"シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正する第1シンボルタイミング補正部と、前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する補間合成部と、を有することを特徴とする受信装置。前記1シンボルタイミング補正部は、前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、該基準とするシンボルのフーリエ変換の開姶位置との変動量を算出して前記遅延プロファイルの変動分の時間補正を行う、ことを特徴とする請求項1に記載の受信装置。前記補間合成された前記遅延プロファイルに従って伝送路を補償する伝送路補償部を有する、ことを特徴とする請求項1または2に記載の受信装置。前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第2シンボルタイミング補正部と、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、を有することを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の受信装置。シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第2シンボルタイミング補正部と、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、を有することを特徴とする受信装置。前記2シンボルタイミング補正部は、前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、前記伝送路推定値の位相変位量の補正を行う、ことを特徴とする請求項5に記載の受信装置。前記算出された前記伝送路変動値に従ってキャリア間干渉の除去を行うキャリア間干渉除去部を有する、ことを特徴とする請求項5または6に記載の受信装置。シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出し、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正し、前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する、ことを特徴とする受信方法。前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、ことを特徴とする請求項8に記載の受信方法。シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出し、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、ことを特徴とする受信方法。前述したように、例えば、地上波デジタル放送の受信装置では、フーリエ変換が行われているが、フーリエ変換の時間窓の位置FFTの時間窓位置は、環境によって最適位置が変化することが知られている。しかしながら、FFTの時間窓位置をずらすと、一定期間の間、伝送路補償の劣化が発生し、受信性能が低下することになる。また、キャリア間干渉ICI:InterCarrierInterferenceを除去するため、例えば、ICIを算出する際に前後のシンボルの伝送路推定値から伝送路変動値の算出を行うが、伝送路推定値は、FFTの時間窓位置を変化させると位相回転を生じる。このように、FFTの時間窓位置が異なる伝送路推定値から伝送路変動値を求める場合、伝送路変動値が正しく算出されずICIの除去の精度が劣化し、受信性能の低下を来すことになる。一実施形態によれば、シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、フーリエ変換部と、第1シンボルタイミング補正部と、補間合成部と、を有することを特徴とする受信装置が提供される。前記フーリエ変換部は、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、また、前記第1シンボルタイミング補正部は、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正する。そして、前記補間合成部は、前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する。開示の受信装置および受信方法は、受信性能を向上させることができるという効果を奏する。まず、受信装置および受信方法の実施例を詳述する前に、関連技術の受信装置およびその問題点を図1~図4を参照して説明する。図1は、関連技術の受信装置の一例を示すブロック図であり、日本国の地上波デジタル放送ISDB-TIntegratedServiceDigitalBroadcastingTerrestrialに則った受信装置を示すものである。図1に示されるように、関連技術の受信装置は、受信部102、シンボルタイミング検出部103、FFT部104、SP抽出部105、IFFT部106、バッファ部107、および、補間合成部108を有する。さらに、受信装置は、仮判定部109、FFT部110、ノイズ除去部111、ICI除去部112、ICIレプリカ生成部113、伝送路変動算出部114、伝送路補償部115、誤り訂正復号部116およびデコーダ117を有する。受信部102は、アンテナ101を介して受け取る高周波信号から受信するチャネルを選択し、その選択されたチャネルの高周波信号を、中間周波数を介してA/Dアナログ/デジタル変換し、デジタル信号ynを出力する。受信部102から出力されたデジタル信号ynは、シンボルタイミング検出部103およびFFT部104に入力される。すなわち、シンボルタイミング検出部103は、受信部102からのデジタル信号yn、および、後述するIFFT部106からの時間領域信号hnを受け取り、シンボルの先頭を検出してFFTの時間窓位置フーリエ変換の時間窓の位置を決定する。ここで、シンボルの先頭の検出には、シンボル末尾部分の情報をコピーして挿入したガードインターバルの相関を用いる。これにより、主波のシンボル開始タイミングからFFTの時間窓が決定される。なお、シンボル開始タイミングの決定は、受信開始時のみ行い、以降はIFFT部106で生成される遅延プロファイルhnからシンボル間干渉を生じない最適なFFTの時間窓位置を決定する。すなわち、FFT部104は、シンボルタイミング検出部103で検出されたタイミングtnシンボルタイミング検出値により、受信信号をFFTして周波数領域信号Ynに変換して出力する。SP抽出部105は、例えば、ISDB-Tでデータ信号と共に送信される既知信号である分散パイロット信号SP信号を、FFT部104によって変換された周波数領域信号Ynから抽出する。IFFT部106は、SP信号を逆フーリエ変換IFFT:InverseFastFourierTransformすることで遅延プロファイルを示す時間領域信号hnに変換する。この変換された時間領域信号hnの振幅は、受信信号の大きさを表すため、最も大きな信号は主波を示し、また、所定レベルよりも大きい信号は干渉波を示す。ここで、SP信号は、時間領域に変換されるため、干渉波は、主波に対する先行波および遅延波と決定することができる。ところで、遅延プロファイル時間領域信号hn,hn1,hn2,hn3には、環境により発生するノイズによって、送信信号ではない信号が現れることがある。バッファ部107は、このノイズによる遅延プロファイルの精度劣化を抑制するために、シンボルを一定時間保持する。補間合成部108は、バッファ部107で保持した遅延プロファイルhn,hn1,hn2,hn3を加算平均により合成加算平均合成し、加算平均により合成された遅延プロファイルhnを出力する。ノイズ除去部111は、補間合成部108から遅延プロファイルhnを受け取り、適当な閾値によって閾値以下の信号をノイズと見なして零に置換する。これにより、ノイズの影響を低減して高精度に伝送路推定を行うことが可能になる。そして、ノイズ除去を行った遅延プロファイルは、FFT部110で再度FFTすることにより周波数領域信号Hnに変換され、伝送路推定値が得られる。ところで、例えば、移動受信時に発生する搬送波間干渉ICIは、受信性能を大きく劣化させることが知られている。ICI除去部112は、データ信号から得た伝送路推定値によりICI成分を推定し、ICIレプリカを減算することで各キャリアのICIを除去する。すなわち、仮判定部109は、FFT部104からの周波数領域信号YnおよびFFT部110からの周波数領域信号Hnを受け取って、ICIレプリカの生成時に使用される各キャリアの硬判定値Xnを出力する。また、伝送路変動算出部114は、前後のシンボルの伝送路情報Hnを用いて伝送路変動値Vnを算出し、さらに、ICIレプリカ生成部113は、硬判定値Xnと伝送路変動値VnからICIレプリカNICIを生成する。そして、ICI除去部112は、データ信号から得た伝送路推定値によりICI成分を推定し、ICIレプリカNICIを減算することで各キャリアのICIを除去する。すなわち、ICIを除去した周波数領域信号Ynを、Yn=Yn-NICIとして求め、それを伝送路補償部115に出力する。伝送路補償部115は、ICI除去部112でICI除去された受信データ信号Ynを伝送路推定値で複素除算し、これにより、伝送路の影響が除去され、等化されたデータ信号Xnが得られる。この等化されたデータ信号Xnは、誤り訂正復号部116に与えられ、そこで誤り訂正および復号処理が実施されて、TSTransformStream形式の信号が出力される。そして、TS信号は、デコーダ117に入力されて、映像/音声信号に変換して出力される。図2は、関連技術の受信装置におけるFFTの時間窓位置の変動を含む補間合成を模式的に示す図である。ここで、図2a~図2dは、シンボルn~n-3を示し、また、図2eは、シンボルn~n-3を合成したものを示す。まず、図2a~図2cに示されるように、シンボルn,n-1,n-2では、先行波が存在せず、主波にFFTの時間窓位置を合わせたときの遅延プロファイルになる。一方、図2dに示されるように、シンボルn-3では、先行波pwが存在する。すなわち、シンボルn-3の先行波は、例えば、FFTサンプリング数でKだけずれている。そのため、図2eに示されるように、補間合成部108によりFFTの時間窓位置が異なる遅延プロファイルを加算平均合成すると、本来同じ信号である主波と遅延波が分裂して合成されることになる。そして、ノイズ除去部111は、例えば、適当な閾値Ath0により、その閾値以下のパスに関しては0零と置換することで干渉波を含むノイズを除去し、高精度な伝送路推定を可能としている。しかしながら、上述したように、FFTの時間窓位置の異なる遅延プロファイルを合成すると、例えば、FFTの時間窓位置のずれであるKの位置のノイズ除去の精度が劣化し、伝送路推定の精度が劣化することになる。このずれ時間は、例えば、FFTサンプリング時間単位でISDB-Tのモード3の場合、FFTクロックはFFTサンプリング数/有効シンボル長=8192/1008=8.126984MHzなので、逆数の63/512=0.123047μs単位になる。図3および図4は、マルチパス環境下におけるFFTの時間窓制御を説明するための図であり、図3は、主波および遅延波の2波の場合を示し、また、図4は、主波,遅延波および先行波の3波の場合を示す。まず、図3に示されるように、主波および遅延波の2波の場合、FFTの時間窓は、主波のシンボルnの開始タイミングTnmsから主波のシンボルnの終了タイミングTnmeまでとされる。また、図4に示されるように、主波,遅延波および先行波の3波の場合、FFTの時間窓は、先行波のシンボルnの開始タイミングTnpsから先行波のシンボルnの終了タイミングTnpeまでとされる。これにより、FFTの時間窓位置は、そのFFTの時間窓内に異なるシンボル番号のデータが混在しないように規定され、例えば、マルチパス存在時のシンボル間干渉が生じない。ところで、図1を参照して説明したように、関連技術の受信装置では、FFT部104によりフーリエ変換FFTを行った後の受信信号から、SP抽出部105により既知信号であるパイロットSP信号を抽出する。さらに、IFFT部106により逆フーリエ変換を行って遅延プロファイルを算出し、この遅延プロファイルに対して、ノイズ除去部111により閾値以下の干渉波の除去を行い、FFT部110により再度FFTを行って伝送路推定値を算出する。ここで、関連技術の受信装置では、伝送路推定値の精度向上のためノイズの影響によって発生する遅延プロファイル上の信号を抑制するために、バッファ部107および補間合成部108により加算平均合成を行う。この際、FFT部104における初段のFFTの時間窓位置がずれると、算出される遅延プロファイルが時間方向にシフトしてずれが生じる。このような時間方向のずれを含む遅延プロファイルを加算平均合成すると、干渉波の除去精度が落ちることになり、伝送路推定値の精度が劣化する。すなわち、伝送路補償部115による伝送路の補償を十分に行えなくなり、受信性能の低下を招くことになる。また、キャリア間干渉ICI:InterCarrierInterferenceを除去するために、仮判定部109,伝送路変動算出部114,ICIレプリカ生成部113およびICI除去部112が設けられている。すなわち、データ信号から得た伝送路推定値によりICI成分を推定し、ICIレプリカを減算することで各キャリアのICIを除去する。しかしながら、関連技術の受信装置において、伝送路推定値は、FFTの時間窓位置を変化させると位相回転を生じる。すなわち、FFTの時間窓位置が異なる伝送路推定値から伝送路変動値を求める場合、伝送路変動値が正しく算出されず、ICIの除去精度が劣化する。すなわち、ICI除去部112によるICIの除去を十分に行えなくなり、受信性能の低下を招くことになる。以下、受信装置および受信方法の実施例を、添付図面を参照して詳述する。図5は、第1実施例の受信装置を示すブロック図であり、日本国の地上波デジタル放送ISDB-Tに則った受信装置を示すものである。図5と前述した図1との比較から明らかなように、本第1実施例の受信装置では、図1に示す関連技術の受信装置に対して、シンボルタイミングメモリ部118および第1シンボルタイミング補正部119が追加されている。シンボルタイミングメモリ部118は、シンボルタイミング検出部103で検出したシンボルタイミング検出値tnを、シンボル番号と共に保持する。なお、シンボルタイミング検出部103は、FFTサンプリング時間単位でFFTの時間窓位置の検出を行う。すなわち、FFTの時間窓位置の最適な位置は、シンボルタイミング検出位置のずれやマルチパス環境下において、シンボル間干渉をできるだけ低減するべく、シンボル毎に異なっている。そのため、シンボルタイミング検出部103は、IFFT部106で生成された遅延プロファイルhnからシンボル毎に最適なFFTの時間窓位置をFFTサンプリング時間単位で決定する。シンボルタイミングメモリ部118は、シンボル毎にシンボルタイミング検出値tnを、受信開始からの差分値だけシフトレジスタに蓄える。すなわち、シンボルタイミング検出値tnは、加算平均合成を行うシンボル数分例えば、4シンボル分がシンボルタイミングメモリ部118に保持される。SP抽出部105は、FFT部104の出力データYnからSP信号を抽出し、IFFT部106は、例えば、FFTサンプリング数と同じ8192ポイントでIFFT逆フーリエ変換を行う。IFFT部106の出力は、加算平均合成するためにバッファ部107で保持される。図5では、バッファ部107に保持されるシンボルが4つの場合遅延プロファイルhn,hn1,hn2,hn3を示しているが、これは、4シンボルに限定されるものではない。第1シンボルタイミング補正部119は、バッファ部107と補間合成部108との間に設けられ、補間合成部108で補間合成する前に、シンボルタイミングの補正を行うようになっている。すなわち、バッファ部107に保持された遅延プロファイル時間領域信号hn,hn1,hn2,hn3は、第1シンボルタイミング補正部119により補正処理が行われ、その補正処理が行われた遅延プロファイルが補間合成部108に出力される。図6は、本実施例の受信装置におけるFFTの時間窓位置の変動を含む補間合成を模式的に示す図である。ここで、図6a~図6dは、シンボルn~n-3を示し、また、図6eは、シンボルn~n-3を合成したものを示す。図6a~図6cに示されるように、シンボルn,n-1,n-2では、FFTの時間窓位置が0とされ、また、図6dに示されるように、シンボルn-3では、FFTの時間窓位置がKとされている。そして、FFTの時間窓位置がKになっているシンボルn-3に対しては、例えば、シンボルnを現時刻のシンボルとして、そのシンボルnのFFTの時間窓位置0に合わせるように、変動分の時間補正を行う。すなわち、図6dに示されるように、第1シンボルタイミング補正部119により、遅延プロファイルhn3として、シンボルn-3の波形W10およびW20をKだけ時間的に早い方向にずらして波形W11およびW12の位置に補正する。これにより、図6eに示されるように、補間合成部108による遅延プロファイルの加算平均合成が適切に行われ、本来同じ信号である主波と遅延波がそれぞれ同じタイミングで合成されることになる。さらに、ノイズ除去部111は、例えば、適当な閾値Ath0により、その閾値以下のパスに関しては0と置換することでノイズを除去し、また、FFT部110により再度FFTを行って伝送路推定値を算出する。そして、伝送路補償部115は、FFT部110からの伝送路推定値Hnを使用して伝送路の補償を十分に行うことができ、受信性能を向上させることが可能になる。すなわち、本第1実施例の受信装置によれば、シンボルタイミングメモリ部118によりFFTの時間窓位置情報シンボルタイミング検出値tnおよびシンボル番号が保持され、第1シンボルタイミング補正部119に出力される。そして、伝送路補償部115への受信データの入力タイミングを現時刻のシンボルnとすると、シンボルnとFFTの時間窓位置が異なる過去のシンボルの遅延プロファイルに対して、第1シンボルタイミング補正部119により変動分の時間補正が行われる。これにより、補間合成部108による加算平均合成後の遅延プロファイルの劣化が軽減され、伝送路補償部115による伝送路補償を十分に行うことができ、受信性能を向上させることが可能になる。図7は、シンボルタイミングメモリ部に保持するシンボルタイミングの例を示す図である。ここで、シンボルn-4~n-1のシンボルタイミングを0と仮定し、シンボルn~n3のシンボルタイミングをKと仮定する。図7に示されるように、まず、例えば、シンボルnまで受信された時刻nでは、シンボルnからシンボルn-3までが合成範囲SA0になり、シンボルnとシンボルタイミングが異なるシンボルn-1,n-2およびn-3が補正対象になる。また、例えば、シンボルn1まで受信された時刻n1では、シンボルn1からシンボルn-2まで合成範囲SA1になり、シンボルn1とシンボルタイミングが異なるシンボルn-1およびn-2が補正対象になる。さらに、例えば、シンボルn2まで受信された時刻n2では、シンボルn2からシンボルn-1まで合成範囲SA2になり、シンボルn2とシンボルタイミングが異なるシンボルn-1が補正対象になる。なお、合成加算平均合成するシンボルの数は、4つに限定されないのは前述した通りである。図8は、シンボルタイミング補正の処理を説明するためのフローチャートである。まず、受信信号を受け取ると、ステップST1において、FFT部104によりFFTフーリエ変換を行って周波数領域信号Ynに変換して出力し、ステップST2に進む。ステップST2では、SP抽出部105によりSP信号を抽出し、ステップST3に進んで、IFFT部106によりIFFT逆フーリエ変換を行う。さらに、ステップST4に進んで、バッファ部107により遅延プロファイル例えば、hn,hn1,hn2,hn3を保持し、ステップST5に進む。ステップST5では、シンボルタイミングずれの有無を判定し、シンボルタイミングずれが有ると判定すると、ステップST6に進んで、第1シンボルタイミング補正部119によりシンボルタイミング補正を行って、ステップST7に進む。なお、第1シンボルタイミング補正部119による変動分の時間補正は、前に詳述した通りである。一方、ステップST5において、シンボルタイミングずれ無い判定すると、直接ステップST7に進む。ステップST7では、補間合成部108により補間合成した遅延プロファイルhnを生成して、ステップST8に進む。ステップST8では、ノイズ除去部111によりノイズ除去を行い、さらにステップST9に進んで、FFT部110により再度FFTを行い、伝送路推定値Hnを生成する。そして、ステップST10に進んで、伝送路補償部115によりFFT部110からの伝送路推定値Hnを使用して伝送路補償を行う。以上、本第1実施例の受信装置によれば、初段のFFTの時間窓位置がずれていたとしても、伝送路の補償を十分に行って受信性能を向上させることができる。すなわち、本第1実施例の受信装置によれば、FFTの時間窓位置がずれた際の性能劣化が軽減され安定した受信が可能になる。図9は、第2実施例の受信装置を示すブロック図であり、図5と同様に、ISDB-Tに則った受信装置を示すものである。図9と前述した図1との比較から明らかなように、本第2実施例の受信装置では、図1の関連技術の受信装置に対して、シンボルタイミングメモリ部118および第2シンボルタイミング補正部120が追加されている。シンボルタイミングメモリ部118は、前述した第1実施例と同様に、シンボルタイミング検出部103で検出したシンボルタイミング検出値tnを、シンボル番号と共に保持する。ただし、シンボルタイミングメモリ部118は、シンボルタイミング検出値tnは、伝送路変動算出部114により伝送路変動算出を行うシンボル例えば、シンボルnの1つ前のシンボルn-1、或いは、その前後のシンボルn-1,n1だけを保持する。第2シンボルタイミング補正部120は、FFT部110からの伝送路推定値Hnを受け取って、ICI除去の前に算出した伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、その位相変位量が補正された伝送路推定値Hnを伝送路変動算出部114に出力する。ここで、OFDM信号の各キャリアからICI成分を除去するためには、各キャリアにおけるICI成分を推定しなければならない。この推定されたICI成分NICIは、ICIレプリカと呼ばれ、ICIレプリカ生成部113で生成される。すなわち、伝送路変動算出部114は、前後のシンボルの伝送路情報Hnを用いて、伝送路変動値Vnを算出してICIレプリカ生成部113に出力する。ICIレプリカ生成部113は、仮判定部109からの硬判定値Xnおよび伝送路変動値Vnから、ICIレプリカNICIを生成してICI除去部112に出力する。そして、ICI除去部112は、データ信号から得た伝送路推定値によりICI成分を推定し、ICIレプリカNICIを減算することで各キャリアのICIを除去する。すなわち、ICIを除去した周波数領域信号Ynを、Yn=Yn-NICIとして求め、それを伝送路補償部115に出力する。伝送路補償部115は、ICI除去部112でICI除去された受信データ信号Ynを伝送路推定値で複素除算し、これにより、伝送路の影響が除去され、等化されたデータ信号Xnが得られる。この等化されたデータ信号Xnは、誤り訂正復号部116に与えられ、そこで訂正処理が実施されて、TS形式の信号が出力される。そして、TS信号は、デコーダ117に入力されて、映像/音声信号に変換して出力される。ところで、伝送路変動値Vnの算出は、例えば、前後のシンボルを用いて行う。伝送路補償部115への受信データFFT部110からの伝送路推定値Hnの入力タイミングを現時刻のシンボルnとする。第2シンボルタイミング補正部120は、例えば、1つ前のシンボルn-1のFFTの時間窓位置がシンボルnとは異なるとき、Hn1に対して伝送路推定値の位相変位量の補正を実施する。そして、伝送路変動算出部114は、例えば、出力データYnに対応する伝送路推定値Hnの1つ前のシンボルの伝送路推定値Hn1を用いて出力データYnに対応する伝送路変動値の算出を行う。すなわち、出力データのシンボルタイミングをシンボルnとすると、シンボルn-1の伝送路推定値に対してシンボルnとのFFTの時間窓位置のずれ分の位相変位量の補正を行う。なお、伝送路変動値の算出方法としては、例えば、シンボルnの前後のシンボルn1,n-1を使用することも可能であり、その場合、第2シンボルタイミング補正部120は、シンボルn1,n-1の伝送路推定値の位相変位量の補正を実施する。ところで、OFDM信号の1シンボル内におけるFFTの時間窓位置のずれによる位相変位量は周波数に比例し、OFDM信号の中心キャリア周波数を中心に奇対称な直線になることが知られている。すなわち、位相変異量Δθは、次の式1により表すことができる。Δθ=-2πKf-Fused/2/N1従って、各キャリアの伝送路推定値に対しては、次の式2のような位相変位量の補正を実施することにより、伝送路情報が正しく算出され、ICIの除去精度が向上する。H=Hexpj2πKf-Fused/2/N2上記式1および2における各パラメータは、次の通りである。N:FFTサンプリング数Fused:キャリア総数f:キャリア番号0≦f<FusedK:FFTの時間窓位置ずれ量図10は、FFTの時間窓位置ずれによるキャリア番号に対する位相変位量を説明するための図であり、第2シンボルタイミング補正部120により行われる伝送路推定値のシンボルタイミング補正を説明するためのものである。図10において、横軸はキャリア番号fを示し、また、縦軸は位相変位量Δθを示す。なお、図10は、1シンボルのキャリア総数Fusedを5617とし、FFTの時間窓位置ずれKを0,1,2とした場合の位相変位量Δθを示すものである。すなわち、図10中の太い破線で示されるように、K=0のとき、キャリア番号fの値に関わらず位相変位量Δθラジアン:radは零のままになる。また、図10中の一点鎖線で示されるように、K=1のとき、位相変位量Δθは、キャリア番号fが中心値5617/2=2808.5から離れるのに従って第1の傾斜で大きくなる。さらに、図10中の二点鎖線で示されるように、K=2のとき、位相変位量Δθは、キャリア番号fが中心値2808.5から離れるのに従って、第1の傾斜の2倍の傾きの第2の傾斜で大きくなる。このように、例えば、K=1,2のときのように、位相変位量Δθが存在しても、前述した第2シンボルタイミング補正部120により、FFT部110からの伝送路推定値Hnを受け取って位相変位量Δθの補正を行う。また、第2シンボルタイミング補正部120で位相変位量が補正された伝送路推定値Hnを伝送路変動算出部114に入力して伝送路変動値Vnを算出し、さらに、ICIレプリカ生成部113でICIレプリカNICIを生成してICI除去部112に入力する。そして、ICI除去部112によりICI除去された受信データ信号Ynが伝送路補償部115に入力される。以上、本第2実施例の受信装置によれば、FFTの時間窓位置が変化して位相回転が生じるような場合でも、伝送路変動値Vnを正しく算出してICIの除去精度を向上させることができる。すなわち、本第2実施例の受信装置によれば、マルチパス環境などのFFTの時間窓位置のずれが発生し易い状況においても性能向上を図ることが可能になる。図11は、第3実施例の受信装置を示すブロック図である。図11と、前述した図5および図9との比較から明らかなように、本第3実施例の受信装置は、第1実施例および第2実施例の構成を両方とも有している。すなわち、図11に示されるように、本第3実施例の受信装置は。図1の関連技術の受信装置に対してシンボルタイミングメモリ部118,第1シンボルタイミング補正部119および第2シンボルタイミング補正部120が追加されている。そして、本第3実施例の受信装置は。図5~図8を参照して説明した第1実施例の構成、並びに、図9および図10を参照して説明した第2実施例の構成を両方とも有し、より一層受信精度を向上させることができるようになっている。従って、本第3実施例の受信装置によれば、初段のFFTの時間窓位置がずれていたとしても伝送路の補償を十分に行うことができ、さらに、FFTの時間窓位置が変化して位相回転が生じるような場合でも、ICIの除去精度を向上させることができる。すなわち、本第3実施例の受信装置によれば、FFTの時間窓位置がずれた際の性能劣化が軽減され安定した受信が可能になり、さらに、マルチパス環境などのFFTの時間窓位置のずれが発生し易い状況においても性能向上を図ることが可能になる。以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。付記1シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正する第1シンボルタイミング補正部と、前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する補間合成部と、を有することを特徴とする受信装置。付記2前記1シンボルタイミング補正部は、前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、該基準とするシンボルのフーリエ変換の開姶位置との変動量を算出して前記遅延プロファイルの変動分の時間補正を行う、ことを特徴とする付記1に記載の受信装置。付記3前記補間合成された前記遅延プロファイルに従って伝送路を補償する伝送路補償部を有する、ことを特徴とする付記1または2に記載の受信装置。付記4前記複数のシンボルの前記フーリエ変換の開始位置を、前記補間合成を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持するシンボルタイミングメモリ部を有する、ことを特徴とする付記1~3のいずれか1項に記載の受信装置。付記5前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第2シンボルタイミング補正部と、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、を有することを特徴とする付記1~4のいずれか1項に記載の受信装置。付記6シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出するシンボルタイミング検出部と、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行う第2シンボルタイミング補正部と、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する伝送路変動算出部と、を有することを特徴とする受信装置。付記7前記2シンボルタイミング補正部は、前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、前記伝送路推定値の位相変位量の補正を行う、ことを特徴とする付記6に記載の受信装置。付記8前記算出された前記伝送路変動値に従ってキャリア間干渉の除去を行うキャリア間干渉除去部を有する、ことを特徴とする付記6または7に記載の受信装置。付記9前記複数のシンボルの前記フーリエ変換の開始位置を、前記伝送路変動算出を行うシンボル数だけシンボル番号と共に保持するシンボルタイミングメモリ部を有する、ことを特徴とする付記6~8のいずれか1項に記載の受信装置。付記10シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出し、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して補正し、前記基準とするシンボルおよび前記変動量が補正されたシンボルを含む複数のシンボルに対応する複数の遅延プロファイルを補間合成する、ことを特徴とする受信方法。付記11前記遅延プロファイルの変動分の時間補正は、前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルのフーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して、該基準とするシンボルのフーリエ変換の開姶位置との変動量を算出して行う、ことを特徴とする付記10に記載の受信方法。付記12前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、ことを特徴とする付記10または11に記載の受信方法。付記13シンボル単位の送信信号を受信した信号からフーリエ変換の開始位置を検出し、前記検出されたフーリエ変換の開始位置を用いてフーリエ変換を行い、基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と前記検出したフーリエ変換の開姶位置の変動量を算出して、伝送路推定値の位相変位量の補正を行い、前記補正された伝送路推定値を用いて伝送路変動値を算出する、ことを特徴とする受信方法。付記14前記伝送路推定値の位相変位量の補正は、前記複数のシンボルのうち、前記基準とするシンボルの前記フーリエ変換の開始位置と異なるタイミングのフーリエ変換の開姶位置が検出されたシンボルに対して行う、ことを特徴とする付記13に記載の受信方法。付記15前記算出された前記伝送路変動値に従ってキャリア間干渉の除去を行う、ことを特徴とする付記13または14に記載の受信方法。"