並列に配置されたK個Kは2以上の自然数の混合器セルからなり、前記K個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、前記K個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、N個NはK≧Nの自然数の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、前記N個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、を含み、前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器。前記周波数分周器セルの個数Nと前記混合器セルの個数Kとは同一であり、前記K個の混合器セルと前記N個の周波数分周器セルを、1対1で接続したことを特徴とする請求項1に記載の送信器。前記周波数分周器セルの個数Nが前記混合器セルの個数Kよりも小さく、前記K個の混合器セルと前記N個の周波数分周器セルを、1対1もしくは1対複数で接続したことを特徴とする請求項1に記載の送信器。前記位相検出器は、前記N個の周波数分周器セルのうちの一つの周波数分周器セルからの出力信号の位相を基準として、この周波数分周器セル以外のN-1個の周波数分周器セルの位相関係を検出することを特徴とする請求項1から3のいずれか一項に記載の送信器。前記N個の周波数分周器セルは、前記N個の周波数分周器セルの出力信号同士の位相関係が正転もしくは反転であり、前記位相検出器は、この正転もしくは反転の位相関係を検出することを特徴とする請求項1から4のいずれか一項に記載の送信器。前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする請求項5に記載の送信器。前記周波数分周器は、2分周器をL段Lは2以上の自然数直列に接続した2^L分周器により構成される周波数分周器セルと、複数の2分周器の出力信号間の位相関係を検出するためのL-1個の2分周器位相検出器とからなり、L-1個の前記2分周器位相検出器のうちM段目Mは2以上の自然数の前記2分周器位相検出器は、並列に配置された前記N個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるM段目の前記2分周器の出力信号間の位相関係を検出し、前記N個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるM1段目の前記2分周器は、M番目の前記2分周器位相検出器の検出結果に応じて、入力される信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする請求項1から6のいずれか一項に記載の送信器。同相Iベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第1混合器と、直交Qベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第2混合器と、前記第1混合器に入力される第1キャリア波信号と、前記第2混合器に入力され前記第1高周波信号と位相が90度異なる第2キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するIQ周波数分周器と、前記第1混合器の出力信号と、前記第2混合器の出力信号と、を加算する加算部と、を含むことを特徴とする請求項1から7のいずれか一項に記載の送信器。しかし、従来の送信器をCMOSComplementaryMetalOxideSemiconductor回路で実現した場合、混合器自体の平均的な電力消費を抑えることは可能であるが、混合器を駆動するためのキャリア波信号である高周波信号を生成する周波数分周器の電力消費は、送信出力電力とは無関係であり、その平均電力は高いままであるという課題がある。本発明は、上記課題に鑑みなされたものであり、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の双方の低消費電力化を行うことで、従来の送信器よりも平均的な消費電力が小さい送信器を提供することを目的とする。上記問題を解決するために、本発明の一態様は、並列に配置されたK個Kは2以上の自然数の混合器セルからなり、前記K個の混合器セルにベースバンド信号がそれぞれ入力される混合器と、前記K個の混合器セルにキャリア波信号を出力し、N個NはK≧Nの自然数の周波数分周器セルからなる周波数分周器と、前記混合器と前記周波数分周器の動作状態を設定するための制御信号を出力する制御回路と、前記N個の周波数分周器セルのそれぞれの出力信号の位相関係を検出する位相検出器と、を含み、前記制御回路は、互いに接続された前記混合器セルと前記周波数分周器セルとを独立して動作状態を設定し、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を調整することを特徴とする送信器である。この構成によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Nと前記混合器セルの個数Kとは同一であり、前記K個の混合器セルと前記N個の周波数分周器セルを、1対1で接続したことを特徴とする送信器である。また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器セルの個数Nが前記混合器セルの個数Kよりも小さく、前記K個の混合器セルと前記N個の周波数分周器セルを、1対1もしくは1対複数で接続したことを特徴とする送信器である。また、本発明の他の態様は、前記位相検出器は、前記N個の周波数分周器セルのうちの一つの周波数分周器セルからの出力信号の位相を基準として、この周波数分周器セル以外のN-1個の周波数分周器セルの位相関係を検出することを特徴とする送信器である。この構成によれば、安定して所望の送信出力電力を得ることが可能である。また、本発明の他の態様は、前記N個の周波数分周器セルは、前記N個の周波数分周器セルの出力信号同士の位相関係が正転もしくは反転であり、前記位相検出器は、この正転もしくは反転の位相関係を検出することを特徴とする送信器である。また、本発明の他の態様は、前記混合器セルは、前記位相検出器の検出結果に応じて、入力される前記ベースバンド信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする送信器である。また、本発明の他の態様は、前記周波数分周器は、2分周器をL段Lは2以上の自然数直列に接続した2^L分周器により構成される周波数分周器セルと、複数の2分周器の出力信号間の位相関係を検出するためのL-1個の2分周器位相検出器とからなり、L-1個の前記2分周器位相検出器のうちM段目Mは2以上の自然数の前記2分周器位相検出器は、並列に配置された前記N個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるM段目の前記2分周器の出力信号間の位相関係を検出し、前記N個の周波数分周器セルのそれぞれにおけるM1段目の前記2分周器は、M番目の前記2分周器位相検出器の検出結果に応じて、入力される信号の位相を正転もしくは反転することを特徴とする送信器である。この構成によれば、安定して所望の送信出力電力を得ることが可能である。また、本発明の他の態様は、同相Iベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第1混合器と、直交Qベースバンド信号が入力される前記混合器を有する第2混合器と、前記第1混合器に入力される第1キャリア波信号と、前記第2混合器に入力され前記第1高周波信号と位相が90度異なる第2キャリア波信号と、を生成する前記周波数分周器を有するIQ周波数分周器と、前記第1混合器の出力信号と、前記第2混合器の出力信号と、を加算する加算部と、を含むことを特徴とする送信器である。この構成によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。本発明の一態様によれば、送信出力電力を最大から下げる際に、混合器を構成する混合器セルと対となる周波数分周器セルを、混合器とともに非動作とすることで、所望の送信出力電力に応じて、周波数分周器での電力消費を抑えることができる。以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。以下の説明において参照する各図では、他の図と同等部分は同一符号によって示す。また、以下に説明する構成において用いられるトランジスタは、すべてN型MOSトランジスタである。第1の実施形態[回路構成]IQ直交変調型送信器図1は、本実施形態に係るIQ直交変調型送信器の構成例を示す図である。図1に示されるIQ直交変調型送信器は、ベースバンド部20と、IQ直交変調器30と、制御回路5000と、バンドパスフィルター9と、パワーアンプ10PAと、アンテナ11と、電力検出器12と、インターフェース回路14と、位相検出器15と、から構成される。また、ベースバンド部20は、デジタル信号処理部1と、デジタル/アナログ変換器3DA変換器と、ローパスフィルター4と、アナログ/デジタル変換器13AD変換器とから構成される。IQ直交変調器30は、電圧制御発振回路7VCOと、周波数分周器50と、2つの混合器5、5’と、加算ノード8から構成される。周波数分周器50からの差動出力は、混合器5の高周波差動入力後述する図2の高周波差動入力1201、1301へと接続される。同様に、周波数分周器50からの差動出力は、混合器5’の高周波差動入力後述する図2の高周波差動入力1201、1301へと接続される。なお、混合器5、5’および周波数分周器50の構成は後に詳述する。また、制御回路5000は、インターフェース回路14からの送信電力設定を受けて、分周器50内部の複数の分周器セルと、混合器5、5’の複数の混合器セルとについて、動作もしくは非動作の状態を制御する。具体的には、制御回路5000は、あらかじめ設定された制御テーブルに従い、インターフェース回路14からの送信電力設定に応じて、動作もしくは非動作の制御信号を混合器5、5’および分周器50に送信する。制御回路の動作ここで、制御回路5000の動作について説明する。図2は、本実施形態に係る混合器55’の回路図の一例である。ただし、図2においては、制御回路5000の動作に限定して説明するために、位相検出器15からの出力信号が入力される回路部分については省略して図示している。本実施形態に係る混合器55’は、K個Kは2以上の自然数の混合器セル1601~160Kを備えている。混合器セル1601は、ベースバンド入力1100、1101のそれぞれを電圧から電流に変換するためのNMOS1011と、抵抗1001と、カスコードトランジスタ1021と、高周波差動入力1201、1301に応じて周波数変換を行うトランジスタ1031と、カスコードトランジスタ1021のゲート電圧を動作/非動作制御信号1501に応じてバイアス電圧Vbもしくはグランドに設定するためのトランジスタ1041と、反転論理素子1050とから構成される。動作/非動作制御信号1501は、図2の混合器55’の動作状態を設定するための制御信号であり、制御回路5000図1から混合器55’に入力される。動作/非動作制御信号1501が論理的にハイの場合、カスコードトランジスタ1021のゲートにはバイアス電圧Vbが入力され、混合器セル1601は適切にバイアスされた状態動作状態となる。一方、動作/非動作制御信号1501が論理的にローの場合、カスコードトランジスタ1021のゲートにはグランド電圧が入力され、抵抗1001とトランジスタ1011との接続点における電圧がグランド電圧に等しくなる。これにより、混合器セル1601に流れる電流がゼロとなり、その動作を停止非動作する。なお、混合器セル1602~160Kの動作も同様である。また、本実施形態に係る周波数分周器50は、N個NはK≧Nの自然数の周波数分周器セル50’から構成される。図3は、周波数分周器周波数分周器セル50’の構成例を示す図である。図3の周波数分周器50’は、図2の混合器を駆動するための高周波信号を生成する。図3に示される周波数分周器50’は、図12と同様に、N型MOSトランジスタ101、102、103と、負荷抵抗104と、定電流源100とを有する周波数分周器の構成に、図2と同様の、カスコードトランジスタ1020と、カスコードトランジスタ1020のゲート電圧を動作/非動作制御信号1500に応じてバイアス電圧Vbもしくはグランドに設定するためのトランジスタ1040と、反転論理素子1050とが付加されたものである。また、図3の周波数分周器50’の差動出力LOIP、LOINは、図2の高周波差動入力1201、1301へと接続される。同様に、差動出力LOQP、LOQNも、図2の高周波差動入力1201、1301へと接続される高周波差動入力1202~120K、1302~130Kについても同様である。つまり、混合器セル1601と接続される周波数分周器50’も、動作/非動作制御信号1500に応じて、その電源とグランド間に流れる電流をゼロとし、その動作を停止させる。具体的には、動作/非動作制御信号1500が論理的にハイの場合、定電流源100は所定の電流を流し、動作/非動作制御信号1500が論理的にローの場合、定電流源100の電流をゼロとすることで、動作もしくは非動作の設定が実現される。また、図2の混合器における混合器セル1602~160Kは、混合器セル1601と同一の構造を有する。すなわち、混合器セル1602~160Kは、抵抗1002~100K、トランジスタ1012~101K、1022~102K、1032~103K、1042~104K、および反転論理素子1050から構成される。なお、各々の混合器セル1601~160Kに入力される動作/非動作制御信号1501~150Kは、制御回路5000により独立に制御される。また、高周波差動入力1201~120Kと、1301~130Kは、N個の周波数分周器セルと1対1もしくは複数対1で接続される。ここでK≧Nである。なお、N個の周波数分周器セルは、例えば図3の周波数分周器50’をN個設置することで実現される。制御回路によりK個の混合器セルの内の一部を非動作状態に設定することで、ベースバンド信号の振幅を変化させることなく、所望の送信出力電力を実現することが出来る。所望の送信出力電力を実現するためにベースバンド信号の振幅を変化させる方法では、混合器に流れる電流を減らすことはできないが、これに対し、本実施形態のように、ベースバンド信号の振幅を変化させずに送信出力電力を調整する方法であれば、少ない電流消費で送信出力電力の調整を行うことができる。さらに、非動作に設定された混合器セルへ接続された周波数分周器セルを、非動作となるように制御することで、周波数分周器セルで不要に消費される電流を削減することができる。よって、電源電圧と消費電流の積で求められる消費電力も低減できる。[周波数分周器における電力消費]次に、本実施形態の周波数分周器50における電力消費に関して説明する。なお、以下の説明においては、簡単のため、周波数分周器50を構成する周波数分周器セル50’の個数Nは、混合器セルの個数Kと同一であるとして説明する。なお、図3の周波数分周器50’から高周波信号が入力される図2のトランジスタ1031~103Kは、特許文献1に記載の局所発振器入力部からの局所発振器信号を入力とする4つのトランジスタに相当する。本実施形態に係る混合器図2と、特許文献1に記載の混合器とにおいて、同じ電流を出力する場合、特許文献1においてカレントミラーを介して各混合器セルからの電流の総和が入力される4つのトランジスタのゲート面積の総和をS0とすると、図2のトランジスタ1031~103Kのゲート面積の総和はS0となる。なお、ここでは、全てのMOSトランジスタは、同じ種類かつ、ゲート長を全て同一としており、また、高周波信号の周波数も同一であるとした。また、特許文献1では、カレントミラーと、これに接続される4つのトランジスタとがグランドから2段で構成されている一方、本実施形態に係る図2の混合器では抵抗1001と、トランジスタ1011、1021、1031から多段接続で構成されている。しかし、簡単のため、消費電力に関してはこの点は考慮していない。ここで、混合器セル1601~160Kが同一であるとすると、トランジスタ1030の面積はS0/Kで示される。これは、特許文献1の4つのトランジスタのゲートの容量性負荷の値CLに対し、本実施形態に係る図2のトランジスタ1031の容量性負荷の値がCL/Kとなることを示す。このとき、図2の混合器セル1601と1対1の関係で図3の2分周器50’が接続されるとすると、その定電流源100の電流値I0xは、以下の式3で示される。ここで、2分周器出力の高周波信号出力振幅はシングルエンドのピークピーク値でV0必要であるとし、送信キャリア波の周波数をfcとした。また、特許文献1の混合器を駆動する2分周器の定電流源の電流値I0と、電流値I0xとの間には、I0=KI0xの関係が成り立っている。本実施形態では、混合器セルの動作/非動作に合わせて2分周器も動作/非動作となる。そのため、K個の混合器セルとN=K個の周波数分周器セルとが動作する際の送信出力電力が最大の場合、本実施形態では、2分周器の定電流源100の電流値は特許文献1の場合と同一である。一方、送信出力電力が非常に小さく、図2のK個の混合器セルのうちの1つのみが動作し、K個の周波数分周器セルのうちの1つのみが動作するような状況では、定電流源100の電流値はI0xとなる。特許文献1と比較して、1/Kの消費電流となり、すなわち、1/Kの消費電力となる。上記説明したように、本実施形態においては、所望の送信出力電力に応じて、混合器と周波数分周器の低消費電力化が可能である。図2に記載の混合器の代わりに、高周波入力用のトランジスタとベースバンド入力用トランジスタを混合器セルごとに設置し、さらに混合器セルを独立に動作/非動作制御可能な他の混合器を使用してもよい。この場合も同様に、送信器の平均的な消費電力を低減することができる。[送信出力電力について]ところで、並列に配置する周波数分周器を、単純にCML型分周器を複数設置することで実現しようとすると、以下に示す理由により、所望の送信出力電力を得ることが出来ない場合がある。図4は、周波数分周器セル2000、2001と、混合器セル2002、2003と、加算ノード2004とで構成される送信器の構成例を示す図である。周波数分周器セル2000、2001は、それぞれ、図3に示される周波数分周器2分周器50’と同様の構成の周波数分周器セルであり、混合器セル2002、2003は、それぞれ、図2に示される1601、1602と同様の構成の混合器セルである。周波数分周器セル2000の差動出力信号L1P、L1Nの極性と、周波数分周器セル2001の差動出力信号L2P、L2Nの極性との位相関係は、図5に示される組み合わせのいずれかとなる。ここで、L1はL1P-L1Nの極性を示し、L2はL2P-L2Nの極性を示す。図5において同相とは位相差0度を、反転とは位相差180度を意味する。図3の2分周器50’は制御回路5000からの制御信号により停止状態となっている場合は、定電流源100からの電流供給が停止するため、出力信号LOIP、LOIN、LOQP、LOQNは電源電圧VDDとなる。そして、2分周器50’が停止状態から動作状態に遷移する際、これらの出力信号は平衡状態であるVdd-IR/2を目指す。ここで定電流源100の電流値をIとした。しかし、MOSトランジスタ間の製造ばらつきなどにより、平衡状態に向かう途中で、出力信号LOIPとLOINとの間に発生する微妙な電圧の差は、2つのトランジスタ103が構成する、いわゆるクロスカップル構成による正帰還作用により、一方の電圧は、通常動作時のハイ電圧Vddに向かい、他方は、ロー電圧Vdd-IRに向かう。これが停止状態から動作状態に遷移する際の出力電圧の初期値となる。また、出力信号LOQPとLOQNの電圧の初期値は、出力信号LOIPとLOINの極性が決まれば一意に決まる。その後の動作状態では、平衡状態やハイ電圧やロー電圧に電圧が固定されることは無く、入力される高周波信号の半分の周期でハイ電圧とロー電圧を交互に出力する。このように、停止状態から動作状態に遷移する際の出力の初期値を制御することが出来ないため、このような2分周器を周波数分周器セルとする周波数分周器2000、2001では、周波数分周器2000、2001の出力は図5のいずれかの位相関係を示すこととなる。図4の混合器セル2002、2003の各々の差動出力O1P、O1NとO2P、O2Nは、以下の式4で示される。ここで、入力される差動入力信号のベースバンド信号BP1、BN1の差であるBP1-BN1をBとする。また、加算ノード2004からの差動出力信号OP、ONの差であるOP-ONをOとすると、Oは、以下の式5で示される。そのため、図5に示される位相関係が反転の状態のとき、L1=-1L2となるため、加算ノード2004の出力はゼロとなり所望の出力を得ることが出来ない。よって、例えば、2分周器周波数分周器セル2000、2001の各々の出力の極性が無相関かつランダムに決定されるとすると、所望の送信出力電力を得られる確率は1/2である。このように、並列に配置された複数個の周波数分周器セルの出力の位相が無相関かつランダムに決定されるとすると、所望の送信出力電力を得られない場合があるが、本実施形態に係る送信器においては、位相検出器15を設けることにより、安定して所望の送信出力電力を得ることができるようにした。位相検出器図6は、図1に示される本実施形態のIQ直交変調型送信器において位相検出器15の周辺部分の構成の一例を示す図である。図6では、図1のIQ直交変調型送信器の周波数分周器50、混合器5もしくは混合器5’、加算ノード8、位相検出器15の構成について示している。周波数分周器50は、並列に配置されたN個の周波数分周器セル3101、3102、、310Nから構成されており、混合器5は、図2にも示したように、並列に配置されたK個の混合器セル1601、1602、、160Kから構成されている。位相検出器15は、周波数分周器セル3101の出力信号の位相を基準として、他の周波数分周器セル3102~310Nの各々の出力の位相関係を検出する。位相検出器15は、周波数分周器セル3102~310Nの出力の位相関係に対応したN-1個の位相検出結果を出力する。この検出結果は、周波数分周器セル3102~310Nと接続される混合器セル1602~160Kに入力される。混合器セル1602~160Kは、各々の内部において、位相検出器15からの位相検出結果を示す信号に応じて、周波数分周器セルから出力される信号の位相を周波数分周器セル3101と同じとなるように調整する。これにより、周波数分周器セル3101~310Nからの出力信号の位相が、無相関かつランダムに決定されても、混合器セル1601~160Kから出力されて加算ノード8で加算される信号については、常に所望の送信出力電力が得られる。位相検出器の構成図6の周波数分周器セル3101を基準としたとき、周波数分周器セル3102~310Nからの出力信号の極性が正もしくは負のみで発生する場合、位相検出器15は、図7に示される位相検出器セルをN-1個設けることで実現可能である。図7の位相検出器セルは、端子410から入力される信号APと端子411から入力される信号ANとが入力される2つのトランジスタ401a、401bと、トランジスタ401a、401bからの信号と、端子412から入力される信号BPおよび端子413から入力される信号BNとが入力される4つのトランジスタ402a、402b、402c、402dと、負荷抵抗403a、403bと、定電流源400と、トランジスタ402a~402dからの差動信号QP、QNが入力されるリミッタ430とから構成される。具体的には、トランジスタ401aのゲートには端子410から入力される信号APが入力され、トランジスタ401bのゲートには端子411から入力される信号ANが入力される。また、定電流源400は、トランジスタ401a、401bの各ソースに接続されている。トランジスタ401aのドレインは、トランジスタ402a、402bの各ソースに接続され、トランジスタ401bのドレインは、トランジスタ402c、402dの各ソースに接続されている。また、トランジスタ402a、402dのゲートには、端子412からの信号BPが入力され、トランジスタ402b、402cには、端子413からの信号BNが入力される。そして、トランジスタ402a、402cのドレインは負荷抵抗403aと接続され、トランジスタ402b、402dのドレインは負荷抵抗403bと接続されている。また、トランジスタ402a、402cから出力される差動信号QPと、トランジスタ402b、402dから出力される差動信号QNは、リミッタ430に入力される。リミッタ430は、差動信号QP、QNの極性に応じて、差動信号QP、QNがローの時はグランド電圧の信号を出力し、ハイの時はリミッタ430の電源電圧の信号を出力する回路である。リミッタ430出力を反転論理素子431により論理反転した信号が、図7の位相検出器セルの出力となる。なお、端子410と端子411には、図6で示した周波数分周器セル3101からの差動出力信号が入力され、端子412と端子413には、図6で示した周波数分周器セル3102~310Nのいずれからか出力される差動出力信号が入力される。ここで、端子410~413から入力される差動出力信号の極性は図8に示される通りとなる。図8においてAは差動入力信号AP-ANの極性を示し、Bは差動入力信号BP-BNの極性を示す。また、Qは差動信号QP-QNの極性を示す。また、OUTNはリミッタ430からの出力信号の極性を示す。また、OUTは位相検出器セルの出力信号の極性を示す。混合器セルの構成図9は、本実施形態に係る混合器55’の回路図の一例である。具体的には、図9に示される構成は、図2に示される混合器55’の構成に、位相検出器15からの出力信号が入力される回路部分を加えたものである。混合器55’の混合器セル1602~160Kは、図2の構成に加えて、位相検出器15からの出力信号が入力される端子2112~211Kと、N型MOSトランジスタ2012~201Kと、N型MOSトランジスタ2022~202Kと、反転論理素子2040とから構成される。なお、端子1100、1101はベースバンド信号が入力される端子であり、端子1201~120K、1301~130Kは混合器セル1601~160Kのそれぞれに接続される周波数分周器セル3101~310Nからの信号が入力される端子である。端子2112~211Kには、位相検出器15からの信号が入力される。また、例えば、混合器セル1602においては、端子2112に入力される信号は、一対のトランジスタ2012の各ゲートに入力される一方で、端子2112に入力される信号は、反転論理素子2040で反転されて、一対のトランジスタ2022の各ゲートに入力されるように接続されている。また、一対のトランジスタ2012とトランジスタ2022の各ソースは、それぞれ一対のN型MOSトランジスタ1022の各ドレインに接続されている。他の混合器セル1603~160Kについても、これと同様の構成となっている。ここで、位相検出器15での検出結果が同相の場合は、検出結果信号はハイであるため、トランジスタ2012~201Kには、それぞれ、各トランジスタ1012~101Kで構成される差動対を通る電流が流れる。位相検出器15の検出結果が反転である場合は、検出結果信号がローであるため、トランジスタ2022~202Kには、それぞれ、各トランジスタ1012~101Kで構成される差動対を通る電流が流れる。以上のような動作により、周波数分周器セル3101~310N間の位相正転/反転関係を補正し、混合器セル1601~160Kにおいて、所望の送信出力電力を実現することが出来る。すなわち、基準となる混合器セル1601を除く、混合器セル1602、1603、、160Kの全てにおいて、位相検出器15によって上記の位相補正動作を行うことで、加算ノード8の送信出力電力は所望の信号を得ることができる。第2の実施形態以下、本発明の第2の実施形態について、図面を参照しながら説明する。周波数分周器と位相検出器の構成図10は、本実施形態に係る周波数分周器50の構成の一例について示す図である。本実施形態に係る周波数分周器50は、並列に配置される周波数分周器セルの個数N=2であり、2つの周波数分周器セル500、600から構成される。また、これらの周波数分周器セルは、それぞれ、直列に接続される2分周器の個数L=3である。すなわち、周波数分周器セル500は、3つの2分周器501、502、503から成り、周波数分周器セル600は、3つの2分周器601、602、603から成る。また、本実施形態に係る周波数分周器50は、2つの位相検出器701、702も含んで構成される。このとき、周波数分周器セル500、600の分周数は、それぞれ、2^3=8分周となる。なお、位相検出器701、702は、図7と同様の構成で実現することができる。また、2分周器501、502、503、601は、それぞれ、図3と同様の構成位相検出器701、702からの入力が無い構成で実現できる。その他の2分周器602、603は、それぞれ、図11と同様の構成に示す2分周器で実現できる。2分周器602、603の構成図11に示される2分周器は、図3の構成に加えて、位相検出器701もしくは702からの出力信号が入力される端子4110と、トランジスタ4010、4011と、トランジスタ4020、4021と、反転論理素子4040とから構成されている。すなわち、図10の位相検出器701、702の出力は端子4110に入力されるが、この入力信号がハイの時には、トランジスタ101を経由した電流はトランジスタ4010、4011に流れる。一方、位相検出器701、702からの入力信号がローの時には、トランジスタ101を経由した電流はトランジスタ4020、4021に流れるため、位相検出器701、702からの入力信号がハイのときと比較して、2分周器602、603の出力信号の極性が反転する。図10に戻り、位相検出器701においては、2分周器501、601の位相正転/反転を検出し、この検出結果を2分周器602に出力する。これにより、2分周器502と2分周器602との間の位相関係は正転もしくは反転のどちらかであることが保証される。続いて、位相検出器702においては、2分周器502、602の位相正転/反転を検出し、この検出結果を2分周器603に出力する。これにより、2分周器503と2分周器603との間の位相関係は正転もしくは反転のどちらかであることが保証される。なお、図6の周波数分周器50が、図10に示されるように周波数分周器50を構成することにより、第1の実施形態と同様に、図10の2分周器503を基準としたとき、2分周器603からの出力信号の極性は正もしくは負のみで発生する。その結果、図6の加算ノード8の送信出力電力は所望の信号を得ることができる。以上、本発明の実施の形態について説明したが、本発明の範囲は、図示され記載された例示的な実施形態に限定されるものではなく、本発明が目的とするものと均等な効果をもたらす全ての実施形態をも含む。さらに、本発明の範囲は、すべての開示されたそれぞれの特徴のうち特定の特徴のあらゆる所望する組み合わせによって画されうる。