"導波管の矩形からなる開口を閉鎖する第1面を有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第1面上の上記開口内に形成された第1整合素子及び第2整合素子と、上記誘電体基板の第2面上に形成された短絡板と、上記誘電体基板の第2面上に形成され、第1整合素子と対向するように上記短絡板の切込み内に延びる平面線路とを備え、第2整合素子は、上記導波管の上記開口の短辺と第1整合素子との間に配置され、第1整合素子及び第2整合素子は、上記開口の短辺と平行な方向の長さが互いに異なることを特徴とする平面線路導波管変換器。上記平面線路は、上記開口の長辺を横切って延び、第2整合素子は、矩形形状の第1整合素子の両側に形成されていることを特徴とする請求項1に記載の平面線路導波管変換器。第1整合素子は、上記開口の短辺と平行な方向の素子長が上記導波管の管内波長に対応する共振長よりも長く、第2整合素子は、上記素子長が上記共振長よりも短いことを特徴とする請求項1又は2に記載の平面線路導波管変換器。第1整合素子及び第2整合素子は、互いに離間して配置されていることを特徴とする請求項1~3のいずれかに記載の平面線路導波管変換器。第1整合素子及び第2整合素子は、上記開口の短辺と平行な方向の長さが各整合素子に比べて短いネック領域を介して、互いに連結されていることを特徴とする請求項1~3のいずれかに記載の平面線路導波管変換器。本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、広帯域の平面線路導波管変換器を提供することを目的とする。特に、従来の平面線路導波管変換器に比べ、帯域幅を広げることにより、製造歩留まりを向上させた平面線路導波管変換器を提供することを目的とする。第1の本発明による平面線路導波管変換器は、導波管の矩形からなる開口を閉鎖する第1面を有する誘電体基板と、上記誘電体基板の第1面上の上記開口内に形成された第1整合素子及び第2整合素子と、上記誘電体基板の第2面上に形成された短絡板と、上記誘電体基板の第2面上に形成され、第1整合素子と対向するように上記短絡板の切込み内に延びる平面線路とを備え、第2整合素子が、上記導波管の上記開口の短辺と第1整合素子との間に配置され、第1整合素子及び第2整合素子が、上記開口の短辺と平行な方向の長さが互いに異なるように構成される。この様な構成によれば、平面線路及び第1整合素子間の電磁結合と、第1整合素子及び第2整合素子間の電磁結合とを介して、平面線路と第2整合素子とを電磁的に結合させることができる。その際、第1整合素子と第2整合素子とを互いに異なる共振周波数により共振させることができる。このため、従来の平面線路導波管変換器に比べ、平面線路導波管変換器の帯域幅を広げることができる。第2の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、上記平面線路が、上記開口の長辺を横切って延び、第2整合素子が、矩形形状の第1整合素子の両側に形成されているように構成される。この様な構成によれば、第2整合素子が第1整合素子の片側にのみ形成される場合に比べ、第2整合素子に係る共振領域として広い面積を確保することができる。このため、平面線路導波管変換器の帯域幅を確実に広げることができる。第3の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、第1整合素子が、上記開口の短辺と平行な方向の素子長が上記導波管の管内波長に対応する共振長よりも長く、第2整合素子が、上記素子長が上記共振長よりも短くなるように構成される。この様な構成によれば、共振長よりも長い共振経路を第1整合素子内に形成させ、共振長よりも短い共振経路を第2整合素子内に形成させることができる。このため、素子長が共振長程度の整合素子のみが形成される場合に比べて、平面線路導波管変換器の帯域幅を十分に広げることができる。第4の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、第1整合素子及び第2整合素子が、互いに離間して配置されているように構成される。この様な構成によれば、第1整合素子及び第2整合素子間で共振経路を分離することができる。このため、第1整合素子及び第2整合素子間で異なる2つの共振周波数を容易に実現することができる。第5の本発明による平面線路導波管変換器は、上記構成に加え、第1整合素子及び第2整合素子が、上記開口の短辺と平行な方向の長さが各整合素子に比べて短いネック領域を介して、互いに連結されているように構成される。この様な構成によれば、ネック領域を介して第1整合素子及び第2整合素子間に形成される共振経路の影響を抑制することができる。このため、第1整合素子と第2整合素子とを異なる共振周波数により共振させることができる。本発明によれば、従来の平面線路導波管変換器に比べ、平面線路導波管変換器の帯域幅を広げることができる。このため、製造時の加工精度が大きく変動したとしても、良好な変換特性が得られるので、製造歩留まりを向上させた広帯域の平面線路導波管変換器を提供することができる。実施の形態1.図1~図5は、本発明の実施の形態1によるMSL-WG変換器1の一構成例を示した図である。図1には展開斜視図、図2には平面図、図3には図2のA-A切断線による断面図、図4には図2のB-B切断線による断面図がそれぞれ示されている。また、図5には、導波管ブロック2の開口21に対するMSL4、主整合素子6及び副整合素子7の配置の一例が示されている。このMSL-WG変換器1は、誘電体基板10、短絡板3、MSL4、接地板5、主整合素子6及び副整合素子7により構成される共振型の平面線路導波管変換器であり、導波管ブロック2の開口部に固着させて用いられる。本実施の形態によるMSL-WG変換器1では、主整合素子6と副整合素子7とを互いに異なる共振周波数で共振させることにより、帯域幅を広げている。導波管ブロック2は、矩形の開口21に連通する中空部23を有する中空型の方形導波管であり、電力を低損失で伝送させることができる。中空部23は、広壁22aと、広壁22aよりも狭い狭壁22bとからなる管壁22により囲まれ、管軸方向に電磁波を伝搬することができる。伝搬可能な電磁波の波長は、広壁22aの寸法によって規定される。この様な導波管ブロック2は、例えば、導電性の金属ブロックを切削加工することにより製作される。中空部23の伝搬方向に直交する断面形状は、広壁22aに相当する長辺と、狭壁22bに相当する短辺とからなる長方形である。誘電体基板10は、誘電体からなる矩形形状の基板であり、誘電体基板10の下面により導波管ブロック2の開口21が閉鎖される。短絡板3及びMSL4は、誘電体基板10の上面に形成され、接地板5、主整合素子6及び副整合素子7は、誘電体基板10の下面に形成される。短絡板3は、導波管ブロック2を終端させる短絡面を構成する電極板であり、導電体層からなる。この短絡板3は、矩形形状の金属薄膜からなり、開口21を覆うように配置される。短絡板3には、MSL4を配置するための線状の切込み3aが形成されている。切込み3aは、開口21の長辺と平行な辺から内側に向けて形成されている。MSL4は、金属薄膜からなる線状の平面線路であり、開口21の短辺と平行に短絡板3の切込み3a内に延びている。このMSL4は、開口21の長辺を垂直に横切り、その一端が後述する閉鎖領域8に達している。MSL4の他端は、短絡板3の外側へ引き出されている。また、MSL4は、切込み3a内において、短絡板3から一定の距離を隔てて配置され、閉鎖領域8よりも外側では、誘電体基板10を介して接地板5と対向する。接地板5は、導波管ブロック2の端面に接触させる電極板であり、導電体層からなる。この接地板5は、矩形形状の金属薄膜からなり、導波管ブロック2の開口21と対向する閉鎖領域8を取り囲むように形成されている。閉鎖領域8は、開口21を閉鎖するための短絡板3上の矩形領域であり、開口21と略同一の形状及びサイズからなる。主整合素子6及び副整合素子7は、閉鎖領域8内に形成されている。誘電体基板10及び接地板5は、いずれも短絡板3よりも広く、外縁の形状及びサイズが、導波管ブロック2の外縁と一致している。また、短絡板3と接地板5とは、誘電体基板10に形成された複数のスルーホール11を介して互いに導通し、接地板5の下面を導波管ブロック2の上面に密着させて、MSL-WG変換器1を導波管ブロック2に固定した状態では、導波管ブロック2と同電位に保持される。スルーホール11は、例えば、誘電体基板10に微小な貫通孔を設け、この貫通孔に導電性材料を充填させることにより形成され、閉鎖領域8を取り囲むように配置されている。この様な多数のスルーホール11を用いた導通構造により、誘電体基板10における電力損失を抑制させることができる。主整合素子6及び副整合素子7は、それぞれが接地板5と導通しないように、接地板5の内縁から離間して形成される整合素子であり、いずれも導電体層からなる。主整合素子6は、誘電体基板10を介してMSL4の一端と対向するように、開口21の中央付近に配置されている。つまり、MSL4は、その先端が主整合素子6と対向するように短絡板3の切込み3a内に延びている。副整合素子7は、MSL4と対向せず、開口21の短辺と主整合素子6との間に配置されている。この副整合素子7は、矩形形状からなり、矩形形状の主整合素子6の両側に形成されている。つまり、開口21の長辺と平行な方向に関し、副整合素子7、主整合素子6及び副整合素子7が、この順に配列されている。副整合素子7を主整合素子6の両側に形成することにより、片側にのみ形成する場合に比べて、副整合素子7に係る共振領域として広い面積を確保することができる。ここでは、開口21の中央付近に配置され、MSL4と対向する整合素子を主整合素子と呼び、MSL4と対向しない整合素子を副整合素子と呼んでいる。短絡板3、MSL4、接地板5、主整合素子6及び副整合素子7は、例えば、導電性金属の薄膜パターンとして形成されている。これらの薄膜パターンは、熱圧着法、スパッタリング法、蒸着法などにより、銅などの薄膜を誘電体基板10の全面に形成した後、フォトエッチング法により上記薄膜をパターニングすることによって形成される。本明細書中では、開口21の長辺と平行な方向を開口21の長手方向と呼び、開口21の短辺と平行な方向を開口21の短手方向と呼ぶ。MSL4及び主整合素子6は、概ね開口21の長辺の中央に配置されている。方形導波管内では、開口21の短手方向の電界しか存在せず、電界強度が開口21の長辺の中央において最大となることから、この様な配置により、変換効率を向上させることができる。MSL4は、線路幅がwであり、開口21に対する挿入長がd1である。挿入長d1は、開口21の長辺とMSL4の先端との距離である。MSL4の線路幅wや挿入長d1を調整することにより、インピーダンス整合を図ることができる。副整合素子7は、MSL4を基準とする位置d2に配置されている。位置d2は、開口21の長手方向に関する副整合素子7とMSL4との中心間の距離である。図2中のA-A切断線は、MSL4を通って開口21の短手方向と平行な直線である。図3では、MSL4が、誘電体基板10を介してその一部分のみ主整合素子6と重複し、導波管ブロック2の広壁22aよりも外側において、誘電体基板10を挟んで接地板5と対向している。狭壁22bの寸法L1は、開口21の短辺の長さである。図2中のB-B切断線は、開口21の短辺の中央を通って開口21の長手方向と平行な直線である。図4では、短絡板3が、誘電体基板10を介して主整合素子6及び副整合素子7と対向するとともに、スルーホール11を介して接地板5と導通している。広壁22aの寸法L2は、開口21の長辺の長さである。図5では、開口21内の主整合素子6及び副整合素子7が、互いに離間して配置されるとともに、いずれも接地板5の内縁から離れて配置されている。つまり、1つの主整合素子6と2つの副整合素子7とは、閉鎖領域8内に島状に配置されている。この様に構成することにより、MSL4及び主整合素子6間の電磁結合と、主整合素子6及び副整合素子7間の電磁結合とを介して、MSL4と副整合素子7とを電磁的に結合させることができる。その際、主整合素子6と副整合素子7との間で共振経路P1,P2を分離することができる。また、主整合素子6の両側に配置される副整合素子7は、いずれも開口21の短手方向の長さが主整合素子6よりも短い。すなわち、開口21の短手方向に関し、主整合素子6の長さを素子長B1とし、副整合素子7の長さを素子長B2とすれば、B1>B2である。各副整合素子7は、開口21の短手方向に関して開口21の中央に配置されている。この例では、各副整合素子7について、素子長B2が概ね一致している。主整合素子6及び副整合素子7について、開口21の短手方向の長さを互いに異ならせることにより、電界方向の経路長の異なる共振経路P1,P2が形成されるので、主整合素子6と副整合素子7とは、互いに異なる共振周波数により共振させることができる。主整合素子6及び副整合素子7は、例えば、素子長B1が導波管ブロック2の管内波長λgに対応する共振長L0よりも長く、素子長B2が共振長L0よりも短くなるように形成される。管内波長λgは、導波管内における電界分布の管軸方向に関する空間波長であり、自由空間における波長λとカットオフ波長λc=L2×2とを用いて表すことができる。上記共振長L0は、管内波長λgにより規定される素子長である。この様に構成することにより、共振長L0よりも長い共振長の共振経路P1を主整合素子6内に形成させ、共振長L0よりも短い共振長の共振経路P2を副整合素子7内に形成させることができる。開口21の長手方向に関する整合素子の長さを素子幅と呼べば、主整合素子6の素子幅はA1、副整合素子7の素子幅はA2である。また、主整合素子6及び副整合素子7間の間隙の長さはA3である。また、開口21の短手方向に関し、MSL4と主整合素子6との重複領域の長さは、d3である。上述したパラメータw,d1~d3,A1,A2,B1,B2は、導波管ブロック2の寸法L1,L2と共に、MSL-WG変換器1の変換特性や周波数特性に大きく影響する。ここでは、一例として、6mm厚のアルミニウム板からなるL1=1.65mm、L2=5.0mmの導波管ブロック2に対し、誘電体基板10が、比誘電率2.17、厚さ0.127mmからなり、短絡板3、MSL4、接地板5、主整合素子6及び副整合素子7が、厚さ9μmの銅箔からなり、さらに、w=0.3mm、d1=0.28mm、d2=1.37mm、A1=1.2mm、A2=1.34mm、B1=1.18mm、B2=1.08mmであるMSL-WG変換器1が使用される。このMSL-WG変換器1では、A3=0.1mm、d3=0.04mm程度である。図6は、図1のMSL-WG変換器1における反射量及び透過量の周波数特性を示した図である。反射量及び透過量は、散乱パラメータS11,S21として求められる値であり、横軸には、中心周波数f0により正規化された正規化周波数f/f0を用いている。図中の実線R1及びT1は、図1~図5のMSL-WG変換器1の反射量及び透過量をそれぞれ示す特性曲線である。一方、破線R2及びT2は、図14及び図15に示した従来のMSL-WG変換器200の反射量及び透過量をそれぞれ示す特性曲線である。なお、中心周波数f0は、従来のMSL-WG変換器200における共振周波数、つまり、伝送波の周波数である。この測定に使用したMSL-WG変換器1の各寸法は、次の通りである。誘電体基板10として、厚さ0.127mm、比誘電率2.17のフッ素樹脂基板を用いた。主整合素子6は、素子幅A1を1.2mm、素子長B10を1.18mmとし、共振周波数f1が、中心周波数f0=76GHzよりもやや低くなるように形成した。副整合素子7は、素子幅A2を1.34mm、素子長B20を1.08mm、位置d20を1.37mmとし、共振周波数f2が、中心周波数f0=76GHzよりもやや高くなるように形成した。MSL4は、線路幅wが0.3mm、閉鎖領域8への挿入長d10が0.28mmとなるように形成した。導波管ブロック2は、厚さ6mmのアルミニウム板を使用し、広壁22aの寸法L20が5.0mm、狭壁22bの寸法L10が1.65mmとなるように形成した。図6~図9では、パラメータの値や測定値を表示する際に、これらの寸法を基準として正規化した値が示されている。中心周波数f0付近における透過量を比較すれば、透過特性T1及びT2のいずれも概ね-1dB以下となっており、本実施の形態による透過特性T1は、従来の透過特性T2とほぼ同等であるということができる。一方、反射量が-20dB以下となる帯域幅W1,W2を比較すれば、反射特性R1では比帯域W1/f0が8.2、反射特性R2では比帯域W2/f0が3.2となっており、本実施の形態による反射特性R1は、従来の反射特性R2と比べて、帯域幅が2倍以上になっていることがわかる。つまり、透過特性T1をほとんど劣化させることなく、反射特性R1の帯域幅が大幅に改善されている。上記反射特性R1では、共振周波数f1=0.98、共振周波数f2=1.03である。従来のMSL-WG変換器210の周波数特性は、整合素子213の共振周波数に相当する中心周波数f0において、透過量が最大となり、反射量が最小となる。また、透過特性T2は、周波数に応じて緩やかに変化するのに対し、反射特性R2は、中心周波数f0付近において急峻に変化する。このため、反射量及び透過量がともに良好な周波数帯域は、反射特性R2によって決まり、比較的狭い帯域幅しか確保することができなかった。これに対し、本実施の形態によるMSL-WG変換器1は、僅かに異なる2つの共振周波数f1,f2を有することにより、透過特性T1を顕著に劣化させることなく、反射特性R1の帯域幅を広げている。つまり、主整合素子6及び副整合素子7の異なる共振経路P1,P2に対応する2つの共振周波数f1,f2で共振させることにより、従来装置における急峻な反射特性R2を周波数軸方向にずらして2つ重ね合わせたような反射特性R1が得られる。ここで、共振周波数f1とf2とは独立して調整することができる。共振周波数f1は、主整合素子6の素子長B1によって調整することができる。一方、共振周波数f2は、副整合素子7の素子長B2によって調整することができる。このため、これらの共振周波数f1,f2を僅かに異ならせることにより、帯域幅W1を広げることができる。また、MSL-WG変換器1の帯域幅W1を広げるためには、共振周波数f1,f2が、中心周波数f0を挟む周波数であり、かつ、共振周波数f1,f2間において、所望の変換特性が得られていることが必要となる。図6では、2つの共振周波数f1,f2の差が帯域比で5程度となるように、共振周波数f1が中心周波数f0よりも低く、共振周波数f2が中心周波数f0よりも高くなるように調整したMSL-WG変換器1が用いられている。なお、素子長B2を素子長B1よりも長くすることにより、共振周波数f1が中心周波数f0よりも高く、共振周波数f2が中心周波数f0よりも低くなるように調整したMSL-WG変換器1を用いても良い。図7は、図1のMSL-WG変換器1における主整合素子6及び副整合素子7の各素子長B1,B2と共振周波数f1,f2との関係の一例を示した図であり、素子長B1,B2の異なる複数のMSL-WG変換器1を製作し、それぞれの反射特性を測定した測定結果が示されている。図中のaには、横軸に素子長B10により正規化された正規化整合素子長B1/B10、縦軸に正規化周波数を用いて、主整合素子6の素子長B1を変化させた場合が示されている。この図は、正規化整合素子長を0.98から1.04まで約0.02ごとに変化させた場合の測定結果である。この測定結果によれば、正規化整合素子長を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数f2は1.02~1.03の範囲内で概ね一定であるのに対し、共振周波数f1は、1.02から0.93まで大きく低下している。つまり、主整合素子6の素子長B1により、共振周波数f1を制御できることがわかる。図中のbには、横軸に素子長B20により正規化された正規化整合素子長B2/B20、縦軸に正規化周波数を用いて、副整合素子7の素子長B2を変化させた場合が示されている。この図は、正規化整合素子長を0.96から1.02まで約0.02ごとに変化させた場合の測定結果である。この測定結果によれば、正規化整合素子長を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数f1は0.97~1.00の範囲内で概ね一定であるのに対し、共振周波数f2は、1.06から1.00まで大きく低下している。つまり、副整合素子7の素子長B2により、共振周波数f2を制御できることがわかる。図8は、図1のMSL-WG変換器1におけるMSL4の挿入長d1及び副整合素子7の位置d2と反射特性及び比帯域特性W1との関係の一例を示した図であり、挿入長d1や位置d2の異なる複数のMSL-WG変換器1を製作し、それぞれの反射特性及び比帯域特性W1を測定した測定結果が示されている。図8では、比帯域がピークとなる正規化線路挿入長を1としている。図中のaには、横軸に挿入長d10により正規化した正規化線路挿入長d1/d10を用いて、MSL4の挿入長d1を変化させた場合が示されている。この図は、正規化線路挿入長を0.85から1.15まで約0.05ごとに変化させた場合の測定結果である。この測定結果によれば、正規化線路挿入長を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数f2は概ね一定であるのに対し、共振周波数f1は、正規化線路挿入長が0.92付近で反射量が大きく落ち込んでいる。一方、比帯域特性W1は、正規化線路挿入長が1.0付近で最も広帯域な特性が得られている。図中のbには、横軸に位置d20により正規化した正規化整合素子位置d2/d20を用いて、副整合素子7の位置d2を変化させた場合が示されている。この図は、正規化整合素子位置を0.2から2.2まで約0.3ごとに変化させた場合の測定結果である。この測定結果によれば、正規化整合素子位置を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数f1は、正規化整合素子位置が0.7付近で反射量が大きく落ち込み、また、共振周波数f2は、正規化整合素子位置が1.3付近で反射量が大きく落ち込んでいる。一方、比帯域特性W1は、正規化整合素子位置が0.7~1.8の範囲で比帯域が7.3~8.2となり、広帯域な特性が得られている。つまり、正規化整合素子位置が0.7~1.3の範囲内であれば、広帯域かつ良好な反射特性のMSL-WG変換器1が得られることがわかる。また、主整合素子6及び副整合素子7間の間隙A3は、長さA1やA2に比べて十分に小さいことがわかる。図9は、図1の導波管ブロック2における狭壁22bの寸法L1と反射特性及び共振周波数特性との関係の一例を示した図であり、寸法L1の異なる複数の導波管ブロック2を製作し、それぞれについて、MSL-WG変換器1の反射特性及び共振周波数特性を測定した測定結果が示されている。図中には、横軸に寸法L10により正規化した正規化狭壁寸法L1/L10を用いて、寸法L1を変化させた場合が示されている。この図は、正規化狭壁寸法を0.8から1.1まで約0.03ごとに変化させた場合の測定結果である。この測定結果によれば、正規化狭壁寸法を上記範囲内で長くした場合であれば、共振周波数f2の反射特性Rf2は緩やかに低下するのに対し、共振周波数f1の反射特性Rf1は、正規化狭壁寸法が0.97付近で大きく落ち込んでいる。また、共振周波数f2は、1.00~1.03の範囲で概ね一定であるのに対し、共振周波数f1は、0.88から1.03まで徐々に増大している。つまり、正規化狭壁寸法が0.97~1.05の範囲内であれば、広帯域かつ良好な反射特性のMSL-WG変換器1が得られることがわかる。本実施の形態によれば、主整合素子6と副整合素子7とを互いに異なる共振周波数により共振させることができ、従来のMSL-WG変換器に比べて、MSL-WG変換器1の帯域幅を広げることができる。特に、副整合素子7を主整合素子6の片側にのみ形成する場合に比べて、副整合素子7に係る共振領域として広い面積を確保することができ、帯域幅を確実に広げることができる。また、この様な広帯域化によって、製造時の加工精度の影響を受けて、MSL-WG変換器1の変換特性が顕著に劣化するのを抑制することができる。例えば、共振周波数f1には、主整合素子6を形成する際のパターニング精度に応じた誤差が生じる。同様にして、共振周波数f2には副整合素子7の加工精度に応じた誤差が生じる。しかしながら、異なる2つの共振周波数f1,f2で共振させることによって、これらの共振周波数f1,f2の一方又は両方に多少の誤差が生じたとしても、伝送波の周波数における変換特性が顕著に劣化することはない。従って、周波数特性のばらつきを抑制することができる。その結果、製造歩留まりを向上させることができ、製造コストを低減することができる。さらに、共振長L0よりも長い共振長の共振経路P1が主整合素子6内に形成され、共振長L0よりも短い共振長の共振経路P2が副整合素子7内に形成されるので、素子長が共振長L0程度の整合素子のみを閉鎖領域8内に形成する場合に比べて、MSL-WG変換器1の帯域幅を十分に広げることができる。また、主整合素子6及び副整合素子7間で共振経路が分離されるので、主整合素子6及び副整合素子7間で異なる2つの共振周波数f1,f2を容易に実現することができる。なお、本実施の形態では、副整合素子7が、開口21の長辺と平行な辺と、開口21の短辺と平行な辺とからなる矩形形状である場合の例について説明したが、本発明は副整合素子7の形状をこれに限定するものではない。例えば、副整合素子7がひし形や円形形状からなるものも本発明には含まれる。図10は、導波管ブロック2の開口21に対するMSL4、主整合素子6及び副整合素子7の配置の他の例を示した図である。図中のaには、開口21の短辺と平行な対角線を有するひし形形状の副整合素子7が示され、bには、円形形状の副整合素子7が示されている。また、cには、開口21の長辺と平行な1対の辺が互いに長手方向にずれている平行四辺形形状の副整合素子7が示されている。aの副整合素子7では、対角線の長さが素子長B2であり、bの副整合素子7では、直径の長さが素子長B2である。cの副整合素子7では、平行四辺形の斜辺の長さが素子長B2である。副整合素子7がこの様な形状であっても、MSL-WG変換器1の帯域幅を広げることができる。また、本実施の形態では、副整合素子7が主整合素子6の両側又は片側に、1つのパターンでのみ形成される場合の例について説明したが、副整合素子7は、互いに異なる複数のパターンから形成されるように構成しても良い。例えば、主整合素子6の両側に、互いの素子長が異なる2つの副整合素子がそれぞれ形成されるような構成のものも本発明には含まれる。図11は、MSL-WG変換器1のその他の構成例を示した図であり、主整合素子6の両側に互いの素子長が異なる副整合素子7a,7bが形成された場合が示されている。このMSL-WG変換器1では、2つの副整合素子7a,7bが主整合素子6と開口21の短辺との間に形成されている。副整合素子7がこの様な互いに異なる複数のパターンから形成されるような構成であっても、MSL-WG変換器1の帯域幅を広げることができる。実施の形態2.実施の形態1では、主整合素子6及び副整合素子7が互いに離間して配置される場合の例について説明した。本実施の形態では、主整合素子6及び副整合素子7が、開口21の短手方向の長さが各整合素子6,7に比べて短い領域を介して、互いに連結されている場合について説明する。図12は、本発明の実施の形態2によるMSL-WG変換器1の一構成例を示した図であり、主整合素子6及び副整合素子7がネック領域9を介して互いに連結されている。ネック領域9は、開口21の短手方向の長さd4が、素子長B1,B2よりも短い領域であり、主整合素子6、ネック領域9及び副整合素子7により、開口21の短手方向の両側から対向する凹部を形成している。つまり、開口21の一方の長辺側の外縁に関し、主整合素子6の外縁と副整合素子7の外縁とネック領域9の外縁とにより、凹部が形成されているとともに、開口21の他方の長辺側の外縁に関しても、主整合素子6、副整合素子7及びネック領域9の各外縁により凹部が形成されている。このネック領域9は、例えば、主整合素子6や副整合素子7と同じ導電体層からなる。この例では、主整合素子6の両側に配置される副整合素子7がいずれもネック領域9を介して主整合素子6と連結されている。ネック領域9を介して主整合素子6及び副整合素子7間に形成される共振経路のうち、経路長が共振経路P1やP2と近い共振経路の影響が小さければ、広帯域化が可能である。このため、ネック領域9の長さd4は、主整合素子6及び副整合素子7の素子長B1,B2よりも短ければ良いが、例えば、主整合素子6及び副整合素子7間の間隔A3よりも短いことが望ましい。この様な構成によっても、MSL-WG変換器1の帯域幅を広げることができる。つまり、主整合素子6と副整合素子7とは、電磁的に結合可能であって、かつ、経路長の異なる共振経路P1,P2が形成可能であれば、互いに導通していても良い。実施の形態3.実施の形態1では、副整合素子7が主整合素子6の両側に配置される場合の例について説明した。これに対し、本実施の形態では、副整合素子7が主整合素子6の片側にのみ配置される場合について説明する。図13は、本発明の実施の形態3によるMSL-WG変換器1の一構成例を示した図であり、副整合素子7が主整合素子6の片側にのみ形成されている。この例では、副整合素子7が、主整合素子6の右側にのみ形成されている。この様な構成によっても、MSL-WG変換器1の帯域幅を広げることができる。なお、実施の形態1~3では、平面線路がMSL4である場合の例について説明したが、本発明は変換器を介して導波管と接続される平面線路をMSL4に限定するものではない。例えば、誘電体基板の内部に形成した導電体層を誘電体基板の第1面及び第2面に形成した導電体層で挟む構造のストリップラインや、誘電体基板の表面に形成した導電体層に線状の空隙を設け、その空隙内に線状の導電体層を形成する構造のコプレーナ導波路を平面線路として用いる変換器にも本発明は適用することができる。また、実施の形態1~3では、MSL4が導波管ブロック2の開口21の長辺を横切って当該開口21の短辺と平行に延びる場合の例について説明したが、MSL4が開口21の短辺を横切って開口21の長辺と平行に延びるような構成の変換器にも本発明は適用することができる。また、実施の形態1~3では、主整合素子6が矩形形状からなる場合の例について説明したが、主整合素子6が矩形以外の形状、例えば、円形やひし形からなるものも本発明には含まれる。"