"誘導電動機の一次電圧検出値をプラントの入力、前記誘導電動機の一次電流検出値をプラントの出力とそれぞれ定義すると共に、前記入力から第1の信号を演算する第1の信号演算手段と、前記入力から第2の信号を演算する第2の信号演算手段と、前記出力から第3の信号を演算する第3の信号演算手段と、前記出力から第4の信号を演算する第4の信号演算手段と、第5の信号を一定値に設定する手段と、前記第1~第5の信号を要素とする5次元の信号ベクトルと5次元のパラメータ推定値ベクトルとの内積から出力推定値を演算する手段と、前記出力と前記出力推定値との偏差、及び、前記信号ベクトルから、前記パラメータ推定値ベクトルを演算する手段と、前記パラメータ推定値ベクトルから前記誘導電動機の電気定数推定値を演算する手段と、を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。誘導電動機の一次電圧検出値をプラントの入力、前記誘導電動機の一次電流検出値をプラントの出力とそれぞれ定義すると共に、前記入力から第1の信号を演算する第1の信号演算手段と、前記入力から第2の信号を演算する第2の信号演算手段と、前記出力から第3の信号を演算する第3の信号演算手段と、前記出力から第4の信号を演算する第4の信号演算手段と、第5の信号を一定値に設定する手段と、前記第1~第5の信号を要素とする5次元の信号ベクトルと前記出力とを正規化する手段と、前記正規化した信号ベクトルと5次元のパラメータ推定値ベクトルとの内積から、正規化した出力推定値を演算する手段と、前記正規化した出力と前記正規化した出力推定値との偏差、及び、前記正規化した信号ベクトルから、前記パラメータ推定値ベクトルを演算する手段と、前記パラメータ推定値ベクトルから前記誘導電動機の電気定数推定値を演算する手段と、を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。請求項1または2に記載した誘導電動機の制御装置において、前記第1の信号演算手段は、1次のローパスフィルタであり、前記第2の信号演算手段は、前記第1の信号を入力とする1次のローパスフィルタであり、前記第3の信号演算手段は、1次のローパスフィルタであり、前記第4の信号演算手段は、前記第3の信号を入力とする1次のローパスフィルタであり、前記第1~第4の信号演算手段における1次のローパスフィルタのカットオフ角周波数がすべて等しいことを特徴とする誘導電動機の制御装置。非特許文献1、非特許文献2に記載された従来技術では、例えば誘導電動機の電圧,電流検出回路の誤差や、インバータの出力電圧の制御誤差などの制御装置の誤差について、考慮または言及されていない。このため、電気定数の推定誤差が大きくなったり、推定動作が不安定になる場合がある。また、非特許文献2に記載された従来技術は、変数の変動範囲が大きいため、固定小数点演算での実現が困難であり、浮動小数点演算が必須である。このため、演算処理装置の負荷が大きく、制御装置のコストが高くなりやすい。そこで、本発明の解決課題は、誘導電動機の電気定数を安定して高精度に推定することができ、演算負荷を少なくして低コストにて実現可能とした誘導電動機の制御装置を提供することにある。上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、誘導電動機の一次電圧検出値をプラントの入力、前記誘導電動機の一次電流検出値をプラントの出力とそれぞれ定義すると共に、前記入力から第1の信号を演算する第1の信号演算手段と、前記入力から第2の信号を演算する第2の信号演算手段と、前記出力から第3の信号を演算する第3の信号演算手段と、前記出力から第4の信号を演算する第4の信号演算手段と、第5の信号を一定値に設定する手段と、前記第1~第5の信号を要素とする5次元の信号ベクトルと5次元のパラメータ推定値ベクトルとの内積から出力推定値を演算する手段と、前記出力と前記出力推定値との偏差、及び、前記信号ベクトルから、前記パラメータ推定値ベクトルを演算する手段と、前記パラメータ推定値ベクトルから前記誘導電動機の電気定数推定値を演算する手段と、を備えたものである。請求項2に係る発明は、誘導電動機の一次電圧検出値をプラントの入力、前記誘導電動機の一次電流検出値をプラントの出力とそれぞれ定義すると共に、前記入力から第1の信号を演算する第1の信号演算手段と、前記入力から第2の信号を演算する第2の信号演算手段と、前記出力から第3の信号を演算する第3の信号演算手段と、前記出力から第4の信号を演算する第4の信号演算手段と、第5の信号を一定値に設定する手段と、前記第1~第5の信号を要素とする5次元の信号ベクトルと前記出力とを正規化する手段と、前記正規化した信号ベクトルと5次元のパラメータ推定値ベクトルとの内積から、正規化した出力推定値を演算する手段と、前記正規化した出力と前記正規化した出力推定値との偏差、及び、前記正規化した信号ベクトルから、前記パラメータ推定値ベクトルを演算する手段と、前記パラメータ推定値ベクトルから前記誘導電動機の電気定数推定値を演算する手段と、を備えたものである。請求項3に係る発明は、請求項1または2に記載した誘導電動機の制御装置において、前記第1の信号演算手段は、1次のローパスフィルタであり、前記第2の信号演算手段は、前記第1の信号を入力とする1次のローパスフィルタであり、前記第3の信号演算手段は、1次のローパスフィルタであり、前記第4の信号演算手段は、前記第3の信号を入力とする1次のローパスフィルタであり、前記第1~第4の信号演算手段における1次のローパスフィルタのカットオフ角周波数がすべて等しいことを特徴とする。請求項1に係る発明によれば、制御装置の誤差を考慮した後述の数式12に基づいてパラメータを推定することにより、誘導電動機の電気定数を従来よりも安定かつ高精度に推定することができる。また、請求項2に係る発明によれば、出力及び信号ベクトルを正規化し、後述の数式17に基づいてパラメータを推定することにより、電気定数推定のために誘導電動機に印加する電圧や電流の条件に関わらず、電気定数推定の応答を一定にすることができる。請求項3に係る発明によれば、第1~第4の信号の変動を所定範囲内に収めて固定小数点演算による実現を可能とし、演算処理装置の負荷を少なくしてコストを低減することができる。以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。図1は、この実施形態に係る誘導電動機の制御装置を示すブロック図である。図1において、誘導電動機80の端子電圧及び電流は、直交回転座標d,q座標上で制御される。ここで、d,q軸の回転角速度は零とする。発振器18は、矩形波のd軸一次電流指令値i1dを出力する。また、u相電流検出器11u、w相電流検出器11wによりそれぞれ検出した相電流検出値iu,iwは座標変換部14に入力され、電気角θ1零に設定を用いてd,q軸一次電流検出値i1ddet,i1qdetにそれぞれ座標変換される。d軸一次電流指令値i1dとd軸一次電流検出値i1ddetとの偏差が減算器19により求められ、この偏差を電流調節器20により増幅してd軸一次電圧指令値v1dが演算される。一方、q軸一次電圧指令値v1qは零に設定される。d,q軸一次電圧指令値v1d,v1qは、座標変換器15により、電気角θ1を用いて相電圧指令値vu,vv,vwに変換される。三相交流電源50の交流電圧は整流回路60により整流されて直流電圧に変換され、この直流電圧はインバータ等の電力変換器70に供給される。PWM回路13は、入力電圧検出回路12により検出した入力電圧検出値Edcと、前記座標変換器15から出力された相電圧指令値vu,vv,vwとに基づき、電力変換器70の出力電圧を相電圧指令値vu,vv,vwに制御するためのゲート信号を生成する。電力変換器70は、ゲート信号に従って内部の半導体スイッチング素子を制御することで、誘導電動機80の端子電圧を相電圧指令値vu,vv,vwに制御する。一方、電気定数推定部40は、d軸一次電圧検出値v1ddetとd軸一次電流検出値i1ddetとをそれぞれプラントの入力u、プラントの出力yとし、これらの情報に基づいて誘導電動機80の電気定数として一次抵抗推定値R1est、二次抵抗推定値R2est、漏れインダクタンス推定値Lσest、励磁インダクタンス推定値Lmestを演算する。図1では、d軸一次電圧検出値v1ddetとして、電流調節器20から出力されるd軸一次電圧指令値v1dを設定しているが、電圧検出回路図示せずにより三相電圧検出値を求め、電気角θ1を用いてd軸一次電圧検出値v1ddetを演算し、これを電気定数推定部40に入力してもよい。次に、本実施形態における電気定数の推定原理について説明する。まず、一般のプラントのパラメータ推定について説明する。対象とするプラントは1入力1出力の線形システムであり、数式1により記述されるものとする。なお、数式1によるプラント表現は、非特許文献2のp.123にも記載されている。数式1において、次数n及び相対次数dは既知である正の整数であり、係数ai,biは未知の定数ただし、bd>0である。パラメータを推定するパラメータ適応則を利用するためには、プラントの線形パラメトリックモデルが必要である。なお、線形パラメトリックモデルとは、適応システムの設計に当たって、プラントの出力がパラメータに対して線形となるような形で表現された数学モデルをいう。ここで、非特許文献2の第3章プラントのモデル表現のp56~p68に記載された、線形パラメトリックモデルを導出する方法の概要を説明する。前述の数式1により表現されるプラントを線形パラメトリックモデルにて表現すると、数式2に示すように、伝達関数Wsと、時間関数であるパラメータベクトルΘ及び信号ベクトルの内積と、の積になる。数式2以降の数式において、Tは転置を示す。ここで、数式2における伝達関数Wsは、強正実となるように選ぶ。また、信号ベクトルζは、数式3の関係を満足する限り、任意に定義してよい。特に、多項式DIs,FIsを数式4のように指定する場合、信号ζii=1~2nは、数式5のように簡単に定義することができる。なお、数式4以降において、λpは正の実数である。次に、線形パラメトリックモデルのパラメータベクトルΘを推定するパラメータ適応則について説明する。パラメータ適応則には、様々なものが考案されているが、ここでは、谷萩隆嗣によるカルマンフィルタと適応信号処理ディジタル信号処理ライブラリー5,2005年12月,コロナ社の第2章最小2乗法によるパラメータ推定に記載されている、オンライン推定に適した再帰形最小2乗法逐次形最小2乗法ともいうを応用する。パラメータベクトルΘの推定値Θestは、数式6により演算する。次に、上述した再帰形最小2乗法を応用した誘導電動機の電気定数推定方法を説明する。まず、始めに、誘導電動機の線形パラメトリックモデルを導出する。誘導電動機のT-1型等価回路の電圧方程式より、回転子が停止した状態におけるd軸一次電圧v1dとd軸一次電流i1dとの関係は、数式7によって表すことができる。数式7によれば、誘導電動機は2次系であり、次数n=2、相対次数d=1である。また、数式1に示したプラントの一般式において、d軸一次電圧v1dは入力uに相当し、d軸一次電流i1dは出力yに相当する。数式1,数式7より、誘導電動機は数式8のようにモデル化することができる。数式2において、Ws=1に設計すると、次数n=2より、線形パラメトリックモデルは数式9となる。多項式DIs,FIsは、数式4においてn=r=2とし、数式10のように指定する。このとき、信号ベクトルζは、数式5においてn=r=2とし、数式11のように定義する。パラメータ推定値ベクトルΘestは、数式11により演算した信号ベクトルζと出力yとを用いて、前述した数式6により演算することができる。ところで、実際の制御装置においては、検出回路の誤差やインバータ出力電圧の制御誤差を始めとする制御装置の誤差があるので、d軸一次電圧検出値v1ddetとd軸一次電流検出値i1ddetとは誤差を持つ。このため、これらの値をそれぞれプラントの入力u、出力yとしてパラメータ推定値ベクトルΘestを演算すると、パラメータ推定値ベクトルΘestに推定誤差が発生したり不安定になることがある。そこで、この実施形態では、制御装置の誤差を考慮した数式12に示す線形パラメトリックモデルに基づいてパラメータ推定を行う。すなわち、5次元の信号ベクトルζと5次元のパラメータ推定値ベクトルΘestとの内積から、出力yを推定するモデルを用いる。上式において、信号ζ1~ζ5は、数式13のように定義する。数式12において、パラメータΘ5は、制御装置の誤差に相当する。このため、数式12に示した線形パラメトリックモデルに基づいてパラメータを推定すれば、誘導電動機の電気定数と制御装置の誤差とを同時に推定することができ、パラメータΘ1~Θ4の推定誤差を低減して安定したパラメータ推定を行うことが可能になる。誘導電動機の電気定数は、パラメータ推定値ベクトルΘestから推定する。まず、数式8における係数a1,a2,b1,b2の推定値a1est,a2est,b1est,b2estを、パラメータΘ1~Θ4の推定値Θ1est~Θ4est及びλpを用いて数式14により計算する。次に、数式15により、係数の推定値a1est,a2est,b1est,b2estを用いて電気定数推定値を演算する。ここで、図2は、本発明の第1実施例における電気定数推定部40のブロック図である。図2において、信号演算器101は、数式13により、入力uと出力yとから信号ベクトルζζ1~ζ4を演算する。なお、前述したごとく、ζ5は一定値とする。適応同定器102は、数式6により、出力yと信号ベクトルζとからパラメータ推定値Θ1est~Θ5estを演算する。係数演算器103は、数式14により、パラメータ推定値Θ1est~Θ4est及びλpから係数推定値a1est,a2est,b1est,b2estを演算する。電気定数演算器104は、数式15により、係数推定値a1est,a2est,b1est,b2estから誘導電動機の電気定数推定値R1est,R2est,Lσest,Lmestを演算する。次に、図3は、本発明の第2実施例及び第3の実施例における電気定数推定部40のブロック図である。この第2実施例では、図2における信号演算器101と適応同定器102との間に正規化演算器105を追加したものであり、適応同定器102における数式6に基づいたパラメータ適応則を、正規化した信号ベクトルζNと正規化した出力yNとを用いて実施するようにした。これにより、電気定数推定のために通流するd軸一次電流の大きさに関わらず、電気定数推定の応答を一定にすることができる。図3において、正規化演算器105は、出力y及び信号ベクトルζを数式16により正規化する。なお、上式は正規化の一例であり、他の正規化の演算式を用いてもよい。適応同定器102は、数式6における信号ベクトルζ、出力yを、正規化した信号ベクトルζN、出力yNにそれぞれ置き換えて、パラメータ推定値ベクトルΘestを数式17により演算する。この第3実施例は、第2実施例における信号ベクトルζの変動が所定範囲内になるように設計することで、信号ベクトルζを固定小数点演算により実現できるように改良したものである。信号ベクトルζは数式3の関係を満たす限り、任意に定義してよい。そこで、信号ζ1~ζ5を例えば数式18により定義する。数式18によれば、信号ζ1は入力uの1次のローパスフィルタ出力、信号ζ2は信号ζ1の1次ローパスフィルタ出力、信号ζ3は出力yの1次のローパスフィルタ出力、信号ζ4は信号ζ3の1次のローパスフィルタ出力である。このため、信号ζ1,ζ2の変動を入力uの変動範囲内に収め、信号ζ3,ζ4の変動を出力yの変動範囲内に収めることができる。すなわち、変数の変動範囲が少なくなるので固定小数点演算が可能になり、演算処理装置の負荷の軽減に寄与することができる。信号ベクトルζの定義を、数式13から数式18のように改良したことに対応して、係数推定値a1est,a2est,b1est,b2estを数式19により演算する。以上をまとめると、この第3実施例は、第2実施例における信号演算器101の演算を数式18に置き換えると共に、係数演算器103の演算を数式19に置き換えることで実現可能である。"