インバーターの入出力間にコンデンサーと圧電振動子を並列接続した回路と、第1のコイル、第2のコイルを直列接続した回路を備え、前記第1のコイル、前記第2のコイルの接続点と回路の接地点間にパスコンデンサーを備え、接続点と接地点間を交流に対して短絡させ、さらに電源と接地間にはコンデンサーを挿入し、交流に対して短絡させ、前記インバーターの電源端子と接地端子間に電圧を印加し、発振回路として構成することを特徴とした圧電振動回路。前記インバーターの入出力間のコンデンサーは、同調キャパシターまたは電圧制御可変容量ダイオードであることを特徴とする請求項1に記載の圧電振動回路前記インバーターを構成する半導体は、FET、またはバイポーラトランジスタであることを特徴とする請求項1に記載の圧電振動回路。前記圧電振動子は、水晶の結晶体、またはセラミックの焼結体であることを特徴とする請求項1に記載の圧電振動回路インバーターを用いて大きな負性抵抗を得、さらに広い発振周波数可変幅を得る圧電発振回路を提供する。及び、大きな負性抵抗を得ることができることを論理的に証明する。上記の目的を達成するため、圧電振動回路として、インバーターの入出力間にコンデンサーと圧電振動子を並列接続した回路と、第1のコイル、第2のコイルを直列接続した回路を備え、第1のコイル、第2のコイルの接続点と回路の接地点間にパスコンデンサーを備え、接続点と接地点間を交流に対して短絡させ、さらに電源と接地間にはコンデンサーを挿入し、交流に対して短絡させ、前記インバーターの電源端子と接地端子間に電圧を印加し、発振回路として構成することを特徴とする。またインバーターの入出力間のコンデンサーは、同調キャパシターまたは電圧制御可変容量ダイオードであることを特徴とする。このとき、インバーターを構成する半導体は、FET、またはバイポーラトランジスタであることを特徴とする。また圧電振動子は、水晶の結晶体、またはセラミックの焼結体である。図6に本発明のうちインバーターの入出力間のコンデンサーは、同調キャパシターとした発振回路を示す。インバーターの入出力間に圧電振動子を挿入し、さらに同インバーターの入力にインダクタンス、同じく同インバーターの出力にインダクタンスを接続し、インダクタンス同士を接続する中点と回路の接地の間にキャパシタンスを接続し発振回路を構成する。また、インバーターの電源端子と接地端子間に直流電圧、および交流電圧に対し短絡とする十分大きなキャパシタンスを挿入する。発明になる回路は回路に付加したCXまたはC4とL2、L3によるLC共振状態と、水晶振動子の共振状態の結合よりなる2重共振型回路を構成する。2重共振型発振回路の負性抵抗の最大値RCCimaxは10MHzにおいて近似的に7kΩに等しい。さらに、共鳴周波数の近傍において狭い周波数領域において急激な変化を示す。等価抵抗はインダクタンスの特性を示し高周波領域において、容量性の特性を示す。図7、8、9に本発明回路の等価回路を示す。本発明回路では、特許文献1ならびに特許文献2で示された回路と同等あるいは同等以上の機能をより少ない部品で実現している。同図の抵抗はインダクタンスL2およびL3のQ値を与える抵抗である。各電流源からの電流と電位差により式が得られる。定電流源のコンダクタンスを合成すると式の総合コンダクタンスが得られる。キルヒホフの電圧則電流則を適用し、基礎方程式をなす同次1次方程式を得る。同式の解が恒常的に0でない条件により特性方程式が得られる。次式に示すインピダンスを規定して代入し、等価的抵抗と等価的インダクタンスを求める。式はQ値の定義である。各インピダンスを内部抵抗とリアクタンス分に分解して、式を得る。定常発振回路の等価回路から次の式を得る。等価回路3においてZxtは水晶振動子の等価的インピダンスである。C0を含めて合成してCx、ドライバー回路のインピダンスRc、Lcを含めて合成された等価的抵抗とインダクタンスにすることで、RCCi、LCCiを発見する。角周波数ωを用いて、インダクタンスLcはキャパシタンスCcに変換できる。同様にLCCiをCCCiに変換できる。回路側に並列容量を含めて合成された合成等価抵抗RCCiと合成等価キャパシタンスCCCiの定義は以下の式、に与えられている。モーションアームからみた合成等価抵抗RCCiと、合成等価キャパシタンスCC、CCCiと合成等価インダクタンスLC、LCCiの関係を以下の式に示す。合成等価抵抗および合成等価キャパシタンスを示す。図10に本発明のうちインバーターの入出力間のコンデンサーを、単一の可変容量ダイオード周波数制御方式での構成とした発振回路を示す。以下、この回路方式を単一ダイオード周波数制御とする。単一ダイオード周波数制御方式は構成する部品点数が少ない特徴があるが、制御電圧の増加する側の変化と減少する側の変化の場合電圧に対する静電容量の変化の様子が異なる。従って、周波数制御において制御電圧勾配の上昇あるいは下降部分の片側だけを常に用いて周波数成御を行う。この問題点を解決するために、2個の可変容量ダイオードを逆極性に接続して制御バイアスを加える方式を2重可変容量ダイオード周波数制御方式での構成とした発振回路を図11に示す。本回路図ではBacktoBackでの接続としたが、HeadtoHeadの接続として制御電圧は逆極性とした構成としてもよい。図10の電圧制御水晶発振回路を用いて試験を行った。回路の回路定数は以下のとおりである。回路定数パスキャパシターC210μF、C3、C4、C8、C9、C101000pF、C610pF、C701μF可変容量ダイオードCx1、Cx21SV149B、CMOSインバーターIC1TC7SHU04L2、L327μHRf4、Rf5100ΩR6、R7、R81MΩとした。図12は、単一可変容量ダイオード周波数制御による周波数可変の様子である。可変容量ダイオード電圧制御発振回路における観測された周波数ジャンプと周波数偏差の絶対値■:バイアス電圧上昇時の周波数偏差fvd1、□:バイアス電圧下降時の周波数偏差fvd1、●:周波数偏差fvd1の正規化Δfvd1f1、○:周波数偏差fvd1の正規化Δfvd1f1、回路定数:L2、L327μH、Q2、Q3100、Co10pF、GM10mAV。水晶共振器の等価回路定数C05122pF、L11271mH、C12461pF、R12415Ω、f189989MHzとした。図13は理論計算による負性抵抗と周波数可変の変位率を示す。Cxの関数としてバイアス電圧下降時の発振周波数と正規化された周波数偏差、等価負性抵抗である。静電容量Cxに対する負性抵抗の依存性について、バイアス電圧上昇時において、負性抵抗が最大値36Ωに達する前に発振周波数はロックされる。バイアス電圧下降時において負性抵抗Rdciの最大値10kΩにおいて水晶共振が起こる。同じ値Rdciが水晶共振の周波数fxtがLC共振の周波数に等しいときに同じ値が観測された。バイアス電圧上昇中と降下中において、LC共振から水晶共振へのモード遷移が同じ周波数で観測された。図14は、2重可変容量ダイオード周波数制御方式の周波数制御特性を示す。水晶共振状態がより小さいキャパシタンス値において起き、周波数の偏差が101ppmの急峻な変化を示すまで連続的に発振が起きる。図15は理論解析を示す。Cxが約56pFにおいて水晶共振が観測された。ここで、2重共振はより広いキャパシタンスの範囲で現れる。この点において、Rdciの絶対値は約10kΩである。このときに水晶共振のモーションアームは共振状態から離れ、発振モードはLC発振に遷移する。図16、17では、可変容量ダイオード制御回路において周波数の差の制御電圧に対する依存性の直線性の検討結果を示す。単一可変容量ダイオード制御回路では水晶共振とLC共振の不一致を示しているが、2重可変容量ダイオード制御回路でLC共振がロックする発振周波数と水晶共振周波数が一致する。さらに、本発明の2重共振水晶発振回路は、制御電圧が3から7Vの範囲で比例係数が約1の線形性を示す。単一可変容量ダイオード制御においてはバイアスの増減において示す周波数変移が異なるのに対して2重可変容量ダイオード制御においては全く同じ周波数変位を示す。電圧制御発振回路において周波数の安定性は重要である。センサーの駆動回路においては測定の分解能や再現性に関わり、通信用途においては隣接する周波数バンド間の分離に関わる。水晶発振周波数から離れた周波数におけるLC発振と水晶発振周波数近傍の周波数ロック状態における短期安定性の指標としてアラン分散を示す。ここで、アラン分散は式数21のように定義される。2重共振のアラン分散は1010の大きさを示した。この測定において、環境ドリフトはシールドケースによって減少された。この結果は標準的な水晶発振回路と比較して合理的な値を示している。図18、19はバイアス電圧降下時のアラン分散σを示している。有限長のサンプルに対するアラン分散は式数21で定義される。回路の発振周波数fτnはカウンターによって指示された周波数である。τはゲート時間、nは順序を表す番号である。発振周波数の偏差は共振周波数f0と偏差Δfτnである。正規化された周波数変移はyτnのように無次元量で定義される。正規化されて無次元化された周波数変位がyτnである。単一可変容量ダイオード制御の場合の短期安定度を示す。水晶発振周波数にロックされているときアラン分散は一般に10-9~10-8台の大きさ、ゲート時間の範囲によっては1010を示す。次に、2重可変容量ダイオード制御の短期安定度を示す。おなじく、アラン分散は一般に10-9~10-8台の大きさを示す。水中に振動子を浸漬した場合のモデル化について、説明する。水晶振動子が液体中に浸漬された場合、リーク電流の増大や並列容量の増大、粘性によるエネルギーの散逸その他が生じ、誘電率の増大により電極間の並列容量C0の増大が生じる。この静電容量の増大はC0Wと記述される。リーク電流は抵抗RWで記述される。液体中における粘性の増大は等価的抵抗の増大を生じる。増大した等価抵抗はR1Wで記述される。2重共振型発振回路は液体中の水晶振動子に接続されている。C0WとC0をRCとLCに導入等価的抵抗をR1CCi、等価的キャパシタンスをC1CCiと記述すると、L1CCiはC1CCiと共振角周波数ωの項によって表される。RWをR1CCiとC1CCiに含めて合成してRWCCiとCWCCiが求められる。本発明の圧電振動回路により、液体媒質中における誘電率あるいは電気伝導度の変化を発振周波数の変化として検出することができる。水中では、微小な電気伝導度の変化として、金属イオン、OHイオンなどの定量が可能であるため、水中におけるイオン反応のモニターに使用できる。強磁場化で水晶振動子の発振周波数が影響を受けないため、強磁場中の液体浸漬環境において同様の測定が可能である。また気体中において大面積の電極を有する水晶振動子は電極間容量の増加によって発振できなくなることがあるが、大面積の電極間容量を負荷容量としてとらえた場合、本発明による回路で励起可能である。さらに同調キャパシターを電圧制御可変容量ダイオードに変更することで、センサー駆動回路として用いた場合、従来の2重共振回路によって実現していた大きな負性抵抗によって液体媒質中での連続発振が可能、回路定数の可変による水晶共振周波数から低周波側への発振周波数の追尾に加えて、電圧調整により自動的な追尾が可能となる。また同調用静電容量を取り替える場合、電源を1度オフにする必要があるが、連続的に可変できるため、センサー駆動回路を動作状態で周波数を変化させることができる。水晶発振回路の同調領域の外側ではLC発振に自動的に移行するため、連続周波数可変範囲が著しく広くなるという効果をもたらす。図21に示すように図6に示す回路を作製し、圧電振動素子3を容器4内の水5に浸漬して実験を行った。発振回路1は液面直上に配置した。水中における実験結果を図22に示す。図中の○は回路のバイアス電流、△は非共振時のLC共振周波数、□は水晶振動子の2重共振周波数、20pFにおける共振周波数の跳びによる2重共振の始まりを示している。周波数の固定Frequencylockingが20pFから36pFの間で観測された。20pFにおいて、バイアス電流が突然増大し、つぎに、バイアス電流は次第に減少して行く。LC共振の共振周波数はキャパシターCXによって調整された。表1は実験に使用した水晶振動子の等価回路定数である。図6の回路を作製し、空気中における実験結果を図23に示す。図中の○は回路のバイアス電流、△は非共振時のLC共振周波数、□は水晶振動子の2重共振の周波数、4pFにおける共振周波数の跳びによる2重共振の始まりの例を示している。周波数の固定が4pFから40pFの間で観測された。LC共振の共振周波数がキャパシターCXによって調整された。4pFにおいて、バイアス電流が突然増大し、つぎに、バイアス電流は次第に減少して行く。水中発振と空中発振実験において同じ水晶振動子を使用した。本発明になる発振回路において、水晶振動子の電極部分を両面とも水中に浸漬している。液体用途の片面だけを露出したQCM、に対して、本発明回路の実験では両面が液体媒質に触れている。従来型のコルピッツ型発振回路は水中に両面の電極を浸漬すると発振が停止するのに対して、本発明になる発振回路において、水晶振動子の電極部分を両面とも水中に浸漬しても発振特性が得られる。