交流電源に照明負荷と直列に接続された、スイッチング素子を有するスイッチング回路と、該スイッチング素子をオンにする期間を調整することにより該照明負荷に供給される実効電圧を制御する時分割制御回路を備える調光装置であって、該時分割制御回路が、a前記交流電源の電圧がゼロになる時間であるゼロクロス点を検出し、該ゼロクロス点において値が変化するゼロクロス信号を生成するゼロクロス検出手段と、b前記交流電源の周波数又は該周波数の整数倍の周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、c前記ゼロクロス信号が生成される毎に該ゼロクロス信号と前記発振信号の位相差を測定し、該位相差の測定値のデータに基づいて、前記スイッチング素子をオン又はオフにするタイミングを定めるための基準点を決定する基準点決定手段と、d前記基準点及び前記照明負荷に供給すべき実効電圧に基づいて定まるタイミングで、前記スイッチング素子をオン又はオフにするオン/オフ信号を該スイッチング素子に送信する時分割制御信号生成手段とを備えることを特徴とする調光装置。更に、前記交流電源の周波数又は前記ゼロクロス信号の周波数を測定し、その測定値に基づいて前記発振手段における発振信号の周波数を設定する周波数設定手段を備えることを特徴とする請求項1に記載の調光装置。前記基準点の決定を前記位相差の前記測定値の移動平均値に基づいて行うことを特徴とする請求項1又は2に記載の調光装置。前記移動平均値を求める際に、4個以上の測定値から最大値及び最小値を除いた残りの測定値の平均をとることを特徴とする請求項3に記載の調光装置。前記基準点の決定を前記位相差の前記測定値に対する有限インパルス応答をとることにより行うことを特徴とする請求項1又は2に記載の調光装置。前記基準点の決定を、前記位相差の時間変化に対するフーリエ変換をとり、ノイズに由来する周波数成分を除去したうえで逆フーリエ変換をとることにより行うことを特徴とする請求項1又は2に記載の調光装置。前記基準点決定手段が、前記基準点から位相がπ2ずれた時点から所定時間だけ遡った時点を前記オンのタイミングと決定し、該基準点から位相がπ2ずれた時点から前記所定時間と同じ時間だけ経過した時点を前記オフのタイミングと決定することを特徴とする請求項1~6のいずれかに記載の調光装置。前記照明負荷に供給すべき前記実効電圧を設定する操作を行うことにより該照明負荷の調光レベルを設定する調光レベル設定手段を有し、該調光レベル設定手段において、前記照明負荷が点灯を開始する最小の実効電圧を点灯開始実効電圧として設定し、前記調光レベル設定手段における前記操作の範囲内の所定の点灯開始位置に前記点灯開始実効電圧を対応付け、該点灯開始位置と該範囲における該照明負荷への最大供給実効電圧に対応する位置との間で、該点灯開始実効電圧と該最大供給実効電圧の間の実効電圧の値を割り当てることを特徴とする請求項1~7のいずれかに記載の調光装置。更に、前記ゼロクロス検出手段、前記発振手段、前記基準点決定手段及び前記時分割制御信号生成手段のうちの少なくとも1つを動作させるための電源であって、前記交流電源に対して前記照明負荷と直列に1次側が接続されたトランスと、入力側の2端子が前記トランスの2次側に接続され、出力側の2端子のうちの一方が接地されたブリッジ整流回路と、一方の端子が接地され、他方の端子が前記ブリッジ整流回路の出力側の2端子のうちの非接地側の端子に接続されたコンデンサとを有する直流電源を備えることを特徴とする請求項1~8のいずれかに記載の調光装置。更に、前記ゼロクロス検出手段、前記発振手段、前記基準点決定手段及び前記時分割制御信号生成手段のうちの少なくとも1つを動作させるための電源であって、入力側の2端子が前記スイッチング回路と並列に接続されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の前記並列接続の経路中に、前記ブリッジ整流回路を挟むように2個設けられた第1のコンデンサと、一方の端子が接地され、他方の端子が前記ブリッジ整流回路の出力側の2端子のうちの非接地側の端子に接続された第2のコンデンサとを有する直流電源を備えることを特徴とする請求項1~8のいずれかに記載の調光装置。更に、前記ゼロクロス検出手段、前記発振手段、前記基準点決定手段及び前記時分割制御信号生成手段のうちの少なくとも1つを動作させるための第2の電源であって、前記交流電源に対して前記照明負荷と直列に1次側が接続されたトランスと、入力側の2端子が前記トランスの2次側に接続され、出力側の2端子のうちの一方が接地されたブリッジ整流回路と、一方の端子が接地され、他方の端子が前記ブリッジ整流回路の出力側の2端子のうちの非接地側の端子に接続された第3のコンデンサとを有する第2の直流電源を備えることを特徴とする請求項10に記載の調光装置。前記時分割制御信号生成手段が、前記照明負荷に供給される実効電圧を最大にする場合において前記スイッチング素子をオフにする時間帯を設けるように前記オン/オフ信号を生成することを特徴とする請求項9~11のいずれかに記載の調光装置。前記ゼロクロス検出手段が、前記交流電源に対して2個のダイオードが互いに逆極性となるように並列に接続されたゼロクロス検出回路において該ダイオードの両端に加わる電圧に基づいてゼロクロス信号を得るものであることを特徴とする請求項1~12のいずれかに記載の調光装置。前記スイッチング素子を複数備えることを特徴とする請求項1~13のいずれかに記載の調光装置。本発明が解決しようとする課題は、交流電源の電圧へのノイズの混入や波形歪による誤動作を防ぐことができる調光装置を提供することである。上記課題を解決するために成された本発明に係る調光装置は、交流電源に照明負荷と直列に接続された、スイッチング素子を有するスイッチング回路と、該スイッチング素子をオンにする期間を調整することにより該照明負荷に供給される実効電圧を制御する時分割制御回路を備える調光装置であって、該時分割制御回路が、a前記交流電源の電圧がゼロになる時間であるゼロクロス点を検出し、該ゼロクロス点において値が変化するゼロクロス信号を生成するゼロクロス検出手段と、b前記交流電源の周波数又は該周波数の整数倍の周波数を有する発振信号を生成する発振手段と、c前記ゼロクロス信号が生成される毎に該ゼロクロス信号と前記発振信号の位相差を測定し、該位相差の測定値のデータに基づいて、前記スイッチング素子をオン又はオフにするタイミングを定めるための基準点を決定する基準点決定手段と、d前記基準点及び前記照明負荷に供給すべき実効電圧に基づいて定まるタイミングで、前記スイッチング素子をオン又はオフにするオン/オフ信号を該スイッチング素子に送信する時分割制御信号生成手段とを備えることを特徴とする。本発明に係る調光装置において、ゼロクロス検出手段において生成されたゼロクロス信号には、前述のとおり、ノイズや波形歪等により、正しいゼロクロス点を表さない信号が含まれる。一方、発振手段において生成される発振信号は、前記交流電源の周波数又はその整数倍の周波数で生成されるため、常に該交流電源の正しいゼロクロス点に対応した時点で生成されるが、その生成時点位相は、電源周波数のゼロクロス点の時点とは異なる。基準点決定手段はこの位相差を、ゼロクロス信号が生成される毎に測定し、その位相差のデータに基づいて基準点を決定する。この基準点は、交流電源の正しいゼロクロス点に相当する点である。この基準点の決定には、後述のように種々の統計的手法を用いることができる。本発明に係る調光装置では、このように基準点を求めることにより、交流電源の電圧へのノイズの混入や波形歪によるゼロクロス点のずれによって基準点が不正確になることを防ぐことができる。そのため、時分割制御信号生成手段においてスイッチング素子をオン/オフするタイミングを正しく求めることができる。このように正確なタイミングでスイッチング素子をオン/オフできるため、照明の明るさの変動やフリッカが生じることを防ぐことができる。また、本発明に係る調光装置では、ゼロクロス信号と発振信号の位相差を用いるため、、発振手段はゼロクロス信号の位相とは無関係の位相で発振信号を発振すればよく、PLL回路を用いる場合のように発振信号の位相をゼロクロス信号と同期させるように制御する必要がない。そのため、本発明に係る調光装置はPLL回路を用いる場合よりも応答速度を速くすることができる。さらに、ゼロクロス信号と発振信号の位相差という、交流電圧の半周期毎に1つ得られるデータを用いて信号処理を行うことができるため、交流電圧の信号に対して高速フーリエ変換を行う従来の装置のように多数のサンプリングデータを取り扱う必要がなく、演算装置に要するコストを抑えることができる。発振信号の周波数は、交流電源の周波数に従って予め定められた値を用いてもよい。あるいは、前記交流電源の周波数又は前記ゼロクロス信号の周波数を測定し、その測定値に基づいて前記発振手段における発振信号の周波数を設定する周波数設定手段を設けるようにしてもよい。これにより、国地域等による交流電源の周波数の違いに依存することのない調光装置とすることができる。次に、基準点決定手段における基準点の決定に用いる統計的手法の例を説明する。基準点決定手段では、例えば、ゼロクロス信号から求められるゼロクロス点ノイズの混入等により、このゼロクロス点は交流電源における真のゼロクロス点と常に一致するとは限らないを検出する毎に、それよりも所定時間だけ前までの複数のゼロクロス点における位相差の平均値を求め、発振信号の位相の基準となる時点例えば発振信号が正から負、又は負から正に変化する時刻から該平均値だけ前発振信号よりもゼロクロス信号の方が位相が進んでいる場合/又は後発振信号よりもゼロクロス信号の方が位相が遅れている場合の時点を基準点とする。従って、基準点は本来ノイズ等の影響が無い場合であればゼロクロス点に一致するが、この方法によれば、たとえ前記所定時間内に誤った本来の基準点からずれたゼロクロス点が混入していても、位相差の平均値を取ることでほぼ正確な位相差を得ることができるため、基準点もほぼ正確になる。また、上記平均値を求める際に、前記複数のゼロクロス点における位相差の最大値及び最小値を除いて、残りの値から平均値を求めてもよい。さらには、前記複数のゼロクロス点毎に所定の条件に従って寄与が大きく又は小さくなるように重み付けをしてもよい。あるいは、基準点は、ゼロクロス信号と発振信号の差をとった差分信号に対する高速フーリエ変換により求めることもできる。なお、ここで行う高速フーリエ変換においても、交流電圧の半周期毎に1つ得られる差分信号を用いるため、従来の高速フーリエ変換を用いた装置のように多数のサンプリングデータを取り扱う必要はない。本発明に係る調光装置において、基準点自体をオン又はオフのタイミングとしてもよいし、基準点から所定の時間だけずれた時点をオン又はオフのタイミングとしてもよい。特に、基準点から位相がπ2ずれた時点即ち交流電源の電圧の波形がピークになる時点から所定時間だけ遡った時点をオンのタイミングとし、該ゼロクロス点から位相がπ2ずれた時点から前記所定時間と同じ時間だけ経過した時点をオフのタイミングとすることが望ましい。これにより、交流電圧と交流電流の位相のずれを小さくすることができ、調光時の力率低下を防ぐことができる。基準点決定手段及び時分割制御信号生成手段はソフトウエア及び中央演算装置CPUにより実現することができる。また、上記周波数設定手段を用いる場合には、周波数の測定及び発振信号の周波数の設定も、ソフトウエア及びCPUにより実現することができる。更に、発振手段は、CPUが有する外部クロック機能を用いて実現することができる。本発明に係る調光装置において、前記照明負荷に供給すべき前記実効電圧を設定する操作を行うことにより該照明負荷の調光レベルを設定する調光レベル設定手段を有し、該調光レベル設定手段において、前記照明負荷が点灯を開始する最小の実効電圧を点灯開始実効電圧として設定し、前記調光レベル設定手段における前記操作の範囲内の所定の点灯開始位置に前記点灯開始実効電圧を対応付け、該点灯開始位置と該範囲における該照明負荷への最大供給実効電圧に対応する位置との間で、該点灯開始実効電圧と該最大供給実効電圧の間の実効電圧の値を割り当てることが望ましい。これにより、照明負荷が点灯しない実効電圧の範囲実際には点灯していても使用者が点灯を認識できない実効電圧の範囲を含むを調光レベル設定手段の操作範囲に広く割り当てることがないため、使用者が自然な感覚で調光レベル設定手段を操作することができる。本発明によれば、ゼロクロス信号と発振信号の位相差の測定データに基づいて定まる基準点を用いてスイッチング素子のオン/オフのタイミングを算出することにより、交流電源の電圧へのノイズの混入や波形歪による調光装置の誤動作を防ぐことができる。また、PLL回路を用いる場合のように応答速度が問題になることがないうえ、交流電源の電圧の信号からノイズ等を除去するよりも信号処理が容易である。本発明は特に、今後普及が見込まれる風力発電や太陽光発電等の自然エネルギーによる発電や自家発電という、ノイズの混入や波形歪が生じやすい電力が供給される際に顕著に効果を発揮する。図1~図16を用いて、本発明に係る調光装置の実施例を説明する。本実施例の調光装置1の構成本実施例の調光装置1は、図1に示す照明回路内において使用され、LED等の照明負荷3と共に交流電源2に直列に接続される。調光装置はスイッチング回路4と時分割制御回路5から成る。スイッチング回路4は、4個のダイオードから成るダイオードブリッジを用いた整流回路内にスイッチング素子6を設けたものが一般的である図2。スイッチング素子6には電界効果トランジスタを用いることができる。また、図2に示すように、2個のスイッチング素子と2個のダイオードを有するスイッチング回路4Aを用いることもできる。電流が通過するダイオードがスイッチング回路4では2個であるのに対してスイッチング回路4Aでは1個であるため、スイッチング回路4Aの方が電力のロスを抑えることができる。スイッチング回路4Aにおいて用いられているダイオードの代わりに、スイッチング素子であるFETが有する内蔵ダイオードボディーダイオードを用いることもできる図2のスイッチング回路4B。これにより、外部ダイオードが不要となり、スイッチング回路を簡略化することができる。また、この例では1つのゲート信号で2個のFETを制御することができ、制御回路を簡略化することができる。更に他の例として、トライアック双方向サイリスタを用いることもできる。この場合、スイッチング回路4はトライアックのみで構成することができる。時分割制御回路5は、ゼロクロス検出部11、周波数測定部12、発振器13、基準点決定部14、オン/オフタイミング算出部15、CPU16、時分割制御信号生成部17及び調光レベル設定部18を有する。ゼロクロス検出部11は交流電源2の電圧以下、電源電圧とするの信号が入力され、該信号に基づいてゼロクロス信号を生成して出力するものである。本実施例におけるゼロクロス検出部11は、図2に示すゼロクロス検出回路111により電源電圧の信号のゼロクロス点を検出する。ゼロクロス検出回路111では、交流電源2とスイッチング回路4の間から分岐し、抵抗を介して、2個のダイオードが互いに逆極性となるように並列に接続される。ダイオードはアノード-カソード間の電圧が所定値オン電圧を超えると、電流が増加しても該電圧がほとんど増加しないという特性を有する。そのため、電源電圧の実効値をオン電圧よりも十分大きくすることにより、ゼロクロス検出回路111の両端に加わる電源電圧が周期的に変化しても、ダイオードの両端に印加される電圧は電源電圧のゼロクロスに対応して正負が入れ替わるだけで絶対値が変化しない。このダイオード両端の電圧に基づいて、2値±VCのゼロクロス信号を得ることができる。周波数測定部12は、ゼロクロス信号の周波数を測定するものである。発振器13は、周波数測定部12で測定されたゼロクロス信号の周波数と同じ周波数又はその整数倍の周波数を有する発振信号を生成するものである。基準点決定部14は、ゼロクロス信号及び発振信号を入力し、それら2つの信号の位相差を求め、その位相差のデータ、具体的にはその時間変化に基づいて、後述のようにスイッチング素子6をオン又はオフにするタイミングを定めるための基準点を決定するものである。オン/オフタイミング算出部15は、基準点決定部14で決定した基準点に基づいてスイッチング素子6をオン又はオフにするタイミングを算出するものである。時分割制御信号生成部17は、オン/オフタイミング算出部15で算出されたタイミングに基づいて、スイッチング素子6をオン又はオフにするオン/オフ信号をそのスイッチング素子6に送信するものである。なお、オン/オフタイミング算出部15と時分割制御信号生成部17を合わせたものが、前記時分割信号生成手段に相当する。CPU16はここまでに述べた周波数測定部12、発振器13、基準点決定部14、オン/オフタイミング算出部15及び時分割制御信号生成部17を制御するためのものである。なお、基準点決定部14、オン/オフタイミング算出部15及び時分割制御信号生成部17は実際にはCPU16により実現される。また、CPU16は周波数測定部12で測定された周波数から発振信号の発振周波数を決定して発振器13に指示する機能を有する。従って、周波数測定部12とCPU16を合わせて、上述の周波数設定手段として機能する。調光レベル設定部18は、使用者が所望する照明の明るさを設定するためのものである。この調光レベル設定部18には、ダイヤル等のハードウエアを用いてもよいし、コンピュータソフトウエアを用いてもよいが、本実施例では、使用者がダイヤルを操作することで設定された値に基づいて、ソフトウエアによって実際の調光レベルを設定する。調光レベル設定部18で設定された調光レベルはオン/オフタイミング算出部15に入力される。オン/オフタイミング算出部15では、照明がより明るくなるように設定されると、スイッチング素子6がオンになる時間がより長くなるようにオン/オフタイミングを算出する。本実施例の調光装置1の動作次に、図3の説明図及び図4のフローチャートを用いて、本実施例の調光装置1の動作を説明する。調光装置1では、以下に述べるステップS1~S6の操作を繰り返し実行することにより、電源電圧に重畳されるノイズ等の影響を排除する。まず、ゼロクロス検出部11は、電源電圧の絶対値が所定の閾値以下になったことを検出した時点がゼロクロス点23であることを示すゼロクロス信号25を生成するステップS1、図3。本実施例では、上述のゼロクロス検出回路111を用いているため、ゼロクロス信号25は電源電圧が正の時にはVC、負の時にはVCの矩形波となる。その際、電源電圧にはノイズ21が重畳されたり図3、交流の波形に歪みが生じたり図3することがある。このようなノイズの重畳や交流波形の歪みは特に、出力が小規模かつ不安定な自然エネルギーによる発電や自家発電による電力において発生するおそれがある。このようなノイズが存在する電源電圧の信号をゼロクロス検出部11に入力すると、ノイズが存在しない場合に本来ゼロクロス点であるべき時点付近にノイズ21が存在する場合には、本来ゼロクロス点ではない時点23において、ノイズ21が重畳した電源電圧が正から負、又は負から正に変化するため、ゼロクロス検出部11はその点をゼロクロス点23と誤認してゼロクロス信号25を生成する図3。同様に、電源電圧に波形歪が存在する場合には、ゼロクロス信号25は、波形歪が無い場合に本来生成されるべき時間符号22Aからずれた時間符号21Aに生成される。なお、以下ではノイズが重畳する場合を例に説明するが、波形歪が生じる場合にも同様の処理が可能である。一方、周波数測定部12はゼロクロス信号25を複数サイクルに亘って測定するため、平均処理等の統計演算によって正確な電源電圧の周波数を求めることができる。そして、発振器13は、その正確な電源電圧の周波数に基づいて、発振信号26を生成する図3。本実施例では、発振信号26は±Voの値をとる矩形波とし、その周波数は電源電圧の周波数の2倍とした。なお、発振信号26の周波数は電源電圧の周波数と同じとしてもよいし、3倍以上としてもよい。一方、発振信号26は電源電圧やゼロクロス信号25の位相と同期をとる必要がなく、それらとは無関係の位相で発振される。基準点決定部14は、ゼロクロス信号25の正負が反転する度に、発振信号26の正負が反転する時点24を求めるステップS2。そして、それらの正負の反転時のずれから、ゼロクロス信号25と発振信号26の位相差の測定値δTnを求めるステップS3、図3。ここで求められた位相差の測定値δTnは、ノイズ21の影響により、サイクル毎に異なる大きさとなる。そこで、基準点決定部14は、その時点までに得られた所定個数の位相差の測定値を用いて、後述基準点決定部14における統計処理の統計処理を行うことにより、真の位相差δTを求めるステップS4。そして、発振信号26の正負が反転する時点24を基準として、そこから真の位相差δTだけ遡った時点を基準点22と決定するステップS5、図3、。続いて、オン/オフタイミング算出部15は、基準点決定部14で決定された基準点22に基づき、以下のようにスイッチング素子6のオン/オフのタイミングを決定するステップS6。本実施例では、電源電圧の05サイクル電圧が正の期間、又は負の期間を単位として、基準点22から所定の時間までをオフ、その所定時間から次の基準点22までをオンとする図3。この所定時間は、調光レベル設定部18の設定値で定まる、照明負荷3に供給すべき実効電圧の大きさに基づいて定まる。こうして求められたオン/オフのタイミングに基づいて、時分割制御信号生成部17が時分割信号をスイッチング素子6に送信する。以後、上記ステップS1~S6の操作を繰り返す。こうして、照明負荷3に供給される実効電圧が制御され図3、照明負荷3の調光が実現する。本実施例の調光装置1では、発振信号の位相を電源電圧やゼロクロス信号の位相と同期をとる必要がないため、PLL回路を用いる場合よりも応答速度を速くすることができる。また、交流電圧の信号に対して高速フーリエ変換を行う従来の装置と比較すると、取り扱うサンプリングデータの数を少なくすることができるため、さほど高性能のCPUを用いる必要がなく、コストを抑えることができる。基準点決定部14における統計処理次に、図5~図8を用いて、基準点決定部14においてなされる統計処理の例を説明する。ここでは、図3に示した位相差の測定値δnが、時間経過nの増加により図5に示した変化を示す場合を例に説明する。なお、図6及び図8に示した位相差の測定値は図5に示したものと同じである。移動平均法による統計処理第1の例は移動平均法によるものである。この方法は、各測定値δnが得られた時点で、その測定値δnを含む直近の所定個数の測定値を平均した値をとるものである。図5に、8個の測定値を平均した例を示す。測定値は±20°の範囲に分布している。それに対して、移動平均法により得られた値は±25°の範囲内に収まり、測定値と比較してδnの誤差を十分に小さくすることができる。移動平均法の変形例第2の例は、移動平均法において各測定値δnが得られた時点で、δnを含む直近の所定個数4個以上の測定値から最大値及び最小値を除いたうえで、残りの測定値の平均をとるものである。これら最大値及び最小値はノイズに起因したものである可能性が高いため、これらを除いて平均をとることにより、ノイズの除去効果がより高まる。図6に、10個の測定値から最大値及び最小値を除き、残り8個の測定値を平均した例を示す。図5の場合よりも平均値のばらつきが更に小さくなっていることがわかる。有限インパルス応答FiniteimpulseresponseFIRフィルタ第3の例は、代表的なデジタルフィルタであるFIRフィルタを用いたものである。図7に、本実施例で用いるFIRフィルタのブロック図を示す。このFIRフィルタでは、各時点における測定値はXXとして入力される。そして、既に得られている測定値は、新たな測定値が得られる毎にXXと、nが1ずつ増加した値として取り扱われる。こうして得られた各時点における測定値XXXXに、nの値毎に定められた係数ana0a1a2を乗じ但し、a0a1a2の総和は1、それらの和を取った値Ya0Xa1Xa2XanXを平均値として出力する。ここで係数anは、例えばXの測定からの時間経過が短いほどanを大きくする等、nの値毎に重み付けを変えることができる。具体的な一例として、直近の3個の位相差の測定値δnを対象として、その2番目の係数a1に重みをつけて12とし、1番目及び3番目の係数a0及びa2を14とした場合、即ちYXXXの場合について、得られた位相差の出力値を図8に示す。この例では位相差のサンプリング数が3であるため、第1及び第2の例よりも出力値がややばらついているが、FIRにおいてもサンプリング数を更に増やしてばらつきをより小さくすることが可能である。FFTフィルタ第4の例は、FFTフィルタを用いたものである。図9に、FFTフィルタの動作の概念図を示す。基準点決定部14において求められるゼロクロス信号と発振信号の位相差の測定値δn図3の変化は、図9に示すように時間を横軸とするグラフで表すことができる。このグラフにおいて、ゼロクロス信号にノイズが混入すると、本来の信号30に位相差の測定値が急変する誤差成分31A、31B、31Cが重畳した信号が観測される。第4の例では、このグラフのデータに対してフーリエ変換を行う。これにより、図9に示すように、横軸を周波数とするグラフ上には、ゼロクロス信号の本来の周波数に対応したピーク32と、誤差に起因したピーク33A、33B、33Cが観測される。次に、このグラフのデータから、誤差に起因したピーク33A、33B、33Cを除去するフィルタリング処理、図9。そして、この除去操作後のデータに対してフーリエ逆変換を行う。これにより、時間を横軸とする、ノイズが除去された位相差δTのグラフ図9が得られる。調光ダイヤルの回動の角度と実際の調光レベルの関係の設定次に、図10~12を用いて、本実施例で用いる調光レベル設定部18において使用者が操作する調光ダイヤルの回動の角度と、実際の調光レベルの関係を設定する方法について説明する。まず、このような設定が必要となる理由を説明する。LEDでは、負荷に供給される実効電圧を0から増加させてゆくと、実効電圧がある閾値以下、点灯開始実効電圧と呼ぶに達して初めて点灯する。そのため、調光ダイヤル52の可動範囲操作範囲に単純に実効電圧を最小値min実効電圧0から最大値maxまで割り当てると、調光ダイヤルを高実効電圧側に回しても、上記閾値に対応する位置55まではLEDが点灯せず、無駄な操作になる図10の左図。また、点灯開始実効電圧は個々のLEDの素子によって異なる図10の左図ため、取り付けたLEDの素子によって調光ダイヤルの操作感が異なる。そこで、本実施例では、以下に述べるように、調光ダイヤルの可動範囲内の所定の位置が点灯開始実効電圧に対応するように設定することにより、この可動範囲内においてLEDが点灯しない範囲が過度に広くなることを防ぐと共に、LEDの素子の違いによる操作性のばらつきを防ぐ。この調光レベルの設定の具体的方法は以下の通りである。本実施例の調光装置1には、図11に示すように、使用者が操作するONOFFスイッチ51及び調光ダイヤル52が設けられている。ONOFFスイッチ51は、通常はLED照明負荷3を点灯消灯させるために用いられる押しボタン式のスイッチであり、OFFから1回押すとONにし、次に1回押すとOFFにするという動作を繰り返す。調光ダイヤル52では調光レベルを調整するために用いられ、右側に回すほどLEDが明るく点灯する。LEDを交換した時等、調光ダイヤル52と調光レベルの関係を設定する操作を行う際には、まず、ONOFFスイッチ51をONにし、調光ダイヤル52の設定値を最大にする右側一杯に回す。次に、ONOFFスイッチ51を数秒間本実施例では5秒間以上押し続けるいわゆる長押し。この長押しの操作により、調光レベルの設定が開始される図12のステップS11。すると、調光ダイヤル52の下に設けられた表示灯53が点灯するステップS12。この表示灯53は、照明負荷3のLEDよりも出力が小さい緑色発光のLEDから成り、それが点灯することによって調光レベルの設定中であることを使用者に示すためのものである。次に、使用者は、調光ダイヤル52を左側に回してゆき、LED照明負荷3が消灯したところ、すなわちLEDに供給される実効電圧が、このLEDが点灯する最小値に設定された時に、ONOFFスイッチ51を押すステップS13。これにより、調光レベル設定部18は、この時の照明負荷3のLEDへの供給実効電圧を点灯開始実効電圧の値として取得するステップS14。そして、調光レベル設定部18は、調光ダイヤル52の可動範囲中の所定の位置である点灯開始位置56図10の右図から右に一杯回した位置最大実効電圧の位置までの間に、点灯開始実効電圧から最大実効電圧までの実効電圧の値を割り当てるステップS15。これにより、調光レベルの設定が完了する。このように調光レベルを設定することにより、設定前において点灯開始位置が異なっていても、設定後には調光ダイヤル52の同じ点灯開始位置56でLED照明負荷3の点灯を開始させることができるようになる。なお、調光ダイヤル52の設定値を最小にし左側一杯に回し、ONOFFスイッチ51を長押しすることにより、上記設定が解除される。時分割制御回路5を動作させるための直流電源次に、図13を用いて、時分割制御回路5が有するゼロクロス検出部11、周波数測定部12、発振器13、基準点決定部14、オン/オフタイミング算出部15、CPU16、時分割制御信号生成部17及び調光レベル設定部18のうちの1つ又は複数を動作させるための直流電源の例を説明する。第1の例の直流電源40A図13は、1次側が交流電源2に対して照明負荷3と直列に接続されたトランス41を有する。このトランス41の2次側の両端子はブリッジ整流回路42Aの入力側の2端子に接続されている。ブリッジ整流回路42Aの出力側の2端子のうちの一方は接地され、他方はこの直流電源40Aの負荷時分割制御回路5に接続されている。また、ブリッジ整流回路42Aと負荷の間から分岐して、コンデンサ43Aの一端が接続される。コンデンサ43Aの他端は接地されている。直流電源40Aでは、スイッチング素子6がオンの期間中には、トランス41の1次側に照明負荷3への交流電流が流れ、それにより2次側にも交流電流が流れる。この2次側の交流電流はブリッジ整流回路42Aにより、強度が時間変動しつつ一方向に流れる電流に変換される。そして、この電流はコンデンサ43Aにより平滑化され、略直流の電流が時分割制御回路5に供給される。一方、スイッチング素子6がオフの期間中には、トランス41の1次側に電流が流れないため、コンデンサ43Aから直流電流が供給される。但し、コンデンサ43Aから供給される直流は、1回のオフ期間内では時間の経過と共に強度が減少する。そのため、直流電源40Aは、次に述べる直流電源40Bと併用することが望ましい。併用による効果は後述する。第2の例の直流電源40B図13はブリッジ整流回路42Bを有する。ブリッジ整流回路42Bの入力側の2端子は、スイッチング回路4と並列に接続されている。この並列接続の経路中には、ブリッジ整流回路42Bを挟んで2個の第1コンデンサ43B及び43Cが設けられている。一方、ブリッジ整流回路42Bの出力側の2端子は、一方が接地され、他方が負荷時分割制御回路5に接続されている。また、ブリッジ整流回路42Bと負荷の間から分岐して、第2コンデンサ43Dの一端が接続される。第2コンデンサ43Dの他端は接地されている。直流電源40Bでは、スイッチング素子6がオフの期間中には、スイッチング回路4の両端に交流電圧が印加される。そして、それと同じ交流電圧が、スイッチング回路4と並列に接続された、第1コンデンサ43B及び43C並びにブリッジ整流回路42Bを有する経路の両端にも印加される。これにより、この経路に交流電流が生成される。この交流電流はブリッジ整流回路42Bにより、強度が時間変動しつつ一方向に流れる電流に変換され、更に第2コンデンサ43Dにより平滑化されることにより、略直流の電流が時分割制御回路5に供給される。一方、スイッチング素子6がオンの期間中には、第2コンデンサ43Dから直流電流が供給される。なお、スイッチング素子6がオフの期間中に上記経路に流れる交流電流は照明負荷3の側にも流れるリークする。しかし、一般的に時分割制御回路5の動作に必要な電流の強度は照明負荷3が動作に必要な電流の強度よりも1桁以上小さいため、第1コンデンサ43B及び43Cの容量を十分に小さくすることにより該交流電流の強度を小さくすることができ、それにより、照明負荷3の動作に影響を与えることなく直流電流を生成することができる。ここまでに説明したように、直流電源40Aはスイッチング素子6がオンの期間中に、直流電源40Bはスイッチング素子6がオフの期間中に、それぞれ生成される交流電流を用いて直流電流を生成している。そのため、直流電源40Aと直流電源40Bを併用することにより、直流電流を安定的に生成することができる。また、照明負荷3に供給する実効電圧を最大にする際には、スイッチング素子6を常にオンにすることもできるが、その場合には、直流電源40Bから直流電流を継続的に供給することができなくなる。そのため、照明負荷3に供給する実効電圧を最大にする場合にも、図14に示すように、照明負荷3に供給される実効電圧図3に相当に短時間のオフ期間を設けるとよい。スイッチング素子6のオン/オフのタイミングの調整による力率の改善スイッチング素子6のオン/オフのタイミングは、図3に示したようにゼロクロス点をオフ又はオンのタイミングとする例の他に、図15に示すように、ゼロクロス点からπ2だけ位相がずれた時点即ち、電圧の絶対値が最大になるピーク位置に関して電圧の波形が対称になるようにオフ又はオンの期間を定めてもよい。具体的には、ゼロクロス点からΔの時点をオンのタイミングとし、Δの時点をオフのタイミングとする。このようにオン/オフのタイミングを制御することにより、交流電圧と交流電流の位相のずれを小さくすることができ、調光時の力率低下を防ぐことができる。図15の例では、~に向かうほどオン期間が短く照明負荷への供給実効電圧が小さくなっている。図15は電圧の1周期の間に多数回オン/オフを繰り返したものである。なお、図15に示した例では、図14に示した例と同様の理由により短時間のオフ期間を設けているが、力率の改善という点ではこのオフ期間は必要ではない。その他の変形例本発明は上記実施例のものに限られない。例えば以下のような変形が可能である。発振器13の発振周波数の設定上記実施例では、発振器13の発振周波数は周波数測定部12で測定されたゼロクロス信号の周波数に基づいて定めたが、交流電源2の周波数を測定して定めてもよい。また、使用者が発振器の周波数を手動で設定するようにしてもよい。さらには、調光装置で使用する交流電源が固定されている場合には、発振周波数がその固定値又はその固定値の整数倍に固定された発振器を用いてもよい。ゼロクロス検出部について上記実施例では、ゼロクロス検出部11は、交流電源2とスイッチング回路4の間に流れる交流の電圧に基づいてゼロクロス点の検出を行っている。それに加えて、図16に示すように、スイッチング回路4が無い側の交流電源2と照明負荷3の間に流れる交流の電圧も測定し、それら2つの電圧の差に基づいてゼロクロス点の検出を行ってもよい。これにより、照明回路を接地できない場合にも、安定したゼロクロス点の検出を行うことができる。ゼロクロス信号についてゼロクロス信号は、上記実施例では電源電圧が正の時にはVC、負の時にはVCである矩形波としたが、ゼロクロス点においてパルス状の波形を有する信号を用いてもよい。