"デジタル情報の符号化変調方法であって、前記デジタル情報をエラー訂正符号化してエラー訂正符号語を出力するエラー訂正符号化ステップと、前記エラー訂正符号語を変調して変調符号語を出力する変調ステップとから成り、一つの前記変調符号語に含まれる前記エラー訂正符号語のシンボル数は、前記エラー訂正符号化ステップにおいて出力される一つの前記エラー訂正符号語のシンボル数と同じであることを特徴とする符号化変調方法。前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が有する最長の周期は、一つの前記変調符号語の長さ以下であることを特徴とする請求項1に記載の符号化変調方法。前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号の所定の区間における直流成分がゼロとなるように、前記変調ステップにおいて変調符号語が選択されることを特徴とする請求項1に記載の符号化変調方法。前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が出力される伝送路において前記変調信号には任意の周波数を有する有色ノイズが重畳され、一つの前記変調符号語の長さは前記有色ノイズの周期よりも長いことを特徴とする請求項1に記載の符号化変調方法。変調されている変調信号を復調する復調方法であって、前記変調信号を復調する復調ステップと、前記復調結果から期待値信号を生成する期待値生成ステップと、前記変調信号と前記期待値信号の差分を検出する差分検出ステップと、前記差分検出ステップで検出された差分信号のスペクトルを算出するスペクトル算出ステップと、前記スペクトルの所定区間成分からエラー信号を算出するエラー信号算出ステップと、前記変調信号から前記エラー信号を除去する除去ステップとから成り、前記復調ステップは、前記除去ステップによって前記エラー信号が除去された前記変調信号に対して再度復調を行うことを特徴とする復調方法。前記エラー信号算出ステップにおいてエラー信号を算出する所定区間を更新しながら繰り返し処理を行う請求項5に記載の復調方法。前記スペクトル算出ステップにおいて、前記スペクトルは離散フーリエ変換によって算出されることを特徴とする請求項5に記載の復調方法。離散フーリエ変換を行う時間区間は、前記エラー信号算出ステップにおいてエラー信号を算出する周波数帯域にあわせた長さに制御することを特徴とする請求項7に記載の復調方法。前記変調信号は変調の前にエラー訂正符号化されており、前記復調ステップの出力を前記エラー訂正符号化に対応して復号化する復号化ステップをさらに有し、前記期待値生成ステップは、前記復号化ステップの復号結果から期待値信号を生成することを特徴とする請求項5に記載の復調方法。前記スペクトル算出ステップにおいてスペクトルを求める時間区間の最大長は、前記エラー訂正符号化による一つのエラー訂正符号語のシンボル数が含まれる区間であることを特徴とする請求項9に記載の復調方法。前記エラー訂正符号化は繰り返し復号により復号されるエラー訂正符号であり、前記復号化ステップでは繰り返し復号が行われ、1回の復号とともに、前記エラー信号を除去した前記変調信号に対する復調を行うことを特徴とする請求項9に記載の復調方法。デジタル情報の符号化変調装置であって、前記デジタル情報をエラー訂正符号化してエラー訂正符号語を出力するエラー訂正符号化手段と、前記エラー訂正符号語を変調して変調符号語を出力する変調手段とから成り、一つの前記変調符号語に含まれる前記エラー訂正符号語のシンボル数は、前記エラー訂正符号化手段において出力される一つの前記エラー訂正符号語のシンボル数と同じであることを特徴とする符号化変調装置。前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が有する最長の周期は、一つの前記変調符号語の長さ以下であることを特徴とする請求項12に記載の符号化変調装置。前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号の所定の区間における直流成分がゼロとなるように、前記変調手段において変調符号語が選択されることを特徴とする請求項12に記載の符号化変調装置。前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が出力される伝送路において前記変調信号には任意の周波数を有する有色ノイズが重畳され、一つの前記変調符号語の長さは前記有色ノイズの周期よりも長いことを特徴とする請求項12に記載の符号化変調装置。変調されている変調信号を復調する復調装置であって、前記変調信号を復調する復調手段と、前記復調結果から期待値信号を生成する期待値生成手段と、前記変調信号と前記期待値信号の差分を検出する差分検出手段と、前記差分検出手段で検出された差分信号のスペクトルを算出するスペクトル算出手段と、前記スペクトルの所定区間成分からエラー信号を算出するエラー信号算出手段と、前記変調信号から前記エラー信号を除去する除去手段とから成り、前記復調手段は、前記除去手段によって前記エラー信号が除去された前記変調信号に対して再度復調を行うことを特徴とする復調装置。前記エラー信号算出手段においてエラー信号を算出する所定区間を更新しながら繰り返し処理を行う請求項16に記載の復調装置。前記スペクトル算出手段において、前記スペクトルは離散フーリエ変換によって算出されることを特徴とする請求項16に記載の復調装置。離散フーリエ変換を行う時間区間は、前記エラー信号算出ステップにおいてエラー信号を算出する周波数帯域にあわせた長さに制御することを特徴とする請求項18に記載の復調装置。前記変調信号は変調の前にエラー訂正符号化されており、前記復調手段の出力を前記エラー訂正符号化に対応して復号化する復号化手段をさらに有し、前記期待値生成手段は、前記復号化手段の復号結果から期待値信号を生成することを特徴とする請求項16に記載の復調装置。前記スペクトル算出手段においてスペクトルを求める時間区間の最大長は、前記エラー訂正符号化による一つのエラー訂正符号語のシンボル数が含まれる区間であることを特徴とする請求項20に記載の復調装置。前記エラー訂正符号化は繰り返し復号により復号されるエラー訂正符号であり、前記復号化手段では繰り返し復号が行われ、1回の復号とともに、前記エラー信号を除去した前記変調信号に対する復調を行うことを特徴とする請求項20に記載の復調装置。前述のような光ディスクやデジタル通信で用いられる符号化変調方式では、エラー訂正符号化はエラー訂正能力を高めるために、一回に処理されるエラー訂正符号語の符号長を長くとっており、一方、変調符号化は、光ディスクやデジタル通信の伝送路の伝達特性に、伝送する信号の周波数特性をあわせることが目的であり、伝送する信号すなわち変調符号化処理後の信号の周波数特性の時間変化が偏らないように、変調符号化において一回に処理される変調符号語の符号長を短くして、偏りが小さく制御できるようになっている。したがって、変調符号語の符号長は、エラー訂正符号語の符号長よりもかなり短くなっている。そのため、変調符号化では伝送する信号の周波数特性を変換するだけで、伝送路上のノイズの影響で発生するエラーを訂正能力は低い。図3は、光ディスクを伝送路としてデジタル情報を記録および再生する際の記録信号と再生信号の状態を示す図である。RLL17符号により変調符号化された2値記録パターン信号が光ディスクのトラックに記録される。2値記録パターンは、長い区間においては、数百kHz程度の低い周波数成分も含んでいる。これに対し、光ディスクのトラックから検出された再生信号には、白色ノイズだけでなく、さまざまな有色ノイズが重畳されている。BDは記録面が4層まで多層化されており、その時点でアクセスしている記録面以外の記録面からの反射光が干渉することにより、再生信号には100kHz以上の有色ノイズが発生することがある。有色ノイズの周波数帯域が2値記録パターンが持つ周波数成分と近いため、有色ノイズの成分は従来のHPFおよびLPF706、PRML回路708、復調回路709では除去することができず、復調したビット列にエラーを多く残してしまうことになる。また、有色ノイズの影響を低減するために有色ノイズを白色化する方法として、NPMLNoisePredictiveMaximumLikelihood方式があるが、これを構成要素である有色ノイズを白色化するFIRフィルタのタップ数が短いために低い周波数の有色ノイズを十分に低減することができず、さらに、白色化する特性を決めるFIRフィルタのタップ係数の制御の応答性が低いために部分的に発生する有色ノイズに対処することもできない。光ディスクは高線密度化も進んでおり、符号間干渉やSNR劣化もエラーを多く発生させる要因であり、これらの要因と傷や指紋によって発生するエラーの全てを、エラー訂正復号710により訂正することが困難になり、デジタル情報を再生できなくなるという課題がある。図5は、OFDM方式を用いたデジタル通信の送信信号と受信信号の状態を示す図である。デジタル通信においても光ディスクと同様に、受信信号にはさまざまな有色ノイズが重畳される。有色ノイズの周波数は、サブキャリアが多重化されている互いに直交した周波数とは異なるため、その周波数スペクトルのメインローブの周波数帯域だけでなく、サイドローブまで広い周波数帯域に渡って、離散フーリエ変換による検出結果に影響を与え、エラーを増大させてしまう。また、1回の逆離散フーリエ変換により生成されるOFDM信号の時間長さよりも長い周期をもつ有色ノイズの場合にも、広い周波数帯域に渡って検出結果に影響を与えることになる。LDPC符号により非常に高いエラー訂正能力を持っているが、増大したエラーを完全に訂正するためには、繰り返し復号の回数が増えたり、符号化率を低くするといったことにより、デジタル情報の伝送速度が著しく低下してしまうという課題がある。前記課題を解決するため、本発明の符号化変調方法は、デジタル情報の符号化変調方法であって、前記デジタル情報をエラー訂正符号化してエラー訂正符号語を出力するエラー訂正符号化ステップと、前記エラー訂正符号語を変調して変調符号語を出力する変調ステップとから成り、一つの前記変調符号語に含まれる前記エラー訂正符号語のシンボル数は、前記エラー訂正符号化ステップにおいて出力される一つの前記エラー訂正符号語のシンボル数と同じであることを特徴とする。また、前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が有する最長の周期は、一つの前記変調符号語の長さ以下であってもよい。また、前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号の所定の区間における直流成分がゼロとなるように、前記変調ステップにおいて変調符号語が選択されてもよい。また、前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が出力される伝送路において前記変調信号には任意の周波数を有する有色ノイズが重畳され、一つの前記変調符号語の長さは前記有色ノイズの周期よりも長くしてもよい。本発明の復調方法は、変調されている変調信号を復調する復調方法であって、前記変調信号を復調する復調ステップと、前記復調結果から期待値信号を生成する期待値生成ステップと、前記変調信号と前記期待値信号の差分を検出する差分検出ステップと、前記差分検出ステップで検出された差分信号のスペクトルを算出するスペクトル算出ステップと、前記スペクトルの所定区間成分からエラー信号を算出するエラー信号算出ステップと、前記変調信号から前記エラー信号を除去する除去ステップとから成り、前記復調ステップは、前記除去ステップによって前記エラー信号が除去された前記変調信号に対して再度復調を行うことを特徴とする。また、前記エラー信号算出ステップにおいてエラー信号を算出する所定区間を更新しながら繰り返し処理を行ってもよい。また、前記スペクトル算出ステップにおいて、前記スペクトルは離散フーリエ変換によって算出してもよい。また、離散フーリエ変換を行う時間区間は、前記エラー信号算出ステップにおいてエラー信号を算出する周波数帯域にあわせた長さに制御してもよい。また、前記変調信号は変調の前にエラー訂正符号化されており、前記復調ステップの出力を前記エラー訂正符号化に対応して復号化する復号化ステップをさらに有し、前記期待値生成ステップは、前記復号化ステップの復号結果から期待値信号を生成してもよい。また、前記スペクトル算出ステップにおいてスペクトルを求める時間区間の最大長は、前記エラー訂正符号化による一つのエラー訂正符号語のシンボル数が含まれる区間であってもよい。また、前記エラー訂正符号化は繰り返し復号により復号されるエラー訂正符号であり、前記復号化ステップでは繰り返し復号が行われ、1回の復号とともに、前記エラー信号を除去した前記変調信号に対する復調を行ってもよい。本発明の符号化変調装置は、デジタル情報の符号化変調装置であって、前記デジタル情報をエラー訂正符号化してエラー訂正符号語を出力するエラー訂正符号化手段と、前記エラー訂正符号語を変調して変調符号語を出力する変調手段とから成り、一つの前記変調符号語に含まれる前記エラー訂正符号語のシンボル数は、前記エラー訂正符号化手段において出力される一つの前記エラー訂正符号語のシンボル数と同じであることを特徴とする。また、前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が有する最長の周期は、一つの前記変調符号語の長さ以下であってもよい。また、前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号の所定の区間における直流成分がゼロとなるように、前記変調手段において変調符号語が選択されてもよい。また、前記変調符号語が所定の順番に並べられた変調信号が出力される伝送路において前記変調信号には任意の周波数を有する有色ノイズが重畳され、一つの前記変調符号語の長さは前記有色ノイズの周期よりも長くしてもよい。本発明の復調装置は、変調されている変調信号を復調する復調装置であって、前記変調信号を復調する復調手段と、前記復調結果から期待値信号を生成する期待値生成手段と、前記変調信号と前記期待値信号の差分を検出する差分検出手段と、前記差分検出手段で検出された差分信号のスペクトルを算出するスペクトル算出手段と、前記スペクトルの所定区間成分からエラー信号を算出するエラー信号算出手段と、前記変調信号から前記エラー信号を除去する除去手段とから成り、前記復調手段は、前記除去手段によって前記エラー信号が除去された前記変調信号に対して再度復調を行うことを特徴とする。また、前記エラー信号算出手段においてエラー信号を算出する所定区間を更新しながら繰り返し処理を行ってもよい。また、前記スペクトル算出手段において、前記スペクトルは離散フーリエ変換によって算出してもよい。また、離散フーリエ変換を行う時間区間は、前記エラー信号算出ステップにおいてエラー信号を算出する周波数帯域にあわせた長さに制御してもよい。また、前記変調信号は変調の前にエラー訂正符号化されており、前記復調手段の出力を前記エラー訂正符号化に対応して復号化する復号化手段をさらに有し、前記期待値生成手段は、前記復号化手段の復号結果から期待値信号を生成してもよい。また、前記スペクトル算出手段においてスペクトルを求める時間区間の最大長は、前記エラー訂正符号化による一つのエラー訂正符号語のシンボル数が含まれる区間であってもよい。また、前記エラー訂正符号化は繰り返し復号により復号されるエラー訂正符号であり、前記復号化手段では繰り返し復号が行われ、1回の復号とともに、前記エラー信号を除去した前記変調信号に対する復調を行ってもよい。本発明によれば、変調符号化の符号長をエラー訂正符号化の符号長と同等に長くすることにより、変調符号化に対応した復調において冗長性を利用したエラー訂正が可能となり、エラー訂正符号とあわせて高いエラー訂正能力が得られる。また、当該有色ノイズが存在する時間区間から求めた周波数スペクトルに基づいて、有色ノイズを正確に抽出して除去する処理を繰り返すことにより、大きなエラーの発生要因となる有色ノイズの影響を低減し、エラー訂正符号とあわせて高いエラー訂正能力が得られる。以下、本発明に係る符号化変調方法、復調方法の実施形態について説明する。実施の形態1図1は、本発明の実施の形態1における符号化変調方式を示す図である。デジタル放送や無線LANなどのデジタル通信路において、記録あるいは伝送されるデジタル情報は、バイト単位あるいはビット単位で所定のインターリーブ処理を受けて並べられる。並べられた所定のデジタル情報は、Mバイト毎に分割され、LDPC符号によるエラー訂正符号化が行われて、Nバイトのパリティが付加される。したがって、一回のエラー訂正符号化処理によって生成される一つのエラー訂正符号語の符号長はMNバイトになる。一つのエラー訂正符号語はK個に分割され、それぞれK個のサブキャリアに対して割り当てられ、サブキャリア変調が行われる。サブキャリア変調はQAMが用いられる。K個のサブキャリア信号を、所定の周波数帯域内において、所定の周波数間隔で並べて多重化し、周波数領域で表現されている一つのマルチキャリア信号が生成される。周波数領域で表現されているマルチキャリア信号を時間領域のOFDM信号に変換するために、逆離散フーリエ変換の処理が行われる。一回の逆離散フーリエ変換の処理によって生成される一つのOFDM信号が一つの変調符号語であり、その長さが変調符号語の符号長である。以上によって、Mバイトのデジタル情報が、一つのエラー訂正符号語に変換され、さらに一つのOFDM信号すなわち変調符号語に変換されており、エラー訂正符号語の符号長と変調符号語の符号長が同じ区間をもっていることになる。全てのデジタル情報を伝送するために必要な分だけOFDM信号が順次生成され、時間軸上で順番に並べられる。各OFDM信号の間には、例えばデジタル通信路で発生するマルチパス遅延による隣り合うOFDM信号同士が干渉する影響を回避するために、ガードインターバルという所定の長さの冗長信号が挿入され、伝送路に出力される出力信号となる。図6は、上記のように符号化変調され伝送路に送信される送信信号と、伝送路を通して受信される受信信号の状態を示す図である。前述の通り、一つの変調符号語は一区間のOFDM信号に相当し、全てのデジタル情報を伝送するために必要な分のOFDM信号が順番に並べられて送信信号となる。伝送路上を伝送される間に、送信信号には様々な有色ノイズが重畳され、受信信号となる。有色ノイズの周波数は、サブキャリア信号が多重化されている互いに直交した周波数とは異なるため、有色ノイズのスペクトルのメインローブの周波数帯域だけでなく、サイドローブまで広い周波数帯域に渡って、離散フーリエ変換による受信信号の検出結果に影響を与え、エラーを増大させてしまう。また、変調符号語の符号長よりも長い周期をもつ有色ノイズの場合にも、広い周波数帯域に渡って検出結果に影響を与えることになる。例えば、前述の図5に示す従来のデジタル通信のように、有色ノイズの周期に対して変調符号語の符号長が短いと、有色ノイズの周波数を正確に特定できず、そのスペクトルの周波数帯域幅が広がってしまう。また、後述の実施の形態2および3のように、エラー訂正復号した結果を利用して受信信号に含まれる有色ノイズ成分を抽出する方式においても、エラー訂正復号した結果に多くエラーが残されている状況では正確な有色ノイズ成分の抽出が困難になるため、有色ノイズ成分を低減するために必要な繰り返し回数が増大してしまう。しかし、図6のように、変調符号語の符号長を、さまざまなエラー要因に対応できるように長くとられているエラー訂正符号語の符号長と同等に長くすることにより、長い周期を持つ有色ノイズの周波数スペクトルが広がらずに正確に特定し、分離除去することができるようになる。エラー訂正符号語の符号長と変調符号語の符号長をあわせることにより、エラー訂正符号を復号した結果を用いて理想的な受信信号を予測し、実際の受信信号との差分信号の周波数スペクトルから有色ノイズを正確に分離することが可能となる。例えば、後述の実施の形態2および3に示すように、LDPC符号の繰り返し復号と有色ノイズ成分の除去処理の組み合わせにより、有色ノイズ成分に対するエラー訂正能力をさらに高めることができる。また、変調符号語の符号長を長くとることにより得られた冗長性を、例えば、サブキャリア信号を多重化する周波数間隔に未配置帯域を設けたり、畳み込み符号を用いてサブキャリア信号間に所定の相関関係を設けるといったことに利用することにより、有色ノイズの影響により発生するエラーを低減する効果をさらに向上させることができる。以上により、有色ノイズの影響によるエラーは変復調により低減し、その他の白色ノイズの影響によるエラーや受信信号の欠落によるバーストエラーはエラー訂正符号により訂正するように、それぞれのステップにおいて適切なエラー訂正能力を持つようになり、デジタル通信の伝送速度の低下を防止することができる。なお、上述の実施の形態1では、デジタル通信で用いられているOFDM方式の変復調に対応した例を示したが、これに限定されるものではない。光ディスクなどの記録媒体で用いられるRLL符号による変復調の場合でも同様の効果がある。エラー訂正符号化後のビットパターンを記録パターンに変換するビット単位の長さが変調符号語の符号長であり、これをエラー訂正符号語の符号長と同等に長くとることにより、同じ値が続くランレングス長の制限以外にも冗長性を高めることが可能となる。光ディスクからの再生信号をPRML回路と復調回路によりエラー訂正符号語のビットパターンに復調する際にこの冗長性を利用することができる。従来のHPFおよびLPFでは除去できないような有色ノイズに対して、一つの変調符号語の範囲内において存在しない周波数成分であることを検出することにより有色ノイズ成分を分離除去し、従来では有色ノイズにより発生していたエラーをエラー訂正復号前に低減することができる。後述の実施の形態2および3に示すように、エラー訂正符号語の符号長と変調符号語の符号長をあわせることにより、エラー訂正符号を復号した結果を用いて理想的な再生信号を予測し、実際の再生信号との差分信号の周波数スペクトルから有色ノイズを正確に分離することが可能となる。これによって、有色ノイズや符号間干渉の影響はPRML回路と復調回路で低減し、光ディスクの使用時に大きな問題となる傷や指紋によるエラーはエラー訂正復号により対応するように、それぞれが適切なエラー訂正能力を持つようになり、安定にデジタル情報を読み出すことが可能となる。実施の形態2図10は、本発明の実施の形態2における光ディスク装置において、光ディスク1001に対してデジタル情報を記録する処理系と、光ディスク1001からデジタル情報を再生する処理系に関する部分の構成を示す図である。光ディスク1001に記録するために入力された記録デジタル情報は、LDPC符号化回路1002によってエラー訂正符号化され、前述の実施の形態1に示す変調方法あるいは従来のRLL17符号による変調符号化回路1003により記録パターンに変調された後、光ピックアップ705により光ディスク1001上のトラックに照射されるレーザの出力をレーザ駆動回路1004により駆動し、記録パターンに対応した記録マークが光ディスク1001のトラック上に形成され、デジタル情報が記録される。一方、記録されているデジタル情報の再生は、光ピックアップ1005からトラックに照射したレーザに対する反射光量が、トラックに形成されている記録マークに対応して変化することを利用して行われる。光ピックアップ1005において反射光量に応じた再生信号が検出され、HPFおよびLPF1006によって、再生信号に含まれる変調符号の周波数帯域以外の低域と高域のノイズ成分が低減される。HPFおよびLPF1006の出力信号は、同期処理回路1007において、1チャネルビット間隔でサンプリングされたデジタル信号に変換される。ノイズ除去回路1008は、有色ノイズ検出回路1017により検出された有色ノイズ信号をデジタル信号から減算して除去した後に、PRML回路1009にデジタル信号を出力する。また、有色ノイズ信号を除去した後のデジタル信号をバッファリングしておく。PRML回路1009は、デジタル信号を2値化する。PRML回路1009は、デジタル信号の周波数特性が目標とする周波数特性になるように、タップ係数が適応的に制御されるFIRフィルタによりデジタル信号をPR等化する適応等化フィルタ回路と、PR等化されたデジタル信号に対し、最も確からしい状態遷移列を選択することによって対応した2値信号に変換するビタビ復号回路から構成される。復調回路1010は、変調符号に従って2値信号を変調符号化前のビット列に復調する。LDPC復号回路1011は、復調されたビット列に対し繰り返し復号処理によりエラー訂正を行って、再生したデジタル情報を出力する。以下に、光ディスク装置において、有色ノイズを低減する処理を行う有色ノイズ検出回路1017について詳細に説明する。有色ノイズ検出回路1017は、再変調符号化回路1012と、期待値生成回路1013と、誤差検出回路1014と、スペクトル算出回路1015と、ノイズ抽出回路1016から構成される。LDPC復号回路1011における繰り返し復号処理の1回毎に、その復号結果を抽出し、再変調符号化回路1012によって記録処理と同様の変調符号化を行い、期待値記録パターンを出力する。期待値生成回路1013は、期待値記録パターンをもとに、PRML回路1009において目標としている周波数特性をもった期待値デジタル信号を生成する。誤差検出回路1014は、PRML回路1019によりPR等化されたデジタル信号を予めバッファリングしておき、生成された期待値デジタル信号とPR等化されたデジタル信号の誤差を算出する。期待値デジタル信号を生成する方法としては、期待値記録パターンを離散フーリエ変換し、周波数領域においてPR等化の目標周波数特性との乗算を行った後に、逆離散フーリエ変換をすることにより生成する方法がある。また、PR等化の目標周波数特性が例えばPR1,2,2,2,1特性である場合には、期待値記録パターンのビット列に対し、タップ係数の比が1:2:2:2:1になるFIRフィルタを通すことにより生成することもできる。スペクトル算出回路1015は、誤差検出回路1014により算出された誤差信号の周波数スペクトルを算出し、PRML回路1009のFIRフィルタの等化特性をもとに、等化前の誤差信号の周波数スペクトルを算出する。図11は、スペクトル算出回路1015による処理を示す図である。図11aは、誤差検出回路1014により算出された誤差信号を離散フーリエ変換することにより得られた周波数スペクトルの振幅特性である。100kHzから300kHz付近に特に高い有色ノイズ成分が、除去できずに残留していることが分かる。図11bは、PRML回路1009のFIRフィルタの等化特性のゲイン特性を示している。等化特性はFIRフィルタのタップ係数から算出される。1チャネルビットの周波数は66MHzであり、変調符号はRLL17である。最短ランレングスは2チャネルビットであるため、2チャネルビットの記録マークとスペースが連続する4チャネルビット周期に相当する周波数16.5MHz付近までは、目標周波数特性に等化するようにゲインが高くなっていることが分かる。図11cは、等化前の誤差信号の周波数スペクトルの振幅特性である。これは、図11aに示す誤差信号の周波数スペクトルを、図11に示す等化特性スペクトルゲイン特性と位相特性で複素除算することにより算出される。16.5MHz以上の周波数帯域では、図11bの等化特性スペクトルのゲインがゼロになるため正確には求められないが、16.5MHz以下の周波数帯域では、PRML回路1009により等化する前のデジタル信号に含まれるノイズ成分の周波数スペクトルを表している。ノイズ抽出回路1016は、スペクトル算出回路1015により算出された等化前の誤差信号の周波数スペクトルから、誤差成分を抽出する所定の周波数帯域のみを残し、その他の周波数帯域のスペクトルの値をゼロとした後に、逆離散フーリエ変換を行い、除去する有色ノイズ信号を抽出する。抽出した有色ノイズ信号は、前述の通り、ノイズ除去回路1008において、デジタル信号から除去される。以上の有色ノイズ除去の処理を、LDPC復号回路1011における繰り返し復号処理の1回毎に、ノイズ抽出回路1016において有色ノイズ信号を抽出する所定の周波数帯域を更新しながら同様に繰り返し処理を行うことにより、有色ノイズ成分が順次低減され、それに伴ってPRML回路1009における等化特性がより適切な特性に制御され、PRML回路1009に含まれるビタビ復号回路での2値化誤りや復調回路1010での復調誤りが低減される。図12は、ノイズ抽出回路1016において、有色ノイズ信号を抽出する所定の周波数帯域の更新の処理を示している。図13の周波数スペクトルは、スペクトル算出回路1015により算出された等化前の誤差信号の周波数スペクトルの低域部分であり、有色ノイズの除去処理はまだ行われていない状態のものである。低周波数側から高域側へと順に有色ノイズを抽出する周波数帯域を移動させていく。もとの状態では、図13の周波数スペクトルに見られるように、100kHzから300kHz付近に高い有色ノイズがあるが、この有色ノイズは1回目と2回目の処理を行った時点で十分に除去され、その時点での周波数スペクトルでは見られなくなる。この有色ノイズの場合には、PRML回路1009と復調回路1010での復調結果において、1回目と2回目の除去処理によって大きなエラー低減効果が得られる。また、有色ノイズを抽出する周波数帯域は、常に所定の周波数帯域幅であってもよいし、特に有色ノイズが多く発生しやすい周波数帯域に対しては細かい周波数帯域幅にするように変えてもよい。図13は、スペクトル算出回路1015で誤差信号の周波数スペクトルを算出するための離散フーリエ変換の区間を示している。離散フーリエ変換を行う区間の長さは常に一定とした場合、常時発生しつづけている有色ノイズに対しては特に問題なく除去するすることが可能であるが、部分的に発生する有色ノイズに対しては正確に抽出することができない。周波数が低い成分は、離散フーリエ変換を行う時間区間TLに含まれる波数が少なくなるため、その成分の振幅と位相を正確に検出することができるが、周波数が高い成分は、時間区間TLに含まれる波数が多くなり、検出される振幅と位相は平均的な値となり、部分的に変化するノイズ成分を正確に検出できなくなるためである。したがって、誤差検出回路1014で誤差信号を検出した時間区間TLに対し、ノイズ抽出回路1016で抽出する有色ノイズの周波数帯域が低いときは、フーリエ変換区間Lのようにスペクトル算出回路1015で行う離散フーリエ変換の区間を長くとり、ノイズ抽出回路1016で抽出する有色ノイズの周波数帯域が高く更新されていくことにあわせて、フーリエ変換区間M、フーリエ変換区間Hと順次スペクトル算出回路1015で行う離散フーリエ変換の区間を短くし、時間区間TLを複数に分割して有色ノイズを検出するようにすれば、部分的に発生している有色ノイズを正確に除去することが可能である。図9を用いて、有色ノイズを繰り返し処理により除去していく手順を整理する。はじめに、デジタル信号から有色ノイズが除去されていない状態でPRML回路1009と復調回路1010により変調符号の復調処理が行われる。復調されたビット列に対しエラー訂正符号の復号処理が行われる。この結果、エラーが残っていなければデジタル情報の再生処理はこれで終了であるが、残っている場合には、続いて当段階での再生結果をもとに誤差信号の検出が行われる。スペクトル算出回路1015により誤差信号の周波数スペクトルが算出される。周波数帯域の区間Nのスペクトル成分から有色ノイズ信号が抽出される。最初のデジタル信号から有色ノイズ信号が除去された信号を算出し、これを改めてデジタル信号として、2回目の復調処理が行われ、エラー訂正符号の復号処理が行われる。この結果、エラーが残っていなければデジタル情報の再生処理はこれで終了であるが、残っている場合には、区間Nを更新しながら同様の処理が繰り返される。ここで、期待値記録パターンを求めるための元のビット列はエラーを含んだ状態であり、エラーの残っている部分では検出される誤差信号も誤ったものになってしまう。この誤差信号をそのままデジタル信号から除去すると、デジタル信号は、よりエラー側に近い信号波形になってしまう。しかし、エラーは、長く連続するのではなく、多くても数十チャネルビットに1チャネルビット程度発生するものであり、周波数スペクトルに与える影響は小さいため、本実施の形態のように、周波数領域での処理であり、かつ有色ノイズを抽出する区間Nを限定し繰り返し処理とすることにより、残っているエラーの影響を受けることなく正確に有色ノイズを除去することが可能となる。なお、前述の実施の形態2において、エラー訂正符号をLDPC符号としたが、これに限定されるものではない。ターボ符号であってもよいし、リードソロモン符号であってもよい。実施の形態3図14は、OFDM方式を用いたデジタル無線通信システムの送信装置と受信装置の構成を示す図である。送信するデジタル情報は、まずLDPC符号化回路1401によりエラー訂正符号化される。サブキャリア変調回路1402において、符号語を複数のサブキャリアに分割し、分割したサブキャリア毎にサブキャリア変調される。サブキャリア変調、サブキャリアあたり2ビット/シンボルを伝送するQPSKや、4ビット/シンボルを伝送する16-QAMなどが用いられる。複数のサブキャリア信号を所定の周波数間隔で並べて多重化してマルチキャリア信号を生成し、逆離散フーリエ変換回路1403により周波数軸上で表現されているマルチキャリア信号を時間軸上のOFDM信号に変換する。さらに、通信路によって発生するマルチパス遅延波の干渉の影響を回避するためにガードインターバル信号がGI付加回路1404によって挿入され、送信アンテナ1405から送信される。受信機では、受信アンテナ1406により送信されてきた信号を受信し、同期処理回路1407によりシンボルタイミング同期やキャリア周波数同期などの同期処理が行われる。GI除去回路1408は、受信信号に挿入されているガードインターバルを除去する。ノイズ除去回路1409は、有色ノイズ検出回路1418により検出された有色ノイズ信号を、ガードインターバルが除去された受信OFDM信号から減算して除去した後に、離散フーリエ変換回路1410に受信OFDM信号を出力する。また、有色ノイズ信号を除去した後の受信OFDM信号をバッファリングしておく。離散フーリエ変換回路1410は、時間軸上の受信OFDM信号を、周波数軸上で表現される受信マルチキャリア信号に変換する。サブキャリア復調回路1411は、受信マルチキャリア信号をサブキャリア信号に分割し、サブキャリア毎にPSKや16-QAM、64-QAMなどの変調方式に応じた復調処理を行う。LDPC復号回路1412は、復調されたビット列に対し繰り返し復号処理によりエラー訂正を行って、受信したデジタル情報を出力する。以下に、デジタル無線通信システムの受信装置において、有色ノイズを低減する処理を行う有色ノイズ検出回路1418について詳細に説明する。有色ノイズ検出回路1418は、再サブキャリア変調回路1413と、再逆離散フーリエ変換回路1414と、誤差検出回路1415と、スペクトル算出回路1416と、ノイズ抽出回路1417から構成される。LDPC復号回路1412における繰り返し復号処理の1回毎に、その復号結果を抽出し、再サブキャリア変調回路1413と再逆離散フーリエ変換回路1414によって送信処理と同様の変調処理を行い、期待値受信OFDM信号を生成する。誤差検出回路1415は、生成された期待値受信OFDM信号と、ノイズ除去回路1409によりバッファリングされた受信OFDM信号の誤差を算出する。スペクトル算出回路1416は、誤差検出回路1415により算出された誤差信号の周波数スペクトルを算出する。ノイズ抽出回路1417は、スペクトル算出回路1416により算出された誤差信号の周波数スペクトルから、誤差成分を抽出する所定の周波数帯域のみを残し、その他の周波数帯域のスペクトルの値をゼロとした後に、逆離散フーリエ変換を行い、除去する有色ノイズ信号を抽出する。抽出した有色ノイズ信号は、前述の通り、ノイズ除去回路1409において、受信OFDM信号から除去される。以上の有色ノイズ除去の処理を、LDPC復号回路1412における繰り返し復号処理の1回毎に、ノイズ抽出回路1417において有色ノイズ信号を抽出する所定の周波数帯域を更新しながら同様に繰り返し処理を行うことにより、有色ノイズ成分が順次低減され、それに伴って離散フーリエ変換回路1410とサブキャリア復調回路1411での復調誤りが低減される。なお、前述の実施の形態3において、エラー訂正符号をLDPC符号としたが、これに限定されるものではない。ターボ符号であってもよいし、リードソロモン符号であってもよい。なお、前述の実施の形態3において、変調方式をOFDM変調方式としたが、これに限定されるものではない。なお、前述の実施の形態3において、デジタル無線通信システムとしたが、これに限定されるものではない。有線通信システムであっても同様の効果が得られる。なお、実施の形態2の光ディスク装置、あるいは実施の形態3のデジタル無線通信システムの構成要素は、集積回路であるLSILargeScaleIntegrationとして実現され得る。光ディスク装置、デジタル無線通信システムが備える構成要素は個別に1チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように1チップ化されてもよい。なお、ここでは、集積回路をLSIと呼んだが、集積度の違いにより、ICIntegratedCircuit、LSI、スーパーLSIまたはウルトラLSIと呼称されることもある。また、本実施の形態の集積回路はLSIに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。また、LSI製造後にプログラムすることが可能なFPGAFieldProgrammableGateArrayや、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサを利用してもよい。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。バイオ技術の適応等が可能性としてあり得る。"