制限増幅器LAによって出力される差動データ信号を、ミラー増幅器を有するフィルタにおいて受領する段階であって、前記差動データ信号は、少なくとも部分的には前記LAに加えられる閾値調整信号から帰結する出力直流DCオフセットまたは前記LAの一つまたは複数の物理的な特性によって引き起こされる固有DCオフセットを含む、段階と;前記閾値調整信号に基づいて補償信号を生成する段階であって、前記補償信号の極性は前記閾値調整信号または前記DCオフセットの極性とは逆であり、前記補償信号の大きさは前記閾値調整信号の大きさの関数である、段階と;前記ミラー増幅器の一つまたは複数の増幅段をその線形動作領域に保持するために、前記DCオフセットを補償するよう前記ミラー増幅器の内部ノードに前記補償信号を導入する段階とを含む、方法。前記フィルタによって前記出力DCオフセットを感知する段階と、感知された出力DCオフセットを、前記出力DCオフセットを打ち消すよう負帰還において前記フィルタから前記LAの入力段に伝える段階とをさらに含む、請求項1記載の方法。前記固有DCオフセットを引き起こす前記LAの前記物理的な特性の一つまたは複数が、前記LAにおける一つまたは複数のトランジスタの一つまたは複数の寸法またはドーピング特性を含む、請求項1記載の方法。前記補償信号の大きさが前記閾値調整信号の大きさの所定の割合である、請求項1記載の方法。前記閾値調整信号が前記LAのスライスレベルを実現する、請求項1記載の方法。前記フィルタは低域通過フィルタであり、前記ミラー増幅器は前記フィルタのキャパシタンスを1Av倍に増幅し、Avは前記ミラー増幅器の開ループ利得である、請求項1記載の方法。前記ミラー増幅器が:第一の増幅器段と;第二の増幅器段と;前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のnmos差動ペアと;前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のpmos差動ペアとを有する、請求項1記載の方法。前記閾値調整信号の極性が正である場合、生成される補償信号の極性は負であり、前記内部ノードの電圧は下げられ;前記閾値調整信号の極性が負である場合、生成される補償信号の極性は正であり、前記内部ノードの電圧は上げられる、請求項7記載の方法。当該方法がさらに、前記補償信号と等しい大きさおよび前記補償信号の極性と逆の極性をもつ相補補償信号を生成する段階を含み、前記ミラー増幅器が第一の内部ノードおよび第二の内部ノードを有し、前記第一の内部ノードおよび前記第二の内部ノードのうち、前記補償信号が導入される内部ノードは、前記閾値調整信号の極性に依存する、請求項8記載の方法。前記閾値調整信号の極性が正である場合は、生成される補償信号の極性は負であり、前記第一の内部ノードの電圧は下げられ、生成される相補補償信号の極性は正であり、前記第二の内部ノードの電圧は上げられ、前記閾値調整信号の極性が負である場合は、生成される補償信号の極性は正であり、前記第一の内部ノードの電圧は上げられ、生成される相補補償信号の極性は負であり、前記第二の内部ノードの電圧は下げられる、請求項9記載の方法。制限増幅器LAによって出力される差動データ信号を受領するよう構成された、ミラー増幅器を有するフィルタであって、前記差動データ信号は、少なくとも部分的には前記LAに加えられる閾値調整信号から帰結する出力直流DCオフセットまたは前記LAの一つまたは複数の物理的な特性によって引き起こされる固有DCオフセットを含む、フィルタと;前記閾値調整信号に基づいて補償信号を生成するよう構成された電流発生器であって、前記補償信号の極性は前記閾値調整信号または前記DCオフセットの極性とは逆であり、前記補償信号の大きさは前記閾値調整信号の大きさの関数である、電流発生器とを有する回路であって;前記補償信号は、前記ミラー増幅器の一つまたは複数の増幅段をその線形動作領域に保持するために、前記DCオフセットを補償するよう前記ミラー増幅器の内部ノードに導入される、回路。前記フィルタが前記出力DCオフセットを感知し、感知された出力DCオフセットを、前記出力DCオフセットを打ち消すよう負帰還において前記LAの入力段に伝えるよう構成されている、請求項11記載の回路。前記固有DCオフセットを引き起こす前記LAの前記物理的な特性の一つまたは複数が、前記LAにおける一つまたは複数のトランジスタの一つまたは複数の寸法またはドーピング特性を含む、請求項11記載の回路。前記補償信号の大きさが前記閾値調整信号の大きさの所定の割合である、請求項11記載の回路。前記閾値調整信号が前記LAのスライスレベルを実現する、請求項11記載の回路。前記フィルタは低域通過フィルタであり、前記ミラー増幅器は前記フィルタのキャパシタンスを1Av倍に増幅し、Avは前記ミラー増幅器の開ループ利得である、請求項11記載の回路。前記ミラー増幅器が:第一の増幅器段と;第二の増幅器段と;前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のnmos差動ペアと;前記第一の増幅器段と前記第二の増幅器段の間のpmos差動ペアとを有する、請求項11記載の回路。前記閾値調整信号の極性が正である場合、前記電流発生器は、前記内部ノードの電圧を下げる負の極性をもつ補償信号を生成し;前記閾値調整信号の極性が負である場合、前記電流発生器は、前記内部ノードの電圧を上げる正の極性をもつ補償信号を生成する、請求項17記載の回路。前記電流発生器がさらに、前記補償信号と等しい大きさおよび前記補償信号の極性と逆の極性をもつ相補補償信号を生成するよう構成されており、前記ミラー増幅器が第一の内部ノードおよび第二の内部ノードを有し、前記第一の内部ノードおよび前記第二の内部ノードのうち、前記補償信号が導入される内部ノードは、前記閾値調整信号の極性に依存する、請求項18記載の回路。前記閾値調整信号の極性が正である場合は、生成される補償信号の極性は負であり、前記第一の内部ノードの電圧は下げられ、生成される相補補償信号の極性は正であり、前記第二の内部ノードの電圧は上げられ、前記閾値調整信号の極性が負である場合は、生成される補償信号の極性は正であり、前記第一の内部ノードの電圧は上げられ、生成される相補補償信号の極性は負であり、前記第二の内部ノードの電圧は下げられる、請求項19記載の回路。従来技術の課題を解決する。請求項記載の手段によって解決する。個別的な諸実施形態は、集積された制限増幅器LA回路において使用される低域通過フィルタにおいて、該LA回路における固有DCオフセットまたは閾値調整スライスレベル調整としても知られるから帰結するDCオフセットの存在のもとでループ線形性を維持するための電子回路、装置、システムまたは方法に関する。個別的な諸実施形態は、LA回路中の低域通過フィルタであって、当該低域通過フィルタのキャパシタンスを増幅するためのミラー増幅器またはミラーループを含む、低域通過フィルタに関する。個別的な諸実施形態では、ミラーループにおける線形性を維持するために、加えられる閾値調整電流と逆極性の電流がミラーループの内部ノード中に注入される。個別的な諸実施形態では、ミラーループ中に注入される電流の大きさは、閾値調整電流の大きさに対する、静的に事前決定されるまたは動的に決定されるある割合である。個別的な諸実施形態では、ミラーループによるキャパシタンス増幅は、LA回路中のDCオフセットの大きさによらずに維持される。個別的な諸実施形態では、ループ線形性を、よって低域通過フィルタにおけるキャパシタンス増幅を維持することによって、固有DCオフセットか閾値調整かに関わりなく、諸動作条件を通じて、LA回路の低周波数カットオフ仕様が満たされることが保証される。個別的な諸実施形態は、光通信において利用されるシリアル化解除器デシリアライザ内のLA回路に関する。しかしながら、代替的な実施形態は、適宜、他の具体的な用途や光通信でない用途たとえば電子を使う有線通信で利用されてもよい。個別的な諸実施形態は、高速通信システムたとえば10ギガビット毎秒Gbsより大きなデータビットレートにおいて、一層個別的な実施形態では、20Gbsまたは40Gbsまたはそれを超えるデータレートをもつ通信システムにおいて利用されてもよい。さらに、ここでの用法では、またははまたはのほかにおよびを含意することもある。つまり、またはは、明示的に述べられているか暗黙的に含意されているのでない限り、必ずしもおよびを除外するものではない。図1は、増幅回路102、低域通過フィルタ回路104LPF104、閾値調整電流発生器106およびフィードバック増幅器回路AFB108を含む例示的なLA回路アーキテクチャ100LA100を示している。ある例示的実施形態では、LA100は、20Gbsのデータレートをもつデータストリームを処理するよう構成されている。個別的な諸実施形態では、LA100はトランスインピーダンス増幅器から差動入力データ信号を受け取る。個別的な諸実施形態では、差動入力データ信号は、約20Gbsのデータレートをもち、第一の入力データ信号ストリーム成分DINおよび第二の入力データ信号ストリーム成分DINXを含むここで、DINXはDINの相補信号である。個別的な諸実施形態では、LA100は、入力データ信号と同じデータレートをもち、第一の出力データ信号ストリーム成分DOUTXおよび第二の出力データ信号ストリーム成分DOUTXを含むここで、DOUTXはDOUTの相補信号であるを含む差動出力データ信号を出力する。個別的な諸実施形態では、閾値調整電流発生器106は閾値調整入力信号THADJあるいは、後述するように、閾値調整入力信号に基づく信号を受け取るよう構成されている。閾値調整電流発生器106はこれを使って閾値調整またはスライス調整出力信号ITHを決定して出力し、そのITHが次いでAFB108に入力される。するとAFB108は、差動フィードバック電圧信号VFBおよびVFBXを生成しここで、VFBXはVFBの相補信号、次いでこれらがLA100のスライスレベルを調整するために増幅回路102に入力される。個別的な諸実施形態では、LPF104は、抵抗器、コンデンサおよび該コンデンサのまわりに含められるフィードバックループを有している。このフィードバックループは典型的にはミラーループとして知られる。ミラーループの称は、LPF104の有効キャパシタンスを増幅するためにフィードバックミラー効果を利用することによる。上記のように、より小さな達成可能なシリコンまたは他のチップ面積において大きな必要とされるキャパシタンスを生成するために、LPF104の有効キャパシタンスをフィードバックにより増大させるために、LPF104においてミラーループが使われる。具体的には、ミラーループを使って、LPF104のキャパシタンスは1Av倍に増大されうる。ここで、Avはミラーループをなす一つまたは複数の増幅器まとめてミラー増幅器と称されるの全利得である。所望されるキャパシタンス増幅を実現するためには、ミラー増幅器のまわりのフィードバックループは、線形のままであるべきである。ループが非線形になったら、利得Avが減少し、結果として、LPF104の増幅されたキャパシタンスも減少する。背景として、光受信器において動作するLAは典型的には、LAの閾値またはスライスレベル、すなわちデータ信号が論理的な1または論理的な0であると判断される判定電圧を制御する機構を含んでいる。閾値レベルは、LA中に人工的なオフセットを導入する閾値調整信号に基づいて調整されてもよい。例として、図2に示されるように、LA100への入力信号DINが有意に歪んでいるたとえば、信号が不均等なノイズ分布をもつ場合、LAの出力において最適な信号を生成するために、潜在的には大きな閾値調整VTHが必要とされる。図2では、曲線111は論理的な1の値をもつビットについてのノイズ分布を示し、曲線113は論理的な0の値をもつビットについてのノイズ分布を示し、曲線115はデフォルトのスライスする閾値すなわち、論理的な0と論理的な1の中間を示し、線117は閾値調整で達成される最適なスライス閾値を示す。しかしながら、大きな閾値調整VTHがLA100に、より詳細には増幅回路102に適用されるとき、LPF104中のミラーループへの入力においても大きなオフセットが加えられることになる。このため、ミラー増幅器が非線形な領域で動作することがあり、よってキャパシタンス増幅を低下させる。さらに、LA100が最初から大きな固有DCオフセットをもつ場合たとえば上記のような装置またはコンポーネントのミスマッチのため、LPF104内のミラーループの入力に加えられるオフセットは、LAに加えられる閾値調整とは関わりなく、やはり、ミラー増幅器に非線形領域で動作させるのに十分な振幅であることがある。いずれにせよ、LAに存在するオフセットがあれば、それは――固有のものだろうと適用される閾値調整によって引き起こされるのであろうと――典型的にはたとえば20ないし30デシベルdBの、大きな全LA利得によって増幅され、その後、LPF104の入力に現れ、ミラー増幅器の利点を無にしてしまう。図3は、LPF104として使うのに好適であり、ミラーループを含む例示的な低域通過フィルタのシミュレートされた周波数応答を示している。図3に示されるように、ミラーループのミラー増幅器がその線形領域で動作する場合には、キャパシタンス増幅は最大化でき、低域通過フィルタの周波数応答は曲線301に従いうる。ミラー増幅器が飽和しはじめると、キャパシタンス増幅は低下し、低域通過フィルタの周波数応答は曲線303に従う。最後に、ミラー増幅器が完全に飽和するまたは作用がなくなると低域通過フィルタのキャパシタンスは増幅されず、低域通過フィルタの周波数応答は曲線305に従いうる。図4は、ミラー増幅器を含む低域通過フィルタたとえばLPF104を組み込む例示的なLA回路たとえばLA100の周波数応答を示している。図4に示されるように、ミラー増幅器がその線形領域で動作する場合には、キャパシタンス増幅は最大化でき、LAの周波数応答は曲線307に従いうる。ミラー増幅器が飽和しはじめると、キャパシタンス増幅は低下し、LAの周波数応答は曲線309に従う。最後に、ミラー増幅器が完全に飽和するまたは作用がなくなると低域通過フィルタのキャパシタンスは増幅されず、LAの周波数応答は曲線311に従いうる。閾値調整から帰結するDCオフセットを補償する際のミラー増幅器の効果または重要性をさらに例証するため、図5は、例示的な低域通過フィルタたとえばLPF104の帯域幅を、加えられる閾値調整電圧VTHの関数として示すプロットを示している。図のように、低域通過フィルタの帯域幅は、閾値調整信号の大きさが増すにつれて増加するこれは望ましくない。図5の横軸の単位はボルト、より詳しくはミリボルトmVであるが、これは単に説明目的のためであり、帯域幅の振る舞いを閾値調整信号の関数として図示するためには、任意の好適な単位が閾値調整信号のデジタル的な性質を反映するために使用されてもよいことを注意しておく。図6は、例示的な低域通過フィルタたとえばLPF104の、閾値レベルが意図的に調整された例示的なLAによって生成される出力信号に応じる周波数応答を示している。キャパシタンスを増幅するためにミラーループが使われるが、ミラー増幅器がその飽和領域に遷移するとき、周波数応答は曲線315を取る。しかしながら、ミラーループの線形性を維持するために閾値調整電流ITHとして逆極性の補正電流ICORRが加えられる場合には、閾値調整があるもとで補正電流ICORRがミラー増幅を、よってフィルタの帯域幅も回復するよう機能するので、図9~図11を参照して後述するように、周波数応答は曲線317を取る。さらに、図7は、加えられる閾値調整電圧の関数として、例示的なLA回路の出力電圧オフセットを示すプロットを示している。LA100に、より詳細には増幅回路102に閾値調整が適用されるとき、低域通過フィルタ104の入力であるLAの出力にオフセットが現れる。このオフセットのサイズは入力振れ幅inputswingに依存する。すなわち、所与の閾値調整の大きさに対しては、閾値振れ幅が小さいほどオフセットは大きい。オフセットが増すにつれ、ミラー増幅器の利得Avは低下し、フィルタの帯域幅を増加させるこれは望ましくない。図8は、増幅回路102、LPF104、閾値調整電流発生器106およびAFB108を含むLA100の例示的な回路実施形態を示している。図示した実施形態では、増幅回路102は、八つの電流モード論理CMLcurrentmodelogic電圧利得段210、入力終端抵抗器212、二進‐温度計コード復号器218および信号強度インジケータ回路220を含む。図示した実施形態では、最初の利得段210は、AFB108から補償信号VFBおよびVFBXを含むさまざまな入力を受け取る二つの差動段210aおよび210bに分割される。図9は、LPF104の例示的な回路実施形態を示している。個別的な諸実施形態では、LPF104はRCフィルタであり、コンデンサ222は、それらの有効キャパシタンスを増幅するミラーフィードバックループに包まれている。フィードバックループの入力から見たキャパシタンスはCIN=Cであり、ここで、Avはミラー増幅器すなわち、ミラーフィードバックループに囲まれる諸増幅器の全電圧利得であり、図示した実施形態ではA1×A2である。ここで、A1およびA2はそれぞれ増幅器224および226の利得である一例では、A1=A2=16dB。よって、LPF104のRC時定数は2π×R×Cとなり、ここで、Cは各コンデンサ222のキャパシタンス、Rは各抵抗器228の抵抗である。ある例示的実施形態では、コンデンサ222は、単位サイズのPpolyのコンデンサフィンガーcapacitorfingerのアレイを使って実装され、増幅器224および226は抵抗装荷されたresistivelyloadedCML増幅器である。ある例示的実施形態では、R=107キロオームkΩ、C=160ピコファラドpFである。図示した実施形態では、LPF104はさらに、二つの利得段224および226の間に置かれた、nmosn型の金属‐酸化物‐半導体電界効果トランジスタMOSFETおよびpmosp型のMOSFETの差動ペア230および232をそれぞれ含む。差動ペア230は、nmos電流源238によってバイアスされ、差動ペア232はpmos電流源240によってバイアスされる。電流源238および240の大きさは等しい。個別的な諸実施形態では、差動ペア230および232はそれぞれ、互いに同じ大きさだが逆の極性をもつ電流源238および240から、フィードバック補償信号ICORRNおよびICORRPまとめてICORRと称されるを注入する。ここで、前記大きさは、AFB108においてフィードバックループ中に注入される閾値調整電流ITHの関数であり、ICORRがLPF104のミラーループに注入される極性はAFB108においてITHが注入される極性の逆である。よって、適用される閾値調整が正であれば、信号dirdirection方向のdirは論理的な1に設定され、dirxは論理的な0に設定され、差動ペア230はICORRNをnmos電流源238からフィードバックループのノード234中に注入してノード234での電圧を下げ、差動ペア232はICORRPをpmos電流源240からノード236中に注入してノード236での電圧を上げる。一方、適用される閾値調整が負であれば、信号dirは論理的な0に設定され、dirxは論理的な1に設定され、差動ペア230はICORRNをnmos電流源238からフィードバックループのノード236中に注入してノード236での電圧を下げ、差動ペア232はICORRPをpmos電流源240からノード234中に注入してノード234での電圧を上げる。これは図9に示されている。ループが線形のままである限りすなわち、ミラー増幅器224および226がその線形領域で動作する限り、有効キャパシタンスはCに増加する。増幅回路102が大きな固有オフセットたとえば装置またはコンポーネントのミスマッチによって引き起こされるまたは大きな閾値レベル調整をもつ場合、ループの入力には、すなわちDOUTXとDOUTとの間には、潜在的に大きなDC電圧オフセットが現れる。このDCオフセットは増幅器224および226によって増幅され、ミラーループを飽和させ、有効キャパシタンスのミラー増幅を低下させる。よって、ICORR電流注入の極性を制御するデジタル信号であるゲート電圧dirおよびdirxdirの相補信号をもつ差動ペア230および232は、それぞれ電流源238および240から電流ICORRNおよびICORRPを注入して、ループ特に増幅器224および226が飽和するすなわち、非線形動作領域に移ることを防ぐ。すなわち、適用される閾値調整が正である場合、dirは論理的な高でありdirxは論理的な低、差動ペア230は、電流源238のICORRNをノード234に注入することによってノード234において電圧を引き下げ、一方、差動ペア232は、電流源240のICORRPをノード236に注入することによってノード236において電圧を上げる。逆に、適用される閾値調整が負である場合は、dirは低でありdirxは高、差動ペア232は、電流源240のICORRPをノード234に注入することによってノード234において電圧を上げ、一方、差動ペア230は、電流源238のICORRNをノード236に注入することによってノード236において電圧を下げる。このようにして、差動ペア230および232は、ノード234または236の一方を上げつつ、それらのノードの他方を下げ、それにより増幅器224と226の間の一定の共通モード電圧を維持する。図示した実施形態では、ICORRNおよびICORRPの大きさは等しく、ITHNとITHPの大きさは等しく、閾値調整信号THADJによって決定される。ある個別的な実施形態では、閾値調整信号THADJは8ビット制御語であり、その最上位ビットが閾値レベル調整の極性を制御し、下位の7ビットがその大きさを制御する。これら低位7ビットは二進‐温度計コード復号器218によって127ビットの温度計コードの符号語に変換され、次いでその符号語が閾値調整電流発生器106に入力される。閾値調整電流発生器106は、二進‐温度計コード復号器218から受領された127ビットで符号化された語に基づいて、電流信号ITHすなわち、ITHNおよびITHP、以下ではまとめてITHとも称するおよびICORRすなわち、ICORRNおよびICORRP、以下ではまとめてICORRとも称するを出力する。ある例示的実施形態では、ITHの大きさは、THADJに基づいて20マイクロアンペアμAのきざみ127段階において0から254ミリアンペアmAまで調整される。より特定的には、二進‐温度計コード復号器218から受領された127ビットで符号化された語に基づいてであり、この符号語のほうはTHADJの低位7ビットからの7ビット制御語に基づく。ある例示的実施形態では、ICORRの大きさは、THADJに基づいて40μAずつの15段階において0から600μAまで段階上昇させられる。ここでもまた、より特定的には、二進‐温度計コード復号器218から受領された127ビットで符号化された語に基づいてであり、この符号語のほうはTHADJの低位7ビットからの7ビット制御語に基づく。より特定的には、127ビットの制御語の15番目ごとのビットが閾値調整電流発生器106における40μAの単位電流源を有効にしたり無効にしたりする。記載される実施形態において、補正信号ICORRの大きさは、加えられる閾値調整信号ITHの固定した所定の関数割合にされたが、この関数はプログラム可能にされてもよく、よって動的に変更されてもよい。上記のように、注入される電流ICORRPおよびICORRNはノード234または236の一方を引き下げつつ、それらのノードの他方は高く引き上げられ、それにより共通モードcommonmode電圧VCMをたとえば09ボルトVの不変の電圧に維持する。これは、ITHの大きさとは独立な、LA入力のための終端電圧である。より特定的には、図8に示した実施形態において、LPF104の出力、すなわちVLPFおよびVLPFXVLPFの補信号はフィードバック増幅器AFB214の入力に供給される。フィードバック増幅器AFB214は、ある例示的実施形態では、抵抗装荷されたCML増幅器を有し、図9に示されるLPF104の差動ペア構造と同様の差動ペア構造をも含む。図10は、AFB108の例示的な実施形態を示している。図示した実施形態では、AFB108は、CML増幅器242を含み、CML増幅器242の構成トランジスタは、それらの寸法またはドーピング特性における変動の効果を最小にするため、大きなゲート長で描かれたdrawn。より詳細には、AFB108はnmos電流源256をもつnmos差動ペア244およびpmos電流源258をもつpmos差動ペア246を含む。これらが一緒になって、閾値レベル調整電流ITHPおよびITHNを注入することによって、ゲート電圧dirおよびdirx差動ペア230および232に加えられるのと同じゲート電圧に基づいてノード248および250における電圧、つまりVFBおよびVFBXを上げたり下げたりして、共通モード電圧VCMを維持する。図示した実施形態では、共通モード電圧VCMは、それぞれ一例では10kΩの抵抗をもつ二つの抵抗器260を使って感知される。次いで、共通モード電圧VCMおよびDC電圧信号VFBおよびVFBXは図8に示されるように、LA入力としてフィードバックされる。特に、DC電圧信号VFBおよびVFBXは、増幅回路102の第一段段210aおよび210bを含むでLA入力が比較される対象となる信号である。共通モード電圧VCMとは対照的に、DC電圧信号VFBおよびVFBXの大きさはITHの大きさに依存することを注意しておくべきである。たとえば、dirが論理的な高、dirxが論理的な低である場合、差動ペア242における左のnmosトランジスタ252は電流源256からの電流ITHNをノード248に向け、それによりVFBを下げる。一方、差動ペア244における右のpmosトランジスタ254は電流源258からの電流ITHPをノード250に向け、それによりVFBXを上げる。しかしながら、ここでもまた、共通モード電圧VCMは不変のままとなる。つまり、LA入力は、加えられる閾値調整とは独立した、所望されるVCM電圧レベルで終端される。本開示は、本稿における例示的な実施形態に対する、当業者が把握するであろうあらゆる変更、置換、変形、改変および修正を包含する。同様に、適切な場合には、付属の請求項は、本稿における例示的な実施形態に対する、当業者が把握するであろうあらゆる変更、置換、変形、改変および修正を包含する。