"直流電源と、直流から交流を生成可能な電力変換回路と、前記電力変換回路の出力と接続されたトランスの一次巻線と、前記トランスの二次巻線と、前記二次巻線と接続された整流ダイオードブリッジ回路と、フィルタリアクトルとフィルタコンデンサとで構成され前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に接続されるフィルタ回路を有し、前記二次巻線の出力側に共振リアクトルを設け、ダイオード及び半導体スイッチの並列回路と、共振コンデンサとからなる共振スイッチ回路を、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に並列接続し、前記共振リアクトルと前記共振スイッチ回路の前記共振コンデンサとの直列共振回路を構成する直流電源装置において、スナバダイオードとスナバコンデンサ放電用ダイオードとを直列接続した回路を、前記フィルタ回路の前記フィルタコンデンサに並列接続し、直列接続した前記スナバダイオードと前記スナバコンデンサ放電用ダイオードとの中点から整流ダイオードブリッジ回路の出力点に前記スナバコンデンサを接続したスナバ回路を構成し、前記整流ダイオードブリッジ回路に発生するサージ電圧を抑制する機能を備えていることを特徴とする直流電源装置。請求項1に記載の直流電源装置において、前記スナバ回路の構成要素である前記スナバダイオードと前記スナバコンデンサ放電用のダイオードと前記スナバコンデンサとは、前記共振スイッチ回路とは独立した回路として構成されていることを特徴とする直流電源装置。請求項1または請求項2に記載の直流電源装置において、前記スナバ回路の性能を高めるために、前記スナバコンデンサに直列に抵抗を接続していることを特徴とする直流電源装置。請求項1ないし請求項3のいずれかに記載の直流電源装置において、前記スナバコンデンサの静電容量は、共振コンデンサの静電容量の1/10以下に設定されていることを特徴とする直流電源装置。請求項1ないし請求項4のいずれかに記載の直流電源装置において、前記整流ダイオードブリッジ回路の発生するサージ電圧を吸収する電流の回路である、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力点から前記スナバコンデンサ、前記スナバダイオードを通り、前記フィルタコンデンサを経て、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力に戻る経路の配線によるインダクタンスは1μH以下であることを特徴とする直流電源装置。請求項1ないし請求項5のいずれかに記載の直流電源装置において、前記電力変換回路の半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに、前記電力変換回路の半導体スイッチをオフさせることを特徴とする直流電源装置。請求項1ないし請求項6のいずれかに記載の直流電源装置において、前記電力変換回路の半導体スイッチと前記共振スイッチ回路内の前記半導体スイッチのオン/オフの制御は、ゲート制御装置によって制御されることを特徴とする直流電源装置。請求項1ないし請求項7のいずれかに記載の直流電源装置において、前記共振リアクトルは、前記トランスの漏れインダクタンスとその配線インダクタンスの合計で構成されることを特徴とする直流電源装置。請求項3の直流電源装置において、前記スナバコンデンサに直列に接続される抵抗の抵抗値は、その抵抗値をR、前記スナバコンデンサの容量値をC、サージ電圧を吸収する時の電流経路のインダクタンスをLとして、を満たすように決定したことを特徴とする直流電源装置。図10に示したスナバダイオードDsを導入する従来例の回路では、以下3つの課題が挙げられる。1つ目は、共振コンデンサCzにスナバ電流Isを流した分の電荷が残留し、ターンオフ損失を減少させる機能の動作範囲が狭くなることである。2つ目は共振とスナバコンデンサの2つの機能を共振コンデンサCzが担うため、共振コンデンサCzにはそれら2種類の電流が流れ、コンデンサ自身の発熱が大きくなり、それによってその体積も増加することである。最後の課題は、上記の課題から共振コンデンサCzを大型化した場合は、配線インダクタンスが増加し、スナバ回路としてのサージ吸収機能が減少することである。まず1つ目の課題に関して説明する。図10の回路の動作で、共振回路制御用半導体スイッチQzがオンする時刻t0で共振コンデンサCzの電圧がゼロでないとき、すなわち、共振コンデンサCzがサージ電圧を吸収したために初期充電されている場合の回路動作を、図12を用いて説明する。図12の実線は共振コンデンサCzが充電されていない状態で共振回路制御用半導体スイッチQzがオンしたとき、破線は充電されている状態でオンしたときを示している。時刻t0で共振回路制御用半導体スイッチQzがオンし共振リアクトルLzと共振コンデンサCzの共振電流が流れ始めるが、その電流振幅は初期充電されていると小さくなる。図12で、I0mは共振コンデンサCzが初期充電されていない時の電流Izの振幅を、I1mは初期充電されているときの電流Izの振幅を示す。これらには式1で示す関係がある。ここで、αは共振コンデンサCzの初期充電電圧の整流ダイオードの出力電圧に対する割合を示す。なお、I0mは式2で表される。ただし、Veft0はダイオードブリッジの出力点e,f間電圧の時刻t0の時の電圧を示す。共振電流Izが不足すると時刻t2で電流Iabを0付近へ低下させることができない。その後、時刻t3で一次側の半導体スイッチQ1とQ4をオフさせるが、電流が0付近の時と比較して、半導体スイッチQ1とQ4には大きなターンオフ損失が発生する。図13は図7では正常に動作していた回路に、図10のスナバダイオードDsを追加し、実際に動作させた場合の波形である。時刻t0で共振スイッチが動作する以前に共振コンデンサCzがあらかじめ電圧共振ピーク電圧の1/6程度を持っているだけで、電流Iabが0付近となる時刻t2が存在しないため、スイッチング損失が発生する。このスイッチング損失の発生は、自ずと駆動周波数を低下させ、トランスTの小型化に制約ができることとなる。また、正常にスイッチング損失の減少が可能であった回路に、スナバダイオードDsを導入することで、その動作が不可能になる条件ができることは、入力電圧や出力電流の範囲、すなわちDC-DCコンバータの動作範囲が狭くなる。この狭くなった動作範囲を拡大するためには共振コンデンサCzの静電容量を増加させ、図12におけるI1mをターンオフするときの電流Iabの値より大きくする必要がある。これは2つ目の共振コンデンサCzの発熱の問題に関連づけられる。なお、共振リアクタンスLzは、トランスTの漏れインダクタンスを含んでいるため、小さくすることは製造上困難である。次に、2つ目の課題に関して説明する。共振コンデンサCzがスナバコンデンサの役割も果たす回路となっている。そのため、この共振コンデンサCzには共振電流とスナバ電流Isの2つの電流が流れる。つまり図11の電流Izは、図8の共振電流である電流Izの成分と図11のスナバ回路の電流Isの成分との合計が流れるから、図11の電流Izの高周波成分は図8の電流Izより大きくなる。コンデンサの発熱は、内部抵抗分による電流実効値の自乗と、表皮効果により周波数の平方根に比例して増加する。本DC-DCコンバータのように高周波で動作する共振コンデンサCzの物理的な大きさ体積は、共振に必要な静電容量ではなく放熱が支配的となる。このように、スナバ電流Isによって電流Izの高周波成分が増加するために、共振コンデンサCzの発熱が大きくなり、それに比例して体積が大きくなる課題が挙げられる。さらに、コンデンサは熱に敏感な素子であり、高温での使用では寿命に悪影響を与える。また、1つ目の課題の解決策として挙げた、動作範囲拡大のために共振コンデンサCzの静電容量を増加させることは、式2によれば、電流実効値を増加させることであり、これは共振コンデンサCzの体積を著しく大きくする。最後に3つ目の課題を説明する。共振コンデンサCzの発熱が大きい場合、冷却のための空間が必要となる。その場合は、共振コンデンサCzの配線インダクタンスの増加が避けられない。特に大電力の場合はそれが顕著となる。この配線インダクタンスが、サージ電圧を抑えるスナバ回路に与える影響を考える。図11の時刻t6では、整流ダイオードブリッジの出力の点e,fにステップ状の電圧Vcdが整流ダイオードのリカバリによるサージ電圧と共に発生する。この時刻を時間軸上で新たにt=0、電圧をV2として、スナバ回路を通して流れるサージ電流経路の等価回路は図14となる。この時のスナバ電流Isの時間変化は以下の式3で表せる。ただし、最初の半周期のみサージ電圧吸収に有効ここで、Czは共振コンデンサの容量、Lsはスナバ電流経路の配線と回路素子の内部の配線インダクタンスを示す。例えば、図10の場合のスナバ電流Isの経路は、整流ダイオードブリッジの出力点eから共振コンデンサCzを通り、点gからスナバダイオードDs、点h、フィルタ回路102のフィルタコンデンサFCのみを経て点fに至り、ダイオードブリッジを通して点eに戻る経路である。図15は、図14の回路で共振コンデンサCzの容量と発生するリカバリのサージ電圧を一定とし、配線インダクタンスLsの変化によってスナバ回路に流れるスナバ電流Isの時間変化を示す。ここで、配線インダクタンスLsはL1,L2,L3として、図15中に示す様にL1<L2<L3の関係がある。スナバ回路105は整流ダイオードのリカバリ時に発生するサージ電圧を吸収するために、電圧発生直後に大きなスナバ電流Isを流す必要がある。図15から配線インダクタンスLsが大きくなるにつれて、サージが発生するt=0での電流の立ち上がりが遅くなり、なかなか電流が増加しないことが分かる。この尺度は電流波形の傾きを考えればよい。次の式4は式3の時間微分を示す。この式4から、配線インダクタンスLsが大きいほど、サージ電圧が発生する時刻t=0での傾きが小さくなることが分かる。また、コンデンサ容量Czには依存しない。すなわち、配線インダクタンスLsが大きくなるとサージ電圧の吸収が悪くなり、スナバ回路としての機能が低下する。これは、整流ダイオードリカバリ時の過電圧およびそのリンギングは防げず、スナバダイオードDsが作る回路が意味をなさないことを示している。なお、配線インダクタンスLsが大きくスナバ回路の機能が低下しても、V2が0にならないので、スナバ電流Isは式3に従って図14に示したように流れ続ける。このため、スナバ電流Isの実効値は配線インダクタンスLsの平方根に反比例して多少小さくはなるが、共振コンデンサCzは充電されるため、1つ目の課題に対しての変化はない。上記に示した課題の主たる原因は、トランスTの一次側の半導体スイッチのターンオフ損失を減少させるために共振電流を流すための共振コンデンサと、トランスTの二次側の整流ダイオードブリッジがリカバリするときに発生するサージ電圧を吸収するスナバ回路のためのコンデンサの2つの機能を、1つのコンデンサCzに持たせていることにある。すなわち、コンデンサCzの静電容量は主目的である電流Iabを減少させるために流す共振電流Izの振幅と、トランスTの漏れインダクタンスに支配される共振リアクトルLzとの共振周期で決定される。図10の従来例の回路では、式3から明らかなように、スナバ経路のスナバ電流IsはコンデンサCzが大きいと、スナバ電流Isの実効値が増える。サージ電圧に吸収に必要以上のスナバ電流IsをコンデンサCzに流すことは望ましくない。つまり、サージ電圧を吸収するスナバコンデンサはサージ吸収の機能のみの電流を流し、コンデンサに余分な電流を流さないことが重要である。上記の課題を解決するために、本発明の直流電源装置は、直流電源とトランスの一次巻線とをフリーホイールダイオードを有する半導体スイッチで構成される電力変換回路を介して接続し、その二次巻線に整流ダイオードブリッジ回路とフィルタリアクトルとフィルタコンデンサからなるフィルタ回路を介して前記フィルタコンデンサから負荷に給電する直流電源に、前記トランスの二次巻線の出力側に共振リアクトルを設け、ダイオード及び半導体スイッチの並列回路と、共振コンデンサとからなる共振スイッチ回路を、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力側に並列接続し、前記共振リアクトルと前記共振スイッチ回路の前記共振コンデンサで構成する直列共振回路を有する回路において、前記整流ダイオードがリカバリ現象によって発生するサージ電圧を発生するため、前記整流ダイオードブリッジ回路の出力に接続された前記ダイオードと前記半導体スイッチの並列回路と、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルを有する前記共振スイッチ回路とは独立したスナバコンデンサとスナバダイオードとスナバコンデンサ放電用ダイオードからなる回路によって、サージ電圧を吸収する機能を設ける。または、前記スナバコンデンサとダイオードで構成されるサージ電圧を吸収する回路は、さらにサージ電圧のエネルギーを吸収する抵抗を含んでいてもよい。さらに、サージ電圧を吸収するための経路は、インダクタンスが最小となるように配線されていてもよい。さらに、前記スナバコンデンサは、整流ダイオードのリカバリによって発生するサージ電圧の吸収に必要な程度の静電容量に設定してあってもよい。さらに、前記直列共振回路の共振リアクトルはトランスの漏れインダクタンスと共振回路を形成する配線のインダクタンス分を利用してもよい。さらに、電力変換回路の半導体スイッチを流れる電流がほぼゼロとなったときに前記トランス一次側の電力変換回路の半導体スイッチをオフさせる機能を有してもよい。さらに、電力変換回路の半導体スイッチと共振回路内の半導体スイッチのオン/オフの制御をゲート制御装置によって制御してもよい。本発明によれば、トランス絶縁式のDC-DCコンバータでトランス一次側の半導体スイッチのスイッチング損失を低減させ、トランス二次側の整流ダイオードが発生するリカバリによるサージ電圧を低減させる2つの効果が同時に得られる。また、共振コンデンサとスナバコンデンサを独立させることで、従来の共振コンデンサに流れる不要な電流を減少させ発熱を抑えることが可能となる。これらのことは、DC-DCコンバータの寿命を向上させ、装置全体の小型化や信頼性向上、不要な高周波ノイズの低減につながる。また、コンデンサの静電容量と装置内での配置の自由度も向上するので、装置の電気的、機械的性能を高めることが可能である。本発明は、図10のその他の従来例のように共振とスナバの機能を同一のコンデンサの責務とせず、共振コンデンサとスナバコンデンサを独立して構成することで、上記3つの課題を解決する。以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。以下、本発明の実施例1として、その構成を図1により説明する。101は入力直流電源、102はフィルタリアクトルLdとフィルタコンデンサFCで構成されるフィルタ回路、103は共振スイッチ回路、104は各半導体スイッチのゲート制御装置、105はスナバ回路である。Q1~Q4はインバータ回路を構成する半導体スイッチで、それぞれの半導体スイッチにはD1~D4のフリーホイールダイオードが付属する。半導体スイッチQ1とQ2との接続点aと半導体スイッチQ3とQ4との接続点bとの間にトランスTの一次巻線が接続され、二次巻線は整流ダイオードD5~D8よりなるブリッジの接続点cとdに接続される。このブリッジの出力はフィルタ回路102を介して負荷RLに与えられる。ゲート制御装置104は半導体スイッチQ1~Q4と共振回路制御用半導体スイッチQzにオンとオフの指令を与える。半導体スイッチとしては、バイポーラトランジスタMOSFETサイリスタゲートターンオフサイリスタIGBTなどが考えられるが、本実施例では代表例としてIGBTを使用して説明する。図1に示す構成では、トランスTの持つ漏れインダクタンスと配線によるインダクタンスの和を共振リアクトルLzとして記し、共振スイッチ回路103の共振コンデンサCzと共に直列共振回路を構成する。整流ダイオードD5~D8の出力側e,fに共振回路制御用半導体スイッチQzで制御可能なコンデンサCzよりなる共振スイッチ回路103を直列に接続している。共振スイッチ回路103はより具体的には、フリーホイールダイオードD9が逆並列に接続された共振回路制御用半導体スイッチQzと、共振コンデンサCzとが直列に接続された回路である。共振スイッチ回路103は整流ブリッジの出力側とフィルタ回路102との間に整流ダイオードブリッジ回路と並列に挿入されている。また、フィルタ回路102のフィルタリアクトルLdとフィルタコンデンサFCの中点hと点fとをスナバダイオードDs1と放電用ダイオードDs2の直列接続で結び、その中点をgとする。さらに、整流ダイオードブリッジの出力点eと前記点gとをスナバコンデンサCsで結んだスナバ回路105を付加する。このスナバ回路105は整流ダイオードのリカバリ時に発生するサージ電圧を吸収する役割を果たす。図2には図1の実施例を説明するための動作波形の時間変化を表したものである。基本的な動作は技術背景で述べた図7と同一であるので、それとの差異を説明する。なお、Izは共振回路に流れる共振電流、Ioは整流ブリッジからフィルタ回路102と負荷RLで環流する還流電流を示し、新たにIsはスナバコンデンサCsのスナバ電流を示す。ゲート制御装置104から半導体スイッチQ1とQ4にオン信号が与えられて、インバータ回路の半導体スイッチQ1とQ4が導通状態であるとする。点a,b間に流れる一次電流Iabが流れていて入力直流電源101から負荷RLにエネルギーを伝達している。また、この時、スナバコンデンサCsはサージ電圧を吸収し充電されている。回路動作では、従来例と同様にインバータ回路の半導体スイッチQ1とQ4をターンオフする前の時刻t0において共振スイッチ回路103の共振回路制御用半導体スイッチQzをターンオンする信号をゲート制御装置104から与え共振回路制御用半導体スイッチQzをターンオンさせる。その時、まずスナバコンデンサCsが放電し、電流がスナバコンデンサCs放電用ダイオードDs2を通して共振コンデンサCzに流れ込むが、スナバコンデンサCsの容量は共振コンデンサCzの容量と比較し小さいため、すぐに時刻t9でスナバコンデンサCsの放電が完了し、スナバ電流Isはゼロに戻る。その後、共振コンデンサCzには充電電流が入力直流電源101より流れ込む。この共振電流IzはスナバコンデンサCsの放電電流と共振リアクトルLzと共振コンデンサCzの直列共振電流の和である。その後の動作は時刻t6までの動作モードは、従来例と全く同じ動作を行う。時刻t5では半導体スイッチQ2とQ3がオンし、トランスTの一次電流Iabが徐々に流れ始めるため、二次側の環流電流Ioは減少する。環流電流Ioがゼロになる時刻t6において、トランスTの二次側の点e,f間にsステップ状の電圧が発生すると同時に整流ダイオードD5とD8がリカバリし、サージ電圧が重畳する。この時、スナバコンデンサCsとスナバダイオードDs1を通して、時刻t9までスナバコンデンサCsに充電のスナバ電流Isが流れ、このダイオードリカバリのサージ電圧を吸収する。この共振コンデンサCzの電圧はスナバ回路105の動作の影響は受けずゼロのままである。時刻t0’では、時刻t0と同じように、トランスTの一次側の電力変換回路の半導体スイッチQ2とQ3がオン中に共振回路制御用半導体スイッチQzがオンする。この時に、スナバコンデンサCsが放電を開始するのは時刻t0と同じ動作であり、以後この動作を繰り返す。このようにスナバ回路105のスナバ電流Isは、スナバコンデンサCsが共振コンデンサCzに比べて小さいので、小さい。このため、トランスTの一次側に接続される電力変換回路の半導体スイッチのスイッチング損失低減に利用する共振電流Izへ与える影響も、従来例と比較しほとんど無視できる程度である。また、スナバ回路105を有効に動作させるために、サージ電圧吸収時に流れるスナバ電流Isの経路である、整流ダイオードブリッジの出力点eからスナバコンデンサCsを通り、点gからスナバダイオードDs1、点h、フィルタ回路102のフィルタコンデンサFCのみを経て点fに至り、整流ダイオードブリッジを通して点eに戻る経路の配線によるインダクタンスは極力小さくなるように結ぶ必要がある。例えば、整流ダイオードブリッジの出力点eからスナバコンデンサCsを通して点g、スナバダイオードDs1を経てフィルタコンデンサFCに至る経路と、フィルタコンデンサFCから整流ダイオードブリッジの点fに戻る経路の電流は対向させ、往復線路として構成すればよい。図9の従来例の図7で測定した整流ダイオードのリカバリ時の電圧電流波形に対して、本発明の回路での測定波形を図3に示す。この時、共振コンデンサCzの容量は4μF、スナバコンデンサCsの容量は共振コンデンサCzの容量の1/10の0.4μFで設定している。整流ダイオードブリッジのリカバリで発生するサージ電圧は、共振スイッチ回路103が発生する共振電圧ピークと同程度に抑えることが可能となる。このように、スナバ回路用コンデンサとして、スナバコンデンサCsは共振コンデンサCzの1/10程度の容量でその役割を果たすことが可能である。また、本発明は図4や図5の形態においても実現可能である。これは、一次側の半導体スイッチの構成を図4ではハーフブリッジ、図5ではマルチレベルここでは3レベル回路化した例である。電力変換回路の半導体スイッチの動作のみが異なり、スイッチング損失低減の動作とスナバ回路の原理、及びトランス入力以後の波形は実施例1と同一である。入力直流電源電圧Eに接続される分圧コンデンサC1およびC2は、入力直流電源電圧Eを分圧する等しい容量のコンデンサであり、電源電圧E/2を作るために導入する。本実施例では、トランスTはE/2で駆動される。また、トランスTの一次側の電力変換回路内のDc1及びDc2はクランプダイオードを示す。整流ダイオードのリカバリ経路のインダクタンスとしては、トランスTの漏れインダクタンスや配線インダクタンス、共振リアクトルがある。これらが大きいとそれらに蓄積される磁気エネルギーが大きくなることから、整流ダイオードのリカバリによるサージ電圧の増大と、整流ダイオードの接合容量とのリンギングがそれに続く。これを抑えるためには、図6に示すスナバコンデンサCsに直列にダンピング抵抗Rsを接続した、ダンピング抵抗Rsを含むスナバ回路106を形成する。これにより、それらのエネルギーをダンピング抵抗Rsが吸収するために、サージ電圧とリンギングをすぐに減少させることができる。また、実施例1ではスナバコンデンサCsが吸収したエネルギーは二次側の負荷に流れるが、それを二次側に送れない場合にもダンピング抵抗Rsで吸収できるため、本実施例が有効である。このダンピング抵抗Rsは、スナバ電流経路の配線インダクタンスLsとスナバコンデンサCsから、以下の式5を満たすようにダンピング抵抗Rsの抵抗値を選択する。この場合の回路動作も実施例1と同じである。"