発光ダイオードストリングを駆動する駆動回路であって、そのエミッタが前記発光ダイオードストリングのカソードと接続された、PNP型バイポーラトランジスタである出力トランジスタと、前記出力トランジスタのコレクタと所定の電位に安定化される固定電圧端子の間に設けられた電流制御抵抗と、その出力端子が前記出力トランジスタのベースと接続され、その第1入力端子が前記出力トランジスタと前記電流制御抵抗との接続点に接続され、その第2入力端子に基準電圧が印加された誤差増幅器と、を備え、前記誤差増幅器は、その出力端子から吸い込むシンク電流が前記電流制御抵抗に流れ込むように構成されることを特徴とする駆動回路。前記誤差増幅器は、差動増幅器と、その制御端子に前記差動増幅器の出力が入力され、その一端が前記出力トランジスタのベースに接続され、その他端が前記出力トランジスタと前記電流制御抵抗との接続点に接続されたシンク用トランジスタと、を含むことを特徴とする請求項1に記載の駆動回路。前記シンク用トランジスタは、NチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであることを特徴とする請求項2に記載の駆動回路。前記シンク用トランジスタは、NPN型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項2に記載の駆動回路。前記出力トランジスタのベースおよびエミッタ間に設けられたベースエミッタ間抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の駆動回路。前記出力トランジスタのベースの電位が前記基準電圧と一致するように駆動電圧を生成し、前記発光ダイオードストリングのアノードに供給するスイッチング電源をさらに備えることを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載の駆動回路。発光ダイオードストリングを駆動する駆動回路であって、そのコレクタが前記発光ダイオードストリングのカソードと接続された、NPN型バイポーラトランジスタである出力トランジスタと、前記出力トランジスタのエミッタと所定の電位に安定化される固定電圧端子の間に設けられた電流制御抵抗と、その出力端子が前記出力トランジスタのベースと接続され、その第1入力端子が前記出力トランジスタと前記電流制御抵抗との接続点に接続され、その第2入力端子に基準電圧が印加された誤差増幅器と、を備え、前記誤差増幅器は、その出力端子から吐き出すソース電流が前記発光ダイオードストリングのカソードから供給されるよう構成されることを特徴とする駆動回路。前記誤差増幅器は、差動増幅器と、その制御端子に前記差動増幅器の出力が入力され、その一端が前記出力トランジスタのベースに接続され、その他端が前記発光ダイオードストリングのカソードに接続されたソース用トランジスタと、を含むことを特徴とする請求項7に記載の駆動回路。前記ソース用トランジスタは、NチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであることを特徴とする請求項8に記載の駆動回路。前記ソース用トランジスタは、NPN型バイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項8に記載の駆動回路。前記出力トランジスタのベースおよびエミッタ間に設けられたベースエミッタ間抵抗をさらに備えることを特徴とする請求項7から10のいずれかに記載の駆動回路。前記出力トランジスタのコレクタの電位が所定の第2基準電圧と一致するように駆動電圧を生成し、前記発光ダイオードストリングのアノードに供給するスイッチング電源をさらに備えることを特徴とする請求項7から11のいずれかに記載の駆動回路。発光ダイオードストリングと、前記発光ダイオードストリングを駆動する請求項1から12のいずれかに記載の駆動回路と、を備えることを特徴とする発光装置。液晶パネルと、前記液晶パネルのバックライトとして設けられた請求項13に記載の発光装置と、を備えることを特徴とする電子機器。電流制御抵抗R4に流れる電流IR4は、式1で与えられる。IR4=Vref/R4...1また、出力トランジスタQ1のエミッタ電流ILED、ベース電流IB、コレクタ電流IR4の間には、ILED=IR4IB...2なる関係式が成り立つ。出力トランジスタQ1の電流増幅率hfe=IR4/IBが無限大であれば、IB=0とみなすことができ、ILED≒IR4=Vref/R4...3が成り立つ。しかしながら現実的な出力トランジスタQ1の電流増幅率hfeは数十~数百程度であり、出力トランジスタQ1のベース電流IBはゼロにはならない。このとき駆動電流ILEDは式4で与えられ、ベース電流IBの影響を受ける。ILED=IR4IB=1hfe-1×IR4=1hfe-1×Vref/R4...4ここで出力トランジスタQ1の個体ばらつきや温度変動によって電流増幅率hfeが変化すると、式4で与えられる駆動電流ILEDが変化するという問題が生ずる。なお、かかる課題を、本発明の分野における共通の一般知識の範囲として捉えてはならない。本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、温度変動や個体ばらつきの影響を低減した電流駆動回路の提供にある。本発明のある態様は、発光ダイオードストリングを駆動する駆動回路に関する。この駆動回路は、そのエミッタが発光ダイオードストリングのカソードと接続された、PNP型バイポーラトランジスタである出力トランジスタと、出力トランジスタのコレクタと所定の電位に安定化される固定電圧端子の間に設けられた電流制御抵抗と、その出力端子が出力トランジスタのベースと接続され、その第1入力端子が出力トランジスタと電流制御抵抗との接続点に接続され、その第2入力端子に基準電圧が印加された誤差増幅器と、を備える。誤差増幅器は、その出力端子から吸い込むシンク電流が電流制御抵抗に流れ込むように構成される。誤差増幅器のシンク電流は、出力トランジスタのベース電流に相当する。このベース電流を電流制御抵抗に戻すことにより、電流制御抵抗に流れる電流は、発光ダイオードストリングに流れる電流とほぼ等しくなる。その結果、温度変動や個体ばらつきにより出力トランジスタの電流増幅率hfeが変化しても、その変化が駆動電流に与える影響を低減できる。誤差増幅器は、差動増幅器と、その制御端子に差動増幅器の出力が入力され、その一端が出力トランジスタのベースに接続され、その他端が出力トランジスタと電流制御抵抗との接続点に接続されたシンク用トランジスタと、を含んでもよい。この構成によれば、シンク電流、つまり出力トランジスタのベース電流を電流制御抵抗に戻すことができる。シンク用トランジスタは、NチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであってもよい。シンク用トランジスタは、NPN型バイポーラトランジスタであってもよい。ある態様の駆動回路は、出力トランジスタのベースおよびエミッタ間に設けられたベースエミッタ間抵抗をさらに備えてもよい。調光によって出力トランジスタをオフさせるために、ベースエミッタ間抵抗が必要となる場合がある。この場合、ベースエミッタ間抵抗に流れる電流も、シンク電流の一部として電流制御抵抗に戻される。したがって、ベースエミッタ間抵抗がフィードバックに与える影響を低減できる。ある態様の駆動回路は、出力トランジスタのベースの電位が基準電圧と一致するように駆動電圧を生成し、発光ダイオードストリングのアノードに供給するスイッチング電源をさらに備えてもよい。この場合、出力トランジスタのベース電位とコレクタ電位がともに基準電圧と一致するようにフィードバックがかかるため、出力トランジスタの損失を低減できる。本発明の別の態様もまた、駆動回路である。この駆動回路は、そのコレクタが発光ダイオードストリングのカソードと接続された、NPN型バイポーラトランジスタである出力トランジスタと、出力トランジスタのエミッタと所定の電位に安定化される固定電圧端子の間に設けられた電流制御抵抗と、その出力端子が出力トランジスタのベースと接続され、その第1入力端子が出力トランジスタと電流制御抵抗との接続点に接続され、その第2入力端子に基準電圧が印加された誤差増幅器と、を備える。誤差増幅器は、その出力端子から吐き出すソース電流が発光ダイオードストリングのカソードから供給されるよう構成される。誤差増幅器のソース電流は、出力トランジスタのベース電流に相当する。このベース電流を発光ダイオードストリングから供給することにより、電流制御抵抗に流れる電流は、発光ダイオードストリングに流れる電流とほぼ等しくなる。その結果、温度変動や個体ばらつきの影響を低減できる。誤差増幅器は、差動増幅器と、その制御端子に差動増幅器の出力が入力され、その一端が出力トランジスタのベースに接続され、その他端が発光ダイオードストリングのカソードに接続されたソース用トランジスタと、を含んでもよい。この構成によれば、ソース電流を発光ダイオードストリングから供給することができる。ソース用トランジスタは、NチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであってもよい。ソース用トランジスタは、NPN型バイポーラトランジスタであってもよい。ある態様の駆動回路は、出力トランジスタのベースおよびエミッタ間に設けられたベースエミッタ間抵抗をさらに備えてもよい。調光によって出力トランジスタをオフさせるために、ベースエミッタ間抵抗が必要となる場合がある。この場合、ベースエミッタ間抵抗に流れる電流も、ソース電流の一部として電流制御抵抗に戻される。したがって、ベースエミッタ間抵抗がフィードバックに与える影響を低減できる。ある態様の駆動回路は、出力トランジスタのコレクタの電位が所定の第2基準電圧と一致するように駆動電圧を生成し、発光ダイオードストリングのアノードに供給するスイッチング電源をさらに備えてもよい。本発明のさらに別の態様は、発光装置である。この装置は、発光ダイオードストリングと、発光ダイオードストリングを駆動する上述のいずれかの態様の駆動回路と、を備える。本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、液晶パネルと、液晶パネルのバックライトとして設けられた上述の発光装置と、を備える。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明のある態様によれば、温度変動や個体ばらつきの影響を低減できる。以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。本明細書において、部材Aが、部材Bと接続された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Aと部材Bが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。図2は、実施の形態に係る発光装置3を備える電子機器2の構成を示す回路図である。電子機器2は、ノートPC、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話端末、PDAPersonalDigitalAssistantなどの電池駆動型の機器であり、発光装置3とLCDLiquidCrystalDisplayパネル5を備える。発光装置3はLCDパネル5のバックライトとして設けられる。発光装置3は、発光素子であるLEDストリング6_1~6_nと、電流駆動回路8と、スイッチング電源4と、を備える。チャンネル数nは、電子機器2の設計者が、LCDパネル5のサイズや電子機器2の種類などに応じて決定する。図2にはn=8の場合が示される。各LEDストリング6は、直列に接続された複数のLEDを含む。スイッチング電源4は、昇圧型のDC/DCコンバータであり、入力端子P1に入力された入力電圧たとえば電池電圧Vinを昇圧して、出力端子P2から出力電圧駆動電圧Voutを出力する。複数のLEDストリング6_1~6_nそれぞれの一端アノードは、出力端子P2に共通に接続される。スイッチング電源4は、制御IC100および出力回路102を備える。出力回路102は、インダクタL1、整流ダイオードD1、スイッチングトランジスタM1、出力キャパシタC1を含む。出力回路102のトポロジーは一般的であるため、説明を省略する。制御IC100のスイッチング端子P4は、スイッチングトランジスタM1のゲートと接続される。制御IC100は、LEDストリング6の点灯に必要な出力電圧Voutが得られるように、フィードバックによりスイッチングトランジスタM1のオン、オフのデューティ比を調節する。なおスイッチングトランジスタM1は制御IC100に内蔵されてもよい。抵抗R1、R2は、出力電圧Voutを分圧することにより、それに応じたフィードバック電圧Vout’を生成する。フィードバック電圧Vout’はフィードバック端子P3OVP端子に入力される。図示しない過電圧保護OverVoltageProtection回路不図示は、フィードバック電圧Vout’がしきい値を超えると、過電圧保護を行う。電流駆動回路8は、複数のLEDストリング6_1~6_nの他端カソード側に設けられる。電流駆動回路8は、LEDストリング6_1~6_nそれぞれに、目標輝度に応じた間欠的な駆動電流ILED1~ILEDnを供給する。電流駆動回路8は、チャンネルごとに設けられた複数の電流源CS1~CSn、バーストコントローラ9、制御入力端子P5、スタンバイ端子STB端子P6、チャンネルごとのバースト調光端子BS1~BS8、チャンネルごとの電流制御端子CL1~CL8、チャンネルごとのコンパレータCOMP1~COMP8、コンパレータCOMP9を備える。i番目の電流源CSiは、対応するLEDストリング6_iに駆動電流ILEDiを供給する。電流源CSiは、出力回路CSbiと制御部CSaiを含む。出力回路CSbiは、出力トランジスタQ1、電流制御抵抗R4、ベースエミッタ間抵抗R5を含む。出力トランジスタQ1はPNP型バイポーラトランジスタであり、そのエミッタは、LEDストリング6_iのカソードと接続される。電流制御抵抗R4は、出力トランジスタQ1のエミッタと電位が固定される固定電圧端子接地端子の間に順に直列に設けられる。電流制御抵抗R4と出力トランジスタQ1の接続点N1の電圧VR4、つまり電流制御抵抗R4の電圧降下は、電流制御端子CLiへと入力される。ベースエミッタ間抵抗R5は、出力トランジスタQ1のベースエミッタ間に設けられる。後述のバースト調光を行う際に、消灯期間TOFFにおいて誤差増幅器EA2の出力インピーダンスは大きくなり、出力トランジスタQ1のベース電位が不定となる。ベースエミッタ間抵抗R5は、消灯期間TOFFにおいて出力トランジスタQ1のベースエミッタ間の電位差をゼロとし、出力トランジスタQ1をオフさせる。その他のチャンネルも同様に構成される。電流制御抵抗R4には、それに流れる電流IR4に比例した電圧降下VR4が発生する。VR4=IR4×R4制御部CSaiは、対応する電圧降下VR4が基準電圧Vrefと一致するように、出力トランジスタQ1のベース電圧を調節する。つまり点灯期間において、ILEDi=Vref/R4が成り立つ。制御部CSaiは、誤差増幅器EA2を含む。誤差増幅器EA2の出力端子は、出力トランジスタQ1のベースと接続され、その第1入力端子非反転入力端子は出力トランジスタQと電流制御抵抗R4との接続点N1に接続され、その第2入力端子反転入力端子には、基準電圧Vrefが印加される。誤差増幅器EA2は、その出力端子から吸い込むシンク電流ISINKが電流制御抵抗R4に流れ込むように構成される。この電流源CSiによって、VR4=Vrefが成り立つようにフィードバックがかかり、各チャンネルにおいて基準電圧Vrefに応じた駆動電流ILEDiを生成することができる。制御入力端子P5は、バースト調光を行う際に利用されるパルス幅変調された調光パルス信号PWMが入力される。調光パルス信号PWMの第1レベルたとえばハイレベルは、LEDストリング6の点灯期間TONを、その第2レベルたとえばローレベルは消灯期間TOFFを指示する。このPWM調光パルス信号PWMのデューティ比、すなわち点灯期間TONおよび消灯期間TOFFは、全チャンネル共通で利用される。スタンバイ端子P6には、電流駆動回路8のスタンバイ状態と動作状態を指示するスタンバイ信号STBが入力される。具体的には、スタンバイ信号STBがローレベルたとえば0~0.8Vのとき、電流駆動回路8はスタンバイ状態となる。スタンバイ信号STBがハイレベル>0.8Vのとき、電流駆動回路8は動作状態となり、LEDストリング6に駆動電流を供給する。バーストコントローラ9は、スタンバイ信号STBの電圧レベルVSTBおよび8チャンネルそれぞれのバースト調光端子BS1~BS8の電圧レベルVBS1~VBS8にもとづき、以下のモードが切りかえ可能となっている。a.全チャンネル共通モードφCOMこのモードにおいてバーストコントローラ9は位相シフトを行わず、接続されるLEDストリング6の個数にかかわらず、駆動対象となるすべてのチャンネルのLEDストリングを、それらの駆動電流ILEDの位相をすべて揃えて駆動する。このモードでは各チャンネルの駆動電流の位相差がゼロであることからφ0とも記す。b.位相シフトモードφSHIFTこのモードにおいてバーストコントローラ9は、各チャンネルの発光ダイオードストリングを、それぞれの駆動電流の位相がシフトするように駆動する。位相シフトモードbは、以下の3つのモードを含む。b1.90度位相シフトモードφ90このモードでは、第1~第4チャンネルが駆動対象とされ、LEDストリング6_1~6_4に対する駆動電流ILED1~ILED4の位相が、互いに調光パルス信号PWMの1/4周期シフトされる。b2.60度位相シフトモードφ60このモードでは、第1~第6チャンネルのLEDストリング6_1~6_6に対する駆動電流ILED1~ILED6の位相が、互いに調光パルス信号PWMの1/6周期シフトされる。b3.45度位相シフトモードφ45このモードでは、第1から第8チャンネルのLEDストリング6_1~6_8に対する駆動電流ILED1~ILED8の位相が、互いに調光パルス信号PWMの1/8周期シフトされる。バーストコントローラ9は、各モードに応じたバースト制御信号PWM1~PWM8を生成し、電流源CS1~CS8に供給する。バースト制御信号PWMiがハイレベルのとき、電流源CSiは動作状態となって駆動電流ILEDiを生成し、それが点灯期間TONとなる。反対にバースト制御信号PWMiがローレベルのとき、電流源CSiは停止状態となり、それが消灯期間TOFFとなる。スタンバイ信号STBがローレベルからハイレベルへとアサートされた後の一定時間の間、判定期間TJDGとなる。判定期間TJDGは、たとえば調光パルス信号PWMの数周期、具体的には3周期程度である。この判定期間TJDGにおいてバーストコントローラ9は、スタンバイ信号STBの電圧レベルVSTBおよび8チャンネルそれぞれのバースト調光端子BS1~BS8の電圧レベルVBS1~VBS8にもとづき、各チャンネルごとにLEDストリング6の接続の有無を判定し、それに応じてモードを決定する。誤差増幅器EA1は、駆動期間において、LEDストリング6が接続されているチャンネルそれぞれの電圧VBSのうち、最も低いひとつと、基準電圧Vrefたとえば0.3Vの誤差を増幅し、誤差に応じた誤差電圧Verrを生成する。誤差電圧Verrは、トランジスタQ2および抵抗R6を介してFB端子から出力され、制御IC100のフィードバック端子に入力される。制御IC100は、駆動期間において、LEDストリング6が接続されているチャンネルそれぞれの電圧VBSのうち最も低いひとつと、基準電圧Vrefが一致するように、出力電圧Voutを調節する。図3は、図2の電流源CSの具体的な構成例を示す回路図である。誤差増幅器EA2は、差動増幅器演算増幅器DAおよびシンク用トランジスタM4を含む。差動増幅器DAの反転入力端子には、基準電圧Vrefが、その非反転入力端子には電流制御抵抗R4の電圧降下VR4が入力される。シンク用トランジスタM4はたとえばNチャンネルMOSFETであり、その制御端子ゲートには、差動増幅器DAの出力が入力される。またシンク用トランジスタM4の一端ドレインは出力トランジスタQ1のベースに接続され、その他端ソースが出力トランジスタQ1と電流制御抵抗R4との接続点N1に接続される。以上が発光装置3の構成である。続いてその動作を説明する。説明の簡単のため、ベースエミッタ間抵抗R5を無視する。複数のチャンネルのうち、出力トランジスタQ1のベース電圧VBSが最も低いチャンネルに着目する。出力トランジスタQ1のベース電圧VBSは、スイッチング電源4によって基準電圧Vrefと一致するようにフィードバック制御される。また電流制御抵抗R4の電圧降下出力トランジスタQ1のコレクタ電圧VR4は、電流源CSによって基準電圧Vrefと一致するようにフィードバック制御される。したがって式5が成り立つ。IR4=Vref/R4...5つまり、出力トランジスタQ1のベース電圧とコレクタ電圧はともに基準電圧Vrefと一致するようにフィードバックがかかる。これにより、出力トランジスタQ1の損失が低減される。誤差増幅器EA2のシンク電流ISINKは、出力トランジスタQ1のベース電流IBと一致する。そしてシンク用トランジスタM4としてMOSFETを用いた場合、ドレイン電流とソース電流が等しいため、誤差増幅器EA2のシンク電流ISINKと電流制御抵抗R4に戻される電流ISINK’は等しくなる。つまり電流制御抵抗R4に流れる電流IR4は、出力トランジスタQ1のコレクタ電流ICとシンク電流ISINK=IBの和で与えられる。IR4=ICIB...6また出力トランジスタQ1において、コレクタ電流IC、ベース電流IB、エミッタ電流IE=ILEDの間には、式7が成り立つ。IE=IBIC...7式6および7から明らかなように、電流制御抵抗R4に流れる電流IR4は、駆動電流ILEDと等しくなる。IR4=IE=ILED...8式5および式8から、式9を得る。ILED=Vref/R4...9このように実施の形態に係る電流源CSによれば、駆動電流ILEDは出力トランジスタQ1のベース電流IBに依存しない。つまり出力トランジスタQ1の電流増幅率hfeが個体ばらつきや温度変動によって変化しても、駆動電流ILEDはその影響を受けないため、LEDストリング6の輝度を安定化できる。続いてベースエミッタ間抵抗R5を考慮する。このとき式10~13が成り立つ。ILED=IEIR5...10IE=ICIB...11ISINK=IR5IB...12ISINK’IC=IR4...13ここでIR5は、ベースエミッタ間抵抗R5に流れる電流である。ISINK=ISINK’が成り立つとき、式10、12から式14を、式11、13から式15を得る。ILED=IEISINK-IB...14IR4=ISINKIE-IB...15つまり、ベースエミッタ間抵抗R5が設けられる場合であっても、駆動電流ILEDと電流制御抵抗R4に流れる電流IR4は等しくなり、駆動電流ILEDは、出力トランジスタQ1の個体ばらつきや温度変動の影響を受けにくくなる。以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセス、それらの組み合わせには、さまざまな変形例が存在しうる。以下、こうした変形例について説明する。図2、図3には、出力トランジスタQ1のベースエミッタ間にベースエミッタ間抵抗R5を設ける場合を説明したが本発明はそれに限定されない。消灯期間TOFFにおいて誤差増幅器EA2の出力レベルを制御可能な場合、ベースエミッタ間抵抗R5は省略可能である。図3ではシンク用トランジスタM4としてMOSFETを用いる場合を説明したが、これをNPN型バイポーラトランジスタとしてもよい。この場合、シンク用トランジスタM4の電流増幅率hfeの影響によって、電流ISINKと電流ISINK’は完全には一致せず、わずかに異なる値となる。この変形例では、駆動電流ILEDはシンク用トランジスタM4の電流増幅率hfeの影響を受けることになるが、この影響は出力トランジスタQ1の電流増幅率hfeの影響に比べてはるかに小さい。したがって、図1の構成に比べて、駆動電流ILEDを安定化できる。図4a、bは、変形例に係る電流源CSの構成を示す回路図である。図4a、bにおいて、出力トランジスタQ1はNPN型バイポーラトランジスタであり、そのコレクタはLEDストリング6のカソードと接続される。電流制御抵抗R4は、出力トランジスタQ1のエミッタと所定の電位に安定化される固定電圧端子接地端子の間に設けられる。誤差増幅器EA2の出力端子は出力トランジスタQ1のベースと接続され、その第1入力端子反転入力端子が出力トランジスタQ1と電流制御抵抗R4との接続点N1に接続され、その第2入力端子非反転入力端子に基準電圧Vrefが印加される。誤差増幅器EA2は、その出力端子から吐き出すソース電流ISRCがLEDストリング6のカソードから供給されるよう構成される。たとえば図4bに示すように、誤差増幅器EA2は、差動増幅器DAと、ソース用トランジスタM5を含んでもよい。ソース用トランジスタM5の制御端子には、差動増幅器DAの出力が入力され、その一端が出力トランジスタQ1のベースに接続され、その他端がLEDストリング6のカソードに接続される。ソース用トランジスタM5は、MOSFETであることが好ましいが、わずかな変動が許容できる場合にはバイポーラトランジスタを用いてもよい。図4a、bの変形例においても、駆動電流ILEDと電流IR4は等しくなる。したがって駆動電流ILEDは出力トランジスタQ1の電流増幅率hfeの変動を受けにくくなり、駆動電流ILEDを安定化できる。図4a、bの変形例において、消灯期間TOFFにおいて出力トランジスタQ1のベース電位をプルダウンするために、ベースエミッタ間に抵抗R5をさらに設けても好い。ベースエミッタ間抵抗R5は、出力トランジスタQ1のベースと接地端子間に設けてもよい。図4a、bの変形例を図2のシステムに用いる場合、誤差増幅器EA1の反転入力端子-には、出力トランジスタQ1のコレクタ電圧をフィードバックしてもよい。またその非反転入力端子には、基準電圧Vrefより大きな第2の基準電圧を印加してもよい。誤差増幅器EA2の具体的な構成は、実施の形態で説明したそれには限定されない。実施の形態では、誤差増幅器EA2の出力段にトランジスタM4、M5を設ける場合を説明したが、出力段をプッシュプル形式で構成してもよい。実施の形態ではインダクタを用いた非絶縁型のスイッチング電源を説明したが、本発明はトランスを用いた絶縁型のスイッチング電源にも適用可能である。実施の形態では、発光装置3のアプリケーションとして電子機器を説明したが、用途は特に限定されず、照明などにも利用できる。実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。