"自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素がスイッチングユニットとして構成され、1以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを2回路直列に接続した相ユニットと、前記相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記相ユニットの最上端が直流電源の正側、最下端が直流電源の負側に接続され、前記直列接続された単位アームの相互接続点が交流端子として交流電源に接続される電力変換装置であって、前記制御部は、交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、前記交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の一周期において前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。複数台の前記相ユニットの交流側に、前記相ユニットより出力される3相交流を3つの単相交流に分割する変圧器が接続される請求項1記載の電力変換装置。前記相ユニットは、6台が並列接続されている請求項1又は2記載の電力変換装置。前記相ユニットは、2台を並列に接続した相ブリッジと、3つの前記相ブリッジの直流側が直列に接続された直列接続回路と、前記直列接続回路の交流側に、3相交流を3つの単相交流に分割する変圧器と接続した請求項1又は2記載の電力変換装置。前記相ユニットが6台並列に直流電源に接続され、前記交流端子が、3相交流を3つの単相交流に分割する変圧器の単相交流側に接続され、直流と3相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。前記相ユニットを2台並列に接続したものを相ブリッジとして構成し、3つの相ブリッジが直列に接続され、該直列回路の両端が直流電源に接続され、各相ブリッジの交流端子が、3相交流を3つの単相交流に分割する変圧器の単相交流に接続されることにより、直流と3相交流との電力変換が出来るようにしたことを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素がスイッチングユニットとして構成され、1以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを2回路直列に接続し、相互接続点を交流端子とした第1の相ユニットと、直流電源の正負端子間に直列接続される少なくとも2つのスイッチング素子を含み、前記少なくとも2つのスイッチング素子の接続点を交流端子とした第二の相ユニットと、前記第1及び第2相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、単相交流電源の一方が前記第1の相ユニットの交流端子に接続し、他方が第二の相ユニットの交流端子に接続される電力変換装置であって、前記制御部は、前記第2の相ユニットを構成するスイッチング素子を交流電源電圧の正負と同期して1周期に1回のオンオフを行う1パルス動作で動作させ、前記第1の相ユニットを構成するスイッチング素子については、前記交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の一周期において前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。前記第1及び第2相ユニットが3組並列に接続され、直流と3相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。前記第1及び第2相ユニットの並列回路が3組直列に接続され、直流と3相交流との電力変換を行うことを特徴とする請求項7記載の電力変換装置。自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素をスイッチングユニットとして構成され、1以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを2回路直列に接続し、相互接続点を交流端子とした第1の相ユニットと、直流電源の正負端子間に直列接続される少なくとも2つのスイッチング素子を含み、前記少なくとも2つのスイッチング素子の接続点を交流端子とした第二の相ユニットと、前記第1及び第2相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、単相交流電源の一方が前記第1の相ユニットの交流端子に接続し、他方が第二の相ユニットの交流端子に接続される電力変換装置であって、前記制御部は、前記第二の相ユニットを構成するスイッチング素子を交流電源電圧の正負と同期して1周期に1回のオンオフを行う1パルス動作で動作させ、前記第1の相ユニットを構成するスイッチング素子については、前記交流電源電圧の正負に応じて、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の半サイクルの中で前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御することを特徴とする電力変換装置。自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素をスイッチングユニットとして構成され、1以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを2回路直列に接続した相ユニットと、前記相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記相ユニットの最上端が直流電源の正側、最下端が直流電源の負側に接続され、前記直列接続された単位アームの相互接続点が交流端子として交流電源に接続される電力変換装置であって、前記制御部は、交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットと、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子の両方をオンオフ動作をさせる期間とに分割して、交流電源電圧の一周期のなかで制御動作を切替え、前記正側の単位アームを構成する単位ユニットと、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子の両方をオンオフ動作をさせる期間には、前記スイッチングユニットを構成するコンデンサの電圧が平均値として一定となるように、直流電源からの電流を制御することを特徴とする電力変換装置。しかしながら、このような回路方式は、各スイッチングユニットの構成要素である直流コンデンサの電圧値を一定に制御するために、直流電源を還流させる還流電流を常時流すことが原理的に必要である。3相を同一の直流電源に接続しているので、各相の直流電圧合成値がわずかでも異なると、相間に過大な短絡電流が流れてしまい機器を破壊してしまう危険がある。これを防止するために、各相にバッファリアクトルを挿入し、短絡電流が過大にならないように制限を加えている。このようなバッファリアクトルは装置の大型化、高コスト化を招く。実施形態は、高調波抑制フィルタ無しに高調波成分が小さい電圧電流波形を出力することができるとともに、バッファリアクトルのような高コスト大型のリアクトルが不要な小型の電力変換装置を提供することを目的とする。実施形態に係る電力変換装置は、直流から交流または交流から直流へ電力を変換する電力変換装置において、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグと、該レグに並列に接続されたコンデンサを含む構成要素をスイッチングユニットとしたとき、1以上の前記スイッチングユニットを直列に接続した単位アームを2回路直列に接続した相ユニットと、前記相ユニットを構成する各スイッチング素子を制御する制御部とを具備し、前記相ユニットの最上端が直流電源の正側、最下端が直流電源の負側に接続され、前記直列接続された単位アームの相互接続点が交流端子として交流電源に接続される電力変換装置であって、前記制御部は、交流電源電圧の正負半波ごとの期間を、負側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子をすべてオフ状態にしたうえで、正側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間と、前記正側の単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子を全てオフ状態にしたうえで、前記負側単位アームを構成するスイッチングユニットのスイッチング素子のオンオフを制御する期間とに分割し、分割された各期間で制御を切替え、前記交流電源電圧の一周期を通して、前記スイッチングユニットのコンデンサの充放電電流の積算値がゼロとなるように、交流電源電圧の一周期において前記制御の切替タイミングを設定して、前記スイッチング素子のオンオフを制御する。以下、実施形態を図面を参照して説明する。図1は電力変換装置の第1実施形態の構成を示す図である。第1実施形態に係る電力変換装置は、例えば単相50Hzの交流電力を、絶縁トランスを介して直流電力に変換、または直流電力を単相50Hzの交流電力に変換し絶縁トランスを介して出力する。交流/直流変換と直流/交流変換は、電力変換装置の制御方法に依存して変更できる。これは本実施例及び後述する他の実施例についても同様に言える。図1に示す電力変換装置は、自己消弧能力を持つスイッチング素子Q1とダイオードD1を逆並列接続した回路を直列に接続したレグ11に、コンデンサC1を並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器がスイッチングユニット12として構成されている。2×N個のスイッチングユニットを直列に接続して相ユニット13を構成する。図1の例ではN=2の例について示し、U相と、V相の2つの相ユニット13が並列に接続され直流側に接続されている。第1実施形態の制御動作を図2及び図3を用いて説明する。図2の電力変換装置は相ユニット13が2個のスイッチングユニット12P、12Nの直列回路で構成されている。スイッチングユニット12Pは、スイッチング素子SuP、SxP、ダイオードD1,D2で構成されるレグと、このレグに並列接続されたコンデンサC1を含む。スイッチングユニット12Nは、スイッチング素子SuN、SxN、ダイオードD3,D4で構成されるレグと、このレグに並列接続されたコンデンサC2を含む。スイッチングユニット12P及び12Nの接続点は、出力端10に接続される。相ユニット13には、2つの電源Vs1,Vs2の直列回路が並列に接続される。2つの電源Vs1,Vs2の出力電圧はそれぞれVdcであり、電源Vs1とVs2の接続点は接地点に接続される。制御部20は、三角波発生部21からの三角波と電圧指令値との比較に基づいて、スイッチングユニット12P、12Nを構成するスイッチング素子に対するゲート指令を生成する。直流電源の中性点を電圧基準の接地点端子11として、接地点からみた交流出力端10の電圧をVuとする。直流電源の正負それぞれの電圧をVdc、スイッチングユニットのコンデンサ電圧をVcとし、正側電源に接続されるスイッチングユニット12Pの出力電圧をVuP、負側電源に接続されるスイッチングユニット12Nの出力電圧をVuNとする。図3は図2の電力変換装置をCVCFインバータとして機能させる場合の動作を示し、縦軸は電圧、電流または電力の大きさを示し、横軸は交流出力の周期を示す。図2の回路で交流出力電圧として単相50Hzの交流を出力する動作は、以下の2つの動作モード、モードM1、モードM2からなる。1モードM1:負側スイッチングユニット12Nをゲートブロック、即ちスイッチング素子SuN,SxNのゲートを共にオフして正側スイッチングユニット12Pの出力電圧VuPを以下のように制御する。VuP=Vdc-VuRefVuRef:出力したい交流電圧指令この時、出力電圧Vuは以下のように出力される。Vu=Vdc-VuP=Vdc-Vdc-VuRef=VuRef図3aは出力電圧Vuおよび出力電流Iuを示す。図3aにおいて、縦軸の10の大きさは電源電圧Vdcに相当し、モード1は期間T2,T4,T6のときのモードであり、電圧VuPは上側の斜線部に相当する。このモードM1のとき、スイッチングユニット12Pのスイッチング素子SuP、SxPは、図3bの上図に示すように、制御部20からのゲート指令に基づきスイッチングを行い、出力電圧VuPが発生される。モード切り替えのタイミングは後述される。2モードM2:正側スイッチングユニット12Pをゲートブロックして、負側スイッチングユニット12Nの出力電圧VuNを以下のように制御する。VuN=VdcVuRefVuRef:出力したい交流電圧指令この時、出力電圧Vuは以下のように出力される。Vu=-VdcVuN=-VdcVdcVuRef=VuRef図3aにおいて、モード2は期間T1,T3,T5のときのモードであり、電圧VuNは下側の斜線部に相当する。このモードM2のとき、スイッチングユニット12Nのスイッチング素子SuN、SxNは、図3bの下図に示すように、制御部20からのゲート指令に基づきスイッチングを行い、出力電圧VuNが発生される。図3cはスイッチングユニット12Pの出力端子間電圧VuP太い実線,スイッチングユニット12Nの出力端子間電圧VuN太い点線を示す。図3cに示す電圧VuP、VuNの大きさは、図3aの斜線部の電圧VuP、VuNと同一である。制御部20は、図3cに示すような電圧指令値と、三角波発生器21により発生された三角波との比較に基づいて、スイッチングユニット12P,12Nに対するゲート指令を生成する。図3dはスイッチングユニット12Pの入出力電流IuP実線及びスイッチングユニット12Nの入出力電流IuN点線を示す。図3eはコンデンサC1の充放電電力PowerP実線及びコンデンサC2の充放電電力PowerN点線を示し、プラス側の特性は充電電力を示し、マイナス側の特性は放電電力を示す。上記モードM1においては、負側スイッチングユニット12Nはゲートブロック状態で動作停止しているため、交流負荷電流Iuは正側スイッチングユニット12Pを常に流れる。例えば期間T2のとき、スイッチング素子SuPがオン、SxPがオフであれば、電流は電源Vs1、ダイオードD1,コンデンサC1を介して出力端10から出力される。また期間T2のとき、スイッチング素子SuPがオフ、SxPがオンであれば、電流は電源Vs1、スイッチング素子SxPを介して出力端10から出力される。更に、期間T4又はT6のとき、スイッチング素子SuPがオン、SxPがオフであれば、電流は出力端10負荷から、コンデンサC1,スイッチング素子SuPを介して電源Vs1に流れ込む。また期間T4又はT6のとき、スイッチング素子SuPがオフ、SxPがオンであれば、電流は出力端10負荷から、ダイオードD2を介して電源Vs1に流れ込む。この時正側スイッチングユニット12PのコンデンサC1は、以下の式で表される電力PowerPによって充放電がなされる。PowerP=VuP×Iu=Vdc-VuRef×IuVuRefとIuが同位相すなわち力率1で動作し、例えばスイッチンユニット12Pのみで動作させた場合について計算すると、交流1周期でのPowerPコンデンサC1の充放電電力の平均値はマイナスとなる。すなわち、上記モードM1の動作のみで出力電圧制御を行うと、正側スイッチングユニット12Pのコンデンサ電圧平均値を一定に保つことができず、運転継続が不可能となる。同様に上記モードM2の動作のみで出力電圧制御行った場合、つまりスイッチンユニット12Nのみで動作した時も同様に、力率1で動作した時のPowerNは、交流1周期での平均値がプラスとなり、コンデンサ電圧平均値を一定に保つことができずに、運転継続が不可能となる。本実施形態においては、この問題を解決するために、既に図3bに示したように、交流50Hzの1周期の正の半波と負の半波ごとに、上記モードM1の動作モードとモードM2の動作モードを切り替える。更に、動作モードの切り替えタイミング位相角が固定されていると、スイッチングユニットのコンデンサの充放電電力は、振幅指令変調率以下変調率αの増加または減少に応じてマイナス側プラス側に移行する。この変調率αとは、入力直流電圧と出力交流電圧の振幅比を示し、変調率が1のとき、入力直流電圧Vdcと出力交流電圧Vuの振幅は同一である。そこで本実施形態では、交流電圧交流電圧指令の位相θに対して、出力電圧の変調率αに応じて図4に示すような最適な切替位相角θchgを予め演算にて求めておく。この切替位相角θchgは、変調率が大きいほど小さい値に設定されている。切替の位相角θchgに基づいて、図5に示すようにモード切替を行う。モード切替は、以下のようにして行う。1θ<θchgのとき、モードM22θchg<θ<π-θchgのとき、モードM13π-θchg<θ<πのとき、モードM24π<θ<πθchgのとき、モードM15πθchg<θ<2π-θchgのとき、モードM262π-θchg<θ<2πのとき、モードM1変調率αと切替位相角θとの関係は、以下のように示すことが出来る。すなわち、U相電圧Vu、U相電流Iuが以下のように表される時、Vu=Vdc×1αsinθIu=I×sinθ以下の式を満たすように、θを決定する。これを満たすαとθの関係を示したのが図4である。尚、図3及び図5は共に、変調率として0.8が指令され、図4の点線で示すように、対応する切替位相角θchgを36 ゚に設定して動作させた場合を示している。以上の構成により、高調波抑制フィルタなしに高調波レベルが低い電圧電流波形を力することができると共に、直流循環電流を流すことなくスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になる。従って、バッファリアクトルのような高コスト大型のリアクトルを使用する必要がなく、小型の電力変換装置を提供することが可能になる。尚、モードM1とモードM2との切替は瞬時に行うものとして説明を行ったが、一方のスイッチングユニットをゲートブロックに制御した直後、回路のインダクタンス成分により、当該ユニットに電流が流れ続け、2つのスイッチングユニットが短絡状態となり過電流が流れることがある。この場合は2つのユニットを共にゲートブロックするデッドタイムを設けることで、このような過電流を防止できる。次に、第2実施形態について説明する。図6は電力変換装置の第2実施形態の構成を示す図である。この電力変換装置は、電力系統で一般的な3相交流R相、S相、T相を、トランスTr1を介して変換器1~3に入力し、直流に変換するコンバータを示す。トランスTr1の一次側は3相スター結線またはデルタ結線として、二次側を単相×3の合計6線に分割し、各相について図1に示す電力変換装置が変換器として設けられる。変換器1~3の出力端を互いに並列に接続した上で直流電源コンデンサC3に接続される。本構成を用いることにより、3相交流から直流への電力変換においても、第1実施形態と同一の効果を得ることが可能になる。また、従来の図14に示すような直流/3相交流変換装置の回路から、バッファリアクトルを取り除いただけの図7のような回路の各相の制御に上記実施形態と同様の制御を施してもよい。次に第3実施形態を説明する。図8は電力変換装置の第3実施形態の構成をに示す図である。この電力変換装置は、電力系統で一般的な3相交流R相、S相、T相を上記第2実施形態のように、トランスTr2を介して変換器1~3に入力し、直流に変換するコンバータを示す。トランスTr2の一次側は3相スター結線またはデルタ結線として、二次側を単相×3の合計6線に分割し、各相について図1に示す電力変換装置が変換器として設けられる。変換器1~3の出力端を互いに直列に接続した上で直流電源コンデンサC4に接続する。次に、第4実施形態について説明する。図9は電力変換装置の第4実施形態の構成を示す図である。第4実施形態における電力変換装置は、単相50Hzの電源を、絶縁トランスを介して直流に電力変換するコンバータである。U相ユニットは、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグを1つと、コンデンサとを並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器をスイッチングユニット12として、2×N個のスイッチングユニット12を直列に接続した相ユニットを構成する。図9の例ではN=2の例を示している。V相ユニットは、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグSv、Syを2個直列接続した、従来の2レベルインバータと同様の構成である。U相とV相の2つの相ユニットを並列に接続した上で、直流電源コンデンサC5に接続する。U相の各スイッチングユニットの動作は、第1実施形態と基本的に同様であるが、モード切替のタイミング位相θchgは、V相の構成が異なることに起因して第1実施形態とは異なり、図10のグラフで示すことのできる関数で動作させる。V相のスイッチング動作は、いわゆる1パルス動作で、以下の条件分岐でスイッチングする。1VuRef>0の時、上側素子Svオン、下側素子Syオフ2VuRef<0の時、上側素子Svオフ、下側素子Syオン図11及び図12は、変調率として0.8が指令され、図10の点線で示すように、対応する切替位相角θchgを51 ゚に設定して動作させた場合を示している。以上の構成によっても、第1実施形態と同様に、高調波抑制フィルタを用いずに高調波レベルの低い電圧電流波形を出力することができるとともに、直流循環電流を流すことなくスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になる。その結果、バッファリアクトルのような高コスト大型のリアクトルを使用する必要がなく、小型の電力変換装置を提供することが可能になり、さらに図1の構成よりも少ない構成要素スイッチング素子及びダイオード等で実現が可能になる。次に、第5実施形態を図7および図13を参照して説明する。第5実施形態における電力変換装置は、3相50Hzの電源を、絶縁トランスを介して直流に電力変換する電力変換器コンバータである。図7のように、自己消弧能力を持つスイッチング素子を直列に2個接続したレグを1つと、コンデンサとを並列に接続してなるチョッパブリッジ単位変換器をスイッチングユニット12として、2×N個のスイッチングユニットを直列に接続した相ユニット14を構成する。U相、V相、W相の3つの相ユニット14を直流部で並列に接続した上で、直流側に接続される。第5実施形態における制御動作を説明する。簡単のため、相ユニットは図2と同様に2個のスイッチングユニット12P、12Nで構成された場合を説明する。直流電源の中性点を接地点として電圧基準とし、接地点からみた交流出力点の電圧をVuとする。直流電源の正負それぞれの電圧をVdc,スイッチングユニットのコンデンサ電圧をVcとし、電源正側に接続されるスイッチングユニットの出力電圧をVuP、電源負側に接続されるスイッチングユニットの出力電圧をVuNとする。図2の回路で交流出力電圧として単相50Hzの交流を出力するには、以下の3つの動作モードがある。1モードM1:負側スイッチングユニット12Nをゲートブロックして正側スイッチングユニット12Pの出力電圧VuPを以下のように制御する。正側スイッチングユニットVuP=Vdc-VuRefVuRefは、出力したい交流電圧指令この時、出力電圧Vuは以下のように出力される。Vu=Vdc-VuP=Vdc-Vdc-VuRef=VuRef2モードM2:正側スイッチングユニット12Pをゲートブロックして負側スイッチングユニット12Nの出力電圧VuNを以下のように制御する。負側スイッチングユニットVuN=VdcVuRefVuRefは、出力したい交流電圧指令この時、出力電圧Vuは以下のように出力される。Vu=-VdcVuN=-VdcVdcVuRef=VuRef3モードM3:正側スイッチングユニット12Pと負側スイッチングユニット12Nの出力電圧VuP、VuNを以下のように制御する。正側スイッチングユニットVuP=Vdc-VuRef負側スイッチングユニットVuN=VdcVuRefVuRefは、出力したい交流電圧指令この時、出力電圧Vuは以下のように出力される。Vu=-VdcVuN=-VdcVdcVuRef=VuRef=Vdc-VuP=Vdc-Vdc-VuRef=VuRefこのモードM3においては、正負両スイッチングユニットがスイッチング動作しているので、直流電源から、正側スイッチングユニット、負側スイッチングユニットの両方を通過して直流電流を流す経路が成立する。この経路を利用して、スイッチングユニットのコンデンサ電圧が低下した時には、充電する方向に電流Ichargeを流し、電圧が上昇した時には放電する方向に電流Ichargeを流すことにより、コンデンサ電圧の平均値を一定に保つことが出来る。上記動作モードM1においては、負側スイッチングユニットはゲートブロックで動作停止しているため、交流負荷電流Iuは正側スイッチングユニットを常に通過する。この時正側スイッチングユニットのコンデンサは、以下の式で表される電力PowerPによって充放電がなされる。PowerP=VuP×Iu=Vdc-VuRef×IuVuRefとIuが同位相すなわち力率1動作している場合について計算すると、交流1周期でのPowerPの平均値はマイナスとなる。すなわち、上記動作モードM1のみで出力電圧制御を行うと、正側スイッチングユニットのコンデンサ電圧平均値は一定に保つことができず、運転継続ができない。同様に上記動作モードM2のみで出力電圧制御行った場合も同様に、力率1時のPowerNは、交流1周期での平均値がプラスとなり、コンデンサ電圧平均値を一定に保つことができずに、運転継続できない。そこで本実施形態においては、この問題を解決するために、図13a、bのグラフで示すとおり、交流50Hzの1周期の正の半波と負の半波ごとの上記動作モードM1と動作モードM2の他に、動作モードM3を挿入して切り替える。電源交流と同期した位相θに対してモード切替を行う。10<θ<π6のとき、モードM32π6<θ<π-π6のとき、モードM13ππ6<θ<ππ6のとき、モードM34ππ6<θ<2π-π6のとき、モードM252π-π6<θ<2πのとき、モードM3モードM3は直流電源の正と負をつなぐ電流経路を形成するので、U相、V相、W相で同時にモードM3で動作させると相の間で短絡経路が形成され、過電流保護動作や過電流による素子破壊が発生してしまうが、上記のようにπ6ごとにモードを切り替えることにより、モードM3となるタイミングがU相、V相、W相でずれるため、相間での短絡経路形成を防止できる。正側ユニット12P、負側ユニット12Nに流す電流IuP、IuNは次の式で表す値に制御する。10<θ<π/6のとき、IuP=Iu-IchargeIuN=Icharge2π/6<θ<π-π/6のとき、IuP=IuIuN=03-1π-π/6<θ<πのとき、IuP=Iu-IchargeIuN=Icharge3-2π<θ<ππ/6のとき、IuP=-IchargeIuN=IuIcharge4ππ/6<θ<2π-π/6のときIuP=0IuN=Iu52π-π/6<θ<2πのとき、モードM3IuP=-IchargeIuN=IuIcharge以上の構成により、高調波抑制フィルタなしに低高調波の電圧電流波形を出力することができるとともに、直流循環電流を流さなくてもスイッチングユニットのコンデンサ電圧の平均値を一定に制御することが可能になり、バッファリアクトルのような高コスト大型のリアクトルをなくしても、小型の電力変換器を提供することが可能になる。本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。"