"第1のコモンモード電圧を有する入力信号が入力される入力端子と、反転入力端子が入力抵抗を介して前記入力端子に接続され、該反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗が接続され、非反転入力端子に第2のコモンモード電圧が入力された電圧増幅回路とからなり、前記入力抵抗が、前記入力端子から前記電圧増幅回路の反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第1の入力抵抗と第2の入力抵抗とからなり、該第1の入力抵抗と第2の入力抵抗との間のノードと基準電圧との間に、前記第1の入力抵抗に前記第1のコモンモード電圧と第2のコモンモード電圧との差に等しい電圧降下を発生させる定電流を流す定電流源が接続されていることを特徴とする線形増幅回路。前記定電流源が、前記第1のコモンモード電圧と第2のコモンモード電圧との間に接続された電流発生用抵抗と、該電流発生用抵抗に流れる電流をミラーリングすることによって前記定電流を制御するミラー回路とを含むことを特徴とする請求項1記載の線形増幅回路。前記第1の入力抵抗を変化させることなく前記第2の入力抵抗を変化させることにより、利得を変化させることを特徴とする請求項1または2に記載の線形増幅回路。前記入力端子に前記定電流を供給する補償用定電流源をさらに備えることを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに記載の線形増幅回路。前記電圧増幅回路が非反転出力端子と反転出力端子とを有する差動増幅回路であり、前記帰還抵抗が、前記反転入力端子と非反転出力端子との間と、前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、前記入力端子が正相入力端子と逆相入力端子とを有する差動入力端子であり、前記第1、第2の入力抵抗および定電流源が、前記逆相入力端子と前記電圧増幅回路の反転入力端子との間と、前記正相入力端子と前記電圧増幅回路の非反転入力端子との間とにそれぞれ接続されることにより、前記正相入力端子の電圧が前記第1のコモンモード電圧であるときに前記正相入力端子と非反転入力端子との間に接続された前記第1の入力抵抗と前記第2の入力抵抗との間のノードに生成される前記第2のコモンモード電圧が、前記非反転入力端子に入力されることを特徴とする請求項1乃至4のいずれかに記載の線形増幅回路。ところが、図6に示したレベルシフト回路では、入力コモンモード電圧Vincommon、出力コモンモード電圧Voutcommonから、適切な参照電圧Vrefを生成する必要がある。また、入力抵抗R1、参照電圧Vrefが電圧増幅回路11を駆動する追加電流を決定するため、これらの入力抵抗R1や参照電圧Vrefが変動した場合、電圧増幅回路11の構成を修正する必要が出てくる。また、図6に示したレベルシフト回路では、参照電圧Vrefがレベルシフト信号の支点となるため、大規模なレベルシフトが難しい点が挙げられる。例えば、前記したように、3.3V系から1.2V系にレベルシフトする例を考える。3.3V系のコモンモード電圧が2.5Vであり、このとき、電圧増幅回路11が1.2V系で構成されていた場合、参照電圧Vrefの最大値は1.2Vとなる。しかしながら、その場合、出力コモンモード電圧Voutcommonは-0.1Vとなってしまい、容易に実現できない。この場合、3.3V系でレベルシフト回路内の電圧増幅回路11を構成し、参照電圧Vrefに例えば1.5Vを供給し、出力コモンモード電圧Voutcommonを0.5Vにする、等の工夫が必要となる。この場合の注意点として、3.3Vの電圧増幅回路段が追加で必要となる点消費電力がやや増大する、要求される出力コモンモード電圧Voutcommonが低すぎると、電圧増幅回路11の出力段がうまく駆動できない3.3V系電圧増幅回路が1.2Vのコモンモード電圧で駆動できない可能性があり、場合によっては3.3V系レベルシフト回路、1.2V系レベルシフト回路の2段階のレベルシフト回路が必要となる点が挙げられる。2段階レベルシフト回路は抵抗R1,R2の比を変えることにより回避できるが、この場合レベルシフト回路により信号が減衰される伝達関数H=R2/R1のため。なお、入力コモンモード電圧Vincommon,出力コモンモード電圧Voutcommonを用いた参照電圧Vrefの生成回路の例としては、図8に示すように、入力コモンモード電圧Vincommonを電圧増幅回路12の電圧フォロアで生成した電圧と、出力コモンモード電圧Voutcommonを電圧増幅回路13の電圧フォロアで生成した電圧の電位差を、抵抗R21,R22で分割して得る構成が挙げられる。R21:R22=R1:R2である。また、図6および図9のレベルシフト回路では、出力コモンモード電圧Voutcommonを直接的に決定することができない。すなわち、出力コモンモード電圧Voutcommonは、図6の回路では、入力信号のコモンモード電圧Vincommonと、参照電圧Vrefと、入力抵抗R1および帰還抵抗R2のすべてによって決定される。図9の回路では、入力信号Vinのコモンモード電圧と、定電流源23の電流Icと、帰還抵抗R2とのすべてによって決定される。すなわち、いずれの回路でも特定の基準電圧や基準電流によって決定されるのではない。また、図9のレベルシフト回路を半導体集積回路で構成した場合、帰還抵抗R2が大きな誤差を持つことが避けられない。このため、出力コモンモード電圧Voutcommonにも大きな誤差が発生し、正確に決定することができない。本発明の目的は、大幅な電圧昇降に対応でき、かつ前記した問題を解消したレベルシフト回路を実現できる線形増幅回路を提供することである。上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明の線形増幅回路は、第1のコモンモード電圧を有する入力信号が入力される入力端子と、反転入力端子が入力抵抗を介して前記入力端子に接続され、該反転入力端子と出力端子との間に帰還抵抗が接続され、非反転入力端子に第2のコモンモード電圧が入力された電圧増幅回路とからなり、前記入力抵抗が、前記入力端子から前記電圧増幅回路の反転入力端子に向けて順番に直列に接続された第1の入力抵抗と第2の入力抵抗とからなり、該第1の入力抵抗と第2の入力抵抗との間のノードと基準電圧との間に、前記第1の入力抵抗に前記第1のコモンモード電圧と第2のコモンモード電圧との差に等しい電圧降下を発生させる定電流を流す定電流源が接続されていることを特徴とする。請求項2にかかる発明は、請求項1記載の線形増幅回路において、前記定電流源が、前記第1のコモンモード電圧と第2のコモンモード電圧との間に接続された電流発生用抵抗と、該電流発生用抵抗に流れる電流をミラーリングすることによって前記定電流を制御するミラー回路とを含むことを特徴とする。請求項3にかかる発明は、請求項1または2に記載の線形増幅回路において、前記第1の入力抵抗を変化させることなく前記第2の入力抵抗を変化させることにより、利得を変化させることを特徴とする。請求項4にかかる発明は、請求項1乃至3のいずれかに記載の線形増幅回路において、前記入力端子に前記定電流を供給する補償用定電流源をさらに備えることを特徴とする。請求項5にかかる発明は、請求項1乃至4のいずれかに記載の線形増幅回路において、前記電圧増幅回路が非反転出力端子と反転出力端子とを有する差動増幅回路であり、前記帰還抵抗が、前記反転入力端子と非反転出力端子との間と、前記非反転入力端子と反転出力端子との間とにそれぞれ接続され、前記入力端子が正相入力端子と逆相入力端子とを有する差動入力端子であり、前記第1、第2の入力抵抗および定電流源が、前記逆相入力端子と前記電圧増幅回路の反転入力端子との間と、前記正相入力端子と前記電圧増幅回路の非反転入力端子との間とにそれぞれ接続されることにより、前記正相入力端子の電圧が前記第1のコモンモード電圧であるときに前記正相入力端子と非反転入力端子との間に接続された前記第1の入力抵抗と前記第2の入力抵抗との間のノードに生成される前記第2のコモンモード電圧が、前記非反転入力端子に入力されることを特徴とする。本発明によれば、第1の入力抵抗と第2の入力抵抗との間と基準電圧との間に、第1の入力抵抗に第1のコモンモード電圧と第2のコモンモード電圧との差に等しい電圧降下を発生させる定電流を流す定電流源が接続されているので、第1の入力抵抗において電圧のレベルシフトが行われ、大幅な電圧昇降に対応できるレベルシフト回路を実現できる。また、第2のコモンモード電圧の決定を電圧増幅回路の非反転入力端子に入力する電圧で直接決定することができる。さらに、第1のコモンモード電圧と第2のコモンモード電圧との間に接続された電流発生用抵抗に流れる電流をミラーリングする定電流源を利用することにより、帰還抵抗に誤差があってもその影響を受けることはない。<本発明の原理>図1に本発明の線形増幅回路の原理構成を示す。ここでは、入力端子と電圧増幅回路11の反転入力端子との間に接続される入力抵抗R1を、R1aとR1bに分割し、両入力抵抗R1a,R1bの共通接続点のノードN1と基準電圧接地間に、電流Isを引き込む定電流源21を接続している。そして、電圧増幅回路11には、反転入力端子と出力端子の間に帰還抵抗R2と帰還容量C1を並列接続し、非反転入力端子に出力信号Voutのコモンモード電圧Voutcommonを入力している。ここでは、入力信号Vinを抵抗R1aと電流Isによって一且レベルシフトているため、DC電流が流れるパスは抵抗R1aに限定され、R1b,R2の抵抗値の変化はレベルシフト量に影響を与えない。この結果、抵抗R1b,R2の抵抗値を切り替えることにより、レベルシフトに加え、可変利得増減器を実現できる。これは抵抗R1、R2の抵抗値が利得だけでなくレベルシフト量にも直接影響を与えてしまう従来構成では実現できなかったことである。本発明では、レベルシフト量Voffsetは、Voffset=IsR1aであり、AC成分に対する利得AvはAv=R2/R1aR1bとなる。さらに、これは従来手法にも適用できる構成であるが、帰還抵抗R2と並列に帰還容量C1を挿入することにより、アクティブローパスフィルタを構成できる。なお、このとき、カットオフ周波数fpは、fp=1/2πR2C1となる。よって、R1a,R1b,R2、C1、Isの値を任意に設定することにより、主経路に電圧増幅回路11を1段挿入するだけで、レベルシフト、線形増幅/減衰、ローパスフィルタの3つの回路を同時に実現できる。なお、抵抗R1b、R2へ流れるDC電流をキャンセルしつつ、出力信号Voutが出力コモンモード電圧Voutcommonを中心に動作できるようにするためには、抵抗R1a,R1bの共通ノードN1の電圧V1が、V1=Voutcommonとなるように調整する必要があるただし、大きく乖離していなければ、コモンモード電圧が少々ずれる程度で、動作に大きな影響は無い。<実施例1>図2に実施例1の線形増幅回路を示す。本実施例では、図1に示した電流Isを、抵抗Ra、入力コモンモード電圧Vincommon、出力コモンモード電圧Voutcommonを元に、生成するようにしている。この電流Isを生成する定電流源21は、入力コモンモード電圧Vincommonを非反転入力端子に入力する電圧増幅回路12からなる電圧フォロアの出力端子ノードN2と、出力コモンモード電圧Voutcommonを非反転入力端子に入力する電圧増幅回路13およびNMOSトランジスタMN1からなる電圧フォロアの当該トランジスタMN1のドレインノードN3との間に抵抗Raを接続して、その抵抗Raに電流Iaを流し、その電流IaをトランジスタMN1からNMOSトランジスタMN2にミラーさせることで、電流Isを生成している。なお、MN1:MN2=R1a:Raである。まず、電圧増幅回路12の出力電圧V2は、電圧増幅回路12の電圧フォロア動作により、V2=Vincommonとなる。電圧増幅回路13の非反転入力端子の電圧V3は、同様に、V3=Voutcommonとなる。このとき、抵抗RaとトランジスタMN1に流れる電流Iaは、Ia=V2-V3/Ra=Vincommon-Voutcommon/Raとなる。トランジスタMN1の寸法とトランジスタMN2の寸法との比MN1:MN2を1:nとすると、トランジスタMN2を流れる電流Isは、Is=nVincommon-Voutcommon/Raとなる。ノードN4の電圧V4は、電圧増幅回路11によりVoutcommonとなっているため、DCにおいて、V1=Voutcommonとなれば、抵抗R2にはDC電流が流れない。このとき、電流Isが全て入力抵抗R1aにて消費されるため、入力電圧Vinは、R1a:Ra=MN1:MN2=1:nより、Vin=VoutcommonIsR1a=VoutcommonnVincommon-Voutcommon/RaRa/n=Vincommonとなる。つまり、本構成の場合、ノードN1がV1=Voutcommonとなる電流Isを流す定電流源21を入力抵抗部分に付加することで、レベルシフト降圧を実装することができ、適切なレベルシフトが出来ていれば、以降に接続された電圧増幅回路11が余剰電流を駆動することはない。ここで、本線形増幅回路を半導体集積回路で構成した場合、入力抵抗R1aは大きな誤差を持つ可能性があるが、上記のようにして電流Isを生成することにより、入力抵抗R1aに大きな誤差がある場合でも、レベルシフト量Voffset=IsR1aを一定に保つことができる。これは、同一の半導体集積回路内に集積される抵抗R1aとRaは、そのそれぞれの値が、製造条件や動作温度等の変化の影響を受けて設計値からずれた場合でも、同じ傾向でずれるため、その間の比は設計値通りに保たれるからである。このため、図2に示したように、MN1:MN2=R1a:Raとすることにより、Voffset=IsR1a=Vincommon-Voutcommonの関係を維持し、出力信号のコモンモード電圧を正確に決定することができる。以上のとき線形増幅回路全体の利得Avは、Av=R2/R1aR1bと近似できるただし、電圧増幅回路11の増幅率が十分に大きく、トランジスタMN2のインピーダンスがR1a,R1b,R2に対して十分に大きいとする。また、レベルシフト回路は定電流源21および入力抵抗R1aのみにより実現されているため、ここで抵抗R1b,R2の大きさを可変とすることが容易に可能となる。そのため、これらの抵抗値により入力信号に対してレベルシフトをしつつ、任意の利得を実現できる。また、帰還抵抗R2と並列に容量C1を設けることにより、fp=1/2πR2C1にカットオフ周波数を持つアクティブローパスフィルタとしても機能できる。このように、本実施例の線形増幅回路では、1段の回路でレベルシフト、線形増幅/減衰、高周波信号の除去を同時に行うことができ、増幅段を通過する信号の劣化を最小限に抑えることができ、また消費電力、実装面積の削減が可能となる。なお、各電圧増幅回路11~13については、安定性および利得に問題がなければ、どのような形態を取ってもよい。<実施例2>次に具体的な構成例を示す。以下はあくまで1つの実装例であり、レベルシフト量、サイズ比、利得設定、カットオフ周波数については、任意に設定が可能である。まず、目的として、Vincommon=1.55VVoutcommon=636mVレベルシフト量=914mV電源電圧が3.3V系→1.2V系へのレベルシフトAv=-2dB~3dB1dBステップの利得設定fp=40MHzのカットオフ周波数とする。また、より現実的なアーキテクチャとして、差動増幅器を想定する。なお、各電圧増幅回路の構成については割愛するが、帯域、利得、位相余裕が十分に取れているものとして話を進める。図3に上記機能を実現する線形増幅回路を示す。ここでは電圧増幅回路11として、差動入出力型の電圧増幅回路11Aを用いる。差動入出力型の電圧増幅回路11Aは、コモンモードフィードバック回路を備えており、出力電圧VoutのDCレベルがVoutcommonに制御されている。コモンモードフィードバック回路を備えた差動入出力型の電圧増幅回路としては、例えば、特開2005-323287号公報や、特開2008-182693号公報に記載されたものを利用することが可能である。その非反転入力端子のノードN4pには入力抵抗R1ap=500Ω,R1bpを接続し、反転入力端子のノードN4nには入力抵抗R1an=500Ω,R1bnを接続し、非反転入力端子のノードN4pと反転出力端子との間には帰還抵抗R2pと帰還容量C1pを接続し、反転入力端子のノードN4nと非反転出力端子との間には帰還抵抗R2nと帰還容量C1nを接続し、定電流源21はノードN1p、N1nに電流Isp,Isnを供給するように構成している。入力抵抗R1bnは、図3の下段に示すように、6個の抵抗R11~R16R11=385Ω、R12=490Ω、R13=615Ω、R14=750Ω、R15=900Ω、R16=1075Ωに、それそれスイッチSW1~SW6を接続して、そのスイッチSW1~SW6を利得制御信号によって切り替えることにより、合計抵抗を調整可能とした可変抵抗で構成している。他方の入力抵抗R1bpについても同様である。定電流源21は、図3の中段に示すように、3.3V系電源の電圧増幅回路12,13、抵抗Ra=12.5kΩ、抵抗Rm=3kΩ、NMOSトランジスタMN11~MN19MN11:MN12:MN13:MN14:MN15:MN16:MN17:MN18:MN19=2:2:2:2:2:50:50:50:50、PMOSトランジスタMP11~MP15MP11:MP12:MP13:MP14:MP15=8:8:2:8:8で構成されている。このように、3.3V系電源の電圧増幅回路12,13で取り込んだコモンモード電圧Vincommon,Voutcommonにより生成される電流Iaを1.2V系の電源の電流ミラー回路を介して、非反転側および反転側の電流Isp,Isnとして取り出す構成である。また、この電流ミラー回路はインピーダンスを高くするために、カスコード型定電流源構成としている。ノードN1p、N1nから引かれる電流Isp,Isn量は、ミラー比を変更することで、抵抗Raと抵抗R1ap,R1anの比の逆数倍されるように調整される。これは抵抗Ra,R1ap,R1anにおけるIRドロップレベルシフト量を一定にするためである。この結果、入力信号Vinの差動振幅が0であり、入力端子の電圧が入力信号のコモンモード電圧Vincommonであるときに、ノードN1p,N1nには、出力信号のコモンモード電圧Voutcommon=636mVに等しい電圧が生成される。これにより、ノードN1p、N1n以降の段でのコモンモード電圧は636mVとなりただし、電圧増幅回路11Aの持つコモンモードフィードバック回路により、出力コモンモード電圧Voutcommonも636mVとなるとする、電圧増幅回路11Aは電圧1.2V下で安定した動作が可能となる。このとき、ノードN1p、N1nから引かれる電流Isp,Isnは、前段回路によって余剰供給される必要がある。前段の構成に手を加えたくない場合は、入力信号Vinの入力端子に、電流Isp,Isnに相当する電流を供給する定電流源を新たに追加すればよい。また、入力抵抗R1bp,R1bnを可変抵抗とすることで、レベルシフト回路の利得を変更することができる。図3では理解しやすいようにスイッチを使用した単純な構成で記述してあるが、抵抗の切り替え方法は図3の記載に限る必要は無い。また、入力抵抗R1b,R1bnのみ可変としているが、入力抵抗R1ap,R1an、帰還抵抗R2p,R2nあるいはそれらの組み合わせを可変にしてもよい。ただし、入力抵抗R1ap,R1anの変動はレベルシフト量を変化させ、帰還抵抗R2p,R2nの変動はカットオフ周波数を変化させる点に注意が必要である。図3の下段の入力抵抗R1bnの可変構成では、各スイッチを独立にオンすることで、上から順に入力抵抗合計値R1apR1bp、R1anR1bnが、885Ω、990Ω、1115Ω、1250Ω、1400Ω、1575Ωとなり、線形増幅回路全体の利得Avは、それぞれ3dB、2dB、1dB、0dB、-1dB、-2dBのように1dBステップで切替可能となる。また、カットオフ周波数fpは、40MHzとなる容量C1p、C1nを帰還抵抗Rp、R2nと並列に接続することで、40MHzに-3dB周波数を持つローパスフィルタとしても構成できる。<実施例3>上述した内容については、例えば3.3V系から1.2V系へのレベルシフトのように降圧の場合について説明をしたが、同様のアプローチで昇圧も可能である。例を図4に示す。ここで、電流Isは図2における場合と同様、コモンモード電圧Vincommon、Voutcommonから生成することが望ましい。この場合、電流源22は、降圧とは逆に、電流IsをノードN1から入力抵抗R1aの方向へ流れるように供給する。<実施例4>以上説明した線形増幅回路の昇降圧の際に消費される電流は、レベルシフトのために消費されるが、本線形増幅回路よりも前段の構成によっては、前段増幅回路の負荷定電流源として共用することで、消費電力および面積の削減も可能となる。例を図5に示した。図5において、31はトランジスタMP21を備えた定電流負荷ソース接地型増幅回路であり、定電流源を構成するNMOSトランジスタMN21と入力抵抗R1aを有している。レベルシフトの回路部分は入力抵抗R1aとトランジスタMN21で構成される。"