電力ライン通信ネットワークの通信のためのインターフェースであって、モデム801から電力ライン通信ネットワークの中間電圧ラインに送信された信号を結合するように適合され、第1の巻数比を有する送信変圧器803と、電力ライン通信ネットワークの中間電圧からモデム801へ受け取られた信号を結合するように適合され、第1の巻数比よりも大きい第2の巻数比を有する受信変圧器805と、を含むインターフェース。送信変圧器803のための第1の巻数比が、1:1.5であり、受信変圧器805のための第2の巻数比が、1.5:1である、請求項1に記載のインターフェース。送信変圧器803のための第1の巻数比が、モデム801から送信された信号を増幅するように選択され、受信変圧器805のための第2の巻数比が、電力ライン通信ネットワークから受け取られた信号を増幅するように選択される、請求項1に記載のインターフェース。電力ライン通信ネットワークでの通信のためのインターフェースであって、モデム1001を電力ライン1003に結合する変圧器回路1002と、変圧器回路1002を電力ライン1003に結合する第1のカップリングキャパシタCLと、スイッチ1008を介して第1のカップリングキャパシタCLに並列に結合される第2のカップリングキャパシタCTXであって、スイッチ1008が、モデム1001による受信中に開位置にあり、スイッチ1008が、モデム1001による送信中に閉位置にある、インターフェース。第2のキャパシタCTXの値が、スイッチ1008が閉じているとき、インターフェースの無効電力を増加させるように選択される、請求項4に記載のインターフェース。電力ライン1003が、低電圧電力ライン1003である、請求項4に記載のインターフェース。電力ライン1003が、中間電圧電力ライン1003である、請求項4に記載のインターフェース。電力ライン通信ネットワーク902のためのインターフェースであって、電力ライン通信ネットワーク902に送信されるべきデータ信号を提供するラインドライバ回路903と、ラインドライバ回路903の出力に結合された受動フィルター904と、受動フィルター904の出力に結合された変圧器905と、変圧器905の出力と中間電圧の電力ライン902との間に結合されたハイパスフィルター906と、を含む、インターフェース。ハイパスフィルター906および受動フィルター904が、ラインドライバ回路903に到達する前に、中間電圧電力ライン902の電力搬送周波数で信号を減衰する、請求項8に記載のインターフェース。電力搬送周波数が、50ヘルツまたは60ヘルツである、請求項9に記載のインターフェース。変圧器905が、ラインドライバ回路903からの送信されるデータ信号を増幅し、かつ、電力搬送周波数で中間電圧電力ライン902からの受信された信号を減衰する巻数比を有する、請求項8に記載のインターフェース。本発明は、以後、添付する図面を参照してより詳細に説明される。しかしながら、本発明は、種々の形態に具現化されることができ、本明細書において述べる実施例に限定されると解釈されるべきではない。むしろ、これらの実施例は、本開示が充分かつ完全であるために提供され、当業者に対して本発明の範囲を充分に伝えるものである。当業者は、本発明の多様な実施例を使用することができる。以下の開示は、先ず商用LV/MV分配変圧器の特性を示し、それから、通信信号が、LVからMVへまたはMVからLVへ、どのようにしてLV/MV分配変圧器を通過するのかを改善する方法を説明する。LV/MV通信リンクの特性図1は、LV/MV通信のための典型的な通信セットアップの例示である。LV/MV分配変圧器102のLV側のLVモデム101は、LV/MV変圧器102を介して信号を送信し、また受け取る。MVモデム103は、相応して、LVモデム101からの信号を受け取り、LVモデム101に他の信号を送信する。LV送信ラインは、ラインインピーダンスRLVを有し、MV送信ラインは、ラインインピーダンスRMVを有する。図1に例示するネットワークの例では、RLV=2オーム、RMV=600オームと仮定される。図1はまた、MVカプラ104を示し、これは、MVモデム103をMV送信ラインに接続する。MVモデムをMV送信ライン上のより高い電圧から保護するため、50/60Hzの高電圧信号がMVモデム103から遮断されなければならず、一方で、通信信号をMVモデム103からまたはそこへ通過させる。MVカプラ104は、低周波数信号を拒否するバンドパス/ハイパスフィルターとして機能する。LVからMVへの特性図2は、典型的な商用LV/MV分配変圧器の周波数応答を例示し、このようなLV/MV分配変圧器は、テキサス州グリーンヴィル、グリーンヴィルトランスフォーマーカンパニーから入手することができる。曲線は、LV側からMV側に通過する信号についての周波数応答を例示する。実施例では、LV/MV変圧器は、1:30の変圧器巻数比を有する。その結果、LV側の240Vは、MV側で7200Vになる。図2の曲線は、50オーム202、600オーム203のMVラインインピーダンスの無限201すなわち、開回路を表す。図2のプロットされた曲線に示されるように、LV/MV分配変圧器は、ローパスフィルターとして機能する。600オームのラインインピーダンスでは、PRIMEバンド40~90kHzの周波数は、約10ないし15dBの減衰を有する。図3は、MVライン側からMVモデムを見る典型的なMVカプラの周波数応答を例示する。図3の曲線は、無限すなわち、開301、および50オーム302であるカプラのモデム側のインピーダンスを表している。PRIMEバンドでは、減衰は、約10dBである。図4は、LV/MV分配変圧器およびMVカプラの組み合わされた影響401を例示する。結果は、PRIMEバンドにおいて約25dBの減衰である。MVからLVへの特性図5は、MV側からLV側への商用LV/MV変圧器の周波数応答を例示する。LV/MV変圧器の巻数比は、1:30である。LV側のラインインピーダンスでは、曲線は、無限501、50オーム502、および2オーム503インピーダンスを例示する。LV/MV分配変圧器は、ローパスフィルターとして機能する。2オームの典型的なLVラインのインピーダンスで、PRIMEバンドで約50~60dBの減衰がある。図6は、MVモデム側のラインからMVライン側を見るMVカプラの周波数応答を例示する。図6の曲線は、無限601および400オーム602のMVライン側のインピーダンスを表す。PRIMEバンドでは、MVカプラは、約10dBの利得を有する。図7は、LV/MV分配変圧器とMVカプラの組み合わされた影響701を例示する。結果は、PRIMEバンドにおいて約40~50dBの減衰である。上記したように、PRIMEバンドで動作する典型的なLV/MV分配変圧器および典型的なMVカプラでは、MVからLVへの45dBの減衰、LVからMVへの25dBの減衰がある。この場合、MVからLVへのリンク、およびLVからMVへのリンクは、バランスされない。LVモデム101とMVモデム103図1間のリンク品質を改善するための1つの方法は、信号レベルをブーストすることである。以下のセクションは、双方向におけるリンク改善のための幾つかの示唆を提案する。MVからLVへのリンクの改善ある実施例では、各モデムの送信および受信側で異なる絶縁変圧器が使用されてもよい。例えば、MVからLVへの通信パス上で、約45dBの減衰がある。あるPRIMEMVモデムの実施例では、1.5:1の絶縁変圧器比がMVモデムの送信および受信の双方の側において使用される。2Vrmsがモデム側のMVカプラに注入される場合、電圧レベルは、MVカプラとLVライン上のLV/MV変圧器によって引き起こされた減衰の後、わずか5mVrmsとなるであろう。その代わりに、1:1.5の絶縁変圧器比がMVモデムの送信側に使用される場合、ラインに注入された信号は、MVカプラの前で4.5Vrmsであり、LVモデムで受け取られた信号電圧は、45dBの減衰後に、12.5mVrmsになるであろう。レシーバの感度の観点から、この電圧レベル12.5mVrmsは、デコードするためにモデムに充分な信号強度を提供する。MVモデムの送信パスでの送信比を減少させることは、2つの事実によって可能であることに留意されたい。第1に、伝導された放射テストは、適用されないか、あるいは、カプラを介してMVラインに注入される信号のために緩和され得る。第2に、MVラインのインピーダンスは、典型的にMVラインよりも多くの負荷がかかるLVラインのインピーダンスよりも高くなることが予想される。従って、たとえ、変圧器比が減少されたとしても、MVモデムでラインドライバによってみられるインピーダンス変圧器比の面積に直接的に比例するは、信号品質に悪影響を与えないように依然として充分大きいであろう。上記アプローチの変形は、MVモデムの送信および受信側のために異なるカップリング回路を使用することである。ある実施例では、送信パスは、受信パスよりも少ない巻数比を有する絶縁変圧器を使用することができる。双方の絶縁変圧器は、MVカプラに接続される。この技術の利点は、レシーバの感度を減少させることなく増加された送信信号レベルが得られることである。図8は、モデム801がモデム802と通信する通信回路800を例示する。モデム801、802は、送信および受信側に異なる結合比を有する変圧器を使用する。モデムから見ると、送信側の絶縁/カップリング変圧器803、804は、1.5:1の巻数比を有し、受信側の絶縁/カップリング変圧器805、806は、1:1.5の巻数比を有する。その結果、信号は、各変圧器でブーストを受け、MVカプラおよびLV/MV変圧器図示しないの減衰損失に対抗する。別の実施例では、供給電圧は、より電圧信号を発生させるために増加させることができる。例えば、現在のモデムは、15V信号を使用する。代わりに24V信号が使用される場合、4dB多い信号レベルが変圧器に提供されるであろう。この場合、1.5:1変圧器を有する3.2Vrms信号1:1.5変圧器で7.2Vrmsがあり、減衰後、送信器での1.5:1変圧器で20mV信号がある1:1.5変圧器で45mV。代替の実施例では、信号バンドで低インピーダンスを有するカップリング回路が使用され得る。これは、カップリング回路からのソースインピーダンスにより引き起こされる損失を減少させるであろう。図9は、モデム901がMV伝送ライン902に結合された別の実施例を例示する。図9のカップリング回路900は、MV側で10kHzより下の信号のために設計される。モデム901からの信号は、ラインドライバ903を介して送信される。それから、信号は、MVライン902への注入前に、受動フィルター904、カップリング変圧器905、およびハイパスフィルターHPF906を通過する。変圧器905は、例えば、1:2の巻数比を有することができる。ある実施例では、HPF906は、6kHzのコーナーを有する2極フィルターである。別の実施例では、HPF906は、単一極のフィルターとし得るが、これは、ラインドライバ側に見られる大きな電圧のため、さらにその側に見られる小さいラインインピーダンスのため、難しいかもしれない。MV側のインピーダンスは、限りなく低く10オームに達することができることに留意されたい。カップリング回路900は、モデム901からの信号がMVライン902を通過することを可能にし、その一方で、MVライン902の高電圧の50/60Hz信号を、到達するモデム901からブロックする。図9に示す例にあるように、MVラインの50/60Hzの12kVrmsの信号は、HPF906により3Vrmsまで減衰される。変圧器905は信号を1.5Vermまでさらに減衰する。受動フィルター904は、モデムラインドライバーで信号を0.5Vermまで減少させ、これは、ラインドライバ回路903またはモデム901への損傷を抑制する。LVからMVへのリンク改善LVモデム101からMVモデム103へ送信される信号のために、送信は、LVモデム101でより大きな信号を発生させるために、例えば、供給電圧を増加させることにより改善され得る。例えば、15Vの信号が2オームのラインインピーダンスで使用される場合、発生される信号電圧は1Vrmsであり、20dBの減衰後、電圧は、10mVrmsとなるであろう。代わりに、24Vの供給電圧が使用される場合、発生される信号電圧は1.6Vrmsであり、20dBの減衰後、信号電圧は16mVrmsとなるであろう。LV側のラインインピーダンスは小さいので、トランスミッタに低い巻数比の変圧器を使用することは可能でないかもしれない。例えば、1:1.5の変圧器が使用されかつラインインピーダンスが2オームである場合、ソース側の信号レベルは、2/1.52=0.89オームである。この場合、充分な電圧がLVラインを介して注入されないかもしれない。しかしながら、トランスミッタのための異なるカップリング回路を用いることは、他の利点を有する。多くの場合、カップリング回路により消費される無効電力と小さな負荷インピーダンスのためにカップリング回路の送信信号損失量との間にトレードオフがある。高く一定の無効電力を避けるため、送信のために、送信中にのみより高い無効電力を犠牲にして信号損失を減少するように調節された変圧器など、異なるカップリングを使用いることができる。このような技術は、低電圧および中間電圧のラインの双方の通信に適用されるが、無効電力の規格がLVラインにおいてより厳しいため、低電圧側においてより有益であることが期待される。図10は、LVモデムのためのカップリング回路を例示する。モデム1001は、変圧器1002およびカップリングキャパシタCLを介してLVライン1003に結合される。送信側で、モデム1001は、ラインドライバ1004およびカップリング回路1005を含み、カップリング回路は、フィルタリングおよび保護を提供する。受信側で、モデム1001は、レシーバ1006を含む。モデム1001はさらにスイッチドキャパシタ回路1007に結合される。モデム1001が送信しようとするとき、それは、スイッチ1008を閉じるように命令し、これにより、LVラインと並列に送信キャパシタCTXを結合する。カップリングキャパシタCLの値は、無効電力に直接的に比例するが、カップリング回路の帯域内インピーダンスに反比例し、それ故、送信中に信号損失を引き起こす。送信中並列のキャパシタCTXを結合することにより、無効電力が増加する。レシーバ1006は、大きなルックインインピーダンスを有し、それ故、より低い無効電力を有するより小さいカップリング回路CLでさえ、大きな信号損失にならないし、あるいはレシーバの感度の減少にならない。並列のキャパシタCTXは、送信のために回路にスイッチされるだけである。送信時間は、受信/リスン時間すなわち、ローデューティサイクルよりも少なくなり、かつLVラインがまれに負荷されることが期待される。他の実施例では、信号レベルで低インピーダンスを持つ異なるカップリング回路がLMモデムのために使用され得る。代替的に、図9のカップリング回路は、レシーバを受動フィルター904の出力に接続することにより、MV側で使用することができる。本発明の多くの変形や他の実施例は、上記の説明および関連する図面で提示された技術の利点を持つ、本発明に関連する分野に精通するものであれば、想起し得る。それ故、本発明は、開示された特定の実施例に限定されるものではないことが理解される。本明細書では特定の用語が用いられるが、それらは、一般的な及び記述的な意味でのみ用いられ、限定の目的で用いられるものではない。