"所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定方法であって、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも2個の受波器で受信し、少なくとも2つの受信信号を生成するステップAと、前記少なくとも2つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のI成分およびQ成分を生成するステップBと、前記それぞれの受信信号のI成分およびQ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたI’成分およびQ’成分を生成するステップCと、前記それぞれの受信信号のI’成分およびQ’成分を、前記符号とは異なる符号を用いて、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたI’’成分およびQ’’成分を生成するステップDと、前記それぞれの受信信号のI’’成分およびQ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算するステップEと、前記それぞれの受信信号について計算された振幅情報および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出するステップFとを包含する超音波測定方法。前記符号に、前記キャリア周波数の位相の0度および180度の状態を割り当てる請求項1記載の超音波測定方法。前記ステップCの位相差分処理はただし、τ0は送信時の符号周期を満たす請求項1または2に記載の超音波測定方法。前記符号はM系列の擬似拡散符号である請求項1から3のいずれかに記載の超音波測定方法。前記ステップDにおける前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたM系列の擬似拡散符号である請求項4に記載の超音波測定方法。所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定装置であって、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも2個の受波器で受信し、少なくとも2つの受信信号を生成する受信部と、前記少なくとも2つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のI成分、およびQ成分を生成する直交検波部と、前記それぞれの受信信号のI成分およびQ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたI’成分およびQ’成分を生成するベクトル演算部と、前記それぞれの受信信号の前記I’成分およびQ’成分を、前記符号とは異なる符号を用い、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたI’’成分およびQ’’成分を生成する逆拡散部と、前記それぞれの受信信号のI’’成分およびQ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算する復調部と、前記それぞれの受信信号について計算された振幅および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出する距離方位算出部とを備える超音波測定装置。前記符号に、前記キャリア周波数の位相の0度および180度の状態を割り当てる請求項6記載の超音波測定装置。前記ベクトル演算部の処理はただし、τ0は送信時の符号周期を満たす請求項6または7に記載の超音波測定装置。前記符号はM系列の擬似拡散符号である請求項6から8のいずれかに記載の超音波測定装置。前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたM系列である請求項9に記載の超音波測定装置。非特許文献1に開示された方式は、ドプラシフト補償方式としては、高速処理性と確実性が高い。また、ドプラシフトを計測して補正する方式ではないので、受信信号が複数のドプラシフトを含む場合にも対応が可能である。しかし、ドプラシフトを完全に補償し、相関利得を回復することは困難である。したがって、計測の精度を確保するためには参照信号の伸縮の間隔を小さくする必要があるので、必要な逆拡散部が増加して、ハード規模の増大とコスト高となり、民生用機器への適用が難しい。特許文献2ないし3に開示された方式は、ドプラシフト補償用信号を別途設けるか、あるいは信号の一部をドプラシフト補正用信号として用いる方式であり、そこからドプラシフトが推定されるため、正確な補正が可能である。しかしながらサブキャリア全体をリサンプリングするため、信号全体を記録することが必要になり補正するのにメモリと処理時間が必要である。したがって、特許文献2ないし3の方式は、音響波をキャリアとして使用する場合には、処理が比較的低速でも許される低速のデータ通信などには適用可能であるが、自律移動ロボットの障害物検知などの高速応答性が必要な処理方式には不適であると考えられる。さらに、自律移動ロボットなどの障害物検地に適用する場合、一般的に検地対象は不特定多数で、その中には様々な相対速度で移動する物体例えば人などがあると想定される。したがって、自律移動ロボットと検地対象との相対速度は同時にかつ様々なものが混在するため、特許文献2に開示される個別の補償用信号を用いる方式では対応が難しい。本発明は、このような従来技術の課題を解決し、超音波測定装置が不特定多数のドプラシフトの影響をうける環境において動作する場合においても、簡便な処理で精度の高い計測を行うことのできる超音波測定装置および超音波測定方法を提供することを目的とする。本発明の超音波測定方法は、所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定方法であって、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも2個の受波器で受信し、少なくとも2つの受信信号を生成するステップAと、前記少なくとも2つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のI成分およびQ成分を生成するステップBと、前記それぞれの受信信号のI成分およびQ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたI’成分およびQ’成分を生成するステップCと、前記それぞれの受信信号のI’成分およびQ’成分を、前記符号とは異なる符号を用いて、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたI’’成分およびQ’’成分を生成するステップDと、前記それぞれの受信信号のI’’成分およびQ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算するステップEと、前記それぞれの受信信号について計算された振幅情報および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出するステップFとを包含する。ある好ましい実施形態において、前記符号に、前記キャリア周波数の位相の0度および180度の状態を割り当てる。ある好ましい実施形態において、前記ステップCの位相差分処理はただし、τ0は送信時の符号周期を満たす。ある好ましい実施形態において、前記符号はM系列の擬似拡散符号である。ある好ましい実施形態において、前記ステップDにおける前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたM系列の擬似拡散符号である。本発明の超音波測定装置は、所定のキャリア周波数を有し、前記キャリア周波数に同期した符号周期を持つ符号を用いて変調された、符号化スペクトラム拡散超音波信号を用いて、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する超音波測定装置であって、前記符号化スペクトラム拡散超音波信号を少なくとも2個の受波器で受信し、少なくとも2つの受信信号を生成する受信部と、前記少なくとも2つの受信信号を、前記キャリア周波数を用いてそれぞれ直交検波し、それぞれの受信信号のI成分、およびQ成分を生成する直交検波部と、前記それぞれの受信信号のI成分およびQ成分を、前記キャリア周波数の周期に同期した符号周期に基づき位相差分処理し、ドプラシフトによる位相変動が除去されたI’成分およびQ’成分を生成するベクトル演算部と、前記それぞれの受信信号の前記I’成分およびQ’成分を、前記符号とは異なる符号を用い、前記キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理して、逆拡散されたI’’成分およびQ’’成分を生成する逆拡散部と、前記それぞれの受信信号のI’’成分およびQ’’成分から前記それぞれの受信信号の振幅情報および位相情報を演算する復調部と、前記それぞれの受信信号について計算された振幅および位相情報から、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうちの少なくとも一方を算出する距離方位算出部とを備える。ある好ましい実施形態において、前記符号に、前記キャリア周波数の位相の0度および180度の状態を割り当てる。ある好ましい実施形態において、前記ベクトル演算部の処理はただし、τ0は送信時の符号周期を満たす。ある好ましい実施形態において、前記符号はM系列の擬似拡散符号である。ある好ましい実施形態において、前記符号とは異なる符号は、前記符号の位相を回転させたM系列である。本発明によれば、受信信号の直交検波信号をキャリア周波数に同期した符号周期に基づき処理することにより、ドプラシフトの除去を行い、逆拡散処理に、送信に用いた符合とは別の符号を用いることによって、ドプラシフトがない場合と同様なS/N比を有する逆拡散信号を得ることができる。また、この場合に所定のドプラシフト範囲内において複数のドプラシフト、すなわち相対速度が異なる反射物体が存在してもかまわない。したがって、本発明によれば、ドプラシフトを計測することなく、ドプラシフトの影響を抑制することが可能で、対象物までの距離や方位を正確に測定することができる。以下、図面を参照しながら本発明の超音波測定装置および超音波測定方法の実施形態を説明する。本発明の超音波測定装置は、超音波測定装置の送受信器間にゼロではない相対速度があり、超音波のキャリア周波数がドプラシフトを受けた場合でも、ドプラシフトの影響を抑制し、超音波の伝搬距離および伝搬方位のうち、少なくとも一方を計測する。図1は、本発明の超音波測定装置の使用環境の一例を示している。図1において、移動体1は自律移動ロボットなどである。超音波測定装置2は移動体1に実装されている。超音波測定装置2は、物体3に向けて超音波を送信し、物体3において反射する反射波を受信することにより、超音波の伝搬経路4の長さあるいは、物体3と超音波測定装置2との距離を計測する。また、超音波測定装置2から見た物体3の方位を求めることも可能である。移動体1が図中矢印方向に移動する場合、移動体1と物体3とには相対速度が存在する。実際には、物体3が移動する場合も想定される。相対速度は、1移動体1および物体3の一方が静止しており、他方が任意の方向に任意の速度で移動する場合、2移動体1および物体3の両方が互いに異なる方向に任意の速度で移動している場合、3移動体1および物体3の両方が同じ方向に異なる速度で移動している場合に存在する。このように相対速度が存在する場合、超音波測定装置2が送受信する超音波信号はドプラシフトの影響を受ける。以下、本実施形態として、超音波測定装置2および超音波測定方法を説明する。本実施形態では、超音波測定装置2は超音波を送信するための送波器および送波器を駆動する駆動部を備えている。しかし、本発明は、送波器および駆動部を備えず、独立した超音波送波装置から送信される超音波を受信することによって、超音波送波装置との距離を測定したり、方位を測定したりする超音波測定装置およびそれによる超音波測定方法の実施形態も含む。図1に示す超音波測定装置2が送信する超音波は、本実施形態では、M系列符号によって符号化され、スペクトラム拡散されている。この他、Barker系列、Golay系列などの他の擬似不規則信号系列によって超音波が符号化されていてもよい。符号化のための変調方式には、たとえば、拡散符号の1を所定周波数の正弦波に対応させ、拡散符号の-1を180度位相が反転した所定周波数の正弦波に対応させる2相位相シフト変調を用いる。なお、この所定周波数の正弦波のことをキャリアと呼ぶ。つまり、拡散符号の1および-1にキャリア周波数の位相の0度および180度の状態を割り当てる。拡散符号の単一の符号内に存在する正弦波の波数は、用いる送波器および受波器の帯域に応じて決定することが好ましい。帯域が狭い場合には波数を多くし、逆の場合には少なくする。波数が少ないほうが、スペクトラム拡散の拡散率が高くなるので、耐雑音性は向上する。M系列の次数M系列の長さは大きいほど、耐雑音性は向上する。しかし次数が大きくなるにつれて、送信する超音波は長くなり、環境における変化、特にドプラシフトの影響を受け易くなる。たとえば、搬送波の周波数が40kHzであり、1符号内に存在する正弦波の波数を3とした場合、7次のM系列を用いると、送信する超音波の継続時間は、約9.5msになる。図2aおよびbは、2相位相シフト変調方式を説明する図である。たとえば、図2aに示すように、1、-1、1、1で表される拡散符号5を用いて正弦波の搬送波を2相位相シフト変調方式によって拡散した場合、図2bに示す波形6のランダム波が得られる。波形6では、1符合あたりのキャリアは4波であり、符号1と符号-1との境界において、位相が反転している。図3は、本発明の実施形態による超音波測定装置2の基本構成を示すブロック図である。超音波測定装置2は、送波器12、第1の受波器131、第2の受波器132、送信部14、演算部15、第1の受信部171、第2の受信部172、窓設定部18、第1のドプラ除去部201、第2のドプラ除去部202、第1の逆拡散器211、第2の逆拡散器212および距離方位算出部22を備えている。第1の受波器131および第2の受波器132は、距離Lを隔てて隣接して配置されている。本実施形態では、超音波を第1の受波器131および第2の受波器132で受信し、それぞれの受信器で受信した超音波の伝搬時間を求め、距離を推定する。また、伝搬時間の差から超音波が伝搬してきた方位を算出する。以下、第1の受波器131および第2の受波器132をまとめて参照する場合には、受波器13と呼ぶこともある。同様に、第1のドプラ除去部201および第2のドプラ除去部202をドプラ除去部20と呼び、第1の逆拡散器211および第2の逆拡散器212を逆拡散器21と呼ぶ場合がある。なお、本実施形態においては、方位を算出するために、超音波測定装置2は、2つの受波器を備えている。しかし、3次元的な方位を求める場合など、3個以上の受波器および関連する構成を備える超音波測定装置の形態で本発明を実施してもよい。超音波測定装置2の最大測定距離測定限界を5m~10mと設定した場合、最大測定距離と大気中における超音波の減衰特性とを考慮することにより、使用する超音波の周波数を決定することができる。超音波の周波数が高ければ波長が短くなるので、伝搬時間測定における時間分解能は向上する。しかし、周波数が高いと、大気中での超音波の減衰も大きくなる。送波器12および受波器13の一般的な性能を考慮すると、例えば最大測定距離5mから10mの場合は、100kHz以下の超音波が適している。本実施形態では、40kHzの超音波を計測に用いる。送波器12および受波器13には、例えば、圧電セラミックのたわみ振動子を用いた超音波振動子、あるいは、PVDF圧電高分子膜を振動子とした送波器および受波器などを用いることができる。第1の受波器131および第2の受波器132として同じ規格の超音波振動子等を用いる限り、受波器の特性のばらつきは、計測精度にほとんど影響を与えない。演算部15はマイコンなどによって構成され、駆動信号を生成し、また、ドプラ除去部20、逆拡散器21、窓設定部18および距離方位算出部22を制御する。演算部15で生成する駆動信号は、M系列の拡散符号5により拡散処理されたランダム波6であり図2a、b、送信部14によりアナログ信号に変化されて送信器12を駆動する。図4は、本実施形態の超音波測定装置2において実行される超音波測定方法の実施形態を示すフローチャートである。以下図4のステップと図3のブロック図を参照して、具体的な超音波測定方法を説明する。ステップS1ステップS1は、ステップAに対応する。第1の受波器131、第2の受波器132は、送波器12から送波され、物体2において反射した超音波をそれぞれ受信する。第1の受波器131、第2の受波器132は、受信した超音波を電気的な受信信号に変換する。第1の受信部171、第2の受信部172は、それぞれ受信信号を増幅し、A-D変換によりデジタル信号に変換する。第1の受信部171によって得られた受信信号および、第2の受信部172によって得られた受信信号のそれぞれが、以下の手順にしたがって処理される。A-D変換のサンプリング周波数は、送信時のキャリアの周波数の4倍以上であることが望ましく、また一般には送信時のキャリアの周波数の整数倍に設定される。反射体3と超音波測定装置2との間に相対速度がある場合、受信信号はドプラシフトの影響を受け、図2bに示すキャリアの位相が反転している位置、つまり、符号の周期が送信時から変化している。このため、A-D変換された受信信号をそのまま逆拡散しても、逆拡散信号の相関利得が著しく低下し、正しく相関を判断できない。このためドプラ除去処理が必要となる。ドプラ除去処理の1つの方法として、ドプラシフト量周波数変化を検出し、検出したドプラシフト量を用いて受信信号を補正することが考えられる。しかし、この方法による場合、高い精度でドプラシフト量を検出する必要がある。本実施形態の超音波測定装置2は、以下のステップS2からS6によって、ドプラシフト量を検出することなく、受信信号を信号処理することによって、ドプラシフトの影響が低減された受信信号を得る。ステップS2ステップS2は、ステップAに含まれる。演算部15によって制御された窓設定部18は、ステップS1でデジタルデータに変換された受信信号から、送信開始時刻T0より一定時間経過したT1およびT2までのT2-T1分の信号を切り出す。具体的には、窓設定部18は、乗算器191、192に対して0あるいは予め設定された0以外の定数を出力し、デジタルデータに変換された受信信号の一部を切り出す。切り出し時間T1,T2の設定は、超音波測定装置の計測可能な測定距離や、計測に用いる超音波の長さに基づいて設定される。例えば、測定範囲が1m~5mである場合、超音波は測定範囲内にある物体と超音波測定装置との間を往復するため、伝搬距離は2m~10mとなる。超音波の空気中での音速は約340m/secであるので、2mおよび10mを伝搬時間に換算すると、それぞれ約6msecおよび約30msecとなる。また、7次のM系列の信号の継続時間は、搬送波の周波数を40kHzとし、単一の符号内に存在する正弦波の波数を3とすると、約9.5msecである。したがって、送信時刻T0を原点として、最も早く超音波が到達する時刻T1は、6msであり、最も遅く超音波が到達する時刻T2は、39.5msecとなる。したがって、窓設定部18は、超音波の送信を開始した時刻T0をゼロとして、時刻T1=6msから時刻T2=39.5msまでの期間を含むように受信データを切り出す窓を設定する。乗算器191、192は、切り出された受信信号をドプラ除去部20へ出力する。本発明の実施の形態では、超音波の送信時のキャリア周波数に同期したサンプリング周波数キャリア周波数の整数倍をそのまま用いて、ドプラ除去を行う。図5は、ドプラ除去部201、202の具体的な構成を示すブロック図である。ドプラ除去部201、202は、直交検波部23とベクトル演算部26とを備える。直交検波部23は、受信信号に送信時のキャリア周波数ω0に基づくCosω0TおよびSinω0Tを乗算する乗算器241、242と、ローパスフィルタ251、252とを含む。ベクトル演算部26は、遅延部271、272と、乗算器281、282、283、284と、加算器291、292とを含む。ステップS3ステップS3はステップBに対応する。ステップS3は直交検波部23により実行される。受信信号は直交検波部23において、送信時のキャリア周波数ω0に基づき、2つの互いに直交する直交信号であるI成分およびQ成分に分解される。ドプラシフトを受けた受信信号は式1のように表現される。ここで、wは受信信号、Adtは受信信号の振幅値、ωdはドプラシフトを受けたキャリア周波数、Tpは送信から受信までの超音波の伝搬時間である。またbdtはドプラシフトをうけたM系列であって、以下の式2で表現される。ここで、MnはM系列のn番目の値-1か1、NはM系列のデータ数、τdはドプラシフトを受けたキャリア周波数におけるM系列の符号周期をあらわしている。ここで符号周期とは、キャリア周期と1符合に含まれるキャリアの波数の積を示している。なお、実際の受信信号は、受信部17におけるA-D変換によってデジタル信号離散信号に変換されているが、ここでは便宜的に連続波信号として表現してある。上記式1の受信信号を直交検波することにより得られるIt成分およびQt成分は、それぞれ式3および式4となる。ここで、Δωdはドプラシフト周波数を示している。また、振幅Adtは十分緩やかに変化すると考えられるため、定数Adとしてある。Cは直交検波部23に固有の定数である。式3および式4より、I成分およびQ成分は、本来発生するべき2相位相変調によるM系列符号化に伴う振幅の正負の変換に加えて、ドプラシフト周波数Δωdで緩やかに変動する正弦波成分を含むものとなる。したがって、I成分およびQ成分の逆拡散処理を行えば、相対速度が小さい場合でも、ドプラシフトに起因する正弦波変動により相関出力が著しく低下する。直交信号のIt成分、Qt成分はベクトル演算部26に入力される。ステップS4ステップS4はステップCに対応する。ステップS4はベクトル演算部26により実行される。ベクトル演算部26は、遅延部27、乗算器28および加算器29を含み、次式5で示されるベクトル演算を実行する。ただし、τ0は送信時の符号周期上記式5に示す演算により、ベクトル演算部26は、受信信号のIt成分およびQt成分から直交差分信号であるI’t成分とQ’t成分を生成する。I’t成分およびQ’t成分はそれぞれ、式6および式7で示される。ここで、τ0は送信時の符号周期をあらわしており、図5における遅延部27の遅延時間を示している。実際には、ドプラシフトの影響により符号周期は、τ0からτdに変化しているが、τdは未知数であるので、本発明の実施の形態では、τ0をあえて利用する。ベクトル演算部26が生成するI’tおよびQ’tは、ドプラシフトΔωdとτ0によって決まる一定の位相をもった直交出力成分となる。式5のベクトル演算処理は、本質的に符号周期毎の位相差を計算するものであるため、この処理を位相差分処理と呼ぶ。位相差分処理により、It成分およびQt成分に見られたドプラシフト周波数Δωdで変動する成分は、ドプラシフト周波数Δωdと、符号周期τ0で定まる、時間変動の内定数固定位相に変換される。つまり、I’tおよびQ’tは、時間によらず、ほぼ一定の振幅値を有する。この状態で適当な参照符号を用いて、逆拡散処理を行えば、振幅変動による相関出力低下が抑制できる。ステップS3およびS6による受信信号の処理を、信号波形を示しながら説明する。図6aは、直交検波部23に入力される受信信号30を示している。受信信号30は、ドプラシフトを受けた符号周期で変調され、キャリアを含む信号である。図6bは、ステップS3が実行されることによって直交検波部23から出力されるI成分の包絡線31およびQ成分の包絡線32と、変調された符号で示すI成分33およびQ成分34とを示している。上述したように、I成分およびQ成分には、ドプラシフト周波数Δωdで緩やかに変動する正弦波成分が含まれているため、振幅は一定ではない。図6cは、ベクトル演算部26から出力されるI’成分の包絡線35およびQ’成分の包絡線36と、変調された符号で示すI’成分37およびQ’成分38を示している。I’成分およびQ’成分は、時間によらず、ほぼ一定の振幅値を有する。しかし、図6aと図6cとを比較すれば明らかなように、I’成分およびQ’成分の符号列は、直交検波を行う前、あるいは、送信信号の符号列と異なっている。ステップS5ステップS5はステップDに対応する。ステップS3およびステップS4によってドプラシフトによる振幅変動が抑制されたので、次に逆拡散に用いる参照符号を考える。ステップS4におけるベクトル演算部26の処理により元のM系列は別の系列に変化する。このため、I’成分およびQ’成分を、送信に用いた符号とは異なる符号を用いて、キャリア周波数と同期した時間間隔に基づき逆拡散処理する。ここで式6および式7のM系列bdはτ0≒τdが成立するものとすると式8のように表現できる。式8におけるUt-Tpは伝搬時間をあらわすユニット関数である。上述したように、ベクトル演算部26の直交差分信号のI’成分およびQ’成分は、元のM系列以下元M系列と記述と元M系列を1符号周期τ0ずらしたM系列との掛け算になっている。ここで、M系列とそれを1符号周期ずらしたM系列の乗算Mn1Mnは、元M系列の位相をシフトさせたものになっている。この特徴を図7aおよびbを用いて説明する。図7aにおいて、1は、元のM系列、つまり、送信時に用いた符号であるM系列40を示している。M系列40に対して1符号周期遅らせたM系列41を2に示す。M系列40と1符号周期遅らせたM系列41との積1×2は3で示される系列42である。この系列42のSの位置から始まる系列最後までいったら先頭にもどって比較するは、元のM系列40の位相を反転したものになっている。上述の例をより具体的に説明する。M系列の次数を3符号列数は23-1で7とする。図7bにおいてiで示すように、例えば、3次のM系列を1、1、1、-1、-1、1、-1とする。符号の順序を分かりやすくするため、符号の右肩に符号の順序を示す数字を1から7で示している11、12、13、-14、-15、16、-17。iに示す3次のM系列と1符号周期ずらしたM系列をiiに示す。これら2つの符号系列を掛け合わせると、i×iiで示す符号系列が得られる。これを反転させた符号系列がi’である。i’の破線で示す6番目の符号から7つ連続した符号は、iの破線で示すM系列と等しい。また、i’の先頭から5番目までの符号は、iに示すM系列の3番目から7番目の符号と一致している。言い換えると、i’に示す符号系列は、iに示すM系列の符号を3符号分、位相を正方向に回転させたM系列1、-1、-1、1、-1、1、113、-14、-15、16、-17、11、12である。このように、M系列と1符号周期ずらしたM系列との積は、M系列の性質を備えている。この性質はM系列に特有で、M系列の相似性と呼ばれる。M系列と1符号周期ずらしたM系列との積を反転させた系列において、どの位置からもとのM系列と同じ符号列が開始するか、つまり、M系列と1符号周期ずらしたM系列との積を反転させた系列は、何符号分もとのM系列の位相を回転させたものとなるかは、使用するM系列によってそれぞれ異なる。しかし、この値回転の程度は、使用するM系列を決定すれば一義的に定まる。本発明の実施形態では、このM系列の相似性を利用する。具体的には、送信に用いるM系列を決定し、決定したM系列と1符号周期ずらしたM系列との積を反転させた系列が何符号分もとのM系列の位相を回転させたものであるかを調べる。例えば、送信に用いるM系列の符号長をN次とし符号をm例えば、mは1または-1とした場合、M系列は、m1、mk、mNで表されるkは2<k<Nを満たす自然数。また、M系列の位相を回転させた復調用M系列は、mi、、mk、mN、m1、mi1で表されるiは1≦i<kを満たす自然数。この位相を回転させたM系列を復調用M系列として、直交差分信号のI’成分およびQ’成分のそれぞれを逆拡散処理する。なお、厳密には復調用M系列は、もとのM系列の位相を回転させ、さらに、位相を反転させる必要がある。しかし、位相を反転させない復調用M系列を用いてI’成分およびQ’成分の逆拡散処理を行ってもI’成分およびQ’成分全体の位相が反転するだけであり、I’成分およびQ’から、受信信号の振幅および位相を求める演算の結果には影響を与えない。図8は、本発明の実施の形態における逆拡散部の基本処理を示すブロック図である。逆拡散部45は、ドプラ除去部20のベクトル演算部26から得られた直交差分信号のI’成分およびQ’成分に対してそれぞれ復調用M系列46を用いて逆拡散処理を実行する。逆拡散部45は、さらに、遅延部47、乗算器48、および加算器49を含み、これらによって構成される相関器を用いて、I’成分およびQ’成分のそれぞれについて、符号周期ごとに相関を求める。ここで遅延部47の遅延時間はτ0である。逆拡散部45の出力は、直交逆拡散信号であり、それぞれ逆拡散されたI’’成分およびQ’’成分受信信号を複素数で示した場合の実数部および虚数部となる。ステップS6ステップS6はステップEに対応する。ステップS5によって逆拡散された直交逆拡散信号を用いて、ドプラシフトの影響が除去された受信信号の振幅および位相信号が推定される。具体的には、図8の逆拡散部45の出力である直交逆拡散信号のI’’成分およびQ’’成分は、復調部52に入力される。復調部52は、振幅推定器50および位相推定器51を含み、図8に示される処理により、振幅および位相を推定する。具体的には、振幅推定器50は、I’’成分およびQ’’成分のそれぞれを二乗し、足し合わせた値の平方根を計算することにより、受信信号の振幅を求める。また、位相推定器51は、Q’’成分とI’’成分との比のアークタンジェントを計算することにより、受信信号の位相を求める。第1の受信部171によって得られた受信信号および第2の受信部172によって得られた受信信号のそれぞれについて、ステップS2からS6を実行することにより、第1の受信部171によって得られた受信信号および第2の受信部172によって得られた受信信号の振幅および位相がそれぞれ求められる。ステップS7ステップS7は、ステップFに対応する。ステップS6で推定された振幅および位相の推定値は、距離方位算出部22へ入力され、超音波の伝搬時間や方位が推定され、物体3の位置情報が計算される。例えば、上述した計算によって求められる受信信号の振幅情報を用い、受信信号が、所定の振幅値以上になった時刻を物体3からの超音波の到達時刻とする。送波器12から超音波を送信した時刻から到達時刻までの時間の1/2に超音波の伝搬速度を掛けた値が、物体3と第1の受信部171までの距離D1および第2の受信部172までの距離D2となる。第1の受信部171と第2の受信部172との間隔はLであるから、距離D1、D2、Lを3辺とする三角形の頂点の位置あるいは方位を三角測量の原理によって決定することにより、物体3の方位を求めることができる。物体3と第1の受信部171または第2の受信部172までの距離をより正確に求める場合には、受信信号の位相を用いればよい。物体3の方位および物体3までの距離の両方を求めてもよいし、いずれか一方のみを求めてもよい。本実施形態の逆拡散器21では、遅延部における遅延時間はτ0と設定する。ドプラシフトを受けて伸張したM系列の実際の符号周期はτdであるため、τ0≒τdである場合でも、次数の大きなM系列の場合には周期の差が符号ごとに積算されていき、M系列終端から受信データの符号と、復調用M系列符号の不一致が発生して、徐々に相関利得が低下する。特に、M系列の最後の符号における符号周期のズレは最も大きくなる。例えば、40kHzの超音波をキャリアとして、1符合あたりの波数を3、7次M系列127符合の場合には、音波の速度を340m/sとすると、相関のピーク値は、約2.7m/sの相対速度が発生した場合に、1符合周期のズレが最終の符号に発生することになる。相対速度が約2.7m/sである場合には、符号周期をτ0と見なしても、相関のピークはドプラシフトのない場合に一致すると考えられる。人の一般的な速度は1.6msであり、自立移動ロボットが室内環境で動作するための一般的な速度は1m/s以下である。したがって、これらの速度を考慮すれば、比較的簡便なハードあるいはソフトウエアの追加のみでドプラシフトの影響をドプラシフト自体の計測をすることなく除去することができる、本手法は大変有効な手法である。このように本発明によれば、受信信号の直交検波出力を送信時のキャリア周波数に基づく符号周期に同期した間隔で処理することにより、ドプラシフトの影響を抑制し、逆拡散処理に使用するM系列符号を、超音波を変調するのに使用した符合とは別の符号とすることによって、ドプラシフトがない場合と同様なS/Nを有する逆拡散信号を得ることができる。したがって、本発明によれば、ドプラシフト補償が可能で、対象物までの距離や方位を正確に測定することができる。なお、上記実施形態では、送信信号の符号化にM系列の擬似不規則信号を用いたが、本実施形態の超音波測定装置2において、Barker系列、Golay系列などの他の擬似不規則信号を用いてもよい。この場合、Barker系列、Golay系列などの他の擬似不規則信号は、相似性を有していないため、ステップS5において、受信信号のI’成分およびQ’成分を逆拡散処理するために用いる符号は、送信に用いたBarker系列、Golay系列などの他の擬似不規則信号の位相を回転させたものではない。しかし、送信に用いたBarker系列、Golay系列などの他の擬似不規則信号と、1符号周期ずらしたM系列との積を求め、その符号を反転させることによって、受信信号のI’成分およびQ’成分の逆拡散処理に用いる符号を得ることができる。実験例本実施形態の超音波測定装置2によって、ドプラシフトによる影響を除去する実験を行った、結果を以下に説明する。図9aからcは、本実施形態の超音波測定装置2を用いて行ったドプラシフト除去の実時間波形の実験結果の一例を示す。実験には、キャリア周波数40kHzで、9次M系列511符合を使った場合の実験結果である。具体的には、送波器をリニア移動ステージに乗せて、480mm/sの速度を与え、受波器を固定した。送信波として、9次M系列で符号化された2周期分の超音波を用いた。図9aは、受信波形60を示している。受信側のサンプリング周波数は、160kHzとし、送信時のキャリア周波数40kHzの4倍に設定した。受信波形60を見ると、振幅に緩やかな変動が見られる。これは送信側のキャリア周波数に同期した受信器のサンプリング周波数とドプラシフトを実際にうけた受信信号のキャリア周波数が一致しないため、サンプリング時の位相が回転していることを示している。図9bは、設定した相対速度480mmsを用いて、復調用M系列を補正圧縮して、ドプラ補償を行った場合の逆拡散信号61を示している。9次M系列の場合、ドプラシフトが完全に補正されれば、40dB以上のS/Nを示すが、実験結果からは、それほどの大きなSN比は得られなかった。これは、設定した速度の誤差によるものが大きい。このように、ドプラシフトを良好に補正するためには、相対速度の高精度な計測が必須である。図9cは、本実施形態による、超音波測定方法を用いて、ドプラシフト除去を行った逆拡散信号62を示している。逆拡散信号61と比較して、S/Nが高く、本発明の超音波測定方法が有効であることがわかる。図10は、7次M系列を使った場合に、実際にどの程度の相対速度までドプラシフトを補正できるのかを調べた実験結果である。図10において横軸は相対速度を示し、縦軸は逆拡散信号のピーク振幅値を示している。図10において破線63は、ドプラシフトの補正がない場合のピーク振幅値の対速度変化を示している。図10に見られるように、相対速度が±1m/sであっても、大きなピーク振幅値の低下がみられる。つまり、小さな相対速度であっても受信信号のS/N比は大きく低下する。破線64は設定した速度情報を用いて補正を行った結果を示している。この例では、速度情報が比較的良好に取得できたため、広い範囲で良好な補正結果が得られている。実線65は、本実施形態の超音波測定方法により得られたピーク振幅値の対速度変化を示している。相対速度が±3m/s程度の範囲では、大きな最大振幅値が得られている。ピーク値自体の変化は、ドプラシフトのない場合と遜色ない結果である。一般に人の歩行による移動速度は1.6ms程度である。人と協調して使用される自走型の機器や、自律移動ロボットは、人に威圧感を与えないように人の歩行速度よりも遅いことが好ましく、例えば、0.5m/s程度であることが好ましい。仮に自律移動ロボットが人と同程度の速度で移動するとした場合、自律移動ロボットが人や他の自立移動ロボットとすれ違う際に生じる相対速度は3.2m/s程度となる。このため、上記実験結果が示すように、±3m/s程度の範囲で大きな最大振幅値が得られれば、本実施形態の超音波測定方法および超音波測定装置は十分な実用性を備えているといえる。本実施形態によれば、相対速度を求めることなく、S/Nの高い超音波の検出が可能であり、速度情報を用いない大変簡便な方式で十分な効果が得られる。"