"主信号を増幅する利得可変回路の利得を調整する自動利得調整回路において、前記利得可変回路の出力信号のピーク電圧を検出するピーク検出回路と、前記利得可変回路の出力信号の平均値電圧を検出すると共に、この平均値電圧に前記利得可変回路の所望の出力振幅の1/2の電圧を加える平均値検出出力振幅設定回路と、前記ピーク検出回路の出力電圧と前記平均値検出出力振幅設定回路の出力電圧との差分を増幅して、この増幅結果を利得制御信号として前記利得可変回路の利得を制御する増幅回路とを備え、前記ピーク検出回路において前記利得可変回路の出力信号を受ける入力端子から前記増幅回路に電圧を出力する出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数と、前記平均値検出出力振幅設定回路において前記利得可変回路の出力信号を受ける入力端子から前記増幅回路に電圧を出力する出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数とが同一であることを特徴とする自動利得調整回路。請求項1記載の自動利得調整回路において、前記ピーク検出回路は、ベースが自動利得調整回路の正相入力端子に接続され、コレクタに電源電圧が供給される第1のトランジスタと、ベースが自動利得調整回路の逆相入力端子に接続され、コレクタに電源電圧が供給される第2のトランジスタと、ベースが前記第1、第2のトランジスタのエミッタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタがピーク検出回路の出力端子に接続された第3のトランジスタと、一端が前記第1、第2のトランジスタのエミッタおよび前記第3のトランジスタのベースに接続され、他端が接地された第1の容量と、前記第3のトランジスタに定電流を供給する第1の電流源とから構成され、前記平均値検出出力振幅設定回路は、前記正相入力端子の電圧と前記逆相入力端子の電圧との平均値電圧に前記利得可変回路の所望の出力振幅の1/2の電圧を加える電圧検出設定回路と、ベースが前記電圧検出設定回路の出力端子に接続され、コレクタに電源電圧が供給される第4、第5のトランジスタと、ベースが前記第4、第5のトランジスタのエミッタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタが平均値検出出力振幅設定回路の出力端子に接続された第6のトランジスタと、一端が前記電圧検出設定回路の出力端子および前記第4、第5のトランジスタのベースに接続され、他端が接地された第2の容量と、前記第6のトランジスタに定電流を供給する第2の電流源とから構成され、前記第1、第2のトランジスタと前記第4、第5のトランジスタとが同一のサイズであり、前記第3のトランジスタと前記第6のトランジスタとが同一のサイズであり、前記第1の電流源と前記第2の電流源とが同一の電流値であることを特徴とする自動利得調整回路。請求項2記載の自動利得調整回路において、前記電圧検出設定回路は、一端が前記正相入力端子に接続され、他端が電圧検出設定回路の出力端子に接続された第1の抵抗と、一端が前記逆相入力端子に接続され、他端が電圧検出設定回路の出力端子に接続された第2の抵抗と、一端に電源電圧が供給され、他端が電圧検出設定回路の出力端子に接続された第3の抵抗とから構成されることを特徴とする自動利得調整回路。請求項1乃至3のいずれか1項に記載の自動利得調整回路において、さらに、自動利得調整回路の入力端子と前記ピーク検出回路の入力端子および前記平均値検出出力振幅設定回路の入力端子との間に挿入された緩衝回路を備え、前記緩衝回路は、入力が自動利得調整回路の入力端子に接続されたエミッタフォロア回路と、入力が前記エミッタフォロア回路の出力に接続され、出力が前記ピーク検出回路の入力端子および前記平均値検出出力振幅設定回路の入力端子に接続された出力回路とから構成されることを特徴とする自動利得調整回路。自動利得調整回路によって一定となるように制御される利得可変回路の出力振幅値は、温度によって大きく変化する場合がある。利得可変回路の出力振幅値が温度によって変化する現象は、図4中のピーク検出回路50の出力電圧THoと平均値検出回路51の出力電圧Aveの温度依存性が異なる場合に発生し得る。このことは式2から理解できる。図4に示した自動利得調整回路5は、ピーク検出回路50の出力電圧THoと平均値検出回路51の出力電圧Aveとの差THo-Aveを検出し、更にその出力電圧差THo-Aveと出力振幅設定回路52の出力電圧ASetとを比較して差分が0になるように動作するが、ピーク検出回路50の出力電圧THoと平均値検出回路51の出力電圧Aveの温度依存性が異なる場合、出力電圧差THo-Aveに温度依存性が発生してしまう。自動利得調整回路5が利得制御信号を生成するための比較判断信号の1つである出力電圧差THo-Aveが温度依存性を持つことから、自動利得調整回路5から利得可変回路3へ出力される利得制御信号に温度依存性が発生し、結果として利得可変回路3の出力振幅値にも温度依存性が発生してしまう。このように、従来は利得可変回路3の出力振幅の温度依存性が避けられないことから、回路動作の余裕を大きくとるようにしていた。本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、自動利得調整回路が生成する利得制御信号の温度依存性を低減し、その結果として利得可変回路の出力振幅の温度依存性を低減することを目的とする。本発明は、主信号を増幅する利得可変回路の利得を調整する自動利得調整回路において、前記利得可変回路の出力信号のピーク電圧を検出するピーク検出回路と、前記利得可変回路の出力信号の平均値電圧を検出すると共に、この平均値電圧に前記利得可変回路の所望の出力振幅の1/2の電圧を加える平均値検出出力振幅設定回路と、前記ピーク検出回路の出力電圧と前記平均値検出出力振幅設定回路の出力電圧との差分を増幅して、この増幅結果を利得制御信号として前記利得可変回路の利得を制御する増幅回路とを備え、前記ピーク検出回路において前記利得可変回路の出力信号を受ける入力端子から前記増幅回路に電圧を出力する出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数と、前記平均値検出出力振幅設定回路において前記利得可変回路の出力信号を受ける入力端子から前記増幅回路に電圧を出力する出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数とが同一であることを特徴とするものである。また、本発明の自動利得調整回路の1構成例において、前記ピーク検出回路は、ベースが自動利得調整回路の正相入力端子に接続され、コレクタに電源電圧が供給される第1のトランジスタと、ベースが自動利得調整回路の逆相入力端子に接続され、コレクタに電源電圧が供給される第2のトランジスタと、ベースが前記第1、第2のトランジスタのエミッタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタがピーク検出回路の出力端子に接続された第3のトランジスタと、一端が前記第1、第2のトランジスタのエミッタおよび前記第3のトランジスタのベースに接続され、他端が接地された第1の容量と、前記第3のトランジスタに定電流を供給する第1の電流源とから構成され、前記平均値検出出力振幅設定回路は、前記正相入力端子の電圧と前記逆相入力端子の電圧との平均値電圧に前記利得可変回路の所望の出力振幅の1/2の電圧を加える電圧検出設定回路と、ベースが前記電圧検出設定回路の出力端子に接続され、コレクタに電源電圧が供給される第4、第5のトランジスタと、ベースが前記第4、第5のトランジスタのエミッタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタが平均値検出出力振幅設定回路の出力端子に接続された第6のトランジスタと、一端が前記電圧検出設定回路の出力端子および前記第4、第5のトランジスタのベースに接続され、他端が接地された第2の容量と、前記第6のトランジスタに定電流を供給する第2の電流源とから構成され、前記第1、第2のトランジスタと前記第4、第5のトランジスタとが同一のサイズであり、前記第3のトランジスタと前記第6のトランジスタとが同一のサイズであり、前記第1の電流源と前記第2の電流源とが同一の電流値であることを特徴とするものである。また、本発明の自動利得調整回路の1構成例において、前記電圧検出設定回路は、一端が前記正相入力端子に接続され、他端が電圧検出設定回路の出力端子に接続された第1の抵抗と、一端が前記逆相入力端子に接続され、他端が電圧検出設定回路の出力端子に接続された第2の抵抗と、一端に電源電圧が供給され、他端が電圧検出設定回路の出力端子に接続された第3の抵抗とから構成されることを特徴とするものである。また、本発明の自動利得調整回路の1構成例は、さらに、自動利得調整回路の入力端子と前記ピーク検出回路の入力端子および前記平均値検出出力振幅設定回路の入力端子との間に挿入された緩衝回路を備え、前記緩衝回路は、入力が自動利得調整回路の入力端子に接続されたエミッタフォロア回路と、入力が前記エミッタフォロア回路の出力に接続され、出力が前記ピーク検出回路の入力端子および前記平均値検出出力振幅設定回路の入力端子に接続された出力回路とから構成されることを特徴とするものである。本発明によれば、ピーク検出回路において入力端子から出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数と、平均値検出出力振幅設定回路において入力端子から出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数とを同一とすることにより、増幅回路でピーク検出回路の出力電圧と平均値検出出力振幅設定回路の出力電圧との差分から利得制御信号を生成するときに、ピーク検出回路のトランジスタのベース-エミッタ間電圧が利得制御信号に与える影響と平均値検出出力振幅設定回路のベース-エミッタ間電圧が利得制御信号に与える影響とを排除することができるので、利得制御信号の温度依存性を低減することができ、結果として利得可変回路の出力振幅の温度依存性を低減することができる。また、本発明では、平均値検出回路と出力振幅設定回路とが一体となっていることから、使用素子の削減、チップエリアの縮小、消費電力の削減といった効果が得られる。また、本発明では、平均値検出出力振幅設定回路内の電圧検出設定回路を第1、第2、第3の抵抗から構成し、利得可変回路の出力信号の平均値電圧に利得可変回路の所望の出力振幅の1/2の電圧を加えた電圧を、第1、第2、第3の抵抗による分圧比で設定することができるので、平均値検出回路内に出力振幅設定回路を小さくまとめて内蔵させることができる。また、本発明では、緩衝回路を設けることにより、利得可変回路が駆動する負荷を減じることができ、利得可変回路の高周波側の帯域を大きく確保することができる。[第1の実施の形態]以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図1は本発明の第1の実施の形態に係る自動利得調整回路の構成を示す回路図である。本実施の形態における自動利得調整回路5aは、図4に示した従来の自動利得調整回路5と同様に利得可変回路3の出力振幅をモニタしながら、当該出力振幅が自動利得調整回路5a内で設定された振幅となるように利得可変回路3への利得制御信号を生成出力する。本実施の形態における自動利得調整回路5aは、ピーク検出回路10と、平均値検出出力振幅設定回路11と、差動増幅回路である高利得アンプ12とから構成されている。ピーク検出回路10は、図4に示した従来のピーク検出回路50と同様に利得可変回路3の出力信号のピーク電圧を検出する回路である。ピーク検出回路10は、ベースが自動利得調整回路5aの正相入力端子ITに接続され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ1と、ベースが自動利得調整回路5aの逆相入力端子ICに接続され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ2と、ベースがトランジスタQ1,Q2のエミッタに接続され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ3と、一端がトランジスタQ1,Q2のエミッタおよびトランジスタQ3のベースに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される容量C1と、一端がトランジスタQ3のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される電流源I1とから構成されている。平均値検出出力振幅設定回路11は、図4に示した従来の自動利得調整回路5では別個であった平均値検出回路と出力振幅設定回路とを一体化した回路であり、利得可変回路3の出力信号の平均値電圧を検出すると共に、この平均値電圧に利得可変回路3の所望の出力振幅の略1/2の電圧片振幅を加える。平均値検出出力振幅設定回路11は、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ4,Q5と、ベースがトランジスタQ4,Q5のエミッタに接続され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ6と、一端が自動利得調整回路5aの正相入力端子ITに接続され、他端がトランジスタQ4,Q5のベースに接続された抵抗R1と、一端が自動利得調整回路5aの逆相入力端子ICに接続され、他端がトランジスタQ4,Q5のベースに接続された抵抗R2と、一端に電源電圧VCCが供給され、他端がトランジスタQ4,Q5のベースに接続された抵抗R3と、一端がトランジスタQ4,Q5のベースに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される容量C2と、一端がトランジスタQ6のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される電流源I2とから構成されている。ピーク検出回路10の出力端子トランジスタQ3のエミッタと電流源I1との接続点は、高利得アンプ12の正相入力端子OTに接続されている。平均値検出出力振幅設定回路11の出力端子トランジスタQ6のエミッタと電流源I2との接続点は、高利得アンプ12の逆相入力端子OCに接続されている。高利得アンプ12は、図4に示した従来のオペアンプ53と同様の機能を司る。すなわち、高利得アンプ12は、ピーク検出回路10の出力電圧と平均値検出出力振幅設定回路11の出力電圧との差分を増幅して、この増幅結果を利得制御信号として利得可変回路3に出力する。これにより、高利得アンプ12は、ピーク検出回路10の出力電圧と平均値検出出力振幅設定回路11の出力電圧とが等しくなるように利得可変回路3の利得を制御する。前述のとおり、利得可変回路3としては、例えば図5に示したギルバートセル型の利得可変回路が使用される。利得可変回路3の正相出力端子HOTは自動利得調整回路5aの正相入力端子ITに接続され、利得可変回路3の逆相出力端子HOCは自動利得調整回路5aの逆相入力端子ICに接続されている。また、高利得アンプ12から出力される正相側の利得制御信号GCTおよび逆相側の利得制御信号GCCは利得可変回路3に入力される。以下、本実施の形態において利得可変回路3の出力振幅値の温度依存性が小さくなることを式を用いながら説明する。まず、高利得アンプ12の差動入力端子OT,OCのうち正相入力端子OTの電圧を求める。利得可変回路3の出力電圧のピーク値をVpk、トランジスタQ1,Q2のベース-エミッタ間電圧をVbe1、トランジスタQ3のベース-エミッタ間電圧をVbe2としたとき、正相入力端子OTの電圧は次式のようになる。Vpk-Vbe1-Vbe21次に、高利得アンプ12の逆相入力端子OCの電圧を求める。利得可変回路3の出力電圧の平均値をVavとすると、抵抗R1,R2,R3の共通接続点トランジスタQ4,Q5のベースの共通接続点の電圧は次式のようになる。VavVCC-Vav×{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]2次に、トランジスタQ4,Q5のベース-エミッタ間電圧であるが、AトランジスタQ1,Q2とトランジスタQ4,Q5が同サイズ、BトランジスタQ3とトランジスタQ6が同サイズ、C電流源I1と電流源I2が同電流値、という3つの条件が揃っている場合、トランジスタQ3のベース電流とトランジスタQ6のベース電流が等しく、さらにこれらのベース電流の半分の大きさの電流がそれぞれ等しいサイズのトランジスタQ1,Q2,Q4,Q5のエミッタを流れることから、トランジスタQ4,Q5のベース-エミッタ間電圧はトランジスタQ1,Q2のベース-エミッタ間電圧Vbe1に等しくなる。尚、ここでトランジスタが同サイズとは、同じベース電流下では同一のベース-エミッタ間電圧となる事を意味する。そのようなトランジスタを実現する方法の一つとして、同サイズとしたいトランジスタについて、半導体層構造や電極構造を同一とし、さらにその半導体層および電極の厚さや長さも等しく作製すればよい。また、トランジスタQ6のベース-エミッタ間電圧は、前述のBトランジスタQ3とトランジスタQ6が同サイズ、C電流源I1と電流源I2が同電流値、という2つの条件が揃っていることで、等しい電流値の電流源I1とI2の電流がそれぞれ等しいサイズのトランジスタQ3,Q6のエミッタを流れることから、トランジスタQ6のベース-エミッタ間電圧はトランジスタQ3のベース-エミッタ間電圧Vbe2に等しくなる。以上から、逆相入力端子OCの電圧は次式のようになる。VavVCC-Vav×{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]-Vbe1-Vbe23正相入力端子OTと逆相入力端子OCは高利得アンプ12の入力端子であり、前述したように高利得アンプ12は正相入力端子OTの電圧と逆相入力端子OCの電圧とが等しくなるように動作するので、式1と式3より次式が成立する。Vpk-Vbe1-Vbe2=VavVCC-Vav×{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]-Vbe1-Vbe24さらに、式4は式5のように整理することができる。Vpk-Vav=VCC-Vav×{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]5すなわち、本実施の形態では、利得可変回路3のピーク電圧と平均値電圧との差がVCC-Vav×{R1×R2/R1R2}/{{R1×R2/R1R2}R3}となるように動作する。よって利得可変回路3の出力振幅は次式のようになる。2×VCC-Vav×{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]6ここで、式6を見ると、トランジスタQ1,Q2,Q4,Q5のベース-エミッタ間電圧Vbe1およびトランジスタQ3,Q6のベース-エミッタ間電圧Vbe2が含まれていないことが分かる。ベース-エミッタ間電圧Vbe1,Vbe2が排除される理由は、ピーク検出回路10の入力端子トランジスタQ1,Q2のベースからピーク検出回路10の出力端子までの経路に挿入されるトランジスタがQ1Q2とQ3の2段構成で、平均値検出出力振幅設定回路11の入力端子抵抗R1,R2の一端から平均値検出出力振幅設定回路11の出力端子までの経路に挿入されるトランジスタがQ4Q5とQ6の2段構成であり、ピーク検出回路10において入力端子から出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数と、平均値検出出力振幅設定回路11において入力端子から出力端子までの経路に挿入されるトランジスタのベース-エミッタ接合の数とが同一であるため、高利得アンプ12でピーク検出回路10の出力電圧と平均値検出出力振幅設定回路11の出力電圧との差分から利得制御信号を生成するときに、ベース-エミッタ間電圧Vbe1,Vbe2が排除されるからである。これらのベース-エミッタ間電圧Vbe1,Vbe2は温度依存性が強く、式6にVbe1,Vbe2が含まれる場合は、一定で有るべき利得可変回路3の出力振幅が大きく変動することとなってしまう。本実施の形態では、利得可変回路3の出力振幅の設定値である式6から温度依存性の強いVbe1,Vbe2を排除し、その温度依存性を減少させている。なお、抵抗R1~R3にも温度依存性は有るが、式6中で抵抗R1~R3が関係す式{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]は比を計算する式であり、抵抗R1~R3に同一の抵抗素材を用いることで個々の温度変動は相殺されるため、{R1×R2/R1R2}/[{R1×R2/R1R2}R3]の温度依存性は小さくなる。よって、本実施の形態では、電源電圧VCCおよび利得可変回路3の出力電圧の平均値Vavの温度依存性程度まで、利得可変回路3の出力振幅の温度変動依存性を減じることが可能である。さらに、本実施の形態では、平均値検出回路と出力振幅設定回路とが一体となっていることから、使用素子の削減、チップエリアの縮小、消費電力の削減といった効果が得られる。[第2の実施の形態]次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。図2は本発明の第2の実施の形態に係る自動利得調整回路の構成を示す回路図である。本実施の形態における自動利得調整回路5bについても、図4に示した従来の自動利得調整回路5や第1の実施の形態の自動利得調整回路5aと同様に利得可変回路3の出力振幅をモニタしながら、当該出力振幅が自動利得調整回路5b内で設定された振幅となるように利得可変回路3への利得制御信号を生成出力する。本実施の形態における自動利得調整回路5bは、ピーク検出回路10と、平均値検出出力振幅設定回路11と、高利得アンプ12と、緩衝回路13とから構成されている。ここで、緩衝回路13が第1の実施の形態と異なり新たに追加配置された構成ブロックである。緩衝回路13は、ベースが自動利得調整回路5bの正相入力端子ITに接続され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ7と、ベースが自動利得調整回路5bの逆相入力端子ICに接続され、コレクタに電源電圧VCCが供給されるトランジスタQ8と、ベースがトランジスタQ7,Q8のエミッタに接続された差動構成のトランジスタQ9,Q10と、一端に電源電圧VCCが供給され、他端がトランジスタQ9のコレクタに接続された抵抗R4と、一端に電源電圧VCCが供給され、他端がトランジスタQ10のコレクタに接続された抵抗R5と、一端がトランジスタQ9のエミッタに接続され、他端がトランジスタQ10のエミッタに接続された抵抗R6と、一端がトランジスタQ7のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される電流源I3と、一端がトランジスタQ8のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される電流源I4と、一端がトランジスタQ9のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される電流源I5と、一端がトランジスタQ10のエミッタに接続され、他端に電源電圧VEEが供給される電流源I6とから構成されている。トランジスタQ7と電流源I3とはエミッタフォロア回路を構成し、同様にトランジスタQ8と電流源I4とはエミッタフォロア回路を構成している。また、トランジスタQ9,Q10と抵抗R4,R5と電流源I5,I6とは、出力回路差動増幅回路を構成している。緩衝回路13の正相出力端子トランジスタQ10のコレクタと抵抗R5との接続点は、ピーク検出回路10の正相入力端子トランジスタQ1のベースおよび平均値検出出力振幅設定回路11の正相入力端子抵抗R1の一端に接続されている。緩衝回路13の逆相出力端子トランジスタQ9のコレクタと抵抗R4との接続点は、ピーク検出回路10の逆相入力端子トランジスタQ2のベースおよび平均値検出出力振幅設定回路11の逆相入力端子抵抗R2の一端に接続されている。緩衝回路13の役割は、利得可変回路3の差動出力端子HOT,HOCにおける負荷、特に容量性負荷の大きさを第1の実施の形態と比較して減少させ、利得可変回路3の高周波側の帯域を第1の実施の形態よりも大きく確保することである。この役割が実現される様子は、以下のように説明できる。第1の実施の形態では、利得可変回路3の差動出力端子HOT,HOCにおける負荷は、ピーク検出回路10と、これに並列接続されている平均値検出出力振幅設定回路11の2回路である。負荷が2回路であるために、たとえ作製プロセスで許される最小サイズのトランジスタをピーク検出回路10の入力部のトランジスタQ1,Q2と平均値検出出力振幅設定回路11の入力部のトランジスタQ4,Q5に用いても、利得可変回路3が駆動する負荷は出力端子1個あたりトランジスタ2個分となる。これに対し本実施の形態では、緩衝回路13を挿入することによって、利得可変回路3が駆動する負荷を出力端子1個あたりトランジスタ1個分まで減少させることができる。すなわち、緩衝回路13の入力部のトランジスタQ7,Q8に最小サイズのトランジスタを用いれば、利得可変回路3が駆動する負荷を第1の実施の形態と比べて1/2程度まで減じることが可能である。本実施の形態では、利得可変回路3が駆動する負荷、特に容量性負荷が小さくなることから、利得可変回路3の高周波側の帯域を大きく確保することができる。自動利得調整回路5bとしての機能、すなわち利得可変回路3の出力振幅をモニタしながら、当該出力振幅が自動利得調整回路5b内で設定された振幅となるように利得可変回路3への利得制御信号を生成出力する機能は、緩衝回路13の追加配置によっても変わらない。その理由は、ピーク検出回路10が検出するピーク電圧Vpkと平均値検出出力振幅設定回路11が検出する平均値電圧Vavとが緩衝回路13によって補正を受けるものの、緩衝回路13による補正の度合いを考慮して、平均値検出出力振幅設定回路11で設定される出力振幅設定値を設定することで、所望の出力振幅が利得可変回路3の出力端子で得られるからである。また、第1の実施の形態で得られた効果である利得可変回路3の出力振幅値の温度依存性の減少も本実施の形態でも保たれる。その理由は、利得可変回路3の出力振幅値の温度依存性の減少という効果が、ピーク検出回路10と平均値検出出力振幅設定回路11のトランジスタレベルの構成によるものであり、そのトランジスタレベルの構成が本実施の形態においても維持されているからである。図3A~図3Cに本実施の形態による利得可変回路3の出力振幅の温度依存性のシミュレーション結果を示す。図3A、図3B、図3Cは、それぞれ-5°C、25°C、100°Cの周囲温度条件における利得可変回路3の出力端子HOTの出力波形を示している。本シミュレーションでは、いずれの温度条件でも利得可変回路3の入力端子HIT,HICそれぞれに約180mVpp、32Gbpsの擬似ランダム信号を入力している。利得可変回路3の-5°Cにおける出力振幅は242mVpp、25°Cにおける出力振幅は273mVpp、100°Cにおける出力振幅は342mVppであった。このように、本実施の形態では、-5°C~100°Cの温度変化に対して、利得可変回路3の出力振幅の変化を100mVpp程度に抑えることができる。なお、利得可変回路3の構成として図5に示したギルバートセル型の利得可変回路の構成を例に挙げているが、これに限るものではなく、本発明は他の利得可変回路にも適用可能である。"