複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、前記導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるPWM信号を生成して出力するPWM信号生成手段と、各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記PWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、を備えたブラシレスモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、前記通電期間の間、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第1閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替える前記PWM信号を生成し、前記検出期間特定手段は、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より大きい第2閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定し、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より小さい第3閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定する請求項1記載のブラシレスモータ制御装置。前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えた請求項1又は請求項2記載のブラシレスモータ制御装置。前記保護手段は、前記検出期間に検出される電流値が所定回連続して所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する請求項3記載のブラシレスモータ制御装置。前記検出期間特定手段は、各通電期間中の前記PWM信号が前記スイッチング素子を最後にオンするオン期間で前記検出期間の特定を行う請求項1~請求項4の何れか1項記載のブラシレスモータ制御装置。請求項1から請求項5のいずれか1項に記載のブラシレスモータ制御装置と一体的に形成されたブラシレスモータ。複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、前記導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるPWM信号を生成して出力するPWM信号生成手段と、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記PWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、を備えたブラシレスモータ制御装置。前記PWM信号生成手段は、前記通電期間の間、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第1閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替える前記PWM信号を生成し、前記検出期間特定手段は、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より大きい第2閾値の間となる期間のうち、前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定し、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より小さい第3閾値の間となる期間のうち前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定する請求項7記載のブラシレスモータ制御装置。前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えた請求項7又は請求項8記載のブラシレスモータ制御装置。前記保護手段は、前記検出期間に検出される電流値が所定回連続して所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する請求項9記載のブラシレスモータ制御装置。請求項7から請求項10のいずれか1項に記載のブラシレスモータ制御装置と一体的に形成されたブラシレスモータ。しかしながら、特許文献2の技術は、ブラシ付きDCモータに対するものであり、特許文献1のようにブラシレスモータの各コイルへの通電の最後にPWM信号のデューティ比を徐々に低下させるスロープ期間を設けた場合、スロープ期間に安定してモータに流れる電流を検出できない。ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができるブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータを提供することを目的とする。上記目的を達成するために、請求項1に記載のブラシレスモータ制御装置は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、前記導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるPWM信号を生成して出力するPWM信号生成手段と、各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記PWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、を備えている。請求項1に記載の発明は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ電圧供給手段の一対のスイッチング素子が接続されており、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧が各々供給される。また、通電期間導出手段により、磁石回転子の回転が検出され、回転磁界を発生させるための各巻線への通電期間が導出される。また、本発明は、PWM信号生成手段により、導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、電圧供給手段のスイッチング素子をオン、オフさせるPWM信号が生成されて出力される。そして、本発明は、検出期間特定手段により、各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御するスイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくPWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間が、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定される。このように、本発明によれば、ブラシレスモータの各巻線への通電期間の間の、それぞれの巻線への通電を制御するスイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくPWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定しているので、特定した検出期間にオンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出を行うことにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の発明において、前記PWM信号生成手段が、前記通電期間の間、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第1閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替える前記PWM信号を生成し、前記検出期間特定手段が、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より大きい第2閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定し、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より小さい第3閾値の間となる期間を電流の検出期間と特定してもよい。請求項3に記載の発明は、請求項1又は請求項2に記載の発明において、前記検出期間特定手段により特定された検出期間に、前記オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線を流れる電流を検出し、検出される電流値が所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断する保護手段をさらに備えてもよい。請求項4の記載の発明は、請求項3に記載の発明において、前記保護手段が、前記検出期間に検出される電流値が所定回連続して所定の基準値を超えた場合に、前記電圧供給手段から各巻線への通電を遮断してもよい。請求項5に記載の発明は、請求項1から請求項4のいずれか1項に記載のブラシレスモータ制御装置において、前記検出期間特定手段が、各通電期間中の前記PWM信号が前記スイッチング素子を最後にオンするオン期間で前記検出期間の特定を行ってもよい。請求項6に記載のブラシレスモータは、請求項1から請求項5のいずれか1項に記載のブラシレスモータ制御装置と一体的に形成されてもよい。これにより、請求項6に記載の発明によれば、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。上記目的を達成するために、請求項7に記載のブラシレスモータ制御装置は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ一対のスイッチング素子が接続され、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧を各々供給する電圧供給手段と、前記磁石回転子の回転を検出し、回転磁界を発生させるための前記各巻線への通電期間を導出する通電期間導出手段と、前記導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、前記電圧供給手段の前記スイッチング素子をオン、オフさせるPWM信号を生成して出力するPWM信号生成手段と、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべく前記PWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換える前記スイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定する検出期間特定手段と、を備えている。請求項7に記載の発明は、複数相の巻線、及び永久磁石を含んで構成されると共に、前記複数相の巻線に順に電圧が印加されて各巻線に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により回転する磁石回転子を有するブラシレスモータの各巻線にそれぞれ電圧供給手段の一対のスイッチング素子が接続されており、当該スイッチング素子の各対からブラシレスモータの対応する巻線に電圧が各々供給される。また、通電期間導出手段により、磁石回転子の回転が検出され、回転磁界を発生させるための各巻線への通電期間が導出される。また、本発明は、PWM信号生成手段により、導出手段により導出される各巻線への通電期間の間、入力される制御信号により調整されるデューティ比とされ、当該通電期間後の予め定められた時間を要してデューティ比が徐々に低下し、電圧供給手段のスイッチング素子をオン、オフさせるPWM信号が生成されて出力される。そして、本発明は、検出期間特定手段により、それぞれの巻線への通電を制御する前記スイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくPWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定される。このように、本発明によれば、ブラシレスモータのそれぞれの巻線への通電を制御するスイッチング素子をオンからオフに切り換えるべくPWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間のうち、各巻線への通電期間の終了後で最初に生じた時間を、当該オンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出期間と特定しているので、特定した検出期間にオンからオフに切り換えるスイッチング素子に接続された巻線に流れる電流の検出を行うことにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。請求項8に記載の発明は、請求項7に記載の発明において、前記PWM信号生成手段は、前記通電期間の間、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるカウント値と前記制御信号に応じて定めた第1閾値との比較結果に基づいて前記スイッチング素子のオン、オフを切り替える前記PWM信号を生成し、前記検出期間特定手段は、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が大きい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントダウンされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より大きい第2閾値の間となる期間のうち、前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定し、前記PWM信号生成手段が前記第1閾値よりも前記カウント値が小さい期間を前記スイッチング素子をオンする期間とした前記PWM信号を生成する場合は、前記予め定められた範囲をカウントアップされるカウント値が前記第1閾値と前記第1閾値より小さい第3閾値の間となる期間のうち前記通電期間の終了後で最初に生じた期間を電流の検出期間と特定してもよい。[第1の実施の形態]以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、本実施の形態では、車載空調装置用モータアクチュエータに適用されるブラシレスモータ及びブラシレスモータ制御装置について詳細に説明する。車載空調装置用モータアクチュエータまず、車載空調装置用モータアクチュエータの概略構成について説明する。図1は、本実施の形態に係るモータアクチュエータの構成の一例の概略を示す一部破断した正面断面図である。図1に示すように、本実施の形態のモータアクチュエータ12は、ハウジング14を備えており、その内側にはブラシレスモータ16以下、モータ16と言うとブラシレスモータ制御装置10以下、モータ制御装置10と言うの制御基板18とが収容されている。図1に示すように、ハウジング14は、一端が開口した浅底の略箱状に形成されており、ハウジング14の開口端には略円筒形状の筒部34がハウジング14に対して一体的に設けられている。また、ハウジング14には略円筒形状の支持部36が設けられており、当該支持部36の外周部には、ステータ28が一体的に取り付けられている。ステータ28は、薄珪素鋼板等から成る複数枚のコア片を堰そうして形成されたコア26を備えており、更に、当該コア26には、各々が巻線としての三相のコイル30U、30V、30Wから成るコイル群30が巻き掛けられている。なお、コイル30U、30V、30Wの個々を区別する必要がない場合はコイル30と総称し、個々を区別する必要がある場合は、U、V、Wの符号を付して称する。これらのコイル30は、電気的な位相が120度ずれるように設けられており、これらのコイル30が所定の周期で交互に通電されることにより、ステータ28の周囲に所定の回転磁界を形成するように構成されている。一方、支持部36の内側には、一対の軸受38が固定されており、当該軸受38によってシャフト20が支持部36並びに筒部34に対して同軸的で且つ、自らの軸周りに回転自在に支持されている。シャフト20の軸方向一端側は、筒部34を貫通しており、その一端部もしくは、一端部近傍にてシャフト20の回転力を受けて回動する図示を省略した空調装置本体に設けられた送風用のファンへ機械的に連結されている。また、シャフト20の筒部34から貫通した部分にはロータ22が一体的に取り付けられている。ロータ22は、ハウジング14の開口方向とは反対方向へ向けて開口した筒部34並びに支持部36に対して、同軸の有底筒形状に形成されており、当該ロータ22の上底部をシャフト20が貫通している。ロータ22の内周部には、略円筒形状のロータマグネット24がロータ22に対して同軸的に固定されている。ロータマグネット24は、その軸心を介して半径方向一方の側はN極で他方の側がS極となるように形成されていると共に、自らの軸心周りに所定角度例えば、60度毎に磁極の極性が変わるように形成され、その周囲の所定の磁界を形成する。ロータマグネット24は、支持部36の半径方向に沿ってステータ28の外側でステータ28と対向するように設けられており、上述したコイル30が通電されてステータ28の周囲に回転磁界が形成されると、当該回転磁界とロータマグネット24が形成する磁界との相互作用で支持部36周りの回転力がロータマグネット24に生じ、これにより、シャフト20が回転する。一方、ステータ28よりもハウジング14の底部側には、制御基板18が配置されている。制御基板18は、表面及び裏面の少なくとも何れか一方にプリント配線が施されており、複数の抵抗素子やトランジスタ素子、さらには、マイクロコンピュータCPU等の素子が上記のプリント配線を介して適宜に接続されている。モータ制御装置次にモータ制御装置10制御基板18の概略構成について説明する。本実施の形態のモータ制御装置10制御基板18は、カスタムICにより構成している。なお、本実施の形態のモータ制御装置10は、電流出力素子FET74、FET76の発熱を抑制するため、PWM信号のデューティ比を調整することによりモータ16の回転速度を制御する、所謂PWM制御によりモータ16の駆動制御を行うものである。図2は、本実施の形態に係るモータ制御装置10の構成の一例の概略を示すブロック図である。なお、図2では、モータ16として三相6極のモータを示している。本実施の形態のモータ制御装置10は、ホール素子52及びセンサマグネット40図1参照を備えている。センサマグネット40は、図1に示すように、シャフト20の軸方向他端側にシャフト20に対して同軸的かつ、一体的に固定されている。センサマグネット40はロータマグネット24と同様に永久磁石であり、軸心周りに所定角度例えば、60度毎にN極の磁極とS極の磁極とが交互に位置する多極磁石であり、その周囲に特定の磁界を形成する。一方、ホール素子52は、センサマグネット40により形成された磁界を検出することにより、ロータ22の位置回転位置を検出するためのものである。各相に対応するホールセンサ52U、ホールセンサ52V、ホールセンサ52Wを含んで構成されている。ホールセンサ52U、ホールセンサ52V、ホールセンサ52Wは、センサマグネット40と対向するようにセンサマグネット40の軸心周りに20度毎に設けられており、各々の位置でセンサマグネット40の磁界を構成する磁力線を検出し、各々位置検出信号出力信号U、出力信号V、出力信号Wを出力する。また、本実施の形態のモータ制御装置10の制御基板18上には、電圧供給部50、スタンバイ回路60、駆動タイミング生成部62、制御部64、スロープカウンタ65、回転数検出部66、PWM生成部68、保護回路70、電流検出部72、及びサンプルホールド回路73等が構成されている。また、エアコンECUElectronicControlUnit78、電源80、力率改善リアクトル82、及び平滑コンデンサ84等が構成されている。電源80、力率改善リアクトル82、及び平滑コンデンサ84A、84Bは略直流電源を構成している。また、エアコンECU78は、エアコン車載空調装置の電子制御ユニットであり、ユーザがエアコンECU78によりエアコンをオンすると、モータ制御装置10の制御により、モータ16が作動する。また、ユーザがエアコンの強度を調節する場合は、エアコンECU78を介してモータ16ロータ22の回転速度を指示するための信号が入力される。スタンバイ回路60は、電源80から各部への電源供給を制御するためのものである。また、本実施の形態のスタンバイ回路60は、エアコンの停止状態であっても電源80から空調装置へ流れる微弱な電流を制御して抑制する。駆動タイミング生成部62は、ホール素子52から入力されるロータ22の位置を示す出力信号U、V、Wに基づいて、各コイル30への通電期間を導出し、各コイル30への通電のタイミングを生成するためのものである。回転数検出部66は、ホール素子52から入力される出力信号U、V、Wに基づいてロータ22の回転数を検出するためのものである。制御部64は、スタンバイ回路60から電源が供給されると、駆動タイミング生成部62で生成された駆動タイミング及びエアコンECU78により指示されたロータ22の回転速度に基づいて、ロータ22の角速度進角を制御するための制御信号をPWM生成部68に出力するものである。また、本実施の形態の制御部64は、FET74、FET76からコイル30に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングから予め定められた時間までの期間はスロープカウンタ65のカウント値をFET74及びFET76に出力するようにPWM生成部68を制御する。なお、以下では当該制御を非対称通電制御と称する。PWM生成部68は、回転数検出部66の出力及び制御部64からの制御信号に基づいて、駆動デューティ値DUTYDを決定し、エアコンECU78から入力された信号のレベルに応じたパルス幅を有するパルス信号であるPWM信号を生成して出力するPWM制御を行うためのものである。PWM生成部68は、駆動デューティ決定部及びPWMタイマいずれも図示省略を備え、決定された駆動デューティ値Dに応じたパルス幅の信号をPWMタイマを用いて生成し、PWM信号として出力する。なお、本実施の形態では、出力デューティ値をデジタル値で取り扱っている。図3に示すように、本実施の形態では、PWMタイマは、予め定められた範囲内でカウントアップ及びカウントダウンを行うものとされており、具体的一例として、0~221までの222段のアップダウンカウンタを用いており、PWMの100出力をカウント値0、0出力をカウント値221で表現する。例えば、回路クロック8MHzとした場合、1クロックが、1/8MHz=125nsであり、1周期T1は、125ns×222×2=55.5μsになる。従って、本実施の形態のPWM周期は1/55.5μs=18kHzとなる。PWM生成部68では、PWMタイマにより生成されるカウント値を第1閾値としての駆動デューティ値Dとを比較し、比較結果に基づいてPWM信号を生成しており、具体的には、PWMタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値D以上の期間をハイレベルHとし、カウント値が駆動デューティ値Dよりも小さい期間をローレベルLとしたPWM信号を生成する。PWM信号は、PWMタイマのカウント値及び駆動デューティ値Dに基づいて生成されるため、図3に示した場合では、駆動デューティ値Dを小さくすることにより、PWM信号のデューティ比を大きくすることができる。また、駆動デューティ値Dを大きくすることにより、PWM信号のデューティ比を小さくすることができる。このように、駆動デューティ値Dのレベルに応じてPWM信号のデューティ比を変化させることができる。なお、本実施の形態のPWM生成部68では、図4Aに示すように、FET76U、76V、76Wそれぞれのゲートには、各々対応するホールセンサ52U、52V、52Wに応じた電気角120度に相当する期間L1の間、PWMタイマを用いて生成したPWM信号図3参照を出力する。一方、FET74U、74V、74Wそれぞれのゲートには、各々対応するホールセンサ52U、52V、52Wに応じた電気角120度に相当する期間U1の間、PWM制御を行わないPWMタイマを用いて生成しない所定の信号を出力する。なお、説明の便宜上、PWMタイマを用いて生成される信号、及びPWM制御を行わない当該信号の両者を含め、PWM生成部68から出力される信号をPWM信号と称す。また、本実施の形態のPWM生成部68は、制御部64の制御により、各FET74、各FET76からコイル30に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングから所定の時間経過するまで以下に説明する工程を実行する。すなわち、制御部64により、図4Aに示される、FET74の期間U2の間、及びFET76の期間L2の間に以下に説明する工程が実行されるように制御される。PWM生成部68は、スロープカウンタ65のカウント値に基づいた駆動デューティ値Dを決定し、決定した駆動デューティ値Dに応じたパルス幅のPWM信号をPWMタイマを用いて生成し、生成したPWM信号を各FET74のゲート及び各FET76のゲートに出力する。本実施の形態のスロープカウンタ65は、カウンタ回路として構成されている。スロープカウンタ65は、駆動タイミング生成部62で生成される駆動タイミングに基づいて、各FET74、各FET76からコイル30に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングからカウントダウンを開始し、カウント値を制御部64に出力する。本実施の形態では、具体的一例として図4Aに示すように、各FET74、各FET76の出力電圧がゼロに切り替わるタイミングに起動し、PWMタイマの最大カウント値221から最小カウント値0までカウントダウンし、カウント値を出力する。本実施の形態では、駆動デューティ値Dは、スロープカウンタ65のカウント値スロープSが徐々に減少するのに基づいて、増加する。これによって、スロープカウンタ65のカウント値スロープSにより、各FET74の出力電圧が0に変化するタイミング期間U1の最後の後、すぐから期間U2の間、各FET74の出力電圧を生成する。なお、図4Bは、PWM信号の変化を説明するものであり、スロープSの角度は、説明の便宜上、図4Aと異ならせて記載している。本実施の形態では、スロープカウンタ65は、1カウント=4μsでダウンカウントするため、ダウンカウント時間スロープ区間T2=4μs×222=0.888msとなる。従って、本実施の形態では、0.888msが予め定められた時間となる。なお、当該予め定められた時間スロープ区間の時間は、モータ16の特性や、回路特性、効率等の観点から実験等により予め定められた時間である。また、本実施の形態のモータ制御装置10では、モータ16に過剰な電流が流れることを防止するため、電流検出部72によりモータ16へ流れる随時電流を検出しており、サンプルホールド回路73により電流検出部72で検出される電流値をサンプルホールドし、サンプルホールドされた電流値が過負荷状態であることを示す所定の基準値を超えた場合、保護回路70によりコイル30への通電を遮断するようにしている。本実施の形態のPWM生成部68では、モータ16の各コイル30に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間を特定しており、特定した検出期間を示すタイミング信号を生成し、生成したタイミング信号をサンプルホールド回路73へ出力する。具体的に、PWM生成部68では、駆動デューティ値Dよりも大きい値で第2閾値としてのサンプルホールド用の比較値Eを定め、PWMタイマにより生成されるカウント値と比較値E及び駆動デューティ値Dとを比較し、比較結果に基づいてタイミング信号を生成している、本実施の形態では、駆動デューティ値Dに1加算した値を比較値E=駆動デューティ値D1とする。PWM生成部68は、図3に示すように、PWMタイマによりカウント値がカウントダウンされる期間において、カウント値が比較値E以下でかつカウント値が駆動デューティ値D以上の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成する。これにより、本実施の形態では、PWM信号がハイレベルからローレベルに切り替わるエッジE1のPWMタイマの1カウント値分前PWMタイマの1クロック分前からエッジE1までの期間T2がハイレベルされたタイミング信号が生成される。この期間T2は、比較値Eと駆動デューティ値Dとの差を変えることにより変更できる。電流検出部72は、電源80、力率改善リアクトル82、及び平滑コンデンサ84A、84Bにより構成される略直流電源から電圧供給部50へ電力が供給される電力線86上に設けられており、電力線86を流れる電流を随時検出し、サンプルホールド回路73へ出力する。サンプルホールド回路73は、電流検出部72から随時入力する電流値を、PWM生成部68から入力するタイミング信号がハイレベルに切り替わるタイミングでサンプルホールドし、タイミング信号がハイレベルの期間、ホールドした電流値をそのまま保持する。保護回路70は、加熱によるFET74、FET76の破壊を防止するためのものであり、サンプルホールド回路73に保持された電流値に基づき、モータ16が過負荷状態であるか監視しており、過負荷状態になるような電流がコイル30に流れると全てのFET74、FET76を強制的にオフ状態にして、コイル30への通電を遮断する。電圧供給部50は、三相U相、V相、W相インバータにより構成されている。図2に示すように、電圧供給部50は、各々が上段スイッチング素子としての3つのNチャンネル電界効果トランジスタMOSFET74U、74V、74W以下、FET74U、74V、74Wと言う、各々が下段スイッチング素子としての3つのNチャンネル電界効果トランジスタMOSFET76U、76V、76W以下、FET76U、76V、76Wと言うとを備えている。なお、FET74U、74V、74W及びFET76U、76V、76Wは、各々、個々を区別する必要がない場合はFET74、FET76と総称し、個々を区別する必要がある場合は、U、V、Wの符号を付して称する。FET74、FET76のうち、FET74Uのソース及びFET76Uのドレインは、コイル30Uの端子に接続されており、FET74Vのソース及びFET76Vのドレインは、コイル30Vの端子に接続されており、FET74Wのソース及びFET76Wのドレインは、コイル30Wの端子に接続されている。FET74及びFET76のゲートはPWM生成部68に接続されており、PWM信号が入力される。FET74及びFET76は、ゲートにHレベルのPWM信号が入力するとオン状態になり、ドレインからソースに電流が流れる。また、ゲートにLレベルのPWM信号が入力されるとオフ状態になり、ドレインからソースへ電流が流れない状態になる。モータ制御装置の動作本実施の形態のモータ制御装置10の動作について説明する。図5に、本実施の形態のモータ16における、ホールセンサ52U、52V、52Wの出力信号と電圧供給部50のインバータ出力電圧とのタイムチャートの一例の電気角1周期分を示す。なお、図5中の上は、上段のFET74からの出力、下は下段のFET76からの出力を示している。また出力信号U、V、WがHレベルの場合はN極を、Lレベルの場合はS極を示している。上記構成のモータ16は、モータ制御装置10が作動して電圧供給部50から3相に分類された各コイル30に順に電圧が印加されて各コイル30に順に電流が流れることによって発生する回転磁界により、ロータ22が回転する。ロータ22が回転すると、各ホール素子52は、センサマグネット40の磁極を検出する毎に位置検出信号を出力する。出力された位置検出信号は駆動タイミング生成部62、及び回転数検出部66に入力する。駆動タイミング生成部62は、ホール素子52から入力されるロータ22の位置を示す出力信号U、V、Wに基づいて、各コイル30への通電期間を導出し、各コイル30への通電のタイミングを生成する。回転数検出部66は、ホール素子52から入力される出力信号U、V、Wに基づいてロータ22の回転数を検出する。制御部64は、スタンバイ回路60から電源が供給されると、駆動タイミング生成部62で生成された駆動タイミング及びエアコンECU78により指示されたロータ22の回転速度に基づいて、ロータ22の角速度進角を制御するための制御信号をPWM生成部68に出力する。PWM生成部68は、制御部64から入力される制御信号、回転数検出部66の出力及び制御部64の制御に基づいて、駆動デューティ値DUTYDを決定し、駆動タイミング生成部62から入力される信号に基づき、それぞれのコイル30への通電のタイミングとなると、図5に示すように、FET76U、76V、76W、FET74U、74V、74Wのそれぞれのゲートに電気角120度に相当する期間の間、PWM信号を出力する。さらに、PWM生成部68では、モータ16の各コイル30に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間を特定しており、特定した検出期間を示すタイミング信号を生成しており、生成したタイミング信号をサンプルホールド回路73へ出力する。図6に、PWM生成部68による検出期間を特定する検出期間特定処理の一例のフローチャートを示す。本実施の形態では、駆動タイミング生成部62から入力される信号に基づいてFET76U、76V、76Wに対する通電期間となると図6に示したフローチャートが開始される。ステップS10では、PWM信号の生成で用いる駆動デューティ値Dに1加算した値をサンプルホールド用の比較値Eを定める。次のステップS12では、PWMタイマによりカウント値がカウントダウンされる期間であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS14へ移し、否定判定となった場合はステップS24へ移行する。ステップS14では、PWMタイマによりカウント値が比較値E以下であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS16へ移行し、否定判定となった場合は、ステップS24へ移行する。ステップS16では、PWMタイマによりカウント値が駆動デューティ値D以上であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS22へ移行し、否定判定となった場合は、ステップS24へ移行する。ステップS22では、モータ16の各コイル30に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間であるものとして、ハイレベルのタイミング信号を生成して出力する。一方、ステップS24では、ローレベルのタイミング信号を生成して出力する。ステップS26では、通電期間が終了したか否かを判定し、肯定判定となった場合は処理終了となり、否定判定となった場合は、ステップS12へ移行する。これにより、PWMタイマによりカウント値が比較値E以下でかつカウント値が駆動デューティ値D以上の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成する。図7には、電力線86を流れる電流波形が示されている。電力線86を流れる電流は、ハイレベルのPWM信号が供給されてコイル30に電流が流れる各オン期間T3においても変動している。このため、本実施の形態では、各オン期間T3の間で最もモータ電流値が安定する各オン期間T3の終了の所定時間前からオン期間T3の終了までの期間を電流の検出期間であるものとして、ハイレベルのタイミング信号を生成して出力する。電流検出部72は、電力線86を流れる電流を随時検出し、サンプルホールド回路73へ出力しており、サンプルホールド回路73は、電流検出部72から随時入力する電流値を、PWM生成部68から入力するタイミング信号がハイレベルに切り替わるタイミングでサンプルホールドし、タイミング信号がハイレベルの期間、ホールドした電流値をそのまま保持する。保護回路70は、サンプルホールド回路73に保持された電流値が基準値を超えた場合、コイル30に流れると全てのFET74、FET76を強制的にオフ状態にして、コイル30への通電を遮断する。また、制御部64は、駆動タイミング生成部62から入力される信号に基づき、通電期間が終了し、FET74またはFET76からコイル30に出力される電圧値がゼロに切り替わるタイミングであるか否か判断する。図5に示したタイムチャートでは、タイミングt1、t2、t3、t4、t5、t6になったか否かを判断する。制御部64は、タイミングt1、t2、t3、t4、t5、t6の何れかになった場合、スロープカウンタ65が起動し、カウント値221からカウントダウンを開始させ、スロープカウンタ65のカウント値をPWM生成部68に出力する。PWM生成部68は、デューティ値とスロープカウンタ65のカウント値とに基づいて駆動デューティ値Dを徐々に低下させた新たな駆動デューティ値Dを順次決定し、決定された駆動デューティ値DによりPWM信号を生成し、対応するFET74、FET76のゲートに出力する。これにより、FET74及びFET76から図5に示した非対称波形の電圧がコイル30に通電される。以上説明したように、本実施の形態よれば、モータ16の各コイル30への通電期間の間の、それぞれのコイル30への通電を制御するFET76をオンからオフに切り換えるべくPWM信号が異なるレベルに変化する際のエッジの所定時間前から当該エッジまでの時間を、当該オンからオフに切り換えるFET76に接続されたコイル30に流れる電流の検出期間と特定しているので、特定した検出期間にオンからオフに切り換えるFET76に接続されたコイル30に流れる電流の検出を行うことにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出することができる。また、本実施の形態によれば、図8に示すように、通電期間の間、0~221の範囲内でカウントアップ及びカウントダウンが繰り返されるPWMカウンタのカウント値と駆動デューティ値Dとの比較し、PWMカウンタのカウント値よりも駆動デューティ値Dが大きい期間をオン期間としたPWM信号を生成し、0~221の範囲をカウントダウンされるカウント値が駆動デューティ値Dと駆動デューティ値Dより大きい比較値Eの間となる期間を電流の検出期間と特定することにより、ブラシレスモータのモータ電流値を安定して検出可能な検出タイミングを簡単に特定できる。また、本実施の形態によれば、制御部64の制御により矩形波の電圧にスロープカウンタ65によるカウント値を付加した非対称波形の電圧をコイル30に通電することにより通電の切り替えがゆるやかになるため、通電するモータの相を切り替える際に通電をオフにした場合に、環流電流が流れてトルクリプルが発生することにより、発生する騒音や振動を抑制することができる。また、スロープカウンタ65によるカウント値を付加したPWM制御を行うため、マイクロコンピュータ等を用いなくともカスタムICにより回路を構成することができる従って、PWM制御方式のモータ制御装置10において、簡易な回路構成により、騒音や振動を低減することができる。また、簡易な回路構成とすることにより製造コストを低減することができる。また、本実施の形態では、下段FET76をPWM制御するため、相補PWM制御方式に比べ、回路規模を小さくすることができる。また、1個のスロープカウンタ65により全てのFET74、FET76に対応することができるため、回路規模が大きくなるのを抑制することができる。また、本実施の形態ではスロープカウンタ65のカウント値が最大値の場合はFET74、FET76の出力電圧をLレベルとしている。これにより、カウント値が最大値の際に駆動デューティ値=0にしないと微少電流がコイル30に流れてしまうのを防止し、モータの電流波形を安定させている。さらに、デューティ値D=0の場合は、デューティをフルとしている。これにより、PWM制御によるロスを無くし、フル出力の際のモータ16の特性を向上させることができる。ところで、本実施の形態では、FET76U、76V、76Wに対する通電期間中のPWM信号がFET76U、76V、76Wをオンする各オン期間で検出期間と特定する場合について説明したがこれに限定されるものではない。通電期間中のオン期間が複数存在する場合、後のオン期間の方がモータ電流値が安定しやすい。このため、通電期間中のPWM信号がFET76U、76V、76Wを最後にオンするオン期間で検出期間と特定するものとしてもよい。図9に、PWM生成部68により通電期間中のPWM信号がFET76U、76V、76Wを最後にオンするオン期間で検出期間と特定するものとした場合の検出期間の特定方法の一例のフローチャートを示す。なお、上記実施の形態図6と同一の処理部分には同一の符号を付して説明を省略する。ここで、PWMタイマは、0~221の範囲をアップダウンカウンタする1周期T1が55.5μsである。そこで、ステップS18では、通電期間の終了までの期間が2周期T1未満であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS22へ移行し、否定判定となった場合はS24へ移行する。ステップS20では、通電期間の終了までの期間が1周期T1以上であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS22へ移行し、否定判定となった場合はS24へ移行する。これにより、通電期間の終了までの期間が、2周期T1未満であり、かつ1周期T1以上であり、PWMタイマが0~221の範囲を1周期アップダウンカウンタできる期間である場合に、検出期間を示すタイミング信号が生成されて出力される。これにより、モータ電流値をより安定して検出できる。なお、本実施の形態では、PWM生成部68が、PWMタイマにより生成されるカウント値を駆動デューティ値Dとを比較し、PWMタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値D以上の期間をハイレベルHとし、カウント値が駆動デューティ値Dよりも小さい期間をローレベルLとしたPWM信号を生成し、サンプルホールド用の比較値Eを駆動デューティ値Dよりも大きい値に定めたが、これに限定されるものではない。例えば、PWMタイマにより生成されるカウント値を駆動デューティ値Dとを比較し、PWMタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値D以下の期間をハイレベルHとし、カウント値が駆動デューティ値Dよりも大きい期間をローレベルLとしたPWM信号を生成するものとした場合、サンプルホールド用の比較値Eを駆動デューティ値Dよりも小さい値に定め、PWMタイマによりカウント値がカウントアップされる期間において、カウント値が比較値E以上でかつカウント値が駆動デューティ値D以下の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成するものとしてもよい。また、本実施の形態では、PWM生成部68はPWMタイマを用いて生成したPWM信号をFET76にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補PWM制御方式ではなく、下段のFET76にPWM制御を行う下段PWM制御方式を行っているがこれに限らず、相補PWM制御方式としてもよい。なお、相補PWM制御方式とした場合は、PWMタイマに加え、電気角カウンタ、デッドタイムタイマ等が必要となり回路規模が大きくなり、また、デッドタイムの影響により印加電圧の最大値を出力することが容易ではないため、本実施の形態のように下段PWM制御方式とすることが好ましい。また、本実施の形態では、保護回路70はサンプルホールド回路73に保持された電流値が基準値を超えた場合、コイル30への通電を遮断するがこれに限定されるものではない。例えば、保護回路70は検出期間に検出される電流値が所定回連続して基準値を超えた場合に、コイル30への通電を遮断するようにしてもよい。これにより、ノイズ等によってコイル30を流れる電流が一時的に基準値を超えた場合でも、コイル30への通電を遮断されることを防止できる。また、本実施の形態では、上述したように、PWM生成部68はPWMタイマを用いて生成したPWM信号をFET76にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補PWM制御方式ではなく、下段のFET76にPWM制御を行う下段PWM制御方式を行っているがこれに限らず、相補PWM制御方式としてもよい。なお、相補PWM制御方式とした場合は、PWMタイマに加え、電気角カウンタ、デッドタイムタイマ等が必要となり回路規模が大きくなり、また、デッドタイムの影響により印加電圧の最大値を出力することが容易ではないため、本実施の形態のように下段PWM制御方式とすることが好ましい。なお、本実施の形態のように下段PWM制御方式とした場合であっても、見かけ上は相補PWM制御方式と同様に電圧が印加される。図10に示すように、上段FET74がオン状態からオフ状態に切り替わった場合図10のAからBに示す状態に切り替わった場合、モータインダクタンスの影響により、電流が流れ続けようとするため、FET76のダイオード76Aを電流が流れる。FET74及びFET76ともオフ状態であるのに、ローレベルの電圧がコイル30側で観測される。このように見かけ上、相補PWM制御が行われているのと同様の状態になる。図11に相補PWM制御方式により本実施の形態の非対称通電制御を行った場合のオシロ波形と、下段PWM制御方式により本実施の形態の非対称通電制御を行った場合本実施の形態の場合のオシロ波形を示す。図11に示すように、FET74に対しては電圧値がゼロに切り替わるタイミングから所定の時間が経過するまでの期間のみPWM制御を行うことで、相補PWM制御方式と同様に、平均電圧波形が理想的な非線対称の台形波がコイル30に出力される。なお、本実施の形態では、スロープカウンタ65のカウント時間をモータ16の回転速度に係らず一定の時間にし、スロープを任意値に固定しているがこれに限らず、例えば、ダウンカウントに要する電気角度を一定にする等、回転速度に応じて時間あたりのカウント量を変化させることによりスロープを調整してもよい。なお、スロープを調整する場合は本実施の形態に比べ、回路構成や制御が複雑化し、駆動デューティ値の演算の負荷も増加する。スロープを任意値に固定した場合と、回転速度に応じて調整する場合とにおいて、騒音や振動等を抑制する効果に大きな差がないことが実験的に確認されているため、効果とコストの観点から本実施の形態のようにスロープを任意値に固定することが好ましい。また、本実施の形態のコイル30は、スター型のステータコイルについて図示図2したがこれに限らず、デルタ型のステータコイルであってもよい。また、6極のロータマグネット24をモータを図示図2したがこれに限らず、何極であってもよいし、ロータマグネット24の代わりにプラスチックマグネットであってもよい。[第2の実施の形態]以下、第2の実施の形態について説明する。本実施の形態は、ブラシレスモータアクチュエータの構成、及びモータ制御装置の構成は、第1の実施の形態と同一なので、その説明は省略し、ブラシレスモータアクチュエータの構成、及びモータ制御装置の構成に係る符号も図1及び図2に記されたものを使用する。図12は、本実施の形態に係るブラシレスモータにおける、ホールセンサの出力信号と通電部のインバータ出力電圧との関係を示すタイムチャートの一例である。図12には、ブラシレスモータの各コイルへの通電の最後にPWM信号のデューティ比を徐々に低下させるスロープ期間121~126が、矩形部分131~136の右端に示されている。本実施の形態は、第1の実施の形態と同様に、下段のFET76にPWM制御を行う下段PWM制御方式を採用している。従って、図12のインバータ出力のうち、矩形部分132、134及び136、並びにスロープ期間122、124及び126ではモータに通電されるが、クロスハッチで示された、上段のFET74に係る矩形部分131、133、135及び137では、モータに通電されない。ただし、矩形部分131、133、135及び137のような無通電期間を設けると、モータに還流電流が生じる。そのため、第1の実施の形態及び第2の実施の形態と同様に、本実施の形態でも無通電期間後のスロープ期間121、123及び125では、上段のFET74にPWM信号のデューティ比を徐々に低下させるPWD制御をさせてモータに通電することで、還流電流を抑制している。図12では、FET-U下のインバータ出力のスロープ期間122及びFET-V下のインバータ出力の矩形部分134はt2からt2-3において重なっており、FET-V下のインバータ出力のスロープ期間124及びFET-W下のインバータ出力の矩形部分136はt4からt4-5において重なっている。このように、スロープ期間と矩形部分とが同じ時間帯で重なっている期間を、ラップ通電期間と呼ぶ。これらのラップ通電期間で、t2からt2-3の間はFET-U下によるインバータ出力とFET-V下によるインバータ出力とが重複しているので、モータには大きな電流が流れている。また、t4からt4-5の間はFET-V下によるインバータ出力とFET-W下によるインバータ出力とが重複しているので、t2からt2-3の間の場合と同様にモータには大きな電流が流れている。図13は、モータに通電される電流値の変化を示す図である。図13では、FET-U下、FET-V下及びFET-W下が、電気角120度毎に入れ替わりでPWM制御を行っている。図13に示したように、モータに通電される電流は、ラップ通電期間141、142、143及び144の終了直後に最小になり、その後、増加して次のラップ通電期間の終了直前で最大になる脈動を繰り返している。電流値は、ラップ通電期間の終了直前で最大になるが、ラップ通電期間の終了直前は、脈動している電流値が安定し難く、検出の誤差が大きくなるという問題がある。従って、ラップ通電期間の開始直後、図12ではインバータ出力の矩形部分132、134及び136の終了直後でモータ電流値を検出するためのタイミング信号を出力することが望ましい。本実施の形態に係るタイミング信号の生成は、基本的には、図3で示した第1の実施の形態と同様に、PWM生成部68によってモータ16の各コイル30に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間を特定しており、特定した検出期間を示すタイミング信号を生成し、生成したタイミング信号をサンプルホールド回路73へ出力する。しかしながら、本実施の形態では、図12に示したインバータ出力の矩形部分132、134及び136の終了直後でモータ電流値を検出するためのタイミング信号を出力することが望ましいので、矩形部分132、134及び136の終了直後以外のタイミングではタイミング信号を生成しない。図14は、図12で示したインバータ出力の矩形部分132及びスロープ区間122と、下段PWM信号の波形と、第1の実施の形態のサンプルタイミングと、本実施の形態のサンプルタイミングとを比較した図である。本実施の形態では、第1の実施の形態と異なり、矩形部分132からスロープ区間122に切り替わった後、最初に生成されるタイミング信号のみを採用し、それ以外のタイミング信号の生成を無効としている。従って、本実施の形態では、インバータ出力の矩形部分132、134及び136の終了直後のタイミングで生成されたタイミング信号を制御値として採用することができ、モータ電流値が最大となるラップ通電期間でモータ電流値を検出することができる。図15に、本実施の形態における、PWM生成部68による検出期間を特定する検出期間特定処理の一例のフローチャートを示す。本実施の形態では、駆動タイミング生成部62から入力される信号に基づいてFET76U、76V、76Wに対する通電期間になると図6に示したフローチャートが開始される。ステップS30では、PWM信号の生成で用いる駆動デューティ値Dから1加算した値をサンプルホールド用の比較値Eとして設定する。次のステップS32では、PWMタイマによりカウント値がカウントダウンされる期間であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS34へ移行し、否定判定となった場合はステップS44へ移行する。ステップS34では、PWMタイマによりカウント値が比較値E以下であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS36へ移行し、否定判定となった場合は、ステップS44へ移行する。ステップS36では、PWMタイマによりカウント値が駆動デューティ値D以上であるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS38へ移行し、否定判定となった場合は、ステップS44へ移行する。ステップS38では、駆動タイミング生成部62から入力される信号に基づいて、カウントダウン期間においてカウント値が駆動デューティ値D以上かつ比較値E以下となった場合が、通電期間である矩形部分の終了後、最初に生じたものであるか否かを判定し、肯定判定となった場合はステップS42へ移行し、否定判定となった場合は、ステップS44へ移行する。ステップS42では、モータ16の各コイル30に流れるモータ電流値を安定して検出することができる検出期間であるとして、ハイレベルのタイミング信号を生成して出力する。一方、ステップS44では、ローレベルのタイミング信号を生成して出力する。ステップS46では、スロープ期間が終了したか否かを判定し、肯定判定となった場合は処理終了となり、否定判定となった場合は、ステップS32へ移行する。これにより、PWMタイマによりカウント値が駆動デューティ値D以下でかつカウント値が比較値F以上の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成する。以上説明したように、本実施の形態によれば、下段PWM制御方式のブラシレスモータ制御装置おいて、下段のFETからのインバータ出力が重複するラップ通電期間でモータに通電される電流値を検出するためのタイミング信号が出力されるので、モータに通電される電流値の最大値を検出することができる。なお、本実施の形態では、PWM生成部68が、PWMタイマにより生成されるカウント値と駆動デューティ値Dとを比較し、PWMタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値D以上の期間をハイレベルHとし、カウント値が駆動デューティ値Dよりも小さい期間をローレベルLとしたPWM信号を生成し、サンプルホールド用の比較値Eを駆動デューティ値Dよりも大きい値に定めた。しかしながら、これに限定されるものではない。例えば、PWMタイマにより生成されるカウント値と駆動デューティ値Dとを比較し、PWMタイマによりカウントされるカウント値が駆動デューティ値D以下の期間をハイレベルHとし、カウント値が駆動デューティ値Dよりも大きい期間をローレベルLとしたPWM信号を生成するものとしてもよい。この場合、サンプルホールド用の比較値Eを駆動デューティ値Dよりも小さい値に定め、PWMタイマによりカウント値がカウントアップされる期間において、カウント値が比較値E以上でかつカウント値が駆動デューティ値D以下の期間をハイレベルとし、その他の期間をローレベルとしたタイミング信号を生成するものとしてもよい。また、本実施の形態では、PWM生成部68はPWMタイマを用いて生成したPWM信号をFET76にのみ出力している。すなわち、本実施の形態では、一般的に用いられている相補PWM制御方式ではなく、下段のFET76にPWM制御を行う下段PWM制御方式を行っているがこれに限らず、相補PWM制御方式としてもよい。また、本実施の形態では、保護回路70はサンプルホールド回路73に保持された電流値が基準値を超えた場合、コイル30への通電を遮断するがこれに限定されるものではない。例えば、保護回路70は検出期間に検出される電流値が所定回連続して基準値を超えた場合に、コイル30への通電を遮断するようにしてもよい。検出期間に検出される電流値が所定回連続して基準値を超えた場合に、コイル30への通電を遮断することで、ノイズ等によってコイル30を流れる電流が一時的に基準値を超えた場合でも、コイル30への通電を遮断されることを防止できる。なお、本実施の形態では、スロープカウンタ65のカウント時間をモータ16の回転速度に係らず一定の時間にし、スロープを任意値に固定しているがこれに限らず、例えば、ダウンカウントに要する電気角度を一定にする等、回転速度に応じて時間あたりのカウント量を変化させることによりスロープを調整してもよい。