"電波を被検出物体に送信する送信アンテナ及び送信回路と、被検出物体で反射された電波を受信する受信アンテナ及び受信回路と、送信電波の周波数を決定する電圧制御発振器VCOと、前記電圧制御発振器VCOを制御するDA変換器と、前記受信回路が受信した受信電波と前記電圧制御発振器VCOの出力との周波数差を量子化するAD変換器と、前記AD変換器の出力を基に被検出物体までの距離速度角度を算出するレーダ信号処理を行う演算手段と、車両からの供給電圧を所定の内部回路用電圧に変換する電圧変換回路とを有し、前記電圧変換回路は入力側電源回路としてスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路にて構成される車載用レーダ装置において、前記チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する入力電圧取得回路と、前記チョッパ型電源回路のデューティ比を電圧に変換するデューティ比電圧変換回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とデューティ比変換電圧との正常時の相関テーブルAとを備え、前記デューティ比電圧変換回路で得られるデューティ比変換電圧を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルAと比較して、前記チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常の電源系異常を検出するようにしたことを特徴とする車載用レーダ装置。前記相関テーブルAには、前記チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするデューティ比変換電圧としてはノイズを許容する電圧幅があることを特徴とする請求項1記載の車載用レーダ装置。さらに、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を抽出するリップル電圧振幅抽出回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とリップル電圧振幅との正常時の相関テーブルBとを備え、前記リップル電圧振幅抽出回路で得られるリップル電圧振幅を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルBと比較して、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常の電源系異常を検出するようにしたことを特徴とする請求項1又は請求項2記載の車載用レーダ装置。前記相関テーブルBには、前記チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするリップル電圧振幅としてはノイズを許容する電圧振幅幅があることを特徴とする請求項3記載の車載用レーダ装置。前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を抽出する前記リップル電圧振幅抽出回路には、ピーク検出回路を有し、前記ピーク検出回路には、電圧ゲインを持たせたことを特徴とする請求項3又は請求項4記載の車載用レーダ装置。前記チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧が許容閾値を超えているときは、電源系異常を検出しないようにしたことを特徴とする請求項1又は請求項3記載の車載用レーダ装置。従来技術では、車両より供給される電源ラインに電流検出抵抗を実装することで、消費電流の検知は可能であるが、前記電流検出抵抗により電圧ドロップを生じることから、車載用レーダ動作要求電圧の下限値に対するマージンを削ることになり、加えて、無駄な消費電力発熱も発生してしまうという問題点があった。そこで、車載用レーダ装置の回路故障,劣化による内部回路消費電流増減異常検出、入力側コンデンサのリップル電流増加インピーダンス増加異常検出について、電流検出抵抗に代わる簡便な故障検出方式が望まれている。この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、車載用レーダ装置におけるバッテリ電圧から内部回路用電圧に電圧変換を行うスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路において、内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常の故障性能劣化を,望ましくはそれに加えてチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常の故障性能劣化を、発熱,電圧低下を伴う電流検出抵抗によらず簡便な回路を用いて検出して、信頼性の高い車載用レーダ装置を提供することを目的とする。この発明に係わる車載用レーダ装置は、電波を被検出物体に送信する送信アンテナ及び送信回路と、被検出物体で反射された電波を受信する受信アンテナ及び受信回路と、送信電波の周波数を決定する電圧制御発振器VCOと、前記電圧制御発振器VCOを制御するDA変換器と、前記受信回路が受信した受信電波と前記電圧制御発振器VCOの出力との周波数差を量子化するAD変換器と、前記AD変換器の出力を基に被検出物体までの距離速度角度を算出するレーダ信号処理を行う演算手段と、車両からの供給電圧を所定の内部回路用電圧に変換する電圧変換回路とを有し、前記電圧変換回路は入力側電源回路としてスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路にて構成される車載用レーダ装置において、前記チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する入力電圧取得回路と、前記チョッパ型電源回路のデューティ比を電圧に変換するデューティ比電圧変換回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とデューティ比変換電圧との正常時の相関テーブルAとを備え、前記デューティ比電圧変換回路で得られるデューティ比変換電圧を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルAと比較して、前記チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常の電源系異常を検出するようにしたものである。また、この発明に係わる車載用レーダ装置は、さらに、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を抽出するリップル電圧振幅抽出回路と、前記チョッパ型電源回路の入力電圧とリップル電圧振幅との正常時の相関テーブルBとを備え、前記リップル電圧振幅抽出回路で得られるリップル電圧振幅を、前記入力電圧取得回路で得られる入力電圧を基に、前記相関テーブルBと比較して、前記チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常の電源系異常を検出するようにしたものである。この発明の車載用レーダ装置によれば、電流検出抵抗を用いることなく、チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又は電力変換効率異常を検出できるので、熱上昇,最低動作保障電圧に影響を与えないで、電源系監視を可能とする信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。また、この発明の車載用レーダ装置によれば、電流検出抵抗を用いることなく、前記に加えて、チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス異常を検出できるので、熱上昇,最低動作保障電圧に影響を与えないで電源系監視を可能とする信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。実施の形態1.図1はこの発明が適用される車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。図において、車載用レーダ装置1は、電波送受回路3,マイコン演算手段4,電源回路2と通信インタフェース5を備えている。電波送受回路3は、送信アンテナ3a,受信アンテナ3bアンテナと送受信回路の間にスイッチを設けることでアンテナ3aとアンテナ3bは共用される場合もある,送信回路3dと受信回路3eを有し、送信アンテナ3aと送信回路3dで電波電波ビームを被検出物体に送信し、受信アンテナ3bと受信回路3eで被検出物体で反射された電波を受信する。電波送受回路3は、さらに、送信電波の周波数を決定するVCOVoltageControlledOscillator:電圧制御発振器3fと、VCO3fを制御するDACDigitaltoAnalogConverter:DA変換器3gを有する。DAC3gは送信回路3dが送信する送信電波の周波数変調を制御する周波数変調制御信号を生成し、電圧制御発振器VCO3fを制御する。電波送受回路3は、さらに、受信回路3eが受信した受信電波とVCO3f出力の周波数差を量子化するADCAnalogtoDigitalConverter:AD変換器3hを有する。マイコン演算手段4例としてマイコンを挙げているが、FPGAFieldProgrammableGateArray等の専用回路やDSPDigitalSignalProcessorを別に設ける場合もあるは、ADC3hの出力つまり、送信回路3dが送信する送信信号と受信回路3eが受信する受信信号を基に被検出物体までの距離速度角度を算出するレーダ信号処理を行う。電源回路電圧変換回路2は、車両のバッテリ15からの供給電圧例えば12Vを所定の内部回路用電圧内部回路電源電圧例えば5Vに変換する。電源回路2は、コンデンサC1とインダクタL1でフィルタ回路を構成し、入力側コンデンサC2,トランジスタQ1,ダイオードD1,インダクタL2,コンデンサC3,抵抗R1,R2と制御IC8でチョッパ型電源回路を構成している。制御IC8で、チョッパ型電源回路の内部回路用電圧が一定になるように制御する。チョッパ型電源回路の入力電圧つまり入力側コンデンサC2の電圧は、入力電圧取得回路13によりマイコン4に入力されている。チョッパ型電源回路の出力電圧つまり内部回路用電圧は、出力電圧取得回路14によりマイコン4に入力されている。一般的に、車載用レーダ装置1は容量が小さい割に内部回路の消費電流が大きいことと、防水のために密閉構造であることから自己発熱が問題となる場合がある。そこで、電源回路2の損失を抑える目的で入力側1次側電源回路をチョッパ型電源回路としている場合が多く、かつスイッチング制御周期が一定である安価なチョッパ型電源回路を用いている場合が多く、この発明においても、電源回路電圧変換回路2は入力側電源回路としてスイッチング制御周期が一定であるチョッパ型電源回路を用いている。この電源回路2の異常検出手段として、チョッパ型電源回路やドロッパ型電源回路によらず、出力電圧をマイコンに実装されるAD変換器により監視する方法が一般的に用いられている。しかし、チョッパ型電源回路は負荷電流内部回路消費電流に対しマージンをもって設計されているはずであり、内部回路異常構成部品の故障,性能劣化による内部回路消費電流の増加もしくは減少があったとしても設計マージンの範囲内であればモニタ電圧に変化は表れず、その異常変化を検知することは難しい。加えてチョッパ型電源回路の部品劣化による電力変換効率低下から入力側電流の増加があったとしても、チョッパ型電源回路の出力監視では検知できないという問題がある。負荷電流の異常変化に関しては電流検出抵抗の電圧降下を差分回路を介してマイコン4のAD変換器でモニタすることで検知できるが、車載用レーダ装置1においては無駄な損失発熱が発生することと、求められる最低動作保障電圧に対するマージンを失うことになり好ましくない。一般的なチョッパ型電源回路においては、入出力間電圧差を一定と考えた場合に、負荷電流IoAと電力変換効率αの関係は、図3の実線のようになることが知られている。これはon/offデューティ比Dutyつまり、Duty=Ton/T但し:Tonはオン期間、Tは周期で考えた場合、効率が低いポイントではon比率が高く、効率が高いポイントではon比率が低く制御されることになり、この関係は図3の破線のように表すことができる。なおチョッパ型電源回路の出力電圧は例えば5Vに一定に保たれているので、入出力間電圧差はチョッパ型電源回路の入力電圧をパラメータとして考えれば良いことが分かる。チョッパ型電源回路の出力電圧Voは、マイコン4にて監視しているので、これが変動した場合は電源回路異常と判定すれば良い。チョッパ型電源回路におけるスイッチング素子Q1のゲート制御信号のデューティ比DutyDuty=Ton/TはDuty=Vo/Vi/α=Ii/Io/α∵α=1の時Vi×Ii=Vo×Io但し、Vi:チョッパ型電源回路の入力電圧=Q1入力電圧Vo:チョッパ型電源回路の出力電圧=内部回路用電圧Ii:チョッパ型電源回路の入力電流=Q1入力電流Io:チョッパ型電源回路の出力電流=内部回路消費電流負荷電流α:チョッパ型電源回路での電力変換効率1>α>0と表すことができる。ここでVoは目標値として設定されており、入力電圧Viと内部回路消費電流Ioの増減によらず出力電圧Voが安定するように制御IC8により制御される。一般的に、チョッパ型電源回路での電力変換効率αは図3に示すような負荷電流IoAに依存した特性を持つので、Vo,Viを一定とすれば、負荷電流Ioの増減によりデューティ比の変化を観測することができる。また、Vo,Vi,Ioを一定と考えた場合、デューティ比の変化はチョッパ型電源回路の構成部品の劣化等による電力変換効率αの変化と考えられる。図2で後述するデューティ比電圧変換回路9を具備し、これで得られたデューティ比変換電圧とチョッパ型電源回路の入出力電圧Vi,VoVoは通常一定をマイコン4でモニタした電圧を、正常時のデューティ比変換電圧とVi,VoVoは通常一定の関係を記録したテーブルと比較することで、チョッパ型電源回路の電力変換効率αの低下異常変化又は内部回路消費電流Ioの増減異常変化を検知することができる。このように、図3の関係に着目すると、チョッパ型電源回路のデューティ比Dutyをマイコン4で監視できる値に変換してやれば、負荷電流の変化又はチョッパ型電源回路の部品劣化に伴う電力変換効率αの変化を検出できることになる。デューティ比Dutyをアナログ値に変換するにはローパスフィルタをかければよいが、チョッパ型電源回路のon/offデューティ制御信号はトランジスタQ1を制御する関係上、その振幅はチョッパ型電源回路の入力電圧図1の入力側コンデンサC2の電圧に依存してしまう。前記入力電圧は、車両より供給されるバッテリ電圧であり変動するので、前記on/offデューティ制御信号にローパスフィルタを通したアナログ値はバッテリ電圧の変動に依存した値をとることになり、on/offデューティ比自体の変化と区別が付かなくなる。図2はこの発明の実施の形態1における車載用レーダ装置の構成を示すブロック図である。図4は実施の形態1におけるチョッパ型電源回路のデューティ比電圧変換回路を説明する図である。図2及び図4のデューティ比電圧変換回路9に示すように、定電圧源を使ったトランジスタQ9a,Q9bによるプッシュプル回路によって、on/offデューティ制御信号の振幅が一定になるように電圧変換をしてやれば、図4に示すローパスフィルタ例では抵抗R9a,コンデンサC9aを使ったRC1次フィルタとしているがフィルタ構成はこの限りではなく、on/off周波数に対して十分なフィルタ効果を持っていれば良いにて得られるアナログ値はon/offデューティ比を表す値、つまりデューティ比変換電圧となる。これをマイコン4で監視することで、負荷電流の変化又は部品劣化に伴う電力変換効率の変化を検出できるようになる。デューティ比電圧変換回路9にて得られたon/offデューティ比に相当するアナログ値、つまり、デューティ比変換電圧が正常範囲にあるかの判定を行うためにはマスターとなる閾値が必要である。チョッパ型電源回路における負荷電流とデューティ比Dutyの関係は、出力電圧内部回路用電圧Voが一定に制御されていると、入力電圧Viによって変化するので、車載用レーダ装置1が正常状態にある時の負荷電流に相当するデューティ比Dutyを入力電圧をパラメータとした相関テーブルを予め用意しマイコン4に記憶させておき、マイコン4にてその都度観測される入力電圧とデューティ比変換電圧を前記相関テーブルを用いて比較することで、負荷電流の変化異常状態を検知することができる。また、前記相関テーブルとの比較における判定閾値は、前記相関テーブル中心値に対して、ある電圧幅を持たせることでノイズ回路上のノイズ,構成部品の特性ばらつき等による誤判定を防止することができる。つまり、前記相関テーブルには、チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするデューティ比変換電圧としてはノイズを許容する電圧幅をもたせる。判定閾値の前記電圧幅に関しては、車載用レーダ装置によるノイズ要因、マージンの考え方等により決定されれば良い。加えて、チョッパ型電源回路の入力側コンデンサC2にかかるリップル電流Iriprms:実効値は、チョッパ型電源回路の負荷電流と入出力間電圧差により規定され、次式で表すことが出来る。コンデンサC2のインピーダンスを一定として考えれば、コンデンサC2にかかるリップル電流IripはコンデンサC2上でのリップル電圧として観測される。逆に、コンデンサC2にかかるリップル電流Iripを一定とした場合、リップル電圧増減はコンデンサC2のインピーダンス増減と考えることができる。図5に後述するリップル電圧振幅抽出回路6,7を具備することにより、コンデンサC2にかかるリップル電圧振幅電圧平均値をマイコン4にて観測することで、コンデンサC2の劣化によるインピーダンス増加異常変化を検知することができる。入力側コンデンサC2は構造上固有のインピーダンスを持っており、リップル電流振幅に比例したリップル電圧を観測することができる。入力側コンデンサC2の劣化により一般的にインピーダンスは高くなり、観測されるリップル電圧振幅も大きくなる。図2の正クランプ回路6,ピーク検出回路7を使用して、前記リップル電圧振幅を取り出すことができる。正クランプ回路6とピーク検出回路7で、チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路を構成する。この詳細を図5にて説明する。図5は実施の形態1におけるチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路を説明する図である。入力側コンデンサ上で観測されるリップル電圧は1次側電圧図5では12Vとするを中心として振動しており、この12Vオフセットを取り除くために、図5のコンデンサC6aにてDCカットを行い、ダイオードD6aにてリップル電圧振幅下限値をGNDここでは代表的なクランプ回路を例としており、ダイオードD6aの順方向電圧を0Vと仮定するにクランプすることで、リップル電圧のみを抽出することができる。次に図5に示す一般的なピーク検出回路7を用いてリップル電圧振幅を電圧に変換する。ここでのオペアンプOP7aは正クランプ回路6の出力のインピーダンス変換を目的とするもので、例えはオペアンプとしている。ダイオードD7aの出力電圧よりオペアンプOP7aの入力電圧が高い場合、コンデンサC7aが充電される。そしてオペアンプOP7aの入力電圧よりダイオードD7aの出力電圧が高くなれば、オペアンプOP7aは電流を引きこもうとするが、ダイオードD7aに電流を遮断さることによって、ピーク時の電圧がコンデンサC7aにより保持される。抵抗R7cは局所的なピークノイズ等を保持しないようにフィルタ特性を持たせるためのコンデンサC7aに対する放電抵抗である。チョッパ型電源回路の入力側コンデンサのリップル電圧振幅抽出回路にて得られるリップル電圧振幅が正常範囲にあるかの判定を行うためにはマスターとなる閾値が必要である。チョッパ型電源回路におけるリップル電圧振幅は入力電圧によって変化するので、車載用レーダ装置1が正常状態にある時のリップル電圧振幅を入力電圧をパラメータとした相関テーブルを予め用意しマイコン4に記憶させておき、マイコン4にてその都度観測される入力電圧とリップル電圧振幅を前記相関テーブルを用いて比較することで、入力側コンデンサのインピーダンス増加異常を検知することができる。また、前記相関テーブルとの比較における判定閾値は、前記相関テーブル中心値に対して、ある電圧振幅幅を持たせることでノイズ回路上のノイズ,構成部品の特性ばらつき等による誤判定を防止することができる。つまり、前記相関テーブルには、チョッパ型電源回路の入力電圧に対して、正常時とするリップル電圧振幅としてはノイズを許容する電圧振幅幅をもたせる。判定閾値の前記電圧振幅幅に関しては、車載用レーダ装置によるノイズ要因、マージンの考え方等により決定されれば良い。以上説明した実施の形態1の図2に示す車載用レーダ装置に、図4,図5に示すデューティ比電圧変換回路,リップル電圧振幅抽出回路を用い、図6に示す手順にて電源系異常の判定を実施する。図6は実施の形態1におけるチョッパ型電源回路の異常状態の判定手順を説明する図である。先ずデューティ比変換電圧を監視しステップS1、その時の入力電圧を基に、予め用意した相関テーブルと比較し、監視したデューティ比変換電圧が閾値範囲外にあった場合は、チョッパ型電源回路の内部回路消費電流異常又はチョッパ型電源回路自体の劣化による電力変換効率低下異常と判断するステップS2。これが正常閾値範囲内にある場合は、入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅を監視しステップS3、その時の入力電圧を基に、予め用意した相関テーブルと比較し、監視したリップル電圧振幅が閾値範囲外にある場合は、入力側コンデンサの劣化による入力側コンデンサのインピーダンス増加異常と判定するステップS4。これが正常閾値範囲内にある場合は、正常と判断するステップ5。このような構成と動作により、電源系異常を検出できるようになり、信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。以上のデューティ比変換電圧,リップル電圧振幅が各々正常範囲にあるかを判定することで、チョッパ型電源回路の内部回路消費電流Ioの増減異常変化もしくは電力変換効率αの低下異常変化又はチョッパ型電源回路の入力側コンデンサのインピーダンス増加異常変化を判断し、異常が認められる場合は、図2の通信インタフェース5を介して車両システム側へ車載用レーダ装置の電源系異常として報告する。実施の形態2.実施の形態1で示したチョッパ型電源回路の入力側コンデンサにかかるリップル電圧振幅の監視においては、マイコン4に実装されるAD変換器の有効レンジ幅に対して、必要十分な観測信号レンジ幅を確保する目的で、図5に示すゲインを持たせる場合のピーク検出回路71で示すように、オペアンプOP7aにゲインを持たせることで、誤判定を抑制した信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。例では、オペアンプOP7aの帰還電圧を抵抗R7d,R7eにより分圧することで、ゲインを持たせている。なお前記抵抗R7d,R7eは、コンデンサC7aの放電抵抗R7cの役割も果たしている。実施の形態3.車両から供給される電源電圧が大きく変動している場合、例えば、エンジンスタータ駆動やエアコンコンプレッサー駆動等の車両側電源負荷変動が大きい非定常状態では、実施の形態1,2で説明した電源系異常の検出手段で、この変動自体を検出してしまうことが考えられる。そのため、チョッパ型電源回路の入力電圧を取得する入力電圧取得回路で得られ、マイコン4で取得している入力電圧車両からの供給電圧相当が、所定の閾値を超えていると判定した期間は、電源系異常の検出を実施しないようにする。図7は実施の形態3におけるチョッパ型電源回路の異常の判定手順を説明する図である。異常の判定に先だって、入力電圧が閾値内外か判定しステップS0、許容閾値外であれば、異常の判定を実施しない。許容閾値内であれば、異常の判定を実施するように、実施の形態1と同様に、ステップS1以下に手順を進める。これにより、誤判定を防止することができ、信頼性の高い車載用レーダ装置を得ることができる。"