"送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度距離検出システムにおいて、前記送信器は、複合周波信号を送出し、前記受信器は、前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えたことを特徴とする速度距離検出システム。前記送信器は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成して得られる前記複合周波信号を送出し、前記受信器は、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする請求項1に記載の速度距離検出システム。前記送信器と前記受信器は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックを予め同期させることを特徴とする請求項2に記載の速度距離検出システム。前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度領域に応じた補正を加えることを特徴とする請求項2に記載の速度距離検出システム。前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか1つで受信することを特徴とする請求項1に記載の速度距離検出システム。送信器から出力される信号を受信して、前記送信器と自装置間の距離を検出する速度距離検出装置において、前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えたことを特徴とする速度距離検出装置。前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする請求項6に記載の速度距離検出装置。さらに、所定の時刻同期手法を用いて、前記送信器と内部クロックを同期させる時刻同期手段を備えたことを特徴とする請求項7に記載の速度距離検出装置。前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または参照角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度に応じた補正を加えることを特徴とする請求項7に記載の速度距離検出装置。前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか1つで受信することを特徴とする請求項6に記載の速度距離検出装置。送信器から出力される信号を受信して、前記送信器との距離を検出する速度距離検出方法において、前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信工程と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算工程と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定工程と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定工程と、を含むことを特徴とする速度距離検出方法。前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信工程で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出工程を含み、前記演算工程では、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定工程では、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする請求項11に記載の速度距離検出方法。本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能な速度距離検出システム、速度距離検出装置、および速度距離検出方法を提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度距離検出システムにおいて、前記送信器は、複合周波信号を送出し、前記受信器は、前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えたことを特徴とする。また、本発明の好ましい態様によれば、前記送信器は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成して得られる前記複合周波信号を送出し、前記受信器は、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することが望ましい。また、本発明の好ましい態様によれば、前記送信器と前記受信器は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックを予め同期させることが望ましい。また、本発明の好ましい態様によれば、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度領域に応じた補正を加えることが望ましい。また、本発明の好ましい態様によれば、前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか1つで受信することが望ましい。また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信器から出力される信号を受信して、前記送信器と自装置間の距離を検出する速度距離検出装置において、前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えたことを特徴とする。また、本発明の好ましい態様によれば、前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することを特徴とする。また、本発明の好ましい態様によれば、さらに、所定の時刻同期手法を用いて、前記送信器と内部クロックを同期させる時刻同期手段を備えることが望ましい。また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または参照角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度に応じた補正を加えることが望ましい。また、本発明の好ましい態様によれば、前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか1つで受信することが望ましい。また、上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、送信器から出力される信号を受信して、前記送信器との距離を検出する速度距離検出方法において、前記送信器から送出される複合周波信号を受信する受信工程と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算工程と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定工程と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定工程と、を含むことを特徴とする。また、本発明の好ましい態様によれば、前記複合周波信号は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成した信号であり、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信工程で受信した前記複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出工程を含み、前記演算工程では、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定工程では、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することが望ましい。本発明によれば、送信器と、受信器とを備え、前記送信器と前記受信器間の距離を検出する速度距離検出システムにおいて、前記送信器は、複合周波信号を送出し、前記受信器は、前記送信器から送出される前記複合周波信号を受信する受信手段と、複数個分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるように演算を行う演算手段と、前記差分が目標精度となった場合の速度を、前記送信器または受信器の速度として推定する速度推定手段と、前記差分が目標精度となった場合の、前記複数個分の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定する距離推定手段と、を備えているので、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能な速度距離検出システムを提供することが可能になるという効果を奏する。また、本発明によれば、前記送信器は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の前記複数個の周波数信号を合成して得られる前記複合周波信号を送出し、前記受信器は、さらに、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って前記受信手段で受信した複合周波信号を、前記周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、前記参照角周波数の個数分の複素出力を算出する複素出力算出手段を備え、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の複素出力に基づく前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、前記距離推定手段は、前記差分が目標精度となった場合の、前記参照角周波数の個数分の複素出力から前記複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、前記送信器と前記受信器間の前記複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、前記送信器と前記受信器間の距離を推定することとしたので、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能な速度距離検出システムを提供することが可能になるという効果を奏する。また、本発明によれば、前記送信器と前記受信器は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックが予め同期しているので、伝搬遅延時間を簡易な演算で算出することが可能となる。また、本発明によれば、前記演算手段は、前記参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および前記送信器の速度領域に応じた補正を加えるとしたので、電力推定値または振幅推定値の差分を高精度に算出することが可能となる。また、本発明によれば、前記受信手段は、前記送信器から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか1つで受信することとしたので、一般の線形波動で表現できるものに本発明を適用することができるという効果を奏する。以下に、本発明にかかる速度距離検出システム、速度距離検出装置、および速度距離検出方法を適用した計測システムを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。国際公開番号WO2006/112475特願2007-528168の時刻基準点情報伝送システムおよび受信器の内容は、参照により本明細書に組み込まれる。本発明は、超音波、電磁波、光等の一般の線形波動で表現できるものに適用可能であるが、以下では、超音波を例示して説明する。本発明にかかる速度距離検出システム、速度距離検出装置、および速度距離検出方法は、ハードウェアモジュール、または、ソフトウェアモジュール、または、その組み合わせで実現することができる。例えば、以下のフローチャートに示す処理や構成図で示される部位は、ハードウェア、または、ソフトウェア、または、その組み合わせで実現することができる。本発明の原理まず、本発明にかかる速度距離検出法の原理について、図1~図7を参照して説明する。図1は、本発明にかかる計測システムの概略構成を示す概念図、図2は、本発明にかかる速度距離検出法の概略を説明するためのフローチャートである。まず、ドップラー効果の概略を説明する。図1において、計測システム1は、超音波を送信する送信器2と、超音波を受信し、速度距離検出装置を構成する受信器3とで構成されている。送信器2と受信器3は、時刻同期しており、これらの相対的な位置を極座標系で取得することができる。送信器2と受信器3間での超音波の伝播遅延時間dを計測し、伝搬遅延時間dに、空気中の音速cを乗じることにより、送信器2を装着した物体と、受信器3を装着した物体間の距離Lを得ることができる。同様に、超音波の受信角周波数ωrと送信角周波数ωtの差を検出することにより、送信器2ないし受信器3の運動速度を得ることができる。例えば、空気と受信器3は静止しているものとして、送信器2のみが速度vで運動している状態では、送信器2から送出される超音波の送信角周波数ωtは、受信器3では、それとは異なる受信角周波数ωrになって計測される。送信角周波数ωtと受信角周波数ωrは、下式1のような関係になる。ただし、ω=2πfであり、fは一般の周波数である。ωr=c/c-vωt1ただし、vは受信器3への接近方向を正としている。これはドップラー効果の名称でよく知られた現象であり、また、この周波数偏移をドップラーシフトという。受信器3が運動している場合または音波の媒質も運動している場合はこれとは少し異なる関係式になるが、周波数シフトの起こることは共通している。以下では、説明の簡単のため特に断らない限り、送信器2のみが運動し、音波の媒質および受信器3は静止している場合を説明する。送信角周波数ωtが既知で、受信角周波数ωrを知ることができれば、送信器2の速度vは上式1の関係式より、下式2のように表すことができる。v=c1-ωt/ωr2特定の気温、湿度、気圧環境下での音速cは詳しく知られているので、上式2による速度計測を高精度に行うためには、受信角周波数ωrを高精度で検出できればよい。ここで、運動物体の速度瞬時値を得るためには、この周波数検出はできるだけ短時間に遂行できることが望ましい。上記のような測定を、1つの被測定物体に対し2組以上行えば、物体の2次元位置と2次元速度ベクトルを、3組以上行えば物体の3次元位置と3次元速度ベクトルを得ることができる。1つの送信波に対してこの測定をすれば、速度と距離の厳密な同時計測が可能となる。以下、本発明にかかる速度距離検出法により、速度および距離を、少ない演算量で高精度かつ同時短時間でに検出する方法を説明する。図1の計測システムの速度距離検出方法を、図2のフローチャートを参照して説明する。図2において、予め、送信器2と受信器3の時計時刻を同期させておくステップS1。送信器2と受信器3の時計時刻を同期させる方法として、例えば、本願出願人の特許第4041899号に記載された方法を使用することができる。送信器3は、伝搬遅延時間dを計測するため、定められた時刻に、複合周波ビート信号複合周波信号の超音波を送出するステップS2。なお、伝搬遅延時間dを計測するため、国際公開番号WO2006/112475のように、超音波による計測では、その測定のタイミングを電気や光の信号にして、別途、送信器2から受信器3へ送出し、あるいは、逆に、受信器3からの電気信号等の指示で送信器2が測定波形を発生することにしてもよい。かかる複合周波ビート信号は、複数の周波数信号に基づいて各々の周波数信号の位相が所定の関係になる時点を定め、定めた当該時点を時刻基準点と定義し、定義した時刻基準点に基づいて各々の周波数信号の位相を調整した後、複数の周波信号を合成したものである。図3は、時刻基準点の定義の一例を説明するための図である。図3は、2つの周波数信号周波数f1=39.75kHz、周波数f2=40.25kHzを生成した場合の一例である。2つの周波数搬送波図3のaおよびbを重ね合わせて送信するとビートうなりが生じる図3のc。なお、この場合、当該ビートの周期は、f2-f1=0.5kHzの周波数信号の周期、つまり2msとなる。そこで、周波数f1の搬送波の位相φ1と周波数f2の搬送波の位相φ2に注目した場合、当該ビートの節から節までの時間である2msを取り出せば、位相φ1および位相φ2は-πラジアンからπラジアンの間を何度も往復する図3のdおよびe。そして、位相差φ2-φ1は、-πラジアンからπラジアンの範囲を一度だけ通過し、φ2-φ1=0となるタイミング時刻は、取り出した2msの間に一度だけ発生する図3のf。そこで、φ2-φ1=0となるタイミングを時刻基準点として定義する。図4は、合成した複合周波ビート波形の一例を示している。図4に示す複合周波ビート波形は、2つの近接した周波数の波形を合成した2周波ビート信号となっている。距離計測で使用する2周波ビート信号と同じ波形を使用し、ビートの2つのキャリアの位相、振幅、周波数偏移を決定し、位置と速度を同時に計測する。複合周波ビート信号は、例えば、下式3で表すことができる。st=a1sinω1tφ1a2sinω2tφ23ここでa1、a2,ω1,ω2,φ1,φ2は、それぞれ信号の振幅,角周波数,初期位相である。ω1,ω2は、互いに近接した角周波数であり、上述したように、例えば、ω1=2π×39.750kHz,ω2=2π×40.250kHzとすることができる。送信波は送信器2から一定の広がりをもつ球面波として発生させることができ、その送信開口内に固定した受信器3を置いて検出できる。ビートうなりの節から節までの時間は差周波数により決まり、この例では、1/40.250-39.750kHz=2ミリ秒である。この2周波ビート信号は、上述した時刻基準点と呼ばれるもとの2つキャリアの位相差ゼロ点を1つ持ち,これが距離計測で使用される受信時刻の基準点となる。移動する送信器2は、この節から節までの波形、もしくはその一部を単発の波束の複合周波ビート信号として送出する。送信器2から送出される複合周波ビート信号は、伝搬遅延およびドップラー効果を伴って、受信器3により、下式4のような信号として受信されるステップS3。ut=apsinωptφpaqsinωqtφq4受信波形は、送信器2の速度vによりドップラーシフトを受け、ω1はωp=c/c-vω1に、ω2はωq=c/c-vω2に移行する。ここで、cはこの計測実行時の音速、vは運動物体の速度ベクトルの受信器3方向への成分である送信器2の速度ベクトルをv→,送信器2から受信器3方向へとった単位長のベクトルをr→とすればv=v→r→。また、受信波形は、伝搬遅延により、位相φ1はφpに、φ2はφqに移行する。振幅については、a1=a2ならap=aqであると期待されるが、送受信素子が振幅周波数特性をもてばその分変動することもあり、補正を要する。受信信号式4を窓幅Tの矩形窓t=0は窓中央で切り出し、参照角周波数ΩA=2π×39.75kHzの複素正弦波expjΩAtを用いて直交検波すると、実部IA,虚部QAの検波出力を得ることができるステップS4。同様に、もう一つの参照各周波数ΩB=2π×40.25kHzを用いて直交検波すると、実部IB,虚部QBの検波出力を得ることができる。検波出力IA,QA,IB,QBは、下式5のように表すことができる。IA=1/2{sincωp-ΩAT/2sincωpΩAT/2}apsinφp1/2{sincωq-ΩAT/2sincωqΩAT/2}aqsinφq≡rAωpapsinφprAωqaqsinφqQA=1/2{-sincωp-ΩAT/2sincωpΩAT/2}apcosφp1/2{-sincωq-ΩAT/2sincωqΩAT/2}aqcosφq≡iAωpapcosφpiAωqaqcosφqIB=1/2{sincωp-ΩBT/2sincωpΩBT/2}apsinφp1/2{sincωq-ΩBT/2sincωqΩBT/2}aqsinφq≡rBωpapsinφprBωqaqsinφqQB=1/2{-sincωp-ΩBT/2sincωpΩBT/2}apcosφp1/2{-sincωq-ΩBT/2sincωqΩBT/2}aqcosφq≡iBωpapcosφpiBωqaqcosφq5ただし、sincは、標本化関数である。つぎに、上式5の検波出力IA,QA、IB,QBから複素出力振幅位相推定量apexpjφp,aqexpjφqを算出するステップS5。具体的には、上記式5において、ap,aq,φp,φqは、参照角周波数ΩA,ΩBのとり方によらない量であり、4本の式を連立方程式と見なして解くことで、下式6、7のような複素出力で表すことができる。apexpjφp=iBωqQA-iAωqQB/iAωpiBωq-iAωqiBωpjrBωqIA-rAωqIB/rAωprBωq-rAωqrBωp6aqexpjφq=-iBωpQAiAωpQB/iAωpiBωq-iAωqiBωpj-rBωpIArAωpIB/rAωprBωq-rAωqrBωp7本発明は、複素出力apexpjφp、aqexpjφqを使用して、ap2=aq2の条件から速度vrを算出し、φp-φqから距離Lを算出し、速度と距離の同時計測を少ない演算量で実現する。上式6、7において、未知数となった角周波数ωp、ωqは,既知である元の角周波数ω1,ω2を用いれば,ドップラーの上式2によって速度vに変換される。したがって,式6,7の右辺は速度vのみの関数として表現できる。式6、7の複素出力の二乗から,次式8、9の受信電力apωpv,ωqv2と、aqωpv,ωqv2を得ることができる。但し、周波数から速度への変数変換に伴い,式中の関数を、ωp→ωpv、ωq→ωqvと表記している。ap2=iBωqvQA-iAωqvQB/iAωpviBωqv-iAωqviBωpvrBωqvIA-rAωqvIB/rAωpvrBωqv-rAωqvrBωpv≡apωpv,ωqv28aq2=-iBωpvQAiAωpvQB/iAωpviBωqv-iAωqviBωpv-rBωpvIArAωpvIB/rAωpvrBωqv-rAωqvrBωpv≡aqωpv,ωqv29上式8、9の左辺は一定値の受信電力である。一方,右辺は送信器2の移動速度がvであると仮定して定義した電力の関数である。式8,9を連立方程式としてみなすと,未知数は受信電力apωpv,ωqv2,aqωpv,ωqv2,速度vの3つである。この連立方程式は,受信振幅が等しくap=aqであれば解くことができるため,送信器2の速度vrは次式10の解として得られる。apωpv,ωqv2=aqωpv,ωqv2|v=vr10一方,実環境においては,送信波形の送出時に振幅をa1=a2と設定しても,受信センサの振幅-周波数特性によって受信時にはap≠aqとなる。しかし,この振幅の不一致はセンサの周波数特性を知っておけば解消できるため,実環境においてもvrを決定することが可能となる。ここでは,一般に受信信号の振幅ap,aqは未知数であるが、もとの送信信号で振幅a1,a2を等しくしておけば、その比ηv=ap/aqは受信素子の個体の周波数特性と送信器2の速度vで決まる関数である。そのため、速度の小さい領域では、多くの受信素子で、ηvは速度によってあまり変化せず、ηv=ηなる定数とみなしてよいことが実験的にわかっている。上式10は、下式11で書き換えられ,実環境において送信器2の移動速度vrを得ることが可能となる。この方程式は解析的に解くことができないため、vrは数値的に決定される。この求解には例えば、2分法を使用することができる。apωpv,ωqv2=η2×aqωpv,ωqv2|v=vr11なお、ηvの速度による変動が無視できない場合は、まず、v=0と仮定して、η0=η0を使用して上記2分法を使用して速度推定値v1を求める。次に、η1=ηv1を使用して速度推定値v2を求め、これを繰り返し、速度推定値の変化|v_n-v_n-1|が十分小さくなるまでこの手順を反復することで、より精度の高い速度推定値を得ることができる。本発明の速度距離検出法では、2つの異なる参照角周波数ΩAとΩBの直交検波出力から推定した受信電力apωpv,ωqv2と、補正した受信電力η2×aqωpv,ωqv2が正しい受信角周波数の推定値ω=ωr正しい速度の推定値v=vrで一致することを利用している。受信角周波数ωrを正しく推定していれば、積和演算直交検波で使用した参照角周波数ΩAとΩBによらずに、受信電力apωpv,ωqv2と、補正した受信電力η2×aqωpv,ωqv2が一致しなければならない、という性質を使用している。図5は、複合周波ビート信号の電力による周波数速度推定を説明するための図であり、速度がvであると仮定した場合の受信電力の関数を示す図である。横軸は、推定速度v[m/s]、縦軸は受信電力[W]を示しており、送信器2の速度vを変化させ,ドップラーシフトの影響を加えた場合のapωpv,ωqv2,aqωpv,ωqv2,η2×aqωpv,ωqv2apv2をプロットしたものである。同図において、送信器2の速度vr=-1m/sで受信器3方向に移動送信器2はvr=1m/sで受信器3方向と反対方向に移動しているものとし、受信器3は静止しているものとする。参照角周波数ΩA,ΩBはそれぞれ2π×39.75kHz,2π×40.25kHzである。正解の速度vr=-1m/sにおいて,apωpv,ωqv2と、η2×aqωpv,ωqv2の推定値が一致していることがわかる。この関係から速度vrないしドップラーシフトした受信角周波数ωrを求めることができる。送信波形は39.75kHz,40.25kHzの正弦波で構成されているため,占有帯域が非常に狭い。歩行速度程度約1.5m/sの速度域におけるドップラー効果による周波数シフト量は200Hz以下であり,各正弦波の周波数成分は周波数シフト後も狭い帯域に分布する。したがって,この受信電力比による補正法は,送信波形の各周波数をセンサの周波数特性のピーク付近に選ばない限り有用である。本実施の形態では、この補正法を適用しており,送信波形の各振幅を一致させる比によって受信電力の不一致を解消している。また,振幅-周波数特性が非線形であるセンサにおいては,その特性を分析し,各振幅を一致させるように特性をキャンセルするフィルタを用意することで速度の検出が可能となる。ΩAとΩBによる電力推定値の差Pωpv,ωqvは、式12のようになる。Pωpv,ωqv=apωpv,ωqv2-η2×aqωpv,ωqv212式12を評価関数とし,Pωpv,ωqvが目標精度閾値以下となる望ましくは、Pωpv,ωqv=0となる速度vまたは受信角周波数ωを算出するステップS6。つぎに、送信器2の速度vrと、送信器2と受信器3間の距離Lの同時短時間での推定を行うステップS7。具体的には、Pωpv,ωqvが目標精度閾値以下となる望ましくは、Pωpv,ωqv=0となる速度vを送信器2の速度vrとして推定する。上記式6、7には、送信波形の各位相が含まれている。速度vrが決定されればこれらの式は位相φp,φqを未知数とする方程式となるため,複素正弦波の偏角を求めることでこれらが算出できる。この演算により送信波形の位相一致点が理論どおり正しく求められる。具体的には、Pωpv,ωqvが目標精度望ましくは、Pωpv,ωqv=0の条件が成立した際の上記式6、7の複素出力apexpjφp,aqexpjφqの偏角を取り出して位相部φp,φqを抽出して、下式13に示す位相推定量φp,φqを得ることができる。φp=Argapexpjφpφq=Argaqexpjφq13位相φp,φqは、伝搬遅延により生じ、受信器3の内部時計は、送信器2の内部時計と同期しているので、送受信器間の伝搬にd秒かかれば、φp=-ωpd,φq=-ωqdである。この関係から、送信器2と受信器3間での超音波の伝搬遅延時間dを、上式13の位相推定量に基づいて下式14により算出することができる。ただし、送受信素子が位相周波数特性を持てば受信位相はその分変動することがあり、その場合は補正を要する。d=-φp-φq/ωp-ωq14つぎに、下式15を使用して、伝搬遅延時間dと音速cに基づいて、送信器2と受信器3間の距離Lを推定する。L=c×d15このように、本発明の速度距離検出方法によれば、複数周波数キャリアによる短いビート信号波形を使用して、効率のよい計算法でドップラーシフト影響下の移動物体の距離と速度を厳密に同時計測することが可能となる。なお、ここでは、2つの参照角周波数ΩA、ΩBを使用することとしたが、3つ以上の参照角周波数を使用してもよい。すなわち、参照角周波数の個数は、送信波の周波数信号の個数以上とすればよい。また、電力推定値の差分apωpv,ωqv2-η2×aqωpv,ωqv2が目標精度となるように演算したが、振幅推定値の差分apωpv,ωqv-η×aqωpv,ωqvが目標精度となるように演算することにしてもよい。また、電力推定値の差分apωpv,ωqv2-η2×aqωpv,ωqv2を算出する場合に、速度vを変数としたが、受信角周波数ωを変数としてもよい。[計測精度]本発明にかかる速度距離検出方法の性能を評価するために、速度推定シミュレーションを行なった。図6A,Bは、速度推定シミュレーションの結果を示しており、特に、図6Aは速度vの標準偏差、図6Bは、速度vの誤差を示している。速度推定シミュレーションでは,ドップラー効果を再現するために,-1.5~1.5m/sの間で0.1m/s毎に設定した速度をドップラーの式に代入し,周波数シフトを起こした。これを元に送信波形を生成し,SN比=30dBとなるようにノイズを加えた。また,周波数特性がなくa1=a2,伝播距離による信号の減衰が無い計測システムを仮定した。各設定速度に対して30回ずつ送信波形を生成し,速度推定を実行した。図6A,Bに示すように、1.5m/sで移動するノードの速度を数mm/s程の精度で推定可能であることが確認できており、設定した速度との誤差も小さく,ノイズ環境下でも優れた速度推定性能を発揮することが検証された。本発明にかかる速度距離検出法の性能を評価するために、性能評価実験を行った。性能評価実験では,syncpatternにドップラー効果を与えるために,Orientalmotor社の電動スライダSPvL8M150UAを使用して超音波送信素子を1次元往復運動させた.受信器には2つの受信センサを基線長L=76.2mmの間隔で配置し,syncpatternをステレオ受信する.送信素子には日本セラミック社のT40-16,受信センサにはKnowlesAcoustics社のMEMSマイクを用いた超音波センサSPM0404UD5を利用した。信号処理基板にはADコンバータ,SRAM,FPGA,MPU等を搭載しており,アナログ受信信号はAD変換された後にルネサステクノロジ社のMPUSH2/7145,48MHzで直交検波される.送受信器間の同期信号は,直交検波終了後にMPUから送信器に送信される。送信素子を設置した電動スライダは,受信器の前方1800mmに設置され,送受信器間距離1000~1800mmの範囲で往復運動する。動作速度は-1.5~1.5m/sの間を0.1m/s毎に設定できる。この速度の定義は,送信器が受信器に近づくときを正,遠ざかるときを負としている。各速度において100回の計測結果を取得し,シミュレーションと同様に検出速度の標準偏差,設定速度との誤差を求めた。図7A,Bは、速度推定の評価実験結果を示しており、特に、図7Aは速度vの標準偏差、図7Bは、速度vの誤差を示している。シミュレーションと同様に評価実験結果でも、誤差が小さいことが確認された。図8A,Bは、移動体の距離推定結果を示しており、特に、図8Aはドップラー効果を考慮しない場合ドップラー効果を無視した場合、図8Bはドップラー効果を考慮した本発明の場合ドップラー効果を補償した場合を示しており、各設定速度で400回以上の計測を行い,一度の計測で得られた速度と距離を速度,距離のセットとし,全計測データをプロットした。縦軸に検出された距離、横軸にそのときの速度を示している。図8Aに示すように、ドップラー効果を考慮しない場合は、高速になるにつれて距離推定誤差が増大していることがわかる。これに対して、図8Bに示すように、推定速度によってドップラー効果を考慮した本発明の計測結果からは,速度増加に伴う距離推定誤差は大きく低減されていることが確認できる。本発明の速度距離検出方法によれば、送信器2は、複数個の周波数信号に基づいて各々の前記周波数信号の位相が所定の関係になる時刻基準点を決定し、決定した時刻基準点に基づいて各々の前記周波数信号の位相を調整した後の複数個の周波数信号を合成して得られる複合周波信号を送出し、受信器3は、送信器2から送出される複合周波信号を受信し、ドップラー効果および伝搬遅延を伴って受信した複合周波信号を、周波数信号の個数と少なくとも同数の参照角周波数でそれぞれ直交検波し、その検波出力に基づいて、参照角周波数の個数分の複素出力を算出し、参照角周波数の個数分の複素出力に基づく参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出し、差分が目標精度となった場合の速度を、送信器2または受信器3の速度として推定し、また、差分が目標精度となった場合の、参照角周波数の個数分の複素出力から複数個の周波数信号の位相をそれぞれ抽出し、抽出した各位相に基づいて、送信器2と受信器3間の複数周波信号の伝搬遅延時間を算出し、算出した伝搬遅延時間に基づいて、送信器2と受信器3間の距離を推定することとしたので、移動体の速度および距離を、少ない演算量で、高精度かつ短時間で計測することが可能となる。付言すると、複合周波信号の短いビート信号波形を使用して、効率のよい演算法でドップラーシフト影響下の移動物体の距離と速度を厳密に同時計測することが可能となる。また、送信器2と受信器3は、所定の時刻同期手法を用いて内部クロックが予め同期しているので、伝搬遅延時間を簡易な演算で算出することが可能となる。また、受信器3は、参照角周波数の個数分の電力推定値または振幅推定値の差分が目標精度となるような速度または受信角周波数を算出する場合に、受信素子の周波数特性および送信器の速度領域に応じた補正を加えるとしたので、電力推定値または振幅推定値の差分を高精度に算出することが可能となる。また、受信器3は、送信器2から出力された信号を、超音波、電磁波、および光のいずれか1つで受信することとしたので、一般の線形波動で表現できるものに本発明を適用することが可能となる。以下、本発明にかかる速度距離検出方法を適用したシステムの実施の形態について説明する。本発明の構成要素は、本明細書の図面に一般に示してあるが、様々な構成で広く多様に配置し設計してもよいことは容易に理解できる。したがって、本発明の装置、システムおよび方法の実施形態についての以下のより詳細な説明は、特許請求の範囲に示す本発明の範囲を限定するものではなく、単に本発明の選択した実施形態の一例を示すものであって、本明細書の特許請求の範囲に示す本発明と矛盾無く装置、システムおよび方法についての選択した実施形態を単に示すものである。当業者は、実施の形態に示す一部要素の1つ以上が無くても、または他の方法、部品、材料でも本発明を実現できることが理解できる。実施の形態本発明にかかる速度距離検出方法を適用した計測システムの実装例を説明する。図9は、図1の送信器2の概略の構成例を示す図である。送信器2は、主に、複数の周波数信号に基づいて各々の周波数信号の位相が所定の関係になる時点を定め、定めた当該時点を時刻基準点と定義し、定義した時刻基準点に基づいて各々の周波数信号の位相を調整し、位相を調整した後の複数の周波数信号を合成し、合成した複数の周波数信号を複合周波ビート信号として超音波で送信する。図9に示すように、送信器2は、波形記憶部波形ROM101と,D/A変換部102と、増幅部103と、超音波送信素子超音波スピーカ104と、時刻同期機構105と、内部時計106とを備えており、各部は伝送路を介して互いに接続されている。波形記憶部101は、複数個の周波数信号に対応する各波形の位相を予め調整して揃えて合成した複合周波ビート波形stのデジタル信号を記憶する。複合周波ビート波形stは、例えば、上記図4に示すような波形とすることができ、複合周波ビート信号は、下式3で表すことができる。例えば、ω1=2π×39.750kHz,ω2=2π×40.250kHzである。st=a1sinω1tφ1a2sinω2tφ23時刻同期機構105は、受信器3の時刻同期機構216図10参照と時刻の同期を取り、内部時計106の内部クロックを、受信器3の内部時計217図10参照の内部クロックと同期させる。送信器2と受信器3間で時刻を同期させる方法は、例えば、本願出願人の特許第4041899号の方法を使用することができる。内部時計106は、所定時刻に、波形記憶部101から複合周波ビート波形stを読み出して送信を開始する。D/A変換部102は、波形記憶部101から読み出された複合周波ビート波形stのデジタル信号をアナログ信号に変換して、増幅部103に出力する。増幅部103はアナログ信号を増幅して、超音波送信素子104に出力する。超音波送信素子104は、アナログ信号を超音波に変換して外部に出力する。超音波送信素子104は、具体的には市販の圧電型セラミック振動体である。ここで、素子は共振器であるため、当該素子において、通信感度や信号雑音比は良好であるが、通信帯域は狭く概ね39.0~41.0kHzである。なお、当該通信帯域内でも振幅位相伝搬特性は強い周波数依存性をもつ。図10は、図1の受信器3の概略の構成例を示す図である。図10に示すように、受信器3は、超音波受信素子超音波マイクロフォン201と、増幅部202と、A/D変換部203と、波形記憶部波形メモリ204と、信号検出部205と、信号抽出部206と、参照波形記憶部207A、207Bと、直交検波部208A、208Bと、推定部209と、伝搬遅延推定部211と、ドップラーシフト音速補正部212と、距離推定部213と、音速補正部214と、環境センサ215と、時刻同期機構216と、内部時計217とを備えており、各部は伝送路を介して互いに接続されている。時刻同期機構216は、送信器2の時刻同期機構105図9参照と時刻の同期を取り、内部時計217の内部クロックを、送信器2の内部時計106図9参照の内部クロックと同期させる。内部時計217は、内部クロックを各部に供給する。受信器3での受信波形は、送信器2の速度vによりドップラーシフトを受け、ω1はωpに、ω2はωqに移行し、また、伝搬遅延により、φ1はφpに、φ2はφqに移行し、下式4に示すような信号になる。ut=apsinωptφpaqsinωqtφq4ただし、ap,aq,ωp,ωqはvの関数なので、apv,aqv,ωpv,ωqvと表記してもよい。ap,aqは受信振幅であり、送信時は等しく揃えていても、受信素子の周波数特性により一般には異なった値となる。ωp,ωqは送信角周波数がドップラーシフトを受けたものであり、これを精密に計測できれば、送信器2の精密な速度計測値を得ることができる。φp,φqは受信位相であり、受信器3の時刻設定と受信素子の位相周波数特性により付加される。超音波受信素子201は、送信器2から送出される超音波を受信して、アナログ信号に変換し受信信号として増幅部202に出力する。超音波受信素子201は、具体的には市販の圧電型セラミック振動体である。増幅部202は、超音波受信素子201から入力される受信信号を増幅して、A/D変換部203に出力する。A/D変換部203は、増幅部202から入力される受信信号をA/D変換して、波形記憶部204に出力する。A/D変換部203では、例えば、サンプリング速度1×106回/秒、量子化長14ビット直線量子化とすることができる。サンプリング速度は、サンプリング定理より受信角周波数40kHzの2倍を超える必要があるが、直交検波を高精度に行うためには、高いサンプリング周波数を採用するのが望ましい。波形記憶部204は、A/D変換された受信信号を記憶する。波形記憶部204は、例えば、所定量以上の容量を有するリングバッファで構成することができ、新しいデータを古いデータに上書きしていく。信号検出部205は、波形記憶部204を常時、監視しており、ノイズレベルを超えるTsec以上Tは窓関数の時間幅の継続時間の信号到来を検出した場合に、周波数検出工程を起動するための起動信号を信号抽出部206、直交検波器208A、Bおよびくり返し制御部224に出力して、速度位相検出工程を実行させる。信号抽出部206は、起動信号が入力されると、波形記憶部204から正確にT秒の有効な受信信号を読み出し、後段の直交検波器208Aおよび直交検波器208Bに出力する。直交検波器208Aは、T秒の受信波形に、ωtから僅かに離れた参照角周波数ΩAたとえば、2π×40.250×103Hzのcos波形および-sin波形を乗じると共に、受信波形を積分して検波出力IA,QAを得て、振幅位相推定部221に出力する。具体的には、IA,QAは、受信波形をutとすると、下式16のようになる。IA=1/T∫[-T/2,T/2]utcosΩAtdtQA=-1/T∫[-T/2,T/2]utsinΩAtdt16上式16において、t=0の時刻原点はT秒間の受信波形の中央にとっている。cosΩAt,-sinΩAtは、予め波形記憶部207Aに記憶されており、直交検波器208Aは、波形記憶部207AからcosΩAt,-sinΩAtを読み出して、検波出力IA,QAを算出する。かかる検波出力IA,QAは、サンプルされた離散時間の受信波形に対し積和計算により得ることができる。ただし、数学的には連続時間関数の積分を離散時間の信号サンプル値から近似する数値積分であるので、計算精度を高めるため、必要に応じ高次の積分近似、例えば、台形則やシンプソン則を併用することにしてもよい。この場合も予め係数をcosΩAt,-sinΩAtの数表に掛け合わせておけば、単純な積和計算の中で行うことができる。本実施の形態では、シンプソン則を使用している。直交検波器208Bは、直交検波器208Aと同様の処理を別の参照角周波数QB例えば、2π×39.750×103Hzについて行い、検波出力IB,QBを得て、推定部209の振幅位相推定部221に出力する。cosΩBt,-sinΩBtは、予め波形記憶部207Bに記憶されており、直交検波器208Bは、波形記憶部207BからcosΩBt,-sinΩBtを読み出して、検波出力IB,QBを算出して、推定部209の振幅位相推定部221に出力する。検波出力IA,QA,IB,QBは、下式5のように表すことができる。IA=rAωpapsinφprAωqaqsinφqQA=iAωpapcosφpiAωqaqcosφqIB=rBωpapsinφprBωqaqsinφqQB=iBωpapcosφpiBωqaqcosφq5推定部209は、検波出力IA,QA,IB,QBに基づいて、参照角周波数の個数分の複素出力apexpjφp,aqexpjφqを算出し、電力推定値の差分|apωpv,ωqv2-η2×aqωpv,ωqv2|が目標精度閾値以下となるように速度vを演算し、その場合の速度vを速度推定値vrとしてドップラーシフト音速補正部212に出力すると共に、その場合の位相推定値φp,φqを伝搬遅延推定部211に出力する。推定部209は、振幅位相推定部221と、減算器222と、ラッチ回路223と、くり返し制御部224とを備えている。振幅位相推定部221は、検波出力IA,QA,IB,QBに基づいて、下式6、7に示す複素出力apexpjφp,aqexpjφqを算出する。そして、複素出力apexpjφp,aqexpjφqに基づいて受信電力apωpv,ωqv2と、ηv2×aqωpv,ωqv2を算出して、減算器222に出力する。また、下式13を使用して、apexpjφp,aqexpjφqの偏角を取り出して、φpωpv,ωqvφqωpv、ωqvをラッチ回路223に出力する。apexpjφp=iBωqQA-iAωqQB/iAωpiBωq-iAωqiBωpjrBωqIA-rAωqIB/rAωprBωq-rAωqrBωp6aqexpjφq=-iBωpQAiAωpQB/iAωpiBωq-iAωqiBωpj-rBωpIArAωpIB/rAωprBωq-rAωqrBωp7φp=Argapexpjφpφq=Argaqexpjφq13減算器222は、Pωpv,ωpv=apωpv,ωqv2-η2×aqωpv,ωqv2を算出して、Pωpv,ωpvをくり返し制御部224に出力する。くり返し制御部224は、Pωpv,ωpvが目標精度閾値以下であるか否かを判断し、Pωpv,ωpvが目標精度となる速度vを、送信器2の速度推定値vrとしてドップラーシフト音速補正部212に出力し、また、Pωpv,ωpvが目標精度となった場合に、一致信号をラッチ回路223に出力する。くり返し制御部224は、Pωpv,ωpvが目標精度でない場合には、振幅位相推定部221および伝搬遅延推定部211に、変更したωpv,ωqvを出力して、Pωpv,ωqvが目標精度となるまで繰り返し処理を実行する。振幅位相推定部221は、くり返し制御部224からフィードバックされるωpv,ωpvを使用して、apωpv,ωqv,ηv2×aqωpv,ωqv2,φpωpv,ωqv,φqωpv,ωqvを再演算して、減算器222およびラッチ回路223に出力する。ラッチ回路223は、振幅位相推定部221から入力される位相φpωpv,ωqv,φqωpv,ωqvを、くり返し制御部224の一致信号が入力した際にラッチして、位相推定値として、伝搬遅延推定部211に出力する。すなわち、ラッチ回路223は、Pωpv,ωqvが目標精度となる場合の位相φpωpv,ωqv,φqωpv,ωqvを位相推定値として伝搬遅延推定部211に出力する。音速補正部214には、温度センサ215A、湿度センサ215B、および気圧センサ215C等の環境センサ215で検出される環境情報温度情報、湿度情報、および気圧情報等が入力される。音速補正部214は、環境情報に基づいて音速cを算出して、距離推定部213およびドップラーシフト音速補正部212に出力する。ドップラーシフト音速補正部212は、上式2を使用して、推定部209で推定された速度vrを音速補正部210から入力される音速cで補正して、補正した速度vを出力する。伝搬遅延推定部211は、ラッチ回路223から入力される位相推定量φpωpv,ωqv,φqωpv,ωqvに基づいて、伝搬遅延時間dを算出し、距離推定部213に出力する。受信器3の内部時計217は、送信器2の内部時計106と同期しているので、下式14を使用して、伝搬遅延時間dを算出することができる。ここで使用するωp,ωqは、Pωpv,ωqvが目標精度となった場合のωp,ωqである。d=-φp-φq/ωp-ωq14距離推定部213は、下式15を使用して、伝搬遅延推定部211から入力される伝搬遅延時間dと音速補正部214から入力される音速cに基づいて送受信器間の距離Lを算出して、出力する。L=c×d15このようにして、少ない演算量で距離と速度を同時に検出することが可能となる。図11Aおよび図11Bは、推定部209で送信器2の速度vrを算出する処理の一例を説明するためのフローチャートである。同図に示すフローチャートは、2分法を使用して、必要な精度で、Pωpv,ωqv=0、すなわちapωpv,ωqv2=η2×aqωpv,ωqv2を得て、速度vrを算出するものである。図11Aおよび図11Bにおいて、まず、音速cを仮定するステップS41。例えば、c=340m/sとすることができる。つぎに、検出速度の下限v1および上限v2を設定するステップS42。例えば、v1=-1.0m/s、v2=1.0m/sとすることができる。つぎに、|v1-v2|≦閾値目標精度であるか否かを判断するステップS43。|v1-v2|≦閾値目標精度の場合にはステップS43のYes、vr=v1orvr=v2とするステップS52。他方、|v1-v2|≦閾値目標精度でない場合にはステップS43のNo、v1v2/2をv3と設定するステップS44。ωp1,ωq1={c/c-v1}ωa,ωb,ωp2,ωq2={c/c-v2}ωa,ωb,ωp3,ωq3={c/c-v3}ωa,ωbを算出するステップS45。上式8、9より、振幅{aAωp1,ωq1,aBωp1,ωq1},{aAωp2,ωq2,aBωp2,ωq2},{aAωp3,ωq3,aBωp3,ωq3}を推定するステップS46。この後、aAωp1,ωq12-η2×aBωp1,ωq12>0andaAωp2,ωq22-η2×aBωp2,ωq22<0であるか否かを判断するステップS47。ここで、ηは受信素子の周波数特性に基づく感度補正値である。aAωp1,ωq12-aBωp1,ωq12>0andaAωp2,ωq22-η2×aBωp2,ωq22<0である場合にはステップS47のYes、aAωp3,ωq32-η2×aBωp3,ωq32>0であるか否かを判断するステップS48。aAωp3,ωq32-η2×aBωp3,ωq32>0である場合にはステップS48のYes、v3をv1と設定しステップS50、aAωp3,ωq32-η2×aBωp3,ωq32>0でない場合にはステップS48のNo、v3をv2と設定してステップS51、ステップS43に戻る。他方、ステップS47において、aAωp1,ωq12-η2×aBωp1,ωq12>0andaAωp2,ωq22-η2×aBωp2,ωq22<0でない場合にはステップS47のNo、aAωp3,ωq32-η2×aBωp3,ωq32>0であるか否かを判断するステップS49。aAωp3,ωq32-η2×aBωp3,ωq32>0である場合にはステップS49のYes、v3をv2に設定しステップS51、aAωp3,ωq32-η2×aBωp3,ωq32>0でない場合にはステップS49のNo、v3をv1と設定してステップS50、ステップS43に戻る。ステップS43では、再び、|v1-v2|≦閾値目標精度であるか否かを判断し、|v1-v2|≦閾値目標精度となるまで同じ処理を繰り返し実行するステップS43~S51。上記実施の形態によれば、位置計測に使用する複合周波信号だけを使用して、速度を計測することができ、特に新要素をつけ加えることなく位置と速度の同時計測を高精度かつ短時間で行うことが可能となる。ここでは、2周波信号を使用した場合について説明したが、3周波数以上の信号を使用することにしてもよい。この場合は、周波数信号の個数分の参照角周波数で直交検波を行う。なお、複合周波信号を使用して位置と速度を同時計測する方法は、信号の振幅比も誤差要因に加わるため、一般に単周波信号で速度を計測する方法より精度は悪化するが、受信素子に周波数特性のよい広帯域素子を使用するなどして、ほぼ単周波信号を使用した場合に匹敵する速度検出精度を確認している。本発明の応用例上記説明では、送信器2のみが移動し、音の媒質である空気や受信器3は固定しているものとして説明したが、それらの動いている場合のドップラーシフトについても関係式を導くことができる。送信器2の速度をvt,受信器3の速度をve,媒質の速度をvmとすれば、送信角周波数ωtは、受信角周波数ωr=c-vevm/c-vtvmωtになって受信器3で受信される。したがって、受信器3が移動している場合、ないし媒質が移動している場合も、受信角周波数ωrを決定し、その量を知ることができる。例えば、送信器2、受信器3を固定すれば、これは媒質の速度すなわち風速の計測法として使用することができる。上記説明では、図12Aに示すように、移動体4に送信器2を装着し、1台の受信器3で一次元的な速度測定について説明したが、2次元的および3次元的な速度測定も可能である。超音波の送信器2および受信器3は一定の有効開口を有しており、その中に複数台を設置できる。例えば、図12Bに示すように、3次元的移動を行う移動体4に装着した一台の送信器2の有効開口内に、3台の受信器3を設置すれば、送信器2の速度ベクトルv→の各方向X、Y、Zの速度成分を知ることができ、別途、送受信器の位置関係が分かっていれば、そこから速度ベクトルv→をT=1msなどと求めることができる。これにより、運動物体の空間における瞬間的な移動方向を精密に計測することができる。また、送信器2から発せられた超音波を受信器3で受信して、送信器2の速度および距離を計測する場合について説明したが、受信器3が超音波を発し、移動体からのその反射波を受信して、移動体4の速度および距離を計測することにしてもよい。本発明にかかる計測装置、計測システム、および計測方法は、例えば、超音波風速計や流速計に好適に利用できる。また、仮想現実感のモーショントラックや工作機械の誘導、ロボットの誘導に好適に利用でき、この場合、位置計測と相俟ってそれとは独立に得た各点の速度情報があれば、位置を含めた方程式を解くことで、より高精度な制御が可能となる。"