"ローアーム側スイッチング素子41に直列に接続されてインバータ4Uに設けられたハイアーム側スイッチング素子42の動作を制御するハイアーム制御回路33に対して動作電源を与えるブートコンデンサ32を電源回路30で充電するブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン/オフを繰り返し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間Twmin以上である、ブートコンデンサの充電方法。前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子41及び前記ハイアーム側スイッチング素子42の直列接続を複数備え、前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ32が複数存在し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、相同士で排他的に設けられ、全ての前記期間は、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間Twmin以上である、請求項1記載のブートコンデンサの充電方法。前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、前記インバータの負荷6のインダクタンスLと、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値ILとの積を前記負荷の線間誘導起電圧V2で除した値未満である、請求項1又は請求項2記載のブートコンデンサの充電方法。ローアーム側スイッチング素子41に直列に接続されてインバータ4Uに設けられたハイアーム側スイッチング素子42の動作を制御するハイアーム制御回路33に対して動作電源を与えるブートコンデンサ32を電源回路30で充電するブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン/オフを繰り返し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、前記インバータの負荷6のインダクタンスLと、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値ILとの積を前記負荷の線間誘導起電圧V2で除した値未満である、ブートコンデンサの充電方法。前記電源回路30との間で前記ブートコンデンサ32には直列にブート抵抗36が接続され、前記電源回路の出力電圧V1が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧Vbの最低値Vbm以上となる範囲における前記電源回路の出力電流I1の平均値の最大値I1Mと、前記ブート抵抗の抵抗値R1との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティDとして設定し、前記ブート抵抗の抵抗値R1と前記ブートコンデンサの容量値C2との積τ’を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数τとし、前記最低値の前記出力電圧に対する比Vbm/V1を1から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さTとして採用する、請求項1乃至請求項4のいずれか一つに記載のブートコンデンサの充電方法。ローアーム側スイッチング素子41に直列に接続されてインバータ4Uに設けられたハイアーム側スイッチング素子42の動作を制御するハイアーム制御回路33に対して動作電源を与えるブートコンデンサ32をブート抵抗36を介して電源回路30で充電するブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン/オフを繰り返し、前記電源回路の出力電圧V1が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧Vbの最低値Vbm以上となる範囲における前記電源回路の出力電流I1の平均値の最大値I1Mと、前記ブート抵抗の抵抗値R1との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティDとして設定し、前記ブート抵抗の抵抗値R1と前記ブートコンデンサの容量値C2との積τ’を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数τとし、前記最低値の前記出力電圧に対する比Vbm/V1を1から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さTとして採用する、ブートコンデンサの充電方法。前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子41及び前記ハイアーム側スイッチング素子42の直列接続を複数備え、前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ32が複数存在し、前記複数のブートコンデンサに対応する前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONが相同士で互いに排他的に設けられる、請求項4乃至請求項6のいずれか一つに記載のブートコンデンサの充電方法。前記前置充電期間と前記通常動作期間との間に、前記ローアーム側スイッチング素子41及び前記ハイアーム側スイッチング素子42のいずれもがオフする休止期間を設ける、請求項1乃至請求項7のいずれか一つに記載のブートコンデンサの充電方法。しかしながら、単に時間をずらせてローアーム側スイッチング素子のみを導通させても、これが導通するデューティ以下、単に導通デューティと称すが小さければ、直流電源からの充電電流を大きくしなければブートコンデンサを十分に充電できない。しかしながらローアーム側スイッチング素子の損失を増大させず、あるいは直流電源の出力電圧を低下させないためには直流電源からの充電電流は小さくしなければならない。よって本願はローアーム側スイッチング素子の導通デューティに鑑みて、ブートコンデンサを充電する期間の長さを適切に設定し、以てローアーム側スイッチング素子の損失や直流電源の出力電圧の低下を回避することを目的とする。またハイアーム側スイッチング素子に短絡故障が発生していた場合、かかる短絡故障を、インバータにおいてローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間に先だって検出することが望ましい。よって本願はブートコンデンサの充電中に、当該短絡故障を検出することを目的とする。また、インバータの負荷がモータのように誘導性負荷であったとき、その誘導起電力による誘起電圧がインバータに回生する場合がある。インバータの動作を一旦停止してから、これを再起動すべくブートコンデンサを充電するとき、ローアーム側スイッチング素子が導通していることにより、誘起電圧によってローアーム側スイッチング素子に多大な電流が流れる場合が想定される。よって本願は当該ローアーム側スイッチング素子を保護することを目的とする。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法は、ローアーム側スイッチング素子41に直列に接続されてインバータ4Uに設けられたハイアーム側スイッチング素子42の動作を制御するハイアーム制御回路33に対して動作電源を与えるブートコンデンサ32を電源回路30で充電するブート充電方法である。そしてその第1の態様は、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン/オフを繰り返し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間Twmin以上である。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第2の態様は、その第1の態様であって、前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子41及び前記ハイアーム側スイッチング素子42の直列接続を複数備え、前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ32が複数存在する。そして前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、相同士で排他的に設けられ、全ての前記期間は、前記ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して前記インバータを保護するのに必要な検出最低時間Twmin以上である。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第3の態様は、その第1の態様又はその第2の態様であって、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、前記インバータの負荷6のインダクタンスLと、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値ILとの積を前記負荷の線間誘導起電圧V2で除した値未満である。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第4の態様は、前記ブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン/オフを繰り返し、前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONは、前記インバータの負荷6のインダクタンスLと、前記ローアーム側スイッチング素子の出力許容電流値ILとの積を前記負荷の線間誘導起電圧V2で除した値未満である。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第5の態様は、その第1乃至第4の態様のいずれかであって、前記電源回路30との間で前記ブートコンデンサ32には直列にブート抵抗36が接続される。そして、前記電源回路の出力電圧V1が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧Vbの最低値Vbm以上となる範囲における前記電源回路の出力電流I1の平均値の最大値I1Mと、前記ブート抵抗の抵抗値R1との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティDとして設定し、前記ブート抵抗の抵抗値R1と前記ブートコンデンサの容量値C2との積τ’を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数τとし、前記最低値の前記出力電圧に対する比Vbm/V1を1から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さTとして採用する。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第6の態様は、前記ブート充電方法であって、前記インバータにおいて前記ローアーム側スイッチング素子及び前記ハイアーム側スイッチング素子が通常のスイッチングを行う通常動作期間よりも前の前置充電期間において、前記ハイアーム側スイッチング素子を常にオフし、前記ローアーム側スイッチング素子を介して前記電源回路によって前記ブートコンデンサを充電し、前記前置充電期間において、前記ローアーム側スイッチング素子はオン/オフを繰り返し、前記電源回路の出力電圧V1が前記ブートコンデンサに充電すべき電圧Vbの最低値Vbm以上となる範囲における前記電源回路の出力電流I1の平均値の最大値I1Mと、前記ブート抵抗の抵抗値R1との積を、前記出力電圧で除した値以下の値を前記ローアーム側スイッチング素子の導通デューティDとして設定し、前記ブート抵抗の抵抗値R1と前記ブートコンデンサの容量値C2との積τ’を前記導通デューティで除した値を前記ブートコンデンサの実効的な充電時定数τとし、前記最低値の前記出力電圧に対する比Vbm/V1を1から引いた値の逆数の自然対数に、前記実効的な充電時定数を乗じた値以上の値を、前記前置充電期間の長さTとして採用する。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第7の態様は、その第4乃至第6の態様のいずれかであって、前記インバータは、複数の相に対応して前記ローアーム側スイッチング素子41及び前記ハイアーム側スイッチング素子42の直列接続を複数備え、前記複数の相に対応して前記ブートコンデンサ32が複数存在する。そして前記複数のブートコンデンサに対応する前記ローアーム側スイッチング素子がオンする期間TONが相同士で互いに排他的に設けられる。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第8の態様は、その第1乃至第7の態様のいずれかであって、前記前置充電期間と前記通常動作期間との間に、前記ローアーム側スイッチング素子41及び前記ハイアーム側スイッチング素子42のいずれもがオフする休止期間を設ける。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第1の態様によれば、通常運転を開始する前のブートコンデンサの充電中においても、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障が検出できる。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第2の態様によれば、電源回路からの出力電流を抑制し、その出力電圧の低下を回避し易い。負荷が誘導性である場合にも、短絡電流の検出を容易にし、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障の検出を正確にする。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第3、第4の態様によれば、負荷の駆動停止後に直ちに再起動する場合、負荷の線間誘起電圧に基づいて流れる電流からインバータを保護することができる。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第5、第6の態様によれば、ローアーム側スイッチング素子の損失や直流電源の出力電圧の低下を回避する。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第7の態様によれば、電源回路からの出力電流を抑制し、その出力電圧の低下を回避し易い。この発明にかかるブートコンデンサの充電方法の第8の態様によれば、ローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のいずれもがオンすることを防止し、インバータに多大な電流が流れることを回避する。図1は、インバータ制御を用いて負荷を駆動する装置の構成を例示する回路図である。当該構成において下記の各実施の形態を適用することができる。交流電源1は単相で示されているが多相であってもよい。ダイオードブリッジ2は交流電源1を全波整流し、その高電位端図中と付記と低電位端図中-と付記との間に直流電圧を出力する。ダイオードブリッジ2の高電位端と低電位端との間には相互に並列にインテリジェントパワー回路5U,5V,5Wが接続されている。インテリジェントパワー回路5U,5V,5Wはそれぞれ出力線7U,7V,7Wを備えており、これらは三相U相、V相、W相の負荷6に接続されている。もちろん、負荷6の相数に応じてインテリジェントパワー回路の数を適宜に増減することができる。ここではインテリジェントパワー回路5U,5V,5WはそれぞれU相、V相、W相に対応して動作する。図1ではインテリジェントパワー回路5Uについてのみその内部が開示されているが、インテリジェントパワー回路5V,5Wについてもこれと同様に構成されている。インテリジェントパワー回路5U,5V,5Wは、例えばインテリジェントパワーデバイスとしてモジュール化される場合がある。インテリジェントパワー回路5Uは、インバータ4Uと、インバータ4Uの動作を制御するインバータ制御回路3Uとを備える。インバータ4Uはローアーム側スイッチング素子である絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ以下の実施の形態においてはIGBTと称す41と、ハイアーム側スイッチング素子であるNPN型トランジスタ42以下の実施の形態においては単にトランジスタと称すと、フリーホイールダイオード43,44を備えている。IGBT41のコレクタとフリーホイールダイオード43のカソードとが、IGBT41のエミッタとフリーホイールダイオード43のアノードとが、トランジスタ42のコレクタとフリーホイールダイオード44のカソードとが、トランジスタ42のエミッタとフリーホイールダイオード44のアノードとが、それぞれ接続されている。そしてIGBT41、トランジスタ42は出力線7Uを介してダイオードブリッジ2の高電位端と低電位端との間で相互に直列に接続されている。より詳細には、IGBT41のコレクタ及びトランジスタ42のエミッタが共通に出力線7Uに接続されている。IGBT41、トランジスタ42ではコレクタ側からエミッタ側へと電流が流れる。インバータ制御回路3Uには、制御電源回路30及びこれに並列に接続された平滑コンデンサ31から、直流電圧V1、直流電流I1が供給される。制御電源回路30は高電位端図中と付記と低電位端図中-と付記とを備える。図示を省略するが、インテリジェントパワー回路5V,5Wにおいてインバータ制御回路3Uに対応して設けられたインバータ制御回路に対しても、制御電源回路30の高電位端と低電位端が接続される。インバータ制御回路3Uはハイアーム制御回路33及びこれの動作電源を与えるブートコンデンサ32を備えている。ハイアーム制御回路33はトランジスタ42のベースに制御信号を与える。なお、IGBT41のゲートに制御信号を与えるローアーム制御回路34もインバータ制御回路3Uに備えられている。但しその動作電源については本発明と関係が薄いので、省いている。ブートコンデンサ32は出力線7Uにその一端が接続されており、その他端はブート抵抗36とダイオード35との直列接続を介して制御電源回路30の高電位端に接続されている。ダイオード35のアノード及びカソードは、それぞれ制御電源回路30の高電位端側、ブートコンデンサ32側に接続されている。図1ではダイオード35のアノードはブート抵抗36を介して制御電源回路30の高電位端に接続される態様が示されているが、ブート抵抗36とダイオード35との直列接続の順序を入れ替えてもよい。制御電源回路30の低電位端と、インテリジェントパワー回路5U,5V,5Wとの間には電流検出器8が介在して設けられている。電流検出器8はインテリジェントパワー回路5U,5V,5Wに流れる電流の値の総和を検出し、その総和についての情報をインバータ制御信号生成回路9へ伝達する。インバータ制御信号生成回路9は、インテリジェントパワー回路5Uについて言えば、IGBT41のゲート、トランジスタ42のベースに与える制御信号の元になる原制御信号を生成し、ハイアーム制御回路33やローアーム制御回路34に出力する。他のインテリジェントパワー回路5V,5Wについても同様である。このような構成において、トランジスタ42のエミッタは出力線7Uに接続されているので、ハイアーム制御回路33は出力線7Uを基準とした電源を必要とする。一方、出力線7Uにはインバータ4Uの動作時にはトランジスタ42によってダイオードブリッジ2の高電位端の電圧が伝達される期間が存在するので、トランジスタ42のベースに与えるべき制御信号としては、ダイオードブリッジ2の高電位端の電圧よりも高い電圧を与える必要がある。そこでハイアーム制御回路33へと出力線7Uの電位に対して高電位を供給するために、IGBT41をオンすることにより、IGBT41を介してブートコンデンサ32を制御電源回路30を用いて充電する。出力線7Uの電位はインバータ4Uの動作時にはダイオードブリッジ2の高電位端もしくは低電位端のいずれかの電位となる。しかしダイオード35により、ブートコンデンサ32に充電された電荷が制御電源回路30へと放電されることはない。第1の実施の形態.ブートコンデンサ32の充電の際に制御電源回路30の出力する直流電圧V1を低下させないためには、ブート抵抗36の抵抗値R1を増加させることも考えられる。しかしその場合にはブートコンデンサ32を充電する時定数が大きくなり、インバータ制御回路3Uが正常動作を行うために必要な電圧をブートコンデンサ32に充電するまでの時間が長くなってしまう。また、平滑コンデンサ31の容量値C1を大きくすると、却って直流電圧V1の変動が大きくなり、また平滑コンデンサ31の寸法が大きくなるという問題もある。本実施の形態では、インバータ4UにおいてIGBT41、トランジスタ42が、負荷6の駆動、例えば負荷がモータであった場合にはその回転のためのスイッチング本発明で通常のスイッチングと称すを行う通常動作期間よりも前に、ブートコンデンサ32を充電するための前置充電期間を設ける。前置充電期間においては、トランジスタ42を常にオフし、IGBT41を介して制御電源回路30によってブートコンデンサ32を充電する。トランジスタ42は故障している場合を除きハイアーム制御回路33が正常に動作しない限りオフしたままであるノーマリオフ。一方、IGBT41はそのエミッタが、電流検出器8を介してはいるものの、ダイオードブリッジ2の低電位端に接続されているので、ローアーム制御回路34を動作させるためにブートコンデンサを用いる必要はない。よって前置充電期間においてはその初期からIGBT41のスイッチングを任意に制御することができる。つまり前置充電期間においては、ハイアーム制御回路33が正常に動作しない状態でも、上記充電を行うことができる。通常動作期間よりも前に、前置充電期間においてブートコンデンサを充電するので、通常動作期間の当初からインバータ制御回路3Uを正常に動作させることが容易である。また前置充電期間において、トランジスタ42が故障している場合を除き常にオフしているので、負荷6が動作することなくブートコンデンサ32を充電することができる。通常動作期間では負荷6の駆動のための通常のスイッチングが行われる。なお、前置充電期間と通常動作期間との間において図示される休止期間は省略することもできる。しかし、前置充電期間の最後においてIGBT41がオンして通常動作期間の最初においてトランジスタ42がオンする場合には、両時期の境界にマージンを取らないと、インバータ4Uに多大な電流が流れて破壊される可能性もある。よって、前置充電期間と通常動作期間との間には、IGBT41、トランジスタ42のいずれもがオフする休止期間を設けることが望ましい。図2はIGBT41、トランジスタ42のスイッチングを例示するグラフである。前置充電期間において、トランジスタ42はオフのままである一方、IGBT41はオン/オフを繰り返す。IGBT41がオンするオン期間TONにおいて制御電源回路30からブートコンデンサ32に電流が供給される。よって制御電源回路30から流れる電流を低く抑えてブートコンデンサ32を充電することができ、制御電源回路30に負担を掛けにくく、またIGBT41の破壊を防ぎ易い。制御電源回路30の負担を軽減する点については第2の実施の形態で詳述する。負荷6が誘導性である場合、例えばブラシレスDCモータでは、インテリジェントパワー回路5U,5V,5Wから負荷へと電力を供給しなくても回転状態にあって、線間誘導起電圧を発生させる。このような負荷6を採用してインテリジェントパワー回路5U,5V,5Wから負荷への電力供給を停止し、再度電力供給を開始する場合を考える。この場合、ブートコンデンサ32を充電すべくIGBT41をオンすると、出力線7U,7Vあるいは出力線7U,7Wの間に生じた線間誘導起電圧によって、フリーホイールダイオード43に相当してインテリジェントパワー回路5Wに備えられたフリーホイールダイオードを介してIGBT41に多大な電流が流れ易い。よってこのように線間誘導起電圧が発生している時点でのブートコンデンサの充電に伴う過電流から、インバータ4Uを保護することが望ましい。IGBT41に流れる電流は、負荷6のインダクタンスLと線間誘導起電圧V2とを用いて、時間に対してほぼ増加率V2/Lで増加する。よってオン期間TONを用いると、当該電流はオン期間TONの終期においてTONV2/Lに達する。この値がIGBT41の許容電流値ILよりも小さいことが望ましいので、TON<LIL/V2を満足することが望ましい。このようにして、誘起電圧によってローアーム側スイッチング素子に多大な電流が流れることを回避し、以て当該ローアーム側スイッチング素子を保護できる。なお、許容電流値ILは、例えばスイッチング素子の最大定格電流値や、スイッチング素子の温度上昇値から求まる最大許容電流値などに相当する。そしてその設定の際には、安全率を見た設計マージンを設ける場合もある。第2の実施の形態.IGBT41がオンすると、制御電源回路30の高電位端と低電位端との間にはブートコンデンサ32とブート抵抗36とが直列に接続される。よってブートコンデンサ32の充電は、その容量値C2と、ブート抵抗36の抵抗値R1との積R1C2を時定数τ’として行われる。制御電源回路30が電圧V1を出力する前置充電期間においてIGBT41がオフしている際のブートコンデンサ32の放電を無視すると、ブートコンデンサ32の両端電圧VbはV11-exp[-T’/τ’]で求められる。但しT’はオン期間TONの前置充電期間の開始からの積算時間であり、記号exp[A]は自然対数の底ネイピア数のA乗を表す。ハイアーム制御回路33が正常に動作するためにブートコンデンサ32の両端電圧Vbに要求される電圧の最低値Vbmを導入すれば、上式から、ブートコンデンサ32に充電電流が流れる積算時間T’は-τ’ln[V1-Vbm/V1]以上必要となることが分かる。但し記号ln[B]はBの自然対数を示す。ブートコンデンサ32の充電においてブートコンデンサ32に流れ得る電流の最大値はV1/R1となる。一方、制御電源回路30の出力する直流電流I1の平均値は上限値I1M以下とすることが望ましい。ここで上限値I1Mは、直流電流I1が増加することで直流電圧V1が低下しても、ブートコンデンサ32を充電することができる範囲で流し得る即ちV1≧Vbmとなる直流電流I1の平均値の最大値である。上限値I1MがV1/R1よりも小さければ、前置充電期間においてIGBT41がオフする期間を定める必要がある。換言すればIGBT41の導通デューティDこれはIGBT41のオン/オフ周期に対するオン期間TONの比であり、またオン期間の前置充電期間における総和の、前置充電期間に対する比でもあるの最大値を定める必要がある。さもないと、制御電源回路30に多大な電流負荷が掛かり、オン期間TONにおいてブートコンデンサ32の充電に必要な電流が制御電源回路30から得られず、あるいは出力電圧V1が低下する可能性があるからである。直流電流I1の平均値の最大値は導通デューティDを導入してDV1/R1で求められ、これが上限値I1Mより小さいことが望ましいのであるから、導通デューティDの最大値はI1M/V1/R1で求められる。図3は時間tの経過による電流I1の平均値I0及びブートコンデンサ32の両端電圧Vbの振る舞いを示すグラフである。時間tは、IGBT41がオンする時刻を基準値0に採っている。曲線L0,L1はそれぞれコンデンサ32の両端電圧Vb及び平均値I0を示し、いずれも上限値I1Mが値V1/R1よりも大きい場合である。この場合、I1M/V1/R1>1≧Dであるので、D=1としても制御電源回路30の負担が過大とならず、よって直流電圧V1が最低値Vbm以下になる可能性も低い。よって本実施の形態を適用することなくブートコンデンサ32を適切に充電することができる。曲線L0,L1はD=1の場合に相当し、両端電圧Vbは時間の経過と共に上昇して積算時間T’において最低値Vbmに到達し、更に上昇して出力電圧V1>Vbmに至る。平均値I0ここではD=1であるので平均値I0は直流電流I1と理想的には一致するは時間の経過と共に値V1/R1から低下する。曲線L2,L3はそれぞれ両端電圧Vb及び平均値I0を示し、いずれも上限値I1Mが値V1/R1よりも小さい場合である。この場合、上述のようにI1M/V1/R1≧Dとなるように導通デューティDを設定することが望ましい。時間の経過と共に平均値I0はDV1/R1から低下し、両端電圧VcはT’/Dにおいて最低値Vbmに到達し、更に上昇して出力電圧V1に至る。よって、前置充電期間の長さTはT’/D以上必要であり、即ちτln[1-Vbm/V11]以上必要である。ここで実効的な充電時定数τ=τ’/Dを採用した。具体的には長さTの最小値は下記のようにして求められる。導通デューティDを制御電源回路30の出力電圧V1とブート抵抗36の抵抗値R1との積を電流I1の上限値I1Mで除した値以下に設定する。そして実効的な充電時定数τとして、ブートコンデンサ32の容量値C2と抵抗値R1との積R1C2を、上記のように設定された導通デューティDで除した値を求める。そしてブートコンデンサ32に充電すべき電圧Vbの最低値Vbmの、制御電源回路30の出力電圧V1に対する比Vbm/V1を、1から引いて値1-Vbm/V1を求める。その逆数1-Vbm/V11の自然対数に、実効的な充電時定数τを乗じて、前置充電期間の長さTの最小値が求められる。即ち当該長さTはその最小値以上であればよい。このようにしてローアーム側スイッチング素子の導通デューティDに鑑みて、ブートコンデンサ32を充電する期間の長さを適切に設定し、以てローアーム側スイッチング素子の損失や、直流電源たる制御電源回路30の出力電圧V1の低下を回避することができる。例えば、制御電源回路30の出力する直流電圧V1が15ボルトであり、上限値I1Mが0.1アンペアである場合を想定する。ブート抵抗36の抵抗値R1が15オーム、ブートコンデンサ32の容量値C2が10マイクロファラッドとすると、導通デューティDの最大値は0.1、充電時定数τ’は1.5×104秒となる。よって充電時定数τの最小値は1.5ミリ秒である。ブートコンデンサ32を14ボルトまで充電した場合には前置充電期間の長さTの最小値は充電時定数τの-ln1-14/15倍となり、4.06ミリ秒となる。つまり電流I1の平均値を上限値I1M以下とする限りにおいて、前置充電期間の長さTは4.06ミリ秒以上に設定することが望ましい。なお、長さTが最小となるのは、導通デューティDが最大値I1M/V1/R1を採るときであるので、このときにはτ=τ’/D=R1C2/I1MR1/V1=V1C2/I1Mとなり、実効的な充電時定数τの最小値はブート抵抗36の抵抗値R1には依存しない。またここでは簡単のため、充電時のダイオード35による電圧降下はないものとして説明を行なったが、実際には充電電流が流れることによる電圧降下Vfが発生する。よって上式においてV1をV1-Vfへ置換することで、より正確な値を求めることができる。第3の実施の形態.インテリジェントパワー回路5UにおけるIGBT41、トランジスタ42の上述の動作は、他のインテリジェントパワー回路5V,5Wにおいても採用することができる。但し、異なる相に対応して設けられた、即ちインテリジェントパワー回路5Uのブートコンデンサ32、及びこれに相当してインテリジェントパワー回路5V,5Wに設けられるブートコンデンサに関しては、前置充電期間が排他的であることが望ましい。既述のように、制御電源回路30はインテリジェントパワー回路5Uのみならず、インテリジェントパワー回路5V,5Wにも接続されている。そしてこれらの備えるブートコンデンサの充電電流を供給するので、相毎に前置充電期間を排他的にすることにより、制御電源回路30の出力する直流電流I1を抑制し、出力する直流電圧V1の低下を回避し易い。図4はインテリジェントパワー回路5U,5V,5Wにおけるローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子のスイッチングを例示するグラフである。インテリジェントパワー回路5Uのローアーム側スイッチング素子及びハイアーム側スイッチング素子はそれぞれIGBT41、トランジスタ42に相当する。インテリジェントパワー回路5U,5V,5Wについての前置充電期間TU,TV,TWをそれぞれ排他的に設けることにより、直流電圧V1の低下を回避しつつ、それぞれに設けられたブートコンデンサを通常動作期間前に充電する。よって通常動作期間の当初からインバータ制御回路3Uを正常に動作させることが容易である。なお、前置充電期間TV,TWはインテリジェントパワー回路5Uにとっての休止期間であると把握することもできるし、前置充電期間TWはインテリジェントパワー回路5Vにとっての休止期間であると把握することもできる。なお、第2の実施の形態で説明したように、また図4でも図示されるように、導通デューティDが設定され、オン期間TONが前置充電期間よりも小さく、ローアーム側スイッチング素子が前置充電期間中で離散的にパルス状に導通する場合がある。この場合、必ずしも前置充電期間TU,TV,TWを排他的に配置する必要はなく、ローアーム側スイッチング素子のオン期間が相同士で互いに排他的に設けられれば、直流電圧V1の低下を回避しつつ、それぞれに設けられたブートコンデンサを通常動作期間前に充電できる。図5は、インテリジェントパワー回路5Uのローアーム側スイッチング素子IGBT41がオンする一対のタイミングの間において、インテリジェントパワー回路5Vのローアーム側スイッチング素子やインテリジェントパワー回路5Wのローアーム側スイッチング素子がそれぞれ一回ずつパルス状にオンする場合が例示される。もちろん、インテリジェントパワー回路5U,5V,5Wのそれぞれの特性の相違に基づいて、相毎にオン期間TONの長さを設定することができる。また例えばインテリジェントパワー回路5Uのローアーム側スイッチング素子IGBT41がオンする一対のタイミングの間において、インテリジェントパワー回路5Vのローアーム側スイッチング素子やインテリジェントパワー回路5Wのローアーム側スイッチング素子が複数回パルス状にオンしてもよい。第4の実施の形態.上述の説明ではトランジスタ42が故障している場合を除いて説明したが、トランジスタ42が故障している場合、特に短絡故障が発生している場合には、IGBT41がオンすることでダイオードブリッジ2の出力側が短絡し、短絡電流が流れる。あるいは、インテリジェントパワー回路5Vのハイアーム側スイッチング素子インバータ4Uのトランジスタ42に相当に短絡故障が発生している場合、IGBT41がオンすることで負荷6を介して過電流が流れる。短絡電流や過電流からインバータ4U,4V,4Wを保護するため、電流検出器8で検出された電流以下検出電流と称すについての情報以下、簡単のため検出電流として表現するが、インバータ制御信号生成回路9へ伝達される。インバータ制御信号生成回路9は、検出電流が所定値よりも大きいか否かを検出する。検出電流はインバータ4U,4V,4Wに流れる電流の総和であるので、インバータ4U,4V,4Wのいずれにあるいは二つ以上に跨って大きな電流が流れる事象が発生しても、インバータ制御信号生成回路9は当該事象の発生を検出することができる。インバータ制御信号生成回路9は、検出電流が所定値よりも大きい期間が、ハイアーム側スイッチング素子の短絡に際して所定時間Twminよりも長いと判断される場合には、例えば、全てのトランジスタをオフにする原制御信号を出力する。これにより、過電流や短絡電流からインバータ4U,4V,4Wを保護することができる。ここでスイッチング素子の保護に必要な検出最低時間Twminは、電流検出器8に設けられるノイズ除去用フィルタの遅れ時間や、検出遅れ時間により決定される。更には、スイッチング素子にはスイッチング遅れ時間があり、スイッチング素子がオンしてもすぐには電流が増加しない。よって実際に検出電流が所定値よりも大きいことを検出するためには、ローアーム側スイッチング素子のオン時間TONは、そのスイッチング遅れも含めて設定されることが望ましい。更には、ローアーム側スイッチング素子をオンさせるためにローアーム制御回路34に入力する原制御信号は、ローアーム制御回路34での信号遅れも考慮してオン期間を設定することが望ましい。よって、前置充電期間においても、ローアーム側スイッチング素子インバータ4UのIGBT41がオンするオン期間TONを、所定時間Twmin以上例えば1μs以上に設定することにより、前置充電期間というブートコンデンサの充電中に、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障を検出できる。但し、過電流や短絡電流によるローアーム側スイッチング素子の損傷を防ぐため、過電流や短絡電流の発生時に全てのトランジスタをオフにする処理は、通常動作期間のみならず前置充電期間においても実行されることが望ましい。過電流の検出と短絡電流の検出とで、当該所定値及び所定時間を異ならせることができる。例えば過電流の検出に用いる所定値以下過電流閾値と称すを、短絡電流の検出に用いる所定値以下短絡電流閾値と称すよりも小さくすることができる。この場合、図4に示されるようにインテリジェントパワー回路5U,5V,5Wについての前置充電期間TU,TV,TWをそれぞれ排他的に設ければ、あるいは図5に示されるように相同士でオン期間TONを排他的に設ければ、いずれのインバータにおいてハイアーム側スイッチング素子に短絡が発生したかを判断することが容易となる。例えばインバータ4V,4Wのいずれのハイアーム側スイッチング素子にも短絡故障が発生し、インバータ4Uのハイアーム側スイッチング素子トランジスタ42には短絡故障が発生していない場合には、前置充電期間TUにおいて過電流閾値と短絡電流閾値との間の値を採る検出電流が検出され、前置充電期間TV,TWにおいて短絡電流閾値を越える検出電流が検出されるからである。図5に示されるように、オン期間TONが相毎に排他的に設けられる場合も同様である。例えば非特許文献1に示されるように、このような過電流閾値、短絡電流閾値、及び過電流や短絡電流の発生の有無を判断するために必要な所定時間の最小値非特許文献1にいうtoc、tsc等:例えばtoc≒5~10μs、tsc≒1μsは、インテリジェントパワー回路について個々に設定されている。上記説明から、全てのインバータにおけるローアーム側スイッチング素子に対してではなく、少なくともいずれか一つのインバータにおけるローアーム側スイッチング素子に対してオン期間TONを所定時間の最小値以上に設定すれば、全てのインバータにおけるハイアーム側スイッチング素子の短絡故障を検出できる。但し、ローアーム側スイッチング素子はパルス状にオンするので、特に負荷6がモータなどの誘導性負荷の場合にそのインダクタンスにより、異なるインバータに跨っては電流が流れにくい。よって全てのインバータにおけるローアーム側スイッチング素子に対してそれらのオン期間TONを所定時間の最小値以上に設定することが、短絡電流の検出を容易にし、ハイアーム側スイッチング素子の短絡故障の検出を正確にする観点で望ましい。"