三相電圧指令値をパルス幅変調で制御して三相同期モータを制御するモータ制御装置であって、前記三相同期モータに供給されるQ軸電圧及びD軸電圧に基づいて、三相電圧を算出する三相電圧算出部と、前記三相電圧算出部が算出した前記三相電圧を三乗した値を前記Q軸電圧と前記D軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算部と、前記三相電圧算出部が算出した前記三相電圧に前記三次高調波演算部が演算した三次高調波を重畳して、前記三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算部と、を備えることを特徴とするモータ制御装置。三相電圧指令値をパルス幅変調で制御して三相同期モータを制御するモータ制御方法であって、前記三相同期モータに供給されるQ軸電圧及びD軸電圧に基づいて算出した三相電圧を三乗した値を前記Q軸電圧と前記D軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算ステップと、前記三次高調波演算ステップで演算した三次高調波を前記三相電圧に重畳して、前記三相電圧指令値を演算する三相電圧指令値演算ステップと、を有することを特徴とするモータ制御方法。しかしながら、特許文献1に記載のモータ制御装置では、相間電圧の波形が正弦波とならないため、PMW制御中の三相同期モータに、トルクの変動や異音が発生するおそれがある。本発明は、上記のような問題点に着目してなされたもので、PMW制御中の三相同期モータに発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能な、モータ制御装置及びモータ制御方法を提供することを課題とする。上記課題を解決するために、本発明の一態様は、三相同期モータに供給されるQ軸電圧及びD軸電圧に基づいて算出した三相電圧を三乗した値を、Q軸電圧とD軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する。そして、演算した三次高調波を三相電圧に重畳して、パルス幅変調で制御する三相電圧指令値を演算する。本発明によれば、三相電圧を三乗した値を、Q軸電圧とD軸電圧との二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、演算した三次高調波を三相電圧に重畳して、三相電圧指令値を演算するため、相間電圧の波形を、正弦波とすることが可能となる。これにより、PMW制御中の三相同期モータに発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。以下、本発明の実施形態について図面を参照しつつ説明する。第一実施形態以下、本発明の第一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。構成図1は、本実施形態のモータ制御装置1の概略構成を示す図である。モータ制御装置1は、三相電圧指令値をパルス幅変調以降の説明では、PMWと記載する場合があるで制御して、三相同期モータ2を制御以降の説明では、PMW制御と記載する場合があるする装置である。また、図1中に示すように、モータ制御装置1は、モータ回転角センサ4と、インバータ6と、電圧センサ8と、コントローラ10を備える。三相同期モータ2は、U相のコイル12Uと、V相のコイル12Vと、W相のコイル12Wを有し、これら三相のコイル12U、12V、12Wへ適切な電流を流すことで回転するモータである。なお、本実施形態では、一例として、三相同期モータ2を、電気自動車EV:hybridvehicleや、ハイブリッド自動車HEV:hybridelectricvehicleの走行用モータとして用いる場合を説明する。モータ回転角センサ4は、上述した各コイル12U、12V、12Wと三相同期モータ2が有する図示しないロータ回転子との電気角電気角度を検出する。そして、モータ回転角センサ4は、検出した電気角を含む情報信号を、コントローラ10へ出力する。インバータ6は、三相同期モータ2及び電源14と接続する。また、インバータ6は、U相プラス側スイッチ16UPと、U相マイナス側スイッチ16UMと、V相プラス側スイッチ16VPと、V相マイナス側スイッチ16VMと、W相プラス側スイッチ16WPと、W相マイナス側スイッチ16WMを備える。上述した各スイッチ16UP、16UW、16VP、16VM、16WP、16WMは、例えば、パワーMOSFET等のスイッチング素子を用いて形成する。U相プラス側スイッチ16UPは、U相プラス側アーム18UPと、U相プラス側環流用ダイオード20UPを有する。U相プラス側アーム18UPは、電源14からU相のコイル12Uへの電力供給経路間に介装する。また、U相プラス側アーム18UPは、コントローラ10が出力する駆動指令信号VUPに応じて作動し、電源14からU相のコイル12Uへの電力供給経路を接続または遮断する。U相プラス側環流用ダイオード20UPは、U相プラス側アーム18UPと並列に接続して、電源14からU相のコイル12Uまでの電力供給経路間に介装する。また、U相プラス側環流用ダイオード20UPが電流の流れを許容する方向は、電源14からU相のコイル12Uへの電力供給方向とは逆方向に向ける。U相マイナス側スイッチ16UMは、U相マイナス側アーム18UMと、U相マイナス側環流用ダイオード20UMを有する。U相マイナス側アーム18UMは、U相プラス側アーム18UPと直列に接続するとともに、電源14からU相のコイル12Uへの電力供給経路間に介装する。また、U相マイナス側アーム18UMは、コントローラ10が出力する駆動指令信号VUMに応じて作動し、電源14からU相のコイル12Uへの電力供給経路を接続または遮断する。U相マイナス側環流用ダイオード20UMは、U相マイナス側アーム18UMと並列に接続して、電源14からU相のコイル12Uまでの電力供給経路間に介装する。また、U相マイナス側環流用ダイオード20UMが電流の流れを許容する方向は、U相プラス側環流用ダイオード20UPと同様、電源14からU相のコイル12Uまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。V相プラス側スイッチ16VPは、V相プラス側アーム18VPと、V相プラス側環流用ダイオード20VPを有する。V相プラス側アーム18VPは、電源14からV相のコイル12Vへの電力供給経路間に介装する。また、V相プラス側アーム18VPは、コントローラ10が出力する駆動指令信号VVPに応じて作動し、電源14からV相のコイル12Vへの電力供給経路を接続または遮断する。V相プラス側環流用ダイオード20VPは、V相プラス側アーム18VPと並列に接続して、電源14からV相のコイル12Vへの電力供給経路間に介装する。また、V相プラス側環流用ダイオード20VPが電流の流れを許容する方向は、電源14からV相のコイル12Vまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。V相マイナス側スイッチ16VMは、V相マイナス側アーム18VMと、V相マイナス側環流用ダイオード20VMを有する。V相マイナス側アーム18VMは、V相プラス側アーム18VPと直列に接続するとともに、電源14からV相のコイル12Vへの電力供給経路間に介装する。また、V相マイナス側アーム18VMは、コントローラ10が出力する駆動指令信号VVMに応じて作動し、電源14からV相のコイル12Vへの電力供給経路を接続または遮断する。V相マイナス側環流用ダイオード20VMは、V相マイナス側アーム18VMと並列に接続して、電源14からV相のコイル12Vへの電力供給経路間に介装する。また、V相マイナス側環流用ダイオード20VMが電流の流れを許容する方向は、V相プラス側環流用ダイオード20VPと同様、電源14からV相のコイル12Vまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。W相プラス側スイッチ16WPは、W相プラス側アーム18WPと、W相プラス側環流用ダイオード20WPを有する。W相プラス側アーム18WPは、電源14からW相のコイル12Wへの電力供給経路間に介装する。また、W相プラス側アーム18WPは、コントローラ10が出力する駆動指令信号VWPに応じて作動し、電源14からW相のコイル12Wへの電力供給経路を接続または遮断する。W相プラス側環流用ダイオード20WPは、W相プラス側アーム18WPと並列に接続して、電源14からW相のコイル12Wへの電力供給経路間に介装する。また、W相プラス側環流用ダイオード20WPが電流の流れを許容する方向は、電源14からW相のコイル12Wまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。W相マイナス側スイッチ16WMは、W相マイナス側アーム18WMと、W相マイナス側環流用ダイオード20WMを有する。W相マイナス側アーム18WMは、W相プラス側アーム18WPと直列に接続するとともに、電源14からW相のコイル12Wへの電力供給経路間に介装する。また、W相マイナス側アーム18WMは、コントローラ10が出力する駆動指令信号VWMに応じて作動し、電源14からW相のコイル12Wへの電力供給経路を接続または遮断する。W相マイナス側環流用ダイオード20WMは、W相マイナス側アーム18WMと並列に接続して、電源14からW相のコイル12Wへの電力供給経路間に介装する。また、W相マイナス側環流用ダイオード20WMが電流の流れを許容する方向は、W相プラス側環流用ダイオード20WPと同様、電源14からW相のコイル12Wまでの電力供給方向とは逆方向に向ける。電圧センサ8は、電源14の電圧を検出し、この検出した電圧を含む情報信号を、コントローラ10へ出力する。ここで、電圧センサ8が検出する電圧は、三相同期モータ2が発生させるトルクや、三相同期モータ2の回転数に応じた電圧であり、具体的には、Q軸電圧と、D軸電圧である。Q軸電圧は、三相同期モータ2が有する磁石が発生する磁束の方向に沿った電圧であり、D軸電圧は、Q軸電圧と直交する方向の電圧である。すなわち、D軸電圧とQ軸電圧は、直交回転座標系における二軸の電圧である。コントローラ10は、モータ回転角センサ4が出力する情報信号と、電圧センサ8が出力する情報信号の入力を受ける。そして、コントローラ10は、入力を受けた情報信号が含む電気角と、D軸電圧及びQ軸電圧に応じて、上述した各駆動指令信号VUP、VUM、VVP、VVM、VWP、VWMを生成する。さらに、コントローラ10は、生成した駆動指令信号を、インバータ6へ出力する。これにより、上述した電気角に応じて、三相のコイル12U、12V、12Wの電圧を、0~電源14が供給する電圧供給電圧の間で変化させる。以下、図1を参照しつつ、図2を用いて、コントローラ10の詳細な構成を説明する。図2は、コントローラ10の構成を示すブロック図である。コントローラ10は、DQ‐UVW変換部22と、三次高調波重畳部24と、PWMデューティ変換部26と、PWM波形生成部28を備える。DQ‐UVW変換部22は、モータ回転角センサ4が出力する情報信号が含む電気角θと、電圧センサ8が出力する情報信号が含むD軸電圧VD及びQ軸電圧VQに基づき、三相電圧VU、VV、VWを算出する。すなわち、DQ‐UVW変換部22は、三相同期モータ2に供給されるQ軸電圧VD及びQ軸電圧VQに基づいて、三相電圧VU、VV、VWを算出する。ここで、三相電圧VU、VV、VWを算出する際には、以下の計算式1を用いる。そして、DQ‐UVW変換部22は、算出した三相電圧VU、VV、VWを含む情報信号を、三次高調波重畳部24へ出力する。三次高調波重畳部24は、三相同期モータ2を制御するためにPMW制御で制御する三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算する。なお、三相電圧指令値の演算は、DQ‐UVW変換部22が出力した情報信号が含む三相電圧VU、VV、VWと、電圧センサ8が出力する情報信号が含むD軸電圧VD及びQ軸電圧VQに基づいて行う。ここで、三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを算出する際には、以下の計算式2を用いる。すなわち、三次高調波重畳部24は、DQ‐UVW変換部22が算出した三相電圧VU、VV、VWを三乗した値VU3、VV3、VW3を、D軸電圧VDとQ軸電圧VQとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、三次高調波重畳部24は、上記のように演算した三次高調波を、DQ‐UVW変換部22が算出した三相電圧VU、VV、VWに重畳して、波形が正弦波である三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算する。なお、三次高調波重畳部24が演算する三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDの波形が正弦波となる理由は、後述する。そして、三次高調波重畳部24は、演算した三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを含む情報信号を、PWMデューティ変換部26へ出力する。PWMデューティ変換部26は、三次高調波重畳部24が出力した情報信号が含む三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDに基づき、この三相電圧指令値を実現するためのPWMデューティ比DU、DV、DWを演算する。そして、PWMデューティ変換部26は、演算したPWMデューティ比DU、DV、DWを含む情報信号を、PWM波形生成部28へ出力する。PWM波形生成部28は、PWMデューティ変換部26が出力した情報信号が含むPWMデューティ比DU、DV、DWに基づき、このPWMデューティ比に応じた矩形波を生成する。そして、PWM波形生成部28は、生成した矩形波に基づき、上述した各駆動指令信号VUP、VUM、VVP、VVM、VWP、VWMを生成する。さらに、PWM波形生成部28は、生成した各駆動指令信号VUP、VUM、VVP、VVM、VWP、VWMを含む情報信号を、対応する各スイッチ16UP、16UW、16VP、16VM、16WP、16WMへ出力する。三次高調波重畳部24が演算する三相電圧指令値の波形が正弦波となる理由以下、三次高調波重畳部24が演算する三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDの波形が正弦波となる理由を説明する。まず、上述した計算式2中のうち、三乗した三相電圧VU3、VV3、VW3を除算する値である、D軸電圧VDとQ軸電圧VQとの二乗和を、以下の計算式3を用いて変換する。さらに、三相電圧VU、VV、VWを、それぞれ、以下の式4として変換する。なお、三相電圧VU、VV、VWを、それぞれ、上式4とする変換は、以下の式5から8に基づいて行う。ここで、上式5は、D軸電圧VDとQ軸電圧VQを用い、さらに、各相の正弦波に三次高調波を重畳せずに演算した場合の、U相の電圧VUを示す式である。また、上式5から8中に示すδは、D軸電圧VDとQ軸電圧VQの大きさで決定する角度である。なお、以降の説明では、簡略化のために、角度δに関する記載を省略する。また、上式6は、上式5中におけるsinの関数を示す式である。また、三相同期モータ2においては、三相電圧をPWMで制御する場合に、各相U相、V相、W相の位相を2π/3radずつ変化させた正弦波を用いて、三相同期モータ2を駆動させる。なお、三相電圧をPWMで制御する場合に、各相の位相を2π/3radずつ変化させた正弦波を用いて、三相同期モータ2を駆動させると、各相の正弦波の振幅は、電源14の電圧の1/2となる。このため、上式4中に示すV相の電圧VVにおけるsinの関数βは、上式6中に示すαの位相を2π/3rad変化させた値となる。同様に、上式4中に示すW相の電圧VWにおけるsinの関数γは、上式6中に示すαの位相を4π/3rad変化させた値となる。なお、三相電圧VU、VV、VWを、それぞれ、上式4とする変換は、上式5の代わりに、以下の式9に基づいて行ってもよい。ここで、上式9は、上式5と異なり、D軸電圧VDとQ軸電圧VQを用い、さらに、各相の正弦波に三次高調波を重畳して演算した場合の、U相の電圧VUを示す式である。次に、上式3及び4を用いて、以下の式10を変換し、三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを示す式11を形成する。ここで、上式10は、三相同期モータ2の電気角をθとし、制御対象である電源14の電圧をVとした場合に、波形が正弦波であるU相の電圧VUを示す式である。なお、特に記載しないが、V相の三相電圧指令値VVCMD及びW相の三相電圧指令値VWCMDに関しても、U相の三相電圧指令値VUCMDと同様に変換して形成する。なお、上式10は、各相の正弦波に三次高調波を重畳して、例えば、図3中に示すように、各相間例えば、U相とV相の電圧以下、相間電圧と記載するの振幅を、電源14の電圧の1/2とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とする式である。なお、図3は、各相の正弦波に三次高調波を重畳した場合の、三相電圧図中では、U相電圧と相間電圧図中では、U相とV相との間の電圧の波形を示す図である。ここで、三相電圧をPWMで制御する場合に、各相の位相を2π/3radずつ変化させた正弦波を用いると、各相の正弦波の振幅は電源14の電圧の1/2となるものの、相間電圧の振幅が電源14の電圧の√3/4となる。このため、電源14の電圧を有効に使い切ることが困難となるという問題が発生する。しかしながら、上式10を用いてU相の電圧VUを演算すると、相間電圧の振幅を電源14の電圧の1/2とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能となる。さらに、以下の式12を用いて、上式11中の3次の項を変換し、以下の式13を形成する。ここで、上式12は、公知の3倍角の公式である。次に、上式4から、以下の式14を形成する。そして、上式14を、上式13中に代入して、以下の式15を形成する。さらに、上式3を用いて上式15中のVsqを変換し、以下の式16を形成する。上式16に示すように、上式3を用いて上式15中のVsqを変換すると、上式2と等しい三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDが演算されることとなる。ここで、上式16は、上式10、すなわち、波形が正弦波であるU相の電圧VUを示す式を変換して形成した式である。したがって、上式2は、波形が正弦波であるU相の電圧VUを示す式と等価な式となり、三次高調波重畳部24が演算する三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDの波形は、正弦波となる。これに加え、三次高調波重畳部24が演算する三相電圧指令値の波形は、相間電圧の振幅を電源14の電圧の1/2とすることが可能な正弦波となる。動作次に、図1から図3を参照して、本実施形態のモータ制御装置1が行なう動作の一例について説明する。ここで、本実施形態では、三相同期モータ2を、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータとして用いる。すなわち、本実施形態では、三相同期モータ2を備える車両電気自動車、ハイブリッド自動車の使用時走行時等を、モータ制御装置1の動作時とする。したがって、モータ制御装置1の動作時には、上述したように、モータ回転角センサ4が検出した電気角θと、電圧センサ8が検出したD軸電圧VD及びQ軸電圧VQに基づき、DQ‐UVW変換部22が三相電圧VU、VV、VWを算出する。そして、DQ‐UVW変換部22が算出した三相電圧に基づき、三次高調波重畳部24が、波形が正弦波である三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算する。次に、PWMデューティ変換部26が、三次高調波重畳部24が演算した三相電圧指令値を実現するためのPWMデューティ比DU、DV、DWを演算する。さらに、PWM波形生成部28が、PWMデューティ変換部26が演算したPWMデューティ比に基づき、このPWMデューティ比に応じた矩形波を生成する。そして、PWM波形生成部28が、上述した各駆動指令信号VUP、VUM、VVP、VVM、VWP、VWMを生成し、これらの生成した各駆動指令信号を含む情報信号を、対応する各スイッチ16へ出力する。各駆動指令信号を含む情報信号の入力を受けた、各スイッチ16UP、16UW、16VP、16VM、16WP、16WMが備えるアーム18は、駆動指令信号に応じて作動し、電源14からコイル12への電力供給経路を接続または遮断する。アーム18の作動により、電源14からコイル12への電力供給経路を接続または遮断すると、三相同期モータ2が回転して車両が走行する。ここで、上述したように、PWM波形生成部28が各スイッチ16へ出力する駆動指令信号は、波形が正弦波である三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDに基づいて生成した信号である。このため、PWM波形生成部28が各スイッチ16へ出力する駆動指令信号は、相間電圧の振幅を電源14の電圧の1/2とすることが可能となるとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。これにより、PMW制御中の三相同期モータ2に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となるため、三相同期モータ2を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。なお、上述したように、本実施形態のモータ制御装置1の動作で実施するモータ制御方法は、三相電圧VU、VV、VWを三乗した値を、Q軸電圧VQとD軸電圧VDとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する三次高調波演算ステップを有する。これに加え、モータ制御方法は、三次高調波演算ステップで演算した三次高調波を三相電圧VU、VV、VWに重畳して、三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算する三相電圧指令値演算ステップを有する。ここで、三相電圧VU、VV、VWは、三相同期モータ2に供給されるQ軸電圧VQ及びD軸電圧VDに基づいて算出する。また、三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDは、三相同期モータを制御するためにパルス幅変調で制御する指令値である。以上により、DQ‐UVW変換部22は、三相電圧算出部に対応する。また、三次高調波重畳部24は、三次高調波演算部及び三相電圧指令値演算部に対応する。また、三次高調波重畳部24で行う処理は、三次高調波演算ステップ及び三相電圧指令値演算ステップに対応する。第一実施形態の効果1DQ‐UVW変換部22が、三相同期モータ2に供給されるQ軸電圧VQ及びD軸電圧VDに基づいて、三相電圧VU、VV、VWを算出する。これに加え、三次高調波重畳部24が、DQ‐UVW変換部22が算出した三相電圧VU、VV、VWを三乗した値を、Q軸電圧VQとD軸電圧VDとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。さらに、三次高調波重畳部24が、DQ‐UVW変換部22が算出した三相電圧VU、VV、VWに三次高調波を重畳して、三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算する。このため、三相同期モータ2の駆動させるための駆動指令信号が、相間電圧の振幅を電源14の電圧の1/2とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。その結果、PMW制御中の三相同期モータ2に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。これにより、三相同期モータ2を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。また、D軸電圧VDとQ軸電圧VQの大きさで決定する角度δの演算を必要としないため、演算負荷の増加を抑制することが可能となる。2DQ‐UVW変換部22が、三相同期モータ2に供給されるQ軸電圧VQ及びD軸電圧VDに加え、モータ回転角センサ4が検出した電気角θに基づいて、三相電圧VU、VV、VWを算出する。このため、電気角θを用いずに、Q軸電圧VQ及びD軸電圧VDに基づいて三相電圧VU、VV、VWを算出する場合と比較して、三相同期モータ2の状態を反映した三相電圧VU、VV、VWを算出することが可能となる。その結果、電気角θを用いずに、Q軸電圧VQ及びD軸電圧VDに基づいて三相電圧VU、VV、VWを算出する場合と比較して、三相同期モータ2の状態を反映した三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算することが可能となる。3本実施形態のモータ制御方法では、三次高調波重畳部24で行う処理で、DQ‐UVW変換部22で算出した三相電圧VU、VV、VWを三乗した値を、Q軸電圧VQとD軸電圧VDとの二乗和で除算して、三次高調波を演算する。これに加え、三次高調波重畳部24で行う処理で、DQ‐UVW変換部22が算出した三相電圧VU、VV、VWに三次高調波を重畳して、三相電圧指令値VUCMD、VVCMD、VWCMDを演算する。このため、三相同期モータ2の駆動させるための駆動指令信号が、相間電圧の振幅を電源14の電圧の1/2とするとともに、相間電圧の波形を正弦波とすることが可能な信号となる。その結果、PMW制御中の三相同期モータ2に発生するトルクの変動や異音を抑制することが可能となる。これにより、三相同期モータ2を備える車両の走行時において、トルクの変動や異音の発生を抑制することが可能となる。また、D軸電圧VDとQ軸電圧VQの大きさで決定する角度δの演算を必要としないため、演算負荷の増加を抑制することが可能となる。変形例1本実施形態のモータ制御装置1では、三相同期モータ2を、電気自動車やハイブリッド自動車の走行用モータとして用いたが、三相同期モータ2を用いる対象は、車両に限定するものではない。すなわち、三相同期モータ2を、例えば、工作機械を駆動させるためのアクチュエータとして用いてもよい。