"蓄電装置と前記蓄電装置の電圧を変換する電圧コンバータとを備えた電源装置の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置であって、筐体と前記蓄電装置によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗を検出する抵抗検出部と、前記抵抗検出部の自己診断のための制御を行なう制御装置とを備え、前記制御装置は、前記自己診断を実行する際に前記電圧コンバータに対して電圧変動を発生させ、前記電圧変動の有無に対する前記抵抗検出部の検出結果の変化に基づいて前記抵抗検出部の自己診断を実行する、絶縁抵抗低下検出装置。前記制御装置は、前記電圧コンバータの出力電圧に前記電圧変動として前記蓄電装置の電圧よりも高い電圧を中心とする所定振幅、所定周期の正弦波が発生するように、前記電圧コンバータを制御する、請求項1に記載の絶縁抵抗低下検出装置。前記抵抗検出部は、前記絶縁抵抗に一方端が接続されるカップリングコンデンサと、前記カップリングコンデンサの他方端に検出抵抗を介して接続される発振回路と、前記カップリングコンデンサの他方端の電圧波形の振幅に基づいて前記絶縁抵抗の低下の有無を判定する判定回路とを含む、請求項2に記載の絶縁抵抗低下検出装置。前記正弦波の振幅は、前記発振回路の出力する信号の振幅よりも大きい、請求項3に記載の絶縁抵抗低下検出装置。前記判定回路は、前記発振回路の出力信号を通過させるバンドパスフィルタを含み、前記制御装置は、前記電圧コンバータに対して前記バンドパスフィルタの通過帯域の周波数に対応する電圧変動を前記電圧コンバータに対して発生させる、請求項3または4に記載の絶縁抵抗低下検出装置。前記蓄電装置および前記電圧コンバータは車両に搭載され、前記筐体は車両のボディである、請求項1~5のいずれか1項に記載の絶縁抵抗低下検出装置。上記特開2004-354247号公報に記載された技術では、自己診断時にしか使用しない擬似漏電状態を作るための専用回路が必要であり、コストおよび回路実装面積の点で不利である。この発明の目的は、コストおよび回路実装面積が改善された自己診断可能な絶縁抵抗低下検出装置を提供することである。この発明は、要約すると、蓄電装置と蓄電装置の電圧を変換する電圧コンバータとを備えた電源装置の絶縁抵抗の低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置であって、筐体と蓄電装置によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗を検出する抵抗検出部と、抵抗検出部の自己診断のための制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、自己診断を実行する際に電圧コンバータに対して電圧変動を発生させ、電圧変動の有無に対する抵抗検出部の検出結果の変化に基づいて抵抗検出部の自己診断を実行する。好ましくは、制御装置は、電圧コンバータの出力電圧に電圧変動として蓄電装置の電圧よりも高い電圧を中心とする所定振幅、所定周期の正弦波が発生するように、電圧コンバータを制御する。より好ましくは、抵抗検出部は、絶縁抵抗に一方端が接続されるカップリングコンデンサと、カップリングコンデンサの他方端に検出抵抗を介して接続される発振回路と、カップリングコンデンサの他方端の電圧波形の振幅に基づいて絶縁抵抗の低下の有無を判定する判定回路とを含む。さらに好ましくは、正弦波の振幅は、発振回路の出力する信号の振幅よりも大きい。さらに好ましくは、判定回路は、発振回路の出力信号を通過させるバンドパスフィルタを含む。制御装置は、電圧コンバータに対してバンドパスフィルタの通過帯域の周波数に対応する電圧変動を電圧コンバータに対して発生させる。好ましくは、蓄電装置および電圧コンバータは車両に搭載される。筐体は車両のボディである。本発明によれば、擬似漏電状態を作るための専用の回路を必要としないので、コストを低減させ、回路実装面積を小さくすることが可能となる。本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。図1は、本実施の形態による車両の構成を示す回路図である。図1に示す車両100は、高圧バッテリを搭載するものであれば、電気自動車でもハイブリッド自動車でも燃料電池自動車でもよい。図1を参照して、車両100は、共に直流電源の一種である高圧バッテリB1と、システムメインリレーSR1,SR2と、電圧センサ10,13,16と、電圧コンバータ11と、正極母線PLと、負極母線NLと、コンデンサ12,14と、電流センサ17と、インバータ20と、モータジェネレータMG1,MG2と、制御装置30と、絶縁抵抗検出部70とを含む。電圧コンバータ11は、リアクトルL1と、IGBT素子Q1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。リアクトルL1は、その一方端が高圧バッテリB1の正極に接続され、他方端がIGBT素子Q1のエミッタとIGBT素子Q2のコレクタの接続ノードに接続される。IGBT素子Q1,Q2は、正極母線PLと負極母線NLとの間に直列に接続される。IGBT素子Q1は、コレクタが正極母線PLに接続され、エミッタがIGBT素子Q2のコレクタに接続される。IGBT素子Q2は、エミッタが負極母線NLに接続される。また、各IGBT素子Q1,Q2のコレクタ-エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1,D2がそれぞれ接続されている。モータジェネレータMG1,MG2は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相コイルを含む。インバータ20は、モータジェネレータMG1,MG2を駆動する。絶縁抵抗検出部70は、カップリングコンデンサ15と、発振回路40と、抵抗50と、インピーダンス判定回路60とを含む。カップリングコンデンサ15は、高圧バッテリB1の負極端子とノードN1との間に接続される。抵抗50は、ノードN1と発振回路40との間に接続される。高圧バッテリB1は、ニッケル水素電池あるいはリチウムイオン電池等の二次電池または電気二重層コンデンサ等の蓄電素子を含んで構成することができる。そして、高圧バッテリB1は、直流電圧VBをシステムメインリレーSR1,SR2を介して電圧コンバータ11へ供給する。システムメインリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによってオン/オフされる。より具体的には、システムメインリレーSR1,SR2は、制御装置30からのH論理ハイレベルの信号SEによりオンされ、制御装置30からのL論理ローレベルの信号SEによりオフされる。電圧センサ10は、高圧バッテリB1から出力される直流電圧VBを検出し、直流電圧VBの検出値を制御装置30へ出力する。電圧センサ13は、電圧コンバータ11の高圧バッテリB1側の入力に与えられる直流電圧VLを検出し、直流電圧VLの検出値を制御装置30へ出力する。電流センサ17は、高圧バッテリB1に入出力する直流電流BCRTを検出し、直流電流BCRTの検出値を制御装置30へ出力する。電圧コンバータ11は、制御装置30からの信号PWMUに基づいて、高圧バッテリB1からの直流電圧VHを昇圧してコンデンサ12に供給する。また、電圧コンバータ11は、制御装置30からの信号PWMDまたはPWMLに基づいて、インバータ20から供給された直流電圧を降圧して高圧バッテリB1へ供給する。コンデンサ12は、電圧コンバータ11から供給された直流電圧を平滑化してインバータ20に供給する。コンデンサ14は、電圧コンバータ11の高圧バッテリB1側の入力に与えられる直流電圧VLを平滑化する。電圧センサ16は、コンデンサ12の両端の電圧VHを検出し、その検出した電圧VHを制御装置30へ出力する。インバータ20は、制御装置30からの信号PWMIに基づいて、コンデンサ12を介して電圧コンバータ11から供給された直流電圧を交流電圧に変換してモータジェネレータMG1およびMG2を駆動する。また、インバータ20は、制御装置30からの信号PWMCに基づいて、モータジェネレータMG1およびMG2が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサ12を介して電圧コンバータ11へ供給する。制御装置30は、電圧センサ10からの直流電圧VB、電圧センサ16からの電圧VH、車両100の外部に設けられたECUElectricalControlUnitからのモータ回転数MRNおよびトルク指令値TRに基づいて、信号PWMUまたは信号PWMDを生成し、その生成した信号PWMUまたは信号PWMDを電圧コンバータ11へ出力する。さらに、制御装置30は、電圧センサ16からの電圧VH、図示しない電流センサで検出されたモータ電流値および外部ECUからのトルク指令値TRに基づいて、信号PWMIまたは信号PWMCを生成し、その生成した信号PWMIまたは信号PWMCをインバータ20へ出力する。発振回路40は、所定周波数の交流信号Eoを発振し、その発振した交流信号Eoを抵抗50を介してノードN1へ出力する。インピーダンス判定回路60は、ノードN1から交流信号Eを受け、その受けた交流信号Eの波高値を検出する。高圧システムからの漏電経路は、抵抗成分Riで示すような、高圧バッテリB1や負極母線NLのような直流部からシャーシグラウンドGNDボデーGNDとも称するへの漏電経路が考えられる。直流部については、車両が起動されると、システムメインリレーSR1,SR2を導通させる前に絶縁劣化の有無を判定し、さらにシステムメインリレーSR1,SR2を導通させた後にも負極母線NLの絶縁劣化の有無を繰り返し判定している。図2は、図1の絶縁抵抗検出部70のより詳細な構成を示した回路図である。図2を参照して、回路系200は図1に示す車両システムの高圧回路系を1つの機能ブロックにより示したものである。また、図2に示す接地ノードは車両においてはボデーアース車体に対応する。絶縁抵抗検出部70は、信号発生部である発振回路40と、絶縁劣化検出用の抵抗50と、カップリングコンデンサ15と、インピーダンス判定回路60とを含む。インピーダンス判定回路60は、バンドパスフィルタBPF84と、オフセット回路および増幅回路からなる回路ブロック85と、過電圧保護用ダイオード87と、抵抗86と、コンデンサ88と、制御回路110とを含む。発振回路40は、ノードNAに所定周波数所定周期Tpで変化するパルス信号SIGを印加する。抵抗50は、ノードNAおよびノードN1の間に接続される。カップリングコンデンサ15は、絶縁劣化検出対象となる高圧バッテリB1とノードN1との間に接続される。バンドパスフィルタ84は、ノードN1に入力端子が接続され、ノードN2に出力端子が接続される。バンドパスフィルタ84の通過帯域周波数は、パルス信号SIGの周波数に合わせて設計される。回路ブロック85は、ノードN2とノードN3との間に接続される。回路ブロック85は、バンドパスフィルタ84を通過したパルス信号のうち、絶縁抵抗検出時に設定されるしきい値電圧付近の電圧変化を増幅する。過電圧保護用ダイオード87は、電源ノードにカソードが接続され、ノードNBにアノードが接続されて、サージ電圧高電圧,負電圧を除去する。抵抗86はノードN3とノードNBとの間に接続される。コンデンサ88はノードNBと接地ノードとの間に接続される。抵抗86およびコンデンサ88は、回路ブロック85から出力される信号のノイズを除去するフィルタとして機能する。制御回路110は、発振回路40を制御する。また制御回路110は、ノードNBの電圧を検出して、検出電圧Vrefに基づいて絶縁抵抗Riの低下を検出する。制御回路110は、発振指令部111と、A/D変換部112と、判定部113とを含む。発振指令部111は、発振回路40に対してパルス信号SIGを発生するよう指示を与えるとともに、パルス信号SIGのデューティ比を変更するよう指示する。A/D変換部112は所定のサンプリング周期Tsにより検出したノードNBの電圧検出電圧をA/D変換する。サンプリング周期Tsはパルス信号SIGの周期Tpよりも十分短いのでノードNBの最大電圧ピーク電圧Vpおよび最小電圧を検出できる。判定部113は、A/D変換部112から取得したピーク電圧Vpの値と、しきい値とを比較する。これにより、制御回路110は、絶縁抵抗Riの低下の有無を検出する。次に、絶縁抵抗Riの低下を検出する動作について説明する。発振回路40によって発生されたパルス信号SIGは、抵抗50、カップリングコンデンサ15、絶縁抵抗Ri、およびバンドパスフィルタ84を含んで構成された直列回路に印加される。これにより、抵抗50およびカップリングコンデンサ15の接続点に相当するノードN1には、絶縁抵抗Riおよび抵抗50抵抗値Rdの分圧比:Ri/RdRiとパルス信号SIGの振幅電源電圧である電圧Bとの積に関連する値を波高値とするパルス電圧が発生する。なお電圧Bは、たとえば補機バッテリの電圧としてもよいが、これに限定されるものではない。ノードN1に発生したパルス電圧は、バンドパスフィルタ84によってパルス信号SIGの周波数以外の成分が減衰される。バンドパスフィルタ84を通過したパルス信号SIGのうち、しきい値電圧付近の電圧変化のみが回路ブロック85によって増幅される。回路ブロック85から出力される信号はノードNBに伝達される。ノードN3からノードNBに信号が伝達されるに際して、過電圧保護用ダイオード87によりサージ電圧が除去されるとともに、抵抗86およびコンデンサ88によってノイズが除去される。絶縁抵抗Riが正常である時には、Ri>>Rdである。Riが高くなるに従って、ピーク電圧Vpは電圧Bにほぼ等しくなる。一方、絶縁抵抗Riの低下時には、分圧比:Ri/RdRiが低下するので、ピーク電圧Vpが低下する。ピーク電圧Vpの低下を検出することにより、絶縁劣化の発生を検出することができる。そして、検出抵抗値Rdは固定値であるので、ピーク電圧Vpを観測すれば、絶縁抵抗Riの値を算出することも可能である。図3は、高圧系の絶縁抵抗の低下を検出する簡易モデルを示した回路図である。図3を参照して、絶縁抵抗低下検出器201は、アース203を基準電位として振幅V0で発振波形を出力する発振電源204と、発振電源204から一方端に発振信号を受ける検出抵抗206と、検出抵抗206の他方端に一方電極が接続されたカップリングコンデンサ210とを含む。高圧簡易モデル202は、カップリングコンデンサ210の他方電極とアース216との間に並列に接続された高圧絶縁抵抗212およびコモンモードコンデンサ214を含む。高電圧バッテリや駆動回路は、高圧簡易モデル202のように表すことができる。高圧簡易モデル202のインピーダンスが大きい場合には、検出抵抗206抵抗値Rdにはほとんど電流が流れない。したがって電圧検出器208が検出する電圧波形は発振電源204の信号振幅電圧V0と同じ振幅となるVd=V0。高圧簡易モデル202のインピーダンスが小さいときには、検出抵抗206に電流が流れるため、その分振幅が電圧ドロップした波形が電圧検出器208によって計測でき、これによって異常が判定できる。図4は、検討例である車両の構成を示す回路図である。図4に示した車両は、図1に示した車両100の構成において、絶縁抵抗検出部70に代えて絶縁抵抗検出部70Aを含む。他の部分の構成は、図1に示した車両100と基本的には同様であるので説明は繰返さない。なお、電圧センサ13,16は、絶縁抵抗に着目して簡略化した等価回路で示すと図4に示すように正負極母線間に直列接続された抵抗で表現され、それらの抵抗の接続点は車両のボデーに結合されている。図1に示した車両100の電圧センサ13,16にもこの等価回路は共通する。電圧センサ13,16には、差動式電圧検出回路が使用されており、正極母線と負極母線の中間がボデーGNDの電位となる。絶縁抵抗検出部70Aは、カップリングコンデンサ15と、発振回路40と、抵抗50と、インピーダンス判定回路60とを含む。カップリングコンデンサ15は、高圧バッテリB1の負極端子とノードN1との間に接続される。抵抗50は、ノードN1と発振回路40との間に接続される。絶縁抵抗検出部70Aは、さらに、自己診断用の専用回路300を含む。専用回路300は、ノードN1とボデーGNDとの間に直列に接続されたスイッチと抵抗とを含む。この検討例では、車両起動後IGON後経過時間が5~40秒の時に専用回路300内部のスイッチを導通させて、ノードN1が擬似的に絶縁低下した状態を作る。この状態では、インピーダンス判定回路60に入力される検出信号が絶縁低下時と同じ状態となる。この状態でインピーダンス判定回路60が絶縁低下時と同じ検出結果を示せば、絶縁抵抗検出部70Aが正常であると自己診断される。一方、この状態でインピーダンス判定回路60が絶縁正常時と同じ検出結果を示せば、絶縁抵抗検出部70Aが異常であると自己診断される。しかし、このような自己診断用の専用回路300を搭載するのは、部品点数増加の点からコスト増を招く。また実装面積増加から装置の大きさが大きくなる。したがって、図1に示した本実施の形態の車両では、絶縁抵抗検出部70にこのような自己診断用の専用回路300は搭載していない。その代わりに、自己診断時に電圧コンバータ11の出力する直流電圧VHを意図的に変動させることによってノードN1の電圧を絶縁低下時と同様に変化させる。図5は、図1の制御装置30が実行する自己診断に関する処理を説明するためのフローチャートである。図1、図5を参照して、まず処理が開始されるとステップS1において、漏電検出器絶縁抵抗検出部70の自己診断実施が許可されているか否かが判断される。たとえば、車両起動信号IGONが入力されてから5秒以上経過かつ40秒以内であるときに、自己診断を許可するようにすることができる。なお、この許可条件は自己診断に都合の良いタイミングであれば、これに限定されずどのようなタイミングでも良い。たとえば、車両停止信号が入力された場合に自己診断を行なってから車両のシステムを停止させるようにしても良い。ステップS1において、自己診断実施が許可されていない場合には、ステップS1に処理が戻る一方で、自己診断実施が許可されていた場合には、ステップS2に処理が進む。ステップS2では、制御装置30は、電圧コンバータ11に昇圧後電圧直流電圧VHを電池電圧VBよりも高い電圧たとえばVB10Vを中心にして所定振幅例えば10Vかつ所定周波数たとえば2.5Hzの正弦波となるように昇圧制御を実施する。図6は、図5のステップS2の処理が実行された結果の直流電圧VHの変動の一例の様子を示した図である。図6を参照して、直流電圧VHは、たとえば600Vを中心として振幅10V595V~605Vの範囲で変動する。変動の周期はたとえば400ms2.5Hzである。このように昇圧後の直流電圧VHが変動すると、負極母線NLとボデーGNDとの間の電圧以下、電圧VNと称するも同じ周期で変動する。電圧VNは、図1、図4からもわかるように、絶縁抵抗検出部70のノードN1の電圧の基準となる電圧でもある。したがって、電圧VNの変動はそのままノードN1の電圧の変動につながる。したがって、昇圧後の直流電圧VHを変動させることにより、ノードN1の電圧も通常時とは異なる値に制御することが可能である。ただし、図2に示したようにノードN1の電圧はバンドパスフィルタ84を通過させてから制御回路110に入力されるので、直流電圧VHの変動周波数も、バンドパスフィルタ84を通過する周波数とすることが必要である。すなわち、発振回路40の周波数と同じまたは近い周波数で、直流電圧VHが変動するように、電圧コンバータ11を制御する。再び、図5を参照して、ステップS2の処理が終了すると続いてステップS3に処理が進む。ステップS3では、漏電の検出信号が異常値を所定時間継続して示したか否かが判断される。ここでの異常値とは、電圧コンバータ11の出力を変動させることによって擬似漏電を発生させているにもかかわらず、絶縁低下に相当する変化がノードN1の電圧に見られないことを示す。図4に示した検討例ではノードN1を擬似的に絶縁低下した状態を作ったので、ノードN1の電圧が絶縁低下時と同様に低い値を出力していることを確認すればよい。しかし図1の構成において電圧コンバータ11を用いて電圧VHを変動させる場合には、ノードN1の電圧が絶縁低下時とまったく同様に変化するとは限らない。たとえば発振回路40の周波数と電圧VHの変動周波数に少し差があった場合などは、ノードN1の電圧の振幅も変動する。したがって、ステップS3では、ノードN1の電圧の振幅が電圧VHを変動させたことに対応して変化した場合には正常とし再びステップS1に処理が戻る一方で、電圧VHを変動させても対応する変化がノードN1の電圧の振幅に現れない場合には異常とする。そしてその異常な状態が所定時間継続した場合にはステップS4に処理が進み、自己診断の結果として絶縁抵抗検出部70の異常を確定させる。最後に、再び図1等を参照して、本実施の形態について総括する。本実施の形態に係る装置は、高圧バッテリB1と高圧バッテリB1の電圧を変換する電圧コンバータ11とを備えた電源装置の絶縁抵抗Riの低下を検出する絶縁抵抗低下検出装置である。絶縁抵抗低下検出装置は、車両の筐体と高圧バッテリB1によって電源が供給される部分との間の絶縁抵抗Riを検出する絶縁抵抗検出部70と、絶縁抵抗検出部70の自己診断のための制御を行なう制御装置30とを備える。制御装置30は、自己診断を実行する際に電圧コンバータ11に対して電圧変動を発生させ、電圧変動の有無に対する絶縁抵抗検出部70の検出結果の変化に基づいて絶縁抵抗検出部70の自己診断を実行する。好ましくは、制御装置30は、電圧コンバータ11の出力電圧に電圧変動として、たとえば図6に示すように、高圧バッテリB1の電圧よりも高い電圧を中心とする所定振幅、所定周期の正弦波が発生するように、電圧コンバータ11を制御する。なお、波形は正弦波でなくても、パルス状の変動が発生する波形であれば矩形波など他の波形であっても良い。より好ましくは、図2に示すように、絶縁抵抗検出部70は、絶縁抵抗Riに一方端が接続されるカップリングコンデンサ15と、カップリングコンデンサ15の他方端に検出抵抗を介して接続される発振回路40と、カップリングコンデンサ15の他方端の電圧波形の振幅に基づいて絶縁抵抗Riの低下の有無を判定するインピーダンス判定回路60とを含む。さらに好ましくは、正弦波の振幅は、発振回路40の出力する信号の振幅よりも大きい。すなわち、パルス信号SIGの振幅よりも電圧VHの振幅を大きくすることが好ましい。さらに好ましくは、図2に示すように、インピーダンス判定回路60は、発振回路40の出力信号を通過させるバンドパスフィルタ84を含む。制御装置30は、電圧コンバータ11に対してバンドパスフィルタ84の通過帯域の周波数に対応する電圧変動を電圧コンバータ11に対して発生させる。好ましくは、高圧バッテリB1および電圧コンバータ11は車両に搭載される。筐体は車両のボデーである。今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"