ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とからなる一対のスイッチ部が、該スイッチ部へ直流電圧を入力する直流電源入力端子に接続されることを特徴とする電力変換装置。前記電力変換装置は、前記スイッチ部に直列に接続されゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子を備え、前記スイッチ部と前記第三のスイッチング素子との接続点が負荷に接続されることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記電力変換装置は、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子との接続点が、負荷に接続されることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記負荷は電動機、交流電源、またはリアクトルであることを特徴とする請求項2または3に記載の電力変換装置。前記電力変換装置は、負荷に接続される出力端子を有し、前記スイッチ部とダイオードとを直列に接続した回路と前記出力端子とが並列に接続され、前記ダイオードと前記スイッチ部との接続点にリアクトルが接続された、昇圧チョッパ回路であることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記第一のスイッチング素子をスイッチングさせる回数が、前記第二のスイッチング素子をスイッチングさせる回数よりも多くなるようにスイッチング素子のゲート信号を制御する、第一の制御部を備えることを特徴とする請求項1から5に記載の電力変換装置。前記第一の制御部は、正常に動作するに十分な直流電圧が入力されたときに、前記第一のスイッチング素子への入力信号を常時オンとし、該第二のスイッチング素子のゲート端子への入力信号をパルス幅変調するように、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子のゲート駆動信号を制御することを特徴とする請求項1から6に記載の電力変換装置。ゲート電圧閾値が第一の所定値である直列に接続された複数の第一のスイッチング素子を有するスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部と、前記スイッチ回路と前記直流電源入力端子との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とを備え、前記直列に接続された複数の第一のスイッチング素子間のいずれか1つの接続点が負荷に接続される電力変換装置。前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に接続されることを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子とゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とが直列に接続されたスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子及び前記第二のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部とを備え、前記直列に接続された第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子間のいずれか1つの接続点が負荷に接続される電力変換装置。前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続されていることを特徴とする、請求項13に記載の電力変換装置。前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続されていることを特徴とする、請求項13に記載の電力変換装置。前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項13乃至15に記載の電力変換装置。前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項13乃至15に記載の電力変換装置。前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴とする請求項13乃至15に記載の電力変換装置。前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴とする請求項13に記載の電力変換装置。前記第二のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴とする請求項8乃至15に記載の電力変換装置。前記第三のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴とする請求項16乃至18に記載の電力変換装置前記第二のスイッチング素子及び前記第三のスイッチング素子は、ゲート電圧閾値が2Vよりも高いスイッチング素子であることを特徴とする請求項1乃至22に記載の電力変換装置。前記第一のスイッチング素子は、ゲート閾値電圧が2V以下のスイッチング素子であることを特徴とする請求項1乃至15に記載の電力変換装置。前記第二のスイッチング素子及び前記第三のスイッチング素子は、シリコンで作られたIGBTまたはMOSFETであることを特徴とする請求項1乃至22に記載の電力変換装置。前記第一のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドのユニポーラスイッチング素子であることを特徴とする請求項1乃至15に記載の電力変換装置。一般に、SiC-MOSトランジスタは、スイッチング損失が小さく、高速スイッチングが可能という特長を有する。これにより、例えばSiC-MOSトランジスタを電力変換装置に使用した場合、該電力変換装置のフィルタや電流制限用のリアクトルを小型化することが可能となり、またモータ駆動用インバータとして使用した場合にはモータ損失を低減することができる。しかし、SiC-MOSトランジスタチップをゲート閾値電圧が低くなるように設計しないと、SiC-MOSトランジスタのオン抵抗が増加するため、導通損失が増加してしまう、という欠点がある。上記欠点を解決するために、ゲート閾値電圧が零電圧付近となるように上記チップを設計したり、ゲート閾値電圧が零電圧以下となるように、すなわち、いわゆるノーマリーオンとして上記チップを設計することも多い。上記ゲート閾値電圧が零電圧以下となるように設計されたSiC-MOSトランジスタを電力変換装置のスイッチング素子として使用した場合、該SiC-MOSトランジスタをオフ状態にするためには、ゲート電圧として負の電圧を印加し続ける必要がある。また、仮にゲート閾値電圧が正の電圧となるように設計されたSiC-MOSトランジスタを使用した場合でも、該ゲート閾値電圧が零電圧付近である場合には、外来ノイズ等の影響により誤動作してオンすることがある。従って、この誤動作によるオンを防ぐためにも、上記ゲート閾値電圧が零電圧以下に設計されたSiC-MOSトランジスタを使用した場合と同様に、ゲート電圧として負の電圧を印加し続ける必要がある。ここで、上記に例として挙げた従来の電力変換装置では、電力変換装置に接続されている電源ブレーカーが遮断されたり、停電等が原因でスイッチ主回路電圧が低下するよりも前にスイッチ主回路を制御する制御回路電圧が遮断された場合には、ゲート電圧として負の電圧を印加し続けることができず、ゲート電圧は零となる。この時、コンデンサ等に蓄積された主回路電圧がSiC-MOSトランジスタのドレイン-ソース間に印加されていると、本来オフ状態であるべきSiC-MOSトランジスタがオン状態となり、コンデンサ放電電流を含む過大な電流がSiC-MOSトランジスタを流れることとなり、SiC-MOSトランジスタが破壊される、という問題があった。さらに、電力変換装置への電源投入時においても、制御回路が動作可能となる値まで制御回路の電圧が上昇する以前に主回路電圧が上昇してSiC-MOSトランジスタのドレインーソース間に電圧が印加されると、ゲート電圧が零電圧であることから、SiC-MOSトランジスタがオン状態となるために、上述の場合と同様にコンデンサ放電電流を含む過大な電流がSiC-MOSトランジスタを流れることとなり、SiC-MOSトランジスタが破壊される、という問題があった。また、上述の過大な電流がSiC-MOSトランジスタを流れる問題以外にも、従来のSiC-MOSトランジスタを用いた電力変換装置では、地絡事故等が生じた場合には、SiC-MOSトランジスタのゲート電圧が零の状態であるにもかかわらず、SiC-MOSトランジスタはオン状態になってしまうため、過大な地絡電流がSiC-MOSトランジスタを経由して流れることにより、SiC-MOSトランジスタが破壊されるという問題もあった。この発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、スイッチング素子を制御する制御回路への電源が遮断されたときや、電源投入後の制御電源電圧が上昇する過程等の主回路電圧が印加された状態で制御回路電圧が低下している場合においても、過大な電流がスイッチング素子に流れることを防ぎ、スイッチング素子の破壊を防止できる電力変換装置を提供するものである。この発明に係る電力変換装置は、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とからなる一対のスイッチ部が、該スイッチ部へ直流電圧を入力する直流電源入力端子に接続されることを特徴としたものである請求項1。また、前記電力変換装置は、前記スイッチ部に直列に接続されゲート電圧が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子を備え、前記スイッチ部と前記第三のスイッチング素子との接続点が負荷に接続されることを特徴としたものである請求項2。また、前記電力変換装置は、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子との接続点のうちの一が、負荷に接続されることを特徴としたものである請求項3。また、前記負荷は電動機、交流電源、またはリアクトルであることを特徴としたものである請求項4。さらに、前記前記電力変換装置は、負荷に接続される出力端子を有し、前記スイッチ部とダイオードとを直列に接続した回路と前記出力端子とが並列に接続され、前記ダイオードと前記スイッチ部との接続点にリアクトルが接続された、昇圧チョッパ回路であることを特徴としたものである請求項5。さらに、前記第一のスイッチング素子をスイッチングさせる回数が、前記第二のスイッチング素子をスイッチングさせる回数よりも多くなるようにスイッチング素子のゲート信号を制御する、第一の制御部を備えることを特徴としたものである請求項6。さらに前記第一の制御部は、正常に動作するに十分な直流電圧が入力されたときに、前記第一のスイッチング素子への入力信号を常時オンとし、該第二のスイッチング素子のゲート端子への入力信号をパルス幅変調するように、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子のゲート駆動信号を制御することを特徴としたものである請求項7。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である直列に接続された複数の第一のスイッチング素子を有するスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部と、前記スイッチ回路と前記直流電源入力端子との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とを備え、前記直列に接続された複数の第一のスイッチング素子間のいずれか1つの接続点が負荷に接続されるを特徴としたものである請求項8。また、前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に接続されることを特徴としたものである請求項9。また、前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする請求項10。また、前記第二のスイッチング素子は、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に接続されることを特徴とする請求項11。前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴としたものである請求項12。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子とゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とが直列に接続されたスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部とを備え、前記直列に接続された第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子間のいずれか1つの接続点が負荷に接続されることを特徴としたものである請求項13。また、前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続されていることを特徴としたものである請求項14。また、前記スイッチ部は、前記第一のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の負極側に接続され、前記第二のスイッチング素子が前記直流電源入力端子の正極側に接続されていることを特徴としたものである請求項15。さらに、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴としたものである請求項16。さらに、前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴としたものである請求項17。さらに、前記スイッチ回路の正極側と前記直流電源入力端子の正極側との間および前記スイッチ回路の負極側と前記直流電源入力端子の負極側との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第三の所定値である第三のスイッチング素子を備えたことを特徴としたものである請求項18。さらに、前記制御部は、前記第二のスイッチング素子をオンさせた後に、前記負荷に所望の電圧が与えられるように、第一のスイッチング素子をオン又はオフする制御を行うことを特徴としたものである請求項19。さらに、前記第二のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴としたものである請求項20。さらに、前記第三のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことを特徴としたものである請求項21。さらに、前記第二のスイッチング素子および前記第三のスイッチング素子は、ゲート電圧閾値が2Vよりも高いスイッチング素子であることを特徴としたものである請求項22。さらに、前記第一のスイッチング素子は、ゲート閾値電圧が2V以下のスイッチング素子であることを特徴としたものである請求項23。さらに、前記第二のスイッチング素子および前記第三のスイッチング素子は、シリコンで作られたIGBTまたはMOSFETであることを特徴としたものである請求項24。さらに、前記第一のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドのユニポーラスイッチング素子であることを特徴としたものである請求項25。以上のように、この発明に係る電力変換装置によれば、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とからなる一対のスイッチ部が、該スイッチ部へ直流電圧を入力する直流電源入力端子に接続されるように構成したことにより、前記第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子を制御する回路への電源が遮断されたときに、前記スイッチング素子のうち、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子がオフ状態になることができなくても、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子がオフ状態となる。その結果、上記制御回路への電源が遮断されても、上記第一のスイッチング素子および第二のスイッチング素子に過大な電流が流れることを防ぎ、スイッチング素子が破壊されることを防ぐことができる。また、前記電力変換装置を、前記スイッチ部に直列に接続されゲート電圧が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子を備え、前記スイッチ部と前記第三のスイッチング素子との接続点が負荷に接続されるように構成したことにより、前記スイッチ部内の各スイッチング素子および前記第三のスイッチング素子を制御する回路への電源が遮断されても、前記スイッチ部内の第二のスイッチング素子で確実に電流を遮断することができ、さらに、前記スイッチ部と、これと直列に接続されたゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子により、低損失に任意の電圧を負荷に印加することができる。また、前記第一のスイッチング素子と前記第二のスイッチング素子との接続点のうちの一が、負荷に接続されるように構成したことにより、スイッチング素子の個数を増やさない状態で前記ゲート電圧閾値が所定値以下であるスイッチング素子により、低損失に任意の電圧を負荷に印加することができる。また、前記電力変換装置を、負荷に接続される出力端子を有し、前記スイッチ部とダイオードとを直列に接続した回路と前記出力端子とが並列に接続され、前記ダイオードと前記スイッチ部との接続点にリアクトルが接続された昇圧チョッパ回路とすることにより、低損失や高キャリア動作可能な昇圧チョッパ回路を信頼性高く構成できる。また、前記第一のスイッチング素子をスイッチングさせる回数が、前記第二のスイッチング素子をスイッチングさせる回数よりも多くなるようにスイッチング素子のゲート信号を制御する、第一の制御部を備えるように構成したことにより、さらに低損失に電力変換装置を動作させることができる。また、前記第一の制御部は、正常に動作するに十分な直流電圧が入力されたときに、前記第一のスイッチング素子への入力信号を常時オンとし、該第二のスイッチング素子のゲート端子への入力信号をパルス幅変調するように、前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子のゲート駆動信号を制御するようにしたことにより、例えば電力変換装置への電源投入時に、誤って前記第一のスイッチング素子および前記第二のスイッチング素子が両方同時にオンする状態になることにより、前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子に過大な電流が流れることを防ぎ、スイッチング素子が破壊されることを防ぐことができる。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である直列に接続された複数の第一のスイッチング素子を有するスイッチ部が、当該スイッチ部に直流電圧を印加する直流電源入力端子に複数個並列に接続されたスイッチ回路と、前記第一のスイッチング素子をオン又はオフに制御する制御部と、前記スイッチ回路と前記直流電源入力端子との間に、ゲート電圧閾値が前記第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子とを備え、前記直列に接続された複数の第一のスイッチング素子間のいずれか1つの接続点が負荷に接続されるように構成したことにより、スイッチング素子を1個追加するだけで、制御電源電圧が低下した時上記制御回路への電源が遮断されても、上記複数のスイッチング素子に過大な電流が流れることを防ぐことが可能な構成とすることができる。さらに、前記ゲート電圧閾値が第二の所定値である第二のスイッチング素子やゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続したことにより、スイッチング時のサージ電圧を防止することができ、また、電力変換装置の負荷がモータ等の場合には、負荷側のインダクタンスに蓄えられたエネルギーを直流電源に回生することができ、前記第二のスイッチング素子や前記第三のスイッチング素子に過大な電圧が発生することを防ぐことができる。さらに、前記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子は、ゲート閾値電圧が2V以下のスイッチング素子を用いることにより、電力変換装置を低損失または高キャリアにスイッチングすることができる。さらに、ゲート電圧閾値が第二の所定値である第二のスイッチング素子やゲート電圧閾値が前記第二の所定値よりも低い第三のスイッチング素子は、シリコンで作られたIGBTまたはMOSFETを用いることで安価に構成できるという利点がある。さらに、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドのユニポーラスイッチング素子を用いることにより、電力変換装置を低損失または高キャリアにスイッチングすることができる。以下に、本発明に係る電力変換装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図2は、この発明の実施の形態1における、電力変換装置で、3相インバータ回路に適用した場合の構成例である。図2において、交流電源20から入力された三相交流電圧は、スイッチ21を経由してダイオードブリッジ22により整流され、直流電圧としてコンデンサ23に供給される。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24aと24b、25aと25bおよび26aと26bがそれぞれ直列に接続されて、さらにゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子40aと上記24b、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子41aと上記25bおよびゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子42aと26bとが各々直列に接続されて第一のスイッチ部として1アームを構成している。そして、コンデンサ23の両端に、コンデンサ23の直流電圧を前記第一のスイッチ部へ入力する直流電源入力端子33aおよび33bを具備し、該直流電源入力端子を介して、コンデンサ23と並列に前記第一のスイッチ部が接続されて3アームを構成している。また、スイッチング素子24aと24bの接続点、25aと25bの接続点および26aと26bの接続点はそれぞれ、三相モータ28に接続されている。ここで、図2では、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bそれぞれの素子内に形成されているボディダイオードにより、前記それぞれのスイッチング素子の還流ダイオードとしての逆並列ダイオードを構成している。なお、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子40a、41a、42aには、それぞれ環流ダイオード40b、41b、42bが逆並列に接続されている。上記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子としては、電力変換装置のスイッチング損失や導通損失を低減させるために、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドのユニポーラスイッチング素子を用いる。さらに、スイッチ21を経由して交流電源20に接続された制御電源29は、第二の制御部30a内の制御回路を動作させるための制御回路電圧を供給しており、この第二の制御部30aから、スイッチング素子24a、24b、25a、25b、26a、26bと40a、41a、42aをオン、オフするゲート駆動信号31aが出力される。ここで、スイッチ21がオンされている場合には、交流電源20からコンデンサ23に電圧が与えられるとともに、制御電源29から第二の制御部30aに必要な電圧が出力される。第二の制御部30aでは、制御電源29から出力された制御回路電圧が該第二の制御部30aの内部回路が正常に動作するに十分な所定値以上であれば、三相モータ28に所望の電圧が与えられるように、第二の制御部30aに直列接続されたスイッチング素子24aと24b、25aと25bおよび26aと26bの組合せのうちの各々どちらか一方はオンし、もう一方はオフするようにゲート駆動信号31aを出力する。なお、スイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bはゲート電圧閾値が第一の所定値であり、この所定値は2V以下という低い電圧であるため、前記各スイッチング素子をオンさせるときには正極性の電圧を第二の制御部30aからゲート駆動信号31aとして出力し、逆に前記スイッチング素子をオフさせるときにはスイッチング素子が確実にオフ状態を保つように負極性となる電圧を、第二の制御部30aからゲート駆動信号31aとして出力する。また、第二の制御部30aでは、制御電源29から出力された制御回路電圧が所定値以上であれば、スイッチング素子40a、40b、40cがオン状態となるようにゲート駆動信号31aを出力する。逆に、三相交流電源20の出力電圧が低下するか、またはスイッチ21がオフされると、制御電源29の出力電圧が低下していく。ここで、第二の制御部30aでは、制御電源29から出力された制御回路電圧を監視しており、前記制御回路電圧が予め設定した値以下になるとスイッチング素子40a、41a、42aをオフするようにゲート駆動信号31aが出力される。上述の従来技術では、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aが無かったため、制御電源29から出力される第二の制御部30aの制御回路電圧が零になったときにコンデンサ23の両端に残留電圧があるという状況下で、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bのうち、例えばスイッチング素子24aと24bのように、互いに直列接続された2つのスイッチング素子がノイズ等により誤動作してオンすると、コンデンサ23が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記第一のスイッチング素子が破壊されていた。また、上述のように直列接続された2つのスイッチング素子ではなく、例えばスイッチング素子24aと25bのように、異なるアームの上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が同時にオンした場合にも、前記スイッチング素子が同時にオンしている期間が長い場合には、三相モータ28を経由して前記スイッチング素子に流れる電流が増大し、これらのスイッチング素子が破壊されていた。特に、スイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bのゲート電圧閾値が零電圧以下の場合には、制御電源29の出力電圧が低下し、第二の制御部30aの制御回路電圧が零電圧になってゲート駆動信号31aが零電圧を出力している状態にもかかわらず、第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bはオン状態となり、ノイズ等の影響がなくても、コンデンサ23が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記第一のスイッチング素子が容易に破壊されていた。しかし、図2に示したこの発明の実施の形態1における3相インバータ回路では、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aで前記スイッチング素子に流れる過大な電流を遮断するため、上述のようなスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bの誤点弧によって生じるスイッチング素子の破壊を防止することができる。この実施例では、第二の制御部30aで制御電源29から出力された制御回路電圧を監視し、予め設定した値以下になると第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aをオフするようにゲート駆動信号31aを出力する例について示したが、制御回路電圧が低下しなくても、第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bがオフの場合には第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aをオフするように第二の制御部30aが制御しても良い。また、図2では、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bの素子内に形成されるボディダイオードにより、還流ダイオードとしての逆並列ダイオードを構成しているが、別のダイオードを上記各スイッチング素子に逆並列に接続することにより、前記還流ダイオードと同じ機能を持たせても、上述と同様の効果を奏するのは言うまでもない。さらに、下アーム側にゲート電圧閾値が第一の所定値より第二の所定値である第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aを設けたが、該第二のスイッチング素子を上アーム側に設けてもよく、コンデンサ23からの電流を遮断できる位置であれば同様の効果を奏することは言うまでもない。さらに、3アームのうち、あるアームはゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子を上アーム側に設け、別のアームはゲート閾値電圧が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子を下アーム側に設けるというような構成にしても、上記と同様の効果を奏することは言うまでもない。図1は、この発明の実施の形態1における上記とは別の実施例の電力変換装置であり、昇圧チョッパ回路に適用した場合の構成例である。図1において、交流電源1から入力した交流電圧は、スイッチ2を経由してダイオードブリッジ3により整流され、直流電圧としてコンデンサ4に供給される。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子6とゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子7が直列に接続されて第一のスイッチ部を構成している。そして、コンデンサ4の両端に、コンデンサ4の直流電圧を前記第一のスイッチ部へ入力する直流電源入力端子17aおよび17bを具備し、また、コンデンサ9の両端に、該昇圧チョッパ回路からの電圧を負荷へ出力するための出力端子18aおよび18bを具備している。さらに、前記第一のスイッチング部とダイオード5とを直列に接続した回路のうちダイオード5のカソードとコンデンサ9の正極側とが接続され、前記第一のスイッチ部内の第二のスイッチング素子7の第一のスイッチング素子6と接続された反対側の端子は、コンデンサ8の負極側と接続されている。また、前記入力端子17aとコイル8の一端が接続され、コイル8の他端と前記ダイオード5のアノードとが接続されている。さらに、コンデンサ9の正極端子と出力端子18aとが接続され、コンデンサ9の負側端子と入力端子17b、第二のスイッチング素子7の第一のスイッチング素子6と接続された反対側の端子および出力端子18bとが接続されている。さらに、出力端子18aと18bの間には、例えばインバータ回路、抵抗器、バッテリー等である負荷装置10が接続されている。また、スイッチ2を経由して交流電源1に接続された制御電源11は第一の制御部12内の制御回路を動作させるための制御回路電圧を供給している。第一の制御部12は、直流電圧指令設定器13からの出力と直流電圧検出器14により検出されたコンデンサ9の電圧が入力され、第一のスイッチング素子6と第二のスイッチング素子7のゲート駆動信号15および16をそれぞれ出力している。ここで、スイッチ2がオンされている場合には、交流電源1から制御電源11によって交流から直流に変換され、第一の制御部12に必要な直流電圧が出力される。そして、スイッチ2がオンして制御電源11が、上記第一の制御部12が必要とする直流電圧を出力しているとき、第一の制御部12は、直流電圧指令設定器13で設定されたコンデンサ9の直流電圧指令値に、コンデンサ9の両端の電圧が一致するようにパルス幅制御されたゲート駆動信号15を出力し、ゲート駆動信号16は常時オンを出力している。なお、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子6のゲート駆動信号15は、第一のスイッチング素子6の出力をオンさせるときには正極性の電圧を出力し、逆にオフさせるときにはスイッチング素子6が確実にオフ状態を保つように負極性の電圧を出力する。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子7のゲート駆動信号16は、スイッチング素子7の出力をオンさせるときには正極性の電圧を出力し、逆にオフさせるときには負極性の電圧または零電圧を出力する。次に、スイッチ2がオフされると、制御電源11の出力電圧が漸次低下する。第一の制御部12では、制御電源11から入力された制御回路電圧を監視しており、該制御回路電圧が予め設定した値以下になると、第一のスイッチング素子6および第二のスイッチング素子7の出力がオフするように、ゲート駆動信号15および16がそれぞれ出力される。つまり、ゲート駆動信号15に対しては負極性の電圧を出力し、ゲート駆動信号16に対しては負極性または零電圧が出力される。さらに制御電源11の出力電圧が低下し、第一の制御部12の制御回路電圧が零電圧になると、負極性の電圧を出力していたゲート駆動信号15も零電圧になる。この時、第一のスイッチング素子6はゲート電圧閾値が第一の所定値であり、この所定値は2V以下という低い電圧であるため、ノイズが重畳するなどしてゲート駆動信号15の電圧が第一のスイッチング素子6のゲート電圧閾値を越えると、第一のスイッチング素子6の出力はオン状態となる。また、第一のスイッチング素子6のゲート電圧閾値が零電圧以下の場合には、ノイズが重畳しなくてもゲート駆動信号15が零電圧に低下した時点でオフしていた第一のスイッチング素子6の出力が再びオン状態となる。上述の従来技術では、コンデンサ4の両端に残留電圧があると、前記第一のスイッチング素子6の出力が再びオン状態になることにより、リアクトル8を経由してコンデンサ4を放電する過大な電流が第一のスイッチング素子6に流れるため、第一のスイッチング素子6が破壊されていた。しかし、図1に示したこの発明の実施の形態1における昇圧チョッパ回路では、第一のスイッチング素子6に直列に接続された第二のスイッチング素子7のゲート電圧閾値が、第一の所定値よりも高い第二の所定値であるため、ノイズが重畳してもゲート駆動信号16の電圧が第二のスイッチング素子7のゲート電圧閾値を越えることは無く、第二のスイッチング素子7の出力はオンしないため、第一のスイッチング素子6の誤点弧で生じる破壊を防止することができる。なお、スイッチ2がない場合でも、停電等により交流電源1の電圧が低下したときには、上述と同様の問題が生じるが、その場合にも、この実施の形態1を適用することにより、スイッチング素子の破壊を防止することができる。特に、第一のスイッチング素子6としてゲート電圧閾値が零電圧以下スイッチング素子を使用したときには、制御電源11の出力電圧が低下し、第一の制御部12の制御回路電圧が零電圧になった場合、ゲート駆動信号15が零電圧を出力している状態にもかかわらず、第一のスイッチング素子6の出力はオン状態のままとなってしまう。一方、一般的にゲート電圧閾値が2Vよりも高いスイッチング素子であれば、外部からノイズ等が重畳しても、スイッチング素子がオフ状態を継続して誤動作を生じないことが経験的にわかっている。そのため、ゲート駆動信号16が零電圧で確実にスイッチング素子の出力がオフするように、第二のスイッチング素子7としては、ゲート電圧閾値が2Vよりも高いスイッチング素子を用いるとより効果的である。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子6として、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドのユニポーラスイッチング素子を用いると、バイポーラ素子であるIGBT等を使用した場合に比してスイッチング損失を低減することができる。このことにより、上記のように、制御電源11が、第一の制御部12を正常に動作させるために十分な大きさの電圧を出力しているとき、直流電圧指令設定器13で設定されたコンデンサ9の直流電圧指令値に、直流電圧検出器14により検出されたコンデンサ9の両端電圧が一致するように、第一の制御部12によりゲート駆動信号15のパルス幅を制御する。そして、該ゲート駆動信号15をゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子6に入力してスイッチングを行い、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子7は常時オン状態とすることにより、スイッチング損失の小さなゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子6のみにスイッチング損失が生じるため、回路全体の損失を低減することができるという効果がある。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子6の発熱を抑制するため、そのスイッチングの一部をゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子7に分担させ、第二のスイッチング素子7を第一のスイッチング素子6よりも低頻度にスイッチングさせるように制御しても良い。なお、第一のスイッチング素子6と第二のスイッチング素子7の位置を入れ替えてもよく、また、これらに逆並列のダイオードをつけてもよい。さらに、ダイオード5の代わりにスイッチング素子を用いても良い。また、図1では交流電源1は単相交流電源の場合を示したが、もちろん三相交流電源でもよく、バッテリー等の直流電源でもよい。さらに、第一の制御部12の内部構成もリアクトル8の電流まで検出して制御に用いる等の工夫もできるが、全てこの発明に含まれることは言うまでも無い。さらに、この発明の実施の形態1では、第一の制御部12で制御電源11から入力された制御回路電圧を監視しており、予め設定した値以下になると第一のスイッチング素子6および第二のスイッチング素子7がオフするようにゲート駆動信号15および16が出力される例について示したが、上記第一の制御部12とは別のスイッチを設けて、そのスイッチがオフした時にスイッチング素子6およびスイッチング素子7がオフするように回路を構成した場合でも、制御電源11が低下したときには、上述と同じ動作でスイッチング素子6の誤点弧で生じる破壊を防止することができる。実施の形態2.図3は、この発明の実施の形態2における電力変換装置で、3相インバータ回路に適用した場合の構成例である。なお、図1と同一の構成には同一の符号を付し、それらの説明を省略する。図3において、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24aおよび24b並びに25aおよび25b並びに26aおよび26bとが各々直列に接続されて第二のスイッチ部として1アームを構成している。そして、コンデンサ23の両端に、コンデンサ23の直流電圧を前記第二のスイッチ部へ入力する直流電源入力端子33aおよび33bを具備し、該直流電源入力端子を介して、コンデンサ23と並列に前記第二のスイッチ部が並列に接続されて3アームを構成している。これら3アームと直流電源入力端子33aとの間に、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子27aが接続される。上記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子としては、スイッチング損失や導通損失が低減するように、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドのユニポーラスイッチング素子を用いている。さらに、スイッチ21を経由して交流電源20に接続された制御電源29は第三の制御部30bを動かすための制御回路電圧を供給しており、この第三の制御部30bからスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bをオンまたはオフするゲート駆動信号31bとゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子27aをオンまたはオフするスイッチ制御信号32を出力している。前記第三の制御部30bでは、制御電源29から出力された制御回路電圧が所定値以上であれば、モータ28に所望の電圧が与えられるように、直列接続された第一のスイッチング素子24aおよび24b並びに25aおよび25b並びに26aおよび26bの各々どちらか片方はオンし、もう片方はオフするようにゲート駆動信号31bを出力する。なお、スイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bはゲート電圧閾値が第一の所定値であり、この所定値は2V以下という低い電圧であるため、前記各スイッチング素子をオンさせる時には正極性の電圧を第三の制御部30bからゲート駆動信号31bとして出力し、前記各スイッチング素子をオフさせる時にはスイッチング素子が確実にオフ状態を保つように負極性となる電圧を、第三の制御部30bからゲート駆動信号31bとして出力する。また、第三の制御部30bでは、制御電源29から出力された制御回路電圧が所定値以上であれば、第二のスイッチング素子27aがオン状態となるようにスイッチ制御信号32を出力する。逆に、三相交流電源20の電圧が低下するか、またはスイッチ21がオフされると、制御電源29の出力電圧が低下していく。第三の制御部30bでは、制御電源29から入力された制御回路電圧を監視しており、前記制御回路電圧が予め設定した値以下になると第二のスイッチング素子27aオフするようにスイッチ制御信号32が出力される。この第二のスイッチング素子27aは、コンデンサ23の正側端子からスイッチング素子24a、25aおよび26aとの接続点に流れ込む方向の電流を遮断する極性で設けた、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子であり、さらに該スイッチング素子と逆並列にダイオード27bを接続している。上述の従来技術では前記スイッチング素子27aが無かったため、制御電源29から出力される第三の制御部30bの制御回路電圧が零になったときにコンデンサ23の両端に残留電圧があるという状況下で、前記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bのうち、例えばスイッチング素子24aと24bのように前記1アームの直列接続された2つのスイッチング素子が、ノイズ等の影響により誤動作してオンすると、コンデンサ23が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記スイッチング素子が破壊されていた。また、上述のように直列接続された2つのスイッチング素子ではなく、例えばスイッチング素子24aと25bのように、異なるアームの上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子が同時にオンした場合にも、前記スイッチング素子が同時にオンしている期間が長い場合には、モータ28を経由して前記スイッチング素子に流れる電流が増大し、これらのスイッチング素子が破壊されていた。特に、第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bのゲート電圧閾値が零電圧以下の場合には、制御電源29の出力電圧が低下し、第三の制御部30bの制御回路電圧が零電圧になってゲート駆動信号31bが零電圧を出力している状態にもかかわらず、第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bはオン状態となり、ノイズが重畳しなくてもコンデンサ23が短絡されて前記スイッチング素子に過大な電流が流れるため、前記第一のスイッチング素子が容易に破壊されていた。しかし、図3に示したこの発明の実施の形態2における3相インバータ回路では、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子27aと、該スイッチング素子27aと逆並列に接続されたダイオード27bを設けることにより、制御電源29の出力電圧が低下すると、前記第二のスイッチング素子27aがオフするため、前記第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bに流れる過大な電流を遮断できる。さらに前記第二のスイッチング素子27aに逆並列に接続されたダイオード27bにより、モータ28からの回生エネルギーや、第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bがスイッチングする時のサージ電圧が、コンデンサ23に吸収される動作を妨げないため、前記第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bが過電圧になることを防止できる。なお、第二のスイッチング素子27aにMOSFETを用いる場合等においては、ダイオード27bは、第二のスイッチング素子27aのチップ内に形成されるボディダイオードとしてもよい。さらに、第二のスイッチング素子27aの代わりにリレー等のスイッチを使用してもよい。図3に示した実施例では、第三の制御部30bで制御電源29から出力された制御回路電圧を監視し、予め設定した値以下になると第二のスイッチング素子27aをオフするようにスイッチ制御信号32を出力する例について示したが、前記第三の制御部30bは、別の判断手段でスイッチ制御信号32を出力してもよく、制御回路電圧が低下しなくても、前記第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bがオフの場合には、前記第二のスイッチング素子27aをオフするように構成しても良い。また、図3では、電源入力端子33aとコンデンサ23の正側端子との間に第二のスイッチング素子27aを設けた例を示したが、電源入力端子33bとコンデンサ23の負側端子との間に第二のスイッチング素子27aを設けてもよい。さらに、上述の第二のスイッチ部が並列に接続された3アームと直流電源入力端子33aの間に加えて、上述の第二のスイッチ部が並列に接続された3アームと電源入力端子33bとの間にも、前記第二のスイッチング素子27aとそれと逆並列に接続されたダイオード27bを設けても良い。これにより、スイッチ21を入れた直後等の電動機制御装置の起動時において、制御電源29から出力される制御回路電圧が第三の制御部30bが動作するのに十分な電圧まで上昇する前の状態において、モータ28やその配線で地絡事故が発生していても、第一のスイッチング素子24a、25aまたは26aを通って流れ出す地絡電流と第一のスイッチング素子24b、25bまたは26bを通って流れ出す地絡電流の両方を遮断することができ、前記第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bが破壊されるのを防止することができる。また、図3では、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24a、24b、25a、25b、26aおよび26bの各素子内に形成されるボディダイオードにより、還流ダイオードとしての逆並列ダイオードを構成しているが、ダイオードを前記各スイッチング素子に逆並列に接続して還流ダイオードとしても、同様の効果を奏することは言うまでもない。実施の形態3.図4は、この発明の実施の形態3における電力変換装置で、3相インバータ回路に適用した場合の構成例である。なお、図1および図3と同一の構成には同一の符号を付し、それらの説明を省略する。図4において、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24aのドレイン端子を直流電源入力端子33aに接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子40aのソース端子を直流電源入力端子33bに接続し、さらに、前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子とを直列に接続して第三のスイッチ部として1アームを構成している。同様に、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子26aのドレイン端子を直流電源入力端子33aに接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子42aのソース端子を直流電源入力端子33aに接続し、さらに前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子とを直列に接続して第三のスイッチ部として1アームを構成している。また、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子41aのドレイン端子を直流電源入力端子33aに接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子25aのソース端子を直流電源入力端子33bに接続し、さらに前記第二のスイッチング素子と第一のスイッチング素子とを直列に接続して第四のスイッチ部として1アームを構成している。そして、前記二組の第三のスイッチ部と一組の第四のスイッチ部を並列に接続して3アームを構成し、コンデンサ23に並列に接続されている。また、スイッチング素子24aおよび40a並びに41aおよび25a並びに26aおよび42aの各々の接続点はモータ28に接続されている。ここで、図4においては、第一のスイッチング素子24a、25aおよび26aは、各々逆並列の還流ダイオードとして前記各スイッチング素子と同一チップ上に構成されたボディダイオードを用い、第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aは、各々別チップとして構成されたダイオード40b、41bおよび42bを前記第二のスイッチング素子40a、41aおよび42aに逆並列に接続した例を一例として示している。なお、前記還流ダイオードとしての逆並列ダイオードにスイッチング素子と同一チップ上に構成されたボディダイオードを用いるか、それとも別チップで構成されたダイオードを設けるかは、この発明の本質ではなくどちらでもよい。さらに、スイッチ21を経由して交流電源20に接続された制御電源29は、第四の制御部30cを動かすための制御回路電圧を供給しており、この第四の制御部30cから前記各スイッチング素子24a、25a、26a、40a、41aおよび42aをオンまたはオフするゲート駆動信号31cを出力している。ここで、スイッチ21がオンしている場合には、交流電源20からコンデンサ23に電圧が与えられるとともに、制御電源29から第四の制御部30cに第四の制御部30cが正常に動作するために必要な電圧が供給される。第四の制御部30cでは、前記制御電源29からの制御回路電圧が所定値以上であれば、モータ28に所望の電圧が与えられるように、前記第三のスイッチ部および前記第四のスイッチ部においてそれぞれ直列接続されたスイッチング素子24aと40a、25aと41aおよび26aと42aの各々どちらか片方はオンし、もう片方はオフするようにゲート駆動信号31cを出力する。このように、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子と、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子を直列接続し、直流電源入力端子33aまたは33bのどちらか一方に接続された複数のスイッチング素子をゲート電圧閾値が第一の所定値であるスイッチング素子で構成し、他の一方はゲート閾値が第一の所定値よりも高い第二のスイッチング素子で構成したことにより、制御電源29の出力電圧が零となったときにコンデンサ23に残留電圧がある状況下においても、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子が確実にオフするため、同じ相の上下アームスイッチング素子または異なるアームの上下スイッチング素子がモータ28を経由してコンデンサ23を短絡することがなく、上記いずれのスイッチング素子をも過電流により破壊されることを防止できる。なお、図4では、二組の第三のスイッチ部と一組の第四のスイッチ部を並列に接続して3アームを構成し、コンデンサ23に並列に接続されている実施例を示したが、一組の第三のスイッチ部と二組の第四のスイッチ部で3アームを構成し、コンデンサ23に並列に接続しても、また、第三のスイッチ部や第四のスイッチ部のみを複数に組み合わせても上述と同様の効果を奏することはいうまでもない。なお、図4では、3相インバータ回路に適用した場合について説明したが、単相インバータ回路に適用しても同様の効果を奏することは明らかである。また、インバータの負荷としてモータを使用した場合について説明したが、モータの代わりにリアクトルと電源が接続されたPWMコンバータを使用した場合であっても同様の効果を奏することは言うまでもない。さらに、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子の方が、ゲート閾値が第一の所定値より高い第二の所定値である第二のスイッチング素子よりも導通時間比率が大きくなるようにゲート駆動信号を制御するとよい。これにより、ゲート閾値が所定値より高いスイッチング素子による導通損失を低減することができる。実施の形態4.図5は、この発明の実施の形態4における電力変換装置で、3相インバータ回路に適用した場合の構成例である。なお、図1、図3および図4と同一の構成には同一の符号を付し、それらの説明を省略する。図5において、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24aを直流電源入力端子33aの正極側に接続し、ゲート電圧閾値が第一の所定値よりも高い第二の所定値である第二のスイッチング素子40aを直流電源入力端子33bの負極側に接続し、前記第一のスイッチング素子と第二のスイッチング素子とを直列に接続して第三のスイッチ部として1アームを構成したものを3アーム並列に接続して三相インバータとし、第三のスイッチ部のそれぞれの上側アーム部と、直流電源入力端子33aとの間に上述のこの発明の実施の形態2において説明したスイッチング素子27aおよびと該スイッチング素子27aと逆並列に接続されたダイオード27bを設けたものである。このように、ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子が接続された側にスイッチング素子27aを設け、制御電源29の出力電圧が所定値以下に低下したときに、スイッチング素子27aをオフするように構成している。そのため、スイッチ21をオンした直後等の、制御回路電圧が第五の制御部30dが正常動作するのに十分な電圧まで上昇する前の状態において、何らかの要因でモータ28や電動機制御装置からモータ28への配線が地絡する等していても、前記ゲート電圧閾値が第一の所定値である第一のスイッチング素子24a、25aおよび26aを通る地絡電流を遮断することができ、これらのスイッチング素子が破壊されることを防止することができる。また、前記スイッチング素子27aに逆並列に接続されたダイオード27bにより、モータ28からの回生エネルギーやスイッチング素子24a、25aおよび26a並びに40a、412aおよび42aのスイッチング時のサージ電圧が、コンデンサ23に吸収される動作を妨げないため、前記スイッチング素子24a、25a、および26a並びに40a、41aおよび42aが過電圧になることを防止できる。なお、上述した実施の形態を組合わせて使用してもよく、ここで挙げた昇圧チョッパやモータ駆動用インバータ以外の構成として、降圧チョッパ、PWMコンバータ回路、回生コンバータ回路、太陽光用パワーコンディショナー、UPS等の電力変換装置に対しても、上述の実施の形態に基づく技術を適用することができる。また、上述のこの発明の実施の形態1乃至4において説明したスイッチング素子に逆並列接続されたダイオードは、ワイドバンドギャップ半導体であるSiCシリコンカーバイトまたはGaNガリウムナイトライドであっても、従来のSi素子でもよい。さらに、スイッチング素子としてユニポーラ素子を用いた場合には、ユニポーラ素子と同一チップ上に形成された寄生ダイオードを使用してもよい。