第1のインダクタと、オンのとき前記第1のインダクタに電源電圧を供給して電流を流すスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続され、前記スイッチング素子の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子をオフさせる定電流素子と、前記スイッチング素子および前記定電流素子のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたとき前記第1のインダクタの電流を流す整流素子と、前記第1のインダクタと磁気結合し、前記第1のインダクタの電流が増加しているときは前記スイッチング素子をオンさせる電位が誘起され、前記スイッチング素子の電流が減少しているときは前記スイッチング素子をオフさせる電位が誘起され、誘起された電位を前記スイッチング素子の制御端子に供給する第2のインダクタと、前記定電流素子の制御端子に定電位を供給する定電圧回路と、前記第1のインダクタの電流により充電される平滑コンデンサと、を備えたことを特徴とするスイッチング電源。直流電源と、前記直流電源の一方の端子に第1の端子が接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の第2の端子に第1の端子が接続された定電流素子と、前記定電流素子の第2の端子に第1の端子が接続された第1のインダクタと、前記第1のインダクタと磁気結合し、前記第1のインダクタに流れる電流が増加しているときは前記スイッチング素子の制御端子に対して前記スイッチング素子がオンとなるような制御電位を供給し、前記第1のインダクタに流れる電流が減少しているときは前記スイッチング素子の制御端子に対して前記スイッチング素子がオフとなるような制御電位を供給する第2のインダクタと、前記直流電源の他方の端子と前記第1のインダクタの第1の端子との間に接続され、前記第1及び定電流素子を介して前記第1のインダクタに供給される電流と同じ方向の電流が前記第1インダクタに供給されるような方向に電流を流す第1のダイオードと、前記定電流素子の第2の端子と制御端子との間に制御電圧を印加する定電圧回路と、を備えたことを特徴とするスイッチング電源。前記定電流素子はノーマリオン型のトランジスタであり、前記定電圧回路は、前記定電流素子のゲートに、前記定電流素子のソースよりも低い電位を印加することを特徴とする請求項1または2に記載のスイッチング電源。前記定電圧回路は、バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧を基準として前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項1~3のいずれか1つに記載のスイッチング電源。前記定電圧回路は、ノーマリオン型のトランジスタの閾値電圧とノーマリオフ型のトランジスタの閾値電圧との差を基準として前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項1~3のいずれか1つに記載のスイッチング電源。前記定電圧回路は、バイアス抵抗を介して供給される前記電源電圧で動作し、前記定電流素子の制御端子と第2の端子との間前記一定電圧を出力することを特徴とする請求項1~5のいずれか1つに記載のスイッチング電源。前記定電圧回路は、前記平滑コンデンサの両端の電圧を供給されて動作することを特徴とする請求項1~6のいずれか1つに記載のスイッチング電源。前記定電圧回路は、前記定電流素子の第2の端子と前記定電流素子の制御端子との間に接続されたツェナーダイオードと、前記定電流素子の制御端子と前記整流素子のアノードとの間に接続されたインピーダンス素子と、を有し、前記定電流素子の制御端子に負電位を供給することを特徴とする請求項1~7のいずれか1つに記載のスイッチング電源。請求項1~8のいずれか1つに記載のスイッチング電源と、前記スイッチング電源装置の出力端子間に接続された照明負荷と、を備えたことを特徴とする照明装置。しかしながら、従来のLED点灯装置においては、電流検出用の抵抗が必要であり、FETがオン状態であるときは、電流検出用の抵抗に常に電流が流れるため、電力の損失が大きいという問題がある。また、電流検出用の抵抗を用いない場合、起動時に大電流が流れる可能性もある。本発明の目的は、電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を提供することである。本発明の一態様に係るスイッチング電源は、第1のインダクタと、オンのとき前記第1のインダクタに電源電圧を供給して電流を流すスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続され、前記スイッチング素子の電流が所定の電流値を超えたとき前記スイッチング素子をオフさせる定電流素子と、前記スイッチング素子および前記定電流素子のいずれかに直列に接続され、前記スイッチング素子がオフしたとき前記第1のインダクタの電流を流す整流素子と、前記第1のインダクタと磁気結合し、前記第1のインダクタの電流が増加しているときは前記スイッチング素子をオンさせる電位が誘起され、前記スイッチング素子の電流が減少しているときは前記スイッチング素子をオフさせる電位が誘起され、誘起された電位を前記スイッチング素子の制御端子に供給する第2のインダクタと、前記定電流素子の制御端子に定電位を供給する定電圧回路と、前記第1のインダクタの電流により充電される平滑コンデンサと、を備える。また、本発明の他の一態様に係るスイッチング電源は、直流電源と、前記直流電源の一方の端子に第1の端子が接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子の第2の端子に第1の端子が接続された定電流素子と、前記定電流素子の第2の端子に第1の端子が接続された第1のインダクタと、前記第1のインダクタと磁気結合し、前記第1のインダクタに流れる電流が増加しているときは前記第1のスイッチング素子の制御端子に対して前記第1のスイッチング素子がオンとなるような制御電位を供給し、前記第1のインダクタに流れる電流が減少しているときは前記第1のスイッチング素子の制御端子に対して前記第1のスイッチング素子がオフとなるような制御電位を供給する第2のインダクタと、前記直流電源の他方の端子と前記第1のインダクタの第1の端子との間に接続され、前記第1及び第2のスイッチング素子を介して前記第1のインダクタに供給される電流と同じ方向の電流が前記第1インダクタに供給されるような方向に電流を流す第1の整流素子と、前記定電流素子の第2の端子と制御端子との間に制御電圧を印加する定電圧回路と、を備える。また、本発明の他の一態様に係る照明装置は、上記のいずれか1つのスイッチング電源と、前記スイッチング電源の出力端子間に接続された照明負荷と、を備える。本発明によれば、電力の損失が小さく起動時の過電流を抑制したスイッチング電源及び照明装置を実現することができる。以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。先ず、第1の実施形態について説明する。図1は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図であり、図2は、本実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。図1に示すように、本実施形態に係る照明装置1は、商用の交流電源ACに接続されて使用される。照明装置1においては、交流電源ACに接続され、交流電源ACから供給された交流電流を直流電流に変換する直流電源11と、直流電源11から供給された直流電圧を降下させるDC-DCコンバータ12と、DC-DCコンバータ12の出力端子間に接続された照明負荷13が設けられている。照明負荷13には、DC-DCコンバータ12から直流電流が供給されて発光する照明光源E、例えばLED素子が設けられている。直流電源11及びDC-DCコンバータ12により、本実施形態に係るスイッチング電源装置が構成されている。直流電源11においては、ダイオードブリッジからなる全波整流回路Bが設けられており、全波整流回路Bの入力端子が交流電源ACに接続されており、全波整流回路Bの出力端子が直流電源11の出力端子T1及びT2となっている。出力端子T1は高電位側の端子であり、出力端子T2は低電位側の端子である。直流電源11の出力端子T1及びT2は、DC-DCコンバータ12の入力端子でもある。なお、端子とは回路図上の位置を示す概念であり、実際のデバイスにおいて、必ずしも端子のみに相当する部材が設けられているとは限らない。DC-DCコンバータ12においては、直流電源11の出力端子T1と出力端子T2との間に、コンデンサC1が接続されている。また、スイッチング素子Q1、定電流素子Q2、整流素子D1が設けられており、出力端子T1と出力端子T2との間にこの順に直列に接続されている。スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2は、例えば電界効果トランジスタであり、例えば高電子移動度トランジスタHighElectronMobilityTransistor:HEMTであり、例えば、シリコン炭化物SiCからなる基板上に形成され、チャネルはガリウム窒化物GaN又はインジウムガリウム窒化物InGaNによって形成された所謂GaN系HEMTである。また、スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2は、ノーマリオン型の素子である。また、整流素子D1は、例えばショットキーバリアダイオードであり、スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2と同様に形成される。そして、スイッチング素子Q1のドレイン第1の端子が出力端子T1に接続され、スイッチング素子Q1のソース第2の端子が定電流素子Q2のドレイン第1の端子に接続され、定電流素子Q2のソース第2の端子が接続点N5を介して整流素子D1のカソードに接続され、整流素子D1のアノードが出力端子T2に接続されている。また、DC-DCコンバータ12においては、第1のインダクタL1及び平滑コンデンサC2が設けられている。第1のインダクタL1の一方の端子第1の端子は接続点N5に接続されており、第1のインダクタL1の他方の端子は、DC-DCコンバータ12の高電位側の出力端子T3に接続されている。平滑コンデンサC2は、出力端子T3とDC-DCコンバータ12の低電位側の出力端子T4との間に接続されている。出力端子T4は、直流電源11の低電位側の出力端子T2に接続されている。出力端子T2及びT4の電位は、例えば接地電位である。更に、DC-DCコンバータ12においては、第2のインダクタL2、結合コンデンサC3、ダイオードD2が設けられている。第2のインダクタL2は接続点N5と結合コンデンサC3の一方の端子との間に接続されており、第1のインダクタL1と磁気結合している。第2のインダクタL2は、第1のインダクタL1を接続点N5から出力端子T3に向けて流れる電流が増加しているときは、結合コンデンサC3が接続点N5よりも高電位となるような起電力が発生し、上述の電流が減少しているときは、結合コンデンサC3が接続点N5よりも低電位となるような起電力を発生させる。結合コンデンサC3の他方の端子はスイッチング素子Q1の制御端子であるゲートに接続されている。また、ダイオードD2のアノードは結合コンデンサC3の他方の端子及びスイッチング素子Q1のゲートに接続されており、ダイオードD2のカソードは接続点N5に接続されている。ダイオードD2はスイッチング素子Q1のゲート電位と定電流素子Q2のソース間の電圧を、順方向電圧以下にクランプする。スイッチング素子Q1のゲート電位制御電位は、負電位側にレベルシフトされ、スイッチング素子Q1を確実にオンおよびオフさせることができる。更にまた、DC-DCコンバータ12においては、定電圧回路V1及びバイアス抵抗R1、R2が設けられている。定電圧回路V1の端子N1は出力端子T1に接続されており、端子N2は接続点N5に接続されており、端子N3は定電流素子Q2のゲートに接続されている。バイアス抵抗R1は、端子N3と出力端子T2との間に接続されている。バイアス抵抗R2は、出力端子T1と端子N2との間に接続されている。定電圧回路V1は、端子N1から高電位が供給され、端子N3から低電位が供給されて、端子N2から高電位と低電位の間の中間電位を出力する回路である。このとき、端子N2と端子N3との間の電圧が一定となり、定電流素子Q2のゲートソース間電圧は、負の一定値になる。そして、DC-DCコンバータ12の出力端子T3と出力端子T4との間に、照明光源EとしてLED素子が接続されている。LED素子Eのアノードは出力端子T3に接続されており、カソードは出力端子T4に接続されている。これにより、全波整流回路B→出力端子T1→スイッチング素子Q1→定電流素子Q2→接続点N5→第1のインダクタL1→出力端子T3→LED素子E→出力端子T4→出力端子T2→全波整流回路Bのループ状の電流経路が構成される。また、第1のインダクタL1→出力端子T3→LED素子E→出力端子T4→整流素子D1→接続点N5→第1のインダクタL1のループ状の回生電流経路も構成される。このように、定電流素子Q2は、DC-DCコンバータ12の入力端子直流電源11の出力端子T1と出力端子T3との間に介在している。また、整流素子D1は、スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2を介して第1のインダクタL1に供給される電流と同じ方向の電流が第1のインダクタL1に流れるように、接続されている。図2に示すように、定電圧回路V1においては、バイポーラトランジスタQ11及びQ12が設けられている。バイポーラトランジスタQ11及びQ12の特性は実質的に同一である。また、定電圧回路V1においては、抵抗R11、R12及びR13と、差動アンプDAが設けられている。バイポーラトランジスタQ11及びQ12のコレクタは端子N1に接続されている。バイポーラトランジスタQ11のエミッタは、抵抗R12及び抵抗R13を介して、端子N3に接続されている。バイポーラトランジスタQ12のエミッタは、抵抗R11を介して、端子N3に接続されている。抵抗R12と抵抗13との接続点N11は、差動アンプDAの正極側の入力端子に接続されており、バイポーラトランジスタQ12のエミッタと抵抗R11との接続点N12は、差動アンプDAの負極側の入力端子に接続されている。差動アンプDAの出力端子は、バイポーラトランジスタQ11及びQ12のベースに接続されていると共に、端子N2に接続されている。定電圧回路V1は、端子N2と端子N3との間の電圧Vrefとして、バイポーラトランジスタQ11及びQ12のベースエミッタ電圧VBEを基準とした電圧を出力することができる。具体的には、温度をTとし、ボルツマン定数をkとし、電荷をqとし、抵抗R11、R12、R13の抵抗値をそれぞれR11、R12、R13とすると、電圧Vrefは下記数式1のようになる。バイポーラトランジスタQ11及びQ12のベースエミッタ電圧VBEの温度係数は負の値を持つが、抵抗R11~R13として正の温度係数を持つ拡散層抵抗又はポリシリコン等を用いて、抵抗比を適正に調整すれば、電圧Vrefの温度係数をほぼゼロにすることができる。次に、本実施形態に係る照明装置の動作について説明する。スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2はノーマリオン型の素子であるため、初期状態においては、いずれもオン状態にある。1交流電源ACを直流電源11に接続すると、交流電源ACから出力された交流電流が直流電源11に入力される。直流電源11においては、全波整流回路Bによって交流電流が直流電流に変換される。そして、この直流電流が出力端子T1及びT2から出力され、DC-DCコンバータ12に入力される。このとき、出力端子T1から高電位が出力され、出力端子T2から低電位が出力される。2DC-DCコンバータ12においては、コンデンサC1によって高周波成分が除去された上で、出力端子T1の電位が定電圧回路V1の端子N1に入力され、出力端子T1の電位がバイアス抵抗R2を介して定電圧回路V1の端子N2に入力され、出力端子T2の電位がバイアス抵抗R1を介して端子N3に入力される。これにより、定電圧回路V1が作動し、端子N2と端子N3との間の電圧Vrefを、上記数式1によって規定される一定の電圧とする。この結果、定電流素子Q2のゲートにソースよりも低い電位が印加される。定電流素子Q2のソースゲート間電圧により、ドレインソース間に流れる電流が制限される。3そして、入力端子T1→スイッチング素子Q1→定電流素子Q2→第1のインダクタL1の経路で電流が流れる。このとき、LED素子Eに印加される電圧がLED素子Eの順方向電圧に達するまでは、LED素子Eに電流が流れないため、平滑コンデンサC2が充電される。すなわち、定電流素子Q2のソースゲート間の負電圧の絶対値がLED素子Eの順方向電圧より小さくなるように、定電流素子Q2のソースゲート間に電圧が印加されるので、LED素子Eに電流が流れずコンデンサC2が充電される。4コンデンサC2が充電され、LED素子Eに印加される電圧がLED素子Eの順方向電圧を超えると、入力端子T1→スイッチング素子Q1→定電流素子Q2→第1のインダクタL1→LED素子E→入力端子T2の経路で電流が流れる。これにより、LED素子Eが点灯すると共に、第1のインダクタL1に磁気エネルギーが蓄積される。また、この電流は増加するため、第2のインダクタL2には、結合コンデンサC3側を高電位とするような起電力が発生する。この結果、スイッチング素子Q1のゲート電位がソース電位よりも高くなり、スイッチング素子Q1のオン状態を維持する。5HEMTからなる定電流素子Q2を流れる電流値が飽和電流に達すると、電流の増加に伴い、定電流素子Q2のソース-ドレイン間の電圧が急上昇する。なお、定電流素子Q2の飽和電流は、定電圧回路V1によって与えられるソースゲート間電圧によって規定されている。定電流素子Q2のソース-ドレイン間の電圧が急上昇することにより、スイッチング素子Q1のソース電位が上昇してゲート電位よりも高くなり、スイッチング素子Q1がオフ状態になる。この結果、上述の電流経路が遮断される。6これにより、第1のインダクタL1に蓄積されていた磁気エネルギーが放出されて、第1のインダクタL1→LED素子E→整流素子D1→第1のインダクタL1の回生電流経路を電流が流れる。これにより、LED素子Eの点灯が維持される。また、この電流は経時的に減少するため、第2のインダクタL2には結合コンデンサC3側を低電位とするような起電力が発生する。この結果、スイッチング素子Q1のゲートにソースよりも低い電位が印加され、スイッチング素子Q1のオフ状態が維持される。7第1のインダクタL1に蓄積されていた磁気エネルギーがゼロになると、第2のインダクタL2の起電力の方向が再び反転し、結合コンデンサC3側を高電位とするような起電力が発生する。これにより、スイッチング素子Q1のゲートにソースよりも高い電位が印加され、スイッチング素子Q1がオンになる。これにより、上記4の状態に戻る。以後、上記4~7を繰り返す。これにより、スイッチング素子Q1のオンとオフとが自動的に繰り返されて、LED素子Eには電圧降下された直流電流が供給される。次に、本実施形態の効果について説明する。本実施形態においては、定電流素子Q2を流れる電流が飽和電流に達すると、定電流素子Q2のソースドレイン間の電圧が急上昇し、スイッチング素子Q1をオフ状態としている。すなわち、定電圧回路V1によって制御された定電流素子Q2の飽和電流を用いて、電流の大きさが所定の値に達したことの検出を行っている。このため、抵抗を用いて検出する場合と比較して、電力の損失が少ない。また、電流検出用の抵抗が不要であるため、LED点灯回路を小型化できる。更に、定電圧回路V1の出力を任意に変化させることにより、LED素子Eを調光することや停止することができる。すなわち、電流検出用の抵抗により電流の大きさが所定の値に達したことの検出を行う場合は所定値は一定値であるが、電流検出用の抵抗に替えて定電流素子Q2を用いたことにより、検出する所定の電流値を任意に変化させることができる。更にまた、定電圧回路V1は、スイッチング素子Q1又は定電流素子Q2の温度特性を補正するように動作させることができる。例えば、定電圧回路V1は、温度特性として負特性を付加することができる。更にまた、本実施形態においては、スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2としてHEMTを用いているため、高周波動作が可能となる。例えば、メガヘルツオーダーの動作が可能となる。特に、GaN系HEMTを用いているため、より一層の高周波動作が可能であると共に、耐圧が高いため、チップサイズを小型化できる。更に、定電流素子Q2としてノーマリオン型の素子を用いた場合、定電流素子Q2の飽和電流が制御されていないと、電源投入直後の電流が不安定である期間やLED素子Eが点灯を開始する時に、過剰な電流が流れてしまう可能性がある。これに対して、本実施形態においては、定電流素子Q2の飽和電流を定電圧回路V1によって制御しているため、電源を投入後、電源電圧が安定するまでの間及びLED素子Eが点灯を開始するときにおいても電流を確実に制限し、過剰な電流が流れることを防止できる。次に、第2の実施形態について説明する。図3は、本実施形態における定電圧回路を例示する回路図である。図3に示すように、本実施形態は、前述の第1の実施形態と比較して、定電圧回路の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第1の実施形態における定電圧回路V1の替わりに、定電圧回路V2が設けられている。本実施形態に係る照明装置の定電圧回路以外の構成は、図1に示す構成と同様である。図3に示すように、定電圧回路V2においては、pチャンネル形MOSトランジスタ以下、PMOSM21及びM23と、nチャンネル形MOSトランジスタ以下、NMOSM22及びM24が設けられている。NMOSM22はノーマリオン型のトランジスタであり、NMOSM24はノーマリオフ型のトランジスタである。PMOSM21及びM23のソースは端子N1に接続されており、ゲートはPMOSM21のドレインに接続されている。PMOSM21のドレインはNMOSM22のドレインに接続されており、PMOSM23のドレインはNMOSM24のドレインに接続されている。NMOSM22及びM24のソースは端子N3に接続されている。NMOSM22のゲートは端子N3に接続されており、NMOSM24のゲートは端子N2に接続されている。また、PMOSM23のドレイン及びNMOSM24のドレインも端子N2に接続されている。定電圧回路V2は、端子N2と端子N3との間の電圧Vrefとして、ノーマリオン型のn形NMOSM22の閾値電圧Vth22と、ノーマリオフ型のNMOSM24の閾値電圧Vth24との差を基準とした電圧を出力することができる。具体的には、PMOSM21及びM23、NMOSM22及びM24のオーバードライブ電圧に対する電流の比例定数利得係数をそれぞれ、β21、β23、β22、β24とするとき、端子N2と端子N3との間の電圧Vrefは、下記数式2によって与えられる。このとき、閾値電圧Vth22及びVth24の温度係数は一次近似では打ち消し合うため、電圧Vrefの温度依存性は小さく、ほぼ一定の値をとることができる。本実施形態においては、定電圧回路V2が定電流素子Q2のソースゲート間に上記数式2により規定される一定の電圧Vrefを印加して、定電流素子Q2の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第1の実施形態と同様である。次に、第3の実施形態について説明する。図4は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。図4に示すように、本実施形態は、前述の第1の実施形態と比較して、直流電源、DC-DCコンバータにおける第1のインダクタL1及び定電圧回路V3の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の実施形態における直流電源11の替わりに、直流電源21が設けられている。また、前述の第1の実施形態におけるDC-DCコンバータ12の接続点N5と高電位側の出力端子T3との間に接続されていた第1のインダクタL1が、低電位側の出力端子T2と低電位側の出力端子T4との間に接続されている。さらに、前述の第1の実施形態におけるDC-DCコンバータ12の定電圧回路V1の替わりに、定電圧回路V3が設けられている。本実施形態に係る照明装置2の直流電源21、DC-DCコンバータ22の第1のインダクタL1の位置及び定電圧回路V3以外の構成は、図1に示す構成と同様である。直流電源21は、例えば電池であり、出力端子T1と出力端子T2との間に直流電圧VDCinを生成して、DC-DCコンバータ12に供給する。DC-DCコンバータ22において、第2のインダクタL2は低電位側の出力端子T4と結合コンデンサC3の一方の端子との間に接続されており、第1のインダクタL1と磁気結合している。第2のインダクタL2は、第1のインダクタL1を接続点N5から出力端子T3に向けて流れる電流が増加しているときは、結合コンデンサC3が接続点N5よりも高電位となるような起電力が発生し、上述の電流が減少しているときは、結合コンデンサC3が接続点N5よりも低電位となるような起電力を発生させる。結合コンデンサC3の他方の端子はスイッチング素子Q1の制御端子であるゲートに接続されている。なお、第1の実施形態におけるダイオードD2はないが、スイッチング素子Q1のゲート電位によりスイッチング素子Q1をオンまたはオフできれば、ダイオードD2はなくてもよい。定電圧回路V3においては、定電圧ダイオードZDとインピーダンス素子Zとが設けられている。定電圧ダイオードZDは、接続点N5と定電流素子Q2のゲートとの間に接続され、インピーダンス素子Zは、定電流素子Q2のゲートと直流電源21の低電位側の出力端子T2との間に接続されている。直列に接続された定電圧ダイオードZDとインピーダンス素子Zとの両端に、第1のインダクタL1を介して平滑コンデンサC2の両端の電圧が印加されるため、定電圧ダイオードZDの両端は、一定電圧となる。なお、インピーダンス素子Zは、定電圧ダイオードZDに逆方向電流を流して、一定電圧を発生できればよく、例えば数μA程度の電流を流せればよい。本実施形態においても、定電圧回路V3が定電流素子Q2のソースゲート間に上記の定電圧ダイオードZDの両端の一定電圧を印加して、定電流素子Q2の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。本実施形態において、第1のインダクタL1は、直流電源21の低電位側の出力端子T2とDC-DCコンバータ22の低電位側の出力端子T4との間に接続されているが、DC-DCコンバータとしての動作は第1の実施形態におけるDC-DCコンバータ12と同様である。また、本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第1の実施形態と同様である。次に、第4の実施形態について説明する。図5は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。図5に示すように、本実施形態は、前述の第1の実施形態と比較して、直流電源がなく、DC-DCコンバータ23における定電圧回路V4の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第1及び第2の実施形態における直流電源11及び21はなく、外部から直流の電源電圧VDCinを供給する。また、前述の第1の実施形態におけるDC-DCコンバータ12の定電圧回路V1の替わりに、定電圧回路V4が設けられている。本実施形態に係る照明装置3のDC-DCコンバータ32の定電圧回路V4以外の構成は、図1に示す構成と同様である。定電圧回路V4の端子N1は接続点N5に接続されており、端子N2は定電流素子Q2のゲートに接続されており、端子N3は出力端子T2に接続されている。定電圧回路V4は、端子N1から高電位VCCが供給され、端子N3から低電位VCC-が供給されて、端子N2から高電位VCCと低電位VCC-の間で調整可能な中間電位を出力する回路である。端子N1と端子N2との間の電圧は調整可能であり、定電流素子Q2のゲートソース間電圧は、調整可能な負の一定値になる。なお、定電圧回路V4に供給される高電位VCC及び低電位VCC-は、第1のインダクタL1を介して供給される平滑コンデンサC2の両端の電圧である。平滑コンデンサC2の両端の電圧は、LED素子Eが点灯するときLED素子Eの順方向電圧となるため、定電圧回路V4を動作させることができる。また、ダイオードD3は、定電流素子Q2のゲートを保護するために、ゲートソース間に接続されている。本実施形態においては、LED素子Eの点灯時に、定電圧回路V4が定電流素子Q2のゲートソース間に調整可能な負の一定電圧を印加して、定電流素子Q2の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。そのため、LED素子Eを流れる電流の平均値を調整して、LED素子Eの輝度を調整することができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第1の実施形態と同様である。次に、第5の実施形態について説明する。図6は、本実施形態に係る照明装置を例示する回路図である。図6に示すように、本実施形態は、前述の第4の実施形態と比較して、DC-DCコンバータにおける定電圧回路V5の構成が異なっている。すなわち、本実施形態においては、前述の第4の実施形態におけるDC-DCコンバータ32の定電圧回路V4の替わりに、定電圧回路V5が設けられている。本実施形態に係る照明装置4のDC-DCコンバータ42の定電圧回路V5以外の構成は、図5に示す構成と同様である。定電圧回路V5の端子N1は高電位側の出力端子T3に接続されており、端子N2は定電流素子Q2のゲートに接続されており、端子N3は低電位側の出力端子T4に接続されている。定電圧回路V5は、端子N1から高電位VCCが供給され、端子N3から低電位VCC-が供給されて、端子N2から高電位VCCと低電位VCC-の間で調整可能な中間電位を出力する回路である。端子N2と端子N3との間の電圧は調整可能であり、定電流素子Q2のゲートソース間電圧は、調整可能な負の一定値になる。なお、定電圧回路V5に供給される高電位VCC及び低電位VCC-は、平滑コンデンサC2の両端の電圧である。平滑コンデンサC2の両端の電圧は、LED素子Eが点灯するときLED素子Eの順方向電圧となるため、定電圧回路V5を動作させることができる。本実施形態においては、LED素子Eの点灯時に、定電圧回路V5が定電流素子Q2のゲートソース間に調整可能な負の一定電圧を印加して、定電流素子Q2の飽和電流を所定の電流値に制御することができる。そのため、LED素子Eを流れる電流の平均値を調整して、LED素子Eの輝度を調整することができる。本実施形態における上記以外の構成、動作及び効果は、前述の第1の実施形態と同様である。以上、実施形態を用いて本発明を説明したが、本発明の範囲は前述の実施形態には限定されず、当業者が適宜、構成要素の追加、変更及び省略を行ったものも、本発明の要旨を逸脱しない限り、本発明に含まれる。例えば、前述の第1~第5の実施形態においては、スイッチング素子Q1がノーマリオン型の素子である例を示したが、本発明はこれに限定されず、ノーマリオフ型の素子であってもよい。この場合、ダイオードD2の向きが反転する。すなわち、ダイオードD2のアノードが接続点N5に接続され、カソードが結合コンデンサC3及びスイッチング素子Q1のゲートに接続される。ダイオードD2は、スイッチング素子Q1のゲートと定電流素子Q2のソース間の電圧を順方向電圧以上にクランプする。スイッチング素子Q1のゲート電位は、正電位側にレベルシフトされ、ノーマリオフ型のスイッチング素子Q1を確実にオンおよびオフさせることができる。また、前述の第1及び第2の実施形態においては、定電流素子Q2がノーマリオン型の素子である例を示したが、本発明はこれに限定されず、ノーマリオフ型の素子であってもよい。この場合は、定電圧回路V1又はV2における端子N2及び端子N3の接続が逆になる。すなわち、相対的に高電位の端子N2がスイッチング素子Q2のゲートに接続され、相対的に低電位の端子N3がスイッチング素子Q2のソース、すなわち、接続点N5に接続される。定電流素子Q2のゲートソース間電圧は、正の一定値になる。また、DC-DCコンバータの構成は、図1及び図2に示したものに限定されない。また、降圧型に限定されず、例えば、昇圧型、昇降圧型などでもよい。また、スイッチング電源は、DC-DCコンバータだけでもよい。また、スイッチング素子Q1及び定電流素子Q2はGaN系HEMTには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素SiCや窒化ガリウムGaNやダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約1.4eVのヒ化ガリウムGaAsよりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが1.5eV以上の半導体、リン化ガリウムGaP、バンドギャップ約2.3eV、窒化ガリウムGaN、バンドギャップ約3.4eV、ダイアモンドC、バンドギャップ約5.27eV、窒化アルミニウムAlN、バンドギャップ約5.9eV、炭化ケイ素SiCなどが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、寄生容量を小さくすることができ、その結果高速動作させることが可能なため、さらにスイッチング電源の小型化が可能である。更に、定電圧回路の構成は図2及び図3に示したものには限定されず、一定の電圧を供給できる回路であればよい。更にまた、照明光源EはLEDに限らず、ELやOLEDなどでもよく、照明負荷13には複数個の照明光源Eが直列又は並列に接続されていてもよい。