"交流電源8の電源電圧Vinを全波整流するコンバータ回路2と、上記コンバータ回路2の出力に並列に接続された平滑コンデンサ30を有し、脈動する電圧Vdcを出力する直流リンク部3と、上記直流リンク部3の出力をスイッチングによって交流電圧に変換して出力するインバータ回路4と、上記コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制されるように、上記コンバータ回路2の入力電流iinまたは出力電流iinと上記直流リンク部3の電圧Vdcとに基づいて、補償電流指令値icompを求める補償値演算部60と、上記補償電流指令値icompに基づいて、上記インバータ回路4の出力電流iuiviwを制御する電流制御部50とを備えることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記補償値演算部60は、上記コンバータ回路2の出力電流iinの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求めた第1補償値i1と、上記直流リンク部3の電圧Vdcの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求めた第2補償値i2とを加算した値を、上記補償電流指令値icompとすることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記交流電源8は単相電源であり、上記補償値演算部60は、上記コンバータ回路2の入力電流iinの波形が正弦波になるように求めた第1補償値i1と、上記直流リンク部3の電圧Vdcの波形が正弦波の絶対値形状になるように求めた第2補償値i2とを加算した値を、上記補償電流指令値icompとすることを特徴とする電力変換装置。請求項1において、上記交流電源8は単相電源であり、上記補償値演算部60は、上記コンバータ回路2の出力電流iinと上記直流リンク部3の電圧Vdcとの積で表される電力Pinの波形が二乗正弦波になるように、上記補償電流指令値icompを求めることを特徴とする電力変換装置。請求項1乃至4の何れか1項において、上記コンバータ回路2の入力電流iin及び出力電流iinは、上記インバータ回路4の出力電流iuiviw及び上記直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて算出されることを特徴とする電力変換装置。しかし、上記電力変換装置を汎用のマイコンによってデジタル制御すると、マイコンの処理速度が遅いため、上記高調波成分の中でも周波数の高い成分を抑制するのが困難であった。上記周波数の高い成分は、処理速度が高速なマイコンの制御によって抑制できるが、装置コストの増大を招いてしまう。一方、小容量のリアクトルをコンバータ回路または直流リンク部に接続しても、上記周波数の高い成分を抑制することは可能である。しかしその場合、小容量のリアクトルと直流リンク部の小容量のコンデンサとの間で共振が起こり、その共振によって新たな高調波が発生してしまう。このように、従来の電力変換装置では、高調波の対策は十分ではなかった。本発明は、斯かる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、汎用のマイコンによって、コンバータ回路の入力電流の高調波成分を十分に抑制できる電力変換装置を提供することである。第1の発明は、交流電源8の電源電圧Vinを全波整流するコンバータ回路2と、上記コンバータ回路2の出力に並列に接続された平滑コンデンサ30を有し、脈動する電圧Vdcを出力する直流リンク部3と、上記直流リンク部3の出力をスイッチングによって交流電圧に変換して出力するインバータ回路4と、上記コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制されるように、上記コンバータ回路2の入力電流iinまたは出力電流iinと上記直流リンク部3の電圧Vdcとに基づいて、補償電流指令値icompを求める補償値演算部60と、上記補償電流指令値icompに基づいて、上記インバータ回路4の出力電流iuiviwを制御する電流制御部50とを備えた電力変換装置である。上記第1の発明では、コンバータ回路2の入力電流iinまたは出力電流iinと、直流リンク部3の電圧Vdcという2つのパラメータによって、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制されるように、補償電流指令値icompが求められる。そして、その補償電流指令値icompに基づいてインバータ回路4の出力電流iuiviwが制御される。そのため、上記制御によって、上記入力電流iinの高調波成分は抑制される。第2の発明は、上記第1の発明において、上記コンバータ回路2の出力電流iinの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求めた第1補償値i1と、上記直流リンク部3の電圧Vdcの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求めた第2補償値i2とを加算した値を、上記補償電流指令値icompとしたものである。上記第2の発明では、第1補償値i1を上記補償電流指令値icompの一部として上記制御を行うことで、コンバータ回路2の出力電流iinの波形が電源電圧Vinの全波整流波形に近づき、それに伴って上記入力電流iinの高調波成分が抑制される。更に、第2補償値i2を上記補償電流指令値icompの一部として上記制御を行うことで、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が電源電圧Vinの全波整流波形に近づき、それに伴って上記入力電流iinの高調波成分が抑制される。第3の発明は、上記第1の発明において、上記交流電源8は単相電源であり、上記補償値演算部60は、上記コンバータ回路2の入力電流iinの波形が正弦波になるように求めた第1補償値i1と、上記直流リンク部3の電圧Vdcの波形が正弦波の絶対値形状になるように求めた第2補償値i2とを加算した値を、上記補償電流指令値icompとしたものである。上記第3の発明では、交流電源8が単相電源である場合において、第1補償値i1を上記補償電流指令値icompの一部として上記制御を行うことで、コンバータ回路2の入力電流iinの波形が正弦波に近づき、上記入力電流iinの高調波成分が抑制される。さらに、第2補償値i2を上記補償電流指令値icompの一部として上記制御を行うことで、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が正弦波の絶対値形状に近づき、それに伴って上記入力電流iinの高調波成分が抑制される。第4の発明は、上記第1の発明において、上記交流電源8は単相電源であり、上記補償値演算部60は、上記コンバータ回路2の出力電流iinと上記直流リンク部3の電圧Vdcとの積で表される電力Pinの波形が二乗正弦波になるように、上記補償電流指令値icompを求めたものである。上記第4の発明では、交流電源8が単相電源である場合において、上記電力Pinの波形が二乗正弦波になるように上記補償電流指令値icompが求められ、その補償電流指令値icompに基づいてインバータ回路4の出力電流iuiviwが制御される。そのため、上記制御によって、上記電力Pinの波形は二乗正弦波に近づき、それに伴って上記入力電流iinの高調波成分は抑制される。第5の発明は、上記第1乃至第4の何れか1の発明において、上記コンバータ回路2の入力電流iin及び出力電流iinは、上記インバータ回路4の出力電流iuiviw及び上記直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて算出されたものである。上記第5の発明では、上記補償電流指令値icompを求めるために必要なコンバータ回路2の入力電流iinまたは出力電流iinの値が、上記インバータ回路4の出力電流iuiviw及び上記直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて算出される。本発明によれば、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制されるように、コンバータ回路2の入力電流iinまたは出力電流iinと直流リンク部3の電圧Vdcとに基づいて補償電流指令値icompを求め、その補償電流指令値icompに基づいて、インバータ回路4の出力電流iuiviwを制御するようにした。このように、本発明では、2つのパラメータによって補償電流指令値icompが求められる。そのため、コンバータ回路2の入力電流iinだけをパラメータとしていた従来に比べて、上記入力電流iinの高調波成分を十分に抑制するのに適した補償電流指令値icompを得ることができる。そして、その補償電流指令値icompに基づいて上記制御を行うことで、上記入力電流iinの高調波成分を十分に抑制できる。第2の発明によれば、コンバータ回路2の出力電流iinの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求められた第1補償値i1と、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求められた第2補償値i2とを加算し、その加算値を上記補償電流指令値icompとするようにした。これにより、第1補償値i1によって抑制される上記高調波成分と、第2補償値i2によって抑制される上記高調波成分との両方を抑制することができ、従来よりも上記高調波成分の抑制効果が大きくなる。第3の発明によれば、電源電圧Vinが単相電圧の場合において、コンバータ回路2の入力電流iinの波形が正弦波になるように求められた第1補償値i1と、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が正弦波の絶対値形状になるように求められた第2補償値i2とを加算し、その加算値を上記補償電流指令値icompとするようにした。これにより、第1補償値i1によって抑制される上記高調波成分と、第2補償値i2によって抑制される上記高調波成分との両方を抑制することができ、従来よりも上記高調波成分の抑制効果が大きくなる。第4の発明によれば、電源電圧Vinが単相電圧の場合において、コンバータ回路2の出力電流iinと直流リンク部3の電圧Vdcとの積で表される電力Pinに基づいて、その波形が二乗正弦波になるように、補償電流指令値icompを求めるようにした。このように、2つのパラメータの積によって補償電流指令値icompが求められる。そのため、コンバータ回路2の入力電流iinだけをパラメータとしていた従来に比べて、上記入力電流iinの高調波成分を十分に抑制するのに適した補償電流指令値icompを得ることができる。そして、その補償電流指令値icompに基づいて上記制御を行うことで、上記入力電流iinの高調波成分を十分に抑制できる。第5の発明によれば、補償電流指令値icompを求めるために必要なコンバータ回路2の入力電流iin及び出力電流iinの値を、直接検出せずに、他の検出器で検出された値から算出するようにした。そのため、上記電流値iiniinを検出する電流検出部を設ける必要がなく、装置コストを下げることができる。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。尚、以下の実施形態及び変形例は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、或いはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《発明の実施形態1》本発明の実施形態1に係る電力変換装置1の概略構成を図1に示す。この電力変換装置1は、コンバータ回路2と、直流リンク部3と、インバータ回路4と、制御部5とを備え、単相の交流電源8から供給される交流の電力を所定の周波数の電力に変換し、三相交流のモータ9に供給するように構成されている。尚、三相交流のモータ9は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。上記コンバータ回路2は、交流電源8に接続され、4つのダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路と、交流電源8とダイオードブリッジ回路との間に直列に接続されたリアクトルLとを有している。交流電源8の電源電圧Vinは、ダイオードD1~D4のブリッジ回路によって全波整流される。また、コンバータ回路2の出力と上記直流リンク部3の入力との間には、コンバータ回路2の出力電流iinを検出する電流検出部20が設けられている。上記直流リンク部3は、上記コンバータ回路2の出力とインバータ回路4の入力との間に設けられている。直流リンク部3には、コンバータ回路2の出力に並列に接続された平滑コンデンサ30が設けられている。この平滑コンデンサ30としては、例えばフィルムコンデンサが用いられ、インバータ回路4の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧電圧変動を平滑化可能にする程度の静電容量を有している。つまり、平滑コンデンサ30は、コンバータ回路2によって整流された電圧電源電圧に起因する電圧変動を平滑化する程の静電容量を有さない小容量のコンデンサである。そのため、直流リンク部3の電圧Vdcの波形は、電源電圧Vinを全波整流した波形とよく似た脈動波形となる。この例では、交流電源8は単相の交流電源であるため、直流リンク部3の電圧Vdcは、電源周波数例えば50Hzの2倍の周波数で脈動し、且つ、その最大値がその最小値の2倍以上となるような大きな脈動を有している。また、直流リンク部3には、直流リンク部3の電圧Vdcを検出する電圧検出部31が設けられてる。上記インバータ回路4は、入力側が直流リンク部3の平滑コンデンサ30に並列に接続され、出力側が三相交流のモータ9に接続されている。インバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路4は、電力を三相交流のモータ9に出力するために、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる3つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点が、それぞれモータ9の各相のコイル図示は省略に接続されている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、入力された直流リンク部3の電圧Vdcをスイッチングして所定の周波数の三相交流電圧に変換し、その電圧をモータ9に出力するように構成されている。尚、本実施形態では、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzに対して、還流ダイオードDuDvDwDxDyDzが逆並列に接続されている。また、上記スイッチングレグの各中点とモータ9の各相のコイルとの間には、各相に流れる電流iuiviwを検出する電流検出部40が設けられている。上記制御部5は、インバータ回路4のスイッチングオンオフ動作を制御し、そのスイッチング制御によって、インバータ回路4の出力電流、つまり、モータ9に流れるU,V,W各相の電流モータ電流iuiviwを制御するように構成されている。図2に示すように、制御部5は、電流制御部50と補償値演算部60とを備えている。電流制御部上記電流制御部50は、電流指令値を生成し、その電流指令値に基づいてモータ電流iuiviwを制御するように構成されている。電流制御部50は、速度制御部51、乗算器52、加算器53、dq電流指令値生成部54、座標変換部55、dq軸電流制御部56、PWM演算部57を備えている。上記速度制御部51は、モータ9の機械角の回転角周波数ωと、機械角の指令値ωとの偏差を求め、その偏差を比例積分演算PI演算し、その演算結果を第1の電流指令値imとして乗算器52に出力するように構成されている。上記乗算器52は、交流電源8から出力される電源電圧Vinの位相角θinの正弦値の絶対値sinθinが入力され、下記の式1に基づいて算出される変調係数rippleを第1の電流指令値imに乗算し、その乗算結果を第2の電流指令値iTとして出力するように構成されている。尚、式1中のkは、モータ9の負荷の大きさに応じて変更される値である。上記加算器53は、上記第2の電流指令値iTと、補償値演算部60で生成される補償電流指令値icompとを加算し、その加算結果を駆動電流指令値idqとして出力するように構成されている。駆動電流指令値idqの値は、次の式2で表すことができる。上記dq電流指令値生成部54は、駆動電流指令値idqと、モータ9に流す電流の位相βの指令値βとから、次の式3に基づいてd軸電流指令値id及びq軸電流指令値iqを求め、それらをdq軸電流制御部56に出力するように構成されている。上記座標変換部55は、モータ9の回転子図示は省略の回転角電気角θeと、電流検出部40で検出されるモータ電流iuiviwとから、d軸電流idとq軸電流iqを算出するように構成されている。具体的には、次の式4に基づいて、d軸電流idとq軸電流iqとが求められる。上記dq軸電流制御部56は、モータ電流iuiviwの指令値であるd軸及びq軸の電流指令値idiqとd軸及びq軸の実電流値idiqとの偏差がそれぞれ小さくなるようにd軸及びq軸の電圧指令値VdVqを生成し、PWM演算部57に出力するように構成されている。上記PWM演算部57では、d軸及びq軸の電圧指令値VdVqと、電圧検出部31で検出される直流リンク部3の電圧Vdcと、モータ7の回転子図示は省略の回転角電気角θeとが入力される。PWM演算部57は、これらの値に基づいて、インバータ回路4の各スイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作を制御するゲート信号Gを生成し、そのゲート信号Gをインバータ回路4に出力するように構成されている。補償値演算部上記補償値演算部60は、コンバータ回路2の出力電流iin及び直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて、演算により補償電流指令値icompを求めるように構成されている。図3に示すように、補償値演算部60は、第1演算部61と第2演算部62と補償値加算部63とを備えている。上記第1演算部61は、電流検出部20で検出されたコンバータ回路2の出力電流iinに基づいて演算を行い、その結果を第1補償値i1として出力するように構成されている。第1演算部61では、まず、コンバータ回路2の出力電流の指令値iinが算出される。具体的には、電流検出部20で検出されたコンバータ回路2の出力電流値iinをフーリエ変換して基本波を抽出し、その振幅成分Ampiinと電源電圧Vinの位相角θinの正弦値の絶対値sinθinとが乗算され、その乗算結果が上記指令値iinとなる。上記絶対値sinθinは、電源電圧Vinと同位相の正弦波の絶対値形状、つまり正弦波の全波整流波形を表している。よって、上記指令値iinは、上記正弦波の絶対値形状全波整流波形を基準として算出される。次に、第1演算部61では、第1補償値i1が算出される。具体的には、第1補償値i1は、コンバータ回路2の出力電流の指令値iinとコンバータ回路2の出力電流値iinとの偏差を比例積分演算PI演算して求められる。例えば、コンバータ回路2の出力電流値iinが上記指令値iinよりも小さい場合は、第1補償値i1として正の値、つまり、モータ電流iuiviwを大きくするための補償値が算出される。その補償値によってモータ電流iuiviwを大きくする制御が行われると、コンバータ回路2の出力電流iinの値が大きくなって上記指令値iinに近づく。このように、第1補償値i1は、コンバータ回路2の出力電流値iinが上記指令値iinに近づくように、つまり、コンバータ回路2の出力電流の波形が電源電圧Vinと同位相の正弦波の絶対値形状全波整流波形に近づくように算出される。算出された第1補償値i1は、補償値加算部63に出力される。上記第2演算部62は、電圧検出部31で検出された直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて演算を行い、その結果を第2補償値i2として出力するように構成されている。第2演算部62では、まず、直流リンク部3の電圧の指令値Vdcが算出される。具体的には、電圧検出部31で検出された直流リンク部3の電圧Vdcをフーリエ変換して基本波を抽出し、その振幅成分AmpVdcと電源電圧Vinの位相角θinの正弦値の絶対値sinθinとが乗算され、その乗算結果が上記指令値Vdcとなる。上記絶対値sinθinは、電源電圧Vinと同位相の正弦波の絶対値形状、つまり正弦波の全波整流波形を表している。よって、上記指令値Vdcは、上記正弦波の絶対値形状全波整流波形を基準として算出される。次に、第2演算部62では、第2補償値i2が算出される。具体的には、第2補償値i2は、直流リンク部3の電圧Vdcと直流リンク部3の電圧の指令値Vdcとの偏差を比例積分演算PI演算して求められる。例えば、直流リンク部3の電圧Vdcが上記指令値Vdcよりも大きい場合は、第2補償値i2として正の値、つまり、モータ電流iuiviwを大きくするための補償値が算出される。そして、その補償値によってモータ電流iuiviwを大きくする制御が行われると、直流リンク部3の平滑コンデンサ30からインバータ回路4に電流が流れるため、直流リンク部3の電圧Vdcは小さくなり上記指令値Vdcに近づく。このように、第2補償値i2は、直流リンク部3の電圧Vdcが上記指令値Vdcに近づくように、つまり、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が上記電源電圧Vinと同位相の正弦波の絶対値形状全波整流波形に近づくように算出される。算出された第2補償値i2は、補償値加算部63に出力される。上記補償値加算部63では、第1補償値i1と第2補償値i2とが加算され、その加算値が補償電流指令値icompとして加算器53に出力される。補償値加算部63では、加算前に、各補償値i1i2のゲインを設定してゲイン調整することができる。そして、上記補償電流指令値icompに基づいてモータ電流iuiviwが制御され、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制される。-実施形態の効果-本実施形態では、コンバータ回路2の出力電流iinの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求められた第1補償値i1と、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が電源電圧Vinの全波整流波形になるように求められた第2補償値i2とを加算し、その加算値を補償電流指令値icompとするようにした。これにより、第1補償値i1によって抑制される上記高調波成分と、第2補償値i2によって抑制される上記高調波成分との両方を抑制することができる。そのため、コンバータ回路2の入力電流iinだけに基づき補償電流指令値icompを算出していた従来よりも、上記高調波成分の抑制効果が大きくなる。実施形態1の変形例1実施形態1の変形例1は、上記実施形態1の第1補償値i1を算出するための電流を変更したものである。上記実施形態1では、コンバータ回路2の出力電流iinに基づいて第1補償値i1を求めていた。これに対し、実施形態1の変形例1では、コンバータ回路2の入力電流iinに基づいて第1補償値i1を求めるようにした。本変形例では、コンバータ回路2の入力側に電流検出器図示省略が設けられ、その電流検出器で検出されたコンバータ回路2の入力電流iinが補償値演算部60の第1演算部61に入力される。第1演算部61では、まず、コンバータ回路2の入力電流の指令値iinが算出される。具体的には、上記コンバータ回路2の入力電流iinの検出値をフーリエ変換して基本波を抽出し、その振幅成分Ampiinと電源電圧Vinの位相角θinの正弦値sinθinとが乗算され、その乗算結果が上記指令値iinとなる。上記正弦値sinθinは、電源電圧Vinと同位相の正弦波を表している。つまり、上記指令値iinは、電源電圧Vinと同位相の正弦波を基準波形として算出される。次に、第1演算部61では、第1補償値i1が算出される。具体的には、第1補償値i1は、コンバータ回路2の入力電流の指令値iinとコンバータ回路2の入力電流値iinとの偏差を比例積分演算PI演算して求められる。上記演算により、第1補償値i1は、コンバータ回路2の入力電流値iinが上記指令値iinに近づくように、つまり、コンバータ回路2の入力電流の波形が上記正弦波に近づくように求められる。一方、第2演算部62では、上記実施形態1と同様の方法で、第2補償値i2が求められる。つまり、直流リンク部3の電圧Vdcの波形が上記電源電圧Vinと同位相の正弦波の絶対値形状全波整流波形に近づくように算出される。そして、補償値加算部63において第1補償値i1と第2補償値i2とが加算され、その加算値が補償電流指令値icompとして加算器53に出力される。そして、上記補償電流指令値icompに基づいてモータ電流iuiviwが制御され、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制される。本変形例によって、上記入力電流の高調波成分を抑制した結果を図4に示す。図4は、コンバータ回路2の入力電流iin及び直流リンク部3の電圧Vdcの検出波形を示している。図4aは、第1補償値i1を補償電流指令値icompとする従来の制御による結果ある。これに対し、図4bは、本変形例である第1補償値i1及び第2補償値i2の加算値を補償電流指令値icompとして制御した結果である。このように、上記入力電流iinの高調波成分は、第1補償値i1だけを補償電流指令値icompとしても抑制できないが、本変形例のように第1補償値i1及び第2補償値i2の加算値を補償電流指令値icompとすることで十分に抑制できる。このように本変形例では、従来に比べて上記高調波成分を十分に抑制できる。尚、その他の構成、作用及び効果は、上記実施形態1と同様である。実施形態1の変形例2実施形態1の変形例2は、上記実施形態1の補償値演算部60における補償電流指令値icompの算出方法を変更したものである。上記実施形態1では、コンバータ回路2の出力電流iinに基づいて算出される第1補償値i1と、直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて算出される第2補償値i2とを加算して、補償電流指令値icompを求めていた。これに対し、実施形態1の変形例2では、コンバータ回路2の出力電流iinと直流リンク部3の電圧Vdcとの積によって表される電力Pinに基づいて、補償電流指令値icompを算出するようにした。本変形例では、図5に示すように、補償値演算部60おいて、まず、電力Pin及び電力の指令値Pinがそれぞれ算出される。電力Pinは、電流検出部20で検出されたコンバータ回路2の出力電流iinと電圧検出部31で検出された直流リンク部3の電圧Vdcとを積算して求められる。また、電力の指令値Pinは、コンバータ回路2の出力電流の指令値iinと直流リンク部3の電圧の指令値Vdcとを積算して求められる。コンバータ回路2の出力電流の指令値iin及び直流リンク部3の電圧の指令値Vdcは、上記実施形態1と同様の方法で算出される。つまり、上記2つの指令値iinVdcは、それぞれ電源電圧Vinと同位相の正弦波の全波整流波sinθinを基準波形として算出される。そのため、電力の指令値Pinは、上記全波整流波の二乗波sinθin2、つまり、二乗正弦波sin2θinとなる。電力の指令値Pinは、上記正弦波の2倍の周波数で変動する。次に、補償値演算部60では、補償電流指令値icompが求められる。具体的には、補償電流指令値icompは、電力Pinと電力の指令値Pinとの偏差を比例積分演算PI演算して算出される。例えば、電力Pinが電力の指令値Pinよりも小さい場合は、補償電流指令値icompとして正の値、つまり、モータ電流iuiviwを大きくするための補償値が算出される。モータ電流iuiviwを大きくする制御が行われると、コンバータ回路2の出力電流値iinが大きくなるため、電力Pinの値は大きくなり、上記指令値Pinに近づく。このように、補償電流指令値icompは、電力Pinが電力の指令値Pinに近づくように、つまり、その電力の波形が二乗正弦波sin2θinに近づくように算出される。算出された補償電流指令値icompは、加算器53に出力される。そして、上記補償電流指令値icompに基づいてモータ電流iuiviwが制御されることで、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制される。尚、その他の構成、作用及び効果は、上記実施形態1と同様である。実施形態1の変形例3実施形態1の変形例3は、上記実施形態1のコンバータ回路2の出力電流値iinの取得方法を変更したものである。上記実施形態1では、電流検出器20によって、コンバータ回路2の出力電流iinを直接検出して取得していた。これに対し、実施形態1の変形例3では、モータ9の各相に流れる電流iuiviwの検出値及び直流リンク部3の電圧Vdcの検出値から算出して、取得するようにした。本変形例では、図6に示すように、コンバータ回路2の出力電流iinを算出する電流算出部65が設けられている。電流算出部65では、まず、インバータ回路4の入力電流iinvが算出される。インバータ回路4の入力電流iinvは、電流検出部40で検出されるモータ電流iuiviwと、PWM演算部57で出力されるスイッチングデューティdutyudutyvdutywとによって算出される。具体的には、各相においてモータ電流iuiviwとスイッチングデューティdutyudutyvdutywとを積算してキャリア周期中の平均電流を算出し、更に、3相の平均電流を加算してインバータ回路4の入力電流iinvを求めている。インバータ回路4の入力電流iinvの算出は、キャリア周期毎に行われる。次に、電流算出部65では、直流リンク部3に流れ込む電流idcが算出される。直流リンク部3の電流idcは、直流リンク部3の電圧Vdcを時間微分した値と平滑コンデンサ30の静電容量との積算値として求められる。そして、算出されたインバータ回路4の入力電流iinvから直流リンク部3の電流idcを減算することで、コンバータ回路2の出力電流iinが求められる。このように、本変形例によれば、コンバータ回路2の出力電流iinを直接取得するための電流検出部20を設ける必要がないため、装置コストを下げることができる。《発明の実施形態2》本発明の実施形態2は、上記実施形態1において、電源変換装置1のコンバータ回路2に接続される交流電源8を変更したものである。上記実施形態1では、電源変換装置1を単相の交流電源8に接続していたが、本変形例では、三相の交流電源8に接続するようにした。実施形態2では、図7に示すように、コンバータ回路2は、三相の交流電源8のΔ結線またはY結線された三相結線に接続され、6つのダイオードD1~D6がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路を有している。また、コンバータ回路2と直流リンク部3との間には、リアクトルLが直列に接続されている。コンバータ回路2では、交流電源8から供給される3つの線間電圧がダイオードD1~D6のブリッジ回路によって全波整流される。その結果、コンバータ回路2の出力電圧は、単相の交流電源8を接続した場合に比べて脈動の小さい正極性の電圧となる。そのため、図8に示すように、電流制御部50の乗算器52では、コンバータ回路2の出力電圧を脈動のない電圧とみなして、電源電圧Vinの位相角θinの正弦値の絶対値sinθinの代わりに一定値1が入力される。実施形態2では、図9に示すように、第1演算部61におけるコンバータ回路2の出力電流の指令値iinの算出方法が上記実施形態1と異なっている。具体的には、上記指令値iinを算出するために、まず、上記指令値iinの振幅成分Ampiinが求められる。上記振幅成分Ampiinは、電流検出部20で検出されたコンバータ回路2の出力電流値iinから出力電流iinの平均値を求め、その振幅値を上記振幅成分Ampiinとしている。次に、上記指令値iinの脈動成分が求められる。上記指令値iinの脈動成分は、交流電源8の相電圧または線間電圧と同位相θinの正弦波の全波整流波形sinθinと、その全波整流波形に対して位相が120度及び240度ずれた全波整流波形sinθin2π3sinθin4π3の3つの波形を比較し、その中で値が最も大きくなる部分だけを繋ぎ合わせることにより求められる。そして、上記振幅成分Ampiinと上記脈動成分とが乗算され、その乗算結果として上記指令値iinが求められる。そして、上記実施形態1と同様に、上記指令値iinとコンバータ回路2の出力電流値iinとの偏差を比例積分演算PI演算して、第1補償値i1が求められる。このように、第1補償値i1は、コンバータ回路2の出力電流値iinが上記指令値iinに近づくように、つまり、コンバータ回路2の出力電流の波形が電源電圧の全波整流波形に近づくように算出される。同様に、補償値演算部60の第2演算部62では、第2補償値i2が求められる。具体的には、まず、直流リンク部3の電圧の指令値Vdcにおける振幅成分AmpVdcが求められる。上記振幅成分AmpVdcは、電圧検出部31で検出された直流リンク部3の電圧Vdcから電圧Vdcの平均値を求め、その振幅値を上記振幅成分AmpVdcとしている。次に、上記指令値Vdcの脈動成分が求められる。上記指令値Vdcの脈動成分は、交流電源8の相電圧または線間電圧と同位相θinの正弦波の全波整流波形sinθinと、その全波整流波形に対して位相が120度及び240度ずれた全波整流波形sinθin2π3sinθin4π3の3つの波形を比較し、その中で値が最も大きくなる部分だけを繋ぎ合わせることにより求められる。そして、上記振幅成分AmpVdcと上記脈動成分とが乗算され、その乗算結果として上記指令値Vdcが求められる。そして、上記指令値Vdcと直流リンク部3の電圧Vdcとの偏差を比例積分演算PI演算して、第2補償値i2が求められる。このように、第2補償値i2は、直流リンク部3の電圧Vdcが上記指令値Vdcに近づくように、つまり、直流リンク部3の電圧波形が電源電圧の全波整流波形に近づくように算出される。そして、補償値加算部63において第1補償値i1と第2補償値i2とが加算され、その加算値が補償電流指令値icompとして加算器53に出力される。そして、上記補償電流指令値icompに基づいてモータ電流iuiviwが制御されることで、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制される。尚、その他の構成、作用及び効果は、上記実施形態1と同様である。実施形態2の変形例実施形態2の変形例は、上記実施形態2の補償値演算部60における補償電流指令値icompの算出方法を変更したものである。上記実施形態2では、コンバータ回路2の出力電流iinに基づいて算出される第1補償値i1と、直流リンク部3の電圧Vdcに基づいて算出される第2補償値i2とを加算して、補償電流指令値icompを求めていた。これに対し、実施形態2の変形例では、コンバータ回路2の出力電流iinと直流リンク部3の電圧Vdcとの積によって表される電力Pinに基づいて、補償電流指令値icompを算出するようにした。本変形例では、図10に示すように、補償値演算部60おいて、まず、電力Pin及び電力の指令値Pinがそれぞれ算出される。電力Pinは、電流検出部20で検出されたコンバータ回路2の出力電流iinと電圧検出部31で検出された直流リンク部3の電圧Vdcとを積算して求められる。また、電力の指令値Pinは、コンバータ回路2の出力電流の指令値iinと直流リンク部3の電圧の指令値Vdcとを積算して求められる。コンバータ回路2の出力電流の指令値iin及び直流リンク部3の電圧の指令値Vdcは、上記実施形態2と同様の方法で算出される。つまり、上記2つの指令値iinVdcは、それぞれ電源電圧Vinの全波整流波を基準波形としている。そのため、電力の指令値Pinは、上記全波整流波の二乗波となる。次に、補償値演算部60では、補償電流指令値icompが算出される。具体的には、補償電流指令値icompは、電力Pinと電力の指令値Pinとの偏差を比例積分演算PI演算して求められる。このように、補償電流指令値icompは、電力Pinが電力の指令値Pinに近づくように、つまり、その電力の波形が上記全波整流波の二乗波に近づくように算出される。算出された補償電流指令値icompは、加算器53に出力される。そして、上記補償電流指令値icompに基づいてモータ電流iuiviwが制御されることで、コンバータ回路2の入力電流iinの高調波成分が抑制される。尚、その他の構成、作用及び効果は、上記実施形態2と同様である。"