第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力する第1の乗算手段と、前記第1の信号に、前記第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力する第2の乗算手段と、前記第1の信号に、前記第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力する第3の乗算手段と、前記第3の信号を第1の重みで、前記第5の信号を第2の重みで、前記第7の信号を第3の重みでそれぞれ加算する第1の加算手段と、制御信号に基づいて前記第1の位相差及び前記第2の位相差を制御し、前記第2の信号、前記第4の信号、前記第6の信号を出力する信号生成手段と、を備える信号処理回路。前記信号生成手段は、前記第2の周波数の整数倍の周波数の基準信号を入力し、前記基準信号を前記整数分の1の周波数に分周して前記第2の信号を生成し、前記制御信号に基づいて前記基準信号の周期の2分の1を単位時間としてその整数倍の時間だけ前記第1の信号を遅延させて前記第1の位相差及び前記第2の位相差を設定し、前記第4の信号及び前記第6の信号を生成する、請求項1に記載の信号処理回路。前記第2の位相差が前記第1の位相差の2倍に設定される第1の状態、または前記第1の位相差と前記第2の位相差とが等しく設定される第2の状態、のいずれかの状態に、前記制御信号に基づいて設定される、請求項2に記載の信号処理回路。前記第1、第2、第3の重みの比は、前記第4の信号の位相を基準として、前記第1の状態における前記第2、第4、第6の信号の位相における余弦値の比に設定される、請求項3に記載の信号処理回路。前記信号生成手段は、データ端子とイネーブル端子と出力端子とを備え、前記イネーブル端子の論理に応じて入力されたデータを透過または保持して出力するラッチを、前記整数段だけ接続して構成される、請求項3または4いずれかに記載の信号処理回路。前記第1の状態においては、イネーブル端子に前記基準信号が入力されるラッチと、イネーブル端子に前記基準信号の反転信号が入力されるラッチが交互に直列に接続され、前記第2の状態においては、イネーブル端子に前記基準信号が入力されるラッチと、常にデータを透過させる状態にある1以上の数のラッチと、イネーブル端子に前記基準信号の反転信号が入力されるラッチと、常にデータを透過させる状態にある1以上の数のラッチとが、交互に直列に接続される、請求項5に記載の信号処理回路。請求項1から6のいずれか1項に記載の信号処理回路と、第3の周波数の成分を含む第8の信号に、前記第2の信号に対して90度異なる位相を持つ前記第2の周波数の第9の信号を乗算し、第10の信号を出力する第4の乗算手段と、前記第8の信号に、前記第4の信号に対して90度異なる位相を持つ前記第2の周波数の第11の信号を乗算し、第12の信号を出力する第5の乗算手段と、前記第8の信号に、前記第6の信号に対して90度異なる位相を持つ前記第2の周波数の第13の信号を乗算し、第14の信号を出力する第6の乗算手段と、前記第10の信号を前記第1の重みで、前記第12の信号を前記第2の重みで、前記第14の信号を前記第3の重みで加算する第2の加算手段と、を備える、直交信号処理回路。前記第8の信号は、前記第1の信号と等しい、請求項7に記載の直交信号処理回路。前記第1の加算手段の出力と、前記第2の加算手段の出力を加算して出力する第3の加算手段と、をさらに備える、請求項7又は8に記載の直交信号処理回路。前記第1、第2、第3の加算手段のうちの複数個が単一の加算手段で構成された、請求項9に記載の直交信号処理回路。請求項1から6いずれか1項に記載の信号処理回路、または、請求項7乃至10のいずれかに記載の直交信号処理回路と、帯域選択フィルタと、前記帯域選択フィルタの通過帯域及び前記信号生成手段を制御する制御手段と、を備える受信装置。請求項1から6いずれか1項に記載の信号処理回路、または、請求項7乃至11のいずれか1項に記載の直交信号処理回路と、帯域選択フィルタと、前記帯域選択フィルタの通過帯域または前記信号生成手段を制御する制御手段と、を備える送信装置。第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力し、前記第1の信号に、前記第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力し、前記第1の信号に、前記第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力し、前記第3の信号を第1の重みで、前記第5の信号を第2の重みで、前記第7の信号を第3の重みでそれぞれ加算し、制御信号に基づいて前記第1の位相差及び前記第2の位相差を制御し、前記第2の信号、前記第4の信号、前記第6の信号を出力する、信号処理方法。信号処理回路を、第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力する第1の乗算手段、前記第1の信号に、前記第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力する第2の乗算手段、前記第1の信号に、前記第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力する第3の乗算手段、前記第3の信号を第1の重みで、前記第5の信号を第2の重みで、前記第7の信号を第3の重みでそれぞれ加算する第1の加算手段、制御信号に基づいて前記第1の位相差及び前記第2の位相差を制御し、前記第2の信号、前記第4の信号、前記第6の信号を出力する信号生成手段、として機能させるための信号処理回路のコンピュータの制御プログラムを記録した、制御プログラムの記録媒体。しかしながら、この非特許文献1に開示された周波数変換器には、いくつかの課題がある。第1の課題は、回路の面積が大きくなり、コスト増加に繋がるということである。その理由は、非特許文献1に開示された周波数変換器には、ダブルバランスミキサで1個、高調波除去ミキサで3個、計4個の乗算器が必要であるからである。さらに、ダブルバランスミキサ9000と、高調波除去ミキサ9007のそれぞれに専用の分周器も必要である。その結果、これらの乗算器及び分周器を含めた周波数変換器の面積は、送受信装置全体の面積に対して無視できない大きさとなる。第2の課題は、周波数変換器の前後の回路の消費電力が増加するということである。2種類のミキサの切り替え方法としては、入力または出力の信号経路をオンオフするための開閉素子を挿入する方法や、2種類のミキサのバイアス電流をオンオフするための開閉素子を挿入する方法などがある。しかし、いずれにしても、使用されない方のミキサ、または信号経路に挿入した開閉素子は、前後の回路にとって負荷の増加となる。このため、増加した負荷だけ周波数変換器の消費電力が増加する。加えて、周波数変換器の回路面積が大きくなることは、信号配線が長くなることも意味する。すると、その配線により増加する負荷を駆動するための電力も必要となる。特に、局部発振信号は高周波信号であり、大振幅で伝送される必要がある。このため、負荷が増加し、あるいは配線長が長くなると駆動回路の消費電力が非常に大きく増加する。同様の理由で、前段の回路がRF信号を扱う場合にも、低電力での高周波動作が困難になる。また、後段の回路がRF信号を扱う場合では、周波数変換器出力端子の負荷が増加した分、後段のRF回路の入力負荷を小さくする必要がある。このため、後段の回路を複数段に接続して徐々に駆動力を上げてゆくなどの対策が必要であり、その結果、送受信装置の消費電力が増加することになる。そして、特許文献1及び特許文献2は、このような課題を解決するための構成を開示していない。発明の目的本発明の目的は、小面積で、消費電力が小さい信号処理回路、信号処理方法及び信号処理回路のコンピュータの制御プログラムの記録媒体を提供するという課題を解決する手段を提供することにある。本発明の信号処理回路は、第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力する第1の乗算手段と、第1の信号に、第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力する第2の乗算手段と、第1の信号に、第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力する第3の乗算手段と、第3の信号を第1の重みで、第5の信号を第2の重みで、第7の信号を第3の重みでそれぞれ加算する第1の加算手段と、制御信号に基づいて第1の位相差及び第2の位相差を制御し、第2の信号、第4の信号、第6の信号を出力する信号生成手段と、を備える。本発明の信号処理方法は、第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力し、第1の信号に、第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力し、第1の信号に、第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力し、第3の信号を第1の重みで、第5の信号を第2の重みで、第7の信号を第3の重みでそれぞれ加算し、制御信号に基づいて第1の位相差及び第2の位相差を制御し、第2の信号、第4の信号、第6の信号を出力する。本発明の制御プログラムの記録媒体は、信号処理回路を、第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力する第1の乗算手段、第1の信号に、第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力する第2の乗算手段、第1の信号に、第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力する第3の乗算手段、第3の信号を第1の重みで、第5の信号を第2の重みで、第7の信号を第3の重みでそれぞれ加算する第1の加算手段、制御信号に基づいて第1の位相差及び第2の位相差を制御し、第2の信号、第4の信号、第6の信号を出力する信号生成手段、として機能させるための信号処理回路のコンピュータの制御プログラムを記録する。本発明の信号処理回路は、回路面積を小さくし、コストを低く抑えることができるという効果を奏する。また、本発明の信号処理回路は、消費電力が低く抑えられるという効果を奏する。次に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明は省略される。図1に、本発明の第1の実施形態である周波数変換器の構成を示す。図1に示す周波数変換器150は、第1、第2、第3の乗算器100、101、102と、加算器103と、信号生成器104で構成される。乗算器100には、RF信号またはBB信号と、局部発振信号LO0とが入力される。乗算器101には、RF信号またはBB信号と、LO1とが入力される。乗算器102には、RF信号またはBB信号と、LO2とが入力される。加算器103は、乗算器100、101、102の出力の振幅を、それぞれW0:W1:W2の重みを付けて加算する。ここで、周波数変換器150は、一般的には信号処理回路とも呼ばれる。また、RF信号またはBB信号は、第1の周波数の成分を含む第1の信号に対応する。また、LO0、LO1、LO2は、第2、第4、第6の信号に対応し、LO0とLO1の位相差が第1の位相差に、LO0とLO2の位相差が第2の位相差に対応する。また、第1、第2、第3の重みが、W0、W1、W2に対応する。信号生成器104は、制御信号CTLに基づき、基準信号REFを分周して、LO0、LO1、LO2を生成する。ここで、制御信号CTLのレベルに基づき設定される信号生成器104の動作状態が、第1および第2の状態に対応する。以下、具体的な数値を用いながら周波数変換器150について説明する。例として、使用する通信帯域を50MHzから900MHzとする。また、周波数変換器150はダイレクトコンバージョン型の受信系に使われることが想定され、周波数変換器150はRF信号からBB信号への周波数変換を実行するものとする。すなわち、キャリア周波数と局部発振周波数は等しいとする。また、周波数変換器150に入力されるRF信号の帯域は、例えば2種類の帯域選択フィルタによって、50MHzから350MHz、または、350MHzから900MHzにあらかじめ帯域制限され、どちらかの帯域が選ばれているものとする。さらにまた、制御信号CTL=1の状態が第1の状態に対応し、この場合には周波数変換器150は高調波除去動作を行うこととする。CTL=1のとき、第1の位相差は45度、第2の位相差は90度とする。さらに、重み係数の比W0:W1:W2は1:√2:1とする。また、制御信号CTL=0の状態が第2の状態に対応し、この場合には周波数変換器150は通常のダブルバランスドミキサとして省電力で動作を行うこととする。CTL=0のとき、第1の位相差と、第2の位相差を90度とする。まず、キャリア周波数が最も低い50MHzの場合を考える。そして、周波数変換器150には50MHzから350MHzの範囲の、妨害信号も含めたRF信号が入力されるとする。このとき、局部発振信号に3次又は5次高調波が含まれていると、キャリア周波数の3倍の150MHzや、5倍の250MHzに位置する妨害信号がBB信号に周波数変換され、所望信号に重畳してしまう。このため、周波数変換器150において高調波除去動作が必要である。周波数変換器150が高調波除去動作を行う場合には、CTL=1とする。このとき、信号生成器104は、LO0とLO1の位相差が45度、LO0とLO2の位相差が90度である局部発振信号を生成する。つまり、LO0とLO2の位相差は、LO0とLO1の位相差の2倍となっている。そして、乗算器100、101、102の各出力振幅を、1:√2:1の比で加算することにより、局部発信信号に含まれる3次及び5次高調波を除去することができる。なお、キャリア周波数が50MHz以上であっても、キャリア周波数が117≒350/3MHz未満である限りは、帯域内に奇数次の高調波が残存する。この場合にも、周波数変換器150において高調波除去が必要である。次に、キャリア周波数が117MHzの場合を考える。この場合、周波数変換器150には、50MHzから350MHzの範囲の、妨害信号も含めたRF信号が入力されるものとする。このとき、RF信号に含まれていた350MHz以上の周波数帯の妨害信号は既に帯域選択フィルタで抑圧されている。このため、局部発振信号に3次高調波が含まれていても、3次高調波が周波数変換されて所望信号に重畳することは無い。したがって、この場合は、周波数変換器150の高調波除去機能は不要であるので、周波数変換器150は省電力動作が可能な通常のダブルバランスミキサとして動作させればよい。周波数変換器150を単純なダブルバランスミキサとして動作させる場合には、制御信号CTL=0とする。このとき、信号生成器104は、LO0とLO1の位相差が90度、LO0とLO2の位相差が90度である局部発振信号を生成する。なお、キャリア周波数が117MHz以上であれば、常に局部発振周波数の3倍の周波数に位置する妨害信号はすでに抑圧されている。従って、この場合には周波数変換器150における高調波除去動作は不要である。次に、キャリア周波数が350MHz以上の場合を考える。この場合、周波数変換器150には、350MHzから900MHzの範囲の、妨害信号も含めたRF信号が入力されるものとする。このとき、350MHzの3倍の周波数=1050MHzは、帯域選択フィルタの帯域外となっている。すなわち、キャリア周波数が350MHz以上の場合には、周波数変換器150における高調波除去動作は不要である。また、周波数変換器150の構成は、以下に説明するとおり、高調波除去ミキサとして動作する場合と、ダブルバランスミキサとして動作する場合とで、周波数変換利得の誤差が非常に小さいという利点がある。図2に、周波数変換器150の周波数変換ベクトルを示す。図2Aは、-45度、0度、45度のBB信号を1:√2:1の重み付け加算する高調波除去ミキサの周波数変換後の信号ベクトルを示す。信号ベクトルの先端の座標は2√2、0である。図2Bは、-90度、0度、0度のBB信号を1:√2:1で重み付け加算するダブルバランスミキサの周波数変換後の信号ベクトルを示しており、信号ベクトルの先端の座標は1√2、-1である。両ベクトルの長さの誤差、すなわち、周波数変換利得の誤差は0.7dB以下であり、非常に小さい。なお、前者のベクトルに対して、後者のベクトルは、位相の誤差Φを有している。しかし、位相の誤差Φは、通信には無関係であり、通信上の問題はない。第1の実施形態における、乗算器100、101、102および加算器103の具体的な回路例を図3に示す。この乗算器は、ギルバートセルミキサと呼ばれる一般的な乗算器の単位セルを、3つ並置し、その出力端子を短絡した構成である。重み付け加算機能は、単位セルのトランジスタサイズ比を、1:√2:1とすることによって実現される。第1の実施の形態における、信号生成器104の具体的な構成例を図4~図6に示す。図4において、信号生成器104は、ラッチ回路400、401、402、403と、排他的論理和XOR回路404、406と、論理和OR回路405、407で構成される。ここで、ラッチ回路は、イネーブル端子Eが1ハイレベルにあるときはデータを透過させ、イネーブル端子Eが0ローレベルにあるときは、E端子の状態が1から0に変化したときのデータを保持する。信号生成器104は、制御信号CTLのレベルに応じて、それぞれ図5及び図6に示すように、2種類の動作を行う。図5は、CTL=1の場合の信号生成器104の構成を示す図である。このとき、ラッチ回路401、403のイネーブル端子に入力される信号と、ラッチ回路400、402のイネーブル端子に入力される信号は、互いに逆相の関係になる。そして、信号生成器104は4分周器として動作する。したがって、基準信号として局部発振信号の4倍の周波数を持った信号を用いることで、信号生成器104は、LO0の位相を-45度としたとき、LO1の位相が0度、LO2の位相が45度である局部発振信号を出力する。ここで、第1の位相差が45度、第2の位相差が90度に対応する。次に、図6は、CTL=0の場合の信号生成器104の構成を示す図である。CTL=0では、OR回路401、403のCK端子はハイレベルであり、ラッチ401は入力されたデータをそのまま透過させて出力するバッファとして動作する。また、ラッチ403の反転出力は、入力されたデータを反転させたデータを出力する。このため、信号生成器104は2分周器として動作する。したがって、基準信号として、局部発振信号の2倍の周波数を持った信号を用いることで、信号生成器104は、LO0の位相を-90度としたとき、LO1の位相が0度、LO2の位相が0度である局部発振信号を出力する。ここで、第1の位相差が90度、第2の位相差が90度に対応する。ここで、バッファとして動作する401及び403にも、0でない遅延時間がある。しかし、遅延時間が局部発振信号の1周期と比較して十分に小さいとみなせる限りにおいては問題ない。以上説明したように、第1の実施形態の周波数変換器は、高調波除去ミキサ、および高調波除去ミキサ用の信号生成器に相当する回路のみで構成される。そして、第1の実施形態の周波数変換器は、制御信号CTLの静的なレベル切り替えのみで、高調波除去ミキサと、ダブルバランスミキサの両方の回路構成に対応できる。このため、第1の実施形態の周波数変換器は、2種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。また、第1の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷は、周波数変換器が高調波除去ミキサを構成する場合もダブルバランスミキサを構成する場合も同一である。そして、第1の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷は、2種類のミキサを並列に接続した場合と比較して小さい。さらに、周波数変換器の面積が小さくなったことにより、第1の実施形態の周波数変換器は、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第1の実施形態の周波数変換器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果を奏する。なお、第1の実施形態ではダイレクトコンバージョン型の受信系を想定した。しかし、ダイレクトコンバージョン型以外の送信系に、第1の実施形態の周波数変換器を適用することも可能である。また、周波数変換方式は必ずしもダイレクトコンバージョン型である必要はない。すなわち、第1の実施形態の周波数変換器は、キャリア周波数と、局部発振周波数をわずかに異なる周波数=中間周波数、IntermediateFrequency:IFだけずらして周波数変換を行う、低IF型の送受信アーキテクチャにも適用可能である。また、第1の実施形態の周波数変換器は、スーパーヘテロダイン型に代表される、複数回の周波数変換を行う送受信アーキテクチャにも適用可能である。また、ここでは重み係数比を1:√2:1として説明した。しかし、重み係数比は必ずしもこの値に限定されるものではない。1:√2:1という重み係数比は、cos-45°:cos0°:cos45°に対応し、局部発振信号の位相差が45度であるときに、3次と5次高調波成分が0になるように決められた値である。一般的に、W0、W1、W2の重みの比を、重みW1で加算されるLO1信号の位相を基準として、LO0及びLO2の位相における余弦値の比に設定することとしてもよい。他の重み係数比の例としては、局部発振信号の位相差を60度刻みとし、重み係数比W0:W1:W2を1:2:1としてもよい。この場合には、重み係数比が単純なので高精度な加算器を実装でき、かつ、局部発振信号の3次と5次高調波成分を除去できる。このような局部発振信号を得る信号生成器の具体的な構成例を図7に示す。本信号生成器は、図4に示した信号生成器と同様のラッチ回路6個と、OR回路、XOR回路、否定論理積NAND回路で構成される。CTL=1の場合では、図7に示す信号生成器は、6分周器として動作し、各ラッチ出力からは30度刻みの局部発振信号が得られる。ラッチ504の反転出力信号LO0を-60度の位相とすると、ラッチ500の出力信号LO1の位相は0度、ラッチ502の出力信号LO2の位相は60度となる。これは、第1の位相差が60度、第2の位相差が120度に対応する。次に、CTL=0とすると、ラッチ501、502、504、505はバッファとして動作する。この場合、本信号生成器は、2分周器として動作する。このとき、LO0の位相を-90度とすれば、LO1の位相は0度、LO2の位相も0度となる。これは、第1と第2の位相差が60度に対応する。ただし、図7に示す信号生成器は、CTL=1の際に、局部発振周波数の6倍の周波数の基準信号を利用する。このため、図4~図6に示した信号生成器と比較して、より高速な動作が必要となる。なお、上記で説明した第1の実施形態の周波数変換器は、本願発明の最小実施形態の信号処理回路として、以下のようにも記述できる。すなわち、信号処理回路は、第1の周波数の成分を含む第1の信号に、第2の周波数の成分を含む第2の信号を乗算し、第3の信号を出力する第1の乗算手段100を備える。そして、信号処理回路は、第1の信号に、第2の信号に対して第1の位相差だけ遅れた位相を持つ前記第2の周波数の第4の信号を乗算し、第5の信号を出力する第2の乗算手段101を備える。さらに、信号処理回路は、第1の信号に、第2の信号に対して第2の位相差だけ遅れた位相を持つ第2の周波数の第6の信号を乗算し、第7の信号を出力する第3の乗算手段102を備える。そして、信号処理回路は、第3の信号を第1の重みW0で、第5の信号を第2の重みW1で、第7の信号を第3の重みW2でそれぞれ加算する第1の加算手段103を備える。加えて、信号処理回路は、制御信号CTLに基づいて第1の位相差及び第2の位相差を制御し、第2の信号、第4の信号、第6の信号を出力する信号生成手段104を備える。このような構成を備える信号処理回路は、第1の実施形態の周波数変換器と同様の構成を備えており、制御信号CTLの静的なレベル切り替えのみで、高調波除去ミキサと、ダブルバランスミキサの両方の回路構成に対応できる。このため、信号処理回路は、2種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果を奏する。また、第1の実施形態の周波数変換器と同様に、信号処理回路の回路ブロックから見た負荷は、2種類のミキサを並列に接続した場合と比較して小さい。また、信号処理回路の面積が小さくなったことにより、配線負荷も小さくなる。その結果、信号処理回路は、第1の実施形態の周波数変換器と同様の理由によって、省電力化できるという効果を奏する。なお、信号生成器104は、中央処理装置と記憶装置とを備えていてもよい。記憶装置は、プログラムを記録するための記憶媒体である。記憶装置は、例えば半導体メモリ、ハードディスクであるが、これらには限定されない。そして、中央処理装置は、記憶装置から読み出したプログラムに従って、信号生成器104の機能を実現してもよい。中央処理装置は、さらに、記憶装置から読み出したプログラムに従って、乗算器100~102及び加算器103の機能を実現させてもよい。[第2の実施形態]図8に、本発明の第2の実施形態である周波数変換器250の構成を示す。第2の実施形態の周波数変換器250は、第1の実施形態と比較して、乗算器の個数を3個から7個600~606に増やした点が異なる。それに伴い、加算器607の端子数、信号生成器608の端子数も7個になっている。また、制御信号CTLは2ビットである加算器の重み係数の比W0:W1:W2:W3:W4:W5:W6は、cos-67.5°:cos-45°:cos-22.5°:cos0°:cos22.5°:cos45°:cos67.5°とする。第1の実施形態の周波数変換器は最大でも局部発振信号の5次高調波までしか実効的に高調波を抑圧できない。これに対し、第2の実施形態の周波数変換器250は、LO0、LO1、LO2、LO3、LO4、LO5、LO6として互いに位相が22.5度ずつ異なる信号を用いることにより、13次高調波まで抑圧できるという利点がある。また、第2の実施形態の周波数変換器250を、5次までの高調波を除去できる高調波除去ミキサや、単純なダブルバランスミキサと組み合わせて使用してもよい。乗算器600~606及び加算器607は、図2と同様、トランジスタのサイズ比を前述の重み係数比としたギルバートセルミキサを組み合わせることによって構成できる。図9に、第2の実施形態における信号生成器608の具体的な回路図を示す。信号生成器608は、図1及び図3に示した信号生成器104と同様のラッチ回路700~707と論理回路708とで構成される。図10~図12は、第2の実施形態における信号生成器の構成を示す図である。2ビット制御信号CTLに応じて、信号生成器608は、図10~図12に示すように、8分周器、4分周器、2分周器のいずれかの動作を行う。信号生成器608を8分周器として動作させる場合には、信号生成器608が図10の構成となるように論理回路708を構成し、局部発振信号の8倍の周波数の基準信号REFを入力する。この場合、信号生成器608は、位相が22.5度ずつ異なる局部発振信号を出力する。このとき、周波数変換器250は、13次高調波までを除去可能な高調波除去ミキサとなる。信号生成器608を4分周器として動作させる場合には、信号生成器608を図11のように構成し、局部発振信号の4倍の周波数の基準信号REFを入力する。この場合、信号生成器608は、45度ずつ異なる局部発振信号を出力する。このとき、周波数変換器250は、5次高調波までを除去可能な高調波除去ミキサとなる。信号生成器608を2分周器として動作させる場合には、信号生成器608を図12のように構成し、局部発振信号の2倍の周波数の基準信号REFを入力する。この場合、信号生成器608は、位相が90度ずつ異なる局部発振信号を出力する。このとき、周波数変換器250は、単純なダブルバランスミキサとして動作する。第2の実施形態の周波数変換器は、第1の実施形態の周波数変換器と同様に、高調波除去ミキサ、および高調波除去ミキサ用の信号生成器に相当する回路のみで構成される。そして、第2の実施形態の周波数変換器は、制御信号CTLの静的なレベル切り替えのみで、高調波除去ミキサと、ダブルバランスミキサの両方の回路構成に対応できる。このため、第2の実施形態の周波数変換器は、2種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。また、第1の実施形態の周波数変換器と同様に、第2の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷も、高調波除去ミキサのときもダブルバランスミキサのときも同一である。そして、第2の実施形態の周波数変換器の前後の回路ブロックから見た負荷は、2種類のミキサを並列に接続した場合と比較して小さい。さらに、周波数変換器の面積が小さくなったことにより、第2の実施形態の周波数変換器は、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第2の実施形態の周波数変換器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果がある。なお、第2の実施形態の周波数変換器では、13次高調波を除去できるように、局部発振信号の位相差の最小刻み幅を22.5度にし、加算器の重み係数を対応する局部発振信号位相の余弦値に設定している。しかし、さらに高次の高調波まで除去できるように周波数変換器を構成することも可能である。例えば、11.25度の位相刻み幅の局部発振信号を用い、それぞれの重み係数を対応する局部発振信号位相の余弦値に設定すれば、29次までの高調波の除去が可能である。[第3の実施形態]図13に、本発明の第3の実施形態である直交復調器の構成を示す。直交復調器350は、第1の実施形態の周波数変換器150に、乗算器900、901、902と、加算器903を追加した点が異なる。乗算器900、901、902には、それぞれ局部発振信号LOQ0、LOQ1、LOQ2が入力される。ここで、直交復調器350は、一般的には直交信号処理回路とも呼ばれる。また、LOQ0が第9の信号に、LOQ1が第11の信号に、LOQ2が第13の信号に対応し、乗算器900が第4の乗算器に、乗算器901が第5の乗算器に、乗算器902が第6の乗算器に対応し、加算器903が第2の加算器に対応する。以下、具体的な数値を用いながら説明する。図13において、信号生成器904は第1の実施形態の図4に示した信号生成器104の出力LO0~LO3に加えて、LOQ0、LOQ1、LOQ2を出力する。ここで、LOQ0、LOQ1、LOQ2は、それぞれ、LO2、LO3、LO0-とする。ここで、LO0-は、LO0の反転信号を表す。CTL=1の状態では、信号生成器104の構成は図5で示される。LO0、LO1、LO2及びLO3の位相はそれぞれ-45度、0度、45度及び90度である。従って、信号生成器904のLOQ0、LOQ1、LOQ2の位相はそれぞれ45度、90度、135度となる。その結果、直交復調器350の出力OUTIとOUTQとして、振幅が等しく位相差が90度である直交復調信号が得られる。次に、CTL=0の状態では、信号生成器104の構成は図6で示される。LO0、LO1、LO2の位相はそれぞれ-90度、0度、0度である。そして、信号生成器904のLOQ0、LOQ1、LOQ2の位相はそれぞれ0度、90度、90度となる。従って、出力OUTIとOUTQとしては、やはり振幅が等しく位相差が90度である直交復調信号が得られる。なお、信号生成器904として、図7に示した信号生成器を用いてもよい。図7に示した信号生成器を用いた場合には、LOQ0、LOQ1、LOQ2は、それぞれ、ラッチ501の出力信号、ラッチ503の出力信号、ラッチ505の反転出力信号とすればよい。このとき、CTL=1の状態では、LO0、LO1、LO2の位相はそれぞれ-60度、0度、60度となり、LOQ0、LOQ1、LOQ2位相はそれぞれ30度、90度、150度であるから、直交復調器350の出力OUTIとOUTQとして、振幅が等しく位相差が90度である直交復調信号が得られる。次に、CTL=0の状態では、LO0、LO1、LO2の位相はそれぞれ-90度、0度、0度であり、LOQ0、LOQ1、LOQ2の位相はそれぞれ0度、90度、90度である。従って、出力OUTIとOUTQとしては、やはり振幅が等しく位相差が90度である直交復調信号が得られる。第3の実施形態の直交復調器は、第1の実施形態の周波数変換器を2系統用いた構成である。従って、第3の実施形態の直交復調器は、第1の実施形態の周波数変換器と同様の効果を奏する。すなわち、第3の実施形態の直交復調器は、2種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える直交復調器の構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。そして、第3の実施形態の直交復調器は、第1の実施形態の周波数変換器と同様に、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第3の実施形態の直交復調器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果がある。また、第3の実施形態の直交復調器は、I経路とQ経路のそれぞれに、第1の実施形態の周波数変換器を配置した構成となっている。しかし、第2の実施形態の周波数変換器を、I経路とQ経路に配置してもよい。この場合も、LO0、LO1、LO2、LO3、LO4、LO5、LO6と比較して位相が90度ずれた信号を、Q経路側の乗算器に入力すればよい。また、ここでは、I経路の乗算器に入力されるLO信号に対して、Q経路の乗算器に入力されるLO信号の位相が90度遅れているとして説明した。しかし、本実施形態は、I信号とQ信号の位相関係を規定しない。すなわち、I信号に対して、Q信号の位相が90度進んでいてもよい。[第4の実施形態]図14に、本発明の第4の実施の形態である直交変調器の構成を示す。直交変調器450は、第1の実施形態の周波数変換器150に、信号INQが入力される乗算器1000、1001、1002を追加した点が異なる。また、加算器1003は、乗算器100、101、102、1000、1001、1002の各出力の振幅を、重み係数W0:W1:W2:W0:W1:W2で加算する。乗算器1000、1001、1002には、それぞれ局部発振信号LOQ0、LOQ1、LOQ2が入力される。ここで、直交変調器450は、一般的には、直交信号処理回路とも呼ばれる。また、信号INQが第8の信号に対応する。また、加算器1003は、第1の加算器と、第2の加算器と、第3の加算器とを1個の加算器で実現させたものである。以下、具体的な数値を用いながら説明する。ここで、図3に示した信号生成器を用いるものとし、また、LOQ0、LOQ1、LOQ2は、それぞれ、LO2、LO3、LO0-とする。CTL=1では、LO0、LO1、LO2の位相はそれぞれ-45度、0度、45度であり、LO2、LO3、LO0-の位相はそれぞれ45度、90度、135度である。従って、直交変調器450の出力OUTとして、位相が90度異なる信号成分を合成した信号が得られる。次に、CTL=0では、LO0、LO1、LO2の位相はそれぞれ-90度、0度、0度であり、LO2、LO3、LO0-の位相はそれぞれ0度、90度、90度であるから、直交変調器450の出力OUTとしては、やはり位相が90度異なる信号成分を合成した信号が得られる。第4の実施形態の直交変調器は、第3の実施形態の直交復調器と同様に、第1の実施形態の周波数変換器を2系統用いた構成である。従って、第4の実施形態の直交変調器は、第3の実施形態の直交復調器と同様の効果を奏する。すなわち、第4の実施形態の直交変調器は、2種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える直交変調器の構成と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。そして、第4の実施形態の直交変調器は、第3の実施形態の直交復調器と同様に、配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第4の実施形態の直交変調器は、前後の回路ブロックから見た負荷が小さくなることにより、省電力化できるという効果がある。なお、信号生成器104として、第3の実施形態と同様に、図5に示した信号生成器を用いてもよい。また、本実施形態の直交変調は、I経路とQ経路のそれぞれに、第1の実施形態の周波数変換器を配置した構成となっているが、第2の実施形態の周波数変換器を、I経路とQ経路に配置してもよい。また、ここでは、I経路の乗算器に入力されるLO信号に対して、Q経路の乗算器に入力されるLO信号の位相が90度遅れているとして説明したが、本発明は、I信号とQ信号の位相関係を規定するものではない。すなわち、I信号に対して、Q信号の位相が90度進んでいてもよい。[第5の実施形態]図15に、本発明の第5の実施形態である受信装置の構成を示す。受信装置550は、第3の実施形態の直交復調器に、アンテナ1100と、帯域選択フィルタ1101と、LNA1102と、I経路、Q経路のBBフィルタ1103、1105とVGA1104、1106と、制御器1107を追加した点が異なる。制御器1107は、帯域選択フィルタ1101および信号生成器904を制御する。図15において、LNA1102から出力された信号は乗算器100~102及び乗算器900~902で局部発振信号と乗算される。乗算器100~102の出力は加算器103で重み付け加算され、BBフィルタ1103及びVGA1104を通過してベースバンドI信号BBIとして出力される。乗算器900~902の出力は加算器903で重み付け加算され、BBフィルタ1105及びVGA1106を通過してベースバンドQ信号BBQとして出力される。制御器1107は、局部発振信号に含まれる高調波によって、妨害信号が周波数変換されて所望信号と重畳しないよう、帯域選択フィルタ1101の通過帯域と、信号生成器104の動作状態とを制御する。帯域選択フィルタ1101の通過帯域を変更する方法としては、異なる通過帯域幅を備えるフィルタを複数並べ、切り替える方法や、フィルタの帯域を決めている容量や抵抗やインダクタなどに、可変素子を用いる方法がある。なお、使用するキャリア周波数の最大値と最小値の比が、直交復調器で除去可能な高調波の次数よりも小さく、かつ、受信装置550を構成する回路ブロックが妨害信号によって飽和しないだけの線形性を備えていれば、必ずしも帯域選択フィルタの通過帯域を切り替える必要はない。また、アンテナ1100が備える周波数選択性によっては、アンテナ1100が帯域選択フィルタ1101の機能を担ってもよい。また、通信データ復調に必要な信号対雑音比によっては、LNA1102を省略し、あるいはLNA1102を直交復調器の後段に配置してもよい。さらにまた、BBフィルタ1103、1105やVGA1104、1106の機能を、デジタル信号処理によって実現させることも可能である。受信装置550は、第3の実施形態の直交復調器を用いて構成される。従って、第5の実施形態の受信装置は、第3の実施形態の直交復調器と同様の効果を奏する。すなわち、第5の実施形態の受信装置は、2種類のミキサおよび信号生成器を並置して切り替える直交復調器を備えた受信装置と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。そして、第5の実施形態の受信装置は、直交復調器の配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第5の実施形態の受信装置は、省電力化できるという効果がある。また、第5の実施形態の受信装置は、直交復調器で高調波を除去可能であるので、帯域選択フィルタの構成を簡略化できるという効果がある。あるいは、帯域選択フィルタで高次の高調波を抑圧し、直交復調器に求められる高調波抑圧性能を緩和するように受信装置を設定してもよい。この場合、直交復調器のさらなる低消費電力化が可能であるまた、第5の実施形態では直交復調を行うダイレクトコンバージョン型の受信装置について述べた。しかし、第5の実施形態で説明した構成は、周波数変換を2回行うダブルスーパーヘテロダイン型など、その他のアーキテクチャを採用した受信装置にも適用可能である。このとき、1回目の周波数変換に、第1または第2の実施形態で説明した周波数変換器を適用することも可能である。[第6の実施形態]図16に、本発明の第6の実施形態である送信装置の構成を示す。送信装置650は、第4の実施形態の直交変調器450に、I経路、Q経路のVGA1200、1202とBBフィルタ1201、1203、PAパワーアンプ1204と、帯域選択フィルタ1205、アンテナ1206と、制御器1207を追加した点が異なる。図16において、ベースバンドI信号BBIは、VGA1200及びBBフィルタ1201を通過した後、乗算器100~102で局部発振信号と乗算される。また、ベースバンドQ信号BBQは、VGA1202及びBBフィルタ1203を通過した後、乗算器1000~1002で局部発振信号と乗算される。加算器1003は、乗算器100~102及び乗算器1000~1002の出力を重み付け加算してPA1204に出力する。PA1204から出力された送信信号は、帯域選択フィルタ1205を通過した後、アンテナ1206から放射される。制御器1207は、局部発振信号に含まれる高調波によって、BB信号が周波数変換されてアンテナ1206から放射されないように、帯域選択フィルタ1205の通過帯域と、信号生成器904の動作状態とを制御する。なお、使用するキャリア周波数の最大値と最小値の比が、直交変調器で除去可能な高調波の次数よりも小さければ、必ずしも帯域選択フィルタ1205の通過帯域を切り替える必要はない。また、VGA1200、1202やBBフィルタ1201、1203の機能を、デジタル信号処理によって実現させることも可能である。また、アンテナ1206の周波数選択性によっては、アンテナ1206が帯域選択フィルタ1205の機能を担ってもよい。第6の実施形態の送信装置も、第5の実施形態の受信装置と同様の効果を奏する。すなわち、第6の実施形態の送信装置は、2種類のミキサと信号生成器とを並置して切り替える直交変調器を備えた送信装置と比較して省面積であり、コストを低く抑えることができるという効果がある。そして、第6の実施形態の送信装置は、直交変調器の配線長を短くすることができるため、配線負荷も小さくなる。その結果、第6の実施形態の送信装置は、省電力化できるという効果がある。また、第6の実施形態の送信装置は、直交変調器で高調波を除去可能であるので、帯域選択フィルタの構成を簡略化できるという効果がある。あるいは、帯域選択フィルタで高次の高調波を抑圧し、直交変調器に求められる高調波抑圧性能を緩和するように送信装置を設定してもよい。この場合、直交変調器のさらなる低消費電力化が可能であるまた、送信装置と受信装置とを一体化して送受信装置を構成する場合には、送信装置のVGAとBBフィルタを、受信装置のVGAとBBフィルタを共用することもできる。同時に送受信を行わない通信システムは、帯域選択フィルタを受信装置と送信装置とで共用してもよい。また、第6の実施形態では直交変調を行うダイレクトコンバージョン型の送信装置構成について述べた。しかし、第6の実施形態で説明した構成は周波数変換を2回行うダブルスーパーヘテロダイン型など、その他のアーキテクチャを採用した送信装置にも適応可能である。このとき、1回目の周波数変換に、第1または第2の実施形態で示した周波数変換器を適用することも可能である。以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上述した実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。この出願は、2010年9月9日に出願された日本出願特願2010-202240を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。