自己消弧型スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから成るスイッチングデバイスが2n個nは正整数直列に接続され、一端からn番目とn1番目のスイッチングデバイスとの接続点を交流電力が出力される交流出力点とする多直列スイッチングデバイスレグと、各々が前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からm1≦m≦n-1、mは正整数番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と、一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点との間に接続されたn-1個の付加コンデンサと、前記多直列スイッチングデバイスレグに並列に接続され、前記スイッチングデバイスが2個直列に接続され、2個直列のスイッチングデバイスの接続点を前記交流出力点とする2直列スイッチングデバイスレグと、前記2直列スイッチングデバイスレグに並列に接続されたフィルタコンデンサと、前記交流電力に基づき生成した制御信号により前記多直列スイッチングデバイスレグおよび前記2直列スイッチングデバイスレグを構成する各スイッチングデバイスのオン/オフを制御する制御回路と、を備えることを特徴とする電力変換装置。前記制御回路は、前記交流出力点における交流電力の1周期において前記多直列スイッチングデバイスレグを複数回スイッチングさせ、前記2直列スイッチングデバイスレグを半周期毎にスイッチングさせることを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。前記多直列スイッチングデバイスレグはスイッチング損失が少ないスイッチングデバイスで構成され、前記2直列スイッチングデバイスレグは高耐圧のスイッチングデバイスで構成されていることを特徴とする請求項1または請求項2記載の電力変換装置。前記フィルタコンデンサの電圧は所定の基本電圧のn倍であり、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される前記n-1個の付加コンデンサの電圧は前記基本電圧のn-m倍であることを特徴とする請求項1~請求項3の何れか1項記載の電力変換装置。電力系統に接続するためのスイッチを備え、前記制御回路は、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からn2番目以降のスイッチングデバイスをオンにした状態で前記スイッチをオンにして電力系統に接続し、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される前記付加コンデンサ電圧が所定電圧値となった場合には、n2番目から2n-m1番目のスイッチングデバイスまでのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせることを特徴とする請求項1~請求項4の何れか1項記載の電力変換装置。前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される前記付加コンデンサの前記所定電圧値は、前記交流出力点の系統電圧のピーク値のn-m/n倍であることを特徴とする請求項5記載の電力変換装置。前記多直列スイッチングデバイスレグに並列に接続されたコンデンサ充電回路を備え、前記制御回路は、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からn番目とn1番目のスイッチングデバイスを除くすべてのスイッチングデバイスをオンにした状態で前記コンデンサ充電回路を動作させ、前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目の接続点のスイッチングデバイスに接続される前記付加コンデンサ電圧が所定電圧値となった場合には、m番目から2n-m1番目までのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせることを特徴とする請求項5記載の電力変換装置。上述したフライングキャパシタ方式のように、コンバータの全レグを同じ構成にした場合は、素子数やコンデンサ数が多くなり、出力電圧および電流の高調波低減効果も過剰になるという問題がある。本発明が解決しようとする課題は、素子数とコンデンサ数を増やすことなく主回路損失を低減し、小型化および低高調波化ができる電力変換装置を提供する。実施形態に係る電力変換装置によれば、自己消弧型スイッチング素子と該スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから成るスイッチングデバイスが2n個nは正整数直列に接続され、一端からn番目とn1番目のスイッチングデバイスとの接続点を交流電力が出力される交流出力点とする多直列スイッチングデバイスレグと、各々が前記多直列スイッチングデバイスレグの一端からm1≦m≦n-1、mは正整数番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と、一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点との間に接続されたn-1個の付加コンデンサと、前記多直列スイッチングデバイスレグに並列に接続され、前記スイッチングデバイスが2個直列に接続され、2個直列のスイッチングデバイスの接続点を前記交流出力点とする2直列スイッチングデバイスレグと、前記2直列スイッチングデバイスレグに並列に接続されたフィルタコンデンサと、前記交流電力に基づき生成した制御信号により前記多直列スイッチングデバイスレグおよび前記2直列スイッチングデバイスレグを構成する各スイッチングデバイスのオン/オフを制御する制御回路とを備えることを特徴とする。以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、第1の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。この電力変換装置は、コンバータ1および交流電源100となる電力系統からの交流電力を受けてコンバータ1に送る受動素子2を備え、コンバータ1の出力直流電力は負荷3に供給される。受動素子2としては、リアクトルまたは変圧器等を用いることができる。コンバータ1は、多直列スイッチングデバイスレグ4、2直列スイッチングデバイスレグ5、付加コンデンサ6、付加コンデンサ7、フィルタコンデンサ8および制御回路13を備えている。多直列スイッチングデバイスレグ4は、2n個nは正整数のスイッチングデバイスが直列に接続されて構成されている。ここでは、多直列スイッチングデバイスレグ4は、6個n=3のスイッチングデバイス11a~11fが直列に接続されて構成されている場合について説明するが、スイッチングデバイスの数は6個n=3に限定されるものではない。6個のスイッチングデバイス11a~11fの各々は、自己消弧型スイッチング素子と該自己消弧型スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから構成されている。自己消弧型スイッチング素子としては、例えば、スイッチング損失が少ないシリコンカーバイド素子SiCまたは窒化ガリウム素子GaN等を用いることができる。多直列スイッチングデバイスレグ4には、n-1個のフライングキャパシタが接続されている。具体的には、2個n=3の付加コンデンサ6および付加コンデンサ7が接続されている。これを一般的に表すと、以下のようになる。すなわち、n-1個の付加コンデンサの各々は、多直列スイッチングデバイスレグ4の一端からm1≦m≦n-1、mは正整数番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と、一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点との間に接続されている。2直列スイッチングデバイスレグ5は、2個のスイッチングデバイス12aおよび12bが直列に接続されて構成されている。この2直列スイッチングデバイスレグ5は、正電位導線10aと負電位導線10bにより、多直列スイッチングデバイスレグ4に対して並列に接続されている。スイッチングデバイス12aおよび12bの各々は、自己消弧型スイッチング素子と該自己消弧型スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとから構成されている。自己消弧型スイッチング素子としては、例えば、高耐圧のシリコン素子Si等を用いることができる。フィルタコンデンサ8は、正電位導線10aと負電位導線10bとの間に設けられており、多直列スイッチングデバイスレグ4および2直列スイッチングデバイスレグ5の各々に対して並列に接続されている。このフィルタコンデンサ8は、コンデンサ8aとコンデンサ8bとが直列に接続されて構成されている。これらコンデンサ8aとコンデンサ8bの接続点は接地されており、中性点9となる。すなわち、コンデンサ8aの正側は正電位導線10aに接続され、負側は中性点9に接続されている。また、コンデンサ8bの正側は中性点9に接続され、負側は負電位導線10bが接続されている。多直列スイッチングデバイスレグ4を構成するスイッチングデバイス11cと11dとの接続点P1および2直列スイッチングデバイスレグ5を構成するスイッチングデバイス12aと12bとの接続点P2は交流出力点であり、受動素子2を介して電力系統等の交流電源100に接続される。制御回路13は、交流電源100から送られてくるコンバータ出力電圧指令値に基づき制御信号を生成し、制御信号を、多直列スイッチングデバイスレグ4のスイッチングデバイス11a~11fおよび2直列スイッチングデバイスレグ5のスイッチングデバイス12aおよび12bで使用されている自己消弧型スイッチング素子の制御端子例えば、ゲート端子に送る。なお、図1においては、図面が複雑になるのを避けるために、制御回路13から各自己消弧型スイッチング素子の制御端子への配線は、図示を省略している。次に、上記のように構成される第1の実施形態に係る電力変換装置の動作を説明する。図2は、第1の実施形態に係る電力変換装置の動作を示すタイミングチャートである。制御回路13は、図2Aに示すような交流電源100からのコンバータ出力電圧指令値を受け取ると、図2Dに示すような多直列スイッチングデバイス変調波を生成する。そして、この多直列スイッチングデバイス変調波と三角波図示は省略との比較等によってスイッチングデバイス11a~11fをPWMPulseWideModulation制御するための制御信号を生成して多直列スイッチングデバイスレグ4に送る。これにより、図2E~図2Jに示すように、多直列スイッチングデバイスレグ4のスイッチングデバイス11a~11fは、制御信号に応じて高速にスイッチングを行う。この際、スイッチングデバイス11aとスイッチングデバイス11f、スイッチングデバイス11bとスイッチングデバイス11e、および、スイッチングデバイス11cとスイッチングデバイス11dは、それぞれ互いに背反するスイッチング状態となるように制御される。また、制御回路13は、図2Bおよび図2Cに示すような制御信号を生成して2直列スイッチングデバイスレグ5に送る。これにより、2直列スイッチングデバイスレグ5は、コンバータ出力電圧指令値が正の場合は、図2Bおよび図2Cに示すように、スイッチングデバイス12aがオフでスイッチングデバイス12bがオン、コンバータ出力電圧指令値が負の場合はスイッチングデバイス12aがオンでスイッチングデバイス12bがオフとなるように制御される。このように、2直列スイッチングデバイスレグ5は、コンバータ出力電圧指令値の半周期毎にスイッチングするので、その1周期におけるスイッチ状態の変化は1度だけである。したがって、2直列スイッチングデバイスレグ5におけるスイッチング損失を低減できる。今、Eを基本電圧単位電圧とし、各コンデンサが電圧比付加コンデンサ6:付加コンデンサ7:フィルタコンデンサ8コンデンサ8aコンデンサ8b=1E:2E:3Eで充電されているとすれば、コンバータ1の出力電圧と各スイッチングデバイスのオン/オフ状態との相関は図3に示すようになる。これにより、3Eから-3EまでがE刻みで出力される7レベルの出力電圧を得ることができる。例えば、3Eの電圧を出力したい場合は、図3の左端列に示すように、スイッチングデバイス11a~11cはオン、スイッチングデバイス11d~11fはオフ、スイッチングデバイス12aはオフ、スイッチングデバイス12bはオンとすると、交流出力点P1およびP2はフィルタコンデンサ8に接続される。これにより、中性点9に対する交流出力点P1の電位はコンデンサ8aによって1.5Eとなり、交流出力点P2の電位はコンデンサ8bによって-1.5Eとなるので、交流出力点P1およびP2に出力される電圧は3Eになる。また、2Eの電圧を出力したい場合は、例えば図3の左から2番目の列に示すように、スイッチングデバイス11aはオフ、スイッチングデバイス11bおよび11cはオン、スイッチングデバイス11dおよび11eはオフ、スイッチングデバイス11fはオン、スイッチングデバイス12aはオフ、スイッチングデバイス12bはオンとすると、交流出力点P1およびP2と付加コンデンサ7が接続される。これにより、中性点9に対する交流出力点P1の電位はコンデンサ8aの電圧2Eと付加コンデンサ7の電圧-1.5Eとによって0.5Eとなり、交流出力点P2の電位はコンデンサ8bによって-1.5Eとなるので、交流出力点P1およびP2に出力される電圧は2Eになる。他の電圧を出力したい場合も同様である。なお、2E、1E、-1E、-2Eについてはそれぞれ3パターンのスイッチング状態が存在するが、制御回路13からの制御信号によって3パターンを均等に選択することにより付加コンデンサ6と付加コンデンサ7の1スイッチング周期での充放電量は0となり、各コンデンサの電圧は一定に維持される。以上説明したように、第1の実施形態に係る電力変換装置によれば、多直列スイッチングデバイスレグ4を構成するスイッチングデバイスをシリコンカーバイド素子等で構成したので損失を低減できる。また、2n個を直列に接続したので、1個のシリコンカーバイド素子に印加される電圧はフィルタコンデンサ8の電圧の1/n倍となり、低耐圧のシリコンカーバイド素子を使用できる。また、もう片方の2直列スイッチングデバイスレグ5を高耐圧のシリコン素子等を2個で構成し、これらのスイッチングは出力電圧の1周期において1度、つまり半周期毎にしか行わないので、スイッチング損失を低減できる。上述した構成でnを適切に設定することにより、素子数とコンデンサ数を大幅に増やすことなく主回路損失を低減し、電力変換器の小型化と低高調波化の両立を実現できる。図4は、第2の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。この電力変換装置は、図1に示した実施例1に係る電力変換装置に、スイッチ21、スイッチ22および充電抵抗23が追加されて構成されている。スイッチ21と充電抵抗23から成る直列回路と、この直列回路に並列に接続されたスイッチ22は、受動素子2とコンバータ1の交流出力点P1との間に接続されている。付加コンデンサ6、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8の初期充電時には、スイッチ22が開放されるとともにスイッチ21が投入され、充電抵抗23が交流電源100に直列に接続される。付加コンデンサ6、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8のすべての電圧が0Vである初期状態では、図5に示すように、フィルタコンデンサ8には、スイッチングデバイス11cのダイオード→スイッチングデバイス11bのダイオード→スイッチングデバイス11aのダイオード→フィルタコンデンサ8→スイッチングデバイス12bのダイオードを介して充電電流が流れる。これに対し、付加コンデンサ6および付加コンデンサ7には電流が流れないので、充電は行われない。そこで、まず、充電開始時に、制御回路13がスイッチングデバイス11eおよび11fをオンにすると、充電経路は図6に示すようになり、付加コンデンサ6および7は充電され、フィルタコンデンサ8と同電位になる。そして、付加コンデンサ6、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8の電圧は等しく上昇する。この状態を、図8の時刻0~t1に示す。付加コンデンサ6の電圧が時刻t1において所定の電圧V1refに達した際に、制御回路13がスイッチングデバイス11eをオフにすると、電流経路は図7に示すようになり、付加コンデンサ6には電流が流れず、付加コンデンサ6の電圧は維持される。一方、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8の電圧は上昇を続ける。この状態を、図8の時刻t1~t2に示す。付加コンデンサ7の電圧が時刻t2において所定の電圧V2refV1ref>V1refに達した際に、制御回路13がスイッチングデバイス11fをオフにすると、電流経路は図5に示すようになり、付加コンデンサ7には電流が流れず、付加コンデンサ7の電圧は維持される。その後、フィルタコンデンサ8の電圧は上昇し、最終的に交流電源100からの系統電圧のピーク値Vacpまで達する。この状態を、図8の時刻t2以降に示す。以上の動作を一般的に表せば、以下のようになる。すなわち、制御回路13は、多直列スイッチングデバイスレグ4の一端からn2番目以降のスイッチングデバイスをオンにした状態でスイッチ21をオンにして電力系統に接続し、多直列スイッチングデバイスレグ4の一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される付加コンデンサ電圧が所定電圧値となった場合には、n2番目から2n-m1番目のスイッチングデバイスまでのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせる。また、初期状態においても付加コンデンサ6と付加コンデンサ7とフィルタコンデンサ8の電圧比は1:2:3であることが望ましいので、V1ref=Vacp/3、V2ef=2Vacp/3に設定される。以上の設定を一般的に表せば、以下のようになる。すなわち、多直列スイッチングデバイスレグ4の一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目のスイッチングデバイスの接続点に接続される付加コンデンサの所定電圧値を、交流出力点の系統電圧のピーク値のn-m/n倍に設定する。以上説明したように、第2の実施形態に係る電力変換装置によれば、付加コンデンサ6と付加コンデンサ7とフィルタコンデンサ8の電圧比が1:2:3である状態から運転を開始することにより、各コンデンサの電圧比率のアンバランスに起因する各コンデンサの電圧のオーバーシュートの発生を抑止できる。なお、コンバータ1の動作が開始されると、フィルタコンデンサ8のコンデンサ電圧一定制御により、フィルタコンデンサ8の電圧が定常時の値に近づくにつれて、付加コンデンサ6および付加コンデンサ7も定常時の値に近づく。図9は、第3の実施形態に係る電力変換装置の構成を示すブロック図である。この電力変換装置は、図4に示した第1の実施形態に係る電力変換装置に対して、正電位導線10aと負電位導線10bとの間にコンデンサ充電回路24が追加されて構成されている。コンデンサ充電回路24は、制御回路13からの指示に応じて充電の動作を行う。各コンデンサの初期充電方法は、以下の通りである。すなわち、充電時にはスイッチ21および22をオフにすることによりコンバータ1は系統から完全に切り離され、コンデンサ充電回路24から充電が行われる。充電開始時にスイッチングデバイス11a、11b、11eおよび11fをオンにすれば、充電経路は図10に示すようになり、付加コンデンサ6および7は充電され、フィルタコンデンサ8と同電位になる。そして、付加コンデンサ6、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8の電圧は等しく上昇する。この状態を、図13の時刻0~t1’に示す。付加コンデンサ6の電圧が時刻t1’において所定の電圧V2ref’に達した際に、制御回路13がスイッチングデバイス11bおよび11eをオフにすると、電流経路は図11に示すようになり、付加コンデンサ6には電流が流れず、付加コンデンサ6の電圧は維持される。一方、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8の電圧は上昇を続ける。この状態を、図13の時刻t1’~t2’に示す。付加コンデンサ7の電圧が時刻t2’において所定の電圧V2ref’V2ref’>V1ref’に達した際に、制御回路13がスイッチングデバイス11aおよび11fをオフにすると、電流経路は図12に示すようになり、付加コンデンサ7には電流が流れず、付加コンデンサ7の電圧は維持される。その後、フィルタコンデンサ8の電圧は上昇し、所定の電圧Vref’まで達する。この状態を、図13の時刻t2’以降に示す。以上の動作を一般的に表せば、以下のようになる。すなわち、制御回路13は、多直列スイッチングデバイスレグ4の一端からn番目とn1番目のスイッチングデバイスを除くすべてのスイッチングデバイスをオンにした状態でコンデンサ充電回路24を動作させ、多直列スイッチングデバイスレグ4の一端からm番目とm1番目のスイッチングデバイスの接続点と一端から2n-m番目と2n-m1番目の接続点のスイッチングデバイスに接続される付加コンデンサの電圧が所定電圧値となった場合には、m番目から2n-m1番目までのスイッチングデバイスをオフにし、初期充電を行わせる。以上説明したように、第3の実施形態に係る電力変換装置によれば、系統電圧のピーク値Vacpとは無関係に、コンデンサ充電回路24から出力される電圧Vref’まで付加コンデンサ6、付加コンデンサ7およびフィルタコンデンサ8を充電できるので、コンバータ1の出力電圧を任意に設定できる。以上のように、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。