"第1のインバータと第2のインバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、上記第1のインバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を交流に変換して交流出力線を介して出力するものであり、上記第2のインバータは、コンデンサと単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記コンデンサに接続され交流側が上記交流出力線に直列に接続されたものであり、上記制御装置は、正弦波の交流出力電圧指令が所定値よりも大きくなったとき立ち上がり上記所定値以下になったとき立ち下がる1パルスの電圧を上記交流出力電圧指令の半周期毎に主電圧パルスとして出力するように主電圧パルス指令を発信して上記第1のインバータを制御するとともに上記交流出力電圧指令と上記第1のインバータの出力電圧とに基づいて出される補償電圧指令に基づいて上記第2のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1及び第2のインバータの出力電圧の和を正弦波の交流電圧として出力するようにし、かつ上記補償電圧指令に対して上記コンデンサの電圧が足りず上記第2のインバータの出力電圧が不足する期間である第1の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に存在する場合は上記第1の期間中上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に第2の期間だけ上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1のインバータから出力される電力エネルギーを減少させることにより上記第1の期間に上記第1のインバータから供給される電力エネルギーを相殺するようにされたものである電力変換装置。上記制御装置は、上記第1の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に存在する場合は上記第1の期間中上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に第3の期間だけ上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1のインバータから電力エネルギーを出力し上記第1の期間に上記第1のインバータをパルス幅変調制御することにより減少する出力エネルギーを相殺するようにされたものである請求項1に記載の電力変換装置。上記制御装置は、上記第1の期間において、上記第2のインバータの動作を停止するものである請求項1に記載の電力変換装置。上記制御装置は、上記第1の期間において、上記第1のインバータ及び上記第2のインバータを動作させるものである請求項1に記載の電力変換装置。上記制御装置は、上記コンデンサの電圧が所定のコンデンサ電圧よりも低いときは上記補償電圧指令を下げ、上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧以上のときは上記補償電圧指令を上げるものである請求項1に記載の電力変換装置。上記制御装置は、上記電力変換装置の出力電力の極性が正であって上記コンデンサの電圧が所定のコンデンサ電圧より低い場合には上記補償電圧指令を下げ上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧より高い場合には上記補償電圧指令を上げ、上記出力電力の極性が負であって上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧より低い場合には上記補償電圧指令を上げ上記コンデンサの電圧が上記所定のコンデンサ電圧より高い場合には上記補償電圧指令を下げるものである請求項1に記載の電力変換装置。上記第1及び第2のインバータは、パルス幅変調制御に三角波キャリアを用いるものであって、上記両三角波キャリアの位相が一致しないようにされたものである請求項1または請求項2または請求項4~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記第1及び第2のインバータは、単相フルブリッジインバータである請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記第1のインバータは、マルチレベル型の単相インバータである請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記第1のインバータは三相インバータであり、上記第1のインバータの各相交流出力線に、それぞれ上記第2のインバータの上記交流側が直列接続されたものである請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記第2のインバータは1又は複数の単相インバータで構成され、上記単相インバータの交流側が単独でまたは直列接続されたものが上記第2のインバータの上記交流側とされたものである請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記直流電源は太陽電池である請求項1~6のいずれか1項に記載の電力変換装置。従来の電力変換装置は以上のように構成され、第1の単相インバータはパルス出力を行っており、その出力期間で第1の単相インバータが出す電力が電力変換装置の出力電力になるような条件を満たせば、第2及び第3のインバータの電力収支は0となりその電圧は保たれる。しかし、第2及び第3のインバータにはその直流母線電圧にて出力可能な交流出力指令値を与える必要があり、一方、第1の単相インバータは前記制限を受け出力を行うため、入出力条件によって電力収支に不足が生じる。その不足分を第2及び第3のインバータにて補っている。このため、従来の電力変換装置では、上述のように第2及び第3のインバータは、第1の直流源に接続された甲及び乙コンバータを介して、電力の供給を受けるように構成されている。ところが、甲及び乙コンバータのような変換装置を別途用いることはコスト及び損失の増加につながるといった問題がある。この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、安価で電力損失の少ない電力変換装置を得ることを目的とする。この発明に係る電力変換装置においては、第1のインバータと第2のインバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、上記第1のインバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を交流に変換して交流出力線を介して出力するものであり、上記第2のインバータは、コンデンサと単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記コンデンサに接続され交流側が上記交流出力線に直列に接続されたものであり、上記制御装置は、正弦波の交流出力電圧指令が所定値よりも大きくなったとき立ち上がり上記所定値以下になったとき立ち下がる1パルスの電圧を上記交流出力電圧指令の半周期毎に主電圧パルスとして出力するように主電圧パルス指令を発信して上記第1のインバータを制御するとともに上記交流出力電圧指令と上記第1のインバータの出力電圧とに基づいて出される補償電圧指令に基づいて上記第2のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1及び第2のインバータの出力電圧の和を正弦波の交流電圧として出力するようにし、かつ上記補償電圧指令に対して上記コンデンサの電圧が足りず上記第2のインバータの出力電圧が不足する期間である第1の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に存在する場合は上記第1の期間中上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に第2の期間だけ上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1のインバータから出力される電力エネルギーを減少させることにより上記第1の期間に上記第1のインバータから供給される電力エネルギーを相殺するようにされたものである。この発明に係る電力変換装置においては、第1のインバータと第2のインバータと制御装置とを備えた電力変換装置であって、上記第1のインバータは、直流電源の正負端子間に接続され上記直流電源の電力を交流に変換して交流出力線を介して出力するものであり、上記第2のインバータは、コンデンサと単相インバータ回路とを有し、上記単相インバータ回路の直流側が上記コンデンサに接続され交流側が上記交流出力線に直列に接続されたものであり、上記制御装置は、正弦波の交流出力電圧指令が所定値よりも大きくなったとき立ち上がり上記所定値以下になったとき立ち下がる1パルスの電圧を上記交流出力電圧指令の半周期毎に主電圧パルスとして出力するように主電圧パルス指令を発信して上記第1のインバータを制御するとともに上記交流出力電圧指令と上記第1のインバータの出力電圧とに基づいて出される補償電圧指令に基づいて上記第2のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1及び第2のインバータの出力電圧の和を正弦波の交流電圧として出力するようにし、かつ上記補償電圧指令に対して上記コンデンサの電圧が足りず上記第2のインバータの出力電圧が不足する期間である第1の期間が上記主電圧パルスが出力されているべき期間の前後に存在する場合は上記第1の期間中上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して出力し上記不足する出力電圧を補償するとともに上記主電圧パルスが出力されているべき期間中に第2の期間だけ上記第1のインバータの出力電圧をパルス幅変調制御して上記第1のインバータから出力される電力エネルギーを減少させることにより上記第1の期間に上記第1のインバータから供給される電力エネルギーを相殺するようにされたものであるので、安価で電力損失の少ない電力変換装置を得ることができる。実施の形態1.図1~図10は、この発明を実施するための実施の形態1を示すものであり、図1は電力変換装置の構成を示す構成図、図2は第1及び第2の単相インバータの出力電圧を示す波形図、図3は第2の単相インバータへの電力エネルギーの出入りの変化を示す波形図である。図4は~図9は、電力変換装置の動作を説明するための説明図、図10は図1の制御装置のPAD図PROBLEMANALYSISDIAGRAMである。図1において、第1のインバータとしての第1の単相インバータ3は、単相のフルブリッジ回路3b及び交流出力線3c,3dを有する。フルブリッジ回路3bは、スイッチング手段である4個の電界効果トランジスタFET3aにて構成されている。第2のインバータとしての第2の単相インバータ4は、単相のフルブリッジ回路4bとコンデンサ5とを有する。単相のフルブリッジ回路4bは、スイッチング手段としての4個の電界効果トランジスタFET4aにて構成されている。なお、スイッチング手段は、FETだけではなく、IGBTなど自己消弧能力をもつ半導体素子やその他のものを適宜用いることができる。コンデンサ5は、電荷を蓄積する単相インバータ側の直流電源として機能する。太陽電池等の直流電源1にはコンデンサ2が接続され、第1の単相インバータ3に直流電力を供給する。コンデンサ2は、直流母線の電圧を平滑する。第1の単相インバータ3の一方の交流出力線3cに第2の単相インバータ4の交流出力側が直列に接続されている。制御装置10は、閾値電圧調整装置11と処理装置12とを有し、第1の単相インバータ3及び第2の単相インバータ4を制御する。閾値電圧調整装置11は、減算器111とPI制御装置112とを有する。処理装置12としては、DSPDIGITALSIGNALPROCESSORやFPGAFIELDPROGRAMMABLEGATEARRAY等が用いられる。電力変換装置100は、以上のように構成されている。そして、電力変換装置100から正弦波の単相の交流出力電圧Voが平滑用のフィルタ6を介して電力系統などの負荷7に印加される。次に動作について説明する。理想条件では第1の単相インバータ3の出力電圧V1の波形は、図2aに示すような時点t1において立ち上がり、時点t2において立ち下がるパルス波形である。制御装置10は、主電圧パルス指令としてのパルス状の目標電圧指令V1REF図2aを第1のインバータ3に対して発信する。目標電圧指令V1REFは、主電圧パルスの立ち上がり指令S1及び立ち下がり指令S1を有する。主電圧パルスの立ち上がり指令S1は、正弦波の交流出力電圧指令VoREFが所定値としての第1の閾値電圧VTHB1定数又は変数である、後述以上になった時点t1において出力電圧V1である主電圧パルスが立ち上がるように発信される。立ち下がり指令S2は、交流出力電圧指令VoREFが第1の閾値電圧VTH1より小さくなった時点t2において主電圧パルスが立ち下がるように発信される。第1のインバータ3は、目標電圧指令V1REFにより正弦波の交流出力電圧指令VoREFの半周期に対して1パルスの割合で主電圧パルスとしての出力電圧V1を出力する。なお、主電圧パルスの立ち上がり指令S1が発信されてから立ち下がり指令S2が発信されるまでの間がこの発明における主電圧パルスが出力されているべき期間である。第1の閾値電圧VTHB1は、単相インバータ側の直流電源であるコンデンサ2の電圧VC1及び電力変換装置100の交流出力電圧Voの実効値VoRMSから求めることができる。例えば、出力力率が1である場合、第1の単相インバータ3の出力する電力Pmainが電力変換装置の全出力電力Poと一致すればよい。従って、次の1式が成り立つ位相θthのときの交流電圧値が閾値電圧VTHB1となる。ここでVpは正弦波交流電圧のピーク電圧を、Ipは正弦波交流電流のピーク電流である。制御装置10は、電力変換装置100の交流出力電圧Voが正弦波になるように、補償電圧指令としての出力電圧指令V2REFを第2の単相インバータ4に与え、図2bに示すような出力電圧V2をPWM制御方式にて出力させる。出力電圧指令V2REFは、第2の単相インバータ4の出力すべき電圧の指令である。出力電圧指令V2REFは、正弦波の交流出力電圧指令VoREFと第1の単相インバータ3の出力電圧V1との差に基づいて当該差を補正するように第2の単相インバータ4に対して出力される。第1の単相インバータ3の交流出力線3cに第2の単相インバータ4の交流側が直列に接続されている。従って、第1の単相インバータ3の出力電圧V1と第2の単相インバータ4の出力電圧V2が加算され、電力変換装置100から正弦波の交流出力電圧Voが出力される。なお、出力電圧指令V2REFは、正弦波の交流出力電圧指令VoREFと第1の単相インバータ3の目標電圧指令V1REFとの差に基づいて出力するようにしてもよく、実質的に差はない。第2の単相インバータ4は、正極性の電力のみである一般的なPWMインバータとは異なる。例えば、交流出力の力率が1の場合、図3に示すように第2の単相インバータ4の出力電力P1は正極性である時及び負極性である時が存在する。正極性である時には、第2の単相インバータ4のコンデンサ5は放電し電力エネルギーが放出される。負極性である時には、電力エネルギーが供給され充電される。これらの正負電力エネルギーが同じになるように、第1の単相インバータ3の出力期間を制御すれば、第2の単相インバータ4のために従来のコンバータのような電源を別途用意する必要は無いことになる。つまり、第2の単相インバータ4の電力エネルギーの収支が零となるように制御すれば、第2の単相インバータ4のために従来のコンバータのような電源を別途用意する必要は無いことになる。ところで、実際には入力である太陽電池等の直流電源1の電気特性及び出力である電力系統に代表される負荷7の電気特性は常に同条件ではなく、条件によって閾値電圧VTHB1も変化する。例えば、図4aのように交流電圧が正極性であって第1の単相インバータ3の主電圧パルス出力の立ち上がり点である時点t1における動作を考察する。なお、時点t1は、第1の単相インバータ3へ目標電圧指令V1REFの主電圧パルスの立ち上がり指令S1が発信されるべき時点であり、また主電圧パルスの立ち上がるべき時点でもある。第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFが、コンデンサ5の端子間の電圧VC2よりも高く、第2の単相インバータ4が出力できない期間Taが時点t1よりも前に発生する場合がある。この場合、第2の単相インバータ4は、期間Taにおいては、出力電圧指令V2REFがコンデンサ5の端子間の電圧VC2よりも高いので、第2の単相インバータ4の出力電圧が不足するため、出力できない。そこで、制御装置10が、期間Taにおいては、図5aのように第1の単相インバータ3が部分的にPWM制御による高周波スイッチング動作をするように制御を行い、期間Taにおいて不足する出力電圧を補償する。第1の単相インバータ3が、期間Taにおいて不足する出力電圧を補償することにより、電力変換装置100は正弦波状の交流出力電圧Voを出力する。なお、期間Taが、この発明における補償電圧指令V2REFに対してコンデンサ5の電圧が足りず第2のインバータ4の出力電圧V2が不足する期間である第1の期間である。期間Taは、第2の単相インバータ4の出力電圧が不足する出力不可能期間でもある。しかし、この場合通常出力しない期間Taにおいて、第1の単相インバータ3が電力エネルギーを出力することになる。このため、出力過剰となり、第2の単相インバータ4のコンデンサ5が余分に充電されてしまう。よって、第1の単相インバータ3が、図6aに示すように、期間Tb詳細後述についても第1の単相インバータ3がPWM制御による高周波スイッチング制御を行い出力を減少させ、第1の単相インバータの出力する電力エネルギーが電力変換装置に必要とされる出力電力になるように調整し、出力過剰を防止する。なお、期間Tbが、この発明の第2の期間である。期間Tbは、時点t1以後の期間であり、第1のインバータ3が主電圧パルスを出力するはずであった期間であり、出力を減少させるための電力調整PWM期間でもある。なお、期間Tbの始点は、第1の単相インバータ3に対する交流出力電圧指令VoREFが第1の閾値電圧VTHB1よりも大きくなった時点t1図5a参照である。この時点は、期間Taの終点でもある。期間Tbの設定は、次のようにする。期間Taにおける第1の単相インバータ3のスイッチング動作により図5a参照、第1の単相インバータ3の出力する電力エネルギーが過剰となり、コンデンサ5の電圧VC2が所定のコンデンサ電圧としての目標電圧VC2REFを超えてしまう場合は、基準となる第1の閾値電圧VTHB1よりも所定の制御量としての制御量βだけ高くした第2の閾値電圧VTHB2を求める。制御量β図6a参照の求め方については、後で説明する。そして、交流出力電圧指令VoREFが第2の閾値電圧VTHB2よりも大きくなったときに第1の単相インバータ3が通常通りの主電圧パルスの出力を開始する。この時点が、期間Tbの終点である。なお、本来はこの期間Tbは、主電圧パルスの立ち上がりの初期の部分であり、この初期の部分においてPWM制御を行うことになる。期間Tbは、期間Tbにおいて第1の単相インバータ3がPWM制御によりスイッチングしたときの電力エネルギー電力量とスイッチングしないときの電力エネルギーとの差Dpマイナス値であるが、期間Taにおいて第1の単相インバータ3から供給された電力エネルギーPgと同じになったときに終了する。すなわち、電力エネルギーの差Dpと電力エネルギーPgとが相殺されたときに終了する。この実施の形態では、図6aの出力電圧V2の波形に示すように、上記期間Ta及び期間Tbにおいては、第2の単相インバータ4の動作は停止しており、電圧の供給は行っていない。なお、負荷変動等、何らかの原因で第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFよりも低下してしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を第1の閾値電圧VTHB1よりも低くし、第2の単相インバータ4のコンデンサ5を充電してもよい。また、主電圧パルスが立ち下がる時点t2における動作も同様である。すなわち、図4bに示すように時点t2以後に、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFがコンデンサ5の電圧VC2よりも高い期間である期間Ta1が発生する場合は、期間Ta1においては、制御装置10は、図5bのように第1の単相インバータ3に対して部分的にPWM制御による高周波スイッチングを行う制御を行う。制御装置10が、第1の単相インバータ3に対して部分的にPWM制御による高周波スイッチング動作をさせることにより、期間Ta1において不足する出力電圧を補償し、電力変換装置100が正弦波状の交流出力電圧Voを出力するようにする。この場合、通常出力しない期間Ta1において第1の単相インバータ3が電力エネルギーを出力することになるので、出力過剰となり、第2の単相インバータ4のコンデンサ5が余分に充電されてしまう。よって、制御装置10は、図6bに示すように、時点t2よりも前の第2の期間としての期間Tb1詳細後述だけ上記第1のインバータの出力電圧をPWM制御して、出力する電力エネルギーを減少させる。制御装置10が、第1のインバータの出力電圧をPWM制御して出力する電力エネルギーを減少させることにより、期間Ta1において第1のインバータ3から供給される電力エネルギー分を相殺する。なお、時点t2は、第1の単相インバータ3へ目標電圧指令V1REFの主電圧パルスの立ち下がり指令が発信されるべき時点であり、また主電圧パルスが立ち下がるべき時点でもある図2a参照。期間Ta1は、出力電圧指令V2REFがコンデンサ5の端子間の電圧VC2よりも高いため、第2の単相インバータ4の出力電圧が不足するため、第2の単相インバータ4が出力できない期間である。なお、期間Ta1が、この発明における補償電圧指令V2REFに対してコンデンサ5の電圧が足りず第2のインバータ4の出力電圧V2が不足する期間である第1の期間である。期間Tbは、第1の単相インバータ3が本来主電圧パルスの出力を継続するはずであった期間でもある。電力調整PWM期間である期間Tb1の設定については、図5aにおける期間Tbの設定と同様の方法で行う。期間Tb1は、期間Tb1において第1の単相インバータ3がPWM制御によりスイッチングしたときの電力エネルギーとスイッチングしないときの電力エネルギーとの差Dp2マイナス値であるが、期間Ta1において第1の単相インバータ3から供給される電力エネルギーPg2と同じになるように設定する。すなわち、差Dp2と電力エネルギーPg2とが相殺されるように設定する。この実施の形態では、図6bの出力電圧V2の波形に示すように、期間Ta1及び期間Tb1においては、第2の単相インバータ4の動作は停止しており、電圧の供給は行っていない。なお、第2の単相インバータ4の直流電圧VC2が、負荷変動等、何らかの原因で目標電圧VC2REFよりも低下してしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を第1の閾値電圧VTHB1よりも低くし、第2の単相インバータ4のコンデンサ5を充電してもよい。さらに、図7aのように、第1の単相インバータ3が時点t1以後に、補償電圧指令V2REFに対してコンデンサ5の電圧VC2の電圧が不足する期間Tcが発生する場合がある。なお、期間Tcはこの発明における補償電圧指令V2REFに対してコンデンサ5の電圧が足りず第2のインバータ4の出力電圧V2が不足する期間である第1の期間である。この場合、図8aのように制御装置10により第1の単相インバータ3の出力電圧をPWM制御して電圧の補償供給が必要になる。しかし、期間Tcにおいて第1の単相インバータ3がPWM制御によるスイッチング動作を行うことにより第1の単相インバータ3が出力する電力エネルギーが減ってしまう。第1の単相インバータ3の出力する電力エネルギーが減ると、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2が低下してしまう。よって、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFを下回る場合は、制御装置10は、出力交流電圧指令値VoREF第2の単相インバータ4の出力電圧V2が図9aのように第3の閾値電圧VTHB3後述よりも高くなったときから第1の単相インバータ3がPWM制御を始めるようにする。この時点が、第3の期間としての電力調整のためのPWM制御の期間Td図9aの始点である。なお、第3の閾値電圧VTHB3は、第1の閾値電圧VTHB1より制御量β上述だけ低い値である。なお、期間Tdは、期間Tdにおいて第1の単相インバータ3のスイッチングにより供給された電力エネルギーが、期間Tcにおいて第1の単相インバータ3がスイッチングしたために供給不足となった電力エネルギーを相殺する値になるようにその時間を設定する。なお、第2の単相インバータ4の直流電圧VC2が、負荷変動等、何らかの原因で目標電圧VC2REFよりも高くなってしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を高くし、第2の単相インバータ4のコンデンサ5を放電させてもよい。また、図7bのように、主電圧パルスが立ち下がる時点t2における動作も同様である。すなわち、図7bに示すように時点t2よりも前に、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFがコンデンサ5の電圧VC2よりも高い期間である期間Tc1が発生する場合は、この期間Tc1においては、制御装置10は、図8bのように第1の単相インバータ3に対して部分的にPWM制御による高周波スイッチング動作をさせる制御を行い、期間Tc1において不足する出力電圧を補償する。制御装置10は、不足する出力電圧を補償することにより、電力変換装置100が正弦波状の交流出力電圧Voを出力するようにする。この場合,通常出力すべき期間Tc1において第1の単相インバータ3がPWM制御による高周波スイッチング動作を行うため出力エネルギーが減少する。出力エネルギーが減少すると、出力不足となり、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧が低下してしまう。よって、制御装置10は、図9bに示すように第1の単相インバータ3が、時点t2以後に第5の期間としての期間Td1だけ上記第1のインバータの出力電圧をPWM制御することにより、出力する電力エネルギーを増加させることにより期間Tc1において第1のインバータ3から供給される電力エネルギーの減少を相殺する。なお、期間Tc1がこの発明における補償電圧指令V2REFに対してコンデンサ5の電圧が足りず第2のインバータ4の出力電圧V2の絶対値が不足する期間である第1の期間である。なお、期間Td1の設定に関しては、図9aにおける期間Tdの設定と同様の方法で行う。期間Td1は、期間Tc1において第1の単相インバータ3がPWM制御によりスイッチングしたときの電力エネルギーとスイッチングしないときの電力エネルギーとの差が、期間Td1において第1の単相インバータ3から供給される電力エネルギーと同じになるように設定する。この実施の形態では、図9bの出力電圧V2の波形に示すように、期間Tc1及び期間Td1においては、第2の単相インバータ4の動作は停止しており、電圧の供給は行っていない。なお、負荷変動等、何らかの原因で第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFよりも低下してしまっている場合は、上記によらず閾値電圧を第1の閾値電圧VTHB1よりも低くし、第2の単相インバータ4のコンデンサ5を充電してもよい。本実施の形態1において、第1の単相インバータ3がPWM制御により高周波スイッチングを行っている間は第2の単相インバータ4は停止している。このため、第1の単相インバータ3の出力電圧V1がそのまま電力変換装置100の交流出力電圧Voとなり、第2の単相インバータ4に代わって第1の単相インバータ3から電力変換装置100の電圧が出力される。上記閾値電圧VTHB1の制御量βを決定するにはP制御、PI制御といった制御を用いると良い。また、この実施の形態においては、図1に示す閾値電圧調整装置11を用いて、PI制御を行っている。図1において、減算器111に第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2及びコンデンサ5の目標電圧VC2REFが入力され、その偏差δがPI制御装置112に入力される。PI制御装置112は、偏差δに基づいて閾値電圧の制御量βを決定し、第1の閾値電圧VTHB1からβを加減して第2の閾値電圧VTHB2及び第3の閾値電圧VTHB3を算出する。そして、制御装置10は、以上に説明した制御を行うが、当該制御のPAD図を図10に示す。例えば、図10中のPWM1オンは第1の単相インバータ3がPWM制御で動作することを示し、PWM1オフはPWM制御の動作をしないことを示している。以上のように、この実施の形態によれば、コンバータを別途設けてコンデンサ5に必要とされる直流電圧を供給する必要がないので、コンバータを省略でき、安価で電力損失の少ない電力変換装置を得ることができる。また、第1の単相インバータ3が部分的にPWM制御で動作することで第2の単相インバータ4の出力できない期間Taにおける電圧の不足を補うことができ、かつこれにより第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧を低く設定しても動作するので第2の単相インバータ4には低耐圧の半導体素子などのスイッチング手段を用いることができ、安価になる。実施の形態2.図11~図14は、実施の形態2を示すものであり、図11は電力変換装置の構成図、図12及び図13は動作を説明するための波形図、図14は制御装置のPAD図である。図11において、電力変換装置200は制御装置20を有する。制御装置20は、処理装置22を有する。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。この実施の形態では、処理装置22は、期間Taに第1の単相インバータ3だけを動作させるのではなく、図12に示すように、期間Taに第1の単相インバータ3及び第2の単相インバータ4が電力エネルギー電圧を出力するように制御する。第2の単相インバータ4は、上記第2の単相インバータ4が有する直流母線電圧すなわちコンデンサ5の電圧VC2までは電圧を出力可能である。よって、上記第2の単相インバータ4が、期間Taにおいてもその出力電圧指令V2REFに対応して第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2として出力し続ければ、例えば図12のように図6aに示したものに比し第1の単相インバータ3のPWM制御の期間Tbを短くすることができる。同様に、第1の単相インバータ3が、主電圧パルスとして通常出力すべき期間TcにPWM制御が必要になった場合には、期間Tcにおいてもその出力電圧指令V2REFに対応して第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2として出力し続ければ、図13のように図9aに示したものに比し第1の単相インバータ3の電力調整のためのPWM制御の期間Tdを短くすることができる。期間Tbあるいは期間Tdが短くなることは、第1の単相インバータ3のスイッチング回数が減ることになるため、第1の単相インバータ3で発生するスイッチング損失を低減することが可能となる。また、期間Tbや期間Tdが大きい場合、閾値電圧VTHB1等の変化幅には交流出力電圧Voの絶対値の0Vから最大値までという制限があるため、入出力条件によっては期間Tbや期間Tdが確保できず、電力の収支が合わないため電力変換装置が動作しない場合がある。しかし、本実施の形態では、第2の単相インバータ4からも電力を出力させることにより期間Tbや期間Tdを短くすることができるため、電力変換装置が動作可能な入出力電圧の幅を広くすることができる。制御装置20が、以上に説明した制御を行うが、当該制御のPAD図を図14に示す。実施の形態3.図15~図18は、実施の形態3を示すものであり、図15は電力変換装置の構成図、図16及び図17は動作を説明するための波形図、図18は制御装置のPAD図である。図15において、電力変換装置300は制御装置30を有する。制御装置30は、PWM出力量調整装置31及び処理装置32を有する。PWM出力量調整装置31は、減算器311とPI制御装置312を有する。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。この実施の形態では、制御装置30は次のように動作するが、図18にPAD図を示す。制御装置30は、部分的なPWM制御期間における第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFを固定ではなく変数として与え、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2を制御する。例えば、コンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFより低い場合は、図16に示すように、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFを所定の制御量としての制御量α図16b分下げ、第1の単相インバータ3の目標出力指令V1REFを制御量α分上げる。すると、第1の単相インバータ3の出力電力が電力変換装置が出力すべき電力よりも大きくなり、余った電力が第2の単相インバータ4のコンデンサ5に充電されるため、コンデンサ5の電圧VC2が上昇する。なお、図16における目標出力指令V1REFは、上記部分的なPWM制御期間における指令波形を示している。同様に、図17aのようにコンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFより高い場合は、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFを制御量α図17b分上げ、上げた分は第1の単相インバータ3の目標出力指令V1REFを下げることで補う。すると、第1の単相インバータ3の出力電力が電力変換装置が出力すべき電力よりも小さくなり、不足した電力が第2の単相インバータ4のコンデンサ5から供給されるため、コンデンサ5の電圧VC2が低下する。なお、図17における目標出力指令V1REFは、上記部分的なPWM制御期間における指令波形を示している。上記制御量αの決定にはP制御、PI制御といった閾値制御装置を用いると良い。この実施の形態では、PWM出力量調整装置31がPI制御を行うようにしている。なお、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFの絶対値の変化幅は、0から第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2までである。以上のようにこの実施の形態によれば、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧を制御でき、過電圧になるのを防止できるので、適正な電圧のコンデンサを用いることができる。また、潮流などの外乱により直流電源1の電圧が急変しても過電圧を防止できる。実施の形態4.図19及び図20は、実施の形態4を示すものであり、図19は電力変換装置の構成図、図20は制御装置のPAD図である。図19において、電力変換装置400は制御装置40を有する。制御装置40は、PWM出力量調整装置41及び処理装置42を有する。PWM出力量調整装置41は、減算器411とPI制御装置412を有する。その他の構成については、図1に示した実施の形態1と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。制御装置40は、以下に説明するように動作するが、図20にPAD図を示す。本実施の形態では、力率が1ではなく、出力電圧と出力電流の位相がずれている場合にも対応できる。出力電流位相がずれた場合、電力変換装置400においては出力される電力エネルギーの極性が負極性になる期間が発生する。上記期間では制御量の加算、減算をすると逆効果となるため制御量を反転させる必要がある。本実施の形態では、制御量の補正方向を電力変換装置の電力エネルギー極性PREFで決定する。電力エネルギー極性PREFは、電圧が正極性のとき、出力電流が正極性なら電力エネルギー極性PREFは正極性、出力電流が負極性ならば電力エネルギー極性PREFは負極性となる。同様に電圧が負極性のとき、出力電流が正極性なら電力エネルギー極性PREFは負極性、出力電流が負極性ならば電力エネルギー極性PREFは正極性となる。例えば、部分的に第1の単相インバータ3がPWM制御動作する期間において、電力エネルギー極性PREFが正極性であって、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFより低い場合は、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFを所定の制御量としての制御量γ詳細後述だけ下げる方向に変化させる。電力エネルギー極性PREFが正極性であって、コンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFより高い場合は、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFをγだけ上げる方向に変化させる。電力エネルギー極性PREFが負極性であって、第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFより低い場合は、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFをγだけ上げる方向に変化させる。電力エネルギー極性PREFが負極性であって、コンデンサ5の電圧VC2が目標電圧VC2REFより高い場合は、第2の単相インバータ4の出力電圧指令V2REFをγだけ下げる方向に変化させる。なお、出力電圧指令V2REFを上下する制御量γの決定にはP制御、PI制御といった制御装置を用いると良い。この実施の形態では、PWM出力量調整装置41がPI制御を行う。なお、出力電圧指令V2REFの絶対値の制御可能幅は、0から第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2までである。以上のようにこの実施の形態によれば、負荷の力率が1でないときにも適用できる。実施の形態5.図21及び図22は、実施の形態5を示すものであり、図21は電力変換装置の構成図、図22は第1及び第2の単相インバータの三角波キャリアの位相を180度ずらした場合の効果を説明するための波形図である。図21において、電力変換装置500は制御装置50を有する。制御装置50は、処理装置52を有する。その他の構成については、図15に示した実施の形態3と同様のものであるので、相当するものに同じ符号を付して説明を省略する。制御装置50は、以下に説明するように動作する。本実施の形態は、上記実施の形態3もしくは実施の形態4を基本としたものである。本電力変換装置500においては、実施の形態3や実施の形態4に示したものと同様に部分的に第1の単相インバータ3がPWM制御される。同様に上記PWM制御される期間には、第2の単相インバータ4もPWM制御される。上記PWM制御に三角波比較法を用いた場合、第1の単相インバータ3及び第2の単相インバータ4において両者の三角波キャリアの位相が同じ場合には、第1の単相インバータ3及び第2の単相インバータ4それぞれのパルスの中央が一致する。このため、第2の単相インバータ4が正を出力する場合には、1回のスイッチング時に出力される電圧が大きくなり電流リップルが増加する。しかし、上記二つの三角波キャリアの位相を180度ずらした場合、パルスの中心がずれるため、出力電圧が重ならない、もしくは重なり期間が短くなる。従って、電圧の変化幅を小さく、もしくは変化幅大の期間を短くできるため電流リップルを抑えることができる。なお、第2の単相インバータ4の出力が負である場合は、三角波キャリアの位相を180度ずらした場合、電圧の変化幅が増加してしまうので、三角波キャリアの位相を同期させる。上記位相ずらしの効果の例を図22に示す。図22は、第1の単相インバータ3のコンデンサ2の電圧VC1と第2の単相インバータ4のコンデンサ5の電圧VC2の電圧比を2対1とし、第2の単相インバータ4の出力は正であり、第1の単相インバータ3及び第2の単相インバータ4における二つの三角波キャリア波形c1、波形c2の位相を180度ずらした場合の、リップル電流の比較を示したものである。図22aは、二つの三角波キャリア波形c1、波形c2の位相を同じにした場合のリップル電流の波形W1を示している。図22bは、二つの三角波キャリア波形c1、波形c2の位相を180度ずらした場合のリップル電流の波形W2を示している。なお、図22a及びbにおいて、波形a1は第1の単相インバータ3のPWM出力、波形a2は第2の単相インバータ4のPWM出力である。このように、両三角波キャリア波形c1,c2の位相が一致しないようにされているのでリップル電流を抑えることができる。従って、フィルタ6の図示しないリアクトルなどに高周波電流により発生する損失を低減することが可能となる。実施の形態6.図23~図25は、実施の形態6を示すものであり、図23は電力変換装置の構成図、図24は変形例である別の電力変換装置の構成図、図25は他の変形例である他の電力変換装置の構成図である。図23において、電力変換装置600は、直列に接続されたコンデンサ2a,2b、3レベルの第1のインバータとしての第1の単相インバータ603、制御装置60を有する。第1の単相インバータ603は、交流出力線603c,603dを有する。第2の単相インバータ4の交流出力側が、第1の単相インバータ603の一方の交流出力線603cに直列に接続されている。制御装置60は実施の形態1における制御装置10と同様の動作をするものであり、電力変換装置600の動作については、第1の単相インバータの構成が異なるだけで、図1に示した電力変換装置100と同様である。また、図24において、電力変換装置700は、第1のインバータとしての三相インバータ703、第2のインバータとしての第2の単相インバータ704、制御装置70を有する。三相インバータ703の3本の交流出力線703c,703d,703eにそれぞれ第2の単相インバータ704の交流出力側が直列に接続されている。制御装置70は実施の形態1における制御装置10と同様の動作をするものであり、電力変換装置700の動作については、インバータの構成が異なるだけで、図1に示した電力変換装置100と同様である。また、図25に示すように電力変換装置800を構成することもできる。図25において、第2のインバータとしての第2の単相インバータは、2台の第2の単相インバータ804に分割し、これらを制御する制御装置80を設けてもよい。制御装置80は実施の形態1における制御装置10と同様の動作をするものであり、電力変換装置800の動作については、インバータの構成が異なるだけで、図1に示した電力変換装置100と同様である。なお、第1のインバータが単相インバータであっても三相インバータであってもよい。また、第2の単相インバータを3台以上の単相インバータ804に構成することもできる。なお、この実施の形態における制御装置60,70,80の代わりに実施の形態2~5に示した制御装置20,30,40,50と同様の動作をする制御装置を用いることもできる。また、上記各実施の形態で示した個別の構成を適宜組み合わせて種々の特性を有する電力変換装置を構成することができることは言うまでもない。"