"永久磁石同期モータのロータ位置をコントローラにおけるセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、前記モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記モータの前記コイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、前記電流検出手段で検出された前記電流と前記印加電圧検出手段で検出された前記電圧とに基づいて前記ロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて目標電流を設定する目標電流位相設定手段と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置に基づいて前記モータの回転数を検出する回転数検出手段と、前記電流検出手段で検出された前記電流と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置と、前記回転数検出手段で検出された前記回転数とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段と、前記モータの回転数を前記回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、前記コントローラで認識される前記モータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。前記監視対象は前記相電圧設定手段で検出された前記目標電圧であることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。前記監視対象は外部から送信された目標回転数であることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。前記操作対象は前記回転数検出手段で検出された前記回転数であることを特徴とする請求項1~3の何れかに記載のモータ制御装置。前記操作対象は前記目標電流位相設定手段で設定された前記目標電流であることを特徴とする請求項1~3の何れかに記載のモータ制御装置。前記フィードフォワード制御手段は、前記監視対象の変化量を検出し、該変化量を前記モータの実回転数差に変換し、該実回転数差を前記ロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、該加算回転数差を前記回転数検出手段で検出された前記回転数に加えることを特徴とする請求項4に記載のモータ制御装置。ところで、モータ制御装置が例えば車両に搭載された電動圧縮機駆動用に用いられるとき、直流電源からインバータに印加される電圧が何らかの理由で急変動した場合、或いは、車両のエンジン回転数に連動してモータの回転が急変動した場合には、目標電圧位相、ひいてはモータに実際に印加する出力電圧も急変動し、モータの回転数が急減速または急加速する場合がある。一方、モータの回転数検出に用いられるフィルタの時定数は、モータのインダクタンスL、巻線抵抗R等のモータ特性によって設定され、特にセンサレス制御を行う場合には、従来技術にも示されるようにデータのノイズを十分に除去可能な比較的長い値が設定され、換言すると比較的重いフィルタが用いられている。従って、モータの回転数は実際にその回転数で回転してから前記時定数分だけ遅れてコントローラで認識される。しかしながら、コントローラで認識される回転数はモータの回転数制御に直接に関わるパラメータである一方、目標電圧位相や出力電圧はモータの回転数検出に直接は使用されないパラメータであるため、モータの回転数検出において目標電圧位相及び出力電圧は外乱要素となる。従って、センサレス制御時に目標電圧位相や出力電圧が急変動したことによりモータが急加速または急減速すると、前記した重いフィルタの存在によって、モータ回転数制御に著しい応答遅れが生じる。このような応答遅れは、モータをセンサレス制御不能にして脱調させ、ひいてはモータが駆動する圧縮機の安定運転に深刻な支障を来すおそれがある。本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、永久磁石同期モータのセンサレス制御の安定性を向上することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。上記の目的を達成するため、本発明のモータ制御装置は、永久磁石同期モータのロータ位置をコントローラにおけるセンサレス制御により検出するモータ制御装置であって、モータのコイルに流れる電流を検出する電流検出手段と、モータのコイルに印加される電圧を検出する印加電圧検出手段と、電流検出手段で検出された電流と印加電圧検出手段で検出された電圧とに基づいてロータ位置を検出するロータ位置検出手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいて目標電流を設定する目標電流位相設定手段と、ロータ位置検出手段で検出されたロータ位置に基づいてモータの回転数を検出する回転数検出手段と、電流検出手段で検出された前記電流と、前記ロータ位置検出手段で検出された前記ロータ位置と、回転数検出手段で検出された回転数とに基づいて目標電圧を設定する相電圧設定手段と、モータの回転数を回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、コントローラで認識される回転数を補正するフィードフォワード制御手段とを備えることを特徴としている請求項1。具体的には、監視対象は、相電圧設定手段で検出された目標電圧請求項2、外部から送信された目標回転数請求項3の何れかである。また、操作対象は、回転数検出手段で検出された回転数請求項4、目標電流設定手段で設定された目標電流請求項5の何れかである。更に具体的には、フィードフォワード制御手段は、監視対象の変化量を検出し、該変化量をモータの実回転数差に変換し、該実回転数差をロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、該加算回転数差を回転数検出手段で検出された回転数に加える請求項6。請求項1記載のモータ制御装置によれば、モータの回転数を回転数検出手段によらないで変化させる所定の監視対象の変化量を検出し、コントローラで認識されるモータの回転数を補正するフィードフォワード制御手段を備える。これにより、モータの回転数検出にとっての外乱要素が急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータのセンサレス制御の安定性を向上することができる。請求項2または3記載の発明によれば、フィードフォワード制御手段の監視対象をモータの回転数検出にとっての外乱要素となる目標電圧、目標回転数の何れかとすれば、これらが急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができるため、モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができて好ましい。請求項4または5記載の発明によれば、フィードフォワード制御手段の操作対象を回転数、目標電流の何れかとすれば、監視対象たる外乱要素が急変動したとしても、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができるため、モータのセンサレス制御の安定性を確実に向上することができて好ましい。請求項6記載の発明によれば、具体的には、フィードフォワード制御手段は、監視対象の変化量を検出し、該変化量をモータの実回転数差に変換し、該実回転数差をロータのイナーシャを考慮した応答時定数のフィルタに通して加算回転数差を検出し、加算回転数差を回転数検出手段で検出された回転数に加えることにより、コントローラで認識されるモータの回転数を実回転数に速く追従するように確実に補正することができる。図1は本発明の第1実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。モータ制御装置は、モータ1、インバータ2、直流電源4、マイクロコンピュータを内蔵したコントローラ6から構成されている。図2はコントローラ6で行われるモータ1のセンサレス制御について示した制御ブロック図である。コントローラ6は、PWM信号作成部8、ロータ位置検出部ロータ位置検出手段10、回転数検出部回転数検出手段12、目標電流位相設定部目標電流位相設定手段14、加算器16、電圧波高値検出部電圧波高値検出手段18、電圧位相検出部20、回転数補正部フィードフォワード制御手段22、相電圧設定部相電圧設定手段24を備えている。モータ1は、3相ブラシレスDCモータであり、3相のコイルU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcを含む図示しないステータと、永久磁石を含む図示しないロータとを有し、U相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcは、図1に示すように中性点Nを中心としてスター状に結線されるか、或いは、デルタ状に結線されている。インバータ2は、3相バイポーラ駆動方式インバータであり、モータ1の3相のコイルに対応した3相のスイッチング素子、具体的にはIGBT等から成る6個のスイッチング素子上相スイッチング素子Us,Vs及びWsと下相スイッチング素子Xs,Ys及びZsと、シャント抵抗器R1,R2及びR3とを有している。上相スイッチング素子Us、下相スイッチング素子Xs、シャント抵抗器R1と、上相スイッチング素子Vs、下相スイッチング素子Ys、シャント抵抗器R2と、上相スイッチング素子Ws、下相スイッチング素子Zs、シャント抵抗器R3とは、それぞれ直列に接続され、これら各直列接続線の両端には、高圧電圧Vhを発生する直流電源4の出力端子が並列接続されている。また、上相スイッチング素子Usのエミッタ側はモータ1のU相コイルUcに接続され、上相スイッチング素子Vsのエミッタ側はモータ1のV相コイルVcに接続され、上相スイッチング素子Wsのエミッタ側はモータ1のV相コイルWcに接続されている。更に、上相スイッチング素子Us,Vs及びWsのゲートと下相スイッチング素子Xs,Ys及びZsのゲートと直流電源4の2次側出力端子とは、それぞれPWM信号作成部8に接続されている。更に、シャント抵抗器R1の下相スイッチング素子Xs側とシャント抵抗器R2の下相スイッチング素子Ys側とシャント抵抗器R3の下相スイッチング素子Zs側とは、それぞれロータ位置検出部10に接続されている。インバータ2は、シャント抵抗器R1,R2及びR3それぞれで検出された電圧を利用して、モータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcに流れる電流U相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwを検出し電流検出手段、これらをロータ位置検出部10に送出する。PWM信号作成部8は、直流電源4の高圧電圧Vhを検出し、高圧電圧Vhと相電圧設定部24で設定された相電圧とに基づいて、インバータ2の上相スイッチング素子Us,Vs及びWsのゲートと下相スイッチング素子Xs,Ys及びZsのゲートに各スイッチング素子をオンオフするためのPWM信号を作成し、インバータ2に送出する。インバータ2の上相スイッチング素子Us,Vs及びWsと下相スイッチング素子Xs,Ys及びZsは、PWM信号作成部8からのPWM信号によって所定パターンでオンオフされ、このオンオフパターンに基づく正弦波通電180度通電をモータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcに対し行う。また、PWM信号作成部8は、ロータ位置検出部10に接続されており、PWM信号作成部8で検出された直流電源4の高圧電圧Vhを利用して、モータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcに印加されている電圧U相印加電圧Vu,V相印加電圧Vv及びW相印加電圧Vwを検出し印加電圧検出手段、ロータ位置検出部10に送出する。ロータ位置検出部10は、インバータ2から送出されるU相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwと、PWM信号作成部8から送出されるU相印加電圧Vu,V相印加電圧Vv及びW相印加電圧Vwとを利用して、誘起電圧波高値Ep誘起電圧位相、誘起電圧電気角θe誘起電圧位相、相電流波高値Ip電流位相、相電流電気角θi電流位相を検出する。詳しくは、図3のモータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcに正弦波通電180°通電を行っているときの相電流波形図を参照すると、正弦波形を成すU相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwにはそれぞれ120°の位相差がある。この相電流波形図からすれば、U相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwと、相電流波高値Ipと、相電流電気角θiには、Iu=Ip×cosθiIv=Ip×cosθi-2/3πIw=Ip×cosθi2/3πの式が成り立つ。ロータ位置検出部10における相電流波高値Ipと相電流電気角θiとの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ2から送出されたU相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwを利用して、前記式による計算によって相電流波高値Ipと相電流電気角θiとが求められる。一方、図4のモータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcに正弦波通電180°通電を行っているときの誘起電圧波形図を参照すると、正弦波形を成すU相誘起電圧Eu,V相誘起電圧Ev及びW相誘起電圧Ewにはそれぞれ120°の位相差がある。この誘起電圧波形図からすれば、U相誘起電圧Eu,V相誘起電圧Ev及びW相誘起電圧Ewと、誘起電圧波高値Epと、誘起電圧電気角θeには、Eu=Ep×cosθeEv=Ep×cosθe-2/3πEw=Ep×cosθe2/3πの式が成り立つ。また、U相印加電圧Vu,V相印加電圧Vv及びW相印加電圧Vwと、U相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwと、U相コイル抵抗Ru,V相コイル抵抗Rv及びW相コイル抵抗Rwと、U相誘起電圧Eu,V相誘起電圧Ev及びW相誘起電圧Ewとには、Vu-Iu×Ru=EuVv-Iv×Rv=EvVw-Iw×Rw=Ewの式が成り立つ。ロータ位置検出部10における誘起電圧波高値Epと誘起電圧電気角θeの検出は前記式が成り立つことを前提として行われ、インバータ2から送出されたU相電流Iu,V相電流Iv及びW相電流Iwと、PWM信号作成部8から送出されたU相印加電圧Vu,V相印加電圧Vv及びW相印加電圧Vwとを利用して、前記式後者の式からU相誘起電圧Eu,V相誘起電圧Ev及びW相誘起電圧Ewが求められ、そして、求めたU相誘起電圧Eu,V相誘起電圧Ev及びW相誘起電圧Ewを利用して、前記式前者の式から誘起電圧波高値Epと誘起電圧電気角θeとが求められる。ロータ位置検出部10は、ここで検出された相電流電気角θiと予め用意された後述するデータテーブルから選定した電流位相βとを利用して、θm=θi-β-90°の式からロータ位置θmを検出し、ロータ位置検出部10では物理的なセンサによらないセンサレス制御が行われる。ここで用いられるデータテーブルは[相電流波高値Ip]及び[誘起電圧電気角θe-相電流電気角θi]をパラメータとして電流位相βを規定したものであって、所期の電流位相βを[相電流波高値Ip]及び[誘起電圧電気角θe-相電流電気角θi]をパラメータとして選定することができる。なお、[相電流波高値Ip]にはロータ位置検出部10で検出された相電流波高値Ipが該当し、また、[誘起電圧電気角θe-相電流電気角θi]にはロータ位置検出部10で検出された誘起電圧電気角θeから相電流電気角θiを減算した値が該当する。図5はモータ1のロータが回転しているときのモータベクトル図であり、電圧V,電流I及び誘起電圧E=ωΨの関係をd-q軸座標にベクトルで表してある。図中のVdは電圧Vのd軸成分、Vqは電圧Vのq軸成分、Idは電流Iのd軸成分d軸電流、Iqは電流Iのq軸成分q軸電流、Edは誘起電圧Eのd軸成分、Eqは誘起電圧Eのq軸成分、αはq軸を基準とした電圧位相、βはq軸を基準とした電流位相、γはq軸を基準とした誘起電圧位相である。また、図中のΨaはロータの永久磁石の磁束、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンス、Rはステータの巻線抵抗、Ψはロータの総合鎖交磁束である。このモータベクトル図からすれば、ロータの回転数をωとすると、の式が成り立ち、また、同式の右辺からωに関する値を左辺に移すと、の式が成り立つ。ロータ位置検出部10でロータ位置θmを検出する際に用いられるデータテーブルの作成は、前記モータベクトル図下で前記式が成り立つことを前提として行われ、前記モータベクトル図に示した電流位相βと電流Iをそれぞれ所定範囲内で段階的に増加させながら誘起電圧位相γ-電流位相βが所定値のときの電流位相βを保存し、電流Iに相当する[相電流波高値Ip]と誘起電圧位相γ-電流位相βに相当する[誘起電圧電気角θe-相電流電気角θi]とをパラメータとした電流位相βのデータテーブルを作成する。そして、この作成されたデータテーブルを利用してロータ位置検出部10で検出されたロータ位置θmは回転数検出部12に送出され、同じくロータ位置検出部10で検出された相電流波高値Ipは目標電流位相設定部14に送出される。回転数検出部12は、ロータ位置検出部10で検出されたロータ位置θmを利用して、ロータ位置θmから演算周期が1周期前のロータ位置θm-1を減じることにより、ロータ位置変化量Δθmを求め、このロータ位置変化量Δθmに所定のフィルタを掛けてモータ1の回転数ωを検出し、これを加算器16に送出する。そして、コントローラ6に対し指示されたモータ1の目標回転数ωtに回転数検出部12で求められた回転数ωを加算器16を通じてフィードバックさせ、P制御やPI制御等の処理により回転数差Δω監視対象、操作対象を演算する。電圧波高値検出部18は、求められた回転数差Δωを利用してP制御やPI制御等の処理によりモータ1に印加する電圧の印加電圧波高値Vp監視対象を検出し、これを相電圧設定部24に送出する。回転数補正部22は、電圧波高値検出部18で検出された印加電圧波高値Vpの変化量として電圧変化量ΔVを検出し、電圧変化量ΔVを利用し、後述する方法によって加算回転数差Δωを検出し、これを加算器16を通じてフィードフォワードさせ、前述したP制御やPI制御等で処理された回転数差に加算回転数差Δωを加算した値を回転数差Δωとして設定し、これを電圧波高値検出部18に送出する。目標電流位相設定部14は、例えば最大トルク/電流制御と称す電流ベクトル制御によって相電流に対するモータ1の発生トルクが最大になるように目標電流位相が設定される。具体的には、ロータ位置検出部10で検出された相電流波高値Ipと、予め用意されたデータテーブルとを利用して目標d軸電流Idtを設定し、これを電圧位相検出部20に送出する。電圧位相検出部20は、目標電流位相設定部14で設定された目標d軸電流Idtを利用して、モータ1に印加する電圧の印加電圧位相θv目標電圧位相を検出し、これを相電圧設定部24に送出する。相電圧設定部24は、電圧波高値検出部18で検出された印加電圧波高値Vp及び電圧位相検出部20にて検出された印加電圧位相θvを利用して、モータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcにこれから印加する印加設定電圧U相印加設定電圧Vut,V相印加設定電圧Vvt及びW相印加設定電圧Vwtを設定し、これをPWM信号作成部8に送出する。PWM信号作成部8は、インバータ2を介してモータ1のU相コイルUc,V相コイルVc及びW相コイルWcに対し相電圧設定部24で設定された印加設定電圧をPWM信号のオンオフパターンに基づいて正弦波通電180度通電し、これよりモータ1が所望の回転数で運転される。以下、図6及び7を参照して、回転数補正部22における加算回転数差Δωの検出方法について説明する。図6はモータ1の出力電圧Vの変動時におけるモータトルクNに対する回転数ωを示した図であり、図7は出力電圧Vの変動に対する、実回転数ω’、コントローラにおける認識回転数ω、回転数補正部により演算された加算回転数差Δω、回転数補正部において認識回転数ωに加算回転数差Δωを加算することにより補正された補正回転数ωを時系列的に示した図である。モータ制御装置が例えば車両に搭載された電動圧縮機駆動用に用いられるとき、直流電源4からインバータ2に印加される電圧が何らかの理由で急変動した場合、或いは、車両のエンジン回転数に連動してモータ1の回転が急変動させたい場合には、印加する出力電圧Vが急変動する。具体的には、図6に示すように、電圧VがV1からV2V2<V1に急変動すると、モータトルクNをNeに一定としたときの回転数ωはω1からω2ω2<ω1に変化する。このとき、ロータにはそれ自体の回転によって慣性イナーシャが作用することを考慮して、ω:モータ回転数、α:誘起電力係数、β:トルク定数、Tor:トルクとすると、ω=αV-βTor1の式が成り立つ。また、ω:モータ回転数、Tor:モータ実トルクモータ出力トルク-負荷トルク、J:イナーシャ、Tor0:負荷トルクとすると、Tor=Jdω/dtTor02の式が成り立つ。そして、1式に2式を代入すると、αV=ωβJdω/dtβTor03の式が成り立つ。更に3式を変形すると、V=ω/αβJ/αdω/dtβ/αTor04の式が成り立つ。更に4式の微分方程式を解き、Tω:回転数ωの応答時定数とすると、Tω=βJ5の式が成り立つ。ここで、例えば、J:0.001kgm、β:20rad/Nmとすると、Tω=20msecとなり、この場合には、図7に示すように、電圧Vを変化させてからモータ1で認識される認識回転数ωがω2となるまでに、モータ特性に起因する20msecの機械的な応答遅れが発生することが判る。一方、回転数検出部12にて設定されるフィルタの時定数は、モータ1のインダクタンスL、巻線抵抗R等のモータ特性によって設定され、特にセンサレス制御を行う場合には、データのノイズを十分に除去可能な比較的長い値、例えば10msecが設定される。即ち、図7に示すように、モータ1の実回転数ω’がω2となってから、このω2が認識回転数ωとしてコントローラ6に認識されるまで10msecの応答遅れが発生する。以下、回転数補正部22における加算回転数差Δωの検出方法について詳しく説明する。回転数補正部22では、ΔV:電圧変化量、α:誘起電圧係数、△ω’:実回転数差とし、モータ1のトルクが一定であるとすると、4式より、△ω’=α△V6の式が成り立つ。そして、加算回転数差Δωは、実回転数差Δω’に前述したようなロータのイナーシャを考慮した応答時定数Tωとなる[20msecフィルタ]を掛けることにより、Δω=[20msecフィルタ]Δω’7の式で求まる。このようにして回転数補正部22で検出された加算回転数差Δωは加算器16に送出され、加算器16では、目標回転数ωtと認識回転数ωとの差である認識回転数差Δωに加算回転数差Δωを事前に加える補正がなされ、認識回転数ωが補正回転数ωに補正される。これにより、モータ1の実回転数がω’となってから、これが回転数ωとしてコントローラ6に認識されるまでの応答遅れを解消することができる。以上のように、本実施形態では、回転数補正部22を備えることにより、モータ1の回転数検出にとって外乱要素となる出力電圧Vが急変動したとしても、モータ1の認識回転数ωを実回転数ω’に速く収束するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータ1のセンサレス制御の安定性を向上することができる。次に、本発明の第2実施形態について説明する。図8は本実施形態に係るモータ制御装置のコントローラで行われるセンサレス制御について示した制御ブロック図である。なお、モータ制御装置の基本構成やモータ1の基本的な制御方法などは第1実施形態の場合と同様であるため、説明は省略する。本実施形態では、回転数補正部22の代わりに目標電流位相補正部フィードフォワード制御手段26が設けられている。目標電流位相補正部26は、電圧波高値検出部18で検出された印加電圧波高値Vpの変化量として電圧変化量ΔVを検出し、この電圧変化量ΔVの大きさに応じた加算電流位相差、具体的には加算d軸電流差ΔIdを演算する。目標電流位相補正部26で検出された加算d軸電流差ΔIdは目標電流位相設定部14に送出され、目標電流位相設定部14は、前述したように、相電流波高値Ipと予め用意されたデータテーブルとを利用して設定された目標電流位相操作対象であるd軸電流に加算d軸電流差ΔIdを加算したものを目標d軸電流Idtとして設定する。以上のように、本実施形態では、回転数ωの補正を行う代わりに目標d軸電流Idtを変化させることで、第1実施形態の場合と同様に、モータ1の実回転数がω’となってから、これが回転数ωとしてコントローラ6に認識されるまでの少なくとも10msecの応答遅れを解消することができる。従って、目標電流位相補正部26を備えることにより、モータ1の回転数検出にとっての外乱要素である出力電圧Vが急変動したとしても、モータ1の認識回転数ωを実回転数ω’に速く追従するように補正することができるため、モータ回転数制御の応答遅れを改善し、モータ1のセンサレス制御の安定性を向上することができる。以上で本発明の実施形態についての説明を終えるが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更ができるものである。例えば、上記実施形態では、出力電圧Vの変動を検出する手段として、前述したように印加電圧波高値Vpの変動を監視している。しかし、これに限らず、出力電圧Vの変動とほぼ連動して変動する他の監視対象として、図2及び図8中に点線で示すように、相電圧位相設定部24で設定された印加設定電圧U相印加設定電圧Vut,V相印加設定電圧Vvt及びW相印加設定電圧Vwt、或いは、加算器16から出力された回転数差Δωが考えられ、これらパラメータの変動の大きさに応じて加える加算回転数差△ωや加算d軸電流差ΔIdを演算するようにしてもよい。即ち、フィードフォワード制御手段としての回転数補正部22及び目標電流位相補正部26の監視対象をモータ1の回転数検出にとっての外乱要素となる目標d軸電流Idt、印加電圧波高値Vp、回転数差Δωの何れかとすれば、これらが急変動したとしても、コントローラ6で認識されるモータ1の回転数ωを実回転数ω’に速く追従するように補正することができるため、モータ1のセンサレス制御の安定性を確実に向上することができる。また、上記実施形態では、モータ1として3相ブラシレスDCモータを例示し、且つ、インバータ2として3相バイポーラ駆動方式インバータについて説明したが、これに限らず、3相以外の同期モータ用のインバータを備えたモータ制御装置であれば、本発明を適用して前記同様の作用,効果を得ることができる。更に、上記実施形態のモータ制御装置を車両用空調装置の圧縮機駆動用モータ制御に適用し、或いは電気自動車駆動用モータ制御に適用することにより、前述したような外乱要素の変動時における応答遅れが改善され、圧縮機や電気自動車の制御性を向上することができて好適である。"