プラズマ処理システムを制御する方法であって、チャンバの少なくとも1つの構成要素からRF信号を受信し、前記RF信号の基本周波数および広帯域周波数の各々に対するピーク電圧情報を取得するために、デジタルの領域で前記RF信号を処理し、前記プラズマ処理システムを制御するフィードバック信号および制御信号の1つとして用いられるウェハバイアス情報を、前記ピーク電圧情報から抽出する方法。前記プラズマ処理システムの制御は、所望のウェハバイアス電位を維持することを含む請求項1に記載の方法。前記RF信号は容量型ピックアップ構成要素を介して受信される請求項2に記載の方法。前記抽出は、少なくともプラズマプロセスパラメータデータを考慮する請求項2に記載の方法。前記プラズマプロセスパラメータデータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙、RF供給電力、RF周波数、RF発生器インピーダンス整合回路のタップ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態およびウェハ抵抗率の少なくとも1つを含む請求項4に記載の方法。前記RF信号の処理は、独立して入力されたRF信号データを考慮することを含む請求項5に記載の方法。前記処理は、前記独立して入力されたRF信号データを用いて前記処理に用いられるデジタルフィルタの調整を実行することを含む請求項6に記載の方法。前記独立して入力された前記のRF信号データは、前記RF信号の基本周波数および駆動信号位相の少なくとも1つを含む請求項6に記載の方法。前記RF信号の処理は、アンチエイリアシングフィルタを使用して前記RF信号をフィルタリングすることを含む請求項4に記載の方法。前記処理は、前記フィルタリング後に前記RF信号にアナログデジタル変換を実行することをさらに含む請求項9に記載の方法。前記アンチエイリアシングフィルタのフィルタ周波数は、前記アナログデジタル変換のために用いられるアナログデジタルコンバータのサンプリング周波数の半分より大きい請求項10に記載の方法。少なくとも1つのチャンバと、前記チャンバの少なくとも1つの構成要素から得られるRF信号からウェハバイアス情報を得る装置とを有するプラズマ処理システムであって、前記RF信号をフィルタリングするアンチエイリアシングフィルタと、前記フィルタリングの後に前記RF信号にアナログデジタル変換を実行するアナログデジタルコンバータと、前記変換後にデジタルの領域で前記RF信号を処理して前記RF信号の各基本周波数および広帯域周波数に対するピーク電圧情報を取得する論理回路と、前記プラズマ処理システムを制御するフィードバック信号および制御信号の1つとして用いられるウェハバイアス情報を、前記ピーク電圧情報から抽出する論理回路とを備えるプラズマ処理システム。前記フィルタリングの前に前記RF信号を受信する容量型ピックアップ構成要素をさらに含む請求項12に記載のプラズマ処理システム。前記抽出する論理回路は、前記ウェハバイアス情報を計算する際に少なくともプラズマプロセスパラメータデータを考慮する請求項12に記載のプラズマ処理システム。前記プラズマプロセスパラメータデータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙、RF供給電力、RF周波数、RF発生器インピーダンス整合回路のタップ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態およびウェハ抵抗率の少なくとも1つを含む請求項14に記載のプラズマ処理システム。前記処理する論理回路は、前記ピーク電圧情報および前記広帯域周波数を計算する際に独立して入力されたRF信号データを考慮する請求項15に記載のプラズマ処理システム。前記処理は、前記独立して入力されたRF信号データを用いて前記処理に用いられるデジタルフィルタの調整を実行することを含む請求項16に記載のプラズマ処理システム。前記独立して入力された前記RF信号データは、前記RF信号の基本周波数および駆動信号位相の少なくとも1つを含む請求項15に記載のプラズマ処理システム。ここで、本発明を、添付の図面に示すいくつかの実施形態を参照して詳細に説明する。以下の説明では、本発明の理解を深めるために多数の具体的な詳細を記載している。しかし、本発明はこれらの具体的な詳細の一部または全部がなくても実施することが可能であることは、当業者にとって明らかであろう。他の例では、本発明が不必要に曖昧とならないように、周知の処理工程および/または構造は詳細に説明していない。方法および技術を含めてさまざまな実施形態を本願明細書の以下に説明する。本発明は、本発明の技術に関する実施形態を実施するためのコンピュータ可読命令を保存するコンピュータ可読媒体を含む製品に及ぶことにも留意する必要がある。コンピュータ可読媒体は、コンピュータ可読コードを保存するために、たとえば、半導体、磁気、光磁気、光学またはその他の形態のコンピュータ可読媒体を含んでもよい。さらに、本発明は本発明の実施形態を実施するための装置にも及んでもよい。このような装置は、本発明の実施形態に関するタスクを実施するための専用回路および/またはプログラマブル回路を含んでもよい。このような装置の例は、適切にプログラムされる場合、汎用計算機および/または専用計算機を含み、コンピュータ/計算機と、発明の実施形態に関するさまざまなタスクに適した専用/プログラマブル回路との組合せを含んでもよい。開示する発明の実施形態は、ESCのRF電圧を適切にフィルタリングして調整し、ウェハにバイアスをかける際に多重RF周波数の寄与を示す伝達関数を利用することによって、ウェハバイアス電位を測定する能力をエンドユーザに提供する。図2は、開示するRF電圧伝達関数の出力に対するウェハバイアスの相関性を示し、Rの2乗値が1にかなり近似している[たとえばR-sq:0.97]ことを示す。本発明は、炭化ケイ素ピンでDCバイアス電位を測定する既存の方法を改善しようと試みる間に着想した。このピンの摩耗率およびピンを収容したクォーツ絶縁材の摩耗率は、製造スループットの制限因子であることがわかった。多周波数プラズマのRF電圧とウェハ電位との間に非線形関係が存在したが、伝達関数はプラズマを駆動する個々の周波数それぞれの寄与に基づいてウェハ電位を誘導するために使用できたことがわかった。図3に示すように、Siカーバイドピンによって見られるプラズマ電位とワイヤードウェハによって測定されるウェハ電位との関係を確認するために試験を実施した。そこで、開示する伝達関数は、既存のSiカーバイドピンによって見られる電圧信号との相関性が高いことを示した。図4は、LamDFC2300Flex45プラットフォームカリフォルニア州フレモント、LamResearch社製で2MHz、27MHzおよび60MHzを使用してHARC高アスペクト比コンタクト処理時にSiHERホットエッジリングによって見られる電圧に対するSiカーバイドピンによって見られる電圧を示す。ワイヤードウェハに対するSiカーバイドピンの上記の相関性を考慮すると、可換性は、プラズマを駆動する個々のRF電圧に関わる伝達関数がウェハ界面のプラズマシース電圧も有効に表現するという意見に信頼性を与える。1または複数の実施形態では、伝達関数を誘導するためにRF電圧に状態空間解析を実行してもよい。状態空間モデリングはよく知られており、本願明細書では詳しく説明しない。1または複数の実施形態は、頑健性を改善するために、知られている過度的な取扱技術を適用してもよい。図面および以下の説明を参照して発明の実施形態の特徴および利点をさらに良く理解することができる。一般的に言えば、RF駆動プラズマ内でプラズマシース電位のDC成分を間接的に測定する能力は、ESCにごく接近しているRFロッドに接続される電圧プローブに依存する。図5Aは、インピーダンス整合回路網506を介した3つのRF発生器504A、504Bおよび504CによるESC502電源から成るRF駆動プラズマを有するシステムを示す。これらのRF発生器は、図に示すように異なるRF周波数を提供し、周波数の数が用いられているが、用途に応じて、用いられる正確な周波数と用いられるRF発生器の数とを変えてもよい。基板508またはESCを伴う別の非プラズマ曝露要素にごく近接するすなわち、RF電圧を感知できるほど十分近いRFロッドまたは別の好適なRF検出機構は、RF電圧を容量分圧器ネットワーク530に提供する。容量分圧器530は、図5Bと共に本願明細書にさらに詳細に説明する。次に、容量分圧器ネットワーク530の出力は、信号調整および処理ブロック532に提供され、図5Cと共に本願明細書の以下にさらに詳細に説明する。図5Bは、開示する本発明の例示的実施形態を示し、電圧プローブは容量分圧器ネットワーク530を含み、ESC基板にごく接近しているRFロッドまたは他の好適なRF感知機構に連結され、信号調節および信号処理装置に連結されることを示す。図5Bの例では、キャパシタC1はキャパシタC2に直列であり、並列なキャパシタC3/C4と直列である。図5Bに示すように電圧信号が得られる。容量分圧器の電圧プローブは、プラズマを駆動するRF電力を過度に摂動することなく、感知されるRF電圧に対して高インピーダンス経路をもたらす。容量分圧器の特定の性質は、プラズマを駆動するRF発生器に依存し、最も周波数の高い高周波発生器が支配的要因である。また、容量分圧器は、信号調整および信号処理装置に電圧信号を伝達するのに関与する50オームの同軸ケーブルと平行して、接地に低インピーダンス経路を提供することによって電圧信号を十分減衰させる。これらの値は、参照目的で例として与えられ、限定するものではないことに留意する。図5Bの例では、入力インピーダンスはかなり高く[Z=1/ωCであり、ω=60MHz、C=0.5pFの場合Z≒33Kオーム]、接地に対するインピーダンスは低い60Mhzで約31オーム。そこで、RF電圧信号はアナログフィルタまたはデジタルフィルタのネットワークによって調整される。図5Cは図5Aのブロック532で実装される種類のアナログRF電圧信号調節ネットワークの例示的実施形態である。アナログRF電圧信号調節ネットワークの入力では、信号は多くの別個のチャネル図5Cの例では4つに分割され、プラズマの駆動に関与する特定のRF周波数のRFフィルタリングを可能にする。この実施形態では、RF発生器の周波数は、2MHz、27MHz、60MHzである。1つのチャネルはフィルタリングされず、広帯域電圧の周波数スペクトルを維持する。この実施形態では、4つのチャネルはパッシブピーク検出器[たとえばIN5711ダイオード]によってDC信号に変換されるが、アクティブピーク検出器も使用可能である。そこで、DC信号は、デジタル信号プロセッサによって処理されるようにデジタル信号に変換され、個々の信号は、ウェハバイアス伝達関数に較正され、入力される。その後、伝達関数の出力はバイアス補償ネットワークに戻る。開示するアナログ信号調節ネットワークは、デジタルの領域内で完全に達成することが可能であることに留意する必要がある。この場合、単にアナログデジタルコンバータADCおよび信号処理部DSP、FPGAまたはCPLDなどがあれば、信号スプリッタまたはアナログフィルタは必要ではないと考えられ、信号処理部は、フィルタリング、ピーク検出、較正および伝達関数計算すべてに関与する。1または複数の実施形態では、各電圧チャネルの較正は、各チャネルに利得およびオフセットを適用することによって実行される。各チャネル図5A~5Cの例の2MHz、27MHz、60MHzおよびフィルタリングされていない広帯域電圧に対する利得オフセットは、所定のチャネルの信号応答とウェハバイアスとのその相関性とによって求められる。フィルタリングされたチャネルに関して、これは、所定のフィルタリングされたチャネルのその一意の単一周波数に対するウェハバイアスへの応答を特徴化することによって達成される。たとえば、2MHzのチャネルの応答は、2MHz駆動のプラズマに対するウェハバイアスと相関し、次の利得オフセットは、このチャネルを較正するために使用されるということになる。これは、27MHzおよび60MHzに対して繰り返される。広帯域信号は、3つの周波数すべてと次の変化形2MHzのみ、2MHzと27MHz、60MHzのみ、27MHzと60MHzなどとによって駆動されるプラズマに対してウェハバイアスを相関させることによって較正される。また、較正に考慮される重要な要素は、容量分圧器の電圧プローブ530の応答である。容量分圧器は、各周波数に対して特有の信号応答を有する傾向がある。提案する解決法として、容量分圧器の電圧センサの応答を特徴化するためにネットワーク分析器を使用できることから、この応答は、上記の較正係数を変更するために使用することができる。これは、正確かつ繰り返し可能な機器を製造する際の重要な要素である。ウェハバイアスを計算するための伝達関数は4つの入力、2MHz、27MHzおよび60MHzに対して較正されたDC電圧信号ならびにフィルタリングされていない広帯域信号で構成される。そこで、電圧信号は一連の係数を乗じる。各係数は、プラズマを駆動する所定の周波数の混合に依存する。係数は、たとえば、ウェハバイアスと4つの電圧信号2MHz、27MHz、60MHzおよび広帯域から成るマトリクスの主成分分析PCAによって得られる。次に、係数を乗じた個々の結果が加算され、ウェハバイアス値を求める。また、条件命題および重み係数は、係数を最適化するために使用できることから、伝達関数の結果を最適化する。さらに、図6~10は、周波数依存性のRF電圧信号に基づいてウェハ電位を計算するための高インピーダンスのRF電圧プローブを示す。図6では、線形伝達関数が生成され、例示的フローチャートは、どのようにこの線形伝達関数が用いられ、ウェハバイアス値を得ることができるかということを示す。図7は、ウェハバイアス値を抽出するための非線形伝達関数の使用を示すフローチャートである。非線形伝達関数は、大部分ではないとしても一部の状況でRF電圧からウェハバイアス値にさらに近似させることがさらに良好にできると考えられている。図8、9および10は、各方法線形対非線形の利点に関して詳細に説明している。これら両方の方法は、発明の実施形態に従って、特に多周波数の用途で、感知されたRF電圧をウェハバイアス電圧に相関させる方法を提供する。したがって、ウェハバイアス電圧は、ESC電源および/またはバイアス補償ネットワークおよび/またはプラズマ処理システムの他のサブシステムのフィードバック信号または制御信号として使用してもよい。別の実施形態では、ESCRF信号は、構成可能性を改善するように、さらには、いくつかの高アスペクト比エッチングなどの処理用途を要求することによって必要とされるRF電力のさらに広い動的領域に適合するように、デジタルの領域で処理してもよい。図11は、例示的なデジタル実現の実施形態のブロック図を示す。ブロック1102の入力ESCRF信号は、たとえば、図5Aの容量分圧器ネットワーク530などの容量型ピックアップからを得てもよい。図11の例では、入力RF信号は約350KHzから120MHzに及び、基本周波数は約400KHz、2MHz、13MHz、27MHzおよび60MHzであり、これらの例示的な値および関連する周波数の数は、本発明の範囲を限定しない。そこで、入力RF信号は、アンチエイリアシングローパスフィルタ1104を使用し、後にブロック1102からのアナログ入力RF信号をデジタル信号に変換するために用いられるアナログデジタルコンバータADCのサンプリングレートの約1/2で設定されるフィルタ周波数でフィルタリングされる。図11の例の場合では、ADCのサンプリングレートは250MHzであることから、アンチエイリアシングフィルタは約120MHzで設定され、この設定値は、ナイキストの定理に従って十分な信号分解能を得るためにADCのサンプリングレートの約1/2より少ない。次に、アンチエイリアシングフィルタ1104からのフィルタリングされたRF信号は、RFスプリッタ1106により適切なローパスフィルタおよびハイパスフィルタを使用して2つのチャネルに分けられ、デュアルチャネルADC1112に送信される。RF分割は、必要に応じて信号分解能を改善するために選択され、デュアルチャネルADCの使用を許容するために最適化として実行される。しかし、必要に応じて、シングルチャネルADCを用い、フィルタリングされたRF信号をアンチエイリアシングフィルタ1104からシングルチャネルADCに送信することは可能である。したがって、図5cにアナログの方法とは異なり、アナログ入力RF信号は、アナログの領域で分割されること、および/または、アナログの領域でピーク検出されることが要求されない。むしろ、RF信号はアンチエイリアシングフィルタによる適切なフィルタリング後にADCコンバータ1112によってデジタルの領域に変換される。これは、アナログピーク検出法の制限が認められていないことから、構成可能性および動的領域での応答性を改善する。特に、デジタルの方法は、アナログピーク検出法で整流ダイオードの非線形応答によって定められる制限を取り除く。アナログピーク検出法の別の制限因子は、ダイオード出力が入力電圧RMS、本質的には検波器に依存する傾向があるということである。この特徴は、RMS信号に依存して平均化されたRFピーク電圧よりむしろ実際のRFピーク振幅を分解するアナログ検知器の能力をさらに制限する。デジタルの方法はこれら両方および他の問題を回避する。デジタル処理はフィールドプログラマブルゲートアレイFPGA1120によって図11に表す論理回路によって実行される。FPGAは、多重チャネルでのFPGAの並列処理能力を一部利用する簡易な構成例により用いられるが、マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、専用ハードウェア回路、デジタル信号プロセッサなどを含む他の形態の論理回路も用いてよい。改善例の1つは、デジタル処理ブロック1120への独立した入力としてRF発生器1122からのRF信号の使用に関する。独立して入力されたRF信号データは、RF発生器からの各RF信号に対する状態オン/オフ、基本周波数および駆動信号位相を含んでもよく、ブロック1120で基本トーンを抽出してデジタルフィルタバンドパスフィルタなどを調整するために使用してもよい。位相データは、さまざまな周波数のESCRF信号のなかで変調効果を解消し、いかなる周波数でもさらに電圧を正確に計算する際に特に有用である。詳しく説明すると、位相信号はプラズマ力学能動非線形負荷に依存するRF信号の復調を可能にする。それは、プラズマチャンバを、RF電力源の周波数ならびにガスの随伴/非随伴速度およびプラズマシースの膨張/収縮に依存してトーン生成するRFミキサーとしてみなす一般的な方法である。プラズマを供給する、および/または、プラズマにバイアスをかける各RF発生器にドライブ信号の位相を利用することによって、RF発生器のパルス発生などの最も動的なプラズマ状態でも各基本RFトーンをさらに正確に分解することができる。その代わりに、あるいは、さらに、RF発生器のRF信号から抽出された基本トーンを使用するこれらのデジタルフィルタの調整は、きわめて正確な較正を可能にし、基本周波数周辺のフィルタを狭帯域に適合させ、デジタル処理ブロック1120によって、信号分解能の精度を大幅に改善する。デジタル処理ブロック1120からの出力は、各基本周波数および複合広帯域信号に対するピーク電圧Vpeakを含む。ピーク検出は、正ピーク、負ピークまたはこの両方であってよい。複合信号に対して、各RF電力源の高調波に応じて波形が非対称であることが多いため、負ピーク情報は位相処理時に特に有用である。したがって、正負両方のピークを検知することによって、プラズマの高調波の相対距離を分解することができる。そこで、この高調波の距離は、所定の状態空間に対するウェハバイアス電位の伝達関数をさらに最適化するために使用することができる。記載するように、デジタルの方法の利点は容易な構成可能性である。たとえば、さまざまなRF周波数および/または他のRF周波数および/またはさらに低いRF周波数が用いられる場合、ハードウェアは変える必要はない。デジタルフィルタ、伝達関数および他の最適化は、同じプログラマブル論理で再プログラミングされ、アプリケーションが変更する際の時間とコストを大幅に節約する。発明の別の態様は、ESCRF電圧とウェハバイアス電位との間の相関を改善するための追加プラズマチャンバパラメータの使用に関する。これらの追加チャンバパラメータは、チャンバ圧力、チャンバ間隙電極間距離、RF供給電力、RF周波数、RF発生器インピーダンス整合回路のタップ位置可変LCネットワークのキャパシタ位置、チャンバの化学的性質、チャンバの形態すなわち接地面積比、ウェハの種類背面フィルム、基板のフィルムスタックおよびウェハ抵抗率を含む。本願明細書の説明では、理解を容易にするために、2つの特定のチャンバパラメータ圧力および間隙距離を説明するが、数および正確なパラメータは、適用に応じて変化してもよい。発明の別の態様では、発明者は、さまざまなチャンバ圧力が加わるとRF電圧とウェハバイアス電圧との間の相関に著しい変化例えば傾向線の傾きの利得があることを本願明細書に示す。チャンバ圧力を考慮に入れることによって、ウェハバイアス電圧のさらに正確なオンザフライ測定値は、ESCRF電圧から得てもよい。補償関数、方程式または倍率は、たとえば製造環境でのその後の使用のために、研究環境で実験的に求めてもよいたとえば、さまざまなチャンバ圧力におけるウェハバイアス電圧に対してRF電圧をマッピングすることによって相関の変化を求める。一実施形態では、チャンバ圧力情報は、圧力が不明の伝達関数出力を調整するために倍率として用いてもよい。その代わりに、あるいは、さらに、チャンバ圧力は、伝達関数への所定の入力に対する圧力に特有の出力を得るために伝達関数への別の入力として用いてもよい。発明の別の態様では、発明者は、上部電極と下部電極との間のさまざまなチャンバ間隙が加わるとESCRF電圧とウェハバイアス電圧との間の相関に著しい変化例えば傾向線の傾きの利得があることを本願明細書に示す。電極間隙データを考慮に入れることによって、ESCRF電圧からウェハバイアス電圧のさらに正確なオンザフライ測定値を得てもよい。補償関数、方程式または倍率は、たとえば製造環境でのその後の使用のために、研究環境で実験から求めてもよいたとえば、さまざまなチャンバ間隙圧力におけるウェハバイアス電圧に対してRF電圧をマッピングすることによって相関の変化を求める。一実施形態では、チャンバ間隙情報は、圧力が不明の伝達関数出力を調整するために倍率として用いてもよい。その代わりに、あるいは、さらに、チャンバ間隙は、伝達関数への所定の入力に対する圧力に特有の出力を得るために伝達関数への別の入力として用いてもよい。その代わりに、あるいは、さらに、チャンバ間隙情報を使用するこの最適化は、チャンバ圧力情報の使用とともに用いてもよい。伝達関数を更に最適化するために他のチャンバデータを用いる場合も同じ考えが適用される。図11を再び参照すると、追加チャンバデータは、処理モジュール1150から適切な通信インターフェース1152を介して受信してもよい。図11の例では、チャンバデータを使用する伝達関数の実際の適用と最適化とが、ブロック1120から受信したピーク電圧正負情報とブロック1150から受信したチャンバデータ情報とを使用してDSPブロック1154で実行される。しかし、ブロック1120でそのような伝達関数の適用と最適化とを実行することも可能であり、この場合、たとえば、ブロック1120は処理モジュール1150からチャンバデータを直接得ることになる。DSPブロック1154の出力は、計算によるウェハ電位を表し、変換されてDAC1156を介してアナログの領域に戻り、フィードバック信号または制御信号としてESC電力供給部1160および/またはRF発生器1162として機能する。たとえば、計算によるウェハバイアス電位の正確性および精度本願明細書に開示するようにRF電圧に応じて計算されるが増大することから、この計算値をRF発生器が供給した電力の制御信号として使用して、所定のウェハ処理工程に可能な所望のウェハ電位を維持することができる。アナログ分割およびピーク検出を実行図5cによるし、説明した方法で追加チャンバパラメータを使用してさらに最適化を適用して計算によるウェハバイアス電位を得ることに留意する。また、入力RF信号は、図11に関して説明するようにデジタルの領域に直接変換し、次いでデジタルの領域で処理し、最適化して計算によるウェハバイアス電位を得てもよい。デジタルの領域でESCRF信号を処理することによって、および/または、独立して入力されたRF発生器信号を用いることによって、および/または、相関最適化に追加チャンバパラメータを用いることによって、本発明の実施形態は、計算によるさらに正確なウェハバイアス電圧によってESCRF電圧を得ることを可能にする。同じように、さらに正確に得られたウェハバイアス電圧によって、プラズマ非閉じ込めなどの望ましくないプラズマ状態を検知するためにプラズマシースを監視する能力を改善する。本発明は数十もの好ましい実施形態で記載したが、変形例、置換例および等価物があり、これらは、本発明の範囲内である。たとえば、ウェハバイアス電位を計算するために用いられるRF電圧は、ESCまたはESC基板から、あるいは、ESCアセンブリの別の構成要素またはESCの近傍近くから得られるものであるということを本願明細書に開示するが、実際には、RF電圧はRF供給経路の任意の点で測定してウェハバイアス計算目的のために用いてもよい。したがって、RF電圧およびESCRF電圧およびESCRFシグナルなどの用語は、実施例におけるそれらの用語用法によって限定するものと解釈するべきでない。また、本発明の方法および装置を実装する多くの他の方法があることに留意する必要がある。本願明細書にさまざまな例を記載しているが、これらの例は説明目的であり、本発明に関して限定しないことを意図している。