光信号を受信し第1の光電流に変換する第1の受光素子と、前記第1の光電流を信号電圧に変換する信号電圧生成部と、前記光信号を受信し第2の光電流に変換する第2の受光素子と、前記第2の光電流を基準電圧に変換する基準電圧生成部と、前記基準電圧の信号成分を遅延低減する遅延要素と、前記信号電圧と、前記基準電圧に基づく閾値電圧と、を比較する比較器と、を備えたことを特徴とする受信回路。前記遅延要素は、前記基準電圧生成部と、前記比較器と、の間に設けられたローパスフィルタであることを特徴とする請求項1記載の受信回路。前記基準電圧生成部は、トランスインピーダンスアンプを含み、前記遅延要素は、前記トランスインピーダンスアンプに付加された帰還容量であることを特徴とする請求項1記載の受信回路。前記基準電圧のピークレベルを検出するレベル検出部と、前記レベル検出部で検出された前記ピークレベルに基づいて前記閾値電圧をシフトするレベルシフト部と、をさらに備えたことを特徴とする請求項1~3に記載の受信回路。前記基準電圧のピークレベルを検出するレベル検出部と、前記レベル検出部で検出された前記ピークレベルに基づいて前記信号電圧のレベルをシフトするレベルシフト部と、をさらに備えたことを特徴とする請求項1~3に記載の受信回路。本発明の実施形態は、光信号の変動に起因する誤動作を抑制することが可能な受信回路を提供する。実施形態に係る受信回路は、光信号を受信し第1の光電流に変換する第1の受光素子と、前記第1の光電流を信号電圧に変換する信号電圧生成部と、前記光信号を受信し第2の光電流に変換する第2の受光素子と、前記第2の光電流を基準電圧に変換する基準電圧生成部と、前記基準電圧の信号成分を遅延低減する遅延要素と、前記信号電圧と、前記基準電圧に基づく閾値電圧と、を比較する比較器と、を備える。以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、図面中の同一部分には同一番号を付してその詳しい説明は適宜省略し、異なる部分について適宜説明する。第1の実施形態図1は、第1の実施形態に係る受信回路100を例示する模式図である。受信回路100は、例えば、フォトカプラーの受信部を構成する。図1aに示すように、受信回路100は、光信号を受信する第1の受光素子であるフォトダイオード3と、第2の受光素子であるフォトダイオード7と、を備える。フォトダイオード3は、信号電圧生成部5の入力側に接続される。そして、フォトダイオード3は、光信号を第1の光電流IPD1に変換し、その光電流IPD1は、信号電圧生成部5において信号電圧VSに変換される。一方、フォトダイオード7は、基準電圧生成部9の入力側に接続され、光信号を第2の光電流IPD2に変換する。基準電圧生成部9は、光電流IPD2を第1の基準電圧VREF1に変換して出力する。基準電圧生成部9の出力であるVREF1は、遅延要素である遅延回路15に入力される。遅延回路15からは、VREF1の信号成分が低減され所定の時間遅れを持った第2の基準電圧VREF2が出力される。そして、VREF2にオフセット電圧VOSが付加された閾値電圧VTHが、比較器であるコンパレータ13に入力される。コンパレータ13は、信号電圧VSを閾値電圧VTHと比較し、その大小関係に対応したパルス信号を出力する。そして、コンパレータ13の出力VOUTは、出力回路17を介して図示しない外部回路に出力される。遅延回路15としては、例えば、ローパスフィルタを用いることができる。また、遅延回路15の出力と、コンパレータ13の入力との間に設けられた定電圧回路21により、オフセット電圧VOSが付加される。出力回路17には、例えば、CMOSインバータなどを用いることができる。図1bは、信号電圧生成部5を例示する模式図である。信号電圧生成部5は、例えば、トランスインピーダンスアンプTIAであり、インバータアンプ25と、その出力を入力側にフィードバックする帰還抵抗Rとを含む。そして、信号電圧生成部5は、フォトダイオード3の光電流IPD1を、次式1で表される信号電圧VSに変換して出力する。VS=R×IPD11基準電圧生成部9も同様の構成を有し、フォトダイオード7の光電流IPD2を、次式2で表される基準電圧VREF1に変換する。VREF1=R×IPD22本実施形態に係る受信回路100は、信号電圧VSのピーク値が基準電圧VREF1のピーク値よりも高くなるように設ける。例えば、フォトダイオード7の受光感度を、フォトダイオード3の受光感度よりも低くして、IPD2をIPD1よりも小さくする。例えば、同一構造の2つのフォトダイオードを同じウェーハ上に設け、一方の受光面の一部を遮蔽して受光感度を低下させフォトダイオード7とする。そして、信号電圧VSと、基準電圧VREF1に基づく閾値電圧VTHと、をコンパレータ13で比較することにより、フォトダイオード3の暗電流によるオフセットや、回路的なバラツキに起因する無信号時のバイアスによる信号電圧VSのズレを補償することができる。また、基準電圧生成部9におけるTIA25のゲインを好適に設定し、基準電圧VREF1が信号電圧VSを超えないように調整しても良い。このように、本実施形態に係る受信回路100では、コンパレータ13の閾値電圧VTHが光信号に追随して変化する。これにより、光信号の変動に起因する誤動作を抑制することができる。例えば、図7は、比較例に係る受信回路の動作を示すタイムチャートである。図7aは、光信号の強度が高い場合の信号電圧VSと閾値電圧VTHの関係を示している。図7bは、光信号の強度が低い場合の信号電圧VSと閾値電圧VTHの関係を示す。図7cは、コンパレータの出力信号VOUTを示している。比較例に係る受信回路では、コンパレータの比較入力として固定された閾値電圧VTHが与えられる。このため、光信号の強度が高い場合には、図7aに示すように、信号電圧VSに対して閾値電圧VTHのレベルが低くなる。一方、光信号の強度が低い場合には、図7bに示すように、信号電圧VSに対する閾値電圧VTHのレベルが高くなる。図7a中にAで示し、図7b中にBで示すポイントは、信号電圧VSの立ち下がり時における信号電圧VSと閾値電圧VTHのクロスポイントであり、このタイミングでコンパレータの出力がスイッチングされる。光信号を光電流に変換するフォトダイオードでは、光が消えた後でも内部に発生した電荷が残り、信号波形の立下りが伸びる尾引き現象がある。このため、光信号の強度により、図7aに示すクロスポイントAと、図7bに示すクロスポイントBとの間に時間差が生じる。そして、図7cに示すように、コンパレータの出力信号VOUTのパルス幅が変化する。このような、パルス幅の変化は、光信号が高速になり出力信号VOUTのパルス間隔が狭くなると誤動作を生じる要因となる。例えば、数10MHz~100MHzの高速光信号を受信する際に、光信号の強度が高く閾値電圧VTHが相対的に低いと、信号電圧VSの尾引きによりコンパレータのスイッチングに遅れが生じる。そして、信号電圧VSがクロスポイントのレベルまで低下する前に次の光パルスが受信され、コンパレータの出力がスイッチングされない誤動作が生じる場合がある。さらに、回路の寄生容量に起因する周波数特性の劣化により、信号電圧VSの波形が鈍ることがある。このような場合にも、立ち下り時のスイッチングのタイミングが光信号の強度により変動し、誤動作を生じることがある。これに対し、本実施形態に係る受信回路100では、閾値電圧VTHが光信号の強度に追随して変化するため、上記のような誤動作を抑制することができる。次に、図2を参照して、受信回路100の動作を説明する。図2aは、信号電圧VSを示すタイムチャートである。図2bは、基準電圧VREF1を示し、図2cは、遅延回路15の出力である基準電圧VREF2を示している。図2dは、信号電圧VSおよび閾値電圧VTHを重ねて示すタイムチャートである。図2eは、出力電圧VOUTを示す。図2aおよびbに示すように、信号電圧生成部5から出力される信号電圧VSのピーク値は、基準電圧生成部9から出力される基準電圧VREF1のピーク値よりも高い。例えば、フォトダイオード7の受光面において50の面積を遮光することにより、基準電圧生成部9から信号電圧VSよりも低い基準電圧VREF1を出力させることができる。信号電圧VSと基準電圧VREF1は一定の比率を持って出力され、信号電圧VSの変動に基準電圧VREF1が追随する。例えば、信号電圧VSおよび基準電圧VREF1は、光電流IPD1およびIPD2に比例した電圧パルスとして出力される。そして、フォトダイオード3および7が、例えば、シリコン基板上に形成される場合には、信号電圧VSおよび基準電圧VREF1は、立ち下がりが尾を引いたパルス波形となる。シリコンを材料とするフォトダイオードでは、シリコンの光吸収係数が小さいため信号光が基板の中性領域まで到達し、励起されたキャリアが拡散電流となって出力される。拡散電流は、バイアスされた領域で励起されたキャリアによるドリフト電流に遅れて出力されるため、光電流の立ち下り領域において尾引きを生じさせる。すなわち、シリコン基板上に設けられる受信回路では、パルス波形の尾引きは避けることのできない課題であり、その影響を抑制する技術が求められる。基準電圧生成部9から出力される基準電圧VREF1は、遅延回路15に入力され、図2cに示すように、信号成分を落とした基準電圧VREF2として出力される。例えば、遅延回路15にローパスフィルタを用いて高周波成分を落とし、基準電圧VREF1が平滑化され遅延した基準電圧VREF2として出力する。すなわち、基準電圧VREF1の信号成分が低減され遅延した基準電圧VREF2が出力される。さらに、遅延回路15から出力された基準電圧VREF2には、オフセット電圧VOSが付加され、閾値電圧VTHとしてコンパレータ13に入力される。基準電圧VREF2は、信号電圧VSに比例して出力され、さらに、オフセット電圧VOSにより閾値電圧VTHのレベルが調整される。これにより、例えば、図2dに示すように、信号電圧VSのピークと、信号入力の無いバイアスレベルVBと、の中間のレベルに、信号電圧VSと閾値電圧VTHのクロスポイントを維持することができる。これにより、信号電圧VSの立ち下り時の尾引きの影響を軽減することができる。一方、比較のために示した固定の閾値電圧VTHでは、同図中に示すように、信号電圧VSのピークレベルが高い場合に閾値電圧VTHのレベルが相対的に低くなる。このため、VSとVTHのクロスポイントが下がり、パルス波形の尾引きの影響を受ける。結果として、図2eに示すように、コンパレータ13のスイッチングが遅れ、出力電圧VOUTに伝達遅延時間Δtを生じる。この伝達遅延時間Δtが光信号のレベルにより変動するため、高速光信号の受信における誤動作の要因となる。このように、本実施形態に係る受信回路100では、基準電圧生成部9の出力VREF1を、信号電圧VSに追随して変化させ、さらに、遅延回路15により信号成分が遅延し低減された基準電圧VREF2を生成することにより、例えば、閾値電圧VTHを信号電圧VSの中間レベルに維持することができる。これにより、信号電圧VSの尾引きによる伝達遅延時間Δtの変動を抑えることが可能となり、高速信号の受信時における誤動作を抑制することができる。なお、上記の実施形態では、遅延回路15としてローパスフィルタを例示したが、これに限られる訳ではない。例えば、基準電圧VREF1の波形を変形させず、単純に遅延させる回路であっても良い。第2の実施形態図3は、第2の実施形態に係る受信回路200を例示する模式図である。図3aに示すように、受信回路200では、基準電圧VREFの信号成分を遅延させ低減する遅延要素として、基準電圧生成部9に帰還容量Cが設けられる。帰還容量Cは、図1に示す遅延回路15に代えて付加される。図3bに示すように、基準電圧生成部9は、例えば、インバータアンプ29と帰還抵抗Rとを含み、帰還容量Cは、帰還抵抗Rと並列にインバータアンプ29の入力側および出力側に接続される。同図に示す基準電圧生成部9から出力される基準電圧VREFは、次式3で表される。VREF=R/1jωCR×IPD23上式3に示す基準電圧VREFは、周波数ωの高い領域で減衰し、例えば、ローパスフィルタを介した場合と同じ電圧波形が得られる。そして、帰還容量Cの値は、例えば、図2cに示すパルス波形の立ち下りにおける遅延が好適な値となるように設定する。このように、基準電圧生成部9に帰還容量Cを付加することにより、例えば、遅延要素としてローパスフィルタが付加された受信回路100の基準電圧VREF2に類似する基準電圧VREFを出力させることができる。そして、本実施形態に係る受信回路200では、受信回路100に比べて回路構成が簡略化される。第3の実施形態図4は、第3の実施形態に係る受信回路300を例示する模式図である。同図に示すように、受信回路300は、基準電圧VREF2のピークレベルを検出するレベル検出部33を備える。さらに、レベル検出部33で検出されたピークレベルに基づいて、閾値電圧VTHのレベルをシフトするレベルシフト部35を備える。前述した受信回路100および200では、基準電圧VREF2が遅延回路15で平滑化され、電圧信号VSの中間のレベルを維持する。これにより、光信号のパルス周波数が高い時は有効に動作し、誤動作を抑制することができる。しかしながら、パルス周波数が低くなりパルス間隔が長くなると、ノイズの影響を受けて誤動作することがある。これに対し、本実施形態に係る受信回路300は、高周波光信号、および、低周波光信号の両方を、誤動作を抑制して受信することができる。図5は、受信回路300の動作を示すタイムチャートである。図5aは、信号電圧VSを示し、図5bは、基準電圧VREF1を示している。図5cは、遅延回路15の出力である基準電圧VREF2を示している。図5dは、信号電圧VSおよび閾値電圧VTHを重ねて示すタイムチャートである。そして、図5eは、出力電圧VOUTを示す。図5は、光信号のパルス周波数が低い場合、例えば、数kHzにおけるタイムチャートである。同図では、図2に示すタイムチャートよりも横軸の時間スケールが圧縮されている。したがって、図5aおよび図5bに示す信号電圧VSおよび基準電圧VREF1のパルス波形は、立ち下がりの尾引きが圧縮された方形波に近い形状に表すことができる。さらに、遅延回路15により付加される遅延時間よりもパルス間隔が長い場合、図5cに示すように、基準電圧VREF2は、次のパルスの立ち上がりの前に、光信号の無いバイアスレベルVBに戻ってしまう。このため、パルス波形の立ち上がりにおける閾値電圧VTHは、オフセット電圧VOSと同じレベルとなりノイズの影響を受け易くなる。そこで、本実施形態に係る受信回路300では、基準電圧VREF2のピークレベルをレベル検出部33により検出し、例えば、VREF2のピークレベルが所定のレベルを下回ると、レベルシフト部35において一定のシフト電圧VSBを付加する。そして、閾値電圧VTHを、次式4に示すレベルにシフトさせる。VTH=VREF2VOSVSB4図5dは、信号電圧VSと、レベルシフトした閾値電圧VTHと、を重ねて示している。シフト電圧VSBを好適に設定することにより、閾値電圧VTHのレベルを信号電圧VSの中間に維持しノイズの影響を受け難くすることができる。このように、本実施形態に係る受信回路300は、例えば、数kHzから100MHzの広い周波数範囲に渡る光信号を、誤動作を抑制して受信することができる。例えば、信号電圧VSのピークレベルを検出し閾値電圧VTHを単純にシフトする回路では、信号周波数が高い時に、初期のパルスと後続のパルスとの間で閾値電圧VTHが変動し、遅延時間が変動する不具合が生じることがある。すなわち、高周波信号を受信するために検出回路の時定数を短くすると、検出電圧が真のピーク値とはならずバラツキが生じるためである。これに対し、受信回路300では、高周波信号を受信する際に、遅延回路15の効果により閾値電圧VTHが上昇する。このため、レベルシフトが行われず、遅延時間の変動が生じることがない。また、送信側のLEDの寄生容量に起因して光信号にピーキングが掛かり、瞬間的に大きな電流が流れる事がある。さらに、遅延時間を短縮するために、入力側に容量を追加し、故意にピーキングを生じさせる場合もある。このような場合に、信号電圧VSのピーク検出を行うと、本来のピークよりも高いピーク電圧を検出し、遅延時間の変動による誤動作を起こすことがある。これに対し、受信回路300では、例えば、ローパスフィルタを含む遅延回路15によりピーキングを平滑化できるため誤動作を抑制することができる。図6は、第3の実施形態の変形例に係る受信回路400を例示する模式図である。受信回路400は、基準電圧VREF2のピークレベルを検出するレベル検出部33を備える点で、受信回路300と共通する。一方、レベル検出部33で検出されたピークレベルに基づいて、レベルシフト部35が信号電圧VS1のレベルをVS2へシフトする点で受信回路300と相違する。そして、コンパレータ13は、VS2と閾値電圧VTHを比較して信号VOUTを出力する。本実施形態に係る受信回路400でも、広い周波数範囲に渡る光信号を、誤動作を抑制して受信することができる。以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。