高周波数成分を含む変調周期波形を持つ光エネルギーで、ターゲットを照明し、かつ前記ターゲットにより反射された前記光エネルギーの一部を、少なくとも一つの光検出器で検出するシステムにおいて使用するための、検出を改善する方法であって、前記光エネルギーの一部によって前記光検出器内で生成された電荷を、前記光検出器内の収集ノードへ向けるための手段を、前記各光検出器に提供し、及び、前記電荷の少なくとも幾つかを、前記収集ノードから収集するステップを含むことを特徴とする方法。前記電荷を向けるための手段が、半導体光検出器に、基板内に形成された第一及び第二のソースを提供し、かつ、前記基板の表面上に、第一及び第二の電荷転送ゲート、及び該第一と第二の電荷転送ゲートとの間に配置された空乏ゲートを形成すること、及び電圧信号を、前記第一及び第二の電荷転送ゲートに結合して、前記光検出器によって生成された前記電荷を、前記第一及び第二のソースの少なくとも一方に向けることを含む、ことを特徴とする請求項1に記載の方法。前記光検出器の量子効率を変調するステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項1に記載の方法。平面図において、前記空乏ゲートは、前記第一と第二の電荷転送ゲートとの間に配置され、該第一及び第二の電荷転送ゲートは、前記第一と第二のソースの中間に配置される、ことを特徴とする請求項2に記載の方法。前記空乏ゲート、及び前記第一及び第二の電荷転送ゲートの少なくとも一つに存在する少なくとも一つの周期信号から、前記第一及び第二のソースによって収集された電荷を保護するための手段を提供するステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項2に記載の方法。前記光検出器は、基板内に形成された第一及び第二のソースを提供された半導体光検出器であり、かつ、前記基板の表面上に、第一と第二のバイアスゲートとの間に配置される空乏ゲートを形成し、かつ、前記第一と第二のバイアスゲートとの間に配置される第一及び第二の電荷転送ゲートを形成し、前記第一及び第二のバイアスゲートは、ある電位でバイアスされて、前記空乏ゲート、及び前記第一及び第二の電荷転送ゲートの少なくとも一つに存在する少なくとも一つの周期信号から、前記第一及び第二のソースによって収集された電荷を保護する、ことを特徴とする請求項2に記載の方法。前記光エネルギーの波長に対する前記光検出器の感度応答を、電気的に変化させるステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項1に記載の方法。前記システムは、該システムと前記ターゲットとの間の距離を、前記光検出器から得られた飛行時間情報を使って測定することを特徴とする請求項1に記載の方法。基板、前記基板内に形成された第一及び第二のソース、前記基板の表面上に形成された第一及び第二の電荷転送ゲート、及び前記第一と第二の電荷転送ゲートとの間に配置された空乏ゲート、を含み、前記基板内で光エネルギーによって生成された電荷が、前記第一及び第二の電荷転送ゲートに結合可能な電圧信号に応じて、前記第一及び第二のソースの少なくとも一方に向けられることを特徴とする、高周波数成分を含む変調周期波形を持つ光エネルギーで、ターゲットを照明し、かつ、前記ターゲットによって反射された前記光エネルギーの一部を、少なくとも一つの前記半導体光検出器で検出するシステムで使用可能な、CMOS実装可能な半導体光検出器。前記第一及び第二のソースによって、前記空乏ゲート、及び前記第一及び第二の電荷転送ゲートの少なくとも一つに存在する少なくとも一つの周期信号から収集された電荷を保護するための手段をさらに含む、ことを特徴とする請求項9に記載の半導体光検出器。平面図において、前記第一及び第二の電荷転送ゲートと、前記第一及び第二のソースとの間で、前記基板の前記表面上に配置された第一及び第二のバイアスゲート、をさらに含み、前記第一及び第二のバイアスゲートは、第一及び第二のソースによって、前記空乏ゲート、及び前記第一及び第二の電荷転送ゲートの少なくとも一つに存在する少なくとも一つの周期信号から収集された電荷を保護するように選択されたバイアス電位のソースに結合された、ことを特徴とする請求項9に記載の半導体光検出器。前記半導体光検出器の量子効率を変調するための手段をさらに含む、ことを特徴とする請求項9に記載の半導体光検出器。前記光エネルギーの波長に対する前記半導体光検出器の感度応答を、電気的に変化させるための手段をさらに含む、ことを特徴とする請求項9に記載の半導体光検出器。前記システムが、該システムと前記ターゲットとの間の距離を、前記半導体光検出器から得られた飛行時間情報を使って測定することを特徴とする、請求項9に記載の半導体光検出器。ルールのセットを使って、集積回路設計レイヤのセットを、前記ICを製造するために使用される製造マスクのセットへ変換する形式のCMOS製造プロセスで使用するための、前記ルールのセットを拡張して、IC構造の製造を最適化することを可能にする方法であって、提案されたICの構造を解析し、必要に応じて、前記IC設計レイヤの更なるレイヤを付加して、前記構造を実現し、ステップにおいて必要とされるように特定された前記更なるレイヤを使用する、更なる前記ルールを定め、及び、新しいマスクを生成して、ステップにおいて提案された前記ICを作成するステップを含み、前記製造マスクのセットで表現できるICの特性を最適化することができる、ことを特徴とする方法。前記ICが、光エネルギーを検出するIC、及び前記IC内で生成された電荷を管理するICで構成される群から選択された、少なくとも一つのIC形式を含む、ことを特徴とする請求項15に記載の方法。前記方法が、前記CMOS製造プロセス、及び前記製造マスクのセットの少なくとも一つを、変更されないままにしておく、ことを特徴とする請求項15に記載の方法。高周波数成分を含む変調周期波形を持つ光エネルギーで、ターゲットを照明し、前記ターゲットによって反射された前記光エネルギーの一部を、少なくとも一つの半導体光検出器で検出するシステムにおいて使用するための、検出性能を改善する方法であって、前記各半導体光検出器に、基板上に形成された空間的に離れた細長い構造の第一の群及び第二の群を提供し、ここで、隣接する前記構造を隔てるx方向の距離は、前記構造のy方向の長さより実質的に小さく、前記基板内の検出生成電荷を、前記細長い構造の少なくとも第一の領域における局所収集のために、前記x方向に第一の速度で移動させ、かつ、前記第一の領域における前記検出生成電荷の少なくとも幾つかを、前記細長い構造の第二の領域における収集のために、前記y方向に第二の速度で移動させるように、前記半導体光検出器を動的にバイアスするステップを含み、前記半導体光検出器の性能は、前記第一の速度に実質的に依存し、前記第二の速度とは実質的に独立している、ことを特徴とする方法。前記第一の速度が、前記第二の速度より実質的に速い、ことを特徴とする請求項18に記載の方法。前記細長い構造はゲート構造であり、かつ、前記ゲート構造の前記第一の領域と前記第二の領域との間の電位差を維持するステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項18に記載の方法。前記ゲート構造の前記第一の領域にクロック信号を結合し、前記ゲート構造の前記第二の領域にコンデンサを結合するステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項19に記載の方法。前記ゲート構造の第一の群、及び前記ゲート構造の第二の群と関連付けられる空乏の深さを、動的に変えるステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項19に記載の方法。前記光エネルギーの波長に対する前記半導体光検出器の感度応答を、電気的に変化させるステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項19に記載の方法。前記半導体光検出器の量子効率を変調するステップをさらに含む、ことを特徴とする請求項18に記載の方法。前記システムが、該システムと前記ターゲットとの間の距離を、前記半導体光検出器から得られた飛行時間情報を使って測定する、ことを特徴とする請求項18に記載の方法。高周波数成分を含む変調周期波形を持つ光エネルギーで、ターゲットを照明し、前記ターゲットによって反射される前記光エネルギーの一部を検出するシステムにおいて使用するための、該システムで使用されて前記光エネルギーの一部を検出する、少なくとも一つのCMOS実装可能な半導体光検出器であって、基板上に形成された、空間的に離れた細長い構造の第一の群、及び第二の群、を含み、隣接する前記構造を隔てるx方向の距離は、前記構造のy方向の長さより実質的に小さく、前記基板内の検出生成電荷を、前記細長い構造の少なくとも第一の領域における局所収集のために、前記x方向に第一の速度で移動させ、かつ、前記第一の領域における前記検出生成電荷の少なくとも幾つかを、前記細長い構造の第二の領域における収集のために、前記y方向に第二の速度で移動させるように、前記半導体光検出器は、動的にバイアスされ、前記半導体光検出器の性能は、前記第一の速度に実質的に依存し、前記第二の速度とは実質的に独立している、ことを特徴とする半導体光検出器。前記第一の速度が、前記第二の速度より実質的に速い、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。前記細長い構造がゲート構造であり、かつ、前記ゲート構造の前記第一及び第二の領域が、それらの間の電位差を維持するようにバイアス可能である、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。前記細長い構造がゲート構造であり、かつ、前記ゲート構造の前記第二の領域に結合されたコンデンサをさらに含む、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。前記細長い構造がゲート構造であり、かつ、前記ゲート構造の第一の群、及び前記ゲート構造の第二の群の少なくとも一方と関連付けられる空乏の深さを、動的に変えるための手段をさらに含む、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。前記光エネルギーの波長に対する前記半導体光検出器の感度応答を、電気的に変化させるための手段をさらに含む、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。前記半導体光検出器の量子効率を変調するための手段、をさらに含む、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。前記システムが、該システムと前記ターゲットとの間の距離を、前記半導体光検出器から得られた飛行時間情報を使って測定する、ことを特徴とする請求項26に記載の半導体光検出器。検出される光エネルギーが当たり得る第一の表面を有する基板、前記第一の表面上に配置された、空間的に離れたゲートの第一の群、及び前記ゲートの第一の群の要素が、ゲートの第二の群の要素と交互に挟まれるように、前記第一の表面上に配置された、空間的に離れた該ゲートの第二の群、を含む半導体センサを提供し、前記ゲートの第一の群、及び第二の群の少なくとも一つを、電気的にプログラム可能な電位でバイアスして、その深さが該電位に応じる、前記ゲートと関連付けられる少なくとも第一の空乏領域を形成するステップを含み、前記半導体センサが、前記光エネルギー内の少なくとも一つの波長成分を識別できるように、該光エネルギーの波長成分が、前記第一の空乏領域内で収集可能な電荷を生成することを特徴とする、半導体センサの波長応答を電気的にプログラムする、CMOS実装可能な方法。前記第一の表面上に配置され、かつ前記ゲートの第一の群、及び第二の群の要素と交互に挟まれる、空間的に離れたゲートの第三の群を提供し、前記空間的に離れたゲートの第三の群を、電気的にプログラム可能な電位でバイアスして、その深さが前記電位に応じる、前記ゲートと関連付けられる少なくとも第三の空乏領域を形成するステップをさらに含み、前記半導体センサが、前記光エネルギー内の少なくとも二つの波長成分を識別することができる、ことを特徴とする請求項34に記載の方法。要約すると、好ましくは、CMOS製造技術を使って単一IC上に作成することのできる回路を使用し、かつ個別の構成要素を殆ど必要とすることなく、可動構成要素を全く必要とせずに、直接的な三次元画像作成を生み出すことのできるシステムでの使用のための検出装置及び方法の改善の必要性が存在する。このシステムは、任意で、非順次或いはランダムな方法で、検出器からデータを出力することができるはずである。そのようなシステムは、安価な光エミッタを用いることができるように、かなり低いピーク発光電力を必要とすべるはずであり、さらに、そのシステムは、良い感度を提供するはずである、ということが非常に好ましい。本発明は、そのようなシステムを提供する。現在USP6580496号である、親出願の発明は、全く可動部品を必要とせず、かつ、光度データに依存するのではなく、飛行時間データを使って、リアルタイムで距離及び速度データを測定するCMOS実装可能なシステムを提供した。光子光エネルギーを検知するCMOS適合画素検出器の二次元アレイ、及び関連処理回路の両方を含む単一IC上に、このシステムを作ることができるであろう。’496特許を生んだ出願の関連出願は、現在、Bamji他著量子効率変調を使ったCMOS適合三次元画像検出のための方法という名称のUSP6515740号である。概観として、出願人の’942特許では、CMOS適合IC上のマイクロプロセッサは、好ましくは、その光出力パルスが、画像作成されるオブジェクトの表面上の点によって、少なくとも一部は反射されるLED、或いはレーザ光源を絶えず作動させる。例えばcm等の良い画像解像度では、例えば、およそ10Wのピークパルスエネルギー、約15nsのパルス幅、及び約3KHZの反復周波数の、大きいが短い光エネルギーのパルスが必要と局所電荷収集に基づくされた。出願人の先行システムにおける平均エネルギーは、約1mWであったが、これに対して、所望の10Wのピーク電力は、好ましいエネルギー光源として、かなり高価なレーザダイオードの使用を本質的に要求した。検出器アレイ内の各画素検出器は、関連電子機器を持ち、光エネルギーパルスの送信から反射信号の検出までの飛行時間を測定した。その発明では、高いピーク電力の狭いエネルギーパルスの送信が、高帯域幅の画素検出器の増幅器の使用を必要とした。出願人の参照の’740特許、及び実際の’496特許では、説明されるシステムが、例えばワットではなく数十mWというような、低い平均電力、及び低いピーク電力を持つ高周波成分の周期信号を送信した。解析を容易にするため、例えばcosのような理想的な正弦波形のような光エネルギーの周期信号が仮定され、本出願でも仮定されるであろう。そのような低ピーク電力の高周波成分の周期信号を発することは、安価な光源、及びより単純でより狭い帯域幅の画素検出器の使用を可能にした。約200MHzの動作周波数で、帯域幅は、約数百KHzとすることができた。実効デューティサイクルが、より高いピーク電力の狭パルス光エミッタからの出力より大きいという点で、低いピーク電力の光エミッタを使用しても、なお、良い解像度の精度が獲得可能であった。’740特許、又は’496特許によるシステム、ならびに本発明では、光源から発されるエネルギーはほぼS1Kcos、と仮定することが都合よく、ここで、Kは振幅係数、ω2πf、及び周波数fは200MHzくらいである。さらに、光エネルギーエミッタが、ターゲットのオブジェクトから距離zだけ離れている、と仮定する。1より小さい又は大きい係数を使用することができるが、数学的表現を容易にするため、K1と仮定する。完全な正弦波形は生成するのが困難と成り得ることを認めて、ほぼという語を使用する。エネルギーが距離zを横断するのに必要な飛行時間のため、送信エネルギーと、アレイ内の光検出器によって検出されたエネルギーS2Acosとの間に、移相Φが存在するであろう。係数Aは、検出された反射信号の明るさを表し、画素検出器によって受信されたその反射信号を使って、別個に測定することができる。飛行時間による移相Φは、Φ2ωzC2zCであり、ここで、Cは光の速度300000Kmsecである。従って、エネルギーエミッタからの距離zは、以下で与えられる。zΦC2ωΦC2距離zは、2πCCを法とすることが知られている。望まれる場合には、例えばf1f2f3...のような、光放射エネルギーの幾つかの異なる変調周波数を使用して、CCCを法とするzを特定することができる。複数の異なる変調周波数の使用は、有利なことに、エイリアシングを低減することができる。f1f2f3が整数である場合には、エイリアシングは、LCMと表される、f1f2f3の最小公倍数まで低減される。f1f2f3が整数でない場合には、それらを、a1Da2Da3Dと表現可能な分数としてモデル化することが好ましく、ここで、aiのIは整数であり、Dはa1a2a3の最大公約数を表している。上記より、距離zを、LCMDを法とすると特定することができる。これと同じ解析手法はまた、本発明の様々な実施形態で実施され、それは本出願で後で説明する。各画素検出器によって検出される信号S2Acosを、光エネルギーエミッタを駆動する信号S1cosと混合させることにより、位相Φ、及び距離zを特定した。混合積S1S2は、05Acoscosであり、05Acosの時間平均値を持つであろう。望まれる場合には、検出される反射信号の振幅又は輝度Aは、各画素検出器の出力とは別個に測定することができる。位相Φ及び距離zのホモダイン特定を実施するために、検出器アレイ内の各画素検出器は、低雑音増幅器を含むそれ自身の専用電子機器を有して、関連画素検出器、可変位相遅延ユニット、混合器、低域フィルタ、及び積分器によって検出された信号を増幅した。混合器は、低雑音増幅器の出力を、送信正弦波信号の可変位相遅延されたものと混合した。その混合器の出力は、低域フィルタリングされ、積分され、及びフィードバックされて、可変位相遅延ユニットの移相を制御した。平衡状態では、各積分器の出力は、関連画素検出器と距離z離れたターゲットオブジェクト上の点との間のTOF、又は距離zと関連付けられる位相ψである。アナログ位相情報は、すぐにデジタル化され、次に、オンチップのマイクロプロセッサは、各画素検出器から、ターゲットオブジェクト上の関連した点までのzの値を計算することができる。マイクロプロセッサは、望まれる場合には、さらに、dzdt、及び他の情報も計算することができる。出願人の’740及び’496特許では、そのようなシステムにおける検出感度は、低いピーク電力の高周波成分の周期信号を使用している間でさえも、TOF、dzdtを特定するために使用される位相遅延で、高められた。より具体的には、改良された混合器が説明されており、そこでは、例えばMOSトランジスタゲートの使用により、検出器アレイ内のフォトダイオードの量子効率を変調する、或いはフォトダイオードの逆バイアスを変化させることにより、混合が生じる。このような混合は、高周波感度の改善、検出信号雑音の改善、より小さい波形率、より低い消費電力、及び製造するためのより少ないコストを含む、多くの利点を提供した。’740及び’496特許において、QE変調の幾つかの実施形態又はカテゴリが説明された。例えば、これらの特許は、様々な空間的及び時間的多重手法を実装するための、可変位相遅延及びQE変調、ならびに、QE変調を使った固定位相遅延との混合を開示した。有利なことに、そのような方法は、フォトダイオードの逆バイアスを変えることにより、或いは、フォトゲートを持つMOS実装フォトダイオードを提供し、次にゲート電圧を変えることにより、MOS実装フォトダイオードのQEを変調することができた。単一端又は両端差分信号処理を用いることもできた。有利なことに、差分QE変調は、より高速なQE変調を可能にし、周辺光及びフォトダイオードの暗電流による同相モード効果を実質的に除去された、差分出力を提供した。開示された方法は、有利なことに、フォトダイオードのコンデンサ上に光検出器の信号電荷を蓄積することができ、QE変調が中止される時、蓄積された電荷を周期的に調べることができた。このような信号蓄積手法は、高周波の小規模な光電流を直接測定しようとする方法より好ましいものであった。可変位相遅延を使って、各QE変調画素フォトダイオードからの光電流が、高い帯域幅、高周波数応答、又は高い閉ループ利得を呈する必要のない、かなり高い入力インピーダンスの関連増幅器に、入力として結合された。その出力が積分器を駆動する低域フィルタへ、増幅器の出力は直接与えられる。積分器の出力は、光検出器ダイオードを駆動するQE変調信号を制御するVPDの位相を制御するように結合された。VPDはまた、光エネルギーエミッタを制御する周期信号発生器からの信号により、駆動された。DCオフセットは、画素フォトダイオード検出器からの出力信号、及びホモダイン駆動信号、と関連付けられることができた。オフセットが全くないと仮定すると、定常状態において、LPF出力はゼロである。適当なDCオフセットを仮定すると、定常状態において、LPF出力は最小或いは最大である。位相をずらしてQE変調されたフォトダイオードから正及び負の信号を引き出す相補的手法を使って、VPD方法を、単一端、或いは好ましくは両端で実装することができる。固定位相遅延を使って、固定ホモダイン信号を使って、各光検出器をQE変調した。カテゴリ2では、非局所的手法で、アレイ内に、フォトダイオード検出器の様々な群又はバンクを定めることができた。例えば、フォトダイオード検出器の第一のバンクは、固定0°移相でQE変調することができ、第二のバンクは、固定90°移相でQE変調することができ、第三のバンクは、固定180°移相でQE変調することができ、及び、第四のバンクは、固定270°移相でQE変調することができた。各画素内には、4つのバンクの各一つずつに対応するフォトダイオード検出器が存在するであろう。画素内の各バンクにおける出力値を調べることにより、位相情報、及びターゲットオブジェクトの輝度情報を定めることができる。このFPD手法は、各画素と関連付けられる電子回路を簡単化し、消費電力を低減し、必要なICチップ領域を減らすことができ、及び、いわゆる切りばめを含む、時間的及び空間的多重化のための一連の手法を可能にした。出願人の仮特許出願第60393408号では、差分電荷転送方法を使った三次元検出を開示しており、QE変調の代わりに、或いはQE変調を拡張するために、この方法を使用することができた。これらの新しい方法は、各検出器の空乏ゲートに隣接する指向ゲートのペアを含むことにより、検出誘導電子の収集をさらに改善した。ここで、検出器構造内の収集誘導電子は、空乏ゲートの下の空乏チャネルから、2つの指向ゲートのうちの一方へ導かれる。本質的に、QE変調手法が、検出電荷の量を高める一方で、その全ての電荷が、必ずしも、収集されて、検出信号に寄与するわけではない。しかし、差分電荷転送を使用することは、検出誘導電子の収集を高める。’408出願によって、差分電荷転送検出器を実装することは、従来の製造設備に挑戦できる。しかしながら、出願人は、本質的に、その製造設備にうまく仕掛けをして、検出器を形成するのに使用される特別な論理動作を実装させる製造ルールの豊富なセットを開発し、使用した。このような豊富なルールのセットのこの方法は、差分電荷転送検出器以外のICを作成することへの応用性も持つ。出願人の仮特許出願第60396422号では、高速QE変調構造に基づく局所的な電荷収集を開示した。’408出願で説明された出願人のQE変調構造が、3つの端子を用いた一方で、’422出願は、有効収集領域を増大させると同時に、ICチップ領域をより効率的に使用するだけでなく、QE変調速度の実質的な増大もまた提供する二端子構造を開示している。この二端子構造は、初めに、水平方向に検出生成電子を収集し、次に、最終収集、及び検出信号への寄与のために、収集された電荷を垂直に運搬する。出願人の仮特許出願第60400002号では、電気的に波長プログラム可能なCMOSカラーセンサを開示している。これらの構造は、’422出願で開示された構造と同様とすることができ、たしかに、出願人は、同じ構造を使って、最小オーバーヘッドで、TOF及び色検出の両方の機能を遂行することができる。このような検出センサは、異なる波長の入射光はCMOSセンサのシリコン基板内の異なる深さまで到達する、という事実を利用する。出願人は、センサ構造内の多結晶シリコンゲートに加えられた電位の大きさを変えて、検出構造の色検出特性を動的に変える。結果として生じる検出器は、カラーフィルタを使うことなく、大多数の色を分解することができる。画素が単色以外は取り込む、従来技術のカラーカメラセンサとは異なり、’002出願による各画素は、光の分光組成を特定することができる。従って、所定の全画素数では、’002出願によるカメラ又はセンサの実効カラー解像度は、従来技術のカラーカメラよりも実質的に高い。さらに、カラーセンサは、人間の色知覚に関する制限なく、色を解像する。従来技術のカラーカメラ又はセンサは、色をその赤、緑、及び青の構成成分にマッピングする時、情報を失うので、黄色を反射する表面と、赤及び緑の両方を反射する表面とを区別することができない。しかし、’002発明によるカラーカメラ又は画素センサは、各画素において、光の複雑な分光組成を特定することができ、従って、黄色を示す画像と、赤及び緑の両方を示す画像とを区別することができる。本発明の様々な実施形態では、オンチップ測定情報を、順番にではなく、ランダムに出力することができ、三次元画像を必要とするオブジェクト追跡、及び他の情報のためのオンチップ信号処理を、すぐに遂行することができる。システム全体は小さく、強固で、かなり少ないオフチップの別個の構成要素を必要とし、かつ、検出信号特性の改善を示す。オンチップ回路は、そのようなTOFデータを使って、場面内の一つのオブジェクト、又は全てのオブジェクト上の全ての点の距離及び速度を、同時に、容易に測定することができる。同様に、オンチップ回路はまた、検出センサ内の各画素における検出画像の分光組成を特定することができる。有利なことに、その個々の画素が分光組成を特定することができるセンサを使用して、さらに、TOF情報を特定することもできる。本発明の他の特徴及び利点は、添付図面と組み合わせて、好ましい実施形態を詳細に示した以下の説明より、明らかであろう。3つの参照される仮特許出願で示す発明を説明する前に、USP6580496号、以後’496発明、又はUSP6515740号の発明を初めに説明することが役立つであろう。’496及び’740特許は同じ仕様を持つので、どちらの発明の参照も、本出願では、’496発明の参照であると表す。有利なことに、その発明は、高周波数成分で周期的である光エネルギーを送信及び検出し、送信波形と検出波形との間の移相に依存して、飛行時間、従ってz距離データを認識した。パルス型周期波形を使用することもできたが、正弦波形は、かなり容易に数学的に解析されるので、正弦波形の放射及び検出に関して、’496発明を説明する。しかしながら、不完全正弦波形を含む、高周波成分を持つ周期パルス波形は、可変係数及び周波数の倍数の完全正弦波形の集まりとして、数学的に表現可能であることを、理解すべきである。有利なことに、そのような波形の送信及び検出は、かなり安価な低ピーク電力の光エミッタの使用、及び、かなりより低い帯域幅の増幅器の使用を可能にすることができる。これは、非常高いピーク電力の光エミッタによって、狭パルス幅の低デューティサイクルのパルス列が放射される、出願人の参考の米国特許第6323942号とは対照的なものである。図2Aは、’496発明で放射されるような、理想的な周期光エネルギー信号の高周波成分の例を示しており、ここで、信号はcosで表される。示される波形の周期Tは、T2πωである。その信号は、如何なる大きさのオフセットも存在しないという点で、あたかもAC結合されているかのように示されている。以下に説明するように、送信信号の動作周波数は、数百MHzの範囲内であることが好ましく、平均及びピーク送信電力は、例えば約50mWくらい以下の、あまり大きくないものとすることができる。送信エネルギーの一部は、ターゲットオブジェクトに到達し、少なくとも一部は、’496特許の発明品に向かって反射し返されて、検出される。図2Bは、Acosで表される、送信波形の反射されたものを示しており、ここで、Aは減衰係数、Φは、’496発明品からターゲットオブジェクトまでの距離を横断する際のエネルギーの飛行時間から生じる移相である。TOFの情報は、例えばターゲット20のようなオブジェクトターゲット上の点から、’496発明によるシステム内の検出器のアレイの中の受信側画素検出器までの距離zの情報と等価である。’496特許では、DCオフセットが存在するということを除いて、図2Cは、図2Bで示したものと同様である。図2Bに示す波形は、1Acosと表現することができる。本出願において後で説明するように、フォトダイオードにバイアスをかけるために、幾つかの実施形態では、DCオフセットが望ましいが、実際には、根本的な数学的計算には影響を及ぼさない。さらに、図2Cにおける波形の周期Tは、図2A及び2Bと同様に、T2πωであることも理解される。図2D及び2Eは、本出願で使用されるような、デューティサイクルの概念を理解するのに役立つ。図2Dに示すようなパルス型周期信号では、デューティサイクルdを、時間の比THTと定めることができ、ここで、THは、信号が所定のスレッショルドVHより高い時間であり、Tは信号周期である。スレッショルドレベルVHは、普通、最大信号レベルと最小信号レベルの平均である。例えば図1で示すように、’496発明の状況内では、THがフォトダイオード検出器240xが変調される間の時間を表すことを除いて、上記の定義は類似しており、ここで、Tは変調の反復周期である。’496発明の状況内では、もし、平均電力を一定に保つように、光エネルギーエミッタ220のピーク電力放射が適度に調整されるならば、比THTは減少するであろう。示すように、エミッタ220によって放射される光エネルギーは周期的である一方で、それは、方形波又は方形波のようなものである必要はない。図2Eで示すような波形が放射され、検出されることもできるであろう。しかしながら、デューティサイクルの上記定義はまた、図2Eに示すような波形にも適用可能であることが、理解される。送信周期光エネルギー信号の反復周波数を特定することは、送信波形及びデューティサイクル、z距離を分解する際の望まれる粒度、及び光エネルギーエミッタのためのピーク電力要求の考慮、を含む折り合いを含んでいる。例えば、検出された移相情報の8ビットアナログデジタル変換を仮定すると、その高周波数成分が、例えば200MHzのような数百Mhzである送信周期信号は、ほぼcmくらいのz距離分解能に合うものである。実際には、連続した正弦型の波形を仮定すると、光エネルギーエミッタから要求されるピーク電力は、約10mWである。もちろん、送信波形のデューティサイクルがたとえば1まで減少した場合には、光エネルギーエミッタのピーク電力は、約500mW等まで増大しなければならないであろう。低ピーク電力の光エミッタを使用することができる能力は、’496発明と、出願人の上記で参照される米国特許第6323942B1号とを区別する要素の一つであることがわかるであろう。ここで、’496発明における移相情報の処理及び使用を、図3を参照して説明するが、この図3は、単一IC210上に製造されるのが好ましい三次元画像作成システムである、’496発明品200を示すブロック図である。システム200は、可動部品を全く必要とせず、かつ、かなり少ないオフチップ構成要素しか必要としない。図3は、出願人の参照される係属中の実用新案登録出願から得られたものであるが、それを使用して、’496発明を説明することができるが、とはいえ、図3における様々な要素の回路詳細は異なるであろう。概観として、’496発明の様々な実施形態において、アレイ230内の各光検出器240xが、QE変調を実施する関連電子機器250xを持つことが好ましい。可変位相遅延手法、又は固定位相遅延手法のいずれかを使って、’496発明は、zΦC2ωΦC2により、距離zを特定する。システム200は、例えば低ピーク電力レーザダイオード、又は低ピーク電力LEDのような、数百MHzの反復周波数、及びデューティサイクルが本出願で定められる時、好ましい実施形態では100に近いデューティサイクルで駆動された時、50mWくらいのピーク電力で周期信号を出力することのできる光エミッタを含む。現在のところ、有用な光エミッタはAlGaAsのような材料から作られており、そのバンドギャップエネルギーはシリコンのバンドギャップエネルギーとは全く異なり、それにより、CMOSIC210が作成されることが好ましい。従って、図3が、光エミッタ220をチップ210外であるように示す一方で、エミッタ220を取り巻く架空線は、かわりに、CMOS適合材料から成る光エミッタ220をIC210上に作成することができることを表している。光源220は、大体800nmの波長を持つエネルギーを放射する低ピーク電力LED、又はレーザであることが好ましいが、とはいえ、そのかわりに、他の波長を使用することもできるであろう。800nm以下の波長で、放射光は見え始めるようになり、レーザの製造がより困難になる。900nm以上で、CMOSシリコンフォトダイオードの効率は急速に落ち、少なくとも、1100nmは、IC210のようなシリコン基板上に作成されるデバイスにおける上のほうの波長である。特定の波長を持つ放射光を使用することにより、及び、異なる波長の入射光をフィルタリングして取り除くことにより、システム200は、周辺光を用いて、或いは周辺光なしで作動することができる。システム200の暗い中でも機能できる能力は、特定のセキュリティ、及び軍事型画像作成応用例で、有利とすることができる。各画素検出器240xが、視界内のたった一つの特定の点から光を受け取るように、チップ外に取り付けられたレンズ290は、フィルタリングされた入射光エネルギーの焦点を、センサアレイ230に合わせることが好ましい。光波伝播の特性は、普通のレンズ290を使って、光の焦点をセンサアレイに合わせることを、可能にする。エミッタ220から送信された光学光エネルギーの焦点を合わせるために、レンズを必要とする場合に、ミラー型配置を使用する場合には、290290’に単レンズを使用することができるであろう。典型的なLED又はレーザダイオードエミッタ220は、大体100pFの並列容量を持つ。従って、エミッタ220を駆動する際に、小さいインダクタンスをこのキャパシタンスと並列に置くことが有利であり、そこでは、結合されたインダクタンスキャパシタンスは、典型的には数百MHzのエミッタの周期周波数で共振するであろう。そのかわりに、インダクタンスを、エミッタ、及びその寄生キャパシタンスに直列結合することもできる。望まれる場合には、エミッタへの結合線を使って、このようなインダクタンスを引き出すこともできる。CMOS互換IC210は、その上に、発振器225のドライバ、の画素検出器240、及び100×100の関連電子処理回路250を備えるアレイ230、マイクロプロセッサ又はマイクロコントローラユニット260、メモリ270、及び、例えば、アレイ230内の様々な画素検出器によって検出された位相情報Φのおそらく8ビットAD変換を提供するアナログデジタル変換ユニットを含む様々な演算及び入出力回路280、が製造されることが好ましいであろう。実装に依って、単一オンチップADコンバータの機能を提供することができる、或いは、各電子処理回路250の一部として、専用ADコンバータを提供することができるであろう。IO回路280はまた、信号を提供して、エネルギーエミッタ220を駆動する発振器225の周波数を制御できることが好ましい。図3に示すデータ出力線は、アレイ230内の様々な画素検出器240からの移相情報を使って、’496発明品によって計算される幾らかの、或いは全ての情報を表している。マイクロプロセッサ260は、RAM270内に格納された連続フレームを調べて、視界の場面内のオブジェクトを識別できることが好ましい。次に、マイクロプロセッサ260は、z距離を計算でき、オブジェクトの速度dzdt、dxdt、dydtを計算できる。さらに、例えば、システム200を使って、仮想入力デバイスとのユーザインターフェースを検出する応用例の場合にはユーザの指のような、所望の画像形状を認識するように、マイクロプロセッサ260、及び関連するオンチップ回路をプログラムすることができる。そのような応用例では、マイクロプロセッサ260によって提供されるデータを、キーストローク情報まで減らすことができるであろう。このデータのうちの幾らか、或いは全てを、例えばユニバーサルシリアルバスによって、更なる処理のために、ICから外部コンピュータへ移出することができる。マイクロプロセッサ260が、充分な計算能力を持つ場合には、更なるオンチップ処理がまた生じ得る。望まれる場合には、CMOS適合検出器240のアレイからの出力に、ランダムな手法でアクセスすることができ、これは、TOFデータを如何なる順にも出力することを可能にする、ということにもまた注意せよ。他の機能の中では、インターフェース回路280によって作動するマイクロプロセッサ260は、ドライバ225を、例えばf1200MHzというような所望の周波数において、所望のデユーティサイクルで周期的に発振させる。発振器ドライバ225からの信号に応じて、レーザダイオード又はLED220は、例えばf1200MHzのような所望の周波数、及びデューティサイクルで、光エネルギーを放射する。また、数学的表現を容易にするために、正弦又は余弦波形を仮定する限りは、例えば、おそらく方形波のような、同様なデューティサイクル、反復周波数、及びピーク電力を持つ周期波形を使用することができる。示したように、有利なことに、’496発明において、平均及びピーク電力は、例えば10mWのように全くあまり大きくない。結果として、米国特許第6323942B1号で説明される、出願人の先行発明における高いピーク電力のレーザダイオードのための何ドルものコストと比べて、LED光エミッタ220のコストはおそらく30¢である。その周期的な高周波数成分が、理想的にはS1cosで表される光エネルギーは、光学レンズ290’により、幾らかの距離zだけ離れたターゲットオブジェクト20に焦点を合わせられる。ターゲット20に当たった光エネルギーのうちの少なくとも幾らかは、システム200に向かって反射し戻され、アレイ230内の一又はそれ以上の画素検出器240によって検出されるであろう。システム200、より詳細にはアレイ230内の所定の画素検出器240と、オブジェクト20上のターゲットの点とを隔てる距離zのため、検出される光エネルギーは、位相について、飛行時間、或いは離隔距離zに比例する幾らかの量Φだけ遅延されるであろう。異なる画素検出器240によって検出される入力光エネルギーは、異なる飛行時間、或いは距離zを含むので、異なる位相Φを持つであろう。図3を含む様々な図面において、入射光エネルギーは、例えば、実際にはDC成分を含む反射信号のAC成分のような、S2Acosと表される。しかしながら、DC成分はあまり重要ではなく、図面には示されない。説明するように、マイクロプロセッサ260、及びそのマイクロプロセッサによって実行される、メモリ270内に格納されたソフトウェアと協同して、相対位相遅延を調べて特定することは、アレイ230内の各画素検出器240と関連付けられる電子機器250の機能である。システム200が、おそらく仮想キーボードのようなデータ入力機構を映像化する応用例では、例えば仮想キーボードのような仮想デバイス上の幾つかの仮想キー又は領域のうちのどれがユーザの指又はスタイラスによって触れられたか、を特定するのに充分な検出データを、マイクロプロセッサ260が処理するであろう。従って、システム200からのデータ出力は、距離z、オブジェクト20の速度dzdt、及び、例えばユーザの手又はスタイラスによって触れられた仮想キーの識別情報のようなオブジェクト識別情報を無制限に含む、様々な情報を含むことができる。IC210はまた、マイクロプロセッサ又はマイクロコントローラユニット260、メモリ270、及び様々な演算及び入出力回路280、を含むことが好ましい。例えば、IO回路280からの出力は、エネルギーエミッタ220を駆動する発振器225の周波数を制御することができる。他の機能の中では、コントローラユニット260が、オブジェクトまでのz距離、及びオブジェクト速度の計算を実行することができる。図3に示すデータ出力線は、様々な画素検出器240からの移相情報を使って’496発明品によって計算される、そのような情報のうちの幾らか又は全てを表している。画素感知検出器の二次元アレイ230は、標準の商用のシリコン技術を使って製造されることが好ましい。有利なことに、これは、様々な画素検出器240及びその関連回路250、並びに回路225260270280、また好ましくはエネルギーエミッタ220、を含む単一IC210を製造することを可能にする。当然、そのような回路及び構成要素を、画素検出器のアレイを持つ同じIC上に作ることができる能力は、より短い信号経路のため、処理及び遅延時間を短縮することができる。図3において、システム200が、集束レンズ290及び又は290’を含み得る一方で、これらのレンズは、ICチップ210外に製造されることが理解される。各画素検出器240は、電流源、理想ダイオード、並列インピーダンス、及びノイズ電流源の並列結合と等価であり、それに当たる入力光子光エネルギーの量に比例した電流を出力するであろう。CMOS製造を使用して、CMOS画素ダイオード、又はフォトゲート検出器デバイスのアレイを実装することが好ましい。例示のフォトダイオード製造手法は、拡散井戸、拡散基板、井戸基板接合、及びフォトゲート構造を含む。井戸基板フォトダイオードは、赤外光により敏感であり、より少ないキャパシタンスを示し、従って、拡散基板フォトダイオードより好まれる。前述のように、図4は、出願人の共係属中の実用新案登録出願で説明された実施形態を表している。図4は、IC210及びアレイ230の一部を表しており、画素検出器2401から240xまで、及び各ダイオードの関連例示電子機器250’1から250’xまでを示している。図4を含む様々な図面において、図示を容易にするため、レンズ290’は示されない。図4は、’496発明と直接関連があるわけではないが、’496発明によって提供される利点についてのより良い理解及び認識を提供するために含まれる。以下に続く説明において、図9A9Cは、カテゴリ1のVPDQE変調手法に向けられており、図10A10Cは、カテゴリ2の固定位相変調手法に向けられ、残りの図面は、これらの様々な手法の側面を示している。図4では、図示を容易にするため、2つの画素ダイオード240、及び2つの関連電子回路250’のみを示しているが、しかしながら、実際のアレイは、数百又は数千或いはそれ以上のそのような画素検出器、及び関連電子回路を含むであろう。前述のように、望まれる場合には、ICチップ210上に総括的なAD機能を実装するのとは対照的に、各電子回路250’1~250’xの一部として、専用ADコンバータを提供することができるであろう。ここで、画素検出器2401による入力光エネルギーの検出を考える。低電力のLED又はレーザダイオード等220が、理想化された高周波成分S1cosを持つ光放射を発すると仮定すると、ターゲット20の表面上の点から反射されたそのような放射のうちのほんの一部分は、S2Acosで与えられる。この入力放射の受信時、画素検出器2401は、低雑音増幅器300によって増幅される信号を出力する。例示の増幅器300は、おそらく12dBの閉ループ利得を持つであろう。前述のように、光源220からの周期的な放射は、数百MHzの高周波成分を持つ正弦波、或いは正弦波のようなものであることが好ましい。この高い光変調周波数にも関わらず、それは、増幅器300が、おそらく100KHzくらいの帯域幅を持つのに十分であり、対象の全ての周波数がこの変調周波数に近いので、おそらく数十KHz程度の低い帯域幅を持つ。IC210上で、数百又は数千の低雑音のかなり低い帯域幅の増幅器300を提供することは、出願人の親発明のような、狭いパルスを通過させることのできる高い帯域幅増幅器を提供するよりも、容易かつ経済的な企てであることがわかるであろう。従って、図4では、アレイ230は、かなり小さい帯域幅増幅器300で機能することができ、ここで、各増幅器の出力は、関連混合器310の第一の入力に直接結合され、その第二の入力は、第一の入力に存在する信号と同じくらいの周波数の信号である。各増幅器300、及びその関連混合器310が、単一のユニットとして実装される場合には、それは、そのユニット全体が、約数十KHzの帯域幅、及びまた約数十KHzの高周波数応答を持つのに充分とすることができるであろう。図4に示すように、検出信号を送信信号と比較した時、TOF、及び距離zと関連した移相Φが存在するであろう。各回路250’xは、関連低雑音増幅器300の出力を、混合器310の第一の入力に結合する。図4が説明的する出願人の先行発明では、混合器310を、ギルバートセル、デジタル乗算器等として実装することができるであろう。本質的に、各混合器310は、関連画素検出器240からの増幅された検出出力信号S2を、発生器225の信号S1とホモダインさせるであろう。放射された光エネルギーが、正弦波又は余弦波で表される理想化された高周波数成分を持つと仮定すると、混合器の出力の積S1S2は、05Acoscosであり、05Acosの平均値を持つであろう。望まれる場合には、検出された反射信号の振幅或いは輝度Aを、各画素検出器の出力とは別個に測定することができる。実際には、Acosの8ビットアナログデジタル分解は、z測定値における約1cmの分解能という結果になるであろう。各混合器310は、第二の入力が、可変位相遅延ユニット320の出力に結合されるであろう。VPDユニット320は、例えば、その動作電源電圧を変化させて、各インバータが信号を通過させる能力を加速或いは減速させるインバータの直列結合の列を使うというような、多くの方法で実装することができる。各VPDユニット320への第一の入力は、信号発生器225から引き出され、それは、S1cosで、信号係数を与える又は取るであろう。VPD320は、発生器225から引き出されるcos信号に、可変時間遅延Ψを加えると仮定する。次に、混合器310は、増幅器300によって出力された増幅されたcosの信号を、VPD320によって出力されたcosのと混合する。ここで、混合器310は、05Acoscosを含む信号を出力する。混合器310の出力は、100KHzくらい~数KHzくらいの帯域幅を持つことが好ましい低域フィルタ340の入力に結合され、それにより、フィルタ340からの出力は、05Acosに比例する低周波信号であろう。ここで、この低周波信号は、積分器330に入力され、その出力は、画素検出器240xにおいてΦxであろう。VPD320は、位相差を持つが、各々が、光エミッタ220から放射される信号と同じ周波数を持つ2つの信号によって駆動される。移相ΨΦ±90°である場合には、積分器330の出力の極性が変わる、ということに注意せよ。図4に示す構成では、各画素検出器240xによって検出される反射信号と関連付けられる移相ΨxΦx±90°は、その画素検出器の積分器330xから入手できる。飛行時間による移相Φは、Φ2ωzC2zCで与えられるであろう。ここで、Cは、光の速度300000km秒である。従って、エネルギーエミッタ220から、アレイ230内の画素検出器240xまでの距離zは、zΦC2ωΦC2で与えられる。距離zは、2πCCを法とすることが知られている。f1f2f3...のような幾つかの異なる変調周波数を使用することは、CCC等を法とする距離zを特定することを可能にし、さらに、エイリアシングを回避する、或いは少なくとも減らす。例えば、マイクロプロセッサ260は、発生器225に、例えばf1f2f3等のような、選択された周波数の正弦駆動信号を出力するように命令することができる。例えばI整数のように、f1f2f3が整数である場合には、エイリアシングは、LCMと表される、f1f2f3の最小公倍数まで低減される。f1f2f3が整数でない場合には、それらは、a1Da2Da3Dと表現可能な分数としてモデル化されることが好ましく、aiは整数Iを表し、かつDGCDであり、ここで、GCDは最大公約数を表している。次に、距離zを、LCMDを法とする、と特定することができる。各混合器310への2つの入力信号が、例えば回路実装に依って、ΨxΦx90°或いはΨxΦx90°のう選択された一方であるように、互いに対して90°位相がずれているとき、図4の閉ループ帰還回路構成は安定点に達する。厳密に90°位相のずれた安定状態において、各低域フィルタ340からの出力信号は、理論上はゼロである。例えば、万が一、低域フィルタ340の信号からの出力信号が増加に向かう場合には、関連積分器330からの出力信号が、更なる移相を加えて、低域フィルタの出力をゼロの状態に押し戻すであろう。帰還システムが安定状態にある時、アレイ230内の画素検出器の電子機器250’xは、様々な位相角Ψ1Ψ2Ψ3...ΨNを提供し、ここで、ΨxΦx±90°である。位相角は、例えば、電子機器280と関連付けられるアナログデジタル変換器機能を使って、アナログ形式からデジタル形式へ変換されることが好ましい。望まれる場合には、電子機器250’xが、全ての画素において一定の位相値を持つ信号を混合することもできるであろう。有利なことに、次に、マイクロプロセッサ260は、例えばメモリ270に格納された、或いは格納可能であるようなソフトウェアを実行して、上記の数学的関係を使って、z距離を計算することができる。望まれる場合には、マイクロプロセッサ260はまた、発生器225に、例えばf1f2f3...のような別個の周波数を出力して、エイリアシングエラーを減らす、或いは更には取り除くことにより、システム性能を改善するように命令することもできる。さらに図4を参照すると、様々な実装を使って、位相角Ψ=Φ±90°を生成することができる。所定の応用例は、30フレーム秒のフレーム速度での画像の獲得を必要とする、と仮定する。そのような応用例では、約30msのサンプリング時間を持つAD変換の間、位相角Ψをサンプリングすることで充分である。このサンプリングレートは、図4に示すような電子機器250’x内に存在するのとは異なる、かなり低い帯域幅に相応する。実際には、システム200は、約1cmのz距離分解能を提供することができ、実用的な応用例では、z範囲は、おそらく100m或いはそれ以下の範囲内であろう。z距離は、位相遅延Ψから得られたTOF情報から特定されるが、ターゲットオブジェクト20から反射される信号の相対輝度もまた、有用な情報を提供することができることにも、注意する。反射信号についての振幅係数Aは、相対輝度の目安である。図4の帰還構成が、低域フィルタ340からの最小出力信号を実現しようと努める一方で、そのかわりに、僅かな変更で、低域フィルタの最大出力信号を使用することもでき、そのとき、その出力信号は、輝度係数Aを表しているであろう。VPD320からの出力と90°位相のずれた信号を使って、このような構成を実装して、低雑音増幅器300の出力の更なるコピーを変調することができるであろう。このように変調された信号の平均振幅は、入力検出反射信号における係数Aに比例するであろう。出願人の先行発明を説明し終えたので、ここで、’496発明の様々な実施形態を、主に図9A9C及び図10を参照して説明する。’496発明では、専用電子混合器を避け、そのかわりに、量子効率変調手法を使用する。有利なことに、これらのQE変調手法は、検出信号の電荷を蓄積することができ、高周波数で小規模の検出光電流生成信号を直接測定しようと試みる方法よりも好ましい。’496発明によるQE変調回路のトポロジーを分類する前に、ここで、フォトダイオード及びフォトゲートを使ったQE変調を説明する。従って、MOSダイオードの挙動、及び、バイアス電位及び又はフォトゲート電位によって、MOSダイオードの量子効率をどのように変化させることができるか、の簡単な説明をここで与える。図5A及び5Bは、IC210及びアレイ230の一部を示しており、かつ、ここではpドープ基板410上に作られているように示された単一フォトダイオード検出器240の一部を示している。フォトダイオード240は、深さWを有する空乏層420を持つように示され、空乏層420の上には、軽くドープされたn領域430、及びより重くドープされたn領域440が見受けられる。nドープ領域440は、フォトダイオードの陽極として働き、それへの接続は450として示される。基板420の上部領域に形成されたpドープ領域460は、フォトダイオードの陰極として働き、それへの接続は470として示される。空乏幅Wを持つ空乏領域480は、領域430とp基板領域410との間に存在する。空乏領域480の幅Wは、フォトダイオードの陽極450と陰極470との間に結合された逆バイアス電圧の変化に伴い、変化する、或いは変調するであろう。このバイアス電位は、図5AにおいてVr1と表され、図5BにおいてVr2と表される。図5A及び5Bでは、Vr2Vr1であり、空乏領域の幅Wが増大するという結果になる。例えばターゲットオブジェクト20から反射されたエネルギー、のような入射光エネルギーを表す光子は、おそらく、例えば図面の中でも特に図3参照の、アレイ230内のフォトダイオード240xに当たるであろう。光子は、これらのフォトダイオードの空乏領域内に、及びまた、準中性領域内に、電子正孔のペアを生成することができる。これらの電子正孔のペアは、再結合する前に、かなり長い存続期間を有する。有利なことに、空乏領域内に電子正孔ペアを生成する光子は、基板の準中性領域内に電子正孔ペアを生成する光子よりも、光子当たりのずっと高い光電流寄与を持つ。これは、空乏領域内に生成された電子正孔ペアは、電界によって素早く掃引され、その結果として生じる光電流に強く寄与するからである。これとは対照的に、準中性領域内に生成された電子正孔ペアは、しばらくの間、そこに残り、実質的に光電流に寄与することなく、より大きい再結合の可能性を経験する。空乏領域の幅Wを増大させることは、電子正孔ペアを作成し、素早く一掃して光電流に寄与させることができるより大きい領域を提供し、従って、フォトダイオードの量子効率を高める、ということがわかる。当業者は、空乏幅Wを以下のように表現することができることを認識するであろう。W2ε05qNA05qND05ここで、はフォトダイオード240の逆バイアス、NA及びNdは、ダイオードのn及びp領域におけるそれぞれのドーピング濃度であり、かつΨ0VTlnであり、ここで、VTkTq26mV、かつni151010cm3である。本発明による量子効率変調は、フォトダイオードの陽極領域と陰極領域との間に結合された逆バイアスを変化させることにより、フォトダイオードの空乏幅Wを変調することができるということが、上式からわかる。これは、ひいては、フォトダイオードの量子効率を変えることを可能にし、検出感度の改善という結果となりうる。表1は、固定レベルの照明にさらされた別個のPINフォトダイオードについてのデータの例を示しており、測定されたフォトダイオード電流を、フォトダイオードに結合された逆バイアス電圧の関数として示している。もちろん、CMOS実装フォトダイオードについてのデータは、表1に示したものとは異なるであろう。表1表1において、例示のPINフォトダイオードの場合、逆バイアスが05VDCと2VDCとの間で変化する時、フォトダイオード電流の大きさは4倍変化する、ということに注意する。フォトダイオードの逆バイアスを変調することは、QEを変化させて、アレイ内のフォトダイオードの検出感度を改善することができる仕組みである。しかしながら、QE変調検出器のさらにもっと効率的な実装は、フォトゲート構造を使用する。このような実施形態では、フォトゲート構造のゲートに結合された電位を変化させることによって、そのQEを変調するフォトゲートMOSフォトダイオードとして、フォトダイオードを実装することが好ましい。ここで、図6A及び6Bを参照して、基板410がp型材料であり、それぞれS及びDであるMOS型のソース及びドレイン領域がnドープ材料で形成されると仮定するが、とはいえ、前述のように、もちろん、ドーピング極性の型は反転させることもできるであろう。図6Aに示すように、ソースS、及びドレインDは一つに接続される、ということもまた仮定する。ゲートGに結合された電圧S1がハイである時、デバイス240xは、空乏され、次に反転し、再びnチャネルデバイスを仮定する。この構成において、ゲートG、及び下にある薄い酸化物は、実質的に、入射光子エネルギーS2を通すと仮定される。ゲートGを形成するのに使用される多結晶シリコン材料がポリサイドされない場合には、この条件を満たすことができる。図6A及び6Bを参照すると、ゲート構造Gは、S2として示される入射光エネルギーを、実質的に通す。図6Aに示す構造は、S及びDで表されるソース領域及びドレイン領域の両方を含む。これに対して、図6Bの構造は、ドレイン構造なしで形成されて、量子効率変調を改善する。図6Aにおいて、ソース及びドレイン領域は一つに接続されるので、デバイス240xは、図6Bに示すように、ドレイン領域なしで作動することができる。IC70を実装するために使用されるMOS製造過程を使って、図6Bに示すように、ドレイン領域を割愛することができる。ドレイン領域を割愛することは、低感度動作状態と高感度動作状態との間でのデバイスの収集効率の相対変化を、有効に増大させる。以下で説明するように、光透過ゲートの電位のバイアスを変えることは、空乏層の形状を変化させる。すなわち、ゲートバイアスがローの時、ソース領域のまわりに実質的に閉じ込められた層480が存在し、ゲートバイアスがハイの時、その空乏層領域480’が、実質的にゲート領域の下に広がる。光子エネルギーS2に応じて、例えばEH1EH2等のような光電荷が、ゲート領域の下の基板内に生成される。ゲート領域の下に、チャネルが全く存在しない場合には、殆どの光電荷が失われ、かつ、ソース及びドレイン領域のみが光電荷を集めるであろう。しかし、ゲートの下の領域が反転される、及び又は空乏される場合には、生成された光電荷を取り込み、かつソース及びドレイン領域内に掃引して集めることができる。これは、有効に、光子収集構造240xの効率を増大させる。収集効率の増大は、ゲートGの下の領域と、ソースS及びドレイン領域Dの領域との比におおよそ比例する。フォトゲートデバイス240xが適度な大きさにされる場合には、この比は、101或いはそれ以上とすることができる。効率の増大は突然生じ、電圧S1がスレッショルドレベルを超える時、効率が急に増大する。チャネル領域がドープされず、かつ基板ドーピングが1017より上である場合には、スレッショルドは約0Vであり、それにより、フォトゲート光検出器240xは、約01Vのゲート電圧において低感度モードであり、ゲート電圧が約01Vである時、高感度モードである。ゲート電圧のかなり小さい変化が、デバイスの感度のかなりの変化をもたらし得る、ということがわかるであろう。図6Cは、フォトゲートフォトダイオード240xと、コンデンサC0に結合されたより従来型のMOSフォトダイオードD1との間のおおよその等価性を示している。当然、MOSフォトダイオードにおける電圧レベルは、フォトゲートフォトダイオードにおける電圧レベルとは異なるであろう。従って、フォトダイオード、又は光検出器、又は画素検出器240xという語は、図6A6Cを参照して上で説明したようなフォトゲートフォトダイオードを含むと理解されることができる、ということがわかるであろう。同様に、より従来型のMOSフォトダイオードに関してここで説明された、QE変調における様々な回路及び解析もまた、上で説明したようなフォトゲートフォトダイオード240xで実施可能であると理解されるであろう。図示を容易にするため、ここでの殆どの実施形態は、フォトゲート検出器ではなく、MOS型フォトダイオード検出器について説明されているが、しかしながら、どちらの型の検出器も使用することができる。電荷の蓄積の概念をここで説明する。図7A及び7Bは、フォトダイオード検出器240の等価回路を示し、それは、D1と表され、寄生並列コンデンサC1を含む。図7Aは、変調信号がコンデンサC0を介して結合されるという点で、高電位側QE変調を図示していると言うことができる。図7Bにおいて、コンデンサC1を介して、変調信号は結合され、この図は、低電位側QE変調を図示していると言われることができる。図7Bにおいて、コンデンサC0は、一般的には、画素検出器D1と関連付けられる電子機器内の増幅器内に配置される。図7Aの右側部分では、V2に比例したL1光電子放出をもたらすように、励起電源V2が、例えばレーザダイオード又はLEDのような光エミッタL1に結合される。図7Aの左側部分では、フォトダイオードD1が、L1から、そのような光子エネルギーを受け取り、それに応じて、光電流l1が誘導される。フォトダイオードD1は逆バイアスされ、従って、バイアス電源V1は、電圧オフセットを含むであろう、ということが理解される。そのかわりに、入力信号の検出の前に、初期化の間、フォトダイオードのノードNdをあらかじめ充電することができる。図7A及び7BにおけるV2は、周期波形発生器225と同じとすることができ、かつ、L1は、光エネルギーエミッタ220と同じであるとすることができる、ということがわかるであろう。図7A及び7Bにおいて、フォトダイオードの逆バイアス電圧、従ってフォトダイオードのQEが、バイアス電源V1により変調される。図7Aにおいて、逆バイアス電圧はVd1V1で与えられ、ここでC0は、V1とD1との間に直列結合される。表1、及び図5A及び5Bから、大きい振幅のV1は、有利なことにフォトダイオードの空乏領域の幅Wを増大することのできる、より大きい逆バイアスを表している。ひいては、これは、フォトダイオードD1の感度を増大させ、その結果、L1からの入射光子エネルギーに応じて、フォトダイオード電流l1が増大する。励起電源V2、及びバイアス電源V1が、同じ周波数で作動する場合には、例えばV1及びV2の大きさが同時にハイである時のような、V1及びV2が同相である時、1周期あたり電流源I1によって提供される総電荷が最大化される。入射光子エネルギーが、最も大きい振幅、或いは最も明るい輝度である時、フォトダイオードの感度が最大であるので、これが生じる。逆に、入射光子エネルギーが最大である時、D1感度が最小である場合には、1周期あたりl1によって供給される電荷の量が最小化される。所定数のサイクルの後の、フォトダイオードのノードNd上の電荷の量の変化ΔQNは、それらのサイクルの間にl1によって供給された電荷の量であろう。光電流l1によって、コンデンサC0及びC1が放電される前と後の、ノードNd上の電圧差ΔVDを測定することにより、変化量ΔQNを特定することができる。通常、光電流l1は非常に小さく、直接測定することは困難である。しかしながら、多数のサイクルにわたる、その蓄積された効果は、測定可能な電圧変化ΔVDという結果になる。図5Bにおいて、フォトダイオードの陽極及び陰極の端子を、各々、任意の電圧にセットすることができる場合には、図7Bに示すように、C0の上側のリードはグラウンド電位とすることができる。幾つかの実施形態に関して、後で説明するように、典型的には、ノードNdは、並列コンデンサもまたその入力ノードに結合される、増幅器の入力に結合される。図7Bの構成の利点は、更なる、或いは専用の並列コンデンサの代わりに、増幅器の寄生並列キャパシタンスをC1として使用できることである。そうすることは、部品の数を減らし、及び、本発明をICチップ上に実装するために必要な領域を減らすことができる。さらに、この構成は、雑音を少なくし、製造技術の変化に対する影響されやすさを少なくする。検出器に当たる光エネルギーの波長は、検出器の性能に影響を及ぼし得る。光子エネルギーがフォトダイオードに当たる時、入射光子エネルギーの到着と自由電子の収集との間に、時間のずれが存在する。この時間のずれは、光エネルギーの波長とともに、実質的に増大し、約850nmの波長において約数nsと成り得る。従って、アレイ230内の光検出器240xがより迅速な応答を持ち、より高い周波数ωでQF変調されることができるように、光エネルギーエミッタ225を、より小さい波長を発するように選択することができる。当然、本発明の様々な実施形態で使用される光検出器は、効率的に、というだけでなくまた急速に検出することが望まれる。かなりより短い波長の光エネルギーを送信するための光エミッタ220の使用は、検出器の効率を促進させることができるが、そのようなエミッタは、より長い波長のエネルギーを提供するエミッタより、製造するのにコストがかかる。例えば、かなり安価なレーザダイオードをエミッタ220として使用して、およそ850nmの波長のエネルギーを送信することができる。そのようなエミッタがかなり安価である一方で、より長い波長は、例えば少なくとも7μmというように、画素検出器の構造内により深く浸透し、結果として、量子効率の損失、及び緩慢な応答を生じるであろう。ここで、図7CのCMOS構造の例を参照すると、ターゲットオブジェクト20によって反射される入射光子エネルギーの多くが、画素光検出器240のエピタキシャル領域410内の深いところで、電子正孔のペアを作成し、また、その構造内のより深いところの領域412でも、電子正孔のペアを作成することもできるので、量子効率は悪くなる。残念なことに、これらの深いところの自由電子の多くは、フォトダイオード検出器の表面領域に到達することができず、そこで、それらを収集することができ、従って、それらはフォトダイオード検出信号電流に寄与するであろう。さらに、より長い波長のエネルギーの使用はまた、信号電流が生成される前に、望ましくない時間遅延を生み出す。検出フォトダイオード電流に寄与し得るような、深いところの自由電子を収集する際に、ドリフト効果よりも拡散効果のほうが優勢であるので、典型的には数nsの遅延が生じる。EHx、EHx’と関連付けられる電子を、どうにかして、フォトダイオード構造の表面領域のより近くに移動させた場合には、ドリフト効果が拡散効果よりも優勢となり、検出電流がすぐに見られるであろう。エピタキシャル層410のドーピングは非常に低いので、かなり小さい電流を使って、そのエピタキシャル層内の深いところで作成された電子を移動させることが可能である。図7Cを参照すると、エピタキシャル層410は、典型的には、およそNA1015cm3のドーパント濃度で、約7μmの厚さであり、かつ、下にある重くドープされた基板領域412は、約数百μmの厚さで、およそNA1018cm3のドーパント濃度を持つ。図7Cに示すような構造は、多くの商用ベンダーからすぐに入手可能である。図7Cにおいて、n井戸領域430、及びp領域460は、エピタキシャル層410内に定められる。N領域440は、n井戸領域430で形成される。以下に説明するように、収集リード線445447を提供して、n井戸430による収集のために、深い所にある自由電子を、好ましくは上向きの方向に動き回らせることを促進させる。ここで説明することは、EHxと関連付けられる電荷を上向きに動かして、それらがn井戸の充分近くになると、拡散電流による、n井戸430によるそれらの終局の収集を可能にすることができる方法である。その目的は、深いところにある自由電子を、充分ゆっくりと上向きに動かして、p領域と関連付けられるリード線447によってではなく、n井戸と関連付けられるリード線445によって収集されるようにすることである。説明される方法が、電子正孔のペアEHxと関連付けられる電子を充分に収集することができる一方で、本方法は、構造内により深く到達することはできず、さらに、EHx’と関連付けられる電子を収集することはできない。このような動きは、図7Cにおける直角の架空線によって示される。またEHx’電子を回復しようと試みることは、レイヤ412と関連付けられる高いドーパントレベルによる、容認できない大きな電流を必要とするであろう。ここで、本発明によって電子を動かすのに必要とされる電流の大きさを考える。上から見た時、図7Cに示す構造は、寸法1μm×1μmの正方形であり、その面積をASと表す、と仮定する。7μmの領域410の厚さの場合、結果として生じる体積は7×1012cm3である。そのような体積から取り除かれなければならない必須の電荷は、1015×108×7×104×16×1019As112×1015Asであり、ここで、16×1019は、電子あたりの関連付けられる電荷である。目標が、例えば1ns以内に、この多くの電荷を取り除くことである場合には、必要な電流は約112μAである。この電流が無視できないものである一方で、光検出器アレイ230と関連付けられる各1平方ミクロンに、この電流を提供することは、たしかに実行可能である。1mm×1mmの大きさのアレイでは、200MHzで変調されて、電子を7μm上向きに動かすために、総電流は200mAであろう。基板領域412と関連付けられる高いドーパントレベルは、この方法を使ってEHx’から電子を回復させようと試みることを妨げるということが、わかるであろう。従って、深いところにある自由電子を、収集のために、どうにかしてレイヤ410から上向きに動かすための一つの手法は、全ての正孔を、約7μmほど下向きに実質的に掃引することである。電子、及び正孔の移動度はかなり近いので、そのような自由電子は、少なくとも7ミクロン上向きに動かされ、n井戸領域430内の空乏領域によって有利に影響されるのに充分なほど、n井戸領域430の近くに来ることができる。空乏領域の影響は、構造内のより高いところでの、そのような深いところにある自由電子の収集を、促進させるであろう。n井戸領域430の下に、好ましいパルス電流を確立することにより、正孔を、約7μmほど下向きに動かすことができ、それと同時に、電子は、その高い移動度のため、少なくとも同じ距離だけ上向きに動かされるであろう。前述のように、n井戸領域内の空乏領域によってセットアップされた電界によって影響されるほど充分近くに、電子が来ると、電子を収集する可能性をかなり高めることができる。一実施形態では、n井戸領域430外の基板上に、オーム接触460が形成され、電子を空乏層近くに運ぶのを助けるために使用される。エピタキシャル層410がかなり低いドーパント濃度を持つという点で、この手法はうまく作用することができ、電子を約7μm上向きに掃引するのに必要な電荷の大きさは、容認できるものである。当然、構造210の上位層においてぶつかるより重くドープされた領域には、多くの正孔が存在し過ぎるので、約7μm以上の電子の上向きの移動を助長するような誘因は、全く存在しない。もちろん、オーム接触を形成する代わりに、コンデンサ構造を使用したAC結合手法を用いることもできるであろう。ここで、様々な形式のエピタキシャル領域のドーピング勾配を用いた検出器構造を説明する。図7Dは、図7Cの構造と同様な構造を示しているとはいえ、図7Dにおける構造240’の深さは、図7Cより約7μm深いであろう。図7Dにおいて、エピタキシャル層410’は、かなり高い濃度からより低い濃度までの範囲にある、異なるドーパント濃度を定めることが好ましい。ドーパント濃度の遷移は、連続的とすることができる、或いは、例えば、各々が関連ドーパント濃度を有する別個のエピタキシャル層を形成することにより、より不連続的とすることもできる。当業者は、各ドーピング領域の境界と関連付けられる電界が存在することを、認識するであろう。構造の上表面のより近くで、ドーパント濃度がより弱い構造240’では、電界の方向を、下向きであると定めることができる。領域412の上表面近くにあるEHx’内の電子は、領域412とp1との間に存在するインターフェースにおける電界のため、そのインターフェースを通り抜けて上向きに移動するであろう。これらの電子は、そのインターフェースを通り抜けて、下向きに移動することはないので、それらを、次のエピタキシャルドーピングインターフェースの近くまで、素早く上向きに移動するように誘導することができる非常に高い確率が存在し、そこから、それらを再び、p1p2に存在する電界により、ここではp2である、次のドーパント領域内に移動するように、誘導することができる。そのエピタキシャル領域に入ると、電子はまた、もはや、p1p2インターフェースを通り抜けて下向きに移動することはなく、上向きに移動して、次のエピタキシャル領域によって影響を受ける、非常に高い確率を持ち、そこから、その領域内に移動するように誘導されることができる等、であろう。もちろん、エピタキシャル領域内のどこかで、最初に自由にされたペアEHxからの最初の電子についても、上で説明したのと同じ現象が働く。3以下又は以上のドーパント濃度又は領域を、エピタキシャル領域内に定めることができる、ということもまた理解される。このように、エピタキシャル層を構成する様々なp1p2p3...のインターフェース又は境界領における電界と関連付けられるドリフト電流は、電子を、p1p2...インターフェース領域の各々を通り抜けて、上向きに素早く移動するように誘導する。上で説明したように、別々にドープされたエピタキシャル領域は、その領域内に移動するのに充分近くに来た電子のためのステージング或いは保持領域として、ある程度働く。しかしながら、ドーパント勾配の連続を、エピタキシャル領域410’全体にわたって定めることができる場合には、領域内での保持時間は全くないであろう。その効果は、n井戸430による収集のために、自由電子をより素早く獲得し、上向きに掃引する、というものであろう。ここで、以下の章では、差分QE変調、及びそれが提供することのできる利点を説明する。さらに、差分QE変調を含むQE変調は、従来のMOS型フォトダイオード検出器及び又はフォトゲート検出器を使って、実施することができる。再び、図5A及び5Bを参照すると、入射光子エネルギーが、任意の位置Xにおいて生成された電子正孔ペアEH1を含む電子正孔ペアを、示されたフォトダイオードの基板内に生成する、と仮定する。図5Aにおいて、位置Xは、空乏領域ではなく、準中性領域内にある。本発明では、変調が、この時点においてQEを減らし、EH1を含む、できるだけ多くの電子正孔ペアを廃棄することが望ましい。次に、例えば、フォトダイオードの逆バイアスを増大させることにより、フォトダイオードのQEが即座に増大される場合には、空乏領域の幅Wを増大して、位置Xを取り囲むようにすることができる。図5Bにおいて、EH1はまだ位置Xに残っており、ここでは、そこは空乏領域内にあり、EH1は光電流に強く寄与するであろう。一方では、図5Bにおいて増大された空乏領域は、光子検出の感度を高めることができる。しかし、QEが低い時、光子が到着した時に生成される電子正孔ペアは、QEが高い時に全フォトダイオード電流に寄与することができ、例えば、その寄与は異なる時点において存在する。望まれない結果は、高い変調速度で有効QEを変えることができないこと、である。しかし、望まれることは、QEが高い時に到着する光子のみが、如何なる時も、光電流に寄与すべきである、ということである。上で説明した時間のずれの影響を取り除くことにより、より高速なフォトダイオードQE変調を実現することが望ましい。周辺光、及びいわゆるフォトダイオードの暗電流から生じる、フォトダイオード出力信号における同相モード効果を取り除くことは、さらに望ましい。ここで、QE変調は、本質的に、フォトダイオード構造内の電子についての収集ターゲットのサイズを変調するということが、全体としてわかるであろう。他の収集ターゲットが存在しない場合、殆どの電子が、それらのかなり長い寿命時間のため、最終的には、小さいターゲットによってさえも収集されるであろう。従って、電子の数の変化の点でのQE変調は、ターゲット領域の変化より実質的に小さいであろう。収集ターゲットのサイズを増大及び減少させ、それと同時に、どちらか一方の隣接するターゲットのサイズを減少及び増大させる差分QE変調手法を使用する本発明の様々な側面を、ここで説明する。その効果は、電子又は正孔に対して、より大きい代替のターゲットを提供し、それと同時に、所定のフォトダイオードのターゲット領域を減らすことである。電子が、それらの存続期間の最後よりも充分前に、そのどちらか一方のターゲットによって収集され、減少されたターゲットのために循環から取り除かれるので、これはQEを高める。QE変調の間、フォトダイオード内、典型的には、接合のより軽くドープされた領域内の幾つかの領域は、準中性領域と空乏領域を交互に行き来するということを、本発明は認識している。これらの領域を最小に保つことができる場合には、フォトダイオードを、より鋭くQE変調することができる。図8A及び8Bを参照して、本出願で後で説明するように、差分変調手法を使って、このように高められたQE変調を促進する。図8A及び8Bは、A及びBで示される、180°離れた2つの隣接するフォトダイオードの、適当な時におけるスナップショットを表している。アレイ230内において、隣接するフォトダイオードA及びBが互いに充分近く、かつ、如何なる時においても、両方とも実質的に同じ量の入射光子エネルギーを受け取るように、表面領域において小さいことが好ましい。フォトダイオードのグループ又はバンクA及びBは、それらのそれぞれのQEの位相が180°ずれるように、すなわち、フォトダイオードBのQEが最小である時、フォトダイオードAのQEが最大に達する、及びその逆であるように、バイアス変調される。図8A及び8Bにおいて、隣接するフォトダイオードAとBとの間の準中性領域500は、常に非常に小さく、それゆえ、そこで作成される電子正孔ペアの数も非常に少ない、ということに注意せよ。それは、QE変調を減らす空乏領域の近くの準中性領域であるので、これは有利である。図8Bにおいて、ダイオードフォトダイオードAとBとの間の準中性領域500内の電子正孔ペアは、フォトダイオードBにおけるQEが増大される時、隣接するフォトダイオードBにおける光電流内に掃引されることができる。準中性領域500は小さいので、有利なことに、領域500によるQE変調の低下は小さいであろう。図8A及び8Bにおいて、所定の時間において、フォトダイオードA及びBは、それぞれ、0VDC及び2VDCで逆バイアスされる、と仮定する。例として、A及びBが、手頃なCMOS025μmプロセスで製造される場合には、フォトダイオードBは、典型的には、フォトダイオードAより最大30多い光子エネルギーを、測ることができる程度に変換するであろう。フォトダイオードAのQEは、逆バイアスの小さな増加とともに、0VDCから急速に上昇するが、これに対して、例えば1VDCで逆バイアスされるフォトダイオードBのQEは、逆バイアスの小さの変化によっては、殆ど影響されないであろう。従って、フォトダイオードAの逆バイアスをできるだけ低くすることは、最大QE変調において有利である。このバイアスの形態は、そのチャネルがフォトダイオードAとBとの間の準中性領域500に形成されるMOSトランジスタに対応する。MOSトランジスタのゲート構造は存在しないが、しかし、高いソースドレイン電圧で、スレッショルド以下の領域内の特定の電圧において存在する、と仮定することができる。図8Aに示す時間フレームの間、フォトダイオードAは、弱く逆バイアスされる。結果として、かなりの漏れ電流が、フォトダイオードAとBとの間に存在し得り、これは、図8A及び8Bにおいて、そのソースがフォトダイオードAであり、かつそのドレインがフォトダイオードBあるMOSトランジスタのスレッショルド以下の漏れに対応するであろう。そのような漏れ電流を、多結晶シリコンゲートG’を形成することにより減らすことができ、このゲートG’は、対象の光エネルギーを透すと仮定され、少なくともフォトダイオードAとBとの間の領域にわたり、そのゲートG’の下には薄い酸化物の絶縁層がある。そのようなゲートが作られた場合には、ゲート電圧を制御することにより、スレッショルド以下の漏れ電流を制御することができる。例えば、ゲート電圧の各01mVは、漏れ電流の変化の10倍に対応する。ドープされないチャネルでは、漏れ電流を実質的に減らすのに、典型的には、約04VDCのゲート電圧で充分である。図8Cは、ここではフォトダイオードA又はフォトダイオードBのいずれかでラベル付けされたフォトダイオードのロー及びカラムを示す、アレイ230の一部の上面図である。異なる斜線で示されるように、全てのフォトダイオードAは並列に一つに結合され、全てのフォトダイオードBも並列に一つに結合される。本質的に、図8Cは、一つの大きなフォトダイオードA、及び一つの大きなフォトダイオードBの上面図として見ることができる。本発明の差分QEモードでは、全てのフォトダイオードBを変調する信号から、位相180°で、全てのフォトダイオードAを変調することができる。例えばA及びBの、フォトダイオードの両方のクラスは、それらの間には非常に小さい準中性領域しか存在しないので、それぞれのQEを急激に変調されるであろう。それは、高い変調周波数でのQE変調の大きなスミアリングを引き起こす、各フォトダイオードの底面領域における実質的にたった一つの準中性領域である。QE変調の基礎を成す概念の概要を示して、そのような手法を用いるシステムの様々な構成を、ここで説明する。第一のカテゴリの実施形態では、本発明は、専用電子混合器をQE変調で置き換える可変位相遅延手法を使用する。第一のカテゴリを示すシステムトポロジは、主に図9A~9Cに見られる。第二のカテゴリは、QE変調を使って固定位相遅延と混合する実施形態を提供し、様々な空間的及び時間的多重手法を実装する。第二のカテゴリを示すシステムトポロジは、主に図10A~10Cに見られる。都合の良いことに、どちらのカテゴリの実施形態も、フォトダイオードの逆バイアスを変化させることにより、或いは、MOS実装フォトダイオードにフォトゲートを与え、そのゲート電圧を変えることにより、MOS実装フォトダイオードのQEを変調することができる。単一端、又は双端の差分信号処理を、両方の方法で用いることができる。有利なことに、差分QE変調は、より高速なQE変調を可能にし、周辺光、及びフォトダイオードの暗電流による同相モード効果を実質的に取り除く差分出力を提供する。有利なことに、両方のカテゴリとも、フォトダイオードのコンデンサ上に、光検出器信号の電荷を蓄積することができる。カテゴリ2の手法では、QE変調が中止される時、電荷を周期的に調べる。このような信号蓄積手法は、高周波数の振幅の小さい光電流を直接測定しようとする方法より好ましい。ここで、図9A~9Cを、本発明の様々な可変位相遅延QE変調の実施形態、いわゆるカテゴリ1の実施形態、について説明する。VPD手法を使って、各QE変調画素フォトダイオードからの光電流は、高い帯域幅、高い周波数応答、又は高い閉ループ利得を呈する必要のない、かなり高い入力インピーダンスの関連増幅器への入力として結合される。増幅器の出力は、その出力が積分器を駆動する低域フィルタへ、直接送られる。積分器の出力は、光検出器のダイオードを駆動するQE変調信号を制御する可変位相遅延の位相を制御するように、結合される。VPDはまた、光エネルギーエミッタを制御する周期信号発生器からの信号によっても、駆動される。画素フォトダイオード検出器からの出力信号、及びホモダイン駆動信号、と関連付けられるDCオフセットが存在する、或いは存在しないとすることができる。オフセットが全くないと仮定すると、安定状態において、LPF出力はゼロであろう。適当なDCオフセットがあると仮定すると、安定状態において、LPF出力は最小又は最大であろう。この方法は、正及び負の信号を、位相をすらしてQE変調されたフォトダイオードから引き出す相補的な手法を使って、単一端、又は好ましくは双終端で実装することがきる。図示を容易にするため、フォトダイオード検出器の明示的なバイアシングは示されていない。バイアシングを提供することは、参照電源からの抵抗器を、単一端の差分モードQE変調のための様々な光検出器上のノードに結合するのと同じくらい単純であるということを、当業者は認識するであろう。差分QE変調の場合、同相モードバイアシング基準に対して、帰還を提供して、比較されている2つの信号の和が所望のダイナミックレンジ内のままにとどまることを確実にすることが、より好ましいであろう。ここで図9Aを参照して、カテゴリ1の可変位相遅延の実施形態を説明する。図9Aは、IC210、アレイ230、画素検出器2401~240x、及び各ダイオードの関連例示電子機器250’1~250’xの一部を示している。本出願の前の図面内の要素と同じ参照番号の付いた図9A内の要素は、同一とすることができるが、そうである必要もない。例えば、図9A内の可変位相遅延ユニット329、又はフィルタ340は、図4内の同じ構成部品と同一とすることができる。図9A内の各画素ダイオード250xは、250xと示される関連電子回路を持つ。さらに、図示を容易にするため、おそらく数千もの画素ダイオード240、及び関連電子回路250のうちのたった2つを示している。さらに、望まれる場合には、IC210上に総括的なAD機能を実装するのとは対照的に、各電子回路2501~250xの一部として、専用のADコンバータを提供することができる。図4の構成を図9Aに示した構成と比較すると、図4が、各画素ダイオードに専用電子混合器310を提供するのに対して、図9A内の電子機器250x内には、そのような別個の、又は明示的な混合器は全く含まれない、ということがわかる。そのかわり、本発明により、図9Aの構成は、QE変調を使って、送信信号と受信信号との間の位相差を引き出し、他のデータ間でTOFを引き出す。有利なことに、図9A、及び本出願で説明した他のQE変調の実施形態は、混合器、及びそれら混合器の、混合のために入力されるのに充分に増幅された信号の必要性を回避する。図9Aにおいて、アレイ230内のフォトダイオード240xの検出波形信号は、図2Cで示すような、1Acosの形のDCオフセットを含むであろう。その1Acosの信号は、0VDCの最小値、及びおよそ3VDCの最大値を持つことが好ましいであろう。図2Cを参照して、前述したように、任意のDCオフセットを含むような記法の変更は、関連する数学的解析に影響を及ぼさないであろう。図9Aでは、アレイ230内の各電子機器システム250xにおいて、可変位相遅延320からの出力信号は、コンデンサCoを介して、関連フォトダイオード240xのノードNdに結合される。C0結合変調信号が、例えばS2Acosのような、検出された光エネルギーと同じ位相である時、増幅器400の入力インピーダンスRi間で発生する信号は、最大であろう。Riは、例えば1GΩのように大きく、かつ、Ri間の信号電圧は、周期信号cosの多数のサイクルにわたって、ゆっくりと振幅を増大するであろう。各電子機器250x内の帰還経路は、低域フィルタ340、及び積分器330を含み、その結果として生じる帰還は、例えばRi間の電圧のような、増幅器400の入力の振幅を最小化しようとする。フォトダイオード240xによって受信された信号S2Acosが、変調信号cosと180°位相がずれている時、Ri間の最小振幅が生じる。図5に示すように、各電子機器250xにおいて、結果として生じる位相値Ψxを、各積分器330の出力における電圧信号として読み取られることができる。このように、図9A内の電子機器250xは、図4内の電子機器250’xとある程度同様に機能して、入力周期光子エネルギー信号を調べ、それによりシステムからターゲットオブジェクト20までの距離zを測定することのできる位相出力信号を生み出す。図9Aにおいて、各増幅器出力は、低域フィルタ340の入力へ直接送られ、それゆえ、増幅器400における高周波数応答は不必要である。さらに、各増幅器入力インピーダンスRi間の電圧信号は、多数の周期サイクルにわたって増大することを可能にされる。従って、検出される最終信号は、例えば、好ましくは何mV又は何十mVというように、かなり大きいであろう。結果として、図4における増幅器300と異なり、図9Aの実施形態では、増幅器400は、非常に高利得、非常に低雑音の高周波数デバイスである必要はない。結果として、増幅器400は、より小さいICチップ領域に実装することができ、かつより少ない電流を消費し、さらに、図4のより複雑な構成よりも良いz距離分解能を提供するのに役立つことができる。ここで図9Bを見ると、更なるカテゴリ1のVPD実施形態を示している。図9Bでは、180°位相がずれた相補的なVPD320からの出力を用い、そこでは、一方のVPD出力が、コンデンサCoを介して、関連フォトダイオードD、或いは240xに結合される。補VPD出力は、同様なコンデンサC’oを介して、同様なフォトダイオードに結合されると、ここでは示されている。従って、フォトダイオード240xは、一方のVPD出力によってQE変調されるが、それに対して、ダイオードD’は、他方のVPD出力によって、180°位相をずらしてQE変調される。フォトダイオード240x及びD’は、各々放電するので、各フォトダイオードに対する逆バイアス電圧を所定のレベルに周期的にリフレッシュすることを必要とする同相モード信号が存在するであろう。さらに、図9Bの構成は、増幅器400’への差分入力を使用し、アレイ230内のフォトダイオード240xに当たる周辺光の影響は最小である。図9Bの構成によって提供される更なる利点は、フォトダイオード240x、及び関連フォトダイオードD’を、ダイオードのセットにおけるQEを大きな遅延なく急速に変調することを可能にする差分構造で実装できることである。従って、アレイ230内の各フォトダイオード240xにおいて、実質的に全く同じ特性を持つフォトダイオードD’は、各増幅器400’の反転入力に結合されるであろう。ここで図9Cを見ると、差分比較器、及びデジタル積分器を用いるVPDQE変調の実施形態を示している。従って、図7Bの増幅器400’、及び典型的にはアナログ積分器330が、差分比較器510、及びデジタル積分器520で置き換えられる。通常の時間間隔で、マイクロコントローラ260は、エネルギーエミッタ220に、放射を停止する、或いはシャットダウンするように命令し、VPD320の両方の出力とも一定電圧にセットされるであろう。次に、各差分比較器510は、その入力ノードに与えられる差分信号を比較する。次に、各デジタル積分器520は、この比較の結果を読み取り、C1である場合には、そのデジタル出力を少量増やし、C0である場合には、その出力を少量減らす。望まれる場合には、低域フィルタ340を取り除くことができ、かつ、フォトダイオードが変調されている時、比較器510をシャットダウンすることができ、その時間の間、電圧比較は必要とされない。固定位相遅延QE変調を用いる、いわゆるカテゴリ2の実施形態を、ここで、主に図10を参照して説明する。カテゴリ2の実施形態では、固定位相信号を使用して、各光検出器をQE変調する。フォトダイオード検出器の様々な集合、又はバンクを、アレイ内に、非局所的手法で定めることができる。例えば、フォトダイオード検出器の第一のバンクは、固定0°移相でQE変調することができ、第二のバンクは、固定90°移相でQE変調することができ、第三のバンクは、固定180°移相でQE変調することができ、第四のバンクは、固定270°移相でQE変調することができる。各画素内には、4つのバンクのそれぞれの1つに対応するフォトダイオード検出器が存在する。画素内の各バンクにおける出力値を調べることにより、位相情報、及びターゲットオブジェクトの輝度情報を特定することができる。この固定遅延手法は、各画素と関連付けられる電子回路を単純化し、消費電力を減らし、必要なICチップ領域を減らすことができ、かつ、いわゆる切りばめ法を含む、時間及び空間多重のための一連の手法を可能にする。空間及び時間多重化を含む、カテゴリ2のQE変調の様々な側面を説明するが、その多重化は、単一端、又は差分、並びに、物理的な光検出器と画素との間の非一対一マッピングとすることができる。さらに、カテゴリ2の実施形態は、インダクタを用いて、容量損失を調整、或いは補償することにより、消費電力を減らすことができる。ここで、カテゴリ2のFPDQE変調を、図10を参照して説明する。この構成の利点は、電子機器250xを幾分単純化することができ、かつ、他のQE変調の実施形態と同様に、輝度測定値を出力できることである。図10において、アレイ230内のフォトダイオード240xは、その出力が、例えばマイクロコントローラ260によって、0°の位相又は90°の位相となるように選択可能な固定位相変調器530で、変調される。メモリ270内に含まれ得るソフトウェアは、フォトダイオード画素間の変調位相差について修正することが好ましい。その変調信号、及びその補完信号を、画素アレイ230に提供されることができる、或いは、その補完信号は、固定位相遅延装置530の単一出力に結合された180°遅延装置540によって、各画素電子機器250x内で再生することができる。図10において、システム200は、多数のサイクルの間、作動することを可能にされ、その後、レーザ、又は他の光子エネルギーエミッタ220はシャットダウンされる。エミッタ220がシャットダウンされる時、ダイオード変調電圧信号、及びその補完信号は、固定振幅にセットされる。QE変調がある程度線形であると仮定すると、フォトダイオード信号1を変調信号1で乗算し、次に積分した結果は、B1である。フォトダイオード信号1を変調信号で乗算した結果は、B1である。次に、その2つの式を引くことは、差分増幅器400’の出力において、信号V0Bcosをもたらし、ここで、Bは輝度係数である。次に、新しい測定は、元の変調信号から90°離れた変調位相で、実行される。そのとき、増幅器400’の出力における結果は、V90Bsinである。0°及び90°の測定値から、tanV90V0より角度Ψを得ることができる。輝度Bは、より得ることができる。有利なことに、本出願において前で説明した実施形態に対して、図10の構成は、各電子機器240x内に積分器を必要とせず、そのため、システム設計を簡単化する。図10の構成の更なる利点は、インピーダンス整合インダクタを用いて、システムの動作電力を減らすことができる、ということである。例えば、各フォトダイオード240xは約15平方μmであり、約10FFのキャパシタンスを持つと仮定する。fωである変調周波数fは約1GHzであり、かつ、システム200は、例えば電池電源のような3VDC電源で作動することもまた仮定する。フォトダイオード画素あたりの消費電力は、CV2fに比例し、約8μWであろう。200画素×200画素を備えるアレイ230では、消費電力は約032Wであろう。消費電力は、キャパシタンスCに直接比例するので、有効キャパシタンスを減らすことにより、消費電力を低減することができる。同調インダクタを、フォトダイオードのキャパシタンスと並列に結合することにより、この望ましい結果が実現される。しかしながら、図11Aに示すように、同調インダクタLpが各画素の内側に置かれて、1GHzで共振する場合には、各インダクタLpは約100μHであるが、これは、各画素フォトダイオード内に実装するには大きすぎる値であろう。図9CのVPDQE変調の実施形態に対して、図10の実施形態では、図8CにおけるフォトダイオードA及びBと同種である、フォトダイオードの並列結合された各バンクについて、共通変調信号を使って、全ての画素を変調する。この構成の利点は、並列結合されたフォトダイオードのバンク内の全てのフォトダイオードが、並行して駆動される、ということである。並列結合された各フォトダイオードにおける様々な寄生並列キャパシタンスは、それら自体も、並列に結合される。その結果は、所望の周波数での共振を実現するために、一つのインダクタを、並列バンク内の全てのフォトダイオードに並列結合する必要があるということになる。200×200アレイの上の例では、各画素ダイオードについて、100μHを必要とするであろう。並列結合することにより、例えば200×200フォトダイオードは、Lpの値を、100μHすなわち025nHまで下げ、これは、製造するのに非常に現実的なインダクタンスの大きさである。さらに、アレイサイズは、たしかに200×200より大きいこともあり、その場合、より多数のフォトダイオードの総キャパシタンスが増加し、それはさらに、所望のQE変調周波数で共振するのに必要な単一インダクタLpの大きさを減らす。このようなインダクタンスは、ICチップ210上に製造することができる、或いはオフチップで取り付けることさえできる。上の例において、約025nHの、図11B内の単一インダクタLpは、並列結合された200×200フォトダイオードの有効キャパシタンスを調整するが、これに対して、図11Aでは、各フォトダイオードは、実質的により大きいインダクタンスの別個のインダクタを必要とするであろう。図10のFPD構成は、例示であることを意図される。実際、様々な、いわゆる空間多重及び時間多重手法を用いることができる。空間トポロジを使用して、固定位相で、群単位で変調されることのできるアレイ内の、光検出器の異なる群又はバンクを参照することができる。そのQE差分変調が一例である空間トポロジは、光検出器内の光子エネルギー放出電荷の収集を高め、それにより、信号検出を高めるこができる。時間トポロジは、同じ光検出器のバンクを、異なる時間において、異なる固定変調位相で変調することを意味する。幾つかの空間トポロジは空間多重を可能にし、それは、例えば、異なる画素での同じ光検出器の再使用というような、複数の画素間での光検出器の共有を含むことができる。時間トポロジは、時間についての多重化を生むことができ、それは、パイプライン化を促進することができる。本発明は、様々な画素バンクトポロジで、かつ様々な時間位相トポロジで、その側面のいずれか、或いはすべてを実装することができる。図8Dにおいて具現化された空間多重化手法は、図10の構成例で示されるものであり、そこでは、光検出器トポロジは図8Cの光検出器トポロジであり、かつ、そこでは、0°180°、90°270°の時間方式が使用された。さらにまた、図10の構成例を使って、フォトダイオードの空間多重化、ならびに、時間多重化、又はパイプライン化を供給することができる。ここで、図12Aを参照して、本発明の異なる空間トポロジの実施形態を説明する。図12Aの空間多重化の実施形態は、原則として、図10の時分割多重化の実施形態と同様に作動する。しかしながら、違いは、ここでは、例えば図12Aの平面図に示す4つの光検出器d1又は240、d2又は240、d3又は240、及びd4又は240を使って、時間τ1において同時に測定値が得られるということである。前と同様に、ΔVdΔVd1ΔVd2ΔVd3ΔVd4tanである。ここで図12Bを見ると、検出器アレイ間で、光検出器を共有できることがわかるであろう。図12Bにおいて、図12Aに示す4つの検出器は、それらの二重の役割がわかるように、斜線で示される。例えば、d1d2d3d4は、例えばアレイ230において、4つの画素又は光検出器のクラスタを形成するように示されるであろう。しかしながら、画素d1及びd3はまた、画素d1d5d3d6等を備えるクラスタの構成要素でもある。個々の光検出器が、異なるクラスタにおいて、複数の役割を果たすことができる限り、示された空間多重の実施形態を実装するのに、更なるICチップ領域は全く必要とされず、従って、ICチップ領域の効率的な使用を促す、ということに注意する。望まれる場合には、空間内の部分測定値を再使用することにより、更なるデータ測定値が得られる。望まれる場合には、0°120°240°の時分割QE変調の実施形態を実行することができるが、とはいえ、これは、最も効率的な実施形態ではないであろう。そのような実施形態では、時間フレームτ1及びτ2において、図8Cに示す画素のアレイから取られた2つの測定値を使用する。時間τ1における第一の測定値では、光検出器Aを備える光検出器バンクが、0°の位相でのS1正弦波形でイネーブルにされ、それと同時に、光検出器Bを備える隣接する光検出器バンクは、S2によって、120°位相がずれる。時間τ2における第二の測定値では、バンクBは120°位相がずれ、バンクAは240°位相がずれる。全位相差は、以下のように引き出される。ΔVdΔVd2ΔVd1ΔVd1ここで、時間τ1において、ΔVd1A1coscosΔVd1Acos05Acoscos及び、時間τ2において、ΔVd1A1coscosΔVd1Acos05AcoscosΔVd2A1coscosΔVd2Acos05Acoscos従って、フィルタリング後、ΔVdcoscoscosΔVd2sinsincosΔVdK1sincosΔVdK1tanここで、K1√3ここで、図12Cを参照すると、0°120°240°変調の実施形態を示している。この空間多重の実施形態は、3つの検出器d1d2及びd3を使って、時間τ1において、同時に測定値が得られるということを除いて、上で説明した0°120°240°時分割多重の実施形態と同様である。上記と同様、ΔVdΔVd3ΔVd2ΔVd1K1tanここで、K1√3である。図12Bを参照して説明したことより、検出器アレイ間で、図12C内の光検出器を共有することができる、ということがわかるであろう。図8Cを参照し返すと、バンクA内の各光検出器を、例えば上及び下、左及び右、の4つの画素間で共有することができる、ということがわかるであろう。例えば、光検出器の第二の行では、第一の検出器Aを、4つの隣接する検出器Bの各々と関連付けることができる。本発明による空間多重化を促すために、各光検出器から、差分データを得るのではなく、単一端で生データを得ることが有利となり得る、ということがわかるであろう。QE変調は、なおも、差分で実行されることが好ましい、すなわち、異なる位相で変調された検出器の複数のバンクで実行されることが好ましい。そのような単一端の生データは、例えば隣接する光検出器からデータを加算又は減算するというような、データを信号処理する際に、差分データのみが利用可能である場合よりも、大きな柔軟性が存在し得る、という点で好ましい。図13Bが単一端信号処理を示しているのに対して、図13Aは、典型的には、光検出器出力の差分信号処理を示している。図10に示すような実施形態を参照して、パイプライン化の概念をここで説明する。本出願で使用される限り、パイプライン化は、獲得されたデータの連続フレームにおける画素測定値を得る際の待ち時間の減少、を意味する。獲得されたデータのフレーム内の測定値を組み合わせて、以下のように測定値のスループットを増大することができる。0°180°測定値:ΔVd90°270°測定値:ΔVd⇒ΔVdΔVdtan0°180°測定値:ΔVd⇒ΔVdΔVetan90°270°測定値:ΔVd⇒ΔVdΔVdtan等となる。この方法では、測定値情報の連続パイプラインを、演算速度を効果的に倍増して計算することができるが、まだ、一測定値の待ち時間を持つ。たしかに、上で説明した時分割多重QE変調の実施形態の一つの利点は、データ取得のフレーム速度を実質的に増大することである。上述のように、オンチップCPUシステム260を使って、ここで説明する情報処理ステップを実施することができ、オンチップ電子機器250xは、説明した様々な形のQE変調、及び信号処理を実施することができる。もう一度、図8Aを参照して、平面図として見た時、2つの並んだ光検出器240及び240の各々が、実質的に同じ面積を持つと仮定する。ここで説明することは、実際の光検出器の有効面積の差と関連付けられる影響を含む、これらの光検出器に当たる不均一照明の悪影響を減らし、また、これらの光検出器で使用される増幅器の利得と関連付けられる雑音を1f減らすための手法である。図3及び図8Aを参照すると、ターゲットオブジェクト20から反射された光子エネルギーが光検出器A及びBに当たり、かつ、これらの2つの光検出器は異なる信号を出力する、ということを仮定する。検出される出力信号は、幾つかの理由のため、異なるであろう。おそらく、光検出器Aに当たる照明は、光検出器Bに当たる照明とは異なるものであった。おそらく、構成要素の不整合のため、光検出器Aの有効検出面積は、光検出器Bとは異なるものであった、或いは、おそらく、光検出器Aが、単により良く製造されて、より良い検出特性を呈する。再び図10の実施形態を参照して、説明をわかりやすくするために1cos解析を使って、光検出器Aで見られる入射光子エネルギー信号をA’cos1とし、検出器Bで見られる入射光子エネルギー信号をB’cos1とする。A’B’である場合には、均一な照明が存在するが、さもなければ、均一な照明は存在しない。しかしながら、A’及びB’が同じでないという、より一般的な場合が生じる。図10において、検出器Aで見られるエネルギー信号A’cos1に、{cos1}を乗じて、蓄積後に、A’1を生じ、以後これを式1と示す。同様に、検出器Bで見られるエネルギー信号B’cos1に、cos1を乗じて、蓄積後に、B’1を生じ、以後これを式2と示す。A’B’である場合には、本出願の前で説明したように、A’cosを獲得することは単純な事である。問題は、A’及びB’が等しくないことである。図10の前の説明では、目標は、Kbcos及びKbsinに到達することであり、ここで、Kbは輝度係数である。不均一な照明の場合、ここで、本発明は、A’1にcos1を乗算し、これは、積分後、A’1を生じ、以後これを式3とする。さらに、本発明はまた、B’cos1にcos1を乗算して、B’1を生じ、以後これを式4とする。この連結において、本発明は、を実行する計算を実施して、cosに到達する。同様に、同じ操作を実行して、図10を参照して前に示したような、等価であるsinに達することもできる。このように、について、一つの計算が実行され、について、同様な計算が実行されるであろう。ここで、図8A、図10、及び図14A及び14Bを参照して、概略的には、以下のように手順を実行することができる。時間03の場合には、最小自乗法を使って、最小平均二乗誤差でRGBベクトルを生成することができる。n3の場合、以下のような式により、解が与えられる。実際には、センサ較正過程を通して、式における3×3行列が経験的に得られる。前述の解析から、フォトゲート構造を提供されたセンサは、カラー画素を設計する際の柔軟性を提供することができる。例えば、時間順次手法を使うと、各画素はただ一つのフォトゲート構造を持ち、単色画像の生成は、ゲート電圧を数回変えること、及び複数の測定を順次実施することを含むであろう。上記の解析によって、そのような測定値を処理して、検出されるオブジェクト又はターゲットオブジェクトにおけるRGBカラー成分の推定値を得る。空間順次手法では、各画素は、一以上のフォトゲートを持ち、各ゲートは異なる振幅のゲート電圧を持っている。カラー画像を生成する処理において、複数のそのような測定値を、同時に取得する。図21Aは、33Vのハイ電位であるポリサイドされていないゲートの収集のためのセンサ構造240’’1の断面であり、このセンサ構造240’’1は、図3におけるセンサ検出器240として使用することができる。シリコン基板410内では、電界線は、ゲートGA、又はゲートGBで終端する。ゲートGA及びゲートGBは、この例では全てのゲートで33Vという、同じ電圧であるので、その電界線がGAで終端する点のセットは、シリコン内のGAに近い点のセットである。その電界線は、シリコン基板410の上表面から離れると、かなりより弱いということが理解される。かなり深い空乏領域480は、シリコン基板内の、その電界線がGAで終端する点のセットと関連付けられる一方で、基板内の他の全ての点についての電界線は、GBで終端する。ゲートGBが0Vバイアスである時でさえも、浅い領域であるはあるが、空乏領域480が存在することに注意する。図21Aに示すバイアス状態下で、ゲートGAの下の、及びゲートGAの付近で横方向に拡張する、かなり深い空乏領域は、基板410内のかなり深いところで生成された光電荷を収集するのに役立ち、従って、より長い波長の入射光エネルギーに対する感度が高められる。前と同様に、検出又は感知される入射光エネルギーは、ジグザグ線で示される。ここで、ゲートGA上の電位は、相対的にローの振幅0Vまで下げられるが、ゲートGB上の電位は、相対的にハイの振幅33Vのままである図21B、と比較する。ゲートGAと関連付けられる空乏領域の深さが収縮し、従って、ゲートGAは、もはや、シリコン基板410内のかなり深いところから生成された光電荷を収集する働きをしない。従って、ゲートGAは、ここで、基板内のかなり浅い深さからの電荷のみを収集し、より短い波長の入射光エネルギーに対して、より敏感であり、及び、より長い波長の光エネルギーに対して、実質的により敏感でないであろう。しかし、ここで、ゲートGBは、例えば、この例では33Vというようなハイ電位でバイアスされ、関連空乏領域480は、基板410内に深く拡張し、さらにより長い波長の光エネルギーを収集する働きをする。ここで、図21Cにおいて、断面図で示したセンサ構造240’’1を考える。あらゆる収集信号を電気的に制御するのではなく、一又はそれ以上の信号を、通常の固定電圧フォトダイオード構造によって収集することができる。この実施形態では、ゲートGAに結合された電位は、電圧プログラム可能にされるが、これに対して、信号Bの間ゲートGBに結合された電圧は、ここではVXと示される固定電位である。従って、ゲートGAと関連付けられる収集の深さは、ゲートバイアスの振幅を変えることによって変えることができ、これは、ゲートGAに結合されたバイアスを制御することにより、異なる波長の光エネルギーに対する感度を変えることができることを意味する。これに対して、ゲートGBと関連付けられる収集の深さは、バイアスVXの一定の振幅により固定され、従って、その波長が、その領域内で有利に収集可能な電荷を作り出す入射光エネルギーでは、その入射光エネルギーに対する感度は固定であろう。図21Cにおいて、ゲートGA及びGBによって収集される電荷の比率QAQBは、構造240’’1の上表面に当たる光エネルギーの色を特定することを可能にする。ここで図21Dを見ると、ゲート電圧VA及びVBの各設定が、応答曲線QAQBに対応する。VAVBの場合、応答曲線は平坦であり、波長とは無関係である。VA0VB33Vの場合、ゲートGAが、シリコン基板410内の深いところから光電荷をより収集できないので、より高い波長において、応答曲線が急速に落ちる。VA及びVBが、様々な振幅を持つことを可能にすることは、明らかに、異なる応答曲線QAQBを生成するであろう。応答曲線QAQBのセットは、構造240’’1によって検出された入射光エネルギーの波長を測定することのできる基底セットを、形成する。複数の曲線についての応答を組み合わせることにより、異なるスペクトル応答を持つ新たなQAQB応答曲線を合成することができる。例えば、様々な曲線を適切に組み合わせることにより、RGBフィルタによく似たスペクトル応答を作ることができる。本発明のこの側面は、フィルタを必要とすることなく、240’’1のような構造が検出画像内の莫大な数の色を分解することを、可能にする。上で説明した手法は、測定値ごとに、単一のスペクトル応答曲線を作り出す。しかし、二以上のクラスの信号を組み合わせることは、一以上のスペクトル応答の同時生成を可能にする。従って、単一の測定ステップにおいて、すなわち、単一の積分フレームにおいて、RG及びBの応答を同時に生成することができる。多数の信号クラスと多数の成された測定値との間で、様々な空間的、および時間的調整が成され得る、ということがわかるであろう。上記の説明は、全n個の測定値から、3つの色の主成分を推定することに向けられている。nは非常に大きい数とすることができるので、実際には、ずっと細かい帯域を使って、カラースペクトルを推定することができ、従って、3以上の色成分を使って、スペクトルを表現することができる。従って、本発明は、プログラム可能な分解能を持つスペクトル計を提供することができる。例えば、RGBI成分を持つ画像を生成することができ、ここで、Iは、赤外線成分である。図19C19D21A及び21Bに示す検出器構造間には、類似点が存在し、このような構造は、距離Zを検出するシステム内で、検出器240として使用することができる、ということがわかるであろう。従って、検出器RGBI2の構造、又は画素を実装することができる。全n個の測定値、及びn個の推定値に関して、各推定値は、の帯域幅、及びの平均吸収係数を持つ。上の式は、以下のような式で表すことができる。上述のような複数のスペクトルの推定能力を与えられて、本発明は、場面又はオブジェクトを多数の様々な方法で描画できるように、データベース内にRGB以上のものを保持することができる。例えば、係属中の米国特許出願第10013069号で開示されたように、RGB画像内の追加情報を、RGB画像と逆互換性があるように符号化することもできるであろう。上で説明した本発明の実施形態は、従来技術のカラーフィルタアレイに基づくRGBカメラ又はセンサよりも多くの利点を提供する。本発明の実施形態は、センサ製造の間、特別なCFA蒸着処理の必要性が全くないので、より低い製造コストを有する。’002出願の説明された画素センサの実施形態を使って、補間の必要なく、同じ所において色をサンプリングし、これは、エイリアシング問題を回避する。これに対して、従来技術のCFAセンサは、おそらくバイエルパターンを使って、画像を不充分にサンプリングし、これは、カラーエイリアシングを容易に引き起こし得る。’002出願によるセンサ構造は、単に3つに過ぎないRGBカラー主成分よりも、多くのカラーサンプリング点を持つことができる。このような複数のサンプリング点は、ずっと豊富な情報を提供し、入射カラースペクトルのより良い推定という結果になる。この柔軟性は、従来技術のデジタル画像作成をしのぐ、画素センサ構造についての新しい応用例を可能にする。例えば、偽造でない測定値は、従来のセンサをだますが、本発明による画素検出器をだまさないカラーパターンを含むであろう。出願人のセンサは、プログラム可能なゲートバイアス電位を使って、電気的に調整可能とすることができる。上で説明したような本発明の実施形態は、従来技術の三重井戸RGBカメラよりも、幾つかの利点を提供する。例えば、出願人の説明した構造は、従来の三重井戸構造より柔軟性を提供する。本発明は、その波長感度が動的に電気的に調整可能であるセンサ構造を、提供することができ、この利点は、従来の三重井戸製造を使用したセンサ構造には存在しない。さらに、本発明によるセンサ構造は、従来技術の三重井戸構造とくらべて、より高い電圧スウィング、及びより高いダイナミックレンジを享受する。全てのpn接合についての逆バイアス制約のため、そのような従来技術の三重井戸構造における電圧スウィングは制限される。さらに、npnp構造を適当にバイアスすることは、各接合が過大な電圧スウィングを持たないことを確実にすることを意味する。この電圧制約は、空乏領域がより狭くなることを意味し、それは、ひいては、より低い量子効率という結果になる。小さい電圧スウィングを持つことに加えて、従来技術の三重井戸構造は、非常に高いドーピングレベルを使う。このようなドーピングレベルは、かなり小さい空乏領域、及び小さいQE、という結果になる。さらに、高いドーピング、及び不均一な構造は、望ましくない高い暗電流を生み出す。さらに、従来技術の三重井戸構造は、リセット及び読み取り回路の3つのセットを必要とし、それは、低フィルファクタに寄与する。出願人のカラーセンサ構造の利点は、照合、及びクラス分類の応用例を含むことである。例えば、従来技術の立体画像カメラシステムは、2つの画像装置を使って、距離情報を生成し、立体不均衡処理を実施しなければならない。このような処理は、初めに、左右の画像装置からの対応する画素を照合しようとし、次に、その画素座標の差異から距離を計算しようと試みる。しかし、本発明は、各画素において、単なるRGB成分より多くの色成分を提供することができ、従って、照合処理における曖昧さを減らして、より正確な距離情報を与えるはずである。それらの利点は、オブジェクトのクラス分類に役立ち、そこでは、更なる色成分が、より良い辺縁画素の識別を可能にする。本発明の、非常に細かい分解能でより広いスペクトルを捕らえることができる能力は、オブジェクト照明の操作において、利点を提供する。例えば、場面内のオブジェクトが二以上の光源で照明される場合には、出願人のセンサ構造を使用して、特定のスペクトル特性を持つ1セットの光源の影響を、獲得された場面から取り除くことができる。そのような応用例では、センサ構造は、ノッチフィルタとして機能して、望ましくないスペクトル成分を減らす、又は取り除く。例えば、蛍光灯の光は、主な幾つかの別個のスペクトル成分から構成されるが、その一方で、白熱光は広いスペクトルを持つ。出願人のセンサ構造は、両方の光源で捕らえられた画像を操作することを可能にし、望まれる場合には、あたかも白熱光だけで照明されているかのように、画像を描画する。本質的に、本発明によるセンサ構造のスペクトル応答を電気的に調整することができる能力は、望ましくない照明効果を取り除くことができる。色信号を復調することにもまた、出願人のセンサ構造を使用することができる。Canesta社が譲受人である仮特許出願第60254873号は、光度変調信号を検出するための方法を説明していた。幾分類似した方法で、本発明を使用して、色変調信号を検出し、その位相及び振幅を特定することができる。図22Aは、理想的には、厳密に相補的に変調されると仮定される赤、及び青の信号を示しているが、とはいえ、図示を明瞭にするために、50以下のデューティサイクルを示している。このように、光源の光度は一定のままであるが、光源の色は変調される。図22Bは、適当なゲートGA及び又はGBのバイアス電位を選択することにより、本発明で実現することのできる、2つの異なるスペクトル応答曲線を示している。図22Bに示す2つの応答曲線は、対象のスペクトル全域にわたる全体的な感度について比較可能であろう。実際には、システム応答全体が、光源の色変調周波数と全く等しい周波数において、その2つの応答曲線を交互に繰り返すようにセットされる。赤の光源が作動している時に、赤の応答曲線がアクティブであり、かつ青の光源が作動している時に、青の応答曲線がアクティブである時、最大全復調応答が生じる。要するに、説明された様々な実施形態について、多くの応用例が存在する。多くの応用例では、例えば、図3のシステム200内のマイクロプロセッサ260を使って、獲得されたデータのフレーム間での検出画像の外形の移動を特定することにより、その検出画像の外形内のオブジェクトの移動を計算することが望まれる。外形内の画素検出器は、全て、その外形の速度である均一の速度を受け得る。それらの外形を使って、オブジェクトを識別することができるので、オンチッププロセッサ260を使って、対象のオブジェクトを追跡することができる。このように、望まれる場合には、ICチップ210は、オブジェクト20が移動した時はいつでも、そのオブジェクト20全体の位置の変化を表すことができる単一の値を出力することができる。従って、ICチップから、フレーム速度で、画素の全フレームを出力するのではなく、かわりに、対象のオブジェクトの位置の変化を表す単一ベクトルを送信することができる。そうすることは、ICチップの入出力のかなりの減少という結果になり、オフチップのデータ処理要求を大幅に減らすことができる。オンチップマイクロプロセッサ260は、さらに、空間的及び又は時間的トポロジの配列決定を管理することができ、さらに、空間及び又は時間多重化を最適化することもできる、ということがわかるであろう。他の応用例では、例えば、その仮想キーがユーザの指によって押されるキーボード、或いは仮想デジタルタブレットのような仮想入力装置であるオブジェクトを認識するように、システム200は求められるであろう。例えば、係属中の米国特許出願第09502499号では、三次元距離測定TOFシステムを使用して、仮想入力装置を実装する。ユーザの手又はスタイラスが、そのような装置上の仮想キー又は領域を押したとき、TOF測定値を使用するシステムは、どのキー又は領域が押されているかを特定することができる。次に、システムは、例えば、ユーザの仮想入力装置との対話からの入力データを受信するPDAのような携帯デバイスへ、キーストローク情報の等価物を出力することができる。前述ように、ここで説明した様々な実施形態を、そのような応用例で使用することができ、その場合、図3におけるデータは、マイクロプロセッサ260によってオンチップで処理されたキーストローク識別情報を表すことができるであろう。示したように、おそらくメモリ270と関連付けられるソフトウェアを実行するマイクロプロセッサ260は、発生器225の変調、及び様々な電子回路250による検出を制御することができる。望まれる場合には、特別な画像処理ソフトウェアを使って、検出信号を処理することもできる。システム200は、その低い消費電力のため、バッテリ作動することができることが好ましいので、そのようなソフトウェアが、充分な画像解像度が得られたことを確認した時、アレイ230の様々な部分に対して、選択的に、動作電力を終了させることができる。さらに、充分な光子エネルギーがアレイ230に到達して、適切な検出を確実にする場合には、エミッタ220によって出力される信号の形状を変えることができるであろう。例えば、エミッタエネルギーのピーク電力、及び又はデューティサイクルを減らし、従って、システム200による全消費電力を減らすことができるであろう。光エネルギー出力信号の形状を変える際の設計の妥協は、z分解能の精度、ユーザの安全性、及びエミッタ220の電力処理能力の考慮を含む。要約すると、光エミッタ220からのピーク及び平均電力は、数十又は数百mWの範囲内であることが好ましいという点で、システム全体は、有利なことに、小さいバッテリで作動することができる。それにもかかわらず、距離分解能はcmのレンジであり、信号雑音比は容認できるものである。距離zに比例した情報を獲得することに関して、様々な実施形態を説明したが、望まれる場合には、本発明を実践して、ターゲットオブジェクトの輝度のみに関する情報を獲得することもできる、ということがわかるであろう。このような応用例では、本発明を、本質的には、輝度情報への周辺光の影響を実質的に減らす、かなり良いフィルタとして使用することができる。z情報を獲得することが、100MHzを超える変調周波数でエネルギー源を変調することを含み得るのに対して、輝度情報を獲得することに向けられた応用例は、おそらく50Hhzくらいのかなりより低い速度でエネルギー源を変調することを、含むことができるであろう。さらに、本発明を使用して、TOF情報を獲得することにより、ターゲットオブジェクトの屈折率を測定することができるであろう。以下の特許請求の範囲で定められるような、本発明の主題及び技術的範囲から逸脱することなく、開示された実施形態に対して、変更及び変形を成すこともできる。