"直流電源と、三相交流モータと、前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる電力変換器と、前記電力変換器と前記直流電源との間に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧して前記電力変換器に供給する昇圧コンバータとを備えたモータ駆動システムにおいて前記昇圧コンバータを制御する昇圧コンバータの制御装置であって、比例要素、積分要素及び微分要素を備え、且つ該微分要素が帯域通過フィルタとして構成されると共に、前記昇圧コンバータの出力電圧を前記平滑コンデンサの端子間電圧VHの指令値に維持するための前記昇圧コンバータの電流指令値に相当するPID制御量を演算する演算手段と、前記演算されたPID制御量に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する制御手段と、前記端子間電圧VHの変動抑制に対して前記直流電源における電力の入出力に伴う損失抑制を優先すべきか否かを判定する判定手段と、前記損失抑制を優先すべき旨が判定された場合に、前記演算手段が前記PID制御量を演算するにあたっての演算モードを、前記帯域通過フィルタのカットオフ周波数が基準値に維持される変動抑制モードから、前記カットオフ周波数が前記基準値に対して減少側に補正される損失抑制モードへ切り替える切り替え手段とを具備し、前記損失抑制モードにおいては、前記三相交流モータの回転速度が低い程、前記カットオフ周波数が低周波側に補正されることを特徴とする昇圧コンバータの制御装置。前記昇圧コンバータは、前記直流電源の正極に一端が接続されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電力変換器との間に接続される第1スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第2スイッチング素子と、前記第1及び第2スイッチング素子に夫々逆並列に接続される第1及び第2ダイオードとを含むことを特徴とする請求の範囲第1項に記載の昇圧コンバータの制御装置。前記判定手段は、前記端子間電圧VHの変動レベルに基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定することを特徴とする請求の範囲第1項に記載の昇圧コンバータの制御装置。前記判定手段は、前記三相交流モータの駆動条件に基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定することを特徴とする請求の範囲第1項に記載の昇圧コンバータの制御装置。前記判定手段は、前記三相交流モータのトルク値が、前記三相交流モータの回転速度の高低に応じて夫々低高に変化する基準値未満である場合に、前記損失抑制を優先すべきものと判定することを特徴とする請求の範囲第4項に記載の昇圧コンバータの制御装置。直流電源から供給される直流電圧を昇圧する昇圧コンバータと、モータ等の電気的負荷との間に設置される電力変換器としてのインバータは、通常、電圧平滑用の平滑コンデンサを備える。この平滑コンデンサは、大容量程、電圧変動を生じ難く安定的である反面、コストや体格を増大させる。従って、例えば車両駆動用モータの駆動制御等、設置スペースやコスト等に少なからず制約が存在する状況においては、平滑コンデンサの小容量化が望まれる傾向にある。一方、平滑コンデンサを小容量化すると、平滑コンデンサの端子電圧に、モータ電気周波数概ね、0~数百Hzに相当する周波数帯域の電圧変動が生じ易くなる。平滑コンデンサや、インバータを構成するスイッチング素子等を、このような電圧変動から電気的に保護しようとした場合、これらの耐電圧を増加させる必要があるが、耐電圧の増加もまた、一般的にコストや体格の増大を伴う。従って、平滑コンデンサを小容量化するに際しては、平滑コンデンサに生じる、モータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動を十分に抑制する必要がある。ここで、平滑コンデンサの電圧変動を抑制するためには、直流電源の入出力電流を適切に制御する必要があるが、特許文献1に開示される電圧変換装置においては、昇圧コンバータの電圧制御回路が比例要素P及び積分要素IからなるPI制御回路として構築されており、平滑コンデンサで生じる90度の位相遅れを補償することができない。このため、平滑コンデンサの電圧変動をリアルタイムに抑制することができない。ここで特に、昇圧コンバータの電圧制御回路を、上述の構成に微分要素Dを加えたPID制御回路とすることが考えられる。微分要素は、90度の位相進み特性を有するから、このPID制御回路により実現されるPID制御によって、モータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動を好適に抑制することができる。ところが、微分要素は、一般的に、高周波数帯域程、その制御項D項が大きくなる。平滑コンデンサの端子電圧に生じる電圧変動は、少なくとも二種類に大別され、一方は先述したモータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動であり、他方はインバータのスイッチング周波数数k~数十kHzに相当する周波数帯域の電圧変動スイッチングリプルである。従って、微分要素は、モータ電気周波数に相当する周波数帯域の電圧変動よりも、スイッチングリプルに対してより大きく追従してしまう。スイッチングリプルの周波数帯域は、直流電源の入出力電流の制御速度を超えた領域にあり、微分要素がこのようにスイッチングリプルに対して追従しようとすると、かえって平滑コンデンサの端子電圧が不安定となり易い。このように、特許文献1に開示された装置を含む、旧来の技術思想の下に構築された装置には、実践的にみて平滑コンデンサを小容量化することが困難であるという技術的問題点がある。また、特許文献1に開示される電圧変換装置においては、直流電源に対する電力の入出力に伴って生じる電力損失については何ら考慮されていない。従って、平滑コンデンサに生じるモータ電気周波数相当の電圧変動を抑制し得たとしても、電圧変動抑制により得られる実践上の利益が、電力損失による例えば燃費の悪化等により相殺されるケースもまた生じ得る。平滑コンデンサを小容量化するにあたっては、このような電力損失との兼ね合いも考慮する必要がある。本発明は、係る技術的問題点に鑑みてなされたものであり、直流電源と電気的負荷との間に昇圧コンバータと電力変換器とを備えたモータ駆動システムにおいて、電力変換器の平滑コンデンサを、耐電圧の増大を伴うことなく小容量化することを可能としつつ、電力損失を可及的に抑制可能な昇圧コンバータの制御装置を提供することを課題とする。上述した課題を解決するため、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、直流電源と、三相交流モータと、前記直流電源と前記三相交流モータとの間に設けられ、前記三相交流モータの三相各々に対応するスイッチング回路及び該スイッチング回路に対し電気的に並列に配置された平滑コンデンサを含んでなる電力変換器と、前記電力変換器と前記直流電源との間に設置され、前記直流電源の直流電圧を昇圧して前記電力変換器に供給する昇圧コンバータとを備えたモータ駆動システムにおいて前記昇圧コンバータを制御する昇圧コンバータの制御装置であって、比例要素、積分要素及び微分要素を備え、且つ該微分要素が帯域通過フィルタとして構成されると共に、前記昇圧コンバータの出力電圧を前記平滑コンデンサの端子間電圧VHの指令値に維持するための前記昇圧コンバータの電流指令値に相当するPID制御量を演算する演算手段と、前記演算されたPID制御量に基づいて前記昇圧コンバータの出力電圧を制御する制御手段と、前記端子間電圧VHの変動抑制に対して前記直流電源における電力の入出力に伴う損失抑制を優先すべきか否かを判定する判定手段と、前記損失抑制を優先すべき旨が判定された場合に、前記演算手段が前記PID制御量を演算するにあたっての演算モードを、前記帯域通過フィルタのカットオフ周波数が基準値に維持される変動抑制モードから、前記カットオフ周波数が前記基準値に対して減少側に補正される損失抑制モードへ切り替える切り替え手段とを具備し、前記損失抑制モードにおいては、前記三相交流モータの回転速度が低い程、前記カットオフ周波数が低周波側に補正される請求項1。本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、例えば、メモリ等を適宜備えたコンピュータ装置、コントローラ又はプロセッサ等を意味し、場合により適宜各種の電気的又は磁気的な素子や回路等を備え得るものである。尚、この昇圧コンバータの制御装置は、本発明に係るモータ駆動システム全体を構成する他の要素例えば、電力変換器や三相交流モータを統括して制御する制御装置と、少なくとも一部が共有される装置であってもよい。本発明に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、比例項P項に対応する比例要素、積分項I項に対応する積分要素及び微分項D項に対応する微分要素を含む演算手段により、平滑コンデンサの端子間電圧VHを指令値以下、適宜VH指令値と表現するに維持又は収束させるための昇圧コンバータの電流指令値に相当する制御量としてのPID制御量が演算される。即ち、昇圧コンバータは、本発明に係る制御手段の制御を受けて、所謂フィードバック制御の一種としてのPID制御により駆動される構成を採る。尚、このフィードバック制御を遂行する上で使用される偏差は、好適には、三相交流モータの目標トルク及び目標回転速度に応じて決定される制御目標としてのVH指令値と、その時点の端子電圧VHとの偏差である。尚、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、好適には、このPID制御則に従った制御量演算により求められたPID制御量としての電流指令値と、その時点の昇圧コンバータの電流値との偏差に基づいて、昇圧コンバータの電流値を電流指令値に維持するための制御量例えば、P項及びI項からなるPI制御量を、キャリア信号との比較に供すべきデューティ信号等として演算する、他の演算手段を備えていてもよい。ここで、微分要素は、90°の位相進み特性を有しており、平滑コンデンサで生じる90°の位相遅れを補償する要素として好適である。即ち、微分要素により得られる微分項によって、フィードバック制御の過程で直流電源から引き出される直流電流の位相と、三相交流モータの電力の位相とを整合させることが可能となり、昇圧コンバータの出力電圧端子間電圧VHに生じるモータ電気周波数相当の電圧変動を抑制することが好適にして可能となる。即ち、昇圧コンバータの制御にPID制御を用いる旨の技術思想により、平滑コンデンサの小容量化に伴って平滑コンデンサ或いは電力変換器のスイッチング素子に要求される耐電圧を大きくする必要はなくなり、コスト及び体格の増大を伴うことなく平滑コンデンサを小容量化することが可能となる。ところで、微分器は、高周波側である程過敏に反応するため、モータ電気周波数よりも高周波側概ね、オーダが一桁~二桁程度異なるの帯域で変動する電力変換器のスイッチングリプルに対して、より大きく制御量D項が影響されてしまう。その結果、抑制したいモータ電気周波数相当の電圧変動の抑制効果が低下する上、電力変換器のスイッチングリプルに追従しきれないことから、かえって平滑コンデンサの端子間電圧VHを変動させる可能性がある。そこで、本発明に係る演算手段では、微分要素が、通常の微分器ではなく、BPF帯域通過フィルタとして構成される。BPFは、カットオフ周波数fcを中心としたある程度の周波数帯域設計により可変となり得るの信号を通過させる、或いは適宜設定されるゲインに応じて増幅して通過させる手段である。このBPFの採用は、本願の出願人が、当該技術分野について研究を重ねる過程において、下記1乃至3に示す実践上非常に有益なる事実を見出したことに由来する。1BPFは、カットオフ周波数fcよりも低周波側の低周波帯域の一部において、微分器と殆ど同等の90°の位相進み特性を有する具体的には、90°を上限として低周波側程位相が進む。2カットオフ周波数fcよりも高周波側の高周波帯域においては、上記1の位相進み特性が喪失するものの、通過信号強度もまた減衰する。3微分器の代替要素としてBPFを微分要素として使用すれば、カットオフ周波数fcの設計如何によって、モータ電気周波数相当の電圧変動のみを効率的に抑制することができる。これは、上記1及び2並びに抑制したい電圧変動の周波数特性を規定するモータ電気周波数が属する周波数帯域と本来追従させたくない電力変換器のスイッチングリプルが属する周波数帯域とが上述の如く大きく異なることから導かれる。このように、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置によれば、演算手段において微分項を演算するための微分要素がBPFであるため、モータ電気周波数相当の電圧変動を抑制する一方で、電力変換器のスイッチングリプルに対する過剰な反応をも抑制することができる。その結果、平滑コンデンサの端子電圧VHを安定的に維持することが可能となり、もってコスト及び体格の増大を伴うことなく平滑コンデンサの小容量化実現することが可能となるのである。尚、上述したように、BPFを微分要素として効果的に機能せしめるためには、カットオフ周波数fcの設計或いは設定が重要であるが、微分器との比較で言えば、微分器に対してその効能を実践上明らかに優越させ得るカットオフ周波数fcの設定帯域は、数値限定を必要としない程広いものである。但し、好適な一形態として、BPFのカットオフ周波数は、下記1乃至3に示す帯域内で設定されてもよい。1モータ電気周波数の物理的上限値と電力変換器のスイッチング周波数の物理的下限値との間の帯域上述したように、比較的広帯域である。2確実に抑制すべき所望のモータ電気周波数に対して十分な位相進み量例えば、90°-α以上の位相進み量が確保される帯域。3確実に抑制すべき所望のモータ電気周波数に対して十分な信号通過量例えば、0-βdB以上の信号通過量が確保される帯域。ここで、平滑コンデンサにおけるモータ電気周波数相当の電圧変動は、平滑コンデンサの小容量化の観点からは、理想的には、そのレベルの大小に関係なく抑制されるのが望ましい。然るに、本発明に係るPID制御による電圧変動抑制措置は、従来平滑コンデンサの容量によって吸収していた電圧変動を、平滑コンデンサの小容量化に伴い直流電源において電流を脈動させることによって補償するものであり、直流電源における電力損失を必然的に伴う措置である。従って、PID制御による電圧変動抑制措置を無制限に実行してしまうと、平滑コンデンサ或いは電力変換器のスイッチング素子等の耐電圧を超えない即ち、本来、抑制の必要性が低い程度の比較的軽度の電圧変動を抑制するために生じた直流電源の電力損失が、例えば車両搭載時の燃費の悪化等となって顕在化する懸念がある。そこで、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置は、直流電源における電力の入出力に伴う電力損失の可及的抑制を図るべく、判定手段と切り替え手段とを備える。即ち、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置では、判定手段が、平滑コンデンサの端子間電圧の変動抑制に対して、直流電源における電力の入出力に伴う損失抑制を優先すべきか否かを判定し、損失抑制を優先すべき旨が判定された場合には、切り替え手段が、演算手段におけるPID制御量演算に係る演算モードを、変動抑制モードから損失抑制モードへと切り替える構成となっている。即ち、本発明に係る演算手段は、PID制御量の演算に係る演算モードとして、電圧変動抑制を優先する変動抑制モードと、損失抑制を優先する損失抑制モードとの二種類の演算モードを少なくとも有しており、演算モードが、優先すべき事象に対応する一の演算モードに選択的に切り替えられることにより、電圧変動の抑制と、電力損失の低減とが協調的に実現される構成となっている。この際、損失抑制モードでは、演算手段における帯域通過フィルタのカットオフ周波数が、変動抑制モードと比較して低周波側に補正される。特に、三相交流モータの回転速度が低い程、低周波側に補正される。判定手段に係る優先度の判定は、多様な実践的態様を伴い得る。例えば、判定手段は、平滑コンデンサの端子間電圧VHを一定又は不定の周期で継続的にモニタリングしておき、その変動レベル例えば、最大値と最小値との差等を優先度判定の参照要素として利用してもよい。この場合、変動レベルと電力損失との間の重み付けの基準は、予め与えられていても、その都度個別具体的に取得されてもよい。或いは、判定手段は、電圧変動の度合いと、一対一、一対多、多対一又は多対多に対応する旨が予め実験的、経験的又は理論的に確定している、モータ駆動システムの各種構成要素の条件等に基づいて、逐次この種の優先度の判定を遂行してもよい。一方、直流電源における電力損失抑制を優先すべき事態に際しては、補正手段により、帯域通過フィルタのカットオフ周波数が、三相交流モータの回転速度に応じて、通常時に比して二値的に、段階的に或いは連続的に減少補正される。カットオフ周波数が低周波側に補正されると、90°近傍の位相進み量が得られる帯域即ち、帯域通過フィルタが微分要素として良好に機能する帯域が減少し、また信号減衰の少ない周波数帯域も減少するから、昇圧コンバータの出力電流波形の、平滑コンデンサにおけるモータ電気周波数相当の電圧変動に対する追従性が低下する。即ち、直流電源における電流脈動は緩慢となり、その分電力損失を相対的に低減することが可能となるのである。本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の一の態様では、前記昇圧コンバータは、前記直流電源の正極に一端が接続されるリアクトルと、前記リアクトルの他端と前記電力変換器との間に接続される第1スイッチング素子と、前記リアクトルの他端と前記直流電源の負極との間に接続される第2スイッチング素子と、前記第1及び第2スイッチング素子に夫々逆並列に接続される第1及び第2ダイオードとを含む請求項2。このように昇圧コンバータが構成される場合、第1及び第2スイッチング素子のスイッチング状態の制御により、平滑コンデンサの端子電圧VHと等価な昇圧コンバータの出力電圧を比較的良好な制御性を伴って制御することができる。従って、平滑コンデンサの端子電圧VHに生じるモータ電気周波数相当の電圧変動を好適に抑制し得る。尚、このような昇圧コンバータの構成においては、昇圧コンバータの電流指令値とは、リアクトルに流れるリアクトル電流の指令値目標値である。本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の他の態様では、前記判定手段は、前記端子間電圧VHの変動レベルに基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定する請求項3。この態様によれば、端子間電圧VHの実際の変動レベルに基づいて損失抑制を優先すべきか否かが判定されるため、いずれを優先すべきかについての判定を高精度に行うことができる。本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の他の態様では、前記判定手段は、前記三相交流モータの駆動条件に基づいて前記損失抑制を優先すべきか否かを判定する請求項4。この態様によれば、三相交流モータの駆動条件例えば、トルク又は回転速度或いはその両方に基づいて損失抑制を優先すべきか否かが判定されるため、判定手段が比較的簡便に判定を行うことができる。尚、この態様では、前記判定手段は、前記三相交流モータのトルク値が、前記三相交流モータの回転速度の高低に応じて夫々低高に変化する基準値未満である場合に、前記損失抑制を優先すべきものと判定してもよい請求項5。平滑コンデンサにおける、モータ電気周波数相当の電圧変動は、その周波数特性だけを見ればモータ電気周波数に依存するが、変動幅はトルク値にも影響される。即ち、トルクと回転速度との組み合わせに応じて、電圧変動を抑制すべきか否かに係る判断を行うことができる。ここで、一のトルク値について見れば、総体的傾向として、モータ電気周波数が高い方が電圧変動の度合いは大きくなり、一の回転速度について見れば、総体的傾向として、トルク値が高い程電圧変動の度合いは大きくなる。従って、このように、トルク値について、モータの回転速度の高低に応じて二値的、段階的又は連続的に低高に変化する基準値を設定すれば、電力損失抑制を優先すべきか否かの判断をより正確に行うことが可能となる。本発明のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施形態から明らかにされる。<発明の実施形態>以下、図面を参照して、本発明の好適な各種実施形態について説明する。<第1実施形態><実施形態の構成>始めに、図1を参照し、本実施形態に係るモータ駆動システム10の構成について説明する。ここに、図1は、モータ駆動システム10の構成を概念的に表すシステム構成図である。図1において、モータ駆動システム10は、制御装置100、昇圧コンバータ200、インバータ300、平滑コンデンサC並びに直流電源B及び三相交流モータM1を備える。制御装置100は、モータ駆動システム10の動作を制御可能に構成された、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の一例たる電子制御ユニットである。制御装置100は、例えば、一又は複数のCPUCentralProcessingUnit、MPUMicroProcessingUnit、各種プロセッサ又は各種コントローラ、或いは更にROMReadOnlyMemory、RAMRandomAccessMemory、バッファメモリ又はフラッシュメモリ等の各種記憶手段等を適宜に含み得る、単体の或いは複数のECUElectronicControlledUnit等の各種処理ユニット、各種コントローラ或いはマイコン装置等各種コンピュータシステム等の形態を採り得る。制御装置100は、図1において不図示の昇圧コンバータ制御部110及びインバータ制御部120を備えるが、各制御部の構成は後述することとする。尚、制御装置100は、ROMに格納された制御プログラムに従って、モード切替制御処理を実行可能に構成される。モード切替制御処理については後述する。昇圧コンバータ200は、リアクトルL1と、スイッチング素子Q1及びQ2と、ダイオードD1及びD2とを備えた、本発明に係る昇圧コンバータの一例である。リアクトルL1の一方端は、直流電源Bの正極に接続される正極線符号省略に接続され、他方端は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との中間点、即ち、スイッチング素子Q1のエミッタ端子と、スイッチング素子Q2のコレクタ端子との接続点に接続される。スイッチング素子Q1及びQ2は、上記正極線と直流電源Bの負極に接続される負極線符号省略との間に直列に接続されており、また、スイッチング素子Q1のコレクタ端子は上記正極線に、スイッチング素子Q2のエミッタ端子は上記負極線に接続されている。スイッチング素子Q1及びQ2は、夫々本発明に係る第1スイッチング素子及び第2スイッチング素子の一例である。ダイオードD1及びD2は、夫々のスイッチング素子において、エミッタ側からコレクタ側への電流のみを許容する整流素子である。ダイオードD1及びD2は、夫々本発明に係る第1ダイオード及び第2ダイオードの一例である。スイッチング素子Q1及びQ2並びに後述するインバータ300の各スイッチング素子Q3乃至Q8は、例えば、IGBTInsulatedGateBipolarTransistorや電力用MOSMetalOxideSemiconductorトランジスタ等として構成される。インバータ300は、p側スイッチング素子Q3及びn側スイッチング素子Q4を含むU相アーム符号省略、p側スイッチング素子Q5及びn側スイッチング素子Q6を含むV相アーム符号省略及びp側スイッチング素子Q7及びn側スイッチング素子Q8を含むW相アーム符号省略を備えた、本発明に係る電力変換器の一例である。インバータ300の夫々のアームは、上記正極線と上記負極線との間に並列に接続されている。スイッチング素子Q3乃至Q8には、スイッチング素子Q1及びQ2と同様、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流す整流用ダイオードD3乃至D8が夫々接続されている。また、インバータ300における各相アームのp側スイッチング素子とn側スイッチング素子との中間点は、夫々三相交流モータM1の各相コイルに接続されている。平滑コンデンサCは、正極線と負極線との間に接続された電圧平滑用のコンデンサであり、本発明に係る平滑コンデンサの一例である。この平滑コンデンサCの端子間電圧、即ち、正極線と負極線との間の電圧は、本発明に係る端子間電圧VHの一例となる。直流電源Bは、充電可能な蓄電装置であり、例えば、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の各種二次電池である。尚、直流電源Bとしては、この種の二次電池に替えて又は加えて、電気二重相キャパシタや大容量のコンデンサ、フライホイール等が用いられてもよい。三相交流モータM1は、ロータに永久磁石が埋設されてなる三相交流電動発電機である。三相交流モータM1は、図示されない車両の駆動輪に機械的に連結され、車両を駆動するためのトルクを発生可能に構成される。三相交流モータM1は、車両の制動時において、車両の運動エネルギの入力を受けて電力回生発電を行うこともできる。この車両が所謂ハイブリッド車両である場合、この三相交流モータM1は、図示されないエンジンに機械的に連結され、エンジンの動力により電力回生を行うことも、エンジンの動力をアシストすることも可能である。モータ駆動システム10には、不図示のセンサ群が付設されており、直流電源Bの電圧Vb、昇圧コンバータ200のリアクトルL1に流れるリアクトル電流IL即ち、バッテリBの入出力電流たるバッテリ電流Ibと等価である、平滑コンデンサCの端子間電圧VH、インバータ300におけるv相電流Iv及びw相電流Iw並びに三相交流モータM1のロータの回転角たるモータ回転位相θ等が適宜検出される構成となっている。これらセンサ群を構成するセンサの各々は、制御装置100と電気的に接続されており、検出された値は、制御装置100によりリアルタイムに把握される構成となっている。モータ駆動システム10において、昇圧コンバータ200及びインバータ300は、制御装置100と電気的に接続されており、制御装置100によりその駆動状態が制御される構成となっている。ここで特に、昇圧コンバータ200は、制御装置100から供給される信号PWCに基づいて、正極線と負極線との間の電圧、即ち、端子間電圧VHを直流電源Bの出力電圧以上に昇圧することが可能である。この際、端子間電圧VHが目標電圧たるVH指令値よりも低ければ、スイッチング素子Q2のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線を直流電源B側からインバータ300側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧VHを上昇させることができる。一方、端子間電圧VHがVH指令値よりも高ければ、スイッチング素子Q1のオンデューティが相対的に大きくされ、正極線をインバータ300側から直流電源B側へ流れる電流を増加させることができ、端子間電圧VHを低下させることができる。ここで、図2を参照し、制御装置100において昇圧コンバータ200を制御する昇圧コンバータ制御部110の構成について説明する。ここに、図2は、昇圧コンバータ制御部110のブロック図である。尚、同図において、図1と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。尚、図2及びそれに引き続く図3、図4及び図5を参照した説明においては、実施形態の構成と同時に、実施形態の動作も説明されるものとする。図2において、昇圧コンバータ制御部110は、インバータ入力演算部111、加減算器112、電圧制御演算部113、キャリア生成部114、比較器115、S/Hサンプルホールド回路116、加減算器117及び電流制御演算部118を備える。昇圧コンバータ制御部110は、狭義において、本発明に係る昇圧コンバータの制御装置の一例である。インバータ入力演算部111は、昇圧コンバータ200の出力電圧である端子間電圧VHの目標値を表すVH指令値VHtgを生成する回路である。例えば、インバータ入力演算部111は、三相交流モータM1のトルク指令値TR及びモータ回転速度MRNから算出される三相交流モータM1の出力値に基づいてVH指令値VHtgを生成する。加減算部112は、端子間電圧VHの検出値をVH指令値VHtgから減算し、減算結果VH偏差を電圧制御演算部113へ出力する。電圧制御演算部113は、VH指令値VHtgから端子間電圧VHの検出値を減算してなる減算結果としてのVH偏差を加減算部112から受け取ると、端子間電圧VHをVH指令値VHtgに一致させるための電流指令値IRを、このVH偏差に基づいて演算する。電圧制御演算部113は、算出された電流指令値IRは、加減算器117に送出される。尚、電圧制御演算部113の構成及び動作については後述する。キャリア生成部114は、キャリア周波数fcarを有する三角波である、キャリアCarを生成する回路である。生成されたキャリアCarは、比較器115及びS/H回路116に送出される構成となっている。S/H回路116は、キャリア生成部114から受けるキャリアCarの波形の山及び谷のタイミングで、夫々リアクトル電流ILをサンプリングしホールドする。加減算器117は、電圧制御演算部113から送出された電流指令値IRから、S/H回路116によってサンプリングされ且つホールドされたリアクトル電流ILの検出値を減算する。減算結果としての電流偏差は、電流制御演算部118に送出される。電流制御演算部118では、加減算器117から送出される電流偏差に基づいて、リアクトル電流ILを電流指令値IRに一致させるための制御量が演算される。電流制御演算部118は、算出された制御量を、デューティ指令値dとして比較器115に出力する。尚、電流制御演算部118の構成及び動作については後述する。比較器115では、このデューティ指令値dとキャリア信号との大小関係が比較され、その大小関係に応じて論理状態が変化する、先述した信号PWCが生成される構成となっている。この生成された信号PWCは、昇圧コンバータ200のスイッチング素子Q1及びQ2に出力され、各スイッチング素子が駆動される構成となっている。次に、図3を参照し、図2に例示された昇圧コンバータ制御部における電圧制御演算部113の詳細な構成について説明する。ここに、図3は、電圧制御演算部113のブロック図である。尚、同図において、図2と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図3において、電圧制御演算部113は、増幅器113Aからなる比例要素、増幅器113B及び積分器113Cからなる積分要素、増幅器113D及びBPF113Eからなる微分要素並びに加算器113Fを備えた、本発明に係る演算手段の一例たるプロセッサである。電圧制御演算部113では、これら各要素により夫々比例項P項、積分項I項及び微分項D項が演算され、演算された各制御項が加算器113Fにより加算されて、最終的に先述した電流指令値IRに相当するPID制御量が演算される構成となっている。増幅器113Aは、PID制御量のうちP項の演算に係る増幅器であり、加減算器112から出力される先述したVH偏差を、所定の比例ゲインkpvに応じて増幅して加算器113Fに送出する構成となっている。増幅器113Bは、PID制御量のうちI項の演算に係る増幅器であり、加減算器112から送出される先述したVH偏差を、所定の積分ゲインkivに応じて増幅して積分器113Cに送出する構成となっている。積分器113Cでは、増幅器113Bから送出された、積分ゲインkivが乗じられたVH偏差が積分処理され、その後、加算器113Fに送出される。増幅器113Cは、PID制御量のうちD項の演算に係る増幅器であり、加減算器112から送出される先述したVH偏差を、所定の微分ゲインkdvに応じて増幅してBPF113Eに送出する構成となっている。BPF113Eでは、増幅器113Cから送出された、微分ゲインkdvが乗じられたVH偏差が、その帯域通過特性に応じて通過した後、加算器113Fに送出される。加算器113Fでは、増幅器113A、積分器113C及びBPF113Eから夫々供給されるP項、I項及びD項の各PID制御量が加算処理され、電圧制御演算部113の出力値たる電流指令値IRとして加減算器117に出力される。電圧制御演算部113は、以上のように構成される。次に、図4を参照し、図2に例示された昇圧コンバータ制御部における電流制御演算部118の詳細な構成について説明する。ここに、図4は、電流制御演算部118のブロック図である。尚、同図において、図2と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図4において、電流制御演算部118は、増幅器118Aからなる比例要素、増幅器118B及び積分器118Cからなる積分要素並びに加算器118Dを備えたプロセッサである。電流制御演算部118では、これら各要素により夫々比例項P項及び積分項I項が演算され、演算された各制御項が加算器118Dにより加算されて、最終的に先述したデューティdに相当するPI制御量が演算される構成となっている。増幅器118Aは、PI制御量のうちP項の演算に係る増幅器であり、加減算器117から出力される先述した電流偏差を、所定の比例ゲインkpiに応じて増幅して加算器118Dに送出する構成となっている。増幅器118Bは、PI制御量のうちI項の演算に係る増幅器であり、加減算器117から送出される先述した電流偏差を、所定の積分ゲインkiiに応じて増幅して積分器118Cに送出する構成となっている。積分器118Cでは、増幅器118Bから送出された、積分ゲインkiiが乗じられた電流偏差が積分処理され、その後、加算器118Dに送出される。電流制御演算部118は、以上のように構成される。次に、図5を参照し、インバータ制御部120の構成について説明する。ここに、図5は、インバータ制御部120のブロック図である。尚、同図において、既出の各図と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。図5において、インバータ制御部120は、電流指令変換部121、電流制御部122、2相/3相変換部123、3相/2相変換部124、キャリア生成部114昇圧コンバータ制御部110と共用される及びPWM変換部125から構成される。電流指令変換部121は、三相交流モータM1のトルク指令値TRに基づいて、2相の電流指令値Idtg、Iqtgを生成する。一方、インバータ300からは、フィードバック情報として、v相電流Ivとw相電流Iwが3相/2相変換部124に供給される。3相/2相変換部124では、これらv相電流Iv及びw相電流Iwから、三相電流値が、d軸電流Id及びq軸電流Iqからなる2相電流値に変換される。変換された後の2相電流値は、電流制御部122に送出される。電流制御部122では、電流指令変換部121において生成された2相の電流指令値と、この3相/2相変換部124から受け取った2相電流値Id及びIqとの差分に基づいて、d軸電圧Vd及びq軸電圧からなる2相の電圧指令値が生成される。生成された2相の電圧指令値Vd及びVqhは、2相/3相変換部123に送出される。2相/3相変換部123では、2相の電圧指令値Vd及びVqが、3相電圧指令値Vu、Vv及びVwに変換される。変換された3相電圧指令値Vu,Vv及びVwは、PWM変換部125に送出される。ここで、PWM変換部125は、キャリア生成部114から所定のキャリア周波数fcarを有するキャリアCarを受け取る構成となっており、このキャリアCarと、変換された3相の電圧指令値Vu、Vv及びVwとの大小関係を比較し、その比較結果に応じて論理状態が変化する、u層スイッチング信号Gup及びGun、v相スイッチング信号Gvp及びGvn並びにw相スイッチング信号Gwp及びGwnを生成してインバータ300に供給する。より具体的には、各相に対応するスイッチング信号のうち、pなる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちp側スイッチング素子Q3、Q5及びQ7を駆動するための駆動信号であり、nなる識別子が付記された信号は、各相のスイッチング素子のうちn側スイッチング素子Q4、Q6及びQ8を駆動するための駆動信号を意味する。ここで特に、キャリアCarと各相電圧指令値との比較において、各相電圧指令値がキャリアCarよりも小さい値からキャリアCarに一致すると、p側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。また、各相電圧指令値がキャリアCarよりも大きい値からキャリアCarに一致すると、n側スイッチング素子をターンオンさせるためのスイッチング信号が生成される。即ち、スイッチング信号は、オンオフが表裏一体の信号であり、各相のスイッチング素子は、p側とn側とのうち常にいずれか一方がオン状態であり、他方がオフ状態となる。インバータ300が、各相スイッチング信号により規定される各スイッチング素子の駆動状態に変化又は維持されると、その変化又は維持された駆動状態に対応する回路状態に従って、三相交流モータM1が駆動される構成となっている。尚、このようなインバータ300の制御態様は、所謂PWM制御の一態様である。<電圧制御演算部113におけるPID制御の効果>次に、図6を参照し、本実施形態の効果として、PID制御の効果について説明する。ここに、図6は、三相交流モータM1の出力電力たるモータ電力Pm、平滑コンデンサCの端子間電圧である端子間電圧VH及びバッテリBの出力電流であるバッテリ電流Ibの位相関係を説明する図である。図6において、端子間電圧VH及びバッテリ電流Ibの位相特性に係る破線は、電圧制御演算部113が、PID制御でなくPI制御を実行する場合の特性を示す。図6から明らかなように、モータ電力Pmが図示白丸p1である場合に、PI制御では、その影響が端子間電圧VHに現れるまでに平滑コンデンサCにおける90°の位相遅れの影響を受ける。従って、白丸p1の影響は、図示白丸p2となって端子間電圧VHに現れる。端子間電圧VHをフィードバックして決定されるバッテリ電流Ibもまた、平滑コンデンサCにおける位相遅れに影響され、破線上の図示白丸p3のように端子間電圧VHに対し逆相の関係で推移する。その結果、バッテリ電流Ibの波形は、モータ電力Pmの実際の波形と整合しなくなり、モータ電気周波数fmtに相当する端子間電圧VHの変動を抑制することができない。必然的に、平滑コンデンサC及びインバータ300の各スイッチング素子の耐電圧は、少なくとも、この端子間電圧VHの変動幅分だけ余計に必要となり、コスト及び体格の増大が避けられないのである。これに対して、PI制御に替えてPID制御が実行される場合、微分要素の位相進み特性により、バッテリ電流Ibの位相とモータ電力Pmの位相とを時間軸上で整合させることができる。その様子が実線で示される。例えば、上述した図示白丸p1の電力点に対して、バッテリ電流Ibは図示黒丸p4の値を採る。その結果、端子間電圧VHの波形は、図示実線で示されるように、理想的にはモータ電気周波数相当の電圧変動が無い波形となる。尚、モータ電気周波数fmtは、1秒当たりのモータ回転速度の逆数に、三相交流モータM1の磁極対の数を乗じた値であり、例えば、磁極対を4個有する三相交流モータの場合、3000rpm即ち、秒間50回転時のモータ電気周波数は、50×4=200Hzとなる。<電圧制御演算部113におけるBPFの効果>次に、図7を参照し、本実施形態の効果として、BPF113Eの効果について説明する。ここに、図7は、BPF113Eの特性を概念的に表す模式的なボード線図である。図7において、上段は電圧制御演算部113における微分要素の通過信号レベルの周波数特性を、下段は同じく位相の周波数特性を表している。図示太破線は、微分要素として一般的な微分器を採用した場合の特性であり、本実施形態との比較に供すべき比較例である。微分要素として微分器が使用される場合、通過信号の位相は入力信号の周波数に依存することなく90°進む。従って、位相に関して言えば微分要素として微分器は有用である。然るに、上段に示されるように、微分器の通過信号レベルは、入力信号の周波数に対してボード線図上でリニアに増加する。従って、PID制御におけるD項は、端子間電圧VHにモータ電気周波数よりも高周波の信号が含まれる場合には、その高周波側の信号により大きく影響される。ここで、先述したキャリア生成部114から供給されるキャリアCarのキャリア周波数fcarは、モータ電気周波数fmtよりも高く、インバータ300を構成する各スイッチング素子のスイッチング周波数は、概ね数k~数十kHzの高周波領域に属する。従って、微分要素として微分器を使用すると、微分器が、モータ電気周波数相当の電圧変動よりも、インバータ300のスイッチング周波数相当の電圧変動に対してより追従しようとすることから、モータ電気周波数相当の電圧変動を効果的に抑制できないばかりか、かえって平滑コンデンサCの端子間電圧VHが不安定となりかねない。これに対して、図示太実線で示されるのは、微分要素としてBPF113Eが使用された場合の周波数特性である。BPF113Eが使用された場合、図示鎖線で示されるカットオフ周波数fcよりも低周波側では、通過信号レベルが微分器の場合と殆ど一致し、カットオフ周波数fcよりも高周波側では、通過信号レベルがBPFの帯域通過作用のために減衰する。一方、通過信号の位相を見ると、これもカットオフ周波数fcよりも低周波側では、微分器の場合と概ね一致した位相進み特性が見られ、特に低周波側程、位相進み量が90°に漸近する。即ち、カットオフ周波数fcよりも低周波側の周波数帯域においては、BPF113Eは、微分器と概ね同等の効能を有している。それに加えて、カットオフ周波数fcよりも高周波側における信号減衰作用により、微分器と異なり、インバータ300のスイッチング周波数相当の電圧変動に対しては、微分要素は作用しない。このため、モータ電気周波数相当の電圧変動を選択的に、且つ確実に抑制することができるのである。尚、カットオフ周波数fcにおいて通過信号の位相進み量はゼロとなり、カットオフ周波数fcよりも高周波側において、通過信号は入力信号よりも遅れる。しかしながら、モータ電気周波数fmtの採り得る周波数帯域を図示帯域FBmtrハッチング領域参照とし、インバータ300のスイッチング周波数の採り得る周波数帯域を図示帯域FBinvハッチング領域とすると、両者間には大きな開きがあり、カットオフ周波数fcが的確に設定される限りにおいて、位相進み量が減少する領域及びそれに引き続く位相遅れの発生領域は、帯域FBmtrと大きく重複しない。また、そのような的確なカットオフ周波数fcを設定することは、この帯域間の差に鑑みれば少なくとも困難でない。特に、本実施形態において、BPF113Eのカットオフ周波数fcは、ボード線図上で、これら両帯域の中間モータ電気周波数fmtが現実的に採り得る範囲の上限値よりも高周波側、且つインバータ300のスイッチング周波数が現実的に採り得る範囲の下限値端的には、キャリア周波数fcarよりも低周波側に位置しており、帯域FBmtrにおいて、平滑コンデンサCにおける、モータ電気周波数相当の電圧変動を概ね良好に抑制することが可能となる。無論、カットオフ周波数fcの設定態様には、比較的大きな許容幅があり、例えば、モータ電気周波数に相当する図示帯域FBmtrにおいて90-α°αは任意、例えば10°程度の位相進み量が確保されるように、図示するカットオフ周波数fcよりも高周波側に設定されてもよいし、逆に、インバータ300のスイッチング周波数に相当する図示帯域FBinvにおいて確実に信号が減衰するように例えば、-10dBの減衰量が確保されるように、図示するカットオフ周波数fcよりも低周波側に設定されてもよい。<モード切替制御処理の詳細>ここで、図8を参照し、ECU100により実行されるモード切替制御処理について説明する。ここに、図8は、モード切替制御処理のフローチャートである。図8において、制御装置100は、VH変動指標値VHidxを取得するステップS101、ここで、本実施形態におけるVH変動指標値VHidxは、過去一定期間にわたる、平滑コンデンサCの端子間電圧VHの最大値と最小値との差分の平均値として規定される。尚、VH変動指標値VHidxは、本発明に係る端子間電圧VHの変動レベルの一例である。VH変動指標値VHidxは、制御装置100が、各センサの出力値に基づいて周期的に演算するものとする。制御装置100は、VH変動指標値VHidxが基準値VHidxlim未満であるか否かを判定するステップS102。基準値VHidxlimは、平滑コンデンサCに予め設計段階で与えられた耐電圧に応じて定められる。より具体的には、上述したBPF113Eによる、モータ電気周波数相当の電圧変動抑制措置を必要としない領域の上限を規定する値である。VH変動指標値VHidxが基準値VHidxlim以上である場合ステップS102:NO、制御装置100は、BPF113Eの作用による積極的な電圧変動抑制措置が必要であるとして、変動抑制モードを選択するステップS104。変動抑制モードとは、BPF113Eのカットオフ周波数fcが、基準値fcbase必ずしも固定値でないに維持され、この基準値fcbaseに従ってPID制御量が演算される演算モードである。一方、VH変動指標値VHidxが基準値VHidxlim未満である場合ステップS102:YES、制御装置100は、BPF113Eの作用による積極的な電圧変動抑制措置が必要ないものとして、損失抑制モードを選択するステップS103。損失抑制モードとは、BPF113Eのカットオフ周波数fcが、基準値fcbaseよりも低周波側の周波数fccorに減少補正され、この減少補正されたカットオフ周波数fccorに従ってPID制御量が演算される演算モードである。いずれかの演算モードが選択されると、処理はステップS101に戻される。モード切替制御処理は以上のように実行される。ここで、電力損失抑制モードにおけるカットオフ周波数fcの補正値fccorについて、図9を参照して説明する。ここに、図9は、カットオフ周波数fcの補正態様を例示する図である。図9において、図9aは、BPF113Eのカットオフ周波数fcが、モータ回転速度Nmに対してリニアに減少補正される補正態様を示す図である。即ち、この補正態様によれば、カットオフ周波数fcの補正値fccorは、図示実線で示されるように、モータ電気周波数fmtにオフセットする形でモータ回転速度Nmに対してリニアに変化する。このようにリニアな補正が可能である場合、BPF113Eによる電圧変動抑制効果を最小限担保し得る位相進み特性を確保する観点からは、カットオフ周波数の補正値fccorは、モータ電気周波数fmtの2~4倍程度であるのが望ましい。一方、図9bは、モータ回転速度Nmを複数領域ここでは、低回転領域、中回転領域及び高回転領域の三領域に分割し、各回転領域について、基準値fcbaseよりも低周波側のカットオフ周波数をfccorとして割り当てる補正態様を示す図である。即ち、この補正態様によれば、カットオフ周波数fcの補正値fccorは、図示実線で示されるように、モータ回転速度Nmの高低に対して夫々高低に変化する階段状の値となる。従って、図9aの補正態様と較べれば、カットオフ周波数fcをリニアに変化させずによい分負荷が軽くて済む。いずれの補正態様に従っても、BPF113Eのカットオフ周波数fcは、基準値fcbase太い破線参照に対して減少側に補正される。その結果、モータ電気周波数相当の電圧変動に対する過剰な応答は抑制され、カットオフ周波数fcが基準値fcbaseである場合と較べて、直流電源Bから電流を持ち出すことによる電流脈動は緩慢となる。従って、電流が脈動する過程で常に生じる損失が緩和され、直流電源Bの蓄積電力を有効に利用することが可能となるのである。このような有効利用は、モータ駆動システム10が車両に搭載される場合には、車両の燃費低下を抑制する効果を生じ、実践上極めて有益である。<第2実施形態>次に、図10を参照し、本発明の第2実施形態に係るモード切替制御処理について説明する。ここに、図10は、第2実施形態に係るモード切り替え制御処理のフローチャートである。尚、同図において、図8と重複する箇所には同一の符号を付してその説明を適宜省略することとする。尚、第2実施形態に係るシステム構成は、第1実施形態に係るモータ駆動システム10と同等であるとする。図10において、制御装置100は、三相交流モータM1の駆動条件を取得するステップS201。尚、ここでの駆動条件とは、モータトルクTmとモータ回転速度Nmであるとする。三相交流モータM1の駆動条件を取得すると、制御装置100は、モータ駆動条件が所定範囲内であるか否かを判定するステップS202。モータ駆動条件が所定範囲外である場合ステップS202:NO、処理はステップS104に移行して先述した電圧変動低減モードが実行される。一方、モータ駆動条件が所定範囲内である場合ステップS202:YES、処理はステップS103に移行して先述した電力損失抑制モードが実行される。第2実施形態に係るモード切替制御処理は以上のように実行される。ここで、図11を参照し、ステップS202におけるモータ駆動条件と所定範囲との関係について説明する。ここに、図11は、モータ駆動条件判定用のマップの模式図である。図11において、縦軸及び横軸に夫々モータトルクTm及びモータ回転速度Nmが表される。即ち、図11は、三相交流モータM1の一種の動作点マップである。ここで、図示実線は、三相交流モータM1の動作限界ラインであり、高回転領域においてモータトルクTmの上限値が低下する様子が示されている。図11において、図示ハッチング領域は、BPF113Eによる積極的な電圧変動抑制措置を講じずとも、モータ電気周波数相当の電圧変動が平滑コンデンサCの耐電圧BPF113Eの効能により小容量化に際して顕著な増大措置が採られていない耐電圧であるの範囲内に十分収まる領域を示している。このような領域は、モータ回転速度Nmが低回転側に移行するに従って高トルク側に拡大分布しており、予め実験的に、経験的に又は理論的に定められている。図10のモード切替制御処理のステップS202における所定範囲とは、このハッチング領域を意味しており、予め図11に例示される範囲が数値化された状態でROMに格納されている。このように、第2実施形態によれば、電力損失抑制モードを選択し得るか否かを、三相交流モータM1の駆動条件に基づいて比較的簡便に判定することが可能となっている。また、特に、低回転側程、モータトルクTmの基準値ハッチング領域の上限値が増加する傾向がある点を考慮することによって、可及的広範囲にわたって、電力損失抑制モードを選択することが可能となっている。従って、モータ電気周波数相当の電圧変動を、電力損失を可及的に抑制しつつ抑制することが可能である。本発明は、上述した実施形態に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴う昇圧コンバータの制御装置もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。本発明は、交流モータの駆動制御における昇圧コンバータの制御に適用可能である。"