"直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子と、前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部と、前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流のピーク値を取得するピークホールド部と、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分のタイマー値を計測するタイマー部と、前記ピークホールド部によって取得されたピーク値と、前記タイマー部によって計測されるタイマー値に基づいて前記周波数を決定する周波数決定部と、前記周波数決定部で決定された周波数に基づいて前記スイッチング素子を駆動して電力伝送を行う制御部と、を有することを特徴とする電力伝送システム。前記周波数決定部が前記スイッチング素子における効率を算出することで前記周波数を決定する請求項1に記載の電力伝送システム。前記周波数決定部が所定のテーブルを参照することで前記周波数を決定する請求項1に記載の電力伝送システム。従来の電力伝送システムにおいては、送電側アンテナから受電側アンテナに対し効率的にエネルギー伝達が行われていることを確認するために、方向性結合器などを利用してVSWRVoltageStandinigWaveRatioを計測していた。送電側アンテナと受電側アンテナとが共振周波数で共振している場合VSWRは最小の値をとる。そこで、従来の電力伝送システムにおいては、周波数を変更しつつ方向性結合器を利用することによってVSWRを計測し、VSWRが最小となる周波数を選択して、電力伝送を行っていた。しかしながら、方向性結合器の感度調整は非常に難しく、一定した出力を得ることが困難であり、従来の電力伝送システムにおいては、VSWRが最小となる周波数を選択したとしても、伝送効率が最もよくなる周波数で伝送を行っていない可能性もあり、エネルギー効率上問題であった。上記問題を解決するために、請求項1に係る発明は、直流電圧を所定の周波数の交流電圧に変換して出力するスイッチング素子と、前記出力された交流電圧が入力される送電アンテナ部と、前記送電アンテナ部に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流のピーク値を取得するピークホールド部と、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、前記電流検出部によって電流ゼロが検出される時刻との差分のタイマー値を計測するタイマー部と、前記ピークホールド部によって取得されたピーク値と、前記タイマー部によって計測されるタイマー値に基づいて前記周波数を決定する周波数決定部と、前記周波数決定部で決定された周波数に基づいて前記スイッチング素子を駆動して電力伝送を行う制御部と、を有することを特徴とする。また、請求項2に係る発明は、請求項1に記載の電力伝送システムにおいて、前記周波数決定部が前記スイッチング素子における効率を算出することで前記周波数を決定する。また、請求項3に係る発明は、請求項1に記載の電力伝送システムにおいて、前記周波数決定部が所定のテーブルを参照することで前記周波数を決定する。本発明に係る電力伝送システムは、電力伝送のための周波数の適否を、位相差計測タイマー部やピークホールド回路などの回路で取得される値に基づいて判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。以下、本発明の実施形態を図面を参照しつつ説明する。図1は本発明の実施形態に係る電力伝送システムのブロック図である。また、図2は本発明の実施形態に係る電力伝送システムを車両充電設備に適用した例を示す図である。図2は図1中のAの構成の具体例である。本発明の電力伝送システムは、例えば、電気自動車EVやハイブリッド電気自動車HEVなどの車両への充電のためのシステムに用いるのに好適である。そこで、図2に示すような車両充電設備への適用例を用いて以下説明する。なお、本発明の電力伝送システムは、車両充電設備以外の電力伝送にももちろん用いることが可能である。本発明の実施形態に係る電力伝送システムでは、送電側システム100側の送電アンテナ108から、受電側システム200側の受電アンテナ202へ効率的に電力を伝送することを目的としている。このとき、送電アンテナ108の共振周波数と、受電アンテナ202の共振周波数とを同一とすることで、送電側アンテナから受電側アンテナに対し、効率的にエネルギー伝達を行うようにする。送電アンテナ108はコイルとコンデンサとで構成されており、送電アンテナ108を構成するコイルのインダクタンスはLtであり、コンデンサのキャパシタンスはCtである。また、受電アンテナ202も、送電アンテナ同様、コイルとコンデンサとで構成されており、受電アンテナ202を構成するコイルのインダクタンスはLxであり、コンデンサのキャパシタンスはCxである。図2において、一点鎖線の下側に示す構成が送電側システム100であり、本例では車両充電設備となっている。一方、一点鎖線の上側に示す構成は受電側システム200であり、本例では電気自動車などの車両となっている。上記のような送電側システム100は、例えば、地中部に埋設されるような構成となっており、電力を伝送する際には、地中埋設された送電側システム100の送電アンテナ108に対して、車両を移動させて、車両に搭載される受電アンテナ202を位置合わせした上で、電力の送受を行うようにする。車両の受電アンテナ202は、車両の底面部に配されてなるものである。送電側システム100におけるAC/DC変換部104は、入力される商用電源を一定の直流に変換するコンバータである。このAC/DC変換部104からの出力は2系統あり、一方は高電圧部105に、他方は低電圧部109に出力される。高電圧部105はインバータ部106に供給する高電圧を生成する回路であり、低電圧部109は制御部110に用いられるロジック回路に供給する低電圧を生成する回路である。また、高電圧部105で生成される電圧の設定は制御部110から制御可能となっている。インバータ部106は、高電圧部105から供給される高電圧から所定の交流電圧を生成して、送電アンテナ108に供給するものである。また、インバータ部106から送電アンテナ108に供給される電力の電流成分は電流検出部107によって検出可能に構成される。インバータ部106周辺の構成について図3を参照してより詳細に説明する。図3は本発明の実施形態に係る電力伝送システムのインバータ回路を示す図である。この図3は、図1中のBの構成を具体的に示すものでもある。インバータ部106は図3に示すように、フルブリッジ方式で接続されたQA乃至QDからなる4つの電界効果トランジスタFETによって構成されている。本実施形態においては、直列接続されたスイッチング素子QAとスイッチング素子QBの間の接続部T1と、直列接続されたスイッチング素子QCとスイッチング素子QDとの間の接続部T2との間に送電アンテナ108が接続される構成となっており、図6に示されるようにスイッチング素子QAとスイッチング素子QDがオンのとき、スイッチング素子QBとスイッチング素子QCがオフとされ、引き続きスイッチング素子QBとスイッチング素子QCがオンのとき、スイッチング素子QAとスイッチング素子QDがオフとされることで、接続部T1と接続部T2との間に矩形波の交流電圧を発生させる。上記のようなインバータ部106を構成するスイッチング素子QA乃至QDに対する駆動信号は制御部110から入力されるようになっている。なお、本実施形態では、定電圧源からの直流電圧を交流電圧として矩形波形の交流電圧を出力するように制御しているが、電圧を制御するのではなく、電流を制御するように構成しても良い。また、本実施形態ではインバータをフルブリッジ構成としたがハーフブリッジ構成としても同様の効果が得られる。制御部110は、後述するようにマイクロコンピュータと論理回路などから構成されるものであり、送電側システム100の全体的な制御を行う。発振器103は、制御部110を構成するマイクロコンピュータと論理回路などにクロック信号を供給する。また、本発明に係る電力伝送システムにおいては、制御部110が電力伝送実行の際の最適周波数を選択する。この際、当該制御部110はインバータ部106で発生させる交流の周波数を可変しつつ、電力伝送に最適な周波数をサーチする構成となっている。より具体的には、制御部110はインバータ部106で所定周波数の交流を発生させて、後述する位相差計測タイマー部115によって、前記スイッチング素子がオンとされる時刻と、電流検出部107によって電流ゼロが検出される時刻との差分の時間を計測する。また、ピークホールド回路120によって、電流のピーク値Ipを取得する。そして、位相差計測タイマー部115によって計測されるタイマー時間tm及び電流のピーク値Ipに基づいて、インバータ効率Effectを計算する。この計算方法については、後に詳しく説明する。制御部110は、インバータ部106の駆動周波数を変更しつつ、インバータ効率Effectを算出していき、最もインバータ効率Effectを与える周波数を、電力伝送に最適な周波数として決定する。制御部110による電力伝送周波数の決定については後により詳しく説明する。さて、上記のように電力伝送のための周波数が決定した後には、当該周波数でインバータ部106を駆動して、インバータ部106から出力される電力を送電アンテナ108に投入する。送電アンテナ108は、インダクタンス成分Ltを有するコイルとキャパシタンス成分Ctを有するコンデンサとから構成されており、対向するようにして配置される車両搭載の受電アンテナ202と共鳴することで、送電アンテナ108から出力される電気エネルギーを受電アンテナ202に送ることができるようになっている。次に、車両側に設けられている受電側システム200について説明する。受電側システム200において、受電アンテナ202は、送電アンテナ108と共鳴することによって、送電アンテナ108から出力される電気エネルギーを受電するものである。受電アンテナ202にも、送電側のアンテナ部と同様、インダクタンス成分Lxを有するコイルと共に、キャパシタンス成分Cxを有するコンデンサも含まれる構成となっている。受電アンテナ202で受電された矩形波の交流電力は、整流部203において整流され、整流された電力は充電制御部204を通してバッテリー205に蓄電されるようになっている。充電制御部204は不図示の受電側システム200主制御部からの指令に基づいてバッテリー205の蓄電を制御する。次に、送電側システム100における制御部110による電力伝送を実行する際の周波数の決定処理についてより詳しく説明する。図4は本発明の実施形態に係る電力伝送システムの制御部110の構成を示す図である。図4に示すように、インバータ部106と送電アンテナ108との間に取り付けられ、インバータ部106から送電アンテナ108に供給される電流を検出する電流検出部107によって検出された電流値は制御部110に入力されるようになっている。電流検出部107から入力された電流検出値は、交流結合111によって直流成分が除かれ比較器112の一方の入力端に入力される。比較器112の他方の入力端にはグランドが接続されており、これにより比較器112からは、電流検出部107の検出電流ゼロのとき、信号ゼロクロス信号が出力されることとなる。このゼロクロス信号Zeroは、位相差計測タイマー部115に入力される。制御部110におけるインバータタイミング発生部113は、スイッチング素子QA乃至QDそれぞれに対する駆動信号を発生する構成であり、一例として、このうちのスイッチング素子QDへの駆動信号はPWM信号として、位相差計測タイマー部115にも入力される。当然ながら他の3つのスイッチング素子QA、QB、QCのいずれの駆動信号を入力しても構わない。また、制御部110におけるマイクロコンピュータ117からは、Phase信号及びTReset信号が位相差計測タイマー部115に対して入力される。逆に、位相差計測タイマー部115が計測したタイマー値はマイクロコンピュータ117側に送信されるようになっている。また、電流検出部107で検出された電流値のピーク値Ipは、ピークホールド回路120によって取得保持されるようになっている。このピークホールド回路120によって保持されたピーク値については、マイクロコンピュータ117に入力されるようになっている。図5は本発明の実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部115を説明する図であり、図5Aは位相差計測タイマー部115の回路構成例を示す図であり、図5Bは位相差計測タイマー部115の各構成の動作タイミングを示す図である。図5Bに示すように図5Aに示す回路は以下のように動作する。位相差計測タイマー部115は、PWM信号を検出すると、次のクロックパルスでEnable信号をトゥルーHとし、カウンタにおけるタイマーのカウントを開始する。タイマーのカウントを開始後、ゼロクロス信号Zeroの立ち下がりを検出すると、次のクロックパルスでEnable信号をフォルスLとして、カウンタによるカウントを中止する。Enable信号がフォルスLになると、例えばマイクロコンピュータ117に割込が発生するようにしておき不図示、前記割込が発生した時点で該カウンタによるカウント値はタイマー値としてマイクロコンピュータ117で読み出せばよい。しかる後TReset信号をアサートしカウンタ値をゼロリセットしPhase信号をフォルスとする。以上のような位相差計測タイマー部115によってカウントされるタイマー値tmについて図6を参照して説明する。図6は本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおけるインバータ駆動波形と位相差検出タイミングを示す図である。本実施形態に係る電力伝送システムの位相差計測タイマー部115は、スイッチング素子がオンとされる時刻と、電流検出部によって電流ゼロが2回目に検出される時刻との差分の時間を計測するようになっている。すなわち、位相差計測タイマー部115は、図6で示す場合、ちょうどtmに示す時間をカウントして、タイマー値として出力するようになっている。本実施形態ではカウンタを用いてタイマー計測を行う例で説明したが、PWM信号から三角波を生成し、前記三角波を積分回路に入力しEnable信号が能動である期間において積分を実行してタイマー値を電圧信号に変換して検出する構成としても良い不図示。次に、以上のような時間tmを検出して、これに基づいて、電力伝送にとって最適な周波数であるか否かを判定することについて説明する。まず、図7に示す送電アンテナ108と受電アンテナ202の等価回路について検討する。図7において、送電アンテナ108は、インダクタンス成分Ltを有するコイルとキャパシタンス成分Ctを有するコンデンサとから構成されている。また、Rtは送電アンテナ108の抵抗成分である。受電アンテナ202は、インダクタンス成分Lxを有するコイルと共に、キャパシタンス成分Cxを有するコンデンサとから構成されている。Rxは受電アンテナ202の抵抗成分である。また、送電アンテナ108と受電アンテナ202との間の誘導性結合の結合係数をK、また送電アンテナ108と受電アンテナ202との間の容量性結合成分をCsとする。RLは受電アンテナ202以降の全ての負荷成分を示している。以上のような送電アンテナ108及び受電アンテナ202の等価回路に基づいてシミュレーションによって求めたインピーダンス特性を図8Aに示す。一方、図1に示すようなインバータ回路106までも含めた総合的な電力伝送効率を図8Bに示す。図8Aの横軸と、図8Bの横軸は共に周波数を示しており、スケールは同じものである。図8において、周波数f1、f2はインピーダンスの極小点を与える周波数であり、周波数f0は総合効率の極大点を与える周波数である。本実施形態に係る電力伝送システムにおいては、インピーダンスが極小となる周波数f1、f2によって電力伝送を行ったとしても総合効率上には不利であるので、周波数f0によって電力伝送を行うようにするものである。次に、以上のような周波数f0によって総合的な電力伝送効率が極大となる理由について説明する。図9はスイッチング素子であるFETの損失を説明する図である。以下の説明においては、インバータ部106を構成するスイッチング素子のうちQAとQDがオンとなる半サイクル分のタイミングに基づいて説明するが、スイッチング素子QBとQCがオンとなる半サイクル分についても同様に考えることができる。図9Aはスイッチング素子QAのソース出力部における電圧電流挙動を模式的に示す図であり、図9Bはスイッチング素子QDのドレイン入力部における電圧電流挙動を模式的に示す図であり、図9Cはスイッチング素子QAとQDがオンとなるタイミングを示す図である。図9Cにおいては、スイッチング素子QAとQDがオンとなるときに流れる駆動電流It、及び負荷に印加される負荷電圧Vtが示されている。図9A及び図9Bの両方において、t1はスイッチング素子のターンオン損失が発生する期間を示し、t2はスイッチング素子のオン損失が発生する期間を示し、t3はスイッチング素子のターンオフ損失が発生する期間を示している。電力伝送システムの総合効率を検討する上では、アンテナ間のインピーダンス特性のみならず、このようなスイッチング素子に関するロスについても検討することが重要である。発明者らの知見によれば、先の周波数f0はインバータ効率が最も高くなる点であるので、本発明に係る電力伝送システムにおいては、インバータ効率を最大とする周波数f0によって電力伝送を行うようにするものである。そこで、まず、インバータ効率Effectの算出をFETスイッチング素子の損失モデルについて基づいて計算することを試みる。図10はFETスイッチング素子の損失計算に用いるモデル例である。図10はスイッチング素子QAの及びスイッチング素子QDが共にオンであるときのモデルを示している。スイッチング素子QBの及びスイッチング素子QCがオンのタイミングもこれと同様に考えることができるので、以下、図10の場合で代表してモデル化を行う。また、図11は図10のモデルにおけるスイッチング素子QAの駆動波形及びQBの駆動波形と負荷電圧Vt波形と駆動電流Itの波形の詳細なタイミングチャートを示す図である。図11において、Tは駆動周期、Tdeadはデッドタイム、tdrはFETオン遅延時間、trはFET出力電圧立ち上がり時間、tdfはFETオフ遅延時間、tfはFET出力電圧立ち下がり時間、tmは位相差計測タイマー部115によってカウントされるタイマー値をそれぞれ示している。これらの時間のうち、tm以外は既知量として扱うことができる。ここで、スイッチング素子のオンオフ制御においては、直列に接続された例えば、スイッチング素子QA及びスイッチング素子QBが同時に導通して過大電流が流れ、素子が破壊しないようにデッドタイムTdeadが設けられる。このデッドタイムTdeadは、スイッチング素子の特性に依存して任意に設定される値である。図10に示すように、スイッチング素子QAのソースドレイン間の抵抗をRds、及び、スイッチング素子QDのソースドレイン間の抵抗をRdsと仮定している。高電圧部105によってインバータ部106に印加される電圧をVoとすると、負荷送電アンテナ108のインダクタンスLt及びキャパシタンスCtに印加される電圧はVt=V0-2ItRdsとなる。したがって、送電アンテナ108の負荷電力Pinは次式1で表すことができる。式1において、最終行の第1項はインバータ部108に供給される電力Ptotalに相当するものであり、第2項はFETオン損失Ponlossに相当するものである。すなわち、総電力Ptotal以下の式2によって、また、及びFETオン損失Ponlossは以下の式3によって表すことができる。なお、式1の最終行において、積分区間は図11において駆動電流がゼロ交叉-からへする時点Zをゼロとしている。先に説明したように、インバータ部106に使用されるFETは、オン損失の他にスイッチング損失が存在し、図11のタイミング例ではtr、tfに相当する期間にそれらの損失が発生する。ここで、ターンオフ損失Ptofflossは、立ち下がり曲線をVf既知量として下式3のように表すことができる。また、ターンオン損失Ptonlossは、立ち上がり曲線をVr既知量として下式5のように表すことができる。なお、式5において積分区間を[0,tf]としたのは、tfとtrとがほぼ同値になるからである。なお、式4及び式5の積分を実行する際のtfは既知量である。ただし、tfとtrが周期Tに比較して十分小さいと考えられる場合例えば、1/100以下にはターンオフ損失及びターンオン損失は無視しても構わない。インバータ部108のインバータ効率Effectは、式2乃至式5を以下の式6に代入することによって算出することができる。式2乃至式5における駆動電流Itについては、ピークホールド回路120によって取得保持される駆動電流のピーク電流Ipを利用することで、式7のように近似することが可能である。なお、7式のような近似式を用いることに代えて、ADコンバータを用いてデータサンプリングすることによってItを求めるようにしてもよい。その場合、1周期あたり数百サンプル以上のデータがないと計算精度が落ちるのでサンプリングレートを高くする必要があり、その分、当然ながらマイクロコンピュータ117などに対するデータ収集負荷が増大することとなる。また、図11における駆動電流波形では、スイッチング素子QAがターンオフした後でゼロクロスから-へしている例を記載してあるが、スイッチング素子QAがオン中にゼロクロスする場合もあり、このときも上記と同様に考えて効率を算出できる。図11のタイミングチャートの関係から、式2及び式3を計算する際のTinを算出する方法について説明する。図11のタイミングチャートを参照すると、式8が成立する。また、の関係があることから、下式10となる。以上の式8及び式10により、下式11を得ることができる。式11の最終行において、Tdead、tdf、trは既知量である。また、tmは位相差計測タイマー部115によってカウントすることが可能であり、これにより積分区間のTinを計算することができる。本実施形態に係る電力伝送システムによって、インバータ効率Effectの算出を行う手順についてあらためて整理する。まず、位相差計測タイマー部115によってカウントされるタイマー値tmを式11に適用することで、積分区間Tinを算出する。また、ピークホールド回路120に電流ピーク値Ipを取得することで、式7で駆動電流Itを確定する。この駆動電流Itと、積分区間Tinに基づいて、式2からPtotalを、また式3からPonlossをそれぞれ算出する。また、駆動電流Itから、式4によってターンオフ損失Ptofflossを、また、式5によってターンオン損失Ptonlossを算出する。以上、求められたPtotal、Ponloss、Ptoffloss、Ptonlossを式6に代入することによって、インバータ効率Effectを最終的に求めることができる。次に、制御部110における最適な周波数を決定するための処理について説明する。図12は本発明の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。制御部110のマイクロコンピュータ117で実行されるものである。図12において、ステップS100で処理が開始されると、続くステップS101においては、高電圧部105で生成する電圧を設定し、ステップS102では、インバータ部106を駆動するための初期周波数の設定を行う。この初期周波数は、例えば下限の周波数値とする。本フローでは、この下限の周波数値から所定周波数分ずつ上昇させつつ、インバータ効率を求めていく。なお、本フローでは、下限の周波数から上限の周波数までスキャンさせる場合で説明するが、上限から下限の周波数へとスキャンするように構成することも可能である。ステップS103では、インバータ部106を設定した周波数で駆動し、ステップS104では、Phase=1として位相差計測タイマー部115に出力しカウンタのEnable信号が有効となるようにする。ステップS105においては、位相差計測タイマー部115によってタイマー値tmが取得できるのを待機する。即ち、Enable信号が立ち下がることで、タイマー計測終了を示す割込信号が発生するのを待機する。割込信号が発生した時点ではタイマー値tm、及びピークホールド回路120で電流ピーク値Ipが取得できている。ステップS106においては、位相差計測タイマー部115によって取得されたタイマー値tmと、ピークホールド回路120で取得された電流ピーク値Ipとからインバータ効率Effectを算出する。このための算出式については、先ほど説明したとおりのものが用いられる。ステップS107においては、駆動周波数と、ステップS106で算出されたインバータ効率Effectとを、マイクロコンピュータ117内の記憶部不図示に記憶する。ステップS108では、タイマーリセットT-Reset信号を出力して、ステップS109でPhase信号として0を出力しEnable信号出力を無効化する。ステップS110で設定周波数を所定の周波数分増やすようにして、ステップS111で上限周波数に到達したか否かが判定され、当該判定がNOである場合には再びステップS103に戻り、ループする。一方、ステップS111の判定がYESである場合には、ステップS112で、前記の記憶部に記憶されている最高値のインバータ効率を与える周波数を電力伝送のための周波数として決定し、ステップS113で処理を終了する。本発明に係る電力伝送システムにおいては、以上のような方法で決定された周波数に基づいて、制御部110がインバータ部106を構成する各スイッチング素子QA乃至QDを駆動して、本番の電力伝送を実行する。以上、本発明に係る電力伝送システムは、電力伝送のための周波数の適否を、位相差計測タイマー部115やピークホールド回路120などの回路で取得される値に基づいて判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。次に、本発明の他の実施形態について説明する。先の実施形態においては、位相差計測タイマー部115によって取得されたタイマー値tmと、ピークホールド回路120で取得された電流ピーク値Ipとからインバータ効率Effectを逐一算出するようにしていたが、本実施形態においては、所定の周波数におけるタイマー値tmとピーク値Ipとインバータ効率との関係を予めテーブル化しておいて、マイクロコンピュータ117が参照可能な不揮発性記憶素子不図示に記憶させるようにしている。図13は他の実施形態で用いられる、所定周波数におけるタイマー値tmとピーク値Ipとインバータ効率Eとの関係を記憶するテーブルのデータ構造を説明する図である。図13に示すように本テーブルでは、ある周波数の下で、タイマー値tmとピーク値Ipとに対応した、インバータ効率Eとが記憶されている。例えば、tm=t2、Ip=I2のときインバータ効率E22など。このようなテーブルを用いることができるのは、ある周波数の下で、タイマー値tmとピーク値Ipが定まれば、インバータ効率Eの傾向も概ね決定されるからである。このようなテーブルを求める上では、インバータ効率Effectを算出する前述の各算出式によって予め算出を行っておく。そして、他の実施形態においては、このテーブルを用いることで、インバータ効率Effectの演算を省略することが可能となる。以上のような構成の他の実施形態における制御部110での最適な周波数を決定するための処理について説明する図14は本発明の他の実施形態に係る電力伝送システムにおける周波数決定処理フローを示す図である。図14において、ステップS200で処理が開始されると、続くステップS201においては、高電圧部105で生成する電圧を設定し、ステップS202では、インバータ部106を駆動するための初期周波数の設定を行う。この初期周波数は、例えば下限の周波数値とする。本フローでは、この下限の周波数値から所定周波数分ずつ上昇させつつ、インバータ効率を求めていく。なお、本フローでは、下限の周波数から上限の周波数までスキャンさせる場合で説明するが、上限から下限の周波数へとスキャンするように構成することも可能である。ステップS203では、インバータ部106を設定した周波数で駆動し、ステップS204では、Phase=1として位相差計測タイマー部115に出力しカウンタのEnable信号が有効となるようにする。ステップS205においては、位相差計測タイマー部115によってタイマー値tmが取得できるのを待機する。即ち、Enable信号が立ち下がることで、タイマー計測終了を示す割込信号が発生するのを待機する。割込信号が発生した時点ではタイマー値tm、及びピークホールド回路120で電流ピーク値Ipが取得できている。ステップS206においては、駆動周波数と、位相差計測タイマー部115によって取得されたタイマー値tmと、ピークホールド回路120で取得された電流ピーク値Ipとの組み合わせをマイクロコンピュータ117内の記憶部不図示に記憶する。ステップS207では、タイマーリセットT-Reset信号を出力して、ステップS208でPhase信号として0を出力しEnable信号出力を無効化する。ステップS209で設定周波数を所定の周波数分増やすようにして、ステップS210で上限周波数に到達したか否かが判定され、当該判定がNOである場合には再びステップS203に戻り、ループする。一方、ステップS210の判定がYESである場合には、ステップS211で、図13のテーブルを参照して、前記の組み合わせの中で、最高値のインバータ効率Eを与える周波数を電力伝送のための周波数として決定し、ステップS212で処理を終了する。以上、他の実施形態に係る電力伝送システムは、電力伝送のための周波数の適否を、位相差計測タイマー部115やピークホールド回路120などの回路で取得される値とテーブルに基づいて判定するので、本発明に係る電力伝送システムによれば、電力伝送を行う際の周波数の決定が容易かつ正確となり、エネルギー伝送効率が向上する。さらに、マイクロコンピュータ117での演算負担が軽減されるので、周波数の決定処理を高速に行うことが可能となる。"