"無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング回路であって、前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出手段と、前記チャネル周波数応答算出手段により算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、所定の第1の係数と乗算することによって増幅係数を算出する増幅係数算出手段と、前記増幅係数算出手段により算出された前記増幅係数と前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成手段とを備えることを特徴とする瞬時電力スケーリング回路。前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段と、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗を算出する算出手段とを更に備え、前記増幅係数算出手段は、前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗に基づいて前記増幅係数を算出することを特徴とする請求項1に記載の瞬時電力スケーリング回路。前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段を更に備え、前記増幅係数算出手段は、前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第1の係数とは異なる第2の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出することを特徴とする請求項1に記載の瞬時電力スケーリング回路。無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング方法であって、前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出過程と、前記チャネル周波数応答算出過程で算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、所定の第1の係数と乗算することによって増幅係数を算出する増幅係数算出過程と、前記増幅係数算出過程で算出された前記増幅係数と前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成過程とを含むことを特徴とする瞬時電力スケーリング方法。前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程と、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗を算出する算出過程とを更に含み、前記増幅係数算出過程は、前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗に基づいて前記増幅係数を算出することを特徴とする請求項4に記載の瞬時電力スケーリング方法。前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程を更に含み、前記増幅係数算出過程は、前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第1の係数とは異なる第2の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出することを特徴とする請求項4に記載の瞬時電力スケーリング方法。上述したFPSとIPSの各特徴を比べると、非特許文献2で見られるように、一般にIPSの方がFPSより良好な特性が得られる。しかし、FPSの増幅係数αr,FPSと異なり、IPSの増幅係数αr,IPSの値はサブキャリアに対し、周波数領域でも時間領域でも一定ではない。このため、IPSでは、FPSとは異なり、増幅係数をサブキャリアごとに、かつ、受信ごとに算出するという演算量負荷が生じる。また、IPSの受信信号への増幅係数の乗算は周波数領域内で行われる必要がある。ゆえに、IPSでは図の様に中継局2内で受信信号を周波数領域変換しなければならないため、DFT処理とIDFT処理が必要であり、ここでも膨大な演算量負荷が生じる。上述した背景技術によるIPSでは、サブキャリア毎の増幅係数αr,IPSを導出する必要があるため,その計算量が膨大であるという問題がある。本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、発信局と中継局間の瞬時チャネル電力の近似によりIPSの増幅係数算出の計算量を削減することができる瞬時電力スケーリング回路及び方法を提供することにある。上述した課題を解決するために、本発明は、無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング回路であって、前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出手段と、前記チャネル周波数応答算出手段により算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、所定の第1の係数と乗算することによって増幅係数を算出する増幅係数算出手段と、前記増幅係数算出手段により算出された前記増幅係数と前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成手段とを備えることを特徴とする瞬時電力スケーリング回路である。本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段と、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗を算出する算出手段とを更に備え、前記増幅係数算出手段は、前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗に基づいて前記増幅係数を算出することを特徴とする。本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較手段を更に備え、前記増幅係数算出手段は、前記比較手段により、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第1の係数とは異なる第2の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出することを特徴とする。また、上述した課題を解決するために、本発明は、無線信号を送信する発信局と、前記無線信号を受信する宛先局と、前記発信局から送信された無線信号を受信して前記宛先局へ送信する中継局とから構成される無線中継システムにおける前記中継局の瞬時電力スケーリング方法であって、前記発信局と前記中継局との間のチャネル周波数応答を算出するチャネル周波数応答算出過程と、前記チャネル周波数応答算出過程で算出された前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和を算出し、所定の第1の係数と乗算することによって増幅係数を算出する増幅係数算出過程と、前記増幅係数算出過程で算出された前記増幅係数と前記発信局から受信した無線信号とを乗算することによって、前記宛先局への送信信号を生成する送信信号生成過程とを含むことを特徴とする瞬時電力スケーリング方法である。本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程と、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗を算出する算出過程とを更に含み、前記増幅係数算出過程は、前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の絶対値の2乗に基づいて前記増幅係数を算出することを特徴とする。本発明は、上記の発明において、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値のそれぞれと予め定めた閾値とを比較する比較過程を更に含み、前記増幅係数算出過程は、前記比較過程で、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値及び直交相成分の絶対値が予め定めた閾値よりも大きいと判定された場合には、前記チャネル周波数応答の同相成分の絶対値と直交相成分の絶対値との和に、前記第1の係数とは異なる第2の係数と乗算することによって前記増幅係数を算出することを特徴とする。この発明によれば、中継局の増幅係数算出の際に演算量を削減することができる。以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。無線通信における非再生中継とは、中継局が受信した無線信号からデータ信号を復元することなく、そのまま増幅処理だけを行って中継する方式である。前述したように、従来の非再生中継AF法による無線中継では、FPS法と呼ばれる固定値に基づいた簡易な増幅率の算出を行う方法と、IPS法と呼ばれるサブキャリアごとに、かつ、受信信号ごとに、チャネル応答の絶対値の2乗を用いて増幅率の算出を行う方法があった。前者は、演算処理がほとんどない反面、チャネル変動への追従性が低く、品質が悪いという問題があり、後者は、チャネル変動への追従性は高いものの、演算処理が多いという問題があった。本発明は、チャネル応答の絶対値の2乗ではなく、チャネル応答の同相成分と直交相成分の絶対値に所定の係数を乗算することによる近似式を用いることによって演算量を減らしつつ、IPS法と同様にチャネル変動への追従性を提供する。また、受信電力が大きい場合に、中継局の送信電力が過大になるという問題があったが、当該近似式によれば、受信電力が大きい場合には、IPS法を用いた演算に切り替えることによって、この問題を解消することができる。さらに、受信電力が大きい場合に、異なる係数を用いることによって、この問題を解消することも可能である。本発明は、図5に示すプロトコルIからプロトコルIVまで全てに適用できる技術である。まず、本発明の中継局2の構成について説明する。図1は、本発明による中継局2の機能構成を示すブロック図である。中継局2は、ベースバンド変換処理2-1、GI除去処理2-2、DFT処理2-3、チャネル電力算出処理2-4、増幅係数計算処理2-5、ベースバンド増幅処理2-6、IDFT処理2-7、GI付加処理2-8、及びパスバンド変換処理2-9から構成されている。なお、IPSでの増幅係数は、数式4のαr0であったが、ここではΞを用いて、次式6で表すものとする。第1実施形態本発明の第1実施形態による線形近似法について説明する。図2は、本発明の第1実施形態による線形近似法のチャネル電力算出処理2-4の構成を示すブロック図である。発信局1-中継局2間のCFR推定値Hsrの同相成分Aと直交相成分Bとは、サブキャリア毎に、それぞれ絶対値計算処理2-4-1へ入力される。続いて、絶対値計算処理2-4-1では、|A|と|B|が出力され、和算積算処理2-4-2へ入力される。和算積算処理2-4-2では、|A||B|が計算され、続いて|A||B|の値にγが乗算される。以上、この場合のチャネル電力算出処理2-4の出力値Ξは、次式7となる。ここで、γの値は、システムの状態によって適切に与えるものとする。数式7により得られたΞを、数式6に代入することによって、中継局R2における増幅係数が得られる。上述した第1実施形態によれば、サブキャリア毎に、かつ、受信毎に増幅係数を算出することによって、IPSと同様にチャネルの変動に追従しながら宛先局D3の受信電力を平滑化することができる。また、CFR推定値Hsrの絶対値の2乗そのものを算出するのではなく、数式7によるCFR推定値Hsrの同相成分Aと直交相成分Bとのそれぞれの絶対値の和に係数を乗算することによる近似式を用いることによって、演算量を低減することができる。次に、本発明の第2実施形態による閾値線形近似法1について説明する。本第2実施形態は、中継局R2の受信電力が大きい場合に、数式7の近似式ではなく、IPSによる数式4を使用することにある。すなわち、中継局R2の受信電力の大小に関わらず、数式7を用いると、受信電力が大きい場合に、中継局R2の送信電力の制限を超えることが考えられる。かかる場合には、アンプの非線形領域を用いると、信号に歪が生じる問題が考えられるため、これを回避する必要がある。図3は、本発明の第2実施形態による閾値線形近似法1のチャネル電力算出処理2-4の構成を示すブロック図である。発信局S1-中継局R2間のCFR推定値Hsrの同相成分Aと直交相成分Bとは、それぞれ絶対値閾値評価処理2-4-3へ入力される。絶対値閾値評価処理2-4-3では、AとBの絶対値|A|、|B|が計算され、閾値Ath>0について、次式8の条件式において、1YES、2NOかを判定する。1YESの場合絶対値閾値評価処理2-4-3から|A|と|B|が出力され、実虚部二乗計算処理2-4-4へ入力される。|A|と|B|には、それぞれ二乗演算がなされ、|A|2と|B|2が出力され、和算積算処理2-4-5へ入力される。ここで、|A|2と|B|2の和により瞬時チャネル電力|Hsr|2=|A|2|B|2が出力され、得られた|Hsr|2=|A|2|B|2は積算処理でスロット1の発信局S1の送信電力Ps1と乗算される。以上、この場合のチャネル電力算出処理2-4の出力値Ξは、次式9となる。この数式9の値は、数式4と数式6とによるIPSの出力値と同じである。2NOの場合絶対値閾値評価処理2-4-3から|A|と|B|が出力され、和算積算処理2-4-5へ入力される。和算積算処理2-4-5では、|A||B|が計算され、続いて|A||B|の値にγが乗算される。以上、この場合のチャネル電力算出処理2-4の出力値Ξは、数式10となる。上述した第2実施形態によれば、前述した第1実施形態に加えて、中継局R2の受信電力が大きい場合には、増幅係数が小さくなることから、送信電力が過大になることがないという効果が得られる。本第3実施形態の特徴は、第2実施形態の構成において、1YESの場合に、数式9を使用せずに、2NOの場合とは異なるパラメータγ2を使用することにある。図4は、本発明の第3実施形態による閾値線形近似法2のチャネル電力算出処理2-4の構成を示すブロック図である。発信局S1-中継局R2間のCFR推定値Hsrの同相成分Aと直交相成分Bとは、それぞれ絶対値閾値評価処理2-4-6へ入力される。絶対値閾値評価処理2-4-6では、AとBの絶対値|A|、|B|が計算され、入力|A|と|B|の閾値Ath>0について、数式9の条件式において1YESか、2NOかを判定する。1YESのとき和算積算処理2-4-7の積算係数にγ2が使用される。2NOのとき和算積算処理2-4-7の積算係数にγ1が使用される。絶対値閾値評価処理2-4-6から|A|と|B|が出力され、和算積算処理2-4-7へ入力される。和算積算処理2-4-7内では、|A||B|が計算され、続いて|A||B|の値に、積算係数γ1もしくはγ2が乗算される。積算係数γ1とγ2の値は、システムの状態によって適切に与えるものとする。以上、この場合のチャネル電力算出処理2-4の出力値Ξは、数式11となる。上述した第3実施形態によれば、中継局R2の受信電力が大きい場合にも、送信電力が過大とならず、かつ、前述した第2実施形態よりも演算量を少なくすることができる。以下に、本実施形態の変形例について説明する。1様々なマルチキャリアシステムへの適用マルチキャリアシステムには、様々な種類があり、例えば、OFDMシステム、直交周波数分割多元接続OrthogonalFrequencyDivisionMultipleAccess:OFDMAシステム、マルチキャリア符号分割多元接続MultiCarrierCodeDivisionMultipleAccess:MC-CDMAシステム等が知られている。本発明は、これら任意のマルチキャリア方式に適用可能である。2MIMOシステムへの適用上述した第1から第3実施形態では、発信局S1、中継局R2、宛先局D3のアンテナがそれぞれ1本ずつとしたSISOシステムに適用していたが、送信局S1と中継局R2とがアンテナをそれぞれ複数本持つ場合のMIMOMultipleInputMultipleOutputシステムに対しても本発明は適用可能である。3マルチリレーシステムへの適用上述した第1から第3実施形態では、中継局R2の個数を1としたシングルリレーシステムに適用していたが、中継局R2の個数が複数であるマルチリレーシステムに対しても本発明は適用可能である。4マルチホップシステムへの適用上述した第1から第3実施形態では、発信局S1、中継局R2、宛先局D3の2ホップシステムに適用していたが、中継局R2が複数存在し、マルチホップ伝送を行う場合のマルチホップシステムに対しても、本発明は適用可能である。"