2次LCフィルターの負荷として3次アクティブ型フィルターを接続しLCR直列共振回路を形成する事およびピーキング処理を施す事により遮断周波数周辺での特性悪化を改善する3次遮断特性を持つアクティブ型フィルター。2次LCフィルターの負荷として3次アクティブ型フィルターを接続する事でFDNR等のアクティブ素子遮断限界以上での特性劣化遮断特性の跳ね返りを抑止し3次遮断特性を維持するアクティブ型フィルター。2次LCフィルターと直列に制動抵抗が接続される請求項1、請求項2のアクティブ型フィルター。請求項1、請求項2、請求項3のアクティブ型フィルターにより高域遮断フィルター、低域遮断フィルターを設計し、この組み合わせにより実現する帯域通過フィルターと帯域除去フィルター。請求項1、請求項2、請求項3、請求項4、をディジタル信号処理DSPによって実現するバイナリーコードを含むソフトウェアおよび媒体。スペックを重要視するマスプロ製品ではフィルターのピーキング処理が必須であり価格を考慮した場合、アクティブ型ポストフィルターの使用が必然となる。この様な用途では計測される特性や回路図から受ける印象が良好なGICGeneralizedImmittanceConverterフィルターが多く採用されるがユーザー評価は好ましくなく設計者の嗜好を除けばその他のアクティブ型フィルター回路により得られる特性との差異は非常に少ない。理論推奨値を用いて設計された3次GICフィルターの入力に制動抵抗1とコイル、キャパシターを用いた2次LCフィルター2を追加する。2次LCフィルターのキャパシター両端電圧はLCフィルターの共振周波数で増大する為、制動抵抗1値を適切に設定する事でピーキング処理を施しGICフィルターの遮断特性に影響を与えずGIC遮断限界以上の帯域を3次遮断特性で減衰する。図1は一般的なGICフィルター例で、図2が回路動作に従い記述変更したものである、A1がバッファーとピーキング処理を、A2が移相による負性抵抗生成処理を行い各部のインピーダンスは図5の様に定義される。FDNR入力インピーダンスZinは数1によって決定され、図1と図3が互換する為オーディオ機器ではFDNR吐き出し素子を純複素成分として損失を低下させた図3の回路が多用される。図7-3は図3による遮断特性、図7-4は図1による遮断特性図である、GIC回路の遮断限界点が異なる理由はR1と擬似インダクタンスとして機能する3.9kΩ、1.2kΩにより分圧回路が形成される為でA1、A2が無限大振幅可能なブラックボックスであれば図3と図1の応答は同一になる。しかし図3ではA2がキャパシターを駆動する為、回路により強い負荷駆動力が求められ、優れた特性に反し図1との間に聴感上の優位点はあまり認められない。図4は本発明の実施例で図1の回路に制動抵抗1とコイル、キャパシターによるLC直列共振回路2を付加し、図7-5の様にGIC回路の遮断限界以降も3次遮断特性を維持した回路である。本発明を用いた多段フィルターは図6の様に段間バッファーの追加で実現可能であるがオーディオ機器への応用では各種バランスから図4の3次遮断特性が最良と思われる。基本とする3次GICフィルターは聴感評価およびLCフィルターとの接続の容易さから図1遮断周波数40kHzを選択した。GICフィルターが最も安定に動作する周波数はZ1からZ5が同一値20程度の理論偏差は考慮しないとなる周波数で、フィルターの整合性から遮断周波数として設計される事が多い、また接続する2次LCフィルターは適切なピーキング処理を行う為に共振インダクタンス値と制動抵抗1値を先行決定する。LCフィルターの共振動作はサレンキーフィルターにおけるバンドパス動作ブートスラップと等価と考えられる為、GICフィルター遮断周波数の1.6倍程度としたおよそ64kHz。64kHzにおいてLCフィルターの負荷となるインピーダンス成分の合計は約5kΩであり、LCフィルターの整合性からは5kΩ未満が制動抵抗1値として望ましくピーキング処理との兼ね合いから実測最適値として2.2kΩを選択した。GICフィルターの遮断周波数である40kHzで必要なコイルリアクタンスは、制動抵抗1追加による高域低下を補償する必要から2.2kΩ以上が必要で更にGICフィルター遮断周波数への影響を減少するには5kΩ未満が適切である。試作では入手性からパナソニック製ELC11D103F10mHを使用した、LCフィルターキャパシター値はインダクタンス値10mHとLCフィルター共振周波数の64kHzから560prを得た。