"交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段と、互いに直列に接続され前記交流電源に接続されるとともに出力が並列に接続され、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段とを備えることを特徴とする電力変換システム。互いに直列に接続され交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力する複数の電力変換手段と、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段とを備え、前記複数の各降圧手段が複数の前記各電力変換手段のそれぞれに接続されるとともに、出力が並列に接続されていることを特徴とする電力変換システム。交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段を有する直流電源装置と、互いに直列に接続され前記交流電源に接続されるとともに出力が並列に接続され、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段、及び、該各降圧手段のそれぞれに接続された複数の負荷を有するサーバ装置とを備えていることを特徴とする電力変換システム。互いに直列に接続され交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力する複数の電力変換手段を有する直流電源装置と、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段と該各降圧手段のそれぞれに接続された複数の負荷とを有するサーバ装置とを備え、前記複数の各降圧手段が複数の前記各電力変換手段のそれぞれに接続されるとともに出力が並列に接続されていることを特徴とする電力変換システム。前記各降圧手段の前段に蓄電池が接続されていることを特徴とする請求項1~4のいずれか一つの請求項に記載の電力変換システム。上記した電力変換システム100は、AC-DCコンバータ106、DC-DCコンバータ107、DC-DCコンバータ108、及び、DC-DCコンバータ109-1~109-Nの電力変換部を備えており、交流電源110から負荷110-1~110-Nまでの電力変換の変換段数は4段である。AC-DCコンバータ106による電力変換効率が概ね95程度であり、DC-DCコンバータ107による電力変換効率が概ね95程度であり、DC-DCコンバータ108による電力変換効率が概ね97程度であり、DC-DCコンバータ109-1~109-Nによる電力変換効率が概ね91程度である。ここで、交流電源から負荷までの電力変換効率は各電力変換効率を乗算して得られる。例えば、交流電源110から負荷110-1~110-Nまでの電力変換効率は概ね80程度となる。しかしながら、上記電力変換手段においてこの電力変換効率のさらなる向上を図るためには電力変換器を構成する電子部品の材料特性の向上等が必要となってしまいコストがかかってしまう。本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、電力変換手段に着目し電子部品の材料特性向上に依存することなく電力変換効率のさらなる向上を図ることを目的とする。かかる目的を達成するためになされた本発明の第1の態様に係る電力変換システムは、交流電源から供給された交流電圧交流電力を直流電圧直流電力に変換する電力変換手段と、互いに直列に接続され前記交流電源に接続されるとともに出力が並列に接続され、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段とを備えて構成されている。本発明では、交流電源から供給された交流電圧を負荷が要求する直流電圧に電力変換するという点では上記した従来の電力変換システム従来技術と同じである。しかし、従来技術では、AC-DCコンバータ106、DC-DCコンバータ107、DC-DCコンバータ108、及び、DC-DCコンバータ109-1~109-Nの4つの電力変換部で電力変換を行っているため、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が4段である。これに対し、本発明では、電力変換手段によって交流電圧から電力変換された直流電圧を複数の降圧手段で分割するとともに該各降圧手段のそれぞれが分割された直流電圧をさらに電力変換降圧して負荷に出力しているので、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が2段である。従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では4段であるのに対し本発明の電力変換システムでは2段となり、変換段数が2段に減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。本発明の第2の態様に係る電力変換システムは、互いに直列に接続され交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力する複数の電力変換手段と、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段とを備え、前記複数の各降圧手段が複数の前記各電力変換手段のそれぞれに接続されるとともに、出力が並列に接続されて構成されている。本発明では、交流電源から供給された交流電圧を負荷が要求する直流電圧に電力変換するという点では上記した従来の電力変換システム従来技術と同じである。しかし、従来技術では、上記したように交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が4段であるのに対し、本発明では、前記複数の各電力変換手段によって交流電圧を分割するとともに該分割された交流電圧を直流電圧に変換して出力し、各降圧手段によって分割された直流電圧を負荷が要求する直流電圧にさらに電力変換降圧しているので交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が2段である。従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では4段であるのに対し本発明の電力変換システムでは2段となり、変換段数が2段減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。本発明の第3の態様に係る電力変換システムは、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段を有する直流電源装置と、互いに直列に接続され前記交流電源に接続されるとともに出力が並列に接続され、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段及び該各降圧手段のそれぞれに接続された複数の負荷を有するサーバ装置とを備えて構成されている。本発明では、交流電源から供給された交流電圧を負荷が要求する直流電圧に電力変換するという点では上記した従来の電力変換システム従来技術と同じである。しかし、従来技術では、上記したように交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が4段であるのに対し、本発明では、直流電源装置を構成する電力変換手段によって交流電圧から電力変換された直流電圧を、サーバ装置を構成する複数の降圧手段で分割するとともに該各降圧手段のそれぞれが分割された直流電圧をさらに電力変換降圧して負荷に出力しているので、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が2段である。従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では4段であるのに対し本発明の電力変換システムでは2段となり、変換段数が2段に減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。また、従来技術では19インチラックが直流電源装置としてのHVDCに接続された構成となっているのに対し、本発明では直流電源装置が19インチラックに含まれた構成となっているため、19インチラック内のサーバ装置と直流電源装置を接続するコネクタケーブルの長さを短くすることができる。従って、コネクタケーブルにかかるコストを低減することができる。本発明の第4の態様に係る電力変換システムは、互いに直列に接続され交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換して出力する複数の電力変換手段を有する直流電源装置と、入力側と出力側が絶縁されている複数の降圧手段と該各降圧手段のそれぞれに接続された複数の負荷とを有するサーバ装置とを備え、前記複数の各降圧手段が複数の前記各電力変換手段のそれぞれに接続されるとともに出力が並列に接続されて構成されている。本発明では、交流電源から供給された交流電圧を負荷が要求する直流電圧に電力変換するという点では上記した従来の電力変換システム従来技術と同じである。しかし、従来技術では、上記したように交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が4段であるのに対し、本発明では、直流電源装置を構成する電力変換手段によって交流電圧を分割するとともに該分割された交流電圧を直流電圧に電力変換降圧して出力し、サーバ装置を構成する複数の各降圧手段のそれぞれによって分割された直流電圧を、サーバ装置を構成する負荷が要求する直流電圧にさらに電力変換降圧しているので交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が2段である。従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では4段であるのに対し本発明の電力変換システムでは2段となり、変換段数が2段減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。また、従来技術では19インチラックが直流電源装置としてのHVDCに接続された構成となっているのに対し、本発明では直流電源装置が19インチラックに含まれた構成となっているため、19インチラック内のサーバ装置と直流電源装置を接続するコネクタケーブルの長さを短くすることができる。従って、コネクタケーブルにかかるコストを低減することができる。本発明の第5の態様に係る電力変換システムは、前記各降圧手段の前段に蓄電池が接続されていることを特徴とする。従って、前記各降圧手段の前段に配置された直流電源装置を構成する電力変換手段に異常が生じた場合においても蓄電池から前記各降圧手段への電力供給が継続されるので負荷への電力供給が停止することがない。第1の実施形態以下に本発明の第1の実施形態について図1を参照して説明する。図1は第1の実施形態の電力変換システムの構成を表す図である。電力変換システム1は、具体的には、図1に示すように交流電源9に接続された複数の19インチラック2-1~2-NNは2以上の整数を備えて構成されている。19インチラック2-1~2-Nは、それぞれ交流電源9から供給される交流電圧例えば200Vを第1の直流電圧例えば380Vに変換するAC-DCコンバータ5を含む直流電源部3と、サーバ装置4を備えて構成されている。サーバ装置4は、互いに直列に接続された複数のDC-DCコンバータ6-1~6-NNは2以上の整数と該各DC-DCコンバータ6-1~6-Nのそれぞれに接続された負荷例えば、メモリ8-1~8-NNは2以上の整数とを備えて構成されている。AC-DCコンバータ5として、例えば、図2に示すような2レベルコンバータ5 ́が用いられる。2レベルコンバータ5 ́は、いわゆるマルチレベルコンバータの一態様として知られており、いわゆる三相電圧形インバータと同様の回路構成であり、オンオフ機能を有するスイッチング素子10~15と、それぞれ各スイッチング素子10~15に逆並列に接続され整流機能を有するダイオードD1~D6と、互いに直列に接続され出力電圧ノードN31とノードN3nの間の電圧を脈動分の少ない電圧にする平滑コンデンサC1a~CNaNは2以上の整数とを備えて構成されている。各スイッチング素子10~15は自己消孤機能を有する半導体スイッチ素子であり、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBT、MOSFET等が用いられる。尚、上記した2レベルコンバータ5 ́の代わりに、例えば、5レベルコンバータを用いてもよい。この5レベルコンバータとしては、5レベルダイオードクランプ形、5レベルフライングキャパシタ形及び5レベルチェーンリンク形等が知られている。この5レベルコンバータは、半周期につき5段階の値プラス側最大値、プラス側中間値、0、マイナス側中間値、マイナス側最大値をとるようにコンバータ内のスイッチング素子を制御することにより高周波電圧を出力している。このような制御を行うことにより2レベルコンバータよりも出力電圧の高調波成分を少なくできる。N個の平滑コンデンサC1a~CNaは互いに直列に接続されている。互いに直列に接続された各DC-DCコンバータ6-1~6-NはノードN31及びノードN3nを介して交流電源9に接続されている。DC-DCコンバータ6-1のハイサイドの入力端子ノードN31は平滑コンデンサC1aを介してローサイドの入力端子ノードN32に接続されている。上記同様に複数の各DC-DCコンバータ6-2~6-Nについては、それぞれDC-DCコンバータ6-2~6-Nのハイサイドにおける入力側ノードノードN32~ノードN3がそれぞれ平滑コンデンサC2a~CNaを介して各平滑コンデンサC2a~CNaに対応するローサイドの入力側ノードノードN33~ノードN3nに接続されている。DC-DCコンバータ6-1~6-Nのそれぞれは、いわゆる絶縁型DC-DCコンバータであり、オンオフ機能を有するスイッチング素子16~19と、一次側ダイオードD7~D10と、トランス20と、二次側ダイオードD11,D12と、コイルL4と、平滑コンデンサCbを備えて構成されている。尚、絶縁型DC-DCコンバータとしては、上記したフルブリッジ方式の他に、フライバック方式、フォワード方式、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式のものでもよい。スイッチング素子16~19は自己消孤機能を有する半導体スイッチ素子であり、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBT、MOSFET等が用いられる。各スイッチ部16~19にはそれぞれ整流機能を有する一次側ダイオードD7~D10が逆並列に接続されている。トランス20は一次側コイルL1と二次側コイルL2,L3を備えて構成されている。二次側コイルL2,L3はノードN5を介して互いに直列に接続されている。二次側コイルL2の一端にはダイオードD11のアノードが接続され、他端にはダイオードD12のアノードが接続されている。コイルL4の一端にはダイオードD11、D12のカソードが接続されており、他端にはコンデンサCbの一端が接続されている。コンデンサCbの他端はノードN5に接続されている。複数のDC-DCコンバータ6-1~6-Nの出力は並列に接続されている。DC-DCコンバータ6-1~6-Nの出力直流電圧はそれぞれ負荷8-1~8-Nに供給されている。尚、並列に接続された各DC-DCコンバータ6-1~6-Nの出力が、上記したように対応する各負荷8-1~8-Nに供給されるような接続態様だけでなく、複数の負荷8-1~8-Nの内の少なくとも一つの負荷例えば、負荷8-1にのみ供給されるような接続態様でもよい。以下に、本第1の実施の形態に係る電力変換システム1の動作について説明する。2レベルコンバータ5 ́を構成するスイッチング素子10~15のスイッチング制御について、単相例えば、U相で考えると、例えばスイッチング素子10、13を一対とし、スイッチング素子11、12を一対として交互にオンオフするとともにダイオードD1~D4による全波整流を行うことにより交流電源9からの交流電圧例えばAC200Vを直流電圧例えばDC380Vに変換する。他の相例えば、V相についても上記同様にスイッチング素子12、15を一対とし、スイッチング素子13、14を一対とし交互にオンオフするとともにダイオードD3~D6による全波整流を行うことにより交流電圧を直流電圧に変換する。さらに別の相例えば、W相についてもスイッチング素子10、15を一対とし、スイッチング素子11、14を一対として交互にオンオフするとともにダイオードD1、D2、D5、D6による全波整流を行うことにより交流電圧を直流電圧に変換する。上記したスイッチング制御により、ノードN31とノードN3nnは2以上の整数間には、第1の直流電圧第1のコンバータ電圧、例えば、DC380Vが発生する。互いに直列に接続された各DC-DCコンバータ6-1~6-Nのそれぞれの入力側には、平滑コンデンサC1a~CNaの容量が全て同一である場合に380/Nボルトの電圧が発生する。例えば、平滑コンデンサが8個直列に接続され、8個の平滑コンデンサに対応するDC-DCコンバータ6-1~6-8が互いに直列に接続された形態では、平滑コンデンサC1a~C8aの容量が全て同一である場合にDC-DCコンバータ6-1~6-8の入力側に概ね48ボルトの直流電圧が供給される。また、上記したようにDC-DCコンバータ6-1~6-8によって直列に分割された直流電圧DC48Vに不平衡バラツキが生じた場合には、1別途直流電圧バランス回路をDC-DCコンバータ6-1~6-8に接続する方法、2DC-DCコンバータ6-1~6-8の二次側に一次側と同様の構成のフルブリッジ回路を接続し一次側及び二次側全体でいわゆる双方向回路として機能させ、回生電力を不平衡バラツキが生じていない他のDC-DCコンバータから供給する方法により分割された直流電圧の不平衡を改善することができる。尚、DC-DCコンバータ6-1~6-8のそれぞれの構成は全て同じであるので、以下ではDC-DCコンバータ6-1を例として説明する。DC-DCコンバータ6-1では、スイッチング素子16、19を一対とし、スイッチング素子17、18を一対とし交互にオンオフすることにより一次側コイルL1にはプラス48ボルトとマイナス48ボルトの直流電圧高周波が交互に発生する。一次側コイルL1にプラス48ボルトが発生した場合には二次側コイルL2側に所定の変圧比で変圧された直流電圧、本例では1.2ボルトの直流電圧がダイオードD11を介して負荷8-1に供給される。一次側コイルL1にマイナス48ボルトが発生した場合には二次側コイルL3側に所定の変圧比で変圧された1.2ボルトの直流電圧がダイオードD12を介して負荷8-1に供給される。尚、一次側コイルL1と二次側コイルL2,L3とは絶縁されているので互いに直列に接続されたDC-DCコンバータ6-1~6-Nの入力と出力が短絡状態になることが避けられる。以上説明したように、上記構成によれば、直流電源装置3を構成する2レベルコンバータ5 ́によって交流電圧から電力変換された直流電圧を、サーバ装置4を構成する複数のDC-DCコンバータ6-1~6-Nで分割するとともに該各DC-DCコンバータ6-1~6-Nがそれぞれ分割された直流電圧をさらに電力変換降圧して負荷8-1~8-Nに出力している。このため、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数は2レベルコンバータ5 ́が1段目となりDC-DCコンバータ6-1~6-Nが2段目となる。従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では4段であるのに対し本発明の電力変換システムでは2段となり、変換段数が2段に減少するので電力変換効率のさらなる向上を図ることができる。また、DC-DCコンバータ6-1の前段には蓄電池7が接続されている。具体的には、蓄電池7の正極がノードN31に接続され負極がノードN3nに接続されて構成されている。蓄電池7を接続することにより、前記各DC-DCコンバータ6-1~6-Nの前段に配置された直流電源装置3を構成するAC―DCコンバータ5に異常が生じた場合においても蓄電池7から各DC-DCコンバータ6-1~6-Nへの電力供給が継続されるので負荷8-1~8-Nへの電力供給が停止することがない。尚、上記した蓄電池の接続態様以外でも、例えば、複数の各DC-DCコンバータ6-1~6-Nの前段にそれぞれ対応するように複数の蓄電池を接続してもよい。第2の実施形態以下に本発明の第2の実施形態について図3を参照して説明する。図3は第2の実施形態に係る電力変換システム30の構成を表す図である。電力変換システム30は、複数の単位セルコンバータ35-1~35-Nを有して構成され交流電源9から供給される交流電圧例えば200Vを第1の直流電圧例えば380Vに変換し、さらに単位セルに相当する直流電圧セル数が8個の場合は48Vに変換して出力するマルチセルコンバータを備えた直流電源部3と、サーバ装置4を備えて構成され交流電源9に接続された複数の19インチラック2-1~2-NNは2以上の整数とを含んで構成されている図1参照。サーバ装置4は、互いに直列に接続された複数のDC-DCコンバータ6-1~6-NNは2以上の整数と該各DC-DCコンバータ6-1~6-Nのそれぞれに接続された負荷例えば、メモリ8-1~8-NNは2以上の整数とを備えて構成されている。ここで、本第2の実施の形態に係る電力変換システム30は上記した第1の実施の形態に係る電力変換システム1のAC-DCコンバータとして機能する2レベルコンバータ5 ́をAC-DCコンバータとして機能するマルチセルコンバータ複数の単位セルコンバータ35-1~35-Nに変更している点以外は第1の実施の形態と同じであるので、ここでは単位セルコンバータ35-1~35-Nの構成及び動作のみ説明し、それ以外の各部については説明を省略する。単位セルコンバータ35-1,35-Nは、それぞれインダクタL10,L13を介して交流電源図示せずに接続されている。各マルチセルコンバータ35-1~35-NはインダクタL11,L12を介して互いに直列に接続されている。各単位セルコンバータ35-1~35-Nは全て同じ構成であるのでここでは単位セルコンバータ35-1を例にとって説明する。単位セルコンバータ35-1は、オンオフ機能を有するスイッチング素子41~44と、それぞれスイッチング素子41~44に逆並列に接続され整流機能を有するダイオードD13~D16と、出力電圧を脈動分の少ない電圧にする平滑コンデンサC1aとを備えて構成されている。各スイッチング素子41~44は自己消孤機能を有する半導体スイッチ素子であり、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタIGBT、MOSFET等が用いられる。以下に、AC-DCコンバータ5が、例えば、単位セルコンバータを8個直列に接続されて構成された場合を例にとってマルチセルコンバータの動作について説明する。各単位セルコンバータ35-1~35-8は、交流電源9からの交流電圧に基く基本波例えば、正弦波と別に用意した三角波信号とをPWMパルス幅変調制御して高周波電圧を出力する。各単位セルコンバータ35-1~35-8では、例えば、基本波正極と三角波信号を比較して基本波の出力レベルが三角波信号の出力レベル以上になったときに一対のスイッチング素子41,44がオンするように制御され、基本波負極と三角波信号を比較して基本波の出力レベルが三角波信号の出力レベルを下回るときに一対のスイッチング素子42,43がオンするように制御されるとともにダイオードD13~D16による全波整流を行い、これらの動作が交互に繰り返される。このようにして、各単位セルコンバータ35-1~35-8は交流電圧本例では200Vを直流電圧に電力変換すると同時にさらに低圧の直流電圧本例では48Vを出力する。従って、DC-DCコンバータ6-1~6-8が互いに直列に接続された形態では、平滑コンデンサC1a~C8aの容量が全て同一である場合にDC-DCコンバータ6-1~6-8には概ね48ボルトの直流電圧が入力される。以降の動作は上記した第1の実施の形態と同じである。以上説明したように、上記した構成によれば、直流電源装置3を構成するマルチセルコンバータによって交流電圧を第1の直流電圧に電力変換するとともに該第1の直流電圧をさらに低圧である第2の直流電圧に電力変換し、DC-DCコンバータ6-1~6-Nによって第2の直流電圧をさらに低圧である第3の直流電圧に電力変換して負荷8-1~8-Nに出力している。このため、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数は2レベルコンバータ5 ́が1段目となりDC-DCコンバータ6-1~6-Nが2段目となる。従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では4段であるのに対し本発明の電力変換システムでは2段となり、変換段数が2段に減少するので電力変換効率のさらなる向上を図ることができる。また、マルチセルコンバータを構成する単位セルコンバータの数を増加することによりインダクタL10~インダクタL13の一つあたりのインダクタの巻線数を少なくすることができ、フィルタ一個あたりのコストを削減することができる。ここで、本実施形態においては、2レベルコンバータ5 ́が本発明請求項1、3の電力変換手段に相当し、単位セルコンバータ35-1~35-Nからなるマルチセルコンバータが本発明請求項2、4の電力変換手段に相当し、DC-DCコンバータ6-1~6-Nが本発明の降圧手段に相当する。以上本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて種々の態様をとることができる。"