"電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からPWM波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、を備えることを特徴とする鉄道車両用主電動機。前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略C字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のU相の結線に用いられる第1のサーキットリングと、前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略C字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のV相の結線に用いられる第2のサーキットリングと、前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略C字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のW相の結線に用いられる第3のサーキットリングと、前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略C字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線の中性点の結線に用いられる第4のサーキットリングと、を備えることを特徴とする請求項1に記載の鉄道車両用主電動機。前記極数は、4又は6であることを特徴とする請求項1に記載の鉄道車両用主電動機。前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項1に記載の鉄道車両用主電動機。上記のように、鉄道車両用主電動機の制御では、主電動機に出力する電圧波形として、同期1パルス波形が用いられることがあるが、1パルス波形には低次高調波成分が多く含まれており、これらの低次高調波電圧に起因して主電動機の損失が大きくなるという問題があった。このような低次高調波電圧を低減する方法として、主電動機に出力する電圧波形をパルス幅変調させたPWM波形とすることが一般に知られている。しかしながら、電圧波形をPWM波形にした場合は、1パルス波形を用いる場合に比べて、インバータ損失が大きくなるという問題があった。また、上記のように、固定子巻線に並列回路を構成すると固定子巻線の回路構成及び極数によっては、固定子巻線に循環電流が発生し、主電動機の効率が低下するので、主電動機の効率を向上させるためには、固定子巻線の回路構成を適切に選択して循環電流を抑制する必要がある。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、印加電圧に含まれる低次高調波成分が低減され、インバータ回路のスイッチング損失が抑制されるとともに、固定子巻線における循環電流の発生が抑制された鉄道車両用主電動機を提供することを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る鉄道車両用主電動機は電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からPWM波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、印加電圧に含まれる低次高調波成分が低減され、インバータ回路のスイッチング損失が抑制されるとともに、固定子巻線における循環電流の発生が抑制された鉄道車両用主電動機を提供することができる、という効果を奏する。以下に、本発明に係る鉄道車両用主電動機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態本発明に係る鉄道車両用主電動機以下、単に主電動機という。は、電気車に搭載された車両駆動に用いられる電動機である。主電動機は、三相の交流電動機であり、例えば誘導電動機である。ただし、主電動機は、以下に説明する固定子と同様の構成を有するものであれば、誘導電動機以外の他の電動機であってもよく、例えば同期電動機とすることもできる。電気車では、一般に、架線から集電された電力をインバータ回路により三相の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給している。ここで、架線が直流架線の場合は、架線から供給される直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給する。また、架線が交流架線の場合は、架線から供給される交流電力をコンバータ回路により一旦直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給する。いずれの場合も、インバータ回路は直流電源部からの直流電力を交流電力に変換し、主電動機はインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動される。ところで、主電動機の出力容量は主電動機に印加される電流と電圧の積におよそ比例するので、例えば印加電流を小さくした場合に同じ出力容量を得るためには印加電圧を大きくする必要がある。また、インバータ回路のスイッチング損失は、その出力電流が小さいほど低減される。そのため、主電動機の制御では、決められた大きさの架線電圧のもと、インバータ回路のスイッチング損失を最小にすることを目的として、主電動機に印加される電圧が最大となるように制御することがある。すなわち、主電動機に印加される電圧波形として、いわゆる同期1パルス波形を用いることがある。ここで1パルス波形は、モータ端子電圧で電気角120°区間通電する波形であり、図10a参照、主電動機に出力可能な最大電圧を与える。しかしながら、1パルス波形を周波数分析すると、基本波の100に対して、5次高調波が20、7次高調波が14となるなど、低次高調波の占める割合が大きい波形であることがわかる。そして、高調波成分は主電動機の損失につながることから、低次高調波が大きいと主電動機の損失は大きくなる。すなわち、高調波電流は、高調波電圧/インピーダンスで表されることから、電圧波形が1パルス波形の場合は低次高調波が大きいため高調波電流が大きくなる。このような低次高調波電圧を低減する方法として、主電動機に出力する電圧波形をパルス幅変調させたPWM波形図10b参照とすることが一般に知られている。しかしながら、電圧波形をPWM波形にすると、その基本波電圧が1パルス波形の場合よりも低下し、その基本波電流が1パルス波形の場合よりも大きくなるので、インバータのスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。そこで、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路を主電動機に適用する。ここで、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きな半導体であり、例えば、SiCシリコンカーバイド、GaN窒化ガリウム、又はダイヤモンド等である。ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路を主電動機に適用することで、従来のインバータ回路を適用した場合と比較して、大きな電流が流れた場合でもスイッチング損失が小さくなるという利点がある例えば、特開2011-078296号公報を参照。つまり、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路では、インバータ回路のスイッチング損失が小さいので、主電動機に大きな電流を流す仕様が可能となる。よって、この場合は、決められた大きさの架線電圧のもと、従来のように電圧を最大限とした1パルス波形を用いることなく、低電圧かつ大電流の仕様のPWM波形を用いることができる。これにより電圧波形を正弦波に近くすることができるので、低次高調波による主電動機の損失を低減することができ、主電動機の効率の改善及びインバータ回路のスイッチング損失の低減の双方を実現することができる。次に、本実施の形態の主電動機の固定子巻線について説明する。上記のように、本実施の形態では、インバータ回路の制御に主にPWM制御を用いるので、1パルスモードを用いる場合と比べて、大きな電流を主電動機に流すことになるが、この場合は、固定子巻線を複数の並列巻線で構成し、各並列巻線に流す電流を小さくする構成が有効である。すなわち、実施の形態では、固定子巻線を並列回路で構成する。以下、この理由について説明する。なお、以下では、互いに並列な巻線回路の各々を並列回路という。また、並列回路数とは互いに並列な巻線回路の個数をいう。また、n並列回路というときのnは並列回路数を意味するものとする。一例として、固定子巻線を4並列回路で構成する場合を想定する。この場合、主電動機に印加される電流をIとすると、各並列回路に流れる電流はI/4となり、各並列回路の巻線抵抗をRとすると、各並列回路の銅損はI2R/16となる。ここで、銅損は電流2×巻線抵抗で与えられる。よって、4並列回路分の銅損はI2R/4となる。他方、固定子巻線を並列回路で構成しない場合は、電流の大きさはIであるので、銅損を同一とするためには、その巻線抵抗をR/4とする必要がある。そのためには、素線導体の断面積を4倍にする必要がある。固定子巻線を並列回路で構成しない場合に、その素線導体の断面積を4並列回路の場合の4倍にする必要性は次のことからもわかる。まず、主電動機のサイズを同一にすることを前提にすると、このためには主電動機で発生させる磁束密度もほぼ等しくする必要がある。ところで、周波数一定の条件のもとで、V=-N×dφ/dt=-N×j×ω×φ=Vは電圧、φは磁束、Nは巻数、j=√-1、ω=2πffは周波数、tは時間が成り立つので、主電動機内の磁束密度は、電圧/巻数に比例する。そして、固定子巻線を並列回路で構成しない場合には、巻数は4並列回路の場合の1/4になるので、磁束密度を等しくするには、巻数を1/4にする必要がある。次に、銅損が同一の条件のもとで、並列回路を利用することが有効であることを説明する。図1は、固定子巻線を4並列回路で構成した場合aと、固定子巻線を並列回路で構成しない場合bとを対比して示した図である。図1は、固定子鉄心2の内周側に設けられたスロット30の一つに収められたコイル3を例示したものであり、スロット30内にコイル3が二層構造で収められている。すなわち、コイル3は、スロット30の開口部側の上コイル3bと、スロット30の底部側の下コイル3aとからなる。ただし、図1aでは、上コイル3b及び下コイル3aは、4並列回路に対応して、それぞれ4つの素線で構成されており、図中ではこれらを1~4の番号を付したターンで表している。また、図1bでは、上コイル3b及び下コイル3aは、並列回路なしの構成に対応して、それぞれ1つの素線で構成されるとともに、上述したように、素線導体の断面積は図1aの場合の4倍になっている。このような構成により、図1a,bのいずれの構成においても、銅損は同じで、磁束密度も互いに等しくなっている。しかしながら、図1bに示すように、スロット30の開口部側の上コイル3bには、スロット30の底部側の下コイル3aからの漏れ磁束が鎖交し鎖交磁束50、上コイル3bの素線導体内で鎖交磁束50を打ち消すように循環電流Icが発生してしまう。そのため、この循環電流Icによる損失により、主電動機の効率が低下するという問題がある。これは、素線導体の断面積が図1aの場合に比べて大きいことに起因する。これに対し、図1aでは、各素線の断面積は図1bの場合の1/4になっているので、鎖交磁束50が鎖交したとしても各素線内に発生する循環電流は抑制され、主電動機の効率を維持することができる。このように、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路を主電動機に適用する場合には、固定子巻線の並列回路数を多くすることにより、電流が大きい場合でも銅損を低減することができるとともに、循環電流の発生による損失も抑制することができる。このような理由から、本実施の形態では、固定子巻線を複数の並列回路で構成することとする。次に、固定子巻線の並列回路数と極数との関係について詳細に説明する。図2は、本実施の形態に係る主電動機の端部の構成を示す図であり、主に固定子の構成を示している。図3は、本実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の回路構成図である。図4は、本実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の結線図である。図2に示すように、主電動機1の固定子は、略環状の固定子鉄心2と、固定子鉄心2の各スロットに装着されたコイル3と、概略C字状でU相の素線の結線に用いられるサーキットリング11第1のサーキットリングと、概略C字状でV相の素線の結線に用いられるサーキットリング12第2のサーキットリングと、概略C字状でW相の素線の結線に用いられるサーキットリング13第3のサーキットリングと、概略C字状で中性点結線に用いられるサーキットリング10第4のサーキットリングとを備えて構成される。固定子鉄心2に設けられたスロットは周方向に沿って略等間隔に配置され、これに応じてコイル3も周方向に沿って略等間隔に配置されている。なお、各スロット内のコイル3の収納の態様は、図1aに示した通りである。また、図示は省略しているが、固定子鉄心2の内周側には空隙を介して回転子が回転自在に配置されている。サーキットリング10~13は互いに同軸的に配置されている。サーキットリング10は、サーキットリング11~13に比べて、例えば最も内径側に配置されている。図2では、例えば、スロット数が36個である場合に、極数を4、固定子巻線の並列回路数を4とした構成例を示している。このように、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数とを等しくする構成とする。この場合、毎極毎相のスロット数は総スロット数/相数×極数=36/3×4=3としている。これに対応して、図2では、周方向に連続する3個のスロットのコイル3を組として極が構成されている。具体的には、各相に応じてU,Vバー,W,Uバー,V,Wバー、U,Vバー,W,Uバー,V,Wバーで表された3個のコイル3の組がそれぞれ極を構成している。したがって、例えば、U相については、Uで表された連続する3個のスロットのコイル3とUバーで表された連続する3個のスロットのコイル3とが交互にかつ略等間隔で周方向に配置されて合計4箇所に現れており、それぞれが極を構成する。なお、UバーはUと比べてコイル3の巻回方向が逆向きであることを表している。また、これらの4つの極が並列回路を構成する図3参照。つまり、図3に示すように、極と並列回路が対応しており、周方向に連続する3個のスロットのコイル3が極を構成するとともに4並列のうちの一つを構成している。本実施の形態では、並列回路は極の位置に対応して周方向に略等間隔に配置され、周方向に分散して配置されることとなる。以上は、V相及びW相についても同様である。サーキットリング10は、三相のスター結線図3参照に用いられるジョイントバーである。サーキットリング10は、概略C字状の板状金属部材を、結線箇所を除いて絶縁被覆したものである。サーキットリング10は、コイル3の素線の端部と結線できるように固定子鉄心2の周方向に沿って延伸している。上記のように、並列回路は周方向に分散配置されているので、並列回路を構成するコイル3の端部も分散配置されている。そこで、周方向に延伸するサーキットリング10を用いることにより、並列回路を構成するコイル3の素線を引き回すことなく、コイル3の端部をその位置でサーキットリング10と結線することができる。このように、サーキットリング10は、結線箇所が周方向に分散した状態で一括して結線することを可能とする。結線箇所では、サーキットリング13の絶縁被覆が除かれ、内部の金属部材とコイル3の素線の端部とが接触するようにして結線される。なお、図4に示すように、この場合の結線箇所は、各相ごとに4箇所で合計12箇所である。図4では、周方向に配列されたコイル3に対して実線は下コイル3a、点線は上コイル3bを表す。、各相の並列回路とサーキットリング10~13との結線構造を模式的に示したものである。サーキットリング11は、U相の結線図3参照に用いられるジョイントバーである。サーキットリング11は、概略C字状の板状金属部材を、結線箇所を除いて絶縁被覆したものである。サーキットリング11は、コイル3の素線の端部と結線できるように固定子鉄心2の周方向に沿って延伸している。上記のように、並列回路は周方向に分散配置されているので、並列回路を構成するコイル3の端部も分散配置されている。そこで、周方向に延伸するサーキットリング11を用いることにより、並列回路を構成するコイル3の素線を引き回すことなく、コイル3の端部をその位置でサーキットリング11と結線することができる。このように、サーキットリング11は、結線箇所が周方向に分散した状態で一括して結線することを可能とする。なお、結線箇所では、サーキットリング11の絶縁被覆が除かれ、内部の金属部材とコイル3の素線の端部とが接触するようにして結線される。図4に示すように、この場合の結線箇所は4箇所である。なお、サーキットリング12,13についてもサーキットリング11と同様である。また、サーキットリング10~13はそれぞれ例えば概略C字状としているが、これにより、その対向する端部間の間隙を配線の引き出しなどに利用することができる。例えば、サーキットリング12の一端部は、サーキットリング11の対向する端部間の間隙を介して外径側に引き出されて口出線20に接続されている。次に、極数と並列回路数を等しくする理由について説明する。そのため、以下では、極数よりも並列回路数が多い場合、及び、極数よりも並列回路数が少ない場合について順次説明し、極数と並列回路数を等しくした場合との対比を行う。まず、極数よりも並列回路数が多い場合について説明する。以下では、例えば4極5並列の場合について説明する。極数よりも並列回路数が多い場合は、極数と並列回路数とが等しい場合のように各極ごとに並列回路を構成することは困難である。そこで、5並列を実現するため、毎極毎相のスロット数を並列回路数と同数の5とし、並列回路を極間にわたって構成する。なお、この場合の総スロット数は3×5×4=60となる。これを、図5を参照して具体的に説明する。図5は、4極5並列の構成を説明するための模式図であり、例えばU相を例にしている。図5では、U1バー~U5バーの順で表された5つのコイル3と、U5~U1の順で表された5つのコイル3と、U1バー~U5バーの順で表された5つのコイル3と、U5~U1の順で表された5つのコイル3とが周方向に配列されている様子を示している。ここで、U1バー~U5バーの順で表された5つのコイル3は、周方向に連続する5つのスロットに収納されたもので、1つの極を構成する。U5~U1の順で表された5つのコイル3は、周方向に連続する5つのスロットに収納されたもので、1つの極を構成する。よって、図5では、合計4つの極が構成される。V相及びW相についても同様である。また、この場合の並列回路は、同じ並列回路番号U又はUバーに付された番号であって、5並列回路を区別するための番号で表されたコイル3を直列接続して構成される。具体的には、図5において、U1バーとU1とU1バーとU1を周方向に接続したものが並列回路の1つを構成し‘1’が並列回路番号、U2バーとU2とU2バーとU2を周方向に接続したものが並列回路の1つを構成し‘2’が並列回路番号、U3バーとU3とU3バーとU3を周方向に接続したものが並列回路の1つを構成する‘3’が並列回路番号等であり、合計5並列となる。V相及びW相についても同様である。また、図5を用いて説明した極と並列回路の関係は、図8の回路構成から具体的に見ることもできる。図8は、上記の4極5並列の場合の回路構成を示したものである。図8に示すように、極は並列回路間にわたって構成される。ところで、図5では、周方向の配列がU1バー~U5バー、U5~U1、U1バー~U5バー、U5~U1とこの順序で記載されているように、極ごとに並列回路の配列順が逆になっている。これは、一つの極の中でU1バー~U5バー間又はU5~U1間にそれぞれ位相差が生ずるので、隣接する極間で極内の並列回路の配列順を互いに逆順にすることで、極間で位相差を互いに相殺し、並列回路間に位相差が生じないように構成したものである。ところが、U1バー~U5バー間又はU5~U1間に位相差が存在することで、並列回路間で誘起電圧の大きさにばらつきが生ずる。これを、図6を参照して具体的に説明する。図6は、4極5並列の場合に並列回路に生ずる誘起電圧の大きさを並列回路番号ごとにベクトルで示した図である。以下、図5と同様に例えばU相を例に説明する。図6において、v1は図5のU1で生ずる誘起電圧を、v1バーは図5のU1バーで生ずる誘起電圧を、v2は図5のU2で生ずる誘起電圧を、v2バーは図5のU2バーで生ずる誘起電圧を、v3は図5のU3で生ずる誘起電圧を、v3バーは図5のU3バーで生ずる誘起電圧をそれぞれ表している。なお、位相差は、U3及びU3バーの位相を基準にする。また、v1とv1バーは位相が互いに逆で、v2とv2バーは位相が互いに逆で、v3とv3バーは位相が互いに等しい。そうすると、並列回路番号3の並列回路については、P0からP10に至るベクトルが4極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号2の並列回路については、P0からP11に至るベクトルが4極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号1の並列回路については、P0からP12に至るベクトルが4極分の誘起電圧の総和を表している。つまり、誘起電圧の総和について位相差は存在しないものの、大きさが互いに異なっている。なお、図示は省略するが、並列回路番号4の並列回路については、P0からP11に至るベクトルが4極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号5の並列回路については、P0からP12に至るベクトルが4極分の誘起電圧の総和を表す。このように、4極5並列の構成では、並列回路間の誘起電圧に格差が生じるので、この誘起電圧差を平均化するように、並列回路間で循環電流が流れることになり、主電動機1の効率が悪化する。すなわち、極数よりも並列回路数が多い場合は、並列回路間の循環電流により電動機効率が低下するという問題がある。次に、極数よりも並列回路数が少ない場合について説明する。この場合、極数/並列回路数が整数でない場合、及び、極数/並列回路数が整数の場合に分けて説明する。まず、極数/並列回路数が整数でない場合について説明する。この場合も、極数よりも並列回路数が多い場合と同様に、並列回路間に誘起電圧差が発生し、循環電流が流れる。そのため、電動機効率が低下するという問題がある。図9は、4極3並列の場合の回路構成を示したものである。図9に示すように、極は並列回路間にわたって構成される。続いて、極数/並列回路数が整数の場合について説明する。以下では、例えば4極2並列の構成について説明する。図7は、固定子巻線を4並列回路で構成した場合aと、固定子巻線を2並列回路で構成しない場合bを対比して示した図である。図7aは、図1aと同じであるのでその説明を省略する。図7bでは、上コイル3b及び下コイル3aは、並列回路数2の構成に対応して、それぞれ2つの素線で構成されており、図中ではこれらを1~2の番号を付したターンで表している。なお、図1で説明したように、銅損を同一とするため、素線導体の断面積は図7aの場合の2倍になっている。なお、図7では、図1と同一の構成要素には同一の符号を付している。図7bでは、スロット30の開口部側の上コイル3bには、スロット30の底部側の下コイル3aからの漏れ磁束が鎖交し鎖交磁束50、上コイル3bの素線導体内で鎖交磁束50を打ち消すように循環電流Icが発生してしまう。そのため、この循環電流Icによる損失により、主電動機1の効率が低下するという問題がある。このように、4極2並列の構成では、銅損を同一とするために素線導体の断面積を増大させる必要があるが、これにより、素線導体内の循環電流が顕著となる傾向にあり、電動機効率が低下するという問題がある。特に、高速運転時に周波数の高い電流を流す場合は、循環電流による損失が顕著となる。すなわち、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数/並列回路数が整数の場合は、循環電流による損失により、電動機効率が低下するという問題がある。なお、この問題を回避する方法として、固定子巻線にレーベル転位を施すことが考えられる。ただし、レーベル転位を施す場合は、循環電流を相殺するために、素線を軸方向に180度以上捩る必要があり、工作性が悪化するという問題がある。以上の対比説明から明らかなように、極数と並列回路数を等しくした場合は、並列回路間及び素線内の循環電流がそれぞれ抑制され、主電動機1の効率を向上させることができることがわかる。なお、図2~図4では、例えば4極4並列の場合を例に示しているが、本実施の形態はこれに限定されず、一般に、nを正の偶数とし、固定子の並列回路数=極数=nとすることができる。例えば、毎極毎相のスロット数を3個とした場合において、6極6並列の構成にするにはスロット数を6×3×3=54個とすればよい。例えば、8極8並列の構成にするにはスロット数を8×3×3=72個とすればよい。ただし、極数を2極とした場合は、固定子鉄心2のコアバック2a図2参照も大きくなり、コイルエンド部が長くなるという問題点があり、一般に鉄道車両用主電動機には使われない。すなわち、主電動機は設置スペースが制限された電気車に搭載されることを考慮すると、極数は4極又は6極が好ましい。また、本実施の形態では、毎極毎相のスロット数を例えば3としたが、一般に3以上の整数に設定することが好ましい。これは、3未満にすると、空間高調波主電動機内で発生する高調波が増大し損失が増大するからである。本実施の形態の効果について説明する。まず、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路を主電動機1に適用し、電気車の速度領域の少なくとも一部についてインバータ回路から主電動機1へ出力する電圧をPWM波形としている。これにより、高調波を低減するというPWM制御の利点をいかしつつ、1パルスモードと同様にインバータ回路のスイッチング損失の低減も実現することができる。本実施の形態によれば、従来1パルスモードが用いられていた速度領域の少なくとも一部をPWM制御に置き換えることが可能であり、1パルス運転速度領域を少なくすることができる。本実施の形態では、上記インバータ回路を適用することにより、主電動機1は大電流かつ低電圧の仕様となるが、固定子巻線を並列回路で構成することにより、主電動機1の銅損を低減しつつ、素線導体内の循環電流の発生を抑制することができる。本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が多い場合のように、並列回路間に循環電流が流れ、主電動機1の効率が低下するということがない。また、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数/並列回路数が整数でない場合のように、並列回路間に循環電流が流れ、主電動機1の効率が低下するということがない。さらにまた、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数/並列回路数が整数の場合のように、素線内に循環電流が流れ、主電動機1の効率が低下するということがないし、この循環電流を相殺するためにレーベル転位を施すことによる工作性の悪化という問題もない。本実施の形態では、固定子巻線の各相の結線をそれぞれサーキットリング11~13により一括して行うとともに、中性点結線をサーキットリング10により一括して行うようにしている。これにより、コイル3の端部をその位置でサーキットリング10~13と結線することができるので、口出線20の箇所までコイル3の素線を延長し引き回す必要がなく、結線が容易であり、作業性も向上する。また、サーキットリング10~13にそれぞれ絶縁を施すことにより、素線を長く引き出した場合のように素線ごとに絶縁を施す必要のある場合に比べて、作業性が向上する。なお、従来の鉄道車両用主電動機では、固定子巻線の各相の結線及び中性点の結線には素線が用いられている。これに対し、本実施の形態では、従来の鉄道車両用主電動機では用いられていない構成、すなわち、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成を採用することで、並列回路が周方向に分散されることから、サーキットリング10~13の使用が好適である。"