"電気システム10の変換器12を制御する方法において、a前記電気システム10の実際の状態に基づいて前記変換器12の切換えシーケンス38を決定し、それにおいて前記切換えシーケンス38は前記変換器12の切換え転移52のシーケンスを含み、ここで各切換え転移52は転移時間を含んでおり、b前記切換えシーケンスの切換え転移の少なくとも1つの転移時間を変更することによって前記切換えシーケンス38を変更し、それによって前記電気システムの評価された磁束と前記電気システムの基準磁束との間の差に基づく磁束誤差が最小にされ、ここで前記評価された磁束は前記電気システムの前記実際の状態から決定されており、c前記変更された切換えシーケンス42を前記変換器へ適用するステップを含んでいる方法。前記ステップbにおいて、転移時間54は時間オフセットを前記転移時間に付加することにより変更され、前記時間オフセットは前記磁束誤差は少なくとも部分的に補償されるように決定される請求項1記載の方法。全体的な時間オフセットは磁束誤差から得られ、前記全体的な時間オフセットは転移時間のための時間オフセットに分配され、それによって切換えシーケンス38における制約が考慮に入れられる請求項1または2記載の方法。転移時間のための時間オフセットは時間オフセットが最小にされ、前記切換えシーケンス38における制約が考慮に入れられるように決定される請求項1乃至3のいずれか1項記載の方法。前記切換えシーケンス38の前記第1の切換え転移のための時間オフセットはそれが可能な限り大きく、前記切換えシーケンス38における制約が考慮に入れられるように決定される請求項1乃至4のいずれか1項記載の方法。ステップbにおいて、等しい切換え時間を有する少なくとも2つの切換え転移は前記切換えシーケンス38が変更される前に前記切換えシーケンスへ挿入される請求項1乃至5のいずれか1項記載の方法。ステップaにおいて、前記切換えシーケンス38は予め計算された切換えシーケンスの表から発生される請求項1乃至6のいずれか1項記載の方法。前記基準磁束は直交基準フレーム中のベクトルとして決定され、それにおいて前記基準磁束ベクトルの角度は評価された回転子磁束ベクトルの角度と基準角度との和に基づいており、前記基準角度は前記電気システム10の実際の状態から決定される請求項1乃至7のいずれか1項記載の方法。前記基準角度は前記電気システムの前記実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置66により調節される請求項1乃至8のいずれか1項記載の方法。前記磁束ベクトルの前記大きさは前記磁束ベクトルの前記角度と前記切換えシーケンス38から決定される請求項1乃至9のいずれか1項記載の方法。ステップaにおいて、前記切換えシーケンス38は前記変換器12の変調指数に基づいて選択され、前記変調指数は前記変換器12の入力電圧の振幅と前記変換器12の出力電圧の振幅との比を示しており、前記変調指数は前記システムの前記実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置70により調節される請求項1乃至10のいずれか1項記載の方法。少なくとも1つのプロセッサにより実行されるとき請求項1乃至11のいずれか1項記載の方法の各ステップを実行するように構成されている変換器を制御するためのプログラムエレメント。請求項12記載のプログラムエレメントが記憶されているコンピュータの読取り可能な媒体。請求項1乃至11のいずれか1項記載の方法を実行するように構成されている変換器を制御するための制御装置18。スイッチを備え、少なくとも1相に対して出力電圧を発生するように構成されている変換器回路16と、前記スイッチを備え、請求項1乃至11のいずれか1項記載の方法を実行するように構成されている制御装置18とを具備している変換器。本発明の主題は添付図面に示されている例示的な実施形態を参照して以下の文に詳細に説明されている。図面で使用されている参照符合とそれらの意味は参照符合のリストで要約形態でリストされている。原理的に、同一の部分には図面で同じ参照符合が設けられている。図1は変換器12、特にインバータ12と、インバータ12が接続している回転する電気マシン14とを備えた電気システム10を示している。インバータ12は間接的な変換器の一部であることができ、DC電圧VDCを有する変換器のDCリンクに接続されることができる。インバータ12はDC電圧を3相のAC電圧に変換するスイッチを備えたインバータ回路16を具備しており、その3相のAC電圧は電気マシン14に供給される。代わりに、インバータ12は1相のAC電圧のみを発生するインバータであることができる。通常、インバータは多相または多レベルのインバータであることができ、システム10は多相システムであることができる。インバータ10はFPGAを有する制御装置18または前述及び以下説明するように最適化方法または最適化アルゴリズムを実行するように構成されたプロセッサを具備している。制御装置18はフィードバック制御、即ち入力変数、例えば電気マシン14の電圧及び電流または電気マシン14の速度を受信し、切換えシーケンスを発生し、これらの切換えシーケンスをインバータスイッチ16へ与えるように構成されており、切換えシーケンスはその後入力変数に影響する。図2は変換器12、特に整流器12を備えた電気システム10’の別の実施形態を示している。図2の実施形態では、整流器12は変圧器及びフィルタ22、例えばL、LCまたはLCLフィルタを介してグリッド20へ接続されている。インバータ12を制御するため、制御装置18はグリッド20の電圧及び電流を受取る。この場合、電気マシン14の制御モデルは仮想グリッドインピーダンス24と変圧器及びフィルタ22のインピーダンスを含むグリッド20の制御モデルにより置換されることができる。図3は制御装置18の設計を概略的に示している。制御装置18は電気マシン14またはグリッド24から瞬間電流isと瞬間電圧vsを受信する磁束評価モジュール30を具備している。瞬間電圧vsは必ずしも測定されることができない。これらは既知の切換え状態信号および測定されたDCリンク電圧から良好な近似値へ再構成されることができる。磁束制御モジュール30は電気マシン14または電気グリッド24のモデルを含み、瞬間電流isと瞬間電圧vsから実際の磁束Ψs、Ψrを評価するように構成されている。グリッド20の場合、磁束Ψs、Ψrは仮想磁束であることができる。電気的な回転マシンの場合、磁束Ψsは評価された固定子磁束であり、Ψrは評価された回転子磁束である。評価されたトルクTeは磁束Ψs、Ψrのクロス積に比例する。磁束Ψs、ΨrとトルクTeは基準角度モジュール32へ供給され、その基準角度モジュール32は基準角度γrefである評価された回転子磁束Ψrと基準回転子磁束Ψs,refとの間の角度を決定する。また基準トルクTe,refは基準角度γrefを決定するのに使用されることができる。基準固定子磁束Ψs,refの角度はその後、評価された回転子磁束Ψr基準角度γrefとの和である。基準固定子磁束Ψs,refの角度は基準磁束モジュール34へ入力され、基準磁束モジュールは基準固定子磁束Ψs,refの大きさを決定する。基準固定子磁束Ψs,refの大きさの決定では、OPPパターンセレクタ36から選択された切換えシーケンス38が使用されることができる。固定子磁束誤差Ψs,errは基準固定子磁束Ψs,refと評価された固定子磁束Ψsとの差である。固定子磁束誤差Ψs,errと選択された切換えシーケンス38は誤差最小化モジュール40へ入力され、その誤差最小化モジュール40は固定子磁束誤差Ψs,errが最小にされるように切換えシーケンス38を変更及び最適化する。変更された切換えシーケンス42は変更された切換えシーケンス42から切換え位置46のシーケンスを発生するスイッチ位置モジュール44へ入力される。切換えシーケンス42は、インバータ12が発生すべき電圧レベルによる切換え転移を含むだけである。切換え位置モジュール44は切換え転移の電圧レベルを、それぞれの電圧レベルを発生するスイッチの切換え状態を有する切換え位置へ変換する。切換えシーケンス38を選択するため、OPPパターンセレクタ36は変調指数モジュール48から変調指数mとパルス数dを受信する。パルス数dはOPPのパルスの番号であり、モーター14の回転周波数と所望の切換え周波数に依存する。変調指数mは固定子周波数ωeとDCリンク電圧VDCからモジュール48により決定される。随意選択的に、評価された固定子磁束Ψsの長さと基準固定子磁束Ψs,refの長さまたは評価された回転子磁束Ψrの長さと基準回転子磁束Ψs,refの長さは変調指数mのフィードバック制御に使用されることができる。制御装置18の機能モジュール30、32、34、36、40、48はプログラムされたソフトウェアモジュールまたは手順としてそれぞれ実行されることができる。代わりに、機能モジュールは完全に又は部分的にハードウェアで実行されることができる。以下、OPP最適化されたパルスパターンの計算とモジュール36の機能の特徴を図4乃至図9に関して説明する。図4は5つの切換え転移52、即ちパルス数d=5を有するOPP50の図を示している。図面では、切換え転移52の切換え角度54は図面のx軸上に示されており、切換え転移52の電圧レベル56は図面のy軸上に示されている。この場合、OPP50は3つの電圧レベル-1、0、1を有する3レベルインバータ12についてのOPPである。OPP50は3レベルインバータ12についてd=5の一次切換え角度54範囲0乃至90度にわたる切換え角度を有する単相パターンである。OPP50は5つの切換え角度54の関数としてm=0.6の変調指数について切換えシーケンスu=[010101]を有している。全体の基本期間の4分の1のみが図4に示されている。図5は図面のy軸で示されている変調指数mの関数とする一次切換え角度54の図を示している。図4の電圧レベルと図5の切換え角度は変調指数mに依存している。これらはパルス数d=5に対して検索表に記憶され、OPP50はパルス数d=5を有するOPPが選択されるべきであるとき、モジュール36により読み出されることができる。図6は変調指数m=0.6に対する3相パルスパターン38または切換えシーケンス38の図を示しており、これはOPP50からモジュール36により発生されている。OPPをオフラインで計算するとき、4分の1波長対称が単相パルスパターン50に典型的に課されている。3相システム10の相a、b、cのパルスパターン38a、38b、38cはそれぞれ0、120、240により単相パターン50をシフトすることにより得られる。結果として、360度にわたる3相パルスパターンまたは切換えシーケンス38は90度にわたって単相パターン50により十分に特徴付けされる。既に述べたように、OPP50はオフラインで計算され、モジュール36に記憶される。90度にわたって単相OPP50を計算するため、一次切換え角度の数パルス数dと単相切換えシーケンスuが固定される。目的関数が最適化のために選択され、共通の選択は2乗の差動モード電圧高調波の加重された和であり、これは電流THDに等しい。変調指数mの各値に対して、この目的関数は切換え角度54にわたる最適化により最小にされる。この最適化ステップは全ての変調指数mで反復され、図4および図5に示されているように変調指数の関数としてOPP50を規定する切換え角度54のセットに導かれる。例えば図4で示されている90度にわたる単相OPP50から開始して、3相切換えシーケンス38は4分の1波長対称を適用し、相bとc、即ち38bと38cのパターンを発生するために120または240度で相aのパターン38aをシフトすることにより直接的に得られる。これは図6に示されている切換えシーケンス38につながる。以下、OPP50で得られる定常状態の固定子磁束の特徴を説明する。Pはa,b,c基準フレームから固定直交α,β基準フレームへのピーク不変変換マトリックスを示すものとし、Vdcは電力変換器の総DCリンク電圧を示すものとする。インバータ12に接続される電気マシン14を考慮し、マシン14の固定子抵抗を無視すると、OPP50に対応するα,β基準フレームの定常状態の固定子磁束軌跡は角度範囲[0,δ]にわたってOPP50により規定される切換えシーケンス38即ち式1ではuαを積分することにより得られ、ここでδは電圧ベクトルの実際の角度位置である。この例では、α,β基準フレームの結果的な定常状態の固定子磁束軌跡Ψsが90度にわたって図7に示されている。固定子磁束軌跡Ψsの平均振幅は1である。図7からさらに明白であることは、固定子磁束ベクトル58の軌跡振幅が図8に示されているように1周辺で振動することである。固定子磁束ベクトル60の相角度は図9で見られるように、この公称値周辺でも振動することに注意する。このリップルは固定子周波数ωeの変化から生じ、それはゼロベクトルを含む異なるディスクリートな大きさの電圧ベクトルを適用することから生じる。それ自体が60度毎に反復しさらに30度の対称を示す固定子磁束ベクトル58と60の振幅および角度リップルは電圧高調波のディスクリートな周波数スペクトルを生じる。モーター14に与えられる電圧が正弦波電圧であるならば、固定子磁束Ψsは図7に示されている破線の円をたどり、曲線58、60は直線である。振幅または相誤差は存在しない。インバータ12はディスクリートな電圧レベルを発生するようにのみ設計されているので例えば図6を参照、OPP50は振幅および相誤差が最小にされるように最適化される。しかしながら、最小化はモーター14の定常状態の動作の仮定の下、例えば周波数又は負荷の変化がない状態で行われる。特に、モーター14の動作状態の突然または急激な変化の期間には、この仮定はもはや満たされず、振幅または位相誤差は選択されたOPP50または切換えシーケンス38ではもはや最小ではない。しかしながら、定常状態動作に関して最適である切換えシーケンス38が過渡動作に適切な切換えシーケンス42の発生に対する良好な候補であることを想定することは合理的である。閉ループ制御方式が図3に示されている。切換え位置46のシーケンスは制御装置18によって変換器12へ与えられ、これは電気マシン14のそれぞれの出力電圧を発生する。動作条件の変化は瞬間電流isと瞬間電圧vsに影響し、それらは制御装置18の入力パラメータである。したがって、閉ループ制御が実現される。換言すると、OPP50に基づく電気マシン14の高速度の閉ループ制御はその基準軌跡に沿って固定子磁束ベクトルΨsを制御することにより実現されることができる。この目的はOPP50の切換え転移52を直接操作することにより実現されることができる。この結果として、固定子磁束ベクトルΨsは電気マシン14が適切に磁化されるように制御され、それによって命令を受けた電磁トルクTe,refは電気マシン14により発生される。以下、固定子磁束誤差Ψs,errを最小化する制御問題と図3のモジュールの機能を説明する。結果的な制御問題は、いわゆる後退するホライズンポリシーを有する制約された最適な制御問題、または同等にモデル予測制御問題として公式化される。図10は前述の制御問題を説明する図を示している。重要な考えは有限長Tのホライズンを使用し、このホライズンにわたって過渡パルスパターンまたは変更された切換えシーケンス42を使用し、したがってその固定子磁束誤差を補正して固定子磁束ベクトルΨsをその所望の位置へ駆動することである。ホライズンTの端部から進んで、定常状態動作が仮定される。特に、tTから進んで、本来の即ち定常状態のパルスパターンまたは変更されていない切換えシーケンス38が与えられることが仮定される。OPPのモデル予測制御は図10に示されているように境界制御問題として解釈されることができる。切換え位置ut0と固定子磁束Ψst0とを有する時間t0で開始して、時間間隔Tにわたる変更された切換えシーケンス42が得られ、この変更された切換えシーケンス42は固定子磁束ベクトルΨsを最終的な固定子磁束Ψst1へ駆動する。さらに、変更された切換えシーケンス42は最終的な切換え位置ut1へ導かれる。この境界制御問題では、ut0とΨst0は初期条件であり、ut1とΨst1はしたがって最終条件である。時間間隔TをホライズンT=t1-t0と呼ぶ。t1から進んで定常状態のパルスパターンが与えられることが仮定される。以下説明する切換えシーケンスを変更するためのアルゴリズムは、電気システム10は常に過渡動作状態であり、即ちこれは常に磁束誤差を最小化しようとすることを仮定する。したがってアルゴリズムは常にt0で動作しており、時点t1には実質的には到達しない。変更された切換えシーケンス42は電流および/またはトルクの総高調波歪みTHDを最小にする意味で最適である必要がある。変更された切換えシーケンス42はまた所望である場合、電力インバータスイッチ16の切換え損失を最小化することができる。トルクおよび固定子磁束の大きさはそれらの基準近くに維持される必要がある。さらに、固定子電流はそれらの上限正より下に、それらの下限負よりも上に維持される必要がある。電流の限度は制限されることができる。アルゴリズムは切換えシーケンス38の小さい変更がオフラインで最適化されている切換えシーケンス38の最適性に関して小さい変更になるのみであると仮定する。固定子磁束誤差Ψs,errが固定子磁束Ψsに関して小さい場合、この条件は満たされる。したがって、アルゴリズムは固定子磁束誤差Ψs,errが小さく、ホライズンTにわたる固定子磁束誤差Ψs,errを除去するために切換え転移52切換えインスタントの小さい補正のみを必要とすると仮定する。切換え転移52におけるこれらの小さい変化はOPP50の最適性に大きく影響しないこと、または同等に電流の総高調波歪みTHDを劣化しないことが仮定される。したがって、定常状態のOPP50は切換えシーケンス42または過渡OPPを得るときベースラインパターンとして使用されることができ、したがって境界制御問題を非常に簡単にする。特に、ホライズンT内のOPP50の切換え転移52の変更を可能な限り少なくすることによってα,β基準フレーム中のその所定の基準軌跡に沿って固定子磁束ベクトルΨsを制御することが目的である。この制御概念はモデル予測パルスパターン制御MP3Cと呼ばれることができる。この概念の1例が図11乃至13に与えられており、これらの図は2レベルインバータのモデル予測パルスパターン制御を示している。図11はα,β基準フレームにおける回転子および固定子磁束の図を示している。図11では、実際又は評価された固定子磁束Ψsから補正された固定子磁束誤差Ψsを有する基準固定子磁束Ψs,refへのシフトが示されている。図12はmsの単位の時間の関数として、特に0msから2.5msまでのホライズンにおける固定子磁束ベクトルΨs、Ψs,refと回転子磁束ベクトルΨrの正規化されたαおよびβ成分の図を示している。図11の軌跡はこのホライズンにも制限され、したがってΨrの軌跡は図面の中間で停止している。図13はmsの単位の時間の関数として3相切換え位置38a、38b、38cと、相aの切換え転移52の補正時間オフセットΔtの図を示している。図14は切換え転移52の転移時間54を変更する効果を説明した図を示している。特に、1つの相、例えば相aと電圧レベルu=[-1,1]即ち2レベルインバータ、u=[-1,0,1]即ち3レベルインバータまたはu=[-1,-0.5,0,0.5,1]即ち5レベルインバータを有するインバータ12を考える。VDCは総DCリンク電圧を示すものとする。その後、Δtによる切換え転移52のシフトは次式によるa,b,c固定子磁束ベクトルにおける変化に導かれる。ここで、Δtはpu正規化された単位で与えられる。2レベルインバータに基づく1例は図14に示されている。ここで相aにおけるΔua1=-2を有する負の切換え転移52aの遅延はしたがってこの相における電圧-秒と固定子磁束を増加し、他方で切換え転移を進めることは反対の効果を有し、即ち相aの方向において磁束の振幅を減少させる。その後、MP3Cアルゴリズムが図15に関して要約される。アルゴリズムは5つのステップを有する。これはディスクリートな時間ドメインで動作し、これはTs秒毎に付勢される。サンプリング間隔Tsは典型的に25マイクロ秒または50マイクロ秒である。制御問題は固定直交基準フレームα,βで公式化され解かれる。ステップS10で、時間ステップkにおいて、モジュール30は固定基準フレーム中の固定子および回転子磁束ベクトルを評価し、評価された固定子磁束ベクトルΨs=[Ψsα,Ψsβ]と評価された回転子磁束ベクトルΨr=[Ψrα,Ψrβ]を生成する。角度Ψは磁束ベクトルの角度位置を示すものとし、|Ψ|はその大きさを示すものとする。ベクトルΨsとΨrは電気マシン14のマシンモデルに基づいて評価される。グリッド接続インバータ12の場合、磁束は前述したように仮想磁束に基づくことができる。制御装置の計算時間により誘起される遅延は、時間において前方にωeTsによって即ち角度Ψs=角度ΨsωeTsにしたがって回転磁束ベクトルΨrによって、評価された固定子磁束ベクトルΨsと評価された回転子磁束ベクトルΨrを回転することにより補償されることができる。ここでωeは電気マシン14の固定子周波数である。ステップS12で、モジュール32は基準角度γrefを計算する。この量の偏差についての図解要約については図16を参照のこと。図16は図7および11に類似する図であり、α,β基準フレームにおける量を示している。最初に、マシンにより発生される電磁トルクTeが次式として書かれることができることを想起する。Te=kr|Ψs||Ψr|sinγ3ここでγは固定子磁束ベクトルΨsと回転子磁束ベクトルΨrの間の角度であり、krは定数である。マシン14が十分に磁化されるとき、基準固定子磁束ベクトルΨs,refの大きさは1puに等しい。その後、回転子磁束ベクトル|Ψr|と所定の基準トルクTe,refの所定の大きさでは、固定子と回転子の磁束ベクトルの間の所望の基準角度は次式のようになる。回転子磁束Ψrが非常に正確に評価されることができるので、この導出は可能である。幾つかのケースでは、モーター14は位置センサさえも有し、これは回転子の位置と、さらに回転子磁束の角度を直接測定する。その後、固定子磁束基準ベクトルΨs,refの角度は次式により計算される。角度Ψs,ref=角度Ψrγref5基準固定子磁束ベクトルΨs,refはその後モジュール34により、例えばモジュール34に記憶されている表から角度Ψs,refにおける固定子磁束ベクトルΨs,refの大きさ長さを読み出すことにより得られる。この表は全ての最適化されたパルスパターンについて予め計算されることができる。図16で、固定子磁束ベクトルの大きさの記憶された値は固定子磁束ベクトルΨsの軌跡62のコーナー点により示される。別の可能性は選択された切換えシーケンス38から、即ち時間にわたって切換えシーケンスの電圧を積分することによりオンラインで大きさを計算することである。その後、固定子磁束誤差Ψs,errは基準磁束ベクトルΨs、refと評価された固定子磁束ベクトルΨsとの差を形成することにより計算される。Ψs,err=Ψs、ref-Ψs6式6から、i固定子磁束の基本成分と、ii固定子磁束のそれぞれの高調波内容との別々の評価を有する必要なく固定子磁束の誤差は直接的に計算されることができることが明白である。実時間でiとiiを評価する観察者スキームを有する必要がないことは本発明の方法の簡潔性と確実性を増加する。前述の方法はそれ故、最新技術の軌跡追跡方法と比較するとき産業応用により適切である。ステップS14図15参照は実際のパターン制御装置の応用を示しており、ここでは基準磁束モジュール40は固定子磁束誤差Ψs,errの振幅を最小にするようにあるホライズンTにわたって切換えシーケンス38を変更する。換言すると、変更された切換えシーケンス42は固定子磁束誤差Ψs、errの助けにより切換えシーケンス38から発生される。パターン制御装置アルゴリズムは3つの形態で利用可能であり、これについては以下説明する。特に1二次計画QPに基づく制御アルゴリズム、2近似アクチブセットQPに基づく制御アルゴリズム、3デッドビート制御アルゴリズムに基づく制御アルゴリズムである。Ψs,errの最小化を試みる前に、付加的なパルスが切換えシーケンス38に挿入されることができる。これは非常に高速度のトルク応答が発生されるとき、例えばトルクコマンドのステップ変化に応答して、有効であり、観察された時間インターバル内で利用可能な適切な切換え転移は存在しない。半導体スイッチの最小のオン及びオフ時間は所望ならば切換え時間インスタントにしたがって制約を付加することにより課される。特に、付加的なパルスは負及び正の切換え転移52a、52b例えば図14参照、即ち高から低の電圧レベルへの切換え転移と、その後に逆切換え転移またはその逆を同じ時間インスタントで挿入することにより挿入されることができる。パターン制御アルゴリズムはその後必要に応じて切換え転移を移動することができる。結果として、時間インスタントが等しくないならば、付加的なパルスが発生される。ステップS16で、サンプリング間隔内で生じる切換え転移は切換えシーケンス42、即ちインバータ12へ与えられる切換え転移から除去される。これは切換えシーケンス42の切換え角度とそれぞれの3相のポテンシャル値を記憶する検索表へのポインタを更新することにより実現されることができる。ステップS18で、サンプリング間隔にわたる切換えコマンド、即ち切換えインスタンス及び関連される変更された切換え位置が得られる。このステップでは、予測平衡アルゴリズムが使用されることができ、そのため多数のサンプリング間隔にわたる切換えコマンドが必要とされる可能性がある。変更された切換えシーケンス42は電圧レベルのみを含むことができ、これらの電圧レベルを発生する切換え位置を含まない。予測平衡アルゴリズムは、インバータ12のある内部状態、例えば中性点ポテンシャルが最適化される方法で切換え位置を選択できる。その後、アルゴリズムはステップS10で再度開始する。前述したように、切換えシーケンス38を切換えシーケンス42へ変更するアルゴリズムの異なる可能な実施形態が存在する図3参照。第1の実施形態は二次計画QPに基づく最適な制御アルゴリズムである。制御問題は二次計画QPとして公式化されることができ、これは補正されていない磁束誤差制御された変数と切換えインスタント中の変化操作された変数を最小にする特別なタイプの数理最適化方法である。これは次式により公式化されることができる。式7の第1の項は磁束誤差を最小にするためのものであり、第2の項はエントリΔtxiを有するマトリックスΔtで集められた時間シフトを最小にするものであり、ここでxは相であり、iは切換えシーケンス38の切換え転移の指数である。加重qは非常に小さく選択されることができ、したがって磁束の補正に優先順位を与える。式7の不等式は切換え転移の時間インスタントtxiにおける制約である。時間インスタントは切換え転移の次数orderを維持しなければならず、ホライズン即ち0とTの間内でなければならない。式7の第1の項では、Ψs,corrは以下の磁束の補正である。式8は式2から得られ、式1のような3相に一般化される。Δuxiは相xにおけるi番目の切換え転移の切換え転移電圧レベルの変化である。マトリックスPは式8へ積分される。前述の公式化された問題を解いた後、磁束補正は全ての切換え転移をΔtシフトすることにより実現され、即ち変更された切換えシーケンス42は時間オフセットまたは時間シフトΔtxiにより変更された転移時間txiを有する切換えシーケンス38である。この1例は図17で示されており、図6の図と類似の図を有する。図17はそれぞれ相a、b、cについてのパルスパターン38a、38b、38cを有する切換えシーケンス38を示している。さらに図17では、QPに基づく最適な制御のための電流時間インスタントkTsと固定長のホライズンTが示されている。切換えインスタント切換え転移の時間インスタントの下限及び上限は矢印により示されている。6つの切換え転移はホライズンT内に入る。式7では、Δtは切換え時間補正Δtxiのベクトルを示している。例えば相aでは、i番目の転移の補正は次式により与えられる。Δtai=tai-tai,ref9ここで、tai,refは相aにおけるパルスパターンのi番目の公称切換え時間を示している。切換え角度の対応する補正はΔδ=ωeΔtであり、ここでωeは0と1により制限され、Δtはpuで与えられることに注意する。切換え時間は随意選択的に変更されることができず、これらは電流時間kTsおよび同じ相中の近隣切換え転移により制約される。2レベルインバータに基づいた例では、図17を参照する。例えば相b中の第1の切換え転移は第2の転移のkTsと公称切換えインスタントとの間に位置するように制限される。相bにおける第2の切換え転移は同じ相の第3の転移の公称切換えインスタントまで遅延されるだけである。所定の相の転移のシフトは他の相とは独立して行われることに注意すべきである。パルスを予測するとき、特別に注意をすることが必要である。そのスケジュールされた時間tref前に切換え転移を指令するとき、これは公称切換え時間が経過するまで、即ちkTs≧tref、将来の時間インスタントにおける磁束補正にもつながり、換言すると電流サンプル時間期間に与えられる時間シフト補正が次の幾つかのサンプル期間で与えられるように貢献するならば、これは次のサンプル期間で再度補償されてはならない。したがって、次のサンプル期間において、公称的なスケジュールされた時間trefがまだ生じていないならば、係属中の補正uxiΔtは依然として生じ、次の電流磁束誤差補正を決定するときに考慮されなければならない。これは公称的なスケジュールされた時間trefが経過されるまで、即ちkTs≧trefまで継続する。この将来の磁束補正は例えばバッファ中にそれを記憶し、ステップS12で磁束誤差を補正し、それに応じてバッファを更新することを考慮する必要がある。第2の実施形態は近似QPに基づく最適な制御アルゴリズムである。実時間でQPを公式化し解くことは計算的に厳しい。しかし、計算は以下の簡潔化及び特徴により近似QP公式を考慮することにより非常に簡単にされることができる。第1に、各切換え転移のための個々の時間変更の代わりに相当り1つのΔtのみを考慮する。換言すると、相当り、時間オフセット又はシフトΔtxiは1つのΔtxに等しい。第2に、2つの反復を有するアクチブセットQP公式を使用する。不等式の制約即ち≧に関する最適化問題では、問題は最初にこれらの制約を無視して解かれることができる。第2のステップで、制約が課され、侵害された制約は等式制約即ち=として強化され、これはその後アクチブ制約と呼ばれる。特に、アクチブセットQPの1つの反復は以下のように要約されることができる。第1のステップで、各相の切換え転移の数を計算する。第2のステップで、タイミング性約を無視し、相当りの制約されていないΔtxを計算する。ここでMは相当りの切換え転移の数および加重qの関数である3×2マトリックスであり、detMはMの決定因子であり、Ψs,errはα,β基準フレーム中の固定子磁束誤差である。10は式7から得られ、即ちΔtが式7に挿入されるならば、マトリックスMと係数は式7において係数とマトリックスPを消去する。10の評価は最大でも22の乗算と、18の加算と、1つの除算であり、したがって計算的に簡単である。第3のステップで、制約を侵害する新しい切換え時間インスタント即ち新しい切換え時間を決定する。これらの制約はいわゆるアクチブ制約である。制約を侵害する新しい切換え時間インスタントを限定し、これらおよびこれらの関連される切換え転移を最適化問題から除去することによってこれらの値を固定する。換言すると、制約を侵害する切換え時間は制約の境界に限定される。例えばtai≧0が満足されるべきであるが満足されていないならば、taiは0に設定される。その後、新しい切換えインスタントから生じる磁束補正を計算し、それに応じて残りまだ補正されていない磁束誤差を更新する。第1の反復後、前述の反復は第2の反復として再度行われる。2つの反復を有するこの手順は計算的にかなり簡単である。最も重要なことは、計算的な複雑性は考慮された切換え転移の数に基本的に基づいておらず、したがってホライズンの長さに効率的に基づいていない。特に、マトリックスMの寸法は常に3×2である。第3の実施形態はデッドビート制御アルゴリズムであり、これは3つの制御スキームの中で計算的及び概念的に最も簡単なものである。このデッドビートパルスパターン制御装置は次のような特徴を有する。加重qはゼロに設定される。ホライズンTは変数であり、少なくとも2つの相が切換え転移を有するように電流時間kTsで開始する最小の時間インターバルとして決定される。デッドビート制御アルゴリズムを図18を参照して説明する。図18は図6と17に類似しており、3相の2レベルパルスパターン38a、38b、38cと、デッドビート制御のための電流時間インスタントkTsと可変長のホライズンTを有する図を示している。切換えインスタント時間インスタントのための下限及び上限は矢印により示されている。デッドビート制御アルゴリズムは以下の4つのステップを有する。第1のステップで、次にスケジュールされた切換え転移を有する2相この例では相aとbを決定する。これはデッドビート制御装置の可変長であるホライズンTの長さを生じる。ホライズンT内の全ての切換え転移切換え位置の公称時間インスタント及び変化を決定する。第2のステップで、α,β基準フレームからの固定子磁束誤差Ψs,errをa,b,c基準フレームへ変換し、ここで3相のうち2つだけがアクチブであるaとb、aとc、またはbとc。第3のステップで、各相についての必要とされる切換え時間変更Δtreqをa,b,cで計算する。Δtreq=Ψs,err/0.5Vdc11ここで、Ψs,errはa,b,cにおける磁束誤差ベクトルである。第4のステップで、ホライズン内に切換え転移を有する第1の相を通過する。公称切換え時間tnomと切換え転移Δuを有するこの相中の各切換え転移に対して、以下の3つのサブステップを行う。第1に、tnew=tnom-sgnΔuΔtreq,iを設定し、ここでsgnΔu∈{-1,1}はそれぞれの相が切換える方向、即ち正または負の方向を示す。第2に、切換え時間にそれぞれの制約を課すことによってtnewを制約する。第3に、必要とされる切換え時間変更を更新する。Δtreq,i=Δtreq,isgnΔutnew-tnom12前述したようにtはpuで与えられ、Δuは[-1,1]にある。第4のステップで、切換え転移を有する第2の相について前述の手順を反復する。デッドビート制御装置は可能な限り迅速に固定子磁束誤差を除去することを目的とし、切換え時間における補正は不利益をもたらさないので、デッドビート制御装置は非常に高速度で積極的である傾向がある。しかし切換え時間における制約が重んじられる必要があるので、デッドビート制御装置がホライズン内の磁束誤差を十分に除去する保証はない。制御方法、即ち特に図15を参照して前述したような内部MP3C制御ループは図19および20に示されている外部制御ループにより強化または補足されることができる。図19は基準角度モジュール32の1実施形態を示している。前述したように、基準角度γrefは基準トルクTe,refおよび評価された回転子磁束Ψrに基づいており、Te,refはモーター14の速度制御装置から供給されることができる。基準角度γrefのフィードフォワード制御サブモジュール64は基準角度γrefに対するフィードフォワード値を計算するために式4を使用する。このフィードフォワード値は基準角度γrefに対する低速度の制御サブモジュール66のオフセット補償により変更されることができる。サブモジュール66は評価されたトルクTeの大きさと基準トルクTe,refの大きさとの差を受信しまたは決定し、例えばPI制御装置を有する基準角度γrefに対してオフセット補償を決定するため差値を使用する。このようにして、図19に示されている第1の制御ループは固定子と回転子磁束ベクトル間の基準角度を調節することによりトルクを調整する。図20は変調指数モジュール48の1実施形態を示している。変調指数mのフィードフォワード制御サブモジュール68は変調指数mのフィードフォワード値を計算するために次式を使用する。Vdcは評価されたDCリンク電圧であり、Vdc,refはそれに基づいてOPPが計算された基準DCリンク電圧である。フィードフォワード値mは変調指数mに対する低速度の制御サブモジュール70のオフセット補償により増加されることができる。サブモジュール70は評価された回転子磁束Ψrの大きさと基準回転子磁束Ψr,refの大きさとの差を受信又は決定し、例えばPI制御装置を有する変調指数mのオフセット補償を決定するためにこの差値を使用する。代わりに又は付加的に、評価された固定子磁束Ψsと基準固定子磁束Ψs,refはオフセットの決定に使用されることができる。このようにして、図20に示されている第2の制御ループは変調指数mを調節することにより回転子または固定子磁束の大きさを調整する。低速度の回転子または固定子磁束制御装置70はしたがって変調指数m、特にボルト-秒補正または実効的な変調指数を調節するためにMP3Cアルゴリズムの内部ループからの幾つかの情報を使用できる。本発明を図面及び前述の説明で詳細に示し説明したが、このような例示および説明は発明の限定ではなく説明または例示として考えられ、本発明は説明された実施形態に限定されない。説明された実施形態に対する他の変化は、図面、明細書、請求の範囲の研究から当業者により理解され実行され、請求された発明を実施されることができる。請求項の中で、用語具備するcomprisingは他のエレメントまたはステップを除外せず、不定冠詞aまたはanは複数を除外しない。単一のプロセッサまたは制御装置または他のユニットは請求項で述べられたいくつかのアイテムの機能を満たすことができる。ある方法が相互に異なる従属請求項で述べられている事実は、これらの方法の組み合わせが有利に使用されることを示していない。請求項中の任意の参照符号は技術的範囲を限定すると解釈されてはならない。10、10’電気システム、12変換器、インバータ、VDCDCリンク電圧、14電気マシンモーターまたは発電機、16変換器回路、スイッチ、18制御装置、20グリッド、22変圧器及びフィルタ、24グリッドインピーダンス、30磁束評価モジュール、is瞬間電流、vs瞬間電圧、Ψs評価された固定子磁束、Ψr評価された回転子磁束、Te評価されたトルク、32基準角度モジュール、γref基準角度、Ψs,ref基準固定子磁束、Te,ref基準トルク、34基準磁束モジュール、36OPPパターンセレクタ、38選択された切換えシーケンス、Ψs,err固定子磁束誤差、40誤差最小化モジュール、42変更された切換えモジュール、44切換え位置モジュール、46切換え位置のシーケンス、m変調指数、dパルス数、48変調指数モジュール、50最適化されたパルスパターン、5252a52b切換え転移、54切換え角度、56電圧レベル、abc相、38a38b38c相のパルスパターン、58固定子磁束ベクトルの振幅、60固定子磁束ベクトルの角度、62固定子磁束ベクトルの軌跡、64基準角度のフィードフォワード制御サブモジュール、66基準角度の低速度の制御サブモジュール、68変調指数のフィードフォワード制御サブモジュール、70変調指数の低速度の制御サブモジュール。"