"電気エネルギーをDC発電機から2本の電力線を有するACグリッドに供給する電力インバータ1であって、-前記発電機に接続する2つの入力端子2、3と、-前記ACグリッドの前記2本の電力線に接続する2つの出力端子4、5と、-共振コンバータ51と、を備え、前記共振コンバータ51は、-一次巻線16及び二次巻線18を備える高周波トランス17と、-前記高周波トランス17の前記一次巻線16の一端部を前記入力端子2、3のうちの一方に接続して、前記一次巻線16を通る前記入力端子3、2のうちの他方への電流路を提供する少なくとも1つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ9~12と、-インダクタンス及び静電容量を備える共振直列回路19と、-前記高周波トランス17の前記二次巻線18を通る電流を整流する高周波整流器22であって、2本の出力線26、27を有する高周波整流器22と、-前記高周波整流器22の前記出力線26、27と前記2つの出力端子4、5との間に接続される出力コンバータ31と、を含み、前記共振コンバータ51は、前記出力端子4、5に接続され、電圧信号を受信するコントローラ41をさらに備え、前記コントローラ41は、高周波制御信号R、Lを提供して、前記共振コンバータ51のすべての半導体電力スイッチ9~12を制御して、AC電流を正弦波変調し、前記正弦波変調されたAC電流は前記ACグリッドに供給され、前記電圧信号と同相である、電力インバータ1。前記コントローラ41は、前記高周波制御信号R、Lのパルスの繰り返し数を変更して、前記ACグリッドに供給される前記AC電流を正弦波変調する、請求項1に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、前記高周波制御信号R、Lの前記パルスの平均繰り返し数をさらに変更して、前記発電機から前記ACグリッドに供給される電力を制御する、請求項2に記載の電力インバータ1。前記共振コンバータ51は、前記入力端子2、3間に接続される2つのハーフブリッジ7、8をさらに備え、各ハーフブリッジ7、8は、2つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ9、10;11、12と、中央部14、15とを有し、前記高周波トランス17の前記一次巻線16は、前記2つのハーフブリッジ7、8の前記中央部14、15間に接続される、請求項1、2、又は3に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、前記高周波制御信号R、Lを提供して、前記高周波トランス17の前記一次巻線16の一端部を前記入力端子2、3のうちの一方に接続し、前記一次巻線16の他端部を前記入力端子3、2のうちの他方に接続するか、又は前記2つのハーフブリッジ7、8のそれぞれ1つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ9、10;11、12を介して前記一次巻線16の両端部を短絡させるように、前記2つのハーフブリッジ7、8の前記高周波スイッチング半導体電力スイッチ9、10;11、12を制御する、請求項4に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、パルスが部分的に重なった時間差で前記2つの制御信号R、Lを提供し、両制御信号R、Lの前記部分的に重なったパルスの長さは等しく、少なくとも前記共振コンバータ51の前記共振直列回路19の共振周期と同じ長さであり、前記コントローラ41は、前記2つの高周波信号R、L間の前記時間差を変更して、オンタイムの長さを変更する、請求項4又は5に記載の電力インバータ1。両制御信号R、Lは、前記パルスの前記繰り返し数から独立して約50のデューティサイクルを示す、請求項6に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、前記高周波制御信号R、Lを提供して、常に同じ前記2つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ10及び12を介して前記一次巻線16の前記両端部を短絡させるように、前記2つのハーフブリッジ7、8の前記高周波スイッチング半導体電力スイッチ9、10;11、12を制御する、請求項5に記載の電力インバータ1。前記常に同じ2つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ10及び12を通る前記一次巻線16の前記両端部間の電流路は、前記2つのハーフブリッジ7、8の前記2つの他方の高周波スイッチング半導体電力スイッチ9及び11を通る前記一次巻線16の前記両端部間の電流路よりも電気損失が本質的に少ないように設計される、請求項8に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、ハーフブリッジ7、8毎に1つの高周波制御信号R、Lを提供し、前記高周波制御信号R、Lは、前記ハーフブリッジ7、8のそれぞれの前記2つの半導体電力スイッチ9、10;11、12のうちの一方をそのまま制御するとともに、反転して、前記ハーフブリッジ7、8のそれぞれの前記2つの半導体電力スイッチ9、10;11、12のうちの他方を制御する、請求項4~9のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、前記高周波制御信号R、Lを提供して、前記ハーフブリッジ7、8の前記半導体電力スイッチ9~12のゼロ電流スイッチングZCSを行う、請求項10に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は前記高周波制御信号R、Lを提供して、前記ハーフブリッジ7、8の前記半導体電力スイッチ9~12の全波モードFWMゼロ電流スイッチングZCSを行い、前記コントローラ41は、最大電圧信号での共振周期の約50からゼロ電圧信号での共振周期の約100の範囲で、前記一次巻線16のオンタイムの長さを変更し、前記オンタイムの間、前記入力端子2、3のうちの一方に接続された前記ハーフブリッジ7、8のうちの一方の前記半導体電力スイッチ9~12のうちの1つ及び前記入力端子2、3のうちの他方に接続された前記ハーフブリッジ7、8のうちの他方の前記半導体電力スイッチ9~12のうちの1つは閉じられ、その一方で、前記ハーフブリッジ7、8の前記2つの他の半導体電力スイッチ9~12は開かれる、請求項11に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、前記高周波制御信号R、Lの前記パルスの前記繰り返し数を変調し、且つ/又は前記電圧信号に応じて、ルックアップテーブルに記憶された制御データに従って前記オンタイムの長さを変更する、請求項10~12のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記コントローラ41は、それぞれが前記ハーフブリッジ7、8の1つに提供される2つのドライバ52、53を介して前記2つの高周波制御信号R、Lを前記半導体電力スイッチ9~12に提供し、提供される前記高周波制御信号R、Lがハイの場合、前記ハーフブリッジ7、8のそれぞれの前記半導体電力スイッチ10、12の一方を閉じ、提供される前記高周波制御信号R、Lがローの場合、前記ハーフブリッジ7、8のうちの一方の前記半導体電力スイッチ9、11の他方を閉じ、前記2つの高周波制御信号R、Lの両方がハイの場合、前記2つのドライバ52、53により閉じられる前記2つのハーフブリッジ7、8の前記半導体電力スイッチ10、12は同じ入力端子3に接続される、請求項4~13のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記共振直列回路19は、前記インダクタンスを提供する前記高周波トランス17及び前記静電容量を提供する2つのコンデンサ20、21を備え、前記高周波トランス17の前記二次巻線18は前記2つのコンデンサ20、21間に接続され、前記高周波整流器22は前記コンデンサ20、21に接続される、請求項1~14のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記共振直列回路19は、静電容量が等しい前記2つのコンデンサ20、21及び前記高周波トランス17からなる、請求項15に記載の電力インバータ1。前記高周波整流器22は整流器フルブリッジ23を備える、請求項1~16のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記高周波整流器22はローパスフィルタコンデンサ25を備える、請求項1~17のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記出力コンバータ31は、前記出力端子4、5に印加される電圧を介して転流する他励式コンバータ31である、請求項1~18のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。電力網接地線に接続する接地端子6をさらに備え、前記入力端子のうちの1つ3は、一方では、抵抗36、37を介して前記高周波整流器22の前記出力線26、27のうちの一方に接続され、他方では、コンデンサ39を介して前記接地端子6に接続される、請求項19に記載の電力インバータ1。抵抗38が、前記入力端子のうちの一方3に接続する前記コンデンサ39に並列接続される、請求項20に記載の電力インバータ1。前記入力端子のうちの前記一方3に接続される前記高周波整流器22の前記出力線26、27のうちの一方は、電気接地よりも低い電位を示す前記高周波整流器22の前記出力線26である、請求項20又は21に記載の電力インバータ1。前記入力端子2、3と前記出力端子4、5の間に絶縁バリア50をさらに備え、前記高周波トランス17のすべての高周波スイッチング半導体電力スイッチ9~12及び前記一次巻線16は、前記バリア50の前記入力端子2、3と同じ側にあり、前記共振直列回路19は前記周波数トランス17の前記二次巻線18を含み、前記高周波整流器22及び前記出力コンバータ31は、前記バリア50の前記出力端子4、5と同じ側にある、請求項1~22のうちいずれか一項に記載の電力インバータ1。前記絶縁バリア50を交差するすべての線は、前記絶縁バリア50に以下のうちの少なくとも1つを備える:高オーム抵抗36、37、44、45又はコンデンサ46、請求項22に記載の電力インバータ1。請求項1~24のうちいずれか一項に記載の前記電力変換器1の動作方法であって、共振コンバータ51が、入力端子2、3間に接続された2つのハーフブリッジ78を備え、各ハーフブリッジ7、8は、2つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ9、10;11、12及び中央部14、15を有し、高周波トランス17の一次巻線6が前記2つのハーフブリッジ7、8の前記中央部14、15間に接続され、前記方法は、-時間差で2つの高周波制御信号R、Lを生成し、前記2つの高周波制御信号R、Lを、前記2つの入力端子のうちの1つ3に接続された前記2つのハーフブリッジ7、8の2つの前記半導体電力スイッチ10、12に適用するステップであって、それにより、オンタイム66を提供し、前記オンタイム66中、これらの2つの半導体電力スイッチ10、12のうちの一方のみが閉じられる、生成し適用するステップと、-それぞれが前記2つの高周波制御信号R、Lのうちの一方の反転である2つの反転高周波制御信号を生成し、各高周波制御信号R、L及びその制御信号の反転が前記同じハーフブリッジ7、8の前記2つの半導体電力スイッチ9、10;11、12に与えられるように、前記2つの反転高周波制御信号を、前記2つの入力端子のうちの他方2に接続された前記2つのハーフブリッジ7、8の2つの前記半導体電力スイッチ9、11に適用するステップと、を含み、前記方法は、-すべての高周波制御信号R、Lを同期して変調するステップであって、それにより、AC電流を正弦波変調し、前記正弦波変調されたAC電流はACグリッドの電圧と同相で前記ACグリッドに供給される、変調するステップと、をさらに含む、方法。前記高周波制御信号R、Lのパルスの繰り返し数を変更して、前記ACグリッドに供給される前記AC電流を正弦波変調するステップをさらに含む、請求項25に記載の方法。前記高周波制御信号R、Lの前記パルスの平均繰り返し数を変更して、前記発電機から前記ACグリッドに供給される電力を制御するステップをさらに含む、請求項26に記載の方法。前記ハーフブリッジ7、8の前記半導体電力スイッチ9~12の全波モードゼロ電流スイッチングで、前記共振コンバータ51の前記共振直列回路19の共振周期の約50~約100の範囲で前記オンタイム66の長さを変更するステップをさらに含む、請求項25又は26に記載の方法。前記オンタイム66の長さは、前記高周波整流器2の前記出力線26、27に印加される外部電圧と、前記オンタイム66中に前記高周波トランス17の前記一次巻線16に印加される電圧の現在値との現在の比率に基づいて変更される、請求項28に記載の方法。両制御信号R、Lは、前記パルスの前記繰り返し数から独立して約50のデューティサイクルを用いて部分的にパルスを重ねることにより生成され、前記制御信号R、Lの前記時間差が変更されて、前記オンタイムの長さが変更される、請求項25~29のうちいずれか一項に記載の方法。特に請求項1~24のうちいずれか一項に記載の、電気エネルギーをDC発電機から2本の電力線を有するACグリッドに供給する電力インバータ1であって、-前記発電機に接続する2つの入力端子2、3と、-前記ACグリッドの前記2本の電力線に接続する2つの出力端子4、5と、-前記2つの入力端子2、3と前記2つの出力端子4、5との間に接続される共振コンバータ51と、-前記出力コンバータ31と前記2つの出力端子4、5との間に接続されるコモンモードチョーク及びコンビモードチョーク56から選択されるチョークを備えるEMCフィルタ32と、を備え、バリスタ60が、互いに対応する前記チョークのタップ61間に接続される、電力インバータ1。前記チョークは、導電材料が提供される空気ギャップ59を備える追加のウェブ58を有する共通リング磁心54上に配置されるコンビモードチョーク56である、請求項31に記載の電力インバータ1。特に請求項1~24、31、及び32のうちいずれか一項に記載の、電気エネルギーをDC発電機から2本の電力線を有するACグリッドに供給する電力インバータ1であって、-前記発電機に接続する2つの入力端子2、3と、-前記ACグリッドの前記2本の電力線に接続する2つの出力端子4、5と、-前記2つの入力端子2、3と線26、27との間にガルバニック絶縁を提供する入力コンバータ51又はトランス17と、-前記線26、27と前記2つの出力端子4、5との間に接続される出力コンバータ31であって、前記出力端子4、5に印加される電圧を介して転流する他励式コンバータ31である、出力コンバータ31と、-電力網接地線に接続する接地端子6であって、前記入力端子のうちの一方3が、一方では、抵抗36、37を介して前記線のうちの一方27に接続され、他方では、コンデンサ39を介して前記接地端子6に接続される、接地端子6と、を備える、電力インバータ1。抵抗38が、前記入力端子のうちの一方3に接続する前記コンデンサ39に並列接続される、請求項33に記載の電力インバータ1。前記入力端子のうちの前記一方3に接続される前記線26、27のうちの前記一方は、電気接地よりも低い電位を示す前記線26である、請求項33又は34に記載の電力インバータ1。前記入力端子のうちの前記一方3に接続される前記線26、27のうちの前記一方は、電気接地よりも高い電位を示す前記線27である、請求項33又は34に記載の電力インバータ1。低コストで利用可能であるが、それにも関わらず高性能、すなわち、高度の安全性で少ない電力損失を示す、小型から中型の太陽光電池モジュールからAC電力網への電気エネルギーの供給に特に適した電力インバータがなお必要とされている。本発明は、独立請求項1による電力インバータ及び独立方法請求項25によるそのような電力インバータの動作方法を提供する。さらに、本発明は、独立請求項31及び33によるさらなる電力インバータを提供する。従属請求項は、これらの電力インバータ及びそれらの使用の好ましい実施形態を定義する。本発明は、電気エネルギーをDC発電機から2本の電力線を有するACグリッドに供給する電力インバータに関し、この電力インバータは、発電機に接続する2つの入力端子と、ACグリッドの2本の電力線に接続する2つの出力端子と、共振コンバータと、を備え、共振コンバータは、一次巻線及び二次巻線を備える高周波トランスと、閉状態において、高周波トランスの一次巻線の一端部を入力端子のうちの一方に接続して、一次巻線を通る入力端子のうちの他方への電流路を提供する少なくとも1つの高周波スイッチング半導体電力スイッチと、インダクタンス及び静電容量を備える共振直列回路と、高周波トランスの二次巻線を通る電流を整流し、2本の出力線を有する高周波整流器と、高周波整流器の出力線と2つの出力端子との間に接続された出力コンバータと、を含む。請求項1による本発明の一実施形態では、共振コンバータは、出力端子に接続され、電圧信号を受信するコントローラをさらに備え、コントローラは、高周波制御信号を提供して、共振コンバータのすべての半導体電力スイッチを制御して、AC電流を正弦波変調し、正弦波変調されたAC電流はACグリッドに供給され、電圧信号と同相である。これは、正弦波変調が、出力コンバータの代わりに共振コンバータを適宜制御することにより実行され、したがって、共振コンバータが、すでに正弦波整形された電流の半波を正確な出力端子に供給するだけであることを意味する。特に、コントローラは、高周波制御信号のパルスの繰り返し数を変更して、ACグリッドに供給されるAC電流を正弦波変調する。さらに、コントローラは、高周波制御信号のパルスの平均繰り返し数を変更して、発電機からACグリッドに供給される電力を制御する。本発明のより詳細な実施形態では、共振コンバータは、入力端子間に接続される2つのハーフブリッジをさらに備え、各ハーフブリッジは、2つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ及び中央部を有し、高周波トランスの一次巻線は、2つのハーフブリッジの中央部の間に接続され、コントローラは、ハーフブリッジ毎に1つの高周波制御信号を提供し、高周波制御信号は、そのままで各ハーフブリッジの2つの半導体電力スイッチのうちの一方を制御するとともに、ハーフブリッジの半導体電力スイッチのゼロ電流スイッチングZCSのために、反転して各ハーフブリッジの2つの半導体電力スイッチのうちの他方を制御する。この態様では、コントローラは特に、ハーフブリッジの半導体電力スイッチの全波モードFWMゼロ電流スイッチングの高周波制御信号を提供し、コントローラは、共振周期の約50~約100の範囲で、一次巻線のオンタイムの長さを変更し、オンタイム中、入力端子のうちの一方に接続されたハーフブリッジのうちの一方の半導体電力スイッチのうちの1つ及び入力端子のうちの他方に接続されたハーフブリッジのうちの他方の半導体電力スイッチの1つは閉じられ、その間、ハーフブリッジのうちの他の2つの半導体電力スイッチは開かれる。さらに詳細には、コントローラは、パルスが部分的に重なった状態で遅延させて、又は時間差を持たせて2つの制御信号を提供し得、両制御信号の部分的に重なるパルスの長さは等しく、少なくとも共振コンバータの共振直列回路の共振周期と同じ長さであり、オンタイムの長さを変更する2つの高周波信号の時間差を変更し得る。本発明のさらに詳細な実施形態では、電力インバータは、入力端子と出力端子との間に絶縁バリアをさらに備え、高周波スイッチング半導体電力スイッチ及び高周波トランスの一次巻線は、バリアの入力端子と同じ側にあり、共振直列回路は、高周波トランスの二次巻線を含み、高周波整流器及び出力コンバータはバリアの出力端子と同じ側にあり、絶縁バリアを交差するすべての線は、絶縁バリアに以下のうちの少なくとも1つを備える:高オーム抵抗又はコンデンサ。請求項25による本発明のさらなる実施形態では、電力インバータの共振コンバータは、入力端子間に接続された2つのハーフブリッジをさらに備え、各ハーフブリッジは、2つの高周波スイッチング半導体電力スイッチ及び中央部を有し、高周波トランスの一次巻線が2つのハーフブリッジの中央部間に接続され、この電力インバータの動作方法は、時間差で2つの高周波制御信号を生成し、2つの高周波制御信号を、2つの入力端子のうちの1つに接続された2つのハーフブリッジの2つの半導体電力スイッチに適用するステップであって、それにより、オンタイムを提供し、オンタイム中、これらの2つの半導体電力スイッチのうちの一方のみが閉じられ、オンタイムの長さは、共振コンバータの共振直列回路の共振周期の50~100の範囲にある、生成し適用するステップと、それぞれが2つの高周波制御信号のうちの一方の反転である2つの反転高周波制御信号を生成し、各高周波制御信号及びその制御信号の反転が同じハーフブリッジの2つの半導体電力スイッチに与えられるように、2つの反転高周波制御信号を、2つの入力端子のうちの他方に接続された2つのハーフブリッジの2つの半導体電力スイッチに適用するステップと、すべての高周波制御信号を同期して変調するステップであって、それにより、AC電流を正弦波変調し、正弦波変調されたAC電流はACグリッドの電圧と同相でACグリッドに供給される、変調するステップと、を含む。他の種類の電力インバータでも重要なように、請求項31による本発明のさらなる実施形態では、出力コンバータと2つの出力端子との間に接続されたEMCフィルタ内に提供され、コモンモードチョーク及びコンビモードチョークから選択されるチョークを備える少なくとも1つのバリスタが、コモンモードチョーク又はコンビモードチョークの中央タップ又は他の適したタップ間に接続される。コンビモードチョークはハイブリッドチョークコイルと呼ばれることもある。実際の設計については後述する。請求項33による本発明のさらなる実施形態では、電力インバータは、電力網接地線に接続する接地端子を備え、入力端子のうちの一方は、一方では、抵抗を介して他励式フルブリッジ出力コンバータの入力線のうちの一方に接続され、他方では、コンデンサを介して接地端子に接続される。その結果、一方の入力端子は固定電位オフセットを示し、固定電位オフセットは、電気接地と高周波整流器の出力線のうちの接続された出力線に存在する平均電圧との間で、入力端子を出力コンバータの入力線に接続する抵抗の抵抗値の比率及び入力端子を接地端子に接続するコンデンサと並列接続されたさらなる抵抗の抵抗値の比率により調整可能である。本発明の他の特徴及び利点が、以下の図面及び詳細な説明を調べることにより当業者に明白になろう。すべてのそのような追加の特徴及び利点が、本明細書では、特許請求の範囲により規定される本発明の範囲内に含まれることが意図される。本発明は、以下の図面を参照してよりよく理解することができる。図面中、同様の参照符号はいくつかの図を通して対応する部分を示す。これより図1及び図2をさらに詳細に参照すると、電力インバータ1は、2つの入力端子2及び3、2つの出力端子4及び5、並びに接地端子6を備える。2つの入力端子2及び3は、例えば、太陽光発電機のようなDC発電機に接続するために提供される。最も好ましくは、発電機は、例えば、約25ボルトのような12ボルト~60ボルトのDC出力電圧を提供する太陽光電池モジュールである。出力端子4及び5並びに接地端子6は、電力インバータ1を、出力端子4及び5に接続される2つの電力線並びに接地端子6に接続される接地線を有するAC電力網に接続するために提供される。入力端子4、5の間に印加される、ACグリッドの電力線間のピーク電圧は、最大で約400Vであり得る。電力インバータ1は、電力を、入力端子2及び3に接続された発電機から、出力端子4及び5に接続されたACグリッドに供給する。入力端子2及び3に印加された電位PV及びPV-は、2つのインバータハーフブリッジ7及び8に印加される。各インバータハーフブリッジ7及び8はそれぞれ、半導体電力スイッチ9及び10並びに11及び12を備える。半導体電力スイッチ9~12は、ここで線図で示されるようにMOSFETである場合、それぞれ逆並列ダイオード13を含む。しかし、逆並列ダイオード13は、本明細書において説明される電力インバータ1の機能に必要なわけではない。さらに、各ハーフブリッジ7及び8はそれぞれ中央部14及び15を有する。高周波トランス17の一次巻線16が、ハーフブリッジ7及び8の中央部14と15との間に接続され、ハーフブリッジ7及び8の半導体電力スイッチ9~12は、入力端子2及び3に接続された、ここでは示されない発電機からの電流を、一次巻線16を通る方向を交互にして流すように制御される。電流を、入力端子2及び3に接続された発電機から一次巻線に通すべきではない場合、ハーフブリッジ7及び8の半導体電力スイッチ9~12は、一次巻線16の両端部を短絡させるように制御される。ハーフブリッジ7及び8のすべての半導体電力スイッチ9~12が開いている場合、入力端子2、3に接続された発電機は事実上、出力端子4及び5に接続されたACグリッドから切断される。したがって、追加の中継器がこの分離を提供する必要がない。半導体電力スイッチの1つが故障により開かない場合であっても、発電機はやはりACグリッドから分離される。これは、接点が一緒に溶接するおそれがある中継器よりも高い安全レベルを意味する。何らかの理由により、追加の中継器を電力インバータとACグリッドとの間に提供すべき場合、この中継器を、電力を1つの発電機からACグリッドにそれぞれ供給する複数の電力インバータに提供し得る。本発明のこの態様について図13を参照してより詳細に後で説明する。高周波トランス17は、容量の等しい2つのコンデンサ20及び21をさらに備える共振直列回路19の部分である。コンデンサ20及び21は、両端部の一方で高周波トランス17の二次巻線18に対称に接続され、すなわち、各コンデンサの一端部が二次巻線18の各端部に接続される。共振直列回路19のインダクタンスを提供する高周波トランス17の他に、別個のインダクタはない。したがって、磁気漏れによる損失が、本発明では最小に保たれる。一次巻線18の両端部に接続された2つのコンデンサ20及び21により共振直列回路19の静電容量を提供することで、コンデンサ及び高周波トランスの両方に必要な電気強度を低減するとともに、ノイズのコモンモード注入を低減し、ひいては、必要とされるフィルタリングを低減する。さらに、本発明では、Yコンデンサを使用することも可能である。ダイオード24の整流器フルブリッジ23として示される高周波整流器22は、一次巻線16を通る電流により誘起される電圧から生じる、高周波トランス17の二次巻線18側での共振直列回路19内の電流を整流する。高周波整流器の出力線26と27との間に接続されたコンデンサ25は、整流電流の高周波成分を拒絶するが、この整流電流の低周波成分を通過させる。特に、コンデンサ25は、出力端子4及び5に接続されたACグリッドのグリッド周波数よりも上の遮断周波数を有する。実用的な理由により、遮断周波数は約数kHzであり得る。結果としてコンデンサ25の容量が小さくなり、コンデンサの寸法を小さくし、コストをわずかにすることができ、それにより、出力コンバータ31を介して出力端子4及び5に接続されたACグリッドからコンデンサ25が消費する無効電力がごくわずかであり、スタートアップ中にコンデンサ25への危険な高電流を励起せず、且つ電力インバータを停止させ、ACグリッドから電力インバータを切断した後にコンデンサ25から危険な高電流が励起しないことも保証される。これまでに説明した入力端子2及び3と出力線26及び27との間の電力インバータ1の部品は、共振コンバータ51を構成する。しかし、コンデンサ25は、例えば、出力コンバータ31の出力端部のようにさらに下流に配置してもよい。出力線26及び27に存在する差動電圧並びにグリッド周波数の一周期中に出力線26及び27の間に存在する差動電圧はそれぞれ小さなVtプロット28、29、及び30に示される。出力線26及び27に存在する差動電圧は、図1と図2との間で違わないが、出力線26及び27の電圧の時間変動は、出力端子4及び5に接続されるグリッドの種類に依存する。これは特に、共振コンバータ51の出力線26及び27が他励式フルブリッジコンバータ31を介して出力端子4及び5に接続され、他励式フルブリッジコンバータ31は、出力線26及び27を通って出力端子4及び5に流れる電流半波を正確にアンフォールディングするアンフォールディングブリッジとして機能する場合に該当する。そのような他励式コンバータは、出力端子4及び5に接続される外部ACグリッドの電圧によってのみ制御されるフルブリッジのスイッチング要素が一般的に知られている。出力コンバータ31と出力端子4及び5との間に接続されたEMCフィルタ32を有して、電磁準拠に配慮することも一般的に知られている。しかし、EMCフィルタ32は、標準チョークの代わりにコモンモードチョーク又は好ましくはコンビモードチョークを備えるという点で標準EMCフィルタから外れ得る。コモンモードチョークは、通常、リング形の共通磁心上に配置される。コモンモードチョークは、コモンモードチョークと出力端子との間に配置された標準チョークと組み合わせる必要がある。例が図3に示されるコンビモードチョーク56は、好ましくは空気ギャップ59を備える追加のウェブ58を有する共通リング磁心54に配置され、EMCフィルタ32内に追加のチョークを必要としない。導電材料を空気ギャップ59に提供して、チョークを通って流れる電流の高周波振動の減衰増大を達成し得る。この減衰は、そのような振動により導電材料に生成される渦電流によるものである。適した導電材料は、例えば、空気ギャップ59を通って延びるフォイルとして提供される銅及びアルミニウムである。EMCフィルタ32のコモンモードチョーク及びコンビモードチョーク56は両方とも、電力インバータ1を、出力端子4、5に接続されたACグリッドでの過電圧から保護するとともに、逆も同様に、ACグリッドを電力インバータ1で発生する過電圧から保護するバリスタ60の接続に特によく適する。図4は、バリスタ60が2つのコンビモードチョーク56のタップ61間にいかに接続されるかを示す。ここには示されない、さらなるバリスタを、図4の左側の入力端部においてコンビモードチョーク56間に追加し得る。図4に示されるコンビモードチョーク56の右側から生じ得、バリスタ60に電流を流す過電圧62の場合、図4においてタップ61の右側にあるコモンモードチョークの部分は、バリスタ60を通る電流をチョークする。同時に、図4においてタップ61の左側にあるコンビモードチョーク56の部分内の追加の電圧降下が誘導され、この電圧降下は、リング磁心57を介するコンビモードチョーク56の磁気結合により、バリスタ60を通る実際の電流による電圧降下と同時に発生する。その結果、バリスタは、比較的高い過電圧62でのみ導電性を得る必要があり、比較的低い電流のみで使用されない状態を保つ必要があり、それでいてコンビモードチョーク56にわたる過電圧の伝達を有効に回避する。コモンモード又はコンビモードチョークのタップに接続されたバリスタは、本明細書に記載の電力インバータ1でのみ有利なわけではない。バリスタと、コモンモード又はコンビモードチョークとのこの組み合わせは、他の電力インバータ又は他の技術分野のEMCフィルタに使用することもできる。最後に、ヒューズ33が、図1又は図2による電力インバータのEMCフィルタ32と個々の出力端子4及び5との間に接続される。小さなVtプロット34及び35は、外部ACグリッドにより出力端子4及び5に印加される電圧の時間変動を示し、この変動は、他励式コンバータ31により、ハーフブリッジ7及び8の動作によって決まるVtプロット30に示される出力線26と27との間の電圧の時間変動に応じて、共振コンバータ51の出力線26及び27上のVtプロット28及び29に示される電圧時間変動を定義する。しかし、出力端子4及び5に接続されたACグリッドの規格から独立して、図1では出力端子5に接続された中性線N又は図2では出力端子4に接続された線L1とL2との間の中性中点を基準として、出力線26上の平均電圧は常に正であり、出力線27の電圧は常に負である。これらの平均電圧の値は両方とも、出力端子4と5との間に印加される電圧の実効値の約50である。線27の負の平均電圧は、負オフセット電圧を入力端子3に提供するために使用される。このために、線27は、2つの抵抗36及び37を介して入力端子3に接続され、抵抗36及び37は、単一の抵抗で置換可能であるが、後に説明するように、ここでは意図的にそうしない。さらに、入力端子3は、別の抵抗38及びコンデンサ39の並列接続を介して接地コネクタ6に接続され、ひいては、接地コネクタ6に接続されたACグリッドの接地に接続される。原理上、接地への入力端子3のこの接続内の抵抗38は任意選択的である。ここでは、抵抗36~38は、電気接地と線27の平均電圧との間の定義された電圧レベルにある入力端子3の電圧オフセットを定義する分圧器を提供する。入力端子3のこのオフセット電圧は、プロット29に示される経時変化を示さず、コンデンサ39により時間的に平均化される。コンデンサ39はやはり小容量だけであり、高周波電流及び電圧の場合、安全のために入力端子3を接地に接続することを保証する。入力端子3での負オフセット電圧の絶対値が、入力端子2及び3に接続された太陽光発電機の出力電圧よりも高い場合、太陽光発電機を接地に関して完全に負電位で動作させることが可能であり、これは、早期劣化を回避するために、いくつかの太陽光発電機にとって大きな利点である。高容量を有するコンデンサ40が、入力端子2と3との間に接続され、バッファとして機能し、ハーフブリッジ7及び8のパルス動作中、制御された発電機により提供される入力端子2と3との電圧差を安定化する。コンデンサ40は特に、単相インバータの特徴である100Hz又は120Hzリップル電圧の抑圧に使用される。共振コンバータ51の2つのハーフブリッジ7及び8は、ドライバ52及び53を介してコントローラ41により動作する。一般に、コントローラ41は、線26及び27を通って流れる電流が、出力端子4及び5に接続されたACグリッドと同相である正弦波形半波からなるようにハーフブリッジ7及び8を動作させる。電力インバータ1によりACグリッドに供給される電流の整形をしないことも、他励される限り、出力コンバータ31により可能である。コントローラ41は、絶縁抵抗44及び45が配置された信号線42及び43を介して、ACグリッドにより出力端子4及び5に印加される電圧を受け取る。信号線42内の抵抗44及び45は、コンデンサ46により迂回されて、コントローラ41が、抵抗44及び45による減衰なしで信号線42を介して高周波電力線通信信号を受信できるようにする。コントローラ41が信号線42及び43を介して受信する線周波数信号Va及びVbは、ハーフブリッジ7及び8の動作を、出力端子4及び5に接続されたACグリッドの交流電圧と同期させるために使用される。コントローラ41は、2つのパルス制御信号R及びLを提供するとともに、イネーブル信号Eを制御線47~49を介してドライバ52及び53に提供する。イネーブル信号は、ドライバ52及び53、ひいては電力インバータ1全体をオンオフする。図5に示される可能な一実施形態によれば、制御信号Rは、通常、固定デューティサイクル約50を有するパルス63からなる。パルス63の繰り返し数は、最高で共振直列回路19の共振周波数の約半分まで変更可能である。したがって、パルスの持続時間の長さは、少なくとも、共振直列回路19の共振周期と同じである。制御信号Lは制御信号Rに等しいが、共振直列回路19の共振周期の50~100だけ時間シフトされる。ドライバ52は、制御信号Lを反転させて、半導体スイッチ9を動作させるとともに、制御信号Lをそのまま使用して、半導体スイッチ10を動作させる。同様に、ドライバ53は、制御信号Rを反転させて、半導体スイッチ11を動作させるとともに、制御信号Rをそのまま使用して、半導体スイッチ12を動作させる。反転信号L,inv及びR,invは図5の下部に示される。したがって、スイッチ9及び10のうちの一方及びスイッチ11及び12のうちの一方が常に閉じられ、その一方で、他方は開かれる。スイッチ9と11との遷移及びスイッチ11と12との遷移中、小さな不感時間が挿入され得、その間、2つのスイッチのいずれも閉じられない。これは、信号L,inv及びR,invが信号L及びRの真の反転とはいくらか異なり得ることを意味する。しかし、そのような不感時間は常に、スイッチのオンタイムよりもはるかに短い。例えば、不感時間は20nsであり得、オンタイムは0.5μsであり得る。このようにして動作するハーフブリッジ7及び8は、制御信号R及びLの値が互いに異なる場合、入力端子2及と3との間のみに高周波トランス17の一次巻線16を通る電流路を提供する。これらのオンタイム以外の時間、すなわち、信号R及びLが同じ値を有する場合、一次巻線16は、これらの時間中に両方とも閉じられ、それ故、次に、中央部14及び15を接続するスイッチ9及び11又はスイッチ10及び12により短絡される。時間的重複を変更し、ひいては、共振直列回路19の共振周波数の50~100の範囲で一次巻線16が入力端子2及び3に接続されるオンタイムの長さを反比例して変更することにより、オンタイム開始後の電流の2番目のゼロ交差の時点が変動するにもかかわらず、スイッチ9~12の全波モードゼロ電流スイッチングが可能である。一次巻線16のオンタイムの最適長並びに制御信号R及びLのパルス63の対応する最適重複は主に、出力コンバータ31を介してACグリッドにより印加される電圧に依存し、この電圧は、直列共振回路19の共振周期の2番目の半分中に一次巻線16を通る電流の経時変化に大きく影響する。これについては図6~図10を参照して詳細に以下において説明する。全波モードゼロ電流スイッチングを用いる場合、パルス幅はゼロ電流スイッチング基準によりすでに定義されているため、パルス幅変調により線26及び27を通って流れる電流の時間依存整形を形成することができない。したがって、パルスの繰り返し数の変調が、線26及び27を通って流れる電流を変調して、正弦波形半波を提供し、入力端子2及び3に接続された発電機から出力端子4及び5に接続されたACグリッドに電力インバータ1により供給される電力を制御する唯一の方法である。したがって、コントローラ41は、グリッド周波数の各周期内で信号R及びLのパルスの繰り返し数を変更して、線26及び27を通る電流を正弦波整形するとともに、さらに、制御信号R及びLのパルスの繰り返し数の平均値を変更して、ACグリッドに供給される電力を最適化する。これは、一般的に既知の最大電力点MPP追跡方法に従って行い得る。さらに、コントローラ41は、制御信号R及びLの時間シフト又はパルス63の重複のそれぞれを、出力端子4、5に接続されたACグリッドにより線26と27との間に印加される各電圧でのハーフブリッジ7及び8の半導体電力スイッチ9~12のゼロ電流スイッチングに向けて最適化させる。これらの様々な最適化は、ルックアップテーブルがコントローラに記憶され、コントローラが、Va及びVbにおいてコントローラにより監視される出力端子4と5との瞬間電圧差に応じて、そのテーブル内の適したオンタイム及び繰り返し数、又はさらには使用可能な状態のパルスシーケンスを参照するという点で達成し得る。コントローラが制御信号R及びLのパルスの繰り返し数を変更させる典型的な範囲は、20KHz~500KHzである。電力インバータ1では、絶縁バリア50が形成され、絶縁バリア50は、高周波トランス17の二次巻線18から出力端子4及び5までのすべての部品を囲む。電力インバータ1のこの絶縁部分では、二次巻線18のインダクタンスが小さく、コンデンサ20、21、及び25のすべての容量が小さいため、随時、ごくわずかな電気エネルギーしか蓄えられない。したがって、ハーフブリッジ7及び8が動作していない限り、且つグリッドが出力端子4及び5に接続されていない限り、絶縁バリアで囲まれた電力インバータのいずれの構成要素にも、発電機が入力端子2及び3に接続され、これらの入力端子間に電圧を印加する場合であっても、危険なく触れられる。入力端子2及び3から出力端子4及び5への電力束の方向において、絶縁バリアは、トランス17のみならず、コンデンサ20及び21によっても提供され、コンデンサ20及び21は、追加のガルバニック絶縁を提供し、例えば、グリッド周波数50Hzを有する電流を多少なりとも遮断する。信号線42及び43では、絶縁バリアは、コンデンサ46並びにバリア50の両側に配置される高オーム抵抗44及び45によって提供される。入力端子3と線27との接続では、2つの抵抗36及び37が間に絶縁バリアを提供する。電力インバータ1では、コントローラ内部ADCからの基準電圧Vrefを使用して、以下のように等抵抗の4つのオーム抵抗54を接続することにより、定義された50の電圧オフセットを提供する:1つの抵抗54が、入力端子3と、端子Vaにおいてコントローラ41に接続された信号線42の端部との間に接続される。1つの抵抗54が、入力端子3と、端子Vbにおいてコントローラ41に接続された他方の信号線43の端部との間に接続される。2つの他の抵抗54が、基準電圧Vrefが提供される基準電圧点55と、コントローラ41に接続された信号線42及び43の端部との間に接続される。ハーフブリッジ7及び8の半導体電力スイッチ9~12は、全波モードゼロ電流スイッチング方式で動作し、図1及び図2による電力インバータ1のトポロジーは、このスイッチング方式に調整される。その結果、図1及び図2による共振コンバータ51は基本的に、電流源として、すなわち、出力端子4、5に接続されたACグリッドによりこれらの線26と27との間に印加される電圧から独立して、高周波トランス17の一次側で整形された電流を線26及び27に提供する電力源として動作する。しかし、これは、線26、27の間の瞬間電圧がゼロに近く、ACグリッドに供給すべき対応する電流が低い場合、厳密には当てはまらない。その場合、共振コンバータ19の共振周期の最初の半波中に高周波トランス17の一次巻線16に供給される電力の大部分は、一次巻線16のオンタイムが短絡により終了する前、共振周期の次の半波中にバッファコンデンサ40にフィードバックされる。その結果、一次巻線16の1つのオンタイム中に発電機からACグリッドに有効に供給される電流が低減する。高周波制御信号のパルスの繰り返し数を、電力の一部をバッファコンデンサ40にフィードバックしない場合に可能なよりも、線26と線27との間の電圧をゼロに近くにしながら、高いレベルに保ち得るため、これは有利である。高周波制御信号R、Lのパルスの繰り返し数が高いことは、よりよい制御可能性を意味し、フィルタコンデンサ25によりフィルタリングすることができない中低周波ノイズが、半導体電力スイッチ9~12のスイッチングにより誘導されない。図6~図10は、オンタイム66中又はオンタイム66後の図1及び図2による、一次巻線16を通る電流64及び電力インバータ1の高周波トランス17の二次巻線16を両端とした電圧65の経時変化を示し、オンタイム66は、全波モードゼロ電流スイッチング方式により制御信号RとLとの時間差により定義される。すなわち、オンタイム66は、電流64が、オンタイム66の開始後、2回目にゼロになり、且つ電流が進行中のオンタイム66で本質的にゼロのままである場合に終了する。オンタイム66中に一次巻線に印加されるバッファコンデンサを両端とした電圧は、図6~図10のすべてで同じである25ボルト。高周波トランスの変圧率1:16を用いて、この入力電圧は、高周波トランスの最大出力電圧である400Vに対応する。しかし、例えば、図1により出力コンバータ31を介して出力端子4及び5に接続されたAC電力網により出力線26及び27に現在印加される外部電圧は、図6から図10に向かって低減する。外部電圧は、図6では約375ボルト、図7では約225ボルト、図8では約125ボルト、図9では約50ボルト、図10では約2ボルトである。一次巻線に印加される電圧を考慮するとともに、高周波トランスの変圧率を考慮すると、これらの外部電圧は、相対電圧94図6、56図7、31図8、12.5図9、及び0.5図10に対応する。現在印加される外部電圧の絶対瞬間値は、前は導電性であった整流器フルブリッジ23のダイオード24が電流64の方向変更により転流する場合、共振周期の2番目の半波の開始時に生じる電圧降下67から図6~図9において間接的に見ることができる。現在印加される外部電圧の値が高い場合、共振周期の最初の半波中に共振直列回路19に供給される電力は、高周波インバータ22を通って線26及び27に特に容易に伝達する。その結果、前は導電性であった整流器フルブリッジ23のダイオード24が電流64の方向変更により転流する場合、図6による電流64は低値まで降下し、すでに共振周期の最初の半波の終了時に本質的にそこに留まる。これは、ゼロ又はゼロに近い電流64でオンタイム66を早期に終了させ得る。図6によりオンタイム66の終了を決定する電流64の次のゼロ交差の時間は、もはや共振直列回路19の共振周期によっては定義されず、他の時間定数により定義される。結果として共振周期を短くするこれらの他の時間定数は、電流64及び電圧65のオンタイム66後の経時変化も定義する。図7及び図8では、電流64の1番目と2番目のゼロ交差間の時間はなお、共振直列回路19の共振周期の50よりもはるかに短いが、共振直列回路19の共振周期の約50の時間期間の半波を示すオンタイム66の後に短絡した一次巻線16を通る電流64が増大する。電流のこの部分は、オンタイム66の終了時にまだ共振直列回路19内にあり、オンタイム66の後でのみ高周波整流器22を通して線26、27に転送される電力量の増大を示す。現在印加される外部電圧の瞬間値がさらに低減すると、オンタイム66中、すなわち、最初とのゼロ交差と次のゼロ交差との間の電流64の2番目の半波の長さは長くなる。この挙動は図8でのように、約1/3の相対電圧で支配的になり、図9では、2番目の半波はすでに、共振直列回路19の共振周期の約50の長さまで延びている。その結果、電流64の最初の半波中にバッファコンデンサ40から一次巻線16に供給される電力の相当部分は、2番目の半波中にバッファコンデンサ40にフィードバックされ、これは、図9においてオンタイム66の長さを延ばすことで説明される。低瞬間出力電圧でオンタイムを延ばし、ひいては、バッファコンデンサ40にエネルギーをフィードバックするこの手順は、オンタイム66中に高周波トランス17により伝達される電力を低減し、瞬間出力電圧が低く、出力電流が低く、且つ対応する瞬間出力電力が低くても、オンタイム66の高繰り返し数を維持できるようにする。オンタイム後にもまだ共振直列回路19にある電力は、共振直列回路19内で振動し、共振直列回路19から高周波整流器22を通って線26及び27に伝達される。したがって、図9及び図10に見られるオンタイム66の終了後の電流64の2つの半波は、電力の一部がまだ発電機からACグリッドに伝達中であることを示す。図10では、伝達される電力のこの割合は、瞬間出力電圧が非常に低いことにより大幅に低減する。すなわち、図10によれば、オンタイム66中に有効に伝達される電力はごくわずかのみであり、その一方で、最初の半波中に最初に伝達された大部分は、共振直列回路19の共振周波数の2番目の半波中にバッファコンデンサ40に再び貯蔵される。これにより、ゼロに近い瞬間出力電圧且つそれに対応してゼロに近い出力電流及び瞬間出力電力であってもやはり、オンタイム66の繰り返し数を高くすることができる。図6~図10は、電流64を監視し、オンタイム66の開始後、2番目のゼロ交差を待つことにより、オンタイム66を終了し得ることを示すが、オンタイム66は好ましくは、外部電圧の瞬間値に基づいて、またはさらによくは外部電圧のこの瞬間値とオンタイム66中に一次巻線に印加されるバッファコンデンサの両端の電圧の現在値との比率、又は上述した瞬間相対電圧に基づいて、テーブルから選択される。図11は、図5による高周波制御信号R及びLの代替方式を示す。この方式では、オンタイム66の長さは、高周波制御信号R、Lの時間差により定義されず、普通ならオンであり、信号R及びLの周期の半分の信号RとLとの固定時間差を示す信号R、L内のディップ68の長さによって定義される。対応する反転制御信号R,inv及びL,invは、ディップ68と同じ長さのパルス69を示す。図5による方式を用いてクロック制御される場合、図1及び図2による高周波トランス17の一次巻線16は、図5において斜線の付いた間隔で示されるように、反転制御信号R,inv及びL,invにより制御される半導体電力スイッチ9及び11により、又は元の制御信号R及びLにより制御される半導体電力スイッチ10及び12により、交互に短絡されるが、図11による高周波制御信号R、Lでは、一次巻線16は常に、図11において斜線の付いた間隔で示されるように、高周波信号R及びLにより制御される半導体電力スイッチ10及び12により短絡する。これを有利に使用して、図12に示されるように、例えば、インバータ1の基板レイアウトでの一次巻線16に関する半導体電力スイッチ9~12の空間配置をカスタマイズすることができる。制御信号R、Lによりそのまま制御される半導体電力スイッチ10及び12は、図12では、中央部13及び14に接続し、したがって、半導体電力スイッチ9及び11よりも短い電流路を介して一次巻線16の両端部に接続するように配置される。したがって、オンタイム66後の短絡した一次巻線16を通って循環する電流による電気損失は、最小に保たれる。半導体電力スイッチ9~12のゼロ電流スイッチングは、ゼロ電圧スイッチングと同じ程度までスイッチング損失を低減しないことがある。しかし、電力インバータ1の制限入力電圧でのスイッチング損失も制限され、制御損失、すなわち、半導体電力スイッチ9~12を動作に際して制御する必要がある電力が、ゼロ電流スイッチングでは特に低く、すなわち、ゼロ電圧スイッチングよりも低く、全波モードゼロ電流スイッチングのみが、低瞬間出力電圧の場合に各オンタイム中の電力伝達を低減可能なことで、これを補って余りある。そして、この電力伝達の低減により、出力端子4、5に接続されたACグリッドの交流電圧の各周期中に2回発生するこれらの低瞬間出力電圧であっても、パルスの好ましくは高い繰り返し数、すなわち、高いスイッチング周波数を維持することができる。図13は、複数の電力インバータ1の例として4つの電力インバータ1を示し、複数の電力インバータ1は、それぞれが発電機71としての太陽光電池モジュール70から線74~76のリング72及び中継器73を介してACグリッド77に電気エネルギーを供給するはるかに多数の個々の電力インバータ1を含み得る。すべての電力インバータ1のすべての出力端子4は、同じリング形電力線74に接続され、すべての電力インバータ1のすべての出力端子5はリング形電力線75に接続され、すべての電力インバータ1のすべての接地端子6はリング形接地線76に接続される。線74~76のリング形は、故障安全性及び抵抗損の両方に関して有利である。リング72は、AC電力収集バスとして機能する。このバス上に集められたAC電力は、個々の電力インバータ1のすべてとは別個のボックス78に配置された中央中継器73を介してグリッド77に供給される。電力インバータ1は太陽光電池モジュール70の近傍に配置され、実際には、太陽光電池モジュール70の裏側に搭載し得る。各インバータは半導体スイッチ9~12のドライバ52、53を非活性化することにより完全に遮断し得るため、且つ各インバータが、高周波トランス17及び絶縁バリア50によりACグリッド77と太陽光電池モジュール70との間にガルバニック絶縁を含むため、中継器73は、インバータ1の単なるバックアップ遮断手段である。本発明の趣旨及び原理から実質的に逸脱せずに、多くの変形及び変更を本発明の好ましい実施形態に対して行い得る。すべてのそのような変更及び変形は、本明細書では、以下の特許請求の範囲により規定される本発明の範囲内に含まれることが意図される。"