"固定子鉄心の周方向に所定間隔で形成された複数の固定子スロットを有し、前記複数の固定子スロットに固定子巻線が納められた固定子と、前記回転子鉄心の軸方向に延在するロータバーが周方向に所定間隔で複数設けられ、前記複数のロータバーを軸方向端部で短絡する一対のエンドリングが設けられた回転子と、を備えた誘導回転電機であって、前記ロータバーの回転子軸方向に直交する面内における断面形状のうち固定子側端部の形状が、回転子軸芯と前記ロータバーの軸芯とを通る径方向軸線に関して非対称であることを特徴とする誘導回転電機。請求項1に記載の誘導回転電機において、前記ロータバーの固定子側端部であって前記径方向軸線に関して回転後方側にずれた位置に、切り欠きを形成したことを特徴とする誘導回転電機。請求項2に記載の誘導回転電機において、前記切り欠きを、前記ロータバーが対称形状であるときに発生する渦電流の渦電流密度等高線に沿って形成したことを特徴とする誘導回転電機。請求項2に記載の誘導回転電機において、前記切り欠きの断面形状は、円弧状に窪んだ曲線を形成していることを特徴とする誘導回転電機。請求項2に記載の誘導回転電機において、前記切り欠きの断面形状は、切り欠き曲線の曲率が、前記径方向軸線に関して前記固定子側端部の回転前方側の曲率よりも小さく設定されていることを特徴とする誘導回転電機。請求項1乃至5のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、前記切り欠きは、前記ロータバーの一方の軸方向端部から他方の軸方向端部まで延在するように形成されていることを特徴とする誘導回転電機。請求項1乃至5のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、前記切り欠きは、前記ロータバーの軸方向の一部に形成されていることを特徴とする誘導回転電機。請求項1乃至7のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、前記固定子スロットの数をs、前記ロータバーの透磁率をμHm、前記ロータバーの導電率σSm、前記回転子の回転数をNrminとしたとき、前記切り欠きの深さδmをδ=√{2/2πNsσμ60}と設定したことを特徴とする誘導回転電機。請求項1乃至8のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、前記切り欠きに、非磁性で且つ非導電性の材料を充填したことを特徴とする誘導回転電機。ところで、バー先端部では基本波磁束のほかに、高調波磁束によるバー電流も発生している。しかしながら、従来の誘導回転電機においては、高調波磁束による渦電流損の低減が十分でなかった。請求項1の発明は、固定子鉄心の周方向に所定間隔で形成された複数の固定子スロットを有し、複数の固定子スロットに固定子巻線が納められた固定子と、回転子鉄心の軸方向に延在するロータバーが周方向に所定間隔で複数設けられ、複数のロータバーを軸方向端部で短絡する一対のエンドリングが設けられた回転子と、を備えた誘導回転電機であって、ロータバーの回転子軸方向に直交する面内における断面形状のうち固定子側端部の形状が、回転子軸芯とロータバーの軸芯とを通る径方向軸線に関して非対称であることを特徴とする。請求項2の発明は、請求項1に記載の誘導回転電機において、ロータバーの固定子側端部であって径方向軸線に関して回転後方側にずれた位置に、切り欠きを形成したものである。請求項3の発明は、請求項2に記載の誘導回転電機において、切り欠きを、ロータバーが対称形状であるときに発生する渦電流の渦電流密度等高線に沿って形成したものである。請求項4の発明は、請求項2に記載の誘導回転電機において、切り欠きの断面形状は、円弧状に窪んだ曲線を形成していることを特徴とする。請求項5の発明は、請求項2に記載の誘導回転電機において、切り欠きの断面形状は、切り欠き曲線の曲率が、径方向軸線に関して固定子側端部の回転前方側の曲率よりも小さく設定されていることを特徴とする。請求項6の発明は、請求項1乃至5のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、切り欠きは、ロータバーの一方の軸方向端部から他方の軸方向端部まで延在するように形成されていることを特徴とする。請求項7の発明は、請求項1乃至5のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、切り欠きは、ロータバーの軸方向の一部に形成されていることを特徴とする。請求項8の発明は、請求項1乃至7のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、固定子スロットの数をs、ロータバーの透磁率をμHm、ロータバーの導電率σSm、回転子の回転数をNrminとしたとき、切り欠きの深さδmをδ=√{2/2πNsσμ60}と設定したことを特徴とする。請求項9の発明は、請求項1乃至8のいずれか一項に記載の誘導回転電機において、切り欠きに、非磁性で且つ非導電性の材料を充填したことを特徴とする。本発明によれば、ロータバーにおける渦電流損を抑えることができ、誘導回転電機の効率の向上を図ることができる。以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図1は、本実施の形態の誘導回転電機が適用される車両の概略構成を示すブロック図であり、ここでは、2つの異なる動力源を持つハイブリッド電気自動車を例に説明する。本実施の形態におけるハイブリッド電気自動車は、内燃機関であるエンジンENGと、回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを、回転電機MG2によって後輪RLW,RRWをそれぞれ駆動するように構成された四輪駆動式のものである。本実施形態では、エンジンENGと回転電機MG1によって前輪WFLW,FRWを、回転電機MG2によって後輪RLW,RRWをそれぞれ駆動する場合について説明するが、回転電機MG1によって前輪WFLW,FRWを、エンジンENGと回転電機MG2によって後輪RLW,RRWをそれぞれ駆動するようにしてもよい。前輪FLW,FRWの前輪車軸FDSには差動装置FDFを介して変速機T/Mが機械的に接続されている。変速機T/Mには動力分配機構PSMを介して回転電機MG1とエンジンENGが機械的に接続されている。動力分配機構PSMは、回転駆動力の合成や分配を司る機構である。回転電機MG1の固定子巻線にはインバータ装置INVの交流側が電気的に接続されている。インバータ装置INVは、直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置であり、回転電機MG1の駆動を制御するものである。インバータ装置INVの直流側にはバッテリBATが電気的に接続されている。後輪RLW,RRWの後輪車軸RDSには差動装置RDFと減速機RGを介して回転電機MG2が機械的に接続されている。回転電機MG2の固定子巻線にはインバータ装置INVの交流側が電気的に接続されている。ここで、インバータ装置INVは回転電機MG1,MG2に対して共用のものであって、回転電機MG1用のパワーモジュールPMU1及び駆動回路装置DCU1と、回転電機MG2用のパワーモジュールPMU2及び駆動回路装置DCU2と、モータ制御装置MCUとを備えている。エンジンENGにはスタータSTRが取り付けられている。スタータSTRはエンジンENGを始動させるための始動装置である。エンジン制御装置ECUは、エンジンENGの各コンポーネント機器絞り弁,燃料噴射弁などを動作させるための制御値をセンサや他制御装置などからの入力信号に基づいて演算する。この制御値は制御信号としてエンジンENGの各コンポーネント機器の駆動装置に出力される。これにより、エンジンENGの各コンポーネント機器の動作が制御される。変速機T/Mの動作は変速機制御装置TCUによって制御されている。変速機制御装置TCUは、変速機構を動作させるための制御値をセンサや他制御装置などからの入力信号に基づいて演算する。この制御値は制御信号として変速機構の駆動装置に出力される。これにより、変速機T/Mの変速機構の動作が制御される。バッテリBATはバッテリ電圧が200V以上の高電圧のリチウムイオンバッテリであり、バッテリ制御装置BCUによって充放電や寿命などが管理されている。バッテリ制御装置BCUには、バッテリの充放電や寿命などを管理するために、バッテリBATの電圧値及び電流値などが入力されている。尚、図示省略したが、バッテリとしては、バッテリ電圧12Vの低圧バッテリも搭載されており、制御系の電源、ラジオやライトなどの電源として用いられている。エンジン制御装置ECU,変速機制御装置TCU,モータ制御装置MCU及びバッテリ制御装置BCUは車載用ローカルエリアネットワークLANを介して相互に電気的に接続されていると共に、総合制御装置GCUと電気的に接続されている。これにより、各制御装置間では双方向の信号伝送が可能になり、相互の情報伝達,検出値の共有などが可能になる。総合制御装置GCUは、車両の運転状態に応じて各制御装置に指令信号を出力するものである。例えば総合制御装置GCUは、運転者の加速要求に基づいたアクセルの踏み込み量に応じて車両の必要トルク値を算出し、この必要トルク値を、エンジンENGの運転効率が良くなるように、エンジンENG側の出力トルク値と回転電機MG1側の出力トルク値とに分配し、分配されたエンジンENG側の出力トルク値をエンジントルク指令信号としてエンジン制御装置ECUに出力し、分配された回転電機MG1側の出力トルク値をモータトルク指令信号としてモータ制御装置MCUに出力する。次に、本実施形態のハイブリッド電気自動車の動作について説明する。ハイブリッド電気自動車の始動時,低速走行時エンジンENGの運転効率燃費が低下する走行領域は、回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを駆動する。尚、本実施例では、ハイブリッド電気自動車の始動時及び低速走行時、回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを駆動する場合について説明するが、回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを駆動し、回転電機MG2によって後輪RLW,RRWを駆動するようにしてもよい四輪駆動走行をしてもよい。インバータ装置INVにはバッテリBATから直流電力が供給される。供給された直流電力はインバータ装置INVによって三相交流電力に変換される。これによって得られた三相交流電力は回転電機MG1の固定子巻線に供給される。これにより、回転電機MG1は駆動され、回転出力を発生する。この回転出力は動力分配機構PSMを介して変速機T/Mに入力される。入力された回転出力は変速機T/Mによって変速され、差動装置FDFに入力される。入力された回転出力は差動装置FDFによって左右に分配され、左右の前輪車軸FDSにそれぞれ伝達される。これにより、前輪車軸FDSが回転駆動される。そして、前輪車軸FDSの回転駆動によって前輪FLW,FRWが回転駆動される。ハイブリッド電気自動車の通常走行時乾いた路面を走行する場合であって、エンジンENGの運転効率燃費が良い走行領域は、エンジンENGによって前輪FLW,FRWを駆動する。このため、エンジンENGの回転出力は動力分配機構PSMを介して変速機T/Mに入力される。入力された回転出力は変速機T/Mによって変速される。変速された回転出力は差動装置FDFを介して前輪車軸FDSに伝達される。これにより、前輪FLW,FRWをWH-Fが回転駆動される。また、バッテリBATの充電状態を検出し、バッテリBATを充電する必要がある場合は、エンジンENGの回転出力を、動力分配機構PSMを介して回転電機MG1に分配し、回転電機MG1を回転駆動する。これにより、回転電機MG1は発電機として動作する。この動作により、回転電機MG1の固定子巻線に三相交流電力が発生する。この発生した三相交流電力はインバータ装置INVによって所定の直流電力に変換される。この変換によって得られた直流電力はバッテリBATに供給される。これにより、バッテリBATは充電される。ハイブリッド電気自動車の四輪駆動走行時雪道などの低μ路を走行する場合であって、エンジンENGの運転効率燃費が良い走行領域は、回転電機MG2によって後輪RLW,RRWを駆動する。また、上記通常走行と同様に、エンジンENGによって前輪FLW,FRWを駆動する。さらに、回転電機MG1の駆動によってバッテリBATの蓄電量が減少するので、上記通常走行と同様に、エンジンENGの回転出力によって回転電機MG1を回転駆動してバッテリBATを充電する。回転電機MG2によって後輪RLW,RRWを駆動するめに、インバータ装置INVにはバッテリBATから直流電力が供給される。供給された直流電力はインバータ装置INVによって三相交流電力に変換され、この変換によって得られた交流電力が回転電機MG2の固定子巻線に供給される。これにより、回転電機MG2は駆動され、回転出力を発生する。発生した回転出力は、減速機RGによって減速されて差動装置RDFに入力される。入力された回転出力は差動装置RDFによって左右に分配され、左右の後輪車軸RDSにそれぞれ伝達される。これにより、後輪車軸RDSが回転駆動される。そして、後輪車軸RDSの回転駆動によって後輪RLW,RRWが回転駆動される。ハイブリッド電気自動車の加速時は、エンジンENGと回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを駆動する。尚、本実施形態では、ハイブリッド電気自動車の加速時、エンジンENGと回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを駆動する場合について説明するが、エンジンENGと回転電機MG1によって前輪FLW,FRWを駆動し、回転電機MG2によって後輪RLW,RRWを駆動するようにしてもよい四輪駆動走行をしてもよい。エンジンENGと回転電機MG1の回転出力は動力分配機構PSMを介して変速機T/Mに入力される。入力された回転出力は変速機T/Mによって変速される。変速された回転出力は差動装置FDFを介して前輪車軸FDSに伝達される。これにより、前輪FLW,FRWが回転駆動される。ハイブリッド電気自動車の回生時ブレーキを踏み込み時,アクセルの踏み込みを緩めた時或いはアクセルの踏み込みを止めた時などの減速時は、前輪FLW,FRWの回転力を前輪車軸FDS,差動装置FDF,変速機T/M,動力分配機構PSMを介して回転電機MG1に伝達し、回転電機MG1を回転駆動する。これにより、回転電機MG1は発電機として動作する。この動作により、回転電機MG1の固定子巻線に三相交流電力が発生する。この発生した三相交流電力はインバータ装置INVによって所定の直流電力に変換される。この変換によって得られた直流電力はバッテリBATに供給される。これにより、バッテリBATは充電される。一方、後輪RLW,RRWの回転力を後輪車軸RDS,差動装置RDF,減速機RGを介して回転電機MG2に伝達し、回転電機MG2を回転駆動する。これにより、回転電機MG2は発電機として動作する。この動作により、回転電機MG2の固定子巻線に三相交流電力が発生する。この発生した三相交流電力はインバータ装置INVによって所定の直流電力に変換される。この変換によって得られた直流電力はバッテリBATに供給される。これにより、バッテリBATは充電される。図2に、本実施形態におけるインバータ装置INVの構成を示す。インバータ装置INVは、前述したように、パワーモジュールPMU1,PMU2、駆動回路装置DCU1,DCU2及びモータ制御装置MCUから構成されている。パワーモジュールPMU1,PMU2は同一構成のものである。駆動回路装置DCU1,DCU2は同一構成のものである。パワーモジュールPMU1,PMU2は、バッテリBATから供給された直流電力を交流電力に変換して、それを対応する回転電機MG1,MG2に供給する変換回路主回路ともいうを構成している。また、変換回路は、対応する回転電機MG1,MG2から供給された交流電力を直流電力に変換してバッテリBATに供給することもできる。変換回路はブリッジ回路であり、三相分の直列回路がバッテリBATの正極側と負極側との間に電気的に並列に接続されて構成されている。直列回路はアームとも呼ばれ、2つの半導体素子によって構成されている。アームは相毎に、上アーム側のパワー半導体素子と下アーム側のパワー半導体素子とが電気的に直列に接続されて構成されている。本実施形態では、パワー半導体素子として、スイッチング半導体素子であるIGBT絶縁ゲート型バイポーラトランジスタを用いている。IGBTを構成する半導体チップは、コレクタ電極,エミッタ電極及びゲート電極の3つの電極を備えている。IGBTのコレクタ電極とエミッタ電極との間にはIGBTとは別チップのダイオードが電気的に接続されている。ダイオードは、IGBTのエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向になるように、IGBTのエミッタ電極とコレクタ電極との間に電気的に接続されている。尚、パワー半導体素子としては、IGBTの代わりにMOSFET金属酸化物半導体型電界効果トランジスタを用いる場合もある。この場合、ダイオードは省略される。パワー半導体素子Tpu1のエミッタ電極とパワー半導体素子Tnu1のコレクタ電極が電気的に直列に接続されることにより、パワーモジュールPMU1のU相アームが構成されている。V相アーム,W相アームもU相アームと同様に構成されている。パワー半導体素子Tpv1のエミッタ電極とパワー半導体素子Tnv1のコレクタ電極が電気的に直列に接続されることにより、パワーモジュールPMU1のV相アームが構成されている。パワー半導体素子Tpw1のエミッタ電極とパワー半導体素子Tnw1のコレクタ電極が電気的に直列に接続されることにより、パワーモジュールPMU1のW相アームが構成されている。パワーモジュールPMU2についても、上述したパワーモジュールPMU1と同様の接続関係で各相のアームが構成されている。パワー半導体素子Tpu1,Tpv1,Tpw1,Tpu2,Tpv2,Tpw2のコレクタ電極はバッテリBATの高電位側正極側に電気的に接続されている。パワー半導体素子Tnu1,Tnv1,Tnw1,Tnu2,Tnv2,Tnw2のエミッタ電極はバッテリBATの低電位側負極側に電気的に接続されている。パワーモジュールPMU1のU相アームV相アーム,W相アームの中点各アームの上アーム側パワー半導体素子のエミッタ電極と下アーム側パワー半導体素子のコレクタ電極との接続部分は、回転電機MG1のU相V相,W相の固定子巻線に電気的に接続されている。パワーモジュールPMU2のU相アームV相アーム,W相アームの中点各アームの上アーム側パワー半導体素子のエミッタ電極と下アーム側パワー半導体素子のコレクタ電極との接続部分は、回転電機MG2のU相V相,W相の固定子巻線に電気的に接続されている。バッテリBATの正極側と負極側との間には、パワー半導体素子が動作することによって生じる直流電圧の変動を抑制するために、平滑用の電解コンデンサSECが電気的に接続されている。駆動回路装置DCU1,DCU2は、モータ制御装置MCUから出力された制御信号に基づいて、パワーモジュールPMU1,PMU2の各パワー半導体素子を動作させる駆動信号を出力し、各パワー半導体素子を動作させる駆動部を構成するものであり、絶縁電源,インタフェース回路,駆動回路,センサ回路及びスナバ回路いずれも図示省略などの回路部品から構成されている。モータ制御装置MCUは、マイクロコンピュータから構成された演算装置であり、複数の入力信号を入力し、パワーモジュールPMU1,PMU2の各パワー半導体素子を動作させるための制御信号を駆動回路装置DSU1,DSU2に出力する。入力信号としてはトルク指令値τ1,τ2、電流検知信号iu1~iw1,iu2~iw2、磁極位置検知信号θ1,θ2が入力されている。トルク指令値τ1,τ2は、車両の運転モードに応じて上位の制御装置から出力されたものである。トルク指令値τ1は回転電機MG1に、トルク指令値τ2は回転電機MG2にそれぞれ対応する。電流検知信号iu1~Iw1は、インバータ装置INVの変換回路から回転電機MG1の固定子巻線に供給されるu相~w相の入力電流の検知信号であり、変流器CTなどの電流センサによって検知されたものである。電流検知信号iu2~Iw2は、インバータ装置INVから回転電機MG2の固定子巻線に供給されたu相~w相の入力電流の検知信号であり、変流器CTなどの電流センサによって検知されたものである。磁極位置検知信号θ1は回転電機MG1の回転の磁極位置の検知信号であり、レゾルバ,エンコーダ,ホール素子,ホールICなどの磁極位置センサによって検知されたものである。磁極位置検知信号θ2は回転電機MG1の回転の磁極位置の検知信号であり、レゾルバ,エンコーダ,ホール素子,ホールICなどの磁極位置センサによって検知されたものである。モータ制御装置MCUは、入力信号に基づいて電圧制御値を演算し、この電圧制御値を、パワーモジュールPMU1,PMU2のパワー半導体素子Tpu1~Tnw1,Tpu2~Tnw2を動作させるための制御信号PWM信号パルス幅変調信号として駆動回路装置DCU1,DCU2に出力する。一般にモータ制御装置MCUが出力するPWM信号は、時間平均した電圧が正弦波になるようにしている。この場合、瞬時の最大出力電圧は、インバータの入力である直流ラインの電圧だから、正弦波の電圧を出力する場合には、その実効値は1/√2になる。そこで、本実施の形態におけるハイブリッド電気自動車両では、限られたインバータ装置でさらにモータの出力をあげるために、モータの入力電圧の実効値を増やす。つまり、MCUのPWM信号が矩形波状にONとOFFしか無いようにする。こうすれば、矩形波の波高値はインバータの直流ラインの電圧Vdcとなり、その実効値はVdcとなる。これが最も電圧実効値を高くする方法である。しかし、矩形波電圧は、低回転数領域ではインダクタンスが小さいために電流波形が乱れる問題があり、これによりモータに不要な加振力が発生し騒音が生じる。したがって、矩形波電圧制御は高速回転時のみ使用し、低周波数では通常のPWM制御を行う。図3は本実施形態の回転電機MG1を示す平面図である。図4は、図3の固定子110と回転子130との対向部分を拡大して示した図である。なお、同じ部品を示すものには同じ符号を付している。以下では、回転電機MG1の構成について説明するが、回転電機MG2も同様の構成になっている。回転電機MG1は、回転磁界を発生する固定子110と、固定子110との磁気的作用により回転すると共に、固定子110の内周側と空隙160を介して回転可能に配置された回転子130とを備えている。固定子110は、コアバック112とティース113からなる固定子コア111と、通電により磁束を発生させる固定子巻線120を挿入するスロット114とを備えている。固定子コア111は、板状の磁性部材を打ち抜いて形成した複数の板状の成型部材を軸方向に積層したものである。あるいは、鋳鉄によって形成しても良い。ここで、軸方向とは回転子130の回転軸に沿う方向を意味する。固定子巻線120は、スロット114に挿入されることにより、ティース113に巻回された状態となる。回転子130は、回転側の磁路を構成する回転子コア131、アルミや銅などの非磁性かつ導電性の金属で構成されたロータバー132、回転軸となるシャフト図示せずを備えている。ロータバー132は回転子130の軸方向に延在しており、図5に示すように、ロータバー132を軸方向端部で短絡するためのエンドリング134が設けられている。ロータバー132の外径側固定子側端部領域には、切り欠き133が形成されている。後述するように、ロータバー132に切り欠き133を設けることで、回転電機MG1の効率を向上させることができる。図6,7は、ロータバー132に発生する電流密度分布の有限要素法による解析結果を示したものである。いずれも切り欠き133を設けない場合、すなわち、軸線Lに関してロータバー132の断面形状が対称な場合を示しており、図6は力行時の電流密度分布を示し、図7は回生時の電流密度分布を示す。なお、軸線Lは、回転子130の軸芯とロータバー132の軸芯を通る径方向の直線である。破線はロータバー132の外径を示し、実線は電流密度の等高線を示している。矢印Rは回転子の回転方向を示している。なお、ここでの回転方向とは、回転電機を使用する際の主たる回転方向正回転を指している。車両に搭載された回転電機では、車両を前進させる場合の回転方向が主たる回転方向である。固定子コア111にはスロット114が形成されているため、スロット114の部分とティース113の部分とで磁気抵抗が異なる。そのため、回転子130とともに回転するロータバー132がティース付近にある場合とスロット付近にある場合とで、ロータバー132に鎖交する磁束の磁束密度が大きく変化する。一般に、これはスロット高調波と呼ばれている。その結果、ロータバー132には磁束の変化を打ち消すように電流渦電流が流れる。この電流はロータバー132のロータ外周側に発生する。このことは、図6,7に示すように、電流密度がロータバー132の外径側において高くなっていることからも分かる。しかし、この電流はスロット高調波に伴う電流であり、トルクに寄与しない。ところで、図6,7の解析結果を詳細に見ると、ロータバー132の軸線Lに関して回転後方側に、スロット高調波による渦電流が集中していることが分かった。このことから、トルクを満足しながら、渦電流損を効果的に低減させるためには、回転方向の後方側の渦電流が集中する領域を含むような形状で切り欠き133を設けるのが望ましい。切り欠き133を設けない場合にはロータバー132は左右対称になっており、ロータバー132の軸芯はその対称軸上に存在する。すなわち、本実施の形態では、回転後方側に切り欠き133を形成したことにより、ロータバー132の断面形状は左右非対称になっている。なお、図6,7はある瞬間の電流密度分布を示したものであり、回転子130の回転角度位置に応じて若干分布が変化するが、平均で見た場合には図6,7の分布とほぼ同一であると考えて良い。そのため、切り欠き133の形状としては、例えば、図8の符号Sで示す曲線のように、解析によって得られた電流密度の等高線CLに沿うような形状で切り欠くのが好ましい。この場合、ロータバー132の外周側先端領域に形成される切り欠き線Sの形状はほぼ円弧状の窪んだ曲線となり、その位置切り欠き133の中央部の位置は軸線Lに対して回転後方側にずれている。切り欠き133の深さや軸線Lから回転後方へのズレ量は、上述した電流密度解析結果に基づいて決定すれば良い。切り欠き133の深さDは、高調波渦電流損が発生する分布の深さに応じて設定するのが好ましい。ロータバー132における磁束浸透深さδは次式1によって表されるので、D≧δのように設定すれば良い。ただし、ω:磁束の周波数[rads]、σ:バーの電導率[Sm]、μ:バー透磁率[Hm]である。なお、磁束の周波数ωは、ロータ回転数をN[rmin]、ステータスロット数をsとすると、ω=2πNs60のように表される。δ=√{2/ωσμ}...1例えば,よく使用される回転数が6000r/minで、ステータスロット数72の場合、ω=2×π×6000/60×72=45239rad/sとなる。ロータバー132にアルミを用いた場合、σ=3.2x107S/m、μ=4×π×10-7=1.257×10-6H/mなので、このときの磁束浸透深さδは1.05mmとなる。また、ロータバー132をロータ外周面に近づけることによって、バー先端部とエアギャップとの間のブリッジと呼ばれる部分の幅が狭くなると、軸線Lに対する電流密度分布の非対称性が増大するため,それに応じた切り欠き133の場所を考慮することが望ましい。図4に示す例では半円状の切り欠き133を備えたが、加工のし易さを考慮して、図9、10に示すような切り欠き形状としても良い。図9では切り欠き線Sを直線とした場合である。図10では、切り欠き線Sは外側に凸であって、その曲率を、軸線Lよりも左側回転前方側の先端部S1の曲率よりも小さくしている。いずれの場合も、電流密度が集中している領域を切り欠くようにしているので、スロット高調波による渦電流損を小さくすることができる。なお、本実施形態では、切り欠き133はロータバー132の延在方向にそって一方の端部から他方の端部まで形成しているが、図11に示すように、軸方向の一部に形成するようにしても良い。また、ロータバー132の断面形状としては図4に示す形状に限らず、図14aや図14bに示すような形状のロータバー132に対しても、同様に適用することができる。図14aは断面形状が円形のロータバー132に切り欠き133を形成したものであり、図14bは断面形状が台形のロータバー132に切り欠き133を形成したものである。いずれも、固定子側端部であって、軸線Lに対して回転後方側にずれて切り欠き133が形成されている。図12,13は、切り欠き133を設けない従来形状のロータバー132を用いた場合Aと、切り欠き133を設けたロータバー132を用いた場合Bとのそれぞれについて、効率および損失の内訳を有限要素法で計算したものである。計算条件として、JC08モードを前提とするために回転数3400r/min18.5Nmおよび6000r/min13.0Nmとした。図12はそれぞれの条件での効率を示したものであり、3400r/minおよび6000r/minのいずれの回転数においても、Bに示す切り欠き133を設けた場合の方が、効率が向上している。図13は、それぞれの場合における損失の内訳を示したものである。ロータバー132で発生する上記渦電流による損失は、二次銅損と呼ばれる損失に含まれる。図13によれば、ロータバー132に切り欠き133を設けたことにより二次銅損が減少している。ところで、ロータバー132を単純にロータ中心側に移動させることでも、二次銅損を減少させることが可能であるが,ロータバー132に鎖交する磁束が小さくなるためトルクが小さくなってしまうという欠点を有するので望ましくない。一方、本実施の形態のようにロータバー132をよりロータ外周側に配置し、かつ、上述したような切り欠き133を設けることでトルクと損失を両立させることができる。よって、小さい電流でトルクが出せるため、一次銅損も減少することも分かった。また、例えばハイブリッド電気自動車用モータなどは、エンジンルームに搭載するために小型化が求められているが、本実施の形態の回転電機を用いることで、同サイズの体格の回転電機に比べてトルクの向上が可能である。すなわち、本発明によれば、モータ体格の小型化を図ることができる。なお、上述した実施形態では、本発明ではロータバー先端に空隙切り欠き133を含む空隙を設けているが,非磁性体でかつ非導体であれば樹脂や珪素を主とした物質などを充填しても構わない。ロータバー132をエンドリング134に溶接や打ち込みによって接合する場合は,空隙のままでも構わないが,ダイカストによってロータバー132とエンドリング134を構成する場合は,ロータバー先端部の切り欠き133に非磁性体で且つ非導体の物質を充填させた状態でダイカストさせたほうが望ましい。以上説明したように、本実施の形態によれば渦電流損を低減し、トルクの向上が可能である。上述した各実施例ではインナーロータ型回転電機を例に説明したが、アウターロータ型回転電機にも本発明を適用することができる。上述した各実施形態はそれぞれ単独に、あるいは組み合わせて用いても良い。それぞれの実施形態での効果を単独あるいは相乗して奏することができるからである。また、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではない。"