送信線により接続されたフィルタ入力及びフィルタ出力と、前記送信線に結合されて負荷インピーダンスに接続可能な共振子とを有し、前記共振子と前記負荷インピーダンスとの間に、選択された動作帯域でフィルタリング機能をアクティブ化する手段を有するアクティブ停止帯域フィルタ。前記フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、前記共振子の片端と前記負荷インピーダンスとの間に位置するスイッチにより実現される、請求項1に記載の停止帯域フィルタ。前記負荷インピーダンスは、コンデンサ、バラクタダイオード又はアクティブコンデンサを模擬する負抵抗回路の中から選択される、請求項1に記載の停止帯域フィルタ。前記負荷インピーダンスがパッシブコンデンサである場合、前記フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、前記共振子の片端と前記パッシブコンデンサとの間に位置するPINダイオードにより実現される、請求項1に記載の停止帯域フィルタ。前記負荷インピーダンスがアクティブコンデンサである場合、前記フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、前記アクティブコンデンサを実現可能にするトランジスタの供給電圧により実現される、請求項1に記載の停止帯域フィルタ。従って、DVB信号を処理する前にこれらの干渉信号をフィルタリングすることが必要であると考えられる。WIMAX信号は、地域によって変わる帯域でフィルタリングされなければならない。それにも拘らず、信号は10MHzの幅の帯域で減衰されなければならず、WIMAX信号は42dBまで阻止されなければならないことが知られている。従って、WIMAX送信機が存在せず、フィルタが有用でない特定の場合が存在する。これらの干渉信号のフィルタリングは、適切な帯域阻止フィルタ又は停止帯域フィルタを使用することにより実現可能である。従って、有用な周波数をかなり上回る高周波数で共振させるような大きさの、図2に示すような半波長のインライン共振フィルタhalfwaveinlineresonatorfilterを使用することが当該技術分野で知られている。図2のフィルタは、λ2共振子REが結合された送信線ZoΘkを有する。共振周波数レベルで、送信線からのエネルギーは共振子により吸収され、従って、共振周波数の周辺の比較的狭い帯域で理論的に無限大の減衰を生成する。それにも拘らず、このフィルタを使用することの欠点は、阻止をかなり劣化させるロスの生成にある。また、中心周波数に同調させることが煩わしく、困難である。サイズの問題を解決するために、図3に示すように、コンデンサC1を共振子REの片端に接続することが提案されている。この場合、その等価な電気的長さが増加し、阻止帯域の周波数が減少する。共振子が特定の周波数を阻止するためには、コンデンサの値を適切に選択しなければならない。それにも拘らず、このコンデンサC1は理想的ではない。この理由は、コンデンサの値が増加すると増加する寄生抵抗Rsを有するからである。この抵抗は、特定の状況で、装荷線路loadedlineのグローバルな品質因子globalqualityfactorを劣化させる可能性がある。この種類の構成を割り当てるために、大きいロスを示すバラクタvaractorを用いることが不可避になるため、これはいっそう重要になる。前述の問題を解決するため、図4に示すようなアクティブコンデンサを模擬する負抵抗回路により負荷コンデンサloadcapacitorを置換することが提案されている。左側は、負抵抗回路を示しており、右側は並列の等価モデルを示している。図4の一部において、負抵抗回路は、共振子REに接続されたベースと直列LCR回路に接続されたコレクタとを有するトランジスタQ1で構成される。図4の右側に示すように、この回路は、コンデンサCeqに並列した抵抗Rnegと等価である。この回路は、単一のバイアス電圧を使用して負荷コンデンサの値の容易な調整を可能にし、また、フィルタロスの補償を確保する。このことは、高い品質因子を確保する。シミュレーション結果が図5に示されており、図5は、周波数の関数として、フィルタの送信曲線a及び阻止曲線bを与えている。これらの曲線は、約700MHzの周辺の中心フィルタ周波数で非常に高い阻止42dBを示している。後者は、バイアス電圧の簡単な調整で同調可能である。本発明は、前述の種類の非アクティブ化可能なフィルタを提案する。このように得られたフィルタは、受信機のチャネルに直列に挿入されてもよい。共振子がアクティブコンデンサにロードされると、考慮される地域がどこであっても阻止される特定の周波数に同調可能であり、必要に応じて非アクティブ化可能である。そして、システムの観点からはトランスペアレントtransparentになり、エネルギーを消費しない。従って、本発明の目的は、送信線により接続されたフィルタ入力及びフィルタ出力と、送信線に結合されて負荷インピーダンスに接続可能な共振子とを有し、選択された動作帯域でフィルタリング機能をアクティブ化する手段を有するアクティブ停止帯域フィルタである。特定の実施例によれば、フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、共振子の片端と負荷インピーダンスとの間に位置するスイッチにより実現される。一方、負荷インピーダンスは、コンデンサと、バラクタダイオードとで構成されてもよく、動作周波数の同調又はアクティブコンデンサを模擬する負抵抗回路が更にフィルタのロスを補償することを確保することを可能にする。負荷インピーダンスがパッシブコンデンサである場合、他の実施例によれば、フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、共振子の片端とパッシブコンデンサとの間に位置するPINダイオードにより実現される。負荷インピーダンスがアクティブコンデンサである場合、他の実施例によれば、フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、アクティブコンデンサを実現可能にするトランジスタ供給電圧により実現される。本発明の他の特徴及び利点は、異なる非限定的な実施例の説明を読むことで明らかになる。この説明は、添付図面を参照して行われる。説明を簡単にするために、図面において同じ要素は同じ参照符号を有する。図6に示すように、停止帯域フィルタ又は阻止帯域フィルタは、入力A及び出力Bを備えた送信線LTにより構成される。共振子REは送信線LTに結合される。これはλ2より短い長さの線の部分である。λは、フィルタ阻止周波数に導かれる波長を表す。共振子の片端は接地に接続される。他端は、負荷インピーダンスに接続された短絡端子CCと、接続されていない開回路端子COとの間を変えることができるスイッチCMにより、図示の実施例に従って形成されたフィルタリング機能をアクティブ化する手段に接続される。図示の実施例では、負荷インピーダンスは、図4の回路のようなアクティブコンデンサを模擬する負抵抗回路で構成される。負抵抗回路は、当業者に周知のアクティブな構成要素であり、この図が図4に示されている。これは、ベースが共振子REに接続され、トランスミッタが接地に連結され、コレクタが接地に直列接続されたインダクタL、コンデンサC及び抵抗Rで形成された負荷回路に接続されたバイポーラトランジスタQ1を有する。トランジスタQ1は、本質的に既知の手段により分極される図示せず。この図は、等価なコンデンサCeqに並列に取り付けられた負抵抗Rnegと等価である。等価な図は図4の左側に示されている。スイッチの位置に応じたフィルタの動作について説明する。スイッチが位置COにある場合、共振子は開回路モードにある。選択された実施例において、固有の長さが12mmのみであり、従って約35GHzの周波数範囲で共振する停止帯域フィルタとする。UHF帯域では、フィルタの応答は、完全にトランスペアレントである。従って、フィルタは、図7に示すようにその小さい物理的長さの結果として、ほとんどロスのない送信線として動作する。この位置は、干渉する要素が存在しない場合に使用される。スイッチがアクティブコンデンサ回路に接続され、位置CCにある場合、停止帯域フィルタの共振子を阻止される周波数のUHF帯域に戻す。従って、フィルタが接続されたDVBH復調器が、検出された干渉チャネルの周波数に応じてアクティブ停止帯域フィルタへの必要な制御電圧の送出を管理することができることを想像できる。この位置において、フィルタは、図3及び4の回路のように動作し、図5の曲線と同様の送信曲線a及び阻止曲線bが得られる。図9を参照して、選択された動作帯域でフィルタリング機能をアクティブ化する手段の他の実施例について説明する。この実施例は、負荷回路が、インダクタL、コンデンサC及び抵抗Rが直列接続されたトランジスタQ1により表されるアクティブコンデンサである場合に当てはまる。この場合、フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、トランジスタのベースQ1を共振子REの片端に直接接続し、アクティブコンデンサの供給電圧を使用することにより実現される。供給電圧がアクティブコンデンサの分極電圧Vbに等しい場合所与の例では約2V、チューナブル阻止フィルタ機能がアクティブ化される阻止周波数はVbの正確な値により決定される。電圧Vb0である場合分極されていない能動回路、能動デバイスは、開回路と等価であり、フィルタリング機能はアクティブ化されない。図10を参照して他の実施例について説明する。この場合、停止帯域フィルタは、パッシブコンデンサC’に接続され、フィルタリング機能をアクティブ化する手段は、接続されていないCO端子と、パッシブコンデンサに接続されたCC端子との間を切り替えることができるスイッチにより構成される。この回路の動作は、図6のスイッチの動作と同じである。図11を参照して更に他の実施例について説明する。この場合、停止帯域フィルタは、共振子の片端とパッシブコンデンサとの間に位置するPINダイオードにより、パッシブコンデンサに接続される。PINダイオードがON状態である場合、これは短絡と等価であり、従って、共振子は、負荷コンデンサに接続され、フィルタリング機能がアクティブ化される。PINダイオードがOFF状態である場合、これは開回路と等価であり、フィルタリング機能はアクティブ化されない。結果の停止帯域フィルタは、アクティブコンデンサによりロードされた、小型化された線が結合された送信線で構成される。これらの線は、マイクロストリップ技術で生成可能である。アクティブコンデンサは、FR4基板に取り付けられたLCSMC構成要素を使用する。以下に記載のようなフィルタのプロトタイプがシミュレーションされた。図8は、アクティブ停止帯域フィルタの送信及び反射応答を示している。700MHzにおいて少なくとも40dBの阻止が記されてもよい。帯域外の挿入ロスは低く、04dBを超えない。測定された雑音係数は低く、フィルタの帯域幅で05dB未満である。フィルタの中心周波数での反射係数は01dBのオーダーであるため、回路の電気的安定性を保証する。本発明は以下の利点を有する。低コストのFR4基板を使用して、特に阻止に関して強力な性能を可能にするフィルタリング対策である。アクティブコンデンサの追加により、フィルタが小型化可能になり、単に電圧を調整することにより再構成可能になる。それにも拘らず、本発明は、他の種類の負荷回路で使用可能である。アクティブコンデンサの追加は、フィルタのグローバルな雑音係数に非常に小さい影響しか与えない。フィルタは、単にその分極電圧をアクティブ化/非アクティブ化することにより、自動的な応答切り替えを可能にする。従って、場合によっては煩わしくなり、無視できない挿入ロスを導く可能性がある、入力及び出力において切り替えられるフィルタの使用は、必要なくなる。