上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記交流電力のリプルに基づいたタイミングで前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、前記制御回路は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向の軸をd軸、主磁束に対して電気的に直交する方向の軸をq軸と定義したときに、U、V、W相の上下アームのそれぞれを構成するスイッチング素子を駆動させることによりモータに流れるd軸電流およびq軸電流を制御する永久磁石モータの制御装置であって、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合において、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電流のリプル幅ΔIdにd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも小さいことを特徴とする永久磁石モータの駆動装置。上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記交流電力のリプルに基づいたタイミングで前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、前記制御回路は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向の軸をd軸、主磁束に対して電気的に直交する方向の軸をq軸と定義したときに、U、V、W相の上下アームのそれぞれを構成するスイッチング素子を駆動させることによりモータに流れるd軸電流およびq軸電流を制御する永久磁石モータの制御装置であって、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合において、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電流のリプル幅ΔIdにd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも大きいことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記交流電力のリプルに基づいたタイミングで前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、前記制御回路は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向の軸をd軸、主磁束に対して電気的に直交する方向の軸をq軸と定義したときに、U、V、W相の上下アームのそれぞれを構成するスイッチング素子を駆動させることによりモータに流れるd軸電流およびq軸電流を制御する永久磁石モータの制御装置であって、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合において、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電圧の時間積、すなわちd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電圧の時間積、すなわちq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも小さいことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記交流電力のリプルに基づいたタイミングで前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、前記制御回路は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向の軸をd軸、主磁束に対して電気的に直交する方向の軸をq軸と定義したときに、U、V、W相の上下アームのそれぞれを構成するスイッチング素子を駆動させることによりモータに流れるd軸電流およびq軸電流を制御する永久磁石モータの制御装置であって、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合において、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電圧の時間積、すなわちd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電圧の時間積、すなわちq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも大きいことを特徴とする永久磁石モータの制御装置。永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向の軸をd軸、主磁束に対して電気的に直交する方向の軸をq軸と定義したときに、U、V、W相の上下アームのそれぞれを構成するスイッチング素子を駆動させることにより、モータに流れるd軸電流及びq軸電流を制御する永久磁石モータの制御装置であって、前記スイッチング素子の所定時点の第1スイッチング状態から、前記所定時点から所定時間経過後に、当該第1スイッチング状態とは異なるスイッチング状態に遷移するスイッチングパターンを、前記第1スイッチング状態に応じて複数選択し、前記選択された複数のスイッチングパターンにおける前記d軸電流に流れる電流リプル幅及び前記q軸電流に流れる電流リプル幅を演算し、前記d軸及びq軸電流に流れる電流リプル幅の演算結果に基づいて、前記選択された複数のスイッチングパターンのうちいずれかをさらに選択し、当該選択されたスイッチングパターンに基づいて前記スイッチング素子を駆動する永久磁石モータの制御装置。請求項5記載の永久磁石モータの制御装置において、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さいときは、前記d軸電流に流れる電流リプル幅にd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも小さくなるスイッチングパターンを選択し、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きいときは前記d軸電流に流れる電流リプル幅にd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも大きくなるスイッチングパターンを選択する手段を有する永久磁石モータの制御装置。しかしながら、一般的なPWM方式の制御方式であると、上記スイッチング素子は遮断状態から導通状態への切り替り時、あるいは導通状態から遮断状態への切り替り時に電力損失が増大し、発熱量が増大する。また、上述のスイッチング素子の電力損失を低減することが望ましく、また電力損失を低減することにより、スイッチング素子の発熱量を低減できる。そのためには上記スイッチング素子のスイッチング回数を低減することが望ましい。しかし、上述のとおり、一般的なPWM方式では、上記スイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数を低減するために搬送波の周波数を低くすると、電力変換装置から出力される電流の歪が大きくなり、モータ損失の増大につながる。そこで、本発明は、上記課題に鑑み、電力変換装置本実施例では永久磁石モータの制御装置において、モータ損失の増大をできるだけ抑制しつつ、スイッチング損失の低減を図ると共に安全性を向上することを目的とする。以下に説明する実施の形態は製品として好ましい研究成果が反映されており、製品として好ましいより具体的な色々の課題を解決している。以下の実施の形態における具体的な構成や作用により解決される具体的な課題は、以下の実施の形態の欄で説明する。上記課題を解決するために、本発明の電力変換装置においては、例えば、上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいてスイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、パワースイッチング回路が発生する交流電力のスイッチングタイミングでスイッチング素子の導通または遮断を制御するための制御信号を発生する制御回路と、制御回路からの制御信号に基づいて、スイッチング素子を導通または遮断するための駆動信号を発生するドライバ回路とを有し、制御回路は、入力情報に基づいて演算された一の制御周期におけるスイッチング素子の状態と次の制御周期におけるスイッチング素子の状態との関係が不連続の関係となった場合に、一の制御周期におけるスイッチング素子の状態と次の制御周期におけるスイッチング素子の状態とに基づいて、次の制御周期においてスイッチング素子を導通または遮断する制御を追加して行うものである。上アーム用のスイッチング素子と下アーム用のスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を複数個有し、直流電力を受けて交流電力を発生するパワースイッチング回路と、入力情報に基づいて前記スイッチング素子の状態を所定の制御周期ごとに繰り返し演算し、その演算結果に応じて、前記交流電力のリプルに基づいたタイミングで前記スイッチング素子の導通または遮断を制御する制御信号を発生する制御回路と、前記制御回路からの制御信号に基づいて前記スイッチング素子を導通または遮断する駆動信号を発生するドライバ回路と、を有し、前記制御回路は、永久磁石モータの回転子に配置されている永久磁石の主磁束方向の軸をd軸、主磁束に対して電気的に直交する方向の軸をq軸と定義したときに、U、V、W相の上下アームのそれぞれを構成するスイッチング素子を駆動させることによりモータに流れるd軸電流およびq軸電流を制御する永久磁石モータの制御装置であって、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さい場合において、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電流のリプル幅ΔIdにd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも小さくなるように構成すればよい。また、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きい場合において、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電流のリプル幅ΔIdにd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも大きくなるように構成すればよい。更に、前記スイッチング素子のPWMスイッチングによって生じるd軸電圧の時間積がd軸磁束であり、q軸電圧の時間積がq軸磁束であるから、d軸電圧からd軸磁束のリプル幅ΔΦqを求め、q軸電圧からq軸磁束のリプル幅ΔΦqを求めて上記を構成してもよい。また、スイッチング方法について別の表現をすれば、前記スイッチング素子の所定時点の第1スイッチング状態から、前記所定時点から所定時間経過後に、当該第1スイッチング状態とは異なるスイッチング状態に遷移するスイッチングパターンを、前記第1スイッチング状態に応じて複数選択し、前記選択された複数のスイッチングパターンにおける前記d軸電流に流れる電流リプル幅及び前記q軸電流に流れる電流リプル幅を演算し、前記d軸及びq軸電流に流れる電流リプル幅の演算結果に基づいて、前記選択された複数のスイッチングパターンのうちいずれかをさらに選択し、当該選択されたスイッチングパターンに基づいて前記スイッチング素子を駆動するように構成すればよい。更に、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも小さいときは、前記d軸電流に流れる電流リプル幅にd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも小さくなるスイッチングパターンを選択し、前記永久磁石の電気抵抗値の方が前記回転子の鉄心の電気抵抗値よりも大きいときは前記d軸電流に流れる電流リプル幅にd軸インダクタンスを乗じたd軸磁束のリプル幅ΔΦdがq軸電流のリプル幅ΔIqにq軸インダクタンスを乗じたq軸磁束のリプル幅ΔΦqよりも大きくなるスイッチングパターンを選択するように構成すればよい。本発明によれば、電力変換装置において、モータ損失の増大をある程度抑制でき、さらにスイッチング損失を低減できる。なお、以下の実施の形態では、後述するように、製品として望ましい課題を色々解決している。上記発明が解決しようとする課題の欄や発明の効果の欄に記載の内容に加え、以下の実施の形態では、製品化の上で望ましい課題が解決でき、また製品化の上で望ましい効果を奏する。その幾つかを次に記載すると共に実施の形態の説明でも、具体的な課題の解決や具体的な効果について説明する。スイッチング素子のスイッチング頻度の低減以下の実施の形態で説明する電力変換装置では、直流電力から変換される交流磁束リプルとモータの磁極位置信号に基づいて、スイッチング素子のスイッチング動作を制御するために、駆動回路から駆動信号をスイッチング素子に供給し、上記スイッチング素子が、モータの磁極位置に対応付けられて導通あるいは遮断動作を行う。このような構成および作用により、上記スイッチング素子のスイッチング動作の単位時間当たりの回数あるいは交流電力の1サイクル当たりのスイッチング回数を、一般のPWM方式に比べ低減できる。また上記構成においては、パワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング頻度を低減しているにもかかわらず、モータの損失を抑制でき、スイッチング動作に伴う損失を低減できる効果がある。このことはパワースイッチング回路のスイッチング素子の発熱、モータの磁石渦電流による発熱減磁の低減につながる。以下に説明する実施の形態では、回転子の磁石と鎖交する方向の磁束の変動を低減するかわりに前記磁石と鎖交しない、あるいは鎖交する領域の少ない方向の磁束の変動を許容することにより、パワースイッチング回路のスイッチング素子の単位時間当たりのスイッチング回数の低減が可能となる。パワースイッチング回路のスイッチング素子のスイッチング回数を低減できる。なお、スイッチング素子としては、動作速度が速く、また制御信号に基づき導通および遮断動作の両方を制御できる素子が望ましく、このような素子として例えばinsulatedgatebipolartransistor以下IGBTと記すや電界効果トランジスタMOSトランジスタがあり、これらの素子は応答性や制御性の点から望ましい。上記電力変換装置から出力される交流電力は回転電機などで構成されるインダクタンス回路に供給され、インダクタンスの作用に基づいて交流電流を流れる。以下の実施の形態ではインダクタンス回路としてモータやジェネレータの作用を為す回転電機を例に挙げ説明している。回転電機を駆動する交流電力を発生するために本発明を使用することは、効果の点から、最適であるが、回転電機以外のインダクタンス回路に交流電力を供給する電力変換装置としても使用できる。なお、以下の実施の形態では回転電機としてモータおよび発電機として使用されるモータジェネレータを例に説明する。基本的制御本発明の実施形態に係る電力変換装置について、図面を参照しながら以下詳細に説明する。本発明の実施形態に係る電力変換装置は、ハイブリッド用の自動車以下HEVと記すや純粋な電気自動車以下EVと記すの回転電機を駆動する為の交流電力を発生する電力変換装置に適用した例である。HEV用の電力変換装置もEV用の電力変換装置も基本的な構成や制御において共通するところが多く、代表例として、本発明の実施形態に係る電力変換装置をハイブリッド自動車に適用した場合の制御構成と電力変換装置の回路構成について、図1と図2を用いて説明する。図1は、ハイブリッド自動車以下HEVと記述するの制御ブロックを示す図である。エンジンEGNおよびモータジェネレータMG1は車両の走行用トルクを発生する。また、モータジェネレータMG1は回転トルクを発生するだけでなく、モータジェネレータMG1に外部から加えられる機械エネルギーを電力に変換する機能を有する。モータジェネレータMG1は、同期機であり、上述のごとく、運転方法によりモータとしても発電機としても動作する。モータジェネレータMG1を自動車に搭載する場合には、小型で高出力を得ることが望ましく、ネオジムなどの磁石を使用した永久磁石型の同期電動機が適している。また、永久磁石型の同期電動機は誘導電動機に比べて回転子の発熱が少なく、この観点でも自動車用として優れている。エンジンEGNの出力側の出力トルクは動力分配機構TSMを介してモータジェネレータMG1に伝達され、動力分配機構TSMからの回転トルクあるいはモータジェネレータMG1が発生する回転トルクは、トランスミッションTMおよびデファレンシャルギアDEFを介して車輪に伝達される。一方、回生制動の運転時には、車輪から回転トルクがモータジェネレータMG1に伝達され、供給されてきた回転トルクに基づいて交流電力を発生する。発生した交流電力は後述するように電力変換装置200により直流電力に変換され、高電圧用のバッテリ136を充電し、充電された電力は再び走行エネルギーとして使用される。次に電力変換装置200について説明する。インバータ回路140は、バッテリ136と直流コネクタ138を介して電気的に接続されており、バッテリ136とインバータ回路140との相互において電力の授受が行われる。モータジェネレータMG1をモータとして動作させる場合には、インバータ回路140は直流コネクタ138を介してバッテリ136から供給された直流電力に基づき交流電力を発生し、交流コネクタ188を介してモータジェネレータMG1に供給する。モータジェネレータMG1とインバータ回路140からなる構成は第1電動発電ユニットとして動作する。なお、本実施形態では、バッテリ136の電力によって第1電動発電ユニットを電動ユニットとして作動させることにより、モータジェネレータMG1の動力のみによって車両の駆動ができる。さらに、本実施形態では、第1電動発電ユニットを発電ユニットとしてエンジン120の動力或いは車輪からの動力によって作動させて発電させることにより、バッテリ136の充電ができる。また、図1では省略したが、バッテリ136はさらに補機用のモータを駆動するための電源としても使用される。補機用のモータとしては例えば、エアコンディショナーのコンプレッサを駆動するモータ、あるいは制御用の油圧ポンプを駆動するモータである。バッテリ136から直流電力が補機用パワーモジュールに供給され、補機用パワーモジュールは交流電力を発生して補機用のモータに供給する。補機用パワーモジュールはインバータ回路140と基本的には同様の回路構成および機能を持ち、補機用のモータに供給する交流の位相や周波数、電力を制御する。なお、電力変換装置200は、インバータ回路140に供給される直流電力を平滑化するためのコンデンサモジュール500を備えている。電力変換装置200は、上位の制御装置から指令を受けたりあるいは上位の制御装置に状態を表すデータを送信したりするための通信用のコネクタ21を備えている。電力変換装置200は、コネクタ21から入力される指令に基づいて制御回路172でモータジェネレータMG1の制御量を演算し、さらにモータとして運転するか発電機として運転するかを演算し、演算結果に基づいて制御パルスを発生し、その制御パルスをドライバ回路174へ供給する。ドライバ回路174は、供給された制御パルスに基づいて、インバータ回路140を制御するための駆動パルスを発生する。次に、図2を用いてインバータ回路140の電気回路の構成を説明する。なお、以下で半導体素子として絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを使用しており、以下略してIGBTと記す。上アームとして動作するIGBT328及びダイオード156と、下アームとして動作するIGBT330及びダイオード166とで、上下アームの直列回路150が構成される。インバータ回路140は、この直列回路150を、出力しようとする交流電力のU相、V相、W相の3相に対応して備えている。これらの3相は、この実施の形態ではモータジェネレータMG1の電機子巻線の3相の各相巻線に対応している。3相のそれぞれの上下アームの直列回路150は、直列回路の中点部分である接続点中間電極169から交流電流を出力する。この中間電極169は、交流端子159と交流コネクタ188との間を接続する後述する交流バスバー802を通して、モータジェネレータMG1へ接続される。上アームのIGBT328のコレクタ電極153は、正極端子157を介してコンデンサモジュール500の正極側のコンデンサ端子506に電気的に接続されている。また、下アームのIGBT330のエミッタ電極は、負極端子158を介してコンデンサモジュール500の負極側のコンデンサ端子504に電気的に接続されている。上述のように、制御回路172は上位の制御装置からコネクタ21を介して制御指令を受け、これに基づいてインバータ回路140を構成する各相の直列回路150の上アームあるいは下アームを構成するIGBT328やIGBT330を制御するための制御信号である制御パルスを発生し、ドライバ回路174に供給する。ドライバ回路174は、上記制御パルスに基づき、各相の直列回路150の上アームあるいは下アームを構成するIGBT328やIGBT330を制御するための駆動パルスを各相のIGBT328やIGBT330に供給する。IGBT328やIGBT330は、ドライバ回路174からの駆動パルスに基づき、導通あるいは遮断動作を行い、バッテリ136から供給された直流電力を3相交流電力に変換し、この変換された電力はモータジェネレータMG1に供給される。IGBT328は、コレクタ電極153と、信号用エミッタ電極155と、ゲート電極154を備えている。また、IGBT330は、コレクタ電極163と、信号用のエミッタ電極165と、ゲート電極164を備えている。ダイオード156が、コレクタ電極153とエミッタ電極155との間に電気的に接続されている。また、ダイオード166が、コレクタ電極163とエミッタ電極165との間に電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としては金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ以下略してMOSFETと記すを用いてもよい、この場合はダイオード156やダイオード166は不要となる。スイッチング用パワー半導体素子としては、IGBTは直流電圧が比較的高い場合に適していて、MOSFETは直流電圧が比較的低い場合に適している。コンデンサモジュール500は、正極側のコンデンサ端子506と負極側のコンデンサ端子504と正極側の電源端子509と負極側の電源端子508とを備えている。バッテリ136からの高電圧の直流電力は、直流コネクタ138を介して、正極側の電源端子509や負極側の電源端子508に供給され、コンデンサモジュール500の正極側のコンデンサ端子506および負極側のコンデンサ端子504から、インバータ回路140へ供給される。一方、交流電力からインバータ回路140によって変換された直流電力は、正極側のコンデンサ端子506や負極側のコンデンサ端子504からコンデンサモジュール500に供給され、正極側の電源端子509や負極側の電源端子508から直流コネクタ138を介してバッテリ136に供給され、バッテリ136に蓄積される。制御回路172は、IGBT328及びIGBT330のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ以下、マイコンと記述するを備えている。マイコンへの入力情報としては、モータジェネレータMG1に対して要求される目標トルク値、直列回路150からモータジェネレータMG1に供給される電流値、及びモータジェネレータMG1の回転子の磁極位置がある。目標トルク値は、不図示の上位の制御装置から出力された指令信号に基づくものである。電流値は、電流センサ180による検出信号に基づいて検出されたものである。磁極位置は、モータジェネレータMG1に設けられたレゾルバなどの回転磁極センサ不図示から出力された検出信号に基づいて検出されたものである。本実施形態では、電流センサ180は3相の電流値を検出する場合を例に挙げているが、2相分の電流値を検出するようにし、演算により3相分の電流を求めても良い。制御回路172内のマイコンは、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ192のd、q軸の電流指令値を演算し、この演算されたd、q軸の電流指令値と、検出されたd、q軸の電流値との差分に基づいてd、q軸の電圧指令値を演算し、このd、q軸の電圧指令値からパルス状の駆動信号を生成する。制御回路172は後述する本発明の実施形態に係る方式の駆動信号を発生する機能を有する。ここで、d軸とは回転子の磁石による主磁束の方向となる軸であり、q軸はd軸に対して電気的に直交する軸である。本方式は、出力しようとする交流波形のリプルとモータの磁極位置信号に基づいて、スイッチング素子であるIGBT328、330のスイッチング動作を制御する変調方式である。ドライバ回路174は、下アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのIGBT330のゲート電極に出力する。また、上アームを駆動する場合、パルス状の変調波の信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからパルス状の変調波の信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのIGBT328のゲート電極に出力する。これにより、各IGBT328、330は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。こうして制御部174からの駆動信号ドライブ信号に応じて行われる各IGBT328、330のスイッチング動作により、電力変換装置140は、直流電源であるバッテリ136から供給される電圧を、電気角で2π/3rad毎にずらしたU相、V相、W相の各出力電圧に変換し、3相交流モータであるモータジェネレータ192に供給する。なお、電気角とは、モータジェネレータ192の回転状態、具体的には回転子の位置に対応するものであって、0から2πの間で周期的に変化する。この電気角をパラメータとして用いることで、モータジェネレータ192の回転状態に応じて、各IGBT328、330のスイッチング状態、すなわちU相、V相、W相の各出力電圧を決定することができる。また、制御回路172内のマイコンは、異常検知過電流、過電圧、過温度などを行い、直列回路150を保護している。このため、制御回路172にはセンシング情報が入力されている。例えば、各アームの信号用のエミッタ電極155及び信号用のエミッタ電極165からは各IGBT328とIGBT330のエミッタ電極に流れる電流の情報が、対応する駆動部ICに入力されている。これにより、各駆動部ICは過電流検知を行い、過電流が検知された場合には対応するIGBT328、IGBT330のスイッチング動作を停止させ、対応するIGBT328、IGBT330を過電流から保護する。直列回路150に設けられた温度センサ不図示からは直列回路150の温度の情報がマイコンに入力されている。また、マイコンには直列回路150の直流正極側の電圧の情報が入力されている。マイコンは、それらの情報に基づいて過温度検知及び過電圧検知を行い、過温度或いは過電圧が検知された場合には全てのIGBT328、IGBT330のスイッチング動作を停止させる。図3、図4は実施の形態としての電力変換装置200の外観斜視図であり、図4は交流コネクタ187および直流コネクタ138を外した状態を示す。本実施の形態の電力変換装置200は、平面形状がほぼ正方形の直方体形状としたことにより小型化が図れ、また、車両への取り付けが容易となるという効果を有している。8は蓋、10はハウジング、12は流路形成体、13は冷却媒体の入口配管、14は出口配管、420は下カバーである。コネクタ21は、外部との接続のために設けられた信号用のコネクタである。蓋8は、電力変換装置200を構成する回路部品が収納されるハウジング10の上部開口部に固定される。ハウジング10の下部に固定される流路形成体12は、後述するパワーモジュール300及びコンデンサモジュール500を保持するとともに、冷却媒体によってこれらを冷却する。冷却媒体としては、例えば水が用いられる場合が多く、以下では冷媒として説明する。入口配管13および出口配管14は流路形成体12の一側面に設けられ、入口配管13から供給された冷媒は流路形成体12内の後述する流路19に流入し、出口配管14から排出される。なお、冷媒の流入及び流出する方向を変更しても、冷却効率や圧力損失に対して大きな影響を与えない。つまり冷媒が出口配管14側から流入し、入口配管13から流出しても、冷却効率や圧力損失はほぼ変化はない。つまり、本実施形態に係る電力変換装置200は、当該電力変換装置200の中央部に対して入口配管13と出口配管14の配置が対称性を有しているので、車両の冷媒配管の配線の状況に応じて変更できるという利点を有している。交流コネクタ187が装着される交流インターフェイス185および直流コネクタ138が装着される直流インターフェイス137は、ハウジング10の側面に設けられている。交流インターフェイス185は配管13、14が設けられている側面に設けられており、交流インターフェイス185に装着された交流コネクタ187の交流配線187aは配管13、14の間を通って下方に延びている。直流インターフェイス137は交流インターフェイス185が設けられた側面に隣接する側面に設けられており、直流インターフェイス137に装着された直流コネクタ138の直流配線138aも電力変換装置200の下方に延びている。このように、交流インターフェイス185と配管13、14とが同一側面12dの側に配置され、交流配線187aが配管13、14の間を通るように下方に引き出されているので、配管13、14、交流コネクタ187および交流配線187aの占める空間を小さくでき、装置全体の大型化を低減できる。また、配管13、14に対して交流配線187aを下方に引き出しているので、交流配線187aの取り回しが容易になり生産性が向上する。図5は、図4に示す電力変換装置200から蓋8、直流インターフェイス137および交流インターフェイス185を外した状態を示す図である。ハウジング10の一側面には交流インターフェイス185が固定される開口10aが形成され、隣接する他の側面には直流インターフェイス137が固定される開口10bが形成されている。開口10aからは3本の交流バスバー802、すなわち、U相交流バスバー802U、V相交流バスバー802VおよびW相交流バスバー802Wが突出し、開口10bからは直流側の電源端子508、509が突出している。図6は、図5において流路形成体12からハウジング10を外した状態を示す図である。ハウジング10は2つの収納空間を有しており、隔壁10cによって上部収納空間と下部収納空間とに区画されている。上部収納空間にはコネクタ21が固定された制御回路基板20が収納され、下部収納空間にはドライバ回路基板22および後述するバスバーアッセンブリ800が収納される。制御回路基板20には図2に示した制御回路172が実装され、ドライバ回路基板22にはドライバ回路174が実装されている。制御回路基板20とドライバ回路基板22とは不図示のフラットケーブル後述する図7参照によって接続されるが、そのフラットケーブルは隔壁10cに形成されたスリット状の開口10dを通って下部収納空間から上部収納空間へと引き出される。図7は電力変換装置200の分解斜視図である。蓋8の内側の、すなわちハウジング10の上部収納空間には、上述したように制御回路172を実装した制御回路基板20が配置されている。蓋8には、コネクタ21用の開口8aが形成されている。電力変換装置200内の制御回路を動作させる低電圧の直流電力は、コネクタ21から供給される。詳細は後述するが、流路形成体12には、入口配管13から流入した冷媒が流れる流路が形成されている。流路は、流路形成体12の3つの側面に沿って流れるようなコの字形状の流路を形成している。入口配管13から流入した冷媒はコの字形状流路の一端から流路内に流入し、流路内を流れた後に、流路の他端に接続されている出口配管14から流出される。流路の上面には3つの開口部402a~402cが形成されており、直列回路150図1参照を内蔵したパワーモジュール300U、300V、300Wがそれらの開口部402a~402cから流路内に挿入される。パワーモジュール300UにはU相の直列回路150が内蔵され、パワーモジュール300VにはV相の直列回路150が内蔵され、パワーモジュール300WにはW相の直列回路150が内蔵されている。これらパワーモジュール300U~300Wは同一構成になっており、外観形状も同一形状である。開口部402a~402cは、挿入されたパワーモジュール300U~300Wのフランジ部によって塞がれる。流路形成体12には、コの字形状の流路によって囲まれるように、電装部品を収納するための収納空間405が形成されている。本実施形態では、この収納空間405にコンデンサモジュール500が収納されている。収納空間405に収納されたコンデンサモジュール500は、流路内を流れる冷媒によって冷却される。コンデンサモジュール500の上方には、交流バスバー802U~802Wが装着されたバスバーアッセンブリ800が配置される。バスバーアッセンブリ800は、流路形成体12の上面に固定される。バスバーアッセンブリ800には、電流センサ180が固定されている。ドライバ回路基板22は、バスバーアッセンブリ800に設けられた支持部材807aに固定されることにより、バスバーアッセンブリ800の上方に配置される。上述したように、制御回路基板20とドライバ回路基板22とはフラットケーブル23によって接続される。フラットケーブル23は隔壁10cに形成されたスリット状の開口10dを通って下部収納空間から上部収納空間へと引き出される。このように、パワーモジュール300U~300Wとドライバ回路基板22と制御回路基板20とが高さ方向に階層的に配置され、制御回路基板20が強電系のパワーモジュール300U~300Wから最も遠い場所に配置されるので、制御回路基板20側にスイッチングノイズ等が混入するのを低減することができる。さらに、ドライバ回路基板22と制御回路基板20とは隔壁10cによって区画された別の収納空間に配置されるため、隔壁10cが電磁シールドとして機能し、ドライバ回路基板22から制御回路基板20に混入するノイズを低減することができる。なお、ハウジング10はアルミ等の金属材で形成されている。さらに、ハウジング10に一体に形成された隔壁10cに制御回路基板20が固定されるため、外部からの振動に対して制御回路基板20の機械的な共振周波数が高くなる。そのため、車両側からの振動の影響を受け難く、信頼性が向上する。以下では、流路形成体12と、流路形成体12に固定されるパワーモジュール300U~300W、コンデンサモジュール500およびバスバーアッセンブリ800についてより詳しく説明する。図8は、流路形成体12にパワーモジュール300U~300W、コンデンサモジュール500、バスバーアッセンブリ800を組み付けた外観斜視図である。また、図9は、流路形成体12からバスバーアッセンブリ800を外した状態を示す。バスバーアッセンブリ800は、流路形成体12にボルト固定される。まず、図10、図11を参照しながら流路形成体12について説明する。図10は流路形成体12の斜視図であり、図11は流路形成体12を裏面側から見た分解斜視図である。図10に示すように、流路形成体12は平面形状が略正方形の直方体を成し、その側面12dに入口配管13および出口配管14が設けられている。なお、側面12dは、配管13、14が設けられている部分が段差状に形成されている。図11に示すように、流路19は、残りの3つの側面12a~12cに沿うようにコの字形状に形成されている。そして、流路形成体12の裏面側には、流路19の横断面形状とほぼ同一形状を有する、1つに繋がったコの字形状の開口部404が形成されている。この開口部404は、コの字形状の下カバー420によって塞がれる。下カバー420と流路形成体12との間にはシール部材409aが設けられ、気密性が保たれている。コの字形状を成す流路19は、冷媒の流れる方向によって3つの流路区間19a、19b、19cに分けられる。詳細は後述するが、第1の流路区間19aは、配管13、14が設けられた側面12dと対向する位置の側面12aに沿って設けられ、第2の流路区間19bは側面12aの一方の側に隣接する側面12bに沿って設けられ、第3の流路区間19cは側面12aの他方の側に隣接する側面12cに沿って設けられている。冷媒は入口配管13から流路区間19bに流入し、破線矢印で示すように流路区間19b、流路区間19a、流路区間19cの順に流れ、出口配管14から流出される。図10に示すように、流路形成体12の上面側には、流路区間19aに対向する位置に側面12aに平行な長方形の開口部402aが形成され、流路区間19bに対向する位置に側面12bに平行な長方形の開口部402bが形成され、流路区間19cに対向する位置に側面12cに平行な長方形の開口部402cが形成されている。これらの開口部402a~402cを通して、パワーモジュール300U~300Wが流路19内に挿入される。図11に示すように、下カバー420には、上述した開口部402a~402cと対向する位置に、流路19の下側に向かって突出する凸部406がそれぞれ形成されている。これらの凸部406は流路19側から見ると窪みとなっており、開口部402a~402cから挿入されたパワーモジュール300U~300Wの下端部分が、これらの窪みに入り込む。流路形成体12は、開口部404と開口部402a~402cとが対向するように形成されているので、アルミ鋳造により製造し易い構成になっている。図10に示すように、流路形成体12には、3辺を流路19で囲まれるように形成され矩形状の収納空間405が設けられている。この収納空間405にコンデンサモジュール500が収納される。流路19で囲まれた収納空間405は直方体形状であるため、コンデンサモジュール500を直方体形状にすることができ、コンデンサモジュール500の生産性が良くなる。図12乃至図16を用いてインバータ回路140に使用されるパワーモジュール300U~300Wおよびパワーモジュール301a~301cの詳細構成を説明する。上記パワーモジュール300U~300Wおよびパワーモジュール301a~301cはいずれも同じ構造であり、代表してパワーモジュール300Uの構造を説明する。尚、図12乃至図26において信号端子325Uは、図2に開示したゲート電極154および信号用エミッタ電極155に対応し、信号端子325Lは、図2に開示したゲート電極164およびエミッタ電極165に対応する。また直流正極端子315Bは、図2に開示した正極端子157と同一のものであり、直流負極端子319Bは、図2に開示した負極端子158と同一のものである。また交流端子320Bは、図2に開示した交流端子159と同じものである。図12乃至図16を用いてインバータ回路140に使用されるパワーモジュール300U~300Wおよびパワーモジュール301a~301cの詳細構成を説明する。図12aは、本実施形態のパワーモジュール300Uの斜視図である。図12bは、本実施形態のパワーモジュール300Uを断面Dで切断して方向Eから見たときの断面図である。図13は、理解を助けるために、図12に示す状態からネジ309および第二封止樹脂351を取り除いたパワーモジュール300Uを示す図である。図13aは斜視図であり、図13bは図12bと同様に断面Dで切断して方向Eから見たときの断面図である。また、図13cはフィン305が加圧されて湾曲部304Aが変形される前の断面図を示している。図14は、図13に示す状態からさらにモジュールケース304を取り除いたパワーモジュール300Uを示す図である。図14aは斜視図であり、図14bは図12b、図13bと同様に断面Dで切断して方向Eから見たときの断面図である。図15は、図14に示す状態からさらに第一封止樹脂348および配線絶縁部608を取り除いたパワーモジュール300Uの斜視図である。図16は、モジュール一次封止体302の組立工程を説明するための図である。上下アームの直列回路150を構成するパワー半導体素子IGBT328、IGBT330、ダイオード156、ダイオード166が、図14および図15に示す如く、導体板315や導体板318によって、あるいは導体板320や導体板319によって、両面から挟んで固着される。導体板315等は、その放熱面が露出した状態で第一封止樹脂348によって封止され、当該放熱面に絶縁シート333が熱圧着される。第一封止樹脂348は図14に示すように、多面体形状ここでは略直方体形状を有している。第一封止樹脂348により封止されたモジュール一次封止体302は、モジュールケース304の中に挿入して絶縁シート333を挟んで、CAN型冷却器であるモジュールケース304の内面に熱圧着される。ここで、CAN型冷却器とは、一面に挿入口306と他面に底を有する筒形状をした冷却器である。モジュールケース304の内部に残存する空隙には、第二封止樹脂351を充填される。モジュールケース304は、電気伝導性を有する部材、例えばアルミ合金材料Al、AlSi、AlSiC、Al-C等で構成され、かつ、つなぎ目の無い状態で一体に成形される。モジュールケース304は、挿入口306以外に開口を設けない構造であり、挿入口306は、フランジ部304Bよって、その外周を囲まれている。また、図12aに示されるように、他の面より広い面を有する第1放熱面307A及び第2放熱面307Bがそれぞれ対向した状態で配置され、これらの放熱面に対向するようにして、各パワー半導体素子IGBT328、IGBT330、ダイオード156、ダイオード166が配置されている。当該対向する第1放熱面307Aと第2放熱面307Bと繋ぐ3つの面は、当該第1放熱面307A及び第2放熱面307Bより狭い幅で密閉された面を構成し、残りの一辺の面に挿入口306が形成される。モジュールケース304の形状は、正確な直方体である必要が無く、角が図12aに示す如く曲面を成していても良い。このような形状の金属製のケースを用いることで、モジュールケース304を水や油などの冷媒が流れる流路19内に挿入しても、冷媒に対するシールをフランジ部304Bにて確保できるため、冷却媒体がモジュールケース304の内部に侵入するのを簡易な構成で防ぐことができる。また、対向した第1放熱面307Aと第2放熱面307Bに、フィン305がそれぞれ均一に形成される。さらに、第1放熱面307A及び第2放熱面307Bの外周には、厚みが極端に薄くなっている湾曲部304Aが形成されている。湾曲部304Aは、フィン305を加圧することで簡単に変形する程度まで厚みを極端に薄くしてあるため、モジュール一次封止体302が挿入された後の生産性が向上する。上述のように導体板315等を絶縁シート333を介してモジュールケース304の内壁に熱圧着することにより、導体板315等とモジュールケース304の内壁の間の空隙を少なくすることができ、パワー半導体素子の発生熱を効率良くフィン305へ伝達できる。さらに絶縁シート333にある程度の厚みと柔軟性を持たせることにより、熱応力の発生を絶縁シート333で吸収することができ、温度変化の激しい車両用の電力変換装置に使用するのに良好となる。モジュールケース304の外には、コンデンサモジュール500と電気的に接続するための金属製の直流正極配線315Aおよび直流負極配線319Aが設けられており、その先端部に直流正極端子315B157と直流負極端子319B158がそれぞれ形成されている。また、モータジェネレータMG1に交流電力を供給するための金属製の交流配線320Aが設けられており、その先端に交流端子320B159が形成されている。本実施形態では、図15に示す如く、直流正極配線315Aは導体板315と接続され、直流負極配線319Aは導体板319と接続され、交流配線320Aは導体板320と接続される。モジュールケース304の外にはさらに、ドライバ回路174と電気的に接続するための金属製の信号配線324Uおよび324Lが設けられており、その先端部に信号端子325U154、155と信号端子325L164:ゲート電極、165:エミッタ電極がそれぞれ形成されている。本実施形態では、図15に示す如く、信号配線324UはIGBT328と接続され、信号配線324LはIGBT328と接続される。直流正極配線315A、直流負極配線319A、交流配線320A、信号配線324Uおよび信号配線324Lは、樹脂材料で成形された配線絶縁部608によって相互に絶縁された状態で、補助モールド体600として一体に成型される。配線絶縁部608は、各配線を支持するための支持部材としても作用し、これに用いる樹脂材料は、絶縁性を有する熱硬化性樹脂かあるいは熱可塑性樹脂が適している。これにより、直流正極配線315A、直流負極配線319A、交流配線320A、信号配線324Uおよび信号配線324Lの間の絶縁性を確保でき、高密度配線が可能となる。補助モールド体600は、モジュール一次封止体302と接続部370において金属接合された後に、配線絶縁部608に設けられたネジ穴を貫通するネジ309によってモジュールケース304に固定される。接続部370におけるモジュール一次封止体302と補助モールド体600との金属接合には、たとえばTIG溶接などを用いることができる。直流正極配線315Aと直流負極配線319Aは、配線絶縁部608を間に挟んで対向した状態で互いに積層され、略平行に延びる形状を成している。こうした配置および形状とすることで、パワー半導体素子のスイッチング動作時に瞬間的に流れる電流が、対向してかつ逆方向に流れる。これにより、電流が作る磁界が互いに相殺する作用をなし、この作用により低インダクタンス化が可能となる。なお、交流配線320Aや信号端子325U、325Lも、直流正極配線315A及び直流負極配線319Aと同様の方向に向かって延びている。モジュール一次封止体302と補助モールド体600が金属接合により接続されている接続部370は、第二封止樹脂351によりモジュールケース304内で封止される。これにより、接続部370とモジュールケース304との間で必要な絶縁距離を安定的に確保することができるため、封止しない場合と比較してパワーモジュール300Uの小型化が実現できる。図15に示されるように、接続部370の補助モジュール600側には、補助モジュール側直流正極接続端子315C、補助モジュール側直流負極接続端子319C、補助モジュール側交流接続端子320C、補助モジュール側信号接続端子326Uおよび補助モジュール側信号接続端子326Lが一列に並べて配置される。一方、接続部370のモジュール一次封止体302側には、多面体形状を有する第一封止樹脂348の一つの面に沿って、素子側直流正極接続端子315D、素子側直流負極接続端子319D、素子側交流接続端子320D、素子側信号接続端子327Uおよび素子側信号接続端子327Lが一列に並べて配置される。こうして接続部370において各端子が一列に並ぶような構造とすることで、トランスファーモールドによるモジュール一次封止体302の製造が容易となる。ここで、モジュール一次封止体302の第一封止樹脂348から外側に延出している部分をその種類ごとに一つの端子として見た時の各端子の位置関係について述べる。以下の説明では、直流正極配線315A直流正極端子315Bと補助モジュール側直流正極接続端子315Cを含むおよび素子側直流正極接続端子315Dにより構成される端子を正極側端子と称し、直流負極配線319A直流負極端子319Bと補助モジュール側直流負極接続端子319Cを含むおよび素子側直流負極接続端子315Dにより構成される端子を負極側端子と称し、交流配線320A交流端子320Bと補助モジュール側交流接続端子320Cを含むおよび素子側交流接続端子320Dにより構成される端子を出力端子と称し、信号配線324U信号端子325Uと補助モジュール側信号接続端子326Uを含むおよび素子側信号接続端子327Uにより構成される端子を上アーム用信号端子と称し、信号配線324L信号端子325Lと補助モジュール側信号接続端子326Lを含むおよび素子側信号接続端子327Lにより構成される端子を下アーム用信号端子と称する。上記の各端子は、いずれも第一封止樹脂348および第二封止樹脂351から接続部370を通して突出しており、その第一封止樹脂348からの各突出部分素子側直流正極接続端子315D、素子側直流負極接続端子319D、素子側交流接続端子320D、素子側信号接続端子327Uおよび素子側信号接続端子327Lは、上記のように多面体形状を有する第一封止樹脂348の一つの面に沿って一列に並べられている。また、正極側端子と負極側端子は、第二封止樹脂351から積層状態で突出しており、モジュールケース304の外に延出している。このような構成としたことで、第一封止樹脂348でパワー半導体素子を封止してモジュール一次封止体302を製造する時の型締めの際に、パワー半導体素子と当該端子との接続部分への過大な応力や金型の隙間が生じるのを防ぐことができる。また、積層された正極側端子と負極側端子の各々を流れる反対方向の電流により、互いに打ち消しあう方向の磁束が発生されるため、低インダクタンス化を図ることができる。補助モジュール600側において、補助モジュール側直流正極接続端子315C、補助モジュール側直流負極接続端子319Cは、直流正極端子315B、直流負極端子319Bとは反対側の直流正極配線315A、直流負極配線319Aの先端部にそれぞれ形成されている。また、補助モジュール側交流接続端子320Cは、交流配線320Aにおいて交流端子320Bとは反対側の先端部に形成されている。補助モジュール側信号接続端子326U、326Lは、信号配線324U、324Lにおいて信号端子325U、325Lとは反対側の先端部にそれぞれ形成されている。一方、モジュール一次封止体302側において、素子側直流正極接続端子315D、素子側直流負極接続端子319D、素子側交流接続端子320Dは、導体板315、319、320にそれぞれ形成されている。また、素子側信号接続端子327U、327Lは、ボンディングワイヤ371によりIGBT328、330とそれぞれ接続されている。図17は、コンデンサモジュール500の外観斜視図である。コンデンサモジュール500内には複数のコンデンサセルが設けられている。コンデンサモジュール500の上面には、コンデンサモジュール500の流路19に対向する面に近接して、コンデンサ端子503a~503cが突出するように設けられている。コンデンサ端子503a~503cは、各パワーモジュール300の正極端子157及び負極端子158に対応して形成される。コンデンサ端子503a~503cは同一形状を成し、コンデンサ端子503a~503cを構成する負極側コンデンサ端子504と正極側コンデンサ端子506との間には絶縁シートが設けられ、端子間の絶縁が確保されている。コンデンサモジュール500の側面500dの側の上部には、突出部500e、500fが形成されている。突出部500e内には放電抵抗が実装され、突出部500f内にはコモンモードノイズ対策用のYコンデンサが実装されている。また、突出部500fの上面から突出した端子500g、500hに、図5に示した電源端子508、509が取り付けられる。図10に示すように、開口402b、402cと側面12dとの間には凹部405a、405bが形成されており、コンデンサモジュール500を流路形成体12の収納空間405に収納すると、突出部500eは凹部405aに収納され、突出部500fは凹部405bに収納される。突出部500e内に実装された放電抵抗は、インバータ停止時にコンデンサモジュール500内のコンデンサセルに溜まった電荷を放電するための抵抗である。突出部500eが収納される凹部405aは、入口配管13から流入した冷媒の流路の直上に設けられているので、放電時の放電抵抗の温度上昇を抑えることができる。図18は、バスバーアッセンブリ800の斜視図である。バスバーアッセンブリ800は、U、V、W相の交流バスバー802U、802V、802Wと、交流バスバー802U~802Wを保持し固定するための保持部材803と、交流バスバー802U~802Wを流れる交流電流を検出するための電流センサ180と、を備えている。交流バスバー802U~802Wは、それぞれ幅広導体で形成されている。樹脂等の絶縁材料で形成された保持部材803には、ドライバ回路基板22を保持するための複数の支持部材807aが、保持部材803から上方に突出するように形成されている。電流センサ180は、図8に示すようにバスバーアッセンブリ800を流路形成体12上に固体したときに、流路形成体12の側面12dに近接した位置で側面12dに平行となるように、バスバーアッセンブリ800に配置されている。電流センサ180の側面には、交流バスバー802U~802Wを貫通させるための貫通孔181がそれぞれ形成されている。電流センサ180の貫通孔181が形成されている部分にはセンサ素子が設けられており、電流センサ180の上面から各センサ素子の信号線182aが突出している。各センサ素子は、電流センサ180の延在方向、すなわち流路形成体12の側面12dの延在方向に並んで配置されている。交流バスバー802U~802Wは各貫通孔181を貫通し、その先端部分が平行に突出している。図18に示されるように、保持部材803には、位置決め用の突起部806a、806bが上方に向かって突出するように形成されている。電流センサ180はネジ止めにより保持部材803に固定されるが、その際に突起部806a、806bと電流センサ180の枠体に形成された位置決め孔とを係合させることで、電流センサ180の位置決めが行われる。さらに、ドライバ回路基板22を支持部材807aに固定する際に、ドライバ回路基板22側に形成された位置決め孔に位置決め用の突起部806a、806bを係合させることで、電流センサ180の信号線182aがドライバ回路基板22のスルーホールに位置決めされる。信号線182aは、ドライバ回路基板22の配線パターンと半田によって接合される。本実施形態では、保持部材803、支持部材807a及び突起部806a、806bは、樹脂で一体に形成される。このように、保持部材803が電流センサ180とドライバ回路基板22との位置決め機能を備えることになるので、信号線182aとドライバ回路基板22との間の組み付け及び半田接続作業が容易になる。また、電流センサ180とドライバ回路基板22を保持する機構を保持部材803に設けることで、電力変換装置全体としての部品点数を削減できる。交流バスバー802U~802Wは幅広面が水平となるように保持部材803に固定され、パワーモジュール300U~300Wの交流端子159に接続される接続部805が垂直に立上っている。接続部805は先端が凹凸形状をしており、溶接時にこの凹凸部分に熱が集中するような形状となっている。上述したように電流センサ180は流路形成体12の側面12dに平行に配置されているので、電流センサ180の貫通孔181から突出した各交流バスバー802U~802Wは、流路形成体12の側面12dに配置されることになる。各パワーモジュール300U~300Wは、流路形成体12の側面12a、12b、12cに沿って形成された流路区間19a、19b、19cに配置されるので、交流バスバー802U~802Wの接続部805は、バスバーアッセンブリ800の側面12a~12cに対応する位置に配置される。その結果、図8に示すように、U相交流バスバー802Uは側面12bの近傍に配置されたパワーモジュール300Uから側面12dまで延接され、V相交流バスバー802Vは側面12aの近傍に配置されたパワーモジュール300Vから側面12dまで延接され、W相交流バスバー802Wは側面12cの近傍に配置されたパワーモジュール300Wから側面12dまで延設される。図19は、開口部402a~402cにパワーモジュール300U~300Wが固定され、収納空間405にコンデンサモジュール500が収納された流路形成体12を示す図である。図19に示す例では、開口部402bにU相のパワーモジュール300Uが固定され、開口部402aにV相のパワーモジュール300Vが固定され、開口部402cにW相のパワーモジュール300Wが固定される。その後、コンデンサモジュール500が収納空間405に収納され、コンデンサ側の端子と各パワーモジュールの端子とが溶接等により接続される。各端子は、流路形成体12の上端面から突出しており、上方から溶接機をアプローチして溶接作業が行われる。なお、コの字形状に配置された各パワーモジュール300U~300Wの直流正極端子315B及び直流負極端子319Bは、図17に示される、コンデンサモジュール500の上面に突出して設けられたコンデンサ端子503a~503cと接続される。3つのパワーモジュール300U~300Wはコンデンサモジュール500を囲むように設けられているため、コンデンサモジュール500に対する各パワーモジュール300U~300Wの位置的関係が同等となり、同一形状のコンデンサ端子503a~503cを用いてバランス良くコンデンサモジュール500に接続することができる。そのため、コンデンサモジュール500とパワーモジュール300U~300Wとの回路定数が3相の各相においてバランスし易くなり、電流の出し入れがし易い構造となっている。本実施例では、PWM制御モードにおいて、電力変換装置140は前述したようなPWM信号を用いた制御を行う。すなわち、制御回路172内のマイコンにより、入力された目標トルク値に基づいてモータジェネレータ192のd、q軸の電圧指令値を演算し、これをU相、V相、W相の電圧指令値に変換する。そして、各相の電圧指令値に応じた正弦波を基本波として、これを搬送波である所定周期の三角波と比較し、その比較結果に基づいて決定したパルス幅を有するパルス状の変調波をドライバ回路174に出力する。この変調波に応じた駆動信号をドライバ回路174から各相の上下アームにそれぞれ対応するIGBT328、330へ出力することにより、バッテリ136から出力された直流電圧が3相交流電圧に変換され、モータジェネレータ192へ供給される。本発明に係る変調方式の内容については後で詳しく説明する。制御回路172により生成された変調波は、ドライバ回路174に出力される。これにより、当該変調波に応じた駆動信号がドライバ回路174から各相の対応するIGBT328、330へ出力される。その結果、バッテリ136から出力された直流電圧が3相交流電圧に変換され、モータジェネレータ192へ供給される。電力変換装置140のようにスイッチング素子を用いて直流電力を交流電力に変換する場合、単位時間あたりあるいは交流電力の所定位相あたりのスイッチング回数を少なくすると、スイッチング損失を低減することができる反面、変換される交流電力に高調波成分が多く含まれる傾向があるためにモータ損失が増大する可能性がある。そこで本発明では、モータ損失に寄与する高調波成分とモータ損失に寄与しにくい高調波成分に分離して制御することでモータ損失の増大を比較的低く抑えることができ、スイッチング損失を低減できる。次に本発明に係る変調方式を説明するために、先ず始めにPWM制御について図20と図21を参照して説明する。PWM制御の場合は一定周波数の搬送波と出力しようとする交流波形との大小比較に基づいて、スイッチング素子の導通や遮断のタイミングを定め、スイッチング素子を制御する方式である。PWM制御を用いる場合、搬送波周波数を高く設定すると単位時間あたりのスイッチング回数が大きくなり、インバータの損失、特にスイッチング損失は増加するが、脈動の少ない交流電力をモータに供給でき、モータ損失が少ない制御が可能となる。一方、搬送波周波数を低く設定すると単位時間あたりのスイッチング回数が小さくなり、インバータのスイッチング損失は低減するが、脈動の大きい交流電力をモータに供給することとなり、モータ損失の大きい制御となる。つまり、PWMではインバータ損失とモータ損失はトレードオフの関係にある。ここで、ネオジム磁石を使用した永久磁石型同期モータをインバータで駆動したときの損失について調べてみると、磁石の渦電流損失が顕著となる結果が得られることがある。磁石の渦電流損失はモータのスロット形状に起因するスロット高調波とモータ固定子の巻線を流れる電流に含まれる電流高調波に起因するが、PWMのスイッチング周波数の違いなどの変調方式によって磁石の渦電流損失に変化が生ずる。これは電流高調波のリプルのふるまいの違いによるものである。電流高調波に着目して磁石の渦電流損失のメカニズムを述べると以下の通りである。電流高調波によって生じる起磁力高調波はモータの磁気回路によって磁束の高調波となり、回転子の磁束を変動させる。永久磁石型同期モータの回転子は珪素鋼板とネオジム磁石からなっており、それぞれの部材は導電性を有し、部材内部を貫く磁束の高調波の変動方向に直交して渦電流が生ずる。導電率は珪素鋼板に比べてネオジム磁石の方が高いため、ネオジム磁石の方が磁束の高調波に対して渦電流が流れ易く、ネオジム磁石で発生する渦電流損失が顕著となる。PWMではネオジム磁石と珪素鋼板のそれぞれに降り注ぐ磁束の高調波量を区別して制御することはできないので、単位時間当たりのインバータのスイッチング回数を増やして磁束高調波全体を低減する方法に限定される。一方で本発明に係る変調方式は、ネオジム磁石を貫く磁束の変動を選択的に小さくでき、回転子の渦電流損失を低減することができる。図22は本発明を適用した時のU相電圧、U相電流、d軸電流、q軸電流、および磁束の変動のイメージ図である。本発明ではd軸電流、q軸電流のリプルをそれぞれ制御することで、回転子上の磁束の変化量を任意に制御できる。この制御で珪素鋼板を貫く磁束の変動に対しネオジム磁石を貫く磁束の変動を小さくすることで、ネオジム磁石での渦電流の発生を抑制しモータ損失の低減が可能となり、同時にインバータのスイッチング回数の間引きをすることでインバータ損失も低減される。図23は本発明を適用したときのUVW3相電圧パルス、d軸電流リプルΔId、q軸電流リプルΔIq、およびUVW3相電流を示す。ΔIdとΔIqのリプルの図の様子からわかるように、規定された範囲に電流リプルがおさまるように制御されていることがわかる。その結果UVWの相電流も略正弦波状となっている。一方、電圧パルスはPWMのように一定周期でスイッチングせず、スイッチング間隔に厳格な規則性がない。すなわち、本方式は電流リプルを基準にスイッチングタイミングを定めているのでモータの損失を注意深く管理していると共に、不必要に細かなスイッチングをする虞がないためスイッチング回数低減効果がある。図24はある電圧指令に対して望ましい出力電圧ベクトルの決定概念を示す図の一例である。図中に指令電圧ベクトル、出力電圧ベクトル、および出力電圧ベクトルと指令電圧ベクトルとの相対電圧ベクトルを示している。d軸とq軸の方向、および指令電圧ベクトルV=Vd、Vqが図示の位置関係にあるとき、指令電圧ベクトルは領域1に属している。一般的にインバータ2レベルインバータはV1-V6および零電圧ベクトルV0、V7の8種類の電圧出力のみ可能であって、指令電圧ベクトル瞬時的に直接表現することはできない。従ってインバータから出力可能な8種類の電圧ベクトルのいずれかを順次選択して一定時間の平均値が指令電圧ベクトルVと一致するように制御される。図24の一例では指令電圧ベクトルが領域1に属しているので、その近傍の電圧V1、V2およびV0、V7を選択することで、平均電圧を指令電圧ベクトルVに一致させることができる。その他の電圧ベクトルV3、V4、V5、V6を選択に含めることによっても平均電圧を指令電圧ベクトルVに一致させることはできるが、磁束の変動が大きく、その変動を抑えるためにスイッチング回数が増大する場合があるので本実施の形態ではこのような選択はしない。さて、領域1において選択されたV1、V2、V0、V7の電圧を時間積することによって磁束が形成される。Vd、Vqが一定、モータの回転速度も一定であるとき、指令電圧ベクトルの電圧時間積による磁束の目標軌跡は一定半径の円となる。一方で、インバータ出力電圧の時間積によって形成される磁束の軌跡は目標軌跡に追従しようとするが、変動分が残る。本発明は磁束の変動を制御することであるので磁束の目標軌跡と実際の軌跡の差、すなわち磁束の変動を微視的に捉える必要がある。磁束の変動の原因となる電圧は図24のV1′、V2′、V0′、V7′で表され、これらはV1、V2、V0、V7およびVによって次のように定義される。V2′=V2-VV1′=V1-VV0′=V7′=V0-V=V7-V...1なお式1においてV0とV7は図24の平面上ではいずれも大きさ零のベクトルである。従って、V0′とV7′はいずれも大きさ、方向が同一の電圧ベクトルとなる。出力電圧としてV0、V7のいずれを選択しても磁束の軌跡に違いは出ないが、インバータのスイッチング回数において差が出る場合があるので、いずれかスイッチング回数が少なくなる選択をする。図25~図28は図24の指令電圧ベクトルと回転磁極位置の近傍における電圧ベクトルの選択方法とその選択時における磁束の変化の様子を示したものである。図25において時刻T1における磁束の初期状態からV1′、V2′、V7′の電圧ベクトルを印加すると図示の方向に磁束が変化する。この変化は図24のV1′、V2′、V7′のベクトルの大きさと方向に基づいて描かれている。3つの電圧ベクトルのうち、d軸磁束変動範囲ΔΦdとq軸磁束変動範囲ΔΦqの点線内に最も長い時間にわたり滞在できるものはV7′である。つまりV7′を選択することで、磁束変動幅を既定しながら前のスイッチ状態切替時間から次のスイッチ状態切替時間までの時間間隔を最大にすることができる。ここでは時刻T2がスイッチ状態切替時間となる。同様にして図26ではV1′を選択することによってスイッチ状態切替時間T3が決まり、図27ではV2′を選択することによってスイッチ状態切替時間T4が決まり、図28ではV1′を選択することによってスイッチ状態切替時間T5が決まる。このようにスイッチ状態切替時間を次々と探索的に決定することによって磁束の変動の制約をかけることができる。図25~図28までの過程を経て生成される磁束のリプルの軌跡ΔΦd、ΔΦqを得るために、マイコン内部では磁束の軌跡をシミュレートし、スイッチングタイミングを計算する。その計算結果をマイコン端子から出力するにあたっての概念を図29に示す。図の上段はマイコン内でシミュレートされるリプルの軌跡ΔΦd、ΔΦqである。図の中段の電圧ベクトルはリプルの軌跡を得るために選択されるべき電圧ベクトルである。図の下段はマイコン内でのU、V、W相のパルスの生成過程を示す。この下段の図の内、鋸波はタイマカウンタ、点線はレジスタ値、実線は各相の上アームのゲートのスイッチング状態を示す。なお、下アームのスイッチング状態は上アームから相補的に生成され、また実用上はデッドタイムの生成機構も考慮されるべきであるがここでは原理的な動作を説明するので省略する。まず、上段に示した磁束のリプルの軌跡が定まると同時に電圧ベクトルは決定する。電圧ベクトルからU、V、W相のスイッチングパターンは一意に対応付けられるので時間とともに変化する各相のON/OFF状態は定まる。ON/OFF状態を切り替えるタイミングは、マイコンでは鋸波状の時間カウンタ値とレジスタ値が一致したところで得られる。任意のタイミングでON/OFFを行うために、レジスタ値を任意に変化させることができるが、ひとつの鋸波の区間で設定できるONとOFFのタイミングはそれぞれ1回ずつとなる。たとえばV相に着目すると、T2でONからOFFに切り替わる信号を出力させるためにはT2を含む鋸波の区間でレジスタ値を適切にセットすることで、ONからOFFへの信号の切替を得ることができる。この処理をU、V、W各相、任意のタイミングで実施することで任意のパルスを得ることができる。詳細は後述する。続いて上記制御を実現するための制御回路172の構成について説明する。電力変換装置140に搭載される制御回路172の制御方法として、以下では、これら2種類のモータ制御方法を実施の形態として記載する。-実施の形態-本発明の実施の形態に係る制御回路172によるモータ制御系を図30に示す。制御回路172には、上位の制御装置より、目標トルク値としてのトルク指令Tが入力される。トルク指令電流指令変換器210は、入力されたトルク指令Tと、回転磁極センサ193により検出された磁極位置信号θreに基づいて角速度演算器260により演算された電気角速度ωreとに基づいて、予め記憶されたトルク-回転速度マップのデータを用いて、d軸電流指令信号Idおよびq軸電流指令信号Iqを求める。トルク指令電流指令変換器210において求められたd軸電流指令信号Idおよびq軸電流指令信号Iqは、電流制御器ACR220に出力される。電流制御器ACR220は、トルク指令電流指令変換器210から出力されたd軸電流指令信号Idおよびq軸電流指令信号Iqと、電流センサ180により検出されたモータジェネレータ192の相電流検出信号lu、lv、lwが制御回路172上の図示しない3相2相変換器において回転磁極センサからの磁極位置信号θreによりd、q軸上に変換されたId、Iq電流信号とに基づいて、モータジェネレータ192を流れる電流がd軸電流指令信号Idおよびq軸電流指令信号Iqに追従するように、d軸電圧指令信号Vdおよびq軸電圧指令信号Vqをそれぞれ演算する。電流制御器ACR220において求められたd軸電圧指令信号Vdおよびq軸電圧指令信号Vqは、パルス変調器230へ出力される。パルス変調器230は、d軸電圧指令信号Vdおよびq軸電圧指令信号Vqと回転磁極センサからの磁極位置信号θreによりU相、V相、W相の各上下アームにそれぞれ対応する6種類のパルス信号を生成する。そして、生成したパルス信号をドライバ回路174へ出力し、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。以上説明したようにして、制御回路172からドライバ回路174に対して、パルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路174よりインバータ回路140の各IGBT328、330へ駆動信号が出力される。パルス変調器230の詳細を図31に示す。パルス変調器230は、αβ変換器231、電圧ベクトル領域探索器232、SW状態予測器233、3相SW時間演算器234、パルス補正器235、時間カウンタ比較器236により構成される。電流制御器220から出力されたd軸電圧指令信号Vdおよびq軸電圧指令信号Vqは、パルス変調器230においてαβ変換器231とSW状態予測器233に入力される。αβ変換器231は、d軸電圧指令信号Vdおよびq軸電圧指令信号Vqで表されるdq軸回転座標系の電圧表現を回転磁極センサ193の磁極位置信号θreによって、α軸電圧指令信号Vαおよびβ軸電圧指令信号Vβで表されるαβ軸静止座標系に変換する。この変換は式2で表される。Vα=cosθreVd-sinθreVqVβ=sinθreVdcosθreVq...2電圧ベクトル領域検索器232はαβ変換器231からのα軸電圧指令信号Vαおよびβ軸電圧指令信号Vβに基づいて、電圧ベクトルの領域を検索する。電圧ベクトル領域検索器の概念を図32のベクトル図を使って説明する。αβ変換器231からのα軸電圧指令信号Vαおよびβ軸電圧指令信号Vβはαβ平面上のひとつのベクトルとして描くことができる。αβ平面は60 ゚毎に区切られた6つの領域1~領域6に分けられ、VαおよびVβからなるベクトルはこれらの領域のいずれかに属することとなる。この領域を後述するSW状態予測器233に入力する。図33のフローチャートは以上で述べた電圧ベクトル領域検索器232の概念に基づく処理の流れを表したものである。VαVβの逆正接演算905はαβ平面上でのα軸電圧指令信号Vαおよびβ軸電圧指令信号Vβのつくる電圧ベクトルがα軸との偏角θvを求める処理であり、式3で表される。θv=arctanVβ/Vα...3領域情報906は偏角θvが図23の6つの領域1~領域6のいずれの角度範囲に属するかを判定する処理であり、判定後に907a、907bの各領域に割り振られる。3相SW状態への変換970は領域に最も近接した電圧ベクトルを出力する。たとえば、図32によれば、領域1は電圧ベクトルV11、0、0と電圧ベクトルV21、1、0を出力する。領域2~領域6も同様にして電圧ベクトルを出力する。SW状態予測器233は、d軸電圧指令信号Vdおよびq軸電圧指令信号Vqと回転磁極センサ193の磁極位置信号θreによってスイッチング状態を予測し、SW状態情報とSW時間情報を出力する。3相SW時間演算器はSW状態予測器233から出力されたSW状態情報とSW時間情報を入力し、制御周期内のU、V、W各相のスイッチの立上り時間と立下り時間を演算する。パルス補正器235は3相SW時間演算器から出力された信号を後段の時間カウンタ比較器236に挿入する際に、いくつかの禁止則があるため必要となる機能である。パルス補正器235について更に具体的には、3相SW時間演算器から出力された立上り時間Tonおよび立下り時間Toffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理を施し、その結果をパルス補正後の立上り時間Ton′および立下り時間Toff′として時間カウンタ比較器236へ出力する。時間カウンタ比較器236は、パルス補正器235から出力されたパルス補正後の立上り時間Ton′および立下り時間Toff′に基づいて、U相、V相、W相の上下各アームに対するスイッチング指令としてのパルス信号をそれぞれ生成する。時間カウンタ比較器236により生成された各相の上下各アームに対する6種類のパルス信号は、前述のようにドライバ回路174へ出力され、各スイッチング素子に駆動信号が出力される。以上説明したように、制御回路172からドライバ回路174に対して、パルス信号が変調波として出力される。この変調波に応じて、ドライバ回路174よりインバータ回路140の各IGBT328、330へ駆動信号が出力される。図30に示したモータ制御系では、システム性能からの要求などに応じて、モータジェネレータ192に対する制御周期として、たとえば数百μs程度の制御周期が予め定められている。パルス変調器230は、この制御周期ごとに、スイッチング素子であるIGBT328、330の状態を繰り返し演算する。この演算結果に応じて、次の制御周期におけるパルス信号を生成し、ドライバ回路174へ出力する。図35は、SW状態予測器233におけるパルス生成方法のフローチャートである。911の電圧ベクトルが確定している場合は、前回の周期で演算した電流軌跡のΔTが、PWM周期より長く、余りとして次周期に持ち越された部分の電流軌跡について、再演算を行う。911の電圧ベクトルが確定していない場合は、求めた各ベクトル毎のヒステリシス領域内における電流軌跡の移動時間を求め、この時間が最大となるベクトルの選択を行う。本処理は、電流軌跡とヒステリシス領域のdq軸との各交点までの時間を求め、値の小さい方をそのベクトルの電流軌跡の移動時間とする。各ベクトルについて求めた、電流軌跡の候補より、ヒステリシス領域と交わるまでの時間が最大となるものを求める。各ベクトルのdq軸成分Kd、Kqを求める計算式を式1、ΔTの演算式を式2にそれぞれ示す。ここで式中のnは各ベクトルのベクトル番号を示す。また、演算式中のD、Qの値については、パラメータとして予め値を定義してある。このD、Qの値を変更することにより、電流軌跡のリプル状態を調整することができる。図36は、求めた出力電圧ベクトルのモード情報より、U、V、W各相のON、OFF情報の設定を行う。各相のON、OFFの状態は、出力電圧ベクトルにより一意に決まるため、モード情報を判定する事により、これを決定することができる本実施形態におけるパルス変調器230によるパルス生成の基本原理を図37に示す。図37に示すように、制御周期Tnの先頭において、立上り時間Tonおよび立下り時間Toffを演算する。この立上り時間Tonおよび立下り時間Toffに基づいて、パルス補正後の立上り時間Ton′および立下り時間Toff′を決定し、時間カウンタとのコンペアマッチ機能を用いて、U相、V相、W相の各相に対してパルス信号を出力する。なお、図37ではU相のパルス信号のみを例示しているが、V相、W相についても同様である。以上説明したパルス生成の手順を図31のブロック図と図34のフローチャートで対比させて説明する。ステップ910の3相SW状態/時間予測器は、パルス変調器230の一連の処理で、3相SW状態予測器に入力されるd軸電圧指令Vd、q軸電圧指令Vq、磁極位置信号θre、および領域情報によって制御周期毎にSW状態とSW時間を予測する。3相SW状態予測器のSW状態は3相の各アームの電圧レベルがHighかLowのどちらにあるかを示すものであり、SW時間は該当する制御周期のはじめから次のスイッチ切替が生ずるまでの時間を表す。ステップ930ではステップ910で演算したSW時間が制御周期内に存在しているかどうかを判定し、存在する場合はステップ931に進み、存在しない場合はステップ933に進む。ステップ931は制御周期中の残期間でさらにスイッチができる可能性があるかを判定し、可能性がある場合はステップ910に戻り、可能性がない場合はステップ932に進む。この判定基準は後段の時間カウンタ961の立上り時間のレジスタと立下り時間のレジスタのいずれかが空いているかどうかで判断する。前述したように、ひとつの制御周期内では立上りと立下りのレジスタ値はそれぞれ1回まで設定できる。ステップ932の3相SW時間を設定する処理ではUVW各相での立上り時間と立下り時間を算出する。スイッチをさせない場合は制御周期よりも大きな時間を設定することによりレジスタに格納された時間が時間カウンタと交差しないようにすることができる。ステップ933はステップ932と同様にしてUVW各相の立上り時間と立下り時間を設定するが、制御周期中にスイッチをさせないのであるから設定時間はすべて制御周期よりも大きい値を設定する。ステップ932および933で算出した立上り時間Tonおよび立下り時間Toffは、パルス補正器235へ出力する。ステップ940では、パルス補正器235により、ステップ932および933で算出された立上り時間Tonおよび立下り時間Toffに対して、最小パルス幅制限とパルス連続性補償を行うためのパルス補正処理を行う。そして、パルス補正後の立上り時間Ton′および立下り時間Toff′を時間カウンタ比較器236へ出力する。ステップ960では、時間カウンタ比較器236により、次の制御周期Tn1の先頭のタイミングで、ステップ940でパルス補正器438から出力されたパルス補正後の立上り時間Ton′および立下り時間Toff′を次の制御周期Tn1における目標時間値として設定し、目標時間値を更新する。ステップ961では、時間カウンタ比較器236により、時間カウンタの値をステップ960で設定された目標時間値と比較する。この比較結果に基づいて、パルス補正後の立上り時間Ton′においてパルス信号を立上げると共に、パルス補正後の立下り時間Toff′においてパルス信号を立下げることで、パルス信号を生成する。ステップ962では、時間カウンタ比較器236により、ステップ961で生成したパルス信号をドライバ回路174へ出力する。以上説明したステップ910~962の処理がパルス変調器230において行われることによりパルス信号が生成される。次に、図34のステップ940で実行されるパルス補正処理について説明する。前述したようにパルス補正処理は、パルス補正器235において、生成されるパルスに対して最小パルス幅制限とパルス連続性補償を施すために実行される。最小パルス幅制限とは、ステップ932および933で算出された立上り時間Tonおよび立下り時間Toffに応じたパルス幅が所定の最小パルス幅未満となるような場合に、そのパルス幅を最小パルス幅として出力することである。このときの最小パルス幅は、スイッチング素子であるIGBT328、330の応答速度などに応じて定められる。一方、パルス連続性補償とは、一制御周期前の予測に基づいて生成されたパルス波形と今回の制御周期で生成すべきパルス波形との間でパルスパターンが変化しており、そのままではパルス連続性が保てなくなるような場合に、パルス連続性が保たれるようにパルス波形を変化して出力することである。なお、こうしたパルスパターンの変化は、外乱等の要因でモータジェネレータ192の状態が急峻に変化したときや、制御モードを切り替えたときなどに生じる。図38は、パルス連続性補償を行わない場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Tn-1において、前述のような方法により立上り時間Tonが算出され、制御周期Tnにおけるパルス波形981aが出力されたとする。このパルス波形981aは、制御周期Tnにおいて変更することはできない。その後、制御周期Tnにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Tn1におけるパルス波形11bが演算されたとする。このパルス波形981bは、制御周期Tn1の期間では常にオフでありパルスが存在しないため、制御周期Tn1において立上り時間Tonおよび立下り時間Toffは設定されない。しかし、制御周期Tnで既に出力されたパルス波形981aでは、時間Tv1においてオフではなくオンとなっている。そのため、実際の出力パルス波形981cでは、制御周期Tn1において本来はオフとすべきところがオンとなってしまう。このように、パルス連続性補償を行わないと、パルスパターンが途中で変化したときにパルスの連続性が保てなくなってしまうことがある。図39は、パルス連続性補償を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnで次の制御周期Tn1のパルス波形982bを演算したら、そのパルス波形12bの開始時間Tv1におけるオンオフ状態、すなわちスイッチング素子であるIGBT328、330の導通または遮断の制御状態を確認し、制御周期Tnのパルス波形982aと比較する。その結果、パルス波形982aとパルス波形12bのオンオフ状態が時間Tv1において一致しておらず、両パルス波形が不連続な関係となっている場合は、補正後のパルス波形982cのオンオフ状態を時間Tv1で強制的に切り替える。これにより、パルスの連続性が保たれるようにすることができる。すなわち、図39に示すように時間Tv1においてパルス波形982aがオンであり、パルス波形982bがオフである場合は、時間Tv1において補正後のパルス波形982cを強制的にオフとする。この場合、時間Tv1がパルス補正後の立下り時間Toff′として新たに設定される。一方、図39とは反対に、時間Tv1においてパルス波形982aがオフであり、パルス波形982bがオンである場合は、時間Tv1において補正後のパルス波形982cを強制的にオンとする。この場合、時間Tv1がパルス補正後の立上り時間Ton′として新たに設定される。なお、パルス波形982aとパルス波形982bのオンオフ状態が時間Tv1において一致しており、両パルス波形が連続している場合は、このようなパルス連続性補償は行われない。なお、パルス連続性補償によって補正後のパルス波形を強制的にオンまたはオフする場合は、最小パルス幅制限により、そのパルス幅が前述の最小パルス幅未満とならないようにデッドタイムを考慮してパルスが出力される。図40は、最小パルス幅制限を行った場合に出力されるパルス波形の例を示している。制御周期Tn-1において制御周期Tnの立上り時間Tonが算出されてパルス波形983aが出力された後、制御周期Tnにおいてパルスパターンが変化し、次の制御周期Tn1におけるパルス波形983bが演算されたとする。この場合、上記のようなパルス連続性補償により、時間Tv1において補正後のパルス波形983cが強制的にオフとされるが、このときのパルス幅が最小パルス幅未満であったとする。このような場合、最小パルス幅制限が行われ、パルス幅が最小パルス幅まで拡大される。その結果、時間Tv1からずらしたタイミングにおいてオフとなる補正後のパルス波形983dが出力される。このとき、拡大後のパルス幅に応じた時間がパルス補正後の立下り時間Toff′として新たに設定される。なお、図40では補正後のパルス波形を強制的にオフする場合の例を示したが、強制的にオンする場合もこれと同様である。以上説明したパルス補正処理の手順を詳細に説明したフローチャートを図41に示す。ここでは、制御周期Tnにおいてパルス補正処理を実行する場合について説明する。ステップ941において、パルス補正器235は、図34のステップ910において3相SW時間演算器234により算出された立上り時間Tonが次の制御周期Tn1の間に存在するか否かを判定する。制御周期Tn1の間に立上り時間Tonがある場合はステップ942へ進み、ない場合はステップ947へ進む。ステップ942において、パルス補正器235は、図34のステップ910において3相SW時間演算器234により算出された立下り時間Toffが次の制御周期Tn1の間に存在するか否かを判定する。制御周期Tn1の間に立下り時間Toffがある場合はステップ943へ進み、ない場合はステップ945へ進む。ステップ943において、パルス補正器235は、立上り時間Tonから立下り時間Toffまでの期間、または立下り時間Toffから立上り時間Tonまでの期間に対応するパルス幅ΔTが、所定の最小パルス幅未満であるか否かを判定する。なお、パルス幅ΔTは、立上り時間Tonと立下り時間Toffの時間差として求めることができる。また、最小パルス幅は、前述のようにスイッチング素子であるIGBT328、330の応答速度などに応じて予め定めることができる。パルス幅ΔTが最小パルス幅未満である場合はステップ944へ進み、最小パルス幅以上である場合はステップ956へ進む。ステップ944において、パルス補正器235は、3相SW時間演算器234によって算出されたパルスを削除する。すなわち、SW状態予測器233から出力された立上り時間Tonおよび立下り時間Toffの値に関わらず、パルス補正後の立上り時間Ton′および立下り時間Toff′のいずれをも時間カウンタ比較器236へ出力しないようにする。これにより、図34のステップ961で時間カウンタ比較器236によって生成されるパルス信号が制御周期Tn1の期間内では変化せず、スイッチング素子であるIGBT328、330の導通または遮断の制御状態が維持されるようにする。ステップ944を実行したら、ステップ956へ進む。ステップ945において、パルス補正器235は、次の制御周期Tn1の先頭がオフ領域であるか否かを判定する。オフ領域である場合、すなわち制御周期Tnで3相SW時間演算器234によって算出されたパルス波形が時間Tv1においてオフ状態である場合は、ステップ906へ進む。一方、オン領域である場合、すなわち制御周期Tnで3相SW時間演算器234によって算出されたパルス波形が時間Tv1においてオン状態である場合は、ステップ913へ進む。ステップ946において、パルス補正器235は、3相SW時間演算器234によって算出されたパルスを次の制御周期Tn1の先頭において強制的に立下げる。すなわち、時間Tv1をパルス補正後の立下り時間Toff′として新たに設定することで、図34のステップ961で時間カウンタ比較器236によって生成されるパルス信号が制御周期Tn1の先頭で強制的にオフされるようにする。これにより、パルス補正器235において、制御周期TnにおけるIGBT328、330の遮断状態と、次の制御周期Tn1におけるIGBT328、330の遮断状態との関係が不連続の関係となった場合に、IGBT328、330の遮断の制御を追加して行うようにする。ステップ946を実行したら、ステップ953へ進む。ステップ947において、パルス補正器235は、図34のステップ961において時間カウンタ比較器236により算出された立下り時間Toffが次の制御周期Tn1の間に存在するか否かを判定する。制御周期Tn1の間に立下り時間Toffがある場合はステップ948へ進み、ない場合はステップ910へ進む。ステップ948において、パルス補正器235は、次の制御周期Tn1の先頭がオン領域であるか否かを判定する。オン領域である場合、すなわち制御周期Tnで3相SW時間演算器234によって算出されたパルス波形が時間Tv1においてオン状態である場合は、ステップ949へ進む。一方、オフ領域である場合、すなわち制御周期Tnで3相SW時間演算器234によって算出されたパルス波形が時間Tv1においてオフ状態である場合は、ステップ953へ進む。ステップ949において、パルス補正器235は、3相SW時間演算器234によって算出されたパルスを次の制御周期Tn1の先頭において強制的に立上げる。すなわち、時間Tv1をパルス補正後の立上り時間Ton′として新たに設定することで、図34のステップ961において時間カウンタ比較器236によって生成されるパルス信号が制御周期Tn1の先頭で強制的にオンされるようにする。これにより、パルス補正器235において、制御周期TnにおけるIGBT328、330の導通状態と、次の制御周期Tn1におけるIGBT328、330の導通状態との関係が不連続の関係となった場合に、IGBT328、330の導通の制御を追加して行うようにする。ステップ949を実行したら、ステップ953へ進む。ステップ950において、パルス補正器235は、次の制御周期Tn1の先頭がオン領域であるか否かを判定する。オン領域である場合、すなわち制御周期Tnで位相検索器437によって算出されたパルス波形が時間Tv1においてオン状態である場合は、ステップ951へ進む。一方、オフ領域である場合、すなわち制御周期Tnで3相SW時間演算器234によって算出されたパルス波形が時間Tv1においてオフ状態である場合は、ステップ952へ進む。ステップ951において、パルス補正器235は、ステップ949と同様に、3相SW時間演算器234によって算出されたパルスを次の制御周期Tn1の先頭において強制的に立上げる。すなわち、時間Tv1をパルス補正後の立上り時間Ton′として新たに設定することで、図34のステップ961において時間カウンタ比較器236によって生成されるパルス信号が制御周期Tn1の先頭で強制的にオンされるようにする。これにより、パルス補正器235において、制御周期TnにおけるIGBT328、330の導通状態と、次の制御周期Tn1におけるIGBT328、330の導通状態との関係が不連続の関係となった場合に、IGBT328、330の導通の制御を追加して行うようにする。ステップ951を実行したら、ステップ953へ進む。ステップ952において、パルス補正器235は、ステップ946と同様に、3相SW時間演算器234によって算出されたパルスを次の制御周期Tn1の先頭において強制的に立下げる。すなわち、時間Tv1をパルス補正後の立下り時間Toff′として新たに設定することで、図34のステップ961において時間カウンタ比較器236によって生成されるパルス信号が制御周期Tn1の先頭で強制的にオフされるようにする。これにより、パルス補正器235において、制御周期TnにおけるIGBT328、330の遮断状態と、次の制御周期Tn1におけるIGBT328、330の遮断状態との関係が不連続の関係となった場合に、IGBT328、330の遮断の制御を追加して行うようにする。ステップ952を実行したら、ステップ953へ進む。ステップ953において、パルス補正器235は、前回の制御周期Tn-1において演算されたパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′の情報を前回値として取得し、この前回値に基づいて強制切替時のパルス幅を計算する。すなわち、ステップ946、949、951または952において今回のパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′として新たに設定された時間Tv1と、前回値の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′との時間差を求めることによって強制切替時のパルス幅を計算する。なお、前回値の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′の情報は、後述するステップ956において保存されたものが取得される。複数の位相値が前回値の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′として保存されている場合は、その中で時間Tv1に最も近いものが取得される。ステップ954において、パルス補正器235は、ステップ953で計算された強制切替時のパルス幅が最小パルス幅未満であるか否かを判定する。なお、最小パルス幅はステップ943の判定で使用されたのと同じものが用いられる。強制切替時のパルス幅が最小パルス幅未満である場合はステップ955へ進み、最小パルス幅以上である場合はステップ956へ進む。ステップ955において、パルス補正器235は、ステップ953で計算された強制切替時のパルス幅を最小パルス幅となるようにセットする。すなわち、ステップ946、949、951または952において設定された今回のパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′の値を、その初期設定値であるθv1から変更して、前回値の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′に最小パルス幅分に相当する時間値を加えたものとする。これにより、パルス補正器438において、強制切替時のパルス幅が最小パルス幅未満とならないように制限する。なお、ステップ946、949、951および952がいずれも実行されていない場合は、ステップ953~955の各処理を省略してもよい。ステップ956において、パルス補正器235は、上記の各処理によって最終的に決定されたパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′を時間カウンタ比較器236へ出力する。すなわち、ステップ943においてパルス幅ΔTが最小パルス幅以上であると判定された場合は、位相検索器437からの立上り時間Tonと立下り時間Toffをそのままパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′として出力する。また、ステップ946、949、951または952により、パルスを強制的に立上げまたは立下げしたときのパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′の値を設定した場合は、その設定値を出力する。ただし、ステップ955を実行することで設定値を変更した場合は、その変更後の設定値を出力する。ステップ957において、パルス補正器438は、ステップ956で出力されたパルス補正後の立上り時間Ton′または立下り時間Toff′の値を不図示のメモリに保存する。ここで保存された値が、次の制御周期Tn1において図40のフローチャートを実行するときに前回値として取得される。以上説明したステップ941~957の処理により、パルス補正器235においてパルス補正処理が行われる。上記のパルス補正処理によって出力されるパルス波形の例を42~図49にそれぞれ示す。図42は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、942、943および944の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形985aが出力される。このパルス波形985aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形985bを予測する。このパルス波形985bにおけるパルス幅ΔTが最小パルス幅未満であるとステップ943において判定されると、当該パルスはステップ944において削除される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形985cでは、パルスが出力されない。このようにして最小パルス幅制限が行われる。図43は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、942および943の各処理を順に実行し、ステップ904の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形986aが出力される。このパルス波形986aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形986bを予測する。このパルス波形986bにおけるパルス幅ΔTが最小パルス幅以上であるとステップ943において判定されると、ステップ944は実行されない。その結果、パルス波形986bがそのまま補正後のパルス波形986cとして出力される。図44は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、942、945および946の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形987aが出力される。このパルス波形987aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形987bを予測する。このパルス波形987bにより、制御周期Tn1の開始時点の時間Tv1がオフ領域であるとステップ945において判定されると、ステップ946において時間Tv1がパルス補正後の立下り時間Toff′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形17cは、制御周期Tn1の開始時点において強制的に立下げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。図45は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、942および945の各処理を順に実行し、ステップ946の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形988aが出力される。このパルス波形988aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形988bを予測する。このパルス波形988bにより、制御周期Tn1の開始時点の時間Tv1がオン領域であるとステップ945において判定されると、ステップ946は実行されない。その結果、パルス波形988bが補正後のパルス波形988cとしてそのまま出力される。図46は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、947、948および949の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形989aが出力される。このパルス波形989aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形989bを予測する。このパルス波形989bにより、制御周期Tn1の開始時点の時間Tv1がオン領域であるとステップ948において判定されると、ステップ949において時間Tv1がパルス補正後の立上り時間Ton′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形989cは、制御周期Tn1の開始時点において強制的に立上げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。図47は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、947および948の各処理を順に実行し、ステップ949の処理を実行しなかった場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形990aが出力される。このパルス波形990aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形990bを予測する。このパルス波形990bにより、制御周期Tn1の開始時点の時間Tv1がオフ領域であるとステップ948において判定されると、ステップ949は実行されない。その結果、パルス波形990bが補正後のパルス波形990cとしてそのまま出力される。図48は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、947、950および951の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形991aが出力される。このパルス波形991aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形21bを予測する。このパルス波形991bにより、制御周期Tn1の開始時点の時間Tv1がオン領域であるとステップ950において判定されると、ステップ951において時間Tv1がパルス補正後の立上り時間Ton′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形991cは、制御周期Tn1の開始時点において強制的に立上げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。図49は、図41のフローチャートにおいて、ステップ941、947、950および952の各処理を順に実行した場合のパルス波形の例を示している。この場合、制御周期Tnにおいて、たとえばパルス波形992aが出力される。このパルス波形992aは、制御周期Tn-1での予測に基づいたものであり、制御周期Tnにおいて変更することはできない。制御周期Tnでは、次の制御周期Tn1のパルス波形992bを予測する。このパルス波形992bにより、制御周期Tn1の開始時点の時間Tv1がオフ領域であるとステップ950において判定されると、ステップ952において時間Tv1がパルス補正後の立下り時間Toff′として新たに設定される。その結果、実際に出力される補正後のパルス波形992cは、制御周期Tn1の開始時点において強制的に立下げられる。このようにしてパルス連続性補償が行われる。以上説明した実施の形態および奏する作用効果はあくまで一例であり、本発明は上記の実施形態の構成に何ら限定されるものではない。