"それぞれ平面状につながる第1、第2および第3導波管を含み、第1導波管から入力される電力を第2導波管および第3導波管へ分配する、または第2導波管および第3導波管から入力される電力を第1導波管に合成する電力合成分配器であって、前記第1導波管に接続され、前記第1導波管による伝送路を第1伝送路と第2伝送路とに分岐する分岐回路と、前記分岐回路に接続され、且つ前記第2導波管および前記第3導波管に接続された分離回路と、を備え、前記分離回路は、前記第2導波管および前記第3導波管にそれぞれ結合し、使用周波数帯域で共振するとともに電力損失を生じさせる損失用共振器を備えたことを特徴とする電力合成分配器。前記損失用共振器は、導波管内の電界もしくは磁界に作用して損失を発生する抵抗体またはこの抵抗体と共振キャビティとで構成されている、請求項1に記載の電力合成分配器。前記第1伝送路は、前記損失用共振器と前記第2導波管との間に接続され、前記損失用共振器と前記第2導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティを備え、前記第2伝送路は、前記損失用共振器と前記第3導波管との間に接続され、前記損失用共振器と前記第3導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティを備えた、請求項1または2に記載の電力合成分配器。前記分岐回路は、前記第1伝送路に接続され、且つ分岐用共振キャビティと結合する共振キャビティ、および前記第2伝送路に接続され、且つ前記分岐用共振キャビティと結合する共振キャビティを備えた、請求項1~3のいずれかに記載の電力合成分配器。前記第2導波管および前記第3導波管を伝搬する電磁波は同相であり、且つ前記第2導波管から前記第3導波管へ漏れる電磁波の量、および前記第3導波管から前記第2導波管へ漏れる電磁波の量は-10dB以下となるように、前記第2導波管および前記第3導波管と前記損失用共振器との結合度ならびに前記損失用共振器のQ値を定めた、請求項1~4のいずれかに記載の電力合成分配器。入力信号を複数の電力増幅器に対して入力する信号に分配する電力分配器、または複数の電力増幅器の出力信号を合成する電力合成器の少なくとも一方を請求項1~5のいずれかに記載の電力合成分配器で構成した、電力増幅回路。通信信号を分配する回路または合成する回路に、請求項1~5の何れかに記載の電力合成分配器を備えた無線装置。特許文献1に示されている導波管型ハイブリッドカプラーは、一方の導波管内に幅の広い面から突き出た複数の容量性絞りを設け、他方の導波管内に幅の狭い面から突き出た複数の誘導性絞りを設けた構造であるので、装置全体の構造が複雑であり、加工難易度が高いという課題があった。本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであり、平面状に構成できるようにすることで、小型化、低コスト化を図り、且つ対称性を有することで同相分配できるようにした導波管型電力合成分配器およびそれを備えた電力増幅回路ならびに無線装置を提供することを目的とする。本発明の電力合成分配器は、入力された電波をすべて吸収する役割を有する終端器を用いず、他部品に比べて損失の大きい共振器を一部に用いることで、導波管型でありながら平面状に構成でき、且つ対称性を有することで同相分配でき、分配ポート間のアイソレーションを確保できるようにしたものである。具体的には、導波管回路において、アイソレーションの必要な2つの分配ポート間に無負荷Q値の低い、損失のある共振器を配置する。より具体的な構成は次に示すとおりである。1それぞれ平面状につながる第1、第2および第3導波管WG1,WG2,WG3を含み、第1導波管から入力される電力を第2導波管WG2および第3導波管WG3へ分配する、または第2導波管および第3導波管から入力される電力を第1導波管WG1に合成する電力合成分配器であって、前記第1導波管に接続され、前記第1導波管による伝送路を第1伝送路CC1と第2伝送路CC2とに分岐する分岐回路R11,R12,R13と、前記分岐回路に接続され、且つ前記第2導波管および前記第3導波管に接続された分離回路R22,R33,RLと、を備え、前記分離回路は、前記第2導波管および前記第3導波管にそれぞれ結合間接的に結合し、使用周波数帯域で共振するとともに電力損失を生じさせる損失用共振器RL=R23Reを備えたことを特徴とする。2前記損失用共振器は、導波管内の電界もしくは磁界に作用して損失を発生する抵抗体Reまたはこの抵抗体Reと共振キャビティR23とで構成されていることが好ましい。3前記第1伝送路CC1は、前記損失用共振器RLと前記第2導波管WG2との間に接続され、前記損失用共振器と前記第2導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティR22を備え、前記第2伝送路CC2は、前記損失用共振器RLと前記第3導波管WG3との間に接続され、前記損失用共振器と前記第3導波管とにそれぞれ結合する少なくとも一つの共振キャビティR33を備えることが好ましい。4前記分岐回路は、前記第1伝送路CC1に接続され、且つ分岐用共振キャビティR11と結合する共振キャビティR12、および前記第2伝送路CC2に接続され、且つ前記分岐用共振キャビティR11と結合する共振キャビティR13を備えることが好ましい。5前記第2導波管WG2および前記第3導波管WG3を伝搬する電磁波は同相であり、且つ前記第2導波管から前記第3導波管へ漏れる電磁波の量、および前記第3導波管から前記第2導波管へ漏れる電磁波の量は-10dB以下となるように、前記第2導波管および前記第3導波管と前記損失用共振器との結合度ならびに前記損失用共振器のQ値を定められていることが好ましい。6本発明の電力増幅回路は、入力信号を複数の電力増幅器に対して入力する信号に分配する電力分配器、または複数の電力増幅器の出力信号を合成する電力合成器の少なくとも一方を上記1~5のいずれかに記載の電力合成分配器で構成されたものである。7本発明の無線装置は、通信信号を分配する回路または合成する回路に、上記1~5の何れかに記載の電力合成分配器を備えたものである。本発明によれば、第1導波管から入力された電波を、広い周波数帯域に亘って同相で分配出力することができ、良好な反射特性と優れた低損失性と高いアイソレーション特性とを同時に得ることができる。《第1実施形態》第1実施形態の電力合成分配器について、図1~図10を参照して説明する。図1は第1実施形態の電力合成分配器101の主要部の斜視図である。また、図2は電力合成分配器101の平面図である。但し、図1では導波管の管内などの空間の形状のみを表している。また、図2は電力合成分配器101の上部金属板を取り除いた状態での平面図である。この電力合成分配器101は、導波管の管内などの空間を穿った第1金属板と、第1金属板に重なることで前記空間を覆う第2金属板を備えている。図2は第1金属板の平面図である。電力合成分配器101は、第1導波管WG1、第2導波管WG2および第3導波管WG3を含む。この電力合成分配器101は、第1導波管WG1を第1ポート、第2導波管WG2を第2ポート、第3導波管WG3を第3ポートとすれば、第1ポート1から入力される電力を第2ポート2および第3ポート3へ分配する、または第2ポート2および第3ポート3から入力される電力を第1ポート1に合成出力する。導波管WG1,WG2,WG3は同一平面上に配置されている。この電力合成分配器101は、共振キャビティR12および共振キャビティR13と結合し、且つ第1導波管WG1に結合する分岐用共振キャビティR11を備えている。共振キャビティR12,R13および分岐用共振キャビティR11によって分岐回路が構成されている。また、この電力合成分配器101は、第2導波管WG2と結合する共振キャビティR22および第3導波管WG3と結合する共振キャビティR33を備えている。共振キャビティR12とR22とは導波管WG12を経由して接続されている。同様に、共振キャビティR13とR33とは導波管WG13を経由して接続されている。導波管WG12、共振キャビティR22および導波管WG2は第1伝送路CC1を構成していて、導波管WG13、共振キャビティR33および導波管WG3は第2伝送路CC2を構成している。また、この電力合成分配器101は、第2導波管WG2および第3導波管WG3にそれぞれ結合して使用周波数帯域で共振する共振キャビティR23およびこの共振キャビティR23内に配置された抵抗体Reを備えている。この共振キャビティR23および抵抗体Reによって損失用共振器が構成されている。抵抗体Reは炭化珪素SiC粉体を共振キャビティR23の高さと等しい高さの直方体形状に焼結したものである。この抵抗体Reは比誘電率εr=12程度で、tanδが大きい抵抗体であり、共振キャビティR23および抵抗体ReによってQ値の小さい共振器として作用する。抵抗体Reは共振キャビティR23内の電界強度の高い中央部に配置されていて、主に電界と結合して抵抗損を発生させる。また、磁界とも結合して抵抗損を発生させる。したがって、前記損失用共振器は共振キャビティR23を介して第2導波管WG2から第3導波管WG3へ、または第3導波管WG3から第2導波管WG2へ伝搬しようとする信号を減衰させる。第1導波管WG1と分岐用共振キャビティR11との間には結合度を定める窓として作用する導波管アイリス以下、単にアイリスIrが形成されている。同様に、分岐用共振キャビティR11と共振キャビティR12との間、分岐用共振キャビティR11と共振キャビティR13との間にアイリスIrが形成されている。また、共振キャビティR12と導波管WG12との間、導波管WG12と共振キャビティR22との間にアイリスIrが形成されている。同様に、共振キャビティR13と導波管WG13との間、導波管WG13と共振キャビティR33との間にアイリスIrが形成されている。また、共振キャビティR22と導波管WG12との間、共振キャビティR22と共振キャビティR23との間にアイリスIrが形成されている。同様に、共振キャビティR33と導波管WG3との間、共振キャビティR33と共振キャビティR23との間にアイリスIrが形成されている。これらのアイリスによって、共振空間が仕切られるとともに、共振キャビティと共振キャビティとの間、または共振キャビティと導波管との間の結合度が定められている。図3は電力合成分配器101の周波数特性図である。ここで、S11はポート1からみた反射特性である。S21はポート1からポート2への通過特性分配特性、S31はポート1からポート3への通過特性分配特性である。S23はポート3からポート2への通過特性分離特性である。電力合成分配器101は第1導波管WG1の電磁波伝搬方向を軸にして対称形であるので、S21とS31は同じ特性である。前記共振キャビティR12,R22,R13,R33,R23の共振周波数は9.75GHzである。このように、周波数9.75GHzを中心とする広帯域に亘って-3dBで分配され、且つ約-40dB以下の高い分離特性が得られている。また、ポート1からみた反射特性S11についても-30dB以下の低反射特性が得られている。次に、この第1実施形態の電力合成分配器101の作用について順に詳細に説明する。まず、電力合成分配器101の電力分配回路部の基本等価回路を図4に示す。この電力分配回路は、入力端子P1と出力端子P2,P3間が共振器特に接続に用いるため、ここではジャンクションレゾネータという。Rjを介して接続されたものである。ここで、各端子P1,P2,P3とジャンクションレゾネータRj間の結合量を外部Qで表し、それぞれQe1、Qe2、Qe3とすると、端子P1の入力整合条件は次のとおりである。1/Qe1=...1次に端子P2,P3の電力分配比をn1とすれば、各結合係数と散乱パラメータの間には次の関係がある。S212/S312=Qe3/Qe2=n...2この結果、所望の分配比を与えるQe2,Qe3は次式で表される。Qe2={/n}Qe1,Qe3=Qe1...3例えば電力分配比4:1、端子P1の外部QをQe1100とした場合、各外部Qは3式より、Qe2=125、Qe3500となる。前記基本等価回路による周波数特性の計算結果を図5に示す。図5において横軸は正規化した周波数であり、正規化周波数=1が使用周波数である。このように、1入力2出力のジャンクションレゾネータは電力合成回路として作用するが、帯域が狭い。そこでジャンクションレゾネータをフィルタの一部に用いて、フィルタの広帯域化を図る。まず、図6Aに、基本とする2段フィルタの等価回路を示す。このフィルタを図6Bに示すように共振器間の結合部で2つに分岐することで広帯域化する。この場合、端子P1の整合条件は、図4の基本フィルタ回路の設計パラメータと比較することによって、次式で表される。k2=k122k132...4また、端子P2,P3の電力分配比をn1とすれば、各結合係数と散乱パラメータの間には、S212/S312=k122/k132=n...5の関係があることから、各パラメータは一義的に求まり、k12=√{n/}k,k13={1/√}k...6となる。ここで外部QQeは次式とした。Qe1=Qe2Qe3=Qe...7このように回路パラメータを選ぶことで、端子P1からの入力電力は端子P2,P3へと分配されて出力される。ここでは、中心周波数95GHz、帯域800MHz、リップル01dBの2段フィルタを基本とした2分配器を設計した。このときの設計パラメータを8式に示す。k=116,Qe=100...8このフィルタをベースに、端子P2,P3が1:1で分配される電力分配器を設計した。各パラメータは式6,7,8を用いて、次の値となる。k12=k13=82,Qe=100...9次に、導波管回路で分岐回路を設計した。図7はその設計モデルの平面図H面のパターンを示す図である。このモデルは、図2に示した電力合成分配器101のから共振キャビティR22,R33、導波管WG12,WG13を除いたものである。第1導波管WG1は三角形状の共振キャビティジャンクションレゾネータR11に接続されている。共振キャビティR11の2つの出力は、共振キャビティR12,R13にそれぞれ電磁界結合をしている。そして共振キャビティR12,R13は導波管WG2,WG3へと接続されている。共振キャビティと導波管との間、および共振キャビティ間はアイリスを介して電磁界結合し、その結合量は式9で与えられる結合係数および外部Qに設定されている。図8は、図7に示したモデルの周波数特性を示す図である。ポート1からの入力は、ポート2,ポート3へと等しく分配されているのが分る。ただし、ポート2-ポート3間のアイソレーションは95GHzで6dB程度である。電力合成分配器に接続される機器間の干渉を防ぐため、電力合成分配器には十分なポート間アイソレーションが必要とされる。そこでここでは、図7のモデルに回路を付加することでアイソレーションを確保する。図9は電力合成分配器101の等価回路図である。図9は図6Bで示した分岐回路A部と高いアイソレーションを得るための分離回路B部とで構成されている。分離回路B部はウィルキンソン型電力分配器の高アイソレーション手法の原理に基づいている。以下に特徴を示す。図10はウィルキンソン型電力分配器の等価回路図である。ウィルキンソン型電力分配器は、移相器PS2およびPS3を経由して端子P2-P3間を伝搬する電力が逆相で重ね合わさるようにするため、移相器PS2,PS3は通常それぞれ1/4波長の伝送路で構成される。しかし、本願の電力合成分配器101の場合、ポート2-ポート3間に3個の共振器R11,R12,R13が介在していので、この3個の共振器を介する、ポート2-ポート3間は逆相の関係となる。そのため、伝送線路などによる移相器PS2,PS3は不要である。また、図10に示すウィルキンソン型電力分配器における抵抗Rの部分は導波管では作るのが難しい。本発明では、これを共振器で置換している。すなわち、図1および図2に示した共振キャビティR23および抵抗体Reによる損失用共振器で、ウィルキンソン型電力分配器における前記抵抗Rの作用を賄っている。このことは本発明の大きな特徴の一つである。ウィルキンソン型電力分配器の場合、抵抗Rと線路L2,L3が交差する部分はT分岐が用いられるが、導波管でT分岐を構成すると、不連続部が生じるので、分配比が変わってしまう。そこで、本発明ではT分岐の代わりにジャンクションレゾネータを構成する。すなわち、図1および図2に示した共振キャビティR22,R33でそれぞれT分岐の作用を賄っている。以上に示した原理に基づいて前記電力合成分配器101が作用し、第2導波管WG2および第3導波管WG3を伝搬する電磁波は同相であり、且つ第2導波管WG2から第3導波管WG3へ漏れる電磁波の量、および第3導波管WG3から第2導波管WG2へ漏れる電磁波の量は10dB以下となる、導波管型の電力合成分配器が得られる。ポート2-ポート3間のアイソレーションが10dB以下であれば、実用上充分な分離特性を有する電力合成分配器として用いることができる。このアイソレーションは、主として、第2導波管WG2および第3導波管WG3と損失用共振器との結合度ならびに損失用共振器のQ値によって定めることができる。《第2実施形態》図11は第2実施形態の電力合成分配器102の主要部の斜視図である。但し、図11では導波管の管内などの空間の形状のみを表している。電力合成分配器102は、第1導波管WG1、第2導波管WG2および第3導波管WG3を含む。この電力合成分配器102は、第1導波管WG1を第1ポート、第2導波管WG2を第2ポート、第3導波管WG3を第3ポートとすれば、第1ポート1から入力される電力を第2ポート2および第3ポート3へ分配する、または第2ポート2および第3ポート3から入力される電力を第1ポート1に合成出力する。導波管WG1,WG2,WG3は同一平面上に配置されている。この電力合成分配器102は、共振キャビティR12および共振キャビティR13と結合し、且つ第1導波管WG1に結合する分岐用共振キャビティR11を備えている。共振キャビティR12,R13および分岐用共振キャビティR11によって分岐回路が構成されている。分岐用共振キャビティR11の中央部の三角形領域は高さ方向厚み方向が周囲より高い。すなわち、共振空間の中央部は底面と天面がいずれも窪んでいる。このことにより、共振器の共振周波数を所定周波数に高めることができる。すなわち、一般に共振器に線路を接続すると接続部のインダクタンス成分で共振周波数が下がるため、所定周波数で共振させるために、共振器の平面サイズを予め小さくしておく必要がある。また、本回路設計法の場合、広帯域が望ましく、線路間に強い結合が必要なため、共振器サイズは著しく小さくなる。しかし、共振器の平面サイズをあまりに小さくすると、線路との接続部を形成できない。そこで共振器の中央部電界強度の高い領域の高さを高くすることで共振周波数を高め、そのことで共振器の平面寸法を適当な寸法に形成することができることとなる。また、この電力合成分配器102は、第2導波管WG2と結合する共振キャビティR22および第3導波管WG3と結合する共振キャビティR33を備えている。共振キャビティR22および導波管WG2は第1伝送路を構成していて、共振キャビティR33および導波管WG3は第2伝送路を構成している。共振キャビティR22,R33の間のアイリスIr部分には抵抗体Reが配置されている。この抵抗体Reはそれ自体で損失用共振器として作用する。したがって、アイリスIrを介して第2導波管WG2から第3導波管WG3へ、または第3導波管WG3から第2導波管WG2へ伝搬しようとする信号を減衰させる。図12は電力合成分配器102の周波数特性を示す図である。ここで、S11はポート1からみた反射特性である。S21はポート1からポート2への通過特性分配特性、S31はポート1からポート3への通過特性分配特性である。S32はポート2からポート3への通過特性分離特性である。電力合成分配器102は第1導波管WG1の電磁波伝搬方向を軸にして対称形であるので、S21とS31は同じ特性である。すなわち、ポート1からの入力は、ポート2,ポート3へと等しく分配されているのが分る。また、ポート2-ポート3間のアイソレーションは85GHzで19dBであり、充分な分離特性が得られている。《第3の実施形態》図13は第3実施形態の電力合成分配器103の主要部の斜視図である。但し、図13では導波管の管内などの空間の形状のみを表している。電力合成分配器103は、第1導波管WG1、第2導波管WG2および第3導波管WG3を含む。この電力合成分配器103は、第1導波管WG1を第1ポート、第2導波管WG2を第2ポート、第3導波管WG3を第3ポートとすれば、第1ポート1から入力される電力を第2ポート2および第3ポート3へ分配する、または第2ポート2および第3ポート3から入力される電力を第1ポート1に合成出力する。導波管WG1,WG2,WG3は同一平面上に配置されている。この電力合成分配器103は、共振キャビティR12および共振キャビティR13と結合し、且つ第1導波管WG1に結合する分岐用共振キャビティR11を備えている。この分岐用共振キャビティR11と第1導波管WG1との間に共振キャビティR10が構成されている。分岐用共振キャビティR11および共振キャビティR10のそれぞれの中央の四角形領域は高さ方向厚み方向が周囲より高い。すなわち、共振空間の底面と天面がいずれも窪んでいる。このことにより、第2の実施形態で述べたとおり、共振器の平面サイズを適当な寸法に大きくすることが可能である。また、この電力合成分配器103は、第2導波管WG2と結合する共振キャビティR22および第3導波管WG3と結合する共振キャビティR33を備えている。共振キャビティR22および導波管WG2は第1伝送路を構成していて、共振キャビティR33および導波管WG3は第2伝送路を構成している。また、この電力合成分配器103は、第2導波管WG2および第3導波管WG3にそれぞれ結合して使用周波数帯域で共振する共振キャビティR23およびこの共振キャビティR23内に配置された抵抗体Reを備えている。この共振キャビティR23および抵抗体Reによって損失用共振器が構成されている。この損失用共振器はアイリスを介して第2導波管WG2から第3導波管WG3へ、または第3導波管WG3から第2導波管WG2へ伝搬しようとする信号を減衰させる。前記共振キャビティR10は帯域通過フィルタとして作用し、選択帯域外の減衰量が大きくなる。図14は電力合成分配器103の周波数特性を示す図である。ここで、S11はポート1からみた反射特性である。S21はポート1からポート2への通過特性分配特性、S31はポート1からポート3への通過特性分配特性である。S32はポート2からポート3への通過特性分離特性である。電力合成分配器103は第1導波管WG1の電磁波伝搬方向を軸にして対称形であるので、S21とS31は同じ特性である。すなわち、ポート1からの入力は、ポート2,ポート3へと等しく分配されているのが分る。ただし、ポート2-ポート3間のアイソレーションは85GHzで15dBであり、充分な分離特性が得られている。《第4の実施形態》図15は第4の実施形態の高周波電力増幅回路200の回路図である。この高周波電力増幅回路200は複数の増幅器90A~90Gおよび複数の電力合成分配器100A~100Fを備え、入力ポートINから入力される高周波信号を電力増幅して出力ポートOUTへ出力する。電力合成分配器100Aは増幅器90Aの出力信号を等分配する。増幅器90B,90Cはこの等分配された信号を増幅する。電力合成分配器100Bは増幅器90Bの出力信号を等分配する。同様に、電力合成分配器100Cは増幅器90Cの出力信号を等分配する。増幅器90D,90Eは電力合成分配器100Bで等分配された信号を増幅する。同様に、増幅器90F,90Gは電力合成分配器100Cで等分配された信号を増幅する。電力合成分配器100Dは増幅器90D,90Eの出力信号を合成し、電力合成分配器100Eは増幅器90F,90Gの出力信号を合成する。電力合成分配器100Fは電力合成分配器100D,100Eの出力信号を合成する。このようにして、回路の前半で電力分配するとともに電力増幅し、後半で電力合成することで、全体として大電力増幅が可能となる。各電力合成分配器は同相で等分配するので、位相調整用の移相器が不要であり、分配位相偏差が生じることなく広帯域特性が得られる。《第5の実施形態》第5の実施形態では、本発明の無線装置の例としてレーダー装置を挙げる。図16は第5の実施形態のレーダー装置の構成を示すブロック図である。このレーダー装置は、放射部130、空中線部150および指示器140を備えている。空中線部150には、波形生成回路111、信号処理部112、局部発振器121、ミキサー122,125、電力増幅回路200、サーキュレータ123、および低雑音増幅器124を備えている。波形生成回路111は送信波の波形を生成する。この波形信号はミキサー122で局部発振器121の信号と混合され、電力増幅回路200で電力増幅される。この電力増幅回路200は第4の実施形態で示した電力増幅回路200である。この送信信号はサーキュレータ123をとおって放射器130で放射される。放射器130の受信信号はサーキュレータ123をとおって低雑音増幅器124で増幅され、ミキサー125で局部発振器121の信号と混合され、信号処理部112に入力される。このようにして、送信波の発生回路に備えられる電力増幅回路200に電力合成分配器を適用することができる。なお、本発明に係る導波管は空洞導波管に限るものではなく、電磁波伝搬路が空気以外の誘電体で充填された誘電体導波路を含む。"