"優先方向での液体の容積流量Qを容積測定装置によって測定する方法であって、当該容積測定装置は、電子回路と、増分発生器、すなわち回転角度変化を検出するためのものであり、好ましくはダブル測定ブリッジ中の2つの巨大磁気抵抗GMRセンサとして構成されたセンサ102とを有し、前記増分発生器102の第1の正弦波信号はサイン生信号S1であり、前記増分発生器102の第2の正弦波信号信号は、同じ角周波数ωであるが、前記第1の信号S1に対して90°位相のずれたコサイン生信号S1であり、前記信号S1は、好ましくはまず処理され103,S1、補間/デジタル化104,S2され、当該デジタル信号S2が評価ユニットで、好ましくは直交エンコーダカウンタ108を備えるプロセッサユニットで処理され、評価され、前記評価および処理は以下のステップを有する:a液体の流動を検出するステップ;b液体の通流方向を決定するステップ;c液体の流動の状態、すなわち優先方向での流動のジッタおよび/または振動を決定するステップ;d前記デジタル信号S2を、流動の状態に依存して、パルスフィルタリングS3を行う出力段110に直交信号の形でさらに伝送するステップ;すなわち、優先方向での流動の場合:オリジナルのデジタル信号S2をさらに伝送し、ジッタおよび/または振動が存在する場合:デジタル信号S2を液体の運動がない基本信号に変換し、流動基本信号をシグナリングしない、変換したデジタル信号をさらに伝送する、ことを特徴とする測定方法。請求項1に記載の方法において、前記第1の信号S2および/または前記第2の信号S2の時間的変化を比較することにより液体の状態を決定し、すなわち、前記容積測定装置のゼロ位置から出発して、前記第1の信号S2が前記第2の信号S2の前に変化しエッジ変化、当該位相シフトにより周期的変化が行われる場合には、優先方向での流動の状態が存在し、一方の信号S2が一定であり、他方の信号S2が変化する場合には、ジッタの状態が存在し、前記容積測定装置のゼロ位置から出発して、前記第2の信号S2が前記第1の信号S2の前に変化し、当該位相シフトにより周期的変化が行われ逆方向振動、かつ引き続いて逆振動の終了後に前記容積測定装置のゼロ位置から出発して、前記第1の信号S2が前記第2の信号S2の前に変化し、当該位相シフトにより周期的変化が生じる場合には、振動の状態が存在する順方向振動、ことを特徴とする方法。請求項1または2に記載の方法において、振動またはジッタの状態の決定後、振動またはジッタの間に、前記優先方向とは反対方向に搬送される液体の容積が、優先方向で搬送される液体の容積によりまず調整され計数されたパルスの調整、それから優先方向での流動の状態の決定が新たに行われる、ことを特徴とする方法。請求項1から3までのいずれか一項に記載の方法において、測定および/または検出および/または状態決定のために、前記信号S2のエッジ変化が評価ユニットで、好ましくは直交エンコーダカウンタ108を備えるプロセッサユニットで、とりわけ好ましくは内部カウンタで計数および/または処理される、ことを特徴とする方法。請求項1から4までのいずれか一項に記載の方法において、フェードアウトされた信号S2が別の出力端に出力され、好ましくは限界値を上回って初めて当該信号S2が完全にシグナリングされる、ことを特徴とする方法。第1のセンサの第1の信号と、同じ角周波数ωであるが、90°互いに位相がずれている第2のセンサの第2の信号とを含む直交信号を用いて容積流を測定する方法であって、前記直交信号は、優先方向での液体の流量Qを決定するために、とりわけ請求項1から5までのいずれか一項に記載の、電子回路を備える容積測定装置によって使用され、容積流量Qに依存して、決定すべき液体の流量Qの分解に使用される補間因数IPF1,IPF2,IPF3が適合される測定方法。請求項6に記載の方法において、前記調整されおよび/または使用された補間因数IPF1,IPF2,IPF3が別個に通信され、前記種々の補間因数IPF1,IPF2,IPF3は、好ましくは種々異なる電圧レベルによりシグナリングされる、ことを特徴とする方法。第1のセンサの第1の信号と、同じ角周波数ωであるが、90°互いに位相がずれている第2のセンサの第2の信号とを含む直交信号を用いて容積流を測定する方法であって、前記直交信号は、優先方向での液体の流量Qを決定するために、とりわけ請求項1から5までのいずれか一項に記載の、電子回路を備える容積測定装置によって使用され、前記直交信号のパルス値適合S4が、出力ユニット110にさらに送出する前に行われる、ことを特徴とする測定方法。請求項8に記載の方法において、前記パルス値適合のために、あらかじめ規定されたプロセス値を備えるデータバンク、好ましくはルックアップテーブルにアクセスし、目下存在するプロセス条件に対する補正値を読み出し、当該補正値によって前記直交信号の補正を実行する、ことを特徴とする方法。請求項1から9までのいずれか一項に記載の測定方法を実施するための容積測定装置において、プログラミング可能なプロセッサ、例えばマイクロコントローラ、ASIC、FPAGおよび/または少なくとも1つの直交エンコーダインタフェース/直交エンコーダカウンタ108を備えるDSPが設けられており、これらは測定信号の評価を実施する、ことを特徴とする容積測定装置。容積流を測定するための容積測定装置、とりわけ請求項1から9までのいずれ一項に記載の方法を実施するための容積測定装置で使用する少なくとも1つの直交エンコーダインタフェース/直交エンコーダカウンタ108を備えるプログラミング可能なプロセッサユニット。本発明の基礎とする課題は、優先方向での流体の容積流を容積測定装置によって測定するための方法を提供することであり、この方法は前記の問題を考慮し、とりわけユーザーフレンドリーであり、時間が掛からず、正確な測定が可能であるように正確であるようにする。さらに本発明の課題は、第1のセンサの第1の信号と、角周波数ωは同じであるが90°互いに位相のずれている第2のセンサの第2の信号とを含む直交信号を用いて容積流を測定するための方法であって、前記直交信号は、電子回路を備える容積測定装置によって優先方向での流体の流量を決定するために用いられる方法を提供することであり、この方法によって測定の帯域幅を増大させ、測定精度をさらに向上させる。本発明のさらなる課題は、測定方法を実施するための容積測定装置と、容積流を測定するための容積測定装置で使用する少なくとも1つの直交エンコーダインタフェース/直交エンコーダカウンタを備えるプログラミング可能プロセッサユニットを提供することであり、容積流を問題なく測定できるようにする。この課題は、容積測定装置によって優先方向での流体の容積流を測定するための請求項1に記載の方法によって、第1のセンサの第1の信号と、これと同じ角周波数ωであるが、90°互いに位相がずれている第2のセンサの第2の信号とを含む直交信号を用いて容積流を測定する方法であって、前記直交信号は、優先方向での流体の流量を決定するために電子回路を備える容積測定装置によって使用される、請求項6または請求項8に記載の方法によって、測定方法を実施するための請求項10に記載の容積測定装置によって、および容積流測定のための容積測定装置で使用するための少なくとも1つの直交エンコーダインタフェース/直交エンコーダカウンタを備える請求項11に記載のプログラミング可能プロセッサユニットによって解決される。ユーザは本発明により、それぞれのプロセス条件に対する明確な調整を電子ユニットで直接実行することができる。したがってユーザは、測定に際して流体システムのノイズの影響を阻止することができ、よりフレキシブルに使用することができ、高精度を達成することができる。本発明により、信号コントロールおよび直交出力信号の制御のためのプロセッサユニットを備える信号処理集積電子回路が、排水式メータシステムで得られる。本発明はとりわけ以下の主たる特徴、改善/新規性:デジタル信号フィルタリング、学習機能による補間因数、およびパルス値適合を有する。評価および処理は、優先方向での流体の容積流を容積測定装置によって測定するための方法内で行われる。この容積測定装置は、電子回路と、増分発生器と、回転角度変化を検出するためのセンサとを備え、このセンサは好ましくは、ダブル測定ブリッジにある2つの巨大磁気抵抗GMRセンサとして構成されている。ここで増分発生器の第1の正弦波信号がサイン生信号S1であり、同じ角周波数ωを有するが、前記第1の信号S1に対して90°位相のずれている増分発生器の第2の正弦波信号がコサイン生信号S1であり、これらの生信号S1は好ましくはまず処理S1され、補間され、デジタル化S2され、このデジタル信号S2が評価ユニットで、好ましくは直交エンコーダカウンタを有するプロセッサユニットで処理され、評価される。この方法は、以下のステップを有する。a流体の流動を検出するステップ;b流体の通流方向を決定するステップ;c優先方向での流体の流動の状態、すなわちジッタおよび/または振動を決定するステップ;d前記デジタル信号S2を、流動の状態に依存して、パルスフィルタリングを行う出力段110に直交信号の形でさらに伝送するステップ;すなわち優先方向での流動場合:オリジナルのデジタル信号S2をさらに伝送し、ジッタおよび/または振動が存在する場合:デジタル信号S2を流体の運動がない基本信号に変換し、流動基本信号をシグナリングしない変換したデジタル信号をさらに伝送する。流量測定のための生信号は、2つのGMR測定ブリッジと強磁性部分を備える歯車とを有するセンサによって形成される。GMR測定ブリッジは、対応する歯車帆ジュールおよび歯車部分ためのチップに互いに間隔をおいて設けられている。このポールホイールのモジュールまたは歯車部分は、センサに対応して設けられる。磁界は支持マグメットから送出される。ポールホイールの歯構造は、センサの個々のGMR層上にある支持マグメットの磁界を変調する。この変調は、磁界線がその方向変化に基づいて圧縮または伸長されることによって行われる。この変調された磁界強度は、測定ブリッジにあるGMR効果によって比例する電気信号に変換される。歯構造によって測定の際にサイン信号/コサイン信号が発生される同じ原理を、磁化されるポールホイールにより実現することもできる。流体システムにおける振動は、流体柱の常時の往復運動によって発現される。排水式メータは完全に流体柱内に張架されているから、その運動も同様にその機械的測定機構に作用する。両方の方向への常時の回転運動が発生する。測定機構の振動は電子的走査システムによって検出され、パルスシーケンスまたはエッジシーケンスに変換される。これらのシーケンスの特性は流体柱の運動を正確に再現する。すなわち生成された容積パルスは排水された部分容積に比例する。したがって一方では振動する流体容積が測定され、他方では機械的測定機構の回転運動における種々の周波数が測定される。各振動はまず発生の際に方向変化を形成する。すなわち流動は短時間停止し、そして排水式メータの測定機構は優先方向とは反対方向に回転する。したがって短時間の逆流yが生じる。方向変化は、補間器に発生する直交信号90°位相のずれた2つの矩形信号において識別される。チャネルの2つのエッジが直接順次連続し、他のチャネルの切り替えはない。これにより2つのチャネルの90°位相またはエッジシーケンスが回転する。2つのチャネルの順次連続する切り替えは、振動の強度または測定された部分容積に依存しており、これらはさらに補間器の調整された補間因数に依存する。エッジシーケンスが直ちに再度回転するか、すなわち次の切り替えが1つのチャネルで再度行われるか、または反対方向のパルスシーケンスまたはエッジシーケンスが発生する。前者は、機械装置もしくは流体柱のジッタの場合のように振動が小さいときに、および/または補間因数が小さく調整されているときに発生する。常時の方向変化が検知される。すなわち切り替えは1つのチャネルでだけ行われる。第2の場合は、流体容積もしくは回転経路が大きい振動のとき、および/または補間因数が大きく調整されているときに発生する。ここではエッジシーケンスまたはパルスシーケンスが反対方向に出力され、それから再び優先方向への方向変化、または出力位置への運動/回転が行われる。信号フィルタリング機能はユーザに、エッジまたはパルスを振動フェーズ中にろ波除去する手段を提供し、これにより評価ユニットはエラーパルスを誤って解釈することがない。補間器の後置接続されたプロセッサユニットは直交エンコーダインタフェースQEIを有しており、この機能を引き受ける。直交エンコーダインタフェースは4重評価部を有しており、形成された直交信号の各エッジ変化がこれによって記録され、計数される。さらにインタフェースは計数方向情報を有しており、この情報も同様にエッジ制御されて機能する。プロセッサは動作時に各エッジ変化後にこの方向識別を問い合わせる。流量測定システムが通常動作またはその優先方向で実行される場合、補間器の2つの出力チャネルの状態が電子回路の信号出力端に直接出力される。振動の場合は信号フィルタリングが作動される。2つのチャネルの状態は、方向変化中には出力端にさらに出力されず、フェードアウトされる。方向変化のエッジは、直交エンコーダインタフェースのアップダウンカウンタにより計数される。続いて反対方向で発生された補間器のエッジもフェードアウトされ、集積されたカウンタで計数される。変化中に優先方向に戻ると、計数状態が減算され、引き続くエッジもさらにカウンタの値が0になるまで減算され反対の優先方向での振動の調整-優先方向での逆振動、振動の出発位置に再び達する。それまでは2つのチャネルのすべての切り替えは信号出力回路に送出されない。優先方向でのチャネルの次のエッジ変化は、再び電子回路の信号出力端に結び付けられる。これはユーザにとって有利であり、一方ではパルスが逆流の間はフェードアウトされ、他方では振動または回転が再び元に戻ってから初めてパルスが出力される。したがって過度の多くのエッジおよび過度に少ないエッジが出力されたり、部分容積が測定されたりしない図1参照。デジタル信号フィルタリングは、必要な場合には対応して適合され、これにより不所望の信号はろ波除去され、フィルタ率を適合することができる。第1の信号S2および/または第2の信号S2の時間的変化を比較することにより流体の状態を決定することによって、すなわち、前記容積測定装置のゼロ位置から出発して、前記第1の信号S2が前記第2の信号S2の前に変化しエッジ変化、当該位相シフトにより周期的変化が行われる場合には、優先方向での流動の状態が存在し、一方の信号S2が一定であり、他方の信号S2が変化する場合には、ジッタの状態が存在し、前記容積測定装置のゼロ位置から出発して、前記第2の信号S2が前記第1の信号S2の前に変化し、当該位相シフトにより周期的変化が行われ逆方向振動、かつ引き続いて逆振動の終了後に前記容積測定装置のゼロ位置から出発して、前記第1の信号S2が前記第2の信号S2の前に変化し、当該位相シフトにより周期的変化が生じる場合には、振動の状態が存在する順方向振動。このようにして本方法を高精度にすることができ、不所望の状態または所要の状態を正確に識別することができる。振動またはジッタの状態の決定後、振動またはジッタの間に、優先方向とは反対方向に搬送される流体の容積が、優先方向で搬送される流体の容積によりまず調整され計数されたパルスの調整、それから優先方向での流動の状態の決定が新たに行われる場合、ユーザは有効に搬送された流体容積についての正確の情報を得ることができる。とりわけ測定/検出および/または状態決定のために信号のエッジ変化が評価ユニットで、好ましくは直交エンコーダカウンタを備えるプロセッサユニットで、好ましくは内部カウンタで計数および/または処理される。フェードアウトされた信号S2が別の出力端および/または同じ出力端に出力され、好ましくは境界値を上回って初めてこれら信号S2が完全にシグナリングされる場合、ユーザはスイッチを介して境界値またはカウンタに対する制限されたエッジ数を調整することができ、これにより必要な場合には反対方向の流動を最終的に検出することができる。本発明の各別の利点は、学習機能による補間適合の側面である。ここで測定信号の補間は、測定システムの分解能を向上させるために用いられる。ここではアナログ信号サイン生信号とコサイン生信号が均等な区間で分散されデジタル化される。区間の数は補間率と称される。種々の補間方法がある。加算定理による補間、アークタンジェント補間、またはバーニア補間である。本開発で使用される補間は、アークタンジェント補間法に基づくものである。この方法ではサイン信号およびコサイン信号が常時サンプリングされ、十分なビット分解能を有するA/D変換器を介してデジタル化される。これらのデジタル信号から、GMRセンサの下の歯の角度情報または位置をアークタンジェント関数により求めることができる。単位円sin2cos2=1を考慮し、x=arctanUsin/Ucosを計算することにより発生器期間内に線形の周期的な部分領域が得られ、これらの部分領域から対応のデジタル切替点または閾値により、所要の率のA-B-Zパルス信号が生成される。切替点は、ルックアップテーブADCのビット幅に基づくまたは関数アルゴリズムによって求められる角度情報に比例する2進値である。Z信号は、基準マークとしての絶対角度測定に用いられる信号である。この信号は、発生器期間中少なくとも45°で一度生成される。この信号は流量測定には本来必要ないが、補間因数切り替えのための周期期間測定および流量ピーク識別のために使用され、解釈される。第1のセンサの第1の信号と、これと同じ角周波数ωであるが、90°互いに位相がずれている第2のセンサの第2の信号とを含む直交信号を用いて容積流を測定する方法であって、前記直交信号は、電子回路を有する容積測定装置によって優先方向での流体の流量を決定するために用いられる方法では、検出すべき流体の流量測定の分解に使用される補間因数が、容積流に依存して適合される。好ましくは調整される補間因数および/または使用される補間因数が別個に関連し、種々の補間因数が好ましくは種々の電圧レベルを介してシグナリングされる。動作時にプロセッサは、補間器の固有の周波数信号を介して切替時点を識別し、切替が補間器により開始される。後置接続された評価ユニットは、それぞれの流量領域に対して補間因数の異なる作動を、別個の信号線路での対応する電圧レベルによって識別することができる。以下の電圧レベルが出力される:0VでのIPE1例えばGND;2.25VでのIPF2例えばV0、3.3VでのIPF3例えばVDD;5VでのIPF4例えばVDDA。補間因数を基準にした学習機能により、ユーザは、補間因数をそれぞれの流量領域に対して明示的に設定することができる。ここで補間因数の切替点は、運転中に一度指示され、または学習され、電子回路により記憶される。後続の通常動作では、補間因数の切替が自動的に行われる。別個の信号線路を介して、補間因数作動の状態が接続された評価部に通知される。ユーザは補間因数間の切替を、これに所属する信号フィルタ調整FILTにより正確に設定することができる。補間因数学習機能のためのモードは、コーダスイッチ、挿入ブリッジでの調整により、キー操作後に作動される。作動は電子回路の通報装置LED等を介してユーザにシグナリングされる。その後ユーザは、異なる補間因数を有する流量領域の数をコーダスイッチで調整しなければならず、キー操作を介してコーダスイッチを操作しなければならない。とりわけ対応する補間因数を有する2から4の流量領域が有意義に調整可能である。その後ユーザは、装置に流動のない状態で第1の補間因数とこれに所属するFILTを設定することができる。ユーザは、それぞれのコーダスイッチで補間因数とFILTを調整し、キーを操作する。次の補間因数をプログラミングするための引き継ぎと準備もユーザにシグナリングされる。その後ユーザは、次の補間因数を作動すべき流動を調整しなければならない。この時間の間、調整を正しく実行するために出力端で信号はもちろんアクティブである。対応する流動が調整されると、ユーザは次の補間因数およびFILTをコーダスイッチにより調整し、再びキーを介して記憶を行わなければならない。この調整方法では、好ましくは独立の周波数信号が電子ユニットによりまず測定され分析される。ポンプのような流体循環路におけるシステムパラメータのため、通流は通常、一定の値を有しておらず、平均値を中心に変動する。流量分析中に、通流周波数の最大値と最小値が求められる。これらの値から、測定された通流の平均値に相当する切替時点に対してスイッチングヒステリシスが設定される。このスイッチングヒステリシスにより、切替時点の領域における補間因数の不所望の常時の変化が回避される。例:第1の補間因数IPF1から第2の補間因数IPF2への変化は、切替時点により測定された最大値の領域に通流がある場合に初めて行われる。また通流周波数が、学習中に切替時点により測定された最小値の領域にある場合に初めて、IPF2からIPF1への切替が行われる。これらの手続は、各切替時点で実行される。最終的に記録された切替時点の後で、電子回路はユーザに、学習機能のコンフィギュレーションが終了し、作動されたことをシグナリングする。挿入ブリッジでの変化を介して学習機能を再び非作動にすることができる。補間因数の機能をプログラミングするための別の手段は、コーダスイッチまたは電子的インタフェースを介する完全のパラメータ入力である。この調整方法では、個々のパラメータの数値、とりわけ補間因数IPFの数、スイッチング周波数、補間因数IPF、信号フィルタ調整FILTおよびヒステリシス度がコーダスイッチまたは電子インタフェースを介してステップごとにプログラミングされる。この択一的調整方法は例えば、運転中に予増幅器で調整を実行するのがユーザにとって不可能な場合に使用される。この場合、ユーザは補間因数の切替のためのパラメータ化を前もって行っておくこともできる。さらなる側面はパルス値適合である。第1のセンサの第1の信号と、これと同じ角周波数ωであるが、90°互いに位相がずれている第2のセンサの第2の信号とを含む直交信号を用いて容積流を測定する方法であって、前記直交信号は、電子回路を有する容積測定装置によって優先方向での流体の流量を決定するために用いられる方法では、直交信号のパルス値適合が、出力ユニットにさらに送出する前に行われる。ここではパルス値適合のために、あらかじめ規定されたプロセス値を有するデータバンク、好ましくはルックアップテーブルにアクセスし、現在存在するプロセス条件に対する補正値が読み出され、この補正値によって直交信号が補正される。これについてはとくに図3を参照されたい。この電子回路に組み込まれた機能パルス値適合は、対応するプロセス条件に対して正しい値またはパルス長を有する出力信号パルスをユーザに提供する。周波数応答のこの適合は、電子回路でもルックアップテーブルおよび変換アルゴリズムによって実行することができる。電子回路ユニットも同様に、それぞれのパラメータ条件の下で真に排水された容積からの対応するパラメータを必要とする。しかしながら、従来技術で公知の方法との大きな相違は、この適合または精度の向上がすでに容積センサ電子回路で行われ、ユーザが付加的にプログラミングすることができなかったり、高い出費で入手しなければならなかったりする評価において初めて行われるのではないことである。さらにこのことはユーザに時間節約の潜在的可能性を提供する。それぞれのプロセス条件に対するパラメータを外部の箇所により、または製造者自身で求め、補正パラメータの形で電子回路のメモリに伝送することができる。そして対応する測定のために高められた精度を有する機器が得られる。偏差の最大部分はまず第一に流体の流動性、流速、圧力および温度により発生し、これらは簡単に再現することができる。さらにユーザはプロセス条件下にある自分の装置の存在する箇所で補正パラメータ自体を求め例えば秤での計測、PCソフトウエアと専用のインタフェースを用い、これを電子回路のメモリに伝送することができる。ユーザが複数の評価ユニットを使用する場合、ユーザはこれらを個別に適合する必要はない。パルス値適合のためのハードウエアは、高分解能の補間器と1つまたは複数のプロセッサユニットから統合される。これらは、2つの直交コーダカウンタ場合により1つのみ、ビット幅の広い例えば32ビットカウンタ、および個々のハードウエアコンポーネントをインタフェース通信例えばSPI、I2C、BISS、UART、またはCANを介して制御するための上位のプロセッサから統合される。前もってとくに高精度の比較装置による測定プロセスによって、使用時でのそれぞれのプロセス条件下での測定偏差を確定し、記録しておかなければならない。これらの測定偏差または真の測定値を、市販のPCソフトウエアによる計算によって、または特別のPCソフトウエアによって補正値に変換し、電子回路メモリに伝送しなければならない。後の運転では、まず電子回路が目下の周波数または流量値を読み出す。このタスクはビット幅の広いカウンタを用いて実行される。ビット幅が広いことは、大きな帯域幅にわたって周波数測定を行うための前提である。測定原理は、周期期間測定法またはパルス幅測定法に基づく。周期期間測定法またはパルス幅測定法では、各個々のパルスのパルス幅が測定され、そこから周波数が計算される。この測定法ではパルス幅およびパルスの持続時間が、高い一定のクロック周波数によって測定される。周期期間の逆数から周波数が計算される。パルス周期期間が例えば40MHzこれは0.025sの分解能に対応するのクロック周波数により測定されるので、この測定自体は周波数が高くても非常に正確である。このように分解能が高いので、小さな周波数変化でも直ちに連続的に検出される。したがってこの測定方法は、正確な周波数測定、流動測定および質量流量測定に適する。評価すべき信号は補間器からゼロ信号補間されない信号によりすでに準備される。この32ビット値により対応する補正値がルックアップテーブルから求められる。ルックアップテーブルには所定数の補正値が周波数または周期期間32ビット値とともに登録されている。この支持点から補間計算によってここでは、近似、支持点間の対応する補正値が計算される。すなわち32ビットカウンタから周期的に読み出された周波数値について、支持点の関数から対応する補正値が決定される。この補間は、線形方程式、2次方程式、または3次方程式で行われる。補正値はエッジにおける対応する数を表し、これにより本来のパルス値適合が実施される。補間器は、例えば排水された容積増分当たりで2048エッジ程度の高いステップに調整しなければならない。この高く補間された信号は2つの直交エンコーダカウンタにさらに送出される。このカウンタはさらにエッジ評価のために4倍モードで動作し、出力信号の方向に依存するエッジシーケンスを連続的に並行して計数する。各直交エンコーダカウンタでは、2つの限界値が特定のエッジ数の形でプログラミングされている。限界値に達すると2つのカウンタは対応するパルス信号を出力する。これらの信号は、ハイとローとの間の切換のための出力切換に用いられる。第1の直交エンコーダカウンタに対する限界値は、通常の場合、±512と±1536であり、第2の直交エンコーダカウンタに対する限界値は、±1024と±2048Oである。ここでは、補間されない信号期間または排水された容積増分内で4つの標準切替点が取り扱われることが分かる。補正値により対応する限界値または切替点が新たに決定され、パルス値または出力信号の周波数が変化される。以下、例に基づいて適合を説明する。入力周波数は900Hzであり、これに対して出力周波数はパルス値適合により910Hzである。これは正方向での-6エッジの補正値により達成される。以下の数式が計算のために使用される。チャネルの切替点または限界値は506と1518エッジおよび1012と2024エッジにある図3参照。2つのカウンタは、第2の限界値に達すると新たに計数をスタートする計数状態0。さらなる機能は、自動的センサ調整機能、流量ピーク監視、過温度監視、周波数超過監視、並びにセンサの故障の際のエラー通報である。容積決定の測定方法を実施するための容積測定装置はプログラミング可能なプロセッサ、例えばマイクロコントローラ、ASIC、FPAGおよび/または少なくとも1つの直交エンコーダインタフェース/直交エンコーダカウンタを備えるDSPを有し、これらは測定信号の評価を実施する。容積流の測定のための容積測定装置で使用するための少なくとも1つの直交エンコーダインタフェース/直交エンコーダカウンタを有するプログラミング可能なプロセッサは、ハードウエア側では容積流測定の実施に重要である。さらなる有利な構成は図面に示されている。以下、本発明の実施例を添付図面に基づいて説明する。以下、同じエレメントには同じ参照符号を使用する。図1には、逆方向振動が存在する場合のパルスフィルタリング方法の適用例が示されている。測定容積は5ml1増分当たり1.25mlの4倍である。振動の個々のステップが図示されている。すなわち、1:静止状態エッジ数:0差分容積0ml2:振動の開始とパルスフィルタリング作動;信号のフェードアウトエッジ数:0差分容積0ml3:流体の運動、反対方向の符号エッジ数:8差分容積10ml4:優先方向への振動の変化エッジ数:24差分容積30ml5:優先方向への流体の運動エッジ数:16差分容積20ml6:流体と搬送された容積の振動;パルスフィルタリングの終了;信号が再び出力される。エッジ数:0差分容積0ml図2には、時間tに関して変化する流量Qの例が示されており、ここでは補間因数IPFが変化される。ここには種々の補間因数IPF1,IPF2およびIPF3が示されており、対応する流量QとItrで毎分ごとに相関される。感度の適合が行われる。存在するIPFのシグナリングは別個の線路電圧を介して通信される。図3は、パルス値適合の例を示す。この図には上に述べた例がさらにグラフィックに図示されている。補間されるパルス信号IMPの分解能は2048エッジである。図4には、とりわけパルスフィルタリング機能および補間因数機能に対する信号処理の例が示されている。上に述べたようにGMRセンサ、支持マフネットおよびポールホイールの組み合わせによってサイン生信号および/またはコサイン生信号が生成される。これらの生信号はまず複数のステップで処理される。これが必要であるのは、正確な補間のためにはサイン信号とコサイン信号の三角関数特性が存在し、同じでなければならないからである。このために信号処理では、増幅、オフセット補正、位相補正、ノイズ減衰および/または信号制御が行われる。増幅段では生信号の振幅が、補間器で処理可能な大きさに増幅される。機械的および物理的公差により、正弦波状信号には直流成分オフセットがある。デジタルポテンシオメータによってこのオフセットが調整される。回路においてこのことは、増幅の前または回路に存在する補間器の入力端で行われる。オフセット調整は、回路が存在する場合には補間器の特別モードによりマイクロコントローラμCの周期期間測定と関連してキータッチごとに行われる。さらなる段は、開発の既存の回路において補間器内の機能によって引き継がれる。しかしこれは別のハードウエアによって実現することもできる。位相オフセット補正により、正しい補間に対して必要な90°シフトも同様に行われる。正弦波信号に重畳されたノイズ作用は、その後、ローパスフィルタにより減衰される。信号制御は、サイン/コサイン信号のオフセット変動および振幅変動がある場合に所定の公差範囲を保証する。ここでもADCが使用される。本発明では、増幅制御およびオフセット制御が補間器の内部にある。その後、信号が上記のような補間方法により高分解能にデジタル化される。ABZパルス信号のさらなる処理は、対応するプロセッサここではマイクロコントローラによって実行される。マイクロコントローラは、システムのコントロールおよび評価ユニットを引き受ける。直交エンコード入力の能力、エッジの計数、方向変化の非常に高速な検出により、本発明のパルスフィルタリングが最終的な出力の前に出力段を介して実行される。コーダスイッチによりユーザは、対応する調整を行うことができる。すなわち補間因数、フィルタリング度、優先方向、構造サイズ、自動的オフセット調整、およびさらなるフィーチャを実施することができる。図5は、パルスフィルタリングと補間因数機能のための例としての回路を示す。この図には、パルスフィルタリングおよび補間因数機能のための回路の個々のコンポーネントが詳細に示されている。図6は、パルス値適合のための回路を例として示す。信号生成、信号処理、および信号補間は、パルスフィルタリングおよび/または補間因数機能に対する回路では同じである。処理された信号は、とりわけシュミットトリガ回路を介してデジタル化される。この出力パルスは、通常、1倍の分解能を有する。すなわち1つの歯ごとに1つのパルスである。このA/Bパルスは、プロセッサの直交エンコードインタフェースを介してパルスフィルタリングのために使用され、これによりシステム変動によるノイズが値適合のプロセスに入り込まない。この場合、出力は阻止される。補間器のZ信号も同様に、単純な周波数を再現する。この周波数は32ビットカウンタを介し、周期期間測定法により連続的に測定される。測定値はプロセッサここではDSPコントローラにより評価され、それぞれの偏差領域の対応する支持個所がルックアップテーブルから取り出される。ルックアップテーブルは、ボリュームメータの較正プロトコルからの偏差に比例する計数値を含む。この値により、近似計算またはプロセッサでの対応するアルゴリズムここでは補間とも称するを介してパルス値補正のための限界値カウンタ値を2つの直交エンコーダカウンタのために求め、これに送信する。補間器の高分解能なA/B信号は、常時、直交エンコーダカウンタにより検出され、計数される。これらのカウンタは、各限界値検出の際に信号を出力回路にさらに送出し、フィードバックにより自立的にリセットする。出力段のチャネルは、直交エンコーダカウンタの各信号の際に変化し、これにより限界値または近似計算に依存する期間長を有する直交エンコーダ信号A/Bが発生する。パルスの値は正しいレベルに適合される1倍の分解能。図示の実施例は限定的なものではなく、本発明の容積測定評価方法および測定装置の単なる可能な実施例である。"