"1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた単位セル。第1項記載の単位セルにおいて、一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行うことを特徴とする単位セル。第2項記載の単位セルにおいて、所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする単位セル。単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたコンバータを含む電力変換装置において、前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた電力変換装置。第4項記載の電力変換装置において、前記単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行うことを特徴とする電力変換装置。第5項記載の電力変換装置において、所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする電力変換装置。第4項記載の電力変換装置において、交流電源の3相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたn番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化することを特徴とする電力変換装置。第4項記載の電力変換装置において、複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めたことを特徴とする電力変換装置。単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたインバータと、前記コンバータと前記インバータの間に設けられた直流回路を含む電力変換装置において、前記コンバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組の前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた電力変換装置。第9項記載の電力変換装置において、前記インバータの前記単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ前記レグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端と前記スイッチング素子の接続点間から出力を得るようにされた電力変換装置。第10項記載の電力変換装置において、前記コンバータの前記単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行い、前記インバータの前記単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行することを特徴とする電力変換装置。第11項記載の電力変換装置において、1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とされることを特徴とする電力変換装置。第11項記載の電力変換装置において、交流電源の3相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたn番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化することを特徴とする電力変換装置。第11項記載の電力変換装置において、複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めたことを特徴とする電力変換装置。本発明が解決しようとする課題は、モジュラーマルチレベル変換装置の単位変換器内の直流コンデンサの電圧変動を抑制することである。従来のモジュラーマルチレベル変換装置を構成する単位変換器の単位セル部分の一例を図2に示す。図2の単位セル18は、1組のスイッチング素子、例えばIGBTInsulatedGateBipolarTransistorをそれぞれのエミッタ、コレクタ間で直列接続し、他端の間に直列コンデンサCを接続する。その上で、エミッタ、コレクタ間の直列接続部と、他端の間の電位を単位セル装置の出力Vjとして取り出す。この図で、R,Dは単位セル装置を構成するヒューズ、ダイオードであり、ここでは直列コンデンサCの電位をVc、直列接続点からの電流をIjとする。尚、単位セル18は、基本的には上記回路構成を備えたものであるが、単位変換器としてはさらにその制御回路等をも含む。以下の説明では特に必要がない限り、単位セルとして説明を行う。図2では、単位セル18がハーフブリッジ回路で構成されているため、単位セルの出力電圧Vjは、図3に示すとおり直流電圧成分Vjdcを含んだ交流電圧波形となる。つまり、この回路では1組のIGBTの一方をONとするように、ゲート制御を行ない、上側のIGBT1aがONのとき、出力電圧VjはVcとなり、下側のIGBT1bがONのとき、出力電圧Vjは0となるが、1a、1bの通流期間Ta、Tbを調整することにより交流電圧振幅Vjacの交流電圧Vjが得られる。直流電圧成分Vjdcは、交流電圧振幅Vjacの半分の大きさのものである。なお、単位セル18の出力電圧と、単位変換器の出力電圧は同じ部位の電圧を示す。このように単位セル18は、例えば図2のように構成され、図3のように動作する。そして、図4のモジュラーマルチレベル変換装置は、係る単位セル18を含む単位変換器11の出力端子間を複数直列に接続して変換装置のアーム上段、アーム下段を形成し、上下段間を交流電源側或いは負荷側の1相に接続してアームと成す。アームは3相分備えられ、これにより、コンバータ部7あるいはインバータ部8とされる。アームの両端間には直流リンク電圧VLcを得るが、この電圧は各単位セル18の直流電圧成分Vjdcの総和である。係るモジュラーマルチレベル変換装置では、この直流電圧成分Vjdcが、単位セル18内の直流コンデンサの基本波周期での変動要因の一つである。その原理を下記の通り説明する。単位セル18の出力電圧Vjは、直流電圧成分Vjdcを含むことから下記1式で表される。但し、Vjdcは単位セル出力電圧の直流成分V、Vjacは単位セル出力電圧の交流成分の振幅V、f1は電源側、または負荷側電圧の基本波周波数Hz、θは単位セル出力電圧の位相radである。[数1]Vj=VjdcVjac×Sin2πf1τθ1単位セルの出力電流Ijは、下記2式で表される。ここで、Ijdcは単位セル出力電流の直流成分A、Ijacは単位セル出力電流の交流成分の振幅A、Φは単位セル出力電流の位相radである。但し、無効電力のみの場合Vjdc=0の場合はIjdc=0である。[数2]Ij=IjdcIjac×Sin2πf1τΦ2次に、上記12式を掛けて単位セルの出力電力コンデンサ電力を求めてみるに、式が長大となるので、12式の第1項直流分同士の積成分Pf0を3式に、12式の第1項直流分と第2項交流分の積成分Pf1を4式に、12式の第2項交流分同士の積成分Pf2を5式に、分割して表示する。[数3]Pf0=Vjdc×Ijdc3[数4]Pf1=Vjdc×Ijac×Sin2πf1τΦIjdc×Vjac×Sin2πf1τθ4[数5]Pf2=Vac×Sin2πf1τθ×Ijac×Sin2πf1τΦ5さらに上記式5を、積和の公式により展開すると、下記6式になる。[数6]Pf2=Vjac×Ijac×-1/2×{Cos{4πf1τθΦ}-Cosθ-Φ}6上記4式は、単位セル18内の直流コンデンサCの電力が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数f1の周期で変動することを示しており、これはそのまま直流コンデンサの電圧変動となって現れる。図5aに直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波である場合、図5bに直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が高周波である場合を示しているが、直流コンデンサ電圧Vcが低い周波数で変動すると、直流コンデンサの充電放電それぞれの時間が長くなり、結果、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することから、直流コンデンサの容量、寸法質量が増加してしまう。先に、モジュラーマルチレベル変換装置の長所は、システム寸法質量が大幅に削減できることにあると説明したが、直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波であるような用途への適用においては、直流コンデンサの充放電電荷量が増加することに伴う直流コンデンサの容量、寸法質量の増加により、装置全体としてみると小型化の十分なメリットを得ることができない。このように、直流コンデンサの電圧変動は、直流コンデンサの寸法質量を増加させ、結果的にモジュラーマルチレベル変換装置の寸法質量も増加させてしまう。然るに、モジュラーマルチレベル変換装置が適用され、かつ直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波である具体的な用途として、独立の電源、負荷系統が考えられ、特に船舶の場合に問題となる。図6に示すように、船舶向け電気推進装置はプロペラ30の軸に直結した推進用電動機5と、推進用電動機5を制御する電力変換装置4と、電力変換装置4に対して最適な電圧に変換する変圧器6と、これらに電源を供給する発電機2と配電盤3から構成される。一般的に船舶向け電気推進装置では、プロペラ30などの推進用負荷推進用電動機5と、船内の一般負荷31無線、レーダ等は同一系統上にあり、また、船内の一般負荷容量に比べ推進用負荷の容量が大きくなることから、電力変換装置4から発生する高調波が一般負荷31に悪影響を及ぼす可能性がある。なお、電力変換装置4から発生する高調波は、系統発電機2~電力変換装置4のインピーダンスに比例して配分されるが、陸上設備と違い船舶に搭載されている発電機のインピーダンスはZ=20~25と、陸上設備商用電源Z≒0と比べ大きく、系統上の高調波が大きくなり、高調波対策が課題である。しかし、船舶では船内設置スペースの制約等から、フィルタ設備の削減が要求されており、フィルタ設備以外の新しい高調波対策が必要である。なお、電力変換装置単体の高調波対策として、電力変換装置を多相化して対応しているが、多相化時は電力変換装置を分割する必要があり、システム寸法質量が増加してしまう。また、船舶の電気推進装置の出力は近年大容量化の傾向があり、変換装置の出力電圧は高圧化が求められている。船舶用設備には、以上述べた種々の制約があるが、これら課題の多くがモジュラーマルチレベル変換装置の採用で解決できる。しかし、直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波であることによるシステム寸法質量の増加を避けられない。船舶の場合、急停止するときにはプロペラ30などの推進用負荷推進用電動機5を低速回転せざるを得ず、このときに直流コンデンサ電圧Vcの基本波周波数f1が低周波の運転をすることになる。このように、船舶向け電気推進装置のような各機器の設置場所の制約が厳しい環境下において、モジュラーマルチレベル変換装置を小型化するためには、モジュラーマルチレベル変換装置の直流コンデンサの電圧変動を抑制することが最大の課題となる。本発明においては、直流コンデンサ電圧が、電源側、または、負荷側電圧の基本波周波数f1の周期で変動することを抑制し、装置の小型化を図ることを目的とする。本発明の単位セルは、1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグのスイッチング素子の接続点間から出力を得る。なお、一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行うのがよい。また、所定時間内での1組のスイッチング素子の切替制御を行うに当り、切替間隔が可変とするのがよい。本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたコンバータを含むものであって、単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組のスイッチング素子の接続点間から出力を得る。なお、交流電源の3相を形成するアームの複数の単位セルのうち、複数直列接続されたn番目の単位セルの間のスイッチングタイミングを同期化するのがよい。また、複数直列接続された単位セルのコンデンサが分担する直流電圧を、各相、各アームで定めるのがよい。本発明の電力変換装置は、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたコンバータと、単位セルを含む単位変換器が複数直列接続されてアームを形成し、上下段アーム間に交流電源の1相を接続し、交流電源の3相で構成されたインバータと、コンバータとインバータの間に設けられた直流回路を含み、コンバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつ並列接続した2組のレグに並列にコンデンサを配置すると共に、各レグの1組の前記スイッチング素子の接続点間から出力を得る。なお、インバータの単位セルは1組のスイッチング素子を直列接続してレグを構成し、かつレグに並列にコンデンサを配置すると共に、レグの一端とスイッチング素子の接続点間から出力を得るのがよい。また、コンバータの単位セルの一方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を所定時間実行後、他方のレグを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するとともに、交互にレグを切替えてスイッチング素子のON,OFF制御を行い、インバータの単位セルを構成する1組のスイッチング素子の一方をON,他方をOFFとする切替制御を実行するのがよい。本発明により、モジュラーマルチレベル変換装置の直流コンデンサ電圧の変動を抑制することが出来る。これにより、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法質量及びモジュラーマルチレベル変換装置の小型軽量化が可能なる。以下本発明の実施例について図を用いて説明する。図7に、本発明を適用するに好適な船舶向け電気推進装置のシステム構成図を示す。この図で、電気推進装置のシステムは、系統電圧を監視する電源監視部100、電源を供給する発電機2、各系統に電源を供給する配電盤3、推進用電動機5負荷に最適な電力を供給するモジュラーマルチレベル変換装置4、プロペラに接続された推進用電動機5、系統電圧を最適な電圧に変換する変圧器6から構成されている。交流発電機2電源は、電源監視部100により、推進用電動機5負荷の出力が変動しても、常に設定された電圧周波数になるように一定制御されている。図8は、モジュラーマルチレベル変換装置4を拡大表示した図である。変換装置4は、所定の電圧周波数を出力する発電機2電源に接続され発電機2の交流電圧を整流する機能を有するコンバータ部7と、推進用電動機5負荷に接続されて推進用電動機5に最適な周波数電圧に変換するインバータ部8と、これらを監視制御する監視制御部9から構成される。コンバータ部7とインバータ部8は直流リンクで接続されている。なお、コンバータ部7とインバータ部8は、例えば図4のように構成されている。また、コンバータ部7とインバータ部8を構成する単位変換器11の単位セル18は、従来においては図2のようにハーフブリッジ構成とされていた。本発明においては、コンバータ部7を構成する単位変換器11の単位セル18をフルブリッジ構成とする。このことは、インバータ部8を構成する単位変換器11の単位セルをフルブリッジ構成とする必要がないことを意味している。この結果、従来においては直流リンク電圧を発電機2の電圧以下に下げられない固定のに対し、本発明では直流リンク電圧を発電機2の電圧以下に下げられる可変。以下、かかる本発明の特徴について詳細に説明する。図1は、フルブリッジ構成した本発明の単位セル18の回路を示す。図1と図2を比較して明らかなように、フルブリッジ構成した本発明の単位セル回路18では、図2構成との相違点の第1点として、1組のIGBTの直列回路を2組並列に配置し、両端間に直列コンデンサを設置している。つまり、フルブリッジ構成としている。相違の第2点として、1組のIGBTのそれぞれの直列接続点間から、単位セル装置の出力を得ている。図9は、図1回路での単位セル出力を示す図であり、ハーフブリッジのときの図3と比較して明らかなように、相違点の第3点はIGBTに対する点弧信号の与え方である。ある周期T1の間はIGBTのうち、上段の1aと下段の1dを同時にON,OFF制御し、かつON期間TaとOFF期間Tbの間隔を制御している。このとき、2組のIGBTのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル18の出力は、0Vと、正の交流電圧振幅Vjacの間で変化する。そして、この期間に続く次の周期T2の間はIGBTのうち、上段の1cと下段の1bを同時にON,OFF制御し、かつON期間TaとOFF期間Tbの間隔を制御している。このとき、2組のIGBTのそれぞれの直列接続点間から得られる単位セル18の出力は、0Vと、負の交流電圧振幅―Vjacの間で変化する。従って、連続する2つの周期T1,T2を通して見ると、正と負の交流電圧振幅Vjacの間で変化する交流出力電圧が得られている。かつこの時、周期T1,T2の長さの相違、あるいはON期間TaとOFF期間Tbの間隔の相違に起因して交流電圧には、直流電圧成分Vjdcが含まれている。この直流電圧成分Vjdcは、図2に比べて小さな値であり、かつ可変にできることが、相違点の第4点である。図4のモジュラーマルチレベル変換装置4としてみたとき、上記の相違により、直流リンク電圧が相違する。ハーフブリッジの場合、直流リンク電圧は直流電圧成分Vjdcの積み重ね電圧であり固定値であるが、フルブリッジでは単位セル置の直流コンデンサ成分Vjdcが可変値である。同じ積み重ね電圧であっても、フルブリッジのときのほうが小さな直流電圧であることが理解できる。これが、直流コンデンサCが小さくてもよい理由のひとつである。システム全体としてみたときのこの相違点が相違点の第5点である。以上のような相違点を踏まえながら、本発明の効果が顕著に現れる船舶向け電気推進装置にモジュラーマルチレベル変換装置4を適用したときについて従来と比較説明する。まず、説明の前提として、モジュラーマルチレベル変換装置4では、直流リンクの電圧VLcは、モジュラーマルチレベル変換装置4を構成する各相の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcを総和したものである。従来のモジュラーマルチレベル変換装置4では、直流リンク電圧VLcより大きな交流peaktopeak電圧を出力することが出来ない。次に、負荷である推進用電動機5は、船舶の運用速力、出力に応じて、モジュラーマルチレベル変換装置4により、最適な電圧周波数に変換されて駆動する可変電動機である。推進用電動機5は磁束一定制御V/f一定制御で運転されるため、モジュラーマルチレベル変換装置4の出力電圧の周波数が低いと、交流電圧の振幅も小さくなる。船舶が急停止以下クラッシュアスターンをかける時には、プロペラを逆回転させるため、推進用電動機5は低回転数高トルクが要求される。従来のモジュラーマルチレベル変換装置4は、このクラッシュアスターン時のような、推進用電動機5が低回転数高トルクで運用される時に、単位セル内の直流コンデンサの電圧変動が大きくなるという問題が生じる。図10bにハーフブリッジ単位セルにおけるクラッシュアスターンのときの電圧波形を、また図10aに通常運転時の電圧波形を示す。これを比較して明らかなように、各相の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcの総和がモジュラーマルチレベル変換装置4の直流リンク電圧になるが、従来技術では、直流リンク電圧VLcが所定の電圧に固定されているため、単位セルの出力電圧Vjには、推進用電動機5の回転数交流電圧の振幅の大小に関わらず、常に一定の直流電圧成分Vjdcが含まれる。また、上記4式にも示した通り、クラッシャアスターン時は高トルクが要求されるため、4式のIjacは大きくなり、かつ、Vjdcがどのような運用時でも一定であるから、その積であるコンデンサ電力の変動、つまり、コンデンサ電圧変動は大きくなる。その上、推進用電動機5の回転数も低いことから、図5で説明したように、直流コンデンサの充電放電それぞれの時間が長くなり、直流コンデンサの充放電電荷量が増加する。以上により、従来のモジュラーマルチレベル変換装置4は、クラッシャアスターン時に直流コンデンサの電圧変動が著しく増加し、結果、直流コンデンサの容量、寸法質量が増加してしまい、モジュラーマルチレベル変換装置4自体を大型化させてしまう。この4式の直流コンデンサの電圧変動を減らすためには、推進電動機5のトルク電流は減らせないので、図3に示す単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdc、つまり、直流リンク電圧VLcを下げてやれば良い。ここで、各相の単位セルの出力電圧Vjの直流電圧成分Vjdcの総和=直流リンク電圧VLcである。しかし、直流リンク電圧VLcを下げると、モジュラーマルチレベル変換装置4が出力できる交流電圧が低くなるため、発電機2からモジュラーマルチレベル変換装置4へ電流が流れこんでしまう。よって、直流コンデンサ電圧が変動する根本原因である、単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcを、交流発電機2の出力電圧に依存することなく低減する必要がある。その解決のための手段が、コンバータ側の単位セルのフルブリッジ化である。なお、インバータ側の単位セルは従来通り、ハーフブリッジのままでよい。コンバータ側の単位セルをフルブリッジ化して得られる効果は、図3と図9を比較して説明した通り、電源側の電圧発電機2の電圧に依存することなく、直流リンクの電圧を下げられることである。つまり、図3のハーフブリッジでは、直流リンク電圧VLcは各単位セルの直流電圧成分Vjdcの総和であり、Vjdcは交流電圧振幅Vjacの1/2の大きさの固定値である。これに対し、フルブリッジでは直流リンク電圧VLcは各単位セルの直流電圧成分Vjdcの総和であるが、Vjdcは交流電圧振幅Vjacの大きさに依存しない可変値である。従って、コンバータ側の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdcを下げることが出来、結果、コンバータ側の単位セルの直流コンデンサの電圧が、基本波周波数f1の周期で変動することを抑制出来る。図11は、クラッシュアスターン時におけるインバータ部8の単位セルの出力電圧Vjを示している。図11aは、コンバータ7側の単位セルがハーフブリッジ時の波形であり、図11bは、コンバータ側の単位セルがフルブリッジ時のインバータ側の単位セルの出力電圧Vj波形を示す。なお、インバータ側の単位セルは従来本発明共にハーフブリッジである。図11aのハーフブリッジの単位セルでは、負荷の出力高速巡航時、クラッシュアスターン時に関係なく、インバータ側の単位セルの出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdc、つまり、直流リンク電圧は常に一定であった。これに対し本発明では、コンバータ側の単位セルがフルブリッジのため、直流リンクの電圧を推進用電動機5の出力に応じて必要最低限に制御している。つまり、上記4式におけるVjdcを、必要最低限に制御しているので、インバータ側の単位セルへの電力は小さくなり、インバータ側の単位セル内にある直流コンデンサの電圧変動も、コンバータ側同様抑制される。本発明により、直流コンデンサの電圧変動が抑制されるため、直流コンデンサの容量が低減可能となり、結果、直流コンデンサの寸法質量及びモジュラーマルチレベル変換装置の小型軽量化が可能なる。以下、本発明によるモジュラーマルチレベル変換装置4の動作を、コンバータ部7を中心に説明する。ここでは、モジュラーマルチレベル変換装置4は、図8に示す通りコンバータ7、インバータ8、電源監視部9から構成されている。前述のモジュラーマルチレベル変換装置4のうち,コンバータ7の具体構成の一例を図12に示す。コンバータ7は、コンバータ7の全体制御を行う制御装置10、図1のIGBT等から構成されている単位セル18を含む単位変換器11、バッファリアクトル12から構成される。また、制御装置10と単位変換器11は図12の通り信号線14によって接続されている。ここで,図12に示す通り,カスケード状直列縦つなぎに接続されている複数の単位変換器11をまとめてアームと称す。そして、上側の3つのアームを、それぞれU相アーム11U,V相アーム11V,W相アーム11W,下側の3つのアームをそれぞれU相アーム11u,V相アーム11v,W相アーム11wと称す。ここで,前述の6つのアームに流れる電流を検出する電流センサ13を、図12に示す位置に設置する。この位置は、交流の各相と、アームを接続する位置であり、各アームに流れる電流を検知する。なお、インバータ8の構成は、図12で示したコンバータ7に対し、単位変換器11がフルブリッジでない以外は同様である。続いて,前述のコンバータ7のアームを構成する単位変換器11の構成を図13に示す。単位変換器11は、4つのIGBT素子1、1つの直流コンデンサ16、ヒューズ17で構成される単位セル18、ゲートドライバ19、ゲート電源20、単位変換器制御回路21、自給電源22、電圧センサ23より構成されている。本発明の課題直流コンデンサの電圧変動を解決する手段として、単位変換器11、つまり、単位セル18の出力電圧に含まれる直流電圧成分Vjdcを低減するために、図13に示す通り、単位セル18内のスイッチング素子IGBT素子は、従来のハーフブリッジ回路IGBT素子1a、1bに対し、フルブリッジ回路構成とさせるため、IGBT素子1c、1dが装備されている。図中の1AはIGBT素子1a、および1bを、1BはIGBT素子1c、および1dをそれぞれ指しており、1A、1BをそれぞれレグA、レグBと定義する。つまり、レグは、二つのIGBT素子1の直列回路を意味している。ゲートドライバ19、単位変換器制御回路21は、直流コンデンサ16に充電された電力を自給電源22、ゲート電源20を通して供給される。また、電圧センサ23で検出した直流コンデンサ電圧は単位変換器制御回路21へ送られる。なお、インバータ8のアームを構成する単位変換器についても単位セル18がフルブリッジでない以外は図13に記載の構成と同様としても良い。次に、コンバータを制御するためのシステム構成について説明する。この制御システム構成は、電源監視部100図7、監視制御部9図8、コンバータの制御装置10図12、単位変換器制御回路21図13などで構成される。このうち、図7の電源監視部100は、系統の周波数fを検知する。図8の監視制御部9は、電源監視部100の系統周波数fと、モジュラーマルチレベル変換装置4内にある電流センサ13図12から検出されたコンバータ相電流Iと、図1の単位セル18内にある直流コンデンサ16の電圧Vcを入力する。また、図8の監視制御部9は、予め設定された電流、電圧指令値保有している。その上で図8の監視制御部9は、これらのフィードバック信号f、I,Vcと、電圧及び電流指令値から、コンバータ相電圧指令Vu1a、Vv1a、Vw1a、Vu1b、Vv1b、Vw1bを決定する。これらの指令値はコンバータ8の制御装置10に送られる。図14にコンバータの制御装置10の制御ブロック図を示す。制御装置10は、単位変換器電圧指令演算器24、同期信号生成器25、搬送波生成器26から構成されている。単位変換器電圧指令演算器24は、コンバータ上側アームのUVW相電圧指令値Vu1a、Vv1a、Vw1aと、コンバータ下側アームのUVW相電圧指令値Vu1b、Vv1b、Vw1bを入力とする。ここでは、これらの電圧指令値を、アーム内の単位変換器数Nで割る。この結果として、上側アームのUVW相内の単位変換器レグA電圧指令値Vu1aAj、Vv1aAj、Vw1aAjj=1、2、:Nと、レグB電圧指令値Vu1aBj、Vv1aBj、Vw1aBjj=1、2、:Nを得る。また、同様に下側アームのUVW相内の単位変換器レグA電圧指令値Vu1bAj、Vv1bAj、Vw1bAjj=1、2、:Nと、レグB電圧指令値Vu1bBj、Vv1bBj、Vw1bBjj=1、2、:Nを得て、出力する。また、同期信号生成器25では、制御装置10で実施される所定の時間毎の割り込み処理の実行信号以降、同期信号と称すを生成する。制御装置10では、各相の上下アーム内のk番目k=1、2、:2Nの単位変換器同士で同期を取るために、所定の時間ΔT毎に単位変換器11のスイッチング駆動用搬送波の割り込み処理を実施しており、同期信号生成器25ではこの所定の時間ΔT毎に同期信号を出力する。搬送波生成器26では、前述の同期信号が入力された瞬間に、図15に示すようにスイッチング駆動用搬送波の値を所定値A1に強制的に修正する。このような同期信号を利用したスイッチング駆動用搬送波の同期は、搬送波生成器26への同期信号の入力1回につき、各相の上下アーム内の単位変換器1個の同期を取っていく。これを上下アーム内の1番目から2N番目までの単位変換器で順番に実施する。この単位変換器間の同期を取る一連の処理について、これ以降、同期処理と称する。この同期処理を実施する同期信号の出力周期ΔTは、スイッチング駆動用搬送波の周波数fcとすると以下の7式の様に設定することができる。[数7]ΔT=12×N×fc77式の時間ΔT毎に前述の同期処理を実施することにより、各相の上下アーム内の2N個の単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の位相を一周期内で等間隔にシフトさせることができる。こうして、単位変換器電圧指令演算器24から出力された上下アームUVW相内の単位変換器電圧指令値と搬送波生成器26から出力されたスイッチング駆動用搬送波は、信号線14を通して各単位変換器の単位変換器制御装置21へ伝送される。なお、インバータ8の制御装置に関しても、レグBの制御部を除き、前述のコンバータ7の制御装置10と同様の構成である。ここで、単位変換器制御装置21に入力される単位変換器電圧指令値は、該当する単位変換器が属している相、アーム等により異なる。ここではコンバータ8のU相上側アームのk番目1≦k≦Nの単位変換器の場合を例に説明する。単位変換器電圧指令値Vu1ak1≦k≦Nを、電圧センサ23で検出した直流コンデンサ電圧Vcで割ることにより、単位変換器の変調率mを求め、入力された単位変換器電圧指令値を振幅A1×mの正弦波に変換する。この正弦波を、これ以降、単位変換器電圧指令修正値と称する。なお、A1とは図15で示したスイッチング駆動用搬送波の振幅である。単位変換器制御装置21の制御ブロック図を図16に示す。単位変換器制御回路21は単位変換器電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波を入力としている。なお、ここで、単位変換器制御装置21に入力される単位変換器電圧指令値は、上記のようにして当該単位変換器制御装置21が属する相、アーム等により適宜に調整された振幅A1×mの正弦波状信号である。個々の単位変換器制御装置21においては、こうして求めた単位変換器電圧指令修正値に、直流リンク電圧指令Vdcをアーム数の2及び各アームの単位変換装置数Nで割った割り算回路210,211値をバイアス加算回路212,213させた後、スイッチング駆動用搬送波の大小比較を比較器27で行い、IGBT素子1のスイッチングのON/OFF信号をゲートドライバ19へ出力する。ゲートドライバ19では、前述の比較器27からのON/OFF信号に基づき、ゲート電源20からの電圧をIGBT素子1のゲート端子に印加することによりIGBT素子1を駆動させる。図17に単位変換器11のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令値の大小関係と、その時の単位変換器11の出力電圧を示す。レグA電圧指令値とスイッチング駆動用搬送波の大小を比較して、レグA電圧指令値の方が大きい場合には、IGBT素子1aをON、IGBT素子1bをOFFとする。レグBについても同様に、レグB電圧指令がスイッチング駆動用搬送波より大きい場合はIGBT素子1cをON、IGBT素子1dをOFFとする。つまり、レグA、レグBそれぞれの中にある2つのIGBT素子1のON/OFF情報は、一方がONの時はもう一方はOFFになっている。なお、レグA電圧指令値とレグB電圧指令値の位相は互いに1/2周期シフトしたものとする。図17の上側の図は、単位変換器11のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令波形を示している。図17の下側の図は、単位変換器11の端子間電圧をVc[V]とした時の単位変換装置11の出力電圧Vjを示している。このことから明らかなように、レグAの素子1aをON素子1bをOFFで、レグBの素子1cをOFF素子1dをON時は、単位変換器11の出力電圧Vj=Vc[V]となる。レグAの素子1aをOFF素子1bをONで、レグBの素子1cをONIGBT素子1dをOFF時は、単位変換器11の出力電圧Vj=-Vc[V]となる。レグAの素子1aをON素子1bをOFF、レグBの素子1cをON素子1dをOFF時は、単位変換器11の出力電圧Vj=0[V]となる。レグAの素子1aをOFF素子1bをON、レグBの素子1cをOFF素子1dをON時も、単位変換器11の出力電圧Vj=0[V]となる。以上により、コンバータ側の単位セル18をフルブリッジにすることで、直流リンク電圧が低くても、単位変換器11が交流電圧波形電源側の電圧波形を出力できるので、単位変換器11の出力電圧Vjに含まれる直流電圧成分Vjdc、つまり、直流リンク電圧は、交流発電機2の電圧に関係なく、0~Vc/2まで制御可能となり、余分な直流電圧成分Vjdcにより発生する直流コンデンサの電圧変動も抑制が可能となる。なお、図18に、直流電圧成分Vjdcが含まれた単位変換器の出力電圧波形を示す。"