"直流電源に接続されたリアクトル、前記リアクトルの出力をスイッチングする直列接続された複数のスイッチング素子、複数の前記スイッチング素子のスイッチングにより充放電される充放電コンデンサ、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオード、および、複数の前記スイッチング素子を駆動制御する駆動制御部を備える複数の直流電圧変換部と、複数の前記直流電圧変換部の並列出力を平滑する直列接続された複数の出力用平滑コンデンサと、を備え、前記直流電圧変換部は、複数の前記スイッチング素子のオフにより前記充放電コンデンサと直列に接続され、前記リアクトルに蓄えられたエネルギーにより、前記充放電コンデンサと共に充電される充電補助コンデンサと、前記充電補助コンデンサに蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオードと、前記逆流防止ダイオードに対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサの電圧値を複数の前記出力用平滑コンデンサの接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオードと、を備え、前記駆動制御部は、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、前記充放電コンデンサの両端電圧が所定電圧未満である場合に、前記充放電コンデンサを充電する充電駆動制御を行うことを特徴とするDC/DC電力変換装置。前記駆動制御部は、前記通常駆動制御の開始前に、前記充電駆動制御を実施することを特徴とする請求項1に記載のDC/DC電力変換装置。前記駆動制御部は、前記通常駆動制御の開始後に、前記充電駆動制御を実施することを特徴とする請求項1に記載のDC/DC電力変換装置。前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項1に記載のDC/DC電力変換装置。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項4に記載のDC/DC電力変換装置。複数系列の太陽電池モジュール群と、前記複数系列の太陽電池モジュール群の各出力電圧がそれぞれ前記各直流電圧変換部に入力される請求項1に記載のDC/DC電力変換装置と、前記DC/DC電力変換装置から供給された直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、を備えることを特徴とする太陽光発電システム。前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項6に記載の太陽光発電システム。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドであることを特徴とする請求項7に記載の太陽光発電システム。しかしながら、例えば、太陽電池モジュールの直列接続枚数の異なる太陽電池モジュールでは、各太陽電池モジュール群毎に出力電圧が著しく異なる場合がある。このように出力電圧の異なる太陽電池モジュール群をそれぞれ複数のDC/DC電力変換装置に接続して、各DC/DC電力変換装置の出力を並列に接続した場合、上記従来技術では、出力電圧が小さい太陽電池モジュール群が接続されたDC/DC電力変換装置の充放電コンデンサが充電されない場合があり、無負荷の場合や定常状態に至るまでの過渡状態では、所望の直流電圧に昇圧することができない、という問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができるDC/DC電力変換装置および太陽光発電システムを提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるDC/DC電力変換装置は、直流電源に接続されたリアクトル、前記リアクトルの出力をスイッチングする直列接続された複数のスイッチング素子、複数の前記スイッチング素子のスイッチングにより充放電される充放電コンデンサ、前記充放電コンデンサの充電経路と放電経路とを与える複数のダイオード、および、複数の前記スイッチング素子を駆動制御する駆動制御部を備える複数の直流電圧変換部と、複数の前記直流電圧変換部の並列出力を平滑する直列接続された複数の出力用平滑コンデンサと、を備え、前記直流電圧変換部は、複数の前記スイッチング素子のオフにより前記充放電コンデンサと直列に接続され、前記リアクトルに蓄えられたエネルギーにより、前記充放電コンデンサと共に充電される充電補助コンデンサと、前記充電補助コンデンサに蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオードと、前記逆流防止ダイオードに対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサの電圧値を複数の前記出力用平滑コンデンサの接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオードと、を備え、前記駆動制御部は、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、前記充放電コンデンサの両端電圧が所定電圧未満である場合に、前記充放電コンデンサを充電する充電駆動制御を行うことを特徴とする。本発明によれば、複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができる、という効果を奏する。以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置および太陽光発電システムについて説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。実施の形態.図1は、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置の一構成例を示す図である。実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、図1に示すように、直流電源2aから入力端子VLa-基準電圧端子Vcom間に入力された入力電圧Vinaを昇圧する直流電圧変換部1aと、直流電源2bから入力端子VLb-基準電圧端子Vcom間に入力された入力電圧Vinbを昇圧する直流電圧変換部1bとが並列に接続され、その並列出力が直列に接続された第1の出力用平滑コンデンサにより平滑され、出力電圧Voutが出力端子VH-基準電圧端子Vcom間に出力される。なお、図1に示す例では、2つの直流電圧変換部1a,1bを並列接続した例を示しているが、3つ以上の直流電圧変換部を並列接続することも可能である。また、直流電圧変換部1aおよび直流電圧変換部1bは、いずれも同様の構成部により構成され、それぞれの構成部に関連する符号の末尾にa,bを付しているが、以下、特段に区別する必要がない場合には、末尾のa,bを省略して説明する。直流電圧変換部1は、入力端子VLと基準電圧端子Vcomとの間に接続され、入力電圧Vinを平滑する入力側平滑コンデンサ3と、一端が入力側平滑コンデンサ3の正極端子に接続されたリアクトル4と、リアクトル4の他端と基準電圧端子Vcomとの間に直列接続された第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52と、リアクトル4の他端と出力端子VHとの間に、入力側から出力側に向かって順方向に直列接続された第1のダイオード61および第2のダイオード62と、第1のダイオード61および第2のダイオード62の接続点に一端が接続され、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52の接続点に他端が接続された充放電コンデンサ7と、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52と充放電コンデンサ7との接続点にアノードが接続された逆流防止ダイオード8と、逆流防止ダイオード8のカソードと基準電圧端子Vcomとの間に接続された充電補助コンデンサ10と、逆流防止ダイオード8および充電補助コンデンサ10の接続点と第1の出力側平滑コンデンサ11および第2の出力側平滑コンデンサ12の接続点との間に、逆流防止ダイオード8に対して逆直列に接続されたツェナーダイオード9と、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52を駆動制御する駆動制御部100とを備えている。なお、逆流防止ダイオード8は、第1のスイッチング素子51がオンした時に、第1の出力側平滑コンデンサ11および第2の出力側平滑コンデンサ12の接続点Mから第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52の接続点Bに電流が逆流するのを防止する機能を有し、また、ツェナーダイオード9は、第2のスイッチング素子52がオン動作した時に、B点からM点に電流が流れるのを防止し、充電補助コンデンサ10の電圧を一定の範囲内に保持する機能を有している。また、図1に示す例では、第1および第2のスイッチング素子としてMOSFETを用いているが、例えばIGBT等のパワートランジスタであってもよい。駆動制御部100は、充放電コンデンサ7の充電要否を判定する充電要否判定部13と、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52を駆動する駆動パルスを生成する駆動パルス生成部14とを備えている。また、駆動パルス生成部14は、通常駆動制御用の駆動パルスを生成する通常駆動パルス生成部141と、充電駆動制御用の駆動パルスを生成する充電駆動パルス生成部142とを備えている。つぎに、実施の形態にかかる直流電圧変換部1の定常状態における動作について、図1~図3を参照して説明する。図2は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態における各スイッチング状態の一例を示す図である。また、図3は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の定常状態における各部波形の状態遷移の一例を示す図である。図3aは、昇圧比が2倍未満である場合の例を示し、図3bは、昇圧比が2倍以上である場合の例を示している。なお、定常状態とは、通常駆動制御により安定して昇圧動作を行っている状態をいう。なお、図2に示す例では、符号の末尾のa,bを省略している。図2に示すように、定常状態における直流電圧変換部1のスイッチング状態としては、状態1~状態4の4つがある。状態1では、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなり、充放電コンデンサ7にエネルギーを蓄積する。状態2では、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオンとなり、充放電コンデンサ7のエネルギーを放出する。状態3では、第1のスイッチング素子51と第2のスイッチング素子52が共にオフとなり、リアクトル4のエネルギーを放出する。状態4では、第1のスイッチング素子51と第2のスイッチング素子52が共にオンとなり、リアクトル4にエネルギーを蓄積する。これらの各スイッチング状態の時間比率を適宜設定して各スイッチング状態を遷移させることにより、入力端子VL-基準電圧端子Vcom間に入力された入力電圧Vinを任意の電圧に昇圧して、出力端子VH-基準電圧端子Vcom間に出力電圧Voutとして出力することができる。実施の形態にかかる直流電圧変換部1の定常状態における通常駆動制御では、入力電圧Vinに対する出力電圧Voutの昇圧比Nが2倍未満の場合Vout/Vin=N<2:図3aと、2倍以上の場合Vout/Vin=N≧2:図3bとでスイッチングパターンが異なっている。まず、昇圧比Nが2倍未満の場合の動作について説明する。定常状態では、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfが出力電圧Voutの約2分の1の電圧になるように制御しており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ7の端子間電圧Vcfの大小関係は、以下のようになっている。Vout>Vin>Vcfまず、状態1において、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がHigh、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がLowとなると、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路で入力側平滑コンデンサ3からリアクトル4に、さらに第1のダイオード61を介して充放電コンデンサ7にエネルギーが移行する図2aの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→第1のスイッチング素子51つぎに、状態3に遷移し、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がLow、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がLowとなると、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路でリアクトル4に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ3に重畳して、第1のダイオード61および第2のダイオード62を介して第1の出力側平滑コンデンサ11および第2の出力側平滑コンデンサ12に移行する図2cの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→第2のダイオード62→第2の出力側平滑コンデンサ12→第1の出力側平滑コンデンサ11つぎに、状態2に遷移し、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がLow、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がHighとなると、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオンとなるため、以下の経路で充放電コンデンサ7に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ3に重畳して、第2のダイオード62を介して第1の出力側平滑コンデンサ11および第2の出力側平滑コンデンサ12に移行するとともに、リアクトル4にエネルギーを蓄積する図2bの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第2のスイッチング素子52→充放電コンデンサ7→第2のダイオード62→第2の出力側平滑コンデンサ12→第1の出力側平滑コンデンサ11つぎに、状態3に遷移し、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がLow、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がLowとなると、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路でリアクトル4に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ3に重畳して、第1のダイオード61および第2のダイオード62を介して第1の出力側平滑コンデンサ11および第2の出力側平滑コンデンサ12に移行する図2cの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→第2のダイオード62→第2の出力側平滑コンデンサ12→第1の出力側平滑コンデンサ11上述した状態1→状態3→状態2→状態3を1周期とする一連の状態遷移スイッチングパターン:図3aを繰り返すことにより、入力端子VL-基準電圧端子Vcom間に入力された入力電圧Vinを1倍から2倍までの任意の電圧に昇圧して、出力端子VH-基準電圧端子Vcom間に出力電圧Voutとして出力される。つぎに、昇圧比Nが2倍以上の場合の動作について説明する。定常状態では、昇圧比Nが2倍未満の場合と同様に、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfは出力電圧Voutの約2分の1の電圧になるように制御しており、入力電圧Vin、出力電圧Vout、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfの大小関係は、以下のようになっている。Vout>Vcf>Vinまず、状態4において、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がHigh、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がHighとなると、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオンとなるため、以下の経路で入力側平滑コンデンサ3からリアクトル4にエネルギーが移行する図2dの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第2のスイッチング素子52→第1のスイッチング素子51つぎに、状態1に遷移し、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がHigh、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がLowとなると、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路でリアクトル4に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ3に重畳して、第1のダイオード61を介して充放電コンデンサ7に移行する図2aの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→第1のスイッチング素子51つぎに、状態4に遷移し、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がHigh、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がHighとなると、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオンとなるため、以下の経路で入力側平滑コンデンサ3からリアクトル4にエネルギーが移行する図2dの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第2のスイッチング素子52→第1のスイッチング素子51つぎに、状態2に遷移し、第1のスイッチング素子51のゲート信号G1がLow、第2のスイッチング素子52のゲート信号G2がHighとなると、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオンとなるため、以下の経路でリアクトル4と充放電コンデンサ7に蓄積されたエネルギーが入力側平滑コンデンサ3に重畳して、第2のダイオード62を介して第1の出力側平滑コンデンサ11および第2の出力側平滑コンデンサ12に移行する図2bの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第2のスイッチング素子52→充放電コンデンサ7→第2のダイオード62→第2の出力側平滑コンデンサ12→第1の出力側平滑コンデンサ11上述した状態4→状態1→状態4→状態2を1周期とする一連の状態遷移スイッチングパターン:図3bを繰り返すことにより、入力端子VL-基準電圧端子Vcom間に入力された入力電圧Vinを2倍以上の任意の電圧に昇圧して、出力端子VH-基準電圧端子Vcom間に出力電圧Voutとして出力する。つぎに、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置において、各直流電圧変換部1a,1bが制御停止状態から定常状態に移行するまでの動作について、図1、図4、および図5を参照して説明する。なお、制御停止状態とは、例えば、駆動制御部100への制御電源図示せずがスタンバイしていない場合や、各直流電圧変換部1a,1bに何らかの異常が発生して波及故障を防止する場合など、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52が駆動制御されていない状態をいう。ここで、例えば、図1に示すDC/DC電力変換装置において、直流電圧変換部1aに直流電源2aから入力される入力電圧Vinaを900Vとし、直流電圧変換部1bに直流電源2bから入力される入力電圧Vinbを300Vとすると、制御停止状態では、入力電圧Vinb=300V≦出力電圧Vout≦入力電圧Vina=900Vとなる。まず、図1における直流電圧変換部1aの場合、つまり、入力電圧Vina≧出力電圧Voutである場合の制御停止状態から定常状態に移行するまでの動作について説明する。図4は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の制御停止状態において入力電圧が印加された場合の電流経路を示す図である。なお、ここでは、符号の末尾のa,bを省略して説明する。制御停止状態において、入力電圧Vin≧出力電圧Voutである場合には、図4に示すように、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52はオフ状態であるため、入力端子VL-基準電圧端子Vcom間の下記の3経路に電流が流れ、各々の充放電コンデンサ7、第1の出力側平滑コンデンサ11、および第2の出力側平滑コンデンサ12が充電される。第1の経路図5の破線矢印:入力端子VL→入力側平滑コンデンサ3→基準電圧端子Vcom第2の経路図5の一点鎖線矢印:入力端子VL→リアクトル4→第1のダイオード61→第2のダイオード62→第2の出力側平滑コンデンサ12→第1の出力側平滑コンデンサ11→基準電圧端子Vcom第3の経路図5の二点鎖線矢印:入力端子VL→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→逆流防止ダイオード8→ツェナーダイオード9→第1の出力側平滑コンデンサ11→基準電圧端子Vcomこれより、入力電圧Vinは、入力側平滑コンデンサ3に印加されるのと同時に、ツェナーダイオード9を介して互いに並列接続された充放電コンデンサ7および第2の出力側平滑コンデンサ12の接続体と、この接続体に直列接続された第1の出力側平滑コンデンサ11とに印加されることになる。ここで、充放電コンデンサ7のキャパシタンス値をCf、第1の出力側平滑コンデンサ11のキャパシタンス値をCo1、および第2の出力側平滑コンデンサ12のキャパシタンス値をCo2とすると、例えばCf<<Co1=Co2である場合には、第1の出力側平滑コンデンサ11の両端電圧Vco1、第2の出力側平滑コンデンサ12の両端電圧Vco2、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfは、以下のようになる。Vco1≒Vco2≒Vin/2Vcf≒Vin/2-VdzVdzは、ツェナーダイオード9の逆方向電圧ここで、例えば、Vin=900V、Vdz=40Vとすると、Vco1≒Vco2≒450V、Vcf≒410Vとなる。したがって、入力電圧Vin≧Voutである場合例えば、図1における直流電圧変換部1aには、制御停止状態において充放電コンデンサ7が充電された状態となるので、制御停止状態から通常駆動制御を行うことにより、定常状態に移行することができる。つぎに、図1における直流電圧変換部1bの場合、つまり、入力電圧Vinb<出力電圧Voutである場合の制御停止状態から定常状態に移行するまでの動作について説明する。なお、ここでも、符号の末尾のa,bを省略して説明する。制御停止状態において、入力電圧Vin≦出力電圧Voutである場合には、第1のダイオード61に逆電圧が印加されるため、上述した第2の経路および第3の経路に電流が流れず、充放電コンデンサ7が充電されない。したがって、入力電圧Vin≦出力電圧Voutである場合例えば、図1における直流電圧変換部1bでは、制御停止状態から通常駆動制御を行っても、入力電圧Vinを所望の電圧値に昇圧することができない。本実施の形態にかかる直流電圧変換部1では、通常駆動制御の開始前あるいは開始後において、充放電コンデンサ7の充電が不十分である場合に、充放電コンデンサ7を充電するために、スイッチングパターンが通常駆動制御とは異なる充電駆動制御を実施する。以下、実施の形態にかかる直流電圧変換部1の充電駆動制御について説明する。充電要否判定部13は、出力電圧Vout、第1の出力側平滑コンデンサの両端電圧Vco1、および充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfが入力され、通常駆動制御の開始前あるいは開始後において、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfが出力電圧Voutから第1の出力側平滑コンデンサの両端電圧Vco1とあらかじめ保持しているツェナーダイオード9の逆方向電圧Vdzとを減算した所定値未満である場合、つまり、下記の1式を満たす場合に、充放電コンデンサ7の充電が必要であると判定して、充電駆動制御指令を出力する。Vcf<Vout-Vco1-Vdz...1また、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfが出力電圧Voutから第1の出力側平滑コンデンサの両端電圧Vco1とあらかじめ保持しているツェナーダイオードの逆方向電圧Vdzとを減算した所定値以上である場合、つまり、下記の2式を満たす場合に、通常駆動制御指令を出力する。Vcf≧Vout-Vco1-Vdz...2駆動パルス生成部14は、入力電圧Vin、充放電コンデンサの両端電圧Vcf、および、通常駆動制御指令あるいは充電駆動制御指令のいずれか一方が入力され、充電駆動制御指令が入力された場合には、充電駆動パルス生成部142に充電駆動制御用の各駆動パルスを生成させ、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52にそれぞれ出力し、充電駆動制御を開始する。図5は、実施の形態にかかる直流電圧変換部の充電駆動制御における各スイッチング状態の一例を示す図である。図5に示すように、充電駆動制御における直流電圧変換部1のスイッチング状態としては、状態1~状態3の3つがある。状態1では、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなり、充放電コンデンサ7を介してリアクトル4に電流が流れ、リアクトル4にエネルギーを蓄積する。状態2では、第1のスイッチング素子51と第2のスイッチング素子52が共にオフとなり、リアクトル4に蓄積されたエネルギーが充放電コンデンサ7および充電補助コンデンサ10に移行する。状態3では、第1のスイッチング素子51と第2のスイッチング素子52が共にオンとなり、リアクトル4に流れる電流が増加し、リアクトル4にエネルギーを蓄積する。これらの各スイッチング状態における第1のスイッチング素子51と第2のスイッチング素子52の通流比を適宜設定して各スイッチング状態を遷移させることにより、充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfを充電する。実施の形態にかかる直流電圧変換部1の充電駆動制御では、入力電圧Vinと充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfとの電圧差が100Vより大きい場合Vin-Vcf>100Vと、100V以下である場合Vin-Vcf≦100Vとで、スイッチングパターンが異なっている。つまり、入力電圧Vinと充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfとの電圧差が100Vより大きい場合には、まず、充放電コンデンサ7を充電し、入力電圧Vinと充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfとの電圧差が100V以下となった場合に、スイッチングパターンを切り換えて、充放電コンデンサ7の両端電圧がVin/2となるまで充電する。まず、入力電圧Vinと充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfとの電圧差が100Vより大きい場合、つまり、Vin-Vcf>100Vである場合のスイッチングパターンについて説明する。この場合のスイッチングパターンでは、Vcf≒Vin-100Vとなるまで、さらに、入力電圧Vinから100Vを減算した値が出力電圧Voutの1/2より大きい場合、つまり、Vin-100V>Vout/2である場合には、Vcf≒Vout/2となるまで、充放電コンデンサ7を充電する。まず、状態1において、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル4にエネルギーが蓄積される図5aの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→第1のスイッチング素子51つぎに、状態2に遷移し、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル4に蓄積されたエネルギーが充放電コンデンサ7および充電補助コンデンサ10に移行する図5bの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→逆流防止ダイオード8→充電補助コンデンサ10その後、リアクトル4に流れるリアクトル電流がゼロになると、状態1に遷移して、上述した状態1→状態2を1周期とする一連の状態遷移スイッチングパターンを繰り返すことにより、Vcf≒Vin-100VあるいはVcf≒Vout/2となるまで、充放電コンデンサ7が充電される。なお、充電補助コンデンサ10の両端電圧は、ツェナーダイオード9により、Vco2~Vco2Vdzに保たれる。つぎに、入力電圧Vinと充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfとの電圧差が100V以下である場合、つまり、Vin-Vcf≦100Vである場合のスイッチングパターンについて説明する。この場合のスイッチングパターンでは、Vcf≒Vout/2となるまで、充放電コンデンサ7を充電する。まず、状態1において、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、リアクトル4の高圧側の端子電圧が充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfよりも大きい場合には、以下の経路で電流が流れ、リアクトル4にエネルギーが蓄積される図5aの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→第1のスイッチング素子51つぎに、状態3に遷移し、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオンとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル4に流れる電流が増加し、リアクトル4にエネルギーが蓄積される図5cの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第2のスイッチング素子52→第1のスイッチング素子51つぎに、状態1に遷移し、第1のスイッチング素子51がオン、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、モード3においてリアクトル4に蓄積されたエネルギーが大きくなり、リアクトル4の高圧側の端子電圧が充放電コンデンサ7の両端電圧Vcfよりも大きくなった場合には、以下の経路で電流が流れ、リアクトル4にエネルギーがさらに蓄積される図5aの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→第1のスイッチング素子51つぎに、状態2に遷移し、第1のスイッチング素子51がオフ、第2のスイッチング素子52がオフとなるため、以下の経路で電流が流れ、リアクトル4に蓄積されたエネルギーが充放電コンデンサ7および充電補助コンデンサ10に移行する図5bの破線矢印。入力側平滑コンデンサ3→リアクトル4→第1のダイオード61→充放電コンデンサ7→逆流防止ダイオード8→充電補助コンデンサ10その後、リアクトル4に流れるリアクトル電流がゼロになると、状態1に遷移して、上述した状態1→状態3→状態1→状態2を1周期とする一連の状態遷移スイッチングパターンを繰り返すことにより、Vcf≒Vout/2となるまで、充放電コンデンサ7が充電される。なお、上述した状態1、状態3における第1のスイッチング素子51の通流比は、例えば、10/Vin-Vcfとし、第2のスイッチング素子52の通流比は、例えば、10/Vinとすればよい。なお、これら第1および第2のスイッチング素子51,52の通流比は一例であり、各直流電圧変換部1の入力電圧差等の条件に応じて、適切な比率に設定すればよい。そして、充電要否判定部13は、上述した2式を満たす場合に、通常駆動制御指令を出力し、駆動パルス生成部14は、通常駆動制御指令が入力された場合には、通常駆動パルス生成部141に通常駆動制御用の各駆動パルスを生成させ、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52にそれぞれ出力し、通常駆動制御を開始する。したがって、入力電圧Vin>Voutである場合例えば、図1における直流電圧変換部1bには、制御停止状態から充電駆動制御を行うことにより充放電コンデンサ7を充電し、充放電コンデンサ7が充電された状態で通常駆動制御を行うことにより、定常状態に移行することができる。以上説明したように、実施の形態のDC/DC電力変換装置によれば、複数並列に接続された各直流電圧変換部において、第1および第2のスイッチング素子51,52のオフにより充放電コンデンサ7と直列に接続され、リアクトル4に蓄えられたエネルギーにより、充放電コンデンサ7と共に充電される充電補助コンデンサ10と、充電補助コンデンサ10に蓄えられた電荷の逆流を防止する逆流防止ダイオード8と、逆流防止ダイオード8に対して逆直列に接続され、充電補助コンデンサ10の電圧値を第1および第2の出力用平滑コンデンサ11,12の接続点に対して一定の範囲内に保つツェナーダイオード9とを備え、入力電圧を所望の出力電圧に変換する通常駆動制御を行うと共に、充放電コンデンサ10の両端電圧が所定電圧未満である場合に、第2のスイッチング素子52、あるいは第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52の両方をオンして、リアクトル4にエネルギーを蓄積した後に、第1のスイッチング素子51および第2のスイッチング素子52をオフして、リアクトル4に蓄積されたエネルギーを充放電コンデンサ7および充電補助コンデンサ10に移行させるスイッチングパターンを有する充電駆動制御を実施するようにしたので、各直流電圧変換部に複数の出力電圧の異なる直流電源を接続する場合でも、それぞれの直流電源の出力電圧を所望の直流電圧に昇圧することができる。なお、上述した実施の形態では、制御停止状態から定常状態に移行するまでに、つまり、通常駆動制御を開始する前に、充電駆動制御を行う例について説明したが、通常駆動制御を開始した後に、充電駆動制御を行うことも可能である。つまり、通常駆動制御の実施中において、充放電コンデンサの充電が不十分であると判定した場合には、充電駆動制御に移行して、充放電コンデンサの充電を行うことも可能である。また、上述した実施の形態では、充電駆動制御を実施する際に、2つスイッチングパターンを設け、入力電圧Vinと充放電コンデンサの両端電圧Vcfとの電圧差が100Vより大きいか100V以下であるかによりスイッチングパターンを切り換えるようにしたが、このスイッチングパターンを切り換える際の入力電圧Vinと充放電コンデンサの両端電圧Vcfとの電位差は、DC/DC電力変換装置が適用されるシステムの条件に応じて設定すればよい。あるいは、条件によっては、2つのスイッチングパターンのうちの一方のみで運用することも可能である。また、実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置は、複数の太陽電池モジュール群を備えた太陽光発電システムに用いて好適である。太陽電池モジュール群は、例えば太陽電池モジュール群を設置する屋根の条件等により、太陽電池モジュールの直列枚数が異なるため、各太陽電池モジュール群毎に出力電圧が異なる。実施の形態にかかるDC/DC電力変換装置では、各直流電圧変換部毎に独立して動作するため、各太陽電池モジュール群毎に最適な昇圧動作を行うことができる。また、一般的なスイッチング素子は、珪素シリコン:Si系半導体によって形成されるが、実施の形態において説明したDC/DC電力変換装置の各直流電圧変換部の第1および第2のスイッチング素子としては、Si系半導体と比較して、大きなエネルギーバンド幅を持つワイドバンドギャップWBG半導体によって形成されていることが好ましい。このWBG半導体としては、例えば、炭化珪素SiCや窒化ガリウムGaN系材料、またはダイヤモンド等がある。入力電圧と昇圧後の出力電圧との差が大きい直流電圧変換部では、第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作頻度が多くなり、スイッチング損失および導通損失も大きくなり、これに伴って各スイッチング素子の発熱量も多くなる。したがって、設計段階において、DC/DC電力変換装置が適用されるシステム等における最大発熱条件、つまり、最もスイッチング動作頻度が多くなる条件をあらかじめ想定し、その条件下においてスイッチング素子の限界温度を超えないように、スイッチング素子に接続するヒートシンクの大きさが決められる。また、入力電圧と昇圧後の出力電圧との差が小さい直流電圧変換部では、第1および第2のスイッチング素子のスイッチング動作頻度が少なくなり、スイッチング損失および導通損失も小さくなり、これに伴って各スイッチング素子の発熱量も少なくなる。このため、上述した最大発熱条件を想定して設計されたヒートシンクの大きさでは、スイッチング素子の限界温度に対する裕度が大きく、無駄に広い設置スペースが必要となり、DC/DC電力変換装置が大型化する。また、ヒートシンクのコスト、およびDC/DC電力変換装置のコストが上昇する。一方、WBG半導体は、Si系半導体と比較して、スイッチング損失および導通損失が小さいと共に、耐熱性が高く、高温動作が可能である。したがって、WBG半導体により形成されたスイッチング素子を用いることにより、Si系半導体により形成されたスイッチング素子を用いる場合よりも、ヒートシンクの大きさを小さくすることができる。さらに、このようなWBG半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子自体の小型化も可能である。したがって、第1および第2のスイッチング素子として、WBG半導体によって形成されたスイッチング素子を用いることにより、上述した最大発熱条件を想定した場合でも、DC/DC電力変換装置の小型化、低コスト化を図ることができる。さらに、例えば、各太陽電池モジュール群が接続された各直流電圧変換部のスイッチング動作頻度に大きな差が生じる場合を想定した場合でも、各直流電圧変換部の第1および第2のスイッチング素子を冷却するヒートシンクを過剰な余裕を設けない最適なサイズで構成することができ、延いては、このDC/DC電力変換装置を適用して、さまざまな屋根あるいは住宅等の制約条件に対応可能な太陽光発電システムを構築することができる。また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。"