"スイッチング素子から構成され直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換器の制御装置であって、前記制御装置は、電流指令を生成する電流指令生成部、交流側の検出電流信号と前記電流指令とを入力して前記検出電流信号が前記電流指令に追従するように電圧指令を出力する電流制御部、前記電圧指令と回転座標変換用位相信号とを入力して電圧指令位相を出力する電圧指令位相演算部、および前記電圧指令位相を入力し該電圧指令位相を参照してPWM制御を行い前記スイッチング素子への動作指令を出力するPWM制御手段を備えたものにおいて、前記電圧指令位相演算部は、前記入力された電圧指令のベクトル位相角を演算し、前記ベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と前記回転座標変換用位相信号とを加算し、該加算後の信号を前記PWM制御手段に送出する電圧指令位相として出力するようにしたことを特徴とする電力変換器の制御装置。前記電圧指令位相演算部は、前記電圧指令と前記回転座標変換用位相信号とを入力して前記電圧指令位相と電圧指令振幅とを出力する電圧指令位相振幅演算部とし、前記PWM制御手段は、前記電圧指令位相と前記電圧指令振幅とを入力して同期PWM制御を行い前記スイッチング素子への動作指令を出力する同期PWM制御部としたことを特徴とする請求項1記載の電力変換器の制御装置。前記PWM制御手段は、前記電圧指令と前記回転座標変換用位相信号とを入力して静止座標上の電圧指令を出力する座標変換部、前記静止座標上の電圧指令と前記電圧指令位相とを入力して2相変調処理を行い該処理後の電圧指令を出力する2相変調処理部、および前記2相変調処理後の電圧指令を入力して非同期PWM制御を行い前記スイッチング素子への動作指令を出力する非同期PWM制御部を備えたことを特徴とする請求項1記載の電力変換器の制御装置。前記ローパスフィルタ処理は、該処理後のベクトル位相角の時間変化率の絶対値が、前記回転座標変換用信号の時間変化率の絶対値以下となる特性を備えたものであることを特徴とする請求項1ないし3のいずれか1項に記載の電力変換器の制御装置。前記ローパスフィルタ処理は、前記入力された電圧指令に基づき前記ベクトル位相角を演算するPLLPhaseLockedLoop処理により行うようにしたことを特徴とする請求項1ないし4のいずれか1項に記載の電力変換器の制御装置。ところで、同期PWM方式を安定に実行するためには電圧指令の安定性が重要となる。特に、電圧指令位相の急激な変化を抑制する必要がある。この同期PWM制御方式における電圧指令位相の計算手順を説明する。dq軸回転座標上に設けられた電流制御器などで計算される電圧指令について、dq軸座標上でベクトル表現した際のd軸に対する位相角を電圧指令ベクトル位相角とする。これはdq軸電圧指令に対し逆正接演算を実施することで得られる。更に、この電圧指令ベクトル位相角と、回転座標変換に用いられる位相信号とを加算することで電圧指令位相が計算できる。この電圧指令位相は、静止座標上の電圧指令に対する位相である。このため、電流制御などを行っている状態では電圧指令の急変が生じると、電圧指令位相にも変動が生じ、ひどい場合には電圧指令位相の過渡的な逆転現象に至る。このため、電圧指令位相を参照してスイッチングパターンを決定する同期PWM制御方式を実行する場合には、不要なスイッチングの原因やインバータ出力電圧誤差の原因となり、所定の電流が達成できず交流モータ制御が不安定化する場合があった。更に、同期PWM方式は非同期PWM方式と比較し単位時間あたりのスイッチング回数が少ない場合が多く、より電流リプルが顕著に発生するため、問題が顕著化する場合があった。また、不安定化までには至らないものの、位相比較型同期PWM方式においては元々の設計に従った位相タイミングでのスイッチング動作とはならず、意図した機能、例えば、特定次数の高調波消去などが達成できない場合があった。また、上述の通り、2相変調は電圧指令に対しオフセットを加算し、各相の電圧指令のうち、どれか1相を電圧指令最大値、あるいは最小値に張り付かせる。この張り付きを行う相を決める方法は何種類か存在するが、その決定法は電圧指令の大小比較や極性比較により行う。このため、電圧指令位相に不要な変動が生じると、各相の電圧指令波形がクロスする、またはゼロクロスする近傍などでは大小の入れ替わりが激しくなり、2相変調処理が安定しない場合があった。更に、2相変調が安定しないことにより、インバータ出力電圧が乱れ、結果として負荷の電流の乱れを一層加速し、2相変調処理の乱れが更に悪化するという問題があった。この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、電圧指令位相を参照してPWM制御を行いスイッチング素子へのスイッチングパターンを決定するPWM制御方式にあって、制御系の精度が向上し、制御系の安定化が達成される電力変換器の制御装置を得ることを目的とする。この発明に係る電力変換器の制御装置は、スイッチング素子から構成され直流電力と交流電力とを相互に変換する電力変換器の制御装置であって、この制御装置は、電流指令を生成する電流指令生成部、交流側の検出電流信号と電流指令とを入力して検出電流信号が電流指令に追従するように電圧指令を出力する電流制御部、電圧指令と回転座標変換用位相信号とを入力して電圧指令位相を出力する電圧指令位相演算部、および電圧指令位相を入力し該電圧指令位相を参照してPWM制御を行いスイッチング素子への動作指令を出力するPWM制御手段を備えたものにおいて、電圧指令位相演算部は、入力された電圧指令のベクトル位相角を演算し、ベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と回転座標変換用位相信号とを加算し、該加算後の信号をPWM制御手段に送出する電圧指令位相として出力するようにしたものである。以上のように、この発明の係る電力変換器の制御装置の電圧指令位相演算部は、入力された電圧指令のベクトル位相角を演算し、ベクトル位相角にローパスフィルタ処理を行い該処理後の信号と回転座標変換用位相信号とを加算し、該加算後の信号をPWM制御手段に送出する電圧指令位相として出力するようにしたので、この電圧指令位相を参照してPWM制御を行いスイッチング素子への動作指令を出力するPWM制御手段における制御精度が向上し、制御系の安定化が達成される。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1による、電力変換器であるインバータの制御装置の構成図である。説明の便宜上、インバータ、交流モータ、電流検出器を併記している。説明のため交流モータを永久磁石同期モータとするが、誘導モータなどの他種類のモータでも本発明の趣旨は特に変わらない。インバータ制御装置1は、制御処理を行い、インバータ2を構成する複数のスイッチング素子への動作指令であるスイッチング指令1aを出力する。インバータ2は、スイッチング指令1aに従って動作し電力を交流モータ3に供給する。位置検出器4は、交流モータ3の回転子位置を検出してインバータ制御装置1に位置信号5を出力する。また、電流検出器6は、交流モータ3の電流を検出して検出電流信号7をインバータ制御装置1へ出力する。次に、インバータ制御装置1について詳細に説明する。ここでは、電圧指令位相を参照して同期PWM制御を行うものとする。位相演算部1bは、位置信号5を入力し、交流モータ3が永久磁石同期モータであるので極数を考慮して2軸直交回転座標変換用の位相信号1cを出力する。座標変換器1dは、検出電流信号7と位相信号1cとを入力して、2軸直交回転座標上の検出電流信号1eを出力する。以後、2軸直交回転座標をdq軸座標と記載する。電流指令生成部1fは、交流モータ3への電流指令1gを出力する。電流指令生成部1fは、交流モータ3の位置速度トルクなどの物理量が所定値となるべく電流指令1gを演算するが詳細はここでは省略する。電流制御部1hは、電流指令1gと検出電流信号1eとを入力して、後者が前者に追従するように制御処理を行い、電圧指令1iを出力する。電流制御部1hは、PI制御器や交流モータ3内部のdq軸間の電磁干渉を補償する非干渉化制御器などで構成される。また、電圧指令1iもdq軸上の信号となる。電圧指令位相振幅演算部1jは、電圧指令1iと位相信号1cとを入力して電圧指令位相1kと電圧指令振幅1lとを出力する。PWM制御手段としての同期PWM制御部1mは、電圧指令位相1kと電圧指令振幅1lとを入力し、同期PWM制御を実施しスイッチング指令1aを出力する。以上の処理を繰り返し実施することにより交流モータ3に対する制御が実現される。次に、電圧指令位相振幅演算部1jについて詳細に説明する。発明が解決する課題の節にて説明したように、電圧指令ベクトル位相角は、1式に示す逆正接演算によって得られる。ここで、Vd、Vqは、電圧指令1iのd軸成分およびq軸成分である。以後、説明の便宜上、1式によって得た電圧指令ベクトルの位相角をθvとする。また、電圧指令振幅1lをVnとすると、2式の計算によって得られる。また、図2は、電圧指令1iと電圧指令ベクトルの位相角θvと電圧指令振幅Vnとの関係を図示したものである。この位相角θvに対しローパスフィルタ処理を行うことで、制御系の精度の向上、安定化という、本願発明の目的を実現するための、電圧指令ベクトル位相角の高周波域の抑制が達成できる。ベクトル位相角θvの演算を、1式に示す計算で行ってもよいが、逆正接演算は演算負荷が高く実現が困難な場合がある。そこで、この実施の形態1では、図3に示すPLLPhaseLockedLoopを用いて、逆正接演算とローパスフィルタ処理を実施する。説明の便宜上、PLLの動作上では、電圧指令ベクトル位相角をθvと記載する。このため、θvはθvと比較し、時間的な遅れを持つ。図3に示す電圧指令位相振幅演算部1jの構成、特にPLLについて先の図2をも参照して詳細に説明する。なお、sはラプラス演算子である。図3中のXd,Xqは、dq軸上の電圧指令値の座標から電圧指令ベクトルまでの距離であり、θvがθvと一致すると、XdとXqが等しくなる。これにより積分器に入力される差分値がゼロとなり積分動作が停止する。この収束演算中のXd,Xqを図2のdq軸座標上のベクトル図にも併記する。この図3に示す処理を数式で表現すると3式となる。なお3式最終行の変形については、サイン関数の近似sinx≒xを用いている。この3式を変形すると4式が得られる。これによりθvはθvに対して1次遅れのローパスフィルタ特性を持つことになり、そのカットオフ周波数は電圧指令振幅Vnと内蔵する積分器のゲインKで決定される。以上のように、PLL部で出力される電圧指令ベクトル位相角θvは高周波数帯域が抑制される。電圧指令ベクトル位相角θvは、回転座標変換用位相信号1cと加算され電圧指令位相1kとして出力される。ただし、加算後に0~2πの範囲になるよう丸め処理が実施される。電圧指令振幅の演算はθvをθvに変えて2式により実行する。以上の手順で得られる電圧指令位相1kは、3相UVW相のうちU相電圧指令の信号に相当し、U相電圧信号がcosで表される位相である。電圧指令ベクトル位相角θvの高周波域が抑制されるため、後段の図5dでも示すように、最終的に得られる電圧指令位相1kの過渡的な反転が防止できる。特に、交流モータ3の電流制御と同期PWMとを併用する場合など電圧指令1iに振動成分が多く含まれるとき制御安定性の改善が実現できる。次に、PLL部のカットオフ周波数、即ち、積分器のゲインKの調整方法について説明する。ここでは、位相比較型同期PWM3パルスモードを例に取り説明する。また、インバータ2は3相2レベル方式とする。図4は、同期PWM3パルスモードでの各箇所の信号の時系列波形を示したものである。ここでは、例として基本周波数500[Hz]電圧指令位相の周波数、電圧指令振幅150[V]Vn、インバータ2の直流入力電圧を300[V]とした。図4aは、電圧指令位相である。図4bは、各相のスイッチング指令を示しており、P側スイッチング素子への指令波形である。このスイッチング指令に従ってインバータ2を動作させた場合に、インバータ2の出力電圧は、図4cとなる。図4cdでは説明のため、回転座標変換用位相信号1cを基準としたdq軸座標上における各電圧指令の平均値にて構成される電圧指令平均値ベクトルを想定し、その電圧指令平均値ベクトル方向を新たにd軸として設定する。このため、d軸側電圧指令の平均値が電圧指令振幅と一致し、q軸側電圧指令平均値はゼロとなる。同期PWMによるインバータ2の出力電圧も同様にd軸側ではその平均値が電圧指令振幅と一致しq軸側ではゼロとなる。図4cに示すようにインバータ出力電圧にはリプル分が重畳する。この図4cに示すリプル分の電圧波形が、交流モータ3と電流制御部1hを介して電圧指令1iを振動させる原因となる。簡単化のため、前記リプル分電圧によって電圧指令が振動しても、インバータ2が出力する電圧の外乱成分は変化しないと仮定する。図4dは、電圧指令波形である。ここでは、図4cに示すインバータ2の出力電圧波形のリプル分の重畳により電圧指令波形も振動する。交流モータ3と電流制御部1hによる伝達特性のため、図4cに示すリプル分電圧より緩やかな波形となる。電流制御部1hと交流モータ3の伝達特性を、図6に示すようにモデル化を行うとインバータ2の出力電圧のリプル分外乱成分dから電圧指令xまでの伝達特性は5式に示す一次遅れ特性となり、そのカットオフ周波数は、電流制御部1hの制御応答設計ωcで定まる。なお、図4dに記載した電圧指令波形では、電流制御応答ωcを5000[rad/sec]と設定している。図5aは、電圧指令、図5bは、この際に得られる電圧指令ベクトル位相角を示している。d軸を電圧指令平均値ベクトルと一致させているため、電圧指令に従ったインバータ出力電圧ならば電圧指令ベクトル位相角はゼロとなるが前記のリプル分重畳により、電圧指令ベクトル位相角も振動する。ここで、PLL部によるローパスフィルタ処理が実施されると、電圧指令ベクトル位相角は、緩やかな波形となり、図5cに示す時間変化率も抑制される。電圧指令ベクトル位相角は、回転座標変換用位相信号1cと加算されて電圧指令位相1kとして出力されるので、電圧指令ベクトル位相角の時間変化率が、位相信号1cの時間変化率より小さければ、電圧指令位相1kが過渡的な反転動作をすることがなくなる。図5b、cにはその一例を示しており、ここでは、PLL部のカットオフ周波数を、7[kHz]と3[kHz]とした場合の結果を記載している。なお、図中、実線はLPF処理無しの場合、破線はカットオフ7[kHz]LPF処理の場合、点線は、カットオフ3[kHz]LPF処理の場合を示している。図5に示した例では、PLL部のローパスフィルタのカットオフ周波数が7[kHz]であれば、電圧指令ベクトル位相の時間変化率が位相信号1cの時間変化率以下となり、前記の条件を満たすことになる。図5dは、最終的に得られる電圧指令位相波形であり、PLL部によるローパスフィルタ処理の導入により、位相の過渡的な反転が抑制される結果となっている。PLL部のローパスフィルタ処理のカットオフ周波数を7[kHz]とする場合、4式を用いるとPLL部の積分ゲインKは6式となる。6式に示すように、適切な積分ゲインKは電圧指令振幅Vnによって変化するので、電圧指令振幅Vnに応じて変更してもよい。ただし、同期PWMではインバータ出力電圧波形が電圧振幅に応じて変化し外乱となるリプル成分も変化するので、これを考慮して調整を行う必要がある。また、図4cに示すインバータ出力電圧波形は、基本周波数によって周波数成分が移動する。特に基本周波数が高くなるほどインバータ出力電圧に含まれるリプル分が高周波数化するため、電流制御系への影響は小さくなる。合わせて位相信号1cの時間変化率が大きくなるため、PLL部のローパスフィルタのカットオフ周波数は高く設定できる。以上のように積分ゲインKは、テーブルや関数などを用いて各電圧指令振幅や基本周波数に合わせて変更してもよいし、同期PWM制御による交流モータ3の全運転範囲において安定となるようなゲイン設定としてもよい。電圧指令ベクトル位相の振動は、交流モータ3の電気特性、電流制御部1hの制御応答などで変化するので、これらも考慮して調整を行う必要がある。また、本実施の形態1では、同期3パルスモードを例に取り説明したが、他のパルスモード数や高調波消去同期PWMなど他の同期PWM方式ではインバータ出力電圧に含まれるリプル成分が異なるため、これらに応じた調整が必要となる。例えばこれらの同期PWM制御方式切り替えを行う場合には、それに応じて積分ゲインKの切り替えも実施する。なお、以上では、電流制御部1hや交流モータ3の伝達特性を考慮する場合について説明したが、この積分ゲインKの設計計算が煩雑な場合、電流制御部1hや交流モータ3の伝達特性を考慮に入れず積分ゲインKを設計することも可能である。この場合、図4cに示すインバータ出力電圧のリプル分の符号が反転した信号が電圧指令に重畳するものと想定する。この場合、図5bに示すような電圧指令ベクトル位相の振動を過大に見積もることとなるため、前記の伝達特性を考慮する場合と比較し電流制御全体の応答を抑制した保守的な設計となるが、より安全側に設計することとなり、当初の目的である、同期PWM制御の安定性の確保については問題ない。以上説明したように、本発明の実施の形態1による、同期PWM方式を採用したインバータの制御装置においては、ローパスフィルタ処理により、電圧指令ベクトルの位相角の高周波成分を抑制することで、電圧指令位相の高周波成分の抑制することができる。この結果、同期PWM制御においてスイッチング指令生成の基準となる電圧指令位相の過渡的な反転を防止でき、負荷の電流制御を行いつつ同期PWM制御を実施する場合の制御系の安定性の向上が達成できる。制御が安定することから、結果として不要な不安定な動作が回避され省エネルギーが実現する。また、電圧指令ベクトル位相角の演算にPLLを導入することで、逆正接演算を省略でき合わせてローパスフィルタ処理も実行できるので処理の軽減が達成される。また、位相比較型の同期PWM方式では、元々意図していた位相タイミングでのスイッチング指令となるため、電流制御を行いつつ、特定次数高調波消去や損失抑制パターンなどの確実な実施が実現できる。実施の形態2.本実施の形態2における、インバータ制御装置では、2相変調を採用して非同期PWM制御を行う場合について説明する。そして、この2相変調時の電流制御の安定性の向上を実現するものである。図7は、そのインバータ制御装置の構成図である。実施の形態1図1と同じ符号を付したものは同じ動作をするので、ここでは説明を省略する。図7において、座標変換部1nは、dq軸座標上の電圧指令1iを、3相静止座標UVW相上の電圧指令1oに変換する。2相変調処理部1pは、電圧指令1oと電圧指令位相振幅演算部1jから出力された電圧指令位相1kとを入力して2相変調処理を実施し電圧指令1qを出力する。非同期PWM処理部1rでは、電圧指令1qに対し非同期PWM制御に基づいて処理を実施し、スイッチング指令1aを出力する。本実施の形態2では、座標変換部1nと2相変調処理部1pと非同期PWM処理部1rとでPWM制御手段を構成する。なお、電圧指令位相振幅演算部1jから出力される電圧指令振幅1lは本実施の形態2においては使用しないため記載を省略する。次に、2相変調処理について詳しく説明する。2相変調処理は、UVW相の電圧指令1oに対しオフセットを加算して、どれか1相を電圧指令最大値、あるいは最小値に張り付かせることでPWM電圧ベクトルをつなげてスイッチング回数を削減する技術である。前記の張り付きを行う相を決める方法には何種類か存在し、電圧指令の上限または下限に貼り付ける方法、前記の加算オフセットが最小となる決定法などがある。ここでは、加算オフセットが最小となる方式を用いて説明するが、他の方式においても本実施の形態2で説明する2相変調へのPLL適用効果は変わらない。図8は、2相変調時の電圧指令波形の例を示している。図8aは、電圧指令位相、図8bは、2相変調処理前の電圧指令波形、図8cは、2相変調処理後の波形である。電圧指令の上限と下限はインバータ2へ入力される直流電力の電圧値で決定される。従来、この2相変調処理は、UVW相上の電圧指令の大小比較と極性判定で実施されてきた。図9にその一覧を示す。図9の表において、例えば、U相上はU相の電圧指令を上限に貼り付け、線間電圧が維持できるようVW相にオフセットを加算する、という意味である。2相変調処理を用いて交流モータ3の電流制御を実施した場合、次に示す問題がある。電流制御を行うとPWM処理により交流モータ3に流れる電流波形にリプル分が含まれ、その結果電圧指令も振動する。このとき各相の電圧指令がクロスする付近では大小の入れ替わりが激しくなり、2相変調処理が安定しないという問題が発生する場合があった。さらに、2相変調が安定しないことにより、インバータ出力電圧が乱れ、結果として交流モータ3の電流の乱れを一層加速し、さらに、2相変調処理の乱れが悪化するという問題があった。図10はその一例であり、電流に乱れが生じる結果となる。図10dには、従来方式によって得られた2相変調の張り付き相判定結果図9の表に示す状態信号も併記するが、信号値の変化の前後で振動チャタリングが生じる結果となる。また、電流制御性能が劣化するばかりでなく、意図しない貼り付け処理によりスイッチングが発生し、2相変調によるスイッチング回数削減効果が得られない場合があった。また、一般的に交流モータ3とインバータ2の制御は、非同期PWMのキャリア波三角波の頂点に同期して実施されるが、制御装置の構成上、同期が取れなかったり、キャリア周波数に対して制御装置の動作周期が高速である場合に、以上に示した問題がより一層顕著になる傾向にある。そこで、本実施の形態2では、図7に示すように、2相変調処理を、ローパスフィルタ処理により、電圧指令ベクトル位相角の高周波域を抑制して得られた電圧指令位相1kを参照して行う構成とする。即ち、2相変調処理部1pでは、図9に示すように、電圧指令位相1kから貼り付け相と貼り付け方向を決定する。実施の形態1にて説明したように、電圧指令位相振幅演算部1jから出力される電圧指令位相1kは、高周波成分が抑制される。これにより電圧指令位相1kは、過渡的な逆転が防止される。この電圧指令位相1kを参照するので、2相変調処理が安定して実施できる。特に、電圧指令波形がクロスする近傍でも、2相変調処理の貼り付け相が振動的に変化することがなくなる。図11は、図7に示す構成を用いた場合の結果であるが、図10に示す従来方式による結果と比較して電流制御の安定性が改善する。電圧指令位相振幅演算部1jのPLL部の積分ゲインKであるが、実施の形態1にて説明したように、電圧指令位相1kの過渡的な反転を抑制するように決定すればよいが、交流モータ3の電気特性や電流制御部1hの特性などを考慮して実施する。本実施の形態2ではさらに非同期PWM制御部1rのキャリア周波数などを考慮して調整を行う。例えばキャリア周波数が高くなるほどインバータ出力電圧に含まれるリプル成分が高周波化するため、電流制御系に与える影響が小さくなり、PLL部ローパスフィルタのカットオフ周波数を高く設定できる積分ゲインKにすることができる。以上説明したように、本発明の実施の形態2による、2相変調を行って非同期PWM方式を採用したインバータ制御装置においては、ローパスフィルタ処理により、電圧指令位相の高周波成分を抑制し、この電圧指令位相の信号の過渡的な逆転が発生しないように計算を行い、さらに、この電圧指令位相を参照して2相変調処理を実施することにより、2相変調処理の安定性が向上し、交流モータ3の電流制御を安定に行うことが可能となる。また、貼り付け処理の安定化により、意図したとおりのスイッチング回数削減効果が得られる。なお、本願発明は、実施の形態1で説明した同期PWM制御方式や実施の形態2で説明した非同期PWM制御方式に限らず、電圧指令位相を参照してPWM制御を行いスイッチング素子への動作指令を出力するPWM制御方式を採用する種々の電力変換器の制御装置に適用することが出来、同等の効果を奏するものである。"