"リッジ部を備えたリッジ導波管であって、前記リッジ部から導波空間側に突出した突起部と、を備え、前記リッジ導波管の同軸線路側端面から前記リッジ導波管の導波方向に沿って進むにつれて、前記突起部の突出量が小さくなり、前記突起部には、前記リッジ導波管の前記導波空間まで到達する貫通穴が設けられ、前記リッジ導波管の同軸線路側端面内の前記突起部が突出した方向と垂直な方向において、前記リッジ導波管の中心からずれた位置に、前記同軸線路の内導体が挿入される前記貫通穴が配置されているリッジ導波管。前記導波方向を含む側面視において、前記突起部が三角形状になっていることを特徴とする請求項1に記載のリッジ導波管。前記同軸線路側端面において、前記突起部が矩形状になっていることを特徴とする請求項1、又は2に記載のリッジ導波管。前記同軸線路側端面において、前記貫通穴が前記突起部の中央に配置されていることを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載のリッジ導波管。リッジ部を有するリッジ導波管と、前記リッジ導波管のE面から前記リッジ導波管と非接触で電磁界結合された同軸線路と、を備え、前記リッジ導波管の前記リッジ部に、前記リッジ導波管の導波空間側に突出した突起部が設けられ、前記リッジ導波管の同軸線路側端面から前記リッジ導波管の導波方向に沿って進むにつれて、前記突起部の突出量が小さくなり、前記突起部には、前記リッジ導波管の前記導波空間まで到達する貫通穴が設けられ、前記リッジ導波管の同軸線路側端面内の前記突起部が突出した方向と垂直な方向において、前記リッジ導波管の中心からずれた位置で、前記同軸線路の内導体が前記貫通穴に挿入されている同軸導波管変換器。前記導波方向を含む側面視において、前記突起部が三角形状になっていることを特徴とする請求項5に記載の同軸導波管変換器。前記同軸線路側端面において、前記突起部が矩形状になっていることを特徴とする請求項5、又は6に記載の同軸導波管変換器。前記同軸線路側端面において、前記貫通穴が前記突起部の中央に配置されていることを特徴とする請求項5~7のいずれか1項に記載の同軸導波管変換器。前記貫通穴の直径が前記同軸線路の直径の1.5倍以上となっていることを特徴とする請求項5~8のいずれか1項に記載の同軸導波管変換器。同軸とリッジ導波管の変換器として、H面から内導体を挿入するH面結合構造がある。さらに、H面結合構造には、先端短絡型と、先端開放型がある。この構造について、図9乃至図11を用いて説明する。図9は、H面結合の同軸導波管変換器を模式的に示す斜視図である。図10は、先端短絡型の接続構造を示す側面図であり、図11は、先端開放型の接続構造を示す断面図である。図9の示すように、同軸線路60の内導体61が、H面磁界面からリッジ導波管50に電磁界結合している。内導体61の外周には、誘電体62が設けられている。また、リッジ導波管50には、リッジ部51が設けられている。これにより、導波空間53が断面凹状となる。内導体61の先端がリッジ部51と接触する構成が図10に示す先端短絡型となり、接触しない構成が図11に示す先端開放型となる。図11に示す先端開放型では、内導体61の電磁界結合が、内導体61先端下面とリッジ導波管50上面の間に形成される容量に強く依存する。よって、先端開放型には、Hの変化に対する特性変動が非常に大きいという特徴がある。図12に、7GHzモデルの先端開放型のリターンロス特性を示す。図12に示すように、内導体61先端下面とリッジ導波管50上面の間の距離Hが、0.05mm変動しただけでリターンロスが-20dBより劣化してしまう。よって、製作誤差によって、特性が大きく劣化してしまうという問題点がある。一方で、図10に示す先端短絡型では、特性は安定する。しかしながら、内導体61がリッジ導波管50内の電磁界と強く結合し過ぎてしまい、マッチングが取りづらい。また、製作上、安定的な電気的接触を実現することが困難である。図13に7GHzモデルの先端短絡型のリターンロスの周波数特性を示す。図13に示す通り、内導体61を挿入して接続しただけではリターンロスが-7dB程度しか取れていない。また、H面結合の同軸導波管変換器では、広帯域な特性を得るため、内導体の寸法形状に強く依存する。よって、内導体にステップを入れたりしてマッチングを取るケースが多く、製作上複雑な構造になることも多い。このように、H面結合の同軸導波管変換器には、製作誤差に弱く、特性が劣化するという問題点がある。本発明は、広帯域で製作誤差に強いリッジ導波管、及び同軸導波管変換器を提供することを目的とする。本願発明の一態様にかかるリッジ導波管は、リッジ部と、前記リッジ部から導波空間側に突出した突起部と、を備え、前記リッジ導波管の同軸線路側端面から前記リッジ導波管の導波方向に沿って進むにつれて、前記突起部の突出量が小さくなり、前記突起部には、前記リッジ導波管の前記導波空間まで到達する貫通穴が設けられ、前記リッジ導波管の同軸線路側端面内の前記突起部が突出した方向と垂直な方向において、前記リッジ導波管の中心からずれた位置に、前記同軸線路の内導体が挿入される前記貫通穴が配置されているものである。本願発明の一態様にかかる同軸導波管変換器は、リッジ部を有するリッジ導波管と、前記リッジ導波管のE面から前記リッジ導波管と非接触で電磁界結合された同軸線路と、を備え、前記リッジ導波管の前記リッジ部に、前記リッジ導波管の導波空間側に突出した突起部が設けられ、前記リッジ導波管の同軸線路側端面から前記リッジ導波管の導波方向に沿って進むにつれて、前記突起部の突出量が小さくなり、前記突起部には、前記リッジ導波管の前記導波空間まで到達する貫通穴が設けられ、前記リッジ導波管の同軸線路側端面内の前記突起部が突出した方向と垂直な方向において、前記リッジ導波管の中心からずれた位置で、前記同軸線路の内導体が前記貫通穴に挿入されているものである。本発明によれば、広帯域で製作誤差に強いリッジ導波管、及び同軸導波管変換器を提供することができる。添付の図面を参照して本発明の実施形態を説明する。以下に説明する実施形態は本発明の実施例であり、本発明は、以下の実施形態に制限されるものではない。なお、本明細書及び図面において符号が同じ構成要素は、相互に同一のものを示すものとする。本発明にかかる同軸導波管変換器の構成について、図1を用いて説明する。リッジ部11を有するリッジ導波管10と、リッジ導波管10のE面からリッジ導波管10と非接触で電磁界結合された同軸線路20と、を備えている。リッジ導波管10のリッジ部11に、リッジ導波管10の導波空間13側に突出した突起部12が設けられている。リッジ導波管10の同軸線路側端面からリッジ導波管10の導波方向z方向に沿って進むにつれて、突起部12の突出量が小さくなる。突起部12には、リッジ導波管10の導波空間13まで到達する貫通穴14が設けられている。リッジ導波管10の同軸線路側端面内の突起部12が突出した方向y方向と垂直な方向x方向において、リッジ導波管10の中心からずれた位置で、同軸線路20の内導体21が貫通穴14に挿入されている。これにより、広帯域で製作誤差に強い同軸導波管変換器を実現することができる。同軸導波管変換器の具体的構成について図2乃至図4を用いて説明する。図2は同軸導波管変換器の構成を模式的に示す斜視図である。図3は、同軸導波管変換器の構成を正面図である。図4は、同軸導波管変換器の構成を示す側面図である。なお、ここでは、図2乃至図4に示すように、3次元直交座標系を用いて説明する。ここでは、導波方向をz方向とし、導波方向と垂直な面における直交方向をそれぞれx方向、y方向としている。以下、x方向を幅方向、y方向を高さ方向として説明する。また、z方向は、リッジ導波管10の導波方向となる。同軸導波管変換器は、同軸線路20と、リッジ導波管10とを備えている。同軸線路20は、内導体21と、誘電体22を有している。誘電体22の中心に内導体21が設けられている。従って、金属からなる内導体21の周囲が誘電体22で囲まれている。内導体21が、リッジ導波管と10と非接触で電磁界結合する。リッジ導波管10との結合部分において、内導体21は、z方向に沿って配置されている。よって、内導体21は、リッジ導波管10のE面電界面から、リッジ導波管10の導波空間13に挿入される。なお、E面は、xy平面と平行な面である。リッジ導波管10は、リッジ部11を有している。これにより、図3に示すように、導波空間13がほぼ断面凹状に形成される。リッジ部11は、x方向におけるリッジ導波管10の中心に配置される。よって、x方向におけるリッジ部11の両側の導波空間13の大きさは等しくなっている。リッジ部11は、金属などの導体によって形成されている。リッジ部11が形成されることで、リッジ導波管10が、シングルリッジ導波管となる。もちろん、導波空間13の周囲は、金属からなる外部導体図示せずで囲まれている。例えば、導波空間13の幅は、0.62λであり、高さは0.20λである。リッジ部11の幅は、0.33λであり、高さは、0.1λである。なお、λは、設計周波数に対応する波長である。さらに、リッジ部11には、y方向に突出した突起部12が設けられている。よって、x方向において突起部12が設けられた箇所のみ、y方向における導波空間13の大きさが小さくなっている。図3に示すxy平面において、突起部12は、矩形状になっている。そして、図2、図4に示すように、導波方向z方向に進むにつれて、突起部12の突出量が少なくなっている。ここでは、図4に示すyz面において、突起部12は三角形状になっている。換言すると、突起部12は、yz平面と平行な面を底面とする三角柱状に形成されている。このように、導波方向に進むにつれて、突出量が徐々に少なくなる突起部12がリッジ部11に設けられている。図4に示すように、側面yz面視において、突起部12が三角形状になっている。これにより、突起部12の面を平坦にすることができる。このため、リッジ導波管10を容易に製作することができる。断面矩形状のリッジ部11と、断面矩形状の突起部12を合わせると、断面凸形状となる。さらに、突起部12は、x方向における導波空間13の中心からずれて配置される。ここでは、突起部12が導波空間13の中心からx方向にずれている。従って、x方向における突起部12の両側の導波空間13の大きさが異なっている。ここでは、図3に示すように、突起部12のx側の導波空間13が、-x側の導波空間13よりも小さくなっている。突起部12には、貫通穴14が形成されている。xy平面において、貫通穴14は、突起部12の中心に配置されている。貫通穴14は、リッジ導波管10の同軸線路側の端面から、導波空間13まで貫通している。この貫通穴14に内導体21が挿入される。xy平面において、貫通穴14は円形になっている。貫通穴14は、z方向と平行に設けられている。貫通穴14の直径は、内導体21の直径の1.5倍程度になっている。貫通穴14の直径を内導体の直径の1.5倍以上とすることで、内導体21がリッジ部11に接触することを防ぐことができる。すなわち、若干の製作誤差があった場合でも、内導体21が金属と接触しないようになる。これにより、内導体21とリッジ導波管10が、非接触で、電磁界結合する。xy平面において、貫通穴14は、突起部12の導体で囲まれている。図4に示すように、同軸線路20はコネクタ23によって、リッジ導波管10に連結される。すなわち、内導体21が、リッジ導波管10のE面電界面から貫通穴14に挿入されるように、コネクタ23が同軸線路20をリッジ導波管10に固定する。コネクタ23としては、例えば、市販のSMAコネクタを用いることができる。コネクタ23の挿入長と、突起部12の形状をパラメータ探索することで、インピーダンス整合を取ることができる。すなわち、内導体21の挿入長と、突起部12の形状を調整することで、インピーダンスをマッチングすることができる。こうすることで、比較的容易にインピーダンス整合を実現することができる。同軸線路20の内導体21が、リッジ導波管10のリッジ部11と電磁界結合する。すなわち、内導体21は、突起部12を介して、リッジ導波管10と高周波結合する。リッジ導波管10の電磁界分布は、リッジ部11を内導体21として見立てた、二導体系TEMモードに近い形となる。リッジ導波管10では、カットオフ周波数が下がるため、リッジ導波管10は広帯域な伝送線路として用いられる。リッジ導波管10の断面での電磁界分布が、同軸線路20の電磁界分布と似ている。このため、同軸線路20の内導体21をリッジ導波管10のリッジ部11と電磁界結合させれば、比較的容易にインピーダンス整合を取ることができる。また、内導体21がリッジ部11と電磁界結合する位置をリッジ導波管中央部からずらす。すなわち、リッジ導波管10の同軸線路20側端面内の突起部12が突出した方向y方向と垂直な方向x方向において、リッジ導波管10の中心からずれた位置に、貫通穴14が配置されている。こうすることで、インピーダンスの二重共振の起こる周波数を動かすことができる。このように、適切に貫通穴14の位置を選ぶことで、突起部12を中心に配置した場合と比べて、帯域幅を広くすることができる。さらに、製作誤差に対する特性の劣化を低減することができる。すなわち、制作誤差が生じた場合でも、リターンロス特性が劣化するのを防ぐことができる。例えば、貫通穴14における製作誤差をDX,DYとする。図3に示すように、DXは、x方向における内導体21の中心の貫通穴14の中心からのずれであり、DYは、y方向における内導体21の中心の貫通穴14の中心からのずれである。すなわち、xy平面における貫通穴14の中心と内導体21の中心が一致している場合、DX,DYが0となる。また、図4に示すように、内導体21の挿入長をHHとする。挿入長HHが設計値からずれると、内導体21の先端位置が、設計値からずれることになる。これらの誤差は製作時に発生されやすい誤差である。ここで、本実施の形態にかかる同軸導波管変換器の特性について、図5乃至図8を用いて説明する。図5、図6は、本実施の形態にかかる同軸導波管路変換器のリターンロスの周波数特性を示すグラフである。図7、図8は、図2乃至図4に示した同軸導波管路変換器において、突起部12をx方向における導波空間13の中心に配置した場合の、リターンロスの周波数特性を示す図である。図5、図7は、HHを設計値から変化させた時の周波数特性を示している。また、図6、図8は、DX、及びDYを設計値から変化させた時の周波数特性を示している。ここでは、6.5GHz帯モデルのリターンロスの周波数特性を説明する。本実施の形態にかかる同軸導波管変換器では、Hの製作誤差値が2倍以上生じても、リターンロスが-20dBより劣化することはない。同様に、本実施の形態にかかる同軸導波管変換器では、DX、及びDYの製作誤差値が2倍以上生じても、リターンロスが-20dBより劣化することはない。このように、内導体21が貫通穴14の中心からずれたとしても、リターンロスが劣化するのを防ぐことができる。また、リターンロス-20dB以下の比帯域幅で比較した場合、突起部12を中央に配置した場合、約30であるのに対して、本実施形態にかかる構造では、約45になる。このように、さらなる広帯域な特性を実現することができる。リッジ導波管10において、E面から同軸線路20の内導体21をリッジ導波管10内に挿入している。そして、非接触でリッジ部11と内導体21を電磁界結合させている。このようにすることで、製作誤差に強くかつ広帯域な同軸導波管接続変換器を実現することができる。また、E面からリッジ導波管10内に挿入された同軸線路20の内導体は、リッジ部11から突き出した突起部12と非接触で電磁界結合する。突起部12には内導体21の径より、1.5倍ほど大きい穴が設けられている。このようにすることで、確実に、内導体21と突起部12が接触するのを防ぐことができる。この突起部12は図3に示すように、x方向において、リッジ導波管10の中央からずれた位置に配置されている。主に内導体21の挿入長および突起部12の形状でマッチングを実現する。内導体21の径は一般的なSMAコネクタの寸法を用いて設計することができる。すなわち、SMAコネクタで用いられる内導体21が挿入できるサイズで貫通穴14の寸法を設計することができる。これにより、上記の通り、製作誤差が生じてもリターンロス-20db以下の帯域で約45の広帯域な特性を実現することができる。本実施形態にかかる同軸導波管変換器は、非接触で接続できるため、特性を安定させることができる。さらに、製作誤差にも強いので、同軸導波管変換器として、スタンダードな接続回路構造として有望である。以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。この出願は、2011年1月25日に出願された日本出願特願2011-12702を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。"