周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータの制御を行うモータ制御装置において、モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、前記モータ速度が所定のモータ速度指令値に追従するように電流指令値を生成する速度制御手段と、前記負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、該制御値の周期的な変動成分を強調することにより、電流補正値を生成する共振型フィルタと、該共振型フィルタによる前記変動成分の強調度合いであるゲインを制御するゲイン制御手段とを備え、前記電流補正値を前記電流指令値に重畳することにより、重畳電流指令値を生成し、該重畳電流指令値に従って前記モータの制御を行う振動抑制制御を実行すると共に、前記ゲイン制御手段は、前記振動抑制制御の開始時、所定の目標値に対して徐々にゲインを増加させることを特徴とするモータ制御装置。前記ゲイン制御手段は、前記振動抑制制御の停止時、前記ゲインを徐々に減少させることを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。前記モータに流れるモータ電流を電圧に変換して検出する電流検出手段を有し、前記ゲイン制御手段は、前記電流検出手段を構成する増幅器の出力電圧が飽和しようとする場合、前記ゲインを減少させることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載のモータ制御装置。前記ゲイン制御手段は、前記ゲインを徐々に減少させることを特徴とする請求項3に記載のモータ制御装置。前記モータと、該モータを駆動するインバータと、該インバータを介して前記モータの制御を実行する請求項1乃至請求項4のうちの何れかに記載のモータ制御装置とを備えたことを特徴とするモータ駆動システム。上記共振型フィルタによる変動成分の強調度合い、即ち、ゲイン振幅、位相は、例えば重畳されたトルク電流指令値の変動幅等に基づいてその目標値が決定されるが、従来では目標値のゲインで強調されたトルク電流補正値をそのまま重畳することで、振動抑制制御を実行していたため、急激な指令値の変動によって制御開始時に脱調を引き起こす。また、このような騒音と振動の抑制は運転中のみならずモータの起動時おいても必要であるが、目標値のゲインでそのまま強調してしまうとモータの起動不良を引き起こす問題があった。また、モータ電流を検出するシャント抵抗を用いて所謂センサレスベクトル制御を実行する場合、過負荷時にはトルク変動が大きくなり、トルク電流補正値も大きくなるため、重畳によってモータ電流が増大し、シャント抵抗で検出された電圧を増幅するオペアンプの出力が制御レンジから外れて飽和してしまう問題もあった。本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、共振型フィルタを用いてモータの振動と騒音を抑制する場合に、脱調や起動不良の発生を解消し、モータの制御も支障無く行うことができるモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供するものである。上記課題を解決するために、本発明のモータ制御装置は、周期的に負荷トルクが変動する負荷を駆動するモータの制御を行うものであって、モータ速度を推定又は検出するモータ速度導出手段と、モータ速度が所定のモータ速度指令値に追従するように電流指令値を生成する速度制御手段と、負荷トルクの変動に対応して変動する制御値を受け、この制御値の周期的な変動成分を強調することにより、電流補正値を生成する共振型フィルタと、この共振型フィルタによる変動成分の強調度合いであるゲインを制御するゲイン制御手段とを備え、電流補正値を電流指令値に重畳することにより、重畳電流指令値を生成し、この重畳電流指令値に従ってモータの制御を行う振動抑制制御を実行すると共に、ゲイン制御手段は、振動抑制制御の開始時、所定の目標値に対して徐々にゲインを増加させることを特徴とする。これにより、モータ起動時の振動を最小限に抑え、振動抑制制御に円滑に移行することができるようになり、脱調や起動不良の発生を未然に回避することが可能となる。この場合、ゲイン制御手段は、前記振動抑制制御の停止時、起動時とは逆にゲインを徐々にに減少させる。また、例えばモータに流れるモータ電流を電圧に変換して検出する電流検出手段を有し、ゲイン制御手段によって電流検出手段を構成する増幅器の出力電圧が飽和しようとする場合、ゲインを減少させることにより、過負荷時における増幅器の飽和も未然に回避し、円滑なモータの制御を実現することが可能となる。この場合もゲイン制御手段は、ゲインを徐々に減少させる。また、本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、このモータを駆動するインバータと、このインバータを介してモータの制御を実行する前記モータ制御装置とを備えたことを特徴とする。本発明によれば、負荷トルクの変動に起因する騒音や振動の抑制に寄与しながら、脱調や起動不良の発生を効果的に防止することができる。また、電流検出手段の増幅器の飽和を解消して円滑なモータの制御を実現することができるようになる。以下、本発明の実施の形態について、図面に基づき詳細に説明する。図1の電気回路図において、本発明のモータ駆動システムは、モータ1と、PWMPulseWidthModulation方式のインバータ2と、本発明のモータ制御装置3と、直流電源4と、電流センサ電流検出手段5により構成されている。モータ1は、三相永久磁石同期モータであり、永久磁石を備えた回転子図示せずと三相分U相、V相、及び、W相の電機子巻線6u、6v、及び、6wを備えた固定子6により構成されている。インバータ2は、合計6個のスイッチング素子7u、8u、7v、8v、7w、及び、8wから成る周知の三相分のハーフブリッジ回路とドライバを備え、モータ1の回転子位置に応じてモータ1の電機子巻線6u~6wにU相、V相、及び、W相から成る三相交流電圧を供給するものである。このモータ1に印加される全体の電圧をモータ電圧電機子電圧Vaと称し、インバータ2からモータ1に供給される全体の電流をモータ電流電機子電流Iaと称する。電流センサ5は所謂1シャント方式の電流検出手段で、インバータ2の母線9に直列に介設されたシャント抵抗10と、オペアンプ11により構成された差動増幅器41により構成されており、シャント抵抗10の端子電圧として現れる母線電流検出電流であるモータ電流Iaの電流値を表す信号をオペアンプ11からオペアンプ電圧Voとして出力し、モータ制御装置3に伝達する。この電流センサ5のオペアンプ電圧Voとインバータ2の各スイッチング素子7u、8u、7v、8v、7w、及び、8wの状態から、当該インバータ2からモータ1に供給されるモータ電流Iaの固定軸成分であるU相電流iu及びV相電流ivが検出される。尚、W相電流iwに関しては、関係式iw=-iu-ivから算出される。iu、iv及びiwは、モータ1の固定子6における、U相の電機子巻線6uの電流、V相の電機子巻線6vの電流及びW相の電機子巻線6wの電流である。モータ制御装置3は、電流センサ5にて検出されたモータ電流Ia等を参照し、所望のセンサレスベクトル制御を実行するためのPWM信号をインバータ2に与える。図2はモータ1の解析モデル図である。図2にはU相、V相、W相の電機子巻線固定軸が示されている。1aはモータ1の回転子に設けられた永久磁石である。永久磁石1aが作る磁束の回転速度と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石1aが作る磁束の方向をd軸にとり、d軸に対応する制御上の回転軸をγ軸とする。また、図示しないが、d軸から電気角で90度進んだ位相にq軸をとり、γ軸から電気角で90度進んだ位相にδ軸をとる。実軸に対応する回転座標系はd軸とq軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をdq軸と称する。また、制御上の回転座標系はγ軸とδ軸を座標軸に選んだ座標系であり、その座標軸をγδ軸と称する。dq軸は回転しており、その回転速度をωで表す。γδ軸も回転しており、その回転速度をωeで表す。また、dq軸において、U相の電機子巻線6uの固定軸から見たd軸の角度位相をθにより表す。同様に、γδ軸において、U相の電機子巻線6uの固定軸から見たγ軸の角度位相をθeにより表す。θ及びθeにて表される角度は、電気角における角度であり、それらは一般的に回転子位置、又は、磁極位置とも称される。ω及びωeにて表される回転速度は、電気角における角速度である。以下、θ又はθeを回転子位置と称し、ω又はωeをモータ速度と称する。回転子位置及びモータ速度を推定によって導出する場合センサレス、γ軸及びδ軸を制御上の推定軸と称する。モータ制御装置3は基本的にθとθeとが一致するようにベクトル制御を行う。但し、θとθeとを意図的にずらすこともあるが、θとθeとが一致しているときには、d軸及びq軸はそれぞれγ軸及びδ軸と一致する。以下、モータ電圧Vaのγ軸成分及びδ軸成分をそれぞれγ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδで表し、モータ電流Iaのγ軸成分及びδ軸成分をそれぞれγ軸電流iγ及びδ軸電流iδで表す。γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδの目標値を表す電圧指令値をそれぞれγ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδにより表す。γ軸電流iγ及びδ軸電流iδの目標値を表す電流指令値をそれぞれγ軸電流指令値iγ及びδ軸電流指令値iδにより表す。γ軸電圧指令値vγはγ軸電圧vγの目標となる目標γ軸電圧とも呼べ、δ軸電圧指令値vδはδ軸電圧vδの目標値となる目標δ軸電圧とも呼べる。γ軸電流指令値iγはγ軸電流iγの目標γ軸電流とも呼べ、δ軸電流指令値iδはδ軸電流iδの目標となる目標δ軸電流とも呼べる。モータ制御装置3は、γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδの値がそれぞれγ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδに追従するように、且つ、γ軸電流iγ及びδ軸電流iδの値がそれぞれγ軸電流指令値iγ及びδ軸電流指令値iδに追従するようにベクトル制御を行う。モータ電圧VaのU相成分、V相成分、及び、W相成分は、U相電圧指令値Vu、V相電圧指令値Vv、及び、W相電圧指令値Vwから成る三相電圧指令値にて表される。また、以下Raはモータ抵抗モータ1の電機子巻線の抵抗値であり、Ld、Lqはそれぞれd軸インダクタンスモータ1の電機子巻線のインダクタンスのd軸成分、q軸インダクタンスモータ1の電機子巻線のインダクタンスのq軸成分である。尚、Ra、Ld、及び、Lqはモータ駆動システムの製造時に定まる値であり、それらの値はモータ制御装置3での演算にて使用される。モータ1は周期的に負荷トルクが変動するような負荷を回転駆動する。この負荷は、例えば、冷凍サイクル装置の電動圧縮機、洗濯機、又は、乾燥機、電気自動車、電動二輪車等の装置に備えられた負荷要素である。例えば、圧縮機では周期的に実行される冷媒の吸入圧縮吐出の各行程での冷媒ガス圧の変化が負荷トルクに作用し、これによって負荷トルクが周期的に変動する。次に、図3のモータ駆動システムは、図1に示したモータ1及びインバータ2と、図1のモータ制御装置3として機能するモータ制御装置3aと、電流センサ5とを備えている。モータ制御装置3aは、モータ制御装置3aは、符号12~20、30~32で参照される各部位を含んで構成される。モータ制御装置3a内に電流センサ5が含まれ、モータ制御装置3a内の各部位は、モータ制御装置3a内で生成された各値を自由に利用可能とされている。本実施例のモータ駆動システムを構成する各部位は、所定の更新周期にて自身が算出又は検出して出力する指令値iγ、iδ、vγ、vδ、Vu、Vv及びVwを含む、状態量iu、iv、iγ、iδ、θe及びωeを含む又はδ軸電流補正値iδcを更新する。座標変換器12は、回転子位置θeに基づいてU相電流iu及びV相電流ivをγδ軸上に座標変換することにより、γ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出して出力する。この実施例において、回転子位置θeは、位置速度推定器モータ速度導出手段及び推定手段20にて算出される。減算器19は、モータ速度ωeと、モータ制御装置3aの外部に設けられたモータ速度指令値発生部図示せずからのモータ速度指令値ωとを参照し、両者間の速度偏差ω-ωeを算出する。この実施例において、モータ速度ωeは、位置速度推定器20にて算出される。速度制御部速度制御手段17は、比例積分制御等を用いることによって、速度偏差ω-ωeがゼロに収束するようにδ軸電流指令値iδを算出して出力する。加算器31は、速度制御部17からのδ軸電流指令値iδに共振型フィルタ30からのδ軸電流補正値iδcを加算し、その加算値iδiδc重畳トルク電流指令値を減算器13に出力する。尚、この加算値iδiδcは、ゲイン制御部ゲイン制御手段32にも送られる場合もある。本来δ軸電流指令値iδはδ軸電流iδの目標値となるのであるが、δ軸電流指令値iδは共振型フィルタ30及び加算器31によって補正され、実際には補正後の値iδiδcがδ軸電流iδの目標値となる。共振型フィルタ30及びゲイン制御部32の動作については後述する。磁束制御部16は、γ軸電流指令値iγを決定して減算器14に出力する。γ軸電流指令値iγは、モータ駆動システムにて実行されるベクトル制御の種類やモータ速度に応じて、様々な値をとり得る。本実施例では、dq軸を推定するため、d軸電流をゼロとするための制御を行う場合はiγ=0とされる。また、最大トルク制御や弱め磁束制御を行う場合、γ軸電流指令値iγはモータ速度ωeに応じた負の値とされる。モータ制御装置3aの特徴的部位である共振型フィルタ30及びゲイン制御部32の動作は、iγの値に依存しない。以下の説明では、γ軸電流指令値iγ=0である場合を取り扱う。減算器14は、磁束制御部16から出力されるγ軸電流指令値iγより座標変換器12から出力されるγ軸電流iγを減算し、電流誤差iγ-iγを算出する。減算器13は、加算器31から出力される値iδiδcより座標変換器12から出力されるδ軸電流iδを減算し、電流誤差iδiδc-iδを算出する。電流制御部15は、電流誤差iγ-iγ及びiδiδc-iδが共にゼロに収束するように、比例積分制御等を用いた電流フィードバック制御を行う。この際、γ軸とδ軸との間の干渉を排除するための非干渉制御を利用し、iγ-iγ及びiδiδc-iδが共にゼロに収束するようにγ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδを算出する。尚、γ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδを算出するに当たり、モータ速度ωeやγ軸電流iγ及びδ軸電流iδも参照され得る。座標変換器18は、位置速度推定器20から出力される回転子位置θeに基づいて電流制御部15から与えられたγ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδを三相の固定座標軸上に座標変換することにより、三相電圧指令値U相電圧指令値Vu、V相電圧指令値Vv、及び、W相電圧指令値Vwを算出して出力する。図示しないPWM変換部は、三相電圧指令値U相電圧指令値Vu、V相電圧指令値Vv、及び、W相電圧指令値Vwに従ってパルス幅変調されたPWM信号を作成する。インバータ2は、このPWM信号に応じたモータ電流Iaをモータ1に供給してモータ1を駆動する。具体的には、インバータ2は前述したドライバがPWM信号に従って三相分のハーフブリッジ回路におけるスイッチング素子7u、8u、7v、8v、7w、及び、8wをオン/オフ制御することにより、三相電圧指令値に従ったモータ電流Iaがモータ1に供給される。尚、PWM変換部は、モータ制御装置3a内に設けられるが、それがインバータ2内に設けられていると考えることも可能である。位置速度推定器20は、座標変換器12からのγ軸電流iγ及びδ軸電流iδ並びに電流制御部15からのγ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδのうちの全部又は一部を用いて、比例積分制御等を行うことにより、d軸とγ軸との間の軸誤差Δθ図2参照がゼロに収束するように回転子位置θe及びモータ速度ωeを推定する。回転子位置θe及びモータ速度ωeの推定手法として古くから様々な手法が提案されており、位置速度推定器20は公知の何れの手法をも採用可能である。図4に位置速度推定器20の内部ブロック図の一例を示す。図4の位置速度推定器20は、符号21~23にて参照される各部位を備える。軸誤差推定部21は、γ軸電流iγ、δ軸電流iδ、γ軸電圧指令値vγ及びδ軸電圧指令値vδに基づいて軸誤差Δθを算出する。例えば、前記特許文献1特許第4297953号公報に式1として示されている公知の数式を用いて、軸誤差Δθを算出する。比例積分演算器22は、PLLPhaseLockedLoop制御を実現すべく、比例積分制御を行って軸誤差推定部21が算出した軸誤差Δθがゼロに収束するようにモータ速度ωeを算出する。積分器23は、モータ速度ωeを積分して回転子位置θeを算出する。算出された回転子位置θe及びモータ速度ωeは、その値を必要とするモータ制御装置3a内の各部位に与えられる。振動抑制制御上述したように本実施形態では、周期的に負荷トルクが変動する負荷をモータ1が回転駆動することを想定している。この場合、負荷トルクの変動によってδ軸電流指令値iδが理想値からずれることがあるが、共振型フィルタ30及び加算器31がこのずれを抑制する方向に働く。図5を参照してこの抑制の原理について説明する。図5において横軸は電気角における電流の位相を表しており、縦軸は電流値を表している。モータ1の定常回転時において、電流の位相は時間経過と共に変化していくため、図5の横軸は時間にも対応している。図5において、曲線201は負荷トルクの電流換算値電流成分を表し、曲線202は速度制御部17によって算出されるδ軸電流指令値iδを表し、曲線203は曲線201によって表される負荷トルクの電流換算値と曲線202によって表されるδ軸電流指令値iδとの誤差波形を表す。曲線204は、曲線203によって表される誤差波形の極性を反転させた波形を表していると共に、共振型フィルタ30によって算出されるδ軸電流補正値iδcの波形を表している。負荷トルクと合致するトルクをモータ1に発生させるためには、負荷トルクの電流換算値に相当するδ軸電流iδを流せばよい。δ軸電流補正値iδcが無いものとして考えた場合、負荷トルクの電流換算値とδ軸電流指令値iδが完全に合致していれば、負荷トルク変動に起因する速度変動が低減して振動及び騒音の低減が図られる。しかしながら、実際には制御系の遅れが発生するため、δ軸電流指令値iδは、真に算出されるべき値負荷トルクの電流換算値から遅れてしまう。そこで、本実施例では、曲線204に対応するδ軸電流補正値iδcをδ軸電流指令値iδに重畳し、この重畳δ軸電流指令値iδiδc重畳トルク電流指令値を負荷トルクの電流換算値と一致させる。この一致を実現させるためには、δ軸電流補正値iδcの位相と振幅を最適化する必要がある。本実施例では、この振幅の最適化のための調整にゲイン制御部32図3が利用される。ゲイン制御部32の機能については後述することとし、先に共振型フィルタ30の機能について説明する。共振型フィルタ30は、減算器19の減算結果ω-ωeを入力信号として受け、その入力信号から負荷トルク変動に由来する周期的な変動成分を抽出する。即ち、この実施例では減算器19が算出するモータ速度ωeとモータ速度指令値ωとの速度偏差ω-ωeが負荷トルクの変動に対応して変動する制御値となる。尚、この共振型フィルタ30に入力される制御値としてはこの他に、速度制御部17からのδ軸電流指令値iδトルク電流指令値が考えられる。即ち、制御値はモータ速度ωeとモータ速度指令値ωとの速度偏差ω-ωe、又は、δ軸電流指令値iδトルク電流指令値である。そして、抽出した変動成分をδ軸電流補正値iδcとして出力する。共振型フィルタ30の伝達関数HAsは、次式1又は後述の式2で表される。HAs=B0B1s/s22ζωrsωr21ここで、B0はゲイン係数、B1は位相調整量、ζは減衰係数、ωrは固有角周波数、sはラプラス演算子である。理想的には、共振型フィルタ30は入力信号の固有角周波数ωrの周波数成分のみを抽出して出力する。共振型フィルタ30は、入力信号中の固有角周波数ωrの成分をゲイン係数B0に応じた度合いで増幅して強調して出力する一方、ωr以外の周波数成分が出力信号に極力含まれないようにする。また、共振型フィルタ30は、固有角周波数ωrの成分の位相を90度分進ませ、固有角周波数ωrよりも低周波の成分を180度分進ませる。固有角周波数ωrよりも高周波の成分の位相は、共振型フィルタ30の入出力信号間で同じとなる。固有角周波数ωrは、モータ1の負荷の周期的な負荷トルク変動の角周波数と等しくなるように或いは出来るだけ等しくなるように設定される。この固有角周波数ωrの値は、モータ速度指令値ωまたはモータ速度ωeの値に応じて変化するように構成されている。負荷トルク変動の周期は、モータ1の回転速度によって変化するからである。モータ速度指令値ωまたはモータ速度ωeの値に応じて固有角周波数ωrをどのように設定するかは、モータ駆動システムの設計時において予め規定される。例えば、ωまたはωeからωrを決定するためのテーブルデータが予めモータ制御装置3aに与えられる。減衰係数ζは、共振型フィルタ30の共振の程度共振特性を決める値であり、0≦ζ<1の任意の値を設定可能である。例えば、ζ=0.01や、ζ=0.1、とする。減衰係数ζを、モータ駆動システムの設計時において予め定めておくことができる。位相調整量B1は、δ軸電流補正値iδcの位相を調整するための値であり、それを変更することによって、図5の曲線204は左右方向にシフトする。位相調整量B1の値は、モータ速度指令値ωまたはモータ速度ωeの値に応じて変化するように構成されている。モータ速度指令値ωまたはモータ速度ωeの値に応じて位相調整量B1をどのように設定するかは、モータ駆動システムの設計時において予め規定される。例えば、ωまたはωeからB1を決定するためのテーブルデータが予めモータ制御装置3aに与えられる。尚、共振型フィルタ30にてδ軸電流補正値iδcの位相を調整する必要がない場合は、B1=0とされる。共振型フィルタ30のゲイン、即ち、共振型フィルタ30の入力信号の固有角周波数ωrの成分に対する強調度合いは、ゲイン係数B0によって定まる。より具体的には、B1=0の場合は、前記式1中のB0を変更することで共振型フィルタ30のゲインを変更することができる。B1が0では無い場合は、前記式1を下記式2のように変形し、式2中のゲイン係数B0を変更することで共振型フィルタ30のゲインを変更することができる。HAs=B01B1s/B0/s22ζωrsωr22共振型フィルタ30におけるゲインの算出は特許文献1に詳しく述べられているのでここでは省略するが、明らかなことはゲインを増大させると振動低減効果の向上が見込めるが、大きすぎるゲインは消費電力低減の観点から望ましくない。そして、重畳δ軸電流指令値iδiδcの1次成分の振幅を最小化することで、消費電力の最小化が図れるということである。この実施例では外部に設けられたゲイン係数目標値発生部図示せずが、例えば特許文献1のように加算器31から出力される重畳δ軸電流指令値iδiδc重畳トルク電流指令値の変動量、又は、その1次成分の振幅が最小化されるようにゲイン制御部32がゲイン係数目標値B0を算出し、ゲイン制御部32に出力する。ゲイン制御部32は入力したゲイン係数目標値B0を参照し、共振型フィルタ30にゲイン係数B0を出力して共振型フィルタ30のゲインを制御するものであるが、予め最適なゲイン係数目標値B0をゲイン制御部32に設定しておいても良い。ゲイン制御:脱調防止次に、ゲイン制御部32が実行する共振型フィルタ30のゲイン制御について、図6~図9を参照して説明する。前述のように共振型フィルタ30の入力信号の固有角周波数ωrの成分に対する強調度合いは、ゲイン係数B0によって定まる。そして、モータ1の振動抑制制御を開始する場合、ゲイン制御部32には最適なゲインを得るゲイン係数目標値B0が入力され、ゲイン制御部32は共振型フィルタ30に出力するゲイン係数B0がこの目標値B0となるように振る舞うものであるが、目標値のゲイン係数B0で強調されたδ軸電流補正値iδcをそのまま重畳すると、急激な重畳δ軸電流指令値iδiδc重畳トルク電流指令値の変動によって振動抑制制御開始時に脱調を引き起こす。また、このような騒音と振動の抑制は運転中のみならずモータ1の起動時おいても必要であるが、ゲイン係数目標値B0のゲインでそのまま強調してしまうとモータ1の起動不良を引き起こす。そこで、ゲイン制御部32は、共振型フィルタ30に出力するゲイン係数B0をゲイン係数目標値B0に対して徐々に連続的に、及び、段階的にの双方を含む。この出願において同じ。増加させ、最終的にゲイン目標値B0に一致させる動作を実行する。これはモータ1の振動抑制制御の開始時、及び、モータ1の起動時に実行される。図6に係るゲイン制御部32が出力するゲイン係数B0の変化と、それによるδ軸電流補正値iδcの変化を示す。図6の下段がゲイン係数B0の変化を示し、上段がδ軸電流補正値iδcの変化である。ここで、図6の下段では右肩上がりの傾斜した直線にてゲイン係数B0が徐々に増加する状況を示しているが、実際の動作ではゲイン制御部32は、所定時間毎に所定ステップで段階的にゲイン係数B0を増加させていく。このゲイン係数B0の増加に伴い、共振型フィルタ30から出力されるδ軸電流補正値iδcの振幅が増加していく。そして、ゲイン制御部32は最終的にゲイン係数B0をゲイン係数目標値B0まで増加させ、一致させる。このように徐々に連続的に、及び、段階的にの双方を含むゲイン係数B0を増加させることで、δ軸電流補正値iδcの振幅も徐々に増加していくので、重畳δ軸電流指令値iδiδc重畳トルク電流指令値も徐々に増加することになる。これにより、モータ1の脱調も回避され、振動抑制制御への切り換えが円滑に行えるようになる。また、例えば省エネモードに切り換えるために振動抑制制御を停止する場合も、ゲイン制御部32は、共振型フィルタ30に出力するゲイン係数B0をゲイン係数目標値B0から徐々に連続的に、及び、段階的にの双方を含む減少させ、最終的にゲイン係数B0をゼロにする動作を実行する。図7に係るゲイン制御部32が出力するゲイン係数B0の変化と、それによるδ軸電流補正値iδcの変化を示す。図7の下段がゲイン係数B0の変化を示し、上段がδ軸電流補正値iδcの変化である。ここで、図7の下段では右肩下がりの傾斜した直線にてゲイン係数B0が徐々に減少する状況を示しているが、実際の動作ではゲイン制御部32は、所定時間毎に所定ステップで段階的にゲイン係数B0を減少させていく。このゲイン係数B0の減少に伴い、共振型フィルタ30から出力されるδ軸電流補正値iδcの振幅が減少していく。そして、ゲイン制御部32は最終的にゲイン係数B0をゼロまで減少させる。このように振動抑制制御の停止時に、徐々に連続的に、及び、段階的にの双方を含むゲイン係数B0を減少させることで、δ軸電流補正値iδcの振幅も徐々に減少していくので、重畳δ軸電流指令値iδiδc重畳トルク電流指令値も徐々に減少することになる。これにより、振動抑制制御停止時におけるモータ1の脱調も回避されようになる。ゲイン制御:オペアンプ電圧飽和防止次に、図8及び図9を参照してゲイン制御部32が実行するオペアンプ電圧Voの飽和防止制御を説明する。前述したように電流センサ5はシャント抵抗10の端子電圧をオペアンプ11により増幅してモータ制御装置3に出力するものであるが、モータ1の過負荷時にはトルク変動が大きくなるため、前述したδ軸電流補正値iδcも大きくなり、重畳δ軸電流指令値iδiδc重畳トルク電流指令値も大きくなってモータ電流Iaが増大する。そのため、シャント抵抗10で検出された電圧を増幅するオペアンプ11の出力するオペアンプ電圧Voが制御レンジから外れて飽和してしまう場合がある。このような状況となると、U相電流iu、V相電流iv、W相電流iwを正確に検出することができなくなり、モータ制御装置3によるセンサレスベクトル制御に支障を来すことになる。この場合、オペアンプ電圧Voが飽和しないようにレンジを拡大しておけば良いが、その場合には必要な解像度が得られなくなってしまう。そこで、本発明ではオペアンプ電圧Voが飽和しようとする以前に、ゲイン制御部32がゲイン係数B0を減少させ、δ軸電流補正値iδcの振幅を減少させる。この場合にも徐々に連続的に、及び、段階的にの双方を含むゲイン係数B0を減少させる。この制御を図8のフローチャートを用いて説明する。モータ制御装置3aは所定のサンプリング周期でオペアンプ電圧Voを検出し、図8のステップS1でオペアンプ電圧Voの最大値Vo_Maxが、所定の上閾値VO_Hより高くなったか否かを判断し、高くなっていたらステップS2に進む。この上閾値VO_Hはオペアンプ11が飽和する以前の値に設定される。ステップS2では所定の上閾値カウンタVo_H_Cntをカウントし、下閾値カウンタVo_L_Cntをリセットする。次に、ステップS3で上閾値カウンタVo_H_Cntが所定の上閾値カウントアップ値CNT_Hに達したか否か判断し、もし達していたらステップS4に進み、ゲイン係数B0を1ステップ減少させるB_limit_op1。そして、上閾値カウンタVo_H_Cntをリセットする。尚、ゲイン係数B0の減少ステップには限界値B_limit_opの上限値が設定されている。このような制御を繰り返してゲイン制御部32はオペアンプ電圧Voが飽和する以前に段階的にゲイン係数B0を減少させていく。図9には係るオペアンプ電圧飽和防止制御によるδ軸電流補正値iδc、ゲイン係数B0、及び、オペアンプ電圧Voの変化が示されている。ゲイン制御部32による段階的なゲイン係数B0の減少により、δ軸電流補正値iδcの振幅は徐々に減少し、それによってオペアンプ電圧Voも飽和状態付近から徐々に低下していることが分かる。これによって、オペアンプ11の飽和を防止し、正確なセンサレスベクトル制御を実現する。また、この場合もゲイン係数B0を徐々に連続的に、及び、段階的にの双方を含む減少させていくことで、モータ1の脱調を防止する。尚、オペアンプ電圧Voが低下し、その最大値Vo_Maxが上閾値VO_H以下になると、図8のステップS1からステップS5に進み、今度は最大値Vo_Maxが、所定の下閾値VO_Lより低くなったか否かを判断し、なっていなければステップS9に進んでこれを繰り返す。尚、下閾値VO_Lは上閾値VO_Hより低い値である。一方、ステップS5でオペアンプ電圧Voの最大値Vo_Maxが下閾値VO_Lより低くなっていたらステップS6に進む。ステップS6では所定の下閾値カウンタVo_L_Cntをカウントし、上閾値カウンタVo_H_Cntをリセットする。次に、ステップS7で下閾値カウンタVo_L_Cntが所定の下閾値カウントアップ値CNT_Lに達したか否か判断し、もし達していたらステップS8に進み、ゲイン係数B0を1ステップ増加させるB_limit_op-1。そして、下閾値カウンタVo_L_Cntをリセットする。尚、ゲイン係数B0の増加ステップにも限界値B_limit_opの下限値が設定されている。このようにして、オペアンプ電圧Voが低下した場合にはゲイン制御部32はゲイン係数B0を増加させて目標値B0に戻していくが、上閾値カウントアップ値CNT_Hを下閾値カウントアップ値CNT_Lより少なくすることで、ゲイン係数B0を減少させる方向の制御を増加させる制御より迅速に行わせ、振動抑制よりもオペアンプ電圧Voの飽和防止を優先するものである。