"側入力端子、-側入力端子、入力側スイッチ回路、増幅回路、出力側スイッチ回路、側サンプルホ-ルド回路、-側サンプルホ-ルド回路、側出力端子、並びに-側出力端子を備えており、側入力端子に、増幅前電圧が入力し、-側入力端子に、-増幅前電圧が入力し、増幅回路は、側入力、-側入力、側出力、並びに-側出力を備えており、入力側スイッチ回路は、時間の経過に伴って反転するチョッパクロックに同期して、側入力端子を側入力に接続するとともに-側入力端子を-側入力に接続する第1状態と、側入力端子を-側入力に接続するとともに-側入力端子を側入力に接続する第2状態の間で交互に切換え、出力側スイッチ回路は、チョッパクロックに同期して、側出力を側サンプルホ-ルド回路に接続するとともに-側出力を-側サンプルホ-ルド回路に接続する第1状態と、側出力を-側サンプルホ-ルド回路に接続するとともに-側出力を側サンプルホ-ルド回路に接続する第2状態の間で交互に切換え、側サンプルホ-ルド回路と-側サンプルホ-ルド回路は、チョッパクロックの反転前の電圧をチョッパクロックの反転後まで保持することを特徴とするチョッパ式増幅装置。増幅回路が、チャージアンプで構成されており、そのチャージアンプの帰還抵抗が、チョッパクロックの1/2周期におけるチャージアンプの出力電圧の変動率が5となる抵抗値以上であることを特徴とする請求項1に記載のチョッパ式増幅装置。増幅回路が、多段のチャージアンプで構成されており、側サンプルホ-ルド回路の保持時間と-側サンプルホ-ルド回路の保持時間が、チョッパクロックの1/4周期よりも短いことを特徴とする請求項1または2に記載のチョッパ式増幅装置。図2のチョッパ式増幅装置では、Aに示す第1状態における増幅後電圧を保持しておいてBに示す第2状態となったときに出力する。すなわち、チョッパクロックの1/2周期分だけ保持しておいてから出力する。また、Bに示す第2状態における増幅後電圧を保持しておいてAに示す第1状態となったときに出力する。この場合も、チョッパクロックの1/2周期分だけ保持しておいてから出力する。この結果、出力電圧増幅後電圧が入力電圧増幅前電圧よりも、チョッパクロックの1/2周期分だけ遅れてしまう。また、増幅後電圧はチョッパクロックの1/2周期幅の階段状となり、同一階段幅内にある間は増幅前電圧の変化に追従できない。このことも、増幅後電圧の位相を増幅前電圧の位相から遅らせる。高速で変化する物理現象をセンサ等で検出する場面が増えており、増幅後電圧が増幅前電圧よりも遅れてしまうことが許されないケースが増加している。本発明では、チョッパノイズが重畳しておらず、しかも増幅前電圧から遅れない増幅後電圧を出力するチョッパ式増幅装置を提供する。本明細書で開示するチョッパ式増幅装置は、図3に模式的に例示するように、側入力端子2、-側入力端子4、入力側スイッチ回路6、増幅回路16、出力側スイッチ回路18、側サンプルホ-ルド回路20、-側サンプルホ-ルド回路22、側出力端子24、並びに-側出力端子26を備えている。側入力端子2には、増幅前電圧aが入力する。-側入力端子4には、-増幅前電圧bが入力する。-増幅前電圧bは増幅前電圧aを反転したであってもよいが、反転したものに限られない。増幅回路16は、側入力8、-側入力10、側出力12、並びに-側出力14を備えている。図3では、側入力8と側出力12が上側に配置され、-側入力10と-側出力14が下側に配置されているが、空間的位置関係は重要でなく、いずれの位置関係であってもよい。入力側スイッチ回路6は、時間の経過に伴って反転するチョッパクロックcに同期して、側入力端子2を側入力8に接続するとともに-側入力端子4を-側入力10に接続する第1状態Aと、側入力端子2を-側入力10に接続するとともに-側入力端子4を側入力8に接続する第2状態Bの間で交互に切換える。出力側スイッチ回路18は、チョッパクロックcに同期して、側出力12を側サンプルホ-ルド回路20に接続するとともに-側出力14を-側サンプルホ-ルド回路22に接続する第1状態Aと、側出力12を-側サンプルホ-ルド回路22に接続するとともに-側出力14を側サンプルホ-ルド回路20に接続する第2状態Bの間で交互に切換える。側サンプルホ-ルド回路20と-側サンプルホ-ルド回路22は、チョッパクロックcの反転前の電圧をチョッパクロックの反転後まで保持する。例えば、図3の第2状態Bに切り換わった直後における側出力端子24の電圧は、直前の第1状態Aにおける側出力12の電圧を維持し、その後に、-側出力14の電圧に等しくなる。同様に、第2状態Bに切り換わった直後における-側出力端子26の電圧は、直前の第1状態Aにおける-側出力14の電圧を維持し、その後に、側出力12の電圧に等しくなる。また、第1状態Aに切り換わった直後における側出力端子24の電圧は、直前の第2状態Bにおける-側出力14の電圧を維持し、その後に、側出力12の電圧に等しくなる。同様に、第1状態Aに切り換わった直後における-側出力端子26の電圧は、直前の第2状態Bにおける側出力12の電圧を維持し、その後に、-側出力14の電圧に等しくなる。増幅回路16等が内蔵しているC,R成分によって、増幅回路16には応答遅れが発生する。応答遅れが含まれている増幅後電圧を出力側スイッチ回路18で復調するために、チョッパクロックcの反転タイミングでは増幅回路16の応答遅れの影響が顕在化してしまう。出力側スイッチ回路18等が内蔵しているC,R成分によって、復調過程でも応答遅れが発生する。これらの応答遅れが生じるために、チョッパクロックcの反転タイミングに同期してチョッパノイズが現れる。側サンプルホ-ルド回路20と-側サンプルホ-ルド回路22が、チョッパクロックcの反転前の電圧をチョッパクロックの反転後まで保持するものであれば、チョッパクロックcの反転タイミングに同期して生じるチョッパノイズは、側サンプルホ-ルド回路20と-側サンプルホ-ルド回路22によって除去される。チョッパノイズが、側出力端子24と-側出力端子26に伝播することはない。側サンプルホ-ルド回路20と-側サンプルホ-ルド回路22は、チョッパクロックの反転後まで保持するとともに、保持時間の終了に伴って保持状態を停止する。保持時間の終了後は、側出力12と-側出力14の電圧を遅れなく、側出力端子24と-側出力端子26に伝達する。チョッパノイズが減衰した後は、側出力12と-側出力14の電圧を遅れなく側出力端子24と-側出力端子26に伝達する。以上から、第2状態Bに切り換わった直後における側出力端子24の電圧は、直前の第1状態Aにおける側出力12の電圧を維持するのでチョッパノイズが影響しないものとなり、チョッパノイズが減衰した後は-側出力14の電圧に等しくなる。同様に、第1状態Aに切り換わった直後における側出力端子24の電圧は、直前の第2状態Bにおける-側出力14の電圧を維持するのでチョッパノイズが影響しないものとなり、チョッパノイズが減衰した後は側出力12の電圧に等しくなる。この結果、側出力端子24の電圧は、復調された出力電圧となり、チョッパノイズが影響しておらず、増幅前電圧を遅れなく増幅した増幅後電圧となる。図3のチョッパ式増幅装置は、チョッパノイズが重畳しておらず、しかも増幅前電圧から遅れない増幅後電圧を出力する。同様に、第2状態Bに切り換わった直後における-側出力端子26の電圧は、直前の第1状態Aにおける-側出力14の電圧を維持するのでチョッパノイズが影響しないものとなり、チョッパノイズが減衰した後は側出力12の電圧に等しくなる。同様に、第1状態Aに切り換わった直後における-側出力端子26の電圧は、直前の第2状態Bにおける側出力12の電圧を維持するのでチョッパノイズが影響しないものとなり、チョッパノイズが減衰した後は-側出力14の電圧に等しくなる。この結果、-側出力端子26の電圧は、復調された-出力電圧となり、チョッパノイズが影響しておらず、-増幅前電圧を遅れなく増幅した-増幅後電圧となる。図3のチョッパ式増幅装置は、チョッパノイズが重畳しておらず、しかも-増幅前電圧から遅れない-増幅後電圧を出力する。チャージアンプの出力電圧は、入力電圧が時間の経過にともなって変化しなくても、チョッパクロックの1/2周期の間に変化する性質を持っている。出力電圧の変動率は、帰還容量値と帰還抵抗値によって決まる時定数によって変化し、帰還容量値が一定であれば帰還抵抗値が大きいほど出力電圧の変動率は小さくなる。チャージアンプの出力電圧が、チョッパクロックの1/2周期の間に5を超えて変化すると、チョッパノイズをサンプルホールド方式で除去するローパスフィルタ後のゲインの誤差が大きい。さらに、スムースな復調後電圧増幅後電圧を得ることができない。それに対して、チョッパクロックの1/2周期の間における変化率が5以下であれば、チョッパノイズをサンプルホールド方式で除去するローパスフィルタ後のゲインの誤差が十分に小さい。さらに、一次のローパスフィルタで処理可能な程度にスムースな復調後電圧増幅後電圧を得ることができる。そこで、増幅回路をチャージアンプで構成する場合には、チョッパクロックの1/2周期におけるチャージアンプの出力電圧の変動率が5となる抵抗値よりも大きな抵抗値を持つ帰還抵抗を用いることが好ましい。増幅回路を前段チャージアンプと後段チャージアンプで構成する場合、チョッパクロックの1/2周期における前段チャージアンプの出力電圧の変動率が5となる抵抗値よりも大きな抵抗を前段チャージアンプの帰還抵抗に用い、チョッパクロックの1/2周期における後段チャージアンプの出力電圧の変動率が5となる抵抗値よりも大きな抵抗を後段チャージアンプの帰還抵抗に用いることが好ましい。増幅回路を一段のチャージアンプで構成してもよいが、多段のチャージアンプで構成してもよい。例えば、前段チャージアンプと後段チャージアンプで構成してもよい。増幅回路を、前段チャージアンプと後段チャージアンプ等によって多段階で構成すると、増幅回路の応答時間が高速化され、チョッパクロックの1/4周期よりも短い時間内にチョッパノイズが減衰する現象を得ることができる。側サンプルホ-ルド回路と-側サンプルホ-ルド回路の保持時間を、チョッパクロックの1/4周期よりも短くすることができる。また増幅回路に、チャージアンプを用いると、オペアンプのオフセット電圧が増幅されないことから、復調した後の電圧において、チョッパクロックがハイであった間の電圧とチョッパクロックがローであった間の電圧の差が小さい。すなわち、スムースな復調後電圧が得られる。一次のローパスフィルタでも処理可能な復調電圧増幅後電圧を得ることができる。また、抵抗比増幅と比較したときに、回路のホワイトノイズを低減できるメリットも得られる。側出力端子24と-側出力端子26に接続されており、両者の電圧差を出力する差分回路と、差分回路の出力端子に接続されているローパスフィルタ回路が付加されていてもよい。差分回路とローパスフィルタ回路を兼用する一つの回路を利用してもよい。差分回路とローパスフィルタ回路が用意されていると、サンプルホールド後に残るスイッチングノイズやホワイトノイズが低減された増幅後電圧を得ることができる。本明細書に開示されている技術によると、チョッパノイズが重畳しておらず、しかも増幅前電圧から遅れのない増幅後電圧を出力するチョッパ式増幅装置を提供することができる。高速で変化する物理現象をセンサ等で検出する場面が増えており、増幅前電圧が高周波数化している。増幅前電圧と増幅後電圧の時間差を10マイクロ秒以下にしたいといった要請が増えている。本明細書に開示されている技術によると、この種の要請に応えることが可能となる。下記で説明する実施例の主要な特長を以下に例示する。特長1差分回路と一次のローパスフィルタ回路が一体化されている。特徴2チャージアンプの帰還抵抗がMOSで形成されている。図4は実施例の回路構成を示している。入力側スイッチ回路6は、cに示すチョッパクロックがローの間は接続状態になるとともにハイの間は非接続状態になる一対のスイッチS1と、ローの間は非接続状態になるとともにハイの間は接続状態となる一対のスイッチS2で構成されている。チョッパクロックがローの間は、一対のスイッチS1が接続状態となり、一対のスイッチS2が非接続状態となり、側入力端子2が増幅回路16の側入力8に接続され、-側入力端子4が増幅回路16の-側入力10に接続される第1状態。チョッパクロックがハイの間は、一対のスイッチS1が非接続状態となり、一対のスイッチS2が接続状態となり、側入力端子2が増幅回路16の-側入力10に接続され、-側入力端子4が増幅回路16の側入力8に接続される第2状態。cに示すように、チョッパクロックは経過時間に伴って、ハイからローに反転してローからハイに反転する現象を繰り返す。この結果、入力側スイッチ回路6は、時間の経過に伴って、第1状態と第2状態の間で交互に切換える。増幅回路16は、前段のチャージアンプ50と後段のチャージアンプ52で構成されている。前段のチャージアンプ50で増幅された電圧を後段のチャージアンプ52でさらに増幅する2段階増幅回路である。前段のチャージアンプ50は、オペアンプ72と、容量60,62と、帰還容量64,66と、帰還抵抗68,70で構成されている。前段のチャージアンプ50は、側入力8の電圧を容量60/容量64の比で決まる増幅率で増幅した電圧を出力して容量80を充電し、-側入力10の電圧を容量62/容量66で決まる増幅率で増幅した電圧を出力して容量82を充電する。本実施例では、オペアンプ72の出力を-入力へフィードバックしており、オペアンプ72の-出力を入力へフィードバックしている。これによって、全差動増幅する。オペアンプ72は電荷を増幅するものであり、チャージアンプとして機能する。オペアンプ72の出力電圧に、オペアンプ72のオフセット電圧を増幅した電圧は含まれない。オペアンプ72の出力電圧に含まれるものは、オペアンプ72のオフセット電圧自体であり、それを増幅した電圧ではない。オペアンプ72の出力電圧に、オペアンプ72のオフセット電圧を増幅した電圧が含まれていると、出力側スイッチ回路18によって復調した後の電圧に、オフセット電圧を増幅した電圧が影響してしまう。たとえば、出力側スイッチ回路18のスイッチS1が接続状態である間の電圧が、スイッチS1が非続状態である間の電圧に比して、オフセット電圧を増幅した電圧だけ高くなってしまう現象が生じる。オペアンプ72がチャージアンプとして機能する場合、オペアンプ72の出力電圧に含まれるものはオペアンプ72のオフセット電圧自体であり、増幅されたものでない。このために、スイッチS1が接続状態である間の電圧と非接続状態である間の電圧の差は、オフセット電圧自体であり、増幅されたものでない。オペアンプ72がチャージアンプとして機能する場合、復調後の電圧がスムースなものとなり、一次のローパスフィルタで処理できるほどにスムースな復調後電圧が得られる。オペアンプ72がチャージアンプとして機能する場合、復調後電圧は図8のh-1に示すように変化する。ここで、参照符号108に示す変化はチョッピングに伴う変化であり、後記するようにして除去する。参照符号110に示す変化は、チャージアンプが微分特性を備えていることに起因する変化であり、オペアンプ72に入力する電圧が一定値に維持されていても変化する。参照符号110に示す変化の速度は、帰還容量64と帰還抵抗68の大きさで決まる時定数によって決定される。帰還容量64が一定であれば帰還抵抗68が大きいほど、変化速度は緩やかである。本実施例では、帰還抵抗68の大きさを120Mオームという高抵抗に設定している。この結果、チャージアンプ72の動作信号帯域が低周波側に延び、参照符号110に示す変化の速度が低速化されている。本実施例では、120Mオームという高抵抗に設定することで、h-3に例示するように、チョッピングノイズ108さえ除去すれば、除去後の電圧は非常に安定したものとなるように調整されている。チョッピングノイズ108の除去後の電圧は、一次のローパスフィルタで処理できるほどにスムースなものとなる。本実施例では、120Mオームという高抵抗を得るためにMOSトランジスタ構造を利用している。ゲート電圧を調整することによって、120Mオームという高抵抗を得ることができる。MOSトランジスタ構造は小型化することができる。小型の回路素子で120Mオームという高抵抗を得ている。オペアンプ72の-出力76に出力される電圧についても同様である。後段のチャージアンプ52は、基本的に前段のチャージアンプ50と同様である。その出力電圧に含まれるオフセット電圧は、オペアンプ92のオフセット電圧自体であり、それを増幅したものでない。また帰還抵抗88の抵抗値が大きく、図8のh-1に例示した変化110の速度は非常に緩やかであり、h-3に例示するように、チョッピングノイズ108さえ除去すれば、除去後の電圧は非常に安定したものとなるように調整されている。除去後の電圧は、一次のローパスフィルタで処理できるほどにスムースなものとなる。オペアンプ92の-出力14に出力される電圧についても同様である。増幅回路16が、前段のチャージアンプ50と後段のチャージアンプ52からなる2段階増幅回路で構成されていると、増幅回路16の応答速度が高速化され、増幅時の応答遅れが起因となって生じるチョッパノイズ図8の参照番号108参照は、短時間で減衰する。本実施例では、図4のcに示すチョッパクロックの1/4周期よりも短い期間内で、チョッパノイズが減衰する。図4のmは、チョッパクロックcの反転タイミングの直前に立ち上がり、チョッパクロックの1/4周期だけハイを維持してからローに立ち下がるクロックを示す。後記するサンプルホールド回路20,22には、図4のmのクロックが伝えられる。サンプルホールド回路20,22は、図4のmのクロックがハイの間は、ハイに立ち上がった時の値を保持する。サンプルホールド回路20,22は、図4のmのクロックがローの間は、入力電圧をそのまま出力する。チョッパノイズがチョッパクロックの1/4周期よりも短い期間内で減衰すれば、図4のmのクロックと、サンプルホールド回路20,22によって、チョッパノイズを除去することができる。図8の参照符号110,112で示す変化の速度が遅ければ、一次のローパスフィルタで処理することができる。実際には、チョッパクロックの1/2周期内における増幅後電圧の変化率が5以下であれば、二次のローパスフィルタを使用する必要がなく、一次のローパスフィルタで処理することができる。次の式、すなわち、帰還抵抗68の抵抗R>-1/の条件を満たす抵抗Rを選択すれば、増幅後電圧のチョッパクロックの1/2周期内における変化率が5以下となる。チョッパクロックの周波数が400kHzであり、ゲインが10倍であるとすると、増幅回路16の応答遅れを許容値以内に抑えるためにはコンデンサ60の容量を100pF以下に抑えなければならないことから、帰還抵抗68の抵抗値Rは、2.437Mオーム以上であることが求められる。実際には、コンデンサ60の容量が20pFであることが好ましく、この場合、帰還抵抗68の抵抗Rは、12Mオーム以上となる。本実施例では、120Mオームとしている。帰還抵抗68の抵抗Rが大きすぎる場合、帰還抵抗を介したフィードバックがかからなくなってしまう。次式、すなわち、帰還抵抗68の抵抗R<-t/の条件を満たす抵抗Rを選択すれば、時間tの間に0.1以下の電圧差となるようフィードバックがかかる。ゲインが10倍であるとすると、増幅回路16の応答遅れを許容値以内に抑えるためにはコンデンサ60の容量を100pF以下に抑えなければならないことから、抵抗Rが14.5Gオーム以下であれば、1秒以内に0.1以下の電圧差となるようなフィードバックがかかる。実際には、コンデンサ60の容量は20pFであることが好ましく、この場合、帰還抵抗68の抵抗Rは、74Gオーム以下となる。帰還抵抗70、88、帰還抵抗90についても同様である。出力側スイッチ回路18は、cに示すチョッパクロックがローの間は接続状態になるとともにハイの間は非接続状態になる一対のスイッチS1と、ローの間は非接続状態になるとともにハイの間は接続状態となる一対のスイッチS2で構成されている。チョッパクロックがローの間は、一対のスイッチS1が接続状態となり、一対のスイッチS2が非接続状態となり、側出力12が側サンプルホールド回路20に接続され、-側出力14が-側サンプルホールド回路22に接続される第1状態。チョッパクロックがハイの間は、側出力12が-側サンプルホールド回路22に接続され、-側出力14が側サンプルホールド回路20に接続される第2状態。cに示すように、チョッパクロックは、時間の経過に伴って、ハイからローに反転してローからハイに反転する現象を繰り返す。この結果、出力側スイッチ回路18は、経過時間とともに第1状態と第2状態の間で交互に切換える。入力側スイッチ回路6と出力側スイッチ回路18は、同時に同期して、第1状態と第2状態の間で交互に切換わる。このことは、増幅回路16の入力8に増幅前電圧と-増幅前電圧を交互に所定時間毎に入力して増幅し、増幅回路16の-入力10に-増幅前電圧と増幅前電圧を交互に所定時間毎に入力して増幅し、入力8の電圧を増幅した電圧と-入力10の電圧を増幅した電圧を交互に所定時間毎に側サンプルホールド回路20に入力し、-入力10の電圧を増幅した電圧と入力8の電圧を増幅した電圧を交互に所定時間毎に-側サンプルホールド回路22に入力することになる。結局、入力側スイッチ回路6で、増幅前電圧と-増幅前電圧をチョッパし、出力側スイッチ回路18で、チョッパした電圧を復調することになる。側サンプルホールド回路20には増幅前電圧を増幅した電圧が入力し、-側サンプルホールド回路22には-増幅前電圧を増幅した電圧が入力する。ただし、側サンプルホールド回路20に入力する電圧にも、-側サンプルホールド回路22入力する電圧にも、チョッパノイズが含まれている。図5は、側サンプルホールド回路20と-側サンプルホールド回路22の回路構成を示している。サンプルホールド回路20,22の入力端子94は、出力側スイッチング回路18に接続されている。側サンプルホールド回路20には、復調された増幅後電圧が入力され、-側サンプルホールド回路22には、復調された-増幅後電圧が入力される。トランジスタ96のゲートGには、図4のmに示したクロックが入力される。トランジスタ96は、mに示したクロックがハイの間はオフとなり、mに示したクロックがローの間はオンする。mに示したクロックがローの間はトランジスタ96がオンし、コンデンサ98の非接地側電極の電位は復調された増幅後電圧に等しくなる。オペアンプ102は高入力インピーダンスの電圧フォロワーとして作動し、出力端子24,26の電圧を、オペアンプ102の非接地側電極100の電圧に等しくする。mに示したクロックがローの間は、復調された増幅後電圧が出力端子24,26に伝達される。mに示したクロックが立ち上がると、トランジスタ96がオフし、コンデンサ98の非接地側電極の電圧は、mに示したクロックが立ち上がる直前における復調された増幅後電圧に維持される。図7のfは、増幅回路16の出力12から出力される電圧を例示しており、gは、増幅回路16の-出力14から出力される電圧を例示しており、cは、出力側スイッチ回路18に印加されるクロックを示している。hは、出力側スイッチ回路18で復調された増幅後電圧を示し、iは、出力側スイッチ回路18で復調された-増幅後電圧を示している。図示108は、チョッパノイズである。図8のh-3は、出力側スイッチング回路18で復調された増幅後電圧を例示している。参照番号108はチョッパノイズを示している。図8のmには、サンプルホールド回路20に加えられるクロックも示されている。h-3とmでは、時間軸が揃えて示されている。h-3とmが図示の関係にある場合、サンプルホールド回路20が電圧を保持している間に、チョッパノイズ108が発生して減衰する。すなわち、サンプルホールド回路20がタイミングt1において電圧を保持し始めた後に、チョッパノイズ108が発生し始めるタイミングt2。また、チョッパノイズ108が減衰するタイミングt3以降もタイミングt4まで、サンプルホールド回路20は電圧を保持し続ける。以上によって、サンプルホールド回路20が出力端子24に出力する電圧には、チョッパノイズ108の影響が除去されることがわかる。図8のj-3は、サンプルホールド回路20が出力端子24に出力する電圧を例示しており、チョッパノイズ108が除去されることが確認される。図8のh-1とj-1は、帰還抵抗68,70,88,90の抵抗値が小さい場合を示している。図8のh-3とj-3は、帰還抵抗68,70,88,90の抵抗値が大きい場合を示している。帰還抵抗68,70,88,90の抵抗値が大きいと、サンプルホールド回路20で、チョッパノイズ108が除去された後の電圧は、非常にスムースである。入力電圧が変化しなければ、出力端子24の電圧も変化しない。復調された-増幅後電圧を出力する出力端子26の電圧も同様であり、-増幅前電圧を純粋に増幅したものに近く、-増幅前電圧が変化しなければ、出力端子26の電圧も変化しない。図4の54は、出力端子24に出力される増幅後電圧と-出力端子26に出力される-増幅後電圧の差、若しくはその差を増幅した値を出力する差分機能と、ローパスフィルタ機能を合わせ持つ回路である。出力端子24に出力される増幅後電圧も、-出力端子26に出力される-増幅後電圧もスムースであることから、両者の差を示す電圧波形もスムースであり、一次のローパスフィルタ回路でもノイズを除去することができる。図6は、差分機能とローパスフィルタ機能をあわせもつ回路54の実施例である。回路54から出力端子58に出力される電圧は、増幅前電圧Vinと-増幅前電圧Vinの差を増幅した波形となる。図9は、ローパスフィルタ回路で処理した後の出力信号の電圧と時間の関係を示している。カーブQは、サンプルホールド回路20,22でチョッパノイズを除去しなかった増幅後電圧を、カットオフ周波数70KHzのローパスフィルタで処理した後の信号を示しており、電圧強度が低下し、ノイズが残っている。これに対して、カーブPは、サンプルホールド回路20,22でチョッパノイズを除去した増幅後電圧を、カットオフ周波数70KHzのローパスフィルタで処理した後の信号を示しており、電圧強度は低下せず、ノイズが除去されている。破線Rは、理想的なローパスフィルタによる場合を示している。サンプルホールド回路20,22でチョッパノイズを除去すると、増幅後電圧から一次のローパスフィルタでノイズを除去することができ、電圧強度は低下しない。すなわち、二次以上のローパスフィルタを利用する必要がなく、一次のローパスフィルタが利用可能となる。応答時間が長い二次以上のローパスフィルタでなく、応答時間が短い一次のローパスフィルタで済むことから、カーブPに示すように、80応答時間を10μsec以下に抑えることができる。フィルタ処理の結果、出力波形は入力波形よりも遅れる。その遅れの程度はフィルタの次数に依存する。一次のローパスフィルタで処理できれば、出力波形の入力波形からの遅れを最小とすることができる。本実施例によると、入力波形からの遅れが小さな出力波形が利用できることから、検出タイミングが遅れるといった問題が最小に抑制される。また、一次のローパスフィルタで処理することができれば、簡単な回路でローパスフィルタ回路を実現でき、ローパスフィルタ回路を小型化できる。本明細書または図面に説明した技術要素は、単独であるいは各種の組み合わせによって技術的有用性を発揮するものであり、出願時の請求項に記載の組み合わせに限定されるものではない。また、本明細書または図面に例示した技術は複数の目的を同時に達成するものであり、そのうちの一つの目的を達成すること自体で技術的有用性を持つものである。また下記に記載する特許請求の範囲の技術的範囲は、実施例に限定されない。実施例はあくまで実施例を例示するものである。"