"直流電源を電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給するDC-DCコンバータと、DC-DCコンバータを制御して半導体発光素子に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記DC-DCコンバータは、スイッチング素子と誘導性素子と回生ダイオードを少なくとも備え、スイッチング素子のオン時に直流電源から誘導性素子に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に回生ダイオードを介して放出し、誘導性素子のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子に流れる電流を調整するバースト調光制御部と、半導体発光素子に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部と、前記出力検出部の検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中のスイッチング素子のオン期間を調整するフィードバック制御部とを備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。前記バースト調光制御部は、調光レベルの全範囲でスイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させることを特徴とする請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置。前記バースト調光制御部は、調光レベルが所定値よりも低いときに、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させることを特徴とする請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置。調光レベルが所定値よりも低いときに、フィードバック制御部への給電を停止させることを特徴とする請求項1~3のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。直流電源を電力変換して半導体発光素子に直流電流を供給するDC-DCコンバータと、DC-DCコンバータを制御して半導体発光素子に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記DC-DCコンバータは、スイッチング素子と誘導性素子と回生ダイオードを少なくとも備え、スイッチング素子のオン時に直流電源から誘導性素子に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子のオフ時に回生ダイオードを介して放出し、誘導性素子のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子に流れる電流を調整するバースト調光制御部と、半導体発光素子に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部と、前記出力検出部の検出値が目標値に近づく方向に、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させる期間を調整するフィードバック制御部とを備えることを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。バースト調光制御部により前記スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させる信号を平滑化した直流電圧に応じてスイッチング素子のオン期間またはオンオフ周期を可変とすることを特徴とする請求項1~5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。調光下限付近において半導体発光素子に流れる電流よりも大きなバイパス電流を流すバイパス回路を半導体発光素子と並列に接続し、前記出力検出部は半導体発光素子に流れる電流を前記バイパス電流により嵩上げされた負荷電流として検出することを特徴とする請求項1~6のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。請求項1~7のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具。特許文献1の技術では、スイッチング電源が連続モード同文献のFIG.12参照で動作することを前提としており、インダクタの磁気飽和を避けるために、インダクタに流れる電流のピーク値を規制する制御手段が必要であった。一方、スイッチング素子のオフ時にインダクタに流れる電流がゼロになった後、所定の休止期間を経てスイッチング素子がオンする不連続モードを採用すると、制御回路を簡略化できるうえに、スイッチング素子のオン期間に比べてオフ期間を極端に長く設定することにより、非常に微弱な光出力で安定に調光点灯させることができる特願2011-000457号。しかしながら、不連続モードでは、低輝度域の調光点灯は比較的容易に達成できるものの、高輝度域~中輝度域において、半導体発光素子の発熱による負荷特性の変動により出力の変動が大きくなるという問題があった。本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、不連続モードで動作するスイッチング電源を用いて非常に微弱な光出力から定格点灯まで安定に調光点灯可能とした半導体発光素子の点灯装置を提供することを課題とする。請求項1の発明は、上記の課題を解決するために、図1に示すように、直流電源Vdcを電力変換して半導体発光素子4に直流電流を供給するDC-DCコンバータ3と、DC-DCコンバータ3を制御して半導体発光素子4に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記DC-DCコンバータ3は、スイッチング素子Q1と誘導性素子L1と回生ダイオードD1を少なくとも備え、スイッチング素子Q1のオン時に直流電源Vdcから誘導性素子L1に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Q1のオフ時に回生ダイオードD1を介して放出し、誘導性素子L1のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Q1をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、スイッチング素子Q1のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子4に流れる電流を調整するバースト調光制御部と、半導体発光素子4に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部5a,5bと、前記出力検出部5a,5bの検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中のスイッチング素子Q1のオン期間を調整するフィードバック制御部6とを備えることを特徴とするものである。請求項2の発明は、請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記バースト調光制御部は、調光レベルの全範囲でスイッチング素子Q1のオンオフ動作を間欠的に停止させることを特徴とする。請求項3の発明は、請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記バースト調光制御部は、調光レベルが所定値よりも低いときに、スイッチング素子Q1のオンオフ動作を間欠的に停止させることを特徴とする。請求項4の発明は、請求項1~3のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、調光レベルが所定値よりも低いときに、フィードバック制御部への給電を停止させることを特徴とする。請求項5の発明は、図5に示すように、直流電源Vdcを電力変換して半導体発光素子4に直流電流を供給するDC-DCコンバータ3と、DC-DCコンバータ3を制御して半導体発光素子4に流れる電流の大きさを調整する調光制御部とを備える半導体発光素子の点灯装置であって、前記DC-DCコンバータ3は、スイッチング素子Q1と誘導性素子L1と回生ダイオードD1を少なくとも備え、スイッチング素子Q1のオン時に直流電源Vdcから誘導性素子L1に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Q1のオフ時に回生ダイオードD1を介して放出し、誘導性素子L1のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Q1をオンさせる不連続モードで動作し、前記調光制御部は、スイッチング素子Q1のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子4に流れる電流を調整するバースト調光制御部トランジスタTr2と、半導体発光素子4に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部5と、前記出力検出部5の検出値が目標値に近づく方向に、スイッチング素子Q1のオンオフ動作を間欠的に停止させる期間を調整するフィードバック制御部エラーアンプEA1とを備えることを特徴とするものである。請求項6の発明は、請求項1~5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、バースト調光制御部により前記スイッチング素子Q1のオンオフ動作を間欠的に停止させる信号を平滑化した直流電圧に応じてスイッチング素子Q1のオン期間またはオンオフ周期を可変とすることを特徴とする図3b、図5。請求項7の発明は、請求項1~6のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、図2に示すように、調光下限付近において半導体発光素子4に流れる電流よりも大きなバイパス電流を流すバイパス回路ダイオードD2抵抗R6を半導体発光素子4と並列に接続し、前記出力検出部5bは半導体発光素子4に流れる電流を前記バイパス電流により嵩上げされた負荷電流として検出することを特徴とする。請求項8の発明は、請求項1~7のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置を備える照明器具である。本発明によれば、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させることにより半導体発光素子に流れる電流を調整するバースト調光制御部を備えることにより、不連続モードで動作するスイッチング電源を用いて広い範囲で調光点灯することができると共に、半導体発光素子に流れる電流または印加される電圧の少なくとも一方を検出する出力検出部を設け、その検出値が目標値に近づく方向に、オンオフ動作中のスイッチング素子のオン期間またはスイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に停止させる期間を調整するフィードバック制御部を設けたので、非常に微弱な光出力から定格点灯まで安定に調光点灯することが可能となる。実施形態1図1は本発明の実施形態1の回路図である。入力直流電源1は、フィルタ回路1a、整流回路1b、昇圧チョッパ回路1cよりなり、商用交流電源Vsを整流平滑して略一定の入力直流電圧Vdcを出力する。制御用電源回路2は、例えばIPD素子を用いた降圧チョッパ回路後述の図4参照よりなり、入力直流電圧Vdcを降圧して制御電源電圧Vccを生成する。DC-DCコンバータ3は、スイッチング素子Q1とインダクタL1、回生ダイオードD1、平滑コンデンサC1よりなる降圧チョッパ回路バックコンバータであり、スイッチング素子Q1が高周波でオンオフすることにより、入力直流電圧Vdcを電圧変換して出力する。降圧チョッパ回路の構成は周知であり、入力直流電源1に、平滑コンデンサC1とインダクタL1とスイッチング素子Q1の直列回路が接続されており、平滑コンデンサC1とインダクタL1の直列回路には回生ダイオードD1が閉回路を構成するように並列接続されている。降圧チョッパ回路の動作も周知であり、スイッチング素子Q1がオンすると、入力直流電源1→平滑コンデンサC1→インダクタL1→スイッチング素子Q1→入力直流電源1の経路で漸増電流が流れて、インダクタL1にエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1の誘起電圧により、インダクタL1→回生ダイオードD1→平滑コンデンサC1→インダクタL1の経路で漸減電流が流れて、インダクタL1のエネルギーが放出される。インダクタL1のエネルギー放出が完了するよりも前にスイッチング素子Q1がオンされる動作を連続モード、インダクタL1のエネルギー放出が完了したタイミングでスイッチング素子Q1がオンされる動作を臨界モード、インダクタL1のエネルギー放出が完了した後、休止期間を経てスイッチング素子Q1がオンされる動作を不連続モードと呼ぶ。本発明では、不連続モードを用いており、特許文献1では連続モード同文献のFig.12参照を用いている。DC-DCコンバータ3の出力は、コネクタCN2を介して半導体発光素子4に供給される。半導体発光素子4は例えばLEDの直列回路よりなり、その負荷電圧は電圧検出回路5aにより検出され、負荷電流は電流検出回路5bにより検出される。各検出回路5a,5bの検出信号は、フィードバック制御回路6に帰還されて、スイッチング素子Q1の制御に用いられる。検出回路5a,5bは、いずれか一方でも構わないし、両方を併用しても構わない。スイッチング素子Q1は、高周波発振回路7の出力により高周波でオンオフ制御される。高周波発振回路7によるスイッチング素子Q1のオン時間とオフ時間の比率は、スイッチング素子Q1のオン時に入力直流電源1からインダクタL1に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Q1のオフ時に回生ダイオードD1を介して放出し、インダクタL1のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Q1をオンさせる不連続モードで動作するように設定される。この不連続モードでは、低光束点灯時において、スイッチング素子Q1のオン時間/オフ時間の比率を極端に小さく設定することにより、極めて微弱な光出力まで安定して点灯させることができる。しかし、高輝度域~中輝度域では、半導体発光素子4の発熱による温度上昇により素子自体のV-I特性が変動するので、フィードバック制御を掛けないと、光出力が安定しない。一方、低輝度域では、半導体発光素子4の発熱が少ないので、温度上昇による素子のV-I特性の変動は限定的となる。そこで、本実施形態では、半導体発光素子4の発熱が比較的に大きい高輝度域~中輝度域ではフィードバック制御回路6を有効とし、フィードバック制御回路6の出力により高周波発振回路7によるスイッチング素子Q1のオン時間幅をフィードバック制御している。また、低輝度域では、フィードバック制御回路6の動作を停止させると共に、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作を、調光制御回路8により間欠的に停止させることでオン時間/オフ時間の比率を極端に小さく設定可能とし、極めて微弱な光出力まで安定して調光点灯させることを可能としている。調光制御回路8は、調光信号回路9からの調光電圧に応じて、高輝度域~中輝度域では、検出回路5a,5bによる検出信号が目標値に収束するように、高周波発振回路7によるスイッチング素子Q1のオン時間幅をフィードバック制御するように動作する。また、低輝度域では、高周波発振回路7によるスイッチング素子Q1のオン時間幅を固定幅とするか、または、調光信号回路9からの調光電圧に応じて可変とし、なおかつ、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作を間欠的に停止させる割合を調光信号回路9からの調光電圧に応じて可変とする。調光信号回路9は、無極性化回路9a、絶縁回路9b、直流変換回路9cを備え、外部から調光信号線を介して受信した調光信号を信号変換して調光電圧を出力するものである。外部から受信される調光信号は、例えば、振幅が10V、周波数が1kHz程度のPWM信号である。無極性化回路9aは、例えば、全波整流器よりなり、調光信号線の接続極性を無極性化する。絶縁回路9bは、例えば、フォトカプラよりなり、調光信号線と点灯装置を絶縁する。直流変換回路9cは、例えば、平滑回路よりなり、調光信号としてのPWM信号のパルス幅に応じたレベルの直流電圧を調光電圧として出力する。以下、図1の基本構成をさらに具体化した実施形態を図2に例示して説明する。実施形態2図2は本発明の実施形態2の回路図である。本実施形態では、図1の電流検出回路5b、フィードバック制御回路6、高周波発振回路7の構成をさらに具体化して示したものである。《高周波発振回路7について》高周波発振回路7は、汎用のタイマー回路TM1、TM2とその周辺回路により構成されている。第1のタイマー回路TM1は、スイッチング素子Q1のオンオフ周波数を設定する無安定マルチバイブレータであり、第2のタイマー回路TM2は、スイッチング素子Q1のオンパルス幅を設定する単安定マルチバイブレータである。タイマー回路TM1、TM2は、図3aに示す内部構成を有する周知のタイマーICいわゆる555であり、例えば、ルネサスエレクトロニクス社旧NECエレクトロニクス所管のμPD5555またはそのデュアル版μPD5556もしくはそれらの互換品を用いれば良い。1番ピンはグランド端子、8番ピンは電源端子である。2番ピンはトリガー端子であり、この端子が5番ピンの電圧の半分通常は電源電圧Vccの1/3よりも低くなると、第1コンパレータCP1の出力により内部のフリップフロップFFがセットされて、3番ピン出力端子がHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。4番ピンはリセット端子であり、この端子がLowレベルになると、動作停止状態となり、3番ピン出力端子はLowレベルに固定される。5番ピンは制御端子であり、内部のブリーダ抵抗3個の抵抗Rの直列回路により通常は電源電圧Vccの2/3となる基準電圧が印加されている。6番ピンはスレショルド端子であり、この端子が5番ピンの電圧通常は電源電圧Vccの2/3よりも高くなると、第2コンパレータCP2の出力により内部のフリップフロップFFがリセットされて、3番ピン出力端子がLowレベルとなり、7番ピン放電端子は内部のトランジスタTrにより1番ピンと短絡された状態となる。第1のタイマー回路TM1は、時定数設定用の抵抗R1、R2とコンデンサC2を外付けされて、無安定マルチバイブレータとして動作する。コンデンサC2の電圧は、2番ピントリガー端子と6番ピンスレショルド端子に入力されて、内部の基準電圧電源電圧Vccの1/3、2/3と比較されている。5番ピンの電圧はコンデンサC3により安定化されている。電源投入初期には、コンデンサC2の電圧は2番ピントリガー端子で比較される基準電圧電源電圧Vccの1/3よりも低いので、3番ピン出力端子がHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。これにより、コンデンサC2は電源電圧Vccから抵抗R2、R1を介して充電される。コンデンサC2の電圧が6番ピンスレショルド端子で比較される基準電圧電源電圧Vccの2/3よりも高くなると、3番ピン出力端子はLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサC2は抵抗R1を介して放電される。コンデンサC2の電圧が2番ピントリガー端子で比較される基準電圧電源電圧Vccの1/3よりも低くなると、3番ピン出力端子がHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。これにより、コンデンサC2は電源電圧Vccから抵抗R2、R1を介して再び充電される。以下、同じ動作を繰り返す。抵抗R1、R2とコンデンサC2の時定数は、3番ピン出力端子の発振周波数が数十kHzの高周波となるように設定される。また、抵抗R1、R2の抵抗値はR1≪R2となるように設定される。このため、抵抗R2、R1を介してコンデンサC2を充電している期間3番ピンの出力端子がHighレベルである期間に比べて、抵抗R1を介してコンデンサC2を放電する期間3番ピンの出力端子がLowレベルである期間は極端に短くなる。これにより、第1のタイマー回路TM1の3番ピン出力端子からは、パルス幅の短いLowレベルのパルスが数十kHzの高周波で繰り返し出力されることになる。このパルス幅の短い立下りパルスを用いて、第2のタイマー回路TM2の2番ピンを1周期毎に1回だけトリガーする。第2のタイマー回路TM2は、時定数設定用の抵抗R3とコンデンサC4を外付けされて、単安定マルチバイブレータとして動作する。第2のタイマー回路TM2の2番ピントリガー端子に、パルス幅の短いLowレベルのパルスが入力されると、その立下りエッジにおいて、第2のタイマー回路TM2の3番ピン出力端子はHighレベルとなり、7番ピン放電端子は開放状態となる。このため、コンデンサC4は、時定数設定用の抵抗R3を介して充電される。その充電電圧が6番ピンスレショルド端子の第2コンパレータCP2で比較される基準電圧5番ピンの電圧よりも高くなると、3番ピン出力端子はLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサC4は瞬時に放電される。したがって、第2のタイマー回路TM2の3番ピンから出力されるHighレベルのパルス信号のパルス幅は、コンデンサC4をグランド電位から基準電圧5番ピンの電圧まで充電するのに要する時間で決まる。その時間の最大値は、第1のタイマー回路TM1の発振周期よりも短くなるように設定される。また、その時間の最小値は、第1のタイマー回路TM1の3番ピンから出力されるLowレベルのトリガーパルスのパルス幅よりも長くなるように設定される。第2のタイマー回路TM2の3番ピンから出力されるHighレベルのパルス信号は、スイッチング素子Q1のオン駆動信号となる。そのオン時間幅は、第2のタイマー回路TM2の5番ピンの電圧により制御可能であり、5番ピンの電圧が低くなるほど、短くなる。《フィードバック制御回路6について》次に、第2のタイマー回路TM2の5番ピンの電圧を制御するフィードバック制御回路6の構成について説明する。フィードバック制御回路6は、オペアンプOP1とその周辺回路により構成されている。オペアンプOP1の反転入力端子と出力端子の間には、抵抗R11、R12とコンデンサC6よりなる帰還インピーダンスが接続されている。オペアンプOP1の非反転入力端子には、基準電圧Vrefが印加されている。オペアンプOP1の出力端子の電圧は、オペアンプOP1の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧基準電圧Vrefと一致するように変化する。オペアンプOP1の反転入力端子には、第1の入力抵抗R9を介して電流検出回路5bの検出電圧Vdetが入力されると共に、第2の入力抵抗R10を介して調光制御回路8からの調光制御電圧Vdimが入力されている。調光制御電圧Vdimが増加すると、オペアンプOP1の出力電圧は低下し、抵抗R13とダイオードD4を介して5番ピンから引き出される電流が増加するので、5番ピンの基準電圧は低下する。これにより、スイッチング素子Q1のオン時間幅は短くなる。逆に、調光制御電圧Vdimが減少すると、オペアンプOP1の出力電圧は上昇し、抵抗R13とダイオードD4を介して5番ピンから引き出される電流が減少するので、5番ピンの基準電圧は上昇する。これにより、スイッチング素子Q1のオン時間幅は長くなる。また、調光制御電圧Vdimが一定であるときに、検出電圧Vdetが変動した場合にも、上記と同様の動作により、検出電圧Vdetが増加すると、スイッチング素子Q1のオン時間幅は短くなり、逆に、検出電圧Vdetが減少すると、スイッチング素子Q1のオン時間幅は長くなるから、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かることになる。これにより、調光制御電圧Vdimの大きさに対して、相応の検出電圧Vdetとなるように、スイッチング素子Q1のオン時間幅が制御される。以上の動作は、高輝度域~中輝度域の範囲で実施され、低輝度域例えば、全点灯時に対して10未満の低光束域では、オペアンプOP1によるフィードバック制御は停止し、スイッチング素子Q1のオン時間幅は最短値に固定され、代わりに、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作を間欠的に停止させることにより、さらなる調光が実施される。そのために、調光制御回路8の端子aを低輝度域ではHighレベルとする。調光制御回路8の端子aがHighレベルになると、ダイオードD3を介してスイッチング素子Q2の制御電極にオン駆動信号が入力されて、スイッチング素子Q2がオン状態となる。このため、第2のタイマー回路TM2の5番ピンの基準電圧は、内部のブリーダ抵抗と抵抗R13の分圧比で決まる最低値に固定され、スイッチング素子Q1のオン時間幅はオペアンプOP1により制御可能な範囲の最短値に固定される。また、調光制御回路8の端子aがHighレベル制御電源電圧Vccのレベルになると、抵抗R14を介するトランジスタTr4のベース電流が遮断されるので、トランジスタTr4がOFFとなり、オペアンプOP1に対して制御電源電圧Vccが供給されなくなる。これにより、低輝度域でのオペアンプOP1による余分な消費電力を節減することができる。なお、調光制御回路8の端子aがHighレベルに切り替わるときのオペアンプOP1の出力電圧は最低値となっているように、つまり、スイッチング素子Q2がオンする前後で、ダイオードD4のアノード電位が殆ど変動しないように、設計しておくことが好ましい。次に、低輝度域の制御から中輝度域の制御に戻す場合には、オペアンプOP1を再度動作開始させるために、調光制御回路8は端子aをLowレベルに切り替える。すると、抵抗R14を介してトランジスタTr4にベース電流が流れるから、トランジスタTr4はON状態となり、オペアンプOP1に制御電源電圧Vccが供給される。また、ダイオードD3を介して供給されていたオン駆動信号が遮断されるから、スイッチング素子Q2がOFFされることになるが、オペアンプOP1の動作が十分に安定するまでは、スイッチング素子Q2はON状態を暫時継続することが望ましい。そこで、コンデンサC5と抵抗R15よりなるタイマー回路をスイッチング素子Q2の制御電極に接続しておいて、その時定数をオペアンプOP1の動作が十分に安定するまでの時間程度に設定しておく。これにより、コンデンサC5の電圧が低下するにつれて、スイッチング素子Q2は徐々にOFF状態へと移行する。そして、スイッチング素子Q2が完全にOFFする頃には、オペアンプOP1の動作が安定しており、ダイオードD4を介してオペアンプOP1の出力端子に抵抗R13を介する電流が引き込まれることにより、スイッチング素子Q1のオン時間幅はオペアンプOP1により制御される状態となる。なお、調光制御回路8の端子aがLowレベルからHighレベルへ移行するときの調光制御電圧Vdim1と、調光制御回路8の端子aがHighレベルからLowレベルへ移行するときの調光制御電圧Vdim2の関係は、Vdim1>Vdim2となるように、若干のヒステリシス特性を持たせておけば、低輝度域の制御と中輝度域の制御が頻繁に切り替わる現象を回避できる。次に、低輝度域の制御について説明する。低輝度域の制御に移行すると、調光制御回路8はスイッチング素子Q2をON状態に固定しているので、スイッチング素子Q1のオン時間幅は最短値に固定されており、さらに調光を深めるには、スイッチング素子Q1のオフ時間を延長する必要がある。そのために、調光制御回路8の端子cから低周波のPWM信号を出力し、第2のタイマー回路TM2の4番ピンの電圧を低周波でHigh/Lowに切り替えることにより、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作を間欠的に休止させる。端子cは高輝度域~中輝度域ではHighレベルに固定されており、第2のタイマー回路TM2は常に動作可能な状態となっている。これに対して、低輝度域では、端子cは低周波でHigh/Lowに切り替わり、そのLowレベルの期間の割合は、調光が深くなるにつれて輝度が低くなるにつれて長くなるように制御される。つまり、スイッチング素子Q1のオン時間幅が最短値のままで、バースト調光によりスイッチング素子Q1のオフ期間を増大させて行くことにより、オン時間/オフ時間の比率を極端に小さい値まで制御することにより、極めて微弱な光出力となるまで調光点灯させることができる。ところで、このように極めて微弱な光出力となるまで調光点灯させる場合には、半導体発光素子4と並列に点灯電流よりも大きなバイパス電流を流すバイパス回路を設けることが好ましいことが知られている特開2011-65922号公報参照。そこで、本実施形態では、そのようなバイパス回路を有効に活用して電流検出回路5bの検出可能域を拡大している。《電流検出回路5bについて》図2の電流検出回路5bでは、半導体発光素子4と並列に、ダイオードD2と抵抗R6の直列回路を接続している。抵抗R6は定電流回路に置き換えても良い。ダイオードD2はトランジスタTr3のベースエミッタ間のダイオードと略同等の温度特性のものを用いることが好ましい。ダイオードD2の順電圧とトランジスタTr3のベースエミッタ間電圧がほぼ相殺し合うことにより、電流検出抵抗R4の両端電圧をベースバイアス抵抗R5の両端電圧として写し取ることができる。電流検出抵抗R4は低抵抗、ベースバイアス抵抗R5は高抵抗であるが、ベースバイアス抵抗R5に流れる電流は、その両端電圧÷抵抗R5であるから、電流検出抵抗R4に流れる電流点灯電流バイパス電流に応じたベース電流をトランジスタTr3に流すことができる。そのベース電流に応じたコレクタ電流が抵抗R7、R8の直列回路に流れるから、抵抗R8の両端には、電流検出抵抗R4の両端電圧に応じた検出電圧Vdetを得ることができる。仮に、ダイオードD2と抵抗R6の直列回路よりなるバイパス回路が無いとすると、低抵抗である電流検出抵抗R4の両端電圧は点灯電流が低下するにつれて微弱なものとなり、トランジスタTr3のベースエミッタ間ダイオードがオンしなくなるから、電流検出が困難となる。本実施形態では、ダイオードD2と抵抗R6の直列回路よりなるバイパス回路のバイパス電流を電流検出抵抗R4に常に流しておくことにより、点灯電流が小さくても電流検出抵抗R4の両端電圧を嵩上げすることができ、また、ダイオードD2の順電圧によりトランジスタTr3のベースエミッタ間ダイオードをオンさせておくことができるから、負荷電流が小さくなっても、点灯電流を検出可能となる。電流検出抵抗R4は、本来は、半導体発光素子4に流れる点灯電流のみを検出したいところであるが、本実施形態では、半導体発光素子4に流れる点灯電流に加えてダイオードD2及び抵抗R6の直列回路に流れるバイパス電流により嵩上げされた電流を検出していることになる。しかし、半導体発光素子4の負荷電圧は比較的安定しているから、バイパス電流は点灯電流に比べると変動範囲が限られているし、また、抵抗R6を定電流回路に置き換える等の手段によりバイパス電流の影響は簡単に除去できるから、実質的には点灯電流を検出できることになる。なお、本実施形態では、上述のように、低輝度域例えば、全点灯時に対して10未満の低光束域ではフィードバック制御を省略しており、点灯電流がバイパス電流よりも大きくなる高輝度域~中輝度域の範囲でフィードバック制御を実施しているので、検出電圧Vdetは主として点灯電流を反映したものとなり、バイパス電流による嵩上げ分は無視できる。《調光制御回路8について》図2の調光制御回路8は、マイクロコンピュータで構成しても良い。例えば、図1の調光信号回路9から出力されるアナログの調光電圧をA/D変換入力ポートから読み取り、その読み取り値に基づいて内部のメモリテーブルを参照して調光制御電圧Vdimを決定し、D/A変換出力端子bから出力する。高輝度域~中輝度域の範囲では調光制御電圧Vdimに応じたフィードバック制御を実施するべく、端子aをLowレベルとし、端子cはHighレベルに固定しておく。低輝度域では、フィードバック制御を停止させるべく、端子aをHighレベルとし、また、高周波のオンオフ動作を低周波で間欠的に停止させるべく、端子cを低周波でHigh/Lowに切り替える。そのLowレベルの期間の割合は、図1の調光信号回路9から出力されるアナログの調光電圧をA/D変換入力ポートから読み取った値に基づいて、内部のメモリテーブルを参照して決定すれば良い。実施形態3図3bは本発明の実施形態3の要部構成を示している。本実施形態では、図2に示した実施形態2において、第1のタイマー回路TM1の5番ピンの電圧を低輝度域において可変とすることにより、スイッチング素子Q1の高周波のオンオフ動作の周波数を可変とするものである。上述のように、極めて微弱な光出力となるまで調光点灯させるには、調光下限に近づくにつれて、スイッチング素子Q1の高周波のオンオフ動作の周波数は低くした方が有利となる。図2の実施形態では、第1のタイマー回路TM1の5番ピンの電圧は固定されているので、スイッチング素子Q1の高周波のオンオフ動作の周波数は固定されている。これに対して、図3bに示す変形例では、第1のタイマー回路TM1の5番ピンに接続されたコンデンサC3と並列に、抵抗Roとスイッチング素子Q3の直列回路を接続し、スイッチング素子Q3を低周波のPWM信号によりオンオフ制御可能としたものである。低周波のPWM信号は、図2の調光制御回路8の端子cから出力される信号を用いれば良い。図2の調光制御回路8の端子cが常にHighレベルである状態高輝度域~中輝度域では、スイッチング素子Q3が常にオン状態となるから、第1のタイマー回路TM1の5番ピンの電圧は内部のブリーダ抵抗図3a参照と外付けの抵抗Roの分圧比で決まる電圧となり、2/3Vccよりは低い電圧となっている。このため、第1のタイマー回路TM1の発振周波数は、5番ピンの電圧が2/3Vccである場合に比べると、高くなっている。次に、図2の調光制御回路8の端子cが低周波でHigh/Lowに切り替わる状態低輝度域になると、スイッチング素子Q3が間欠的にオフ状態となる。スイッチング素子Q3がオフ状態となる期間が長くなるにつれて、つまり、スイッチング素子Q1の高周波的な発振動作が停止している期間が長くなるにつれて、第1のタイマー回路TM1の5番ピンの電圧は2/3Vccに向けて上昇して行く。このため、第1のタイマー回路TM1の高周波的な発振周波数は低くなっていく。これにより、スイッチング素子Q1のオン回数が少なくなるから、極めて微弱な光出力となるまで調光点灯可能となる。実施形態4図4は本発明の実施形態4の回路図である。本実施形態では、降圧チョッパ回路のスイッチング素子Q1が高電位側に配置され、半導体発光素子4が低電位側に配置されている。半導体発光素子4が低電位側に配置されていることにより、半導体発光素子4に流れる点灯電流の検出は、他の実施形態に比べて容易となる。また、フィードバック制御回路6を低電位側に配置し、調光回路80から得られる制御目標信号と、電流検出抵抗R4から得られる検出信号を直接比較できる。その反面、スイッチング素子Q1が高電位側に配置されているので、何らかの駆動回路を高電位側に配置する必要がある。本実施形態では、タイマー回路TM1とTM2よりなる高周波発振回路7を高電位側に配置している。その構成は、図2の実施形態2と基本的には同じであるが、2段目のタイマー回路TM2にフォトカプラPC1、PC2を付加した点が異なる。図2のタイマー回路TM2では、5番ピンの基準電圧を可変制御し、時定数設定用の抵抗R3は固定値としていた。これに対して、図4のタイマー回路TM2では、5番ピンの基準電圧はコンデンサC8により安定化された固定値とし、代わりに、時定数設定用の抵抗R3と並列に抵抗R17とフォトカプラPC1の受光素子の直列回路を接続している。フォトカプラPC1の発光素子はフィードバック制御回路6により通電量を制御されている。フォトカプラPC1の受光素子の抵抗値が下がると、コンデンサC4の充電速度が上昇するので、スイッチング素子Q1のオン時間幅は短縮される方向に制御される。また、タイマー回路TM2の8番ピンと4番ピンの間に低周波でオン/オフ可能なフォトカプラPC2の受光素子を挿入し、4番ピンは抵抗R18により1番ピンの電位にプルダウンしている。フォトカプラPC2の発光素子は、調光回路80により低周波で通電/遮断を切り替え可能となっている。フォトカプラPC2の発光素子が通電されているとき、フォトカプラPC2の受光素子はオンとなる。フォトカプラPC2の発光素子の電流が遮断されているとき、フォトカプラPC2の受光素子はオフとなる。フォトカプラPC2の受光素子がオフのとき、タイマー回路TM2の4番ピンは抵抗R18によりプルダウンされてLowレベルとなるので、出力端子3番ピンの電圧はLowレベルに固定される。フォトカプラPC2の受光素子がオンのとき、タイマー回路TM2の4番ピンはHighレベルとなるので、タイマーTM2は動作可能な状態となり、単安定マルチバイブレータとして動作する。本実施形態のように、高周波発振回路7を高電位側に配置すれば、低電位側に配置する場合に比べると、高周波の制御信号を低電位側から高周波側に伝達する必要がなくなる。つまり、図4のフォトカプラPC1の伝達信号はスイッチング素子Q1のオン時間幅の制御に関するアナログ信号であり、また、フォトカプラPC2の伝達信号はバースト調光のための低周波のオン/オフ信号であるから、いずれも伝達速度の遅い安価な素子を用いることができる。仮に、高周波発振回路7を低電位側に配置してしまうと、2段目のタイマー回路TM2のドライブ能力を高電位側のスイッチング素子Q1のオンオフ制御に直接的に活用できないうえに、高電位側に別途設けた駆動回路に対して高速のフォトカプラを用いて制御信号を伝達する必要が生じる。したがって、図4に示すように、タイマー回路TM1、TM2よりなる高周波発振回路7を高電位側に配置する構成が有利である。ただし、高周波発振回路7を高電位側に配置するには、高電位側に安定した制御電源電圧HVccが必要となる。本実施形態では、調光状態にかかわらず、低電位側と高電位側に安定した制御電源電圧Vcc、HVccを供給可能な制御用電源回路2を半導体発光素子4と並列に接続している。制御用電源回路2は、安定した制御電源電圧Vcc、HVccを生成するために、相応の消費電流を常に流す必要が生じるが、その電流をバイパス電流として有効に活用することにより、半導体発光素子4の調光点灯を安定化させている。以下、制御用電源回路2の構成について説明する。《制御用電源回路2について》半導体発光素子4を接続された平滑コンデンサC1には、IPD素子IC1とその周辺回路よりなる制御用電源回路2が接続されている。IPD素子IC1は、いわゆるインテリジェントパワーデバイスであり、例えば、パナソニック製のMIP2E2Dよりなる。この素子は、ドレイン端子Dとソース端子Sとコントロール端子Cを有する3ピンのICであり、内部にパワーMOSFETよりなるスイッチング素子と、そのオンオフ動作を制御するための制御回路を内蔵している。IPD素子IC1のドレイン端子Dとソース端子Sの間に内蔵されたスイッチング素子と、インダクタL2と、平滑コンデンサC13とダイオードD7により降圧チョッパ回路が構成されている。また、ツェナーダイオードZD3とダイオードD8、平滑コンデンサC12、コンデンサC11によりIPD素子IC1の電源回路が構成されている。電源投入初期において、起動回路21を介して平滑コンデンサC1の電圧が上昇すると、IPD素子IC1のドレイン端子D→コントロール端子C→平滑コンデンサC12→インダクタL2→平滑コンデンサC13の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC12が図示された極性に充電される。この平滑コンデンサC12の電圧がIPD素子IC1の内部の制御回路の動作電源となって、IPD素子IC1が動作を開始し、ドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子がオンオフを開始する。IPD素子IC1のドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子がオンのとき、平滑コンデンサC1→IPD素子IC1のドレイン端子D→ソース端子S→インダクタL2→平滑コンデンサC13の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC13が充電される。前記スイッチング素子がオフすると、インダクタL2の蓄積エネルギーがダイオードD7を介して平滑コンデンサC13に放出される。これにより、IPD素子IC1とインダクタL2、ダイオードD7、平滑コンデンサC13よりなる回路は降圧チョッパ回路として動作し、平滑コンデンサC1の電圧を降圧した制御電源電圧Vccが平滑コンデンサC13に得られる。また、IPD素子IC1のドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子がオフのとき、ダイオードD7を介して回生電流が流れるが、このとき、インダクタL2の両端電圧は、平滑コンデンサC13の電圧Vc13とダイオードD7の順電圧Vd7の和の電圧Vc13Vd7にクランプされる。この電圧から、ツェナーダイオードZD3のツェナー電圧Vz3とダイオードD8の順電圧Vd8の和の電圧Vz3Vd8を差し引いた電圧がコンデンサC12の電圧Vc12となる。IPD素子IC1に内蔵された制御回路は、ソース端子Sとコントロール端子Cの間に接続されたコンデンサC12の電圧Vc12が一定となるように、IPD素子IC1のドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子をオンオフ制御する。これにより、結果的に、平滑コンデンサC13の電圧は一定となるように制御され、同時に、IPD素子IC1に動作電源を与えることができる。平滑コンデンサC13に制御電源電圧Vccが得られると、調光回路80とフィードバック制御回路6が動作を開始する。また、高電位側に配置されたタイマー回路IC1、IC2には、ハイサイド電源回路から制御電源電圧HVccが供給される。ハイサイド電源回路は、低電位側に配置された制御用電源回路2のインダクタL2の2次巻線L2aの出力により、ダイオードD5と抵抗R19を介して平滑コンデンサC9を充電し、その充電電圧HVccをツェナーダイオードZD1により定電圧化している。タイマー回路TM1、TM2が動作を開始することにより、スイッチング素子Q1が高周波でオンオフされる。次に、制御用電源回路2の起動回路21について説明する。電源投入初期に、平滑コンデンサC1の充電電圧が低いときには、抵抗R20、トランジスタTr5のベースエミッタ間、抵抗R22を介して平滑コンデンサC1に電流が流れることで、トランジスタTr5がオン状態となり、抵抗R21、トランジスタTr5のコレクタエミッタ間、抵抗R22を介して平滑コンデンサC1が充電される。平滑コンデンサC1の充電電圧が制御用電源回路2のIPD素子IC1の起動可能電圧に達すると、IPD素子IC1が発振動作を開始する。これにより、平滑コンデンサC13に低電位側の制御電源電圧Vccが得られると共に、タイマー回路TM1、TM2の電源用の平滑コンデンサC9に高電位側の制御電源電圧HVccが得られる。これらの電源電圧Vcc、HVccが得られることで、スイッチング素子Q1のオンオフ動作が開始し、平滑コンデンサC1の充電電圧はさらに上昇する。ツェナーダイオードZD2のツェナー電圧は、制御用電源回路2のIPD素子IC1の起動可能電圧よりも高く設定されており、なおかつ、半導体発光素子4の発光可能な電圧例えば、80V~98Vよりも低く設定されている。このため、スイッチング素子Q1がオンオフ動作を開始することで平滑コンデンサC1の電圧が半導体発光素子4の発光可能な電圧に達すると、平滑コンデンサC1から抵抗R22、ダイオードD6、ツェナーダイオードZD2の経路で逆方向に電流が流れて、トランジスタTr5のベースエミッタ間が逆バイアスされる。これにより、トランジスタTr5のコレクタエミッタ間はオフ状態に維持されて、トランジスタTr5を介する起動電流は遮断される。図4の回路では、半導体発光素子4の調光範囲例えば、50μA~300mAの範囲において、制御用電源回路2の消費電流と、起動回路21の抵抗R22、ダイオードD6、ツェナーダイオードZD2の直列回路を介する消費電流の合計が、実施形態2のダイオードD2と抵抗R6に流れていたバイパス電流例えば、6~7mAと同程度か、または、それ以上となるように設計される。これにより、実施形態2ではジュール熱として消費されていたバイパス電流の有効活用が可能となり、電力ロスを低減できる利点がある。《フィードバック制御回路6について》次に、フィードバック制御回路6について説明する。フィードバック制御回路6は、オペアンプA1、A2と出力トランジスタQ4を内蔵したフィードバック制御用の集積回路IC3例えば、新日本無線のNJM2146Bとその周辺回路よりなる。オペアンプA1の入力端子3番ピンには、入力抵抗R61を介して電流検出抵抗R4による検出電圧が入力されており、-入力端子2番ピンには、調光回路80から出力される制御目標電圧が入力されている。出力端子1番ピンと入力端子3番ピンの間に接続された抵抗R62とコンデンサC62の直列回路は帰還インピーダンスである。他方のオペアンプA2は本実施形態では使用していないが、必要であれば、調光が深いときに半導体発光素子4の印加電圧を目標電圧に一定化する電圧フィードバック制御に用いても良い特開2009-232623号公報参照。集積回路IC3の電源端子8番ピンとグランド端子4番ピンの間には、平滑コンデンサC13から制御電源電圧Vccが供給されている。集積回路IC3の電源端子8番ピンと出力端子1番ピンの間には、抵抗R63を介してフォトカプラPC1の発光素子が接続されている。電流検出抵抗R4により検出される点灯電流が調光回路80により設定される目標電流よりも高くなると、トランジスタQ4の抵抗値が下がって、フォトカプラPC1の発光素子に流れる電流が増加するから、フォトカプラPC1の受光素子の抵抗値が低下する。これにより、スイッチング素子Q1のオン時間幅が短くなる方向に制御されるから、平滑コンデンサC1の電圧は低下し、電流検出抵抗R4により検出される点灯電流は減少する。電流検出抵抗R4により検出される点灯電流が調光回路80により設定される目標電流よりも低くなると、トランジスタQ4の抵抗値が高くなって、フォトカプラPC1の発光素子に流れる電流が減少するから、フォトカプラPC1の受光素子の抵抗値が増加する。これにより、スイッチング素子Q1のオン時間幅が長くなる方向に制御されるから、平滑コンデンサC1の電圧は上昇し、電流検出抵抗R4により検出される点灯電流は増加する。結果的に、電流検出抵抗R4により検出される点灯電流は調光回路80により設定される目標電流に応じた一定値となるように制御される。なお、図示はしないが、図2に示した実施形態2と同様に、低輝度域では集積回路IC3の8番ピンへの給電を停止すると共に、1番ピンをグランドレベルに短絡させることで、フィードバック制御を停止させるように構成しても構わない。《調光回路80について》次に、調光回路80の構成及び動作について説明する。調光回路80は、低周波のPWM信号よりなる調光信号を受光するフォトカプラPC3と、その受光出力を波形整形するためのシュミットインバータIC2とその周辺回路よりなる。シュミットインバータIC2は、例えば、東芝製TC7SH14Fよりなり、入力電圧が上側しきい値よりも高くなると、出力電圧がLowレベルとなり、入力電圧が下側しきい値よりも低くなると、出力電圧がHighレベルとなる。上側しきい値と下側しきい値との間には、電源電圧Vccの20~30程度のヒステリシス特性を有しており、入力電圧の波形が鈍っていても出力電圧は波形整形された矩形波電圧となる。シュミットインバータIC2の入力端子は、プルアップ用の抵抗R85を介して制御電源電圧Vccのラインに接続されると共に、抵抗R84とトランジスタQ5の直列回路を介してグランドに接続されている。抵抗R84とトランジスタQ5の直列回路に並列接続されたコンデンサC82はノイズ除去用の小容量のコンデンサであり、平滑作用は有していない。トランジスタQ5のベースエミッタ間には、抵抗R82とR83の抵抗分圧回路により制御電源電圧Vccを分圧したバイアス電圧が供給されている。抵抗R83にはコンデンサC81が並列接続されると共に、フォトカプラPC3の受光素子が抵抗R81を介して並列接続されている。コンデンサC81はノイズ除去用の小容量のコンデンサであり、平滑作用は有していない。フォトカプラPC3の発光素子には、低周波のPWM信号例えば、1kHz、10Vの矩形波電圧信号よりなる調光信号が抵抗図示せずを介して入力されている。この種の調光信号は、蛍光灯のインバータ点灯装置の分野において広く用いられている。調光信号がHighレベルのとき、フォトカプラPC3の発光素子の光信号によりフォトカプラPC3の受光素子がオンとなり、トランジスタQ5のベースバイアスがバイパスされるので、トランジスタQ5は高抵抗状態となる。これによりシュミットインバータIC2の入力電圧が上側しきい値よりも高くなると、シュミットインバータIC2の出力電圧はLowレベルとなる。調光信号がLowレベルのとき、フォトカプラPC3の発光素子の光信号が消失することによりフォトカプラPC3の受光素子はオフとなり、トランジスタQ5に抵抗R82を介してベースバイアスが供給されるので、トランジスタQ5は低抵抗状態となる。これによりシュミットインバータIC2の入力電圧が下側しきい値よりも低くなると、シュミットインバータIC2の出力電圧はHighレベルとなる。シュミットインバータIC2の出力電圧がHighレベルのとき、ダイオードD9、抵抗R87を介してコンデンサC83が充電され、コンデンサC83の電圧は上昇する。コンデンサC83には放電用の抵抗R88が並列接続されており、シュミットインバータIC2の出力電圧がLowレベルのとき、コンデンサC83の電圧は低下する。その充放電の時定数は調光信号の周期に比べると比較的大きく設定されており、コンデンサC83は実質的な平滑作用を有している。これにより、コンデンサC83の電圧はシュミットインバータIC2の出力電圧がHighレベルである期間に応じた電圧となり、フォトカプラPC3に入力される調光信号がLowレベルである期間が長くなるほど高くなる。シュミットインバータIC2の出力には、抵抗R86を介してフォトカプラPC2の発光素子が接続されている。シュミットインバータIC2の出力電圧がHighレベルのとき、抵抗R86を介してフォトカプラPC2の発光素子に電流が流れる。このとき、フォトカプラPC2の受光素子はオン状態となり、タイマー回路TM2の4番ピンはHighレベルとなるから、タイマー回路TM2は動作可能な状態となる。また、シュミットインバータIC2の出力電圧がLowレベルのとき、フォトカプラPC2の発光素子に電流は流れないから、フォトカプラPC2の受光素子はオフ状態となる。このとき、タイマー回路TM2の4番ピンはLowレベルとなるから、タイマー回路TM2は動作禁止状態となる。したがって、シュミットインバータIC2の出力電圧がHighレベルのとき、つまり、調光回路80のフォトカプラPC3で受信される低周波のPWM信号がLowレベルのときは、スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作が許可され、反対に、シュミットインバータIC2の出力電圧がLowレベルのとき、つまり、調光回路80のフォトカプラPC3で受信される低周波のPWM信号がHighレベルのときは、スイッチング素子Q1はオフ状態に維持される。これにより、フォトカプラPC3で受信される低周波のPWM信号に応じてバースト調光される。スイッチング素子Q1の高周波的なオンオフ動作が許可されているバーストONの状態において、スイッチング素子Q1のオンパルス幅は、フィードバック制御回路6によりフィードバック制御される。つまり、平滑コンデンサC1から半導体発光素子4に流れる平滑化された直流電流を電流検出抵抗R4で検出した検出値が調光回路80のコンデンサC83の電圧と一致するように、スイッチング素子Q1のオンパルス幅が制御される。なお、図4において、コンデンサC10は平滑コンデンサC1の高周波リップルをバイパスするための小容量のフィルムコンデンサである。また、入力直流電源としてのコンデンサC7は、図1に示すような昇圧チョッパ回路1cの出力コンデンサであり、その電圧Vdcは一定となるように制御される。制御電源回路2により生成される制御電源電圧Vccは、昇圧チョッパ回路を制御するPFC制御回路にも供給しても良い。実施形態5図5は本発明の実施形態5の回路図である。本実施形態では、高周波発振回路7を1個のタイマー回路TMで構成している。また、その高周波の発振動作を低周波で間欠的に停止させる制御と、高周波のオン時間幅とオフ時間幅の制御を、PWM制御回路IC4により実施している。PWM制御回路IC4は、タイマー回路TMの動作を許可するときには、タイマー回路TMの4番ピンをHighレベルに設定する。タイマー回路TMとしては、図3aに示した汎用のタイマーICいわゆる555を用いることができる。タイマー回路TMは無安定マルチバイブレータとして動作し、2番ピンが5番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピンがHighレベルとなり、7番ピンが開放状態となるので、コンデンサC4は充電抵抗RcとダイオードD10を介して充電される。6番ピンに印加されるコンデンサC4の充電電圧が5番ピンの電圧よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピン出力端子がLowレベルとなり、7番ピン放電端子は1番ピンと短絡された状態となる。これによりコンデンサC4は放電抵抗Rdを介して放電されて、電圧が降下して行く。2番ピンに印加されるコンデンサC4の充電電圧が5番ピンの電圧の半分よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピンがHighレベルとなり、7番ピンが開放状態となるので、コンデンサC4は充電抵抗RcとダイオードD10を介して充電される。以下、同じ動作を繰り返す。このように、タイマー回路TMは一般的な無安定マルチバイブレータとして動作するものであり、スイッチング素子Q1のオン時間幅は充電抵抗RcとコンデンサC4の時定数と5番ピンの電圧により決まる可変幅となる。また、スイッチング素子Q1のオフ時間幅は放電抵抗RdとコンデンサC4の時定数と5番ピンの電圧により決まる可変幅となる。したがって、スイッチング素子Q1は、タイマー回路TMの5番ピンの電圧に応じたオン時間幅とオフ時間幅で駆動される。5番ピンの電圧が低下すると、発振用のコンデンサC4の電圧の変化幅が小さくなるので、オン時間幅もオフ時間幅も共に短くなるが、抵抗Rcを介する充電電流は増加するのに対して、抵抗Rdを介する放電電流は減少するから、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなる。これは負荷電圧が略一定である発光ダイオードの駆動には好都合なことであり、5番ピンの電圧が最大のときに、図6aに示すように、インダクタL1に流れる電流が臨界モードに近い不連続モードとなるように、オン時間幅とオフ時間幅の比率を設計しておけば、5番ピンの電圧が変化しても、常に不連続モードで動作させることができる。具体的には、オン時間幅×電源電圧-負荷電圧≒オフ時間幅×負荷電圧となる臨界条件よりも僅かにオン時間幅が短くなるように、抵抗Rc、RdとコンデンサC4の値を設計しておけば良い。このように設計した場合、5番ピンの電圧が低下すると、図6bのように、スイッチング素子Q1のオン時間幅、オフ時間幅は共に短縮するが、オン時間幅の短縮率の方がオフ時間幅の短縮率よりも大きくなるので、インダクタL1に流れる電流の休止期間は増大して行くことになる。したがって、PWM制御回路IC4によりタイマー回路TMの5番ピンの電圧を低下させることにより、図6bのように、インダクタL1に流れる電流のピークを減少させると共に、電流の休止期間も長くすることができるから、バーストONの期間にインダクタL1に流れる平均電流を減少させることができる。この制御と組み合わせて、PWM制御回路IC4によりタイマー回路TMの4番ピンを低周波例えば1kHzでHigh/Lowに切り替えて、バーストONの期間を可変とすることにより、高い平均電流を長い時間にわたり流す状態から、低い平均電流を短い時間にわたり流す状態まで制御することで、広い範囲で安定した調光を実現することができる。PWM制御回路IC4としては、例えば、テキサスインスツルメンツ社のTL494もしくはその同等品を用いることができる。このICは、のこぎり波発振器OSCとコンパレータCPとエラーアンプEA1,EA2、出力トランジスタTr1,Tr2、基準電圧源などを内蔵しており、5番、6番ピンに外付けされたコンデンサCtと抵抗Rtで決まる固定周波数で発振し、3番ピンの電圧に応じたパルス幅でPWM信号を生成できる。発振周波数は、例えば1kHzのような低周波とすることも可能である。4番ピンはデッドタイム設定端子であり、本実施形態ではグランドに接続している。1-2番ピンに接続されたエラーアンプEA1と、15-16番ピンに接続されたエラーアンプEA2は、ダイオードOR接続されており、いずれか高い方の出力がコンパレータCPの基準電圧となる。ここでは、図4の実施形態と同様に、第2のエラーアンプEA2は使用していない。13番ピンはシングルエンド動作とプッシュプル動作を選択するための端子であり、本実施形態ではグランドに接続することにより、シングルエンド動作となっている。この場合、内部のロジック回路によりトランジスタTr1とTr2の動作は同じとなる。11-10番ピンのトランジスタTr2がオンのとき、タイマー回路TMの4番ピンはLowレベルとなるから、高周波発振回路7の高周波発振動作は停止し、スイッチング素子Q1はオフ状態に維持される。また、トランジスタTr2がオフのとき、タイマー回路TMの4番ピンは抵抗R33により制御電源電圧Vccの電位にプルアップされて、高周波発振回路7の高周波発振動作が開始する。8-9番ピンのトランジスタTr1がオンのとき、抵抗Roを介してコンデンサC3の電荷が放電される。また、トランジスタTr1がオフのとき、コンデンサC3はタイマー回路TMに内蔵されたブリーダ抵抗の分圧出力により充電される。トランジスタTr1が低周波でオン/オフすることにより、その1周期中のオン期間の比率が増加するほど、コンデンサC3の電圧は低下する。これにより、スイッチング素子Q1のオン時間幅は短くなる。トランジスタTr1、Tr2の1周期中のオン期間の比率は、出力検出回路5の検出出力を受けてフィードバック制御されているので、結果的に、スイッチング素子Q1のバーストONの期間と共に、スイッチング素子Q1のオン時間幅もフィードバック制御されることになる。フィードバック制御回路は、エラーアンプEA1と外付けのCR回路により構成されている。エラーアンプEA1の反転入力端子と出力端子の間には、抵抗R11、R12とコンデンサC6よりなる帰還インピーダンスが接続されている。エラーアンプEA1の非反転入力端子には、14番ピンの基準電圧Vrefを抵抗R31、R32により分圧した一定電圧が印加されている。エラーアンプEA1の出力端子の電圧は、エラーアンプEA1の反転入力端子の電圧が非反転入力端子の電圧と一致するように変化する。エラーアンプEA1の反転入力端子には、第1の入力抵抗R9を介して出力検出回路5の検出電圧Vdetが入力されると共に、第2の入力抵抗R10を介して調光制御電圧Vdimが入力されている。調光制御電圧Vdimが増加すると、エラーアンプEA1の出力電圧は低下し、トランジスタTr1、Tr2のオン期間が長くなるので、スイッチング素子Q1のオンオフ動作が停止している期間が長くなる。また、タイマー回路TMの5番ピンの基準電圧が低下するので、スイッチング素子Q1のオン時間幅は短くなる。逆に、調光制御電圧Vdimが減少すると、エラーアンプEA1の出力電圧は上昇し、トランジスタTr1、Tr2のオン期間が短くなるので、スイッチング素子Q1のオンオフ動作が停止している期間が短くなる。また、タイマー回路TMの5番ピンの基準電圧が上昇するので、スイッチング素子Q1のオン時間幅は長くなる。また、調光制御電圧Vdimが一定であるときに、検出電圧Vdetが変動した場合にも、上記と同様の動作により、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かることになる。つまり、検出電圧Vdetが増加すると、スイッチング素子Q1のオンオフ動作が停止している期間が長くなると共に、スイッチング素子Q1の高周波のオン時間幅が短くなる。逆に、検出電圧Vdetが減少すると、スイッチング素子Q1のオンオフ動作が停止している期間が短くなると共に、スイッチング素子Q1の高周波のオン時間幅が長くなる。これにより、出力変動を抑制するようにフィードバック制御が掛かり、調光制御電圧Vdimの大きさに対して、相応の検出電圧Vdetとなるように制御される。次に、出力検出回路5について説明する。半導体発光素子4には電流検出抵抗R4が直列接続されると共に、分圧抵抗R16、R6とツェナーダイオードZD4の直列回路よりなるバイパス回路が並列接続されている。このバイパス回路は、調光下限付近において、半導体発光素子4に流れる点灯電流よりも大きいバイパス電流を流すように定数を設定されている。これにより、調光下限付近において、安定した調光点灯が可能となる。半導体発光素子4に流れる点灯電流が増減すると、抵抗R4の両端電圧が増減する。また、半導体発光素子4の印加電圧が増減すると、抵抗R16の両端電圧が増減する。したがって、半導体発光素子4の点灯電流または印加電圧が増減すると、抵抗R4とR16の直列回路の両端電圧が増減する。抵抗R4とR16の直列回路の両端電圧からトランジスタTr3のベースエミッタ間電圧を差し引いた電圧が抵抗R5に印加されるから、トランジスタTr3には、抵抗R4とR16の直列回路の両端電圧に応じたベース電流が流れる。このベース電流に応じたコレクタ電流が抵抗R7、R8の直列回路に流れるから、検出電圧Vdetは半導体発光素子4の点灯電流と印加電圧の両方を反映した電圧となる。なお、抵抗R4がゼロの場合、出力検出回路5は電圧検出回路5aとして機能し、抵抗R16がゼロの場合、出力検出回路5は電流検出回路5bとして機能する。また、抵抗R4、R16の値を適切に設定すると、出力検出回路5は擬似的に負荷電力を検出する回路として機能する。抵抗R4には半導体発光素子4に流れる点灯電流とバイパス回路に流れるバイパス電流の和に相当する電流が流れる。したがって、半導体発光素子4に流れる点灯電流がゼロに近い状態であっても、抵抗R4にはバイパス回路に流れるバイパス電流による電圧嵩上げ電圧が発生しており、トランジスタTr3が遮断状態となることはない。また、ツェナーダイオードZD4のツェナー電圧は、半導体発光素子4が点灯可能な電圧よりも低い電圧に設定しておく。これにより、半導体発光素子4が点灯している状態では、必ず抵抗R16に電圧が発生しており、トランジスタTr3が遮断状態となることはない。このように、図5の出力検出回路5では、バイパス回路に流れるバイパス電流を、出力検出用トランジスタTr3のベースエミッタ間ダイオードを導通させておくためのバイアス電流として利用している。これにより、半導体発光素子4の点灯電流または印加電圧が低い状態であっても、出力検出用のトランジスタTr3が遮断状態となることはなく、常に能動領域で動作するようにバイアスすることができる。なお、図4の実施形態でも述べたように、半導体発光素子4の点灯電流と印加電圧を個別に検出し、第1のエラーアンプEA1により点灯電流に応じたフィードバック制御を実施すると共に、第2のエラーアンプEA2により印加電圧に応じたフィードバック制御を実施しても良い。前者の制御を高輝度~中輝度域において実施し、後者の制御を低輝度域において実施すると良いことが知られている特開2009-232623号公報参照。実施形態6上述の各実施形態では、DC-DCコンバータ3として、降圧チョッパ回路を用いたが、図7a~cに例示するような各種のスイッチング電源回路を本発明のDC-DCコンバータとして使用しても構わない。図7aは昇圧チョッパ回路3a、図7bはフライバックコンバータ回路3b、図7cは昇降圧チョッパ回路3cの例である。いずれの回路を用いた場合においても、DC-DCコンバータは、スイッチング素子Q1と誘導性素子インダクタL1またはトランスT1と回生ダイオードD1を少なくとも備え、スイッチング素子Q1のオン時に直流電源から誘導性素子に蓄積されたエネルギーをスイッチング素子Q1のオフ時に回生ダイオードD1を介して放出し、誘導性素子のエネルギー放出が完了した後にスイッチング素子Q1をオンさせる不連続モードで動作するものとする。実施形態7図8は本発明のLED点灯装置を用いた電源別置型LED照明器具の概略構成を示している。この電源別置型LED照明器具では、LEDモジュール40の筐体42とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置30を内蔵している。こうすることによってLEDモジュール40は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置30は場所によらず設置可能となる。器具筐体42は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板43で覆われている。この光拡散板43に対向するように、LEDモジュール40が配置されている。41はLED実装基板であり、LEDモジュール40のLED4a,4b,4c,...を実装している。器具筐体42は天井100に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置30からリード線44とコネクタ45を介して配線されている。電源ユニットとしての点灯装置30の内部には、上述の各実施形態で説明した回路が収納されている。LED4a,4b,4c,...の直列回路LEDモジュール40が上述の半導体発光素子4に対応している。本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置30がLEDモジュール40とは別の筐体に収納される電源別置型LED照明器具を例示したが、LEDモジュール40と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型LED照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子4として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機EL素子や半導体レーザー素子などであっても良い。また、スイッチング素子Q1としてMOSFETを例示したが、他の半導体スイッチング素子、例えば、IGBTなどを用いても良い。"