"交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタと、前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記スイッチング部を制御し、前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から所定時間が経過した後の所定期間において、前記整流部に対する交流電圧供給を停止させる制御部と、を備えることを特徴とする直流電源装置。前記制御部は、前記交流電圧の位相、および前記平滑コンデンサの両端の電圧に基づいて前記所定期間を決定することを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。前記整流部は、全波整流動作および倍電圧整流動作のいずれか一方を実行する第1の倍電圧整流部と、倍電圧整流動作を実行する第2の倍電圧整流部と、前記第1の倍電圧整流部内の一部の電路を開閉させて前記第1の倍電圧整流部の動作を切り替える第1の開閉部と、前記第2の倍電圧整流部と前記交流電源との間の電路を開閉させて前記第2の倍電圧整流部による動作を停止させるまたは開始させる第2の開閉部と、を備えることを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。請求項1、2または3に記載の直流電源装置と、前記直流電源装置で生成された直流電圧を交流電圧に変換して電動機を駆動する駆動部と、を備えることを特徴とする電動機駆動装置。前記駆動部は、希土類磁石以外の永久磁石を用いて構成された電動機を駆動することを特徴とする請求項4に記載の電動機駆動装置。前記直流電源装置および前記駆動部は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて構成されていることを特徴とする請求項4に記載の電動機駆動装置。しかしながら、特許文献1に記載された技術では、交流電源電圧の3倍の電圧を発生させるため、負荷と並列接続されている出力コンデンサに接続されているダイオードには大きな突入電流が流れることになり、ダイオードの電流容量が大きくなるという問題があった。ダイオードの電流容量が大きくなると損失が大きくなる。また、特許文献2に記載された技術では、全波整流と倍電圧整流を切り替え、この基準電圧全波整流または倍電圧整流を行う回路への供給電圧を可変することでその間の電圧および倍電圧整流以上の電圧を出力するものであるが、倍電圧整流以上の電圧を出力する場合、スイッチング制御による昇圧のため、スイッチングによる損失が発生するという問題があった。特許文献3に記載された技術は特許文献2に記載のものと同様に全波整流と倍電圧整流を切り替えるものであるため、倍電圧整流以上の電圧を出力する場合にはスイッチング損失が大きくなるという問題があった。特許文献4に記載された技術は、交流電源電圧のピーク電圧から略4倍まで可変した電圧を出力するものであるが、交流電源電圧のピーク電圧の略2倍から略4倍までの電圧を出力する場合、略2倍と略4倍の比率を制御することで電圧を発生させる為、これも負荷と並列接続されているダイオードに流れる電流のピークが大きくなる。そのため、電流容量の大きなダイオードが必要となり、ダイオードにおける損失が大きくなるという問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷と並列接続されるダイオードに流れる電流のピークを抑制し、倍電圧整流以上の電圧を低損失で出力可能な直流電源装置を得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、交流電源の一方の出力端に一端が接続されたリアクタと、前記リアクタの他端と前記交流電源の他方の出力端を短絡させるためのスイッチング部と、前記交流電源から供給された交流電圧を整流して倍電圧以上の電圧を生成する整流部と、逆流阻止ダイオードを介して前記整流部と接続され、前記整流部から出力された直流電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記スイッチング部を制御し、前記交流電源から出力される交流電圧のゼロクロス点から所定時間が経過した後の所定期間において、前記整流部に対する交流電圧供給を停止させる制御部と、を備えることを特徴とする。本発明によれば、安価でかつ電流容量が小さく低損失なダイオードを逆流阻止ダイオードとして利用でき、結果として、印加される交流電圧のピーク値の2~3倍の高い直流電圧を高効率で安価に出力する直流電源装置を得ることができる、という効果を奏する。以下に、本発明にかかる直流電源装置および電動機駆動装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明にかかる直流電源装置の実施の形態1の構成例を示す図である。本実施の形態の直流電源装置は、交流電源1から供給される交流電圧に基づいて直流電圧を生成し、直流負荷7に対して供給するものであり、リアクタ2、平滑コンデンサ5、スイッチング部8、整流処理部9および制御部10を備えて構成されている。整流処理部9は、リアクタ2を介して交流電源1に接続されており、交流電圧を整流して直流電圧に変換する。この整流処理部9は、交流を直流に整流する整流ダイオード3a~3dと、電源半波毎半周期に充放電する倍電圧コンデンサ4a~4dと、平滑コンデンサ5からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード6a~6dとにより構成されている。平滑コンデンサ5は、整流処理部9から出力される直流電圧を平滑化する。制御部10によって制御されるスイッチング部8は、交流電源1を短絡して力率を改善する。直流負荷7は、平滑コンデンサ5の出力に並列接続されている。なお、Eは交流電源1から出力される電圧を示し、Iinは交流電源1から流れる電流を示す。また、整流ダイオード3a~3dおよび倍電圧コンデンサ4a~4dは整流部を構成する。次に、本実施の形態の直流電源装置の動作について説明する。まず、スイッチング部8が動作していない場合交流電源1を短絡していない場合の動作について説明する。図1において、交流電源1が図中の電源電圧Eの方向矢印で示した方向を正極性とする。また、倍電圧コンデンサ4b,4cには、電荷が蓄積されており、両端の電圧が、交流電源1から出力される交流電圧のピーク値に等しい状態にあるものとする。この場合、電源電圧Eが時間とともに上昇すると、交流電源1からリアクタ2→倍電圧コンデンサ4c→逆流阻止ダイオード6c→平滑コンデンサ5→逆流阻止ダイオード6b→倍電圧コンデンサ4b→交流電源1の経路で電流が流れる。この結果、平滑コンデンサ5の電圧Voは、電源電圧E、倍電圧コンデンサ4cの電圧Vcおよび倍電圧コンデンサ4bの電圧Vbの加算電圧となるVo=EVcVb。電源電圧Eが更に上昇すると、前述の電流経路のほか、通常の倍電圧整流と同じ電流経路が生成される。所謂、交流電源1→リアクタ2→整流ダイオード3a→倍電圧コンデンサ4a→交流電源1、および交流電源1→リアクタ2→倍電圧コンデンサ4d→整流ダイオード3d→交流電源1の2つの電流経路である。図2はスイッチング部8がOFFの状態における電流経路を示す図である。通常の倍電圧整流と同じ電流経路を第1の電流経路、平滑コンデンサ5を充電する電流経路を第2の電流経路とすると、図2aが第1の電流経路、図2bが第2の電流経路となる。なお、交流電源1が負極性の場合、図示しないが第1の電流経路のコンデンサと第2の電流経路のコンデンサとが入れ替わる。すなわち、交流電源1が正極性の時、倍電圧コンデンサ4aおよび4dは充電され、残りの倍電圧コンデンサ4bおよび4cは平滑コンデンサ5に対し放電する。負極性の場合は逆となり、倍電圧コンデンサ4bおよび4cは充電され、倍電圧コンデンサ4aおよび4dは平滑コンデンサ5に対し放電する。従って、半波毎に充電された倍電圧コンデンサが極性の異なるタイミングで平滑コンデンサ5へ充電倍電圧コンデンサからは放電を行い、直流負荷7に印加する直流電圧を生成する。この時、平滑コンデンサ5は、前述のとおり、倍電圧コンデンサの両端電圧および交流電源1の電源電圧の加算電圧で充電されるため、交流電源1の電圧ピーク値の2~3倍の直流電圧が生成できる。この2~3倍の直流電圧が生成可能な回路構成は突入電流が発生する点に課題がある。図3にスイッチング部8が動作していない場合スイッチング部8を動作させない場合の電流波形を示す。図3aが、交流電源1から流れる電流Iinを示しており、図1に示した矢印と一致する。図3bが図2に示した第1の電流経路に、図3cが図2に示した第2の電流経路に対応し、図3bの電流波形I1が通常の倍電圧整流でのコンデンサ2つ分の充電波形交流電源1から2個の倍電圧コンデンサに流れ込む電流の波形、図3cの電流波形I2が平滑コンデンサ5への充電波形を示している。また、図3dは交流電源1のゼロクロスを示している。図示したように、交流電源のゼロクロス直後の電圧の低い状態では第1の電流経路よりも先に第2の電流経路に電流が流れ始める。すなわち、I1=0となり、I2のみ電流が流れ始める。ここで、電流波形I2は平滑コンデンサ5への充電波形であり、交流電源1だけでなく、倍電圧コンデンサ4a~4dの何れか2個からの放電電流も平滑コンデンサ5へ流れることとなる。そのために突入電流が大きくなる。また、平滑コンデンサ5への充電が終了した後は直流負荷7が消費する電荷分だけ平滑コンデンサ5へ電流が流れ続けることとなる。この第2の電流経路には平滑コンデンサ5からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード6a~6dが挿入されているが、逆流抑止ダイオードは高速に電流を遮断するため、Vf順電圧が大きい。また、突入電流のようにピークの大きな電流が流れる場合、電流容量が必要となり、さらにVfが大きくなる傾向がある。Vfが大きいダイオードは導通損が大きく低効率であると同時に、電流容量が大きいため高コストな部品となる。そこで、本実施の形態の直流電源装置では、スイッチング部8のオン動作により通流角を拡大させる。スイッチング部8をオン動作させた場合スイッチング部8を動作させる場合の電流波形を図4に示す。直流電源装置は、図4の点線にて記載している時間期間において、スイッチング部8をオンさせる。これより、図4のbおよびcに示されているように、スイッチング部8がオンの期間では、整流処理部9への出力端が短絡され、整流処理部9には電流が流れない。すなわち、上述した第1の電流経路と第2の電流経路のいずれにも電流が流れない。スイッチング部8がオンからオフに変化すると、リアクタ2に貯えられたエネルギーによって、交流電源1より電流が流れ続けようと動作する。この時、第1の電流経路よりも第2の電流経路の方が電位は低いために第2の電流経路へ電流が流れるように作用する。その結果、第2の電流経路の突入電流が抑制される。第2の電流経路のピーク電流が抑制されることで平滑コンデンサ5からの逆流を抑止する逆流阻止ダイオード6a~6dの電流容量を低くすることが可能となり、直流電源装置の回路を安価で低損失に構成できる。ここで、スイッチング部8を制御する制御部10について説明する。図5は、制御部10の動作を説明するための図である。図1では記載を省略していたが、直流電源装置は、図5に示したように、交流電源1から出力される交流電圧の位相を検出する位相検出器11と、出力電圧を検出する電圧検出器12とを備えており、制御部10は、位相検出器11および電圧検出器12による検出結果位相検出値および電圧検出値に基づいてスイッチング部8を制御する。なお、図5において図1と同じ構成要素には同一符号を付している。図5のような構成とすることにより、平滑コンデンサ5の出力となる出力電圧を所望の値に制御できる。この制御は一般的な電圧制御の構成からスイッチング部8のオン時間を演算するように構成すれば実現できる。また、交流電源1のゼロクロスからスイッチング部8がオンを開始するまでの時間を制御部10にて制御することで、自在に前述の突入電流のピーク値を変化させることが出来る。従って、直流負荷7の負荷量に応じて突入電流のピーク値を所望値以下に抑制することも出来る。このように、本実施の形態の直流電源装置は、整流処理を行う2つの回路を備え、入力される交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧を生成する整流処理部と、整流処理部と並列に接続された平滑コンデンサと、交流電源と整流処理部の間の経路を短絡させるためのスイッチング部を備え、交流電源のゼロクロス直後から所定時間が経過した後の所定期間において整流処理部に交流電圧が印加されないように、スイッチング部を制御して経路を短絡させることとした。また、交流電源の一方の出力端とスイッチング処理部との間にリアクタを備えることとした。これにより、平滑コンデンサへの突入電流を抑制でき、平滑コンデンサから整流処理部への逆流を阻止するための逆流阻止ダイオードとして電流容量が小さく低損失なダイオードを利用できるようになる。その結果、逆流阻止ダイオードのコスト削減が可能となり、入力される交流電圧のピーク値よりも2~3倍高い直流電圧を高効率に出力可能な直流電源装置を安価に実現できる。実施の形態2.図6は、実施の形態2の直流電源装置の構成例を示す図である。なお、図6において、図1と同一の符号が付されたものは、実施の形態1の直流電源装置が備えていたものと同一の構成要素である。それらについては説明を省略する。図6に示したように、本実施の形態の直流電源装置は、実施の形態1の直流電源装置に対して、整流ダイオード3eおよび3fと、整流方式を切り替える第1の開閉部21および第2の開閉部22を追加したものである。なお、整流ダイオード3a,3b,3e,3fおよび倍電圧コンデンサ4a,4bが第1の倍電圧整流部として動作し、整流ダイオード3c,3dおよび倍電圧コンデンサ4c,4dが第2の倍電圧整流部として動作する。本実施の形態の直流電源装置は、第1の開閉部21および第2の開閉部22を共に閉とした場合、図1に示した実施の形態1の直流電源装置と同様に交流電源1のピーク値の2~3倍の電圧を出力する。また、第1の開閉部21を閉としかつ第2の開閉部22を開とすると、第2の倍電圧整流部、すなわち整流ダイオード3cおよび3dと倍電圧コンデンサ4cおよび4dとが動作しなくなり、倍電圧整流状態となる。これは逆流阻止ダイオード6cおよび6dが平滑コンデンサ5と接続されなくなるためであり、整流ダイオード3cおよび3dと、倍電圧コンデンサ4cおよび4dとが完全に切り離され、電位が浮いた状態と同義になる。従って、交流電源1の電圧ピーク値の2倍以下の直流電圧が出力される。また、第2の開閉部22だけでなく、第1の開閉部21も開とする第1の開閉部21および第2の開閉部22を共に開とすることで、全波整流状態となる。このとき、直列結合された倍電圧コンデンサ4aおよび4bに対し、整流ダイオード3eおよび3fを介して電流が充電され、さらにこの充電電荷が平滑コンデンサ5を充電する。従って、交流電源1の電圧ピーク値以下の直流電圧が出力される。図7は、第1の開閉部21および第2の開閉部22の状態と出力される直流電圧の関係を示す図である。このように、第1の開閉部21と第2の開閉部22の開閉を組み合わせることにより、交流電源1の電圧ピーク値と同電圧の直流電圧から3倍以下の直流電圧まで段階的に制御できる。さらにスイッチング部8の動作を組み合わせることにより、1~2倍、2~3倍の中間的な電圧も制御することができる。第1の開閉部21および第2の開閉部22は、例えば制御部10が制御する。第2の開閉部22は図6に示す位置ではなく、整流ダイオード3cと3dの接続点と交流電源1との間に挿入しても同等に動作することは言うまでも無いが、逆流阻止ダイオード6cもしくは6dと直列に挿入したのでは、交流電源1のピーク電圧の2倍の電圧よりも高い電圧が出力され、さらに交流電源1から流れる入力電流Iinの正極性と負極性とが非対称となり、高調波電流が増加する。これは片側の逆流阻止ダイオードが動作するためであり、極性によって、第2の電流経路が存在する場合と存在しない場合とが発生するためである。これを抑制するには、逆流阻止ダイオード6cおよび6dと直列に2つの開閉部を挿入する必要があり、図6の構成よりもコストアップとなってしまう。第1の開閉部21は図6に示す回路構成の位置に限定される。なお、図示したように、本実施の形態では、追加した整流ダイオード3eおよび3fが交流電源1側に存在する開閉部を第1の開閉部21と定義している。以上より、第1の開閉部21および第2の開閉部22により、段階的に直流電圧を可変でき、スイッチング部8は段階的な直流電圧を基準としての制御で済むため、幅広い直流電圧を低損失で可変できる。また、図8に示すように整流ダイオード3aと3e、3bと3fを並列接続する構成とし、第1の開閉部21および第2の開閉部22の双方を開状態としても全波整流状態を構成できる。これにより整流ダイオード3a、3b、3eおよび3fとして単相ダイオードブリッジを用いることができるため、安価に構成できる。さらにはダイオードを並列に接続することで電流が分流され、損失低減することができる。損失が発生する整流ダイオードは増加するが、電流が少ない方が通流損失は少なく、ダイオード数が増加しても全体の損失は低減できる。また、図8に示すように、整流ダイオード3c、3d、3gおよび3hも単相ダイオードブリッジを用いることが出来ることは言うまでも無い。このように、本実施の形態の直流電源装置は、整流処理を行う2つの整流処理回路を備え、入力される交流電圧のピーク値よりも高い直流電圧を生成する整流処理部と、整流処理部と並列に接続された平滑コンデンサと、交流電源と整流処理部の間の経路を短絡させるためのスイッチング部を備え、交流電源のゼロクロス直後から所定時間が経過した後の所定期間において整流処理部に交流電圧が印加されないように、スイッチング部を制御して経路を短絡させることとした。また、交流電源の一方の出力端とスイッチング処理部との間にリアクタを備えることとした。さらに、2つの整流処理回路のうちの一方の整流処理回路の動作を停止させるための開閉部と、もう一方の整流処理回路の動作を全波整流動作と倍電圧整流動作の間で切り替えるための開閉部とを備えることとした。これにより、入力される交流電圧のピーク値を基準として、その1倍~3倍の間の任意の直流電圧を効率的に生成できる。また、直流電源装置を低コスト化できる。実施の形態3.図9は、本発明にかかる直流電源装置を用いて構成された電動機駆動装置の構成例を示す図であり、具体的には、実施の形態2で説明した直流電源装置図6に示した直流電源装置を用いた場合の構成例を示している。図9において、これまでの説明で使用した図1~図8と同一の符号が付されたものは、実施の形態1または2の直流電源装置が備えていたものと同一の構成要素である。それらについては説明を省略する。図示したように電動機駆動装置は、図6に示したものと同一構成の直流電源装置と、この直流電源装置の平滑コンデンサ5の両端に接続され、直流電圧を入力されるインバータ30駆動部と、インバータ30に駆動される電動機31と、電動機31に流れる電流を検出する電流検出器3232aおよび32bと、電流検出器32aおよび32bによりそれぞれ検出された電流値と電圧検出器12により検出された電圧値とに基づいて電動機31を駆動制御する駆動制御部33と、を備えている。すなわち、図6に示されていた直流負荷7としてインバータ30および電動機31を備えた構成となっている。電動機31はインバータ30によって駆動動作するため、インバータ30に入力される直流電圧によって、その駆動動作範囲が変化する。特に電動機31が回転子に永久磁石を用いている永久磁石電動機の場合、直流電源装置の特性は、回転子に使用される永久磁石の磁石特性にも影響を及ぼす。永久磁石の材料として、磁力の強い希土類磁石を用いた電動機が存在する。希土類磁石は磁力が強く、少ない電流でトルクが発生するため、省エネルギーが求められる機器には希土類磁石を用いた電動機31が適用されている。しかし、希土類磁石はレアアースと呼ばれる稀少金属を使用しているため、入手が困難である。希土類磁石より磁力の弱いフェライトなどの磁石を使用した電動機も存在するが、希土類磁石を使用した場合よりも磁石によるトルクが低くなるため、出力トルクを補う必要がある。出力トルクは電流×巻線の巻数に比例するため、その方法は、磁石磁力の低下分だけ電流を増加させてトルクを補うか、巻数を増加して電流を増加させずに出力トルクを補うかのいずれかとなる。電流を増加させると電動機31の銅損やインバータ30での導通損失が増加し、電動機駆動装置を直流負荷7とした場合の損失が増加することとなる。一方、巻数を増加させた場合、電動機31の回転数に応じた誘起電圧が増加する。インバータ30は誘起電圧よりも高い直流電圧が必要となるので、巻数増加の場合、直流電圧の上昇が必要となる。そのため、電動機31を駆動するインバータ30に電力を供給する直流電源装置として、出力電圧が可変の本発明にかかる直流電源装置、すなわち、実施の形態2で説明した直流電源装置を使用する。この直流電源装置は、直流電圧が一般的な全波整流や倍電圧整流よりも高い電圧を供給することが出来るため、電動機31が希土類磁石を用いていない永久磁石電動機の場合であっても、希土類磁石を用いた電動機と同等の性能が得られるよう巻数を増加させた電動機31を駆動することが出来る。また、本発明にかかる直流電源装置は、倍電圧整流を行う回路が2重化され、出力する直流電圧を、入力される交流電圧のピーク値の3倍にする構成であるため、単相ダイオードブリッジで構成された一般的な全波整流や倍電圧整流の回路構成のものより損失が少ない。これは前述のとおり、ダイオードの数が増加してもダイオードに流れる電流が低減した方がダイオードの通流損失が低減するためである。従って、3倍化した方が直流電源装置単独では効率が高く、しかも高い直流電圧を直流負荷7インバータなどへ供給できる。さらに、電動機31の動作状態に応じて、直流電圧を交流電源1の電圧ピークの1倍から3倍まで自在に可変でき、出力する電圧のベースとなる直流電圧を3段階に可変することが出来ることから、直流電圧をスイッチング制御して出力電圧を生成する際のスイッチング制御による損失が少なく、さらに電動機31にも適切な電圧が印加されるため、効率の良い駆動動作が実現できる。さらに、図示していないが、電動機31の特性によっては、実施の形態1で示した図1の構成の直流電源装置を適用し、直流負荷7をインバータ30および電動機31とした場合の方が直流電源装置を含めた電動機駆動装置としての損失が少なくなる。電動機31が、直流電圧が高い状態でも損失が変化しない永久磁石電動機特に、高い電圧を必要としない軽トルク運転状態と高い電圧を必要とする高回転運転状態で印加電圧に関わらず損失が変化しない永久磁石電動機の場合、図9などに示した第1の開閉部21および第2の開閉部22を設けることなく、交流電源1の電圧ピーク値の3倍の直流電圧で常時駆動する構成とした方が、電動機駆動装置全体としての損失は少なくなる。特に、フェライトなど、磁力が希土類元素と比較して小さい磁石を用いた永久磁石電動機がこの傾向が強い。従って、本発明は、希土類元素以外のフェライトなどを用いて構成されている永久磁石電動機を駆動するインバータ向けの直流電源装置として好適であると言える。さらに、スーパージャンクション構造のMOSFETを本発明に用いることで、更なる低損失化を実現でき、高効率な直流電源装置を提供できる。尚、スーパージャンクション構造とは、通常のMOSFETよりも深いP層を持つ構造であり、深いP層がn層と広く接することで低オン抵抗でありながら高い電圧耐力を有することが知られている。また、GaN窒化ガリウムやSiCシリコンカーバイド、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体で構成すると更なる低損失な直流電源装置を提供できることは言うまでも無い。ワイドバンドギャップ半導体は耐電圧性および許容電流密度が高いため、MOSFETの小型化が可能であり、これらの素子を組み込んだ半導体モジュールの小型化が可能となる。耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。ワイドバンドギャップ半導体は従来のシリコンSi半導体より耐圧が高く、高電圧化に優位に作用するため、低損失で電圧の高い直流電源装置を構成することでワイドバンドギャップ半導体の特性を更に引き出すことが出来る。電動機31は、例えば、空気調和機を構成する電動機とすることができる。図10は、図9に示した電動機駆動装置を利用する空気調和機の構成例を示す図である。この空気調和機は、本発明にかかる直流電源装置と、圧縮機41、四方弁42、室外熱交換器43、膨張弁44および室内熱交換器45が冷媒配管46を介して取り付けられた冷凍サイクルとを備えて構成されている。図9に示した電動機31は、圧縮機41内に配置され、冷媒を圧縮する圧縮機構47を動作させるための電動機として使用される。なお、冷凍サイクル以外の構成は上述した電動機駆動装置と同様であるため、図9と同じ符号を付して説明を省略する。図10に示した空気調和機はセパレート型空気調和機であり、圧縮機41から熱交換器43と45の間を冷媒が循環することで冷暖房、冷凍などを行う。冷凍サイクルにより冷房や暖房を行う空調機は、使用者により設定された温度設定温度まで室内温度が近づくと安定状態となり、圧縮機41に搭載された電動機31を低速で回転させるようインバータ30が動作する。従って、空気調和器においては低速回転が最も長時間継続されるため、低速運転時の効率改善が省エネルギーに最も寄与する。よって、電流が少なくなるよう希土類磁石もしくは巻数を増加させたフェライト磁石を用いた電動機31が省エネルギーに寄与する。従って、本発明にかかる直流電源装置を用いることにより、稀少金属である希土類磁石を用いなくても省エネルギーを実現可能な空気調和機を提供できる。特に、冷蔵庫のような常時運転する機器については低速回転低電流状態での運転が長いため、巻数を増加させたフェライト磁石を適用した電動機31と上述した直流電源装置とを備えた構成を採用することにより、低コスト化および省エネルギーを実現できる。"