"被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された2つのコアと、前記2つのコアにそれぞれ巻回され、前記2つのコアに互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続された2つのコイルと、前記2つのコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源と、前記2つのコイルの接続点に接続された検出回路とを備えることを特徴とする電流センサ。請求項1記載の電流センサにおいて、前記検出回路は、前記接続点の電圧を前記励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、前記同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。請求項1記載の電流センサにおいて、前記検出回路は、前記接続点の電圧の直流成分を除去する直流遮断器と、前記直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された2つのコアと、前記2つのコアの一方に、同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回された第1及び第4のコイルと、前記第1のコイルと直列接続され、前記第1のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように前記2つのコアの他方に巻回された第2のコイルと、前記第4のコイルと直列接続され、前記第4のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように前記2つのコアの他方に巻回された第3のコイルと、前記第1及び第2のコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加し、前記第3及び第4のコイルに前記交流電流を印加する励磁電源と、前記第1のコイルと第2のコイルの接続点及び前記第3のコイルと第4のコイルの接続点に接続された検出回路とを備えることを特徴とする電流センサ。請求項4記載の電流センサにおいて、前記検出回路は、前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力を前記励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、前記同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。請求項4記載の電流センサにおいて、前記検出回路は、前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、前記差動増幅器の出力の直流成分を除去する直流遮断器と、前記直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、前記全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなることを特徴とする電流センサ。請求項2,3,5及び6記載のいずれかの電流センサにおいて、フィードバックコイルとフィードバック回路と読取抵抗器とが設けられ、前記フィードバックコイルは前記2つのコアを磁気平衡させるべく、前記2つのコアに巻回され、前記フィードバック回路は、基準電圧を発生する基準電圧源と、前記ローパスフィルタの出力と前記基準電圧を加算する加算器と、前記加算器の出力を増幅して前記フィードバックコイルにフィードバック電流を流す増幅器とよりなり、前記フィードバック電流は前記読取抵抗器によって電圧に変換されて出力されることを特徴とする電流センサ。この発明の目的は、上述した問題に鑑み、高周波数まで高精度な測定が可能であり、かつ低消費電力化を図ることができる電流センサを提供することにある。請求項1の発明によれば、電流センサは、被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された2つのコアと、2つのコアにそれぞれ巻回され、2つのコアに互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続された2つのコイルと、2つのコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加する励磁電源と、2つのコイルの接続点に接続された検出回路とを備える。請求項2の発明では請求項1の発明において、検出回路は前記接続点の電圧を励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。請求項3の発明では請求項1の発明において、検出回路は前記接続点の電圧の直流成分を除去する直流遮断器と、直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。請求項4の発明によれば、電流センサは、被測定電流が流れる導体を周回する閉磁路をなし、互いに隣り合って配置された2つのコアと、2つのコアの一方に同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回された第1及び第4のコイルと、第1のコイルと直列接続され、第1のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように2つのコアの他方に巻回された第2のコイルと、第4のコイルと直列接続され、第4のコイルが発生する磁束の周回方向と逆向きの周回方向に磁束を発生させるように2つのコアの他方に巻回された第3のコイルと、第1及び第2のコイルに直流電流を重畳した交流電流を印加し、第3及び第4のコイルに交流電流を印加する励磁電源と、第1のコイルと第2のコイルの接続点及び第3のコイルと第4のコイルの接続点に接続された検出回路とを備える。請求項5の発明では請求項4の発明において、検出回路は前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、差動増幅器の出力を励磁電源の交流励磁電圧を用いて同期検波する同期検波器と、同期検波器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。請求項6の発明では請求項4の発明において、検出回路は前記両接続点の電圧を差動増幅する差動増幅器と、差動増幅器の出力の直流成分を除去する直流遮断器と、直流遮断器の出力を全波整流する全波整流器と、全波整流器の出力を平滑化するローパスフィルタとよりなる。請求項7の発明では請求項2,3,5及び6のいずれかの発明において、フィードバックコイルとフィードバック回路と読取抵抗器とが設けられ、フィードバックコイルは2つのコアを磁気平衡させるべく、2つのコアに巻回され、フィードバック回路は基準電圧を発生する基準電圧源と、ローパスフィルタの出力と基準電圧を加算する加算器と、加算器の出力を増幅してフィードバックコイルにフィードバック電流を流す増幅器とよりなり、フィードバック電流は読取抵抗器によって電圧に変換されて出力される。この発明によれば、従来のフラックスゲート型の電流センサのようにコアが磁気飽和するまで励磁するといったことは不要であり、つまりコアを磁気飽和させないため、低消費電力化を図ることができる。また、従来のホール素子型の電流センサのような温度依存性を有するバイアスを用いるものではないため、高精度な測定を行うことができる。さらに、交流励磁電圧の振幅が小さくてよいため、高周波を印加でき、よって高周波数まで測定可能な電流センサを得ることができる。この発明の実施形態を図面を参照して実施例により説明する。図1はこの発明による電流センサの実施例1の構成概要を示したものであり、図2は図1に示した電流センサの機能構成をブロック図で示したものである。被測定電流が流れる導体100を周回する閉磁路をなすコア11,12は、パーマロイ等の高透磁率材料よりなり、この例ではトロイダルコアとされ、同一形状とされている。2つのコア11,12は互いに隣り合って配置されており、コア11にはコイル21が巻回され、コア12にはコイル22が巻回されている。コイル21,22は、コイル21,22に電流を印加した時に、コア11及び12に互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続されている。一方のコイル21の一端には励磁電源30が接続されている。励磁電源30は直流電源31と交流電源32とよりなり、直流電流を重畳した交流電流をコイル21,22に印加することができるものとなっている。図1中、33は直流遮断器コンデンサを示す。直流電源31によりコイル21,22には直流電流が印加され、これによりコア11及び12内にそれぞれ直流磁束が発生する。図1中、矢印a,bはそれぞれコイル21及びコイル22により発生する磁束の向きを例示したものであり、コイル21及びコイル22により発生する磁束はコア11,12の周回方向において互いに逆向きになる。図3はコア11,12のB-Hカーブ及び比透磁率を示したものであり、コイル21,22に印加する直流電流は、例えば8A/m程度の直流磁界が発生するように設定する。この磁界の値:8A/mは、磁界に対し、比透磁率がリニアに変化する領域のほぼ中央に位置する。コイル21,22は同一巻数とされ、コイル21のインダクタンスL1とコイル22のインダクタンスL2は等しくされている。コイル21とコイル22の接続点Pには直流電源31と交流電源32とよりなる励磁電源30により、直流電圧が重畳した交流電圧が発生している。接続点Pの交流電圧Vdは励磁電源30の交流励磁電圧をVacとすると、Vd=L2/L1L2Vac1で表され、導体100に流れる電流被測定電流が0の時には、コイル21とコイル22のインダクタンスL1,L2が等しいため、接続点Pの交流電圧Vdは交流励磁電圧Vacの12となる。一方、導体100に電流が流れると、電流に比例した磁束が2つのコア11,12に発生する。これにより、例えばコア11では磁束は強めあい、コア12では磁束は打ち消しあう。よって、コア11,12内部の磁束密度がそれぞれ変化する。磁束密度が変化すると、図3から分かるように、コア11,12の比透磁率が変化する。コア11では磁束密度が大きくなるため、比透磁率は小さくなり、コア12では磁束密度が小さくなるため、比透磁率は大きくなる。この比透磁率の変化により、コイル21のインダクタンスL1は小さくなり、コイル22のインダクタンスL2は大きくなる。従って、1式より接続点Pの交流電圧Vdは導体100に流れる電流が0の時の値より大きくなり、つまり交流励磁電圧Vacの12より大きくなる。このように、2つのコイル21,22の接続点Pの交流電圧Vdは導体100に流れる電流により変化するため、接続点Pの交流電圧Vdを検出することで導体100に流れる電流を測定することができる。検出回路40はコイル21,22の接続点Pに接続されている。検出回路40はこの例では図2に示したように同期検波器41とローパスフィルタ42とよりなる。同期検波器41は接続点Pの電圧を励磁電源30の交流励磁電圧Vacを用いて同期検波する。ローパスフィルタ42は同期検波器41の出力を平滑化する。同期検波された電圧はローパスフィルタ42を通過して出力Voとなる。検出回路40はこのようにして出力Voを得るものとなっている。出力Voは導体100に流れる電流に対応比例するため、この出力Voにより導体100に流れる電流を測定することができる。上述したように、この例では従来のフラックスゲート型の電流センサと違い、コア11,12が磁気飽和するまで励磁する必要はなく、言い換えればコア11,12を磁気飽和させないものとなっている。従って、励磁電流直流電流は小さくてよく、また交流励磁電圧も小さい振幅でよく、これにより従来のフラックスゲート型の電流センサと比べ、消費電力を低減することができる。また、交流励磁電圧が小さい振幅でよいため、高周波を印加でき、よって高周波数まで高精度な測定を行うことができる。図4はこの発明による電流センサの実施例2の機能構成をブロック図で示したものであり、この例では検出回路40’はコイル21,22の接続点Pの電圧から直流成分を除去する直流遮断器43と、直流遮断器43の出力を全波整流する全波整流器44と、全波整流器44の出力を平滑化するローパスフィルタ42によって構成されている。図2に示した検出回路40に代え、このような検出回路40’を採用することもできる。なお、全波整流器44に代えて半波整流器を用いる構成としてもよい。図5はこの発明による電流センサの実施例3の構成概要を示したものであり、図6は図5に示した電流センサの機能構成をブロック図で示したものである。この例では実施例1の構成に対し、コイル23とコイル24が付加された構成となっている。コイル23はコア12に巻回され、コイル24はコア11に巻回されている。コイル23,24は、コイル23,24に電流を印加した時に、コイル21,22と同様、コア11及び12に互いに逆向きの周回方向に磁束を発生させるように直列接続されており、一方のコイル23の一端には交流電源32が接続されている。なお、コイル23はコイル22と同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回され、コイル24はコイル21と同じ周回方向に磁束を発生させるように巻回されている。これらコイル21~24によって、この例では図6に示したようにインダクタンスブリッジが構成されている。コイル21~24は同一巻数とされ、各コイル21~24のインダクタンスL1~L4は等しくされている。コイル21とコイル22の接続点Pの交流電圧Vd及びコイル23とコイル24の接続点Qの交流電圧Vd’は、導体100に流れる電流が0の時には、交流励磁電圧Vacの12となる。これに対し、導体100に実施例1と同様に電流が流れると、コイル21,24のインダクタンスL1,L4は小さくなり、コイル22,23のインダクタンスL2,L3は大きくなる。これにより、接続点Pの交流電圧Vdは大きくなり、接続点Qの交流電圧Vd’は小さくなる。接続点P,Qには検出回路50が接続されている。検出回路50はこの例では図6に示したように差動増幅器51と同期検波器41とローパスフィルタ42とよりなる。差動増幅器51は接続点P,Qの電圧を差動増幅する。同期検波器41は差動増幅器51で増幅された電圧を励磁電源30の交流励磁電圧Vacを用いて同期検波し、同期検波器41の出力はローパスフィルタ42で平滑化されて出力となる。検出回路50は上述した構成に代え、図7に示したように、実施例2に示した検出回路40’の構成と差動増幅器51とよりなる検出回路50’としてもよい。次に、この発明による電流センサの実施例4の構成について、図8及び図9を参照して説明する。この例では図1及び図2に示した実施例1の構成に対し、フィードバックコイル25とフィードバック回路60と読取抵抗器70とが付加された構成となっている。フィードバックコイル25はコア11,12を磁気平衡させるべく、コア11,12に巻回される。フィードバック回路60は検出回路40の後段に接続される。フィードバック回路60は基準電圧を発生する基準電圧源61と、検出回路40の出力ローパスフィルタ42の出力と基準電圧を加算する加算器62と、加算器62の出力を増幅してフィードバックコイル25にフィードバック電流を流す増幅器63とよりなる。読取抵抗器70はフィードバックコイル25に流れるフィードバック電流を電圧に変換して出力する。基準電圧源61が発生する基準電圧は、導体100を流れる電流が0の時にローパスフィルタ42から出力される出力電圧を相殺して0Vとするように設定される。従って、導体100を流れる電流が0の時はフィードバック電流は0となり、フィードバックコイル25に電流は流れない。読取抵抗器70の出力は0Vとなる。一方、導体100に実施例1と同様に電流が流れると、ローパスフィルタ42の出力は実施例1で説明したように、電流が0の時よりも大きくなる。従って、加算器62の出力は正の電圧となる。これにより、フィードバックコイル25に正のフィードバック電流が流れ、コア11,12は導体100に流れる電流に対して磁気平衡状態となる。フィードバック電流は読取抵抗器70によって電圧に変換されて出力され、この読取抵抗器70の出力により、この例では導体100に流れる電流を測定することができる。なお、検出回路40は検出回路40’としてもよい。図10はこの発明による電流センサの実施例5の構成概要を示したものであり、この例では図5に示した実施例3の構成に対し、実施例4と同様、フィードバックコイル25とフィードバック回路60と読取抵抗器70とを付加した構成となっている。この例においても導体100に流れる電流を読取抵抗器70の出力により測定することができる。以上、この発明の各種実施例について説明したが、コア11,12はトロイダルコアに限らず、他の形状のものであってもよく、例えば四角形状をなすコアであってもよい。また、直流電源31に代えて直流定電流源を用いるようにしてもよい。"