直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第1のスイッチング手段と、前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第2のスイッチング手段と、前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、前記直列回路に並列に設けられ、双方向性を持つ1又は複数の第3のスイッチング手段と、前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ1又は複数の第4のスイッチング手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生することを特徴とする絶縁型電力変換装置。直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第1のスイッチング手段と、前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第2のスイッチング手段と、前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ1又は複数の第4のスイッチング手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生することを特徴とする絶縁型電力変換装置。前記絶縁トランスは直列に接続される第1及び第2の一次巻線を備え、前記第1及び第2の一次巻線の接続点ではない側に各々、第1の一次巻線に前記第1のスイッチング素子が接続され、第2の一次巻線に前記第2のスイッチング手段が接続され、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング手段の反対側が共通接続されていることを特徴とする請求項1又は2に記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備え、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の一方が前記第1のスイッチング手段及び前記第2のスイッチング手段を介して直流電源の両端に接続され、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の他方は、キャパシタを介して前記直流電源に接続するか、又は二つの直流電源の中点に接続したことを特徴とする請求項1又は2に記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備えるとともに、前記第1のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子、前記第2のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子で構成し、前記第1スイッチング素子の前記スイッチ素子及び前記第2のスイッチ素子の前記スイッチ素子でブリッジ回路を構成したことを特徴とする請求項1又は2に記載の絶縁型電力変換装置。前記第1のスイッチング手段及び/又は前記第2のスイッチング手段は、MOS-FET、J-FET、バイポーラトランジスタ又はIGBTであることを特徴とする請求項1ないし5の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第1のスイッチング手段、前記第2のスイッチング手段、前記第3のスイッチング手段、前記第4のスイッチング手段の少なくとも一つは、並列にダイオードを備えており、このダイオードは前記スイッチ手段の外部に接続されたダイオード素子、前記スイッチング手段の内蔵ダイオード又は寄生ダイオードであることを特徴とする請求項1ないし6の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第3のスイッチング手段及び/又は前記第4のスイッチング手段が、相対する方向に接続された二つの単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項1ないし7の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第3のスイッチング手段及び/又は前記第4のスイッチング手段が、ダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジを構成するダイオードのアノード同士の接続点とカソード同士の接続点の間の単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする請求項1ないし7の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第3のスイッチング手段及び/又は前記第4のスイッチング手段が、MOSFET、J-FET、バイポーラトランジスタ、IGBT又は単一の双方向性スイッチング素子のいずれかで構成されることを特徴とする請求項1ないし9の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁トランスは二次側に1又は複数の別巻線を備え、前記別巻線の各々に整流手段及び平滑手段を設け、前記別巻線毎に絶縁された直流電源とすることを特徴とする請求項1ないし10の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。多相出力であって、前記多相出力の各々は、個別の二次巻線で構成し、もしくは共通の二次巻線で構成することを特徴とする請求項1ないし11の何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁型電力変換装置の出力が二相出力であって、該二相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、他の相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする請求項12に記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁型電力変換装置の出力が三相出力であって、該三相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成した波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と三角波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする請求項12に記載の絶縁型電力変換装置。既述の従来技術の課題は以下の通りである。従来の絶縁型DC/DCコンバータフォワードコンバータ等では、正負いずれか一方の極性出力しか得ることができなかった。従来の絶縁型DC/DCコンバータフォワードコンバータ等においては、出力側の電力を直流電源側に回生させようとすれば、逆方向の絶縁型DC/DCコンバータを別途設けなければならず、装置規模が約2倍になるこという不都合があった。従来の絶縁型DC/ACインバータでは、直流電源を絶縁しつつ直流電圧を変換するための絶縁型DC/DCコンバータと、電圧変換後の直流を交流に変換するためのDC/ACインバータの双方を必要とするため、構成が複雑であるとともに、実装スペース、重量、体積が大きく、高価であった。従来の絶縁型DC/ACインバータでは、出力側の電力を入力電源側に回生しようとすれば、電力回生のために逆方向の絶縁型AC/DCコンバータ、または絶縁型DC/DCコンバータDC/ACインバータ部のDC電源を絶縁トランスの一次側の直流電源に回生する場合を別途設けなければならず、装置規模が大きくなるという課題があった。特許文献1の絶縁型DC/ACインバータでは、整流手段やインダクタの一部を省略することができるが、絶縁トランスの二次側に入手困難な双方向性スイッチング素子が4個も必要となる。このため、この分の実装スペースが必要となり、またコスト的にも高いという課題があった。特許文献1の絶縁型DC/ACインバータでは、出力側の電力を直流電源側に回生する記載はなく、直流電源側への電力回生のために逆方向のAC/DCコンバータを別途設ける場合には、装置の規模が2倍近くになってしまうという課題があった。そこで、本発明は、上記課題に鑑み、直流電源側への電力回生機能や正負両極性出力機能を備えた絶縁型電力変換装置を提供することにある。上記課題を解決するための本発明の構成は以下の通りである。直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第1のスイッチング手段と、前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第2のスイッチング手段と、前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、前記直列回路に並列に設けられ、双方向性を持つ1又は複数の第3のスイッチング手段と、前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ1又は複数の第4のスイッチング手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生することを特徴とする絶縁型電力変換装置。直流電源と絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を順方向に駆動するための第1のスイッチング手段と、前記直流電源と前記絶縁トランスの一次側の間に設置され、前記絶縁トランスの一次側を逆方向に駆動するための第2のスイッチング手段と、前記絶縁トランスの二次側に設置された負荷とインダクタの直列回路と、前記直列回路と前記絶縁トランスの二次側との間に設けられ、双方向性を持つ1又は複数の第4のスイッチング手段と、を備え、前記直流電源の電力を前記負荷側に任意極性の直流又は交流として送出する、もしくは前記負荷側からの直流電力又は交流電力を前記直流電源に回生することを特徴とする絶縁型電力変換装置。この構成は、後述の第11の実施の形態図31に対応している。前記絶縁トランスは直列に接続される第1及び第2の一次巻線を備え、前記第1及び第2の一次巻線の接続点ではない側に各々、第1の一次巻線に前記第1のスイッチング素子が接続され、第2の一次巻線に前記第2のスイッチング手段が接続され、前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング手段の反対側が共通接続されていることを特徴とする前記又はに記載の絶縁型電力変換装置。この構成は、プッシュプル方式の絶縁型電力変換装置を構成する。前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備え、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の一方が前記第1のスイッチング手段及び前記第2のスイッチング手段を介して直流電源の両端に接続され、前記絶縁トランスの一つの一次巻線の他方は、キャパシタを介して前記直流電源に接続するか、又は二つの直流電源の中点に接続したことを特徴とする前記又はに記載の絶縁型電力変換装置。この構成は、ハーフブリッジ方式の絶縁型電力変換装置を構成する。前記絶縁トランスは一つの一次巻線を備えるとともに、前記第1のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子、前記第2のスイッチング手段は少なくも二つのスイッチ素子で構成し、前記第1スイッチング素子の前記スイッチ素子及び前記第2のスイッチ素子の前記スイッチ素子でブリッジ回路を構成したことを特徴とする前記又はに記載の絶縁型電力変換装置。この構成は、フルブリッジ方式の絶縁型電力変換装置を構成する。前記第1のスイッチング手段及び/又は前記第2のスイッチング手段は、MOS-FET、J-FET、バイポーラトランジスタ又はIGBTであることを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第1のスイッチング手段、前記第2のスイッチング手段、前記第3のスイッチング手段、前記第4のスイッチング手段の少なくとも一つは、並列にダイオードを備えており、このダイオードは前記スイッチ手段の外部に接続されたダイオード素子、前記スイッチング手段の内蔵ダイオード又は寄生ダイオードであることを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第3のスイッチング手段及び/又は前記第4のスイッチング手段が、相対する方向に接続された二つの単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第3のスイッチング手段及び/又は前記第4のスイッチング手段が、ダイオードブリッジと、該ダイオードブリッジを構成するダイオードのアノード同士の接続点とカソード同士の接続点の間の単方向スイッチング素子で構成されることを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記第3のスイッチング手段及び/又は前記第4のスイッチング手段が、MOSFET、J-FET、バイポーラトランジスタ、IGBT又は単一の双方向性スイッチング素子のいずれかで構成されることを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁トランスは二次側に1又は複数の別巻線を備え、前記別巻線の各々に整流手段及び平滑手段を設け、前記別巻線毎に絶縁された直流電源とすることを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。多相出力であって、前記多相出力の各々は、個別の二次巻線で構成し、もしくは共通の二次巻線で構成することを特徴とする前記ないしの何れかに記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁型電力変換装置の出力が二相出力であって、該二相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、他の相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする前記に記載の絶縁型電力変換装置。前記絶縁型電力変換装置の出力が三相出力であって、該三相出力のうち、ある相の前記スイッチング素子の駆動波形に入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較により生成した波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較により生成された波形に相当する波形を使用し、前記相と異なる相の前記スイッチング素子の駆動波形に前記入力波形の絶対値と三角波の比較により生成された波形に相当する波形を使用することを特徴とする前記に記載の絶縁型電力変換装置。この発明によれば、次の何れかの効果が得られる。絶縁型DC/DCコンバータとして使用する場合に、正負いずれの極性の出力をも得ることができる。絶縁型DC/DCコンバータとして使用する場合に、出力側の直流電力を直流電源側に回生することができる。絶縁型DC/ACインバータとして使用する場合には、絶縁型DC/DCコンバータの正負出力を連続的に変化させることによって交流出力が可能であるため、構成かつ単純で、小型、軽量化でき、低コスト化を図ることができる。絶縁型DC/ACインバータとして使用する場合にも、追加構成なしで、出力側の電力を入力電源側に回生することができ、多くの用途に利用可能である。特許文献1の絶縁型DC/ACインバータと比較すると、二次側のスイッチング素子は、入手容易な単方向のスイッチング素子で済むので、低コスト化できる。また、双方向性スイッチング素子を用いた場合でもその必要数が少なく、小型軽量化、低コスト化を実現できる。構成を変更することなく、絶縁型DC/DCコンバータ動作又は絶縁型DC/ACインバータ動作を得ることができる。第1の実施の形態第1の実施の形態は絶縁型電力変換装置の一例である絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータ及び絶縁型双方向DC/ACインバータの基本回路について、DC/DCコンバータの動作として正極性出力動作、負極性出力動作、正極性回生動作及び負極性回生動作を開示するとともにDC/ACインバータ動作などを開示している。図1は第1の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置の一例を示している。図1に示す電力変換装置2は、本発明の絶縁型電力変換装置の一例であって、絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータ以下単にDC/DCコンバータと称する。または絶縁型双方向DC/ACインバータ以下単にDC/ACインバータと称する。として動作させる基本回路の一例である。この電力変換装置2は絶縁トランスTを備え、この絶縁トランスTは二つの一次巻線n11、n12を備えている。一次巻線n11、n12は直列に接続され、一次巻線n11側には第1のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子S1以下単にスイッチS1と称する。、一次巻線n12側には第2のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子S2以下単にスイッチS2と称する。が直列に接続されている。スイッチS1、S2には整流手段の一例としてダイオードD1、D2が並列に接続されている。一次巻線n11、n12の中間接続点には一方の入力端子6が接続され、スイッチS1、S2及びダイオードD1、D2のアノード側の共通接続点には他方の入力端子8が接続されている。入力端子6、8間には入力端子6側を正極にして直流電源10が接続されている。絶縁トランスTの二次巻線n2側には第3のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子S3、S3’以下単にスイッチS3、S3’と称する。、第4のスイッチング手段の一例としてスイッチング素子S4、S4’以下単にスイッチS4、S4’と称する。とともにダイオードD3、D3’、D4、D4’が備えられている。絶縁トランスTの二次巻線n2にはソースを共通接続した二つのスイッチS3、S3’と、ソースを共通接続した二つのスイッチS4、S4’が直列に接続されている。スイッチS3にはダイオードD3が並列に接続され、スイッチS3’にはダイオードD3’が並列に接続され、スイッチS4にはダイオードD4が並列に接続され、また、スイッチS4’にはダイオードD4’が並列に接続されている。各ダイオードD3、D3’、D4、D4’は整流手段の一例である。スイッチS3、S3’の直列回路側にはインダクタL及びキャパシタCの直列回路が並列に接続されている。キャパシタCには出力端子12、14が設けられ、出力端子12、14には負荷16が接続されている。各スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’のゲートには制御回路18が接続され、この制御回路18には出力端子12、14に得られる出力が加えられ、この制御回路18の出力によってスイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’のスイッチング制御が行われる。この絶縁型電力変換装置2において、各スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’はMOS-FET電界効果トランジスタを例示しているが、J-FET接合型電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、IGBT絶縁ゲートバイポーラトランジスタ等の、他の種類のスイッチング素子を使用してもよい。各ダイオードD1、D2、D3、D3’、D4、D4’に代え、各スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’の内蔵ダイオード寄生ダイオードを含むを用いてもよく、内蔵ダイオードを用いれば実装面積やコストを減少させることができる。スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’の種類や駆動方法等によっては、ダイオードD1、D2、D3、D3’、D4、D4’は省略してもよい。負荷16に並列に接続されたキャパシタCは、スイッチング動作による負荷端ノイズの低減のために設置されているが、原理的には無くても絶縁型電力変換装置2は動作するので省略してもよい。以下、本発明の全実施の形態について同様である。この絶縁型電力変換装置2を既述の従来技術図39と比較すると、絶縁型電力変換装置2図1では整流手段ダイオード4個からなるダイオードブリッジとキャパシタC、及びインダクタLのうち1個が省略されている。すなわち、図39に示す回路では2個のインダクタLのペアが必要であるのに対し、この絶縁型電力変換装置2では1個のインダクタLで構成されている。また従前の従来技術では、以下に述べるところの出力側から直流電源10への電力回生を行うことができない。また、絶縁トランスTの二次側のフルブリッジスイッチング回路に双方向性スイッチング素子を備える構成特許文献1と比較すると、第1の実施の形態ではこのような双方向性スイッチング素子は不要である。さらに特許文献1の構成では、以下に述べるところの出力側から直流電源10への電力回生を行う記載もない。この絶縁型電力変換装置2の動作を図2ないし図6を参照して説明する。なお、図2ないし図5には、スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’のオン/オフ状態を明瞭化するため、スイッチ表記に置き換えて表記する。正極性出力動作正極性出力動作について、図2を参照する。正極性電圧出力時、スイッチS2はオフに固定され、スイッチS3’、S4’はオンに固定される。図2のaは、スイッチS1、S4がともにオン、スイッチS3がオフしたときの動作を示している。また、図2のbは、スイッチS1、S4がともにオフ、スイッチS3がオンしたときの動作を示している。図2では、制御回路18によって、これらの二つの状態を交互に切り替えることにより、DC/DCコンバータとして動作させている。この切替周波数は一例として、数十kHz~数MHzである。図2のaにおいて、スイッチS1がオンすると、直流電源10から絶縁トランスTの一つの一次巻線n11に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じる。これによって絶縁トランスTの二次巻線n2に誘導起電力が生じる。絶縁トランスTの二次巻線n2に生じた電流は、スイッチS4’オンに固定、スイッチS4オン、インダクタLを通過して負荷16に電力を供給し、この間、インダクタLにはエネルギが蓄積される。また負荷16と並列にキャパシタCが接続されている場合、負荷16に電力を供給すると共にキャパシタCが充電される。次に、図2のbにおいて、スイッチS1がオフすると、スイッチS2に並列接続されているダイオードD2を通して絶縁トランスTのもう一つの一次巻線n12に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる。またインダクタLには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチS3オンに固定、スイッチS3’オンを通過して負荷16に電力を供給する。負荷16と並列にキャパシタCが接続されている場合は、負荷16に電力を供給すると共にキャパシタCを充電し、インダクタLに蓄積されていたエネルギの放出が終了すると、キャパシタCから負荷16に電力が供給される以下同様。スイッチS1がオンの間に、スイッチS4、S4’がオフ、スイッチS3、S3’がオンし、その後、スイッチS1がオフしてもよい。図2において、スイッチS4はスイッチS1と同期して同極性でオン/オフしており、スイッチS3はスイッチS4とは逆極性でオン/オフしている。太線矢印は電流経路を示し、この電流経路から明らかなように、スイッチS4やスイッチS3がオフのままでも、各々に並列接続されているダイオードD4、D3を経由して電流が流れて動作し、この動作はフォワードコンバータと同様の動作となる。しかし、順方向ダイオードよりも、オンしたスイッチの方が低損失である場合が多いので、スイッチS3やスイッチS4を所定のタイミングでオンさせることによって、より高効率な動作としている。またスイッチS4とスイッチS3がオフのままでは、後述の回生動作ができないという問題も生じる。また図2において、スイッチS3’、S4’はオンに固定されているが、スイッチS3’はスイッチS3と同時にオン/オフしても同様に動作し、またスイッチS4’はスイッチS4と同時にオン/オフしても同様に動作する。図2に示す動作は、スイッチング動作をより少なくする例を示している。図2に示す動作と図38の動作とを対比すると、図2のaと図38のa、図2のbと図38のbが対応した動作になっている。スイッチS1、スイッチS4のデューティ比率が50時に最大出力電圧となる点や、損失等のない理想状態時の出力電圧の既述の式も、図37、図38のフォワードコンバータと同様となる。負極性出力動作負極性出力動作について、図3を参照する。図3は負極性電圧の出力動作を示している。負極性電圧出力時、スイッチS1はオフに固定されており、スイッチS3、S4はオンに固定されている。図3のaは、スイッチS2、S4’がオン、スイッチS3’がオフしたときの動作を示している。また図3のbは、スイッチS2、S4’がオフ、スイッチS3’がオンしたときの動作を示している。図3のaにおいて、スイッチS2がオンすると、直流電源10から絶縁トランスTの一次巻線の一つn12に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じる。これによって絶縁トランスTの二次巻線n2に誘導起電力が生じるが、この電圧は図2のaの場合と逆の極性である。絶縁トランスTの二次巻線n2に生じた電流は、スイッチS4’オン、スイッチS4オンに固定、インダクタLを通過して負荷16に負極性電圧の電力を供給する。またこの間、インダクタLにはエネルギが蓄積される。次に、図3のbにおいて、スイッチS2がオフすると、スイッチS1に並列接続されているダイオードD1を通して絶縁トランスTのもう一つの一次巻線n11に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる。またインダクタLには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチS3’オン、スイッチS3オンに固定を通過して負荷16に負極性電圧の電力を供給する。スイッチS2がオンの間に、スイッチS4、S4’がオフ、スイッチS3、S3’がオンし、その後、スイッチS2がオフしてもよい。図3において、スイッチS4’はスイッチS2と同期して同極性でオン/オフしており、スイッチS3’はスイッチS4’とは逆極性でオン/オフしている。太線矢印で示す電流経路から明らかなように、スイッチS4’、S3’がオフのままでも、各々に並列接続されているダイオードD4’、D3’を経由して電流が流れるので問題なく動作するが、スイッチを所定のタイミングでオンさせることによって、より高効率な動作となり、回生が可能になる点は、図2と同様である。また図3において、スイッチS3、S4はオンに固定されているが、スイッチS3がスイッチS3’と同時にオン/オフしても同様に動作し、またスイッチS4はスイッチS4’と同時にオン/オフしても同様に動作するが、図3に示す回路では、スイッチング動作をより少なくしている点も図2に示す回路と同様である。図2及び図3に示す回路の動作を比較すると、正負逆方向の動作となっていることがわかる。また図3は、スイッチS2、S4’のデューティ比率が50時に負方向の最大出力電圧となる点や、損失等のない理想状態時の出力電圧ただし負極性の式式も、図37や図2と同様である。正極性回生動作図4では、正極性電圧の電力回生動作を示している。スイッチ等の動作は図2に示す回路と同様であるが、出力側から電力が供給されており、電流の方向は図2に示す回路と逆になっている。即ち、出力側で電力を消費する場合には図2の動作、出力側から電力が供給される場合には図4に示す動作となり、いわゆる双方向性動作が可能であることを示している。図4のaにおいて、スイッチS3がオフし、スイッチS4、S1がオンすると、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20からインダクタL、スイッチS4オン、スイッチS4’オンに固定を経由して絶縁トランスTの二次巻線n2に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの一次巻線n11に誘導起電力が生じる。インダクタLに蓄積されていて逆起電力として現れたエネルギは、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20からのエネルギに加算されて放出される。絶縁トランスTの一次巻線に生じた電流は、絶縁トランスTの一次側の直流電源10に電力を供給すると共に、スイッチS1を通過する。次に図4のbにおいて、スイッチS3がオンし、スイッチS4、S1がオフすると、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20からインダクタL、スイッチS3オン、スイッチS3’オンに固定を経由して電流が流れることにより、インダクタLにエネルギが蓄積される。また、スイッチS1がオフすることにより、スイッチS2に並列接続されているダイオードD2を通して絶縁トランスTのもう一つの一次巻線n12に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされるとともに、絶縁トランスTの一次側の直流電源10に電力が供給される。絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20から流れこむ電流の大きさは、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20の電圧と出力インピーダンス、及びDC/DCコンバータが出力しようとしている電圧と出力インピーダンスによって決まる。いずれの出力インピーダンスも低いため、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20の電圧と、DC/DCコンバータが出力しようとしている電圧が異なっていると、予定外の大電流が流れる可能性がある。よって、回生したい電力や電流量等に合わせて、DC/DCコンバータが出力しようとする電圧を制御したり、あるいはDC/DCコンバータの出力インピーダンスを上げるべく定電流となるように制御する等の必要がある後述のDC/ACインバータを含み、本発明の全実施の形態において同様。負極性回生動作負極性回生動作について、図5を参照する。図5は負極性電圧の電力回生動作を示している。スイッチ等の動作は図3と同様であるが、出力側から負極性電圧の電力が供給されており、電流の方向は図3とは逆になっている。即ち、出力側の負荷16で負極性電圧の電力を消費する場合には図3の動作、出力側から負極性電圧の電力が供給される場合には図5の動作を行い、いわゆる双方向性動作が可能であることを示している。図5のaにおいて、スイッチS3’がオフし、スイッチS4’、S2がオンすると、直流電圧源20からスイッチS4’オン、スイッチS4オンに固定、インダクタLを経由して絶縁トランスTの二次巻線n2に電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの一次巻線に誘導起電力が生じる。インダクタLに蓄積されていて逆起電力として現れたエネルギは、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20からのエネルギに加算されて放出される。絶縁トランスTの一次巻線に生じた電流は、絶縁トランスTの一次側の直流電源10に電力を供給すると共に、スイッチS2を通過する。次に、図5のbにおいて、スイッチS3’がオンし、スイッチS4’とスイッチS2がオフすると、絶縁トランスTの二次側の直流電圧源20からスイッチS3’オン、スイッチS3オンに固定、インダクタLを経由して電流が流れることにより、インダクタLにエネルギが蓄積される。またスイッチS2がオフすることにより、スイッチS1に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTのもう一つの一次巻線n11に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされるとともに、絶縁トランスTの一次側の直流電源10に電力が供給される。DC/ACインバータ動作DC/ACインバータ動作について、図6を参照する。図6はDC/ACインバータ動作の一例を示している。既述の通り、図1に例示した回路は正負両極性の出力が可能なDC/DCコンバータとして動作し、かつ、出力側の電力を入力側にすなわち、直流電源10に回生できることを示した。また、スイッチの動作によって正及び負の両極性出力が可能であり、スイッチング動作のデューティ比率によって出力電圧の絶対値が制御できることを示した。これらの特質を利用すれば、絶縁型双方向DC/ACインバータを構成し、動作させることもできる。図2ないし図5では、制御回路18によって、ほぼ一定のデューティ比率でスイッチング動作を行うことによって、一定の出力電圧、すなわち直流出力を得ていた。図6に示す動作では、所望する出力電圧の瞬時値に合わせて、スイッチのオン/オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させることによって出力電圧を変化させて、所望の波形、すなわち交流出力を得ている。図6において、S1、S2、S3、S3’、S4、S4’は各々、図1~図5中のスイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’に対応した各スイッチの動作オン/オフ動作を示し、出力は出力電圧波形を示している。出力波形の前半部分では、正極性電圧を出力しているので、図2や図4と同様、スイッチS2はオフに固定され、スイッチS3’、S4’はオンに固定されている。またスイッチS4はスイッチS1と同期して同極性でオン/オフしており、スイッチS3はスイッチS4と逆極性でオン/オフしている。出力波形中の電圧の低い部分はスイッチS4のデューティ比率は0に近くオン時間がオフ時間よりも短く、電圧の高い部分ではスイッチS4のデューティ比率は50に近いオン時間がオフ時間に近い。出力波形の後半部分では、負極性電圧を出力しているので、図3や図5と同様、スイッチS1はオフに固定されており、スイッチS3、S4はオンに固定されている。またスイッチS4’はスイッチS2と同期して同極性でオン/オフしており、スイッチS3’はスイッチS4’と逆極性でオン/オフしている。出力波形中の電圧の0Vに近い部分ではスイッチS4’のデューティ比率は0に近くオン時間がオフ時間よりも短く、負極性電圧の大きい部分ではスイッチS4’のデューティ比率は50に近いオン時間がオフ時間に近い。このように、出力波形の瞬時値に対応して、スイッチのオン/オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させれば、所望の波形、すなわち交流出力を得ることができる。なお、オン/オフが固定されているスイッチを、所定のタイミングでオン/オフさせることもできることは、正極性出力動作や負極性出力動作で述べたとおりである。所望の出力波形を得るには、アナログ的な波形信号やディジタル的な波形データを外部から制御回路18に与えてもよいし、制御回路18中で所望する波形信号を発生させたり、演算等によって波形データなどを生成させてもよい。以上の動作は、出力側から負荷16に対して電力を供給する場合も、逆に出力側の電力を直流電源10に回生する場合も同じであることは、図2と図4や、図3と図5の対比によって明らかであり、これによって出力側の電力を直流電源10に回生することが可能なDC/ACインバータを実現している。なお図6では、スイッチング周波数を出力周波数の18倍としているが、これに限定されるものではなく、また整数比である必要もない。図7及び図8には、図6に示したスイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’の制御信号、S1、S2、S3、S3’、S4、S4’の生成方法の一例を示している。なお、本実施の形態や他の実施の形態では、理解の容易のためにPWMを例示しているが、PFM等の他の方法を用いてもよい。図7において、入力信号を元にして、入力信号の正負を示す信号と、入力信号の絶対値信号即ち、入力信号が正のときはそのまま、負のときは反転した信号を生成する。別途生成した三角波信号この周波数は、スイッチング周波数となると絶対値信号の大小を比較することによって、PWM信号とその反転信号を生成する。ここで三角波信号の振幅は、絶対値信号の振幅の2倍以上とすることによって、デューティ比率を50以下になるようにしている。また三角波以外に、鋸歯状波、逆鋸歯状波や、立上りと立下りが非対称なランプ波などの波形を用いることもできる。こうして得られた、入力信号の正負を示す信号、及びPWM信号とその反転信号から、各スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’の制御信号を生成する。次に、制御回路18について、図8を参照する。図8は制御回路の一例を示している。この制御回路18では、入力信号を正負判別部181に与えることによって、入力信号の正負を示す信号を生成している。また、入力信号を絶対値生成部182に与えることによって、絶対値信号を生成している。三角波生成部183で生成した三角波信号と絶対値信号をコンパレータ184に与えることによって、PWM信号とその反転信号を生成している。入力信号の正負を示す信号によってA入力とB入力を切り替えるセレクタ185を用いて、PWM信号とその反転信号、ハイレベル、ローレベルを切り替えることにより、各スイッチS1、S2、S3、S3’、S4、S4’の制御信号を生成している。図8に示す制御回路18では、正負判別回路181、絶対値生成回路182、三角波生成回路183、コンパレータ184を備え、アナログ信号である入力信号に対し、アナログ的な信号処理を例示しているが、ディジタル的な入力信号を用いてディジタル的に処理することも可能である。一例として、入力信号が2の補数形式で表されるディジタル的な波形データの場合、最上位ビットMSBを反転したものが正負を示す信号となり、またMSBを除く各ビットとMSBの排他的論理和エクスクルーシブオアを取ることによって、絶対値波形データを得ることができる。三角波はクロック信号を元にカウンタ等で生成させることができ、ディジタルコンパレータ等によってPWM信号やその反転信号を得ることができる。さらに、これらの処理の一部又はすべてをソフトウェアで実現することも可能である。第2の実施の形態第2の実施の形態は、絶縁トランスTに二つの二次巻線を備え、その両側にダイオードやスイッチを付加した構成について開示している。図9は第2の実施の形態に係る絶縁型電力変換装置を示している。前述の第1の実施の形態では、スイッチング周波数の1周期ごとに1回、スイッチS4、スイッチS4’がオンになっていた。これに対して第2の実施の形態では、スイッチング周波数の半周期でスイッチS4a、スイッチS4a’がオンになり、残りの半周期ではスイッチS4b、スイッチS4b’がオンになっており、スイッチング周波数の1周期ごとに2回のオン動作を行っている。言い換えると、第1の実施の形態が半波整流のような動作をしているのに対して、第2の実施の形態は全波整流のような動作を行っている以下これらの動作を、各々、半波整流型、全波整流型と称する。。図9に示す電力変換装置2の動作を図10~図12に示している。正極性出力動作図10では、正極性電圧の出力時の動作を示している。図10のaは、スイッチS1、スイッチS4a、スイッチS4a’がオン、他のスイッチがオフしたときの動作を示しており、図10のcは、スイッチS2、スイッチS4b、スイッチS4b’がオン、他のスイッチがオフした時の動作を示している。また図10のbと図10のdは、スイッチS3、スイッチS3’がオン、他のスイッチがオフしたときの動作を示している。図10のaにおいて、スイッチS1がオンすると、スイッチS1側の絶縁トランスTの一次巻線n11に直流電源10から電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの二次巻線n21及びn22に誘導起電力が生じる。スイッチS4a’側の絶縁トランスTの二次巻線n21に生じた電流は、スイッチS4a’オン、スイッチS4aオン、インダクタLを通過して負荷16に電力を供給し、この間、インダクタLにはエネルギが蓄積される。図10のbにおいて、スイッチS4aとスイッチS4a’がオフし、スイッチS3とスイッチS3’がオンすると、インダクタLには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチS3、スイッチS3’を通過して負荷16に電力を供給する。またスイッチS1がオフすると、スイッチS2に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTの一次巻線n12に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる。スイッチS1がオンの間に、スイッチS4a、スイッチS4a’がオフ、スイッチS3、スイッチS3’がオンし、その後スイッチS1がオフしてもよい。次に、図10のcにおいてスイッチS2がオンすると、スイッチS2側の絶縁トランスTの一次巻線n12に直流電源10から電流が流れ始めることによって逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの二次巻線n21及びn22に誘導起電力が生じる。スイッチS4b’側の絶縁トランスTの二次巻線n22に生じた電流は、スイッチS4b’オン、スイッチS4bオン、インダクタLを通過して負荷16に電力を供給し、この間、インダクタLにはエネルギが蓄積される。図10のdにおいて、スイッチS4bとスイッチS4b’がオフし、スイッチS3とスイッチS3’がオンすると、インダクタLには、蓄積されていたエネルギによって逆起電力が発生し、スイッチS3、スイッチS3’を通過して負荷16に電力を供給する。またスイッチS2がオフすると、スイッチS1に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTの一次巻線n11に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる。スイッチS2がオンの間にスイッチS4b、スイッチS4b’がオフ、スイッチS3、スイッチS3’がオンし、その後スイッチS2がオフしてもよい。スイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’のデューティ比率が50時に最大出力電圧となる点は、図37、図38のフォワードコンバータと同様である。第1の実施の形態と同じように、正極性出力時にスイッチS4a’、スイッチS4b’、スイッチS3’をオンに固定とすることもできる。損失等のない理想状態時の出力電圧の式式におけるデューティ比率はスイッチS4a、スイッチS4a’のデューティ比率スイッチS4b、スイッチS4b’のデューティ比率となり、式の2倍の出力電圧となる。負極性出力動作図11は負極性電圧の出力時の動作を示している。図11のaは、スイッチS2、スイッチS4a、スイッチS4a’がオン、他のスイッチがオフしたときの動作を示しており、図11のcは、スイッチS1、スイッチS4b、スイッチS4b’がオン、他のスイッチがオフした時の動作を示している。また図11のbと図11のdは、スイッチS3、スイッチS3’がオン、他のスイッチがオフした時の動作を示している。図10と比較すると、スイッチS1、スイッチS2に対応してオンするスイッチが、スイッチS4a、スイッチS4a’であるかスイッチS4b、スイッチS4b’であるかが逆になっていることによって、負極性出力となっており、他の動作は同様である。第1の実施の形態と同じように、負極性出力時にスイッチS4a、スイッチS4bやスイッチS3をオンに固定とすることもできる。回生動作第2の実施の形態でも、出力側で電力を消費する場合には出力動作、出力側から電力が供給される場合には回生動作を行い、いわゆる双方向性動作が可能である。回生動作時のスイッチ等の動作は出力動作と同様であるが、出力側から電力が供給され、電流の方向は逆になる。この関係は、第1の実施の形態に係る図2と図4、図3と図5の対比によって明らかであるので、第2の実施の形態では図や詳細な説明は省略する。DC/ACインバータ時の動作図9に示す電力変換装置2は、DC/ACインバータとしても動作させることができ、この動作を図12に示している。図12は、所望する出力電圧の瞬時値に合わせて、スイッチのオン/オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させることによって出力電圧を変化させ、所望の波形、すなわち交流出力が得られることを示している。出力波形の前半部分では正極性電圧を出力しており、スイッチS1がオン時にスイッチS4a、スイッチS4a’がオンし、スイッチS2がオン時にはスイッチS4b、スイッチS4b’がオンしている。出力波形の後半部分では、負極性電圧を出力しており、スイッチS2がオン時にスイッチS4a、スイッチS4a’がオンし、スイッチS1がオン時にはスイッチS4b、スイッチS4b’がオンしている。スイッチS3、スイッチS3’は、スイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’のいずれかがオンの時にオフとなり、スイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’の全てがオフのときにオンとなっている。また、出力波形の電圧値について、出力波形中の電圧の絶対値が低い部分ではスイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’のデューティ比率は0に近くオン時間がオフ時間よりも短く、電圧の絶対値が高い部分ではデューティ比率は50に近いオン時間がオフ時間に近い。言い換えると、スイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’のディーティ比率によって出力電圧の絶対値を決め、スイッチS4a、スイッチS4a’、及び、スイッチS4b、スイッチS4b’のオン/オフが、スイッチS1、スイッチS2のどちらのオン/オフに同期しているかによって出力電圧の正負が決められることになる。このように、所望の出力波形の瞬時値に対応して、スイッチのオン/オフ設定やスイッチング動作のデューティ比率を順次変化させて、所望の波形、すなわち交流出力を得ており、これは第1の実施の形態に係る図6に示す出力動作と同様である。全波整流型を半波整流型と比較すると、絶縁トランスを駆動する両方向で動作しているため、絶縁トランスの利用効率が向上するというメリットがある。しかし、絶縁トランスの二次巻線が二つ必要となり、また、スイッチS4、スイッチS4a、スイッチS4b等や、スイッチS4’、スイッチS4a’、スイッチS4b’等の数が半波整流型の2倍となる。第3の実施の形態第3の実施の形態では、第1の実施の形態や第2の実施の形態が絶縁トランスTの一次側の駆動回路として、プッシュプル方式を例示しているのに対し、絶縁トランスTの一次側の駆動回路をハーフブリッジ方式としたものを開示している。図13のa、b、c、d及びeは、第3の実施の形態の構成例を示している。ハーフブリッジ方式をプッシュプル方式と比較すると、図13のように、絶縁トランスTの一次巻線が一つで済むという利点がある一方、絶縁トランスTの一次巻線の一方を接続するための中点が必要となる。この中点には、図13のa~図13のcのようにキャパシタCを追加して形成してもよいし、図13のeのように二つの直流電源101、102の中点を利用してもよい。図13のdのように、キャパシタCと直流電源101、102の中点の両方を用いることもできる。この場合、中点には図13のd及びeに示すように、入力端子7を備えればよい。第3の実施の形態において、図14は図13のaに示す回路の動作を示している。スイッチS1がオンすると、絶縁トランスTの一次巻線に直流電源10から電流が流れ始めることによってある方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの二次巻線に同じ方向の誘導起電力が生じる図14のa。スイッチS1がオフすると、スイッチS2に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる図14のb。次にスイッチS2がオンすると、絶縁トランスTの一次巻線に直流電源10から逆方向に電流が流れ始めることによって逆方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの二次巻線に、一次巻線の逆起電力と同じ方向の誘導起電力が生じる図14のc。スイッチS2がオフすると、スイッチS1に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる図14のd。ハーフブリッジ方式のうち、キャパシタCで中点を形成する場合図13のa~dは、絶縁トランスTの一次巻線の一方がそのキャパシタCに接続されており、絶縁トランスTに直流が流れることがないため、絶縁トランスTが磁気飽和しないという特徴を有している。この場合は、図14のa及びcに示す動作だけを、各々50のデューティ比率で交互に繰り返すことも可能である。さらに、スイッチS1とスイッチS2のデューティ比率が完全には同じでない場合でも、絶縁トランスTの一次巻線の一方がキャパシタCに接続されている点の電位が自動的に調整されるので、絶縁トランスTの磁気飽和を防止できる動作が得られる利点もある。図13のeに示すように二つの直流電源101、102の中点を利用する場合は、半波整流型、全波整流型の両方に適用することができるが、キャパシタCで中点を形成する場合図13のa~図13のdは、第1の実施の形態のような半波整流型には適さず、第2の実施の形態のような全波整流型に適用される。これは半波整流型において直流を出力する場合、絶縁トランスTの一次側電流が一方の極性に偏り、キャパシタCが一方向に充電されてしまって正常に動作できなくなるためである。この制約以外はいずれの実施の形態も、絶縁トランスTの二次側の任意の回路や動作との組み合わせが可能である。第4の実施の形態第4の実施の形態は、絶縁トランスTの一次側の駆動回路の他の構成例として、フルブリッジ方式を開示している。図15は第4の実施の形態の構成例を示している。このフルブリッジ方式をプッシュプル方式と比較すると、絶縁トランスTの一次巻線が一つで済む、スイッチS1、スイッチS1’、スイッチS2、スイッチS22の耐電圧が直流電源10の電圧で済むプッシュプル方式では直流電源10の電圧の2倍の耐電圧が必要という利点がある一方、スイッチング素子が二つ多く必要である。第4の実施の形態の動作を図16に示している。スイッチS1とスイッチS1’がオンすると、絶縁トランスTの一次巻線に直流電源10から電流が流れ始めることによってある方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの二次巻線に同じ方向の誘導起電力が生じる図16のa。スイッチS1とスイッチS1’がオフすると、スイッチS2とスイッチS2’に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる図16のb。次にスイッチS2とスイッチS2’がオンすると、絶縁トランスTの一次巻線に直流電源10から逆方向に電流が流れ始めることによって逆方向の逆起電力が生じ、これによって絶縁トランスTの二次巻線に逆起電力と同じ方向の誘導起電力が生じる図16のc。スイッチS2とスイッチS2’がオフすると、スイッチS1とスイッチS1’に並列接続されているダイオードを通して絶縁トランスTの一次巻線に電流が流れ、絶縁トランスTの磁束がリセットされる図16のd。フルブリッジ方式は、絶縁トランスTの二次側の任意の回路や動作との組み合わせが可能である。例えば、第1の実施の形態の半波整流型に適用する場合、正極性出力や正極性回生動作時には図16のaとbとを繰り返せばよく、負極性出力や負極性回生動作時には図16cと図16dを繰り返せばよい。第2の実施の形態の全波整流型に適用する場合は、図16のa~dを順次繰り返せばよい。またフルブリッジ方式は、プッシュプル方式に比べて絶縁トランスTの一次巻線の使用効率が上昇するため、一次巻線の占有率を下げることができ、絶縁トランスTの小型化を図ることができる。以上、本発明における絶縁トランスTの一次側の駆動回路の例として、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式、フルブリッジ方式を示したが、絶縁トランスTの一次側を順方向及び逆方向に駆動できればどのような方式でもよく、例示した方式に限定するものではない。第5の実施の形態第5の実施の形態は、第1の実施の形態の変形例を開示している。図17は、第5の実施の形態の例を示している。A双方向性スイッチング素子の適用絶縁トランスTの二次側のスイッチング素子を双方向性スイッチング素子とすることにより、スイッチング素子の数を減らすことができる後述の第6の実施の形態の他の変形例を用いて構成することも可能である。B絶縁された直流源の追加絶縁トランスTの二次側に別巻線を追加し、各々に整流手段と平滑手段を設けることによって、各々が絶縁された直流源を得ている。これらは図17のように、絶縁トランスTの二次側のスイッチング素子の駆動回路用として使用したり、制御回路等の他の用途に用いることもできる。C制御信号の波形これらA~Cの変形は、各々独立して採用することができ、特に組み合わせに制約は無い。図17に示す第5の実施の形態の構成に関し、制御信号の波形やその変形例を図18~図21に示す。また、図22は、図21に示す制御信号を生成する、制御回路の一例を示している。上記変形例Aについて、第1の実施の形態に係る図1と対比しつつ、図17に基づいて説明する。図1に示す回路では、インダクタLと負荷16の直列回路に並列に、スイッチS3とスイッチS3’の二つのスイッチング素子を対向して直列に用いていた。また、インダクタLと負荷16の直列回路と、絶縁トランスTの二次側巻線の間には、スイッチS4とスイッチS4’の二つのスイッチング素子を対向して直列に用いていた。また、図2~図8では、スイッチS3とスイッチS3’、スイッチS4とスイッチS4’は、各々独立してオン/オフする例を示したが、スイッチS3とスイッチS3’、スイッチS4とスイッチS4’を、各々同時にオン/オフできることは、第1の実施の形態の説明中に示した。図1において、スイッチS3、S3’を同時にオン/オフする場合、この二つのスイッチング素子を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えれば、図17に示すスイッチS3のようになる。また、図1においてスイッチS4、S4’を同時にオン/オフする場合、この二つのスイッチング素子を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えれば、図17のスイッチS4のようになる。これらは両方同時に置き換える必要はなく、一方だけを置き換えることも可能である。即ち、隣り合い対向する二つのスイッチング素子が同時にオン/オフできる場合には、これを一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることができ、係る構成は本願発明の全実施の形態に適用可能である。次に、変形Cについて説明し、この中で変形Bにも言及する。図22は制御回路18の一例を示している。この図22に示す回路は第1の実施の形態に係る図8に相当している。既述の変形Aによって双方向性スイッチング素子への置き換えが行われているため、スイッチS3とスイッチS4の制御信号波形は図6に示す波形と若干相違している。ここで、既述の変形Bの直流源の整流手段と平滑手段の出力電圧は、スイッチS1もしくはスイッチS2のデューティ比率に比例した電圧になる。すなわち図18のような制御信号の場合、整流手段と平滑手段の出力電圧は、図18に示す直流源出力のような電圧波形となるため、スイッチング周波数よりも低い周波数で変動する。この電圧変動を避けるには、平滑手段の時定数を十分に長く取ればよいが、平滑手段が大型化する。そこで、電圧変動を回避するためには、スイッチS1のデューティ比率とスイッチS2のデューティ比率の和が一定値に保たれるように、連続的な駆動とすればよい。一例として、出力が正の区間において、スイッチS1のデューティ比率が0~50まで変動する場合、スイッチS1のオンの前後に1/4周期ずつの期間の間隙を保持しながらスイッチS2をオンさせれば、スイッチS2のデューティ比率は50~0まで変動することになる。また、出力が負の区間においてスイッチS2のデューティ比率が0~50まで変動する場合、スイッチS2のオンの前後に1/4周期ずつの期間の間隙を保持しながらスイッチS1をオンするようにすれば、スイッチS1のデューティ比率は50~0まで変動することになる。この方法によって、スイッチS1のデューティ比率とスイッチS2のデューティ比率の和が一定値この例では50を保つことができ図19、前述の変形Bの直流源の整流手段と平滑手段の出力電圧には変動を生じず、一定の直流電圧を得ることができる。図18及び図19に示す例では、スイッチS4のデューティ比率に連動して、スイッチS1、S2のデューティ比率を変化させていたが、図20や図21に示すように、スイッチS1、S2のデューティ比率は一定のままで、交互にオン/オフさせることも可能である。この場合、正極性電圧を出力しようとしているときには、スイッチS4がオンになるのはスイッチS1がオンの時であり、負極性電圧を出力するときには、スイッチS4がオンになるのはスイッチS2がオンの時である。図20に示す例では、正極性電圧/負極性電圧のいずれを出力しようとしているかによってスイッチS1及びスイッチS2のオン/オフの極性を反転している。一方図21では、スイッチS1、スイッチS2のオン/オフ周期は一定のままで、正極性電圧/負極性電圧のいずれを出力しようとしているかによって、スイッチS1、スイッチS2のいずれがオンの時にスイッチS4をオンにするかを選択している。絶縁トランスTの一次側がハーフブリッジ方式で、キャパシタCで中点を形成する場合は、スイッチS1、スイッチS2のデューティ比率が完全には50ずつではない状態でも、スイッチS1、スイッチS2を交互にオン/オフさせることができる。一方プッシュプル方式やフルブリッジ方式の場合は、デューティ比率の誤差の蓄積による絶縁トランスTの磁気飽和を避けるために、スイッチS1、スイッチS2の両方がオフになる時間を挟んで、磁束リセット動作を行わせることが必要である。なお、図20及び図21でも、前述の変形Bの直流源の整流手段と平滑手段の出力電圧には変動を生じず、図19の最大2倍の一定の直流電圧を得ることができる。これらの駆動方法や変形例と、絶縁トランスTの一次側の回路方式、絶縁トランスTの二次側の回路方式の組み合わせの適否を、表1に示す。この表1中○は組み合わせ可能、×は組み合わせが不適であることを示す。表1の一次側の駆動部においてスイッチS4と記載している部分は、スイッチS4、S4’、S4a、S4a’等の総称である。全波整流型の場合、絶縁トランスTの一次側において、順方向の電流と逆方向の電流の積分値はバランスしている。これに対して半波整流型の場合は通常、絶縁トランスTの一次側の電流の積分値が順方向と逆方向でアンバランスなので、ハーフブリッジ方式のうちキャパシタCで中点を形成する方法を適用することができない表1の※1。全波整流型の場合、スイッチS1とスイッチS2が交互にオン/オフするので、一方をオフに固定することはできない表1の※2。図19のように、スイッチS1とスイッチS2のデューティ比率の合計が一定になるように駆動する場合、一方のデューティ比率が50に近くなると、他方のデューティ比率は低くなる。しかし全波整流型において出力電圧の絶対値が大きい場合は、両方のデューティ比率が50に近づく必要があるので、この駆動変形例は、全波整流型には適さない表1の※3。図22に示す制御回路18では、各スイッチS1、S2、S3、S4の制御信号図21を生成する構成例を示している。この制御回路18は図22に示すように、正負判別回路181、絶対値生成回路182、三角波発生回路183A、三角波発生回路183B、コンパレータ184A、184B、セレクタ185及びクロック生成回路186で構成されている。図22において、図8と同一部分には同一符号を付してある。入力信号を元にして、正負判別回路181により入力信号の正負を示す信号を生成する。絶対値生成回路182では入力信号の絶対値信号を生成する。また、クロック生成回路186は、スイッチング周波数のクロック信号=制御信号S1とその反転信号=制御信号S2を生成する。三角波発生回路183Aではクロック信号により三角波信号三角波1を生成する。三角波発生回路183Bではクロック信号の反転信号逆位相信号により三角波信号三角波2を生成する。コンパレータ184Aでは三角波1と絶対値信号とが比較され、コンパレータ184Bでは三角波2と絶対値信号とが比較される。すなわち、絶対値信号と、三角波1または三角波2の大小を各々比較することにより、コンパレータ184AからPWM1信号、コンパレータ184BからPWM2信号が生成される。そして、セレクタ185では、正負判別回路181の出力により、すなわち、入力信号の正負を示す信号によってPWM1信号またはPWM2信号の切り替えにより、制御信号S3、S4が生成されている。このような構成及びスイッチング制御信号の生成に関し、ディジタル的な回路やソフトウェア等、他の方法手段によって同様の制御信号を生成することも可能である。これらいずれの変形例においても、スイッチS4のデューティ比率によって出力電圧の絶対値が決まる。また、スイッチS1/スイッチS2のどちらがオンのときにスイッチS4がオンになるかによって、出力電圧の極性が決定される。第6の実施の形態第6の実施の形態は、双方向性スイッチの構成例を開示している。図23は第6の実施の形態に係るスイッチS4、S4’S3、S3’に適用可能な双方向性スイッチの構成例を示している。この構成例は既述の変形Aに相当する。図23ではスイッチS4スイッチS4’を例示しているが、スイッチS3スイッチS3’も同様の変形例を用いることができ、かつスイッチS4スイッチS4’とスイッチS3スイッチS3’において、各々任意の変形例を選択して使用することができる。図23のa~eではスイッチング素子としてMOS-FETを例示しているが、J-FET、バイポーラトランジスタ、IGBT等の他の種類のスイッチング素子を使用することができる。また、Nチャンネル素子やNPN素子に代えてPチャンネル素子やPNP素子を用いたり、混在させたりすることもできる。さらに、スイッチング素子に並列にダイオードが接続されている場合、この代わりとして、スイッチング素子の内蔵ダイオード寄生ダイオードを含むを用いることもでき、実装面積やコストを減少させることができる。図23のaは第1の実施の形態や第2の実施の形態と同様の双方向性スイッチを示しており、図23のbはスイッチS4とスイッチS4’の順序を入れ替えたものである。図23のaにおいて、スイッチS4’をオンとし、左から右方向に電流が流れる場合を考える。スイッチS4’にとってはドレインからソース方向に電流が流れ、いわゆる順方向電流が流れる。スイッチS4がオフのままでも、スイッチS4に並列に接続されているダイオードを経由して左から右方向に電流が流れるが、スイッチS4をオンにすればスイッチS4にも同方向の電流が流れるため、スイッチング損失を低減することが出来る。この場合、スイッチS4にはソースからドレイン方向に電流が流れることになり、いわゆる逆方向電流が流れることになる。スイッチング素子の電気的特性は、逆方向電流については規定されていない場合が多い。しかし、図示しているMOS-FETや、J-FETの場合は、オン時に双方向に電流を流すことができることが知られている。またバイポーラトランジスタやIGBTの場合も、オン時に双方向に電流を流すことができるが、逆方向耐電圧が低いことが知られている。ただし、この実施の形態においては、並列にダイオードが接続されており、スイッチング素子への逆方向電圧はダイオードの順方向電圧しかかからないので、逆方向耐電圧が低いことが問題になることはほとんどない。本発明では、負荷16に電力を供給することも、出力側の電力源から絶縁トランスTの一次側の直流電源10に電力を回生することもでき、これらの場合は電流の方向が逆になるので、スイッチS4、スイッチS4’に電流を流す場合は両方をオンにして、双方向に電流を流すことができるようにすればよい。図23のcは双方向性スイッチの変形例を示し、図23のdはスイッチとダイオードの順序を入れ替えたものを示しているスイッチとダイオードの一方のみの順序を入れ替えることも可能。図23のcにおいてスイッチS4’をオンとし、左から右方向に電流が流れる場合を考えると、オンしたスイッチS4’の抵抗に加え、直列接続されたダイオードD4’の順方向電圧が損失要因となるが、図23のaに示す構成では、スイッチS4もオンにすることによって損失を低減できる。このため、図23のaよりも図23のcの方が損失が大きい場合がある。図23のeは、双方向性スイッチのさらなる変形例である。スイッチング素子が1個だけですみ、この素子をオンするだけで双方向に電流を流すことができるという利点がある。ダイオードDが4個必要となり、この場合、どちらの方向の電流に対してもダイオード2個分の順方向電圧損失が追加されることになる。図23のfは、十分な逆方向耐電圧を有する特殊なスイッチング素子の場合に可能となる変形例を示している。例えば、逆方向耐電圧を有するIGBT逆阻止IGBTが存在しており、図23のfに示す構成で使用することができる。図23のaや図23のbに示すように、直列に二つのスイッチング素子を接続する必要がないため、オン時の損失を低減することができる。図23のgは双方向性スイッチング素子による変形例である。図23のgでは双方向性IGBTのような図記号を用いて示しているが、バイポーラトランジスタ等の組み合わせにより構成されている双方向性スイッチング素子であってもよい。いずれの場合も、単一素子で双方向性スイッチ動作を行うことができる。耐電圧などが問題にならない範囲においては、MOS-FET、J-FET、バイポーラトランジスタ、IGBT等のスイッチング素子を図23のgに示す構成で用いてもよい。どのような素子や構成であっても、電流を双方向にスイッチすることができればよく、本発明が既述の例に限定されるものではない。第7の実施の形態第7の実施の形態は、半波整流型第1の実施の形態の、絶縁トランスTの二次側についての変形例を開示している。図24は第7の実施の形態の回路構成例を示している。この実施の形態は下記のような変形例を含んでいる。A絶縁トランスTの二次側のスイッチング素子の一部を双方向性スイッチング素子とすることによって、スイッチング素子数を減らすことができる第5の実施の形態に同じ、第6の実施の形態の他の変形例も適用可能。D絶縁トランスTの二次側において、スイッチング素子の位置や接続の変形例を示している。EインダクタLの位置や接続の変形例を示している。上記D、Eの変形例は、各々別個にかつ独立して採用することができる。ここでは、絶縁トランスTの二次側について、第1の実施の形態図1と対比する。図24のaに示す構成例では、図1のスイッチS4、スイッチS4’を、双方向性スイッチング素子を用いて置き換え、スイッチS4としている変形A。また、インダクタLの位置を変更している変形E。これらは各々独立して採用することが可能である。図24のbに示す構成例では、図1のスイッチS4、スイッチS4’の位置を変更している変形D。スイッチS4、スイッチS4’を、一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることも可能である変形A。また図24のbでは、スイッチS3とスイッチS3’の順序、及びスイッチS4とスイッチS4’の順序を入れ替えた例変形Dを示している。図24のcに示す構成例では、図1のスイッチS4、スイッチS4’のうち、スイッチS4のみの位置を変更している。これに対して図24のdではさらに、図24のcのスイッチS3、スイッチS3’を、一つの双方向性スイッチング素子に置き換え、またスイッチS4とスイッチS4’を入れ替え、インダクタLを二つに分けた例を示している変形D。図24のcや図24のdの構成では、スイッチS4、スイッチS4’を、一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることはできない。即ち変形Dにおいて、対向する二つのスイッチが離れた箇所に接続されている場合は、変形Aとの組み合わせには制限がある。なお、駆動方法等はいずれも、既述の図1や図17に示す構成と同様である。第8の実施の形態第8の実施の形態は、前述のDの変形を全波整流型第2の実施の形態に適用する変形例を開示している。全波整流型においても前述の他の変形を採用可能であるが、例示は省略する。図25は第8の実施の形態の回路構成例を示している。ここでは、第2の実施の形態に係る図9に示す回路の絶縁トランスTの二次側との対比で説明する。図25のaに示す構成例では、図9のスイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’の全ての位置を変更している第7の実施の形態に係る図24のbに対応。この場合は、スイッチS4a、スイッチS4a’を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることも可能であるし、スイッチS4b、スイッチS4b’を一つの双方向性スイッチング素子に置き換えることも可能である変形A。図25のbに示す構成例では、図9のスイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’のうち、スイッチS4a、スイッチS4bのみの位置を変更している第7の実施の形態に係る図24のcに対応。この場合、スイッチS4a、スイッチS4a’、スイッチS4b、スイッチS4b’は、双方向性スイッチング素子に置き換えることはできず、変形Dと変形Aの組み合わせには制限が生じる。駆動方法等はいずれも、図9と同様である。第9の実施の形態第9の実施の形態は、二相DC/ACインバータの構成例を開示している。各相絶縁された複数相が必要な場合は、絶縁トランスTの二次巻線を別々にして、各相に独立した回路を設ければよく、全ての実施の形態や変形を適用可能である。ここでは、より簡易で効果的な例として、絶縁トランスTの二次巻線が一つだけで、各相が非絶縁の、基準電位を共通とする二相出力を例示している。図26は、第9の実施の形態に係る回路構成例を示している。図27及び図28はこの場合の制御及び動作の例を示している。波形は正弦波とし、sin相に対してcos相は位相が90°進んでいる例を示しているが、位相関係や波形、相数などは任意であり、例示したものに本発明が限定されるものではない。図26において、絶縁トランスTの一次側はプッシュプル方式を例示している。また絶縁トランスTの二次側は双方向性スイッチング素子を例示し、半波整流型とした例を示している。図27に示す動作波形において、入力波形の絶対値と三角波の比較によって、絶縁トランスTの二次側の各スイッチの制御信号を生成しており、入力信号の正負によって三角波の位相を180°切り替えている。一方、図28においては、sin相では入力波形の絶対値と鋸歯状波の比較によって、cos相では入力波形の絶対値と逆鋸歯状波の比較によって、絶縁トランスTの二次側の各スイッチの制御信号を生成している。入力信号の正負によって鋸歯状波や逆鋸歯状波の位相を180°切り替えている点は、図27に示す動作波形と同様である。図27において、スイッチS1の3回目のオンに注目すると、この期間内において、スイッチS4sとスイッチS4cの両方がほぼ同じタイミングでオン/オフしている。一方図28では、スイッチS4sの立上りがスイッチS1の立上りと同じタイミング、スイッチS4cの立下りはスイッチS1の立下りと同じタイミングとなっており、タイミングが前後にずれているため、スイッチS4s、S4cの両方がオンしている期間は図27よりも短い。このような工夫により絶縁トランスTの巻線利用効率が向上するので、絶縁トランスTを小型軽量化することもできる。係る構成は、DC/ACインバータとして使用するときだけではなく、2出力のDC/DCコンバータとして使用するときにも適用可能である。なお、図27と図28では、スイッチS1とスイッチS2は交互にオン/オフしているような図になっているが、各々のデューティ比率を完全に50にするのは困難なので、実用的にはオン/オフの間には若干の休止時間が必要である。第10の実施の形態第10の実施の形態はY結線の三相DC/ACインバータの構成例を開示している。図29は第10の実施の形態に係る回路構成例を示し、図30はその動作例を示している。この場合、波形は正弦波とし、U相、V相、W相は、各々の位相が120°ずつ異なっている例を示しているが、位相関係や波形、相数などは任意であり、例示したものに本発明が限定されるものではない。図29の構成例は、絶縁トランスTの一次側はハーフブリッジ方式を例示している。また、絶縁トランスTの二次側には、全て双方向性スイッチング素子を例示し、全波整流型とした例を示している。Y結線では中点電位が三相共通の基準電位となっているが、三相の場合でも、絶縁トランスTの二次巻線数が二つである点は単相の場合と同じである。図30においては、ハーフブリッジ方式の特徴により、スイッチS1とスイッチS2各々のデューティ比率が完全に50ではなくてもよいので、オン/オフの間の休止時間は無くてもよい。図30に示す構成例では、各相の入力と三角波の比較によって、絶縁トランスTの二次側の各スイッチの制御信号を生成している。例えばU相は三角波、V相は鋸歯状波、W相は逆鋸歯状波を用いる等の方法によって各スイッチのタイミングを前後にずらし、複数のスイッチが同時にオンする期間を少なくすれば、絶縁トランスTの巻線利用効率が向上するので、絶縁トランスTを小型軽量化することもできる。このような工夫は、DC/ACインバータとして使用するときだけではなく、基準電位が共通する3出力のDC/DCコンバータとして使用するときにも適用可能である。第11の実施の形態第11の実施の形態は、絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータ及び絶縁型双方向DC/ACインバータの、別の構成例を開示している。図31は第11の実施の形態に係る基本回路の構成例を示している。図31に示すように、絶縁トランスTの二次側は第2の実施の形態に係る全波整流型からスイッチS3やS3’が省略された構成である。このスイッチS3やS3’が省略されているため、インダクタLに蓄積されていたエネルギをスイッチS3やS3’を介して負荷16に供給する動作は行わない。また、絶縁トランスTの一次側の駆動回路としてハーフブリッジ方式を例示しているが、前述のプッシュプル方式、ハーフブリッジ方式第3の実施の形態、フルブリッジ方式第4の実施の形態に限らず、絶縁トランスTの一次側を順方向及び逆方向に駆動できれば何れの構成であってもよい。スイッチS4aやS4bは双方向性スイッチング素子を例示しているが、電流を双方向にオン/オフできれば、どのような素子や構成でもよい第5の実施の形態。さらに、第8の実施の形態に示したスイッチング素子の位置や接続の変形例変形Dや、第7の実施の形態に示したインダクタLの位置や接続の変形例変形Eなどの他の変形例も、適宜適用可能である。出力動作図32のa~dにより、インダクタLにエネルギが蓄積されていなかった場合の動作を説明する。まずスイッチS1及びS4aがオンのとき図32のaを考える。絶縁トランスTの一次巻線には図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスTの二次巻線に誘導起電力が生じ、スイッチS4aを通してインダクタLの前S4a、S4b側に正極性電圧が印加される結果、インダクタLには矢印方向にエネルギが蓄積される。次に、スイッチS1及びS4bがオンのとき図32のbを考える。絶縁トランスTの一次巻線には図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスTの二次巻線に誘導起電力が生じ、スイッチS4bを通してインダクタLの前に負極性電圧が印加される結果、インダクタには矢印方向にエネルギが蓄積される。スイッチS2及びS4bがオンのとき図32のcの動作は、スイッチS1及びS4aがオンのとき図32のaと同様であり、またスイッチS2及びS4aがオンのとき図32のdの動作は、スイッチS1及びS4bがオンのとき図32のbと同様であるので、説明を省略する。以上は、図32のa~dにより、インダクタLにエネルギが蓄積されていなかった場合である。次に、インダクタLへのエネルギ蓄積及び放出について説明する。スイッチS1及びS4aがオンのとき図32のaにインダクタLにエネルギが蓄積され、その後スイッチS1及びS4bがオンのとき図32のbにインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出される場合を、図32のa’及びb’に示す。図32のa’は図32のaと同様であり、直流電源10から絶縁トランスTの一次巻線に図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスTの二次巻線に誘導起電力が生じ、スイッチS4aとインダクタLと負荷に矢印方向の電流が流れ、インダクタLには矢印方向のエネルギが蓄積される。次に、図32のb’では、インダクタLに蓄積されていたエネルギにより逆起電力が発生し、負荷、絶縁トランスTの二次巻線の一つ、S4bという経路で電流が流れる。絶縁トランスTの二次巻線の一つには逆起電力が生じ、絶縁トランスTの二次巻線の他方と絶縁トランスTの一次巻線に誘導起電力が生じる。絶縁トランスTの一次巻線には図中の矢印方向の電流が流れ、直流電源10に電流を戻す。図32のaのスイッチ状態の時間が長く、図32のbのスイッチ状態の時間が短い場合には、図32のa’でインダクタLにエネルギが蓄積され、図32のb’でインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出される図32のc及びdについても同様である。。この時間の長短が逆の場合には、スイッチS1及びS4aがオンのとき図32のaにインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出され、スイッチS1及びS4bがオンのとき図32のbには、インダクタLにエネルギが蓄積される。図32のaと図32のbのスイッチ状態の時間が等しい場合には、時間の前半でインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出され、後半では逆方向にインダクタLにエネルギが蓄積される。出力電圧の制御スイッチS1及びS4aのオン図32のaと、スイッチS2及びS4bのオン図32のcのみを繰り返す場合は、インダクタLの前には常に正極性電圧が印加されるので、負荷には最大の正極性電圧が印加される。スイッチS1及びS4aのオン図32のa時間を長めに、スイッチS1及びS4bのオン図32のb時間を短めに、スイッチS2及びS4bのオン図32のc時間を長めに、スイッチS2及びS4aのオン図32のd時間を短めにして繰り返すと、インダクタLの前にはより長時間の正極性電圧とより短時間の負極性電圧が交互に印加される。この電圧がインダクタLと、存在している場合はキャパシタCによって平滑化される結果、負荷には最大電圧よりも低い正極性電圧が印加される。スイッチS1及びS4aのオン図32のa、スイッチS1及びS4bのオン図32のb、スイッチS2及びS4bのオン図32のc、スイッチS2及びS4aのオン図32のdを等間隔で繰り返すと、インダクタLの前には正極性電圧と負極性電圧が、等間隔で交互に印加される。この電圧がインダクタLと、存在している場合にはキャパシタCによって平滑化される結果、負荷には電圧は印加されない。この結果、回路中の損失を考えない場合、インダクタLに蓄積されるエネルギとインダクタLから逆起電力として放出するエネルギは等しくなり、絶縁トランスTを介してエネルギがやり取りされる結果、絶縁トランスTの一次側の直流電源10から流れ出る電流と流れ込む電流の量が等しくなる。スイッチS1及びS4aのオン図32のaを短めに、スイッチS1及びS4bのオン図32のbを長めに、スイッチS2及びS4bのオン図32のcを短めに、スイッチS2及びS4aのオン図32のdを長めにして繰り返すと、インダクタLの前にはより短時間の正極性電圧とより長時間の負極性電圧が交互に印加される。この電圧がインダクタLと、存在している場合はキャパシタCによって平滑化される結果、負荷には最大電圧よりも低い負極性電圧が印加される。スイッチS1及びS4bのオン図32のbと、スイッチS2及びS4aのオン図32のdのみを繰り返す場合は、インダクタLの前には常に負極性電圧が印加されるので、負荷には最大の負極性電圧が印加される。これらの関係は、図33のタイミング図に示した通りである。スイッチS1、S2は交互にオンになっており、またスイッチS4a、S4bは交互にオンになっている。この図において、波形中の表示はインダクタLの前に正極性電圧が印加されていることを、-表示はインダクタLの前に負極性電圧が印加されていることを示している。図33中の最大出力においては、スイッチS1及びS4aのオン図32のaと、スイッチS2及びS4bのオン図32のcのみを繰り返しており、前述のように負荷には最大の正極性電圧が印加されることになる。この場合、スイッチS1とS4a、及びスイッチS2とS4bは、同相となっている。図33中の1/2出力においては、スイッチS1及びS4aのオン図32のaを長く、スイッチS1及びS4bのオン図32のbを短く、スイッチS2及びS4bのオン図32のcを長く、スイッチS2及びS4aのオン図32のdを短く、を繰り返しており、負荷には最大電圧の半分の電圧の正極性電圧が印加される。この場合、スイッチS1に対してS4a、及びスイッチS2に対してS4bは、45度進みとなっている。図33中の出力ゼロにおいては、スイッチS1及びS4aのオン図32のa、スイッチS1及びS4bのオン図32のb、スイッチS2及びS4bのオン図32のc、スイッチS2及びS4aのオン図32のdを等間隔で繰り返しており、前述のように負荷には電圧は印加されない状態となっている。この場合、スイッチS1に対してS4a、及びスイッチS2に対してS4bは、90度進みとなっている。図33中の-1/2出力においては、スイッチS1及びS4aのオン図32のaを短く、スイッチS1及びS4bのオン図32のbを長く、スイッチS2及びS4bオン図32のcを短く、スイッチS2及びS4aのオン図32のdを長く、を繰り返しており、負荷には最大電圧の半分の電圧の負極性電圧が印加される。この場合、スイッチS1に対してS4a、及びスイッチS2に対してS4bは、135度進みとなっている。図33中の-最大出力においては、スイッチS1及びS4bのオン図32のbと、スイッチS2及びS4aのオン図32のdのみを繰り返しており、前述のように負荷には最大の負極性電圧が印加される。この場合、スイッチS1に対してS4a、及びスイッチS2に対してS4bは、180度進み、即ち逆相になっている。このように、出力電圧はスイッチS1、S2と、スイッチS4a、S4bを駆動する波形の位相関係によって決めることができ、両極性DC/DCコンバータとして動作する。ここでは駆動波形の位相関係によって出力電圧を制御する例を示したが、前述の他の実施の形態を参照すれば出力電圧を制御する他の駆動方法を案出することは容易なので、他の駆動方法の例示は省略する。また、このように出力電圧を正負自由に制御できれば、前述の他の実施の形態と同様、DC/ACコンバータとしても動作可能であることは明らかなので、これ以上の説明は省略する。従来技術による絶縁型DC/DCコンバータとの対比図31のDC/DCコンバータとしての動作を、図34のような従来技術による絶縁型DC/DCコンバータと対比して説明する。図34に示す従来技術による絶縁型DC/DCコンバータの動作について、図35を参照する。スイッチS1がオンのとき図35のaには、絶縁トランスTの一次側に逆起電力が発生、これにより二次側に誘導起電力が発生する。これによりダイオードD5が導通し、インダクタLの前には正極性電圧が印加される。スイッチS2がオンのとき図35のbには、絶縁トランスTの一次側には逆方向の逆起電力が発生、これにより二次側には逆方向の誘導起電力が発生する。これによりダイオードD6が導通し、インダクタLの前には同じく正極性電圧が印加される。スイッチS1のオン図35のaとスイッチS2のオン図35のbの動作を交互に繰り返せば、負荷には最大の正極性電圧が印加されるが、これは図33の最大出力時の動作と同様である。なお、図35のa、bの動作の間にS1もS2もオフの期間を挟めば、その間はインダクタLの前に正極性電圧が印加されないので、インダクタLとキャパシタCによって平滑化される結果、負荷にはより低い電圧が印加される。すなわち、図34では、スイッチS1とS2のデューティ比率によって負荷に印加される電圧を変化させることができる。ただし、図34では、絶縁トランスTの二次側にはダイオードを使用しており、双方向性スイッチ素子のように任意のタイミングで両方向に電流を流すことはできないため、一方向の極性図34では正極性の電圧しか発生することができず、また、絶縁トランスTの二次側から一次側に電力を回生することもできない。回生動作図31のDC/DCコンバータ及びDC/ACインバータにおける回生動作の説明のために、図36のように負荷の代わりに正極性の直流電圧源を接続した場合を例示する。図36のa’では、インダクタLに蓄積されていたエネルギが放出されてインダクタLに逆起電力が生じ、直流電圧源の電圧と加算されて絶縁トランスTの二次巻線の一つに印加され、逆起電力が生じる。この結果、絶縁トランスTの二次巻線の他方と絶縁トランスTの一次巻線に誘導起電力が生じる。絶縁トランスTの一次巻線には図中の矢印方向の電流が流れ、直流電源10に電力を回生する。この動作、及び電流の方向は、図32のa’とは逆になっている。次に図36のb’では、直流電源10から絶縁トランスTの一次巻線に図中の矢印方向に電流が流れて逆起電力が生じ、絶縁トランスTの二次巻線に誘導起電力が生じ、直流電圧源の電圧と加算されて、スイッチS4bを介してインダクタLに矢印方向の電流が流れる結果、インダクタLには矢印方向のエネルギが蓄積される。この動作、及び電流の方向は、図32のb’とは逆になっている。図32のaのスイッチ状態の時間が長く、図32のbのスイッチ状態の時間が短い場合には、図36のa’でインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出され、図36のb’でインダクタLにエネルギが蓄積される。図32のcと図32のdについても同様に、図32のcのスイッチ状態でインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出され、図32のdのスイッチ状態でインダクタLにエネルギが蓄積される。時間の長短が逆の場合、すなわち負極性電圧を出力する制御状態における回生動作では、スイッチS1及びS4aがオンのとき図32のaにインダクタLにエネルギが蓄積され、スイッチS1及びS4bがオンのとき図32のbにはインダクタLに蓄積されていたエネルギが放出される。図32のcと図32のdについても同様である。他の実施の形態上記実施の形態において、電圧検出部で実際の出力電圧を監視し、絶縁伝送部を介して制御回路18にフィードバックすることにより、実際の出力電圧がより正確になるように動作させることもできる。しかし検出回路部や絶縁伝送部は無くても、動作可能である。なお、この場合、制御回路18の構成や動作によって、定電流出力、定インピーダンス出力、定電力出力等にしたり、過電流保護フの字垂下型や垂直垂下型などを追加したりすることも任意である。上記実施の形態において、図1、図9に示す回路には制御回路18を示しているが、この制御回路18は各実施の形態においても同様に設置されている。上記実施の形態では、DC/DCコンバータ動作、DC/ACインバータ動作について例示しているが、本発明の絶縁型電力変換装置は、双方の動作形態だけでなく、一方の動作形態を目的として構成される場合にも適用可能である。以上説明したように、本発明の最も好ましい実施の形態等について説明したが、本発明は、上記記載に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載され、又は発明を実施するための形態に開示された発明の要旨に基づき、当業者において様々な変形や変更が可能であることは勿論であり、斯かる変形や変更が、本発明の範囲に含まれることは言うまでもない。