"振動加振機装置310にランダム振動信号を与えて、試験体の振動試験を行うランダム振動試験制御装置300において、ランダム振動試験の被試験PSDパターン301から真のランダム時系列信号を目標時系列信号Ttとして生成する目標時系列信号生成手段302と、前記目標時系列信号Ttから制御目標となる周波数系列の信号である目標スペクトルTfに変換する目標スペクトル生成手段303と、前記試験体の加速度を検出するセンサーから得られた応答時系列信号を周波数系列の信号である応答スペクトルRfに変換する応答スペクトル生成手段304と、前記振動加振機装置310を駆動する駆動時系列信号Dtを周波数系列の信号である駆動スペクトルDfに変換する駆動スペクトル生成手段305と、前記応答スペクトルRfと前記駆動スペクトルDfとから伝達関数Gfを計算する伝達関数生成手段1104、前記伝達関数Gfの逆数である逆伝達関数IGfを計算する逆伝達関数生成手段1105及び前記目標スペクトルTfに前記逆伝達関数IGfを乗じて周波数領域での振幅と位相が補正された駆動フーリエスペクトルDrを生成する駆動フーリエスペクトル生成手段1103を備える周波数系列処理手段306と、前記駆動フーリエスペクトルDrから逆フーリエ変換とオーバーラップ合成手法により駆動時系列信号Dtを生成する駆動時系列信号生成手段307と、を備え、前記目標時系列信号生成手段302は、前記被試験PSDパターン301のスペクトル分布を有する位相がランダムなフーリエスペクトルを生成する手段501、前記位相がランダムなフーリエスペクトルをIFFT変換逆フーリエ変換し、擬似ランダムと呼ばれる時系列信号を生成する擬似ランダム時系列信号生成手段502、前記擬似ランダムにハニング窓HanningWindowを乗じる処理503及び半フレーム毎の重ね合わせ合成する処理504により、真のランダム時系列信号を生成する真のランダム時系列信号生成手段505を備え、目標ランダム時系列信号と応答時系列信号とが振幅、位相とも合致する制御を行うことを特徴とするランダム振動試験制御装置。前記周波数系列処理手段306は、前記逆伝達関数IGfが乗じられる前の前記目標スペクトルTfの平均PSDと前記応答スペクトルRfの平均PSDとを比較器1101により比較し、平均PSDの差分を補正した目標スペクトルTcを生成する補正目標スペクトル生成手段1102を備えることを特徴とする請求項1記載のランダム振動試験制御装置。従来のランダム振動試験装置100においては、振動加振機装置112への駆動信号生成時、目標PSD101と応答の平均PSD108の比較により得られた制御目標の修正PSD102に逆伝達特性乗算103を施し駆動平均PSDが計算されるが、真のランダム信号を生成するため乱数発生器105からの白色ランダム信号を前記駆動平均PSDで正規化し駆動時系列信号を生成するので、伝達特性補正演算で得られた補正された位相成分は失われてしまっていたため、ランダム振動試験の収束に時間が掛かってしまっていた。また、制御目標が平均PSDのみに注目した制御であるため、各周波数毎にPSDが取り得る確率密度分布関数を設定し、それに従ったランダム振動試験ができなかった。上記課題を解決する本発明の請求項1に係るランダム振動試験制御装置は、振動加振機装置310にランダム振動信号を与えて、試験体の振動試験を行うランダム振動試験制御装置300において、ランダム振動試験の被試験PSDパターン301から真のランダム時系列信号を目標時系列信号Ttとして生成する目標時系列信号生成手段302と、前記目標時系列信号Ttから制御目標となる周波数系列の信号である目標スペクトルTfに変換する目標スペクトル生成手段303と、前記試験体の加速度を検出するセンサーから得られた応答時系列信号を周波数系列の信号である応答スペクトルRfに変換する応答スペクトル生成手段304と、前記振動加振機装置310を駆動する駆動時系列信号Dtを周波数系列の信号である駆動スペクトルDfに変換する駆動スペクトル生成手段305と、前記応答スペクトルRfと前記駆動スペクトルDfとから伝達関数Gfを計算する伝達関数生成手段1104、前記伝達関数Gfの逆数である逆伝達関数IGfを計算する逆伝達関数生成手段1105及び前記目標スペクトルTfに前記逆伝達関数IGfを乗じて周波数領域での振幅と位相が補正された駆動フーリエスペクトルDrを生成する駆動フーリエスペクトル生成手段1103を備える周波数系列処理手段306と、前記駆動フーリエスペクトルDrから逆フーリエ変換とオーバーラップ合成手法により駆動時系列信号Dtを生成する駆動時系列信号生成手段307と、を備え、前記目標時系列信号生成手段302は、前記被試験PSDパターン301のスペクトル分布を有する位相がランダムなフーリエスペクトルを生成する手段501、前記位相がランダムなフーリエスペクトルをIFFT変換逆フーリエ変換し、擬似ランダムと呼ばれる時系列信号を生成する擬似ランダム時系列信号生成手段502、前記擬似ランダムにハニング窓HanningWindowを乗じる処理503及び半フレーム毎の重ね合わせ合成する処理504により、真のランダム時系列信号を生成する真のランダム時系列信号生成手段505を備え、目標ランダム時系列信号と応答時系列信号とが振幅、位相とも合致する制御を行うことを特徴とする。上記課題を解決する本発明の請求項2に係るランダム振動試験制御装置は、請求項1において、前記周波数系列処理手段306は、前記逆伝達関数IGfが乗じられる前の前記目標スペクトルTfの平均PSDと前記応答スペクトルRfの平均PSDとを比較器1101により比較し、平均PSDの差分を補正した目標スペクトル以下、補正目標スペクトルというTcを生成する補正目標スペクトル生成手段1102を備えることを特徴とする。ランダム振動試験の試験目標となる周波数成分毎に平均PSDと平均PSDを平均値として分布するPSD確率密度分布関数によって数値定義された被試験PSDパターンに基づく真のランダム時系列信号を伝達関数補正する前に生成し、この真のランダム時系列信号をFFT処理し、周波数空間での目標スペクトル信号とする。周波数空間での伝達関数補正演算により、この目標スペクトル信号と応答スペクトル信号とが合致する制御が行えるため、目標時系列信号と応答時系列信号が一致するランダム振動制御が可能となる。その結果として、ランダム振動試験制御装置の収束時間の改善と各周波数毎にPSDの確率密度分布関数を持ったランダム試験が実現する。以下、本発明の実施形態について、図面に示す実施例を参照して説明する。本発明の一実施例に係るランダム振動試験制御装置を図1~図13に示す。まず、図1を参照してランダム振動試験制御装置の全体の制御プロセスを説明する。図1に示すようにランダム振動試験制御装置300は、目標時系列生成部302、目標スペクトル生成部303、応答スペクトル生成部304、駆動スペクトル生成部305、周波数系列処理部306、時系列復号処理部307、DA変換部308、AD変換部309を備えており、ランダム振動試験制御装置300に振動加振機装置310が接続される。被試験PSDパターン301はランダム振動試験の試験条件として与えられる。<目標時系列生成部302>目標時系列生成部302の詳細について、被試験PSDパターン301として、図2のPSDパターン401が与えられた場合を説明する。ランダム振動試験はPSDパターン401で定義されたスペクトル分布を有するランダム信号で行なわれなければならない。ランダム信号の生成においてはフレーム毎にPSDパターン401を持つランダム信号を生成し、これを順次繰り返すことによりPSDパターン401が持続するランダム時系列信号を生成する。完全白色ランダムの必要条件は、時系列空間での出現頻度が一様ランダムで、周波数空間での振幅分布が一様ランダムで、そして周波数空間での位相分布が一様ランダムである。PSDパターン401で定義された振動試験では周波数空間での振幅分布が一様ランダムの代わりにPSDパターン401に置き換え、時系列空間での出現頻度が一様ランダムと周波数空間での位相分布がランダムの要件を満たすランダム信号を生成することになる。目標時系列生成部302において、PSDパターン401から真のランダム時系列信号を生成する場合について、図3を参照して説明する。まず、PSDパターン401から位相がランダムなフーリエスペクトルを生成するステップ501。基本周波数f0=1/T、基本角周波数ω0=2πf0とすると、時系列信号xとそのフーリエ変換Xnの間にはの関係があり、離散的フーリエ変換であるFFTの出力の実数成分aと虚数成分bの間には次の関係がある。この実数成分anと虚数成分bnとPSDとの間には、ただし、Nフーリエ変換時の時系列データのサンプリング点数N=2ii=1,2,3,4,5n1,2,3,,N/2-1Δfフーリエ変換時の周波数分解能Δf=1/dtNdt時系列データのサンプリング時間間隔の関係があり、フーリエスペクトルのAbsoluteはPSDを用いて、と表される。アスタリスクは積の演算子を示す。以下、図中においても同じ。Absoluteをベースとしてフーリエスペクトルの偏角をθとした時、PSDを示すフーリエスペクトル成分は、と書ける。フーリエスペクトル成分と複素平面の偏角θの関係は図4のようになる。PSDを決定するのは図4に示すAbsolute601である。Absolute601は長さ方向に対して自由度を持ち、定められたPSDの密度分布に従った任意の分布を生成できる。一方、位相値であるθには360度の自由度が存在するので、Absolute601を周波数毎に異なる長さのPSDの確率密度分布関数で生成し、θをランダムに変動させれば任意のPSD確率密度分布関数を満足するランダム位相フーリエスペクトルが生成できる。位相がランダムなフーリエスペクトルをIFFT処理逆FFT変換すれば、位相がバラバラな正弦波が重なり合った平均PSDパターン401で、図12Aのような各周波数毎に異なるPSDの確率密度分布関数のスペクトル分布を有する正規分布ランダム時系列信号が生成されるステップ502。PSDの確率密度分布関数からAbsolute601を生成するプロセスを図12A、図12Bを参照して説明する。各周波数毎にPSDMinからPSDMaxまで分布するPSD確率密度分布関数の一例を図12Aに示す。図12AにおけるPSDはPSDの分解能間隔毎に計算された値であり、PrはPSDが出現する確率密度である。図12Bに示すように、Rand関数を基にしてPSDMinからPSDMaxまで分解能間隔毎に均等に出現する白色一様乱数RandPSD=PSDを発生させ、確率密度分布関数からRandPSDにおける確率密度Probabを求め、同時に0.0から1.0まで一様に分布するもう一つの白色乱数RandCを発生させる。図12Bに示すように、RandCの値≦Probabの場合はRandPSDを出力値として採用し、それ以外は破棄する。ここでRandCは、PSDをProbabの確率密度で出現するためにPSD生成値として採用するか/破棄するかの篩いとして使用される。しかし、デジタル信号処理に使われるIFFT処理は離散的な処理なので全ての周波数成分を漏れなく含む訳ではなく、位相が掻き混ざることによって欠落成分が埋め合わさる効果があるが、それでもある程度の欠落成分が発生するので、この正規分布ランダム時系列信号は擬似ランダムと呼ばれる。擬似ランダムから真のランダムを生成するためには次の処理を施す。擬似ランダムのフレーム毎の時系列信号にハニング窓HanningWindowを乗じる処理を行うステップ503。ハニング窓が乗じられたランダム時系列信号を1/2フレーム毎のオーバーラップ合成する処理を行うステップ504。ハニング窓を乗じる処理と1/2フレーム毎のオーバーラップ合成する処理により時系列が交ぜ合わさり、被試験パターンとして定義されたPSDパターン401を維持した真のランダム時系列信号が生成されるステップ505。真のランダム時系列信号を目標時系列信号Ttとして目標スペクトル生成部303に送り出す。<目標スペクトル生成部303>図1の目標スペクトル生成部303の詳細について図5を参照して説明する。ランダム振動試験の制御を完全なものにするためにはPSDパターンより生成された目標時系列Tt、応答信号より生成された応答時系列Rt及び駆動信号より生成された駆動時系列DtからそれぞれのFFT処理により、被試験周波数帯域における分割された各周波数Δfごとの振幅及び位相を求め、振幅及び位相を含めて制御する必要がある。基本周波数f0=1/T、基本角周波数ω0=2πf0とすると、時系列信号xとそのフーリエ変換Xnの間にはの関係があり、離散的フーリエ変換であるFFTの出力の実数成分aと虚数成分bの間にはの関係がある。an-ibnはフーリエスペクトルと呼ばれ、位相成分を含み、フレーム毎に求められる。図5に示すように、目標時系列TtをFFT変換して得られたフーリエスペクトルを目標瞬時フーリエスペクトル1011と呼び、目標瞬時フーリエスペクトル1011から計算により目標瞬時PSD1012が、また目標瞬時PSD1012に対する時間平均として目標平均PSD1013が求められる。目標瞬時フーリエスペクトル1011には振幅と位相成分が含まれるが、目標瞬時PSD1012と目標平均PSD1013には位相成分が含まれない。目標瞬時フーリエスペクトル1011、目標瞬時PSD1012、目標平均PSD1013の集合体としての目標スペクトルTfを生成する。<応答スペクトル生成部304>図1の応答スペクトル生成部304の動作について図6を参照して説明する。振動加振機装置310からの応答アナログ信号はAD変換部309により応答時系列信号Rtに変換され、応答スペクトル生成部304に送られる。応答時系列信号Rtも目標時系列信号Ttと同時刻に、同様にフレーム毎に切り出した時系列信号をFFT処理し、被試験周波数帯域における分割された各周波数ごとの振幅及び位相を求める。図6に示すように、応答時系列信号RtからFFT処理により応答瞬時フーリエスペクトル1021が計算され、応答瞬時フーリエスペクトル1021から計算により応答瞬時PSD1022が、また応答瞬時PSD1022に対する時間平均を計算して応答平均PSD1023が求められる。応答瞬時フーリエスペクトル1021には振幅と位相成分が含まれるが、応答瞬時PSD1022と応答平均PSD1023には位相成分が含まれない。応答瞬時フーリエスペクトル1021、応答瞬時PSD1022、応答平均PSD1023の集合体としての応答スペクトルRfを生成する。<駆動スペクトル生成部305>図1の駆動スペクトル生成部305の動作について図7を参照して説明する。振動加振機装置310の駆動信号として生成された駆動時系列信号DtをDA変換部308により駆動アナログ信号に変換される前段で分岐し、駆動スペクトル生成部305に送る。駆動時系列信号Dtも目標時系列信号Ttや応答時系列信号Rtと同時刻に、同様にフレーム毎に切り出した時系列信号をFFT処理し、被試験周波数帯域における分割された各周波数ごとの振幅及び位相を求める。図7に示す通り、駆動時系列信号DtからFFT処理により駆動瞬時フーリエスペクトル1031が計算され、駆動瞬時フーリエスペクトル1031から計算により駆動瞬時PSD1032が、また駆動瞬時PSD1032に対する時間平均を計算して駆動平均PSD1033が求められる。駆動瞬時フーリエスペクトル1031には振幅と位相成分が含まれるが、駆動瞬時PSD1032と駆動平均PSD1033には位相成分が含まれない。駆動瞬時フーリエスペクトル1031、駆動瞬時PSD1032、駆動平均PSD1033の集合体としての駆動スペクトルDfを生成する。<周波数系列処理部306>図1の周波数系列処理部306の詳細について図8を参照して説明する。周波数系列処理部306の基本機能は、目標瞬時フーリエスペクトル1011にランダム試験を行う振動加振機装置310が持つ伝達特性の逆特性である逆伝達関数を乗じ、伝達特性の補正処理された駆動のためのフーリエスペクトル信号を生成することにより、目標時系列信号と応答時系列信号が一致し、結果として瞬時PSD、平均PSDも一致する制御を実現させる処理である。ランダム振動制御中、平均PSD比較器1101によって、目標スペクトルTfの目標平均PSD1013と、応答スペクトルRfの応答平均PSD1023との差、平均PSD補正ベクターTCvをフレーム毎に計算する。スペクトル補正PID制御器1102にて平均PSD補正ベクターTCvは目標スペクトルTfの平均PSDに加減算され、フレーム毎に平均PSDが補正された補正目標スペクトルTcを生成する。スペクトル補正PID制御器1102は位相成分の補正としては働かないが、PSDの振幅補正として機敏な制御動作をする。ランダム振動試験に当たっては、試験を実施する前に、振動加振機装置試験体を含む310の初期伝達関数を同定するか、もしくは試験開始の初期目標レベルから試験目標レベルに上昇させる過程で初期伝達関数を同定する。初期伝達関数は図8の伝達関数計算器1104にて応答スペクトルRfの応答瞬時フーリエスペクトル1021と駆動スペクトルDfの駆動瞬時フーリエスペクトル1031との比から瞬時伝達関数を同定し、瞬時伝達関数の時間平均値である平均伝達関数を求め保存する。ランダム振動試験中、振動加振機装置310の伝達特性に特性変化がなければ初期伝達関数を補正用伝達関数Gfとして特性補正計算に使用し続ける。伝達関数計算器1104には、平均伝達関数を更新し続ける機能がある。振動加振機装置310の伝達特性が何らかの原因で特性変化し、ある設定値を超えた場合、伝達関数計算器1104の伝達関数修正変更機能により補正用伝達関数Gfを変更更新し、伝達関数の経時変化に対応する。補正用伝達関数Gfは逆伝達関数計算器1105により逆伝達関数IGfを生成する。補正目標スペクトルTcの伝達関数補正計算は逆伝達関数IGfを使い、逆伝達関数乗算器1103にて補正計算を行い、振幅位相が補正された駆動フーリエスペクトルDrを生成する。複数の加振機多軸による同時ランダム振動試験制御の場合、補正用伝達関数Gfは、一般に、図9に示すようなマトリックスにて表記される。図9のマトリックス対角線上の成分G11,G22,G33,,Gnnは自己の加振軸の伝達関数であり、成分G11,G22,G33,,Gnn以外は干渉成分と呼ばれ、個々の加振軸の動作が干渉し、相互の伝達関数に影響し合う。本発明による制御方式で干渉成分を含めた複数加振機による同時ランダム振動試験の制御を行った場合、各軸の被試験PSDパターンに対するランダム時系列信号を予め生成し、それらの目標ランダム時系列信号を周波数空間のスペクトル信号に変換の後に、各軸の応答スペクトル信号が目標スペクトル信号と一致するよう干渉成分を含んだ伝達関数補正の制御演算が行われるため、制御精度のよい複数加振機同時ランダム振動試験が可能となる。本発明では特に、干渉成分に対する逆位相成分を積極的に加えることが可能なため、干渉成分が自己の加振軸の加振平均PSD値より大きくなっても安定な制御が可能となる。<時系列復号処理部307>図1の時系列復号処理部307の詳細について図10を参照して説明する。時系列復号処理部307の基本機能は、駆動のためのフーリエスペクトル信号をIFFT変換逆高速フーリエ変換により周波数系列信号から時系列信号に復号化し、フレームとフレームの間が不連続な復号化された時系列信号にオーバーラップ処理を施し、連続的な時系列信号を生成する処理である。時系列復号処理部307の制御サイクルは、IFFT変換1205とオーバーラップ合成1206の処理を除いて制御サンプリングクロックに同期して動作する。IFFT変換1205とオーバーラップ合成1206の演算は時系列復号処理部307のバックグランド処理として動作し、演算は1フレームの処理時間内に完了する。生成された駆動時系列信号Dtはループバッファに蓄えられ、次の制御サイクルで使用する。周波数系列での信号演算では、常に、FFT演算論理が求める適正長フレームの時系列信号に対して一括演算されるため、信号演算の結果からIFFT変換逆高速フーリエ変換により求めた時系列信号はフレームとフレームの間が不連続となる。時系列の信号は、本来、区分連続であることを前提として制御演算が行なわれるので、時系列信号の不連続性を除去するため、オーバーラップ合成1206にてオーバーラップ処理を行う。本発明では1/2フレーム毎のオーバーラップ処理を行う。フレーム毎の制御より短い時間間隔での時系列信号の制御を行うため、目標応答時系列比較1201を設け、目標時系列Ttと応答時系列Rtを比較し、駆動時系列補正量Dcを生成する。オーバーラップ合成1206により生成された駆動第一次時系列Dtcは駆動時系列補正量Dcにより時系列信号PID補正1208にてPID補正され、駆動時系列Dtを生成する。駆動時系列Dtの信号はDA変換部308でアナログ信号に変換され、振動加振機装置310の駆動信号として出力する。図11は、本発明のランダム振動試験制御装置によるランダム振動試験の制御結果の時系列波形である。図11に示すように目標の時系列波形と応答の時系列波形が一致する。また、目標の時系列波形と応答の時系列波形が一致するように駆動信号が発せられている。図12Cは実際のフィールドデータから得られた各周波数毎のPSDの平均値、標準偏差、歪度から各周波数におけるPSDの確率密度分布関数を生成し、これを制御目標PSDパターンとして実際に加振して得られた制御結果データである。各周波数毎に異なるPSDの確率密度分布関数を与えた場合でも目標の平均PSDと応答のPSDが合致するランダム制御が行われている。図12Dは図12Cの周波数5.00HzにおけるPSDの頻度分布を計測したもので、制御目標値とよく合致し、確率密度分布関数に従ったランダム制御が行われている。図12Eは図12Cの周波数40.00HzにおけるPSDの頻度分布を計測したもので、制御目標値とよく合致し、確率密度分布関数に従ったランダム制御が行われている。<ハードウエア構成および動作>本発明によるランダム振動試験装置のハードウエア構成および動作について、図13を用いて説明する。ハードウエア構成の基本は、一般的な市販のオペレーティングソフトウエアが搭載された小型コンピュータ2101と小型コンピュータ2101の動作とは独立して、51.2Kサンプル/秒の基本サンプリングクロックに完全に同期し動作する制御演算とアナログ信号の入出力変換を行うサブ機能装置2102とで構成する。小型コンピュータ2101とサブ機能装置2102とは高速なデータ転送可能なDMADirectMemoryaccess回路2105を経由にして相互の情報交換を行う。DMA回路2105により、小型コンピュータ2101による単位データ毎の読み書き操作をすることなく、小型コンピュータ1201のハードウエア動作の間隙を縫って大量の信号データの相互転送を行う。小型コンピュータ2101には演算制御部2103と多チャンネルFIFOfirstinfirstout2104を設け、サブ機能装置2102にはループバッファ2106、演算制御部2107、ADDA変換器2108を設ける。小型コンピュータ2101の市販オペレーティングソフトウエアには実時間制御機能が搭載されていないので、小型コンピュータ2101はランダム振動試験制御装置に求められる実時間動作を行うことはできないが、動作速度はサブ機能装置2102にくらべて遥かに高速である。サブ機能装置2102はADDA変換器2108を含めて搭載された全ての機能ブロックが小型コンピュータ2101の動作とは独立して、サブ機能装置2102の内部から発振する51.2Kサンプル/秒の基本サンプリングクロックによって完全に同期して動作する。小型コンピュータ2101とサブ機能装置2102は時間的に独立した非同期の動作を実行する。本発明では小型コンピュータ2101の高速性を活用するために、実時間によるランダム振動制御の過程をサンプリングクロックに依存する処理と、サンプリングクロックに依存しない処理とに分割し、サンプリングクロックに依存する処理をサブ機能装置2102とサンプリングクロックに依存しない処理を小型コンピュータ2101とに実装することにより、ランダム振動試験装置の全体としての高速処理と実時間処理の両立を実現する。小型コンピュータ2101はその高速性を生かし、ランダム振動制御の目標信号と駆動信号の一部を生成し、サブ機能装置2101の制御進行とは無関係に、多チャンネルFIFO2104に対して先行書き込みを行う。多チャンネルFIFO2104には最大60秒間の目標信号と駆動信号の一段階を先行蓄積する。サブ機能装置2102には小型コンピュータ2101に搭載された多チャンネルFIFO2104と同じ容量のループバッファ2106が搭載されている。サブ機能装置2102はサンプリングクロックに同期してループバッファ2106から一つの信号を取り出して制御を実行するが、1フレーム分の制御が終了した時、ループバッファ2106に空きが出来たことを小型コンピュータ2101に通告する。サブ機能装置2102のループバッファ2106に1フレーム分の空きが生じた時、小型コンピュータ2101内に先行蓄積された信号は、DMA回路2105を利用して自動的にサブ機能装置2102内の空いたループバッファ2106領域に送る。以上のべた通り、独自のタイミング速度で動作する小型コンピュータ2101と、サンプリングクロックに完全同期でADDA処理を実行するサブ機能装置2102が互いに非同期に動作しても、ランダム振動試験装置の全体としてサンプリングクロックに完全同期した実時間制御が達成される。"