トランスの一次側に設けられたスイッチ素子により一次側直流電圧をスイッチングして前記トランスの二次巻線に交流電圧を誘起させる一次側回路と、前記二次巻線の一方端側に接続され、前記交流電圧を直流化することで二次側直流電圧を生成して負荷に供給する主直流化回路と、前記二次側直流電圧の電圧値が予め設定された設定電圧値に維持されるよう、前記一次側回路のスイッチ素子を帰還制御するスイッチング制御部とを備え、外部指令信号に応じて、前記負荷に対する前記二次側直流電圧の供給を遮断するか否かを切り替えるスイッチング電源装置であって、前記スイッチ素子のスイッチングに対する動作が前記主直流化回路とは対称的となるように、前記二次巻線の他方端側に接続され、前記交流電圧を直流化して制御用直流電圧を生成する制御用直流化回路と、導通状態と非導通状態とに切り替えられることで、前記負荷に対する前記二次側直流電圧の供給/供給停止を切り替える出力遮断手段と、前記外部指令信号に応じて前記制御用直流電圧が前記出力遮断手段に入力されるか否かを切り替えることにより、前記出力遮断手段を導通状態と非導通状態とに切り替える遮断制御手段とをさらに備え、前記設定電圧値が、前記制御用直流電圧の電圧値よりも低く設定されていることを特徴とするスイッチング電源装置。前記出力遮断手段は、ドレイン端子が前記主直流化回路に接続され、ソース端子が前記負荷に接続され、かつゲート端子が前記制御用直流化回路に接続されたNch型のMOSFETであることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源装置。前記主直流化回路は、前記二次巻線の一方端にアノードが接続された主ダイオードと、前記主ダイオードのカソードと前記二次巻線の他方端との間に接続された主平滑コンデンサとを有し、前記制御用整流平滑回路は、前記二次巻線の前記他方端にアノードが接続された制御用ダイオードと、前記制御用ダイオードのカソードと前記二次巻線の前記他方端との間に接続された制御用平滑コンデンサとを有する、ことを特徴とする請求項1または2に記載のスイッチング電源装置。しかしながら、図2に示す従来のスイッチング電源装置100は、二次側直流電圧V2よりも電圧値が高い制御用直流電圧V4を生成するために補助巻線T3が必要となるので、トランスTの大型化が避けられないという問題があった。本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、補助巻線がなくても二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができるスイッチング電源装置を提供することにある。上記課題を解決するために、本発明に係るスイッチング電源装置は、トランスの一次側に設けられたスイッチ素子により一次側直流電圧をスイッチングしてトランスの二次巻線に交流電圧を誘起させる一次側回路と、二次巻線の一方端側に接続され、交流電圧を直流化することで二次側直流電圧を生成して負荷に供給する主直流化回路と、二次側直流電圧の電圧値が予め設定された設定電圧値に維持されるよう、一次側回路のスイッチ素子を帰還制御するスイッチング制御部とを備え、外部指令信号に応じて、負荷に対する二次側直流電圧の供給を遮断するか否かを切り替えるスイッチング電源装置であって、スイッチ素子のスイッチングに対する動作が主直流化回路とは対称的となるように、二次巻線の他方端側に接続され、交流電圧を直流化して制御用直流電圧を生成する制御用直流化回路と、導通状態と非導通状態とに切り替えられることで、負荷に対する二次側直流電圧の供給/供給停止を切り替える出力遮断手段と、外部指令信号に応じて制御用直流電圧が出力遮断手段に入力されるか否かを切り替えることにより、出力遮断手段を導通状態と非導通状態とに切り替える遮断制御手段とをさらに備え、設定電圧値が、制御用直流電圧の電圧値よりも低く設定されていることを特徴とする。この構成では、二次巻線の一方端側に接続された主直流化回路と、スイッチングに対する動作が主直流化回路とは対称的となるように二次巻線の他方端側に接続された制御用直流化回路とが備えられているので、スイッチングの状態が切り替わる度に主直流化回路および制御用直流化回路が交互に動作し、二次側直流電圧および制御用直流電圧が生成される。また、二次側直流電圧の電圧値は、制御用直流電圧の電圧値よりも低く設定された設定電圧値に維持される。したがって、この構成によれば、トランスに補助巻線を設けなくても、二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができる。上記スイッチング電源装置は、出力遮断手段が、ドレイン端子が主直流化回路に接続され、ソース端子が負荷に接続され、かつゲート端子が制御用直流化回路に接続されたNch型のMOSFETである場合に特に有益である。上記スイッチング電源装置の主直流化回路は、例えば、二次巻線の一方端にアノードが接続された主ダイオードと、主ダイオードのカソードと二次巻線の他方端との間に接続された主平滑コンデンサとで構成することができる。また、制御用直流化回路は、例えば、二次巻線の他方端にアノードが接続された制御用ダイオードと、制御用ダイオードのカソードと二次巻線の他方端との間に接続された制御用平滑コンデンサとで構成することができる。本発明によれば、補助巻線がなくても二次側直流電圧よりも電圧値が高い制御用直流電圧を容易に生成することができるスイッチング電源装置を提供することができる。以下、添付図面を参照して、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明する。図1に、本発明に係るスイッチング電源装置1を示す。同図に示すように、スイッチング電源装置1は、直流電源10から供給された一次側直流電圧V1をスイッチングしてトランスTの二次巻線T2に交流電圧を誘起させる一次側回路2を備えている。一次側回路2は、トランスTの一次巻線T1およびスイッチ素子Q1を有し、スイッチ素子Q1の制御端子は後述するスイッチング制御部5に接続されている。直流電源10としては、例えば、商用交流電圧を整流および平滑する回路が考えられるが、本発明では直流電源10の構成は特に限定されない。この他、スイッチング電源装置1は、主整流平滑回路3本発明の主直流化回路に相当、制御用整流平滑回路4本発明の制御用直流化回路に相当、出力遮断手段としてのスイッチ素子Q2、遮断制御手段としてのスイッチ素子Q3、および二次側の状況に応じて一次側回路2におけるスイッチングを帰還制御するスイッチング制御部5を備えている。主整流平滑回路3は、トランスTの二次巻線T2に接続され、該二次巻線T2に誘起された交流電圧を整流および平滑して負荷11に供給するための二次側直流電圧V2を生成する。主整流平滑回路3は、二次巻線T2の一方端にアノードが接続された主ダイオードD1と、主ダイオードD1のカソードおよび二次巻線T2の他方端の間に接続された主平滑コンデンサC1とを有する。制御用整流平滑回路4は、一次側回路2のスイッチングに対する動作が主整流平滑回路3とは対称的となるようにトランスTの二次巻線T2に接続され、該二次巻線T2に誘起された交流電圧を整流および平滑してスイッチ素子Q2を制御するための制御用直流電圧V3を生成する。制御用整流平滑回路4は、二次巻線T2の他方端にアノードが接続された制御用ダイオードD2と、制御用ダイオードD2のカソードおよび二次巻線T2の他方端の間に接続された制御用平滑コンデンサC2とを有する。後述するが、本発明に係るスイッチング電源装置1では、制御用直流電圧V3の電圧値が二次側直流電圧V2の電圧値よりも必ず高くなる。出力遮断手段としてのスイッチ素子Q2は、二次側直流電圧V2の供給ライン上に介装されている。より詳しくは、スイッチ素子Q2はNch型のMOSFETであり、ドレイン端子が主ダイオードD1のカソードに接続され、ソース端子が負荷11に接続され、かつゲート端子が抵抗R2およびR1を介して制御用ダイオードD2のカソードに接続されている。また、スイッチ素子Q2のゲート端子とソース端子の間には抵抗R3が接続されている。スイッチ素子Q2がオン状態導通状態になると、該スイッチ素子Q2を介して二次側直流電圧V2が負荷11に供給される。一方、スイッチ素子Q2がオフ状態非導通状態になると、負荷11に対する二次側直流電圧V2の供給は遮断される。遮断制御手段としてのスイッチ素子Q3はNPN型のトランジスタであり、コレクタ端子が抵抗R1およびR2の接続点に接続され、エミッタ端子が二次巻線T2の他方端に接続されている。スイッチ素子Q3のエミッタ端子は、負荷11にも接続されている。また、スイッチ素子Q3のベース端子には、外部から供給された外部指令信号が入力される。外部指令信号は、二次側直流電圧V2の供給を遮断しない通常モードにおいてはLレベルである。Lレベルの外部指令信号が入力されると、スイッチ素子Q3はオフし、制御用整流平滑回路4の出力電流が抵抗R3、R2、R1を流れ、抵抗R3における電圧降下の発生、すなわち、スイッチ素子Q2のゲート-ソース間電圧が増大する。その結果、スイッチ素子Q2はオンする。一方、二次側直流電圧V2の供給を遮断する省電力モードにおいては、外部指令信号はHレベルである。Hレベルの外部指令信号が入力されると、スイッチ素子Q3はオンし、制御用整流平滑回路4の入力と出力とが短絡された状態となる。その結果、スイッチ素子Q2のゲート-ソース間電圧が低下し、スイッチ素子Q2はオフする。スイッチング制御部5は、二次側直流電圧V2の電圧値に応じて一次側回路2のスイッチ素子Q1をオン状態またはオフ状態に制御する。より詳しくは、スイッチング制御部5は、予め設定された目標電圧値本発明の設定電圧値に相当と二次側直流電圧V2の電圧値とを比較し、二次側直流電圧V2の電圧値の方が高い場合はスイッチ素子Q1のオン期間を短くし、目標電圧値の方が高い場合はスイッチ素子Q1のオン期間を長くする。この帰還制御により、二次側直流電圧V2の電圧値は目標電圧値に維持される。なお、目標電圧値は、一次側直流電圧V1の電圧値×Nただし、NはトランスTの巻数比よりも低く設定されている。スイッチング制御部5の制御下でスイッチ素子Q1がオンすると、制御用整流平滑回路4の制御用ダイオードD2がオンし、制御用平滑コンデンサC2が充電される。この動作が繰り返されることにより、制御用直流電圧V3の電圧値は、一次側直流電圧V1の電圧値×Nまで上昇する。一方、このとき、主整流平滑回路3の主ダイオードD1はオンしないので、主平滑コンデンサC1は充電されない。負荷11に対する電力供給は、主平滑コンデンサC1が放電することにより行われる。主平滑コンデンサC1が放電すると、二次側直流電圧V2の電圧値は低下する。スイッチング制御部5の制御下でスイッチ素子Q1がオフすると、主整流平滑回路3の主ダイオードD1がオンし、主平滑コンデンサC1が充電される。この動作が繰り返されることにより二次側直流電圧V2の電圧値は上昇するが、スイッチング制御部5による帰還制御が行われているので、二次側直流電圧V2の電圧値は目標電圧値を超えることはない。一方、このとき、制御用整流平滑回路4の制御用ダイオードD2はオンしないので、制御用平滑コンデンサC2は充電されない。制御用平滑コンデンサC2は、抵抗R1、R2およびR3、または抵抗R1およびスイッチ素子Q3を介して放電する。しかしながら、抵抗R2およびR3は高抵抗なので、放電による制御用直流電圧V3の電圧値の低下は微小である。つまり、制御用直流電圧V3の電圧値は、一旦一次側直流電圧V1の電圧値×Nまで上昇すると、その後はほとんど変動しない。以上をまとめると、本発明に係るスイッチング電源装置1では、制御用直流電圧V3の電圧値が一次側直流電圧V1の電圧値×Nに維持され、二次側直流電圧V2の電圧値が目標電圧値に維持される。また、目標電圧値は一次側直流電圧V1の電圧値×Nよりも低く設定されている。したがって、本発明に係るスイッチング電源装置1によれば、補助巻線を有していないトランスTを用いているにもかかわらず、二次側直流電圧V2よりも高い電圧値を有する制御用直流電圧V3を容易に生成することができる。以上、本発明に係るスイッチング電源装置の好ましい実施形態について説明したが、本発明は上記の構成に限定されるものではなく、種々の変形例が存在することは言うまでもない。