記録媒体である光ディスクから情報信号を読取る光ディスク装置であって、前記情報信号が記録された前記光ディスクの記録トラックにレーザ光を照射し当該レーザ光の反射光を受光する対物レンズと、当該対物レンズが受光した前記反射光が照射され前記反射光が含む前記情報信号を電気信号に変換する光電変換器と、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクにおける半径方向の位置を微調整するトラッキングアクチュエータと、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクにおける垂直方向の位置を微調整するフォーカスアクチュエータとを有する光ピックアップOPUと、前記光電変換器が出力した前記電気信号を供給され当該電気信号を演算し、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクの半径方向における位置の誤差を示すトラッキングエラー信号と、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクの垂直方向における位置の誤差を示すフォーカスエラー信号との、双方のエラー信号を生成するOPU信号処理部と、当該OPU信号処理部が出力した前記エラー信号を所定のサンプリング周波数のディジタル信号として供給され当該ディジタル信号に対して帯域制限と所定の応答特性を与えるディジタルフィルタを有するサーボ補償器と、当該サーボ補償器が出力したディジタル信号を前記エラー信号のサンプリング周波数と等しい搬送周波数のPWM信号に変換するPWM変換部と、当該PWM変換部で生成された前記PWM信号に基づき前記記録トラックに対する前記対物レンズの位置を微調整するためのアクチュエータ駆動信号を生成して、前記トラッキングアクチュエータとフォーカスアクチュエータに供給するアクチュエータ駆動回路と、前記エラー信号のディジタル信号を生成するためのサンプリングクロックを生成し、さらに、当該サンプリングクロックに対して整数倍の周波数関係にある位相同期した信号処理クロックを生成して前記サーボ補償器、及び前記PWM変換部に供給するクロック発生部を有することを特徴とする光ディスク装置。請求項1に記載の光ディスク装置において、前記PWM変換部で生成されるPWM信号のデューティは、前記対物レンズの前記記録トラックに対する位置の制御中心において略0、または略100であることを特徴とする光ディスク装置。請求項1に記載の光ディスク装置において、前記クロック発生部が生成するクロックの周波数は、前記エラー信号のサンプリング周波数を基準として、前記サーボ補償器に供給する信号処理クロックは128倍、前記PWM変換部に供給する信号処理クロックは1024倍であることを特徴とする光ディスク装置。請求項1に記載の光ディスク装置において、前記アクチュエータ駆動回路に供給される電源電圧を検出する電源電圧検出回路と、当該電源電圧検出回路による電源電圧の検出結果に基づき、前記サーボ補償器が前記PWM変換部に供給する前記ディジタル信号の利得と動作点を補正して、前記PWM変換部が生成する前記PWM信号のデューティを変化させる利得/動作点補正回路を有することを特徴とする光ディスク装置。まず、光ディスク装置のサーボ制御部につき説明する。OPUの対物レンズは、光ディスクの記録トラックに対する半径方向の位置を微調整するトラッキングアクチュエータと、垂直方向の位置を微調整するフォーカスアクチュエータに搭載されている。以下では、双方のアクチュエータを同時に指す場合には、単にアクチュエータと記すことがある。また、OPUは格子状に配列された複数の光電変換素子を有しており、各光電変換素子は光ディスクから反射された光が含む読取り信号を、電気信号に変換して出力する。前記サーボ制御部は、まず各光電変換素子が出力した複数の電気信号を、例えば前記特許文献で示すように互いに演算して、光ディスクの記録トラックの半径方向における対物レンズの所定位置からの誤差エラーを示すTE信号トラッキングエラー信号と、垂直方向における対物レンズの所定位置からの誤差を示すFE信号フォーカスエラー信号を生成する。以下では、双方の誤差信号を同時に指す場合には、単に誤差信号、又はエラー信号と記すことがある。従来は、これらのエラー信号はアナログ信号であり、これを生成するための演算はアナログ信号処理により行われることが多い。前記エラー信号は各々、ADAnalogtoDigital変換をされてディジタル信号に変換され、ディジタルフィルタ補償器回路とも呼ぶを介して帯域制限と所定の応答特性を与えられ、トラッキングアクチュエータ制御信号とフォーカスアクチュエータ制御信号双方を同時に指す場合は単にアクチュエータ制御信号と記すことがあるとされる。これまでは、前記アクチュエータ制御信号をDADigitaltoAnalog変換してアナログ信号とし、PWMPulseWidthModulation変換部に供給していた。したがい、PWM変換部以降の信号処理は、次に述べるようなアナログ信号処理により行われていた。PWM変換部は、アナログ信号に変換された前記アクチュエータ制御信号を、所定の振幅と周期を有する三角波信号のレベルと比較して、比較結果に基づくパルス幅を有するPWM信号に変換する。PWM信号は、Hブリッジ回路とも呼ばれるアクチュエータ駆動回路に供給され、前記した二つのアクチュエータを各々駆動して、光ディスクの記録トラックに対する対物レンズの位置を所定位置とするよう、OPUの対物レンズの半径方向位置と垂直方向位置を制御する。しかしながら、以上述べた制御方法においてはDA変換器が必要であるほか、アナログ信号処理でPWM信号を発生する方法では、サーボ制御で発生する処理時間を低減するには限界があるという問題がある。本発明の目的は前記した問題に鑑み、サーボ制御の処理時間を低減した光ディスク装置を提供することにある。前記課題を解決するため本発明は、記録媒体である光ディスクから情報信号を読取る光ディスク装置であって、前記情報信号が記録された前記光ディスクの記録トラックにレーザ光を照射し当該レーザ光の反射光を受光する対物レンズと、当該対物レンズが受光した前記反射光が照射され前記反射光が含む前記情報信号を電気信号に変換する光電変換器と、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクにおける半径方向の位置を微調整するトラッキングアクチュエータと、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクにおける垂直方向の位置を微調整するフォーカスアクチュエータとを有する光ピックアップOPUと、前記光電変換器が出力した前記電気信号を供給され当該電気信号を演算し、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクの半径方向における位置の誤差を示すトラッキングエラー信号と、前記記録トラックに対する前記対物レンズの前記光ディスクの垂直方向における位置の誤差を示すフォーカスエラー信号との、双方のエラー信号を生成するOPU信号処理部と、当該OPU信号処理部が出力した前記エラー信号を所定のサンプリング周波数のディジタル信号として供給され当該ディジタル信号に対して帯域制限と所定の応答特性を与えるディジタルフィルタを有するサーボ補償器と、当該サーボ補償器が出力したディジタル信号を前記エラー信号のサンプリング周波数と等しい搬送周波数のPWM信号に変換するPWM変換部と、当該PWM変換部で生成された前記PWM信号に基づき前記記録トラックに対する前記対物レンズの位置を微調整するためのアクチュエータ駆動信号を生成して、前記トラッキングアクチュエータとフォーカスアクチュエータに供給するアクチュエータ駆動回路と、前記エラー信号のディジタル信号を生成するためのサンプリングクロックを生成し、さらに、当該サンプリングクロックに対して整数倍の周波数関係にある位相同期した信号処理クロックを生成して前記サーボ補償器、及び前記PWM変換部に供給するクロック発生部を有することを特徴としている。本発明によれば、サーボ制御の処理時間を低減した光ディスク装置を提供でき、光ディスク装置の基本性能の向上に寄与できるという効果がある。以下、本発明の実施例につき図面を用いて説明する。本実施例においては、OPUが出力した電気信号をアナログ演算して得た二つのエラー信号をAD変換器でディジタル信号とした後は、前記アクチュエータ駆動回路に供給するPWM信号を生成するに到るまで、ディジタル信号処理で行うことを一つの特徴としている。これにより、半導体デバイスへの回路の高集積化が進み、DA変換器が不要となるほか、サーボ制御部における処理時間を低減する効果がある。また、単に信号処理のディジタル化を行うと、新たに必要な処理時間が発生し、また後記するような折返し信号が発生する問題があるが、本実施例はこれらを解消しているため、サーボ制御性能を高性能化する効果がある。まず、光ディスク装置に関して、サーボ制御部を含めた装置全体の動作を説明する。図1は、一実施例における光ディスク装置1のブロック図である。記録媒体である光ディスク101は、例えばDVDやBDである。もちろん、DVD-RやBD-Rのように一回のみ書込みが可能な追記型、DVD-RAMやBD-REのような書換え型、DVD-ROMのような読取り専用型のいずれであっても良い。光ディスク101は、図示しないディスクトレイ式、又はスリムスロット式のローディング機構に搭載され、ローディングモータ123の回転に伴って光ディスク装置1の内部に導かれ、スピンドルモータ105のシャフトの延長上に装着される。装着された光ディスク101は、スピンドルモータ105により所定の回転速度例えば、データを記録再生する位置において所定の線速度となる回転速度となるよう回転駆動される。そのためのスピンドルモータ駆動信号115は、SOCSystemOnaChip109が含むサーボ部113で生成され、ドライバ部108で電力増幅されたうえでスピンドルモータ105に供給される。サーボ部113が前記スピンドルモータ駆動信号115を生成するために、回転数検出回路106が設けられており、回転数検出回路106が発生するスピンドルモータ105の回転数を示す信号がSOC109に供給されている。なお、図1においては、ドライバ部108とサーボ部113の構成要素につき、図面の煩雑化を避けるために、前記したトラッキング制御とフォーカス制御に係る構成要素のみを示し、前記したスピンドルモータ105、ローディングモータ123、後記するスレッドモータ103の回転駆動に係る構成要素を示していない。光ピックアップ102は対物レンズ104を介して、レーザ光束を光ディスク101の記録面に照射し、データを記録または再生する。光ピックアップ102は、スレッド機構に搭載されており、スレッドモータ103の回転に伴い、光ディスク101の半径方向に移動して所定のトラック位置においてデータの記録再生を行う。このためのスレッドモータ駆動信号118はサーボ部113で生成され、ドライバ部108で電力増幅されてスレッドモータ103に供給される。また、対物レンズ104は電磁力を用いたトラッキングアクチュエータ119とフォーカスアクチュエータ120図1では煩雑化を避けるため、119と120は対物レンズ104を駆動する方向のみ示すに搭載されている。トラッキングアクチュエータ119には、サーボ部113で生成された第1のPWM信号をドライバ部108のアクチュエータ駆動回路108Aで処理したトラッキングアクチュエータ駆動信号116が供給される。これに基づき対物レンズ104は、レーザ光束が光ディスク101の所定の記録トラック上を正しくトレースするよう、光ディスク101に対する半径方向トラッキング方向の位置を微調整される。また、フォーカスアクチュエータ120には、サーボ部113で生成された第2のPWM信号をドライバ108のアクチュエータ駆動回路108Aで処理したフォーカスアクチュエータ駆動信号117が供給される。これに基づき対物レンズ104は、レーザ光束が光ディスク101の所定の記録トラック上に正しくフォーカスするよう、光ディスク101に対する垂直方向フォーカス方向の位置を微調整される。光ピックアップ102が含む光検出器121は、前記レーザ光束の光ディスク101からの反射光を検出し、光ディスク101に記録されていた情報信号を検出して電気信号に変換する。検出された情報信号はSOC109が含むOPU信号処理部107に供給される。OPU信号処理部107は、AFEAnalogFrontEnd回路とも呼ばれる回路ブロックを有し、AFE回路は、ディジタル記録であっても本質的にはアナログ信号として扱うべき段階における前記情報信号の処理を行う。即ちOPU信号処理部107は、前記情報信号を演算処理して、例えばトラッキングエラー信号とフォーカスエラー信号を生成し、サーボ部113に供給する。サーボ部113は、供給されたトラッキングエラー信号とフォーカスエラー信号をADC113Aにおいてディジタル信号に変換する。ディジタル信号に変換された二つのエラー信号は、ディジタルフィルタを有するサーボ補償器113Bで帯域制限と所定の応答特性を与えられて、トラッキングアクチュエータ制御信号とフォーカスアクチュエータ制御信号とされる。当該二つのアクチュエータ制御信号は各々、PWM変換部113Cで信号値に応じたPWM信号とされる。当該二つのPWM信号は、SOC109からドライバ部108に供給され、これに基づきアクチュエータ駆動回路108Aは先のトラッキングアクチュエータ駆動信号116とフォーカスアクチュエータ駆動信号117を生成して、トラッキングアクチュエータ119とフォーカスアクチュエータ120に供給する。これによりOPU102の対物レンズ104は、所定のトラッキングサーボ制御とフォーカスサーボ制御が施される。なお、サーボ部113からドライバ部108に到る経路では、一つの信号経路のみが矢印で示されているが、前記したように実際には、トラッキングサーボ制御とフォーカスサーボ制御に係る二系統の信号系路が存在する。さらにOPU信号処理部107は、光ディスク101に対してデータを記録再生した際の振幅や位相の周波数特性を等化したうえで、等化されたデータをSOC109が含むエンコード/デコード部112に供給する。エンコード/デコード部112は、光ディスク101に記録されていた情報信号の再生処理を行う。例えば情報信号を、光ディスク101に記録する際に施された変調方法に応じて復調し、符号化方法に応じて復号化する。さらに、記録する際に情報信号に付与されたエラー訂正符号を用いたエラー訂正処理を行う。これにより、元の情報信号がデコードされる。デコードされた情報信号は、メモリ114に一時的に格納される。以上述べた光ディスク装置1の動作は、制御部111が生成する制御信号に基づいて行われる。なお、制御部111は、例えばマイクロコンピュータを有している。また、例えばユーザからの動作指令などは、光ディスク装置1の上位装置であるホストコンピュータ図示せずで生成される。当該ホストコンピュータで生成された指令信号は、SOC109が含むIFインタフェース部110が上位装置と光ディスク装置1の間の通信を仲介することで伝達される。前記メモリ114に一時格納された情報信号は、IF部110を介して前記ホストコンピュータに供給される。また、逆にホストコンピュータからIF部110を介して供給された情報信号は、メモリ114に一時格納された後、エンコード/デコード部112で例えば前記したエラー訂正符号が付与され、また、所定の記録符号化と変調処理が施され、OPU信号処理部107でOPU102へ供給するに適した値に電力増幅され、さらに、光ピックアップ102が発生するレーザ光束を介して光ディスク1の記録トラックに記録される。なお、これらの信号記録機能を有さない信号再生機能のみの光ディスク装置も、本実施例の範疇にある。メモリ114は記録再生する情報信号を格納するのみでなく、制御部111を動作させるためのOSOperatingSystem、アプリケーションを多数格納する。従い、読み書きのできるRAMRandomAccessMemory或いはフラッシュメモリのみならず、例えばプログラマブルフラッシュROMReadOnlyMemoryを含んで良い。また、クロック発生部122は、所定周波数のクロックを発生し周波数を逓倍又は分周して、SOC109の中の動作クロックを必要とする各ブロックに供給する。なお、図1では、ドライバ部108を除いた多くの構成要素を、大集積半導体素子であるSOC109に集積する場合を示したが、複数の半導体チップに分けて集積しても良いことは言うまでもない。さらに、図1では情報信号の再生を行う際に、OPU信号処理部107でアナログ演算を行ってトラッキングエラー信号とフォーカスエラー信号を生成し、ADC113Aに供給する方法を示したが、最近ではこれとは異なる方法が開発されている。例えば、OPU102の光検出器121の出力信号を高速動作するADCに直接入力してディジタル信号とし、前記した二つのエラー信号をディジタル演算により生成する方法がある。前記した再生情報信号の振幅や位相の周波数特性を等化する作用も、ディジタル処理により行われる。二つのエラー信号の生成には、前記情報信号を処理するほどには高いサンプリング周波数を要さない。このため、エラー信号の生成過程において帯域制限を行い、サンプリング周期を間引いて、サーボ系における所定のサンプリング周波数後記するCK3に相当し、例えば400kHz程度であるのエラー信号を生成している。以下の説明から分かるように、二つのエラー信号をディジタル演算により生成する場合も本実施例を適用することができ、その範疇にある。次に、図1で示した光ディスク装置1の構成につき従来の構成との違いを明らかにする。図2は、従来例における光ディスク装置のブロック図である。図2では図1とは異なり、SOC109のサーボ部113がDAC113Dを有し、PWM変換部113CはSOC109ではなく、ドライバ部108が有している。なお、ドライバ部108とSOC109の間をディジタルインタフェースとするため、DAC113Cをドライバ部108が有する例もある。従い、サーボ補償器113Bから出力された二つのアクチュエータ制御信号は、DAC113Dでアナログ信号に変換された後にPWM変換部113Cに供給される。即ち、サーボ部113とPWM変換部113Cは互いに独立した信号処理を行っている。これに対して図1の実施例では、DAC113Dが不要であるほか、エラー信号がADC113AでAD変換された後、アクチュエータ制御信号となってアクチュエータ駆動回路108Aに供給されるまでの間、ディジタル信号で授受される。即ち、ディジタル信号であるアクチュエータ制御信号を直接PWM信号に変換する点が異なる。その際、サーボ部113の各ブロックで用いるクロック周波数と前記PWM信号の周波数を位相同期させ、即ち周波数を所定の整数倍の関係として位相を同期させることにより、前記したサーボ制御の処理時間の低減をはじめとする多くの効果を得る特徴がある。これについて、以下でさらに詳しく説明する。図3は、一実施例におけるクロック発生部122のブロック図である。基準クロックは、例えばクリスタル発振子122Aの固有振動周波数に基づき、例えばインバータ素子を有する発振部122Bで生成される。さらに逓倍/分周器122Cで周波数を逓倍及び分周され、互いに位相が同期した複数の周波数のクロックとなって、SOC109の中の動作クロックを必要とする各ブロックに供給される。ここでは、クリスタル発振子122Aに代表される発振周波数が安定な発振子を使い、生成された基準クロックを逓倍又は分周して、安定した所定周波数のクロックとタイミング信号を得るようにしている。図4は、図3のクロック発生部122が供給するクロックの周波数の一例を示す図である。CK1は基準クロックであって、周波数はクリスタル発振子112Aの固有振動周波数であり、ここでは一例として25MHzとする。CK2は、クロック発生部122がCK1を2逓倍して得たクロックであり、周波数は50MHzである。CK2は、サーボ補償器113Bでのディジタル信号処理のために使用される。CK3は、クロック発生部122がCK1を64分周して得たクロックであり、周波数は390.625kHzである。CK3は、サーボ部113における例えばADC113Aのサンプリングクロックとして用いられる。従い、サーボ補償器113BにおけるクロックCK2は、ADC113Aでディジタル変換されたデータのサンプリングクロックCK3の128倍である。このため、サーボ補償器113Bでのディジタルフィルタ処理において発生する時間遅延を、入力されるデータの周期に対して小さく抑えることができる。これに関しては、後に図9において明確に示す。なお、CK3の周波数を400kHz程度としているのは、光ディスク装置1のサーボ制御周波数帯域を例えば5kHz以上必要とする場合に、サンプリングの影響による性能の劣化を問題なくするためである。CK4は、クロック発生部122がCK1を16逓倍して得たクロックであり、周波数は400MHzである。CK4は、PWM変換部113CがPWM信号を生成する際の信号処理クロックとして用いられ、CK3の1024倍の周波数を有する。CK4は以下で述べるように生成されるPWM信号の分解能を決定する。この場合は、分解能10ビット、即ち1024の分解能を有するPWM信号を生成することができ、サーボ性能の向上に寄与している。次に、サーボ補償器113Bの構成について述べる。図5は、一実施例におけるサーボ補償器113Bのブロック図である。OPU102の対物レンズ104に対するトラッキング制御とフォーカス制御において、各アクチュエータの制御は、フィードバック制御により行われることが一般的である。ADC113Aが出力したディジタル化された二つのエラー信号は、入力端子113B01からサーボ補償器113Bに供給される。次いで加算回路113B03において、オフセット補正回路113B02が検出した前記ADC113Aのオフセットを補正するよう、補正信号が加算される。加算回路113B03から出力された二つのエラー信号は、比例回路113B04、積分回路113B05、及び微分回路113B06に入力される。前記したフィードバック制御による各アクチュエータの制御は、比例制御P制御、積分制御I制御、及び微分制御D制御を含むP-I-D制御により実施される。これに対応して、前記エラー信号は、比例回路113B04で定数倍された出力と、積分回路113B05で積分された出力と、微分回路113B06で微分された出力とが、加算回路113B07及び加算回路113B08で図示するように加算される。次いで、加算回路113B07の出力は、加算回路113B09において、動作点補正回路113B10が検出した目標とする制御中心とサーボ部113Bの動作中心点のずれを、補正するための補正信号が加算される。以上の課程を経ることにより、加算回路113B09の出力には前記したアクチュエータ制御信号を得ることができ、当該制御信号は出力端子113B11を介してPWM変換部113Cに供給される。図6は、図5のサーボ補償器113Bが有するディジタルフィルタのブロック図である。図5の積分回路113B05と微分回路113B06は、基本的には図6に示す構成で実現できる。なお、比例回路113B04は掛け算回路で容易に実現できるので、図示していない。図6において、係数回路比例回路601、603及び604、逆Z変換回路605、加算回路602及び606を含め、入力端子113B01から出力端子113B11に到る伝達関数Fは、F=a×1cZ-1/1-bZ-1式1と表わされる。a=1、b=0の場合、伝達関数Fは、F=1cZ-1≒cZ-1ABScZ-1>>1式2即ち、係数回路604の係数cで決まる積分回路であることを示す。a=1、c=0の場合、伝達関数Fは、F=1/1-bZ-1≒-1/b×ZABSbZ-1>>1式3即ち、係数回路603の係数bで決まる微分回路であることを示す。図6に示すディジタルフィルタが線形動作をする限り、a、b、cのいずれもが0でない場合には、積分回路、微分回路の各出力が加算されて出力端子113B11に出力されるため、図5で示すサーボ補償器113Bが実現される。次に、アクチュエータ駆動回路108Aの構成について述べる。図7は、一実施例におけるアクチュエータ駆動回路108Aの回路図である。この構成の駆動回路はHブリッジ回路とも呼ばれる。電源正論理の場合、論理Highレベルに相当するとグラウンド正論理の場合、論理Lowレベルに相当するの間には、4個のスイッチ701A~701Dが図示するように接続される。スイッチ701Aとスイッチ701Bの共通接点には出力端子702Nが、スイッチ701Cとスイッチ701Dの共通接点には出力端子702Pが設けられる。出力端子702Nと出力端子702Pの間には、アクチュエータコイル703が接続される。アクチュエータコイル703は、OPU102が有する構成要素である。アクチュエータコイル703がトラッキングアクチュエータ119の含むコイルであれば、図中でE方向と記した方向に電流が流れれば、対物レンズ104は一方向例えば光ディスク101の内周方向にトラッキング方向の位置を微調整され、反対に、図中でF方向と記した方向に電流が流れれば、対物レンズ104は残る一方向例えば光ディスク101の外周方向にトラッキング方向の位置を微調整される。アクチュエータコイル703がフォーカスアクチュエータ120の含むコイルであれば、図中でE方向と記した方向に電流が流れれば、対物レンズ104は一方向例えば光ディスク101に近づく方向にフォーカス方向位置を微調整され、反対に、図中でF方向と記した方向に電流が流れれば、対物レンズ104は残る一方向例えば光ディスク101から離れる方向にフォーカス方向位置を微調整される。なお、スイッチ701A~701Dには、ON抵抗を小さくOFF抵抗を大きくできることが特徴であるCMOSトランジスタが用いられることが多い。図8は、図7のアクチュエータ駆動回路108Aにおける動作の真理値表である。Noは4つの状態を示す。PWMは出力端子702Pに出力されるPWM信号のレベル、PWM-は出力端子702Nに出力されるPWM信号のレベルを示す。A、B、C、Dはスイッチ701A~701Dの状態を示す。No.2は図7のF方向に電流を流し、No.3は図7のE方向に電流を流し、OPU102の対物レンズ104の位置を移動させて微調整する状態である。No.1とNo.4は、アクチュエータコイル703に電流を流さない状態である。次に、アクチュエータ制御に係る信号のタイムチャートについて述べる。図9は、一実施例における信号のタイムチャートであり、横軸は時間軸方向を示す。図9における1は、OPU信号処理部107から出力されるアナログのトラッキングエラー信号、又はフォーカスエラー信号を示す。2は、ADC113Aにおける当該エラー信号のサンプリングタイミング、即ちアクチュエータ制御系のサンプリングタイミングを示す。前記したように、ADC113Aにおけるサンプリング信号は図4のCK3であって、周波数は例えば390.625kHzである。構造物を動作させるためのサンプリング周波数としては、充分に高い周波数であることは言うまでもない。次の3~6は図示ずる都合上、連続する4周期のサンプリング信号の間を拡大して示している。3は、ADC113Aでサンプリングして得た前記エラー信号のディジタルデータを示し、発生順に符合が付されている。当該ディジタルデータは、サーボ補償器113Bに供給される。4は、当該ディジタルデータに対しサーボ補償器113Bで帯域制限と所定の応答特性を与えて得たアクチュエータ制御信号を示し、発生順に符合が付されている。括弧内の数字はOPU102における対物レンズ104の位置ずれの大きさに対応し、符号はずれの方向を表す。前記したように、サーボ補償器113Bにおける信号処理クロックは図4のCK2であって、周波数は例えば50MHzであり、ADC113Aにおけるサンプリング周波数に対し128倍という充分に高い値としている。ここで図中にTopと記した時間は、サーボ補償器113Bで発生する時間遅延を示す。当該の時間遅延は、主には図6で一例を示したディジタルフィルタにおける積演算、和演算をはじめとする演算処理に起因している。これらの処理時間に伴う時間遅延は、アクチュエータ制御の性能と安定性に関わるため、一般に小さいほど望ましい。本実施例においては、サーボ制御の処理時間を低減することを一つの目的としている。このために、まずADC113Aでのサンプリング周波数に対し充分に高い例えば128倍クロック周波数で、サーボ補償器113Bにおけるディジタルフィルタ処理を行って時間遅延を低減している。また、この場合、PWM変換部113Cも含めサーボ補償器113Bより後段の信号処理クロックの周波数がADC113Aにおけるサンプリング周波数と異なるため、双方の周波数の和信号と差信号に係る信号成分が発生する。従来例では、これを除去するための折返し防止フィルタと呼ばれる帯域制限回路がサーボ部113に必要であった。これは回路規模の増大を起こすだけでなく、折返し防止フィルタにより新たな時間遅延が発生するという問題がある。しかし、本実施例においては、PWM変換部113Cも含めサーボ補償器113Bより後段の信号処理クロックの周波数が、ADC113Aにおけるサンプリング周波数に対して所定の整数倍で、かつ位相同期した関係にあるため、新たな折返し防止フィルタを必要としないことに一つの特徴がある。従って、サーボ制御の処理時間を低減する効果がある。さらには、制御する周波数帯域を広帯域化することができ、サーボ制御の安定性を高め高性能化する効果がある。これは、図1においてADC113A、サーボ補償器113B、PWM変換部113Cを同じSOC109に内蔵し、PWM変換部113Cも含めてディジタル処理を行うことによる効果でもある。図9における5と6は、PWM変換部113Cにおいて、サーボ補償器113Bから供給されたアクチュエータ制御信号に基づき生成したPWM信号を示す。各々は図8で記したPWM信号に相当し、図7で示したようにアクチュエータ駆動回路108Aを介してアクチュエータコイル703に駆動電流を供給する。この際、生成したPWM信号の搬送周波数は、図9の2で示したアクチュエータ制御のためのサンプリング周波数と等しいことに、本実施例の一つの特徴がある。トラッキングアクチュエータ、フォーカスアクチュエータのいずれに対しても、OPU102の対物レンズ104が光ディスク101の記録トラックに対する位置に応じて、前記PWM信号は搬送周波数が一定のまま、そのデューティ1周期に対するHighの期間の比が変化する。これについては、後に図10を用いて詳しく述べる。前記二つのPWM信号のデューティは、アクチュエータ制御情報をそのまま反映しており、電力増幅し帯域制限して平均電位を求めれば、そのままアクチュエータ駆動信号として用いることができる。このため、PWM変換部113Cで生成されたPWM信号を、そのままHブリッジ回路であるアクチュエータ駆動回路108Aに供給することでアクチュエータ制御ができ、DACを不要とすることができる。これは、PWM変換部113Cをサーボ部113の内部、即ちSOC109の内部へ取込み、二つのエラー信号のサンプリング周波数と、PWM信号の搬送周波数を同じとしたことによる効果でもある。PWM変換部113Cでの信号処理クロックについて、先に図4のCK4で示したように他のクロック周波数と倍数関係にある例えば400MHzを選択している。この場合、前記した場合と同様に、クロック周波数が互いに位相同期した所定の倍数関係にあるため、新たな折返し防止フィルタを必要としないという一つの特徴がある。図10は、一実施例におけるPWM変換特性を示す図である。横方向はデータコードを示し、先の図9の4に示した信号で括弧内に示した数字に対応している。本実施例では前記したように、図4のCK3とCK4との周波数の関係から、PWM信号の分解能に対応した1024個のデータコードを有している。縦軸は生成されたPWM信号のデューティを示し、破線は図9の5のPWM信号、実線は図9の6のPWM-信号を表わす。先に図9で示したように、少なくもいずれか一方のPWM信号はLowであって、デューティが0である。対物レンズ104の位置がずれるに伴い、ずれの方向に応じて、いずれかのPWM信号のデューティが100に向けて増大する。ここで注意すべき事項は、本実施例はデューティ50を制御中心としておらず、制御中心でのデューティはいずれのPWM信号とも0であることにある。もちろん、制御特性を反転して制御中心でのデューティを100と設計しても良い。この事項について、従来多用された例と比較して説明する。図11は、例えば図2で示した従来例における一般的なPWM変換特性を示す図である。即ち、制御中心はデューティ50の位置にあり、制御中心でもPWM信号は所定周期の矩形波信号となっている。この場合は、仮に対物レンズ104の位置が所定位置デューティ50にあったとしても、サーボ補償器113Bから供給されるアクチュエータ制御信号の情報をPWM信号に反映するまでに、PWM信号の周期の半分に当る分、時間遅延が発生する問題がある。これに対して、図10に示す本実施例では、PWM変換器113Cでアクチュエータ制御信号を信号処理クロックCK4で処理した際にデータコードが確定すれば、直ちにPWM信号のデューティに反映することができ、サーボ制御の処理時間を低減する効果がある。次に、PWM変換部113Cの構成について説明する。図12は、一実施例におけるPWM変換部113Cとその周辺を示すブロック図であり、前段のサーボ補償器113Bと、後段のドライバ部108からアクチュエータコイル703も含めて示している。サーボ補償器113Bから供給されたアクチュエータ制御信号は、利得/動作点補正回路1202に入力される。実際のODDでは電源電圧の変動を避けることが難しい。電源電圧の変動により、PWM変換部113Cの利得と動作点が変動することでサーボ制御特性の劣化を起こす場合がある。図12においては、電源電圧検出回路1201で電圧を検出して利得/動作点補正回路1202に提供し、PWM変換部113Cの利得と動作点の変動を低減するようにしている。利得/動作点補正回路1202を介したアクチュエータ制御信号は、二つのPWM変換回路1203と1204に供給され、各々は図9で示したPWMとPWM-のPWM信号を生成してドライバ部108に供給する。ドライバ部108は例えば先に図7で示した構成を有し、出力端子702Pと702Nを介してアクチュエータコイル703に駆動電流を供給する。一般に、電源電圧が低下すると、PWM変換回路1203と1204で生成されるPWM信号のHighレベルも低下し、アクチュエータコイル703に供給される駆動電流が所定の値よりも低下する。当然ながら、電源電圧が上昇した場合には逆の現象が起こる。これを解消するため、本実施例における利得/動作点補正回路1202においては、PWM信号の特徴を生かして、次のような動作を行うと良い。即ち、電源電圧検出回路1201が電源電圧における所定値からの差を検出し、その差の値を含めた制御信号を利得/動作点補正回路1202に供給する。利得/動作点補正回路1202は前記制御信号に応じて、サーボ補償器113Bから供給されたアクチュエータ制御信号の利得と動作点を変化させる。これにより、PWM変換回路1203と1204で生成されるPWM信号のデューティを変化させる。例えば、前記した電源電圧が5低下した場合には、PWM信号のデューティを例えば5増加させる。これにより、アクチュエータ制御特性の電源電圧に対する依存性を低減することができる。即ち、アクチュエータ駆動信号がPWM信号である特徴を生かした電源電圧に対する特性の補償方法を得ることができる。電源電圧の変動につきレギュレータを用いて改善する方法もある。しかし、最近の電子回路では使用する電源電圧が低いためにレギュレータの効率が低下する傾向にある。このため、本実施例により改善する方が優れている。ここまで示した実施形態は一例であって、本発明を限定するものではない。本発明の趣旨に基づきながら異なる実施形態を考えられるが、いずれも本発明の範疇にある。