"直流エネルギを出力する発電部と、直流エネルギを周波数f0のRFエネルギに変換する発振器と、前記RFエネルギを送出する第1アンテナであって、共振周波数fTを有する直列共振回路を構成するように直列に接続された第1インダクタおよび第1容量素子を含む第1アンテナと、前記第1アンテナによって送出された前記RFエネルギの少なくとも一部を共振磁界の結合によって受け取る第2アンテナであって、共振周波数fRを有する並列共振回路を構成するように並列に接続された第2インダクタおよび第2容量素子を含む第2アンテナと、前記第2アンテナから得られるRFエネルギを前記RFエネルギよりも周波数が低い交流エネルギに変換する出力変換部とを備え、前記共振周波数fTおよび前記共振周波数fRは、前記RFエネルギの周波数f0に実質的に等しく設定され、前記発振器の昇圧比をVoc、前記出力変換部の昇圧比をVtr、前記第1インダクタのインダクタンスをL1、前記第2インダクタのインダクタンスをL2、前記第1アンテナと前記第2アンテナとの結合係数をkとするとき、L2/L1≧k/Voc×Vtr2を満足する、発電装置。前記発電部は、太陽光発電部である請求項1に記載の発電装置。L2/L1≧100×k/Voc×Vtr2を満足する請求項1または2に記載の発電装置。L2/L1≧10000×k/Voc×Vtr2を満足する請求項1から3のいずれかに記載の発電装置。前記発電部および前記第1アンテナは、建物の外側に配置されている、請求項1から4のいずれかに記載の発電装置。L1<L2である請求項1から5のいずれかに記載の発電装置。第2インダクタの巻数N2は前記第1インダクタの巻数N1よりも大きい請求項1から6のいずれかに記載の発電装置。前記第2インダクタの面積は、前記第1インダクタの面積よりも広い請求項1から7のいずれかに記載の発電装置。前記第1アンテナの配置面上に投影された前記第1インダクタは、前記配置面上に投影された前記第2インダクタの輪郭によって規定される領域の内部に含まれている、請求項8に記載の発電装置。前記第1アンテナの配置面上に投影された前記第1インダクタは、前記配置面上に投影された前記第2インダクタの輪郭によって規定される領域の周縁に寄っている、請求項9に記載の発電装置。前記出力変換部を家庭用配線および商用電力系統に接続するための電力分岐部を備える、請求項1から10の発電装置。複数の発電装置を備える発電システムであって、前記複数の発電装置に含まれる少なくとも2つの発電装置の出力側端子が並列に接続されており、前記少なくとも2つの発電装置は、それぞれ、請求項1から11のいずれかに記載の発電装置である、発電システム。複数の発電昇圧部と、前記複数の発電昇圧部に含まれる少なくとも2つの発電昇圧部の出力側端子が並列して接続され、前記出力側端子から出力されるRFエネルギを前記RFエネルギよりも周波数が低い交流エネルギに変換する出力変換部とを備え、前記少なくとも2つの発電昇圧部の各々は、直流エネルギを出力する発電部と、直流エネルギを周波数f0のRFエネルギに変換する発振器と、前記RFエネルギを送出する第1アンテナであって、共振周波数fTを有する直列共振回路を構成するように直列に接続された第1インダクタおよび第1容量素子を含む第1アンテナと、前記第1アンテナによって送出された前記RFエネルギの少なくとも一部を共振磁界の結合によって受け取る第2アンテナであって、共振周波数fRを有する並列共振回路を構成するように並列に接続された第2インダクタおよび第2容量素子を含み、前記RFエネルギを前記出力側端子に出力する第2アンテナと、を備え、前記共振周波数fTおよび前記共振周波数fRは、前記RFエネルギの周波数f0に実質的に等しく設定され、前記発振器の昇圧比をVoc、前記出力変換部の昇圧比をVtr、前記第1インダクタのインダクタンスをL1、前記第2インダクタのインダクタンスをL2、前記第1アンテナと前記第2アンテナとの結合係数をkとするとき、L2/L1≧k/Voc×Vtr2を満足する、発電システム。特許文献1に記載されている電力伝送システムでは、個々のセルから出力される電圧が低いという太陽光発電デバイスに固有の課題を解決することができない。太陽光発電分野において、現在、エネルギ変換効率が高いということから広く使用されている結晶シリコン系の1個の太陽電池セルの出力電圧Vcは0.5V程度であり、極めて低い。例えば、太陽光発電部からの直流出力を交流に変換する場合、一般の変換回路パワーコンディショナの動作効率が300Vdc程度の入力電圧に対して最大化されるため、高効率での変換を実行するには、数百個ものセルを直列に接続することにより、太陽光発電部の出力電圧を300V程度に高めることが必要になる。また、家庭内配電である単相3線100Vあるいは200Vの系統に連系する場合、太陽光発電部の出力電圧をパワーコンディショナによって200倍以上に昇圧することも考えられるが、昇圧時における電力効率の低下を考慮すると、やはり多数のセルを直列に接続して太陽光発電部の出力電圧をできるだけ高めることが求められる。直列に接続されるセルやモジュールの個数が増大するほど、敷設領域の一部が日陰になった場合パーシャルシェイディングや、敷設されるセルやモジュールの一部で特性が劣化した場合に、システム全体の性能低下を招き易くなる。このような問題を回避するため、モジュール内にバイパスダイオードを導入することが一般的に行われるが、発熱やコスト増などの問題を招き、好ましくない。一方、昇圧機能を有する一般的なDC/DCコンバータを用いて昇圧を行う場合でも、直列に接続されたセルの個数を大幅に低減できるほどの高い昇圧比を高効率に実現することは困難である。また、特許文献2の無線エネルギ伝送装置での昇圧特性は、従来のトランス技術によってもたらされる昇圧特性でしかなく、本発明の課題を解決するには不十分である。本発明の1つの実施形態は、上記の課題を解決するためになされたものであり、その1つの目的は、発電部の低い出力電圧を効果的に上昇させることができる発電装置および発電システムを提供することにある。本発明の他の目的の1つは、電圧を上昇させた上記エネルギを、所定周波数の交流エネルギに変換し、電力会社が提供する送電網以下、系統UtilityGridsと称するへ潮流、即ち売電可能な発電装置および発電システムを提供することにある。本発明の発電装置は、直流エネルギを出力する発電部と、直流エネルギを周波数f0のRFエネルギに変換する発振器と、前記RFエネルギを送出する第1アンテナであって、共振周波数fTを有する直列共振回路を構成するように直列に接続された第1インダクタおよび第1容量素子を含む第1アンテナと、前記第1アンテナによって送出された前記RFエネルギの少なくとも一部を共振磁界の結合によって受け取る第2アンテナであって、共振周波数fRを有する並列共振回路を構成するように並列に接続された第2インダクタおよび第2容量素子を含む第2アンテナと、前記第2アンテナから得られるRFエネルギを前記RFエネルギよりも周波数が低い交流エネルギに変換する出力変換部とを備え、前記共振周波数fTおよび前記共振周波数fRは、前記RFエネルギの周波数f0に実質的に等しく設定され、前記発振器の昇圧比をVoc、前記出力変換部の昇圧比をVtr、前記第1インダクタのインダクタンスをL1、前記第2インダクタのインダクタンスをL2、前記第1アンテナと前記第2アンテナとの結合係数をkとするとき、L2/L1≧k/Voc×Vtr2を満足する。ある実施形態において、前記発電部は、太陽光発電部である。ある実施形態において、L2/L1≧100×k/Voc×Vtr2を満足する。ある実施形態において、L2/L1≧10000×k/Voc×Vtr2を満足する。ある実施形態において、前記発電部および前記第1アンテナは、建物の外側に配置されている。ある実施形態において、L1<L2である。ある実施形態において、第2インダクタの巻数N2は前記第1インダクタの巻数N1よりも大きい。ある実施形態において、前記第2インダクタの面積は、前記第1インダクタの面積よりも広い。ある実施形態において、前記第1アンテナの配置面上に投影された前記第1インダクタは、前記配置面上に投影された前記第2インダクタの輪郭によって規定される領域の内部に含まれている。ある実施形態において、前記第1アンテナの配置面上に投影された前記第1インダクタは、前記配置面上に投影された前記第2インダクタの輪郭によって規定される領域の周縁に寄っている。ある実施形態において、前記出力変換部を家庭用配線および商用電力系統に接続するための電力分岐部を備える。本発明の発電システムは、複数の発電装置を備える発電システムであって、前記複数の発電装置に含まれる少なくとも2つの発電装置の出力側端子が並列に接続されており、前記少なくとも2つの発電装置は、それぞれ、上記いずれかの発電装置である。本発明の他の発電システムは、複数の発電昇圧部と、前記複数の発電昇圧部に含まれる少なくとも2つの発電昇圧部の出力側端子が並列して接続され、前記出力側端子から出力されるRFエネルギを前記RFエネルギよりも周波数が低い交流エネルギに変換する出力変換部とを備え、前記少なくとも2つの発電昇圧部の各々は、直流エネルギを出力する発電部と、直流エネルギを周波数f0のRFエネルギに変換する発振器と、前記RFエネルギを送出する第1アンテナであって、共振周波数fTを有する直列共振回路を構成するように直列に接続された第1インダクタおよび第1容量素子を含む第1アンテナと、前記第1アンテナによって送出された前記RFエネルギの少なくとも一部を共振磁界の結合によって受け取る第2アンテナであって、共振周波数fRを有する並列共振回路を構成するように並列に接続された第2インダクタおよび第2容量素子を含み、前記RFエネルギを前記出力側端子に出力する第2アンテナとを備え、前記共振周波数fTおよび前記共振周波数fRは、前記RFエネルギの周波数f0に実質的に等しく設定され、前記発振器の昇圧比をVoc、前記出力変換部の昇圧比をVtr、前記第1インダクタのインダクタンスをL1、前記第2インダクタのインダクタンスをL2、前記第1アンテナと前記第2アンテナとの結合係数をkとするとき、L2/L1≧k/Voc×Vtr2を満足する。本発明の発電装置および発電システムの好ましい実施形態によれば、磁気共振を利用してアンテナ間の伝送を行うときに昇圧を実現できる。また、本発明の発電装置および発電システムの好ましい実施形態によれば、空間を介した非接触の無線エネルギ伝送を行うことができる。そのため、例えば屋外に設置された発電部で発生させたエネルギを建物の電子機器に昇圧しながら伝送することが可能になる。本発明の或る実施形態によれば、発電装置の敷設コストを低減し、発電部の一部が劣化した時の交換作業を簡便化することも可能になる。また、本発明の好ましい実施形態によれば、発電部の出力電圧を簡単に上昇させることができるため、出力電圧の低い発電素子太陽電池を直列に接続して発電部を構成する場合に、発電素子の接続個数を大幅に低減することが可能になる。そのため、本発明のある実施形態における発電装置を並列に接続して太陽光発電システムを構築した場合には、パーシャルシェイディングに対する特性劣化を低減し、安定した電力供給を実現することが可能になる。さらに、本発明の好ましい実施形態によれば、昇圧されたエネルギを系統電力の周波数例えば50Hz、60Hz及び電圧例えば200Vと一致したエネルギ交流電力に変換することができる。そのため、発電部で生成されたエネルギを系統へ潮流し、売電sellpowerを行うことが可能となる。本発明による発電装置および発電システムの好ましい実施形態を説明する前に、まず、図1から図4を参照しながら、本発明の基本構成を簡単に説明する。図1は、本発明による発電装置に用いられる無線電力伝送装置の基本構成の一例を示している。この例の無線電力伝送装置は、発振周波数f0の発振器103と、無線伝送部105とを備えている。無線伝送部105は、共振周波数fTの第1アンテナと、共振周波数fRの第2アンテナ109とを備えており、共振周波数fTおよび共振周波数fRは、いずれも、周波数f0に等しく設定されている。周波数f0は、例えば50Hz~300GHz、より好ましくは100kHz~10GHz、さらに好ましくは500kHz~20MHzに設定される。なお、用途によっては、10kHz~1GHz、あるいは、20kHz~20MHzの範囲に設定される。発振器103は、直流エネルギ直流電力を受け取り、この直流エネルギを周波数f0のRFエネルギに変換するDC-RF変換。発振器103から出力されたRFエネルギは、発振器103に接続された第1アンテナ107に入力される。共振周波数が等しくなるように設計された第1アンテナ107および第2アンテナ109は、互いの共振器が形成する共振磁界によって結合され、第2アンテナ109は、第1アンテナ107によって送出されたRFエネルギの少なくとも一部を効率良く受け取ることができる。第2アンテナ109は、第1アンテナ107に接触しておらず、第1アンテナ107から例えば数mm~数m程度は離間している。本発明の発電装置および発電システムにおけるアンテナは、共振器の電磁界の近接成分エバネッセントテールを利用した結合を利用して2つの物体間でエネルギ伝送を行うための要素である。共振電磁界を利用した無線電力伝送によれば、電磁波を遠方に伝播させるときに生じるエネルギ損失が生じないため、極めて高い効率で電力を伝送することが可能になる。このような共振電磁界近接場の結合を利用したエネルギ伝送では、ファラデーの電磁誘導の法則を利用した公知の非接触電力伝送に比べて損失が少ない。また、本発明のある実施形態では、例えば数メートルも離れた2つの共振器アンテナ間でエネルギを伝送することが可能になる。このような原理に基づく無線電力伝送を行うには、2つの共振アンテナ間で磁気共振による結合を生じさせる必要がある。上述のように、本発明における共振周波数fTおよび共振周波数fRは、いずれも、発振器103の周波数f0に等しく設定されるが、厳密に周波数f0に等しく設定される必要はなく、実質的に等しく設定されていれば良い。fTおよびfRのいずれも、周波数f0と完全に一致する必要は無い。共振器間の結合に基づき高効率なエネルギ伝送を実現するためには、fT=fRが理想的であるが、fTとfRとの差異が充分に小さければよい。本明細書において、周波数fTが周波数fRに等しいとは、以下の式1が満足される場合であると定義する。式1|fT-fR|≦fT/QTfR/QRここで、QTは第1アンテナの共振器としてのQ値、QRは第2アンテナの共振器としてのQ値である。一般に、共振周波数をX、共振器のQ値をQxとした場合、この共振器の共振が生じる帯域はX/Qxに相当する。|fT-fR|≦fT/QTfR/QRの関係が設立すれば、2つの共振器間で磁気共振によるエネルギ伝送が実現する。次に、図2を参照する。図2は、第1アンテナ107および第2アンテナ109の等価回路を示す図である。図2に示すように、本発明における第1アンテナ107は、第1インダクタ107aおよび第1容量素子107bが直列に接続された直列共振回路であり、第2アンテナ109は、第2インダクタ109aおよび第2容量素子109bが並列に接続された並列共振回路である。なお、第1アンテナ107の直列共振回路は寄生抵抗成分R1を有し、第2アンテナ109の並列共振回路は寄生抵抗成分R2を有している。本発明における無線電力伝送装置では、発振器103の昇圧比をVoc、第1インダクタ107aのインダクタンスをL1、第2インダクタ109aのインダクタンスをL2、第1アンテナ107と第2アンテナ109との結合係数をkとするとき、以下の関係が満足するようにL1、L2、k、Vocの値が決定されている。L2/L1≧k/Voc2上記の関係を満足するとき、無線電力伝送を経ることで、出力されるRFエネルギの電圧を入力される直流エネルギの電圧以上に高めること昇圧比:1以上が可能になる。このような昇圧が実現する理由については、後に詳しく説明する。なお、今後、昇圧比とはシステム内における該当ブロック複数ブロックが接続されたブロック群も含むにおける入出力エネルギの電圧比として定義する。本発明の発電装置および発電システムによれば、無線によって電力を伝送するに際して、低電圧のエネルギ電力を伝送時に効率的に昇圧することができる。図3は、本発明による発電装置の構成を示している。この発電装置は、図1に示す無線電力伝送装置と、無線電力伝送装置の発振器103に直流エネルギを供給する発電部101と、第2アンテナから出力されたRFエネルギを交流エネルギAC電力に変換する出力変換部120とを備えている。本発明の発電装置によれば、発電部101の出力電圧が低い場合でも、昇圧効果により、高電圧の電力を出力することが可能である。したがって、本発明の発電装置によれば、例えば太陽電池セルから構成された発電部太陽光発電部が生成する低電圧のエネルギ電力を伝送時に効率的に昇圧することができる。このため、直列に接続されるべきセルの個数を大幅に低減することが可能になる。その結果、敷設費用や維持費用を低減できる、普及に適した新しい太陽光発電システムを提供することが可能になる。なお、本発明における発電部を構成する発電デバイスは太陽電池に限定されず、他の発電デバイスであってもよい。例えば、発電部は燃料電池を有していても良い。燃料電池は、比較的に低い電圧のDCエネルギを出力し、高電圧系統と連結して用いられるため、本発明の昇圧効果は有用である。また、本発明によれば、無線電力伝送時の昇圧効果を得るだけではなく、出力変換部120の働きにより、例えば家庭内で使用される交流エネルギの周波数および電圧に一致した周波数および電圧を有する交流エネルギを出力することができる。出力変換部120の構成の詳細は後述する。図4は、本発明による発電装置を家庭用配線および電力会社の電力網系統に接続した形態を示す図である。図4に示す発電装置は、出力変換部120と系統との間に電力分岐部130を備えている。電力分岐部130は、出力変換部120の出力の一方を家庭用配線に接続し、他方を系統に接続する。電力分岐部130により、出力変換部120から出力される交流エネルギの送出先は、家庭用配線と系統との間で任意に切り換えることができる。本発明の実施形態では、第2アンテナ109に出力変換部120が接続されているため、出力変換部120の昇圧比をVtrとすると、以下の関係を満足するときに1倍以上の昇圧を実現することが可能になる。L2/L1≧k/Voc×Vtr2この点についても、詳細な説明は後述する。以下、図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態を説明する。実施形態1まず、図5および図6を参照しながら、本発明による発電装置の第1の実施形態を説明する。図5は、本実施形態を示す透視模式図であり、図6は、図5に示す無線伝送部105の等価回路図である。図5、図6において、図1、図2に示した構成要素に対応する構成要素には同じ参照符号を付している。本実施形態の発電装置は、図5に示すように、発電部101と、発振器103と、無線伝送部105と、出力変換部120とを備えており、これらは直列に接続されている。本実施形態における発電部101は、直列に接続された複数の太陽電池セルを有している。太陽電池としては、発電効率向上の観点から、結晶シリコン系の太陽光発電素子を用いることが好ましい。しかし、本発明に使用可能な太陽電池は、ガリウム砒素、CIS系などの化合物半導体材料を用いた各種の太陽光発電素子であってもよいし、有機材料を用いた各種の太陽光発電素子であってもよい。また、使用する半導体の結晶構造は、単結晶、多結晶、アモルファスのいずれであってもよい。各種半導体材料を積層したタンデム型の太陽光発電素子を利用してもよい。発振器103には、D級、E級、F級などの、高効率且つ低歪な特性を実現できる増幅器を用いることができるし、ドハーティ増幅器を用いてもよい。歪成分を含む出力信号を発生するスイッチング素子の後段に、低域通過フィルタまたは帯域通過フィルタを配置することにより、高効率な正弦波を生成してもよい。無線伝送部105は、第1アンテナ107と第2アンテナ109とを有している。伝送効率の観点から、第1アンテナ107および第2アンテナ109は、対向するように配置されることが好ましい。ただし、アンテナ107、109の配置は、対向配置に限定されず、両者が直交しないように配置されていればよい。発電部101によって生成された直流エネルギは、発振器103でRFエネルギに高い効率で変換される。このRFエネルギは、無線伝送部105により、空間を介して無線によって伝送され、出力端子119から出力される。図示されている第1アンテナ107は、第1インダクタ107aおよび第1容量素子107bからなる直列共振回路であり、第2アンテナ109は第2インダクタ109aおよび第2容量素子109bからなる並列共振回路である。第1アンテナ107の共振周波数fTおよび第2アンテナ109の共振周波数fRは、それぞれ、発振器103によって生成されるRFエネルギの周波数f0にほぼ等しくなるよう設定されている。また、本実施形態における第2アンテナ109の出力インピーダンスZoutは、発振器103の入力直流インピーダンスZidcよりも高い値に設定されている。前述した原理により、本実施形態では、第1アンテナ107と第2アンテナ109との距離を例えば数mm~数mの距離に設定することができ、高い効率でエネルギを伝送できる。また、本実施形態では、このような無線による非接触接続を実現できるだけではなく、第1アンテナ107に流入するRFエネルギの入力電圧に対して、第2アンテナ109の側で昇圧されたRFエネルギとして取り出すことが可能となる。回路ブロック間でのRFエネルギの多重反射を抑圧し、総合発電効率を改善するためには、第2アンテナ109の出力端子が負荷に接続された状態において、発振器103から出力されるRFエネルギの出力インピ-ダンスZocと第1アンテナ107の入力インピーダンスZinとを等しくすることが好ましい。また、同様に、発振器103が第1アンテナ107に接続された状態で、第2アンテナの出力インピーダンスZoutが、接続される負荷の抵抗値Rと等しくすることが好ましい。なお、本明細書において、2つのインピーダンスが等しいとは、インピーダンスが厳密に一致する場合に限られず、ほぼ等しい場合を含み、具体的には、2つのインピーダンスの差異が、大きい方のインピーダンスの25以下である場合を含むものと定義する。本実施形態における無線電力伝送の効率は、第1アンテナ107と第2アンテナ109との間隔アンテナ間隔や、第1アンテナ107と第2アンテナ109を構成する回路素子の損失の大きさに依存する。なお、アンテナ間隔とは、実質的に2つのインダクタ107a、109aの間隔である。アンテナ間隔は、アンテナの配置領域アンテナによって占有される領域の大きさを基準に評価することができる。好ましい実施形態において、第1インダクタ107aおよび第2インダクタ109aは、いずれも、平面状に広がり、両者は互いに平行に対向するように配置される。ここで、アンテナの配置領域の大きさとは、サイズが相対的に小さなアンテナの配置領域の大きさを意味し、アンテナを構成するインダクタの外形が円形の場合はインダクタの直径、正方形の場合はインダクタの一辺の長さ、長方形の場合はインダクタの短辺の長さに定義されるものとする。本実施形態によれば、アンテナ間隔が、アンテナの配置領域の大きさの1.5倍程度であっても、90以上の無線伝送効率でエネルギを伝送することが可能である。本実施形態における第1インダクタ107aおよび第2インダクタ109aは、それぞれ、巻数N1、N2のスパイラル構造を有しているN1>1、N2>1が、巻数が1のループ構造を有していてもよい。これらのインダクタ107a、109aは、一層の導電体パターンから構成されている必要は無く、積層された複数の導電体パターンを直列に接続した構成を有していてもよい。第1インダクタ107a、第2インダクタ109aは、良好な導電率を有する銅や銀などの導電体から好適に形成され得る。RFエネルギの高周波電流は、導電体の表面を集中して流れるため、発電効率を高めるため、導電体の表面を高導電率材料で被覆してもよい。導電体の断面中央に空洞を有する構成からインダクタ107a、109aを形成すると、軽量化を実現することができる。更に、リッツ線などの並列配線構造を採用してインダクタ107a、109aを形成すれば、単位長さ辺りの導体損失を低減できるため、直列共振回路、および並列共振回路のQ値を向上させることができ、より高い効率で電力伝送が可能になる。製造コストを抑制するために、インク印刷技術を用いて、配線を一括して形成することも可能である。第1インダクタ107aおよび/または第2インダクタ109aの周辺に磁性体を配置してもよいが、第1インダクタ107aと第2インダクタ109aとの結合係数を極端に高い値に設定することは好ましくない。このため、インダクタ107a、109aの間の結合係数を適度な値に設定できる空芯スパイラル構造を有するインダクタを用いることがより好ましい。第1、第2容量素子107b、109bには、例えばチップ形状、リード形状を有する、あらゆるタイプのキャパシタを利用できる。空気を介した2配線間の容量を第1、第2容量素子107b、109bとして機能させることも可能である。第1、第2容量素子107b、109bをMIMキャパシタから構成する場合は、公知の半導体プロセスまたは多層基板プロセスを用いて低損失の容量回路を形成できる。長期信頼性を高めるという観点から、第1アンテナ107および第2アンテナ109を構成する部品インダクタおよび容量素子などは保護装置117内に格納されることが好ましい。また、保護装置117には防水加工および/または耐熱加工が施されることが好ましい。伝送損失を最小化するためには、第1アンテナ107および第2アンテナ109は、できるだけ近接して配置されることが好ましい。ただし、昇圧比を所望の値に調整する目的で保護装置117内における位置を調整してもよい。保護装置117は、屋根などの外部部材に直接に固定されていてもよい。第1アンテナ107と第2アンテナ109との磁界結合の強さに影響を与えない範囲で、保護装置117および外部部材にそれぞれ強磁性体および磁石を設けることにより、強磁性体と磁石との間に働く磁力を利用し、保護装置117を外部部材に着脱自在に取り付けるようにしてもよい。あるいは、保護装置117および外部部材のいずれか一方に吸盤を設けることにより、保護装置117を外部部材に着脱自在に取り付けるようにしてもよい。次に、図6を参照しながら、本実施形態の発電装置によって得られる昇圧効果を説明する。なお、第2アンテナ109の後段に出力変換部120が接続されている場合の昇圧の程度は、出力変換部120の構成に依存して変化する。わかりやすさのため、まず、出力変換部120が第2アンテナ109の後段に接続されていない場合の昇圧効果を説明する。出力変換部120が第2アンテナ109の後段に接続されている場合の昇圧効果については、出力変換部120の構成を説明した後に、更に詳細に説明することにする。ここでは、送電側の第1アンテナ107と受電側の第2アンテナ109とが結合係数kで結合しているものとする。結合係数は、同一周波数f0で共振する2つの共振器アンテナ107、109を近接させた際に分離する2つの共振周波数fL、fHを計測することにより、以下の式から導かれる。式2k=fH2-fL2/fH2fL2なお、発振器103の周波数f0は、共振周波数fL、fHの近傍に設定することが好ましい。より詳しくは、共振周波数fL、fHにおける結合共振器対のQ値を、それぞれ、QL、QHとするとき、以下の式3を満たすようにf0を設定することが好ましい。式3fL-fL/QL≦f0≦fHfH/QHまた、インダクタンスL1の第1インダクタ107aとインダクタンスL2の第2インダクタ109aとの間に生じる相互インダクタンスMと結合係数kとの間には、以下の関係が成立する。式4M=k×L1×L205第2アンテナ109の並列型共振回路において、第2インダクタ109aを流れる高周波電流をIL2、第2容量素子109bを流れる高周波電流をIC2とすると、図6に示す向きに流れる出力高周波電流I2は、以下の式によって表される。式5I2=-IL2-IC2また、第1インダクタ107aを流れる高周波電流をIL1とすると、第2インダクタ109aを流れる高周波電流IL2、第2容量素子109bを流れる高周波電流IC2、第2インダクタ109aのインダクタンスL2、第2インダクタ109aの寄生抵抗R2、第1インダクタ107aのインダクタンスL1、第2容量素子109bのキャパシタンスC2を用いて、以下の式が導かれる。式6R2jωL2×IL2jωM×IL1=IC2/jωC2第2アンテナ109では共振条件が成立しているため、以下の式7が成立している。式7ωL2=1/ωC2上記の式5~式7から、以下の式が成立する。式8R2×IL2jωM×IL1=jωL2×I2式8を変形して以下の式を得る。式9I2=k×L1/L205×IL1-jR2/ωL2×IL2一方、第1アンテナ107の共振器の低損失性を評価する指標Q値は、式10の式によって表される。式10Q2=ωL2/R2ここで、共振器のQ値が非常に高い場合、式9の右辺第2項を無視する近似が成り立つ。よって、最終的に、以下の式11により、第2アンテナ109で生じる高周波電流出力電流I2の大きさが導出される。式11I2=k×L1/L205×IL1ここで、高周波電流I2は、送電側の共振器第1アンテナ107に入力される高周波電流I1=第1インダクタ107aを流れる高周波電流IL1、共振器アンテナ間の結合係数k、第1および第2インダクタンスL1、L2に依存する。上記の式11から、本実施形態の発電装置の昇流比Irは、次の式12によって表される。式12Ir=|I2/I1|/Voc=k/Voc×L1/L205なお、式12に示す発電装置の昇流比とは、無線伝送部105の昇流比と、発振器103の昇流比同昇圧比Vocの逆数との積で表される。また、昇圧比Vrおよびインピーダンス変換比Zrは、それぞれ、式13および式14によって表される。式13Vr=Voc/k×L2/L105式14Zr=Voc/k2×L2/L1式13からわかるように、L2/L1>k/Voc2の条件が成立するとき、昇圧比Vrは1よりも大きくなる。このことから、結合係数kが小さくなると、昇圧比Vrが上昇することがわかる。従来の電磁誘導によるエネルギ伝送では、結合係数kを低下させることは、伝送効率の大幅な低下につながっていたが、本発明の磁気共振方式では、結合係数kを低下させても伝送効率の大幅な低下には至らない。特に、第1アンテナ107および第2アンテナ109の各々を構成する共振器のQ値を高い値に設定すれば、昇圧比Vrを増大させながら、伝送効率の低下を抑制することが可能である。太陽光発電システムにおけるパーシャルシェイディングの影響を回避するためには、多数の太陽光発電部を直列に接続する構成よりも、複数の太陽光発電部を並列に接続する構成を採用することが好ましい。2つの太陽光発電部を直列に接続する場合と同等の電圧特性を、2つの太陽光発電部を並列に接続することによって得るためには、各太陽光発電部の出力電圧を2倍に昇圧する必要がある。式12から、昇圧比Vrが2に等しくなるのは、L2/L1≧4×k/Voc2の関係が満足されるときである。本発明では、L2/L1≧4×k/Voc2の関係が満足されるため、2以上の昇圧比Vrが実現できる。L2/L1≧100×k/Voc2の関係が成立すると、10倍以上の昇圧比Vrを実現することができる。L2/L1≧10000×k/Voc2の関係が成立すると、100倍以上の昇圧比Vrを実現することができる。本実施形態の発電装置では、このように高い昇圧比Vrを実現するように、k、Voc、L2、L1の大きさを設定することは容易である。以下、本実施形態の発電装置および発電システムの効果を従来の発電装置および発電システムと比較しながら説明する。特許文献2に開示されている無線電力伝送装置では、2つの磁気共振器の間でエネルギが伝送されるが、その無線電力伝送装置は、2つの共振器で同一の共振方式を採用しているため、伝送に際して昇圧効果が発現しない。本発明の発電装置および発電システムによって得られる出力電圧の上昇効果は、第1アンテナの側に直列磁気共振構造を採用するとともに、第2アンテナの側に並列磁気共振構造を採用し、これらの異なる共振構造の間でエネルギの伝送が行われたときに生じる新規な効果である。なお、直列共振回路や並列共振回路は、RFタグに代表される従来の無線通信システムでも使用され得る。しかし、無線通信システムの高周波ブロックの特性試験に用いる測定器の測定端子の終端インピーダンスや高周波ケーブルの特性インピーダンスは、基本的に50Ωに設定されている。よって、無線通信システムのアンテナとの接続点では、送信機器内でも受信機器内でも、インピーダンスを50Ωにあわせて回路ブロック間を接続するのが一般的である。一方、本発明における無線伝送部での入出力インピーダンス変換比Zrは、後述の実施例においても100を超えたり、条件によっては20000を超えていたり、と極めて高い値を示すように設定される。このような高い入出力インピーダンス変換比Zrは、従来の通信システムでは考慮の対象外である。また、本発明では、2つの共振器間の距離を大きく設定し、結合係数kを低く設定するほど、より高い昇圧比Vrを得ることができるが、このことは、公知の通信システムに用いられてきた無線伝送部の構造および機能からは容易に想到し得ない効果である。なお、電源回路などに利用されるトランスでは、2つのインダクタが近接しており、一種の無線電力伝送装置として機能している。しかし、これらのインダクタ間では、磁気共振型の結合は生じていない。なお、トランスでは、第1インダクタの巻数N1に対する第2インダクタの巻数N2の比率を大きくすることにより、昇圧効果を実現することも可能である。しかし、トランス昇圧回路によって例えば10以上の昇圧比を実現しようとすると、巻数N2を巻数N1の10倍以上に増加させる必要がある。巻数N2の大幅な増加は、第2インダクタにおける寄生抵抗成分R2を比例的に上昇させるため、伝送効率の低下を招いてしまう。この点、本発明では、巻数N1と巻数N2とが同じ値に設定されていても、高いZrを得ることができる。本実施形態では、第1インダクタ107aのインダクタンスL1と第2インダクタ109aのインダクタンスL2とを等しく設定する必要はない。例えば、インダクタンスL2をインダクタンスL1より大きく設定することにより、昇圧比Vrを高めることができる。図7は、第2インダクタ109aのインダクタンスL2を高めるため、第2インダクタ109aの巻数N2を第1インダクタ107aの巻数N1よりも大きな値に設定した実施形態を示す図である。N2/N1が1よりも大きいと、公知のトランス昇圧回路を用いて昇圧する場合に比べ、より低い損失で高い昇圧比を実現できる。インダクタンスL2をインダクタンスL1より大きくするために、N2/N1を1よりも大きく設定する代わりに、あるいはN2/N1を1に設定したままで、第2アンテナ109の形成領域を第1アンテナ107の形成領域よりも拡大してもよい。以下の説明において、第1インダクタ107aおよび第2インダクタ109aの少なくとも前面は、いずれも、平面的な形状を有しており、それらは互いに直交しないように配置されているものとする。図8aは、第1アンテナ107の配置面に対して垂直に投影した、第2アンテナ109の配置領域113を示している。ここで、第1アンテナ107の配置面とは、第1インダクタ107aの前面を含む1つの平面第1配置面であると定義する。図8bは、第1インダクタ107aの配置面240を示す断面図である。図8bの例における第1インダクタ107aは、配置面240に対して平行である。また、第2アンテナの配置領域とは、第1アンテナ107の配置面240に対して垂直に投影された第2インダクタ109aの輪郭によって囲まれた領域であると定義する。図8aには、第1アンテナ107の配置面に対して垂直に投影された第1インダクタ107aが示されている。図8aに示す例では、第1アンテナ107の配置面に投影された第1インダクタ107aが、配置領域113の内部に存在し、かつ、配置領域113の縁部に寄っている。このような配置構成を採用することにより、更に高い昇圧比を実現することができる。無線伝送部105の昇圧比を調整するために、アンテナの形状およびサイズを非対称な組合せに設定した上で、第2アンテナよりも第1アンテナを大きく設定してもよい。なお、アンテナの配置関係は図8に示す例に限定されず、第1アンテナ107と第2アンテナ109とを入れ替えた配置関係であってもよい。すなわち、図8における第1アンテナ107を第2アンテナ109に置き換え、配置領域113を第1アンテナ107の配置領域に置き換えてもよい。ここで、第1アンテナ107の配置領域とは、第2アンテナ109の配置面に投影されたインダクタ107aの輪郭によって囲まれた領域である。また、第2アンテナ109の配置面とは、第2インダクタ109aの前面を含む1つの平面第2配置面であると定義する。伝送効率の観点から、第1配置面と第2配置面とは互いに平行な関係にあることが好ましいが、両者は厳密に平行である必要は無い。なお、第1インダクタ107a、第2インダクタ109aは、平面的な形状を有している必要はない。次に、第2アンテナ109から出力されるRFエネルギを交流エネルギに変換する出力変換部120を説明する。出力変換部120は、図5に示すように、第2アンテナ109の後段に接続される。回路ブロック間でのRFエネルギの多重反射を抑圧し、総合発電効率を改善するためには、出力変換部120の出力端子が図4に示す系統に接続された状態において、発振器103から出力されるRFエネルギの出力インピ-ダンスZocと第1アンテナ107の入力インピーダンスZinとをほぼ等しくすることが好ましい。また、同様に、発振器103が第1アンテナ107に接続された状態で、出力変換部120の出力インピーダンスZroutが、接続される系統図4の入力インピーダンスRにほぼ等しく設定されることが好ましい。出力変換部120は、無線伝送部105から出力されたRFエネルギを、系統の交流周波数fpおよび電圧V0±Vfに変換する回路である。交流周波数fpは、RFエネルギの周波数例えば3MHzよりも格段に低く、例えば50または60Hzである。ここで、電圧V0は系統の電圧であり、VfはV0からの許容されるズレ幅である。V0±Vfは、V0-VfからV0Vfまでの範囲を示す。RFのエネルギから周波数fpの交流エネルギに変換するには、例えば初段においてRFから一旦直流エネルギに変換整流し、後段において直流エネルギを周波数fpのエネルギに変換する方法がある。初段において、RFから一旦直流エネルギに変換する方法としては、例えば両波整流やブリッジ整流回路を利用できる。図9aは、半波倍電圧整流回路の回路図であり、図9bは両波倍電圧整流回路の回路図である。いずれの整流回路もダイオードなどの受動素子を含んでいる。他にも、3倍以上の昇圧比を実現できる高倍圧整流回路方式がある。これらの整流回路は、いずれも、本発明に適用可能である。図9に例示される倍電圧整流回路を用いれば、出力変換部120に入力されるRF電圧の2倍に昇圧した直流電圧を出力させることが可能となる。このような整流回路を用いると、無線伝送部105での昇圧効果に加えて、更なる昇圧効果を実現することが可能になる。なお、整流回路は、上述したようなダイオード等の受動素子を有する回路に限定されない。例えば同期整流回路のように、外部クロックによってFETのゲートをON/OFF制御して整流する回路を採用してよい。一方、整流回路の後段において、直流エネルギを周波数fpの交流エネルギに変換する回路としては、例えばインバータを利用することができる。図10Aは単相出力のインバータの回路図であり、図10Bは三相出力のインバータの回路図である。また、図10CはV接点インバータの回路図である。図10Aから図10Cに例示されるインバータを用いれば、出力変換部120の初段で整流された直流エネルギを、系統の周波数fp、電圧V0±Vf、および相数に合わせて変換し、出力することが可能となる。また、後段でDC-AC変換を行った後に交流フィルタを通過させてもよい。このようなフィルタを用いることにより、系統への潮流にとって望ましくない高調波やノイズ成分等を除去できる。さらに、図11に例示する昇圧チョッパ回路を、インバータ回路の前段に設けることにより、直流エネルギの電圧を予め高めてから、インバータ回路で交流エネルギに変換してもよい。出力変換部120の上記の例は、RFから直流に変換する整流回路と、直流から交流に変換するインバータとを備えているが、本発明で使用可能な出力変換部120の構成は、このような構成に限定されない。図12に例示する、間接方式のマトリクスコンバータインダイレクトマトリクスコンバータを用いても、上述と同様の変換を行うことができる。マトリクスコンバータの構成の詳細は、非特許文献1に開示されている。非特許文献1の開示内容の全体を本願に援用するincorporatedbyreference。なお、出力変換部120は、RFエネルギから交流エネルギに直接変換を行う回路であってもよい。図13に例示される直接方式のマトリクスコンバータを用いれば、無線伝送部から出力されるRFエネルギを、系統の周波数fp、電圧V0±Vf、および相数へ直接変換することが可能となる。また、マトリクスコンバータの前段にRFフィルタを設けることにより、交流周波数fpへの変換にとって望ましくない高調波やノイズ成分等を除去してもよい。本実施形態における出力変換部120では、RFから交流への変換方法によって、出力変換部120の入出力電圧比、即ち昇圧比Vtrが異なる。例えば、倍電圧整流回路を用いると電圧を2倍に昇圧することができるが、マトリクスコンバータを用いると最大約0.87倍にしか昇圧できない。さらに、交流フィルタやRFフィルタの有無、昇圧チョッパ回路の動作条件や回路損失等によっても、昇圧比Vtrは変動する。系統へエネルギ電力を潮流するためには、出力変換部120からの出力電圧Vsysを、V0±VfVに収める必要がある。一例として、日本の電力系統への潮流に関しては、V0=202,Vf=20と定められている。発電部から出力されるエネルギの電圧をVgenとした場合、本実施形態における発電装置全体の昇圧比Vr=Vsys/Vgenおよびインピーダンス変換比Zrは、それぞれ、出力変換部120における昇圧比Vtrを用いて、以下の式15式16へと書き換えられる。式15Vr=Voc×Vtr/k×L2/L105式16Zr=Voc×Vtr/k2×L2/L1本実施形態では、上記の式15からわかるように、L2/L1>k/Voc×Vtr2の関係を満足する場合に昇圧比を1より大きくすることが可能になる。昇圧比Vrを2以上にするためには、L2/L1≧4×k/Voc×Vtr2での関係を満足する必要がある。L2/L1≧100×k/Voc×Vtr2の関係が成立するとき、10倍以上の昇圧比Vrを実現することができる。例えば、Vgen=40V、Vsys=182~222V202±20Vとした場合、Vr=4.55~5.55の範囲に設定すればよい。したがって、4.552×k/Voc×Vtr2≦L2/L1≦5.552×k/Voc×Vtr2を満足するように、L1,L2,k,Voc,及びVtrを調整すればよいことになる。このように、Vgenの値が40Vで固定の場合、昇圧比Vrは4.55~5.55のいずれかの値で変動しても、Vsysを182~222Vに収めることが可能となる。ただし、系統への潮流電圧に誤差±20Vが認められているとはいえ、複数の発電装置から潮流が行われた場合には、潮流電圧誤差が累積して、送電網に悪影響を及ぼす可能性がある。したがって、VsysはV0にほぼ等しくなるように、Vrを調整することが望ましい。上述の例では、VsysがV0=202Vとなるように、Vrを5.05に維持することが望ましい。一方、太陽光発電では、MPPTMaximumPowerPointTrackingと呼ばれる発電電圧/電流量制御により、太陽光発電パネルに照射される光量に応じて常に最大電力が出力される仕組みが存在する。即ち、MPPTのような制御が含まれた発電部からの出力電圧Vgenは、時間変化する可能性があり、Vrの可変的な制御が必要となる場合がある。例えば、Vgen=Vgenmin~VgenmaxVの範囲で変動しても、Vsys=Vsysmin~VsysmaxVの範囲で収まるようにするためには、以下の2つの条件を同時に満足する必要がある。式17Vsysmin≦Vgenmin×Vr≦Vsysmax式18Vsysmin≦Vgenmax×Vr≦Vsysmax式17及び式18を同時に満足するVrの条件は、Vgenmin≦Vgenmaxより、式19Vsysmin/Vgenmin≦Vr≦Vsysmax/Vgenmaxとなる。また、式19を満足するVrが存在する条件は、式19の第1辺と第3辺の大小関係が成立するとき、即ち式20Vsysmin/Vgenmin≦Vsysmax/Vgenmaxとなる。例えば、式20が成立する条件として、Vgen=35~40V、Vsys=182~222Vの場合、満たすべき昇圧比は式19よりVr=5.2~5.55となる。このVrを満足しさえすれば、Vsysの条件は最低限満足できることになる。しかし、上述したように、Vsysはなるべく一定値となるように出力することが望ましいため、Vgenの変動に応じて、Vsysが一定となるようにVrを可変させることが望ましい。さらには、式20が成立しない条件、即ちVsysmin/Vgenmin>Vsysmax/Vgenmaxの関係が成立する場合には、Vgenの値に応じてVrを可変とする必要がある。例えば、Vgen=20~40V、Vsys=182~222Vの場合に、式20は成立しなくなる。この条件下では、例えばVgen=20Vの時にはVr=9.1~11.1のいずれか、Vgen=30Vの時にはVr=6.07~7.4のいずれか、Vgen=40Vの時にはVr=4.55~5.55のいずれかとなるようにVrを変化させればよい。なお、上述したように、VsysはV0となるように制御することが望ましい。即ち、上述の例ではVsys=202Vとなるように、例えばVgenが20,30,40Vに対して、Vrがそれぞれ10.1,6.73,5.05とすることが望ましい。実施形態2次に、図14Aを参照しながら、本発明による発電システムの実施形態を説明する。図14Aは、本実施形態における発電システムのブロック図である。図14Aにおいて、前述の実施形態における発電装置の構成要素と同一の構成要素には、同一の参照符号を付しており、その詳細な説明は省略する。図14Aの発電システムは、並列的に接続された複数の発電昇圧部131a、131b131nを含んでいる。本実施形態における発電昇圧部131a~131nは、いずれも、実施形態1における発電部101から第2アンテナ109までの構成と同一である。本発明の効果を得るには、並列に接続された少なくとも2つの発電昇圧部が本発明の発電装置と同様の構成を備えていればよい。図14Aに示す例では、発電昇圧部131a~131nから出力されるRFエネルギが、それぞれ、出力変換部120に入力される。言い換えると、複数の発電装置の出力が並列接続され、各発電装置が実施形態1における発電装置の構成を備えている。各発電昇圧部131a~131nは、直列に接続された太陽光発電部101、発振器103、第1アンテナ107、第2アンテナ109を備えている。なお、太陽光発電部101において構成されるセルの直列数はいくつであってもかまわない。太陽光発電部101によって生成された直流エネルギは、発振器103でRFエネルギに高い効率で変換される。このRFエネルギは、送電側の第1アンテナ107と受電側の第2アンテナ109との間で非接触に転送された後、出力変換部120において周波数fpの交流エネルギに変換される。なお、図14Aにおける出力変換部120は、RFエネルギを直流エネルギに変換する整流回路115と、整流回路115から出力される直流エネルギを周波数fpの交流エネルギに変換するインバータ116とを備えている。出力変換部120の構成は、このような構成に限定されない。例えば、RFエネルギを直接に交流エネルギに変換する直接方式のマトリクスコンバータによって出力変換部120を実現してもよい。図14Aの例では、複数の出力変換部120から出力された交流エネルギ電力は、並列接続によって加算された後、系統に潮流される。本実施形態によれば、発電昇圧部131a~131nの各々から得られる出力電圧が、個々の太陽光発電部によって得られる出力電圧よりも飛躍的に増大している。よって、発電昇圧部131a~131nを並列に接続しても、系統が要求する電圧値により近い値を実現することが可能である。発電昇圧部131a~131nが並列に接続されているため、発電昇圧部131a~131nの一部の特性が劣化した場合や、発電昇圧部131a~131nに対する太陽光の照射条件に差異が生じた場合でも、従来の発電システムよりも安定した特性を得ることが可能となる。図14Bは、本発明による発電システムの他の構成例を示す図である。図14Bに示す例では、少なくとも1つの出力変換部120が、複数の発電昇圧部131a~131nから出力されるRFエネルギを受け取り、各RFエネルギを複数の整流回路115によって直流エネルギに変換する。複数の整流回路115の各々から出力される直流エネルギは並列接続によって加算され、インバータ116によって周波数fpの交流エネルギに変換される。出力変換部120が上記の構成を有する場合、発電システムが必要とするインバータ116の数を削減すること可能である。図14Cは、本発明による発電システムの更に他の構成例を示す図である。図14Cに示す例では、複数の発電昇圧部131a~131nから出力されるRFエネルギは、並列接続によって加算された後、出力変換部120に入力される。この例では、出力変換部120の整流回路115が、加算後のRFエネルギを直流エネルギに変換する。そして、整流回路115から出力される直流エネルギがインバータ116によって交流エネルギに変換される。このような構成例によれば、出力変換部120の構造をさらに簡略化することが可能となる。また、複数相入力が可能な直接方式のマトリクスコンバータを用いて、RFエネルギを直接交流エネルギに変換してもよい。本実施形態における系統への潮流は、系統からの指示に従って行うようにしてもよい。例えば、出力変換部120から出力される電圧が系統の電圧から大きく逸脱した場合に潮流の緊急停止を行ったり、潮流の電圧を能動的に制御したりしてもよい。さらには、系統の安定性を確保するために解列してもよい。また、系統の電圧位相に合わせるために、位相制御を行ってもよい。図14A、14B、14Cでは、家庭用配線を図示していないが、出力変換部120から出力される交流エネルギは、図4に示す電力分岐部140などを介して家庭用配線に接続され得る。実施例1以下、本発明の実施例1を説明する。まず、受光面側の形状が一辺12cmの正方形である9つの単結晶シリコン系太陽光発電素子セルを直列に接続し、出力電圧4.5V、出力電流1A、出力インピーダンス4.5Ωの太陽光発電部を作製した。この太陽光発電部の出力端子に、出力周波数が3MHz、出力インピーダンスZocが5Ωの発振器を接続した。F級増幅器により実現した発振器の効率は95であった。実施例1における発振器の昇圧比Vtrは1.05である。第1アンテナおよび第2アンテナは、その共振周波数が発振器の出力周波数に等しい3MHzとなるように設計した。第1アンテナは、インダクタンスが1.988μHの第1インダクタとキャパシタンスが830pFの第1容量素子とを直列に接続することによって作製した。第2アンテナは、インダクタンスが1.988μHの第2インダクタとキャパシタンスが830pFの第2容量素子とを並列に接続して作製した。第1および第2インダクタは、共に、直径80μmの銅配線を30本ずつ互いに絶縁して並列に配置して構成したリッツ線により実現した。2つのインダクタの外形は共に一辺36cmの正方形であり、巻数は2に設定した。各アンテナ共振器のQ値は1350であった。第1アンテナと第2アンテナは、互いの形成面を平行に対向して配置し、対抗面間の間隔はgcmとした。この間隔gを5cmから75cmまでの範囲で変化させながら、各g値に対する共振器間の無線伝送効率を最大とする最適な入出力インピーダンスZinとZoutを測定した。実際の測定は、以下の2段階の手順で行った。第1に、2つのアンテナ共振器の入出力端子間の高周波特性を、50Ωの端子インピーダンスのネットワークアナライザにて測定し、50Ωを基準インピーダンスとする測定データを得た。第2に、上記測定データを基に、端子での信号反射が最小化するような入出力端子のインピーダンス条件Zin、Zoutを回路シミュレータ上で導出した。図15は、導出したZinおよびZoutのg依存性を示すグラフである。図16は、無線伝送部の入出力インピーダンス変換比Zrおよび転送効率のg依存性を示すグラフである。Zrの値は、間隔gの全範囲で1を超えており、間隔gが大きくなるほど、Zrが飛躍的に増大することがわかった。より詳しく説明すると、g=5cmでZrは7.7であり、g=7.5cmでZrは20.6、g=75cmでは23158に達した。また、g=5cmでの共振器間の結合係数kは0.376であり、式14においてVocを1として無線伝送部のみのkを導出した場合=0.361と比較して4の誤差しかなかった。以上の結果より、式14の妥当性が証明された。図17は、図16のグラフにおける10cm≦g≦40cmの範囲での特性を拡大して示したグラフである。例えば、g=22.5cmの条件で得られた147という高いZr値を、トランスによって得るためには、一次コイルの巻数に対する二次コイルの巻数の比を12.1倍に設定する必要がある。本発明の実施例では、巻数比1の第1アンテナおよび第2アンテナを用いながら、Zrを147に高めることができた。上記の方法で導出した入出力インピーダンスZin、Zoutに、入出力端子インピーダンスを整合させた場合の順方向通過特性は、本発明による発電装置内での無線伝送効率に相当する。図17に示されるように、g=22.5cmでも、98.3という良好な無線伝送効率を得ることができた。実施例1では、無線伝送部に前述の発振器を接続することにより、入力直流電圧から効率93.1でRF出力を得ることが実現した。入力直流電圧に対する昇圧比は12.7であった。入力された電力の一部は、回路ブロック間のわずかな不整合に起因する損失により、熱に変わったものと考えられる。比較例1~3実施例1の場合と同様に、無線伝送部を送受共に共振周波数3MHzの共振器で実現した比較例1、2を作製した。実施例1と比較例1、2との間にある相違点は、比較例1、2における2つのアンテナ共振器の共振方式を等しくした点のみにある。すなわち、比較例1では、2つのアンテナをそれぞれLC直列型共振器から構成し、比較例2では、2つのアンテナをそれぞれLC並列共振器から構成した。各共振器の回路定数は、実施例1における回路定数と一致させた。更に、2つのアンテナが共振しないように構成された比較例3も作製した。実施例2実施例1では、第1アンテナにおける第1インダクタの巻数N1と第2アンテナにおける第2インダクタの巻数N2を等しく設定していたが、実施例2として巻数比が異なる発電装置を作製した。すなわち、実施例2では、巻数N2を2から4へ増やした。アンテナ外形サイズは実施例1と同様である。実施例3実施例1では、第1アンテナのサイズと第2アンテナのサイズとは同一であったが、実施例3として、第2アンテナのサイズを第1アンテナのサイズよりも拡大した発電装置を作製した。すなわち、実施例3では、第2アンテナの外形を規定する正方形の一辺を72cmとした。実施例3では、第1アンテナの重心と第2アンテナの重心を結ぶ線分が両アンテナの配置面とそれぞれ直交するよう配置した。実施例4実施例4では、実施例3における配置関係を変更した発電装置を作製した。すなわち、図8に示したように、第1アンテナの配置面へ投影した、第2アンテナの配置領域図中点線で図示に対して、第1アンテナが該配置領域の実質的に内部であり、且つ縁部に相当する位置に配置した。以下の表1は、実施例1、比較例1~3、実施例2~4における共振器の構成や、g=22.5cmの無線伝送部特性などを示している。表1から明らかなように、実施例1ではワイヤレスでの高効率電力伝送を実現しつつ、極めて高い昇圧比Vrを達成できることが明らかとなった。また、実施例2~4によれば、実施例1を上回る良好なZr、Vrを得た。実施例5次に、実施例5として、実施例1の構成の第2アンテナ出力に、倍電圧整流回路を接続した発電装置を作製した。作製した半波倍電圧整流回路の直流変換効率は、共振周波数3MHzにおいて、93.4を示した。導入した整流回路では、入力高周波電圧に対して出力直流電圧が2倍の値となる昇圧比Vtr=2の昇圧機能が得られ、太陽光発電部の出力エネルギに対して、本発電装置の出力直流エネルギは86.4の強度であった。実施例6実施例6として、実施例1の構成の第2アンテナ出力に、ブリッジ整流回路を接続した発電装置を作製した。作製したブリッジ整流回路の直流変換効率は、共振周波数3MHzにおいて、94.1を示した。導入した整流回路では、太陽光発電部の出力エネルギに対して、本発電装置の出力直流エネルギは87.0の強度であった。実施例7実施例6の条件を一部変更し、Voc=1.52、g=15cmの条件で実施例7の発電装置を作製した。実施例7の発電装置の出力電圧は308Vであり、発電効率は87.2であった。実施例8、比較例4実施例7の発電装置を7個並列に接続し、実施例8の発電システムとし、出力電圧308V、27.5Wの発電出力を得た。同様に、比較例4として太陽光発電セルを63個直列に接続した発電システムを作製した。以下の表2は、実施例8と比較例4の特性を示した。実施例8は、比較例4と比較して内部で7回の並列接続を用いたにも係わらず、出力電圧は9.8倍高い値であった。"