"交流電源6の電源電圧vinを全波整流するコンバータ回路2と、前記コンバータ回路2の出力に並列接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧vdcを出力する直流リンク部3と、前記直流リンク部3の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ7に供給するインバータ回路4と、前記モータ7の電流iuiviwが、前記電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御する制御部5とを備え、前記制御部5は、前記モータ7の負荷、又は前記モータ7の運転状態に応じ、前記スイッチングを制御して前記電流iuiviwの脈動振幅を低減させることを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、前記制御部5は、前記モータ7の電流iuiviw、電力、速度ωm、及びトルクの少なくとも1つに応じ、前記脈動振幅を低減させることを特徴とする電力変換装置。請求項1又は請求項2の電力変換装置において、前記制御部5は、前記直流電圧vdcがゼロよりも大きくなるように前記スイッチングを制御しつつ、前記脈動振幅を低減することを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、前記制御部5は、前記モータ7の起動の際に、前記脈動振幅を低減させることを特徴とする電力変換装置。請求項4の電力変換装置において、前記制御部5は、前記モータ7が起動した後に、前記脈動振幅を徐々に増加させることを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項5のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記制御部5は、比例制御、積分制御、及び微分制御のうちの少なくとも1つの制御によって、前記電流iuiviwの指令値idiqと実電流値idiqとの偏差が小さくなるように制御する電流制御器56を備え、前記脈動振幅を低減させる際に、前記制御の制御ゲインを変化させることを特徴とする電力変換装置。しかしながら、前記の例では、負荷として接続されたモータの電流をゼロ近傍にまで低下させて、大きな電流脈動を発生させている。そのため前記の例では、モータ電流の実効値が増加し、モータ効率が低下する可能性がある。本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、電力変換装置において、力率改善を図りつつ、負荷として接続されたモータの効率を改善できるようにすることを目的としている。前記の課題を解決するため、第1の発明は、交流電源6の電源電圧vinを全波整流するコンバータ回路2と、前記コンバータ回路2の出力に並列接続されたコンデンサ3aを有し、脈動する直流電圧vdcを出力する直流リンク部3と、前記直流リンク部3の出力をスイッチングして交流に変換し、接続されたモータ7に供給するインバータ回路4と、前記モータ7の電流iuiviwが、前記電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、前記スイッチングを制御する制御部5とを備え、前記制御部5は、前記モータ7の負荷、又は前記モータ7の運転状態に応じ、前記スイッチングを制御して前記電流iuiviwの脈動振幅を低減させることを特徴とする。この構成では、直流リンク電圧vdcがより大きく脈動するようにコンデンサ3aの容量が設定されているため、コンバータ回路2の電流導通幅が広くなり、力率を改善することが可能になる。また、モータ7の電流iuiviwが、電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングを制御しているので、交流電源6から電力変換装置1に入力される入力電流iinの高調波が低減される。また、インバータ回路4に接続したモータ7による負荷、又はモータ7の運転状態に応じ、前記電流iuiviwの脈動振幅を低減させるようにしたので、モータ7に流れる電流iuiviwの実効値が低減する。また、第2の発明は、第1の発明の電力変換装置において、前記制御部5は、前記モータ7の電流iuiviw、電力、速度ωm、及びトルクの少なくとも1つに応じ、前記脈動振幅を低減させることを特徴とする。前記モータ7の電流iuiviw、電力、速度ωm、及びトルクの何れかを用いれば、前記モータ7による前記インバータ回路4の負荷の大きさを検出できる。そこで、この構成では、これらの検出値の何れか1つ、もしくはこれらの検出値の組み合わせにより、前記電流iuiviwの脈動振幅の制御が行われるのである。そして、入力交流の位相角θin、モータ7の電流iuiviw、速度ωm、及びトルクは、従来から電力変換装置に検出機構が備わっている場合が多く、容易に検出が可能である。また、第3の発明は、第1又は第2の発明の電力変換装置において、前記制御部5は、前記直流電圧vdcがゼロよりも大きくなるように前記スイッチングを制御しつつ、前記脈動振幅を低減することを特徴とする。この構成では、制御部5が前記直流リンク電圧vdcがゼロよりも大きくなるように前記スイッチングを制御する。そのため、モータ7の電流検出手段としていわゆるシャント方式を採用した場合に、インバータ回路4のスイッチング状態を確実に検出できる。また、第4の発明は、第1の発明の電力変換装置において、前記制御部5は、前記モータ7の起動の際に、前記脈動振幅を低減させることを特徴とする。この構成では、モータ7の起動の際に脈動振幅を低減させるので、起動時におけるモータ7のトルクを一定に制御することが可能になる。また、第5の発明は、第4の発明の電力変換装置において、前記制御部5は、前記モータ7が起動した後に、前記脈動振幅を徐々に増加させることを特徴とする。この構成では、モータ7の起動後は、モータ電流iuiviwの脈動により、交流電源6から電力変換装置1に入力される入力電流iinの高調波が低減される。また、第6の発明は、第1から第5の発明のうちの何れか1つの電力変換装置において、前記制御部5は、比例制御、積分制御、及び微分制御のうちの少なくとも1つの制御によって、前記電流iuiviwの指令値idiqと実電流値idiqとの偏差が小さくなるように制御する電流制御器56を備え、前記脈動振幅を低減させる際に、前記制御の制御ゲインを変化させることを特徴とする。この構成では、比例制御、積分制御、及び微分制御のうちの少なくとも1つの制御によって、モータ7の電流iuiviwの脈動振幅が制御される。第1の発明によれば、接続されたモータ7による負荷が所定値よりも小さい場合に、前記モータ7に流れる電流の実効値が低減するので、前記モータ7の効率改善が可能になる。すなわち、本発明では、力率改善と前記モータ7の効率改善の両立が可能になる。また、第2の発明によれば、インバータ回路4に加わる負荷を容易に検出することが可能になるので、前記脈動振幅の制御が容易になる。また、第3の発明によれば、モータ7の電流検出手段としていわゆるシャント方式を採用した場合に、インバータ回路4のスイッチング状態を確実に検出できるので、モータ7の電流値を確実に制御することが可能になる。また、第4の発明によれば、起動時におけるモータ7のトルクを一定に制御することが可能になるので、安定的にモータ7の制御を行うことが可能になる。また、起動時における効率の低下も抑制することが可能になる。また、第5の発明によれば、交流電源6から電力変換装置1に入力される入力電流iinの高調波が低減されるので、モータ7の起動後は力率の改善が可能になる。また、第6の発明によれば、一般的にインバータ回路4が備える電流制御器56によって、モータ電流iuiviwの脈動振幅を制御するので、容易に前記脈動振幅の制御を実現できる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《発明の実施形態1》《構成》図1は、本発明の実施形態1に係る電力変換装置1の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、インバータ回路4、及び制御部5を備え、単相の交流電源6から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ7に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ7は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。コンバータ回路2コンバータ回路2は、交流電源6に接続され、交流電源6が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数本実施形態では4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードD1~D4は、交流電源6の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。直流リンク部3直流リンク部3は、コンデンサ3aを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力に並列接続され、該コンデンサ3aの両端に生じた直流電圧直流リンク電圧vdcがインバータ回路4の入力ノードに接続されている。コンデンサ3aは、例えばフィルムコンデンサによって構成されている。このコンデンサ3aは、インバータ回路4のスイッチング素子後述がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ3aは、コンバータ回路2によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部3が出力する直流リンク電圧vdcは、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。インバータ回路4インバータ回路4は、入力ノードが直流リンク部3のコンデンサ3aに並列に接続され、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ7に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路4は、三相交流をモータ7に出力するので、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ7の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。そして、インバータ回路4は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流リンク部3から入力された直流リンク電圧vdcをスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ7へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部5が行う。制御部5制御部5は、モータ7に流れる電流モータ電流iuiviwが、電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングオンオフ動作を制御する。この例では、制御部5は、速度制御演算部50、電流指令生成部51、乗算器52、dq電流指令値生成部54、座標変換部55、dq軸電流制御部56、及びPWM演算部57を備えている。-速度制御演算部50-速度制御演算部50は、減算器50aとPI演算部50bとを備えている。この速度制御演算部50では、減算器50aで、モータ7の機械角の回転角周波数ωmと、機械角の指令値ωmとの差を求めるとともに、PI演算部50bで、減算器50aの演算結果に比例積分演算PI演算を行って第1の電流指令値imを乗算器52に出力する。-電流指令生成部51-電流指令生成部51は、電源電圧vinの位相角θinの正弦値sinθinが入力され、前記入力値に基づいて下記の式1で表される変調係数rippleを求めて乗算器52に出力するようになっている。式1において、kは、0<k≦1である実数であり、電流指令生成部51は、後に詳述するように、モータ7による負荷の大きさに応じてkの値以下、リプル量ともよぶを変更するようになっている。この例では、電流指令生成部51は、前記負荷が所定値以上の場合にはkを一定値とし、前記所定値よりも小さい場合には、kの値を低減させる。そして、kの値を低減するモードでは、電流指令生成部51は、後に詳述するように、直流リンク電圧vdcを確認して、kの設定値を連続的に変更する。すなわち、kの値を低減するモードでは、電流指令生成部51は、負荷に応じて、モータ電流iuiviwの脈動振幅を制御している。なお、前記負荷の大きさは、モータ7の速度ωm、トルク、モータ電流iuiviw、電力の少なくとも1つの検出値、もしくはこれらの検出値の組み合わせに基づいて知ることができる。-乗算器52-乗算器52は、速度制御演算部50が出力した第1の電流指令値imと、電流指令生成部51が出力した変調係数rippleとを乗算し、駆動電流指令値idqをdq電流指令値生成部54に出力する。駆動電流指令値idqの値は、次の式2で表すことができる。-dq電流指令値生成部54-dq電流指令値生成部54は、駆動電流指令値idqと、後述の電流位相指令値βとから、次の式3に基づいてd軸電流指令値idとq軸電流指令値iqを求めて、dq軸電流制御部56に出力するようになっている。詳しくは、dq電流指令値生成部54は、駆動電流指令値idqに対して所定値βの負の正弦値-sinβと余弦値cosβとを乗じて、それぞれd軸電流指令値idとq軸電流指令値iqとを生成する。ここで、βは、モータ7に流す電流の位相βの指令値である。-座標変換部55-座標変換部55は、モータ7の回転子図示は省略の回転角電気角θeと、モータ電流iuiviwとから、d軸電流idとq軸電流iqを求めるようになっている。具体的には、座標変換部55は、次の式4に基づいて、d軸電流idとq軸電流iqとを求める。-dq軸電流制御部56-dq軸電流制御部56は、本発明の電流制御器の一例である。dq軸電流制御部56は、モータ電流iuiviwの指令値idiqと実電流値との偏差が小さくなるように、PWM演算部57を介して、インバータ回路4の制御を行う。本実施形態では、dq軸電流制御部56には、比例制御器、積分制御器、及び微分制御器の3つの制御器を設けてある。すなわち、dq軸電流制御部56ではPID制御を行う。詳しくは、dq軸電流制御部56は、モータ7の速度である電気角の角速度ωe、d軸電流id、q軸電流iq、d軸電流指令値id、及びq軸電流指令値iqが入力され、次の式5に基づいてd軸電圧指令値vd及びq軸電圧指令値vqをPWM演算部57に出力する。ただし、式5では、Ld,Lqはそれぞれd軸及びq軸のモータインダクタンスであり、φaはモータ逆起電圧定数である。Raは、モータ巻線抵抗である。sは、微分演算子である。また、KPd、KId、KDdは、それぞれ、比例制御ゲイン、積分制御ゲイン、微分制御ゲインである。式5では、右辺の1項と2項が一般的なモータモデルに基づく項であり、3項がPID制御による項である。-PWM演算部57-PWM演算部57は、d軸電圧指令値vd、q軸電圧指令値vq、直流リンク電圧vdc、及び前記電気角θeが入力されており、これらの値に基づいて、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作を制御する指令値信号TuTvTwを生成する。具体的には、PWM演算部57は、まず、次の式6に基づいて各相の相電圧指令値vuvvvwを求める。そして、PWM演算部57は、各相電圧指令値vuvvvと、直流リンク電圧vdcとから、次の式7を用いて、各相の上アーム側のスイッチング素子SuSvSwのオン時間τjを求める。式7において、Tcはキャリア周期である。また、式7において、j=u,v,wであり、例えばτuは、U相の上アームのスイッチング素子Suをオンにする時間を表している。ただし、PWM演算部57は、式7による演算結果がキャリア周期Tcを超える場合には、オン時間τjをキャリア周期Tcとし、演算結果が0未満となる場合にはオン時間τjを0とする。そして、PWM演算部57は、キャリア周期Tc毎に、求めたオン時間τjに応じ、各相のスイッチング素子SuSvSwSxSySzをオンオフ動作させる指令値信号TuTvTwをインバータ回路4に出力する。《電力変換装置1の動作》本実施形態では、直流リンク部に小容量のコンデンサ3aを設けているため、直流リンク電圧vdcがより大きく脈動する。そして、直流リンク電圧vdcの脈動により、コンバータ回路2のダイオードD1~D4の電流導通幅が広くなり、その結果力率が改善する。また制御部5は、モータ電流iuiviwが、電源電圧vinの脈動に同期して脈動するように、インバータ回路4におけるスイッチングを制御する。これにより、交流電源6から電力変換装置1に入力される入力電流iinの高調波が低減される。本実施形態は、モータ7の低速運転時などの軽負荷時におけるインバータ回路4の制御に特徴がある。そこで、以下では、軽負荷時における電力変換装置1の動作を説明する。従来の電力変換装置の軽負荷時における動作は、式1においてk=1とした場合に相当する。図2は、式1においてk=1とした場合の直流リンク電圧vdcと駆動電流指令値idqの波形を示す図である。k=1とした場合は、同図に示すように、駆動電流指令値idqがゼロ近傍にまで低下し、モータ電流が大きく脈動することになる。その結果、従来の電力変換装置では、軽負荷時にモータ電流の実効値が増加し、モータ効率が低下する可能性がある。なお、本実施形態の電力変換装置1でも、運転状況例えば高負荷時などに応じて、k=1としてインバータ回路4を動作させる場合がある。ところで、一般的には、直流リンク部3のコンデンサ3aの静電容量は、前記負荷が最大の場合に、スイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチングにともなうリプルを平滑化できるように設定すると考えられる。このような容量設定では、軽負荷時には、図2に示すように、交流電源6の電圧のゼロクロス付近において、直流リンク電圧vdcがゼロまで低下せずに、ある程度はコンデンサ3aが充電された状態になる。従来の電力変換装置は、直流リンク電圧vdcがある程度存在する期間に、負荷として接続されたモータ7の電流をゼロ近傍にまで低下させて、大きな電流脈動を発生させていたので、この状態では、前記ゼロクロス付近でモータ7にトルクを発生させられなかった。しかしながら、前記ゼロクロス付近においてコンデンサ3aが充電された状態であれば、コンデンサ3aの充電電圧を利用して、モータ7にトルクを発生させられると考えられる。具体的には、モータ電流iuiviwの脈動リプルを低減させることでコンデンサ3aを放電させるのである。これにより、同トルクを発生させるのに必要なモータ電流iuiviwの実効値を、従来よりも低減させることが可能になる。より詳しくは、電力変換装置1では、制御部5の電流指令生成部51は、式1におけるkの値を軽負荷時には高負荷時よりも小さくして、変調係数rippleを求める。kの値がより小さくなると、交流電源6から入力された交流の電圧のゼロクロス付近における変調係数rippleの値が、k=1の場合と比べ、より大きくなる。すなわち、変調係数rippleの振幅がより小さくなる。図3は、式1においてkを1よりも小さくした場合の直流リンク電圧vdcと駆動電流指令値idqの波形を示す図である。同図に示すように、駆動電流指令値idqは、前記ゼロクロス付近では、k=1の場合と比べ、より大きくなる。既述の通り、前記負荷の大きさは、モータ7の速度ωm、トルク、モータ電流iuiviw、電力の少なくとも1つの検出値、もしくはこれらの検出値の組み合わせに基づいて知ることができる。図4は、リプル量kと負荷の関係を示したタイミングチャートである。図4に示すように、負荷が所定値から低下し始めると、制御部5は、kの値を徐々に低下させている。このように、前記ゼロクロス付近において駆動電流指令値idqがより大きくなると、dq電流指令値生成部54が出力するd軸電流指令値id、及びq軸電流指令値iqが、より大きくなる式3を参照。その結果、dq軸電流制御部56が出力するd軸電圧指令値vdやq軸電圧指令値vqも前記ゼロクロス付近では、k=1の場合と比べて、より大きくなる式5を参照。これにより、所定の相の上アーム側スイッチング素子SuSvSwのオン時間が長くなり、コンデンサ3aに充電されている電荷が放電し、モータ電流iuiviwの脈動振幅が低減する。このように、脈動振幅が低減してモータ電流iuiviwの実効値が小さくなると、モータ7の銅損が改善し、モータ効率が改善する。モータ電流iuiviwの実効値は、式1におけるkの値が小さいほど、より小さくなるので、モータ効率の改善の効果はkの値が小さいほど大きくなるとも考えられる。しかしながら、kの値を小さくしすぎる、つまりモータ電流iuiviwのリプルを低減しすぎると、コンデンサ3aが完全に放電してしまい、直流リンク電圧vdcがゼロの状態となる。直流リンク電圧vdcがゼロの状態となると、例えば、モータ7の電流検出手段としてシャント抵抗を用いる方式いわゆるシャント方式を採用した場合に、インバータ回路4のスイッチング状態インバータ回路4の上下アームのどちらがオンなのかが分からなくなり、モータ7の電流検出ができなくなってしまう。そのため、シャント方式を採用した場合には、直流リンク電圧vdcをゼロよりも大きく保持できるように、インバータ回路4におけるスイッチングを制御する必要がある図3を参照。したがって、本実施形態でシャント方式を採用する場合には、kの値は、直流リンク電圧vdcがゼロよりも大きく保持されるように調整する必要がある。一例としては、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzのオン電圧程度の直流リンク電圧vdcとなるようにkの値を設定することが考えられる。本実施形態では、電流指令生成部51は、kの値を低減するモードでは、直流リンク電圧vdcの電圧を確認しつつkの設定値を連続的に変更する。また、kの値を小さくしすぎると、電源力率が低下したり、入力電流の高調波成分が増加することがあるため、運転状況に応じてkの値を設定する必要もある。《本実施形態における効果》以上のように、本実施形態によれば、直流リンク部3において直流リンク電圧vdcを大きく脈動させて、コンバータ回路2における電流導通幅を広くすることで、力率を改善することが可能になる。また、軽負荷時には、モータ7に流れる電流の実効値を低減し、該モータ7の効率の改善が可能になる。《発明の実施形態2》実施形態2では、モータ7の起動時における制御例を説明する。本実施形態でも電力変換装置1の回路構成自体は実施形態1の装置と同じである。例えば、直流リンク部のコンデンサの容量が小さなインバータ回路で、電源に同期させてモータ電流を脈動させると、モータの起動時などの軽負荷時には、効率の低下や制御の不安定化が懸念される。そこで、本実施形態では、モータ7の起動時にはトルク、すなわちモータ電流iuiviwが一定となるようにインバータ回路4を制御する。図5は、モータ7の起動時における、リプル量kと、dq軸電流制御部56における制御ゲインの関係を示すタイミングチャートである。ここで、dq軸電流制御部56は、例えば、比例制御、積分制御、微分制御の少なくとも1つの制御器を設けて、モータ電流iuiviwの指令値idiqと実電流値との偏差が小さくなるように、該制御器が制御を行うように構成する。dq軸電流制御部56の制御ゲインとは、例えば、dq軸電流制御部56において前記制御の何れか1つが行われる場合にはその制御の制御ゲインである。また、dq軸電流制御部56において、複数種類の制御が組み合わせられて行われる場合には、少なくとも何れか1つの制御における制御ゲインである。図5に示すように、起動処理を行っている期間起動処理期間は、dq軸電流制御部56によって、制御ゲインが比較的大きく設定される。なお、起動処理とは、モータ7を停止状態から起動目標回転数に到達させるための処理である。この例では、起動処理期間は、制御部5は、k=0としてインバータ回路4の制御を行っている。これにより、起動処理期間は、モータ電流iuiviwが脈動しないようにできる。そして、起動処理が終了、すなわちモータ7が目標の回転数になると、dq軸電流制御部56は制御ゲインを徐々に低下させる。一方、制御部5は、起動処理が終了後は、負荷の大きさに合わせてkの値を徐々に増加させる。これによりモータ電流iuiviwの脈動振幅は徐々に大きくなる。この例では、kリプル量の値が1に制御されている。《本実施形態における効果》以上のように本実施形態によれば、モータ7が起動されて所定の回転数になるまでは、モータ電流iuiviwが脈動しないように制御される。それゆえ、本実施形態では、起動時にはモータ7のトルクを一定に制御でき、安定的にモータ7の制御を行うことが可能になる。また、起動時における効率の低下も抑制することが可能になる。また、起動処理の終了後は、モータ電流iuiviwの脈動振幅を徐々に大きくするので、起動後は、力率を改善することが可能になる。《その他の実施形態》なお、変調係数rippleの求め方式1は例示である。例えば、式1において、位相角θinの正弦値の絶対値の代わりに、当該正弦値の2乗の値を用いるなど、種々の算定方法を採用できる。要は、負荷又はモータ7の運転状態に応じて、モータ電流iuiviwの脈動振幅が変化するように変調係数rippleを設定すればよいのである。また、dq軸電流制御部56の構成は例示である。例えば、dq軸電流制御部56を、比例制御器、積分制御器、微分制御器の何れか1つで構成したり、比例制御器、積分制御器、微分制御器の何れか組み合わせて構成したりする等して、モータ電流iuiviwの指令値idiqと実電流値との偏差が小さくなるように制御すればよい。"