交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に供給するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、および前記フィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御し、前記フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段を備え、前記波高値導出手段から出力された前記交流成分の波高値に基づき前記補正信号の大きさを調整するようにした電力変換装置。前記波高値導出手段は、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より増加する場合には当該交流成分の値を前記波高値としてそのまま出力し、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項1記載の電力変換装置。前記波高値導出手段は、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より増加する場合には当該交流成分絶対値の値を前記波高値としてそのまま出力し、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分絶対値の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項1記載の電力変換装置。交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に供給するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、および前記フィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御し、前記電圧検出部で検出した前記直流リンク部の電圧の最大値を出力する最大値導出手段を備え、前記最大値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最大値に基づき前記補正信号の大きさを調整するようにした電力変換装置。前記最大値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最大値が予め設定された所定の過電圧レベルを越えたとき、前記補正信号をオフからオンする方向にその大きさを調整するようにした請求項4記載の電力変換装置。前記フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段、および前記電圧検出部で検出した電圧の直流成分を抽出するローパスフィルタ部を備え、前記最大値導出手段は、前記直流成分に前記波高値導出手段で得られた前記交流成分の波高値を加算することにより前記直流リンク部の電圧の最大値を導出するようにした請求項4記載の電力変換装置。前記波高値導出手段は、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より増加する場合には当該交流成分の値を前記波高値としてそのまま出力し、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項6記載の電力変換装置。前記波高値導出手段は、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より増加する場合には当該交流成分絶対値の値を前記波高値としてそのまま出力し、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分絶対値の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項6記載の電力変換装置。交流電源と直流リンク部との間に接続され前記交流電源の交流電力を直流電力に変換して前記直流リンク部に出力するコンバータ、前記直流リンク部と交流負荷との間に接続され前記直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して前記交流負荷に供給するインバータ、前記直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づき前記インバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、前記直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、および前記フィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、前記制御部は、前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御し、前記電圧検出部で検出した前記直流リンク部の電圧の最小値を出力する最小値導出手段を備え、前記最小値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最小値に基づき前記補正信号の大きさを調整するようにした電力変換装置。前記最小値導出手段から出力された前記直流リンク部の電圧の最小値が前記電圧指令に基づき予め設定された所定の要求電圧レベル未満となったとき、前記補正信号をオフからオンする方向にその大きさを調整するようにした請求項9記載の電力変換装置。前記フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段、および前記電圧検出部で検出した電圧の直流成分を抽出するローパスフィルタ部を備え、前記最小値導出手段は、前記直流成分から前記波高値導出手段で得られた前記交流成分の波高値を減算することにより前記直流リンク部の電圧の最小値を導出するようにした請求項9記載の電力変換装置。前記波高値導出手段は、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より増加する場合には当該交流成分の値を前記波高値としてそのまま出力し、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項11記載の電力変換装置。前記波高値導出手段は、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より増加する場合には当該交流成分絶対値の値を前記波高値としてそのまま出力し、1サンプル前の前記波高値が前記フィルタ部で抽出した交流成分絶対値の現在値より減少する場合には、ローパスフィルタを用いて前記交流成分絶対値の変化量に所定の係数を乗じた値に応じて前記波高値を更新するようにした請求項11記載の電力変換装置。前記交流負荷は交流モータであり、前記制御部は、速度指令に基づき前記電圧指令を発生する電圧指令発生部を備えた請求項1ないし13のいずれか1項に記載の電力変換装置。前記電圧指令発生部は、電圧/周波数=一定の関係に基づき、前記速度指令から電圧指令を発生するV/f制御部であり、前記制御部は、前記V/f制御部からの前記電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御する請求項14記載の電力変換装置。前記電圧指令発生部は、速度検出値が前記速度指令に追従するように、dq2軸直交座標上のq軸電圧指令を発生する速度制御部であり、前記制御部は、前記速度制御部からの前記q軸電圧指令に前記補正信号を加算した信号に基づき前記インバータを制御する請求項14記載の電力変換装置。特許文献1の装置では、擬似微分成分を用いる必要があり、制御ブロックの複雑化を招く。また、位相進み処理のパラメータ設計調整を系統電源の周波数に応じて行う必要があり、別の周波数を持つ電源に接続すると、前記パラメータの調整再設定の手間が生じるという問題が生じる。また、特許文献2の装置では、共振抑制の実施の有無を、LC共振周波数のみから判断しているので、必要なときのみ共振抑制を実施するという点で必ずしも徹底できないという問題があった。この発明は、以上のような課題を解決するためになされたもので、簡便な装置で直流リンク部の共振を抑制することが出来、電源周波数に応じた調整再設定の手間を省略することが出来る電力変換装置を得ることを目的とする。第1の発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、およびフィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御し、フィルタ部で抽出した交流成分の波高値を出力する波高値導出手段を備え、波高値導出手段から出力された交流成分の波高値に基づき補正信号の大きさを調整するようにしたものである。第2の発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、およびフィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御し、電圧検出部で検出した直流リンク部の電圧の最大値を出力する最大値導出手段を備え、最大値導出手段から出力された直流リンク部の電圧の最大値に基づき補正信号の大きさを調整するようにしたものである。第3の発明に係る電力変換装置は、交流電源と直流リンク部との間に接続され交流電源の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部に出力するコンバータ、直流リンク部と交流負荷との間に接続され直流リンク部の直流電力を交流電力に変換して交流負荷に供給するインバータ、直流リンク部に接続されたコンデンサ、および電圧指令に基づきインバータを制御する制御部を備えた電力変換装置であって、直流リンク部の電圧を検出する電圧検出部、この電圧検出部で検出した電圧の交流成分を抽出するフィルタ部、およびフィルタ部で抽出した交流成分に所定のゲインを乗算した補正信号を出力するゲイン部を備え、制御部は、電圧指令に補正信号を加算した信号に基づきインバータを制御し、電圧検出部で検出した直流リンク部の電圧の最小値を出力する最小値導出手段を備え、最小値導出手段から出力された直流リンク部の電圧の最小値に基づき補正信号の大きさを調整するようにしたものである。以上のように、この発明に係る電力変換装置は、検出した直流リンク部の電圧から抽出した交流成分にゲインを乗算して得られる補正信号を電圧指令に加算するだけで、直流リンク部の共振を抑制することが出来、装置が簡便になると共に、電源周波数に応じた調整再設定の手間を省略することが出来る。実施の形態1.図1は、本発明の実施の形態1による電力変換装置の構成図である。三相交流電源1の交流電力を直流電力に変換して直流リンク部5に出力するコンバータ2と、直流リンク部5の直流電力を入力として交流電力を出力し、交流負荷としての負荷モータ3に交流電力を供給するインバータ4とを備え、コンバータインバータ間に接続され直流電力をやりとりする直流リンク部5にはコンデンサ6が接続されている。制御部としての制御ユニット7は、後述するように、電圧指令に基づきインバータ4を制御する。そして、電圧検出部8によりDCリンク電圧Vdcを採取し、制御ユニット7にてゲート信号Gu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-を生成する。図2は、図1における制御ユニット7の内部構成を示す制御ブロック図である。ここでは、モータ電圧と周波数の比を一定に保つV/f制御系に共振抑制制御を付加している。制御ユニット7の入力は、DCリンク電圧Vdcと速度指令である周波数指令ωとであり、出力は、ゲート信号Gu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-となる。電圧指令発生部としてのV/fテーブル9では、周波数指令ωを入力しそのテーブル9を介して電圧指令振幅Vを出力する。また、周波数指令ωを積分器10により積分して電圧指令の位相θを出力する。ゲート信号生成部11では、DCリンク電圧Vdc、電圧指令振幅V、位相θを用いて、出力電圧指令を生成し、PWM処理によりGu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-を生成する。ゲート信号生成部11において、DCリンク電圧Vdcはゲート信号生成のパルス幅補正に用いられる。次に、共振抑制制御ブロック12について説明する。共振抑制制御ブロック12は、DCリンク電圧Vdcを入力して共振抑制用の補正信号Vcmpを出力する。補正信号Vcmpは、V/f制御による電圧指令Vに加算されVVcmp=V’補償動作がなされる。補正信号Vcmpは次の手順で計算を実施する。先ず、ハイパスフィルタ13を用いて、DCリンク電圧Vdcの脈動成分交流成分VdcACを抽出する。そして、ゲイン部14により脈動成分VdcACに共振抑制制御のゲインを乗算して補正信号Vcmpを生成する。そして加算器15を用いて、電圧指令振幅VをV’に補正して出力する。次に、図2の共振抑制制御ブロック12の働きでDCリンク電圧Vdcの脈動が低減される原理を説明する。図3は、LC共振が発生する電流経路の一例を示した回路図である。この回路図は、三相交流電源1、ACリアクトル16、コンバータ2、コンデンサ6、インバータ4、負荷モータ3で構成される。図4は、図3の電力変換装置のDCリンク電圧Vdcの脈動周波数成分に着目したモデルである。交流電源17、ACリアクトル19、コンデンサ6、電流源18で構成される。交流電源17は、コンバータ2により発生するDCリンク電圧Vdcの脈動を模擬した交流電源である。三相交流電源1が三相であるので、ここでは電源周波数の6倍の周波数fを持つ。なお、図4のモデルでは、脈動リプル成分を扱っているので、それぞれ交流電源17の電圧はvsr、コンデンサ6の電圧はvdcrと、現実回路のVs、Vdcと区別して表現している。また、図3にはLC共振が発生する、電圧または電流の経路の一例を併記している。図3に示す経路において、電流が2回ACリアクトル16を通過することになるので、図4に示すACリアクトル19の大きさは、ACリアクトル16の2倍のインダクタンス値となる。ACリアクトル19とコンデンサ6との共振周波数が、交流電源17の周波数f、即ち、三相交流電源1の周波数の6倍の周波数と一致する値をとる場合に系統電源の共振が発生する。この時のACリアクトル19のインダクタンスLは1式の値を取る。ここで、電流源18は、インバータ4と負荷モータ3を模擬したモデルである。インバータ4を制御することで、任意の電流が流せることから電流源としている。且つ、この電流源は、DCリンク電圧の脈動に応じて、制御で流れる電流を模擬している。ところで、この発明における共振抑制制御の動作を解明するには、脈動成分に係る補正信号Vcmpを印加したときの電流源18、即ち、その電流の挙動を検討する必要がある。その場合、電流源の形では、解析が必ずしも簡便でないので、先ず、解析の前段階として、図4の電流源18が、後述の図6に示すような、抵抗とインダクタンスとを直列に接続した回路で表現できることを、以下の2~6式により説明する。負荷モータ3は交流モータであり、モータ電圧や電流などの諸量を2軸直交座標上dq座標で取り扱って制御されることが多い。ここで、交流モータのトルク電流を表現する軸をq軸とすると、一般的にインバータの出力電力Pは、q軸電圧vqとq軸電流iqを用いて2式で表わされる。インバータのq軸電圧vqを脈動させると、インバータの出力電力Pとその脈動量ΔPは、3、4式のように表せる。Δiq、Δvqは、iq、vqと比較して微小であるので、ΔvqΔiqは無視できるほど小さくなる。従って、脈動量ΔPは、3式右辺の2、3項目のみを考慮すればよく、4式の通りとなる。図5に一例として、標準的な3.7kW誘導電動機の伝達特性を示す。Δvqを入力、Δiqを出力とした場合の位相の周波数特性である。電源周波数50Hzや60Hzの共振周波数約2000rad/sにおいて、ΔiqはΔvqに対し90度程度遅れ特性を示す。誘導電動機に限らず、同期電動機など他の種類のモータでも、電気的には抵抗とインダクタンスによるRL回路であるため、ΔiqはΔvqに対して位相遅れとなる。その結果、iq、vqは一定値であることから、4式に示されたモータの脈動電力ΔPの第1項vqΔiqは、Δvqに比べて位相遅れ、第2項Δvqiqは同位相となる。従って、両信号の加算値である脈動電力ΔPは、Δiqほどではないが、Δvqに比べて位相遅れ特性となる。次に、インバータの入力電力PΔPは、インバータ入力電圧Vdc、インバータ入力電流Idcを用いて次式で表される。ここでは、インバータ入力電力=出力電力としている。インバータ入力電圧Vdcは、脈動成分vdcrに対し、直流成分が大きくなる。このため、ほぼ一定値とみなすことができる。5式の両辺をVdcで除算すると、Idcが6式より得られる。従って、インバータ入力電流Idcは、脈動量ΔPと同相の位相遅れの脈動が発生するとみなすことが出来る。以上の検討により、図4のインバータモータを模擬した電流源18は、Δvqに比べ遅れ特性であることが判る。本発明においては、Δvqは、Vdcの脈動成分vdcrにゲインを掛けたものであるので、電流源18は、抵抗とインダクタンスとからなる負荷とみなすことができる。図4のモデルの電流源18をRL回路に置換した回路図を図6に示す。以上のように、電流源18を等価的にRL回路に置換できることが確認されたので、以下、この等価回路に基づき、DCリンク電圧Vdcの脈動が軽減できることを説明する。先ず、共振抑制をしない場合について考える。図7は、電流源18に流れる電流を0、即ち、Rd、Ld→∞とした時の等価モデルである。電源電圧vsrからコンデンサ間電圧vdcrの伝達関数を導出する。回路方程式からA-1~A-2式を導出することができる。但し、以下のラプラス変換した式上では、電圧vsrとしてVsr、電圧vdcrとしてVdcr、電流i1としてI1、電流i2としてI2の符号をそれぞれ使用している。A-2式を、電流I1で整理するとA-3式になる。A-3式をA-1式に代入し、Vdcr/Vsrで整理するとA-4式になる。A-4式のsにs=jωcを代入し、整理するとA-5式になる。但し、ωcは共振周波数fcの角振動数である。共振周波数fcにおいてLC共振が発生するようにL、C値を決定しているので、A-6式が成立する。A-6式からA-5式の分母=0となることから、ゲイン∞となり、Vdcrは発散する。以上より共振現象を確認できる。次に、図6の共振抑制動作を模擬するモデルで、電源電圧vsrからコンデンサ間電圧vdcrの伝達関数を導出する。回路方程式からB-1~B-3式を導出することができる。B-2式を、I2で整理するとB-4式になる。B-4式をB-1式に代入し、I1で整理するとB-5式を導出できる。B-5式をB-3式に代入し、Vdcr/Vsrで整理するとB-6式になる。B-6式のsにs=jωcを代入し、整理するとB-7式になる。共振周波数fcにおいてLC共振が発生するようにL、C値を決定しているので、B-8式が成立する。B-8式を用いて、B-7式を簡単化すると、B-9式を導出できる。B-9式の絶対値を取ると、B-10式を導出することができる。A-5式とB-10式とを比較すると、共振条件においては、A-5式では、Vdcr/Vsrが∞となるのに対し、B-10式では有限の値となり、脈動の抑制効果を確認できる。また、B-10式より、モータインバータを模擬したRL回路のインピーダンスを小さくするほど、脈動が小さくなる。そして、このインピーダンスを小さくすることは、先の図6の共振抑制制御ブロック12におけるゲイン部14のゲインKを大きく設定することに対応する。図8は、以上説明した共振抑制動作の一例を示す図であり、補正信号Vcmpを用いて、出力電圧指令を補正した場合と、補正しなかった場合のDCリンク電圧Vdcを比較したものである。補正信号Vcmpにより出力電圧指令を補正すると、直流リンク電圧Vdcの脈動が小さくなることを確認することができる。以上、実施の形態1において説明したように、共振抑制制御ブロック12を用いることで、コンバータ2により発生するDCリンク電圧の脈動の周波数と、電源とコンバータ間のACリアクトルとDCリンクのコンデンサのLC共振周波数が一致しても、DCリンク電圧の脈動の拡大を抑制でき、インバータモータに安定した電力を供給でき、システムを安定に運用することができる。また、この共振抑制制御ブロック12は、位相進み処理などを用いていないため、電源周波数に応じた調整再設定の手間を省略することができる。また、このような共振によるDCリンク電圧の脈動の拡大は、DCリンクのコンデンサが小容量の場合に発生することが多いが、本発明による共振抑制制御ブロックによりこの種の問題を解決することができる。なお、実施の形態1では交流負荷として誘導モータを例に説明したが、他の種類のモータ、例えば、同期モータなどを駆動する場合でも、更には、モータ以外の交流負荷にも本発明は適用可能であり、同様の効果を奏するものである。実施の形態2.前述したとおり、共振抑制制御を実施すると、負荷モータ3とコンデンサ6との間でエネルギーのやり取りをするため、負荷モータ3のトルクリプル増加につながる。ところで、共振抑制制御が必要となる条件は、系統共振周波数が電源周波数の6倍に一致するのに加え、負荷モータ3の出力が大きいことである。図9はこの現象を表したもので、系統共振周波数が電源周波数の6倍に一致する場合の負荷の消費電力と、DCリンク電圧の脈動との関係の一例を示している。左側が負荷消費電力の小さい場合、右側が負荷消費電力の大きい場合のDCリンク電圧、モータ速度、出力電流を示している。負荷モータ3の出力が大きいほど、消費電力が大きいため、コンデンサ6に流入する電流が多くなりDCリンク電圧の脈動が増大してしまう。逆に、負荷モータ3の消費電力が少ない場合では、流入電流が小さくなるため、系統共振周波数が電源周波数の6倍に一致しても、DCリンク電圧の脈動は小さくなる。従って、このような時は、共振抑制制御を実施しなくても、DCリンク電圧は大きく脈動しない。本発明の実施の形態2は、以上のような背景技術を加味してなされたもので、実施の形態1で説明した共振抑制制御を、それが必要とされる条件が生じたときのみ動作させる構成としたものである。この実現のため、実施の形態1の構成に加えて、共振抑制制御調整部22を設けている。なお、共振抑制制御が必要となるのは、DCリンク電圧脈動による過電圧が発生する場合や、同じく脈動により、電圧指令の要求するDCリンク電圧レベルに達しない電圧飽和が発生する場合である。図10は、実施の形態2における制御ユニット7の内部構成図であり、以下、その共振抑制制御調整部22を中心にその詳細を説明する。共振抑制制御調整部22内にある調整係数Nは共振抑制制御の度合いを決定する係数である。調整係数Nは0~1の値を取り、0に近いほど共振抑制を弱く、1に近いほど共振抑制を強くする働きを持つ。調整係数Nと補正信号Vcmpとを積算器25で掛け合わせ、調整付き補正信号V’cmpとして導出し、加算器15で出力電圧振幅Vを補正する。以下、調整係数Nの導出方法を説明する。波高値導出手段23は、DCリンク電圧の脈動成分交流成分VdcACを入力し、DCリンク電圧の脈動電圧の振幅VHを導出する。この波高値導出手段23は、後述するように、包絡線検波のような動作をし、脈動成分VdcACの振動の大きさを抽出する。この脈動成分の振幅VHの大小で共振抑制の必要性が判断できる。VHが大きいほど、共振抑制が必要であるので、調整係数Nを大きくし、VHが小さいほど、共振抑制は不必要であるので、調整係数Nを小さくすればよい。テーブル24を用いて、脈動電圧振幅VHから調整係数Nを決定する。波高値導出手段23は、DCリンク電圧の脈動成分VdcACを入力とし、脈動電圧の振幅VHを出力する。波高値導出手段23の動作は、C-1、C-2式で表される。但し、tは現在値で、t-1は1サンプル前の値である。脈動成分の絶対値|VdcAC|の現在値が、1サンプル前の値と比べて増加したら、C-1式の条件iが成立し、|VdcACt|を脈動電圧の振幅VHtとする。同じか、逆に減少したらC-2式の条件iiとなり、実際にはローパスフィルタを用いて、αを係数とする同式に基づきVHtを決定する。即ち、脈動成分の変化量に係数αを乗じた値に応じてVHt-1をVHtに更新する。αは0に近い小数を用いる。図11は、|VdcAC|とVHの波形の一例を示す図である。VHは、|VdcAC|の波高値に沿っていることが確認できる。以上のように、脈動電圧の振幅VHは増加しやすくすることで、急激なDCリンク電圧の脈動の増加においても、条件iとなり、振幅VHにすぐ反映できる。逆に、脈動電圧の振幅VHの減少に対しては、減少しづらくすることで、共振抑制制御の急激なオン、オフの切り替わりを連続的に繰り返すことを防止し、共振抑制制御を安定に動作させることが可能となる。なお、C-1、C-2式および図11の説明では、脈動電圧の絶対値を用いて波高値を求めたが、脈動電圧自体を用いて波高値を求めるようにしても良い。この場合、出力される波高値の振れが若干大きくなるが、絶対値の演算が不要となる分演算回路が簡便となる利点がある。テーブル24は、VHを入力とし、調整係数Nを出力する。前記のように、VHが大きいほど共振抑制制御が必要となるので、VHが大きいほど調整係数が1に近づくように設定する。また、共振抑制制御の強弱の急激な変化を防止するため、ある程度の傾きをもたせる。図12は、テーブル24でのVHとNとの関係特性の一例を示す図である。ここでVH0は、共振抑制のオンオフの目安となる値であり、テーブル24を用いて制御を行うと、Vdcの脈動波高値は、概ねVH0付近の値となる。以上、実施の形態2で説明したように、共振抑制制御を強弱をつけて実施することで、系統共振周波数が電源周波数の6倍に一致し、且つ負荷モータが重負荷の場合のみに共振抑制制御を実施することで、過電圧や電圧飽和を防ぎつつ、モータトルクリプルの増大を最小限に抑えることができ、耐久性向上につながる。実施の形態3.本発明の実施の形態3も先の実施の形態2と同様、共振抑制制御を、それが必要とされる条件が生じたときのみ動作させるものであるが、この実施の形態3では、その調整係数Nは、DCリンクの過電圧レベルや、出力電圧指令の大きさから求める構成としている。過電圧レベルより調整係数Nを求める方法は、DCリンク電圧最大値VdcMaxとDCリンクの過電圧レベルより導出される。DCリンク電圧最大値VdcMaxは、DCリンク電圧の脈動分を除去し、最大値をなぞるように計算した値である。電圧指令の大きさより調整係数Nを求める方法は、DCリンク電圧最小値VdcMinと出力電圧指令振幅Vから導出される。DCリンク電圧最小値VdcMinは、DCリンク電圧の脈動分を除去し、最小値をなぞるように計算した値である。なお、DCリンク電圧最大値VdcMax、DCリンク電圧最小値VdcMinは、先の図11aのVdcの点線で示された部分を計算していることになる。図13は、実施の形態3における制御ユニット7の内部構成図である。図13では、調整係数NをDCリンク電圧の過電圧レベルと電圧指令の大きさの両方を用いて導出している。点線で囲まれた共振抑制制御調整部26について、先の実施の形態2の共振抑制制御調整部22から変更した部分を中心に以下に説明する。DCリンク電圧Vdcを直流成分VdcDCと交流成分VdcACとに分割する。直流成分はローパスフィルタ27、交流成分はハイパスフィルタ13を用いて抽出する。交流成分VdcACに基づき波高値導出手段23を用いて、脈動成分の振幅VHを導出する。そして、脈動成分の振幅VHと直流成分VdcDCとを加算器28にて足し合わせ、DCリンク電圧最大値VdcMaxを導出する。従って、本願請求項の最大値導出手段は、この例では、ハイパスフィルタ13、波高値導出手段23、ローパスフィルタ27および加算器28から構成する。DCリンク電圧最大値VdcMaxからDCリンクの過電圧レベルVdcOVを減算器29にて引き、更に、テーブル30により調整係数N1を決定する。N1が過電圧レベルによる調整係数となる。ここで、過電圧レベルVdcOVは、共振抑制制御の応答遅れを考慮し、インバータなどで要求される、過電圧レベルより小さめの値に設定すると、過電圧防止において都合がよい。また、直流成分VdcDCから脈動成分の振幅VHを減算器31で引き、DCリンク電圧最小値VdcMinを導出する。従って、本願請求項の最小値導出手段は、この例では、ハイパスフィルタ13、波高値導出手段23、ローパスフィルタ27および減算器31から構成する。出力電圧指令Vにゲイン32を掛け、Vを実現するために必要なDCリンク電圧を計算する。DCリンク電圧最小値VdcMinを必要な電圧から減算器33にて引き、更に、テーブル34により調整係数N2を決定する。N2が出力電圧指令による調整係数となる。図14は、テーブル30、34の入出力特性の一例を示す図である。各テーブルの入力をVinとし、出力をN1またはN2とする。調整係数N1とN2を加算器35にて足し合わせ、さらにリミッタ36を用いて0~1に制限し、調整係数Nを導出する。以上のより、共振抑制制御調整部26は、直流リンク部の電圧の最大値VdcMaxが予め設定された所定の過電圧レベルVdcOVを越えたとき、補正信号Vcmpをオフからオンする方向にその大きさを調整するように動作し、かつ、直流リンク部の電圧の最小値VdcMinが電圧指令Vに基づき予め設定された所定の要求電圧レベル出力電圧指令Vにゲイン32を掛けた値未満となったとき、補正信号Vcmpをオフからオンする方向にその大きさを調整するように動作するわけである。以上、実施の形態3で説明したように、共振抑制制御調整部26により、その調整係数Nを用いて、共振抑制制御の調整を行うことで、共振抑制制御によるモータトルクリプルの増大を最小限に抑えつつ、DCリンク電圧の共振によって引き起こされるDCリンクの過電圧防止や、DCリンク電圧不足による電圧指令の飽和を防止する効果がある。なお、図13の回路では、調整係数N1とN2とを合成した調整係数を補正信号Vcmpに乗算するようにしたが、調整係数N1とN2のいずれか一方のみを採用して得られる調整係数を補正信号Vcmpに乗算するようにしても良い。実施の形態4.先の実施の形態1~3では、V/f制御をベースとしたモータ制御系への適用例について示したが、この発明は速度制御系や電流制御系をベースとしたモータ制御系へ適用してもよい。図15は、実施の形態4における制御ユニット7の内部構成図で、同期モータに速度制御系を適用した場合の共振抑制制御ブロック図である。先の実施の形態2で説明した制御ブロックを速度制御系に置き換えたものであり、共振抑制制御は、q軸電圧指令vqに補正を加えることで実現している。共振抑制制御ブロック37は実施の形態2と同じものを採用する。以下、ブロック図の電圧指令発生部に係る部分の詳細を説明する。速度周波数指令ωと速度検出値であるモータ速度周波数ωとの偏差を減算器38により導出し、PI制御器39を用いて、モータ速度ωが速度指令ωに追従するように、q軸電流指令iqを作成する。q軸電流指令iqとq軸電流iqとの偏差を減算器40により導出し、PI制御器41を用いて、q軸電流iqがq軸電流指令iqに追従するように、q軸電圧指令vqを作成する。d軸に関しても、電流指令idとd軸電流idとの偏差を減算器42により導出し、PI制御器43を用いてd軸電圧指令vdを作成する。q軸電圧指令vqに、共振抑制制御の補正電圧V’cmpを加算器44にて足し合わせることで補正し、補正付q軸電圧指令vq’を導出する。実速度ωに積分器45を用いて位相角θを導出する。DCリンク電圧Vdc、d軸電圧指令vd、補正付q軸電圧指令vq’、位相角θを用いて、ゲート信号生成部46にて、逆dq変換し各相の出力電圧指令を生成し、PWM処理によりゲート信号Gu、Gu-、Gv、Gv-、Gw、Gw-を生成する。本実施形態4を用いても、先の実施の形態2と同様な効果を得ることができる。即ち、共振抑制制御を強弱をつけて実施することで、系統共振周波数が電源周波数の6倍に一致し、且つ負荷モータが重負荷の場合のみに共振抑制制御を実施することで、過電圧や電圧飽和を防ぐことができ、トルクリプルの増大を最小限に抑えることができる。更に、必要な変形を施すことで、先の実施の形態3と同様な効果を得ることができる。即ち、共振抑制制御によるモータトルクリプルの増大を最小限に抑えつつ、DCリンク電圧の共振によって引き起こされるDCリンクの過電圧防止や、DCリンク電圧不足による電圧指令の飽和を防止することができる。なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。