"直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部の交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給し、前記複数の単相インバータ部の中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置であって、スイッチング素子をGaN系またはGaAs系の化合物半導体で形成した第1の単相インバータ部と、スイッチング素子をSiC系の化合物半導体で形成した第2の単相インバータ部と、を備え、前記第1の単相インバータ部の発生電圧は、前記第2の単相インバータ部の発生電圧より低いことを特徴とする電力変換装置。前記GaN系またはGaAs系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、Si基板上に形成されていることを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。前記GaN系またはGaAs系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、単一のSi基板上に形成されていることを特徴とする請求項2に記載の電力変換装置。直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部を複数直列接続した電力変換装置であって、第1の単相インバータ部と、前記第1の単相インバータ部の発生電圧より高い発生電圧の第2の単相インバータ部と、を備え、前記第1の単相インバータ部は、前記第2の単相インバータ部と比較して、スイッチング動作の速いワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成され、前記第2の単相インバータ部は、前記第1の単相インバータ部と比較して、オン電圧の低いワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成されていることを特徴とする電力変換装置。ところで、大容量インバータを構築するためには、多数の並列パワースイッチング素子および演算器追加等の複雑なシステムが必要であり、装置の大型化と高価格が課題であった。また、並列インバータの電流不平衡状態を補正しないと、歪んだ正弦波形が出力されるという課題があった。さらに、階調制御インバータでは滑らかな正弦波形は得られるが、部品点数が増えるため大容量化が困難であるという課題があった。ここで、従来の電力変換装置の課題をまとめて以下に例示する。1多数のパワースイッチング素子で生じるスイッチング損失による電力変換効率の低下。2複数の並列インバータシステムによる電力変換効率の低下。3並列インバータの負荷均一化電流不平衡抑制回路の追加が必要。4並列インバータの出力横流防止システムの追加が必要。5並列素子のスイッチングタイミングのずれに起因するスパイク貫通電流防止のための遅延回路の追加、もしくは過飽和リアクトルおよびダンピング抵抗の追加が必要。6サージ電圧発生防止回路の追加が必要。7マルチレベルインバータ階調制御は、部品点数が多く、大容量インバータを作製するには大型化し、実現困難。以上のような課題が従来の電力変換装置にはあった。そして、従来の電力変換装置では、スイッチング素子としてSiデバイスを用いていたため、大容量インバータを小型に作製することが困難であるという課題があった。本発明の目的は、上記の課題に鑑み、大容量インバータを小型で比較的容易に作製することが可能な電力変換装置を提供することにある。本発明に係る電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部の交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給し、前記複数の単相インバータ部の中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置であって、スイッチング素子をGaN系またはGaAs系の化合物半導体で形成した第1の単相インバータ部と、スイッチング素子をSiC系の化合物半導体で形成した第2の単相インバータ部と、を備え、前記第1の単相インバータ部の発生電圧は、前記第2の単相インバータ部の発生電圧より低い。また、前記GaN系またはGaAs系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、格子不整合緩和のためのバッファ層を積層したSi基板上に形成されてもよい。また、前記GaN系またはGaAs系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、単一のSi基板上に形成されてもよい。本発明に係る電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部を複数直列接続した電力変換装置であって、第1の単相インバータ部と、前記第1の単相インバータ部の発生電圧より高い発生電圧の第2の単相インバータ部と、を備え、前記第1の単相インバータ部は、前記第2の単相インバータ部と比較して、スイッチング動作の速いワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成され、前記第2の単相インバータ部は、前記第1の単相インバータ部と比較して、低抵抗のワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成されている。本発明によれば、大容量インバータを小型で比較的容易に作製することが可能な電力変換装置を提供することができる。以下に、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。図1は、本実施形態に係る電力変換装置10の構成を示す図である。電力変換装置10は、3相負荷駆動用に用いられる。電力変換装置10は、各相がスター結線されて3相負荷11に電力供給する。それぞれの相は、3つの単相インバータであるVaインバータ12a、Vbインバータ12b、Vcインバータ12cを直列接続した単相多重変換器から成る。Vaインバータ12a、Vbインバータ12b、Vcインバータ12cはそれぞれ、系統からトランス13を通して引き込まれる3相交流電力を整流して直流電力に変換する3相コンバータ部14a,14b,14cと、その直流電力を平滑するコンデンサ15a,15b,15cと、コンデンサ15a,15b,15cを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部16a,16b,16cとを備えている。単相インバータ部16aと単相インバータ部16b、16cは、異なる種類のスイッチング素子で構成している。そして、Vaインバータ12a、Vbインバータ12b、Vcインバータ12cが変換して出力する電圧発生電圧Va、Vb、Vcの大きさは、Va<Vb<Vcの関係となっている。すなわち、Vaインバータ12aの発生電圧が一番低く、Vcインバータ12cの発生電圧が一番高い。なお、詳細は後述するが、単相インバータ部16aは、単相インバータ部16b、16cと比較して、スイッチング速度が速いスイッチング素子で構成されている。図2は、3相コンバータ部14a,14b,14cの例を示す図である。図2aに示す3相コンバータ部コンデンサを含むは、ダイオード整流回路17aと平滑フィルタL,C18aとで構成されるものである。また、図2bに示す3相コンバータ部コンデンサを含むは、サイリスタ整流回路17bと平滑フィルタL,C18bとで構成されるものである。さらに、図2cに示す3相コンバータ部コンデンサを含むは、3相昇圧チョッパ17cとコンデンサフィルタ18cとで構成される。図3は、単相インバータ部16aの構成を示す図である。単相インバータ部16aは、発生電圧が単相インバータ部16b、16cに対して相対的に低い単相インバータ部であり、GaN系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。GaN系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、スイッチング速度スイッチング動作が速いという特性を有している。図4は、単相インバータ部16b、16cの構成を示す図である。単相インバータ部16b、16cは、発生電圧が単相インバータ部16aに対して相対的に高い単相インバータ部であり、SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、高電流密度が実現可能であり、低抵抗が得られるオン電圧が低いという特性を有している。図5は、単相インバータ部16a,16b,16cの設置例を示す図である。GaN系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子からなる単相インバータ部16aと、SiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子からなる単相インバータ部16b、16cは、単一のSi基板19上に形成されている。これにより、電力変換装置10の部品点数が少なくなる。また、単相インバータ部16a,16b,16cで発生する熱は、熱伝導率の高いSi基板19によって放熱させることができる。その結果、より信頼性を向上させることができる。なお、ここでは、単一のSi基板19上に単相インバータ部16a,16b,16cを形成するようにしたが、もちろん、単一のSi基板ではなく、個別の基板上に単相インバータ部16a,16b,16cを形成するようにしても良い。このように構成される単相インバータVaインバータ12a、Vbインバータ12b、Vcインバータ12cは、それぞれコンデンサに充電される電圧Va、Vb、Vcを電圧源として電圧を出力する。ここで、Va、Vb、Vcの関係は、それぞれ異なる値Va<Vb<Vcであって、1:2:4、1:3:4、1:3:5、1:3:6、1:3:7、1:3:8、1:3:9のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、Vaインバータ12a、Vbインバータ12b、Vcインバータ12cの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調電圧レベルとの関係を図6のA~Gの論理表に示す。まず、図6のA表の場合について説明する。Va、Vb、Vcは、1:2:4の関係で、最小電圧値Vaの2nn=0,1,2の関係である。つまり、Va:Vb:Vc=20:21:22の比となっている。A表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの3つの単相インバータ12a、12b、12cの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で0~7の8階調の出力電圧が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図7に示す。Va、Vb、Vcが1:2:4の場合は、図7aに示されるもので、3つの単相インバータ12a、12b、12cの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、従来の電力変換装置の後段に設けられていた平滑用の出力フィルタをなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換装置10を低コスト化、小型化、簡略化できる。次に、図6のB~G表の場合について説明する。Va、Vb、Vcは、1:3:4、1:3:5、1:3:6、1:3:7、1:3:8、1:3:9の関係で、各表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの3つの単相インバータ12a、12b、12cの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で9階調、10階調、11階調、12階調、13階調、14階調の出力電圧が得られる。これらの場合、単相インバータ12a、12b、12cの発生電圧の中で、単相多重変換器の出力階調の極性と、逆極性のものが存在することがある。例えば、Va、Vb、VcがC表に示す1:3:5の場合、出力階調が1、3、4、5、6、8、9の場合には、それぞれの単相インバータ12a、12b、12cは出力階調の極性と同じ極性に電圧を発生するが、出力階調が2、7の場合にはVaインバータ12aは、逆極性である電圧-Vaを発生することになる。これは、Vaインバータ12a内のコンデンサが、回生により充電されることを示す。これにより、連続的な出力階調が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形で、Va、Vb、Vcが1:3:5の場合は、図7bに示されるもので、この場合も3つの単相インバータ12a、12b、12cの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、平滑用の出力フィルタをなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換装置10が低コスト化、小型化、簡略化できる。他のB、D~G表の場合も同様に、非常に滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、電力変換装置10が低コスト化、小型化、簡略化できる。また、本実施形態では、最下位ビットの単相インバータ部16aは、発生電圧が低い単相インバータ部であり、スイッチング速度が速いGaN系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。中間ビットと最上位ビットの単相インバータ部16b、16cは、発生電圧が高い単相インバータ部であり、オン電圧が低いSiC系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。電圧値の大きい最上位ビットのVcインバータ12cをオン電圧の低いSiCで構成することで、特に電圧値の大きい最上位ビットのオンロスが小さくなり、全体の損失が低減できる。またスイッチング回数の大きい最下位ビットを高速でスイッチング動作するGaN系のスイッチング素子で構成するため、スイッチング動作の高速化が効率的に図れる。本実施形態では、最上位ビットVcと中間ビットVbにSiCスイッチング素子を、最下位ビットVaにGaNスイッチング素子を用いた。なお、最上位ビットは、スイッチング周波数が比較的低くて良いが電流容量が大きい素子が適しており、最下位ビットは、電流容量が小さくて良いがスイッチング周波数が比較的高くても安定して動作する素子が適している。SiCは、Siに比べ、絶縁破壊強度が約10倍、飽和電子速度が約2倍、熱伝導度が約3倍という優れた物性値を有し、スイッチング素子として用いた場合の性能指数は、Siのそれと比べて2桁以上も大きい。このため、SiCを用いたスイッチング素子は、現在主流のSiを用いたスイッチング素子に比べて、オン抵抗を約1/200にすることができるので、超低損失、高速スイッチングおよび高耐圧のMOSFETやJFETSIT、ショットキーバリアダイオードを実現できる。ダイヤモンドは、絶縁破壊強度が約20倍、飽和電子速度が約2倍、熱伝導度が約15倍であり、これらのワイドバンドギャップ半導体は、最上位ビットに対応したスイッチング素子に適した材料の一つである。一方、GaNは、Siと比較して、絶縁破壊強度が約8倍、飽和電子速度が約2倍、熱伝導度は同等だが、優れた電子移動度を有する。このため、GaNのスイッチング素子は、安定した高速スイッチング動作が可能である。GaAsについても同様の特徴があり、これらは最下位ビットに対応したスイッチング素子に適した材料の一つと言える。上述のような超低損失のスイッチング素子では、導通損失やスイッチング損失が現状のSiを用いたスイッチング素子の1/10以下である。従って、この様な超低損失スイッチング素子を用いれば、冷却装置や放熱フィンを大幅に小型化できる。これらワイドバンドギャップ半導体からなるインバータは、従来のSi素子では動作不可能な高温環境下においても動作可能である。これらの素子をモジュール化した場合、ワイドバンドギャップ半導体は、同等性能のSi素子に比べ、チップサイズが、例えば1/5~1/10に縮小できる。このため、小型モジュールのインバータが作製可能である。以上のように、電力変換装置10のパワースイッチング素子にSiC、GaN、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を使用することで、従来のSiデバイスでは実現できなかった大容量インバータが小型で比較的容易に作製することが可能となった。以下に、本実施形態に係る電力変換装置10の特徴をまとめて記載する。Aインバータを並列化せずに大容量化を実現させることを特徴とする。Siデバイス例えばSi-IGBTでは実現不可能な素子電流密度を可能とする。例えば、250A/cm2以上の電流密度を持った素子を用いてインバータを作製することができる。B各相において、インバータの並列化を行わないため、先行技術の課題3~5に該当する保護回路および制御回路を追加する必要がなく、小型化および低コスト化が可能である。C従来は、貫通電流防止回路の電流検出器および平滑入力コンデンサからインバータ回路までの寄生インダクタンスの影響によって、主スイッチングデバイスのOFF時に特に大きなサージ電圧が発生していた。一方、本実施形態では、ワイドバンドギャップのスイッチング素子が小さいために、インバータ回路全体を小型化でき、配線の取り回しの自由度が高いため、寄生インダクタンスが小さくでき、サージ電圧を低く抑えることが可能である。Dワイドバンドギャップ半導体は、高温特性に優れるため、インバータ回路を高温環境下においても動作可能である。また、小型簡易な冷却機構放熱フィン、ファンなどで済むためより一層小型インバータシステムとして特徴づけられる。なお、本実施形態で説明した構成以外にSi素子とワイドバンドギャップ半導体素子の組み合わせによる実現でも良い。また、逆接ダイオードなしでワイドバンドギャップ素子のボディダイオードを使用しても良い。下位ビットの後段にLCフィルタを入れ、波形を平滑化しても良い。各単相インバータの1次側を共通化して、共通1次巻線と各単相インバータ2次巻線で構成しても良い。2つの単相インバータ2ビットで構成しても良い。インバータ結線はスターでもデルタでも良い。3レベルインバータと単相インバータの組み合わせでも良い。最下位ビットの単相インバータはトランスを介して電源供給せずに平滑コンデンサで代用しても良い。可能な組み合わせであれば、これらの変形例が複合されていても良い。以上の実施形態で説明された構成、形状、大きさおよび配置関係については本発明が理解実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値および各構成の組成材質等については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。"