"1つの発光素子からなり又は2以上の発光素子が直列接続された負荷回路と、第1のパルス調光信号が前記発光素子を点灯させる第1の論理のときは動作し、前記第1のパルス調光信号が前記発光素子を消灯させる第2の論理のときは動作が停止される、前記負荷回路に定電流を供給する定電流源を有する調光回路と、前記第1のパルス調光信号が前記第1の論理のときは前記定電流源に印加する第1の電圧を入力側に取り込んで第1の参照電圧と比較し、前記第1のパルス調光信号が前記第2の論理のときは入力側が接地に接続されるエラーアンプ、該エラーアンプの前記入力側と出力側の間に接続された位相補償用の第1のキャパシタ、前記エラーアンプの前記比較の結果に応じたデューティをもつPWM信号を生成するPWM変換回路、および該PWM変換回路から出力する前記PWM信号に応じて電源電圧を調整した電圧を生成して前記負荷回路に印加する電圧生成回路を含むスイッチングレギュレータと、前記第1の電圧を前記第1の参照電圧よりも高い第2の参照電圧と比較する第1の比較器、および前記第1のパルス調光信号が前記第1の論理から前記第2の論理に変化する第1のタイミング時の前記第1の比較器の比較結果と前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理の期間の長短とに応じて前記第1のパルス調光信号を遅延し又は遅延しない第2のパルス調光信号を生成する遅延回路を有し、該遅延回路から出力する前記第2のパルス調光信号が前記第1の論理のときに前記第1のキャパシタの接続がそのままとなると共に前記電圧生成回路が電圧を生成し、前記第2の論理のときに前記第1のキャパシタが回路から切り離されると共に前記電圧生成回路の電圧の生成が停止するようにしたパルス幅伸張回路とを備え、前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理の期間が第1の時間より長いとき、又は前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理が前記第1の時間より短かく且つ前記第1のタイミング時の前記第1の電圧が前記第2の参照電圧以上のときは、前記第2のパルス幅調光信号として前記第1のパルス調光信号をそのまま出力し、前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理の期間が前記第1の時間より短かく且つ前記第1のタイミング時の前記第1の電圧が前記第2の参照電圧よりも低いときは、前記第1のパルス調光信号の第1の論理の期間を第2の時間だけ延長した前記第2のパルス調光信号を出力する、ことを特徴とする発光素子駆動回路。請求項1に記載の発光素子駆動回路において、前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第1の電圧が前記第2の参照電圧以上の期間が長いほど、前記第2の時間が短縮されることを特徴とする発光素子駆動回路。請求項1又は2に記載の発光素子駆動回路において、前記エラーアンプをトランスコンダクタンスアンプに置き換えると共に前記第1のキャパシタを前記PWM変換回路の入力側と接地側との間の接続に置き換え、前記第2のパルス調光信号が前記第2の論理のとき、前記トランスコンダクタンスアンプの出力を遮断し、又は前記トランスコンダクタンスアンプの動作を停止させるようにしたことを特徴とする発光素子駆動回路。請求項1乃至3のいずれか1つに記載の発光素子駆動回路において、前記PWM変換回路と前記電圧生成回路との間に接続されるゲート手段を設け、該ゲート手段は、前記第2のパルス調光信号が前記第1の論理のとき、前記PWM変換回路の出力信号を前記電圧生成回路に入力させることを特徴とする発光素子駆動回路。近年、液晶パネルの消費電力を削減しコントラスト比を大きくするため、LEDに短い時間だけ電流を流し、可能な限りLEDを暗い状態で点灯させる動作が求められるようになってきた。このため、前述したパルス調光によりLEDの明るさを制御する際に、極端にLEDの点灯時間を短くしてもLED駆動回路が正常動作することが求められている。例えば、パルス調光信号P1の周波数を200Hzとし点灯時間H期間を全周期中の0.1程度PWMデューティ比が0.1のみ点灯させる場合、LEDの点灯時間は約5μs程度になる。一方、トランジスタM1のスイッチング周波数PWM変換回路33の昇圧PWM信号の周波数は400kHz~1MHzに設定されることが多く、仮に500kHzで動作させる場合では、その1周期は2μs程度になる。このため、LEDが点灯している時間中における昇圧型スイッチングレギュレータ30のスイッチングは2回程度しか行えないことになる。図7はLEDが消灯状態から点灯状態に切り替わった際の、図6中のインダクタL1に流れる電流IL1を示したものである。パルス調光信号P1のL期間、つまりLEDが消灯している状態では、昇圧型スイッチングレギュレータ30も動作を停止しているため、インダクタL1に流れる電流IL1は0になっている。図7aに示すように、パルス調光信号P1がHに変化しLEDが点灯状態に切り替わると、インダクタL1の電流IL1もトランジスタM1のスイッチングごとに徐々に増加していくが、図7bに示すように、パルス調光信号P1のHの期間が短く、トランジスタM1のスイッチングの回数が少ないときは、インダクタL1の電流IL1がLEDを点灯させるに十分な目標値に達する前に、パルス調光信号P1がLに変化し、トランジスタM1のスイッチングの動作が停止して、一次側電圧源34側の電力を十分に2次側LED側に送ることができない。この結果、昇圧型スイッチングレギュレータ30の出力電圧VAが次第に低下して、負荷回路10の各LEDに十分な電圧を印加できなくなり、LEDが点灯しなくなる。ここで、LED消灯後にも単純に昇圧型スイッチングレギュレータ30の動作時間を延長する方法を取っても、問題がある。すなわち、昇圧型スイッチングレギュレータ30はLED11のカソード側の電圧VKを検出して負帰還動作を行っているが、LEDが点灯していない状態ではアノードカソード間の電位差が縮小して、カソード側の電圧VKは定電流源21が動作を停止した瞬間に大きく変動するので、この電圧VKを元にしては昇圧型スイッチングレギュレータ30の負帰還制御を正常に行うことができなくなる。本発明は、上記問題点を改善し、発光素子のより短い点灯時間でもスイッチングレギュレータの出力電圧を適切な値に制御し発光素子が正常に点灯できるようにした発光素子駆動回路を提供することを目的とするものである。上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明の発光素子駆動回路は、1つの発光素子からなり又は2以上の発光素子が直列接続された負荷回路と、第1のパルス調光信号が前記発光素子を点灯させる第1の論理のときは動作し、前記第1のパルス調光信号が前記発光素子を消灯させる第2の論理のときは動作が停止される、前記負荷回路に定電流を供給する定電流源を有する調光回路と、前記第1のパルス調光信号が前記第1の論理のときは前記定電流源に印加する第1の電圧を入力側に取り込んで第1の参照電圧と比較し、前記第1のパルス調光信号が前記第2の論理のときは入力側が接地に接続されるエラーアンプ、該エラーアンプの前記入力側と出力側の間に接続された位相補償用の第1のキャパシタ、前記エラーアンプの前記比較の結果に応じたデューティをもつPWM信号を生成するPWM変換回路、および該PWM変換回路から出力する前記PWM信号に応じて電源電圧を調整した電圧を生成して前記負荷回路に印加する電圧生成回路を含むスイッチングレギュレータと、前記第1の電圧を前記第1の参照電圧よりも高い第2の参照電圧と比較する第1の比較器、および前記第1のパルス調光信号が前記第1の論理から前記第2の論理に変化する第1のタイミング時の前記第1の比較器の比較結果と前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理の期間の長短とに応じて前記第1のパルス調光信号を遅延し又は遅延しない第2のパルス調光信号を生成する遅延回路を有し、該遅延回路から出力する前記第2のパルス調光信号が前記第1の論理のときに前記第1のキャパシタの接続がそのままとなると共に前記電圧生成回路が電圧を生成し、前記第2の論理のときに前記第1のキャパシタが回路から切り離されると共に前記電圧生成回路の電圧の生成が停止するようにしたパルス幅伸張回路とを備え、前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理の期間が第1の時間より長いとき、又は前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理が前記第1の時間より短かく且つ前記第1のタイミング時の前記第1の電圧が前記第2の参照電圧以上のときは、前記第2のパルス幅調光信号として前記第1のパルス調光信号をそのまま出力し、前記第1のパルス調光信号の前記第1の論理の期間が前記第1の時間より短かく且つ前記第1のタイミング時の前記第1の電圧が前記第2の参照電圧よりも低いときは、前記第1のパルス調光信号の第1の論理の期間を第2の時間だけ延長した前記第2のパルス調光信号を出力する、ことを特徴とする。請求項2にかかる発明は、請求項1に記載の発光素子駆動回路において、前記パルス幅伸張回路の前記遅延回路は、前記第1の電圧が前記第2の参照電圧以上の期間が長いほど、前記第2の時間が短縮されることを特徴とする。請求項3にかかる発明は、請求項1又は2に記載の発光素子駆動回路において、前記エラーアンプをトランスコンダクタンスアンプに置き換えると共に前記第1のキャパシタを前記PWM変換回路の入力側と接地側との間の接続に置き換え、前記第2のパルス調光信号が前記第2の論理のとき、前記トランスコンダクタンスアンプの出力を遮断し、又は前記トランスコンダクタンスアンプの動作を停止させるようにしたことを特徴とする。請求項4にかかる発明は、請求項1乃至3のいずれか1つに記載の発光素子駆動回路において、前記PWM変換回路と前記電圧生成回路との間に接続されるゲート手段を設け、該ゲート手段は、前記第2のパルス調光信号が前記第1の論理のとき、前記PWM変換回路の出力信号を前記電圧生成回路に入力させることを特徴とする。本発明によれば、第1のパルス調光信号の第1の論理の期間が第1の時間より短かく且つ第1のタイミング時の第1の電圧が第2の参照電圧よりも低いときは、第1のパルス調光信号の第1の論理の期間を第2の時間だけ延長した前記第2のパルス調光信号を出力するので、第1のパルス調光信号を用いて発光素子の点灯時間を極端に短くし、発光素子を暗い状態で点灯させる場合であっても、発光素子に電圧を供給するスイッチングレギュレータを安定させて動作させることが可能となる。<第1の実施例>図1に本発明の第1の実施例のLED駆動回路を示す。図6で説明したものと同じものには同じ符号を付けた。本実施例は、図6に示した従来のLED駆動回路に加え、パルス幅伸張回路40を追加したものである。このパルス幅伸張回路40は、LED11のカソード側の電圧VKを参照電圧VREF2の電圧源41と比較する比較器42を有する。この参照電圧VREF2は、エラーアンプ32の参照電圧VREF1に対して、VREF2>VREF1の関係にある。また、パルス調光信号P1がH→Lに切り替わる際に、比較器42の出力電圧の論理を保持するラッチ回路43を有する。さらに、パルス調光信号P1をスイッチSW2やアンドゲート34に伝達する経路に挿入した遅延回路44を有する。44aはその遅延回路44の制御端子である。遅延回路44は以下のような動作を行う。aパルス調光信号P1のH期間が所定時間T1よりも長い場合は、制御端子44aがH、Lのいずれの場合であっても、パルス調光信号P2として、パルス調光信号P1をそのまま出力する。この期間T1は、その期間T1の昇圧動作によって電圧VAが必要十分な値になる時間である。bパルス調光信号P1のH期間が所定時間T1よりも短くても、制御端子44aがLの場合は、パルス調光信号P2として、パルス調光信号P1をそのまま出力する。cパルス調光信号P1のH期間が所定時間T1よりも短く、且つ、制御端子44aがHの場合は、パルス調光信号P1がH→Lに切り替わっても、その切り換わったタイミング時点から遅延時間tdfだけH状態を保持した後に、H→Lに切り替わるパルス調光信号P2を出力する。すなわち、パルス調光信号P1のH期間が所定時間T1よりも長い場合、又はパルス調光信号P1のH期間が所定時間T1よりも短くても、LED11のカソード側の電圧VKが参照電圧VREF2よりも高いVK≧VREF2ときは、比較器42の出力がLとなるので、パルス調光信号P1がH→Lに切り替わるとき、ラッチ回路43のQ出力がLとなり、制御端子44aがLとなるので、遅延回路44はパルス調光信号P1をパルス調光信号P2としてそのまま出力して、従来と同様な動作が行われる。一方、パルス調光信号P1のH期間が所定時間T1よりも短く、カソード側の電圧VKが参照電圧VREF2よりも低いVK<VREF2ときは、比較器42の出力がHとなるので、パルス調光信号P1がH→Lに切り替わるとき、ラッチ回路43の出力がHとなり、制御端子44aがHとなるので、遅延回路44から出力するパルス調光信号P2のH期間が、パルス調光信号P1のH期間よりも遅延時間tdfだけ延長され、その分スイッチSW2は長くオンし、昇圧型スイッチングレギュレータ30が遅延時間tdf分だけ長く動作を続ける。このように、電圧VKの制御目標値が、参照電圧VREF1から参照電圧VREF2に切り替わる。このように、本実施例のLED駆動回路は、パルス調光信号P1のH期間の長短とパルス調光信号P1がH→Lに変化したときのLED11のカソード側の電圧VKの高低に応じて、動作状態が切り替わる。図2に、パルス調光信号P1が入力したときの図1の各部の電圧、電流を示す。VFBは抵抗RNF1と比較器42の反転入力端子の電圧、IC1はキャパシタCNF1に流れる電流である。また、パルス調光信号P1のH期間をtph、L期間をtplとしている。tdfは上記したように遅延回路44の遅延時間である。以下、詳しく説明する。まず、パルス調光信号P1がHで負荷回路10のLEDが点灯しているときは、昇圧型スイッチングレギュレータ30が起動後一定時間経過して定常状態になると、電圧VKは参照電圧VREF1に等しい電圧VK=VREF1になる。このため、キャパシタCNF1に流れる電流IC1はほぼ0になり、エラーアンプ32の出力電圧は一定値ほぼ0Vに収束している。パルス調光信号P1を一定の周波数として、H期間が前記した時間T1よりも長い場合は、昇圧型スイッチングレギュレータ30は上記の状態を保持する。この状態を図2aに示した。次に、パルス調光信号P1を一定の周波数として、そのパルス調光信号P1のH期間が前記時間T1よりも短いときは、パルス調光信号P1がH→Lに切り替わったとき、直前にVK<VREF2であれば、比較器42の出力がHとなり、ラッチ回路43のQ出力がHとなって、制御端子44aがHとなり、遅延回路44から出力するパルス調光信号P2は、パルス調光信号P1がH→Lに変化した後でも、遅延時間tdfの間だけH状態を継続する。このときは、電圧VFBは、スイッチSW1がb側に切り替わることで接地電位まで低下するが、スイッチSW2がオンした状態を維持するので、キャパシタCNF1は、遅延時間tdfの間だけ余分に充電される。このとき、スイッチSW1がb側に切り替わっているので、エラーアンプ32の出力電圧はVREF1であり、キャパシタCNF1に蓄積される電荷Qtdfは、以下のようになる。RNF1は抵抗RNF1の抵抗値である。この結果、エラーアンプ32の出力電圧は、パルス調光信号P1がH状態で昇圧型スイッチングレギュレータ30が収束状態にあるときよりも引き上げられる。エラーアンプ32出力電圧の増加は、PWM変換回路33により、昇圧PWM信号のデューティ比を大きくし、昇圧型スイッチングレギュレータ30の出力電圧VAを増加させる。この状態を図2bに示した。次に、この後、再度パルス変調信号P1がHになったときは、LED11のカソード電圧VKの増大につながり、電圧VFBの値も参照電圧VREF1に比べ、dVREFだけ高くなる。このHの期間tphは、キャパシタCNF1には以下のような電流IC1が流れる。この電流IC1の向きは、式1の電荷Qtdfの流れる向きとは逆向きであり、エラーアンプ32の出力電圧を引き下げ、電圧VAを低下させる。この結果として、周期的なパルス調光信号P1を入力した状態で一定時間が経過し、エラーアンプ32の出力電圧が一定の電圧幅内に収束するためには、時間tphと時間tdfの期間中にキャパシタCNF1に流入、流出する電荷が釣り合う必要がある。このため、Hの時間tph中は、電圧VKは変化するが、この期間の平均電圧VKavは以下の式に示す値に収束する。このように、電圧VKの平均VKavの値は、図2aの状態からbの状態を経て、パルス調光信号P1をH状態で固定して通常動作の場合VK=VREF1よりも、tdf/tph分だけ高くなる。LED12のアノード側電圧VAは、遅延時間tdfの期間中は定電流源21が動作を停止しているため上昇を続けるが、時間tphの期間中は下降し、tphtdfのトータルの期間においては、一定の電圧幅内で変動する状態になる。以上の状態を図2cに示した。一方、パルス調光信号P1のH期間の時間tphが更に短くなると、上記動作が昂進して、パルス調光信号P1がL→Hに変化したときに、LED11のカソード側の電圧VKは更に高くなり、第2の参照電圧VREF2に達するVK≧VREF2。すると次に、パルス調光信号P1がH→Lに変化する際の比較器42の出力電圧はLになるので、ラッチ回路43のQ出力はLとなる。このため、遅延回路44はパルス調光信号P1の遅延を行わなくなり、パルス調光信号P2=P1となって、パルス調光信号P2がLになると同時にスイッチSW2はオフし、昇圧型スイッチングレギュレータ30も動作を停止する。この結果、VK≧VREF2である間はパルス調光信号P1がH期間の間中に電圧VAが低下し、再びVK<VREF2になった時点で遅延回路44の遅延時間がtdfとなり、電圧VAは上昇する。すなわち、パルス調光信号P2は、パルス調光信号P1のH期間を延長した場合と延長しない場合が繰り返されることになる。以上の状態を図3a~cに示した。この繰り返しの間隔は、H期間延長中にキャパシタCNF1に蓄積される電荷と延長しないときにキャパシタCFN1のから放電される電荷が等しくなることにより求められる。パルス調光信号P1のHの延長状態になるパルス調光信号のHの間隔をMsとすると、この間隔Msは以下のように求められる。VKavtphは、LED点灯時における出電圧VKの平均値である。VKavtph≒VREF2とし、VREF1=0.6V,VREF2=1.2V,tph=4μs,tdf=8μsの場合、Ms=2回となる。H期間がさらに短くなる場合は、VK=VREF2に達すると、H期間の延長状態と延長しない状態を一定の間隔で繰り返す動作に移行する。この状態では電圧VKは参照電圧VREF2から一定の電圧幅の範囲で制御される。昇圧型スイッチングレギュレータ30のスイッチング動作は、延長状態では常に遅延時間tdf期間分だけ長く確保されるので、昇圧型スイッチングレギュレータ30は十分なスイッチ回数を確保でき、インダクタL1に負荷を駆動するのに十分な電流を流すことができる。以上から明らかなように、本実施例のLED駆動回路においては、パルス調光信号P1のH期間が短くなった場合でも、再度、パルス調光信号P1がHになった時点では、昇圧スイッチングレギュレータ30の出力電圧VAが高くなっており、LED11のカソード側の電圧VKが参照電圧VREF1を超えて参照電圧VREF2近くになっているので、LEDの明るさは低下しない。したがって、LEDの点灯時間を昇圧型スイッチングレギュレータ30のスイッチング周波数の1周期より短い時間に設定しても、点灯時のLEDの明るさを変化させずに、安定して動作させることが可能となる。<第2の実施例>図4に本発明の第2の実施例のLED駆動回路を示す。前記した第1の実施例では、パルス調光信号P1のL期間に昇圧型スイッチングレギュレータ30が動作する場合としない場合が一定間隔で繰り返されることがあるが、状況によっては、例えばこれが2回から3回おきに変化する場合があり、電源への配線等から昇圧型スイッチングレギュレータ30が動作することに伴う不規則なノイズが発生する場合が考えられる。理想的にはパルス調光信号P1のHになる期間毎に、常に昇圧型スイッチングレギュレータ30の動作が行われることが望ましい。第2の実施例はこの問題を解決する事を目的としており、新たに比較器45を設け、LED11のカソード側の電圧VKが参照電圧VREF2以上になっているVK≧VREF2期間は比較器45の出力電圧をHにして、抵抗R1を経由してキャパシタC2を充電し、このキャパシタC2に発生した電圧で、遅延回路44の制御端子44bを制御して、遅延時間tdfを変化させるようにするものである。ここでは、VK≧VREF2の状態が長く続くほど、キャパシタC2の電圧が上昇して、遅延回路44の遅延時間tdfを短くする。これにより、tdf/tphの比が大きくなるほど遅延時間tdfを短くし、パルス調光信号P1がHになる期間毎に昇圧型スイッチングレギュレータ30が動作するような状態に収束させることができる。<第3の実施例>図5に本発明の第3の実施例のLED駆動回路を示す。第1および第2の実施例のLED駆動回路では、エラーアンプ32を使用したが、本実施例では、これを電圧/電流変換を行うトランスコンダクタンスアンプ32Aに置き換える。この構成を採用すると、抵抗RNFB1を省略することが可能となる。この場合、第1の実施例におけるスイッチSW4は、PWM変換回路33の入力側とトランスコンダクタンスアンプ32Aの出力端子との間に接続し、位相補償用のキャパシタCNF2はPWM変換回路33の入力側と接地との間に接続する。図5においては、スイッチSW4を用いているが、遅延回路44から出力するパルス調光信号P2がLのときにトランスコンタクタンスアンプ32Aの電流出力を停止させるようにしても、同様の効果を得ることができる。<その他の実施例>なお、以上の各実施例において、負荷回路10は複数のLEDを直列した回路に限られず、1個のLEDを有する場合にも適用できる。また、昇圧型スイッチングレギュレータ30、これに限られるものではなく、降圧型スイッチングレギュレータを使用する場合でも同一の動作が可能である。"