"インバータを用いて制御される誘導電動機の回転速度制御装置であって、誘導電動機の電動機定数を用いてすべり角周波数指令値を演算するすべり角周波数演算部と、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から電動機定数に依ることなく、誘導電動機に生じるトルク値を取得するトルク取得部と、前記トルク取得部で取得されたトルク値に応じて前記すべり角周波数指令値を補正する補正部とを備えた、誘導電動機の回転速度制御装置。前記補正部は、前記トルク指令値と前記トルク値との差をトルク偏差として算出し、前記トルク偏差を低減させるように前記すべり角周波数指令値を補正する、請求項1に記載の誘導電動機の回転速度制御装置。前記トルク取得部は、誘導電動機の有効電力および回転速度計測値からトルク値を推定するトルク推定部を備えている、請求項1または2に記載の誘導電動機の回転速度制御装置。前記誘導電動機は、三相交流誘導電動機であり、前記トルク推定部は、前記三相交流誘導電動機の各相の電流計測値と各相の電圧指令値とに基づいて前記有効電力を演算する、請求項3に記載の誘導電動機の回転速度制御装置。インバータを用いて制御される誘導電動機の回転速度制御方法であって、誘導電動機の電動機定数を用いてすべり角周波数指令値を演算し、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から誘導電動機定数に依ることなく、誘導電動機に生じるトルク値を取得し、取得された前記トルク値に応じて前記すべり角周波数指令値を補正する、誘導電動機の回転速度制御方法。本発明は、以上のような課題を解決すべくなされたものであり、電動機定数において誤差が生じても回転速度を簡単かつ高精度に制御することができる誘導電動機の回転速度制御装置および回転速度制御方法を提供することを目的とする。本発明のある形態に係る誘導電動機の回転速度制御装置は、インバータを用いて制御される誘導電動機の回転速度制御装置であって、誘導電動機の電動機定数を用いてすべり角周波数指令値を演算するすべり角周波数演算部と、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から電動機定数に依ることなく、誘導電動機に生じるトルク値を取得するトルク取得部と、前記トルク取得部で取得されたトルク値に応じて前記すべり角周波数指令値を補正する補正部とを備えている。上記構成によれば、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から誘導電動機の電動機定数に依ることなく、誘導電動機に生じるトルク値が取得される。そして、当該推定されたトルク値に応じてすべり角周波数指令値が補正される。つまり、すべり角周波数指令値の補正の際には電動機定数を含まない値が用いられる。このように、電動機定数を使用して制御演算されるすべり角周波数形ベクトル制御系の操作量出力とは独立した電動機定数に生じる誤差の影響を受けないトルク補償が可能となる。したがって、すべり角周波数指令値を演算するための電動機定数が実際の値に対して誤差を生じても、すべり角周波数指令値を実情に沿った適正な値に補正することができる。これにより、電動機定数において誤差が生じても回転速度を簡単かつ高精度に制御することができる。前記補正部は、前記トルク指令値と前記トルク値との差をトルク偏差として算出し、前記トルク偏差を低減させるように前記すべり角周波数指令値を補正してもよい。これによれば、トルク指令値とトルク値との差トルク偏差を算出し、このトルク偏差が低減する理想的には0となるようにすべり角周波数指令値が補正される。したがって、簡単な演算ですべり角周波数指令値の補正基準となるトルク偏差を算出することができ、かつトルク偏差が低減するように補正する方法自体も既存のフィードバック制御を用いて容易に構築することができる。前記トルク取得部は、誘導電動機の有効電力および回転速度計測値からトルク値を推定するトルク推定部を備えてもよい。これによれば、回転速度制御のために必要な他の演算で用いた値および算出された値を利用してトルク値を推定することにより、補償のためにセンサなどの機器を新たに設置することなく、演算量の増大を防止しつつ容易に演算することができる。前記誘導電動機は、三相交流誘導電動機であり、前記トルク推定部は、前記三相交流誘導電動機の各相の電流計測値と各相の電圧指令値とに基づいて前記有効電力を演算するよう構成されてもよい。これによれば、有効電力を得るために別途電力計を設ける必要がないため、構成を簡単化でき、既存の誘導電動機システムへの導入が容易となる。また、本発明の他の形態に係る誘導電動機の回転速度制御方法は、インバータを用いて制御される誘導電動機の回転速度制御方法であって、誘導電動機の電動機定数を用いてすべり角周波数指令値を演算し、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から誘導電動機定数に依ることなく、誘導電動機に生じるトルク値を取得し、前記トルク値に応じて前記すべり角周波数指令値を補正するものである。上記方法によれば、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から誘導電動機定数に依ることなく、誘導電動機に生じるトルク値が取得される。そして、当該取得されたトルク推定値の変化に応じてすべり角周波数指令値が補正される。このように、すべり角周波数指令値の補正の際には電動機定数を含まない値が用いられる。つまり、電動機定数を使用して制御演算されるすべり角周波数形ベクトル制御系の操作量出力とは独立した影響を受けないトルク補償が可能となる。したがって、すべり角周波数指令値を演算するための電動機定数が実際の値に対して誤差を生じても、すべり角周波数指令値を実情に沿った適正な値に補正することができる。これにより、電動機定数において誤差が生じても回転速度を高精度に制御することができる。本発明は以上に説明したように構成され、電動機定数において誤差が生じても回転速度を簡単かつ高精度に制御することができるという効果を奏する。以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。なお、以下ではすべての図を通じて同一または相当する要素には同一の参照符号を付して、その重複する説明を省略する。まず、本発明の一実施形態に係る誘導電動機の回転速度制御装置が適用された誘導電動機システムの概略構成について説明する。図1は本発明の一実施形態に係る誘導電動機の回転速度制御装置が適用された誘導電動機システムの全体構成例を示す図である。図1に示すように、本実施形態においては、誘導電動機1として、三相交流誘導電動機が設けられている。誘導電動機1の出力軸には、駆動対象8回転体、回転機械などが接続される。駆動対象8は、出力軸に直接接続されてもよいし、減速機などを介して間接的に接続されてもよい。誘導電動機1は、回転速度制御装置として機能するインバータ制御装置5からの制御信号に基づいて動作するインバータ2によってPWM制御される。インバータ2は、フィルタ4を介して電力系統12に接続されるコンバータ3に接続されている。これにより、電力系統12から受電した交流電力がコンバータ3で直流電力に変換され、インバータ2がこの直流電力をPWM変調することにより、誘導電動機1へ交流駆動電力を供給する。コンバータ3は、コンバータ制御装置6によって制御されている。直流部母線には、当該直流部母線の電圧を検出する直流部母線電圧センサ11が設けられており、コンバータ制御装置6は、直流部母線電圧センサ11により検出された直流部母線電圧に応じてコンバータ3を制御する。コンバータ制御装置6は、定常運転時において、直流部母線電圧が略一定に保持されるようにコンバータ3を制御する。インバータ制御装置5およびコンバータ制御装置6は、システム統括制御装置7からインバータ2およびコンバータ3の運転および停止指令や誘導電動機1の速度指令値を受け、これらに基づいてインバータ2およびコンバータ3を制御する。なお、図1においては、インバータ制御装置5、コンバータ制御装置6およびシステム統括制御装置7をそれぞれ別個の制御装置として記載した例を示しているが、本発明はこれに限られず、例えば、上記3つの制御装置を1つの制御装置において実行することとしてもよい。また、制御装置自体は、マイクロコントローラ、MPU、PLCProgrammableLogicController、論理回路などで構成されてもよく、互いに協働して制御する複数の制御器によって構成されてもよい。誘導電動機1の出力軸には、誘導電動機1の回転速度を計測する速度センサ9が設けられている。速度センサ9は、例えば、ロータリエンコーダやレゾルバなどが用いられる。また、誘導電動機1の各相U相、V相、W相には、当該各相電流を計測するためのインバータ電流センサ10が設けられている。なお、後述するように、3相のうち2相の電流が分かれば、残りの1相の電流は演算できるiuiviw=0が成り立つため、3相のうちの1相例えばV相にはインバータ電流センサ10を設けなくてもよいあるいはインバータ電流センサ10による計測値を用いないこととしてもよい。インバータ制御装置5は、システム統括制御装置7から出力される速度指令値、速度センサ9から出力される回転速度計測値およびインバータ電流センサ10から出力される各相の電流計測値を取得し、誘導電動機1の速度制御演算を実行する。速度制御演算の結果、生成されるPWMのデューティ比に基づいてインバータ2を駆動する。ここで、本発明の一実施形態における回転速度制御装置として機能するインバータ制御装置5と一般的なインバータ制御装置との差異を明らかにすべく、まず、一般的なインバータ制御装置について説明し、その後で本実施形態におけるインバータ制御装置回転速度制御装置について説明する。図5は一般的なインバータ制御装置の制御演算に関する構成を示すブロック図である。図5は、すべり周波数形ベクトル制御系のインバータ制御装置5’を示している。なお、図5においては、複数の機能ブロック5A~5Iを備えたインバータ制御回路5’として示されているが、これらの機能ブロック5A~5Iは、必ずしも物理的な構成を意味するものではなく、演算プログラムや制御回路の一部を機能的に示すものである。インバータ電流センサ10により検出されたU相電流iu、V相電流iv、W相電流iwは、三相交流/γ-δ座標変換器5Aに入力される。三相交流/γ-δ座標変換器5Aは、入力された各相の電流を、以下の式1を用いた三相/二相変換演算によりγ軸電流iγsおよびδ軸電流iδsに変換して出力する。ここで、θは、後述するように、インバータ電気角を表す。γ軸電流iγsは、磁束演算器5Bに入力される。磁束演算器5Bは、γ軸電流iγsと誘導電動機1の回路定数である二次抵抗Rr、二次自己インダクタンスLrおよび相互インダクタンスMより、以下の式2に基づいて二次磁束の推定値以下、単に磁束推定値と称するφestを算出する。ここで、sはラプラス変数を表す。磁束推定値φestは、磁束制御器5Dに入力される。磁束制御器5Dは、以下の式3に示すように、磁束推定値φestと磁束指令値φcmdとの偏差からγ軸電流指令値iγs_cmdを算出する。ここで、K1Pは、磁束制御器5Dにおける比例ゲインを表し、K1Iは、磁束制御器5Dにおける積分ゲインを表す。また、回転速度センサ9の検出出力は、速度信号処理器5C1に入力される。速度信号処理器5C1は、回転速度センサ9の検出出力に基づいて誘導電動機1の回転軸の回転速度計測値ωrmを出力する。出力された回転速度計測値ωrmは、回転速度指令値ωrm_cmdとともに速度制御器5C2に入力される。速度制御器5C2は、以下の式4に示すように、回転速度指令値ωrm_cmdと回転速度計測値ωrmとの偏差からトルク指令値Tcmdを算出する。ここで、K2Pは、速度制御器5C2における比例ゲインを表し、K2Iは、速度制御器5C2における積分ゲインを表す。トルク指令値Tcmdと磁束指令値φcmdとは、トルク分電流変換器5Eに入力される。トルク分電流変換器5Eは、トルク指令値Tcmd、磁束指令値φcmdおよび誘導電動機1の電動機定数二次自己インダクタンスLr、相互インダクタンスMから以下の式5に基づいてδ軸電流指令値トルク分電流指令値iδs_cmdを算出する。ここで、pは、誘導電動機1の極対数を表す。δ軸電流指令値iδs_cmdと磁束指令値φcmdとは、すべり角周波数演算部5F1に入力される。すべり角周波数演算部5F1は、速度指令値ωrm_cmdと回転速度値である回転速度計測値ωrmとの偏差および磁束指令値φcmdに基づいてすべり角周波数指令値ωseを演算する。この例において、すべり角周波数演算部5F1は、上述のように速度指令値ωrm_cmdと回転速度計測値ωrmとの偏差に基づいて得られるδ軸電流指令値トルク分電流指令値iδs_cmd、磁束指令値φcmdおよび誘導電動機1の電動機定数二次自己インダクタンスLr、相互インダクタンス、二次抵抗Rrを用いて以下の式6に基づいてすべり角周波数指令値ωseを算出する。すべり角周波数指令値ωseは、電源角周波数変換器5F2に入力される。電源角周波数変換器5F2は、すべり角周波数指令値ωseと回転速度計測値ωrmから以下の式7に基づいてインバータ電源角周波数指令値ωinvを算出する。インバータ電源角周波数指令値ωinvは、積分器5F3において時間積分され、インバータ電源角θに変換される。インバータ電源角θは、三角関数演算器5F4においてsinおよびcosの値が算出され、前述した三相/二相変換演算式1および後述する二相/三相変換演算式12に用いられる。磁束制御器5Dから出力されたγ軸電流指令値iγs_cmdは、γ軸電流iγsとともにγ軸電流制御器5G1に入力される。γ軸電流制御器5G1は、γ軸電流指令値iγs_cmdとγ軸電流iγsとの偏差から以下の式8に基づいてγ軸電圧指令値vγs_cmdを算出する。ここで、K3Pは、γ軸電流制御器5G1における比例ゲインを表し、K3Iは、γ軸電流制御器5G1における積分ゲインを表す。また、トルク分電流変換器5Eから出力されたδ軸電流指令値iδs_cmdは、δ軸電流iδsとともにδ軸電流制御器5G2に入力される。δ軸電流制御器5G2は、δ軸電流指令値iδs_cmdとδ軸電流iδsとの偏差から以下の式9に基づいてδ軸電圧指令値vδs_cmdを算出する。ここで、K4Pは、δ軸電流制御器5G2における比例ゲインを表し、K4Iは、δ軸電流制御器5G2における積分ゲインを表す。上記式8および式9で算出されたγ軸電圧指令値vγs_cmdおよびδ軸電圧指令値vδs_cmdは、γ軸とδ軸との間で干渉しているため、非干渉化制御器5Hにおいて演算された補償値を各軸の電圧指令値より差し引きして非干渉化する。具体的には、非干渉化制御器5Hは、γ軸電流iγs、δ軸電流iδs、磁束推定値φestおよびインバータ電源角周波数指令値ωinvから各軸の電圧指令値が以下の式10および式11でそれぞれ示されるような各軸の電圧補償値iγs_cmd_cmp,iδs_cmd_cmpとなるように、γ軸-δ軸間の干渉による電圧項を演算する。ここで、σは誘導電動機1の漏れ係数を表し、Lsは一次自己インダクタンスを表す。非干渉化の結果得られたγ軸電圧補償値iγs_cmd_cmpおよびδ軸電圧補償値iδs_cmd_cmpは、γ-δ/三相交流座標変換器5Iに入力される。γ-δ/三相交流座標変換器5Iは、入力された各相の電圧補償値を、以下の式12を用いた二相/三相変換演算により三相電圧指令値vu_cmd,vv_cmd,vw_cmdに変換して出力する。以上のようにして得られた三相の電圧指令値vu_cmd,vv_cmd,vw_cmdは、インバータ2に入力される。インバータ2においては、入力された各相の電圧指令値に基づいて1周期の間に各相のゲートがオンまたはオフとなる時間の割合デューティ比を調整することにより誘導電動機1に対してPWM制御を行う。一般的なインバータ制御装置5’においては、上記式5および式6に示すように、トルク電流指令値iδs_cmdおよびすべり角周波数指令値ωseの算出には、電動機定数二次抵抗Rr、二次自己インダクタンスLrおよび相互インダクタンスMが用いられる。したがって、このような電動機定数が温度変化などにより実際の値との間で誤差を生じると、所望のトルクを精度良く発生させることができず、速度制御性能を向上させることができない問題がある。さらに、一般的なインバータ制御装置5’においては、上記式7に示すように、電源角周波数指令値ωinvは、すべり角周波数指令値ωseに回転速度計測値ωrmが加算されたものとなる。すなわち、回転速度の真の値をωrm_realとし、回転速度誤差をωerrとすると、回転速度計測値ωrmは、以下の式13で表せる。したがって、上記式7に上記式13を代入すると、電源角周波数指令値ωinvは、以下の式14で表せる。このように、一般的なインバータ制御装置5’においては、回転速度に計測誤差ωerrが生じると、すべり角周波数ωinvの誤差が回転速度誤差ωerrと同じレベルで生じるωseの誤差がpωerrとして現れることとなる。特に、発電機として用いられる誘導電動機1においては、前述したように、発電のための回転効率発電効率を重視するために巻線抵抗を極力低減した設計となっており、定格すべり角周波数を小さくしている。言い換えると、一般的な誘導電動機においては速度制御がし易いように、ある程度定格すべり角周波数を大きくしている。例えば、一般的な誘導機においては定格トルクに対して進む側または遅れる側に5程度ずらした定格すべり角周波数としている。これに対し、発電機として用いられる誘導電動機1においては定格トルクに応じた定格すべり角周波数例えば30Hzに対して進む側または遅れる側に0.5パーセント以下好ましくは0.3パーセント以下、例えば0.09Hz程度ずれた値とする場合が好ましい。したがって、特に、上記のような発電機として用いられる誘導電動機1においては、すべり角周波数指令値ωseも非常に小さい値となるため、一般的なインバータ制御装置5’をそのまま適用した場合には、制御指令値が回転速度誤差ωerrの影響を大きく受けてしまうこととなる。例えば、回転速度誤差ωerrが定格回転数の1上記の例で言えば0.3Hz程度発生した場合、それだけで、定格すべり角周波数以上のずれを生じることとなるため、すべり角指令値ωseに基づいて回転速度を適正に制御することができなくなる。以上のように、一般的なインバータ制御装置5’においては、電動機定数の誤差および回転速度の計測誤差による制御指令値への影響が大きいという問題がある。そこで、本実施形態のインバータ制御装置5においては、上記のように電動機定数が実際の値との間で誤差を生じた場合であっても、誘導電動機1の制御に用いる誘導電動機の所定の変数各相の電流値、電圧値、電力値などであり、計測値、演算値および指令値のいずれをも含むから誘導電動機定数一次側、二次側それぞれの自己インダクタンス、抵抗値、一次側と二次側との間の相互インダクタンスなどに依ることなく、トルク推定値に基づいてすべり角周波数指令値ωinvに対して直接的に補正を加えている。これにより、すべり角周波数指令値ωinvおよび結果としてトルク電流指令値iδs_cmdが補正され、実情に応じた適切な電圧指令値vu_cmd,vv_cmd,vw_cmdを得ることができる。図2は図1に示す誘導電動機システムにおけるインバータ制御装置の制御演算に関する構成を示すブロック図である。図2においては、図5に示す一般的なインバータ制御装置5’と同様の構成には同じ符号を付し、説明を省略する。なお、図2においては、複数の機能ブロック5A~5Kを備えたインバータ制御回路5として示されているが、これらの機能ブロック5A~5Kは、必ずしも物理的な構成を意味するものではなく、演算プログラムや制御回路の一部を機能的に示すものである。本実施形態におけるインバータ制御装置5においても、基本的には、一般的なインバータ制御装置5’と同様の演算式1~式12は行われる。ただし、電源角周波数変換器5F2には、すべり角周波数指令値ωseの代わりに後述する補正部5Kから出力されるすべり角周波数補償値ωcmpが入力される。本実施形態における誘導電動機1の回転速度制御装置として機能するインバータ制御装置5は、前述したすべり角周波数演算部5F1に加え、誘導電動機1の制御に用いる誘導電動機の所定の変数から誘導電動機の電動機定数に依ることなく、誘導電動機1に生じるトルク値を取得するトルク取得部と、トルク取得部で推定されたトルク値に応じてすべり角周波数指令値ωseを補正する補正部5Kとを備えている。本実施形態においては、トルク取得部は、トルク値としてトルク推定値Testを推定するトルク推定部5Jを備えている。図3は図2に示すインバータ制御装置の一部をより詳細に示すブロック図である。図3に示すように、トルク推定部5Jは、まず、誘導電動機の制御に用いる誘導電動機の所定の変数として、インバータ電流センサ10により検出された各相電流iu,iv,iwと、上記式12で得られた各相の電圧指令値vu_cmd,vv_cmd,vw_cmdとを用いて以下の式15で示すような有効電力推定値Pestを算出する。電圧指令値vu_cmd,vv_cmd,vw_cmdを用いて有効電力推定値Pestを算出することにより、有効電力Pを得るために別途電力計や電圧計を設ける必要がないため、構成を簡単化でき、既存の誘導電動機システムへの導入が容易となる。ただし、本発明は、電圧値として電圧指令値vu_cmd,vv_cmd,vw_cmdを用いて有効電力を推定することに限られない。例えば、電圧センサを用いて三相電圧を実際に計測して、有効電力の実際の値Pを算出することとしてもよいし、電力センサを用いて有効電力Pを直接的に計測することとしてもよい。さらに、トルク推定部5Jは、得られた有効電力推定値Pestおよび回転速度計測値ωrmから以下の式16に基づいてトルク推定値Testを推定する。このように、本実施形態においては、誘導電動機の制御回転速度制御のために必要な他の演算で用いた値および算出された値を利用してトルク推定値Testを推定することにより、補償のためにセンサなどの機器を新たに設置することなく、演算量の増大を防止しつつ容易に演算することができる。トルク推定部5Jから出力されたトルク推定値Testは、補正部5Kに入力される。補正部5Kには、トルク指令値Tcmdも入力される。補正部5Kは、トルク指令値Tcmdとトルク推定値Testとの差をトルク偏差Terr=Tcmd-Testとして算出する。さらに、補正部5Kは、算出されたトルク偏差Terrを低減させるようにすべり角周波数指令値ωseを補正する。具体的には、補正部5Kは、トルク偏差Terrが入力され、補正後のすべり角指令値であるすべり角補償値ωcmpがフィードバックされることにより当該トルク偏差Terrが0に近づくような補正値ytcmpを演算するトルク補償器51を備えている。トルク補償器51は、トルク偏差Terrを用いて、以下の式17に基づいて補正値ytcmpを算出する。ここで、Kptcmpは、トルク補償器51における比例ゲインを表し、Kitcmpは、トルク補償器51における積分ゲインを表す。これらのゲインは、予め設定される。トルク補償器51は、トルク偏差Terrが0となるように補正値ytcmpを調整することが可能な構成を有する限り、特に限定されないが、例えば、PI補償器などが好ましい。補正部5Kは、算出された補正値ytcmpをすべり角周波数演算部5F1から出力されたすべり角周波数指令値ωseに加えたすべり角周波数補償値ωcmpωcmp=ωseytcmpを出力する。前述したように、電源角周波数変換器5F2には、補正部5Kから出力されるすべり角周波数補償値ωcmpが入力され、当該すべり角周波数補償値ωcmpに基づいて以下の式18に示すように、インバータ角周波数指令値ωinvを算出する上記式7においてωseをωcmp=ωseytcmpに置き換えた式が用いられる。これによれば、トルク指令値Tcmdとトルク推定値Testとの差トルク偏差Terrを算出し、このトルク偏差Terrが低減する理想的には0となるようにすべり角周波数指令値ωseが補正される。したがって、簡単な演算ですべり角周波数指令値ωseの補正基準となるトルク偏差Terrを算出することができ、かつトルク偏差Terrが低減するように補正する方法自体も既存のフィードバック制御を用いて容易に構築することができる。以上のように、上記構成によれば、誘導電動機1の制御に用いる誘導電動機の所定の変数有効電力推定値Pestおよび回転速度計測値ωreから誘導電動機の電動機定数に依ることなく、誘導電動機1に生じるトルクがトルク推定値Testとして推定される。そして、当該推定されたトルク推定値Testの変化に応じてすべり角周波数指令値ωseが補正される。このとき、補正値ytcmpを算出するために電動機定数を用いない。このように、電動機定数を使用して制御演算されるすべり角周波数形ベクトル制御系の操作量出力とは独立した電動機定数に生じる誤差の影響を受けないトルク補償が可能となる。つまり、すべり角周波数指令値ωseの補正の際には電動機定数インダクタンスや抵抗値等を含まない値補正値ytcmpが用いられる。したがって、すべり角周波数指令値ωseを演算するための電動機定数が実際の値に対して誤差を生じても、すべり角周波数指令値ωseを実情に沿った適正な値に補正することができる。同様に、回転速度計測値ωrmにおいて計測誤差が生じても、電源角周波数指令値ωinvを実情に沿った適正な値に補正することができる。これにより、電動機定数および回転速度計測値ωrmにおいて誤差が生じても回転速度を高精度に制御することができる。さらに、上記式15~式18に示すように、すべり角周波数指令値ωseを補正するために複雑な演算を必要とせず、その演算量も少なくてすむ。したがって、回転速度を高精度に制御するための演算量の増大を抑制することができる。ここで、本実施形態においては、トルク推定値Testを推定する際に、回転速度計測値ωrmを使用しているため、回転速度の計測誤差によってトルク推定値Testに影響が生じる可能性がないとはいえない。しかしながら、本実施形態におけるトルク補償を伴う制御演算においては、回転速度の計測誤差による影響が図5に示すような一般的な制御演算の場合に比べて極めて小さいことを以下で説明する。前述のように、回転速度の真の値をωrm_realとし、回転速度誤差をωerrとすると、トルク推定値Testは、以下の式19で表せる。ここで、回転速度を計測するための速度センサ9においては、設計上、回転速度誤差ωerrが回転速度の真の値ωrm_realに対しては十分小さくなるように設定されているそのような計測精度を満足する速度センサ9を設けている。したがって、ωrm_real>>ωerrであると言える。このとき、上記式19は、以下の式20のように変形できる。ここで、誘導電動機1に発生するトルクの真の値Trealは、有効電力Pを用いて以下の式21のように表せる。したがって、トルクの真の値Trealに対して回転速度の計測誤差を考慮した場合のトルク推定値Testに生じる誤差の割合は、以下の式22のように表せる。前述したとおり、回転速度の真の値ωrm_realが回転速度誤差ωerrに対して十分に大きいため、式22は、0に近い値となり、回転速度誤差ωerrによって生じるトルク推定値Testへの影響は、十分に小さく無視できる程度であると言える。さらに、トルク補償器51が例えばPI補償器である場合、当該トルク補償器51の比例ゲインおよび積分ゲインを調整することにより、制御指令値すべり角周波数指令値ωseの回転速度誤差ωerrに対する感度を調整低感度化して、回転速度誤差ωerrの制御指令値への影響を実用上問題ない程度にすることができる。<変形例>次に、本発明の一実施形態に係る誘導電動機の回転速度制御装置の変形例について説明する。図4は本発明の一実施形態に係る誘導電動機の回転速度制御装置の変形例におけるインバータ制御装置の一部を示すブロック図である。図4は、インバータ制御装置5において図3に示すのと略同様の部分を示すものであり、図3と同様の構成については同じ符号を付し説明を省略する。図4に示すように、本変形例において、回転速度制御装置として機能するインバータ制御装置5は、トルク補償器51から出力される補正値ytcmpを用いてトルク分電流変換器5Eから出力されるδ軸電流指令値トルク分電流指令値iδs_cmdを補正するトルク分電流補正部5Lを備えている。トルク分電流補正部5Lは、補正部5Kで算出された補正値ytcmpに所定の調整係数βを掛けた値をδ軸電流指令値iδs_cmdに加えたδ軸電流補償値iδs_cmpを演算し、出力する。このδ軸電流補償値iδs_cmpがδ軸電流制御器5G2図2に入力され、上記式9におけるδ軸電流指令値iδs_cmdの代わりにδ軸電流補償値iδs_cmpを用いてδ軸電圧指令値vδs_cmdが算出される。すべり角周波数指令値ωseは、上記式5および式6に示すように、δ軸電流指令値iδs_cmdを算出する際に用いた値変数および電動機定数に、さらに電動機定数を乗算した値として算出されるため、電動機定数の変動を考慮しない場合には、すべり角周波数指令値ωseとδ軸電流指令値iδs_cmdとの関係は一定の関係を保つものとして取り扱われる。しかしながら、上述したように、電動機定数は誘導電動機1の駆動状態に応じて変動するものであるため、両者の関係は一定の関係を保持しているとは言えない。そこで、すべり角周波数指令値ωseとδ軸電流指令値iδs_cmdとの双方に対して電動機定数を用いない補正値ytcmpを用いてトルク補償を行うことにより、より精度の高い回転速度制御を行うことができる。以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良、変更、修正が可能である。例えば、上記実施形態においては回転速度値として速度センサ9を用いた回転速度計測値ωrmを用いているが、これに代えて、誘導電動機の各相の電流値および電圧値から回転速度推定値を演算によって求めるセンサレス制御を適用してもよい。この場合、得られる回転速度は推定値となるため、実際に速度センサ9により回転速度を計測した場合に比べて回転速度誤差ωerrは大きくなる。しかしながら、この場合であっても、上記実施形態において説明したように、回転速度誤差ωerrは、回転速度の真の値ωrm_realに対しては十分小さいといえるため、トルク推定値Testへの影響を十分に小さくすることができ、誘導電動機の回転速度を高精度に制御することができる。このような、センサレス制御の場合には、定格すべり角周波数をある程度大きくとっている一般的な誘導電動機においても回転速度誤差ωerr自体が大きくなって制御指令値に与える影響も大きくなる。したがって、定格すべり角周波数がある程度大きい誘導電動機においても、上記実施形態の構成を適用することにより、回転速度誤差ωerrの影響を低減することがセンサレス制御の場合には特に有効となる。また、上記実施形態においては、すべり角速度計測値ωseに対する補正の基準となるすべり角速度補正値ytcmpをトルク推定値Testから演算しているが、トルク推定値Testの代わりに、誘導電動機1のトルク値を計測により求めることとしてもよい。この場合には、誘導電動機1の回転軸にトルクセンサを設けることにより、トルク計測値を取得することができる。また、上記実施形態においては、ベクトル制御に適用した構成例を示したが、本発明はすべり角周波数指令値ωseを制御量として有する他の可変速制御系例えば誘導電動機のすべり角周波数と電圧値とに基づいて制御するV/f制御系などに対しても適用可能である。"