"入力電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置であって、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子SuSv...Szを有し、該スイッチング素子SuSv...Szに印加された直流を該スイッチング素子SuSv...Szのスイッチングによって電力変換を行うインバータ回路5と、前記スイッチング素子SuSv...Szに印加する直流を前記インバータ回路5に出力し、前記スイッチング素子SuSv...Szのスイッチング動作時には、前記直流の電圧Vcrを低下させる電圧降下回路4とを備えたことを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置において、前記電圧降下回路4が低下させた後の前記直流の電圧Vcrは、ゼロよりも大きな電圧値であることを特徴とする電力変換装置。請求項1又は請求項2の電力変換装置において、交流を脈動する直流に変換して前記電圧降下回路4に出力するコンバータ回路2を備え、前記電圧降下回路4は、前記コンバータ回路2の出力から前記直流を生成して前記インバータ回路5に出力することを特徴とする電力変換装置。請求項1から請求項3の何れかの電力変換装置において、前記電圧降下回路4が前記直流の電圧Vcrを低下させる期間は、電圧降下回路4に入力される電圧が所定の電圧値Vt以上である期間であることを特徴とする電力変換装置。しかしながら、窒化物系化合物半導体には、バルク結晶や半導体表面に多量の深い準位トラップが存在している。このため、特許文献1に記載されているように、半導体装置への逆方向電圧印加期間中又はオフ期間中に、例えば、半導体基板の結晶内のトラップにキャリアが捕獲され、その後、半導体装置への順方向電圧印加時またはオンした時、出力電流が低下してしまう、いわゆる電流コラプス現象が発生してしまうという問題がある。そのため、窒化物系化合物半導体は、200V程度までの低耐圧品は実用化レベルに到達したが、600V程度の耐圧が必要となるインバータ回路に窒化物系化合物半導体を適用するには、電流コラプス現象の影響が大きく、商用電源に接続するインバータ回路としての実用化は難しかった。本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、窒化物系化合物半導体を主材料とした電力変換装置において電流コラプス現象によるオン抵抗の増加を低減し、電力変換装置の高効率化を図ることを目的としている。前記の課題を解決するため、第1の発明は、入力電力をスイッチングして所定の電力に変換する電力変換装置であって、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子SuSv...Szを有し、該スイッチング素子SuSv...Szに印加された直流を該スイッチング素子SuSv...Szのスイッチングによって電力変換を行うインバータ回路5と、前記スイッチング素子SuSv...Szに印加する直流を前記インバータ回路5に出力し、前記スイッチング素子SuSv...Szのスイッチング動作時には、前記直流の電圧を低下させる電圧降下回路4とを備えたことを特徴とする。この構成では、インバータ回路5の各スイッチング素子SuSv...Szのスイッチング動作時には、インバータ回路5に供給する直流電圧を低下させる。こうすることで、窒化物系化合物を主材料とした各スイッチング素子SuSvSwSxSySz内のトラップに捕獲されるキャリアが減少する。すなわち、この電力変換装置では、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子SuSv...Szにおける電流コラプス現象が抑制され、その結果、オン抵抗の増加が抑制される。また、第2の発明は、第1の発明の電力変換装置において、前記電圧降下回路4が低下させた後の前記直流の電圧Vcrは、ゼロよりも大きな電圧値であることを特徴とする。この構成では、電圧降下回路4によって低下させられた電圧は、0Vよりも大きな電圧値になる。また、第3の発明は、第1又は第2の発明の電力変換装置において、交流を脈動する直流に変換して前記電圧降下回路4に出力するコンバータ回路2を備え、前記電圧降下回路4は、前記コンバータ回路2の出力から前記直流を生成して前記インバータ回路5に出力することを特徴とする。この構成では、電圧降下回路4に入力される直流が脈動するので、電圧降下回路4で低下させる電圧エネルギーをより少なくできる。また、第4の発明は、第1から第3の発明の何れかの電力変換装置において、前記電圧降下回路4が前記直流の電圧Vcrを低下させる期間は、電圧降下回路4に入力される電圧が所定の電圧値Vt以上である期間であることを特徴とする。この構成では、前記直流の電圧を低下させる期間をこのようにすることで、電圧降下回路4で低下させるエネルギーをより少なくできる。第1の発明によれば、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子SuSv...Szのオン抵抗の増加が抑制されるので、電力変換装置の高効率化を図ることが可能になる。また、第2の発明によれば、低下後の電圧を0Vよりも大きく維持するので、電圧降下回路4の大型化、電圧低下動作による損失を最小限にとどめることが可能になる。また、第3及び4の発明によれば、それぞれ、電圧降下回路4で低下させる電圧エネルギーをより少なくできるので、より効果的に電力変換装置の高効率化を図ることが可能になる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《概要》図1は、発明の実施形態に係る電力変換装置1の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、電圧降下回路4、インバータ回路5、及び制御部6を備えている。電力変換装置1は、単相の交流電源7から供給された交流電力を所定の周波数の電力に変換して、モータ8に供給するようになっている。なお、交流電源7は、商用交流電源である。また、本実施形態のモータ8は、三相交流モータであり、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。コンバータ回路2コンバータ回路2は、リアクトルLを介して交流電源7に接続され、交流電源7が出力した交流を直流に全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数本実施形態では4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。これらのダイオードD1~D4は、交流電源7の交流電圧を全波整流して、直流電圧に変換する。直流リンク部3直流リンク部3は、コンデンサ3aを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力ノード間に接続され、該コンデンサ3aの両端に生じるバスライン電圧以下では直流リンク電圧Vdcともいうが電圧降下回路4の入力ノードに入力されている。コンデンサ3aは、例えばフィルムコンデンサによって構成する。このコンデンサ3aは、インバータ回路5のスイッチング素子後述がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ3aは、コンバータ回路2によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部3が出力する直流リンク電圧Vdcは、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。電圧降下回路4電圧降下回路4は、制御部6の制御後述に応じ、直流リンク部3から供給された直流の電圧直流リンク電圧Vdcを、低下又はそのままインバータ回路5に供給する。本実施形態の電圧降下回路4は、図1に示すように、主スイッチSc、2つの補助スイッチSa1Sa2、主共振キャパシタCr、補助共振キャパシタCa2、共振インダクタLr、及び3つのダイオードDcDa1Da2を備えている。主スイッチScは、ドレインが直流リンク部3の正側ノード、ソースがインバータ回路5の上アーム後述の入力ノードにそれぞれ接続されている。共振インダクタLrは、2つの補助スイッチSa1Sa2を介してインバータ回路5の入力ノード間に並列接続されている。詳しくは、共振インダクタLrは、一端が補助スイッチSa1を介してインバータ回路5の正側の入力ノードに接続され、他の一端が補助スイッチSa2を介してインバータ回路5の負側の入力ノードに接続されている。主共振キャパシタCrは、インバータ回路5の入力ノード間に並列接続されている。補助共振キャパシタCa2は、補助スイッチSa2に並列接続されている。また、ダイオードDcは主スイッチScに逆並列接続され、ダイオードDa1は補助スイッチSa1に逆並列接続され、ダイオードDa2は補助スイッチSa2に逆並列接続されている。電圧降下回路4の各スイッチScSa1Sa2のオンオフを制御することで、インバータ回路5に入力される電圧を制御できる。これらのスイッチScSa1Sa2の制御は後述するように制御部6が行う。インバータ回路5インバータ回路5は、入力ノードが電圧降下回路4の出力ノードに並列に接続されている。インバータ回路5は、電圧降下回路4の出力直流をスイッチングして三相交流に変換し、接続されたモータ8に供給するようになっている。本実施形態のインバータ回路5は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。インバータ回路5は、三相交流をモータ8に出力するので、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。それぞれのスイッチング素子SuSvSwSxSySzは、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子であり、具体的にはGaNMOSFET電界効果トランジスタである。GaNMOSFETは、GaNGalliumNitride,窒化ガリウムを主材料とした半導体素子である。インバータ回路5は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続した3つのスイッチングレグを備えている。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、モータ8の各相のコイル図示は省略にそれぞれ接続されている。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。インバータ回路5は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、電圧降下回路4から入力された直流電圧をスイッチングして三相交流電圧に変換し、モータ8へ供給する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部6が行う。制御部6制御部6は、マイクロコンピュータ図示は省略とそれを動作させるプログラムを備えている。制御部6は、インバータ回路5の出力電圧が所望の電圧、及び周波数となるように、インバータ回路5の各スイッチング素子SuSvSwSxSySzにゲート信号GuGvGwGxGyGzを与えてオンオフを制御する。制御部6は、具体的には、いわゆるPWMPulseWidthModulation制御方式によって前記オンオフを制御する。また、制御部6は、電圧降下回路4の各スイッチScSa1Sa2の制御も行う。具体的には、制御部6は、インバータ回路5の各スイッチング素子SuSv...Szのスイッチング動作時には、インバータ回路5に供給する直流の電圧後述の電圧Vcrが低下するように電圧降下回路4を制御する。図2は、インバータ回路5に供給する直流の電圧制御の概念を説明する図である。この制御を実現するため、制御部6は、mode0~mode6の7つの状態に、電圧降下回路4、及びインバータ回路5を推移させる。電力変換装置制御部の動作図3は、インバータ回路5の1アーム分具体的にはU相の上下アーム及び電圧降下回路4のモードの推移を説明する等価回路図である。また、図4は、電圧降下回路4及びインバータ回路5における素子等の動作波形を示すタイミングチャートである。以下、各モードについて説明する。なお、以下の説明において、ZCSZeroCurrentSwitchingとは、スイッチトランジスタに電流が流れていないときにスイッチのオン/オフの切り換えを行うスイッチングである。ZVSZeroVoltageSwitchingとは、スイッチトランジスタに印加された電圧が0ボルトのときにスイッチのオン/オフの切り換えを行うスイッチングである。また、ZVS/ZCS方式とは、VS方式およびZCS方式である。mode0では、制御部6は、主スイッチSc及び補助スイッチSa2をオン状態にする。mode0は、負荷に電流が流れている定常状態である。ここでの負荷はモータ8であり、図3では、抵抗器RmとインダクタLmで表示してある。なお、図3では、実線で示した部分が電流が流れている部分であり、破線で示した部分が電流が流れていない部分である。また、図3においてVca2は、補助共振キャパシタCa2の端子間電圧である。mode1では、制御部6は、補助スイッチSa1をZCS方式でターンオンする。これにより、共振インダクタLrに電流共振初期電流を蓄積するVca2充電開始。mode2図2の放電モードに対応では、共振インダクタLrの電流が共振状態初期電流に達すると、制御部6は、主スイッチScと補助スイッチSa2を同時に、ZVS方式でターンオフして共振状態を作るVcr放電開始。すなわち、このモードでは、共振インダクタLr、主共振キャパシタCr、補助共振キャパシタCa2において共振が起こる。mode3図2の電圧低下モードに対応は、主共振キャパシタCrの端子間の電圧Vcrが低下している期間である。電圧Vcrは、インバータ回路5の入力ノード間に印加される電圧である。制御部6は、この期間にインバータ主回路この例ではスイッチング素子SuをターンオフするVca2放電開始。本実施形態の電圧降下回路4は、電圧Vcrを0Vまで低下させるのではなく、電圧Vcrの低下が、スイッチング素子SuSvSwSxSySzの最大定格電圧の1/3程度にまでとなるように図2を参照、主共振キャパシタCr、補助共振キャパシタCa2、及び共振インダクタLrの特性容量等を設定してある。mode4図2の充電モードに対応では、共振インダクタLrの電流iLrが負の方向に増加し始める。共振インダクタLrの電流iLrが、主共振キャパシタCrの電圧を直流リンク電圧Vdcまでの昇圧に必要な値に増加するまで、制御部6は、各スイッチScSa1Sa2のオン或いはオフの状態を維持する。そして、電流iLrが当該電流値に達すると、制御部6は、補助スイッチSa1をZVS/ZSC方式でターンオフさせる。mode5は、主共振キャパシタCrの電圧Vcrが直流リンク電圧Vdcに達した状態である。主共振キャパシタCrの電圧Vcrが直流リンク電圧Vdcに達するとダイオードDcが導通する。制御部6は、ダイオードDcが導通している期間中に主スイッチScをZVS/ZCS方式でターンオンする。mode6では、共振インダクタLrの電流が、直流電源直流リンク部3に回生され、電圧降下回路4及びインバータ回路5は再びmode0の状態に戻る。このように、電力変換装置1では、インバータ回路5の各スイッチング素子SuSv...Szのスイッチング動作時に、スイッチング素子SuSv...Szに供給する直流の電圧電圧Vcrを低下させるのである。こうすることで、各スイッチング素子SuSvSwSxSySz内のトラップに捕獲されるキャリアが減少する。すなわち、電力変換装置1では、GaNを主材料としたスイッチング素子SuSv...Szにおける電流コラプス現象が抑制され、その結果、オン抵抗の増加が抑制される。本実施形態における効果以上のように、本実施形態によれば、GaNを主材料としたスイッチング素子SuSv...Szのオン抵抗の増加が抑制されるので、電力変換装置1の高効率化を図ることが可能になる。特に、本実施形態では、単相交流電圧に応じ、単相交流電圧の周波数の2倍の周波数で直流リンク電圧Vdcが大きく脈動するので、電圧降下回路4で低下させる電圧エネルギーをより少なくできる。すなわち、この点からも電力変換装置1の高効率化に貢献できる。このように電流コラプス現象を抑制できると、例えば600V程度の耐圧が必要となるインバータ回路に窒化物系化合物半導体を適用することが可能になり、商用電源に接続するインバータ回路としての実用化も可能になる。また、電圧降下回路4では、低下させる電圧をスイッチング素子SuSv...Szの最大定格電圧の1/3程度まですなわち、0Vまでは低下させないとしているので、電圧降下回路4の大型化、電圧低下動作による損失を最小限にとどめることが可能になる。《その他の実施形態》なお、前記のように直流リンク電圧Vdcが大きく脈動する装置では、インバータ回路5に供給する直流電圧電圧Vcrを低下させる期間は、直流リンク部3による平滑電圧が所定の電圧値Vt以上である期間のみとするのが望ましい。こうすることで、電圧降下回路4で低下させるエネルギーをより少なくできる図5を参照。図5では、動作期間と表示した期間がインバータ回路に供給する直流の電圧を低下させる期間である。また、電圧降下回路4の構成は例示である。他の構成の回路で、スイッチング素子SuSv...Szのスイッチング動作時に、スイッチング素子SuSv...Szに入力する直流電圧を低下させるようにしてもよい。また、電力変換装置1で用いたGaNMOSFETは、窒化物系化合物を主材料としたスイッチング素子の一例である。各スイッチング素子SuSv...Szには、他の種類の窒化物系化合物を用いたスイッチング素子を採用してもよい。また、交流電源7は、三相交流電源としてもよい。また、直流リンク部3は、コンバータ回路2の出力を平滑化できるようにコンデンサ3aの容量を設定してもよい。また、電力変換装置1は、電池などの直流電源を電圧降下回路4に接続する構成であってもよい。"