単相交流電源をリアクタを介して半導体スイッチで短絡せしめ、半導体スイッチを開放したときに、リアクタを流れる電流がダイオードを介して平滑手段に流れ込むことにより単相交流電源の電流を制御する整流装置であって、規制限度内の高調波電流波形と、整流装置に接続された負荷に応じて可変される正弦波電流波形の合計を指示電流として、実際の電流との差異に基づいて前記短絡と開放の比率を調整することを特徴とする整流装置。高調波電流波形は、各次数の振幅は、規制限度値と略等しく、かつ、基本波を正弦関数で表現した場合のゼロ位相でそれぞれがゼロ位相になる奇数次の正弦関数群の和であることを特徴とする、請求項1記載の整流装置。可変される正弦波電流値が所定の値よりも小さい場合には、前記高調波電流波形を連動して縮小し、所定の値よりも大きい場合には、前記高調波電流波形を縮小しないことを特徴とする、請求項1または2に記載の整流装置。所定の値が600W前後に相当する電流値であることを特徴とする請求項3に記載の整流装置。単相交流電源をダイオードで整流したのち、リアクタを介して半導体スイッチで短絡せしめ、半導体スイッチの開放時に、リアクタを流れる電流が、前述とは別のダイオードを介して、平滑手段に流れ込むことにより単相交流電源の電流を制御する、請求項1~4に記載の整流装置であって、単相交流電源の位相がゼロもしくは180度における電流指示値を、その直前もしくは直後の電流指示値で置き換えることを特徴とする整流装置。しかしながら、前記従来の構成では、交流電源の電圧波形を用いているため、系統の影響などにより電圧波形が歪んでいる場合には、高調波の電流が増加しすぎてしまう可能性がある。また、電圧波形の歪みによっては、リップル電圧が逆に増加してしまう場合もある。また、家庭用空調装置などでは、天候や外気温度などで負荷が時々刻々と変化するが、このように、直流負荷の状況が時々刻々と変化する場合に、どのような関数を発生させればよいのか、という本質的な命題に対して、具体的な手法が開示されていない。たとえば最大負荷時に最適な関数出力であっても、その使用頻度が低ければ効果が少なくなる。特に、インバータエアコンなどの空調装置などでは、もっとも使用頻度が高いのは、負荷がそれほど大きくないところである。本発明は、前記従来の課題を解決するもので、家電機器などにおける電源高調波規制の国際規格である、IEC61000-3-2Class-Aに適合しつつ、平滑部のDCリップルを減少させることを実現するものであり、任意の負荷で、かつ電源電圧の歪みにも対応できる方法を提供することを目的とする。平滑部分のリップルを小さくするには、正弦波の逆数の電流を流せば解決できるが、この場合、含まれる高調波電流は非常に大きいものになり、高調波規制規格を守れなくなるし、力率も40程度に低下してしまう。そこで、前記従来の課題を解決するために、本発明の整流装置は、交流電源の位相を検出する手段を有し、交流電源の基本波形を正弦波としたときに、基本波のゼロ位相で各高調波成分もゼロ位相となる正弦波群であり、かつ高調波規制規格を上回らない振幅の奇数次の高調波信号を全て加算した波形の発生手段と、前記基本波の発生手段を具備し、前記基本波の発生手段の出力は、直流電圧と所望の直流電圧と実際の直流電圧との偏差とに基づいて、振幅調整され、調整された振幅情報が所定の値以下の場合には、前記奇数次の高調波加算波形出力を所定値との比率で減衰させしめる可変減衰手段を経由し、振幅調整された基本波と可変減衰手段を経由した奇数次高調波加算波形出力とを加算した結果を交流電流指令とする。一定以上の負荷状態では、高調波規制で許容される高調波電流の範囲では、平滑部分のリップルを完全に打ち消すことができない値であるため、許容される最大の高調波電流を加算した電流波形をあたえることにより、高調波規制に適合する範囲で、平滑部分のリップルを最小にする電流波形が常に得られることになる。さらに、高調波成分は全て無効電力となり、正弦波部分の振幅を調べることにより、有効電力を知ることができ、負荷の値を知ることができる。また、一定以下の負荷である場合には、一定値に対する比率で、許容される高調波電流値を減衰させる。これにより、非常に負荷が小さい場合には、高調波規制で許容される高調波電流を加算しなくても、平滑部分のリップルを最小にすることができる。また、交流電源を整流してから、リアクタを介して短絡/開放することにより、リアクタを流れる電流は単一の極性になり、絶対値化した交流電流指令のゼロ位相および180度位相近傍の指令情報を非ゼロにする。これにより、整流後の電流が急激に変化できない特性を利用して、整流後の電流が非ゼロの値のまま、前段の整流回路の動作により、交流電源側での極性切り替えが瞬時に実現され、ゼロ位相および180度位相での電流を急峻に切り替えることができる。これにより、実電流波形の精度を高めることができる。本発明の整流装置は、任意の負荷で、電源電圧波形に影響されずに、電源高調波を抑圧しながら、平滑手段を小型化することができる。第1の発明は、規制限度内で固定値の高調波電流波形と、整流装置に接続された負荷に応じて可変される正弦波電流波形の合計を指示電流として、実際の電流との差異に基づいて前記短絡と開放の比率を調整することにより、高調波規制を守ることができる整流装置を実現することができる。第2の発明は、特に、第1の発明の固定値の高調波電流波形を各次数の振幅は、規制限度値とほぼ等しく、かつ、基本波を正弦関数した場合のゼロ位相でそれぞれがゼロ位相になる奇数次の正弦関数群の和とすることにより、入力電力の瞬時値の変動が少なくなり、平滑コンデンサを小型化することができる。第3の発明は、特に、第1または第2の発明の高調波電流波形を負荷が小さいときに、高調波電流波形を連動して縮小することにより、高調波規制で許容される高調波電流を加算しなくても、平滑部分のリップルを最小にすることができる。第4の発明は、単相交流電源をダイオードで整流したのち、リアクタを介して半導体スイッチで短絡せしめ、半導体スイッチの開放時に、リアクタを流れる電流が請求項1記載のダイオードを介して、平滑手段に流れ込むことにより単相交流電源の電流を制御する請求項1~3に記載の整流装置であって、単相交流電源の位相がゼロもしくは180度における電流指示値を、その直前もしくは直後の電流指示値で置き換える。これにより、リアクタを流れる電流は単一の極性になり、整流後の電流が急激に変化できない特性を利用して、整流後の電流が非ゼロの値のまま、前段の整流回路の動作により、交流電源側での極性切り替えが瞬時に実現され、ゼロ位相および180度位相での電流を急峻に切り替えることができる。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。実施の形態1図1は、本発明の第1の実施の形態における整流装置の全体回路ブロック図を示すものである。図1において、交流電源12を整流ダイオードブリッジ11、リアクタ13と経由して半導体スイッチ16で短絡できるように構成している。この短絡経路には電流検出手段21を具備し、交流電源からの電流を検出できるようにしている。また、リアクタ13と半導体スイッチ16の接続点にはダイオード17を介して、整流ダイオードブリッジ11の一端との間に、平滑コンデンサ14と直流負荷18を接続している。また、この回路を制御する制御回路119には、交流電圧情報、交流電源からの電流情報、直流出力電圧情報が入力され、半導体スイッチ16をON/OFF駆動情報を出力する。この回路構成は、交流電源の瞬時電圧よりも直流電圧Vdcを高くしておけば、ダイオード17による逆阻止動作により、交流電源から任意の電流波形で負荷に電力を供給することができるので、電源力率や電源高調波の改善に用いることができる。以上のように構成された整流装置について、以下その動作、作用を説明する。まず、交流電源12より、制御回路119では、位相検出手段101により、交流電源の電圧の位相情報を検出する。この検出方法については、同一発明者などによる下記の特許文献に記載された方法などがある。この方法などで検出された交流電圧位相情報θをもとに、瞬時の電流指令情報を算出する。ひとつは正弦波の波形発生手段104に入力されて、その電圧位相θに応じた正弦波の瞬時値を得る。得られた正弦波の瞬時値は乗算手段105に入力される。乗算手段105には、所望の直流電圧Vdcと実際の直流電圧Vdcとの差異を比較器107で得て、制御が安定になるための補償手段106を経た情報を入力している。すなわち、直流出力電圧の偏差に対応して、正弦波の情報を拡大縮小するようにする。つまり、出力電圧が所望よりも低ければ、正弦波の振幅が拡大され、所望よりも高ければ、正弦波の振幅は縮小される。これにより、負荷が変化した場合でも、所望の直流電圧を維持する制御が実現する。もうひとつは、高調波波形の発生手段102に入力される。高調波波形の具体的な波形を図2に附す。この波形の算出方法は後述する。高調波波形の発生手段102の出力は、乗算手段103を経由して、加算手段109に送られ、前述の正弦波を拡大縮小した結果と加算する。乗算手段103では、前述の正弦波の振幅を決めている補償手段106の出力結果から減衰指令発生手段108を経由した情報を入力している。減衰指令発生手段108は、補償手段106の出力が所定以上であれば、減衰させず、所定以下の場合はその比率で減衰させる指令を発生させる。すなわち、補償手段106の出力が一定以下であれば、高調波波形の発生手段102の出力を減衰させるものである。振幅調整された、高調波波形情報と正弦波波形情報は加算手段109により加算され、さらにその情報は、絶対値化手段110で絶対値に変換されて、交流入力電流の絶対値の指令情報|Iac|とする。指令情報|Iac|は比較手段111に送られ、電流検出手段21の出力情報と比較される。電流検出手段21は交流電源12をダイオードブリッジ11で整流された後の電流を検出しているため。交流電流の絶対値情報|Iac|を得るものである。比較手段111の出力は、補償手段112を経由して、パルス幅変調手段113に送られ、半導体スイッチ16をパルス駆動する。半導体スイッチ16をオンする比率が長くなると、リアクタ13の電流が増加していき、結果として。負荷18に大きい電力を供給することができる。次に、高調波波形の発生手段102について詳細を説明する。波形は図2に示す波形であるが、この波形そのものは、電源高調波規制の国際規格である、IEC61000-3-2Class-Aの値より導出する。図6は、この規格における、交流電圧実効値が230Vのときの、許容電流の実効値である。すなわち、どの負荷状態でも、3次高調波は2.3A以下、5次高調波は1.14A、7次高調波は0.77A以下にしなければならない。この規定は、次数が高くなると小さい値になるものの。40次まで規定されている。図2の波形は、下記の式のように、これらのうち奇数次分を全て同一位相で開始する正弦関数として加算したものである。図3は、入力電力1.5KWにおける電流波形と瞬時電力の波形である。左側の波形aは正弦波のみで制御されている場合を示している。1.5KW相当の正弦波に上述の高調波を加算すると交流電流波形は同図bの中段のような波形になる。そして、瞬時電力波形は同図bの下段のような波形になる。このとき、交流電流の瞬時最大値は、正弦波の約84に低下しており、また、瞬時電力の瞬時最大値も約75に低下している。この結果、平滑コンデンサ14が補償しないといけない電力リップルが少なくなるので、平滑コンデンサ14に小型のものを用いることができる。図4は、入力電力3KWにおける電流波形と瞬時電力の波形である。左側の波形aは正弦波のみで制御されている場合を示している。3KW相当の正弦波に上述の高調波を加算すると交流電流波形は同図bの中段のような波形になる。そして、瞬時電力波形は同図bの下段のような波形になる。このとき、交流電流の瞬時最大値は、正弦波の約87に低下しており、また、瞬時電力の瞬時最大値も約87に低下している。この結果、1.5KWのときと同様の効果が得られる。本発明の方法で、電力リップルが少なくなり、平滑コンデンサ14が小型化できる原理を図5を用いて説明する。瞬時の電力が一定になれば、平滑コンデンサが最小化できるということから、交流電流波形は電圧波形の逆数波形になることがわかる。すなわち、同図bの中段のような電流波形が必要になる。この波形には非常に大きな奇数次の高調波が含まれており、入力電力が約570W以上では、全ての次数で高調波規制値を超過する値になる。また、この高調波群は、基本波を正弦関数とした場合に、全ての奇数次の位相が、同じゼロ位相から開始する正弦関数である。この結果、平滑コンデンサを小型化し、かつ、高調波規制に適合するためには、規制値内の高調波を含有することが最良になる。また、入力電力が小さく、基本波が少ない場合には、このような規制限度値の高調波を加算する必要がないので、入力電力が減少しているところでは、それに応じて高調波波形を減衰させていけばよい。しかも、基本波の振幅は有効電力を反映しているので、基本波の振幅情報により判断することができる。基本波の振幅情報は、図1における補償手段106の出力情報そのものであるので、新たな計算手段などを必要としない。以上のように、本実施の形態においては、電源高調波規制範囲内の電流を加算することにより、任意の負荷状態において、高調波規制に適合することと、平滑コンデンサの小型化をはかることができる。また、本実施の形態の回路構成を、図10に示すように、リアクタ13を交流電源側に配置し、ダイオードブリッジの一部に半導体スイッチ1016a、1016bを追加する混合ブリッジ回路構成や、図11のように、リアクタ13を交流電源側に配置し、ダイオードブリッジの手前で、双方向の半導体スイッチ1116を短絡/開放させることでも同様の機能を実現することができる。しかも、図10や図11の場合には、通過する素子数が少ないので、回路効率がよいという効果を得ることができる。なお、実施の形態では、高調波の波形の値は規制値をそのまま使用して説明しているが、これは電流の指令値であり、電流検出感度のばらつきや制御精度の不完全さを想定して、規制値より少ない目の値を使用することについても、本発明の基本原理から容易に考えられることである。実施の形態2図7は、本発明における、波形をさらに改善するための手法を説明するための波形図である。全体回路構成は、図1の構成と同じである。まず、同図aでは、交流電圧位相に応じて、中上段の高調波を含んだ交流電流指令が作成される。次に、この電流指令に対して、絶対値手段により絶対値をとると、中段の波形になる。この波形に対して電流検出を行って電流制御を行う場合、電流制御が完全にできるとは限らない。特に、電流検出して指令との誤差を用いるフィードバック制御では、急峻な変化に対しては遅れを生じることが多い。中下段のように、電圧位相がゼロおよび180度の急峻な波形に少し遅れを含んで追従することになる。この波形を交流側でみると、下段のように、新たなひずみを有している波形になる。これらを改善させる動作波形を同図bに示す。同図bの中段波形では、同図aの場合と異なり、ゼロもしくは180度の位相において、本来は電流指令がゼロになるべきところを前後の値で代用し、ゼロではない値にしている。このようにすることにより、電流指令の絶対値では急峻な成分が少なくなっていることがわかる。電流の指令に急峻な成分が少ないため、実際の電流の追従性がよくなる。この波形を交流側でみると、下段のように、整流ダイオードブリッジ17で正と負が自動的に切り替えられるため、交流側では電流が大きく変化できる。その結果、電流指令波形に対するひずみが軽減される。このようにすることにより、電流のフィードバック制御系の追従性をあげることなく、新たなひずみ発生が少ない交流電流波形を実現できる。