交流電源の入力交流電圧を整流して平滑化された電源端子に接続されるトランスの1次側コイルと、前記1次側コイルの他端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が電流値検出用の第1抵抗を介して接地側電源端子に接続されるスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に接続され、予め定める発振周波数で前記スイッチングトランジスタをオンオフ制御する電源制御部とを備え、前記電源制御部は、電流値検出用の前記第1抵抗に生じる電圧が入力されるとともに、その電圧に応じて前記スイッチングトランジスタのオン時間とオフ時間との比率を制御することにより、前記スイッチングトランジスタに流れる電流を制御し、かつ、交流電源の位相に合わせて前記スイッチングトランジスタの動作状態をクロック動作と定電流動作に切り替えることを特徴とする、電源回路。前記電源制御部は、入力交流電圧レベルが低い時には前記スイッチングトランジスタが定電流動作し、入力交流電圧レベルが高い時には前記スイッチングトランジスタがクロック動作するように、前記スイッチングトランジスタのゲートを切り替えることを特徴とする、請求項1に記載の電源回路。入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが低い時には、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流電圧を印加することを特徴とする、請求項2に記載の電源回路。前記電源制御部は、第1コンパレータを含み、前記第1コンパレータは、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが基準電圧より低い時には、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流電圧を印加することを特徴とする、請求項2または3に記載の電源回路。入力電源ラインに直列接続される第2抵抗をさらに備え、前記第2抵抗の両端の電圧差を検出することによって、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出し、検出電圧差が小さい時には、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流電圧を印加することを特徴とする、請求項2に記載の電源回路。前記電源制御部は、コンデンサが直列接続された第2コンパレータを含み、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧は、前記コンデンサを介して、前記第2コンパレータに入力され、前記第2コンパレータにより、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流電圧を切り替えることを特徴とする、請求項3~5のいずれか1項に記載の電源回路。前記第2コンパレータにより入力交流電圧が高くなる変化点を検出し、入力交流電圧が高くなった時から予め定める期間、前記スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流電圧を高くすることを特徴とする、請求項6に記載の電源回路。請求項1~7のいずれか1項に記載の電源回路を備えることを特徴とする、照明用スイッチング電源装置。請求項8に記載の照明用スイッチング電源装置を備えることを特徴とする、照明装置。図7に示した従来の照明用電源回路では、調光器210を安定動作させるための保持電流を、トランジスタQ1を介して流すことになる。一般的に、制御電源IC532は電源電圧20V程度で動作しており、トランジスタQ1のソース端子には約20V、ドレイン端子には交流入力電圧の約140Vが印加されることになる。この電圧差約120Vと流れる電流値との積がトランジスタQ1での消費電力となる。このため、従来の照明用電源回路は、高効率が要求されるLED照明装置においては大きな電力ロスになるという問題点がある。また、レギュレータ用トランジスタQ1には高電圧が印加されるため、耐圧が高く、放熱性の高い素子が必要となる。そのため、コストアップになるという問題点がある。加えて、基板実装面積の増大により電源回路が大きくなるため、電球などの照明装置に格納できないといった問題点も生じる。この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、この発明の1つの目的は、電源効率の高効率化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を提供することである。この発明のもう1つの目的は、コストダウンおよび製品サイズの小型化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を提供することである。上記目的を達成するために、この発明の第1の局面による電源回路は、交流電源の入力交流電圧を整流して平滑化された電源端子に接続されるトランスの1次側コイルと、1次側コイルの他端子にドレイン端子が接続され、ソース端子が電流値検出用の第1抵抗を介して接地側電源端子に接続されるスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタのゲート端子に接続され、予め定める発振周波数でスイッチングトランジスタをオンオフ制御する電源制御部とを備えている。そして、電源制御部は、電流値検出用の第1抵抗に生じる電圧が入力されるとともに、その電圧に応じてスイッチングトランジスタのオン時間とオフ時間との比率を制御することにより、スイッチングトランジスタに流れる電流を制御するように構成されている。また、電源制御部は、交流電源の位相に合わせてスイッチングトランジスタの動作状態をクロック動作と定電流動作に切り替えるように構成されている。この第1の局面による電源回路では、上記のように、交流入力電源の位相周期に合わせてスイッチングトランジスタの動作状態をクロックスイッチング動作と定電流DC動作に切り替える電源制御部を備えた構成とされている。このため、電源制御部により、スイッチングトランジスタの動作状態を定電流DC動作とすることによって、調光器を安定動作させるための保持電流を引き抜くことができる。一方、電源制御部により、スイッチングトランジスタの動作状態をクロックスイッチング動作に切り替えることによって、たとえばLEDなどの光源に電力電流を供給することができる。このように、第1の局面による電源回路では、1つのスイッチングトランジスタで調光器の安定動作用保持電流引き抜きと、クロックスイッチング動作によるLED点灯動作を実現することができる。すなわち、LED点灯動作を行うためのスイッチングトランジスタを用いて、保持電流の引き抜きを行うことができる。このため、保持電流を流すためのトランジスタレギュレータ用トランジスタを別途設ける必要がないので、このトランジスタを別途設けることに起因する電力ロスをなくすことができる。その結果、電源効率の高効率化を図ることができる。また、第1の局面による電源回路では、上記のように、保持電流を流すためのトランジスタレギュレータ用トランジスタを別途設ける必要がないので、その分、部品点数を削減することができる。また、保持電流を流すためのトランジスタレギュレータ用トランジスタには、耐圧が高く、放熱性の高い高価な素子を必要とする。したがって、このようなトランジスタを不要とすることで、製品コストの低減を図ることができる。さらに、このようなトランジスタを実装した場合、基板実装面積の増大により電源回路が大きくなる。そのため、このようなトランジスタを不要とすることで、製品サイズの小型化を図ることもできる。上記第1の局面による電源回路において、好ましくは、電源制御部は、入力交流電圧レベルが低い時にはスイッチングトランジスタが定電流DC動作し、入力交流電圧レベルが高い時にはスイッチングトランジスタがクロックスイッチング動作するように、スイッチングトランジスタのゲートを切り替える。このように構成すれば、たとえば、入力交流電圧レベルが下がるような調光器のトライアックのオン期間が短くなったときに、保持電流として電流を引き抜くことができる。これにより、調光器を安定に動作させることができる。この場合において、好ましくは、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが低い時には、スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流DC電圧を印加するように構成されている。このように構成すれば、容易に、スイッチングトランジスタを定電流動作させることができる。そして、この直流DC電圧により、定電流値=保持電流値を調整することができる。上記入力交流電圧レベルの高低によりスイッチングトランジスタの動作が切り替わる構成において、電源制御部は、第1コンパレータを含み、第1コンパレータは、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが基準電圧より低い時には、スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流DC電圧を印加するように構成することができる。また、上記入力交流電圧レベルの高低によりスイッチングトランジスタの動作が切り替わる構成において、好ましくは、入力電源ラインに直列接続される第2抵抗をさらに備え、第2抵抗の両端の電圧差を検出することによって、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出し、検出電圧差が小さい時には、スイッチングトランジスタのゲート端子に予め定める直流DC電圧を印加する。このように構成した場合でも、容易に、スイッチングトランジスタを定電流動作させることができる。そして、この直流DC電圧により、定電流値=保持電流値を調整することができる。上記入力交流電圧レベルが低い時にスイッチングトランジスタのゲート端子に直流DC電圧が印加される構成において、好ましくは、電源制御部は、コンデンサが直列接続された第2コンパレータを含み、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧は、コンデンサを介して、第2コンパレータに入力され、この第2コンパレータにより、スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流DC電圧を切り替える。このように構成すれば、調光器のトライアックがオンするタイミングを検出することができ、このタイミングにおいて引き抜く保持電流値を切り替えることができる。この場合において、好ましくは、第2コンパレータにより入力交流電圧が高くなる変化点を検出し、入力交流電圧が高くなった時から予め定める期間、スイッチングトランジスタのゲート端子に印加される直流DC電圧を高くするように構成されている。このように構成すれば、保持電流値レベルからLEDを点灯させるスイッチング動作時の電流値レベルへの移行を段階的行うことができるので、調光器の安定化を図ることができる。この発明の第2の局面による照明用スイッチング電源装置は、上記第1の局面による電源回路を備えた照明用スイッチング電源装置である。このように構成すれば、照明用スイッチング電源装置の高効率化を図ることができる。加えて、コストダウンおよび製品サイズの小型化を図ることもできる。この発明の第3の局面による照明装置は、上記第2の局面による照明用スイッチング電源装置を備えた照明装置である。このように構成すれば、高効率で小型の照明装置を低コストで得ることができる。以上のように、本発明によれば、電源効率の高効率化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を容易に得ることができる。また、本発明によれば、コストダウンおよび製品サイズの小型化を図ることが可能な電源回路、照明用スイッチング電源装置および照明装置を容易に得ることができる。以下、本発明を具体化した実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。第1実施形態図1は、本発明の第1実施形態による照明用電源回路を備えたLED照明装置の回路構成を示した図である。まず、図1および図7~図10を参照して、本発明の第1実施形態による照明用電源回路を備えたLED照明装置について説明する。第1実施形態によるLED照明装置5は、図1に示すように、LED照明用スイッチング電源装置10と、LED照明用スイッチング電源装置10から電力が供給されるLEDモジュール50とを備えている。LED照明用スイッチング電源装置10は、絶縁型フライバック型のスイッチング電源装置であり、整流回路20と、照明用電源回路30とを含んで構成されている。整流回路20は調光器210を介して交流電源200と接続される。この整流回路20は、たとえば、ダイオードを4個組み合わせたブリッジ型全波整流回路からなり、照明用電源回路30の入力電圧を整流する。調光器210はトライアックを用いたトライアック調光器である。第1実施形態による照明用電源回路電源回路30は、平滑回路31、制御電源IC電源制御部32およびトランス33の1次側コイル33aを有している。平滑回路31は入力電源ライン70に接続されている。この平滑回路31の出力側は電源端子34と接続されている。電源端子34には、トランス33の1次側コイル33aの一端子が接続されている。このため、交流電源200からの入力交流電圧は、整流回路20を介して整流された後、平滑回路31で平滑化されてトランス33の1次側コイル33aに供給される。また、トランス33の1次側コイル33aには、還流ダイオードFRDが逆並列に接続されている。平滑回路31と1次側コイル33aとの間には、抵抗R5の一端側が接続されている。この抵抗R5の他端側はツェナーダイオードZDのカソードと接続されている。そして、抵抗R5とツェナーダイオードZDとから電圧源レギュレータが構成されている。また、抵抗R5とツェナーダイオードZDとの接続点はショットキーダイオードSBD1を介して制御電源IC32に接続されている。さらに、トランス33は補助巻き線コイル33cを有しており、この補助巻き線コイル33cがショットキーダイオードSBD2を介して制御電源IC32と接続されている。これにより、制御電源IC32は、抵抗R5およびツェナーダイオードZDで構成される電圧源レギュレータから、ショットキーダイオードSBD1を介して電源供給される。また、制御電源IC32は、トランス33に電流が流れるようになると補助巻き線コイル33cよりショットキーダイオードSBD2を介して電源供給される。これにより、効率を改善する構成となっている。また、1次側コイル33aの他端子はスイッチングトランジスタスイッチング素子Q2に接続されている。このスイッチングトランジスタQ2は制御電源IC32によってオンオフ制御されることでトランス33の2次側コイル33bに電力を送り、LEDモジュール50に電流を供給する。スイッチングトランジスタQ2は、たとえば電界効果型トランジスタFETからなり、そのドレイン端子に1次側コイル33aの他端子が接続されている。また、スイッチングトランジスタQ2に流れる電流を一定に保つために、スイッチングトランジスタQ2のソース端子は電流値検出用の抵抗第1抵抗R7を介して接地電源に接続されている。スイッチングトランジスタQ2のソース端子と抵抗R7との接続点は制御電源IC32と接続されており、電流値検出用の抵抗R7に生じる電圧値が制御電源IC32に入力される。入力された電圧値検出された電圧値は制御電源IC32にて基準電圧と比較され、発振器周波数発振器35のデューティーが調整される。これにより、スイッチングトランジスタQ2のオンオフ時間割合オン時間とオフ時間との比率が調整制御されて、上記した従来の電源回路と同様に、スイッチングトランジスタQ2に流れる電流が制御される。その結果、スイッチングトランジスタQ2に流れる電流が一定に保たれる。また、上記制御電源IC32は、発振器35、スイッチSW、フリップフロップ36、コンパレータCMP1およびCMP2を含んで構成されている。発振器35はフリップフロップ36のセット端子に接続されており、フリップフロップ36のセット端子にパルス波たとえば方形パルス波を入力する。なお、コンパレータCMP1は、本発明の第1コンパレータの一例である。スイッチSWの一方の入力端子は直流電圧源37と接続されており、スイッチSWの他方の入力端子はフリップフロップ36の出力端子と接続されている。また、スイッチSWの出力端子は、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子と接続されている。スイッチSWは、コンパレータCMP2からの出力信号によって、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子の接続を直流電圧源37またはフリップフロップ36のいずれかに切り替える。スイッチSWによって、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子が直流電圧源37に接続されると、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子に予め定める直流電圧Vdcが印加される。一方、スイッチSWによって、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子がフリップフロップ36に接続されると、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子にフリップフロップ36から出力されるクロックが入力される。このように、第1実施形態による電源回路30は、スイッチSWによって、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子がフリップフロップ出力と直流DC電圧Vdcとに切替え可能に構成されている。また、入力電源ライン70には抵抗分割分圧用の抵抗R1およびR2が接続されている。抵抗R1と抵抗R2との接続点はコンパレータCMP1の反転入力端子に接続されている。また、抵抗R1と抵抗R2との間には、平滑用のコンデンサC1が接続されている。このため、コンパレータCMP1の反転入力端子には、入力電圧入力交流電圧レベルを抵抗分割してコンデンサ容量C1で平滑化された電圧が基準電圧図8の基準電圧bとして入力される。また、コンパレータCMP1の非反転入力端子には電流値検出用の抵抗R7に生じる電圧値が入力される。すなわち、コンパレータCMP1の非反転入力端子には1次側コイル33aに流れる電流を変換した電圧値が入力される。コンパレータCMP1は、1次側コイル33aに流れる電流の電圧波形を基準電圧入力電圧を抵抗分割してコンデンサC1で平滑化された電圧と比較し、フリップフロップ36に発振器35からの発振周波数クロックと共にその結果を入力する。スイッチングトランジスタQ2のゲート端子がフリップフロップ36と接続されている場合、フリップフロップ36において、発振器35からのクロックの立ち上がりタイミングに応じてハイレベルが出力され、スイッチングトランジスタQ2をオンさせる。図7に示したように、1次側コイル33aに流れる電流が増加してその電圧値が高くなり基準電圧に達するとコンパレータCMP1により1次側コイル33aに流れる電流の電圧値が基準電圧より高いと判断されると、コンパレータCMP1からフリップフロップ36のリセット端子にハイレベルが入力される。これにより、フリップフロップ36の出力はローレベルとなるので、スイッチングトランジスタQ2がオフされて電流が遮断される。このように、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子はフリップフロップ36から出力されるクロックにより予め定める発振周波数でスイッチング動作を行い、上記した従来の電源回路と同様の電流検出帰還ループ動作によりLEDモジュール50を点灯動作させる。なお、上述したように、基準電圧は入力電圧レベルに連動するため、入力電圧が高くなると基準電圧も高くなる。このため、スイッチングトランジスタQ2のオン期間が長くなり、多くの電流が流れるようになる。これにより、2次側コイル33bへ供給される電力も増加するため、LEDモジュール50に流れる電流も増加する。したがって、照明が明るく点灯する。逆に、入力電圧が低くなると基準電圧も低くなるため、スイッチングトランジスタQ2のオン期間が短くなる。これにより、照明は暗くなる。したがって、図9に示したように、調光器210トライアックのオン期間の調整によって照明の明るさを調整することが可能となる。また、入力電源ライン70には抵抗分割分圧用の抵抗R3およびR4が接続されている。抵抗R3と抵抗R4との接続点はコンパレータCMP2の反転入力端子に接続されている。一方、コンパレータCMP2の非反転入力端子には、基準電圧源38が接続されている。コンパレータCMP2は、抵抗R3とR4とで分圧された入力電圧を基準電圧Vrefと比較する。抵抗R3とR4とで分圧された入力電圧が基準電圧Vrefより高い時は、スイッチSWをフリップフロップ36側に接続する。これにより、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子はフリップフロップ36から出力されるクロックによりスイッチング動作を行い、先述した電流検出帰還ループ動作によりLEDモジュール50を点灯動作させる。一方、抵抗R3とR4とで分圧された入力電圧が基準電圧Vrefより低い時は、コンパレータCMP2はスイッチSWを直流電圧源37側に接続する。たとえば、調光器210のトライアックがオフされている場合など、交流電源200の分圧電圧値が低くなると、スイッチSWを直流電圧源37側へ接続する。これにより、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子は直流DC電圧Vdcでバイアスされるので、ゲートソース間電圧に準じた直流DC電流がスイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間に流れることになり、スイッチングトランジスタQ2が保持電流を引き抜くよう定電流動作する。このように、スイッチングトランジスタQ2によって電源から電流を引き抜くことで、調光器210の保持電流として動作させている。第1実施形態による保持電流およびスイッチング電流の動作波形は、図10に示した動作波形例と略同様である。なお、第1実施形態では、引き抜き電流がトランス33の1次側コイル33aに流れることになるものの、直流DC動作であるためトランス33の2次側コイル33bには伝達しないこと、および、この時の入力交流電源電圧が低いことより、保持電流の引き抜き動作時にはLEDモジュール50は点灯しない。このように、第1実施形態では、交流電源200の位相に合わせてスイッチングトランジスタQ2の動作状態がクロックスイッチング動作または定電流動作のいずれかに切り替えられる。また、入力交流電圧レベルが低いときには、スイッチングトランジスタQ2が定電流動作し、保持電流が引き抜かれる。一方、入力交流電圧レベルが高いときには、スイッチングトランジスタQ2がクロック動作し、LEDモジュール50が点灯される。なお、第1実施形態による電源回路30は、コンパレータCMP2の出力が制御電源IC32内のスイッチSWに入力され、このスイッチSWによってスイッチングトランジスタQ2のゲート端子をフリップフロップ出力と直流DC電圧Vdcとに切り替えるように構成されている点が、上記した従来の電源回路図7参照と異なる。また、スイッチングトランジスタQ2によって、調光器210の安定動作用保持電流を、1次側コイル33aを介して入力電源ライン70から引き抜くことができるため、制御電源IC32への電源供給回路も従来の電源回路図7参照から変更されている。具体的には、第1実施形態では、上記のように、レギュレータ用トランジスタQ1、および、引き抜き電流設定用抵抗R6図7参照を削除して、簡略な回路構成となっている。また、制御電源IC32に初期起動をかけるために抵抗R5とツェナーダイオードZDだけで電圧源レギュレータを構成している。ショットキーダイオードSBD1は補助巻き線コイルからの電源供給時の逆流防止のために残している。ただし、保持電流引き抜きが無いため、バッファするためのレギュレータ用トランジスタQ1は削除可能となる。光源としてのLEDモジュール50は、1以上のLEDを含んで構成されている。このLEDモジュール50は、たとえば、アノード側が逆流防止用のショットキーダイオードSBD3を介してトランス33の2次側コイル33bの一端に接続されている。また、LEDモジュール50のカソード側は、たとえば、トランス33の2次側コイル33bの他端に接続されている。第1実施形態では、上記のように、交流入力電源交流電源200の位相周期に合わせてスイッチングトランジスタQ2の動作状態をクロックスイッチング動作と定電流DC動作に切り替える制御電源IC32を備えた構成とされている。このため、制御電源IC32により、スイッチングトランジスタQ2の動作状態を定電流DC動作とすることによって、調光器210を安定動作させるための保持電流を引き抜くことができる。一方、制御電源IC32により、スイッチングトランジスタQ2の動作状態をクロックスイッチング動作に切り替えることによって、LEDモジュール50に電力電流を供給することができる。このように、第1実施形態では、1つのスイッチングトランジスタQ2で調光器210を安定動作させるための保持電流引き抜き動作と、LEDモジュール50を点灯させるクロック動作照明用スイッチング電源動作とを行うことができる。すなわち、LED点灯動作を行うためのスイッチングトランジスタQ2を用いて、保持電流の引き抜きを行うことができる。このため、保持電流を流すためのトランジスタレギュレータ用トランジスタを別途設ける必要がないので、このトランジスタを別途設けることに起因する電力ロスをなくすことができる。その結果、電源効率の高効率化を図ることができる。また、第1実施形態では、上記のように、保持電流を流すためのトランジスタレギュレータ用トランジスタを別途設ける必要がないので、その分、部品点数を削減することができる。また、保持電流を流すためのトランジスタレギュレータ用トランジスタには、耐圧が高く、放熱性の高い高価な素子を必要とする。したがって、このようなトランジスタを不要とすることで、製品コストの低減を図ることができる。さらに、このようなトランジスタを実装した場合、基板実装面積の増大により電源回路が大きくなる。そのため、このようなトランジスタを不要とすることで、製品サイズの小型化を図ることもできる。なお、図7に示した従来の電源回路において、レギュレータ用トランジスタQ1を削除した場合には、保持電流を引き抜いた時に抵抗R5を介して電流が流れることになるため、抵抗R5での電圧ドロップ変動による制御電源ICの動作不具合や、抵抗R5での電力ロスが問題となる。また、第1実施形態では、入力交流電圧レベルが低い時にはスイッチングトランジスタQ2が定電流DC動作し、入力交流電圧レベルが高い時にはスイッチングトランジスタQ2がクロックスイッチング動作するように、スイッチングトランジスタQ2のゲートを切り替えることによって、たとえば、入力交流電圧レベルが下がるような調光器210のトライアックのオン期間が短くなったときに、保持電流として電流を引き抜くことができる。これにより、調光器210を安定に動作させることができる。また、第1実施形態では、入力交流電圧レベルを抵抗分割した電圧を基準電圧と比較し、入力交流電圧レベルが低い時には、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子に直流電圧Vdcを印加するように構成されているため、容易に、スイッチングトランジスタQ2を定電流動作させることができる。そして、スイッチングトランジスタQ2のゲートソース間電圧に準じた直流DC電流が保持電流として流れるため、直流DC電圧Vdcによって定電流値=保持電流値を調整することができる。第2実施形態図2は、本発明の第2実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。次に、図1および図2を参照して、本発明の第2実施形態による照明用電源回路について説明する。なお、図2において、対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明は適宜省略する。第2実施形態では、図2に示すように、上記した第1実施形態の構成において、電源回路部分の構成が一部異なる。具体的には、この第2実施形態は、図1に対してコンパレータCMP2の入力に、入力電源ライン70にシリーズ直列に接続された抵抗R8の両端の電圧が接続される構成を特徴としている。なお、抵抗R8は、本発明の第2抵抗の一例である。より具体的には、入力電源ライン70には抵抗R8がシリーズ直列に接続されており、抵抗R8の入力側がコンパレータCMP2の非反転入力端子に接続されているとともに、抵抗R8の出力側がコンパレータCMP2の反転入力端子に接続されている。コンパレータCMP2は、抵抗R8両端の電圧差を検出することで、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出する。たとえば、調光器のトライアックのオン期間が短くなり入力交流電圧レベルが低下する場合は、LEDの明るさも暗くなってきて、LEDに流れる電流も減ることになる。この回路電流の減少を入力電源ライン70にシリーズに接続される抵抗R8両端の電圧差で等価的に入力交流電圧レベルの低下を検出する。トライアックに流れる電流を維持するという点では、電流レベルを検出して電流を補正できるため、直接的で有効な手段と言える。コンパレータCMP2は、電流検出抵抗R8両端の電位差が大きい時は、スイッチSWをフリップフロップ36側へ接続する。スイッチングトランジスタQ2のゲート端子はフリップフロップ36から出力されるクロックによりスイッチング動作を行い、先述した電流検出帰還ループ動作によってLEDを点灯動作させる。一方、電流検出抵抗R8の電位差が小さい時たとえば電位差がほぼ0の場合は、コンパレータCMP2はスイッチSWを直流電圧源37側に接続する。これにより、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子は直流DC電圧Vdcでバイアスされるので、ゲートソース間電圧に準じた直流DC電流がスイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間に流れることになり、スイッチングトランジスタQ2が保持電流を引き抜くよう定電流動作する。第2実施形態のその他の構成は、上記第1実施形態と同様である。第2実施形態では、上記のように、入力電源ライン70に直列接続される電流検出抵抗R8を備え、この電流検出抵抗R8の両端の電圧差を検出することによって、入力交流電圧レベルの低下にともなう供給電流の減少を検出し、検出電圧差が小さい時に、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子に直流DC電圧Vdcを印加するように構成することによって、容易に、スイッチングトランジスタQ2を定電流動作させることができる。そして、スイッチングトランジスタQ2のゲートソース間電圧に準じた直流DC電流が保持電流として流れるため、直流DC電圧Vdcによって定電流値=保持電流値を調整することができる。第2実施形態のその他の効果は、上記第1実施形態と同様である。第3実施形態図3は、本発明の第3実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。図4は、本発明の第3実施形態による電源回路のスイッチング動作と定電流動作との切り替え時の概略動作波形例を示した図である。次に、図1、図3、図4および図10を参照して、本発明の第3実施形態による照明用電源回路について説明する。なお、各図において、対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明は適宜省略する。この第3実施形態は、図1に示した第1実施形態に対して、大きくはコンパレータCMP3とスイッチSW2が追加されている点が異なる。なお、コンパレータCMP3は、本発明の第2コンパレータの一例である。具体的には、図3に示すように、抵抗R3と抵抗R4との接続点がコンデンサC2を介してコンパレータCMP3の反転入力端子にも接続されている。一方、コンパレータCMP3の非反転入力端子には、基準電圧源40が接続されている。また、スイッチSW1SWは、一方の入力端子が直流電圧源37に接続されており、他方の入力端子がスイッチSW2の出力端子に接続されている。スイッチSW2は、一方の入力端子が直流電圧源39と接続されており、他方の入力端子がフリップフロップ36と接続されている。そして、スイッチSW1およびスイッチSW2を切り替えることにより、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子が、直流電圧源37、直流電圧源39またはフリップフロップ36のいずれかと接続されるように構成されている。なお、スイッチSW1は、コンパレータCMP2によって切り替えられ、スイッチSW2は、コンパレータCMP3によって切り替えられる。また、第3実施形態では、交流入力電源を分圧した電圧波形をコンデンサ容量C2で時間微分してコンパレータCMP3で基準電圧Vref2と比較することにより、トライアックがオンして交流電圧が立上る位相部分を検出することが可能となる。この検出信号を用いて、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子に接続される直流DC電圧値の切り替えをスイッチSW2で行うことができる。トライアックのオン位相を検出した時には、コンパレータCMP3によって、スイッチSW2が直流電圧源39側に切り替えられ、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子に直流電圧Vdc2が印加される。ここで、トライアックのオン位相を検出した時に印加される直流DC電圧値Vdc2を直流電圧値Vdc1Vdcに対して高く設定することで、保持電流保持電流値より大きな電流電流値をトライアックのオン時に引き抜くことができる。すなわち、スイッチングトランジスタQ2のソースドレイン間には、ゲートソース間電圧に準じた直流DC電流が流れるため、ゲート端子に印加される電圧を直流電圧値Vdc1より高くすることで、保持電流値より大きな電流値をトライアックのオン時に引き抜くことができる。一般的に、保持電流値<<LED点灯動作電流の関係であるため、トライアックがオンしてスイッチングトランジスタQ2がクロック動作を始めると、入力電源ライン70に流れる電流が急激に変化して調光器動作が不安定になる場合がある。そのため、第3実施形態では、保持電流からLED点灯動作電流に切り替わるトライアックがオンする位相時に保持電流を大きくすることで、入力電源ライン70に流れる電流が段階的に増えるように構成されている。そのため、調光器を安定して動作させることが可能となる。なお、コンデンサ容量C2の値を調整することで、微分時定数が変化するためトライアックのオン位相検出時間を調整することができる。図4に具体的な動作波形例を示す。この図4では、上記した図10に対して、コンパレータCMP2への入力波形をコンデンサ容量C2で時間微分したものをコンパレータCMP3で基準電圧Vref2と比較を行う波形が追加されている。微分波形が基準電圧Vref2より高い時は、スイッチングトランジスタQ2のゲート端子に電圧Vdc1よりも高い電圧である電圧Vdc2を印加することで、保持電流値を大きくして定電流動作ができる。電流値の変化は、第1の保持電流値A1低い→第2の保持電流値A2高い→LED点灯スイッチング電流A3更に高いと切り替わるため、電流値の変動を緩やかにすることができる。これにより、調光器への負荷変動を抑制できるため安定動作が可能となる。なお、コンデンサC2の容量値を調整することで、直流電圧Vdc2を印加する時間を調整することができる。容量C2値を大きくすれば、微分波形の立下りスロープが緩やかになり時間が延びる。逆に、容量C2値を小さくすれば時間を短くすることができる。第3実施形態のその他の構成および効果は上記第1実施形態と同様である。第4実施形態図5は、本発明の第4実施形態による照明用電源回路の回路構成を示した図である。次に、図3および図5を参照して、本発明の第4実施形態による照明用電源回路について説明する。なお、図5において、対応する構成要素には同一の符号を付すことにより、重複する説明は適宜省略する。この第4実施形態は、図5に示すように、上記第3実施形態図3に対してコンパレータCMP2の入力に、入力電源ライン70にシリーズ直列に接続された抵抗R8の両端の電圧が接続される構成を特徴としている。このため、第4実施形態では、入力交流電圧レベルの低下を回路電流で検出するとともに、入力交流電圧を抵抗R3とR4で分圧してコンデンサ容量C2で時間微分してコンパレータCMP3でトライアックのオン位相を検出し、保持電流の切り替えを行うため、電流値の変動を緩やかにして調光器への負荷変動を抑制できるため安定動作が可能となる。第4実施形態のその他の構成および効果は、上記第1~第3実施形態と同様である。なお、今回開示された実施形態および変形例は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した実施形態および変形例の説明ではなく特許請求の範囲によって示され、さらに特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。たとえば、上記第1~第4実施形態では、LEDLEDモジュールを照明装置の光源として用いた例を示したが、本発明はこれに限らず、LEDLEDモジュール以外の光源を照明装置の光源として用いることもできる。また、本発明は、LEDLEDモジュールのような非線形負荷となる光源に対して好適に用いることができる。なお、上記で開示された技術を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。