直列にカスケード接続された1つまたは複数の単位変換器で構成されたアームをブリッジ状に接続して構成された電力変換装置であって、該単位変換器はチョッパ構成の主回路を有し、該単位変換器の2つの出力端子間にプレスパック素子を接続した構成を有することを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置であって該プレスパック素子がPNPの少なくとも三層構造を有することを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置であって該プレスパック素子がPNPNの四層構造を有し、N層が単位変換器の高電位側端子に接続され、P層が負側端子に接続されたことを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置であって該プレスパック素子がPN構成であり、そのカソードが高電位側、アノードが低電位側に接続した電力変換装置であって、該PN素子のビルトイン電圧が該PN素子と並列に接続されたダイオードのオン電圧降下よりも高いことを特徴とする電力変換装置。請求項1の電力変換装置であって該プレスパック素子がショットキーバリアダイオードであり、そのカソードが高電位側、アノードが低電位側に接続したことを特徴とする電力変換装置。請求項1乃至5に記載の電力変換装置において、該プレスパック素子の逆耐圧が該単位変換器の出力端子に並列に接続されたIGBTの耐圧よりも高く、単位変換器の直流コンデンサ耐圧よりも低いことを特徴とした電力変換装置。請求項1乃至6に記載の電力変換装置において、該プレスパック素子の順耐圧が該単位変換器の出力端子に並列に接続されたダイオードのオン電圧降下よりも高いことを特徴とした電力変換装置。請求項1乃至7に記載の電力変換装置において、該単位変換装置のゲート駆動回路の電源が直流コンデンサ電圧から自給されていることを特徴とした電力変換装置。請求項1乃至8に記載の電力変換装置を有する直流送電システム。特許文献1で開示される技術では、サイリスタを点弧する機構、すなわちサイリスタのゲートにエネルギーを供給する機構が必要であり、装置が大型化する。また、特許文献1では、単位変換器を構成するどの素子の故障を想定したか開示していない。本発明は、サイリスタや短絡用スイッチなどを制御する機構なしに、単位変換器の上側のIGBTが故障した時でも、該故障したIGBTを有する単位変換器の出力を短絡して、アームの電流経路を確保して、MMCを運転継続できる電力変換装置を提供することを目的とする。上記目的は、MMCの単位変換器の出力端子間にPNPN構造もしくはPMP構造の素子を配置して、該素子がPNPN構造の時は、電位の高い方から、NPNPの方向に配置して、且つ、該素子の耐圧は、単位変換器に並列に接続されたIGBTの耐圧よりも高く、単位変換器を構成する直流コンデンサの耐圧よりも低いことを特徴とする電力変換装置により達成できる。また、本発明によれば、短絡用素子を駆動する電力供給機構が必要ないので、MMCを小形簡素化することができる。以下、本発明の実施形態を図面ともに説明する。なお、以下の実施例は本発明の一形態を示すものであり、本発明は要旨を逸脱しない限り、他の形態を含むものである。図1は本発明の一実施例である電力変換装置1の構成図を示す。電力変換装置1は単位変換器2をカスケード接続した構成であり、該電力変換装置1は交流電力系統7に系統インピーダンス6を介して連系している。電力変換装置1は単位変換器2、制御装置3、制御装置3からの制御信号を各単位変換器へ伝送する信号線4、バッファリアクトル5、により構成されている。なお、2U、2V、2W、2u、2v、2wは、それぞれ複数の単位変換器2をカスケード状に接続したものであり、これをアームと定義する。上段アームの2U、2V、2Wは、それぞれU相正側アーム、V相正側アーム、W相正側アームと称し、下段アームの2u、2v、2wは、それぞれU相負側アーム、V相負側アーム、W相負側アームと称す。各上段アームU相正側アーム、V相正側アーム、W相正側アームと各下段アームU相負側アーム、V相負側アーム、W相負側アームは、それぞれバッファリアクトル5に接続され、各正側アームとバッファリアクトル5の直列体と、各負側アームとバッファリアクトル5の直列体との接続点が電力変換装置1の交流出力であり、該交流出力と交流電力系統7との間に系統インピーダンス6が接続される。なお、該電力変換装置1は交流出力の他に2つの直流出力端子888を有し、高電位側の直流出力を888P、低電位側の直流出力端子を888Nとする。単位変換器2の構成を図4に示す。単位変換器2は単位変換器14の出力端子200P、200N間にプレスパック素子999が接続された構成である。図8はプレスパック素子の構成を示す。2極のプレスパック素子の電極導体777に、プレスパック素子の半導体666が挟まれた構成になっており、プレスパック素子の電極導体777同士が何らかの機構で互いに引き寄せあう方向の応力が印加されていることを特徴とする。プレスパック素子の電極導体777を外部機構で押してもよいし、プレスパック素子の電極導体777の内側から引き合う形の応力を加えてもよい。プレスパック素子の電極導体777同士が互いに引き寄せ合っていて、且つ故障時に発生する熱や短絡後に電流が導通することによって発生する熱を吸収する熱容量もしくは冷却系があれば、プレスパック素子の半導体666が故障した場合、該プレスパック素子の半導体666は短絡となり、大電流を通流できる。本発明のプレスパック素子999は十分な冷却能力を持つか、十分な冷却能力を持つ冷却系から熱を引くことができることを前提として説明する。単位変換器14は2個のモジュール型IGBT素子11、直流コンデンサ12を有する、いわゆる双方向チョッパ構成の主回路であり、単位変換器制御回路15、ゲートドライバ16、自給電源17、ゲート電源18とプレスパック素子999により構成されている。単位変換器2の出力端子は2つあるが、高電位側の出力端子を200P、低電位側の出力端子を200Nとする。本発明は、MMCの単位変換器14の出力端子に接続されたプレスパック素子999の半導体666は、少なくともPNP構成を有する半導体であり、該プレスパック素子999の半導体666が該PNPの三層構造にN層が加わったPNPNの4層で構成される場合、単位変換器の高電位側出力端子200P側からNPNP層順に接続され、P相が単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続されること、さらに該プレスパック素子の逆耐圧は、IGBT11bより高く、直流コンデンサ12の耐圧よりも低いことを特徴とする。ここで、プレスパック素子999の逆耐圧とは、単位変換器の高電位側出力端子200P側に接続されたプレスパックの端子に正側の電圧を印加した時の耐圧のことをいう。反対側の耐圧ここでは順耐圧と呼ぶは11bを構成するダイオードの導通時の順方向電圧降下より高ければよい。また、プレスパック素子999にはゲート端子やゲート駆動回路などの駆動機構を有しない。なお、以降、プレスパック素子999の半導体666の半導体構成を説明する場合、プレスパック素子999はPNPN構成であるなど、プレスパック素子の半導体666という単語を省略して説明する。ここで、IGBT11aと11bはゲートドライバ16によって駆動され、ゲートドライバ16の駆動電力は自給電源17より供給され、ゲートドライバ16のゲート信号は単位変換器制御回路15から供給される。本発明は、IGBT11aが故障した時でも運転継続可能な電力変換装置1を供給することを目的とするが、まず、電力変換装置1の通常動作とその制御について簡単に説明する。電力変換装置1の動作や制御については、下記の記述に制約されない。単位変換器2と制御装置3は、図1の通り、信号線4によって数珠繋ぎに接続されている。図2に制御装置3の構成概略図を示す。制御装置3は、U相、V相、W相の各相の電圧指令を出力する各相電圧指令生成器8、制御装置3で実施される所定の時間ごとの割り込み処理の実行信号以降、同期信号と称すを生成する同期信号生成器9、および電力変換装置内の全単位変換器のスイッチング駆動用搬送波を出力する搬送波生成器10から成る。各相電圧指令生成器8から出力される電圧指令は、U相、V相、W相のものであり、これら三相の電圧指令の位相は、それぞれ1/3周期ずつシフトさせている。また、上記のアーム内の単位変換器数をN個とすると、搬送波生成器10から出力される単位変換器のスイッチング駆動用搬送波のデータ数は6Nである。制御装置3では、各アーム内のk番目k=1、...、Nの単位変換器同士で同期を取るために、所定の時間ΔT毎に単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の割り込み処理を実施しており、同期信号生成器9では、この所定の時間ΔT毎に同期信号を出力する。搬送波生成器10では、上記の同期信号が入力された瞬間に、図3に示すように、強制的に所定の値に修正されたスイッチング駆動用搬送波を出力する。ここで、上段アームのk番目k=1、...、Nのスイッチング駆動用搬送波を所定値A1に修正する場合、下段アームのk番目k=1、...、Nのスイッチング駆動用搬送波は所定値-A1に修正する。上記の同期信号を利用したスイッチング駆動用搬送波の同期は、搬送波生成器10への同期信号の入力1回につき、各アーム内の単位変換器1個の同期を取っていく。これを各アーム内の1番目からN番目までの単位変換器で順に実施する。上記の単位変換器間の同期を取る一連の作業について、これ以降、同期処理と称する。各相電圧指令生成器8、搬送波生成器10から出力された上記の電圧指令、およびスイッチング駆動用搬送波は、信号線4を通じてそれぞれ該当する単位変換器へ伝送される。図5に単位変換器制御回路15の構成概略図を示す。単位変換器制御回路15では、制御装置3より信号線4を通じて伝送された単位変換器のスイッチング駆動用搬送波と電圧指令を比較器19において大小比較を行い、生成されるスイッチのON/OFF信号をゲートドライバ16に出力する。ゲートドライバ16では、ON/OFF情報に基づいてゲート電源18からの電圧を2個のIGBT素子11のゲート端子に印加することによりIGBT素子11を駆動させる。このとき、2個のIGBT素子のON/OFF情報は、一方がONの時はもう一方はOFFになっている。また、正側アームのON/OFF信号を反転させたものが負側アームのON/OFF信号となっている。電力変換装置1がより正弦波に近い電圧を出力する様に、各アームのk番目とk1番目k=1、...、N-1の単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の位相をそれぞれ所定値だけシフトさせる。この位相シフトは、上記の同期処理を利用して実施する。単位変換器のスイッチング駆動用搬送波の周波数を満たすように設定する。また、上記の同期信号の出力周期ΔTは下記の式1により設定する。ΔT=1/1図6に単位変換器の搬送波-電圧指令の大小関係とそのときの単位変換器の出力電圧を示す。図6の上側の図は単位変換器の搬送波と電圧指令波形を示している。一方、下側の図は、単位変換器14の直流コンデンサ12の直流電圧を大略E[V]としたときの各単位変換器の端子間電圧波形を示している。各単位変換器では、上記の通り、電圧指令と単位変換器スイッチング駆動用搬送波の大小を比較し、電圧指令の方が大きい場合にはIGBT素子11aのスイッチをON、IGBT素子11bのスイッチをOFFとすることで、単位変換器に電圧E[V]が発生する。逆に、電圧指令の方が各単位変換器の搬送波より小さい場合はIGBT素子11aのスイッチをOFF、IGBT素子11bのスイッチをONとすることで、単位変換器2にかかる電圧は0[V]となる。これより、各相の出力電圧は単位変換器2にかかる電圧の総和となる。上記のように、アーム内の各単位変換器スイッチング駆動用搬送波の位相をシフトさせると、アーム内の単位変換器のON/OFFタイミングがずれることになる。上記のようにして電力変換装置1を運転させた場合のアームの合成パルス電圧波形アーム電圧波形は図7の様になり正弦波に近い電圧を出力できる。なお、電力変換装置1の直流端子888P、888N間の電圧や各単位変換器の直流コンデンサ12の電圧は多少脈動するが、概略一定に制御する。電力変換装置1の出力する疑似正弦波電圧を交流電力系統7に対して位相差や振幅差を設けることより、電力変換装置1は任意の有効電力や無効電力を授受することができる。電力変換装置1が無効電力のみを授受する時には、電力変換装置1の各アーム2U、2V、2W、2u、2v、2wには交流電流が、有効電力も授受する時には直流のオフセットが重畳した交流電流が通流する。各単位変換器14は直列に接続されているので、各単位変換器14の出力端子にもそれぞれのアームと同じ電流が通流する。次に、本発明のメカニズムと効果を説明する。ある単位変換器14の11aのIGBTがオープン故障して、11aや自給電源17や単位変換器制御回路15やゲートドライバ16、11aのダイオード、11bのIGBTとダイオードが健全な場合を想定する。まず11bがオンで単位変換器の低電位側出力端子200Nから単位変換器14に電流が流入して、単位変換器の高電位側出力端子200Pから電流が流出するモードを想定する。この時、11bのダイオードが健全であるため、11bのダイオードをバイパスして電流は流出する。11aが健全な場合でも電流経路は同じなので、電力変換装置1の出力電圧や出力電流に対する影響はない。次に、出力端子の電流方向は変わらず、11bのIGBTがオフした場合を想定する。この場合も11bのダイオードが健全であるため、11bのダイオードをバイパスして電流は流出して、該単位変換器14を有するアームに電流を通流することができるので運転継続可能である。但し、11aのIGBTが健全であれば、11aのIGBTがオンするので、電流は単位変換器の低電位側出力端子200Nから直流コンデンサ12、11aのIGBTを介して単位変換器の高電位側出力端子200Pから流出する。11aのIGBTが健全な場合は単位変換器14は出力端子は直流コンデンサ12の電圧を出力するのに対し、11aのIGBTがオープン故障している時は、該単位変換器14は11bのダイオードで短絡されるので出力電圧は零である。直列に接続されて単位変換器14の数が十分に多ければ、電力変換装置1の出力電圧誤差は少ないが、同じアームを構成する単位変換器14のうち、零電圧を出力するはずであった変換器のIGBT11aをオン、IGBT11bをオフさせて、IGBT11aが故障した単位変換器14の出力電圧補償をすることが好ましい。また、11aのIGBTが健全であれば、このモードにおいて、直流コンデンサ12の電荷の一部は放電され、直流コンデンサ12の電圧は若干低下するが、11aのIGBTがオープン故障していると、前述のように電流は直流コンデンサ12を経由しないので、直流コンデンサ12の電圧低下は11aのIGBTが健全な場合に比べて小さい。次に、電流が反転して単位変換器の高電位側出力端子200Pから電流が流入して、単位変換器の低電位側出力端子200Nから電流が流出する場合を想定する。まず、11bのIGBTがオフしている場合を想定する。この場合、11aのダイオードは健全なので、電流は単位変換器の高電位側出力端子200Pから11aのダイオード、直流コンデンサ12を経由して単位変換器の低電位側出力端子200Nから電流が流出する。この時、直流コンデンサ12は充電されて、電圧が上昇する。このモードでは、11aのIGBTが健全であっても電流経路や該単位変換器14の出力電圧は変わらない。次に、単位変換器の高電位側出力端子200Pから電流が流入して、単位変換器の低電位側出力端子200Nから電流が流出する状況下で、11bのIGBTがオンの場合を想定する。この時、電流は単位変換器の高電位側出力端子200Pから11bのIGBTを介して単位変換器の低電位側出力端子200Nから流出する。この場合、電流は直流コンデンサ12を経由しないので、直流コンデンサ12の電圧変動は少ない。11aのIGBTが健全な場合も電流経路や該単位変換器14の出力電圧は同じである。新たな素子故障などが発生しなければ、上記の4つのモードを何回も繰り返して、電力変換装置1は運転を継続する。上記の本発明動作を直流コンデンサ12に着目して説明する。11aのIGBTが健全な場合は、直流コンデンサ12は放電と充電の両方のモードを持つのに対し、11aのIGBTがオープン故障している場合は、直流コンデンサ12を充電されるモードは存在するが、放電するモードは存在しない。したがって、11aのIGBTがオープン故障してしまうと、各モードを繰り返す毎に直流コンデンサ12の電圧は上昇する。通常、直流コンデンサ12はフィルムコンデンサや電解コンデンサなどを用いるため、過電圧故障して短絡すると発火などの危険がある。しかし、プレスパック素子999の耐圧を直流コンデンサ12の耐圧より低くすれば、直流コンデンサ12が短絡する前に、プレスパック素子999が短絡するので、直流コンデンサ12が短絡破壊することを防止できる。単位変換器14の単位変換器の高電位側出力端子200Pと単位変換器の低電位側出力端子200Nはプレスパック素子999で短絡すると、同じアームの他の単位変換器14に電流を供給できるので、電力変換装置1は運転を継続することができる。但し、該当アームで制御可能な単位変換器14の員数が少なくなるので、各単位変換器14の直流コンデンサ12の電圧を変更することが好ましい。仮にアームの単位変換器2の員数がZ個で、プレスパック素子999が短絡した単位セルの員数がX個の時の直流コンデンサ12の設定電圧VDCXは下記の様に設定するとよい。VDCX=VDC0×Z/Z-Xなお、VDC0は、プレスパック素子999が短絡していない時の、直流コンデンサ12の設定電圧である。次に、該プレスパック素子999がPNP構成を有することについての効果を、該プレスパック素子999がPN構成である場合と対比して説明する。仮にPN構成素子がダイオード999dとして説明する。ダイオード999dのカソードが単位変換器の低電位側出力端子200Nに、アノードが単位変換器の高電位側出力端子200Pに接続されていると、11aのIGBTが健全な際に、11aのIGBTがオンすると、直流コンデンサ12が短絡されてしまい、11aのIGBTに過大な電流が流れて、11aのIGBTを故障させてしまうので好ましくない。一方、ダイオード999dのカソードが単位変換器の低電位側出力端子200Nに、アノードが単位変換器の高電位側出力端子200Pに接続されていると、11bのダイオードに流れる電流がダイオード999dに分流してしまう。ダイオード999dに電流が流れると少数キャリアが発生して、リカバリ動作に時間がかかったり、リカバリ損失を発生したりして、電力変換装置1の効率を低下させる可能性があり好ましくない。しかし、プレスパック素子がPNP素子であれば、通常動作時にはPNP素子に電流が流れないので、少数キャリアの発生も十分に小さく、リカバリ動作への影響も極めて小さいので、過電流破壊や効率低下の問題が原則生じない。したがって、プレスパック素子はPNP素子であることが好ましい。次に、プレスパック素子がPNPN構成の時に、単位変換器の高電位側出力端子200P側からNPNP層順に接続され、P相が単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続されることの効果について説明する。PNPN構成素子の例として、PNPN素子がサイリスタ999Tであった場合を例にとり説明する。サイリスタ999Tのアノードが単位変換器の高電位側出力端子200P、カソードが単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続されている場合を想定する。通常動作の際、電流が単位変換器の高電位側出力端子200Pから流出している時に、11aのIGBTをターンオンすると単位変換器の高電位側出力端子200Pの電位が急激に上昇する。サイリスタ999Tは順方向に接続されているため、サイリスタなどのPNPN素子は順方向の急激な電圧変化が生じると空乏層の急激な変化により、変位電流が発生して、それがゲート電流として機能して、PNPN素子がラッチアップ、すなわち誤点弧して、単位変換器の高電位側出力端子200Pと単位変換器の低電位側出力端子200N間を短絡してしまう。しかし、サイリスタ999Tのカソードを単位変換器の高電位側出力端子200Pにアノードを単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続すると変位電流によるラッチアップがない。したがって、該プレスパック素子がサイリスタ999Tである場合には、サイリスタのカソードを単位変換器の高電位側出力端子200Pにアノードを単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続することが好ましい。なお、PNPN素子は、サイリスタのようにゲート端子を有する必要はない。なお、本発明は、11aのIGBTと11bのIGBTが同時にオンして、いわゆるPN短絡の状態になり、直流コンデンサ12の電荷が放電しきっしまう場合でも運転継続できる。以下、簡単に説明する。通常、モジュール型IGBT素子がPN短絡すると一旦、IGBTチップが過電流で短絡し、そののちにIGBTとモジュール端子を接続するワイヤやリボン導体が過電流で溶融して、オープン故障となる。単位変換器14の11aのIGBTと11bのIGBTが同時にオンする、いわゆるPN短絡が発生すると、直流コンデンサ12の電荷が放電して、自給電源17はゲート電源18や単位変換器制御回路15に電力を供給できなくなる。また、11aと11bのIGBTもオープン故障する確率が高く、いずれにせよ11aと11bのIGBTは制御不能になる。仮に11bのIGBTとダイオードがいずれもオープン故障してしまうと、バッファリアトクル5を経由してアームに流れる電流が遮断されてしまい、バッファリアトクル5に過電圧が発生し、その電圧は11aと11bのIGBTがPN短絡した単位変換器14の単位変換器の高電位側出力端子200Pと単位変換器の低電位側出力端子200Nに印加され、プレスパック素子999が過電圧破壊して、再び他の単位変換器14に電流を供給できるようになるので電力変換装置1を運転継続できる。単位変換器14の短絡に自給電源17からの電力によるゲート駆動などが必要であると短絡動作ができなくなるのに対し、本発明では、自給電源17からの電力供給が断たれても運転継続できる。なお、素子破壊の時の運転継続性は、直流送電等に用いてる電力変換装置など高信頼性が必要なシステムにより重要である。HVDCシステムは複数の電力変換装置1の高電位直流端子888P同士、888N同士を接続した構成となる。第2の実施例は第1の実施例において、プレスパック素子がダイオード999Dであり、該ダイオード999DのPN接合のビルトイン電圧が11bのダイオードのオン電圧よりも高いことを特徴とする。但し、ダイオード999Dのカソードを単位変換器の高電位側出力端子200Pに、アノードを単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続する。該ダイオード999DのPN接合のビルトイン電圧が11bのダイオードのオン電圧よりも高ければ、少数キャリアの発生量は極めて少ないため、電力変換装置1の効率低下の問題は少ない。なお、該ダイオード999DのPN接合のビルトイン電圧を高くするには、該ダイオード999DをSiCで構成する、もしくはシリコンダイオードでも複数のダイオードを直列に接続することにより、等価的にビルトイン電圧を高くすることができる。第3の実施例は第1の実施例において、プレスパック素子がショットキーバリアダイオード999Dであることを特徴とする。但し、ダイオード999Dのカソードを単位変換器の高電位側出力端子200Pに、アノードを単位変換器の低電位側出力端子200Nに接続する。該ダイオード999Dがショットキーバリアダイオードであれば、少数キャリアの発生は無視できるため、電力変換装置1の効率低下の問題は少ない。なお、該ショットキーバリアダイオード999Dに十分な耐圧を有する様にするには、該ショットキーバリアダイオード999DがSiCであることが好ましい。第4の実施例は、第1から第3の実施例で、プレスパック素子の耐圧が11bの耐圧以上であったのに対し、第4の実施例では、通常動作における単位変換器の高電位側出力端子200Pと単位変換器の低電位側出力端子200N間の電位差以上であることを特徴とする。IGBT11bに電流が流れている時にIGBT11bをターンオフすると直流コンデンサ12、IGBT11a、IGBT11b、直流コンデンサ12のループの寄生インダクタンスと電流の時間減少率の積に相当する電圧が直流コンデンサ12の直流電圧に重畳された電圧が単位変換器の高電位側出力端子200Pと単位変換器の低電位側出力端子200N間に生じる。この電圧よりもプレスパック素子の耐圧が高ければよい。