"交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に出力するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、前記フィルタ部で抽出した交流成分を90度進めた進相交流成分を出力する位相進み手段、前記交流成分にゲインppは、前記インバータの出力の上昇に応じて増大する、0≦p≦1の範囲で変動する変数を乗算した値と、前記進相交流成分にゲイン1-pを乗算した値とを加算した値を出力する重み付け部、およびこの重み付け部の出力に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御することを特徴とする電力変換装置。前記変数pは、下式により算出することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。p=Pout/Pmax但し、Pout:前記インバータの出力電力値Pmax:前記インバータの出力電力設定値前記変数pは、下式により算出することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。p=iout/imax但し、iout:前記インバータの出力電流値imax:前記インバータの出力電流設定値前記インバータが、3相u,v,w相交流を出力する場合、前記変数pは、下式により算出することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。p=irmsout/irmsmax但し、irmsout:前記インバータの出力電流実効値=√iu2iv2iw2irmsmax:前記インバータの出力電流設定実効値前記変数pは、下式により算出することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。p=Vdcmax-Vdcout/Vdcmax-Vdcmin但し、Vdcout:前記直流リンク部の直流電圧値Vdcmax:前記直流リンク部の直流電圧最大値Vdcmin:前記直流リンク部の直流電圧最小値請求項2ないし5のいずれか1項において、前記変数pの算出に使用する各出力値Pout、iout、irmsout、Vdcoutには、ローパスフィルタを介することにより脈動成分を除いた値を使用するようにしたことを特徴とする電力変換装置。前記交流負荷は交流モータであり、前記制御部は、速度指令に基づき前記電圧指令を発生する電圧指令発生部を備えたことを特徴とする請求項1ないし6のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記電圧指令発生部は、電圧/周波数=一定の関係に基づき、前記速度指令から電圧指令を発生するV/f制御部であり、前記制御部は、前記V/f制御部からの前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御することを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。前記電圧指令発生部は、速度検出値が前記速度指令に追従するように、dq2軸直交座標上のq軸電圧指令を発生する速度指令部であり、前記制御部は、前記速度指令部からの前記q軸電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御することを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。特許文献1の装置では、擬似微分成分を用いて、周波数指令を補正している。擬似微分というのは、一定の位相進み補償に相当する。しかしながら実際のモータにおいては、負荷の大小によって、共振抑制に有効な進み位相角の大きさが異なる。そのため特許文献1では、モータ負荷の大きさが変化すると、共振抑制性能が低下してしまう。そのため共振抑制性能を保つためには、補償量が大きくなってしまい、インバータ出力電圧の飽和を招く可能性があるという問題があった。この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、モータ負荷の大小に拘わらず、直流リンク部の共振を抑制することが出来る電力変換装置を得ることを目的とする。この発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に出力するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、フィルタ部で抽出した交流成分を90度進めた進相交流成分を出力する位相進み手段、交流成分にゲインppは、インバータの出力の上昇に応じて増大する、0≦p≦1の範囲で変動する変数を乗算した値と、進相交流成分にゲイン1-pを乗算した値とを加算した値を出力する重み付け部、およびこの重み付け部の出力に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御するものである。以上のように、この発明に係る電力変換装置は、変数pに基づく重み付け部を備え、インバータの出力に応じてその位相を調整した補正信号を作成するようにしたので、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧の飽和を防ぐことができる。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1による電力変換装置の構成図である。三相交流電源1の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部5に出力するコンバータ2と、直流リンク部5の直流電力を入力として交流電力を出力し、交流負荷としての負荷モータ3に交流電力を供給するインバータ4とを備え、コンバータインバータ間に接続され直流電力をやりとりする直流リンク部5にはコンデンサ6が接続されている。制御部としての制御ユニット7は、後述するように、電圧指令に基づきインバータ4を制御する。そして、電圧検出部8によりDCリンク電圧Vdcを採取し、制御ユニット7にてゲート信号Gu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-を生成する。図2は、図1における制御ユニット7の内部構成を示す制御ブロック図である。ここでは、モータ電圧と周波数の比を一定に保つV/f制御系に共振抑制制御を付加している。制御ユニット7の入力は、DCリンク電圧Vdcと速度指令である周波数指令ωとであり、出力は、ゲート信号Gu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-となる。電圧指令発生部としてのV/fテーブル9では、周波数指令ωを入力しそのテーブル9を介して電圧指令振幅Vを出力する。また、周波数指令ωを積分器10により積分して電圧指令の位相θを出力する。ゲート信号生成部11では、DCリンク電圧Vdc、電圧指令振幅VV’、位相θを用いて、出力電圧指令を生成し、PWM処理によりGu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-を生成する。ゲート信号生成部11において、DCリンク電圧Vdcはゲート信号生成のパルス幅補正に用いられる。次に、共振抑制制御ブロック12について説明する。共振抑制制御ブロック12は、DCリンク電圧Vdcを入力して共振抑制用の補正信号Vcmpを出力する。補正信号Vcmpは、V/f制御による電圧指令Vに加算されVVcmp=V’補償動作がなされる。補正信号Vcmpは次の手順で計算を実施する。先ず、フィルタ部としてのハイパスフィルタ13を用いて、DCリンク電圧Vdcの脈動成分交流成分VdcACを抽出する。脈動成分VdcACに位相進み手段14を用いて、元の信号から90度位相を進め、位相進み脈動成分VdcAC90を出力する。位相進み手段14の具体的な手法として、VdcACを微分して90度進みとする方法や、VdcACを3/4周期遅らせることで、90度進み相当にする方法がある。次に重みづけ部15を説明する。脈動成分VdcACと位相進み脈動成分VdcAC90の重みづけをするゲイン16とゲイン17を設ける。ゲイン16と17の出力を加算器18にて加算する。なお、ゲイン16およびゲイン17で設定する変数pは、後述する変数p算出部26により算出される。加算器18の出力にゲイン部19のゲインKを乗算して補正信号Vcmpを生成する。そして加算器20を用いて、電圧指令振幅VをV’に補正して出力する。次に、図2の共振抑制制御ブロック12の働きでDCリンク電圧Vdcの脈動が低減される原理を説明する。図3は、電力変換装置の回路図である。三相交流電源1、ACリアクトル21、コンバータ2、コンデンサ6、インバータ4、負荷モータ3で構成される。図4は、図3の電力変換装置のDCリンク電圧Vdcの脈動周波数成分に着目したモデルである。交流電源22、ACリアクトル23、コンデンサ6、電流源24で構成される。交流電源22は、コンバータ2により発生するDCリンク電圧Vdcの脈動を模擬した交流電源である。三相交流電源1が三相であるので、ここでは電源周波数の6倍の周波数fを持つ。なお、図4のモデルでは、脈動リプル成分を扱っているので、それぞれ交流電源22の電圧はvsr、コンデンサ6の電圧はvdcrと、現実回路のVs、Vdcと区別して表現している。また、図3にはLC共振が発生する、電圧または電流の経路の一例を併記している。図3に示す経路において、電流が2回ACリアクトル21を通過することになるので、図4に示すACリアクトル23の大きさは、ACリアクトル21の2倍のインダクタンス値となる。ACリアクトル23とコンデンサ6との共振周波数が、交流電源22の周波数f、即ち、三相交流電源1の周波数の6倍の周波数と一致する値をとる場合に系統電源の共振が発生する。この時のACリアクトル23のインダクタンスLは1式の値を取る。ここで、電流源24は、インバータ4と負荷モータ3を模擬したモデルである。インバータ4を制御することで、任意の電流が流せることから電流源としている。且つ、この電流源24は、DCリンク電圧の脈動に応じて、制御で流れる電流を模擬している。ところで、この発明における共振抑制制御の動作を解明するには、脈動成分に係る補正信号Vcmpを印加したときの電流源24、即ち、その電流の挙動を検討する必要がある。その場合、電流源の形では、解析が必ずしも簡便でないので、先ず、解析の前段階として、図4の電流源24が、後述の図7に示すような、抵抗を直列に接続した回路で表現できることを、1式および以下の2~8式により説明する。負荷モータ3は交流モータであり、モータ電圧や電流などの諸量を2軸直交座標上dq座標で取り扱って制御されることが多い。ここで、交流モータのトルク電流を表現する軸をq軸とすると、一般的にインバータの出力電力Pは、q軸電圧vqとq軸電流iqを用いて2式で表わされる。インバータのq軸電圧vqを脈動させると、インバータの出力電力Pとその脈動量ΔPは、3、4式のように表せる。Δiq、Δvqは、iq、vqと比較して微小であるので、ΔvqΔiqの項は無視できるほど小さくなる。従って、脈動量ΔPは、3式右辺の第2、第3項目のみを考慮すればよく、4式の通りとなる。図5に一例として、標準的な3.7kW誘導電動機の伝達特性を示す。Δvqを入力、Δiqを出力とした場合の位相の周波数特性である。電源周波数50Hzや60Hzの共振周波数約2000rad/sにおいて、ΔiqはΔvqに対し90度程度遅れ特性を示す。誘導電動機に限らず、同期電動機など他の種類のモータでも、電気的には抵抗とインダクタンスによるRL回路であるため、ΔiqはΔvqに対して位相遅れとなる。その結果、iq、vqは一定値であることから、4式に示されたモータの脈動電力ΔPの第1項vqΔiqは、Δvqに比べて約90度遅れ、第2項Δvqiqは同位相となる。また、インバータの入力電力PΔPは、インバータ入力電圧Vdc、インバータ入力電流Idcを用いて5式で表される。ここでは、インバータ入力電力=出力電力としている。インバータ入力電圧Vdcは、脈動成分vdcrに対し、直流成分が大きくなる。このため、ほぼ一定値とみなすことができる。5式の両辺をVdcで除算すると、Idcが6式より得られる。従って、インバータ入力電流Idcは、脈動量ΔPと同相の位相遅れの脈動が発生するとみなすことが出来る。以上の検討により、図4のインバータモータを模擬した電流源24は、Δvqに比べ遅れ特性であることが判る。ところで、この位相遅れの度合いが負荷の大きさによってどのように変化するかを、先の4式により検討すると以下の通りである。即ち、モータ負荷が大きい場合は、iqが大きくなり、4式の第2項が支配的になり、従って、Δvq→ΔPの位相特性は、ほぼ同位相となる。逆に、モータ負荷が小さい場合は、iqが小さくなり、4式の第1項が支配的になり、Δvq→ΔPの位相特性は、ほぼ90度遅れになる。このように、ΔvqとΔPとの位相関係がモータ負荷の大小によって変化するため、Δvq、従って、VdcACを使って補正信号Vcmpを求める場合、その大きさだけでなく位相を制御する必要がある。重み付け部15は、モータ負荷の大きさに応じて上記位相関係を調整することにより、Δvq、従ってVdcACとΔPとの位相ずれを無くそうとするものである。ここでは、この重み付け部15のゲイン16および17で設定する変数pを7式で決定する。7式の分子は、インバータ4の出力電力値Poutに相当しvqとiqの積で導出できる。分母のPmaxは、p=1となる出力電力値である。Pmaxは、負荷モータ3の定格によって変化する定数であるが、ここでは、インバータの出力電力設定値とした。変数pは、8式の範囲を取るものとする。7式にて導出した変数pの値が8式の範囲外となる場合は、8式の範囲内になるように補正する。これは、Pout>Pmaxとなる場合、即ち、出力電力値Poutが過負荷となる場合で、p>1となり、重み付けの安定した算出が不可となるので、p=1に近似するものである。図6は、7式により変数pを算出して出力する変数p算出部26の具体的な構成を示すブロック図である。以下、その変数pの算出方法について説明する。dq変換器40により、位相角指令θを用いて電流検出部図示せずからの負荷モータ3の電流検出値iu、iv、iwのq軸電流成分iq’を導出する。乗算器41により、iq’に電圧指令値V補正前の値を乗算して出力電力値P’outを導出する。そして、ローパスフィルタ42を用いて、出力電力値P’outの脈動分を除去した出力電力値Poutを導出する。これは、電流検出値iu、iv、iwに、共振制御による脈動成分が含まれるため、制御干渉を防止するために設ける。ローパスフィルタ42を用いると、共振抑制の制御応答が落ちるため、制御応答を上げたい場合は、ローパスフィルタ42を設けなくてもよい。最後に、除算器43により、出力電力値Poutを出力電力定格値Pmaxで除算することにより、変数pを導出する。なお、ローパスフィルタ42を用いない場合、出力電力値の瞬時値、波高値等を使用して変数pを算出しても良い。重み付け部15は、以上で導出した変数pを用いた重み付け処理により、q軸電流成分iq、従って、出力電力値Poutが大きいほど、位相進み無し位相進み手段14を経ない出力のVdcACを多く反映させる。これはモータ負荷が大きい場合に相当する。逆に、q軸電流成分iq、従って、出力電力値Poutが小さいほど、90度位相進み位相進み手段14を経た出力のVdcAC90を多く反映させる。これはモータ負荷が小さい場合に相当する。VdcAC→ΔPの特性が90度遅れとなるため、VdcACの位相を進ませることで、VdcACとΔPとをほぼ同相とするものである。即ち、この重み付け処理により、図4の電流源24を抵抗RdのみのR回路とみなすことができる。図4のモデルの電流源24をR回路に置換した回路図を図7に示す。以上のように、重み付け部15により、電流源24を等価的にR回路25に置換できることが確認されたので、以下、この等価回路に基づき、DCリンク電圧Vdcの脈動が軽減できることを説明する。先ず、共振抑制をしない場合について考える。図8は、電流源24に流れる電流を0、即ち、Rd→∞とした時の等価モデルである。電源電圧vsrからコンデンサ間電圧vdcrの伝達関数を導出する。回路方程式からA-1~A-2式を導出することができる。但し、以下のラプラス変換した式上では、電圧vsrとしてVsr、電圧vdcrとしてVdcr、電流i1としてI1、電流i2としてI2の符号をそれぞれ使用している。A-2式を、電流I1で整理するとA-3式になる。A-3式をA-1式に代入し、Vdcr/Vsrで整理するとA-4式になる。A-4式のsにs=jωcを代入し、整理するとA-5式になる。但し、ωcは共振周波数fcの角振動数である。共振周波数fcにおいてLC共振が発生するようにL、C値を決定しているので、A-6式が成立する。A-6式からA-5式の分母=0となることから、ゲイン∞となり、Vdcrは発散する。以上より共振現象を確認できる。次に、図7の共振抑制動作を模擬するモデルで、電源電圧vsrからコンデンサ間電圧vdcrの伝達関数を導出する。回路方程式からB-1~B-3式を導出することができる。B-2式を、I2で整理するとB-4式になる。B-4式をB-1式に代入し、I1で整理するとB-5式を導出できる。B-5式をB-3式に代入し、Vdcr/Vsrで整理するとB-6式になる。B-6式のsにs=jωcを代入し、整理するとB-7式になる。共振周波数fcにおいてLC共振が発生するようにL、C値を決定しているので、B-8式が成立する。B-8式を用いて、B-7式を簡単化すると、B-9式を導出できる。B-9式の絶対値を取ると、B-10式を導出することができる。A-5式とB-10式とを比較すると、共振条件においては、A-5式では、Vdcr/Vsrが∞となるのに対し、B-10式では有限の値となり、脈動の抑制効果を確認できる。また、B-10式より、モータインバータを模擬したR回路のインピーダンスを小さくするほど、脈動が小さくなる。そして、このインピーダンスを小さくすることは、先の図2の共振抑制制御ブロック12におけるゲイン19のゲインKを大きく設定することに対応する。図9は、以上説明した共振抑制動作の一例を示す図であり、補正信号Vcmpを用いて、出力電圧指令を補正した場合と、補正しなかった場合のDCリンク電圧Vdcを比較したものである。補正信号Vcmpにより出力電圧指令を補正すると、直流リンク電圧Vdcの脈動が小さくなることを確認することができる。以上のように、本発明の実施の形態1の電力変換装置においては、共振抑制制御ブロック12を用いることで、コンバータ2により発生するDCリンク電圧の脈動の周波数と、三相交流電源1とコンバータ2間のACリアクトル21とDCリンク5のコンデンサ6のLC共振周波数が一致しても、DCリンク電圧の脈動の拡大を抑制でき、インバータモータに安定した電力を供給でき、システムを安定に運用することができる。更に、変数p=Pout/Pmaxを用いた重み付け処理をすることによって、VdcACの位相進み量をコントロールしてこのVdcACに基づき作成する補正信号VcmpをΔPとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。また、このような共振によるDCリンク電圧の脈動の拡大は、DCリンクのコンデンサ6が小容量の場合に発生することが多いが、本発明による共振抑制制御ブロック12によりこの種の問題を解決することができる。実施の形態2.この実施の形態2においては、重み付け部15のゲイン16および17で設定する変数pを2-1式で決定する。2-1式のiqoutは、負荷モータ3のq軸の出力電流値、iqmaxは、p=1となるq軸の出力電流値である。iqmaxは、負荷モータ3の定格によって変化する定数であるが、ここでは、インバータの出力電流設定値とした。変数pは、2-2式の範囲を取るものとする。2-1式にて導出した変数pの値が2-2式の範囲外の場合は、実施の形態1で説明したと同様の理由で、2-2式の範囲内になるように補正する。図10は、2-1式により変数pを導出して出力する変数p算出部26の具体的な構成を示すブロック図である。以下、その変数pの算出方法について説明する。dq変換器40により、位相角指令θを用いて電流検出部図示せずからの負荷モータ3の電流検出値iu、iv、iwのq軸電流成分iq’を導出する。そして、ローパスフィルタ42を用いて、q軸電流成分iq’の脈動分を除去した出力電流値iqoutを導出する。これは、電流検出値iu、iv、iwに、共振制御による脈動成分が含まれるため、制御干渉を防止するために設ける。ローパスフィルタ42を用いると、共振抑制の制御応答が落ちるため、制御応答を上げたい場合は、ローパスフィルタ42を設けなくてもよい。最後に、除算器43により、q軸出力電流値iqoutをq軸出力電流設定値iqmaxで除算することにより、変数pを導出する。以上のように、本発明の実施の形態2においては、変数p=iqout/iqmaxを用いた重み付け処理をするので、図10から判るように、変数p算出部26の構成が、先の実施の形態1の場合より簡便になる。また、一般的に、q軸電流が大きいほど出力電力も大きくなる傾向があるので、変数pを7式に基づき算出する先の実施の形態1の場合とほぼ同様、VdcACの位相進み量をコントロールしてこのVdcACに基づき作成する補正信号VcmpをΔPとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。実施の形態3.この実施の形態3においては、重み付け部15のゲイン16および17で設定する変数pを3-1式で決定する。3-1式のirmsoutは、負荷モータ3の出力電流実効値、irmsmaxは、p=1となる出力電流実効値である。irmsmaxは、負荷モータ3の定格によって変化する定数であるが、ここでは、インバータの出力電流設定実効値とした。変数pは、3-2式の範囲を取るものとする。3-1式にて導出した変数pの値が3-2式の範囲外の場合は、実施の形態1で説明したと同様の理由で、3-2式の範囲内になるように補正する。図11は、3-1式により変数pを導出して出力する変数p算出部26の具体的な構成を示すブロック図である。以下、その変数pの算出方法について説明する。電流検出部図示せずからの負荷モータ3の電流検出値iu、iv、iwに基づき3-3式により導出する電流実効値irms’を用いる。ローパスフィルタ42を用いて、出力電流実効値irms’outの脈動分を除去した出力電流実効値irmsoutを導出する。これは、電流検出値iu、iv、iwに、共振制御による脈動成分が含まれるため、制御干渉を防止するために設ける。ローパスフィルタ42を用いると、共振抑制の制御応答が落ちるため、制御応答を上げたい場合は、ローパスフィルタ42を設けなくてもよい。最後に、除算器43により、出力電流実効値irmsoutを出力電流設定実効値irmsmaxで除算することにより、変数pを導出する。以上のように、本発明の実施の形態3においては、変数p=irmsout/irmsmaxを用いた重み付け処理をするので、図11から判るように、変数p算出部26の構成としてdq変換器40が不要となる利点があるが、検出電流の実効値を演算する必要があるという点で不利とも言える。また、一般的に、出力電流実効値が大きいほど出力電力も大きくなる傾向があるので、変数pを7式に基づき算出する先の実施の形態1の場合とほぼ同様、VdcACの位相進み量をコントロールしてこのVdcACに基づき作成する補正信号VcmpをΔPとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。実施の形態4.一般的に、直流リンク部5のコンデンサ6のDC電圧Vdcは、無負荷時に最も高くなり、負荷が大きくなるほど、DC電圧Vdcは低くなることが知られている。この実施の形態4では、この特性を変数pの値を決定するのに利用する。即ち、実施の形態4においては、重み付け部15のゲイン16および17で設定する変数pを4-1式で決定する。4-1式のVdcminは、p=1とするDCリンク電圧値である。Vdcmaxは、p=0とする電圧値である。例えば、電源200V系の場合、Vdcmax=265Vとする。またVdcmin=250Vとした。Vdcmaxが265Vであるのは、電源200V系において、無負荷時のVdcDC値を採用している。逆に、Vdcminが250Vであるのは、定格出力時のVdcDC値を採用している。図12は、4-1式により変数pを導出して出力する変数p算出部26の具体的な構成を示すブロック図である。以下、その変数pの算出方法について説明する。ローパスフィルタ42を用いて、Vdcの脈動成分、即ち、Vdcに重畳している電源周波数の6倍の成分を除去して直流電圧VdcDCを導出する。従って、ローパスフィルタ42のカットオフ周波数は100Hz程度にすればよい。そして、減算器44により、VdcmaxからVdcDCを減算し、減算器45により、VdcmaxからVdcminを減算し、最後に、除算器43により、前者の値を後者の値で除算することにより、変数pを導出する。以上のように、本発明の実施の形態4においては、変数p=Vdcmax-Vdcout/Vdcmax-Vdcminを用いた重み付け処理をするので、図12から判るように、電流検出値に係る演算が不要となるので、変数pの演算が非常に簡便となる。反面、直流電圧VdcDCと負荷量との間の経験的な特性に基づいて変数pを設定しているため、共振抑制の効果としては、負荷量の変化に追従し得るという点で従来の装置より優れているが、既述した各実施の形態と比較するとやや劣ると言わざるを得ない。実施の形態5.先の実施の形態1~4では、V/f制御をベースとしたモータ制御系への適用例について示したが、この発明は速度制御系や電流制御系をベースとしたモータ制御系へ適用してもよい。図13は、実施の形態5における制御ユニット7の内部構成図で、同期モータに速度制御系を適用した場合の共振抑制制御ブロック図である。先の実施の形態1で説明した制御ブロックを速度制御系に置き換えたものであり、共振抑制制御は、q軸電圧指令vqに補正を加えることで実現している。共振抑制制御ブロック27は図2で説明したものと同じものを採用することができる。以下、ブロック図の電圧指令発生部に係る部分の詳細を説明する。速度周波数指令ωと速度検出値であるモータ速度周波数ωの偏差を減算器28により導出し、PI制御器29を用いて、モータ速度ωが速度指令ωに追従するように、q軸電流指令iqを作成する。q軸電流指令iqとq軸電流iqの偏差を減算器30より導出し、PI制御器31を用いて、q軸電流iqがq軸電流指令iqに追従するように、q軸電圧指令vqを作成する。以上の28~31により、q軸電圧指令vqを発生する速度指令部を構成する。d軸に関しても、電流指令idとd軸電流idとの偏差を減算器32により導出し、PI制御器33を用いてd軸電圧指令vdを作成する。q軸電圧指令vqに、共振抑制制御の補正信号Vcmpを加算器20にて足し合わせることで補正し、補正付q軸電圧指令vq’を導出する。実速度ωに積分器34を用いて位相角θを導出する。DCリンク電圧Vdc、d軸電圧指令vd、補正付q軸電圧指令vq’、位相角θを用いて、ゲート信号生成部35にて、逆dq変換し各相の出力電圧指令を生成し、PWM処理によりゲート信号Gu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-を生成する。なお、この実施の形態5においては、dq軸上のベクトル制御を採用しているので、図14に示すように、変数p算出部26の構成を、先の図6や図10の場合より簡便なものとすることができる。即ち、図14aに示すように、図6の変数p算出部26のq軸電流iq’に替わって、図13の制御ブロック上で得られるq軸電流指令iqを使用することにより、dq変換器40を省略することができる。また、図14bに示すように、図10の変数p算出部26のq軸電流iq’に替わって、図13の制御ブロック上で得られるq軸電流指令iqを使用することにより、dq変換器40を省略することができる。但し、図14は、ローパスフィルタ42を設けない場合で示しているが、必要に応じて設けても良い。以上、実施の形態5においても、先の各実施の形態と同様の効果が得られる。即ち、変数pを用いた重み付け処理をすることによって、VdcACの位相進み量をコントロールしてこのVdcACに基づき作成する補正信号VcmpをΔPとほぼ同相とすることができる。これにより、モータ負荷の大小によらず、高い共振抑制効果を発揮できる。そのため少ない補償量で共振抑制の効果が得られるので、インバータ出力電圧飽和を防ぐことができる。また、このような共振によるDCリンク電圧の脈動の拡大は、DCリンクのコンデンサ6が小容量の場合に発生することが多いが、本発明による共振抑制制御ブロック12によりこの種の問題を解決することができる。なお、重み付け部15で用いる変数pの算出方法としては、インバータ4の出力の上昇に応じて増大し、0≦p≦1の範囲で変動する値が得られるものであれば、必ずしも、先の各実施の形態で例示した方法に限られるものではない。また、各実施の形態では、交流負荷として誘導モータを例に説明したが、他の種類のモータ、例えば、同期モータなどを駆動する場合でも、更には、モータ以外の交流負荷にも本発明は適用可能で、同様の効果を奏するものである。また、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。"