"三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段と、を備えており、前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出する、ことを特徴とする不平衡率検出装置。前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域通過型の複素係数フィルタである、請求項1に記載の不平衡率検出装置。前記複素係数フィルタのz変換表現による伝達関数Hは、通過帯域の正規化中心角周波数をΩd-π<Ωd<π、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータをr0<r<1、虚数単位をj、自然対数の底eの指数関数をexpとした場合、である、請求項2に記載の不平衡率検出装置。前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域阻止型の複素係数フィルタである、請求項1に記載の不平衡率検出装置。前記複素係数フィルタのz変換表現による伝達関数Hは、阻止帯域の正規化中心角周波数をΩd-π<Ωd<π、阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータをr0<r<1、虚数単位をj、自然対数の底eの指数関数をexpとした場合、である、請求項4に記載の不平衡率検出装置。前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段は、複数の複素係数フィルタを多段に接続したフィルタを用いる、請求項4または5に記載の不平衡率検出装置。前記不平衡率算出手段は、前記第1の正相分信号をXα、前記第2の正相分信号をXβ、前記第1の逆相分信号をYα、前記第2の逆相分信号をYβとすると、下記式を用いて不平衡率kを算出する、請求項1ないし6のいずれかに記載の不平衡率検出装置。前記不平衡率算出手段によって算出された不平衡率を表示するための表示手段をさらに備えている、請求項1ないし7のいずれかに記載の不平衡率検出装置。前記3つの信号は、三相交流の各相電圧を検出した相電圧信号である、請求項1ないし8のいずれかに記載の不平衡率検出装置。前記3つの信号は、三相交流の各線間電圧を検出した線間電圧信号である、請求項1ないし8のいずれかに記載の不平衡率検出装置。三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する第1の工程と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する第2の工程と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する第3の工程と、前記第2の工程で抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記第3の工程で抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する第4の工程と、を備えており、前記第2の工程および前記第3の工程は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出する、ことを特徴とする不平衡率検出方法。しかしながら、不平衡率検出装置100の場合、演算部200で行われる演算処理が複雑になるという問題があった。本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、より簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる不平衡率検出装置を提供することをその目的としている。上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。本発明の第1の側面によって提供される不平衡率検出装置は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段とを備えており、前記正相分抽出手段および前記逆相分抽出手段は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出することを特徴とする。なお、正相分の信号とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が同じ信号であり、逆相分の信号とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が逆の信号である。本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域通過型の複素係数フィルタである。本発明の好ましい実施の形態においては、前記複素係数フィルタのz変換表現による伝達関数Hは、通過帯域の正規化中心角周波数をΩd-π<Ωd<π、通過帯域の帯域幅を決めるパラメータをr0<r<1、虚数単位をj、自然対数の底eの指数関数をexpとした場合、である。本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段が用いる複素係数フィルタは、帯域阻止型の複素係数フィルタである。本発明の好ましい実施の形態においては、前記複素係数フィルタのz変換表現による伝達関数Hは、阻止帯域の正規化中心角周波数をΩd-π<Ωd<π、阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータをr0<r<1、虚数単位をj、自然対数の底eの指数関数をexpとした場合、である。本発明の好ましい実施の形態においては、前記正相分抽出手段または前記逆相分抽出手段は、複数の複素係数フィルタを多段に接続したフィルタを用いる。本発明の好ましい実施の形態においては、前記不平衡率算出手段は、前記第1の正相分信号をXα、前記第2の正相分信号をXβ、前記第1の逆相分信号をYα、前記第2の逆相分信号をYβとすると、下記式を用いて不平衡率kを算出する。本発明の好ましい実施の形態においては、前記不平衡率算出手段によって算出された不平衡率を表示するための表示手段をさらに備えている。本発明の好ましい実施の形態においては、前記3つの信号は、三相交流の各相電圧を検出した相電圧信号である。本発明の好ましい実施の形態においては、前記3つの信号は、三相交流の各線間電圧を検出した線間電圧信号である。本発明の第2の側面によって提供される不平衡率検出方法は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する第1の工程と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する第2の工程と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する第3の工程と、前記第2の工程で抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記第3の工程で抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する第4の工程とを備えており、前記第2の工程および前記第3の工程は、それぞれ複素係数フィルタを用いて各信号を抽出することを特徴とする。本発明によれば、正相分の信号と逆相分の信号とがそれぞれ容易に抽出され、これらの正相分の信号と逆相分の信号とから不平衡率が容易に算出される。したがって、簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる。本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。図1は、第1実施形態に係る不平衡率検出装置を説明するためのブロック図である。不平衡率検出装置1は、三相電力系統の三相交流電圧の不平衡率を検出するものである。電圧センサ4は、三相電力系統の各相電圧を検出するものであり、U相の相電圧を検出した相電圧信号Vu、V相の相電圧を検出した相電圧信号Vv、W相の相電圧を検出した相電圧信号Vwを不平衡率検出装置1に出力する。不平衡率検出装置1は、電圧センサ4より入力される相電圧信号Vu,Vv,Vwに基づいて不平衡率を検出する。不平衡率検出装置1は、演算部2および表示部3を備えている。演算部2は、不平衡率を演算するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。演算部2は、演算結果である不平衡率kを表示部3に出力する。表示部3は、演算結果を表示するものであり、モニタなどの表示手段によって実現されている。表示部3は、演算部2より入力された不平衡率kを表示する。演算部2は、三相二相変換部21、正相分抽出部22、逆相分抽出部23、および不平衡率算出部24を備えている。三相二相変換部21は、電圧センサ4より入力される3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwを、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換するものである。三相二相変換部21は、いわゆる三相二相変換処理αβ変換処理を行うものであり、相電圧信号Vu,Vv,Vwを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを生成する。三相二相変換部21で行われる変換処理は、下記5式に示す行列式で表される。正相分抽出部22および逆相分抽出部23は、三相二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、特定の周波数成分の信号を抽出するものであり、複素係数バンドパスフィルタ帯域通過型の複素係数フィルタを備えている。当該複素係数バンドパスフィルタは、z変換表現による伝達関数Hが下記6式で表される複素係数の1次IIRフィルタで構成されている。下記6式において、複素係数a1におけるfdは、通過帯域の中心周波数f0をサンプリング周波数で正規化した正規化周波数である。また、Ωdは、正規化角周波数である。例えば、サンプリング周波数をfsrとすると、正規化周波数fdはf0/fsr、正規化角周波数Ωdは2πfd=2πf0/fsrとなる。なお、正規化角周波数Ωdは、-π<Ωd<πである。また、rは通過帯域の帯域幅を決めるパラメータ0<r<1であり、jは虚数単位、expは自然対数の底eの指数関数である。図2は、上記6式の演算処理を示すブロック図である。同図に示すように、複素係数バンドパスフィルタは、上記6式の分母の演算処理がフィードバック回路で構成され、そのフィードバック回路の出力に分子の係数b0を乗算する回路によって構成される。図2に示すブロック図において、ukk:離散時間を表すインデックス番号は入力データ、xkは状態データ、ykは出力データである。入力データuk、状態データxkおよび出力データykの間には、xk=rexpjΩdxk1uk...7yk=1-rxk...8が成立する。複素係数バンドパスフィルタにおいては、入力データukが複素データか実データ複素データの虚数部が0のデータかに関わらず、状態データxkおよび出力データykが複素データとなる。したがって、入力データuk、状態データxkおよび出力データykをそれぞれuk=urkjujk、xk=xrkjxjk、yk=yrkjyjkの複素データとし、複素係数a1をa1=rexpjΩd=arjaj=rcosjrsinとして、上記7式および8式に代入して、実数部と虚数部の関係式に分けると、xrk=rcosxrk1-rsinxjk1urk...9xjk=rcosxjk1rsinxrk1ujk...10yrk=1-rxrk...11yjk=1-rxjk...12となる。図3は、上記9式~12式に基づき複素係数バンドパスフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。同図において、係数arおよび係数ajは、それぞれ複素係数a1=rexpの実数部および虚数部であり、ar=rcos、aj=rsinである。同図に示すように、複素係数バンドパスフィルタは、6個の乗算器12a~12fと、2個の加算器12g,12hと、2個の遅延回路12i,12jで構成される。遅延回路12iは、状態データの実数部xrk1を生成する回路であり、遅延回路12jは、状態データの虚数部xjk1を生成する回路である。乗算器12a,12bはそれぞれ上記9式の第1項と第2項負の符号を含むを演算する演算器であり、加算器12gは上記9式の第1項と第2項と第3項を加算する演算器である。したがって、加算器12gから上記9式で示す状態データの実数部xrkが出力される。一方、乗算器12c,12dはそれぞれ上記10式の第1項と第2項を演算する演算器であり、加算器12hは上記10式の第1項と第2項と第3項を加算する演算器である。したがって、加算器12hから上記10式で示す状態データの虚数部xjkが出力される。また、乗算器12e,12fはそれぞれ上記11式および12式を演算する演算器である。本実施形態では、三相二相変換部21が、3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwを、互いに直交するα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換している。α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβは、それぞれ複素データurjujの実数部と虚数部に対応させることができるので、α軸電圧信号Vαのサンプリングデータを入力データの実数部urkとして加算器12gに入力し、β軸電圧信号Vβのサンプリングデータを入力データの虚数部ujkとして加算器12hに入力している。α軸電圧信号Vαのサンプリングデータが入力される毎に、遅延回路12i、乗算器12a,12b,12eおよび加算器12gで上記9式および11式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器12eからは出力データyrkが出力される。出力データyrkは、α軸電圧信号Vαから正規化角周波数Ωdに対応する成分のみを抽出したものとなる。また、β軸電圧信号Vβのサンプリングデータが入力される毎に、遅延回路12j、乗算器12c,12d,12fおよび加算器12hで上記10式および12式の演算処理が繰り返され、これにより、乗算器12fからは出力データyjkが出力される。出力データyjkは、β軸電圧信号Vβから正規化角周波数Ωdに対応する成分のみを抽出したものとなる。バンドパスフィルタを実係数の2次IIRフィルタで構成した場合、その2次IIRフィルタの伝達関数Hz=expjωは、H=rcosz1z1r2z2で表わされる。この伝達関数Hの振幅特性Mを求めると、となり、r2=0を満たすωで極が表れるから、2次IIRフィルタはその極の周波数を通過させる特性を有する。r≒1とすると、cos≒1より、2次IIRフィルタを通過させる正規化周波数fdはfd=±Ωd/2πとなるから、実係数の2次IIRフィルタでは、正相分、逆相分とも通過させることになる。一方、上記6式に示す伝達関数Hの振幅特性M求めると、M=1-r/√{1-2rcosr2}となり、r2=0を満たすωだけに極が表れる。したがって、複素係数の1次IIRフィルタを通過させる正規化周波数fdはfd=Ωd/2πとなるから、複素係数の1次IIRフィルタでは、正相分または逆相分のいずれか一方のみを通過させることができる。正相分抽出部22は、三相二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の正相分信号を抽出するものである。抽出された正相分信号Vαp,Vβpは、不平衡率算出部24に出力される。正相分抽出部22が備える複素係数バンドパスフィルタの通過帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして、系統電圧の基本波正相分の角周波数ω0例えば、ω0=120πradsec60Hzを正規化したωdがあらかじめ設定されている。正相分抽出部22は、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを入力データurkおよびujk図3参照として複素係数バンドパスフィルタに入力し、出力データyrkおよびyjkを正相分信号Vαp,Vβpとして出力する。図4aは、正相分抽出部22が備える複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。通過帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波正相分の角周波数ω0としているので、その他の角周波数の信号逆相分および高調波成分を好適に除去して、正相分のみを抽出することができる。逆相分抽出部23は、三相二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の逆相分信号を抽出するものである。抽出された逆相分信号Vαn,Vβnは、不平衡率算出部24に出力される。逆相分抽出部23が備える複素係数バンドパスフィルタの通過帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数があらかじめ設定されている。逆相分は正相分とは相順が逆なので、逆相分の角周波数は正相分の角周波数の負の値となる。つまり、正相分の角周波数ω0の負の値である-ω0を正規化した-ωdが、正規化角周波数Ωdとして設定されている。逆相分抽出部23は、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを入力データurkおよびujk図3参照として複素係数バンドパスフィルタに入力し、出力データyrkおよびyjkを逆相分信号Vαn,Vβnとして出力する。図4bは、逆相分抽出部23が備える複素係数バンドパスフィルタの周波数特性を示す図である。通過帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波の逆相分の角周波数-ω0としているので、その他の角周波数の信号正相分および高調波成分を好適に除去して、基本波の逆相分のみを抽出することができる。なお、正相分抽出部22および逆相分抽出部23が備える複素係数バンドパスフィルタは、上記6式に示す伝達関数Hのものに限定されない。例えば、複素係数の2次以上のIIRフィルタなどで構成された複素係数バンドパスフィルタであってもよい。不平衡率算出部24は、正相分抽出部22より入力される正相分信号Vαp,Vβpと、逆相分抽出部23より入力される逆相分信号Vαn,Vβnとから、下記13式を用いて、不平衡率kを算出するものである。不平衡率算出部24は、算出した不平衡率kを表示部3に出力する。本実施形態において、3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwが互いに直交するα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換される。α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとが、それぞれ複素係数バンドパスフィルタによって容易に抽出される。そして、抽出された正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから、不平衡率kが容易に算出される。したがって、簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる。上記第1実施形態においては、複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分信号および逆相分信号を抽出する場合について説明したが、複素係数ノッチフィルタ帯域阻止型の複素係数フィルタを用いて正相分信号および逆相分信号を抽出するようにしてもよい。以下に、複素係数ノッチフィルタを用いる場合を第2実施形態として説明する。第2実施形態に係る不平衡率検出装置の内部構成を説明するためのブロック図は、図1に示す第1実施形態の不平衡率検出装置1のものと共通する。第2実施形態においては、図1に示す正相分抽出部22および逆相分抽出部23が複素係数ノッチフィルタを備えている。正相分抽出部22は、複素係数ノッチフィルタが逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出し、逆相分抽出部23は、複素係数ノッチフィルタが正相分の通過を抑制することで逆相分を抽出する。正相分抽出部22および逆相分抽出部23が備える複素係数ノッチフィルタは、z変換表現による伝達関数Hが下記14式で表される複素係数の1次IIRフィルタで構成されている。下記14式において、Ωdは阻止帯域の正規化中心角周波数-π<Ωd<πであり、rは阻止帯域の帯域幅を決めるパラメータ0<r<1であり、jは虚数単位、expは自然対数の底eの指数関数である。図5は、上記14式の演算処理を示すブロック図である。図5は、図2に示すブロック図に対して、出力データykを入力データukから減算した値を新しく出力データekとして出力する回路を追加したものである。出力データはekとなるので、以下では、ykを単にデータykと記載する。図5に示すブロック図の詳細説明は省略する。図6は、複素係数ノッチフィルタの複素演算処理を行う回路構成を示す図である。図6は、図3に示すブロック図に対して、実数部の乗算器12eの後段に加算器12nを追加し、当該加算器12nで入力データの実数部urkからデータykの実数部yrkを減算して出力データの実数部erkを出力する構成としている。また、虚数部の乗算器12fの後段に加算器12oを追加し、当該加算器12oで入力データの虚数部ujkからデータykの虚数部yjkを減算して出力データの虚数部ejkを出力する構成としている。図6に示す回路の演算処理の詳細説明は省略する。乗算器12eより出力されるデータyrkを入力データurkから減算した値が、出力データerkとして出力される。出力データerkは、α軸電圧信号Vαから正規化角周波数Ωdに対応する成分のみを抑制したものとなる。また、乗算器12fより出力されるデータyjkを入力データujkから減算した値が、出力データejkとして出力される。出力データejkは、β軸電圧信号Vβから正規化角周波数Ωdに対応する成分のみを抑制したものとなる。正相分抽出部22が備える複素係数ノッチフィルタの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数-ω0を正規化した-ωdがあらかじめ設定されている。正相分抽出部22は、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを入力データurkおよびujkとして複素係数ノッチフィルタに入力し、出力データerkおよびejkを正相分信号Vαp,Vβpとして出力する。図7aは、正相分抽出部22が備える複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。阻止帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波の逆相分の角周波数-ω0としているので、その他の角周波数の信号正相分を好適に通過させて、正相分のみを抽出することができる。逆相分抽出部23が備える複素係数ノッチフィルタの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして、系統電圧の基本波正相分の角周波数ω0を正規化したωdがあらかじめ設定されている。逆相分抽出部23は、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを入力データurkおよびujkとして複素係数ノッチフィルタに入力し、出力データerkおよびejkを逆相分信号Vαn,Vβnとして出力する。図7bは、逆相分抽出部23が備える複素係数ノッチフィルタの周波数特性を示す図である。阻止帯域の中心角周波数を系統電圧の基本波正相分の角周波数ω0としているので、その他の角周波数の信号逆相分を好適に通過させて、基本波の逆相分のみを抽出することができる。なお、正相分抽出部22および逆相分抽出部23が備える複素係数ノッチフィルタは、上記14式に示す伝達関数Hのものに限定されない。例えば、複素係数の2次以上のIIRフィルタなどで構成された複素係数ノッチフィルタであってもよい。本実施形態においても、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとをそれぞれ容易に抽出することができる。そして、抽出された正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから、不平衡率kが容易に算出される。したがって、第1実施形態と同様の効果を奏することができる。第2実施形態においては、正相分抽出部22が基本波の逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出し、逆相分抽出部23が基本波正相分の通過を抑制することで逆相分を抽出する。したがって、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに高調波成分が含まれていた場合、正相分抽出部22および逆相分抽出部23は、高調波成分も通過させてしまう。高調波成分が含まれている場合に当該高調波成分の通過も抑制することで、基本波の正相分または逆相分をより精度よく抽出する場合を、第3実施形態として、以下に説明する。図8は、第3実施形態に係る正相分抽出部の内部構成を説明するためのブロック図である。図8に示す正相分抽出部22’は、多段に接続された4つの複素係数ノッチフィルタ22a~22dを備えている点で、第2実施形態に係る正相分抽出部22図1参照と異なる。複素係数ノッチフィルタ22aは、第2実施形態に係る正相分抽出部22が備える複素係数ノッチフィルタと同じものであり、基本波の逆相分を抑制するためのものである。複素係数ノッチフィルタ22aの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして、系統電圧の基本波の逆相分の角周波数-ω0を正規化した-ωdがあらかじめ設定されている。複素係数ノッチフィルタ22b~22dは、それぞれ5次、7次、11次高調波正相分を抑制するためのものである。複素係数ノッチフィルタ22b~22dの阻止帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして、それぞれ-5ωd、7ωd、-11ωdがあらかじめ設定されている。図9aは、正相分抽出部22’の周波数特性を示す図である。同図aによると、基本波の逆相分角周波数-ω0、5次高調波成分角周波数-5ω0、7次高調波成分角周波数7ω0、11次高調波成分角周波数-11ω0が抑制され、その他の成分が通過される。正相分抽出部22’では、複素係数ノッチフィルタ22a~22dによって、基本波の逆相分だけではなく、5次、7次、11次高調波正相分も抑制されるので、基本波の正相分のみをより好適に通過させることができる。一般的に、三相電力系統に重畳されている高調波は、5次、7次、11次高調波が多いので、本実施形態においては、これらを抑制するようにしている。なお、正相分抽出部22’は、抑制する必要がある高調波の次数に応じて設計すればよい。例えば、高調波としては5次高調波のみを抑制したい場合は、複素係数ノッチフィルタ22aおよび22bのみを備えていればよく、さらに13次高調波も抑制したい場合には、阻止帯域を決定する正規化角周波数Ωdとして13ωdを設定した複素係数ノッチフィルタをさらに備えるようにすればよい。同様に、第3実施形態に係る逆相分抽出部図示しないが、説明上、逆相分抽出部23’とする。は、第2実施形態に係る逆相分抽出部23が備える複素係数ノッチフィルタと、それぞれ5次、7次、11次高調波正相分を抑制するための複素係数ノッチフィルタ図8に示す複素係数ノッチフィルタ22b~22dとを備えている。図9bは、逆相分抽出部23’の周波数特性を示す図である。同図bによると、基本波の正相分角周波数ω0、5次高調波成分角周波数-5ω0、7次高調波成分角周波数7ω0、11次高調波成分角周波数-11ω0が抑制され、その他の成分が通過される。逆相分抽出部23’では、基本波の正相分だけではなく、5次、7次、11次高調波正相分も抑制されるので、基本波の逆相分のみをより好適に通過させることができる。第3実施形態は、三相電力系統に高調波が重畳されている場合でも、基本波の正相分または逆相分を精度よく抽出することができる。上記第1ないし第3実施形態においては、正相分抽出部2222’および逆相分抽出部2323’がどちらも複素係数バンドパスフィルタまたは複素係数ノッチフィルタを用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分抽出部22が複素係数バンドパスフィルタを用いて正相分信号を通過させることで抽出し、逆相分抽出部2323’が複素係数ノッチフィルタを用いて正相分信号の通過を抑制することで逆相分信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分抽出部2222’が複素係数ノッチフィルタを用いて逆相分信号の通過を抑制することで正相分信号を抽出し、逆相分抽出部23が複素係数バンドパスフィルタを用いて逆相分信号を通過させることで抽出するようにしてもよい。上記第1ないし第3実施形態においては、正相分抽出部2222’および逆相分抽出部2323’で用いられる正規化角周波数Ωdをあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を正規化して用いるようにしてもよい。上記第1ないし第3実施形態においては、電圧センサ4が相電圧を検出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、電圧センサ4が線間電圧を検出する場合でも、本発明を適用することができる。この場合、三相二相変換部21で行われる変換処理に、上記5式に示す行列式に代えて、下記15式に示す行列式を用いるようにすればよい。また、三相二相変換部21に、線間電圧信号を相電圧信号に変換する構成を追加して、線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuを相電圧信号Vu,Vv,Vwに変換してから、上記5式でα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換するようにしてもよい。また、電流センサから入力される電流信号Iu,Iv,Iwに基づいて不平衡率を検出するようにしてもよい。この場合は、上記第1ないし第3実施形態の構成をそのまま用いることができる。上記第1ないし第3実施形態においては、算出された不平衡率kを表示部3に表示する場合について説明したが、これに限られない。例えば、不平衡率kが所定の閾値を超えた場合にブザーなどの音声で警告するようにしてもよい。上記第1ないし第3実施形態においては、本発明に係る不平衡率検出装置を単体で用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、不平衡率検出装置を系統連系インバータシステムに組み込んで、不平衡率kが所定の閾値を超えた場合に、インバータを停止させ、三相電力系統との接続を切り離すようにしてもよい。この場合、不平衡率kを表示する必要はないので表示部3を設けなくてもよいし、系統連系インバータシステムの表示部に表示するようにしてもよい。また、系統連系インバータシステムの電圧センサが検出した電圧信号を、三相二相変換部21に入力するようにすればよい。本発明に係る不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。"