"補聴器システムにおいて信号を処理する方法であって,上記補聴器システムの第1の補聴器中の第1の入力トランスデューサからの出力を表す第1の信号を提供し,上記補聴器システムの第2の入力トランスデューサからの出力を表す第2の信号を提供し,上記第1および第2の信号を時間領域から時間-周波数領域に変換し,これにより第3および第4の信号をそれぞれ提供し,上記第3および第4の信号間の両耳間相互相関度を表す値を算出し,これにより第5の信号を提供し,上記第5の信号に基づいて上記補聴器システムについての第1のゲイン値を導出し,上記第1の補聴器の上記第3の信号の増幅に上記第1のゲイン値を適用し,これにより第6の信号を提供し,上記第6の信号を時間-周波数領域から時間領域に変換し,これにより上記補聴器システムにおけるさらなる処理のための第7の信号を提供し,ここで上記両耳間相互相関度を表す値の関数としての上記第1のゲイン値を決定するための関係式が,上記両耳間相互相関度を表す値複数について3つの連続する範囲を含むものであり,ここで第1および第3の範囲における最大勾配が第2の範囲における最大勾配よりも小さく,上記範囲複数が,上記第1の範囲が低い両耳間相互相関度値を表す値を含み,上記第3の範囲が高い両耳間相互相関度値を表す値を含み,かつ上記第2の範囲が中間の両耳間相互相関度値を表す値を含むように規定されている,方法。補聴器ユーザの聴覚欠損を補償するために上記第7の信号の増幅に第2のゲイン値を適用し,これにより第8の信号を提供し,ここで上記第2のゲイン値がユーザの処方に基づいて算出されるものであり,上記第8の信号に基づいて上記第1の補聴器から第1の音響信号を提供する,請求項1に記載の方法。上記第4の信号の増幅に上記第1のゲイン値を適用し,これにより第9の信号を提供し,上記第9の信号を時間-周波数領域から時間領域に変換し,これにより上記補聴器システムにおけるさらなる処理のための第10の信号を提供し,補聴器ユーザの聴覚欠損を補償するために上記第10の信号の増幅に第3のゲイン値を適用し,これにより第11の信号を提供し,ここで上記第3のゲイン値がユーザの処方に基づいて算出されるものであり,上記第11の信号に基づいて上記補聴器システムの第2の補聴器から第2の音響信号を提供する,請求項1または2に記載の方法。上記第1のゲイン値の導出に用いられる数式が適応型のものである,請求項1から3のいずれか一項に記載の方法。上記第5の信号の統計的特性を算出し,上記第1のゲイン値を導出するために用いられる数式の決定に上記第5の信号の上記統計的特性を用いる,請求項1から4のいずれか一項に記載の方法。上記第1のゲイン値を導出するために用いられる数式の決定に音響シーン分類器を用いる,請求項1から4のいずれか一項に記載の方法。上記補聴器システムのユーザからの入力に基づいて上記第1のゲイン値を導出するために用いられる数式を決定する,請求項1から6のいずれか一項に記載の方法。上記両耳間相互相関度を表す値が,上記第1の信号の推定された時間-周波数分布の第1の時間平均自己相関G11,上記第2の信号の上記推定された時間-周波数分布の第2の時間平均自己相関G22,ならびに上記第1および上記第2の信号の上記推定された時間-周波数分布の時間平均相互相関G12に基づいて算出される,請求項1から7のいずれか一項に記載の方法。上記第1のゲイン値の導出が低い両耳間相互相関度を持つ信号を抑制するのに適するものであり,これにより上記補聴器システムの装着者から所定距離を超える音源,または方向が上記補聴器システムの装着者を主として向いていない音源を抑制可能である,請求項1から8のいずれか一項に記載の方法。少なくとも一つの補聴器,2つのマイクロフォン,アナログ-デジタル変換器手段,時間-周波数変換手段,両耳間相互相関度算出手段,干渉話者を抑制するのに適する第1のゲイン算出手段,上記補聴器システムを装着しているユーザの聴覚欠損を緩和するように構成されるデジタル処理手段,デジタル-アナログ変換器手段,音響信号を提供する出力トランスデューサ手段を備え,上記第1のゲイン算出手段が,上記両耳間相互相関度を表す値複数について3つの連続する範囲を含む上記両耳間相互相関度を表す値の関数としての第1のゲイン値を決定する関係式を用いるように構成されており,ここで第1および第3の範囲における最大勾配が第2の範囲における最大勾配よりも小さく,上記範囲複数が,上記第1の範囲が低い両耳間相互相関度値を表す値を含み,上記第3の範囲が高い両耳間相互相関度値を表す値を含み,上記第2の範囲が中間の両耳間相互相関度値を表す値を含むように規定されている,補聴器システム。一例として,この発明の好ましい実施例を示しかつ記載する。当然ではあるが,この発明は他の異なる実施例が可能であり,そのいくつかの詳細はこの発明から逸脱することなく様々な明白なすべての観点において変形可能である。したがって図面および記載は本質的に例示にすぎず,限定するものではない。本願の開示において,用語,両耳間相互相関度両耳間コヒーレンスinterauralcoherenceまたは単に相互相関度コヒーレンスcoherenceは,補聴器システムの2つの音響-電気入力トランスデューサからの2つの信号間の類似性の尺度ameasureofthesimilarityを表すもので,上記2つの入力トランスデューサは補聴器システムを装着するユーザの2つの耳のそれぞれにまたはその近くにnearorat配置される。上記両耳間相互相関度は,周波数領域における規準化両耳間相互相関thenormalizedinterauralcrosscorrelationinthefrequencydomainとして定義することができる。本願の開示において,用語,時間-周波数変換timefrequencytransformationは,時間領域における信号,たとえばマイクロフォンから導出された音響信号のいわゆる時間-周波数領域への変換を表す。上記時間-周波数変換の結果は時間-周波数分布timefrequencydistributionで示される。逆変換を用いることで,上記時間-周波数分布は時間領域に逆向きに変換される。時間-周波数解析の概念は従来技術で既知のもので,さらなる詳細はたとえばBBoashash著のTimeFrequencySignalAnalysisandProcessingAComprehensiveReferenceElsevierScienceOxford2003年に見ることができる。両耳間相互相関度に基づく,干渉話者妨害話者interferingspeakersからのノイズを抑制する従来技術のシステムが持つ問題の一つは,上記抑制が両耳間相互相関度の瞬時値theinstantaneousvalueに依存するだけであることにある。上記両耳間相互相関度の統計的分布statisticaldistributionを考慮に入れ,かつ上記抑制と上記両耳間相互相関度の間のより汎用性のある関係式moreversatilerelationを用いることによって,ノイズ抑制の効率を向上することができる。特に,上記話者複数から受信した音響信号複数の両耳間相互相関度特性に基づいて,近くの話者nearbyspeakerを遠くの話者distantspeakerから区別することができることが分かった。この見識を利用して,上記補聴器システムのユーザまでの距離に基づいて干渉話者を抑制することができ,これによりある種の距離フィルタdistantfilterを実現することができる。さらに,上記補聴器システムのユーザから顔をそむけているfacingaway話者から受信される信号は低い両耳間相互相関度に向けて偏倚バイアスされるので,上記話者から受信した音信号の上記両耳間相互相関度特性に基づいて,等距離の話者を同様にして区別することができることが分かった。これにより干渉話者が上記補聴器システムのユーザに顔を向けている否かに基づいて干渉話者を抑制することができる。はじめに図1を参照して,図1はこの発明の実施例による補聴器システムの選択部分をかなり模式的に示している。上記補聴器システムは,第1の入力トランスデューサ101,第2の入力トランスデューサ102,時間-周波数変換手段103および104,両耳間相互相関度算出手段105,周波数平滑化手段106,信号統計算出手段107,ゲイン算出手段108,時間窓適用時間窓乗算手段temporalwindowingmeans109,第1のゲイン乗算器110,第2のゲイン乗算器111,ならびに時間-周波数逆変換手段inversetimefrequencytransformationmeans112および113を備えている。上記第1の入力トランスデューサ101および上記第2の入力トランスデューサ102によって音響音acousticsoundがピックアップされる。上記第1の入力トランスデューサ101からのアナログ信号は第1のアナログ-デジタル変換器図示略において第1のデジタル音信号に変換され,上記第2の入力トランスデューサ102からのアナログ信号は第2のアナログ-デジタル変換器図示略において第2のデジタル音信号に変換される。上記アナログ信号複数は44kHzのレートかつ16ビットの分解能resolutionでサンプリングされる。上記実施例の変形例では,上記サンプリングレートおよびビット分解能を,補聴器における典型的なサンプリングレートである16kHzに低減することができ,さらには電話において典型的に用いられる8kHzにまで低めることができ,これは会話明瞭度speechintelligibilityを大きく損なうことはない。上記第1のデジタル音信号は上記第1の時間-周波数変換手段103に入力し,かつ上記第2のデジタル音信号は上記第2の時間-周波数変換手段104に入力する。上記第1および第2の時間-周波数変換手段は,上記第1のデジタル音信号の時間-周波数分布の推定値estimateX1,および上記第2のデジタル音信号の時間-周波数分布の推定値X2を提供する。ここでmおよびkは時間インデックスtimeindexおよび周波数インデックスfrequencyindexをそれぞれ表す。上記時間-周波数分布の推定値は,6msの長さおよび50のオーバーラップを持つハニング窓Hanningwindowを用いたウェルチ法Welchmethodを用いて算出される。上記ウェルチ法は,低減された周波数分解能の代償としてatthecostofノイズを抑制するという点で一般的に有利である。このため上記ウェルチ法は,周波数分解能に対する要求が制限されるここで考慮される適用に非常によく適している。上記ウェルチ法は既知のものであり,さらなる詳細はたとえば,PDWelchによる論文TheUseofFastFourierTransformfortheEstimationofPowerSpectraAMethodBasedonTimeAveragingOverShortModifiedPeriodograms,IEEETransactionsonAudioElectroacousticsVolumeAU157073ページに記載されている。図1の実施例の変形例において,他のオーバーラップ窓フーリエ変換otheroverlappingwindowedFouriertransformsを,上記デジタル音信号の上記時間-周波数分布を提供するために用いることができる。さらに他の変形例では,非オーバーラップ窓フーリエ変換nonoverlappingwindowedFouriertransforms,たとえばバートレット法Bartlettmethodを用いることができる。図1の実施例のさらなる変形例において,デジタル帯域通過フィルタ複数を上記デジタル音信号の時間-周波数分布を提供するために用いることができる。これにより低減された周波数分解能の代償として処理パワーおよび時間遅延における大きな低減が達成される。上記両耳間相互相関度算出手段105は,第1の推定された時間-周波数分布の第1の時間平均自己相関firsttimeaveragedautocorrelationG11と,上記第2の推定された時間-周波数分布の第2の時間平均自己相関G22と,上記第1および第2の推定された時間-周波数分布の時間平均相互相関timeaveragedcrosscorrelationG12とを算出する。上記相関複数は再帰パラメータαによって制御される一セットの再帰フィルタ再帰型フィルタasetofrecursivefiltersによって算出される。上記再帰パラメータαは,上記相関の時間平均を決定する時定数τと,上記時間-周波数分布を推定するために用いられる窓インターバルwindowintervalTとの関係式に基づいて選択される。ハニング窓が6msの長さおよび50のオーバーラップを持つと,上記窓インターバルTは3msになる。100msの時定数τが選択され,ここで上記時定数τは,時定数の大きさの63に至るのに指数的に上昇または下降するために必要な時間thetimerequiredtoriseorfallexponentiallythrough63ofthetimeconstantamplitudeとして定義される。上記時定数の値は音素thephonemesが約30msから500msの範囲の長さdurationsを持つ通常に発生する会話における変調に非常に対応する点において有利である。これより097の値が上記再帰パラメータαにもたらされる。図1の実施例の変形例において,上記時定数τを,通常に発生する音素の長さによって定義されるように,30msから500msの範囲内で変動させることができる。上記時間平均相関が結合されて,時間平均両耳間相互相関度thetimeaveragedinterauralcoherenceCがもたらされる。上記算出される時間平均両耳間相互相関度の値が上記周波数平滑化手段106に入力する。上記周波数平滑化手段106は複数の矩形フィルタ以下,番号b=1,2,...bmaxで表すを持つ1/3オクターブフィルタバンクathirdoctavefilterbankを備えている。上記1/3オクターブフィルタバンクの上記矩形フィルタ複数の中心周波数fcは,以下のように規定される。上記1/3オクターブフィルタバンクの上記矩形フィルタ複数の帯域幅BWは以下のように規定される。同じ矩形フィルタ内に入る周波数インデックス複数を持つ時間平均両耳間相互相関度の値複数が平滑化されて,上記平滑化値が,オリジナルの値に代えて,上記システムにおけるさらなる処理のために用いられる。これは,周波数に関して隣接するないし近接する時間平均両耳間相互相関度の値の大きな差異が上記補聴器の周波数チャンネルのゲイン値を大きく異ならせることによって生じるアーチファクトを導くことがあるので,利点となる。上記平滑化値複数は上記矩形フィルタ内の値複数の平均theaverageとして算出される。別の変形例では,等価矩形帯域幅EquivalentRectangularBandwidthERBフィルタバンク複数のような他のフィルタバンク複数を用いることができる。上記平滑化された相互相関度の値が,上記信号統計算出手段107および上記ゲイン算出手段108への入力として与えられる。上記信号統計算出手段107では,上記平滑化相互相関度値の標準偏差σCおよび平均themeanC上付線が2秒間から導出され,これは約650時間フレームまたは時間インデックスmapproximately650timeframesortimeindicesmに対応する。これは周波数インデックスkのそれぞれについて独立して行われる。次に上記標準偏差σCおよび平均C上付線が上記ゲイン算出手段108に入力する。上記ゲイン算出手段108では上記平滑化相互相関度の値複数のそれぞれについてゲイン値Gが算出される。ここで定数kslopeおよびkshiftは,上記ゲイン値Gについての上述した式から導出することができる,ゲイン対相互相関度曲線thegainversuscoherencecurveの形状および位置shapeandpositionを制御するための取扱いhandlesを提供するために用いられる。上記定数kslopeおよびkshiftの値はそれぞれ34および07に選択される。上記ゲイン対相互相関度曲線はシグモイド関数Sigmoidfunctionであり,その勾配slopeは上記標準偏差σCと逆の関係inverserelationshipにあり,かつ上記定数kslopeとは直接の関係directrelationshipにある。上記シグモイド曲線の中心点は,上記平均C上付線および定数kshiftと直接の関係にある。これにより,図3~図5を参照して以下にさらに説明するように,より近距離の音源に比べて遠距離の音源を抑制するのに非常に適するゲイン関数が提供される。これにより,上記ゲイン対相互相関度曲線が干渉する遠距離話者を抑制するために最適化されることで,現在の音環境にリアルタイムに適合するゲイン値Gを算出する方法がさらに提供される。図1の実施例の変形例では,上記平滑化相互相関度値の標準偏差および平均に代わるものが,たとえば,上記標準偏差に関する分散や,上記平均に関する算術平均値,中央値またはパーセンタイル値anaveragemedianorpercentilewithrespecttothemeanが導出される。上記定数kslopeおよびkshiftの値も同様にして,代替の値,たとえば1~5の範囲内の定数kslopeおよび05~15の範囲内のkshiftを与えることができる。図1の実施例のさらに別の実施例では,上記ゲイン対相互相関度曲線の形状が,特定の音響シーンから収集される音信号の特徴を使用して音響シーンを識別する音響シーン分類器acousticsceneclassifierに基づいて決定される。上記音響シーン分類器の概念はこの分野において既知のものであり,さらなる詳細は米国特許公開US-A1-2002/0037087または米国特許公開US-A1-2002/0090098に見ることができる。シーン分類において用いられる基本的な方法はいわゆるパターン認識または分類であり,これは簡単なルールベースのクラスタリングアルゴリズムからニューラルネットワークおよび隠れマルコフモデルhiddenMarkovmodelsHMMといった高度な統計ツールにまで及ぶ。これらの既知の技術に関するさらなる情報は,以下の複数の文献の一つに見ることができる。XHuangAAceroandHWHonSpokenLanguageProcessingAGuidetoTheoryAlgorithmandSystemDevelopmentUpperSaddleRiverNJPrenticeHallInc2001年,LRRabinerandBHJuangFundamentalsofSpeechRecognitionUpperSaddleRiverNJPrenticeHallInc1993年,MCBuchlerAlgorithmsforSoundClassificationinHearingInstrumentsdoctoraldissertationETHZurich2002年,LRRabinerandBHJuangAnintroductiontoHiddenMarkovModelsIEEEAcousticsSpeechandSignalProcessingMagazine1986年1月,STheodoridisandKKoutroumbasPatternRecognitionNewYorkAcademicPress1999年。一の特定変形例では,上記音響シーン分類器は干渉話者の存在に関する情報を提供する。別の特定変形例では,上記音響シーン分類器は残響信号reverberatedsignalsの存在に関する情報を提供する。図1の実施例のさらなる変形例では,混合ガウスモデルGaussianmixturemodelのような混合モデル,または累積モデルcumulativemodelsを,上記相互相関度分布を特徴付けるために用いることができ,これによってゲイン値Gの算出を制御する。図1の実施例のさらに別の変形例では,上記補聴器システムは,上記ユーザが上記定数kslopeおよびkshiftの一方または両方を増加または減少できるように構成される相互作用対話,やりとり手段interactionmeansを備えている。これによってさらなる快適性アーティファクトが少ないまたはより高い会話明瞭度のいずれかを,上記補聴器システムのユーザの相互作用を通して強めることができる。さらに特定の変形例では,上記ユーザがさらなる快適性を望む場合に上記kshiftの値が減少され,より高い会話明瞭度を望む場合に上記kshiftの値が増加される。テンポラルエイリアシングストロボ効果時間折返し雑音temporalaliasingを避けるために,上記ゲインGの各時間インデックスが逆フーリエ変換を用いて時間領域に逆変換され,ゲインベクトルの左部および右部が交換されtheleftandrightpartofthegainvectorareswapped,上記ベクトルが切り詰められかつゼロで埋められthevectoristruncatedandzeropadded,上記ゲインベクトルは時間-周波数領域に逆変換されるthegainvectoristransformedbacktothetimefrequencydomain。このようにして上記時間窓適用手段109が修正ゲインGsを提供する。上記修正ゲインGsは上記第1および第2のゲイン乗算器110および111の制御入力に与えられ,対応するゲインが上記第1のデジタル音信号の時間-周波数分布X1および上記第2のデジタル音信号の時間-周波数分布X2に適用される。これは第3および第4のデジタル信号をもたらし,これらは上記第1の時間-周波数逆変換手段112および第2の時間-周波数逆変換手段113のそれぞれにおいて時間領域に逆変換される。これにより,第1の距離フィルタリング時間領域信号firstdistancefilteredtimedomainsignal114および第2の距離フィルタリング時間領域信号115が提供され,これはその後標準の補聴器信号処理を用いて処理されて,補聴器ユーザの個々人の聴覚欠損が補償される。図1の実施例の変形例では,上記入力トランスデューサ複数の一つが補聴器内に設けられておらずに上記補聴器システムの外部装置内に設けられており,上記外部装置は,一方側の耳に補聴器を有し,かつ上記補聴器システムを装着するユーザの反対側の耳に,またはその近くに配置されるように構成されており,上記外部装置はハウジング,音響-電気入力トランスデューサ手段,および上記入力トランスデューサから派生したデータを上記補聴器に送信するリンク手段を備えている。これにより,バイノーラル補聴器システムを必要としない片側難聴を持つユーザに適切な補聴器システムが提供される。次に図2を参照して,図2はこの発明の実施例によるバイノーラル補聴器システムをかなり模式的に示している。上記バイノーラル補聴器システム200は,左補聴器201Lおよび右補聴器201Rを備えている。上記補聴器複数201Lおよび201Rのそれぞれは,入力トランスデューサ202Lおよび202R,距離フィルタリング処理ユニット203Lおよび203R,上記2つの補聴器間の双方向リンクを提供するアンテナ204Lおよび204R,デジタル信号処理ユニット205Lおよび205R,ならびに音響出力トランスデューサ206Lおよび206Rを備えている。図2の実施例によると,上記入力トランスデューサ202Lおよび202Rからのアナログ信号は左および右のアナログ-デジタル変換器複数図示略においてデジタル音信号207Lおよび207Rに変換され,上記デジタル音信号207Lおよび207Rが,上記左および右アンテナ204Lおよび204Rを備える双方向リンクを用いて上記左および右補聴器201Lおよび201R間で交換される。上記距離フィルタリング処理ユニット203Lおよび203R内において,上記左および右入力トランスデューサ202Lおよび202Rからの上記デジタル音信号207Lおよび207Rが図1を参照して記述したように処理される。上記デジタル音信号207Lおよび207Rの同期を確保するために,一方側のデジタル音信号が反対側のデジタル音信号に対して遅延され,これにより,補聴器複数間の無線送信に起因する反対側の信号の遅延が補償される。次に距離フィルタリング処理ユニット203Lおよび203Rから提供される処理後デジタル音信号208Lおよび208Rが,さらなる補聴器処理,たとえばユーザの処方にしたがう増幅のために,対応するデジタル信号処理ユニット205Lおよび205Rに入力する。最後に上記デジタル信号処理ユニット205Lおよび205Rからの出力が対応する音響出力トランスデューサ206Lおよび206Rに使用可能に接続され,これによりバイノーラル補聴器システムを着用しているユーザの対応する鼓膜の刺激のための音響信号が提供される。図2による実施例は,データの無線送信が双方向であり,かつ比較的大きなデータ帯域幅を必要とするバイノーラル補聴器システムを提供する。図2の実施例では,両方のデジタル音信号207Lおよび207Rが,両方の補聴器において上記時間領域から上記時間-周波数領域に変換されることも要求され,この変換はかなりの処理パワーを必要とする。図2の実施例によると,上記デジタル音信号は16ビットの分解能を持つ44kHzのレートでサンプリングされる。したがって,これらのデータの双方向送信に必要な帯域幅は1400kbit/sになる。図2の実施例の変形例では,上記必要とされる帯域幅は16kHzのサンプリングレートのもとで512kbitsに低減することができる。明らかではあるが,上記帯域幅に対する要求は上記送信データの符号化を導入することによってさらに低減することができる。補聴器におけるオーディオ符号化の使用に関するさらなる詳細は,2009年10月15日提出の未公開の特許出願PCT/DK2009/050274に見ることができる。図2の実施例の変形例では,反対側の補聴器からのデジタル音信号のみが,一方側の補聴器に無線で送信され,上記修正ゲインGsが上記一方側の補聴器において決定される。上記修正ゲインは,一方側のデジタル音信号の上記時間-周波数分布に直接に適用され,かつ無線によって上記反対側の補聴器に逆向きに送信されてそこで上記反対側のデジタル音信号の上記時間-周波数分布に適用される。これにより,上記バイノーラル補聴器システムにおける処理パワーが図2の実施例に対してセーブされ,データは上記無線リンク間で2回送信されるので,上記バイノーラル無線送信リンクの利用可能なデータ帯域幅に対する要求が,より長い遅延処理時間を代償にして軽減される。図2の実施例のさらなる変形例では,上記デジタル音信号の時間-周波数分布が,上記左および右補聴器201Lおよび201R間で交換される。図1の実施例によると,上記時間-周波数分布は約330Hzのレートでサンプリングされ,ここで各サンプルは16ビットからなる192の周波数ビンfrequencybinsを含む。したがって,生のraw時間-周波数分布データの送信のために必要とされる双方向帯域幅は2000kbitsになる。対称なスペクトルの半分だけを送信することによってこれを1000kbitsに低減することができる。図2の実施例のさらなる変形例では,上記デジタル音信号の上記時間-周波数分布の選択された部分のみが,上記左および右補聴器201Lおよび201R間で交換される。これにより,上記無線送信リンクの利用可能な帯域幅に対する要求が図2の実施例に比較してさらに緩和される。一変形例によると,多くの環境において上記両耳間相互相関度を表す値は低周波数部分についてほぼ一定であるので,上記時間-周波数分布の低周波数部分の交換は破棄される。一例では400Hz未満のすべての周波数ビンが破棄される。図2の実施例のさらなる変形例では,上記時間-周波数分布がなんらかの数学的関数somemathematicalfunctionまたは全域通過フィルタオールパスフィルタallpassfilterによってモデル化されるmodeled。上記数学的関数の特徴パラメータまたは上記全域通過フィルタの係数のみを交換することによって,必要とされる帯域幅をさらに低減することができる。図2の実施例のさらに別の変形例では,反対側の補聴器からの上記時間-周波数分布のみが一方側の補聴器に無線で送信され,1/3オクターブフィルタバンクthethirdoctavefilterbanksにおいて算出される修正ゲインだけが上記反対側の補聴器に逆に送信される。一般に,利用可能な帯域幅に対する要求は,上記送信されるデータの精度および分解能を低減することによってさらに軽減することができる。これは上記補聴器システムの音質を大きく損なうことなく行うことができる。次に図6を参照して,図6はこの発明の実施例による補聴器システム300をかなり模式的に示している。上記バイノーラル補聴器システム300は,左補聴器301L,右補聴器301Rおよび外部装置302を備えている。上記補聴器301Lおよび301Rのそれぞれは,入力トランスデューサ202Lおよび202R,スイッチング手段306Lおよび306R,2つの補聴器301L,301Rおよび上記外部装置間に双方向リンクを提供するアンテナ204Lおよび204R,デジタル信号処理ユニット205Lおよび205R,ならびに音響出力トランスデューサ206Lおよび206Rを備えている。上記外部装置302はアンテナ304,スイッチング手段305および距離フィルタリング処理ユニット303を備えている。図6の実施例によると,上記入力トランスデューサ202Lおよび202Rからのアナログ信号が,左側および右側のアナログ-デジタル変換器図示略においてデジタル音信号207Lおよび207Rに変換され,デジタル音信号207Lおよび207Rがアンテナ204L,204Rおよび304によって構成される上記双方向リンクを用いて上記外部装置302に送信される。上記外部装置302のスイッチング手段305は上記距離フィルタリング処理ユニット303に上記デジタルアナログ信号207L,207Rを提供し,ここで上記デジタル音信号207Lおよび207Rは図1を参照して記載したように処理される。次に,上記外部ユニット303の上記距離フィルタリング処理ユニット303から提供される,処理されたデジタル音信号208Lおよび208Rが,対応するデジタル処理ユニット205Lおよび205Rにおけるさらなる処理のために,対応する補聴器301L,301Rに無線で逆に送信される。最後に,上記デジタル信号処理ユニット205Lおよび205Rからの出力は対応する音響出力トランスデューサ206Lおよび206Rに利用可能に接続され,これにより上記バイノーラル補聴器システムを着用しているユーザの対応する鼓膜の刺激のための音響信号が提供される。これにより,パワーを消費する算出計算が,バッテリサイズすなわち電力消費に関してほとんど制約を受けない上記外部装置302において受け入れられるので,図2の実施例に比して上記補聴器301R,301Lにおける処理パワーがセーブされる。次に図3を参照して,図3は17kHzの周波数について,この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布のコンピュータシミュレーションを示すもので,ここでは,ユーザから5m離れたところに遠距離話者adistantspeakerが位置する大きな部屋内のユーザによって上記補聴器システムが装着されている。簡単化のために,上記遠距離話者は無指向性ソースとしてモデル化されている。上記相互相関度分布は算出された両耳間相互相関度の値のヒストグラムによって表される。図3はこの発明の実施例によって算出されるゲイン値も示している。図3は,広い部屋にいる遠距離話者からの結果として,上記相互相関度分布が両耳間相互相関度の低い値に顕著なピークsignificantpeakを持つことを示している。次に図4を参照して,図4は17kHzの周波数について,この発明の実施例による補聴器システムにおける両耳間相互相関度分布のコンピュータシミュレーションを示しており,ここでは,ユーザから05mだけ離れて位置する近距離話者nearbyspeakerがいる広い部屋内において,ユーザによって上記補聴器システムが装着されている。簡単化のために,上記遠距離話者は無指向性ソースとしてモデル化されている。上記相互相関度分布は算出された両耳間相互相関度の値のヒストグラムによって表される。図4はこの発明の実施例によって算出されるゲイン値も示している。図4は,広い部屋にいる近距離話者からの結果として,図3の上記相互相関度分布と比較して,顕著により均一な相互相関度分布を持つことを示している。次に図5を参照して,図5は17kHzの周波数について,この発明の実施例による補聴器システムにおける上記両耳間相互相関度分布のコンピュータシミュレーションを示しており,ここでは,遠距離話者および近距離話者の両方がいる広い部屋内でユーザによって上記補聴器システムが装着されている。図5はゲイン値も示している。図5は,図1の実施例によって算出されるゲインが上記遠距離話者を効果的に抑制し,他方,ほぼ完全ゲインを上記近距離話者に残すleavingことを示している。上記ゲイン曲線は一種のシグモイド関数を表す。これは,高い両耳間相互相関度を持つ信号部分を維持しつつ,低い両耳間相互相関度を持つ信号部分を効果的に抑制するのに非常に適する利得関数をもたらす。図1の実施例の変形例では,他のタイプのステップ関数,たとえば一般化ロジスティック関数generalisedlogisticfunctionが上記ゲインの算出のために用いられる。一般的観点において,上記両耳間相互相関度を表す値の関数としての上記ゲインを算出するために用いられる上記関数は,上記両耳間相互相関度を表す値について3つの連続する範囲threecontiguousrangesを含むことによって特徴づけられることが要求され,ここで第1および第3の範囲における最大勾配は第2の範囲おける最大勾配より小さく,かつ上記範囲複数は,上記第1の範囲が最も小さい両耳間相互相関度値を表す値thevaluesrepresentingthelowestinterauralcoherencevaluesを含み,上記第3の範囲が最も高い両耳間相互相関度値を表す値を含み,かつ上記第2の範囲がその間にある両耳間相互相関度値interveningcoherencevaluesを表す値を含むように規定される。上記構成および手順の他の修正および変形は,当業者であれば明らかであろう。"