"給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方が可変インダクタであることを特徴とする周波数可変アンテナ回路。前記第一キャパシタンス素子が可変キャパシタであることを特徴とする請求項1に記載の周波数可変アンテナ回路。請求項1又は2に記載の周波数可変アンテナ回路を用いたことを特徴とする無線通信装置。従って、本発明の目的は、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供することである。本発明の周波数可変アンテナ回路は、給電点となる一端と開放端となる他端とを有する第一アンテナ要素と、前記第一アンテナ要素に結合手段を介して結合された周波数調整手段とを備えた周波数可変アンテナ回路であって、前記周波数調整手段が、第一キャパシタンス素子と第一インダクタンス素子とを含む並列共振回路と、前記並列共振回路に直列に接続された第二インダクタンス素子とを具備し、前記第一インダクタンス素子と前記第二インダクタンス素子の内の少なくとも一方が可変インダクタである可変インダクタンス回路であることを特徴とする。前記結合手段は接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、前記第一アンテナ要素に電磁気的に結合する電極のいずれかであるのが好ましい。また、前記周波数調整手段において並列共振回路を構成する第一キャパシタンス素子が可変キャパシタであっても良い。この場合、共振周波数をより細かく調整することが出来る。本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記可変インダクタや前記可変キャパシタの容量値を変化させる制御回路を備えているのが好ましい。本発明の周波数可変アンテナ回路は、第一アンテナ要素の共振周波数の変化を検出する検出手段を備え、前記制御回路は前記検出手段の出力に基づいてインダクタンス値を変化させる制御信号を前記可変インダクタンス回路にフィードバックするのが好ましい。送信信号の反射波の変化により同調すべき共振周波数の変化を検出する手段として、方向性結合器等を使用することができる。また受信信号に基づいて共振周波数の変化を検出するために、受信信号の利得の変化を検出しても良い。本発明の周波数可変アンテナ回路は、前記第一アンテナ要素と一体的であって、前記給電点を共有し、前記第一アンテナ要素より短い第二アンテナ要素をさらに有し、前記第一アンテナ要素の共振と前記第二アンテナ要素の共振との複共振によりマルチバンド化するのが好ましい。3つ以上のアンテナ要素を有する構成でも良い。本発明の無線通信装置は、前記周波数可変アンテナ回路部品を具備することを特徴とする。本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、低周波数帯から高周波数帯にわたる広範囲の周波数帯に対応可能であり、高周波数帯での共振状態への影響が小さいまま低周波数帯の共振周波数を可変とした周波数可変アンテナ回路とそれを用いた無線通信装置を提供することができる。[1]周波数可変アンテナ回路図1は本発明の周波数可変アンテナ回路の一例を示す。この周波数可変アンテナ回路1は、アンテナ要素10と、アンテナ要素10と電磁気的に結合する結合手段20と、結合手段20及びグランド電極GNDに接続された周波数調整手段30とを備えている。周波数調整手段30は、図2に示すように第一キャパシタンス素子C1と第一インダクタンス素子L1からなる並列共振回路と、前記並列共振回路に接続された第二インダクタンス素子L2とを備えている。ここでは、第一及び第二インダクタンス素子L1、L2のそれぞれを可変インダクタとして示しているが、どちらか一方を可変インダクタとすれば共振周波数を調整し得る。両方を可変インダクタとすれば調整の範囲が広がる。並列共振回路は端子T1側にあり、第二インダクタンス素子L2は端子T2を経てグランド電極GNDに接続されているが、第二インダクタンス素子L2が端子T1側あっても良い。結合手段20は、接続線路、キャパシタンス素子、インダクタンス素子、又はアンテナ要素10に電磁気的に結合する電極のいずれかで構成することができる。図3は、図1の周波数可変アンテナ回路を構成するアンテナ要素10の一例を示す。ここでは逆Fアンテナを例にとってアンテナ要素10を説明するが、それに限定されず、例えばモノポールアンテナ、逆L型アンテナ、T型アンテナ等でも良い。アンテナ要素10は一端が給電点aで他端が開放端cであり、給電点aと屈曲点bとの間の区間10aと、屈曲点bと開放端cとの間の区間10bとからなる。区間10bはグランド電極GNDとほぼ平行に延在する。アンテナ要素10の屈曲点bからグランド電極GNDとの間は接地線路15である。アンテナ要素10の区間10bと結合手段20との間には電磁気的な結合Mがある。アンテナ要素10は、基本周波数帯域内の共振周波数f1rの波長λ1の約1/4に等しい長さ区間10a区間10bの合計長さを有し、直列共振モードで動作する。基本周波数帯が低周波数帯にある場合を例にとって、以下説明する。逆Fアンテナ状のアンテナ要素10が直列共振するときの電流分布は開放端cでは0で、接地線路15との接続点屈曲点bの近傍で最大であるので、区間10bの長さがアンテナ要素10の入射放射挙動を支配する。なお接地線路15との接続点では電圧は実質的に0であり、インピーダンスはショート状態であるので、接地線路15との接続点の位置を調整することによりアンテナ要素10のインピーダンスを調整することができる。図4に示すように、周波数可変アンテナ回路1の給電点a側から見たVSWR特性では複数の周波数で共振が発現している。周波数調整手段30における第一インダクタンス素子L1と第一キャパシタンス素子C1からなる並列回路の共振周波数f2rはアンテナ要素10の共振周波数f1rより低く、第一キャパシタンス素子C1と第二インダクタンス素子L2からなる直列共振回路の共振周波数f3rはアンテナ要素10の共振周波数f1rより高く、かつ共振周波数f2r,f3rが低周波数帯に生じないように第一キャパシタンス素子C1のキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子L1、L2のインダクタンスを設定している。第一インダクタンス素子L1のインダクタンスを固定のまま、第二インダクタンス素子L2のインダクタンスを変化させると、共振周波数f3rが変化する。共振周波数f3rは、上記インダクタンスが大きくなると低周波側へ移動し、反対に小さくなると高周波側へ移動する。これに伴って、アンテナ要素10の共振周波数f1rも低周波側又は高周波側へ移動する。アンテナ要素10の共振周波数f1rに対する共振周波数f2f、f3rの関係は、第一キャパシタンス素子C1のキャパシタンス、及び第一及び第二のインダクタンス素子L1、L2のインダクタンスを設定することで入れ替えることが出来る。図5及び図6は条件の異なるアンテナのVSWR特性を示す。ここでは、第一インダクタンス素子L1と第一キャパシタンス素子C1からなる並列回路の共振周波数がアンテナ要素10の共振周波数f1rより高く、第一キャパシタンス素子C1と第二インダクタンス素子L2からなる直列共振回路の共振周波数が共振周波数f1rより低い場合を示す。実線で示す曲線st0は、アンテナ要素10のみからなる構成A図3に示す周波数可変アンテナ回路1から周波数調整手段30及び結合手段20を除いた構成のVSWR特性を示す。破線で示す曲線st1は、アンテナ要素10及び結合手段20からなる構成B周波数可変アンテナ回路1から周波数調整手段30を除いた構成のVSWR特性を示す。一点鎖線で示す曲線st2は、アンテナ要素10及び結合手段20からなり、結合手段20が第二インダクタンス素子L2を介して接地された構成CのVSWR特性を示す。図6において一点鎖線で示す曲線st3は、周波数調整手段30内の可変インダクタを一定のインダクタンス値を有するインダクタンス素子に置換した以外、図3に示す周波数可変アンテナ回路1と同じ構成DのVSWR特性を示す。構成Aの共振周波数fst0が900MHzである場合を例にとって、以下説明する。なおアンテナの構成等により共振周波数の変化量は変わるが、共振周波数の変化の傾向自体は変わらない。構成Bでは、結合電極を有する結合手段20とアンテナ要素10との間で、数pF以下の結合容量が生じて共振周波数は低周波側へ移動するfst0→fst1。共振周波数の変化量は、結合容量にもよるが50~300MHz程度である。結合容量が小さければ共振周波数の変化量は小さく、結合容量が大きければ共振周波数の変化量は大きい。構成Cでは、結合容量とインダクタンス素子L2からなる直列回路によりもう一つの共振αが現れる。アンテナ要素10の共振周波数fst2は共振αに影響され、構成Bより高周波側に移動する。なお、インダクタンス素子L2のインダクタンスは数nH~50nH程度に設定されるが、インダクタンスが小さいほど共振αは高周波側に現れ図5中でL小で表す、インダクタンスが大きいほど低周波側に現れる図5中でL大で表す。ここでは結合容量のみ考慮したが、本発明ではキャパシタンス素子C1がインダクタンス素子L2に直列に接続されるので、共振αを得るのに結合手段20としてキャパシタンス素子のほかに、インダクタンス素子又は接続線路を用いても良い。構成Dでは、共振αの他に、キャパシタンス素子C1とそれに並列に接続されたインダクタンス素子L1によるさらにもう一つの共振βが現れる。アンテナ要素10による共振周波数fst3は共振βにも影響され、構成Cよりさらに低周波側に移動する。本発明では、アンテナ要素10に結合する結合手段20を、並列回路及び直列回路の組み合わせである周波数調整手段30を介して接地する。第一インダクタンス素子のインダクタンスを変化させることにより、並列回路及び直列回路による2つの共振により、アンテナ要素の共振周波数を所望の周波数に調整する。第一インダクタンス素子L1によるインダクタンスの変化が直列共振による共振αに与える影響は小さい。この為第二インダクタンス素子L2を可変インダクタとして共振αを調整しても良い。可変インダクタとしては磁界方式やスイッチ方式のものが例示される。図7は磁界方式の可変インダクタであるが、コイルLaとコイルLbを含み、それぞれに直列抵抗Rが接続する。コイルLbの両端はスイッチSW1に接続され、スイッチSW1がOFF状態非導通の場合には、コイルLaの両端からみたインダクタスはその自己インダクタンスであり、スイッチSW1がON状態導通の場合には、コイルLbに生じる逆起電力に基づき自己インダクタンスから減少したインダクタンスとなる。図8に示す可変インダクタはスイッチ方式のものである。図8の可変インダクタは、端子Taと端子Tbとの間に複数のコイルLa~Lnを直列に接続し、各コイルに並列に接続したスイッチSWa~SWnによりバイナリステップでコイルのインダクタンスを可変する回路として構成される。各スイッチSWa~SWnは、コイルLa~Lnを接続あるいは非接続とするためのスイッチで、使用するコイルに対応したスイッチはOFF状態非導通に制御される。インダクタンス素子をスイッチ方式のデジタル可変インダクタを用いた場合を例にとって、周波数調整手段30の基本動作を以下詳細に説明する。図9は第一インダクタンス素子L1としてデジタル可変インダクタを用い、第二インダクタンス素子L2は固定インダクタとした周波数調整手段30の等価回路を示す。この可変インダクタL1は、端子T1と端子T2との間に直列に接続されたインダクタンス素子コイルLo,La~Lnと、各インダクタンス素子La~Lnに並列に接続したスイッチSWa~SWnとを有し、各インダクタンス素子La~Lnと各スイッチSWa~SWnとでインダクタンスユニットLva~Lvnを構成している。各スイッチ回路SWa~SWnはMOS-FETにより構成することができる。各インダクタユニットLva~Lvnにおいて多段接続されたFETのゲート端子への電圧供給は、信号線6a~6nで行なわれ、各信号線6a~6nの入力ポートPa~Pnには、FETをON/OFF制御するためのデータのビットが制御回路205より与えられる。各インダクタンスユニットLva~Lvn中のインダクタンス素子La~Lnのインダクタンス値は、各データのビットに対応して2進重み付けインダクタンスアレイとして構成されるのが好ましい。例えばインダクタンスユニットがLvaからLvnの順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、インダクタンスユニットLvaのキャパシタンス素子Laのインダクタンス値がenHであれば、インダクタンスユニットLUbのインダクタンス素子Lbのインダクタンス値は21×enHであり、インダクタンスユニットLvc図示無しのインダクタンス素子Lc図示無しのインダクタンス値は22×enHであり、インダクタンスユニットLvnのインダクタンス素子Lnのインダクタンス値は2n-1×enHである。従って、例えば可変インダクタンスL1におけるインダクタンスユニットがn=5の場合、FETをON/OFF制御するためのデータのビットが00000であれば、インダクタンス素子Loのインダクタンス値となり、ビットが11111であれば、インダクタンス素子Loとインダクタンス素子La~Leの合成インダクタンスとなる。この例ではインダクタンス調整分解能が5ビットであるので、32の段階stateとも呼ぶでインダクタンス値を調整することができる。可変インダクタL1のインダクタンス値Lm合成インダクタンスはLmin00000のビット列に対応からLmax11111のビット列に対応まで直線状に変化する。例えば基本周波数帯で共振周波数を可変とする場合、可変インダクタ範囲の中心値であるほぼLmax-Lmin/2のインダクタンス値で、ほぼ基本周波数帯の中心周波数に対応する周波数f1で共振するように、周波数可変アンテナ回路の回路定数を設定する。当然ビット数に応じてインダクタンスのステップ数及び可変範囲が異なり、共振周波数の変化幅も異なる。図10はスイッチ方式の他の可変インダクタを示す。この可変インダクタは、端子Taと端子Tbとの間に複数のコイルLo,La~Lnを並列に接続し、各コイルLa~Lnと直列に接続したスイッチSWa~SWnによりバイナリステップでコイルのインダクタンスを可変する回路として構成される。各スイッチSWa~SWnは、コイルLa~Lnを接続あるいは非接続とするためのスイッチで、使用するコイルに対応したスイッチはON状態導通に制御される。各インダクタンスユニットLva~Lvn中のインダクタンス素子La~Lnのインダクタンス値はそれぞれ異なる。周波数調整手段30において、スイッチの切り替えにより接続の経路が変わるので、それに応じたインダクタンス素子が選択されて共振周波数が変化する。特に図示はしていないが、周波数調整手段30においてはDCカットコンデンサが接続されて、スイッチ動作の安定化を図っている。ここでは第一インダクタンス素子L1に可変インダクタを用いる場合を示したが、第二インダクタンス素子L2に用いても良く、第一インダクタンス素子L1と第二インダクタンス素子L2のそれぞれに用いることも可能である。周波数調整手段30においては、更にキャパシタンス素子C1として可変キャパシタを用いても良い。この場合、第一インダクタンス素子L1と第一キャパシタンス素子C1からなる並列回路の共振周波数f2r、第一キャパシタンス素子C1と第二インダクタンス素子L2からなる直列共振回路の共振周波数f3rが共に変化するため、アンテナ要素10による共振周波数f1rをさらに大きく移動させることが出来る。可変キャパシタとして、SPnT単極n投スイッチ及びキャパシタンス素子の組合せ、可変容量ダイオードバリキャップダイオード、バラクタダイオード、デジタル可変容量素子、MEMSMicro-ElectromechanicalSystems等を用いることができる。SPnTスイッチとして、GaAsスイッチ又はCMOSスイッチを単独で用いても、一つ又は複数個のPINダイオードを用いても良い。キャパシタンス素子C1として可変キャパシタを用いた場合を例にとって説明する。図11は可変キャパシタを用いた周波数調整手段30の等価回路を示す。この可変キャパシタは、端子T1と端子T2との間に並列に接続されたキャパシタンス素子C1~Cnと、端子T2とキャパシタンス素子C1~Cn-1との間に直列に接続されたスイッチSW1~SWn-1とを有し、各キャパシタンス素子C1~Cn-1と各スイッチSW1~SWn-1はキャパシタンスユニットCU1~CUn-1を構成している。各スイッチ回路SW1~SWn-1はMOS-FETにより構成することができる。各コンデンサユニットCU1~CUn-1において多段接続されたFETのゲート端子への電圧供給は、共通信号線61~6n-1で行なわれ、各共通信号線61~6n-1の入力ポートP1~Pn-1には、FETをON/OFF制御するためのデータのビットが制御回路205より与えられる。端子T1と端子T2との間には、キャパシタンス素子CnとキャパシタンスユニットCU1~CUn-1が並列に接続されているが、各キャパシタンスユニットCU1~CUn-1中のキャパシタンス素子C1~Cn-1の容量値は、各データのビットに対応して2進重み付け容量アレイとして構成されるのが好ましい。例えばキャパシタンスユニットがCU1からCUn-1の順で下位ビットから上位ビットに対応する場合、キャパシタンスユニットCU1のキャパシタンス素子C1の容量値がepFであれば、キャパシタンスユニットCU2のキャパシタンス素子C2の容量値は21×epFであり、キャパシタンスユニットCU3のキャパシタンス素子C3の容量値は22×epFであり、キャパシタンスユニットCUn-2のキャパシタンス素子Cn-2の容量値は2n-3×epFであり、キャパシタンスユニットCUn-1のキャパシタンス素子Cn-1の容量値は2n-2×epFである。従って、例えば可変キャパシタ全体のキャパシタンス素子数がn=6の場合、FETをON/OFF制御するためのデータのビットが00000であれば、キャパシタンス素子C6の容量値となり、ビットが11111であれば、キャパシタンス素子C6とキャパシタンス素子C1~C5の合成容量となる。アンテナ要素の共振周波数は人体等の外乱の影響によりずれてしまうことがある。共振周波数のずれが発生するとインピーダンスの整合状態が変化するが、本発明の周波数可変アンテナ回路によれば、アンテナ要素の共振周波数を容易に調整することができる。図12は周波数可変アンテナ回路を用いたフィードバック回路の一例を示す。送信信号の反射波を検出する方向性結合器35と、検波回路Diと、外部基準信号と検波回路Diからの検波信号を比較し信号レベルを検出する信号レベル検出器33と、検出結果に基づいて可変容量回路の容量値を変化させ、反射波が大きくなれば共振周波数のずれを補正する制御回路32とを有する。なお結合手段等は図示していない。このフィードバック回路は受信信号の強度変化に基づくフィードバックを行う。また、方向性結合器35の出力を入力側と出力側の両方で検出することにより、更に高精度なフィードバック回路が構成できる。デジタル可変容量回路を用いた周波数可変アンテナ回路を、824~849MHzの送信周波数帯及び869~894MHzの受信周波数帯を有する無線通信装置に用いる例を以下詳細に説明する。人体は低誘電率の誘電体とみなすことができるので、使用状態人体が近接しているのアンテナ要素の共振周波数は自由状態人体の影響を受けないのときより低周波数側へ移動している。図13は自由状態及び実使用状態でのVSWR特性を示す。周波数調整手段30の可変容量回路は、自由状態において送信周波数帯例えば836.5MHzの中間周波数及び受信周波数帯例えば881.5MHzの中間周波数でVSWRが最適となる合成容量を有するようにプログラムされている。外乱による周波数のずれが比較的小さければ、送信周波数帯及び受信周波数帯で所定のレベル以下のVSWRを維持できる。人体のVSWR特性への影響は、10~30MHz程度の共振周波数のずれとして現れる。この共振周波数のずれは送信周波数帯と受信周波数帯とで大きく相違せず、同程度であるので、送信周波数帯及び受信周波数帯のどちらか一方における制御結果を他方の周波数帯における制御に用いることができる。検出された信号レベルから求まる反射波の大きさが所定の期間予め設定された閾値を超える場合、共振周波数のフィードバック制御を行う。可変インダクタL1の合成インダクタンスが大きく又は小さくなるように、制御回路により可変インダクタL1の段階Stateを一段変える。反射波が閾値と大きく異なる場合には、変化させる段階を2段以上としても良い。新たに検出された信号レベルを、直前に検出された信号レベル例えばメモリ等に保存されていると比較することにより、反射波が増加したのか減少したのかを判定し、判定結果に応じて可変インダクタの合成インダクタンスを増減させる。反射波が閾値より小さくなるまでフィードバック制御を継続し、閾値より小さくなった段階でフィードバック制御を終了する。なお、反射波が閾値より小さくならない場合や、逆に増加する場合には、フィードバック制御を終了するともに、検出された信号レベルに基づいて反射波が最も小さい段階Stateとなるように可変インダクタを制御すれば良い。[2]アンテナ部品図3に示すアンテナ要素10はグランド電極GNDに対して水平に延びる線路からなるが、図14に示すように折り返し部を設けて小型化するのが好ましい。折り返し部は複数あっても良い。図14に示すアンテナ要素10は、給電点aと屈曲点bとの間の区間10aと、屈曲点bと屈曲点cとの間の区間10bと、屈曲点cと屈曲点dとの間の区間10cと、屈曲点dと開放端eとの間の区間10dとを有し、区間10cは折り返し部であり、区間10dは区間10bと逆方向に延びる。給電点aから開放端eまでの長さは、図3に示すアンテナ要素10と同様に実質的に低周波数帯域内の共振周波数f1rに対応する長さであるので、図14に示すアンテナ要素10は直列共振モードで動作する。折り返し部を有するアンテナ要素10は、図3の場合より複雑な共振電流分布を有するので、短くできる。また給電点aから屈曲点cまでの長さを実質的に高周波数帯域内の共振周波数に対応する波長λ2の約1/4とすれば、直列共振モードで動作する複共振アンテナとなり、マルチバンド化を容易に実現できる。図15に示すように、アンテナ要素10は、給電点aと屈曲点bとの間の区間10a中の分岐点dから延びるアンテナ要素12を有しても良い。アンテナ要素12は、給電点aと分岐点dとの間の区間12aと、分岐点dと開放端eとの間の区間12bとからなる。アンテナ要素12の区間12aはアンテナ要素10の区間10aの一部と共通であり、区間12bはアンテナ要素10の区間10bと同じ方向に平行に延びる。アンテナ要素10が低周波数帯の共振周波数を有し、アンテナ要素12が高周波数帯の共振周波数を有するようにすれば、複共振アンテナとなる。アンテナ要素10は、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板等のリジッド基板や、ポリイミド、ポリエーテルイミド、ポリアミドイミド等のポリイミド類、ナイロン等のポリアミド類、ポリエチレンテレフタレート等のポリエステル類等からなるフレキシブル基板等の所謂プリント基板に対して、エッチングやフォトリソグラフィ等の公知の方法を行うことにより形成することができる。また印刷法やエッチング法等の公知の方法を用いて、アルミナ等の誘電体セラミクスからなる基板にAu,Ag,Cu等の低抵抗導電体で形成しても良い。変形自在なフレキシブル基板に形成したアンテナ要素は、筐体内の限られた空間に効率よく配置することができる。図16は、基板上にアンテナ要素及び結合手段を形成した例を示す。例えば、ガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上の銅箔をエッチング処理し、アンテナ要素10、結合手段20の電極パターン、グランド電極GND、接続線路21,22等を形成する。基板の裏面にはグランド電極GNDが形成されていない。この方法によれば、各電極パターンを容易に精度良く形成できるだけでなく、外力等の影響に強いアンテナ部品とすることができる。また周波数調整手段30を構成する部品を搭載するだけで、周波数可変アンテナ回路を容易に作製できる。アンテナ要素をCuやリン青銅からなる導体薄板で構成しても良い。導体薄板はそれ自体が加工容易であるとともに、外力に対して容易に変形し難い特性を有するので、支持体に依らず自由な形状にアンテナ要素を形成することができる。射出成形により液晶ポリマー等のエンジニアリングプラスチックに導体薄板を一体化すると、一層外力により変形し難いアンテナ部品となる。図17は、表面に銅箔からなるグランド電極GND、接続線路21,22等が形成されたガラス繊維強化エポキシ樹脂基板上に、リン青銅等の導体薄板により形成したアンテナ要素を立設した例を示す。アンテナ要素10の開放端部は、基板上に配置された誘電体チップからなる支持体27に固定されている。支持体27の表面には、アンテナ要素10と電磁気的に結合する結合手段20としてL字状の電極パターンが形成されている。結合手段20は基板に形成された接続線路21,22及び周波数調整手段30を介してグランド電極GNDに接続される。一般にアンテナ要素をグランド電極から離間させるほど放射利得が向上する。従って、アンテナ要素10を高くすると、アンテナ部品を3次元的に構成できるだけでなく、小さな形成面積でアンテナ要素とグランド電極との間隔を確保できる。図18に示すように、大きな誘電体チップ27に、結合手段20及び接続線路21とともに、第一アンテナ要素10、及び第一アンテナ要素10より短い第二アンテナ要素12を形成しても良い。図19及び図20は、追加の支持体29に形成した結合手段20をアンテナ要素10に近接して配置してなるアンテナ部品の別の例を示す。図20に示すアンテナ部品では、U字状断面を有する支持体29の凹部空間に結合手段20を配置している。支持体29の材料はポリカーボネート等で良い。その他に、アンテナ要素と他の部品を異なる基板に設けても良いし、セラミック素体に形成したアンテナ要素をプリント基板に実装しても良い。またアンテナ要素10の一部をリン青銅等の導体薄板で形成し、他部をプリント基板上の電極パターンで形成しても良い。さらに結合手段20との電磁結合を調整するために、アンテナ要素10のうち結合手段20と対向する部分の形状幅及び厚さを他の部分と異ならせて良い。周波数可変範囲を十分に確保しつつアンテナ要素10と結合手段20との最適な結合が得られるように、支持体の材料、結合手段20の形状、寸法、アンテナ要素10との間隔等を調整する。上記の通り、結合手段20は基板上にアンテナ要素10とともに直接形成しても、支持体上に形成した後で基板に搭載しても良い。剛性を有する導体金属薄板で形成した結合手段20をアンテナ要素10と組合せても良いが、アンテナ要素10との間隔を精度良く配置するのが難しいため、支持体27上に形成するのが好ましい。支持体27上に形成した結合手段20は、外力を受けても変形しないのでアンテナ要素10との間隔が変化せず、またアンテナ要素10に対して所定の間隔で位置決めするのが容易である。アンテナ要素10と近接して配置される結合手段20の支持体27は波長短縮効果を発揮し、アンテナ要素10の線路長を短縮する。支持体27の表面に形成された電極パターンにより結合手段20を形成するのが好ましい。電極パターンの材質はCu、Ag、Au、又はこれらを含む合金が好ましい。支持体27は、アルミナ、Al-Si-Sr系セラミック、Mg-Ca-Ti系セラミック、Ca-Si-Bi系セラミック等の誘電体セラミック、又はNi-Znフェライト、Ni-Cu-Znフェライト等の軟磁性体セラミックからなるのが好ましい。ガラス繊維強化エポキシ樹脂も使用可能である。高周波数帯域で用いるので、支持体27は高周波特性に優れているのが好ましい。誘電体セラミックであれば、優れた高周波での誘電特性例えば、小さな誘電損失等を有するものが好ましい。比誘電率が大きすぎると誘電損失が大きく、逆に小さ過ぎると波長短縮効果が十分に得られないので、支持体27を形成する誘電材は5~30の比誘電率を有するのが好ましい。支持体27を形成する材料の温度特性については、共振回路に用いるリアクタンス素子の特性とあわせて決めれば良い。図21~図24は支持体27に形成された結合手段20の例を示す。各支持体27にはアンテナ要素10に半田付けされる接続電極パターン42が形成されている。アンテナ要素10と電気的に接続される電極パターン42は延長電極として機能しても良い。アンテナ要素10と結合手段20との結合は、支持体27に形成された電極パターン42と結合手段20との間隔により決まる。支持体27をアンテナ要素10に接着する場合には電極パターン42は必要ないが、アンテナ要素10に対する支持体27の位置決めが難しい。勿論基板への実装端子電極として、電極パターン42を支持体27の下面に形成しても良い。図21に示す例では、結合手段20を形成する帯状の電極パターンが支持体27の側面に形成されており、同じ側面上に接続線路21が結合手段20の電極パターンと一体の電極パターンで形成され、L字状の電極パターンとなっている。図22~図24に示す例では、支持体27の上面に電極パターン42とともに結合手段20を形成する帯状の電極パターンが形成され、側面に形成された接続線路21と接続されている。接続線路21は直線状でも良いが、図23に示すようにL字状や、図24に示すようにミアンダ状にしても良い。接続線路21を、結合手段20の電極パターンとほぼ平行の線路部分を備えるようにすれば、基本周波数帯での平均利得が向上するので好ましい。図示の結合手段20の電極パターンは一定の幅の帯状電極であるが限定的ではなく、例えばテーパ形状の電極のように所望の電磁的結合に応じて適宜選択することができる。結合手段20とグランド電極との間の距離が長いと、周波数調整手段30の容量変化によるアンテナ要素10の共振周波数の可変範囲が著しく狭いことがある。そのため、周波数調整手段30をアンテナ要素10の近傍に配置し、かつ短い距離例えば、調整すべき周波数帯の1/4波長以下で接地するのが好ましい。[3]無線通信装置図25は、本発明の周波数可変アンテナ回路アンテナ部品1を具備し、複数の通信システムに対応した無線通信装置の回路の一例を示す。用いられる周波数可変アンテナ回路1は、低周波数帯と高周波数帯で所望のVSWR特性が得られるもので、低周波数帯で共振周波数を可変とする。複数の通信システムのうち、例えばGSM登録商標850/900等を低周波数帯に使用し、DCS、PCS、UMTS等を高周波数帯に使用することができる。図示の無線通信装置は、GSM登録商標850/900帯824~960MHz、UMTS帯Band1:1920~2170MHz,Band5:824~894MHzの4つの通信システムに対応する。本例では、周波数可変アンテナ回路1は単極4投のスイッチ回路SWと接続されている。スイッチ回路SWは、例えばFETスイッチを主たる構成要素とする電気的スイッチであり、ゲートに印加する制御電圧により接続状態を変える。スイッチ回路SWは、周波数可変アンテナ回路1と、CDMA方式の第一の通信システムUMTSBand5用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAと、CDMA方式の第二の通信システムUMTSBand1用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAと、TDMA方式の第一の通信システムGSM900用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAと、TDMA方式の第二の通信システムGSM850用の送受信フロントエンドである高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAとの間に設けられ、各通信システムの送受信信号の切り換えを行う。高周波増幅器PA及びローノイズアンプLNAのうち少なくともローノイズアンプLNAは、RFICRadio-FrequencyIntegratedCircuitに内蔵されている。RFICは、周波数シンセンサイザ図示せず等とともにベースバンド部BBICからの信号を送信周波数に変換し、受信信号をベースバンド部BBICで処理できる周波数に変換するICである。図示の構成では、CDMA方式の第一の通信システムUMTSBand5用のローノイズアンプLNAと、TDMA方式の第二の通信システムGSM850用のローノイズアンプLNAは共通化されている。各信号経路には、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタ等のフィルタや、通過帯域の異なるフィルタを並列に接続してなるデュプレクサが配置されている。本例では、バンドパスフィルタ及びデュプレクサとして不平衡入力-平衡出型のSAWフィルタやBAWフィルタ又はBPAWフィルタを用い、平衡出力端子間にインピーダンス調整用のインダクタンス素子Lを配置している。整合用の他の構成として、キャパシタンス素子を平衡出力端子間に配置しても、リアクタンス素子を各平衡出力端子とアースとの間に配置しても良い。無線通信装置は、周波数シンセサイザにより論理回路部図示せずに含まれる中央演算回路からの制御信号で局部発振周波数信号を生成し、それにより定まる周波数で送受信を行う。周波数可変アンテナ回路1内の可変容量回路は、図12に示す制御回路32が出す前記制御信号により、各通信システムの低周波数帯での送信周波数帯及び受信周波数帯で好適なVSWRとなるように制御される。なお、図12に示す制御回路32は図25に示すRFIC等に組み込まれることにより、RFICが同様の制御の役割をすることも可能である。本発明を以下の実施例によりさらに詳細に説明するが、本発明はそれらに限定されるものではない。実施例1図26は本発明の周波数可変アンテナ部品の一例低周波数帯及び高周波数帯に対応するを示し、図27及び図28はその外観を示す。図中、周波数調整手段30への電源経路は省略している。周波数可変アンテナ回路1は、給電回路200が形成される主回路基板図示せずと分離したアンテナ用基板80に形成されており、アンテナ用基板80と主回路基板との接続は同軸ケーブルにより行なわれる。他の接続方法として、例えば主回路基板に設けられた接地された板バネ端子による押し当て接続C-clipと呼ばれるを利用する。この場合、アンテナ用基板の接続部は接続用電極端子のみである。Cuからなる導体薄板により形成されたアンテナ要素10は、低周波数帯用の第一アンテナ要素10区間10a,10b,10c及び10dからなる。と、第一アンテナ要素10から分岐する補助線路25と、一部が第一アンテナ要素10と対向し、第一アンテナ要素10より短い高周波数帯用の第二アンテナ要素12とにより構成されている。第一アンテナ要素10から分岐する補助線路25は、第一アンテナ要素10とともに低周波数帯の高周波信号の入放射に寄与する。従って、補助線路25を第一アンテナ要素10の一部と見做しても良い。アンテナ要素全体は、幾重にも折り返された厚さ0.2mm及び幅1~1.5mmの一体的な帯状導体からなり、第一アンテナ要素10及び第二アンテナ要素12により低周波数帯域と高周波数帯内の周波数で共振する逆Fアンテナを構成している。アンテナ要素は、アンテナ基板両面に銅張したガラス繊維強化エポキシ基板80の両面に立設される。第一アンテナ要素10の一部、第二アンテナ要素12及び補助線路25はアンテナ基板80の第一主面上に位置し、第一アンテナ要素10は折り曲がり、区間10cは反対側の第二主面まで延長し、そこから区間10dは区間10bと平行かつ逆方向に給電点aに向かって延びている。第一アンテナ要素10は複数の区間を有するが、第二主面上の区間10dは、第一主面上の第二アンテナ要素12の区間12bとアンテナ基板80を介して対向する。第一アンテナ要素10の区間10bと第二アンテナ要素12の区間12bとの間には、電極パターンが形成された誘電体チップ18が配置されている。区間10bと区間12bとの間および区間10dと区間12bとの間において、誘電体チップ18が配置された部分は、他の部分よりも強く結合する構成としている。誘電体チップ18の表面に形成された電極パターンが第二アンテナ要素12と接続するので、第二アンテナ要素12は波長短縮効果によりその線路長を短縮する。第二アンテナ要素12の区間12bに平行に延びる第一アンテナ要素10の区間10bの長さを高周波数帯での共振周波数の波長に応じて調整すれば、高周波数帯で所望のVSWRが得られる帯域を広げることができる。アンテナ用基板80には、アンテナ要素の他に、補助線路25と電磁気的に結合する結合手段20が表面に形成された支持体27と、結合手段20と接続される周波数調整手段30を構成するキャパシタンス素子C1と、第一及び第二のインダクタンス素子L1,L2と、第一アンテナ要素10と第二アンテナ要素12との電磁気的結合を調整する誘電体チップ18と、整合用のインダクタンス素子Lp及びキャパシタンス素子Cpが実装されている。勿論、アンテナ用基板80の同一面上に配置される整合用のインダクタンス素子Lp及びキャパシタンス素子Cp、及び周波数調整手段30の少なくとも一部を裏面に設けても良い。本例では、結合手段20は誘電体セラミックからなる支持体27の表面に形成されたAgの電極パターンで構成されている。支持体27には補助線路25と半田付けするための電極パターンが形成されている。アンテナ要素には複数の電極延長部が設けられており、アンテナ要素は電極延長部によりアンテナ用基板80に固定され、さらに補助線路25で支持体27の上面上の電極パターンに接続されている。電極延長部からはアンテナ用基板80側に向かって電磁波が放射されない。誘電体チップ18及び支持体27に、比誘電率が10の誘電体セラミックを用いた。本例では、第一主面上の第一アンテナ要素10の区間10bは長さ約25mmであり、補助線路25は長さ約15mmであり、第二主面上の第一アンテナ要素10の区間10dは長さ約20mmであり、第二アンテナ要素12の区間12bは長さ約20mmであった。この構成により、アンテナ部品は、アンテナ用基板80で決まる45mm×8mmの平面寸法内に収まり、厚さは5mm以下であった。第一インダクタンス素子L1可変インダクタは図8で説明したスイッチ方式のものとし、周波数調整手段を図9に示したものとして、インダクタンス素子Loと直列にインダクタンスユニットLva,Lvbを接続した構成とした。インダクタンス素子Loのインダクタンス値は15nHであり、インダクタンスユニットLva,Lvbのインダクタンス素子La7.5nH,Lb15nHを有するので、2ビットの制御データでのインダクタンス可変範囲は15~37.5nHであった。また第二インダクタンス素子L2のインダクタンスは18nHであり、第一キャパシタンス素子C1のキャパシタンスは1.5pFであり、整合用インダクタンス素子Lpのインダクタンスは3.9nHであり、整合用キャパシタンス素子Cpの容量値は1pFであった。各共振周波数の設定は、周波数調整手段全体の系への寄生リアクタンス等も考慮して設定される。このアンテナ部品について、周波数調整手段30により低周波数帯における共振周波数f1rを変化させてVSWRの周波数特性を600MHz~2200MHzの周波数帯で評価した。表1は制御データを変化させた場合の共振周波数の変化を示す。表1から明らかなように、制御データを00から11へと変化させることにより、VSWRが3以下の特性を維持しながら、アンテナの共振周波数を低周波数帯の間で移動させることができることが分かる。また、高周波側でのVSWRは1600MHz以上でVSWRが3以下の特性が得られ、更に1400MHz以上の周波数帯では制御データを変化させてもVSWRの変化は殆ど無かった。本実施例により、アンテナの共振周波数を広範囲で変化させることができ、広範囲の周波数帯に対応可能なマルチバンド対応のアンテナが得られた。"