1次巻線、2次巻線及び前記1次巻線側に配置された第3の巻線を含むトランスと、前記1次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値を検出する第1電圧比較器と、前記第1電圧比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御電圧を生成するスイッチング制御信号生成回路とを備えた絶縁型スイッチング電源装置において、前記トランスの第3の巻き線の電流値を検出し、前記2次巻線に電流が流れている時間にHレベルの信号を出力し、前記2次巻線に電流が流れていない時にLレベルの信号を出力する2次電流オン時間検出回路と、前記2次電流オン時間検出回路の出力と前記第1電圧比較器に入力される第1基準電圧とを乗算する乗算器と、前記乗算器の出力と第2基準電圧との電圧差を出力する、又は、前記乗算器の出力と前記第2基準電圧とが同じ場合は出力電圧を保持するエラーアンプと、を備え、前記エラーアンプの出力電圧が前記第1基準電圧として用いられることを特徴とするスイッチング電源装置。前記乗算器は、前記第1基準電圧をバッファする第2バッファ回路と、前記2次電流オン時間検出回路の出力がHレベルのとき、前記第1基準電圧と前記2次電流オン時間検出回路の出力とを掛け合わせた電圧を出力し、前記2次電流オン時間検出回路の出力がLレベルのとき、0Vを出力するチョッピング回路と、前記チョッピング回路の出力電圧を平滑化する平滑回路とを備えている請求項1に記載のスイッチング電源装置。前記2次電流オン時間検出回路は、前記第3の巻線の電圧が大きく変化したことを検出する2次電流終止検出回路と、前記スイッチング素子がオフした時間からあらかじめ決められた時間、Hレベルの信号を出力するタイマー回路と、前記タイマー回路の出力と前記2次電流終止検出回路の出力が入力されるNOR回路と、前記スイッチング制御電圧の立下りでセットされ、前記NOR回路の出力でリセットされる第2のフリップフロップを備えている請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源装置。前記タイマー回路がHレベルの信号を出力する時間は、前記第3のスパイクノイズが発生してから収束するまでの時間である請求項3に記載のスイッチング電源装置。前記2次電流終止検出回路は、前記第3の巻線の電圧波形の変化分を取り出すハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタをバイアスする基準電圧源と、前記ハイパスフィルタの出力と0Vとを比較し、前記第3の巻線の電圧波形の減少量が前記基準電圧源の電圧以上に減少したときにLレベルの信号を出力する第3電圧比較器を備えている請求項3または請求項4に記載のスイッチング電源装置。前記発振回路はHレベルの信号が入力されたときリセットされるリセット端子を備えており、前記2次電流オン時間検出回路は、スイッチング素子がオンしているとき、及び、スイッチング素子オフ後、一定の間、Lレベルの信号を出力するNOR回路と、前記NOR回路の出力と二次電流終止検出回路との論理積を前記発振回路のリセット端子に入力するAND回路を備えている請求項3から請求項5のいずれかに記載のスイッチング電源装置。予め決められた設定電圧値を出力する第4基準電圧源と、前記第3の巻線の電圧と前記設定電圧値とを比較し、前記第3の巻線の電圧が前記設定電圧値を超えたときHレベルの信号を出力する第4電圧比較器と、前記第4電圧比較器の出力信号がHレベルのとき、前記乗算器から前記エラーアンプに入力される電圧を上昇させる加算器を備えた出力過電圧保護回路を備えている請求項1から請求項6のいずれかに記載のスイッチング電源装置。前記第4基準電圧源は、前記設定電圧値を任意に設定することができる請求項7に記載のスイッチング電源装置。請求項1から請求項8のいずれかに記載のスイッチング電源装置を用い、LEDを定電流駆動することを特徴とするLED照明装置。上述した従来のスイッチング電源回路では、T1/T3を一定にすることで、出力電流Ioutを一定にしている。上述しているように、T1/T3を一定にすることで、出力が一定になるには、スイッチング電流のピーク値Ipk1が一定でなくてはならない。しかしながら、電源アダプタや電気製品の電源回路等、商用の交流電源を全波整流して電圧を変換するような場合、図8に示すトランスに印加される電圧は脈流になる場合がある。特に、力率を考慮して設計された電源回路の場合、交流電源を全波整流した後の平滑容量を小さくしているため、トランスの印加電圧が交流の周期に合わせて低下する場合がある。トランスに印加される電圧が低下すると、スイッチング電流のピーク値が規定値Ipk1まで上昇しない場合があり、T1/T3を一定にするだけでは、出力電流を一定にすることができない。さらに、2次電流オン期間検出回路による検出遅れ時間は、トランスの寄生容量などで変動するため正しく補正されない場合が多く、その結果、2次電流オン期間にばらつきが発生し、出力電流が一定でなくなるという問題もある。そこで、本発明は、入力電圧の変化や負荷の定格電圧がばらついても、出力電流出力電圧が高精度に一定である定電流特性を有するスイッチング電源装置を提供することを目的とする。上記目的を達成するため本発明は、1次巻線、2次巻線及び前記1次巻線側に配置された第3の巻線を含むトランスと、前記トランスの1次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に流れるスイッチング電流のピーク値を検出する第1電圧比較器と、前記第1電圧比較器の出力に基づいて前記スイッチング素子をスイッチング制御するスイッチング制御電圧を生成するスイッチング制御信号生成回路とを備えた絶縁型スイッチング電源装置において、前記トランスの第3の巻き線の電流値を検出し、前記2次巻線に電流が流れている時間にHレベルの信号を出力し、前記2次巻線に電流が流れていない時にLレベルの信号を出力する2次電流オン時間検出回路と、前記2次電流オン時間検出回路の出力と前記第1電圧比較器に入力される第1基準電圧とを乗算する乗算器と、前記乗算器の出力と第2基準電圧との電圧差または前記乗算器の出力と前記第2基準電圧とが同じ場合は、出力電圧を保持するエラーアンプと、を備え、前記エラーアンプの出力電圧が前記第1基準電圧として用いられていることを特徴とする。この構成によると、前記エラーアンプの出力が前記スイッチング電流の最大値を検出する第1電圧比較器の基準電圧と等しく、第3の巻線の電圧波形を整形して得られる方形波のデューティ比とスイッチング素子に流れる電流の最大値との積があらかじめ設定された値になる様にスイッチング素子に流れる最大電流を制御している。前記スイッチング電源の出力特性に定電流垂下特性を持たせることが可能となるとともに、電源の入力電圧が低下した際にはスイッチング電流の最大値を下げてデューティ比を大きくすることにより出力電流の低下を防ぐことが可能となる。上記構成において、前記乗算器は、前記第1基準電圧をバッファする第2バッファ回路と、前記2次電流オン時間検出回路の出力がHレベルのとき、前記第1基準電圧と前記2次電流オン時間検出回路の出力とを掛け合わせた電圧を出力し、前記2次電流オン時間検出回路の出力がLレベルのとき、0Vを出力するチョッピング回路と、前記チョッピング回路の出力電圧を平滑化する平滑回路とを備えていてもよい。この構成によると、スイッチング電流のピーク値と二次電流が流れているデューティ比との積に応じた電圧を出力することが可能となる。上記構成において、前記2次電流オン時間検出回路は、前記第3の巻線の電圧が大きく変化したことを検出する2次電流終止検出回路と、前記スイッチング素子がオフした時間からあらかじめ決められた時間、Hレベルの信号を出力するタイマー回路と、前記タイマー回路の出力と前記2次電流終止検出回路の出力が入力されるNOR回路と、前記スイッチング制御電圧の立下りでセットされ、前記NOR回路の出力でリセットされる第2のフリップフロップを備えていてもよい。この構成によると、前記スイッチング素子がオフのときのノイズスパイクノイズによって2次電流オン時間検出回路の誤動作を防ぐと共に2次巻線に電流が流れている時間を正確に検出することが可能となる。上記構成において、前記タイマー回路がHレベルの信号を出力する時間は、前記第3のスパイクノイズが発生してから収束するまでの時間とすることができる。上記構成において、前記2次電流終止検出回路は、前記第3の巻線の電圧波形の変化分を取り出すハイパスフィルタと、前記ハイパスフィルタをバイアスする基準電圧源と、前記ハイパスフィルタの出力と0Vとを比較し、前記第3の巻線の電圧波形の減少量が前記基準電圧源の電圧以上に減少したときにLレベルの信号を出力する第3電圧比較器を備えていてもよい。この構成によると、2次巻線の電流が流れ終わった際の第3の巻線の電圧波形の変化分を前記ハイパスフィルタで取り出し基準電圧源の電圧と加算し、減少量が前記基準電圧源の電圧以上に減少した際に前記電圧比較器がLレベルの信号を出力して二次側電流が終止する時間を検出する。これにより、2次巻線に電流が流れ終わった時間を精度よく検出することが可能となる。上記構成において、前記発振回路はHレベルの信号が入力されたときリセットされるリセット端子を備えており、前記2次電流オン時間検出回路は、スイッチング素子がオンしているとき、及び、スイッチング素子オフ後、一定の間、Lレベルの信号を出力するNOR回路と、前記NOR回路の出力と二次電流終止検出回路との論理積を前記発振回路のリセット端子に入力するAND回路を備えていてもよい。これにより、2次巻線の電流がゼロになった後に発生する第3の巻線の電圧波形のリンギングによるノイズを減らすことができる。上記構成において、予め決められた設定電圧値を出力する第4基準電圧源と、前記第3の巻線の電圧と前記設定電圧値とを比較し、前記第3の巻線の電圧が前記設定電圧値を超えたときHレベルの信号を出力する第4電圧比較器と、前記第4電圧比較器の出力信号がHレベルのとき、前記乗算器から前記エラーアンプに入力される電圧を上昇させる加算器を備えた出力過電圧保護回路を備えていてもよい。この構成によると、前記第3の巻線の電圧波形を整形して得られる方形波のデューティ比と前記乗算回路の出力信号に前記第3の巻線の電圧が設定値以上になったことを示す出力電圧を加算しエラーアンプに入力することで第1電圧比較器に入力される電圧を高くすることで、前記スイッチング素子を迅速にオフにすることができる。これにより、出力電圧が一定値を超えるとスイッチング素子が停止し過電圧による負荷の破壊を抑えることが可能となる。上記構成において、前記第4基準電圧源は、前記設定電圧値を任意に設定することができるものであってもよい。上記構成において、スイッチング電源装置の利用例として、LEDを定電流駆動するLED照明装置を挙げることができる。本発明によると、電源の入力電圧が低下した際にも出力電流の低下を招くことなく定電流特性を得られ、スイッチング素子オフ時のノイズによって二次電流時間検出回路の誤動作を防ぐとともに、二次側の電流がゼロになった後に発生するリンギングによるノイズを減らすことが可能であり、出力電流出力電圧が高精度に一定とである定電流特性を有するスイッチング電源装置を提供することができる。以下に本発明の実施形態について図面を参照して説明する。図1は本発明にかかるスイッチング電源装置の一例を示すブロック図である。図1に示すように、スイッチング電源装置は少なくとも、トランス2と、スイッチング素子3と、スイッチング電流検出回路4と、バッファ回路5と、第1フリップフロップ6と、発振回路7と、第1電圧比較器8と、2次電流オン時間検出回路9と、乗算器10と、エラーアンプ11と、第2基準電圧源12と、整流平滑回路13とを備えている。そして、スイッチング電源装置には、入力側に電圧源1が、出力側に負荷14がそれぞれ接続されている。電圧源1は、本発明にかかるスイッチング電源装置の入力電源であり、直流電源である。電圧源1としては、例えば、商用の交流100Vを整流した後のおよそ140Vの直流電圧を出力する。トランス2は電圧源1から出力された直流電圧を電圧変換するためのトランスであり、1次巻線51と、2次巻線52と、1次側に配置される第3の巻線53とを備えている。1次巻線51の一端は電圧源1に、他端はスイッチング素子3に接続されている。スイッチング素子3のスイッチングにより1次巻線51に電流を流し、2次巻線52及び第3巻線53に交流電圧を発生させる。2次巻線52には、従来よく知られた整流平滑回路13が接続されており、2次巻線52で発生した交流電圧を直流電圧に整流し平滑化している。そして、整流平滑回路13で整流平滑化された電圧は、負荷14に印加され、負荷14を駆動している。なお、負荷14としては、例えば、直流の低電流定電圧で駆動が必要なLED141を挙げることができる。なお、図1に示すスイッチング電源装置は、5個のLED141が直流で接続されている負荷14を駆動する。第3の巻線53は一端が接地されていると共に、他端が2次電流オン時間検出回路9に接続されている。なお、第3の巻線53は2次巻線52と同じ極性の電圧が発生する。詳細は後述するが、2次電流オン時間検出回路9は、第3の巻線53で発生する電流を検出することで、2次巻線52の電流が流れている時間を検出する回路である。スイッチング素子3は、n型FETとしているが、それには限定されず、MOSFETやバイポーラ型のトランジスタ等スイッチング動作が可能な素子を採用することができる。また、スイッチング素子3のドレインに1次巻線51が、ゲートに第1バッファ回路5が接続されている。また、ソースはスイッチング電流検出回路4を介して接地されている。スイッチング電流検出回路4は、スイッチング素子3のソースに流れる電流を検出する回路である。図1に示すように、スイッチング電流検出回路4は、2個の抵抗41、42を直列に接続した抵抗分圧回路を備えている。スイッチング素子3にソース電流が流れると、ソースと接続されているスイッチング電流検出回路4にも電流が流れる。スイッチング電流検出回路4は電流を抵抗41、42で分圧し、電圧信号として出力する。スイッチング電流検出回路4の出力電圧は、第1基準電圧として第1電圧比較器8に入力される。第1電圧比較器8の詳細については後述する。バッファ回路5は、第1フリップフロップ6からの出力を、スイッチング素子3の駆動に必要な電圧/電流の出力に増幅する増幅回路である。なお、バッファ回路5については、従来よく知られたものであるので、詳細は省略する。第1フリップフロップ6はリセットセット型フリップフロップである。第1フリップフロップ6のセットSには、発振回路7からの信号が入力される。また、第1フリップフロップ6のリセットRには、第1電圧比較器8からの出力が入力される。そして、第1フリップフロップ6の出力Qはバッファ回路5に送信する。さらに、第1フリップフロップ6の出力Qxは2次電流オン期間検出回路9に用いられる後述の第2フリップフロップ24のセットS及びタイマー回路22に入力される。なお、2次電流オン期間検出回路9の詳細は後述する。発振回路7は、本発明のスイッチング電源装置のスイッチング周波数を生成する回路である。発振回路7は従来よく知られた回路であり、詳細な説明は省略する。なお、バッファ回路5、第1フリップフロップ6及び発振回路7はスイッチング素子3の制御信号を生成するスイッチング制御信号生成回路を構成している。第1電圧比較器8では、非反転入力側にスイッチング電流検出回路4からの電圧信号が入力されており、反転入力側にエラーアンプ11の出力電圧が入力されている。第1電圧比較器8は、スイッチング電流検出回路4の出力電圧が、エラーアンプ11の出力電圧よりも高くなると、Hレベルの信号を出力する。2次電流オン時間検出回路9には、第3の巻線53からの電圧が入力されている。2次電流オン時間検出回路9は、第3の巻線53の巻線電圧波形から2次巻線52に電流が流れている時間を検出する。そして、2次巻線52に電流が流れている時間にHレベルの信号を出力する回路である。そして、2次電流オン時間検出回路9からの出力は乗算器10に入力される。なお、2次電流オン時間検出回路9の詳細については後述する。乗算器10は、2次電流オン時間検出回路9からの出力と、エラーアンプ11の出力とが入力されている。乗算器10は、スイッチング周期に対する2次電流オン時間検出回路9がHレベルを出力している時間の割合である電流オンデューティ比とスイッチング電流の最大値とをかけ算した値に比例した電圧を出力する回路である。乗算器10の出力はエラーアンプ11に入力している。なお、乗算器10の詳細については後述する。エラーアンプ11は、乗算器10の出力電圧と、第2基準電圧源12の出力電圧とを比較し、その比較結果を平滑化して出力している。その平滑化された出力は、乗算器10及び第1電圧比較器8に入力している。本発明にかかるスイッチング電源装置のさらに詳細について図面を参照して説明する。図2は図1に示すスイッチング電源装置に含まれている2次電流オン時間検出回路のブロック図である。図2に示すように、2次電流オン時間検出回路9は、2次電流終止検出回路21と、タイマー回路22と、NOR回路23と、第2フリップフロップ24と、ノイズ削減回路29とを備えている。2次電流終止検出回路21は、第3基準電圧源25と、第3電圧比較器26と、キャパシタ27と、抵抗28とを備えている。キャパシタ27と抵抗28とでハイパスフィルタが形成されている。2次電流終止検出回路21は、トランス2の2次巻線52に電流が流れている時間Hレベルの信号を出力し、電流が流れなくなるとLレベルの信号を出力する回路である。第3の巻線53の電圧はキャパシタ27を介して変化成分だけが第3電圧比較器26の非反転入力側に入力される。このとき、抵抗28及び第3基準電圧源25による直流バイアスが印加されている。また、第3電圧比較器26の反転入力側は接地されている。NOR回路23は2次電流終止検出回路21の出力と、タイマー回路22からの出力の論理和の反転を出力している。第2フリップフロップ24はリセットセットフリップフロップであり、セットSには第1フリップフロップ6の反転出力Qxからの信号が入力している。また、NOR回路23の出力がリセットRに入力している。ノイズ削減回路29は、スイッチング電源装置において、2次電流終止検出回路21の出力が、スイッチング素子3がオフになってから一定の時間後に2次電流が流れ終わり、その後、再び2次電流が流れ始めようとするときに、発生するリンギングによるノイズを減らす回路である。図2に示すように、ノイズ削減回路29は、NOR回路35と、AND回路36とを含む構成となっている。また、発振回路7はリセット入力端子を備えており、リセット信号が入力されると発振がリセットされるとともに、Hレベルの信号を出力し、発信回路で設定されている時間、Hレベルの信号を出力した後、Lレベルの信号を出力する。AND回路36は、NOR回路23の出力と、2次電流終止検出回路21の出力の論理積を発振回路7に出力している。つぎに、乗算器について新たな図面を参照して説明する。図3は図1に示すスイッチング電源装置に用いられる乗算器のブロック図である。乗算器10は、第2バッファ回路18と、チョッピング回路19と、平滑回路20とを含んでいる。第2バッファ回路18は、エラーアンプ11の出力電圧を増幅し、チョッピング回路19に印加する。チョッピング回路19は図3に示すように、p型FETQ1とn型FETQ2とを直列に接続している。両FETには、制御信号として2次電流オン時間検出回路9の出力信号が用いられている。制御信号がHレベルの信号のとき、出力端子はグランドに接続され0Vとなる。制御信号がLレベルの信号のとき、出力端子は電圧入力端子と接続され第2バッファ回路18の出力電圧を出力する。なお、チョッピング回路の構成は上述のものに限定されるものではない。平滑回路20は、抵抗R21とキャパシタC21とを含むローパスフィルタである。平滑回路20は、チョッピング回路19からの出力電圧を平滑して平均電圧を生成する。なお、平滑回路20もこの構成に限定されるものではなく、チョッピング回路19からの出力電圧を平滑化できる回路を広く採用することが可能である。乗算器10は、チョッピング回路19で2次電流オン時間検出回路9のオンデューティ比でエラーアンプ11の出力であるスイッチング電流の最大値に比例した電圧をチョッピングし、さらに平滑回路20で平滑化することで、2次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例した値を得る。エラーアンプ11について図面を参照して説明する。図4は図1に示すスイッチング電源装置に用いられるエラーアンプのブロック図である。図4に示すようにエラーアンプ11は、第2電圧比較器30と、平滑回路31とを備えている。第2電圧比較器30は、電流オンデューティ比とスイッチング電流の最大値とをかけ算した値に比例した電圧が反転入力側に入力され、第2基準電圧源12が非反転入力側に入力されている。電流オンデューティ比とスイッチング電流の最大値とをかけ算した値が、第2基準電圧源12の電圧より大きいときLレベルの信号を出力し、第2基準電圧源12の電圧より小さいときはHレベルの信号を出力する。平滑回路31は、抵抗R31とキャパシタC31とを有する従来よく知られたローパスフィルタであり、第2電圧比較器30の出力を平滑化している。ローパスフィルタの時定数は、スイッチング周期に比べて10以上大きい値とされており、リップルが実用上問題ないレベルまで下げられる。なお、平滑回路31はこれに限定されるものではなく、リップルが実用上問題ないレベルまで下がる構成の回路を採用することが可能である。本発明にかかるスイッチング電源装置の動作について説明する。発振回路7の周期をTc、2次電流オン時間検出回路9がHレベル信号を出力する時間2次巻線52に電流が流れている時間をTres、スイッチング素子3に流れる電流の最大値をIpk1、2次巻線52に流れる電流の最大値をIpk2、1次巻線51の巻き数をN1、2次巻線52の巻き数をN2、負荷14に流れる平均電流をIoutスイッチング電源装置の出力電圧とすると、一般に、出力電圧Ioutは以下の式で表される。Iout=1/2N1/N2Tres/TcIpk1式11次巻線51の巻き数N1及び2次巻線52の巻き数N2は固定値であるので、Ioutを一定にするためには、{Tres/TcIpk1}の値を一定にすればよい。乗算器10は2次電流オン時間検出回路9の出力のHレベル信号、Lレベル信号に合わせて、スイッチング電流の最大値をチョッピングする。すなわち、2次電流オン時間検出回路9の出力がHレベルの信号のときはスイッチング電流の最大値を出力し、2次電流オン時間検出回路9の出力がLレベルの信号のときは0Vを出力する。乗算器10は、出力電圧を十分に平滑化することで、2次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例した電圧を出力する。この乗算器10の出力電圧をエラーアンプ11に入力し第2基準電圧源12からの電圧と比較する。乗算器10の出力電圧が第2基準電圧源12からの電圧より低い場合、すなわち、出力電流Ioutが小さい場合はエラーアンプ11の出力電圧が上昇してスイッチング最大電流が上昇する。また乗算器10の出力電圧が第2基準電圧源12からの電圧より高い場合、すなわち、出力電流Ioutが大きい場合はエラーアンプ11の出力電圧が減少しスイッチング最大電流が低下する。この結果、2次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例する電圧、すなわち、出力電流に比例した電圧が第2基準電圧源12の電圧に収束し、一定略一定の出力電圧が出力される。スイッチング電源装置の動作について図面を参照して詳しく説明する。図5は本発明にかかるスイッチング電源装置の複数の点での電圧波形を示すタイミングチャートである。なお、図5に示すa点からd点は図1に図示しており、i点は図3に図示している。発振回路7の出力は第1フリップフロップ6のセットSに入力されており、第1フリップフロップ6の出力Qは、セットSの立ち上がりに合わせてHレベルの信号を出力する。第1バッファ回路5は第1フリップフロップ6の出力信号をスイッチング素子3の駆動のために十分な電圧電流に増幅している。そして、スイッチング素子3は第1バッファ回路5からの信号Hレベルの信号に合わせてオンされる。スイッチング素子3がオンになるとスイッチング素子3及び1次巻線51に電流が流れる。その電流波形は、時間とともに直線的に増加し、最大値はIpk1となる図5参照。また、1次巻線51と接続されているスイッチング素子3に流れる電流を検出するスイッチング電流検出回路4の出力電圧の波形は、1次巻線51の電流波形と相似形である。スイッチング電流検出回路4の抵抗値をRとすると、1次巻線51の電流がIpk1に到達したときのスイッチング電流検出回路4の出力電圧Vpk1は次の式で表される。Vpk1=RIpk1式2なお、図1に示すような抵抗分圧を行うスイッチング電流検出回路4の抵抗値Rは、抵抗41及び抵抗42の抵抗値をR41、R42とすると、R=R41/R41R42で与えられる。すなわち、抵抗Rは、スイッチング電流検出回路4の構成によって一義的に決定されるものである。第1電圧比較器8は、スイッチング電流検出回路4より出力される電圧とエラーアンプ11より出力される電圧とを比較し、スイッチング電流検出回路4より出力される電圧がエラーアンプ11から出力される電圧より高くなるとHレベルの信号を第1フリップフロップ6のリセットRに入力する。これにより、第1フリップフロップ6の出力QはLレベルの信号を第1バッファ回路5に入力する。第1バッファ回路5はLレベルの信号をスイッチング素子3に入力し、スイッチング素子3はオフし、1次巻線51の電流はゼロになる。その後、発振回路7より再びHレベルの信号が出力され、上記動作を繰り返す。スイッチング電源装置が上記動作を行っているとき、第3の巻線53の出力電圧a点の電圧の電圧波形は、図5に示すとおりである。2次巻線52に電流が流れている時間、すなわち、Tresの期間は高電圧となっている。そして、2次巻線52に電流が流れなくなった時点でa点の電圧は減少し始める。2次電流オン時間検出回路9は、a点の電圧が減少し始める点を検出し、Lレベルの信号を出力するとともに、次にスイッチング素子3がオフになる時間までLレベルの信号の出力を保持する図5参照。また、2次電流オン時間検出回路9は2次巻線52に電流が流れている間Hレベルの信号を出力する。ここで、2次電流オン時間検出回路の動作について図面を参照して詳しく説明する。図6は2次電流オン時間検出回路の各点での電圧波形を示すタイミングチャートである。2次電流オン時間検出回路9において、2次電流終止検出回路21は、キャパシタ27の電圧変化速度が遅いとき、第3電圧比較器26の非反転入力側には基準電圧25が印加されており、第3電圧比較器26からは、Hレベルの信号が出力される。また、キャパシタ27の電圧変化が、第3基準電圧源25の電圧をキャパシタ27と抵抗28によって決まる時定数で除した値よりも大きな値で減少した場合、非反転入力側の電圧は反転入力側の電圧接地されているので0Vよりも低くなり、第3電圧比較器26はLレベルの信号を出力する。すなわち、第3の巻線53の電圧が急速に減少し始める瞬間、つまり、2次巻線52に2次電流が流れなくなる時間に第3電圧比較器26はLレベルの信号を出力する。そして、第3基準電圧源25の電圧が小さいほど、また、抵抗28が大きいほど小さな電圧減少速度で第3電圧比較器26がLレベルの信号を出力するようになり、2次電流が流れなくなる時間を精度良く検出することができるようになる。図6に示すように、2次側電流終止検出回路の出力電圧には、スイッチング素子3がオンになった直後、Tres期間の前半部分に出力が細かく切り替わっている。これは、スイッチング素子3がオンになったときの第3の巻線53のスパイクノイズである。このスパイクノイズによるスイッチング素子3の制御への影響を取り除くため、タイマー回路22及びNOR回路23が用いられている。タイマー回路22は、第1フリップフロップ6の出力の反転した信号Qxが入力されており、信号Qxが立ち上がる時間、すなわち、スイッチング素子がオフする時間から所定の時間スパイクノイズが発生する時間だけHレベルの信号を出力する。タイマー回路22の出力はNOR回路23に入力されているので、少なくとも、タイマー回路22からHレベルの信号が入力されている期間は、NOR回路23からLレベルの信号が出力される。これにより、スイッチング素子3のオフ時の第3の巻線53の電圧のスパイクノイズによって2次電流終止検出回路21からLレベルの信号が出力されるのを無効にしている。タイマー回路22で設定されている時間の後、2次電流終止検出回路21は安定してHレベルの信号を出力し、タイマー回路22からの出力はLレベルになる。これにより、NOR回路23からはLレベルの信号が出力される。さらにその後、2次巻線52に2次電流が流れなくなって第3の巻線53の電圧が低下し始めると、2次電流終止検出回路21はLレベルの信号を出力し、NOR回路23はHレベルの信号を出力する。NOR回路23の出力は第2フリップフロップ24のリセットRに入力している。また、第2フリップフロップ24のセットSには、第1フリップフロップ6の出力Qの反転出力Qxが入力されている。このことから、第2フリップフロップ24はスイッチング素子3がオフする時間、第2フリップフロップ24の出力Q、すなわち、2次電流オン時間検出回路9がHレベルの信号を出力する。そして、第3の巻線53に電流が流れなくなる、つまり、2次巻線52に電流が流れなくなると、第2フリップフロップ24の出力Q、すなわち、2次電流オン時間検出回路9がLレベルの信号を出力する。以上のように、2次電流オン時間検出回路9は、2次巻線52に2次電流が流れている時間だけ、精度良くHレベルの信号を出力する。また、図2に示すように、2次電流オン時間検出回路9には、NOR回路35と、AND回路36とを含むノイズ削減回路29が備えられている。また、発振回路7はリセット入力端子を備えており、リセット信号が入力されると発振がリセットされるとともに、Hレベルの信号を出力し、発信回路で設定されている時間、Hレベルの信号を出力した後、Lレベルの信号を出力する。AND回路36は、NOR回路35の出力と、2次電流終止検出回路21の出力の論理積を出力している。AND回路36の出力は発振回路7のリセット信号となっている。AND回路36は、スイッチング素子3がオフになって一定の時間が経過したのち再びHレベルの信号を出力する。すなわち、第3の巻線53がリンギングを開始しようとする時間にHレベルに立ち上がる信号を出力する。この時間に発振回路7をリセットし、スイッチング素子3をオンにすることで、2次巻線52の電流がゼロになった後に発生する、第3の巻線53のリンギングによるノイズを減らすことができる。乗算器10は、エラーアンプ11の出力に2次電流オン時間検出回路9の出力がHレベルの時間のデューティ比を乗じた値に比例した電圧を出力しており、その電圧波形は図5に示すとおりである。乗算器10は、チョッピング回路19で2次電流オン時間検出回路9のオンデューティ比でエラーアンプ11の出力であるスイッチング電流の最大値に比例した電圧をチョッピングし、さらに平滑回路20で平滑することで、2次側オンデューティ比にスイッチング電流の最大値を乗じた値に比例した値を得る。乗算器10の出力電圧をVp、エラーアンプの出力電圧をVeoとするとVpは以下の式で表される。Vp=Tres/TcVeo式3エラーアンプ11は、第2基準電圧源12の電圧をVrefとすると、乗算器10の出力電圧VpがVrefより高い場合Lレベルの信号を、VpがVrefよりも低い場合Hレベルの信号を出力する。もし、VpとVrefとが等しい場合、エラーアンプ11から出力電流が流れず、出力電圧が保持される。エラーアンプ11の出力は第1電圧比較器8の基準電圧となっており、スイッチング電流の最大値は以下の関係を満たす。Veo=RIpk1式4ここで、出力電流が大きい、すなわち、乗算器10の出力電圧Vpが第2基準電圧源12の電圧Vrefよりも高い場合、エラーアンプ11の出力電圧Veoは低下する。これにより、スイッチング制御電圧が制御され、スイッチング電流の最大値が減少する方向に制御され、出力電流が減少する。逆に、出力電流が小さい、すなわち、乗算器10の出力電圧Vpが第2基準電圧源12の電圧Vrefよりも低い場合、エラーアンプ11の出力電圧Veoは上昇する。これにより、スイッチング電流の最大値は増加する方向に制御され、出力電圧が上昇する。このように制御されることで、乗算器10の出力電圧Vpは第2基準電圧源12の電圧Vrefに収束していき、スイッチング電源装置の出力電流は一定値に収束する。このことから、Vp=Vref式5となる。式3、式4、式5から乗算器10の出力電圧Vpとエラーアンプ11の出力電圧Veoを消去すると、Vref=Tres/TcRIpk1Ipk1=Tc/TresVref/R式6となる。式1と式6とから、出力電流Ioutは、Iout=1/2N1/N2Vref/Rで表される。ここで、1次巻線51の巻き数N1、2次巻線52の巻き数N2、第2基準電圧源12の電圧値Vref及びスイッチング電流検出回路4の抵抗値Rはスイッチング電源装置ごとに固定の値であるので、出力電流Ioutは一定値になる。以上のように、本発明のスイッチング電源装置では、乗算器10とエラーアンプ11を用いることで、第1電圧比較器8の基準電圧値を一定の値に収束させ、1次巻線51に供給される電流を制御し、出力電流Ioutは入力電圧にかかわらず一定の出力となる。また、本発明にかかるスイッチング電源装置では、第3の巻線53のリンギングノイズを減らすことが可能となっている。以上のように一定値の出力電流を得ることができるスイッチング電源装置でLEDを定電流駆動することが可能であり、ちらつき等が発生するのを抑制することが可能である。本発明にかかるスイッチング電源装置の他の例について図面を参照して説明する。図7は本発明にかかるスイッチング電源装置の他の例のブロック図である。図7に示すようにスイッチング電源装置は、出力過電圧保護回路32を備えている以外は、図1に示すスイッチング電源装置と同じ構成を有しており実質上同じ部分には同じ符号を付すとともに、詳細な説明は省略する。図7に示すスイッチング電源装置には、負荷14LED141にかかる電圧が一定値以上にならないように、出力電圧を抑える出力電圧保護回路32が備えられている。スイッチング電源装置において、出力電圧Vout、第3の巻線53の電圧V3、第3の巻線53の巻き数N3とすると、第3の巻線53の電圧V3と出力電圧Voutとの間には次の式で表す関係がある。V3=N3/N2Vout式7例えば、スイッチング電源装置に接続されている負荷14に印加する電圧出力電圧を制限電圧Vomまでに制限する場合、第3の巻線53の電圧を、N3/N2Vomになったときあるいは上回ったときにスイッチング素子3をオフにすれば出力電圧Voutが制限電圧Vomを超えるのを抑えることができる。出力電圧Voutが制限電圧Vomを超えるのを抑えるため、図7に示すスイッチング電源装置では、出力過電圧保護回路32を備えている。出力過電圧保護回路32は、加算回路15と、第4電圧比較器16と、第4基準電圧源17とを備えている。加算回路15は乗算器10の出力とエラーアンプ11の入力との間に配置されている。加算回路15は内部電源電圧との間にスイッチ回路を設けた構造となっている。第4電圧比較器16は、第3の巻線53の電圧が反転入力側に第4基準電圧源17からの電圧が入力され、非反転入力側に第3の巻線53の電圧が入力されている。第4電圧比較器16は第3の巻線53からの電圧が、第4基準電圧源17からの電圧よりも低いとき、Lレベルの信号を出力し、第4基準電圧源17からの電圧よりも高くなるとHレベルの信号を出力する。第4電圧比較器16の出力は、加算回路15のスイッチ回路をオンにする制御信号として用いられており、第3の巻線53の電圧が、第4基準電圧源17の電圧よりも高いとき、スイッチ回路はオンになる。スイッチ回路はオンになると、乗算器10からエラーアンプ11への入力に電圧を印加するように構成されており、エラーアンプ11の入力電圧が上昇し、それによって、エラーアンプ11の出力電圧が下がる。これにより、上述したように、スイッチング電流の最大値を下げ、スイッチング電源装置の出力電圧が降下する。このような出力過電圧保護回路32によって、出力電圧が制限電圧を超えるのを抑えることができる。なお、第4基準電圧源17は所定の電圧信号を出力するものとしているが、それに限定されるものではなく、一定の範囲で変更できるようになっていてもよい。以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明はこの内容に限定されるものではない。また本発明の実施形態は、発明の趣旨を逸脱しない限り、種々の改変を加えることが可能である。