高周波信号を減衰させる可変減衰器と、半導体のバンドギャップに基づき温度比例電流及び温度固定電流を出力するバンドギャップリファレンス電流源回路と、前記温度比例電流及び前記温度固定電流を入力とし、温度に対して所定の傾きで変化する電圧を出力する可変減衰器制御電圧生成回路とを備え、前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧で前記可変減衰器の減衰量を制御することを特徴とする高周波増幅回路。高周波信号を増幅する第1の増幅器と、前記第1の増幅器により増幅された高周波信号を減衰させる可変減衰器と、前記可変減衰器により減衰された高周波信号を増幅する第2の増幅器と、半導体のバンドギャップに基づき温度比例電流及び温度固定電流を出力するバンドギャップリファレンス電流源回路と、前記温度比例電流及び前記温度固定電流を入力とし、温度に対して所定の傾きで変化する電圧を出力する可変減衰器制御電圧生成回路とを備え、前記第1の増幅器及び前記第2の増幅器は前記温度固定電流を入力として動作し、前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧で前記可変減衰器の減衰量を制御することを特徴とする高周波増幅回路。前記バンドギャップリファレンス電流源回路及び前記可変減衰器制御電圧生成回路は単一の半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の高周波増幅回路。前記第1の増幅器、前記可変減衰器、前記第2の増幅器、前記バンドギャップリファレンス電流源回路及び前記可変減衰器制御電圧生成回路は単一の半導体基板上に形成されていることを特徴とする請求項2に記載の高周波増幅回路。特許文献1に記載の発明では、利得可変増幅器は、高飽和特性とすることが難しく、また、雑音指数を低くすることが難しい。高周波増幅回路には、利得可変増幅器の他に、移相器や周波数混合器などが多段に接続されることが多く、利得可変増幅器が自身の利得を調整することができても、高周波増幅回路全体の利得を調整するものではない。特許文献2に記載の発明では、入力電力調整回路が入力電力を下げることで、利得の調整を行っているが、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される場合、入力電力を下げてしまうと、受信感度の低下を招くことになる。特許文献3に記載の発明では、電圧制御可変減衰器の他に、複数のステップ式可変減衰器を実装する必要がある。従来の高周波増幅回路は以上のように構成されているので、自身の利得を変更することが可能な利得可変増幅器を実装する場合、高飽和特性とすることが難しく、また、雑音指数を低くすることが難しい。また、利得可変増幅器が自身の利得を調整することができても、高周波増幅回路全体の利得を調整することができないという課題があった。入力電力調整回路が入力電力を下げることで、利得の調整を行う場合、受信感度の低下を招いてしまうという課題があった。また、誤差増幅器が、複数のステップ式可変減衰器に与えられるステップ式可変減衰器制御信号と入力信号に含まれている直流成分にしたがって所定の演算を実施する演算回路の演算結果を基準にして、利得変動に伴う誤差電圧を求め、その誤差電圧に応じて電圧制御可変減衰器の減衰量を制御することで利得を補償する場合、電圧制御可変減衰器の他に、複数のステップ式可変減衰器などを実装する必要があるという課題があった。この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ステップ式可変減衰器を実装することなく、低雑音特性及び高飽和特性を確保しながら、温度変動に伴う利得変化を抑制することができる高周波増幅回路を得ることを目的とする。この発明に係る高周波増幅回路は、高周波信号を減衰させる可変減衰器と、半導体のバンドギャップに基づき温度比例電流及び温度固定電流を出力するバンドギャップリファレンス電流源回路と、前記温度比例電流及び前記温度固定電流を入力とし、温度に対して所定の傾きで変化する電圧を出力する可変減衰器制御電圧生成回路とを備え、前記可変減衰器制御電圧生成回路の出力電圧で前記可変減衰器の減衰量を制御することを特徴とするものである。この発明によれば、温度に対して可変減衰器の減衰量が所望の値となるように温度に対して変化する制御電圧を生成し、この制御電圧で可変減衰器を制御することにより可変減衰器は温度に対して所望の減衰特性を示し、高周波増幅回路の温度変動による利得変動を抑える効果がある。実施の形態1.図1はこの発明の実施の形態1による高周波増幅回路を示す構成図である。図1の高周波増幅回路は、例えば、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される。入力端子1は受信装置の受信信号である高周波信号を入力する端子である。半導体集積回路2は低雑音増幅器3、移相器4、可変減衰器5、出力増幅器6、バンドギャップリファレンス電流源回路7及び可変減衰器制御電圧生成回路8が形成されている回路であり、入力端子1から入力された高周波信号の受信電力を高めて、その高周波信号を出力端子9に出力する処理を実施する。半導体集積回路2の低雑音増幅器3は入力端子1から入力された高周波信号を低雑音で増幅し、増幅後の高周波信号を移相器4に出力する回路である。移相器4は、フィルタ、スイッチ、可変利得増幅器、増幅器から構成されるアクティブなベクトル合成形移相器で低雑音増幅器3により増幅された高周波信号をあまり減衰させることなく、位相を変化させて、位相変化後の高周波信号を可変減衰器5に出力する処理を実施する。可変減衰器5は可変減衰器制御電圧生成回路8から出力される制御電圧によって高周波信号の減衰量が設定されて、低雑音増幅器3により増幅され、移相器4により位相を変化させる際にいくらか増幅、又は、減衰された高周波信号を減衰させ、減衰後の高周波信号を出力増幅器6に出力する処理を実施する。ただし、可変減衰器5は、図2に示すような、可変利得増幅器によりも、高飽和化が容易なMOSFETMetal-Oxide-SemiconductorField-EffectTransistorによる可変抵抗を用いて構成されている。また、低雑音増幅器2の出力から出力増幅器6の入力までは差動信号で伝送されており、高周波信号aと高周波信号bは差動の関係にあるが、可変減衰器5を図2の構成とすることにより固定抵抗53aと固定抵抗53bの接続点を高周波の接地点バーチャルグラウンドと見做すことができ、ここから実際の接地点までの配線の影響を高周波に対して見えないようにする効果もある。また、可変減衰器5は、高周波信号を減衰させて利得を調整するものであるため、受信感度回路の雑音指数への影響が小さい半導体集積回路2の出力端子9付近に配置半導体集積回路2の入力端子1から離れている位置に配置することが望ましい。なお、可変減衰器5はインピーダンスが変化するため、可変減衰器5と出力端子9の間に出力増幅器6を配置することで、外部回路に対してはインピーダンスの変化が無いようにしている。出力増幅器6は可変減衰器5により減衰された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を出力端子9に出力する。バンドギャップリファレンス電流源回路7は、温度固定電流10~13と温度比例電流14を低雑音増幅器3、移相器4、出力増幅器6のバイアス回路、可変減衰器制御電圧生成回路7へ供給する処理を実施する。なお、バンドギャップリファレンス電流源回路7は、図3に示すような回路で、電源電圧変動の影響を受けない温度固定電流10~13、温度比例電流14を生成することが可能である。バンドギャップリファレンス電流源回路7の動作を図3を用いて説明する。Q701とQ704とQ707は同じバイポーラトランジスタで、Q702、Q703、Q706はそれぞれQ701をm個、n個、p個並列接続したものとすると、V71は数1で示される。また、V71は数2でも示される。ここで、VT=k×T/q、ISはQ701の逆方向飽和電流、VBEQは内のトランジスタのベース-エミッタ間電圧、kはボルツマン定数、qは電子1個の電荷、Tは絶対温度[K]である。数1及び数2は等しいことから、I72は数3で表される。ここで、VT∝T、k/q>0、1/R701×lnm×n>0であるので、I72はTに対して正の傾きで比例する電流となる。次に、I73は数4で示される。また、V72は数5で示される。VBEはTに対して約-2mV/°Cの傾きで単調減少すること、数4、数5及びR701>0であることから、I73はTに対して単調減少する電流となる。従って、I72はTに対して正の傾きで比例する電流であること及びI73はTに対して単調減少する電流であることから、I72、I73を調整すれば、I74は温度に対して固定のあまり変化しない電流源とすることが可能である。また、I75はI72と同様に温度に対して正の傾きを持って比例する電流源となる。上記、I74の温度固定電流源をQ708とQ710のPMOSFET、及び、Q715~Q719のNMOSFETで構成されるカレントミラー回路で各FETの比を適当に設定することで温度固定電流源10~13が得られ、同様に、I75の温度比例電流源をQ711とQ712のPMOSFET、及び、Q713とQ714のNMOSFETで構成されるカレントミラー回路で各FETの比を適当に設定することで温度比例電流源14が得られる。可変減衰器制御電圧生成回路8は、バンドギャップリファレンス電流源回路7からの温度固定電流12と温度比例電流14により可変減衰器5の制御電圧を生成し、可変減衰器5の制御端子に出力する処理を実施する。図4はこの発明の実施の形態1による高周波増幅回路の可変減衰器制御電圧生成回路8を示す構成図である。図4において、固定抵抗82の一方を接地し、他方よりバンドギャップリファレンス電流源7から出力される温度比例電流14を、図5に示すような、PMOSFETカレントミラー回路87を介して電源側から流して温度に比例する電圧V1を生成する。このV1を演算増幅器81によるバッファボルテージフォロアアンプを介して、固定抵抗84とバンドギャップリファレンス電流源7から出力される温度固定電流12によりバイアスされ中心電圧が決まり、固定抵抗85と86の比により利得が決まる演算増幅器83から構成される反転増幅器に入力して制御電圧を生成し、可変減衰器5の制御端子へ印加する処理を実施する。以下に、可変減衰器5の減衰量を温度に対して制御し、低雑音増幅器3、移相器4、減衰量最小時の可変減衰器5、出力増幅器6を繋いで構成される高周波増幅回路の全体の利得の温度変動に対する変動を抑制する仕組みを具体的に説明する。設計結果、試作結果などより低雑音増幅器3、移相器4、減衰量最小時の可変減衰器5、出力増幅器6を繋いだ高周波増幅回路の温度を変化させた際の利得の変化を把握する。例えば、温度に対する増幅回路の利得変化が図9の可変減衰器温度制御無に示すような特性とすると、0~60°Cで温度に対して単調減少で約6dBの利得の変化がある。そこで、可変減衰器5として、図6に示すような可変減衰量が6dB程度以上の電圧制御型の可変減衰器を用意する。次に、上記特性より低雑音増幅器3、移相器4、減衰量最小時の可変減衰器5、出力増幅器6を繋いだ高周波増幅回路の温度に対する利得変化を抑制するために必要となる可変減衰器5の制御電圧の温度に対する変化特性を求め、直線近似を行う。温度に対する出力電圧がこの近似した直線特性となるように可変減衰器制御電圧生成回路8の固定抵抗82、84~86を調整する。以下、図4に示す一例を用いて更に詳細を説明する。まず、バンドギャップリファレンス電流源7とPMOSFETカレントミラー回路87で生成された27°Cの時に100μAが流れる温度比例電流が固定抵抗82に流れると、固定抵抗82とオペアンプ81の非反転入力端子が接続されるところの電位V1は、V1={100[uA]温度比例電流×T[K]/300[K]}×19.5[kΩ]となり、V1は温度に比例して変化する電圧となり、オペアンプ81は反転端子と出力端子が接続されたボルテージフォロアアンプとなっているためV1がそのまま出力される。次に、このV1がオペアンプ83と固定抵抗84~86で構成される反転増幅器に入力され、この反転増幅器の非反転端子の電位V2はバンドギャップリファレンス電流源7とPMOSFETカレントミラー回路87で生成された温度に対して一定の電流100μAと固定抵抗84より、V2=100[μA]温度固定電流×17.5[kΩ]となり、可変減衰器制御電圧生成回路8の出力電圧VOUTは、VOUT=V1-V2×{-1×3[kΩ]/1[kΩ]}V2となる。この結果、例えば、図7に示すような温度に対する可変減衰器制御電圧生成回路8の出力電圧が得られ、この電圧を可変減衰器5の制御端子に印加することで可変減衰器5は温度に対して減衰量が図8のように変化する。また、可変減衰器制御電圧生成回路8の固定抵抗82、84を、バンドギャップリファレンス電流源回路7の電流値を決める固定抵抗R701~R703と同種の同じ単位抵抗を用いて構成することでこれらの抵抗値が製造バラツキにより変動した場合でも同一チップ内の同種の抵抗は概ね同じ割合で変化するため図10に示すように可変減衰器制御電圧生成回路8の出力電圧をほぼ一定とすることが可能である。可変減衰器5の減衰量が図8のように温度に対して変化することにより、低雑音増幅器3、移相器4、減衰量最小時の可変減衰器5、出力増幅器6を繋いで構成される高周波増幅回路の全体の利得の温度対する特性は、図9の可変減衰器温度制御有に示す特性となり、温度に対する利得の変動を抑制可能となる。以上で明らかなように、この発明の実施の形態1によれば、バンドギャップリファレンス電流源回路7より得られる温度に応じた比例した電流と、固定抵抗、2つの演算増幅器によるボルテージフォロアアンプと反転増幅器、PMOSFETカレントミラー回路87による可変減衰器制御電圧生成回路8の組み合わせにより所望の温度特性を持つ電圧を生成し、可変減衰器5の制御端子に印加することで温度に対して所望の特性に減衰量を変化させることで、低雑音増幅器3、移相器4、減衰量最小時の可変減衰器5、出力増幅器6を繋いで構成される高周波増幅回路の全体の利得の温度変動に対する変動を抑制するように構成したので、温度センサやそれに合せた制御電圧の変換テーブルなどを記憶するためのROMや、複雑な演算回路無しで温度に追随した特性を得ることができ、また、従来例のようにステップ式可変減衰器を実装することもなく、シリコンデバイスプロセスを用いれば、低雑音増幅器3、移相器4、可変減衰器5、出力増幅器6、バンドギャップリファレンス電流源回路7及び可変減衰器制御電圧生成回路8が半導体集積回路2に形成できるため高周波増幅回路を小型化、低コスト化でき、低雑音特性及び高飽和特性を確保しながら、温度変動に伴う利得変化を抑制することができる効果を奏する。これにより、この実施の形態1の高周波増幅回路が、例えば、通信システムやレーダシステムなどの受信装置に搭載される場合、良好な受信感度や、広い受信ダイナミックレンジが得られるため、良好な受信精度を確保することができる。実施の形態2.この発明の実施の形態1では、移相器4を可変減衰器5の前段に配置しているものを示したが、移相器4が半導体集積回路2に実装されておらず、低雑音増幅器3により増幅された高周波信号が直接可変減衰器5に出力されるようにしてもよい。また、例えば、周波数混合器などの機能回路が、移相器4と直列に接続されていてもよい。このとき、複数の機能回路が、移相器4と直列に接続されていてもよい。この場合も、この発明の実施の形態1と同様の効果を奏することができる。実施の形態3.この発明の実施の形態1及びこの発明の実施の形態2では、低雑音増幅器3、移相器4、可変減衰器5、出力増幅器6、バンドギャップリファレンス電流源回路7及び可変減衰器制御電圧生成回路8、その他の機能回路が、半導体集積回路2に形成されているものについて示したが、バンドギャップリファレンス電流源回路7及び可変減衰器制御電圧生成回路8が一つの半導体集積回路2に形成されていれば、低雑音増幅器3、移相器4、可変減衰器5、出力増幅器6、その他の機能回路が別のデバイスなどで構成されている場合、小型化、低コスト化の効果は低減される可能性があるが、高周波増幅回路の温度に対する利得の変動抑制についてはこの発明の実施の形態1と同様の効果を奏することができる。また、バンドギャップリファレンス制御回路7のみが半導体集積回路2に形成され、可変減衰器制御電圧生成回路8がディスクリート部品などで構成される場合、固定抵抗の製造バラツキに対する特性補償がなされなくなるが、高周波増幅回路の温度に対する利得の変動抑制についてはこの発明の実施の形態1とある程度同様の効果を奏することができる。