"電波源から送信されて直接到達する直接波を受信する直接波受信用アンテナと、前記電波源から送信されて目標で散乱された散乱波を受信する散乱波受信用アンテナと、前記直接波の受信信号をパルスに分割する直接波受信部と、前記散乱波の受信信号をパルスに分割する散乱波受信部と、分割された各パルスについて、前記直接波の受信信号と前記散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第1ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、前記第1ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第2ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部と、を備えたパッシブレーダ装置。前記パルス毎レンジ圧縮部は、前記直接波の受信信号および前記散乱波の受信信号を、パルスに分割してそれぞれフーリエ変換するパルス毎FFT部と、前記パルス毎FFT部でフーリエ変換された前記直接波の受信信号の複素共役信号を、前記パルス毎FFT部でフーリエ変換された前記散乱波の受信信号に掛け合わせる複素共役乗算部と、前記複素共役乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するパルス毎IFFT部と、を有することを特徴とする請求項1に記載のパッシブレーダ装置。前記ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部は、前記第1ドップラ周波数スペクトルに対して、レンジ方向のフーリエ変換を実行するFFT部と、前記第1ドップラ周波数スペクトルの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するためのレンジマイグレーション補償用位相関数を、前記FFT部の出力に対して乗算する乗算部と、前記乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するIFFT部と、を有することを特徴とする請求項1または請求項2に記載のパッシブレーダ装置。前記パルス毎レンジ圧縮部は、前記直接波の受信信号および前記散乱波の受信信号を、パルスに分割してそれぞれフーリエ変換するパルス毎FFT部と、前記パルス毎FFT部でフーリエ変換された前記直接波の受信信号の複素共役信号を、前記パルス毎FFT部でフーリエ変換された前記散乱波の受信信号に掛け合わせる複素共役乗算部と、を有し、前記ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部は、前記第1ドップラ周波数スペクトルの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するためのレンジマイグレーション補償用位相関数を、前記第1ドップラ周波数スペクトルに対して乗算する乗算部と、前記乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するIFFT部と、を有することを特徴とする請求項1に記載のパッシブレーダ装置。前記ブロック毎ドップラ処理部は、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、前記ブロック毎ドップラ処理部によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、前記ブロック方向ドップラ処理部によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅を広く設定し、前記ブロック方向ドップラ処理部によって算出された前記第2ドップラ周波数スペクトルの帯域幅の重複部分について、コヒーレントまたはインコヒーレントに加算するブロック信号加算部をさらに備えたことを特徴とする請求項1から請求項4までの何れか1項に記載のパッシブレーダ装置。前記ブロック毎ドップラ処理部は、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、前記ブロック毎ドップラ処理部によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、前記ブロック方向ドップラ処理部によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅を広く設定し、前記ブロック方向ドップラ処理部によって算出された前記第2ドップラ周波数スペクトルの帯域幅の重複部分の信号を切り捨てるブロック信号選択部をさらに備えたことを特徴とする請求項1から請求項4までの何れか1項に記載のパッシブレーダ装置。しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。特許文献1~3に示された方法では、何れもまず初めに、比較的短い積分時間でドップラ処理した結果を用いて目標候補を検出した後、検出された信号のドップラ周波数を用いて目標信号を補正することとしている。すなわち、比較的短い積分時間で、一度目標がある程度検出されていなければならない。そのため、SNRを十分に改善することができないという問題がある。また、非特許文献2、3に示された方法では、演算量が多くなり、装置の処理負荷が増大するという問題もある。この発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、SNRを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得ることを目的とする。この発明に係るパッシブレーダ装置は、電波源から送信されて直接到達する直接波を受信する直接波受信用アンテナと、電波源から送信されて目標で散乱された散乱波を受信する散乱波受信用アンテナと、直接波の受信信号をパルスに分割する直接波受信部と、散乱波の受信信号をパルスに分割する散乱波受信部と、分割された各パルスについて、直接波の受信信号と散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第1ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第1ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第2ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備えたものである。この発明に係るパッシブレーダ装置によれば、直接波受信部および散乱波受信部で分割された各パルスについて、直接波の受信信号と散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第1ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第1ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第2ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備えている。すなわち、目標のドップラ周波数が一定であることを前提とすることにより、目標信号の移動が、レンジ方向のリニアな移動に限定されるように問題を簡単化している。また、長時間観測したデータを短いパルスに区切ることにより、直接波と散乱波との長時間の相関処理をFFTによって構成し、また、複数のパルスをまとめたブロック単位の処理を導入することにより、観測時間中のレンジマイグレーションへの対処を高速化している。そのため、少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、SNRを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得ることができる。以下、この発明に係るパッシブレーダ装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。なお、この発明の各実施の形態において、例えば変数aの上部に ̄が付されたものはベクトルを示し、明細書中ではaバーと記載する。また、変数aの上部に^が付されたものは単位ベクトルを示し、明細書中ではaハットと記載する。また、変数aの上部に~が付されたものは推定値を示し、明細書中ではaチルダと記載する。また、変数aの上部にが付されたものは時間変化率を示し、明細書中ではaドットと記載する。また、変数aの上部に逆向きの⌒が付されたものは補償された値を示し、明細書中ではa逆弧breveと記載する。実施の形態1.図1は、パッシブレーダの概念を、観測のジオメトリとともに示す説明図である。図1において、電波源である放送局1からの送信電波は、受信局3に設けられた直接波受信用アンテナ31および散乱波受信用アンテナ32によって受信される。ここで、直接波受信用アンテナ31は、放送局1を指向するように配置されており、放送局1から送信されて直接到達する電波直接波を受信する。また、散乱波受信用アンテナ32は、目標2の存在する観測領域を指向するように配置されており、放送局1から送信されて目標2で散乱された電波散乱波を受信する。放送局1は、搬送波周波数fc、かつ信号帯域Bの信号を、継続的に送信放送しているものとする。受信局3は、直接波受信用アンテナ31および散乱波受信用アンテナ32で受信した信号をそれぞれ増幅し、帯域フィルタを通して所望の帯域の信号を取り出した後、ダウンコンバートした信号をサンプリングする。なお、この発明の各実施の形態では、直接波受信用アンテナ31と散乱波受信用アンテナ32とが互いに異なるアンテナであるものとして説明するが、これに限定されず、2つ以上のアンテナを用いて放送局1からの送信電波を受信し、デジタルビームフォーミングによって直接波と散乱波とを分離する構成としてもよい。また、散乱波受信用アンテナとして、互いに直交する偏波特性を有する2つの散乱波受信用アンテナを用いることにより、目標における散乱の偏波特性を計測することもできる。この場合には、以下に説明する各処理を、2つの散乱波受信用アンテナで得られた信号に対してそれぞれ適用することにより、偏波特性の互いに異なる2つのレーダ画像を生成することができる。また、図1において、psバーおよびprバーは、それぞれ固定の放送局1および受信局3の位置を表す位置ベクトルである。また、ptバーおよびvバーは、それぞれ目標2の重心位置および速度を表すベクトルである。また、isハットおよびirハットは、それぞれ目標2から放送局1への向きおよび受信局3への向きを表す単位ベクトルであり、次式1で表される。また、目標2と放送局1および受信局3との距離rs,rr、並びに放送局1と受信局3との距離rdを、次式2で定義する。ただし、目標2は移動しているので、ptバー,vバー,isハット,irハット、rs、rrは、時刻tの関数であり、以下では必要に応じて明示的にpttバー等のように記載する。図2は、この発明の実施の形態1に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。図2において、パッシブレーダ装置は、直接波受信用アンテナ31、散乱波受信用アンテナ32、直接波受信部33、散乱波受信部34、パルス毎レンジ圧縮部35、クラッタ抑圧部36、ブロック毎ドップラ処理部37、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38、ブロック方向ドップラ処理部39および目標検出部40を備えている。ここで、少なくとも直接波受信部33および散乱波受信部34は、受信局3に設けられている。図3は、この発明の実施の形態1に係るパッシブレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。図3において、横軸は時刻を示している。直接波受信部33および散乱波受信部34は、それぞれ図3に示した観測時間T[sec]の間、信号を受信する。また、直接波受信部33および散乱波受信部34は、それぞれ受信信号をTb[sec]のブロックH個に分割し、さらに、各ブロックをT0[sec]のパルスN個に分割する。ここで、この発明の各実施の形態では、T0,Tb,Tをそれぞれ、パルス幅、ブロック幅、観測時間と称する。また、パルスとパルスとは互いに隣接しているので、パルスの繰り返し周期は、パルス幅T0と一致する。そのため、必要に応じて、パルス幅T0をパルス繰り返し周期PRI:PulseRepetitionIntervalと称することがある。また、上述した定義から、T0,Tb,Tは、次式3で表される関係を満たす。なお、このように受信信号をパルスに分割したり、ブロックにまとめたりするのは、処理の高速化を実現するためである。詳細については後述するが、長時間観測したデータを短いパルスに区切ることにより、直接波と散乱波との長時間の相関処理を、全て高速フーリエ変換FFT:FastFourierTransformによって構成することができる。また、いくつかのパルスをブロック単位にまとめて処理することにより、観測時間中のレンジマイグレーションへの対処を高速化することができる。続いて、パルス毎レンジ圧縮部35以降の処理ブロックの動作を説明するために、放送局1からの直接波および目標2からの散乱波の信号を定式化する。ここで、放送局1からの送信波は、中心周波数fcの狭帯域信号なので、受信局3の位置における放送局1からの直接波の受信信号sdtチルダは、次式4で表される。式4において、atは送信信号の複素振幅を示し、τdは直接波の伝搬遅延時間を示している。パッシブレーダの場合、送信信号が未知であることから、複素振幅atは確率過程randomprocessとして扱うのが適当である。また、以下では、広義定常性WSS:wide-sensestationaryが成立するものとする。一方、放送局1および受信局3は、ともに観測中は静止していることを想定しているので、τdは定数となる。また、nパルス目n=0,1,,HN-1における直接波の受信信号sdntチルダは、次式5で表されるように、式4のtn-T0/2≦t≦tnT0/2の間を切り出したものに他ならない。なお、目標2が移動する場合、散乱波の伝搬遅延時間は事変であるが、パルス幅T0が十分に短い場合、その間の伝搬遅延時間は一次近似できると考えられる。そこで、時刻tnにおける伝搬遅延時間をτsn0、伝搬遅延時間の変化率をτsnドットとすると、散乱波の伝搬遅延τsnは、次式6で表される。この関係を踏まえると、nパルス目n=0,1,,HN-1における散乱波の受信信号ssntチルダは、次式7のように近似的に表現することができる。ただし、ここでは、目標2が1つの散乱点で構成されているものと仮定している。また、式7において、αは伝搬長の差分に起因する減衰量の差による振幅の比を示し、fdn=-fcτsnドットは時刻tnにおけるドップラ周波数を示している。さらに、式7では、複素振幅の帯域と比較して、伝搬遅延時間の変化率τsnドットが十分に小さいので、複素振幅atの項については、パルス幅T0の間、伝搬遅延時間はτsn0で一定であるとみなしている。なお、図1で表される観測のジオメトリにおいては、直接波および散乱波の遅延時間τd、τsn0、並びに散乱波のドップラ周波数fdnは、それぞれ次式8~10のように求められる。式8~10において、cは光速を示している。また、式10において、kstバーおよびkrtバーは、時刻tにおける波数ベクトルを示し、次式11で定義される。ここで、式10の導出においては、次式12で表される距離rstの時間微分の関係を用いている。なお、距離rstについても同様である。また、式5、7から、ローカル周波数fl=fc-Δfcの正弦波信号を用いてダウンコンバートされた直接波の受信信号sdntおよび散乱波の受信信号ssntは、次式13、14で表される。式14において、τn=τsn0-τdは直接波と散乱波との遅延時間差を示し、φはローカル発振器の初期位相を示している。なお、式14の最後の等式は、直接波の受信信号sdntを用いて散乱波の受信信号ssntを表現したものである。続いて、パルス毎レンジ圧縮部35は、パルス毎に以下に示す相互相関処理により、レンジ圧縮を実行する。相互相関処理によって得られる次式15の相互相関関数xnτを、この発明の各実施の形態では、レンジプロフィールと称する。パルス毎レンジ圧縮部35は、このレンジプロフィールxnτn=0,1,,HN-1を出力する。式15に上記式14を代入すると、目標2として1つの散乱点が存在する場合のレンジプロフィールxnτが、次式16で表されることがわかる。式16において、複素振幅atについては、広義定常性WSSが成立すると仮定しているので、自己相関関数の期待値Ratは、次式17で表される。また、式17から、レンジプロフィールxnτの期待値E{xnτ}は、次式18で表される。ただし、式18において、次式19となる。式19において、sinc関数の項は、散乱波が目標2の移動によるドップラシフトを受けていることによって発生する直接波との相関のロスを示す項であるが、パルス幅T0が短ければ、このロスは無視することができ、式19の近似が成立する。また、式19において、T0-τの項から、パルス幅T0は、想定される遅延時間差に対して十分に長い必要があることが分かる。ここで、直接波受信部33および散乱波受信部34の動作タイミングをずらし、散乱波受信部34の受信タイミングを、直接波受信部33の受信タイミングに対して遅らせることにより、パルス幅T0を広げることなく、遠方を観測することが可能となる。例えば、散乱波受信部34の受信タイミングをτnだけ遅らせることにより、目標信号については、ロス無く積分することができる。このとき、実際には、目標位置が未知であることから、興味のある観測領域の中央部までの距離で決まる遅延を与えておくことが望ましい。なお、ここまで、直接波の受信信号sdnt、散乱波の受信信号ssnt、レンジプロフィールxnτ等を、連続的なアナログ信号として定式化してきたが、実装上は、サンプリングによって離散化されたデジタル信号となる。パルス毎レンジ圧縮部35は、上述したように、上記式15で表される相互相関処理によってレンジプロフィールを算出して出力している。このとき、直接波の受信信号sdntや散乱波の受信信号ssntがデジタル信号であれば、上記式15で算出される相互相関関数を、FFTを用いた高速演算により求めた巡回型相関関数で代用することによって、処理を高速化することができる。図4は、この発明の実施の形態1に係るパッシブレーダ装置において、パルス毎レンジ圧縮部35を、FFTを用いた高速演算ブロックで構成した場合について示すブロック構成図である。図4において、パルス毎レンジ圧縮部35は、パルス毎FFT部35a、35b、複素共役乗算部35cおよびパルス毎IFFT部35dを有している。まず、パルス毎FFT部35aおよびパルス毎FFT部35bは、直接波受信部33および散乱波受信部34がそれぞれ受信した直接波信号および散乱波信号を、それぞれパルス幅T0のパルスに分割した後、各パルスに対してFFTを適用する。続いて、複素共役乗算部35cは、パルス毎FFT部35a、35bで得られた直接波信号および散乱波信号のFFT後の信号のうち、対応するパルス同士の複素共役乗算処理を実行する。具体的には、複素共役乗算部35cは、直接波信号のFFT後の信号の複素共役信号を、散乱波信号のFFT後の信号に、要素毎に掛け合わせる処理を実行する。複素共役乗算部35cの出力信号は、パルス毎IFFT部35dに出力される。パルス毎IFFT部35dは、複素共役乗算部35cからの信号に対して逆高速フーリエ変換IFFT:InverseFastFourierTransform処理を適用することにより、巡回型相関関数を算出して出力する。この巡回型相関関数は、上記式15の相互相関処理によって得られるレンジプロフィールを十分によく近似することができる。したがって、以下では、図4に示したパルス毎レンジ圧縮部35によって得られた巡回型相関関数のこともレンジプロフィールと称する。なお、式18から、レンジプロフィールxnτの期待値E{xnτ}は、目標2の遅延時間差τ=τnにおいてピークを持つ|Ra0|≧|Raτ|,∀τ。また、このピークにおける複素振幅の値は、次式20で表される。式20から、n番目のレンジプロフィールのピークにおける位相の期待値は、2πfc-Δfcτnで表されることが分かる。次に、クラッタ抑圧部36は、各パルスのレンジプロフィールxnτn=0,1,,HN-1のパルス方向平均を、各レンジプロフィールから差し引く処理を実行することにより、背景の静止物からの反射信号クラッタを抑圧する。なお、クラッタ抑圧部36の処理は、次式21のように定式化される。クラッタ抑圧部36は、式21によって算出される信号xnτ逆弧を出力する。ここで、静止物からの反射波の信号については、遅延時間差がパルス毎に変化することはない。すなわち、静止物からの反射波の信号は、ドップラ周波数シフトを受けていない。このことは、上記式19において、目標2が固定であれば、τ=τnで一定となるので、パルス番号nによらず信号の位相が一定になることからも確認できる。式21において、クラッタ抑圧部36は、Nパルスのレンジプロフィールを平均することによって、ドップラ周波数がゼロの信号を抽出し、これを各レンジプロフィールから差し引くことで、ドップラ周波数がゼロの信号を抑圧している。これにより、背景の静止物からの反射信号を抑圧することができる。なお、クラッタ抑圧部36は、この発明の実施の形態1において必須の構成要素ではない。仮にクラッタ抑圧部36の処理を省いても、その他については同様の処理を実行することができる。続いて、ブロック毎ドップラ処理部37は、ブロック単位でパルス方向の離散フーリエ変換を実行することにより、ドップラ周波数スペクトル第1ドップラ周波数スペクトルを算出する。以下では、パルス毎レンジ圧縮部35によるレンジ圧縮処理の結果得られた全パルス、全ブロックのレンジプロフィールを次式22のように表すこととする。ここまでは、パルス番号を全ブロックの通し番号で指定していたが、ここでは、ブロック毎に振りなおしている。このことは、記載上の都合に過ぎず、信号の中身は同じである。ブロック毎ドップラ処理部37は、各ブロックにおいて、レンジ毎に次式23で表されるように、パルス方向の離散フーリエ変換を実行して、ドップラ周波数スペクトルを算出する。式23において、mはドップラ周波数セル番号を示し、m=0,1,,M-1である。なお、式22をFFTで実装した場合にはM=Nとなり、また、ゼロ詰め補完によって周波数の刻みを細かくとり、M>Nとしてもよい。ブロック毎ドップラ処理部37は、信号yhτ,fdmを出力する。ここで、ブロック幅Tbの間における目標2の移動距離は、レンジ分解能以下であること、すなわち、次式24が成立することを仮定している。つまり、上記式23のように、レンジ毎にパルス方向の離散フーリエ変換を実行することによって、目標2のドップラ周波数スペクトルを算出することが可能なのは、式24の条件が満たされる場合である。なお、式24において、fdmaxは、PRIで決まる値であり、fdmax=1/2T0である。したがって、上記式24は、次式25のように整理することができる。すなわち、上記式24の条件を満たすためには、ブロックあたりのパルス数Nが、式25の関係を満たせばよいことが分かる。ここで、目標2が1つの散乱点で構成されている場合を想定して、上記式23で表されるドップラ処理の出力について詳細に説明する。まず、観測時間Tの間、目標2のドップラ周波数が一定で、次式26が成立する場合を考える。式26が成立する場合、この目標2の信号について、h番目のブロックのn番目のパルスにおける遅延時間差τnhは、次式27の1次式で表される。したがって、目標信号の存在するレンジビンにおけるパルス方向の離散フーリエ変換の結果の期待値は、次式28で表される。ただし、各ブロックの中で、信号はレンジビンを跨いで移動しないものとし、目標2の存在するレンジビンは、各ブロックの先頭のパルスにおける位置τhN=τ0-fd/fchTbで代表できるものとする。式28において、ブロック幅Tbの間に目標振幅が変化しないことを仮定して、αT0-τnh≒αT0-τhNと近似している。また、式28から、ドップラ周波数スペクトルyhτhN,fdmにおいては、次式29を満たすドップラ周波数セルにピークが発生することが分かる。なお、上記式28において、Chはh番目のブロックで観察されるピークにおける複素振幅を示し、次式30で表される。次に、図5を参照しながら、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38の処理内容について説明する。図5a、bは、この発明の実施の形態1に係るパッシブレーダ装置のドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38の処理を示す説明図である。図5aは、ブロック毎ドップラ処理部37の出力信号51を表しており、パルス毎レンジ圧縮処理およびブロック毎ドップラ処理後であって、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償処理前の信号を示している。また、図5bは、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38の出力信号53を表しており、パルス毎レンジ圧縮処理、ブロック毎ドップラ処理およびドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償処理後の信号を示している。また、図5a、bは、移動点目標からの散乱波信号を受信した場合を例にとって図示しており、点目標信号52、54は、それぞれこの移動点目標からの散乱波信号を表現している。すなわち、ブロック毎ドップラ処理部37の出力信号51において、点目標信号52は、各ブロックにおいてレンジ伝搬遅延距離差に相当する方向およびドップラ周波数方向に圧縮されて、ブロック毎のレンジドップラマップ上では、点像として観察されている。なお、ここでは、あるブロック番号に対応する、レンジ方向およびドップラ周波数方向に広がる2次元のデータ配列を、レンジドップラマップと定義する。特に、ドップラ周波数が一定の点目標である場合、その点像のピーク位置は、上記式28から、レンジ方向にτhNであり、ドップラ周波数方向にfdfc-Δfc/fcである。図5aには、この点像のピーク位置を点目標信号52の太線で示している。この点目標信号52は、点像のドップラ周波数方向の位置はブロックによって変化しないが、レンジ方向の位置がブロック毎に変化している様子を示している。ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38は、ブロック方向の処理を実行するために、まず、点像のレンジ方向の移動マイグレーションを補償する。このとき、m番目のドップラ周波数セルに含まれる信号のドップラ周波数はfdmなので、h番目のブロックにおける遅延時間τmhは、このドップラ周波数に対応するように1次の時間変化をしており、次式31で表される。したがって、信号yhτ,fdmに対して、式31の第2項で表されるレンジ移動分を補償することにより、信号のレンジを一致させることができる。このようにしてレンジ移動分を補償した信号を、以下ではyhτ,fdm逆弧と記載する。ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38は、レンジ移動分を補償した信号yhτ,fdm逆弧を出力する。図5bの出力信号53は、この信号yhτ,fdm逆弧の概念図を示している。ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38は、ブロック毎ドップラ処理部37の出力した信号yhτ,fdmを、上記式31で表されるレンジ移動分だけ移動させる処理を実行することにより、図5bの出力信号53のように、移動目標の信号のレンジをブロック間で揃える。なお、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38は、ブロック毎ドップラ処理部37の出力した信号yhτ,fdmそのものを、上記式31で表されるレンジ移動分だけレンジ方向にずらす方法で処理することもできるが、以下に述べるフーリエ変換のシフト則に基づく処理によって、より高速な処理を実現することができる。図6は、この発明の実施の形態1に係るパッシブレーダ装置において、フーリエ変換のシフト則に基づくレンジマイグレーション補償処理を実行する場合のドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38を示すブロック構成図である。図6において、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38は、FFT部38a、レンジマイグレーション補償用位相関数38b、乗算部38cおよびIFFT部38dを有している。まず、FFT部38aは、ブロック毎ドップラ処理部37の出力した信号yhτ,fdmに対して、次式32で表されるフーリエ変換処理をFFTによって実行し、レンジ方向にフーリエ変換する。式32において、F{g}は関数gのフーリエ変換を示す。また、レンジマイグレーション補償用位相関数38bは、ブロック毎ドップラ処理部37の出力した信号yhτ,fdmの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するための位相関数であり、次式で表される。続いて、乗算部38cは、上記式32のフーリエ変換の出力Yhf,fdmに対して、次式33で表される演算によって、レンジ移動分に対応する位相関数を乗算する。次に、IFFT部38dは、式33の結果得られる信号Yhf,fdm逆弧を、次式34で表されるように、逆フーリエ変換処理をIFFTによって実行することにより、上記式31で表されるレンジ移動分を補償した信号yhτ,fdm逆弧を得る。続いて、ブロック方向ドップラ処理部39の処理内容について説明する。レンジ移動分を補償した信号yhτ,fdm逆弧においては、ドップラ周波数が一定の目標2の信号が、図3に太線で示したようにブロック方向に整列している。そこで、ブロック方向ドップラ処理部39は、信号yhτ,fdm逆弧に対して、レンジドップラセル毎に次式35で表されるように、ブロック方向の離散フーリエ変換を実行して、ドップラ周波数スペクトル第2ドップラ周波数スペクトルを算出する。式35において、lはドップラ周波数セル番号を示し、l=0,1,,L-1である。なお、上記式22の場合と同様に、上記式29をFFTで実装したときにはL=Hとなり、また、ゼロ詰め補完によって周波数の刻みを細かくとり、L>Hとしてもよい。ブロック方向ドップラ処理部39は、式35によって算出される信号zτ,fdm,fdlを出力する。また、目標信号の存在するレンジドップラセルにおけるブロック方向の離散フーリエ変換の結果の期待値は、次式36で表される。式36において、観測時間Tの間に目標振幅が変化しないことを仮定して、αT0-τhN≒αT0-τ0と近似している。また、式36から、ブロック方向のフーリエ変換の結果、次式37を満たすドップラ周波数セルにピークが発生することが分かる。なお、上記式36において、Dはピークにおける複素振幅を示し、次式38で表される。この処理の結果、パルス方向およびブロック方向の両方が、ドップラ周波数の次元に変換されている。したがって、信号zτ,fdm,fdlを適切に並べ替えることによって、一枚のレンジドップラマップに容易に変換することができる。この発明の実施の形態1で示した以上の処理を実行するためには、最初にパルス幅T0およびブロック幅Tbを決定する必要があるが、これらのパラメータは、以下の手順で決定することができる。なお、観測時間Tは、回線検討の結果与えられるものであり、この発明の実施の形態1に係る方式に付随するパラメータではないことに注意されたい。まず、パルス幅T0の決定について、観測のジオメトリや想定する目標2の条件から、観測される可能性のあるドップラ周波数の絶対値の上限をfdmaxとする。このとき、パルス幅T0は、次式39に従って決定することができる。続いて、ブロック幅Tbの決定について、ブロック内のパルス数の上限は、上記式25によって与えられている。したがって、式39で表される条件を満たすようにパルス幅T0を決定した後、次式40で表される関係を満たすように、ブロック幅Tbを決定すればよい。次に、目標検出部40は、上記式35によって算出される信号zτ,fdm,fdl、またはこの信号zτ,fdm,fdlを適切に並べ替えることによって、一枚のレンジドップラマップに変換した信号に対して、次式41によってその強度Pτ,fdm,fdlを算出する。続いて、目標検出部40は、この強度信号Pτ,fdm,fdlに対して、CFARConstantFalseAlarmRate処理等の検出処理を適用することにより、目標信号を検出する。ここで、CFAR処理は、広く公知の技術を用いればよい。なお、CFAR処理の前に、強度信号Pτ,fdm,fdlに対して、レンジ方向またはドップラ周波数方向、もしくはその両方について、互いに隣接する複数セルにまたがってインコヒーレントに積分してもよい。この処理によって、雑音成分の標準偏差を低減することができるとともに、目標信号がレンジ方向またはドップラ周波数方向、もしくはその両方に広がっている場合に、信号成分をインコヒーレントに積み上げることができるので、SNRを改善することができる。以上のように、実施の形態1によれば、直接波受信部および散乱波受信部で分割された各パルスについて、直接波の受信信号と散乱波の受信信号との相互相関処理を実行し、パルス毎のレンジプロフィールを算出するパルス毎レンジ圧縮部と、複数のパルスをまとめたブロック単位で、パルス方向のフーリエ変換を実行することにより、第1ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック毎ドップラ処理部と、第1ドップラ周波数スペクトルに対して、ドップラ周波数セル毎、およびブロック毎に、レンジ方向の移動分を補償するドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部と、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部からの出力に対して、ブロック方向のフーリエ変換を実行することにより、第2ドップラ周波数スペクトルを算出するブロック方向ドップラ処理部とを備えている。すなわち、受信した信号をパルスやブロック単位に分割して処理を実行するとともに、ブロック方向の処理を実行する前に、ドップラ周波数セル毎に対応するレンジマイグレーション補償処理を実行することとしたので、移動する目標の信号に対して、長時間に渡る積分が可能となる。また、各処理をFFTと複素数との乗算のみで実行することとしたので、演算量を大幅に低減することができる。そのため、少ない演算量で、目標の観測時間および信号の積分時間を延長し、SNRを十分に改善して、探知距離を延伸することができるパッシブレーダ装置を得ることができる。実施の形態2.図7は、この発明の実施の形態2に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。図7において、パッシブレーダ装置は、直接波受信用アンテナ31、散乱波受信用アンテナ32、直接波受信部33、散乱波受信部34、パルス毎FFT部35a、パルス毎FFT部35b、複素共役乗算部35c、クラッタ抑圧部36、ブロック毎ドップラ処理部37、レンジマイグレーション補償用位相関数38b、乗算部38c、IFFT部38d、ブロック方向ドップラ処理部39および目標検出部40を備えている。ここで、パルス毎FFT部35a、パルス毎FFT部35bおよび複素共役乗算部35c、並びにレンジマイグレーション補償用位相関数38b、乗算部38cおよびIFFT部38dは、それぞれ図4、6に示したものと同様のものである。図2に示したパルス毎レンジ圧縮部35およびドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部38に、それぞれ図4、6に示した構成を挿入すると、クラッタ抑圧部36およびブロック毎ドップラ処理部37が、パルス毎IFFT部35dおよびFFT部38aによって挟まれることとなる。クラッタ抑圧部36およびブロック毎ドップラ処理部37は、何れもレンジ方向には一定の処理なので、図2に示した構成に、それぞれ図4、6に示した構成を挿入すると、一旦レンジ方向に逆フーリエ変換したものを、レンジ方向の処理を何ら加えることなく、再度フーリエ変換する処理が発生することとなり、演算量が増大することとなる。そこで、この発明の実施の形態2では、パルス毎IFFT部35dおよびFFT部38aを省略している。このような構成とすることにより、演算量の増大を防止し、処理を高速化することができる。以上のように、実施の形態2によれば、パルス毎レンジ圧縮部は、直接波の受信信号および散乱波の受信信号を、パルスに分割してそれぞれフーリエ変換するパルス毎FFT部と、パルス毎FFT部でフーリエ変換された直接波の受信信号の複素共役信号を、パルス毎FFT部でフーリエ変換された散乱波の受信信号に掛け合わせる複素共役乗算部とを有し、ドップラ周波数セル対応レンジマイグレーション補償部は、第1ドップラ周波数スペクトルの各ドップラ周波数セルに対応する、ブロック方向のレンジマイグレーション量に相当する位相変化を補償するためのレンジマイグレーション補償用位相関数を、第1ドップラ周波数スペクトルに対して乗算する乗算部と、乗算部からの出力に対して、逆フーリエ変換を実行するIFFT部とを有している。このように、図4、6にそれぞれ示したパルス毎IFFT部およびFFT部を省略することにより、演算量を低減し、処理を高速化することができる。実施の形態3.図8は、この発明の実施の形態3に係るパッシブレーダ装置を示すブロック構成図である。図8において、パッシブレーダ装置は、図7に示したパッシブレーダ装置に加えて、ブロック信号加算部41を備えている。その他の構成は、上述した実施の形態2と同様なので、その説明を省略する。図9は、この発明の実施の形態3に係るパッシブレーダ装置の処理における受信信号の取り扱いを示す説明図である。図9は、図3に示したものとほぼ同様なので、図3との相違点についてのみ説明する。図3では、隣接するブロックが互いに重複しないようにブロックが設定されているのに対して、図9では、隣接するブロックが互いに重複している。例えば、図3では、2つ目のブロックを構成するパルスがパルス番号N~2N-1であるのに対して、図9では、2つ目のブロックを構成するパルスがパルス番号1~Nである。また、図3のように重複しないようにブロックを設定した場合のブロック数がH個であるのに対して、図9のようにブロックを設定した場合には、設定されるブロックの数がH-1N個となる。なお、図9では、隣接するブロックが1つ分のパルスだけずらして設定されているが、これに限定されず、より一般的には、隣接するブロックが複数パルス分だけずらして設定されてもよい。図10~12は、この発明の実施の形態3に係るパッシブレーダ装置の処理における信号の性質を示す説明図である。図10は、ブロック毎ドップラ処理部37によるドップラ処理の結果得られたドップラフィルタ帯域を示す模式図である。図10では、ドップラセルmのドップラフィルタ帯域に目標信号が含まれているものとする。また、図10には、隣接するドップラセルのドップラフィルタ帯域も併せて示している。また、実施の形態1、2におけるブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅1/Tbを、破線で囲んで示す。実施の形態1、2では、隣接するブロックが互いに重複しないようにブロックが設定されているので、ブロックの繰り返し周期は、ブロック幅Tbに一致する。そのため、ブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅は、1/Tbとなる。図11は、隣接するブロックが互いに重複しないようにブロックを設定すると、ブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理の結果、偽像が発生する場合があることを示す模式図である。図11では、目標信号が、ブロック毎ドップラ処理部37によるドップラ処理の結果得られたドップラセルmのドップラフィルタ帯域、およびドップラセルm1のドップラフィルタ帯域の両方に含まれている。したがって、ドップラセルm1の目標信号に対するブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理の結果、得られたドップラ周波数スペクトルにおいて、図11に示されるように、目標信号が折り返してしまい、ドップラセルm1の範囲内に偽像が発生する。図12は、図9に示した例に従って、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、図11に示した偽像を抑圧できることを示す模式図である。図9に示した例では、隣接するブロックが1つ分のパルスだけずらして設定されているので、ブロックの繰り返し周期は、パルス幅T0に一致する。そのため、ブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅は、1/T0となる。図12に示されるように、ブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅1/T0は、ブロック毎ドップラ処理部37によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅1/Tbに対して十分に大きいので、図11に示した場合と異なり、目標信号が折り返さないことが分かる。そこで、図8のブロック信号加算部41は、ブロック方向ドップラ処理部39によって、ドップラセルごとに算出されたブロック方向のドップラ周波数スペクトルを、スペクトルの重複部分の信号を加算しながら、一枚のレンジドップラマップに変換する。実施の形態1では、ブロック毎ドップラ処理部37によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅と、ブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅とが一致しているので、信号zτ,fdm,fdlを単に並べ替えることによって、一枚のレンジドップラマップに変換することが可能であった。しかしながら、実施の形態3のように、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定すると、ブロック毎ドップラ処理部37によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、ブロック方向ドップラ処理部39によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅のほうが広くなる。そのため、図12に示したように、ブロック方向ドップラ処理部39が出力したドップラ周波数スペクトル帯域のうち、隣接するドップラセルに対応するものは、互いに重複することになる。ブロック信号加算部41は、この重複部分の信号をコヒーレントに加算する処理を実行する。なお、インコヒーレントに加算してもよい。なお、ブロック信号加算部41を用いる代わりに、図13に示されるように、ブロック信号選択部42を用いてもよい。ブロック信号選択部42は、上記重複部分の信号をコヒーレントに加算する処理を実行する代わりに、重複部分の信号を切り捨てる処理を実行する。これにより、加算処理を実行しない分、処理負荷を軽減することができる。以上のように、実施の形態3によれば、ブロック毎ドップラ処理部は、隣接するブロックが互いに重複するようにブロックを設定することにより、ブロック毎ドップラ処理部によるドップラ処理の結果得られた各ドップラフィルタの帯域幅よりも、ブロック方向ドップラ処理部によるブロック方向のドップラ処理におけるドップラ周波数スペクトルの帯域幅を広く設定している。そのため、実施の形態1のものでは発生する可能性がある偽像を抑圧することができる。"