電界効果トランジスタを用いる電流I発生器であって、少なくとも、-電流ミラーとして接続されていて、供給電圧Vddに接続可能なQ個のトランジスタP1、P2、P3の第1組41と、-電流ミラーとして接続されていて、自身のチャネルが前記第1組のトランジスタとは逆向きの極性を有するQ-1個のトランジスタN1、N2であって、各々が前記第1組41の1個のトランジスタに直列に接続されているトランジスタN1、N2の第2組とを含み、-前記第2組の第1トランジスタN1が、同一極性のチャネルを有し且つ電流ミラーとしてN4と称するトランジスタと接続されたN3Rと称するトランジスタに直列に接続されており、前記トランジスタN4が前記第1組41の最後のトランジスタP3に直列に接続されていて、トランジスタN3Rは自身の線形領域で動作可能であって、発生する電流Iの値は前記トランジスタの等価抵抗Reqに依存し、トランジスタN3R、N4が超長チャネル72を有しているため、比率L/Wは少なくとも数百より大きく、ここにLはチャネルの長さ、Wはその幅であって、Wおよび比率L/Wの値は、供給電圧の変動のに応じて電流の安定な値を取得すべく決定されることを特徴とする、電流発生器。前記比率L/Wが少なくとも500より大きいことを特徴とする、請求項1に記載の電流発生器。前記幅Wが0.6のμmのオーダーであることを特徴とする、請求項1または2に記載の電流発生器。電圧基準VRefとして用いることが可能であって、前記基準が前記トランジスタN3R、N4のゲートAのレベルで提供されることを特徴とする、請求項1~3のいずれか一項に記載の電流発生器。前記第1の組41のトランジスタP1、P2、P3がPチャネル型であることを特徴とする、請求項1~4のいずれか一項に記載の電流発生器。電界効果トランジスタを用いて入力電圧91と出力電圧Vsの間を調整する電圧調整器であって、少なくとも、-請求項4および5に記載の電流発生器90と、-自身のソースで前記調節器の入力電圧に接続されていて、自身のドレインに前記出力電圧を送るPチャネル電界効果出力トランジスタP5と、-自身の負入力で前記発生器の基準電圧に接続された演算増幅器93と、-電流ミラーとして前記発生器の第1組41のトランジスタと接続されたP4と称するPチャネルトランジスタと、-電流ミラーとして前記発生器の第2組のトランジスタと接続されたN5と称するNチャネルトランジスタと、-前記トランジスタP4と前記トランジスタN5の間に接続された1対のトランジスタN10、P10とを含み、前記対がNチャネル型の第1トランジスタN10、およびPチャネル型の第2トランジスタP10を含み、前記第1トランジスタN10のゲートおよびドレインが共に前記トランジスタP4のドレインおよび前記出力トランジスタP5のドレインに接続された前記第2トランジスタP10のソースに接続されていて、前記第1トランジスタN10のソースおよび前記第2トランジスタP10のドレインが共に前記演算増幅器93の正入力および前記トランジスタN5のドレインに接続されていて、前記第1トランジスタN10のチャネルが極めて長いことにより、比率L/Wが極めて大きく、Lはチャネルの長さでWはその幅であり、前記トランジスタN4の両端子間に現れる前記電圧ステップVRefは、前記トランジスタN10がON状態に切り替えられた際にその端子間に再現され、前記トランジスタN10の制御に依存する電圧ステップに応じて前記出力電圧が増加されることを特徴とする、電圧調整器。前記トランジスタP4と前記トランジスタN5の間に直列に接続されたK個のトランジスタ対N10、P10、N11、P11、N12、P12を含み、1個の対の各第1トランジスタN10、N11、N12がオン状態に切り替えられた際にその両端子に前記電圧ステップVRefを生じ、前記調節器がトランジスタの対の制御手段を含み、前記出力電圧は前記トランジスタ対に適用される制御状態の組合せに応じて所与の数の電圧ステップVRefに依存することを特徴とする、請求項6に記載の調整器。前記第1トランジスタN10、N11、N12が超長チャネルを有するトランジスタ71、72、73、74のブロックに挿入されていることを特徴とする、請求項7に記載の調整器。前記第1トランジスタN10、N11、N12が、前記トランジスタN4に対して対称形に配置されていて、前記第1トランジスタN10、N11、N12が前記トランジスタN4と同じ構造を有することを特徴とする、請求項8に記載の調整器。これらのトランスデューサが与える電圧または電流は時間が経っても安定しない。従って、電子部品に直接電力を供給することができない。トランスデューサのような不安定な電源への入力で接続されていて、出力として例えば3ボルトの定格電圧を与える電圧または電流調節器を使用することが知られている。上述のトランスデューサにより生じるエネルギーレベルが低いため、特に集積回路として製造する際の制約を考慮しながら、消費するエネルギーレベルが極めて低く、従ってドロップアウト電圧が極めて低く且つバイアス電流が極めて低い調節器を製造することが必要である。従って本発明の目的は、通常は数ナノワットオーダーのナノ電力領域で、最小限の電流を消費する電子集積回路の製造を可能にすることである。この目的のため、本発明の主題は電界効果トランジスタを用いる電流発生器であって、少なくとも、-電流ミラーとして接続されていて、供給電圧Vddに接続可能なQ個のトランジスタP1、P2、P3の第1組と、-電流ミラーとして接続されていて、自身のチャネルが第1組のトランジスタとは逆向きの極性を有するQ-1個のトランジスタN1、N2であって、各々が第1組の1個のトランジスタに直列に接続されているトランジスタN1、N2の第2組とを含み、-当該第2組の第1トランジスタN1が、同一極性のチャネルを有し且つ電流ミラーとしてトランジスタN4と接続されたトランジスタN3Rに直列に接続されており、当該トランジスタN4が第1組の最後のトランジスタP3に直列に接続されていて、トランジスタN3Rは自身の線形領域で動作可能であって、発生する電流の値は当該トランジスタの等価抵抗Reqに依存し、トランジスタN3R、N4が超長チャネルを有しているため、比率L/Wは少なくとも数百より大きく、ここにLはチャネルの長さ、Wはその幅であって、Wおよび比率L/Wの値は、供給電圧の変動に応じて電流の安定な値を一度且つ同時に取得し、また温度に応じて準安定な電流の値をも取得し、且つ温度に応じて極めて安定なこれら同じトランジスタの電圧VGSを取得すべく決定される。比率L/Wは少なくとも500より大きく、幅Wは0.6μmのオーダーであってよい。好都合なことに、発生器は電圧基準VRefとして用いることができ、前記基準値はトランジスタN3R、N4のゲートのレベルで提供される。第1組のトランジスタP1、P2、P3は、例えばPチャネル型である。本発明の別の主題は、電界効果トランジスタを用いて入力電圧と出力電圧Vsの間を調整する電圧調整器であって、当該調節器は少なくとも、-上述のような電流発生器と、-自身のソースで前記調節器の入力電圧に接続されていて、自身のドレインに出力電圧を送るPチャネル電界効果出力トランジスタP5と、-自身の負入力で前記発生器の基準電圧に接続された演算増幅器と、-電流ミラーとして前記発生器の第1組のトランジスタと接続されたPチャネルトランジスタP4と、-電流ミラーとして前記発生器の第2組のトランジスタと接続されたNチャネルトランジスタN5と、-トランジスタP4とトランジスタN5の間に接続された1対のトランジスタN10、P10とを含み、当該対はNチャネル型の第1トランジスタN10、およびPチャネル型の第2トランジスタP10を含み、第1トランジスタN10のゲートおよびドレインは共に、トランジスタP4のドレインおよび出力トランジスタP5のドレインに接続された第2トランジスタP10のソースに接続されていて、第1トランジスタN10のソースおよび第2トランジスタP10のドレインは共に、演算増幅器の正入力およびトランジスタN5のドレインに接続されていて、第1トランジスタN10のチャネルが極めて長いことにより、比率L/Wが極めて大きく、Lはチャネルの長さでWはその幅であり、トランジスタN4の両端子間に現れる電圧ステップVRefは、トランジスタN10がON状態に切り替えられた際にその端子間に再現され、トランジスタN10の制御に依存する電圧ステップに応じて出力電圧が増加される。好都合なことに、調節器は例えば、トランジスタP4とトランジスタN5の間に直列に接続されたK個Kは1より大のトランジスタ対N10、P10、N11、P11、N12、P12を含み、1個の対の各第1トランジスタN10、N11、N12がオン状態に切り替えられた際にその両端子に前記電圧ステップVRefを生じ、調節器がトランジスタの対の制御手段を含み、出力電圧はトランジスタ対に適用される制御状態の組合せに応じて所与の数の電圧ステップVRefに依存している。本発明の他の特徴および効果は添付の図面に関する以下の記述により明らかになろう。超長チャネルを有するこのようなトランジスタの構造を以下の図に示す。図7に、本発明による装置で用いるMOSトランジスタの実施形態を示す。図7は、トポグラフィ図を介して、本例におけるいくつかのMOSトランジスタ、Nチャネルを有する集積回路構造を示し、これらのMOSトランジスタは超長チャネルを有する。各々のトランジスタについてソース71、チャネル72およびドレイン73を示している。同図は、トランジスタのチャネルが超長構造であることを示す。各トランジスタは、例えばバルク型構造に従い、P-ドープ基板75に埋め込まれたNドープ井戸74内に集積されている。図8a、8bに、図7のMOSトランジスタのうち1個をより正確に示し、図8aは上面図、図8bはバルク型構造についてAAを通る断面図を示すが、他の種類の構造も可能である。図8aは、図示するソース71を有する2個のMOSトランジスタの終端を示し、チャネル72がドレイン側へ方向Dに伸びているが、後者は図示していない。トランジスタは拡散されて井戸74内で絶縁されていて、Pドープ壁81がトランジスタ間の絶縁を確実にする。これらの図8a、8bは、例えば同一接地基板75上にある同一構造または異なる構造の他のトランジスタに埋め込まれている、例えば図5のレイアウトによるトランジスタN3R、N4の製造を示す。図9に、例えば図8a、8bに従い具現化された超長MOSトランジスタN3R、N4を有し、図5と同一レイアウトを用いた、本発明による調整器の例示的な実施形態を示す。図9の例において、回路は二つの電圧レベル901、902で調整を実行する。電圧ステップは例えば0.8Vであり、従って0.8Vまたは1.6Vが得られる。回路は、図5に対応する部分90を用いる。当該部分90は、例えばエネルギー蓄電装置3に対応するコンデンサ91への入力に接続されている。コンデンサの出力端において、P5で示すPチャネルMOSトランジスタにより電圧調整が行われ、調整済み電圧が、例えば抵抗92に負荷される出力として送られる。トランジスタP5のソースは、コンデンサ91、および電流ミラーのトランジスタP1、P2、P3のソースに接続されている。トランジスタN4のドレインのレベルにおける位置Aは、演算増幅器93の負入力端に接続されていて、その出力は出力トランジスタP5のゲートに接続されている。図5に関して記述するように、位置Aは基準電圧を示す。図9の例において、この電圧は0.8Vに等しい。基準電圧は従って演算増幅器93の負入力端に生じる。Pチャネル型の第4トランジスタP4が電流ミラーとしてトランジスタP1、P2、P3に接続されている。Nチャネル型の第3トランジスタN5が電流ミラーとしてトランジスタN1、N2に接続されている。一対のMOSトランジスタN10、P10がトランジスタP4のドレインとトランジスタN5のドレインの間に接続されている。より具体的には、トランジスタN10のドレインがトランジスタP4のドレインに接続されていて、そのソースがトランジスタN5のドレインに接続されている。トランジスタP10はトランジスタN10に接続されていて、そのソースおよびドレインが各々トランジスタN10のドレインおよびソースに接続されている。トランジスタN10のゲートおよびドレインは共に、自身が調整済み出力電圧Vsを供給するトランジスタP5のドレインに接続されたトランジスタP10のソースに接続されている。トランジスタN10のソースおよびトランジスタP10のドレインは共に演算増幅器の正入力端に接続されている。ミラー効果により、2個のトランジスタP4、N5は同じ電流2Iを搬送する。トランジスタN10がこれら2個のトランジスタ間に接続されている前提で、トランジスタN10はこの同じ電流2Iを、自身をトランジスタN5に接続する自身の分岐内で自身のドレインと自身のソースの間に搬送する。他の分岐上の電流は従ってゼロである。これらの他の分岐、特にトランジスタN10をトランジスタP5に接続している分岐98は次いで、好都合なことに高い等価インピーダンスを示す。このことから、トランジスタN4の両端子における例えば0.8ボルト電位VRefが、トランジスタN10が導通しているときにその端子へ送られる。トランジスタP10の導通は、自身のゲートに印加された制御信号により制御され、電圧ステップを与えることによりトランジスタN10を短絡させる。図3の種類の用途の場合、この信号は、ソフトウェア37により、あるいは電圧vddまたは電気的接地への制御の直結によりハードウェア回路のいずれかにより、例えばエネルギー管理セル37により与えられる。トランジスタN10がオフ状態に切り替えられた場合、出力電圧はトランジスタN4の両端子における電圧である0.8Vに等しい。トランジスタN10がオン状態に切り替えられた場合、上述のようにトランジスタN10の両端子における0.8Vの電圧が加えられて、出力Vsとして1.6Vの電圧を得ることが可能になる。トランジスタN3R、N4と同様に、トランジスタN10は超長チャネルを有するMOSトランジスタである。トランジスタN10は、温度に対して完全な安定性を保証すべくトランジスタN3R、N4と同一である。図9は、電気回路図のトランジスタに対向する模式図レイアウトを介して、可能な実施形態、より具体的には井戸内のトランジスタの配置モードを示す。これらのトランジスタは、井戸74内におけるそれらの長いチャネルにより表されている。好都合なことに、トランジスタN3R、N4およびN10は、可能な限り双対化され、従って可能な限り近い電気特性を示すように相互嵌合している。ファントムダミーとも呼ばれるトランジスタ99が例えば井戸内に挿入されている。これらのダミートランジスタは、端子が短絡されている。トランジスタN10、P10を組み合わせて単一のトランジスタとすることができる。図10に、0.8Vの4ステップを有する4個の電圧レベル102を有する本発明による調整器の例示的な実施形態を示すが、他の基準電圧も無論可能である。この目的のために、図9のトランジスタN10、P10の対が、直列に接続された3対のトランジスタN10、P10、N11、P11、N12、P12を有するレイアウト101で代替されている。レイアウト101は、依然としてトランジスタP4とN5の間に接続されている。トランジスタの対は、図9のレイアウトの対N10、P10と同様に互いに接続されている。各対は制御信号により制御されている。図9のレイアウトの場合と同様に、オンまたはオフのいずれであるかに応じて、3個のトランジスタN10、N11、N12のうち1個がその両端子において0.8Vの電圧を示すかまたは示さず、従って出力端Vsで0.8Vの電圧ステップを加えるかまたは加えない。図10の例は、トランジスタP4とトランジスタN5の間にある直列に接続された3対のトランジスタを示す。これとは異なる数Kを想定することも無論可能である。例えば、超長チャネルを有するトランジスタの寸法は、幅Wが0.6μmで長さLが320μmであってよい。超長チャネルの比率L/Wは少なくとも数十のオーダーであって、数百または実際に1000以上の値に到る場合もある。図11に、エネルギー源がゼーベック効果熱トランスデューサ1である場合に図10による調整器を使用する場合を示す。第1の曲線272は、図2cに関して定義したように、飛行機の飛行フェーズ、離陸、巡航飛行および着陸の全体を通じてトランスデューサにより発生される電圧の輪郭を示す。曲線111は、DC/DC電圧変換後に回復した電圧を表す。曲線112は、ソフトウェア制御下で電圧ステップに基づく追跡を用いる場合のトランジスタP5の出力端における調整済み電圧を表す。曲線113は、ハードウェア制御下で単一電圧ステップを用いる場合の出力端における電圧を表す。本発明について、アビオニクス用途の枠内で記述してきた。これは、他の多くの領域に適用することができる。これは、特に宇宙領域の装置で好都合に適用できる。