データに従って変調される光信号を出射し、前記光信号の時間的に連続する群をなすn個のシンボル間の遷移期間にディップを形成し、ここで、前記群のn-1番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、前記ディップが形成され、前記光信号のn番目の遷移期間にはディップが形成されず、前記光信号を受信し、受信した光信号から、数値nによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、前記周波数成分を用いて前記受信した光信号をモニタする光通信システムのためのモニタ方法。請求項1に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、前記ディップを形成するステップは、シンボル間隔と等しいパルス間隔を備えたパルスとしてn-2個のシンボルを形成することをさらに有し、時間的に次に来るn-1番目のシンボルの振幅に、立ち上がりエッジを形成し、前記n-1番目のシンボルとn番目のシンボル間の遷移期間では、振幅が影響を受けないように保持し、前記n番目のシンボルの振幅に、立下りエッジを形成する。請求項1または2に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、前記周波数成分は、前記光信号のシンボルレートのn分の1の周波数を有する信号成分を含む。請求項1から3のいずれか一項に記載した光通信システムのためのモニタ方法において、nの数値は、前記光通信システムから出射される光信号のそれぞれに対して異なる値に定められる。光送信器と光受信器を有し、前記光送信器は、時間的に連続する群をなすn個のシンボルの群にディップを形成するカーバを含み、シンボル間のn-1番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、前記光信号のn番目の遷移期間にはディップが形成されず、前記光受信器は、前記光信号を受信するコヒーレント受信器と、受信した光信号から、nによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、前記周波数成分を用いて前記受信した光信号をモニタする処理装置、とを含む、モニタ機能を備えた光通信システム。請求項5に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、前記カーバは、シンボル間隔と等しいパルス間隔を備えたパルスとしてn-2個のシンボルを形成し、時間的に次に来るn-1番目のシンボルの振幅に、立ち上がりエッジを形成し、前記n-1番目のシンボルとn番目のシンボル間の遷移期間では、振幅が影響を受けないように保持し、前記n番目のシンボルの振幅に、立下りエッジを形成する。請求項5または6に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、前記処理装置は、前記光信号のシンボルレートのn分の1の周波数を有する信号成分を含む前記周波数成分を抽出する。請求項5から7のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、前記光信号は偏波分割多重方式による4位相偏移変調PDM-QPSK信号である。請求項5から8のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、前記カーバは、ボーレートに比例した周波数の電気クロック信号の出力するクロックと、デューティサイクルがn分の1に比例し、前記クロックと同じ周波数の狭パルスクロックを生成する狭パルスクロック源と、前記クロックと前記狭パルスクロック源の出力に基づいて、入力された前記光信号の振幅を刻む変調器、とを備える。請求項5から8のいずれか一項に記載したモニタ機能を備えた光通信システムにおいて、変調されるデータと形成される前記ディップに基づいて電気信号を生成するデジタル-アナログ変換器と、生成された前記電気信号に基づいて入力された前記光信号の振幅を刻む変調器、をさらに備える。すべてのデータ支援方法ではトレーニングパターン、またはデータに加えて送信される先頭に付加された固定データを必要とする。それらは、一定のペイロードに対してビットレートの増加をもたらす。したがって、これにより、高価であるかまたは入手が困難な広帯域幅の電子機器や電気光学部品を使用することが必要となる。さもなければ、送信が劣化を受けることになる。さらに、これらの方法では、受信パターンの個々の可能な場合について比較することが必要となる。したがって、調査するべき場合の数によって要求される演算時間および記憶容量が増大する。これによって必要な計算量が増加するため、消費電力も増大することになる。データ支援方法では、データと混同しないように、トレーニング手順を慎重に設計することも必要となる。これにより、データのフレーミングやコーディングが複雑になる。これらの方法はまたデータの受信状態に依存し、ビット誤り率BitErrorRate:BERが低い場合、検出時に問題が生じる可能性がある。さらに、これらの方法では、パターン判別結果や上位レイヤの情報を物理レイヤ上の補償部または等化部にフィードバックする必要がある。これにより、受信器の設計が複雑になり、受信器における安定性の問題を引き起こす可能性がある。結局、データ支援方法は伝送シーケンスに依存するので、パラレルチャネル間のスキューあるいは他の劣化をモニタする場合、その分解能は信号の1シンボルに制限される。したがって、スキューの高精度なモニタや高精度な追跡には十分ではない。帯域内の低周波トーン信号の場合、トーン信号の周期が長いため、モニタの精度が非常に低くなる。さらに、伝送システムでエルビウム添加光ファイバー増幅器ErbiumDopedopticalFiberAmplifier:EDFAが用いられると、ゴーストトーン効果が現われるが、それは他のチャネルに影響し、影響を受けたチャネルについてのモニタ情報を変更してしまう。また、帯域内のトーン信号は、それらが付加されている信号の劣化を引き起こす。さらに、雑音に対するトーン情報の許容誤差を決定するトーン信号の変調指数と伝送情報の感度との間にはトレードオフがある。さらに、帯域外のトーン信号を用いる方法は高ビットレートで大容量のネットワークとは適合性がない。実際に、100Gb/sの二重偏波QPSDualPolarizationQPSK:DP-QPSK信号の場合、ボーレートは25Gbaudであり、トーン信号をアップコンバートするのに必要なサブキャリアは50GHzになる。したがって、トーン情報は光キャリアの両側で50GHz離れた領域に位置することになる。しかし、スペクトル上のこの部分は、周波数間隔を50GHzとしたWDM方式ではでカットされることになる。これは、光合波器と光分波器が各光チャネルについて、光キャリアの両側の25GHzの周波数帯の外側の信号を除去するからである。さらに、この方式では、25GHz近傍で急峻なフィルタ形状を有する低域通過フィルタや高域通過フィルタなどのRF部品が必要となるが、これらは普通に利用できるわけではない。このことが、この方式の実現をさらに複雑にし、コストを増大させている。最後に、この方法を用いた場合の報告されている損失は、今もなお約2dBであり、これはシステム設計の観点から無視することができないものである。一方、擬似RZReturn-to-Zero方式によって変調された信号は、RZ方式を用いて同一の信号を変調した信号よりも感度が低い。上述したように、これらの関連する光通信システムには、高受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることが困難であるという問題があった。本発明の主な目的は、高受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることができる、モニタ機能を備えた光通信システム及びそのためのモニタ方法を提供することにある。本願発明の一側面による光通信システムのためのモニタ方法は、データに従って変調される光信号を出射し、光信号の時間的に連続する群をなすn個のシンボル間の遷移期間にディップを形成し、ここで、群のn-1番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、光信号のn番目の遷移期間にはディップが形成されず、光信号を受信し、受信した光信号から、数値nによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、周波数成分を用いて受信した光信号をモニタする。本願発明の一側面によるモニタ機能を備えた光通信システムは、光送信器と光受信器を有し、光送信器は、時間的に連続する群をなすn個のシンボルの群にディップを形成するカーバを含み、シンボル間のn-1番目の最初の遷移のそれぞれにおいて、ディップが形成され、光信号のn番目の遷移期間にはディップが形成されず、光受信器は、光信号を受信するコヒーレント受信器と、受信した光信号から、nによって特徴づけられる周波数成分を抽出し、周波数成分を用いて受信した光信号をモニタする処理装置、とを含む。本発明による典型的な効果は、優れた受信感度で受信信号の劣化を高速、簡易にモニタすることができる、モニタ機能を備えた光通信システム及びそのためのモニタ方法を得ることができることである。[第1の実施形態]図1は、本実施形態による、光信号の振幅を刻むcarve装置以下では、カーバcarverと言うの実装形態を示す概略図である。カーバ100は入力光信号101を本実施形態に従って刻み、出力光信号102を出力する。入力光信号101は伝送されるデータによって予め変調しておくことができる。この場合、カーバ100によって刻まれた時間的に連続する2つのパルスの中間が、変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ100と入力光信号101のタイミングを制御する。送信されるデータの従属tributary信号に従って、入力光信号101を部分的に変調することもできる。この場合、出力光信号102は送信されるデータの残余に従って、この後に変調される。カーバ100によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ100と部分的に変調された入力光信号101のタイミングを制御する。入力光信号101が変調されていない場合、出力光信号102は送信されるデータに従って、その後に変調される。そして、その変調データは、変調されたデータの中央部がカーバ100によって刻まれたパルスと一致するように同期される。変調器110は入力光信号101の振幅を刻むために用いられる。クロック116は、送信されるデータのボーレートの半分と等しい周波数で電気クロック信号を出力する。その代わりに、外部クロック源からクロック信号を供給することができる。分周器114は、クロック116によって生成されたクロック信号を2つの等しい信号に分割する。狭パルスクロック源115は、ボーレートの半分でマスタークロック源から狭パルスクロックを生成する。狭パルスクロックは狭パルスクロック源115の内部で生成するか、あるいはクロック116によって供給される。狭パルスクロック源115のデューティサイクルは1/nに等しい。ここでnは、本実施形態においてパルスを刻むことを特徴づける指数である。狭パルスクロック源115の構成は後に図5を用いて説明される。論理ゲート113は、狭パルスクロックとクロック116によって生成されるクロック信号についてNAND演算を行なう。ドライバーアンプ111および112はそれぞれ、論理ゲート113および分周器114の出力を、変調器110を駆動するのに適した振幅を有する電気信号に変換する。変調器110は例えばマッハツェンダー型差動変調器である。ドライバーアンプ111および112の出力振幅はVπとすることができる。このVπは光の位相をπだけ変更するために必要な電圧であり、この電圧によりマッハツェンダー型干渉計を弱め合う干渉状態に設定することができる。図6Aに、カーバ100で使用される信号のタイムチャートを示す。図7Aに、カーバ100によって刻まれた信号の波形を示す。図8Aには、カーバ100によって刻まれた信号のRFスペクトルを示す。図7Aに示すように、変調された光信号におけるn番目のシンボル遷移点以外のシンボル遷移点のそれぞれの点に、ディップが形成される。このことについて、以下に詳細に説明する。カーバ100は、シンボル期間と等しい間隔のn-2個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来るn-1番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。他方、n-1番目のシンボルとn番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。すなわち、n-1番目のシンボルとn番目のシンボの間の遷移期間では、振幅は影響を受けないように保たれる。n番目のシンボルの立下りエッジは、n-2個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るn個のパルス列も同様の方法で刻まれる。出力光信号102は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。出力光信号102に刻まれたパルスのデューティサイクルは33である。図2は、本実施形態による別のカーバの実装形態を示す概略図である。カーバ200は入力光信号201を本実施形態に従って刻み込む。出力光信号202はカーバ200によって刻まれている。入力光信号201は、送信されるデータによって予め変調しておくことができる。この場合、カーバ200によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ200と入力光信号201のタイミングを制御する。送信されるデータの従属信号に従って、入力光信号201を部分的に変調することもできる。この場合、出力光信号202は送信されるデータの残余に従って、この後に変調される。カーバ200によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ200と部分的に変調された入力光信号201のタイミングを制御する。入力光信号201が変調されていない場合、出力光信号202は送信されるデータに従って、その後に変調される。そして、その変調データは、変調されたデータの中央部がカーバ200によって刻まれたパルスと一致するように同期される。変調器210は入力光信号201の振幅を刻むために用いられる。クロック216は、送信されるデータのボーレートの半分と等しい周波数で電気クロック信号を出力する。クロック216をカーバ200の内部で生成することができ、また、外部クロック源からクロック216を供給することができる。分周器214および215は、クロック216によって生成されたクロック信号を2つの等しい信号に分割する。分周器214および215の出力はそれぞれ、クロック216の出力と同一の周波数を有する電気クロック信号である。周波数分割器217は、分周器214によって分配されたクロック信号の周波数をn分割する。ここでnは、本実施形態においてパルスを刻むことを特徴づける指数である。D型フリップフロップDFF212は、周波数分割器217によって生成された周波数f/2nのクロックに従って、データとして使用される信号を生成し、また、クロックとして使用される分周器215によって分配された周波数f/2のクロックを生成する。図6Bのタイムチャートと一致するように電気的なパスを設計することによって、適切な位相合わせが行われる。論理ゲート213は、周波数f/2のクロックとDFF212の出力について、XOR演算を行なう。ドライバーアンプ211は、論理ゲート213の出力を、変調器210を駆動するのに適した振幅を有する電気的信号に変換する。変調器210は例えば、単相駆動型マッハツェンダー変調器である。ドライバーアンプ211の出力の振幅は2×Vπとすることができる。図6Bに、カーバ200で使用される信号のタイムチャートを示す。図7Bに、カーバ200によって刻まれた信号の波形を示す。また図8Bには、カーバ200によって刻まれた信号のRFスペクトルを示す。図7Bに示すように、変調された光信号におけるn番目のシンボル遷移点以外のシンボル遷移点のそれぞれの点に、ディップが形成される。このことについて、以下に詳細に説明する。カーバ200は、シンボル期間と等しい間隔のn-2個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来るn-1番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。他方、n-1番目のシンボルとn番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。すなわち、n-1番目のシンボルとn番目のシンボの間の遷移期間では、振幅は影響を受けないように保たれる。n番目のシンボルの立下りエッジは、n-2個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るn個のパルス列も同様の方法で刻まれる。出力光信号202は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。出力光信号202に刻まれたパルスのデューティサイクルは66である。図3は、本実施形態によるさらに別のカーバの実装形態を示す概略図である。カーバ300は入力光信号301を本実施形態に従って刻み込み、出力光信号302を出力する。入力光信号301は、送信されるデータによって予め変調しておくことができる。この場合、カーバ300によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ300と入力光信号301のタイミングを制御する。送信されるデータの従属信号に従って、入力光信号301を部分的に変調することもできる。この場合、出力光信号302は、送信されるデータの残余に従って、この後に変調される。カーバ300によって刻まれたパルスの中心が変調されたシンボルの中央部と一致するように、カーバ300と部分的に変調された信号301のタイミングを制御する。入力光信号301が変調されていない場合、出力光信号302は送信されるデータに従って、その後に変調される。そして、その変調データは、変調されたデータの中央部がカーバ300によって刻まれたパルスと一致するように同期される。変調器310は入力光信号301の振幅を刻むために用いられる。クロック316は、送信されるデータのボーレートと等しい周波数で電気クロック信号を出力する。クロック316をカーバ300の内部で生成することができ、また、それは外部クロック源からクロック316を供給することができる。狭パルスクロック源315は、ボーレートでマスタークロック源から狭パルスクロックを生成する。狭パルスクロックは狭パルスクロック源315の内部で生成するか、あるいはクロック316によって供給される。狭パルスクロック源315のデューティサイクルはl/2nに等しい。ここでnは、本実施形態においてパルスを刻むことを特徴づける指数である。狭パルスクロック源315の構成は後に図5を用いて説明される。論理ゲート313は、狭パルスクロック源315によって生成される狭パルスクロックと、クロック316によって生成されるクロック信号についてOR演算を行なう。電気的信号が図6Cのタイムチャートと一致するように電気的なパスを設計することによって、論理ゲート313の入力のタイミングを設定する。ドライバーアンプ311は論理ゲート313の出力を、変調器310を駆動するのに適した振幅の電気的信号に変換する。変調器310は例えば、単相駆動型マッハツェンダー変調器である。ドライバーアンプ311の出力の振幅はVπとすることができる図6Cに、カーバ300で使用される信号のタイムチャートを示す。図7Cに、カーバ300によって刻まれた信号の波形を示す。図8Cには、カーバ300によって刻まれた信号のRFスペクトルを示す。図7Cに示すように、変調された光信号におけるn番目のシンボル遷移点以外のシンボル遷移点のそれぞれの点に、ディップが形成される。このことについて、以下に詳細に説明する。カーバ300は、シンボル期間と等しい間隔のn-2個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来るn-1番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。他方、n-1番目のシンボルとn番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。すなわち、n-1番目のシンボルとn番目のシンボの間の遷移期間では、振幅は影響を受けないように保たれる。n番目のシンボルの立下りエッジは、n-2個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るn個のパルス列も同様の方法で刻まれる。出力光信号302は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。出力光信号302に刻まれたパルスのデューティサイクルは50である。図4は、本実施形態の特徴である送信器の実装形態を示す概略図である。送信器400は、2値データ列401に従って変調された光信号402を出射する。光信号402の振幅は本実施形態に従って刻まれる。レーザー440は連続波形ContinuousWaveform:CW光を出射し、その出射光はカーテシアンCartesian型変調器410によって変調される。カーテシアン型変調器410は、レーザー440から出射された光を2値データ列401に従って変調し、同時に本実施形態に従ってその光信号に刻みを入れる。カーテシアン型変調器410は例えば、2個の入れ子にされた子マッハツェンダー変調器を備えた親マッハツェンダー変調器であり、一個は同相I変調用であり、他の一個は直交位相Q変調用である。Q変調されたデータはπ/2だけ位相がシフトしている。符号化器430は2値データ列401を、カーテシアン型変調器410によるIおよびQ変調のために2つのデータ列に変換する。符号化器419420は符号化器430の出力を、デジタル-アナログ変換器DAC413414を最終的には駆動することになるデータに変換する。例えば、送信器400が16QAM方式に従って変調された光を出射する場合、符号化器419および420は、デジタル-アナログ変換器DAC413および414の出力が4段階の電気信号になるようにデータを生成する。カーバ417418は、カーテシアン型変調器410が本実施形態に従って光信号402の振幅を刻むように、符号化器419および420によって生成されたデータを変換する。デジタル-アナログ変換器DAC413および414のサンプリングレートが信号のボーレートの2倍である場合、符号化器419によって生成されたデータは光信号402の1シンボル当たり2個のサンプルの情報を有することになる。ここで、奇数の指数kはシンボルの中央部を表わし、偶数の指数kはシンボル間の遷移を表わすことを考慮する。符号化器419のk番目のサンプルの出力をCodeIkと表わし、同一のサンプルに対するカーバ417の出力をCarveIkと表わすとすると、CarveIkは、本実施形態におけるカービングcarving指数nの関数として以下のように定義することができる。aifthenCarveICodeIbifandmodulo2xnthenCarveINullcifandmodulo2xnthenCarveICodeIここでNullは、カーテシアン型変調器410によって変調された信号のコンスタレーションマップ上のゼロ点を符号化する点に対応する。上記ステップcは以下のように置き換えることもできる。c’ifandmodulo2xnthenCarveIMAXここでMAXは、カーテシアン型変調器410によって変調された信号のコンスタレーションマップ上の最大の振幅点のうちの1つを符号化する点に対応する。カーバ418の出力CarveQも同様に、符号化器420の出力CodeQに従って定義される。前置補償器415416は、送信器400の変調が予等化pre-distortionするように、カーバ417418の出力を変換する。予等化は、光信号402が伝送中に遭遇する波長分散や他の劣化をあらかじめ補償することができる。前置補償器415416はカーテシアン型変調器410の非線形性を部分的に補うこともできる。デジタル-アナログ変換器DAC413および414は、前置補償器415および416の出力に従ってアナログ信号をそれぞれ生成する。デジタル-アナログ変換器DAC413および414によって生成された信号は、カーテシアン型変調器410のIおよびQ変調入力を駆動するためにドライバーアンプ411および412によってそれぞれ増幅される。カーテシアン型変調器410は、シンボル期間と等しい間隔のn-2個の時間的に連続したパルスを刻み込む。時間的に次に来るn-1番目のシンボルは立ち上がりエッジを有し、その立ち上がりエッジは同様の方法で刻まれる。一方、n-1番目のシンボルとn番目のシンボル間の遷移期間では、振幅についての制約が解除される。n番目のシンボルの立下りエッジは、n-2個のパルスが既に刻まれたのと同じ方法で刻まれる。時間的に次に来るn個のパルス列も同様の方法で刻まれる。光信号402は、ビットレートの増加なしに、データに加えて刻印された情報を有する。別の実施形態においては、パルスのカービング指数nは調整可能であり、カーバ417および418に適切なパラメーターを設定することによって動作中に調整される。図5は、狭パルスクロックを生成するために使用される狭パルスクロック源500の概略図である。狭パルスクロックは次数mによって表わされる。ここで、レベルの1つはシンボル期間の半分を占め、その他のレベルはm-1シンボル期間の半分を占める。この定義では、次数1の狭パルスクロックはデューティサイクルが50のクロックである。したがって、有限の次数mmは2以上を備えた狭パルスクロックだけを考える。電気信号501はデューティが50で周波数fの標準クロックである。電気信号501によって生成されたクロックは、分周器510および511によって2度分割される。その代わりに、外部クロック源から電気信号501のクロックを狭パルスクロック源500に供給することができる。電気信号501の分割された支線の1つは、周波数分割器520によって因数mで周波数分割される。したがって、電気信号503は、デューティサイクルが50で周波数f/mのクロックである。この電気信号503はDFFDelayFlip-Flop:遅延フリップフロップ530のD入力に供給され、また周波数fのクロック信号は別の入力Cに供給される。DFF530の出力信号Q504と記すは分周器512で分割される。ここで分割された支線の1つは、DFF531のD入力に供給される。周波数fのクロック信号もDFF531の反転入力Cに供給される。分周器512の他の出力は論理ゲートAND540に供給される。論理ゲートAND540のもう一つの入力はDFF531の反転出力Q505と記すである。論理ゲートAND540の出力502が、図6Dのタイムチャートに示すように、次数mの狭パルスクロックであるように、DFF530、DFF531、および論理ゲートAND540の相対的な位相が調節される。狭パルスクロック源500は周波数fの入力クロックを次数mの狭パルスクロック出力に変換する。図6は、カーバ100図1に示される、カーバ200図2に示される、カーバ300図3に示される、および狭パルスクロック源500図5に示されるのタイムチャートをそれぞれ表わす。図6Aは、カービング指数nが4に等しい場合の図1に示されるカーバ100の信号に対応するタイムチャートである。チャート601は、出射信号のボーレートと等しい周波数fのクロック信号を参照として示したものである。チャート602は、クロック116によって生成された周波数f/2のクロック信号を表わす。チャート603は、狭パルスクロック源115によって生成された狭パルスクロックであり、周波数f/2でデューティサイクルが1/nn=4のクロックによって生成された。チャート604は、論理ゲート113の出力を表わす。変調器110は本実施形態に従って、チャート602およびチャート604に比例した信号によって駆動される。結果として生じる波形を図7Aに示す。図6Bは、カービング指数nが4に等しい場合の図2に示されるカーバ200の信号に対応するタイムチャートである。チャート611は、出射信号のボーレートと等しい周波数fのクロック信号を参照として示したものである。チャート612は、クロック216によって生成された周波数f/2のクロック信号を表わす。チャート613は、周波数分割器217によって生成された周波数f/2nただし、n=4のクロックである。チャート614は、論理ゲート213の出力を表わす。変調器210は本実施形態に従って、チャート614に比例した信号によって駆動される。結果として生じる波形を図7Bに示す。図6Cは、カービング指数nが4に等しい場合の図3に示されるカーバ300の信号に対応するタイムチャートである。チャート621は、クロック316によって生成された周波数fのクロック信号を表わす。チャート622は、狭パルスクロック源315によって生成された狭パルスクロックであり、周波数fでデューティサイクルが1/2nただし、n=4のクロックによって生成された。チャート623は、論理ゲート313の出力を表わす。変調器310は本実施形態に従って、チャート623に比例した信号によって駆動される。結果として生じる波形を図7Cに示す。図6Dは、図5に示した狭パルスクロック源500の信号に対応するタイムチャートである。ここで次数mはm=4とした。信号631、632、633、634、および635は、図5における信号501、503、504、505、および502のそれぞれのタイムチャートである。チャート631は周波数fのクロックである。チャート632は周波数f/4のクロックである。チャート633はf/4の別のクロックであり、チャート632からfの半周期2/fだけシフトしている。チャート634はf/4の別のクロックであり、チャート632から8/fだけシフトしている。チャート635は次数4の狭パルスクロックであり、m=4の場合、狭パルスクロック源500によってm=4として生成される。図7は光信号の波形を表わす。図7Aは、図1に示したカーバ100の出力光信号102のシミュレーション波形を表わし、カービング指数nが4、信号ボーレートfが28Gbaudに対するものである。カーバの信号が図6Aに示したタイムチャートに表わされたものと等しいとき、その振幅は変調器110によって刻まれる。入力光信号101は56Gbit/sのQPSK変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図7Dに示す。シンボル701および702は、パルス幅がシンボル期間と等しく、パルスデューティが33であるパルスとなるように時間軸上で刻まれたシンボルである。次のシンボルの立ち上がりエッジ703もシンボル701と同様のパルス形状に刻まれる。しかしながら、シンボル701および702に続く2つのシンボル704の間の遷移期間では、振幅にパルスを形成する制約が解除される。制約が解除された後のシンボルの立下りエッジは、シンボル701と同様のパルス形状に刻み込まれる。続く4個=nのシンボル列は同様に形成される。図7Bは、図2に示したカーバ200の出力光信号202のシミュレーション波形を表わし、カービング指数nが4、信号ボーレートfが28Gbaudに対するものである。カーバの信号が図6Bに示したタイムチャートに表わされたものと等しいとき、その振幅は変調器210によって刻まれる。入力光信号201は56Gbit/sのQPSK変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図7Dに示す。シンボル711および712は、パルス幅がシンボル期間と等しく、パルスデューティが66であるパルスとなるように時間軸上で刻まれたシンボルである。次のシンボルの立ち上がりエッジ713もシンボル711と同様のパルス形状に刻まれる。しかしながら、シンボル711および712に続く2つのシンボル714の間の遷移期間では、振幅にパルスを形成する制約が解除される。制約が解除された後のシンボルの立下りエッジは、シンボル711と同様のパルス形状に刻み込まれる。続く4個=nのシンボル列は同様に形成される。図7Cは、図3に示したカーバ300の出力光信号302のシミュレーション波形を表わし、カービング指数nが4、信号のボーレートfが28Gbaudに対するものである。カーバの信号が図6Cに示したタイムチャートに表わされたものと等しいとき、その振幅は変調器310によって刻まれる。入力光信号301は56Gbit/sのQPSK変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図7Dに示す。シンボル721および722は、パルス幅がシンボル期間と等しく、パルスデューティが50であるパルスとなるように時間軸上で刻まれたシンボルである。次のシンボルの立ち上がりエッジ723もシンボル721と同様のパルス形状に刻まれる。しかしながら、シンボル721および722に続く2つのシンボル724の間の遷移期間では、振幅にパルスを形成する制約が解除される。制約が解除された後のシンボルの立下りエッジはシンボル721と同様のパルス形状に刻み込まれる。続く4個=nのシンボル列は同様に形成される。図7Dは、28GbaudのQPSK信号のシミュレーション波形である。シンボル731および732は連続したシンボルであり、これらのシンボル間の遷移期間における振幅は、連続したシンボル間の位相差に応じて3つの異なる値をとることができる。振幅733の場合、連続するシンボルには同一の位相値が付与されている。振幅734の場合、連続するシンボル間の絶対位相差はπ/4ラジアンである。振幅735の場合、連続するシンボル間の絶対位相差はπ/2ラジアンである。図8は、本実施形態に従って刻まれた光信号の振幅のRFパワースペクトルを表わす。図8Aは、図1に示したカーバ100の出力光信号102のRFパワースペクトルをシミュレーションした結果を表わし、カービング指数nが4、信号のボーレートfが28Gbaudに対するものである。カーバの信号が図6Aに示したタイムチャートに表わされたものと等しく、出力波形が図7Aで示したように表わされるとき、その振幅は変調器110によって刻まれる。入力光信号101は56Gbit/sのQPSK変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図7Dに示す。周波数成分801は連続的な無効な周波数スペクトルパワー密度である。周波数成分805はシンボルレートに対するスペクトルパワー密度である。周波数成分802は、周波数f/nにおけるスペクトルパワー密度であり、本シミュレーションの場合は7GHzである。7GHzにおける周波数成分802は、この値近傍の残りのスペクトルよりも35dB以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログバンドパスフィルタ、あるいは受信信号のデジタル信号処理による演算によって容易に抽出することができる。さらに、周波数成分802はより低いOSNROpticalSignaltoNoiseRatio:光SN比の状態で抽出することができる。周波数成分803および804は後に続く高調波を表わし、近傍のスペクトル領域よりも30dB以上大きいスペクトルパワー密度を示す。これらの成分が示す時間軸上のモニタ範囲は周波数成分805のそれよりも著しく低くなるので、これらの成分も抽出することができる。低周波数成分に付与された情報があり、したがって、カーバ100はモニタ信号の分散の影響に対する耐性を大きくすることができるので、カーバ100がRZカービングとは異なることは明らかである。また、情報が付与された複数の周波数成分が存在し、最低周波数成分は変調された信号の劣化のない強い値を有することから、カーバ100がトーン付加方式とは異なることも明らかである。図8Bは、図2に示したカーバ200の出力光信号202のRFパワースペクトルをシミュレーションした結果を表わし、カービング指数nが4、信号のボーレートfが28Gbaudに対するものである。カーバの信号が図6Bに示したタイムチャートに表わされたものと等しく、出力波形が図7Bで示したように表わされるとき、その振幅は変調器210によって刻まれる。入力光信号201は56Gbit/sのQPSK変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図7Dに示す。周波数成分811は連続的な無効な周波数スペクトルパワー密度である。周波数成分815はシンボルレートに対するスペクトルパワー密度である。周波数成分812は、周波数f/nにおけるスペクトルパワー密度であり、本シミュレーションの場合は7GHzである。7GHzにおける周波数成分812は、この値近傍の残りのスペクトルよりも25dB以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログバンドパスフィルタ、あるいは受信信号のデジタル信号処理による演算によって容易に抽出することができる。さらに、このスペクトル成分はより低いOSNRの状態で抽出することができる。周波数成分813および814は後に続く高調波を表わし、近傍のスペクトル領域よりも25dB以上大きいスペクトルパワー密度を示す。カーバ200によって刻まれた信号のRFスペクトルは、カーバ100によって刻まれた信号のRFスペクトルと同様の特性を有している。図8Cは、図3に示したカーバ300の出力光信号302のRFパワースペクトルをシミュレーションした結果を表わし、カービング指数nが4、信号のボーレートfが28Gbaudに対するものである。カーバの信号が図6Cに示したタイムチャートに表わされたものと等しく、出力波形が図7Cで示したように表わされるとき、その振幅は変調器310によって刻まれる。入力光信号301は56Gbit/sのQPSK変調信号であり、そのシミュレーション波形を参照として図7Dに示す。周波数成分821は連続的な無効な周波数スペクトルパワー密度である。周波数成分825はシンボルレートに対するスペクトルパワー密度である。周波数成分822は、周波数f/nにおけるスペクトルパワー密度であり、本シミュレーションの場合は7GHzである。7GHzにおける周波数成分822は、この値近傍の残りのスペクトルよりも35dB以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログバンドパスフィルタ、あるいは受信信号のデジタル信号処理による演算によって容易に抽出することができる。さらに、このスペクトル成分はより低いOSNRの状態で抽出することができる。周波数成分823および824は後に続く高調波を表わし、近傍のスペクトル領域よりも30dB以上大きいスペクトルパワー密度を示す。カーバ300によって刻まれた信号のRFスペクトルは、カーバ100によって刻まれた信号のRFスペクトルと同様の特性を有している。[第2の実施形態]図9は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ900は偏波多重QPSKQuadrature-Phase-Shift-Keyingトランスポンダである。トランスポンダ900は光送信器901および光受信器902を備える。光送信器901は光を出射するレーザー992を備え、出射光の一方はサブシステム990によって変調される。サブシステム990はQPSK変調器995を備え、それはレーザー992からの光を変調する。QPSK変調器995はドライバー994の電圧出力に応じて駆動される。変調の後に、カーバ996は第1の実施形態に従って光信号にパルスを刻む。ここで、カービング指数はnである。カーバ996は、図1、図2、および図3に示したカーバのうちの一つと同一とすることができる。他方の側のサブシステム991は、カーバのカービング指数がmである点を除き、サブシステム990と同一である。整数nとmは等しくても、互いに異なるものであってもよい。サブシステム990と991の出力は偏光ビーム結合器997によって偏波多重化される。入力データストリーム910は112Gbit/sのデータストリームであり、符号化器993によってデシリアル化され符号化される。符号化器993は支線のデータストリームをドライバー994およびサブシステム991の内部のドライバーに分配する。出射された光信号911は、入力データストリーム910に従って変調された112Gb/sのPDM-QPSKPolarization-Division-MultiplexedQPSK:偏波多重QPSK信号である。出射された光信号911のボーレートは28Gbaudである。出射された光信号911のそれぞれの偏波は本実施形態に従って指数nおよびmで形作られる。光送信器901は光ファイバーを通して光信号911を送信する。光受信器902は光学信号912を受信するが、これは本実施形態に従ってそれぞれの偏波に形作られたパルスを備えた112Gb/sのPDM-QPSK信号である。光受信器902は光信号912の多重化された偏波間の伝送スキューをモニタし、それを補償する。光受信器902は支線の信号を復号化し、112Gbit/sのデータストリーム913に再シリアル化する。ここで、光受信器902の動作の一例を説明する。コヒーレント受信器921は光信号912を受信し、それを局部発振器920として用いられるレーザー光と混合し、光信号を4つの電気信号に変換する。コヒーレント受信器921は偏波ダイバーシチ方式で実装された2個の90°ハイブリッドであり、それらの出力は4個の差動フォトダイオードに接続され、それぞれ増幅器に接続されている。コヒーレント受信器921の出力信号は、信号ごとにシンボルあたり2サンプルで動作するアナログ-デジタル変換器AnalogtoDigitalConverter:ADC部922によって4個のデジタル信号に変換される。結果として生じる4個のデジタル信号は処理装置930に送られる。まず、デジタル信号は有限インパルス応答FIRフィルタ931によってフィルタリングされるが、それは伝送リンク上で受けた波長分散CDを補償する。続いて、偏波Xおよび偏波Yと示される受信信号の偏波は、バタフライFIRフィルタを更新するために用いられる定包絡線アルゴリズムConstantModulusAlgorithm:CMAに基づいて、デマルチプレクサDeMux部932で偏波分離される。リンク上で受けた偏波モード分散PMDは、この処理過程で補償されるが、CMAはブラインド等化であるので、偏波Xと偏波Yの間のスキューを補償することができない。その後、偏波Xの複素信号は2乗絶対値を計算するためにモジュラス部940によって処理されるが、それは受信信号の光振幅の特性を反映している。2乗絶対値のスペクトルはFFT部942で高速フーリエ変換FFTによって計算され、その結果はf/n部944によって分析される。f/n部944は、偏波Xが本実施形態に従って指数nで定まる形状を備えた信号かどうかを確認するために、f/nにおける成分を探索する。変調指数nとmが異なれば、偏波XとYを識別することができる。XとYの信号は、デマルチプレクサ部932でCMAによって検索されるが、これらが反転していると、f/n部944はf/n成分を見つけることができない。その後、f/n部944は、デマルチプレクサ部932におけるFIRフィルタの係数の順番を逆にすることによって検索した両方の偏波信号の出力を逆転するように、デマルチプレクサ部932に命令する。信号を識別するためにf/nの成分を使用することによって、伝送光信号に混合されているプレフィックスまたはトレーニングパターンの識別の件数を低減することができる。同様の方法で、偏波Yの2乗絶対値がモジュラス部941によって計算され、そのスペクトルがFFT部943によって分析される。f/mの成分はクロック発生器923におけるデータの時間を変更するために使用することができる。その後、クロック抽出部933の出力は、ADC部922のタイミングに対するクロック信号を生成するために、クロック発生器923によって使用される。f/mの成分は、適度な処理資源として、処理装置930におけるクロック抽出のために使用される。遅延モニタ部948は、偏波Xおよび偏波Yの2乗絶対値を分析し、抽出された周波数成分間の相対的な位相を算出する。この位相差は、偏波Xと偏波Yの間のスキューを反映している。遅延モニタ部948は、コヒーレント受信器921に向けて出射される出射光信号911の多重化された偏波間のリンクスキューを計算する。遅延コントローラー949は、遅延フィルタ部946および947を制御する。遅延フィルタ部946および947は、偏波Xと偏波Yの間のスキューを補償するために、バッファーと補間フィルタを用いて偏波Xおよび偏波Yをそれぞれフィルタする。CPE/判定部934および935は、光信号912の周波数からの、局部発振器920の光周波数の偏差を補償する。CPE/判定部934および935は、搬送波位相推定CPE法を使用し、偏波Xおよび偏波Yについてそれぞれ検知されたシンボルの判定を行う。シリアル化/復号化部936は、多重化された偏波XおよびYの信号をシリアル化し復号する。シリアル化/復号化部936は、112Gbit/sのデータストリーム913を出力する。次に、動作の一例を説明する。出射された光信号911および光信号912のボーレートは28Gbaudであり、したがって、シンボル期間は35.7psである。設計に従って、トランスポンダ間のリンクスキューは70ps未満である。したがって、n=4、m=8とした。この場合、偏波Xと偏波Yの間の、±2シンボル期間、すなわち、±71.4psのスキューを検知することができる。カーバ996は、図3に記載されたカーバを用いて、指数4をとし第1の実施形態に従ってパルスを刻む。サブシステム991は、指数m=8である同一のカーバを実装している。光受信器902において、f/n部944はf/n成分、すなわち、FFT部942によって算出されたスペクトルの7GHzにおける周波数成分を解析する。同じように、クロック抽出部933はf/m成分、すなわち、FFT部943によって算出されたスペクトルの3.5GHzにおける周波数成分から、クロックを生成する。偏波Xと偏波Yとの間のリンクスキューは、本実施形態のモニタ情報を用いて、光受信器によって補償される。したがって、光信号912は正確に受信され、データストリーム913に変換される。さらに、本実施形態によれば、受信信号のクロック抽出、偏波Xと偏波Yの識別、および適度な処理量と消費電力に対する要求を満たすことが可能になる。このスキューのモニタには、上位レイヤの情報もトレーニングシーケンスの実装も必要ない。さらに、出射された光信号911を高感度で受信することができ、より長距離まで送信することが可能である。サブシステム990および991は図4に示したサブシステム400と置き換えることができる。オペレーターは動作中に整数nおよびmを変更する。伝送中において、第一ステップでは、モニタ範囲を非常に広くするために、nとmを大きな整数に設定することができる。第2段階では、狭い範囲でモニタするために、nとmを縮小することができる。その場合、f/n部944および遅延モニタ部948は、それらの動作をnとmの変化に適応させることができる。[第3の実施形態]図10は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ1000は波長分割多重WDMトランスポンダである。トランスポンダ1000は光送信器1001および光受信器1002を備える。光送信器1001は、4つの異なる波長の4つのパラレル信号で、高ビットレートデータストリーム1050を送信する。パラレル信号のそれぞれのビットレートは、高ビットレートデータストリーム1050のビットレートより4倍低い。光受信器1002は、光送信器1001によって出射された4つの異なる波長の4つのパラレル信号を受信し、それらをシリアル化してシリアルデータストリーム1053とする。光送信器1001は4つのパラレルWDM信号1051を出射する。光受信器1002は4つのパラレルWDM信号1052を受信する。高ビットレートデータストリーム1050とシリアルデータストリーム1053のビットレートは等しい。符号化器/デシリアライザ1060は高ビットレートデータストリーム1050を4つのパラレル信号へ分岐する。4つのパラレル信号の各々は、変調器集積レーザー1010、1020、1030および1040にそれぞれ送られる。各レーザーは異なる波長の連続波CW信号を出射する。信号はオンオフキーイングOOK方式で変調され、サブシステム1011、1021、1031および1041内のカーバによって指数pで刻み込まれる。各サブシステムは図9に示したサブシステム990と同一であり、る。それにはドライバー、変調器およびカーバ装置を備える。周波数分割器1061はp例えばp=4で周波数fを分割する。周波数fは符号化器/デシリアライザ1060のビットレートの4分の1である。周波数fのクロック信号は周波数f/pを含んでいる。f/pのクロック信号はサブシステム1011、1021、1031および1041に分配される。波長多重化装置1062は4つの強度変調信号を結合してWDM信号1051とする。光送信器1001は光ファイバーを通してWDM信号1051を送信する。偏波デマルチプレクサ1072は4つのパラレルWDM信号1052を4つの単一波長信号に分離する。4つの信号はフォトダイオード1012、1022、1032および1042によって受信される。フォトダイオードによって生成された各電気信号は、4つのパラレルWDM信号1052の光電変換信号の1つに相当する。4つの電気信号は処理装置1080に送られる。クロックデータ回復CDR部1013、1023、1033および1043は、これらの電気信号を復号化する。バンドパスフィルタ1014は中心周波数がf/pである。f/pの周波数成分が、本実施形態に従って指数pで刻み込むことによって付加される。従って、バンドパスフィルタ1014の出力におけるf/pのクロック信号は、刻むことによる情報を含んでいる。バンドパスフィルタ1024、1034および1044はバンドパスフィルタ1014と同一であり、フォトダイオード1022、1032および1042からの信号についてそれぞれ同様の動作を行う。位相比較器1025、1035および1045のそれぞれはXOR論理ゲートを備え、それの入力データとして用いられるf/pのクロック信号間の位相差に比例する電圧を生成する。位相比較器は、バンドパスフィルタ1014からのクロック信号と、バンドパスフィルタ1024、1034および1044からの各クロック信号との間の位相差を比較する。位相比較器1025、1035および1045によって生成されたクロック信号間の位相遅延に比例した電気信号が、移相器制御装置1071に送られる。位相比較器1025の結果の一例を図13Aに示す。移相器制御装置1071は、4つの可変移相器1016、1026、1036および1046を制御するための4つの電気信号を生成する。これらの可変移相器は、フォトダイオード1012、1022、1032および1042によってそれぞれ受信されたデータの経路上に配置されている。移相器制御装置1071は、受信した4つの波長間のスキューを補償するように移相器を制御する。このスキューは、4つのバンドパスフィルタによって生成されたf/pのクロック信号間の位相遅延を通じてモニタされる。移相器制御装置1071は、受信した4つの波長にスキューがない場合、4つの移相器が同じ遅延を導入するように調整されている。シリアライザ/復号器1070は、補償されたスキューを備えた4つのパラレル信号をシリアルデータストリーム1053に変換する。4つの波長間のリンクスキューは、本実施形態のモニタ情報を用いて、光受信器1002によって補償される。したがって、4つのパラレルWDM信号1052は正確に受信され、シリアルデータストリーム1053へ変換される。このスキュー補償方式は物理レイヤに限定され、多重化されたチャネル間のスキューについて高速で安定したフィードバックが行われる。このスキュー補償はヘッダーやトレーニングシーケンスを必要としないので、一定のビットレートが維持される。さらに、4つのパラレルWDM信号1051は優れたQ値を有し、長距離伝送が可能である。[第4の実施形態]図11は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ1100は空間分割多重SDMトランスポンダである。トランスポンダ1100は光送信器1101および光受信器1102を備える。光送信器1101は、10個のパラレル信号で高ビットレートデータストリーム1150を送信する。パラレル信号のビットレートは、高ビットレートデータストリーム1150より10倍低い。10個のパラレル信号は、ファイバーリボン1151内で付着されている10個の異なる光ファイバーを通して送信される。光受信器1102は、送信器1101によって出射され、ファイバーリボン1152内で付着されているファイバーを通して10個のパラレル信号を受信する。光受信器1102は10個のパラレル信号をシリアル化しシリアルデータストリーム1153とする。高ビットレートデータストリーム1150とシリアルデータストリーム1153のビットレートは等しい。ファイバーリボン1151内を伝送したパラレル信号のビットレートは、ファイバーリボン1152内を伝送したパラレル信号のビットレートと等しい。パラレル信号のビットレートはそれぞれ、高ビットレートデータストリーム1150のビットレートの10分の1である。符号化器/デシリアライザ1160は高ビットレートデータストリーム1150を10個のパラレル信号へ分岐する。送信器1110はレーザー1120およびサブシステム1121を備える。レーザー1120の光強度は、符号化器/デシリアライザ1160からのパラレル信号のうちの1つで変調される。サブシステム1121は図10に示したサブシステム1011と同一であり、OOK変調器と、第1実施形態に従って指数qで光信号を形成するカーバを含む。周波数分割器1161は周波数fのクロックデータを周波数f/qのクロック信号に変換する。周波数fは高ビットレートデータストリーム1150のビットレートの10分の1である。周波数f/qのクロック信号はサブシステム1121に供給される。送信器1110は、符号化器/デシリアライザ1160からのパラレル信号によって変調された一の光信号をファイバーリボン1151に出射する。1111から1119までの連続番号によって示される他の9個の送信器は、送信器1110と同一である。他の9個の送信器のそれぞれは、9個のパラレル強度変調信号をリボン1151の残りの9個のファイバーに送信する。パラレル強度変調信号の振幅は、第1実施形態に従って指数qで刻まれる。パラレル強度変調信号は、符号化器/デシリアライザ1160からのパラレル信号の情報を含んでいる。スキュー補償受信部1130は、フォトダイオード1122、CDR1123、中心周波数がf/qであるバンドパスフィルタ1124、および可変移相器1125を有する。フォトダイオード1122は、ファイバーリボン1152に含まれるファイバーの中の1本からの光信号を電気信号に変換する。電気信号は2個の信号に分離される。一の信号はCDR1123に送られ、電気データに変換される。他の信号はバンドパスフィルタ1124によってフィルタされる。バンドパスフィルタ1124はf/qのクロック信号と、その高調波を生成する。これらの信号は、第1実施形態に従って刻み込む方式によって付加された光信号に含まれている。移相器1125はCDR1123からのデータをシフトさせるが、制御装置1171によって制御される。ファイバーリボン1152によって伝送された他の9個のパラレル信号は、1131から1139までの9個の連続番号によって示される9個のスキュー補償受信部によって受信される。これらのスキュー補償受信部はスキュー補償受信部1130と同一である。1141から1149で示された9個の位相比較器が、スキュー補償受信部1130から出力されたf/qのクロック信号と、1131~1149からの個々のクロック信号との間の位相差を比較する。9個の位相比較器1141~1149によって生成されたクロック信号間の位相遅延に比例した電気信号が、移相器制御装置1171に送られる。移相器制御装置1171は、スキュー補償受信部1130~1139の10が備える移相器を制御するための10個の電気信号を生成する。移相器制御装置1171は、10個の受信信号間のスキューを補償するように移相器を制御する。このスキューは、スキュー補償受信部1130~1139が備えるバンドパスフィルタによって生成されたf/qのクロック信号間の位相遅延を通じてモニタされる。移相器制御装置1171は、受信パラレル信号にスキューがない場合、10個の移相器が同一の遅延を導入するように調整されている。シリアライザ/復号器1170は、補償されたスキューを備えたこれらの10個のパラレル信号をシリアルデータストリーム1153に変換する。これらの10個のパラレル信号間のリンクスキューは、本実施形態のモニタ情報を用いて、光受信器1102によって補償される。したがって、ファイバーリボン1152を通ったデータは正確に受信され、シリアルデータストリーム1153へ変換される。このスキュー補償方式は物理レイヤに限定され、多重化されたチャネル間のスキューについて高速で安定したフィードバックが行われる。このスキュー補償はヘッダーやトレーニングシーケンスを必要としないので、一定のビットレートが維持される。さらに、ファイバーリボン1151を通った信号は優れたQ値を有し、長距離伝送が可能である。[第5の実施形態]図12は、本実施形態によるモニタ機能を備えた光通信システムに含まれるトランスポンダの実装形態を示す概略図である。トランスポンダ1200は偏波分割多重QPSKPDM-QPSKトランスポンダである。トランスポンダ1200は光送信器1201と光受信器1202を備える。光送信器1201は図9に示した光送信器901と同一である。光送信器1201は、112Gbit/sのデータストリームであるデータストリーム1211で光を変調する。この後に、光送信器1201は112Gbit/sのPDM-QPSK信号である光信号1212を出射する。光信号1212のボーレートは28Gbaudである。光信号1212の各偏波光は、第1の実施形態に従って指数nおよびmで形成される。整数nとmは等しくても、異なっていてもよい。受信器1202は、112Gbit/sのPDM-QPSK信号である光信号1216を受信する。光信号1216は、第1実施形態に従って各偏波光に形成されたパルスを含んでいる。受信器1202は、受信信号の残留波長分散CDをモニタし、それを補償する。その後、受信器1202は、従属信号を復号し再シリアル化して、112Gbit/sのデータストリーム1217とする。次に、受信器1202の動作の一例を説明する。コヒーレント受信器1250は、偏波ダイバーシチ方式に実装された2個の90°ハイブリッドを備える。90°ハイブリッドの出力は4個の差動フォトダイオードに接続され、それぞれ増幅器に接続されている。コヒーレント受信器1250は光信号1216を受信し、それを局部発振器1251として用いられるレーザーの光と混合し、光信号を4つの電気信号に変換する。コヒーレント受信器1250の出力信号は、信号ごとにシンボルあたり2サンプルで動作するADC1252によって4個のデジタル信号に変換される。結果として生じる4個のデジタル信号は処理装置1260に送られる。デジタル信号はまず、CD補償部1220が備える有限インパルス応答FIRフィルタによってフィルタリングされる。これらのフィルタは伝送リンク上で受けた波長分散CDを補償する。その後、FIRフィルタの出力における複素信号はモニタ部1203によって処理される。モニタ部1203は、本実施形態に従って光信号に刻まれた情報を用いて、信号に含まれる残留CDをモニタする。フィードバック信号1231は残留CDに比例し、CD補償部1220にフィードバックされる。CD補償部1220は残留CDがゼロになるように更新される。トランスポンダ1200からオペレーターに信号1232を供給することもでき、それによってトランスポンダの外側において残留CDを外部モニタすることが可能になる。モニタ部1203において、絶対値部1230はCD補償後の信号の2乗絶対値を算出する。2乗絶対値は、受信され部分的に補償された信号の光振幅の特性を反映している。2乗絶対値のスペクトルはFFT部1233による高速フーリエ変換によって計算される。FFT部1233は、周波数成分f/nおよびf/mにおける振幅を抽出する。これらの周波数成分は、本実施形態に従って指数nおよびmで行なわれた刻み込みによって付与される。CD補償部1220は、f/nおよびf/mでのモニタ成分が最小値に達するように、FIR係数を調節する。この場合、CDは十分に補償され、本実施形態に従って付加された情報から算出されるフィードバック信号1231によって微調整が可能になる。続いて、偏波Xおよび偏波Yと示される受信信号の偏波は、バタフライFIRフィルタを更新するために用いられる定包絡線アルゴリズムCMAに基づいて、CMA部1261で逆多重化される。リンク上で受けたPMDはこの処理過程で補償される。クロック信号は、ガードナーアルゴリズムを用いて、クロック抽出部1262によって回復される。CPE部1263は、搬送波位相推定法を用いて局部発振器1251の光周波数および位相の偏差を補償する。判定部1264は検知されたシンボルをそれぞれ判定し、各偏波について受信した情報をシリアル化し、多重化された偏波XおよびYの信号を復号する。受信器1202は112Gbit/sのデータストリーム1217を出力する。次に、動作の一例を説明する。光信号1212および1216のボーレートはそれぞれ28Gbaudである。設計では、CD補償部1220の後段における最終的な残留CDは1500ps/nm未満である。従って、n=4およびm=16とした。本実施形態によれば、光送信器1201は図2に記載されたカーバ200を用いることによって、指数4および16でパルスを刻んでいる。受信器側では、FFTユニット1233が、f/n、つまり、7GHzにおける周波数成分の振幅と、f/m、つまり、1.75GHzにおける周波数成分の振幅を解析する。モニタ信号を図13Bに示す。初めは、FFT部1233はf/16についての情報を使用する。この場合、図13Bのモニタ信号1310によれば、フィードバック信号1231を最小化することによってCD補償部1220の係数を調整するために、FFTユニット1233は±1760ps/nmのモニタ範囲を使用することができる。モニタされた残留CDが±300ps/nmの範囲内にある場合、図13Bのモニタ信号1320によれば、f/4についての情報をより高精度のために使用することができる。CD補償部1220の係数は、同じ処理工程におけるフィードバック信号1231を最小化するように設定される。光送信器1201の代わりに、光信号を刻み込むために送信器400を使用することができる。オペレーターは動作中に整数nおよびmを変更することができる。伝送中において、第一ステップでは、モニタ範囲を非常に広くするために、nとmを大きな整数に設定することができる。第2段階では、狭い範囲でモニタするために、nとmを縮小することができる。この場合、FFT部1233は、その動作をnとmの変化に適応させることができる。受信器1202は、高ビットレート信号に対しても本実施形態に従って広範囲で情報をモニタすることによって、CDを補償する。そのモニタ範囲は、標準的なRZカービングcarvingに基づいた既知の方法によるモニタ範囲よりも広い。従って、光信号1216は正確に受信され、112Gbit/sのデータストリーム1217へ変換される。このCDモニタ方式は、残留CDの高速で安定したフィードバックを行う物理レイヤに限定されている。この補償はヘッダーやトレーニングシーケンスを必要としないので、、一定のビットレートが維持される。さらに、光信号1212は優れたQ値を有し、長距離伝送が可能である。図13は、実施形態によって生成されたモニタ信号を表わす。図13Aのカーブ1300は、光信号から抽出されたクロック間の位相を検知する位相検出器についての実験結果を表わす。例えば、第4の実施形態図11において、送信器1110~1119はSDM信号を出射するが、各信号はビットレートが10Gb/sであり、カービング指数はq=4である。この場合、図13Aのカーブ1300は位相比較器1141によって生成された信号を示しているが、この信号はファイバーリボン1151中を伝送する信号が受けたスキューに依存する。2.5GHz=f/4における抽出クロック信号は、参照電圧がゼロスキューの値と一致するように、XORゲートによって調整され処理される。±200psの範囲は±2シンボル期間、すなわち4シンボル期間の幅に対応しているが、これはカービング指数4によって決定される。図13Aで示されるように、モニタ信号は単調特性であるので、フィードバックシステムはストレートフォワードである。図13Bのカーブは、図12のフィードバック信号1231のシミュレーション結果を表わす。この時の条件は、光信号1212および1216は112Gb/sのPDM-QPSKであり、カービング指数nおよびmはそれぞれ4と16とした。カーブ1310はf/16における周波数成分によって計算したモニタ信号であり、カーブ1320はf/4における周波数成分から算出された。両方のカーブはCDがゼロのとき極小値をとる。その範囲が±1760ps/nmまたは±300ps/nmにそれぞれ制限される場合、これらのカーブはCDの正および負の領域のそれぞれで単調であり、0ps/nmでの極小点に関して対称である。従って、この信号を最小化するフィードバックは、この処理においてCDを完全に補償することができる。図14は、光信号対雑音比OSNRと同一の結果となるQ値のシミュレーション結果を示す表であり、実施形態を用いて生成された信号および従来の信号に対して示したものである。これらは、OSNRを19dB/0.1nmに設定した112Gb/sのPDM-QPSK信号に対してシミュレーションした結果である。このシミュレーションのための機器構成は、図9に示した第2の実施形態におけるトランスポンダ900と同一である。変調指数が4の場合、Q値はカーバに応じて10.6dBと11dBの間になることがわかる。変調指数が16の場合、Q値はカーバに応じて10.7dBから11.8dBに及んでいる。参考として、刻み込みの無い、従って使用できるモニタ信号を持たないRZおよびNRZ方式に対してQ値を算出した。実施形態によるトランスポンダのQ値はNRZ方式によるものよりも高く、RZ方式によるものに非常に近くなる。比較のために、擬似RZPRZ方式によって実装した関連するトランスポンダのQ値もシミュレーションにより求めた。PRZ方式では、実施形態のようなモニタ信号を形成する。しかしながら、PRZ方式のQ値はNRZ方式のものと同様である。従って、PRZ方式のQ値は実施形態のものよりかなり低い。実施形態によってQ値が改善する理由の一つは、加えられる雑音を減らすことができることである。すなわち、実施形態によれば波形が鋭くなるので、シンボルは時間的に制限される。従って、信号の有効部分に重畳される雑音量を削減することができる。実施形態によるトランスポンダは同一条件では、より高いQ値を有するので、これらのトランスポンダによってシステム設計におけるマージンを拡大することができる。図15に伝送特性のシミュレーション結果を示す。シミュレーションは、図14で用いたものと同一のトランスポンダ構成を使用して行った。伝送スパンは、標準シングルモードファイバーを用いた80kmに設定した。システムマージンをQ値の限界として10dBに設定すると、実施形態に従って刻み込まれた信号1501は、27スパン、すなわち2160kmの期間にわたって伝送することができる。他方、関連するPRZ16信号1502は、この信号もモニタすることが可能であるが、わずか19スパン、すなわち1520kmの期間しか伝送することができない。比較のために示すと、RZ信号1503は信号1501と同一の距離にわたって伝送することができる。このことから、実施形態を用いて生成された信号は、RZ信号に比べて伝送距離の減少を全く引き起こさないことがわかる。上述したように、実施形態によれば、モニタのために使用することができる情報を光信号に付加することができ、さらに、RZ方式信号と同一の伝送特性を達成することができる。実施形態とPRZとの相違について、以下により詳細に説明する。図16に、関連するPRZ4に従って刻まれた光信号の振幅のRFパワースペクトルを示す。ここで、カービング指数nは4であり、信号のボーレートfは28Gbaudである。7GHzに周波数成分があるが、これはボーレートの4分の1の位置にPRZ4によって付加されたものである。そのスペクトルパワー密度は、この値近傍のスペクトルの残り部分よりも15dB以上高い。従って、このスペクトル成分は、アナログバンドパスフィルタ、あるいはデジタル信号処理を用いて受信信号を算出することにより、容易に抽出することができる。さらに、このスペクトル成分を低OSNRの状態で抽出することができる。後に続く高調波もPRZに従って刻印されているが、同じく抽出することができる。これらの周波数はより高いので、モニタできる時間範囲はf/4成分よりもかなり低い。図16と図8Aから8Cとを比較すると、実施形態によって低周波数成分を付加することができるが、これはパワーが大きく、同一の周波数成分であるf/4では、PRZの強度を8dBから18dBだけ上回っていることが明らかである。パワーにおける、このような著しい改善によって、雑音レベルが高い場合であっても、確実にモニタすることができる。さらに、付加された信号のパワーにおける改善によって、周波数成分の抽出がより容易になる。従って、この改善よって、より安いアナログフィルタまたは低消費電力のデジタル処理を用いることが可能になる。図17に、特定の周波数成分におけるRFパワーの差を求めたシミュレーション結果を示す。図17は、図1および図3に示した実施形態によるカーバを用いて刻み込んだ信号に対するデータを示す。変調指数nの範囲は4から256までである。各変調指数nに対して、f/nのスペクトル成分を測定した。ここで、fはシミュレートされた28GHzのQPSK信号のボーレートである。比較のために、図17には関連するPRZnで刻まれた同じQPSK信号に対するデータも示す。ここでもnの範囲は4から256までである。図17から、実施形態によって低周波数成分に刻印することができ、そのパワーは同じ周波数成分に対するPRZよりも著しく大きいことがわかる。パワーにおける、このような著しい改善によって、雑音レベルが高い場合であっても、確実にモニタすることができる。さらに、付加された信号のパワーにおける改善によって、周波数成分の抽出がより容易になる。従って、この改善よって、より安いアナログフィルタまたは低消費電力のデジタル処理を用いることが可能になる。さらに図17から、実施形態によって、PRZと比較してより低い周波数成分に情報を刻印することができることがわかる。この理由は、変調指数がより高い場合であっても、刻印された周波数成分を周辺の成分から識別することができるからである。モニタできる範囲は刻印された低周波数成分の周期に依存するので、PRZと比較してより広範囲にわたって光通信システムが信号をモニタすることが実施形態によって可能になる。以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、クレームによって定義される本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。上記の実施形態の一部または全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。付記1次を含む方法:周波数成分を信号のカービングにより変調データを搬送する信号にインプリントすること、前記カービングは、指数nによって特徴付けられ、時間的に連続するn個のシンボルの群について実行される、そこで、n-2個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる;時間的に続くn-1番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、n-1番目のシンボルとn番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、n番目のシンボルの振幅立下りエッジは、n-2個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる;前記カービング方法に関係する周波数成分を検出すること、そこにおいては、前記周波数成分は信号のシンボルレートの1/nに等しいか、あるいは信号のシンボルレートの1/nの倍音周波数に等しい。付記2付記1の方法において、カービングは、パラレルデータに変換されたシリアルデータの情報を搬送するパラレル信号上で行なわれ、周波数成分の検出は各パラレル信号上で行なわれ、各検出された周波数成分の位相が比較され、その位相差がパラレル信号間のスキューと関係付けられる。付記3付記2の方法において、カービングを特徴づける前記指数nは、各パラレル信号では異なり、検出された周波数成分は比較されるために変換される。付記4付記2の方法において、各パラレル信号上の前記異なる指数指数が、前記パラレル信号を識別するために使用される。付記5付記1~4のいずれかの方法において、検出された周波数成分は波長分散が信号を害することを検出するために使用される。付記6付記1~5のいずれかの方法において、指数nをオペレーション中に変更することができる。付記7付記1~6のいずれかの方法において、前記検出された周波数成分は、クロック信号を生成するために使用される。付記8付記1~7のいずれかの方法において、前記検出された周波数成分は前記検出された信号の処理のために使用される。付記9次のものを含むシステム:周波数成分を信号のカービングにより変調データを搬送する信号にインプリントする装置、そこにおいては、カービングは指標nによって特徴付けられ、が特徴で、時間的に連続するn個のシンボルの群上で行なわれ、ただし、n-2個のシンボルは、シンボル期間と等しいパルス期間を備えたパルスとして形作られ;時間的に続くn-1番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、n-1番目のシンボルとn番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、n番目のシンボルの振幅立下りエッジは、n-2個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる;前記カービング方法と関係する周波数成分を検出する装置、そこにおいては、前記周波数成分は信号のシンボルレートの1/nに等しいか、あるいは信号のシンボルレートの1/nの倍音周波数に等しい。付記10付記9のシステムにおいて、周波数成分を検出する前記装置は、アナログバンドパスフィルタである。付記11付記10のシステムにおいて、周波数成分を検出する前記装置は、デジタル信号処理によるフィルタリングを行なう計算モジュールである。付記12付記9~11のいずれかのシステムにおいて、該システムは、パラレルデータに変換されたシリアルデータの情報を搬送するパラレル信号上で使用され、抽出された周波数成分の位相を比較し、かつパラレル信号間のスキューに比例した信号を生成する手段を含む。付記13付記9~12のうちのいずれかのシステムを含む偏波分割多重化信号を放射し、受信するトランスポンダであって、前記発生信号は偏波多重信号間のスキューに比例する。付記14付記9~12のうちのいずれかのシステムを含む波長分割多重信号を放射し、受信するトランスポンダであって前記発生信号は、波長多重化信号間のスキューに比例する。付記15付記9~12のうちのいずれかのシステムを含む空間分割多重化信号を放射し、受信するトランスポンダであって、前記発生信号は偏波多重信号間のスキューに比例する。付記16検出された周波数成分の振幅からの信号を生成する手段を含む付記9~15のいずれかのシステムであって、前記信号は、前記信号を害する波長分散に比例する。付記17変調された信号を形作るシステムであって、前記カービングは、指数nによって特徴付けられ、時間的に連続するn個のシンボルの群について実行される、そこで、n-2個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる;時間的に続くn-1番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、n-1番目のシンボルとn番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、n番目のシンボルの振幅立下りエッジは、n-2個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる;そこにおいては、前記システムは、パルスに33のデューティサイクルを有するナローパルスクロックを生成する回路を含む。付記18変調された信号を形作るシステムであって、前記カービングは、指数nによって特徴付けられ、時間的に連続するn個のシンボルの群について実行される、そこで、n-2個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる;時間的に続くn-1番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、n-1番目のシンボルとn番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、n番目のシンボルの振幅立下りエッジは、n-2個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる;そこにおいては、前記パルスは66のデューティサイクルを有する。付記19変調された信号を形作るシステムであって、前記カービングは、指数nによって特徴付けられ、時間的に連続するn個のシンボルの群について実行される、そこで、n-2個のシンボルは、シンボル期間に等しいパルス期間でパルスとして形作られる;時間的に続くn-1番目のシンボルは、振幅の立ち上がりエッジを有し、同様のパルス方法でカービングされ、振幅がカービングによって影響を受けないように、n-1番目のシンボルとn番目のシンボルの間の移行中の振幅上の制約が解除され、n番目のシンボルの振幅立下りエッジは、n-2個の既にカービングされたパルス間のカービングされたパルスと同じ形状にカービングされる;そこにおいては、前記システムは、パルスに50のデューティサイクルを有するナローパルスクロックを生成する回路を含む。