"第1の入力コンダクタ;第2の入力コンダクタ;第1の巻線を有する誘導負荷、ここにおいて、前記第1の巻線は、第1の端子および第2の端子を有する;前記第1の入力コンダクタに結合されている入力を有する第1の抵抗性フィードバック反転増幅器;前記第2の入力コンダクタに結合されている入力を有する第2の抵抗性フィードバック反転増幅器;PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタを含んでいる第1の相補的出力段,ここにおいて、前記第1の相補的出力段の前記Pチャネルトランジスタのゲートは、前記第2の抵抗性フィードバック反転増幅器の出力に結合されており、ここにおいて、前記第1の相補的出力段の前記Nチャネルトランジスタのゲートは、前記第1の入力コンダクタに結合されており、そして、ここにおいて、前記第1の相補的出力段は、前記誘導負荷の前記第1の巻線の前記第1の端子に結合されている出力を有する;およびPチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタを含んでいる第2の相補的出力段,ここにおいて、前記第2の相補的出力段の前記Pチャネルトランジスタのゲートは、前記第1の抵抗性フィードバック反転増幅器の出力に結合されており、ここにおいて、前記第2の相補的出力段の前記Nチャネルトランジスタのゲートは、前記第2の入力コンダクタに結合されており、そして、ここにおいて、前記第2の相補的出力段は、前記誘導負荷の前記第1の巻線の前記第2の端子に結合されている出力を有するを具備してなる回路。請求項1の回路において、前記第1の抵抗性フィードバック反転増幅器の前記入力と前記第1の相補的出力段の前記Nチャネルトランジスタのゲートと前記第1の入力コンダクタとは全て第1の入力ノードを形成しており、ここにおいて、前記第2の抵抗性フィードバック反転増幅器の前記入力と前記第2の相補的出力段の前記Nチャネルトランジスタのゲートと前記第2の入力コンダクタとは全て第2の入力ノードを形成しており、ここにおいて、前記第1の抵抗性フィードバック反転増幅器の前記出力は、前記第2の相補的出力段の前記Pチャネルトランジスタの前記ゲートに容量的に結合されており、そして、ここにおいて、前記第2の抵抗性フィードバック反転増幅器の前記出力は、前記第1の相補的出力団の前記Pチャネルトランジスタの前記ゲートに容量的に結合されている。請求項1の回路において、第1の出力コンダクタ、ここにおいて、前記誘導負荷は、トランス負荷transformerloadであり、そして、さらに第2の巻線を具備してなり、ここにおいて、前記第2の巻線は第1の端子および第2の端子を有しており、そして、ここにおいて、前記第1の出力コンダクタは、前記誘導負荷の前記第2の巻線の前記第1の端子に結合されている;および前記誘導負荷の前記第2の巻線の前記第2の端子に結合されている第2の出力コンダクタをさらに具備してなること。請求項3の回路において、前記誘導負荷の前記第2の巻線の前記第1の端子は、前記第1の出力コンダクタに容量的に結合されており、そして、ここにおいて、前記誘導負荷の前記第2の巻線の前記2の端子は、前記第2の出力コンダクタに容量的に結合されている。請求項3の回路において、前記第1および第2の出力コンダクタの間に現れる差動出力信号のコモンモード電圧をセットするバイアス回路をさらに具備してなること。請求項1の回路において、第1の入力、第2の入力および出力を有するバイアス回路を具備してなり、ここにおいて、前記バイアス回路の前記第1の入力は、前記第1の相補的出力段の前記出力に結合されており、ここにおいて、前記バイアス回路の前記第2の入力は、前記第2の相補的出力段の前記出力に結合されており、そして、ここにおいて、前記バイアス回路の前記出力は、前記誘導負荷の前記第1の巻線の第3の端子に結合されている。請求項1の回路において、前記回路は、前記第1および第2の入力コンダクタを介して前記回路内を見ると75オーム未満の入力インピーダンスを有する。請求項7の回路において、前記回路は、約2dB以下の雑音係数noisefactorおよび少なくとも約20dBの利得を有する増幅器である。請求項1の回路において、前記回路は集積回路であり、そして、ここにおいて、前記第1および第2の入力コンダクタは、前記集積回路の端子terminalsである。第1の抵抗性フィードバック増幅器および第2の抵抗性フィードバック増幅器を具備してなる第1の段;および第1の相補的増幅器および第2の相補的増幅器を具備してなる第2の段,ここにおいて、前記第1の相補的出力の第1の入力は、前記第2の抵抗性フィードバック増幅器からの信号を受信するために結合されており、そして、ここにおいて、前記第2の相補的出力段の第1の入力は、前記第1の抵抗性フィードバック増幅器からの信号を受信するために結合されているを具備してなる低ノイズ増幅器LNA。請求項10のLNAにおいて、前記第1の相補的増幅器の第2の入力は、前記第1の抵抗性フィードバック増幅器の入力に結合されており、そして、ここにおいて、前記第2の相補的増幅器の第2の入力は、前記第2の抵抗性フィードバック増幅器の入力に結合されている。請求項11のLNAにおいて、誘導負荷をさらに具備してなり、ここにおいて、前記第1の相補的増幅器の出力は、前記誘導負荷の第1の端子に結合されており、そして、ここにいて、前記第2の相補的増幅器の出力は、前記誘導負荷の第2の端子に結合されている。請求項12のLNAにおいて、前記第1の相補的増幅器は、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタを具備してなり、ここにおいて、前記Pチャネルトランジスタのドレインは、前記Nチャネルトランジスタのドレインおよび前記誘導負荷の前記第1の端子に結合されており、ここにおいて、前記Pチャネルトランジスタのゲートは、前記第1の相補的増幅器の前記第1の入力であり、そして、ここにおいて、前記Nチャネルトランジスタのゲートは、前記第1の相補的増幅器の前記第2の入力である。請求項10のLNAにおいて、第1の入力コンダクタ、ここにおいて、前記第1の抵抗性フィードバック増幅器は、前記第1の入力コンダクタからの第1の信号を受信するために結合されている;および第2の入力コンダクタ、ここにおいて、前記第2の抵抗性フィードバック増幅器は、前記第2の入力コンダクタからの第2の信号を受信するために結合されており、ここにおいて、前記第1および第2の信号はともに、前記LNAへの差動入力信号であるをさらに具備してなる。第1の抵抗性フィードバック増幅器を用いて第1のノード上の信号を増幅すること、そして、それによって第2の相補的出力段の第1の入力上にドライブされる信号を発生すること;第2の抵抗性フィードバック増幅器を用いて第2のノード上の信号を増幅すること、そして、それによって第1の相補的出力段の第1の入力上にドライブされる信号を発生すること;および前記第1の相補的出力段による信号出力および前記第2の相補的出力段による信号出力を誘導負荷内でコンバインすることを具備してなる方法。請求項15の方法において、前記第1のノード上の前記信号を前記第1の相補的出力段の第2の入力上に供給すること;および前記第2のノード上の前記信号を前記第2の相補的出力段の第2の入力上に供給することをさらに具備してなること。第1の入力ノードに結合された入力を有する第1の抵抗性フィードバック増幅器を提供すること;第2の入力ノードに結合された入力を有する第2の抵抗性フィードバック増幅器を提供すること;前記第2の抵抗性フィードバック増幅器の出力に結合された第1の入力を有し、かつ、前記第1の入力ノードに結合された第2の入力を有する第1の相補的出力段を提供すること;前記第1の抵抗性フィードバック増幅器の出力に結合された第1の入力を有し、かつ、前記第2の入力ノードに結合された第2の入力する第2の相補的手段を提供すること;および前記第1および第2の相補的出力段に結合された誘導負荷を提供することを具備してなる方法。一対の差動入力ノード;および前記一対の差動入力ノードから差動信号を受信し、そして、前記一対の差動入力ノードを介して前記回路内を見た入力インピーダンスが75オーム未満となるように、前記差動信号を増幅するための手段であって、2dB以下の雑音指数を有し、かつ、少なくとも20dBの利得を伴って前記差動信号を増幅するような前記手段を具備してなる回路。請求項18の回路において、前記回路は集積回路であり、ここにおいて、前記一対の差動入力ノードは、前記集積回路の一対の差動入力端子であり、そして、ここにおいて、前記手段は低ノイズ増幅器LNAである。請求項18の回路において、前記手段は、一対の抵抗性フィードバック増幅器を具備してなる第1の段;一致の相補的増幅器を具備してなる第2の段;および誘導負荷を具備してなる。請求項18の回路において、前記回路は、携帯電話cellulartelephoneの一部である。図7は、一新規な態様に係る低ノイズ増幅器LNA100を含む一つの例示的なシステムの非常に簡略化された高レベルのブロック図である。システム101は、携帯電話などの移動体通信デバイスである。デバイス101は、図示していない他の部分のうち携帯電話通信の受信および送信に用いることができるアンテナ10、RFトランシーバ集積回路103、および、デジタルベースバンドプロセッサ集積回路104を含んでいる。図8は、図7のRFトランシーバ集積回路103のより詳細なダイアグラムである。携帯電話の動作の一つの非常に簡略化された説明では、携帯電話での会話の一部として情報を受信するために携帯電話が使用されると、到来送信incomingtransmission105はアンテナ102で受信される。入力信号は、マッチングネットワーク106、デュプレクサ107、バンドパスフィルタ108、バラン109を通過し、そして、端子110および111を介してRFトランシーバ集積回路103に入る。代替的には、BPF108およびバラン109の機能は、SAWフィルタを用いて成し遂げられる。入力信号は、LNA100によって増幅される。LNAの100は、受信チェーン112の一部である。直交ミキサ13によって周波数にダウンコンバートされた後、そして、ベースバンドフィルタ114によってフィルタリングされた後、情報は、アナログ-デジタル変換のためにデジタルベースバンドプロセッサ集積回路104に伝達され、そして、デジタルドメインでさらに処理される。どのように受信チェーンが変換するかは、ローカルオシレータ115によって発生されるローカル発振信号LO1の周波数を変化させることによって制御される。一方で、携帯電話での会話の一部として情報を送信するために携帯電話101が使用されと、送信されるオーディオ情報は、デジタルベースバンドプロセッサ集積回路1内でアナログ形式に変換される。アナログ情報は、RFトランシーバ集積回路103の送信チェーン117のベースバンドフィルタ116に供給される。フィルタした後、信号は直交ミキサ118によって周波数にアップコンバートされる。アップコンバージョンのプロセスは、ローカルオシレータ119によって発生されたローカル発振信号L02の周波数を制御することによって、調整および制御される。アップコンバートでもたらされた信号は、ドライバ増幅器120によって増幅され、そして、端子121を介してRFトランシーバ集積回路103から出力される。信号は、マッチングネットワーク122を通過し、そして、外部のパワー増幅器123によって増幅される。増幅された信号は、別のマッチングネットワーク124、そして、デュプレクサ107およびマッチングネットワーク106を通過して、送出送信outgoingtransmission125としての送信のためにアンテナ102に供給される。受信および送信チェーンのローカルオシレータ115および119は、バスインターフェース126、シリアルバス127、バスインターフェース128、ならびに制御導線129および130を介して受信される制御情報によって制御される。制御情報は、一組のプロセッサ実行可能命令132を実行するプロセッサ131によって生成される。命令は、プロセッサ可読媒体133に格納される。図9は、図8の回路の受信信号パスの一部のより詳細なダイアグラムである。ミキサ113は直交ミキサであり、そして、図9では記号形式で示されている。ミキサ113は、ローカルオシレータ115から差動同相信号Iおよび差動直交Q信号を受信する。ミキサ113は、LNA出力コンダクタ134および135を介して、差動LNA出力信号を受信する。この差動LNA出力信号は、コンダクタ134上の信号LNAOUTPおよびコンダクタ135上の信号LNAOUTNを含んでいる。LNA100は、LNA入力コンダクタ136および137を介して、差動LNA入力信号を受信する。この差動LNA入力信号は、コンダクタ136および端子110上の信号LNAINPを含み、そしてまた、コンダクタ137および端子111上の信号LNANNを含む。破線138は、RF集積回路103の境界を表している。端子110および111は、例えば、RFトランシーバ集積回路103を収容する集積回路パッケージの端子でも構わない。端子110および111は、例えば、RFトランシーバ集積回路103のマイクロバンプまたはボンドパッドでも構わない。端子110および111ならびにコンダクタ136および137を介してRFトランシーバ集積回路103内を見た入力インピーダンスは、約50オームであり、そして、75オーム未満である。第1のESD保護回路186はまたコンダクタ136に50fFのキャパシタンスを与える。コンダクタ139および140は、バラン109からRFトランシーバ集積回路103に延びるプリント回路基板上のトレースなどのようなコンダクタである。コンダクタ139、端子110およびコンダクタ136はともに第1の入力ノードを形成する。第2のESD保護回路187はまたコンダクタ137に50fFのキャパシタンスを与える。コンダクタ140、端子111およびコンダクタ137はともに第2の入力ノードを形成する。図示された実施形態では、バラン109とRFトランシーバ集積回路103の端子110および111との間にはマッチングネットワークはない。バランとRFトランシーバ集積回路との間のFIG.1およびFIG.2のインピーダンスマッチングネットワーク7などのインピーダンスマッチングネットワークを提供しなければならないことに関連する製造コストは従って避けられる。図10は、図9のLNA100のより詳細なダイアグラムである。LNA100は、第1の抵抗性フィードバック反転増幅器141、第2の抵抗性フィードバック反転増幅器142、第1の相補的出力段増幅器143、第2の相補的出力段増幅器144、誘導負荷145、およびバイアス回路を含んでいる。バイアス回路は、抵抗器150および151、大きさVREFの基準電圧源152、演算増幅器153およびPチャネルトランジスタ154を含んでいる。バイアス回路は、ノード174および175の間に存在する差動出力信号のコモンモード電圧を設定する。VREFの大きさは、LNAの直線性性能を最適化するように、設定されか、または、調整される。第1のフィードバック反転増幅器141は、フィードバック抵抗155および増幅器156を含んでいる。第2のフィードバック反転増幅器142は、フィードバック抵抗157および増幅器158を含んでいる。反転増幅器156および158は、PチャネルプルアップおよびNチャネルプルダウンを含む相補的ロジックゲートインバータとして実装される必要なく、むしろさまざまな方法で実装されても構わない。インバータシンボルは反転増幅器の一般的な表現であることを意図している。第1の相補的出力段増幅器143は、Pチャネル電界効果トランジスタ159およびNチャネル電界効果トランジスタ160を含んでいる。同様に、第2の相補的出力段増幅器144は、Pチャネル電界効果トランジスタ161およびNチャネル電界効果トランジスタ162を含んでいる。この例では、誘導負荷145は、チューニングされたトランス負荷であり、そして、第1の巻き線163および第2の巻き線164を含んでいる。第1の巻き線163は、第1の端子165、第2の端子166およびセンタータップ端子167を有している。第1の巻き線163は、例えば、2から4の回転turnsを有し、そして、約2nHのインダクタスを有するように、メタライゼーションの上層および中間層ヴィアで実現された集積化されたスパイラル金属インダクタでも構わない。バイアス回路は、Pチャネルトランジスタ154を介して、巻き線163のセンタータップ端子167に接続されている。第1の抵抗性フィードバック増幅器141の入力168は、コンダクタ136、端子110、および第1の相補的出力段増幅器143のNチャネルトランジスタ160のゲートに結合されている。第2の抵抗性フィードバック増幅器142の入力端子169は、コンダクタ137、端子111、および第2の相補的出力段増幅器144のNチャネルトランジスタ162のゲートに結合されている。第1の抵抗性フィードバック増幅器141の出力170は、キャパシタンス171を介して、第2の相補的出力段増幅器144のPチャネルトランジスタのゲートに容量的に結合されている。第2の抵抗性フィードバック増幅器142の出力172は、キャパシタンス173を介して、第1の相補的出力段増幅器143のPチャネルトランジスタのゲートに容量的に結合されている。Pチャネルトランジスタ159のゲートは、第1の相補的出力段増幅器143への第1の入力であり、そして、Nチャネルトランジスタ160のゲートは、第1の相補的出力段増幅器143への第2の入力であり、そして、トランジスタ159および160のドレインでのノード174は、第1の出力相補的出力段増幅器143の出力である。Pチャネルトランジスタ161のゲートは、第2の相補的出力段増幅器144への第1の入力であり、そして、Nチャネルトランジスタ162のゲートは、第2の相補的出力段増幅器144への第2の入力であり、そして、トランジスタ161および162のドレインでのノード175は、第2の相補的出力段増幅器144の出力である。トランス負荷145の第2の巻き線164は、キャパシタ176によって調整される。第2の巻き線164上の端子177は、キャパシタンス178を介して、出力コンダクタ134に容量的に結合されている。第2の巻き線164上の端子179は、キャパシタンス180を介して、出力コンダクタ135に容量的に結合されている。コンダクタ181は、供給電圧コンダクタVDDである。コンダクタ182は、接地コンダクタGNDである。図11は、図3-6の従来のLNAおよび図10のLNA100の構成の単純化を表すダイアグラムである。図11に図示されるように、LNAは、マッチング増幅器とも呼ばれる入力段183のほかに、出力段184を有する。第2の段の複数の増幅器の複数の出力は合算され、ノード185によって表されている。図3-6の従来のLNAは、二つの一般的なタイプに分類することができると認められる。LNAの第1のタイプにおいて、ここではタイプ1で示され、入力段は共通ゲート増幅器である。図6のLNAは、このようなLNAの例である。第1の段の出力ノード33の一方の上の電圧ノイズは、第1の段の出力ノード34の他方の上の電圧ノイズに関して位相がずれている。相補的出力段は、このような信号signalsを加えるために用いることができ、それによって信号の位相成分ずれを効果的にキャンセルすることになる。ノード33および34上の電圧ノイズが位相がずれている場合、このノイズは相補的出力段によってキャンセルされ、そして、LNAの出力には渡らない。このタイプのLNAは、出力段の出力インピーダンスが高いために、高い電圧利得を持つことができる。出力段に入る入力段の負荷抵抗30のノイズは、しかしながら、位相はずれていない。負荷抵抗30に起因するノード33および34上のノイズは、したがって、キャンセルされることなく出力段を通過する。その結果、このタイプのLNAの雑音指数は一般的に比較的貧弱である。このようなタイプ1のLNAの特性は、TYPE1LNAとラベルされたFIG.2の表の上段の行に簡略化および一般化された形で表されている。雑音指数のラベルがついた列は、タイプ1LNAに対応する第1の行内にBADの登録を含んでいる。以下に説明するように、このBADの雑音指数は、他のLNAの雑音指数に対して相対的な用語において与えられている。LNAの第2のタイプにおいて、ここではタイプ2で示され、入力段は抵抗性フィードバック増幅器を含んでいる。図3のLNAは、このようなLNAの例である。入力段の抵抗Rに起因するノイズは、第1の段の出力ノードXおよびY上で同相である。LNAの出力段は、しかしながら、第1の段の出力上のコモンモード信号を減じるタイプである。ノードX上の抵抗ノイズは、したがって、ノードYの抵抗ノイズから効果的に引かれる。図12の第2行に示されるように、タイプ2LNAの雑音指数は、一般的に比較的良好である。しかし、このタイプ2LNAの利得は、比較的悪い。図3のLNAでは、例えば、ノードOUTを通してLNA内を見たインピーダンスは低いので、利得は低い。トランジスタ、NチャネルトランジスタM3のソースはノードOUTに結合されているので、出力インピーダンスは低い。一つの新規な態様は、図12の表が作成され、そして、検討される。抵抗性フィードバック増幅器は最高の雑音指数を与えるので、2段のLNAの入力段に対しての最良の選択は抵抗性フィードバック増幅器であると認識められる。出力ノードに接続されているトランジスタのソースはないという事実のため、相補的増幅器は最良な利得を与えるので、出力段に対しての最良の選択は相補的増幅器であるとさらに認識められる。しかしながら、もし抵抗性フィードバック増幅器が入力段として使用されると、第1段の出力ノード上のノイズ信号は互いに同相になる。第2の段に相補的増幅器を使用するためには、相補的増幅器の出力段の二つの入力として供給されるノイズ信号は、位相がずれてなければならない。したがって、もし第1の段からの出力としての二つの信号が反転することができれば、そのノイズをキャンセルするための相補的増幅器として必要されるように、相補的増幅器第2段に供給されるノイズ信号は位相がずれるであろう。差動信号を反転するすなわち、クロスcrossまたはスワップswap方法の一つは、差動信号を構成する二つの信号を交換することであることがさらに認識められる。したがって、二つの抵抗性フィードバック増幅器を含む第1の段は、第1の差動段として提供される。この第1の階の出力は、二つの相補的増幅器を含む第2の段に入ってクロスしている。二つの相補的増幅器からの出力として信号は、二つの相補的増幅器が差動段であるLNAの第2段を形成するように、トランス負荷を用いて加えられる。信号が第2の段を通過する前に、第1の段からの出力としての信号をクロスすることは、第1の段のノイズを反転させ、それによりノイズに位相ずれを起こさせることができ、そして、それによって相補的出力段はそのノイズをキャンセルすることができる。上記の説明は、LNA100の動作の大幅に簡略した説明である。それは例示的および教授的な目的のために上記に提示されている。より正確な説明は、もし二つのノイズ信号が完全に相互に関係し、かつ、等しい大きさを有すると、第1の段の二つの抵抗性フィードバック増幅器からの出力として二つのノイズ信号がコモンモードとして現れることを認めることを含む。もし二つのノイズ信号がコモンモードであったならば、そして、そのようなノイズ信号が二つの相補的増幅器を含む第2の段などの差動増幅器の2つの入力として入力されたならば、そのようなコモンモードノイズは差動段を通過しない。差動増幅器はまさにその性質から差動信号のみを増幅する。差動増幅器の2つの入力上のコモンモード信号は、増幅器を通過しないだろう。しかし、もし抵抗性フィードバック増幅器がその出力をクロスされることなく第1の段に採用されると、これらの二つの抵抗性フィードバック増幅器からの出力としてのノイズは相互に関係しない。第1の段から差動出力をクロスすることにより、二つの抵抗性フィードバック増幅器の出力からの相互関係の無いノイズ電圧は、第2の段に追加される。この追加の結果として、トランス負荷に入る出力段の二つのブランチに流れるノイズ電流は相互に関係する。これらの二つの相互に関係するノイズ電流の大きさは、相補的増幅器内のPチャネルgmに対するNチャネルgmの比率を適切に選択することによって、等しくすることができる。これが行われると、第1の段からのノイズは第2の段の出力にてコモンモードとして現れ、そして、このコモンモードノイズはトランス負荷によって減衰される。このより正確な説明でもなお一連の複雑な相互作用およびメカニズムを単純化したものである。作動中での正確な相互作用およびメカニズムの詳細にかかわらず、予測されるようにLNA100は、タイプ1LNAおよびタイプ2LNAに比べて、500MHzから2GHzの広い周波数範囲にわたる動作に対して、75オーム未満の入力インピーダンス、2dB未満の雑音指数、および20dBを越える利得という、優れた性能を有する。低入力インピーダンスを持ちながら、高利得および低雑音指数の両方を達成するLNA100のおかげで、RFトランシーバ集積回路103の端子110および111とバラン109との間に、マッチングネットワークは必要とされない。タイプ1またはTYPE2のLNAはいずれも同時に3つのこれらの性能パラメータの全てを満たすことはできない。図13は、500MHzから2.0GHzの動作周波数範囲にわたる図10のLNA100の利得を示すグラフである。図示されるように、400オームのフィードバック抵抗RFに対して、この全体の動作周波数範囲にわたって、利得は40デシベルを超えている。図14は、500MHzから2.0GHzの同じ動作周波数範囲にわたる図10のLNA100の雑音指数NFを示すグラフである。図示されるように、400オームのフィードバック抵抗RFに対して、ノイズ指数はこの全体の動作周波数範囲にわたって、5dB未満である。図15は、500MHzから2.0GHzの同じ動作周波数範囲にわたる反射係数S11を示すグラフである。このS11反射係数は、50オームのソースからLNA100内を見た反射電力の量の尺度measureである。したがって、S1l反射係数もまたLNA100の入力インピーダンスが50オームのソースにどれぐらい一致しているかの尺度である。図示されるように、反射係数は500MHzまでの2GHzの周波数範囲の全体にわたって、-14dB未満である。このS11反射係数は、500MHzまでの2GHzの動作周波数範囲にわたって、75オーム未満の入力インピーダンスに対応している。図13-16のグラフは、約15mAの消費電流でのLNA100の動作を表している。LNA100の雑音指数とLNA100の入力インピーダンスとの間には関係がある。LNAが50オームのソースとより良くないインピーダンス整合となるように、LNA100の入力インピーダンスを大きくする犠牲をはらって、雑音指数を低減させることができる。同様に、50オームのソースとより良く整合するように、雑音指数を大きくする犠牲をはらって、LNA100の入力インピーダンスを低減させることができる。雑音指数と入力インピーダンス整合との間のトレードオフをどのように行うかは個々のアプリケーションに依存する。さらに、LNA100のバンド幅は、キャパシタ176のキャパシタンスを変えることによって調整することができる。いくつかの実施形態では、キャパシタ176は、キャパシタンスがデジタル制御値によって制御される可変キャパシタによって調整することができる。図16は、方法200の簡略化したフローチャートである。ステップ201では、第1のLNA入力ノード上の第1の信号は、第1の抵抗性フィードバック反転増幅器を用いて増幅され、それによって第2の相補的出力段増幅器の第1の入力に供給される信号が発生される。第1の信号は、第1の相補的出力段増幅器の第2の入力にも供給される。ステップ202では、第2のLNA入力ノード上の第2の信号は、第2の抵抗性フィードバック反転増幅器を用いて増幅され、それによって第1の相補的出力段増幅器の第1の入力に供給される信号が発生される。第2の信号は、第2の相補的出力段増幅器の第2の入力にも供給される。ステップ203では、第1の相補的出力段増幅器による第1の信号出力と第2の相補的出力段増幅器による第2の信号出力とは、誘導負荷に結合される。一例では、第1および第2のLNA入力ノード上の第1および第2の信号はともに、差動LNA入力信号である。誘導負荷は、一次巻線および二次巻線を有するトランス負荷である。差動LNA出力信号は、LNA出力コンダクタの対応する対上へのAC結合キャパシタを介しての二次巻線の一対の端子からの出力である。教授の目的のために、ある特定の実施形態が上記に記載されているが、この特許文書の教えは一般的な適用性を有しており、上述の特定の実施形態に限定されるものではない。各受信チェーンに対して外部マッチングネットワークを用いることを避けるために、上記の回路や技術を採用している受信チェーンを伴う、マルチモードシステムは、特に高い有用性を有しており、そして、かなりのコスト削減につながることができる。誘導負荷はトランスである必要はなく、第2の巻線が存在せず、および、ノード175がキャパシタ178によって出力インダクタ134に容量的に結合されるように、かつ、ノード174がキャパシタ180によって出力インダクタ135に容量的に結合されるように、キャパシタ176がノード175および174の間に結合されることを除いては、図10のトランスの第1の巻線163として接続されたセンタータップインダクタcentertappedinductorであっても構わない。したがって、様々な修正、適応、および記載された特定の実施形態の様々な特徴の組み合わせを以下に記載する請求項の範囲から逸脱することなく実施することができる。"