給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、前記給電コイルと、電源制御回路と、前記給電コイルと磁気結合し、前記電源制御回路から供給された交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、を備え、前記電源制御回路は、第1のスイッチと第1のコイルが直列接続される第1の電流経路と、第2のスイッチと第2のコイルが直列接続される第2の電流経路を含み、前記第1および第2のスイッチを前記共振周波数にて交互に導通させて第1のコイルと第2のコイルに交互に電流を流すことにより、前記エキサイトコイルに前記共振周波数の交流電力を供給することを特徴とするワイヤレス給電装置。前記第1および第2のスイッチングトランジスタそれぞれに対して第1および第2のキャパシタを並列接続したことを特徴とする請求項1に記載のワイヤレス給電装置。前記第1および第2の電流経路それぞれに対して、インダクタおよびキャパシタを直列接続したことを特徴とする請求項1または2に記載のワイヤレス給電装置。前記インダクタおよび前記キャパシタは、前記共振周波数にて共振することを特徴とする請求項3に記載のワイヤレス給電装置。前記エキサイトコイルに二次コイルが接続され、前記電源制御回路は、前記第1および第2のコイルを一次コイルとして、前記一次コイルと前記二次コイルにより形成される結合トランスを介して、前記エキサイトコイルに電力を供給することを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載のワイヤレス給電装置。前記結合トランスにおいて、前記電源制御回路の出力インピーダンスと、前記エキサイトコイルの入力インピーダンスを一致させるように前記一次コイルと前記二次コイルの巻き数比を設定したことを特徴とする請求項5に記載のワイヤレス給電装置。請求項1から6のいずれかに記載のワイヤレス給電装置と、前記受電コイルと、前記受電コイルと磁気結合し、前記受電コイルが前記給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備えることを特徴とするワイヤレス電力伝送システム。給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、前記給電コイルから前記受電コイルにワイヤレス送電するための装置であって、前記給電コイルと、プッシュプル回路として構成される電源制御回路と、前記給電コイルと磁気結合し、前記電源制御回路から供給された交流電力を前記給電コイルに供給するエキサイトコイルと、を備え、前記電源制御回路は、第1および第2の電流経路を含み、前記第1および第2の電流経路それぞれに直列に接続される第1および第2のスイッチングトランジスタを前記共振周波数にて交互に導通させることにより、前記エキサイトコイルに前記共振周波数の交流電力を供給することを特徴とするワイヤレス給電装置。給電コイルから受電コイルへの電力伝送についてはさまざまな検討がなされているものの、給電コイル自体に電力を効率的に供給する方法については、あまり提案がなされていないのが現状である。特許文献3や特許文献4は磁場共振型のワイヤレス給電技術を開示するが、いずれも受電コイルへ電力伝送効率の向上を目的としている。本発明は、上記課題に基づいて完成された発明であり、磁場共振型のワイヤレス給電技術における給電コイルへの電力伝送効率、特に、高周波数帯における電力伝送効率を高めることを主たる目的とする。本発明におけるワイヤレス給電装置は、給電コイルと受電コイルの共振周波数にて、給電コイルから受電コイルにワイヤレス送電するための装置である。この装置は、給電コイルと、電源制御回路と、給電コイルと磁気結合し、電源制御回路から供給された交流電力を給電コイルに送電するエキサイトコイルと、を備える。電源制御回路は、第1および第2の電流経路を含み、第1および第2の電流経路それぞれに直列に接続される第1および第2のスイッチングトランジスタを共振周波数にて交互に導通させることにより、エキサイトコイルに共振周波数の交流電力を供給する。給電コイルに対してスイッチング電源として動作する電源制御回路を用いることにより、電源制御回路から給電コイルへの電力供給効率を高めることができる。また、電源制御回路は、共振周波数にて動作するため、システム全体としての電力伝送効率が高くなる。第1および第2のスイッチングトランジスタそれぞれに対して第1および第2のキャパシタを並列接続してもよい。また、第1および第2の電流経路それぞれに対して、インダクタおよびキャパシタを直列接続してもよい。このインダクタとキャパシタは、給電コイル等の共振周波数にて共振するように値設定されることが好ましい。このような構成によれば、電源制御回路を高周波数帯で動作させるときにもスイッチング損失を効果的に抑制できる。電源制御回路の第1および第2の電流経路それぞれに一次コイルを接続し、エキサイトコイルに二次コイルを接続することにより、結合トランスを形成してもよい。電源制御回路は、この結合トランスを介して、エキサイトコイルに電力を供給してもよい。結合トランスにおいて、電源制御回路の出力インピーダンスと、エキサイトコイルの入力インピーダンスを一致させるように一次コイルと二次コイルの巻き数比を設定すれば、電力伝送効率をいっそう高めやすくなる。本発明におけるワイヤレス電力伝送システムは、上述したワイヤレス給電装置と、受電コイルと、受電コイルと磁気結合して、受電コイルが給電コイルから受電した電力を供給されるロードコイルと、を備える。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせ、本発明の表現を方法、装置、システムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明によれば、磁場共振型のワイヤレス給電技術における電力伝送効率を高めることができる。以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。図1は、ワイヤレス電力伝送システム100のシステム構成図である。ワイヤレス電力伝送システム100は、電源制御回路200と、エキサイト回路110、給電コイル回路120、受電コイル回路130、ロード回路140を含む。給電コイル回路120と受電コイル回路130の間には数m程度の距離がある。ワイヤレス電力伝送システム100の主目的は、給電コイル回路120から受電コイル回路130に電力を送ることである。また、ワイヤレス電力伝送システム100は、ISMIndustryScienceMedical周波数帯にて動作させることを想定したシステムである。本実施の形態においては、電源制御回路200をISM周波数帯内の13.56MHzにて動作させる。また、給電コイル回路120や受電コイル回路130の共振周波数fも共に13.56MHzである。エキサイト回路110は、エキサイトコイルL1とトランスT2二次コイルLiが直列接続された回路である。エキサイト回路110は、電源制御回路200からトランスT2二次コイルLiを介して電力を供給される。トランスT2二次コイルLiは、電源制御回路200のトランスT2一次コイルLdおよびトランスT2一次コイルLbと共に結合トランスT2を形成し、電磁誘導により電力を供給される。エキサイトコイルL1の巻き数は1回、導線の直径は3mm、エキサイトコイルL1自体の直径は210mmである。エキサイト回路110を流れる電流I1は交流であり、同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。給電コイル回路120は、給電コイルL2とキャパシタC2が直列接続された回路である。エキサイトコイルL1と給電コイルL2は互いに向かい合っている。エキサイトコイルL1と給電コイルL2の距離は10mm以下と比較的近い。このため、エキサイトコイルL1と給電コイルL2は電磁気的に強く結合している。給電コイルL2の巻き数は7回、導線の直径は5mm、給電コイルL2自体の直径は280mmである。エキサイトコイルL1に電流I1を流すと、給電コイル回路120に起電力が発生し、給電コイル回路120には電流I2が流れる。同図矢印にて示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流I1の向きと電流I2の向きは逆逆相である。電流I2は電流I1よりも格段に大きい。給電コイルL2とキャパシタC2それぞれの値は、給電コイル回路120の共振周波数fが13.56MHzとなるように設定される。受電コイル回路130は、受電コイルL3とキャパシタC3が直列接続された回路である。給電コイルL2と受電コイルL3は互いに向かい合っている。給電コイルL2と受電コイルL3の距離は、0.2m~1m程度と比較的長い。受電コイルL3の巻き数は7回、導線の直径は5mm、受電コイルL3自体の直径は280mmである。受電コイル回路130の共振周波数fも13.56MHzとなるように、受電コイルL3とキャパシタC3それぞれの値が設定されている。給電コイル回路120が共振周波数fにて磁界を発生させることにより、給電コイル回路120と受電コイル回路130は磁気的に共振し、受電コイル回路130にも大きな電流I3が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流I2の向きと電流I3の向きは逆逆相である。すなわち、電流I3は、電流I1と同相である。ロード回路140は、ロードコイルL4と負荷Rが直列接続された回路である。受電コイルL3とロードコイルL4は互いに向かい合っている。受電コイルL3とロードコイルL4の距離は10mm以下と比較的近い。このため、受電コイルL3とロードコイルL4は電磁的に強く結合している。ロードコイルL4の巻き数は1回、導線の直径は3mm、ロードコイルL4自体の直径は210mmである。受電コイルL3に電流I3が流れることにより、ロード回路140に起電力が発生し、ロード回路140に電流I4が流れる。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。電流I3の向きと電流I4の向きは逆逆相である。すなわち、電流I4は、電流I2と同相である。こうして、電源制御回路200から供給される電力は、エキサイト回路110と給電コイル回路120により送電され、受電コイル回路130とロード回路140により受電され、負荷Rにより取り出される。負荷Rを受電コイル回路130に直列接続すると、受電コイル回路130のQ値が悪くなる。このため、受電用の受電コイル回路130と電力取り出し用のロード回路140を分離している。また、電力伝送効率を高めるためには、エキサイトコイルL1、給電コイルL2、受電コイルL3およびロードコイルL4の中心線を揃えることが好ましい。電源制御回路200は、共振周波数fにて動作するプッシュプル回路である。電源制御回路200を共振周波数fが動作するように各回路パラメータを設定する。ゲート駆動用トランスT1の一次側には、オシレータ202が接続される。オシレータ202は、共振周波数fにて交流電圧を発生させる。電圧波形は正弦波でもよいが、ここでは矩形波であるとして説明する。この交流電圧により、トランスT1一次コイルLhには正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスT1一次コイルLhとトランスT1二次コイルLg、トランスT1二次コイルLfはゲート駆動用の結合トランスT1を形成する。電磁誘導により、トランスT1二次コイルLgとトランスT1二次コイルLfにも正負の両方向に交互に電流が流れる。トランスT1二次コイルLfの一端とトランスT1二次コイルLgの一端は互いに接続され、そのまま接地される。トランスT1二次コイルLfの他端は、スイッチングトランジスタQ1のゲートと接続され、トランスT1二次コイルLgの他端は、別のスイッチングトランジスタQ2のゲートと接続される。スイッチングトランジスタQ1のソースとスイッチングトランジスタQ2のソースも接地されている。したがって、オシレータ202が共振周波数fにて交流電圧を発生させると、スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2の各ゲートには、電圧VxVx>0が共振周波数fにて交互に印加される。このため、スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2は共振周波数fにて交互にオンオフする。スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2は同一特性のエンハンスメント型MOSFETNegativeMetalOxideSemiconductorFieldeffecttransistorであるが、バイポーラトランジスタなど他のトランジスタでもよい。スイッチングトランジスタQ1のドレインは、インダクタLe、キャパシタCbを介して、トランスT2一次コイルLdと直列接続される。同様に、スイッチングトランジスタQ2のドレインは、インダクタLc、キャパシタCaを介して、トランスT2一次コイルLbと直列接続される。トランスT2一次コイルLdとトランスT2一次コイルLbの接続点には、平滑用のインダクタLaが接続され、さらに、電源Vddが接続される。また、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間にはキャパシタCQ1が並列接続され、スイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間にはキャパシタCQ2が並列接続される。インダクタLeとインダクタLcは同一特性のコイルである。キャパシタCbとキャパシタCaは同一特性のキャパシタであり、キャパシタCQ1とキャパシタCQ2も同一特性のキャパシタである。以下においては、インダクタLeとインダクタLcをまとめていうときには調整インダクタとよび、キャパシタCbとキャパシタCa、キャパシタCQ1とキャパシタCQ2をまとめていうときには調整キャパシタとよぶ。スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間の電圧をソースドレイン電圧VDS1、スイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間の電圧をソースドレイン電圧VDS2とよぶ。また、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間を流れる電流をソースドレイン電流IDS1、スイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間を流れる電流をソースドレイン電流IDS2とする。同図矢印に示す方向を正方向、反対方向を負方向とする。エキサイト回路110の入力インピーダンスは、たとえば、50Ωである。また、電源制御回路200の出力インピーダンスがこの入力インピーダンス50Ωと等しくなるようにトランスT2一次コイルLbおよびトランスT2一次コイルLdの巻き数を設定している。電源制御回路200の出力インピーダンスとエキサイト回路110の入力インピーダンスが一致するとき、電源制御回路200の出力は最大となる。電源制御回路200は、図1に示すように上下対称形の電気回路である。インダクタLeとキャパシタCbインダクタLcとキャパシタCaは、共振周波数fにて電流共振するように値設定される。インダクタLeとキャパシタCbはソースドレイン電流IDS1の電流波形を変化させ、インダクタLcとキャパシタCaはソースドレイン電流IDS2の電流波形を変化させるために挿入される。キャパシタCQ1はソースドレイン電圧VDS1の電圧波形を変化させ、キャパシタCQ2はソースドレイン電圧VDS2の電圧波形を変化させるために挿入される。詳細については後述する。図2は、スイッチングトランジスタQ1が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタQ1が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ2は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第1電流経路とよぶは、電源Vddから平滑用のインダクタLa、トランスT2一次コイルLd、キャパシタCb、インダクタLe、スイッチングトランジスタQ1を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタQ1は、第1電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。図3は、スイッチングトランジスタQ2が導通するときの電流経路を示す図である。スイッチングトランジスタQ2が導通オンするとき、スイッチングトランジスタQ1は非導通オフとなる。このときのメインの電流経路以下、第2電流経路とよぶは、電源Vddから平滑用のインダクタLa、トランスT2一次コイルLb、キャパシタCa、インダクタLc、スイッチングトランジスタQ2を経由してグランドへ至る経路となる。スイッチングトランジスタQ2は、第2電流経路の導通非導通を制御するスイッチとして機能する。図4は、スイッチングトランジスタQ1およびスイッチングトランジスタQ2の電圧および電流の変化過程を示すタイムチャートである。時刻t0~時刻t1の期間以下、第1期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオン、スイッチングトランジスタQ2がオフとなる期間である。時刻t1~時刻t2の期間以下、第2期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオフ、スイッチングトランジスタQ2がオンとなる期間、時刻t2~時刻t3の期間以下、第3期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオン、スイッチングトランジスタQ2がオフとなる期間、時刻t3~時刻t4の期間以下、第4期間とよぶは、スイッチングトランジスタQ1がオフ、スイッチングトランジスタQ2がオンとなる期間である。電源Vddの値は、スイッチングトランジスタQ1のゲートソース電圧VGS1が所定の閾値を超えたとき、スイッチングトランジスタQ1が飽和状態となるように設定されている。したがって、第1期間の開始タイミングである時刻t0にスイッチングトランジスタQ1がオン導通となると、ソースドレイン電流IDS1が流れ始める。第1電流経路に挿入されているインダクタLeとキャパシタCbが電流共振するため、ソースドレイン電流IDS1の第1期間における電流波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソースドレイン電流IDS1が第1期間の中間地点で最大値となり、第1期間の終了時点時刻t1でローレベルに戻るように、インダクタLeとキャパシタCbの値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、電源制御回路200の動作中にソースドレイン電流IDS1の電流波形を計測し、インダクタLeとキャパシタCbの最適値を求めればよい。第2期間の開始タイミングである時刻t1にスイッチングトランジスタQ1がオフ非導通となると、ソースドレイン電流IDS1は流れなくなる。スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間にはキャパシタCQ1が並列接続されているため、ソースドレイン電圧VDS1の第2期間における電圧波形は矩形波とはならず、立ち上がりと立ち下がりが緩やかになる。このためには、ソースドレイン電圧VDS1が第2期間の中間地点で最大値となり、第2期間の終了時点時刻t2でローレベルに戻るように、キャパシタCQ1の値をあらかじめ適切に設定しておく必要がある。具体的には、電源制御回路200の動作中にソースドレイン電圧VDS1の電圧波形を計測し、キャパシタCQ1の最適値を求めればよい。第1期間はスイッチングトランジスタQ2のオフ期間であるから、第1期間におけるVGS2、IDS2、VDS2の変化は、第2期間におけるVGS1、IDS1、VDS1の変化と同様である。第2期間はスイッチングトランジスタQ2のオン期間であるから、第2期間におけるVGS2、IDS2、VDS2の変化は、第1期間におけるVGS1、IDS1、VDS1の変化と同様である。第3期間、第4期間以降についても同様である。次に、調整インダクタと調整キャパシタの役割を明確にするため、調整インダクタと調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧特性について説明し、その問題点を指摘する。図5は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いた場合の電流電圧波形のタイムチャートである。スイッチングトランジスタQ1とスイッチングトランジスタQ2の動作は基本的に同じであるため、ここでは、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン電圧VDS1およびソースドレイン電流IDS1に注目して説明する。スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン間に並列接続されるキャパシタCQ1を取り除くと、ソースドレイン電圧VDS1の電圧波形は矩形波となる。第1期間の開始タイミングである時刻t0にスイッチングトランジスタQ1がオン導通となると、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン電圧VDS1はローレベルたとえばゼロとなる。キャパシタCQ1を取り除いているため、スイッチングトランジスタQ1のオンオフに連動して、ソースドレイン電圧VDS1はハイレベルとローレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタQ1の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタQ1がオンとなっても、ソースドレイン電圧VDS1はすぐにゼロローレベルにはならない。時刻t0から所定の遅延時間が経過してからソースドレイン電圧VDS1はゼロとなる。第1期間の終了タイミングである時刻t1にスイッチングトランジスタQ1がオフ非導通となると、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン電圧VDS1はハイレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタQ1の内部的な遅延によりソースドレイン電圧VDS1はすぐにハイレベルには至らない。したがって、ソースドレイン電圧VDS1の電圧波形は台形状となる。第1期間の開始タイミングである時刻t0において、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン電流IDS1はハイレベルとなる。インダクタLeとキャパシタCbを取り除いているため、スイッチングトランジスタQ1のオンオフに連動して、ソースドレイン電流IDS1もローレベルとハイレベルの間を急峻に変化する。ただし、スイッチングトランジスタQ1の内部的な遅延により、スイッチングトランジスタQ1がオンとなっても、ソースドレイン電流IDS1はすぐにハイレベルにはならない。時刻t0から所定の遅延時間が経過してからソースドレイン電流IDS1はハイレベルとなる。第1期間の終了タイミングである時刻t1にスイッチングトランジスタQ1がオフ非導通となると、スイッチングトランジスタQ1のソースドレイン電流IDS1はローレベルとなる。この場合にも、スイッチングトランジスタQ1の内部的な遅延によりソースドレイン電流IDS1はすぐにローレベルにはならない。したがって、ソースドレイン電流IDS1の電流波形も台形状となる。図6は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り除いたときの第2期間時刻t1~t2におけるVDS1とIDS1の関係を示すタイムチャートである。同図では、わかりやすさのため、ソースドレイン電圧VDS1とソースドレイン電流IDS1を重ねて描いている。ソースドレイン電圧VDS2とソースドレイン電流IDS2の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソースドレイン電圧VDS1とソースドレイン電流IDS1の関係に注目して説明する。第2期間の開始タイミングである時刻t1に至り、スイッチングトランジスタQ1がオフとなると、ソースドレイン電圧VDS1は増加し始め、所定の遅延時間TS後にハイレベルに安定する。一方、ソースドレイン電流IDS1は減少し始め、遅延時間TS後にローレベルに安定する。この遅延時間TS中はVDS1>0、かつ、IDS1>0となるため、スイッチングトランジスタQ1において無駄な電力が消費される。すなわち、スイッチング損失が発生している。第2期間の終了タイミングである時刻t2に至り、スイッチングトランジスタQ1がオンとなるときにも同様である。ソースドレイン電圧VDS1は減少し始め、所定の遅延時間TE後にローレベルに安定する。一方、ソースドレイン電流IDS1は増加し始め、遅延時間TE後にハイレベルに安定する。遅延時間TE中も、VDS1>0、かつ、IDS1>0となるため、スイッチング損失が発生する。以上のように、スイッチングトランジスタQ1のオンオフを切り換えるごとに、スイッチングトランジスタQ1からはわずかながら電力が消費される。ISM周波数帯のような高周波数帯で電源制御回路200を動作させる場合には、スイッチング損失の影響が特に大きくなる。一般的には、周波数が高くなると、スイッチング損失の影響が大きくなる。スイッチング損失を抑制するためには、スイッチングトランジスタQ1やスイッチングトランジスタQ2の遅延時間TS、TEを短くするための工夫が必要であるが物理的な限界もあるため遅延時間をゼロにするのは難しい。本実施の形態では、電源制御回路200に調整インダクタLe、Lcおよび調整キャパシタCb、Ca、CQ1、CQ2を挿入し、いわゆるソフトスイッチング方式に基づいてスイッチング損失を抑制している。図7は、調整インダクタおよび調整キャパシタを取り付けたときの第2期間時刻t1~t2におけるVDS1とIDS1の関係を示すタイムチャートである。この図でも、わかりやすさのため、ソースドレイン電圧VDS1とソースドレイン電流IDS1を重ねている。ソースドレイン電圧VDS2とソースドレイン電流IDS2の関係も基本的に同じであるため、ここでは、ソースドレイン電圧VDS1とソースドレイン電流IDS1の関係に注目して説明する。第1期間時刻t0~t1の後半に、ソースドレイン電流IDS1は減少し始め、時刻t1に到達するときにはローレベルに到達している。時刻t1にスイッチングトランジスタQ1がオフとなると、ソースドレイン電圧VDS1は徐々に増加し、第2期間の途中でハイレベルに到達する。したがって、第2期間が開始する時刻t1の付近でVDS1>0、かつ、IDS1>0となる期間がほとんど存在しなくなるため、スイッチング損失もほとんど発生しない。時刻t2に至り、スイッチングトランジスタQ1がオンとなるときにも同様である。このときまでにソースドレイン電圧VDS1は減少してローレベルまで到達する。一方、ソースドレイン電流IDS1は徐々に増加する。したがって、オフからオンへの切り換え時においてもVDS1>0、かつ、IDS1>0となる期間がほとんど存在しなくなるためスイッチング損失を抑制できる。図8は、電流I1~I4の変化過程を示すタイムチャートである。図4に示したように、第1期間においては、ソースドレイン電流IDS1が流れ、ソースドレイン電流IDS2は流れない。このため、エキサイト回路110には、ソースドレイン電流IDS1に連動して正方向の電流I1が流れる。第2期間においては、ソースドレイン電流IDS1は流れず、ソースドレイン電流IDS2が流れる。このため、エキサイト回路110には、ソースドレイン電流IDS2に連動して負方向の電流I1が流れる。給電コイル回路120には電流I1の逆相の電流I2が流れる。受電コイル回路130には、その逆相、すなわち、電流I1と同相の電流I3が流れる。そして、ロード回路140には、電流I2と同相、電流I1および電流I3と逆相の電流I4が流れる。次に、エキサイトコイルL1と給電コイルL2の形状について述べる。図9に示すようにエキサイトコイルL1と給電コイルL2を真円形状であってもよい。図9から図12において、左側は正面図であり右側は側面図である。エキサイトコイルL1と給電コイルL2の中心は一致している。図10に示すようにエキサイトコイルL1と給電コイルL2を矩形形状としてもよい。図11に示すようにエキサイトコイルL1と給電コイルL2を楕円形状としてもよいし、図12に示すように六角形形状としてもよい。なお、エキサイトコイルL1と給電コイルL2の形状は必ずしも一致させる必要はない。たとえば、エキサイトコイルL1の形状を矩形とし、給電コイルL2の形状を真円としてもよい。エキサイトコイルL1に電流I1を流し、給電コイルL2に大きな電流I2を発生させるためには、エキサイトコイルL1のサイズ面積と給電コイルL2のサイズ面積をなるべく近づけることが好ましい。エキサイトコイルL1のサイズが小さすぎるとエキサイトコイルL1が発生させる磁束が少なくなり、エキサイトコイルL1のサイズが大きすぎるとエキサイトコイルL1が発生させる磁束のうち給電コイルL2を貫く磁束の割合が小さくなる。しかし、本発明者の実験によれば、エキサイトコイルL1のサイズ面積と給電コイルL2のサイズ面積を近づけすぎると、電源制御回路200の動作が不安定になってしまうことがわかった。エキサイトコイルL1が発生させる磁束が給電コイルL2に起電力を発生させる一方、給電コイルL2が発生させる磁束がエキサイトコイルL1に起電力を発揮させ、結合トランスT2を介して電源制御回路200にも電流が流れてしまうのが原因であると考えられる。すなわち、給電コイルL2自体が大きなQを有する共振子であるため、エキサイトコイルL1が給電コイルL2の強い磁場の影響を受けて逆に励起されてしまう。電源制御回路200は共振周波数fで動作する回路であるため、給電コイルL2が発生する共振周波数fの磁場の影響を受けやすい。したがって、エキサイトコイルL1のサイズ面積と給電コイルL2のサイズ面積の間には、最適な関係が存在すると考えられる。図13は、エキサイトコイルL1および給電コイルL2の大きさと電力伝送効率の関係を示すグラフである。エキサイトコイルL1および給電コイルL2の形状は、共に真円である。横軸はエキサイトコイルL1の直径D1と給電コイルL2の直径D2の直径比D1/D2を示す。縦軸は負荷Rから取り出される電力を示す。取り出し得る電力の最大値は20Wである。実験の条件は以下の通りである。電源Vddの電圧=40V共振周波数f=13.56MHz給電コイルL2および受電コイルL3の直径D2=280mmロードコイルL4の直径D4=210mm給電コイルL2および受電コイルL3の巻き数=7回エキサイトコイルL1およびロードコイルL4の巻き数=1回給電コイルL2および受電コイルL3の厚み=70mmエキサイトコイルL1と給電コイルL2の距離=10mm給電コイルL2と受電コイルL3の距離=1m受電コイルL3とロードコイルL4の距離=10mm負荷Rの大きさ=50ΩエキサイトコイルL1および給電コイルL2の形状が共に真円であり、それぞれの直径をD1、D2とする場合、直径比D1/D2が0.8より大きく1.2よりも小さいとき、いいかえれば、エキサイトコイルL1および給電コイルL2の面積比が0.64以上1.44以下のときには電源制御回路200の動作が不安定化し、電力を負荷Rから取り出せなくなることがわかった。したがって、直径比D1/D2は0.8以下、または、1.2以上であることが好ましい。直径比D1/D2は、0.43以上0.8以下、または、1.2以上であることがより好ましい。面積比で表せば、0.18以上0.64以下、または、1.44以上である。この場合には、負荷Rから取り出せる最大電力20Wの50以上を取り出すことができる。直径比D1/D2は0.63以上0.8以下、または、1.2以上であることが更に好ましい。面積比で表せば、0.40以上0.64以下、または、1.44以上である。この場合には、負荷Rから取り出せる最大電力の80以上を取り出すことができる。直径比D1/D2は0.72以上0.8以下、または、1.2以上であればより好ましい。面積比で表せば、0.52以上0.64以下、または、1.44以上である。この場合には、負荷Rから取り出せる最大電力の90以上を取り出すことができる。以上、実施形態に基づいてワイヤレス電力伝送システム100を説明した。ワイヤレス電力伝送システム100は、給電コイルL2から受電コイルL3に、同一共振周波数で効率よく送電するシステムである。電源制御回路200は、共振型のプッシュプルコンバータであり、給電コイルL2から受電コイルL3への電力伝送効率を高めるために共振周波数fにて動作する。トランジスタにバイアスをかけた状態を動作点とする、いわゆるリニアアンプA級、AB級等などにより電力を供給する場合、電源Vddから供給された電力のうち、エキサイト回路110に供給できる電力はその40にも満たない。これに対して、電源制御回路200の場合には80~90程度の電力をエキサイト回路110に提供できる。調整インダクタLe、Lcや調整キャパシタCb、Ca、CQ1、CQ2を取り除くと、スイッチング周波数が10MHz以上の高周波数の場合にはスイッチング損失の影響が大きくなるため60程度まで低下し、ロスが大きくなるため、トランジスタの発熱が大きくなりやすい。また、エキサイトコイルL1および給電コイルL2のサイズ比率面積比や直径比などを最適調整することにより、給電コイル回路120が発生する磁場のエキサイト回路110や電源制御回路200への影響を抑制しつつ、ロード回路140の負荷Rから大きな電力を取り出すことができる。以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。