"受信信号に対して逆位相のノイズ信号を合成するノイズキャンセル装置であって、ノイズ信号を検出するノイズ信号検出器と、前記受信信号の信号帯域を分割した複数の分割帯域に応じて該ノイズ信号検出器によって検出したノイズ信号を互いに位相差をつけて分配するノイズ信号分配手段と、前記分割帯域毎に逆位相のノイズ信号を受信信号に合成してノイズ信号を除去するノイズ除去手段と、該ノイズ除去手段によってノイズ信号を除去した複数の分割帯域のノイズ除去信号を合成する信号合成手段とを備えてなるノイズキャンセル装置。前記ノイズ除去手段は、各分割帯域のノイズ信号の位相を調整する移相器を備え、該移相器は、振幅が一定な状態で位相をシフトさせるオールパスフィルタを用いて構成してなる請求項1に記載のノイズキャンセル装置。前記ノイズ信号分配手段は、前記受信信号の信号帯域を2つの分割帯域に分割し、該各分割帯域に応じて前記ノイズ信号を互いに180°の位相差をつけて分配する構成としてなる請求項1または2に記載のノイズキャンセル装置。前記ノイズ信号分配手段は、前記ノイズ信号と同位相の信号を分配する第1コイルと、前記ノイズ信号と逆位相の信号を分配する第2コイルとを備えたトランスによって構成してなる請求項2または3に記載のノイズキャンセル装置。前記受信信号は、直交周波数分割多重方式による短波帯の電力線通信の信号からなる請求項1ないし4のいずれかに記載のノイズキャンセル装置。ところで、特許文献1に記載されたノイズキャンセル装置では、ノイズ処理を行なうためにA/D変換器、D/A変換器、高速フーリエ変換部および高速逆フーリエ変換部からなる送受信回路が、電力線通信装置とは別に必要となるため、高価になる。また、ノイズ信号を一旦デジタル化するため、広帯域の信号の場合には、高速のA/D変換器が必要になり、消費電力が増大し、かつ製造コストが高くなる。さらに、非通信時のノイズ信号を用いるため、通信途中の突発的なノイズ信号には対処できないという問題もある。一方、非特許文献1に記載されたノイズキャンセル装置では、移相器が抵抗とコンデンサによって構成されているため、その周波数特性によってノイズキャンセルが可能な周波数帯域が非常に狭い。また、移相器によって連続して変化が可能な位相の範囲が90°に限られるため、位相を段階的に切り替える手段が必要になる。さらに、移相器は低域側で高ゲインとなり、高域側で低ゲインとなるから、広帯域のノイズ信号を処理する場合には、ノイズ信号のうち低域側の成分が強調されるという問題もある。本発明は例えば上述したような問題に鑑みなされたものであり、本発明の目的は、簡易な構成を用いて広帯域のノイズ信号を除去することができるノイズキャンセル装置を提供することにある。前記課題を解決するために、請求項1に係る発明は、受信信号に対して逆位相のノイズ信号を合成するノイズキャンセル装置であって、ノイズ信号を検出するノイズ信号検出器と、前記受信信号の信号帯域を分割した複数の分割帯域に応じて該ノイズ信号検出器によって検出したノイズ信号を互いに位相差をつけて分配するノイズ信号分配手段と、前記分割帯域毎に逆位相のノイズ信号を受信信号に合成してノイズ信号を除去するノイズ除去手段と、該ノイズ除去手段によってノイズ信号を除去した複数の分割帯域のノイズ除去信号を合成する信号合成手段とを備えている。請求項2の発明では、前記ノイズ除去手段は、各分割帯域のノイズ信号の位相を調整する移相器を備え、該移相器は、振幅が一定な状態で位相をシフトさせるオールパスフィルタを用いて構成している。請求項3の発明では、前記ノイズ信号分配手段は、前記受信信号の信号帯域を2つの分割帯域に分割し、該各分割帯域に応じて前記ノイズ信号を互いに180°の位相差をつけて分配する構成としている。請求項4の発明では、前記ノイズ信号分配手段は、前記ノイズ信号と同位相の信号を分配する第1コイルと、前記ノイズ信号と逆位相の信号を分配する第2コイルとを備えたトランスによって構成している。請求項5の発明では、前記受信信号は、直交周波数分割多重方式による短波帯の電力線通信の信号によって構成されている。請求項1の発明によれば、ノイズ信号分配手段はノイズ信号を互いに位相差をつけて分配する。このため、例えば移相器の周波数特性によって狭帯域しかノイズ信号の位相を反転させることができないときでも、予め位相差をもって分配されたノイズ信号は、それぞれ異なる帯域で位相を反転させることができる。また、ノイズ除去手段は、分配されたノイズ信号毎に振幅を調整して打ち消すことができる。このため、例えば高周波側のノイズ信号を除去するときに、低周波側のノイズ信号が強調されるときでも、高周波側のノイズ除去処理と、低周波側のノイズ除去処理を分離して行なうことができる。さらに、信号合成手段はノイズを除去した複数の分割帯域のノイズ除去信号を合成するから、ノイズ信号が強調される帯域の信号を省いた状態でノイズ除去信号を合成することができ、広帯域でノイズ除去効果を得ることができる。また、複数の分割帯域で位相がほぼ一定となるため、例えば同じ構成の移相器に対して単一の制御電圧を入力することで、複数の分割帯域で位相をシフトさせることができる。このため、位相シフトを簡単に制御することができると共に、構造を簡略化して製造コストを低く抑えることができる。請求項2の発明によれば、ノイズ除去手段の移相器をオールパスフィルタによって構成したから、全ての帯域において振幅を一定に保持しつつ位相をシフトさせることができる。このため、位相シフトに伴って帯域毎に振幅が異なることがなく、広帯域でノイズ信号の位相を調整することができる。請求項3の発明によれば、ノイズ信号分配手段はノイズ信号を互いに180°の位相差をつけて分配する構成としたから、1段のオールパスフィルタの位相変化幅である180°に合わせてノイズ信号を分配することができ、例えば2段のオールパスフィルタを用いることによって、確実に2つの帯域でノイズ信号の位相を反転させることができる。請求項4の発明によれば、ノイズ信号分配手段はトランスによって構成したから、第1コイルおよび第2コイルを用いた簡易な構成によってノイズ信号と同位相の信号と逆位相の信号を容易に分配することができると共に、それぞれの信号の位相を広帯域にわたって一定にすることができる。請求項5の発明によれば、受信信号は直交周波数分割多重方式による短波帯の電力線通信の信号によって構成したから、適応変調を使ったマルチキャリア信号となるため、ノイズ除去効果の高い帯域に高次変調を行ない、処理帯域の重なるノイズ除去効果の低い帯域に低次変調を行なうことができる。これにより、隣合う2つの分割帯域間のように処理帯域の重なり部分でノイズ除去の特性が劣化するときでも、予めビットローディングを抑えることにおって、効率的にノイズ除去を行なうことができ、合成処理に伴う信号の歪みを抑圧することができる。以下、本発明の実施の形態によるノイズキャンセル装置について、自動車内の電力線通信以下、PLCというシステムに適用した場合を例に挙げて、添付図面に従って説明する。本発明の第1の実施の形態を、図1に示す。PLC送信機1は、A/D変換器および高速フーリエ変換部いずれも図示せずを備え、例えば直交周波数分割多重方式OFDMによる短波帯2~30MHzの電力線通信によるPLC信号Stを変調して出力する。PLC受信機2は、D/A変換器および高速逆フーリエ変換部いずれも図示せずを備え、電力線からなる伝送線路3を用いてPLC送信機1に接続される。そして、PLC受信機2は、伝送線路3を伝搬した受信信号Srからノイズキャンセル装置4によってノイズ信号Nが除去されたPLC信号S0を受信し、PLC信号S0を復調する。ノイズキャンセル装置4は、PLC送信機1とPLC受信機2との間に接続され、後述するノイズピックアップ5、ハイブリッドデバイダ6、ノイズ除去回路7およびデュプレクサ11等によって構成されている。ノイズピックアップ5は、ノイズ信号Nを検出するノイズ信号検出器を構成している。このノイズピックアップ5は、例えば各種のアンテナ等を用いて形成されると共に、ノイズ源となるインバータやエンジン等の近傍に取付けられる。そして、ノイズピックアップ5は、検出したノイズ信号Nをハイブリッドデバイダ6に向けて出力する。ハイブリッドデバイダ6は、ノイズ信号分配手段を構成し、ノイズ信号Nを互いに位相差Δφをつけて分配する。具体的には、受信信号Srの信号帯域2~30MHzを例えば4つの分割帯域F1~F4に分割したときに、各分割帯域F1~F4に応じて位相φ1~φ4が異なる分配ノイズ信号N1~N4を出力する。ここで、隣合う位相差Δφを全て30°としたときには、分配ノイズ信号N1の位相φ1は0°に、分配ノイズ信号N2の位相φ2は30°に、分配ノイズ信号N3の位相φ3は60°に、分配ノイズ信号N4の位相φ4は90°にそれぞれ設定される。なお、隣合う分配ノイズ信号N1~N4間の位相差Δφは全て同じである必要はなく、互いに異なる値に設定してもよい。このとき、分配ノイズ信号N1~N4のうち位相が小さい値となるものが低周波側の分割帯域に対応し、位相が大きい値となるものが高周波側の分割帯域に対応している。このため、分配ノイズ信号N1~N4の順番で、低周波側から高周波側の分割帯域F1~F4に対応している。ノイズ除去回路7は、ハイブリッドデバイダ6から出力される分配ノイズ信号N1~N4に応じて4個設けられている。このノイズ除去回路7は、ノイズ除去手段を構成し、分割帯域F1~F4毎に逆位相の分配ノイズ信号N1~N4を受信信号Srに合成してノイズ信号Nを除去する。そして、ノイズ除去回路7は、可変利得アンプ8、可変位相器9および信号加算器10によって構成されている。可変利得アンプ8は、後述する制御回路12からのゲイン調整信号に応じて分配ノイズ信号N1~N4のゲインを調整する。具体的には、可変利得アンプ8は、分割帯域F1~F4毎に受信信号Srに混入しているノイズ信号Nの振幅と分配ノイズ信号N1~N4の振幅が略同じ値になるように、分配ノイズ信号N1~N4を増幅する。可変位相器9は、後述する制御回路12からの位相調整信号に応じて分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4を調整する移相器を構成している。具体的には、可変位相器9は、例えば抵抗とコンデンサとからなる低域通過フィルタを複数段例えば2段接続することによって構成されている。そして、可変位相器9は、図2に示すように、周波数が高くなるに従って、入力信号分配ノイズ信号N1~N4の位相φをマイナス側にシフトさせると共に、位相φを最大で180°まで変化させる。このとき、可変位相器9のゲインGは、入力信号の周波数が高くなるに従って低下する。また、可変位相器9は、抵抗の抵抗値やコンデンサの容量が制御回路12からの位相調整信号によって可変に調整されることによって、位相φのシフト量が調整される。信号加算器10は、位相φ1~φ4がシフトした分配ノイズ信号N1~N4と受信信号Srを合成してノイズ信号Nを打ち消すノイズ信号打消手段を構成している。この信号加算器10は、例えば演算増幅器を用いて構成され、受信信号Srに対して可変位相器9から出力された分配ノイズ信号N1~N4をそれぞれ加算する。このとき、受信信号Srは、伝送線路3を通過する途中でPLC信号Stにノイズ信号Nが混入した信号となっている。これに対し、信号加算器10は、受信信号Srに混入したノイズ信号Nと逆位相の分配ノイズ信号N1~N4を加算することによって、各分割帯域F1~F4中のノイズ信号Nを除去したノイズ除去信号S1~S4を出力する。デュプレクサ11は、信号合成手段を構成し、4つの信号加算器10から出力されたノイズ除去信号S1~S4を合成してノイズ信号Nを除去したPLC信号S0を出力する。このとき、デュプレクサ11は、分割帯域F1~F4に応じたバンドパスフィルタを備え、ノイズ除去信号S1~S4のうち分割帯域F1~F4以外の信号をカットし、分割帯域F1~F4の信号を取り出して合成する。制御回路12は、例えばマイクロコンピュータ等によって構成され、PLC受信機2に接続して設けられる。この制御回路12は、例えばMaximumsignaltonoiseratioMSN法のような既知のアルゴリズムに基づいて動作し、PLC信号S0のSN比を最適化するように、各可変利得アンプ8のゲインを個別に調整するゲイン調整信号を出力すると共に、4つの可変位相器9の位相シフト量を一緒に調整する位相調整信号を出力する。本実施の形態によるノイズキャンセル装置4は以上のような構成を有するものであり、次にその動作について説明する。PLC送信機1がPLC信号Stを出力すると、PLC信号Stは伝送線路3を伝搬して受信信号SrとしてPLC受信機2側に到達する。このとき、ノイズキャンセル装置4は、ノイズピックアップ5を用いてノイズ源からのノイズ信号Nを検出すると共に、このノイズ信号Nをハイブリッドデバイダ6によって互いに異なる位相φ1~φ4の分配ノイズ信号N1~N4に分配する。これらの分配ノイズ信号N1~N4は、その振幅が各分割帯域F1~F4で受信信号Srに混入しているノイズ信号Nの振幅と略同じ値となるように可変利得アンプ8によって調整されると共に、可変位相器9によってその位相φ1~φ4がマイナス側にシフトする。ここで、分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4は互いに異なっている。このため、可変位相器9によって分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4をシフトさせたときには、図3に示すように、分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4が一致する周波数帯域は互いに異なる。これにより、互いに異なる分割帯域F1~F4で分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4を略同じ値に設定することができる。位相φ1~φ4がシフトした分配ノイズ信号N1~N4は、信号加算器10によって受信信号Srと合成される。このとき、分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4は、可変位相器9による位相のシフト量を適宜調整することによって、各分割帯域F1~F4で受信信号Srに混入しているノイズ信号Nの位相に対して逆位相に設定される。これにより、信号加算器10は、各分割帯域F1~F4で受信信号Srに混入しているノイズ信号Nを除去したノイズ除去信号S1~S4を出力する。これらのノイズ除去信号S1~S4は、デュプレクサ11によって合成される。このとき、デュプレクサ11は、ノイズ除去信号S1~S4のうち各分割帯域F1~F4の信号を取り出してPLC信号S0を合成する。これにより、分割帯域F1~F4を足し合わせた全ての信号帯域において、ノイズ信号Nを除去したPLC信号S0を得ることができ、PLC受信機2はこのPLC信号S0を受信して復調することができる。かくして、第1の実施の形態によれば、ハイブリッドデバイダ6はノイズ信号Nを互いに位相差Δφをつけて分配するから、可変位相器9によって狭帯域しかノイズ信号Nの位相を反転させることができないときでも、予め位相差Δφをもって分配された分配ノイズ信号N1~N4は、その位相φ1~φ4がそれぞれ異なる分割帯域F1~F4でノイズ信号Nと逆位相になる。また、可変利得アンプ8は分割帯域F1~F4毎に分配ノイズ信号N1~N4の振幅を調整するから、位相φ1~φ4がシフトした分配ノイズ信号N1~N4と受信信号Srとを信号加算器10が合成することによって、各分割帯域F1~F4のノイズ信号Nを打ち消したノイズ除去信号S1~S4を出力することができる。さらに、デュプレクサ11によってノイズ除去信号S1~S4を合成するときには、デュプレクサ11はノイズ除去信号S1~S4のうち各分割帯域F1~F4の信号を取り出して合成する。このため、各分割帯域F1~F4のノイズ信号Nを除去するのに伴って、例えば各分割帯域F1~F4以外の帯域でノイズ信号Nが強調される場合でも、ノイズ信号Nが強調された帯域の信号を削除して、PLC信号S0を合成することができる。この結果、ノイズ信号Nの強調を抑制しつつ、分割帯域F1~F4を足し合わせた広い帯域でノイズ除去効果を得ることができる。また、4つの分割帯域F1~F4で位相がほぼ一定となるため、例えば同じ構成の可変位相器9に対して位相調整信号として単一の制御電圧を入力することで、複数の分割帯域F1~F4で分配ノイズ信号N1~N4の位相φ1~φ4をシフトさせることができる。このため、位相シフトを簡単に制御することができると共に、構造を簡略化して製造コストを低く抑えることができる。次に、本発明の第2の実施の形態を、図4に示す。第2の実施の形態の特徴は、ノイズ除去回路の移相器をオールパスフィルタによって構成したことにある。なお、第2の実施の形態では、前記第1の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。ノイズキャンセル装置21は、PLC送信機1とPLC受信機2との間に接続され、ノイズピックアップ5、トランス22、ノイズ除去回路23およびダイプレクサ28等によって構成されている。トランス22は、ノイズ信号分配手段を構成し、ノイズ信号Nを互いに180°の位相差Δφをつけて分配する。このトランス22は、1次側コイル22Aと、2次側第1コイル22B、2次側第2コイル22Cとを備え、1次側コイル22Aがノイズピックアップ5に接続され、2次側第1コイル22B、2次側第2コイル22Cが互いに異なるノイズ除去回路23にそれぞれ接続されている。そして、トランス22は、受信信号Srの信号帯域2~30MHzを2つの分割帯域F1,F2に分割したときに、各分割帯域F1,F2に応じて位相φ1,φ2が異なる分配ノイズ信号N1,N2を出力する。ここで、2次側第1コイル22Bおよび2次側第2コイル22Cは、互いに逆極性となる状態でノイズ除去回路23に接続されている。このため、分配ノイズ信号N1,N2の位相差Δφは180°となり、分配ノイズ信号N1の位相φ1は0°に、分配ノイズ信号N2の位相φ2は180°にそれぞれ設定される。このとき、分配ノイズ信号N1が低周波側の分割帯域F1に対応し、分配ノイズ信号N2が高周波側の分割帯域F2に対応する。ノイズ除去回路23は、トランス22から出力される分配ノイズ信号N1,N2に応じて2個設けられている。このノイズ除去回路23は、ノイズ除去手段を構成し、分割帯域F1,F2毎に逆位相の分配ノイズ信号N1,N2を受信信号Srに合成してノイズ信号Nを除去する。そして、ノイズ除去回路23は、可変利得アンプ24、移相器25および差動増幅器27によって構成されている。可変利得アンプ24は、第1の実施の形態による可変利得アンプ8とほぼ同様に構成され、後述する制御回路29からのゲイン調整信号に応じて分配ノイズ信号N1,N2のゲインを調整する。具体的には、可変利得アンプ24は、各分割帯域F1,F4で受信信号Srに混入しているノイズ信号Nの振幅と分配ノイズ信号N1,N4の振幅が略同じ値になるように、分配ノイズ信号N1,N4を増幅する。移相器25は、後述する制御回路29からの位相調整信号に応じて分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2を調整する。この移相器25は、例えば180°位相をシフト可能なオールパスフィルタ26以下、APF26というを2段カスケードに接続することによって構成されている。このため、移相器25は、360°の範囲で分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2を調整することができる。また、APF26は、演算増幅器OPAと、演算増幅器OPAの反転入力端子に一端側が接続された抵抗R1と、演算増幅器OPAの非反転入力端子に一端側が接続された抵抗R2およびコンデンサCと、演算増幅器OPAの反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗R3とによって構成されている。ここで、抵抗R1,R2は、演算増幅器OPAと反対側に位置する他端側が互いに接続され、共通の信号が入力される。また、コンデンサCの他端側はグランドに接続されている。さらに、抵抗R1,R3は同じ抵抗値に設定されている。そして、移相器25は、図5に示すように、周波数が高くなるに従って、入力信号分配ノイズ信号N1,N2の位相φをマイナス側にシフトさせると共に、位相φを最大で360°まで変化させる。このとき、移相器25のゲインGは、入力信号の周波数に関係なく一定になる。また、移相器25は、抵抗R2の抵抗値やコンデンサCの容量が制御回路29からの位相調整信号によって可変に調整されることによって、位相のシフト量が調整される。ここで、分配ノイズ信号N1,N4の位相φ1,φ2は互いに異なっている。このため、移相器25によって分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2をシフトさせたときには、図6に示すように、分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2が一致する周波数帯域は互いに異なる。これにより、互いに異なる分割帯域F1,F2で分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2を略同じ値に設定することができる。差動増幅器27は、位相φ1,φ2がシフトした分配ノイズ信号N1,N2と受信信号Srを合成してノイズ信号Nを打ち消すノイズ信号打消手段を構成している。この差動増幅器27は、例えば演算増幅器を用いて構成され、受信信号Srに対して移相器25から出力された分配ノイズ信号N1,N2をそれぞれ減算する。このとき、受信信号Srは、伝送線路3を通過する途中でPLC信号Stにノイズ信号Nが混入した信号となっている。これに対し、差動増幅器27は、受信信号Srに混入したノイズ信号Nと同位相の分配ノイズ信号N1,N4を減算することによって、各分割帯域F1,F2中のノイズ信号Nを除去したノイズ除去信号S1,S2を出力する。このとき、分割帯域F1,F2を中心として分配ノイズ信号N1,N2が除去されるから、ノイズ除去信号S1,S2におけるノイズ信号Nの減衰量A1,A2は、図7に示すように、分割帯域F1,F2で大きくなる。ダイレクサ28は、信号合成手段を構成し、2つの差動増幅器27から出力されたノイズ除去信号S1,S2を合成してノイズ信号Nを除去したPLC信号S0を出力する。このとき、ダイプレクサ28は、分割帯域F1,F2に応じたバンドパスフィルタを備え、ノイズ除去信号S1,S2のうち分割帯域F1,F2の信号を取り出して合成する。制御回路29は、PLC受信機2に接続して設けられ、第1の実施の形態による制御回路12とほぼ同様に構成されている。そして、制御回路29は、PLC信号S0のSN比を最適化するように、各可変利得アンプ24のゲインを個別に調整するゲイン調整信号を出力すると共に、2つの移相器25の位相シフト量を一緒に調整する位相調整信号を出力する。かくして、第2の実施の形態でも第1の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、第2の実施の形態では、移相器25をAPF26によって構成したから、全ての帯域において振幅を一定に保持しつつ分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2をシフトさせることができる。このため、例えば低域通過フィルタを用いて位相をシフトさせた場合のように位相シフトに伴って帯域毎に振幅が異なることがなく、広帯域で分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2を調整することができる。また、ノイズ信号Nを互いに180°の位相差をつけて分配する構成としたから、1段のAPF26の位相変化幅である180°に合わせてノイズ信号Nを分配することができ、2段のAPF26を用いることによって、確実に2つの分割帯域F1,F2で分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2をノイズ信号Nの位相に対して反転させることができる。さらに、トランス22を用いてノイズ信号Nを分配したから、第1コイル22Bおよび第2コイル22Cを用いた簡易な構成によってノイズ信号Nと同位相の分配ノイズ信号N1と逆位相の分配ノイズ信号N2とに容易に分配することができる。これに加え、分配ノイズ信号N1,N2の位相φ1,φ2を広帯域にわたって一定にすることができる。次に、本発明の第3の実施の形態を、図8に示す。第3の実施の形態の特徴は、マルチキャリア信号からなるPLC信号を変調するときに、ノイズ信号の減衰量が大きい帯域で高次変調を行ない、減衰量の小さい帯域で低次変調を行なう構成としたことにある。なお、第3の実施の形態では、前記第2の実施の形態と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとする。PLC送信機31は、第1の実施の形態によるPLC送信機1とほぼ同様に構成され、適応変調を使ったマルチキャリア信号として直交周波数分割多重方式による短波帯の電力線通信によるPLC信号Stを変調して出力する。但し、PLC信号Stは、図9に示すように、ノイズキャンセル装置21によるノイズ信号Nの減衰量A1,A2が大きい帯域例えば2~4MHzおよび10~30MHzで高次変調を行ない、減衰量の小さい帯域例えば4~10MHzで低次変調を行なう。PLC受信機32は、第1の実施の形態によるPLC受信機2とほぼ同様に構成され、電力線からなる伝送線路3を用いてPLC送信機31に接続されている。そして、PLC受信機32は、伝送線路3を伝搬した受信信号Srからノイズキャンセル装置21によってノイズ信号Nが除去されたPLC信号S0を受信し、PLC信号S0を復調する。かくして、第3の実施の形態でも、第1,第2の実施の形態と同様の作用効果を得ることができる。特に、第3の実施の形態では、ノイズ信号Nの減衰量A1,A2が大きい帯域例えば2~4MHzおよび10~30MHzで高次変調を行ない、減衰量の小さい帯域例えば4~10MHzで低次変調を行なう構成とした。このため、分割帯域F1,F2間のようにノイズ除去処理が重なり合う帯域でノイズ信号Nの減衰量が小さくなり、特性劣化が生じるときでも、このような減衰量の小さい帯域に対して予めビットローディングを抑えて、効率的にノイズ信号Nのキャンセル動作を行なうことができる。この結果、ノイズ除去信号S1,S2の合成処理に伴う信号の歪みを抑圧することができる。なお、前記第1の実施の形態では、受信信号Srの帯域を4つの分割帯域F1~F4に分割し、前記第2,第3の実施の形態では、2つの分割帯域F1,F2に分割するものとした。しかし、本発明はこれに限らず、受信信号の帯域を3つの分割帯域に分割してもよく、5つ以上の分割帯域に分割する構成としてもよい。また、前記第1の実施の形態では、可変位相器9は、180°の範囲で位相をシフトする構成としたが、例えば270°または360°の範囲で位相をシフトする構成としてもよい。また、前記第1の実施の形態では、ノイズ信号打消手段として、受信信号Srに分配ノイズ信号N1~N4を加算する信号加算器10を用いる構成としたが、第2,第3の実施の形態と同様に、差動増幅器を用いる構成としてもよい。同様に、前記第2,第3の実施の形態では、ノイズ信号打消手段として、第1の実施の形態と同様に、信号加算器を用いる構成としてもよい。また、前記第1の実施の形態では、ノイズ除去回路7は、分配ノイズ信号N1~N4の振幅を調整した後に、位相φ1~φ4を調整する構成としたが、位相φ1~φ4を調整した後に、振幅を調整する構成としてもよい。この点は、第2,第3の実施の形態によるノイズ除去回路23でも同様である。また、前記各実施の形態では、ハイブリッドデバイダ6およびトランス22からなるノイズ信号分配手段は、ノイズ信号の分配と位相差の発生を一緒に行なう構成としたが、例えばノイズ信号を分配して振幅の調整を行なった後に、位相差を生じさせる構成としてもよい。さらに、前記各実施の形態では、自動車内の電力線通信システムに適用した場合を例に挙げて説明したが、例えば屋内配線等の電力線通信システムに適用してもよく、有線、無線に限らず広帯域の信号を用いる各種の通信システムや受信システムに広くに適用することができる。"