アンテナに供給されるRF送信信号を生成するRF電力増幅器と、ベースバンド送信信号をアップコンバートすることにより前記RF電力増幅器に供給されるRF送信入力信号を生成するRF送信信号処理回路とを具備しており、前記RF送信信号のランプダウンの途中で前記RF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップし、再び前記RF送信信号のレベルがダウンするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作が調整される送信機。前記RF送信信号は、ベースバンド処理ユニットから供給されるランプ情報によりランプダウンが可能とされる請求項1に記載の送信機。前記ランプダウンの途中の前記RF送信信号処理回路内部の前記内部動作の調整は、前記実送信データに付加されたダミーデータに含まれるランプダウン調整データにより可能とされる請求項2に記載の送信機。前記ランプダウン調整データは前記ベースバンド処理ユニットから供給される請求項3に記載の送信機。前記RF送信信号処理回路は位相変調と振幅変調とによる前記RF送信入力信号を生成する位相変調制御ループと振幅変調制御ループとを含み、前記振幅変調制御ループは、前記ランプダウンのためのランプ情報によりゲインが変化する第1可変増幅器をループ内部に含み、それにより、前記ランプ情報により前記第1可変増幅器の前記ゲインを制御することにより、前記ランプダウンが可能である請求項3に記載の送信機。前記RF送信信号のランプダウンの途中で前記RF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップし、再び前記RF送信信号のレベルがダウンするのは、前記ランプダウンのためのランプ情報による前記第1可変増幅器の前記ゲインの制御開始前である請求項5に記載の送信機。前記振幅変調制御ループは、前記ランプ情報に応答して前記第1可変増幅器の前記ゲインと反対方向にゲインの変化する第2可変増幅器を前記ループ内部に含む請求項5に記載の送信機。前記第2可変増幅器には、前記ランプダウン調整データにより調整される信号が入力される請求項7に記載の送信機。前記振幅変調制御ループはEDGE送信のためのポーラループとポーラモジュレータのいずれかを構成するものである請求項7に記載の送信機。送信機のアンテナに供給されるRF送信信号を生成するRF電力増幅器と接続可能に構成されたRF送信信号処理回路であって、前記RF送信信号処理回路はベースバンド送信信号をアップコンバートすることにより前記RF電力増幅器に供給されるRF送信入力信号を生成して、前記RF送信信号は、ベースバンド処理ユニットから供給されるランプ情報によりランプダウンが可能とされ、前記RF送信信号のランプダウンの途中で前記RF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップし、再び前記RF送信信号のレベルがダウンするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作が調整されるRF送信信号処理回路。前記ランプダウンの途中の前記RF送信信号処理回路内部の前記内部動作の調整は、前記実送信データに付加されたダミーデータに含まれるランプダウン調整データにより可能とされる請求項10に記載のRF送信信号処理回路。前記ランプダウン調整データは前記ベースバンド処理ユニットから供給される請求項11に記載のRF送信信号処理回路。前記RF送信信号処理回路は位相変調と振幅変調とによる前記RF送信入力信号を生成する位相変調制御ループと振幅変調制御ループとを含み、前記振幅変調制御ループは、前記ランプダウンのためのランプ情報によりゲインが変化する第1可変増幅器をループ内部に含み、それにより、前記ランプ情報により前記第1可変増幅器の前記ゲインを制御することにより、前記ランプダウンが可能である請求項11に記載のRF送信信号処理回路。前記RF送信信号のランプダウンの途中で前記RF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップし、再び前記RF送信信号のレベルがダウンするのは、前記ランプダウンのためのランプ情報による前記第1可変増幅器の前記ゲインの制御開始前である請求項13に記載のRF送信信号処理回路。前記振幅変調制御ループは、前記ランプ情報に応答して前記第1可変増幅器の前記ゲインと反対方向にゲインの変化する第2可変増幅器を前記ループ内部に含む請求項12に記載のRF送信信号処理回路。前記第2可変増幅器には、前記ランプダウン調整データにより調整される信号が入力される請求項15に記載のRF送信信号処理回路。前記振幅変調制御ループはEDGE送信のためのポーラループとポーラモジュレータのいずれかを構成するものである請求項15に記載のRF送信信号処理回路。本発明者は本発明に先立って、ベースバンドLSIとのディジタルインターフェースを含みGMSK方式とEDGE方式とのマルチモードの送信を可能とする送信機トランスミッタを具備するRF通信用半導体集積回路以下、RFICと称すの開発に従事した。EDGE方式の振幅変調のためには、RF送信信号の振幅制御が必要である。EDGE方式の振幅変調のための制御情報は、ベースバンドLSIから生成される送信ベースバンド信号に含まれている。このEDGE方式の振幅変調のための制御情報によって、RFICで生成されてRF電力増幅器PAに供給されるRF送信信号の振幅が決定される。冒頭で説明したように、EDGE方式を実現するポーラループ方式では、送信信号を位相成分と振幅成分とに分離した後、位相変調制御ループPMLPと振幅変調制御ループAMLPでそれぞれフィードバック制御を行い、フィードバック制御の後の位相成分と振幅成分とがRF電力増幅器PAで合成される。また、TDMA時分割多重アクセス方式では、冒頭で説明したように、複数のタイムスロットを、アイドル状態、基地局からの受信動作、基地局への送信動作のいずれかに設定変更可能となる。特に、他のタイムスロットから送信動作タイムスロットに切り換える際には、GMSKの規格で定められた上昇レートでRF送信信号の信号強度が増加されなければならない。この時のRF送信信号の信号強度の増加は、ランプアップと呼ばれている。ランプアップの上昇レートがGMSKの規格よりも大きいと、不要輻射が増大して隣接チャンネル電力漏洩レシオACPRが増大する。逆に、送信動作タイムスロットから他のタイムスロットに切り換える際にも、GMSKの規格で定められた低下レートでRF送信信号の信号強度が減少されなければならない。この時のRF送信信号の信号強度の減少は、ランプダウンと呼ばれている。ランプダウンの低下レートがGMSKの規格よりも大きいと、やはり不要輻射が増大して隣接チャンネル電力漏洩レシオACPRが増大する。このランプアップおよびランプダウンのためのランプ電圧が、ベースバンドLSIからのディジタルランプデータから生成される。一方、携帯電話端末のような通信端末機器と基地局との通信距離に比例して、通信端末機器から基地局へ送信されるRF送信信号の信号強度も、制御されなければならない。ランプアップの上昇が完了した時点のRF送信信号の信号強度は、通信端末機器と基地局との通信距離に比例する。ベースバンドLSIから生成されるランプ電圧のランプアップ完了時点の電圧レベルは、通信距離に比例している。また、ベースバンドLSIからのランプ電圧のレベルに応答した基地局へのRF送信信号の信号強度は、RF電力増幅器PAの増幅率によって制御される。RF電力増幅器PAの増幅率の制御は、自動パワー制御電圧Vapcにより可能である。また、先に説明したように、EDGE方式を実現するポーラループ方式では、位相変調制御ループPMLPと振幅変調制御ループAMLPとはそれぞれのループにRF電力増幅器PAを含んでいる。GMSKではRF電力増幅器PAは数ワットのRF電力を生成する必要があり、RF電力増幅器PAは素子サイズの大きなパワーMOSのような電力増幅トランジスタを使用する。その結果、RF電力増幅器PAは大きな非線形性と大きな位相遅延とを持つが、上記2つのループにRF電力増幅器PAが含まれることで、RF電力増幅器PAから生成されるRF送信信号の位相情報と振幅情報とは正確となる。一方、EDGE送信モードでのランプアップとランプダウンのためには、振幅変調制御ループAMLPに含まれたRF電力増幅器PAの増幅率をランプ電圧もしくはディジタルランプデータに応答して制御する必要がある。しかし、振幅変調制御ループAMLPに含まれたRF電力増幅器PAの増幅率が変化しても、振幅変調制御ループAMLPのフィードバック信号のレベルが変化しないように補償する必要がある。かなり技術が複雑となって来たので、図面を参照して、説明を続けることにする。図1は、本発明に先立って本発明者等によって検討された送信機トランスミッターを示す図である。この送信機は、ベースバンドLSIBB、RF通信用半導体集積回路RFIC、電力増幅器モジュールPAM、アナログフロントエンドモジュールFEM、送受信アンテナANT等により構成されている。また、ベースバンドLSIBBには、外部バスを介してアプリケーションプロセッサAP、スタティックランダムアクセスメモリSRAM、フラッシュ不揮発性メモリFlashが接続される。このフラッシュ不揮発性メモリFlashには、ベースバンドLSI、アプリケーションプロセッサAP、RFICのための種々の制御プログラムやアプリケーションプログラムが格納されている。ベースバンドLSIからRFICへの種々の命令、送信データ、種々の制御データは、RFICのディジタルRFインターフェース1に供給される。また、図示されてはいないが、送受信アンテナANTにより受信されたRF受信信号は、アナログフロントエンドモジュールFEMを介してRFICの受信システムに供給され、アナログベースバンド受信信号にダウンコンバージョンされる。アナログベースバンド受信信号は、A/D変換器によりディジタルベースバンド受信信号に変換され、ディジタルRFインターフェース1を介してベースバンドLSIに供給される。ベースバンドLSIからの送信ディジタルベースバンド信号も、ディジタルRFインターフェース1に供給された後、ディジタル変調器2に供給される。ディジタル変調器2内部のディジタル変調器コアは、送信ディジタルベースバンド信号に応答して、直交送信ディジタルベースバンド信号TxDBI、Qを生成する。ディジタル変調器2内部の2個のD/A変換器DACは、直交送信ディジタルベースバンド信号TxDBI、Qを直交送信アナログベースバンド信号TxABI、Qに変換して送信ミキサー3の2個のミキサーにそれぞれ供給する。送信ミキサー3の2個のミキサーに供給される送信用中間周波数ローカルキャリア信号は、RF電圧制御発振器4の発振信号の1/N分周器、1/2分周器による分周と90°位相シフター5による位相シフトとにより形成される。90°位相シフター5から送信ミキサー3の2個のミキサーに供給される2つの送信用中間周波数ローカルキャリア信号は、90°の位相差となっている。尚、RF電圧制御発振器4の発振周波数は、RFフラクショナルPLL周波数シンセサイザー6により設定される。また、RF電圧制御発振器4の出力と1/N分周器の入力との間には、バッファアンプBF3が接続されている。送信ミキサー3の2個のミキサーの出力に接続された加算器の出力から、ベクトル合成による中間周波数送信信号Vrefが形成される。この中間周波数送信信号Vrefは、位相変調制御ループPMLPと振幅変調制御ループAMLPとに供給される。EDGE送信モードにおける位相変調制御ループPMLPは、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2から出力されるRF送信信号の位相を中間周波数送信信号Vrefの位相に追従させる。振幅変調制御ループAMLPは、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2から出力されるRF送信信号の振幅を中間周波数送信信号Vrefの振幅に追従させる。位相変調制御ループPMLPは、位相比較器PD、ローパスフィルターLF1、送信用電圧制御発振器7、スイッチSW4、1/2分周器、バッファアンプBF2、ドライバーアンプDR1、DR2、電力増幅器モジュールPAMから構成されたフィード回路を含む。更に、位相変調制御ループPMLPは、カップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2、SW3から構成されたバック回路を含む。フィード回路とバック回路とにより、フィードバックが構成される。ダウンコンバージョンミキサーDCMの一方の入力端子には、EDGE送信モードの場合には、電力増幅器モジュールPAMからのRF送信信号のRF成分がカップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1を介して供給される。ダウンコンバージョンミキサーDCMの一方の入力端子には、GMSK送信モードの場合には、送信用電圧制御発振器7の出力、または1/2分周器出力からのRF成分がバッファアンプBF2とスイッチSW1を介して供給される。このミキサーDCMの他方の入力端子には、RF電圧制御発振器4の発振信号が2個の1/2分周器とスイッチSW6とを介して供給される。その結果、送信ミキサー3から位相比較器PDの一方の入力端子に供給された中間周波数送信信号Vrefの位相周波数と同一の位相周波数を持つ中間周波数振幅フィードバック信号が、ミキサーDCMの出力から生成される。EDGE送信モードでは、ミキサーDCMの出力からの中間周波数振幅フィードバック信号は、スイッチSW2、第1可変増幅器MVGA、スイッチSW3を介して位相比較器PDの他方の入力端子に供給されることになる。GMSK送信モードでは、ミキサーDCMの出力からの中間周波数振幅フィードバック信号は、スイッチSW2、SW3を介して位相比較器PDの他方の入力端子に供給される。振幅変調制御ループAMLPは、振幅比較器AMD、ローパスフィルターLF2、第2可変増幅器IVGA、電圧電流変換器VIC、スイッチSW5、レベル変換器LVC、電力増幅器モジュールPAMから構成されたフィード回路を含む。更に、振幅変調制御ループAMLPは、カップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2、第1可変増幅器MVGAから構成されたバック回路を含む。フィード回路とバック回路とにより、フィードバックが構成される。ダウンコンバージョンミキサーDCMの一方の入力端子には、電力増幅器モジュールPAMからのRF送信信号のRF成分が供給される。このミキサーDCMの他方の入力端子には、RF電圧制御発振器4の発振信号が2個の1/2分周器とスイッチSW6とを介して供給される。その結果、送信ミキサー3から振幅比較器AMDの一方の入力端子に供給された中間周波数送信信号Vrefと同一の振幅を持つ中間周波数振幅フィードバック信号が第1可変増幅器MVGAの出力から生成され振幅比較器AMDの他方の入力端子に供給されることになる。また、GMSK送信モードでは、フィード回路のレベル変換器LVCの入力に、スイッチSW5を介して電圧電流変換器VIDの出力が供給される。電圧電流変換器VIDの一方の入力端子にランプD/A変換器8からのアナログランプ電圧Vrampが供給され、電圧電流変換器VIDの他方の入力端子にレベル変換器LVCの出力が供給される。従って、GMSK送信モードでは、電力増幅器モジュールPAMに供給されるレベル変換器LVCの出力は、ランプD/A変換器8からのアナログランプ電圧Vrampと略等しくなる。尚、EDGE送信モードにおける位相変調制御ループPMLPのバック回路と振幅変調制御ループAMLPのバック回路とは、カップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2、第1可変増幅器MVGAを共有している。尚、電力増幅器PA1の出力から、略0.8GHzに近いGSM850のRF送信信号TxGSM850と略0.9GHzに近いGSM900のRF送信信号TxGSM900とが生成される。電力増幅器PA2の出力から、略1.8GHzに近いDCS1800のRF送信信号TxDCS1800と略1.9GHzに近いPCS1900のRF送信信号TxPCS1900とが生成される。図1の説明の前に、EDGE送信モードでのランプアップとランプダウンのためには、振幅変調制御ループAMLPに含まれたRF電力増幅器の増幅率をランプ電圧もしくはディジタルランプデータに応答して制御する必要があることを説明した。また、振幅変調制御ループAMLPに含まれたRF電力増幅器の増幅率が変化しても、振幅変調制御ループAMLPのフィードバック信号のレベルが変化しないように補償する必要があることも説明した。この2つの事項は、振幅変調制御ループAMLPのバック回路の第1可変増幅器MVGAのゲインをディジタルランプデータに逆比例で制御することにより実現される。すなわち、ランプアップでRF電力増幅器の出力のRF送信信号の信号強度を増加するために、ディジタルランプデータが増加される。すると、振幅変調制御ループAMLPのバック回路の第1可変増幅器MVGAのゲインは、低下する。しかし、第1可変増幅器MVGAの出力から生成され振幅比較器AMDの他方の入力端子に供給されるフィードバック信号のレベルは低下せずに、送信ミキサー3から振幅比較器AMDの一方の入力端子に供給される信号Vrefのレベルに維持されなければならない。そのためには、第1可変増幅器MVGAのゲイン低下と反対方向で同一の絶対値で、RF電力増幅器の増幅率が増加する。このようにして、EDGE送信モードでのランプアップとランプダウンが可能となり、EDGE送信モードでの正確な振幅変調が可能となる。尚、振幅変調制御ループAMLPのフィード回路の第2可変増幅器IVGAのゲインは、ディジタルランプデータに正比例で制御される。その結果、ディジタルランプデータが変化しても、第1可変増幅器MVGAのゲインと第2可変増幅器IVGAのゲインとの和は略一定となる。その結果、振幅変調制御ループAMLPのオープンループ周波数特性の位相余裕がディジタルランプデータの増加によって著しく小さくなることを軽減している。一方、RFICのベースバンドLSIとの間のディジタルインターフェース化の普及によって、両者の間の送信ベースバンド信号、受信ベースバンド信号、ランプ電圧もアナログ信号からディジタル信号に変更された。従って、RFICの内蔵D/A変換器は、このディジタル信号をアナログ信号に変換してRFICの内部回路に供給する。ディジタルインターフェースの以前のアナログインターフェースの時代では、ベースバンドLSI内部で生成されるディジタルランプデータは、ベースバンドLSIの内蔵ランプD/A変換器RampDACによりアナログランプ電圧に変換されていた。従って、ベースバンドLSIの内蔵ランプD/A変換器からのアナログランプ電圧は、チップ外部の回路基板の配線を介してRFICに供給されていた。このアナログランプ電圧をRFIC内部に設けたリニアライザ回路により形成して、第1可変増幅器MVGAおよび第2可変増幅器IVGAの利得制御を行なうことで連続的な利得変化を実現していた。このように利得制御が連続的に行なわれる場合には、RF電力増幅器PA1、PA2のゲイン変化時にスイッチングノイズは発生しない。一方、ディジタルインターフェース化の普及によって、ディジタルランプデータをアナログランプ電圧に変換するためのランプD/A変換器RampDACも他のD/A変換器やA/D変換器と伴に、ベースバンドLSIからRFICの内部に移動することとなった。しかし、第1可変増幅器MVGA、及び第2可変増幅器IVGAの利得制御を従来のアナログランプ電圧で行なうには、リニアライザ回路を内蔵する必要があり、RFICのチップ面積、消費電流を考慮すると、コスト、性能面で不利となる。従って第1可変増幅器MVGA、及び第2可変増幅器IVGAの利得制御にランプD/A変換器を介したアナログランプ電圧ではなく、ディジタルランプデータをデコードしたディジタル制御信号を用いるディジタル方式ゲイン可変増幅器を採用した。図1の送信機のRFICのGMSK送信モードでは、RFICの内蔵ランプD/A変換器8の出力のアナログランプ電圧Vrampの変化は、急激となっている。アナログランプ電圧Vrampの急激な変化は、電圧電流変換器VID、スイッチSW5、レベル変換器LVCを介して電力増幅器モジュールPAMに供給される。電力増幅器モジュールPAMの電圧変換器LDOは、アナログランプ電圧Vrampの急激な変化に応答して、比較的急激な変化を有する自動パワー制御電圧Vapcを生成する。しかし、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2は、アナログランプ電圧で連続的に制御されるためRFIC内回路の切り替えなどによるスイッチングノイズは発生しない。その結果、RF電力増幅器PA1、PA2では自動パワー制御電圧Vapcが比較的急激に変化しても、GMSK送信モードでは、RF電力増幅器PA1、PA2のゲイン変化が原因でGMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化することはなかった。図1の送信機のRFICのEDGE送信モードでのランプ制御は、振幅変調制御ループAMLPのバック回路の第1可変増幅器MVGAのゲインをディジタルランプデータに逆比例で制御して実現した。すなわち、ランプアップでRF電力増幅器の出力のRF送信信号の信号強度を増加するために、ディジタルランプデータが増加される。すると、振幅変調制御ループAMLPのバック回路の第1可変増幅器MVGAのゲインは、低下する。しかし、第1可変増幅器MVGAの出力から生成され振幅比較器AMDの他方の入力端子に供給されるフィードバック信号のレベルは低下せずに、送信ミキサー3から振幅比較器AMDの一方の入力端子に供給される信号Vrefのレベルに維持されなければならない。そのためには、第1可変増幅器MVGAのゲイン低下と反対方向で同一の絶対値で、RF電力増幅器の増幅率が増加する。ここで、RFICのチップ面積の低減および低消費電力化を目的として第1可変増幅器MVGA、第2可変増幅器IVGAを、各々の利得設定に応じて活性化非活性化に制御される複数の差動増幅器等により構成した。しかしこれにより、増幅器の利得を最小ゲイン変化幅例えば0.2dBで高速に切り替えた場合に、スイッチングノイズが発生し、GMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化することが判明した。更に、本発明者等は、EDGE送信モードにおいて、別な原因でもGMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化することも見い出した。その原因は、RFICの半導体チップ製造誤差による振幅変調制御ループAMLPのバック回路の第1可変増幅器MVGAのゲイン変化の誤差である。すなわち、RFICの半導体チップ製造誤差により、ディジタルランプデータの変化ステップに応答した振幅変調制御ループAMLPの第1可変増幅器MVGAのゲインの変化量が均一とならないことが原因であった。図2は、図1の送信機のRFICの振幅変調制御ループAMLPの第1可変増幅器MVGAの構成を示す図である。第1可変増幅器MVGAは、従属接続された第1アンプAMP1、第2アンプAMP2、第3アンプAMP3で構成されている。第1アンプAMP1のゲイン可変範囲は6~30dB、第2アンプAMP2のゲイン可変範囲0~26dB、第3アンプAMP3のゲイン可変範囲は-2~0dBとなっている。第1アンプAMP1と第2アンプAMP2とのゲイン変化幅は2dB/ステップ、第3アンプAMP3のゲイン変化幅は0.2dB/ステップとなっている。コントローラMVGAGainContに入力された8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]がデコードされることにより、第1アンプAMP1、第2アンプAMP2、第3アンプAMP3の各ゲインを設定する3組のディジタルデータが生成される。1組目のディジタルデータの13ビットは、第1アンプAMP1を構成する13個の並列アンプを個々に活性化するか非活性化するかに使用される。2組目のディジタルデータの14ビットは、第2アンプAMP2を構成する14個の並列アンプを個々に活性化するか非活性化するかに使用される。3組目のディジタルデータの11ビットは、第3アンプAMP3を構成する11個の並列アンプを個々に活性化するか非活性化するかに使用される。第3アンプAMP3の出力には、振幅比較器AMDに供給される約80MHzの周波数の中間周波数フィードバック信号を通過して高調波を低減するためのローパスフィルターLPFが接続されている。また、ディジタルRFインターフェース1からコントローラMVGAGainContには26MHzのクロック信号CLKと8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]をリセットするためのリセット信号RSTとが供給される。図3は、図2のコントローラMVGAGainContに供給される8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]による変化ステップに応答する第1可変増幅器MVGAのゲインの変化量を示す図である。図3Aは、RFICの半導体チップ製造に誤差のない理想的な状態を示す図である。図3Aでは、8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]による最小変化ステップに応答する第1可変増幅器MVGAのゲインの変化量は0.2dBの均一な値となっている。一方、図3Bは、RFICの半導体チップ製造に誤差のある現実的な状態を示す図である。図3Bでは、8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]による最小変化ステップに応答する第1可変増幅器MVGAのゲインの変化量の大部分は0.17dB~0.23dBに分布している。しかし、0.25dBのゲインの変化量の部分も相当箇所あり、1箇所は0.32dBの極めて大きな変化量となっている。従って、図3BのようなRFICの半導体チップ製造に誤差のある現実的な状態で、例えばランプアップの動作が行われる場合を想定する。8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]が最小変化ステップで一定のレートで増加しても、誤差によって第1可変増幅器MVGAのゲインが大きく減少する箇所が生じる。この箇所では、電力増幅器からのRF送信信号の信号強度は、設定ゲイン以上に大きく増加することになる。逆にランプダウンの場合には、8ビットのディジタルランプデータMVGA_IN[7:0]が最小変化ステップで一定のレートで減少しても、誤差によって第1可変増幅器MVGAのゲインが大きく増加する箇所が生じる。この箇所では、電力増幅器からのRF送信信号の信号強度は、設定ゲイ以上に大きく減少することになる。その結果、不要輻射が増大して、隣接チャンネル電力漏洩レシオACPRが増大する。本発明は、以上のような本発明に先立った本発明者等の検討の結果、なされたものである。従って、本発明の目的とするところは、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプアップに際して、不要輻射のレベルを低減することにある。また、本発明のその他の目的とするところは、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプダウンに際して、不要輻射のレベルを低減することにある。本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。本願において開示される発明のうちの代表的なものについて簡単に説明すれば下記のとおりである。即ち、本発明の代表的な送信機では、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプアップの途中でRF送信信号のレベルのアップが実質的に停止するか、レベルダウンするように送信機内部の内部動作が調整される。本発明の他の代表的な送信機では、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプダウンの途中でRF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップするように送信機内部の内部動作が調整される。本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記の通りである。すなわち、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプアップまたはランプダウンに際して、不要輻射のレベルを低減することができる。《代表的な実施の形態》先ず、本願において開示される発明の代表的な実施の形態について概要を説明する。代表的な実施の形態についての概要説明で括弧を付して参照する図面の参照符号はそれが付された構成要素の概念に含まれるものを例示するに過ぎない。1本発明の代表的な実施の形態による送信機は、アンテナに供給されるRF送信信号を生成するRF電力増幅器PA1、PA2と、ベースバンド送信信号をアップコンバートすることにより前記RF電力増幅器に供給されるRF送信入力信号を生成するRF送信信号処理回路RFICとを具備する。前記RF送信信号のランプアップの途中で前記RF送信信号のレベルのアップが実質的に停止するか、レベルダウンするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作が調整される。好適な形態による送信機では、前記RF送信信号のランプダウンの途中で前記RF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作が調整される。より好適な形態による送信機では、前記ランプアップの途中の前記RF送信信号処理回路内部の前記内部動作の調整は、前記ランプアップの完了後に送信される実送信データTr_Dataに先行するプリアンブルデータPreamble_Dataに含まれるランプアップ調整データLast4symbolsにより可能とされる図5、図6、図7参照。1つの例では、前記ランプアップ調整データと前記実送信データとは、ベースバンド処理ユニットBBLSIから供給される。更により好適な形態による送信機では、前記ランプダウンの途中の前記RF送信信号処理回路内部の前記内部動作の調整は、前記実送信データに付加されたダミーデータDummy8symbolsに含まれるランプダウン調整データFirst4symbolsにより可能とされる図5、図8、図9参照。他の1つの例では、前記ランプダウン調整データも前記ベースバンド処理ユニットから供給される。具体的な一つの形態による送信機では、前記RF送信信号処理回路は位相変調と振幅変調とによる前記RF送信入力信号を生成する位相変調制御ループPMLPと振幅変調制御ループAMLPとを含む。前記振幅変調制御ループは、前記ランプアップと前記ランプダウンのためのランプ情報Ramp_UpData、Ramp_DownDataによりゲインが変化する第1可変増幅器MVGAをループ内部に含む。それにより、前記ランプ情報により前記第1可変増幅器の前記ゲインを制御することにより、前記ランプアップと前記ランプダウンとが可能である。より具体的な一つの形態による送信機では、前記振幅変調制御ループは、前記ランプ情報に応答して前記第1可変増幅器の前記ゲインと反対方向にゲインの変化する第2可変増幅器IVGAを前記ループ内部に含む。最も具体的な一つの形態による送信機では、前記振幅変調制御ループはEDGE送信のためのポーラループとポーラモジュレータのいずれかを構成するものである。2別の観点によるRF送信信号処理回路RFICは、送信機のアンテナに供給されるRF送信信号を生成するRF電力増幅器PA1、PA2と接続可能に構成されている。前記RF送信信号処理回路はベースバンド送信信号をアップコンバートすることにより前記RF電力増幅器に供給されるRF送信入力信号を生成する。前記RF送信信号のランプアップの途中で前記RF送信信号のレベルのアップが実質的に停止するか、レベルダウンするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作が調整される。3更に別の観点による送信機の動作方法は、アンテナに供給されるRF送信信号を生成するRF電力増幅器PA1、PA2と、ベースバンド送信信号をアップコンバートすることにより前記RF電力増幅器に供給されるRF送信入力信号を生成するRF送信信号処理回路RFICとを準備する準備ステップを含む。前記動作方法は、前記RF送信信号のランプアップの途中で前記RF送信信号のレベルのアップが実質的に停止するか、レベルダウンするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作を調整するランプアップ調整ステップを含む。前記動作方法は、前記ランプアップ調整ステップの後に前記RF送信信号をランプアップするランプアップステップを含む。好適な形態による動作方法は、前記RF送信信号のランプダウンの途中で前記RF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップするように前記RF送信信号処理回路内部の内部動作を調整するランプダウン調整ステップを含む。前記動作方法は、前記ランプダウン調整ステップの後に前記RF送信信号をランプダウンするランプダウンステップを含む。好適な形態による動作方法では、前記ランプアップ調整ステップと前記と前記ランプアップステップと前記ランプダウン調整ステップと前記と前記ランプダウンステップとは前記送信機に搭載された不揮発性記憶装置に格納されたプログラムにより制御される。《実施の形態の説明》次に、実施の形態について更に詳述する。《送信機の構成》図1は、本発明の1つの実施の形態による送信機を示す図である。また、図2は、図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のRFICの振幅変調制御ループAMLPの第1可変増幅器MVGAの構成を示す図である。図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機は、図1に示した本発明に先立って検討された送信機と外見的には大きな相違はない。しかし、機能的には、大きな相違がある。すなわち、図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機では、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプアップの途中でRF送信信号のレベルのアップが実質的に停止するか、レベルダウンするように送信機内部の内部動作が調整される。図7の波形図は、RF送信信号のランプアップの途中のレベルダウンの様子を示している。具体的な実施の形態では、内部動作の調整は、ベースバンドLSIから生成されるディジタルベースバンド送信信号で可能である。また、図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機では、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプダウンの途中でRF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップするように送信機内部の内部動作が調整される。図9の波形図は、RF送信信号のランプダウンの途中のレベルアップの様子を示している。具体的な実施の形態では、内部動作の調整は、ベースバンドLSIから生成されるディジタルベースバンド送信信号で可能である。《送信機によるEDGE送信モードの送信動作》図4は、図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のEDGE送信モードにおける動作シーケンスを説明する図である。《送信データアップロード命令》図4の時刻T1で、ベースバンドLSIからRFICへ送信データアップロード命令Tx_dataUp_Loadが転送され、ディジタルベースバンド送信信号の送信データTx_Dataも転送される。この送信データTx_Dataは168シンボルの有効データEff_Dであり、RFICのディジタルRFインターフェース1の内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリに保持される。時刻T1で転送される送信データTx_Dataの168シンボルの有効データEff_Dの詳細が、図5に示されている。《送信データの有効データ》図5はベースバンドLSIからRFICへノーマルバーストで転送される送信データTx_Dataの168シンボルの有効データEff_Dの詳細を示す図である。168シンボルの有効データEff_Dは、12シンボルのダミープリアンブルデータと156シンボルのタイムスロットノーマルバーストとにより構成されている。本発明の実施の形態では、特に12シンボルのダミープリアンブルデータの最後の4シンボルがランプアップに際して重要な不要輻射の低減のための制御データを含んでいる。尚、156シンボルのタイムスロットノーマルバーストは、最初に3シンボルのテールビットと最後の3シンボルのテールビットと中間の実際の送信で利用可能な142シンボルの転送データTr_Dataとを含んでいる。また、本発明の実施の形態では、168シンボルの有効データEff_Dの最後に付加された8シンボルのダミーの最初の4シンボルがランプダウンに際して重要な不要輻射の低減のための制御データを含んでいる。また、中間の142シンボルの転送データTr_Dataは、ディジタルベースバンド送信信号を含む。尚、GSMのデータ通信では、送受信ベースバンド信号の1シンボルは4ビットで構成される。1シンボルの最後の4ビット目が1であれば、EDGE送信データであり、最初の3ビットはAM変調による振幅を示している。1シンボルの最後の4ビット目が0であれば、位相変調のみを使用するGMSK送信データであり、最初の3ビットは例えば111オール1の一定振幅である。また、GSMのデータ通信では、1シンボルの4ビットの1ビットはクォータービットquarterbitと呼ばれる。また、26MHzのシステムクロック周波数を使用している場合は、1クォータービット1Qbは923.08ナノ秒の時間を示している。《EDGE送信モード》図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のRFICがベースバンドLSIから転送されるRFIC動作モード設定に応答してEDGE送信モードを行う場合には、振幅変調制御ループAMLPのフィード回路が活性化されて振幅変調情報のフィードを行う。尚、振幅変調制御ループAMLPのフィード回路は、振幅比較器AMD、ローパスフィルターLF2、第2可変増幅器IVGA、電圧電流変換器VIC、スイッチSW5、レベル変換器LVC、電力増幅器モジュールPAMから構成されている。また、振幅変調制御ループAMLPのバック回路も活性化されて振幅変調情報のバックを行う。尚、振幅変調制御ループAMLPのバック回路は、カップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2、第1可変増幅器MVGAから構成されている。当然、位相変調制御ループPMLPのフィード回路とバック回路とが活性化されて位相変調情報のフィードとバックとを行う。尚、位相変調制御ループPMLPのフィード回路は、位相比較器PD、ローパスフィルターLF1、送信用電圧制御発振器7、スイッチSW4、1/2分周器、バッファアンプBF2、ドライバーアンプDR1、DR2、電力増幅器モジュールPAMから構成されている。また、位相変調制御ループPMLPのバック回路は、カップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2、SW3、第1可変増幅器MVGAから構成されている。《GMSK送信モード》図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のRFICがベースバンドLSIから転送されるRFIC動作モード設定に応答して位相変調のみを使用するGMSK送信モードを行う場合には、位相変調制御ループPMLPのフィード回路とバック回路とが活性化されて位相変調情報のフィードとバックとを行う。一方、GMSK送信モードでは、振幅変調は行われないので、振幅変調制御ループAMLPのフィード回路とバック回路とは非活性化される。従って、GMSK送信モードで、振幅変調制御ループAMLPのフィード回路とバック回路との消費電力を削減することができる。《送信モードオン命令》図4の時刻T2で、ベースバンドLSIからRFICへ送信モードオン命令Tx_ModeONが転送される。すると、ディジタル変調器2、送信ミキサー3、RF電圧制御発振器4、RF周波数シンセサイザー6、送信用電圧制御発振器7、2個の変調制御ループPMLP、AMLPの動作が開始される。また、ディジタル変調器2の2個のD/A変換器DACからのアナログベースバンド送信信号TxABI、TxABQは図4の波形に示すように所定の直流電圧レベルに上昇する。このアナログベースバンド送信信号TxABI、TxABQの所定の直流電圧レベルは、RFICのD/A変換器DAC出力から送信ミキサー3入力までのパスのDCオフセットキャンセルのキャリブレーションに使用されることができる。また、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2に電源電圧、バイアス電圧の投入を開始するための電力増幅器活性化信号PA_ONも、ローレベルからハイレベルに変化する。《送信データ内部転送命令》図4の時刻T3で、ベースバンドLSIからRFICへ送信データ内部転送命令Tx_DataONが転送される。時刻T3から所定の遅延時間Delayが経過すると、RFICの内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリに保持された送信データTx_Dataの168シンボルの有効データEff_Dの読み出しが開始される。しかし、後に説明する設定時間の経過前までは、直流電圧に対応したアナログベースバンド信号TxABI、Qが供給されている。また、設定時間経過後、シンボルに対応したアナログベースバンド信号TxABI、Qが供給される。すなわち、12シンボルプリアンブルデータに含まれたダミーの最後の4シンボルの前半の8シンボルの各1シンボルの4ビットは1111のオール1となっている。これは、EDGE送信モードで、AM変調による振幅値は一定で大きな振幅のRMS値であることを意味する。尚、RMSは、ルートミーンスクエアーRootmeansquareの略である。その結果、RFICのディジタルRFインターフェース1の内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリからこのRMS振幅値に相当するディジタルベースバンド送信信号が読み出され、ディジタル変調器2に供給される。ディジタル変調器2で直交ディジタルベースバンド送信信号TxDBI、Qが生成され、D/A変換器により直流電圧に対応する直交アナログベースバンド送信信号TxABI、Qが生成され、送信ミキサー3に供給される。従って、RFICの位相変調制御ループPMLPと振幅変調制御ループAMLPの入力への一定で大きな振幅のRMS値に対応する中間周波数送信信号Vrefの供給が開始される。《ランプアップスタート命令》図4の時刻T4で、ベースバンドLSIからRFICへランプアップスタート命令Ramp_UpStartが転送される。すると、ベースバンドLSIからRFICの内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリへのランプアップのためのディジタルランプデータRamp_UpDataのロードが開始される。従って、ロードされたディジタルランプデータRamp_UpDataのディジタル値の増加に応答して、RFICの振幅変調制御ループAMLPの第1可変増幅器MVGAのゲインが低下する。すると、これと反対に自動パワー制御電圧Vapcのレベルが上昇して、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2の増幅率の増加が開始される。また、自動パワー制御電圧Vapcのレベル上昇が開始されると、アナログフロントエンドモジュールFEMを活性化する制御信号FEM_CONTをローレベルからハイレベルに変化させる。すると、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2からアンテナANTへのRF送信信号の供給が開始される。《ランプアップの途中での送信信号のレベルダウン》電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2の増幅率の増加の途中で、先程説明した設定時間が経過すると、シンボルに対応したアナログベースバンド信号TxABI、Qが供給されるようになる。すなわち、図5の168シンボルの有効データEff_Dの読み出しが実行される。本発明の実施の形態では、特に12シンボルのダミーの最後の4シンボルがランプアップに際して重要な不要輻射の低減のための制御データを含んでいる。すなわち、12シンボルのダミープリアンブルデータの最後の4シンボルの各1シンボルの4ビットは、例えば、1101、1001、0011、1111となっている。これは、EDGE送信モードで、連続したシンボルによる連続送信信号のAM変調による振幅値は、一定で大きな振幅のRMS振幅値よりも小さな振幅であることを意味する。その結果、RFICのディジタルRFインターフェース1の内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリから小振幅値に相当するディジタルベースバンド送信信号が読み出され、ディジタル変調器2に供給される。ディジタル変調器2で直交ディジタルベースバンド送信信号TxDBI、Qが生成され、D/A変換器により直交アナログベースバンド送信信号TxABI、Qが生成され、送信ミキサー3に供給される。従って、RFICの位相変調制御ループPMLPと振幅変調制御ループAMLPの小振幅値に相当する中間周波数送信信号Vrefの供給が開始される。その結果、ランプアップの間の設定時間の経過の前後で、RFICの位相変調制御ループPMLPのフィード回路から電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2の入力に供給されるRF送信入力信号の振幅レベルが一定で大きな振幅のRMS振幅値から小振幅値に変化する。このようにして、本発明の実施の形態によれば、RF電力増幅器PA1、PA2の増幅率が増加するランプアップに際して重要な不要輻射を低減することができる。また、上述したランプアップの途中での送信信号のレベルダウンは、ベースバンドLSIからRFICへ転送される図5に示した送信データTx_Dataの有効データEff_Dのダミープリアンブルの最後の4シンボルのデータの調整で行われている。ダミープリアンブルを含む有効データEff_Dは、ベースバンドLSI内部の不揮発性メモリまたは携帯電話に搭載のフラッシュEEPROMメモリのような外部不揮発性メモリに格納された制御プログラムにより生成されることができる。他の方法によるランプアップの途中での送信信号のレベルダウンは、RFIC内部で実行することも可能であろう。基本的に、ダミープリアンブルを含む有効データEff_Dは、ベースバンドLSIで生成され、RFICへ転送される。しかし、ランプアップの途中でレベルダウンする部分のベースバンドLSIからの転送データは、RFIC内部のデータ修正回路によってマスキングされる。そのかわり、データ修正回路は、マスキングされた部分に送信信号レベルダウンのための修正送信信号を挿入するものである。この信号マスキングと信号挿入の制御は、RFIC内部の不揮発性メモリまたは携帯電話に搭載のフラッシュEEPROMメモリのような外部不揮発性メモリに格納された制御プログラムにより可能である。《ランプアップ完了後の実送信データの送信》図4の時刻T5のランプアップ完了から時刻T6のランプダウンスタートの間で、初に3シンボルのテールビットと最後の3シンボルのテールビットと中間の実際の送信で利用可能な142シンボルの転送データTr_Dataとの合計148シンボルの送信が行われる。《ランプダウンスタート命令》図4の時刻T6で、ベースバンドLSIからRFICへランプダウンスタート命令Ramp_DownStartが転送される。すると、時刻T4から時刻T5の間のRFICの内部動作シーケンスと同様な内部動作シーケンスが時刻T6から時刻T7の間に実行される。従って、RF電力増幅器PA1、PA2の増幅率が減少するランプダウンに際して重要な不要輻射を低減することができる。《ランプアップ動作シーケンスの詳細》図6は、図4に示したEDGE送信モードのランプアップの間の設定時間の経過の前後における動作シーケンスを詳細に説明する図である。設定時間は、送信遅延時間Tx-Delayと送信タイミングオフセットTiming-offsetとの和によって設定される。ベースバンドLSIからRFICへ送信モードオン命令Tx_ModeONが転送される時刻T2でスタートする送信遅延時間Tx-Delayは、この例では72マイクロ秒に設定されている。送信遅延時間Tx-Delayの経過からスタートする送信タイミングオフセットTiming-offsetは、この例では15マイクロ秒に設定されている。ベースバンドLSIからRFICへ送信データ内部転送命令Tx_DataONが転送される時刻T3から所定の遅延時間Delay18Qbに相当が経過すると、12シンボルの前半の1111のオール1のシンボルの読み出しが実行される。その結果、RFICのディジタルRFインターフェース1の内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリから一定で大きな振幅のRMS振幅値に相当するディジタルベースバンド送信信号が読み出される。従って、アナログベースバンド送信信号TxABI、TxABQも、一定で大きな振幅のRMS振幅値に対応するアナログ信号となっている。時刻T4で、ベースバンドLSIからRFICへランプアップスタート命令Ramp_UpStartが転送される。すると、ディジタルRFインターフェース1の内部メモリへのランプアップのためのディジタルランプデータRamp_UpDataのロードが開始され、第1可変増幅器MVGA、第2可変増幅器IVGAに供給する。ランプアップのためのディジタルランプデータRamp_UpDataは、16個のデータで構成されている。最初の8データはデータ値0であるので、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2の増幅率は最小に設定される。最初の8データはデータ値0である間に、設定時間が経過する。その結果、図5の168シンボルの有効データEff_Dの12シンボルのダミープリアンブルデータの最後の4シンボルとその前の3シンボルの読み出しが実行される。最後の4シンボルの各1シンボルの4ビットは、1101、1001、0011、1111となっている。連続したシンボルによる連続送信信号のAM変調による振幅値は一定で大きな振幅のRMS振幅値よりも小さな振幅であることを意味する。その結果、RFICのディジタルRFインターフェース1の内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリから小振幅値に相当するディジタルベースバンド送信信号が読み出され、ディジタル変調器2に供給される。従って、アナログベースバンド送信信号TxABI、TxABQは中間振幅値や小振幅値の波形となっている。このようにして、RF電力増幅器PA1、PA2の増幅率が増加するランプアップに際して重要な不要輻射を低減することができる。尚、送信タイミングオフセットTiming-offsetから5マイクロ秒経過して、ディジタルランプデータRamp_UpDataに応答して自動パワー制御電圧Vapcが上昇するように設定されている。また、時刻T4のランプアップスタートから16Qbの時間が経過してから、アナログフロントエンドモジュールFEMを活性化する制御信号FEM_CONTをローレベルからハイレベルに変化するように設定されている。《ランプアップでの不要輻射の低減》図7は、図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のEDGE送信モードのランプアップの動作シーケンスによる不要輻射の低減の効果を説明する図である。ランプアップに際しては、GMSKの規格では、RF電力増幅器からのRF送信信号の増加は特性L1と特性L2との間で変化することが決められている。特性L_rp_cnvは従来の一般的なランプアップ特性である。特に、破線で示す信号強度の強い部分においてRFICの回路の切り換え時のスイッチングノイズや、半導体チップ製造誤差によりGMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化する危険性がある。特性L_rp_invは図1に示した本発明の1つの実施の形態によるランプアップ特性である。従来の一般的なランプアップ特性L_rp_cnvの破線の部分のRF送信信号の信号強度が調整されている。その結果、RFICの回路の切り換え時のスイッチングノイズや、半導体チップ製造誤差によりGMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化する危険性が低減されている。《ランプダウン動作シーケンスの詳細》図8は、図4に示したEDGE送信モードのランプダウンにおける動作シーケンスを詳細に説明する図である。時刻T6で、ベースバンドLSIからRFICへランプダウンスタート命令Ramp_DownStartが転送される。すると、ベースバンドLSIからディジタルRFインターフェース1の内部メモリへのランプダウンのためのディジタルランプデータRamp_DownDataのロードが開始され、第1可変増幅器MVGA、第2可変増幅器IVGAに供給する。ランプダウンのためのディジタルランプデータRamp_DownDataは、16個のデータで構成されている。最初の8データはデータ値1023、1010、900、700...と減少するので、電力増幅器モジュールPAMのRF電力増幅器PA1、PA2の増幅率も次第に減少される。最初の8データはデータ値が減少する間に、図5の168シンボルの有効データEff_Dの最後に付加された8シンボルのダミーの最初の4シンボルの読み出しが実行される。最初の4シンボルの各1シンボルの4ビットは、1111、0001、0011、1111となっている。これは、EDGE送信モードで、AM変調による振幅値は一定で大きな振幅のRMS振幅値よりも小さな振幅であることを意味する。その結果、RFICのディジタルRFインターフェース1の内蔵RAMやデータレジスタ等の内部メモリから小振幅値に相当するディジタルベースバンド送信信号が読み出され、ディジタル変調器2に供給される。従って、アナログベースバンド送信信号TxABI、TxABQは中間振幅値や小振幅値の波形となっている。このようにして、RF電力増幅器PA1、PA2の増幅率が減少するランプダウンに際して重要な不要輻射を低減することができる。《ランプダウンでの不要輻射の低減》図9は、図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のEDGE送信モードのランプダウンの動作シーケンスによる不要輻射の低減の効果を説明する図である。ランプダウンに際しては、GMSKの規格では、RF電力増幅器からのRF送信信号の減少は特性L1と特性L2との間で変化することが決められている。特性L_rp_cnvは従来の一般的なランプダウン特性である。特に、破線で示す信号強度の強い部分においてRFICの回路の切り換え時のスイッチングノイズや、半導体チップ製造誤差によりGMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化する危険性がある。特性L_rp_invは図1に示した本発明の1つの実施の形態によるランプダウン特性である。従来の一般的なランプダウン特性L_rp_cnvの破線の部分のRF送信信号の信号強度が調整されている。その結果、RFICの回路の切り換え時のスイッチングノイズや、半導体チップ製造誤差によりGMSK規格のレート以上でRF送信信号の信号強度が変化する危険性が低減されている。《GMSK送信モードからEDGE送信モードへの切り換え》図10は、GMSK送信モードノーマルバーストからEDGE送信モードノーマルバーストへ切り換える場合の動作シーケンスを説明する図である。図10の前半のGMSK送信モードでは位相変調のみ使用され、振幅変調は使用されていない。従って、前半のGMSK送信モードでは図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のRFICでは、振幅変調制御ループAMLPは一切使用されていない。位相変調制御ループPMLPのバック回路と振幅変調制御ループAMLPのバック回路とは、カップラーCpl1、Cpl2、アッテネーターATT1、ATT2、バッファアンプBF1、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2を共有している。しかし、図10の前半のGMSK送信モードでは、位相変調制御ループPMLPのバック回路での位相比較器PDへのフィードバックは、特にバッファアンプBF2、スイッチSW1、ダウンコンバージョンミキサーDCM、スイッチSW2、SW3を介して可能とされ、第1可変増幅器MVGAはバイパスされる。従って、前半のGMSK送信モードの終了時のランプダウン時の不要輻射を問題とする必要はない。その結果、図10の動作シーケンスでは、前半のGMSK送信モードの終了時のランプダウン時には、格別の対策は採用されていない。しかし、後半のEDGE送信モードでは位相変調のみではなく、振幅変調も使用される。従って、後半のEDGE送信モードでは図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のRFICでは、振幅変調制御ループAMLPも一切使用されるようになる。従って、図10の後半のEDGE送信モードでのランプアップでは、図6のEDGE送信モードのランプアップの動作シーケンスと同様に有効データEff_Dの12シンボルの最後の4シンボルの非オール1データを使用してランプアップの途中での送信信号のレベルダウンが行われる。かくして、図10の後半のEDGE送信モードでのランプアップで、不要輻射を低減することができる。《EDGE送信モードからGMSK送信モードへの切り換え》図11は、EDGE送信モードノーマルバーストからGMSK送信モードノーマルバーストへ切り換える場合の動作シーケンスを説明する図である。図11の前半のEDGE送信モードでは、位相変調のみではなく、振幅変調も使用される。従って、図11の前半のEDGE送信モードでのランプダウンでは、図8のEDGE送信モードのランプダウンの動作シーケンスと同様に有効データEff_Dの最後に付加された8シンボルの最初の4シンボルの非オール1データを使用してランプダウンの途中での送信信号のレベルダウンが行われる。かくして、図11の前半のEDGE送信モードでのランプダウンで、不要輻射を低減することができる。一方、図11の後半のGMSK送信モードでは、位相変調のみ使用され、振幅変調は使用されていない。従って、図11の後半のGMSK送信モードの開始時のランプアップ時の不要輻射を問題とする必要はない。その結果、図11の動作シーケンスでは、後半のGMSK送信モードの終了時の開始時のランプアップ時には、格別の対策は採用されていない。《アクセスバーストのGMSK送信モードからノーマルバーストのEDGE送信モードへの切り換え》図12は、アクセスバーストのGMSK送信モードからノーマルバーストのEDGE送信モードへの切り換える場合の動作シーケンスを説明する図である。携帯電話のような通信端末は通信距離を基地局に定期的に連絡するために、実送信データを送信するノーマルバーストと異なるデータ構成の連絡データをアクセスバーストと呼ばれる動作シーケンスの間に基地局に送信する。アクセスバースト送信時には、RFIC動作モードはGMSK送信モードに設定される。GMSK送信モードのアクセスバーストの後、エンドユーザーがノーマルバーストのEDGE送信モードへ切り換える場合もある。図12に示す送信モードの切り換えは、このような状況下で生じる。図12の前半のアクセスバーストのGMSK送信モードでも、位相変調のみ使用され、振幅変調は使用されていない。従って、前半のアクセスバーストのGMSK送信モードの終了時のランプダウン時の不要輻射を問題とする必要はない。その結果、図12の動作シーケンスでは、前半のアクセスバーストのGMSK送信モードの終了時のランプダウン時には、格別の対策は採用されていない。しかし、後半のノーマルバーストのEDGE送信モードでは位相変調のみではなく、振幅変調も使用される。従って、後半のEDGE送信モードでは図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機のRFICでは、振幅変調制御ループAMLPも使用されるようになる。従って、図12の後半のノーマルバーストのEDGE送信モードでのランプアップでは、図6のEDGE送信モードのランプアップの動作シーケンスと同様に有効データEff_Dの12シンボルの最後の4シンボルの非オール1データを使用してランプアップの途中での送信信号のレベルダウンが行われる。かくして、図12の後半のノーマルバーストのEDGE送信モードでのランプアップで、不要輻射を低減することができる。《RF送信スペクトラム》図1に示した本発明の1つの実施の形態による送信機によりEDGE送信モードのランプアップとランプダウンとで、不要輻射を低減することができる。図13は、従来の一般的なEDGE送信モードのランプアップとランプダウンとを行う送信機のRF送信スペクトラムと図1の本発明の1つの実施の形態による送信機のRF送信スペクトラムとを示す図である。図13Aが従来の一般的な送信機の特性を示し、図13Bが図1の本発明の1つの実施の形態による送信機の特性を示している。RFICに接続されたRF電力増幅器の出力のRF送信出力信号の中心周波数は、GSM850の帯域内の836.62MHzとなっている。GMSKの規格では中心周波数から±1.8MHzオフセットしたオフセット周波数での不要輻射は-36dBm以上の抑圧量が必要とされている。図13Aの従来の一般的な送信機の特性では、低い方のオフセット周波数に近い834.62MHzの付近でGMSKの規格による抑圧量に対するマージンが不足している。図13Bの図1の本発明の1つの実施の形態による送信機の特性では、低い方のオフセット周波数に近い834.62MHzの付近でGMSKの規格による抑圧量に対するマージンが改善されている。《ポーラモジュレータ方式によるEDGE送信モードに対応する送信機》以上説明してきたEDGE送信モードに対応する送信機は、EDGE送信モードのランプアップとランプダウンとの制御をRF電力増幅器PA1、PA2の増幅率の制御で実行するポーラループ方式を採用していた。一方、RF電力増幅器の入力に供給されるRF送信入力信号レベルを可変制御するポーラモジュレータ方式でもEDGE送信モードのランプアップとランプダウンとの制御が可能である。図14は、このポーラモジュレータ方式によるEDGE送信モードに対応する本発明の他の実施の形態による送信機を示す図である。すなわち、図14の送信機のRFICでは、EDGE送信モードに際してのランプアップとランプダウンとの制御が、RF電力増幅器PA1、PA2の入力とドライバーアンプDR1、DR2の出力との間に接続された可変増幅器VGA1、VGA2の減衰率増幅率の制御で実行されている。可変増幅器VGA1、VGA2の減衰率増幅率のレベルは、振幅変調制御ループAMLPのフィード回路のレベル変換器LVCの出力により制御される。図14の送信機のRFICのその他の構成と動作とは、図1の送信機のRFICと略同様となっている。《レシーバーを含むRFIC》以上の説明ではEDGE送信を行う送信機トランスミッターを中心に説明したが、RFICには受信機レシーバーの機能も当然必要であることは言うまでもない。《マルチバンドの送信》図15は、本発明の具体的な実施の形態によるRFICを示す図である。同図の下部には、図1に示した送信機のRFICの送信信号処理回路と略同様に構成された送信信号処理回路が配置されている。ドライバーアンプDR1の出力Tx1からは、824~849MHzのGSM850のRF送信出力信号と880~915MHzのGSM900のRF送信出力信号とが生成される。ドライバーアンプDR2の出力Tx2からは、1710~1785MHzのDCS1800のRF送信出力信号と1850~1910MHzのPCS1900のRF送信出力信号とが生成される。尚、DCSは、DigitalCellularSystemの略である。また、PCSは、PersonalCommunicationSystemの略である。《周波数シンセサイザー》図15の略中央には、2個の1/2分周器、RF電圧制御発振器RFVCO、RF周波数シンセサイザーRFSynth、26MHzのシステム基準周波数クロックを生成するシステム基準発振器VCXOが形成されている。《マルチバンドの受信》図15の上部には、受信機レシーバーの機能を実現するための受信信号処理回路が配置されている。この受信信号処理回路は、4個のローノイズアンプLNA1、LNA2、LNA3、LNA4と、2個のクォドラチャー受信ミキサーと、1/2分周90°位相シフターとを含む。ローノイズアンプLNA1の入力Rx1には869~894MHzのGSM850のRF受信入力信号が供給され、ローノイズアンプLNA2の入力Rx2には925~960MHzのGSM900のRF受信入力信号が供給される。ローノイズアンプLNA3の入力Rx3には1805~1880MHzのDCS1800のRF受信入力信号が供給され、ローノイズアンプLNA4の入力Rx4には1930~1990MHzのPCS1900のRF受信入力信号が供給される。1/2分周90°位相シフターにより、クォドラチャー受信ミキサーを構成する2個のミキサー回路には、90°位相差を持つ2つの受信用RFローカルリャリア信号が供給される。その結果、クォドラチャー受信ミキサーは、RF受信入力信号をアナログベースバンド受信信号RxABI、RxABQにダイレクトダウンコンバージョンする。アナログベースバンド受信信号RxABI、Qは、ローパスフィルターLPFを介してプログラマブルゲインアンプPGAで増幅される。プログラマブルゲインアンプPGAのベースバンド増幅信号はアナログ/ディジタル変換器ADCに供給され、ディジタルフィルターからのディジタルベースバンド受信信号RxDBI、RxDBQがディジタルRFインターフェースDigRFI/Fに供給される。《ディジタルRFインターフェース》図15の右には、ベースバンドLSIとRFICへの種々の命令、送信データ、種々の制御データのインターフェースを行うためのディジタルRFインターフェースDigRFI/Fが配置されている。このディジタルRFインターフェースDigRFI/Fは、前記非特許文献2に記載されたディジタルインターフェースの仕様に準拠している。ディジタルRFインターフェースDigRFI/Fには、コントールクロックCtrlClk、コントールデータCtrlData、コントールイネーブル信号CtrlEnが供給される。この3線は、RFICのアイドル、送信、受信等の動作モードの設定に使用される。ディジタルRFインターフェースDigRFI/Fからは、RFICからベースバンドLSIに供給されるシステムクロック信号SysClkが生成される。ディジタルRFインターフェースDigRFI/Fは、RFICとベースバンドLSIとの双方向データ通信の送受信データ信号RxTxData、送受信イネーブル信号RxTxEnの端子を有している。ディジタルRFインターフェースDigRFI/FにはベースバンドLSIからのシステムクロックイネーブル信号SysClkEnとストローブ信号Strobeとが供給される。《携帯電話の構成》図16は、上記で説明した本発明の実施の形態によるRFIC、ベースバンドLSI、電力増幅器モジュールPAM、アナログフロントエンドモジュールFEM、アッテネーターATTを搭載した携帯電話の構成を示すブロック図である。同図で、携帯電話の送受信用アンテナANTにはアナログフロントエンドモジュールFEMの共通の入出力端子が接続されている。RFICからアナログフロントエンドモジュールFEMへ、制御信号FEM_CONTが供給される。送受信用アンテナANTからアナログフロントエンドモジュールFEMの共通の入出力端子へのRF信号の流れは携帯電話の受信動作RXとなり、共通の入出力端子から送受信用アンテナANTへのRF信号の流れは携帯電話の送信動作TXとなる。RFICはベースバンドLSIからの送信ベースバンド信号をRF送信信号に周波数アップコンバージョンを行い、逆に送受信用アンテナANTで受信されたRF受信信号を受信ベースバンド信号に周波数ダウンコンバージョンを行いベースバンドLSIに供給する。アナログフロントエンドモジュールFEM内部のアンテナスイッチは共通の入出力端子と送信端子Tx1、Tx2、受信端子Rx1、Rx2、Rx3、Rx4のいずれかの端子の間で信号経路を確立して、受信動作RXと送信動作TXとのいずれかを行う。このRF信号の受送信動作のためのスイッチはHEMT高電子移動度トランジスタで構成され、アンテナスイッチはGaAs等の化合物半導体を使用したマイクロウェーブモノリシック集積回路MMICで構成されている。このアンテナスイッチMMICは受信動作RXと送信動作TXとのいずれかのために確立した信号経路以外の信号経路のインピーダンスを極めて高い値に設定することで、必要なアイソレーションが得られるものである。アンテナスイッチの分野では、共通の入出力端子はシングルポールSinglePoleと呼ばれ、送信端子Tx1、Tx2、受信端子Rx1、Rx2、Rx3、Rx4の合計6個の端子は6スロー6throwと呼ばれる。従って、図9のアンテナスイッチMMICANT_SWは、シングルポール6スローSP6T;SinglePole6throw型のスイッチである。以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。尚、図1の送信機の電力増幅器モジュールPAMではRF電力増幅器PA1、PA2の送信電力を検出するパワーカップラーCpl1、Cpl2としては、RF電力増幅器の送信電力を電磁気的もしくは容量的に検出するカップラーを採用していた。このパワーカップラーCpl1、Cpl2としては、それ以外に、カレントセンス形カップラーも採用することができる。このカレントセンス形カップラーでは、RF電力増幅器の最終段パワー増幅素子のDCAC動作電流に比例する小さな検出DCAC動作電流を検出増幅素子に流すものである。また、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプアップの途中でRF送信信号のレベルのアップが実質的に停止するか、レベルダウンは、ランプアップ時のディジタルランプデータRamp_UpDataのディジタル値の調整でも実現することができる。すなわち、それは、ランプアップ時のディジタルランプデータRamp_UpDataのディジタル値の増加を実質的に停止するか、低下することで可能となろう。また、アンテナに供給されるRF電力増幅器のRF送信信号のランプダウンの途中でRF送信信号のレベルのダウンが実質的に停止するか、レベルアップは、ランプアップ時のディジタルランプデータRamp_DownDataのディジタル値の調整でも実現することができる。すなわち、それは、ランプダウン時のディジタルランプデータRamp_DownDataのディジタル値の減少を実質的に停止するか、上昇することで可能となろう。また、上記の実施の形態ではRFICとベースバンドLSIとはそれぞれ別の半導体チップで構成されていたが、別な実施の形態ではRFICがベースバンドLSIの半導体チップに統合された統合ワンチップとされることができる。