ミリメーター波帯の伝送では、周波数帯特有の電波の直進性や反射、周波数選択性フェージングの影響が大きく、回線品質の維持が大きな課題である。上記を解決するための方式として、送信用に規定された送信帯域幅を複数のセグメントに分割し、各々のセグメントの送信機から、同じ情報を伝送することを特徴とし、また受信側で送信された各セグメントの受信状況を常に監視し、リアルタイムで最良のセグメントを選択することを特徴としたミリメーター波帯OFDM空間周波数帯域分割ダイバーシティシステム請求項1の送信において、各セグメントのOFDM被変調波のシンボルタイミングを同期させることを特徴とするシステム請求項1の送信において、変調器に入力するデータフレーム内の多重化されたパケットごとの同期ワードを、1フレーム内で1ヶ所以上の場所に集めて、データ配列することを特徴とするシステム請求項1の受信において、最良のセグメントを選択する手段として受信信号電力レベルを用いることを特徴とするシステム請求項1の受信において、請求項3のデータ配列から同期ワードのタイミングを相関により抽出し、抽出されたタイミング信号をFFTに、また相関値を最良セグメント選択の手段に用いることを特徴とするシステム請求項1の受信において、受信状態が最良のセグメントを選択するタイミングをOFDM被変調波に配置した同期ワード区間内で行うことを特徴とするシステム0004で述べた手段を用いることで、TVカメラ制御信号以外のインカム信号、映像編集装置で選択された映像信号、ゲンロック信号についても副調整室とTVカメラ間の送り返し系伝送の無線化が実現されたが、TVカメラ制御信号を始めとする送り返し系信号は、本線系で伝送するハイビジョン映像に比べて非常に低い伝送レートであるにも関わらず、本線系と同じ帯域幅を用いるため、以下のような課題があった。1重量寸法が大きくなる本線系と同じ規模の回路が必要となるため、同様の基板のサイズ、重量になってしまう。2消費電力が大きいベースバンド信号処理部のクロック周波数が高いことからも明らかなように、消費電力の低減が困難である。3運用面の課題受信機を小型軽量化ができず、また、消費電力も大きいことから運用時間に合わせて複数のバッテリーを持ち運ばなくてはならず、カメラマン一人での運用が困難である。しかし上記の課題を解決するべく、単に送り返し系信号伝送に必要な狭帯域化した帯域幅で送信すると、帯域幅が狭くなることで周波数インターリーブの効果が本線系と同じ帯域幅を使用するのに比較して減少するため、周波数選択性フェージングによってTVカメラに搭載した送り返し系受信機で十分な搬送波電力対雑音電力比CN比を確保できず、通信回線の高い信頼性の維持が困難となる課題があった。送り返し系における制御信号及び各種伝送信号を、狭帯域無線制御方式を用いて、従来の広帯域無線制御方式と同等以上のCN比がTVカメラに搭載された受信機で得られる方式を提供する。具体的には、送信側は変調信号を本線系の被変調波帯域幅を複数に分割した帯域幅セグメントを用いて送信し、受信側は一ヶ所もしくは複数の場所から送信されたセグメントを全て受信し、受信したセグメントの中から受信状態CN比の良い、または変調波の品質の最も良いセグメントを選択して受信することを特徴とする。ARIBSTDB43を例にして説明する便宜上、帯域幅は125MHzシステムのハーフバンド625MHz、送信電力は625MHz帯域幅あたり100mW100mW625MHzとする。受信側は625MHzの帯域すべてを受信する必要はなく、ゼロIFあるいはLowIFを用いて、分割された狭帯域の信号を受信することで、ADコンバーター、ベースバンドデジタル信号処理部のクロック周波数を低く抑えることが可能で低消費電力化が実現できる。受信機は復調に用いられているRF部の局部発振周波数を復調に影響しないタイミングで変化させ、各々のセグメントの受信信号を観測し、受信信号レベルの高い、または誤り率の低いセグメントの受信を可能にする。送信電力が100mW625MHzで規定されることから、狭帯域化することで送信信号の電力密度を上げることが可能となり、受信CN比の向上に貢献する。例として4分割する場合、電力密度を6dB上げることができる。送信場所を複数とし、異なる帯域で同一データストリームを送信することで、サイトダイバーシティの効果が期待できる。上記の効果で本線系の帯域幅を用いてTVカメラコントロールを行う場合と同等以上の受信CN比が少ない消費電力で実現可能となる。図1は、本線系の変調波帯域幅を4分割した送り返し系実施例である。以下送信側、受信側の詳細を図5、図6を用いて説明する。送信側は図5で示すように入力信号インターフェース部1、送信ベースバンド信号処理部2、分配器3、第1のOFDM変調器4、第2のOFDM変調器5、第3のOFDM変調器6、第4のOFDM変調器7、第1の周波数変換器8、第2の周波数変換器9、第3の周波数変換器10、第4の周波数変換器11、第1の電力増幅器12、第2の電力増幅器13、第3の電力増幅器14、第4の電力増幅器15で構成される。変調器は、本線系の帯域幅ARIBSTDB43で規定されるハーフバンド625MHzの帯域を4つのセグメントに分割し、それぞれのセグメントで同一のデータストリームを送信する。送信する場所は、一ヶ所あるいは複数の場所である。一方、受信機は図6に示すように、低雑音増幅器16、第1周波数変換器17、第1局部発信器18、第1中間周波増幅器19、第2周波数変換器20、分割された帯域幅を通過させるのに十分な第2中間周波帯域フィルタ21と復調器22、受信ベースバンド信号処理部23、出力信号インターフェース部24から構成され、一ヶ所もしくは複数の場所から送信されたセグメントを全て受信し、受信したセグメントの中から受信状態CN比の良い、または変調波の品質の最も良いセグメントを選択して受信する。ベースバンド信号処理部では受信信号レベルから最も受信状態CN比の良いセグメント、または変調波の品質の最も良いセグメントを受信するように第2周波数変換器の第2局部発信器25の発振周波数を制御する。送信側の主なブロックの詳細な動作を記す。OFDM変調器従来例2に示したようにOFDM変調方式による伝送は、受信時に遅延波の影響による符号間干渉が起こらないよう1OFDMシンボルごとにガードインターバル区間が設けられており、ガードインターバル区間は受信機でのFFT窓のタイミング決定に用いられる。また、本発明では、受信機は受信している一つのセグメントの被変調波を別の被変調波に切り替えた場合でもこのタイミングを維持しなければならない。この課題を解決するために、各変調器のガードインターバルを含むシンボルタイミングは、同期していることが必要である。送信ベースバンド信号処理部受信機でFFTをおこなう際必要となるOFDMシンボル同期タイミング検出には、前述の1OFDMシンボルごとに設けられたガードインターバル区間を用いた自己相関を用いるのが一般的である。しかし、周波数選択性フェージング環境下では正確なタイミングを検出するのは困難である。本発明では帯域を分割して使用するために当該キャリアの数が数分の1になるため、さらに受信時に周波数選択性フェージングの影響を受けやすくなる。そこで、そのような受信環境下でも、受信機は受信に影響を与えない短期間で受信するセグメントを高速に切り替え、最も受信状態の良いセグメントを受信する必要がある。そのためには高速かつ精度の高い同期タイミング検出が必須となる。本発明ではデータフレームに同期再生を強化する構成を考案した。通常のデータフレーム構成を図7に示す。通常、情報を伝送する場合はデータをパケット化しているが、一般的なパケット構成は同期ワード、パケット識別コード等制御、ペイロードデータ、ダミーである。代表的な構成では、図7に示すように同期ワードに1バイト、パケット識別コード等制御に3バイトの計4バイトでヘッダを構成し、以後、ペイロードデータ184バイト、ダミー16バイトと続き、これが繰り返される。実際の復調では、パケットごとの同期ワードが必須ではないため、一部省略することが可能である。新たに考案したデータフレーム構成を図8に示す。本発明では、図8のように各パケットの同期ワードをデータフレームの1ヶ所以上の場所に集め、各OFDMサブキャリアを同じタイミングで変調することにより、新たに同期ワードを追加することなく、同期用パターンとすることが可能である。この部分を受信側で相関を取り、タイミングを検出することでガードインターバルを用いた同期タイミングのみよりも正確なタイミングを検出することが可能となる。また、相関器の出力値から被変調波の品質を推定し受信するセグメントの選定にも使用することが可能である。受信側の構成ついて記す。セグメントに分割された被変調波の中から最も受信状態CN比の良いセグメント、または変調波の品質が最も良いセグメントを受信するようにするためには、図9のようにIF信号を2系統に分け、第1の第2周波数変換器20、第1の分割された帯域幅を通す第2中間周波帯域フィルタ21、第1の復調器22で構成される復調系と、第2の第2周波数変換器27、第2の分割された帯域幅を通す第2中間周波帯域フィルタ27、第2の復調器28で構成される、受信電力や相関値を監視するために各セグメントを巡回して復調するセグメント監視系を設けることが容易に考えられるが、狭帯域信号の受信でADコンバーター、ベースバンドデジタル信号処理部のクロック周波数を低くし、消費電力を抑えられるとはいえ2系統必要になるため、その効果が小さい。本発明では、図6のように系統を増やすことなくセグメントに分割された被変調波の中から最も受信状態CN比の良いセグメント、または変調波の品質が最も良いセグメントを受信することを可能にしたものである。受信側の主なブロックの詳細な動作を記す。受信側ベースバンド処理部ARIBSTDB43で規定されたOFDM被変調波は8キャリアごとに既知の変化しないデータによるContinualPilotキャリアが配置してあり、それらを利用することで、間に挟まれたキャリアの振幅、位相の状態を推定することが出来るようになっている。セグメント選択シーケンス図10および図12を用いて説明する。ステップS1では、現時点で受信しているセグメントの同期ワードシンボルの1つ前のシンボルのビット誤り率を算出する。ステップS2では、同期ワードシンボル区間内に、他のセグメントを受信するように局部発振器の周波数を変更し、そのセグメント受信へ移る。ステップS3では、同期ワードシンボル区間内で、受信電力、予め持っている同期ワードシンボルの信号波形との相関値を算出する。ステップS4では、受信電力より等価CN比を算出し、ビット誤り率を推定する。ステップS5では、相関値より受信被変調波の品質、例えば、周波数ずれやフェージングによる帯域内の周波数特性の良し悪しを推定し、ステップS4の結果と合わせて値を保存する。ステップS6では、すべてのセグメントについてS2からS5までの処理が完了したか確認する。ステップS7では、すべてのセグメントの確認が完了していない場合、同期ワードシンボル期間内に元のセグメント受信に戻り、データ受信をおこないステップ2に戻る。ステップS8では、上記の測定値より、最も受信環境の良いセグメントを選択し、そのセグメントの受信を開始しステップS1に戻る。また、他の1つのセグメントとの比較により受信セグメントを選択するセグメント二者択一方式シーケンスも可能である。図11、図13を用いて説明する。ステップS1では、現時点で受信しているセグメントの同期ワードシンボル1つ前のシンボルのビット誤り率を算出する。ステップS2では、同期ワードシンボル区間で、他のセグメントを受信するように局部発振器の周波数を変更し、そのセグメント受信へ移る。ステップS3では、同期ワードシンボル区間内で、受信電力、予め持っている同期ワードシンボルの信号波形との相関値を算出する。ステップS4では、受信電力より等価CN比を算出し、ビット誤り率を推定する。ステップS10では、相関値より受信変調波の品質、例えばフェージングによる帯域内の周波数特性の良し悪しを推定し、良い場合はそのチャンネル受信を続けステップ1に戻る。ステップS11では、元のセグメントより悪い場合には元のセグメント受信に戻る。これらの動作を行うことによって、図9に示した2つの受信系統を用意することなく、最適なセグメントを選択受信することが可能となる。