角周波数ωの交流電圧を全波整流して得られる整流電圧を受けて、q軸電流及びd軸電流をモータ7に供給して駆動するインバータの制御装置において、上記インバータを制御する制御回路5は、q軸電流の指令値iq※として、角周波数ωの正弦関数sinωtに少なくとも上記正弦関数の第3次及び第5次を含む複数の奇数次高調波sin3ωt、sin5ωt...を重畳して、上記モータ7を駆動することを特徴とするインバータの制御装置。上記請求項1記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、更に、d軸電流の指令値id※として、角周波数ωの正弦関数sinωtに上記正弦関数の第3次及び第5次を含む複数の奇数次高調波sin3ωt、sin5ωt...を重畳して、上記モータ7を駆動することを特徴とするインバータの制御装置。上記請求項2記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、q軸電流の指令値iq※及びd軸電流の指令値id※に基づいて得られるモータ7の平均トルクが、奇数次高調波が重畳されない基本波の正弦関数sinωtのみのq軸電流指令値及びd軸電流指令値に基づいて得られる平均トルクと一致するように、上記q軸電流の指令値iq※の振幅を決定することを特徴とするインバータの制御装置。上記請求項2記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、q軸電流の指令値iq※に対するd軸電流の指令値id※の比率id※iq※が固定比率になるように、d軸電流の指令値id※を計算することを特徴とするインバータの制御装置。上記請求項2記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、上記q軸電流の指令値iq※が大きいほど、そのq軸電流の指令値iq※に対するd軸電流の指令値id※の比率id※iq※が大きくなるように、d軸電流の指令値id※を計算することを特徴とするインバータの制御装置。しかしながら、上記従来のインバータの制御装置では、銅損の低減についての研究、検討に際し、モータに生じるトルクとして、磁石トルクを発生させるq軸電流のみを考慮し、リラクタンストルクを発生させるd軸電流idについては変動させずに一定値Idid=Idと簡略化すると共に、q軸電流に重畳する高調波は3次高調波に限定している。従って、このような簡略化、限定の下では、モータに発生する全トルクが影響を受けると共に、低減できる銅損にも限りがあるという欠点がある。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータの制御装置として、銅損を従来よりも一層低減すること、更には、リラクタンストルクをも考慮しつつ銅損を効果的に低減することにある。上記目的を達成するため、本発明は、q軸電流に重畳する高調波として、3次高調波と5次高調波を少なくとも含んだ複数の奇数次高調波を基本波に重畳する構成を採用し、更には、d軸電流をq軸電流と同様に変動させる構成を採用する。具体的に、本願の第1の発明のインバータの制御装置は、角周波数ωの交流電圧を全波整流して得られる整流電圧を受けて、q軸電流及びd軸電流をモータ7に供給して駆動するインバータの制御装置において、上記インバータを制御する制御回路5は、q軸電流の指令値iq※として、角周波数ωの正弦関数sinωtに少なくとも上記正弦関数の第3次及び第5次を含む複数の奇数次高調波sin3ωt、sin5ωt...を重畳して、上記モータ7を駆動することを特徴とする。従って、上記第1の発明では、q軸電流には、基本波に重畳する奇数次高調波として、3次高調波だけでなく、5次高調波も重畳されたり、5次高調波と7次高調波とが重畳されたりするので、これらの重畳されたq軸電流は基本波のみのq軸電流や基本波に3次高調波のみを重畳したq軸電流の場合に比して最大値が小さく抑えられ、その結果、モータで生じる銅損が従来よりも有効に低減され、効率が一層改善される。更に、q軸電流の最大値の低減によって回路素子を耐電流に対して小容量化することができる。また、制御回路のみを変更するだけでよいので、簡便である。また、第2の発明は、上記請求項1記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、更に、d軸電流の指令値id※として、角周波数ωの正弦関数sinωtに上記正弦関数の第3次及び第5次を含む複数の奇数次高調波sin3ωt、sin5ωt...を重畳して、上記モータ7を駆動することを特徴とする。上記第2の発明では、d軸電流には、前記q軸電流と同様に、基本波に重畳する奇数次高調波として、少なくとも3次高調波と5次高調波、更には7次高調波が重畳されるので、d軸電流の変動に応じたリラクタンストルクが得られて、モータにはq軸電流に基づく磁石トルクを合わせた良好な全トルクが得られる。更に、第3の発明は、上記請求項2記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、q軸電流の指令値iq※及びd軸電流の指令値id※に基づいて得られるモータ7の平均トルクが、奇数次高調波が重畳されない基本波の正弦関数sinωtのみのq軸電流指令値及びd軸電流指令値に基づいて得られる平均トルクと一致するように、上記q軸電流の指令値iq※の振幅を決定することを特徴とする。上記第3の発明では、q軸電流の振幅が調整されて、基本波のみのq軸電流及びd軸電流の場合と同様の平均トルクが得られるので、3次高調波のみを重畳する従来の場合に比して、全トルクの低下を招かずに銅損を有効に低減可能である。加えて、第4の発明は、上記請求項2記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、q軸電流の指令値iq※に対するd軸電流の指令値id※の比率id※iq※が固定比率になるように、d軸電流の指令値id※を計算することを特徴とする。上記第4の発明では、q軸電流とd軸電流との比率が一定であるので、インバータの制御回路を簡易に構成できる。また、第5の発明は、上記請求項2記載のインバータの制御装置において、上記制御回路5は、上記q軸電流の指令値iq※が大きいほど、そのq軸電流の指令値iq※に対するd軸電流の指令値id※の比率id※iq※が大きくなるように、d軸電流の指令値id※を計算することを特徴とする。上記第5の発明では、q軸電流iqとd軸電流idとの比率idiq、即ち、q軸電流とd軸電流とを合成した電流ベクトルのq軸からの進み角βのtanβについて、q軸電流が大きいほど前記比率idiqを大値に、即ち、前記進み角βを大きくより進み側に設定するので、最小の電流で同一トルクを得ることができて、鉄損をも小さく抑制して効率を改善することが可能である。以上説明したように、上記第1の発明によれば、q軸電流の最大値を小さく抑えて、モータで生じる銅損を有効に低減でき、効率の改善が可能である。また、上記第2の発明によれば、d軸電流を変動させて、そのd軸電流の変動に応じたリラクタンストルクを得ることができるので、モータには変動するリラクタンストルクと磁石トルクとを合わせた良好な全トルクが得られる。更に、上記第3の発明によれば、q軸電流の振幅を調整して、全トルクの低下を招かずに銅損の低減が可能である。加えて、上記第4の発明によれば、q軸電流とd軸電流との比率を一定にしたので、インバータの制御回路を簡易に構成できる。また、上記第5の発明によれば、最小の電流で同一トルクを得ることができるので、銅損だけでなく鉄損も小さく抑制して、効率を改善できる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。尚、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、又はその用途の範囲を制限することを意図するものではない。第1の実施形態図1は、本発明の第1の実施形態に係るインバータの制御装置1の全体概略構成を示すブロック図である。同図に示したインバータの制御装置1は、コンバータ回路2、フィルタ部3、インバータ回路4及び制御回路5を備える。コンバータ回路2は、4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路よりなり、単相の交流電源6が出力した交流を直流に全波整流する。インバータ回路4は、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが各々逆並列に接続された6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備え、上記コンバータ回路2の整流出力をフィルタ部3を介して受け、その直流電圧を6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング動作によって三相交流電圧に変換し、三相モータ7へ供給する。上記フィルタ部3は、コンバータ回路2と並列に接続されたコンデンサ3aを備える。このコンデンサ3aは、インバータ回路4のスイッチング素子SuSvSwSxSySzのスイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動のみを平滑可能な小容量の静電容量を有する。換言すれば、コンデンサ3aは、コンバータ回路2の整流電圧を平滑する大容量の静電容量を有さないコンデンサである。従って、コンデンサ3aは電界コンデンサではなく、例えば極めて小容量のフィルムコンデンサにより構成される。備えられるコンデンサはこの小容量のフィルムコンデンサ3aのみであり、他に力率改善コンデンサや波形改善用コンデンサは省略して備えられない。制御回路5は、三相モータ7の各相に流れる電流iuiviwを制御するよう上記インバータ回路4の6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzをオンオフ制御する。この制御回路5は、モータ7の三相の界磁コイルに流れる電流iuiviwをベクトル制御によって制御して、モータ7を弱め磁束制御する。具体的には、モータ内部に確立した主磁束方向に磁束を作る電流成分である磁束電流d軸電流idと、このd軸電流とは位相が90°異なるトルク電流q軸電流iqとに分けて独立に制御する。ここで、モータ7は、永久磁石型モータ、例えば、埋込永久磁石型モータ、即ち、回転子に永久磁石が埋め込まれ、固定子に三相の界磁コイルが設けられたモータである。上記制御回路5の内部の要部構成を図2に示す。同図において、制御回路5は、減算器49、速度制御部50、q軸電流指令計算部51、d軸電流指令計算部52を備える。減算器49はモータ7の回転子の回転角周波数ωと、その回転角周波数の指令値ω※との偏差を求める。速度制御部50は、前記偏差ω※-ωに比例積分演算PI演算を行ってトルク指令値T※をq軸電流指令計算部51に出力する。q軸電流指令計算部51は、演算されたトルク指令値T※になるようにq軸電流指令値iq※を計算する。また、d軸電流指令計算部52は、下記式1に示すように、上記計算されたq軸電流指令値iq※に-tanβを乗算してd軸電流指令値id※を得る。上記計算式1において、角度βは、q軸電流指令値iq※とd軸電流指令値id※とを合成した電流ベクトルのq軸からの位相進み角であり、tanβはq軸電流指令値iq※に対するd軸電流指令値id※の比率id※iq※を示す。本実施形態ではこの位相進み角βは一定比率に固定する。上記q軸電流指令値iq※及びd軸電流指令値id※は、図示しないが、d-q軸からU、V、W相への軸変換処理を含む種々の演算処理が行われ、最終的にスイッチング指令CNTが求められて、このスイッチング指令CNTがインバータ回路4に出力される。上記q軸電流指令計算部51の計算の詳細を説明する。この計算部51では、q軸電流指令値iq※を下記式2により計算する。即ち、上記式2から判るように、q軸電流指令値iq※は、単相交流電源6の角周波数ωの正弦関数sinωtに、上記正弦関数の第3次及び第5次の2つの奇数次高調波sin3ωt、sin5ωtを重畳した値である。第3次高調波sin3ωtに乗算される係数13、及び第5次高調波sin5ωtに乗算される係数15は、各々重み係数hであり、これらの係数h13、h15は本実施形態の値に限定されず、種々設定可能である。また、上記式2において、q軸電流指令値iq※の振幅値Iq3は、次のように決定される。先ず、モータ7の発生トルクTは、下記式3で示される。ここで、Pnはモータ7の極対数、Ψaは永久磁石の鎖交磁束数、Ldはd軸インダクタンス、Lqはq軸インダクタンスである。尚、埋込永久磁石型モータの場合、q軸インダクタンスLqはd軸インダクタンスLdよりも大きいLq>Ld。q軸電流指令計算部51は、上記のように計算したq軸電流指令値iq※とd軸電流指令値id※とを上記式3に代入して、そのq軸電流により回転子に埋め込まれた磁石と固定子の回転磁界との間に発生する上記式3の第1項で示される磁石トルクと、そのd軸電流により回転子の鉄心と固定子の回転磁界との間で発生する上記式3の第2項で示されるリラクタンストルクとを合計した瞬時トルクを求め、その求めた瞬時トルクの電源周波数の半周期の間で平均値を求める。また、下記式4に示すように、q軸電流指令値として基本波のみの正弦関数sinωtを採用すると共に、d軸電流指令値としてこのq軸電流指令値sinωtに-tanβを乗算した値を採用した場合に、これらの基本波のみのq軸電流指令値及びd軸電流指令値を上記式3に代入して瞬時トルクを求め、その求めた瞬時トルクの電源周波数の半周期の間での平均値を求める。そして、この求めた2つの平均トルクが同一値となるように、上記式2でのq軸電流指令値iq※の振幅値Iq3を、上記式4でのq軸電流指令値の振幅値Iq1と関連して決定する。尚、本実施形態では、q軸電流指令計算部51において、q軸電流指令値iq※を上記式2のように基本波の正弦関数sinωtに3次及び5次の2つの奇数高調波sin3ωt、sin5ωtを重畳した値を採用したが、本発明はこれに限定されず、例えば下記式5に示すように、3次、5次及び7次の3つの奇数高調波sin3ωt、sin5ωt、sin7ωtを重畳した値を採用しても良い。上記式5では、7次高調波sin7ωtの重み係数hをh17に設定している。図3は、4種のq軸電流波形を示す。同図cは上記式2に示す通り基本波に3次及び5次高調波を重畳した場合のq軸電流波形、同図aは上記式4に示す通り基本波のみのq軸電流波形、同図dは上記式5に示す通り基本波に3次、5次及び7次高調波を重畳した場合のq軸電流波形、同図bは比較例として、特許文献1の技術である基本波に3次高調波のみを重畳した下記式6の場合のq軸電流波形を各々示す。上記式5及び6での各q軸電流指令値iq※の振幅値Iq4、Iq2は、上記したように瞬時トルクの電源周波数の半周期の間での平均トルク値が互いに等しくなるように決定される。ここで、上記4つの式2、4~6において、各q軸電流指令値iq※の振幅値Iq1~Iq4は、奇数次高調波を重畳する数が多いほど小さくなり、Iq1>Iq2>Iq3>Iq4の関係となっている。この関係及び図3から判るように、q軸電流指令値iq※として少なくとも基本波の3次及び5次高調波を重畳し、更には7次高調波以上をも重畳するほど、実際にモータ7に流れる電流の最大値を小さく制限することができるので、モータ7の駆動に際して生じる銅損を有効に低減することが可能である。図4は、図1に示したインバータのように、大容量の電界コンデンサを持たず、極めて小容量のフィルムコンデンサ3aのみを有し、力率改善コンデンサや波形改善用コンデンサを省略した構成でもってモータを駆動した場合において、q軸電流指令値iq※として上記式2、4~6を使用したときの銅損を示す。同図では、高調波を重畳しない基本波のみのq軸電流指令値を用いた場合の銅損を100として表示している。同図に示したように、3次高調波のみを重畳した特許文献1の技術の場合には90.6、本実施形態の式2に基づく3次及び5次高調波の重畳の場合は87.7、本実施形態の式5に基づく3次、5次及び7次高調波の重畳の場合は86.3であり、本実施形態の方が銅損を有効に低減できている。また、本実施形態の3次、5次及び7次高調波の重畳の場合と特許文献1の3次高調波のみを重畳した技術とを比較すると、本実施形態の方が約4も銅損低減効果が大きく、モータ7の駆動効率を改善できる。その際、d軸電流指令値id※は、式1に示す通り、電源周波数ωの2倍の周期で全波整流状に変化する基本q軸電流に対して少なくとも3次及び5次高調波を含む複数の奇数次高調波を重畳したq軸電流指令値iq※に応じて変動するので、このd軸電流指令値id※を一定値に固定する場合と比較して、変動するリラクタンストルクを考慮することができ、精度良いトルク制御が可能である。しかも、基本波のみをq軸電流指令値とする通常の場合と比較して、この通常の場合に発生する全トルクと同一のトルクを発生するように、複数の奇数次高調波を重畳したq軸電流指令値iq※の振幅値Iq3、Iq4を決定しているので、通常の場合と同一の全トルクをモータ7に発生させながら、銅損を従来よりも効果的に低減することができる。更に、d軸電流指令値id※は、複数の奇数次高調波を重畳したq軸電流指令値iq※に固定比率-tanβを乗じて得られるので、d軸電流指令計算部52の構成が簡易である。第2の実施形態次に、本発明の第2の実施形態を説明する。本実施形態では、d軸電流指令計算部52でのd軸電流指令値id※の計算を変更する。上記第1の実施形態では、q軸電流指令値iq※に固定比率-tanβを乗じたが、本実施形態では、この比率-tanβを可変に設定する。具体的に、d軸電流指令計算部52は、上記比率-tanβ、即ち、q軸電流指令値iq※に対するd軸電流指令値id※の比率id※iq※を変更し、q軸電流指令値iq※が大きいほどtanβを大きく変更する。換言すれば、q軸電流指令値iq※が大きいほど、q軸からの位相進み角βをより進み側に変更する。このように変更する理由は次の通りである。一定のトルクを発生させる電流iの位相βに対する特性曲線は、図5に示すように下に凸な曲線となる。また、大値のトルクT1→T2→T3→T4を発生させる電流iほど、その最小電流値この電流値を図中●で示すとなる位相βは進み位相側β1→β2→β3→β4に移行する。従って、q軸電流指令値iq※を大値に設定してモータ7の発生トルクを増大させる場合には、モータ7に流す電流iの位相進み角βを大きく変更すれば、常に最小値の電流iでもってトルクを増大させることができる。従って、本実施形態では、最小の電流でのモータ駆動が可能となるので、上記第1の実施形態での銅損の低減効果に加えて鉄損をも有効に低減でき、損失を最小に抑制することが可能である。その他の実施形態本発明は、上記実施形態1及び2について、以下のような構成としてもよい。重畳する3次高調波sin3ωt、5次高調波sin5ωt、7次高調波sin7ωtの重み係数hを各々、h13、h15、h17に、即ち、N次高調波の重み係数hをh1Nに設定したが、重み係数hの値としてその他の値を採用しても良い。また、基本波に重畳する奇数次高調波は、3次と5次高調波、3次と5次と7次高調波の場合を例示したが、更に9次以上の高調波をも重畳してもよいのは勿論である。