"圧縮機11と、熱源側熱交換器12と、膨張機構13と、及び利用側熱交換器14とが接続されて冷凍サイクルを行う冷媒回路10を備えた冷凍装置であって、入力電圧を所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換する複数のスイッチング素子37を備えたパワーモジュール61と、前記圧縮機11を駆動する駆動モータ18と、前記パワーモジュール61に直流リンク電圧vdcを供給する整流回路32と、前記冷媒回路10における冷媒を内部に流通して前記パワーモジュール61を冷却する冷媒冷却器81と、前記各スイッチング素子37を駆動制御して、スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御を行う制御手段60とを備えたことを特徴とする冷凍装置。請求項1において、前記制御手段60は、モータ端子電圧の基本波のピーク及びボトムの近傍では振幅が直流リンク電圧vdcになるように増加し、その他の部分では振幅が減少するような高調波が重畳された波形に制御して、前記基本波の大きさは保ちながら前記スイッチングを行わないキャリア周期Tが正弦波駆動時よりも増加する制御を行うことを特徴とする冷凍装置。請求項1又は2において、前記制御手段60は、前記スイッチング素子37の通電区間を180度よりも短くすることで、通電時の電圧を増加させて前記スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御を行うことを特徴とする冷凍装置。請求項1から3のいずれかにおいて、前記駆動モータ18は、IPMモータであり、前記制御手段60は、前記駆動モータに印加する電圧位相又は電流位相を制御して同じ運転状態における前記モータ端子電圧を調整することを特徴とする冷凍装置。請求項1から4のいずれかにおいて、前記制御手段60は、前記モータ端子電圧の目標値が前記直流リンク電圧vdcを超えた場合には、前記スイッチングを行わないことを特徴とする冷凍装置。ところで、パワー素子としては、IGBTベアチップIGBT:InsulatedGateBipolarTransistor、ヒートスプレッダ、内部電極、絶縁板、金属板が積層されて1つのパッケージに収められているものがある。このような構造のパワー素子では、パワー素子内部において内部電極と金属板との間に、絶縁板を誘電体としたコンデンサが形成される。また、導電体により形成された冷媒冷却器に対してパワー素子を取り付けると、パワー素子内部の金属板と冷媒冷却器との間に、パッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。そして、これらのコンデンサは直列に繋がることになる。冷媒冷却器は、冷媒配管に接続されて筐体やアース線を介して接地される。ここで、パワー素子を構成するスイッチング素子がスイッチング動作を行うと、内部電極の対地間電位変動によって、スイッチング素子と冷媒冷却器との間に形成されたコンデンサに高周波電流が流れる。この高周波電流は、筐体やアース線を通って装置外部へ流れ出す。このようにして装置外部へ流れ出た高周波電流が所定の大きさを超えると、雑端雑音端子電圧や漏れ電流等のノイズ問題の原因となる可能性がある。これに対し、ノイズフィルタを設けることで、漏れ電流に起因するノイズを低減することが考えられるが、コストアップに繋がるため好ましくない。本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、冷媒回路を流れる冷媒が内部に流通する冷媒冷却器を用いてスイッチング素子を冷却する際に、冷媒冷却器から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できるようにすることにある。本発明は、圧縮機11と、熱源側熱交換器12と、膨張機構13と、及び利用側熱交換器14とが接続されて冷凍サイクルを行う冷媒回路10を備えた冷凍装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。すなわち、第1の発明は、圧縮機11と、熱源側熱交換器12と、膨張機構13と、及び利用側熱交換器14とが接続されて冷凍サイクルを行う冷媒回路10を備えた冷凍装置であって、入力電圧を所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換する複数のスイッチング素子37を備えたパワーモジュール61と、前記圧縮機11を駆動する駆動モータ18と、前記パワーモジュール61に直流リンク電圧vdcを供給する整流回路32と、前記冷媒回路10における冷媒を内部に流通して前記パワーモジュール61を冷却する冷媒冷却器81と、前記各スイッチング素子37を駆動制御して、スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御を行う制御手段60とを備えたことを特徴とする。第1の発明では、複数のスイッチング素子37を駆動制御することで、入力電圧が所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換される。各スイッチング素子37は、冷媒冷却器81の内部を流通する冷媒に放熱することで冷却される。また、各スイッチング素子37は、制御手段60によりスイッチングを行わないキャリア周期が存在する制御がなされる。このような構成とすれば、冷媒冷却器81を用いてスイッチング素子37を冷却する際に、冷媒冷却器81から漏れ出る高周波電流を効果的に低減することができる。具体的に、導電体により形成された冷媒冷却器81に対してスイッチング素子37を取り付けると、パワーモジュール61と冷媒冷却器81との間には、パワーモジュール61を構成する樹脂モールドのパッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。そして、前記コンデンサは、冷媒冷却器81の冷媒配管を介して接地される。ここで、スイッチング素子37がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子37の内部電極の対地間電位変動によって、前記コンデンサに高周波電流が流れる。その高周波電流は、熱源側熱交換器12や圧縮機11を収容したケーシングやアース線を通って装置外部へ流れ出す。特に、圧縮機11を高出力で運転する場合には、出力電流の増加に伴いサージ電圧が増加するため、装置外部へ流れ出た高周波電流が所定の大きさを超えてしまい、雑端雑音端子電圧や漏れ電流等のノイズ問題の原因となる可能性がある。これに対し、本発明では、スイッチングを行わないキャリア周期が存在するので、スイッチング素子37のスイッチング回数が減り、高周波電流のレベルが低減する。第2の発明は、第1の発明において、前記制御手段60は、モータ端子電圧の基本波のピーク及びボトムの近傍では振幅が直流リンク電圧vdcになるように増加し、その他の部分では振幅が減少するような高調波が重畳された波形に制御して、前記基本波の大きさは保ちながら前記スイッチングを行わないキャリア周期Tが正弦波駆動時よりも増加する制御を行うことを特徴とする。この構成では、モータ端子電圧の基本波成分に高調波を重畳することで、瞬時的に前記モータ端子電圧が上昇する。これにより、スイッチングを行わないキャリア周期を作り出すことができる。第3の発明は、第1又は2の発明において、前記制御手段60は、前記スイッチング素子37の通電区間を180度よりも短くすることで、通電時の電圧を増加させて前記スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御を行うことを特徴とする。この構成では、通電区間を180度よりも短くすることでスイッチングを必要としない区間を作り出している。第4の発明は、第1から3の発明のいずれかにおいて、前記駆動モータ18は、IPMモータであり、前記制御手段60は、前記駆動モータに印加する電圧位相又は電流位相を制御して同じ運転状態における前記モータ端子電圧を調整することを特徴とする。この構成では、前記駆動モータ18の電流又は電圧の位相を制御してモータ端子電圧を調整することで、スイッチングを必要としない区間を作り出している。第5の発明は、第1から4の発明のいずれかにおいて、前記制御手段60は、前記モータ端子電圧の目標値が前記直流リンク電圧vdcを超えた場合には、前記スイッチングを行わないことを特徴とする。この構成では、前記モータ端子電圧の目標値が直流リンク電圧vdcを超えたキャリア周期Tにおいてはスイッチングを行わないようにして、スイッチングを必要としない区間を作り出しており、確実かつ簡単に第1の発明を実現できる。本発明によれば、冷媒冷却器81を用いてスイッチング素子37を冷却する際に、冷媒冷却器81から漏れ出る高周波電流を効果的に低減して、漏れ電流に起因するノイズを低減することができる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。-全体構成-図1は、本発明の実施形態に係る冷凍装置の一例である空気調和装置の概略構成を示す回路図である。図1に示すように、本発明の実施形態に係る空気調和装置1は、蒸気圧縮式冷凍サイクルを行う冷媒回路10を備えている。前記冷媒回路10は、圧縮機11と、熱源側熱交換器12と、膨張弁13と、利用側熱交換器14とが順に冷媒配管によって接続されることにより形成されている。また、冷媒回路10は四路切換弁17を備え、冷媒循環が可逆に構成されている。ここで、図1では四路切換弁17を備え、冷媒循環が可逆に構成されているが、四路切換弁17を備えていない冷媒循環が不可逆な構成でもよい。前記圧縮機11の吐出側は、吐出管21を介して四路切換弁17の第1ポートに接続されている。また、四路切換弁17の第2ポートには、ガス管22の一端が接続されている。ガス管22の他端には、熱源側熱交換器12のガス側端部が接続されている。前記熱源側熱交換器12は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器や水熱交換器等によって構成されている。熱源側熱交換器12には、冷媒を熱交換させる手段としてのファン図示省略が近接して配置されたり水を流す構成としている。なお、ファンや水を流す構成は、あくまでも一例であり、この形態に限定するものではない。熱源側熱交換器12の液側端部には、液管23の一端が接続されている。前記液管23には、膨張弁13が設けられている。また、液管23の膨張弁13よりも熱源側熱交換器12側には、後述するスイッチング素子37を冷却するための冷媒冷却器81が設けられている。液管23の他端は、利用側熱交換器14の液側端部に接続されている。前記利用側熱交換器14は、例えば、フィンアンドチューブ型熱交換器や水熱交換器等によって構成されている。利用側熱交換器14には、冷媒を熱交換させる手段としてのファン図示省略が近接して配置されたり水を流す構成としている。なお、ファンや水を流す構成は、あくまでも一例であり、この形態に限定するものではない。利用側熱交換器14のガス側端部には、ガス連絡管24の一端が接続されている。ガス連絡管24の他端は、四路切換弁17の第4ポートに接続されている。前記四路切換弁17は、第1~第4ポートを備え、第1ポートと第2ポートとを連通させるとともに第3ポートと第4ポートとを連通させる第1の状態図1の実線と、第1ポートと第4ポートとを連通させるとともに第2ポートと第3ポートとを連通させる第2の状態図1の破線とに切換可能に構成されている。前記四路切換弁17の第3ポートには、吸入管25の一端が接続されている。吸入管25の他端は、圧縮機11に接続されている。吸入管25の管路途中には、冷媒中に含まれる液冷媒を除去してガス冷媒のみを圧縮機11に吸入させるためのアキュムレータ15が設けられている。電力供給装置前記空気調和装置1には、冷媒回路10の各構成部品の各駆動部に電力を供給するための電力供給装置30が設けられている。図2は、電力供給装置の駆動回路の概略構成を示す回路図である。図2に示すように、電力供給装置30は、圧縮機11の駆動モータ18等の各駆動部に供給する電力の制御や変換を行うための駆動回路31を備えている。なお、図2では、駆動回路31の一例として圧縮機11の駆動モータ18に接続された圧縮機11用の駆動回路31を示している。なお、駆動モータ18は、IPMモータInteriorPermanentMagnetMotorで構成されている。IPMモータは、ロータに永久磁石が埋め込まれ、ステータにはコイルが巻回されている。前記駆動回路31は、商用電源38に接続された整流回路32と、駆動部である圧縮機11の駆動モータ18に接続されたインバータ回路34とをそれぞれ備えている。前記整流回路32は、交流電源である商用電源38に接続されている。整流回路32は商用電源38の交流電圧を整流するための回路である。ここで、整流回路32で整流された電圧を直流リンク電圧vdcと呼ぶことにする。前記インバータ回路34は、整流回路32で整流された電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧を負荷となる駆動モータ18に供給するものである。インバータ回路34は、スイッチング素子37が三相ブリッジ結線されている。スイッチング素子37は、駆動モータ18のステータに巻回されたコイル図示は省略に接続されている。なお、スイッチング素子37は、例えば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistorやMOS-FETMOSFieldEffecttransistor等が用いられている。また、スイッチング素子37は三相ブリッジ結線される必要はなく、駆動モータ18に適した相数、結線方式で構成されればよい。インバータ回路34では、スイッチング素子37のスイッチングが制御されることにより、駆動モータ18に出力される交流電圧及びその周波数が増減し、駆動モータ18の回転速度が調節される。なお、スイッチング素子37のスイッチングは、制御装置60によって制御される。また、駆動回路31の図2の構成以外では、商用電源38からスイッチング素子37のみで駆動モータ18に直接電力供給を行う構成等も考えられる。このようにスイッチング素子37のみで駆動回路31を構成する場合は、スイッチング素子37に双方向デバイスが用いられる場合もある。この構成では直流リンク電圧vdcの概念が変わり、モータ端子電圧の目標値が入力電圧を超えたキャリア周期においてスイッチングを行わないように制御したときには本発明と同様の効果を得る。このような構成により、電力供給装置30では、商用電源38の交流電圧を駆動回路31において所望の周波数の交流電圧に変換した後、圧縮機11の駆動モータ18等の駆動部に供給する。なお、図3に示すように、本実施形態では、圧縮機11及び各構成部品の駆動回路31の各スイッチング素子37が一纏まりとなって、樹脂モールドによってパッケージングされ、1つのパワーモジュール61を形成している。なお、パワーモジュール61は一纏まりとなってパッケージされている必要はない。そして、パワーモジュール61は、他の電装品図示省略とともに基板71に実装されている。冷媒冷却器ところで、前記スイッチング素子37は、稼動時に高温発熱する。そのため、スイッチング素子37を冷媒回路10を流れる冷媒によって冷却するための冷媒冷却器81が設けられている。なお、上述したように、本実施形態では、各構成部品毎のスイッチング素子37が一纏まりとなってパッケージングされ、1つのパワーモジュール61として構成されている。図3に示すように、パワーモジュール61は、冷媒冷却器81に接触するように取り付けられている。ここで、パワーモジュール61と冷媒冷却器81との間には、パワーモジュール61のパッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。前記冷媒冷却器81は、例えば、アルミ等の金属すなわち導電体によって扁平な直方体状に形成され、内部に冷媒を流通させるための冷媒流路81aが形成されている。冷媒流路81aは、冷媒配管の一部を挿通させることによって形成されるものであってもよく、冷媒冷却器81を削り出した管状の貫通孔に冷媒配管が接続されることによって形成されるものであってもよい。本実施形態では、冷媒冷却器81に挿通された冷媒回路10の熱源側熱交換器12と膨張弁13との間の液管23の一部によって形成されている図1参照。このような構成により、冷媒冷却器81は、冷媒回路10を流れる冷媒を流通可能に構成される。また、冷媒冷却器81は、アルミ等の金属によって構成されることにより、内部を流通する冷媒の冷熱が外表面まで伝達されるように構成される。これにより、冷媒冷却器81に接触させたパワーモジュール61は、冷媒冷却器81の内部を流通する冷媒と熱交換して冷却される。制御装置前記空気調和装置1には、冷媒回路10の各構成部品の駆動部を駆動制御するための制御装置60が設けられている。制御装置60は駆動回路31に対して駆動信号を出力する。前記制御装置60は、パワー素子を構成するスイッチング素子37のスイッチング動作を制御することにより、各駆動部に供給される交流電圧及びその周波数を制御する。具体的に、制御装置60は、各駆動部が所望の状態例えば、モータであれば所望の回転数又は回転速度及びトルクとなるように、駆動信号を各駆動部の駆動回路31に対して出力する。駆動信号は、各スイッチング素子37のベース回路図示省略に入力され、各スイッチング素子37のON/OFFが制御される。この例では、制御装置60は、PWMPulseWidthModulation制御によってスイッチング素子37のON/OFFを制御する。PWM制御ではON/OFF制御の基準にキャリア信号を用いるこれにより、各駆動部に供給される交流電圧が所望の電圧及び周波数に制御され、例えば駆動モータ18等の回転数が所望の回転数となる。また、前記制御装置60は、モータ端子電圧の基本波成分に高調波を重畳することにより瞬時的にモータ端子電圧を上昇させて、指令電圧が直流リンク電圧を超えるキャリア周期を増加させる制御を実現可能に構成されている。ここで指令電圧とは、モータ端子電圧の目標値、すなわちインバータ回路34の出力電圧の目標値をいう。このような構成とすれば、冷媒冷却器81を用いて、スイッチング素子37がパッケージングされたパワーモジュール61を冷却する際に、冷媒冷却器81から漏れ出る高周波電流を効果的に低減することができる。具体的に、パワーモジュール61と冷媒冷却器81との間には、パワーモジュール61のパッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。そして、前記コンデンサは、冷媒冷却器81の冷媒配管を介して接地される。ここで、スイッチング素子37がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子37の内部電極の対地間電位変動によって、コンデンサに高周波電流が流れる。電力供給装置30すなわちパワーモジュール61は、熱源側熱交換器12や圧縮機11とともにケーシング図示は省略に収容されており、前記コンデンサに流れた高周波電流は、後に詳述するように前記ケーシングや、アース線を通って装置外部へ流れ出す。特に、圧縮機11を高出力で運転する場合には、出力電流の増加に伴いサージ電圧が増加するため、装置外部へ流れ出た高周波電流が所定の大きさを超えてしまい、雑端雑音端子電圧や漏れ電流等のノイズ問題の原因となる可能性がある。これに対し、本発明では、冷媒冷却器81を用いてスイッチング素子37を冷却する際に、モータ端子電圧に高調波を重畳することによりスイッチング回数を低減することができる。このときのスイッチング波形は、図4Aの状態から図4Bの状態になっており、スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御が行われる。ただし、図4では簡単化のため単相インバータにおける波形としており、出力電圧に高調波を重畳していない場合には、図4Aに示すように、全てのキャリア周期でスイッチングが行われるが、モータ端子電圧の基本波成分に高調波を重畳する場合には、図4Bに示すように、スイッチングしていないキャリア周期が存在することとなる。図4Bでは5倍の高調波成分を重畳させた波形を示したが、モータ端子電圧の基本波振幅の大きい部分の振幅を直流リンク電圧vdcになるように増加し、基本波振幅の小さい部分の振幅を減少するような高調波を重畳した波形ならよく、一般的に過変調と呼ばれる波形もその一部となる。ここで、スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御とは、インバータ回路の任意の出力線間に整流回路32で整流された電圧直流リンク電圧を1キャリア以上印加することにより、例えば本実施形態のような三相インバータでは、二相以上のスイッチング素子がスイッチングを行わないキャリア周期を作り出す制御をいう。このように、キャリア周波数を変更することなく、スイッチング回数を低減することができる。なお、後に詳述するように、通電区間を180度よりも短くすることによって、通電時の所要電圧を増加させてスイッチングを行わないキャリア周期が存在する制御を行うようにすればよい。また、最大効率制御では指令電圧が直流リンク電圧vdcを超える状態が実現できない速度及び負荷状況では、電流位相を遅らせることによって、指令電圧を上昇させて出力線間に直流リンク電圧vdcを1キャリア以上印加できるようにすればよい。このように、スイッチング回数が低減した分だけ冷媒冷却器81から漏れ出る高周波電流を効果的に低減することができる。その結果、漏れ電流に起因するノイズを低減することができるとともに、スイッチング素子37の発熱量も低減することができる。また、図5に示すように、圧縮機11の高回転領域において過変調制御を行うことによりスイッチング回数を低減した場合には、過変調制御を行わない場合に比べてインバータ損失が低減していることが分かる。ここで、過変調制御時のスイッチング波形を図6に示すが、モータ端子電圧の基本波成分が直流リンク電圧を超えるキャリアではPWMへの指令電圧も直流リンク電圧を超えるように設定され、直流リンク電圧を超える指令電圧が印加された際には、スイッチングを行わないようにすることによりスイッチング回数を低減している。-運転動作-次に、前記空気調和装置1の運転動作を説明する。この空気調和装置1は、四路切換弁17を切り換えることにより、冷房運転と暖房運転とを行う。冷凍サイクル冷房運転では、四路切換弁17は第1の状態図1の実線状態となり、圧縮機11の吐出側と熱源側熱交換器12とが連通し、且つ圧縮機11の吸入側と利用側熱交換器14とが連通する。そして、圧縮機11が駆動される。その結果、冷媒は、図1の実線矢印に示す方向に循環し、熱源側熱交換器12が凝縮器、利用側熱交換器14が蒸発器として機能する蒸気圧縮式冷凍サイクルが行われる。一方、暖房運転では、四路切換弁17は第2の状態図1の破線状態となり、圧縮機11の吐出側と利用側熱交換器14とが連通し、且つ圧縮機11の吸入側と熱源側熱交換器12とが連通する。そして、圧縮機11が駆動される。その結果、冷媒は、図1の破線矢印に示す方向に循環し、利用側熱交換器14が凝縮器、熱源側熱交換器12が蒸発器として機能する蒸気圧縮式冷凍サイクルが行われる。ここで、前記冷媒冷却器81内の冷媒流路には、冷房運転時には、熱源側熱交換器12で凝縮した冷媒が流れ、暖房運転時には、利用側熱交換器14で凝縮した後、膨張弁13を通過して減圧された冷媒が流れる。冷媒冷却器81を流れる冷媒の温度は、運転条件や外気条件によって異なるが、冷房運転時には例えば50°C程度、暖房運転時には例えば5°C程度になっている。一方、スイッチング素子37は作動時に発熱し、例えば80°C程度になっている。そのため、スイッチング素子37は冷媒冷却器81内を流れる冷媒よりも高温となる。そして、スイッチング素子37は、冷媒冷却器81に形成された冷媒流路を流れる低温の冷媒に放熱することによって冷却される。空気調和装置1における高周波電流前記冷凍サイクルが行われている間は、電力供給装置30から駆動モータ18に電力が供給される。この際、インバータ回路34では、PWM制御によって出力電圧を0Vおよび直流リンク電圧vdcに切替えるスイッチング動作が行われる。この例ではインバータ回路34において、スイッチング素子37の矩形波駆動が行われる。これにより、インバータ回路34では、急峻な電圧の立上がり及び立下りが起こり、その電圧が駆動モータ18に印加される。電力供給装置30では、スイッチング素子37の内部電極、及び冷媒冷却器81を電極とし、パワーモジュール61のパッケージを誘電体としたコンデンサ以下、浮遊容量Cと呼ぶが形成される。急峻な立上がり及び立下りを有した電圧変化がスイッチング素子37で起こると、浮遊容量Cを介して、パワーモジュール61側から冷媒冷却器81側に高周波電流漏れ電流が流れる。冷媒冷却器81は、液管23等を介して前記ケーシングと電気的につながっているので、前記高周波電流は液管23等を伝播経路として前記ケーシングに流れ、さらに、前記ケーシングに接続されたアース線などから外部に漏れることになる。空気調和装置1の外部に漏れる高周波電流は、法規制などに応じて、所定値以下の大きさにする必要がある。一般的には、150kHz~30MHzの周波数領域が雑音端子電圧として問題とされる。ところで、本願発明者は、冷媒冷却器を備えた空気調和装置では、冷媒冷却器を接地した場合、冷媒冷却器のインダクタンスL成分と浮遊容量Cが支配的となる共振回路が形成され、当該共振回路の作用によって、前記高周波電流には所定の周波数においてピークが現れることを見出した。図7は、接地された冷媒冷却器を備えた空気調和装置1におけるコモンモード等価回路である。冷媒冷却器が接地されるため、冷媒冷却器のインダクタンスL成分と浮遊容量Cが大地ラインに接続された回路となる。また、図8は、非接地の冷却器付きのパワーモジュールを有した電力供給装置説明の便宜のため、非接地式電力供給装置と呼ぶにおけるコモンモード等価回路である。図7と異なり、冷却器が非接地のため、冷却器のインダクタンスL成分と浮遊容量Cは無視できる。本願出願人は、本実施形態のコモンモード等価回路、及び前記非接地式電力供給装置のコモンモード等価回路を用いて、高周波電流の特性のシミュレーションを行った。このシミュレーションでは、それぞれのコモンモード等価回路に示した、各回路の入力に設けた雑端電圧測定部における電圧を評価している。図9は、図7、図8のそれぞれの等価回路で生ずる高周波電流をシミュレーションで求めた結果である。図9は、横軸が周波数、縦軸が雑音端子電圧、すなわち高周波電流のレベルデシベル表示である。なお、図7等に示すように、駆動モータ18のモデルにもLC成分が含まれているが、このLC成分は小さく、30MHz以下の低い周波数への影響は無視してよい。図9には、本実施形態の電力供給装置30を用いた場合の高周波電流と、何らの対策も行っていない冷媒冷却器付きの電力供給装置以下、未対策電力供給装置と呼ぶを用いた場合の高周波電流と、前記非接地式電力供給装置を用いた場合の高周波電流とを図示してある。なお、未対策電力供給装置の高周波電流のレベルノイズレベルの算出は、本実施形態の制御装置60において通常のスイッチング動作、すなわち全てのキャリア周期でスイッチングを行ったとして算出している。図9から分かるように、何らの対策も行わないと前記共振回路の作用によって、高周波電流には所定の周波数にピークが現れている。このピークの周波数は主に、冷媒冷却器81のLC成分で決まる。そのため、空気調和装置1の仕様によっては、このピークが前記法規制などで問題になる周波数領域に入る可能性がある。この例では、このLC成分の共振点は、雑音端子電圧で問題となる30MHz以下の低い周波数になっている。そのため、冷媒冷却器81を用いた冷却冷媒冷却ではこのノイズが問題となる可能性がある。このようなピークを持つ高周波電流に対しては、いわゆるノイズフィルタを設けて対策することが考えられる。しかしながら、ノイズフィルタの追加は、装置の大型化や高コスト化に繋がり好ましくない。図10は、図9の各シミュレーションに対応するスイッチングパターンを示す図である。この例では、駆動モータ18を駆動する際の一例として、モータ電気角一回転で20周期のキャリアを有する波形を想定している。また、単相インバータのスイッチングパターンを仮定しており、スイッチング回数を削減したときのノイズ低減効果について検証を行っている。前記非接地式電力供給装置を用いた場合に、キャリア20周期のすべてでスイッチングを行うと、高い周波数ほど雑音端子電圧のレベルが落ちていることがわかる図9のラインAを参照。このときの相電圧波形を示したのが図10Aである。しかしながら、同じスイッチング状態でも、未対策電力供給装置前述した、接地された冷媒冷却器を用いて何らの対策も行わない電力供給装置ではノイズレベルが増加する。しかも、前記非接地式電力供給装置では高い周波数ほどノイズレベルが低減していたのに対し、未対策電力供給装置では、ある周波数図9の例では6.8MHz程度においてピークをもつようになる図9のラインB参照。このノイズレベルのピーク周波数が冷媒冷却器81におけるLC成分の共振周波数である。一方、本実施形態において、スイッチング回数を極限まで減らして駆動モータ18を駆動したときのノイズレベルが図9のラインCである。スイッチング回数を極限まで減らした状態は、モータ電気角半周期を一つの矩形波で運転するモードで、相電圧波形は図10Bとなる。図10Bの波形となるようにスイッチング素子37を駆動すると、スイッチング回数は毎キャリア周期スイッチングしていたときに比べて1/20に低減する。本実施形態では、スイッチング回数が低減した分ノイズレベルが全体的に低くなるのである。図9に示した例では、概ね26dBの低減があった。冷媒冷却器81のLC共振でピークの立つ周波数においても、前記非接地式電力供給装置を用いてキャリア20周期すべてでスイッチングを行った場合に近いノイズレベルまで低減できていることがわかる。-実施形態の効果-以上のように、本実施形態では、冷媒冷却器81を用いてスイッチング素子37を冷却する空気調和装置1において、スイッチングを行わないキャリア周期を設けてスイッチング素子37のスイッチング回数を低減した。その結果、本実施形態では、冷媒冷却器81から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できるとともに、漏れ電流に起因するノイズを低減することができる。また、スイッチングの制御によって前記高周波電流の低減を図っているので、ノイズフィルタ等の新たな部品追加が殆どない。つまり、ノイズフィルタ等の新規部品追加による、装置全体の大型化やコストアップといったデメリットを生ずることなく、前記高周波電流の低減が可能になる。特に、本実施形態は、大きな電力を確保するため比較的高い電圧を必要とする空気調和装置など、ノイズフィルタによる対策がより大型化、コストアップに繋がる空気調和装置に対して有用な技術である。また、既述のとおり、本実施形態では、スイッチング素子37のスイッチング回数を減らすようにしたので、ノイズの原因となるエネルギーが、広範囲の周波数域において低下する。それゆえ、本実施形態では、ノイズフィルタのように特定の周波数領域でのみ高周波電流低減の効果を発揮するのではなく、より広範囲の周波数領域に対し高周波電流低減の効果を発揮できる。《実施形態の変形例1》図11は、本実施形態の変形例1に係る空気調和装置の概略構成を示す回路図である。図11に示すように、液管23には、膨張弁13が設けられている。また、液管23には、膨張弁13に向かう冷媒の一部を分岐させる分岐回路26が接続されている。この分岐回路26には、スイッチング素子37を冷却するための冷媒冷却器81が設けられている。さらに、分岐回路26における冷媒冷却器81の両端側には、冷媒冷却器81の温度コントロールを行うための膨張弁13aがそれぞれ接続されている。図12は、スイッチング素子及び冷媒冷却器近傍を示す断面図である。図12に示すように、パワーモジュール61は、基板71と配線で接続されているとともに冷媒冷却器81に接触するように取り付けられている。前記冷媒冷却器81は、例えば、アルミ等の金属によって扁平な直方体状に形成され、内部に冷媒を流通させるための冷媒流路81aが形成されている。なお、パワーモジュール61の個数や冷媒流路81aの本数はあくまでも一例であり、この形態に限定するものではない。《実施形態の変形例2》前記モータ端子電圧の基本波成分への高調波重畳とは異なる方法で、スイッチング素子37のスイッチング回数を減らすことも可能である。図13および図14は、変形例2に係るスイッチングパターンを説明するタイミングチャートであり、A、Bはそれぞれ、正弦波駆動時のU相、V相の相電圧波形であり、Cはインバータ回路34の出力線間電圧UV相間である。この変形例では、電力供給装置30として三相インバータの相電圧波形を検討する。電力供給装置30において正弦波電圧を出力する場合は、スイッチングを行って電圧をコントロールする区間図13AのSW区間1aおよびSW区間2aを無くすことはできない。そのため、連続したスイッチングを行う相電圧波形になる図13のA及びBを参照。このとき、U相、V相の線間電圧波形は図13Cとなり、電力供給装置30では、線間電圧でも正弦波を出力することになる。なお、ここでいう通電区間とは、線間電圧が出力される区間をいう。例えば、図13Cでは線間電圧でも連続的にスイッチングを行っている。そのため、正弦波駆動では180度の通電区間を有している。図14は、通電区間を180度よりも短くする場合のスイッチングパターンを説明するタイミングチャートであり、A,Bはそれぞれ、スイッチングして電圧をコントロールする区間を短くした場合のU相、V相の相電圧波形であり、Cはインバータ回路34の出力線間電圧UV相間である。同図に示したのは、正弦波駆動で必要なSW区間1a、SW区間2aを短くしてSW区間内の出力電圧を上昇させた状態で、SW区間1d、SW区間2dで100電圧を出力している状態となるSW区間1d、SW区間2dの設定の仕方でこの区間内でスイッチングすることもある。これにより、U相、V相の線間電圧は図14Cとなり、通電区間を180度よりも短くすることでスイッチングを必要としない区間を作り出しているのである。したがって、本変形例でも、冷媒冷却器81から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できる。《実施形態の変形例3》変形例3では、IPMモータの特徴に着目した制御の例を説明する。図15は、モータ端子電圧のベクトル図であり、Aは最大効率制御時のベクトル図であり、Bは最大効率制御の状態から電流位相を遅らせた場合のベクトル図である。なお、駆動モータ18の巻線抵抗成分Rは小さいと仮定して同図ではRの項を表記していない。ところで、IPMモータのような磁石モータの電圧方程式は以下となる。V√VdRIdωLqIq、VqRIqωLdIdωΦI√IdIsinβ、IqIcosβここで、上式のパラメータはそれぞれ、V:モータ端子電圧、Vd:d軸電圧、Vq:q軸電圧、I:モータ電流、Id:d軸電流、Iq:q軸電流、R:モータ巻線抵抗、Ld:モータd軸インダクタンス、Lq:モータq軸インダクタンス、Φ:モータ磁束差交数、ω:回転速度、β:電流位相である。例えば、電流位相=20度で最大効率制御となる駆動モータ18を想定すると、上式では、ωLdIdの項が磁石磁束により発生する電圧ωΦを打ち消す方向に働き、モータ端子電圧を低下させる。一方、最大効率制御のβ=20度から電流位相を遅らせることにより、ベクトル図は図15Bに示すようになる。図15Bは一例としてβ=0度の場合を示しており、この例ではωLdIdの項が発生しない。そのため、磁石磁束の項ωΦを打ち消す項がなくなり、モータ端子電圧を上昇させることが可能となる。なお、図15のABは回転数およびトルク一定の条件において記載してある。上記のように、最大効率制御において指令電圧が直流リンク電圧vdcを超える状態を実現できない状況においても、モータ端子電圧を上昇させて指令電圧が直流リンク電圧vdcを超える状態を実現することが可能になる。また、インダクタンスが比較的大きなIPMモータを用いることで、電流位相をコントロールしたときのωLdId成分の変動が大きくなる。このことから、IPMモータの採用は、モータ端子電圧の上昇に、より有効な構成となる。ここでは、電流位相をコントロールする例を挙げているが、モータ端子電圧を上昇させるためには、電流位相、電圧位相のどちらをコントロールしてもよい。なお、スイッチングを行わないキャリア周期Tが存在する制御を実現するうえで、駆動モータ18としてIPMモータを採用することのメリットについてまとめると以下のようになる。1IPMモータは比較的インダクタンスが大きい。そのため、スイッチングを行わないキャリア周期が存在する制御を作った場合に問題となる電流リプルを小さくすることができる。それにより、IPMモータでは、電流増加による発熱の増加や効率の低下などの弊害を小さくできる。2また、IPMモータは比較的インダクタンスが大きいため、位相をコントロールしてモータ端子電圧を上昇させたいときに、インダクタンスの小さいモータに比べて、小さい位相の変化で大きなモータ端子電圧の変化を実現できる。それゆえ、IPMモータでは、モータ端子電圧のコントロールを行いやすい。《その他の実施形態》なお、本実施形態では、本発明に係る冷凍装置の一例として空気調和装置1について説明したが、本発明に係る冷凍装置はこれに限定するものではない。例えば、冷蔵庫内や冷凍庫内を冷却する冷凍装置であってもよい。また、冷媒冷却器81に冷媒を取り出す位置や手法等についても限定するものではなく、冷媒回路10の冷媒配管と冷媒冷却器81とが接続される構成であればどのような装置であってもよい。また、交流を直流に変換する電力変換回路例えば、いわゆるPWMコンバータなどを電力供給装置30に採用する場合にも、当該電力変換回路の制御に本発明を適用できる。"