"交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の1巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる1巻コイル列部材と該1巻コイル列部材の前記磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて前記磁気発生機構部と前記1巻コイル列部材とが対向するように構成され、前記磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、前記電源の駆動信号周期Tgが、下記式1の条件を満たすことを特徴とするエネルギー変換器。Tg=4td1ただし、tdは前記電源による所定のステップ状電圧印加に対する、前記軟磁性金属板材への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間であるところで、磁気発生機構部と回転機構部とを分離独立した別の器具として組み付ける構成では、回転機構部を磁気発生機構部から分離して単独で取扱いできるという利点がある一方、磁気発生機構部と回転機構部との間の磁気空隙長が必然的に長くなるため、回転機構部におけるエネルギーの出力が低下してしまうという問題がある。これは、磁気発生機構部の上に回転機構部を乗せる構造からくる制限で、回転機構部が磁気発生機構部から離れるに従って回転機構部に発生する二次側誘導電流が減少するためである。通常、磁気発生機構部と回転機構部とを一体的に構成する場合、両者の磁気的空隙長は1mm以下に設定されるのに対し、磁気発生機構部と回転機構部とが分離可能な別の器具として組み立てる本構成での磁気空隙長は漏洩に伴う周囲機器への弊害や人体への悪影響を及ぼさない、そして且つ安全であるという要請のもとで、新しい機能の発現例えばコ-ドレスの水中回転子動力源や商用電源から回転子の熱源と動力源を同時に得る新しい熱動特性という考えや機器の排熱まで有効に活用できる種々な形の提供を、その利用効率を維持しながら具体化するに当たり、IH炊飯器等の実態も考慮して、磁気発生機構部と回転機構部との磁気空隙長は約10mmを設計中心にした。本考案はかかる事情に鑑みてなされたもので大きな磁気空隙長のもとでも実用となる新しい電力伝送法を提案する。即ち、回転機構部にある二次側金属負荷への効果的な有効電力の授受方式を提供することにより磁気発生機構部から回転機構部へのエネルギー伝送性能を向上させ、回転機構部において実用性のある充分なエネルギー出力が確保できるエネルギー変換器を提供することを目的とするものである。一方、この簡単に分離出来る機能を積極的に活用して、使用目的や環境に応じて、その都度、その要請に特化した回転機構部に置き換えて使用することが出来る。本発明のエネルギー変換器は、交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の1巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる1巻コイル列部材と該1巻コイル列部材の磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と1巻コイル列部材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、電源の駆動信号周期が、軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とするものであることを特徴とするものである。ここで、軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とする電源の駆動信号周期は、たとえば下記式1の条件を満たし、あるいは、磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るBHヒステリシスループの面積を最大とする電源の駆動信号周期である。上記エネルギー変換器において、電源の駆動信号周期Tgは、下記式1の条件を満たすものであるとよい。ただし、tdは電源による所定のステップ状電圧印加に対する、軟磁性金属板材への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間である。尚、渦電流が最大となるまでの時間tdは実験的に決められる。また、電源の駆動信号周期Tgは、磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るBHヒステリシスループの面積を最大とするものであるとよい。尚、BHヒステリシスの面積最大の駆動信号周期と最大の誘導磁束密度Bを得る駆動信号周期は略等しいので誘導磁束密度Bから求めてもよい。また、上記電源の駆動信号周期Tgにおいて、磁気的空隙を整合面とした下記式2の抵抗整合条件を満たすものであるとよい。ただし、Rgは電源の内部抵抗、R1は磁気発生機構部の巻線抵抗、R3は磁界の磁束が軟磁性金属板材内に浸透拡散することにより生成された渦電流の流れに伴う渦電流性抵抗と1巻コイル列部材の抵抗との合成抵抗、nは磁気的空隙を整合面とした、回転機構部側のコイル巻数を1としたときの磁気発生機構部側の等価的有効巻数比である。回転機構部は、遊星歯車機構を内在するものであるとよい。また、上記エネルギー変換器は、回転機構部の機械回転数が最大になるように電源の駆動信号周期Tg及び印加電圧を調整する制御手段をさらに備えたものであるとよい。磁気発生機構部が、コイルが円形状に配置されてなる扁平型磁気発生機構部であり、1巻コイル列部材および軟磁性金属板材が、扁平形状ないし円板状の構造を有するものであってもよい。また、磁気発生機構部が、筒状構造を有するものであり、1巻コイル列部材が、かご型構造を有するものであり、軟磁性金属板材が、中空円筒状の構造を有するものであってもよい。本発明のエネルギー変換器によれば、交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の1巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる1巻コイル列部材と該1巻コイル列部材の磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と1巻コイル列部材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、電源の駆動信号周期が、軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とするものであるので、磁気発生機構部から回転機構部への有効エネルギー伝送性能を向上させることができる。上記エネルギー変換器において、電源の駆動信号周期Tgが、上記式1の条件を満たし、あるいは、磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るBHヒステリシスループの面積を最大とするものであれば、軟磁性金属板内に生成された渦電流を持続的で大きな値で保ち続けることができ、磁気発生機構部から回転機構部への有効エネルギー伝送性能を向上させることができる。また、電源の駆動信号周期Tgにおいて、磁気的空隙を整合面とした上記式2の抵抗整合条件を満たすものである場合は、磁気的空隙を整合面とした回転整合トランス機能を経て電力整合がとれて、磁気発生機構部から回転機構部へのエネルギーの伝送をより効率的に行うことができ、約10mm程度の大きな磁気的空隙下でも、回転機構部において実用上充分なエネルギー出力が確保できる。従来のエネルギー変換器には、誘導電動機や誘導加熱器等がある。誘導加熱器の二次側料理釜鍋には渦電流による渦電流性抵抗によるジュール熱が発生する。誘導電動機の二次側回転子は、誘導加熱器の二次側料理釜に似て、永久磁石がないために取り外し交換が容易にできるとともに、鉄系と銅またはアルミ部材の複合材や鉄塊からなる堅牢で単純部材構成を有するものであり、この二次側回転子には、機械負荷用の動力と損失と計上されるジュール熱とが発生する。簡単な等価回路表現では誘導機の概略負荷はRrsで表わされ、二次側の出力となるRrsIr2は、動力源に変換される電力分1s-1RrIr2と、ジュール熱損失分RrIr2との和で表される。ここで、Rrは一次側から見た回転子全抵抗、sはすべり、Irは一次側から見た二次側回転子誘導電流である。誘導電動機と誘導加熱器は、いずれもその二次側に電磁誘導される、銅またはアルミと軟磁性金属板材とからなる金属負荷にエネルギーを供給するものであり、本願では、新しい電力伝送手法と、磁気発生機構部と回転機構部に分離出来る構成という新しい形の提供により上記両者を共用化したエネルギー変換器熱動併給システムを提案できる。これにより、今までは強制冷却までしていた回転子の排熱まで、例えば電気→熱動エネルギー発生器を通して有効活用することにより、その総合エネルギー効率を向上させるとともに、回転磁界を交番磁界に電気的に切り替えた磁気発生機構部による回転子機構部は専用の誘導加熱器として機能させることが出来る。又、磁気発生機構部と回転機構部のいずれかを葉隠れ状態にしたて利用することも、水中や400°C近い高温などの特殊環境下で使用することもできる。特に機器排熱までも有効利用できるその形の提供と、それを支える新電力伝送法はエネルギーの新有効活用法であり、チリも積もれば宝の山になるという21世紀に対応した概念提案でもある。本考案は、10mmという大きな磁気空隙長からなる二次側金属負荷である回転子に如何に強くて少し時間的に遅れた誘導電磁石を生成するかが主題であり、特にその金属負荷相当の軟磁性金属板材内部に誘起される誘導電流渦電流の挙動を把握定性的理解し、その渦電流性の抵抗に着目してなされた。本考案は、大きな磁気空隙長を有する1相の電力トランスと見做して二次側の回転機構部に生じる誘導電流がある遅れた位相のもとで増大させ、それを2相組み合わせることにより、一次側の励磁回転磁界に同期した二次側誘導等価板磁石を生成し、一次、二次との間に発生したトルクが機械的負荷に運動を与え、その負帰還を含む系内での、負荷との平衡点が機械出力動作点となる。同時に、回転子の抵抗性金属負荷との電力整合も検討し、これらの過程で熱と動力エネルギ-の有効電力授受手法を検討した。本考案のエネルギー変換器は、交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の1巻コイルが円周方向に一定間隔をおいて配列されてなる1巻コイル列材とその背面1巻コイル列材の磁気発生機構部側と反対側の面の薄い軟磁性金属板材とが積層されてなり、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と1巻コイル列材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備える。薄い厚さの軟磁性金属板材内部に生成される誘導電流渦電流が最大となる電源の駆動信号周波数で駆動される、電源の駆動信号が磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るBHヒステリシスループの面積が最大となる電源の駆動信号周波数fgであるか、又は電源の駆動信号周期Tgが下記式1のいずれかを必要条件として満たすとともに、電源の駆動信号周期Tgにおいて、磁気空隙面を整合面とした下記式2の抵抗整合を十分条件として満たす。ここで、tdは電源による所定のステップ状電圧印加に対する、軟磁性金属板への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間で、渦電流が最大となるまでの時間tdは実験的に決められる。Rgは電源の内部抵抗、R1は磁気発生機構部の巻線抵抗、R3は電源の駆動信号周期及びその印加電圧から生成した磁界の磁束が所定の磁気空隙を隔てて、回転機構部の薄い軟磁性金属板内に浸透拡散して生成された渦電流の流れに伴う渦電流性抵抗と1巻コイル列板の抵抗との合成抵抗で渦電流性抵抗が主体である。nは磁気空隙面を整合面とした、回転機構部側のコイル巻数を1とした時の磁気発生機後部の等価的有効巻数比である。又、電源の駆動信号周期が確定した上記装置の動力性能の適正化には電気的には電気角数で、機械的には遊星歯車機構で行われる。特に遊星歯車機構を内在した回転機構部は本装置の適用範囲を広げる。又、磁気発生機構部と回転機構部は、互いに分離独立した構成であってもよいし、一体的に取り付けられているものであってもよい。特に一体的な筺体構成では狭い磁気空隙長となり、一般的な誘導機設計が行われる。即ち1巻コイル列材と薄い軟磁性金属板材からなる動力と熱を生成する熱動特性回転子の回転機構部において、その厚みが1~3mm以内の薄い軟磁性金属板材を5~10mm程度の厚い巻鉄芯型磁路材に換えたBLV則の動力特性主体回転子となる。図8は、動力専用型エネルギー変換器の構成図である。動力専用型エネルギー変換器は、図8に示すように、固定子励磁源1a磁気発生機構部と、回転機構部2aとから構成され、回転機構部2aは、1巻アルミ鎖列13aと5~10mm厚の巻鉄芯14aとが積層されてなり、固定子励磁源1aにより発生した磁界により回転駆動され、連続する出力軸16aから動力を出力する。尚、本案は扁平構造主体の構成であるが円筒型にも当然適用できるものである。即ち、扁平回転子構造の1巻コイル列材と薄い軟磁性金属板材はかご型中空円柱の1巻コイル列材とパイプ状の中空円筒型軟磁性金属板材に変形出来ること、動力特性主体回転子の厚い巻鉄芯磁路材は積層型円形電磁鋼材に変形できることは容易に類推できる。特に中空円筒型回転子を持つ円筒型ではその中空円筒回転子の内側の複数の羽根片や渦巻状の凹凸を設けて、そこに水や空気を導き、熱と回転推力を同時に与えることが出来る。以下は主に熱動特性回転子からなる扁平構造構成について説明する。また、複数の1巻コイルが円周方向に一定間隔をおいて配列されてなる1巻コイル列板とは、例えば複数の開口が円周方向に一定間隔をおいて設けられ、磁気発生機構部により発生された磁界を受けて、それらの複数の開口の内周縁により磁性的に1巻コイル列が形成されるような円盤など、磁気発生機構部により発生された磁界を受けて磁性的に1巻コイル列が形成されるような構造を有するものを広く含むものであり、2巻とか、台形コイル形状がスキュ-化されたものも含む。又、その背面で密着積層される薄い軟磁性金属板材は材質的には等方性の電磁鋼板や鉄製で、その厚さは2~4mm程度の円板である。そして、これら1巻コイル列板と軟磁性金属板で構成された回転子は非凸極性平滑型として機能する。この本例の軟磁性金属板を4~10mm程度の巻鉄芯型の磁路に換えれば一般の誘導機構成の扁平型になる。以下、図面を参照して、本発明のエネルギー変換器の一実施形態である誘導電動機について説明する。誘導電動機は、図3に示すように、磁気発生機構部1と、回転機構部2とが、分離独立した器具として組み付け可能に構成されてなる。磁気発生機構部1は、短い円柱状の固定子で構成されるもので、磁性コア23例えば巻鉄芯コアに導線24例えばリッツ巻線を巻回した駆動用コイル21が、円盤状四角状等でも良いの軟磁性金属基部例えば巻鉄芯基部の上に植立され、同心円状の複数個例えば8個の有芯コイルと軟磁性金属基部は共に一体的に絶縁部材によって埋設される。この絶縁部材料は熱伝導性が高い熱可塑性Plasticが良い。そして同心円状に均等配置された8個の駆動用コイル21によって回転磁界を生成する駆動コイル列が構成される。上記駆動用コイル21による駆動コイル列には、図4に示すようなインバータ回路15電源より所定の印加電圧及び周波数1Tg=fgの電流が通電されて回転磁界を発生する。インバータ回路15は、単相100V、周波数50/60Hzの商用電圧が入力され、所定の電圧及び周波数1Tgのsin信号、cos信号を磁気発生機構部1から出力するものであり、入力された単相商用電源を相変換、周波数変換し、回転機構部を駆動する2相信号を出力するものである。このインバータ回路15からの通電回路は、駆動用コイル21を1つおきに使用して、その発生する磁束の向きが交互に逆となるように直列接続し、且つ、電源のsin側コイルの間にCos側コイルをそれぞれ交互に配し、一方を電源のsin側に、他方をcos側に夫々接続し、駆動コイル列を2相駆動して、磁気空隙面に回転磁界を発生するように通電される。以上は2相駆動の場合であるが当然3相駆動もある。尚、出力される駆動信号は正弦波信号であったり、矩形波信号であったり、又パルス幅変調PWM信号をフィルタ-を経た正弦波信号であったりと種々ある。回転機構部2は、筐体に固着された固定軸16のまわりに回転自在に保持された円盤状の回転子11を備えており、回転子11は、1巻コイル列円盤131巻コイル列板と、該1巻コイル列円盤13の背面に密着して設けられた薄い軟磁性金属板14とから構成される。尚、本考案では回転機構部2には遊星歯車17、18、19を経て出力20される。1巻コイル列円盤13は、例えば銅またはアルミ等で形成された円盤であって、同心円状に均等配設された複数駆動用コイル21と同数の8個の開口が設けられており、それらの開口の内周縁により磁性的に1巻コイル列が形成される。なお、本試作はCDサイズの回転子で各1巻コイルの厚みd1は25mm程度で純抵抗は05mΩ前後である。また、軟磁性金属板14は、厚さd2は1~3mmの鉄製円盤である。なお、この金属負荷となる軟磁性金属板14の厚みは既存の電動機磁気回路設計と大きく異なる。図1Aに示すように、固定子巻線21に流れる一次励磁電流に起因して発生したSIN相の一次磁束φ1は、磁気的空隙Gを隔てて対向するように構成された1巻コイル列円盤13における1巻コイル列に鎖交して、起電圧を誘起し、軟磁性金属板14に浸透する。1巻コイル列円盤13には、その誘起された起電圧に起因して二次誘導電流が発生するとともに、その二次誘導電流に起因して二次磁束φ2が発生し、図1Bに示すような、位相遅れsinγを有する誘導磁極の等価的板電磁石が形成される。また、軟磁性金属板14に浸透拡散した一次磁束φ1は、渦電流を誘発する。この1巻コイルに誘導された二次電流と、軟磁性金属板14に発生された渦電流との和が二次側誘導電流となり、この電流により、回転子11が回転駆動される。本発明のエネルギー変換器における、一次磁気発生機構部1側、二次回転機構部2側間の電磁エネルギー伝送方式は回転トランス構成でもある磁気空隙面を電力整合面とした場合は回転整合トランスとして機能させ得ることが大切なことである。また、エネルギー変換器は、後述の電力整合や電磁的な強調効果を維持できるよう、図4で表わされるように、一次励磁角周波数ωs電源の駆動周波数fgで電気角Pの場合はfs=fgPである。本例の8個コイルでは4個相の、相互に巻向きを変えた直列接続で電気角は2である。と機械出力角周波数ωmとの間に第3の回転子角周波数ωrを有する。これにより、固定された一次励磁角周波数ωsのもとで種々な機械回転数ωmに対しても回転子角周波数ωrが逆に変化する自己調整機能によりωs=ωmωrの同期条件を常に保つ。尚、励磁用コイル21は集中巻で有芯ソレノイドコイルである。静止側から見た1巻コイル列円盤13やその背面の軟磁性金属板14から成る回転子は、速度Vm=ωmr、rは半径で運動しており、一次側回転磁界速度Vsとの差分速度Vr=Vs-Vm=ωrrは、速度Vmで動く1巻コイル列円盤13と軟磁性金属板14から成る回転子の回路内に乗って内在する二次側回転磁界速度Vrである。即ちωs=ωmωrである。これは、平均パワ-変換の十分条件でもある。なお、これは直流機、同期機や凸極機exSRなど等にはない機能である。磁気発生機構部のインピーダンスZ1における、抵抗成分をR1,リアクタンス成分をL1とし、回転機構部のインピーダンスZ3における、抵抗成分をR3,リアクタンス成分をL3としたとき、抵抗成分R1を回転機構部の抵抗成分R3の磁気発生機構部側への換算値より小さくなるように設定し、インピーダンスZ1、Z3のインピーダンス周波数特性において、電源の駆動周波数fgが抵抗性周波数領域となるように設計すると、固定子2端子から見て、運転中での、動く回転子回路の状態をSN良く把握できるようになり、制御性のよい特性となる。また、磁気発生機構部1および回転機構部2を夫々分離独立した扁平構造の器具として構成し、両者が磁気結合するように組み立てるようにすれば、回転子の状態が視覚的に把握できて大変取扱い易く、上記回転子回路の状態の把握もより容易なものとなる。次に、インバータ回路が供給する電力を回転機構部に効率よく伝達するための条件について説明する。換言すれば二次側誘導電流の徹底的な増加策を工夫することである。まず、電源の周波数fgを、固定子や回転子の各インピーダンスにおけるリアクタンス成分は殆ど顕在化せず、抵抗成分が支配的な周波数領域これはインピーダンス周波数特性において、抵抗性のインピーダンスが支配的領域を指し、本試作機では100Hzから1000Hz内であるにあるように構成し、二次誘導電流の増大を図る。具体的には、大きい磁気空隙長G下での二次側への伝播性能を向上させるために励磁磁束の周波数を上げる場合を考える。二次側の誘起電圧は、電源周波数fgに比例して大きくなる。それに対して、二次側回転子インピーダンスにおいては、電源の周波数fgが100Hz~1000Hzの範囲内の値であるとき、そのインピーダンスを構成するリアクタンス成分と抵抗性成分≒渦電流性抵抗のうち周波数および磁気空隙長Gに依存して変化する渦電流性抵抗が支配的となるため、渦電流性抵抗は周波数の増加に応じて微増する特性を有する。その結果、二次側の誘起電圧を渦電流性抵抗で除した二次誘導電流も、周波数の増加に応じて結果的に微増する特性を有する。また、磁気空隙面を電力整合面として、回転整合トランスを経て電力整合をとることにより、二次側の金属負荷である渦電流性抵抗に最大の電力を伝送する。尚、後述するがこの渦電流性抵抗は渦電流を最大化した駆動周波数fgとした時の渦電流性抵抗であることが最も望ましく、そのように設計される。具体的には、その1巻きコイル内には、固定子巻線に流れる一次励磁電流に起因して発生した一次磁束φ1により誘起された起電力に起因した二次誘導電流が流れ、その電流に起因して発生した二次磁束φ2により、位相遅れsinγを持つ誘導等価板磁石誘導磁極が形成される。また、その背面に密着した軟磁性金属板14という透磁率、導電率を持つ直接的な金属負荷に浸透拡散した一次磁束φ1は、渦電流を誘発し、且つ周波数依存の渦電流性抵抗となって現れるので、この抵抗に電力整合させて最大の有効電力を供給する。これは電力整合用回転トランスを介して実質的な渦電流性抵抗負荷R31巻コイルの抵抗も含むに対して、駆動源内部抵抗Rgと固定子巻線抵抗R1の和に抵抗整合させることRgR1=n2×R3を意味する。ここで、nは磁気空隙面を整合面とした、回転機構部側のコイル巻数を1とした時の磁気発生機後部の等価的有効巻数比である。なお、R3は、インピーダンスの周波数特性からも分かるように、周波数や印加電圧および磁気空隙長Gに依存して変化する。なお、上記Z1R1Z3R3の値は、磁気発生機構部1相分の電源に接続される2端子をインピーダンスメーターに接続して測定して取得する。回転機構部が非搭載時では固定子巻線インピーダンスZ1、そのインピーダンスZ1における抵抗R1やリアクタンスL1が測定でき、次に回転機構部搭載時には回転機構部の回転子インピーダンスZ3において、そのインピーダンスZ3における抵抗R3やリアクタンスL3が加算されたZ3付の上記2端子インピーダンスZ2が測定できる。Z2のインピーダンス周波数特性からZ1のインピーダンスの周波数特性を引いた差分がZ3のインピーダンス周波数特性となる。尚、これは電力用大振幅信号での測定である。また、有効巻線数nは、磁気発生機構部から発生する磁界の、磁気空隙長Gによる磁束漏洩を考慮して算出する。具体的には、磁気空隙長が0ゼロとした場合は磁気漏洩がないと見做して、前記2端子間のインピーダンスを計測して得られたA=N2R3からR3=AN2で、抵抗成分R3の値を算出する。この時のNは磁気漏洩がないので実際のコイル巻数である。次に、磁気空隙長がkk>0である場合に、同様に測定したB=n2R3Gkから、n=√BA×Nの関係式を用いて有効巻線数nの値を算出する。尚、二次側コイル巻数は1の場合である。また、回転子にある軟磁性金属板におけるエネルギーの蓄積と消費の関係で決まる材料固有の特定時間と電気的な励振に関する時間との相対的な関係で生じる強制的で電磁的な強調効果により渦電流を強制的に持続させる。基本的に渦電流は損失性の相互作用で、金属負荷の軟磁性金属板の内部に浸透拡散してゆく磁束で誘起され、特に低周波で正弦波的な定常状態の渦電流の波は減衰又は消滅して行くことも起こり得るため、低周波の正弦波駆動周波数応答では、その渦電流が最大となる時間を把握するのは困難であろうと思われる。本件のような過度現象内での上記事象把握にはステップ函数応答法での解明が最も適している。本件ではある磁極で磁束φ1を注入し、それと極対にある磁極でその磁束を吸引する、その間にある金属負荷の軟磁性金属板内部に浸透拡散する磁束と渦電流との時間的な内部パタ-ン経緯を考慮する。それは内部での分布的な過度現象の挙動である。次に運動に伴う浸透拡散状態の減衰偏りを概念的に説明する。具体的には、軟磁性金属板14での極対間における一次磁束の浸透拡散の時定数τ2について検討する。下記図1B,図1Cおよび図1Dに回転子の1巻コイル列の等価板磁石の時間的生成過程と、背面の金属負荷の軟磁性金属板内部への磁束浸透拡散の時間的過程と、その時定数τ2に関する挙動等を概念的に図示する。なお、図1Bは、1巻コイル列に誘起される等価板磁石の生成過程を示す図である。図1Cでは、磁束φ1が矢視のごとく流れる。例えば1相分のSin磁束の浸透方向に沿ってABCのブロックに分ける。Bのブロックを流れる円周方向の磁束は発生トルクには全く関与しておらず、単なる磁路としての機能のみであるから、下記検討から除外される。なお、Sin磁束でのBブロックは、Cos磁束に対してAまたはCブロックとして作用する。したがって、全てのブロックは、厚み方向に浸透拡散して渦電流を誘起する機能を持ち、瞬時的には軟磁性金属板の厚み方向のみの挙動を示し、それに、その周速Vによる影響が与えられる。図1Cは、t=01τ2、t=03τ2、t=τ2、t=3τ2における磁束φ1の浸透拡散パターンそれぞれ実線313233、および34で表示をACのブロックに分けて示す模式図であり、図1Dは、t=01τ2、t=03τ2、t=3τ2それぞれの場合における渦電流のパターン点で表示である。図1Dでは、上面をN極、下面をS極とした概念的な誘導等価磁石をも示す。次に、図2を参照して、軟磁性金属板の内部における分布的な過度現象を集中定数的に再考する。電源から過度現象を理解し易いステップ応答の電圧41を固定子巻線に印加すると、時定数τ0=05msの一次励磁電流43およびその一次励磁電流に伴う一次磁束φ1が生成される。さらに、その発生された磁束は磁気空隙長Gを隔て回転子1巻コイル列に鎖交し、それにより、二次誘導電流による誘導等価板磁石がsinγ≠0の遅れ時定数τ1=021msを持って生成される。この誘導等価板磁石は、合成時定数τ0τ1=071msの経過後にはステップ応答の場合は徐々に消滅して行くここで、誘導等価磁石生成の時定数τ1は021ms、LR=01035μH049mΩ、d1=25mm、アルミ固有抵抗ρ=262×108Ωm。また、背面のd2=20mm厚の金属負荷導電率σ=17×106mhosm、透磁率μ=5000μ0、μ0=4π×10-7Hmの4SiFeの磁束浸透拡散過程は一次励磁電流が0時間では零であるから、浸透拡散波も零である。この磁束浸透拡散過程における基本時定数τ2は433msであり、その過程を図中44で示す。しかし、この磁束浸透拡散過程における基本時定数τ2と固定子巻線の時定数τ0との合成時定数τ3は483msが実際で、その過程を図中45で示す。次に渦電流挙動である。その1巻コイル背面直下にある20mm厚の軟磁性金属板材金属負荷への磁束浸透拡散過程における渦電流路の時間パタ-ンは、例えば表面に近い程、渦電流Idは大きく中央では零の循環路であり、且つ内部の渦電流Idは磁束浸透に伴い、拡散時間が03τ2時間後では01τ2時間の渦電流の約05Idに、τ2時間後では約03Idに、3τ2時間後では約005Idに順次減少する一次元問題として。この浸透拡散経過時間に対して積分した全渦電流は一次励磁電流が0時間では零であり浸透拡散波も存在していないため、渦電流も又零である。そして、時定数τ2を超えて十分な時間経過では完全に浸透拡散が完了し、直流的磁束が流れ、磁束浸透拡散過程で生じる渦電流とそれに伴う渦電流性抵抗は消滅する。渦電流が零から始まり零に至る過程で渦電流の極大が存在する。一方、磁束浸透拡散過程に於ける前記合成時定数τ3は483ms05ms433msである。この面の内部に分布した挙動を集中定数的に1巻きの中空インダクタ-と見做して取り扱うと、インパルスとなる零近傍の領域を除いて、この磁束浸透拡散波の立ち上がり曲線の時間微分は起電圧曲線に相当し、その微分値を負荷である渦電流性抵抗で除した曲線は、位相遅れのない同相同形の渦電流曲線47を与える。渦電流曲線は零近傍を除き尖頭的であり、そのピークの時間位置は磁束浸透拡散波の傾斜の最大値の時間位置により決まる。しかし、この渦電流性抵抗は流れる電流路の変化に伴い変わる変定数である。従ってこの変定数回路による集中的な表現が求める過度現象内での渦電流の挙動であると理解される。軟磁性金属板の内部で刻々と変化する電流路これは板の厚み方向にお椀状でその縁の高さや肉厚が刻々に変化する種々のお椀形状から最終的にはお皿状を経て無くなる。の全積分量の挙動は、該当板の中央と縁を囲むサーチコイルで知ることが出来る。図5は電源の駆動周波数に対する1相分の二次側誘導電流の周波数特性で緩慢な単峰性を示している。本件では上述のサ-チコイルやArray状の磁気抵抗素子群で測定できるが現時点ではまだないので、後述の図6によるBHヒステリシス法面積やその磁束密度からtdを求め、本考察に付与した。この事例ではStepFunctionの一次励磁電圧印加後、概略07msで渦電流は最大に到り、その後は徐々に減少して零に至る。又、渦電流を最大にする時間tdは、前記合成時定数τ3の01~02倍の範囲内にあることが解った。これは式1の許容範囲を示す。正弦波駆動の場合では、その周期Tgを07×2×2=28ms、即ちfg=375Hzとし、電源の周波数fgを357Hz≦fg≦714Hzの間に選定すれば最大の渦電流を得ることが出来る。従って、本試作機では約400Hz~500Hz前後から400Hzの電気的な外部正弦波励振により、金属板の損失性渦電流を持続的で大きな値を保ち続ける電磁的な強調状態を保ち、最大の渦電流を得た。その時、渦電流性抵抗に対して磁気空隙面を挟んで電力整合状態にすることでより伝送効率を向上させること出来た。なお、1巻コイル列と軟磁性金属板は図1Aで示すように周速Vで右方向に進む。この運動により、浸透拡散波の伝播は周速Vと同じ方向にはその浸透拡散波の減衰率はV0に比べて、より小さく、Vと逆の方向では減衰率は増加するために、磁束浸透拡散波の時間的パターン、即ち渦電流の時間的なパターンは左詰まりの形図示せずを示す。運動によるこのパターンの乱れは誘導等価磁石の強さは左詰まりであり、それは位相遅れを示す。この遅れは磁束拡散波の時間遅れと共に平均的なエネルギ-変換条件の必要条件であるsinγ≠0をより効果的なsinγ=1に近づける。即ち、トルク増大への重要な要件の1つでもあると推定される。なお、図2は、以上の過程を定性的で且つ集中定数的に示すものであり、図中において、グラフ41は一次励磁用印加電圧ステップ応答、グラフ42は一次励磁用矩形印加電圧400Hz、グラフ43は固定子一次巻線への電流応答特性時定数τ0=05ms、グラフ44は回転子金属負荷軟磁性金属板14への一次磁束浸透拡散波の時間応答τ1、グラフ45は一次電流応答時定数τ0=05msを加味した回転子金属負荷軟磁性金属板14への一次磁束浸透拡散波の時間応答時定数τ2=483ms、グラフ47は一次電流応答時定数τ0=05ms0を加味した浸透拡散波合成時定数483msでの渦電流の時間応答を定性的に示すものである。以下、軟磁性金属板14の材料特性を設定する方法について説明する。磁気発生機構部により発生される磁界の強さをH、回転機構部の磁束密度をBとしたBHヒステリシス曲線のループ面積が最大となるように、電源の周波数fgを決定する。このBHヒステリシスループの面積は周波数の増加と共に細いル-プ面積から卵形に膨らみ、ある周波数でそのループ面積は最大化し、以後周波数の増加と共に左傾きル-プは右傾きループに変るとともにその面積は急速に縮小する。このループの膨らみは渦電流に起因しその面積を最大化は、即ち渦電流の最大を意味するので、このB-Hヒステリシス曲線のループ面積が最大となる電源15の周波数fgを決定する。この周波数の決定は、電源の周波数を掃引して、BHヒステリシス曲線のループ面積が最大となる点を検出することにより行う。ここで、BHヒステリシス曲線のループ面積は、例えば、磁気発生機構部の1相分の励磁電流磁界の強さHに相当をオシロスコ-プのX軸に、回転機構部の1巻きコイルおよびその背面の軟磁性金属板に流れる交流電流をサーチコイルで検出して積分したものを磁束密度としてオシロスコ-プのY軸に入れることにより、オシロスコ-プに描かれたリサージュ図を得、そのリサージュ図の面積を求めることにより取得できる。このように周波数fgを決定する。これは又電源の駆動信号周期Tgが電源による電圧の印加に対する、軟磁性金属板への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間tdの4倍に相当する。なお、図6から、電源の周波数に対するBHヒステリシスループの面積曲線と二次側回転子磁束密度曲線は相似的であるので、磁束密度の最大をループ面積の最大としても良いことが示唆される。尚、この時、非電力整合状態で行う。次に、上記決定された周波数fgが、磁気発生機構部の固定子巻線インピーダンスZ1R1jωsL1であり、回転機構部の回転子インピーダンスZ3R3jωsL3の磁気発生機構部側への換算値がn2Z3n2であるとき、Z1≒R1、n2Z3≒n2R3の条件を満たす抵抗性の周波数領域内において、RgR1=n2R3の抵抗整合が得られるように、主として抵抗R1を中心に検討される。3dB以内を目途に、総合的に絞り込まれる。ここで、Z1≒R1とは、ωsL1の影響が無視できる程度に小さいことを意味するものである。また、n2Z3≒n2R3とは、ωsL3の影響が無視できる程度に小さいことを意味するものである。磁気空隙長が7mmの時、図6に示すヒステリシスル-プの面積最大磁束密度の最大でもあるの周波数は400Hzであり、これは4×td=4×07ms=28msは357Hzであり、両者はほぼ一致する。一方、図7に示すように、抵抗整合している周波数も400Hzである。本発明のエネルギー変換器は、特に動く回転子回路内の渦電流の最大となる周期やその時点での渦電流性抵抗は印加電圧や駆動信号周期に依存するのは当然として、渦電流分布パタ-ンも速度依存でもあるため、所定の磁気空隙長Gからなる回転機構部の機械回転数が常に最大になるように調整する制御部をさらに備える。起動瞬時t=0時、一次、二次共に一次励磁角周波数ωsの交番磁束φ1の電力トランス状態から回転子の運動に伴い、機械角周波数ωmの回転子が立ち上がってくるにつれて、動く回転子回路内にはωs-ωmの回転子角周波数ωrが必然的に生成されて、固定子側からみて、常にωs=ωmωrが成立する。これは平均的なエネルギー変換の基本的な十分条件である。誘導電動機のすべりs=ωrωsである。尚、必要条件はsinγ≠0である。さらに、機械出力においても動力整合を行うことにより機械出力を最大にすることができる。例えば扇風機のような、負荷が乾性負荷ではなく速度依存性の粘性負荷の場合、誘導電動機の機械出力特性において、抵抗性領域にある機械出力源の内部抵抗と粘性負荷の抵抗とが等しいとき、機械出力側で抵抗整合が成立し、機械出力の最大が動作点となる。また、前述したように、電源の周波数fgと機械出力の駆動周波数fSとは、fS=fgpの条件を満たすように構成する。ただし、pは電気角数である。ここで、電気角数pとは、1機械周期2π内の電気周期を意味するものであり、1機械角2π内にある1相分の励磁用磁極の数の12=NS極対の数に相当する。例えば2相駆動で8個の励磁用コイル磁極数の場合、1相分の励磁用磁極の数は4であり、電気角数pは2である。上記の諸条件を満たすことにより、10mm近い大きな磁気空隙長のもとで、磁石性能に近づけた、強くて少し時間的に遅れた可変誘導電磁石を得ることができた。特に、普通の誘導機に比べて理想的な無負荷回転数からの劣化分は回転子の鉄損増加に起因しているがその鉄損発熱分も有効活用する新規な応用ではコスト対サイズや総合効率などで遜色ない性能が期待できる。一次励磁角周波数ωsが400Hz、磁気空隙長G=7mm、入力電圧70Vであるとき、尖頭的な二次側誘導電流44Aを誘発できた。なお、最大は70Aの二次側誘導電流を誘発することもできた。また、試作した本エネルギ-変換器における、その動力源の機械出力特性は直流モ-タ-に似た垂下特性を示した。本発明のエネルギー変換器では、電源により、磁気発生機構部に回転駆動用の回転磁界または誘導加熱用の交番磁界を発生させ、回転機構部の回転子が回転駆動作用と誘導加熱作用を独立に積極的に行うことができるようにすることが可能である。そのいずれの場合においても、上述した構成によれば、磁気発生機構部から回転機構部へのエネルギー伝送性能を向上させることができ、例えば約10mm程度の大きな磁気空隙長下でも、回転機構部において家庭用として充分なエネルギー出力が確保できる。例えば希少金属磁石を使用しないで損失性の渦電流を積極活用する、この分離構成された取り外し自由なコードレスの熱動回転子筺体は食器洗い機能付流しとして水中の熱源と動力源として利用したり、浴槽内での上下可動椅子での水中活用から既存のIHテーブルにミキサ-用動力源の付与や床下での葉隠れ換気扇など次世代厨房システムのコア技術を提供する。又、機能目的別の回転子筺体に置換える活用法もある。例えば、より大きなトルクが求められる時は図3の回転機構部2の遊星歯車機構171819の減速を経て高トルクを得る遊星歯車機構付の熱動回転子筺体や厚い巻鉄芯型の動力主体回転子筺体に置換えて活用される。また、この技術は扁平型の2Rotorsand1Statorのような、結果的に大きくなる磁気空隙2倍の磁気空隙長の特殊な扁平誘導電動機TANDEM化にも当然適用できる。このTENDEMの積み重ね構成MultiTANDEM化は小型車両や農器具用や自転車の推進動力源に活用出来る。また、その分離機能と共に300°C近い高温に耐える回転子磁気特性は、高温炉内という特殊環境下で使える動力源となる。また、扁平構成の熱動特性回転子は円筒形に当然変形出来る。この場合は中空円筒型回転子構成が特徴となる。その中空円筒回転子に水や空気を導き、熱と回転推力を同時に与えるこが可能となる。例えば24時間風呂での循環温水を中空円筒の熱動特性回転子に導き、加熱させながら循環用動力源を得る。なお、本発明によるエネルギー変換器では、既存の在り方とは大きく異なり、磁気発生機構部の巻線の銅損を極力下げて本試作では05Ω相程度、且つ回転子熱源まで、有効利用に変えることは効率向上面で大きく寄与する。また同時に機器定格は磁気発生機構部と回転機構部それぞれに分けて規定され、その上で総合定格が確定する。上記本発明のエネルギー変換器の構成は、固定子、回転子が分離可能な扁平構造の誘導電動機を核に動作、応用を記したが当然一体構造にも円筒型にも応用出来る。なお、本発明の誘導電動機に関連するデータを図5~図7に示す。参考本試作においては、MITコアカリキュラム電気力学I、IIbyHHウッドソン、JRメルヒャ共著を参考にして試作検討したことを付記する。"