号x1tおよびx2tに対する対応するスペクトルを示す図である。図12から分かるだろうように、C-HPAアーム中の信号に対する位相軌跡は、±πの位相ジャンプ不連続を有する。そのような位相不連続は、図13に示されているようにSCS出力において信号スペクトル拡大を引き起こす。そのような±πの位相ジャンプは、x1tおよびx2t信号スペクトル拡大に重要である。スペクトル広域化を避けるために、本実施形態では、信号x1tおよびx2tから余剰±π位相マニピュレーションを除去する。図14および15は、±π位相マニピュレーションを除去する前実線および後破線の信号x1tおよびx2tに対する波形を示す。図17および18はそれぞれ、余剰位相マニピュレーションありおよびなしの信号x1tおよびx2tに対するスペクトルを示している。図17および18から分かるだろうように、提案のシステムに対するスペクトル青いプロットはよりコンパクトは形をしている。第一の定数包絡信号x1tは、第一のプロセッサ202aに入力され得る。以下では、第二のアームの動作の詳細な記載を、第一のアームの動作のアナロジーゆえに、省略されるであろう。図16は、±πの余剰位相マニピュレーションが信号x1tおよびx2tから除去された後のSCSブロック出力における2トーン信号を示す図であり、図12は、本発明の本実施形態の狭帯域非線形定数包絡変調器を示す機能図である。除去された成分に関する情報は、位相選択器204に送られる。この情報は、直交位相変調器108aで除去された成分を補償するための信号を生成するために用いられるであろう。±πの位相を含まない結果としての信号は、LPF104aおよびDAC106aを通過した後、直交変調器108aに入力される。LPF104aおよびDAC106aの機能はそれぞれ、図1に示されているLPF104およびDAC106の機能と同一または類似であり得る。第一の定数包絡信号x1tの第一のプロセッサ202aで除去された成分は、第一の定数包絡信号x1tがHPA1に入力される前に補償されねばならない。よって、直交変調器108aにおいて、元々の信号x1が再構成され得る。図13は、SCS出力における2トーン信号に対するスペクトルを示す図であり、図17は、±πの余剰位相マニピュレーションを信号x1およびx2から除去した後、SCSブロック出力における2トーン信号に対する位相軌跡を示す図である。上述のLINC変調器250を有する増幅器または複合高電力増幅器C-HPA200の構成は、C-HAPアーム中の回路に対する帯域幅要求を減らすことを許容する。特に、動作クロック周波数に対するDAC要求は、緩和され得る。よって、コストが高いグレードのLSIに代わって、信号x1およびx2の生成のためのローまたはミドル変換速度変換クロックのDACがLINCC-HPAアームに実装され得る。したがって、コストが高いグレードのLSIに代わって、ローコストDACがLINCC-HPAに実装され得る。同時に、結合後のC-HPA出力における帯域外スペクトルのレベルは低いままに維持される。さらに、LINC変調器250を有する増幅器200のそのような構成にしたがうと、ソース信号を増幅するための方法が機能し得る。ソース信号xtを増幅する方法は:SCS102によりソース信号から複数の定数包絡信号を生成すること;複数の定数包絡信号x1t、x2tの対応する一つを受けることと;プロセッサ402a、402bで複数の定数包絡信号x1t、x2tの位相軌跡の位相ジャンプを検知することと;連続位相軌跡を有する第一の信号と不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するために、位相ジャンプを除去することと;プロセッサ402aと4020bで、第一の信号を第二の信号の対応するものと混合し入力信号x1t、x2tを再構成することと;HPA1112a、HPA2112bで、再構成された信号x1t、x2tを増幅し、増幅された信号y1t、y2tを生成することと;加算器114を用いて、増幅された信号y1t、y2tの全てを加え合わせることと、を含む。したがって、変調器200は混成式高増幅器アーム中で、コスト的に有利で、帯域外スペクトル成分の再成長を妨げる狭帯域回路、例えば低クロック周波数を有するデジタル-アナログ変換器DACを用いることを許容する。第二の実施形態図19を参照して、LINC変調器450を有する増幅器400の第二の実施形態を説明する。本実施形態では、もし、±π位相マニピュレーションに加えて、±π/2、±π/4、...、±π/Nの余剰位相マニピュレーションを除外すれば、アーム中の信号のスペクトルは、より狭くなり得る。もちろん、この場合、±π/2、±π/4、...、±π/Nの局部発振位相マニピュレーションの可能性を提供することが好ましい。そのような±π/N余剰位相変調除去を有する狭帯域非線形定数包絡変調器は、一般的な場合、図19に示されている。図6に示されている増幅器200と同様、C-HPA時として簡単のために増幅器として参照する400のアームの一つ以下では、時として第一のアームとして参照するは、Nを整数として、余剰位相モジュレーション、たとえば±π/Nの大きさを有する位相を除去する第一のプロセッサ402a、ローパスフィルタLPF104a、第一のデジタル-アナログ変換器DAC106a、直交変調器108a、位相選択器404、第一の位相マニピュレータ406a、局部発振器208、第一の高電力増幅器HPA1、および加算器114を含む。LINC変調器450は、第一および第二のプロセッサ402aおよび402b、LPF104aおよび104b、DAC106aおよび106b、直交変調器108aおよび108b、位相選択器404、第一および第二の位相マニピュレータ406aおよび406b、および局部発振器208を含む。第一および第二のプロセッサ402aおよび402bは、第一および第二の定数包絡信号x1tおよびx2tを受け、第一および第二の定数包絡信号x1tおよびx2tから、Nを整数としてπ/Nの余剰位相変調を除去し出力信号を生成する。また、第一および第二のプロセッサ402aおよび402bは、たとえば±π/N、±π/2N、±π/3N、...といった複数の余剰位相変調を除去することが可能である。位相選択器404ならびに第一の位相マニピュレータ406aおよび第二の位相マニピュレータ406bの構成および機能は、余剰位相変調の値を変えることによって、図6に示されている位相選択器204ならびに第一の位相マニピュレータ206aおよび第二の位相マニピュレータ206bの構成および機能から容易に得ることができる。非線形LINC変調器または複合高電力増幅器C-HAP400の構成は、狭帯域非線形LINC変調器200の構成と同一の効果および利点を有する。第三の実施形態図20~図25を参照して、そのような位相平滑化方法を実装するように構成された本発明の第三の実施形態を説明する。前述の実施形態にしたがう、それぞれ、LINC変調器250および450を有する増幅器200および400は、不連続位相ジャンプ、すなわち余剰位相マニピュレーションのみを除去する。大きなNに対して、そのような余剰位相マニピュレーションは、C-HPAアーム中の信号x1およびx2に対する位相を平滑化することと等価である。よって、C-HPAアーム中の信号x1およびx2のスペクトルを、その位相軌跡を平滑化することで狭くする可能性が存在する。本実施形態の詳細な記載の前に、本実施形態の変調器の基本動作を以下で説明する。図20は、本発明の第三の実施形態にしたがう増幅器700のLINC変調器750のアーム500を示す機能図である。図20に示されているように、増幅器700のアーム500は、過剰位相変調を除去するためにプロセッサ502を含む。つまり、変調器750の経路を通過する信号は、入力信号x1t、x2tの帯域幅より狭い帯域幅を有する。つまり、本実施形態では、入力信号x1t、x2tの位相からガウシアンフィルタを通過した信号の位相を引くことによって、入力信号x1t、x2tの同相軌跡から除去された位相ジャンプが生成される。図21は、過剰位相変調を除去するためのプロセッサ502を示す機能図である。プロセッサ502は、位相検知器602、ガウシアンフィルタ604、変換器606、および引算器608を含む。位相検出器602は入力信号Sの位相を検知する。ガウシアンフィルタ604は、プロセッサ202a、202b、402a、402bを、Nを十分に大きな整数、mを整数として、離散位相ジャンプ±π/Nまたは±mπ/Nを除去する代替のものへの一般化と考えられよう。このGフィルタは、GSM変調で用いられるフィルタと類似している。一般的に言えば、それは入力信号位相を十分に平滑化することができる任意のフィルタである。変換機606は、周波数領域に属するガウシアンフィルタ604からの出力信号を、時間領域波形S’を有する信号に変換する。一般に、時間領域波形S’は、コサインおよび/またはサイン波の和として表現され得る。図21に示されているように、入力信号Sは、位相検出器602に入る。入力信号Sの位相についての情報は、引算器608で離散位相ΔSを有する信号を生成するために利用される。離散位相ΔSは、元々のS信号位相とガウシアンフィルタで平滑化された位相S’の間の位相差ΔS=Sの位相-S’の位相として定義される。変換機606からの信号出力は、過剰な位相不連続は、ガウシアンフィルタ以下では時としてGフィルタとして参照される604により除去されているので、非常にコンパクトな、すなわち狭帯域スペクトルを有する。図22は、プロセッサ502の入力端子における信号スペクトル、すなわち信号SNOHPANOLPFに対するスペクトルと出力S’の信号スペクトル点線を示している。図22から分かるように、ガウシアンフィルタ604の出力端子における信号スペクトルは、非常にコンパクトな形状を有している。ガウシアンフィルタリングされた信号S’のスペクトルは狭帯域であり、したがってDAC506の出力端子においてLPF504は、信号Sの大きな周波数歪みを引き起こさないであろう。これは、ガウシアンフィルタ604の出力信号SはLPF通過帯域と合致しているからである。したがって、直交変調器508の入力端子での信号包絡は、実質的に定数である。図22に、元々の信号NOLPFLINCSG1およびガウシアンフィルタ604の出力端子における信号のスペクトルを示す。図23は、図21および22を参照して議論した機構を用いるLINC変調器750を有するC-HPA700を示す機能図である。狭帯域非線形定数包絡変調器700は、アームの各々は図20に示されている構成を有する、2つのアームにより構成されるアーキテクチャを有する。C-HPA700のアームの一つ以下では、時として第一のアームとして参照されるは、信号成分分離器SCS102、第一のプロセッサ702a、ローパスフィルタLPF104a、直交変調器108a、第一の位相変調器704a、局部発振器208、第一の高電力増幅器112aHPA1、および加算器114を含む。同様に、C-HPA700のアームの別の一つ以下では、時として第二のアームとして参照されるは、SCS102、第二のプロセッサ702b、LPF104b、直交変調器108a、第二の位相変調器704b、局部発振器208、第二の高電力増幅器112bHPA2、および加算器114を含む。LINC変調器750は、分離器102、第一および第二のプロセッサ702aおよび702b、LPF104aおよび104b、DAC106aおよび106b、直交変調器108aおよび108b、第一および第二の位相変調器704aおよび704b、および局部発振器208を含む。第一および第二のプロセッサ702aおよび702bは、SCS102から第一および第二の定数包絡信号x1tおよびx2tを受け、平滑化された狭帯域信号をLPF104aおよび104bに、離散位相ΔS1’およびΔS2’を有する信号を第一および第二の位相変調器704aおよび704bに出力する。第一の位相変調器704aおよび第二の位相変調器704bは、直交変調器108aにおいて第一の定数包絡信号x1tを、および直交変調器108bにおいて第二の定数包絡信号x2tを再構成するための信号を生成する。特に、第一の位相変調器704aは、離散位相ΔS1’を有する信号を出力し、第一のプロセッサ202aで除去された成分を補償する。同様に、第二の位相変調器704bは、離散位相ΔS2’を有する信号を出力し、第一のプロセッサ202bで除去された成分を補償する。第一のプロセッサ702aにおいて第一の定数包絡信号x1tの除去された成分は、第一の定数包絡信号x1tがHPA1112aに入力される前に補償されなくてはならない。よって、直交変調器108aで、元々の信号x1は再構成され得る。同様に、直交変調器108bで、元々の信号x2は再構成され得る。図23から分かるであろうように、元々のS信号位相とガウシアンフィルタで平滑化された位相S’の間の位相差ΔS=Sの位相-S’の位相は、直交変調器508で、または同じことであるが、個々のHPA112aおよび112bの入力端子で、元々の信号x1tおよびx2tを復元するために、追加の局部発振LO変調位相として用いられる。そのようなアーキテクチャゆえに、LPF104a、104bの帯域外スペクトルレベルへの影響は、大きく減少し得る。図24は、従来のLINC変調器および通過帯40MHzを有するLPF104a、104bを有する変調器700からの出力信号のスペクトルを示す図であり、図25は、従来のLINC変調器および通過帯60MHzを有するLPF104a、104bを有する変調器700からの出力信号のスペクトルを示す図である。図23に示されているブロック図を有する変調器が、シミュレーションで用いられている。通過帯40MHzおよび60MHzを有する2つのLPFは、アームスペクトル制限での信号に対して用いられている。図1に示されているLINC変調器に対するスペクトルは、図24および25中で、LINCとして記されている。図24および25から分かるであろうように、提案のアプローチは、C-HPA出力において、より良好な信号再構成を与える。よって、提案の変調器実装による帯域外放出のレベルは、最も制限された近スペクトル領域で20~25dBも低減され得る。付記上述の実施形態に関連して幾つかの追加の付記を追加する。付記1ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、入力信号を受け、前記入力信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検知および除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号および不連続位相軌跡を有する第二の信号を生成するプロセッサと、前記第一および第二の信号を混合し、前記入力信号を再構成する直交変調器と、を含む非線形コンポーネントを有する線形増幅LINC変調器。付記2前記プロセッサは、mおよびNを整数として、π/mNの前記位相ジャンプを除去する、付記1の変調器。付記3前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記1のLINC変調器。付記4さらに、前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル-アナログ変換器とを含む付記2または3のLINC変調器。付記5ソース信号から複数の定数包絡信号を生成する分離器と、複数のアームであって、前記複数のアームのそれぞれは前記複数の定数包絡信号の対応する一つによって通過され、前記複数のアームの対応する一つを通過する複数の入力信号の一つを出力する複数のアームであり、前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つを受け、前記複数の定数包絡信号の前記対応する一つの位相軌跡中の位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成するプロセッサと、前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成する直交変調器と、を含む複数のアームと、複数の電力増幅器であって、各々は前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成する複数の電力増幅器と、前記増幅された信号の全てを加え合わせる加算器と、を含む増幅器。付記6前記プロセッサは、mおよびNを整数として、π/mNの前記位相ジャンプを除去する、付記5の増幅器。付記7前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記5の増幅器。付記8さらに、前記入力信号の帯域幅より狭い帯域幅を有し、前記分離器から出力される前であり且つ前記乗算器に入力する前に、前記第一の信号により通過されるデジタル-アナログ変換器とを含む付記6または7の増幅器。付記9ソース信号から複数の定数包絡信号を生成することと、前記複数の定数包絡信号の対応する一つを受けることと、前記複数の定数包絡信号の位相軌跡中の位相ジャンプを検出することと、前記位相ジャンプを除去し、連続位相軌跡を有する第一の信号の一つおよび不連続位相軌跡を有する第二の信号の一つを生成することと、前記第一の信号の一つと前記第二の信号の一つを混合し、前記複数の定数包絡信号を再構成することと、前記複数の定数包絡信号の対応する一つを増幅し、増幅された信号を生成することと、前記増幅された信号の全てを加え合わせることと、を含む入力信号を増幅する方法。付記10前記プロセッサは、mおよびNを整数として、π/mNの前記位相ジャンプを除去する、付記9の方法。付記11前記入力信号の同相軌跡から除去された前記位相ジャンプは、ガウシアンフィルタを通過した信号の位相を前記入力信号の位相から引くことにより生成される、付記10の方法。付記12さらに、前記第一の信号を前記第二の信号の対応する一つと混合する前に第一の信号を変換し、前記複数の定数包絡信号を再構成すること、を含む付記10または11の方法。