"交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する整流手段、この整流手段の出力電圧を降圧する第1の降圧手段、及び前記第1の降圧手段によって降圧された出力電圧を更に降圧する第2の降圧手段を備え、前記第1の降圧手段がシリーズレギュレータで、前記第2の降圧手段がスイッチングレギュレータでそれぞれ構成され、前記第1の降圧手段及び前記第2の降圧手段の各出力電圧が何れも電源として使用されることを特徴とする電源回路。請求項1に記載の電源回路において、前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータは、所定の条件を満たす非定常時でのみ作動させられるか、もしくは所定の条件を満たす非定常時にのみ負荷が接続されることにより、定常時は前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータのスイッチング動作が停止状態もしくは無負荷状態に維持されることを特徴とする電源回路。電路の漏電電流を検出する零相変流器、前記零相変流器が検出した信号に基づいて漏電を判別する漏電検出回路、前記漏電検出回路の出力により前記電路に設けられた開閉接点を開放する引き外し装置、及び前記漏電検出の機能をテストするテスト機能部を備え、請求項1または請求項2に記載の電源回路から、前記漏電検出回路、前記引き外し装置、及び前記テスト機能部へ電源を供給する漏電遮断器。請求項3に記載の漏電遮断器において、前記引き外し装置、もしくは前記テスト機能部への電源供給が前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータの出力電圧によって行われることを特徴とする漏電遮断器。請求項3に記載の漏電遮断器において、前記テスト機能部は、前記交流電路の交流成分を元に前記交流電路と同一周波数のパルスを生成する回路もしくは前記交流電路の周波数に近い周波数を出力する発振回路で構成されるテスト回路、及び前記テスト回路が出力するパルス信号を入力とし前記テスト回路の電源電圧よりも低い電圧に降圧する第3の降圧手段を備え、前記第3の降圧手段がスイッチングレギュレータであることを特徴とする漏電遮断器。請求項5に記載の漏電遮断器において、前記第3の降圧手段であるスイッチングレギュレータが定電流出力形のスイッチングレギュレータであることを特徴とする漏電遮断器。請求項3に記載の漏電遮断器において、前記テスト機能部は、前記交流電路の交流成分を元に前記交流電路と同一周波数のパルスを生成する回路もしくは前記交流電路の周波数に近い周波数を出力する発振回路で構成されるテスト回路、及び前記テスト回路が出力するパルス信号を入力とし前記テスト回路の電源電圧よりも低い電圧に降圧し零相変流器の3次巻線に制限抵抗を介して電源を供給する第3の降圧手段を備え、前記第3の降圧手段がスイッチングレギュレータであることを特徴とする漏電遮断器。交流電路から供給された交流電圧を直流電圧V1に変換する整流回路、前記直流電圧V1を中間電圧の直流電圧V2に変換する電圧降圧手段である第1のシリーズレギュレータと、前記直流電圧V2を更に直流電圧V3に降圧して常時作動する漏電検出回路に電源を供給する電圧降圧手段である第2のシリーズレギュレータ、及び前記直流電圧V2を更に直流電圧V4に降圧して非定常的に作動して一時的に大きな電力を消費する引き外しコイルおよびテストに電源を供給する電圧降圧手段であるスイッチングレギュレータを備え、漏電引き外し動作時もしくはテスト動作時のみ前記スイッチングレギュレータが使用され、漏電引き外し動作時やテスト動作時以外の定常時は前記第1及び第2のシリーズレギュレータで内部電源が確保され、前記直流電圧V1~V4の大きさの関係がV1>V2>V4>V3である漏電遮断器。請求項6に記載の漏電遮断器において、前記第3の降圧手段であるスイッチングレギュレータは、少なくともスイッチング素子と、前記スイッチングレギュレータの出力端となるインダクタと、前記インダクタの出力レベルを検出しスイッチング素子側にフィードバック制御するフォトカプラとを有する自励式の降圧チョッパー形スイッチング回路で構成され、前記降圧チョッパー形スイッチング回路の出力端となる前記インダクタから、分流抵抗が並列接続された前記フォトカプラの入力側発光ダイオードおよび前記零相変流器の3次巻線を介してGNDレベルに接続することで、テスト動作時において零相変流器の3次巻線に流れるテスト電流を所定の振幅レベルとしたことを特徴とする漏電遮断器。上記のように従来の漏電遮断器の電源回路においては、漏電検出回路の消費電流と、漏電引き外し装置およびテスト機能の消費電流の総和が、整流後の定電圧方式や定電流方式のシリーズレギュレータの負荷電流となる為、このシリーズレギュレータの電源容量を大きくする必要があり、逆に、このシリーズレギュレータの体積の制約や損失に伴う発熱の問題から電源容量が大きく出来ない場合は、漏電引き外し装置およびテスト機能への電源供給を抑制する必要があり、必要な漏電引き外し装置の駆動力やテスト電流が確保できないといった問題が生じていた。また、この課題の解決策として、整流後の降圧手段に効率の良いスイッチングレギュレータを用いることも考えられたが、交流電路の電圧が高い場合、例えばAC440Vの交流電路での使用を考えた場合、整流後の電圧は600Vを越える電圧となる為、スイッチングレギュレータに使用するスイッチング素子は高耐圧で、かつ高速スイッチングが可能なものが必要となるものの、小形でこのような条件を満たすスイッチング素子はあまり生産されておらず入手が困難である上に、高い電圧を高速でスイッチングさせる為には、スイッチング素子に対して大きなドライブ電流が必要であり、場合によっては負荷電流以上のドライブ電流を消費するようになることから、スイッチングを行うことによる損失スイッチングロスが大きく、スイッチングレギュレータを使用する効果が得られない。また、整流後の高い電圧をスイッチングレギュレータにより高速スイッチングすると、交流電路へのスイッチングノイズの伝播が避けられず、電波障害等の問題が生じる可能性がある。その為、ノイズを吸収するノイズ対策部品や回路を追加したり、意図的にスイッチング波形を鈍らせてノイズの発生そのものを低減させる手段が用いられるが、ノイズ対策部品等の追加は回路規模を大きくしてしまい、またスイッチング波形を鈍らせる対策はスイッチングロスが増加してしまうことから、スイッチングレギュレータを用いる効果が得られないといった問題があった。この発明は、前述の課題を解決するためになされたもので、遮断器内部で消費する内部電源を、定常時にはシリーズレギュレータからの電源供給のみとし、テスト動作時や漏電作動時といった非定常時にのみスイッチングレギュレータを用いた電源供給が行われるようにして、非定常時の消費電流を抑制することにより、小形化と省電力化を図った電源回路、および漏電遮断器を得ることを目的とするものである。この発明に係る電源回路は、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する整流手段、この整流手段の出力電圧を降圧する第1の降圧手段、及び前記第1の降圧手段によって降圧された出力電圧を更に降圧する第2の降圧手段を備え、前記第1の降圧手段がシリーズレギュレータで、前記第2の降圧手段がスイッチングレギュレータでそれぞれ構成され、前記第1の降圧手段及び前記第2の降圧手段の各出力電圧が何れも電源として使用されるものである。この発明は、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する整流手段、この整流手段の出力電圧を降圧する第1の降圧手段、及び前記第1の降圧手段によって降圧された出力電圧を更に降圧する第2の降圧手段を備え、前記第1の降圧手段がシリーズレギュレータで、前記第2の降圧手段がスイッチングレギュレータでそれぞれ構成され、前記第1の降圧手段及び前記第2の降圧手段の各出力電圧が何れも電源として使用されるので、定常状態においてはシリーズレギュレータのみで電力を供給し、非定常時にのみ必要な電力をスイッチングレギュレータで供給するようにすることで、スイッチングノイズの影響を抑えつつ、かつ装置全体の消費電力が低減されるので電源回路の小形化と装置の省電力化を図ることができる。実施の形態1.以下この発明の実施の形態1を図1により説明する。図1は本発明の実施の形態1における電源回路を用いた漏電遮断器の構成を示すブロック図である。図1において、漏電遮断器100は、交流電路を開閉する開閉接点2と、交流電路1中に挿入された零相変流器3に接続され、零相変流器3の2次巻線3aからの出力信号に基づいて漏電を検出する漏電検出回路4と、この漏電検出回路4の出力信号によりスイッチング手段5を介して付勢される引き外しコイル6と、この引き外しコイル6の付勢時に開閉接点2を開離駆動する引き外し装置7とで、漏電遮断器の遮断と漏電検出機能を構成している。また、漏電遮断器100は、使用者が漏電機能をテストする為のテストスイッチ8を備えており、このテストスイッチ8がオンされると、テスト電流を生成するテスト回路9に電源が供給され、テスト回路9が交流電路1と同一周波数のパルス信号をスイッチング手段10に出力することで、漏電遮断器の内部電源から制限抵抗11によって所定の電流値に調整されたテスト用の模擬漏電電流が零相変流器3に設けられた3次巻線3bに流れるように構成している。また、漏電検出回路4と引き外しコイル6とテスト回路9、およびにテスト回路9の出力に連動して3次巻線3bを励磁させるテスト電流はそれぞれ作動させる為の電気エネルギーが必要であるが、その電気エネルギーは、交流電路1の各相に接続された限流抵抗12を介して全波整流回路13に供給され全波整流された直流電圧V1を元に生成される。尚、限流抵抗12は交流電路1に雷サージ等の高電圧が加わった際に、全波整流回路13へ過大な電流が流れ込むのを防ぎ全波整流回路13以降の内部回路を保護する為の抵抗である。全波整流された直流電圧V1は、限流抵抗12によりわずかに電圧が低下するものの、交流電路1を全波整流しただけの高い電圧であり、電圧降圧手段である第1のシリーズレギュレータ14により中間的な所定の電圧に降圧し、平滑コンデンサ15によってリップルが抑制された直流電圧V2が生成される。更に、この直流電圧V2は、電圧降圧手段である第2のシリーズレギュレータ16により、約5V程度の直流電圧V3に降圧、安定化され、この直流電圧V3は漏電検出回路4とテスト回路9の電源として使用される。また更に、直流電圧V2は、電圧降圧手段である第1のスイッチングレギュレータ17により直流電圧V4に降圧されて、この直流電圧V4は引き外しコイル6の駆動用電源および零相変流器3の3次巻線3bを励磁させるテスト電流用の電源として使用される。次に漏電遮断器の定常状態と漏電引き外し時、テスト動作時のそれぞれの状態における電力の損失について説明する。まず、漏電遮断器の定常状態においては、引き外しコイル6およびテスト機能は作動せず、漏電検出回路4のみが作動している状態であり、図1において、漏電検出回路4の消費電流Iaがそのまま第1のシリーズレギュレータ14および第2のシリーズレギュレータ16の負荷電流となる。通常、シリーズレギュレータの入力電流と出力電流の関係は、シリーズレギュレータにいくらかのロスがある為に、入力電流>出力電流となるが、ここではロスが無視できる程小さいものとし、入力電流≒出力電流とすれば、Ia≒Ib≒Ic≒Id≒Ieとなる。また、シリーズレギュレータの損失は入力電圧と出力電圧の電位差と負荷電流の積なので、第1のシリーズレギュレータ14の損失P1は、P1=V1-V2Ia、第2のシリーズレギュレータ16の損失P2はP2=V2-V3Iaとなる。これに具体的な数字を当てはめてみる。仮に、直流電圧V1を400V、直流電圧V2を40V、直流電圧V3を5V、漏電検出回路4の消費電流Iaを1mAとするならば、第1のシリーズレギュレータ14の損失P1は、P1=V1-V2Ia=400-400.001=0.36W、第2のシリーズレギュレータ16の損失P2は、P2=V2-V3Ia=40-50.001=0.035W、となる。次に漏電遮断器の漏電引き外し時の電力損失について説明する。漏電引き外し時は、引き外しコイル6を駆動する電流Ifが第1のスイッチングレギュレータ17から供給される。尚、ここではテスト動作していないものとすれば、電流Ij=0であり、第1のスイッチングレギュレータ17の出力電流Ih=Ifである。ここで第1のスイッチングレギュレータ17の効率をαとすれば、第1のスイッチングレギュレータ17の入力電流IgはIg=V4/V2/αIfで表され、第1のスイッチングレギュレータ17の損失P3はP3=V2-V4Ig1-α=V2-V4V4/V2/αIf1-αとなる。また、第1のシリーズレギュレータ14の損失P1は、P1=V1-V2Ib=V1-V2IgId=V1-V2IaV4/V2/αIfとなり、引き外しコイル6の駆動電流Ifを40mA、第1のスイッチングレギュレータ17の効率αを0.8とするならば、第1のスイッチングレギュレータ17の損失P3は、P3=V2-V4V4/V2/αIf1-α=40-2040/20/0.80.041-0.8=0.1W第1のシリーズレギュレータ14の損失P1は、P1=V1-V2IaV4/V2/αIf=400-400.00120/40/0.80.04=9.36Wとなる。尚、第2のシリーズレギュレータ16の損失P2は、定常状態と同条件なので、P2=0.035Wである。このように、漏電引き外し時の第1のシリーズレギュレータ14には、常時作動している漏電検出回路4の消費電流Iaに比べ、非常に大きい引き外しコイル6の駆動電流Ifが流れる為、短時間とはいえ第1のシリーズレギュレータ14の損失P1は比較的大きなものとなっている。しかしながら、従来の場合と比較すると、従来は第1のスイッチングレギュレータ17が無く、引き外しコイル6の駆動電流Ifが直接第1のシリーズレギュレータ14の負荷電流となっていた為、第1のシリーズレギュレータ14の損失P1はもっと大きなものとなっていた。従来の場合を、第1のシリーズレギュレータ14の出力電圧V2を20Vとして、その損失P1を求めると、P1=V1-V2IaIf=400-200.0010.04=15.58Wとなる。このように、本発明の漏電遮断器では、漏電引き外し時の第1のシリーズレギュレータ14の損失を大幅に低減でることから、第1のシリーズレギュレータ14の小容量化や、逆に引き外しコイル6の駆動電流を増やして駆動能力の向上を図ることが可能となっている。次に漏電遮断器のテスト動作時の電力損失について説明する。テスト動作中は、テストスイッチ8がオンされることで、テスト信号を生成するテスト回路9に第2のシリーズレギュレータ14の出力電圧V3から電源が供給され、テスト回路9が出力するパルス信号に駆動されるスイッチング手段10が第1のスイッチングレギュレータ17の出力電圧V4から制限抵抗11を介して零相変流器3に設けられた3次巻線3bにテスト電流が流れる。したがって、この時に消費される電力はテスト回路9の消費電流Iiと3次巻線3bに流れるテスト電流Ijである。テスト回路9は小信号のロジックで構成されるもので、消費電流Iiは約1mA程度とあまり大きくないが、テスト電流Ijはテスト用の模擬電流そのものであり、必要となる電流の大きさは、漏電遮断器の定格感度電流に比例し、3次巻線3bの巻数Nに反比例する。したがって、零相変流器3が大きく3次巻線の巻線スペースが十分に確保できる場合には3次巻線3bの巻数Nを増やすことでテスト電流Ijを抑制することができるが、小形の零相変流器3を使用する場合はスペースが少なく3次巻線3bの巻数に制約を生じることも多く、テスト電流Ijとしては前述の引き外しコイル6の駆動電流Ifと同等に数十mA程度の電流を確保する必要がある。テスト動作時における電力の損失について、漏電引き外し時と同様に説明する。まず、第1のシリーズレギュレータ14の出力電流Ieは、漏電検出回路4とテスト回路9の和となるので、Ie=Id=IaIiとなる。また、第1のスイッチングレギュレータ17は、漏電引き外し開始と同時にテスト電流が停止される様に制御されているで、テスト動作中の第1のスイッチングレギュレータ17出力電流Ihは、テスト電流のIjと等しく、Ih=Ijとなる。ここで第1のスイッチングレギュレータ17の効率をαとすれば、第1のスイッチングレギュレータ17の入力電流Igは、Ig=V4/V2/αIjで表され、第1のスイッチングレギュレータ17の損失P3はP3=V2-V4Ig1-α=V2-V4V4/V2/αIj1-αとなるが、この式は漏電引き外しの場合の式中の引き外しコイル6の駆動電流Ifをテスト電流Ijに置き換えたものと等しい。したがって、テスト電流Ijを引き外しコイル6の駆動電流Ifと同レベルに設定したとすれば、第1のスイッチングレギュレータ17の損失P3は、P3=V2-V4V4/V2/αIj1-α=40-2040/20/0.80.041-0.8=0.1Wとなり、また第1のシリーズレギュレータ14の損失P1は、テスト回路9の消費電流Iiを1mAとすれば、P1=V1-V2IaIiV4/V2/αIf=400-400.0010.00120/40/0.80.04=9.75Wと、テスト回路9の消費電流分だけ僅かに増えるが漏電引き外しの場合とほぼ同等の損失となる。ここで、従来の漏電遮断器のテスト機能では、テスト電流が第1のシリーズレギュレータ14の出力電圧V2から供給されていたので、漏電引き外し時の場合と同様に第1のシリーズレギュレータ14の出力電圧V2を20Vとして、その損失P1を求めると、P1=V1-V2IaIiIj=400-200.0010.0010.04=15.96Wとなることより、テスト動作時においても本発明の漏電遮断器の方が電力損失が少なくなっている。尚、第1のシリーズレギュレータ14の出力電圧V2は、電圧を高く設定した方が、第1のスイッチングレギュレータ17を用いる効果が得やすく、同時に、第1のシリーズレギュレータ14の負担も軽減できる反面、出力電圧V2が50Vを超えた電圧に設定すると、平滑用コンデンサ15や第1のスイッチングレギュレータ17に高耐圧の部品を選定する必要が生じ、安価で入手性の良い汎用の小信号の電子部品が使用できなくなるというデメリットが生じ、また、出力電圧V2が高くなると、第1のスイッチングレギュレータ17のスイッチング電圧が高くなりスイッチングノイズが発生しやすくなったり、スイッチングロスが増加して逆に効率が低下することから、出力電圧V2は40V程度に設定するのが望ましい。このように、本発明の実施の形態1における電源回路を用いた漏電遮断器は、第1のシリーズレギュレータ14で一旦中間的な電圧V2まで降圧し、定常的に作動する回路に対しては電圧V2を第2のシリーズレギュレータ16で更に降圧して電源を供給し、漏電引き外しやテスト動作等の一時的にしか作動しない回路に対しては、電圧V2を第1のスイッチングレギュレータ17で更に降圧して電源を供給するようにしたことで、ドロップ電圧が大きい為にどうしても電力損失が大きくなっていた第1のシリーズレギュレータ14の負荷電流を小さくすることができ、電源回路全体の小形化や発熱の抑制が可能となる。また、引き外しコイル6の駆動電流Ifやテスト電流Ijに対して電源の供給能力に余裕が生まれることから、コイル6の駆動電流Ifを増やして作動力を上げたり、テスト電流Ijを増やして3次巻線3bの巻数を少なくしコストを抑制する事も可能となる。また、従来は、そのスイッチングノイズの発生やスイッチングロスの問題があった為、スイッチングレギュレータが使えなかったが、本発明のように、第1のシリーズレギュレータ14を介して比較的低い電圧で第1のスイッチングレギュレータ17を作動させることにより、スイッチングノイズやスイッチングロスを抑制することができ、電源回路の効率を上げることができる。さらにまた、第1のスイッチングレギュレータ17を漏電引き外しやテスト動作時といった非定常時にのみ使用することで、第1のスイッチングレギュレータが仮にスイッチングノイズを発生しても遮断器が作動する際の一時的な発生に留められることよりノイズの悪影響を最小限に抑えることができる。実施の形態2.以下この発明の実施の形態2を図2により説明する。図2は実施の形態2における電源回路を用いた漏電遮断器を示す回路図である。本実施の形態は、実施の形態1で示した電源回路を用いた漏電遮断器のテスト動作時の損失を更に低減するものである。図2において、18は非常に低い電圧例えば1V以下を出力する電圧降圧手段である第2のスイッチングレギュレータであり、その入力側には、テスト回路9の出力パルスに連動して作動するスイッチング手段10によって、第1のスイッチングレギュレータ17の出力電圧V4が接続され、また、その出力電圧V5は制限抵抗11を介して零相変流器3の3次巻線3bに電流Ikが流れるように構成されている。実施の形態1に示した漏電遮断器の例では、テスト動作にテスト電流を所定の値に設定するための制限抵抗11が多くの電力を損失しており、従来の漏電遮断器と比較すれば改善されているものの、テスト動作は3次巻線3bへは励磁電流を流すだけでいいことから、この制限抵抗11の損失は効率が良いとはいえない。したがって、本実施の形態では、この制限抵抗11の損失を小さくしつつ、3次巻線3bへの励磁電流を大きくできるように、テスト回路9の出力パルスに連動して作動するスイッチング手段10によって電圧V4から流れる電流Ijを、第2のスイッチングレギュレータ18によって非常に低い電圧に降圧化することで、制限抵抗11の損失を小さくしつつ、3次巻線3bにより大きな励磁電流が流れるようにしている。なお、第2のスイッチングレギュレータ18は、いわゆる電流増幅的に機能するため、第2のスイッチングレギュレータ18に定電流出力形のスイッチングレギュレータを使用してもよく、その場合は制限抵抗11が省略される。また、近年、小形携帯機器の普及に伴い、5V未満のものを中心にワンチップ化されたDC-DCコンバータが多く開発され安価に供給されるようになっていることから、このようなワンチップ化されたDC-DCコンバータを第2のスイッチングレギュレータ18に使用することも可能で、更なる小形化と高効率化が期待できる。尚、このようなワンチップ化されたDC-DCコンバータは入力できる電圧があまり高くない場合が多いが、このようなDC-DCコンバータを第2のスイッチングレギュレータ18として使用する場合は、若干効率が下がるが、スイッチング手段10を介して入力される電圧を電圧V4ではなく、電圧の低い第1のシリーズレギュレータの出力電圧V3としてもよい。このように、第2のスイッチングレギュレータ18をテスト信号の生成に使用することで、第1のシリーズレギュレータ14の最大負荷電流が削減されて、電源回路の小形化や遮断器全体の消費電流削減といった効果が期待できる。また、3次巻線3bへの励磁電流、つまりテスト電流として流せる電流が大幅に拡大されることから、3次巻線3bの巻数が大幅に削減でき、従来、零相変流器3の内部に設けていた3次巻線3b自体を零相変流器3の外部に電線で数ターン程度の巻数で対応できるようになることから、零相変流器3内部の3次巻線が不要となり、零相変流器3のコスト低減や小形化を図ることができる。実施の形態3.次に、この発明の実施の形態3を図3により説明する。図3は実施の形態3における電源回路を用いた漏電遮断器を示す回路図である。本実施の形態は、実施の形態2で示した第2のスイッチングレギュレータ18を定電流出力とすることで漏電遮断器のテスト動作時におけるテスト電流を効率的に発生させ損失を更に低減するものである。図3において、第2のスイッチングレギュレータ18は実施の形態2と同様に、テスト電流を発生させる回路であるが、出力が所定の電流で一定となる定電流出力となっており、その為、電流を制限する制限抵抗11を省略している。また、入力電圧を高くして、入力と出力の電圧比を大きくすることで第2のスイッチングレギュレータ18の効率が向上することから、スイッチング手段10を介して第2のスイッチングレギュレータ18に入力される入力電圧を第1のシリーズレギュレータ14の出力電圧V2としているのが実施の形態2と異なっている。実施の形態3における第2のスイッチングレギュレータ18では、スイッチング素子Q1と、第2のスイッチングレギュレータ18の出力端となるインダクタL1と、インダクタに対するフライホイールダイオードD1と、第2のスイッチングレギュレータ18の出力端となる出力レベルを検出しスイッチング素子Q1側にフィードバック制御を行うフォトカプラPC1とを有する回路を基本とした自励式の降圧チョッパー形スイッチング回路に構成されている。尚、トランジスタQ2および抵抗R2,R3,R4はフォトカプラPC1の出力に応じてスイッチング素子Q1をオンオフ制御させるためのゲート回路の構成部品である。次に、実施の形態3における第2のスイッチングレギュレータ18の動作について説明する。第2のスイッチングレギュレータ18へはテスト回路9の出力パルスに連動して作動するスイッチング手段10によって、第1のシリーズレギュレータ14の出力電圧V2の電圧が交流電路1と同じ周波数で断続的に供給される。初期状態において第2のスイッチングレギュレータ18に出力電圧V2の電圧が供給されると、抵抗R4からトランジスタQ2にベース電流が流れ、トランジスタQ2がオン状態となり、抵抗R3を介してPチャネルのスイッチング素子Q1がオン状態となり、インダクタL1から並列接続された抵抗R1とフォトカプラPC1の入力側発光ダイオード、さらに零相変流器3の3次巻線3bを介してGNDへと電流Ikが流れ始めるが、電流IkはインダクタL1のインダクタンス成分により一定速度で直線的に増加する。ここで、電流Ikが小さく、抵抗R1の両端電圧つまり抵抗R1の抵抗値×電流IkがフォトカプラPC1の入力側発光ダイオードの順方向電圧VFより小さい場合は、電流IkはフォトカプラPC1の入力側発光ダイオードには流れず、フォトカプラPC1の出力トランジスタはオフ状態である。この電流Ikが増加し、抵抗R1の両端電圧がフォトカプラPC1の入力側発光ダイオードの順方向電圧VFに達すると、電流Ikの一部が入力側発光ダイオードに流れ、フォトカプラPC1の出力トランジスタがオン状態となる。フォトカプラPC1の出力トランジスタがオンすると、トランジスタQ2がオフし、スイッチング素子Q1もオフ状態となり、インダクタL1への電流供給が停止する。しかし、電流IkはインダクタL1のインダクタンス成分に蓄えられたエネルギーによりダイオードD1を介して継続して流れようとするため、電流Ikは一定速度で減少しながらも、継続して流れる。この電流Ikが減少し、抵抗R1の両端電圧がフォトカプラPC1の入力側発光ダイオードの順方向電圧VFより低くなった時点で、フォトカプラPC1の出力トランジスタはオフ状態に戻り、以後この動作が繰り返されることで、第2のスイッチングレギュレータ18は電流Ikを一定のレベルに維持した定電流のスイッチングレギュレータとして動作する。尚、このスイッチング動作はフォトカプラPC1の応答速度による制約があるものの、電流IkとインダクタL1によって任意に設定でき、スイッチング周波数を数百kHz程度と高く設定することで、リップルが抑制され、またインダクタL1も小さくすることができる。以上が実施の形態3における第2のスイッチングレギュレータ18のスイッチング動作原理であるが、この実施の形態3における第2のスイッチングレギュレータ18では、出力側の負荷となるものが、並列接続された抵抗R1とフォトカプラPC1の入力側発光ダイオードおよびインダクタLの直流抵抗分のみであり、インダクタLの直流抵抗分を低く抑えれば、出力側電圧は入力側発光ダイオードの順方向電圧約1V程度となることより、非常に簡単な回路で損失を抑制することが可能となる。また、実施の形態3における第2のスイッチングレギュレータ18は非常に簡単な回路であるので汎用ディスクリート部品で構成することが可能であり、使用電圧5V以下を中心とした前述のワンチップ化DC-DCコンバータを使用した場合より、入力電圧を高く設定することができ、より大きな出力電流つまりテスト電流を得ることが可能となった。なお、前述の本件発明の実施の形態1及び実施の形態2におけるシリーズレギュレータ及びスイッチングレギュレータは広く一般に周知の技術であって、シリーズレギュレータは、負荷に直列接続され電圧制御素子が接続された電圧降圧のみ可能な連続電流の定電圧直流電源回路の総称であり、スイッチングレギュレータは、スイッチング方式で出力電圧を制御する直流安定化電源の総称であり半導体スイッチをオン/オフすることによって入力電圧を高速スイッチングして出力電圧を制御するものである。また、前述の本件発明の実施の形態3におけるチョッパー形スイッチング回路も広く一般に周知の技術であり、スイッチング素子と、チョッパー形スイッチング回路の出力端となるインダクタと、インダクタに対するフライホイールダイオードと、チョッパー形スイッチング回路の出力端となるインダクタの出力レベルを検出しスイッチング素子をスイッチング制御するフィードバック回路とで構成される非絶縁のスイッチングレギュレータの総称であり、中でも前記フィードバック回路に適当なヒステレシスと時間遅れを持たせ、スイッチング素子を直接的にスイッチング周期を制御するものが自励式チョッパー形スイッチング回路であり、スイッチング電源の基本回路として広く知られた回路である。前述のように、本件発明の実施の形態1及び実施の形態2、さらに実施の形態3は、次のような技術的な特徴点を有している。特徴点1:交流電源1から供給された交流電圧を直流電圧に変換する整流手段13と、この整流手段の出力電圧を降圧する第1の降圧手段14と、前記第1の降圧手段の出力電圧を更に降圧する第2の降圧手段17とを備え、前記第1の降圧手段をシリーズレギュレータで、また前記第2の降圧手段をスイッチングレギュレータで構成し、前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータは、テスト回路9による動作試験時等の所定の条件を満たす非定常時でのみ作動させられるか、もしくは所定の条件を満たす非定常時にのみ3次巻線3b、制限抵抗11等の負荷が接続されることにより、非試験時等の定常時は前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータのスイッチング動作が停止状態もしくは無負荷状態となるようにするものである。特徴点2:交流電路1から供給された交流電圧を直流電圧V1に変換する整流回路13と、直流電圧V1を一旦中間電圧の直流電圧V2に変換する電圧降圧手段である第1のシリーズレギュレータ14と、前記直流電圧V2を更に直流電圧V3に降圧して常時作動する漏電検出回路に電源を供給する電圧降圧手段である第2のシリーズレギュレータ16と、前記直流電圧V2を更に直流電圧V4に降圧して非定常的に作動して一時的に大きな電力を消費する引き外しコイル6およびテスト機能部3b、10、11に電源を供給する電圧降圧手段である第1のスイッチングレギュレータ17とを備え、漏電引き外し動作時もしくはテスト動作時のみスイッチングレギュレータ17を使用し、漏電引き外し動作時やテスト動作時以外の定常時はシリーズレギュレータ14,16でのみ漏電遮断器100の内部電源を確保するものであり、前記直流電圧V1~V4の大きさの関係を、V1>V2>V4>V3、としたものである。特徴点3:交流電源1から供給された交流電圧を直流電圧に変換する整流手段13、この整流手段の出力電圧を降圧する第1の降圧手段14、及び前記第1の降圧手段によって降圧された出力電圧を更に降圧する第2の降圧手段17を備え、前記第1の降圧手段がシリーズレギュレータで、前記第2の降圧手段がスイッチングレギュレータでそれぞれ構成され、前記第1の降圧手段及び前記第2の降圧手段の各出力電圧が何れも電源として使用されるものである。特徴点4:特徴点3の電源回路において、前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータ17は、所定の条件を満たす非定常時でのみ作動させられるか、もしくは所定の条件を満たす非定常時にのみ負荷が接続されることにより、定常時は前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータ17のスイッチング動作が停止状態もしくは無負荷状態に維持されるものである。特徴点5:電路1の漏電電流を検出する零相変流器3、前記零相変流器が検出した信号に基づいて漏電を判別する漏電検出回路4、前記漏電検出回路の出力により前記電路に設けられた開閉接点2を開放する引き外し装置6,7、及び前記漏電検出の機能をテストするテスト機能部3b,8,9,10,11を備え、特徴点3または特徴点4の電源回路から、前記漏電検出回路、前記引き外し装置、及び前記テスト機能部へ電源を供給する漏電遮断器である。特徴点6:特徴点5の漏電遮断器において、前記引き外し装置6,7、もしくは前記テスト機能部3b,10,11への電源供給が前記第2の降圧手段であるスイッチングレギュレータ17の出力電圧によって行われる漏電遮断器である。特徴点7:特徴点5の漏電遮断器において、前記テスト機能部は、前記交流電路の交流成分を元に前記交流電路と同一周波数のパルスを生成する回路もしくは前記交流電路の周波数に近い周波数を出力する発振回路で構成されるテスト回路9、及び前記テスト回路が出力するパルス信号を入力とし前記テスト回路の電源電圧よりも低い電圧に降圧し零相変流器3の3次巻線3bに制限抵抗11を介して電源を供給する第3の降圧手段18を備え、前記第3の降圧手段18がスイッチングレギュレータである漏電遮断器である。特徴点8:特徴点7の漏電遮断器において、前記第3の降圧手段であるスイッチングレギュレータ18が定電流出力形のスイッチングレギュレータである漏電遮断器である。特徴点9:特徴点8の漏電遮断器において、前記第3の降圧手段であるスイッチングレギュレータ18として、少なくともスイッチング素子Q1と、前記スイッチングレギュレータの出力端となるインダクタL1と、前記インダクタL1に対するフライホイールダイオードD1および、前記インダクタL1の出力レベルを検出し前記スイッチング素子Q1側にフィードバック制御するフォトカプラPC1とを用いた自励式の降圧チョッパー形スイッチング回路で構成され、前記降圧チョッパー形スイッチング回路18の出力端となる前記インダクタL1から分流抵抗R1が並列接続された前記フォトカプラPC1の入力側発光ダイオードおよび零相変流器3の3次巻線3bを介してGNDレベルに接続することで、テスト動作時における零相変流器3の3次巻線3bに流れるテスト電流Ikを所定の振幅レベルとした漏電遮断器である。なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。なお、各図中、同一符合は同一又は相当部分を示す。"