"送信側にアナログ信号の圧縮器を備え、受信側に上記圧縮器で圧縮されたアナログ信号を伸張する伸張器を備えたアナログ信号伝送システムであって、上記圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮するように上記入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器であり、上記伸張器は、上記圧縮器により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器であるアナログ信号伝送システム。送信側の信号入力端と可変圧縮器との間にプリエンファシス回路を有し、受信側の可変伸張器の後ろにディエンファシス回路を有する請求項1記載のアナログ信号伝送システム。可変圧縮器は、フィードバック制御によって入力信号を可変圧縮する請求項1または2記載のアナログ信号伝送システム。可変伸張器は、伝送されてくる信号を、フィードフォワード信号によって可変伸張する請求項1、2または3記載のアナログ信号伝送システム。可変圧縮器は、入力信号をその振幅に応じて圧縮比を1:1から1:Nまで連続的に指数関数的に可変圧縮し、可変伸張器は、伝送されてくる信号をその振幅に応じて伸張比を1:Nから1:1まで指数関数的に可変伸張する請求項1乃至4のいずれかに記載のアナログ信号伝送システム。可変圧縮器は、入力信号の振幅が一定以上になると入力信号の振幅を減衰させて出力し、可変伸張器は、伝送されてくる信号の振幅が一定以上になると上記伝送されてくる信号振幅を増大させる請求項1乃至5のいずれかに記載のアナログ信号伝送システム。入力信号をその振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器であって、入力信号を制御電圧に応じ増幅して出力信号とする電圧制御アンプと、上記出力信号の二乗平均平方根をとることにより上記出力信号の実効値を得るRMS検出器と、上記RMS検出器で得られる出力信号の実効値を指数関数の値に変換し上記電圧制御アンプの制御電圧とするEXP関数回路と、を有する可変圧縮器。電圧制御アンプの出力端にはローパスフィルタが接続され、上記ローパスフィルタの出力信号が、可変圧縮器の出力となるとともに、RMS検出器、EXP関数回路を経て電圧制御アンプの制御電圧となる請求項7記載の可変圧縮器。伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器であって、上記伝送されてくる信号を制御電圧に応じ増幅して出力信号とする電圧制御アンプと、上記伝送されてくる信号の二乗平均平方根をとることにより上記出力信号の実効値を得るRMS検出器と、上記RMS検出器で得られる出力信号の実効値を指数関数の値に変換し上記電圧制御アンプの制御電圧とするEXP関数回路と、を有する可変伸張器。伝送されてくる信号は電圧制御アンプに入力されるとともにローパスフィルタに入力され、上記ローパスフィルタの出力信号が、可変伸張器の出力となるとともに、RMS検出器、EXP関数回路を経て電圧制御アンプの制御電圧となる請求項9記載の可変伸張器。本発明は、上に述べた従来技術の課題を解決すること、すなわち、いわゆるコンパンダを備えたアナログ信号伝送システムにおいて、ノイズや異音を発生することなくブリージングノイズをより効果的に低減することを目的とする。本発明はまた、上記アナログ信号伝送システムに好適な可変圧縮器および可変伸張器を得ることを目的とする。本発明に係るアナログ信号伝送システムは、送信側にアナログ信号の圧縮器を備え、受信側に上記圧縮器で圧縮されたアナログ信号を伸張する伸張器を備えたアナログ信号伝送システムであって、上記圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮するように上記入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器であり、上記伸張器は、上記圧縮器により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器であることを最も主要な特徴とする。送信側に圧縮器を、受信側に伸張器を備えていることによって、伝送路から侵入するノイズ要因によるノイズを低減することができるとともに、上記圧縮器を入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器とし、上記伸張器を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器として段階的な変曲点をなくしたことにより、ノイズやイオンを発生することなく、ブリージングノイズを効果的に低減することができる。以下、本発明に係るアナログ信号伝送システム、可変圧縮器および可変伸張器の実施例について説明する。本発明は、ダイナミックレンジの可変圧縮器および可変伸張器を用いることによりブリージングノイズを効果的に軽減することを実現している。可変圧縮器に入力される大きな振幅の信号は可変圧縮器で高度に圧縮される。大きな振幅のオーディオ信号の再生音は、動的ノイズがある程度大きくても、マスキング効果によって聞き手にとっては気にならない。逆に、小さな振幅のオーディオ信号は、圧縮率が高いと、信号レベルとノイズレベルの差が小さく、その再生音はマスキング効果も期待することができないため、動的ノイズが顕著になる。しかし、オーディオ信号の振幅が小さい場合、圧縮率を低くすると動的ノイズは発生しにくく、ブリージングノイズは低減される。そこで、本発明では、送信側の圧縮器は、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮し、入力信号の振幅が小さい場合は圧縮率を低くするように、上記入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮する可変圧縮器とした。また、受信器側の伸張器は、伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張する可変伸張器とした。本発明における圧縮器は、1次関数と指数関数の合成関数になる。圧縮器の入力をx、出力をyとすると、出力yは、y=x-BexpC1の式で表される。A,B,Cは任意の定数である。信号のレベルが低下し、yが-∞に近づいたとすると、上記1式はy=xCの一次式に近似される。上記信号のレベルが増大し、y<<Bexpの関係になると、y=1/A×lnxC/Bの式に近似される。この式によれば、xを∞に近づけると対数発散をする。これは緩やかな発散であり、入力に対して出力が微増し、よって、制限回路として機能する。この特性は、無線オーディオシステム、例えばワイヤレスマイクロホンシステムに適している。各国の電波法により、FMの変調度が規制されているからである。オーディオ信号の振幅の最大値は、そのまま変調度の最大値になり、想定以上の振幅の信号が入力しても、ある一定の振幅に抑える制限回路として機能する。本発明で用いられる可変圧縮器および可変伸張器は、圧縮率および伸張率が連続的に変化する指数関数で制御される。したがって、圧縮率および伸張率に、特許文献1記載の発明に見られるような変曲点を伴わないため、圧縮器と伸張器とで変曲点が異なることによる圧縮伸張の変換誤差を生じることはない。まず、図1を参照しながら、本発明に係るアナログ信号伝送システムの実施例の概要を説明する。図1において、入力装置101からアナログ信号が入力される。アナログ信号の例としてオーディオ信号があり、オーディオ信号の入力装置としては様々の音源装置、例えば、人間の声や楽器の音声などをとらえて電気音響変換するマイクロホン、CDプレーヤやMP3プレーヤなどの各種オーディオ機器がある。図1に記載されているシステムの例は、音源装置101をマイクロホンと想定すると、ワイヤレスマイクロホンシステムを構成しているものと考えることができる。入力装置101の出力信号は、プリエンファシス回路102を経て可変圧縮器103に入力されるように接続されている。プリエンファシスとは、伝送路固有の高域における周波数減衰特性に応じて、伝送前の信号の高域周波数を増幅し、伝送後の信号のSN比信号対雑音の比率を改善する方法である。時定数が50μsの場合、1kHzの信号振幅に対して、15kHzの信号振幅は13.6dBであるが、通常、信号振幅がどのレベルでも、15kHzのときの信号振幅13.6dBが維持される。したがって、仮に1kHzで最大周波数変調を設定すると、15kHzでは過変調になる。しかし、図1に示す例のように、入力装置101と可変圧縮器103の間にプリエンファシス回路102を置くと、高域周波数における大きい振幅の信号は制限回路の影響を受け、小さい振幅の信号は制限回路の影響を受けない。これは、信号伝送路において、信号の振幅が大きい場合、プリエンファシスの効果はないが、過変調を防ぎ、信号の振幅が小さい場合、プリエンファシスの効果が十分に得られることを意味している。このように、高域周波数の大きい振幅の信号領域はSN比を犠牲にすることになるが、上記信号領域における歯擦音を取り除くのに有効である。歯擦音とは、さしすせそなどの発音のときに発生するノイズのことをいう。歯擦音をなくすために、一般的には高域制限回路が設けられるが、本実施例によれば、プリエンファシス回路102を置くことによって、歯擦音の除去効果も得られる。可変圧縮器103は、アナログ信号であるオーディオ信号のダイナミックレンジを圧縮するもので、本実施例における可変圧縮器103は信号強度に依存して圧縮率を可変するようになっている。可変圧縮器103の入力信号xに対して出力信号yは前記1式で得るようになっていて、この1式に対応する入力信号xと出力信号yの関係を、図2に符号201~203を付した実線で示している。可変圧縮器103は、入力信号の振幅に応じて指数関数的に可変圧縮するように構成されていて、入力信号の振幅が大きい場合には上記入力信号を高度に圧縮する。したがって、符号201~203で示す実線は1式に対応した曲線になっていて、可変圧縮器103の入力信号Xの振幅が減少すると、前述のように、上記1式はy=xCに近似される。可変圧縮器103の入力信号xの振幅が増大すると、前述のように、y=1/A×lnxC/Bの式に近似される。可変圧縮器103の圧縮率をCRCompressionRateとすると、CR=1/1ABexpAyの式で表すことができる。可変圧縮器103の最大出力信号をymaxとし、定数A,Bを任意に設定することで、1/N=1/1ABexpAymaxとなり、可変圧縮器103は、圧縮率1:1から1:Nまでを可変する圧縮器となる。図1において、可変圧縮器103で圧縮されたオーディオ信号はトランスミッター104で変調されてアンテナ105から送信されるように構成されている。トランスミッター104は、オーディオ信号をRF信号高周波信号でFM変調するもので、変調されたRF信号が、トランスミッター104の負荷であるアンテナ105から空中線106に放出される。トランスミッター104の変調方式は任意で、FM方式に限られるものではない。入力装置101からアンテナ105までを信号の送信側とする。送信側から受信側に向かう信号の伝送系は、図示の例では電磁波を伝送する空中線106となっているが、単純な有線による伝送ライン、赤外線によるワイヤレスライン、その他の伝送系の中から任意の伝送方式を選択することができる。アンテナ105で電磁波に変換され、空中線106に放出された上記電磁波は受信側のアンテナ107でとらえられ、アンテナ107はとらえた電磁波を電気信号に変換する。この電気信号は微弱であり、レシーバー108でRF増幅され、さらにRF信号がFM検波されてアナログ信号であるオーディオ信号に復調される。復調されたオーディオ信号は適切な信号レベルに増幅され可変伸張器109に入力される。可変伸張器109は、オーディオ信号のダイナミックレンジを伸張するもので、本実施例における可変伸張器109は、上記可変圧縮器103により圧縮されて伝送路を伝送されてくる信号をその振幅に応じて指数関数的に可変伸張するものである。換言すれば、可変伸張器109は、可変圧縮器103の逆関数回路になっている。可変伸張器109の入力xに対する出力yは、図3に実線303で示す曲線のようになる。実線303で示す曲線は、以下の式y=xBexp-C2に対応する。可変伸張器109の入力信号xの振幅が減少すると、上記2式はy=x-Cに近似される。可変伸張器109の入力信号xの振幅が増大すると、y=BexpAx-Cの式に近似される。可変伸張器109の伸張率をERとすると、ER=1ABexpAxの式で表すことができる。可変伸張器109の最大入力信号をxmaxとし、定数A,Bを任意に設定することで、N=1ABexpAxmaxとなり、可変伸張器109は、伸張率1:1からN:1までを可変する伸張器となる。可変伸張器109で伸張されたオーディオ信号は、ディエンファシス回路110により、前記プリエンファシス回路102で増幅された高域の信号部分が元の振幅レベルに補正される。したがって、ディエンファシス回路110はプリエンファシス回路102の逆関数になるように設定されている。ディエンファシス回路110を経たオーディオ信号は、出力装置111に入力される。出力装置111は、スピーカなどのオーディオ機器あるいはオーディオ機器に出力するためのインターフェイス、例えば、ミキサーコンソール、記録媒体あるいは記録媒体の駆動装置などである。アンテナ107から出力装置111までを、本明細書では受信側という。図2に示す可変圧縮器103の入出力特性についてさらに説明する。ここでは入力と出力のレベルをdBデシベルを単位として表している。点線204で表す線は圧縮率を1:1とした場合を示しており、よって直線である。可変圧縮器103の入出力特性を示す符号201,202,203を付した曲線と圧縮率1:1の場合の入出力特性を示す直線204は1点で交わっており、この交点を符号202で表している。この交点202では、可変圧縮器103から可変伸張器109に至る信号伝送系を通して信号の振幅レベルが変化しない、すなわち減衰もせず増大もしない。符号201,202,203を付した曲線の上記交点202よりも高い方に延びている部分符号201を付している部分では、圧縮率1:1の入出力特性を示す直線204よりも出力が小さくなっているため、入力信号の振幅を減衰させて出力することになる。逆に、符号201,202,203を付した曲線の上記交点202よりも低い方に延びている部分は、入力信号の振幅を増幅して出力することになる。このように、上記交点202よりも入力信号レベルの高い符号201で示される領域は緩やかな曲線を描きながら緩やかに上昇している。これは、大きな振幅の入力信号に対しては出力信号の振幅を制限していることを意味している。逆に、符号201,202,203を付した曲線の上記交点202よりも入力信号レベルが低下するにしたがって、上記曲線の傾きが圧縮率1:1の直線204の傾きに近づいていく。これによって、前述のブリージングノイズの低減効果を得ることができる。次に、図3に示す可変伸張器109の入出力特性についてさらに説明する。ここでも入力と出力のレベルをdBデシベルを単位として表している。点線304で表す線は伸張率を1:1とした場合を示しており、よって直線である。符号301,302,303を付した実線で示す曲線は可変伸張器109の入出力特性を示しており、可変圧縮器103の入出力特性に対して逆関数で表される。したがって、図2と図3を重ね合わせると、直線204と直線304が重なり、可変圧縮器103の入出力特性を表す符号201,202,203を付した曲線203と可変伸張器109の入出力特性を表す符号301,302,303を付した曲線が上記直線204、304に対して線対称になっている。図3において、符号301,302,303を付した曲線と直線304が点302で交わっている。この交点302では、可変圧縮器103から可変伸張器109に至る信号伝送系を通して信号の振幅レベルが変化しない、すなわち減衰もせず増大もしない。符号301,302,303を付した曲線の上記交点302よりも高い方に延びている部分符号301を付している部分では、可変伸張器109が入力信号の振幅を指数関数的に増大させる。逆に、符号301,302,303を付した曲線の上記交点302よりも低い方に延びている部分では、可変伸張器109が入力信号の振幅を減衰させている。このように、可変伸張器109は、伝送されてくる信号のダイナミックレンジを、交点302を中心として片方には伸張し他方には減衰させるように、信号の振幅に応じて指数関数的に可変伸張する。次に、可変圧縮器103の内部構成を、図4を参照しながら説明する。図4において、入力端子401から入力されるオーディオ信号は、電圧制御アンプ以下VCAという402、アンプ403、ローパスフィルタ404を経て出力端子405から出力されるようになっている。ローパスフィルタ404を経た出力信号は、RMS検出器406、DCアンプ直流アンプ407、EXP関数回路408、DCアンプ409を経てVCA402にフィードバックされるように接続されている。このように、可変圧縮器103は、入力端子401から入力されるオーディオ信号を、フィードバック制御電圧で制御されるVCA402とアンプ403によって増幅する。VCA402は、その利得をフィードバックされる信号に対応して制御する。アンプ403の静利得は任意に設定される定数C1で決定される。ローパスフィルタ404は、オーディオ信号として不要な高い周波数の信号を除去する。ローパスフィルタ404の出力信号は、出力端子405とRMS検出器406に分岐して出力される。RMSとは、二乗平均平方根のこと、すなわち、もとの値を2乗した上で相加平均し平方根をとったものを意味する。RMS検出器406は、オーディオ信号の実効値を検出し、直流の対数電圧に変換する。DCアンプ407は、RMS検出器406による検出電圧の極性を反転し、任意の定数Aで示される値に増幅する。EXP関数回路408は、指数関数の制御を行う部分であって、DCアンプ407の出力を指数関数の値に変換し、かつ、その値を任意の定数Bで示される値に増幅する。DCアンプ409は、EXP関数回路408の出力信号の極性を反転させ、また、任意の定数C2で示される値をEXP関数回路408の出力信号に加算する。上記任意の定数C1とC2を合計した値が任意定数Cである。可変伸張器109の内部構成を図5に示す。図5において、入力端子501から入力されるオーディオ信号はVCA507とアンプ508を経て出力端子509から出力されるとともに、以下のようなフィードフォワード回路によるフィードフォワード信号によって可変伸張するように構成されている。フィードフォワード回路を用いた理由は、送信側の可変圧縮器103に用いられているフィードバック回路をそのまま利用できるからである。前記レシーバー108で受信され復調されて入力端子501から入力されるオーディオ信号は、VCA507とローパスフィルタ502に入力される。ローパスフィルタ502はオーディオ信号として不要な高域周波数の信号を除去する。ローパスフィルタ502の出力はRMS検出器503に入力され、RMS検出器503はオーディオ信号の実効値を検出し直流の対数電圧に変換する。RMS検出器503の出力信号はDCアンプ504に入力され、DCアンプ504は信号の極性を反転するとともに任意の定数Aで示される値に増幅して、EXP関数回路505に入力する。EXP関数回路505は指数関数の制御を行うもので、DCアンプ504の出力信号を指数関数の値に変換し、かつ、その値を任意の定数Bで示される値に増幅する。EXP関数回路505の出力信号はDCアンプ506に入力される。DCアンプ506の構成は、前記可変圧縮器103におけるDCアンプ409と異なっていて、EXP関数回路505の出力信号を極性反転することなくVCA507に入力するように構成されている。また、DCアンプ506は、任意の定数C2で示される値をEXP関数回路505の出力から減算して出力する。VCA507は、DCアンプ506から入力される制御電圧によって利得が制御され、入力端子501から入力される入力信号を上記利得にしたがって増幅し、アンプ508に入力する。アンプ508の静利得は任意の定数C1を決定する。上記定数C1とC2を合計したものが任意の定数Cである。アンプ508の出力が可変伸張器109の出力として端子509から出力される。可変圧縮器103の具体的な回路例を図6に示す。図6において、符号401,405は、図4に示す入力端子401、出力端子405に対応している。図6において、図4の各ブロックで示す構成部分に対応する構成部分を破線で囲ったブロックで表すとともに、図4と図6において同じブロックには共通の符号を付した。VCA402の主体をなす集積回路601とRMS検出器406の主体をなす集積回路605としてTHAT4320を用いている。入力端子401に入力されるオーディオ信号は前述のフィードバック制御回路によるフィードバック制御電圧で制御されるVCA402とアンプ403によって増幅される。アンプ403はオペアンプ603を主体としてなり、反転増幅器を構成している。VCA402を構成する集積回路601の入力抵抗602の値をR602、オペアンプ603の帰還抵抗604をR604とすると、静利得である任意定数C1は、C1=R604/R602で決定される。アンプ403の後段につながれているローパスフィルタ404は、22kHz以上の帯域外の信号を除去する。RMS検出器406は、検出したオーディオ信号の実効値を直流電圧に変換する。RMS検出器406の集積回路605は、入力抵抗606で検出した電圧を対数電圧に変換する。変換式は、Vrms=0.006×y-Dである。Vrmsは変換電圧、Dは任意定数で抵抗606の値と集積回路605で決まる定数デシベルである。また、集積回路605の時定数は集積回路605に接続されているコンデンサ607の容量で決定される。オーディオ周波数帯域を扱う場合は、上記時定数は約32msに設定される。DCアンプ407はオペアンプ608を主体とする反転アンプである。オペアンプ608の入力抵抗609の値をR609、帰還抵抗610の値をR610とすると、DCアンプ407の増幅率である任意定数A ́は、A ́=R610/R609で決定される。EXP関数回路408の式は、Vo=B ́exp-Viで表される。EXP関数回路408はトランジスタの指数関数特性を利用した回路である。トランジスタは温度変化によって特性が変化する。この特性の変化を補正するために、同等の特性を有する二つのトランジスタ612,613を使用し、これらのトランジスタを熱結合している。EXP関数回路408の入力側にはオペアンプ611が配置されている。オペアンプ611で構成されている回路は、温度補償に依存する電圧シフト回路である。EXP関数回路408の出力側にはオペアンプ614が配置されている。オペアンプ614で構成されている回路は、EXP関数回路を構成する基本的な回路である。オペアンプ611の入力抵抗616の値をR616、オペアンプ614の帰還抵抗617の値をR617、抵抗616に印加される電圧615をVbとすると、任意定数B ́はB ́=R617/R616×Vbで決定される。DCアンプ407の出力信号は抵抗618を経てEXP関数回路408のトランジスタ612のベースに入力される。トランジスタ612のベースにはまた抵抗619を経て適宜の電圧が印加される。抵抗618と抵抗619は物理定数を補正する分圧抵抗である。DCアンプ409は、EXP関数回路408の出力信号を入力とし、これに任意定数C2 ́の利得分の電圧を加算する回路である。DCアンプ409を構成するオペアンプ620の非反転入力端子に抵抗621を経てEXP関数回路408の出力信号が入力される。オペアンプ620の上記非反転入力端子には電圧源624から抵抗623を介して電圧が印加される。上記抵抗622の値をR622、抵抗623の値をR623、電圧源624の電圧をVcとすると、任意定数C2 ́は、C2 ́=R622/R623Vcで決定される。VCA402を構成する集積回路601は、DCアンプ409の出力信号で制御される。DCアンプ409による集積回路601の制御電圧定数は、0.006/dBで決定される。次に、図7に示す可変伸張器の具体的な電気回路例について説明する。図7において、ローパスフィルタ502、RMS検出器503、DCアンプ504、EXP関数回路505に関しては、前記可変圧縮器におけるローパスフィルタ404、RMS検出器406、DCアンプ407、EXP関数回路408と同じ構成の回路を使用している。前記レシーバー108によって受信され復調されたオーディオ信号は、入力端子501から入力され、ローパスフィルタ502とVCA507に分岐して入力される。ローパスフィルタ502は、帯域外である22kHz以上の周波数の信号を除去してRMS検出器503に入力する。RMS検出器503は、検出したオーディオ信号の実効値を直流の対数電圧に変換する。この変換式は、Vrms=0.006×x-Dである。任意数Dの値は、集積回路701と抵抗702の値によって決まる。また、集積回路701の時定数は集積回路701に接続されているコンデンサ703の値によって決まる。DCアンプ504は、オペアンプ704を主体とする反転アンプである。オペアンプ704の入力抵抗705の値をR705、帰還抵抗706の値をR706とすると、オペアンプ704の増幅率である任意定数A ́は、A ́=R706/R705で決定される。EXP関数回路505の出力Voは、Vo=B ́exp-Viで表される。EXP関数回路505は、温度補償するために、同じ特性の2つのトランジスタ708,709を直列的に接続している。EXP関数回路505はまた2つのオペアンプ707,710を備えている。オペアンプ707が構成している回路は温度補償に依存する電圧シフト回路である。EXP関数回路505の出力側に接続されているオペアンプ710が構成している回路はEXP関数回路を構成する基本的な回路である。電圧源711から抵抗712を経てオペアンプ707の反転入力端子に電圧が印加されるようになっている。上記抵抗712の値をR712とし、電圧源711の電圧をVbとする。他方のオペアンプ710はトランジスタ709とEXP関数回路505の出力端との間に接続されている。オペアンプ710の帰還抵抗713の値をR713とする。EXP関数回路505の任意定数B ́はB ́=R713/R712Vbで決定される。DCアンプ504の出力信号は抵抗714を経てEXP関数回路505のトランジスタ708のベースに入力される。トランジスタ708のベースにはまた抵抗715を経て適宜の電圧が印加される。抵抗714と抵抗715は物理定数を補正する分圧抵抗である。DCアンプ506は、EXP関数回路505の出力から任意定数C2 ́の利得分の電圧を減算する。DCアンプ506を構成するオペアンプ716の非反転入力端子に抵抗718を経てEXP関数回路505の出力信号が入力される。オペアンプ716の上記非反転入力端子には適宜の電圧源から抵抗719を介して電圧が印加される。オペアンプ716の反転入力端子には抵抗717を経て電圧源721から電圧が印加される。オペアンプ716の出力端子と反転入力端子との間に帰還抵抗720が接続されている。上記抵抗717の値をR717、抵抗718の値をR718、抵抗719の値をR719、抵抗720の値をR720、電圧源721の電圧をVc、R720=R718、R719=R717とすると、DCアンプ506の出力Voは、Vo=Vi-R720/R719Vc=Vi-C2 ́となる。任意定数C2 ́は、C2 ́=R720/R719Vcで決定される。VCA507を構成する集積回路722は、DCアンプ506の出力信号で制御される。DCアンプ506による上記集積回路722の制御電圧定数は、0.006/dBで決定される。入力端子501から入力されるオーディオ信号は、VCA507を構成する集積回路722に抵抗723を経て入力される。この抵抗723と、アンプ508の主体をなすオペアンプ724の帰還抵抗725によって、オペアンプ724は反転アンプを構成するように接続されている。上記抵抗723の値をR723、抵抗725の値をR725とすると、VCA507とアンプ508を併せた静利得である任意定数C1は、C1=R725/R723で決定される。"