被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界により逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサと、前記第一の磁気センサに接続され、前記第一の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第一のアナログデジタル変換器と、前記第二の磁気センサに接続され、前記第二の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第二のアナログデジタル変換器と、前記第一のアナログデジタル変換器および前記第二のアナログデジタル変換器に接続され、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号とを差動演算し、演算値を出力する演算装置と、を具備することを特徴とする電流センサ。前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサは、前記電流線を中心として点対象に配置され、かつ、感度軸方向が同じになるように配置されたことを特徴とする請求項1に記載の電流センサ。前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサは、前記被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサであることを特徴とする請求項1または請求項2に記載の電流センサ。前記磁気センサ素子が磁気抵抗効果素子であることを特徴とする請求項3に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項1から請求項5のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することを特徴とする請求項1から請求項6のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することを特徴とする請求項1から請求項7のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2との差動値に、1未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項1から請求項4のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2との差動値に、1未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項1から請求項4および請求項9のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することを特徴とする請求項1から請求項4、および請求項9から請求項10のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することを特徴とする請求項1から請求項4、および請求項9から請求項11のいずれか一に記載の電流センサ。前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が閾値Δthを超えない場合に、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力し、前記第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が閾値Δthを超えず、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が閾値Δth超える場合に、前記第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することを特徴とする請求項1から請求項12のいずれか一に記載の電流センサ。上述のように、アナログ信号を用いてすべての補正処理を行う場合には、その補正精度を向上させるために、可変抵抗の調整や、抵抗等のレーザートリミングといった調整手法を用いる必要がある。しかしながら、これらの手法はワンタイムのものであって再度の調整が難しく、また、コスト的にも不利であった。一方、特許文献2に記載の方式では、このような問題はある程度解消され得るが、アナログ差動値にノイズが残存する場合などにおいては適切な補正が難しくなるという問題がある。本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、適切な補正処理を可能にして、測定精度の低下を抑制することができる電流センサを提供することを目的とする。本発明の電流センサは、被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界により逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサと、前記第一の磁気センサに接続され、前記第一の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第一のアナログデジタル変換器と、前記第二の磁気センサに接続され、前記第二の磁気センサの出力信号をアナログ信号からデジタル信号へと変換して出力する第二のアナログデジタル変換器と、前記第一のアナログデジタル変換器および前記第二のアナログデジタル変換器に接続され、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号とを差動演算し、演算値を出力する演算装置と、を具備することを特徴とする。この構成によれば、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号とを、個別のデジタル信号に変換することができる。つまり、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、が残存した状態で後の補正処理演算処理を行うことになるため、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、を補正処理に用いることができるようになる。よって、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号とのアナログ差動値をデジタル信号に変換する場合などと比較して、より適切な補正が可能になる。そして、これにより、電流測定精度の低下を効果的に抑制することができる。なお、本明細書において、電流線の用語は、電流を導くことが可能な構成要素を示すにすぎず、その形状が線状であることを限定する趣旨で用いるものではない。たとえば、電流線には、板状の導電部材や、薄膜状の導電部材などが含まれる。本発明の電流センサにおいて、前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサは、前記電流線を中心として点対象に配置され、かつ、感度軸方向が同じになるように配置されることがある。この構成によれば、差動演算によって、外部磁界の影響を容易にキャンセルすることができる。本発明の電流センサにおいて、前記第一の磁気センサおよび前記第二の磁気センサには、前記被測定電流からの誘導磁界により特性が変化する磁気センサ素子と前記磁気センサ素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルとを含む磁気平衡式センサが用いられることがある。この構成によれば、応答速度が速く、温度依存の小さい電流センサを容易に実現できる。本発明の電流センサにおいて、前記磁気センサ素子は、磁気抵抗効果素子であることがある。この構成によれば、磁気抵抗効果素子によって、十分な電流測定精度を確保することができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号以下、O1-1と表記するに対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号以下、O1-2と表記するの変化量以下、Δ1と表記すると、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号以下、O2-1と表記するに対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号以下、O2-2と表記するの変化量以下、Δ2と表記すると、の差が閾値以下、Δthと表記するを超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ2とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2との差動値に、1未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、前記第二のサンプリングにおける、前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2と前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2との差動値に、1未満の係数を乗じて得られる値から算出される値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1と、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2と、の差が閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が、閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が、閾値Δthを超える場合に、エラー信号を出力することがある。この構成によれば、システムの動作異常などを防ぐことができる。本発明の電流センサにおいて、前記演算装置は、第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第一のサンプリング直後の第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が閾値Δthを超え、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が閾値Δthを超えない場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ2の2倍の値を加えた値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力し、前記第一のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第一のアナログデジタル変換器の出力信号O1-2の変化量Δ1が閾値Δthを超えず、かつ、前記第一のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-1に対する、前記第二のサンプリングにおける前記第二のアナログデジタル変換器の出力信号O2-2の変化量Δ2が閾値Δth超える場合に、前記第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ1の2倍の値を加えた値を、前記第二のサンプリングにおける演算値として出力することがある。この構成では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号または第二のアナログデジタル変換器の出力信号のいずれかが大きく変化する場合には、大きく変化した出力信号は測定精度が低い状態にあるものとみなして、大きく変化した出力信号を放棄し、大きく変化していない出力信号の変化量を採用している。これにより、測定精度の低下を抑制することができる。本発明の電流センサは、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号とを、個別のデジタル信号に変換することができるため、第一の磁気センサの出力信号と第二の磁気センサの出力信号との差動値をデジタル信号に変換して用いる場合などと比較して、より適切な補正が可能になる。このため、電流測定精度の低下を効果的に抑制することができる。本発明者らは、逆相の出力信号を出力する第一の磁気センサおよび第二の磁気センサを差動アンプに直接接続するのではなく、第一の磁気センサおよび第二の磁気センサのそれぞれにアナログデジタル変換器を接続することで、より適切な補正が可能になることを見出した。これは、アナログ信号からデジタル信号への変換を、差動値算出などの補正処理演算処理の前段階で行うことによって、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、を残存させて利用することができるためである。すなわち、本発明の骨子は、アナログ信号からデジタル信号への変換を、差動値算出などの補正処理演算処理の前段階で行うことによって、第一の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサの出力信号が独自に有する情報と、を利用して、より適切な補正を可能にしようとするものである。演算装置の上流側処理の流れの上流側にアナログデジタル変換器を有する、と言い換えても良い。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。図1は、本発明に係る電流センサ1のブロック図の例である。図1に示される電流センサ1は、第一の磁気センサ11Aおよび第二の磁気センサ11Bと、第一の磁気センサ11Aおよび第二の磁気センサ11Bの制御を行う制御部13と、を有する。第一の磁気センサ11Aは、磁気平衡式センサであり、被測定電流によって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能に配置されたフィードバックコイル111Aと、磁気検出素子である二つの磁気抵抗効果素子及び二つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路113Aとから構成されている。また、第二の磁気センサ11Bも第一の磁気センサ11Aと同様に、被測定電流によって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能に配置されたフィードバックコイル111Bと、磁気検出素子である二つの磁気抵抗効果素子及び二つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路113Bとから構成されている。なお、ここでは、磁気平衡式センサを用いているが、磁気比例式センサを用いても良い。制御部13は、第一の磁気センサ11Aのブリッジ回路113Aの差動出力を増幅し、フィードバックコイル111Aのフィードバック電流を制御する差動電流アンプ121Aと、第一の磁気センサ11Aのフィードバック電流を電圧に変換するI/Vアンプ123Aと、I/Vアンプ123Aの出力をデジタル信号に変換する第一のアナログデジタル変換器A/D変換器125Aとを含む。また、制御部13は、第二の磁気センサ11Bのブリッジ回路113Bの差動出力を増幅し、フィードバックコイル111Bのフィードバック電流を制御する差動電流アンプ121Bと、第二の磁気センサ11Bのフィードバック電流を電圧に変換するI/Vアンプ123Bと、I/Vアンプ123Bの出力をデジタル信号に変換する第二のアナログデジタル変換器A/D変換器125Bとを含む。また、制御部13は、差動演算などの各種処理を行う演算装置として、第一のアナログデジタル変換器125Aおよび第二のアナログデジタル変換器125Bに接続されたMCUマイクロコントローラユニット:MicroControllerUnit127を含む。フィードバックコイル111A、111Bは、ブリッジ回路113A、113Bの磁気抵抗効果素子の近傍に配置されており、被測定電流により発生する誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生する。ブリッジ回路113A、113Bの磁気抵抗効果素子としては、GMRGiantMagnetoResistance素子やTMRTunnelMagnetoResistance素子などを用いることができる。磁気抵抗効果素子は、被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化するという特性を有する。このような特性を有する二つの磁気抵抗効果素子と二つの固定抵抗素子を用いてブリッジ回路113A、113Bを構成することにより、高感度の電流センサを実現することができる。また、磁気抵抗効果素子を用いることにより、電流センサを設置する基板面と平行な方向に感度軸を配置し易くなり、平面コイルを使用することが可能となる。ブリッジ回路113A、113Bは、それぞれ、被測定電流により生じた誘導磁界に応じた電圧差を生じる二つの出力端子を備える。ブリッジ回路113A、113Bがそれぞれ有する二つの出力端子からの二つの出力は、差動電流アンプ121A、121Bで差動増幅され、差動増幅された出力がフィードバックコイル111A、111Bに電流フィードバック電流として与えられる。このフィードバック電流は、誘導磁界に応じた電圧差に対応する。フィードバック電流がフィードバックコイル111A、111Bに与えられると、当該フィードバック電流によって、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界が発生する。そして、誘導磁界とキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときにフィードバックコイル111A、111Bを流れる電流が、I/Vアンプ123A、123Bで電圧に変換され、センサ出力となる。なお、差動電流アンプ121A、121Bにおいては、電源電圧を、I/V変換の基準電圧フィードバックコイル抵抗の定格内最大値×フルスケール時フィードバックコイル電流に近い値に設定することで、フィードバック電流が制限され、磁気抵抗効果素子やフィードバックコイルを保護する効果が得られる。また、ここではブリッジ回路113A、113Bの二つの出力の差動を増幅してフィードバック電流に用いたが、ブリッジ回路113A、113Bからは中点電位のみを出力とし、所定の基準電位との電位差をもとにしたフィードバック電流を用いてもよい。第一のアナログデジタル変換器125Aおよび第二のアナログデジタル変換器125Bは、アナログ信号である第一の磁気センサ11Aおよび第二の磁気センサ11Bの出力を、デジタル信号に変換して出力する。変換方式には、並列比較型、逐次比較型、二重積分型、パイプライン型、デルタシグマ型などがあるが、これらは要求される精度や応答速度などに応じて適宜選択することができる。MCU127は、第一のアナログデジタル変換器125Aおよび第二のアナログデジタル変換器125Bからのデジタル信号を受けて、あるタイミングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aおよび第二のアナログデジタル変換器125Bの出力と、その直前のタイミングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aおよび第二のアナログデジタル変換器125Bの出力とを比較する。そして、二つのアナログデジタル変換器の出力が共に同相で大きく変化している場合や、一方のアナログデジタル変換器の出力のみが大きく変化している場合には、測定精度が低い状態であるとして、その測定データを放棄し、または、重み付けを小さくする。このような判定を行うのは、電流変化に起因する出力変化は逆相の変化として表れ、同相の変化や、一方のみの変化としては表れないためである。より具体的には、MCU127は、1第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号の変化量Δ2とを比較して、その差が閾値Δthより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、2第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じで、Δ1の絶対値およびΔ2の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δthより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、3第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号の変化量Δ2とを比較して、その差が閾値Δthより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、4第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じで、Δ1の絶対値およびΔ2の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δthより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、などを行う。また、MCU127は、5第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値のいずれか一方のみが、あらかじめ決められている閾値Δthより大きい場合に、その一方の測定データを放棄する補正処理、を行う場合がある。なお、MCU127は、他に、差動値の取得、差動値のゲインとオフセットの補正、などの演算処理が行える構成であっても良い。上述のように、本実施の形態における電流センサ1では、第一の磁気センサ11Aの出力信号と第二の磁気センサ11Bの出力信号とを、第一のアナログデジタル変換器125Aと第二のアナログデジタル変換器125Bとによって個別のデジタル信号に変換することができる。つまり、第一の磁気センサ11Aの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサ11Bの出力信号が独自に有する情報と、が残存した状態で後の補正処理演算処理を行うことになるため、第一の磁気センサ11Aの出力信号が独自に有する情報と、第二の磁気センサ11Bの出力信号が独自に有する情報と、を補正処理に用いることができるようになる。よって、第一の磁気センサ11Aの出力信号と第二の磁気センサ11Bの出力信号とのアナログ差動値をデジタル信号に変換する場合などと比較して、より適切な補正が可能になる。そして、これにより、電流測定精度の低下を効果的に抑制することができる。なお、図1のブロック図に係る電流センサ1の構成は一例にすぎず、他の構成を採用することは当然に可能である。実施の形態1本実施の形態では、電流センサ1の補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の1第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ2とを比較して、その差が閾値Δthより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、について、詳細に説明する。図2は、電流センサ1のMCU127における処理フローの一例を示す図である。以下の説明において、第一のサンプリングとは、所定のサンプリング周期で電流測定が行われる場合の、あるタイミングにおける測定データの取得および取得された測定データの処理をいい、第二のサンプリングとは、第一のサンプリングの次のタイミングでの測定データの取得および取得された測定データの処理をいう。つまり、第一のサンプリングおよび第二のサンプリングにおける序数詞は、連続して行われる測定および処理であることを示すに過ぎず、特定のタイミングにおける測定および処理であることを示すものではない。なお、図2では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ1に特徴的な処理のみを示すに留める。また、第一のサンプリングと第二のサンプリングは同様に行うことができるため、以下では、主として第二のサンプリングに関しての説明を行うこととする。ステップ201において、MCU127は、第一のサンプリングにおける演算値を出力する。第一のサンプリングにおける第一の磁気センサ11Aに接続された第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-1および第一のサンプリングにおける第二の磁気センサ11Bに接続された第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号O1-2のノイズが小である場合には、通常、これらの差動値O1-1-O2-1orO2-1-O1-1が演算値として出力される。その後、第二のサンプリングが開始され、第一のアナログデジタル変換器125Aおよび第二のアナログデジタル変換器125Bから、デジタル信号に変換された第一の磁気センサ11Aの出力信号第二のサンプリングにおける第一の磁気センサ11Aに接続されたアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-2と、デジタル信号に変換された第二の磁気センサ11Bの出力信号第二のサンプリングにおける第二の磁気センサ11Bに接続されたアナログデジタル変換器125Bの出力信号O2-2とがMCU127に入力される。MCU127に出力信号O1-2と出力信号O2-2とが入力されると、MCU127は、出力信号O1-2、出力信号O2-2、第一のサンプリングにおいて既に取得している出力信号O1-1および出力信号O1-2、を基に、ステップ203において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2とを算出する。すなわち、Δ1=O1-2-O1-1であり、Δ2=O2-2-O2-1である。ステップ205では、第一の磁気センサ11Aの出力信号および第二の磁気センサ11Bの出力信号におけるノイズの大小を判定するため、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、所定の範囲に収まっているか否かを判定する。具体的には、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差を、あらかじめ決められている閾値Δthと比較する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1-Δ2|>Δthである場合には、ステップ207を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1-Δ2|≦Δthである場合には、ステップ209を実行する。閾値Δthとしては、例えば、電流センサ1の検出電流の上限をIMAXとし、必要とされる測定精度をそのaとし、電流センサ1の検出電流の分解能をIRESとして表現される閾値電流Ith=0.01aIMAX-IRESに相当する電位差電圧を採用することができる。この場合、電流センサ1のフルスケールが1000Aであり、必要とされる測定精度が1であり、電流センサ1の分解能が1Aであれば、閾値電流9Aに相当する電位差が閾値Δthとして採用される。なお、閾値Δthの決定方法に特に限定はなく、他の決定方法を採用しても良い。いずれにしても、ノイズの有無を判別するために適した閾値Δthを用いることが望ましい。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1-Δ2|>Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが大として、ステップ207では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2を放棄する。そして、ステップ201において出力された第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1-Δ2|≦Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが小として、ステップ209では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。その後、ステップ207またはステップ209における処理を基に、MCU127は、ステップ211において、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。以後の処理は同様であるため省略する。なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-0と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号O2-0とを用いて、変化量Δ1=O1-2-O1-0、および変化量Δ2=O2-2-O2-0を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δthと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが仮想的に小として、ステップ209を実行しても良い。以上に示した補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ2とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図2に示す処理に限られない。図2に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、実施の形態2以下に示す他の処理と組み合わせて用いることも可能である。実施の形態2本実施の形態では、実施の形態1とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の2第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じで、Δ1の絶対値およびΔ2の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δthより大きい場合には、その測定データを放棄し、直前のタイミングで取得されたデータを用いる補正処理、について、詳細に説明する。図3は、電流センサ1のMCU127における処理フローの一例を示す図である。なお、図3では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ1に特徴的な処理のみを示すに留める。ステップ301、ステップ303およびステップ311は、実施の形態1におけるステップ201、ステップ203およびステップ211と同様である。つまり、MCU127は、ステップ301において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ303において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2とを算出し、ステップ311において、ステップ307またはステップ309における処理を基に、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。ステップ305では、第一の磁気センサ11Aの出力信号および第二の磁気センサ11Bの出力信号におけるノイズの大小を判定するため、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2とが、所定の範囲に収まっているか否かを判定する。具体的には、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであるか否かを評価すると共に、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値、および、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値を、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δthと比較する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2>0、であって|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合、または、Δ1>0、かつ、Δ2>0であって、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、ステップ307を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が異なる場合、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2<0である場合、Δ1<0、かつ、Δ2>0である場合、|Δ1|≦Δth、または、|Δ2|≦Δthである場合には、ステップ309を実行する。閾値Δthの決定方法は任意である。例えば、実施の形態1において示した決定方法を用いることができる。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが大として、ステップ307では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2を放棄する。そして、ステップ301において出力された第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1|≦Δth、または、Δ2|≦Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが小として、ステップ309では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-0と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号O2-0とを用いて、変化量Δ1=O1-2-O1-0、および変化量Δ2=O2-2-O2-0を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δthと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが仮想的に小として、ステップ309を実行しても良い。上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図3に示す処理に限られない。図3に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。例えば、図2に示す処理と図3に示す処理とを組み合わせて用いることにより、測定精度の低下をさらに抑制することが可能である。なお、複数の処理を組み合わせる場合には、矛盾の発生を防止するためにも、処理の優先度をあらかじめ決めておくことが望ましい。実施の形態3本実施の形態では、実施の形態1や実施の形態2とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の3第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量Δ2とを比較して、その差が閾値Δthより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、について、詳細に説明する。図4は、電流センサ1のMCU127における処理フローの一例を示す図である。なお、図4では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ1に特徴的な処理のみを示すに留める。ステップ401、ステップ403、ステップおよびステップ411は、実施の形態1におけるステップ201、ステップ203およびステップ211と同様である。つまり、MCU127は、ステップ401において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ403において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2とを算出し、ステップ411において、ステップ407またはステップ409における処理を基に、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。また、ステップ405は、実施の形態1におけるステップ205と同様である。つまり、MCU127は、ステップ405において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差を、あらかじめ決められている閾値Δthと比較する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1-Δ2|>Δthである場合には、ステップ407を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1-Δ2|≦Δthである場合には、ステップ409を実行する。閾値Δthの決定方法は任意である。例えば、実施の形態1において示した決定方法を用いることができる。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1-Δ2|>Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが大として、ステップ407では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、その重み付けを小さくして用いる。具体的には、例えば、出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値に係数ccは1未満を乗じた値と、第一のサンプリングにおいて得られる出力信号O1-1および出力信号O2-1の差動値O1-1-O2-1orO2-1-O1-1に係数1-cを乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値の重み付けを小さくする方法はこれに限られない。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差が、閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1-Δ2|≦Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが小として、ステップ409では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-0と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号O2-0とを用いて、変化量Δ1=O1-2-O1-0、および変化量Δ2=O2-2-O2-0を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δthと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。また、上述のような場合には、例えば、出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値に係数ccは1未満を乗じた値と、第零のサンプリングにおいて得られる出力信号O1-0および出力信号O2-0の差動値O1-0-O2-0orO2-0-O1-0に係数1-cを乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱ってもよい。また、第零のサンプリング、第一のサンプリング、第二のサンプリングにおいて得られる差動値を適当な比率で加えた値を、演算値として扱っても良い。または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが仮想的に小として、ステップ409を実行しても良い。上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の変化量とを比較して、これらのずれが大きい場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図4に示す処理に限られない。図4に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。例えば、図3に示す処理と図4に示す処理とを組み合わせて用いることにより、測定精度の低下をさらに抑制することが可能である。なお、複数の処理を組み合わせる場合には、矛盾の発生を防止するためにも、処理の優先度をあらかじめ決めておくことが望ましい。実施の形態4本実施の形態では、実施の形態1~実施の形態3とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、上述の4第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じで、Δ1の絶対値およびΔ2の絶対値が、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δthより大きい場合には、その測定データの重み付けを小さくする補正処理、について、詳細に説明する。図5は、電流センサ1のMCU127における処理フローの一例を示す図である。なお、図5では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ1に特徴的な処理のみを示すに留める。ステップ501、ステップ503およびステップ511は、実施の形態1におけるステップ201、ステップ203およびステップ211と同様である。つまり、MCU127は、ステップ501において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ503において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2とを算出し、ステップ511において、ステップ507またはステップ509における処理を基に、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。また、ステップ505は、実施の形態2におけるステップ305と同様である。つまり、MCU127は、ステップ505において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであるか否かを評価すると共に、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値、および、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値を、それぞれ、あらかじめ決められている閾値Δthと比較する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2>0、であって|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合、または、Δ1>0、かつ、Δ2>0であって、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、ステップ507を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が異なる場合、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2<0である場合、Δ1<0、かつ、Δ2>0である場合、|Δ1|≦Δth、または、|Δ2|≦Δthである場合には、ステップ509を実行する。閾値Δthの決定方法は任意である。例えば、実施の形態1において示した決定方法を用いることができる。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1|>Δth、かつ、Δ2|>Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが大として、ステップ507では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、その重み付けを小さくして用いる。具体的には、例えば、出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値に係数ccは1未満を乗じた値と、第一のサンプリングにおいて得られる出力信号O1-1および出力信号O2-1の差動値O1-1-O2-1orO2-1-O1-1に係数1-cを乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値の重み付けを小さくする方法はこれに限られない。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えない場合、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1|≦Δth、または、Δ2|≦Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが小として、ステップ509では、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-0と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号O2-0とを用いて、変化量Δ1=O1-2-O1-0、および変化量Δ2=O2-2-O2-0を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δthと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。また、上述のような場合には、例えば、出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値に係数ccは1未満を乗じた値と、第零のサンプリングにおいて得られる出力信号O1-0および出力信号O2-0の差動値O1-0-O2-0orO2-0-O1-0に係数1-cを乗じた値との和を算出し、このようにして算出された値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱ってもよい。また、第零のサンプリング、第一のサンプリング、第二のサンプリングにおいて得られる差動値を適当な比率で加えた値を、演算値として扱っても良い。または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが仮想的に小として、ステップ509を実行しても良い。上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データの重み付けを小さくしている。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、補正処理は図5に示す処理に限られない。図5に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。例えば、図4または図1に示す処理と図5に示す処理とを組み合わせて用いることにより、測定精度の低下をさらに抑制することが可能である。なお、複数の処理を組み合わせる場合には、矛盾の発生を防止するためにも、処理の優先度をあらかじめ決めておくことが望ましい。実施の形態5本実施の形態では、実施の形態1~実施の形態4とは異なる補正処理の一例について説明する。ここでは、5第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値のいずれか一方のみが、あらかじめ決められている閾値Δthより大きい場合に、その一方の測定データを放棄する補正処理、について、詳細に説明する。図6は、電流センサ1のMCU127における処理フローの一例を示す図である。なお、図6では、説明の簡単のため、本発明の電流センサ1に特徴的な処理のみを示すに留める。ステップ601およびステップ603は、実施の形態1におけるステップ201およびステップ203と同様である。つまり、MCU127は、ステップ601において、第一のサンプリングにおける演算値を出力し、ステップ603において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2とを算出する。ステップ605、ステップ607、ステップ609、ステップ611では、第一の磁気センサ11Aの出力信号および第二の磁気センサ11Bの出力信号におけるノイズの大小を判定するため、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1、または、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2が所定の範囲に収まっているか否かを判定する。具体的には、ステップ605において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値を、あらかじめ決められている閾値Δthと比較し、ステップ607およびステップ609において、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値を、あらかじめ決められている閾値Δthと比較し、ステップ611において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであるか否かを評価する。閾値Δthの決定方法は任意である。例えば、実施の形態1において示した決定方法を用いることができる。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2>0、であって|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合、または、Δ1>0、かつ、Δ2>0であって、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、ステップ613を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|≦Δthである場合には、ステップ615を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えず、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1|≦Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、ステップ617を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えず、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1|≦Δth、かつ、|Δ2|≦Δthである場合、または、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が異なり、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2<0、であって|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合、または、Δ1<0、かつ、Δ2>0であって、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、ステップ619を実行する。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が同じであって、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2>0、であって|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合、または、Δ1>0、かつ、Δ2>0であって、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2のノイズが大であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O2-2のノイズが大として、ステップ613において、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2を放棄して、ステップ601において出力された第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値として扱う。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|≦Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2のノイズが大であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O2-2のノイズが小として、ステップ615において、出力信号O2-2の変化量Δ2から第二のサンプリングにおける演算値を算出する。具体的には、例えば、第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ2の2倍の値を加えたものを、演算値として扱う。但し、被測定電流の増加に対して変化量Δ2が減少する関係の場合には、変化量Δ2の符号を反転させて正負を入れ替えて演算値を算出する。なお、演算値の算出方法はこれに限られない。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えず、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、|Δ1|≦Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2のノイズが小であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O2-2のノイズが大として、ステップ617において、出力信号O1-2の変化量Δ1から第二のサンプリングにおける演算値を算出する。具体的には、例えば、第一のサンプリングにおける演算値に、変化量Δ1の2倍の値を加えたものを、演算値として扱う。但し、被測定電流の増加に対して変化量Δ1が減少する関係の場合には、変化量Δ1の符号を反転させて正負を入れ替えて演算値を算出する。なお、演算値の算出方法はこれに限られない。第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超えず、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超えない場合、つまり、|Δ1|≦Δth、かつ、|Δ2|≦Δthである場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2のノイズが小であり、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O2-2のノイズが小として、ステップ619において、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。また、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との符号が異なり、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1の絶対値が閾値Δthを超え、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2の絶対値が閾値Δthを超える場合、つまり、Δ1>0、かつ、Δ2<0、であって|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合、または、Δ1<0、かつ、Δ2>0であって、|Δ1|>Δth、かつ、|Δ2|>Δthである場合には、ステップ619において、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2の差動値O1-2-O2-2orO2-2-O1-2を算出し、当該差動値を第二のサンプリングにおける演算値として扱う。なお、ここでは、連続する第一のサンプリングと第二のサンプリングからノイズの大小を判定しているが、本発明はこれに限られない。例えば、上述の処理フローにおいて、既に、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、それ以前のサンプリングにおける出力信号から変化量を算出して、同様のノイズ判定をしても良い。例えば、第一のサンプリングの直前のサンプリングを第零のサンプリングとして、第零のサンプリングにおける第一のアナログデジタル変換器125Aの出力信号O1-0と、第零のサンプリングにおける第二のアナログデジタル変換器125Bの出力信号O2-0とを用いて、変化量Δ1=O1-2-O1-0、および変化量Δ2=O2-2-O2-0を算出し、これらと閾値との関係からノイズの大小を判定することができる。この場合の閾値は、閾値Δthと等しいものであっても良いし、異なるものであっても良い。または、第一のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-1および出力信号O1-2のノイズが大と判定されている場合には、第二のサンプリングにおいて得られた出力信号O1-2および出力信号O2-2のノイズが仮想的に小として、ステップ617を実行しても良い。その後、ステップ613、615、617、619における処理を基に、MCU127は、ステップ621において、第二のサンプリングにおける演算値を出力する。以後の処理は同様であるため省略する。上述の補正処理では、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号がいずれも大きく変化する場合には、測定精度が低い状態にあるものとみなして新たな測定データを放棄している。これにより、測定精度の低下を十分に抑制することができる。なお、この場合、新たな測定データの重み付けを小さくしても良い。また、第一のアナログデジタル変換器の出力信号と第二のアナログデジタル変換器の出力信号の一方のみが大きく変化する場合には、他方の測定精度は高い状態にあるものとみなして、他方の出力信号のみを用いている。これにより、ノイズが多い状況においても、精度の高い測定を行うことができる。また、サンプリングデータの放棄が、かえって大きな測定精度低下の要因となるような、サンプリング周期が電流変化の時間より長い状況であっても、精度の高い測定を行うことができる。なお、補正処理は図6に示す処理に限られない。図6に示す処理に代えて、異なる処理を採用することもできる。また、矛盾を生じない限りにおいて、他の処理と組み合わせて用いることも可能である。実施の形態6本実施の形態では、実施の形態1~実施の形態5などにおいてノイズが大と判定された場合に、エラー状態であることを示す信号以下、エラー信号を出力する処理について説明する。サンプリングにおいて、ノイズが大という状態は、電流センサ1やこれを含むシステムなどに何らかの異常が発生したこと、または異常が発生しつつあること、などに起因して表れることがある。よって、この状態を示す信号を出力できることは、フェールセーフの観点から有効である。まず、実施の形態1~実施の形態5などに示す処理において、第一の磁気センサ11Aの出力信号および第二の磁気センサ11Bの出力信号におけるノイズの大小を判定するステップ205、ステップ305、ステップ405、ステップ505、ステップ605、ステップ607、ステップ609、ステップ611、など。例えば、実施の形態1の処理では、ステップ205において、第一のアナログデジタル変換器125Aの出力の変化量Δ1と、第二のアナログデジタル変換器125Bの出力の変化量Δ2との差を、あらかじめ決められている閾値Δthと比較する。上述の処理において、ノイズが大と判定された場合には、補正処理と併せて、または、補正処理に代えて、エラー信号の出力処理を行う。例えば、実施の形態1の処理において、補正処理と併せてエラー信号の出力処理を行う場合には、ステップ207において、第一のサンプリングにおける演算値を、第二のサンプリングにおける演算値とした後に、ステップ211において、第二のサンプリングにおける演算値とエラー信号を出力する。なお、上記エラー信号の出力処理は、補正処理に関連させても良いし、補正処理と独立させても良い。例えば、上述のように補正処理が完了してサンプリングにおける演算信号を出力する際に、エラー信号を出力させる構成とことができる。また、ノイズが大と判定された場合に補正処理を行わず、エラー信号のみを出力させる構成とすることもできる。上述の処理では、磁気センサからの出力信号アナログデジタル変換器の出力信号のノイズが大と判定された場合には、MCU127がエラー信号を出力している。このエラー信号を、電流センサ1を含むシステムが利用することで、電流センサ1を含むシステムの動作異常を防ぐことができる。また、電流センサ1やこれを含むシステムなどの保守点検が容易になる。例えば、電流センサ1の故障を早期に発見することなども可能である。すなわち、上述の処理を採用した電流センサ1では、これを含むシステムの動作異常を防ぐ、システムのメンテナンスを容易にする、といった課題を解決することができる。なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、上記実施の形態における各素子の接続関係、大きさなどは適宜変更して実施することが可能である。また、各種処理は組み合わせて用いることができる。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することができる。