"突極性を有する回転機の端子に電圧を印加する電圧印加回路を操作対象とし、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段を備え、該推定手段によって推定される回転角度に基づき前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記推定手段は、前記電圧印加回路の出力電圧のうち前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号についての信号列であって、そのベクトルの直交する2つの成分の積同士の和の絶対値が規定値以下となるような信号列を選択的に用いて、該信号列とこれに応じた高周波電流信号の信号列とに基づき、前記回転機の回転角度を推定することを特徴とする回転機の制御装置。前記回転機の制御量を制御するための前記電圧印加回路の出力電圧に前記高周波電圧信号を重畳する重畳手段を備え、前記推定手段は、前記重畳手段によって重畳された高周波電圧信号と、これに応じた前記高周波電流信号とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする請求項1記載の回転機の制御装置。前記重畳手段は、所定期間において重畳する高周波電圧信号の信号列を、そのベクトルの直交する2つの成分の積同士の和の絶対値が規定値以下となるように設定するものであり、前記推定手段は、前記所定期間における前記高周波電圧信号の信号列と、これに対応する前記高周波電流信号の信号列とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする請求項2記載の回転機の制御装置。前記重畳手段は、前記所定期間において重畳する高周波電圧信号を、互いに直交する2つの成分のそれぞれについての2乗の和同士の差の絶対値が規定値以下となるように設定するものであることを特徴とする請求項3記載の回転機の制御装置。前記回転機は、埋め込み磁石同期機であり、前記推定手段は、前記回転機の固定子の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが、前記回転機の回転子の周方向の透磁率の相違に起因して1電気角の2分の1の期間を1周期として周期的に変動することをモデル化した電圧方程式の高周波成分に基づき、回転角度を推定することを特徴とする請求項1~4のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。前記電圧方程式は、回転座標系のものであり、前記推定手段は、前記信号列を用いて演算された誤差相関量を目標値にフィードバック制御するための操作量として、推定対象とされる回転角度を操作することを特徴とする請求項5記載の回転機の制御装置。前記電圧方程式は、固定座標系のものであり、前記推定手段は、前記信号列を用いて演算された三角関数の値からその独立変数を算出することで、前記回転角度を推定することを特徴とする請求項5記載の回転機の制御装置。ただし、上記発明では、高周波電圧信号を推定d軸方向とすることが電気角の推定に際しての条件となっており、推定に際しての電圧の印加に制約が加わることとなる。本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、突極性を有する回転機の端子に電圧を印加する電圧印加回路を操作対象とし、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段を備え、該推定手段によって推定される回転角度に基づき前記回転機の制御量を制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。請求項1記載の発明は、突極性を有する回転機の端子に電圧を印加する電圧印加回路を操作対象とし、前記回転機の電気的な状態量に基づき前記回転機の回転角度を推定する推定手段を備え、該推定手段によって推定される回転角度に基づき前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記推定手段は、前記電圧印加回路の出力電圧のうち前記回転機の電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号についての信号列であって、そのベクトルの直交する2つの成分の積同士の和の絶対値が規定値以下となるような信号列を選択的に用いて、該信号列とこれに応じた高周波電流信号の信号列とに基づき、前記回転機の回転角度を推定することを特徴とする。上記発明では、回転角度の推定に用いる高周波電圧信号を上記態様にて選択するとの条件を満たす限り、任意の方向に高周波電圧信号を設定することができる。また、上記条件を採用することで、回転角度の推定に際して演算負荷を低減することができる。請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記回転機の制御量を制御するための前記電圧印加回路の出力電圧に前記高周波電圧信号を重畳する重畳手段を備え、前記推定手段は、前記重畳手段によって重畳された高周波電圧信号と、これに応じた前記高周波電流信号とに基づき、前記回転角度を推定することを特徴とする。上記発明では、重畳手段を備えることで、回転角度の推定にとって都合の良い高周波電圧信号の信号列を実現することが容易となる。請求項3記載の発明は、請求項2記載の発明において、前記重畳手段は、所定期間において重畳する高周波電圧信号の信号列を、そのベクトルの直交する2つの成分の積同士の和の絶対値が規定値以下となるように設定するものであり、前記推定手段は、前記所定期間における前記高周波電圧信号の信号列と、これに対応する前記高周波電流信号の信号列とに基づき前記回転角度を推定することを特徴とする。上記発明では、回転角度の推定に利用する高周波電圧信号のみを選択的に重畳することができる。請求項4記載の発明は、請求項3記載の発明において、前記重畳手段は、前記所定期間において重畳する高周波電圧信号を、互いに直交する2つの成分のそれぞれについての2乗の和同士の差の絶対値が規定値以下となるように設定するものであることを特徴とする。上記発明では、回転角度の推定にかかる演算負荷をさらに低減することができる。請求項5記載の発明は、請求項1~4のいずれか1項に記載の発明において、前記回転機は、埋め込み磁石同期機であり、前記推定手段は、前記回転機の固定子の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが、前記回転機の回転子の周方向の透磁率の相違に起因して1電気角の2分の1の期間を1周期として周期的に変動することをモデル化した電圧方程式の高周波成分に基づき、回転角度を推定することを特徴とする。請求項6記載の発明は、請求項5記載の発明において、前記電圧方程式は、回転座標系のものであり、前記推定手段は、前記信号列を用いて演算された誤差相関量を目標値にフィードバック制御するための操作量として、推定対象とされる回転角度を操作することを特徴とする。なお、上記誤差相関量は、逆三角関数の演算を行うことなく求めたものとしてもよい。請求項7記載の発明は、請求項5記載の発明において、前記電圧方程式は、固定座標系のものであり、前記推定手段は、前記信号列を用いて演算された三角関数の値からその独立変数を算出することで、前記回転角度を推定することを特徴とする。<第1の実施形態>以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第1の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。図1に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。図示されるモータジェネレータ10は、3相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ10は、突極性を有する回転機突極機である。詳しくは、モータジェネレータ10は、埋め込み磁石同期モータIPMSMである。モータジェネレータ10は、車載主機であり、その回転軸は、駆動輪に機械的に連結されている。モータジェネレータ10は、インバータ12を介して高電圧バッテリ14に接続されている。インバータ12は、モータジェネレータ10の各端子を高電圧バッテリ14の正極および負極のそれぞれに選択的に接続するスイッチング素子の直列接続体を備えて構成される直流交流変換回路である。本実施形態では、モータジェネレータ10の制御量を制御すべくインバータ12を操作するに際し、モータジェネレータ10の電気角回転角度θを推定する処理を行う。以下では、まずモータジェネレータ10の制御量の制御について説明した後、モータジェネレータ10の回転角度θの推定処理について説明する。モータジェネレータ10の制御量の制御モータジェネレータ10を流れる電流は、電流センサ16によって検出される。電流センサ16によって検出される3相の実電流iu,iv,iwは、αβ変換部20において固定座標系の実電流iα、iβに変換される。ここで、α軸の正方向は、U相に一致し、β軸はこれに対してπ/2だけ進角した方向とする。αβ軸上の実電流iα、iβは、dq変換部22においてモータジェネレータ10の回転角度θに基づき回転座標系の実電流id,iqに変換される。これら実電流id,iqは、ローパスフィルタ24によって高周波成分が除去される。一方、指令電流設定部26は、要求トルクTrに基づき、モータジェネレータ10を流れる電流のdq軸上の指令値指令電流idr,iqrを設定する。偏差算出部28では、指令電流idrから上記高周波成分の除去された実電流idを減算し、偏差算出部30では、指令電流iqrから上記高周波成分の除去された実電流iqを減算する。指令電圧設定部32では、高周波成分の除去された実電流idを指令電流idrにフィードバック制御するための操作量として指令電圧vdrを算出するとともに、高周波成分の除去された実電流iqを指令電流iqrにフィードバック制御するための操作量として指令電圧vqrを算出する。ここで、フィードバック制御器は、比例要素および積分要素によって構成することが望ましい。なお、これら指令電圧vdr、vqrは、周知の非干渉制御や誘起電圧補償等のフィードフォワード項を上記フィードバック制御器の出力に加算することで算出することが望ましい。αβ変換部34は、回転角度θに基づき、指令電圧vdr,vqrを、α軸上の指令電圧vαrとβ軸上の指令電圧vβrとに変換するものである。3相変換部40は、指令電圧vαr、vβrを、3相の指令電圧vur,vvr,vwrに変換する。PWM信号生成部42は、インバータ12の出力電圧が3相の指令電圧vur,vvr,vwrとなるように、インバータ12のスイッチング素子を操作する操作信号を生成して出力する。この操作信号の生成に際しては、電圧センサ44によって検出される高電圧バッテリ14の電圧VDCが用いられる。モータジェネレータ10の回転角度θの推定処理本実施形態では、モータジェネレータ10の極低速回転時において以下の手法にて回転角度θを推定する。高周波電圧信号重畳部50では、高周波電圧信号vαh,vβhを出力し、これらは、それぞれ重畳部36,38において指令電圧vαr,vβrに加算される。ここで、高周波電圧信号vαh,vβhは、モータジェネレータ10の電気角周波数よりも高周波の信号である。なお、上記ローパスフィルタ24は、この高周波成分を除去する機能を有している。高周波電圧信号vαh,vβhが重畳された状態でインバータ12が操作された後のαβ変換部20の出力から、ハイパスフィルタ52によって高周波電流信号iαh,iβhが抽出される。そして、角度推定部54では、高周波電圧信号vαh,vβhと、高周波電流信号iαh,iβhとに基づき、回転角度θを推定する。以下、角度推定部54における推定手法について説明する。本実施形態では、IPMSMの固定子の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスが、回転子の周方向の透磁率の相違に起因して1電気角の2分の1の期間を1周期として周期的に変動する周知のモデルを利用し、このインダクタンスの項を構成する三角関数の値から回転角度情報を抽出する。すなわち、モータジェネレータ10を流れる電流とモータジェネレータ10とを結びつけるモデル電圧方程式のうち、高周波成分からなる項を抽出すると、以下の式c1となる。ただし、L0,L1は、d軸インダクタンスLdおよびq軸インダクタンスLqを用いてL0=LdLq/2、L1=Ld-Lq/2にて定義される。上記の式c1において、微分演算子pの項を、時間Tによって離散化し、電流について解くことで以下の式c2が得られる。ただし、Tは転置行列を意味する。上記の式c2において未知数aiji,j=1,2は4つであるため、これらの値を得るには、高周波電圧信号vαh,vβhと、高周波電流信号iαh,iβhとについて少なくとも2つの組が必要である。そこで、高周波電圧信号ベクトルvαh,vβhとこれに対応する高周波電流ベクトルiαh,iβhについての複数組と上記未知数とを以下の式によって関係付ける。上記の式c3において、Σvαhvβh=0なら、以下の式c4となる。上記の式c4に基づき、以下の式c5にて回転角度θを推定することができる。上記の条件Σvαhvβh=0は、高周波電圧信号vαh,vβhを図2に示すように設定することで実現できる。ここで、図2aは、1度の回転角度θの推定に際し、3つの高周波電圧信号vαh,vβhを用いたものである。ここで、1番目の高周波電圧信号のα軸成分は、2番目3番目のそれの2倍となっており、2番目と3番目のβ成分は、絶対値が等しく符号が逆である。図2bは、1度の回転角度θの推定に際し、4つの高周波電圧信号vαh,vβhを用いたものである。ここで、1番目P1、2番目P2、3番目P3および4番目P4は、β軸成分の絶対値が互いに等しく、1番目P1および2番目P2と3番目P3および4番目P4とは、β軸成分の符号が互いに逆である。また、1番目P1、2番目P2、3番目P3および4番目P4は、α軸成分の絶対値が互いに等しく、1番目P1および4番目P4と3番目P3および2番目P2とは、α軸成分の符号が互いに逆である。さらに、図2cは、1度の回転角度θの推定に際し、楕円を描く多数の高周波電圧信号vαh,vβhP1~P12を用いたものである。これら複数の点の組は、β軸成分が同一且つα軸成分の絶対値が同一であって符号が逆のものと、α軸成分が同一且つβ軸成分の絶対値が同一であって符号が逆のものから構成されている。以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。1上記の条件Σvαhvβh=0に従った高周波電圧を用いて回転角度θを推定することで、回転角度の推定に際して演算負荷を低減することができる。2モータジェネレータ10の制御量トルクを制御するための指令電圧vαr,vβrに、高周波電圧信号vαh,vβhを重畳することで、高周波電圧信号を上記の条件Σvαhvβh=0を満たすように設定することができる。<第2の実施形態>以下、第2の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図3に、本実施形態にかかる高周波電圧信号の重畳手法を示す。図3a~図3cに示した高周波電圧信号は、いずれも1度の回転角度θの推定に用いられるものである。これらは、Σvαhvαh=Σvβhvβhを満たすように設定されている。この場合、上記の式c5により、回転角度θは、以下の式c6によって表現される。図4に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図4において先の図1に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。以上説明した本実施形態によれば、先の第1の実施形態の上記各効果に加えて、さらに以下の効果が得られるようになる。3回転角度θの推定に用いる高周波電圧信号を、条件Σvαhvαh=Σvβhvβhを満たすものとすることで、回転角度θの推定に際しての演算負荷をいっそう低減することができる。<第3の実施形態>以下、第3の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図5に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図5において先の図1に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、重畳部36,38によって、dq軸上の高周波電圧信号vdh,vqhのそれぞれを、指令電圧vdr,vqrのそれぞれに重畳する。そして、ハイパスフィルタ52では、dq変換部22の出力から高周波成分を抽出して高周波電流信号idh,iqhとし、誤差相関量推定部60に出力する。誤差相関量推定部60では、推定される回転角度θの誤差相関量Δθを出力する。速度算出部62は、誤差相関量Δθの比例要素および積分要素の出力同士の和によって電気角速度回転速度ωを算出する。角度算出部64は、回転速度ωの積分演算によって回転角度θを算出する。こうして算出された回転角度θは、誤差相関量Δθをゼロにフィードバック制御するための操作量となる。ここで、誤差相関量Δθの算出処理について説明する。上記の式c1を、θΔθを回転角度とする回転行列によって回転座標系に変換すると、以下の式c7が得られる。上記の式c7に基づき、上記の式c2~c4と同様の計算を行うと、以下の式c8が得られる。ただし、これは条件Σvdhvqh=0の成立が前提となる。したがって、誤差相関量Δθは、下記の式c9にて表現できる。図6a~図6cに、本実施形態において1度の誤差相関量Δθの推定に際して利用される高周波電圧信号を示す。これら図6a~図6cは、先の図2a~図2cに対応しており、上記の条件Σvdhvqh=0を満たすものである。<第4の実施形態>以下、第4の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図7に、本実施形態にかかる高周波電圧信号の重畳手法を示す。図7a~図7cに示した高周波電圧信号は、いずれも1度の回転角度θの推定に用いられるものである。これらは、Σvdhvdh=Σvqhvqhを満たすように設定されている。この場合、上記の式c9により、回転角度θは、以下の式c10によって表現される。図8に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図6において先の図4に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。<第5の実施形態>以下、第5の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図9に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図9において先の図4に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、誤差相関量Δθとして、上記の式c8の行列成分a12,a21を用いた以下の式c11を利用する。上記の式c11において、誤差相関量Δθが小さい場合、以下の式c12が成立する。なお、上記の式c12を誤差相関量Δθが略ゼロでないところで使用したとしても、誤差相関量Δθの絶対値がπ/4以下である限り、誤差が大きいほど誤差相関量Δθが大きい値となるという関係を満足する。このため、本実施形態にかかる誤差相関量推定部60では、この式c12を用いて誤差相関量Δθを算出する。<第6の実施形態>以下、第6の実施形態について、先の第1の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。図10に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図10において先の図4に示した処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。本実施形態では、高周波電圧信号を先の図7に示したものとすることで、誤差相関量Δθを、上記の式c12を簡略化した下記の式c13とする。<その他の実施形態>なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。高周波電圧信号について高周波電圧信号としては、上記各実施形態で例示したものに限らず、たとえば、互いに極性が反転した一対の電圧ベクトルであってもよい。所定期間についてたとえば、先の図2cにおいて、点P1~P6の重畳される期間や点P3~P8の重畳される期間重畳方向が均等に分散した重畳パターンの半周期を所定期間として、これらに応じた高周波電流信号に基づき回転角度θを推定してもよい。推定手段について上記第1の実施形態において、上記の条件Σvαhvβh=0に代えて、条件|Σvαhvβh|≦規定値としてもよい。この場合であっても、規定値を小さくすることで、上記の式c5を用いて演算負荷を低減しつつも、回転角度θを高精度に算出することができる。同様に、上記第3の実施形態において、上記の条件Σvdhvqh=0に代えて、|Σvdhvqh|≦規定値を用いてもよい。上記第2の実施形態において、上記の条件Σvαhvαh=Σvβhvβhに代えて、|Σvαhvαh-Σvβhvβh|≦規定値を用いてもよい。この場合であっても、規定値を小さくすることで、上記の式c6を用いて演算負荷を低減しつつも、回転角度θを高精度に算出することができる。同様に、上記第4の実施形態において、上記の条件Σvdhvdh=Σvqhvqhに代えて、|Σvdhvdh-Σvqhvqh|≦規定値を用いてもよい。上記第3~6の実施形態では、誤差相関量Δθを入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和として回転速度ωを算出したが、これに限らない。たとえば、比例要素、積分要素および微分要素の各出力同士の和として算出してもよく、積分要素のみから算出してもよい。上記第3~6の実施形態では、誤差相関量Δθに基づき回転速度ωを算出し、これに基づき回転角度θを算出したがこれに限らない。たとえば、誤差相関量Δθから回転角度θを直接算出し、その時間微分演算によって回転速度ωを算出してもよい。上記第5,6の実施形態において、誤差相関量Δθに代えて、sin2Δθを用いてもよい。上記第1,2の実施形態において、たとえば、逆正弦関数arcsinや、逆余弦関数arccosを用いて回転角度θを推定してもよい。同様に、上記第3,4の実施形態において、逆余弦関数arccosを用いて回転角度θを推定してもよい。重畳手段について1度の回転角度の推定に用いるもののみを所定期間において推定するものに限らない。たとえば、先の図2cにおいて、点P11,P12,P1~P6の重畳される期間を所定期間として点P1~P6を用いて行なわれる回転角度の推定処理と、点P8~P10の重畳される期間を次の所定期間として点P7~P12を用いて行なわれる回転角度の推定処理との周期的な処理によって行ってもよい。もっとも、回転角度の推定に用いない高周波電圧信号の重畳が間に入ってもよい。さらに、重畳手段を備えなくても、モータジェネレータ10の制御量を制御する上で用いられる電圧ベクトルから指令電圧vdr,vqrを減算することで得られる高周波電圧ベクトルのうち、上記条件を満足する高周波電圧信号に基づき回転角度を推定してもよい。電圧印加回路について電圧印加手段としては、回転機の端子に直流電圧源の正極および負極のそれぞれを選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路インバータ12に限らない。例えば3つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段であって、その出力端子のそれぞれと回転機の端子との間を開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。回転機の各端子に3つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電圧印加手段としては、例えば特開2006-174697号公報に例示されているものがある。そのほかモータジェネレータ10の最終的な制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度等であってもよい。また、電流ベクトル制御を行うものにも限らず、例えばトルクフィードバック制御を行うものであってもよい。高周波電圧信号を指令値とする代わりに高周波電流信号を指令値としてもよい。この場合、電流フィードバック制御によって実現される高周波電圧信号と高周波電流信号の指令値とに基づき回転角度を推定する。構造上、突極性を有する回転機としては、上記モータジェネレータ10に限らない。例えば同期リラクタンスモータSynRMでもよい。回転機としては、車載主機に限らない。例えば車載パワーステアリングに搭載される電動機であってもよい。"