"整合回路を介してバランに接続された放射器を含むことを特徴とする平衡アンテナシステム。前記放射器は、ループアンテナまたはダイポールアンテナによって構成され、第1の給電ラインと第2の給電ラインとを含むことを特徴とする、請求項1に記載の平衡アンテナシステム前記放射器は、第1の放射素子と第2の放射素子とを含むことを特徴とする、請求項1または2に記載の平衡アンテナシステム。前記整合回路は、第1のインピーダンス整合回路と、第2のインピーダンス整合回路とを含むことを特徴とする、請求項3に記載の平衡アンテナシステム。前記第1のインピーダンス整合回路は、第1の給電ラインおよび/または前記第1の放射素子に接続され、前記第2のインピーダンス整合回路は、第2の給電ラインおよび/または前記第2の放射素子に接続されることを特徴とする、請求項4に記載の平衡アンテナシステム。前記バランは、外部電流をキャンセルまたはチョークすることによって不平衡信号を平衡信号に変換するように構成されることを特徴とする、請求項1~5のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステム。前記バランは、電流バラン、同軸バランまたはスリーブバランであることを特徴とする、請求項1~6のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステム。前記バランは、インピーダンス変換のために構成される、広帯域LCバランによって構成されることを特徴とする、請求項1~7のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステム。前記バランは、第1のフィルタと第2のフィルタとを含むことを特徴とする、請求項1~8のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステム。第1のインピーダンス整合回路は、前記第1のフィルタと第1の放射素子との間に設けられ、第2のインピーダンス整合回路は、前記第2のフィルタと第2の放射素子との間に設けられることを特徴とする、請求項9に記載の平衡アンテナシステム。前記バランは、前記第1のフィルタを構成するハイパスフィルタと、前記第2のフィルタを構成するローパスフィルタと、T結合とを含むことを特徴とする、請求項9または10に記載の平衡アンテナシステム。前記バランは、並列に接続される、前記第1のフィルタを構成するハイパスフィルタと、前記第2のフィルタを構成するバンドパスフィルタとを含むことを特徴とする、請求項9または10に記載の平衡アンテナシステム。前記ハイパスフィルタおよび/または前記ロー/バンドパスフィルタは、1または複数のインダクタまたはキャパシタをそれぞれ含むことを特徴とする、請求項11または12に記載の平衡アンテナシステム。前記ハイパスフィルタは、1つまたは直列接続された複数のキャパシタと、1つまたは並列接続された複数のインダクタとを含み、あるいは1つまたは直列接続された複数のキャパシタを含み、インダクタを含まず、前記ローパスフィルタは、1つまたは直列接続された複数のインダクタと、1つまたは並列接続された複数のキャパシタとを含み、あるいは1つまたは直列接続された複数のインダクタを含み、キャパシタを含まないことを特徴とする、請求項13に記載の平衡アンテナシステム。前記ハイパスフィルタは、インダクタとキャパシタとを含み、前記バンドパスフィルタは、複数のインダクタと複数のキャパシタとを含むことを特徴とする、請求項13に記載の平衡アンテナシステム。少なくとも1つの代替部品が、前記第1のフィルタおよび/または第2のフィルタに含まれるように設けられることを特徴とする、請求項9に記載の平衡アンテナシステム。少なくとも1つのスイッチが、前記少なくとも1つの代替部品を他の部品に代えて動作させるのを可能にするように設けられることを特徴とする、請求項16に記載の平衡アンテナシステム。第2のハイパスフィルタおよび/または第2のローパスフィルタが設けられることを特徴とする、請求項11に記載の平衡アンテナシステム。少なくとも1つのスイッチが、前記第2のハイパスフィルタおよび/または前記第2のローパスフィルタを、前記ハイパスフィルタおよび/またはローパスフィルタのそれぞれに代えて動作させるのを可能にするように設けられることを特徴とする、請求項18に記載の平衡アンテナシステム。前記第2のハイパスフィルタおよび/または前記第2のローパスフィルタは、LC回路を含み、前記第2のハイパスフィルタは、直列接続された3つのキャパシタと、並列接続された2つのインダクタとを含み、前記第2のローパスフィルタは、直列接続された3つのインダクタと、並列接続された2つのキャパシタとを含むことを特徴とする、請求項18または19に記載の平衡アンテナシステム。前記第2のハイパスフィルタは、前記ハイパスフィルタとは異なる少なくとも1つの部品を有し、前記第2のローパスフィルタは、前記ローパスフィルタとは異なる少なくとも1つの部品を有することを特徴とする、請求項20に記載の平衡アンテナシステム。前記第1および/または第2の整合回路は、前記第1および/または第2の放射素子のそれぞれを異なる周波数で同調させることを可能にするように再構成可能であることを特徴とする、請求項4に記載の平衡アンテナシステム。前記第1および/または第2の整合回路は、可変キャパシタを含むLC回路を含むことを特徴とする、請求項22に記載の平衡アンテナシステム。前記第1および第2の整合回路は、構造的に同一であることを特徴とする、請求項23に記載の平衡アンテナシステム。前記第1および/または第2の整合回路は、第1のインダクタと、キャパシタと、第2のインダクタとを含むことを特徴とする、請求項22に記載の平衡アンテナシステム。前記第1のインダクタは前記キャパシタと並列に接続され、前記第2のインダクタは前記キャパシタと直列に接続されることを特徴とする、請求項25に記載の平衡アンテナシステム。前記第1のインダクタはグランドプレーンに接続され、前記キャパシタは同調可能であることを特徴とする、請求項26に記載の平衡アンテナシステム。少なくとも1つの代替部品が、前記第1および/または第2の整合回路に含まれるように設けられることを特徴とする、請求項22~27のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステム。少なくとも1つのスイッチが、前記少なくとも1つの代替部品を他の部品に代えて動作させるのを可能にするように設けられることを特徴とする、請求項28に記載の平衡アンテナシステム。前記第1のインダクタは、少なくとも2つのインダクタからなる群から選択可能であり、前記第2のインダクタは、少なくとも2つの他のインダクタからなる群から選択可能であることを特徴とする、請求項28または29に記載の平衡アンテナシステム。前記第1の放射素子は、略U字状に形成され、基板の第1の端部において、基板の第1の側面に設けられる、第1のストリップによって構成されることを特徴とする、請求項3に記載の平衡アンテナシステム。前記U字状のストリップは、前記基板の第1の端部の半分に位置され、その開放端面が前記第1の端部の中央領域に向かって内方に臨むように配向されることを特徴とする、請求項31に記載の平衡アンテナシステム。給電ラインが、前記基板の中央に最も近接し、前記基板の長さに沿って延びる前記U字状のストリップの始点に設けられることを特徴とする、請求項32に記載の平衡アンテナシステム。前記第2の放射素子は、前記第1の放射素子に実質的に類似しており、前記基板の第1の側面にも設けられるが、前記第1の放射素子とは反対側の、前記基板の第1の端部の隣接する半分に、前記第2のストリップの開放端が前記第1のストリップの開放端に臨むように、配向されることを特徴とする、請求項32または33に記載の平衡アンテナシステム。間隙が、前記第1および第2の放射素子の各給電ライン間と前記第1および第2のストリップの各端部間とに設けられることを特徴とする、請求項34に記載の平衡アンテナシステム。グランドプレーンが、前記第1の側面とは反対側の、前記基板の第2の側面に設けられることを特徴とする、請求項31~35のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステム。前記グランドプレーンは、実質的に矩形であり、前記第1の端部とは反対側の前記基板の第2の端部から、前記給電ラインに対向する位置まで、基板表面の略全面を占めることを特徴とする、請求項36に記載の平衡アンテナシステム。請求項1~37のいずれか1項に記載の少なくとも1つの平衡アンテナシステムと、少なくとも1つのさらなるアンテナとを含むことを特徴とするMIMO用途のためのアンテナ構造体。前記少なくとも1つのさらなるアンテナは、平衡または不平衡アンテナからなり、再構成可能であることを特徴とする、請求項38に記載のアンテナ構造体。前記少なくとも1つのさらなるアンテナは、請求項1~37のいずれか1項に記載の平衡アンテナシステムを含むことを特徴とする、請求項38に記載のアンテナ構造体。各アンテナの相対位置は、最適なアンテナアイソレーションを提供するように選ばれることを特徴とする、請求項38~40のいずれか1項に記載のアンテナ構造体。各アンテナは、最大可能距離だけ相互に離間されることを特徴とする、請求項41に記載のアンテナ構造体。第1のアンテナが該アンテナ構造体の第1の端部に配置され、第2のアンテナが該アンテナ構造体の第2の端部に配置されることを特徴とする、請求項41に記載のアンテナ構造体。前記少なくとも1つのさらなるアンテナは、2つ以上の相互に結合された放射素子と、各放射素子の周波数帯域の独立した同調のために構成された2つ以上のインピーダンス整合回路とを含み、各放射素子が、駆動状態、フローティング状態およびグランド状態のそれぞれにおいて選択的に動作するように設けられる、再構成可能アンテナによって構成されることを特徴とする、請求項38~43のいずれか1項に記載のアンテナ構造体。前記平衡アンテナシステムは、該アンテナ構造体のグランドプレーンにスロットを設けることによって、前記さらなるアンテナから分離されることを特徴とする、請求項38~44のいずれか1項に記載のアンテナ構造体。添付図面を参照して、実質的に上述されたような平衡アンテナシステム。添付図面を参照して、実質的に上述されたようなアンテナ構造体。図1Aおよび図1Bを参照すると、本発明の第1実施形態に従う平衡アンテナシステム10が示されている。平衡アンテナシステム10は、以下により詳細に述べるように、再構成可能であり、携帯電話、ラップトップコンピュータ、またはPDAなどの、携帯用製品における使用のために設計されている。平衡アンテナシステム10は、該システムが通常の携帯電話に容易に収容されるように、およそ16×40mm2の表面積と、およそ1.15mmの厚みとを有するマイクロ波基板12たとえば、プリント回路基板、PCB上に設けられる。図1Aに示されるように、第1の放射素子14が、基板12の第1の側面16であって、基板の第1の端部18に設けられる。第1の放射素子14は、実質的にU字形状の第1のストリップ層20から形成され、該第1のストリップ層は、基板12の第1の端部18の半分に位置し、その開放端22が第1の端部18の中央領域に向かって内方に臨むように配向される。短い給電ライン24が、基板12の中心に最も近い、第1のストリップ20の始点に設けられ、基板12の長さに沿って延びる。また、第1の放射素子に実質的に類似する第2の放射素子26が、基板12の第1の側面16に設けられ、基板12の第1の端部18の隣接する半分に位置する。したがって、第2の放射素子26は、実質的にU字形状の第2のストリップ層28から形成され、該第2のストリップ層も、その開放端30が第1の端部18の中央領域に向かって内方に臨むように配向される。したがって、第2の放射素子26は、第1の放射素子14とは反対方向に配向される。再び、短い給電ライン32が、基板12の中心に最も近い、第2のストリップ28の始点に設けられ、基板12の長さに沿って延びる。間隙34が、第1および第2の放射素子14,26の各給電ライン24,32の間、および第1および第2のストリップ20,28の各端36の間に設けられる。したがって、第1および第2の放射素子14,26は、ダイポールアンテナ37を形成する。図1Aに示された実施形態において、第1および第2の放射素子14,26は、およそ40×10mm2の領域にわたって、一緒に延在する。図1Bに示されるように、グランドプレーン38が、基板12の第2の側面40上であって、第1の側面16の反対側に設けられる。グランドプレーン38は、実質的に、矩形であり、基板12の第1の端部18の反対の第2端42から給電ライン24,32の実質的に反対の位置まで、基板12表面の実質的に全体を占める。グランドプレーン38は、およそ100×40mm2のサイズを有する。平衡アンテナシステム10は、バランおよび2つの整合回路であって、第1および第2の放射素子14,26に接続され、明瞭性の理由により図1Aおよび図1Bにおいては示されていないが、グランドプレーン40の反対側である基板12の第1の側面16に設けられる、バランおよび2つの整合回路を含む。適切なバラン50の一例が、LC回路図として図2Aに示されている。この特定のバラン50は、広帯域構成を有し、実質的に、IizukaおよびWatanabeによって、特開2005-198167号公報に記載されている。したがって、バラン50は、T結合52への入力を形成する第1の不平衡ポートZuを含み、該T結合は、第1のポートZuにおいて受信した電気信号を、ハイパス54およびローパス56に分割するように構成される。ハイパス54は、第1のハイパスフィルタHPFに供給するように配置され、ローパスは、第2のローパスフィルタLPFに供給するように配置される。ハイパスフィルタHPFは、L-C回路から構成され、該L―C回路は、直列に接続された3つのキャパシタCH1,CH2,CH1、および前記キャパシタ間に設けられた各分岐から並列に接続された2つのインダクタLH1,LH1を有する。各インダクタLH1は、グランドプレーン40に接続され、キャパシタCH1,CH2,CH1からの出力は、インピーダンスZbHを構成する。ローパスフィルタLPFは、LC回路から構成され、該LC回路は、直列に接続された3つのインダクタLL1,LL2,LL1、および前記インダクタ間に設けられた各分岐から並列に接続された2つのキャパシタCL1,CL1を有する。各キャパシタCL1は、グランドプレーン40に接続され、インダクタLL1,LL2,LL1からの出力は、インピーダンスZbLを構成する。ZbHおよびZbLは、協同して、平衡出力Zbを形成する。図3に示されているように、本発明の本実施形態に従う平衡アンテナシステム10は、図2に示されたバラン50であって、図1Aに示された平衡ダイポールアンテナ37に給電するために用いられ、それらの間に設けられたインピーダンス整合回路60を有する、バラン50を含む。この図面において、入力ポート1が示されており、それは、バラン50の第1の不平衡ポートZuに給電して、平衡アンテナシステム10を駆動することに気付くであろう。より具体的には、バラン50からのインピーダンスZbHを有するハイパスフィルタは、ダイポールアンテナ37の整合回路60およびフィード1すなわち、図1Aの給電ライン24に接続され、バラン50からのインピーダンスZbLを有するローパスフィルタは、ダイポールアンテナ37の整合回路60およびフィード2すなわち、図1Aの給電ライン32に接続される。以下により詳細に説明するように、ダイポールアンテナ37とバラン50との間に整合回路を組込むことによって、システムは、再構成可能とされることができ、DVB-H、すべてのGSM、およびUMTS2100周波数帯域をカバーすることができる470MHz~2200MHzの幅広い同調範囲を提供するために使用されることができる。図4は、本発明の実施形態において使用されることができる特定のインピーダンス整合回路の回路図を示す。この図面において、インピーダンスZbHを有するハイパスフィルタおよびインピーダンスZbLを有するローパスフィルタのための、バラン50からフィード1およびフィード2のそれぞれまでの経路が分離され、それによって、インピーダンス整合回路60が、第1の整合回路62および第2の整合回路64に分けられることに注目すべきである。この特定の実施形態において、第1および第2の整合回路62,64は同一であり、インピーダンス変換を平衡ダイポールアンテナ37の各レッグに提供するように構成される。より具体的には、第1および第2整合回路62,64は、各々、グランドプレーン40に平行に接続されたインダクタL2、ならびに、直列に接続されたキャパシタC1/C2およびインダクタL1を含む。キャパシタC1/C2は、第1および第2整合回路62,64のインピーダンスが、周波数の領域にわたって、アンテナ37を同調すべく調整されることを可能にするように、可変である。図4に示された実施形態は、周波数のある領域にわたる同調を可能にすることができるが、図5に示されているような多重バラン構成および多重インピーダンス整合構成を、統合された同調回路70に含めることによって、より大きな同調範囲が達成される。この実施形態において、入力ポート1不平衡給電ラインが、回路70の左側に設けられ、該不平衡給電ラインは、バラン構成72を介して、2つの平衡給電ラインに変換される。ハイパスフィルタは、第1のインピーダンス整合回路74と、フィード1を介して、平衡ダイポールアンテナ37とに接続され、ローパスフィルタは、第2のインピーダンス整合回路76に接続され、フィード2を介して、平衡ダイポールアンテナ37に接続される。バラン構成72は、第1のハイパスフィルタ78、および第2のハイパスフィルタ80を含み、該第1および第2のハイパスフィルタは、構成において、図2に関連して前述したハイパスフィルタに同一であるが、キャパシタおよびインダクタの各々については異なる値を有する。第1の単極双投スイッチ82が、第1または第2のハイパスフィルタ78,80のうちの常に利用されるべき1つを選択するために設けられる。また、第1のローパスフィルタ84、および第2のローパスフィルタ86が、設けられ、該第1および第2のローパスフィルタは、構成において、図2に関連して前述したローパスフィルタに同一であるが、ふたたび、キャパシタおよびインダクタの各々については異なる値を有する。第2の単極双投スイッチ82が、第1または第2のローパスフィルタ84,86のうちの常に利用されるべき1つを選択するために設けられる。第1のインピーダンス整合回路74は、図4に関連して前述した形式を有するが、インダクタとして並列に選択されることができるL23つの異なるインダクタL7,L8,L9、およびインダクタとして直列に選択されることができるL1さらなる3つの異なるインダクタL1,L2,L3を含む。第1のインピーダンス整合回路74のための部品の、所望の組み合わせを作動させるために、種々のスイッチが提供される。上述のように、同調可能なキャパシタC1すなわち、バラクタが、インダクタの2つのセットの間に設けられる。同調可能なキャパシタC1は、0.2pFから10pFまで同調されることができる。同様に、第2のインピーダンス整合回路76は、図4に関連して前述した形式を有するが、インダクタとして並列に選択されることができるL23つの異なるインダクタL14,L15,L16、およびインダクタとして直列に選択されることができるL1さらなる3つの異なるインダクタL4,L5,L6を含む。第2のインピーダンス整合回路76のための部品の、所望の組み合わせを作動させるために、種々のスイッチが提供される。前と同様に、同調可能なキャパシタC2すなわち、バラクタが、インダクタの2つのセットの間に設けられる。同調可能なキャパシタC2は、0.2pFから10pFまで同調されることができる。図5に示された回路は、シミュレーションツールCSTMicrowaveStudio登録商標を用いて設計され、該シミュレーションツールにおいては、図1Aおよび図1Bのアンテナ構造体が過渡ソルバーを用いてシミュレーションされて、アンテナ応答を表す1-PortS-Parameterファイルが生成され、該ファイルは、整合回路を設計するための出発点として用いられた。第1および第2の整合回路74,76内部の部品の値は、文献の範囲内の標準的公式を用いて算出された。その後、MicrowaveOfficeAWRCorporationから利用できる、無線周波数/マイクロ波設計プラットフォームが、アンテナの反射損失特性を最適化するために、各インダクタの値を調節すべく用いられた。キャパシタC1およびC2は、設計工程のこの段階の間、10pFにそれぞれ固定された。同一のシミュレーションツールが、明細書において記載された、すべてのシミュレーションのために用いられたことに気付くであろう。出願人は、これらのシミュレーションの間に、所望の動作帯域470MHz~2200MHz全体にわたる単一の共振周波数であって、少なくとも6dBの反射損失を有する単一の共振周波数を得るためには、バラン72のための2つの異なる構成とともに、整合回路74,76の各々のための3つの異なる構成が要求されることを発見した。これらの異なる構成は、図5に示される回路に統合されたが、必要に応じて、3つの別個の回路として提供されることができる。以下の表2は、要求されるスペクトル範囲を生成するために、図5に示されたスイッチに要求される論理状態を記載する。本実施形態において、図5のスイッチ82のような、単極双投スイッチは、‘1’によって表される‘on’位置、および‘0’によって表される‘off’位置にある。図5に示されたような双極双投スイッチに対して、‘0’は、ノード1および2が接続され、ノード4および5が接続される状態を表すが、‘1’は、ノード1および3が接続され、ノード4および6がそれぞれ接続される状態を表す。図5に示されているように、各スイッチは、初期設定位置において示される。したがって、表2に記載され、モードA,B,およびCとして表された3つの状態は、アンテナの動作の、3つの相対的に狭い帯域に関する。モードA動作において、バラクタC1およびC2を、図6に示されるように、10pFから1.11pFまで一緒に変化させることによって、共振周波数を、470MHzから640MHzまで動かすことが可能である。図7は、バラクタC1およびC2を共に10pFから0.21pFまで変化させることによって、共振周波数を630MHzから1520MHzまで同調することができるモードB動作を示す。同様に、図8は、モードC動作を示し、バラクタC1およびC2を10pFから0.38pFまで共に変化させた場合、共振周波数は1500MHzから2200MHzまで変化することを示す。したがって、理想的な構成要素を用いるシミュレーション結果は、本アンテナ構造体が1730MHzの幅広い同調範囲を有することを示す。よって、アンテナの共振周波数は、DVB-H、GSM710、GSM850、GSM900、GPS1575、GSM1800、PCS1900およびUMTS2100帯をカバーするように同調することができる。バラクタC1およびC2は、上述の例ではそれぞれ共に変化するが、他の実施形態において、同調は各バラクタを異なる値に設定することによって達成されてもよいことに気付くであろう。マルチプルインプットマルチプルアウトプットMIMO用途に適したアンテナ構造体90は、本発明における他の実施形態に係る図9Aおよび図9Bに示されている。アンテナ構造体90は、2ポート筐体アンテナ100と組み合わせて、上述の平衡アンテナシステム10を備える。上述のように、MIMOデバイスは、追加のスペクトルまたは送信電力を必要とすることなく通信回線の容量を増加させるために複数の無相関チャネル/アンテナを利用する。無相関アンテナは、必要なまたは最高のアンテナ間のアイソレーションを導入するために適切な位置で終端するべきである。アンテナが使用可能な最大距離例えば、基板12の一方の上端と、下縁部で他端とで離間される場合に、最も高いアイソレーション値が達成されることが多い。この特定の実施形態において、アンテナは、基板12の長さに沿って約100mmの距離で分離される。本願において、本発明に係るMIMOシステムの多くの例が記載されている。最初の3つの例について、MIMOシステムは、2つの別個のアンテナを備えることに気付くであろう。一方、第4の例では、MIMOシステムは、3つの別個のアンテナを備える。図9Aおよび図9Bに示されるMIMOシステムにおいて、2ポート筐体アンテナ100は、GB0918477.1に詳細に記載されている種類のものであり、同時デュアルバンド動作が可能である非共振結合素子112,114の対を備える。結合素子112,114は、40×5×7mm3の比較的小さな容積空間を占め、基板12の第2面40と同一面の筐体116の先端部に位置し、一方、平衡アンテナシステム10のダイポールアンテナ37は、反対側の第1の側面16に位置する。より具体的には、2つの結合素子112,114は、互いに近接して取り付けられ、グランドプレーン38上で駆動される。第1の結合素子112は、グランドプレーン38に平行な筐体116を構成する平面部分と、グランドプレーン38に直交する直交部分118とを有するL字状の金属パッチによって構成されている。上述のように、平面部分116は、グランドプレーン38から基板の反対側に設けられ、そこから側方に離間されている。直交部分118は、いわゆる第1の間隙120によってグランドプレーン38から離間されるように、グランドプレーン38から最も遠い平面部116の縁から延びる。この特定の実施形態において、第1の間隙120は10mm以下である。また、第2の結合素子114は、この例において、平面矩形を形成する金属パッチによって構成されている。また、第2の放射素子114は、グランドプレーン38に直交して配向され、第1の間隙120内に配置されている。したがって、第2の放射素子141は、L字状の第1の結合素子12によって2つの隣接する面に有効に囲まれている。図示の実施形態では、第2の結合素子114は、第1の結合素子112の約半分の長さであり、第1の結合素子112の縁からわずかに差し込まれている。グランドプレーン38と第2の結合素子114との間の距離は、いわゆる第2の間隙122を形成する。第2の結合素子114と第1の結合素子12の直交部分118との間の距離は、それらの間の相互結合の量を決定する。したがって、この距離は相互間隙124と称される。図示されていないが、各放射素子112,114は、それぞれ第2の給電ポート126および第3の給電ポート128を介して、第1および第2の制御モジュールに接続されている。第2の給電ポート126ポート2は、第1の結合素子112と第1の制御モジュール図示せずの直交部分118との間に延び、第1の結合素子112の長さに沿った距離の約3分の1の距離に配置されている。第3の給電ポート128ポート3は、第2の給電ポート126に隣接して配置され、隣接する第2の制御モジュール図示せずに接続されている。GB0918477.1号明細書に記載されているように、各結合素子112,114は、選択的に独立して駆動させることができ、フロートさせることができ、または各制御モジュールの動作によってグランド状態に接続されることができる。したがって、平衡ダイポールアンテナ37の同調に関連して上述の方法と同様の方法において異なる動作モードを選択することによって、各結合素子112,114の動作周波数を動的に同調することができる。ポート1を介して平衡アンテナシステム10を駆動し、筐体アンテナ100の結合素子112,114のそれぞれを動作させるためにポート2およびポート3を用いることによって、MIMOアンテナ構造体90を動作させることができる。実証目的のために、ポート1は図5に示されるものと同様の回路に接続され、ポート2のみが筐体アンテナ100に接続され動作された。より具体的には、ポート2はGB0918477.1に記載された種類の回路に接続され、ポート3は50オームの負荷にのみ接続されたが、個別に同調することが可能であった。図10は、上述の状況下における図9Aおよび図9BのMIMOアンテナ構造体のSパラメータのグラフを示す。したがって、平衡アンテナシステム10の反射損失は、約-11.62dBであることが見出されたが、筐体アンテナ100のポート2の反射損失は約-35.92dBであった。また、S21反射損失平衡アンテナ10と筐体アンテナ100との間のアイソレーションの尺度であるは、約-30.53dBであることが図10から明らかである。平衡アンテナ10と筐体アンテナ100との間のわずかなアイソレーションは、平衡アンテナ10が駆動される図11Aか、または筐体アンテナ100が駆動される図11Bときに取得される図11Aおよび図11Bの電流分布プロットから説明することができる。したがって、それぞれの例において、電流は駆動されるアンテナの周囲に特に集中し、他のアンテナにはほとんどまたは全く電流が流れないことが分かる。また、図12Aおよび図12Bは、平衡アンテナ10が駆動されるか、または筐体アンテナ100が駆動されるときの平均的な電流分布を示す図によってこの結果を裏付けている。図13Aおよび図13Bに示されるように、MIMOアンテナシステムのための電流分布の指向性は、平衡アンテナが駆動されたとき図13Aと、筐体アンテナが駆動されるとき図13Bとで異なっている。したがって、このことは2つのアンテナ間の結合が弱い理由を説明する。なお、本シミュレーションは、理想的な部品を用いて計算されることに気付くであろう。実際には、図5の整合回路のアンテナ構造体90との統合が、アンテナ構造体の効率および利得に影響を与えるであろう。この影響は、アンテナ構造体90が整合回路に接続された後、平衡アンテナが-1.038dBの全効率と0.7664dBの実現利得とを有し、一方、筐体型アンテナが-5.06dBの全効率と-3.072dBの実現利得とを有するように計算された。したがって、これらの結果は、整合回路の付加損失を反映する。図14Aおよび図14Bは、図1Aおよび図1Bの平衡アンテナ10と、図9Aおよび図9Bの筐体アンテナ100とを含む、他の結合MIMOアンテナシステム140の正面図および背面図をそれぞれ示すが、この場合において、筐体アンテナ100は、基板12の端ではなく側面に取り付けられている。筐体アンテナ100は、この構成における2つのアンテナ間に可能な最大のアイソレーションをもたらすように、平衡アンテナ10に比べて基板12の反対側の端および基板の反対側に向かって取り付けられている。図示されるように、前記アンテナは基板12の長さに沿って約60mmの距離で分離される。上述のように、ポート1は平衡アンテナ10に接続されて図5の回路によって駆動され、ポート2はGB0918477.1に記載されている種類の整合回路によって駆動される大きな結合素子112に接続され、ポート3は小さな結合素子114に接続されて50オームの負荷のみにつながれた。図15は、図5の整合回路を組み込む平衡アンテナ10の反射損失が約-22.16dBであるが、一方、筐体アンテナ100の反射損失が約-46.98dBであることを示している。平衡アンテナ10と筐体アンテナ100との間のS12アイソレーションが、約-22.62dBであることも図15から明らかである。図16Aおよび図16Bは、図1Aおよび図1Bの平衡アンテナ10と、図1Aおよび図1Bに示されたものと同一であり平衡アンテナ10に比べて基板12の反対側の端に向かっておよび基板12の同一の側面上に取り付けられるが、平衡アンテナ10に直角に配向され、図示されるように上端に沿って配置される第2平衡アンテナ152とを含む、他の結合MIMOアンテナシステム150の正面図と背面図とをそれぞれ示す。図示されるように、アンテナは、基板12の長さに沿って約60mmの距離で分離される。この実施形態において、ポート1は上述のように接続され、ポート2は第2平衡アンテナ152に接続され、図5に示されるものと同様のさらなる最適化回路に接続されている。図17は、各アンテナがそれぞれの整合回路に接続されているときの、MIMOアンテナシステム150のSパラメータを示す。平衡アンテナ10の反射損失は約-11.12dBであるが、一方、第2平衡アンテナ152の反射損失は約-9.52dBである。また、本実施形態において、2つの平衡アンテナ間のS12アイソレーションは約-17.65dBであることが分かる。図18Aおよび図18Bは、図1Aおよび図1Bに関して記載されたものと同一である2つの平衡アンテナ10と、図9Aおよび図9Bに関して記載された筐体アンテナ100とを含む、他の結合MIMOアンテナシステム160の正面図および背面図をそれぞれ示す。しかしながら、この特定の実施形態において、基板162は約90×60mm2の面積を有し、筐体アンテナ100は基板162の長辺の中間に取り付けられ、2つの平衡アンテナ10は筐体アンテナ100から最も遠い基板162の2つの角のそれぞれに向けて取り付けられている。また、2つの平衡アンテナ10は、基板162の長さに対して約45°の傾斜角度で内側に配向されている。2つの平衡アンテナ10は、それぞれ基板162の短手方向に沿った方向に筐体アンテナ100から約30.64mm分離され、基板162の長手方向に沿って互いに約19.29mm分離されている。この実施形態において、ポート1およびポート2は平衡アンテナ10のそれぞれに接続され、それぞれの整合回路とポート3とは、筐体アンテナ100およびその最適化された整合回路の大きな結合素子112に接続されている。小さな結合素子114は、この実施形態における開回路として残される。図19は、整合回路を組み込む平衡アンテナ10の第1反射損失が約-28.32dBであるが、一方、整合回路を組み込む平衡アンテナ10の第2反射損失が約-12.14dBであり、整合回路を組み込む大きな結合素子112の反射損失が約-23.41dBであることを示す。また、適合は、これらのアンテナ間のアイソレーションは、2つの平衡アンテナの間で約-10.885dB、筐体アンテナと第2平衡アンテナとの間で-16.88dB、筐体アンテナと第1平衡アンテナとの間で-17.07dBであることを示している。図20は、本発明の実施形態で用いることができる代替のバラン170の回路図を示す。バラン170は、IEEEMicrowaveandWirelessComponentsLettersVol15No2February2005で出版されたCompact28GHzSubharmonicallyPumpedResistiveMixerMMICUsingaLumpedElementHighPassBandPassBalunにおいてYehLiuおよびChiouによって実質的に記載されたようなLC回路を含む。図示されるように、バラン170は、ハイパスフィルタ第1フィルタ172と、バンドパスフィルタ第2フィルタ174とを備える。第1アンバランスポートZuは、T結合を介してハイパスフィルタ172と、バンドパスフィルタ174とに接続されている。ハイパスフィルタ172は、キャパシタCとインダクタLとを備え、インピーダンスZb1から構成される出力を備える。バンドパスフィルタ174は、3つのインダクタと、2つのコンパクタとを備え、インピーダンスZb2から構成される出力を備える。本実施形態においてインダクタLは全て同一であるが、バンドパスフィルタ174において2Cで表わされた分路キャパシタを構成するキャパシタの1つは、他のキャパシタCの2倍の値である。本質的に、バラン170は並列に接続された、1つのハイパスフィルタ172と1つのバンドパスフィルタ174とを含む異相パワースプリッタであることに気付くであろう。このバラン170は、広帯域動作をもたらすことができるまた、より少ない損失をもたらす上述のバラン50よりも少ない構成要素を有するが、実際には、バラン170は、アンバランス出力Zb1とZb2との間に180°未満の位相差をもたらしてもよい。したがって、180°の位相差が必要な実施形態では、図2に示される種類のバランを採用することがより便利であり、180°の位相差が必要ない実施形態では、図20に示される種類のバランを採用することがより便利であろう。また、バラン170が本発明の実施形態において採用される場合、ただ1つのバラン170構造と、それぞれ第1および第2整合回路のただ2つの構造を採用することによって約470~2200MHzの所望の同調範囲を得ることができる。したがって、図5に示される実施形態に比べて単純な回路を採用することができる。本発明のさらなる実施形態に係る平衡アンテナシステム200は、図21A~図21Cに示される。上述のように、平衡アンテナシステム200は、以下でより詳細に説明するように、再構成可能であり、携帯電話、ラップトップまたはPDAなどの携帯製品において用いるために設計される。平衡アンテナシステム200は、当該システムが容易に従来の携帯電話に収容できるように、約110mmの長さL1、約40mmの幅W、および約5mmの厚みHを有するマイクロ波基板202たとえば、プリント回路基板、PCBに設けられる。図21Cに最もよく示されるように、第1の放射素子204は、基板202の第1の端部208において、基板202の第1の側面206に設けられている。第1の放射素子204は、第1の端部208に向かって基板202の半分に位置し、かつその開放面212が第1の端部208の中央領域に向かって内方に臨むように配向される実質的にL字状の第1のストリップ層によって構成されている。短い給電ライン214は、基板202の中央に近接する第1の放射素子204の始点に設けられ、基板202の長辺に沿って延びている。第1の放射素子204と実質的に類似する第2の放射素子216も、基板202の第1の側面206に設けられ、基板202の第1の端部208の隣接する半分に位置している。したがって、第2の放射素子216は、実質的にL字型の第2のストリップ層によって構成され、当該第2のストリップ層は、その開放面220が第1端部208の中央領域に向かって内方に臨むように配向される。したがって、第2の放射素子216は、第1の放射素子204とは反対方向に配向される。短い給電ライン222は、基板202の中央に最も近い第2の放射素子216の始点に改めて設けられ、基板202の長辺に沿って延びる。間隙224は、第1および第2の放射素子204,216のそれぞれの給電ライン214,222の間と、第1および第2のストリップのそれぞれの端226の間とに設けられる。したがって、第1および第2の放射素子204,216は、大きなダイポールアンテナ227を形成する。図21Cに示される実施形態において、第1および第2の放射素子204,166は、基板202の長辺に沿って約70mm延びる長辺l1と、基板202の幅に沿って約19mm延びる短辺l2とを有する。それぞれ第1および第2のストリップの幅Wは、約1mmであり、間隙224は約2mmの範囲dを有する。給電ライン214,222のそれぞれは、約10mmの長さl3を有する。図21Bに示されるように、グランドプレーン228は、第1の側面206とは反対側の、基板202の第2の側面230に設けられる。グランドプレーン228は、実質的に矩形であり、基板202の第1端部208とは反対の第2端232から給電ライン214,222の自由端に実質的に対向する位置まで基板202全体を実質的に占める。グランドプレーン228は、約100mmの長辺L2を有し、基板202の全幅Wにわたって延びる。また、平衡アンテナシステム200は、バランと、第1および第2の放射素子204,216に接続される2つの整合回路とを含み、第1および第2の放射素子は、明瞭化のために図21A~21Cに示されていないが、グランドプレーン228に対向して、基板202の第1の側面206上に設けられるであろう。図22は、適切なバラン240と、図21A~図21Cのアンテナ200のための整合回路配置250との回路図を示している。バラン240は、1nHの1つのインダクタL5と、0.1pFの1つのキャパシタCとを含み、当該インダクタL5およびキャパシタCは、不平衡信号Zuを分割するT結合242から並列分岐して接続される。整合回路装置250は、バラン240のインダクタL5に接続され、実際に第1の放射素子204の給電ライン214に供給される平衡信号Zb1で終端する第1の整合回路252と、バラン240のキャパシタC3に接続され、実際に第2の放射素子216の給電ライン222に供給される平衡信号Zb2で終端する第2の整合回路254とを備える。第1および第2の整合回路252,254は、それぞれ、インダクタL3,L4それぞれ3.5nHと、キャパシタC1,C2それぞれ10pFと、第2インダクタL1,L2それぞれ9.4nHとを備える。それぞれの場合において、キャパシタC1,C2は、10pFから0.2pFまで変化させることができるバラクタで置き換えられてもよい。図23に示されるように、平衡給電Zb1およびZb2を必要な動作帯域幅内の不平衡給電Zuに変換するために、第1の整合回路252および第2の整合回路254とバラン240との統合は、約180°の所要の位相差がもたらされるように最適化された。図24は、図22の回路によって給電されたとき、大きな平衡アンテナ200用の周波数に対するシミュレートされた反射係数を示す。より具体的には、平衡アンテナは、同時に3つの共振をもたらすように構成されており、整合回路配置250におけるバラクタC1およびC2で示されるは、上述の6dBの反射損失を維持したままで、3つの共振周波数を同時に移動させ、低帯域700MHz~1010MHz、中帯域1620MHz~2490MHz、高帯域2740MHz~3000MHzをカバーするように10pFから0.2pFまで変化させることができる。したがって、本アンテナ構造体200は、現実の部品の損失を考慮しても、必要な動作帯域内で高い効率をもたらすことができる。アンテナ構造体のさらなる最適化、またはさらなる整合回路の追加は、関心のある任意の残りの周波数帯域をカバーするように用いられてもよい。図25A、図25Bおよび図25Cは、他の実施形態に係る、単一の可変共振周波数を有する再構成可能な平衡ダイポールアンテナ300を示す。平衡アンテナ300は、2.33の誘電率、0.0009の損失正接、1.143mmの厚み、約114mmの長さL1および約40mmの幅Wを有するマイクロ波基板302であるTaconicTLY-3-0450-C5上に設けられる。アンテナ300は、基板302の第1端306に取り付けられた2つの金属放射素子304を備え、それらは約40mm×14mmの総面積を占めるように基板302の幅W上に実質的に延びている。放射素子304は、0.01778mmの金属の厚みを有し、たとえばスペーサ図示せずを用いて、基板302上5mmの高さHに取り付けられている。したがって、アンテナ300を容易に従来の携帯電話に収容することができる。図25Bに示されるように、金属グランドプレーン307は、基板302の背面に設けられている。グランドプレーン307は、100×40mm2の面積を占め、放射素子304が配置された領域の端に対向する位置で終端する。放射素子304は、各放射素子304間に2mmの間隙が設けられるようにして、基板302の長手方向の中心軸の両側に対称に配置される。各放射素子304は、実質的には長方形状であるが、各長方形の内側部分310が、第1の端部306で欠落し、欠落した内側部分310から、基板302の縁に近接する位置であって、その縁から間を空けた位置まで延びる横スリット312が、第1の端部306から少し離れて設けられるように、L字型の切欠き308が第1の端部306に隣接して設けられる。各放射素子304の外側の縁で、第1の端部306とは反対側の端部には、小さな長方形314の形をした切欠きがさらに設けられる。給電ライン315は、放射素子304を後述する制御回路に接続するために、第1の端部306とは反対側の端部において、放射素子304のそれぞれの内側の縁に隣接して設けられる。平衡アンテナ300のすべての特徴の寸法が、以下の表3で与えられる。図26は、図25A~図25Cのアンテナ300のためのバラン320と整合回路322とを含む回路図である。実際には、バラン320および整合回路320は、基板302上であって、グランドプレーン307とは反対側に設けられ、給電ライン315を介して放射素子304に接続される。本実施形態では、バラン320は、並列に接続された10.4nHのインダクタと1.9pFのキャパシタとを含んでいる。整合回路322は、2つの同一の回路を含み、その2つの回路はそれぞれ、バラン320の枝と放射素子304の1つとの間に接続され、また、41nHのインダクタと直列に接続された、最大で10pFのバラクタC1と並列に接続された1.3nHのインダクタを含んでいる。図27に示すように、図26のバラクタC1を10pFから0.1pFまで変化させることによって、少なくとも6dBの反射損失で、アンテナ300の周波数を、およそ700MHzから最大で2434MHzまで同調することができる。DVB-Hの帯域もしくは2500MHzを超える帯域のためには、さらなる整合回路が設けられるであろう。このように、アンテナ300は、回路内における集中定数素子に関して散逸損失が高く、700MHzのような低い周波数で低効率であるが、そのサイズは、たとえば腕時計型携帯電話などの小さな端末におけるMIMO用途に適している。本発明のさらなる実施形態では、図21A~図21Cに示されている構造と同じ構造であって、以下の表4に列挙された寸法を有する再構成可能な平衡アンテナが与えられる。このように、アンテナは、大きさが50mm×40mmで、1mmのトラック幅を有し、金属の厚みが0.01778mmであるL字型のダイポールアームを含み、全体的な大きさが110×40mm2であり、100×40mm2の大きさのグランドプレーンを有している。そのアンテナは、マイクロ波基板物質であるTaconicTLY-3-0450-C5上に形成され、そのマイクロ波基板材料は、誘電率が2.33であり、損失正接が0.0009であり、厚みが1.143mmである。図28は、上記のアンテナのための回路図を示している。この回路は、基板202上であって、グランドプレーン228とは反対側に設けられ、かつ給電ライン214,222を介して放射素子204,216に接続される、バラン330と整合回路332とを含んでいる。本実施形態では、バラン330は、並列に接続された12nHのインダクタと2pFのキャパシタとを含んでいる。整合回路332は、2つの同一の回路を含み、その2つの回路はそれぞれ、バラン330の分岐部と放射素子204,216の1つとの間に接続され、また、26nHのインダクタと直列接続された、最大で10pFのバラクタC1と並列接続された7.3nHのインダクタを含んでいる。図29に示すように、図28のバラクタC1を10pFから0.1pFまで変化させることによって、少なくとも6dBの反射損失で、633MHzから3000MHzを超える値までの範囲を同時にカバーするように3つの離れた周波数を同調することができる。より具体的には、6dBを超える反射損失を維持しながら、低帯域の共振周波数を648MHzから1616MHzまでの範囲で、中間帯域の共振周波数を1704MHzから2560MHzまでの範囲で、高帯域の共振周波数を2280MHzから3000MHzを超えるまでの範囲で同調することができる。DVB-Hの帯域のためには、さらなる整合回路が用いられるであろう。このように、集中定数素子および基板において、低い周波数で低効率をもたらす散逸損失があるにもかかわらず、並外れた同調範囲により、このアンテナを、特に低損失材料から形成する場合に、小さな端末におけるMIMO用途に適したものにしている。図30は、本発明の実施形態に係るさらなる再構成可能な平衡アンテナ400の正面図および背面図を示している。アンテナ400は、図21A~図21Cに示されている上記のアンテナに類似しているが、今回は、以下の表5に列挙された寸法を有している。このように、アンテナ400は、大きさが70mm×40mmで、1mmのトラック幅を有し、金属の厚みが0.01778mmであるL字型のダイポール放射素子404を含み、全体的な大きさが110×40mm2であり、100×40mm2の大きさのグランドプレーン406を有している。そのアンテナは、マイクロ波基板材料402であるTaconicTLY-3-0450-C5上に形成され、そのマイクロ波基板物質402は、誘電率が2.33であり、損失正接が0.0009であり、厚みが1.143mmである。ポート408は、適切な回路を介して、放射素子404を駆動するグランドプレーン406上に設けられる。図31は、アンテナ400のための回路図を示している。この回路は、基板402上であって、グランドプレーン406とは反対側に設けられポート408を介して駆動可能であるが、かつ給電ラインを介して放射素子404に接続される、バラン410と整合回路412とを含んでいる。本実施形態では、バラン410は、並列に接続された13.2nHのインダクタと2.3pFのキャパシタとを含んでいる。整合回路412は、2つの同一の回路を含み、その2つの回路はそれぞれ、バラン410の枝と放射素子404の1つとの間に接続され、また、9.4nHのインダクタと直列に接続された、最大で10pFのバラクタC1と並列に接続された1.9nHのインダクタを含んでいる。図32に示すように、図31のバラクタC1を10pFから0.28pFまで変化させることによって、少なくとも6dBの反射損失で、705MHzから3000MHzを超えるまでの範囲を同時にカバーするように3つの離れた周波数を同調することができる。より具体的には、6dBを超える反射損失を維持しながら、低帯域の共振周波数を705MHzから951MHzまでの範囲で、中間帯域の共振周波数を1692MHzから2457MHzまでの範囲で、高帯域の共振周波数を2826MHzから3000MHzを超えるまでの範囲で同調することができる。理想的な構成要素を用いたシミュレーション結果では、アンテナ400が、3つの帯域の挙動を有することを示している。低帯域は、LTE700,GSM850およびEGSM900をカバーするように同調可能であり、中間帯域は、PCN,GSM1800,GSM1900,PCSおよびUMTSをカバーするように同調可能であるので、低帯域および中間帯域は、既存の携帯電話サービスのほとんどをカバーすることができる。出願人はまた、実在の部品を組み込むことにより、684MHzで全効率について少なくとも-3.77dBが与えられることを見出した。したがって、アンテナ400は、先の実施形態に関連した低い周波数での低効率の問題に対処することができると考えられる。図33Aおよび図33Bはそれぞれ、本発明の実施形態に係る、MIMOMultipleInputMultipleOutput用途に適した別の平衡アンテナ500の正面図および背面図を示している。アンテナ500は、本質的に、図9Aおよび図9Bに示されている上記の2ポート筐体アンテナ100と組み合わされた図30のアンテナ400を含んでいる。このように、2ポート筐体アンテナ100は、GB0918477.1に詳細に記載された種類のものであり、同時デュアルバンド動作可能な一対の非共振の結合素子112,114を含んでいる。MIMOアンテナ500は、全体的な大きさが118×40mm2であり、100×40mm2のグランドプレーン502を有している。筐体アンテナ100は、40×4×7mm3という小さな体積を占め、基板402の、放射素子404が配置される端部とは反対側の第2の端部から離れて実装される。図33Aに示すように、放射素子404は、機械的な支持を受けるために、放射素子404自体よりも幅広で長尺である追加のU字型の基板504上に設けられている。平衡アンテナ素子400および筐体アンテナ100内の結合素子112,114は、ロハセルRohacell商標材料によって支持されている。第1のポートであるポート1は、適切な回路を介して、放射素子404を駆動するグランドプレーン502を通じて設けられている。同様に、第2のポートであるポート2は、結合素子114を駆動する基板402の縁に設けられ、第3のポートであるポート3は、結合素子112を駆動するグランドプレーン502の第2の端部を通じて設けられている。図34は、各ポートと放射素子404および結合素子112,114のそれぞれとの間に設けられた要素のための回路図を示している。このように、平衡アンテナ400に関して、ポート1は、並列に接続された13nHのインダクタと3pFのキャパシタとを含むバラン510に接続される。バラン510の各腕は、同一の整合回路512を介して、放射素子404の1つに接続される。各整合回路512は、5.6nHのインダクタと直列に接続された、最大で10pFのバラクタC1と並列に接続された1.9nHのインダクタを含んでいる。筐体アンテナ100に関して、第1のL形回路網の整合回路514は、ポート2と結合素子114との間に接続され、第2のL形回路網の整合回路516は、ポート3と結合素子112との間に接続される。第1の整合回路514は、27nHのインダクタと直列に接続された、最大で10pFのバラクタC2に並列に接続された5.1nHのインダクタを含んでいる。第2の整合回路516は、2nHのインダクタと直列に接続された、最大で10pFのバラクタC3に並列に接続された2.4nHのインダクタを含んでいる。MIMOアンテナ500は、CSTMicrowaveStudio登録商標でシミュレートされ、そのアンテナの周波数応答を示すs4pファイルが、AppliedWaveReserch社のMicrowaveOfficeを用いて、各整合回路に関して上記で列挙された最適なコンポーネントの値を決定するために用いられた。アンテナ500はまた、型式がMV34003-150Aであり、0Vから15Vまでの印加電圧に対して、キャパシタンスが0.409pFから15.435pF上記の範囲よりも広範であるまでの間で可変である4つのバラクタダイオードC1,C1,C2,C3を用いて実証された。10kΩの抵抗が組み込まれた直流バイアス線路が、正電圧を供給するために、各バラクタのアノードに取り付けられた。その抵抗は、直流線路上に現れる残留高周波信号を減衰させるために用いられた。負電圧は、Mini-Circuit社のバイアスティーZX85-122G-Sを使用することによって、SMAコネクタたとえば、インピーダンスが50オームの同軸高周波コネクタの内部のコンダクタから供給された。図35は、図34の回路におけるバラクタを、およそ15.4pFから0.4pFまで変化させたときの周波数に対する測定された反射係数を示している。このように、アンテナ500は、3つの同時に存在する帯域において動作可能であることが分かる。筐体アンテナ100のポート2および3は、測定中には開回路とした。すべてのバラクタで電圧を0Vから15Vを変化させると、その結果として、6dBを超える反射損失を維持しながら、共振周波数が、低帯域では646MHzから848MHzまで変化し、中間帯域では1648MHzから2074MHzまで変化し、高帯域では2512MHzから3000MHzを超える値まで変化した。以下の表6は、バラクタ電圧を0Vから15Vまで変化させながら、筐体アンテナ100の両方のポートに関して測定された反射係数を示している。各ポートについての測定中、他の2つのポートは開回路のままである。平衡アンテナ400とは異なって、筐体アンテナ100の各ポートは、単一の共振を生じさせる。各ポートの周波数はそれぞれ、597MHzから1124MHzまで、および1586MHzから2332MHzまで変化する。このように、アンテナ500は、646MHzから848MHzまで、および1648MHzから2074MHzまで、MIMO動作を与える。もしバラクタのキャパシタンス同調範囲がより広ければ、周波数同調範囲は増大し得るであろう。ポート2および3に関する様々な周波数での瞬間的な帯域幅が、表6に示されている。同じ周波数に関するポート1の帯域幅についても示されている。これらのうちの最小のものは、瞬間的なMIMOの帯域幅を表している。ポート2が、ポート3よりもかなり狭い帯域幅を与えていることが分かる。表6は、最小のMIMOの帯域幅が14MHz中心周波数771MHzのときであり、最大のMIMOの帯域幅が93MHz中心周波数1812MHzのときであることを示している。以下の表7は、MIMOアンテナ500に関する測定されたSパラメータを与えている。これらの結果から、S21が帯域の全体にわたって少なくとも15dBであるので、アイソレーションが良好であることが明らかである。図36は、図33Bに類似しているが、グランドプレーン502がポート1のまわりにU字型のスロット520を含むように変更されている。ある用途に関して、MIMOアンテナ500は、主要な送信および受信アンテナたとえば筐体アンテナ100のために少なくとも-4.5dBの全効率を有し、2番目の受信アンテナたとえば平衡アンテナ400のために-5.5dBを有することが好ましい。しかしながら、筐体アンテナ100の実現利得は、図33Aおよび図33Bに従って平衡アンテナ400を一体化したときに、低い周波数で少なくとも5dB低下する。この問題に対処するために、出願人は、図36に示すように、グランドプレーン502内にスロット520を導入することによって、平衡アンテナ400および筐体アンテナ100の整合回路を分離することを提案している。以下の表8は、図36に示すように、スロット520を含むMIMOアンテナ500に関する、シミュレートされた反射係数、放射効率、全効率および実現利得を示している。この実施形態では、筐体アンテナ100に関する実現利得は、現在687MHzで-7.89MHzであるので、他のパラメータに影響を与えることなく、単にスロット520を含むことによって、6.28dB79.6だけ改善している。上記のことから、本発明の実施形態は、幅広い周波数範囲たとえば、646MHzから3000MHzを超えるまでにわたって同調可能であるとともに、別のアンテナとともに良好なアンテナアイソレーションを有するMIMOアンテナ構造体に組み入れられ得る再構成可能な平衡アンテナを提供することができることが明らかである。平衡アンテナは、DVB-H,GSM710,GSM850,GSM900,GPS1575,GSM1800,PCS1900およびUMTS2100として知られる既存の携帯電話サービスの帯域をカバーすることができ、MIMO用途、特にモバイル装置、ラップトップおよびPDAのような小さな端末に理想的な候補である。本発明の要旨を逸脱しない範囲で、上記の実施形態に様々な変更が加えられてもよいことが、当業者に理解されるであろう。特に、一の実施形態に関連して記載された特徴は、他の実施形態に組み込まれてもよい。"