光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、入力電圧を負荷に供給される出力電流に変換する電力出力段と、所定の電圧を受け、入力電圧の変化方向と、負荷に伝送した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、前記最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、を有し、前記最大電圧計算回路において、電力の変化方向は、負荷に伝送した電力趨勢を測定することによって電力の絶対値を計算または測定せずに得られることを特徴とするアナログ光発電回路。前記最大電圧計算回路は可変分圧回路を有し、前記可変分圧回路は所定の電圧に対し分圧を行うことにより最大電圧を発生することを特徴とする請求項1に記載のアナログ光発電回路。前記最大電圧計算回路は、入力電圧の変化方向と負荷に伝送した電力の変化方向とを比較し比較の結果に基づき前記可変分圧回路を制御する方向比較回路を有することを特徴とする請求項2に記載のアナログ光発電回路。前記方向比較回路は、入力電圧を受ける第一ハイパスフィルタと、負荷に伝送した電力を表す指標を取得する第二ハイパスフィルタと、前記第一ハイパスフィルタ及び前記第二ハイパスフィルタの出力を受け、比較の結果を発生する傾き方向比較回路と、を有することを特徴とする請求項3に記載のアナログ光発電回路。前記第一ハイパスフィルタ及び前記第二ハイパスフィルタは微分器であることを特徴とする請求項4に記載のアナログ光発電回路。負荷に伝送した電力趨勢は、負荷に供給された電流に基づき負荷の電圧を計算または測定せずに得られることを特徴とする請求項1に記載のアナログ光発電回路。負荷に伝送した電力趨勢は、負荷に電気的に接続される抵抗器の熱を検出する電力趨勢計によって得られることを特徴とする請求項1に記載のアナログ光発電回路。負荷を流れた電流を測定し、測定結果を前記方向比較回路に入力する電流測定回路を有することを特徴とする請求項3に記載のアナログ光発電回路。前記所定の電圧は、固定電圧、前記光発電デバイスの出力電圧、または、参考光発電デバイスが出力する参考電圧であることを特徴とする請求項1に記載のアナログ光発電回路。光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生し、かつ入力電圧と入力電流とに対応関係を維持させる光発電デバイスと、入力電圧を負荷に供給される出力電流に変換する電力出力段と、所定の電圧を受け、入力電流の変化方向と、負荷に伝送した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、前記最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、を有し、前記最大電圧計算回路において、電力の変化方向は、負荷に伝送した電力趨勢を測定することによって電力の絶対値を計算または測定せずに得られることを特徴とするアナログ光発電回路。前記最大電圧計算回路は可変分圧回路を有し、前記可変分圧回路は所定の電圧に対し分圧を行うことにより最大電圧を発生することを特徴とする請求項10に記載のアナログ光発電回路。前記最大電圧計算回路は、入力電圧の変化方向と負荷に伝送した電力の変化方向とを比較し比較の結果に基づき前記可変分圧回路を制御する方向比較回路を有することを特徴とする請求項11に記載のアナログ光発電回路。前記方向比較回路は、入力電流を表示する電圧値を受ける第一ハイパスフィルタと、負荷に伝送した電力を表す指標を取得する第二ハイパスフィルタと、前記第一ハイパスフィルタ及び前記第二ハイパスフィルタの出力を受け、比較の結果を発生する傾き方向比較回路と、を有することを特徴とする請求項12に記載のアナログ光発電回路。前記第一ハイパスフィルタ及び前記第二ハイパスフィルタは微分器であることを特徴とする請求項13に記載のアナログ光発電回路。負荷に伝送した電力趨勢は、負荷に供給された電流に基づき負荷の電圧を計算または測定せずに得られることを特徴とする請求項13に記載のアナログ光発電回路。負荷に伝送した電力趨勢は、負荷に電気的に接続される抵抗器の熱を検出する電力趨勢計によって得られることを特徴とする請求項13に記載のアナログ光発電回路。負荷を流れた電流を測定し、測定結果を前記方向比較回路に入力する電流測定回路を有することを特徴とする請求項15に記載のアナログ光発電回路。前記所定の電圧は、固定電圧、前記光発電デバイスの出力電圧、または、参考光発電デバイスが出力する参考電圧であることを特徴とする請求項13に記載のアナログ光発電回路。光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、入力電圧を負荷に供給される出力電流に変換する電力出力段と、所定の電圧を受け、入力電圧の変化方向と、光発電デバイスに発生した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、を有し、前記最大電圧計算回路において、電力の変化方向は、電力変化方向を示す出力信号を出力する電力変化方向表示回路によって得られることを特徴とするアナログ光発電回路。電力変化量をdV×Iとし時間変化量をdtとすると、前記出力信号は、dV×I/dtの正負号を表示するデジタル信号であることを特徴とする請求項19に記載のアナログ光発電回路。前記電力方向表示回路は、負荷への電流に関する第1遅延信号を求める第1RC回路と、負荷への電圧に関する第2遅延信号を求める第2RC回路と、前記第1遅延信号、前記第2遅延信号、負荷への電流に関する信号、及び、負荷への電圧に関する信号に基づいて電力変化方向を決定する電力変化方向決定アナログ回路と、を有することを特徴とする請求項19に記載のアナログ光発電回路。前記電力変化方向決定アナログ回路は、負荷への電流と電圧との積に比例する第1導信号を生成する第1アナログ乗数回路と、前記第1遅延信号と前記第2遅延信号との積に比例する第2導信号を生成する第2アナログ乗数回路と、前記第1導信号と前記第2導信号とを比較し、電力変化方向を決定する合計ノードと、を有することを特徴とする請求項21に記載のアナログ光発電回路。光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生する光発電デバイスと、入力電圧を負荷に供給される出力電流に変換する電力出力段と、所定の電圧を受け、入力電流の変化方向と、光発電デバイスに発生した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する最大電圧計算回路と、最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御するアナログ比較制御回路と、を有し、前記最大電圧計算回路において、電力の変化方向は、電力変化方向を示す出力信号を出力する電力変化方向表示回路によって得られることを特徴とするアナログ光発電回路。電力変化量をdV×Iとし時間変化量をdtとすると、前記出力信号は、dV×I/dtの正負号を表示するデジタル信号であることを特徴とする請求項23に記載のアナログ光発電回路。前記電力方向表示回路は、負荷への電流に関する第1遅延信号を求める第1RC回路と、負荷への電圧に関する第2遅延信号を求める第2RC回路と、前記第1遅延信号、前記第2遅延信号、負荷への電流に関する信号、及び、負荷への電圧に関する信号に基づいて電力変化方向を決定する電力変化方向決定アナログ回路と、を有することを特徴とする請求項23に記載のアナログ光発電回路。前記電力変化方向決定アナログ回路は、負荷への電流と電圧との積に比例する第1導信号を生成する第1アナログ乗数回路と、前記第1遅延信号と前記第2遅延信号との積に比例する第2導信号を生成する第2アナログ乗数回路と、前記第1導信号と前記第2導信号とを比較し、電力変化方向を決定する合計ノードと、を有することを特徴とする請求項25に記載のアナログ光発電回路。本発明の主な目的は、光発電デバイスの電圧-電流特性において、簡単な構成でMPPを求めることができるアナログ光発電回路を提供することにある。上述の目的を達成するために、本発明のアナログ光発電回路は、光発電デバイス、電力出力段、最大電圧計算回路、およびアナログ比較制御回路を有する。光発電デバイスは、光エネルギーを吸収することにより入力電圧を発生し、入力電圧と入力電流とに対応関係を維持させる。電力出力段は、入力電圧を負荷に供給される出力電流に変換する。最大電圧計算回路は、所定の電圧を受け、1入力電圧の変化方向と負荷に伝送した電力の変化方向、または、2入力電流の変化方向と負荷に伝送した電力の変化方向に基づき最大電圧を計算する。アナログ比較制御回路は、最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧とを比較し、比較の結果に基づき電力出力段の電圧変換操作を制御する。最大電圧を調整するためには、起動状態下で電圧-電流曲線を予め精密に計算する必要はなく、大略の値から始めればよい。大略の電圧値は所定の電圧値に基づき簡単な回路分圧を介して取得することが可能であり、所定の電圧値は固定電圧にすることも、光発電デバイスまたは参考光発電デバイスから取得することも可能であるため、複雑な計算は必要ない。また、光発電デバイスに発生した電力の正確な数値を精密に計算する必要はなく、変化方向を知りさえすればよい。つまり精密かつ簡単な電力計、または電力趨勢のみを計算する電力趨勢計を介し、現在の電力が増加するか減少するかを把握しさえすればいい。また、電流を介して回路を測定し、電流値により電力を表示することも可能である。本発明の主要な特徴は、アナログ回路デバイスを使用していることであり、これにより光発電回路の最大電力点MPPを計算するための回路を従来のものと比べて簡易化できる点にある。そのため、本発明の光発電回路はアナログ光発電回路と称される。しかしながら、アナログ光発電回路という言葉は、単に本発明の光発電回路の主要な特徴を示しているに過ぎず、本発明の光発電回路の全てがアナログデバイスで構成されるわけではない。以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。以下に示す本発明の思想に基づく実施例は、最大電圧Vmppを正確に求めることができる。第1実施例本発明の第1実施例を図3に示す。第1実施例は、メイン光発電デバイス21、電力出力段3、最大電圧計算回路、及びアナログ比較制御回路50を有する。メイン光発電デバイス21は、光エネルギーを吸収し、入力電圧Vinを発生する。メイン光発電デバイス21に発生した入力電圧Vinは、電力出力段3に提供される。図3中の参考電圧VinREFは、メイン光発電デバイス21の出力により得られるほか、参考光発電デバイス図中非表示の出力によっても得られる。または、適切に設定された一定値とすることもできる。参考光発電デバイスの作用は最大電圧値Vmppの計算をサポートすることである。参考光発電デバイスは、メイン光発電デバイス21と参考光発電デバイスとの間の釣り合いに基づき、参考電圧VinREFを発生する。電力出力段3は、入力電圧Vinを負荷4に供給される出力電流Ioutに変換する。電力出力段3は昇圧回路、降圧回路、反圧回路、帰還回路などにすることができる。電力出力段3はアナログ比較制御回路50の制御を受け、入力電圧VinをMPPの位置に固定し、入力端から電気エネルギーを抽出する。最大電圧計算回路は、所定の電圧を受け、入力電流の変化方向と、負荷4に伝送した電力の変化方向とに基づき最大電圧を計算する。第1実施例の最大電圧計算回路は、可変抵抗制御回路7および方向比較回路60を有する。アナログ比較制御回路50については、詳細な部分を省略しブロックで表示する。アナログ比較制御回路50は、最大電圧計算回路により算出された最大電圧と入力電圧Vinとを比較し、比較の結果に基づき電力出力段3の電圧変換操作を制御する。詳しくは、アナログ比較制御回路50は、節目VRの電圧と入力電圧Vinとを比較し、比較の結果に基づき電力出力段3を制御し、電気エネルギーを抽出する。入力電圧Vinが節目VRの電圧より大きい場合、電力出力段3は入力端から比較的多い電流を抽出する。入力電圧Vinが節目VRの電圧より小さい場合、電力出力段3は入力端から抽出する電流を減少させる。この時、図1の電圧-電流曲線に示すように電流が増加すると、メイン光発電デバイス21の出力電圧、即ち入力電圧Vinは減少する。一方電流が減少すると、メイン光発電デバイス21の出力電圧、即ち入力電圧Vinは増加する。言い換えれば、比較と帰還制御の機能により、最終的に入力電圧Vinを節目VRの電圧値に固定する、即ち入力電圧Vinを大体算出されたVmpp値に一致させることができる。これにより電力出力段3は最良な稼動点に位置し、最大電気エネルギーを抽出する。固定抵抗器R3と可変抵抗器R4とは可変分圧回路を構成する。可変分圧回路は、参考電圧VinREFに分圧を行うことにより節目VRの電圧を決める。言い換えれば、可変抵抗器R4の抵抗値は節目VRの電圧を決め、かつ、VRの電圧をVmppに一致させることができる。可変抵抗器R4は本発明の実施方法の一例に過ぎず、別の可変抵抗デバイス、または線性変化の特性を持たない可変抵抗デバイス例えば金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFET、接面電界効果トランジスタJEFT、ピンチ式抵抗器pinchresistorなどを使用することができる。まとめると、可変分圧回路を介して節目VRの電圧を調整することにより目的を達成することができる。可変抵抗器R4の抵抗値は可変抵抗制御回路7により制御される。その制御法方法は次の通りである。図1に示すV-I曲線において、MPPの左方に位置する場合、電圧は降下し、電力は上昇し、両者の傾きは反対方向を示す。V-I曲線においてMPPの右方に位置する場合、電圧は上昇し、電力は上昇し、両者の傾きは同じ方向を示す。言い換えれば、メイン光発電デバイス21の出力電圧の傾き方向と出力電力の傾き方向とを比較することにより、MPPの右方または左方のどちらに位置しているかが決められる。可変抵抗器R4の抵抗値を調整することにより、節目VRの電圧をVmppに接近させることができる。この思想の下、図3に示す回路は、方向比較回路60を有する。回路はメイン光発電デバイス21の出力電圧に対応する入力電圧Vinとメイン光発電デバイス21の出力電力に対応する出力端の電力とを受け、両者の傾き方向を比較し、比較の結果を可変抵抗制御回路7に出力することにより可変抵抗器R4の抵抗値を調整することができる。第1実施例は可変抵抗制御回路7により可変抵抗器R4の抵抗値を調整する。節目VRの電圧の調整方法の基本原理は、節目VRの電圧を発生可能な回路を提供し、傾き方向比較回路63の出力信号により制御を受け、かつ既定の法則に基づき節目VRの電圧を上昇または降下させるように調整することである。既定の法則とは、電圧と電力両者の傾きが反対方向を示す場合、節目VRの電圧を減少させ、電圧および電力両者の傾きが同じ方向を示す場合、節目VRの電圧を増加させることである。従って、この法則に従い参考電圧である節目VRの電圧を制御する任意の方法は、本発明の技術的範囲に属すべきである。方向比較回路60の実施方法は様々である。第1実施例では、図3の右側の電力計40によりメイン光発電デバイス21の出力電力に対応する出力端の電力を測定し、測定の結果を微分回路62に入力し、微分回路62の出力により出力端の電力の傾きを表示する。微分回路61は入力電圧Vinの微分を行い、出力により入力電圧Vinの傾き、即ちメイン光発電デバイス21の出力電圧の傾きを表示する。傾き方向比較回路63は回路61、62の出力を受け、算出された二つの傾き方向を比較し、その比較の結果を可変抵抗制御回路7に提供することにより、可変抵抗器R4の抵抗値を調整する。第2実施例本発明の第2実施例を図4に示す。第2実施例である方向比較回路60の詳細な回路構成において、OP1、OP2はオペアンプであり、CP1、CP2は比較器である。比較器CP1、CP2はオペアンプOP1、OP2の出力値と前の時点のコンデンサC1、C2の両端の電圧とを比較することにより傾き方向を決め、かつ排他的論理和XOR出力により傾き方向を表示する。ここで図面により提示されたのは実施可能な一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。本発明の第2実施例では、メイン光発電デバイス21の出力電圧の大体の傾き方向と出力電力の大体の傾き方向を測定し、両者を比較しさえできればよいため、絶対に正確な傾きを求める必要がない。このため、図3および図4中の微分回路61と微分回路62とを、ハイパスフィルタに取り替えても、同じ効果を達成することができる。また比較器CP1、CP2の目的はオペアンプOP1、OP2の出力をデジタル信号に変換し、排他的論理和XOPによる演算を促すことであるため、オペアンプOP1、OP2の利得を適切に設定することにより論理回路にアナログ出力値を十分に識別させることができれば、傾き方向比較回路63に比較器CP1、CP2を設置する必要がなくなり、かつ直接オペアンプOP1、OP2の出力値を比較することが可能となる。第3実施例本発明の第3実施例を図5に示す。図5に示すのは、可変抵抗制御回路7の詳細な回路構成である。図5は説明のための例示であり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。第3実施例では、方向比較回路60の出力が低レベルである場合、上ブリッジPMOSスイッチは導通状態を示し、コンデンサC7は正方向の充電を受け、正方向上に可変抵抗器R4を調整する。方向比較回路60の出力が高レベルである場合、下ブリッジNMOSスイッチは導通状態を呈し、コンデンサC7は負方向の充電を受け、負方向上に可変抵抗器R4を調整する。上述の正負充電方向、図中のPMOSおよびNMOSトランジスタスイッチの位置と可変抵抗器R4の調整方向とは方向比較回路60の出力モードまたは逆の配置方法によって決めることができる。例えば、図4中の排他的論理和XORを排他的論理和の否定XNORに変える場合、上述の正負方向は置換される。第4実施例本発明の第4実施例を図6に示す。図6に示すのは、可変抵抗制御回路7の詳細な回路構成である。図6は説明のための例示であり、本発明の技術的範囲を限定するものではない。第4実施例では、トランスコンダクタアンプTransconductorGMを有する。トランスコンダクタアンプGMは、方向比較回路60の出力と参考電圧VBとの比較結果に対応する電流を発生し、コンデンサC7に充電を行うことにより可変抵抗器R4を制御する。参考電圧VBの数値は、方向比較回路60の出力の高レベルと低レベルとの間に設定することができる。つまり方向比較回路60の出力が低レベルである場合、トランスコンダクタアンプGMは正電流を発生し、コンデンサC7は正方向の充電を受け、正方向上に可変抵抗器R4を調整することができる。方向比較回路60の出力が高レベルである場合、トランスコンダクタアンプGMは負電流を発生し、コンデンサC7は負方向の充電を受け、負方向上に可変抵抗器R4を調整することができる。前述の通り、正負方向即ちトランスコンダクタアンプGMの正負入力端の接続位置は方向比較回路60の出力モードまたは逆の配置方法によって決めることができる。本発明によると、図1に示す電圧-電力特性によってMPPを判断することができる。また電流-電力特性によりMPPを判断することもできる。V-I曲線においてMPPの左側に位置する場合、電流は上昇し、電力は上昇し、両者の傾きは同じ方向を示す。V-I曲線においてMPPの右側に位置する場合、電流は上昇し、電力は降下し、両者の傾きは反対方向を示す。従って、メイン光発電デバイス21の出力電流の傾き方向と出力電力の傾き方向とを比較することによりMPPの左方または右方に位置するかを決めることができる。第5実施例は、第4実施例の相関実施例である。第5実施例本発明の第5実施例を図7に示す。第5実施例は、電流測定回路8により入力電流Iin即ちメイン光発電デバイス21の出力電流とメイン光発電デバイス21の出力電力に対応する電力計40の出力とを測定し、方向比較回路60において方向比較を行い、その結果に基づき可変抵抗器R4の抵抗値を調整し、節目VRの電圧をVmppに接近させる。電流-電力の傾き方向特性と前述の電圧-電力の傾き方向特性が正反対であるため、方向比較回路60または可変抵抗制御回路7の詳細な回路構成まで考慮しなければならない。例えば前述の図4から図6に示す回路構成を採用する場合、その間に逆方向のゲートを適切に加えることも、排他的論理和XORの代わりに排他的論理和の否定XNORを使用することも、図5に示す上下ブリッジPMOSとNMOSトランジスタの位置を互いに置換することも、図6に示すトランスコンダクタアンプGMの正負入力端を互いに置換することもできる。前述の実施例と同じように、第5実施例は可変抵抗制御回路7により可変抵抗器R4の抵抗値を調整する。節目VRの電圧の調整方法の基本原理は、節目VRの電圧を発生可能な回路を提供し、傾き方向比較回路63の出力信号により制御を受け、かつ既定の法則に基づき節目VRの電圧を上昇または降下させるように調整することである。既定の法則とは電流と電力両者の傾きが反対方向を示す場合、節目VRの電圧を上昇させ、電流と電力両者の傾きが同じ方向を示す場合、節目VRの電圧を降下させることである。従って、この法則に従い参考電圧である節目VRの電圧を制御する任意の方法は本発明の技術的範囲に属すべきである。電流測定回路8の動作について図8を参考に説明する。図8の回路は入力電流Iinを測定し、その測定結果を電圧信号に変換し、それを方向比較回路60に伝送することができる。ここで図8により提示されたのは実施可能な一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。前述の図3、図4および図7に示す実施例では、電力計40は電流電圧の測量と乗算を行わなければならないため、回路は複雑になる。しかし、実際に本発明の実施例では非常に精密な電力計を使用する必要がない。前述の通り、本発明の実施例は正確な電力数値を知る必要なく、メイン光発電デバイス21の出力電力の大体の変化方向が分かりさえすればよい。従って電力計の回路を簡単化することも詳しくは後述の図10および図11による、電力計を配置しないこともできる。第6実施例本発明の第6実施例を図9に示す。第6実施例は、図7に示す第5実施例の変形である。図の右側に示すように、多くの場合、負荷4は電池であり、電池の電圧変化は非常に緩慢であるため、電力計40の代わりに電流測定回路41を使用し、負荷4へ流れ込む電流のみを測り、それを電圧信号に変換し、微分回路62に入力することができる。これにより回路の目的を達成することが可能となる。図8に示すのは電流測定回路41の具体的な構成である。また、図3および図4に示す回路の右側に効果が同等の入れ替えをすることもできる。詳しい説明を省く。負荷4の電圧変化まで考慮する場合、電力計の代わりに電力趨勢計を使用することができる。電力趨勢計とは現時点の電力と前時点の電力とを比較し、その差に対応する信号を発生するものである。なお、前記電力趨勢計は数値に対し比例的に変化を生じる必要なく、電力変化の方向のみを表示しさえすればよい。第7実施例本発明の第7実施例を図10に示す。第7実施例は電力趨勢計を用いる一例であり、抵抗熱度感知により電力趨勢を計算する。図10に示すように、バイポーラトランジスタQBPにより抵抗Rs上の熱変化を感知することができる。一般的に、バイポーラトランジスタのベースはエミッタ電圧変化dVBEと温度変化dTとの関係は下記の通りである。dVBE/dT≒-2mV/°C従って、この電圧変化値で電力趨勢を表示することができる。しかし、これは反対方向のアナログ信号の場合であるため、終段回路において対応的な処理を行う必要がある。第8実施例本発明の第8実施例を図11に示す。電力計の代わりに電力趨勢計を使用せず電流電圧値を測定する場合、図11に示すように、本発明の目的を十分かつ簡単に達成することができる。第8実施例による回路は、図4に示す電力計40、微分回路61および比較計CP2を有する。図11に示す出力信号PRFIは電力変化の方向、即ちdV×I/dtの正負号を表示する。dV×Iは電力変化量であり、dtは時間変化量である。また出力信号PRFIは、図4に示す排他的論理和XORに入力され、比較器CP1とともに論理演算を行い、制御信号を発生することにより可変抵抗制御回路7を制御するデジタル信号である。図11に示す回路においては、電流と電圧は測定するが、回路は複雑な乗法演算を行う必要がないため、一般の電力計と比べてより簡単である。上述のように、従来技術は、電流電圧値を正確に計算しMPPを求めるために、複雑なデジタル計算回路を使用し、そのために使用したトランジスタデバイスの数は少なくても十数万から数十万であった。しかし、本発明のアナログ光発電回路では、使用するトランジスタデバイスの数はその千分の一以下に減少させることができる。従って、本発明の実施例は従来技術よりも進歩し、かつ実用性を有する。以上、比較的好ましい実施例に基づき本発明を説明した。上述したものは本技術を熟知している人に本発明の内容を理解させるための一例に過ぎず、本発明の技術的範囲を限定するものではない。また本技術を熟知している人は上述したものにより本発明の精神の下で効果が同等の様々な変化、例えばあらゆる実施例において直接に接続される二つのデバイスの間に主要な機能に影響を与えない遅延回路、スイッチング回路または抵抗回路などの回路を増設することを推考することができる。従って本発明の思想と精神を逸脱しない限り、効果が同等の変更または修正を行うことは本発明の技術的範囲に属すべきである。