スイッチ部のスイッチングによって、入力電圧の電圧を変化させて出力する電圧変換装置であって、前記スイッチ部が所定のスイッチ状態のときに、第1の磁界を発生させる向きで第1の電流が流れる第1の配線構造と、前記スイッチ部が前記所定のスイッチ状態のときに、前記第1の磁界を打ち消す第2の磁界を発生させる向きで第2の電流が流れる第2の配線構造と、を有することを特徴とする電圧変換装置。前記第1の電流と前記第2の電流は、電圧変換装置内に流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流である、ことを特徴とする請求項1に記載の電圧変換装置。しかし、上記特許文献1に記載のコンバータ回路では配線を流れる電流によって発生するノイズを低減する構造ではなかったので、十分なノイズの低減効果が得られない場合があった。本発明は、上記点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る電圧変換装置を提供することにある。前記目的を達成するため、本発明の第1の観点にかかる電圧変換装置は、スイッチ部のスイッチングによって、入力電圧の電圧を変化させて出力する電圧変換装置であって、前記スイッチ部が所定のスイッチ状態のときに、第1の磁界を発生させる向きで第1の電流が流れる第1の配線構造と、前記スイッチ部が前記所定のスイッチ状態のときに、前記第1の磁界を打ち消す第2の磁界を発生させる向きで第2の電流が流れる第2の配線構造と、を有する。本発明によれば、配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る。本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。実施形態1電源回路の構成実施形態1の電圧変換装置が備える電源回路100は、図1のように、直流電源1と負荷3との間に接続されている。直流電源1から出力された直流電圧は、電源回路100に入力され、電源回路100によって降圧され、負荷3に出力される。電源回路100は、配線LN11と、配線LN12と、第1のキャパシタC10例えば、100μFと、第2のキャパシタC11例えば、0.1μFと、第3のキャパシタC12例えば、0.1μFと、インダクタL11と、スイッチ部SW11と、平滑キャパシタCsと、ダイオードD11と、を備える。配線LN11は、直流電源1の正極と、負荷3の正極とに接続されている。配線LN12は、直流電源1の負極と、負荷3の負極とに接続されている。第1のキャパシタC10と、第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とは、配線LN11と配線LN12とに接続されている。第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とは、第1のキャパシタC10の後段に配置されている。スイッチ部SW11とインダクタL11とは、配線LN11の途中に配置されている。インダクタL11は、スイッチ部SW11の後段に配置されている。スイッチ部SW11は、FET等のスイッチング素子で構成され、制御部150からの制御信号に応じてオンとオフとが切り替わる。スイッチ部SW11は、オンのときに導通状態になり、オフのときに非導通状態になる。ダイオードD11は、配線LN11と配線LN12との間に接続されており、そのカソードが配線LN11に接続され、そのアノードが配線LN12に接続されている。特にカソードは、配線LN11における、スイッチ部SW1とインダクタL11との間に接続されている。平滑キャパシタCsは、配線LN11と配線LN12とに接続されている。平滑キャパシタCsは、インダクタL11の後段に配置されている。制御部150は、マイクロコンピュータ等から構成され、スイッチ部SW11に制御信号を供給して、スイッチ部SW11のオンとオフとを切り替える。上記のような電源回路100においては、第2のキャパシタC11と、スイッチ部SW11と、ダイオードD11と、これらを接続している配線と、を含む閉回路110が構成されている。また、電源回路100においては、第3のキャパシタC13と、スイッチ部SW11と、ダイオードD11と、これらを接続している配線と、を含む閉回路120が構成されている。閉回路110と閉回路120とは、所定の回路要素を共有して隣接するようなレイアウトで形成されており、かつ、スイッチ部11のスイッチ状態に応じて、その少なくとも一部に反対向きの電流が流れる配線構造を有する。電源回路の動作制御部150は、図2に示すような、オン信号とオフ信号とが交互に切り替わる制御信号をスイッチ部SW11に供給する。スイッチ部SW11は、供給される制御信号がオン信号のときにオンし、供給される制御信号がオフ信号のときにオフする。スイッチ部SW11がオンしているときの電源回路100に流れる電流の代表的な経路を図3に示す。スイッチ部SW11がオンのときには、第1のキャパシタC10にオフのときに充電された電流が放電され、放電された電流は、スイッチ部SW11、インダクタL11を通って負荷3に流れる。この電流は、平滑キャパシタCsによって平滑される。スイッチ部SW11がオフしているときの電源回路100に流れる電流の代表的な経路を図4に示す。スイッチ部SW11がオフのときには、インダクタL11、負荷3、ダイオードD11に電流が流れる。また、このとき、第1のキャパシタC10は、直流電源1によって充電される。スイッチ部SW11のオンとオフとの切り替わりによって、電源回路の各部に流れる電流を図2に示す。インダクタL11は、スイッチ部SW11のオンとオフとの切り替わり時において、電流を流さないように、又は、電流を流そうとする。これによって、図2のように、スイッチ部SW12に流れる電流は、スイッチ部SW11がオンした直後から徐々に大きくなり、ダイオードD11に流れる電流は、スイッチ部SW11がオフした直後から徐々に小さくなる。負荷3に流れる電流インダクタL11に流れ、平滑キャパシタCsで平滑された電流は、ダイオードD11とスイッチ部SW11とに流れる電流を足したものと同じである。電源回路100に入力される入力電圧直流電源1から出力される出力電圧は、上記インダクタL11によって降圧されて、負荷3に印加される。ここで、第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とは、スイッチ部SW11がオフのときに充電され、スイッチ部SW11がオンになった直後に放電される図2参照。第2のキャパシタC11と、第3のキャパシタC12とが、放電する電流の主な流れを図5に示す。第2のキャパシタC11の放電時に流れる電流は、スイッチ部SW11、インダクタL11、負荷3を流れて第1のキャパシタC10に流れる。第3のキャパシタC12の放電時に流れる電流は、スイッチ部SW11、インダクタL11、負荷3を流れて第2のキャパシタC12に流れる。なお、図示はしないが、第2のキャパシタC11が放電する電流は、疑似的に、閉回路110を、スイッチ部SW11からダイオードD11に向かって流れることも考えられる。第3のキャパシタC12が放電する電流は、疑似的に、閉回路120を、スイッチ部SW11からダイオードD11に向かって流れることも考えられる。上記のような電流の流れによって、閉回路110と閉回路120とには、その少なくとも一部に、反対向きに流れる電流が流れる図5の点線矢印参照。このような電流によって、閉回路110の配線に流れる電流によって発生する磁界は、閉回路120の配線に流れる電流によって発生する磁界によって打ち消されることなる。これによって、電源回路100内の配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る。さらに、第1キャパシタC10の静電容量は、第2のキャパシタC11及び第3のキャパシタC12の静電容量よりも大きい。第2のキャパシタC11及び第3のキャパシタC12が放電する電流は、スイッチ部SW11に流れる電流電源回路100内を流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流である。このため、相殺される磁界は、スイッチ部SW11に流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流によって発生する磁界に該当する。このような磁界ノイズは、周波数が高いため、電源回路100の周囲にある機器特にラジオ等に悪影響を及ぼしやすい。このため、上記電源回路100は、磁界特にラジオ周波数帯等の高周波帯のノイズの発生を低減することで、効果的に周囲にある機器への悪影響を低減出来る。図6に、従来の降圧回路図1の電源回路100において、第2のコンデンサC12及びこれに接続される配線を省略した電源回路において発生する磁界のノイズスペクトラムを、図7に、本実施形態の電源回路100において発生する磁界のノイズスペクトラムを示す。図6及び図7に示すように、発生する磁界は、本実施形態の構成によって、従来よりも低減されていることが分かる。実施形態2電源回路の構成実施形態2の電圧変換装置が備える電源回路200は、図8のように、直流電源1と負荷3との間に接続されている。直流電源1から出力された直流電圧は、電源回路200に入力され、電源回路200によって昇圧され、負荷3に出力される。電源回路200は、配線LN21と、配線LN22と、第1のキャパシタC20例えば、100μFと、第2のキャパシタC21例えば、0.1μFと、第3のキャパシタC22例えば、0.1μFと、インダクタL21と、スイッチ部SW21と、平滑キャパシタCsと、ダイオードD21と、を備える。配線LN21は、直流電源1の正極と、負荷3の正極とに接続されている。配線LN22は、直流電源1の負極と、負荷3の負極とに接続されている。第1のキャパシタC20と、第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とは、配線LN21と配線LN22とに接続されている。第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とは、第1のキャパシタC20及びダイオードD21の後段、かつ、ダイオードD21のカソードに配置されている。ダイオードD21とインダクタL21とは、配線LN21の途中に配置されている。ダイオードD21は、インダクタL21の後段に配置されている。ダイオードD21は、そのアノードが直流電源1に向いて配置されている。スイッチ部SW21は、FET等のスイッチング素子で構成され、制御部150からの制御信号に応じてオンとオフとが切り替わる。スイッチ部SW11は、オンのときに導通状態になり、オフのときに非導通状態になる。スイッチ部SW21は、配線LN21と配線LN22とに接続される。スイッチ部SW21は、その一端が、配線LN21上、かつ、インダクタL21とダイオードD21との間に接続されている。平滑キャパシタCsは、配線LN21と配線LN22とに接続されている。平滑キャパシタCsは、ダイオードD21の後段に配置されている。制御部250は、マイクロコンピュータ等から構成され、スイッチ部SW21に制御信号を供給して、スイッチ部SW21のオンとオフとを切り替える。上記のような電源回路200においては、第2のキャパシタC21と、スイッチ部SW21と、ダイオードD21と、これらを接続している配線と、を含む閉回路210が構成されている。また、電源回路200においては、第3のキャパシタC23と、スイッチ部SW21と、ダイオードD21と、これらを接続している配線と、を含む閉回路220が構成されている。閉回路210と閉回路220とは、所定の回路要素を共有して隣接するようなレイアウトで形成されており、かつ、スイッチ部21のスイッチ状態に応じて、その少なくとも一部に反対向きの電流が流れる配線構造を有する。電源回路の動作制御部250は、図9に示すような、オン信号とオフ信号とが交互に切り替わる制御信号をスイッチ部SW21に供給する。スイッチ部SW21は、供給される制御信号がオン信号のときにオンし、供給される制御信号がオフ信号のときにオフする。スイッチ部SW21がオンしているときの電源回路200に流れる電流の代表的な経路を図10に示す。スイッチ部SW21がオンのときには、直流電源1から流れる電流は、第1のキャパシタ20によって安定化されて、インダクタL21、スイッチ部SW21、を通って直流電源1に戻る。この電流は、第1のキャパシタ20によって安定化されている。スイッチ部SW21がオフしているときの電源回路1に流れる電流の代表的な経路を図11に示す。スイッチ部SW21がオフのときには、直流電源1から流れる電流は、インダクタL21、ダイオードD21を通って、平滑キャパシタCsで平滑化されて、負荷3に流れ、直流電源1に戻る。この電流は、第1のキャパシタ20によって安定化されている。スイッチ部SW21のオンとオフとの切り替わりによって、電源回路の各部に流れる電流を図9に示す。インダクタL21は、スイッチ部SW21のオンとオフとの切り替わり時において、電流を流さないように、又は、電流を流そうとする。これによって、図9のように、スイッチ部SW21に流れる電流は、スイッチ部SW21がオンした直後から徐々に大きくなり、ダイオードD21に流れる電流は、スイッチ部SW21がオフした直後から徐々に小さくなる。ダイオードD21とスイッチ部SW21とに流れる電流を足したものが、インダクタL21に流れる電流である。負荷3に流れる電流は、インダクタL21に流れる電流が平滑キャパシタCsによって平滑化された電流である。電源回路200に入力される入力電圧直流電源1から出力される出力電圧はインダクタL21によって昇圧されて、負荷3に印加される。ここで、第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とは、スイッチ部SW21がオフのときに充電され、スイッチ部SW21がオンになった直後に放電される図9参照。第2のキャパシタC21と、第3のキャパシタC22とが、放電する電流の主な流れを図12に示す。第2のキャパシタC21の充電時に流れる電流は、直流電源1から、インダクタL21、ダイオードD21、第2のキャパシタC21、直流電源1に流れる。第3のキャパシタC22の充電時に流れる電流は、直流電源1から、インダクタL21、ダイオードD21、第3のキャパシタC22、直流電源1に流れる。上記のような電流の流れによって、閉回路210と閉回路220とには、その少なくとも一部に、反対向きに流れる電流が流れる図10の点線矢印参照。このような電流によって、閉回路110の配線に流れる電流によって発生する磁界は、閉回路120の配線に流れる電流によって発生する磁界によって打ち消されることなる。これによって、電源回路100内の配線を流れる電流によって発生するノイズを低減することが出来る。さらに、第1キャパシタC20の静電容量は、第2のキャパシタC21及び第3のキャパシタC22の静電容量よりも大きい。第2のキャパシタC21及び第3のキャパシタC22が放電する電流は、ダイオードD21に流れる電流電源回路200内を流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流である。このため、相殺される磁界は、ダイオードD21に流れる電流の基本周波数の高調波成分の電流によって発生する磁界に該当する。このような磁界ノイズは、周波数が高いため、電源回路200の周囲にある機器特にラジオ等に悪影響を及ぼしやすい。このため、上記電源回路200は、磁界特にラジオ周波数帯等の高周波帯のノイズの発生を低減することで、効果的に周囲にある機器への悪影響を低減出来る。変形例上記のような電流の向きが逆の二つの閉回路を有する電源回路の構成は適宜変更可能である。例えば、図13に示すような回路であっても、電流が流れることによって発生する磁界が相殺される効果がある。図13の電源回路は、図1の電源回路100の変形例であり、対応する素子については同じ符号が付されている。この電源回路は、図1の電源回路100にダイオードD12が追加された構成であり、上下で対照となるような閉回路110及び閉回路120が形成されている。閉回路110及び閉回路120内には、点線矢印で示す向きに電流が流れるので、双方で発生する磁界は相殺されることになるので、実施形態1と同様の効果を得ることが出来る。なお、スイッチ部は、各閉回路内に配置されてもよい。この場合には、複数のスイッチ部によって、入力電圧を変化させるためのスイッチ部が構成される。なお、本発明は、本発明の広義の精神と範囲を逸脱することなく、様々な実施形態及び変形が可能とされるものである。また、上述した実施形態や変形例は、本発明の実施例を説明するためのものであり、本発明の範囲を限定するものではない。