"アナログ受信機1と、評価デバイス4と、制御デバイス3と、を備える、搬送信号上に変調されたデータを無線受信する受信機構成であって、前記制御デバイス3は、サンプリングパルス中に受信機をスイッチオンして伝送信号を受信する準備をし、サンプリングの休止中に受信機をスイッチオフして伝送信号を受信しないようにして、サンプリングパルスを用いて前記受信機を制御し、前記評価デバイス4は、前記サンプリングパルス中に前記受信機1によって供給される受信信号からデータビットシーケンスを生成し、前記制御デバイス3は、少なくとも一つの所定の切替規準に応じて、サンプリング周波数範囲が異なるサンプリングパルスのフェーズ間で、前記受信機1の起動を切り替えるようにさらに設計されることを特徴とする受信機構成。前記切替規準は、前記評価デバイス4内に格納された少なくとも一つの所定のデータシーケンスであり、前記評価デバイス4は、前記所定のデータシーケンスを認識する手段7を備え、受信データビットシーケンスと前記所定のデータシーケンスとの一致に基づき、あるサンプリング周波数範囲を持つサンプリングパルスのフェーズから、別のサンプリング周波数範囲を持つサンプリングパルスの別のフェーズに切り替えるための切替信号を、前記制御デバイス3に供給することを特徴とする請求項1に記載の受信機構成。さらに別のサンプリング周波数範囲を持つさらに別のフェーズへの切替規準として、少なくとも一つの別の所定のデータシーケンスが前記評価デバイス内に格納されることを特徴とする請求項2に記載の受信機構成。前記切替規準は、前記評価デバイス4または前記制御デバイス3によって設定可能であるとともに、少なくとも二つのフェーズ間の切替信号を起動する所定の持続時間であることを特徴とする請求項1ないし3のいずれかに記載の受信機構成。第1サンプリング周波数範囲を持つ第1フェーズと、第2サンプリング周波数範囲を持つ第2フェーズと、第3サンプリング周波数範囲を持つ選択的な第3フェーズと、が提供され、前記第2サンプリング周波数範囲は、前記第1サンプリング周波数範囲よりも高いサンプリング周波数を有し、選択的な第3サンプリング周波数範囲は、前記第2サンプリング周波数範囲と同じかより高いサンプリング周波数を有することを特徴とする請求項1ないし4のいずれかに記載の受信機構成。前記評価デバイス4と前記制御デバイス3は、前記第2フェーズの後にまたは選択的に前記第3フェーズの後に、別の切替規準に応じて前記第1フェーズへと切り替わるように設計され、前記別の切替規準が所定のデータシーケンスまたは所定の持続時間であることを特徴とする請求項5に記載の受信機構成。前記サンプリング周波数がフェーズ内で一定であることを特徴とする請求項1ないし6のいずれかに記載の受信機構成。少なくとも一つのフェーズのサンプリング周波数範囲が可変サンプリング周波数であることを特徴とする請求項1ないし7のいずれかに記載の受信機構成。前記受信機が、10kbps未満のビットレートのデータを受信するように設計されることを特徴とする請求項1ないし8のいずれかに記載の受信機構成。少なくとも一つのフェーズのサンプリング周波数が、前記搬送信号上に変調されるデータのビットレートに応じて決定されることを特徴とする請求項1ないし9のいずれかに記載の受信機構成。第1フェーズのサンプリング周波数が10~1000kHzの間であり、第2フェーズのサンプリング周波数が2~80kHzの間であることを特徴とする請求項1ないし10のいずれかに記載の受信機構成。少なくとも第2フェーズにおいて、前記サンプリング周波数は、前記搬送信号上に変調されたデータのビットレートと少なくとも等しく、好ましくはビットレートの倍数であり、特に好ましくはビットレートの2倍から8倍であることを特徴とする請求項1ないし11のいずれかに記載の受信機構成。第1フェーズにおける二つのサンプリングパルスとサンプリング休止とのサンプリング比率が1:1,000,000~1:10,000の間であり、好ましくは1:40,000であり、第2フェーズにおけるサンプリング比率が1:5,000~1:125の間であり、好ましくは約1:1,250であることを特徴とする請求項1ないし12のいずれかに記載の受信機構成。前記サンプリングパルスの持続時間が50ns~800nsであり、好ましくは少なくとも第1フェーズについて持続時間が100nsであることを特徴とする請求項13に記載の受信機構成。前記評価デバイスは、前記受信機のスイッチオン期間に検出された各サンプリング値にしたがって、連続的に評価を実行するように設計されることを特徴とする請求項1ないし14のいずれかに記載の受信機構成。前記受信機1または前記評価デバイス4は、前記サンプリングパルスの間に供給された振幅変調受信信号をしきい値と比較してサンプリング値を形成するコンパレータ9を備えることを特徴とする請求項1ないし15のいずれかに記載の受信機構成。前記受信機の部品の整定時間が100ns未満であることを特徴とする請求項1ないし16のいずれかに記載の受信機構成。前記受信機1がスーパーへテロダイン受信機であることを特徴とする請求項1ないし17のいずれかに記載の受信機構成。したがって、本発明の目的は、データ、特に低ビットレート<10kbpsのデータを無線受信するための、構造が単純なままであり、数年にわたるバッテリー動作が可能であるように供給電流が10μA未満である、省エネルギーの受信機構成を提供することである。本発明によると、この目的は、プリアンブルの特徴と組み合わされる主クレームの特徴によって達成される。従属クレーム内に記載された手段を用いて、さらなる有利な発展形態および改良形態が可能になる。本発明によると、搬送信号上に変調された例えば10kbps未満のビットレートのデータを無線受信する受信機の構成が想定される。受信機の構成には、アナログ受信機と、評価デバイスと、制御デバイスとが設けられる。制御デバイスは、サンプリングパルス中に受信機を作動すなわちスイッチオンして伝送信号を受信する準備をし、サンプリングの休止中に受信機を非作動すなわちスイッチオフして伝送信号を受信しないようにして、サンプリングパルスを用いて受信機を起動する。評価デバイスは、サンプリングパルス中に受信機によって供給された受信信号からデータビットシーケンスを生成する。受信機全体を短期間スイッチオンすることでデータビットのサンプリングが直接達成される。この結果、短いサンプリング間隔の間にのみ受信機が実際にオンになる。受信機構成とともに使用される制御デバイスが、アナログ受信機をサンプリングするように設計されるとともに、少なくとも一つの所定の切替規準switchingovercriterionに応じて、サンプリング周波数範囲の異なるサンプリングパルスのフェーズ間で受信機を切り替えるすなわち受信機をスイッチオン/オフするように設計されるという事実のために、送信され搬送信号上に変調されるデータのタイプに合わせたサンプリングの順応的な適応を実行することが可能になる。これは、いわゆるプリフェードリスニングprefadelisteningモードにおいて、低速のサンプリングを実行できることを意味する。すなわち、切替規準として使用可能なデータが予期されることを示唆する信号が供給されるか否かに関して、チャンネルを聞くlisten。本発明に係る評価デバイスは、サンプルに関してsamplewiseおよび非パッケージに関してnonpackagewise評価を実行することができる。すなわち、受信機をスイッチオン/オフすることによってサンプリングパルスを介して生成されるデータビットフロー後にスイッチオン期間とも呼ばれるが直接的に共に読み取られcoread、サンプルまたはサンプリング値に反応することができる。本発明に係る受信機構成を用いて、いわゆる順応的な適応策adaptiveadaptationのために、供給電流が10μAをはるかに下回る受信機の省電流実装が可能になる。これにより、電力供給源として、太陽電池、熱電発電装置、微小振動トランスデューサ、とりわけ環境発電energyhavesting発電機の単純な使用が可能になる。これを用いて、バッテリーなしの動作でさえ可能である。消費電流が非常に小さいおかげで、消費電流が10mAである最先端の受信機構成の電流源として必要とされるよりも顕著に小さな寸法でこれらの発電機を設計することができる例えば、1μAの消費電流に対して1cm2の太陽電池面積。これとは別に、自己放電が非常に小さいボタン電池、例えばリチウムボタン電池が電流源として適している。受信機構成は非常に単純なままであり、複雑な回路や煩雑な変調技術は使用されていない。受信機構成は、サンプリング方式で作動し間隔的に無線チャンネルを常にサンプリングする無線受信機に基づく。アナログ受信機は、原則として振幅キーイング、例えばオンオフキーイングで動作する。受信信号のサンプリングは、送信ビットまたは受信ビット毎にいくつかのサンプリング値を取るように行われる。これは、高周波数のサンプリングが実行されないことを意味するが、原理的に、変調された搬送信号のエンベロープのサンプリングが実行され、最終的に、復調されたデータビットのデジタルサンプリングに相当する。これは、サンプリング周波数範囲が異なる全てのフェーズに適用される。好ましくは、アナログ受信機は、迅速に整定される部品、例えばスイッチオンの時点から100ns未満の整定時間を有する部品高速整定部品を備える。基本的に、迅速な整定とは、送信されたデータビットよりも整定時間が少なくとも4桁分速いことを意味する。データは、好ましくは10kbps以下のビットレートで送信される。受信機のサンプリング周波数の異なるフェーズに対して、送信されるデータビットレートが異なることも想定される。例えば、一方のフェーズではデータビットレートが1kbps未満であり、他方のフェーズでは例えば10kbps~1kbpsの間である。有利なことに、切替規準switchovercriterionは、少なくとも一つの所定のデータシーケンスである。例えば、一つのシーケンスは11111111であり、実際の使用可能なデータ伝送の前に配置される。これによって、所定のデータシーケンスを認識する手段を備える評価デバイス内にデータシーケンスが格納される。これらの手段は、受信データビットシーケンスと所定のデータシーケンスとの一致に基づき、サンプリング周波数が異なる一つのフェーズから別のフェーズに変更させる切替信号を制御デバイスに供給する。切替規準のこの一致は、受信機がより少ない数の1を検出例えば8つの1のうち7つした場合に、認識されたとみなすこともできる。したがって、正確な一致は前提条件ではなく、十分に良好な相関関係に過ぎない。データシーケンスを認識する手段は、比較デバイス例えば、相関器および/またはデジタルコンパレータを持つシフトレジスタとして設計されることが好ましい。有利なことに、複数の所定のデータシーケンスが格納されるので、データシーケンスの助けを借りて3以上のフェーズ間で切り替えを行うことができる。しかしながら、一つのデータシーケンスを切替規準として提供してもよく、これはデータの受信完了後に第1フェーズに戻る切替を開始する。別の実施形態では、評価デバイスまたは制御デバイスによって設定可能である所定の持続時間も、切替規準として使用することができる。この持続時間は、少なくとも二つのフェーズ間の切替信号を起動する。こうして、サンプリング周波数が異なるいくつかの受信フェーズ間の切替規準として、少なくとも一つの所定のデータシーケンスと同様に所定の持続時間を使用することが想定される。特に好ましい実施形態では、受信機構成は、第1サンプリング周波数範囲を持つ第1受信フェーズと、第2サンプリング周波数範囲を持つ第2受信フェーズと、第3サンプリング周波数範囲を持つ選択的な第3受信フェーズと、を提供するように構成される。第2サンプリング周波数範囲は、第1サンプリング周波数範囲よりも高いサンプリング周波数を有し、選択的な第3サンプリング周波数範囲は、第2サンプリング周波数範囲と同じかより高いサンプリング周波数を有する。この態様では、例えばプリフェードリスニングモードと表すことができる第1受信フェーズにおいて、受信機が非常に小さいサンプリング周波数または受信レートで動作することができる一方、いわゆるデータ受信モードである第2受信フェーズにおいては、無線受信機は、デジタルデータ用の到来する変調搬送信号を受信して使用可能な信号として復号するために、より高いサンプリング周波数でサンプリングされる。選択的に、さらに高い受信レートまたはサンプリング周波数を持つ別の利用可能な信号を受信することができる。好ましくは、サンプリング周波数は受信フェーズ内で一定である。しかしながら、用途によっては、少なくとも一つのフェーズのサンプリング周波数範囲内で可変であるサンプリング周波数も意味をなすことがある。例えば、受信機をスイッチオンするサンプリングパルスが一定の持続時間を有する一方、サンプリングの休止samplingpauseが異なる長さであってもよい。すなわち、スイッチオフ持続時間が動作中に一定ではなく、可変的に選択することができる。可変のサンプリングレートが追加部品のために生じてもよいし、または最初から設定されていてもよい。例えば、受信レートに対して非常に小さい消費電流が必要である場合、サンプリングレートの生成のために、より精度の低い時間ベースとしてRC発振器を想定することができる。RC発振器の振動周波数はとりわけ温度依存である。そのため、公称250Hzの動作時に数パーセントの許容誤差が生じる程度まで、サンプリングレートの精度が低くなる。可変サンプリング周波数が故意に意図されている場合、受信レート一定の状態で、干渉信号に対するより低い感度を実現することができる。既に述べたように、一実施形態では、評価デバイスと制御回路は、第2受信フェーズの後にまたは選択的に第3受信フェーズの後に、別の切替規準に応じて第1フェーズへと切り替えることができるように設計することができる。別の切替規準は、所定のデータシーケンスまたは所定の持続時間である。使用可能なデータの受信が完了した場合、元のプリフェードリスニングモードに切り替えることができる。所定の持続時間の完了後、または使用可能なデータに続く所定のデータシーケンスの信号によって、これを実現することができる。受信機のサンプリングに使用される、少なくとも一つの受信フェーズのサンプリング周波数は、搬送信号上に変調されたデータのビットレートに依存して設定される。好ましくは、10kbps以下の低速ビットレートのデータを受信するように受信機が設計される。これによって、例えばプリフェードリスニングモードに関係する第1受信フェーズにおいて、サンプリング周波数を10~1000Hzの間にすることができる。例えば、250Hzのサンプリング周波数または受信レートで受信機が作動する。第2受信フェーズ、例えばデータ受信モードにおいて、サンプリング周波数は、搬送信号上に変調されたデータのビットレートに少なくとも等しく、好ましくはビットレートの倍数であり、好ましくはビットレートの2倍から8倍である。1kbps~10kbpsの間のデータレートを用いると、サンプリングレートが2kHz~80kHzになる。サンプリングパルスとサンプリング休止とのサンプリング比率に関して、第1受信フェーズ、例えばプリフェードリスニングモードサンプリング周波数が10Hz~1,000Hzでは、1:1,000,000~1:10,000の間であり、好ましくは1:40,000であり、第2フェーズにおけるサンプリング比率は1:5,000~1:125の間であり、好ましくは約1:1,250である。例えば、少なくとも受信フェーズの一つに対して、走査パルスの持続時間ON時間は50ns~800nsであり、好ましくは100nsである。これは、無線受信機が4ms毎250Hzに100nsの間スイッチオンされることを意味し、常にスイッチオンされた状態の無線受信機の消費電流に対して、25ppmの平均消費電流となる。無線受信機が常にスイッチオンの状態で10mAを消費する場合、平均消費電流は、4msにわたり平均すると、0.25μAになる。環境発電方法を用いて、1μA未満の消費電流を容易に生成することができる。上述したように、好適な実施形態では、あるフェーズ例えばデータ受信モードにおけるサンプリング周波数または受信レートは、HF変調のデータレートに関連して選択される。すなわち、サンプリング周波数は、変調データレートと少なくとも同じであるかそれより高くなければならない。これによって、変調データレートよりも例えば4倍大きいサンプリング周波数が選択される場合、オーバーサンプリングを実行することができる。1kbpsの変調データレートと、4kHzの平均サンプリング周波数日中受信フェーズを仮定すると、このフェーズにおける平均消費電流は4μAになる。無線受信機にとって有用である場合、例えば感度が高くなる場合、データ受信モードのフェーズにおけるスイッチオン時間を、プリフェードリスニングモードのフェーズにおける時間よりも大きくしてもよい。より長いスイッチオン時間中に、例えばコンパレータの自己校正を実行してもよい。こうして、最先端の無線受信機よりも、消費電流が3桁分小さくなる。無線受信機が無線送信機と同期されていない場合、使用可能データの受信のオーバーサンプリングは有用な方法である。受信機または評価デバイスは、サンプリングパルスの間に供給された振幅変調受信信号をしきい値と比較してサンプリング値を形成するコンパレータをいずれの場合も備えていることが好ましい。好適な実施形態によると、その使用可能な特性を本発明に係る省電流概念と組み合わせることができるスーパーへテロダイン受信機として受信機を設計してもよい。こうすると、最先端技術で使用される検出受信機または超再生受信機とは対照的に、受信機の感度が高く、分離精度separationaccuracyが良好であるとともに、積分能力integratingabilityが良好になる。本発明の一実施形態が図面に表されており、以下の説明でより詳細に解説される。図1に示す本発明に係る受信機構成は、例えばスーパーヘテロダイン受信機として設計されアンテナ2を有するアナログ受信機1を備える。アンテナ2は、HF搬送信号と、その中に振幅変調された比較的低速のビットレートを持つデータビットと、からなる高周波信号RF信号を供給する。既知のように、受信機1は、図示しないRF増幅器と、ミキサ例えば、自由振動する局所発振器例えば統合LC発振器に接続されるギルバートミキサと、IFローパスと、IF増幅器と、振幅変調器と、を備える。アンテナ2によって既知の方法で供給される高周波信号は、最初にRF増幅器で増幅され、続いて中間周波数にミックスダウンされる。中間周波数信号IF信号がIFローパスを通してフィルタリングされ、IF増幅器によって増幅される。増幅されたIF信号が復調され、復調された信号が受信機の出力に現れる。さらに、サンプリング信号を生成する制御デバイス3が設けられる。これらのサンプリング信号が受信機1に供給され、ここではいわゆるパワーダウン入力に供給される。こうして、制御デバイス3により制御される受信機1がサンプリング動作に適用される。すなわち、制御デバイス3は、その間に受信機1が起動すなわちスイッチオンされる短いサンプリングパルスのシーケンスを供給する。一方、受信機1は、サンプリングパルス間のサンプリング休止部ではスイッチオフ、すなわち非作動にされる。スイッチオン状態の受信機1は、短い信号詳細または信号パルスを供給する。信号パルスは、コンパレータ9内でしきい値と比較される。この手段により、値0または値1をとるサンプリング値のシーケンスが形成される。コンパレータは、受信機の一体部分であってもよいし、または後述する評価デバイス4の一体部分であってもよい。評価デバイス4は、受信機1によってまたはその中に含まれるコンパレータ9によって供給されたサンプリング値を、データビットのシーケンスに変換する手段5を備える。これによって、データロジック内に構築されるとともに、例えばリセット可能なカウンタおよびデジタルコンパレータを有する統合順序回路としてこの手段を設計することができる。さらに、手段5によって変換されたデータビットのさらなる処理をも提供することができ、これは6で示されている。最後に、コードとして予め定義された少なくとも一つのデータシーケンスを認識する手段7が、予め定められたデータシーケンスを格納するメモリと、手段5によって供給されたデータビットを格納されたデータシーケンスと比較する比較デバイスと、を備える評価デバイス4内に統合される。このような比較に依存する評価デバイス4は、切替信号8を制御デバイス3に供給する。制御デバイス3は、切替信号8に応じて、受信機1のサンプリングのサンプリング周波数を変更する。制御デバイス3は、サンプリング周波数が異なるフェーズ内で受信機1を起動する。サンプリング周波数が異なる二つのフェーズが図2に示されている。プリフェードリスニングフェーズとして示される第1フェーズでは、無線受信機1が低速でサンプリングされる。すなわち、制御デバイス3が低サンプリング周波数のサンプリングパルスを供給する。このサンプリングパルスが図2に二番目のスケール上に模式的に示されており、低速サンプリングすなわちプリフェードリスニングは左側に示されている。RF信号が最上位のスケールに示されている。信号10は、切替シーケンスを認識する手段7に格納されたデータシーケンスと比較されるデータシーケンスを表す。このデータシーケンスは、例えば、値1のビットが連続するシーケンスとして設計することができる。信号10が格納されたデータシーケンスとして認識されるまで、すなわち無線受信機1の受信データビットが切替規準を満足するまで、低速サンプリングのプリフェードリスニングモードが選択され続ける。データシーケンスは、例えば、値1である8連続のビットのシーケンスであってもよい。構成を用いて切替信号8が生成される。または、別の例では、8連続ビットのうち少なくとも5つが1として受信される場合、切替を開始してもよい。この場合、制御デバイス3は、高速サンプリングに切り替える。これは、図2の右側に表されている。以降、データ受信の第2フェーズ内で、使用可能な信号11がより高いサンプリング周波数または受信レートでサンプリングされ受信され、手段5を用いて評価デバイス4内で変換され、場合によっては処理部6によって処理されて、評価デバイスの出力で出力信号として利用可能になる。これによって、処理デバイス6は、例えば1:1から1:8までデジタル信号を無限にステップダウンするダウンサンプラーとなることができる。サンプリング周波数が異なるフェーズ間の切替のグラフが、図3a、3bに示されている。図3aでは、詳細には低速サンプリングのプリフェードリスニングと、高速サンプリングのデータ受信との二つのフェーズが認識されており、図3bには、サンプリングの三つのフェーズが示されている。条件12を持つ図3aは、制御デバイス3による受信機1の低速サンプリングを示す。ここでは、サンプリング周波数は250Hzであり、サンプリングパルスの持続時間は100nsである。すなわち、4ms毎に無線受信機1が100nsの間スイッチオンされる。平均消費電流は0.25μAである。受信機1は、予想される信号が到着するかに関して、通信チャンネルを聞く。図3ではプリアンブルとして示されている信号10図2参照が受信され、手段7によって8ビットシーケンス11111111切替周波数として認識された場合、制御デバイス3は、サンプリングを別のフェーズ、すなわち、条件13によって示される高速サンプリングに切り替える。この状態では、本実施例ではサンプリング周波数が4kHzである。データ受信は、32ビットのウェイクアップコードであり、8kbpsのデータレートである。すなわち、64kHzで8倍のオーバーサンプリングが生じる。データ受信の持続時間にわたり平均された64μAの平均消費電流が第2フェーズでは得られる。このデータ受信の第2フェーズでは、受信機1内で信号11が復調され、評価デバイス内で処理され、その結果、この評価デバイスの出力でデータとして利用可能となる。例示として上述したように、受信機構成がウェイクアップ受信機として設計される場合、信号11は、上述したウェイクアップシーケンス、すなわち、比較のために評価デバイス4内に同様に格納されるウェイクアップコードを表す。一致の場合、例えば一つの無線ノードに共に接続されている他の受信機にウェイクアップ信号を送信することができる。受信機内のウェイクアップコードが、32データビットの読み取りによって認識された場合、図3aにしたがって、15を経由してプリフェードリスニングモードに自動的に切り替わる。一日当たりの起動数、または受信した切替シーケンス8ビットの数に応じて、平均消費電流が表される。すなわち、図3aの図表に従ったプリフェードリスニングモードとデータ受信モードの間での切替が図4に示されており、具体的には一日にわたり平均される。理論的に、受信機構成内での切替シーケンスの不断の受信は、消費電流がその最大値に到達するという効果を有する。単一ステージの動作では、すなわち上側の曲線にしたがった一定サンプリングを用いると、最大値は64μAである。プリフェードリスニングとデータ受信の間での恒常的な切替を用いると、図3aの文脈で説明された数値に対して、一日当たり240万回の切替手順に対応する最大値7.3μAが得られる。本発明に係るこの方法を、一定サンプリングレートの方法を用いる受信機構成の動作と比較すると、節約される電流は最大で256倍になる。こうして、実用上は、0.28μAの消費電流で、一日当たり最大で10,000回約8秒毎の切替周波数を実現することができる図4の1。0.55μAの消費電流では、一日当たり100,000回の切替周波数約0.8秒毎さえ実現可能である図4の2。サンプリング周波数が異なる三つのフェーズを用いる送信方法が図3bに示される。これは、例えば、第1の使用可能データと第2の使用可能データとしてウェイクアップシーケンスを使用することができるウェイクアップ受信機の場合に有効である。使用可能データは、例えば、センサデータまたは識別、リモート制御命令の認証または構成データを含むが、使用可能なデータパッケージの長さについての詳細や、その終点に関する詳細にも関連する。再び、8回の値1のビットを有する切替シーケンスプリアンブルを受信することによって、使用可能なデータウェイクアップシーケンスを受信するための高速サンプリング13に切り替える。さらなる使用可能なデータが送信されない場合、分岐15にしたがって、低速サンプリングプリフェードリスニング12に切り替わる。さらなる可能性は、コードBの形態のデータシーケンス16が送信されることであり、これの認識後に、制御デバイス3は、高速サンプリングを用いる第3フェーズ17に切り替わる。これを用いて、さらなる使用可能なデータを受信することができる。送信の完了後、図3aにしたがって、タイマ14またはさらなる切替規準を経由して、低速サンプリング12に切り替えることができる。以下では、高速サンプリングを用いるフェーズについて、2、3の実施形態を例示として提供する。オーバーサンプリングを用いるパルス動作に無線受信機が適用される場合、スイッチオン期間T、すなわち受信機のスイッチオンおよびスイッチオフは、ビット持続時間Tbここでは1msよりも小さくなる。12μAの低消費電流を実現するために、スイッチオン持続時間TONは、250nsよりも非常に短く選択されなければならない図5参照。例えば、4kHzのサンプリング周波数を選択できる場合、各受信データビットを4回サンプリングすることができる。非同期の無線受信を用いて、ブラインド方式でオーバーサンプリングし、オーバーサンプリング率が少なくとも4であると仮定する図5参照。これを用いて、1kbpsのデータを受信するオーバーサンプリングパルス動作に対する以下の条件が定式化される。T≦250μs⇔サンプリングレート≧4kHzおよびTON≦250ns≦DTD<=0.1のサンプリング率デューティサイクルに対して4倍オーバーサンプリングを用いるパルス動作内の個々のデータビットの個々のサンプリング点のゲインが図5に示される。左側の絵は、個々のデータビットの間のスイッチオンパルスを示す。いくつかのデータビットを非同期受信する多数のスイッチオンパルスまたはサンプリングパルスが右側の絵に示される。表1:オーバーサンプリングを用いるパルス動作のパラメータ複数回のオーバーサンプリングOVSが成功するような、TONの許容可能な値の範囲100ns~250nsを表1から読み取ることができる。評価が連続的に実行され、ワードの完全な受信後に反応できるので、一つのワードの持続時間を反応時間として示すことができる。一例として、ウェイクアップコードをワードとみなすことができる。すなわち、ウェイクアップ受信を用いて、コードの終了後に評価が直接反応する。4倍のオーバーサンプリングを用いた場合のスイッチオン期間に応じた許容可能なデータレートが図6に示されている。オーバーサンプリング受信機について、最大の取り得るデータレートは、スイッチング期間Tの減少とともに増加する図6参照。データレート1/Tbは、次式により計算される。スイッチオン期間は、最大で250μsをとることができる。そのため、4倍のオーバーサンプリングを用いた1kbpsのデータレートを受信機内で実現できる。これは、250nsの最大スイッチオン持続期間TONを必要とする。10kHzのサンプリングレートまたはサンプリング周波数と、100nsのスイッチオン持続期間とに対して、2.5kbpsの達成可能なデータレートが生じる。これによって、30ビットの無線電報が7.5msで送信される。210mAhのリチウムボタン電池CR2032を用いて、最大の動作持続時間が2年になる。このように、低反応時間で同時に低消費電流12μAが、オーバーサンプリング無線受信機の概念のために示されている。スイッチオン期間Tに依存する反応時間および消費電流が図7に示されている。データレートが変化し、30ビットの固定電報長に対して受信が設計される場合、パッケージ持続期間は、増加するスイッチ期間T図7の左図参照とともに増加する。電報に対する反応時間は、次式のように4倍オーバーサンプリングを用いて計算される。250μsのスイッチオン期間に対し、反応時間は30msであり、データレートは1kbpsである。スイッチオン期間8.33msに対して、1秒の反応時間が実現可能である。同時に、平均消費電流は、期間が大きくなるとともに低下する図7の右図参照。100nsの固定スイッチオン持続期間TONおよび12mAの受信機消費電流IRX,ONを計算のために仮定した。消費電流を反応時間に対してプロットした場合、以下の結果が得られる。図8は、消費電流と反応時間の関係を図式的に示す。反応時間が大きくなると、消費電流を10μA未満に顕著に低下させることが可能になる。スイッチオン期間100nsを仮定すると、100msの反応時間に対して、非常に小さな平均消費電流1.44μAを実現することができる。ボタン電池CR2032、210mAhを用いると、理論的に動作持続時間が16年になる。高速サンプリングに対して上記実施形態を説明したが、より低速のサンプリングに対してもそれに応じて適用される。例示として上述した実施形態は、高速サンプリングによる異なる影響のパラメータを示す。したがって、所望の結果に応じた態様でマッチングパラメータを選択することができる。"