"スイッチング素子を用いて入力直流電源を電力変換して固体光源に電流を流す直流電源回路部と、固体光源に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子を制御する電流制御部とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部は、スイッチング素子のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子の付勢消勢制御を行う第2のスイッチング制御手段を備え、前記第2のスイッチング制御手段の付勢期間は前記第1のスイッチング制御手段の1周期より大きく、前記第1のスイッチング制御手段と第2のスイッチング制御手段により調光制御を行うことを特徴とする固体光源点灯装置。固定光源の所定の輝度以上では第1のスイッチング制御手段を優勢とし、所定の輝度未満では第2のスイッチング制御手段を優勢としたことを特徴とする請求項1記載の固体光源点灯装置。前記直流電源回路部は、前記スイッチング素子と直列にインダクタが接続され、前記インダクタの充放電電流あるいはそのいずれかを利用して前記固体光源に電流を流すものであり、第1のスイッチング制御手段は前記インダクタ電流がゼロクロス動作をするように前記スイッチング素子を制御することを特徴とする請求項1または2のいずれかに記載の固体光源点灯装置。前記直流電源回路部は、前記固体光源に並列に接続された容量性インピーダンスを含むと共に、前記固体光源に流れる電流が連続波形になっていることを特徴とする請求項1~3のいずれかに記載の固体光源点灯装置。外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御信号の信号レベルに応じて前記電流制御部の各スイッチング制御手段の出力レベルが変化すると共に、前記調光制御部は1つの信号を出力することを特徴とする請求項1~4のいずれかに記載の固体光源点灯装置。外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御部は、前記電流制御部の各々のスイッチング制御手段に対して独立した2つの調光制御信号を出力することを特徴とする請求項1~4のいずれかに記載の固体光源点灯装置。前記第1のスイッチング制御手段の動作時のオン幅の略下限値で前記第2のスイッチング制御手段が動作することを特徴とする請求項1~6のいずれかに記載の固体光源点灯装置。前記固体光源はLEDであることを特徴とする請求項1~7のいずれかに記載の固体光源点灯装置。請求項1~8のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具。請求項1~8のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明システム。特許文献1の技術では、調光信号に基づいて調光比を判定し、調光比が所定値より高いか低いかに応じてPWM制御と波高値制御を切り替えている。しかしながら、PWM制御と波高値制御の切り替えの前後で動作が不安定となり、光のちらつきの原因となっていた。本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、広い範囲で安定した調光が可能な固体光源点灯装置を提供することを課題とする。請求項1の発明は、上記の課題を解決するために、図1に示すように、スイッチング素子Q1を用いて入力直流電源Vdcを電力変換して固体光源3に電流を流す直流電源回路部1と、固体光源3に流れる電流を調光するように前記スイッチング素子Q1を制御する電流制御部2とを備えた固体光源点灯装置において、前記電流制御部2は、スイッチング素子Q1のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御手段と、前記スイッチング素子Q1の付勢消勢制御を行う第2のスイッチング制御手段を備え、前記第2のスイッチング制御手段の付勢期間は前記第1のスイッチング制御手段の1周期より大きく、前記第1のスイッチング制御手段と第2のスイッチング制御手段により調光制御を行うことを特徴とするものである。請求項2の発明は、請求項1記載の固体光源点灯装置において、固定光源の所定の輝度以上では第1のスイッチング制御手段を優勢とし、所定の輝度未満では第2のスイッチング制御手段を優勢としたことを特徴とする図4。請求項3の発明は、請求項1または2のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記直流電源回路部1は、前記スイッチング素子Q1と直列にインダクタL1が接続され、前記インダクタL1の充放電電流あるいはそのいずれかを利用して前記固体光源3に電流を流すものであり、第1のスイッチング制御手段は前記インダクタ電流がゼロクロス動作をするように前記スイッチング素子Q1を制御することを特徴とする。請求項4の発明は、請求項1~3のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記直流電源回路部1は、前記固体光源3に並列に接続された容量性インピーダンス平滑コンデンサC1などを含むと共に、前記固体光源3に流れる電流が連続波形になっていることを特徴とする。請求項5の発明は、請求項1~4のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御信号の信号レベルに応じて前記電流制御部の各スイッチング制御手段の出力レベルが変化すると共に、前記調光制御部は1つの信号を出力することを特徴とする図5。請求項6の発明は、請求項1~4のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、外部からの調光信号に応じた調光制御信号を出力する調光制御部を有し、前記調光制御部は、前記電流制御部の各々のスイッチング制御手段に対して独立した2つの調光制御信号を出力することを特徴とする図3。請求項7の発明は、請求項1~6のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記第1のスイッチング制御手段の動作時のオン幅の略下限値で前記第2のスイッチング制御手段が動作することを特徴とする図4。請求項8の発明は、請求項1~7のいずれかに記載の固体光源点灯装置において、前記固体光源はLEDであることを特徴とする。請求項9の発明は、請求項1~8のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明器具である図6。請求項10の発明は、請求項1~8のいずれかに記載の固体光源点灯装置を備えたことを特徴とする照明システムである図6。本発明によれば、スイッチング素子のオン幅を変化させる第1のスイッチング制御手段と、スイッチング素子の付勢消勢制御を行う第2のスイッチング制御手段を備え、第2のスイッチング制御手段の付勢期間は第1のスイッチング制御手段の1周期より大きく、第1のスイッチング制御手段と第2のスイッチング制御手段により調光制御を行うものであるから、広い範囲で安定した調光が可能となる効果がある。実施形態1図1は本発明の実施形態1の回路図である。入力直流電源Vdcには直流電源回路部1が接続されている。直流電源回路部1は、スイッチング素子Q1を用いて入力直流電源Vdcを電力変換してLEDもしくは有機EL素子のような固体光源3に直流電流を供給するスイッチング電源回路であり、ここでは降圧チョッパ回路バックコンバータを用いている。降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源Vdcの正極と負極の間に、固体光源3とインダクタL1とスイッチング素子Q1と電流検出部4の直列回路が接続されており、固体光源3とインダクタL1の直列回路には回生ダイオードD1が閉回路を構成するように並列接続されている。降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Q1がオンすると、入力直流電源Vdcの正極→固体光源3→インダクタL1→スイッチング素子Q1→電流検出部4→入力直流電源Vdcの負極の経路で漸増電流が流れて、インダクタL1にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1の誘起電圧により、インダクタL1→回生ダイオードD1→固体光源3→インダクタL1の経路で漸減電流が流れて、インダクタL1のエネルギーが放出される。インダクタL1のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Q1がオンされる動作を連続モード、インダクタL1のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Q1がオンされる動作を臨界モード、インダクタL1のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Q1がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。本発明では、いずれのモードを用いても構わないが、電力変換効率が高いのは臨界モードである。スイッチング素子Q1は電流制御部2により高周波でオンオフされる。スイッチング素子Q1がオンのとき、スイッチング素子Q1に流れる漸増電流は、電流検出部4により検出される。電流検出部4により検出された電流検出値は、電流制御部2により設定された所定のしきい値と比較される。電流検出値が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Q1がオフされる。これにより、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値は所定のしきい値に設定される。図2a,bはスイッチング素子Q1のオンオフ動作によりインダクタL1に流れる電流の波形を示している。インダクタL1に流れる電流が漸増する期間については、スイッチング素子Q1に流れる電流と同じであり、インダクタL1に流れる電流が漸減する期間については、回生ダイオードD1に流れる電流と同じである。本例では、インダクタL1に流れる電流は前述の臨界モードの場合を例示しているが、連続モードまたは不連続モードであっても良い。図2aは、電流制御部2により設定された所定のしきい値Ip1が高い場合、図2bは所定のしきい値Ip2が低い場合である。電流制御部2により設定される所定のしきい値Ip1,Ip2は、調光器5から電流制御部2に供給される調光信号に応じて設定される。図2c,dは、電流制御部2からスイッチング素子Q1に出力される制御信号の電圧波形を示している。図2cはスイッチング素子Q1のバーストONの期間が長い場合、図2dはバーストONの期間が短い場合である。ここで、バーストONの期間とは、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作が許可されている期間のことである。バーストONの期間では、スイッチング素子Q1は付勢活性化されており、それ以外の期間では、スイッチング素子Q1は消勢不活性化されている。バーストONの期間は、調光器5から電流制御部2に供給される調光信号に応じて電流制御部2により設定される。図2c,dに示されるバーストONの動作は、所定の周波数例えば、数百Hz~数kHzで繰り返される。その繰り返しの周波数は、直流電源回路部1のスイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ周波数数十kHzに比べると低く設定されている。なお、図2a,bの時間軸は、図2c,dの時間軸に比べると拡大して図示されている。電流制御部2では、調光器5から供給される調光信号を読み取り、図2a,bに示すように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値を設定すると共に、図2c,dに示すように、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作が許可されるバーストONの期間を設定する。前者を第1のスイッチング制御手段、後者を第2のスイッチング制御手段とすると、両者を組み合わせて同時に適用可能とすることにより、広い範囲で安定した調光動作を実現することができる。例えば、調光比が高い明るい場合には、図2aのように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値Ip1を高く設定すると共に、図2cのように、バーストONの期間を長く設定する。また、調光比が低い暗い場合には、図2bのように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値Ip2を低く設定すると共に、図2dのように、バーストONの期間を短く設定する。このように、第1のスイッチング制御手段と第2のスイッチング制御手段を組み合わせて適用することにより、広い範囲の調光が可能となる。また、特許文献1の技術に比べると、調光範囲の途中でPWM制御と波高値制御を切り替える必要が無いので、切り替えの前後で動作が不安定となることがなく、広い範囲で安定した調光動作を実現することができる。本実施形態では、直流電源回路部1として、降圧チョッパ回路を例示したが、昇圧チョッパ回路や昇降圧チョッパ回路、フライバックコンバータ回路のような各種のスイッチング電源回路を用いても良いことは言うまでも無い。実施形態2図3は本発明の実施形態2の回路図である。本実施形態では、図2a,bに示すように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値を所定のしきい値Ip1,Ip2に制御する動作と、上述の臨界モードの制御を安価に実現するために、汎用の力率改善制御用の集積回路22を用いている。この種の力率改善制御用の集積回路として、従来からSTマイクロエレクトロニクス社製のL6562が知られているが、本実施形態では、図2c,dに示すように、スイッチング素子Q1の制御信号のバーストONの期間を外部信号により設定可能とするために、力率改善制御PFCの可否を外部信号により選択できる集積回路として、STマイクロエレクトロニクス社製のL6564を採用している。L6564は、従来の8ピンのL6562に対してPFC-OK端子6番ピンとVFF端子5番ピンを追加したものであり、その他のピン配置はL6562のピン配置を踏襲している。以下、L6564の各端子の機能について簡単に説明しながら、図3の回路構成について説明する。10番ピンは電源端子であり、制御電源電圧Vccに接続されている。8番ピンはグランド端子であり、入力直流電源Vdcの負極回路グランドに接続されている。9番ピンはゲートドライブ端子であり、MOSFETよりなるスイッチング素子Q1のゲート電極に接続されている。7番ピンはゼロクロス検出端子であり、インダクタL1の2次巻線n2の一端に抵抗R2を介して接続されている。2次巻線n2の他端は接地されている。6番ピンはL6562に対して追加されたPFC-OK端子であり、このピンの電圧が0.23V未満になると、ICはシャットダウンされる。ICをリスタートさせるには、この6番ピンを0.27Vよりも高く設定しなければならない。これにより、6番ピンをリモートon/off制御入力として用いることができる。5番ピンはフィードフォワード端子であり、本実施形態では使用しないので、抵抗R3を介して回路グランドに接続してある。4番ピンは電流検出端子であり、MOSFETよりなるスイッチング素子Q1のソース電極と回路グランドの間に挿入された電流検出抵抗R1の電圧を抵抗R4を介して入力されている。また、調光用のバイアス電圧を抵抗R9を介して入力されている。3番ピンはICに内蔵された乗算器の入力であり、本実施形態では、制御電源電圧Vccを抵抗R6,R7により分圧した所定の電圧に設定している。1番ピンはICに内蔵されたエラーアンプの反転入力端子、2番ピンはそのエラーアンプの出力端子である。1番ピンと2番ピンの間にエラーアンプの帰還インピーダンスとして、抵抗R8とコンデンサC4の並列回路を接続してある。また、1番ピンには抵抗R10,R11によりコンデンサC3の電圧を分圧した負帰還用の電圧信号が入力されている。コンデンサC3には、インダクタL1の2次巻線n2の誘起電圧が抵抗R12とダイオードD3を介して充電されている。コンデンサC3の電圧が増大するとスイッチング素子Q1のオンパルス幅は狭くなる方向に制御される。スイッチング素子Q1がオンのとき、電流検出抵抗R1に流れる電流が増加すると、4番ピンの検出電圧が上昇する。4番ピンの電圧が所定のしきい値に達すると、スイッチング素子Q1はオフされる。その後、インダクタL1のエネルギーがダイオードD1を介して放出されている期間は、インダクタL1の2次巻線n2に電圧が誘起される。ダイオードD1を介する回生電流が流れ終わると、2次巻線n2の誘起電圧が消失し、7番ピンの電圧が立ち下がる。この7番ピンの電圧の立ち下がりを検出して、スイッチング素子Q1が再びオンされる。4番ピンには、抵抗R9を介してコンデンサC5のDC電圧が重畳されている。このコンデンサC5は、抵抗R5を介して調光制御回路21の出力信号により充放電されている。調光制御回路21の出力信号は、例えば、矩形波電圧信号であり、そのHighレベルとLowレベルの期間の割合に応じてコンデンサC5に充電されるDC電圧が変化する。つまり、コンデンサC5と抵抗R5はCRフィルタ回路積分回路を構成している。コンデンサC5に充電されるDC電圧が高いとき、4番ピンの電圧は高くなるから、スイッチング素子Q1に流れる電流が見掛け上、大きくなったように検出されることになり、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値は、図2bに示すように低くなる。コンデンサC5に充電されるDC電圧が低いとき、4番ピンの電圧は低くなるから、スイッチング素子Q1に流れる電流は見掛け上、小さくなったように検出されることになり、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値は、図2aに示すように高くなる。このように、調光制御回路21から出力される矩形波電圧信号のHighレベルとLowレベルの期間の割合オンオフDutyに応じて、コンデンサC5に充電されるDC電圧の大きさを調整することにより、スイッチング素子Q1に流れる電流のピーク値を調整することができる。調光制御回路21は、例えば、調光用のマイコンで構成されていても良い。その場合、出力端子aとして、矩形波電圧信号を出力する2値出力ポートの1つを割り当てれば良い。また、出力端子aとして、2値出力ポートに代えて、D/A変換出力ポートを有するマイコンを用いた場合には、抵抗R5とコンデンサC5よりなるCRフィルタ回路は省略することも可能である。その場合でも、CRフィルタ回路を省略せずに、D/A変換出力ポートからアナログの出力電圧をCRフィルタ回路に入力し、1階調を隔てて隣接するDC電圧を所定のDutyで切り替えるように制御すれば、D/A変換の本来の階調よりも多階調のDC電圧を生成できる。また、2値出力ポートを用いる場合に比べると、抵抗R5とコンデンサC5の時定数が小さくても、コンデンサC5に充電されるDC電圧のリップルを小さくすることが出来るから、制御の応答性も良くなる。次に、図2c,dに示したバーストONの期間を指定するための出力端子bとしては、マイコンの他の2値出力ポートを割り当てれば良く、バーストONの期間にHighレベル>0.27V、それ以外に期間にLowレベル<0.23Vとなる矩形波電圧信号を出力すれば良い。図4は調光制御回路21の出力端子a、bから出力される矩形波電圧信号のDutyと、調光器5から調光制御回路21に入力される調光信号のDutyの関係を示している。図中の細い実線aは、第1の出力端子aから出力される矩形波電圧信号のオフDutyの変化を示しており、図中の細い実線bは、第2の出力端子bから出力される矩形波電圧信号のオンDutyの変化を示している。調光器5から調光制御回路21に入力される調光信号のDutyは、0~100の間で変化し、5未満では全点灯、95以上では消灯となる。このような調光信号は、インバータ式の蛍光灯点灯装置の分野において広く普及しており、一般的には、周波数が1kHz、振幅が10Vの矩形波電圧信号が用いられる。調光制御回路21では、調光器5から入力される調光信号のDutyを読み取り、それに応じて、第1の出力端子aから出力される矩形波電圧信号のDutyと第2の出力端子bから出力される矩形波電圧信号のDutyを変化させる。結果的に、固体光源3の明るさは、図中の太線で示す2.3乗カーブに近い特性で変化する。2.3乗カーブとは、一般にマンセル特性カーブと呼ばれる調光カーブの一種であり、調光操作に対してスムーズに明るさが変化するように見える特性として知られている。図4に例示したような制御特性は、調光制御回路21がマイコンで構成されている場合、内蔵のメモリにデータテーブルとして記憶しておけば好都合である。その場合、調光器5から入力される調光信号のDutyを読み取ったデジタル値をアドレスとしてデータテーブルを読み出して、読み出されたデータに基づいて、調光制御回路21の端子a、bから出力される矩形波電圧信号のDutyを制御すれば良い。実施形態3図5は本発明の実施形態3の回路図である。本実施形態では、調光制御回路21から出力される1つの調光信号を調光制御回路21の外部で信号変換することにより、第1のスイッチング制御手段に対する調光制御信号と、第2の第1のスイッチング制御手段に対する調光制御信号を生成している。調光制御回路21から集積回路22の6番ピンに出力される調光信号は、実施形態2と同様に、低周波数百Hz~数kHzの矩形波電圧信号であり、そのパルス幅を可変とすることにより、集積回路22の動作を許可したり、禁止したりすることができる。この調光信号をダイオードD4を介して抵抗R5とコンデンサC5のフィルタ回路に入力することにより、DC電圧に変換している。このDC電圧は、図5の回路例では、抵抗R9を介して3番ピンの抵抗R7に重畳されている。コンデンサC5のDC電圧が高いときは、集積回路22の3番ピンの電圧が高くなるので、スイッチング素子Q1をオフさせる際のしきい値電圧が高く設定される。このため、図2cに示すように、バーストONの期間が長いときは、図2aに示すように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークIp1は高くなる。反対に、コンデンサC5のDC電圧が低いときは、集積回路22の3番ピンの電圧が低くなるので、スイッチング素子Q1をオフさせる際のしきい値電圧が低く設定される。このため、図2dに示すように、バーストONの期間が短いときは、図2bに示すように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークIp2は低くなる。これにより、広い範囲で安定した調光が可能となる。なお、図5の回路例では、調光制御回路21から出力される1つの調光信号を矩形波電圧信号としたが、これとは逆に、調光制御回路21から出力される1つの調光信号をDC電圧としても良い。その場合、外部の低周波発振回路を用いて、調光制御回路21から出力されたDC電圧をパルス幅可変の矩形波電圧信号PWM信号に変換して、変換後の信号を、集積回路22の6番ピンの制御に用いれば良い。また、変換前の信号DC電圧は、集積回路22の3番ピンに直接入力すれば良い。上述の各実施形態では、調光器5から出力される調光信号として、周波数が1kHz、振幅が10Vの矩形波電圧信号を用いる場合を想定して説明したが、これに限定されるものではない。例えば、DALIやDMX512などの各種の規格化された調光信号を用いても良いし、商用交流電源50/60Hzを位相制御した電圧を波形整形することにより、100/120HzのPWM信号を調光信号として電源線から抽出しても構わない。あるいは、調光器5は単なる可変抵抗であっても良く、DC電圧よりなる調光信号を調光制御回路21のA/D変換入力ポートに読み取らせるような構成としても構わない。実施形態4図6は本発明の実施形態4の概略構成を示すブロック回路図である。本実施形態では、1つの照明器具Aに、寒色系のLEDと暖色系のLEDを備え、それぞれの光出力を直流電源回路部1a,1bと電流制御部2a,2bにより個別に制御可能としたものである。照明器具Bの構成は照明器具Aと同じであり、同一の調光信号線に複数の照明器具が接続された照明システムが構成されている。各照明器具A,B,...を制御する調光調色装置50は、寒色系の電流制御部2aに調光信号を伝送する調光器5aと、暖色系の電流制御部2bに調光信号を伝送する調光器5bを備えている。これらの調光器5a、5bから出力される調光信号を個別に制御することにより、各照明器具A,B,...の明るさと色温度を制御することができる。例えば、蛍光灯の分野で広く用いられている昼光色、昼白色、電球色のような色温度の異なる照明を任意の明るさで実現できる。図6の例では、寒色系のLEDと暖色系のLEDという2種類の光源を用いているが、光の三原色であるR赤、G緑、B青のLEDを用いれば、任意の発光色を実現できることは言うまでも無い。実施形態5図7は本発明の実施形態5の回路図である。本実施形態では、入力直流電源Vdcとして昇圧チョッパ回路6のような力率改善回路を用いている。昇圧チョッパ回路6の構成および動作については周知であり、スイッチング素子Q2がオンのとき、交流電源Vsからフィルタ回路FL→全波整流器DB→インダクタL2→スイッチング素子Q2の経路で電流が流れて、交流電源Vsから入力電流を引き込むと共にインダクタL2にエネルギーを蓄積する。スイッチング素子Q2がオフのとき、インダクタL2の誘起電圧が全波整流器DBの出力電圧に重畳されて、ダイオードD2を介して平滑コンデンサC2が充電される。このとき、交流電源Vsからフィルタ回路FL→全波整流器DB→インダクタL2→ダイオードD2→平滑コンデンサC2の経路で電流が流れて、交流電源Vsから入力電流を引き込む。これにより、入力力率が改善される。また、平滑コンデンサC2には全波整流器DBの出力電圧のピーク値よりも昇圧された直流電圧Vdcが充電される。この種の力率改善回路は、出力電圧を所定の目標値に一定化するための制御回路7を備えていることが一般的である。そこで、本実施形態では、スイッチング素子Q1のオンパルス幅は固定としたまま、スイッチング素子Q2のオンパルス幅を変化させて、直流電源回路部1の入力直流電源Vdcの電圧を可変とすることで、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークを変化させている。調光制御回路21の端子aから出力される第1の矩形波電圧信号PWM1は、抵抗R5とコンデンサC5よりなるCRフィルタ回路によりDC電圧に変換されて、このDC電圧は抵抗R9を介して、昇圧チョッパ回路6の出力電圧検出回路抵抗R13とR14の分圧回路の検出電圧に重畳されている。コンデンサC5のDC電圧が増加すると、見掛け上、昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdcが増加したように検出される。このため、制御回路7は出力電圧Vdcを低下させるように動作する。すると、スイッチング素子Q1のオンパルス幅が同じでも、スイッチング素子Q1のオン時にインダクタL1に流れる漸増電流の増加する傾きが変化するので、スイッチング素子Q1のオン期間が終わる時に、スイッチング素子Q1に流れている電流のピーク値は変化する。この動作を図8a,bにより説明する。図8aは昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdcが高いときのインダクタL1の電流であり、スイッチング素子Q1のオン期間が固定であっても、スイッチング素子Q1に流れる漸増電流の増加する傾きが大きいので、スイッチング素子Q1のオン期間が終わる時に、スイッチング素子Q1に流れている電流のピーク値Ip1は高くなる。図8bは昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdcが低いときのインダクタL1の電流であり、スイッチング素子Q1のオン期間が固定であっても、スイッチング素子Q1に流れる漸増電流の増加する傾きが小さいので、スイッチング素子Q1のオン期間が終わる時に、スイッチング素子Q1に流れている電流のピーク値Ip2は低くなる。本実施形態では、スイッチング素子Q1のオン時間幅とオンオフ周期は高周波発振回路23で設定される固定値となっている。高周波発振回路23の発振動作は、調光制御回路21の端子bから出力される第2の矩形波電圧信号PWM2により発振開始/発振停止を切り替えられる。矩形波電圧信号PWM2は、数百Hz~数kHzの低周波であり、これがHighレベルのとき、高周波発振回路23は数十kHzの高周波でスイッチング素子Q1をオンオフする制御信号を出力し、Lowレベルのときは、スイッチング素子Q1をオフ状態に維持するように動作する。上述のように、本実施形態では、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークを変化させる手段は備えているが、ピークを検出する手段は省略している。このため、電流検出抵抗による電力損失を節減できるという利点があるが、その反面、連続モードで使用すると、ピーク電流制限機能が無いので、インダクタL1が磁気飽和する恐れがある。そこで、第1の調光信号矩形波電圧信号PWM1により設定される昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdcが最大値のときに、図8aに示すように、インダクタL1に流れる電流が、僅かの休止期間を有する不連続モード臨界モードに近い不連続モードとなるように、高周波発振回路23のオン時間幅とオンオフ周期を設定しておく。このようにすれば、昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdcが最大値よりも小さいときには、図8bに示すように、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークが低下するので、インダクタL1に流れる電流は必ず不連続モードとなる。これは、固体光源3が図7に示すように、n個の発光ダイオードの直列回路である場合、スイッチング素子Q1のオフ期間において、回生電流通電中のインダクタL1に印加される電圧は、発光ダイオードの順電圧Vf×n回生ダイオードD1の順電圧となることから、インダクタL1に流れる電流が降下していく速度は略一定となるという性質を利用している。また、スイッチング素子Q1のオン期間において、インダクタL1に印加される電圧は、昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdc-発光ダイオードの順電圧Vf×n-スイッチング素子Q1のオン電圧となり、出力電圧Vdcが低下すると、インダクタL1に流れる電流が増加する速度が低下するという性質を利用している。本実施形態は、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークを変化させる手段として、入力直流電源Vdcの電圧を変化させるものであるから、例えば、図6に示すような寒色系と暖色系の2系統のLEDの点灯回路を1つの照明器具に内蔵する場合には、主電源が2系統必要となる。したがって、本実施形態は、調色機能の無いLED調光点灯装置に適している。実施形態6図9は本発明の実施形態6の回路図である。本実施形態では、入力直流電源Vdcとしてフライバックコンバータ回路8を用いている。また、スイッチング素子Q1に流れる電流のピークを変化させる手段として、タイマー回路TMによりコンデンサC5のDC電圧に応じてスイッチング素子Q1のオンパルス幅を変化させている。まず、フライバックコンバータ回路8の構成および動作は周知であり、全波整流器DBの直流出力端にトランスT2の1次巻線とスイッチング素子Q2の直列回路を接続し、トランスT2の2次巻線の両端にダイオードD2を介して平滑コンデンサC2を接続したものである。ダイオードD2の極性は、スイッチング素子Q2のオン時に電流を阻止する方向に接続されている。スイッチング素子Q2のオン時には、全波整流器DBとトランスT2の1次巻線を介して交流電源Vsから入力電流が引き込まれる。このとき、ダイオードD2は非導通状態となっているので、トランスT2はインダクタとして機能し、トランスT2にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q2のオフ時には、トランスT2の蓄積エネルギーがダイオードD2を介して平滑コンデンサC2に放出される。平滑コンデンサC2に得られる直流電圧Vdcは入力側交流電源側とは絶縁されている。平滑コンデンサC2の電圧を抵抗R13,R14で分圧した検出電圧をPFC制御回路9に伝達するには、フォトカプラPC1を用いると良い。フライバックコンバータ回路8のスイッチング素子Q2を制御するPFC制御回路9は、全波整流器DBから出力される脈流電圧を抵抗R16,R17により分圧して検出し、スイッチング素子Q2に流れるトランスT2の1次巻線電流のピーク値の包絡線が脈流電圧波形と略比例するように制御している。そのために、スイッチング素子Q2のソース電流を抵抗R15により電圧変換して検出し、その検出電圧が脈流電圧と略比例する目標値に達すると、スイッチング素子Q2をオフするように制御している。また、平滑コンデンサC2の充電電圧を抵抗R13,R14により分圧して検出し、フォトカプラPC1を介してPFC制御回路9に伝達し、平滑コンデンサC2の充電電圧Vdcが低い場合には、スイッチング素子Q2のオン時間幅を長くするべく、前記目標値を高く設定し、逆に、平滑コンデンサC2の充電電圧が高い場合には、スイッチング素子Q2のオン時間幅を短くするべく、前記目標値を低く設定する。また、トランスT2に回生電流検出用の補助巻線を設けて、その巻線電圧の有無によりトランスT2から放出される回生電流の消失ゼロクロスを検出し、回生電流が無くなった時点でスイッチング素子Q2を再度オンするように制御している。PFC制御回路9の制御電源電圧Vccを得るための構成については図示を省略しているが、例えば、全波整流器DBの出力端から限流抵抗を介して電源コンデンサを充電し、その充電電圧によりPFC制御回路9の動作が開始した後は、トランスT2の回生電流検出用の巻線から整流用のダイオードを介して前記電源コンデンサを充電するような構成を用いることができる。次に、スイッチング素子Q1のオンパルス幅はタイマー回路TMにより設定している。タイマー回路TMとしては、汎用のタイマーICいわゆる555を用いることができ、例えば、ルネサスエレクトロニクス社旧NECエレクトロニクス所管のμPD5555またはその互換品を用いれば良い。1番ピンはグランド端子、8番ピンは電源端子である。電源端子に供給される制御電源電圧Vcc2は2次側のコンデンサC2から図示しない制御電源回路を介して供給すれば良い。2番ピンはトリガー端子であり、この端子が5番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピン出力端子がHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。4番ピンはリセット端子であり、この端子がLowレベルになると、動作停止状態となり、3番ピン出力端子はLowレベルに固定される。5番ピンは制御端子であり、内蔵の分圧抵抗により通常は電源電圧Vcc2の2/3となる基準電圧が印加されているが、本実施形態では、調光制御回路21の端子aから出力される低周波の矩形波電圧信号を抵抗R5とコンデンサC5よりなるフィルタ回路により平滑化したDC電圧が印加されている。6番ピンはスレショルド端子であり、この端子が5番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピン出力端子がLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。調光制御回路21は、調光器からの調光信号を読み取って、スイッチング素子Q1をバーストONの状態とするときには、バーストONの期間にわたって、タイマー回路TMの4番ピンをHighレベルに設定する。このとき、タイマー回路TMは無安定マルチバイブレータとして動作し、2番ピンが5番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピンがHighレベルとなり、7番ピンが開放状態となるので、コンデンサC6は充電抵抗RcとダイオードD5を介して充電される。6番ピンに印加されるコンデンサC6の充電電圧が5番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピン出力端子がLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。これによりコンデンサC6は放電抵抗Rdを介して放電されて、電圧が降下して行く。2番ピンに印加されるコンデンサC6の充電電圧が5番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピンがHighレベルとなり、7番ピンが開放状態となるので、コンデンサC6は充電抵抗RcとダイオードD5を介して充電される。以下、同じ動作を繰り返す。このように、タイマー回路TMは一般的な無安定マルチバイブレータとして動作するものであり、スイッチング素子Q1のオン時間幅は充電抵抗RcとコンデンサC6の時定数と5番ピンの電圧により決まる可変幅となる。また、スイッチング素子Q1のオフ時間幅は放電抵抗RdとコンデンサC6の時定数と5番ピンの電圧により決まる可変幅となる。したがって、調光制御回路21により設定されるバーストONの期間中、スイッチング素子Q1は、調光制御回路21により設定される5番ピンの電圧に応じたオン時間幅とオフ時間幅で駆動される。5番ピンの電圧が低下すると、発振用のコンデンサC6の電圧の変化幅が小さくなるので、オン時間幅もオフ時間幅も共に短くなるが、抵抗Rcを介する充電電流は増加するのに対して、抵抗Rdを介する放電電流は減少するから、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなる。これは負荷電圧が略一定である発光ダイオードの駆動には好都合なことであり、5番ピンの電圧が最大のときに、図10aに示すように、インダクタL1に流れる電流が臨界モードに近い不連続モードとなるように、オン時間幅とオフ時間幅の比率を設計しておけば、5番ピンの電圧が変化しても、常に不連続モードで動作させることができる。具体的には、オン時間幅×電源電圧-負荷電圧≒オフ時間幅×負荷電圧となる臨界条件よりも僅かにオン時間幅が短くなるように、抵抗Rc、RdとコンデンサC6の値を設計しておけば良い。このように設計した場合、5番ピンの電圧が低下すると、図10bのように、スイッチング素子Q1のオン時間幅、オフ時間幅は共に短縮するが、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなるので、インダクタL1に流れる電流の休止期間は増大して行くことになる。したがって、調光制御回路21によりタイマー回路TMの5番ピンの電圧を低下させることにより、図10bのように、インダクタL1に流れる電流のピークを減少させると共に、電流の休止期間も長くすることができるから、バーストONの期間に流れる平均電流を減少させることができる。この制御と組み合わせて、調光制御回路21によりタイマー回路TMの4番ピンを低周波数百Hz~数kHzでHigh/Lowに切り替えて、バーストONの期間を可変とすることにより、高い平均電流を長い時間にわたり流す状態から、低い平均電流を短い時間にわたり流す状態まで制御することで、広い範囲で安定した調光を実現することができる。なお、固体光源3と並列に接続された平滑コンデンサC1は無くても良いが、接続しておけば、照明器具の光のちらつきを低減できる効果がある。本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、プロジェクタの光源として利用しても構わない。この種の画像表示装置の光源点灯装置として用いる場合には、固体光源3と並列に接続された平滑コンデンサC1は省略し、画像更新周期とバーストONの周期を同期させると良い。上述の各実施形態の説明では、固体光源3として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機EL素子や半導体レーザー素子などであっても良い。"