AC電圧を受信するための第1の入力部と、負荷へ電力を供給するための出力部と、第1の入力部に容量結合され、前記出力部へ電力を供給するために配置されている第2の入力部を有するDC-DCコンバータと、第1の入力部に容量結合され、前記出力部へ整流された出力電圧を供給するため第1の入力部と前記出力部との間に配置されている整流回路と、整流された出力電圧を事前に決められた電圧に制限するため前記出力部と結合されている電圧制限器とを有する、電源システム。第2の入力部へ他の整流電圧を供給するため第1の入力部と容量結合される他の整流回路と、第2の入力部と結合され、第2の入力部の他の整流電圧を他の事前に決められた電圧に制限するために配置された他の電圧制限器とを有する、請求項1に記載の電源システム。前記他の事前に決められた電圧の絶対値が前記事前に決められた電圧の絶対値より大きい、請求項2に記載の電源システム。待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで、又は動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作する前記電源システムは、前記他の電圧制限器を短絡させるため前記他の電圧制限器と並列に配置された短絡制御可能スイッチと、スタンバイモードで前記短絡制御可能スイッチを閉じるためのコントローラとを有するか、又は前記電源システムは、容量性結合部と前記他の整流回路とにより共有されるノードとニュートラル電圧を持つ前記電源システムのノードとの間に配置される他の短絡制御可能スイッチを有し、前記スタンバイモードで前記他の短絡制御可能スイッチを閉じるための前記コントローラを有する、請求項2に記載の電源システム。待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで、又は動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作し、DC-DCコンバータが、インダクタンスを通る電流を変調するための制御可能スイッチを有するバックブーストコンバータを有し、前記電源システムが前記制御可能スイッチを制御するためのコントローラを有し、前記コントローラは、i前記インダクタンスを介して前記他の電圧制限器を短絡するため前記電源システムのスタンバイモードで恒久的に閉じた状態であるように前記制御可能スイッチを制御し、ii前記インダクタンスのエネルギーの蓄積及び放電を制御するため前記電源システムの動作モードで閉じた状態と開いた状態との間を交番するため前記制御可能スイッチを制御する、請求項2に記載の電源システム。待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで、又は動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作し、前記スタンバイモードで前記入力部との容量性結合から前記DC-DCコンバータの第2の入力部を分離するように分離制御可能スイッチを制御するためのコントローラを有する、請求項1に記載の電源システム。第1の入力部により受け取られるAC電圧がAC電圧波の増大している電圧部分と、AC電圧波の減少している電圧部分とを有し、前記整流回路は、増大している電圧部分又は減少している電圧部分のうちの一方だけを整流し、前記他の整流回路は増大している電圧部分又は減少している電圧部分の他方を整流する、請求項2に記載の電源システム。請求項1に記載の電源システムは、少なくとも一つのキャパシタを有する単一の容量性結合部を有し、請求項2に記載の電源システムは、第1の入力部と前記整流回路との間に結合され、第1の入力部と前記他の整流回路との間に結合される単一の容量性結合部を有し、前記単一の容量性結合部が容量性結合を供給するためのキャパシタを有し、又は請求項2に記載の電源システムは、第1の入力部と前記整流回路との間に結合される第1の容量性結合部と、第1の入力部と前記他の整流回路との間に結合される第2の容量性結合部とを有し、第1の容量性結合部及び第2の容量性結合部各々は容量性結合を供給するためのキャパシタを有する、請求項1又は2に記載の電源システム。前記他の電圧制限器は過電圧保護部及び電圧制限制御可能スイッチを有し、前記過電圧保護部の第1の入力部は第2の入力部と結合され、前記過電圧保護部の第2の入力部は事前に決められた基準電圧部と結合され、前記過電圧保護部の出力部は前記電圧制限制御可能スイッチを導電モード又は非導通モードにあるように制御するため前記電圧制限制御可能スイッチと結合され、前記電圧制限制御可能スイッチは前記容量性結合部及び前記他の整流回路により共有されるノードと結合され、前記電源システムのニュートラル電圧部と結合される、請求項8に記載の電源システム。前記電圧制限器は、前記事前に決められた電圧に対してあまりに高いかあまりに低い整流された出力電圧を検出するための過電圧保護部を有し、前記他の電圧制限器は、前記容量性結合部及び前記他の整流回路により共有されるノードと結合される電圧制限制御可能スイッチを有し、前記電源システムのニュートラル電圧部と結合され、前記電圧制限制御可能スイッチは、整流された出力電圧の絶対値があまりに高い場合導通状態にあり、整流された出力電圧の絶対値があまりに低い場合非導通状態にあるように前記過電圧保護部により制御される、請求項8に記載の電源システム。前記DC-DCコンバータの少なくとも一部、前記電圧制限器、前記他の電圧制限器、前記短絡制御可能スイッチ、前記短絡制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、前記バックブーストコンバータの少なくとも一部、前記バックブーストコンバータの制御可能スイッチ、前記バックブーストコンバータのダイオード、他の電力レールへ電力を供給するための前記バックブーストコンバータの他のダイオード、前記バックブーストコンバータの前記制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、前記電圧制限器を通る電流を制限するための電流制限回路のグループのうちの少なくとも1つを有する集積回路を有する、請求項1、2、4又は5に記載の電源システム。前記電圧制限器が、2つの抵抗の直列接続により形成される制御ループを持つ短絡レギュレータを有するか、前記他の電圧制限器が、2つの抵抗の他の直列接続により形成される制御ループを持つ他の短絡レギュレータを有するか、又は前記電圧制限器は2つの抵抗の直列接続により形成される制御ループを持つ短絡レギュレータを有し、前記他の電圧制限器は2つの抵抗の他の直列接続により形成される制御ループを持つ他の短絡レギュレータを有する、請求項11に記載の電源システム。請求項1に記載の電源システムを有する、電子装置。スタンバイモード又は動作モードになるように前記電子装置を制御するため、前記電子装置の動作を制御する装置コントローラと、請求項7に記載の電源システムとを有し、前記電源システムのコントローラが前記装置コントローラと統合される、電子装置。請求項7に記載の電源システムに用いられる、又は、請求項14に記載の電子装置に用いられるコントローラ。低供給電圧は、しばしば容量性電源により供給される。容量性電源は、ACメイン電圧との容量性結合を供給し、チャージポンプとして作用するキャパシタを持つ。整流回路は、ツェナーダイオードによりしばしば低電圧に制限される直流電圧を得るために用いられる。整流回路の特定の構成に依存して、ACメイン電圧波の半波だけが、低DC供給電圧へ変換されるか、又は、全波整流が実行される場合、全体のACメイン電圧波が変換される。しばしば、サージ抵抗がキャパシタと直列に結合され、しばしば、ブリーダ抵抗がキャパシタと並列に結合される。サージ抵抗は電源をメイン電圧ピークから保護し、ブリーダ抵抗は電源がメイン電圧から分離されるときキャパシタを放電させる。キャパシタが電力を放散しないので、容量性電源は比較的効率的な電源である。しかしながら、容量性電源は、供給される最大電流がメイン電圧周波数でのキャパシタのインピーダンスにより制限されるので、限定された量の電力だけを供給できる。容量性電源は、家庭機器の動作モードで供給されるべき電力の最大量のために必要な大きさになされる。しかしながら、より少ない電力が装置により消費される場合、容量性電源は余剰エネルギーを放散する。特にスタンバイモードでは、動作モードで装置に供給された電力はスタンバイモードでツェナーダイオードにより放散されるので、あまりに多くの電力がツェナーダイオードにより放散される。更に、サージ抵抗及びブリーダ抵抗は、スタンバイモードと同様に動作モードでも電力を放散する。特に、スタンバイモードでの電力放散は、あまりに高くて、容量性電源の効率が、スタンバイモードであまりにも低い。サージ抵抗、ブリーダ抵抗及びツェナーダイオードの電力放散は、キャパシタの静電容量に対して線形又は二乗の関係を持つ。より小さなキャパシタが、より小さな電力損失に結果としてなる。最大供給可能な電力もキャパシタの静電容量と線形関係を持つので、キャパシタの静電容量を減らすことは、しばしば可能でない。本発明の目的は、より効率的な電源システムを提供することにある。本発明の第1の態様は、請求項1に記載の電源システムを提供する。本発明の第2の態様は、請求項13に記載の電子装置を提供する。本発明の第3の態様は、請求項14に記載の電子装置を提供する。本発明の第4の態様は、請求項15に記載のコントローラを提供する。有利な実施例は、従属請求項に規定されている。本発明の第1の態様による電源システムは、AC電圧を受信するための第1の入力部と、負荷へ電力を供給するための出力部とを有する。電源システムは、更に、DC-DCコンバータと整流回路と電圧制限器とを有する。DC-DCコンバータは、電源システムの出力部へ電力を供給し、第1の入力部と容量結合される第2の入力部を有する。整流回路は、第1の入力部と容量結合され、第1の入力部と出力部との間に配置されている。整流回路は、整流された出力電圧を出力部へ供給する。電圧制限器は、出力部と結合され、整流された出力電圧を事前に決められた電圧に制限する。負荷により消費される電力は、電源システムの2つの部分を介して供給される。1つの部分は、メイン電圧に容量結合される整流回路である。整流回路は、出力部を介して負荷へ整流電圧を供給する。電源システムの出力部の整流電圧は、電圧制限器により事前に決められた電圧に制限されている。整流回路を介して供給される電力量は、整流回路を電源システムの第1の入力部と結合させるキャパシタの静電容量により制限される。しかしながら、整流回路を介して供給される全ての電力が負荷により消費されるわけではない場合、出力電圧は、増大する傾向にある。出力電圧があまりに多く増大する場合、電圧制限器は、整流回路から受け取られる電力の一部を消費することにより事前に決められた電圧を超える増大を防止する。電源システムの他の部分は、DC-DCコンバータである。DC-DCコンバータは、メイン電圧に容量結合される第2の入力部を持つ。DC-DCコンバータは、第2の入力部により受け取られる第1の電圧を第2の電圧へ変換し、電源システムの出力部へ電力を供給する。電源システムを有する装置のスタンバイモードでは、負荷は多くの電力を消費しない。待機電力は、整流回路を介して供給される。動作モードで、負荷は、より多くの電力を消費し、付加的な電力がDC-DCコンバータにより供給される。よって、整流回路を第1の入力部と容量結合させるキャパシタ及び整流回路は、スタンバイモードの電力要件だけに基づいて必要な大きさにされる。整流回路の容量性結合のキャパシタンスをスタンバイモードの電力使用に合せることは、スタンバイモードでの電圧制限回路により、整流回路を介して供給される多くの電力放散を防止する。よって、電源システムは、スタンバイモードにおいてより効率的に動作する。DC-DCコンバータの容量性結合を供給するキャパシタ及びDC-DCコンバータは、動作モードでの負荷の予想される電力使用のために必要な大きさにされる。多くの電力が負荷により消費されない場合、DC-DCコンバータは変換しないか、又は少量の電力だけを変換する。しかしながら、DC-DCコンバータも幾らかの電力を放散することが知られているが、DC-DCコンバータは、比較的効率的である。よって、スタンバイモードで、DC-DCコンバータの可能性がある小さな電力放散は、電圧制限器の電力放散の比較的大きな低減を上回らない。更に、DC-DCコンバータは、しばしば、DC-DCコンバータが電磁互換性があるようなフィルタ回路を必要とする。本発明の第1の態様による電源システムのDC-DCコンバータは、斯様なフィルタ回路に電磁互換性がある電源システムを提供する必要がないことが、発明者によりわかった。電源システムの入力部により受け取られるAC電圧は、メイン電圧でもよいが、同様に他のAC電圧でもよい。AC電圧の電圧レベルが正の電圧と負の電圧との間で交番することを、AC電圧が必ずしも意味する必要がないという点に留意されたい。電圧レベルは、また、2つの異なる正の電圧間で、又は2つの異なる負の電圧間で交番してもよい。AC電圧への整流回路及びDC-DCコンバータの容量性結合は、1つの共有キャパシタにより、又は、各特定のキャパシタがDC-DCコンバータ若しくは整流回路により使われる複数のキャパシタにより供給される。容量性結合のため、回路は、チャージポンプ挙動を持つ。整流回路は、AC電圧が増大するとき、又はAC電圧が減少するときだけ、電流を流す半波整流回路でもよい。整流回路は、AC電圧が増大するときや、AC電圧が減少するとき、電流を流す全波整流回路でもよい。DC-DCコンバータは、入力AC電圧のAC波の半分の電力、例えば、AC波の増大している電圧部分だけを受信し、整流回路は、AC波の残り半分、例えば、AC波の減少している電圧部分だけを整流する。更に、DC-DCコンバータは、DC-DCコンバータの特定タイプに限定されない。電圧制限器は、出力部の電圧を制限又は安定させるツェナーダイオード又は集積回路である。整流回路が、実質的にゼロに等しい値である正と負との間で交番するのではなく、最小値と最大値との間で交番する電圧である整流電圧を供給することに留意されたい。最小値及び最大値は、同一符号を持ち、例えば、これら両方とも正である。実際的な実施例は、整流電圧は、実質的に安定な直流電圧であるより滑らかな整流電圧を得るためストレージキャパシタのようなエネルギー蓄積部に供給される。実施例では、電源システムは、他の整流回路及び他の電圧制限器を更に有する。他の整流回路は、第1の入力部と容量結合され、第2の入力部へ他の整流電圧を供給する。他の電圧制限器は、第2の入力部と結合され、第2の入力部の他の整流電圧を他の事前に決められた電圧に限定する。容量性結合のキャパシタは、電流源として作用する。キャパシタの必要な大きさ及び他の事前に決められた電圧は、DC-DCコンバータにより受け取られ、DC-DCコンバータにより変換される電力を決定する。特にスタンバイモードでの他の電圧制限器の電力放散とDC-DCコンバータにより変換される電力の量との間の最適条件が見つかるように、キャパシタの必要な大きさが実施される。よって、電源システムは、より効率的に動作する。入力部のAC電圧は、しばしばメイン電圧である。斯様な高電圧を受ける電源システムの部品は、高電圧に耐えるために必要な大きさにされる必要がある。特に、制御可能スイッチ及びおそらくコントローラのようなDC-DCコンバータの幾つかの部品は、高電圧のプロセスで製造されなければならず、これは結果的にDC-DCコンバータのかなり高価な部品となる。他の事前に決められた電圧を低電圧に制限することにより、DC-DCコンバータの部品は、安い価格で製造される。基本的に、実施例の電源システムは、2つの出力電圧を持つ全波容量性電源であり、これら出力電圧の一方がDC-DCコンバータにより他方の出力電圧に変換される。既知の全波電源は、しばしば、第1の出力電圧部、ニュートラルの出力端末及び第2の出力電圧部を持ち、第2の出力電圧の絶対値が第1の電圧の絶対値と同じであるが、第2の出力電圧の符号は第1の出力電圧の符号と異なる。しかしながら、1つの電圧だけが斯様な全波電源で供給される必要がある場合、1つの電圧が第1の出力電圧の出力端末と第2の出力電圧の出力端末との間に負荷を接続することにより得られるように、第1の電圧及び第2の電圧は当該1つの電圧へ低減されなければならない。しかし、必要な全出力電力が同じであり続ける必要があるとき、出力電圧を減らすことは、容量性結合のキャパシタの静電容量を増大することに結果としてなる。結果的に、より高い待機電力損失が導かれる。実施例による電源システムで、第1の電圧が第2の電圧に変換されるので、出力電圧は減らされる必要がない。よって、容量性結合のキャパシタの静電容量は増大される必要がなく、スタンバイモードの電力損失の増大が防止される。他の実施例では、他の事前に決められた電圧の絶対値は、事前に決められた電圧の絶対値より大きい。電源システムの幾らかの電力損失は、キャパシタの静電容量に対して線形であるか二乗の関係を持つ。特に、電圧制限器又は他の電圧制限器の電力の放散は、キャパシタの静電容量と線形関係を持つ。更に、電源システムの実際的な実施例で、容量性結合は、電力を放散させるサージ抵抗及びブリーダ抵抗を有し、これらの放散はキャパシタの静電容量に対してそれぞれ二乗及び線形の関係を持つ。事前に決められた電圧は、負荷の要件により決定される。例えば、スタンバイモードで負荷により消費される電力は、整流回路を介して供給され、整流回路の容量性結合を介して供給される電流に依存する。容量性結合を整流回路に供給するキャパシタの静電容量は、スタンバイモードに対して最小化される。このように、電力損失は、整流回路を有する電源システムの第1の分岐で最小化される。他の整流回路及びDC-DCコンバータを有する電源システムの第2の分岐は、電力の更なる量を、キャパシタの静電容量及び他の事前に決められた電圧の値により制限された出力へ供給する。キャパシタの静電容量は、DC-DCコンバータの第2の入力部に供給される最大の電流を決定する。同じ電流で他の事前に決められた電圧を増大することにより、第2の分岐を介して供給される電力量は、第2の分岐の容量性結合を供給するキャパシタの静電容量を増大させることなく増大される。よって、比較的低い量の電力が、他の電圧制限器で放散されるか、及び/又は第2の分岐の容量性結合のブリード及びサージ抵抗で放散される。よって、第1の分岐及び第2の分岐の電力の放散は制限され、電源システムは、より効率的に動作する。第2の入力部の電圧を電源システムの出力部に供給される電力へ変換する一方、DC―DCコンバータは比較的効率的に動作し、少量の電力だけを放散する。DC-DCコンバータの電力損失は、容量性結合及び他の電圧制限器の電力損失の低減より非常に小さい。第1の分岐の容量性結合は、第2の分岐のキャパシタ以外の他のキャパシタを介して供給されてもよい。また、1つのキャパシタだけが電源システムの入力部と整流回路両方との容量性結合を提供するために用いられてもよいことに留意されたい。特に、第1の分岐だけがAC入力波の半波の電力を使用し、第2の分岐がAC入力波の残り半波の電力を使用するとき、1つのキャパシタだけが使用され、これは、電源システムのコストに関して有利である。結果的に、AC入力波の半波の間でキャパシタが第1の分岐へ電流を供給し、残り半波の間、キャパシタが第2の分岐へ電流を供給する電源システムとなる。キャパシタの静電容量は、電流の値を決定する。特定の事前に決められた電圧及び特定の他の事前に決められた電圧を選択することにより、第1の分岐及び第2の分岐を介して供給される電力量は必要な大きさにされる一方、電力損失はキャパシタの静電容量により主に決定される。他の実施例では、電源システムは、スタンバイモード、又は動作モードの何れかで動作する。動作モードでは、動作上の電力は負荷に供給され、スタンバイモードでは、待機電力は電源システムの出力部に供給される。電源システムは、他の電圧制限器と並列に配置される制御可能スイッチを更に有する。制御可能スイッチを閉じることにより、他の電圧制限器は短絡する。電源システムは、スタンバイモードで、制御可能スイッチを閉じるためのコントローラを更に有する。又は、電源システムは、他の整流回路及び容量性結合により共有されるノードとニュートラル電圧を持つ電源システムのノードとの間に配置される他の短絡制御可能スイッチを有し、スタンバイモードで他の短絡制御可能スイッチを閉じるためのコントローラを有する。制御可能スイッチを閉じることは、他の電圧制限器間の電圧をゼロまで減らし、これは他の電圧制限器の電力放散を防止する。効果的に、スタンバイモードで、他の整流回路と入力部との間の容量性結合のキャパシタは、入力部のAC電圧部と並列に接続される。AC電圧部と並列のキャパシタは、エネルギーを放散しない。更に、閉じたスイッチは、第2の入力部の電圧をゼロに下げ、これは、結果的にDC-DCコンバータのスイッチを切ることになる。よって、DC-DCコンバータは、スタンバイモードでエネルギーを放散できない。よって、閉じたスイッチは、スタンバイモードで結果的に、より効率的な電源になる。電源システムにより供給される待機電力量が動作上の電力量より小さいことに留意されたい。更に、動作モードと同様にスタンバイモードで、電源システムは、電源システムのエネルギー損失のため、負荷により消費される電力量より第1の入力部でAC電圧の多くのエネルギーを消費することに留意されたい。例えば、スタンバイモードで、電源システムによる全電力消費は、スタンバイモードでの電源システムによりの電力放散とスタンバイモードでの負荷による電力消費との加算である。実施例では、他の事前に決められた電圧の絶対値は、事前に決められた電圧の絶対値の下位限界と事前に決められた電圧の絶対値より20倍大きい値である上位限界とを持つ範囲にある。他の実施例で説明されるように、他の事前に決められた電圧が事前に決められた電圧より大きいとすぐに、DC-DCコンバータ及び他の整流回路を有する電源システムの分岐は、より多くの電力を供給可能である。他方では、まだ同一の電力量が供給されなければならない場合、分岐の容量性結合を供給するキャパシタの静電容量は低減され、分岐の電力損失が低減される。他の事前に決められた電圧の上位限界は、DC-DCコンバータの部品の生産コストにより主に制限される。例えば、他の事前に決められた電圧が例えば2.5ボルトであるとき、他の事前に決められた電圧に対する上位限界は50ボルトであり、これはDC-DCコンバータの低電圧部品の使用だけを依然可能にする。一般に、低電圧部品は、100ボルトより高い電圧に耐えるためには製造されていない。よって、他の事前に決められた電圧の上位限界は100ボルトであるが、ファクタ2の安全性マージンにより、結果的により信頼性が高い電源システムとなる。他の実施例では、事前に決められた電圧は、―5ボルトであり、他の事前に決められた電圧は、5から50ボルトの範囲にある。機器のメイン回路のトライアックが電源システムの出力からその電力を受信するコントローラにより切り換えられる必要がある場合、―5ボルトの事前に決められた電圧は、家庭機器の使用に適している。トライアック切換え信号が負の電圧であるとき、トライアックは、低電圧トライアック切換え信号からより少ない電力を消費する。他の実施例では、事前に決められた電圧は、―3.3ボルトに略等しく、他の事前に決められた電圧は3.3から33ボルトの範囲にある。事前に決められた電圧が負の電圧である一方、他の事前に決められた電圧は正電圧である。これは、例えば、AC入力電圧波の減少している電圧部分に基づいて事前に決められた電圧の生成を可能にし、AC入力波の増大している電圧部分に基づいて他の事前に決められた電圧の生成を可能にし、他の実施例で説明されるように、これは、結果的にAC入力電圧部に容量性結合を供給するキャパシタの低い静電容量となるので有利である。他の事前に決められた電圧に対する5~50ボルトの範囲は、事前に決められた電圧と同じ絶対値である下位限界を持ち、低電圧範囲にある上位限界を持つので、高電圧の部品がDC-DCコンバータで用いられる必要はない。電圧制限器がツェナーダイオードである場合、事前に決められた電圧に対する実際的な値が特定の電圧のツェナーダイオードの有効性のため―4.7ボルトであることに留意されたい。この場合、他の事前に決められた電圧は、4.7から50ボルトまでの範囲の絶対値を持つ。他の実施例では、電源システムは、負荷へ待機電力を供給するためのスタンバイモードで動作するため、又は負荷へ動作電力を供給するための動作モードで動作するように設けられる。DC-DCコンバータは、制御可能スイッチを有するバックブーストコンバータを有する。動作モードにおいて、制御可能スイッチは、インダクタンスを流れる電流を変調する。電源システムは、制御可能スイッチを制御するためのコントローラを更に有する。他の電圧制限器がインダクタンスを介して短絡するように、スイッチは、電源システムのスタンバイモードでは恒久的に閉じている。スイッチは、インダクタンスのエネルギーの蓄積を制御し、インダクタンスからのエネルギーの開放を制御するため電源システムの動作モードで開いた状態と閉じた状態との間を交番する。バックブーストコンバータは、比較的単純なトポロジ及び少量の部品を持つ比較的廉価なDC-DCコンバータである。バックブーストコンバータは、インダクタンスと直列に制御可能スイッチを持つ。制御可能スイッチ及びインダクタンスの直列接続は、第2の入力部とバックブーストコンバータのニュートラル電圧レベル部との間に結合される。よって、スイッチを恒久的に閉じることにより、第2の入力部はニュートラルの電圧レベル部に恒久的に接続され、他の電圧制限器は実効的に短絡する。他の実施例で説明されるように、これは、他の電圧制限器の待機電力損失を減らすので、スタンバイモードで有利である。更に、第2の入力部の電圧が実効的にゼロに減少するので、恒久的に閉じたスイッチは、DC-DCコンバータのスイッチを切る。制御可能スイッチが開いた状態と閉じた状態との間を交番するように制御される場合、インダクタンスは、スイッチが閉じるとき、電気エネルギーを蓄積し、スイッチが開くときエネルギーを開放し、これにより電源システムの出力部へ電流を供給する。よって、全てのバックブーストコンバータで利用できるコントローラ及び制御可能スイッチは、他の電圧制限器の電力損失が防止されるように、スタンバイモードで他の電圧制限器を短絡させるための付加的な機能を持つ。よって、付加的な部品は必要とされず、より多くのエネルギーが節約される。他の実施例では、電源システムは、待機電力を負荷へ供給するスタンバイモードで動作するか、又は、動作電力を負荷へ供給する動作モードで動作するように設けられる。電源システムは、スタンバイモードでDC-DCコンバータの第2の入力部を入力部への容量性結合から分離するように制御可能スイッチを制御するコントローラを有する。入力部への容量性結合から第2の入力部を分離することは、結果的にDC-DCコンバータのスイッチを実効的に切ることになる。DC-DCコンバータのスイッチを切ることは、スタンバイモードの間のDC-DCコンバータの電力損失を防止する。整流回路及び電圧制限器を有する電源システムの分岐は、待機電力を供給し、スタンバイモードに対する最適に必要な大きさにされ、動作モードで、DC-DCコンバータは付加的な電力を出力部へ供給する。実施例では、第1の入力部により受け取られるAC電圧は、AC電圧波の増大している電圧部分と、AC電圧波の減少している電圧部分とを有する。整流回路は増大している電圧部分又は減少している電圧部分の一方だけを整流し、他の整流回路は増大している電圧部分又は減少している電圧部分の他方を整流する。増大している電圧部分は、電圧レベルが増大するAC電圧波の部分である。減少している電圧部分は、電圧レベルが減少するAC電圧波の部分である。実施例は、AC電圧が減少している電圧部分又は増大している電圧部分の一方にあるとき、キャパシタが、整流回路へ電流を供給し、他の部分にあるとき他の整流回路へ電流を供給する容量性結合のための一つのキャパシタの使用を可能にする。よって、最小限の部品が容量性結合のために必要とされる。実施例では、電源システムは、第1の入力部と整流回路との間に結合され、第1の入力部と他の整流回路との間に結合されている容量性結合を有する。容量性結合は、容量性結合を供給するためのキャパシタを有する。1つの容量性結合を持つことは、1つのキャパシタの使用を可能にする。よって、最小限の部品が、容量性結合のために必要とされる。実施例では、他の電圧制限器は、過電圧保護部及び電圧制限制御可能スイッチを有する。過電圧保護部の第1の入力部は第2の入力部に結合され、過電圧保護部の第2の入力部は事前に決められた基準電圧部に結合される。過電圧保護部の出力部は、導通モード又は非導通モードの何れかであるように電圧制限制御可能スイッチを制御するため、電圧制限制御可能スイッチに結合される。電圧制限制御可能スイッチは、容量性結合及び他の整流回路により共有されるノードに結合され、電源システムのニュートラル電圧部に結合される。過電圧保護部は、実際的な実施例において、ヒステリシスを持つコンパレータである。第2の入力部の電圧があまりに高い場合、過電圧保護部は、導通モードに電圧制限制御可能スイッチを制御し、電流が他の整流回路を介して第2の入力部へ供給されず、第2の入力部の電圧レベルが減少する。第2の入力部の電圧があまりに低い場合、過電圧保護部は非導通モードに電圧制限制御可能スイッチを制御し、電流は他の整流回路を介して第2の入力部に供給され、第2の入力部の電圧レベルが増大する。更に、電圧制限制御可能スイッチが閉じるとき、容量性結合はAC電圧部と並列に結合され、電力が容量性結合において放散されず、これは電源システムの電力損失を減らす。他の実施例では、電圧制限器は、事前に決められた電圧に対してあまりに高いか、あまりに低い整流された出力電圧を検出するための過電圧保護部を有する。他の電圧制限器は、電圧制限制御可能スイッチを有する。電圧制限制御可能スイッチは、容量性結合及び他の整流回路により共有されるノードに結合され、電源システムのニュートラル電圧部に結合される。電圧制限制御可能スイッチは、整流された出力電圧の絶対値があまりに高い場合、導通状態になるよう過電圧保護部により制御され、整流された出力電圧の絶対値があまりに低い場合、導通していない状態になるよう過電圧保護部により制御される。実施例は、事前に決められた電圧から整流された出力電圧の偏差に基づいて他の整流された出力電圧の電圧レベルを制御する。電圧制限制御可能スイッチが導通状態で制御される場合、他の整流された出力電圧の電圧レベルは減少し、DC-DCコンバータにより出力部へ供給される電力量は減少し、整流された出力電圧の電圧レベルが減少する。電圧制限制御可能スイッチが導通していない状態で制御される場合、他の整流された出力部の電圧レベルが増大し、DC-DCコンバータにより出力部へ供給される電力量は増大し、整流された出力電圧の電圧レベルが増大する。よって、比較的小さな量の部品で、整流された出力電圧の電圧レベルが、電源システムにより供給される電力量を低減することなく、事前に決められた電圧に制御される。実施例では、電源システムは、第1の容量性結合及び第2の容量性結合を有する。第1の容量性結合は第1の入力部と整流回路との間に結合され、第2の容量性結合は第1の入力部と他の整流回路との間に結合される。第1の容量性結合及び第2の容量性結合は、各々、容量性結合を供給するためのキャパシタを有する。整流回路及び他の整流回路用の別々の容量性結合を持つことは、電源システムの特定の分岐の特定の電力要件に対する容量性結合手段のそれぞれのキャパシタの静電容量の最適化を可能にする。これは、より低い電力損失に調整される付加的な変数を供給する。他の実施例では、容量性結合、第1の容量性結合及び/又は第2の容量性結合は、iキャパシタと直列に結合されたサージ抵抗及び/又はiiキャパシタと並列に結合されたブリーダ抵抗を有する。サージ抵抗は、電源システムをAC電圧の急な変化から保護し、ブリーダ抵抗はAC電圧がないときキャパシタを放電する。他の実施例では、電源システムは、少なくともDC-DCコンバータの一部、電圧制限器、他の電圧制限器、短絡制御可能スイッチ、短絡制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、少なくともバックブーストコンバータの一部、バックブーストコンバータの制御可能スイッチ、バックブーストコンバータのダイオード、他の電力レールに電力を供給するためのバックブーストコンバータの他のダイオード、バックブーストコンバータの制御可能スイッチを制御するためのコントローラ、電圧制限器を通る電流を制限するための電流制限回路、及び他の電圧制限器を通る電流を制限するための他の電流制限回路のグループのうちの少なくとも1つを有する集積回路を有する。集積回路IC上に電源システムの大部分を集積することは、ICが大量に製造されるとき、比較的安価な電源システムを導くことになる。更に、多くの経費を増大することなく、ICのバックブーストコンバータ用のより高度な制御メカニズムを集積することは、比較的安価である。ICの他の利点は、ICが比較的小さな物理的寸法を持つということである。電源システムの他の実施例では、電圧制限器は2つの抵抗の直列接続により形成される制御ループを持つ短絡レギュレータを有し、及び/又は、他の電圧制限器は2つの抵抗の他の直列接続により形成される制御ループを持つ他の短絡レギュレータを有する。IC上に制御ループを持つ短絡レギュレータ及び制御ループを持つ他の短絡レギュレータの集積は、比較的容易で比較的安価である。例えば、ツェナーダイオードは通常は集積回路技術で利用できないので、制御ループを持つ短絡レギュレータは、このようにツェナーダイオードの有利な代わりである。本発明の第2の態様によると、本発明の第1の態様による電源システムを有する電子装置が提供される。電子装置は、本発明の第1の態様による電源システムと同じ利点を提供し、システムの対応する実施例と同様の効果を持つ同様の実施例を持つ。第3の本発明の態様によると、スタンバイモード又は動作モードにある電子装置を制御するために電子装置の動作を制御する装置コントローラを有する電子装置が提供される。電子装置は、更に、低電圧負荷に待機電力を供給するためスタンバイモードで動作する、又は低電圧負荷に動作電力を供給するため動作モードで動作するように設けられる本発明の第1の態様による電源システムを有する。電源システムのDC-DCコンバータは、制御可能スイッチを有するバックブーストコンバータを有する。制御可能スイッチは、インダクタンスを通る電流を変調する。電源システムは、更に、制御可能スイッチを制御する電源コントローラを有する。電源コントローラは、制御可能スイッチを制御するように設けられる。他の電圧制限器がインダクタンスを介して短絡するように、スイッチは、電源システムのスタンバイモードでは恒久的に閉じている。スイッチは、インダクタンスのエネルギーの蓄積を制御し、インダクタンスからエネルギーの開放を制御するために、電源システムの動作モードで閉じた状態と開いた状態との間を交番する。電源システムの電源コントローラ及び装置コントローラは、1台のコントローラに集積される。電子装置は、本発明の第1の態様による電源システムと同じ利点を提供し、システムの対応する実施例と同様の効果を持つ同様の実施例を持つ。電源システム及び電子装置のコントローラを結合することにより、電子装置のより少ない部品の使用の追加の利点が得られ、複雑さ及び経費を減らす。本発明の第4の態様によると、本発明の第1の態様による電源システムで使用される、又は本発明の第3の態様による電子装置で使用されるコントローラが提供される。本発明のこれら及び他の態様は、これ以降説明される実施例を参照して明らかに説明されるだろう。上述の実施例、実行及び/又は本発明の態様の2つ以上が、有効であると考えられる任意の態様で組み合わせられることは、当業者により理解されるだろう。システムの説明される修正及び変更に対応する装置及び/又はシステムの修正及び変更は、本説明に基づいて当業者により実施できる。異なる図を通じて同一参照番号により示されるアイテムは、同じ構造特徴及び同じ機能を持つか、又は同じ信号であることに留意されたい。斯様なアイテムの機能又は構造が説明されると、詳細な説明において、その反復説明の必要はない。図に示される電子部品の値は、示された実施例の単なる例示である。示された回路が異なって動作される場合、値はしかるべく変えられる。図1は、既知の全波容量性電源100を示す。入力102は、230ボルトのACメイン電圧を受ける。抵抗Rsurgeは、回路がサージ及び電圧の落ち込みのようなメイン電圧障害に対して影響を受けにくいようにするために用いられる。キャパシタCcapは、メイン電圧と電源との間の容量性結合を供給する。全波容量性電源100がメイン電圧から分離されるとき、抵抗Rbleedは、Ccapを放電するために使われ、時定数RbleedCcapは最大値に限定され、通常は一定に保たれる。入力AC波の電圧レベルが増大し、キャパシタC2bを充電するとき、ダイオードD2は電流を導通する。キャパシタC2b間の電圧は、付加的サージ抵抗R5bを介して第1の出力部106へ供給される。ツェナーダイオードD3bは、第1の出力部106の出力電圧を制限する。入力AC波の電圧レベルが減少し、キャパシタC2aを充電するとき、ダイオードD1は電流を導通する。キャパシタC2a間の電圧は他の付加的サージ抵抗R5aを介して第2の出力部108へ供給され、ツェナーダイオードD3aは第2の出力部108の出力電圧を制限する。第1の出力部106の出力電圧は略5ボルトに等しく、第2の出力部108の出力電圧は略―5ボルトに等しい。既知の全波容量性電源100は、主要な動作がコントローラ104により制御される電子装置にしばしば使われる。コントローラ104は、例えば、電子装置のメイン電圧回路をメイン電圧部と接続するか又は切るトライアックを制御する。コントローラ104が図に示されるように負の電圧上で動作する場合、トライアックが必要とするゲート電流は少ない。コントローラ104は、スタンバイモードと動作モードとの間で電子装置のモードを切換えるために更に用いられる。スタンバイモードでは、コントローラ104は、押しボタン又はリモコン装置から受信されるいわゆるスイッチオン信号を検出するために用いられるだけである。斯様な信号がコントローラ104により受信される場合、電子装置の他の部分はコントローラ104により動作モードに切換えられる。第1の出力部106を介して供給される電流は、以下の通りである。1第1の出力部106を介して供給される出力電力は、以下の通りである。2第2の出力部108を介して供給される電力も、2と実質的に等しい。スタンバイモードでは、負荷は第1の出力部106に接続されず、非常に小さな電流だけがコントローラ104により第2の出力部108から流される。しかしながら、全波電源100は、コントローラの電力消費より多くのエネルギーを消費する。全波容量性電源100の待機電力は式3に実質的に等しいこのことにより、ダイオードD1及びD2並びにサージ抵抗R5a及びR5bの電力放散を無視できる。3ここで、456スタンバイモードで、最大出力電力Pout1Pout2は、ツェナーダイオードD3a、D3bで単に放散されることに留意されたい。更に、サージ抵抗Rsurge及びブリーダ抵抗Rbleedの直列接続の電力放散がキャパシタCcapの静電容量とそれぞれ二乗の関係及び線形関係を持つことに留意されたい。図1のコントローラ104が第2の出力部108から電力を引き出すことに留意されたい。電子装置の他の部品は、第1の出力部106及び/又は第2の出力部108から電力を引き出す。1つの出力だけが例えば5ボルトの電圧差で必要とされる場合、第1の出力部106の出力電圧及び第2の電圧の出力電圧は、それぞれ2.5ボルト及び―2.5ボルトであり、コントローラ104及び電子装置の負荷は、これらそれぞれの電圧を持つ2つの出力端末間に接続される必要がある。しかしながら、供給可能な電力の総量が同じままになる必要があるとき、より高い電流が供給されなければならないので、これはキャパシタCcapの静電容量の増大を必要とする。これにより、より高い待機電力損失を導く。図2は、本発明の第1の態様による実施例を示す。電源システム200が示される。電源システム200は、AC電圧を受信する第1の入力部206を有し、負荷216へ出力電圧を供給する出力部218を有する。電源システム200は、第2の入力部203を有するDC-DCコンバータ204、整流回路212及び電圧制限器214を更に有する。整流回路212は、第1の入力部に容量結合され、出力部218へ整流電圧を供給する。電圧制限器214は、出力部218と結合され、出力電圧を事前に決められた電圧に制限する。DC-DCコンバータの第2の入力部203は、第1の入力部206と容量結合され、出力部218へ電力を供給する。容量性結合は、別個の容量性結合手段202及び210により、又は共有の容量性結合手段208により供給される。図1で説明されたように、1つの出力電圧だけが同じ出力電力で既知の全波容量性電源100の出力へ供給される必要がある場合、キャパシタの静電容量は増大される必要がある。これは、図2の電源システムで必要とされない。例えば、事前に決められた電圧が―5ボルトであり、第2の入力部203で他の電圧が受け取られるとき、DC-DCコンバータは、第2の入力部203で利用可能な電力を出力部218の要件にマッチする電力へ変換する。このように、容量性結合のキャパシタの静電容量は、増大される必要がない。よって、待機電力損失が増大される必要はない。よって、電源システム200は、特にスタンバイモードで、効率的に動作する。図2のシステムの実際的な実施例では、エネルギー蓄積部213が、出力部に結合される。整流回路212は、実質的に安定な直流電圧が出力部で得られるようにエネルギー蓄積部へエネルギーを供給する。図2の他の実際的な実施例では、他のエネルギー蓄積部222が第2の入力部203に結合され、他の整流回路220は、他の整流電圧を第2の入力部203へ供給するため第1の入力部と容量性結合202又は208との間に結合される。図3は、本発明の第1の態様による他の実施例を示す。電源システム200の要素に加えて、他の整流回路302、他の電圧制限器304、オプションの制御可能スイッチ306及びオプションの他の制御可能スイッチ307を有する電源システム300が示される。他の整流回路302は、入力部206により受け取られるAC電圧部と容量結合され、整流電圧を第2の入力部203へ供給する。他の電圧制限器304も第2の入力部203と結合され、第2の入力部203の電圧を他の事前に決められた電圧に制限する。制御可能スイッチ306は、第2の入力部203と結合され、電源システム300のスタンバイモードで他の電圧制限器304を短絡させるための他の電圧制限器304と並列に配置される。スタンバイモードでは、電源システム300は、出力部218を介して負荷216へ待機電力を供給する。動作モードでは、電源システム300は、負荷216へ動作電力を供給する。制御可能スイッチ306が開いている場合、DC-DCコンバータ204の第2の入力部203の電圧は、他の電圧制限器304により制限される。DC-DCコンバータを介して出力部218へ供給される電力は実質的に以下の式に等しい。7ここで、Ccapは入力部206へ他の整流回路302の容量性結合を供給するキャパシタの静電容量を表す。式7に見られるように、他の事前に決められた電圧が増大されるとき、キャパシタの静電容量は低減される。図1で説明されたように、全ての待機電力損失はキャパシタの静電容量と二乗関係又は線形関係を持つ。よって、他の事前に決められた電圧を増大することにより、容量性結合のキャパシタの静電容量は減少し、待機電力損失は低減される。待機電力損失の更なる低減は、制御可能スイッチ306で他の電圧制限器を短絡させることにより得られる。効果的に、これは、AC入力電圧部と並列の容量性結合のキャパシタとの結合に結果的になる。AC電圧部と並列のキャパシタは、電力を放散しない。更にまた、他の電圧制限器304は、他の電圧制限器304の端末両方が同じ電圧を受け取るので、電力を放散できない。よって、式3に見られるように、待機電力は、他の電圧制限器304で放散されるであろう電力量の分、減少する。更に、制御可能スイッチ306を閉じることにより、第2の入力部203の電圧は、実効的にゼロに減少する。よって、DC-DCコンバータ204は、実効的にスイッチを切られて、電力を放散できない。他の実施例では、DC-DCコンバータ204の第2の入力部203は、他の制御可能スイッチ307によって他の整流回路302から分離されている。DC-DCコンバータ204の第2の入力部203を分離することは、結果的にDC-DCコンバータ204のスイッチを切ることになり、DC-DCコンバータ204の起こり得る電力損失を低減する。特に電源システム300のスタンバイモードで、他の制御可能スイッチ307は、開いている必要がある。代わりの実施例では、DC-DCコンバータ204は、DC-DCコンバータ204のスイッチを切るための手段を有する。市販のDC-DCコンバータは、しばしば斯様な手段を持つ。図3のシステムの実際的な実施例では、エネルギー蓄積部213は、図2のエネルギー蓄積部213と同じ機能を持って出力部と結合され、他のエネルギー蓄積部303は他の整流回路が整流電圧を供給するノードと結合され、他のエネルギー蓄積部は実質的に安定な直流電圧を得るためにエネルギーを蓄積する。図3のシステムの他の実施例では、容量性結合部と他の整流回路302との間のノードとニュートラル電圧部との間に結合される制御可能スイッチ301が供給される。AC電圧部と並列に容量性結合のキャパシタを接続することに結果としてなるので、待機電力は、スタンバイモードの制御可能スイッチ301を閉じることにより減らされる。図4では、本発明の第1の態様による電源システム400の他の実施例が提供される。電源システム400は、メイン電圧を受信するための入力部206を有し、例えば、電子装置の低電圧回路にDC出力電圧Voutを供給するための出力部218を有する。電源システム400は、キャパシタCcap、キャパシタCcapと直列に配置されたサージ抵抗Rsurge、及びキャパシタCcapと並列に配置されたブリーダ抵抗Rbleedを有する容量性結合手段402を有する。メイン入力電圧波の電圧レベルが増大し、キャパシタC1に電気的エネルギーを蓄積するとき、ダイオードD2は電流を導通する。ツェナーダイオードDzener1は、キャパシタC1と並列に接続され、キャパシタC1間の電圧を事前に決められた電圧V1に制限する。制限された電圧は、DC-DCコンバータ404の入力部である第2の入力部203へ供給される。電源システム400のDC―DCコンバータ404は、制御可能スイッチS1、インダクタンスL1、フリーホイールダイオードD3及びコントローラ406を有するバックブーストコンバータである。電源システム400は、メイン入力電圧波の電圧レベルが減少し、キャパシタC2に電気的エネルギーを蓄積するとき電流を導通するダイオードD1を更に有する。キャパシタC2は、出力電圧Voutを出力部218へ供給する。出力電圧は、キャパシタC2と並列に結合されるツェナーダイオードDzener2により、事前に決められた出力電圧Voutに制限される。バックブーストコンバータ404は、電圧V1を電圧Voutへ変換する。制御可能スイッチS1は、開いた状態及び閉じた状態で制御される。コントローラ406は、開いた状態と閉じた状態との間を交番するため制御可能スイッチS1を制御する。特定の周波数で特定のデューティサイクルを持つ電圧V1は、Voutに変換される。スイッチS1が閉じるとき、インダクタンスL1を通る電流が徐々に増大する。十分なエネルギーがインダクタンスに蓄積されるとき、スイッチS1は開かれる。スイッチS1が開かれるとき、インダクタンスL1に蓄積されたエネルギーは、ダイオードD3を通る電流を徐々に減少させる。例えば、ダイオードD3を通る電流がゼロに実質的に等しいとき、スイッチS1は閉じて、スイッチを開閉するサイクルが繰り返される。コントローラ406は、スタンバイモードで又は動作モードで動作するため電源システム400を制御するために付加的に使用される。スタンバイモードで、制御可能スイッチS1は恒久的に閉じられ、動作モードで、制御可能スイッチS1は開いた状態と閉じた状態との間を交番するように制御される。バックブーストコンバータ404のスイッチS1が、スタンバイモードでツェナーダイオードDzener1を短絡するために使われる。スイッチS1が恒久的に閉じる場合、ツェナーダイオードDzener1はインダクタンスL1を介して短絡する。前述されたように、ツェナーダイオードDzener1を短絡させることは、スタンバイモードでのツェナーダイオードDzener1の電力損失を防止する。他の実施例では、コントローラ406は、例えば電子装置の主要な動作を制御するため、電源システム400を有する電子装置を制御できる汎用プログラマブルコントローラでもよい。電源システム400の実施例において、事前に決められた電圧V1は、事前に決められた出力電圧Voutより高い。V1が高い場合、容量性結合のため小さな静電容量を持つキャパシタCcapの使用可能性のため、待機損失が防止される。これは、結果的に、サージ抵抗Rsurge、ブリーダ抵抗Rbleed、また制御可能スイッチS1の状態に依存して、ツェナーダイオードDzener1の電力損失の低減となる。図5では、電源システム400が出力電力の特定の一定の最大量のため必要な大きさにされる場合、事前に決められた電圧V1と待機電力放散との間の関係を示す図が提示されている。これから分かるように、待機損失は、参照符号502で示されるように0ボルトから約50ボルトの範囲で、劇的に減少する。参照符号504で示されるように50ボルトを超える他の範囲では、損失が更に減少するが、バックブーストコンバータ404が第2の入力部203で50ボルトより高い電圧を受信する場合、制御可能スイッチS1がより高い電圧に耐えることが可能であるように、少なくとも制御可能スイッチS1は、高圧プロセスで製造されなければならない。インダクタンスL1のような他の部品も同様に高価になる。よって、最高50ボルトまでの範囲502内の事前に決められた電圧V1は有益である。事前に決められた電圧V1に対する下位限界は、ツェナーダイオードDzener2の電圧により規定される出力電圧Voutである。図6aは、本発明の第1の態様による電源システムの特定実施例を示す。示された電源システム600は、―27.5mAの最大出力電流で―4.7ボルトの出力電圧を印加するための必要な大きさにされ、よって最大の出力電力は、Pout=129mWである。Rsurge、Rbleed、Ccap、D1、D2、C2a、C2b、D3a、D3b、L1及びD5の機能は、図4の実施例の説明で前述されている。ツェナーダイオードD3aは出力電圧を―4.7ボルトまでに制限し、ツェナーダイオードD3bはバックブーストコンバータへ供給される電圧を35ボルトまでに制限する。付加的なサージ抵抗R5b及びR5aは、キャパシタC2a及びC2bそれぞれの間の電圧の急な変化に対してツェナーダイオードD3a及びD3bを保護するために加えられる。電源システム600において、バックブーストコンバータは、図4の実施例と比較して、異なるコントローラ602と制御可能スイッチM1周辺に異なるトポロジとを持つ。PMOSトランジスタで実現される制御可能スイッチM1は、インダクタンスL1を通る電流を変調する。更に、制御可能スイッチM1は、スタンバイモードでインダクタンスL1を通るツェナーダイオードD3bを短絡させるために用いられる。制御可能スイッチM1は、コントローラ602により制御される。コントローラは、2つの出力ノード、すなわち、SB及びHFを持つ。スタンバイモードでは、出力ノードSB及びHFの信号は、ハイである。ハイのSB信号は、NMOSトランジスタとして実現される制御可能スイッチM2を導通状態に切換えて、結果的に制御可能スイッチM1も導通状態に切換える。M1のゲートがM1のソース電圧より少なくとも5ボルト低い―5ボルトに接続されているので、M1は導通している。ツェナーダイオードD4は、M1のソース電圧とM1のゲート電圧との電圧差が4.7ボルトより高い場合、M2が導通状態にある場合、M1のソース電圧がM1のゲート電圧より4.7ボルト高くなるまで、ツェナーダイオードD4を通る電流がキャパシタC2bを放電させるようにする。電源システム600の動作モードでは、信号SBはロウであり、信号HFはロウとハイとの間を交番する。よって、動作モードで、制御可能スイッチM2は、非導通状態にある。制御可能スイッチM1を動作モードで非導通状態に切換えるために、M1のゲートの電圧は、M1のソースの電圧以上でなければならない。まず最初に、M2を非導通状態へ切換えた直後に、抵抗R6は、M1が非導通状態へ切換わるように、M1のソースとゲートとの電圧差を小さくさせる。制御可能スイッチM1を動作モードで導通状態へ切換えるために、M1のゲートの電圧は、M1のソースの電圧より低くなければならない。コントローラは、その出力ノードHFで―5ボルトと0ボルトとの間の電圧を供給できるだけであり、出力ノードHFと制御可能スイッチM1のゲートとの間の直接駆動が恒久的に閉じた制御可能スイッチM1に結果としてなるので、M1のゲートは、コントローラ602から直接駆動できない。制御可能スイッチM1を駆動するために、チャージポンプ回路が、キャパシタC3及びツェナーダイオードD4で加えられる。回路は、キャパシタC3間の電圧が短い時間で変化できないという事実に基づく。制御可能スイッチM1をスイッチオンにするため、コントローラ602の出力ノードHFがロウになり、結果としてM1のゲートの電圧がソース電圧より低くなる。コントローラ602の出力ノードHFがハイになるとき、M1のゲートの電圧はM1のソースの電圧のレベル以上に増大する。換言すれば、キャパシタC3は、バックブーストコンバータの入力電圧0~35ボルトとコントローラ602により供給される電圧―5~0ボルトとの間の電圧差を補償するために用いられる。抵抗R6及びC3により規定される時定数は、M1のゲートとソースとの電圧差を減らすR6を通る電流の結果として非導通状態へのM1のあまりにも早い切換えを防止するのに十分大きくなければならないことに留意されたい。図6bでは、SB及びHFの信号が、時間の関数として描かれている。参照符号604で示される時間間隔は、電源システム600のスタンバイモードを表す。参照符号606で示される時間間隔は、動作モードを表す。更に、図は、時間の関数として、インダクタンスL1を通る電流とキャパシタC2b間の電圧とを示す。スタンバイモードでは、信号SB及びHFはハイであり、結果的に、制御可能スイッチM1及びM2は導通モードにある。よって、キャパシタC2bは、インダクタンスL1を介して完全に放電され、結果的にC2b間の電圧が実質的にゼロに等しくなる。電源システム600が動作モードに入るとき、信号SBはロウになる。結果的に、制御可能スイッチM2は開き、R6を通る電流の結果として、制御可能スイッチM1も開く。よって、C2b間の電圧は増大し始める。その後、信号HFが低い電圧に減少するとき、制御可能スイッチM1は導通状態へ切換わり、増大している電流はL1を流れ始め、エネルギーがインダクタンスL1に蓄積される。信号HFがハイになるとすぐに、制御可能スイッチM1は非導通状態に切換えられ、インダクタンスに蓄積されたエネルギーはD3を通る電流を流す。結果的に、インダクタンスL1に蓄積されたエネルギーは減少し、インダクタンスL1を通る電流は減少する。制御可能スイッチM1を開閉する第1のサイクルの間、キャパシタC2b間の電圧は、その最大レベルに到達しない。よって、インダクタンスL1を通る電流は、その最大に到達しない。しかしながら、キャパシタC2b間の電圧が安定なレベルに到達する瞬間から、ツェナーダイオードD3bの電圧制限効果の結果として、バックブーストコンバータは、バックブーストコンバータの入力電圧が出力電圧に変換される安定動作に到達する。図7は、本発明の第1の態様による電源システムの他の実施例を示す。電源システム700は、電源システム600に類似するが、コントローラ702による制御可能スイッチM1の制御が異なる。コントローラ702は、信号HFを供給する1つの出力ノードだけを持つ。電源システム600の制御可能スイッチM2の代わりに、抵抗R6が具備される。R6を通る電流は、制御可能スイッチM1のゲート電圧がそのソース電圧より低くなるように、M1のゲートと―5ボルトの出力部との間の電圧差を減らす。出力信号HFがしばらくの間安定である場合、制御可能スイッチM1のゲート電圧はM1のソース電圧より低く、よって制御可能スイッチM1は、しばらくの間の後に導通状態に入る。このように、スタンバイモードで信号HFは、しばらくの間安定である。動作モードでは、信号HFは、M1のゲートの電圧が同様に増大し、制御可能スイッチM1は非導通状態に入るように増大しなければならない。その後、R6はM1のゲートとそのソースとの電圧差を徐々に増大させ、結果的に、M1は、R6及びC3により規定された時定数に依存する時間の後、自動的に、又は信号HFが降下する時点でM1のゲートの電圧が減少するように低い値に減少する信号HFのため、導通状態に切り換わる。図8は、本発明の第2及び/又は第3の態様による電子装置800を示す。電子装置800は、メイン電圧を受信するための入力部810を持つ。電子装置の一部はメイン電圧で動作し、これはメイン電圧回路808と呼ばれる。メイン電圧回路808は、トライアック802により入力部810と接続されたり分離される。メイン電圧は、本発明の第1の態様による電源システム812によっても受け取られる。電源システム812は、低電圧815での電力を電子装置コントローラ818へ供給し、オプションで低電圧回路824へ供給し、この低電圧回路824は、例えば電子装置800のユーザにユーザインタフェースを供給する。電源システム812は、電源コントローラ814を有するか、又は装置コントローラ818から受け取られる制御信号816により制御される。装置コントローラ818は、ユーザがスイッチオン命令又はスイッチオフ命令を供給するかどうかを検出するスイッチオン/オフ装置820と更に接続している。ユーザ命令は、押しボタン、遠隔制御検出器又はユーザ入力を受信する他の手段により受け取られる。検出されたスイッチオン命令に応じて、又は、検出されたスイッチオフ命令に応じて、トライアック802は、導通状態又は非導通状態それぞれになるようにトライアック制御信号804で制御され、低い電力回路はオン又はオフ状態それぞれになるように低い電力回路制御信号822で制御され、オプションで電源システム812は、制御信号816により、スタンバイモード又は動作モードにあるように制御される。更に、電子装置800がスイッチオンされるとき、コントローラ818は、高電圧回路制御信号806によってメイン電圧回路808の主要な動作を制御する。トライアック802の代わりに、他のメイン電圧切換手段が用いられてもよいことに留意されたい。例えばトライアック802の代わりにリレーである。本発明の第1の態様による電源システムの他の実施例が、図9aに示される。電源システム900は、図7の電源システム700と同様である。マイクロコントローラ908の機能及び動作は、図7のコントローラ702の機能及び動作と同様である。マイクロコントローラ908は、電源システム900が使用される装置の主要な動作を制御するために更に使用される。電源システム900は、電源システム700の一部が実行される集積回路IC902を有する。IC上のツェナーダイオードの有用性が制限されるので、ツェナーダイオードD3b及びD3aはIC902に含まれない。ツェナーダイオードD3bの代わりに、抵抗R9及びR10を有する制御ループを持つ短絡レギュレータ904が、IC902で実行される。ツェナーダイオードD3aの代わりに、抵抗R11及びR12を有する他の制御ループを持つ他の短絡レギュレータ906が、IC902で実行される。抵抗R9及びR10を有する制御ループを含む短絡レギュレータ904の構成が、図9bに示される。短絡レギュレータ904は、演算増幅器opampU1のマイナス入力部に供給される基準電圧を作るためのPTAT電圧源を有する。抵抗R9及びR10は電圧分割回路を形成し、分割電圧を演算増幅器U1のプラス入力部へ供給する。演算増幅器U1の出力は、短絡レギュレータ904の2つの端子間に結合された並列のトランジスタQ1のベースへ抵抗R1を介して供給される。分割電圧が基準電圧より大きい場合、トランジスタは導通し始め、これにより短絡レギュレータの2つの端子間の電圧差が小さくなる。PTAT電圧源により供給された電圧と組み合わせて、電圧分割回路は、電圧が短絡レギュレータによりどこまで制限されるかを決定する。本発明の第1の態様による電源システムの他の実施例が、図10に示される。電源システム1000は図9aの電源システム900と類似するが、サージ抵抗R5bが、IC1002で実行され短絡レギュレータ904と直列に配置される能動電流制限回路1004により置き換えられる。本発明の第1の態様による電源システムの他の実施例が、図11に示される。示された実施例は、図9aの電源システム900と同様であり、図3の制御可能スイッチ301と類似する制御可能スイッチ1108を有する。図9aの電源システム900の説明で上述されたように、IC1102は、制御ループを持つ短絡レギュレータ904を含まない。しかしながら、IC1102は、キャパシタC2b間の電圧を制御するため過電圧保護部OVP1106を有する制御ループ及び制御可能スイッチ1108を有する。更に、図10の説明で上述されたように、電流制限回路は制御可能スイッチ1108と直列に配置される。IC1102は、キャパシタC2b間の電圧を基準電圧Vrefと比較するOVP1106を有する。実際的な実施例において、OVP1106は、ヒステリシスを持つコンパレータである。OVP1106の出力は、キャパシタC2b間の電圧があまりに高いときスイッチを閉じるために、制御可能スイッチへ供給される。上述されたように、基準電圧Vrefは、PTAT電圧源のIC実行で生成される。制御可能スイッチ1108が双方向スイッチであるとき、いわゆるゼロ―x回路1110は、キャパシタC2bがそれ以上充電されないように、制御可能スイッチ1108がしばらくの間閉じるときを制御するために必要とされる。AC入力電圧が増大していることを意味する入力AC電流が正のときだけ、制御可能スイッチ1108は閉じる。ゼロ―x回路1110は、AC電流を測定する必要があり、比較的複雑である識別ネットワークを有する。双方向性制御可能スイッチ1108及びゼロ―x回路1110の代わりに、NMOSトランジスタS2及びダイオードD5の直列接続1112が使われてもよい。図12は、電源システム1200の他の実施例を示す。電源システム1200は、図11の電源システム1100と同様である。電源システム1200は、図11のダイオードD4、抵抗R6及びキャパシタC3の組合せの代わりに、制御可能スイッチS1が動作する電圧領域へマイクロコントローラ908を給電する電圧領域の電圧を変換するレベルシフト回路1204を有するIC1202を有する。レベルシフト回路のIC実行は良く知られた技術である。比較的かなりの量の部品がレベルシフト回路1204を実行するためIC1202で使われる必要があるが、これは、付加的な外部コンデンサC3の使用と比較して比較的効率的に依然なされる。前述された実施例では、マイクロコントローラ908は、バックブーストコンバータの制御可能スイッチS1が閉じるときを制御する。この機能を実施するために、マイクロコントローラ908はタイマーを持つ必要がある。タイマーは比較的安価なマイクロコントローラでしばしば利用できない。自動発振バックブーストコンバータの使用は、マイクロコントローラ908のタイマーを必要としないための解決策である。これは、図13に示される。電源システム1300は、図12のIC1202と類似する集積回路1302を有する。更に電源システム1300は、前述の実施例のマイクロコントローラ908に相当するマイクロコントローラ1310を更に有するが、集積回路1302に供給されるマイクロコントローラ908のイネーブル信号ENはDC-DCコンバータが動作しなければならないかだけを示す。電源システム1300において、DC-DCコンバータは、制御可能スイッチS1、ダイオードD3、インダクタL1及びバックブーストコントローラ1306により形成されるバックブーストコンバータである。実施例では、バックブーストコントローラ1306はいわゆるPWMSOPSコントローラであり、これはパルス幅変調自己発振電源コントローラを意味する。斯様なコントローラは、従来技術で知られている。バックブーストコントローラ1306は、制御可能スイッチS1の導通状態及び非導通状態を制御するために使われる制御信号を生成する。制御信号は、制御可能スイッチS1を駆動するために必要とされる正しい電圧レベルを生成するために、レベルシフト回路1304へ供給される。バックブーストコントローラ1306は、ニュートラル供給電圧N及び負の供給電圧Vnegにより駆動される。バックブーストコントローラ1306は、更に、バックブーストコンバータが動作しなければならないかどうかを示すイネーブル信号ENをマイクロコントローラ1310から受信する。基本的に異なる解決策が、自動発振バックブーストコンバータを動作するために可能である。図13では、バックブーストコントローラ1306は、いわゆる固定トン回路1308に接続され、制御可能スイッチS1、インダクタL1及びダイオードD3とで共有されるノードとの接続を持つ。共有されるノードとの接続は、ダイオードD3を通る電流を監視するために用いられる。固定トン回路1308及びバックブーストコントローラ1306は、バックブーストコンバータのいわゆる固定トン制御を供給する。これは、制御可能スイッチS1が一定の期間の間、導通状態で制御されることを意味する。非導通状態で制御可能スイッチS1を制御した後、ダイオードD3を通る電流が実質的にゼロに等しいとき、制御可能スイッチS1は、一定の期間の間、導通状態で制御される。バックブーストコンバータの固定トン制御の利点は、バックブーストコンバータが動作される周波数が実質的に一定であるということである。不利な点は、バックブーストコンバータの最大出力がL1の値の幅に依存することである。更に、例えば、Vposを制御可能スイッチ1108及び過電圧保護部1106が調整するための電圧レベルより、Vposが一時的に低くなる場合、入力電流は減少し、バックブーストコンバータの最大出力も同様に減少する。これは、図14と共に説明される制御メカニズムで防止される。図14は、電源システム1400の実施例を示す。抵抗Rsenseは、インダクタL1を通る電流を測定するためにインダクタL1と直列に配置される。抵抗Rsense及びインダクタL1により共有されるノードの電圧は図13のIC1302と同様であるIC1402へ供給されるが、IC1402は、固定トン制御メカニズムに基づくのではなく、インダクタL1に蓄積されるエネルギー量の測定に基づいて、制御可能スイッチS1を制御するバックブーストコントローラ1406を有する。制御可能スイッチS1が導通状態で制御されるとき、L1を通る電流が増大し、バックブーストコントローラは集積回路1402の入力ポートRSを介して電流の値を検知する。電流が抵抗Rsenseの値により決定されるL1を通る最大電流Ipeakに到達するとき、ダイオードD3を通る電流が実質的にゼロに等しくなるまで、制御可能スイッチS1は非導通状態に制御される。ダイオードD3を通る電流が実質的にゼロに等しいとき、制御可能スイッチは導通状態に制御される。この制御メカニズムの利点は、インダクタL1の値の幅が無力化されるということである。不利な点は、最大電流Ipeakがあまりに高くなるとき、正の電源を介して供給される電力より多くの電力が要求されることであり、よって電圧レベルVposが減少することである。図15は、電源システムの他の実施例を示す。電源システム1500は、図13の電源システム1300と同様であり、例えば、バックブーストコンバータ制御のためのバックブーストコントローラ1306及び固定トン回路1308による固定トン制御メカニズムを有する。図15のIC1502では、負の電圧レベルVnegは、比例して正の電圧レベルVposを制御することにより制御される。キャパシタC2b間の電圧はもはや一定に保たれないが、キャパシタC2b間の電圧は、負の電圧Vnegにより給電される負荷の電力消費に依存して制御される。過電圧保護部OVP1504を介して、負の電圧は、基準電圧Vrefと比較される。実際的な実施例では、OVP1504は、ヒステリシスを持つコンパレータである。負の電圧レベルVnegの絶対値があまりに低い場合、制御可能スイッチ1108は、キャパシタC2b間の電圧の増大を可能にするように制御され、負の電圧レベルVnegの絶対値があまりに高い場合、制御可能スイッチ1108は、キャパシタC2b間の電圧の減少を可能にするように制御される。制御の結果は、正確に電力の適正量がバックブーストコンバータへ供給されるということである。負の電圧レベルVnegに依存して正の電圧レベルVposを制御するこのタイプの制御は、バックブーストコンバータの固定トン制御と良く協働する。更に、実施例では、マイクロコントローラ1310はイネーブル出力信号ENを持たず、よって、IC1502はイネーブル信号ENを受信するための入力ピンを持たず、消費される電力量が低い場合、制御可能スイッチ1108は連続的に閉じていて、前の実施例例えば、図3の説明で前述されたように、待機損失は、キャパシタC2b間の電圧を実質的にゼロに等しく保つことにより低く保たれ、このことにより非動作状態のバックブーストコンバータを調整する。制御可能スイッチ1108が双方向スイッチである必要があることに留意されたい。制御可能スイッチを通る電流が負又は正のときだけ、図15の回路で負の電圧レベルVnegの制御が良好に実施される。制御可能スイッチ1108は、図11の直列接続1112により交換されない。更に、制御可能スイッチS1は、PMOSトランジスタとして描かれている。制御可能スイッチS1は、PNP、NPN又はNMOSトランジスタとして実行されてもよい。しかしながら、変換電力の量が比較的低いので、システム1500として電力システムにPMOSトランジスタを使用することが有利である。図16では、本発明の第1の態様による電源システムの他の実施例が提供される。電源システム1600は、図13のIC1302と同様である集積回路IC1602を有するが、ダイオードD3はNMOSトランジスタとして図16に描かれている制御可能スイッチS3により置き換えられている。バックブーストコントローラ1606は、制御可能スイッチS3との同期整流器機能を得るように制御可能スイッチS3を制御する。バックブーストコンバータが別々の部品で実行されるとき以外、NMOSトランジスタによるダイオードD3の置換及びNMOSトランジスタ用の制御回路は、IC実行で容易に得られる。図17は、電源システムの他の実施例を示す。電源システム1700は、図13の実施例のIC1302と同様である集積回路IC1702を有する。ダイオードD3に加えて、ダイオードD4が、電力を付加的な電力レールVauxへ供給するために用いられる。電力レールVauxは一時的にエネルギーを蓄積するためのキャパシタC4を持ち、電力レールVauxは、例えば、電源システムが用いられる装置の全てのLEDへ電力を供給するために用いられる。付加的な電力レールVauxを持つ構成の利点は、安全対策にもかかわらず、電力レールVauxが短絡するとき、電源システム1700が負の電圧レールVnegを介してマイクロコントローラ1310へ依然電力を供給するということである。よって、マイクロコントローラ1310の動作は、Vaux電力レールを介して給電される回路の問題により中断されない。上述の実施例は、本発明を制限するというよりはむしろ例示していて、当業者は添付の請求の範囲の要旨を逸脱しない範囲で多くの別の実施例を設計可能であることに留意されたい。請求項において、括弧内の何れの参照符号も、請求項を制限するものとして解釈されない。動詞有する及びその派生語の使用は、請求項に述べた以外の要素又はステップの存在を除外しない。要素に先行する冠詞a又はanは、複数の要素の存在を除外しない。本発明は、幾つかの異なった要素を有するハードウェアによって、また、最適にプログラムされたコンピュータによって実行されてもよい。幾つかの手段を列挙している装置請求項において、これらの手段の幾つかは、ハードウェアの全く同一のアイテムにより具現化されてもよい。特定の手段が相互に異なる従属請求項において再引用されているという単なる事実は、これらの手段の組合せが効果的に使用できないことを示さない。