駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記電力増幅変調信号を平滑化することによって駆動信号を生成する平滑フィルターとを備え、前記デジタル電力増幅器は、第1の電圧発生源と、前記第1の電圧発生源と直列接続される第1のスイッチと、前記第1のスイッチと直列接続される第2のスイッチと、前記第2のスイッチと直列接続され、前記第1の電圧発生源が発生させる電圧よりも低い電圧を発生させる第2の電圧発生源と、前記変調信号に基づいて前記第1および第2のスイッチを駆動するスイッチ駆動回路とを備え、前記スイッチ駆動回路は、前記第2のスイッチがONの期間中に電流を蓄えるブートストラップコンデンサーを搭載し、前記第1のスイッチをONにする場合には、該ブートストラップコンデンサーに蓄えられた電流を該第1のスイッチに供給することによって前記第1のスイッチをONにしており、前記第1のスイッチには、NチャンネルMOSFETによるスイッチと、PチャンネルMOSFETによるスイッチとが並列に接続されている容量性負荷駆動回路。請求項1に記載の容量性負荷駆動回路であって、前記スイッチ駆動回路は、前記ブートストラップコンデンサーに蓄えられている電圧を検出し、該検出した電圧に応じて、前記NチャンネルMOSFETによるスイッチ、または前記PチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する容量性負荷駆動回路。請求項1に記載の容量性負荷駆動回路であって、前記NチャンネルMOSFETによるスイッチ、または前記PチャンネルMOSFETによるスイッチの何れを駆動するかを、前記駆動波形信号に基づいて決定する決定手段を備え、前記スイッチ駆動回路は、前記決定手段が決定した結果に基づいて、前記NチャンネルMOSFETによるスイッチ、または前記PチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する容量性負荷駆動回路。請求項1ないし請求項3の何れか一項に記載の容量性負荷駆動回路と、流体を供給する流体供給手段と、前記流体供給手段から供給された流体が流入する流体室と、前記容量性負荷であるアクチュエーターと、前記流体室に流入された流体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、前記容量性負荷駆動回路から出力される駆動信号が前記アクチュエーターに印加されることによって、前記流体室に流入された流体が前記噴射ノズルからパルス状に噴射される流体噴射装置。しかし、NchMOSFETを用いてD級増幅器を構成した場合、電源側のMOSFETが稀にしかOFFにならない状態が継続すると、MOSFETをONの状態にすることができなくなり、その結果、D級増幅器が正常に動作しなくなって、駆動信号を出力することができなくなるという問題があった。この発明は、従来の技術が有する上述した課題の少なくとも一部を解決するためになされたものであり、電源側のMOSFETが稀にしかOFFにならない状態が継続しても、D級増幅器を正常に動作させて、駆動信号を出力することが可能な技術の提供を目的とする。上述した課題の少なくとも一部を解決するために、本発明の容量性負荷駆動回路は次の構成を採用した。すなわち、駆動波形信号を発生する駆動波形信号発生回路と、前記駆動波形信号をパルス変調して変調信号を生成する変調回路と、前記変調信号を電力増幅して電力増幅変調信号を生成するデジタル電力増幅器と、前記電力増幅変調信号を平滑化することによって駆動信号を生成する平滑フィルターとを備え、前記デジタル電力増幅器は、第1の電圧発生源と、前記第1の電圧発生源と直列接続される第1のスイッチと、前記第1のスイッチと直列接続される第2のスイッチと、前記第2のスイッチと直列接続され、前記第1の電圧発生源が発生させる電圧よりも低い電圧を発生させる第2の電圧発生源と、前記変調信号に基づいて前記第1および第2のスイッチを駆動するスイッチ駆動回路とを備え、前記スイッチ駆動回路は、前記第2のスイッチがONの期間中に電流を蓄えるブートストラップコンデンサーを搭載し、前記第1のスイッチをONにする場合には、該ブートストラップコンデンサーに蓄えられた電流を該第1のスイッチに供給することによって前記第1のスイッチをONにしており、前記第1のスイッチには、NチャンネルMOSFETによるスイッチと、PチャンネルMOSFETによるスイッチとが並列に接続されていることを要旨とする。こうした構成を有する本発明の容量性負荷駆動回路においては、駆動波形信号発生回路が発生した駆動波形信号を、変調回路で変調信号に変換した後、デジタル電力増幅器で電力増幅して電力増幅変調信号を生成する。そして、この電力増幅変調信号を平滑フィルターで平滑化することによって駆動信号を生成する。デジタル電力増幅器には、第1の電圧発生源と、第1の電圧発生源と直列接続される第1のスイッチと、第1のスイッチと直列接続される第2のスイッチと、第2のスイッチと直列接続されて第1の電圧発生源が発生させる電圧よりも低い電圧を発生させる第2の電圧発生源と、変調信号に基づいて第1および第2のスイッチを駆動するスイッチ駆動回路とが設けられている。また、スイッチ駆動回路には、第2のスイッチがONの期間中に電流を蓄えるブートストラップコンデンサーが搭載されている。第1のスイッチをONにする場合には、ブートストラップコンデンサーに蓄えられた電流を第1のスイッチに供給することによって、第1のスイッチがONにされる。そして、第1のスイッチは、NチャンネルMOSFETによるスイッチに加えて、PチャンネルMOSFETによるスイッチが並列に接続されている。このため、ブートストラップコンデンサーに十分な電流が蓄えられていないため、第1のスイッチを構成するNチャンネルMOSFETによるスイッチをONにすることができない場合でも、このNチャンネルMOSFETのスイッチには、PチャンネルMOSFETによるスイッチが並列に接続されており、このPチャンネルMOSFETによるスイッチをONにすることができる。その結果、変調信号をデジタル電力増幅器で電力増幅することが可能となり、駆動波形信号に応じた駆動信号を出力することが可能となる。また、NチャンネルMOSFETによるスイッチと、PチャンネルMOSFETによるスイッチとが並列に接続されているので、合成抵抗が小さくなって、PチャンネルMOSFETのオン抵抗がNチャンネルMOSFETに比べて大きいことが問題となることもない。また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、ブートストラップコンデンサーに蓄えられている電圧を検出し、検出した電圧に応じて、NチャンネルMOSFETによるスイッチ、またはPチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動するようにしてもよい。NチャンネルMOSFETによるスイッチと、PチャンネルMOSFETによるスイッチとを共に駆動したのでは、何れか一方を駆動する場合よりも電力を消費する。そこで、ブートストラップコンデンサーに蓄えられている電圧を検出して、その電圧が、NチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動可能な電圧であった場合には、NチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動し、それ以外の場合は、PチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する。こうすれば、ブートストラップコンデンサーに蓄えられている電圧に応じて、NチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する場合と、PチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する場合とを切り換えることができるので、スイッチを駆動するための電力損失を抑制することが可能となる。また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路においては、NチャンネルMOSFETによるスイッチ、またはPチャンネルMOSFETによるスイッチの何れを駆動するかを、駆動波形信号に基づいて切り換えても良い。ブートストラップコンデンサーに蓄えられている電圧が不足するか否かは、駆動波形信号に基づいて予め判断することができる。従って、NチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する場合と、PチャンネルMOSFETによるスイッチを駆動する場合とを、駆動波形信号に基づいて切り換えてやれば、二つのスイッチを共に駆動する必要がないので、スイッチを駆動するための電力損失を抑制することができる。また、ブートストラップコンデンサーに蓄えられている電圧を検出する必要もないので、簡単な回路構成で実現することが可能となる。また、上述した本発明の容量性負荷駆動回路では、変調信号のオンデューティー比が上限付近となるような状態が継続しても、変調信号を正常に電力増幅して、駆動信号を出力することができる。従って、上述した本発明の容量性負荷駆動回路は、以下のような流体噴射装置に好適に適用することができる。すなわち、流体を供給する流体供給手段供給ポンプなどと、流体供給手段から供給された流体が流入する流体室と、容量性負荷であるアクチュエーターと、流体室に流入された流体を噴射する噴射ノズルとを有する脈動発生部とを備え、駆動信号をアクチュエーターに印加することによって、流体室内の流体を噴射ノズルからパルス状に噴射する流体噴射装置で、駆動信号を発生する容量性負荷駆動回路として好適に適用することができる。以下では、上述した本願発明の内容を明確にするために、次のような順序に従って実施例を説明する。A.第1実施例:A-1.全体構成:A-2.容量性負荷駆動回路の構成:A-3.第1実施例のデジタル電力増幅器:A-4.第1実施例のデジタル電力増幅器の動作:B.第2実施例:C.第3実施例:A.第1実施例:A-1.全体構成:図1は、第1実施例の容量性負荷駆動回路200を搭載した流体噴射装置100の構成を示した説明図である。図示されているように流体噴射装置100は、大きく分けると、液体を噴射するための脈動発生部110と、脈動発生部110に向けて流体を供給する流体供給手段120供給ポンプと、脈動発生部110および流体供給手段120の動作を制御する制御部130などから構成されている。流体噴射装置100は、パルス状の液体を脈動発生部110から噴射することによって、生体組織を切除または切開することに使用する手術具としてのウォータージェットメスの一例である。脈動発生部110は、金属製の第2ケース113に、同じく金属製の第1ケース114を重ねた構造となっており、第2ケース113の前面には円管形状の流体噴射管112が立設され、流体噴射管112の先端にはノズル111が挿着されている。第2ケース113と第1ケース114との合わせ面には、薄い円板形状の流体室115が形成されており、流体室115は、流体噴射管112を介してノズル111に接続されている。また、第1ケース114の内部には、積層型の圧電素子116が設けられている。脈動発生部110と制御部130とは配線ケーブル150によって接続されており、制御部130内の容量性負荷駆動回路200からは、配線ケーブル150を介して駆動信号が圧電素子116に供給される。また、配線ケーブル150はコネクターによって脈動発生部110に取り付けられている。流体供給手段120は、噴射しようとする流体水、生理食塩水、薬液などが貯められた流体容器123から、第1接続チューブ121を介して流体を吸い上げた後、第2接続チューブ122を介して脈動発生部110の流体室115内に供給する。このため、流体室115は流体で満たされた状態となっている。そして、制御部130から駆動信号を圧電素子116に印加すると、圧電素子116が伸張して流体室115が押し縮められ、その結果、流体室115内に充満していた流体が、ノズル111からパルス状に噴射される。圧電素子116の伸張量は、駆動信号として印加される電圧に依存する。また、駆動信号は、制御部130内に搭載された容量性負荷駆動回路200によって生成されている。A-2.容量性負荷駆動回路構成の概要:図2は、制御部130に搭載された容量性負荷駆動回路200の回路構成を示した説明図である。図示されているように容量性負荷駆動回路200は、駆動信号の基準となる駆動波形信号以下、WCOMを出力する駆動波形信号発生回路210と、WCOMをパルス変調して変調信号以下、MCOMに変換する変調回路230と、変調回路230からのMCOMをデジタル的に電力増幅して電力増幅変調信号以下、ACOMを生成するデジタル電力増幅器240と、デジタル電力増幅器240からACOMを受け取って変調成分を取り除いて、駆動信号以下、COMとして脈動発生部110の圧電素子116に供給する平滑フィルター250とを備えている。このうち、駆動波形信号発生回路210は、WCOMのデータを記憶した波形メモリーや、D/A変換器を備えており、波形メモリーから読み出したデータをD/A変換器でアナログ信号に変換することによって、WCOM駆動波形信号を生成する。変調回路230には、一定周期変調周期の三角波を発生する三角波発生器が搭載されており、駆動波形信号発生回路210から受け取ったWCOMを三角波と比較することによって、パルス波状のMCOM変調信号を生成パルス変調する。たとえばWCOMの方が三角波よりも大きい期間では高電圧状態出力がHとなり、WCOMの方が三角波よりも小さい期間では低電圧状態出力がLとなるようなMCOMが出力される。尚、MCOMがHとなる時間比率は、デューティー比あるいはオンデューティー比と呼ばれる。変調回路230によって得られたMCOMは、デジタル電力増幅器240によって電力増幅される。詳細な構成については後述するが、デジタル電力増幅器240には電源が搭載されている。そして、MCOMの入力がHの場合には、電源とデジタル電力増幅器240の出力とが、デジタル電力増幅器240の内部で接続されて、電源の電圧がデジタル電力増幅器240の出力として出力され、また、MCOMの入力がLの場合には、グランドとデジタル電力増幅器240の出力とが、デジタル電力増幅器240の内部で接続されて、グランドの電圧がデジタル電力増幅器240の出力として出力される。その結果、MCOMが、MCOMがHの時には電源の電圧となり、MCOMがLの時にはグランドの電圧となるパルス状の信号に電力増幅される。こうして電力増幅されたACOM電力増幅変調信号は、LC回路によって構成される平滑フィルター250を通すことによってCOM駆動信号に変換され、圧電素子116に印加される。A-3.第1実施例のデジタル電力増幅器:図3は、第1実施例のデジタル電力増幅器240の内部構成を示した回路図である。図示されるように、第1実施例のデジタル電力増幅器240には、電源Vddと、二つのNチャンネルMOSFET図3では、FET1、FET3と表示と、一つのPチャンネルMOSFET図3では、FET2と表示、これらMOSFETを駆動するスイッチ駆動回路242とが搭載されている。三つのMOSFETのうち、FET1およびFET3は、電源Vddとグランドとの間でプッシュプル接続されている。すなわち、電源VddにはFET1のドレイン電極図中でDと表示が接続されており、FET1のソース電極図中でSと表示にはFET3のドレイン電極が接続されている。そして、FET3のソース電極はグランドに接続されている。そして、FET1のソース電極と、FET3のドレイン電極とが接続されている部分の電圧が、ACOMとして出力される。また、PチャンネルMOSFETであるFET2は、ソース電極が電源Vddに接続され、ドレイン電極がACOMの出力ラインに接続されている。従って、FET1に対して、FET2が並列に接続された状態となっている。更に、FET1、FET2、FET3のゲート電極は、スイッチ駆動回路242に接続されている。尚、本実施例では、FET1が本発明の第1のスイッチに対応し、FET2が本発明の第2のスイッチに対応する。また、FET1はNチャンネルMOSFETであり、FET2はPチャンネルMOSFETであるから、FET1は本発明のNチャンネルMOSDETによるスイッチにも対応し、FET2は本発明のPチャンネルMOSDETによるスイッチにも対応している。更に、電源Vddが本発明の第1の電圧発生源に対応し、グランドが本発明の第2の電圧発生源に対応する。図4は、第1実施例のスイッチ駆動回路242の構成を示した回路図である。尚、第1実施例のデジタル電力増幅器240は、一般的なデジタル電力増幅器240の電源Vdd側のFET1に対して、FET2が並列に接続された構成となっている。このことと対応して第1実施例のスイッチ駆動回路242は、一般的なデジタル電力増幅器240のスイッチ駆動回路に対して、FET2を駆動するための回路部分図4中では242bと表示が追加されたものとなっている。尚、FET1を駆動するための回路部分図4中では242aと表示は、一般的なデジタル電力増幅器240のスイッチ駆動回路で用いられているものと同様である。また、スイッチ駆動回路242の中でFET3を駆動するための回路部分は本発明との関連性が低いため、図示が省略されている。このような構成を有する本実施例のデジタル電力増幅器240は、次のように動作する。A-4.第1実施例のデジタル電力増幅器の動作:先ず始めに、デジタル電力増幅器240のスイッチ駆動回路242がFET1を駆動する動作従って、図4中で242aと表示した部分の動作について説明する。図5aには、MCOMの出力がLの場合が示されている。MCOMがLの場合は、電源Vdd側に接続されたFET1およびFET2がOFFとなり、グランド側に接続されたFET2がONとなる。その結果、デジタル電力増幅器240からはグランドの電圧がACOMとして出力される。ここで、図5aに示されるように、FET1を駆動するための回路部分242aにはコンデンサーBSCが搭載されている。このコンデンサーBSCは、一方の端子がACOMの出力ラインに接続されており、他方の端子がスイッチ駆動回路242の駆動用電源に接続されている。従って、図5aに示されるように、MCOMの出力がLになってACOMの出力がグランドの電圧になると、コンデンサーBSCの両端子間に駆動用電源の電圧が加わることになって、コンデンサーBSCが充電される。その後、図5bに示されるように、MCOMの出力がHになると、コンデンサーBSCに蓄えられていた電圧がFET1のゲート電極に印加され、その分だけ、FET1のソース電極よりもゲート電極の方が電位が高くなり、その結果、FET1がONになる。尚、このようなコンデンサーBSCはブートストラップコンデンサーと呼ばれる。ブートストラップコンデンサーを用いれば、駆動用電源の他に、FET1のゲート電極用の電源を用いなくても、FET1をONの状態にすることができる。しかし、コンデンサーBSCを用いてFET1を駆動した場合、FET1がONの状態を続けているとコンデンサーBSCに蓄えられていた電荷が漏れ出して、コンデンサーBSCの両端子間の電圧従って、FET1のソース電極とゲート電極との電位差が少しずつ低下していく。その結果、最終的にはFET1をONの状態に維持しておくことができなくなる。たとえば、駆動波形信号発生回路210が上限付近のWCOMを出力する場合、変調回路230から出力されるMCOMは、オンデューティー比がたいへんに高いHとなる時間頻度がたとえば95以上のMCOMとなる。このようなMCOMを受け取った場合、図6に例示したように、デジタル電力増幅器240の電源Vdd側のFET1は、ほとんど常にONの状態となり、OFFの状態には極稀にしか切り換わらない。逆に、デジタル電力増幅器240のグランド側のFET3は、ほとんど常にOFFの状態となり、ONの状態には極稀にしか切り換わらない。前述したようにコンデンサーBSCは、FET1がOFFで、FET3がONの状態の時に充電されるから、図6に示したような状態でデジタル電力増幅器240を動作させていると、コンデンサーBSCに蓄えられた電圧が次第に低下して、FET1をONにすることができなくなる。その結果、デジタル電力増幅器240でMCOMを電力増幅することができなくなって、圧電素子116を駆動することができなくなる。もちろん、コンデンサーBSCの代わりに、別途用意した電源を用いてFET1を駆動すれば、こうした問題の発生を回避することができる。しかし、駆動用電源の他に、FET1を駆動するための電源を別途用意するのでは、スイッチ駆動回路242の回路サイズが大きくなり、また回路の製造コストが増加してしまう。これに対して第1実施例のデジタル電力増幅器240では、図3を用いて前述したように、FET1に対して並列にFET2が接続されている。また、FET1はNチャンネルMOSFETが用いられるのに対して、FET2はPチャンネルMOSFETが用いられている。周知のようにPチャンネルMOSFETは、ソース電極と比較してゲート電極の電位が一定電圧よりも低くなるとONになる。従って、コンデンサーBSCのようなブートストラップコンデンサーを用いなくてもONにすることができる。このため、図6に例示したように、MCOMが、たいへんにオンデューティー比が高いたとえば95以上の状態が長く継続するような信号であり、FET1がONにならなくなった場合でも、FET2がONになる。その結果、デジタル電力増幅器240でMCOMを電力増幅することができ、圧電素子116を駆動することができる。もちろん、FET2は、NチャンネルMOSFETよりもオン抵抗の大きなPチャンネルMOSFETである。しかし、図3に示されるように、FET2はFET1と並列に接続されており、FET2が単独でONの状態になるのは、図6を用いて前述したような特殊な状況に過ぎない。このため、ほとんどの場合は、FET1とFET2とは共にONの状態となるので、FET2のオン抵抗が大きいことが原因で、デジタル電力増幅器240での電力損失が増加することはない。B.第2実施例:上述した第1実施例では、FET1およびFET2が、並行して駆動されているものとして説明した。しかし、FET1とFET2とを並行して駆動するためには、FET1を単独で駆動する場合よりも多くの電力が必要となる。そこで、FET1を正常に駆動することができる間はFET2は駆動せず、FET1を正常に駆動することが困難になった場合にだけ、FET2を駆動するようにしても良い。以下では、このような第2実施例について説明する。尚、第2実施例では、特に言及しない構成については、前述した第1実施例と同様である。そして、前述した第1実施例と同様な構成については、同じ番号を付すことによって、詳細な説明を省略する。図7は、第2実施例のデジタル電力増幅器240に搭載されたスイッチ駆動回路342の回路図である。第2実施例のスイッチ駆動回路342では、コンデンサーBSCの両端子間の電圧が抵抗によって分圧された後に、オペアンプOP1に入力されており、オペアンプOP1は、入力された電圧の電圧差をオペアンプOP2に出力する。オペアンプOP2は、オペアンプOP1から入力された電圧差を、閾値の電圧Vrefと比較して、電圧差が電圧Vrefよりも大きければHの信号を出力し、電圧差が電圧Vrefよりも小さければLの信号を出力する。このオペアンプOP2の出力は、スイッチSW1およびスイッチSW2に接続されている。このうち、スイッチSW1には、オペアンプOP2の出力がそのまま接続され、スイッチSW2には、インバーターで反転された後に接続されている。このような第2実施例のスイッチ駆動回路342では、オペアンプOP1から出力される電圧差が、閾値の電圧Vrefよりも大きい間は、スイッチSW1がONとなり、スイッチSW2がOFFとなる。また、オペアンプOP1からの電圧差が、閾値の電圧Vrefよりも小さくなると、スイッチSW1がOFFとなり、スイッチSW2がONとなる。そこで、コンデンサーBSCの端子間電圧が、FET1をONにするための電圧に対して若干の余裕を持たせた電圧よりも低くなった時に、オペアンプOP2の出力がLとなるような電圧に、閾値の電圧Vrefを設定しておく。こうすれば、コンデンサーBSCに十分な電圧が蓄えられている間は、スイッチSW1がONになるのでFET1が駆動され、コンデンサーBSCの電圧が低下してきたら、スイッチSW2がONになるのでFET2が駆動されるようになる。その結果、コンデンサーBSCに蓄えられている電圧に応じて、FET1を駆動する場合と、FET2を駆動する場合とを切り換えることができるので、スイッチ駆動回路342を駆動するための電力を抑制することが可能となる。C.第3実施例:また、上述した第2実施例のスイッチ駆動回路342では、二つのオペアンプが必要となる。しかし、次のようにすれば、FET1を駆動する場合とFET2を駆動する場合とを、オペアンプを用いることなく切り換えることが可能となる。以下では、このような第3実施例について説明する。尚、第3実施例においても、特に言及しない構成については、前述した第1実施例あるいは第2実施例と同様である。そして、前述した第1実施例あるいは第2実施例と同様な構成については、同じ番号を付すことによって、詳細な説明を省略する。図8は、第3実施例の容量性負荷駆動回路200の一部を示した説明図である。図示されるように、第3実施例の容量性負荷駆動回路200では、変調回路230から出力されたMCOMが、FET1を駆動するための信号FET1駆動用MCOMと、FET2を駆動するための信号FET2駆動用MCOMと、FET3を駆動するための信号FET3駆動用MCOMとに分けてデジタル電力増幅器240に供給される。このうち、FET1駆動用のMCOMは、スイッチSW1を介してデジタル電力増幅器240に接続されており、FET2駆動用のMCOMは、スイッチSW2を介してデジタル電力増幅器240に接続されている。更に、第3実施例の容量性負荷駆動回路200には、スイッチ選択回路235が搭載されている。詳細には後述するが、スイッチ選択回路235は駆動波形信号発生回路210からのWCOMを受け取ると、FET1選択信号あるいはFET2選択信号を出力する。そして、FET1選択信号が出力された場合には、スイッチSW1がONになって、FET1駆動用のMCOMとFET3駆動用のMCOMとがデジタル電力増幅器240に供給される。その結果、デジタル電力増幅器240では、FET1およびFET3を用いて電力増幅が行われる。また、スイッチ選択回路235からFET2選択信号が出力された場合には、スイッチSW2がONになり、FET2駆動用のMCOMとFET3駆動用のMCOMとがデジタル電力増幅器240に供給される。その結果、デジタル電力増幅器240では、FET2およびFET3を用いて電力増幅が行われる。尚、第3実施例のスイッチ選択回路235は、本発明における決定手段に対応する。図9は、第3実施例のスイッチ選択回路235が選択信号を出力するために行う選択信号出力処理のフローチャートである。選択信号出力処理では、先ず始めに、駆動波形信号発生回路210から出力されたWCOM駆動波形信号の読み込みを行うステップS100。続いて、読み込んだWCOMから、MCOMのオンデューティー比を算出するステップS102。MCOMのオンデューティー比は、デジタル電力増幅器240の電源Vddの電圧をVddとすると、MCOMの電圧値をVddで除算することによって算出することができる。尚、オンデューティー比をパーセント表示する場合は、除算した値に対して、更に100を乗算すればよい。次に、算出したオンデューティー比が、所定の閾値たとえば95以上か否かを判断するステップS104。その結果、算出したオンデューティー比が閾値よりも小さい場合はステップS104:no、FET1選択信号を出力するステップS106。これに対して、算出したオンデューティー比が閾値以上であった場合はステップS104:yes、FET2選択信号を出力するステップS108。こうして、FET1選択信号あるいはFET2選択信号の何れかを出力したら、処理の先頭に戻って、再びWCOMを読み込んだ後ステップS100、上述した続く一連の処理を行う。図5を用いて前述したように、スイッチ駆動回路242に搭載されたコンデンサーBSCは、FET1がOFFで、FET2がONの状態にならないと充電されない。また逆に、FET1がONで、FET2がOFFの間は、少しずつ放電する。従って、MCOMのオンデューティー比があまりに高くなると、コンデンサーBSCが放電する時間すなわち、FET1がONで、FET2がOFFとなっている時間に対して、コンデンサーBSCに充電される時間すなわち、FET1がOFFで、FET2がONとなっている時間が短くなり過ぎて、コンデンサーBSCに蓄えられた電圧が低下し、FET1をONにすることができなくなる。しかし、上述した第3実施例では、MCOMのオンデューティー比が閾値の値たとえば95よりも大きくなると、FET2選択信号が出力されるので、FET1が駆動される状態からFET2が駆動される状態に切り換わる。そして、前述したようにFET2はPチャンネルMOSFETを用いて構成されており、コンデンサーBSCのようなブートストラップコンデンサーを用いなくても駆動することができる。このため、MCOMのオンデューティー比が上限付近となるような場合でも、デジタル電力増幅器240で電力増幅を行って、圧電素子116を適切に駆動することが可能となる。また、上述した第3実施例では、駆動波形信号発生回路210が出力するWCOMに基づいてMCOMのオンデューティー比を算出し、その値に基づいて、FET1を駆動する場合FET1選択信号を出力する場合と、FET2を駆動する場合FET2選択信号を出力する場合とを切り換えている。このため、前述した第2実施例のように、コンデンサーBSCの端子間電圧を検出する必要がなく、また、オペアンプを搭載する必要もない。尚、上述した第3実施例では、WCOMをMCOMのオンデューティー比に一旦変換し、得られたオンデューティー比を閾値と比較することとしていた。しかし、前述したように、WCOMと、MCOMのオンデューティー比とは一対一に対応しており、オンデューティー比が閾値を超えることになるようなWCOMの値は予め求めておくことができる。そこで、この値を閾値として記憶しておき、この閾値とWCOMとを比較してもよい。そして、WCOMが、この閾値よりも小さい場合は、FET1選択信号を出力し、逆にWCOMがこの閾値よりも大きい場合は、FET2選択信号を出力するようにしてもよい。上述した第2実施例、第3実施例では、スイッチ1とスイッチ2とが排他的に切り替えられる例を示したが、BSCの端子間電圧が十分高い場合はスイッチ1とスイッチ2とを共に駆動しても良い。スイッチ1とスイッチ2とが共にONしている状態は、スイッチ1とスイッチ2のオン抵抗が並列に並べられているのと等価であるため、スイッチ1とスイッチ2を共にオンしている際の合成抵抗は、スイッチ1、スイッチ2のオン抵抗よりも低い。このため、負荷に大電流を流す場合には、デジタル電力増幅器240での電力損失が下がるので、より好適である。以上、各種実施例の容量性負荷駆動回路200について説明したが、本発明は上記すべての実施例に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様で実施することが可能である。例えば、容量性負荷にパルス状の電圧を印加する場合は、平滑フィルター250を必須構成とすることなく、本発明の容量性負荷駆動回路200を好適に用いることができる。また、平滑フィルター250のL成分やC成分として、回路配線パターンや回路素子の寄生インダクタンスや寄生容量を用いることにより、平滑フィルターを必須構成としないこともできる。また、好適に適用することができる一例として、インクジェットプリンターでインクを噴射する噴射ノズルは、アクチュエーターとして圧電素子を利用しているので、噴射ノズルの圧電素子を駆動する容量性負荷駆動回路200としても好適に適用することができる。あるいは、薬剤や栄養剤を内包するマイクロカプセルを形成することに用いる流体噴射装置など、医療機器を含む様々な電子機器を駆動するための容量性負荷駆動回路に対しても、本発明の容量性負荷駆動回路200を好適に適用することができる。