"制御振動または制御音を出力して、評価点における振動または騒音を能動的に抑制する能動型振動騒音抑制装置であって、振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタ係数としての振幅フィルタ係数および位相フィルタ係数により構成される正弦波制御信号yを生成する制御信号生成部と、前記正弦波制御信号yに応じた前記制御振動または制御音を出力する制御振動制御音発生装置と、前記評価点において前記発生源による振動または騒音と前記制御振動または制御音との干渉による残留信号eを検出する残留信号検出部と、前回更新された前記振幅フィルタ係数aに対して加減算して更新するための振幅更新項Δaを、前記残留信号eが小さくなるように算出する振幅フィルタ係数更新部と、前回更新された前記位相フィルタ係数φに対して加減算して更新するための位相更新項Δφを、前記残留信号eが小さくなるように算出する位相フィルタ係数更新部と、を備え、前記正弦波制御信号yが式1にて表される場合に、前記振幅更新項Δaは、式2の項を含み、前記位相更新項Δφは、式3の項を含む能動型振動騒音抑制装置。請求項1において、式2における振幅係数a1、位相係数φ1および式3における振幅係数a2、位相係数φ2は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数に依存しない係数である能動型振動騒音抑制装置。請求項2において、式2は、式4であり、式3は、式5である能動型振動騒音抑制装置。請求項1において、前記能動型振動騒音抑制装置は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数の推定値を予め記憶する推定伝達関数記憶部をさらに備え、式2における振幅係数a1と位相係数φ1の少なくとも一方、および、式3における振幅係数a2と位相係数φ2の少なくとも一方は、前記伝達関数の推定値に基づいて得られる係数である能動型振動騒音抑制装置。請求項4において、式2は、式6であり、式3は、式7である能動型振動騒音抑制装置。例えば、特許文献1,2においては、適応フィルタ係数の更新に際して、制御信号を出力してから観測点までの伝達関数の推定値を用いている。この伝達関数は、振幅と位相により表される。ここで、実際の伝達関数の位相と推定伝達関数の位相とにずれが生じた場合には、振動や騒音が収束せずに発散するおそれがある。そのため、振動や騒音が発散しないようにするためには、実際の伝達関数の位相と推定伝達関数の位相とのずれが許容範囲から外れた場合に、適応制御を実行しないようにせざるを得ない。そこで、より広範囲で適応制御を実行できるようにするために、位相ずれの許容範囲を拡大することが望まれている。本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、実際の伝達関数の位相と推定伝達関数の位相とのずれの許容範囲を拡大することができる能動型振動騒音抑制装置を提供することを目的とする。本発明の能動型振動騒音抑制装置は、制御振動または制御音を出力して、評価点における振動または騒音を能動的に抑制する能動型振動騒音抑制装置であって、振動または騒音の発生源の周波数、適応フィルタ係数としての振幅フィルタ係数および位相フィルタ係数により構成される正弦波制御信号yを生成する制御信号生成部と、前記正弦波制御信号yに応じた前記制御振動または制御音を出力する制御振動制御音発生装置と、前記評価点において前記発生源による振動または騒音と前記制御振動または制御音との干渉による残留信号eを検出する残留信号検出部と、前回更新された前記振幅フィルタ係数aに対して加減算して更新するための振幅更新項Δaを、前記残留信号eが小さくなるように算出する振幅フィルタ係数更新部と、前回更新された前記位相フィルタ係数φに対して加減算して更新するための位相更新項Δφを、前記残留信号eが小さくなるように算出する位相フィルタ係数更新部とを備え、前記正弦波制御信号yが式1にて表される場合に、前記振幅更新項Δaは、式2の項を含み、前記位相更新項Δφは、式3の項を含む。本発明によれば、式2に示すように、振幅更新項Δaにおけるωの周期関数の位相成分に、前回更新された位相フィルタ係数φが含まれている。この位相フィルタ係数φを安定化係数mにより除した項を、ωtに加算している。さらに、安定化係数mは1より大きな値である。また、式3に示すように、位相更新項Δφにおけるωの周期関数の位相成分に、前回更新された位相フィルタ係数φが含まれている。この位相更新項Δφの位相フィルタ係数φに対しても上記と同じ安定化係数mにより除し、当該項をωtに加算している。これらの更新項によって正弦波制御信号yの適応フィルタ係数Wを更新することで、正弦波制御信号yが伝達関数Gを介して評価点に伝達された場合における当該制御振動または制御音が、振動発生源から評価点に伝達された振動または騒音に対してどのような位相であったとしても、最終的には制御を発散させずに収束させることができる。そうすると、式2における振幅係数a1、位相係数φ1および式3における振幅係数a2、位相係数φ2は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数Gに依存しない係数とすることができる。振幅更新項Δaおよび位相更新項Δφにおける周期関数の位相成分として、伝達関数Gに無関係な値としたとしても、最終的に制御を収束させることができる。従って、伝達関数Gを同定する必要がなく、かつ、同定精度を追求する必要もない。そのため、演算処理を簡易的にすることができ、かつ、演算処理負荷を低減することができる。ここで、振幅係数a2および位相係数φ2が伝達関数Gに依存しない係数とした場合には、式2は、式4であり、式3は、式5とするとよい。これにより、確実に、制御を収束させることができる。一方、振幅更新項Δaおよび位相更新項Δφが伝達関数Gを用いた項とすることもできる。この場合、前記能動型振動騒音抑制装置は、前記制御信号生成部と前記評価点との間の伝達関数の推定値を予め記憶する推定伝達関数記憶部をさらに備え、式2における振幅係数a1と位相係数φ1の少なくとも一方、および、式3における振幅係数a2と位相係数φ2の少なくとも一方は、前記伝達関数の推定値に基づいて得られる係数とするとよい。このとき、伝達関数Gの位相成分ΦGと推定伝達関数Ghの位相成分ΦhGとが-90°~90°の範囲外となったとしても、最終的には制御が発散せずに収束させることができる。例えば、位相差が180°であったとしても、収束させることができる。ただし、伝達関数の同定精度が高ければ、より早く収束させることができる。そして、推定伝達関数を用いる場合には、式2は、式6であり、式3は、式7とするとよい。これにより、確実に、制御を収束させることができる。<第一実施形態>1.能動型振動騒音抑制装置の概要能動型振動騒音抑制装置100の概要について説明する。能動型振動騒音抑制装置100は、種々の発生源が振動または騒音を発生する場合に、所望の位置評価点において抑制対象の振動または騒音を能動的に抑制するために、正弦波制御信号yに応じた制御振動または制御音を発生させる装置である。つまり、抑制対象の振動または騒音に対して制御振動または制御音を合成させることで、所定位置評価点において、制御振動または制御音が抑制対象の振動または騒音を打ち消すように作用する。その結果、評価点において、抑制対象の振動または騒音が抑制されることになる。ここで、自動車を例にあげて説明する。自動車において、エンジン内燃機関が振動騒音発生源となり、エンジンによって発生した振動や騒音が車室内に伝達されないようにすることが望まれる。そこで、エンジンによって発生した振動または騒音を能動的に抑制するために、発生装置によって制御振動または制御音を発生させる。なお、以下において、能動型振動騒音抑制装置は、自動車に適用し、エンジンによって発生される振動または騒音を抑制する装置を例に挙げて説明するが、これに限られるものではない。抑制すべき振動や騒音を発生するものであれば、全てに適用できる。また、能動型振動騒音抑制装置による適応制御アルゴリズムは、適応最小平均自乗フィルタFilteredXLMS、特にDXHSアルゴリズムを用いる。つまり、当該装置は、適応フィルタ係数Wとしての振幅フィルタ係数a,位相フィルタ係数φを算出し、当該フィルタ係数a,φをおよびエンジンの振動または騒音の角周波数ωを用いて正弦波制御信号yを生成し、正弦波制御信号yに応じた制御振動または制御音を出力して、評価点20における振動または騒音を能動的に抑制する装置である。2.能動型振動騒音抑制装置の詳細構成能動型振動騒音抑制装置100の詳細構成について、図1を参照して説明する。能動型振動騒音抑制装置100は、上述したように、DXHSアルゴリズムを用いた適応制御を適用する。そして、図1に示すように、能動型振動騒音抑制装置100は、エンジン図1においては、E/Gと記載10によって発生される抑制対象の振動または騒音が第二伝達関数Hを介して評価点20に伝達する場合に、評価点20における振動または騒音を低減するための装置である。能動型振動騒音抑制装置100は、周波数算出部110と、制御信号生成部120と、発生装置130と、残留信号検出部140と、第一推定伝達関数設定部以下、Ghデータ設定部と称する150と、適応フィルタ係数更新部160とを備えている。なお、数式および図面において、推定値を意味する^を用いるが、明細書の本文においては記載の都合上、推定値ハット^はhと記載する。以下に、能動型振動騒音抑制装置100の各構成について説明する。周波数算出部110は、エンジン10の回転数を検出する回転検出器図示せずから周期性のパルス信号を入力し、当該パルス信号に基づいて、エンジン10が発生する振動または騒音抑制対象振動等の主成分の周波数fを算出する。なお、この周波数fに2πを乗算した値は、角周波数ωとなる。つまり、周波数算出部110は、角周波数ωを算出することもできる。制御信号生成部120は、正弦波制御信号yを生成する。正弦波制御信号yは、式8のように表される。ここで、添字のは、サンプリング数時間ステップを表す添字である。つまり、式8および式9より明らかなように、正弦波制御信号yは、角周波数ωと、適応フィルタ係数Wとしての振幅フィルタ係数aおよび位相フィルタ係数φとを構成成分に含む、時刻tにおける信号である。ここで、式8における角周波数ωは、周波数算出部110により算出された周波数fに基づいて算出した値、または、周波数算出部110にて算出した値である。従って、正弦波制御信号yは、エンジン10による振動または騒音の主成分の周波数fに応じた値となる。また、式8における振幅フィルタ係数aおよび位相フィルタ係数φは、式9に示すように、DXHSアルゴリズムにおける適応フィルタ係数Wであり、適応的に更新される。この適応フィルタ係数Wの更新式は、式10にて表される。このように、適応フィルタ係数Wは、前回値Wに対して更新項ΔWを加減算して更新される。そして、更新項ΔWは、後述する適応フィルタ係数更新部160によって適応的に決定される。この式10を、振幅フィルタ係数aと位相フィルタ係数φのそれぞれで表した場合には、式11および式12のようになる。つまり、式11に示すように、振幅フィルタ係数aは、前回更新された振幅フィルタ係数aに対して振幅更新項Δaを加減算して更新される。また、式12に示すように、位相フィルタ係数φは、前回更新された位相フィルタ係数φに対して位相更新項Δφを加減算して更新される。発生装置130は、実際に振動や音を発生する装置である。この発生装置130は、制御信号生成部120によって生成された正弦波制御信号yに基づいて駆動する。例えば、制御振動を発生させる発生装置130は、例えば、車両の駆動系に連結されるフレームやサスペンションメンバなどのサブフレームに配置される振動発生装置である。また、制御音を発生させる発生装置130は、例えば、車室内に配置されるスピーカー等である。発生装置130が例えばソレノイドやボイスコイルなどのように磁力を用いて制御振動や制御音を発生させる装置の場合には、コイル図示せずに供給する電流、電圧または電力を、各時刻tにおける正弦波制御信号yに応じるように駆動することで、発生装置130が正弦波制御信号yに応じた制御振動または制御音を発生する。そうすると、評価点20においては、発生装置130によって発生された制御振動または制御音が伝達系G1を介して伝達された制御振動または制御音Zが、エンジン10によって発生された抑制対象の振動または騒音が第二伝達関数Hを介して伝達された振動騒音Xに対して干渉する。そこで、残留信号検出部140は、評価点20に配置されており、評価点20において干渉による残留振動または残留騒音本発明における残留信号に相当するeを検出する。この残留信号eは、式13で表される。例えば、残留振動を検出する残留信号検出部140としては、加速度センサなどを適用できる。また、残留音を検出する残留信号検出部140としては、吸音マイクなどを適用できる。残留信号検出部140によって検出される残留信号eがゼロになることが理想状態である。ここで、第一伝達関数Gは、制御信号生成部120と評価点20との間の伝達系の伝達関数である。つまり、第一伝達関数Gは、発生装置130そのものの伝達関数と、発生装置130と評価点20との間の伝達系G1の伝達関数とを含む。そして、第一伝達関数Gは、周波数fに応じた振幅成分AGと位相成分ΦGとにより表される。また、第二伝達関数Hは、エンジン10と評価点20との間の伝達系の伝達関数である。つまり、第二伝達関数Hは、振幅成分AHと位相成分ΦHとにより表される。そうすると、式13は、式14のように表される。Ghデータ設定部150には、公知の伝達関数同定処理により算出された第一推定伝達関数Gh第一伝達関数Gの推定値が記憶されている。そして、第一伝達関数Gは、周波数fに応じた振幅成分AGと位相成分ΦGとにより表される。そこで、式15に示すように、第一推定伝達関数Ghとしては、周波数fに応じた振幅成分AhGと位相成分ΦhGとにより表される。なお、式15においては、第一推定伝達関数Gh、振幅成分AhGおよび位相成分ΦhGは、周波数fに応じたものとなるため、fの関数であることを明記するために、それぞれGhf、AhGfおよびΦhGfと記載している。そして、Ghデータ設定部150は、記憶されている第一推定伝達関数Ghの中から、周波数算出部110にて算出された周波数fに応じた第一推定伝達関数Ghを選択する。つまり、Ghデータ設定部150は、周波数算出部110にて算出された周波数fに応じた振幅成分AhGおよび位相成分ΦhGを決定する。適応フィルタ係数更新部160本発明の振幅フィルタ係数更新部および位相フィルタ係数更新部に相当するは、残留信号eが小さくなるように、制御信号生成部120にて生成される適応フィルタ係数Wに対して加減算するための更新項ΔWを算出する。適応フィルタ係数Wは、上述したように、振幅フィルタ係数aと位相フィルタ係数φとにより構成される。つまり、適応フィルタ係数更新部160は、振幅フィルタ係数aに対して加減算するための振幅更新項Δa、および、位相フィルタ係数φに対して加減算するための位相更新項Δφを算出する。この適応フィルタ係数更新部160は、残留信号eに基づき設定された評価関数Jを最小とするように適応フィルタ係数Wの更新項ΔWを算出する。また、DXHSアルゴリズムを適用するため、適応フィルタ係数更新部160は、更新項ΔWの算出に際して、周波数算出部110により算出された周波数fまたは角周波数ω、並びに、Ghデータ設定部150により決定された第一推定伝達関数Ghの振幅成分AhGおよび位相成分ΦhGを用いる。以下に、適応フィルタ係数更新部160において、適応フィルタ係数Wの更新項ΔWの導き方について説明する。評価関数Jを式16のように定義する。つまり、評価関数Jは、残留信号検出部140により検出される残留信号eの二乗とする。つまり、評価関数Jが最小となるような正弦波制御信号yを求める。次に、LMSアルゴリズムにおける勾配ベクトル▽を式17に従って算出する。勾配ベクトル▽は、評価関数Jを適応フィルタ係数Wで偏微分して得られる。そうすると、勾配ベクトル▽は、式17の右辺のように表される。そして、式18に示すように、算出した勾配ベクトル▽にステップサイズパラメータμを乗じた項を、更新項ΔWとする。式10と式18より、適応フィルタ係数Wの更新式は、式19のように表される。ここで、適応フィルタ係数Wは、上述したように、振幅フィルタ係数aと位相フィルタ係数φとにより構成される。そして、式14における第一伝達関数Gの振幅成分AGと位相成分ΦGとのそれぞれを第一推定伝達関数Ghの振幅成分AhGおよび位相成分ΦhGに置き換えて、式19を演算する。そうすると、振幅フィルタ係数aに対する振幅更新項Δaは、式20のように表され、位相フィルタ係数φに対する位相更新項Δφは、式21のように表される。ここで、式20の1/AhGは、振幅フィルタ係数aの更新に対して正規化処理を加えたものである。ところで、振幅更新項Δaおよび位相更新項Δφを式20および式21とした場合には、第一伝達関数Gの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ghの位相成分ΦhGとのずれが、-90°~90°の範囲であれば、制御を収束させることができる。しかし、位相のずれが-90°~90°の範囲を超えると、制御の不安定領域となり、制御が発散するおそれがある。そこで、式20および式21を式22および式23に置き換える。つまり、それぞれの更新項の式において、前回更新された位相フィルタ係数φに対して、1より大きな値である安定化係数mにより除算する。さらに、それぞれの更新項の式において、第一推定伝達関数Ghの位相成分ΦhGに対して任意の係数pにより除算する。この係数pは、1を含み、1以外の数であってもよい。このようにすることで、位相のずれが-90°~90°の範囲を超えた場合にも、制御を収束させることができるようになる。この理論については、後述する。そうすると、振幅フィルタ係数aの更新式は式24のように表され、位相フィルタ係数φの更新式は式25のように表される。このようにして、適応フィルタ係数更新部160は、振幅フィルタ係数aに対する振幅更新項Δa、および、位相フィルタ係数φに対する位相更新項Δφを算出する。つまり、制御信号生成部120において、当該更新項Δa、Δφを用いて正弦波制御信号yを適応的に更新することができる。2.理論説明次に、上述したように振幅フィルタ係数aに対する振幅更新項Δa、および、位相フィルタ係数φに対する位相更新項Δφを更新する場合の理論説明を行う。上述したDXHSアルゴリズムの基本式は、式14、式24および式25を連続時間で表記すると、式26のように表される。なお、以下において、tは、時刻tの関数を表す。ここで、式26において、より簡易的にするために、振幅成分AGおよびAhGを省略して、更新項dadtを正規化前に戻す。そうすると、式26は式27のように表される。制御が安定している場合を考えると、t→∞のときにe2→0となればよい。つまり、tが十分に大きい場合に、式28を満たしていれば、制御が安定保証される。そこで、式27の第一式より、式29のように表される。式29に式27の第二式および第三式を代入して展開すると、式30のようになる。ここで、式30の右辺の第一項に式27の第一式を代入して計算すると、式31のようになる。また、式30の右辺の第三項に式27の第一式を代入して計算すると、式32のようになる。そして、式31と式32を加算すると、式33となる。ここで、式30の右辺の第二項を計算すると、式34のようになる。また、式30の右辺の第四項を計算すると、式35のようになる。そして、式34と式35を加算すると、式36となる。式33および式36より、式30は、式37のように表される。ここで、式37において、第五項目以外は全て2ωの周期関数となっている。そして、t→∞のときに制御が収束している状態を考えるため、t→∞のときにe、a、φが一定値に収束することになる。そうすると、t→∞のときに、式37の第一項から第四項までの周期関数の和が一定値にならなければならない。ただし、一定値は、ゼロとは限らず、ゼロ以外の値であってもよい。そして、上記の一定値を導き出すために、それぞれの周期関数の平均値を算出する。式37の第一項から第四項までの周期関数は、全て2ωの関数であり、時間が十分に経過していると仮定すると、それぞれの周期関数の平均値はゼロとなる。このことは、式38より導き出すことができる。ここで、Tは周期を表す。従って、式37の第一項から第四項までの周期関数の和の収束値は、ゼロと推定できる。そうすると、式37において、第五項のみを検討すれば足りる。そこで、式28および式37の第五項より、制御が安定保証されるためには、少なくとも式39の条件を満たしている必要がある。ここで、式40より、式41の条件が必要となる。式41より、式42の条件が必要となる。ただし、nは整数である。そして、現在、m>1であり、pは任意係数であるため、式42は式43のように展開することができる。つまり、t→∞の時に、式43を満たすような位相フィルタ係数φを設定することで、制御が発散しない。ここで、本実施形態とは異なる一般的なDXHSアルゴリズムの場合には、式41においてm=1の場合となる。このとき、実際の第一伝達関数Gの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ghの位相成分ΦhGとの位相ずれが-90°~90°の範囲であれば、m=1とした式41の条件を満たす。つまり、位相ずれが-90°~90°の範囲のときに安定性が保証される。しかしながら、m=1の場合には、-90°~90°の範囲外になると、制御が発散する。これに対して、本実施形態においては、m>1であるため、上述したように、式43を満たせば、制御が収束する。例えば、m=3とし、p=3とした場合には、式43は式44となる。式44において、伝達関数位相差3ΦG-ΦhG=0の場合、位相フィルタ係数φの範囲は、n=0のときに-135°~135°となり、n=1のときに405°~675°、すなわち45°~-45°となる。この範囲を-180°~180°の範囲で示すと図2に示すようになる。つまり、n=0,1とした場合には、n=0とn=1の2つの場合におけるトータルの位相フィルタ係数φは360°全範囲を選択することができる。また、n=-1のときには-675°~-405°、すなわち45°~-45°となる。つまり、n=0,-1とした場合にも、上記同様となる。次に、伝達関数位相差3ΦG-ΦhGが0以外の場合についても考える。この場合、式44において、n=-1,0,1とした場合に、それぞれの安定領域と不安定領域は図3に示すようになる。この関係から、位相フィルタ係数φの範囲をどの範囲で設定可能とすればよいかを検討する。m=p=3の場合には、n=0,1の位相フィルタ係数φは360°のどこでも選択でき、かつ、伝達関数位相差-720°<3ΦG-ΦhG<720°である。つまり、n=0、かつ、3ΦG-ΦhG=-720°のときに、225°<φ<495°となる。n=1、かつ、3ΦG-ΦhG=-720°のときに、765°<φ<1035°となる。n=0、かつ、3ΦG-ΦhG=720°のときに、-495°<φ<-225°となる。n=1、かつ、3ΦG-ΦhG=720°のときに、45°<φ<315°となる。これらの範囲から、-495°<φ<1035°としておけば、制御が発散しない、すなわち制御が収束するようにできる。また、m=p=3で、n=0,-1とした場合には、上記と同様な考え方により、-1035°<φ<495°としておけば、制御が発散しない。解析次に、上記実施形態について、第一伝達関数Gの位相成分ΦGと第一推定伝達関数Ghの位相成分ΦhGとの位相差が150°の場合について解析を行った。この解析結果を図4に示す。図4aに示すように、残留信号eが収束していることが分かる。このときの正弦波制御信号yは図4bに示すとおりである。なお、図4cdに示すように、振幅フィルタ係数aおよび位相フィルタ係数φがそれぞれ収束していることが分かる。このように、位相差が150°であったとしても、最終的に制御を発散させることなく収束させることができる。従って、第一伝達関数Gが温度や経年によって変化することによって第一伝達関数Gの位相成分と第一推定伝達関数Ghの位相成分とがずれたとしても、制御を収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ghを用いることで、第一推定伝達関数Ghの精度が高い場合には、早く収束させることができる。<第二実施形態>本実施形態の能動型振動騒音抑制装置200について、図5を参照して説明する。第一実施形態においては、適応フィルタ係数Wの更新式において、第一伝達関数Gの推定値Ghを用いた。これに対して、本実施形態の能動型振動騒音抑制装置200は、適応フィルタ係数Wの更新式において、第一伝達関数Gの推定値Ghを用いない。能動型振動騒音抑制装置200は、周波数算出部110と、制御信号生成部120と、発生装置130と、残留信号検出部140と、適応フィルタ係数更新部260とを備えている。ここで、第一実施形態と同一構成については、同一符号を付して説明を省略する。つまり、本実施形態の能動型振動騒音抑制装置200は、第一実施形態に対して、適応フィルタ係数更新部260が相違する。適応フィルタ係数更新部260本発明の振幅フィルタ係数更新部および位相フィルタ係数更新部に相当するは、第一実施形態と同様に、残留信号eが小さくなるように、制御信号生成部120にて生成される適応フィルタ係数Wに対して加減算するための更新項ΔWを算出する。この適応フィルタ係数更新部260は、振幅フィルタ係数aに対して加減算するための振幅更新項Δa、および、位相フィルタ係数φに対して加減算するための位相更新項Δφを算出する。ここで、第一実施形態における振幅更新項Δaは式22に示すとおりである。式22において、μa1/AhGを第一推定伝達関数Ghの振幅成分AhGに依存しない一定の振幅用ステップサイズパラメータμa2とし、かつ、ΦhG/pをゼロとする。そうすると、振幅更新項Δaは式45のように表される。つまり、式43で表される振幅更新項Δaは、第一推定伝達関数Ghに依存しない更新項となる。また、第一実施形態における位相更新項Δφは式23に示すとおりである。式23において、ΦhG/pをゼロとする。そうすると、位相更新項Δφは式46のように表される。つまり、式46で表される位相更新項Δφは、第一推定伝達関数Ghに依存しない更新項となる。ここで、第一実施形態にて説明したように、位相フィルタ係数φは、360°全範囲を選択したとしても、制御を収束させることができる。そのため、式2223において、周期関数sin関数またはcos関数の位相成分において、第一推定伝達関数Ghの位相成分ΦhGを用いないとしても、位相フィルタ係数φの値によって制御が発散するということがない。そこで、式4546のように当該位相成分ΦhGを用いない更新式としたとしても、制御を収束させることができる。また、式4546において、第一推定伝達関数Ghの振幅成分AhGを用いない場合、振幅成分AhGを用いた更新式に比べると、振幅の追従性能が劣るおそれがある。そのため、収束までの時間が長くなる可能性がある。しかし、このことによって、制御が発散するということはない。このように、第二実施形態のように、第一推定伝達関数Ghを用いずに適応フィルタ係数Wを更新したとしても、第一実施形態と同様に確実に制御を収束させることができる。さらに、第一推定伝達関数Ghを用いないため、第一伝達関数Gの同定処理を行う必要がなく、かつ、同定精度を追求する必要もない。そのため、演算処理を簡易的にすることができ、かつ、演算処理負荷を低減することができる。<その他>上記実施形態において、振幅更新項Δaおよび位相更新項Δφは、式2223および式4546に示す更新式とした。この他に、振幅更新項Δaおよび位相更新項Δφは、式2223または式4546に示す項に、収束安定性を高めるためなどに別の項を加減算する式としてもよい。すなわち、少なくとも、振幅更新項Δaおよび位相更新項Δφは、式2223または式4546に示す項を含む更新式とすれば、上記効果を発揮することができる。"