"アンテナに接続されるアンテナノードと、第1抵抗素子と、第2抵抗素子と、前記第1抵抗素子と前記第2抵抗素子に接続された電源ノードとを含む電圧供給回路と、送信信号および受信信号のための第1信号ノードと、受信信号のための第2共通信号ノードと、送信信号のための第3信号ノードと、受信信号のための第4信号ノードとを含む複数の信号ノードと、それぞれトリプルゲートの2段接続構成にされる第1トランジスタ回路、第2トランジスタ回路、ならびに第3トランジスタ回路と、1段接続構成にされる第4トランジスタ回路とを含む複数のトランジスタ回路と、を有し、前記第1トランジスタ回路は、前記第1信号ノードと前記アンテナノードとの間に接続され、ソースおよびドレインの間を接続する第1ソースドレイン間抵抗素子を有し、前記第1信号ノードと前記アンテナノードとの間の接続/非接続の切り替えを行い、前記第2トランジスタ回路は、前記第2共通信号ノードと前記アンテナノードとの間に接続され、ソースおよびドレインの間を接続する第2ソースドレイン間抵抗素子を有し、前記第2共通信号ノードと前記アンテナノードとの間の接続/非接続の切り替えを行い、前記第3トランジスタ回路は、前記第3信号ノードと前記アンテナノードとの間に接続され、ソースおよびドレインの間を接続する第3ソースドレイン間抵抗素子を有し、前記第3信号ノードと前記アンテナノードとの間の接続/非接続の切り替えを行い、前記第4トランジスタ回路は、前記第2共通信号ノードと前記第4信号ノードとの間に接続され、ソースおよびドレインの間を接続する第4ソースドレイン間抵抗素子を有し、前記第2共通信号ノードと前記第4信号ノードとの間の接続/非接続の切り替えを行い、前記電圧供給回路は、前記第1信号ノードと前記第2共通信号ノードとの間に接続され、前記第1信号ノードは、前記電圧供給回路の前記第1抵抗素子に接続され、前記第2共通信号ノードは、前記電圧供給回路の前記第2抵抗素子に接続され、前記電圧供給回路は、前記第1抵抗素子を介して前記第1信号ノードへ、前記第2抵抗素子を介して前記第2共通信号ノードへ電圧を供給し、前記第3信号ノードからの送信時、前記第3トランジスタ回路はオン状態、前記第1、第2および第4トランジスタ回路はオフ状態に制御され、前記第1抵抗素子及び前記第1ソースドレイン間抵抗素子と、前記第2抵抗素子及び前記第2ソースドレイン間抵抗素子とは、前記電圧供給回路の電源ノードから並列に接続される半導体集積回路装置。請求項1記載の半導体集積回路装置において、前記第1信号ノードは、W-CDMA用であり、前記第2共通信号ノードは、GSM用受信ノードである半導体集積回路装置。請求項2記載の半導体集積回路装置において、前記複数の信号ノードの中の2つは、前記複数の信号ノードの中から相対的に低電力および/または低周波数の信号が入力または出力される信号ノードである半導体集積回路装置。請求項3記載の半導体集積回路装置において、前記第1および第2抵抗素子のそれぞれの抵抗値は、100kΩ~200kΩである半導体集積回路装置。アンテナに接続されるアンテナノードと、バイアス電圧が印加される電圧供給ノードと、複数の通信方式の送信信号および受信信号に対応した複数の送信/受信ノードと、前記複数の通信方式の送信信号に対応した複数の送信ノードと、前記複数の通信方式の受信信号に対応した複数の受信ノードと、共通ノードと、前記送信/受信ノードと前記アンテナノードとに接続され、トリプルゲートの2段接続構成にされ、ソースおよびドレインの間を接続する第1ソースドレイン間抵抗素子を含み、前記送信/受信ノードと前記アンテナノードとの間の接続/非接続を切り替える複数の送信/受信トランジスタと、前記複数の送信ノードと前記アンテナノードとの間にそれぞれ接続され、トリプルゲートの2段接続構成にされ、ソースおよびドレインの間を接続する第2ソースドレイン間抵抗素子を含み、前記複数の送信ノードと前記アンテナノードとの間の接続/非接続をそれぞれ切り替える複数の送信用トランジスタと、前記アンテナノードと前記共通ノードとの間に接続され、トリプルゲートの2段接続構成にされ、ソースおよびドレインの間を接続する第3ソースドレイン間抵抗素子を含み、前記アンテナノードと前記共通ノードとの間の接続/非接続を切り替える共通トランジスタと、前記複数の受信ノードと前記共通ノードとの間にそれぞれ接続され、1段接続構成にされ、ソースおよびドレインの間を接続する第4ソースドレイン間抵抗素子を含み、前記複数の受信ノードと前記共通ノードとの間の接続/非接続をそれぞれ切り替える複数の受信用トランジスタと、前記複数の送信/受信ノードの1つとなる第1ノードと前記電圧供給ノードとの間に接続された第1抵抗素子と、前記共通ノードと前記電圧供給ノードとの間に接続された第2抵抗素子と、前記電圧供給ノードと、前記第1抵抗素子と、前記第2抵抗素子とを有する電圧供給回路と、を有し、前記複数の送信ノードに含まれる一つの送信ノードからの送信時、前記複数の送信用トランジスタに含まれる一つの送信用トランジスタはオン状態、前記複数の送信/受信トランジスタ、前記共通トランジスタ、及び複数の受信用トランジスタはオフ状態に制御され、前記第1抵抗素子及び前記第1ソースドレイン間抵抗素子と、前記第2抵抗素子及び前記第3ソースドレイン間抵抗素子とは、前記電圧供給回路の電源供給ノードから並列に接続される高周波モジュール。請求項5記載の高周波モジュールにおいて、前記第1ノードは、前記複数の通信方式の内、W-CDMA通信方式に対応したものである高周波モジュール。請求項5記載の高周波モジュールにおいて、前記複数の通信方式の中には、低周波数帯を用いるW-CDMA方式とそれよりも高い周波数帯を用いるW-CDMA方式が含まれ、前記第1ノードは、前記低周波数帯を用いるW-CDMA方式に対応したものである高周波モジュール。請求項6または7記載の高周波モジュールにおいて、前記第1抵抗素子と前記第2抵抗素子のそれぞれの抵抗値は、100kΩ~150kΩである高周波モジュール。本願発明者等は、本願に先立ち、アンテナスイッチに関連した非公知の特願2004-353715号以降、参考文献1と称す、特願2005-181669号以降、参考文献2と称す、特願2005-250497号以降、参考文献3と称す、特願2005-250183号以降、参考文献4と称すを出願している。本願発明者等は、これらの文献を含めて、アンテナスイッチの技術に関して検討を行った結果、以下のようなことが明らかとなった。例えば、携帯電話システムは、第2世代携帯電話での音声通信、無線インターネットに加え、第3世代携帯電話の登場により、TV電話、無線インターネットによる音声音楽ビデオ配信が可能となるなど、より高い機能の実現に向け発展を続けている。その多様なサービス実現のため、通信方式も多様化しており、GSMGlobalSystemforMobileCommunicationsの通信速度を向上させたEDGEEnhancedDatarateforGSMEvolutionや、W-CDMAWidebandCodeDivisionMultipleAccessが考案された。また、使用周波数帯も加入者数の増加、通信方式の多様化に伴い増加し、欧州では、900MHz帯のEGSMExtendedGSMと1.8GHz帯のDCSDigitalCellularSystemがある。一方、米国では1.9GHz帯のPCSPersonalCommunicationServiceと850MHz帯のGSMがある。加えて、2GHz帯を使用するW-CDMAが加わり、マルチバンドマルチモード化が携帯端末の必須の条件となっている。携帯電話セットメーカにおいては、開発リソースがサービスなどのソフト開発にシフトされ、部品などのハードウエアは、より多機能複合化小型化がますます加速されている。特に、高周波電力増幅器HPAモジュールなどの高周波モジュールでは、マルチバンドマルチモード化および小型化が必須となり、これに伴い複数の高周波信号の切替えが可能な高性能スイッチデバイスが求められている。例えば、高周波モジュールに搭載されるアンテナスイッチは、このようなマルチバンドマルチモード化に伴い、SPDTからSP4T、SP6Tと高機能化がすすんでいる。アンテナスイッチは、位相変調を用いたGSMに加えて位相変調と振幅変調を用いたEDGEの導入により高線形性が求められ、小型化と共に低歪化技術が主要な技術課題となっている。低歪化を実現する回路的手段としては、例えば、特許文献1の図1中のFET2のように、受信機とアンテナとの接続切断を行うデバイスであるFETの多段接続挿入損失の観点からマルチゲート化が有効が考えられている。送信機から送られる大電力をアンテナ側に切り替える際、オフしているFET特許文献1の図1中のFET2がオンしなくなることで、送信機から入力された電力が、受信系に漏れることなくアンテナに出力されるため、低損失なスイッチが実現できる。これは、多段接続することでFETにかかるRF電圧が分散され、1段あたりのRF電圧を小さくすることができる事に加え、高調波歪の発生要因であるゲートソース間容量Cgs、ゲートドレイン間容量Cgd、オン抵抗にかかるRF電圧が小さくなるので、オフしているFETが送信機から入力された電力により誤ってオンしなくなる為である。このマルチゲート化での更なる高調波歪改善策として、参考文献1に示されるように、デュアルゲートFETのゲートゲート間の中点に電位供給用配線を設ける技術が挙げられる。その結果、中間電位が安定することで、高調波歪が低減できる。参考文献2では、参考文献1の電位供給用配線の接続方法を更に変更することで、リーク電流による電位の低下量を抑え、高調波歪を改善している。参考文献3の図2に示すSP6Tのスイッチ回路は、特許文献1や参考文献1,2の技術に加えて、更なる低歪化のためFETのゲートに昇圧回路が設けられている。また、新たな携帯電話サービスに必要なDTMDualTransferModeと称される音声通信GSMとデータ通信EDGEを同一の通信単位フレーム内で使用する通信方式の導入により発生した立ち上り遅延の問題は、この参考文献3の図2に示されているように、アンテナ端子にリークパス用抵抗27を設けることで解決できる。参考文献4では、参考文献3のリークパス用抵抗27の代わりに、スイッチ制御端子FETのゲートに逆流防止用回路例えばダイオードを設けることで、立ち上り遅延の問題を解決している。このように、特許文献1および参考文献1~4の技術により低歪なSP6T規模の高性能なアンテナスイッチが実現できる。しかしながら、さらに高機能サービスのために導入されたW-CDMAシステムに対応するため、アンテナスイッチは、従来のSP6TからSP7Tへ回路規模を拡大する必要性が生じている。また、W-CDMAシステムは、高速データ通信に対応できるシステムのため、従来より広い帯域で高線形性低歪が要求されている。W-CDMAシステムに求められる高線形性を示す特性としてIMDintermodulationdistortionがある。図5は、W-CDMA部の構成例を示す簡易ブロック図である。W-CDMA用の送信系送信端子Txと受信系受信端子Rxは、デュプレクサDUPを介してアンテナスイッチ回路SWに接続される。ここで問題になるのは、W-CDMA帯域でのTxの送信周波数に対して、帯域外blocker信号妨害波がアンテナから入ることでアンテナスイッチ回路SWの非線形性によりTx信号とミキシングを起し、Rx信号帯域に歪信号が漏れ出すことである。この漏れ量をIMDとし、その量を低減させる必要がある。IMDの一般的要求仕様は、GSMPCS帯で要求されている歪特性である高次高調波歪2次:2HD、3次:3HDの-40dBm以下と比較し、-90dBm以下と極めて微小な値である。高次高調波歪HDの発生は、オフしているデバイスアンテナと送信系もしくは受信系とを接続切断するデバイスから主に発生し、その改善策については特許文献1および参考文献1~4の技術を用いることができる。IMDの発生メカニズムも高次高調波歪と同じで、オフデバイスの持つ非線形要素主にゲートソース間容量、ゲートドレイン間容量の電圧依存性の非線形性から発生する歪が大部分である。しかしながら、SP7Tへの拡大に伴い回路規模が大きくなると、オフデバイスの数が増加する。また、高次高調波歪HDの低減は、参考文献3で述べられているように、昇圧回路によりアンテナ電圧Vant>4.0Vを上昇させることでオフデバイスをより深いオフ状態にすることで実現することができる。しかし、W-CDMAシステムでは、送信パワーが24dBmGSM帯送信パワー:35dBmと小さいため、昇圧回路が働かず、かつ、昇圧回路から発生する歪がIMD特性を劣化させてしまう恐れがあるため、昇圧回路を使えない。これらの結果、歪IMD特性が劣化する問題が発生した。ここで、アンテナ電圧Vantが歪に大きく影響することを図6に示す簡易スイッチ回路SPDTにて説明する。図6は、本発明の前提として検討したスイッチ回路の一例を示すものであり、aはその構成例を示す回路図、bはaにおけるオンデバイスの等価回路図、cはその動作例を示す説明図である。図6aに示すスイッチ回路は、アンテナ端子ANTと信号端子Tx1aの間にトランジスタQ1を備え、ANTと信号端子Tx2aの間にトランジスタQ2を備えている。Q1は、ゲートに制御電圧Vdd≒3.0Vが印加されることでオン状態となっており、Q2はゲートに0Vが印加されることでオフ状態となっている。オン状態であるQ1の等価回路は、図6bに示すようにショットキダイオードとオン抵抗Ronなどで表すことができる。ゲートにVddが印加されると、ショットキダイオードは順バイアスとなるため導通状態になり、アンテナ端子ANTに電圧が印加される。ここで、オフしているQ2のゲートソースおよびゲートドレインを介して流れるリーク電流をIleakとし、ショットキダイオードの順方向電圧をVfとし、Q1のゲートに接続した抵抗素子をRg_Q1とすると、アンテナ電圧VantとVddの関係は、式1のようになる。Vant=Vdd-Rg_Q1×Ileak-Vf式1なお、一般的数値はVf≒0.4V、Rg_Q1≒15kΩ、Ileak≒10μA、である。オフ状態のQ2のゲートソース間電圧Vgsゲートドレイン間電圧Vgdは、ピンチオフ電圧Vth≒-1.0Vより深い-Vantになるように設計している。信号端子Tx1aからパワーPin高周波電圧Vinが入力されると、オフしているQ2のドレインソース間には高周波電圧Vinが発生する。VinとQ2のVgs、Vgdの関係式は、式2となる。Vin=VgsVgd式2トランジスタは、ゲート電極に対して対称の構造になっているので、Vgs=Vgdとなり、Vgs=Vin/2となる。したがって、Q2のVgsには、図6cに示すように、-Vantを中心に振幅Vin/2の高周波電圧が印加されることになる。Q2のゲートソース間容量Cgsの電圧依存性は、図6cに示す非線形性を持っている。歪IMD、2HD、3HDは、この非線形性や、VgsがVth近傍に接近したことによるQ2の擬似オン状態によって発生する。歪低減のためには、1Vgsの高周波電圧Vin/2を小さくする、2-Vantをより深くして、Vthより離す、3Cgsの電圧依存性を小さくする、4Vthをより浅くし、-Vantから離すことなどが考えられる。この内、回路構成で実現できる解決策は、1、2である。まず、1で述べたVgsの振幅Vin/2を小さくする為には、オフしているQ2を例えばシングルゲートトランジスタの多段接続で構成し、Vinを分割配分すればよい。図7は、図6を変形した構成および動作の一例を示すものであり、aはその構成例を示す回路図、bはaの動作例を示す説明図である。図7aに示すスイッチ回路は、図6aのトランジスタQ2が、例えば3段接続のシングルゲートトランジスタQ2_1,Q2_2,Q2_3に置き換えられた構成となっている。Vinは変らないので、Q2_1の一段に印加される高周波電圧は、1/3になる。図7bに示すように、Vgsは一段の時と比べ1/3と小さな電圧振幅となり、Cgsの電圧非線形性の小さな領域で動作させることができる。また、Vthより離すことができるので深いオフ状態が確保でき、歪を低減できる。なお、この多段接続又はマルチゲート化は、オン状態での挿入損失とのトレードオフとなり、本発明者等の検討によると、トリプルゲート2段シングルゲート換算で6段相当構成が最適になる。一方、2で述べた-Vantをより深くして、Vthより離すには、Vddを大きくする方式が考えられる。しかしながら、システム仕様では、低消費電力等の観点から例えば制御電圧3.0Vでの動作保証が必要である。また、前述したように、昇圧回路によって-Vantを深くすることも困難である。更に、SP7Tに伴い回路規模が大きくなるとリーク電流が増加し、アンテナ電圧VantSP6T回路構成時は例えばVant≒2.3Vを低下させてしまう。そうすると、図7bに示すように、-V’antSP7T回路構成時は例えばV’ant≒1.9Vのような電圧低下が発生し、Cgsの非線形性の強い領域、ならびに擬似オン領域になってしまい、歪が増加してしまう。そこで、本発明の目的の一つは、高次高調波歪またはIMDを低減可能な半導体集積回路装置および高周波モジュールを提供することにある。本発明の前記ならびにそれ以外の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。本発明による半導体集積回路装置は、アンテナノードと、複数の信号ノードと、それらの間に接続される複数のトランジスタからなるアンテナスイッチにおいて、バイアス電圧が印加される電圧供給ノードから複数の信号ノードの中の少なくとも2つに対して、それぞれ抵抗素子を介して電圧を供給する構成となっている。このような構成を用いると、電圧供給ノードから抵抗素子および複数のトランジスタそのソースドレイン間抵抗素子を介して並列接続でアンテナノードに対してバイアス電圧を供給できる。これによって、オフ状態のトランジスタが、より深いオフ状態となり、疑似オン状態とならずにCgsの非線形性の小さい領域で動作するので、高次高調波歪またはIMDを低減することが可能となる。また、電圧供給ノードに接続する抵抗素子の抵抗値は、アンテナノードに対して抵抗素子を介して直接バイアス電圧を供給する場合の抵抗値と比較してある程度大きく設定できるため、抵抗素子自身に起因する高次高調波歪またはIMDへの影響を小さくできる。なお、前述したような構成において、抵抗素子を接続する信号ノードは、抵抗素子自身に起因する高次高調波歪またはIMDへの影響を小さくするため、低電力および/または低周波数の信号が入力または出力されるものを選択することが望ましい。例えば、複数の信号ノードの中に、低周波数帯のW-CDMA方式用と、それよりも高い周波数帯を用いるW-CDMA方式用と、W-CDMA方式より高電力を用いるGSM方式用などが含まれる場合、選択する信号ノードの1つを低周波数帯のW-CDMA方式用にするとよい。また、選択する信号ノードの他の1つは、例えば、半導体集積回路装置が、複数の受信ノードを束ねてアンテナノードに接続するための共通トランジスタを備えているような場合、この共通トランジスタにおけるアンテナノードと異なる側のノードにするとよい。本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、高次高調波歪またはIMDの低減が実現可能となる。以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等個数、数値、量、範囲等を含むに言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。さらに、以下の実施の形態において、その構成要素要素ステップ等も含むは、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。図1は、本発明の一実施の形態による半導体集積回路装置において、その基本概念を説明する回路図である。図1に示す半導体集積回路装置は、例えば、アンテナ端子アンテナノードANTと信号端子信号ノードTxaの間にソースドレインが接続されたトランジスタQaと、ANTと信号端子Rxbの間にソースドレインが接続されたトランジスタQbと、ANTと信号端子Rxcの間にソースドレインが接続されたトランジスタQcとを含んでいる。特に限定はされないが、ここでは、信号端子Txaが送信端子送信ノードであり、信号端子Rxb,Rxcが受信端子受信ノードである。信号端子Rxb,Rxcは、それぞれ容量素子Cb,Ccを介して50Ω等の終端抵抗に接続されている。トランジスタQaは、例えば3段接続のシングルゲートトランジスタQ1a,Q2a,Q3aからなり、Q1a,Q2a,Q3aのゲートには、それぞれ抵抗素子Rg1a,Rg2a,Rg3aが接続され、Q1a,Q2a,Q3aのソースドレイン間には、それぞれ抵抗素子Rd1a,Rd2a,Rd3aが接続される。同様に、トランジスタQbおよびトランジスタQcも、それぞれ3段接続のシングルゲートトランジスタQ1b,Q2b,Q3bおよびQ1c,Q2c,Q3cからなる。Q1b,Q2b,Q3bのゲートには、抵抗素子Rg1b,Rg2b,Rg3bが接続され、ソースドレイン間には、抵抗素子Rd1b,Rd2b,Rd3bが接続される。Q1c,Q2c,Q3cのゲートには、抵抗素子Rg1c,Rg2c,Rg3cが接続され、ソースドレイン間には、抵抗素子Rd1c,Rd2c,Rd3cが接続される。このような構成において、図1の半導体集積回路装置は、信号端子Rxbと信号端子Rxcに対して電圧供給回路VD_BKが接続されていることが主要な特徴となっている。VD_BKは、電圧供給端子電圧供給ノード、電圧Vddと、VddとRxbの間を接続する抵抗素子Radd1と、VddとRxcの間を接続する抵抗素子Radd2とによって構成される。この電圧供給回路VD_BKを用いることで以下に説明するように、高次高調波歪またはIMDを低減することが可能となる。まず、アンテナ電圧Vantを上昇させて-Vantをより深くする手段の1つとして、アンテナ端子ANTに対して直接的にバイアス電圧を供給する方式が考えられる。利用できる電圧は、トランジスタのオン/オフ用の制御電圧と同じVdd≒3.0Vのみである。そこで、高抵抗を介してアンテナ端子ANTに直接Vddを供給する回路が考えられる。ここで問題となるのは、その接続位置と抵抗値である。抵抗値に関して、図7等で述べたように、オフ状態のトランジスタは、Vantが高くなる-Vantが深くなるほど望ましい。一方、オン状態のトランジスタは、Vantが高くなると、ゲートに印加されたVddとドレインソースの電圧Vantとの差が小さくなる。これは、ゲートの順バイアスが小さくなることに対応するため、結果としてオン抵抗Ronが増加し、挿入損失が増加してしまう。そのため、VantとVddの差には限界点が存在し、シミュレーションによると、例えば、VantはVddより0.3V程度低い電圧が最適点として求められた。Vdd=3.0V時、Vant=2.7Vを実現するための抵抗値は、リーク電流Ileakを10μAと仮定した条件では50kΩ程度になる。その一方で、抵抗値は、それ自身に起因して高周波信号に影響を与えないようにするためできるだけ大きい方が望ましい。すなわち、例えば参考文献3に記載されているように、アンテナ端子ANTと電圧供給端子但し参考文献3ではグラウンド端子との間に抵抗素子を接続する場合、高次高調波歪2HD,3HDに影響を与えないためには、その抵抗値を100kΩ以上にする必要がある。したがって、図1に示した回路REFのような接続位置では、高次高調波歪に影響を与えず、なおかつVantを2.7Vに近づけるための適切な抵抗素子Raddの値を定めることが困難である。そこで、これを解決する手段が、図1の電圧供給回路VD_BKのように、抵抗素子の接続位置を、アンテナ端子ANTからトランジスタQbを介した先の信号端子Rxbと、ANTから他のトランジスタQcを介した先の信号端子Rxcの2箇所に分割して、それぞれの端子に抵抗素子を介して電圧を供給することである。そうすると、送信時Qa:オン、Qb,Qc:オフ時、2本の抵抗素子Radd1,Radd2は、オフしているQbQ1b,Q2b,Q3bおよびQcQ1c,Q2c,Q3cのドレインソース間に接続されている抵抗素子Rdを介して並列接続されているのと等価になる。したがって、Radd1,Radd2のそれぞれの抵抗値を、例えば50kΩの2倍に相当する100kΩにすることができる。なお、ここでは電圧供給端子Vddから2箇所の信号端子に向けて並列に抵抗素子を接続する構成となっているが、同様にして、Vddから3箇所以上の信号端子に向けて並列に抵抗素子を接続することも可能である。この場合、各抵抗素子の抵抗値を更に大きくすることができる。ただし、抵抗値を大きくしたり、抵抗素子の数を増加させると、その分回路面積が増大し、また、寄生容量や寄生インダクタンスといった不要なリアクタンス成分が増大する恐れもある。この観点からは、抵抗素子を接続する信号端子を2箇所とすることが望ましい。また、抵抗素子の接続位置に関し、実際の抵抗素子にはリアクタンス成分が存在するため、これによる影響が小さい低周波帯域の信号端子や、通過電力が小さな信号端子に接続することが有効である。以上、図1のような半導体集積回路装置を用い、高抵抗例えば100kΩを介して2箇所の信号端子に対してバイアス電圧Vddの供給を行うことで、リーク電流により低下したアンテナ電圧Vantを上昇させることができる。その結果、オフ状態のトランジスタQbQ1b,Q2b,Q3bおよびQcQ1c,Q2c,Q3cは、より深いオフ状態になり、疑似オン状態とならずにCgsの非線形性の小さい領域で動作するので、高次高調波歪またはIMDを低減することが可能となる。なお、この際に、各信号端子に接続される抵抗素子は抵抗値例えば100kΩが大きいため、抵抗素子自身に起因する高次高調波歪またはIMDの特性劣化は特に問題とならない。図2は、本発明の一実施の形態による半導体集積回路装置において、その全体構成の一例を示すブロック図である。図2に示す半導体集積回路装置は、例えば、無線通信システムの一つである携帯電話で用いられる高周波モジュールRF_MLである。高周波モジュールRF_MLは、電力増幅部HPA_MLと、信号処理部RF_ICと、SAWSurfaceAcousticWaveフィルタSAW1~SAW3と、W-CDMA用パワーアンプW_PA1,W_PA2と、デュプレクサDPU1,DPU2などから構成される。RF_ICは、ロウノイズアンプLNA1~LNA5を含んでいる。HPA_MLは、パワーアンプHPA1,HPA2と、ロウパスフィルタLPF1,LPF2と、制御部CNT_ICと、スイッチ回路SWとを含んでいる。スイッチ回路SWは、アンテナが接続されるアンテナ端子ANTに対して7つの信号端子送信端子Tx1,Tx2、受信端子Rx2~Rx4、送受信端子TRx1,TRx5のいずれかを接続する、所謂SP7Tの構成となっている。このいずれを接続するかは、制御部CNT_ICが、ベースバンド回路図示せずからの制御信号に基づいて選択する。1.71GHz~1.91GHz帯を用いるPCS方式またはDCS方式の送信信号は、HPA1で増幅され、LPF1を介して送信端子Tx1に入力される。900MHz帯を用いるGSM方式の送信信号は、HPA2で増幅され、LPF2を介して送信端子Tx2に入力される。そして、これらの送信信号は、制御部CNT_ICからの選択によってANTを介して出力される。なお、この際、制御部CNT_ICは、ベースバンド回路からの制御信号に基づいて、HPA1又はHPA2の増幅率なども制御する。また、CNT_ICの選択によってANTから受信端子Rx4に入力された受信信号は、SAW1によって特定周波数PCS:1.9GHz帯の信号が選択され、LNA1によって増幅後、復調回路図示せずなどに出力される。同様に、受信端子Rx3に入力された受信信号は、SAW2で特定周波数DCS:1.8GHz帯の選択後にLNA2で増幅され、受信端子Rx2に入力された受信信号は、SAW3で特定周波数GSM:900MHz帯の選択後にLNA5で増幅される。そして、これらの増幅信号は、図示しない復調回路などに出力される。2.1GHz帯を用いるW-CDMA方式の送信信号は、W_PA1で増幅後、DUP1による送受信信号の分別を経て送受信端子TRx1に入力され、CNT_ICからの選択によってANTを介して出力される。一方、ANTからTRx1に入力された受信信号は、DUP1による分別を経てLNA3で増幅され、図示しない復調回路などに出力される。同様に、900MHz帯を用いるW-CDMA方式の送信信号は、W_PA2で増幅後、DUP2による送受信信号の分別を経て送受信端子TRx5に入力され、CNT_ICからの選択によってANTを介して出力される。一方、ANTからTRx5に入力された受信信号は、DUP2による分別を経てLNA4で増幅され、図示しない復調回路などに出力される。図3は、図2の半導体集積回路装置において、そのスイッチ回路の詳細な構成例を示す回路図である。図3に示すスイッチ回路SWは、前述したPCS/DCS送信用のTx1と、GSM送信用のTx2と、アンテナ端子アンテナノードANTと、W-CDMA900MHz帯送受信用のTRx5と、W-CDMA2.1GHz帯送受信用のTRx1と、PCS受信用のRx4と、DCS受信用のRx3と、GSM受信用のRx2とを備えている。Tx1とANTの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQ_t11,Q_t12からなるトランジスタ回路Q_t1が接続され、Tx1とグラウンド端子GNDの間には、2段接続のダブルゲートトランジスタQ5_t11,Q5_t12からなるトランジスタ回路Q5_t1が接続される。同様に、Tx2とANTの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQ_t21,Q_t22からなるトランジスタ回路Q_t2が接続され、Tx2とGNDの間には、2段接続のダブルゲートトランジスタQ5_t21,Q5_t22からなるトランジスタ回路Q5_t2が接続される。TRx5とANTの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQ_tr51,Q_tr52からなるトランジスタ回路Q_tr5が接続され、TRx5とGNDの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQ5_tr51,Q5_tr52からなるトランジスタ回路Q5_tr5が接続される。同様に、TRx1とANTの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQ_tr11,Q_tr12からなるトランジスタ回路Q_tr1が接続され、TRx1とGNDの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQ5_tr11,Q5_tr12からなるトランジスタ回路Q5_tr1が接続される。また、ANTと受信共通ノードNcomの間には、2段接続のトリプルゲートトランジスタQcom1,Qcom2からなるトランジスタ回路Qcomが接続される。そして、受信共通ノードNcomとRx2の間には、シングルゲートトランジスタQ_r2が接続され、Rx2とGNDの間にはシングルゲートトランジスタQ5_r2が接続される。同様に、NcomとRx3の間には、シングルゲートトランジスタQ_r3が接続され、Rx3とGNDの間にはシングルゲートトランジスタQ5_r3が接続され、また、NcomとRx4の間には、シングルゲートトランジスタQ_r4が接続され、Rx4とGNDの間にはシングルゲートトランジスタQ5_r4が接続される。このように、各信号端子には、ANTに接続するためのトランジスタまたはトランジスタ回路Qと、GNDに接続するためのトランジスタまたはトランジスタ回路Q5が設けられている。ここで、Q_t1、Q_t2、Q_tr1、Q_tr5、Qcomは、大電力が印加されるため、低歪化のためにトリプルゲートの2段構成シングル6段相当となっており、またW-CDMA用の信号端子TRx1,TRx5とGND間に接続されているQ5_tr1、Q5_tr5は、IMD低減のためにトリプルゲート2段構成となっている。各トランジスタまたはトランジスタ回路Q,Q5の構成は、このような歪の影響や通過電力などを勘案してゲートの本数や段数が異なる場合があるが、基本的にはほぼ同様な構成となっているため、送信端子Tx1に接続されたトランジスタ回路Q_t1,Q5_t1を代表としてその構成を詳細に説明する。それ以外のものについては簡単に説明する。まず、Q_t1においては、Q_t11のソース/ドレインの一端がANTに接続され、Q_t12のソース/ドレインの一端がTx1に接続され、Q_t11の他端とQ_t12の他端が共通に接続される。Q_t11の3本のゲートは、それぞれ、抵抗素子Rg1、Rg2、Rg3を介して制御端子Tx1cLに接続される。また、Q_t11のソース/ドレインの一端ANT側と、これに最も近いゲートとの間には容量素子C3が接続される。同様に、Q_t12の3本のゲートは、それぞれ、抵抗素子Rg4、Rg5、Rg6を介してTx1cLに接続され、Q_t12のソース/ドレインの一端Tx1側と、これに最も近いゲートとの間には容量素子C4が接続される。Q_t11のソース/ドレインの一端と他端の間には、抵抗素子Rd1,Rd2,Rd3が直列に接続され、Rd1-Rd2間の接続ノードとRd2-Rd3間の接続ノードから、Q_t11における2箇所のゲート-ゲート間中点にバイアスが供給されている。同様にQ_t12のソース/ドレインの一端と他端の間には、抵抗素子Rd4,Rd5,Rd6が直列に接続され、Rd4-Rd5間の接続ノードとRd5-Rd6間の接続ノードから、Q_t12における2箇所のゲート-ゲート間中点にバイアスが供給されている。このように、マルチゲート構成や、容量素子の付加や、ゲート-ゲート間中点へのバイアス供給によって、前述した特許文献1や参考文献1~4に記載されているように低歪特性を実現可能となる。また、図7で述べたように、トランジスタの多段接続構成にすることによって、1段当たりに加わる高周波電圧を下げることができ、高次高調波歪を低減可能となる。また、制御端子Tx1cLには、図1の制御部CNT_ICから制御端子Tx1cに入力された制御電圧が、ダイオードD1Tx1c側がアノード、Tx1cL側がカソードを介して印加される。このダイオードD1は、参考文献4に記載されているように、Q_t1のゲートからの逆流を防止する機能を担う。さらに、送信端子Tx1には大電力が入力されるため、Q_t1のゲートとTx1の間には、昇圧回路CP1が接続されている。このCP1により、Q_t1がオンする際のゲート電圧を昇圧させることが可能となる。一方、Q5_t1においては、Q5_t11のソース/ドレインの一端がTx1に接続され正確には容量素子C5を介して交流的に接続され、Q5_t12のソース/ドレインの一端がGNDに接続され正確には容量素子C6を介して交流的に接続され、Q5_t11の他端とQ5_t12の他端が共通に接続される。Q5_t11,Q5_t12は、それぞれダブルゲートとなっており、それぞれのゲートは、抵抗素子を介してGNDに接続される。また、Q_t1と同様に、Q5_t11のソース/ドレインの一端Tx1側と、これに近いゲートとの間には容量素子が接続され、Q5_t12のソース/ドレインの一端GND側と、これに近いゲートとの間にも容量素子が接続される。更に、Q_t1と同様に、Q5_t11、Q5_t12のそれぞれのソース-ドレイン間には、2個の抵抗素子が直列に接続され、この接続ノードから各ゲート-ゲート間中点にバイアスが供給される。このトランジスタ回路Q5_t1は、Tx1cLに‘H’レベル電圧が印加されてトランジスタ回路Q_t1がオンとなった際にはオフとなり、Tx1cLに‘L’レベル電圧が印加されてトランジスタ回路Q_t1がオフとなった際にはオンとなる。したがって、Q_t1がオフとなった際には、Tx1がGNDに接続されるため、Tx1より先のインピーダンス例えばLPF1等の影響を隠蔽でき、インピーダンスの変動に伴う歪みなどを防止できる。送信端子Tx2に接続されたトランジスタ回路Q_t2,Q5_t2は、前述したトランジスタQ_t1,Q5_t1と同様な構成となっており、Q_t2のオン/オフおよびQ5_t2のオフ/オンは、Q_t2のゲートおよびQ5_t2のソース/ドレインの一端に接続された制御端子Tx2cLによって制御される。Tx2cLには、図1の制御部CNT_ICから制御端子Tx2cに入力された制御電圧が逆流防止用のダイオードD2を介して印加される。また、Tx2にも、Tx1と同様に大電力が入力されるため、Tx2とQ_t2のゲートとの間には、Q_t1と同様に昇圧回路CP2が接続される。送受信端子TRx5に接続されたトランジスタ回路Q_tr5,Q5_tr5は、Q5_tr5がトリプルゲートトランジスタの2段接続構成になっていることを除いて、前述したトランジスタQ_t1,Q5_t1と同様な構成となっている。Q_tr5のオン/オフおよびQ5_tr5のオフ/オンは、Q_tr5のゲートおよびQ5_tr5のソース/ドレインの一端に接続された制御端子Rx5cによって制御される。なお、このRx5cには、前述したような逆流防止用のダイオードは特に必要なく、図1の制御部CNT_ICからRx5cに対して制御電圧が直接印加される。また、Q_tr5のゲートには、前述したような昇圧回路を設けていない。これは、送信時にTRx5へ入力されるRF電力が小さいため、昇圧回路が十分に機能しないことや、昇圧回路によってIMD特性が劣化する恐れがあるためである。また、送受信端子TRx1に接続されたトランジスタ回路Q_tr1,Q5_tr1も、前述したトランジスタQ_tr5,Q5_tr5と同様な構成となっている。Q_tr1のオン/オフおよびQ5_tr1のオフ/オンは、Q_tr1のゲートおよびQ5_tr1のソース/ドレインの一端に接続された制御端子Rx1cによって制御される。このRx1cにも、逆流防止用のダイオードは特に必要なく、図1の制御部CNT_ICからRx1cに対して制御電圧が直接印加される。また、Q_tr1のゲートにも、前述したような昇圧回路を設けていない。アンテナANTに接続されたトランジスタ回路Qcomは、トランジスタ回路Q_t1と同様に、トリプルゲートトランジスタの2段接続構成となっており、そのゲート電圧は、図1の制御部CNT_ICに接続された制御端子Rxccによって制御される。このQcomは、アンテナ端子ANTから受信した信号を受信端子Rx2,Rx3,Rx4のいずれかに接続する際にオンとなる。このように、各受信端子Rx2~Rx4をQcomによって束ねる構成とすることで、アンテナ端子ANTに対する負荷が低減し、高次高調波歪特性などを向上させることができる。受信端子Rx2に接続されたトランジスタQ_r2,Q5_r2は、共にシングルゲートトランジスタで構成される。Q_r2のソース/ドレインの一端は、受信共通ノードNcomに接続され、他端は、Rx2に接続され、ゲートは抵抗素子を介して制御端子Rx2cに接続される。Rx2cには、図1の制御部CNT_ICより制御電圧が印加される。Q_r2のソース-ドレイン間には抵抗素子が接続されるが、シングルゲート構成であるため前述したゲート-ゲート間中点へのバイアスは存在しない。また、シングルゲート構成であるため、ゲートとソース/ドレイン間に容量素子を接続する必要はない。一方、Q5_r2のソース/ドレインの一端は交流的にRx2に接続され、他端は交流的にGNDに接続され、ゲートは抵抗素子を介してGNDに接続される。また、Q5_r2のソース-ドレイン間には抵抗素子が設けられる。この受信端子Rx2に関しては、前述したような逆流防止用のダイオードや昇圧回路は不要である。受信端子Rx3に接続されたトランジスタQ_r3,Q5_r3も、共にシングルゲートトランジスタで構成され、前述したQ_r2,Q5_r2と同様の構成となっている。Q_r3のオン/オフおよびQ5_r3のオフ/オンは、Q_r3のゲートおよびQ5_r3のソース/ドレインの一端に接続された制御端子Rx3cによって制御される。また、受信端子Rx4に接続されたトランジスタQ_r4,Q5_r4も、共にシングルゲートトランジスタで構成され、前述したQ_r2,Q5_r2と同様の構成となっている。Q_r4のオン/オフおよびQ5_r4のオフ/オンは、Q_r4のゲートおよびQ5_r4のソース/ドレインの一端に接続された制御端子Rx4cによって制御される。なお、制御端子Rx3c,Rx4cには、図1の制御部CNT_ICより制御電圧が直接印加される。このような構成において、図3のスイッチ回路SWは、W-CDMA900MHz帯送受信用のTRx5と、トランジスタ回路Qcomの一端となる受信共通ノードNcomとの間に、図1で述べたような電圧供給回路VD_BK1が設けられている。VD_BK1は、電圧供給端子電圧供給ノード、電圧Vddと、VddとTRx5の間に接続された抵抗素子Radd5と、VddとNcomとの間に接続された抵抗素子Raddcから構成される。抵抗素子Radd5,Raddcの各抵抗値は、例えば100kΩである。VD_BK1を設ける端子またはノードの位置については複数の選択肢が存在するが、以下に説明するように、その中でも図3に示した位置に設けることが望ましい。すなわち、例えば抵抗素子を半導体基板上に形成した場合、実際上の抵抗素子には寄生容量、寄生インダクタンスなどの寄生成分が存在する。そのため、抵抗素子の接続位置については、寄生成分の影響が小さい低周波帯域の信号端子や、通過電力が小さな信号端子に接続することが有効である。そうすると、図3のスイッチ回路SWにおける各信号端子や各ノードの中では、送信パワーの小さいW-CDMA方式で、かつ低周波帯域900MHz帯用の信号端子であるTRx5と、GSM帯の大パワーの影響がQcomにより低減され、小信号のみが通過する受信共通ノードNcomとの2つが最適と言える。また、抵抗素子Radd5,Raddcを半導体基板上に形成した場合、標準的なシート抵抗例えば500Ω/□で100kΩを形成すると0.8mm程度の長さが必要となる。一方、図2に示したような携帯電話システムにおいては、チップ面積およびチップコストなどが強く要求されるため、できるだけ抵抗素子の数を少なくすることが望ましい。したがって、図1で述べたように抵抗素子を3箇所以上に分割配置することも考えられるが、前述した観点から、図3に示した2箇所に配置することが最も望ましい。さらに、各抵抗素子Radd5,Raddcの抵抗値に関し、ここでは、高調波歪みに影響を与えない大きさで、オントランジスタの挿入損失が許容可能な大きさという観点で100kΩ以上とし、その範囲内で、-Vantを深くすることを小面積で実現する観点から最も抵抗値が小さい100kΩとしている。ただし、この抵抗値の大きさは、各種回路条件やプロセス条件、更にはチップ面積の条件などに応じて最適な範囲が異なってくる。一般的なSP7Tの各種条件を考慮した場合、実質的には、例えば100kΩ~200kΩの範囲で、望ましくは100kΩ~150kΩの範囲が適していると考えられる。以上、図3のスイッチ回路半導体集積回路装置を用いることで、図1で述べたように、リーク電流により低下したアンテナ電圧Vantを上昇でき、オフ状態のトランジスタが疑似オン状態とならずにCgsの非線形性の小さい領域で動作するので、高次高調波歪またはIMDを低減することが可能となる。この際に、各信号端子に接続される抵抗素子は、抵抗値例えば100kΩが大きく、また当該信号端子には、相対的に小パワーおよび/または低周波の信号が印加されることから、抵抗素子の接続による高次高調波歪またはIMDの特性劣化は特に問題とならない。また、図3の各トランジスタQ_t1,Q_t2,Q_tr5,Qcom,Q_tr1はトリプルゲートの2段接続構成となっているため、図7等で述べたようにVgsの高周波電圧を小さくでき、これによっても高次高調波歪およびIMDを低減できる。さらに、追加する抵抗素子を2つとすることで、面積オーバーヘッドを小さくでき、図2の高周波モジュールRF_MLの面積増大を抑制できる。加えて、スイッチ回路の低歪化が実現できることから、図2のRF_MLにおけるその他の部品ロウパスフィルタLPF,パワーアンプHPAなどの設計余裕度を増加させ、RF_MLの低コスト化が図れる。図4は、図3に示した電圧供給回路内の抵抗素子やトリプルゲートトランジスタの製造方法の一例を示すものであり、a~cは、各製造段階でのデバイス構造の概略を示す断面図である。まず、図4aに示すように、半絶縁性ガリウムヒ素GaAsからなる基板SUB上にGaAsのエピタキシャル層EPを形成し、このエピタキシャル層EPの上面に、バッファ層LY1を形成する。次いで、バッファ層LY1の上面に、アルミニウムガリウムヒ素AlGaAs層LY2を形成し、その上面に、n型ガリウムヒ素GaAs層LY3を形成する。続いて、図4aの右側のAlGaAs層LY2、およびn型GaAs層LY3をエッチングした後、例えばPSGPhosphoSilicateGlass/SiOからなる絶縁膜IS1を形成する。そして、絶縁膜IS1上において、LY2およびLY3をエッチングした位置に、例えばWSiNからなる抵抗素子Raddを形成する。次に、図4bに示すように、ソース/ドレイン配線SD1,SD2が配置される位置の絶縁膜IS1をエッチングし、メタル配線などによってこのソース/ドレイン配線SD1,SD2を形成する。そして、図4cに示すように、ソース/ドレイン配線SD1,SD2に挟まれた領域において、3つのゲート配線G1,G2,G3が配置される位置の絶縁膜IS1およびn型GaAs層LY3をエッチングし、メタル配線などによって3つのゲート配線G1,G2,G3を形成する。また、ゲート配線G1とG2の間と、ゲート配線G2とG3の間の絶縁膜IS1をエッチングし、n層などからなる給電配線SH12,SH23を形成する。この給電配線SH12,SH23によって、図3で述べたようにゲート-ゲート間中点のバイアスが供給される。このようにして、図4に示したようなトリプルゲート構成のHEMTHighElectronMobilityTransistorや抵抗素子が形成される。以上のように、同一基板SUB上にトランジスタと抵抗素子Raddを形成することで、高集積化が可能となり、小面積なスイッチ回路および高周波モジュールRF_MLを実現可能となる。以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、ここでは、マルチバンド対応の携帯電話システムに用いられるスイッチ回路の例で説明を行ったが、これに限らず、例えば複数バンド例えば2.4GHz帯、5GHz帯に対応した無線LAN用アンテナスイッチなどを含め各種無線通信システムに対して同様に適用可能である。"