3相モータ電気角を検出する角度検出手段と、前記角度検出手段により検出された前記電気角に基づいてゲート信号を生成して複数のスイッチング素子をスイッチング動作させる制御部とを備えたインバータ制御装置において、前記制御部は、指令電圧の位相に基づいて生成した180度通電制御の矩形波信号を基本波形として、前記矩形波信号におけるオン状態の期間を3等分した内の中央の期間にPWMパルスを挿入することで前記ゲート信号を生成することを特徴とするインバータ制御装置。請求項1に記載のインバータ制御装置において、前記制御部は、前記指令電圧の大きさに比例するように演算したDuty比を用いて前記PWMパルスを生成することを特徴とするインバータ制御装置。請求項1に記載のインバータ制御装置において、前記制御部は、前記角度検出手段により検出されたモータ回転数に基づいて演算したDuty比を用いて前記PWMパルスを生成することを特徴とするインバータ制御装置。請求項2または3に記載のインバータ制御装置において、前記制御部は、前記Duty比を演算する際に、前記スイッチング素子の寄生ダイオードによる電圧降下による3相モータの線間電圧実効値の低下を防止するために、前記Duty比の補正を行い、補正後のDuty比を用いて前記PWMパルスを生成することを特徴とするインバータ制御装置。検出された3相モータ電気角に基づいてゲート信号を生成し、複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるインバータ制御方法において、指令電圧の位相に基づいて180度通電制御の矩形波信号を基本波形として生成するステップと、前記指令電圧の大きさあるいはモータ回転数に基づいてPWMパルスのDuty比を演算するステップと、前記矩形波信号におけるオン状態の期間を3等分した内の中央の期間に、前記PWMパルスを挿入することで前記ゲート信号を生成するステップとを備えることを特徴とするインバータ制御方法。しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。このようなインバータ制御装置にあっては、デッドタイムに起因する電圧誤差の影響を改善し、高精度の電圧制御を可能とするためには、高精度の電流検出または電流推定が必要となるという課題があった。そこで、本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、電流検出または電流推定を行わずにデッドタイムによる電圧誤差を無視できるレベルまで低減し、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置およびインバータ制御方法を得ることを目的とする。本発明に係るインバータ制御装置は、3相モータ電気角を検出する角度検出手段と、角度検出手段により検出された電気角に基づいてゲート信号を生成して複数のスイッチング素子をスイッチング動作させる制御部とを備えたインバータ制御装置において、制御部は、指令電圧の位相に基づいて生成した180度通電制御の矩形波信号を基本波形として、矩形波信号におけるオン状態の期間を3等分した内の中央の期間にPWMパルスを挿入することでゲート信号を生成するものである。また、本発明に係るインバータ制御方法は、検出された3相モータ電気角に基づいてゲート信号を生成し、複数のスイッチング素子をスイッチング動作させるインバータ制御方法において、指令電圧の位相に基づいて180度通電制御の矩形波信号を基本波形として生成するステップと、指令電圧の大きさあるいはモータ回転数に基づいてPWMパルスのDuty比を演算するステップと、矩形波信号におけるオン状態の期間を3等分した内の中央の期間に、PWMパルスを挿入することでゲート信号を生成するステップとを備えるものである。本発明によるインバータ制御装置およびインバータ制御方法によれば、指令電圧位相θvに基づいて、PWMパルスによるスイッチングを、6つのゲート信号のうち、常に1つのゲート信号のみで行うように、6つのゲート信号をパターン生成し、PWMパルスによるスイッチング時には、上下アームの片側アームを常にオフ状態とすることにより、電流検出または電流推定を行わずにデッドタイムによる電圧誤差を無視できるレベルまで低減し、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置およびインバータ制御方法を得ることができる。以下、本発明によるインバータ制御装置およびインバータ制御方法を各実施の形態に従って図を用いて説明する。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1におけるインバータ制御装置の構成図である。本実施の形態1におけるインバータ制御装置は、3相モータ10、位置センサ20、電圧指令生成部30、インバータ制御部40、およびインバータ50で構成されている。ここで、インバータ50は、スイッチング素子51a~51fによる3相ブリッジ回路で構成されている。ここで、電圧指令生成部30およびインバータ制御部40は、制御部に相当する。3相モータ10の電気角回転数は、位置センサ20により検出される。そして、電圧指令生成部30は、検出された電気角回転数に基づいて、dq軸電圧指令を生成する。さらに、インバータ制御部40は、生成されたdq軸電圧指令に基づいて、スイッチング素子51a~51fのゲート信号を生成して、インバータ50の出力電圧を制御する。次に、図2は、本発明の実施の形態1におけるインバータ制御部40の構成を説明するためのブロック図である。インバータ制御部40は、Duty演算部41、PWMパルス生成部42、dq軸電圧位相生成部43、加算器44、矩形波信号生成部45、デッドタイム生成部46、およびゲート信号生成部47を備えている。Duty演算部41は、電圧指令生成部30で演算されたdq軸電圧指令の、d軸電圧指令Vdrefおよびq軸電圧指令Vqrefに基づいて、PWMパルスのDuty比を演算する。具体的には、Duty演算部41は、まず、dq軸電圧指令の大きさを、下式1より演算する。なお、左辺のVdqrefは、線間電圧の実効値に相当する。Vdqref=√Vdref2Vqref21次に、Duty演算部41は、180度通電制御における最大線間電圧Vlmaxおよびdq軸電圧指令の大きさVdqrefより、Duty比を演算する。最大線間電圧Vlmaxは、下式2より演算され、Duty比は、下式3より演算される。すなわち、Duty比は、電圧指令の線間電圧Vdqrefと最大線間電圧Vlmaxの比となる。Vlmax=√6/πVdc2Duty=100×Vdqref/Vlmax3PWMパルス生成部42は、Duty演算部41で演算されたDuty比を、搬送波と比較し、等パルス信号であるPWMパルスを生成する。dq軸電圧位相生成部43は、d軸電圧指令Vdrefおよびq軸電圧指令Vqrefより、下式4を用いてdq軸電圧位相Δθを演算する。なお、dq軸電圧位相Δθは、q軸からの角度とする。Δθ=tan-1-Vdref/Vqref4さらに、加算器44は、dq軸電圧位相生成部43で演算されたdq軸電圧位相Δθと、位置センサ20により検出された3相モータ電気角θとの和より、下式5のように指令電圧位相θvを演算する。θv=θΔθ5矩形波信号生成部45は、加算器44で演算された指令電圧位相θvに基づき、180度通電制御の矩形波信号を基本波形として生成する。図3は、本発明の実施の形態1の矩形波信号生成部45における矩形波信号の生成図である。なお、図3において、UP0、UN0は、U相の上下アームのゲート信号をそれぞれ示し、VP0、VN0は、V相の上下アームのゲート信号をそれぞれ示し、WP0、WN0は、W相の上下アームのゲート信号をそれぞれ示している。デッドタイム生成部46は、矩形波信号生成部45で生成された矩形波信号に対して、先の図3中の矢印に示す箇所にデッドタイムを設け、設定時間分だけ立ち上がりを遅らせる処理を行う。ゲート信号生成部47は、インバータ50のスイッチング素子51a~51fへ出力するゲート信号を生成する。具体的には、ゲート信号生成部47は、PWMパルス生成部42で生成されたPWMパルス、加算器44で演算された指令電圧位相θv、およびデッドタイム生成部46によりデッドタイムの設けられた矩形波信号に基づいて、ゲート信号を生成する。図4は、本発明の実施の形態1のゲート信号生成部47におけるゲート信号の生成図である。図4に示すように、ゲート信号生成部47は、矩形波信号のオン状態の期間を3等分した内の中央の期間のみにPWMパルスを挿入し、ゲート信号を生成する。すなわち、ゲート信号生成部47は、PWMパルスによるスイッチングを、6つのゲート信号のうち、常に1つのゲート信号のみで行うこととなる。この結果、PWMパルスによるスイッチング時には、上下アームの片側アームは、常にオフ状態であり、このPWMパルスによるスイッチングを行うアームは、1/6周期毎に遷移することとなる。図5は、本発明の実施の形態1のインバータ制御部40におけるゲート信号の生成例を示す図である。この例では、極対数2、回転数25000rpmの3相モータを使用し、搬送波を20kHz三角波、Duty比を30としている。PWMパルスは、Duty比の増大に伴い、オン状態の期間が増大する。Duty比が100の場合には、常にオン状態となり、ゲート信号は、180度通電制御の矩形波信号となる。したがって、Duty比の増大に伴い、ゲート信号は、180度通電の矩形波信号へと自動的に遷移する。次に、3相電圧指令値と、PWMゲート信号により出力される3相電圧を比較する。d軸電圧指令値、q軸電圧指令値は、上式1より求められるdq軸電圧指令の大きさVdqrefと、上式4より求められるdq軸電圧位相Δθを用いて、下式6、7のように表される。Vdref=-Vdqref×sinΔθ6Vqref=Vdqref×cosΔθ7dq軸電圧指令の大きさVdqrefを3相電圧に変換すると、3相電圧指令は、下式8、9、10のように表される。Vuref=-√2/3×Vdqref×sinθv8Vvref=-√2/3×Vdqref×sinθv-120°9Vwref=-√2/3×Vdqref×sinθv120°10図6は、本発明の実施の形態1のインバータ制御装置における3相電圧指令の例を示した図である。また、図7は、本発明の実施の形態1のインバータ制御装置におけるゲート信号、電流極性、および端子電圧の関係をまとめた図である。3相モータ10の端子電圧は、上下アームのスイッチングの状態と相電流の極性に応じて、図7のように決定される。図7において、Vdcは、電源電圧、Vfは、スイッチング素子に並列接続されているダイオードの電圧降下である。図8は、本発明の実施の形態1のインバータ制御装置における相電流の例示図である。この図8は、3相電圧指令に対して位相遅れを30度と仮定した3相電流を示したものである。また、図9は、本発明の実施の形態1のインバータ制御装置における端子電圧の例示図である。この図9は、先の図5に示したゲート信号を生成したときに、先の図8に示した3相電流が流れている場合の端子電圧を示したものである。なお、ここでは、電源電圧Vdcを12Vと設定している。また、この端子電圧の計算結果は、3相電流の位相遅れが±60度の範囲内において、常に成立する。線間電圧Vuv、Vvw、Vwuは、3相端子電圧Vu0、Vv0、Vw0より、下式11、12、13のように算出される。Vuv=Vu0-Vv011Vvw=Vv0-Vw012Vwu=Vw0-Vu013また、相電圧Vu、Vv、Vwは、上式11、12、13の線間電圧より、下式14、15、16のように算出される。Vu=Vuv-Vwu/314Vv=Vvw-Vuv/315Vw=Vwu-Vvw/316図10は、本発明の実施の形態1のインバータ制御装置における線間電圧の例示図であり、上式11~13より算出される線間電圧を示したものである。また、図11は、本発明の実施の形態1のインバータ制御装置における相電圧の例示図であり、上式14~16より算出される相電圧を示したものである。次に、本発明と先行技術との比較を示す。特許文献2は、片側のアームをオフ状態にしたスイッチングによりデッドタイムを設けない、という点において、本発明と類似している。図12、図13は、特許文献2における従来のインバータ制御装置の正弦波PWM方式の制御例を示した図である。この特許文献2による先行技術は、図12に示すように、正弦波PWM方式により3相指令電圧と搬送波の比較を行い、ゲート信号を生成する。さらに、図12のように生成されたゲート信号に対して、図13に示すように、検出または推定された電流極性に基づいて、片側アームの信号を強制的にオフ状態にする。図13の例では、先に示した図8の3相電流の極性に基づき、片側アームを強制的にオフ状態にする処理を行っている。しかし、この先行技術は、電流極性が変化する零クロスポイントを正確に検出または推定する必要がある。これに対して、本発明では、先の図4に示すゲート信号生成例のように、指令電圧位相θvに基づいて、6つのゲート信号をパターン生成している。そして、先の図9に示した所望の端子電圧出力は、相電圧に対する相電流の位相遅れが±60度の範囲内においては、常に成立する。したがって、相電流の位相遅れが±60度の範囲内の場合において、電流検出または推定を必要とせずに、所望の電圧出力を得ることができる。また、一般に用いられる正弦波PWM方式は、3相モータ10の高速回転時において、電圧変換効率がやや悪く、高速回転時においては、180度通電制御による1パルス同期PWMが最も効率がよい。そのため、低速回転時と高速回転時において、正弦波PWM方式と1パルス同期PWM方式を切り替える対処が必要となる。これに対して、本発明では、高速回転時における指令電圧の増大に伴い、Duty比が増大し、自動的に1パルス同期PWMへと遷移する。したがって、低速回転時から高速回転時まで、本発明のPWM方式のみで対応可能である。以上のように、実施の形態1によれば、指令電圧位相θvに基づいて、PWMパルスによるスイッチングを、6つのゲート信号のうち、常に1つのゲート信号のみで行うように、6つのゲート信号をパターン生成している。これにより、PWMパルスによるスイッチング時には、上下アームの片側アームを常にオフ状態とすることができるとともに、正弦波PWM方式と1パルス同期PWM方式をDuty比に応じて自動的に切り替えることが可能となる。この結果、電流センサレスかつデッドタイム補正レスで、高精度の電圧制御が可能なインバータ制御装置を得ることができる。実施の形態2.先の実施の形態1では、Duty演算部41において、d軸電圧指令Vdrefおよびq軸電圧指令Vqrefに基づいて、PWMパルスのDuty比を演算する場合について説明した。これに対して、本実施の形態2では、位置センサ20を用いて検出した回転速度ωに基づいて、Duty比を演算する場合について説明する。図14は、本発明の実施の形態2におけるインバータ制御部40の構成を説明するためのブロック図である。先の実施の形態1における図2のインバータ制御部40と比較すると、本実施の形態2における図14のインバータ制御部40は、Duty演算部41の代わりにDuty演算部41aが用いられている点が異なっている。そこで、この相違点であるDuty演算部41aの機能を中心に、以下に説明する。図15は、本発明の実施の形態2におけるDuty演算部41aで用いられるDuty比生成MAPを示した図である。本実施の形態2におけるDuty演算部41aは、位置センサ20を用いて検出した回転速度ωに基づいて、Duty比を演算する。そこで、Duty演算部41aは、図15に示すような、回転数ωを横軸、Duty比を縦軸としたDuty比生成マップを参照して、Duty比を生成する。なお、このDuty比生成マップは、モータ回転数の増大に伴いDuty比を増大させ、高回転時においてDuty比が100となるようにあらかじめ設定されている。以上のように、実施の形態2によれば、検出した回転速度ωに基づいてDuty比を演算することによっても、先の実施の形態1と同様の効果を得ることができる。実施の形態3.本実施の形態3では、スイッチング素子51a~51fの寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響を抑制するインバータ制御装置について説明する。先の実施の形態1、実施の形態2では、Duty演算部41またはDuty演算部41aにおいてDuty比を演算し、このDuty比に基づきPWMパルスを生成する場合について説明した。PWMパルスによるスイッチングを行うとき、上下アームがオフ状態では、先の図7に示したように、スイッチング素子51a~51fの寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響が端子電圧に現れる。図16は、本発明の実施の形態3のインバータ制御装置におけるダイオード電圧降下の影響を示す説明図である。寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響を考慮しない場合の端子電圧、線間電圧、相電圧を図16aにまとめ、寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響を考慮した場合の端子電圧、線間電圧、相電圧を図16bにまとめている。寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響を考慮した図16bの線間電圧と相電圧を見ると、出力電圧パルスと逆向きに、寄生ダイオードの電圧降下Vfによる電圧パルスを出力しており、電圧実効値が低下していることが分かる。寄生ダイオードの電圧降下Vfは、上下アームがオフ状態において出力されるため、低回転時において、特に影響が現れる。そこで、本実施の形態3では、寄生ダイオードの電圧降下Vfによる線間電圧実効値の低下を防ぐために、Duty比の補正を行う。図16において、寄生ダイオードの電圧降下Vfを考慮しない場合理想時の0.2~0.4msecにおける端子電圧平均値Vu0_mean1は、下式17のように表される。Vu0_mean1=Vdc×100-Duty/10017同様に、寄生ダイオードの電圧降下Vfを考慮した場合の0.2~0.4msecにおける端子電圧平均値Vu0_mean2は、下式18のように表される.Vu0_mean2=VdcVf×100-Duty/10018そこで、上式18の寄生ダイオードの電圧降下Vfを考慮した場合の電圧平均値Vu0_mean2が、上式17の理想時の端子電圧平均値Vu0_mean1に等しくなるように、上式18のDutyを補正することを考える。補正Duty比をDuty2とおくと、DutyとDuty2の関係は、下式19のようになる。Vdc×100-Duty/100=VdcVf×100-Duty2/10019上式19より、Duty2は、下式20のように表される。Duty2=Duty×VdcVf/VdcVf20したがって、本実施の形態3におけるDuty演算部41またはDuty演算部41aは、上式20の関係式により、Duty比の補正を行う。これにより、寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響を受けることなく、インバータ制御を行うことができる。以上のように、実施の形態3によれば、スイッチング素子の寄生ダイオードによる電圧降下Vfの影響を考慮して、Duty比の補正を行っている。この結果、先の実施の形態1、2の効果に加え、寄生ダイオードの電圧降下Vfの影響を受けることなく、インバータ制御を行うことができるというさらなる効果を得ることができる。