"400V以上の直流電圧を出力する直流電源と、スイッチング素子を有し前記直流電源に接続されるフライバック式のコンバータ回路と、半導体発光素子からなる光源負荷に前記コンバータ回路から直流電流が供給されるように前記スイッチング素子を高周波でオンオフ制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子を駆動する駆動信号のオンパルス幅を変化させて前記光源負荷を調光点灯させる調光機能を有しており、当該オンパルス幅の下限値は1μs以下に設定され、前記スイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタからなることを特徴とする点灯装置。前記スイッチング素子は、入力容量が500pF以下であることを特徴とする請求項1に記載の点灯装置。請求項1または2に記載の点灯装置と、当該点灯装置から電力供給される光源負荷とを備えることを特徴とする照明器具。しかし、上述のようにスイッチング素子942のオンオフを制御してLED95の光量を調節する構成では、スイッチング素子942を駆動する駆動信号のオンパルス幅を短くした深い暗い調光時に、スイッチング素子のゲート入力容量が問題となる。すなわち、スイッチング素子942を駆動する駆動信号のオンパルス幅を短くしても、スイッチング素子の入力容量により、実際にスイッチング素子がオフするタイミングが遅れ、スイッチング素子942のオンパルス幅が長くなってしまうことがある。とくに、DC-DCコンバータ94の入力電圧が高圧たとえば400V以上であれば、スイッチング素子942としても高耐圧のパワーデバイスが必要となるため、MOSFETでは入力容量が大きくなりオンパルス幅への影響が大きくなる。その結果、点灯装置は、LED95に流れる電流を十分に低減できず、深い調光を実現できない可能性がある。また、上記点灯装置では、スイッチング素子942の入力容量のばらつきがスイッチング素子942のオンパルス幅のばらつきに大きく影響する。したがって、調光時にLED95に流れる電流を一定に保つために、上述した調光設定部97のように電流をフィードバックする構成が必要である。本発明は上記事由に鑑みて為されており、より深い調光制御が可能な点灯装置および照明器具を提供することを目的とする。本発明の点灯装置は、400V以上の直流電圧を出力する直流電源と、スイッチング素子を有し前記直流電源に接続されるフライバック式のコンバータ回路と、半導体発光素子からなる光源負荷に前記コンバータ回路から直流電流が供給されるように前記スイッチング素子を高周波でオンオフ制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記スイッチング素子を駆動する駆動信号のオンパルス幅を変化させて前記光源負荷を調光点灯させる調光機能を有しており、当該オンパルス幅の下限値は1μs以下に設定され、前記スイッチング素子は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタからなることを特徴とする。この点灯装置において、前記スイッチング素子は、入力容量が500pF以下であることが望ましい。本発明の照明器具は、上記点灯装置と、当該点灯装置から電力供給される光源負荷とを備えることを特徴とする。本発明は、より深い調光制御が可能になるという利点がある。実施形態1本実施形態の点灯装置1は、図1に示すように、商用電源などの交流電源図示せずに接続される電源コネクタ11と、LED発光ダイオードなどの半導体発光素子からなる光源負荷3にリード線31を介して接続される出力コネクタ12とを備えている。光源負荷3は、ここでは複数個たとえば32個のLED35が直列に接続されてなり、点灯装置1から供給される直流電流により点灯する。光源負荷3は、複数個のLED35を並列接続した構成、または複数個のLED35の直列回路を並列に接続した構成であってもよい。この点灯装置1は、フィルタ回路14および直流電源回路15からなる直流電源生成部と、フライバック式のコンバータ回路16と、制御回路4とを主構成として備えている。さらに図1の例では、5V、1kHzの矩形波電圧信号であって調光比をオンデューティで示す調光信号を出力する外部調光器6が、調光信号線5を介して点灯装置1の信号線コネクタ17に接続されている。さらに、点灯装置1は、制御用電源を供給する制御用電源回路7を備えており、制御用電源回路7の出力電圧を制御回路4等に印加している。以下、点灯装置1の具体的な構成について図1を参照して説明する。電源コネクタ11には、電流ヒューズ13およびフィルタ回路14を介して直流電源回路15が接続されている。フィルタ回路14は、電流ヒューズ13を介して電源コネクタ11に接続されたサージ電圧吸収素子141およびフィルタコンデンサ142と、ラインフィルタ143とで構成されており、ノイズをカットする。電源コネクタ13は電源ヒューズ13を介してラインフィルタ143の入力端に接続され、ラインフィルタ143の入力端には、サージ電圧吸収素子141とフィルタコンデンサ142とが並列に接続されている。ラインフィルタ143の出力端は、直流電源回路15の入力端に接続されている。直流電源回路15は、ここでは全波整流器151と高周波バイパス用のコンデンサ152とからなる整流回路と、コンデンサ152の後段に設けられた力率改善PFC:PowerFactorCorrection回路としての昇圧チョッパ回路とを備えている。全波整流器151の負極の出力端は、回路基板図示せず上のグランドであって、コンデンサC1,C2の直列回路を介してフレームグランドに高周波的に接続される。昇圧チョッパ回路は、整流回路の出力端間にインダクタ153とMOSFETからなるスイッチング素子154とが直列に接続され、スイッチング素子154の両端間にダイオード155と平滑コンデンサ156とが直列に接続された構成である。さらに、昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子154をオンオフ制御するPFC制御回路157を備えている。ここで、全波整流器151の正極の出力端は、インダクタ153を介してスイッチング素子154のドレイン端子、およびダイオード155のアノード端子に接続されている。スイッチング素子154のソース端子は、電流検出抵抗R1を介して全波整流器151の負極の出力端に接続されている。平滑コンデンサ156は、アルミ電解コンデンサ等からなる比較的大容量のコンデンサである。上記構成により、昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子154のオン/オフを高周波で切り替えることにより、全波整流器151から出力される脈流電圧を昇圧し、また、平滑コンデンサ156によって平滑化する。これにより、直流電源回路15は、交流電源からの交流電圧100V、50/60Hzを直流電圧たとえば410Vに変換し、その出力端平滑コンデンサ156の両端から出力する。したがって、本実施形態では、交流電源とフィルタ回路14と直流電源回路15とで、400V以上の直流電圧を出力する直流電源を構成している。直流電源回路15の出力端平滑コンデンサ156の両端には後述するコンバータ回路16が接続されている。図1の例では、PFC制御回路157は、STマイクロエレクトロニクス社製のL6562Aで構成されている。以下に、PFC制御回路157およびその周辺部品の構成並びに機能について説明する。PFC制御回路157の1番ピンINVP1はPFC制御回路157内蔵の誤差増幅器図示せずの反転入力端子、2番ピンCOMPP2は誤差増幅器の出力端子、3番ピンMULTP3は内蔵の乗算回路図示せずの入力端子である。また、4番ピンCSP4はチョッパ電流の検出用端子、5番ピンZCDP5はゼロクロス検出端子、6番ピンGNDP6はグランド端子、7番ピンGDP7はゲートドライブ端子、8番ピンVccP8は電源端子である。昇圧チョッパ回路の入力電圧であるコンデンサ152の両端電圧は、交流電源からの交流電源電圧を全波整流した脈流電圧となり、抵抗R2~R4と抵抗R5とにより分圧され、PFC制御回路157の3番ピンP3に入力される。これにより、PFC制御回路157は3番ピンP3からの入力を用いて、コンデンサ152の両端電圧を検出する。3番ピンP3に接続された内蔵の乗算回路は、全波整流器151を介して交流電源から引き込まれる入力電流の電流波形が脈流電圧波形と相似形となるように制御するために用いられる。なお、3番ピンP3はコンデンサC6を介して回路グランド6番ピンP6に接続されている。平滑コンデンサ156の両端電圧は、抵抗R6~R9の直列回路と、抵抗R10および可変抵抗VR1の直列回路とで分圧され、PFC制御回路157の1番ピンP1に入力される。これにより、PFC制御回路157は1番ピンP1からの入力を用いて、平滑コンデンサ156の両端電圧を検出する。なお、1番ピンP1と2番ピンP2との間に接続されたコンデンサC3,C4および抵抗R11は、PFC制御回路157内蔵の誤差増幅器の帰還インピーダンスである。電流検出抵抗R1の両端電圧は、抵抗R12およびコンデンサC5からなるノイズフィルタ回路を介して、PFC制御回路157の4番ピンP4に入力される。これにより、PFC制御回路157は4番ピンP4からの入力を用いて、スイッチング素子154を流れる電流を検出する。インダクタ153の二次巻線1531の一端は、PFC制御回路157の6番ピンP6に接続されることで回路グランドに接続され、他端は抵抗R13を介してPFC制御回路157の5番ピンP5に接続されている。これにより、PFC制御回路157は5番ピンP5からの入力を用いて、インダクタ153におけるエネルギーの出入りを検出する。PFC制御回路157の7番ピンP7は、ゲートドライブ端子であって、抵抗R14および抵抗R15の直列回路を介して回路グランド6番ピンP6に接続されている。そのため、7番ピンP7がHレベルになると、抵抗R14を介して抵抗R15に電流が流れ、抵抗R15の両端電圧が上昇する。抵抗R14と抵抗R15との接続点は、スイッチング素子154のゲート端子に接続されており、抵抗R15の両端電圧がスイッチング素子154のゲート-ソース間の閾値電圧以上になると、スイッチング素子154はオンに切り替わる。また、PFC制御回路157の7番ピンP7とスイッチング素子154のゲート端子との間には、ダイオードD1および抵抗R16の直列回路が、ダイオードD1のアノード端子をゲート端子に接続する向きで、抵抗R14と並列に接続されている。そのため、7番ピンP7がLレベルになると、スイッチング素子154のゲート-ソース間に蓄積された電荷がダイオードD1および抵抗R16を介して放電され、スイッチング素子154はオフに切り替わる。ここで、PFC制御回路157は、スイッチング素子154を流れる電流の検出値が所定のピーク値に達すると、スイッチング素子154をオフに切り替える。また、PFC制御回路157は、インダクタ153の蓄積エネルギーが放出されたことを検出すると、スイッチング素子154を再度オンに切り替える。また、PFC制御回路157は、3番ピンP3からの入力を用いて検出される脈流電圧コンデンサ152の両端電圧が高い場合にはスイッチング素子154のオンパルス幅が長くなるように、脈流電圧が低い場合には短くなるようにオンパルス幅を制御する。さらに、PFC制御回路157は、1番ピンP1への入力から検出される平滑コンデンサ156の両端電圧が目標値よりも高い場合にはスイッチング素子154のオンパルス幅が短くなるように、目標値よりも低い場合には長くなるようにオンパルス幅を制御する。これにより、PFC制御回路157は、スイッチング素子154を流れるピーク電流が目標値と一致するようにスイッチング素子154をオンオフ制御する。本実施形態では、制御用電源回路7は、図1に示すように平滑コンデンサ156に接続されるIPD素子71と、その周辺部品とで構成されている。IPD素子71は、所謂インテリジェントパワーデバイスであって、たとえばパナソニック社製のMIP2E2Dが用いられる。IPD素子71は、ドレイン端子とソース端子とコントロール端子とを有する3ピンの集積回路であって、その内部に、パワーMOSFETからなるスイッチング素子711と、このスイッチング素子711をオンオフ制御する制御部712とを内蔵している。制御用電源回路7は、このIPD素子71内蔵のスイッチング素子711と、インダクタ72と、平滑コンデンサ73と、ダイオード74とで降圧チョッパ回路を構成している。また、制御用電源回路7は、ツェナダイオード75と、ダイオード76と、平滑コンデンサ77と、コンデンサ78とでIPD素子71の電源回路を構成している。上記構成により、制御用電源回路7は平滑コンデンサ73の両端に平滑コンデンサ156の両端電圧より低い直流電圧たとえば略15Vを発生する。この直流電圧が、PFC制御回路157および後述する集積回路3端子レギュレータ79,マイコン80,ドライバ回路81の制御用電源を供給する電源電圧VC1となる。IPD素子71が動作を開始するまでは、平滑コンデンサ73が充電されていないため、他の集積回路PFC制御回路157,3端子レギュレータ79,マイコン80,ドライバ回路81はいずれも動作しない。以下、制御用電源回路7の動作について説明する。電源投入初期において、平滑コンデンサ156が全波整流器151の出力電圧により充電されると、IPD素子71のドレイン端子→コントロール端子→平滑コンデンサ77→インダクタ72→平滑コンデンサ73の経路で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ73は図1に示す極性で充電され、IPD素子71に動作電圧を供給する。これにより、IPD素子71が動作を開始し、内蔵のスイッチング素子711がオンオフ動作する。IPD素子71内蔵のスイッチング素子711がオンのとき、平滑コンデンサ156→IPD素子71のドレイン端子→ソース端子→インダクタ72→平滑コンデンサ73の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ73が充電される。スイッチング素子711がオフに切り替わると、インダクタ72に蓄積されているエネルギーがダイオード74を介して平滑コンデンサ73に放出される。これにより、IPD素子71とインダクタ72とダイオード74と平滑コンデンサ73とからなる回路が降圧チョッパ回路として動作し、平滑コンデンサ73の両端には、平滑コンデンサ156の電圧を降圧した電源電圧VC1が発生する。また、IPD素子71内蔵のスイッチング素子711がオフのとき、ダイオード74を介して回生電流が流れるが、インダクタ72の両端電圧は、平滑コンデンサ73の両端電圧とダイオード74の順方向電圧との和の電圧にクランプされる。この和電圧から、ツェナダイオード75のツェナ電圧とダイオード76の順方向電圧とを差し引いた電圧が、平滑コンデンサ77の両端電圧となる。IPD素子71に内蔵された制御部712は、平滑コンデンサ77の両端電圧が一定となるように、スイッチング素子711のオンオフ動作を制御する。これにより、結果として平滑コンデンサ73の両端電圧も略一定電源電圧VC1となる。平滑コンデンサ73の両端に電源電圧VC1が発生すると、PFC制御回路157が動作を開始して昇圧チョッパ回路直流電源回路15が動作し、さらに3端子レギュレータ79も動作を開始する。このとき、3端子レギュレータ79から5Vの電源供給を受けてマイコン80が動作し、且つドライバ回路81も動作を開始することにより、後述のコンバータ回路16のスイッチング素子162のオンオフ制御が開始される。コンバータ回路16は、図1のように直流電源回路直流電源15の出力端間に直列接続されたトランス161およびスイッチング素子162と、トランス161の二次側に設けられたダイオード163および平滑コンデンサ164とを備えている。スイッチング素子162は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBTからなる。スイッチング素子162に絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることの利点については後述する。ここで、直流電源回路15の平滑コンデンサ156の正極にはトランス161の一次巻線1610の一端が接続され、平滑コンデンサ156の負極にはスイッチング素子162のエミッタ端子が接続されている。スイッチング素子162のコレクタ端子はトランス161の一次巻線1611の他端に接続されている。ダイオード163は、アノード端子がトランス161の二次巻線1611の一端に接続され、カソード端子が平滑コンデンサ164の一端に接続されており、平滑コンデンサ164の他端はトランス161の二次巻線1611の他端に接続されている。このコンバータ回路16は、後述する制御回路4によってスイッチング素子162が高周波でオンオフ制御されることにより、出力端となる平滑コンデンサ164の両端に電圧を発生する。つまり、コンバータ回路16は、スイッチング素子162がオンのとき、直流電源回路15の正極の出力端→トランス161の一次巻線1610→スイッチング素子162→直流電源回路15の負極の出力端の経路で電流が流れる。このとき、トランス161のコアが磁化される電磁エネルギーの蓄積。ただし、ダイオード163が逆向きに挿入されているため、トランス161の二次巻線1611に誘導電流は流れない。スイッチング素子162がオフに切り替わると、トランス161に蓄積されている電磁エネルギーが放出され、二次巻線1611→ダイオード163→平滑コンデンサ164→二次巻線1611の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ164が充電される。そのため、コンバータ回路16は、スイッチング素子162がオンオフ動作することによって、平滑コンデンサ164の両端に入力電圧平滑コンデンサ156の両端電圧を降圧した出力電圧を発生する。平滑コンデンサ164の両端は一対の出力コネクタ12に接続されており、平滑コンデンサ164の両端電圧は、出力コネクタ12を介して光源負荷3に印加される。ここで、制御回路4は、スイッチング素子162のオンパルス幅1周期当たりのオン時間を可変制御することにより、平滑コンデンサ164の両端に発生する電圧の大きさを調節する。なお、図1の例では、コンバータ回路16は、トランス161の一次巻線1610の両端間に、抵抗165とダイオード166とコンデンサ167が直列に接続され、コンデンサ167に抵抗168が並列に接続されてなる回路を具備している。制御回路4は、図1に示すように、マイコン80を備えており、内部のプログラムにより、コンバータ回路16のスイッチング素子162を駆動するための矩形波信号を発生する。マイコン80は、22番ピンP22に入力される外部調光器6からの調光信号のオンパルス幅に応じて、スイッチング素子162を駆動するための矩形波信号を19番ピンP19から出力するように、プログラムが設定されている。さらに、制御回路4は、マイコン80の19番ピンP19からの出力矩形波信号を受けてスイッチング素子162を実際に駆動するドライバ回路81を備えている。これにより、マイコン80は、外部調光器6からの調光信号を受けて、スイッチング素子162を制御することにより光源負荷3に流れる電流を制御して調光制御を実現する。本実施形態では、3端子レギュレータ79はたとえば東芝社製のTA78L05、マイコン80はRENESAS社製の8ビットマイコン78K0/Ix2、ドライバ回路81はMAXIM社製のMAX15070Aである。なお、このドライブ回路81はスイッチング素子162のゲート端子を電源電圧VC1の正電位に接続するためのP端子図中P_OUTと負電位回路グランドに接続するためのN端子図中N_OUTとを別々に有している。ドライブ回路81のP端子は抵抗R17を介してスイッチング素子162のゲート端子に接続され、ドライブ回路81のN端子は抵抗R18を介してスイッチング素子162のゲート端子に接続されている。ところで、本実施形態の点灯装置1は、調光信号のオンデューティ調光比に応じて、光源負荷3を全点灯させる全点灯状態と、光源負荷3を調光点灯させる調光状態とを切り替えて動作する。ここでいう調光状態は、スイッチング素子162の発振周波数を略固定とし、スイッチング素子162のオンパルス幅を変化させることにより光源負荷3への供給電流を調節する点灯状態である。要するに、制御回路4は、スイッチング素子162を駆動する駆動信号のオンパルス幅を変化させることにより光源負荷3を調光点灯させる調光機能を有している。次に、本実施形態に係る点灯装置1の動作について、図2および図3を参照して説明する。図2では、横軸が外部調光器6からの調光信号のオンデューティ、縦軸が負荷電流光源負荷3へ供給される電流の実効値および300mAを全点灯100としたときの調光比図中の括弧内を表している。まず、調光信号のデューティ比が0~5の区間では、マイコン80は、スイッチング素子162を駆動するための一定の矩形波信号を19番ピンP19より出力する。本実施形態では、このときの矩形波信号は、図3に示すように発振周波数が30kHzつまり1周期が33.3μsでオンパルス幅が7μs、電圧値が5Vに設定されている。ドライバ回路81は、この矩形波信号が入力されることにより、電圧値を15Vに変換した駆動信号をスイッチング素子162のゲートに入力し、スイッチング素子162をオンオフ駆動する。このとき、点灯装置1は全点灯状態で動作しており、光源負荷3には平均が300mAの電流が流れる調光比100。点灯装置1は、調光信号のデューティ比が5に達するまでは、この状態全点灯状態を継続する。次に、調光信号のデューティ比が5~95の区間では、マイコン80は、調光信号のデューティ比の増加に伴い、19番ピンP19から出力する矩形波信号のオンパルス幅を徐々に短くデューティ比を徐々に小さくする。本実施形態では、マイコン80は、発振周波数は既定値30kHzで略一定のまま、オンパルス幅を調光信号のデューティ比に応じて変化させる。マイコン80の出力矩形波信号のオンパルス幅が短くなると、ドライバ回路81を介してコンバータ回路16のスイッチング素子162のゲート端子に入力される駆動信号のオンパルス幅も短くなるので、光源負荷3に供給される電流も小さくなる。ここでは、調光信号のデューティ比が95になると19番ピンP19から出力される矩形波信号のオンパルス幅が0.5μsとなるように、マイコン80のプログラムが設定されている。このとき、点灯装置1は調光状態で動作しており、光源負荷3に流れる平均電流は4.47mA調光比1.49を下限として調節される。なお、この状態で、トランス161の二次巻線1611には30kHzの高周波電流が流れるが、平滑コンデンサ164により平滑されるので、光源負荷3にはリップル脈動が抑制された直流電流が供給されることになる。したがって、点灯装置1は、光源負荷3の調光点灯時であっても、光源負荷3のちらつきを抑制して、たとえばカメラ撮影時に光源負荷3の点滅とシャッタスピード露光時間とが干渉することを回避できる。平滑コンデンサ164の容量は1μFもあれば十分である。また、本実施形態では、点灯装置1は、PWM信号のデューティ比が95以上の区間では、マイコン80の19番ピンP19からの出力をLレベルにしてコンバータ回路16の動作を停止させ、光源負荷3を消灯させている図2参照。ところで、本実施形態の点灯装置1は、上述のようにスイッチング素子162のオンパルス幅を1μs以下具体的には0.5μsまで調節可能であるため、スイッチング素子162の入力容量がスイッチング素子162のオンパルス幅に与える影響が大きくなる。とくに、本実施形態の直流電源回路15の出力電圧は400V以上410Vであり、コンバータ回路16のスイッチング素子162には少なくとも600V以上の耐圧が求められるため、MOSFETでは入力容量が大きく、オンパルス幅に与える影響が大きい。そこで、本実施形態では、コンバータ回路16のスイッチング素子162として、MOSFETに比べて入力容量が小さい絶縁ゲートバイポーラトランジスタ以下、IGBTというを用いている。図4aはスイッチング素子162としてMOSFETを用いた比較例の動作を示し、図4bはスイッチング素子162としてIGBTを用いた本実施形態に係る点灯装置1の動作を示している。図4aでは、横軸を時間軸とし、Idがスイッチング素子162のドレイン電流ドレイン-ソース間電流、Vgsがスイッチング素子162のゲート電圧ゲート-ソース間電圧を表している。図4bでは、横軸を時間軸とし、Icがスイッチング素子162のコレクタ電流コレクタ-エミッタ間電流、Vgeがスイッチング素子162のゲート電圧ゲート-エミッタ間電圧を表している。ここでは、MOSFETとしては、ドレイン-ソース間電圧の絶対最大定格耐圧が800V、ドレイン電流直流Idの絶対最大定格が11A、入力容量が1690pFに規格されたパワーデバイスが用いられている。一方、IGBTとしては、コレクタ-エミッタ間電圧の絶対最大定格耐圧が900V、コレクタ電流直流Icの絶対最大定格が5.4A、入力容量が402pFに規格されたパワーデバイスが用いられている。なお、ここではドライブ回路81のP端子とスイッチング素子162のゲート端子との間に挿入された抵抗R17の抵抗値は33Ω、ドライブ回路81のN端子とスイッチング素子162のゲート端子との間に挿入された抵抗R18の抵抗値は10Ωに設定されている。スイッチング素子162にMOSFETを用いた比較例では、スイッチング素子162の入力容量が比較的大きい1690pFため、図4aに示すように、実際にゲート端子に印加されているゲート電圧Vgsは入力容量の影響で波形が鈍る。そのため、制御回路4からゲート端子に入力される駆動信号がLレベルになっても、実際にドレイン電流がゼロになるのに約800nsの時間遅れを生じ、スイッチング素子162の実際のオンパルス幅は駆動信号のオンパルス幅に比べて長くなる。したがって、光源負荷3に供給される電流が十分に低減されず、本比較例では駆動信号のオンパルス幅が0.5μsのときに光源負荷3に流れる電流は13.8mA調光比4.6となる。これに対して、スイッチング素子162にIGBTを用いた本実施形態では、スイッチング素子162の入力容量が比較的小さい402pFため、図4bに示すように、実際にゲート端子に印加されているゲート電圧Vgeの波形の鈍り具合が低減される。そのため、制御回路4からゲート端子に入力される駆動信号がLレベルになって、実際にコレクタ電流がゼロになるまでの時間遅れは約400nsまで改善され、スイッチング素子162の実際のオンパルス幅は駆動信号のオンパルス幅に近くなる。したがって、光源負荷3に供給される電流が十分に低減されることになり、本実施形態では駆動信号のオンパルス幅が0.5μsのときに光源負荷3に流れる電流は上述のように4.47mA調光比1.49となる。このように、本実施形態の点灯装置1は、スイッチング素子162にIGBTを用いることによって、MOSFETを用いる場合に比較して、より深い調光低い調光比を実現できるという利点がある。以上説明した本実施形態の点灯装置1によれば、スイッチング素子162として入力容量が比較的小さいIGBTを用いることにより、スイッチング素子162を駆動する駆動信号のオンパルス幅が十分に短い場合でも、入力容量の影響が小さくなる。とくに、本実施形態では、直流電源回路15の出力電圧が高く400V以上、コンバータ回路16のスイッチング素子162として高耐圧600V以上のパワーデバイスが要求される。この場合、一般的なMOSFETでは入力容量が大きくなるので、IGBTを用いることによりMOSFETに比べて格段に入力容量を小さくできる。これにより、駆動信号のオンパルス幅がたとえば1μs以下であっても、実際にスイッチング素子162がオフするタイミングの入力容量に起因した時間遅れを抑制することができ、スイッチング素子162の実際のオンパルス幅が駆動信号に近くなる。その結果、点灯装置1は、駆動信号のオンパルス幅を短くすることにより光源負荷3に流れる電流を十分に低減でき、より深い調光制御が可能になる。また、上記点灯装置1では、スイッチング素子162の入力容量がばらついてもスイッチング素子162のオンパルス幅への影響が小さいので、調光時に光源負荷3に流れる電流を一定に保つための電流フィードバックの構成が不要になる、という利点もある。ここで、駆動信号のオンパルス幅の調節範囲は、下限値が0.5μsであることは必須ではなく、点灯装置1としての動作に支障がない範囲で、少なくとも下限値が1μs以下となるように設定されていればよい。また、駆動信号のオンパルス幅を短くすることにより実現可能な調光制御の範囲は、光源負荷3からの光出力が全点灯時の数1~9程度まで低減されるように設定されていればよい。さらに、コンバータ回路16のスイッチング素子162として用いられるIGBTは、上記の仕様に限らず、点灯装置1としての動作に支障がない範囲で、少なくとも耐圧が600V以上、入力容量が500pF以下となるように適宜仕様が変更される。また、点灯装置1は、電源投入時や垂下の際の逆電流防止のために、スイッチング素子IGBT162のコレクタ-エミッタ間に逆向きにファストリカバリダイオードが接続されていてもよい。なお、点灯装置1に入力される調光信号は、本実施形態ではデューティ比可変の矩形波であるが、これに限らずたとえば電圧値可変の直流電圧であってもよい。この場合、マイコン80は、調光信号の振幅電圧値を読み込んで矩形波信号のデューティ比を調整して調光制御を実現する。また、点灯装置1は、調光信号線5から調光信号を入力する構成に限らず、たとえば赤外線受光モジュールを設け、赤外線通信により調光信号を受信する構成であってもよい。実施形態2本実施形態では、実施形態1で説明した点灯装置1と、半導体発光素子LEDモジュールからなる光源負荷3とを備えた照明器具について説明する。以下、実施形態1と同様の構成には共通の符号を付して適宜説明を省略する。この照明器具10は、図5に示すように、LEDモジュール光源負荷330の器具筐体32とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置1を収納し、リード線31を介してLEDモジュール30と点灯装置1とが接続されている。これにより、照明器具10は、LEDモジュール30の薄型化が可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置1の設置場所の自由度が高くなる。図5の例では、器具筐体32は、下面が開放されたたとえばアルミダイカスト等の金属製の有底円筒状の筐体であって、開放面下面が光拡散板33にて覆われている。LEDモジュール30は、基板34の一面に複数個図では3個のLED35が実装されてなり、器具筐体32内に光拡散板33と対向する向きで配置されている。器具筐体32は、天井100に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置1に、リード線31およびコネクタ36を介して接続されている。なお、照明器具10は、電源ユニットとしての点灯装置1がLEDモジュール30とは別体のケースに収納される電源別置型の構成に限らず、LEDモジュール30と同一の筐体に点灯装置1を収納した電源一体型の構成であってもよい。さらに、実施形態1で説明した点灯装置1は、照明器具10に限らず、各種の光源、たとえば液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどに用いられてもよい。また、点灯装置1からの電力供給を受けて発光する光源負荷3は、発光ダイオードLEDに限らず、たとえば有機EL素子や半導体レーザ素子などの半導体発光素子であってもよい。"