"第2のトランシーバによって送信された信号の相関を第1のトランシーバで求めるための方法であって、相補シーケンスのペアに対応するマッチドフィルタを使用して受信信号と前記相補シーケンスのペアとの相関を求めるステップと、前記マッチドフィルタからのピーク出力を検出するステップと、検出されたピーク出力を使用して、前記第1のトランシーバと前記第2のトランシーバとの間の送信の同期をとるためのタイミング推定値を生成するステップとを含むことを特徴とする方法。前記相補シーケンスは、前記相補シーケンスの0でないすべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と、前記相補シーケンスの0の遅延に対する最大自己相関主ローブ値と、を含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。さらに、受信信号に含まれるメッセージを復調するための初期減衰チャネル係数として、検出されたピーク出力に対応する複素相関値を使用するステップをさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。マッチドフィルタにより、受信信号と前記相補シーケンスのペアの両方との相関を同時に求めることを特徴とする請求項1に記載の方法。マッチドフィルタにより、受信信号と前記相補シーケンスのペアとの相関を再帰的に求めることを特徴とする請求項1に記載の方法。第1のトランシーバは基地局であり、第2のトランシーバは移動局であって、ランダムアクセスチャネル経由で前記移動局から前記基地局に送信されたランダムアクセスメッセージのプリアンブル部分として、一方の相補シーケンスを使用することを特徴とする請求項1に記載の方法。前記相補シーケンスが長さ2またはそれ以上のゴーレイシーケンスであることを特徴とする請求項6に記載の方法。より短いゴーレイシーケンスのペアを連結することにより、前記ゴーレイシーケンスのそれぞれが生成されることを特徴とする請求項7に記載の方法。第1のトランシーバが移動局で、第2のトランシーバが基地局であり、ブロードキャストチャネル経由で前記基地局によって送信された同期シーケンスとして、一方の相補シーケンスを使用することを特徴とする請求項1に記載の方法。さらに、複数のマッチドフィルタを採用し、それぞれの前記マッチドフィルタは直交する相補シーケンスのペアに対応しており、ピーク出力が前記マッチドフィルタのうちの1つから検出されることを特徴とする請求項1に記載の方法。前記相補シーケンスのペアは以下の式に従って決定されることを特徴とする請求項1に記載の方法。a0k=δkb0k=δkank=an-1kWnbn-1kDnbnk=an-1k-Wnbn-1kDn、ただし、k=0,1,2,...,2N-1、n=1,2,...,Nとして、Dn=2Pn、ankおよびbnkは長さ2Nの相補シーケンスのペア、δkはクロネッカーのデルタ関数、kは時間尺度を表す整数、nは反復回数、Dnは遅延、Pnn=1,2,...,Nは数{0,1,2,....,N-1}の任意の順列、Wnは大きさ1の任意の複素数である。第1のトランシーバで同期シーケンスを生成して第2のトランシーバに送信する方法であって、0でないすべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と0の遅延に対する最大自己相関主ローブ値とを有する相補シーケンスのペアから同期シーケンスを生成するステップと、前記第2のトランシーバと前記第1のトランシーバとの同期をとれるようにするために前記同期シーケンスを使用して前記第1のトランシーバから信号を送信するステップと、を含むことを特徴とする方法。前記第1のトランシーバが移動局に含まれ、前記第2のトランシーバが基地局に含まれ、前記基地局と関連付けられているランダムアクセスチャネル経由で、前記移動局が前記同期シーケンスを送信することを特徴とする請求項12に記載の方法。前記同期シーケンスが前記基地局と前記移動局の両方に知られていることを特徴とする請求項13に記載の方法。前記基地局が前記同期シーケンスを使用して前記移動局から受信した信号に対し相関処理を実行し、最大の自己相関値がいつ得られたかを前記相関処理で検出することを特徴とする請求項14に記載の方法。ランダムアクセスチャネル経由で前記移動局によって送信されたランダムアクセスバーストのプリアンブル内で前記同期シーケンスが使用されていることを特徴とする請求項13に記載の方法。さらに、0でないすべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と0の遅延に対する最大自己相関主ローブ値とをそれぞれ有する長さLの一組のシーケンスを生成するステップを含み、前記第1のトランシーバが前記一組のシーケンスに含まれる1つのシーケンスを送信し、前記第2のトランシーバと前記第1のトランシーバとの同期をとれるようにすることを特徴とする請求項12に記載の方法。前記一組のシーケンスに含まれるシーケンスはそれぞれ直交していることを特徴とする請求項17に記載の方法。前記第1のトランシーバが基地局に含まれ、前記第2のトランシーバが移動局に含まれ、前記基地局がブロードキャストチャネルで前記シーケンスをブロードキャストし、少なくとも大まかに前記移動局と前記基地局との同期をとれるようにすることを特徴とする請求項12に記載の方法。前記同期シーケンスを、Nを正の整数とした長さL=2Nと長さ10および26のゴーレイ相補シーケンスのぺアから求めることを特徴とする請求項12に記載の方法。前記ゴーレイ同期シーケンスの長さが4096であることを特徴とする請求項20に記載の方法。前記ゴーレイ相補シーケンスのペアが以下の式に従って決定されることを特徴とする請求項20に記載の方法。a0k=δkb0k=δkank=an-1kWnbn-1kDnbnk=an-1k-Wnbn-1kDn、ただし、k=0,1,2,...,2N-1、n=1,2,...,Nとして、Dn=2Pn、ankおよびbnkは長さ2Nの相補シーケンスのペア、δkはクロネッカーのデルタ関数、kは時間尺度を表す整数、nは反復回数、Dnは遅延、Pnn=1,2,...,Nは数{0,1,2,....,N-1}の任意の順列、Wnは1または-1である。a0k=Akおよびb0k=Bkとし、長さTのペアバイナリシーケンスを形成し、遅延Dn=T2Pnとすることを特徴とする請求項22に記載の方法。2N個の直交ゴーレイシーケンスのペアを共通順列ベクトルPnと2N-1個の重みベクトルWn一組から求め、重みベクトルの前記一組は一組の整数{0,1...,2N-1}から取った異なる偶数の正数または異なる奇数の正数のNビット長のバイナリ表現であり、前記バイナリ表現の中の0は{-1,1}の一方に対応付けられ、前記バイナリ表現のなかの1は{-1,1}の他方に対応付けられることを特徴とする請求項22に記載の方法。a0k=Akおよびb0k=Bkとし、長さTのペアバイナリシーケンスを形成し、遅延Dn=T2Pnとすることを特徴とする請求項24に記載の方法。さらに、N個のメモリ手段を必要とするシーケンス発生器を使用してゴーレイ相補シーケンスの前記ペアを直接生成するステップを含むことを特徴とする請求項23に記載の方法。さらに、2Nを法とするカウンタを含むシーケンス発生器を使用してゴーレイ相補シーケンスの前記ペアを直接生成するステップを含むことを特徴とする請求項23に記載の方法。第1のトランシーバと第2のトランシーバの同期をとる方法であって、数学演算の実行回数を最小限に抑えた効率の良い手順を使用して受信信号と相補シーケンスのペアとの相関を求めるステップと、相関中のいつの時点で最大自己相関値が得られるかを検出するステップと、検出された時点に基づいて前記第2のトランシーバへの次の送信を同期させるステップを含む方法。相関を求める前記ステップを効率よく実行し、相関を求めるのに必要なデータ処理ステップの数を減らすことを特徴とする請求項28に記載の方法。相関を求める前記ステップを効率よく実行し、相関を求めるのに必要なメモリ量を減らすことを特徴とする請求項28に記載の方法。相関を求める前記ステップが、相補シーケンスのペアのそれぞれと入力信号との相関を同時に求めるステップを含むことを特徴とする請求項28に記載の方法。前記相補シーケンスのペアが以下の式に従って決定されることを特徴とする請求項28に記載の方法。a0k=δkb0k=δkank=an-1kWnbn-1kDnbnk=an-1k-Wnbn-1kDn、ただし、k=0,1,2,...,2N-1、n=1,2,...,Nとして、Dn=2Pn、ankおよびbnkは長さ2Nの相補シーケンスのペア、δkはクロネッカーのデルタ関数、kは時間尺度を表す整数、nは反復回数、Dnは遅延、Pnn=1,2,...,Nは数{0,1,2,....,N-1}の任意の順列、Wnは大きさ1の任意の複素数である。相補シーケンスのペアはゴーレイシーケンスであり、前記ゴーレイシーケンスの1つが主同期シーケンスとして使用されることを特徴とする請求項28に記載の方法。直接拡散型のスペクトラム拡散無線トランシーバにおいて、Nを任意の正の整数とする長さL=2Nの相補シーケンスのペアを効率よく生成するシーケンス発生器であって、相補シーケンスの1つが同期シーケンスとしてトランシーバによって送信され、0から2N-1まで循環して計数するN個のメモリ手段を持つ2を法とするカウンタと、1からNまでの範囲の整数のある順列に従ってカウンタからN個の並列出力を受信して並べ替える目的で結合されている置換器と、並べ替えられた隣接するカウンタ出力の複数の対からN-1個の出力を生成するN-1個の論理AND演算子の第1の組と、N-1個の論理AND演算子の第1の組によって生成された出力を合計するために結合されている第1の合計器と、並べ替えられたそれぞれのカウンタ出力に演算を実行するN個の論理AND演算子の第2の組およびN個の並列出力を生成するN個の重み係数一組の1つと、N個の論理AND演算子の第2の組によって生成された出力を合計するために結合されている第2の合計器と、第1の合計器と第2の合計器の出力を合計し、バイナリの相補シーケンスのペアで第1のバイナリシーケンスを生成するために結合されている第3の合計器を備えるシーケンス発生器。さらに、第3の合計器の出力と置換器permutatorからの有意な出力を合計し、バイナリの相補シーケンスのペアで第2のバイナリシーケンスを生成するために結合されている第4の合計器を備えることを特徴とする請求項34に記載のシーケンス発生器。さらに、アルファベット{0,1}の要素を持つ第1のバイナリシーケンスをアルファベット{-1,1}の対応する要素に変換するマッパを備えることを特徴とする請求項34に記載のシーケンス発生器。論理AND演算子の各出力が、それぞれ異なるカウンタ出力に結合され、前記重み係数のうち第1の係数と最下位の並べ替えられたカウンタ出力との論理ANDが実行され、N番目の重み係数と最上位のカウンタ出力と論理ANDが実行されることを特徴とする請求項34に記載のシーケンス発生器。直接拡散型のスペクトラム拡散無線トランシーバにおいて、受信したスペクトラム拡散信号とNを任意の正の整数とする長さL=2Nの相補シーケンスのペアとの相関を効率よく求める相関器であって、それぞれ第1と第2の並列処理ブランチを持つN個の直列に連結された処理段を備え、各処理段における前記第1の並列処理ブランチは、対応する加算器に結合された複数のメモリ手段を有する遅延ラインを備え、それぞれの前記処理段において、入力信号のサンプルが連続的に対応する前記遅延ラインのメモリ手段内に格納され、最後のメモリ手段の内容が加算器および同じ処理段の減算器に入力されることを特徴とし、同じ処理段の乗算器で入力信号とそれに対応する重み係数が乗算され、前記乗算器の出力が入力として前記減算器および前記同じ処理段の加算器に供給されることを特徴とする相関器。N番目の処理段の第1の処理ブランチの出力により受信したスペクトラム拡散信号と相補シーケンスのペアからの第1のシーケンスと相互相関が出力され、N番目の処理段の第2の処理ブランチの出力により受信したスペクトラム拡散信号と相補シーケンスのペアからの第2のシーケンスとの相互相関が出力されることを特徴とする請求項38に記載の相関器。前記相補シーケンスが以下の式に従って決定される相補シーケンスであることを特徴とする請求項39に記載の相関器。a0k=δkb0k=δkank=an-1kWnbn-1kDnbnk=an-1k-Wnbn-1kDn、ただし、k=0,1,2,...,2N-1、n=1,2,...,Nとして、Dn=2Pn、ankおよびbnkは長さ2Nの相補シーケンスのペア、δkはクロネッカーのデルタ関数、kは時間尺度を表す整数、nは反復回数、Dnは遅延、Pnn=1,2,...,Nは数{0,1,2,....,N-1}の任意の順列、Wnは大きさ1の任意の複素数である。重み係数が、前記Wnの複素共役であることを特徴とする請求項39に記載の相関器。第1のトランシーバで、長さL=2Nの相補シーケンスのペアからのシーケンスの1つを使用して第2のトランシーバによって送信された受信スペクトラム拡散信号の相関を求める相関器であって、Nは任意の正の整数であり、一方のシーケンスは長さXの2つの短い成分相補シーケンスの連結として表現され、それぞれの成分シーケンスは長さY=L/Xのシグネチャシーケンスに従ってL/X回反復され、1または-1で変調されていることを特徴とし、スペクトラム拡散信号を受信し、成分相補シーケンスに対応する相関値の中間値のペアを生成する長さXの第1の相関器と、長さY=L/Xのインタリーブシーケンスの現在値に基づいて連続する時間範囲のそれぞれで前記中間値のペアの一方を交互に供給し、その要素は集合{0,1}に属し、前記成分相補シーケンスの連結順序は前記インタリーブシーケンスによって決定される第1の選択器と、選択された前記中間値に前記シグネチャシーケンスの要素を乗算して、乗算された相関出力を生成する乗算器と、乗算された相関出力とX個のメモリ手段を備える遅延ラインのフィードバック出力とを合計し、得られた合計を前記遅延ラインへの入力として供給する合計器を備え、最終的に得られる相関値が、Y個の連続する時間範囲の後で得られた合計に対応していることを特徴とする相関器。n=12、L=4096、X=256、Y=16であることを特徴とする請求項42に記載の相関器。前記第1の相関器が請求項38で定義されているような相関器であることを特徴とする請求項42に記載の相関器。前記第1の相関器が受信したスペクトラム拡散信号と複数のシグネチャシーケンスを使用して生成された複数の直交シーケンスとの相関値を求め、さらにそれぞれが選択された前記相関値の中関値に異なるシグネチャシーケンスの要素を乗算して、対応する乗算された相関出力を生成する複数の乗算器と、それぞれが前記複数の乗算器の1つに対応し、前記乗算された相関出力とX個のメモリ手段を備える対応する遅延ラインのフィードバック出力とを合計し、得られた合計を前記遅延ラインへの入力として供給する複数の合計器を備え、Y個の連続する時間範囲の後で前記複数の合計器により得られた合計のそれぞれが、前記直交シーケンスのそれぞれに対する最終的な相関値に対応していることを特徴とする請求項42に記載の相関器。16個のシグネチャシーケンス、16個の乗算器、16個の合計器、および16個の遅延ラインを備え、16の直交シーケンスに対応する16個の相関値を出力することを特徴とする請求項42に記載の相関器。32個のシグネチャシーケンス、32個の乗算器、32個の合計器、および32個の遅延ラインを備え、32の直交シーケンスに対応する32個の相関値を出力することを特徴とする請求項46に記載の相関器。前記第1の選択器出力が16個のシグネチャシーケンスとともに32個の乗算器のうちの16個に結合され、さらに長さY=L/Xの第2のインタリーブシーケンスの現在値に基づいて連続する時間範囲のそれぞれで相関値の中間値のペアの他方を交互に供給し、その要素は集合{0,1}に属し、前記第2のインタリーブシーケンスによって成分相補シーケンスの連結順序が決定される第2の選択器を備え、前記第2の選択器の出力が残り16個のシグネチャシーケンスとともに32個の乗算器のうちの残り16個に結合されていることを特徴とする請求項47に記載の相関器。相補シーケンスの前記ペアがゴーレイペアであり、前記第1の相関器が必要メモリ容量を減らすかまたはデータ処理演算回数を減らした効率の良いゴーレイ相関器であることを特徴とする請求項42に記載の相関器。第1のトランシーバで、Nを任意の正の整数とする長さL=2Nのゴーレイ相補シーケンスのペアに含まれる1つのシーケンスを使用して第2のトランシーバによって送信されて受信されたスペクトラム拡散信号の相関値を求める方法であって、長さXの2つの短い成分相補シーケンスAkおよびBkの連結として一方のゴーレイ相補シーケンスを表現し、各成分相補シーケンスはL/X回反復され、かつ長さY=L/Xのシグネチャシーケンスに従って1または-1だけ変調され、連結の順序が要素を0または1とする長さY=L/Xのインタリーブシーケンスによって決定されるステップであって、スペクトラム拡散信号を受信し、前記ゴーレイ相補シーケンスの成分相補シーケンスに対応する相関値の中間値のペアを生成する長さXのゴーレイ相関器を使用するステップと、前記ゴーレイ相関器の第1の相関出力での相関値の中間値を、Y=L/X-1以下の直列に連結された、X個のメモリ手段を備えた遅延ラインの第1のグループに格納するステップと、前記ゴーレイ相関器の第2の相関出力での相関値の中間値を、Y=L/X-1以下の直列に連結された、X個のメモリ手段を備えた遅延ラインの第2のグループに格納するステップと、前記第1の相関器の出力と前記遅延ラインの第1のグループの出力に、元のバージョンのシグネチャシーケンスのそれぞれの要素を乗算するステップと、前記第1の相関出力と元のバージョンのインタリーブシーケンスにおける0でない要素に対応した前記遅延ラインから得られた乗算された相関値の中間値のみと、前記第2の相関器の出力と前記インタリーブシーケンスの反転バージョン及び元のバージョンの0でない要素に対応した前記遅延ラインからの乗算された相関値の中間値のみを合計し、前記元のバージョンのインタリーブシーケンスにおける第1の要素が相関器出力に対応し、前記インタリーブシーケンスの最後の要素がカスケード配列の最後の遅延ラインの出力に対応するステップと、最終的な相関値として前記合計による結果を出力するステップとを含む方法。前記ゴーレイ相関器が請求項38で定義されているような相関器に対応することを特徴とする請求項50に記載の方法。前記受信されたスペクトラム拡散信号の相関値が、前記ゴーレイ相補シーケンスのペアのうち1つのゴーレイ相補シーケンスを使用して求められることを特徴とする請求項50に記載の方法。前記受信されたスペクトラム拡散信号の相関値が前記ゴーレイ相補シーケンスのペアのうちの1つのゴーレイ相補シーケンスを使用して求められ、さらに前記第2の相関器の出力と前記遅延ラインの第2のグループの出力にシグネチャシーケンスの元のバージョンのそれぞれの要素を乗算するステップを含むことを特徴とする請求項50に記載の方法。第2のトランシーバによって送信された受信信号の相関値を求めるため第1のトランシーバで使用される相関器であって、受信信号と相補シーケンスのペアとの相関値を求めるための、相補シーケンスのペアに対応するマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタからのピーク出力を検出する検出器と、検出されたピーク出力を使用して、第1のトランシーバと第2のトランシーバとの間の送信の同期をとるためのタイミング推定値を生成するタイミング回路とを備える相関器。前記相補シーケンスのそれぞれに、0でないすべての遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と0の遅延に対する最大自己相関主ローブ値が含まれていることを特徴とする請求項54に記載の相関器。前記第1のトランシーバが基地局で、前記第2のトランシーバが移動局であり、前記相補シーケンスのペアの一方を、ランダムアクセスチャネル経由で前記移動局から前記基地局に送信されたランダムアクセスメッセージのプリアンブル部分として使用することを特徴とする請求項54に記載の相関器。前記第1のトランシーバが移動局で、前記第2のトランシーバが基地局であり、前記相補シーケンスのペアの一方を、ブロードキャストチャネル経由で前記基地局によって送信される同期シーケンスとして使用することを特徴とする請求項54に記載の相関器。前記相補シーケンスが長さ2またはそれ以上のゴーレイシーケンスであることを特徴とする請求項54に記載の相関器。前記相補シーケンスの前記ペアがゴーレイペアであり、前記マッチドフィルタが、使用するメモリ容量を減らすかまたは、使用するデータ処理演算回数を減らした効率の良いゴーレイ相関器であることを特徴とする請求項54に記載の相関器。複数のゴーレイ相補シーケンスとともに基地局によって送信された受信信号の相関値を求めるために移動体トランシーバで使用される一群の相関器であって、それぞれの前記相関器は、受信信号とゴーレイ相補シーケンスのペアとの相関値を求める、該ゴーレイ相補シーケンスのペアに対応したマッチドフィルタと、前記マッチドフィルタからのピーク出力を検出する検出器と、検出されたピーク出力を使用して、前記移動体トランシーバと前記基地局との間の送信の同期をとるためのタイミング推定値を生成するタイミング回路とを備える一群の相関器。前記ゴーレイ相補シーケンスのそれぞれは、0でない遅延に対する最小非周期自己相関副ローブ値と0の遅延に対する最大自己相関主ローブ値を含むことを特徴とする請求項60に記載の一群の相関器。前記ゴーレイ相補シーケンスに、前記基地局によって送信され、該基地局との一次および二次同期をとるために移動局によって使用される一次同期シーケンスと複数の二次同期シーケンスが含まれることを特徴とする請求項60に記載の一群の相関器。前記相関器のそれぞれに備えられた前記マッチドフィルタが、使用するメモリ容量を減らすか、または使用するデータ処理演算回数を減らした効率の良いゴーレイ相関器であることを特徴とする請求項62に記載の一群の相関器。前記相関器のそれぞれが請求項38に記載の相関器であることを特徴とする請求項62に記載の一群の相関器。基地局によって送信される一次同期コードと複数の二次同期コードを使用して移動局と基地局との同期をとる方法であって、一次同期コードとして一組のゴーレイ相補シーケンスの1つを提供するステップと、前記一次同期コードとの相互相関値が最小値となり、前記一組のゴーレイ相補シーケンスとは異なる、他の複数組のゴーレイ相補シーケンスを前記二次同期コードとして提供するステップと、提供された前記一次および二次同期コードを使用して基地局との一次同期および二次同期をとるステップとを含む方法。前記一次同期コードと、17個の前記二次同期コードを、256個の直交ゴーレイシーケンスからなる一組から選択することを特徴とする請求項65に記載の方法。しきい値を使用して前記相互相関値の最小値を決定することを特徴とする請求項65に記載の方法。前記相互相関値の最小値が最小の非周期相互相関値であることを特徴とする請求項67に記載の方法。さらに、効率の良い一群のゴーレイ相関器を使用して移動局で受信した信号と一次および二次同期コードとの相関値を求めるステップを含むことを特徴とする請求項65に記載の方法。最小の非周期的自己相関およびより長いコード長のほかに、同期コードを効率的に生成し、相関させることも重要である。基地局での相関に関して、ランダムに使用することができる複数の異なる同期プリアンブル/コードがあり、その結果、基地局ランダムアクセスチャネル受信器が、受信したコンポジット信号をすべての可能な同期/プリアンブルコードと相関させなければならない場合には、効率がさらに重要である。この状況では、基地局受信器は、特にコード長が長い場合に、それぞれが大量のデータ処理動作を実行する、ランダムアクセスプリアンブル相関器のバンクを使用する。移動体が基地局タイミングを識別でき、フレーム同期、シンボル同期、およびチップ同期を得られるすなわちセル検索ようにするために基地局によって送信されるダウンリンク同期コードの設計および検出に関して、類似する問題が存在する。効率を達成するために、提案されたUTRAランダムアクセスバーストプリアンブルは、相関演算の数が減るという長所を有する直列または階層コード連結手順を使用して生成される。プリアンブルは、16個の複素シンボルを有するシグネチャを使用して生成される。各バイナリシーケンスに定数複素数C=1j/√2、ここでj=√-1をかけることによって、長さ16のバイナリ直交ゴールドゴールドシーケンスの直交の組から得られる16個の異なるシグネチャがある。各シグネチャシンボルは、256チップ長の直交ゴールドシーケンスになるように選択される、いわゆるプリアンブル拡散コードを用いて拡散される。したがって、結果のプリアンブルシーケンスは、4096チップの長さすなわち16×256=4096を有する。プリアンブル拡散コードは、セル固有であり、基地局によってそのセル内で許容されるシグネチャに関する情報と共にブロードキャストされる。残念ながら、直列連結された直交ゴールドシーケンスに基づくプリアンブルの非周期的自己相関特性は、最適ではない、すなわち、大きい自己相関副ローブが生成される。大きい自己相関副ローブは、受信器が、これらの副ローブの1つに誤って同期し、その結果、送信されるメッセージが正しく受信されないことを意味する。したがって、より長い長さについて、最小の非周期的自己相関特性をもたらし、効率的に生成でき伝導することができる、1つまたは複数の同期シーケンスを提供することが望ましい。そのような同期シーケンスは、ダウンリンクセル検索およびアップリンクランダムアクセスなどの多くのタイプのスペクトラム拡散通信応用分野で有利に使用することができる。これらおよび他の目的を満たすために、本発明は、第2トランシーバによって送信された受信信号を相関させるのに使用される第1トランシーバに含めることができる相関器を提供する。相関器には、受信された信号をシーケンスの相補ペアの1つと相関させるためにシーケンスの相補ペアに対応するマッチドフィルタが含まれる。検出器が、マッチドフィルタからのピーク出力を検出し、タイミング回路が、検出されたピーク出力を使用して、第1トランシーバと第2トランシーバの間の送信の同期化のためのタイミング推定値を生成する。相補シーケンスのそれぞれが、その相補シーケンスのすべての非0遅延に関する非常に低い非周期的自己相関副ローブ値と、その相補シーケンスの0遅延に関する最大の自己相関主ローブ値を有する。1つの例の応用例では、第1トランシーバを基地局とすることができ、第2トランシーバを移動局とすることができる。1つのシーケンスを、ランダムアクセスチャネルを介して基地局へ移動局によって送信されるランダムアクセスバーストのプリアンブル部分として使用することができる。その代わりに、第1トランシーバを移動局とし、第2トランシーバを基地局とすることができる。1つのシーケンスを、同期チャネルまたは他のブロードキャストタイプのチャネルを介して基地局によって送信される同期シーケンスとして使用することができる。複数のそのようなマッチドフィルタを、第1トランシーバ側で相関器のバンクとして使用することができ、各マッチドフィルタは、最小の非周期的自己相関副ローブ特性を有するシーケンスの相補ペアに対応する。これは、直交の組からの複数のシーケンスを同一セル内で使用する必要がある時、たとえば、たとえば容量を増やすために複数のランダムアクセスチャネルを使用する必要がある時に、特に有利である。好ましい例の実施形態では、シーケンスの相補ペアが、長さL=2Nのバイナリシーケンスの相補ペアであり、ここで、Nは、正の整数である。バイナリシーケンスの相補ペアは、通常は、ゴーレイGolay相補ペアと称し、そのようなペア対を形成するシーケンスを、ゴーレイ相補シーケンスと称する。シーケンスのゴーレイ相補ペアは、比較的長い長さ、たとえばL=4096チップを有することが好ましい。本発明は、N個のメモリ手段だけを必要とする、長さL=2Nのゴーレイ相補シーケンスのペアを効率的に生成するシーケンス生成器も提供する。N個のメモリ手段を有するモジュロ2Nカウンタが、0から2N-1まで循環的にカウントする。カウンタからN個の並列出力を受け取り、1からNまでの範囲の整数のある置換に従って置換する置換器。N個の論理AND演算器の第1の組が、隣接する置換されたカウンタ出力の対からN個の並列出力を作る。これらの出力を、第1合計器内で2を法として合計する。N個の論理AND演算器の第2組が、置換されたカウンタ出力のそれぞれおよびN個の重みづけ係数の組の1つに作用して、N個の並列出力を作る。第2合計器が、N個の論理AND演算器の第2組によって生成された出力を、2を法として合計する。第3合計器が、第1合計器および第2合計器の出力の2を法とする合計をとって、バイナリシーケンスの相補ペアの第1バイナリシーケンスを作る。第4合計器が、第3合計器の出力と、置換器からの最上位出力の2を法とする合計をとって、バイナリシーケンスの相補ペアの第2バイナリシーケンスを作る。効率的な同期シーケンス生成器のほかに、本発明は、受信したスペクトラム拡散信号を、長さL=2Nのバイナリゴーレイ相補シーケンスまたは多相相補シーケンスのペアと効率的に相関させる効率的なシーケンス相関器も提供する。そのような相関器を、効率的なゴーレイ相関器EGCと称する場合がある。効率的なシーケンス相関器には、N個の直列に連結された処理ステージが含まれ、各ステージは、第1および第2の並列処理ブランチを有する。第1処理ブランチの各ステージには、対応する加算器に結合された遅延線が含まれる。第2処理ブランチの各ステージには、減算器に結合された乗算器が含まれる。特定の処理ステージで第1処理ブランチに供給される入力信号は、対応する遅延線の複数のメモリ手段に保管され、同一の遅延線の最後のメモリ手段の内容が、加算器第1ブランチ内と、同一ステージの減算器第2ブランチ内に入力される。同一のステージで第2処理ブランチに供給される入力信号は、乗算器内で、対応する重みづけ係数をかけられる。乗算器の出力は、減算器第2ブランチ内の負入力および加算器第1ブランチ内に供給される。加算器の出力が、次の連続するステージの遅延線に入力される。減算器の出力が、次の連続するステージの乗算器に入力される。第1処理ステージの第1処理ブランチおよび第2処理ブランチの入力信号は、受信したスペクトラム拡散信号に対応する。第N処理ステージの第1処理ブランチの出力は、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスの相補ペアの第1シーケンスとの相互相関になる。第N処理ステージの第2処理ブランチの出力は、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスの相補ペアの第2シーケンスとの相互相関になる。好ましい例の実施形態では、相補シーケンスが、バイナリ相補シーケンスまたはゴーレイ相補シーケンスである。本発明は、L=2Nの相補シーケンスのペアからのシーケンスの1つを使用する受信信号の相関のための、実質的に減らされたメモリを有するメモリ効率のよいゴーレイ相関器も提供する。相補ペアからの1つのシーケンスが、長さXの、2つのより短い構成要素相補シーケンスの連結として表現される。各構成要素シーケンスが、L/X回だけ繰り返され、長さY=L/Xのシグネチャシーケンスに従って1または-1によって変調される。長さXの第1相関器が、スペクトラム拡散信号を受信し、構成要素相補シーケンスに対応する相関値の中間対を生成する。第1セレクタが、要素が集合{0,1}に属する長さY=L/Xのインターリーブ化シーケンスの現在値に基づいて、連続するタイムウィンドウのそれぞれの間に、相関値の中間対の1つを交互に供給する。構成要素シーケンスの連結の順序は、インターリーブ化シーケンスによって決定される。乗算器が、選択された中間相関値に、シグネチャシーケンスの対応するビットをかけて、乗算された相関出力を生成する。乗算された相関出力は、X個のメモリ手段を有する遅延線によって生成されるフィードバック出力と合計され、結果の合計自体は、遅延線の入力にフィードバックされる。最終相関値は、Y個の連続するタイムウィンドウが発生した後の結果の合計に対応する。好ましい例の実施形態では、N=12、L=4096、X=256、およびY=16であり、最終相関器が、上で説明したものなどの効率的なゴーレイ相関器である。もう1つの実施形態では、このメモリ効率のよい相関器が、受信したスペクトラム拡散信号を、複数のシグネチャを使用して生成された複数の直交シーケンスと相関させる。複数の乗算器のそれぞれが、選択された中間相関値を、異なるシグネチャシーケンスの要素にかけて、対応する乗算された相関出力を生成する。複数の合計器が設けられ、各合計器は、乗算器の1つに対応し、乗算された相関出力を、対応する遅延線のフィードバック出力と合計する。シグネチャシーケンス内のすべての要素を処理した後に、最終相関値が、直交シーケンスのそれぞれについて生成される。16個のシグネチャを使用して16個の直交ゴーレイシーケンスを生成する、1つの例の実施形態を開示する。もう1つの例の実施形態では、32個のシグネチャを使用して、32個の直交ゴーレイシーケンスを生成する。本発明の結果として、比較的長いシーケンス長に関して優秀な非周期的自己相関特性を有する、単一の同期シーケンスまたは同期シーケンスの直交の組セットが提供される。同等に重要なことに、本発明は、1つの同期シーケンスまたはそのような同期シーケンスの直交の組の効率的な生成およびそれとの相関を提供する。これらの同期シーケンスは、有利なことに、1つの例の応用例で、ランダムアクセスチャネルを介するアップリンク同期化およびブロードキャスト同期チャネルを介するダウンリンク同期化に使用することができる。本発明の前述および他の目的、特徴、および長所は、好ましい実施形態の下記の説明から明白であると同時に、添付図面に示されており、図面では、全体を通じて符号が同一の部分を指す。個々の機能ブロックおよび構成要素が図の多くに示されているが、当業者は、これらの機能を、個別のハードウェア回路によって、適当にプログラムされたディジタルマイクロプロセッサによって、特定用途向け集積回路ASICによって、1つまたは複数のディジタル信号プロセッサDSPによって、またはこれらの組合せによって実行できることを諒解するであろう。以下の説明では、制限ではなく例示のために、本発明の完全な理解をもたらすために、特定の実施形態、手順、技法などの特定の詳細を示す。しかし、当業者には、本発明を、これらの特定の詳細から逸脱する他の実施形態で実践できることが明白であろう。たとえば、本発明を、時々、アップリンク拡散コードを使用する移動体無線局に関して説明するが、本発明は、たとえば無線基地局などの他の無線局に同等に適用可能であり、実際に、すべてのスペクトラム拡散通信システムに同等に適用可能である。他の場合には、不要な詳細で本発明の説明を不明瞭にしないように、周知の方法、インターフェース、装置、およびシグナリング技法の詳細な説明を省略した。本発明を、図1に示されたUniversalMobileTelecommunicationsSystemUMTS10の、制限的でない例の文脈で説明する。雲12として示された、代表的なコネクション指向の外部コアネットワークは、たとえば、公衆交換電話網PSTNまたはサービス総合ディジタル網ISDNもしくはその両方とすることができる。雲14として示された、代表的なコネクションレス指向外部コアネットワークは、たとえばインターネットとすることができる。両方のコアネットワークが、対応するサービスノード16に結合される。PSTN/ISDNコネクション指向ネットワーク12は、回路交換サービスを提供するモバイルスイッチングセンタMSCノード18として示されたコネクション指向サービスノードに接続される。既存のGSMモデルでは、MSC18が、インターフェースAを介して基地局サブシステムBSS22に接続され、BSS22は、インターフェースA’を介して無線基地局23に接続される。インターネットコネクションレス指向ネットワーク14は、パケット交換型サービスを提供するように調整されたGeneralPacketRadioServiceGPRSノード20に接続される。コアネットワークサービスノード18および20のそれぞれが、radioaccessnetworkRANインターフェースを介してUMTSRadioAccessNetworkURAN24に接続される。URAN24には、1つまたは複数の無線ネットワークコントローラ26が含まれる。各RNC26は、複数の基地局BS28と、URAN24内の他のRNCとに接続される。好ましい実施形態では、無線アクセスが、広帯域符号分割多重多元接続WCDMAに基づき、個々の無線チャネルが、CDMA拡散コードを使用して割り振られる。WCDMAは、マルチメディアサービスおよび他の高速需要のための広い帯域幅、ならびに高品質を保証するためのダイバーシティハンドオフdiversityhandoffおよびRAKE受信器などの堅牢な機能を提供する。各移動局24は、基地局20がその特定の移動局からの送信を識別するため、ならびに移動局が同一区域内に存在する他の送信および雑音からその移動局にあてられた基地局からの送信を識別するために、それ自体のスクランブリングコードを割り当てられる。ダウンリンクBSからMSへブロードキャストチャネルおよびアップリンクMSからBSへランダムアクセスチャネルが、図示されている。本発明を使用することができるCDMA無線局トランシーバ30を、機能ブロック図形式で図2に示す。当業者は、本発明に関係しない、CDMAトランシーバで使用される他の無線トランシーバ機能が、図示されていないことを諒解するであろう。送信ブランチでは、送信される情報ビットが、拡散器32によって受け取られ、拡散器32が、拡散コード生成器40によって生成される拡散コードに従って、使用可能な周波数スペクトル上でこれらの情報ビットを拡散する広帯域CDMAの場合、この周波数帯域は、たとえば、5MHz、10MHz、15MHz、またはそれ以上である。コントローラ44が、コード生成器40によって供給される拡散コードのどれを拡散器32に供給するかを決定する。コード生成器40によって供給される拡散コードは、CMDA通信システムの無線チャネルに対応する。非常に多数のコードシンボルチップと称する場合もあるを使用して、各情報ビットをコード化することができるのでWCDMAシステムなどの可変データレートシステムでの現在のデータレートに依存する、拡散動作によって、データレートがかなり高くなり、これによって、信号帯域幅が広がる。拡散信号は、変調器34に供給され、変調器34は、拡散信号でRF搬送波を変調する。発振器42が、コントローラ44によって選択された周波数の、適当な無線周波数搬送波を生成する。変調されたRF信号は、アンテナ38によって無線インターフェースを介して送信される前に、RF処理ブロック36内でフィルタリングされ、増幅される。類似するが逆の動作が、トランシーバ30の受信ブランチで実行される。RF信号が、アンテナ38によって受信され、RF処理ブロック150でフィルタリングされる。処理された信号を、発振器44によって供給される適当なRF搬送波信号を使用して、RF復調器48内でRF復調して、RF搬送波から複素ベースバンド信号を抽出する。通常、受信信号を実数I直交成分および虚数Q直交成分に分解するために、RF復調器内で直交ダウンコンバータが使用される。この形で、チャネルフェージングまたは送信器発振器と受信器発振器の間の位相非同期に起因する着信信号の位相シフトを検出し、補償することができる。RF復調された複素ベースバンド信号は、同期を得るためにプリアンブルシーケンスと相関され、その後、ベースバンド受信器46内で、逆拡散コードに従って逆拡散される。図3を参照すると、ベースバンド受信器46が詳細に示されている。同期プリアンブルは、バイナリシーケンスであり、プリアンブルマッチドフィルタ/相関器51に、2つの同一のバイナリプリアンブル相関器が含まれ、その一方52は、受信したベースバンド信号のIブランチを相関させ、他方53は、同一の信号のQブランチを相関させる。プリアンブルシーケンスは、プリアンブルマッチドフィルタ51に組み込まれ、逆拡散コードは、コード生成器40によって生成される。受信された複素ベースバンドプリアンブル信号は、着信信号との正確な同期を達成するため、およびベースバンドRAKE復調器57で使用され、後に追跡されるフェージングチャネル係数の初期値を得るために、対応する同期プリアンブル相関器51内で相関される。タイミング情報は、実数相関器52および虚数相関器53からの絶対相関値を閾値と比較することによって、ピーク検出器54内で得られる。ピーク検出器54は、受信した信号のさまざまなマルチパス成分の遅延受信器タイミングに対する相対的なを提供する。タイミングユニット56は、この情報を使用して、マルチパス成分の組合せおよびベースバンドRAKE復調器での復調の前に、マルチパス成分の相互遅延を補償する。検出された相関ピークに対応する複素相関値が、初期チャネル推定器55に保管され、ベースバンド復調器57で、打ち消される初期フェージングチャネル係数として使用される。本発明では、シーケンスの相補ペアからの1つまたは複数の同期パターンとして使用する。シーケンスの相補ペアの基本特性は、それらの非周期的自己相関関数の合計が、すべての非0タイムシフトについて0になることである。好ましい例の実施形態では、同期シーケンスが、バイナリ相補シーケンスすなわちゴーレイ相補シーケンスに基づく。有利なことにゴーレイ相補シーケンスは、すべての長さL=2NNは任意の正の整数について構成することができ、長さ10および26についても構成でき、これらの長さの任意の組合せについても構成できる。長いシーケンス長の可能性を有することのほかに、多くのゴーレイ相補シーケンスは、低い非周期的自己相関副ローブを有する。以下の文章では、説明のみの目的でゴーレイ相補シーケンスに焦点を合わせるが、本発明の多くの態様に、任意の相補シーケンスのペアに属するすべてのシーケンスが含まれる。シーケンスの長さがL=2Nである場合に、シーケンスの多相相補ペアを構成する一般的な方法があり、シーケンスのゴーレイ相補ペアは、特殊なバイナリの場合すなわち2相である。その一般的な構成は、次の再帰関係によって定義される。a0k=δkb0k=δkank=an-1kWnbn-1k-Dnbnk=an-1k-Wnbn-1k-Dn1ここで、k=0,1,2,...,2N-1n=1,2,...,NDn=2Pnであり、ankおよびbnkは、長さ2Nの2つの相補シーケンスであり、δkは、クロネッカのデルタ関数であり、kは、タイムスケールを表す整数であり、nは、反復回数であり、Dnは、遅延であり、Pn、n=1,2,...,Nは、数{0,1,2,...,N-1}の任意の置換であり、Wnは、単位大きさの任意の複素数である。Wnが1または-1の値を有する場合に、バイナリゴーレイ相補シーケンスが得られる。すべての可能な置換Pnおよびすべての2N個の異なるベクトルWn、n=1,2,...,Nを使って、N2N個の異なる相補ペアを構成することが可能である。しかし、長さ2Nの異なるゴーレイシーケンスの数は、N2N-1である。遅延が、式1で定義されているように2の電力ではない場合、または、すべての重みづけ係数Wnが同一の大きさを有するのでない場合には、式1の構成によって、マルチレベルの相補ペアが作られる。しかし、本発明の多くの態様は、マルチレベルの相補ペアにも適用される。相補ペアからの両方のシーケンスankおよびbnkの同時生成のための一般的な再帰方式を、図4に示す。図4に示された再帰ゴーレイシーケンス生成器60は、式1で定義された相補ゴーレイシーケンスankおよびbnkの対を作るが、特に長いコードの場合に、大量のメモリ手段を必要とする。たとえば、長さL=4096、N=12のシーケンスの場合、12個の遅延線D1ないしD12が必要であり、最初の遅延線が、D1個のメモリ手段を有し、第2の遅延線が、D2個のメモリ手段を有し、以下同様である。したがって、メモリ手段の総数は、L-1=2N-1になる。というのは、式1によれば、D1D2...Dn=124...2N-1=2N-1になるからである。ゴーレイ相補シーケンスを生成するためのより効率的なしたがって、好ましいが必要ではない手段を、これから説明する。図5に示された直接ゴーレイ相補シーケンス生成器は、図4に示された再帰ゴーレイシーケンス生成器60と正確に同一のゴーレイ相補シーケンスのペアを作る。直接ゴーレイシーケンス生成器70には、0から2N-1までの循環カウントを可能にするN個のメモリ手段だけを含むモジュロ2Nカウンタ72が含まれる。カウンタ72並列出力は、正の整数変数kのバイナリ表現に対応し、ここで、である。置換器74が、N個の並列出力B1kないしBnkを受け取るように結合され、これらのN個の並列出力を、1からNまでの範囲の整数のある置換に従って置換する。置換器74で使用される置換ベクトルは、式1で使用される置換のすべての数に1を加算することによって得られる。N-1個のANDゲートの第1組76が、置換器74の隣接する出力の対からN-1個の並列出力を作る。第1合計器80が、ANDゲートの第1組76によって生成された出力の2を法とする合計をとる。ANDゲートの第2組78が、置換器74の出力のそれぞれと、式1で使用されたバイナリベクトルWnを使用して、1を0に、-1を1に写像することによって得られるN個の重みづけ係数W1’ないしWn’の組の1つとの論理積をとる。第2合計器82が、ANDゲートの第2組78によって生成された出力の2を法とする合計をとる。第3加算器84が、第1加算器と第2加算器の出力の2を法とする合計をとって、バイナリシーケンスの相補ペアの第1のバイナリシーケンスを作る。第4合計器86が、第3加算器84と、置換器74の最上位出力すなわちBPNkの2を法とする合計をとって、シーケンスの相補ペアの第2バイナリシーケンスを作る。写像器88が、アルファベット{0,1}からの要素を有する第1および第2のバイナリシーケンスを、アルファベット{-1,1}からの対応する要素に変換する。直接ゴーレイ相補シーケンス生成器70は、メモリ効率がよく、かなり低い複雑さすなわち、従来の線形フィードバックシフトレジスタシーケンスmシーケンス生成器に類似する複雑さを有する。これらの特色によって、生成器70が、移動体端末のランダムアクセスバースト送信器内および基地局送信器内のシーケンス生成器として特に魅力的になっている。受信器側で、完全なシーケンスを受信した時を正確に検出するために、受信されたスペクトラム拡散信号を、送信されたゴーレイ相補シーケンスと相関させなければならない。送信されたゴーレイ相補シーケンスは、最小の非周期的自己相関を有するように選択されるので、検出された最大相関値が自己相関主ローブに対応する確度は、非常に高い。任意の同期シーケンスに整合された相関器90の一般的な簡単な実施形態を、図6に示す。受信信号rkが、L-1個のメモリ手段を有する遅延線に供給される。各入力信号および各メモリ手段ステージが、aL-1、aL-2、aL-3、...、a0によって表されるシーケンスとの相関のために、L個の乗算器への入力を提供する。乗算器の出力を合計して、相関出力信号Rτを供給する。ゴーレイ相関器90は、相関を実行するには満足なものであるが、メモリおよびデータ処理に関して非常にコストが高い。たとえば、L=4096の場合に、4095個のメモリ手段、4096個の乗算器、および4095個の合計器が必要である。したがって、本発明の好ましい実施形態では、図7に示された、効率的なゴーレイ相関器EGC100を使用する。機能的には、効率的なゴーレイ相関器100は、式1によって定義される相補シーケンスaNkおよびbNkに直接に対応するマッチドフィルタである。この相関器100を特に魅力的にしているものは、図6に示された一般的な相関器90に必要なものよりかなり少ないメモリおよびデータ処理動作を使用することである。効率的なゴーレイ相関器100は、入力信号rkの、2つの相補シーケンスaNkおよびbNkとの相関を同時に実行する。2つのマッチドフィルタ相関器出力RraτおよびRrbτが、対応する非周期的相互相関関数すなわち、受信した信号rkが2つのシーケンスaNkおよびbNkと一致する度合を表す値である。マッチドフィルタ/相関器100は、式1で定義された重みづけ係数Wnの複素共役、Wnを使用する。したがって、効率的なゴーレイ相関器100は、各ステージが第1および第2の並列処理ブランチを有するN個の直列に連結された処理ステージを使用して、受信したスペクトラム拡散信号rkを長さL=2Nのゴーレイ相補シーケンスのペアと相関させる。各処理ステージの第1処理ブランチに供給される入力信号Ran-1kが、対応する遅延線Dnn=1,...,Nの第1メモリ手段に保管され、同一の遅延線Dnの最後のメモリ手段の内容が、同一の処理ステージの加算器第1ブランチ内および減算器第2ブランチ内に入力される。同一ステージの第2処理ブランチに供給される入力信号Rbn-1kは、乗算器内で対応する重みづけ係数Wnをかけられるが、この重みづけ係数Wnは、式1で定義された重みづけ係数Wnの複素共役である。乗算器の出力は、減算器の負入力および第1ブランチの加算器に入力される。加算器の出力Rankは、次の連続するステージの遅延線に入力される。減算器の出力Rbnkは、次の連続するステージの乗算器に入力される。第1処理ステージの第1処理ブランチおよび第2処理ブランチへの入力信号Ra0kおよびRb0kは、受信したスペクトラム拡散信号rkに対応する。第N処理ステージの第1処理ブランチの出力によって、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスのゴーレイ相補ペアの第1シーケンスankとの相互相関Rrakが作られる。第N処理ステージの第2処理ブランチの出力によって、受信したスペクトラム拡散信号とシーケンスのゴーレイ相補ペアの第2シーケンスbnkとの相互相関Rrbkが作られる。EGCでの乗算の回数は、log2Lに等しい。対照的に、図6に示されたゴーレイシーケンス相関器の簡単なマッチドフィルタ実施形態90は、2Lに対応するはるかに多数の乗算を必要とする。簡単な実施形態90が、相補ペアの相関に2つの相関器を必要とするが、効率的なゴーレイ相関器100が、相補ペアを同時に相関させることに留意されたい。効率的なゴーレイ相関器100での加算の回数は、2log2Lであり、簡単なマッチドフィルタ実施形態90の場合2L-1になるより少ない。効率的なゴーレイ相関器100に必要なメモリ手段の数は、L-1であるが、図6に示された一般的な相関器90は、シーケンスの対の相関のために2L-1個のメモリ手段を2組必要とする。したがって、効率的なゴーレイ相関器100では、ICスペースが節約され、処理演算が減らされ、電力が節約され、コストが減らされる。本発明は、移動局が基地局に対応するランダムアクセスチャネルを介してメッセージを送信する時に移動局と基地局の間の同期を提供する、特に有利な制限的でない応用分野を有する。そのようなランダムアクセスチャネルの1つの例のフォーマットを、図8Aおよび図8Bに関して説明する。ランダムアクセスチャネルフォーマットは、移動局が、特定のフレーム境界に対する複数の明瞭に定義された時間オフセットでランダムアクセスチャネル上で送信を行うことができる、スロット付きアロハslottedALOHA手法に基づく。異なる時間オフセットが、アクセススロットとして図示され、1.25ミリ秒だけ離隔する。現在のセルでどのアクセススロットが使用可能であるかに関する情報が、ダウンリンクブロードキャストチャネル上で基地局によってブロードキャストされる。フレーム境界も、現在のセルのブロードキャストチャネルによって定義される。ランダムアクセスバーストに、2つの部分すなわち、1ミリ秒の長さを有するプリアンブル部分と、10ミリ秒の長さを有するメッセージ部分が含まれる。プリアンブルとメッセージの間に、たとえば0.25ミリ秒のアイドル時間期間をおくことができ、これによって、プリアンブルの検出相関およびメッセージの後続のオンライン処理が可能になる。移動局によって実行されるランダムアクセス手順を、図9に示されたランダムアクセスMSルーチンブロック200に関して説明する。当初、移動局は、特定の基地局呼に対する同期を獲得しなければならないブロック210。背景で説明したように、移動局は、この初期同期化を、最も低いパス損失を有する基地局のセル検索中に実行する。移動局は、基地局ブロードキャストチャネルに同調し、ブロードキャスト信号を処理して、同期シーケンスを検出する。1つの例の実施形態では、同期化が、2つのステップに分解される。第1ステップでは、移動体が、すべての基地局に共通の主同期シーケンスを検出する。最も強い相関または最大の相関を検出した後に、移動局は、第2ステップを実行し、この第2ステップでは、移動局が、この基地局に特有の第2同期シーケンスを相関させる。特定のセルへの同期を獲得した後に、移動局は、ダウンリンクブロードキャストチャネルから、この特定のセルで使用されるランダムアクセスプリアンブル拡散コードおよびメッセージスクランブリングコードに関する情報を、使用可能なプリアンブルシグネチャ、使用可能なランダムアクセスチャネルアクセススロット、および他の情報に関する情報と共に獲得するブロック220。その後、移動局は、使用可能なものからアクセスタイムスロットおよびシグネチャを選択するブロック230。その後、移動局は、選択されたアクセスタイムスロット中に、シグネチャおよびプリアンブル拡散コードを使用してランダムアクセスバーストを生成するブロック240。移動局によって送信されたランダムアクセスバーストは、図10に流れ図形式で示されたランダムアクセスBSルーチンブロック300と共に説明するように、基地局で受信され、正しく相関されなければならない。基地局は、コンポジットRF信号を受信し、その信号をベースバンドに変換し、ベースバンド信号を1つまたは複数のプリアンブルシーケンスと相関させるブロック310。具体的に言うと、基地局は、マッチドフィルタタイプの相関器を使用して、ベースバンドコンポジット信号をプリアンブルシーケンスと相関させるブロック320。その後、最大相関ピークを検出し、これを使用して、フレーム、スロット、およびチップの同期タイミング情報を推定する。ピーク検出器たとえば54が、受信した信号のさまざまなマルチパス成分の相対受信器タイミングに対する遅延を供給するブロック330。推定されたタイミング情報を、ランダムアクセスチャネルバーストのメッセージ部分の復調のためにRAKEコンバイナたとえば57に供給するブロック340。タイミングユニットたとえば56が、RAKE復調器たとえば57での組合せおよび復調の前に、マルチパス成分の相互遅延を補償する。検出された相関ピークに対応する複素相関値を、RAKE復調器で打ち消される初期フェージングチャネル係数として使用する。図11に示されたランダムアクセスチャネルRACHプリアンブル相関器400は、使用するメモリの量に関して特に効率的である。効率性は、シグネチャバイナリシーケンスとプリアンブル拡散コードを直列に階層的に連結することによって達成される。すなわち、シグネチャシーケンスの各バイナリビットが、同一のプリアンブル拡散コードによって拡散される。受信信号は、マッチドフィルタ410内で、たとえばTmax=256チップの長さを有する、プリアンブル拡散コードと相関される。マッチドフィルタ410によって作られる中間相関値は、乗算器420で、たとえば16の長さを有するシグネチャシーケンスブロードキャストチャネルを介して基地局によって供給されるの要素をかけられる。合計器430が、乗算器420の出力と、マッチドフィルタの長さ、たとえば256と同一の要素数を有する遅延線420の出力と合計する。合計器430の出力は、遅延線440に入力され、ピーク検出器450に供給される。プリアンブル相関器400は、受信信号rkの期待される遅延τが、|τ|<Tmaxになるように制限され、Tmaxが、プリアンブル拡散コードの長さであるという条件の下で、望み通りに動作する。相関演算は、その間にランダムアクセスバーストが受信されると期待されるタイムウィンドウ、たとえば256チップと同期化される。このタイムウィンドウの長さは、移動局が基地局とのダウンリンク同期または主同期を既に達成していることが前提になっている。連続する256チップウィンドウのそれぞれについて、そのウィンドウについてマッチドフィルタ410によって生成される256個の相関値に、16シンボル長のシグネチャシーケンスの1シンボルをかける。その後、シグネチャシーケンスの次のシンボルを、次の256チップタイムウィンドウの開始時に選択する。乗算された相関値を、前のタイムウィンドウ内の同一の相対時間位置で実行された前の合計の結果と合計する。前の合計の結果は、遅延線440の出力から得られ、その後、現在の合計の結果が、遅延線440に保管される。ピーク検出器450に出力される最終相関値は、16個のタイムウィンドウすなわち、256チップタイムウィンドウ内の各時間位置での合計の16回の繰り返しの後に供給される。したがって、反復のそれぞれで、値256の中間相関ピークが積分されるので、完全な相関ピークは4096に等しくなる。ピーク検出器450は、I受信器ブランチおよびQ受信器ブランチの両方から相関値を受け取り、絶対相関値または自乗絶対相関値を計算する。ピーク検出器450は、たとえば図3に示されたRACH受信器の残りに接続される。RACHプリアンブル相関器400は、従来の相関器よりかなり少ないメモリを必要とするので、特に効率的である。たとえば、L=4096の場合、RACHプリアンブル相関器400は、511個のメモリ手段だけを必要とするが、図6に示された一般的な相関器90は、4095個のメモリ手段を必要とする。プリアンブル相関器400の構造のメモリ削減の利益は、図12に示された、図11に示されたものに類似する構造を有するメモリ効率のよいゴーレイシーケンス相関器500の実施に有利に使用される。相関器500では、必要な加算および乗算の数が減っている。図12に示された効率的なゴーレイ相関器500は、長さL=2N=JTmaxのゴーレイシーケンスの、2つのより短い長さTmaxの構成要素相補シーケンスAkおよびBkの関数としての表現に基づく。この関数は、シーケンスの相補ペアの式1での一般的な再帰構成の結果である。すなわち、一般的な再帰構成が、相補シーケンスの任意の対から開始される場合、すなわち、初期ベクトルa0kおよびb0kが、a0k=Akb0k=Bk,k=0,1,2,...,Tmax-1になるように選択され、AkおよびBkが、長さTmaxの2つの相補シーケンスである場合に、結果の長さL=2N=JTmaxの相補シーケンスのペアが、J回の反復の後に生成される。式1のすべての遅延Dnが、構成要素シーケンスの長さTmaxをかけられる。受信された信号rkは、たとえば長さL=256チップを有する、図7に示された効率的なゴーレイ相関器510によって受け取られることが好ましい。効率的なゴーレイ相関器510は、シーケンスのゴーレイ相補ペアに対応する2つの相互相関値RrAτおよびRrBτを生成する。スイッチまたはセレクタ520が、この2つの相関値を受け取る。インターリービング信号と称する制御信号が、セレクタ520を制御して、0が供給される場合にはRrAτ相関値、1が供給される場合にはRrBτ相関を選択する。これによって、セレクタ520が、インターリーブ化シーケンスの現在の値に基づいて、連続するタイムウィンドウのそれぞれの間の相関値の中間対の1つを交互に供給する。より短い構成要素シーケンスの連結の順序は、インターリーブ化シーケンスによって決定される。シグネチャが長さ16を有するこの例のインターリーブ化シーケンスは、やはり16に等しい長さを有する。セレクタ520の出力は、乗算器420で、乗算器420内の現在の256チップタイミングウィンドウに対応するシグネチャのシンボルの1つをかけられる。乗算器420、合計器430、遅延線440、およびピーク検出器450で実行される動作は、図11に関して説明したものに類似する。図11からの方式の場合と同様に、メモリ効率のよいゴーレイ相関器400は、受信信号rkの期待される遅延τが、|τ|<Tmaxになるように制限され、Tmaxが、構成要素相補シーケンスの長さであるという条件の下で、望み通りに動作する。相関器500は、図11の相関器400と同数のメモリ手段を有するが、乗算器と加算器の数はそれよりかなり少ない。図11のマッチドフィルタプリアンブル拡散コード相関器410の代わりに使用されるEGC510のより高い効率のゆえに、総合効率が改善される。より高い容量が望ましいセルでは、複数の同期シーケンスの組を構成することが有用である。より多くの同期シーケンスによって、より多くの容量の可能性がもたらされる。そのような組のシーケンスは、相互相関を最小にするために直交であることが好ましい。本発明は、式1の再帰構成からのゴーレイシーケンスの直交する組の効率的な生成を提供する。直交ゴーレイシーケンスの組は、置換Pnのそれぞれについて、すなわち、遅延Dnの組のそれぞれについて、長さNのL/2=2N-1個のベクトルWv,nの適当な組すなわち、v=0,1,...,2N-1-1およびn=1,2,3,...,Nを選択することによって、式1から生成することができる。各ベクトルWv,nによって、相補ゴーレイシーケンスの対が作られる。その結果、合計2N個のシーケンスが、長さ2Nのゴーレイシーケンスの直交の組で提供される。式1からゴーレイシーケンスの直交の組を作る長さNの2N-1個のベクトルWv,nの組は、たとえば、2つの異なる形で生成することができる。第1のアルゴリズムは、であり、ここで、Bnxは、ある正整数xのNビット長バイナリ表現の第nビットすなわち、である。第2のアルゴリズムは、次式によって与えられる。以下の例示的な例を検討されたい。長さL=8=23、N=3のゴーレイシーケンスの直交の組を、式1を使用して得ると仮定する。数{0,1,2}の任意の置換P={P0,P1,P2}から始めて、P={0,2,1}であるものとする。長さ3の必要な重みづけベクトルWv,nは、式2aから得られ、これを次の表1に示す。結果の直交の長さ8のゴーレイシーケンスの組Su,kを、表2に示す。対応する4相コードを得るために、各ゴーレイシーケンスに、定数複素数1j/√2、ここでj=√-1をかけることができる。RACHプリアンブルに対する直交ゴーレイシーケンスの特定の有利な応用例を、図13に示されたメモリ効率のよいゴーレイ相関器に関して説明する。図13に、複数のプリアンブルシーケンスを使用することができるRACHプリアンブル相関器600を実施する、本発明の好ましい例の実施形態を示す。図13の相関器のバンク内に示された32個の相関器のそれぞれが、図12に示された相関器500に類似する形で動作する。構成要素シーケンスが、Tmax=256の長さであり、置換ベクトルPn、および重みづけ付けベクトルWnが、16の長さである場合に、相補ペアの各シーケンスの結果の全長は、4096になる。シーケンスAkおよびBkからなる結果のゴーレイシーケンスは、8回繰り返され、これが、置換ベクトルPnに依存するインターリービング関数を使用して、セレクタ520によって多重化される。インターリービング関数I0kが、最初の16個の直交プリアンブルに共通であり、インターリービング関数I1kが、残りの16個の直交プリアンブルに共通である。各プリアンブルは、独自のシグネチャシーケンスを有し、このシグネチャシーケンスは、重みづけ関数Wnおよび置換ベクトルPnに依存する。インターリービング関数によって、送信されたプリアンブルの構造に従って、EGCの一方または他方の出力が選択される。長さ256の共通の構成要素シーケンスAkおよびBkおよび共通のインターリービング関数を有する、長さ4096の16個のゴーレイシーケンスの第1の直交の組は、長さ16の単一の置換ベクトルを、式2による8つの重みづけベクトルと共に選択することによって得られる。式1のすべての遅延Dnに、構成要素シーケンスの長さTmax=256をかける。同一の構成要素シーケンスAkおよびBkを有するが、もう1つのインターリービング関数I1kに従ってもう1つのセレクタ610によってインターリーブされる、長さ4096の追加の16個の直交ゴーレイシーケンスは、下記によって得られる。a0k=Bkb0k=Ak,k=0,1,2,...,Tmax-1直交ゴーレイシーケンスの追加の組を得るために式1で使用される置換ベクトルおよび重みづけベクトルは、直交ゴーレイシーケンスの第1の組と同一である。合計で、長さ256の共通する構成要素シーケンスを有する長さ4096の32個の直交ゴーレイシーケンスがある。一般に、J=L/Tmaxであるものとして、2J個のそのような直交ゴーレイシーケンスを生成することが可能である。これらのインターリービング関数およびシグネチャ関数を、上の表1および表2で与えられるものと同一の例を使用する長さ8のゴーレイシーケンスの直交の組によって示す。Tmax=2であり、構成要素シーケンスがAk={1,1}およびBk={1,-1}である場合に、表2で与えられたシーケンスの組を、表3に示されるように表すことができる。インターリービング関数I0kおよびI1kは、I0k={0,0,1,1}およびI1k={1,1,0,0}であり、ここで、0の値によって、シーケンスAkとの相互相関が選択され、1の値によって、シーケンスBkとの相互相関が選択される。したがって、インターリービング関数I1kは、I0kを反転した版である。最初の4つのシグネチャ関数を下に示す。シグネチャ0={1,1,1,-1}、シグネチャ1={1,-1,1,1}、シグネチャ2={1,1,-1,1}、シグネチャ3={1,-1,-1,-1}他の4つのシグネチャ関数の値は、同一すなわち、シグネチャ4=シグネチャ0、シグネチャ5=シグネチャ1、シグネチャ6=シグネチャ2、およびシグネチャ7=シグネチャ3である。本発明の前の例の応用例は、移動局によって送信されたランダムアクセスバーストを受信し、同期化するために基地局によって使用される1つまたは複数の相関器に対するものである。前に述べた本発明のもう1つの例の有利な応用例は、移動局内で使用されるセル検索相関器に対するものである。初期セル検索中に、移動局は、最も低いパス損失を有する基地局を検索する。その後、移動局は、基地局のタイムスロットおよびフレーム同期と、基地局に関連するダウンリンクスクランブリングコードを判定する。初期セル検索は、3ステップすなわち、1スロット同期化、2フレーム同期化およびコードグループ識別、および3スクランブリングコード識別で行われる。この、本発明の他の非制限的な例の応用例は、第1および第2のステップ1および2に関する。移動局でのスロット同期化手順では、各タイムスロットの先頭ですべての基地局によってブロードキャストされる、すべての基地局に共通の主同期コードを使用する。同期化手順は、着信信号を主同期コードと相関させることからなる。相関器の出力によって、移動局の範囲内の各基地局からの各放射線のピークが生成される。最も強いピークの位置を検出することによって、最も強い基地局の、タイムスロット長を法とするタイミングが与えられる。スロット同期化は、移動局の観点からはクリティカルなステップである。というのは、この動作が、移動局がある他の基地局へのリンクを既に有する場合であっても、常時実行されるからである。したがって、主同期コードに関する移動局の相関器の実装の複雑さは、可能であれば最小にしなければならない。そのような最小化は、主同期コードの特殊な構造を利用することによって達成することができる。その一方で、主同期化コードは、移動局が所望の主ローブではなく副ローブに同期する可能性を最小にするために、最小の非周期的自己相関副ローブを有しなければならない。セル検索主同期コードに関するこの後者の要件は、その開示が参照によって本明細書に組み込まれる、本願の譲受人に譲渡された米国特許出願第09/135247号明細書、表題CommunicationMethodsandApparatusBasedonOrthogonalHadamard-BasedSequencesHavingSelectedAutocorrelationProperties、1998年8月17日出願で提案されているように、ゴーレイ相補シーケンスを使用することによって満たすことができる。その特許出願書では、最初のセル検索ステップで使用する、ゴーレイ相補シーケンスに基づく主同期コードのマッチドフィルタリングの効率的な方法が指定されていない。幸い、本発明は、主同期コードとしてゴーレイ相補シーケンスを使用する効率的な実施形態を提供する。図7に示されたEGC100に類似する効率的なゴーレイ相関器を、セル検索の第1ステップで主同期コード相関器として使用することによって、たとえば階層主同期コードに整合された図11に示された相関器400に類似する階層相関器HCより大きい実施の利益がもたらされる。長さ256の階層コードは、UTRAシステムの1提案に含まれるように、長さ16の2つの構成要素シーケンスの、直列すなわち階層的な連結によって得られる。好ましい実施形態では、主同期コードの長さが、256チップである。長さ256のゴーレイ相補シーケンスは、最小の最大絶対非周期的自己相関副ローブMAS値を有するので、主セル検索コードとしての応用に最適である。長さ256のすべてのゴーレイ相補シーケンスについて得られた最小MAS値は、12である。MAS=12を有するゴーレイシーケンスの対の1つが、次式によって定義される。Pn={6,3,7,2,1,4,0,5}およびWn={1,-1,-1,1,1,-1,1,1}3EGCのメモリビット数Nmemは、各遅延線のメモリセルの数と、最初の遅延線の後で、メモリセルワード長が、新しい遅延線ごとに1つ増えるという事実を考慮することによって計算することができる。受信信号の1ビット量子化を前提にすると、次のようになる。NmemEGC=126223327422521624720825=849階層相関器HCは、長さ16の1つの簡単な相関器と、長さ16の15個の遅延線を必要とする。そのような遅延線のそれぞれのメモリセルワード長は、5ビットである。したがって、このHCについて、NmemHC=11651615=1216である。EGCによって相関されたゴーレイ相補シーケンスは、階層シーケンスに対する下記の利点を提供する。加算器の数が、HCの30個に対してEGCでは16個である。乗算器の数が、HCの32個に対してEGCでは8個である。メモリビットの数が、EGCではHCの場合より30少ない。ゴーレイ相補シーケンスでは、非周期的自己相関副ローブの最大絶対値が、階層シーケンスの1/3である。本発明のもう1つの例の実施形態では、因数分解された効率的なゴーレイ相関器を提供する。長さ256のそのような相関器を、図14に示す。因数分解された形で表されたゴーレイシーケンスは、たとえば長さ64の、2つのより短い構成要素相補シーケンスの連結として構成することができる。その場合に、相関器700に、図7に示されたものに類似する、長さ64の効率的なゴーレイ相関器710、長さ64の遅延線720、730、740、および750、乗算器790、および加算器760、770、および780が含まれる。乗算器の総数は、多くとも10であり、加算器の総数は、15に等しい。加算器の数が、長さ256のEGCの場合より1つ少ないことに留意されたい。遅延線の実際の数は、インターリーブ化シーケンスに依存する。相関器700は、受信器局部発振器の可干渉時間がシーケンス長より短いたとえば、多くとも64チップである時に有用になる可能性がある。その結果、中間相関値の最適下限の非コヒーレント積分が必要である。言い換えると、相関器700を用いると、中間相関値のコヒーレントおよび非コヒーレントの両方の積分が可能になる。図14の例の相関器700は、コヒーレントである。この例では、長さ256のゴーレイシーケンスが、{-B,B,A,A}と表され、ここで、AおよびBは、長さ64の相補シーケンスである。セル検索の第2ステップでは、長さ256チップの17個の第2同期コードSSCの組を使用することができる。SSCは、主同期コードPSCに対して直交しなければならない。主同期コードが、本発明の1つの例の応用例によるゴーレイ相補シーケンスであると仮定すると、17個の直交SSCの組を生成する方法の1つが、その開示を参照によって本明細書に組み込まれる、本願の譲受人に譲渡された米国特許出願第09/135247号明細書、表題CommunicationMethodsandApparatusBasedonOrthogonalHadamard-BasedSequencesHavingSelectedAutocorrelationProperties、1998年8月17日出願で提案されている。SSCの直交の組は、PSCに同一の長さの17個の異なるウォルシュWalsh関数をかけることによって生成される。そのようなSSCの組を用いると、実装の複雑さを減らすために、セル検索の第2ステップで高速アダマールHadamard変換FHTプロセッサを使用することができるようになる。さらに、PSCが、ゴーレイ相補シーケンスである場合に、そのゴーレイPSCに異なるウォルシュ関数をかけることによって得られるシーケンスの組が、ゴーレイシーケンスの直交の組をもたらす。この場合、これらのSSCを、上で説明した主同期コード相関手順に類似するEGCのバンクを使用して検出することもできる。本発明によるそのようなEGCのバンクは、必要な動作の数に関して、FHTに基づく相関よりも効率的である。SSCに関する追加要件は、第2同期コードから主同期コード相関器への干渉を最小にするために、PSCと17個のSSCのそれぞれとの間の非周期的相互相関を小さくすることである。この場合では、式2を使用して長さ256チップの256個の直交ゴーレイシーケンスの完全な組を生成し、これらのゴーレイシーケンスの1つを主同期コードとして選択し、その後、それぞれが、ある適度な閾値未満の、主同期コードとの最大絶対非周期的相互相関を有する、17個の第2同期コードを選択することが有利である。たとえば、PSCが、式1および3によって生成されたakシーケンスであると仮定すると、42の閾値以下のPSCとの最大絶対非周期的相互相関を有する17個のSSCの組は、式3と同一の置換ベクトルと、下記の重みづけベクトルによって定義される。WSSC1={111-111-11}、aWSSC2={1-11-1-1-111}、bWSSC3={-111-1-1111}、bWSSC4={-111-1-1-1-11}、aWSSC5={-11-111-111}、bWSSC6={-1-11-1-1111}、bWSSC7={-1-11-1-1-1-11}、aWSSC8={-1-1-111111}、bWSSC9={-1-1-111-111}、aWSSC10={-1-1-111-1-11}、aWSSC11={-1-1-11-1-111}、bWSSC12={-1-1-11-1-1-11}、aWSSC13={-1-1-11-1-1-11}、bWSSC14={-1-1-1-11111}、aWSSC15={-1-1-1-111-11}、aWSSC16={-1-1-1-1-1111}、aWSSC17={-1-1-1-1-11-11}、a4対応するシーケンスSSCnは、重みつけベクトルWSSCnが1で置換される時に、ゴーレイシーケンスakまたはbkに等しい4では、各ベクトルに付加された括弧内に示されている。SSCは、PSCの場合と同様に、17個またはそれ未満のEGCの対応するバンクを使用して検出することができる。改良された実装効率に加えて、ゴーレイ相補ペアシーケンスに基づく同期コードは、たとえば連結された直交ゴールドシーケンスに基づく同期シーケンスと比較して、最大絶対非周期的自己相関副ローブMASに関して優れた性能を提供する。この比較を、図15および図16のグラフによって示す。図15は、直列に連結された直交ゴールドシーケンスの非周期的自己相関関数のグラフである。0遅延に対応するサンプルに実質的な最大値があるが、さまざまな非0遅延に、誤った相関検出を引き起こす可能性があるかなりの最大ピークもあることに留意されたい。対照的に、図16のグラフでは、ゴーレイ相補ペアシーケンスに基づく同期コードについて、副ローブがはるかに低く、ランダムアクセス検出に重要な範囲すなわち、主ローブから±255チップ内で、副ローブが他の部分よりさらに低いことが示されている。ランダムアクセスプリアンブルとしての直交ゴーレイ相補シーケンスの適用に関して、その非周期的自己相関特性を、一般的なプリアンブル拡散コードを用いる直交シグネチャの直列連結によって得られる直交プリアンブルの別の組のそれと比較することが重要である。比較のパラメータは、組のプリアンブルのそれぞれの最大絶対非周期的自己相関副ローブMASである。現在開発中のUTRAシステムを対象とする、この例の比較では、本発明による長さ4096の16個の直交ゴーレイシーケンスの組を、直交ゴールドシーケンスに基づくRACHプリアンブルに関するもう1つのUTRA提案と比較する。表4に、長さ256の、2つのより短い構成要素相補シーケンスAkおよびBkの関数としての16個のゴーレイシーケンスを示す。この構成要素ゴーレイシーケンスAkおよびBkは、置換Pn={0,2,1,5,6,4,7,3}および重みづけWn={1,-1,1,-1,1,-1,-1,1}を使用して、式1から得られる。上で定義した16個の直交ゴーレイシーケンスの組のMAS値と、UTRAに関するもう1つの提案に記載された一般的なプリアンブル拡散コードプリアンブル拡散コード数n=1によって拡散された16個の直交シグネチャから得られる16個の連結された直交ゴールドシーケンスの組のMAS値を、表5に示す。前に説明したように、ランダムアクセスプリアンブルは、移動端末が基地局タイミングに関する基本情報を既に有するので、基地局受信器に対して完全に非同期ではないが、基地局と移動端末の間のラウンドトリップ伝搬遅延によって導入される不確実性がある。適度な仮定の1つが、ラウンドトリップ遅延が多くとも255チップであり、したがって、ランダムアクセスプリアンブルの非周期的自己相関関数が、実際には、主ローブから±255チップの領域でのみ重要であるということである。主ローブから±255チップの領域内の非周期的自己相関副ローブの最大絶対値を、前に説明した長さ4096の直交ゴーレイシーケンスおよび連結された直交ゴールドシーケンスについて、表6に示す。表6には、直交ゴーレイシーケンスが、主ローブから±255チップの領域で、連結された直交ゴールドシーケンスより25倍低い自己相関副ローブを有することが示されている。特定の実施形態に関して本発明を説明してきたが、当業者は、本発明が、本明細書で説明され図示された特定の実施形態に制限されないことを諒解するであろう。図示され説明されたもの以外の異なるフォーマット、実施形態、および適応ならびに多数の修正、変形、および同等の配置を使用して、本発明を実施することもできる。したがって、本発明をその好ましい実施形態に関して説明してきたが、この開示が、例示的であるのみであって、決して制限的ではなく、単に本発明の例示であることを理解されたい。"