"位相差が90度である入力電力を2分配する90°ハイブリッドと、上記90°ハイブリッドにより2分配された入力電力を増幅する動作周波数帯域の幅が1オクターブである一対の単位増幅器と、上記一対の単位増幅器により増幅された入力電力を合成する90°ハイブリッドとを備えたバランス型広帯域増幅器において、上記一対の単位増幅器の動作周波数帯域における低域端の2倍の周波数で共振状態となる一対の直列共振回路と、上記一対の直列共振回路の間に直列に接続されている単極/単投スイッチとから構成されている帯域通過型回路が、上記一対の単位増幅器の出力端子間に接続されていることを特徴とするバランス型広帯域増幅器。位相差が90度である入力電力を2分配する90°ハイブリッドと、上記90°ハイブリッドにより2分配された入力電力を増幅する動作周波数帯域の幅が1オクターブ以上である一対の単位増幅器と、上記一対の単位増幅器により増幅された入力電力を合成する90°ハイブリッドとを備えたバランス型広帯域増幅器において、上記一対の単位増幅器の動作周波数帯域における低域端の2倍の周波数で共振状態となる一対の直列共振回路と、上記一対の直列共振回路の間に直列に接続されている単極/単投スイッチとから構成されている帯域通過型回路が、上記一対の単位増幅器の出力端子間に複数個並列に接続されていることを特徴とするバランス型広帯域増幅器。従来のバランス型広帯域増幅器は以上のように構成されているので、2倍波2fLの成分を抑圧することができるが、プッシュプル型増幅器では、一対の単位増幅器からの反射波が互いに同相で合成されるため、増幅器全体の入出力反射係数が大きくなってしまう課題があった。特に動作周波数帯域の幅が1オクターブを超えるような広帯域増幅器では、単位増幅器の反射係数を小さく保つことが困難であるため、この課題が顕在化する傾向にある。また、SPDTスイッチが、2倍波周波数2fLを通過させる伝送線路と、2倍波周波数2fLの通過を阻止するフィルタとを切り換える方式では、SPDTスイッチが複数個のSPSTSingle-PoleSingle-Throwスイッチから構成されることが一般的であるため、回路寸法の大型化を招いてしまう課題があった。また、切換型フィルタを構成する伝送線路とフィルタの回路寸法と相まって回路寸法がかなり大きくなってしまう課題があった。この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小型の回路構成で、高調波を抑圧することができるバランス型広帯域増幅器を得ることを目的とする。この発明に係るバランス型広帯域増幅器は、位相差が90度である入力電力を2分配する90°ハイブリッドと、90°ハイブリッドにより2分配された入力電力を増幅する動作周波数帯域の幅が1オクターブである一対の単位増幅器と、一対の単位増幅器により増幅された入力電力を合成する90°ハイブリッドとを備え、一対の単位増幅器の動作周波数帯域における低域端の2倍の周波数で共振状態となる一対の直列共振回路と、一対の直列共振回路の間に直列に接続されている単極/単投スイッチとから構成されている帯域通過型回路が、一対の単位増幅器の出力端子間に接続されているようにしたものである。この発明によれば、一対の単位増幅器の動作周波数帯域における低域端の2倍の周波数で共振状態となる一対の直列共振回路と、一対の直列共振回路の間に直列に接続されている単極/単投スイッチとから構成されている帯域通過型回路が、一対の単位増幅器の出力端子間に接続されているように構成したので、小型の回路構成で、高調波を抑圧することができる効果がある。実施の形態1.図1はこの発明の実施の形態1によるバランス型広帯域増幅器を示す構成図である。図1において、誘電体基板1は伝送線路2、90°ハイブリッド3,5や単位増幅器4a,4bなどが表示面に形成されているが、裏面は金属で裏打ちされている基板である。伝送線路2は金属導体で構成されており、誘電体基板1の表面に形成されている。90°ハイブリッド3は例えばランゲカプラから構成されており、位相差が90度である入力信号の電力を2分配して、分配後の信号を単位増幅器4a,4bに出力する。なお、90°ハイブリッド3の分配端子は単位増幅器4a,4bの入力端子が接続されており、一方の入力端子は伝送線路2を介して誘電体基板1の入力端子と接続され、他方の入力端子は薄膜抵抗6を介してスルーホール7誘電体基板1の表裏面を電気的に接続する部材と接続されている。単位増幅器4aは動作周波数帯域の幅が1オクターブ以上の増幅器例えば、動作周波数帯域の低域端fLが1GHzであれば、動作周波数帯域の高域端fHが2GHz以上の増幅器であり、90°ハイブリッド3により2分配された一方の信号を増幅し、増幅後の信号を伝送線路2を介して90°ハイブリッド5に出力する。単位増幅器4bは動作周波数帯域の幅が1オクターブ以上の増幅器であり、90°ハイブリッド3により2分配された他方の信号を増幅し、増幅後の信号を伝送線路2を介して90°ハイブリッド5に出力する。90°ハイブリッド5は例えばランゲカプラから構成されており、一対の単位増幅器4a,4bにより増幅された信号の電力を合成する。なお、90°ハイブリッド5の入力端子は単位増幅器4a,4bの出力端子が接続されており、一方の出力端子は伝送線路2を介して誘電体基板1の出力端子と接続され、他方の出力端子は薄膜抵抗6を介してスルーホール7と接続されている。直列共振回路8aは一端が単位増幅器4aの出力端子と接続されており、単位増幅器4aの動作周波数帯域における低域端fLの2倍の周波数2fLで共振状態となる回路であり、直列共振回路8aは、インダクタとして動作する高インピーダンスの伝送線路9と、櫛型の導体パターンを対向させることで形成されているインターデジタルキャパシタ10とから構成されている。直列共振回路8bは一端が単位増幅器4bの出力端子と接続され、他端がN型FET11を介して直列共振回路8aと接続されており、単位増幅器4bの動作周波数帯域における低域端fLの2倍の周波数2fLで共振状態となる回路であり、直列共振回路8bは、インダクタとして動作する高インピーダンスの伝送線路9と、櫛型の導体パターンを対向させることで形成されているインターデジタルキャパシタ10とから構成されている。N型FET電界効果トランジスタ11はSPSTスイッチ単極/単投スイッチとして動作するスイッチであり、直列共振回路8aと直列共振回路8bの間に直列に接続されており、直列共振回路8a,8b及びN型FET11から帯域通過型回路が構成されている。なお、単位増幅器4aの動作周波数帯域の幅が1オクターブである場合、1個の帯域通過型回路が単位増幅器4a,4bの出力端子間に接続されるが、単位増幅器4aの動作周波数帯域の幅が1オクターブ以上である場合、複数個の帯域通過型回路が単位増幅器4a,4bの出力端子間に並列に接続される。図1の例では、2個の帯域通過型回路が単位増幅器4a,4bの出力端子間に並列に接続されている。電極13は薄膜抵抗12増幅する高周波成分の漏洩を防ぐだけの高い抵抗値を有する抵抗を介してN型FET11と接続されており、N型FET11に対して制御電圧を供給する。なお、図1のバランス型広帯域増幅器では、誘電体基板1の外部からバイアス電圧が単位増幅器4a,4bに印加されるものとして、そのバイアス回路の図示は省略している。次に動作について説明する。図1のバランス型広帯域増幅器は、単位増幅器4a,4bや、90°ハイブリッド3,5などから構成されているが、これらの構成要素は、いずれも1オクターブ以上の動作周波数帯域幅を有しているため、増幅器全体としても、1オクターブ以上の動作周波数帯域幅を有している。この実施の形態1では、バランス型増幅器を構成している単位増幅器4a,4bの出力側に、高インピーダンスの伝送線路9とインターデジタルキャパシタ10からなる一対の直列共振回路8a,8bと、SPSTスイッチであるN型FET11と、N型FET11に対して制御電圧を印加する電極13とを加えたものであり、その等価回路は、図2のようになる。以下、図2に示す等価回路に基づいて、バランス型広帯域増幅器の動作を説明する。バランス型広帯域増幅器が一般的に有する利点として、増幅器全体の入出力端子から見た入出力反射係数を小さくできることが挙げられる。例として、単位増幅器4a,4bの入力側をみると、入力端子から入力された信号が、90°ハイブリッド3により90°の位相差で2分配されて単位増幅器4a,4bに入力され、その反射波は90°ハイブリッド3に再び入力されるが、これらの反射波は、90°ハイブリッド3の端子のうち、抵抗Zoが接続されている端子薄膜抵抗6を介してスルーホール7と接続されている端子で、互いに同相で出力されて合成され、誘電体基板1の入力端子では、互いに逆相で出力されて相殺される。したがって、抵抗Zoを90°ハイブリッド3の入力インピーダンス通常は50Ωとして、その一端を電気的に接地することで、反射波を抵抗Zoに吸収させて、増幅器全体で見た入力反射係数を十分小さくすることができる。同様の動作原理により、増幅器全体の出力側反射係数も小さくすることができる。次に、この実施の形態1によるバランス型広帯域増幅器が有するもう一つの利点高調波抑圧機能について説明する。図1のバランス型広帯域増幅器は、上述したように、1オクターブ以上の動作周波数帯域幅を有しているため、その動作周波数帯域における低域端fLの2倍の周波数2fLが本増幅器の動作帯域に含まれ、バランス型広帯域増幅器を運用する際に一般的に要求される高調波抑圧が難しくなる特に、電力レベルが比較的大きくなる2倍波の抑圧が難しくなる。この実施の形態1では、周波数fLの成分を増幅して通過させながら、周波数2fLの成分だけを抑圧するために、単位増幅器4a,4bの出力側に、一対の直列共振回路8a,8bL1、C1の直列共振回路とN型FET11を接続している。増幅器全体の入力端子から周波数fLの信号が位相角0°で入力されるとすると、単位増幅器4a,4bの入力端子における周波数fLの成分の位相角は各々0°,-90°となり、単位増幅器4a,4bの出力端子には,増幅された周波数fLの成分が各々位相角0°,-90°となる単位増幅器の通過移相量は0°と考える。一方、単位増幅器4a,4bの非線形性により、単位増幅器4a,4bの出力端子には、周波数2fLの成分が発生するが、その位相角は各々0°,-180°となり、周波数fLの成分の2倍となる。したがって、図2に示す回路対称面は、周波数2fLの成分に対しては電気的短絡面となり、図2に示す直列共振回路8a,8bの共振周波数を2fLとして、N型FET11をオン状態電極13が正の制御電圧をN型FET11に印加するとすることで、図2における点Aと点Bは、いずれも周波数2fLにおいて電気的短絡点となる。このため、周波数2fLの成分は、点Aと点Bで全反射され、増幅器全体の出力端子へは出力されない。直列共振回路8a,8bは、周波数がfLであれば、そのインピーダンスが十分大きくなるため、図2における点A,点Bにおいて、直列共振回路8a,8bの影響は無視でき、増幅すべき周波数fLの成分は殆ど損失なく、増幅器全体の出力端子へ出力される。このとき、増幅器への入力周波数がfLより、ある程度大きくなったとしても、その2倍波の周波数において、点Aと点Bが電気的短絡に近い状態となるため、一定の2倍波の抑圧特性を呈することが可能となる。しかし、直列共振回路8a,8bにより遮断できる2倍波周波数範囲は、ある程度制限される。この実施の形態1では、直列共振回路8a,8bで対応できない2倍波周波数を抑圧するために、図2に示すもう一つ別の直列共振回路8a,8bL2、C2の直列共振回路とN型FET11を接続している。この直列共振回路8a,8bL2、C2の直列共振回路では、直列共振周波数が2fLより高い周波数2fL’に設定されており、上述した動作と同様の原理により、増幅器への入力周波数がfL’>fLのときの2倍波2fL’の周波数成分を抑圧することができる。例えば、広帯域増幅器の動作周波数帯域幅が1:3低域端fL、高域端3fLの場合には、2fL’≒3fLとすることが考えられる。なお、この実施の形態1において、増幅器に入力される増幅すべき周波数が、上述したfLやfL’ではなく、2fLや2fL’となる場合には、直列共振回路8a,8bL1、C1の直列共振回路、あるいは、L2、C2の直列共振回路のN型FET11をオフ状態として、直列共振回路8a,8bが周波数2fLあるいは2fL’でほぼ影響しないようにする。これにより、周波数2fLあるいは2fL’で不要な内部損失を有さない高利得な広帯域増幅器を構成することができる。なお、直列共振回路8a,8bL1、C1の直列共振回路、あるいは、L2、C2の直列共振回路とN型FET11からなる通過帯域型回路を、図2の点A,点Bの位置ではなく、バランス増幅器全体の出力端子図2の点Cの位置に接続することも考えられる。しかし、この場合、N型FET11をオフ状態としたときに、N型FET11に印加される電圧が、この実施の形態1の場合と比べて大きくなるため、N型FET11の過電力による破壊や、歪信号成分の増加による通信品質の劣化を招く可能性が高まる問題が生じる。この実施の形態1の構成を採ることにより、それらの可能性を低減することが可能となる。このように、90°ハイブリッド3,5及び単位増幅器4a,4bから構成され、動作周波数帯域の幅が1オクターブ以上のバランス型広帯域増幅器において、単位増幅器4a,4bの出力端子間に一対の直列共振回路8a,8bとN型FET11からなる通過帯域型回路を接続し、増幅対象の信号周波数に応じて、N型FET11を適宜切り換えることで、入出力反射係数が広帯域に亘り小さくなり、また、増幅対象の信号の周波数の高調波が増幅器自身の増幅帯域に含まれる場合でも、その高調波を抑圧することが可能となる。なお、本願発明はその発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。"