"スイッチング素子によるパルス幅変調を用いて直流を三相の交流に変換する主回路と、入力側の直流電圧を検出する手段と、出力する三相の電圧指令値を作成する手段と、一次周波数を作成する手段と、一次周波数を積算して電圧位相角を作成する手段と、を備えた電力変換装置において、電圧位相角の値から、電圧指令値の電圧ベクトルに近い2種類のベクトルを選択するベクトル選択手段と、1演算周期の開始時と終了時に均等幅で出力されるゼロ電圧ベクトル出力角度幅を決めるゼロ電圧ベクトル出力角度幅作成手段と、前記ベクトル選択手段によって選択された第一のベクトルと第二のベクトルが切り替わるベクトル切り替え位相角を作成するベクトル切り替え位相角作成手段と、前記切りベクトル切り替え位相角と前記ゼロ電圧ベクトル出力角度幅とを入力とし、第一のベクトルと第二のべクトルの各々のベクトル出力時間幅を演算するベクトル出力時間幅作成手段とを備え、前記第一、第二のべクトルおよび前記各々のベクトル出力時間幅を入力とし、べクトルに応じて三相のスイッチング素子のONまたはOFFを定めるパターンテーブルを用いてスイッチング素子のON/OFF指令値を作成するパルス指令信号作成手段とを備え、前記べクトル切り替え位相角およびゼロ電圧ベクトル出力角度幅は、前記ベクトル切り替え位相角を電圧位相角とする第一の複素ベクトルと、前記ゼロ電圧ベクトル出力角度幅に応じた位相角に23πの位相遅れおよび位相進み処理を行った第二、第三の複素ベクトルの三種類のベクトルの合成ベクトルが、虚数成分を0とし、実数成分を、前記電圧指令値の振幅に比例した値となるよう決定することを特徴とする電力変換装置。前記ベクトル切り替え位相角作成手段は、演算周期の中間の位相角のsin成分の値に、変調率と1演算周期分の電圧位相角の進み角度を掛けて15倍した第一の値と、第一の値を逆三角関数によって変換した第二の値に1演算周期の電圧位相角の進み角度の半分を加算することによって、ベクトル切り替え位相角を作成することを特徴とする、請求項1に記載の電力変換装置。前記ゼロ電圧ベクトル出力角度幅作成手段は、前記べクトル切り替え位相角のsin成分を、演算周期の中間の電圧位相角のsin成分で除算して第三の値を求め、第三の値の逆三角関数成分に23πと1演算周期の電圧進み角度の半分を加算することでゼロ電圧ベクトル出力角度幅を作成することを特徴とする、請求項1に記載の電力変換装置。請求項1乃至3に記載の電力変換装置を搭載し、交流電動機を推進駆動することを特徴とする電気車両。非特許文献1、非特許文献2では、電圧ベクトルの時間積分の軌跡が、図3の空間ベクトルの座標上で円に近づくようにしている。非特許文献3では、高調波電流の実効値が最小になるようなパターンを提案しているが、電圧の基本波成分に関する出力誤差は完全にゼロにはならないことが指摘されている。従って、交流一周期に出力するPWMパルス数が減少すると、基本波成分における電圧出力誤差が拡大すると考えられる。基本波成分が指令値と一致しない場合、電圧を用いてモータ速度を推定するセンサレスベクトル制御では、電圧出力誤差の影響を受けることになり問題である。本発明はこの点を鑑みて考案されたものである。上記の問題を解決するため、本願では、スイッチング素子によるパルス幅変調を用いて直流を三相の交流に変換する主回路と、入力側の直流電圧を検出する手段と、出力する三相の電圧指令値を作成する手段と、一次周波数を作成する手段と、一次周波数を積算して電圧位相角を作成する手段と、を備えた電力変換装置において、電圧位相角の値から、電圧指令値の電圧ベクトルに近い2種類のベクトルを選択するベクトル選択手段と、1演算周期の開始時と終了時に均等幅で出力されるゼロ電圧ベクトル出力角度幅を決めるゼロ電圧ベクトル出力角度幅作成手段と、前記ベクトル選択手段によって選択された第一のベクトルと第二のベクトルが切り替わるベクトル切り替え位相角を作成するベクトル切り替え位相角作成手段と、前記切りベクトル切り替え位相角と前記ゼロ電圧ベクトル出力角度幅とを入力とし、第一のベクトルと第二のべクトルの各々のベクトル出力時間幅を演算するベクトル出力時間幅作成手段とを備え、前記第一、第二のべクトルおよび前記各々のベクトル出力時間幅を入力とし、べクトルに応じて三相のスイッチング素子のONまたはOFFを定めるパターンテーブルを用いてスイッチング素子のON/OFF指令値を作成するパルス指令信号作成手段とを備え、前記べクトル切り替え位相角およびゼロ電圧ベクトル出力角度幅は、前記ベクトル切り替え位相角を電圧位相角とする第一の複素ベクトルと、前記ゼロ電圧ベクトル出力角度幅に応じた位相角に23πの位相遅れおよび位相進み処理を行った第二、第三の複素ベクトルの三種類のベクトルの合成ベクトルが、虚数成分を0とし、実数成分を、前記電圧指令値の振幅に比例した値となるよう決定する。また、前記ベクトル切り替え位相角作成手段は、演算周期の中間の位相角のsin成分の値に、変調率と1演算周期分の電圧位相角の進み角度を掛けて15倍した第一の値と、第一の値を逆三角関数によって変換した第二の値に1演算周期の電圧位相角の進み角度の半分を加算することによって、ベクトル切り替え位相角を作成するようにしても良い。また、前記ゼロ電圧ベクトル出力角度幅作成手段は、前記べクトル切り替え位相角のsin成分を、演算周期の中間の電圧位相角のsin成分で除算して第三の値を求め、第三の値の逆三角関数成分に23πと1演算周期の電圧進み角度の半分を加算することでゼロ電圧ベクトル出力角度幅を作成するようにしてもよい。また、上記の電力変換装置を電気車両に搭載してもよい。本発明では、PWMパルス数が減少した場合でも、インバータ電圧の基本波成分振幅および位相は、電圧指令値と一致するように出力されるため、d軸電圧及びq軸電圧を正確に出力することができる。このため、電圧を用いてモータ制御を行う制御、例えば、速度センサレス制御において、精度よく速度推定することができる。図1にこの技術の最良の実施例の電力変換装置のシステム構成図を示す。図1では、電源100、整流手段101、コンデンサ102、直流中間電圧検出手段103、インバータ104、モータ電流検出手段105、交流電動機106、ベクトル制御手段107、アナログ/デジタル変換手段108、一次周波数発生手段109、ベクトルアナライザ110、積分器111、電圧ベクトル選択手段120、パターンテーブル121、PWMパルス指令信号作成手段122、ゼロ電圧出力時間演算手段230、ベクトル切り替え時間演算手段240を備えている。このうち、ゼロ電圧出力時間演算手段230、ベクトル切り替え時間演算手段240は、従来技術と異なる。これらについて以下説明する。図6にゼロ電圧出力時間演算手段230と、ベクトル切り替え時間演算手段240の詳細な構成図を示す。ベクトル切り替え時間演算手段240は、ベクトルアナライザ110の出力の電圧指令振幅vaと、アナログデジタル変換手段108の出力の直流中間電圧Edcと、一次周波数ω1と、演算周期Tと、ベクトルアナライザが計算している角度αを入力としている。また、ベクトル切り替え時間演算手段240は、ゲイン演算手段241と、中心角度演算手段242と、sin関数243と、arcsin関数244とを備える。ここで、ゲイン演算手段241は、数式8のように第一のゲインを演算する。中心角度演算手段242は、入力の角度αのうち演算周期開始時の値をサンプリングし、この値をαsとする。従来技術の数5と同様に、演算周期開始時の角度αsから演算周期の中心に来る電圧位相角αcを以下数式9のように計算する。αcをsin関数243に入力し、sin関数243の出力に数8のゲインK1をかけた値を、arcsin関数244の入力とする。そして、arcsin関数244の出力に、一周期の半分の角度ω1T2を加算した数をα1とする。α1の演算式は,数式8、数式9より、次の数式10のようになる。ここで求められる角度α1は,図7で示されるように,演算周期の開始から,ゼロではない電圧ベクトルが切り替わる位相角を表している。切り替わる位相角が求められたので、ベクトル切り替え時間演算手段240は、この角度と、一次周波数と、後述するゼロベクトル出力時間t0を用いて、ベクトルV1、V2の出力時間t1、t2を数式11のように演算する。次に、ゼロ電圧出力時間演算手段230について説明する。ゼロ電圧出力時間演算手段230は、演算周期開始時の角度αsと、演算周期Tと、一次周波数ω1と、ベクトル切り替え時間演算手段230の角度α1と、sin関数243の出力を入力とし、sin関数231とarccos関数232とを備える。sin関数231は、演算周期開始時の角度αsと角度α1を加算した角度のsin演算を行う。sin関数231の出力をsin関数243の出力で除算した値を、arccos関数232の入力としている。arccos関数232の出力に223πを加算した角度をα0とする。α0は次の数式12のように表される。さらに、このα0を、一次周波数ω1で除算することで、ゼロ電圧ベクトルの出力時間t0として外部に出力している。また、ベクトル切り替え時間演算手段240に、t0を供給している。次に、このように制御装置を構成することによって、基本波成分に関する電圧出力誤差を減らすことができる理由について述べる。三相電圧型ベクトルでは、インバータが出力できる電圧ベクトルは7種類存在する。複素平面上に電圧ベクトルを次の数式13のように定義する。なお、三相インバータの出力電圧をそれぞれva、vb、vcとする。また、三相の相を仮にA相、B相、C相とする。インバータの半導体素子のON、OFFによって、va、vb、vcは0またはEdcという値を取りうる。ここで、電圧ベクトルの積分を数式14のように定義する。三相の電圧が正弦波であった場合には、U-jexpとなり、積分した値Uのベクトル軌跡は円になる。非特許文献1、2、3ではその積分したベクトルがなるべく円周に沿うように、かつ、誘導機の電流に含まれる高調波成分が最小となるようパルスを出すタイミングを決めている。しかし、電圧の基本波成分と位相に関して見た場合、必ずしも正確ではない。そこで、数式15のように、Vに電圧の基本波成分と同じ周波数をもつexpをかけて積分することにより、基本波成分を抽出する。ある演算時間Tの間に、図8に示すようなパルスをインバータが出力している場合、演算周期の開始点を起点として、半導体素子がスイッチングを行う角度をそれぞれ、αa、αb、αcとすると、Uの値は数式16のように角度の関数となる。なお、A相、B相、C相は、インバータ出力のU、V、W相のいずれかに相当するもので、図8に示すインバータのパルス波形からA、B、C相のどれがU、V、W相に相当するかを決めることができる。図8に従って、演算時間Tの中央付近でA相の素子がスイッチングを行うとする。演算周期の開始点から、B相がスイッチングを行うまでと、C相かスイッチングを行った時点から演算周期の終わりまでの期間は、ゼロ電圧ベクトルが出力されている。この期間は図7に示されるように、均等な時間となっている。これを角度に換算した値が実施例中のα0である。このように、ゼロ電圧ベクトルが出力されている場合、数式16は数式17のように変形することができる。また、数式16で示されている3つの相のベクトルを複素平面上に示した図を図9に示す。ここで、A相のベクトルをベクトルA、B相のベクトルをベクトルB、C相のベクトルをベクトルC、としている。また、数式17の右辺第二項は、図9におけるB相とC相の複素ベクトルを合成したもので、これをベクトルDとしている。数式17中で、KはこのベクトルDの振幅を表している。図9より、B相とC相の複素ベクトルは、演算周期の中心に対応する位相角に関して対称となっている。そのため、インバータが出力しようとする電圧の変調率が変わっても図9に示すようなB相とC相の合成ベクトルであるベクトルDの位相角は、演算周期の中心に対応する位相角である、αs2に固定される。従って、ベクトルAの角度と、ベクトルDの振幅を制御することにより、ベクトルA、Dから得られる合成ベクトルEの振幅と角度を制御することができる。ベクトルEは、三相のベクトルの合成であり、数式16の値である。次に、数式15において、va、vb、vcに正弦波を与えた場合のベクトルEの値を考えると、その値は、虚数成分が0、実数成分が32ω1Tvaとなる。さらに、数式17の計算結果が、虚数成分が0、実数成分が32ω1Tvaに一致するように、Kの値とA相のスイッチング角度αaを考える。αaは最良の実施例においてα1に相当するため、以下α1と表すことにする。最初に、虚軸成分が0になることから、ベクトルDの振幅Kをあらわすと数式18のようになる。数式18より、振幅Kがα1の関数で与えられる。実軸方向の成分が32ω1Tvaとなることから、数式17にこれを代入してα1を求めると数式19のようになり、最良の実施例の数式10と等しくなる。一方、数式19と数式18より、ベクトルDの振幅Kが求められるため、α0を求めると数式12に等しい結果が得られる。"