"スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有する電源装置であって、前記スイッチング制御装置は、パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備え、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くし、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合に、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くすることを特徴とする電源装置。請求項1記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記パルス位置を制御する信号生成器と、前記信号生成器からの出力信号の大きさを変える増幅器とをさらに備え、前記増幅器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されることを特徴とする電源装置。請求項2記載の電源装置において、前記信号生成器からの出力信号が擬似ランダム信号であることを特徴とする電源装置。請求項2記載の電源装置において、前記信号生成器からの出力信号が周期的な信号であることを特徴とする電源装置。請求項2記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記増幅器からの出力信号の位相を変える位相調整器をさらに備え、前記位相調整器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されることを特徴とする電源装置。請求項5記載の電源装置において、前記信号生成器からの出力信号が周期的な信号であり、前記位相調整器は前記信号生成器からの出力信号の位相を90度ずらすことを特徴とする電源装置。請求項1記載の電源装置において、前記電源装置は、前記スイッチング制御装置により制御される前記スイッチング素子を備え、前記スイッチング素子を制御して生成される出力電圧が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されることを特徴とする電源装置。請求項7記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記出力電圧をデジタル化するアナログ/デジタル変換器をさらに備え、前記アナログ/デジタル変換器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調されることを特徴とする電源装置。請求項7記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記パルス位置を制御する信号生成器と、前記信号生成器からの出力信号の大きさおよび位相を変えるゲイン位相調整器とをさらに備え、前記ゲイン位相調整器の出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調され、前記出力電圧が前記ゲイン位相調整器の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整器のゲインが調整されることを特徴とする電源装置。請求項9記載の電源装置において、前記出力電圧が前記ゲイン位相調整器の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整器の位相が調整されることを特徴とする電源装置。請求項9記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記出力電圧からリップル電圧の成分を抽出するフィルタをさらに備え、前記フィルタの出力信号が前記ゲイン位相調整回路の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整回路が制御されることを特徴とする電源装置。請求項9記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記出力電圧と前記信号生成器からの出力信号とを掛け合わせるミキサと、前記ミキサからの出力信号からリップル電圧のうちの前記信号生成器からの出力信号と同じ周波数成分の信号を抽出するフィルタとをさらに備え、前記フィルタの出力信号が前記ゲイン位相調整回路の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整回路が制御されることを特徴とする電源装置。請求項12記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記信号生成器からの出力信号の位相を90度ずらす位相シフタをさらに備え、前記位相シフタは位相が同相成分の信号とこの同相成分の信号に対して90度遅れた直交成分の信号とを出力し、前記ミキサおよび前記フィルタが前記同相成分の信号および前記直交成分の信号に対応して2系統備えられていることを特徴とする電源装置。請求項9記載の電源装置において、前記スイッチング制御装置は、前記出力電圧をデジタル化するアナログ/デジタル変換器と、前記アナログ/デジタル変換器からの出力信号から低周波成分を抽出するローパスフィルタと、前記アナログ/デジタル変換器からの出力信号からリップル電圧の成分を抽出するハイパスフィルタとをさらに備え、前記ローパスフィルタの出力信号が前記パルス幅変調回路の入力側に送信され、前記パルス幅変調回路でパルス幅が変調され、前記ハイパスフィルタの出力信号が前記ゲイン位相調整器の入力側に送信され、前記ゲイン位相調整器のゲインが調整されることを特徴とする電源装置。請求項1記載の電源装置において、前記パルス生成回路は、三角波信号を生成する三角波生成器と、前記三角波信号と閾値信号とを比較するコンパレータとを備え、前記閾値信号が前記三角波信号の周波数の2倍の周波数で変えられることを特徴とする電源装置。請求項15記載の電源装置において、前記パルス生成回路は、クロック信号を生成するクロック発生器と、パルス位置とパルス幅の情報から閾値を計算するデコーダと、前記デコーダで計算された閾値のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル/アナログ変換器とをさらに備え、前記三角波生成器が前記クロック信号に同期して動作し、前記デジタル/アナログ変換器が前記クロック信号の2倍の周波数で動作し、前記デジタル/アナログ変換器からの出力信号が前記閾値信号となることを特徴とする電源装置。請求項1記載の電源装置において、前記電源装置は、前記スイッチング制御装置により制御される前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子により生成される信号からスイッチングに伴う電圧の揺れを抑制するインダクタおよび容量からなるローパスフィルタとを備え、前記ローパスフィルタにより抑制された電圧が前記電源装置の出力電圧となることを特徴とする電源装置。請求項1記載の電源装置において、前記電源装置は、前記スイッチング制御装置により制御される前記スイッチング素子と、前記スイッチング素子と入力電圧との間に接続されるインダクタと、前記インダクタからの電流を整流するダイオードおよび容量からなる整流回路とを備え、前記整流回路により整流された電圧が前記電源装置の出力電圧となることを特徴とする電源装置。請求項1記載の電源装置において、前記電源装置は、前記スイッチング制御装置により制御される前記スイッチング素子と、交流電源を整流する整流回路と、前記整流回路により整流された直流電圧が前記スイッチング素子を介して入力されるトランスと、前記トランスの出力側に接続されるダイオードおよび容量からなる平滑化回路とを備え、前記整流回路により整流された直流電圧が前記スイッチング素子で交流信号に変換され、前記交流信号が前記トランスの入力側に流れて出力側から直流信号が出力され、前記直流信号の電圧が前記平滑化回路により平滑化され、前記平滑化回路により平滑化された電圧が前記電源装置の出力電圧となることを特徴とする電源装置。スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有する電源装置であって、前記スイッチング制御装置は、パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合に、前記パルスのパルス幅を長くするか、またはパルス高さを高くして前記パルスのエネルギーを高くし、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合に、前記パルスのパルス幅を短くするか、またはパルス高さを低くして前記パルスのエネルギーを低くする制御回路とを備えていることを特徴とする電源装置。ところで、前述したようなスイッチング電源において、ノイズを抑制する方法としては、前記特許文献1,2のように、スイッチを制御するパルスの位置を変調する方法が知られている。位置を変えることにより、パルスの周期性が低くなるため、スイッチの制御信号のスペクトルが拡散される。このため、パルス位置の変調により、ノイズの抑制が可能となる。しかしながら、従来の方法では、ノイズが抑制できる一方で、出力電圧のリップルが大きくなる場合があることを、発明者らは見出した。以下、本課題について、図16ないし図18を用いて説明する。図16に、従来のスイッチング電源の構成の一例を示す。また、図17に、このスイッチング電源の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す。さらに、図18に、このスイッチング電源のスイッチ制御信号のaスペクトルおよびb出力電圧の波形の一例を示す。aスペクトルおよびb出力電圧では、パルス幅変調を行う場合PWMと、パルス位置変調を行う場合PPMを示している。本スイッチング電源は、スイッチング制御装置1601、スイッチ1602,1603、および、ローパスフィルタLPF1604から構成される。スイッチング制御装置1601は、コントローラ1605、PWMPulseWidthModulation:パルス幅変調回路1606、PPMPulsePositionModulation:パルス位置変調回路1607から構成される。コントローラ1605は、入力電圧Vinから出力電圧Voutを生成するために必要なデューティ比を出力する。PWM回路1606は、デューティ比に基づいてパルス幅変調を行い、PWM信号Vpwmを出力する。PPM回路1607は、PWM信号Vpwmのパルス位置を変調し、PPM信号Vppm,/Vppm/VppmはVppmの反転信号を出力する。図17の例では、2つ目のパルスのパルス位置を左にシフトし、3つ目と4つ目のパルスのパルス位置を右にシフトして、パルス位置を変調している。スイッチング制御装置1601は、PPM信号Vppm,/Vppmにより、スイッチ1602、および、スイッチ1603を制御する。スイッチ1602とスイッチ1603は、それぞれ、入力電圧側、グランド側のスイッチであり、相補的にオン、オフが制御される。入力電圧Vinは、スイッチ1602,1603、ローパスフィルタ1604を通して出力電圧Voutとして出力される。スイッチ1602がオンで、スイッチ1603がオフの時はローパスフィルタ1604に入力電圧Vinが与えられ、ローパスフィルタ1604を通して出力電圧Voutは上昇する。スイッチ1602がオフで、スイッチ1603がオンの時はローパスフィルタ1604の入力はグランドレベルとなり、出力電圧Voutは下降する。従って、出力電圧Voutは、スイッチ1602,1603のオン/オフに同期して上昇/下降する。これによりリップル電圧が生じる。平均的には、出力電圧Voutは、PPM信号Vppm,/Vppmのデューティ比Dutyを用いて以下の式1で近似できる。Vout=Duty×Vin1パルス位置変調を用いない場合、PWM回路1606は一定のデューティ比のPWM信号Vpwmを出力する。この場合、スイッチ1602,1603の制御信号が周期的な信号となるため、そのスペクトルはスイッチング周波数およびその高調波成分のピークを持つ。パルス位置変調を用いると、スイッチ1602,1603の制御信号の周期性が低減されるため、周波数が拡散され、EMIノイズが抑制される図18a。しかしながら、PPM回路1607を用いてパルス位置の変調を行うと、リップル電圧が大きくなってしまう場合がある。パルス幅変調のみの場合と比較し、パルス位置を変調した場合は、局所的に見るとパルスの粗密が生じる。従って、パルス幅変調のみの場合と比較し、リップル電圧が大きくなる図18b。特にスイッチング速度が高速である場合には、その影響は顕著となる。電源を小型化するため、スイッチング周波数は高周波化する傾向にある。このため、スイッチング周波数の高周波化に伴い、EMIノイズが増加する傾向にあり、ノイズの抑制が求められている。そこで、本発明は前述のような要求に鑑みてなされたものであり、その代表的な目的は、EMIノイズの抑制と出力電圧のリップルの低減を両立する電源装置を提供することである。本発明の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。すなわち、代表的な電源装置は、スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有するものであり、以下の構成要素を有することを特徴とするものである。前記スイッチング制御装置は、パルス位置を変調するパルス位置変調回路と、パルス幅を変調するパルス幅変調回路と、前記パルス位置変調回路、および、前記パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路とを備える。そして、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合には、前記パルス幅変調回路はパルス幅を長くする。逆に、前記パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によって前記パルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合には、前記パルス幅変調回路はパルス幅を短くすることを特徴とする。本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。すなわち、代表的な効果は、EMIノイズの抑制と出力電圧のリップルの低減を両立する電源装置を提供することができる。以下の実施の形態においては、便宜上その必要があるときは、複数の実施の形態またはセクションに分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等個数、数値、量、範囲等を含むに言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。さらに、以下の実施の形態において、その構成要素要素ステップ等も含むは、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。[本発明の実施の形態の概要]本発明の実施の形態に係る電源装置は、スイッチング素子をパルス制御信号により制御するスイッチング制御装置を有するものである。スイッチング制御装置は、パルス位置を変調するパルス位置変調回路PPM回路107と、パルス幅を変調するパルス幅変調回路PWM回路106と、パルス位置変調回路、および、パルス幅変調回路により変調されたパルスを生成するパルス生成回路パルス生成回路109とを備える一例として、内に図1に対応する構成要素を付記。そして、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合には、パルス幅変調回路はパルス幅を長くする。逆に、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合には、パルス幅変調回路はパルス幅を短くすることを特徴とする。このような特徴を有する本発明の実施の形態に係る電源装置によれば、パルス位置を変調することにより、スイッチングに伴い発生するノイズを抑制が可能となる。これと同時に、パルス位置に応じてパルス幅をも変調するため、パルス位置の変調に伴う出力電圧のリップルを低減することができる。すなわち、ノイズの抑制と出力電圧のリップルの低減の両立が可能となる。本発明の実施の形態に係る電源装置は、さらに望ましくは、以下の構成要素を備えることを特徴とする一例として、内に対応する図の構成要素の符号を付記。スイッチング制御装置は、パルス位置を制御する信号生成器602と、信号生成器からの出力信号の大きさを変える増幅器603とを備える。スイッチング制御装置は、増幅器からの出力信号の位相を変える位相調整器604を備える。スイッチング制御装置は、出力電圧をデジタル化するアナログ/デジタル変換器1002を備える。スイッチング制御装置は、パルス位置を制御する信号生成器602と、信号生成器からの出力信号の大きさおよび位相を変えるゲイン位相調整器804805とを備える。スイッチング制御装置は、出力電圧からリップル電圧の成分を抽出するフィルタ802を備える。スイッチング制御装置は、出力電圧と信号生成器からの出力信号とを掛け合わせるミキサ903と、ミキサからの出力信号からリップル電圧のうちの信号生成器からの出力信号と同じ周波数成分の信号を抽出するフィルタ904とを備える。スイッチング制御装置は、信号生成器からの出力信号の位相を90度ずらす位相シフタ906を備える。スイッチング制御装置は、出力電圧をデジタル化するアナログ/デジタル変換器1002と、アナログ/デジタル変換器からの出力信号から低周波成分を抽出するローパスフィルタ1004と、アナログ/デジタル変換器からの出力信号からリップル電圧の成分を抽出するハイパスフィルタ1005とを備える。パルス生成回路は、三角波信号を生成する三角波生成器1101と、三角波信号と閾値信号とを比較するコンパレータ1105とを備える。パルス生成回路は、クロック信号を生成するクロック発生器1102と、パルス位置とパルス幅の情報から閾値を計算するデコーダ1103と、デコーダで計算された閾値のデジタル信号をアナログ信号に変換するデジタル/アナログ変換器1104とを備える。電源装置は、スイッチング制御装置により制御されるスイッチング素子1302と、スイッチング素子により生成される信号からスイッチングに伴う電圧の揺れを抑制するインダクタ1304および容量1305からなるローパスフィルタとを備える。電源装置は、スイッチング制御装置により制御されるスイッチング素子1402と、スイッチング素子と入力電圧との間に接続されるインダクタ1403と、インダクタからの電流を整流するダイオード1404および容量1405からなる整流回路とを備える。電源装置は、スイッチング制御装置により制御されるスイッチング素子1505と、交流電源を整流する整流回路1503と、整流回路により整流された直流電圧がスイッチング素子を介して入力されるトランス1506と、トランスの出力側に接続されるダイオード1507,1508および容量1509からなる平滑化回路とを備える。以上説明した本発明の実施の形態の概要に基づいた各実施の形態を、以下において具体的に説明する。以下に説明する実施の形態は本発明を用いた一例であり、本発明は以下の実施の形態により限定されるものではない。[第1の実施の形態]本発明の第1の実施の形態に係る電源装置として、特に、制御信号を用いてスイッチを制御することにより電源電圧を生成するスイッチング電源を例に図1~図4を用いて説明する。<スイッチング電源の構成>図1に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態は、入力電圧Vinを降圧し、出力電圧Voutを得るDC-DCコンバータの一例である。本スイッチング電源は、スイッチング制御装置101、このスイッチング制御装置101により制御され、入力電圧Vinとグランドとの間に直列に接続されたスイッチ102,103、および、これらのスイッチ102とスイッチ103の接続点に接続されたローパスフィルタLPF104から構成される。スイッチング制御装置101は、コントローラCTRL105、このコントローラ105に接続されたPWM回路PWM106、このPWM回路106に接続されたPPM回路PPM107、これらのPWM回路106とPPM回路107に接続されたノイズリップルコントローラNRC108、および、PPM回路107に接続されたパルス生成回路PGC109から構成される。コントローラ105は、入力電圧Vinから出力電圧Voutを生成するために必要なデューティ比を出力する。PWM回路106は、コントローラ105で計算されたデューティ比、および、ノイズリップルコントローラ108からの制御信号に基づいて、パルス幅の変調を行う。また、PPM回路107は、PWM回路106の出力、および、ノイズリップルコントローラ108からの制御信号に基づいてパルス位置を変調する。また、ノイズリップルコントローラ108は、ノイズスペクトル拡散と出力電圧リップルの抑制を行うため、PWM回路106、PPM回路107を制御する。また、パルス生成回路109は、PWM回路106、および、PPM回路107により変調されたパルスを生成する。スイッチング制御装置101は、パルス生成回路109で生成されたパルスのスイッチ制御信号Vsw,/Vsw/VswはVswの反転信号により、スイッチ102,103を制御する。スイッチ102とスイッチ103は、それぞれ、入力電圧Vin側、グランド側のスイッチであり、相補的にオン、オフが制御される。入力電圧Vinは、スイッチ102,103、ローパスフィルタ104を通して出力電圧Voutとして出力される。スイッチ102がオンで、スイッチ103がオフの時はローパスフィルタ104に入力電圧Vinが与えられ、ローパスフィルタ104を通して出力電圧は上昇する。スイッチ102がオフで、スイッチ103がオンの時はローパスフィルタ104の入力はグランドレベルとなり、出力電圧Voutは下降する。従って、出力電圧Voutは、スイッチ102,103のオン/オフに同期して上昇/下降する。これにより、リップル電圧が生じる。従来のパルス位置変調では、パルス幅は出力電圧Voutの目標値に応じて決め、その後、パルスのスペクトルを拡散するため、パルス位置を変調する。一方、本実施の形態のスイッチング電源では、ノイズリップルコントローラ108を用い、スペクトルを拡散させると共にリップル電圧を抑制するため、パルス位置を変調すると共に、パルス幅をも制御する。具体的には、以下のようにパルス位置、パルス幅を連携させて制御する。<スイッチング電源の動作>図2に、本スイッチング電源の動作を説明するタイミングチャートの一例を示す。図2において、Vpwmは従来のPWM信号図17でも図示、Vppm,/Vppmは従来のPPM信号図17でも図示、Vsw,/Vswは本実施の形態のスイッチ制御信号を示す。従来のように図17に図示、パルス位置を変調すると、変調前と比較してパルス間隔が密になる部分では出力電圧Voutが上昇し、パルス間隔が疎になると出力電圧Voutは下降する。従って、本実施の形態では、変調前と比較して、PPM回路107によるパルス位置変調によってパルス間隔が密になった部分ではPWM回路106によってパルス幅を短くし、逆に、PPM回路107によるパルス位置変調によってパルス間隔が疎になった部分ではPWM回路106によってパルス幅を長くするVsw,/Vsw。図2の例では、PPM回路107によるPPM信号Vppmにおいて、2つ目のパルスのパルス位置を左にシフトしているので、1つ目のパルスと2つ目のパルスとの間隔が密になり、また、3つ目と4つ目のパルスのパルス位置を右にシフトしているので、2つ目のパルスと3つ目のパルスとの間隔、3つ目のパルスと4つ目のパルスとの間隔がそれぞれ疎になるので、パルス生成回路109から出力するスイッチ制御信号Vswとして、2つ目のパルスの幅を短くし、また、3つ目と4つ目のパルスの幅を長くする。また、スイッチ制御信号/Vswは、スイッチ制御信号Vswを反転したパルスとなる。これにより、周期性を低減させてスペクトルを拡散させると共に、リップル電圧を抑制することが可能となる。なお、パルス位置に応じたパルス幅の変調方法としては、パルスの立ち上がりタイミングを変更する場合、立ち下がりタイミングを変更する場合、その両方を組み合わせる場合が考えられる。<スイッチング電源の動作>図3に、本スイッチング電源の動作フローの一例を示す。この動作フローのシーケンスは、スイッチング制御装置101により実行される。まず、所望の出力電圧Voutを得るためのパルス幅を計算するS301。次に、スペクトルを拡散するためのパルス位置を計算するS302。この計算したパルス位置に基づき、パルス幅の補正値を計算するS303。さらに、補正後のパルス幅、パルス位置を算出するS304。そして、これらを行ったパルスをスイッチ制御信号Vsw,/Vswとして出力するS305。<スイッチ制御信号のスペクトルおよび出力電圧>図4に、本スイッチング電源のスイッチ制御信号のaスペクトルおよびb出力電圧の波形の一例を示す。aスペクトルおよびb出力電圧では、パルス位置変調を行う場合PPMと、本実施の形態の制御を行う場合本発明を示している。本実施の形態のスイッチング電源を用いれば、スペクトル周波数Frequencyに対するスペクトルPowerに関しては、パルス幅変調のみの場合PWM:図18に図示と比較し、パルス位置が変調されるため、スイッチ制御信号のスペクトルが拡散される。このため、パルス位置変調を行った場合PPMと同様にノイズが抑制される。また、出力電圧時間Timeに対する出力電圧Voutに関しては、パルス位置とパルス幅を連携させて制御するため、従来のパルス位置変調PPMと比較し、出力電圧のリップルが低減される。このようにして、本スイッチング電源では、スペクトル拡散によりEMIノイズを抑制しつつ、出力電圧のリップルを抑制することが可能となる。なお、本実施の形態では、スイッチ102,103が入力電圧Vin側とグランド側に2つある構成について説明したが、これに限るものではない。例えば、グランド側のスイッチをダイオードに置き換えてもよい。また、入力電圧Vinを降圧するDC-DCコンバータを例に説明したが、これに限るものではない。本実施の形態の方法を用いれば、昇圧タイプのDC-DCコンバータやAC-DCコンバータ、DC-ACコンバータなど、スイッチングを用いて電圧を変換する変換器についても同様の効果が得られる。[第2の実施の形態]本発明の第2の実施の形態に係るスイッチング電源を、図5を用いて説明する。本実施の形態では、フィードバック制御を行うスイッチング電源に対し、本発明に係るノイズ拡散およびリップル抑制の技術を適用した場合について説明する。図5に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置501、スイッチ102,103、および、ローパスフィルタ104から構成される。スイッチング制御装置501は、出力電圧Voutがフィードバックされる差分回路502、この差分回路502に接続されたコントローラ503、このコントローラ503に接続されたPWM回路106、このPWM回路106に接続されたPPM回路107、これらのPWM回路106とPPM回路107に接続されたノイズリップルコントローラ108、および、PPM回路107に接続されたパルス生成回路109から構成される。このスイッチング電源は、図1の構成に対して、出力電圧Voutをスイッチング制御装置501にフィードバックする差分回路502が追加されている。差分回路502は、フィードバックされる出力電圧Voutと目標電圧Vrefとの差分を取る。コントローラ503は、差分回路502からの信号に基づいて、入力電圧Vinから出力電圧Voutを生成するために必要なデューティ比を算出する。PWM回路106は、デューティ比に基づいてパルス幅変調を行う。また、PPM回路107は、PWM回路106の出力に基づいてパルス位置を変調する。また、ノイズリップルコントローラ108は、スペクトル拡散とリップルの抑制を行うため、パルス幅の制御およびパルス位置の制御を行う。また、パルス生成回路109は、PWM回路106、および、PPM回路107により変調されたパルスを生成する。スイッチ102,103は、スイッチング制御装置501からのパルスにより制御され、ローパスフィルタ104を通して出力電圧Voutが生成される。このように、本実施の形態のスイッチング電源では、出力電圧Voutが目標電圧Vrefと等しくなるようにフィードバック制御を行う。コントローラ503は、例えば、偏差、積分、微分の3つの要素によって行うPID制御器であるが、これに限るものではない。このようなフィードバック制御を行うスイッチング電源に対しても、本発明に係るノイズスペクトル拡散、出力電圧リップル低減の技術は有効である。本実施の形態では、出力電圧Voutと目標電圧Vrefとの差分に基づき計算されたパルス幅に対し、ノイズリップルコントローラ108からの制御信号に基づき、さらにパルス幅を修正し、また、パルス位置をも修正する。このように、パルス幅とパルス位置とを連携して制御することにより、ノイズの抑制およびリップル電圧の低減が可能となる。[第3の実施の形態]本発明の第3の実施の形態に係るスイッチング電源を、図6,図7を用いて説明する。本実施の形態では、より具体的なスイッチング電源の構成の一例について説明する。図6に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置601、スイッチ102,103、および、ローパスフィルタ104から構成される。スイッチング制御装置601は、出力電圧Voutがフィードバックされる差分回路502、この差分回路502に接続されたコントローラ503、信号生成器SG602、この信号生成器602に接続された増幅器603、この増幅器603に接続された位相調整器D604、コントローラ503と位相調整器604に接続された加算器605、および、加算器605と信号生成器602に接続されたパルス生成器PG606から構成される。このスイッチング制御装置601のパルス生成器606は、図1及び図5に示した、PWM回路106、PPM回路107、および、パルス生成回路109を含んだ構成になっている。差分回路502は、出力電圧Voutと目標電圧Vrefとの差分を取る。コントローラ503は、差分回路502からの信号に基づいて、入力電圧Vinから出力電圧Voutを生成するために必要なデューティ比を算出する。信号生成器602は、パルス幅、および、パルス位置を変調する元となる信号を生成する。信号生成器602からの信号は、パルス位置の変調に用いるため、パルス生成器606に入力される。また、信号生成器602からの信号は、増幅器603により信号の大きさの調整、位相調整器604により位相、すなわち、時間軸方向の調整が行われる。この信号はパルス幅の制御信号として、加算器605によって、コントローラ503で算出されたデューティ比に加算される。パルス生成器606では、コントローラ503、信号生成器602、増幅器603、位相調整器604、加算器605を通じて出力されるパルス幅の情報と、信号生成器602からのパルス位置の情報を入力にし、パルス幅、パルス位置が変調されたパルスを生成する。生成されたパルスのスイッチ制御信号によりスイッチ102,103を制御し、ローパスフィルタ104を通して出力電圧Voutを出力する。図7に、本スイッチング電源の動作フローの一例を示す。この動作フローのシーケンスは、スイッチング制御装置601により実行される。まず、出力電圧Voutを測定するS701。この測定した出力電圧Voutと目標電圧Vrefとの差分を計算しS702、その差分に基づきパルス幅を計算するS703。次に、計算されたパルス幅に対し、信号生成器602からの信号を用いて、パルス幅を変調するS704。また、同じ信号生成器602からの信号を用いて、パルス位置を変調するS705。そして、パルス生成器606では、計算したパルス幅、パルス位置からパルスを生成しS706、スイッチ制御信号として出力するS707。このスイッチ制御信号により、スイッチ102、および、スイッチ103が制御され、入力電圧Vinを変換し、ローパスフィルタ104を通して出力電圧Voutを得る。このように、同一の信号生成器602からの信号を用いてパルス幅およびパルス位置を変調することにより、ノイズスペクトルの拡散とリップルの抑制が可能となる。なお、信号生成器602からの出力信号は、周期的な信号であっても、擬似ランダム信号、変調された信号であってもよい。信号生成器602からの出力信号として周期的な信号を用いる場合、その周期は例えばスイッチング周波数の1/10程度に設定する。また、位相調整器604では、その位相を例えば90度ずらす。信号生成器602からの出力信号を擬似ランダム信号とする場合、パルス位置の変調がランダムとなるためノイズスペクトルの拡散の効果が大きい。また、増幅器603、および、位相調整器604は、パルス幅の制御値の算出に用いることとして説明したが、これに限るものではなく、パルス位置の制御信号に対し、増幅器、位相調整器を用いて、その大きさ、タイミングを調整してもよい。また、パルス位置、パルス幅の制御値それぞれに対して大きさ、タイミングを調整してもよい。[第4の実施の形態]本発明の第4の実施の形態に係るスイッチング電源を、図8を用いて説明する。本実施の形態では、ノイズ、リップル抑制のための信号を、フィードバックループにより決めるスイッチング電源の構成について説明する。図8に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置801、スイッチ102,103、および、ローパスフィルタ104から構成される。スイッチング制御装置801は、出力電圧Voutがフィードバックされる差分回路502、この差分回路502に接続されたコントローラ503、信号生成器602、この信号生成器602に接続された増幅器804、この増幅器804に接続された位相調整器805、コントローラ503と位相調整器805に接続された加算器605、加算器605と信号生成器602に接続されたパルス生成器606、出力電圧VoutがフィードバックされるフィルタFIL802、および、このフィルタ802に接続され、増幅器804と位相調整器805を制御するコントローラ803から構成される。このスイッチング制御装置801は、図6の構成に対して、フィルタ802とコントローラ803が追加されている。本実施の形態のスイッチング電源が第3の実施の形態に記載のスイッチング電源と異なる点は、信号生成器602の信号からパルス幅を計算するための増幅器804の増幅率、位相調整器805の位相調整値をフィードバックにより決定する事である。出力電圧Voutをフィルタ802によりフィルタリングし、リップルに対応する成分を抽出する。コントローラ803では、抽出されたリップル成分に基づいてパルス位置を決める制御信号の大きさ、位相を決め、増幅器804、位相調整器805を制御する。増幅器804の増幅率や、位相調整器805の位相調整値をあらかじめ決めた値に設定した場合、スイッチ102,103の非線形性などの影響により、EMIノイズ抑制の効果と出力電圧リップル抑制の効果が最適化されない可能性がある。従って、本実施の形態では、リップル電圧をフィルタ802により抽出し、その値に基づいて増幅器804、位相調整器805をコントローラ803により制御する。すなわち、パルス幅とパルス位置との連携制御をフィードバックにより行う。これにより、使用される状況に応じた最適な制御が可能となる。[第5の実施の形態]本発明の第5の実施の形態に係るスイッチング電源を、図9を用いて説明する。本実施の形態では、ノイズリップル抑制のための信号を、フィードバックループにより決めるスイッチング電源の、図8とは別の構成について説明する。図9に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置901、スイッチ102,103、および、ローパスフィルタ104から構成される。スイッチング制御装置901は、出力電圧Voutがフィードバックされる差分回路502、この差分回路502に接続されたコントローラ503、信号生成器602、この信号生成器602に接続された増幅器804、この増幅器804に接続された位相調整器805、コントローラ503と位相調整器805に接続された加算器605、信号生成器602に接続された位相調整器907、加算器605と位相調整器907に接続されたパルス生成器606、出力電圧Voutがフィードバックされるフィルタ902、信号生成器602に接続された位相シフタPHS906、フィルタ902と位相シフタ906にそれぞれ接続されたミキサ903i,903q、ミキサ903i,903qにそれぞれ接続されたフィルタ904i,904q、および、フィルタ904i,904qに接続され、増幅器804と位相調整器805を制御するコントローラ905から構成される。なお、添え字のi、qは、信号のIIn-phase:同相成分、QQuadrature-phase:直交成分であることを示し、特に区別する必要がない場合は省略する。このスイッチング制御装置901は、図8の構成に対して、位相調整器907、位相シフタ906、ミキサ903i,903q、および、フィルタ904i,904qが追加されている。フィルタ902では、出力電圧Voutをフィルタリングし、出力電圧リップルに対応する成分を抽出する。位相シフタ906では、信号生成器602からの信号の位相を90度ずらす。ミキサ903では、リップル成分と信号生成器602との信号を掛け合わせる。フィルタ904では、ミキサ903からの出力信号にフィルタをかける。このようにして、リップル電圧のうち、信号生成器602が出力する周波数成分と同様の周波数成分の値を抽出する。コントローラ905では、フィルタ904からの信号に基づいて増幅器804の増幅率、位相調整器805の位相調整値を算出し、制御を行う。また、位相調整器907はパルス位置を決める信号の位相調整用に用いられる。位相シフタ906で90度ずらした信号を生成し、リップルのI成分、Q成分を検出するのは、スイッチング制御装置901内の内部回路、スイッチ102,103、ローパスフィルタ104などの遅延により、制御ループの位相が未知であるためである。位相が90度ずれた信号を掛け合わせることにより、リップルがどのような位相で生じたとしても検出可能となる。このように、リップル信号のうち、信号生成器602からの出力信号と同じ周波数成分の信号を抽出し、増幅器804、位相調整器805を制御することにより、最適な制御が可能となる。本実施の形態の構成により、パルス位置を変調してノイズを拡散しつつ、リップルを抑制することが可能となる。[第6の実施の形態]本発明の第6の実施の形態に係るスイッチング電源を、図10を用いて説明する。前述の実施の形態のように、ノイズを抑制し、かつ、リップルを抑制するためのフィードバックループを構成する場合、制御が複雑となる。このような複雑な制御を、アナログ回路を用いて実装すると回路規模が大きくなってしまう。そこで、本実施の形態では、スイッチング制御装置内の処理をデジタル化した構成について説明する。図10に、本実施の形態に係るスイッチング電源の構成の一例を示す。本実施の形態のスイッチング電源は、スイッチング制御装置1001、スイッチ102,103、および、ローパスフィルタ104から構成される。スイッチング制御装置1001は、出力電圧Voutがフィードバックされるアナログ/デジタル変換器ADC1002、このアナログ/デジタル変換器1002に接続されたデジタルシグナルプロセッサDSP1003、および、このデジタルシグナルプロセッサ1003に接続されたパルス生成器606から構成される。デジタルシグナルプロセッサ1003は、アナログ/デジタル変換器1002に接続されたローパスフィルタ1004、このローパスフィルタ1004に接続された差分回路502、この差分回路502に接続されたコントローラ503、信号生成器602、この信号生成器602に接続された増幅器804、この増幅器804に接続された位相調整器805、コントローラ503と位相調整器805に接続された加算器605、信号生成器602に接続された位相調整器907、アナログ/デジタル変換器1002に接続されたハイパスフィルタHPF1005、信号生成器602に接続された位相シフタ906、ハイパスフィルタ1005と位相シフタ906にそれぞれ接続されたミキサ903i,903q、ミキサ903i,903qにそれぞれ接続されたフィルタ904i,904q、および、フィルタ904i,904qに接続され、増幅器804と位相調整器805を制御するコントローラ905から構成される。このデジタルシグナルプロセッサ1003の加算器605と位相調整器907の出力はパルス生成器606に入力される。アナログ/デジタル変換器1002で出力電圧Voutをデジタル化し、デジタルシグナルプロセッサ1003に入力する。デジタルシグナルプロセッサ1003では、デジタル化されたデータをローパスフィルタ1004、ハイパスフィルタ1005によりフィルタリングする。ローパスフィルタ1004で取り出された低周波成分と目標電圧Vrefとの差分を取り、コントローラ503により出力電圧Voutを目標電圧に保つためのデューティ比を計算する。ハイパスフィルタ1005で取り出されたリップル電圧の情報は、ミキサ903、フィルタ904で信号生成器602と同じ周波数成分を取り出した後、コントローラ905に入力される。コントローラ905では、パルス位置を計算するための増幅器804、位相調整器805を制御する。パルス生成器606は、デジタルシグナルプロセッサ1003によって計算されたパルス幅、パルス位置に基づいてパルスを生成する。このように、アナログ/デジタル変換器1002を用いて出力電圧Voutをデジタル化し、その後の演算をデジタルシグナルプロセッサ1003を用いて行うことにより、複雑な制御をデジタル信号処理で実現可能となる。このようにして、スペクトル拡散によるノイズの抑制と、リップル電圧の低減が可能となる。[第7の実施の形態]本発明の第7の実施の形態に係るスイッチング電源を、図11および図12を用いて説明する。比較のために、従来技術を示す図19および図20も併せて説明する。本実施の形態では、これまで説明してきたスイッチング電源に適用可能なパルス生成器について説明する。まず、従来のパルス生成器の一例を図19および図20を用いて説明する。図19に、従来のパルス生成器の回路の一例を示す。また、図20に、本パルス生成器の動作波形の一例を示す。従来のパルス生成器は、電流源1901、この電流源1901とグランド間に接続された容量1902、この容量1902の両端に接続されたスイッチ1903、このスイッチ1903の制御端子に出力端子が接続され、電流源1901と容量1902との接続点に第1入力端子が接続され、第2入力端子に参照信号が入力されたコンパレータ1904、および、電流源1901と容量1902との接続点に第1入力端子が接続され、第2入力端子にデータ信号が入力されたコンパレータ1905から構成される。Vsawはノコギリ波信号、Vrstはリセット信号、Vdatはパルス幅を表すデータ信号を示す。電流源1901により容量1902に電荷を蓄積する。電荷が容量1902に蓄積されるため、ノコギリ波信号Vsawの電位が上昇する。ノコギリ波信号Vsawの値がある一定値を超えると、コンパレータ1904の出力が反転し、スイッチ1903がオンとなる。スイッチ1903がオンとなると、ノコギリ波信号Vsawはグランドと短絡され、その電位はグランドレベルとなり、容量1902の電荷がリセットされる。同様の動作を繰り返すことで、ノコギリ波信号Vsawが生成される。コンパレータ1905には、このノコギリ波信号Vsawと、パルス幅を決めるデータ信号Vdatが入力される。コンパレータ1905は、パルス幅を決めるデータ信号Vdatがノコギリ波信号Vsawよりも大きい場合はHiレベルを、小さい場合はLoレベルを出力する。このようにして、パルス幅を決めるデータ信号Vdatから、デューティ比が制御されたパルスを生成する。このように、従来のパルス生成器では、データが入力される周波数はノコギリ波信号Vsawの周波数と同一である。これに対して、本実施の形態に係るパルス生成器について、図11および図12を用いて説明する。図11に、本実施の形態に係るパルス生成器の回路の一例を示す。また、図12に、本パルス生成器の動作波形の一例を示す。本実施の形態に係るパルス生成器は、三角波生成器1101、この三角波生成器1101に接続されたクロック発生器CLK1102、デコーダDEC1103、このデコーダ1103に接続されたデジタル/アナログ変換器DAC1104、および、三角波生成器1101の出力信号が第1入力端子に入力され、デジタル/アナログ変換器1104の出力信号が第2入力端子に入力されたコンパレータ1105から構成される。三角波生成器1101は、電流源1106、この電流源1106に接続されたカレントミラー回路1107、このカレントミラー回路1107に接続されたスイッチ1108,1109、および、このスイッチ1108とスイッチ1109との接続点とグランド間に接続された容量1110から構成される。Vclkはクロック信号、Vdecはデコーダ1103からのデコード信号、Vdacはデジタル/アナログ変換器1104からのDAC出力信号閾値信号、Vtriは三角波信号を示す。クロック発生器1102からの信号により、スイッチ1108をオン、スイッチ1109をオフし、容量1110に電荷を蓄積する。これにより、三角波信号Vtriの電位は次第に上がっていく。その後、スイッチ1108をオフ、スイッチ1109をオンし、容量1110に蓄積された電荷を電流により引き抜く。これにより、三角波信号Vtriの電位は次第に下がっていく。これを繰り返すことにより、三角波信号Vtriが生成される。デコーダ1103は、パルス位置の情報、パルス幅の情報からパルスの立ち上がりのタイミング、立ち下がりのタイミングを計算する。また、立ち上がり、立ち下がりのタイミングから、三角波信号Vtriからパルスを作るための閾値を計算し、デジタル/アナログ変換器1104に出力する。デジタル/アナログ変換器1104では、デコーダ1103からのデジタル信号をアナログ電圧のDAC出力信号Vdacに変換する。コンパレータ1105では、三角波信号Vtriとデジタル/アナログ変換器1104からのDAC出力信号Vdacを比較し、スイッチ制御信号Vsw,/Vswのパルスを生成する。本パルス生成器は、クロック発生器1102からのクロック信号Vclkに同期して動作する。三角波信号Vtriはスイッチ1108,1109のオン、オフを利用して生成するため、三角波信号Vtriの周期はクロック信号Vclkの周期と同じとなる。また、デジタル/アナログ変換器1104は、クロック信号Vclkの立ち上がり、立ち下がり両方のエッジで動作する。すなわち、デジタル/アナログ変換器1104は、クロック発生器1102の2倍の周波数で動作する。このように、デジタル/アナログ変換器1104を三角波信号Vtriの2倍の動作周波数で動作させることで、パルスの立ち上がり、立ち下がりを独立に制御することが可能となる。従って、本実施の形態は、パルスの位置、および、パルスの幅を制御する場合に適した構成である。また、このようにクロック信号Vclkに同期させて三角波信号Vtriを生成し、また、デジタル/アナログ変換器1104を動作させるため、クロック同期の回路となり、実装が容易となる。[第8の実施の形態]本発明の第8の実施の形態に係るスイッチング電源を、図13を用いて説明する。本実施の形態では、より具体的なスイッチング電源の構成について説明する。図13に、本実施の形態に係るスイッチング電源としての具体的な降圧DC-DCコンバータの構成の一例を示す。本実施の形態に係る降圧DC-DCコンバータは、非絶縁型の降圧DC-DCコンバータであり、スイッチング制御装置1301、このスイッチング制御装置1301により制御されるスイッチ1302、このスイッチ1302とグランド間に接続されたダイオード1303、スイッチ1302とダイオード1303との接続点に一端が接続されたインダクタ1304、および、このインダクタ1304の他端とグランド間に接続された容量1305から構成される。スイッチング制御装置1301第3の実施の形態の図6の例を図示は、出力電圧Voutに基づいてデューティ比を計算し、スイッチ1302のオン、オフを制御する。ダイオード1303は、スイッチ1302がオフの時にグランド側からの電流を供給する。インダクタ1304と容量1305は、ローパスフィルタを構成し、スイッチングに伴う電圧の揺れを抑制し、出力電圧Voutを生成する。このように、インダクタ1304と容量1305から構成されるローパスフィルタにより抑制された電圧が出力電圧Voutとなる。このような降圧DC-DCコンバータにおいて、本発明に係るスイッチング制御装置を用いることで、パルスの位置とパルス幅を連携させて制御することが可能となり、ノイズを抑制すると共に出力電圧リップルを低減することが可能となる。なお、スイッチング制御装置1301は、第1の実施の形態から第6の実施の形態において説明したどの装置を用いてもよい。また、スイッチ1302としては、SiのMOSFET、IGBTなどが用いられる。また、大電力用途として期待されているSiCやGaNのスイッチデバイスを用いてもよい。SiCやGaNを用いたスイッチデバイスは、立ち上がり、立ち下がりが高速であることが知られており、高速スイッチングを行うスイッチング電源に適している。このため、スイッチングに伴う高周波ノイズが比較的大きい。このノイズを抑制するため、本発明に係るスイッチング制御装置が有効である。[第9の実施の形態]本発明の第9の実施の形態に係るスイッチング電源を、図14を用いて説明する。本実施の形態では、より具体的なスイッチング電源の別の構成として、昇圧DC-DCコンバータに適用した場合について説明する。図14に、本実施の形態に係るスイッチング電源としての具体的な昇圧DC-DCコンバータの構成の一例を示す。本実施の形態に係る昇圧DC-DCコンバータは、スイッチング制御装置1401、このスイッチング制御装置1401により制御されるスイッチ1402、このスイッチ1302と入力電圧Vin間に接続されたインダクタ1403、このインダクタ1403とスイッチ1402との接続点にアノードが接続されたダイオード1404、および、このダイオード1404のカソードとグランド間に接続された容量1405から構成される。スイッチング制御装置1401によりスイッチ1402を制御し、インダクタ1403に流れる電流を制御する。インダクタ1403に流れた電流は、スイッチ1402がオフのタイミングではダイオード1404を通して容量1405に蓄積される。従って、スイッチ1402のデューティ比により、出力電圧Voutを制御できる。このようにして、インダクタ1403からの電流をダイオード1404および容量1405からなる整流回路により整流して、入力電圧Vinを昇圧した出力電圧Voutを得る。このような昇圧DC-DCコンバータに、本発明のスイッチング制御装置を適用すると、スイッチングに伴うEMIノイズを抑制すると同時に、出力電圧のリップルを抑制することが可能となる。なお、スイッチング制御装置1401は、第1の実施の形態から第6の実施の形態において説明したどの装置を用いてもよい。[第10の実施の形態]本発明の第10の実施の形態に係るスイッチング電源を、図15を用いて説明する。これまではDC-DCコンバータについて説明してきたが、本発明はこれに限るものではなく、例えば、AC-DCコンバータにも適用可能である。本実施の形態では、このAC-DCコンバータに適用した場合について説明する。図15に、本実施の形態に係るスイッチング電源としての具体的なAC-DCコンバータの構成の一例を示す。本実施の形態に係るAC-DCコンバータは、交流電源1502、この交流電源1502に入力端子が接続された整流回路1503、この整流回路1503の出力端子間に接続された容量1504、この容量1504に接続されたスイッチ1505、このスイッチ1505に一次側が接続されたトランス1506、このトランス1506の二次側に接続されたダイオード1507,1508、ダイオード1508のカソード-アノード間に接続された容量1509、および、出力電圧Voutがフィードバックされ、スイッチ1505を制御するスイッチング制御装置1501第3の実施の形態の図6の入力段に増幅器を追加した例を図示から構成される。交流電源1502からの入力を整流回路1503で整流し、容量1504で平滑化する。スイッチング制御装置1501により、スイッチ1505のオン、オフを制御し、トランス1506の交流電源1502側に流れる電流を制御する。制御された電流はトランス1506を介してDC出力側に伝えられ、ダイオード1507およびダイオード1508で整流され、容量1509で平滑化され、出力電圧Voutとして出力される。このように、ダイオード1507,1508および容量1509からなる平滑化回路により平滑化された電圧が出力電圧Voutとなる。このようなAC-DCコンバータに、本発明のスイッチング制御装置1501を適用すると、スイッチングに伴うEMIノイズを抑制すると同時に、出力電圧のリップルを抑制することが可能となる。なお、スイッチング制御装置1501は、第1の実施の形態から第6の実施の形態において説明したどの装置を用いてもよい。以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前述した各実施の形態においては、パルス位置の変調によってパルス間隔が疎になる場合にはパルス幅を長くし、逆に、パルス位置の変調によってパルス間隔が密になる場合にはパルス幅を短くする場合を説明したが、パルスのエネルギーに着目して制御することも可能である。すなわち、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して疎になる場合には、パルスのパルス幅を長くするか、またはパルス高さを高くしてパルスのエネルギーを高くし、逆に、パルス位置変調回路によるパルス位置の変調によってパルスのパルス間隔が変調前のパルス間隔と比較して密になる場合には、パルスのパルス幅を短くするか、またはパルス高さを低くしてパルスのエネルギーを低くする制御回路を備えることによっても、同様の効果を得ることができる。"