第1の極性を有する第1の直流バスに接続する負荷、前記第1の直流バスに接続され前記第1の極性と反対の第2の極性を持つ第2の直流バスに接続するパルス幅変調回路、及び前記第2の直流バスに接続された第1の回路、を有し、前記第1の回路は、半波整流器、前記半波整流器に接続された抵抗、及び前記抵抗に接続されたトランジスタ、を有し、前記第1の回路は、前記第1の直流バスから前記第2の直流バスに出力電圧の基準を伝送する、スイッチモードパワーコンバータ。前記抵抗は前記半波整流器に並列に接続される、請求項1のスイッチモードパワーコンバータ。前記トランジスタは電界効果トランジスタを含む、請求項1のスイッチモードパワーコンバータ。第1のトランジスタはバイポーラトランジスタを含む、請求項1のスイッチモードパワーコンバータ。制御回路をさらに有する、請求項1のスイッチモードパワーコンバータ。前記制御回路はフォト制御回路を含む、請求項5のスイッチモードパワーコンバータ。前記第1の回路に接続された第2の回路をさらに有し、前記第2の回路は、前記抵抗に接続された第1のダイオード、前記ダイオードに接続されたコンデンサ、及び前記ダイオードに接続されたツェナーダイオード、を有し、前記ダイオードを介しての前記コンデンサの放電は、前記パルス幅変調回路を変調する、請求項1のスイッチモードパワーコンバータ。ベース、エミッタ、及びコレクタを有する第1のトランジスタ、前記第1のトランジスタのベースに接続された第1のコンデンサ、前記第1のコンデンサに直列に接続された第1の抵抗、前記第1の抵抗に直列に接続された第2の抵抗、前記第2の抵抗に並列に接続された第1のダイオード、前記第1のダイオードとさらに前記第1のトランジスタの前記エミッタとに直列に接続された可変抵抗、前記第1のトランジスタのベースに接続された第3の抵抗、前記第3の抵抗に接続されたアノードと前記第1のコンデンサに接続されたカソードを有するツェナーダイオード、前記ツェナーダイオードに直列に接続された第2のダイオード、前記第3のダイオードに直列に接続された第4の抵抗、前記第4の抵抗に直列に接続されたリレーコイル、前記リレーコイルに並列に接続された第3のダイオード、前記第4の抵抗に直列に接続された第2のコンデンサ、前記第2のコンデンサに直列に接続された第5の抵抗、及びロード、ニュートラル、及びライン、を含むプラグ、を有し、前記ロードは前記リレーに接続され、前記ニュートラルは前記第1のトランジスタのエミッタに接続され、前記ラインは前記可変抵抗に接続される、スイッチモードパワーコンバータ。前記可変抵抗は金属酸化物可変抵抗を含む、請求項8のスイッチモードパワーコンバータ。前記第1のトランジスタは電界効果トランジスタを含む、請求項8のスイッチモードパワーコンバータ。前記第1のトランジスタはバイポーラトランジスタを含む、請求項8のスイッチモードパワーコンバータ。前記第1のトランジスタは絶縁ゲートバイポーラトランジスタを含み、前記絶縁ゲートバイポーラトランジスタは、ダイオードのアノードがそのソースに接続され、前記ダイオードのカソードがそのドレインに接続される、請求項8のスイッチモードパワーコンバータ。制御回路をさらに有する、請求項8のスイッチモードパワーコンバータ。前記制御回路はフォト制御回路を含む、請求項13のスイッチモードパワーコンバータ。前記フォト制御回路は、ベース、コレクタ、及びエミッタを有し、前記コレクタが前記ツェナーダイオードに接続されたフォトトランジスタ、ソースを前記第1のトランジスタのベースに接続された第2のトランジスタ、前記フォトトランジスタのエミッタに接続された第6の抵抗、前記第6の抵抗に接続されたチャージポンプ回路、前記チャージポンプ回路に接続された第2のトランジスタ、前記チャージポンプ回路の出力の両端に接続された第7の抵抗、前記第2のトランジスタのベースと前記ツェナーダイオードのアノードとに接続された第3のコンデンサ、及び前記フォトトランジスタのエミッタと前記第3のコンデンサとに接続された第8の抵抗、を有する、請求項14のスイッチモードパワーコンバータ。前記第1のトランジスタのベースに接続された第4のコンデンサをさらに有する、請求項15のスイッチモードパワーコンバータ。前記フォトトランジスタのエミッタに接続された第5のコンデンサをさらに有する、請求項15のスイッチモードパワーコンバータ。前記チャージポンプ回路は、前記第6の抵抗に接続された第4のダイオード、前記第4のダイオードに接続された第5のダイオード、及び前記第4のダイオードに接続された第4のコンデンサ、を有する、請求項15のスイッチモードパワーコンバータ。負サイクルの負電圧を用いて、複数のダイオードを切り替えて出力電圧をタイミング回路に伝達し、前記負のフィードバック電圧をパルス形成回路に直接接続する、電力変換方法。さらにフォト制御を前記パルス形成回路に接続する、請求項19の方法。小さくて、安価で、効率のいい、スイッチモードパワーコンバータが必要とされる。本発明の実施形態は、小さくて、安価で、効率のいいスイッチモードパワーコンバータを提供する。本発明による電力変換方法は、交流の負サイクルの負電圧を使用し、タイミング回路へ出力電圧を伝達する複数のダイオードを切り替え、さらに直接負フィードバック電圧をパルス形成回路へ接続する。他の実施形態において、電力変換方法は、さらにフォト制御回路をパルス形成回路に接続することを含む。1つの実施形態は、交流入力電力線電圧の複数の異なる電圧の中の任意の電圧を低い電圧の直流出力へ柔軟に変換するための一つのトランジスタを、様々な電子素子と共に含む。本発明の実施形態は、従来のスイッチモード及びノンスイッチモードパワーコンバータに対して非常に多くの利点を有する。本発明の実施形態は、従来のノンスイッチモードコンバータよりも発生する熱を大幅に低減しつつ、安定化された電力変換を可能とする、すなわち、本発明の実施形態は、変化する入力電圧を受け入れることができる。また、従来のスイッチモードパワーコンバータとは違って、本発明の実施形態は、電力変換のために1つのトランジスタを必要とし、よって従来のスイッチモードパワーコンバータよりも、パッケージサイズを小さくし、より簡単化し、コストを低減する。上述したように、従来のノンスイッチモードパワーコンバータは、大きな高電圧抵抗を使用し、たくさんの熱を発生する。本発明の実施形態は、数個の相対的に低い電圧の電子素子と共に、1つのバイポーラ又は電界効果トランジスタを利用する。従って、本発明の実施形態は、非常に効率が良く、従来のノンスイッチモードパワーコンバータよりも発生する熱を大幅に低減でき、信頼性とパッケージにおいて利点がある。また、簡素な従来のパワーコンバータと違って、本発明の実施形態は安定化されており、コンバータは日本の標準100ボルト、アメリカ合衆国の標準120ボルト、又はヨーロッパの標準240ボルトのような、種々の入力電圧を入力することが可能となる。多くの電圧を扱える一つの電源を提供することによって、製品のコストは減少する。従来のスイッチモードパワーコンバータも安定化されているが、それらは数個のトランジスタを必要とし、また磁気素子も必要とするかもしれない。本発明の実施形態は、1つのトランジスタを必要とし、磁気素子を必要とせず、サイズとコストの両面において利点がある。本発明の1つの実施形態は、1つのトランジスタ又はトランジスタの代替物のみを必要とするため、より多くの部品が使用されても、従来のスイッチモードパワーコンバータに対して実質的にパッケージングにおいて効率が良い。このパッケージングにおける効率の良さにより、実施形態は従来のスイッチモードパワーコンバータでは実行できなかったたくさんの応用に使用される。さらに、本発明の実施形態は、従来のスイッチモードパワーコンバータに対して、コストにおいて大きな利点がある。本発明の実施形態は、実質的に同じ仕様の従来のスイッチモードパワーコンバータのほぼ50のコストである。本発明のさらなる詳細及び利点を以下に述べる。以下の詳細な説明は添付の図を参照して読まれると、本発明の特徴、観点及び利点はより良く理解される。本発明の実施形態は、安価で、効率の良い、スイッチモード電源を提供する。実施形態は、一つのトランジスタのみを必要とする電源を用いて、整流する。本発明の実施形態は、電力線電圧の広い範囲にわたり平均電圧を一定に保つために、一つのトランジスタと他の安価な素子とを組み合わせて用いて、リレーコイルに印加される平均電圧を安定化する。複数の図において、同じ数字は同じ構成要素を示す。図1は本発明のパワーレギュレータの回路図である。図示された回路は、電力線同期パルス幅変調発射角変調を実行するスイッチモードパワーレギュレータである。回路は、電力回路と制御回路を含む。電力回路は、トランジスタQ3を有する出力段を含む。トランジスタのコレクタ回路は、リレーK1と、リレーK1と並列にスナバダイオードとして知られるダイオードD6を含む。回路は、さらにトランジスタQ3のコレクタに接続された第1のコンデンサC6、第1のコンデンサC6に直列に接続された第1の抵抗R4、第1の抵抗R4に直列に接続された第2の抵抗R8を含む。図示された回路は、さらに第2の抵抗R8に並列に接続された第1のダイオードD7を含む。回路は、さらに第1のトランジスタQ3のベースに接続された第3の抵抗R5と、カソードが第1のコンデンサC6に接続され、アノードが第3の抵抗R5と第2のダイオードD5に接続されたツェナーダイオードD1と、を含む。回路は、また第3のダイオードD5に直列に接続された第4の抵抗R6、第4の抵抗R6に直列に接続されたリレーK1、リレーK1に並列に接続された第3のダイオードD6、第4の抵抗R6に接続された第2のコンデンサC5、第2のコンデンサC5に直列に接続された第5の抵抗R7、及びロードとニュートラルとラインを有するプラグを含み、ロードはリレーK1に接続され、ニュートラルはトランジスタQ3のエミッタに接続され、ラインは可変抵抗に接続される。トランジスタQ3は、パルス幅変調によって、リレーコイルK1の平均電圧を調整する。実施形態に示されているように、トランジスタQ3はバイポーラトランジスタを含むが、その代わりにトランジスタQ3は、電界効果トランジスタFETや、カソードがドレインに、アノードがソースに対応するよう配置されたダイオードを備える絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTであっても良い。トランジスタQ3は、電力線サイクルの開始により0度、導通を開始し、リレー電圧を目標レベルに維持するために、十分な電流が流れるまで導通し続ける。トランジスタQ3がオフすると、磁気誘導によりリレーコイルK1の両端に、電圧が誘導される。過電圧によってトランジスタQ3が破壊されることを防ぐために、この電圧はダイオードD6によって一部抑制される。図1に示される回路は、半波整流を利用する。半波整流は、全波整流ほどコストがかからず、素子も少なくて済む。リレーK1は高誘導であるため、明瞭なDC信号を特に必要としない。例えば、リレーK1の動作に影響を及ぼさないのであれば、DC信号は大きなリプルを含んでいてもよい。半波整流は、回路が正と負の2つのモードで動作することを可能とする。正の半サイクルの間、トランジスタQ3は電流パルスを発生し、電流パルスはリレーK1の両端の平均電圧によって安定化される。この処理はパルス幅変調である。図1に示される制御回路は、パルス幅がダイオードD1のツェナー電圧とリレーK1の両端の平均電圧との差に比例して変化する、パルス発生器を含む。電力線サイクルが開始すると0度、ダイオードD7、抵抗R4、コンデンサC6及びトランジスタQ3のベースを、電流が流れ始める。その電流により、トランジスタQ3はオンし、パルスを開始する。ダイオードD7と抵抗R8は、半波整流を提供する。抵抗R8が電力整流器D7に対して設けられ、電力線サイクルの負の半サイクルの間、負の電流を供給する。抵抗R8により、小さい負の電流を流すことが可能となる。抵抗R8は、電力線サイクルの負の半サイクルの間、トランジスタQ3をオンする負の電流を供給する。抵抗R8を通って流れる負の電荷は、トランジスタQ3を確実にオンにするために、コンデンサC6を通って流れる電荷を超えなければならない。負の電流により、整流器D6がオンし、トランジスタQ3がオンに切り替わって、コンデンサC5の低電圧側から抵抗R7への電流経路を形成する。実施形態に示されるように、電流パルスの間、抵抗R7なしではトランジスタQ3が飽和せず、過電力がトランジスタQ3で消費される。トランジスタQ3のコレクタ電圧は、ダイオードD5が導通するまで降下し、トランジスタQ3からのベース電流を迂回させ、トランジスタQ3が飽和することを防ぐ。トランジスタQ3の電流パルスの間、抵抗R7の両端に電圧が発生し、ダイオードD5が導通してトランジスタQ3が飽和しないようにすることを防止する。電力線サイクルの正の半サイクルの間、ダイオードD5が導通しないようにするために、少なくともコンデンサC6のリプル電圧は、抵抗R7の両端で降下されなければならない。トランジスタQ3は、瞬間の電力線電圧がダイオードD1のツェナー電圧のほぼ2倍になるまで、導通を開始しない。コンデンサC5は、リレーK1の電圧をフィルタする。また、回路が安定化を開始すると、トランジスタQ2によって電力が上昇している間、又は活動化してダイオードD1のツェナー電圧まで充電されるまで、トランジスタQ3は連続的にオンしたままである。従って、図示されるコンデンサC5は、その電圧が安定化に必要な電圧を超えないような、十分に大きな値をもつ。コンデンサC6はプリセットされて電圧を出力し、タイミングの機能性を提供する。電力線サイクルの正の半サイクルの間、電流が抵抗R4を通ってコンデンサC6に流れることにより、充電が開始され、電流がトランジスタQ3のベースを流れることにより、トランジスタQ3はオンになる。トランジスタQ3は、電流がコンデンサC6に流れる間、オンのままである。コンデンサC6の値が増加することにより、安定化回路のフィードバックループのゲインが増加するという、プラスの効果をもたらす。しかし、値が増加すると、トランジスタQ3の電流パルスをオフに切り替えるのに要する時間が遅くなり、トランジスタQ3の整流損失が増加し、安定化回路が起動時に安定化するのに要する時間が増加する。この電流が流れることにより、コンデンサC6の電圧は増加する。コンデンサC6の両端の電圧とトランジスタQ3のベース-エミッタ間電圧とを加えた値が、ダイオードD1のツェナー電圧に達した時、ツェナーダイオードD1へ電流が迂回するので、コンデンサC6へ電流は流れなくなる。ツェナーダイオードD1は基準電圧を提供し、リレーコイル電圧はその基準電圧に安定化される。コンデンサC6に電流が流れなくなると、トランジスタQ3のベースに電流が流れず、トランジスタQ3はオフし、パルスを終了する。電力線サイクルの負の半サイクルの間、電流は抵抗R8、ダイオードD6、トランジスタQ3のコレクタとベース、抵抗R5を流れる。この電流は、トランジスタQ3をオンにする。また、電力線サイクルの負の半サイクルの間、抵抗R5はコンデンサC6がC5へ放電するときの電流経路の一部となる。電力線サイクルの正の半サイクルの間の電流パルスの終わりで、抵抗R5により、トランジスタQ3はいっそう早くオフに切り替え、トランジスタQ3が切り替わるときの電力損失を低減する。抵抗R5は、トランジスタQ3のベースの電流パルスの間、電流の一部をシャントし、残りの電流がトランジスタQ3のベースに流れる。シャントされた電流が非常に多い場合、トランジスタQ3のベース電流はトランジスタQ3を完全にオンすることができなくなる。コンデンサC6は、コンデンサC5の電圧と等しくなるまで、コンデンサC5に放電する。コンデンサC5の両端の電圧は、リレーコイルK1の両端の平均電圧と等しくなる。ダイオードD7は、電力線サイクルの負の半サイクルの間切断し、リレー電流を確実に直流にする。図1に示す回路はまた電圧平均回路を含み、電圧平均回路は抵抗R6、コンデンサC5及び抵抗R7を含む。電圧平均回路は、本質的にリレーコイルK1の両端の平均電圧を測定する。コンデンサC5の両端の平均電圧は、その値に回路を安定化させるときの電圧である。抵抗R7の目的は、平均回路の一部を形成することに加え、さらにダイオードD5が電力線サイクルの正の半サイクルの間導通しないようにすることである。抵抗R8に流れる電流は、ダイオードD6を流れてダイオードD6をオンし、その後、トランジスタQ3のコレクタを流れてトランジスタQ3をオンする。トランジスタQ3がオンになると、トランジスタQ3のエミッタとコンデンサC5の負側端との間に、ベース電流が生成される。電流が流れ始めるとダイオードD5は導通を開始し、コンデンサC6はコンデンサC5と同じ電圧になるまで放電する。コンデンサは、平均出力電圧と等しい電圧に達する。パルス形成回路への出力電圧のこのフィードバックにより、トランジスタQ3がオンに切り替わる各サイクルの長さが決定される。フィードバックループは、次のとおりである。リレーコイルK1の平均電圧→コンデンサC5の電圧→コンデンサC6の電圧→トランジスタQ3の整流のデューティサイクル→リレーコイルK1の平均電圧。リレーコイルK1の平均電圧が非常に低いと、コンデンサC6の電圧はダイオードD1のツェナー電圧よりも低くなって、トランジスタQ3のオン時間はより長くなり、その結果、リレーコイルの平均電圧が増加する。リレーコイルの電圧が非常に高いと、コンデンサC6の電圧はダイオードD1のツェナー電圧に近づいて、トランジスタQ3のオン時間はより短くなり、その結果、リレーコイルの平均電圧は減少する。図1に示す回路はまた、プラグJ4を含む。プラグJ4は、ツイストロックのHubble型コネクタであり、ライン電圧、ニュートラル電圧、及びロードを接続するために使用される。回路はまた、金属酸化物可変抵抗MOVを含む。MOVは、回路の動作には必要ではない。MOVは、保護レベルを規定し、落雷により起こるかもしれない高電圧の過渡電流を除去する。多くの回路と装置は、図1に示すパワーレギュレータを有利に利用できる。例えば、図2は、図1に示す高効率の安定化電源回路をフォト制御に利用する照明制御システムを示す、回路図である。図2に示す回路は、例えば街灯の制御において、スイッチを夕暮れにオンし、夜明けにオフする。図示された回路の電力線電圧は、約87VACから305VACまで変動でき、50Hz又は60Hzの電力線周波数を持つ。この柔軟性により、フォト制御をほとんどの交流のアプリケーションに利用できる。安定した動作を確実にするために、制御回路はシュミットトリガーとして動作し、閾値電圧で負の出力に切り替え、電圧が閾値電圧より低くなるまでスイッチを戻さない。電圧は、リレーコイルK1で交流から直流に変換されて安定化され、リレーK1の正常な動作を確実にしなければならない。上述したように、リレーコイルK1の誘導性の本質により、その電圧は大きなリプル成分を持つことができ、なお正常に動作するだろう。図1に示す、高効率の安定化電源回路は、リレーコイルK1にこの安定した直流を供給するように設計されている。トランジスタQ2は、高効率の安定化電源回路をオン又はオフに切り替えて、リレーコイルK1への電圧をオン又はオフに切り替え、ランプ図示していないをオフ又はオンに切り替えるスイッチを提供する。ドレイン-ソースの最大値Vは、トランジスタQ2のツェナー電圧15Vに等しい。ドレイン電流の最大値は、抵抗R4に流れる電流の最大値に等しい。フォトトランジスタQ1の電流は、周囲の光強度の増加に伴って増加し、周囲の光強度の減少に伴って減少する。フォトトランジスタQ1からの電流は通過して、抵抗R1とR2の電圧を生じる。この電圧は周囲の光のレベルに比例し、光信号と呼ぶ。フォトトランジスタQ1の出力は電流であるので、抵抗R2は電流を電圧に変換するために必要である。R1は、D2、D3及びC2で構成されるチャージポンプによって、発生されるフィードバック電流を電圧に変換する。R1の抵抗値を調整することによって、フィードバックの量を調整できる。この抵抗は、ヒステリシス制御と呼ばれる。街灯に利用される多くのフォト制御回路において、オフさせるための光のレベルは、オンさせるための光のレベルの二倍であることが望まれる。R1の値は、オフの光のレベルに対するオンの光のレベルの比が実現されるまで、変更され得る。フォトトランジスタは敏感に大きく変わるので、R2は通常、所望のレベルに感度を正規化するよう調整される。R2は、ゲイン抵抗と呼ばれる。コンデンサC1は光信号をフィルタリングし、照明、電波干渉又は他の原因によって引き起こされるいくつかの高周波ノイズ成分を取り除く。もしこの回路が、照明によって引き起こされる電波干渉や電磁気パルスなどの外部の電磁気の影響から遮蔽されるのであれば、C1は必要ではない。ローパスフィルタ又は時間遅延回路は、抵抗R3とコンデンサC3を含み、光信号を約1.5秒遅延させる。遅延は、ランプの明滅を引き起こす原因となる、通り過ぎる車のヘッドライトや照明のフラッシュなどの、短時間、瞬間的な光源を防ぐ。ローパスフィルタの出力は、光信号によってオン又はオフに切り替えられるフォトトランジスタQ1のゲートに印加され、高効率の安定化電源回路をオン又はオフし、リレーコイルK1への電圧をオン又はオフにし、これにより、ランプをオフ又はオンする。ツェナーダイオードD4により、フォトトランジスタQ1は両端に正電圧を持つ。ダイオードD4が図2に示されているが、当業者には明らかであるように、ダイオードD4は必須なものではない。例えば、ダイオードD4は、短絡回路に置き換えられることが可能であり、回路は相応に機能し続ける。コンデンサC4により、電波干渉、照明の放電又は他の干渉に対する回路の耐性を与える。コンデンサC1のように、もしこの回路が照明によって引き起こる電波干渉や電磁気パルスなどの外部の電磁気の影響から遮蔽されるなら、C4は必要でない。ダイオードD2、D3及びコンデンサC2は、チャージポンプ回路を形成する。チャージポンプ回路は、抵抗R5の両端に生ずるピークトゥピークの交流電圧を、正のフィードバックを生成するために必要な極性の直流に変換する。チャージポンプ回路は、シュミットトリガーを生成するのに必要なリレー電流出力に比例した、正のフィードバックを供給する。シュミットトリガーはフォトトランジスタQ1に入力されて、安定性を提供する。トランジスタQ3がリレーへの電力を整流するため、フォト制御を提供する回路に一つのトランジスタのみを追加することを可能とする。正電圧は、抵抗R4の低電圧端から得られる。本発明の実施形態は、多くの他のアプリケーションにも利用され得る。実施形態は、出力電圧が電力線電圧から絶縁される必要がない場合に、実質的にいくつかの電力線電圧から、安定化された直流電力を提供する汎用のスイッチモードレギュレータを提供する。例えば、本発明の実施形態は、照明のための安定器に有効である。本発明の実施形態は、建物の出口の標識に使用されるタイプのような、発光ダイオードLED用の電源としてもまた有用である。パワーレギュレータは、また、家庭用コンピュータや情報処理機能を有する機器に対する無線のリモートコントロールにおいて、有利に実行され得る。コンピュータや機器は、マイクロプロセッサー制御を含む。本発明によるパワーレギュレータは、制御回路に電力を供給するコンピュータや機器に経済的に追加される。さらに、電力変換産業においては、さらに強力なエネルギー変換回路の制御回路に電力を供給する小さい電源が、特に起動中に、しばしば必要とされる。本発明の実施形態は、特にこのようなアプリケーションに有用である。<図2に示す構成要素の仕様>図2は、本発明によるスイッチモードパワーコンバータと組み合わされたフォト制御回路の1つの実施形態を示す。当業者にはよく知られているように、電子素子は相補的である、すなわち、一つの素子を取り替えると、1以上の素子を取り替えることが必要になるかもしれない。図2に示す実施形態において使用される、素子を選択するのに利用されるプロセスを下記に示す。抵抗R4。R4の消費を計算するためのスプレッドシートR=100000OHMV=305VACVツェナーd4=5.1VDCVツェナーd1=15VDCP=0.40584005WATT必要とされるR4の最大値を計算するためのスプレッドシートRリレー=2560OHMHfe=40比率R4=102400OHMコンデンサC1-0.1マイクロファラド、50WVDC。このコンデンサのタイプは、通常図2に示されるように使用される。抵抗R2-270Kオームの値は、光をオンに切り替えるレベルの1.5FCに対応している。この値は、他の実施形態において、大きく変更されてもよい。時間遅延回路抵抗R3とコンデンサC3-時間遅延=RC。0.1-マイクロファラドセラミックのコンデンサは、低コストで、所定の容量を提供する。1.5秒の時定数が望ましい。なぜならば、フォト制御の顧客は通常、その値を指定するからである。入力値C3=1.00E-007ファラド時間遅延=1.5秒結果R3=15000000オームコンデンサC2-0.1マイクロファラド。この値は、実施形態で示されるように、必要なフィードバック電流を発生するのに、十分な高い容量を提供する。もしコンデンサC2が非常に大きければ、コンデンサC2と抵抗R5の時定数は最小パルス幅を超え、回路は平均コイル電圧を不正確に安定化してしまう。図1及び図2に示される回路の最小パルス幅は、約1e-3秒であると予想される、それは下記のスプレッドシードによって決定されるように、抵抗R5とコンデンサC2によって決定される時定数の3倍である。従って、0.1マイクロファラドは、コンデンサC2に対して受け入れられる値である。もし、コンデンサC2が非常に小さければ、不適当な正のフィードバックが生ずる。時定数=C2の値R5の値入力データC2=1.00E-007ファラドR5=3300オーム結果時定数=3.30E-004秒ダイオードD2とダイオードD3-実施形態で示されるように、ダイオードD2又はダイオードD3に印加され得る最大の電圧は、ツェナーダイオードD1によって15ボルトに制限される。抵抗R4の抵抗値は、回路の最大電流を制限する。入力R4=100000オームVライン=305VRMSRMS電圧に対するピーク電圧の比=1.414比率結果Imax=4.31E-003AMP抵抗R1-実施形態で示されるように、最適値は約22Kオームである。抵抗R5-実施形態で示されるように、最適値は約3.3Kオームである。トランジスタQ3のパルスのデューティサイクルは、半波整流された電力線電圧の平均値と、リレーコイルの所望の平均電圧との比をとることによって評価できる。入力最小電力線電圧=87VRMS所望の平均リレー電圧=15VDC結果デューティサイクル=0.3831418トランジスタQ3のコレクタ電流のパルスの間の平均リレー電流は、デューティサイクルによって分割された平均コイル電流と等しい。入力所望の平均リレー電圧=15VDCリレーコイルの抵抗=2560オームデューティサイクル0.38結果電流パルスの持続期間の平均Q3コレクタ電流=1.54E-002アンペアパルス中のトランジスタQ3の平均ベース電流は、トランジスタQ3の平均コレクタ電流をトランジスタQ3の最小電流ゲインで除した値となる。入力最小Q3電流ゲイン=40電流パルスの持続期間の平均Q3コレクタ電流=1.54E-002結果パルス中の平均Q3ベース電流=3.85E-004R5がトランジスタQ3のベース電流の一部を導通させることによって、Q3は飽和しない。入力R5へ迂回したベース電流の端数=0.5Q3のベースエミッタ電圧=0.6ボルトパルス中の平均Q3ベース電流=3.85E-004アンペア結果R5=3116.883117オームコンデンサC4-0.1マイクロファラド、50WVDC。このコンデンサの値は好ましい。なぜならば、それは、この目的のためにしばしば使用されるとても安くて容易に利用できる部品であるからである。トランジスタQ3-トランジスタQ3の最小の仕様:1コレクタベース電圧=431.27ボルト;ピークコレクタ電流は5.36E-002アンペア、である。トランジスタQ3の最小の仕様を満たす一つのトランジスタは、トランジスタMPSA44である。MPSA44の仕様は、次の通りである:コレクタベース電圧は、500ボルト;ピークのコレクタ電流は6.00E-001アンペア。スイッチングトランジスタQ3は、最大のコレクタ電圧を維持する。入力最大Vライン=305VRMSVピークに対するVRMSの比=1.414結果Vピーク=431.27ボルトスイッチングトランジスタQ3は、最大ピークコレクタ電流を維持する。パルス時のトランジスタQ3のデューティサイクルは、半波整流された電力線電圧の平均値と、リレーコイルの所望の平均電圧との比を用いることによって、評価できる。入力最大電力線電圧=305VRMS所望の平均リレー電圧=15VDC結果デューティサイクル=0.1093Q3のコレクタ電流のパルス中の平均リレー電流は、デューティサイクルによって分割された平均コイル電流と等しい。入力所望の平均リレー電圧=15VDCリレーコイルの抵抗=2560オームデューティサイクル=0.109289617結果電流パルスの持続期間の平均Q3コレクタ電流=5.36E-002アンペアトランジスタQ2-実施形態で示されるように、トランジスタQ2のドレイン-ソース電圧は15Vを超え、Q2の最大ドレイン電流の定格は、3.33ミリアンペアを超える。入力最大電力線電圧=305VRMSR4=100000オームD1のVツェナー=15ボルトVrmsに対するVピークの比=1.1414結果最大Q2ドレイン電流=3.33E-003アンペアコンデンサC6-3.3マイクロファラドの値が使用される。それは、商業的に標準値として使用されているからである。入力C6のリプル=0.75ボルトリレーコイルの平均電圧=15ボルトコイル抵抗=2560オーム最小Q3電流のゲイン=40線周波数=60Hz中間結果電力線サイクル毎のQ3コレクタを介した充電=9.77E-005クーロン電力線サイクル毎のC6を介した充電=2.44-006クーロン結果C6=3.26E-006ツェナーダイオードD1-基準電圧を提供し、リレーコイル電圧は基準電圧に安定化される。ダイオードD5-稲妻や他のサージによる可変抵抗MOVのクランプ電圧である電力線ピーク電圧に耐えることができる。図示される可変抵抗MOVのクランプは、720VDCである。ダイオードD5。入力7.50E-001ピークトゥピーク電圧C6のリプル=3.30E-006ファラドC6=6.00E001Hz電力線周波数=結果D5電流=1.49E-004アンペア抵抗R6-10Kオーム抵抗。商業的な、標準値であるからである。入力抵抗R6の許容電圧降下1.50E000ボルト結果R6=1.01E004オーム抵抗R7。入力VリプルC6=0.75ボルトR6=10000オームVスタートパルス=23ボルトVツェナーd1=15ボルト結果R7=1034.4828オームコンデンサC5-100マイクロファラド。起動時間を決定するためのスプレッドシート入力C6=3.30E-006ファラドR4=1.00E005オーム最小電力線電圧=8.70E001VRMS半波整流された平均電圧に対するVrmsの比=4.50E-001Vツェナーd1=1.50E001ボルト結果R4を流れる電流=3.92E-004アンペアC6の最大電荷量=4.95E-005クーロンC6の充電時間=1.26E-001秒C5の値を決定するためのスプレッドシート入力C6の充電時間=1.26E-001秒R6=1.00E004オームR7=1.00E003オーム最小電力線電圧=8.70E001VRMS半波整流された平均に対するVrmsの比=4.50E-001VツェナーD1=1.50E001ボルト結果起動中のR4の電流=3.56E-003アンペアC5=3.00E-005ファラド抵抗R8-120Kオーム。電力線サイクルの負の部分の間にC6を流れる電荷を決定。入力C6のVリプル=7.50E-001ボルトC6=3.30E-006ファラド結果C6を介した充電=2.48E-006クーロンR8の最小値を決定。入力C6を介した充電=2.48E-006クーロン電力線周波数=6.00E001Hz最小電力線電圧=8.70E001VRMS半波整流されたsin波におけるRMS電圧に対する平均電圧=4.50-001結果R8=2.64E005オームトランジスタQ2-2N7000。リレーコイルK1-48V2.56Kコイル。2倍の電流が必要な24Vコイルは、トランジスタQ3においてより多くのベース電流を必要とし、それにより抵抗R4は1/2ワット抵抗の代わりにさらに高価な2ワット抵抗であることが要求される。2ワット抵抗はかなり高価であるため、24ボルトコイルの使用による価格の利点はない。上述した発明の好ましい実施形態は説明のためにのみ述べられ、完全であることを意図したもの、又は開示された通りに発明を限定することを意図したものではない。それの多くの改良と適応が、本発明の精神と範囲からそれることなしに、当業者には明らかである。