複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置であって、モータ電流の符号に基づきパルス幅の指令値を修正するパルス幅修正手段と、前記修正されたパルス幅の指令値に基づいて前記パルスを生成合成するパルス生成合成手段と、前記直流電源のうちの少なくとも1つを充電する経路を開放する経路開放手段と、前記充電する経路の開放に応じて、前記パルス幅の指令値を修正するべき直流電源を選択し、この選択された直流電源から出力されるパルス幅の指令値を修正するよう前記パルス幅修正手段を制御するパルス幅修正制御手段と、を具える電力変換装置。自己を充電する経路を持たない直流電源を少なくとも1つ含む複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置であって、モータ電流の符号に基づきパルス幅の指令値を修正するパルス幅修正手段と、前記修正されたパルス幅の指令値に基づいて前記パルスを生成合成するパルス生成合成手段と、前記自己を充電する経路を持たない少なくとも1つの直流電源から出力される前記パルス幅の指令値を修正するよう前記パルス幅修正手段を制御するパルス幅修正制御手段と、を具える電力変換装置。請求項1または2に記載の電力変換装置において、前記パルス生成合成手段が、それぞれの直流電源から出力されるべき電力変換装置の出力電圧値を電源電圧値で規格化した変調率指令値をそれぞれの直流電源毎に求め、これに基づき前記パルス幅の指令値を生成合成し、前記パルス幅修正手段が、モータ電流の符号に応じて、それぞれの直流電源の電源電圧値から前記パルス生成合成手段で求めた前記変調率指令値を修正する値を求め、これに基づき、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の変調率指令値を修正する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項3に記載の電力変換装置において、前記パルス幅修正手段が、前記モータ電流の符号が負である場合のみ、前記パルス幅の指令値を修正する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項4に記載の電力変換装置において、前記パルス幅修正手段が、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の電圧値と、前記交流モータから充電する経路を持っている状態の直流電源の電圧値とに基づき、前記パルス生成合成手段で求めた前記変調率指令値を修正する値を求める、ことを特徴とする電力変換装置。請求項5に記載の電力変換装置において、前記パルス幅修正手段が、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源から出力されるべき前記電力変換装置の出力電圧値を、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の電圧値である第1の電圧値で規格化した第1の変調率指令値として求め、前記求めた第1の変調率指令値を修正する値は、前記第1の電圧値を、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の電圧値である第2の電圧値で規格化した値とし、前記モータ電流の符号が負である場合のみ、前記第1の変調率指令値に、前記求めた第1の変調率指令値を修正する値即ち、前記第2の電圧値で規格化した値を乗じて前記パルス幅の指令値を修正する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置において、前記モータ電流の符号が、モータ電流指令値の符号である、ことを特徴とする電力変換装置。請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置において、前記モータ電流の符号が、モータ電流の検出値の符号である、ことを特徴とする電力変換装置。請求項1~8のいずれか1項に記載の電力変換装置において、充電する経路の開放に応じて、前記電力変換装置の出力電力を複数の直流電源の出力電力に配分する電力配分手段をも具える、ことを特徴とする電力変換装置。請求項9に記載の電力変換装置において、前記電力配分手段が、充電する経路の開放に応じて、少なくとも、直流電源の出力電力の配分比率指令値と、出力電力値と、モータ電流振幅と、複数の直流電源電圧値とから、配分目標値を演算し、前記交流モータへの出力電圧値と、前記配分目標値とから、それぞれの直流電源からの前記電力変換装置の出力電圧値を求めることによって、前記複数の直流電源の出力電力を調整する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項10に記載の電力変換装置において、前記電力配分手段が、前記出力電力値をモータの電流値とモータへの出力電圧値から演算する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項10に記載の電力変換装置において、前記電力配分手段が、充電する経路の開放に応じて、少なくとも、直流電源の出力電力の配分比率指令値と、前記交流モータの回転数と、前記交流モータのトルクと、複数の直流電源電圧値とから、配分目標値を演算し、前記交流モータへの出力電圧値と、前記配分目標値とから、それぞれの電源から出力されるべき前記電力変換装置の出力電圧値を求めることによって、前記複数の直流電源の出力電力を調整する、ことを特徴とする電力変換装置。請求項10~12のいずれか1項に記載の電力変換装置において、前記電力配分手段が、前記配分目標値の演算のときに、予め作成されたマップを参照して演算を行う、ことを特徴とする電力変換装置。しかしながら、前述の構成においては、DCDCコンバータを使っているため、電源と電力変換装置、モータを全て含めたシステム全体の体積が大きくなるとともに、バッテリを充放電するためにはDCDCコンバータを通過するために損失が発生するという問題があった。この問題を解決しDCDCコンバータを不要にした本出願人による先願特願2004207031号においては、誘導負荷から電源母線に流れる電流を、いずれかの母線に流すかを選択する制御方法が示されているが、この選択を実施するとき、電源間の電圧に差があると電流に高調波成分が生じるという問題点があった。しかしながら、先願においては、このような電圧差が存在する場合の問題点の解決方法までは示されていなかった。そこで、本発明は、経路選択時に電源間で電圧差が存在する場合にも、モータの高調波電流の発生を抑え、かつ、DCDCコンバータを介さずに、燃料電池とバッテリの組み合わせに限らず、複数の電源電力を利用配分し、全体の体積損失を低減可能な電力変換装置を提供することを目的とする。上述した諸課題を解決すべく、第1の発明による電力変換装置は、複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置であって、モータ電流の符号に基づきパルス幅の指令値変調率指令値などを修正するパルス幅修正手段回路と、前記修正されたパルス幅の指令値に基づいて前記パルスを生成合成するパルス生成合成手段回路と、前記直流電源のうちの少なくとも1つを充電回生する経路を開放する経路開放手段スイッチング素子などと、前記充電する経路の開放に応じて、前記パルス幅の指令値を修正するべき直流電源を選択し、この選択された直流電源から出力されるパルス幅の指令値を修正するよう前記パルス幅修正手段を制御するパルス幅修正制御手段回路と、を具える。また、第2の発明による電力変換装置は、自己を充電する経路を持たない直流電源例えば燃料電池などの充電できないタイプの電源を少なくとも1つ含む複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置であって、モータ電流の符号に基づきパルス幅の指令値を修正するパルス幅修正手段回路と、前記修正されたパルス幅の指令値に基づいて前記パルスを生成合成するパルス生成合成手段回路と、前記自己を充電する経路を持たない少なくとも1つの直流電源から出力される前記パルス幅の指令値を修正するよう前記パルス幅修正手段を制御するパルス幅修正制御手段回路と、を具える。また、第3の発明による電力変換装置は、前記パルス生成合成手段が、それぞれの直流電源から出力されるべき電力変換装置の出力電圧値を電源電圧値で規格化した変調率指令値をそれぞれの直流電源毎に求め、これに基づき前記パルス幅の指令値を生成合成し、前記パルス幅修正手段が、モータ電流の符号に応じて、それぞれの直流電源の電源電圧値から前記パルス生成合成手段で求めた前記変調率指令値を修正する値を求め、これに基づき、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源即ち、自己を充電する経路を元々持たない燃料電池などの直流電源、または経路開放手段による経路の開放によって充電経路を持たない状態になっている直流電源の変調率指令値を修正する、ことを特徴とする。また、第4の発明による電力変換装置は、前記パルス幅修正手段が、前記モータ電流の符号が負である場合のみ、前記パルス幅の指令値を修正する、ことを特徴とする。また、第5の発明による電力変換装置は、前記パルス幅修正手段が、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の電圧値と、前記交流モータから充電する経路を持っている状態の直流電源の電圧値とに基づき、前記パルス生成合成手段で求めた前記変調率指令値を修正する値を求める、ことを特徴とする。また、第6の発明による電力変換装置は、前記パルス幅修正手段が、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源から出力されるべき前記電力変換装置の出力電圧値を、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の電圧値である第1の電圧値で規格化した第1の変調率指令値として求め、前記求めた第1の変調率指令値を修正する値は、前記第1の電圧値を、前記交流モータから充電する経路を持っていない状態の直流電源の電圧値である第2の電圧値で規格化した値とし、前記モータ電流の符号が負である場合のみ、前記第1の変調率指令値に、前記求めた第1の変調率指令値を修正する値即ち、前記第2の電圧値で規格化した値を乗じて前記パルス幅の指令値を修正する、ことを特徴とする。また、第7の発明による電力変換装置は、前記モータ電流の符号がモータ電流指令値の符号である、ことを特徴とする。また、第8の発明による電力変換装置は、前記モータ電流の符号がモータ電流の検出値の符号である、ことを特徴とする。また、第9の発明による電力変換装置は、充電する経路の開放に応じて、前記電力変換装置の出力電力を複数の直流電源の出力電力に配分する電力配分手段をも具える、ことを特徴とする。また、第10の発明による電力変換装置は、前記電力配分手段が、充電する経路の開放に応じて、少なくとも、直流電源の出力電力の配分比率指令値と、出力電力値と、モータ電流振幅と、複数の直流電源電圧値とから、配分目標値を演算し、前記交流モータへの出力電圧値と、前記配分目標値とから、それぞれの直流電源からの前記電力変換装置の出力電圧値を求めることによって、前記複数の直流電源の出力電力を調整する、ことを特徴とする。また、第11の発明による電力変換装置は、前記電力配分手段が、前記出力電力値をモータの電流値とモータへの出力電圧値から演算する、ことを特徴とする。また、第12の発明による電力変換装置は、前記電力配分手段が、充電する経路の開放に応じて、少なくとも、直流電源の出力電力の配分比率指令値と、前記交流モータの回転数と、前記交流モータのトルクと、複数の直流電源電圧値とから、配分目標値を演算し、前記交流モータへの出力電圧値と、前記配分目標値とから、それぞれの電源から出力されるべき前記電力変換装置の出力電圧値を求めることによって、前記複数の直流電源の出力電力を調整する、ことを特徴とする。また、第13の発明による電力変換装置は、前記電力配分手段が、前記配分目標値の演算のときに、予め作成されたマップを参照して演算を行う、ことを特徴とする。上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、コンピュータで実行させるためのプログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。一例を挙げれば、第1の発明を方法として実現させると、本発明による電力変換装置の制御方法は、複数の直流電源に接続され、これら直流電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成合成することで交流モータの駆動電圧を生成し、この交流モータを駆動する電力変換装置の制御方法であって、演算手段を用いて、モータ電流の符号に基づきパルス幅の指令値変調率指令値などを修正するパルス幅修正ステップと、前記修正されたパルス幅の指令値に基づいて前記パルスを生成合成するパルス生成合成ステップと、スイッチング素子を使って前記直流電源のうちの少なくとも1つを充電回生する経路を開放する経路開放ステップと、前記充電する経路の開放に応じて、前記パルス幅の指令値を修正するべき直流電源を選択し、この選択された直流電源から出力されるパルス幅の指令値を修正するよう前記パルス幅修正手段を制御するパルス幅修正制御ステップと、を含むものである。第1の発明によれば、充電する経路の開放の選択を行い、例えば、電源10aの電圧Vdcaと電源10bの電圧Vdcbに差がある場合であっても、モータの電流符号からモータの電流経路を推定し、出力される電圧パルスの振幅誤差即ち、各電源の電圧比でパルス幅の指令値変調率指令値などを補正することによって、電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制することが可能になる。この結果、モータの損失の低減でき、本発明を燃料電池電気自動車に適用すれば、燃料電池電気自動車の燃費を向上することができる。また、不要な高調波電流の発生を抑えることで、トルクリプルが低減し、トルクの過大な変化による搭乗者への不快感を低減し、車両の乗り心地が向上する。第2の発明によれば、電源への充電する経路を持たない電源を含む回路構成において、例えば電源10aの電圧Vdcaと電源10bの電圧Vdcbに差がある場合であっても、モータの電流符号から、モータの電流経路を推定し、出力される電圧パルスの振幅誤差即ち、各電源の電圧比でパルス幅の指令値を補正することによって、電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制することが可能になる。また、燃料電池電気自動車では燃料電池への充電経路は不要のため、本発明を適用することで、より簡素な回路構成が実現できる。また、第3の発明によれば、パルス幅の修正を、電源電圧値を用いて行うため、電源電圧値が変動する場合であっても、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。また、第4の発明によれば、モータ電流の符号が負であるときにのみ、パルス幅の修正を行うように選択することで、モータ電流の符号が正であるときには、不要な修正を行わず、必要な電流状態におけるパルス幅の修正によって、高調波電流の発生を抑制することができる。また、第5の発明によれば、モータから充電する経路を持たない電源の電圧値と、モータから充電する経路を持つ電源の電圧値とから求めることで、電圧値が変動する場合であっても、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。また、第6の発明によれば、モータから充電する経路を持たない状態の電源の電圧値と、モータから充電する経路を持った状態の電源の電圧値とから、変調率指令値を修正することで、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。また、第7の発明によれば、モータ電流の符号の判別にモータ電流指令値を用いることで、モータ電流のノイズに影響されること無く、電流符号の判別を行うことができる。このように、精度良く電流符号の判別を行う事で、パルス幅の修正を精度良く行うことができ、高調波電流の発生を抑制することができる。また、第8の発明によれば、モータ電流の符号の判別にモータ電流の検出値を用いることで、モータ電流の指令値への追従が遅い場合などでも、実際の電流経路に基づいた電流符号の判別を行うことができる。この符号判別を用いて、電流の経路によって生じる出力電圧パルスの誤差に対するパルス幅の修正を行って、高調波電流の発生を抑制することができる。また、第9の発明によれば、経路の開放に応じて、複数の直流電源の出力電圧を調整することによって、電流経路を開放した場合にも、電力制御の精度を向上させることができる。また、第10の発明によれば、直流電源の出力電力の配分比率指令値と、出力電力値と、モータ電流振幅と、複数の直流電源電圧値から、配分目標値を演算し、この配分目標値を用いて、それぞれの電源からの電圧指令値を演算することによって、配分比率指令値に追従するような電力制御を実現することができる。また、第11の発明によれば、出力電力値をモータの電流値とモータへの出力電圧値とから演算するため、出力電力を検出することなく、一般的なモータの電流制御器が持つパラメータを用いて推定することができる。電力センサなどの検出手段を新たに具備する必要がないため、コストや体積が増加することもない。また、第12の発明によれば、モータのトルク指令値と回転数などの機械的な出力を入力として、配分目標値を演算することで、この配分目標値を用いて、それぞれの電源からの電圧指令値を演算することによって、配分比率指令値に追従するような電力制御を実現することができる。また、第13の発明によれば、配分目標値の演算を、予め作成されたマップを参照するだけで良いため、演算時間を短縮することができる。よって、本発明の制御を演算する場合には、演算時間の短縮によって演算能力が比較的低い安価な演算手段典型的にはマイコンなどを利用することができるようになる。以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。第1の実施例図3は、本実施例における電力変換装置を構成する電力変換器の回路図を示している。電源10aの負極と、電源10bの負極が共通負極母線15に接続されている。共通負極母線15とモータ20の各相端子間には、一般的に知られているインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ107a108a109aとダイオード107b108b109bの組が接続される。電源10aの正極母線14とモータ20の各相端子間とは、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ101a101b102a102b103a103bでそれぞれ接続する。また、電源10bの正極母線16とモータ20の各相端子間にも、双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ104a104b105a105b106a106bをそれぞれ接続する。電源10aの正極母線14と共通負極母線15の間には平滑コンデンサ12を設け、電源10bの正極母線16と共通負極母線15の間にも平滑コンデンサ13を設ける。電力変換器30は、共通負極母線と電源10aの正極母線と電源10bの正極母線、以上の3つの電位をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流交流電力変換器である。電力変換器30は、U相、V相、W相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30U30V30Wから構成されている。各相に設けられた半導体スイッチが、交流モータの各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位のなかから択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。図2は、実施例1のモータ制御システムの構成を示す図である。図に示すように、制御装置40は、トルク制御手段41、電流制御手段42、電力制御変調率演算手段43、PWMパルス生成手段44、3相/dq変換手段45、dq/3相座標変換手段46、補正ゲイン演算器47、修正電力配分演算手段48を具える。制御装置40から出力されたPWMパルスに基づき電力変換器30が電源10を構成する電源10aと電源10bからの電力を用いてモータ20を駆動する。以下、各要素を詳細に説明する。まず、トルク制御手段41は、外部より与えられるトルク指令Teとモータ回転速度ωから、交流モータのd軸電流の指令値idとq軸電流の指令値iqを演算する。トルク制御手段41では、予め作成されたTeωの2つの要素を軸としたマップ即ち、これら2要素の数値を所定の式に代入して予め演算された下記指令値を含むマップを参照し、idiqを出力する。電流制御手段42では、d軸電流指令値id、q軸電流指令値iqとd軸電流値id、q軸電流値iqとから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、三相交流の各相の電圧指令値vuvvvwを出力する。電流制御手段42の詳細について、図19を用いて説明する。電流制御手段42は電流制御部201およびdq/3相変換器から構成される。電流制御部201では、id、iqにid、iqが追従するように、それぞれPI制御によるフィードバック制御を行って、d軸電圧指令値vd、q軸電圧指令値vqを得る。id、iqは3相/dq変換手段45によりU相電流iu、V相電流ivから求められる。さらに、電流制御手段42内に設けたdq軸電圧を3相電圧指令に変換するdq/3相変換器202が、dq軸電圧指令値vd、vqを入力とし、U相電圧指令値vu、V相電圧指令値vv、W相電圧指令値vwを出力する。図2の説明に戻るが、電力制御変調率演算手段43では、電源10aと10bから供給される電力の分配目標値rtopa、rtopbを用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、補正電圧値vd0vq0が0のときの、電源10aと電源10bの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値rtopartopbは次の関係を持つ。rtopartopb1このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上の関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。図2では、電力制御変調膣演算手段43の入力としてrtopaのみを記しており、この手段43内部での演算によって、上式に基づいて、rtopbを演算する。電力制御変調膣演算手段43の詳細を、図12を用いて説明する。乗算器203では、vu、vv、vwに、それぞれrtopaを乗じて、電源10a側の電圧指令値であるvuavvavwaを演算する以下、電源10aから生成する電圧の指令を電源10a分電圧指令、電源10bから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す。vuavurtopavvavvrtopavwavwrtopa一方、電源10b側の電圧指令値は、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値vu、vv、vwから、電源10a側の電圧指令値値vua、vva、vwaを減算器206で減算して求める。vubvuvuavvbvvvvavwbvwvwa以下の変調率演算とPWMパルス生成の説明は、U相についてのみ行うが、V相、W相についても全く同様の操作を行う。図12の変調率演算手段43は、それぞれ電源10aの電圧Vdca、電源10bの電圧Vdcbを入力し、正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令mua、mub、mva、mvb、mwa、mwbを生成する変調率演算手段である。変調率演算手段43図12のに示した変調率演算手段43は乗算器205206によって構成されている。ここでは、U相の電源10a分電圧指令vua、電源10b分電圧指令vubをそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10a分瞬時変調率指令mua、電源10b分瞬時変調率指令mubを求める。mua=vua/mub=vub/変調率補正手段49図12に示した変調率補正手段49では、得られた変調率を出力するために、PWM周期の時間幅を配分することと、補正ゲインを乗じて、最終的な変調率指令値の演算を行う。まず、図12のに示した変調率オフセット演算器212で、電源電圧Vdca、Vdcbと、rtopaから、次の変調率オフセットmaoffset0mboffset0を演算する。ここでrtopbは、前述の式をもとに演算する。rtopb1-rtopa得られた変調率オフセットmaoffset0mboffset0は、加算器209と210で、それぞれ電源10a分瞬時変調率指令mua、電源10b分瞬時変調率指令mubと加算する。電源10a分については、乗算器211で補正ゲインを乗じ最終的な変調率指令muacを求める。電源10b分は、上記の加算から、変調率指令mubcを求める。これを式で表すと、以下のようになる。muacGcmpuamubcmubmboffsetPWMパルス生成手段44図4において、電源10a用キャリアは、電源10aの電圧Vdcaから電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するPWMパルスを生成するための三角波キャリアであり、同様に、電源10b用キャリアとして三角波を設ける。これら2つの三角波キャリアは、上限1、下限―1の値をとり、180度の位相差を持つ。ここでは、U相の各スイッチを駆動する信号を、図5をもとに次のようにおく。A:電源10aから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号B:出力端子から負極の方向へ導通するスイッチの駆動信号C:出力端子から電源10aの方向へ導通するスイッチの駆動信号D:電源10bから出力端子の方向へ導通するスイッチの駆動信号E:出力端子から電源10bの方向へ導通するスイッチの駆動信号まず、電源10aから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。電源10aからPWMパルスを出力する際に、Aをオンする必要がある。正極と正極の間に電位差があり、Vdca>Vdcbである時、AとEがともにオンすると、正極間を短絡する電流が流れることになる。例えば、同時にAをオンからオフへ、Eをオフからオンへ信号を切り換えた場合に、Aが完全にオフするまでに時間を要するため、Eのオン時と重なり、ともにオンする時間が生じ、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。このような発熱の増加を予防するために、駆動信号AとEがともにオフする時間を経過した後に、A、Eをオフからオンへ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間デッドタイム付加したパルス生成を行う。このAとEの駆動信号にデッドタイムを付加するのと同様に、EとCにデッドタイムを付加し、さらに、正極と負極の短絡防止のためには、AとB、EとBにデッドタイムを付加する。図6を用いて、AとEの駆動信号にデッドタイムを付加する方法を以下に説明する。デッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、muacからデッドタイム分オフセットしたmuacupmuacdownを次のように求める。muacupmuacHdmuacdownmuac-Hdここで、Hdは三角波の振幅Htrと周期Ttr、デッドタイムTdから次のように求める。Hd2TdHtr/Ttrキャリアとmuacmuacupmuacdownの比較を行って、AとEのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。muacdown≧電源10a用キャリアならばA=ONmuac≦電源10a用キャリアならばA=OFFmuac≧電源10a用キャリアならばE=OFFmuacup≦電源10a用キャリアならばE=ONこのように、駆動信号を生成することで、AとEの間にはTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。また、電源10bから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、電源10aの場合と同様であり、次のmubcupmubcdownを求め、電源10b用キャリアとの比較を行う。図9mubcupmubcHdmubcdownmubc-HdDとCのスイッチの駆動信号を次のルールに従って求める。mubcdown≧電源10b用キャリアならばD=ONmubc≦電源10b用キャリアならばD=OFFmubc≧電源10b用キャリアならばC=OFFmubcup≦電源10b用キャリアならばC=ONこのようにして、DとCの間にもTdのデッドタイムを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。駆動信号Bは、生成された駆動信号EとCのAND論理積から生成する。B=ECEはAとの間にデッドタイムが付加した駆動信号であり、CはDとの間にデッドタイムが付加した駆動信号である。このため、BをEとCのAND論理積から生成することで、BとA、BとEにもデッドタイムを生成することができる。デッドタイムが付加されたパルス生成の例を図8に示す。このようにして生成されたPWMパルスをもとに、電力変換器の各スイッチをオンオフ駆動し、出力電圧パルスを生成する。周期毎に、電源10aの電圧Vdcaから生成された電圧パルスと、電源10bの電圧Vdcbから生成された電圧パルスとの平均をとると、元の3相電圧指令値vu、vv、vwを実現する電圧パルスが生成されていることになる。ここで、rootswを用いて、モータの還流電流の経路を選択する方法について述べる。前述のパルス生成方法によって演算された駆動信号E、Cとrootsw信号を用いて、新たに駆動信号E、Cを生成する。rootsw信号がオフ偽であるときは、E、Cは、前述のパルス生成方法によって演算された駆動信号E、Cをそのまま出力する。rootsw信号がオン真であるときは、E=オン、C=オフに駆動信号E、Cを置き換える。これによって、rootsw信号がオン真であれば、電源10aの正極母線に接続された半導体スイッチ101b102b103bがオフされるとともに、電源10bの正極母線に接続された半導体スイッチ104b105b106bがオンされる。モータ相電流が負であるとき、その相電流は電源10aの正極母線には流れず、電源10bの正極、もしくは負極母線に流れる。このような経路の選択と、電力の分配目標値を用いることで、電源10aと電源10bの電力配分を行うことができる。この電力配分では、電源10aでモータを力行しつつ、電源10bを充電することも可能である。さらに、このような電源10aから電源10bへの充電時では、経路選択を用いない場合には、電源10bの電力の配分目標値を負にすることで充電を行うが、経路選択を用いることによって、電源10bの電力配分目標値が正の領域でも、充電動作が可能になる。電源の電力配分目標値を用いて分割した電圧指令値に基づいて、電圧パルスをPWM周期毎に交互に出力するため、一方の電源の配分目標値が負となるような場合には、正負の電圧パルスがそれぞれの電源から交互に出力されることになり、PWMキャリア周波数に近い周波数の大きなリプル電流が流れることになる。これに対して、経路選択を用いた場合には、充電回生するときであっても、充電側の電力配分目標値を正の領域にしたままで充電動作が可能になり、このとき、それぞれの電源から正の電圧パルスが交互に出力されるようになるため、PWMキャリア周波数に近い周波数のリプル電流を低減することが可能になる。図16は、電源の配分目標値を負として、電源10bを充電した実験を行った際のモータ相電流を示している。また、図17は経路選択を用いて、図16と同じ充電電力を電源10bに充電した際のモータ相電流を示している。このように、経路選択を用いる事で、PWMキャリア周波数に近い周波数のリプル電流が低減でき、モータの損失騒音を低減することが可能となる。このような電流経路選択を行う場合に、本実施例では、補正ゲインと修正電力配分目標値の演算を行う。まず、補正ゲインの演算方法と、その効果について、以下に説明する。dq/3相座標変換46によって、idiqから3相交流電流指令値iuiviwを求め、これらを補正ゲイン演算器47に入力する。また、補正ゲイン演算器へは、Vdca、Vdcb、rootsw信号を入力する。補正ゲイン演算器47での演算のうちU相について、図18のフローチャートを用いて説明する。なお、V相、W相についても同様な演算を実施する。まず、経路選択の信号を用いて、rootsw1、すなわち、経路選択を実施するか、否かを判別する。条件を満たさない場合には、Gcmpua1として、演算を終了する。rootsw1の条件を満たす場合には、次に、U相電流指令値iuの正負を判別する。iu0の条件を満たさない場合には、Gcmpua1として、演算を終了する。また、iu0の条件を満たす場合には、GcmpuaVdcaVdcbを演算し、補正ゲイン演算器47の演算を終了する。補正ゲイン演算器47の演算は、PWM周期毎に実施する。この補正ゲインGcmpuaの演算では、経路選択を行う場合に、電流が負であれば、電源10bの正負極間の半導体スイッチのみを電流が流れることになるため、電源10aの電圧Vdcaを用いて算出した変調率を、実際に流れる経路の電圧Vdcbに補正するように演算を実施している。補正ゲインを乗じることにより、経路選択を行うときに、VdcaとVdcbに差がある場合であっても、モータの電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制した制御が可能になる。図16は補正ゲインを用いずに、経路選択を行った実験でのU相電流波形を示しており、2つの電源電圧の電圧差によって電圧指令値と実際印加される電圧パルスとの間で誤差が発生し、電流に高調波電流が発生している。一方で、図17は、本実施例の補正ゲインを用いた場合のU相電流波形を示している。図16で発生している高調波電流を大幅に低減することができており、モータのトルクリプル、損失を低減することができている。修正電力配分演算次に、修正電力配分演算48の演算方法およびその効果について説明する。経路選択を行う場合には、前述のように、電力配分目標値が正の状態にしたままでも、電源10bを充電することが可能になる。すなわち、電力配分目標値と、実際の電力の配分に差が生じることとなる。本発明では、修正電力配分演算48を用いて、電力配分指令を電力配分制御の指令値として用い、これまでの電力配分目標値を操作量として置き換えることによって、上述した実際の電力の配分の差を解消するがその詳細を以下に説明する。修正電力配分演算48は、idiqvdvqVdcaVdcbrtoparootswを入力として、以下の演算を実施する。rootsw信号がオン真であるとき出力電力PePevdidvqiq相電流振幅Ipk電力配分指令rtopaと電力配分目標値rtopaは次の関係になる。maoffset0は、前述のように、VdcaVdcbrtopartopbの関数であり、このrtopbはrtopaで表すことができる。rtopaの、maoffset0をVdcaVdcbrtopaで記述しなおすことで、上式はrtopaについて解くことができる。すなわち、rtopaをrtopaの関数Fとして記述することができる。この演算を行って、図2における電力配分目標値rtopaを出力する。rootsw信号がオフ偽であるとき電力配分目標値rtopaを次のように出力する。rtopartopaなお、経路選択しない場合には前述の問題は生じない。ゆえに、電力配分目標値=配分指令とする。修正電力配分演算48によって、電源10aの電力Paと、電源10bの電力Pbは、電力Peと電力配分指令rtopaとは次のような関係で表すことができる。PartopaPePbPe本実施例の効果をまとめると以下のようになる。経路選択を行う場合に、電力配分指令rtopaを用いて電力配分目標値rtopaを求めることで、電源電力の配分を指令値に追従させることが可能になる。本実施例では、rootswにより電源10b側を選択する経路選択を行った例を示したが、電源10a側を選択することも可能である。この際には、本実施例で示した補正ゲイン修正電力配分演算において、電源10aと電源10bを入れ替えた場合を考慮して、各パラメータを置き換えればよい。また、本実施例では、電源の負極母線を共通とした回路構成であるが、正極母線を共通とした構成にしてもよい。この場合にも、電源の経路選択を行うことができ、本発明による制御を適用することができる。本発明の電力変換装置をモータの駆動に適用した燃料電池電気自動車では、電源10aを燃料電池、電源10bをバッテリとする。バッテリへの充電動作時に、経路選択を行うとともに、このときの充電電力量の指令値と出力電力から、電力配分指令を修正電力配分演算48へ指令することで、充電電力量の指令値に良好に追従する電力配分制御を行うことができる。また、経路選択によって、キャリア周波数に近い高調波電流が低減できるため、モータの損失騒音を小さくできる。バッテリ電圧と燃料電池の電圧差がある場合においても本発明の補正ゲインを用いる事で、モータの相電流は大きな高調波電流を含むことなく、トルクリプルや損失を低減できる。第2の実施例第2の実施例では、第1の実施例との差異のみを示す。図9は、本実施例における電力変換装置の回路図を示している。この実施例では電力変換器30aは、U相、V相、W相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30Ua30Va30Waから構成されている。第1の実施例における双方向の導通を制御可能な半導体スイッチ部を、図9のようにそれぞれ半導体スイッチとダイオードによって構成する。U相のスイッチ手段30Uaは、半導体スイッチ101as101bs104as104bs107aと、ダイオード101ad101bd104ad104bd107bとで構成される。また、V相のスイッチ手段3Vaは、半導体スイッチ102as102bs105as105bs108aと、ダイオード102ad102bd105ad105bd108bとで構成される。また、W相のスイッチ手段30Waは、半導体スイッチ103as103bs106s106bs109aと、ダイオード103as103bd106ad106bd109bとで構成される。このような構成では、例えば、ダイオード101bdによって逆方向への電圧に耐性をもつため、半導体スイッチ101asには逆方向の耐圧を十分にもたない半導体素子を用いることができる。図15を用いて、実施例2による制御装置40aの構成動作を説明する。補正ゲインの演算補正ゲイン演算器47aでは、検出した電流値iuivを入力とし、次の演算を行って、W相電流値iwを推定する。iwiuiv補正ゲイン演算器47aでは、実施例1における補正ゲイン演算器47のフローにおける電流指令値iuをiuに置き換えた演算を実施し、補正ゲインを出力する。この補正ゲインを乗じることにより、経路選択を行うときに、VdcaとVdcbに差がある場合であっても、モータの電圧指令値に相当する電圧パルスをモータに印加することが可能になり、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制した制御が可能になる。また、検出した電流値を用いるため、電流制御による指令値への追従が遅く、実際のモータ相電流値と指令値に差が大きな場合などでも、本実施例の補正ゲイン演算を行うことによって、同様な効果を得ることができる。修正電力配分演算次に、修正電力配分演算48aの演算方法と、その効果について説明する。修正電力配分演算48aでは、TeωVdcaVdcbrtoparootswを入力として、以下の演算を実施する。rootsw信号がオン真であるときTωVdcaVdcbrtopaから、実験結果に基づいて予め作成されたマップを参照し、電力配分目標値rtopaを出力する。rootsw信号がオフ偽であるとき電力配分目標値rtopaを次のように出力する。rtopartopa経路選択を行う場合に、電力配分指令rtopaを用いて電力配分目標値rtopaを求めることで、電源電力の配分を指令値に追従させることが可能になる。また、本実施例では、予め作成されたマップを参照するだけでよく、演算量を低減できる。特に、マイコンを用いて電力変換器の制御を行う場合には、演算時間を低減できることで安価なマイコンで実施することが可能になる。第3の実施例第3の実施例では、第1の実施例、第2の実施例との差異のみを示す。図10は、本実施例における電力変換器の回路図を示している。この実施例では電力変換器30bは、U相、V相、W相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30Ub30Vb30Wbから構成されている。この回路は、第2の実施例の図9における、半導体スイッチとダイオードの数を削減した構成である。モータ端子電源から電源10aの正極母線14への間を結ぶ経路がなく、モータ電流が負であるときには、電源10aの正極母線14へは電流が流れない。これは、図3、図9の回路において、rootsw1とした経路選択を行った場合の回路構成時と同様な回路構成を表している。この回路構成をした電力変換器に対しては、実施例1の制御器40、もしくは実施例2の制御器40aを用いて、常時rootsw1とした制御を実施する。本構成によれば、電力変換器の半導体スイッチ数を削減することができるとともに、本発明の制御によって、モータ相電流の高調波電流の発生を抑制した制御が可能になる。本実施例の構成を燃料電池電気自動車に適用する場合には、電源10aを燃料電池とし、電源10bをバッテリとした場合に、燃料電池への充電をダイオード101bd102bd103dbによって防ぐとともに、半導体素子数を減らした回路構成で、電力配分を実施し、モータを駆動制御することが可能である。これにより、電力変換器のコストを低減することができ、また、体積も小さくすることが可能になる。また、図11は、電源10aを燃料電池とした場合などを対象とした実施例2の変形例であり、この変形例では電力変換器30cは、U相、V相、W相の各相ごとに複数の半導体スイッチやダイオードで構成されたスイッチ手段30Uc30Vc30Wcから構成されている。この変形例の回路構成においては、ダイオード101bd102bd103dbに代えて、ダイオード110を設けており、回路を、より簡略化することが可能な構成である。本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。実施例などでは2つの電源を用いた電力変換装置を挙げながら説明したが本発明は3電源以上の電源を具えた電力変換装置にも適用することが可能であり同様の効果を得ることができる。