"入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第1ループと、前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第2ループとを有し、前記第1ループ及び前記第2ループは、それぞれ遅延固定ループを含み、前記遅延固定ループは、前記第1ループ及び前記第2ループに含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償することを特徴とする能動型整流器。前記入力信号は、電磁結合magneticcouplingによってソース共振器から受信されることを特徴とする請求項1に記載の能動型整流器。前記第1ループは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1スイッチと、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1遅延スイッチと、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記第1遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償する第1遅延固定ループと、前記入力信号の最大振幅に対応する電圧を供給するキャパシタとを含むことを特徴とする請求項1に記載の能動型整流器。前記第1遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記第1遅延固定ループは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることを特徴とする請求項3に記載の能動型整流器。前記第1遅延固定ループは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第2比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第2比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、前記第2比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことを特徴とする請求項4に記載の能動型整流器。前記第2ループは、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第2スイッチと、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第2遅延スイッチと、前記入力信号の位相が正から負に転換された時から前記第2遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償する第2遅延固定ループと、前記入力信号の最大振幅に対応する電圧を供給するキャパシタとを含むことを特徴とする請求項1に記載の能動型整流器。前記第2遅延スイッチは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記第2遅延固定ループは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加えることを特徴とする請求項6に記載の能動型整流器。前記第2遅延固定ループは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第2比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第2比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、前記第2比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを発生する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加える遅延補償部とを含むことを特徴とする請求項7に記載の能動型整流器。ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、前記ターゲット共振器で受信されたAC信号を整流してDC信号を生成する能動型整流器と、前記DC信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力するDC-DCコンバータとを有し、前記能動型整流器は、前記能動型整流器に含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償する遅延固定ループを含むことを特徴とする無線電力受信装置。前記能動型整流器は、前記AC信号の位相が正である区間で電圧を供給する第1ループと、前記AC信号の位相が負の区間で電圧を供給する第2ループとを含み、前記第1ループ及び第2ループのそれぞれは、前記スイッチの遅延による逆電流漏れを補償する遅延固定ループを含むことを特徴とする請求項9に記載の無線電力受信装置。前記第1ループは、前記AC信号の位相が正である区間で、前記AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1スイッチと、前記AC信号の位相が正である区間で、前記AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1遅延スイッチと、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記第1遅延スイッチがターンオンされるまで間の遅延を補償する第1遅延固定ループと、前記AC信号の最大振幅に対応するDC電圧を供給するキャパシタとを含むことを特徴とする請求項10に記載の無線電力受信装置。前記第2ループは、前記AC信号の位相が負である区間でターンオンされる第2スイッチと、前記AC信号の位相が負である区間でターンオンされる第2遅延スイッチと、前記AC信号の位相が正から負に転換された時から前記第2遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償する第2遅延固定ループと、前記AC信号の最大振幅に対応するDC電圧を供給するキャパシタとを含むことを特徴とする請求項10に記載の無線電力受信装置。入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第1回路と、前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第2回路とを有し、前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、逆電流漏れを補償する遅延固定回路を含むことを特徴とする能動型整流器。前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、少なくとも1つのスイッチを含み、前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、前記少なくとも1つのスイッチの遅延による逆電流漏れを補償することを特徴とする請求項13に記載の能動型整流器。前記少なくとも1つのスイッチは、トランジスタを含むことを特徴とする請求項14に記載の能動型整流器。前記トランジスタは、PMOS又はNMOSトランジスタを含むことを特徴とする請求項15に記載の能動型整流器。前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされるスイッチと、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる遅延スイッチと、前記入力信号の最大振幅に対応する電圧を供給するキャパシタとを含み、前記遅延固定回路は、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償するように構成されることを特徴とする請求項14に記載の能動型整流器。前記遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記遅延固定回路は、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることを特徴とする請求項17に記載の能動型整流器。前記遅延固定回路は、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第2比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第2比較器の遅延を加えて出力する遅延部と、前記第2比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことを特徴とする請求項18に記載の能動型整流器。請求項13に記載の能動型整流器を備えることを特徴とする電子装置。本発明は上記従来の無線電力伝送における問題点に鑑みてなされたものであって、本発明の目的は、能動型整流器を用いることによって受動型整流器で発生する電圧降下の現象を除去することのできる遅延固定ループを用いた能動型整流器を提供することにある。本発明の一態様によれば、能動型整流器は、入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第1ループと、前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第2ループとを有し、前記第1ループ及び前記第2ループは、それぞれ遅延固定ループを含み、前記遅延固定ループは、前記第1ループ及び前記第2ループに含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償することを特徴とする。前記入力信号は、電磁結合magneticcouplingによってソース共振器から受信されることが好ましい。前記第1ループは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1スイッチと、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1遅延スイッチと、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記第1遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償する第1遅延固定ループと、前記入力信号の最大振幅に対応する電圧を供給するキャパシタとを含むことが好ましい。前記第1遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記第1遅延固定ループは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることが好ましい。前記第1遅延固定ループは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第2比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第2比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、前記第2比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことが好ましい。前記第2ループは、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第2スイッチと、前記入力信号の位相が負の区間でターンオンされる第2遅延スイッチと、前記入力信号の位相が正から負に転換された時から前記第2遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償する第2遅延固定ループと、前記入力信号の最大振幅に対応する電圧を供給するキャパシタとを含むことが好ましい。前記第2遅延スイッチは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記第2遅延固定ループは、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加えることが好ましい。前記第2遅延固定ループは、前記入力信号を受信して前記入力信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第2比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第2比較器の遅延を加えた後、前記受信した出力を出力する遅延部と、前記第2比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを発生する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記入力信号の位相に加える遅延補償部とを含むことが好ましい。本発明の他の一態様によれば、無線電力受信装置は、ソース共振器から電磁気エネルギーを受信するターゲット共振器と、前記ターゲット共振器で受信されたAC信号を整流してDC信号を生成する能動型整流器と、前記DC信号の信号レベルを調整することによって定格電圧を出力するDC-DCコンバータとを有し、前記能動型整流器は、前記能動型整流器に含まれるスイッチの遅延による逆電流漏れを補償する遅延固定ループを含むことを特徴とする。前記能動型整流器は、前記AC信号の位相が正である区間で電圧を供給する第1ループと、前記AC信号の位相が負の区間で電圧を供給する第2ループとを含み、前記第1ループ及び第2ループのそれぞれは、前記スイッチの遅延による逆電流漏れを補償する遅延固定ループを含むことが好ましい。前記第1ループは、前記AC信号の位相が正である区間で、前記AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1スイッチと、前記AC信号の位相が正である区間で、前記AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる第1遅延スイッチと、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記第1遅延スイッチがターンオンされるまで間の遅延を補償する第1遅延固定ループと、前記AC信号の最大振幅に対応するDC電圧を供給するキャパシタとを含むことが好ましい。前記第2ループは、前記AC信号の位相が負である区間でターンオンされる第2スイッチと、前記AC信号の位相が負である区間でターンオンされる第2遅延スイッチと、前記AC信号の位相が正から負に転換された時から前記第2遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償する第2遅延固定ループと、前記AC信号の最大振幅に対応するDC電圧を供給するキャパシタとを含むことが好ましい。本発明のさらに他の一態様によれば、能動型整流器は、入力信号の位相が正である場合、電圧を供給するように構成された第1回路と、前記入力信号の位相が負である場合、電圧を供給するように構成された第2回路とを有し、前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、逆電流漏れを補償する遅延固定回路を含むことを特徴とする。前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、少なくとも1つのスイッチを含み、前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、前記少なくとも1つのスイッチの遅延による逆電流漏れを補償することが好ましい。前記少なくとも1つのスイッチは、トランジスタを含むことが好ましい。前記トランジスタは、PMOS又はNMOSトランジスタを含むことが好ましい。前記第1回路及び前記第2回路の少なくとも1つは、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされるスイッチと、前記入力信号の位相が正である区間で、前記入力信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる遅延スイッチと、前記入力信号の最大振幅に対応する電圧を供給するキャパシタとを含み、前記遅延固定回路は、前記差動信号の位相が正から負に転換された時から前記遅延スイッチがターンオンされるまでの間の遅延を補償するように構成されることが好ましい。前記遅延スイッチは、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する比較器と、前記比較器から出力される前記予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、前記ターンオン電圧を出力する電圧バッファと、前記電圧バッファから出力される前記ターンオン電圧によってターンオンされるトランジスタとを含み、前記遅延固定回路は、前記比較器と前記電圧バッファによって発生する遅延に対応する電圧オフセットを供給し、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加えることが好ましい。前記遅延固定回路は、前記差動信号を受信して前記差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する第2比較器と、前記電圧バッファの出力を受信して予め設定された前記第2比較器の遅延を加えて出力する遅延部と、前記第2比較器の出力信号と前記遅延部の出力信号との間の位相差を検出する位相検出部と、前記位相差に対応する前記電圧オフセットを供給する電荷ポンプと、前記電圧オフセットを前記比較器に入力される前記差動信号の位相に加える遅延補償部とを含むことが好ましい。本発明に係る電子装置は、能動型整流器を備えることが好ましい。本発明は、逆電流漏れreversecurrentleakageを遅延固定ループを用いて補償する能動型整流器及びこの能動型整流器を含む無線電力受信装置に関し、本発明に係る能動型整流器及びこの能動型整流器を含む無線電力受信装置は、能動型整流器を用いることによって受動型整流器で発生する電圧降下の現象を除去することができる。能動型整流器で発生する逆電流漏れを遅延固定ループを用いて補償することで、遅延固定ループを用いた逆電流漏れの補償は、入力される交流電圧の変化により補償される値が自動で可変されて補償することができる。以下、本発明の実施形態について添付の図面を参照しながら詳細に説明する。本発明の実施形態は逆電流漏れを遅延固定ループを用いて補償した能動型整流器を含む無線電力受信装置に関する。図1は、例示的な本発明の実施形態に係る無線電力送信システムを示すブロック図である。図1に示す例として、無線電力送信システムによって送信される無線電力は共振電力resonancepowerと称する。図1に示すように、無線電力送信システムは、ソースとターゲットで構成されるソース-ターゲット構造である。例えば、無線電力送信システムは、ソースに該当する共振電力送信装置110とターゲットに該当する共振電力受信装置120を備える。共振電力送信装置110は、外部の電圧供給装置からエネルギーを受信して共振電力を発生させるソース部111及びソース共振器115を備える。また、共振電力送信装置110は、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部Matchingcontrol113をさらに備える。ソース部111は、外部の電圧供給装置からエネルギーを受信して共振電力を発生させる。ソース部111は、外部装置から入力される交流信号の信号レベルを所望するレベルに調整するためのAC/ACコンバータ、AC/ACコンバータから出力される交流信号を整流することによって、一定レベルのDC電圧を出力するAC/DCコンバータ、AC/DCコンバータから出力されるDC電圧を高速スイッチングすることによって、数MHz~数十MHz帯域のAC信号を生成するDC/ACインバータを含む。整合制御部113は、ソース共振器115の共振帯域幅ResonanceBandwidth又はソース共振器115のインピーダンス整合周波数の少なくとも1つを設定する。整合制御部113は、ソース共振帯域幅設定部図示せず又はソース整合周波数設定部図示せずの少なくとも1つを備える。ソース共振帯域幅設定部は、ソース共振器115の共振帯域幅を設定する。ソース整合周波数設定部は、ソース共振器115のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ソース共振器の共振帯域幅又はソース共振器のインピーダンス整合周波数設定に基づいて、ソース共振器115のQ-ファクターを決定する。ソース共振器115は、電磁気エネルギーをターゲット共振器に送信する。例えば、ソース共振器115は、ターゲット共振器121との電磁結合magneticcoupling101によって共振電力をターゲット装置120に送信する。ここで、ソース共振器115は設定された共振帯域幅内で共振する。共振電力受信装置120は、ターゲット共振器121、共振周波数又はインピーダンス整合を行う整合制御部123、及び受信された共振電力を負荷に送信するためのターゲット部125を備える。ターゲット共振器121は、ソース共振器115から電磁気エネルギーを受信する。ここで、ターゲット共振器121は設定された共振帯域幅内で共振する。整合制御部123は、ターゲット共振器121の共振帯域幅又はターゲット共振器121のインピーダンス整合周波数の少なくとも1つを設定する。整合制御部123は、ターゲット共振帯域幅設定部図示せず又はターゲット整合周波数設定部図示せずの少なくとも1つを備える。ターゲット共振帯域幅設定部は、ターゲット共振器121の共振帯域幅を設定する。ターゲット整合周波数設定部は、ターゲット共振器121のインピーダンス整合周波数を設定する。ここで、ターゲット共振器121の共振帯域幅またはターゲット共振器121のインピーダンス整合周波数設定に基づいて、ターゲット共振器121のQ-ファクターを決定する。ターゲット部125は、受信された共振電力を負荷に送信する。ここで、ターゲット部125は、ソース共振器115からターゲット共振器121に受信されるAC信号を整流してDC信号を生成するAC/DCコンバータと、DC信号の信号レベルを調整することによって定格電圧をデバイス又は負荷に供給するDC/DCコンバータを含んでもよい。ここで、AC/DCコンバータは本発明の実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器として構成してもよい。ソース共振器115及びターゲット共振器121は、ヘリックスhelixコイル構造の共振器又はスパイラルspiralコイル構造の共振器、又はメタ構造meta-structured共振器から構成してもよい。図1を参照すると、Qファクターの制御工程は、ソース共振器115の共振帯域幅及びターゲット共振器121の共振帯域幅を設定し、ソース共振器115とターゲット共振器121との間の電磁結合101によって電磁気エネルギーをソース共振器115からターゲット共振器121に送信することを含む。ここで、ソース共振器115の共振帯域幅は、ターゲット共振器121の共振帯域幅よりも広いか狭く設定してもよい。例えば、ソース共振器115の共振帯域幅がターゲット共振器121の共振帯域幅より広いか狭く設定されることによって、ソース共振器のBW-ファクターとターゲット共振器のBW-ファクターは互いに不平衡unbalanceの関係を保持する。共振方式の無線電力送信において、共振帯域幅は重要なファクターである。ソース共振器115とターゲット共振器121間の距離変化、共振インピーダンスの変化、インピーダンスミス整合、反射信号などを全て考慮したQ-ファクターをQtとする場合、Qtは以下の数式1のように共振帯域幅と反比例関係を有する。数式1において、f0は中心周波数、△fは帯域幅、ΓS,Dは共振器の間の反射損失、BWSはソース共振器115の共振帯域幅、BWDはターゲット共振器121の共振帯域幅を示す。ここで、BW-ファクターは、1/BWS又は1/BWDを意味する。一方、ソース共振器115とターゲット共振器121との間の距離が変わったり、2つの共振器の内少なくとも1つの位置が変化するなどの外部の影響によって、ソース共振器115とターゲット共振器121との間のインピーダンスミス整合が発生する。インピーダンスミス整合は、電力送信の効率を減少させる直接的な原因になり得る。整合制御部113は、送信信号の一部が反射して戻ってくる反射波を検出することによって、インピーダンスミス整合が発生したと判断し、インピーダンス整合を行うことができる。また、整合制御部113は、反射波の波形分析によって共振ポイントを検出することで共振周波数を変更してもよい。ここで、整合制御部113は、反射波の波形で振幅が最小である周波数を共振周波数として決定してもよい。図1の例で、ソース共振器115及び/又はターゲット共振器121は、図8~図14の構造を有してもよい。図2は、本発明の一実施形態に係る能動型整流器を示す回路図である。図2を参照すると、能動型整流器200は、AC信号の位相が正である区間で入力される電圧を供給する第1ループと、AC信号の位相が負の区間で入力される電圧を供給する第2ループとを含む。ここで、第1ループは、第1スイッチ210、第1遅延スイッチ220、及びキャパシタ270を含む。実施形態によっては、第1スイッチ210はPMOSトランジスタ212で構成され、AC信号の位相が正である区間で、AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンturn-on活性化される。第1遅延スイッチ220はAC信号の位相が正である区間で、AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる。キャパシタ270はAC信号の最大振幅に対応するDC電圧を生成する。第1遅延スイッチ220は、比較器222、電圧バッファ224、及びトランジスタ226を含む。比較器222は、差動信号を受信して差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ224は、比較器222から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ226は、NMOSトランジスタとして電圧バッファ224から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。そして、第2ループは、第2スイッチ240、第2遅延スイッチ250及びキャパシタ270を含む。ここで、第2スイッチ240は、PMOSトランジスタ242で構成され、AC信号の位相が負の区間でターンオンされる。第2遅延スイッチ250はAC信号の位相が負の区間でターンオンされる。キャパシタ270はAC信号の最大振幅に対応するDC電圧を生成する。第2遅延スイッチ250は、比較器252、電圧バッファ254、及びトランジスタ256を含む。比較器252は、AC信号を受信してAC信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ254は、比較器252から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ256は、NMOSトランジスタとして電圧バッファ254から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。図3は、本発明の一実施形態に係る能動型整流器を用いて整流した例を示す図である。図3を参照すると、能動型整流器は、電圧降下が発生しないためにVswing/2Vの電圧で整流される。ここで、Vswingは入力される交流AC電力のピーク-ピークスイングpeak-to-peakswingを示す。しかし、図3に示す能動型整流器は、従来の受動型整流器とは異なって、下記で説明する図4に示すように逆電流漏れreversecurrentleakageが発生することがある。図4は、図2に示す能動型整流器のシミュレーションを示すグラフである。図4を参照すると、丸で表示された部分が逆電流漏れが発生した部分である。能動型整流器200で逆電流漏れは、比較器222、252、電圧バッファ224、254は遅延delayを発生させる。この遅延によってトランジスタ226、256を適正時間にターンオフturn-offすることができず、トランジスタ226、256を適正時間にターンオフすることができないことから逆電流漏れが発生する。逆電流漏れは電力損失powerlossを発生させ、したがって、高い電力変換効率powerconversionefficiencyを取得することが難い。能動型整流器200で発生する逆電流漏れは、下記で説明する図5に示すように遅延固定ループを用いて解決することができる。図5は、本発明の一実施形態に係る遅延固定ループを用いた能動型整流器を示す回路図である。図5を参照すると、能動型整流器500は、AC信号の位相が正である区間で入力される電圧を供給する第1ループ、及びAC信号の位相が負の区間で入力される電圧を供給する第2ループを含む。そして、第1ループ及び第2ループそれぞれは、スイッチの遅延による逆電流漏れを遅延固定ループを用いて補償する。ここで、第1ループは、第1スイッチ510、第1遅延スイッチ520、第1遅延固定ループ530、及びキャパシタ570を含む。第1スイッチ510は、PMOSトランジスタ512で構成され、AC信号の位相が正である区間で、AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる。第1遅延スイッチ520は、AC信号の位相が正である区間で、AC信号に対する差動信号に基づいてターンオンされる。第1遅延固定ループ530は、差動信号の位相が正から負に転換された時から、第1遅延スイッチ520がターンオンされるまでの間の遅延を補償する。キャパシタ570は、AC信号の最大振幅に対応するDC電圧を生成する。第1遅延スイッチ520は、比較器522、電圧バッファ524、及びトランジスタ526を含む。比較器522は、差動信号を受信して差動信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ524は、比較器522から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ526は、NMOSトランジスタとして電圧バッファ524から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。第1遅延固定ループ530は、比較器522と電圧バッファ524によって発生する遅延に対応する電圧オフセットを発生し、電圧オフセットを比較器522に入力される差動信号の位相に加える。そして、第2ループは、第2スイッチ540、第2遅延スイッチ550、第2遅延固定ループ560、及びキャパシタ570を含む。ここで、第2スイッチ540はPMOSトランジスタ542で構成され、AC信号の位相が負の区間でターンオンされる。第2遅延スイッチ550は、AC信号の位相が負の区間でターンオンされる。第2遅延固定ループ560は、AC信号の位相が正から負に転換された時から、第2遅延スイッチ550がターンオンされるまでの間の遅延を補償する。キャパシタ570は、AC信号の最大振幅に対応するDC電圧を生成する。第2遅延スイッチ550は、比較器552、電圧バッファ554、及びトランジスタ556を含む。比較器552はAC信号を受信してAC信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。電圧バッファ554は比較器552から出力される予め設定された電圧を格納し、格納された電圧が予め設定されたターンオン電圧に達すると、ターンオン電圧を出力する。トランジスタ556は、NMOSトランジスタとして電圧バッファ554から出力されるターンオン電圧によってターンオンされる。第2遅延固定ループ560は、比較器552と電圧バッファ554によって発生する遅延に対応する電圧オフセットを発生し、電圧オフセットを比較器552に入力されるAC信号の位相に加える。第2遅延固定ループ560については、図7を参照して詳細に後述する。逆電流漏れを補償した能動型整流器500のシミュレーション結果を図6を参照して説明する。図6は、図5に示す能動型整流器のシミュレーションを示すグラフである。図6を参照すると、能動型整流器500は、遅延固定ループ530、560によって求めた遅延に対応する電圧オフセットを用いて逆電流漏れが円で囲んだ所のように補償されたことを確認することができる。図7は、本発明の一実施形態に係る能動型整流器で遅延固定ループの構成を示すブロック図であり、図5の能動型整流器500に用いられる第2遅延固定ループ560の実施形態を示す。図7を参照すると、第2遅延固定ループ560は、第2比較器710、遅延部720、位相検出部730、電荷ポンプ740、及び遅延補償部750を備える。第2比較器710は、AC信号を受信してAC信号の位相が負の区間で予め設定された電圧を出力する。遅延部720は、電圧バッファ554の出力を受信して予め設定された第2比較器710に対応する遅延を加えて出力する。位相検出部730は、第2比較器710の出力信号と遅延部720の出力信号の位相差を検出して電荷ポンプ740に提供する。電荷ポンプ740は、位相検出部730で検出した位相差に対応する電圧オフセットを発生させる。遅延補償部750は、電荷ポンプ740で発生した電圧オフセットを比較器556に入力されるAC信号の位相に加えて比較器556に提供する。一方、第1遅延固定ループ530も上述した図7に示すような構成で実現されてもよい。一方、ソース共振器及び/又はターゲット共振器は、ヘリックスhelixコイル構造の共振器又はスパイラルspiralコイル構造の共振器、又はメタmeta構造の共振器などで構成されてもよい。すでに周知の内容であるが、理解の便宜のために関連用語を記述する。すべての物質は固有の透磁率Mu及び誘電率epsilonを有する。透磁率は、該当物質で与えられた磁界magneticfieldに対して発生する磁気力線束密度magneticfluxdensityと真空内でその磁界に対して発生する磁気力線束密度の比を意味する。そして、誘電率は、該当物質で与えられた電界electricfieldに対して発生する電気力線束密度electricfluxdensityと真空の内でその電界に対して発生する電気力線束密度の比を意味する。透磁率及び誘電率は、与えられた周波数または波長で該当物質の電波定数を決定し、透磁率及び誘電率によってその物質の電磁気特性が決定される。特に、自然界に存在しない誘電率または透磁率を有し、人工的に設計された物質をメタ物質といい、メタ物質は極めて大きい波長wavelengthまたは極めて低い周波数領域でも簡単にすなわち、物質のサイズが多く変化しなくても共振状態に置かれることがある。図8は、本発明の一実施形態に係る平面構造を有する共振器の図である。図8を参照すれば、本発明の一実施形態に係る平面構造の共振器は、第1信号導体部分811、第2信号導体部分812、及びグラウンド導体部分813を含む送信線路、キャパシタ820、整合器830、及び導体841、842を備える。図8に示すように、キャパシタ820は、送信線路で第1信号導体部分811と第2信号導体部分812との間に位置に直列に挿入され、それによって電界はキャパシタ820に閉じ込められる。一般的に、送信線路は上部に少なくとも1つの導体、下部に少なくとも1つの導体を含み、上部にある導体を介して電流が流れ、下部にある導体は電気的にグラウンドされる。本明細書では送信線の上部にある導体を第1信号導体部分811と第2信号導体部分812に分類して呼び、送信線路の下部にある導体をグラウンド導体部分813のように呼ぶことにする。図8に示すように、本発明の一実施形態に係る共振器800は、平面構造の形態を有する。送信線路路は、上部に第1信号導体部分811及び第2信号導体部分812を含み、下部にグラウンド導体部分813を含む。第1信号導体部分811及び第2信号導体部分812とグラウンド導体部分813は互いに向かい合うように配置される。電流は第1信号導体部分811及び第2信号導体部分812を通じて流れる。また、図8に示すように、第1信号導体部分811の一端は導体842と接続され、他端はキャパシタ820と接続される。そして、第2信号導体部分812の一端は導体841と接続され、他端はキャパシタ820と接続される。すなわち、第1信号導体部分811、第2信号導体部分812、及びグラウンド導体部分813、導体841、842は互いに接続されることによって、共振器800は電気的に閉じたループ構造を有する。ここで、ループ構造は円形構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、ループ構造を有することは電気的に閉じていることを意味する。キャパシタ820は、送信線路の中部に挿入される。より具体的には、キャパシタ820は第1信号導体部分811と第2信号導体部分812との間に挿入される。ここで、キャパシタ820は、集中素子lumpedelement及び分散素子distributedelementなどの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。キャパシタ820が送信線路に挿入されることによって共振器800はメタ物質の特性を有し得る。ここで、メタ物質とは、自然で発見されることのできない特別な電気的な性質を有する物質であり、人工的に設計された構造を有する。自然界に存在する全ての物質の電磁気特性は固有の誘電率または透磁率を有し、大部分の物質は正の誘電率及び正の透磁率を有する。大部分の物質において、電界、磁界及びポインティングベクトルには右手の法則が適用されるため、このような物質をRHMRightHandedMaterialという。しかし、メタ物質は自然界で存在しない誘電率または透磁率を有する物質であり、誘電率または透磁率の符号によりENGepsilonnegative物質、MNGmunegative物質、DNGdoublenegative物質、NRInegativerefractiveindex物質、LHleft-handed物質などに分類される。ここで、集中素子として挿入されたキャパシタ820のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器800はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ820のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器は負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器800はMNG共振器と呼ばれる。以下で説明するが、キャパシタ820のキャパシタンスを定める前提criterionは様々であり得る。共振器800がメタ物質の特性を有する前提、共振器800が対象周波数で負の透磁率を有する前提、または共振器800が対象周波数でゼロ番目共振Zeroth-OrderResonanceの特性を有する前提などがあり、上述した前提のうち少なくとも1つの前提の下でキャパシタ820のキャパシタンスを決定してもよい。MNG共振器800は、伝搬定数が0であるときの周波数を共振周波数として有する零次共振の特性を有してもよい。MNG共振器800は零次共振共振特性を有するため、共振周波数はMNG共振器800の物理的なサイズに対して独立的であり得る。すなわち、下記で再び説明するが、MNG共振器800で共振周波数を変更するためにはキャパシタ820を適切に設計することで充分であるため、MNG共振器800の物理的なサイズを変更しなくてもよい。また、近接フィールドにおいて、電界は送信線路に挿入されたキャパシタ820に集中するため、キャパシタ820によって近接フィールドでは磁界がドミナントdominantされる。そして、MNG共振器800は集中素子のキャパシタ820を用いて高いQ-ファクターQ-Factorを有するため、電力送信の効率を向上させることができる。参考に、Q-ファクターは、無線電力送信において、抵抗損失の程度、又は抵抗に対するリアクタンスの比を表すが、Q-ファクターが大きいほど無線電力送信の効率は大きいものと理解される。また、MNG共振器800はインピーダンス整合のための整合器830を備えてもよい。ここで、整合器830は、MNG共振器800の磁界の強度を適切に調整することができ、整合器830によってMNG共振器800のインピーダンスは決定される。そして、電流はコネクタ図示せずを介してMNG共振器800に流入したりMNG共振器800から流出してもよい。ここで、コネクタはグラウンド導体部分813又は整合器830と接続される。ただし、コネクタとグラウンド導体部分813又は整合器830の間には物理的な連結が形成されてもよく、コネクタとグラウンド導体部分813又は整合器830の間に物理的な連結なしでカップリングを介して電力が送信されてもよい。より具体的に、図8に示すように、整合器830は、共振器800のループ構造によって形成されるループ内に位置する。整合器830は、物理的な形態を変更することによって共振器800のインピーダンスを調整する。特に、整合器830は、グラウンド導体部分813から距離hだけ離れた位置にインピーダンス整合のための導体831を含み、共振器800のインピーダンスは距離hを調整することによって変更される。図8には図示していないが、整合器830を制御できるコントローラが存在する場合、整合器830はコントローラによって生成される制御信号によって整合器830の物理的な形状を変更してもよい。例えば、制御信号に対応して整合器830の導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hが増加したり減少し、それによって整合器830の物理的な形状が変更されることで、共振器800のインピーダンスが調整される。整合器830は、図8に示すように、導体の部分831のような受動素子のように実現されてもよく、実施形態によってはダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現されてもよい。能動素子が整合器830に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に応答して駆動し、その制御信号に応じて共振器800のインピーダンスを調整する。例えば、整合器830には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードがon又はoffの状態であるかに応じて共振器800のインピーダンスを調整することができる。また、図8に図示していないが、MNG共振器800を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。図9は、本発明の一実施形態に係る立体構造の共振器900を示す斜視図である。図9を参照すれば、本発明の一実施形態に係る立体構造の共振器900は、第1信号導体部分911、第2信号導体部分912、及びグラウンド導体部分913を含む送信線路及びキャパシタ920を含む。ここで、キャパシタ920は、送信線路で第1信号導体部分911と第2信号導体部分912との間に位置に直列に挿入され、電界はキャパシタ920に閉じ込められる。また、図9に示すように、共振器900は立体構造の形態を有する。送信線路路は、上部に第1信号導体部分911及び第2信号導体部分912を含み、下部にグラウンド導体部分913を含む。第1信号導体部分911及び第2信号導体部分912とグラウンド導体部分913は互いに向かい合うように配置される。電流は、第1信号導体部分911及び第2信号導体部分912を通じてx方向に流れ、このような電流によって-y方向に磁界Hwが発生する。もちろん、図9に示すものとは相違してy方向に磁界Hwが発生させることもできる。また、図9に示すように、第1信号導体部分911の一端は導体942と接続され、他端はキャパシタ920と接続される。そして、第2信号導体部分912の一端は導体941と接続され、他端はキャパシタ920と接続される。すなわち、第1信号導体部分911、第2信号導体部分912、及びグラウンド導体部分913、導体941、942は互いに接続されることによって、共振器900は電気的に閉じたループ構造を有する。ここで、ループ構造は円形構造、四角形のような多角形の構造などを全て含み、ループ構造を有することは電気的に閉じていることを意味する。また、図9に示すように、キャパシタ920は、第1信号導体部分911と第2信号導体部分912との間に挿入される。ここで、キャパシタ920は、集中素子及び分散素子などの形態を有してもよい。特に、分散素子の形態を有する分散したキャパシタは、ジグザグ形態の導体ラインとその導体ラインとの間に存在する高い誘電率を有する誘電体を含む。図9に示すように、キャパシタ920が送信線路に挿入されることによって共振器900はメタ物質の特性を有し得る。集中素子として挿入されたキャパシタ920のキャパシタンスが適切に決定される場合、共振器900はメタ物質の特性を有する。特に、キャパシタ920のキャパシタンスを適切に調整することによって、共振器900は特定の周波数帯域において負の透磁率を有し得るため、本発明の一実施形態に係る共振器900はMNG共振器と呼ばれる。下記で説明するが、キャパシタ920のキャパシタンスを定める前提は様々であり得る。共振器900がメタ物質の特性を有する前提、共振器900が対象周波数で負の透磁率を有する前提、または共振器900が対象周波数で零次共振の特性を有する前提などがあり、上述した前提のうち少なくとも1つの前提の下でキャパシタ920のキャパシタンスを決定してもよい。図9に示すように、MNG共振器900は、伝搬定数propagationconstantが0であるときの周波数を共振周波数として有する零次共振の特性を有する。MNG共振器900は零次共振の特性を有するため、共振周波数はMNG共振器900の物理的なサイズに対して独立的であり得る。MNG共振器900で共振周波数を変更するためにはキャパシタ920を適切に設計することで充分であるため、MNG共振器900の物理的なサイズを変更しなくてもよい。図9に示すように、MNG共振器900を参照すると、近接フィールドにおいて、電界は送信線路910に挿入されたキャパシタ920に集中するため、キャパシタ920によって近接フィールドでは磁界がドミナントされる。特に、零次共振の特性を有するMNG共振器900は磁気双極子magneticdipoleに類似の特性を有するため、近接フィールドでは磁界がドミナントになり、キャパシタ920の挿入により発生する少ない量の電界又はそのキャパシタ920に集中されるため、近接フィールドでは磁界が最もドミナントされる。MNG共振器900は集中素子のキャパシタ920を用いて高いQ-ファクターを有するため、電力送信の効率を向上させることができる。また、図9に示すように、MNG共振器900はインピーダンス整合のための整合器930を備える。ここで、整合器930は、MNG共振器900の磁界の強度を適切に調整でき、整合器930によってMNG共振器900のインピーダンスが決定される。そして、電流は、コネクタ940を介してMNG共振器900に流入されるか、MNG共振器900から流出される。ここで、コネクタ940はグラウンド導体部分913または整合器930と接続されてもよい。より具体的に、図9に示すように、整合器930は共振器900のループ構造によって形成されるループの内部の位置する。整合器930は物理的な形状を変更することによって共振器900のインピーダンスを調整する。特に、整合器930はグラウンド導体部分913から距離hだけ離隔された位置にインピーダンス整合のための導体部分931を含んでもよく、共振器900のインピーダンスは距離hを調整することによって変更され得る。図9には示していないが、整合器930を制御することのできるコントローラが存在する場合、整合器930はコントローラによって生成される制御信号に基づいて整合器930の物理的な形状を変更してもよい。例えば、制御信号に基づいて整合器930の導体931とグラウンド導体部分930との間の距離hが増加したり減少し、これにより整合器930の物理的な形状が変更されることで共振器900のインピーダンスが調整される。整合器930の導体931とグラウンド導体部分930との間の距離hは様々な方式で調整してもよい。すなわち、第1に、整合器930には様々な導体が含まれて、その導体のうちいずれか1つを適応的に活性化することによって距離hを調整することができる。第2に、導体931の物理的な位置を上下に調整することによって距離hが調整される。このような距離hはコントローラの制御信号に基づいて制御されてもよく、コントローラは様々なファクターを考慮して制御信号を生成してもよい。コントローラが制御信号を生成することについては下記で説明する。整合器930は、図9に示すように、導体931の部分のような受動素子で実現してもよく、実施形態によってダイオード、トランジスタなどのような能動素子で実現することもできる。能動素子が整合器930に含まれる場合、能動素子はコントローラによって生成される制御信号に基づいて駆動してもよく、その制御信号に基づいて共振器900のインピーダンスを調整することができる。例えば、整合器930には能動素子の一種であるダイオードが含まれてもよく、ダイオードがon又はoffの状態であるかに応じて共振器900のインピーダンスが調整することができる。また、図9には明確には図示していないが、MNG共振器900を貫通するマグネチックコアをさらに含んでもよい。このようなマグネチックコアは電力送信距離を増加させる機能を行う。図10は、本発明の一実施形態に係るbulkytypeに設計された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。図10を参照すると、第1信号導体部分1011と導体1042は個別的に製造した後、互いに接続されることなく一体型に製造されてもよい。同様に、第2信号導体部分1012と導体1041も一体型に製造してもよい。第2信号導体部分1012と導体1041が個別的に製造した後互いに接続する場合、継ぎ目1050による導体損失が発生し得る。ここで、本発明の実施形態によれば、第2信号導体部分1012と導体1041は別途の継ぎ目なしでseamless互いに接続され、導体1041とグラウンド導体部分1013も別途の継ぎ目なしで互いに接続されることで、継ぎ目による導体損失を減らすことができる。すなわち、第2信号導体部分1012とグラウンド導体部分1013は別途の継ぎ目なしで一体型に製造することができる。同様に、第1信号導体部分1011とグラウンド導体部分1013は別途の継ぎ目なしで1つの一体型に製造することができる。図10に示すように、別途の継ぎ目なしで一体型に2つ以上の部分partitionを互いに接続する類型をbulkytypeと呼んだりする。図11は、本発明の一実施形態に係るHollowtypeに設計された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。図11を参照すると、Hollowtypeに設計された無線電力送信のための共振器1100の第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142それぞれは内部に空いている空間を含む。所定の与えられた共振周波数において、有効電流は、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142それぞれの全ての部分を介して流れることなく、一部の部分のみを介して流れるものとモデリングしてもよい。すなわち、所定の共振周波において、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142の厚さがそれぞれの表皮厚さskindepthよりも過度に厚いことは効率的ではない。すなわち、それは共振器1100の重さまたは共振器1100の製造費用を増加させる原因になり得る。したがって、本発明の実施形態によれば、所定の共振周波数において、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142それぞれの表皮厚さに基づいて第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142それぞれの厚さを適切に決定する。第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142それぞれが該当の表皮厚さよりも大きいながらも適切な厚さを有する場合、共振器1100は軽くなり、共振器1100の製造費用も減少され得る。例えば、図11に示すように、第2信号導体部分1112の厚さはdmmに決定してもよく、dは、によって決定される。ここで、fは周波数、μは透磁率、σは導体定数を表す。特に、第1信号導体部分1111、第2信号導体部分1112、グラウンド導体部分1113、導体1141、1142が銅copperとして5.8x107Sm-1の導電率を有する場合、共振周波数が10kHzについては表皮厚さが約0.6mmであり、共振周波数が100MHzについては表皮厚さは0.006mmである。図12は、パラレルシートparallel-sheetが適用された無線電力送信のための共振器の例を示す図である。図12を参照すると、パラレルシートが適用された無線電力送信のための共振器に含まれた第1信号導体部分1211、第2信号導体部分1212それぞれの表面にはパラレルシートを適用する。第1信号導体部分1211、第2信号導体部分1212は完ぺきな導体ではないことから、抵抗成分を有することがあり、その抵抗成分によって抵抗損失が発生することがある。このような抵抗損失はQファクターを減少させ、カップリング効率を減少させることがある。本発明の一実施形態によれば、第1信号導体部分1211、第2信号導体部分1212それぞれの表面にパラレルシートを適用することによって抵抗損失を減らし、Qファクター及びカップリングの効率を増加させることができる。図12の符号1270の部分の拡大図を参照すると、パラレルシートが適用される場合、第1信号導体部分1211、第2信号導体部分1212それぞれは複数の導体ラインを含む。この導体ラインは並列に配置され、第1信号導体部分1211、第2信号導体部分1212それぞれの先の部分で互いに接続される。第1信号導体部分1211、第2信号導体部分1212それぞれの表面にパラレルシートを適用する場合、導体ラインが並列に配置されるため、導体ラインが有する抵抗成分の合計は減少する。したがって、抵抗損失を減らし、Qファクター及びカップリング効率を増加させることができる。図13は、分散型キャパシタを含む無線電力送信のための共振器の例を示す図である。図13を参照すると、無線電力送信のための共振器に含まれるキャパシタ1320は分散したキャパシタである。集中素子としてのキャパシタは相対的に高い等価直列抵抗EquivalentSeriesResistance:ESRを有する。集中素子としてのキャパシタが有するESRを減らすための様々な提案があるものの、本発明の実施形態は分散素子としてのキャパシタ1320を用いることによってESRを減らすことができる。参考に、ESRによる損失はQファクター及びカップリング効率を減少させることができる。分散素子としてのキャパシタ1320は、図13に示すように、ジグザグの構造を有する。すなわち、分散素子としてのキャパシタ1320はジグザグその構造の導体ライン及び誘電体で実現される。それだけではなく、図13に示すように、本発明の実施形態は分散素子としてのキャパシタ1320を用いることによって、ESRによる損失を減らすことができ、複数の集中素子としてのキャパシタを並列的に用いることによってESRによる損失を減らすことができる。なぜなら、集中素子としてのキャパシタそれぞれが有する抵抗成分は並列接続によって小さくなるため、並列的に接続された集中素子としてのキャパシタの有効抵抗も小さくなり、したがって、ESRによる損失を減らすことができる。例えば、10pFのキャパシタ1つを用いることを1pFのキャパシタ10個を用いるものと代替することによってESRによる損失を減らすことができる。図14A及び14Bは、それぞれ平面構造の共振器及び立体構造の共振器で用いられる整合器の例を示した図である。図14Aは、整合器を含む図8に示した平面構造の共振器の一部を示し、図14Bは、整合器を含む図9に示した立体構造の共振器の一部を示す。図14Aを参照すると、整合器は、導体831、導体832及び導体833を含み、導体832及び導体833は送信線路のグラウンド導体部分813及び導体831と接続される。導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hにより平面構造共振器のインピーダンスは決定され、導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hはコントローラによって制御される。導体831とグラウンド導体部分813との間の距離hは様々な方式で調整することができ、導体831になり得る複数の導体のうちのいずれか1つを適応的に活性化することによって導体831となし、距離hを調整する方式、導体831の物理的な位置を上下に調整することで距離hを調整する方式などがあり得る。図14Bを参照すれば、整合器は、導体931、導体932及び導体933を備え、導体932及び導体933は送信線路のグラウンド導体部分913及び導体931と接続される。導体931とグラウンド導体部分913との間の距離hにより立体構造共振器のインピーダンスは決定され、導体931とグラウンド導体部分913との間の距離hはコントローラによって制御される。平面構造の共振器に含まれる整合器と同様に、立体構造の共振器に含まれる整合器でも導体931とグラウンド導体部分913との間の距離hは様々な方式で調整することができ。例えば、導体931になり得る複数の導体のうちのいずれか1つを適応的に活性化することによって導体931となし、距離hを調整する方式、導体931の物理的な位置を上下に調整することで距離hを調整する方式などがあり得る。図14A及び図14Bには図示していないが、整合器は能動素子を含んでもよく、能動素子を用いて共振器のインピーダンスを調整する方式は上述した内容に類似する。すなわち、能動素子を用いて整合器を通じて流れる電流の経路を変更することによって、共振器のインピーダンスを調整することができる。図15は、図8に示す無線電力送信のための共振器の等価回路図である。図8に示す無線電力送信のための共振器は図15に示す等価回路にモデリングすることができる。図15に示す等価回路において、CLは図8に示す送信線路の中部に集中素子の形態に挿入されたキャパシタを表す。LRは伝送線路のインダクタンスであり、CRは伝送線路と接地間のキャパシタンスである。ここで、図8に示す無線電力送信のための共振器は零次共振特性を有する。例えば、伝搬定数が0である場合、無線電力送信のための共振器はωMZRを共振周波数として有すると仮定する。ここで、共振周波数ωMZRは、以下の数式2のように表される。ここで、MZRはMuZeroResonatorを意味する。数式2を参照すると、共振器の共振周波数ωMZRは、LR/CLによって決定することができ、共振周波数ωMZRと共振器の物理的なサイズは互いに独立的であることが分かる。したがって、共振周波数ωMZRと共振器の物理的なサイズが互いに独立的であるため、共振器の物理的なサイズは十分に小さくなり得る。以上のように本発明を限定された実施形態と図面によって説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明が属する分野における通常の知識を有する者であれば、このような記載から多様な修正及び変形が可能である。したがって、本発明の範囲は、説明された実施形態に限定されて定められるものではなく、特許請求の範囲及び特許請求の範囲と均等なものなどによって定められるものである。"