高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号以下前記入力信号に重畳する歪補償信号重畳回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の遅延との差分から複数の偶対称の歪補償信号をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成し、該生成した複数の偶対称の歪補償信号を線形結合する偶対称歪補償信号生成回路と、該線形結合した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号以下前記入力信号に重畳する歪補償信号重畳回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の振幅の1サンプル前との差分をとり、前記入力信号の1サンプル前との差分をとり、前記入力信号の振幅の遅延との差分と前記入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳する偶対称歪補償信号重畳回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路。請求項1乃至請求項2の歪補償回路と高周波電力増幅器とを用いた送信機。本発明は、高周波電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にすることを目的とする。本発明は、上記の目的を達成するために、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号以下前記入力信号に重畳乗算または加算する歪補償信号重畳乗算または加算回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の遅延との差分微分から複数の偶対称の歪補償信号をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成し、該生成した複数の偶対称の歪補償信号を線形結合する偶対称歪補償信号生成回路と、該線形結合した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳乗算または加算する偶対称歪補償信号重畳乗算または加算回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。また、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する歪補償信号生成回路と、生成した各次数の奇対称歪補償信号を高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号以下前記入力信号に重畳乗算または加算する歪補償信号重畳乗算または加算回路とを有する歪補償回路において、前記入力信号の振幅複素数の絶対値の1サンプル前との差分微分を近似したものをとりrms1にするための係数を乗算し、前記入力信号と乗算した第一の信号を生成し、前記入力信号の1サンプル前との差分をとりrms1にするための係数を乗算し、更に前記信号に含まれている差分信号の大きさを乗算し第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号とを加算することで純粋な偶対称歪を生成し、該偶対称歪に、偶対称歪補償信号生成回路で検出した係数のreal成分を乗算することで偶対称振幅歪信号を生成し、imag成分を乗算することで偶対称位相歪信号を生成し、該偶対称振幅歪信号と該偶対称位相歪信号を線形結合することにより、前記入力信号の振幅の遅延との差分微分と前記入力信号の遅延との差分とから、偶対称の振幅の歪補償信号と偶対称の位相の歪補償信号とそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する偶対称歪補償信号生成回路と、生成した偶対称歪補償信号を前記入力信号に重畳乗算または加算する偶対称歪補償信号重畳乗算または加算回路とを有し、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することを特徴とする歪補償回路である。さらに、上記の歪補償回路と高周波電力増幅器とを用いた送信機である。以上説明したように本発明によれば、奇対称歪と偶対称歪とを独立に補償することにより、電力増幅器で発生する歪を補償する収束時間を短時間にすることが可能になる。以下に本発明について説明する。まず、歪について説明する。電力増幅器で増幅する信号を振幅と位相の関数として式31と表現する。ここで歪みのない信号をただし、式31のrmsは1とすると、Aを微分した信号dAのrms=1とすると、偶対称歪IMevenはとおける。式31のAexpの振幅確率密度がOFDM信号ではレイレー分布する。式32に含まれる微分した信号の大きさη21を式33に従ってシミュレーションにより算出した結果は約06378であった。ここで、Aのrms=1、Aexpのrms=1、Aexp’はAexpの微分値、conjは共役複素数の意味とする。式32、式33より式34が得られる。式34のrmsはシミュレーションより約07996と得られたので、rms1に規格化するととなる。次に偶対称歪係数の算出方法について説明する。いま、電力増幅器で発生する奇対称歪と偶対称歪の大きさをそれぞれ、3次振幅歪a3、3次位相歪b3、5次振幅歪a5、5次位相歪、25次振幅歪a25、25次位相歪b25、振幅偶対称歪a2、位相偶対称歪b2とすると、電力増幅器の出力信号paoutは式41と書けるここでIMevenは計算を簡単化するために式32で示した式とする。電力増幅器の出力信号から歪みのない信号を引くと誤差信号errは式42となる。式42とIMevenの共役複素数を乗算し、平均すると式43となるここで、レイレー分布しているAの微分値dAの振幅確立密度を示す図4はカ ゙ウス分布となる。またrms1のカ ゙ウス分布する振幅のべき乗の平均値を図5の表1にまとめる。図5の表1からも明らかであるが、dAの平均値は0となるため式43のa3~a25、b3~b25も0となって検出される。一方dAのrmsは1で設計しているためdA2の平均値も1である。従って式43からはa2とb2だけが検出されることとなる。すなわち奇対称歪とは独立して偶対称振幅歪係数と偶対称位相歪係数が検出できることがわかる。また、本方式により、奇対称な歪と偶対称は歪の係数をそれぞれ独立に検出して歪補償信号を生成可能となり、更にそれぞれ独立に歪補償信号を重畳加算または乗算して、補償することが可能となり、短時間に収束する。次に、本発明の1実施例の送信機を示すブロック図OFDM変調器内蔵の図1Aと、本発明の1実施例の送信機を示すブロック図OFDM変調器外付の図1Bと、本発明の1実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図振幅微分と位相微分の図2Aと、本発明の1実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図自動係数算出の図2Bとを用いて、本発明の1実施例の構成と動作とを説明する。実施例1では、入力信号の振幅複素数の絶対値の1サンプル前との差分微分を近似したものをとり、rms1にするための係数を乗算し、入力信号と乗算した第一の信号を生成する。この第一の信号には余計な信号である入力信号の微分が含まれているため、入力信号の1サンプル前との差分した信号にrms1にするための係数を乗算し、更に前記信号に含まれている差分信号の大きさを乗算し第二の信号を生成し、前記第一の信号と前記第二の信号とを加算することで、純粋な偶対称歪を生成することができる。この偶対称歪信号に、偶対称歪補償信号生成回路で検出した係数のreal成分を乗算することで偶対称振幅歪信号を生成し、imag成分を乗算することで偶対称位相歪信号を生成する。これらを線形結合することで、メモリ効果の逆特性を近似する。本発明の変調器内蔵歪補償回路38に内蔵されたOFDM変調器1から出力されたデジタル入力信号は乗算器2及び可変遅延器18へ入力される。可変遅延器18で適切な遅延調整が施された入力信号は、歪補償信号生成回路39に入力される。乗算器2の出力信号は加算器3へ入力され、加算器3の出力信号は直交変調器直交変調4で変調され、DAC5でアナログ信号に変換された後、歪補償回路38から出力されて、ミキサ40と発振器13とで周波数変換され、BPF6で不要波を除去し、高周波電力増幅器電力増幅器7にて規定のレベルに電力増幅される。電力増幅器7から出力された出力信号は方向性結合器8とBPF9とを介してアンテナ10より電波送信される。一方方向性結合器8で分配された信号は、ミキサ11と発振器13で周波数変換され、不要波をBPF12で除去した後、変調器内蔵歪補償回路38へ入力される。入力された信号はA/D変換器ADC14でデジタル信号に変換される。変換された信号は可変増幅器AGC15で適切なレベルの信号にゲイン調整され、直交復調器直交復調16にて復調される。その後位相器17にて適切な位相特性に調整されて、歪補償信号生成回路39に入力される。この時、可変遅延器18により歪補償信号生成回路39に入力される2つの信号の遅延時間が同じになるように調整し、移相器17にて歪補償信号生成回路39に入力される2つの信号の位相が同じになるように調整している。その2つの入力された信号により、歪補償信号生成回路39にて奇対称な振幅3次歪A3~7次歪A7、対称な位相3次歪P3~7次歪P7、偶対称な振幅2歪次歪A2、偶対称な位相2歪P2のそれぞれの係数を独立に検出し、その係数を基に奇対称歪重畳乗算回路36及び偶対称歪重畳加算回路37で歪補償信号が加算される。奇対称歪係数検出と奇対称歪加算とは特許文献1と同様なので、詳細説明は省略して簡単に説明し、偶対称歪係数検出と偶対称歪加算を中心に説明する。以下歪補償信号生成回路39において、奇対称歪係数検出について説明する。可変遅延器18の出力信号は2乗回路28にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は奇対称歪信号生成回路29にて奇対称歪信号が生成される。また、可変遅延器18の出力信号の信号が共役化器Conjugation:CONJ26で共役複素数の信号に変換し、加算器25の出力の歪入力と帰還との差信号と乗算器27で乗算される。乗算器27の出力信号と奇対称歪信号生成回路29の出力信号が乗算器30で乗算され、平均化回路31で平均化され、出力の歪入力と帰還との差信号の3次~7次奇対称振幅歪係数A3~A7と3次~7次奇対称位相歪係数imag成分P3~P7の信号が出力される。奇対称歪重畳回路36において、奇対称歪加算について説明する。デジタル入力信号は2乗回路19にて複素数信号の絶対値の2乗信号のreal信号に変換される。そのreal信号は奇対称歪信号生成回路20にて奇対称歪信号が生成される。そして、乗算器21で平均化回路31出力の歪入力と帰還との差信号係数のA3~A7とP3~P7の信号と乗算する。複素数信号である乗算器21出力信号は加算器22で1と減算し、電力増幅器の特性に対して逆特性に変換する。その信号が乗算器2でOFDM信号であるデジタル入力信号と乗算され、奇対称の逆歪が重畳された信号が乗算器2から出力される。次に、歪補償信号生成回路39において、偶対称な振幅2次歪A2、偶対称な位相2次歪P2の検出について説明する。可変遅延器18の出力信号は偶対称歪信号生成回路32にて偶対称な2次歪を生成し、CONJ33で共役複素数の信号に変換し、加算器25の出力の歪入力と帰還との差信号と乗算器34で乗算され、平均化回路35で平均化され、偶対称な振幅2次歪係数A2、偶対称な位相2次歪係数P2の信号が出力される。偶対称歪重畳回路37において、偶対称歪加算について説明する。デジタル入力信号は偶対称歪信号生成回路23にてデジタル入力信号の偶対称な2次歪が算出される。そして、乗算器24で平均化回路35出力の歪入力と帰還との差信号の係数A2とP2の信号と乗算し、歪係数に基づいた振幅2次歪信号、位相2次歪信号が生成される。乗算器24出力信号は加算器3でOFDM信号である奇対称の逆歪が重畳された信号と加算され、偶対称の逆歪が加算された信号が加算器3から出力される。偶対称歪信号生成回路32をある値の遅延量の可変遅延器に置き換え、偶対称歪信号生成回路23の出力を遅延させて、共役化器Conjugation:CONJ33に入力させても良い。2乗回路28と奇対称歪信号生成回路29をある値の可変遅延器に置き換え、奇対称歪信号生成回路20の出力を遅延させて、乗算器30に入力させても良い。本発明の1実施例の偶対称歪発生回路を示すブロック図の図2Aを用いて、偶対称な歪生成について説明する。入力信号は絶対値化回路51にて複素数信号の絶対値のreal信号に変換される。変換されたreal信号は遅延器D52と加算器54とで1サンプル前との差分微分を近似したもの出力をとる。変換されたreal信号は実効値逆数算出回路62で実効値の逆数を算出し、乗算器56で加算器54の差分出力と乗算する。さらに、乗算器56出力と入力信号とを乗算器58で乗算する。上記の信号には余計な信号入力信号の微分信号も含まれているため、その信号成分を除去する必要がある。そこで、入力信号は遅延器D53と加算器55とで1サンプル前との差分微分を近似したもの出力をとる。さらに入力信号は実効値逆数算出回路63で実効値の逆数を算出し、乗算器57で加算器55の差分出力と乗算し、乗算器59で係数06378乗算器58出力の信号に含まれる入力信号の微分値の大きさと乗算する。乗算器58出力と乗算器59出力とを加算器60で加算し、メモリ効果の偶対称な歪信号を出力する。本発明の1実施例の送信機を示すブロック図OFDM変調器外付の図1Bは、歪補償回路45にOFDM変調器OFDMMODアナログ出力44を外付けとし、入力にA/D変換器ADC41と可変増幅器AGC42と直交復調器直交復調43とを追加したものであり、その他の構成や動作は図1Aと同一なので説明は省略し、相違点のみ説明する。OFDM変調器OFDMMODアナログ出力44から出力されたアナログ入力信号は、本発明の歪補償回路48に入力される。入力信号は、ADC41で信号に変換される。変換されたデジタル信号はAGC42で適切なレベルの信号にゲイン調整され、さらに直交復調器直交復調43にてベースバンド帯の信号に復調される。また、本発明の1実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図2乗を追加の図3を用いて、実施例2を説明する。実施例1と同様な構成や動作の説明は省略し、相違点のみ説明する。実施例1で十分な高周波電力増幅器もある。しかし、高周波電力増幅器によっては、実施例2のように、より高次の偶対称歪を検出して、補償する方が歪が少なくなる場合もある。本発明の1実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図2乗を追加の図3において、本発明の1実施例の奇対称歪信号発生回路を示すブロック図振幅微分と位相微分の図2Aの回路を二組と2乗回路の70を用いて、2乗信号の振幅微分と位相微分だけでなく、4乗信号の振幅微分と位相微分の偶対称歪を検出して、補償している。本発明は、実施例1や実施例2に限らず、高周波帯に周波数変換した入力信号または高周波帯の入力信号を電力増幅する高周波電力増幅器の各次数の奇対称歪補償信号の係数を独立に生成する前置歪補償回路において、高周波帯に周波数変換する前の入力信号または高周波帯の入力信号の微分の偶対称の歪補償信号の複数の係数をそれぞれ独立にかつ奇対称歪補償信号と独立に生成する歪前置補償回路に広く適用できる。