電気モーターのための制御システムであって、励磁電流を任意の所与の時に前記モーターの異なる巻線に供給するための手段を含み、前記励磁電流の振幅が、前記励磁電流の前記巻線への適用のタイミングおよび持続時間の変化と無関係である、制御システム。前記供給手段が、電流振幅を前記モーター巻線に提供するための電流供給フィードバックループと、前記モーター巻線に供給される励磁電流の前記タイミングおよび持続時間を制御するための、前記電流供給フィードバックループとは別の整流フィードバックループとを含む、請求項1に記載の制御システム。前記電流供給フィードバックループが、前記電流振幅を調整するための調整フィードバックループをさらに含む、請求項2に記載の制御システム。前記モーター速度および/または前記モーターの角度位置を示す信号を提供するための手段をさらに含む、任意の先行する請求項に記載の制御システム。前記電流供給フィードバックループが、目標のモーター速度を示すための入力、ならびに前記モーターの前記目標速度および前記モーター速度信号に応じて、電流振幅を提供するための手段を含む、請求項2~請求項4のうちのいずれか1つに記載の制御システム。前記整流フィードバックループが、前記角度位置信号に基づいて、前記モーター巻線への前記励磁電流の前記タイミングおよび持続時間を前記制御する働きをする、請求項4または請求項5に記載の制御システム。前記モーター速度および/または前記モーターの角度位置を示し、かつ前記制御手段で測定された前記信号が、前記モーター巻線内に誘導された前記電流を示す整流信号である、請求項4~請求項6のうちのいずれかに記載の制御システム。複数の相巻線のうちの任意の所与のモーター巻線への励磁電流の前記供給に応じた前記モーターの回転が、前記手段信号に対応する各相巻線内で逆起電力を生じる、請求項6に記載の制御システム。前記対応する相巻線に対して前記検知された逆起電力の前記振幅が、前記複数の相巻線のうちの他のものに関して検知された前記逆起電力より大きい場合、前記整流フィードバックループが、電流パルスを前記所与の相巻線に提供する、請求項8に記載の制御システム。前記整流フィードバックループが、前記所与の巻線への前記電流の前記供給と、前記角度位置信号との間の同期化を容易にするために、前記検知された逆起電力をフィルタ処理するためのフィルタを含む、請求項9に記載の制御システム。前記フィルタが、前記同期化を容易にするために、位相シフトを前記検知された逆起電力に導入する、請求項10に記載の制御システム。前記モーターが、120度の相対角変位における3つの相巻線を含む、請求項11に記載の制御システム。電気モーターのための制御システムであって、前記電気モーターに供給される電流のタイミングおよび持続時間を制御する働きをする整流回路と、前記モーターに電流を供給するための電力供給とを含み、前記整流回路が操作上、前記電力供給とは無関係である制御システム。先行する請求項のいずれか1つによる制御システムを含む永久磁石モーターであって、連続する永久磁石シェルを提供するように、互いに接触した複数の永久磁石を前記磁石間に間隔なしで含む、永久磁石モーター。請求項1~請求項13のいずれか1つに記載の制御システムを含み、前記永久磁石モーターが、各相巻線が単一の励磁電流によって補完的にエネルギー供給され得、かつ、互いに弱める働きをしないように、前記モーターの周辺のいくつかのスロット内に配置された複数の相巻線をさらに含む、請求項14に記載の永久磁石モーター。前記複数の相巻線が前記スロット内に並列接続で個別に配置されている、請求項15に記載の永久磁石モーター。磁石の数によって割られたスロットの数が、前記電流の位相数の倍数である、請求項15または請求項16に記載の永久磁石モーター。請求項1~請求項13のうちのいずれか1つに記載の制御システムを含む内燃エンジンのための強制誘導システム。クランク軸を有する内燃エンジンのための強制誘導システムであって、前記エンジン内へのガスの圧力を増大させるためのコンプレッサと、前記コンプレッサから機械的に切り離され、かつ、エンジン排ガスによって駆動されるように配置されたタービンと、前記タービンによって駆動されるように配置された発電機と、前記コンプレッサを駆動するように配置された電気モーターであって、前記発電機およびモーターが電気的に接続されている、電気モーターと、前記コンプレッサが少なくとも一部、前記電気的接続を介した前記タービンの出力トルクによって駆動される、請求項1~請求項13のうちのいずれか1つに記載の制御システムとを備えたシステム。連続する永久磁石シェルを提供するように、互いに接触した複数の永久磁石を前記磁石間に間隔なしで含む、永久磁石発電機。前記永久磁石発電機が、各相巻線が単一の励磁電流によって相補的にエネルギー供給され得、かつ互いに弱める働きをしないように、前記永久磁石シェルの前記周囲のいくつかのスロット内に配置された複数の相巻線を含む、請求項20に記載の永久磁石発電機。前記複数の相巻線が前記スロット内に並列接続で個別に配置されている、請求項21に記載の永久磁石発電機。前記磁石の数によって割られた前記スロットの数が、前記電流の位相数の倍数である、請求項21または請求項22に記載の永久磁石発電機。後述する本願の発明によって具体化され得る制御装置は、粗い波形の電流を生成し、特殊な設計のモーターを必要または対応するとする。提案されたモーターは、ブラシレス永久磁石タイプであり、典型的なブラシレスACまたはブラシレスDC永久磁石モーターのいずれとも異なる特性を有する。このモーターの特性は、当技術分野で周知であるが、特性のこの選択および組合せは独自である。特に、このモーターは、電流の粗い波形を受け入れるその能力または、発電機の場合は、粗い波形を生成する傾向を強化する特性を有し、有利な方法で、本発明を具体化する制御装置と共に使用され得る。その特性は、以下のとおりである:a.強い永久磁石特性をもつ材料で作られ、軸回転に対応する角度寸法にわたって一定の厚さを有するような方法で成形され、間隔なしでローターの周囲に分散されているローター磁石その設計特徴の全てが、磁石の縁部に近い巻線によって経験される電磁場を、強度において、磁石の中心近くで経験される電磁場に類似させるb.モーターと、位相を構成する直列または並列接続された巻線の任意の集合が、モーターの磁石から生じている同一の軸回転にわたって変化するが、どこでもいつでも互いに同等である電磁場をどこでも受けるような巻線パターン、によって提供される電気位相接続の数で割り切れる歯固定子巻線が周囲に巻き付けられている金属元素の数軸のどの回転角においても、位相内の全ての巻線が補完的であり、互いに弱める働きをしないようにc.bが実施可能であるように選択された磁石極の数d.対立する両極性の隣接する磁石間のインタフェースが巻線ループのスパン内を通過するローターの回転角度が、制御装置がその巻線ループにわたって最大電流を維持する位相角振動周期の割合と正確に合致するように選択された磁石の角度の厚さアーク長および巻線ピッチ単一の巻線ループによってかけられる歯の数、ならびにe.モーターが準拠する必要のある電流および電圧仕様などの他の考慮事項によって許可される範囲で、直列よりもむしろ並列で接続されている巻線を形成している個々のワイヤーループに対する優先によって達成される最小限の巻線インダクタンス大きな内部インダクタンスは、かかる変換がモーター速度に応じた範囲で、制御装置によって生成される信号を平滑にし、かつ遅延させる傾向があり、従って、制御装置内で適合するのが困難であるという事実を認めて。これらの特徴は、学問的な意味で個別には周知であるが、典型的な市販用に構築された電気モーターで組み合わせて使用されると信じられておらず、また、広く考えられているか、または理解されている制御装置に対するこれらの設計特徴の影響ではない。実際、モーター設計およびモーター制御の両方の1つの機構内での融合は、業界内では特殊である。特徴のこの組合せは、発電機制御装置の設計に影響を及ぼす独自の特徴を備えた発電機を作成するために使用できることも理解されるであろう。特に、発電機は、DC整流に役立つ出力を提供するであろう。パワーエレクトロニクスを用いて高電気速度駆動を提供できる制御装置を提供することが本発明の目的である。本明細書に記載する制御方法は、従来型のパルス幅変調方式と実質的に異なり、それは、1つのスイッチングプロセスから波形全体を合成する。パルス幅変調制御装置は、連続するパルスを平滑な交流波形にするために、高インダクタンスの出力負荷を必要とする。矩形波電圧入力を有するブラシレスDCモーターは、同様に高インダクタンスを必要とする。高インダクタンスに対するこの要求も、特に高い機械的および電気的速度において、モーターの性能における制約であり得る。本発明によれば、励磁電流を任意の所与の時にモーターの異なる巻線に供給するための手段を含む交流電気モーター用の制御システムが提供され、そこでは、励磁電流の振幅が、励磁電流供給のタイミングおよび持続時間とは無関係に変化する。好ましい実施形態では、供給手段は、総電流に対応する電流振幅をモーター巻線に提供するための励磁電流供給フィードバックループ、およびモーター巻線に供給される励磁電流のタイミングおよび持続時間を制御するための励磁電流供給フィードバックループとは別の整流フィードバックループを含む。前記励磁電流は、総電流であり得る。電流供給フィードバックループは、目標のモーター速度を示すための入力、ならびにモーターの目標速度に対応する電流振幅およびモーター速度信号を提供するための手段を含み得る。電流供給フィードバックループは、電流振幅を調整するための調整フィードバックループをさらに含み得る。センサーの形式であり得る手段が、モーター速度および/またはモーターの角度位置を示す信号を提供するために提供され得る。角度位置指示は、粗いかまたは量子化された測定値であり得、必ずしも細かい角度測定値ではない。この手段は、モーター巻線内に誘導された電流を示す整流信号または電流であり得る。整流フィードバックループは、角度位置信号に基づき、モーター巻線に対する電流パルスのタイミングおよび持続時間を制御する働きをし得る。モーターの動きは、位置信号に対応する各相巻線において逆起電力を生じる。整流フィードバックループは、対応する相巻線に対して検知された逆起電力の振幅が、複数の相巻線のうちの他のものについて検知された逆起電力よりも大きい場合、電流パルスを所与の相巻線に提供する。整流フィードバックループは、信号を平滑にするため、および/または前記所与の巻線への電流の供給と角度位置信号との間の同期化を容易にするため、検知された逆起電力をフィルタリングするためのフィルタを含み得る。フィルタは、前記同期化を容易にするため、検知された逆起電力に対して位相シフトを導入する働きをし得る。モーターは、120度の相対角変位における3つの相巻線を含み得る。また、電流供給と角度位置センサーとの間の同期化を容易にするため、モーター位置を検知するために使用される逆起電力が、個々の相巻線からではなく、それらの組合せ例えば、2つの相巻線にわたる逆起電力の合計または差から測定され得、それは、個々の位相に存在する逆起電力からの既知の位相オフセットを伴い得る。代替実施形態では、モーター速度および/またはモーターの角度位置を示す信号を提供するためのセンサーが、ホール効果センサーまたはモーターの出力軸に関連する光学センサーであり得る。本発明によれば、交流電気モーターのための制御システムがさらに提供され、その制御システムは、電気モーターに供給される電流のタイミングおよび持続時間を制御する働きをする整流回路、およびモーターに電流を供給するための電力供給を含み、整流回路は、操作上、電力供給とは無関係である。本発明によれば、前に定義したような制御システムを含む永久磁石モーターがさらに提供され、そのモーターは、連続する板磁石を磁石間に間隔なしで提供するように、ローターの周囲に配置された複数の永久磁石を含む。かかるモーターで利用される永久磁石は、モーターの制御が磁力を変化させる能力に頼らない、任意の磁化された材料であり得ることが理解され得る。モーターは、各スロットが単一の電流パルスによってエネルギー供給され得るように、いくつかのスロット内に磁気面の周囲に配置された複数の巻線を含み得る。さらに、永久磁石モーターの理想的な配置では、モーターのローターの周囲に配置された磁石の数で割られた、モーターの周囲に配置されたスロットの数が、電流の位相数の倍数であると定められている。モーターの巻線数がこの比率を達成するように調整され得ることが理解され得る。本発明によれば、前述したような制御システムを含む内燃エンジン用の強制誘導システムもさらに提供される。かかる強制誘導システムは、スーパーチャージャであり得るか、またはターボチャージャであり得る。本発明の例示的な態様では、強制誘導システムは、内燃エンジン用であり、本システムは、コンプレッサ、タービン、発電機、電気モーターおよび制御システムを含む。前記態様では、コンプレッサは、エンジン内へのガスの圧力を増大する働きをし、エンジン排ガスによって駆動され、かつ、電気モーターに電気的に接続された発電機を駆動するように配置されたタービンから機械的に切り離されている。その結果として、コンプレッサは、電気モーターによって駆動され、従って、コンプレッサは、少なくとも部分的に、電気的接続を介し、タービンの出力トルクによって駆動される。かかる態様では、電気モーターは、前述した制御システムによって制御される。本発明のさらなる態様では、電力を生成するための発電機が提供され、その発電機は、モーターの周囲に均等かつ連続して分散された複数の永久磁石を有するローター;複数の巻線を有する固定子であって、固定子巻線に対するローターの回転が複数の位相シフトされた矩形波形を生成する、固定子;ならびに、その固定子巻線から電流を引き出すように配置された整流回路を含む制御回路であって、前記制御回路が、ローターの回転とは無関係に、電流を巻線から引き出すタイミングおよび持続時間を制御する制御回路を含む。代替または追加の態様では、連続する永久磁石シェルを提供するように磁石間の間隔なしで互いに接触した複数の永久磁石を含む永久磁石発電機が提供される。かかる永久磁石発電機は、各相巻線が単一の励磁電流によって相補的にエネルギー供給され得、かつ互いに弱める働きをしないように、発電機または永久磁石シェルの周囲のいくつかのスロット内に配置された複数の相巻線を含み得る。さらに、複数の相巻線がスロット内に並列接続で個別に配置されるように、かつ、磁石の数で割られたスロット数が励磁電流の位相数の倍数になるように、前記発電機が配置され得る。本発明の実施形態は、整流とは無関係に、モーター速度トルクの変化を提供するという点で有利である。これは、総電流を、その電流を適切なモーター相巻線に向かわせる整流とは無関係に、モーターに対して供給することによって達成される。総電流は、PWM方式を用いて調整でき、そのPWM出力を平滑にするため、電流供給制御装置と整流制御装置との間のインダクタンスに対する要求があり得る。しかし、PWM電流供給制御装置の周波数およびその電流供給制御装置の出力を調整するために必要とされ得るインダクタンスは、モーターのインダクタンスおよび回転速度からは本質的に独立しているパラメータである。これは、PWM信号の周波数は、従来技術の配置におけるように、モーターの動作周波数よりも高い必要はないことを意味する。電流供給制御装置とモーターとの間に位置する、整流制御装置は、PWMを実施しない。むしろ、整流制御装置は、単に、モーターの角度位置に従って、電流を正しい巻線に向かわせる。整流制御装置は、PWMを実施しないため、その設計は、相対的に単純で、高モーター動作速度を達成できる。また、整流制御装置はPWMを実施しないため、モーターは高インダクタンスを示す必要がなく、その効率特に、高い電気的/機械的速度におけるが、それ故、改善される。これは、高いモーター速度は、整流を提供するための1つの統合された高出力電気制御装置を必要とせずに可能であり、また、全電流を単一のステップで調整するということを意味する。本発明は、ここでさらに、添付の図を参照して、例として説明する。図1aは、図1bに示すように、従来技術の同期ACモーターにおける各相巻線に供給される必要のある理想的な電流10または、逆に言えば、従来技術の同期AC発電機によって生成される電流を示す。後で説明するように、理想的な正弦波電流10は整流周波数16と共に、このタイプの従来技術のモーターに対して最適であり、かかる従来技術のモーターを駆動する際に、可能な限り正弦波パターンに近い表現12を提供するために注意および努力が払われる。この理想的な波形を達成するために一般的に使用される1つの技術がパルス幅変調PWMである。PWMは、いくつかの電流パルス12を、持続時間を変化させる装置に提供することを伴う。平均パルス幅およびパルスのタイミングスイッチング周波数14を変化させることにより、正弦波に近づく全体的な電流が生成できる。平均パルス幅を制御することにより振幅が変化し、パルスのタイミングを変更することにより整流が制御される。一般に、電流パルス12は、複数の位相で、最も優先的に、120度だけ異なる3つの異なる位相で適用される。図1bは、軸24に取り付けられた四極永久磁石ローター22を有する従来技術のブラシレスACモーターを示す。このタイプのモーター20では、モーターは、その周囲に間隔を空けて4つの磁極を有する。磁極は、360度に広がった4つの永久磁石26、28、30、32によって提供されるが、各磁石は60度に及ぶだけで、その隣接する磁石から30度のデッドスペースによって分離されている。磁石26、28、30、32は、モーターの周りにがっしりしたblocky北-南-北-南の磁場を自然に生成する。三相電圧の巻線34が磁石の周りにどのように分散されるかの例を図1bに示す。明確にするため、巻線34の1つのループだけが示されている。巻線34が、磁石28に隣接したスロット36から現れて、磁石30の縁部に隣接したスロット36を通過することが見られ得る。この巻線パターンは、モーターの磁石に対する相対位置および巻線の方向に応じて、巻線内に異なる磁場を生じる。巻線パターンを変化させることにより、モーターの特性が調整され得ることが当然、理解され得る。従来型のモーターは、磁石によって自然に生じるようながっしりしたオン/オフ励磁を壊すように分散された巻線を有する。典型的なモーター巻線パターンのこの例では、15個のスロット36は、入力電圧の各位相が5つのスロットの周りに巻かれるように、巻線34に対して利用可能である。5は、ローター上の磁極の数4の倍数でないため、1つの位相の5つのコイル全てが、全ての磁石によって同じ方法で同時に励起されることは不可能である。むしろ、同じ位相の様々なコイルが異なる時に異なる量だけ励起される。さらに、5つのコイルは、固定子の周りに均等に広がっているのではなく、図1bに示すように分散されている。この機械が発電機の場合、各コイルで生成されるポテンシャルその全ては、一1つの位相に対して直列に接続されるが、ローターが動くにつれて、おおよそ互いに独立して変化し、コイルの分散が、全ポテンシャルがほぼ正弦波パターンで上下するように選択される。従来型のブラシレスDCモーターでは、図4に示すような6つのIGBTA、A-、B、B-、C、C-が、整流タイミングおよび電圧調整量の両方を制御するために使用される。電圧調節は、図1cに示すように、パルス幅変調PWMによって実施される。定電圧振幅のパルス12aは、モーターに供給され、矩形波電圧10aを形成する。この場合、電圧10aの振幅は、パルスの数およびそれらの持続時間または幅デューティサイクルによって決定される。モーターのインダクタンスおよび抵抗は、電流の固有の調整を提供する。しかし、モーターのインダクタンスおよび抵抗は、効率を低下させ、モーターを超高電気的/機械的速度用途に対して不適切にする。加えて、PWM制御装置のオン-オフ切替えから相対的安定した低電流を生成することは、高インダクタンスを示すために、DCブラシレスモーターの巻線34を必要とする。さらに、整流を制御する同一のIGBTに対してこの種のPWM制御を実施することは、IGBTのスイッチング周波数14が整流16のスイッチング周波数よりも著しく高く、かつモーター軸の回転速度と比較してさらに高い必要があるということを意味する。これは、その方法を高電気速度で実行不可能にする。例えば、PWMモーター制御装置内のIGBTスイッチング周波数は、通常、結果として生じるPWM出力を平滑にするため、十分に高いインダクタンスをもつモーターに対する整流周波数より、少なくとも10倍高いであろう。さらに、超低インダクタンスおよび高効率を必要とする、本発明の好ましい実施形態で提案されたタイプのモーターでは、IGBTスイッチング周波数14は、整流周波数16よりも少なくとも100倍高い必要があるだろう。本発明の実施形態で望まれる高動作速度のために、この制御方法は非実現的になる。逆に、本発明によって採用されるモーター40は、12スロット設計を使用する。このモーターの表現を図2bに示す。このモーターでは、4つの磁石41~44が、いかなるデッドスペースもなく、ローター46の全360度に広がって、連続する永久磁石シェルを作成し、そのため、モーターは、15スロットモーターと比較して、所与のサイズに対して一般に50もっと強力である。12個のスロット48および3つの位相50は、位相あたり4つのコイルまたはスロットを可能にし、それは、ローター上の4つの磁極に対応する。それ故、各コイル50は、常に、磁石41~44によって完全に励起できる。任意の1つの位相におけるコイル50は、時計回り-反時計回り-時計回り-反時計回りに巻かれ、そのため、北-南-北-南の磁場を強化し、最大電流を、固定子を通して駆動するか発電機の場合、または、所与の電流から最大トルクを作成するモーターの場合。しかし、発電機として、この機械は、対処するのが難しい矩形波出力を供給するであろう。同様にモーター40として、軸47の平滑な回転は、供給するのが難しい矩形波電流入力60を必要とする。これらの理由のため、本明細書に記載するこの12スロット機械の特徴をもつモーターは、ほとんどの従来技術の適用において人気のある選択ではない。このモーターがそのコンパクトさおよび効率のために選択され、次いで、従来技術のPWM制御装置を用いて駆動された場合、結果は、非平滑な時間とともに変化するモーター出力および追加の電気損失となり、モーターの固有の利益を無効にするであろう。図2aは、矩形波入力に対して設計されたモーター40図2bに対して、各相巻線50に理想的に与える必要のある電流60を示す。加えて、間隔66は、固定子形状に応じて、かつ、ローターの磁極がコイルによってエネルギー供給されていない永久磁石に位置合わせされていない場合にローターの非理想的な励磁を防ぐために、必要である。これらの間隔66の間、電流は異なる位相によって与えられる。電流の適用または除去の間の関連する切替えポイント68は、整流タイミングであり、ローターの極が、巻線によってエネルギー供給された磁石の影響に入るか、またはそこから出る場合に理想的に生じる。高速および高効率を達成するために、巻線50の抵抗およびインダクタンスは、図1bの従来技術のモーターなどの典型的なDCブラシレスモーターにおけるよりもずっと小さい。モーターの作動中のいつでも、1つの位相50は正電極電流が流れ込むに接続され、1つの位相は負電極電流が流れ出すに接続され、そして1つの位相はフローティング電流なしである。モーターの性能を最大限にするために、電流は、その位相が他の位相と比較して最大の逆起電力を示す場合、各位相50に注入されるべきであり、その位相が最小の逆起電力を示す場合は、各位相から戻されるべきである。整流タイミング68は、正確に制御される必要がある。逆起電力が理想的な場合、整流タイミング68は、三相電圧を比較することにより取得できる例えば、ある位相が最大の逆起電力を示す場合、その相電流はオンに切り替えられる。理想的には、振幅62は、整流周波数64に関して、無関係に変化する必要がある。図3は、本発明の主要な実施形態を示し、使用される制御装置80を詳述する。この制御装置80の原理の特徴は、それが、整流とは別に電力に対処するということである。この制御方式は、モーター84へ流れる総電流i182の制御と、モーター84の位相コネクタ上のその電流iu、iv、iw86a~cの整流との間の論理的分離によって達成される。総電流82は、総電流82を調整する2つの比例積分PIフィードバック制御ループ88、90を有する。内側のループ88は、電流振幅を直接制御し、外側のループ90は、モーター84のトルク要求速度/目標速度の不整合に応じて電流を調整する。内側のループ88は、総電流82の振幅を提供するデューティサイクル92、および現在の総電流82を、外側のループ90によって要求される電流と比較する振幅調整器94を含む。外側のループ90によって要求される総電流82が、現在供給されている総電流よりも大きい場合、電流は、デューティサイクル92により、所望の電流に合致するように調整される。内側のループ88は、電流振幅を調整するための調整フィードバックループと見なすことができることが理解できる。外側のループ90も、速度目標96をモーター98の現在の速度と比較し、速度目標96まで加速するために必要な総電流82を判断する速度調整器94を含む。電流要件が制御装置80およびモーター84の能力の範囲内であることを確実にするために、飽和チェック100が提供される。モーターの速度は、モーター速度98ならびにそのモーターおよび磁石の角度位置を判断するために、モーターから取得された逆起電力信号Vw、Vv、Vu104を分析し、それらを変換するF/V変換器102によって提供される。総電流82を調整するために使用されるコンポーネント内側および外側のフィードバック制御ループ88、90は、電流振幅をモーター84巻線に提供するための電流供給フィードバックループと見なされ得る。モーター内の巻線を通過している強永久磁石によって生成された逆起電力信号の使用は、その逆起電力が、モーターの固定子巻線の各位相接続にわたる見かけの電気抵抗における振動変化として現れるため、好都合である。これは、固定子に対するローターの瞬時位置の指示、従って、固定子の電気励起のための適切なタイミングを与える。この方法により、モーターの位相接続は、モーター制御装置の出力モーターの固定子巻線を励起するための振動電流、ならびにその入力整流パターンを判断するための逆起電力のうちの1つを搬送する。本発明は、モーターの速度および位置を判断するために逆起電力信号を利用するが、モーターを監視し、基準信号を生成するための代替方法が利用され得る。代替例は、たぶん、モーター軸上のマーキングまたは形状例えば、コンプレッサブレードに対応する光学タイプまたは電磁妨害ホール効果センサータイプの、外部ローター位置センサーの使用;粗いセンサーによって定期的に調整またはリセットされる例えば、モーター軸回転につき1回、制御装置内部の時間管理装置の使用;モーター巻軸内に誘導された電流モーターに行く全電流ではなくに関して、整流電流の測定値、またはそれを示す信号;ならびに、ローターの位置および必要な整流に関して、これが、本当の最適な整流タイミングとの同時発生から外れ得ること例えば、ローターが、電気励起に関してスリップし得るを予期することなく、または心配することなく、推測をする、純粋に内部の回路および時間管理の使用を含む。この二段階のアプローチは、モーター84が超低内部インダクタンスに対して最適に設計され、それ故、電流82が短い時間スケールで厳しく制御されない限り、損傷に対して極めて敏感であるので、過電流状態を防ぐために実施される。速度96を制御するため、制御システム80は、モーター速度98を取得するために、モーター逆起電力104の周波数を測定する。電流指令90を内側のループ88に設定することにより、制御システムはトルクを制御できる。モーター86が加速する必要がある場合、制御装置90は、トルクを増加させるために、電流指令を増加させる。総電流82の整流は、単独で実施され、モーター86の右側に示す。整流パターン110は、位相コネクタ上に表示された逆起電力104を追跡することによって測定されるようなモーター位置に受動的に対応する。好ましい実施形態は、逆起電力を測定するために相間電圧を使用する。これは、通常、モーターの典型的な特性以下を参照に基づき、最適な電流整流タイミングに対して90度だけ同相で先行する。好ましい実施形態は、従って、測定された相間電圧において90度の位相シフトを生じる低域通過フィルタ112を実施する。この低域通過フィルタ112は、加えて、タイミングが電流整流制御信号としての使用に適するように、逆起電力信号104から誤りを取り除き、同時に位相角を調整する。整流パターン110が決定されると、それはIGBTモジュール114に提供される。総電流84は、次いで、必要な電流iu、iv、iw86a~cをモーター84に供給するために、必要な整流パターン110内でIGBTモジュール114によって調整できる。コンポーネント110、112および114の組合せは、モーター巻線に供給される励磁電流のタイミングおよび持続時間を制御するための整流フィードバックループとして機能する。図4は、デューティサイクル92およびIGBTモジュール114を強調表示する。デューティサイクル92は、DC/DC電流源部品として機能し、制御された総アンペア数82のほぼ直流を生成する。デューティサイクルは、2つのIGBT120、122を有し、そのIGBTのオン/オフを切り替えることにより、総電流82が調整できる。デューティサイクル92は、IGBTモジュール114に接続され、それは、6脚インバータとして三相信号に対して作動する。モーターの高基本周波数のために、このIGBTモジュール114は、整流を制御するだけで、より従来型の制御レイアウトで行う必要があったように電力を制御するために電流の総計の流れを遮断する必要は少しもない。インバータ部品は、デジタル制御装置図示せずからの整流信号およびデューティサイクル92によって生成された総電流82を入力として受け取る。出力として、IGBTモジュール114は、PMモーターを駆動するために矩形波電流信号を生成する。IGBTモジュール114の機能は、図2aに示す単純な切替えパターンを用いて、デューティサイクル92から得られるどんな総電流82でも、モーター84に直接供給することである。電流86a~cの各位相に対して、2つのIGBTが提供される。電流iu86aに対する整流パターンが、総電流82の必要な整流パターン110への供給のオン/オフを切り替えるIGBT116a、116bによって提供される。同様のIGBT118a、118b、120a、120bが、電流iv86b、iw86cの各追加の位相に対して同じ機能を実行する。従って、各位相によって供給される電流は、正、負、またはゼロのいずれかであり得る。この手法の主要な利点は、IGBTが非実用的な高周波数で動作する必要性を取り除くことである。それは、また、モーター86が低インダクタンスで構築できるようにする。最後に、この手法は、モーターの相巻線から、通常はPWM制御に関連する外乱を除去する。これは、逆起電力信号104をさらに明瞭にし、整流タイミング110の正確さを改善する。高電気速度において、制御装置80の効率は、整流タイミング110に対して極めて敏感である。それ故、相巻線から外乱を除去する追加の特徴は、この手法の効率をさらに改善する。モーター86によって生成された逆起電力信号104を図5aに示す。3つの逆起電力信号104a、104b、104cは、入力電流の3つの位相86a、86b、86cに対応する。図5aに示す逆起電力は、理想化されている。実際には、逆起電力信号104は、しばしば不安定で歪でおり、モーターの角度位置の判断およびそれ故、整流タイミングの判断を困難にする。さらに、実際のモーター制御では、迅速な相電流変化のために、整流自体が逆起電力104を乱す。この外乱は、逆起電力波形の形状を変形させることができ、それは、それらの間の比較をもはや信頼できないものにする。さらに、制御装置の配線の実地の問題に起因して、単一の逆起電力104aの測定は困難である。本実施形態では、図5bに示すように、逆起電力104の相間電圧130を測定することにより制御装置が、電流をモーターに与えるために使用される同じワイヤーを監視できるようにする、逆起電力信号の信頼性がさらに改善される。しかし、相間電圧130逆起電力のは、相電圧逆起電力の104と一致しない。例えば、図5aにおける位相Aおよび位相Bの交差ポイントポイント1としてマーク付けは、図5bにおける位相A-Bのゼロ交差ポイントポイント2としてマーク付けとなるだろう。相間交差ポイントは、モーターに供給される電流を次の対応する位相に切り替えるための最適位置を決定するので、この位置の決定は、モーターの効率的な使用を確実にするために重大である。相間電圧は、2つの相電圧間の差であり、従って、これらの2つの信号間の位相における差は、以下のように計算できる:位相Aの電圧:sinx位相Bの電圧:sinx-pi/3三相モーターにおける120度の位相オフセット位相A-B:sinx-sinx-pi/3=sqrt3sinxpi/6sinxより30度進んだ波形相間交差ポイント図5aにおけるポイント1は、もはや容易に決定された位置図5bにおけるポイント2内ではない。信頼できる信号を取得するために、三相逆起電力は、従って、比較が実行される前に、フィルタ処理される。低域通過フィルタ112設計を図6に示す。フィルタ112に対する伝達関数は、である。増大するモーター速度および電気周波数とともに、このフィルタ112の動きが純粋な積分に近づき、このフィルタによって生じる時間差が、90度の遅れに近づく。フィルタ処理された相間信号140の表現を図5cに示す。表1は、モーターの異なる速度でフィルタによって与えられる位相シフトの角度を示す。広範なモーター速度200Hz~2000Hzに対して、位相シフトが90度に極めて近いことがわかる。前述のように、理想的な切替えタイミングは、相電圧信号間の交差ポイントを判断することにより取得される。しかし、制御装置は、フィルタ処理された相間電圧信号を使用し、それは、合計で60度、位相電圧に遅れている30度-90度。整流イベントは、60度ごとに生じるので図5cを参照、どの交差ポイントがどの相電流信号と関連しているかのマッピングは、相電圧が使用された場合に適用されるようなマッピングとは異なるが、これらのフィルタ処理された相間電圧が使用できる。図5cは、考慮された90度の位相シフトをもつフィルタ処理された相間電圧を示す。図5aおよび図5bのポイント1およびポイント2を一致させると、図5cでの対応するポイントは、位相B-Cおよび位相C-A間の交差ポイントであるポイント3とマークされている。図5cは、一定の位相シフトにもかかわらず、電流切替えのための整流タイミング110が、なお、フィルタ処理された相間電圧の振幅を比較することによって判断できることを示す。相間電圧フィルタによって生成された3つの電圧信号は、次いで、周知の電子部品を用いて比較できる。比較の結果は、図7aに見られるように、整流出力を生成するために、解読できる。C1152は、フィルタ処理されたVa-bとVb-cとの間の比較結果である。C2154は、Vb-cとVc-aに対するものである。C3156は、Vc-aとVa-bに対するものである。モーターへの電流の整流パターンを制御する6つのIGBT116a、116b、118a、118b、120a、120bは、図7bの一番下のグラフに示すように、信号C1、C2、C3によって完全かつ最適に制御できる。AIGBT116aのスイッチがオンにされると、正電流が位相A116aに注入される。A-116bがオンにされると、負電流が位相A116bに注入される。図7aの波形C1152と図7bのAおよびA-の波形を比較することにより、C1152が負から正に切り替わるポイントがπ/6で生じる。π/6のこのポイントは、A電流116aを提供するためにIGBT116aを切り替える必要があるポイントに対応する。同様に、C1が正から負に変わるポイント7π/6は、スイッチ116bによるA-116bの切替えポイントに対応する。このようにして、制御装置80は、モーターの位相接続86a~cに振動電流信号を与え、それらの絶対値の合計が、それらが構成された一定の総電流82信号に常に等しくなるような方法で、その波形が形成され広がっている位相オフセット。この多相整流パターン110は、制御装置の出力であり、モーターの固定子巻線内の利用可能な位相接続ポイントに送信される。整流部品を含めて、この制御装置80は、機械的よりもむしろ電気的であり、それは、モーターに内蔵された摩擦またはスライド式機械スイッチに比べて、効率および信頼性を向上させ、潜在的に高速で動く。制御装置80は、モーター84を発電機として作動させるために使用され得ることも理解され得る。かかる実施形態では、発電機のローターの固定子に対する動きは、電流をその固定子の巻線内で流れさせる。かかる実施形態における整流回路は、電流をその巻線から取り除き、三相電力信号を前述の例において生成する。制御装置80がモーター84を発電機として作動させる場合、制御装置80は、電流源とは無関係に、前述したのと同じ方法で作動し続ける。しかし、モーター84が発電機として作動される場合、電流源は、本質的に反転され、従って、電流の流れの方向も反転されて、電流を整流回路およびモーター84から流れ出させる。モーターまたは発電機の配置に起因して、かかる出力は、DC信号または電流である。このDC電流を正と負の設定ポイント間で変化させることにより、制御装置は、モーターから発電機へモーターへの迅速かつ途切れのない遷移を可能にする。発電機として作動させる場合、前記電力信号は、次いで、DC電流を生成するために整流器を通過させることができる。好都合に、本発明の発電機実施形態によって生成される整流パターンは、図8に示すような、および同様に図7aに示すような、一連の矩形波形である。図8aから分かり得るように、モーター40の形式の発電機は、3つの相電流信号180図7bのAとBとの間の比較、182図7bのBとCとの間の比較および184図7bのCとAとの間の比較を生成する。生成された3つの位相信号180、182、184の各々は、正相電流180aから、ゼロの正味相電流平坦域180c、180gならびに正、負、および正味ゼロの平坦域の間の段階的機能180b、180d、180f、180hを経て、負相電流180eに変化する信号を生成する。波形の正確な形は、この理想化された標準的な表現から変化する可能性があることが理解できる。本明細書に記載する発電機のタイプは、個々の発電機位相から矩形波出力180、182、184を生成し、それらは、DCに整流される場合、平滑な190調波harmonicを除いてである。整流されたDC電流の表現を図8bに示す。調波192は、1つの矩形波位相出力180から次の182各段階機能間隔におけるへの遷移中に生じ得る。しかし、調波192が除去されると、全般的な信号190は、図8cに示すような、整流された三相正弦波信号よりも平滑である。信号190は、整流された三相正弦波信号194に特有の10よりもむしろ、ほぼ0だけ変化する。多数の産業用途では当然、調波をフィルタ処理することができるが、正弦波信号を整流することによって生じたバルク変動を許容できないため、これは望ましい。さらに、熟練した読者であれば、矩形波入力を整流する場合に生成されるタイプの短期間の調波をフィルタ処理するためのいくつかの方法が存在することが理解されるであろう。機械が純粋に発電機稼働のために設計されている場合、制御装置は、本明細書に記載する完全な制御装置よりもむしろ、整流器に単純化できる。どんな制御方法が発電機用に使用されていても、本明細書に記載する特徴の特定の組合せにより、DC電力出力信号を生成するのに適した発電機が作成されるであろう。