バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続されたN個のコンデンサ、上記両端子間に直列接続されたN個のスイッチング素子、および、上記N個のコンデンサの各接続点と上記N個のスイッチング素子の各接続点との間に接続されたN-1個のインダクタを有する第1のDC/DCコンバータと、上記N個のコンデンサ間で互いに電力授受するように上記第1のDC/DCコンバータを制御する制御回路とを備え、上記N個のコンデンサの各直流電力を各負荷へ供給する電力変換装置。上記制御回路は、上記N個のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように上記N個のスイッチング素子を駆動制御する請求項1に記載の電力変換装置。上記所望の分圧電圧は、当該分圧電圧にて均衡状態が保持されるように上記各負荷に応じて決定される請求項2に記載の電力変換装置。上記N個の各コンデンサに上記各負荷が並列接続される請求項1~3のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記N個のコンデンサは、第1、第2のコンデンサの2個のコンデンサであり、上記N個のスイッチング素子は、第1、第2のスイッチング素子の2個のスイッチング素子であり、上記各負荷は第1、第2の負荷であって、上記第2のコンデンサの電圧を降圧する第2のDC/DCコンバータを備え、上記第1の負荷が上記第1のコンデンサに並列接続され、上記第2の負荷が上記第2のDC/DCコンバータの出力側に接続される請求項2に記載の電力変換装置。上記第2のDC/DCコンバータの降圧比が低下するように上記所望の分圧電圧が調整され、上記制御回路は、上記第1のDC/DCコンバータを制御して上記第2のコンデンサの電圧を、上記第2のDC/DCコンバータの降圧比が低下するように変化させる請求項5に記載の電力変換装置。上記制御回路は、上記第1、第2の負荷の電力が均衡するように上記第2のDC/DCコンバータの出力電力を制御する請求項5または6に記載の電力変換装置。上記第2のDC/DCコンバータは、入力側と出力側とが絶縁された絶縁型DC/DCコンバータである請求項5または6に記載の電力変換装置。上記所望の分圧電圧として所定の電圧範囲を設け、上記制御回路は、上記N個のコンデンサの電圧が上記所定の電圧範囲を外れると上記第1のDC/DCコンバータを動作させる請求項2、3、5のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記N個のコンデンサは、第1、第2のコンデンサの2個のコンデンサであり、上記N個のスイッチング素子は、第1、第2のスイッチング素子の2個のスイッチング素子であり、上記各負荷は第1、第2の負荷であって、上記第1、第2のコンデンサの内、低圧側の上記第1のコンデンサに接続され、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して上記第1のコンデンサに出力するAC/DCコンバータを備え、上記制御回路は、上記バッテリを充電する充電モードを有し、該充電モードにおいて、上記第1のコンデンサの電圧を昇圧して上記バッテリを充電するように上記第1のDC/DCコンバータ内の上記第1、第2のスイッチング素子を制御し、上記交流電源からの電力が上記AC/DCコンバータおよび上記第1のDC/DCコンバータを介して上記バッテリに充電される請求項1~3、5のいずれか1項に記載の電力変換装置。上記制御回路の上記充電モードにおいて、上記インダクタに流れる電流が所定値になるように上記第1のDC/DCコンバータを制御する請求項10に記載の電力変換装置。上記制御回路の上記充電モードにおいて、上記第1のDC/DCコンバータの昇圧比が低くなるように、上記バッテリの電圧に応じて上記第1のコンデンサの電圧が制御される請求項10に記載の電力変換装置。上記AC/DCコンバータが双方向の電力変換機能を備え、上記バッテリから上記第1のコンデンサおよび上記AC/DCコンバータを介して上記交流電源に電力供給可能にした請求項10に記載の電力変換装置上記第1のDC/DCコンバータ内の上記N個のスイッチング素子はシリコンよりもバンドギャップが広いワイドバンドギャップ半導体により形成される請求項1~3のいずれか1項に記載の電力変換装置。走行用モータ駆動用のバッテリと電力変換装置とを備え、上記電力変換装置は、上記バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続されたN個のコンデンサ、上記両端子間に直列接続されたN個のスイッチング素子、および、上記N個のコンデンサの各接続点と上記N個のスイッチング素子の各接続点との間に接続されたN-1個のインダクタを有する第1のDC/DCコンバータと、上記N個のコンデンサ間で互いに電力授受するように上記第1のDC/DCコンバータを制御する制御回路とを備え、上記N個のコンデンサの各直流電力を各負荷へ供給する車載電源装置。上記制御回路は、上記N個のコンデンサの電圧が所望の分圧電圧となるように上記N個のスイッチング素子を駆動制御する請求項15に記載の車載電源装置。上記従来の電力変換装置降圧型DC/DCコンバータでは、高圧バッテリから低い電圧に降圧するため降圧比が大きく、また後段に接続される全ての負荷電力を扱う必要があり、DC/DCコンバータは大きな電力容量を要して大型化するという問題点があった。また、別例による電力変換装置直流-直流変換装置では、直流電源から第1の直流電源の出力電圧分低い電圧を降圧すれば良いが、第1の直流電源に接続される負荷電力に応じて直流-直流変換装置で扱う電力量が増大するため、直流-直流変換装置の電力容量の低減化は限定的であった。また、直列接続された第1、第2の直流電源の一方が偏って使用されるため、直流電源の信頼性が損なわれるという問題点もあった。この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、バッテリの信頼性を保ちつつ該バッテリ電圧を降圧して複数の負荷に供給する電力変換装置の電力容量を低減し電力変換装置の小型化を図ることを目的とする。また、このような小型化が可能な電力変換装置を備えて車両に搭載される車載電源装置を提供することを第2の目的とする。この発明による電力変換装置は、バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続されたN個のコンデンサ、上記両端子間に直列接続されたN個のスイッチング素子、および、上記N個のコンデンサの各接続点と上記N個のスイッチング素子の各接続点との間に接続されたN-1個のインダクタを有する第1のDC/DCコンバータと、上記N個のコンデンサ間で互いに電力授受するように上記第1のDC/DCコンバータを制御する制御回路とを備え、上記N個のコンデンサの各直流電力を各負荷へ供給するものである。またこの発明による車載電源装置は、走行用モータ駆動用のバッテリと電力変換装置とを備える。上記電力変換装置は、上記バッテリの両端子間に該バッテリ電圧を分圧するように直列接続されたN個のコンデンサ、上記両端子間に直列接続されたN個のスイッチング素子、および、上記N個のコンデンサの各接続点と上記N個のスイッチング素子の各接続点との間に接続されたN-1個のインダクタを有する第1のDC/DCコンバータと、上記N個のコンデンサ間で互いに電力授受するように上記第1のDC/DCコンバータを制御する制御回路とを備え、上記N個のコンデンサの各直流電力を各負荷へ供給するものである。この発明によると、バッテリ電圧を分圧するN個のコンデンサから各負荷へ電力供給され、電力変換装置はN個のコンデンサ間で直流電力を互いに移行する。このため、電力変換装置の実際の電圧変換比は低く、また扱う電力量を格段と低減できる。このため電力変換装置の電力容量を大きく低減でき小型化を効果的に図ることができる。また、バッテリ電圧をN個のコンデンサで分圧しているが、バッテリは全体として電力を供給するため従来技術で示したもののように偏った電力消費によりバッテリの信頼性を損なうことはなく、小型で信頼性の高い車載電源装置を得ることができる。実施の形態1.以下、この発明の実施の形態1による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。図1は、この発明の実施の形態1による車載電源装置の構成図である。図1に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ1と、バッテリ1の電圧を降圧して第1の負荷10a、第2の負荷10bに電力供給するための電力変換装置2を備える。電力変換装置2の主回路は第1のDC/DCコンバータとしてのDC/DCコンバータ2aで構成され、DC/DCコンバータ2aは、入力端子1a、1bと、直列接続された第1、第2のスイッチング素子としての第1、第2のMOSFET3a、3bと、バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第1、第2のコンデンサ5a、5bと、第1、第2のMOSFET3a、3bの接続点と第1、第2のコンデンサ5a、5bの接続点との間に接続されたインダクタ4と、出力端子7a、7b、7cとを備える。第1、第2のMOSFET3a、3bは、それぞれダイオードが逆並列接続されているが、このダイオードは素子が内蔵する寄生ダイオードを用いても良い。また、電力変換装置2は、第1、第2のMOSFET3a、3bを駆動制御してDC/DCコンバータ2aを出力制御する制御回路6を備える。次に、車載電源装置の接続構成の詳細を以下に示す。バッテリ1は入力端子1a-1b間に接続される。入力端子1aは、第1のMOSFET3aのソース端子と第1のコンデンサ5aの一端と出力端子7aに各々接続され、入力端子1bは、第2のMOSFET3bのドレイン端子と第2のコンデンサ5bの一端と出力端子7cに各々接続される。第1のMOSFET3aのドレイン端子と第2のMOSFET3bのソース端子は互いに接続され、その接続点とインダクタ4の一端が接続される。インダクタ4の他端は、第1のコンデンサ5aの他端と第2のコンデンサ5bの他端と出力端子7bに各々接続される。制御回路6の端子6bは入力端子1bと接続され、端子6aは入力端子1aに接続される。また、制御回路6の端子6ccは出力端子7cと接続され、端子6bbは出力端子7bと接続され、端子6aaは出力端子7aと接続される。また、端子6xは、第1のMOSFET3aのゲート端子に接続され、端子6yは第2のMOSFET3bのゲート端子に接続される。また、出力端子7aは、第1の負荷10aの一端に接続され、出力端子7bは、第1の負荷10aの他端と第2の負荷10bの一端に各々接続される。出力端子7cは、第2の負荷10bの他端に接続される。次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。DC/DCコンバータ2aは、バッテリ1からの入力電圧VAを降圧して、第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2を生成し、第1の負荷10a、第2の負荷10bに電力供給する。制御回路6は、各入出力端子1a、1b、7a~7cの電位を取得して入力電圧であるバッテリ1の電圧VAおよび出力電圧である第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2を検出し、これらの電圧に基づいて、第1、第2のMOSFET3a、3bへのゲート信号を出力して第1、第2のMOSFET3a、3bを駆動制御し、DC/DCコンバータ2aを出力制御する。DC/DCコンバータ2aは、第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2が所望の電圧となるように制御される。電圧V1と電圧V2との和は常にVAに等しいため、一方の電圧を制御することで他方の電圧も制御でき、この場合、電圧V1を目標電圧に制御することで電圧V2も制御できる。電圧V1が目標電圧より小さい場合、図2および図3に示す第1の制御により、第2のMOSFET3bがオンオフして第2のコンデンサ5bから第1のコンデンサ5aへエネルギを移行することで、第1のコンデンサ5aの電圧V1を増加させる。まず図2に示すように、第1のMOSFET3aがオフ状態で、第2のMOSFET3bがオンすると、第2のコンデンサ5b-第2のMOSFET3b-インダクタ4、の経路で電流が流れ、第2のコンデンサ5bのエネルギがインダクタ4に移行する。次に図3に示すように、第2のMOSFET3bがオフすると、インダクタ4-第1のコンデンサ5a-第1のMOSFET3aのダイオード、の経路で電流が流れ、インダクタ4のエネルギが第1のコンデンサ5aに移行する。このように第2のMOSFET3bがオンオフして図2と図3の状態を繰り返すことで、第2のコンデンサ5bから第1のコンデンサ5aへエネルギが移行して電圧V1を増加させ目標電圧に制御する。一方、電圧V1が目標電圧より大きい場合、図4および図5に示す第2の制御により、第1のMOSFET3aがオンオフして第1のコンデンサ5aから第2のコンデンサ5bへエネルギを移行することで、第1のコンデンサ5aの電圧V1を低下させる。まず図4に示すように、第2のMOSFET3bがオフ状態で、第1のMOSFET3aがオンすると、第1のコンデンサ5a-インダクタ4-第1のMOSFET3a、の経路で電流が流れ、第1のコンデンサ5aのエネルギがインダクタ4に移行する。次に図5に示すように、第1のMOSFET3aがオフすると、インダクタ4-第2のMOSFET3bのダイオード-第2のコンデンサ5b、の経路で電流が流れ、インダクタ4のエネルギが第2のコンデンサ5bに移行する。このように第1のMOSFET3aがオンオフして図4と図5の状態を繰り返すことで、第1のコンデンサ5aから第2のコンデンサ5bへエネルギが移行して電圧V1を低下させ目標電圧に制御する。なお、図2~図5では第1、第2のMOSFET3a、3bのダイオードで整流した例を示したが、ダイオードによる整流のタイミングに第1、第2のMOSFET3a、3bのオンオフが同期する同期整流動作を行っても良い。上述したように、第1、第2のコンデンサ5a、5b間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ2aが動作して電圧V1は目標電圧に制御される。この目標電圧は、第1、第2のコンデンサ5a、5bが分担する分圧電圧の均衡状態が保持されるように、即ち電圧V1が一定の安定状態となるように、第1の負荷10a、第2の負荷10bに応じて決定される。望ましくは、第1の負荷10aを流れる電流と第2の負荷10bを流れる電流とが等しくなるように決定される。制御回路6は、電圧V1が決定された目標電圧となるようにDC/DCコンバータ2aを制御する。電圧V1の目標電圧は制御回路6で演算しても良いが、外部の演算装置で演算して制御回路6に与えられるものでも良い。また、制御回路6が電圧V1を変化させて制御して安定する状態を検出し、その時点の電圧V1を目標電圧として制御しても良い。第1の負荷10aを流れる電流と第2の負荷10bを流れる電流とが等しい時、第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2が分担する分圧電圧の均衡状態が保持され、この均衡状態で電圧V1が目標電圧になっていれば、DC/DCコンバータ2aは停止状態で所望の電圧V1、V2を出力して第1、第2の負荷10a、10bに電力供給できる。また、第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2が均衡状態を保持するとき、第1の負荷10a、第2の負荷10bの電力が均衡状態にあると言う。上記のような均衡状態が崩れて第1の負荷10aを流れる電流が第2の負荷10bを流れる電流より大きくなると、電圧V1が小さくなり電圧V2は大きくなる。その場合、上記第1の制御により第2のコンデンサ5bから第1のコンデンサ5aへエネルギを移行し、電圧V1を制御する。また、第1の負荷10aを流れる電流が第2の負荷10bを流れる電流より小さくなると、電圧V1が大きくなり電圧V2は小さくなる。その場合、上記第2の制御により第1のコンデンサ5aから第2のコンデンサ5bへエネルギを移行し、電圧V1を制御する。以上のようにDC/DCコンバータ2aは、出力電圧V1、V2=VA-V1を一定の目標電圧に制御することができる。DC/DCコンバータ2aでは、バッテリ1からの入力電圧VAを降圧して出力電圧V1、V2を生成するが、第2のコンデンサ5bと第1のコンデンサ5aとの間のエネルギ移行で電力変換動作を行っており、実際の電圧変換比はV1/V2あるいはV2/V1であり格段と低減できる。また、DC/DCコンバータ2aの扱う電力容量は、第1の負荷10aと第2の負荷10bの電流差に基づく電力差分のみとなり、電力容量を大きく低減でき、DC/DCコンバータ2aを小型化することができる。また、バッテリ1の電圧VAを第1、第2のコンデンサ5a、5bで分圧しているが、バッテリ1は全体として電力を供給するため従来技術で示したもののように偏った電力消費によりバッテリ1の信頼性を損なうことはない。このため、小型なDC/DCコンバータ2aと信頼性の高いバッテリ1とを用いて、小型で信頼性の高い車載電源装置を得ることができる。なお、上記実施の形態1では、第1、第2のスイッチング素子3a、3bとしてMOSFETを用いて説明を行ったが、バイポーラトランジスタ、または絶縁型バイポーラトランジスタIGBT、またはシリコンカーバイドトランジスタ、またはワイドバンドギャップ半導体によって形成されたMOSFETを用いても同様の効果が得られる。ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きい半導体であり、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドがある。このようなワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能であり、これら小型化されたスイッチング素子を用いることにより、DC/DCコンバータ2aおよび車載電源装置の小型化が促進できる。更に電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能であり、DC/DCコンバータ2aおよび車載電源装置の高効率化が図れる。またワイドバンドギャップ半導体から成るスイッチング素子は耐熱性も高いため、通常、車載電源装置に併設されているヒートシンクの放熱フィンの小型化や、水冷部の空冷化が可能であるので、車載電源装置の一層の小型化が可能になる。また、各第1、第2のスイッチング素子3a、3bは、それぞれ複数個のスイッチング素子を直列接続して構成しても良い。また、各第1、第2のコンデンサ5a、5bは、それぞれ複数個のコンデンサを直列あるいは並列接続して構成しても良い。実施の形態2.この実施の形態2では、上記実施の形態1と同様の回路構成の車載電源装置を用い、上記実施の形態1と同様に、第1、第2のコンデンサ5a、5b間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ2aが動作して電圧V1が制御される。この場合、電圧V1の目標電圧として所定の電圧範囲を設ける。第1の負荷10aおよび第2の負荷10bの均衡状態が崩れたとき、図6に示すように、電圧V1の値がV1aからV1bの範囲内にある場合は、DC/DCコンバータ2aは動作を停止する。そして、電圧V1の値がV1aより小さく、またはV1bより大きい場合は、上記実施の形態1で示したように、第1、第2のコンデンサ5a、5b間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ2aが動作して、電圧V1の値がV1aからV1bの範囲内になるように制御する。この実施の形態では、上記実施の形態1と同様の効果が得られると共に、DC/DCコンバータ2aは扱う電力量をさらに低減でき小型化を一層促進でき、このDC/DCコンバータ2aを用いた車載電源装置も同様に小型化できる。実施の形態3.次に、この発明の実施の形態3による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。図7は、この発明の実施の形態3による車載電源装置の構成図である。図7に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ1と、バッテリ1の電圧を降圧して第1の負荷10a、第2の負荷10bに電力供給するための電力変換装置20と、第2の負荷10b用の低圧の第2のバッテリ9とを備える。電力変換装置20の主回路は、DC/DCコンバータ2aと第2のDC/DCコンバータ8とを備える。DC/DCコンバータ2aは、上記実施の形態1と同様であり、第2のDC/DCコンバータ8は、入力端子8a、8bと出力端子8c、8dを備えて、入力側が第2のコンデンサ5bに並列接続される。なお、第2のDC/DCコンバータ8は、入力端子8a、8bと出力端子8c、8dとが絶縁された絶縁型のDC/DCコンバータで、例えばトランスを有して構成される。また電力変換装置20は、上記実施の形態1と同様に、第1、第2のMOSFET3a、3bを駆動制御してDC/DCコンバータ2aを出力制御する制御回路6を備えると共に、図示しない第2の制御回路を備えて第2のDC/DCコンバータ8を制御する。この第2の制御回路は、制御回路6で兼用しても良い。次に、車載電源装置の接続構成で上記実施の形態1と異なる点を以下に示す。DC/DCコンバータ2aの出力端子7aは、第1の負荷10aの一端に接続され、出力端子7bは、第1の負荷10aの他端と第2のDC/DCコンバータ8の入力端子8aに各々接続され、出力端子7cは、第2のDC/DCコンバータ8の入力端子8bに接続される。第2のDC/DCコンバータ8の出力端子8dは、第2のバッテリ9の正極側と第2の負荷10bの一端に各々接続される。第2のDC/DCコンバータ8の出力端子8cは、第2のバッテリ9の負極側と第2の負荷10bの他端に各々接続される。次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。DC/DCコンバータ2aは、バッテリ1からの入力電圧VAを降圧して、第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2を生成し、第1の負荷10aに電圧V1で電力供給する。第2のDC/DCコンバータ8は、第2のコンデンサ5bの電圧V2を降圧して第2のバッテリ9を充電し、第2の負荷10bに電圧V2で電力供給する。図8は、DC/DCコンバータ2aの入力電圧VAと出力電圧V1、V2との関係を示す例である。第1の負荷10aが200V~400Vの電圧範囲内で動作するとし、即ち電圧V1の電圧範囲は200V~400Vであり、電圧VA=320Vの時、電圧V1=200V、電圧V2=120Vとし、電圧VA=600Vの時、電圧V1=400V、電圧V2=200Vとする。電圧VAが、電圧V1、電圧V2とそれぞれ1次関数の関係を満たす場合、第2のDC/DCコンバータ8の入力電圧範囲である電圧V2の範囲は、120V~200Vと小さくなり、第2のDC/DCコンバータ8の入出力電圧変換比を小さくできる。このように第2のDC/DCコンバータ8の入出力電圧変換比が小さくなると、第2のDC/DCコンバータ8は高効率で動作する。DC/DCコンバータ2aの制御および動作は上記実施の形態1と同様であり、第1、第2のコンデンサ5a、5b間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ2aが動作して電圧V1は目標電圧に制御される。このため、DC/DCコンバータ2aは、上記実施の形態1と同様に、扱う電力量は第1の負荷10aと第2の負荷10bの電力差分のみとなり、電力容量を大きく低減でき、DC/DCコンバータ2aを小型化することができる。従って、小型なDC/DCコンバータ2aおよび高効率な第2のDC/DCコンバータ8を用いた、小型で高効率な電力変換装置20およびそれを用いた車載電源装置が得られる。また、この実施の形態では、第2のDC/DCコンバータ8を絶縁型DC/DCコンバータで構成したため、高圧側の電圧V2を入力電圧としても出力端子8c、8dに高電圧を発生させることはない。また、高圧側の電圧V2に第1の負荷10aを接続し、第2のDC/DCコンバータ8を低圧側に接続して電圧V1を入力電圧としても良く、その場合、第2のDC/DCコンバータ8は非絶縁型のDC/DCコンバータでも良く、同様の効果が得られる。また、上記実施の形態3では、電圧VAが、電圧V1、電圧V2とそれぞれ1次関数の関係を満たす場合について説明を行ったが、電圧VAの増加に応じて電圧V1、電圧V2の一定値区間や増加区間があれば同様の効果が得られる。実施の形態4.この実施の形態4では、上記実施の形態3と同様の回路構成の車載電源装置を用い、上記実施の形態3と同様に、第1、第2のコンデンサ5a、5b間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ2aが動作して電圧V1を制御することで第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2を生成し、第2のDC/DCコンバータ8が第2のコンデンサ5bの電圧V2を降圧する。この実施の形態では、電圧V1の目標電圧は第2のDC/DCコンバータ8の動作効率に依存して変化させる。図9は、電圧V1と第2のDC/DCコンバータの動作効率の関係を示す図である。図に示すように、第2のDC/DCコンバータの動作効率が低い時は、電圧V1を高くする。具体的には、電圧V1の目標電圧を高くして、DC/DCコンバータ2aにより電圧V1が高くなるように制御する。これにより第2のDC/DCコンバータ8の入力電圧V2が低下して入出力変換比を小さくすることができ、高効率化が図れる。このように、第2のDC/DCコンバータ8の入出力電圧変換比を小さくするように電圧V1の目標電圧を調整することで、第2のDC/DCコンバータ8の動作効率を向上でき、さらに高効率な第2のDC/DCコンバータ8が得られる。また、小型でさらに高効率な電力変換装置20およびそれを用いた車載電源装置が実現できる。なお、上記実施の形態4では、第2のDC/DCコンバータ8の動作効率と電圧V1が1次関数の関係を満たすものを図示して説明を行ったが、第2のDC/DCコンバータ8の動作効率に対して電圧V1を減少傾向であれば同様の効果が得られる。実施の形態5.この実施の形態5では、上記実施の形態3と同様の回路構成の車載電源装置を用い、上記実施の形態3と同様に、第1、第2のコンデンサ5a、5b間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ2aが動作して電圧V1を制御することで第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2を生成し、第2のDC/DCコンバータ8が第2のコンデンサ5bの電圧V2を降圧する。この実施の形態では、第1の負荷10aと第2の負荷10bとの電力が均衡するように、第2のDC/DCコンバータ8の出力電力を制御する。図10は、第2のDC/DCコンバータ8の出力電力と電圧V1との関係を示す図である。図10に示すように第2のDC/DCコンバータ8の出力電力を電圧V1に応じて変化させることにより、第1の負荷10aと第2の負荷10bとの電力を均衡させることができる。上述したように、DC/DCコンバータ2aは、第1、第2の負荷10a、10bの電力差分を扱っているため、第1の負荷10aと第2の負荷10bとの電力が均衡するように、第2のDC/DCコンバータ8の出力電力を制御することで、DC/DCコンバータ2aが扱う電力量は極めて低くできる。このためDC/DCコンバータ2aの小型化がさらに促進でき、さらに小型の電力変換装置および車載電源装置が得られる。なお、上記実施の形態5では、第2のDC/DCコンバータ8の出力電力と電圧V1が1次関数の関係を満たすものを図示して説明を行ったが、電圧V1に対して第2のDC/DCコンバータ8の出力電力が減少傾向であれば同様の効果が得られる。実施の形態6.次に、この発明の実施の形態6による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。図11は、この発明の実施の形態6による車載電源装置の構成図である。図11に示すように、車載電源装置は、車両のモータジェネレータM/Gにインバータを介して接続される高圧のバッテリ1と、バッテリ1の電圧を降圧して第1の負荷10a、第2の負荷10bに電力供給すると共に、交流電源12からバッテリ1に充電する機能を有する電力変換装置200とを備える。電力変換装置200の主回路は、DC/DCコンバータ2aとAC/DCコンバータ11とを備える。DC/DCコンバータ2aは上記実施の形態1と同様であり、AC/DCコンバータ11は、出力端子11a、11bと入力端子11c、11dを備えて、出力側が第1のコンデンサ5aに接続され、バッテリ1の充電時に入力側が交流電源12に接続される。また電力変換装置200は、上記実施の形態1と同様に、第1、第2のMOSFET3a、3bを駆動制御してDC/DCコンバータ2aを出力制御する制御回路6を備えると共に、図示しない第3の制御回路を備えてAC/DCコンバータ11を制御する。また、インダクタ4に流れる電流を検出するように電流検出手段15が配置される。この場合、制御回路6は、上記実施の形態1で示した制御と、バッテリ1を充電する際の充電モードでの制御との2種の制御を行う。第3の制御回路は、バッテリ1を充電する際の制御のみ行い、制御回路6で兼用しても良い。次に、車載電源装置の接続構成で上記実施の形態1と異なる点を以下に示す。制御回路6の端子6sは、電流検出手段15に接続される。DC/DCコンバータ2aの出力端子7aは、第1の負荷10aの一端とAC/DCコンバータ11の出力端子11aに接続される。出力端子7bは、第1の負荷10aの他端と第2の負荷10bの一端とAC/DCコンバータ11の出力端子11bに各々接続される。出力端子7cは第2の負荷10bの他端に接続される。AC/DCコンバータ11の入力端子11c-11d間に交流電源12が接続される。なお、上記実施の形態1においても、バッテリ1は、インバータを介してモータジェネレータモータに接続されているが、便宜上図示を省略した。次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。電力変換装置200は、バッテリ1の電圧を降圧して第1の負荷10a、第2の負荷10bに電力供給する際、DC/DCコンバータ2aが上記実施の形態1と同様に動作する。ここでは、交流電源12から電力変換装置200を介してバッテリ1を充電する動作について以下に説明する。交流電源12からの交流電力は、AC/DCコンバータ11により直流電力に変換されて第1のコンデンサ5aに出力される。DC/DCコンバータ2aは、第1のMOSFET3aがオンオフしてバッテリ1を電圧VAで充電する。このとき、制御回路6は、インダクタ4に流れる電流が所定電流になるようにDC/DCコンバータ2aを制御する。図12は、DC/DCコンバータ2aの入出力電圧である第1、第2のコンデンサ5a、5bの電圧V1、V2とバッテリ1の電圧VAとの関係を示す例である。例えば、AC/DCコンバータ11の電力変換効率が最も高い条件を、直流電圧、即ち出力電圧である電圧V1を370Vとする条件で動作させる場合とする。図12の例では、バッテリ1の電圧VA=320Vの時に、電圧V1=310V、電圧V2=10Vとし、電圧VA=380Vの時に電圧V1=370V、電圧V2=10Vとして、電圧VAが320V~380Vである領域において、電圧VAが電圧V1、V2とそれぞれ1次関数の関係を満たす。また、バッテリ1の電圧VA=600Vの時に、電圧V1=370V、電圧V2=230Vとし、電圧VAが380V~600Vである領域においても電圧VAが電圧V1、V2とそれぞれ1次関数の関係を満たす。このような条件でDC/DCコンバータ2aおよびAC/DCコンバータ11を動作させると、電圧VAが320V~380Vである領域では、DC/DCコンバータ2aにおける入出力電圧変換比が1に近い値となり、DC/DCコンバータ2aは高効率で動作する。また、電圧VAが380V~600Vである領域では、AC/DCコンバータ11は最も高効率で動作する。このように、AC/DCコンバータ11が高効率な最適動作ポイントである電圧に、電圧V1を長時間制御するようにし、さらに、バッテリ1の電圧VAに応じて、DC/DCコンバータ2aの入出力電圧変換比が1に近い値となるように電圧V1を制御する。これにより、電力変換装置200を構成するDC/DCコンバータ2a、AC/DCコンバータ11が低損失で動作する変換効率の高い電力変換装置が得られる。なお、この実施の形態では、上記実施の形態1の車載電源装置を充電に適用可能に変形した場合を示したが、上記実施の形態2~5のいずれの車載電源装置も、AC/DCコンバータ11を備えた電力変換装置を用いることで同様にバッテリ1に充電でき、同様の効果が得られる。また、この実施の形態6では、電圧VAが電圧V1、V2とそれぞれ1次関数の関係を満たすよう説明を行ったが、電圧VAに対して電圧V1、V2の変化に一定値区間や増加区間があれば同様の効果が得られる。また、上記実施の形態6では、AC/DCコンバータ11は交流電源12からバッテリ1への充電をさせるため単方向で説明を行ったが、AC/DCコンバータ11は双方向の電力変換機能を備えても良い。その場合、AC/DCコンバータ11が第1のコンデンサ5aの直流電力を交流電力に変換して交流電源12に出力可能となるため、バッテリ1から第1のコンデンサ5aおよびAC/DCコンバータ11を介して交流電源12に電力供給することができる。実施の形態7.次に、この発明の実施の形態7による電力変換装置および電力変換装置を備えた車載電源装置を図に基づいて説明する。上記各実施の形態1~6では、直列接続された2つのスイッチング素子3a、3bと直列接続された2つのコンデンサ5a、5bと1つのインダクタ4とを備えたDC/DCコンバータ2aを第1のDC/DCコンバータとして用いたが、第1のDC/DCコンバータ内のスイッチング素子およびコンデンサの個数は3以上でも良く、この実施の形態では、3個の場合について以下に説明する。図13は、この発明の実施の形態7による車載電源装置の構成図である。図13に示すように、車載電源装置は、車両の走行用モータ駆動用の高圧のバッテリ1と、バッテリ1の電圧を降圧して第1の負荷10a、第2の負荷10bおよび第3の負荷10cに電力供給するための電力変換装置30を備える。電力変換装置30の主回路は第1のDC/DCコンバータとしてのDC/DCコンバータ30aで構成され、DC/DCコンバータ30aは、入力端子1a、1bと、直列接続された3個のスイッチング素子としての第1、第2、第3のMOSFET3a、3b、3cと、バッテリ電圧を分圧するように直列接続された第1、第2、第3のコンデンサ5a、5b、5cと、2個のインダクタ4a、4bと、出力端子7a~7dとを備える。インダクタ4aは、第1、第2のMOSFET3a、3bの接続点と第1、第2のコンデンサ5a、5bの接続点との間に接続され、インダクタ4bは、第2、第3のMOSFET3b、3cの接続点と第2、第3のコンデンサ5b、5cの接続点との間に接続される。また、第1、第2、第3のMOSFET3a、3b、3cは、それぞれダイオードが逆並列接続されているが、このダイオードは素子が内蔵する寄生ダイオードを用いても良い。また、電力変換装置30は、第1、第2、第3のMOSFET3a、3b、3cを駆動制御してDC/DCコンバータ30aを出力制御する制御回路6を備える。次に、車載電源装置の接続構成の詳細を以下に示す。バッテリ1は入力端子1a-1b間に接続される。入力端子1aは、第1のMOSFET3aのソース端子と第1のコンデンサ5aの一端と出力端子7aに各々接続され、入力端子1bは、第3のMOSFET3cのドレイン端子と第3のコンデンサ5cの一端と出力端子7dに各々接続される。第1のMOSFET3aのドレイン端子と第2のMOSFET3bのソース端子は互いに接続され、その接続点とインダクタ4aの一端が接続される。インダクタ4aの他端は、第1のコンデンサ5aの他端と第2のコンデンサ5bの他端と出力端子7bに各々接続される。第2のMOSFET3bのドレイン端子と第3のMOSFET3cのソース端子は互いに接続され、その接続点とインダクタ4bの一端が接続される。インダクタ4bの他端は、第2のコンデンサ5bの他端と第3のコンデンサ5cの他端と出力端子7cに各々接続される。制御回路6の端子6bは入力端子1bと接続され、端子6aは入力端子1aに接続される。また、制御回路6の端子6ddは出力端子7dと接続され、端子6ccは出力端子7cと接続され、端子6bbは出力端子7bと接続され、端子6aaは出力端子7aと接続される。また、端子6xは、第1のMOSFET3aのゲート端子に接続され、端子6yは第2のMOSFET3bのゲート端子に接続され、端子6zは第3のMOSFET3cのゲート端子に接続される。また、出力端子7aは、第1の負荷10aの一端に接続され、出力端子7bは、第1の負荷10aの他端と第2の負荷10bの一端に各々接続される。出力端子7cは、第2の負荷10bの他端と第3の負荷10cの一端に各々接続され、出力端子7dは、第3の負荷10cの他端に接続される。次に、車載電源装置の動作について以下に説明する。DC/DCコンバータ30aは、バッテリ1からの入力電圧VAを降圧して、第1、第2、第3のコンデンサ5a、5b、5cの電圧V1、V2、V3を生成し、第1の負荷10a、第2の負荷10b、第3の負荷10cに電力供給する。制御回路6は、各入力端子1a、1b、7a~7dの電位を取得して入力電圧であるバッテリ1の電圧VAおよび出力電圧である第1、第2、第3のコンデンサ5a、5b、5cの電圧V1、V2、V3を検出し、これらの電圧に基づいて、第1、第2、第3のMOSFET3a、3b、3cへのゲート信号を出力して第1、第2、第3のMOSFET3a、3b、3cを駆動制御し、DC/DCコンバータ30aを出力制御する。DC/DCコンバータ30aは、第1、第2、第3のコンデンサ5a、5b、5cの電圧V1、V2、V3が所望の電圧となるように制御される。電圧V1、電圧V2および電圧V3の和は常に電圧VAに等しいため、いずれか2つの電圧を制御することで残りの電圧も制御できる。例えば、電圧V1と電圧V2をそれぞれの目標電圧に制御することで電圧V3も制御できる。この実施の形態7においても、上記実施の形態1と同様に、第1~第3のコンデンサ5a~5c間で互いに電力授受するようにDC/DCコンバータ30aが動作して各電圧V1~V3は目標電圧に制御される。この目標電圧は、各第1~第3のコンデンサ5a~5cが分担する分圧電圧の均衡状態が保持されるように、第1~第3の負荷10a~10cに応じて決定される。望ましくは、各負荷10a~10cを流れる電流が等しくなるように決定される。制御回路6は、各電圧V1~V3が決定された目標電圧となるようにDC/DCコンバータ2aを制御する。このように、DC/DCコンバータ30aは、バッテリ1からの入力電圧VAを降圧して出力電圧V1、V2、V3を生成するが、第1~第3のコンデンサ5a~5c間のエネルギ移行で電力変換動作を行っている。このため、上記実施の形態1と同様に、DC/DCコンバータ30aは、実際の電圧変換比を格段と低減できて扱う電力量も大きく低減でき、DC/DCコンバータ30aを小型化することができる。また、バッテリ1は全体として電力を供給するため、偏った電力消費によりバッテリ1の信頼性を損なうことはなく、小型のDC/DCコンバータ30aと共に用いることで、小型で信頼性の高い車載電源装置を得ることができる。なお、第1のDC/DCコンバータ内のスイッチング素子およびコンデンサの個数は2または3に限るものではなく、Nを2以上の整数とすると、第1のDC/DCコンバータは、直列接続されたN個のコンデンサ、直列接続されたN個のスイッチング素子、およびN個のコンデンサの各接続点とN個のスイッチング素子の各接続点との間に接続されたN-1個のインダクタを備えて構成され、上述した同様の効果が得られる。