"ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、前記ディジタルデータ信号をディジタル/アナログ変換し、中間周波数IFのIF信号を出力するD/A変換器と、ローカル周波数LOのLO信号を出力する局部発振器と、前記IF信号と前記LO信号とをミキシングし、無線周波数RFのRF信号を出力する直交ミキサ回路と、前記直交ミキサ回路から出力される前記RF信号に含まれる不要信号を抑圧するRFフィルタとを備えた無線送信機において、前記データ信号生成回路は、前記D/A変換器から出力される前記中間周波数がチャネル選択制御信号に応じて切り替わる前記ディジタルデータ信号を出力する構成であり、前記局部発振器は、前記RF信号のチャネル周波数間隔のn倍nは2以上の整数の周波数帯域のLO信号を出力する構成であり、前記直交ミキサ回路から出力される前記RF信号として、前記IF信号と前記LO信号とのミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える切替手段を備え、前記チャネル選択制御信号により選択される無線周波数RFが、前記RFフィルタの中心周波数以下のときに、前記ローカル周波数LO1を前記RFフィルタの帯域の下限よりも小さい値に設定し、前記切替手段を制御して前記直交ミキサ回路から上側周波数を出力させ、前記RFフィルタの中心周波数より大きいときに、前記ローカル周波数LO2を前記RFフィルタの帯域の上限よりも大きい値に設定し、前記切替手段を制御して前記直交ミキサ回路から下側周波数を出力させる制御手段を備えたことを特徴とする無線送信機。請求項1に記載の無線送信機において、前記中間周波数IFの最大値が、前記RFフィルタの帯域幅から1/2倍の範囲になるように、前記ローカル周波数LO1,LO2が設定されることを特徴とする無線送信機。請求項1に記載の無線送信機において、前記局部発振器は、整数分周型PLLフェーズロックループを用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔より大きくn倍より小さい値に設定されることを特徴とする無線送信機。請求項1に記載の無線送信機において、前記局部発振器は、デルタシグマ型分数分周PLLフェーズロックループを用い、ループフィルタの帯域は、前記チャネル周波数間隔より大きくm×n倍m>1より小さい値に設定されることを特徴とする無線送信機。従来のダイレクトコンバージョン送信機における局部発振器50の位相雑音特性の一例を図5に示す。IF信号とLO信号をミキシングすることによりRF信号が生成されるので、RF信号の中心周波数はローカル周波数LOとなる。しかし、図4に示すようにループフィルタ54の帯域を超える周波数LOfCHの雑音信号がLO信号に含まれると、隣接チャネルへの漏洩信号も送信されることになる。この隣接チャネル漏洩信号の問題を解決するには、LO信号に含まれる位相雑音を低減する必要がある。このため、従来技術では局部発振器にQ値の大きなLC共振器を用いてきた。しかし、ICチップ上にLC共振器を作成するとチップ面積が増加し、チップコストを上昇させる要因になる。また従来技術では、チャネル周波数間隔fCHよりも高周波の参照信号と帯域の広いループフィルタを用いたデルタシグマ型分数分周PLLにより、周波数LOfCHの雑音信号を抑圧する手法が用いられることがある。しかし、この手法では分周器の分周比を擬似ランダム的に変動させるデルタシグマ処理により多数のスプリアスが発生する。特に、参照信号周波数をチャネル周波数間隔fCHよりも大幅に大きくすると、このスプリアスを抑圧することが複雑になり、デルタシグマ型分数分周PLLの設計が困難になる。本発明は、局部発振器の位相雑音性能の改善により、送信信号に含まれる隣接チャネル漏洩信号を大幅に低減することができる無線送信機を提供することを目的とする。本発明は、ディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路と、ディジタルデータ信号をディジタル/アナログ変換し、中間周波数IFのIF信号を出力するD/A変換器と、ローカル周波数LOのLO信号を出力する局部発振器と、IF信号とLO信号とをミキシングし、無線周波数RFのRF信号を出力する直交ミキサ回路と、直交ミキサ回路から出力されるRF信号に含まれる不要信号を抑圧するRFフィルタとを備えた無線送信機において、データ信号生成回路は、D/A変換器から出力される中間周波数がチャネル選択制御信号に応じて切り替わるディジタルデータ信号を出力する構成であり、局部発振器は、RF信号のチャネル周波数間隔のn倍nは2以上の整数の周波数帯域のLO信号を出力する構成であり、直交ミキサ回路から出力されるRF信号として、IF信号とLO信号とのミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える切替手段を備え、チャネル選択制御信号により選択される無線周波数RFが、RFフィルタの中心周波数以下のときに、ローカル周波数LO1をRFフィルタの帯域の下限よりも小さい値に設定し、切替手段を制御して直交ミキサ回路から上側周波数を出力させ、RFフィルタの中心周波数より大きいときに、ローカル周波数LO2をRFフィルタの帯域の上限よりも大きい値に設定し、切替手段を制御して直交ミキサ回路から下側周波数を出力させる制御手段を備える。本発明の無線送信機において、中間周波数IFの最大値が、RFフィルタの帯域幅から1/2倍の範囲になるように、ローカル周波数LO1,LO2が設定される。本発明の無線送信機において、局部発振器は、整数分周型PLLフェーズロックループを用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔より大きくn倍より小さい値に設定される。本発明の無線送信機において、局部発振器は、デルタシグマ型分数分周PLLフェーズロックループを用い、ループフィルタの帯域は、チャネル周波数間隔より大きくm×n倍m>1より小さい値に設定される。本発明の無線送信機は、局部発振器から出力されるLO信号のローカル周波数LOを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定し、同ブロック内のチャネルではローカル周波数LOを一定に保つ構成であり、チャネル周波数間隔fCHよりも高周波の参照信号を用いたPLLによりループフィルタの帯域を大きくすることにより、局部発振器の位相雑音性能を大幅に改善することができる。また、データ信号生成回路とD/A変換器により、中間周波数IFの最大値をRFフィルタ帯域の1/2程度に抑えながら隣接チャネル漏洩信号、イメージ信号、およびキャリアリーク信号のない高品質な送信信号を小面積で安価なLSIチップにより生成することができる。図1は、本発明の無線送信機の実施例1を示す。図1において、無線送信機は、図4に示す従来のダイレクトコンバージョン送信機と同様の構成のD/A変換器42I,42Q、ローパスフィルタLPF43I,43Q、直交ミキサ回路44、パワーアンプPA45、RFフィルタ46を備える。さらに、図4に示すデータ信号生成回路41は、IF信号の中間周波数IFが固定となるディジタルデータ信号を出力するが、それに代えて、IF信号の中間周波数IFがチャネル選択制御信号に応じて切り替わるベースバンドのディジタルデータ信号を出力するデータ信号生成回路11を備える。また、LPF43Iと直交ミキサ回路44との間に、データ信号生成回路11から出力される出力周波数帯切替信号に応じて、IF信号の極性を切り替えて直交ミキサ回路44に入力し、ミキシングによる上側周波数と下側周波数を切り替える極性切替部12を備える。なお、極性切替部12は、IF信号経路のいずれの位置にあってもよく、あるいはデータ信号生成回路11から出力するディジタルデータ信号の極性を反転させる構成としてもよい。ただし、極性切替部12の設定は送信開始前に行い、送信中には変更しない。また、局部発振器50に代えて、LO信号のローカル周波数LOを複数のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定する局部発振器20Aを備える。ここでは、局部発振器20Aとして整数分周型PLLを用いる構成例を示す。以下、実施例1の無線送信機の動作について説明する。データ信号生成回路11は、チャネル選択制御信号に応じたディジタル演算によってベースバンドのディジタルデータ信号を生成し、D/A変換器42I,42Qによりチャネル選択制御信号に応じて中間周波数IFがシフトするIF信号が生成される。近年のデータ信号生成回路11を構成するディジタルLSIの高性能化により、IF信号中の隣接チャネル漏洩などの妨害信号成分は大幅に抑圧することができる。また、LPF43I,43Qは、D/A変換時のクロックノイズを除去するためのものであり、各チャネルのIF信号の周波数によらず帯域は広帯域で一定である。あるいは、LPF43I,43Qは、各チャネルのIF信号の周波数に応じて通過帯域がシフトする狭帯域の可変バンドパスフィルタであってもよい。この後、一方のIF信号は極性切替器12を介して直交ミキサ回路14に入力し、他方のIF信号は直交ミキサ回路14に直接入力し、直交ミキサ回路44で局部発振器20AからのLO信号と混合され、RF信号が生成される。極性切替器12は、直交ミキサ回路44の直交入力の片側の極性を出力周波数帯切替信号に応じて切り替えるスイッチであり、直交ミキサ回路44から出力されるRF信号の無線周波数RFを上側周波数RF=LOIFまたは下側周波数RF=LO-IFに切り替える。ここで、チャネル選択制御信号がチャネルiを選択する場合、直交ミキサ回路44が出力するRF信号の無線周波数RFが、RFフィルタ46の中心周波数以下の場合、データ信号生成回路11が出力する出力周波数帯切替制御信号により、LO信号のローカル周波数LO1は、RFフィルタ帯域の下限よりも小さく設定し、極性切替器12を制御して直交ミキサ回路44が上側周波数RF=LO1IFを出力するように設定する。このとき、チャネルiのRF信号の周波数RFに対するIF信号の中間周波数IFは、IF=RF-LO1となる。一方、直交ミキサ回路44が出力するRF信号の周波数RFが、RFフィルタ46の中心周波数より大きい場合、LO信号のローカル周波数LO2は、RFフィルタ帯域の上限よりも大きく設定し、極性切替器12を制御して直交ミキサ回路44が下側周波数RF=LO2-IFを出力するように設定する。このとき、チャネルiのRF信号の周波数RFに対するIF信号の中間周波数IFは、IF=LO2-RFとなる。RFフィルタ46の帯域および中心周波数、RF、LO1/LO2、IFの数値例を表1に示す。表1に示す本実施例では、チャネル選択制御信号により選択されるチャネルiの無線周波数RFがRFフィルタの中心周波数=LO1IFを出力するように設定し、中間周波数IF=RF-LO1が05~15MHzとなることを示す。また、チャネルiの無線周波数RFがRFフィルタの中心周波数=LO2-IFを出力するように設定し、中間周波数IF=LO2-RFが10~05MHzとなることを示す。したがって、IF信号の中間周波数IFの最大値15MHzは、RFフィルタ46のフィルタ帯域幅2MHzよりも小さく、その1/2より少し大きいことがわかる。一方、表1に示す参考例は、極性切替器12がなく、直交ミキサ回路44の直交入力の極性が固定で、例えば上側周波数RF=LOIFを出力する設定とし、ローカル周波数LOとRFフィルタ46の中心周波数との大小関係により、データ信号生成回路11から出力される出力周波数帯切替信号に応じて、ローカル周波数LO1,LO2LO1<LO2を切り替えるためのブロック選択制御信号1,ブロック選択制御信号2をセレクタ25で選択して分周器22に入力する。比較器23は、分周器22から出力されるLO信号の分周信号と、チャネル周波数間隔fCHのn倍の参照信号n×fCHを比較し、VCO21を制御するフィードバックループを形成する。これにより、VCO21から出力されるローカル周波数LO1またはLO2は、それぞれn個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定され、同一のチャネルブロック内では一定となり、直交ミキサ回路44から出力される各チャネルiに対応する無線周波数RFは、中間周波数IFに応じてチャネルiごとに異なることになる。ループフィルタ24の帯域は、隣接チャネルの折り返しACPR性能を向上させるため、チャネル周波数間隔fCHよりも大きく、また参照信号の周波数成分を抑圧するため、チャネル周波数間隔fCHのn倍よりも小さく設定される。図2に、局部発振器20Aの位相雑音特性を示す。上向き矢印は中心周波数付近の出力であり、VCO21の元々持っていた位相雑音がPLLにより抑圧されている。これに対し、ループフィルタ24の帯域の外側の位相雑音はPLLにより抑圧されないため、VCO21の元々持っていた位相雑音特性を示している。以上により、VCO21に含まれる位相雑音は、広いループフィルタ帯域の範囲で位相雑音の小さい水晶発振器からの参照信号により補正されて大幅に低減され、隣接チャネルへの漏洩信号が大幅に抑圧される。このとき、隣接チャネルへの漏洩信号による位相雑音を低減するには、ループフィルタ24の帯域をチャネル周波数間隔fCHよりも大きくする必要がある。このため、チャネルブロックを構成するチャネル数nは3以上が好ましく、位相雑音を充分低減するには通常n≧6程度に設定することが好ましい。また、チャネル数nの値は大きければ大きいほど効果が大きくなるが、ディジタル回路の性能限界を考慮すると、チャネル数nの上限は例えば100程度が好ましい。図3は、本発明の無線送信機の実施例2を示す。図3において、実施例2の無線送信機は、図1に示す実施例1の無線送信器の局部発振器20Aに代えて、デルタシグマ型分数分周PLLを用いる局部発振器20Bを備えた構成である。局部発振器20Bは、電圧制御発振器VCO21、分周器22、比較器23、ループフィルタ24、セレクタ25および分周比擬似ランダム設定回路26により構成される。分周比擬似ランダム設定回路26は、周波数ロック時における分周器22の分周比を擬似ランダム的に変動させることで、出力信号周波数間隔nfCHよりも高周波の参照信号を用いることができる。ここでは、参照信号周波数が出力信号周波数間隔nfCHよりもm倍大きいm>1とする。本実施例の局部発振器20Bにおいても、発振周波数はn個のチャネルをまとめたチャネルブロックごとに設定される。このため、同一のチャネルブロック内では局部発振器20Bの発振周波数は一定であり、各チャネルのIF信号の周波数IFはチャネルごとに異なる。また、局部発振器20Bを構成するループフィルタ24の帯域は、チャネル周波数間隔fCHよりも大きく、そのm×n倍よりも小さく設定される。したがって、実施例1における同じnの値を用いた局部発振器に比べて、ループフィルタ帯域をm倍大きくできる。このためnの値が実施例1に比べて小さい場合でも、局部発振器20Bの出力に含まれる位相雑音は広いループフィルタ帯域により大幅に低減することができ、隣接チャネル信号の折り返し妨害信号を大幅に抑圧できる。この時、隣接チャネル信号の折り返しに影響する位相雑音を低減するには、ループフィルタの帯域をチャネル周波数間隔fCHの2倍よりも大きくする必要がある。すなわち、m×n>2が必要条件であり、位相雑音を充分低減するには通常m×n≧6程度に設定する。なお、n=1である一般的なデルタシグマ型分数分周PLLを用いても、mを充分大きくすれば同様な効果が得られる。しかし、上記のようにm値が大きくなれば擬似ランダム処理が複雑になり、不要なスプリアスが起こらないようにするため設計が困難になる。そこで、実施例2では2以上の整数nを用いることで小さいm値でも同様の広いループフィルタ帯域が実現でき、m値を小さくすることでデルタシグマ型分数分周PLLの構成を簡略化できるという長所も持つ。"