直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置であって、前記ロータの電気角に同期して回転する二軸の回転座標系である二軸回転座標系を用い、前記交流回転電機に出力させるトルク指令に基づいて、前記交流回転電機に流す電流の指令値を前記二軸回転座標系で表した二相電流指令を演算するトルク電流演算部と、前記交流回転電機に流れる実電流に基づいて、前記二軸回転座標系で表した二相実電流を演算する実電流演算部と、前記交流回転電機に印加する電圧指令を前記二軸回転座標系で表した二相電圧指令を、前記二相実電流が前記二相電流指令に近づくように変化させる電流フィードバック制御部と、前記二相電圧指令に基づいて、前記交流回転電機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、を備え、前記電圧制御部は、パルス幅変調制御と、矩形波制御と、を切り替えて実行可能であり、前記トルク指令は、周期的なトルク振動を含み、前記電流フィードバック制御部は、前記トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算の出力値に少なくとも基づいて前記二相電圧指令を算出し、前記矩形波制御の実行が開始された場合は、前記トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、前記高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる減衰処理を実行する制御装置。前記電流フィードバック制御部は、前記トルク振動の周期に応じて設定された時定数を有する一次遅れフィルタ処理を用いて、前記減衰処理を実行する請求項1に記載の制御装置。前記電流フィードバック制御部は、前記矩形波制御の実行中は、前記高調波モデルの内部演算値をゼロに設定する請求項1又は2に記載の制御装置。そこで、トルク指令に周期的なトルク振動が含まれる場合であっても、トルク指令に基づいて算出される電流指令に対する追従性能を向上させるとともに、矩形波制御の実行が開始された場合に、矩形波の出力電圧波形の位相が急変して、交流回転電機の電流及び出力トルクが急変することを防止できる交流回転電機の制御装置が求められる。本発明に係る、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータを介して、ロータを有する交流回転電機を制御するための制御装置の特徴構成は、前記ロータの電気角に同期して回転する二軸の回転座標系である二軸回転座標系を用い、前記交流回転電機に出力させるトルク指令に基づいて、前記交流回転電機に流す電流の指令値を前記二軸回転座標系で表した二相電流指令を演算するトルク電流演算部と、前記交流回転電機に流れる実電流に基づいて、前記二軸回転座標系で表した二相実電流を演算する実電流演算部と、前記交流回転電機に印加する電圧指令を前記二軸回転座標系で表した二相電圧指令を、前記二相実電流が前記二相電流指令に近づくように変化させる電流フィードバック制御部と、前記二相電圧指令に基づいて、前記交流回転電機に印加する電圧を制御する電圧制御部と、を備え、前記電圧制御部は、パルス幅変調制御と、矩形波制御と、を切り替えて実行可能であり、前記トルク指令は、周期的なトルク振動を含み、前記電流フィードバック制御部は、前記トルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算の出力値に少なくとも基づいて前記二相電圧指令を算出し、前記矩形波制御の実行が開始された場合は、前記トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、前記高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる減衰処理を実行する点にある。なお、本願において交流回転電機は、交流駆動のモータ電動機、ジェネレータ発電機、及び必要に応じてモータ及びジェネレータの双方の機能を果たすモータジェネレータのいずれをも含む概念として用いている。上記の特徴構成によれば、周期的なトルク振動が含まれるトルク指令を二軸回転座標系で表した二相電流指令にもトルク振動の周波数の振動成分が含まれる。電流フィードバック制御部は、二相電流指令に含まれるトルク振動の周波数の周期関数と同様の特性を有する高調波モデルを、制御系内に有している。このため、内部モデル原理より、二相電流指令に含まれる周期的な振動成分に対して、定常偏差を減少させて二相実電流を追従させることが可能となり、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対する実トルクの追従性を向上させることができる。但し、矩形波制御が実行される場合は、インバータの出力電圧波形が1パルスの矩形波であるため、矩形波がオンオフする位相を除いて、インバータの出力電圧波形に、周期的な振動成分を重畳させることができない。このため、矩形波制御の実行中は、トルク指令に含まれる周期的なトルク振動に対応して、電流フィードバック制御系の構成を変化させる必要がある。しかしながら、矩形波制御の実行が開始された場合に、電流フィードバック制御系の構成を急に変化させると、矩形波の出力電圧波形の位相が、パルス幅変調制御の実行中の出力電圧波形の位相から急変して、交流回転電機を流れる電流、及び交流回転電機の出力トルクが急変する恐れがあった。上記の特徴構成によれば、矩形波制御の実行が開始された場合は、トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる減衰処理を実行するように構成されている。このため、高調波モデルの出力値を、矩形波制御の実行が開始された後も、パルス幅変調制御の実行中の値から連続させて、パルス幅変調制御の実行中と同様の応答性で滑らかにゼロに近づけることができる。よって、矩形波制御の実行が開始された場合に、二相電圧指令に基づいて制御される1パルス矩形波の出力電圧波形の位相を、パルス幅変調制御の実行中の出力電圧波形の位相から連続させて、パルス幅変調制御中と同様の応答性で滑らかに定常状態に近づけることができる。従って、矩形波制御の実行が開始された後に、出力電圧波形の位相が急変することを防止でき、交流回転電機の電流及び出力トルクが急変することを抑制することができる。ここで、前記電流フィードバック制御部は、前記トルク振動の周期に応じて設定された時定数を有する一次遅れフィルタ処理を用いて、前記減衰処理を実行すると好適である。この構成によれば、一次遅れフィルタ処理の時定数を、トルク振動の周期に応じて設定することで、容易に、高調波モデルの出力値を、パルス幅変調制御中と同様の応答性で滑らかにゼロに近づけることができる。ここで、前記電流フィードバック制御部は、前記矩形波制御の実行中は、前記高調波モデルの内部演算値をゼロに設定すると好適である。この構成によれば、矩形波制御の実行中に、矩形波制御により二相実電流に重畳する高調波成分が外乱として、高調波モデルに作用し、高調波モデルの内部演算値が変動することを防止できる。このため、パルス幅変調制御の実行が再開された場合に、変動した高調波モデルの出力値により、二相電圧指令が変動し、交流回転電機の電流及び出力トルクが急変することを抑制することができる。本発明の実施形態について図面を参照して説明する。交流回転電機MGは、ロータ及びステータを有している。ステータは、非回転部材に固定され、ロータは、当該ステータの径方向内側に回転自在に支持されている。本実施形態では、交流回転電機MGは、ロータ内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石同期電動機とされている。なお、永久磁石の代わりに電磁石が備えられていてもよい。図1に示すように、交流回転電機MGのステータに備えられた三相のコイルは、直流交流変換を行うインバータINを介して直流電源としての蓄電装置Btに電気的に接続されている。そして、交流回転電機MGは、電力の供給を受けて動力を発生するモータ電動機としての機能と、動力の供給を受けて電力を発生するジェネレータ発電機としての機能と、を果たすことが可能とされている。インバータINは、蓄電装置Btの直流電力を交流電力に変換して交流回転電機MGを駆動するため、或いは交流回転電機MGが発電した交流電力を直流電力に変換して蓄電装置Btに充電するための複数のスイッチング素子を備えている。制御装置30は、直流電源の直流電力と交流電力との間で電力変換を行うインバータINを介して、交流回転電機MGを制御するための装置である。制御装置30は、図1に示すように、出力トルク指令設定部39、トルク電流演算部40、実電流演算部41、電流フィードバック制御部42、電圧制御部47としての交流電圧指令算出部43及びインバータ制御部44を備えている。出力トルク指令設定部39は、交流回転電機MGに出力させるトルク指令である出力トルク指令値Tmoを設定する。トルク電流演算部40は、出力トルク指令値Tmoに基づいて、交流回転電機MGに流す電流の指令値を後述するdq軸回転座標系二軸回転座標系で表した二相電流指令Idc、Iqcを演算する。実電流演算部41は、交流回転電機MGに流れる実電流に基づいて、dq軸回転座標系で表した二相実電流Id、Iqを演算する。電流フィードバック制御部42は、交流回転電機MGに印加する電圧指令をdq軸回転座標系で表した二相電圧指令Vdc、Vqcを、二相実電流Id、Iqが二相電流指令Idc、Iqcに近づくように変化させる。そして、電圧制御部47は、二相電圧指令Vdc、Vqcに基づいて、交流回転電機MGに印加する電圧を制御する。なお、dq軸回転座標系が、本発明における二軸回転座標系に相当する。ここで、dq軸回転座標系は、図2にモデルを示すように、ロータの電気角に同期して回転するd軸及びq軸からなる二軸の回転座標系である。d軸は、ロータに備えられた磁石の界磁磁束の方向N極方向に定められ、q軸は、d軸に対して電気角で90度位相が進んだ方向に定められている。本実施形態では、ステータに備えられたU相コイルを基準にした場合の、d軸磁極の電気角を磁極位置θreとし、d軸磁極の電気角速度を磁極回転速度ωreとする。このような構成において、電圧制御部47は、パルス幅変調制御と、矩形波制御と、を切り替えて実行可能である。また、出力トルク指令値Tmoには、周期的なトルク振動が含まれる。電流フィードバック制御部42は、出力トルク指令値Tmoに含まれるトルク振動の周波数の周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算の出力値に少なくとも基づいて二相電圧指令Vdc、Vqcを算出する。そして、電流フィードバック制御部42は、矩形波制御の実行が開始された場合は、トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる減衰処理を実行する点に特徴を有している。以下、本実施形態に係る制御装置30について、詳細に説明する。1.制御装置30の構成次に、交流回転電機MGを制御するための制御装置30の構成について説明する。制御装置30は、CPU等の演算処理装置を中核部材として備えるとともに、当該演算処理装置からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたRAMランダムアクセスメモリや、演算処理装置からデータを読み出し可能に構成されたROMリードオンリメモリ等の記憶装置等を有して構成されている。そして、制御装置30のROM等に記憶されたソフトウェアプログラム又は別途設けられた演算回路等のハードウェア、或いはそれらの両方により、図1に示すような制御装置30の機能部39~49などが構成されている。制御装置30には、センサSe1、Se2、Se3から出力される電気信号が入力される。制御装置30は、入力された電気信号に基づき各センサの検出情報を算出する。電流センサSe1は、各相のコイルに流れる電流を検出するためのセンサであり、インバータINと各相のコイルとをつなぐ電線上に備えられている。制御装置30は、電流センサSe1の入力信号に基づいて各相のコイルを流れる実電流Iu、Iv、Iwを検出する。回転速度センサSe2は、ロータの回転速度及び回転角度を検出するためのセンサであり、ロータの回転軸に取り付けられている。制御装置30は、回転速度センサSe2の入力信号に基づいて、交流回転電機MGの磁極位置θre、磁極回転速度ωreを検出する。なお、回転速度センサSe2として、レゾルバ、又はロータリエンコーダなどが用いられる。電圧センサSe3は、直流電源の直流電圧VHを検出するためのセンサであり、本実施形態では、蓄電装置BtとインバータINとをつなぐ電線上に備えられている。制御装置30は、電圧センサSe3の入力信号に基づいて、直流電圧VHを検出する。なお、電圧センサSe3は、蓄電装置BtとインバータINとの間にDC-DCコンバータが備えられる場合には、DC-DCコンバータとインバータINとをつなぐ電線上に備えられる。すなわち、電圧センサSe3により検出される直流電圧VHは、インバータINのスイッチング素子に供給されている直流電圧であり、スイッチング素子がオンの場合に交流回転電機MGに印加される電圧である。制御装置30は、交流回転電機MGの動作制御を行う制御装置である。図1に示すように、制御装置30は、出力トルク指令設定部39、トルク電流演算部40、実電流演算部41、電流フィードバック制御部42、交流電圧指令算出部43、及びインバータ制御部44など、の機能部を備えており、各機能部が協働して、出力トルク指令値Tmoのトルクを交流回転電機MGに出力させるように制御する。1-1.制御モードの決定1-1-1.インバータINの制御方式制御モード決定部49は、インバータINの制御方式を、変調率Mの所定域である第一変調率域ではパルス幅変調制御PWM:PulseWidthModulationに決定し、当該第一変調率域よりも高い変調率Mの域である第二変調率域では矩形波制御に決定する。本実施形態では、図3に示すように、第一変調率域は、変調率Mが0.0以上、0.78未満の範囲に設定されており、第二変調率域は、変調率Mが0.78に設定されている。ここで、パルス幅変調制御は、代表的には、交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcと搬送波とに基づいて、インバータINのスイッチング素子をオンオフして交流回転電機MGに電圧を印加する制御であり、電気角の回転周期でコイル各相への電圧印加が2回以上オンオフされる。矩形波制御は、電気角の回転周期内で、オン期間及びオフ期間の比が1:1である矩形波1パルス分をコイル各相に印加する制御であり、電気角の回転周期でコイル各相への電圧印加が1回だけオンオフされる。なお、矩形波制御では、1パルスの矩形波がオンオフする位相が、二相電圧指令Vdc、Vqcに基づいて制御される。変調率Mは、直流電圧VHに対する、インバータINの出力電圧波形印加電圧波形の基本波成分電気角の回転周波数ωreの正弦波又は余弦波成分の割合を表す。また、本実施形態では、制御モード決定部49は、パルス幅変調制御として、第1A変調率域では通常パルス幅変調制御に決定し、第1B変調率域では過変調パルス幅変調制御に決定する。第1A変調率域は、第一変調率域で交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcの振幅が直流電圧VH以下となる変調率域に設定されている。第1B変調率域は、第一変調率域で交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcの振幅が直流電圧VHより大きくなる変調率域に設定されている。本実施形態では、通常パルス幅変調制御として、正弦波パルス幅変調制御が設定されているので、第1A変調率域は、変調率Mが0.0以上、0.61以下の範囲に設定され、第1B変調率域は、変調率Mが0.61より大きく、0.78未満の範囲に設定されている。1-1-2.ベクトル制御方式制御モード決定部49は、ベクトル制御方式を、第一変調率域では最大トルク電流制御に決定し、第二変調率域では弱め磁束制御に決定するように構成されている。1-1-3.制御モードの決定本実施形態では、制御モード決定部49は、図4に示すような、予め設定された制御モード決定マップを用いて、磁極回転速度ωre及び出力トルク指令値Tmoに基づいて、インバータINの制御方式及びベクトル制御方式を決定するように構成されている。制御モード決定マップは、上記のような各変調率域に対応して、図4に示すような磁極回転速度ωre及び出力トルク指令値Tmoの座標系以下、回転トルク座標系と称するにおける所定の領域毎に、インバータINの制御方式及びベクトル制御方式が予め設定されたマップとされている。例えば、第一変調率域0.0≦M<0.78、第1A変調率域0.0≦M≦0.61、第1B変調率域0.61<M<0.78は、最大トルク電流制御が実行される条件では、図4に示すような回転トルク座標系における所定の領域に対応する。また、第二変調率域M=0.78は、弱め磁束制御が実行される条件では、図4に示すような回転トルク座標系における所定の領域に対応する。なお、図4に、第一変調率域内0.0≦M<0.78における、最大トルク電流制御が実行される条件での、等変調率曲線をM=0.05~0.75まで、ΔM=0.05間隔で示している。等変調率曲線は、所定の変調率Mとなる回転トルク座標系における座標点の軌跡である。なお、第一変調率域と第二変調率域との境界曲線は、M=0.78の等変調率曲線であり、第1A変調率域と第1B変調率域との境界曲線は、M=0.61の等変調率曲線である。なお、制御モード決定部49は、変調率演算部48が算出した変調率Mに応じて、インバータINの制御方式及びベクトル制御方式を決定するように構成されてもよい。1-2.出力トルク指令値の設定出力トルク指令値Tmoには、周期的なトルク振動が含まれる場合がある。本実施形態では、出力トルク指令設定部39は、出力トルク指令値Tmoに含まれる周期的なトルク振動成分となる振動トルク指令値Tpを算出する周期振動トルク指令設定部58と、周期的なトルク振動成分を含まない指令値であって、振動している出力トルク指令値Tmoの中心値となる基準トルク指令値Tbを算出する基準トルク指令設定部57と、を備えるように構成されている。そして、出力トルク指令設定部39は、基準トルク指令値Tbと、振動トルク指令値Tpと、を加算した値を、出力トルク指令値Tmoとして設定するように構成されている。なお、出力トルク指令値Tmoが、本発明におけるトルク指令に相当する。本実施形態では、出力トルク指令値Tmoに含まれる周期的なトルク振動は、正弦波状にされている。具体的には、振動トルク指令値Tpは、式1に示すように、トルク振動周波数ωp角周波数の正弦波とされている。ここで、ΔTpは、振動トルク指令値Tpの振幅であり、αは、振動トルク指令値Tpの位相である。なお、振動トルク指令値Tpは、余弦波とされてもよい。1-3.トルク制御及び電流フィードバック制御制御装置30は、出力トルク指令値Tmoに基づいて電流指令を算出し、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御により交流回転電機MGの制御を行うように構成されている。ベクトル制御では、電流指令をdq軸回転座標系で設定し、各相のコイルに流れる実電流Iu、Iv、Iwを、磁極位置θreに基づき、dq軸回転座標系で表した二相実電流Id、Iqに変換し、二相実電流Id、Iqが電流指令に近づくように、交流回転電機MGに印加する電圧を制御する電流フィードバック制御を行う。以下、本実施形態に係わるトルク制御及び電流フィードバック制御について詳細に説明する。1-3-1.トルク電流演算部40トルク電流演算部40は、交流回転電機MGに出力させる出力トルク指令値Tmoに基づいて、交流回転電機MGに流す電流の指令値をdq軸回転座標系で表した二相電流指令Idc、Iqcを演算する機能部である。トルク電流演算部40は、出力トルク指令値Tmoに基づいて、出力トルク指令値Tmoのトルクを交流回転電機MGに出力させるようなd軸電流指令Idc及びq軸電流指令Iqcを算出するように構成されている。交流回転電機MGの出力トルクTmと、d軸実電流Id及びq軸実電流Iqとの関係は、式2で示すように表せる。ここで、Φは、永久磁石による鎖交磁束であり、Ldは、コイルのd軸インダクタンスであり、Lqは、コイルのq軸インダクタンスであり、Pnは、極対数である。埋込磁石構造では、Ld<Lqの突極性となる。<ベクトル制御方式>式2から、交流回転電機MGに同じ大きさの出力トルクTmを出力させるような、d軸電流指令Idc及びq軸電流指令Iqcの組み合わせは無数に存在することがわかる。そこで、トルク電流演算部40は、制御モード決定部49によって決定されたベクトル制御方式に従って、二相電流指令Idc、Iqcを演算する。ベクトル制御方式が最大トルク電流制御に決定されている場合は、トルク電流演算部40は、同一電流に対して発生トルクを最大にするような二相電流指令Idc、Iqcを算出する。二相電流指令Idc、Iqcは、最大トルク電流曲線上図5参照に決定される。ここで、最大トルク電流曲線は、最大トルク電流制御を行う際に、二相実電流Id、Iqが取り得る値をつないでなる曲線である。一方、ベクトル制御方式が弱め磁束制御に決定されている場合は、トルク電流演算部40は、負のd軸電流を流すことで、d軸電機子反作用による減磁効果を利用してd軸方向の磁束を減少させるように、二相電流指令Idc、Iqcを算出する。二相電流指令Idc、Iqcは、弱め磁束制御に対応して設定されている変調率M本実施形態では、0.78、直流電圧VH、及び磁極回転速度ωreに対応する定誘起電圧楕円電圧制限楕円上に決定される。以下では、最大トルク電流制御が行われる場合を例に説明する。図5aに示すように、トルク電流演算部40は、出力トルク指令値Tmoが0から増加するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、q軸電流指令Iqcを0から増加させ、d軸電流指令Idcを0から減少させる。一方、トルク電流演算部40は、出力トルク指令値Tmoが0から減少するにつれ、最大トルク電流曲線に沿って、q軸電流指令Iqcを0から減少させ、d軸電流指令Idcを0から減少させる。図5bcに、出力トルク指令値Tmoに対する各電流指令Idc、Iqcの関係特性を示すように、q軸電流指令Iqcは、出力トルク指令値Tmoの増加に対して単調増加するように算出される。一方、d軸電流指令Idcは、出力トルク指令値Tmoが0未満の場合は、出力トルク指令値Tmoの増加に対して単調増加するように算出され、出力トルク指令値Tmoが0より大きい場合は、出力トルク指令値Tmoの増加に対して単調減少するように算出される。また、出力トルク指令値Tmoに対する各電流指令Idc、Iqcの関係特性は、曲線となっており、1次より大きい高次の関数となっている。<トルク指令が0を中心に振動している場合>まず、図6bに示すように、出力トルク指令値Tmoが、0を中心に周期的に振動している場合について説明する。この場合は、図6aに示すように、二相電流指令Idc、Iqcは、dq軸回転座標系において、最大トルク電流曲線上を、出力トルク指令値Tmoの振動最大値に対応した等トルク曲線と振動最小値に対応した等トルク曲線との間を振動するように決定される。図6aには、このようなdq軸回転座標系における二相電流指令Idc、Iqcの振動軌跡が太線矢印で示されている。d軸電流指令Idc及びq軸電流指令Iqcは、図5bcに示すような関係特性に従い、出力トルク指令値Tmoに基づいて算出される。図6bに示すように、出力トルク指令値Tmoが、トルク振動周波数ωpトルク振動周期2π/ωpの正弦波で振動しているのに対して、d軸電流指令Idcは、主にトルク振動周波数ωpの2倍の周波数で振動し、q軸電流指令Iqcは、主にトルク振動周波数ωpと同じ周波数で振動している。このため、図6bの右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、出力トルク指令値Tmoは、トルク振動周波数ωpの成分基本波成分、1次の振幅が大きいのに対して、d軸電流指令Idcは、トルク振動周波数ωpに対して、トルク振動周波数ωpの2倍の2次2ωpの周波数成分の振幅が大きくなっている。q軸電流指令Iqcは、トルク振動周波数ωpと同じ1次ωpの周波数成分の振幅が大きくなっている。また、出力トルク指令値Tmoに対する各電流指令Idc、Iqcの関係特性は、1次より大きい高次の関数となっているため、d軸電流指令Idcには、4次4ωp、6次6ωpの高次の周波数成分の振幅が生じており、q軸電流指令Iqcには、3次3ωp、5次5ωpの高次の周波数成分の振幅が生じている。<トルク指令が0を跨いで振動している場合>次に、図7bに示すように、出力トルク指令値Tmoが、0より小さい値を中心に、0を跨いで周期的に振動している場合について説明する。この場合は、図7aに示すように、出力トルク指令値Tmoの振動最大値に対応した等トルク曲線、振動最小値に対応した等トルク曲線、振動中心値に対応した等トルク曲線は、図6aに示す場合と比べて、q軸実電流Iqが小さくなる方にシフトしている。図7bに示すように、d軸電流指令Idcは、1次ωpと2次2ωpの周波数成分が組み合わさったような複雑な波形で振動し、q軸電流指令Iqcは、主に1次ωpの周波数で振動している。このため、図7bの右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、d軸電流指令Idcには、1次ωpに加えて、2次2ωp、3次3ωp、4次4ωp、5次5ωp、及び6次6ωpの周波数成分の振幅も大きくなっている。q軸電流指令Iqcには、1次ωpに加えて、2次2ωp、4次4ωp、及び5次5ωpの周波数成分の振幅も大きくなっている。<トルク指令が0を跨がずに振動している場合>次に、図8bに示すように、出力トルク指令値Tmoが、0より大きい値を中心に、0を跨がずに周期的に振動している場合について説明する。この場合は、図8aに示すように、出力トルク指令値Tmoの振動最大値に対応した等トルク曲線、振動最小値に対応した等トルク曲線、振動中心値に対応した等トルク曲線は、図6aに示す場合と比べて、q軸実電流Iqが大きくなる方にシフトしている。図8bに示すように、d軸電流指令Idc及びq軸電流指令Iqcは、主にトルク振動周波数ωpと同じ周波数で振動している。図5bcに示すように、出力トルク指令値Tmoに対する各電流指令Idc、Iqcの関係特性は、出力トルク指令値Tmoが0から離れるにつれ、直線に近づいており、高次の関数成分が減少している。このため、図8bの右側に、各波形をフーリエ変換した周波数特性を示すように、d軸電流指令Idc及びq軸電流指令Iqcには、2次2ωp以上の周波数成分の振幅が減少している。1-3-2.電流フィードバック制御部42上記のように、出力トルク指令値Tmoに周期的なトルク振動が含まれる場合は、最大トルク電流曲線上に決定される各二相電流指令Idc、Iqcにも周期的な振動成分が含まれる。また、出力トルク指令値Tmoに含まれるトルク振動が正弦波であっても、特に、出力トルク指令値Tmoが0を跨いで振動する場合は、d軸電流指令Idcには、1次より大きい高次の周波数成分が大幅に増加する。また、出力トルク指令値Tmoに対するq軸電流指令Iqcの関係特性は、出力トルク指令値Tmoの0付近では高次の関数成分が多く含まれるので、出力トルク指令値Tmoが0付近で振動する場合は、q軸電流指令Iqcには、1次より大きい高次の周波数成分が増加する。電流フィードバック制御において目標値となる二相電流指令Idc、Iqcに周期的な振動成分が含まれると、比例積分制御PI制御などの単純な制御だけでは、目標値に含まれる周期的な振動成分に対する実値の追従性能を確保しにくくなる。そこで、二相電流指令Idc、Iqcに含まれる周期的な振動成分に対する追従性能を向上させるために、電流フィードバック制御部42は、出力トルク指令値Tmoに周期的なトルク振動が含まれる場合に、トルク振動周波数ωpの周波数に対応する周期関数の特性を有する高調波モデルを用いた演算を少なくとも実行して二相電圧指令を算出するように構成されている。本実施形態では、図1に示すように、電流フィードバック制御部42は、d軸電流及びq軸電流それぞれについて、高調波モデルを用いて高調波電圧指令Vhd、Vhqを算出するd軸高調波制御器53及びq軸高調波制御器56を備えている。また、電流フィードバック制御部42は、d軸電流及びq軸電流それぞれについて、基本電圧指令Vbd、Vbqを算出するd軸比例積分制御器54及びq軸比例積分制御器55を備えている。そして、電流フィードバック制御部42は、d軸高調波電圧指令Vhdと、d軸基本電圧指令Vbdと、を加算した値を、d軸電圧指令Vdcとして設定し、q軸高調波電圧指令Vhqと、q軸基本電圧指令Vbqと、を加算した値を、q軸電圧指令Vqcとして設定するように構成されている。但し、電流フィードバック制御部42は、矩形波制御の実行中は、高調波モデルの内部演算値をゼロに設定するように構成されている。また、電流フィードバック制御部42は、矩形波制御の実行が開始された場合は、トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる減衰処理を実行するように構成されている。なお、減衰処理については、制御装置30の各部の処理を説明した後に、詳述する。1-3-2-1.比例積分制御器本実施形態では、各比例積分制御器54、55は、式3、式4に示すように、二相実電流Id、Iqと二相電流指令Idc、Iqcとの電流偏差に基づいて、比例演算及び積分演算を行って基本電圧指令Vbd、Vbqを算出する比例積分PI制御器とされている。ここで、Kpdは、d軸比例ゲインであり、Kpqは、q軸比例ゲインであり、Kidは、d軸積分ゲインであり、Kiqは、q軸積分ゲインである。なお、各比例積分制御器54、55は、比例積分PI制御器以外の制御器、例えば、比例積分微分PID制御器とされていてもよい。また、電流フィードバック制御部42には、各比例積分制御器54、55に加えて、式5に示すような、非干渉器が追加的に備えられてもよい。この場合は、非干渉器の算出値ΔVud、ΔVuqが、追加的に二相電圧指令Vdc、Vqcに加算される。1-3-2-2.高調波制御器<周期振動成分に対する追従誤差>非干渉器が備えられる場合は、非干渉器の算出値ΔVud、ΔVuqを除いた二相電圧指令Vdc、Vqcに対する、交流回転電機MGを流れる二相実電流Id、Iqの応答を表す伝達関数は、式6で示すように、一次遅れで表せる。二相電流指令Idc、Iqcに周期的な振動成分が含まれない場合は、比例積分制御器54、55だけでも、二相電流指令Idc、Iqcに対して二相実電流Id、Iqを後述するような定常偏差なく追従させることができる。しかし、二相電流指令Idc、Iqcには、出力トルク指令値Tmoに含まれるトルク振動周波数ωpの振動成分に起因して、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍nは2以上の自然数の周期的な振動成分が含まれる。この場合は、比例積分制御器54、55だけでは、二相電流指令Idc、Iqcの周期的な振動成分に対して二相実電流Id、Iqが位相遅れを持って追従し、定常偏差が生じる。例えば、図10のタイムチャートに示すように、時刻t11までの期間は、q軸比例積分制御器55だけでq軸電圧指令Vqcを算出しており、q軸実電流Iqは、周期振動しているq軸電流指令Iqcに対して位相遅れ及びゲイン低下を持って追従しており、定常偏差を有している。<内部モデル原理>そこで、指令値に定常偏差なく追従させるために、フィードバック系の内部に、指令値の極と同じ極を有する制御器を導入することが有効であるという、内部モデル原理の制御理論を用いる。二相電流指令Idc、Iqcには、式7のように表せる、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍nは2以上の自然数の正弦波又は余弦波の周期振動成分が含まれている。式7の二相電流指令Idc、Iqcは、周波数領域s領域では、式8の伝達関数で表せる。ここで、sは、ラプラス演算子である。なお、二相電流指令Idc、Iqcが余弦波の場合は、式9の伝達関数で表せる。式7、式8より、二相電流指令Idc、Iqcの極、すなわち、伝達関数の分母が0になるsは、式10となる。よって、内部モデル原理により、電流フィードバック制御部42の伝達関数Gfbは、式11のように、式10の極を有するように構成すれば、指令値に定常偏差なく追従させることが可能となる。式11の右辺の第一項は、比例積分制御器54、55の積分演算として含まれる。<高調波モデル>よって、各高調波制御器53、56は、式11の右辺の第一項を削除した式12に示す伝達関数Ghの特性を有する高調波モデルを用いるように構成される。ここで、式12に示す高調波モデルの伝達関数Ghの分母s2nωp2は、トルク振動周波数ωpのn倍nは、1以上の自然数の周波数の正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数である。よって、各高調波制御器53、56が用いる高調波モデルは、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍までの各周波数の正弦波又は余弦波の周期関数に対応する伝達関数1/s2nωp2の特性を並列した特性を有するように構成される。本実施形態では、式13に示すように、式12に示す高調波モデルの伝達関数Ghの分子Bnsを0次sの0乗の伝達関数、すなわち、定数に設定する場合を例に説明する。ここで、Kh1、Kh2、は、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍のそれぞれに対応する各高調波制御器53、56の制御ゲインであり、電流フィードバック制御系の応答性及び安定性を考慮して設定される。なお、制御ゲインKh1、Kh2、は、トルク振動周波数ωpに比例して変更されるように構成されてもよい。なお、式14及び式15で示すように、高調波モデルの伝達関数Ghの分子Bnsを1次sの1乗又は2次sの2乗の伝達関数に設定してもよい。ここで、Khp1、Khp2、、及びKhi1、Khi2、は、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍のそれぞれに対応する各高調波制御器53、56の制御ゲインである。出力トルク指令値Tmoが0を跨いで振動する場合のように、二相電流指令Idc、Iqcにトルク振動周波数ωpの1倍からn倍の複数の周波数の振動成分が多く含まれる場合は、各周波数の振動成分による定常偏差を減少させるためには、各周波数に対応する複数の高調波モデルを並列して用いる必要がある。よって、高調波制御器53、56それぞれの高調波モデルは、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍までの各周波数の正弦波又は余弦波の特性伝達関数では1/s2nωp2を有するように構成することができる。この場合、各二相電流指令Idc、Iqcに含まれる、各次数の成分の大きさに応じて、nの値が設定される。すなわち、比較的大きい振動成分を有する次数に対応する、次数nの高調波モデルが備えられる。例えば、図6及び図7に示すように、各二相電流指令Idc、Iqcに1次から4次の成分が比較的多く含まれるので、高調波制御器53、56それぞれの高調波モデルは、トルク振動周波数ωpの1倍から4倍1次から4次までの各周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成することができる。或いは、d軸電流指令Idcには、出力トルク指令値Tmoが0を跨いで振動する場合に、2次の成分が大幅に多くなるので、d軸高調波制御器53の高調波モデルは、トルク振動周波数ωpの1倍及び2倍1次及び2次の各周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成されてもよい。また、q軸電流指令Iqcには、出力トルク指令値Tmoが0を跨いで振動する場合でも、2次の成分が大幅に多くならない。従って、q軸高調波制御器56の高調波モデルは、トルク振動周波数ωpの1倍1次の周波数の正弦波又は余弦波の特性を有するように構成されてもよい。なお、式13の各周波数nωpの高調波モデルは、例えば、図9及び式16に示すように、2つの積分器1/s91、92と、帰還ループを有する演算により、構成することができる。<矩形波制御中の高調波モデルの内部演算値のリセット>電流フィードバック制御部42は、上記のように、矩形波制御の実行中は、高調波モデルの内部演算値をゼロに設定するように構成されている。本実施形態では、図9に示すように、積分値リセット器95が、矩形波制御の実行中に、2つの積分器91、92の積分値をゼロに設定するように構成されている。また、入力リセット器94が、矩形波制御の実行中に、二相実電流Id、Iqと二相電流指令Idc、Iqcとの電流偏差が高調波モデルに入力されないように、高調波モデルに対する入力をゼロに設定するように構成されている。矩形波制御の実行中は、二相実電流Id、Iqに、電気角の回転周波数ωreの3次以上の高調波成分が重畳されやすい。上記の構成によれば、矩形波制御の実行中は、高調波モデルの内部演算値がゼロに設定される。このため、外乱となる二相実電流に重畳する3次以上の高調波成分に対して高調波モデルが反応して、高調波モデルの内部演算値が変動することを防止できる。このため、パルス幅変調制御の実行が再開された場合に、変動した高調波モデルの出力値により、二相電圧指令Vdc、Vqcが変動し、交流回転電機MGの電流及び出力トルクが急変することを抑制することができる。<高調波制御の挙動>次に、図10を参照して、高調波制御の挙動を説明する。図10では、q軸電流指令Iqcにおいて、トルク振動周波数ωp1次の成分の割合が大きい場合図10では、100であって、q軸高調波制御器56が、トルク振動周波数ωp1次のみの正弦波又は余弦波の伝達関数1/s2ωp2の特性を有するように構成されている場合の例を示す。時刻t11までは、高調波制御の効果をわかりやすくするために、高調波制御が実行されていない。すなわち、q軸高調波電圧指令Vhqが0に設定されており、q軸電圧指令Vqcは、q軸比例積分制御器55により算出されたq軸基本電圧指令Vbqからなる。高調波制御が実行されていない場合は、q軸基本電圧指令Vbqは、トルク振動周波数ωpで振動しているq軸電流指令Iqcにq軸実電流Iqを一致させるために周期変化しているが、q軸実電流Iqは、周期振動しているq軸電流指令Iqcに対して位相遅れ及びゲイン低下を持って追従しており、電流偏差に定常偏差を有している。一方、時刻t11で高調波制御が開始されると、q軸高調波電圧指令Vhqが、q軸電流指令Iqcとq軸実電流Iqとの電流偏差に応じて、トルク振動周波数ωpで自己励起的に振動し始めると共に振幅が増加していく。この際、高調波モデルは、電流偏差を積分すると共に自己励起的にトルク振動周波数ωpで振動して、q軸高調波電圧指令Vhqを生成するように作用する。また、電流偏差は、トルク振動周波数ωpで振動している。このため、トルク振動周波数ωpで振動しているq軸高調波電圧指令Vhqの位相は、電流偏差が減少する方向に進角又は遅角されると共に、q軸高調波電圧指令Vhqの振幅は、電流指令が減少する方向に増加又は減少される。よって、q軸電流指令Iqcとq軸実電流Iqとの電流偏差が減少していく。このため、電流偏差に応じて算出されるq軸基本電圧指令Vbqも減少していく。そして、時刻t12で、q軸高調波電圧指令Vhqによって、定常偏差を減少させてq軸実電流Iqをq軸電流指令Iqcに追従させることができ、q軸基本電圧指令Vbqの周期変化を0近くまで減少させることができている。1-4.実電流演算部41図1に示すように、実電流演算部41は、交流回転電機MGを流れる実電流に基づいて、dq軸回転座標系で表した二相実電流Id、Iqを演算する機能部である。本実施形態では、実電流演算部41は、各相のコイルを流れる実電流Iu、Iv、Iwを、磁極位置θreに基づいて、三相二相変換及び回転座標変換を行って、dq軸回転座標系で表したd軸実電流Id、q軸実電流Iqに変換する。1-5.交流電圧指令算出部43交流電圧指令算出部43は、電流フィードバック制御部42が算出した二相電圧指令Vdc、Vqcに基づいて、交流回転電機MGに印加する交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを算出する機能部である。<パルス幅変調制御>交流電圧指令算出部43は、インバータINの制御方式としてパルス幅変調制御が決定されている場合は、dq軸回転座標系で表した二相電圧指令Vdc、Vqcを、磁極位置θreに基づいて、固定座標変換及び二相三相変換を行って、三相それぞれのコイルへの電圧指令である交流電圧指令Vu、Vv、Vwに変換する。過変調パルス幅変調制御が決定されている場合は、インバータINの出力電圧波形における基本波成分の変調率が、目標とする変調率に一致するように、固定座標変換及び二相三相変換に加えて、交流電圧指令Vu、Vv、Vwを歪ませる振幅補正が行われる。<矩形波制御>交流電圧指令算出部43は、インバータINの制御方式として矩形波制御が決定されている場合は、dq軸回転座標系で表した二相電圧指令ベクトルの位相θvを式17に従い算出し、磁極位置θreと位相θvに基づいて、位相が調整された1パルス矩形波の交流電圧指令Vu、Vv、Vwを算出する。ここで、二相電圧指令ベクトルは、dq回転座標系において原点から二相電圧指令Vdc、Vqcの座標点に向うベクトルである。二相電圧指令ベクトルの位相θvは、q軸に対する二相電圧指令ベクトルの電気角での位相である。1-6.インバータ制御部44インバータ制御部44は、交流電圧指令Vu、Vv、Vwに基づき、インバータINが備える複数のスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Suvwを生成する。<パルス幅変調制御>インバータ制御部44は、インバータINの制御方式としてパルス幅変調制御が決定されている場合は、交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcと搬送波とに基づいてスイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Suvwを生成する。代表的には、直流電圧VHの振幅を有する三角波の搬送波と、交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcと、の比較結果に基づき、インバータ制御信号Suvwが生成される。あるいは、式18に基づいて算出された変調率Mと、式17に基づいて算出された二相電圧指令ベクトルの位相θvと、磁極位置θreと、に基づいて、スイッチング素子をオンオフ制御するインバータ制御信号Suvwを生成するように構成されてもよい。<矩形波制御>インバータ制御部44は、インバータINの制御方式として矩形波制御が決定されている場合は、交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcに基づいてロータの電気角に同期してスイッチング素子を1回ずつオンオフ制御するインバータ制御信号Suvwを生成する。あるいは、矩形波制御が決定されている場合は、交流電圧指令算出部43は交流電圧指令Vuc、Vvc、Vwcを算出せずに、インバータ制御部44は、磁極位置θreと二相電圧指令ベクトルの位相θvに基づいて、直接、インバータ制御信号Suvwを生成するように構成されてもよい。1-7.変調率演算部48変調率演算部48は、直流電源の直流電圧VHに対する交流回転電機MGに印加される交流電圧の実効値の割合である変調率Mを算出する。本実施形態では、変調率演算部48は、式18に示すように、二相電圧指令Vdc、Vqc及び直流電圧VHに基づいて、変調率Mを算出するように構成されている。1-8.高調波モデルの出力値の減衰処理次に、電流フィードバック制御部42で実行される高調波モデルの出力値の減衰処理について詳細に説明する。電流フィードバック制御部42は、上記のように、矩形波制御の実行が開始された場合は、トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる減衰処理を実行するように構成されている。本実施形態では、図11にq軸の構成を示すように、各軸の高調波制御器53、56は、高調波モデルに加えて、減衰処理器、切替器を備えている。なお、以下でq軸の構成について説明するが、d軸についても、q軸と同様に構成されている。q軸の減衰処理器61は、矩形波制御の実行が開始された場合は、トルク振動の周期に応じて設定された期間内で、矩形波制御の実行を開始する直前のq軸の高調波モデル60の出力値Vhq1からゼロまで徐々に変化させる減衰処理を行ってq軸減衰高調波指令Vhq2を算出するように構成されている。そして、q軸の切替器62は、矩形波制御の実行が開始された場合は、q軸の高調波モデル60の出力値Vhq1からq軸減衰高調波指令Vhq2に切り替えて、q軸高調波電圧指令Vhqを算出するように構成されている。本実施形態では、q軸の減衰処理器61は、トルク振動の周期に応じて設定された時定数Tfltを有する一次遅れフィルタ処理を用いて、減衰処理を実行するように構成されている。時定数Tfltを有する一次遅れフィルタ処理は、式19に示す伝達関数Gfltで表せる。本実施形態では、図12に示すように、一次遅れフィルタ処理器70は、積分器74と、1/Tfltからなるゲイン73と、帰還ループを有して構成されている。一次遅れフィルタ処理器70には、ゼロが入力されるように構成されている。積分値リセット器71が、パルス幅変調制御の実行中は、積分器74の積分値を、q軸の高調波モデル60の出力値Vhq1に設定するように構成されている。よって、矩形波制御の実行が開始された後、一次遅れフィルタ処理器70q軸の減衰処理器61の出力Vhq2は、q軸の高調波モデル60の出力値Vhq1からゼロに向かって一次遅れの挙動で変化する。時定数設定器72は、トルク振動周波数ωpに応じて時定数Tfltを設定するように構成されている。例えば、時定数Tfltは、トルク振動の周期2π/ωpの1/4に設定される。また、出力トルク指令値Tmoが0を跨いで振動している場合は、上記したように、d軸電流指令Idcの振動周波数がトルク振動周波数ωpの2倍になるため、この場合は、d軸の減衰処理器の時定数Tfltは、トルク振動の周期2π/ωpの1/8に設定される。或いは、時定数設定器72は、トルク振動周波数ωpの1倍からn倍までの各周波数に対応した高調波モデルの出力の内、最も出力の振幅が大きい高調波モデルの周波数高出力周波数に対応した振動周期に応じて時定数Tfltを設定するように構成されてもよい。例えば、高出力周波数に対応する振動周期の1/4を時定数Tfltに設定することができる。<減衰処理の挙動>次に、減衰処理の制御挙動について説明する。図13に示す例では、パルス幅変調制御の実行中は、q軸高調波電圧指令Vhqは、トルク振動の周期2π/ωpの1/4の期間例えば、時刻t42から時刻t43の期間で、振動最大値又は振動最小値からゼロに変化している。矩形波制御の実行が開始される直前時刻t45の直前に、q軸高調波電圧指令Vhqが振動最大値又は振動最小値である場合は、矩形波制御の実行開始後にq軸高調波電圧指令Vhqの変化幅が最も大きくなる厳しい条件となる。上記のように時定数Tfltを設定すれば、矩形波制御の実行が開始される直前に、q軸高調波電圧指令Vhqが振動最大値又は振動最小値になったとしても、時定数Tfltがトルク振動の周期2π/ωpの1/4に設定されているので、矩形波制御の実行を開始した時点時刻t45から時定数Tfltに対応した期間の経過後時刻t46に、q軸高調波電圧指令Vhqの大きさを、開始前の63.2分だけ減少させて、ゼロに近づけることができる。よって、矩形波制御の実行開始後に、パルス幅変調制御の実行中と同様の期間で、q軸高調波電圧指令Vhqを振動最大値又は振動最小値からゼロに近づけることができる。従って、矩形波制御の実行が開始された後も、q軸高調波電圧指令Vhqを、パルス幅変調制御中の値から連続させて、パルス幅変調制御中と同様の応答性で滑らかにゼロに近づけることができる。次に、図14abに、出力トルク指令値Tmoが、図8に示す場合と同様に、0より大きい範囲をトルク振動周波数ωpで振動している場合の例を示す。二相電流指令Idc、Iqcは、主にトルク振動周波数ωpの周波数で振動している。時刻t21までは、図15に磁極回転速度ωreがω1である場合で示すように、出力トルク指令値Tmoが、パルス幅変調制御が決定される領域内で振動していたが、時刻t21の時点では磁極回転速度ωreがω2になっており、出力トルク指令値Tmoが、矩形波制御及びパルス幅変調制御が決定される領域に跨って振動する条件になっている。このため、出力トルク指令値Tmoが最大値になる付近時刻t21からt22の期間、時刻t31からt32の期間で、インバータINの制御方式が矩形波制御に決定されている。なお、制御モードの決定には判定ディレイ又は判定ヒステリシスが設けられているため、矩形波制御は、出力トルク指令値Tmoの振動最大値より小さい値が中心になる期間に決定されている。<比較例の制御挙動と課題>まず、図14aに本実施形態と異なり減衰処理を行わないように構成された場合の比較例を示している。比較例では、矩形波制御の実行が開始された場合に、減衰処理が行われないため、高調波モデルを用いた演算の出力値がゼロに設定され、高調波電圧指令Vhd、Vhqがステップ的にゼロに変化している。このため、矩形波制御の実行が開始されたときに、二相電圧指令Vdc、Vqc二相電圧指令ベクトルの位相θvがステップ的に変化し、二相電圧指令Vdc、Vqcに基づいて制御される1パルス矩形波の出力電圧波形の位相が、パルス幅変調制御の実行中の出力電圧波形の位相からステップ的に変化する。矩形波制御では、元来、二相実電流Id、Iqに、電気角の回転周波数ωreの3次以上の高調波成分が重畳しているため、識別しにくいが、出力電圧波形の位相のステップ変化により、二相実電流Id、Iqの変動が更に大きくなっている。このため、交流回転電機MGの出力トルクTmの変動が大きくなる。なお、図14abに示す例では、高調波電圧指令Vhd、Vhqは、式6で示すような制御対象の応答遅れによる定常偏差をなくすため、二相電流指令Idc、Iqcに対して位相が進んでいる。このため、d軸電流指令Idcの振動最小値、q軸電流指令Iqcの振動最大値に対して、d軸高調波電圧指令Vhdの振動最小値、q軸高調波電圧指令Vhqの振動最大値は、位相が進んでいる。よって、図14aに示すように、高調波電圧指令Vhd、Vhqは、振動最大値又は振動最小値になる位相から遅れた位相でゼロにステップ的に変化している。制御対象の応答遅れの大きさ又は比例積分制御器の制御ゲインの大きさによっては、高調波電圧指令Vhd、Vhqは、振動最大値又は振動最小値に近い値からゼロにステップ的に変化する場合があり、更に、二相実電流Id、Iqの変動が大きくなり得る。また、図14abに示す例は、d軸高調波制御器53は、トルク振動周波数ωpの1次及び2次の各周波数に対応した高調波モデルを有するように構成されているため、d軸高調波電圧指令Vhdは、1次及び2次の振動成分が合わさった波形となっている。q軸高調波制御器56は、トルク振動周波数ωpの1次の周波数に対応した高調波モデルを有するように構成されているため、q軸高調波電圧指令Vhqは、1次の振動成分の波形となっている。<本実施形態の挙動>図14bに本実施形態により減衰処理を行うように構成された場合の例を示している。本実施形態では、矩形波制御の実行が開始された場合に、減衰処理が行われるため、高調波電圧指令Vhd、Vhqが、矩形波制御の実行が開始される直前値からゼロに向かって徐々に減少している。このため、矩形波制御の実行が開始されたときに、二相電圧指令Vdc、Vqcがステップ的に変化することを防止できている。また、本実施形態では、トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように変化されるため、高調波電圧指令Vhd、Vhqをトルク振動の周期に合わせて適切に変化させることができる。図14bに示す例では、時定数Tfltが、トルク振動の周期2π/ωpの1/4に設定されている。このため、パルス幅変調制御において、トルク振動の周期2π/ωpの1/4の期間で、高調波電圧指令Vhd、Vhqが振動最大値又は振動最小値からゼロに変化する応答性に合わせて、矩形波制御の実行が開始された場合でも、調波電圧指令Vhd、Vhqを変化させることができている。従って、矩形波制御の実行が開始されたときに、二相電圧指令Vdc、Vqc二相電圧指令ベクトルの位相θvから、パルス幅変調制御中と同様の応答性で滑らかに変化させることができる。よって、二相実電流Id、Iqが、元来重畳する3次以上の高調波成分より大きく変動することを防止することができている。そして、交流回転電機MGの出力トルクTmの変動が大きくなることを防止できる。なお、図14bに示す例では、高調波電圧指令Vhd、Vhqが、ゼロまで減少する前に、パルス幅変調制御の実行が再び開始されており、減衰処理が終了されている。矩形波制御の実行中に、高調波モデルの内部演算値がゼロに設定されているので、パルス幅変調制御の実行再開後、高調波電圧指令Vhd、Vhqはゼロから変化を開始している。また、矩形波制御の実行中は、高調波モデルの内部演算値がゼロに設定されているので、矩形波制御により二相実電流Id、Iqに重畳する3次以上の高調波成分が外乱として作用し、高調波モデルの内部演算値が変動することを防止できている。なお、図15に磁極回転速度ωreがω3である場合で示すように、出力トルク指令値Tmoが矩形波制御が決定される領域内で振動する条件になる場合は、時刻t32以降も、図13に示すように、高調波電圧指令Vhd、Vhqがゼロになるまで減少される。その他の実施形態最後に、本発明のその他の実施形態について説明する。なお、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。1上記の実施形態において、通常パルス幅変調制御として、正弦波パルス幅変調制御が設定され、第1A変調率域が、変調率Mが0.0以上、0.61以下の範囲に設定され、第1B変調率域が、変調率Mが0.61より大きく、0.78未満の範囲に設定されている場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、通常パルス幅変調制御として、3次高調波注入パルス幅変調制御THIPWM:thirdharmonicsinjectionPWM、空間パルス幅変調制御SVPWM:spacevectorPWM、又は不連続パルス幅変調制御DPWM:discontinuousPWMが設定されるように構成されてもよい。この場合は、第1A変調率域は、変調率Mが0.0以上、0.707以下の範囲まで広げられ、第1B変調率域は、変調率Mが0.707より大きく、0.78未満の範囲に狭められる。また、通常パルス幅変調制御として、第1A変調率域内の低い変調率域で正弦波PWMが設定され、高い変調率域でSVPWMなどが設定されるなど、第1A変調率域内で通常PWMの各方式が切り替え可能に構成されてもよい。また、第1A変調率域と第1B変調率域との境界の変調率Mは、例えば、搬送波を生成する制御装置30のタイマの分解能などの制約により、0.61又は0.707より小さい値、例えば0.51に設定されてもよい。2上記の実施形態において、制御装置30に備えられた出力トルク指令設定部39が、出力トルク指令値Tmoを設定している場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、外部の装置から制御装置30に出力トルク指令値Tmo、又は振動トルク指令値Tpが伝達されるように構成されてもよい。3上記の実施形態において、出力トルク指令値Tmoにトルク振動周波数ωpの正弦波又は余弦波が含まれる場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、出力トルク指令値Tmoが周期的なトルク振動が含まれればよく、例えば、周期的なトルク振動は、複数の異なる周波数の正弦波又は余弦波からなる波、或いは、三角波、のこぎり波、又は任意の波形の周期関数であってもよい。この場合でも、高調波モデルは、出力トルク指令値Tmoに含まれるトルク振動の複数の異なる周波数に対応する周期関数の特性を有するように構成されてもよい。4交流回転電機MGは、図16に示すように、内燃機関Eに駆動連結されるとともに、車輪Wに駆動連結されるように構成されてもよい。なお、図16に示す例では、回転電機MGと車輪Wとの動力伝達経路に変速機構TMが設けられている。このような構成において、出力トルク指令値Tmoは、内燃機関Eから交流回転電機MGに伝達されるトルク振動を打ち消すためのトルク振動を含むように構成される。この場合、トルク振動周波数ωpは、内燃機関Eの燃焼周波数に応じた周波数になる。例えば、気筒数Nの4サイクルエンジンでは、トルク振動周波数ωpは式20のようになる。ここで、ωmは、交流回転電機MG内燃機関Eの回転周波数回転速度である。そして、時定数Tfltは、式20に従い、交流回転電機MG内燃機関Eの回転速度ωmに基づいて算出されるトルク振動周波数ωpに応じて設定される。5上記の実施形態において、電流フィードバック制御部42は、トルク振動の周期2π/ωpに応じて設定された時定数Tfltを有する一次遅れフィルタ処理を用いて、減衰処理を実行する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、電流フィードバック制御部42で実行される減衰処理は、トルク振動の周期に応じて設定された期間内でゼロとなるように、高調波モデルを用いた演算の出力値を徐々に変化させる処理であれば、どのような処理でもよい。例えば、図17にq軸の構成を示すように、q軸の減衰処理器61は、開始後経過時間タイマ81により算出した矩形波制御の実行開始後の経過時間Thを、減衰期間設定器82によりトルク振動周波数ωpに応じて設定された減衰期間Th0で除算して、正規化された開始後経過時間Ktを算出する。そして、q軸の減衰処理器61は、減衰ゲイン算出器83により、図18に示すような減衰ゲイン算出マップを用いて、正規化開始後経過時間Ktに基づいて減衰ゲインKrを算出する。また、q軸の減衰処理器61は、開始直前値保持器80により、矩形波制御の実行が開始される直前のq軸の高調波モデル60の出力値Vhq1を保持し、開始直前値Vhq0を算出する。そして、q軸の減衰処理器61は、開始直前値Vhq0に減衰ゲインKrを乗算して、q軸減衰高調波指令Vhq2を算出するように構成されている。この構成によれば、矩形波制御の実行開始後の経過時間Thが減衰期間Th0に近づくに従い、q軸減衰高調波指令Vhq2を、矩形波制御の開始直前値Vhq0から徐々にゼロに近づけることができる。減衰期間Th0は、時定数Tfltと同様に、トルク振動の周期2π/ωpの1/4又は1/8などに設定される。なお、図18に示す減衰ゲイン算出マップは、減衰ゲインKrの増加に従って、減衰ゲインKrが任意の曲線、又は直線の組み合わせに沿って1.0からゼロまで減少されるように設定されてもよい、6上記の実施形態において、電流フィードバック制御部42は、矩形波制御の実行中は、高調波モデルの内部演算値をゼロに設定する場合を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、電流フィードバック制御部42は、矩形波制御の実行中に、高調波モデルの内部演算値をゼロに設定しないように構成されてもよい。また、図9に示す、入力リセット器94を作動させ、積分値リセット器95を作動させないように構成されてもよい。