一定の変調指数を備えた中心周波数Fcを有する変調周波数Fmで発振器を変調する方法であって、この方法は、可変振幅を備えた三角ランプ発生器信号を提供すること、変調時間期間Tmの前半の間、前記発振器の周波数が前記中心周波数Fcより高く、前記変調時間期間Tmの後半で前記発振器周波数が前記中心周波数Fcより低くなるように、前記三角ランプ発生器信号を用いて非線形の制御可能な発振器16を周波数変調すること、前記制御可能な発振器から出力される変調された発振器周波数を測定すること、前記変調時間期間Tmの前半の間、時間にわたって前記測定された変調された発振器周波数を積分すること、及び前記変調時間期間Tmの後半の間、時間にわたって前記変調された発振器周波数を積分すること、前記変調時間期間Tmの前半の間得られた結果と、前記変調時間期間Tmの後半の間得られた結果との間の差を計算すること、前記計算された差を予測差と比較すること、及び、前記計算された差が前記予測値に合致するように周波数変調ユニットからの前記三角ランプ発生器信号の出力の振幅を調節すること、を含む、方法。周波数変調指数を制御するための電子デバイスであって、前記デバイスが、中心周波数Fcを有する周波数制御可能な発振器16の周波数出力18に接続されるように適合される入力22と、周波数変調ユニット38の入力36に接続されるように適合される出力36と、を有する周波数変調指数制御ループ14を含み、前記変調指数制御ループが前記変調指数を判定するように適合される、電子デバイス。請求項2に記載の電子デバイスであって、前記周波数変調指数制御ループ14が、前記制御可能な発振器16から出力される変調された周波数を測定するよう適合され、前記変調指数が、前記測定された変調された周波数信号の前記中心周波数Fcからの偏差の絶対値の時間にわたる積分により計算される、電子デバイス。請求項3に記載の電子デバイスであって、前記周波数変調ユニット38が、変調時間期間Tmの前半の間、前記発振器周波数が前記中心周波数Fcより高く、前記変調時間期間Tmの後半の間、前記発振器周波数が前記中心周波数Fcより低くなるように、変調周波数Fmで前記発振器中心周波数Fcを周波数変調するための変調信号を前記制御可能な発振器16に出力するように更に適合される、電子デバイス。請求項4に記載の電子デバイスであって、前記周波数変調指数制御ループが、前記制御可能な発振器16の周波数出力18に接続されるように適合される入力22を有し、変調時間期間Tmの前半の間の時間にわたる前記変調された発振器周波数の積分と、前記変調時間期間Tmの後半の間の時間にわたる前記変調された発振器周波数の積分との間の差を計算するよう適合される、積分ユニット24、及び、前記積分ユニット24の出力26に結合され、前記計算された差を予測値と比較するよう適合され、かつ、前記計算された差が前記予測値に合致するように前記周波数変調ユニット38からの前記変調信号の出力を調節するために、コンパレータ信号を前記周波数変調ユニット38の入力36に出力するように結合されるコンパレータユニット30、を含む、電子デバイス。請求項4に記載の電子デバイスであって、前記周波数変調ユニット38が、前記コンパレータ信号により調節可能である制御可能な振幅を備えた三角信号を作動する三角信号発生器である、電子デバイス。請求項5に記載の電子デバイスであって、前記積分ユニット24が、前記変調時間期間Tmの前半の間、前記変調された周波数の周期をカウントアップするように、及び前記変調時間期間Tmの後半の間、前記変調された周波数の周期をカウントダウンするように結合される、アップダウンカウンタである、電子デバイス。請求項7に記載の電子デバイスであって、前記アップダウンカウンタが、変調時間期間Tmの開始の度にリセットされ、前記コンパレータユニット30に変調時間期間Tmの終了の度に実際のカウントを出力する、電子デバイス。請求項8に記載の電子デバイスであって、前記コンパレータユニット30が、前記計算された差が前記予測差より小さいとき第1の信号を、前記計算された差が前記予測差に等しいとき第2の信号を、及び前記計算された差が前記予測差より大きいとき第3の信号を出力するよう適合される、デジタルコンパレータである、電子デバイス。請求項5に記載の電子デバイスであって、前記積分ユニット24がアナログ積分器である、電子デバイス。請求項10に記載の電子デバイスであって、前記コンパレータユニット30がアナログコンパレータである、電子デバイス。請求項2に記載の電子デバイスであって、前記変調周波数に対しクロック信号を提供するクロックユニット42を更に含み、前記クロックユニット42が前記周波数変調ユニット38に及び前記積分ユニット24に結合され、前記周波数変調ユニット38に供給されるクロック信号が、前記積分ユニット24に供給されるクロック信号に対し90度位相シフトされる、電子デバイス。請求項2に記載の電子デバイスを含む発振システムであって、前記制御可能な発振器16を更に含み、前記制御可能な発振器が自励発振DC-DCコンバータであり、前記変調信号が自励発振DC-DCコンバータの伝播遅延を変えるよう適合される、発振システム。請求項2に記載の電子デバイスを含む発振システムであって、前記制御可能な発振器16を更に含み、前記制御可能な発振器がリング発振器であり、前記変調信号が前記リング発振器の伝播遅延を変えるよう適合される、発振システム。図2は発振システム14を概略的に示す。発振器16が、発振器周波数が出力される周波数出力18を有する。発振器16は、変調信号を受信するよう適合される変調信号入力20を更に含む、制御可能な発振器である。周波数出力18は、カウント結果を出力するよう適合されるカウント出力26を含むデジタルアップダウンカウンタ24の入力22に接続される。カウント出力26は、コンパレータ30のコンパレータ入力28に接続される。コンパレータ30は、ターゲットカウントを入力するよう適合される第2の入力32を含む。コンパレータ30は、カウンタ24からのカウント出力とターゲットカウントとの比較の結果を表す信号を出力するよう適合されるコンパレータ出力34を含む。コンパレータ出力34は、ランプ発生器38の制御入力36に接続される。制御入力36は、ランプ信号の振幅を制御するための制御信号を受信するよう適合される。ランプ発生器38は更に信号出力40を含み、信号出力40からランプ発生器38により生成されたランプ信号が出力される。発生器信号出力40は、発振器16の変調制御入力20に接続される。ランプ発生器により生成されるランプは変調信号である。発振システム14は更に、第1のクロック出力44を備えたクロックユニット42を含み、第1のクロック出力44は、ランプ発生器38のクロック入力46に接続され、第2の出力48は、カウンタ24のクロック入力50に接続される。クロックユニット42は、入力52でシステムクロックを受信する。発振器16は、中心周波数Fcを備えたヒステレティック/リング発振器型アーキテクチャの発振器であり得る。有利な実施例において、発振器は図3に示すように実装され得る。リング発振器の発振周波数は、そのリング発振器を構築するために用いられるゲートの伝播遅延を変えることによって変えられ得る。入力20で入力される変調信号は、バイアス電流であり得、そのため、リング発振器の伝播遅延は変化する。図3に示す発振器では、信号20もバイアス電流であってよい。これは、図3を参照して更に詳細に説明する。積分ユニットとしてのカウンタ24、及びコンパレータ30は、共に周波数変調指数制御ループを形成し、一方、ランプ発生器38は周波数変調ユニットである。入力52の信号は、数MHz、例えば6MHzの周波数の周期的クロック信号であり得る。出力48及び44で生成される信号は、より低い周波数、例えば100kHzの周期的クロック信号であり得る。ランプ発生器38は、乗算デジタルアナログコンバータであり得る。図3は、図2に示した発振器16として用いることができる自励発振DC-DCコンバータの簡略化した回路図を示す。COMPは、一対の相補入力と出力とを備えた高利得コンパレータである。このコンパレータの非反転入力に参照電源Vrefが接続される。フィルタネットワークが、主として出力インダクタLoutを含み、負荷コンデンサCloadがコンパレータCOMPの出力に接続される。Lout及びCloadは、通常通り、等価直列抵抗Resr及び等価直列インダクタンスLeslと直列に示されている。Lout及びCloadの相互接続ノードは、コンパレータCOMPの反転入力に接続され、同時にこの回路の電圧出力Voutである。コンパレータCOMPは、通常通り電源VDD及びVSSを有する。コンパレータCOMPの高利得に、コンパレータの伝播遅延に、及びフィルタネットワークによって生じる遅延に起因して、図3に示す構成の発振条件は、典型的な実装において数MHzであり得る固定周波数で満たされる。自励発振DC-DCコンバータの発振周波数は、コンパレータCOMPのバイアス電流IBIASで調節され得る。従って、図3の信号20は、バイアス電流IBIASを制御するように結合され得る。コンパレータの出力SWは、本発明に従って、発振周波数及び変動を判定するようにカウンタ24に結合されてもよい。コンパレータCOMPの出力の信号はスイッチノードSWと呼ばれる。ノードSWの信号は矩形波形を有し得る。電圧スイングは、実質的にレールツーレールであり得る。ここに示した例において、参照電圧は例えば、2.80Vであると仮定される。そのため、出力電圧Voutは、重畳されたリップルを備えた参照電圧のレベルであり得る。このリップルは非常に小さいが、コンパレータCOMPの反転入力に印加されることにより、それが、従来のコンバータに類似するランプ信号として機能し、それにより、出力電圧Voutのレベルを調整する。本発明の文脈において、ランプ信号は、これを個別のランプ信号発生器により生成されるランプ信号と区別するため、自動生成ランプと呼ばれる。自動生成ランプの大きさは、リップル電流に等価直列抵抗Resrを乗算したものである。発振周波数が制御される必要がある応用例において、コンパレータの伝播遅延が、コンパレータにより供給されるバイアス電流を調節することにより制御され得るという事実から利点が得られる。発振システム14のオペレーションを図面を参照して下記のように説明する。発振器16は中心周波数Fcで発振する。クロックユニット42は、クロック出力44でクロック信号を出力し、このクロック信号を図4において線54で表す。クロック入力46でクロック信号54を受信するランプ発生器38は、クロック信号54でクロックされる。そのため、図4に示すランプ信号56は、クロック信号に従う、即ち、クロック信号54が正である間増加するランプがあり、クロック信号54が負である間減少するランプがある、ランプ発生器出力40で出力される。このランプ信号は三角ランプ信号である。もちろん、この関係は、クロック信号が高であるとき減少するランプ、及びクロック信号が低であるとき増加するランプで入れ替わってもよい。クロックユニット42は更に、クロック信号54に関連して90度位相がずれているクロック信号58をクロック出力48で出力する。図4は、クロック信号58及びクロック信号54の関係を示す。クロック信号58は、カウンタ24のクロック入力50へ供給される。例示の実施例において、カウンタ24は、クロック信号58が高である間カウントアップし、クロック信号58が低である間カウントダウンする。クロック信号54又は58の1つの時間期間は、1つの変調時間期間に対応する。ランプ信号56が、信号出力40で出力され、発振器16の変調信号入力20へ供給される。発振器出力18で時間にわたって出力される変調された周波数Fmを、図1で線10として示す。周波数変動は変調制御ランプ信号56に従う。線10は無論理想化されており、発振器の非線形挙動のため、振幅、即ち、最大周波数偏差は変化し、ランプ信号に線形的には従わない。発振器16の周波数出力に接続される、カウント入力22を備えたカウンタ24は、発振器時間期間毎にカウントし、そのため変調された周波数を測定する。クロック信号58はクロック信号54に関連して位相シフトされているため、カウントアップ期間は、変調された発振器周波数が中心周波数に等しい、増加するランプの中間の時間T1で開始する。全カウントアップ期間の間、変調された発振器周波数は中心周波数より大きい。変調時間期間の4分の1後である時間T2で、クロック信号54は高から低に変わり、変調信号56は、減少するランプを開始する。変調された発振器周波数は、中心周波数よりまだ高く、カウンタ24は、クロック信号58がまだ高であるとしてまだカウントアップする。カウントダウン期間は、カウンタ24をクロックするクロック信号58が高から低へ変わる時間T3で開始する。これは、変調された発振器周波数が再び中心周波数に等しくなる、減少するランプの中間である。時間T3ではクロック信号54がまだ低であるため、変調信号のランプはまだ減少する。変調時間期間の4分の3後である時間T4で、クロック信号54は低から高に変わり、ランプ発生器のランプは再び増加し始める。しかし、カウンタ24はクロック信号58がまだ低であるとしてまだカウントダウンする。時間T5でフル変調周期が終了し、クロック信号58が高になりカウントダウン期間が止まる。全カウントダウン期間の間、変調された発振器周波数は中心周波数より低い。時間T5で、即ち、フル変調周期の後、カウンタ24はリセットされ、カウント出力26でカウント結果をコンパレータ30に出力する。カウントアップ位相の間、変調された発振器周波数は常に中心周波数より高く、カウントダウン位相の間、変調された発振器周波数は常に中心周波数より小さいため、常に正の結果となり得る。カウントアップすることは、変調時間期間Tmの前半の間の時間にわたる変調された発振器周波数の積分に対応し、カウントダウン位相の間変調された発振器周波数は、変調時間期間Tmの後半の間、時間にわたって積分される。そのためカウント結果は、変調時間期間Tmの前半の間の時間にわたる変調された発振器周波数の積分と、変調時間期間Tmの後半の積分の間時間にわたる変調された発振器周波数の積分の間の差である。カウンタ出力26で出力される差Rは、変調指数MIに及び発振器中心周波数と変調周波数の比に依存する。Rに対して式10を解くことにより、下記式が得られる。発振器の中心周波数Fcと変調周波数Fmの差の比Nが64であると仮定すると、N=Fc/Fm=64となり、Tm=1/Fm、及び変調指数MI=0.1の場合、その結果又はカウンタ出力の予測差は、R=64×0.1/2=3.2となり得る。この予測差は、入力32でコンパレータ30に入力される。この差は、所望の変調指数に及び中心周波数と変調周波数の比に依存する。これは整数であり得、或いはカウントすることが幾つかの時間期間にわたって実現され得、その結果がコンパレータ32に入力される前に平均化されてもよい。コンパレータは、出力34で3つの異なる信号を出力するよう適合される。好ましい実施例において、コンパレータ30はデジタルコンパレータである。第1の信号は、計算された差が予測値より小さいことを示し、第2の信号は、計算された差が予測値に等しいことを示し、第3の信号は、計算された差が予測値より大きいことを示す。コンパレータ出力信号は、ランプ発生器38の制御入力36に入力される。計算された差が予測値より小さいことを示す第1のコンパレータ信号は、図4に点線60で示すようなランプ信号の振幅の増加につながる。第2の信号は不変につながり、第3のコンパレータ信号はランプ信号の振幅の低減につながる。変化したランプ信号は、発振器周波数の変化に、及びそのため変調指数の変化につながり得る。このように、発振システム14は周波数変調指数制御を実現する。本発明をデジタル実装に対して説明してきたが、アナログ実装も可能である。当業者であれば、他の多くの実施例及び変形が特許請求の範囲に包含されること、及び簡潔さ或いは平易さのため、特徴又は工程は、例示の実施例の文脈で説明したような特徴又は工程のすべて又はその幾つかを有する例示の実施例の文脈で説明したが、説明した一つ又は複数の特徴又は工程の異なる組み合わせを有する実施例も、本明細書に包含されることが理解されるであろう。