第1及び第2の電源電圧間に設けられた第1及び第2の電流発生部と、前記第1及び第2の電流発生部に流れる電流の差分の電流を電圧に変換し、その電圧を出力端子より出力する電流電圧変換部と、前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、前記出力端子に直流バイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする電流電圧変換回路。前記フィードバック部は、B級プッシュプル増幅器を有することを特徴とする請求項1に記載の電流電圧変換回路。前記フィードバック部は、高出力インピーダンスの増幅器を有することを特徴とする請求項1に記載の電流電圧変換回路。前記フィードバック部は、抵抗器を有することを特徴とする請求項1に記載の電流電圧変換回路。発振信号を供給する発振部と、前記発信信号に従って生じる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を含み、その電圧を出力端子から出力する出力部と、を備え、前記電流電圧変換回路は、第1及び第2の電源電圧間に第1及び第2の電流発生部を有し、前記発振信号に従って前記第1及び第2の電流発生部にそれぞれ流れる前記電流の差分の電流を前記電圧に変換し、その電圧を前記出力端子より出力する電流電圧変換部と、前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、前記出力端子にDCバイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする発振回路。上述したように、電流電圧変換回路41におけるトランジスタM9のドレイン端子とトランジスタM10のドレイン端子との間の接続ノード出力端子N1、及び、電流電圧変換回路42におけるトランジスタM11のドレイン端子とトランジスタM12のドレイン端子との間の接続ノード出力端子N2は、電流の押し引きでそれらの電圧がHighまたはLowに決まることから、ハイインピーダンス以下、Hi-Zと呼ぶなノードということができる。つまり、電流電圧変換回路41は、出力端子N1のHi-Zなノードを上下にある定電流源CS6、CS7によって、電流の押し引きすることで発振部の電流振幅を電圧振幅に変換している。このHi-Zなノードは、電流の押し引きのみでその自身の電位が決まっているので、上下の電流のバランスが崩れるような状態、例えばトランジスタのリーク電流や配線間の寄生容量の影響によりトランジスタM9のドレイン端子とトランジスタM10のドレイン端子との間を流れる電流が減るなどした時、出力端子N1の振幅は電源電圧VCまたは接地電圧GNDに偏って安定する場合がある。そして、その出力端子N1の振幅が後段のインバータ回路の入力動作電圧の範囲外までずれると動作不良となる。本発明は、電流電圧変換回路においてプロセス起因やレイアウト起因により電流がアンバランス状態となり動作しないという課題を解決するものであり、その目的は電流がアンバランス状態でも正常に動作するような電流電圧変換回路、それを備えた発振回路を提供することである。上述した課題を解決するため、本発明による電流電圧変換回路は、第1及び第2の電源電圧間に設けられた第1及び第2の電流発生部と、前記第1及び第2の電流発生部に流れる電流の差分の電流を電圧に変換し、その電圧を出力端子より出力する電流電圧変換部と、前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、前記出力端子に直流バイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする。電流電圧変換部のHi-Zなノードに、フィードバックによるDCバイアスを与えることにより、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現できる。前記フィードバック部は、B級プッシュプル増幅器、高出力インピーダンスの増幅器、または、抵抗器によって構成できる。このように構成されたフィードバック部を用いれば、Hi-Zなノードに、フィードバックによるDCバイアスを与える、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現ができる。上述した課題を解決するため、本発明による発振回路は、発振信号を供給する発振部と、前記発信信号に従って生じる電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を含み、その電圧を出力端子から出力する出力部と、を備え、前記電流電圧変換回路は、第1及び第2の電源電圧間に第1及び第2の電流発生部を有し、前記発振信号に従って前記第1及び第2の電流発生部にそれぞれ流れる前記電流の差分の電流を前記電圧に変換し、その電圧を前記出力端子より出力する電流電圧変換部と、前記出力端子からの出力信号をバッファリングするバッファ部と、前記出力端子にDCバイアスを与えるように、前記バッファ部からの出力信号を前記電流電圧変換部の前記出力端子にフィードバックするフィードバック部と、を備えることを特徴とする。電流電圧変換部のHi-Zなノードに、フィードバックによるDCバイアスを与えることにより、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現できる。本発明によれば、電流電圧変換部のHi-Zなノードに、フィードバックによるDCバイアスを与えることにより、電流がアンバランス状態でも正常な動作を実現することができる。以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示されており、同等部分に関する説明を適宜省略する。回路構成例図1は、本発明の実施形態による電流電圧変換回路を備えた発振回路を示す図である。発振回路は、発振信号を供給する発振部、発振信号の振幅を参照電圧Vrefに制限するバイアス電圧発生部、振幅制限によって生じる電流を電源電圧VCから接地電圧GNDまで変換して差動出力し、フルスイング動作を行う差動出力部から構成される。差動出力部は、電流電圧変換回路により構成されるとともに、差動出力にはインバータ回路等が接続されることで、最終的にバッファされている。そして、特に、電流電圧変換回路41は、インバータ回路43のほかに、さらにフィードバック回路44を備えている。フィードバック回路44は、インバータ回路43の出力信号にオフセットを持たせて出力端子N1にフィードバックすることで、出力端子N1に直流バイアス以下、DCバイアスを与えるものである。図1を用いて、本発明の電流電圧変換回路を備えた発振回路の構成を詳細に説明する。なお、発振部10、バイアス電圧発生部20は、前述した図4の構成と同じであるのでその説明を省略し、差動増幅部の一部も、前述した図4の構成と同じ構成の部分は、その説明を省略する。差動出力部は、PMOSトランジスタM5、M7、M9、M11と、NMOSトランジスタM4、M6、M8、M12を備えている。そして、差動出力部は、トランジスタM5、M6、M9、M10、定電流源CS6、CS7、インバータ回路43、及びフィードバック回路を有する電流電圧変換回路41と、トランジスタM7、M8、M11、M12、定電流源CS8、CS9を有する電流電圧変換回路42と、から構成されている。電流電圧変換回路41において、トランジスタM9のソース端子は定電流源CS6を介して電源ラインに接続されており、電源電圧VCが供給される。更に、トランジスタM9のソース端子は、トランジスタM5のドレイン端子に接続されている。トランジスタM9のゲート端子には電圧VPが入力される。トランジスタM9のドレイン端子は、トランジスタM10のドレイン端子にそれぞれ接続されている。トランジスタM10のゲート端子には電圧VNが入力される。トランジスタM10のソース端子は、定電流源CS7を介して接地される。更に、トランジスタM10のソース端子は、それぞれトランジスタM6のドレイン端子に接続されている。そして、トランジスタM9とトランジスタM10との間の接続ノードが、出力端子N1となる。出力端子N1はインバータ回路43に接続され、インバータ回路43は出力端子N1の信号をバッファして出力端子OUTから出力する。フィードバック回路44は、NMOSトランジスタM13と、PMOSトランジスタM14とを含むB級プッシュプル増幅器を備えている。フィードバック回路44において、トランジスタM13のドレイン端子は電源ラインに接続されており、電源電圧VCが供給される。トランジスタM13のソース端子は、トランジスタM14のソース端子に接続されている。トランジスタM13、M14のゲート端子は互いに接続されるとともに、出力端子N1に接続されている。トランジスタM13、M14のソース端子は互いに接続されるとともに、トランジスタM9、M10のドレイン端子に接続されている。トランジスタM14のドレイン端子は、接地される。次に、電流電圧変換回路の動作を説明する。なお、発振部10等を含む発振回路の動作は、前述した図4の動作と同じであるのでその説明を省略する。電圧電流変換回路41において、インバータ回路43の出力がフィードバック回路44のB級プッシュプル増幅器でバッファされ、その出力が出力端子N1に接続されている。このようにフィードバック回路44でフィードバックするのは、出力端子N1にDCバイアスを与えるためである。はじめに、発振部10が反転すると、出力端子N1の電圧は、接地電圧GND側に電流が引かれることで、Highの状態からLowの状態となる。そして、インバータ回路43の入力信号が反転すると、B級プッシュプル増幅器により出力端子N1の電位を引き上げる作用が働く。この時、インバータ回路43の出力端子OUTからB級プッシュプル増幅器のNMOSトランジスタM13のVtを引いた電圧がN1にフィードバックされる。出力端子N1の電位が、インバータ回路43が反転した電位を上回るとインバータ回路43はドライブを止め、出力端子OUTの端子は上昇が止まる。しかし、出力端子N1は、接地電圧GND側の定電流源CS7により、引き続きGND側に引かれ続けているので、出力端子N1の電位はインバータ回路43が反転した電位近辺でつり合う。次に、発振部10がさらに反転すると、電源電圧VC側に出力端子N1が引き上げられると同時に、インバータ回路43が反転し、B級プッシュプル増幅器により出力端子N1の電位を引き下げる作用が働く。この時、インバータ回路43の出力端子OUTからB級プッシュプルのPMOSトランジスタM14のVtを加えた電圧がN1にフィードバックされる。出力端子N1の電位が、インバータ回路43が反転した電位を下回ると、インバータ回路43はドライブを止め、出力端子OUTの端子は下降が止まる。そして、同様に、出力端子N1の電位はインバータ回路43が反転した電位近辺でつり合うことになり、以後、発振器の反転によりこの一連の動作が繰り返される。ここで、Hi-Zなノードである出力端子N1は、インバータ回路43の入力電圧のセンター付近で動作するので、インバータ回路43の不感帯に移動することはない。このように、プロセス起因やレイアウト起因により電流がアンバランス状態となっても、B級プッシュプル増幅器等を含むフィードバック回路44により、電流電圧変換回路の出力端子N1にDCバイアスを与えることで、インバータ回路の入力動作電圧の範囲内で出力端子N1が振幅することができ、動作不良を解消することができる。上述した実施形態では、フィードバック回路44はB級プッシュプル増幅器で構成した。B級プッシュプル増幅器は、寄生容量も小さく発振周波数に与える影響を抑えてバイアスを与えることができる。変形例ここで、フィードバック回路は、インバータ回路の出力信号を抵抗性で出力端子N1にフィードバックすることで、出力端子N1にDCバイアスを与えるものであればよい。このため、フィードバック回路の他の実施形態として、B級プッシュプル増幅器のほかに、出力インピーダンスの高い増幅器や、抵抗器、が挙げることができる。例えば、図2のように、Hi-Zなノードである出力端子N1とインバータ回路の出力とを、例えば2MEGΩ以上の抵抗器Rで接続する。こうすることにより、Hi-Zなノードである出力端子N1にDCバイアスをかけることができる。また、図3のように、Hi-Zなノードである出力端子N1とインバータ回路の出力との間に、バッファ回路45を設けてもよい。バッファ回路45は、ソース端子が定電流源CS10を介して電源ラインに接続され、かつ、ドレイン端子が抵抗器R1を介して接地電圧GNDに接続されたPMOSトランジスタM15と、ゲート端子がPMOSトランジスタM15のソース端子に接続され、かつ、ドレイン端子が抵抗器R2を介して電源ラインに接続され、さらに、ソース端子が定電流源CS11を介して接地電圧GNDに接続されたNMOSトランジスタM16とから構成されている。抵抗器R1およびR2は、例えば2MEGΩなどの高抵抗とする。このようなソースフォロワ構成によるバッファ回路45をフィードバック回路として用いることにより、Hi-Zなノードである出力端子N1にDCバイアスをかけることができる。上述した実施形態では、バッファリングする回路としてインバータ回路を用いているが、これに限定されることはなく、出力信号をバッファリングすることができればバッファ回路を用いてもよい。また、上述した実施形態では、電流電圧変換回路41のみが、インバータ回路とフィードバック回路を備えているが、逆相側の電流電圧変換回路42にも同様に、別のインバータ回路とフィードバック回路を備えていてもよい。シミュレーション結果発明者は、以下のように、図1の発振回路および図4の発振回路についてシミュレーションを行った。まず、図4の発振回路について、出力端子N1から接地電圧GNDへ向けて200nAの電流がリークしているモデルを用い、温度を変化させた。設定した温度は、25°C、50°C、75°C、100°C、125°C、150°Cである。その結果、25°Cの常温では辛うじて発振動作したが、50°Cやそれ以上の高温時には発振動作しなかった。この電流リークモデルの出力端子N1の電圧変化の振幅が高温時に小さくなり、接地電圧GND側へ寄っていくことでインバータ回路の入力動作範囲外になり動作不良に陥る結果を得た。この理由は、以下の通りである。すなわち、発振動作時に電流電圧変換回路41のHi-Zなノードである出力端子N1において、図4中の上下に位置している電流源CS6およびCS7により電流の押し引きすることで発振部10の電流振幅を電圧振幅に変換している。この出力端子N1のノードは、電流の押し引きのみで電位が決まっているので、その上下に位置している電流源CS6およびCS7の電流がアンバランスになるような状態、例えば上述したリーク電流の影響や配線の寄生容量が大きく出力端子N1のノードを流れる電流が減るなどの状態では、出力端子N1の電位は電源電圧VCまたは接地電圧GND側に寄っていく。このような理由から、高温時に動作不良に陥ると考えられる。一方、B級プッシュプル増幅器によるフィードバック回路を設けてDCバイアスを与える図1の発振回路について、上記と同様に、出力端子N1から接地電圧GNDへ向けて200nAの電流がリークしているモデルを用い、温度を変化させた。設定した温度は、上記と同様に、25°C、50°C、75°C、100°C、125°C、150°Cである。その結果、図4の発振回路の場合とは異なり、温度に関わらず正常動作することを確認できた。すなわち、フィードバック回路の作用により、Hi-Zなノードである出力端子N1の電圧変化は、インバータ回路の入力電圧のセンター付近で動作するのでインバータ回路の入力動作範囲外に移動することはない。このような理由から、温度に関わらず正常な動作を実現できる。まとめ本実施形態の電流電圧変換回路では、出力端子N1のノードにバイアスを与える目的でインバータ回路の出力をB級プッシュプル増幅器でバッファし、この出力が出力端子N1のノードに接続されている。動作は発振部が反転し出力端子N1のノードがHighの状態から接地電圧GND側に電流が引かれてLowとなりインバータ回路の入力が反転するとB級プッシュプル増幅器により出力端子N1のノードを引き上げる作用が働く。しかし、出力端子N1のノードは接地電圧GND側の電流源により引き続き接地電圧GND側に引かれ続けているので、出力端子N1のノードの電位はインバータが反転した電位でつり合う。次に発振部10が反転すると電源側に出力端子N1のノードの電位が引き上げられ、同時にインバータ回路の入力が反転し、B級プッシュプル増幅器により出力端子N1のノードの電位を引き下げる作用が働く。したがって、インバータ回路の入力が反転した電位で出力端子N1のノードの電位はつり合うことになり、この動作が繰り返される。これによりインバータ回路の入力動作電圧範囲内で出力端子N1のノードが振幅するので動作不良は解消される。