"所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス31を少なくとも含むフロントデバイス30の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δf/2の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δfが前記所定送信帯域の幅内にある2つのRF信号を含む前記第1の信号を生成し、該2つのRF信号を一つの出力端子から出力する2信号源11aと、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ13と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、前記第1の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段20aと、前記到来信号に相当する第2の信号を生成し出力する参照信号源60aと、該第2の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段80と、を備え、前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第1の信号と前記第2の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定することを特徴とする歪測定装置。前記送信信号の周波数をTxとしたとき、前記2つのRF信号の周波数はTx-Δf/2、TxΔf/2であり、歪成分とは、第2の信号の周波数をRxとしたとき、Rx-Δf、RxΔfの周波数成分であることを特徴とする請求項1に記載の歪測定装置。前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、300Hz~10Hzであることを特徴とする請求項1又は2に記載の歪測定装置。上記の1IMD測定法によれば、第2の信号源60が、周波数が2Tx-Rxの信号を発生して試験しているときは、一応、目的に近い歪測定が可能であったが、周波数がRx-Tx、TxRx、2TxRxの各信号を発生して試験しているときは、目的の歪測定に必要なダイナミックレンジが確保できず、必ずしも目的の歪測定ができているとは言えなかった。周波数の一例を挙げると、Tx=1785MHz、Rx=1850MHz、Rx-Tx=65MHz、2Tx-Rx=1720MHz、TxRx=3635MHz、2TxRx=5420MHzである。測定系全体を考えると、非常に広帯域である。歪測定が困難な原因を考察してみると、第2の信号源60が信号2Tx-Rx周波数2Tx-Rxの信号を発生しているときは、不要波除去フィルタ70cも信号2Tx-Rxをパスするフィルタ構成にされている。そしてこの信号2Tx-Rxの周波数は、図8に示すようにほぼ通信帯域内図6を参照にあるので、図7におけるANT端、サーキュレータ80b、不要波除去フィルタ70c、第2の信号源60の系統は、インピーダンス整合が良くなっている。つまり、信号Tx、信号2Tx-Rx、歪成分Rxにとっては、整合が良い状態で測定されている。これに対して、第2の信号源60が信号Rx-Tx、信号TxRx、信号2TxRxを出力しているときは、その信号に応じて不要波除去フィルタ70cのパス帯域を変更されている。そうすると、この場合、図8から理解できるように、不要波除去フィルタ70cは、信号Txや歪成分Rxにとっては、不要波除去フィルタ70cの帯域外になるので、この場合は、信号Txや歪成分Rxにとってインピーダンス整合がとれていない状態になる。例えば、信号と、インピーダンス不整合により反射してくる信号とが合成されたとき、互いの位相の違いにより、合成された信号は歪が大きくなることがある。特に、図8に示すように信号に対して80dB以下の歪を問題にするときは、インピーダンス不整合の影響が避けられない。そこで、本発明の目的の一つは、ANT端から第2の信号源60側をみたときのインピーダンスの整合状態を良い状態に保持することにより、広ダイナミックレンジの歪測定を行えるようにすることである。また、上記2IM3測定法は、2つの信号源から重畳回路100、及び不要波除去フィルタ70a、70b、70dやサーキュレータ80a、80bが、測定系の構成を複雑にし、規模を多くしている欠点がある。同様に、1IMD測定法でも不要波除去フィルタ70aやサーキュレータ80a、80bを使用している。特に、重畳回路のロスやパワー増幅手段の雑音等により信号対雑音比を悪化させるので、ノッチフィルタを用いた不要波除去フィルタを利用している。またその不要波除去フィルタを追加することによるロスの増加等の問題があって、適切な設計が容易ではなかった。これらは、この歪測定にあたっては、-100dBm以下のレベルの歪成分の測定を行うことから、ダイナミックレンジを確保するうえで雑音が問題になること、そのため不要波信号が入ることによる測定誤差が心配されることから図9、図7のような構成を採用していると考えられる。特に、重畳回路のロスやパワー増幅手段の雑音等により信号対雑音比を悪化させるので、ノッチフィルタを用いた不要波除去フィルタを利用している。またその不要波除去フィルタを追加することによるロスの増加等の問題があって、適切な設計が容易ではなかった。しかしながら、被試験物であるデュプレクサに入力する周波数関係が分かれば、その高調波の関係でRx帯域受信帯域に在る歪成分を特定してつまり、歪成分の周波数は既知である。測定条件を整えた構成で測定できることに着眼した。そこで、本発明の目的の他の一つは、信号源側の不要波の影響を受けることなく整合良く、狭帯域で測定することで、簡単な構成で測定できるようにすることである。上記目的を達成するために具体的には、請求項1に記載の発明は、所定通信帯域内の所定送信帯域内にある送信信号を送信し、かつ前記所定送信帯域と周波数が異なる所定受信帯域内にある到来信号を受信する移動体通信機器に用いられ、アンテナ端、送信端、及び受信端を有し、前記所定送信帯域にて前記送信端とアンテナ端とを、及び前記所定受信帯域内にて前記アンテナ端と前記受信端とを、それぞれ結合させる結合デバイス31を少なくとも含むフロントデバイス30の前記受信端に出力される歪を測定する歪測定装置であって、内部で前記送信信号と同じ周波数の信号と周波数±Δf/2の信号とを生成しそれらに基づいて、前記送信端に前記送信信号の周波数の近傍の周波数であって互いの周波数差Δfが前記所定送信帯域の幅内にある2つのRF信号を含む前記第1の信号を生成し、該2つのRF信号を一つの出力端子から出力する2信号源11aと、前記受信端から受ける信号の周波数成分を測定するスペクトラムアナライザ13と、を一つの筐体に有する信号分析装置と、前記第1の信号を受けて増幅して前記送信端へ直接に出力するパワー増幅手段20aと、前記到来信号に相当する第2の信号を生成し出力する参照信号源60aと、該第2の信号を受けて前記アンテナ端へ送ると共に、該アンテナ端からの信号を阻止する一方向結合手段80と、を備え、前記スペクトラムアナライザは、前記フロントデバイス内で前記第1の信号と前記第2の信号によって生じる周波数成分を選択して歪成分として測定する構成とした。請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、前記送信信号の周波数をTxとしたとき、前記2つのRF信号の周波数はTx-Δf/2、TxΔf/2であり、歪成分とは、第2の信号の周波数をRxとしたとき、Rx-Δf、RxΔfの周波数成分である構成とした。請求項3に記載の発明は、請求項1又は2に記載の発明において、前記スペクトラムアナライザの周波数分解能帯域幅は、300Hz~10Hzである構成とした。請求項1,2に記載の発明によれば、例えば、周波数Txの信号と周波数Δf/2の信号とで周波数変換して同時に作りだした信号Tx-Δf/2、信号TxΔf/2を含む2信号を用いることにより、例え、その周波数変換により周波数Txの成分がリークしていても、その影響を受けることなく簡単な構成で測定できる。また、請求項3に記載の発明は、いずれもインピーダンス整合させて、300Hz以下の狭帯域に制限して測定するので、雑音、不要波等の影響を軽減して測定できる。本発明に係る実施形態を図1に係る第1の実施形態、図5に係る第2の実施形態に分けて説明する。第1の実施形態は、上記背景技術で説明した従来のIMD測定法に対し改善した実施形態である。第2の実施形態は、同じく従来のIM3測定法に対して改善した実施形態である。したがって、図6、図8は、そのまま図1~図3に係る第1の実施形態に適用される。同様に、図6、図10は、図5に係る第2の実施形態に適用される。また、図1~10で同一符号の構成は同一機能を示す。[第1の実施形態]図1~4、6、8を基に、第1の実施形態について説明する。図1は、図7と同様にDUT30として、デュプレクサ31の歪を測定する構成である。図1で、第1の信号源11から信号Txがパワー増幅手段20aで増幅されて、デュプレクサ31のTx端に入力される。一方、第2の信号源60は、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxを切り換えて出力し、分岐整合手段50及び分岐手段40を介して、デュプレクサ31のANT端へ入力する。そしてデュプレクサ31のRx端に接続されたスペクトラムアナライザ13で帯域制限して、Rx端に現れた歪成分Rxを測定する。図8に示すように歪成分Rxは、デュプレクサ31が移動体通信端末に使用されたとき、受信すべき周波数と同じ周波数のRx成分である。ここで、図1の構成において、図7の構成と異なるところは、次の1A~1Dで示す部分である。1A図1のANT端側の信号系統において、図7の不要波除去フィルタ70cを除き、第2の信号源60からの各信号に対して、及びANT端においてデュプレクサ31側に生じる周波数成分、つまりTx成分、Rx成分に対して、の双方にインピーダンス整合を図れる分岐整合手段50を用いた。1B図1のTx端側の信号系統において、図7の不要波除去フィルタ70cを除いてパワー増幅手段20aからTx端へ入力している。1C図1のRx端側の信号系統において、狭帯域に制限してレベル測定できるスペクトラムアナライザで歪測定する。1D方向性結合手段で構成される分岐手段40により、分岐整合手段50を介して入力された第2の信号源60からの信号を受けて、一端を終端器41で終端し、他端からパワーメータ42側に分岐して出力している。これは、デュプレクサ31のANT端に入力される信号のレベルパワーをパワーメータ42によりモニタリングするためのものであり、分岐手段40の入出力に係るインピーダンスの整合をとって接続されるので、歪み成分には、特に影響がないので、詳細説明を省略する。以下、上記1A1B1Cについて詳細説明をする。1AについてANT端側信号系統における分岐整合手段50について図1、図2A、図2B、図8を基に説明する。図1の第2の信号源60は、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxを切り換えて第2の信号として、分岐整合手段50及び分岐手段40を介して、デュプレクサ31のANT端へ入力する。そのとき、第2の信号は、非常に広帯域である。上記例を再掲すると、Tx=1785MHz、Rx=1850MHz、Rx-Tx=65MHz、2Tx-Rx=1720MHz、TxRx=3635MHz、2TxRx=5420MHzである。したがって、第2の信号をANT端へ入力する際には、それぞれ第2の信号を通過させると同時に、他の周波数成分、雑音を除去するフィルタが必要となる後記するパスフィルタ51がそのフィルタに該当する。。この場合、そのフィルタの通過帯域ではインピーダンス整合が図られるが、通過帯域外である通信帯域Tx帯域及びRx帯域では、インピーダンス整合はとれない。一方、デュプレクサ31のTx端には第1の信号として信号Txが入力される。そして、デュプレクサ31内に歪成分Rx周波数Rxは、移動無線として使用しているときは受信周波数となっているが、この場合は、歪成分が発生したときのその周波数になる。が発生する。そのデュプレクサ31内に入力された信号Txや発生した歪成分Rxにとっては、ANT端から第2の信号限60側をみたインピーダンスの影響を受ける。そこで、分岐整合手段50により、第2の信号源60側からANT端側をみたインピーダンスの整合と、ANT端から第2の信号源60側をみたインピーダンスの整合を図ることとした。図2Aに分岐整合手段50の詳細な機能構成を示す。図2Aにおいて、3つの抵抗RでΔ形T形Y形であっても良い。の分岐を構成している。そのΔ分岐の一端である第1端は、特性インピーダンスZoで、第2の信号の周波数帯域、及び通信帯域を含む広帯域に亘り整合をとって接続されている。Δ分岐の第2端と第2の信号源60との間には、第2の信号源60から切り換えて送られてくる信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxに応じて、それらの信号を通過させるパスフィルタ51が接続されている。図2Bにそのパスフィルタの特性を二重線の実線で示しているまた、二重線の点線で示す特性であっても問題ない。。図2Bにおいて、パスフィルタ51は、第2の信号が信号Rx-Tx、2Tx-Rxのときは、それらの信号を通過させ、Tx帯域以上の周波数の信号を阻止する特性インピーダンスZoのローパス形バンドパス形でも良いのフィルタ特性にされ、第2の信号が信号TxRx、2TxRxのときは、それらの信号を通過させ、Rx帯域以下の周波数の信号を阻止する特性インピーダンスZoのハイパス形バンドパス形でも良いのフィルタ特性にされる。したがって、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxは、それらが出力されている時点では、必ず、パスフィルタ51の通過帯域に入り、通信帯域Tx帯域Rx帯域にある信号Tx、歪成分Rxにとっては、常時、パスフィルタ51の阻止帯域に入るので、第2端側を通過しない構成である。なお、図2Aのパスフィルタ51は、通信帯域Tx帯域Rx帯域にある信号Tx、歪成分Rxにとっては、パスフィルタ51の阻止領域に入る特性を有するので、第2の信号源60からの第2の信号に、通信帯域内に含まれる不要な成分や、雑音があれば、それらを除去する効果も有する。一方、Δ分岐の第3端には、通信帯域終端フィルタ52が接続される。通信帯域終端フィルタ52は、図2Bに一重の実線で示すように、第2の信号が信号Rx-Tx、2Tx-Rxのときは、Tx帯域以上の周波数の信号を通過させ、信号Rx-Tx、2Tx-Rxを阻止する、特性インピーダンスZoで終端されたハイパス形のフィルタ特性にされる。そして、第2の信号が信号TxRx、2TxRxのときは、Rx帯域以下の周波数の信号を通過させ、信号TxRx、2TxRxを阻止する、特性インピーダンスZoで終端されたローパス形のフィルタ特性にされる。したがって、第1端からみた場合、通信帯域内の信号信号Tx、歪成分Rxにとっては、常時、第3端で特性インピーダンスZoに終端される。そして、この第3端は、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxを阻止するので、これらの信号は、第3端側を通過しないで上記した第2端側を経由して第1端に送られる。なお、通信帯域終端フィルタ52は、通信帯域内の信号のみを通過させるバンドパス形のフィルタでも構成できる構成はこの方が簡単である。。分岐整合手段50を上記の構成にすることにより、図2Aの粗い点線で示す第1端側から第3端側への信号系統は、通信帯域内の信号信号Tx、歪成分Rxにとって特性インピーダンスZoで構成され、図2Aの細かい点線で示す第2端側から第1端側への信号系統は、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxにとって特性インピーダンスZoで構成される。したがって、関連する何れの信号にとってもインピーダンス整合がとれる構成である。1B1CについてTx端側及びRx端側の信号系統について図1のTx端側及びRx端側の信号系統のいずれも、特性インピーダンスZoで構成されている。ここで、Tx端側の信号系統において、歪測定上、大きな問題となるのは、図8からも理解できるように、第1の信号源11からの信号Tx自身のサイドバンドノイズ一般に、SSB位相雑音と言われることもある。としてRx成分以下、SSB雑音Rxと言う。があると、それが、デュプレクサ31内で発生した歪成分Rxに重畳されるので、ダイナミックレンジが制限されることである。SSB雑音Rxが測定しようとする歪成分Rxに比較し、許容できるほど十分小さい値であれば問題はない。周波数の具体例は上記のように、Tx=1785MHz、Rx=1850MHzとすれば、信号Txの65MHzの周波数における雑音成分が、SSB雑音Rxに該当する。移動体通信端末携帯端末における信号源の雑音成分位相雑音を含むの大きさは、一般に次の式で示されるスペックが要求されている。雑音成分[dBm/Hz]=保証受信感度レベル[dBm]-10Log占有周波数帯域幅信号に対する雑音レベル[dBm/Hz]=-信号レベル[dBm]雑音成分上記式の意味するところは、占有周波数帯域幅で受信すれば、1Hz当たりのZH雑音成分が占有周波数分だけ加算1Hz当たりの雑音×占有周波数帯域されるので、その分の雑音を予め少なくした信号源が必要である、と言うことである。言い換えれば、保証受信感度レベルと同一のレベルの信号を、占有周波数帯域幅で受信したとき、雑音対信号比=S/N=0dBを意味する。ここで、歪測定の保証受信感度レベル要求スペックを-110dBm、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxの信号レベルを図8のように-20dBm、通信方式がW-CDMAの場合の占有周波数帯域幅=3.84MHzとすると、要求される雑音レベルは、次のとおりである。雑音レベル=-110--20-10Log3.84×106≒-155[dBm/Hz]しかしながら、この歪測定するにあたっては、歪測定に必要なダイナミックレンジで測定できれば良く、占有周波数帯域幅で受信する必要はない。そこで、歪成分Rxを測定するスペクトラムアナライザ13の分解能帯域幅RBWと言われる。いわば、測定帯域幅である。を3kHz、300Hz、30Hzと制限して測定すれば、それぞれ、占有周波数帯域幅=3.84MHzに比べ、約30dB、約40dB、約50dBだけ、S/Nが向上する。したがって、上記の例のように歪測定の保証受信感度レベル要求スペックを-110dBm、信号Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxの信号レベルを-20dBmとしたとき、スペクトラムアナライザ13の測定帯域、つまり分解能帯域幅を3kHz、300Hz、30Hzと制限したとき、信号源に要求される雑音レベルはそれぞれ、約-135dBm/Hz、-125dBm/Hz、-115dBm/Hzとなり、雑音成分に大きな制約を受けなくても済む。このように雑音成分の制約が薄くなるにつれ、従来のようにノッチフィルタ等で雑音等の不要波成分を除く処理が不要になる。なお、歪成分Rxの測定精度を良くするにはS/N=6dBの余裕を持って測定することが望ましい。さらに回路間にインピーダンスの整合をとるために特性インピーダンスZoを有する抵抗パッドを用いることがある例えば、Rx端、ANT端、Rxに3dBパッドを用いる。が、これは、S/Nを悪化させるので、雑音成分における影響を考慮する必要がある。例えば、第1の信号源11としては、歪成分Rxの周波数点で、雑音レベルが約-145dBm/Hz以下であれば、スペクトラムアナライザ13の測定帯域幅分解能帯域幅が300Hzで、信号源に要求される雑音レベルは-125dBm/Hzであるので、20dBの余裕が生まれる。したがって、この余裕をS/N=6dBと抵抗パッドでのロスにまわせる。以上のことから、スペクトラムアナライザ13の測定帯域幅分解能帯域幅として300Hz~10Hzであることが、望ましい。第1の信号源11としては、歪成分Rxの周波数点での雑音レベル約-145dBm/Hz以下が望ましいが、信号源の雑音レベルによって、スペクトラムアナライザ13の測定帯域幅分解能帯域幅を適切に選択することで対応することもできる。なお、図1は、被測定物DUT30として、デュプレクサ31だけの場合で説明したが、図3のように、被測定物DUT30として、デュプレクサ31のANT端に半導体でなるスイッチ32が終端器33とともに接続された構成であっても、デュプレクサ31とスイッチ32とで発生する歪成分を、上記図1と同様に測定できる。なお、スイッチ32は、分岐手段40側に親端子があり、ANT端と、終端器33とが子端子に接続され、親端子に入力された信号が、終端器33またはANT端へ切り換えて接続される構成である。あるいは、特性が既知のデュプレクサ31を歪測定装置の構成要素の1つとして用い、スイッチ32のみを被測定物DUT30として測定する構成であってもよい。この場合は、スペクトラムアナライザ13の測定値に対して、デュプレクサ31の既知の特性を考慮することにより、スイッチ32の歪を測定することができる。[第1の実施形態による実施例]図1の構成による実施の結果を図4に示す。測定条件は、第1の信号源11の周波数が1750MHzであり、第2の信号源60の周波数が、Rx-Tx、2Tx-Rx、TxRx、2TxRxでそれぞれ、100MHz、1650MHz、3600MHz、5350MHzであり、それぞれのレベルパワーメータ42で測定したANT端におけるレベルを-20dBmとしたときの条件で測定している。またスペクトラムアナライザ13は、歪成分Rx=1850MHzに同調して、測定帯域幅、つまり分解能帯域幅RBWは30Hzで測定している。比較のため、従来例の構成による場合と、図1の構成による場合、双方の測定値を記載している。図4において、従来例によれば、第2の信号周波数がRx-Txのときの歪成分Rxが-103.39dBm、第2の信号周波数がTxRxのときの歪成分が-92.77dBmとなっているが、これらは、規格-110dBmを割っている。これに対し、図1の実施形態によれば、第2の信号のいずれの周波数であっても測定値は、約-140dBm近辺以下であり、規格を満足している。なお、第1の信号源11及びスペクトラムアナライザ13を含む信号分析装置10としては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するMS2692Aシグナルアナライザを用いている。第2の信号源60としては、同じく本発明の出願人が製造するMG3691Bシンセサイザを用いている。[第2の実施形態]図5、6、10を基に、第2の実施形態について説明する。図5は、DUT30aとして、デュプレクサ31とスイッチ32とで発生する歪を測定する構成である。図5は、スイッチ32或いはANT端に、参照信号源60aにより移動体通信端末が受信すべき受信信号とほぼ同じ周波数の信号RxをANT端へ入れ、Tx端へ、2信号源11aにより、予め信号Rxと混合したときに歪成分としてRx帯域に生ずると予想される信号周波数がTx-Δf/2、TxΔf/2、の各信号を入れ、それをRx端子でRx帯域に入る周波数成分Rx-Δf、RxΔfを雑音成分として測定する例である。つまり、図5の2信号源11aが信号Txの近傍の信号として、例えば、周波数がTx-0.5MHzΔf=1MHzとした、Tx0.5MHz、の各信号を出力し、それぞれパワー増幅手段20aにより増幅し、デュプレクサ31のTx端へ送っている。一方、参照信号源60aにより、周波数が受信信号と同じ信号Rxを発生して、サーキュレータ80及び分岐手段40を介してスイッチ32或いはANT端へ送っている。そして、スペクトラムアナライザ13によりRx端から出力される成分Rx-1MHz、成分Rx1MHzを歪成分として測定する。図5と図9との主な違いは次2A2B2Cの点にある。2A図9では、第3の信号源14からの信号と第4の信号源15からの信号とを重畳して信号を生成していたが、図5では周波数変換により作り出した2信号を用いている。2B図9で使用していた不要波除去フィルタ70a、70b、70dを図5では不要にしたこと、それに伴い、スペクトラムアナライザでの分解能帯域RBW測定帯域を制限したこと。2C分岐手段40を設けていること。ただし、これは、上記1Dの理由と同じであり、説明を省略する。以下、上記2Aについて詳細を説明する。2A2信号源11aの構成について図5で、2信号源11aは、内部で高周波帯の信号Txと低周波帯の信号±Δf/2を生成し、信号Txを信号±Δf/2でミキサでミキシングすることで周波数変換して、信号Txの両サイドにある信号Tx-Δf/2と信号TxΔf/2を一つの出力端子からパワー増幅手段20aへ出力している。すなわち、2信号源11aは、内部で、周波数Txの搬送波信号と、周波数±Δf/2の2つのトーン信号で成るデジタルのベースバンド信号とを生成し、このベースバンド信号をD/A変換して搬送波信号で周波数変換することにより、Tx-Δf/2とTxΔf/2との2つのRFのトーン信号を出力している。例えば、Δf=1MHzとした例を図10に示す。周波数変換であるからして、実際に出力される成分としては、信号Tx-0.5MHzと信号Tx0.5MHzのほかに、周波数変換による残留成分Txも出力される。しかしながら、スペクトラムアナライザ13で帯域制限して測定される成分Rx-1MHz、成分Rx1MHzの歪成分の測定に何ら影響を与えることがない成分である。2B不要波除去フィルタ雑音除去のノッチフィルタを含むを不要とした点特に、歪測定で問題になるのは、図10から理解できるように、信号Tx-Δf/2、信号TxΔf/2及び信号Rx自身のサイドバンドに有する雑音として、Rx-Δf、RxΔf成分が含まれているとそれがそのまま、歪測定の誤差になるからである。特にΔf=1MHzとすれば、周波数Rx-1MHz、Rx1MHzにおける雑音成分が大きな問題となる。従来は、この雑音をノッチフィルタで軽減していた。上記2Aに記載した2信号源11aの構成により、重畳回路を無くすことによりロスが少なくなり、その分のS/N悪化が避けられる。そして、そして、上記1B1Cに記載したようにスペクトラムアナライザ13で300Hz~10Hzに帯域制限して測定することにより、不要波除去フィルタ雑音除去のノッチフィルタを含むを不要としてもほぼ満足した結果が得られた。例えば、信号Rxのレベルが-30dBmで歪測定のダイナミックレンジが-82dBという仕様での測定要求がある。そうすると-112dBmのレベルを測定できる必要がある。そこで、2信号源11a及び参照信号源60aの各信号源からの信号として、Rx-1MHz、Rx1MHzにおける雑音成分-152dBm/Hzの信号を用いてスペクトラムアナライザ13の測定帯域を300Hzとし、歪測定に必要なS/Nを6dBとすれば、-15210Log3006=-121[dBm]が測定可能になるので、十分にダイナミックレンジをカバーできる。なお、2信号源11a及びスペクトラムアナライザ13を含む信号分析装置10aとしては、それらが一筐体に組込まれた、本発明の出願人が製造するMS2692Aシグナルアナライザを用いている。性能的に十分であり、一体型であるから構成も簡単になる。なお、参照信号源60aとしては、本発明の出願人が製造するMG3691Bシンセサイザを用いている。"