無線で受信されたRF信号を下向き変換downconvertingし、インフェーズチャネルin-phasechannelに前記RF信号のインフェーズ成分を提供する第1ミキサーと;前記RF信号を下向き変換し、直交チャネルquadraturechannelに前記RF信号の直交成分を提供する第2ミキサーと;前記インフェーズチャネル及び前記直交チャネルに配置され、前記インフェーズ成分及び前記直交成分を増幅する増幅手段と;前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を周波数領域に変換し、前記変換された成分に基づいて利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と;前記推定された利得不整合値及び位相不整合値に基づいて、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分の不整合を補償する不整合補償部と;を含む受信機。前記不整合推定部は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換する高速フーリエ変換器と;前記変換された信号から利得不整合値を推定する利得不整合推定器と;前記変換された信号から位相不整合値を推定する位相不整合推定器と;を含むことを特徴とする請求項1に記載の受信機。前記RF信号は、前記受信機にあらかじめ知られていない未知の信号unknownsignalであることを特徴とする請求項1に記載の受信機。前記不整合推定器は、前記変換された成分のうちDCを中心にして互いに対称的に位置する2つの値を乗算した値に基づいて不整合値を推定することを特徴とする請求項1に記載の受信機。前記利得不整合推定器は、前記変換された信号のうちDCを中心にして互いに対称的に位置する2つの値を乗算した値の実数部に基づいて利得不整合値を推定することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記利得不整合推定器は、前記変換された成分をDCを中心にして対称的に位置する成分に乗算し、前記乗算した値の和の実数部に基づいて利得不整合値を推定することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記位相不整合推定器は、前記変換された信号のうちDCを中心にして互いに対称的に位置する2つの値を乗算した値の虚数部に基づいて位相不整合値を推定することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記位相不整合推定器は、前記変換された成分をDCを中心にして対称的に位置する成分に乗算し、前記乗算した値の和の虚数部に基づいて位相不整合値を推定することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記利得不整合推定器は、ここで、εは、利得不整合値、Xは、基底帯域信号である伝送信号の大きさ、R[τ]、R[-τ]は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号であるにより利得不整合値を導出することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記位相不整合推定器は、ここで、θは、位相不整合値であるにより位相不整合値を導出することを特徴とする請求項9に記載の受信機。前記位相不整合推定器は、ここで、θは、位相不整合値であるにより位相不整合値を導出することを特徴とする請求項9に記載の受信機。前記ミキサーに入力される信号が任意の変調信号に該当すれば、前記利得不整合推定器は、により利得不整合値を導出し、前記位相不整合推定器は、ここで、εは、利得不整合値、θは、位相不整合値、Nは、全体キャリア個数、rτは、高速フーリエ変換後のτ番目キャリア位置に出力される値、、R[τ]、R[-τ]は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号であるにより位相不整合値を導出することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記ミキサーに入力される信号が任意の変調信号に該当すれば、前記利得不整合推定器は、により利得不整合値を導出し、前記位相不整合推定器は、ここで、εは、利得不整合値、θは、位相不整合値、Nは、全体キャリア個数、rτは、高速フーリエ変換後のτ番目キャリア位置に出力される値、、R[τ]、R[-τ]は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号であるにより位相不整合値を導出することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記不整合推定部は、前記周波数領域に変換された信号の一部帯域を利用して前記利得不整合値及び位相不整合値を推定することを特徴とする請求項2に記載の受信機。前記利得不整合推定器は、ここで、εは、利得不整合値、θは、位相不整合値、、R[τ]、R[-τ]は、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域に変換した信号であるにより利得不整合値を導出することを特徴とする請求項8に記載の受信機。前記位相不整合推定器は、ここで、θは、位相不整合値であるにより位相不整合値を導出することを特徴とする請求項15に記載の受信機。前記位相不整合推定器は、により位相不整合値を導出することを特徴とする請求項15に記載の受信機。直接変換方式を使用する受信機において、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記変換された値に基づいて利得不整合値と位相不整合値を推定する不整合推定部と;前記推定された利得不整合値と位相不整合値に基づいて、前記受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部と;を含む受信機。前記不整合推定部は、前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と;前記変換された値をDCを中心にして対称に位置する値に乗算する第1乗算器と;前記第1乗算器の出力を積算する積算器と;前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第2乗算器と;前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第3乗算器と;前記導出された利得不整合値を1/2倍だけ減少させるアンプと;前記アンプの出力を二乗する二乗器と;定数1から前記二乗器の出力を減算する減算器と;前記減算器の出力の逆数を出力する逆数出力器と;前記逆数出力器の出力と前記第3乗算器の出力を乗算する第4乗算器と;前記第4乗算器の出力をArcsin演算し、前記位相不整合値を導出するArcsin演算器と;を含むことを特徴とする請求項18に記載の受信機。前記不整合推定部は、前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と;前記変換された値をDCを中心にして対称に位置する値に乗算する第1乗算器と;前記第1乗算器の出力を積算する積算器と;前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第2乗算器と;前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第3乗算器と;を含むことを特徴とする請求項18に記載の受信機。前記不整合推定部は、前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と;前記変換された値のうち一部帯域に相当する値をDCを中心にして対称に位置する値に乗算する第1乗算器と;前記第1乗算器の出力を積算する積算器と;前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第2乗算器と;前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第3乗算器と;前記導出された利得不整合値を1/2倍だけ減少させるアンプと;前記アンプ出力を二乗する二乗器と;定数1から前記二乗器の出力を減算する減算器と;前記減算器の出力の逆数を出力する逆数出力器と;前記逆数出力器の出力と前記第3乗算器の出力を乗算する第4乗算器と;前記第4乗算器の出力をArcsin演算し、前記位相不整合値を導出するArcsin演算器と;を含むことを特徴とする請求項18に記載の受信機。前記不整合推定部は、前記受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する高速フーリエ変換器と;前記変換された値のうち一部帯域に相当する値をDCを中心にして対称に位置する値に乗算する第1乗算器と;前記第1乗算器の出力を積算する積算器と;前記積算器の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、前記利得不整合値を導出する第2乗算器と;前記積算器の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する第3乗算器と;を含むことを特徴とする請求項18に記載の受信機。前記不整合補償部は、前記位相不整合値θからtan-θ演算を行い、位相不整合補償値を出力する第1演算器と;前記第1演算器の出力と前記受信信号のインフェーズ成分を乗算する第1乗算器と;前記利得不整合値εから2ε/2-ε演算を行い、利得不整合補償値を出力する第2演算器と;前記第2演算器の出力と前記受信信号の直交成分を乗算する第2乗算器と;前記第2乗算器の出力と前記第1乗算器の出力を加算し、不整合が補償された直交成分を出力する第1加算器と;前記第2乗算器の出力と前記第1演算器の出力を乗算する第3乗算器と;前記第3乗算器の出力と前記受信信号のインフェーズ成分を加算し、不整合が補償されたインフェーズ成分を出力する第2加算器と;を含むことを特徴とする請求項18に記載の受信機。直接変換方式を使用する受信機において、受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部と;前記利得不整合及び位相不整合が補償された受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記変換された値に基づいて、前記受信信号の利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と;前記推定された利得不整合値及び位相不整合値をフィルタリングし、前記不整合補償部にフィードバックするループフィルタと;を含む受信機。前記ループフィルタは、前記推定された利得不整合値または位相不整合値を増幅する第1増幅器と;前記第1増幅器の出力とフィードバック信号を加算する加算器と;前記加算器の出力を保存するメモリと;前記メモリの出力を増幅し、前記フィードバック信号を生成する第2増幅器と;前記加算器の出力を増幅し、前記不整合補償部にフィードバックする第3増幅器と;を含むことを特徴とする請求項24に記載の受信機。本発明の目的は、変調信号の種類に関係なく、受信機の不整合を推定及び補償することができ、受信信号の受信中でも、受信信号の不整合を推定及び補償することができる受信機を提供することにある。そして本発明の他の目的は、あらかじめ知られていない未知の受信信号を利用してIQ不整合を推定及び補償することができる受信機を提供することにある。例えば、未知の信号は、パイロット信号ではなく、一般的なデータ信号であることができる。また、本発明の他の目的は、受信信号の一部帯域を利用して不整合を推定することによって、広帯域システムのようなサンプリング周波数が高い受信機でインフェーズ成分と直交成分との間の時間遅延がある状況でも、効果的に不整合を推定及び補償することができる受信機を提供することにある。上記目的を達成するために、本発明の第1態様による受信機は、RF信号を下向き変換downconvertingし、インフェーズチャネルin-phasechannelに前記RF信号のインフェーズ成分を提供する第1ミキサーと、前記RF信号を下向き変換し、直交チャネルquadraturechannelに前記RF信号の直交成分を提供する第2ミキサーと、前記インフェーズチャネル及び前記直交チャネルに配置され、前記インフェーズ成分及び前記直交成分を増幅する増幅手段と、前記増幅されたインフェーズ成分及び直交成分を周波数領域に変換し、前記変換された成分に基づいて利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と、前記推定された利得不整合値及び位相不整合値に基づいて、前記受信信号の不整合を補償する不整合補償部とを含む。また、本発明の第2態様による受信機は、直接変換方式を使用する受信機において、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記変換された値に基づいて利得不整合値と位相不整合値を推定する不整合推定部と、前記推定された利得不整合値と位相不整合値に基づいて、前記受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部とを含む。また、本発明の第3態様による受信機は、直接変換方式を使用する受信機において、受信信号の利得不整合及び位相不整合を補償する不整合補償部と、前記利得不整合及び位相不整合が補償された受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換し、前記変換された値に基づいて、前記受信信号の利得不整合値及び位相不整合値を推定する不整合推定部と、前記推定された利得不整合値及び位相不整合値をフィルタリングし、前記不整合補償部にフィードバックするループフィルタとを含む。本発明は、次の効果を有することができる。ただ、特定実施例が次の効果を全部含まなければならないか、または次の効果だけを含まなければならないという意味ではないので、本発明の権利範囲は、これに限定されるものと解すべきではない。本発明の一実施例による受信機は、変調信号の種類に関係なく、受信機の不整合を推定及び補償することができ、受信信号の受信中にも、受信信号の不整合を推定及び補償することができる。本発明の一実施例による受信機は、受信信号の一部帯域を利用して不整合を推定することによって、広帯域システムのようなサンプリング周波数が高い受信機でインフェーズ成分と直交成分との間の時間遅延がある状況でも効果的に不整合を推定及び補償することができる。本発明に関する説明は、構造的または機能的説明のための実施例に過ぎないので、本発明の権利範囲は、本文に説明された実施例に限定されるものと解すべきではない。すなわち、実施例は、多様な変更が可能であり、さまざまな形態を有することができるので、本発明の権利範囲は、技術的思想を実現することができる均等物を含むものと解すべきである。なお、本発明で記述される用語の意味は、次のように理解しなければならない。単数の表現は、文脈上明白に異なるように意味しない限り、複数の表現を含むものと理解しなければならないし、含むまたは有するなどの用語は、記述された特徴、数字、段階、動作、構成要素、部分品またはこれらを組み合わせたものが存在することを指定しようとするものであって、1つまたはそれ以上の他の特徴や数字、段階、動作、構成要素、部分品またはこれらを組み合わせたものなどの存在または付加可能性をあらかじめ排除しないものと理解しなければならない。各段階は、文脈上明白に特定手順を記載しない以上、明記された手順と異なるように行うことができる。すなわち、各段階は、明記された手順と同一に行うこともでき、実質的に同時に行われることもでき、反対の順に行われることもできる。ここで使用されるすべての用語は、異なって定義しない限り、本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者により一般的に理解されるものと同一の意味を有する。一般的に使用される辞書に定義されている用語は、関連技術の文脈上有する意味と一致するものと解すべきであり、本発明で明白に定義しない限り、理想的や過度に形式的な意味を有するものと解すべきではない。図1は、直接変換受信方式を使用する受信機の一般的な構造を説明するための図である。図1を参照すれば、アンテナ110により受信された信号は、低雑音アンプLNA112を経てミキサー114a、114bに入力される。ミキサー114a、114bは、入力された信号をインフェーズin-phase、I成分と直交quadrature、Q成分に分けて、基底帯域信号に下向き変換する。下向き変換された信号は、可変アンプ116a、116b及びアナログ低帯域フィルタ118a、118bを経てAD変換器120a、120bに入力され、デジタルに変換された後、復調器122に伝達される。局部発振器124から出力された信号は、インフェーズ成分ミキサー114aとフェーズシフタ126に入力される。フェーズシフタ126は、入力された信号を90 ゚だけ位相遷移し、直交成分ミキサー114bに提供する。ここで、インフェーズ成分ミキサー114aに入力された信号と直交成分ミキサー114bに入力された信号の位相差は、理想的に90 ゚にならなければならないが、90 ゚ではない場合には、位相不整合phasemismatchが発生する。各ミキサー114a、114bの出力は、それぞれ可変アンプ116a、116b及びアナログ低帯域フィルタ118a、118bを通過するが、2つの回路の間に信号増幅利得gainの差異がある場合には、利得不整合gainmismatchが発生する。図2は、本発明の一実施例による受信機を示すブロック図である。図2の受信機は、図1の受信機に比べて、IQ不整合推定部230及びIQ不整合補償部232をさらに含む。IQ不整合推定部230は、AD変換器120a、120bからデジタル信号を受信し、デジタル信号からIQ不整合値を推定する。ここで、IQ不整合値は、位相不整合値と利得不整合値を含む。IQ不整合補償部232は、推定されたIQ不整合値に基づいてAD変換器120a、120bから受信されたデジタル信号のIQ不整合を補償し、IQ不整合が補償された信号を復調器122に伝達する。図3は、本発明の他の一実施例による受信機を示すブロック図である。図3の受信機は、図1の受信機に比べて、IQ不整合推定部330、IQ不整合補償部332及びループフィルタ334をさらに含む。IQ不整合推定部330は、IQ不整合補償部332を通過した信号からIQ不整合値を推定し、推定されたIQ不整合値をIQ不整合補償部332に出力する。IQ不整合補償部332は、推定されたIQ不整合値に基づいてAD変換器120a、120bから受信されたデジタル信号のIQ不整合を補償し、IQ不整合が補償された信号を復調器122に伝達する。IQ不整合推定部330とIQ不整合補償部332との間には、ループフィルタ334が挿入され、安定的に収束させることができる。図4は、図2及び図3の受信機で位相不整合と利得不整合が発生する場合、AD変換器に入力される信号の歪みを数学的にモデリングした図である。図4で、xintは、アンテナ110とLNA112を経てミキサー114a、114bに入力される信号に該当し、2cos2πfLOtθ/2と-2sin2πfLOt-θ/2は、局部発振器124の出力でそれぞれインフェーズ成分と直交成分のミキサー114a、114bに入力される信号に該当する。fLOは、局部発振器124の周波数に該当し、直接変換方式構造の場合、伝送された信号の中心周波数に該当する。θは、インフェーズ成分と直交成分との間の位相不整合値に該当し、εは、インフェーズ成分と直交成分の利得不整合値に該当する。ここで、送信端で伝送された基底帯域信号である伝送信号をxBBt=atjbtとすれば、ミキサー114a、114bに入力される信号であるxintは、xint=atcos2πft-btsin2πftに該当する。IQ不整合が存在する場合、ミキサー114a、114bと可変アンプ116a、116b及び低帯域フィルタ118a、118bを通過して出力される信号であるI、Qを伝送信号のインフェーズ成分と直交成分であるat、btで表示すれば、次の数式1の通りである。ここで、ω=-θ/2、γ=2ε/2-ε、A=cosθ/{1εcosθ}に該当する。図5は、図2及び図3のIQ不整合補償部を示す図である。図5のIQ不整合補償部は、数式2に示された不整合行列Mの逆行列を回路的に具現したものに該当する。数式2のAは、インフェーズ成分と直交成分に共通的に入っているスケールであって、値が1に近く、省略されることができる。したがって、位相不整合値であるθと利得不整合値であるεを推定することができる場合に、図5に示された回路に基づいてIQ不整合を除去することができる。図5を参照すれば、IQ不整合補償部は、第1演算器510、第2演算器514、乗算器512、516、520及び加算器518、522を含む。第1演算器510は、位相不整合値θからtan-θ演算を行い、位相不整合補償値を第1乗算器512と第3乗算器520に出力する。第1乗算器512は、第1演算器510の出力と受信信号のインフェーズ成分を乗算し、第1加算器518に出力する。第2演算器514は、利得不整合値εから2ε/2-ε演算を行い、利得不整合補償値を第2乗算器516に出力する。第2乗算器516は、第2演算器514の出力と受信信号の直交成分を乗算し、第1加算器518と第3乗算器520に出力する。第1加算器518は、第2乗算器516の出力と第1乗算器512の出力を加算し、不整合が補償された直交成分を出力する。第3乗算器520は、第2乗算器516の出力と第1演算器510の出力を乗算し、第2加算器522に出力する。第2加算器522は、第3乗算器520の出力と受信信号のインフェーズ成分を加算し、不整合が補償されたインフェーズ成分を出力する。図2及び図3のIQ不整合予測部は、次の方法によりIQ不整合を推定することができる。まず、ミキサー114a、114bに入力される信号が単一周波数を有するトーンtone信号に該当する場合には、次のような方法によりIQ不整合を算出することができる。基底帯域信号である伝送信号xBBtは、次の数式3に相当する。伝送信号xBBtは、受信機の不整合特性に起因して歪みが生じ、AD変換器120a、120bに入力される。したがって、数式1を利用してAD変換器120a、120bに入力される信号rBBtを導出すれば、次の数式4の通りである。ここで、トーン周波数fτが高速フーリエ変換のキャリア間周波数であるΔfの整数倍に該当し、整数倍をτとすれば、fτ=τΔfに該当する。rBBtを高速フーリエ変換すれば、DCキャリアインデックス値0を基準にしてτ番目インデックスと-τ番目インデックスは、それぞれ次の数式5と数式6に該当する値を有するようになる。数式5と数式6から次の数式7を導出することができる。数式7を利得不整合値εに対して整理すれば、次の数式8のように利得不整合値を導出することができる。数式8により導出された利得不整合値εから、次の数式9のように位相不整合値θを導出することができる。ここで、位相不整合値の大きさが小さい場合に、数式9の位相不整合値は、次の数式10のように近似化されることができる。したがって、単一周波数を有するトーンtone信号を受信している状態で、受信信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換された値から数式8~数式10により不整合値を算出することができ、算出された不整合値を利用して不整合を除去することができる。次に、ミキサー114a、114bに入力される信号が単一周波数ではない任意の変調信号に該当する場合には、ミキサー114a、114bに入力される信号を高速フーリエ変換し、数式5~数式7を拡張して整理し、次の数式11を導出することができる。位相不整合値の大きさが小さい場合に、数式13の位相不整合値は、次の数式14のように近似化されることができる。したがって、任意の変調信号を受信する状態で、受信信号を高速フーリエ変換し、高速フーリエ変換された値から数式12~数式14により不整合値を算出することができ、算出された不整合値を利用して不整合を除去することができる。図6は、図2及び図3のIQ不整合推定器の一例を示す回路図であり、図7は、図2及び図3のIQ不整合推定器の他の一例を示す回路図である。図6のIQ不整合推定器は、数式12及び数式13を回路的に具現したものに該当し、図7のIQ不整合推定器は、数式12及び数式14を回路的に具現したものに該当する。図6を参照すれば、IQ不整合推定器は、高速フーリエ変換器610、第1乗算器612、積算器614、第2乗算器616、第3乗算器618、アンプ620、二乗器622、減算器624、逆数出力器626、第4乗算器628及びArcsin演算器630を含む。高速フーリエ変換器610は、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する。第1乗算器612は、変換された値をDCを中心にして対称に位置する値に互いに乗算する。積算器614は、第1乗算器612の出力を積算する。第2乗算器616は、積算器614の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、利得不整合値を導出する。第3乗算器618は、積算器614の出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する。アンプ620は、導出された利得不整合値を1/2倍だけ減少させる。二乗器622は、アンプ620の出力を二乗する。減算器624は、定数1から二乗器622の出力を減算する。逆数出力器626は、減算器624の出力の逆数を出力する。第4乗算器628は、逆数出力器626の出力と第3乗算器618の出力を乗算する。Arcsin演算器630は、第4乗算器628の出力をArcsin演算し、位相不整合値を導出する。図7を参照すれば、IQ不整合推定器は、高速フーリエ変換器710、第1乗算器712、積算器714、第2乗算器716及び第3乗算器718を含む。高速フーリエ変換器710は、受信信号のインフェーズ成分及び直交成分を含む信号を周波数領域の値に変換する。第1乗算器712は、変換された値をDCを中心にして対称に位置する値に互いに乗算する。積算器714は、第1乗算器712の出力を積算する。第2乗算器716は、積算器714の出力の実数部にあらかじめ設定された値を乗算し、利得不整合値を導出する。第3乗算器718は、積算器714出力の虚数部にあらかじめ設定された値を乗算する。上記では、すべての帯域の信号を利用して不整合を誘導したが、すべての帯域ではない一部の帯域のみを利用して不整合を誘導することもできる。この場合、数式12、13及び14は、それぞれ次の数式15、16及び17のように変形されることができる。ここで、P’は次の数式18に該当する。図8は、図2及び図3のIQ不整合推定器のさらに他の一例を示す回路図であり、図9は、図2及び図3のIQ不整合推定器のさらに他の一例を示す回路図である。図8のIQ不整合推定器は、数式15及び数式16に相当する回路図であり、図9のIQ不整合推定器は、数式15及び数式17に相当する回路図である。図8及び図9によるIQ不整合推定器は、一部帯域のみを利用して不整合を推定する。図8を参照すれば、IQ不整合推定器は、高速フーリエ変換器810、第1乗算器812、積算器814、第2乗算器816、第3乗算器818、アンプ820、二乗器822、減算器824、逆数出力器826、第4乗算器828及びArcsin演算器830を含む。図8のIQ不整合推定器は、図6のIQ不整合推定器と比べて、第1乗算器912が一部帯域に相当する値をDCを中心にして対称に位置する値に乗算し、積算器814に出力することに差異があり、残りの構成要素は、図6と同一である。図9を参照すれば、IQ不整合推定器は、高速フーリエ変換器910、第1乗算器912、積算器914、第2乗算器916及び第3乗算器918を含む。図9のIQ不整合推定器は、図6のIQ不整合推定器と比べて、第1乗算器812が一部帯域に相当する値をDCを中心にして対称に位置する値に乗算し、積算器914に出力することに差異があり、残りの構成要素は、図7と同一である。広帯域通信システムの場合、サンプリング周波数が高いので、インフェーズ成分と直交成分との間に時間遅延があり得る。ここで、時間遅延は、信号がインフェーズ成分の経路と直交成分の経路にあるアナログ回路を通過しながらグループ遅延差異により時間差が発生することができ、AD変換器120a、120bのサンプリング時点によってインフェーズ成分と直交成分との間に時間差が発生することができる。時間差は、位相不整合を推定するにあたって、エラーを発生させることができる。時間差による歪みは、低周波領域では見えないので、低周波帯域の信号を利用して不整合を推定することができる。図8及び図9の回路は、信号の一部帯域、例えば、広帯域システムでは、低帯域を利用して不整合を推定する。図10は、図3のループフィルタを示す回路図である。図10を参照すれば、ループフィルタは、第1増幅器1010、加算器1012、メモリー1014、第2増幅器1016及び第3増幅器1018を含み、入力信号にμ1だけ利得を乗算した値とメモリに格納されている値にμ2だけ利得乗算した値とを加算した後、加算された値に再びμ3だけ利得を乗算した後、出力する。上記では、本発明の好ましい実施例を参照して説明したが、当該技術分野における熟練された当業者は、下記の特許請求の範囲に記載された本発明の思想及び領域を逸脱しない範囲内で本発明を多様に修正及び変更させることができることを理解することができる。