"モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいてトルクフィードバック制御を実行することにより演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、演算周期毎に前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記増減値の積算により前記電流指令値を低減した時点から所定時間の経過をもって、新たな前記増減値の積算による前記電流指令値の低減を許可するとともに、前記電流指令値に基づいて、前記所定時間を変更すること、を特徴とするモータ制御装置。請求項1に記載のモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあっても、該不足が許容範囲内にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を特徴とするモータ制御装置。請求項1又は請求項2に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置。さて、上記のような制御上の仮想的な制御角を用いるレゾルバレス制御では、ロータの回転位置を保持するために必要な起磁力をステータが発生し得る限りにおいて、上記制御角と実回転角との乖離を安定的に制御可能な範囲に留めおくことが可能になる。つまり、より大きなモータ電流を発生させることによって、そのモータ制御の安定性を高めることができる。しかしながら、継続的に大きな電流をモータに通電することにより、そのエネルギー効率は低下する。そして、モータの発熱が顕著になることで信頼性が低下するおそれがあることから、従来、その改善が解決すべき課題として残されていた。本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的にモータ電流を抑制することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。上記問題点を解決するために、請求項1に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいて三相の駆動電力をモータに供給する駆動回路とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差に基づいてトルクフィードバック制御を実行することにより演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角を演算し、該加算角を積算することにより制御上のモータ回転角を演算するとともに、演算周期毎に前記トルク偏差に基づく増減値を演算し、該増減値を積算することにより電流指令値を演算しつつ、前記制御上のモータ回転角に従う回転座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、前記モータ制御信号を出力するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記増減値の積算により前記電流指令値を低減した時点から所定時間の経過をもって、新たな前記増減値の積算による前記電流指令値の低減を許可するとともに、前記電流指令値に基づいて、前記所定時間を変更すること、を要旨とする。即ち、トルク偏差に基づくトルクフィードバック制御の実行により制御上の仮想的なモータ回転角制御角を演算し、当該制御角に従う回転座標系で電流フィードバック制御を実行する構成では、そのモータ制御の状態が安定的である限り、同制御角に従う回転座標系の電流指令値を低減しても、これに対応して制御角が変化することで、従前のモータトルクが維持される。従って、そのモータ制御の安定性を示すトルク偏差に基づいて、電流指令値を低減することにより、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的に、そのモータ電流を抑制することができる。そして、トルク偏差に基づく増減値の積算により電流指令値を低減する際、前回の低減時から所定時間が経過していることを要件として新たな増減値の積算による同電流指令値の低減を許可し、その低減速度を調整することにより、制御角の収束に先んじて電流指令値の低減が進むことによるモータ制御の不安定化を回避することができる。更に、電流指令値の低減により制御角が変化する際、当該制御角の値が収束するまでに要する時間は、その電流指令値の値が大きいほど短い。従って、上記構成によれば、こうした電流指令値の大きさによる制御角の収束時間の違いに合わせて、その電流指令値の低減速度を最適化することができる。そして、これにより、そのエネルギー効率の更なる改善、及び発熱の抑制による信頼性の向上を図ることができる。請求項2に記載の発明は、前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記モータが発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあっても、該不足が許容範囲内にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を要旨とする。即ち、トルク偏差が小さな領域は、そのモータ制御の状態が安定的であることを示す。従って、上記構成によれば、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、より効果的に、そのモータ電流を抑制することができる。請求項3に記載の発明は、請求項1又は請求項2に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であること、を要旨とする。上記構成によれば、モータ制御の不安定化を回避して良好な操舵フィーリングを維持しつつ、効果的にモータ電流を抑制することができる。本発明によれば、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的にモータ電流を抑制することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。図1に示すように、本実施形態の電動パワーステアリング装置EPS1において、ステアリング2が固定されたステアリングシャフト3は、ラックアンドピニオン機構4を介してラック軸5と連結されている。そして、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト3の回転は、ラックアンドピニオン機構4によりラック軸5の往復直線運動に変換される。尚、本実施形態のステアリングシャフト3は、コラムシャフト3a、インターミディエイトシャフト3b、及びピニオンシャフト3cを連結してなる。そして、このステアリングシャフト3の回転に伴うラック軸5の往復直線運動が、同ラック軸5の両端に連結されたタイロッド6を介して図示しないナックルに伝達されることにより、転舵輪7の舵角、即ち車両の進行方向が変更される。また、EPS1は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのEPSアクチュエータ10と、該EPSアクチュエータ10の作動を制御する制御手段としてのECU11とを備えている。本実施形態のEPSアクチュエータ10は、駆動源であるモータ12が減速機構13を介してコラムシャフト3aと駆動連結された所謂コラム型のEPSアクチュエータとして構成されている。尚、本実施形態では、モータ12には、三相U,V,Wの駆動電力に基づき回転するブラシレスモータが採用されている。そして、EPSアクチュエータ10は、このモータ12の回転を減速してコラムシャフト3aに伝達することにより、そのモータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与する構成となっている。一方、ECU11には、トルクセンサ14が接続されており、同ECU11は、そのトルクセンサ14の出力信号に基づいて、ステアリングシャフト3に伝達される操舵トルクτを検出する。また、本実施形態のECU11には、車速センサ15により検出される車速V及びステアリングセンサ操舵角センサ16により検出される操舵角θsが入力される。そして、ECU11は、これらの各状態量に基づいて、操舵系に付与すべき目標アシスト力を演算し、これに相当するモータトルクを発生させるべく駆動電力を供給することにより、そのモータ12を駆動源とするEPSアクチュエータ10の作動、即ち操舵系に付与するアシスト力を制御するパワーアシスト制御。次に、本実施形態のEPSの電気的構成について説明する。図2は、本実施形態のEPSの制御ブロック図である。同図に示すように、ECU11は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン17と、同マイコン17の出力するモータ制御信号に基づいてモータ12に三相の駆動電力を供給する駆動回路18とを備えている。尚、以下に示す各制御ブロックは、マイコン17が実行するコンピュータプログラムにより実現されるものである。そして、同マイコン17は、所定のサンプリング周期で上記各状態量を検出し、所定周期毎に以下の各制御ブロックに示される各演算処理を実行することにより、モータ制御信号を生成する。詳述すると、本実施形態の駆動回路18には、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位スイッチングアームとして、各相モータコイル12u,12v,12wに対応する3つのスイッチングアームを並列に接続してなる周知のPWMインバータが採用されている。即ち、マイコン17の出力するモータ制御信号は、この駆動回路を構成する各相スイッチング素子のオン/オフ状態各相スイッチングアームのDutyを規定するものとなっている。そして、駆動回路18は、このモータ制御信号の入力により作動して、その印加される電源電圧Vpigに基づく三相の駆動電力をモータに供給する構成となっている。さらに詳述すると、ECU11には、モータ12の各相電流値Iu,Iv,Iwを検出するための電流センサ21が設けられている。尚、本実施形態の電流センサ21は、上記駆動回路18を構成する各スイッチングアームの低電位側接地側に、それぞれ、シャント抵抗を接続してなる周知の構成を有している。そして、本実施形態のマイコン17は、この電流センサ21の出力信号シャント抵抗の端子間電圧に基づいて、各相モータコイル12u,12v,12wに流れる相電流値Iu,Iv,Iwを検出する。また、本実施形態のマイコン17は、モータレゾルバ23の出力信号に基づいて、モータ12の回転角電気角θmを検出する。尚、本実施形態では、モータレゾルバ23には、そのセンサ信号として、モータ12の実回転角電気角に応じて振幅が変化する二相の正弦波状信号正弦信号Ssin及び余弦信号Scosを出力する巻線型のレゾルバが採用されている。そして、本実施形態のマイコン17は、これらモータ12の各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θmに基づいて、電流フィードバック制御を実行することにより、その駆動回路18に出力するモータ制御信号を生成する。さらに詳述すると、本実施形態では、マイコン17のモータ制御部24には、回転座標系における電流制御の実行によりモータ12の各相に印加すべき相電圧指令値Vu,Vv,VwVu,Vv,Vwを演算する第1制御部25及び第2制御部26、並びに、その相電圧指令値をモータ制御信号に変換するPWM変換部27が設けられている。そして、本実施形態のマイコン17は、このモータ制御部24において生成されたモータ制御信号を駆動回路18に出力する構成となっている。図3に示すように、第1制御部25は、上記のように検出される操舵トルクτ及び車速Vに基づいて目標アシスト力に対応した電流指令値を演算する電流指令値演算部31を備えている。また、第1制御部25は、d/q変換部32を備えており、同d/q変換部32は、モータレゾルバ23により検出される上記回転角θmに基づいて、各相電流値Iu,Iv,Iwをd/q座標上に写像することにより、d軸電流値Id及びq軸電流値Iqを演算する。そして、第1制御部25は、このモータ12の実回転角θmに従う回転座標系d/q座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、モータ12の各相に印加すべき電圧を示す相電圧指令値Vu,Vv,Vwを演算する構成となっている。即ち、上記電流指令値演算部31は、電流指令値としてq軸電流指令値Iqを演算する。具体的には、同電流指令値演算部31は、入力される操舵トルクτが大きいほど、また車速Vが小さいほど、より大きなアシスト力を発生させるようなq軸電流指令値Iqを演算する。尚、d軸電流指令値Idは0に固定されるId=0。そして、これらd軸電流指令値Id及びq軸電流指令値Iqは、d/q変換部32の出力するd軸電流値Id及びq軸電流値Iqとともに、その対応する減算器33d,33qに入力される。次に、これら各減算器33d,33qが演算する各軸の電流偏差ΔId,ΔIqは、それぞれ、対応するF/B制御部フィードバック制御部34d,34qに入力される。そして、各F/B制御部34d,34qは、その入力される電流偏差ΔId,ΔIq及び所定のフィードバックゲイン比例:P、積分:Iに基づくフィードバック制御演算を実行することにより、d/q座標系の電圧指令値であるd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを演算する。具体的には、各F/B制御部34d,34qは、それぞれ、その入力される電流偏差ΔId,ΔIqに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該電流偏差ΔId,ΔIqの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分を演算する。そして、これらの比例成分及び積分成分を加算することにより、d軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqを生成する。次に、これらのd軸電圧指令値Vd及びq軸電圧指令値Vqは、d/q逆変換部35において、三相U,V,Wの交流座標上に写像される。そして、第1制御部25は、このd/q逆変換部35が実行する逆変換により得られる相電圧指令値Vu,Vv,Vwを、上記PWM変換部27に出力する構成となっている。一方、図4に示すように、第2制御部26は、演算周期毎のモータ回転角変化量に相当する加算角θaθa ́を演算する加算角演算部41と、その加算角θaθa ́を演算周期毎に積算することにより制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcを演算する制御角演算部42とを備えている。そして、第2制御部26は、その制御角θcに従う回転座標系γ/δ座標系において電流フィードバック制御を実行することにより、相電圧指令値Vu,Vv,Vwを演算する構成となっている。詳述すると、本実施形態の加算角演算部41には、上記のように検出される操舵トルクτ、車速V、操舵角θsが入力される。また、加算角演算部41は、ステアリング2に生じた操舵角θs及び車速Vに基づいて、操舵トルクτの目標値に対応した目標操舵トルクτを演算する目標操舵トルク演算部45を備えており、同目標操舵トルク演算部45において演算された目標操舵トルクτは、操舵トルクτとともに減算器46に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部41は、トルクセンサ14により検出される実際の操舵トルクτから目標操舵トルクτを減算することにより得られるトルク偏差Δτに基づいて上記加算角θaを演算する。即ち、モータトルクに基づくアシスト力を操舵系に付与するEPSにおいて、目標操舵トルクτは、モータ12が発生すべきモータトルク目標トルクに対応するパラメータであり、操舵トルクτは、モータ12の実トルクに対応するパラメータである。つまり、これら目標操舵トルクτと実際の操舵トルクτとの間の差分トルク偏差Δτは、目標トルクに対する実トルクの過不足を示す状態量となっている。そして、本実施形態の加算角演算部41は、その目標操舵トルクτに実際の操舵トルクτを追従させるべく、トルクフィードバック制御を実行することにより加算角θaを演算する。具体的には、減算器46において演算されたトルク偏差Δτは、F/B制御部47に入力される。そして、F/B制御部47は、そのトルク偏差Δτに比例ゲインを乗ずることにより得られる比例成分、及び当該トルク偏差Δτの積分値に積分ゲインを乗ずることにより得られる積分成分の加算値を、各演算周期におけるモータ回転角の第1変化成分dθτとして演算する。また、本実施形態では、第2制御部26には、モータ回転角速度を推定するモータ回転角速度推定手段としての回転角速度推定演算部50が設けられており、上記加算角演算部41には、この回転角速度推定演算部50の推定するモータ回転角速度ωmeが、各演算周期におけるモータ回転角の第2変化成分dθωとして入力される。そして、本実施形態の加算角演算部41は、上記トルク偏差Δτに基づく第1変化成分dθτとともに、このモータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθωを用いて、上記加算角θaを演算する。詳述すると、第2制御部26には、上記PWM変換部27がモータ制御信号を生成する際に用いる相電圧指令値Vu,Vv,VwVu,Vv,Vwに対応した内部指令値、即ちDutyが入力される。また、本実施形態のECU11は、電圧センサ51によって、その駆動回路18に印加される電源電圧Vpigを検出する図2参照。そして、第2制御部26には、その検出される電源電圧Vpig及び上記Dutyに基づいて、モータ12の各相電圧値Vu,Vv,Vwを演算する相電圧演算部52が設けられている。また、これらの各相電圧値Vu,Vv,Vw、及び上記電流センサ21により検出されたモータ12の各相電流値Iu,Iv,Iwは、α/β変換部53において、それぞれ、二相固定座標系α/β座標系のα軸電圧値Vα及びβ軸電圧値Vβ並びにα軸電流値Iα及びβ軸電流値Iβに変換される。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部50は、これらα軸電圧値Vα及びβ軸電圧値Vβ並びにα軸電流値Iα及びβ軸電流値Iβに示されるモータ電圧及びモータ電流に基づいて、モータ回転角速度ωmeを推定する。さらに詳述すると、本実施形態の回転角速度推定演算部50は、モータモデルに基づいて、そのモータ12に生ずる誘起電圧を外乱として推定する外乱オブザーバ54を備えている。即ち、図5に示すブロック線図において、モータ12は、モータ電圧Vα,Vβ及び誘起電圧Eα,Eβに基づいてモータ電流Iα,Iβを生じせしめるモータモデルM1に表される。従って、そのモータ電流Iα,Iβを入力とする逆モータモデルM2、及び当該逆モータモデルM2の出力及びモータ電圧Vα,Vβを入力とする差分器55によって、上記のような誘起電圧推定値Eαe,Eβeを出力する外乱オブザーバ54を形成することができる。尚、例えば、モータモデルM1を1/RpLとすると、逆モータモデルM2はRpLとなる但し、R:電機子巻線抵抗、L:インダクタンス、p:微分演算子。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部50は、この外乱オブザーバ54が出力する誘起電圧推定値Eαe,Eβeに基づいて、モータ回転角速度ωmeを推定する。即ち、α/β座標系の誘起電圧Eα,Eβは、それぞれ、次の12式に表される。尚、各式中、Keは誘起電圧定数、ωmはモータ回転角速度である。Eα=-Ke×ωm×sinθ1Eβ=Ke×ωm×cosθ2更に、これら12式を角度θについて解くことにより、次の3式を得る。尚、同式中、arctanはアークタンジェントである。θ=arctan-Eα/Eβ3従って、外乱オブザーバ54が出力する誘起電圧推定値Eαe,Eβeからモータ回転角θmeを推定することができる。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部50は、そのモータ回転角の推定値θmeを微分することにより、モータ回転角速度の推定値ωmeを演算する。具体的には、図6のフローチャートに示すように、回転角速度推定演算部50は、上記外乱オブザーバ54によりモータ12の誘起電圧を推定するとEαe,Eβe、ステップ101、先ず、その誘起電圧推定値Eαe,Eβeにフィルタ処理を施すLPF:ローパスフィルタ、ステップ102。次に、回転角速度推定演算部50は、上記4式を用いることにより、その誘起電圧推定値Eαe,Eβeから、モータ回転角θmeを推定する回転角推定、ステップ103。そして、そのモータ回転角θmeを微分することによりモータ回転角速度の推定値ωmeを演算する回転角度推定、ステップ104。そして、本実施形態の回転角速度推定演算部50は、そのモータ回転角速度ωmeを、各演算周期におけるモータ回転角の第2変化成分dθωとして、上記加算角演算部41に出力する構成になっているステップ105。図4に示すように、本実施形態の加算角演算部41において、上記F/B制御部47の演算するトルク偏差Δτに基づくモータ回転角の第1変化成分dθτ、及び上記回転角速度推定演算部50の演算するモータ回転角速度ωmeに基づくモータ回転角の第2変化成分dθωは、ともに加算角調整演算部58に入力される。また、本実施形態では、上記回転角速度推定演算部50は、その外乱オブザーバ54が出力する誘起電圧推定値Eαe,Eβeの二乗和を演算しEsqαβ=Eαe^2Eβe^2、但し^2は二乗を示す、その誘起電圧二乗和Esqαβを加算角調整演算部58に出力する。そして、本実施形態の加算角演算部41は、この誘起電圧二乗和Esqαβの値に基づいて、その加算角θaの演算形態を変更する。詳述すると、本実施形態の加算角調整演算部58は、その入力される誘起電圧二乗和Esqαβを所定の閾値E0と比較する。そして、当該誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E0を超える場合には、上記トルク偏差Δτに基づく第1変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθωの加算値を加算角θaとし、閾値E0以下である場合には、そのトルク偏差Δτに基づく第1変化成分dθτを加算角θaとする構成になっている。即ち、一演算周期を基本単位とするモータ回転角速度ωmeは、その一演算周期あたりのモータ回転角変化量と等価的な意味を有する。そして、上記のような外乱オブザーバ54を用いたモータ電流及びモータ電圧に基づく誘起電圧の推定は、当該誘起電圧が増大する高速回転領域において、より高い精度が確保される。この点を踏まえ、本実施形態の加算角調整演算部58は、上記誘起電圧二乗和Esqαβと閾値E0との比較により、モータ12の回転状態が、その推定されるモータ回転角速度ωmeをモータ回転角の第2変化成分dθωとして利用可能な推定精度が担保される高速回転領域にあるか否かを判定する。そして、その要求される推定精度が担保される高速回転領域にある場合にのみ、上記モータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθωを用いる構成となっている。具体的には、図7のフローチャートに示すように、加算角調整演算部58は、先ず、上記トルク偏差Δτに基づく第1変化成分dθτ、及び上記モータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθω、並びに上記誘起電圧二乗和Esqαβを取得するステップ201~ステップ203。次に、加算角調整演算部58は、誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E0を超えるか否かを判定しステップ204、閾値E0を超える場合ステップ204:YESには、続いて、既に当該誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E0を超える状態にあったことを示す超過フラグがセットされているか否かを判定するステップ205。そして、当該超過フラグがセットされていない場合ステップ205:NOには、当該超過フラグをセットしステップ206、上記ステップ201において取得した第1変化成分dθτの値をクリアするdθτ=0、ステップ207。尚、上記ステップ205において、既に超過フラグがセットされている場合ステップ205:YESには、上記ステップ206及びステップ207の処理は実行されない。そして、これら上記ステップ204において誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E0を超えると判定された場合ステップ204:YESには、その超過フラグの如何にかかわらず、そのトルク偏差Δτに基づく第1変化成分dθτ及びモータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθωを加算することにより加算角θaを演算するステップ208。一方、上記ステップ204において、誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E0以下であると判定した場合ステップ204:NOもまた、加算角調整演算部58は、超過フラグがセットされているか否かを判定するステップ209。そして、当該超過フラグがセットされている場合ステップ209:YESには、当該超過フラグをリセットするステップ210。尚、超過フラグがセットされていない場合ステップ209:NOには、このステップ210の処理は実行されない。そして、その上記ステップ201において取得した第1変化成分dθτを加算角θaとして演算するステップ211。そして、本実施形態の加算角調整演算部58は、このように上記ステップ208又はステップ211において演算した加算角θaを外部に出力する構成となっているステップ212。即ち、上記トルク偏差Δτに基づく第1変化成分dθτは、モータ12の実回転角と制御上の仮想的なモータ回転角との乖離の大きさに応じた値となる。従って、上記モータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθωよりも、その値がモータ回転状態に左右されにくい。この点を踏まえ、本実施形態では、上記のように、モータ回転状態が低速領域にある場合には、当該第1変化成分dθτを加算角θaとする。尚、モータ回転角速度ωmeに基づく第2変化成分dθωを用いて加算角θaを演算する最初の演算周期ステップ204:YES、及びステップ205:NOにおいて、第1変化成分dθτをクリアするのはステップ207、当該第1変化成分dθτが、第2変化成分dθωを用いなかった前回演算周期の状態を反映するものだからである。そして、本実施形態では、これにより、そのモータ回転状態に依らず、高精度な加算角演算が可能となっている。図4に示すように、加算角演算部41において、上記加算角調整演算部58の出力する加算角θaは、加算角制限部59に入力される。そして、本実施形態の加算角演算部41は、この加算角制限部59において加算角制限処理が施された後の加算角θa ́を、制御角演算部42へと出力する。一方、制御角演算部42は、前回の演算周期において演算した制御角θcの前回値を記憶領域図示略に保持するとともに、当該前回値に上記加算角θaを加算することにより新たな制御角θcを演算する。そして、その当該新たな制御角θcにて、上記記憶領域に保持する前回値を更新することにより、その演算周期毎に、加算角θaの積算による制御角θcの演算を実行する構成となっている。第2制御部26において、このようにして演算された制御上の仮想的なモータ回転角としての制御角θcは、上記α/β変換部53が出力する二相固定座標系α/β座標系のα軸電流値Iα及びβ軸電流値Iβとともに、γ/δ変換部60に入力される。そして、γ/δ変換部60は、当該α軸電流値Iα及びβ軸電流値Iβを、その制御角θcに従う回転座標系、即ちγ/δ座標系の直交座標上に写像することにより、当該γ/δ座標系の実電流値として、γ軸電流値Iγ及びδ軸電流値Iδを演算する。尚、本実施形態では、制御上の仮想的な回転座標としての上記γ/δ座標系は、制御角θcと実際のモータ回転角θmとの乖離負荷角が0である場合に、そのγ軸がd軸に一致する。また、第2制御部26は、そのγ/δ座標系の電流指令値として、γ軸電流指令値Iγ及びδ軸電流指令値Iδを演算する電流指令値演算部61を備えている。そして、電流指令値演算部61は、上記加算角演算部41において演算されたトルク偏差Δτ、及び目標操舵トルクτに基づいて、γ軸電流指令値Iγ及びδ軸電流指令値Iδを演算する。電流指令値演算部61により演算されたγ軸電流指令値Iγは、上記γ軸電流値Iγとともに、その対応する減算器64aに入力される。同様に、δ軸電流指令値Iδもまた、δ軸電流値Iδとともに、その対応する減算器64bに入力される。尚、本実施形態では、δ軸電流指令値Iδは0に固定されるIδ=0。そして、これら各減算器64a,64bにおいて演算される電流偏差ΔIγ,ΔIδは、それぞれ、その対応する各F/B制御部65a,65bに入力される。次に、各F/B制御部65a,65bは、その電流偏差ΔIγ,ΔIδ及び所定のフィードバックゲイン比例:P、積分:Iに基づくフィードバック制御演算を実行することにより、γ/δ座標系の電圧指令値であるγ軸電圧指令値Vγ及びδ軸電圧指令値Vδを演算する。尚、これら各F/B制御部65a,65bの実行するフィードバック制御演算の態様については、上記第1制御部25側の各F/B制御部34d,34qと同様であるため、その詳細な説明は省略する。更に、これらのγ軸電圧指令値Vγ及びδ軸電圧指令値Vδは、2相/3相変換部66において、三相U,V,Wの交流座標上に写像される。そして、第2制御部26は、この2相/3相変換部66において生成された相電圧指令値Vu,Vv,Vwを、上記PWM変換部27に出力する構成となっている。尚、このように、第2制御部26が実行するレゾルバレス制御の原理についての詳細は、例えば、上記特許文献1及び特許文献2等の記載を参照されたい。また、図2に示すように、本実施形態のマイコン17は、上記モータレゾルバ23により検出される上記回転角θmの異常を検出する回転角異常検出部68を備えている。具体的には、本実施形態の回転角異常検出部68は、そのモータレゾルバ23が出力する正弦信号Ssin及び余弦信号Scosの二乗和が適正範囲内にあるか否かを判定する。そして、その判定結果に基づいて、モータ12の実回転角として回転角θmの異常を検出する。尚、このような回転角異常検出の詳細については、例えば、特開2006-177750号公報等の記載を参照されたい。更に、本実施形態では、この回転角異常検出部68による異常検出の結果は、回転角異常検出信号Srsfとして上記モータ制御部24に入力される。そして、本実施形態のモータ制御部24は、回転角θmに異常のない場合には、上記第1制御部25が演算する相電圧指令値Vu,Vv,Vwに基づいてモータ制御信号を出力し、回転角θmに異常が生じた場合には、上記第2制御部26が演算する相電圧指令値Vu,Vv,Vwに基づいて、そのモータ制御信号の出力を実行する。即ち、第2制御部26は、モータ12の実回転角であるモータレゾルバ23により検出される回転角θmを用いることなく、制御上の仮想的なモータ回転角である制御角θcを用いて、その相電圧指令値Vu,Vv,Vwを演算する。そして、本実施形態のECU11は、その第2制御部26が演算する相電圧指令値Vu,Vv,Vwに基づいてモータ制御信号を生成することにより、回転角θmに異常が検出された後においても、安定的に、そのモータ制御を継続することが可能となっている。電流指令値演算次に、本実施形態の電流指令値演算部61による電流指令値演算の態様について説明する。図8に示すように、本実施形態の電流指令値演算部61は、目標操舵トルクτと実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτに基づいて各演算周期におけるγ軸電流指令値Iγの増減値γ軸電流増減値ηを演算するγ軸電流増減値演算部71と、入力されるγ軸電流増減値ηη ́を演算周期毎に積算する積算制御部72とを備えている。本実施形態の積算制御部72は、前回の演算周期における制御出力、即ちγ軸電流指令値Iγの前回値を記憶領域図示略に保持する。そして、積算制御部72は、入力されるγ軸電流増減値ηη ́を当該前回値に加算することにより新たなγ軸電流指令値Iγを演算するとともに、当該新たなγ軸電流指令値Iγによって、その記憶領域に保持する前回値を更新する。そして、本実施形態の電流指令値演算部61は、この積算制御部72の制御出力、即ちγ軸電流増減値ηη ́の積算値をγ軸電流指令値Iγとする構成になっている。さらに詳述すると、本実施形態のγ軸電流増減値演算部71は、トルク偏差Δτとγ軸電流増減値ηが関連付けられた二つのマップ71a,71bを備えている。具体的には、第1マップ71aは、目標操舵トルクτの符号方向が正である場合τ>0に対応して形成される一方、第2マップ71bは、目標操舵トルクτの符号が負である場合τ<0に対応して形成されている。尚、目標操舵トルクτが0である場合には、その直前の符号が用いられる。そして、γ軸電流増減値演算部71は、入力される目標操舵トルクτの符号に応じて参照するマップを切り替えつつ、そのトルク偏差Δτに基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。即ち、目標操舵トルクτが正の値である場合にトルク偏差Δτが正の値、又は目標操舵トルクτの符号が負の値である場合にトルク偏差Δτが負の値にある状態は、モータ12が発生すべき目標トルクに対して実トルクが不足していることを示している。一方、目標操舵トルクτが正の値である場合にトルク偏差Δτが負の値、又は目標操舵トルクτの符号が負の値である場合にトルク偏差Δτが正の値にある状態は、モータ12が発生すべき目標トルクに対して実トルクが過剰であることを示している。そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部71は、そのトルク偏差Δτに示されるモータ12が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足に基づいて、各演算周期におけるγ軸電流増減値ηを演算する。具体的には、第1マップ71aにおいて、γ軸電流増減値ηは、トルク偏差Δτが正の値を有する所定値A1以上、且つ同じく正の値を有する所定値A2より小さい場合A1≦Δτ<A2には、当該トルク偏差Δτが大きな値となる程、より大きな絶対値を有する正の値となるように設定されている。また、トルク偏差Δτが所定値A1より小さく、且つ同じく正の値を有する所定値A3以上である場合A3≦Δτ<A1には、当該トルク偏差Δτが小さな値となるほど、より大きな絶対値を有する負の値となるように設定されている。そして、トルク偏差Δτが所定値A2以上である場合A2≦Δτには、γ軸電流増減値ηが、一定の正の値最大増加値γ1となり、トルク偏差Δτが所定値A3より小さい場合Δτ<A3には、同γ軸電流増減値ηが、一定の負の値最大減少値γ2となるように設定されている。一方、第2マップ71bにおいて、γ軸電流増減値ηは、トルク偏差Δτが負の値を有する所定値A4以下、且つ同じく負の値を有する所定値A5より大きい範囲にある場合A5<Δτ≦A4には、当該トルク偏差Δτが小さな値となる程、より大きな絶対値を有する正の値となるように設定されている。また、トルク偏差Δτが所定値A4より大きく、且つ同じく負の値を有する所定値A6以下である場合A4<Δτ≦A6には、当該トルク偏差Δτが大きな値絶対値小となるほど、より大きな絶対値を有する負の値となるように設定されている。そして、トルク偏差Δτが所定値A5以下である場合Δτ≦A5には、γ軸電流増減値ηが、一定の正の値最大増加値γ1となり、トルク偏差Δτが所定値A6より大きい場合A6<Δτには、同γ軸電流増減値ηが、一定の負の値最大減少値γ2となるように設定されている。本実施形態のγ軸電流増減値演算部71は、これら二つのマップ71a,71bを参照することにより、モータ12が発生すべき目標トルクに対して実トルクが過剰である場合τ>0においてΔτ<0、又はτ<0においてΔτ>0には、γ軸電流指令値Iγを低減するような負の値を有したγ軸電流増減値ηを演算する。更に、本実施形態では、モータ12が発生すべき目標トルクに対して実トルクが不足することを示す領域についても、その実トルクの不足を許容する範囲が設定されているτ>0において0≦Δτ<A1、又はτ<0においてA4<Δτ≦0。そして、γ軸電流増減値演算部71は、そのトルク偏差Δτに示される実トルクの不足が上記許容範囲内にある場合にも、γ軸電流指令値Iγを低減するような負の値を有したγ軸電流増減値ηを演算する。そして、本実施形態のγ軸電流増減値演算部71は、そのトルク偏差Δτに示される実トルクの不足が上記許容範囲を超える場合τ>0においてΔτ≧A1、又はτ<0においてΔτ≦A4には、γ軸電流指令値Iγを増大させるような正の値を有したγ軸電流増減値ηを演算する構成となっている。また、電流指令値演算部61は、電流指令制限部73を備えており、同電流指令制限部73は、上記積算制御部72が出力するγ軸電流指令値Iγを所定の上限値以下に制限、換言すると、その上限値を超えないように補正する。そして、本実施形態の電流指令値演算部61は、この電流指令制限部73において、制限処理が施された後のγ軸電流指令値Iγを上記減算器64aに出力する。電流指令値低減時間調整次に、本実施形態における電流指令値低減時間調整の態様について説明する。このように、モータ12が発生すべき目標トルクに対する実トルクの過不足を示すトルク偏差Δτに基づきγ軸電流増減値ηを演算し、当該γ軸電流増減値ηを積算した値をγ軸電流指令値Iγとすることで、モータ制御の安定性を維持するために必要な量を超える過剰なモータ電流の通電を回避することができる。そして、これにより、そのエネルギー効率が改善するともに、併せて、そのモータの発熱を抑えて信頼性の向上を図ることができる。即ち、図9に示すように、本実施形態では、三相固定座標のU軸に対して実回転座標d/q座標のd軸のなす角を実回転角θmとした場合において、当該実回転角θmと上記制御角θcとが一致する場合に、そのγ軸と上記d軸とが一致するように同制御角θcに従う仮想座標としてのγ/δ座標が定義されている。従って、制御角θcと実回転角θmとの乖離を示す負荷角θLを正の値とし、γ軸電流値Iγが一定であるとすれば、その負荷角θLが0°~90°にある場合、当該負荷角θLが拡大するほど、より大きなq軸電流が流れ、そのq軸電流値Iqに対応したモータトルクが発生することになるIq=IγsinθL。そして、上記第2制御部26は、トルクフィードバック制御の実行により制御角θcを演算し、トルク偏差Δτに応じたモータトルクを発生させることにより、上記負荷角θLを、その安定的にモータ制御可能な範囲内0~90°に留めおく構成になっている。つまり、目標トルクに対する実トルクの不足によりトルク偏差Δτが拡大した状況にあるほど、当該トルク偏差Δτに従って、より大きな加算角θaが演算される。そして、その加算角θaに応じた制御角θcの変化により負荷角θLが拡大し、当該負荷角θLに応じたq軸電流値Iqの変化によってモータトルクが増大することにより、その実トルクが目標トルクに追従する。逆説的に言えば、上記負荷角θLが上記安定的にモータ制御可能な範囲内にある場合、γ軸電流値Iγが減少しても、負荷角θLが拡大するように制御角θcが変化することで、q軸電流値Iq、即ちモータトルクは、そのγ軸電流値Iγの減少前の値に維持される。この点に着目し、本実施形態のγ軸電流増減値演算部71は、モータ制御の状態が安定的であることを示すトルク偏差Δτの絶対値が小さな領域では、上記のように目標トルクに対する実トルクの不足を許容して、そのγ軸電流指令値Iγを低減するようなγ軸電流増減値ηを演算する図8参照。そして、これにより、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的に、そのモータ電流の抑制を図る構成となっている。しかしながら、実際には、γ軸電流指令値Iγγ軸電流値Iγの低減により制御角θcが変化する際、当該制御角θcの値が収束するまでには、ある程度の時間を要する。このため、その制御角θcの収束に先んじてγ軸電流指令値Iγの低減が進んだ場合には、ステータの発生する起磁力に不足が生じ、そのモータ制御の状態が不安化するおそれがある。この点を踏まえ、図8に示すように、本実施形態の電流指令値演算部61には、低減時間調整部74が設けられるとともに、上記γ軸電流増減値演算部71の出力するγ軸電流増減値ηは、この低減時間調整部74を介して積算制御部72に入力されるようになっている。そして、同低減時間調整部74は、負の値を有するγ軸電流増減値η ́を積算制御部72に出力してγ軸電流指令値Iγの低減を許可した時点から、所定時間tthの経過をもって、新たなγ軸電流増減値η ́の積算によるγ軸電流指令値Iγの低減を許可する。即ち、γ軸電流指令値Iγを低減するγ軸電流増減値η ́を積算制御部72に出力した場合には、その時点から上記所定時間tthが経過するまで、γ軸電流指令値Iγを低減する新たなγ軸電流増減値η ́を出力しない。また、本実施形態の低減時間調整部74には、上記回転角速度推定演算部50により演算された誘起電圧二乗和Esqαβが入力されるようになっている。そして、同低減時間調整部74は、その誘起電圧二乗和Esqαβがモータ12が回転状態にあることを示す場合には、その前回低減時からの経過時間に依らず、γ軸電流指令値Iγを低減するようなγ軸電流増減値η ́を出力しない。詳述すると、図10のフローチャートに示すように、低減時間調整部74は、γ軸電流増減値ηが入力されるとステップ301、先ず、当該γ軸電流増減値ηがγ軸電流指令値Iγを低減する負の値を有するものであるか否かを判定するステップ302。次に、このステップ302において、入力されたγ軸電流増減値ηが負の値であると判定した場合η<0、ステップ302:YES、低減時間調整部74は、続いて、上記誘起電圧二乗和Esqαβを取得しステップ303、当該誘起電圧二乗和Esqαβが所定の閾値E1よりも小さいか否かを判定するステップ304。そして、その誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E1よりも小さい場合Esqαβ<E1、ステップ304:YESには、直前にγ軸電流指令値Iγを低減した時点からの経過時間低減時経過時間tを取得するステップ305。尚、上記誘起電圧二乗和Esqαβについての閾値E1は、モータ12が停止状態にあることを示す値ゼロに対応して設定されている。そして、上記低減時経過時間tは、図示しないタイマにより、γ軸電流増減値ηの演算周期と同期して自動的に更新インクリメントされるようになっている。次に、低減時間調整部74は、その低減時経過時間tが上記の所定時間tthを経過しているか否かを判定しステップ306、当該所定時間tthを経過している場合t>tth、ステップ306:YESには、γ軸電流指令値Iγの低減を許可する旨の決定をするステップ307。そして、低減時経過時間tを計測するタイマをクリアしてt=0、ステップ308、その低減調整処理が施された後のγ軸電流増減値η ́として、上記γ軸電流増減値演算部71から入力されたγ軸電流増減値ηを積算制御部72に出力するη ́=η、ステップ309。一方、上記ステップ306において、低減時経過時間tが所定時間tthを経過していないと判定した場合t≦tth、ステップ306:NO、低減時間調整部74は、γ軸電流指令値Iγの低減を禁止する旨の決定をするステップ310。また、上記ステップ304において、誘起電圧二乗和Esqαβが閾値E1以上である場合Esqαβ≧E1、ステップ304:NOには、上記ステップ305及びステップ306の処理を実行することなく、ステップ310においてγ軸電流指令値Iγの低減を禁止する旨の決定をする。そして、低減時間調整部74は、これらγ軸電流指令値Iγの低減を禁止する旨の決定をした場合には、低減調整処理が施された後のγ軸電流増減値η ́として0を積算制御部72に出力するη ́=0、ステップ311。尚、上記ステップ302において、入力されたγ軸電流増減値ηがγ軸電流指令値Iγを増加させる正の値であると判定した場合η≧0、ステップ302:YES、低減時間調整部74は、上記ステップ302~ステップ308の処理を実行しない。そして、ステップ309の処理を実行することにより、その低減調整処理が施された後のγ軸電流増減値η ́として、上記γ軸電流増減値演算部71から入力されたγ軸電流増減値ηを積算制御部72に出力する。また、図8に示すように、本実施形態の低減時間調整部74には、電流指令値演算部61が減算器64aに出力するγ軸電流指令値Iγが入力されるようになっている。そして、低減時間調整部74は、そのγ軸電流指令値Iγに基づいて、当該γ軸電流指令値IγIγの低減調整処理に用いる所定時間tthを変更する。具体的には、図11に示すように、本実施形態の低減時間調整部74は、γ軸電流指令値Iγの値が大きいほど、上記所定時間tthを短くする。そして、本実施形態では、γ軸電流指令値Iγが所定値I1以下となる小電流領域Iγ≦I1、及びγ軸電流指令値Iγが所定値I2以上となる大電流領域Iγ≧I2では、それぞれ、その所定時間tthが一定の値となるように設定されている。即ち、γ軸電流指令値Iγγの低減により制御角θcが変化する際、当該制御角θcの値が収束するまでに要する時間は、そのγ軸電流指令値Iγの値が大きいほど短い。この点に着目し、本実施形態の低減時間調整部74は、こうしたγ軸電流指令値Iγの大きさによる制御角θcの収束時間の違いに合わせて上記低減調整処理に用いる所定時間tthを変更することで、図12に示すように、そのγ軸電流指令値Iγの低減速度を最適化する。尚、同図中、一点鎖線は、上記のように制御角θcの収束に先んじてγ軸電流指令値Iγの低減が進むことによるモータ制御の不安定化リスクを踏まえた上で、その低減調整処理に用いる所定時間tthを一定の値に設定した場合におけるγ軸電流指令値Iγの推移を示している。そして、本実施形態では、これにより、そのエネルギー効率の更なる改善、及び発熱の抑制による信頼性の向上を図る構成となっている。以上、本実施形態によれば、以下のような効果を得ることができる。1低減時間調整部74は、負の値を有するγ軸電流増減値η ́を積算制御部72に出力してγ軸電流指令値IγIγの低減を許可した時点から、所定時間tthの経過をもって、新たなγ軸電流増減値η ́の積算によるγ軸電流指令値Iγの低減を許可する。そして、低減時間調整部74は、γ軸電流指令値Iγに基づいて、そのγ軸電流指令値Iγの低減調整処理に用いる上記の所定時間tthを変更する。即ち、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御の実行により制御角θcを演算し、当該制御角θcに従う回転座標系で電流フィードバック制御を実行する構成では、そのモータ制御の状態が安定的である限り、γ軸電流指令値Iγを低減しても、これに対応して制御角θcが変化することで、従前のモータトルクが維持される。従って、そのモータ制御の安定性を示すトルク偏差Δτに基づいて、γ軸電流指令値Iγを低減することにより、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、効果的に、そのモータ電流を抑制することができる。そして、γ軸電流増減値ηの積算によりγ軸電流指令値Iγを低減する際、前回の低減時から所定時間tthが経過していることを要件として新たなγ軸電流増減値ηの積算によるγ軸電流指令値Iγの低減を許可し、その低減速度を調整することにより、制御角θcの収束に先んじてγ軸電流指令値Iγの低減が進むことによるモータ制御の不安定化を回避することができる。更に、γ軸電流指令値Iγγの低減により制御角θcが変化する際、当該制御角θcの値が収束するまでに要する時間は、そのγ軸電流指令値Iγの値が大きいほど短い。従って、上記構成によれば、こうしたγ軸電流指令値Iγの大きさによる制御角θcの収束時間の違いに合わせて、そのγ軸電流指令値Iγの低減速度を最適化することができる。そして、これにより、そのエネルギー効率の更なる改善、及び発熱の抑制による信頼性の向上を図ることができる。2トルク偏差Δτが、モータ12が発生すべき目標トルクに対する実トルクの不足を示す領域についても、その実トルクの不足を許容する範囲が設定される。そして、γ軸電流増減値演算部71は、そのトルク偏差Δτに示される実トルクの不足が上記許容範囲内にある場合にも、γ軸電流指令値Iγを低減するような負の値を有したγ軸電流増減値ηを演算する。即ち、トルク偏差Δτが小さな領域は、そのモータ制御の状態が安定的であることを示す。従って、上記構成によれば、モータ制御の安定性を好適に維持しつつ、より効果的に、そのモータ電流を抑制することができる。なお、上記実施形態は以下のように変更してもよい。上記実施形態では、本発明を所謂コラム型の電動パワーステアリング装置EPS1に具体化した。しかし、これに限らず、所謂ピニオン型やラックアシスト型等のEPSに適用してもよい。また、本発明は、EPS以外の用途に用いられるモータ制御装置に適用してもよい。尚、上記実施形態では、目標操舵トルクτと実際の操舵トルクτとの間のトルク偏差Δτを、モータが発生すべき目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差として用いることとしたが、EPS以外の用途に適用する場合には、実際の目標トルクと実トルクとの間のトルク偏差を用いるとよい。上記実施形態では、γ軸に対して90°位相を進めた位置にδ軸を定義したが図9参照、δ軸電流指令値Iδを0に固定する場合Iδ=0には、γ軸から90°位相が遅れた位置にδ軸を定義してもよい。上記実施形態では、γ軸電流指令値Iγの値が大きいほど、線形的に所定時間tthを短くするとともに、その小電流領域Iγ≦I1及び大電流領域Iγ≧I2では、所定時間tthを一定の値とした。しかし、これに限らず、γ軸電流指令値Iγの大きさによる制御角θcの収束時間の違いに合わせて、そのγ軸電流指令値Iγの低減速度を最適化できればよい。具体的には、例えば、全域に亘って連続的に所定時間tthが変化する構成であってもよく、また、γ軸電流指令値Iγに応じて所定時間tthが曲線状に変化する領域を含んでもよい。そして、γ軸電流指令値Iγに応じて所定時間tthがステップ状に変化する構成であってもよい。上記実施形態では、低減時間調整部74により、新たなγ軸電流増減値η ́の積算によるγ軸電流指令値Iγの低減を許可する許可手段、及びγ軸電流指令値Iγの低減調整処理に用いる上記の所定時間tthを変更する変更手段が形成されることとした。しかし、これに限らず、これら許可手段及び変更手段を別体に形成される構成としてもよい。上記実施形態では、加算角演算部41は、トルク偏差Δτに基づくトルクフィードバック制御の実行により加算角θaを演算する。そして、γ軸電流増減値演算部71は、同じくトルク偏差Δτに基づいてγ軸電流増減値ηを演算することとした。しかし、目標操舵トルクτを0に固定して制御する場合には、トルク偏差Δτに代えて操舵トルクτを用いる構成としても全く等価であることは言うまでもないΔτ=τ-τ。上記実施形態では、ステアリングセンサ16を用いて操舵角θsを検出することとしたが、車輪速差から操舵角θsを推定する構成であってもよい。次に、以上の実施形態から把握することのできる技術的思想を効果とともに記載する。イ前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記目標トルクに対する実トルクの不足を示す状態にあり、且つ該不足が許容範囲を超える場合には、前記電流指令値を増大させるような前記増減値を演算すること、を特徴とする。ロ前記モータ制御信号出力手段は、前記トルク偏差が、前記目標トルクに対する実トルクの過剰を示す状態にある場合には、前記電流指令値を低減させるような前記増減値を演算すること、を特徴とする。上記構成によれば、効果的に、モータ制御の安定性を維持しつつ、モータ電流を増減することができる。"