基準電圧と、スイッチングレギュレータが出力する出力電圧を分圧した分圧電圧との差を増幅して出力する誤差増幅回路と、第1三角波を出力する第1三角波発生回路と、前記誤差増幅器の出力電圧と前記第1三角波とを比較する第1コンパレータと、前記第1三角波発生回路と同じ回路構成であって、前記第1三角波よりも波高値が小さい第2三角波を出力する第2三角波発生回路と、前記誤差増幅器の出力電圧と前記第2三角波とを比較する第2コンパレータと、前記第2コンパレータの出力信号によって過負荷状態を検出する判定回路と、を備え、前記第1三角波と前記第2三角波の波高値の差は、前記第1三角波発生回路と前記第2三角波発生回路の対応する素子の特性の比に基づくことを特徴とするスイッチングレギュレータ制御回路。前記第1三角波発生回路と前記第2三角波発生回路は、矩形波を出力する矩形波発振回路と、第1及び第2容量と、前記第1及び第2容量をそれぞれ充電または放電する第1及び第2定電流源と、前記矩形波によって制御され、前記第1及び第2容量をそれぞれ放電または充電する第1及び第2スイッチ手段と、を備えたことを特徴とする請求項1に記載のスイッチングレギュレータ制御回路。前記第1三角波と前記第2三角波の波高値の比は、前記第1及び第2容量の容量比に基づいて得られることを特徴とする請求項2に記載のスイッチングレギュレータ制御回路。前記第1三角波と前記第2三角波の波高値の比は、前記第1及び第2定電流源の電流比に基づいて得られることを特徴とする請求項2に記載のスイッチングレギュレータ制御回路。入力端子と出力端子の間に設けられた出力トランジスタ、コイル、整流素子、及び出力容量と、前記出力端子の電圧を分圧する電圧分圧抵抗と、前記電圧分圧抵抗の分圧電圧を入力して、前記出力端子の電圧が一定になるように前記出力トランジスタを制御する請求項1から4のいずれかに記載のスイッチングレギュレータ制御回路と、を備えたスイッチングレギュレータ。しかしながら、比較軽微な過負荷の場合には、誤差増幅器2の出力電圧Verrの変化量が小さく、基準電圧Vref2を超えない場合がある。そこで、基準電圧Vref2の設定値をもっと低くし、小さい出力電流Ioutで過負荷を検出したい、という要求がある。そこで、基準電圧Vref2の設定値をVerrmaxより僅かに高い電圧VH>に設定する。しかしながら、Verrmaxより僅かに高い基準電圧Vref2’を得る為には、三角波Vrampの上限レベルVHと下限レベルVLの製造バラツキが大きな問題となるので、その製造バラツキを補正する調整手段が必要となる。更に、そのためには、ICの内部ノードの電圧である三角波Vrampの上限レベルVHと下限レベルVLを測定する必要もある。本発明は、以上のような課題を解決するために考案されたものであり、製造バラツキによる補正工程を必要とせず、また簡易な回路で高精度に過大負荷の検出Dutyを設定することを目的とするものである。従来の課題を解決するために、本発明の過負荷保護回路を備えたスイッチングレギュレータ制御回路は以下のような構成とした。基準電圧とスイッチングレギュレータが出力する出力電圧を分圧した分圧電圧との差を増幅して出力する誤差増幅回路と、第1三角波を出力する第1三角波発生回路と、前記誤差増幅器の出力電圧と前記第1三角波とを比較する第1コンパレータと、前記第1三角波よりも波高値が小さい第2三角波を出力する第2三角波発生回路と、前記誤差増幅器の出力電圧と前記第2三角波とを比較する第2コンパレータと、前記第2コンパレータの出力信号によって過負荷状態を検出する判定回路と、を備え、前記第1三角波と前記第2三角波の波高値の差は、前記第1三角波発生回路と前記第2三角波発生回路を構成する素子の比に基づくことを特徴とするスイッチングレギュレータ制御回路。本発明の過負荷保護回路を備えたスイッチングレギュレータ制御回路によれば、過負荷検出となるPWM制御DutyはRamp1の振幅値Vramp1に対する、Ramp2の振幅値Vramp2の割合で決まる。すなわち検出Duty=Vramp2/Vramp1で決定される。半導体集積回路内において、電圧の絶対値について高い精度を得ることは、困難を伴う場合が多いが、比率について高い精度を得ることは比較的容易である事は周知の事実である。よって検出Dutyの製造バラツキを極力小さくする事が可能となり、バラツキの補正に必要なトリミングなどの工程を必要としない効果がある。図1は、本実施形態の過負荷保護回路を備えたスイッチングレギュレータ制御回路のブロック図である。図2は、本実施形態のスイッチングレギュレータ制御回路を備えたスイッチングレギュレータの一例を示すブロック図である。一例として、降圧型スイッチングレギュレータのブロック図を示している。図2に示すスイッチングレギュレータは、スイッチングレギュレータ制御回路40と、ドライバトランジスタ41と、ダイオード42と、コイル43と、出力コンデンサ44と、出力電圧分圧抵抗46及び47と、電源端子48と、出力端子45を備えている。図1に示すスイッチングレギュレータ制御回路40は、誤差増幅器2と、基準電圧回路7と、矩形波発振回路18と、第1三角波Ramp1発生回路と、第1コンパレータ3と、過負荷保護回路100と、ゲート回路6と、バッファー回路8を備えている。第1三角波Ramp1発生回路は、定電流源13と、容量11と、スイッチ手段15と、レベルシフト回路17を備えている。過負荷保護回路100は、第2三角波Ramp2発生回路と、第2コンパレータ10と、判定回路110と、タイマー回路5と、ラッチ回路26を備えている。第1三角波Ramp1発生回路は、定電流源14と、容量12と、スイッチ手段16と、レベルシフト回路17を備えている。判定回路110は、スイッチ手段19及び21と、容量20と、定電流源22及び23と、インバーター24を備えている。電圧帰還端子FBに入力される帰還電圧Vfbは、出力端子45の出力電圧Voutを分圧した電圧である。誤差増幅器2は、基準電圧7の基準電圧Vrefと帰還電圧Vfbを比較し、誤差電圧Verrとして出力する。コンパレータ3は、誤差電圧Verrと第1三角波発生回路の出力する第1三角波Ramp1を比較し、信号Vpwmを出力する。つまり、誤差増幅器の誤差電圧Verrが上下することで、コンパレータ3が出力する信号Vpwmのパルス幅が制御される。スイッチングレギュレータは、このパルス幅によってスイッチ素子例えば、ドライバトランジスタ41のON/OFF時間を制御する。これがいわゆる、スイッチングレギュレータのPWMPulseWidthModulation制御である。誤差増幅器2は、反転入力端子に帰還電圧Vfbが入力され、非反転入力端子に基準電圧Vrefが入力されているので、負荷電流が増加して出力電圧Voutが低下すると、出力電圧Verrは上昇する。コンパレータ3は、非反転入力端子に誤差増幅器2の出力電圧Verrが入力され、反転入力端子に第1三角波Ramp1が入力されているので、誤差増幅器2の出力電圧Verrの上昇に伴い、コンパレータ3の出力する信号Vpwmは、Hレベルの期間が長くなる。誤差増幅器2とコンパレータ3の入力を逆にした場合でも同様である。次に、図3及び図4の波形図を基に、スイッチングレギュレータ制御回路40の動作を説明する。以下の説明では、第1三角波Ramp1の発振周期Tに対するHレベルの期間の割合をデューティーファクターDutyと定義する。即ち、Dutyは発振周期Tに対するドライバトランジスタ41の導通時間の割合である。図3は、本実施形態の第1及び第2三角波を示す波形図である。矩形波発振回路18の出力信号Voscは、スイッチ手段15及び16の導通及び非導通を制御する。スイッチ手段15及び16が非導通の時は、容量11及び12はそれぞれ定電流源13及び14によって充電され、第1三角波Ramp1及び第2三角波Ramp2の電位は一定の割合で上昇する。スイッチ手段15及び16が導通の時は、容量11及び12の電荷が放電され、第1三角波Ramp1及び第2三角波Ramp2の電位は下降する。第2三角波Ramp2は、第1三角波Ramp1よりも波高値が小さい三角波である。定電流源13、14が等しい電流値であれば、三角波の波高値は容量11、12の容量比によって決まる。Vramp1は第1三角波Ramp1の上限電圧、Vramp2は第2三角波Ramp2の上限電圧、C11は容量11の容量値、C12は容量12の容量値とすると、その関係は式1となる。Vramp2/Vramp1=C11/C121レベルシフト回路17は、第1三角波Ramp1及び第2三角波Ramp2の電圧の下限値をGNDからVL[V]高くする。レベルシフト回路17は、第1三角波Ramp1及び第2三角波Ramp2の電圧の下限値を誤差増幅器2の出力下限電圧よりも高くなるように設定するものである。従って、誤差増幅器2の出力下限電圧によっては、設けなくても良い。第1三角波発生回路と第2三角波発生回路は以上のように動作して、第1三角波Ramp1及び第2三角波Ramp2の波形は図3に示すような三角波となる。ここで、スイッチングレギュレータ回路40のPWM動作に於けるDutyは、電源電圧VDDと出力電圧Voutに対する依存性が最も大きい。図2に一例として示した降圧型のスイッチングレギュレータのDutyは、Vout/VDDとなる。しかし、負荷電流によってドライバトランジスタ41やダイオード42などで電圧降下が発生し、実効的なVDDが減少する為、実際は負荷電流の増加によりDutyも僅かずつ増加する。図1に示すスイッチングレギュレータ回路40は、負荷電流の増加によって、誤差増幅器2の出力電圧Verrが上昇しDutyが増加する。よって、誤差増幅器2の出力電圧Verr値が規定値に達したところで、過負荷状態を検出できれば良い。次に、過負荷保護回路100の動作を、図4を参照して説明する。コンパレータ10は、反転入力端子に誤差増幅器2の出力電圧Verrが入力され、非反転入力端子に第2三角波Ramp2が入力されている。誤差増幅器2の出力電圧Verrが第2三角波Ramp2の下限電圧VLと上限電圧Vramp2の間にあれば、コンパレータ10はパルス状の信号を出力する。コンパレータ10の出力信号によって、スイッチ手段19が導通、非導通を繰り返す。従って、容量20は、定電流源22による充電とスイッチ手段19による放電を繰り返すので、充電電圧はある一定値以上には上がらない。負荷電流増加によって誤差増幅器2の出力電圧Verrが上昇し、第2三角波Vramp2の上限電圧Vramp2を超えると、コンパレータ10の出力はLレベルを維持する。従って、スイッチ手段19は非導通状態を維持するので、容量20は定電流源22によって充電される。容量20の電圧がスイッチ手段21の閾値に達すると、判定回路110が過負荷検出信号を出力する。第1三角波Ramp1と第2三角波Ramp2は下限電圧VLが共通なので、Verrが第2三角波Ramp2の上限電圧Vramp2に等しい時のDuty、すなわちDuty0は式2となる。Duty0=Vramp2/Vramp12このDuty0が過負荷検出Dutyとなるが、式1からDuty0=C11/C12となり、過負荷検出Duty0は容量11と容量12の容量比によって決定される。半導体集積回路において、抵抗比や容量比などの比率を小さなばらつきの範囲で製造することは容易である。従って、本発明を半導体集積回路内に実現した場合には、テスト工程による調整手段を必要とせずに、極めて高精度に過負荷検出Dutyを得ることが可能になる。なお、第1三角波Ramp1と第2三角波Ramp2は、容量11と12を等しい値として、定電流源13と14の電流比によって波高比を得てもよい。定電流源13の電流をI13、定電流源14の電流をI14、容量11と12の容量値をC、充電時間をtとすれば、第1三角波Ramp1と第2三角波Ramp2の波高値は式3と4で表される。Vramp1=I13t/C3Vramp2=I14t/C4よって、第1三角波Ramp1と第2三角波Ramp2の波高値の比は式5で表される。Vramp2/Vramp1=I2/I15よって、過負荷検出Dutyに対応するように、I13とI14の電流比を設定すれば良い事になる。また、スイッチングレギュレータ制御回路40は、論理を反転しても実施可能である。その場合は、図3及び図4に示したタイミングチャートの波形は、回路に応じて反転した波形になる。以上に説明したように、本実施形態の過負荷保護回路を備えたスイッチングレギュレータ制御回路によれば、テスト工程による調整手段によって製造ばらつきを補正する必要が無く、高精度に過負荷検出Dutyを設定/実現する事が出来ると言う効果がある。