電源電圧がVdc、増幅素子の従属電流源の最大電流がImax、流通角がθo、前記従属電流源から見た第n調波の負荷インピーダンスがZnRnjXnn123...である電力増幅器において、各抵抗値の関係が、Σn1NRnsinθo2n-sinθo2nπ1-cosVdcImax、各リアクタンス値の関係が、Σn1NXnnsinθo2n-sinθo2nπ1-cos0Nは3以上の任意の整数、かつ前記従属電流源の電圧の最小値が零であることを特徴とする電力増幅器。前記従属電流源と前記負荷インピーダンスの間にオン抵抗Ronを挿入し、各抵抗値の関係が、Σn1NRnsinθo2n-sinθo2nπ1-cosVdcImax-RonNは3以上の任意の整数であることを特徴とする請求項1に記載の電力増幅器。所定の周波数帯域内で前記各抵抗値の関係と前記各リアクタンス値の関係の近傍で、かつ前記周波数帯域内の各周波数の前記従属電流源の電圧の最小値が零であることを特徴とする請求項1または2に記載の電力増幅器。前記増幅素子に接続された出力側整合回路は、分布定数回路を備えることを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の電力増幅器。前記増幅素子に接続された出力側整合回路は、集中定数回路および分布定数回路を備えることを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の電力増幅器。前記増幅素子に接続された出力側整合回路は、高調波処理集中定数回路とインピーダンス変換回路とを備えることを特徴とする請求項1~3のいずれか1項に記載の電力増幅器。前記出力側整合回路は、前記高調波処理集中定数回路と前記増幅素子の出力容量との並列回路からなる高調波処理回路を備えることを特徴とする請求項6に記載の電力増幅器。前記高調波処理集中定数回路は、直列接続される第1インダクタ、並列接続される第1キャパシタ、直列接続される第2インダクタ、並列接続される第2キャパシタ、直列接続される第3インダクタ、並列接続される第3キャパシタからなる梯子型回路であることを特徴とする請求項7に記載の電力増幅器。前記増幅素子は、電界効果トランジスタ、バイポーラトランジスタ、高電子移動度トランジスタ、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ、真空管のいずれかであることを特徴とする請求項1~8のいずれか1項に記載の電力増幅器。JB級増幅器は4倍波以上の偶数の高調波の負荷インピーダンスを短絡としているが、広帯域に亘って短絡にする難易度は高いので、出力電力と効率が下がる。本実施の形態が解決しようとする課題は、広帯域に亘って高出力電力で高効率な電力増幅器を提供することである。本実施の形態に係る電力増幅器は、電源電圧がVdc、増幅素子の従属電流源の最大電流がImax、流通角がθo、従属電流源から見た第n調波の負荷インピーダンスがZnRnjXnn123...という動作条件において、各抵抗値の関係がΣn1NRnsinθo2n-sinθo2nπ1-cosVdcImax、各リアクタンス値の関係がΣn1NXnnsinθo2n-sinθo2nπ1-cos0Nは3以上の任意の整数、かつ従属電流源の電圧の最小値が零である。次に、図面を参照して、実施の形態を説明する。以下において、同じ要素には同じ符号を付して説明の重複を避け、説明を簡略にする。図面は模式的なものであり、現実のものとは異なることに留意すべきである。また、図面相互間においても互いの寸法の関係や比率が異なる部分が含まれていることはもちろんである。以下に示す実施の形態は、技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、実施の形態は、各構成部品の配置などを下記のものに特定するものでない。この実施の形態は、特許請求の範囲において、種々の変更を加えることができる。実施の形態に係る電力増幅器において、単純化した等価回路の一例は、図1に示すように表される。増幅素子108は半導体に限らず真空管などでも良いが、ここでは増幅素子108として、ソース接地のNチャネルの電界効果トランジスタFET:FieldEffectTransistorを用いて説明する。実施の形態に係る電力増幅器の等価回路は、図1に示すように、ゲート端子電極Gとソース端子電極S間に直列接続されたゲート抵抗Rgおよび入力容量Ciと、ドレイン端子電極Dとソース端子電極S間に並列接続された従属電流源Idsおよび出力容量Coと、ゲート端子電極Gに接続された入力側整合回路102と、ドレイン端子電極Dに接続された出力側整合回路104とを備える。そして、入力側整合回路102には信号源100が接続され、出力側整合回路104には負荷106が接続される。増幅素子FET108のゲート-ソース間電圧Vgsをパラメータとした従属電流源の電流Ids-従属電流源の電圧Vds特性が、図2に示すように、Vds>0でIdsはVdsに依存せず、相互コンダクタンスgmは一定で、ピンチオフ電圧をVpとするとVgs≧VpでIdsgm、Vgs<VpでIds0であるものとする。Vgsは高調波成分を含まず流通角をθo06πとしてIdsの最大値をImaxとすると、Idsの波形は、図3に示すように、Idsの直流成分の電源電流Idc、基本波成分I1cos、n倍波成分Incosの和になるn234...。図はImaxやVdcで基準化している。IdsIdcΣn1NIncosIdcImaxsin-θo2cosπ1-cosI1Imaxθo2-sin2π1-cosInImaxsinθo2n-sinθo2nπ1-cosIdc、Inn123...のθo依存性を図4に示す。θo0では全て0で、θoが狭い時は、IdcImaxはθoで近似でき、InImaxn123はIdcImaxの2倍のθo2で近似できる。IdcImaxはθoπの時に1π0318、θo2πの時に05で最大になる。I1Imaxはθoπの時に05、θo136πの時に0537で最大、θo2πの時に05になる。I2Imaxはθo0667πの時に0276で最大、θoπの時に0212、θo2πの時に0になる。I3Imaxはθo0443πの時に0185で最大、θoπの時に0、θo129πの時に-0047で最小、θo2πの時に0になる。I4Imaxはθo0332πの時に0139で最大、θo0732πの時に0、θo0955πの時に-0044で最小、θoπの時に-0042、その後0を過ぎって正になってθo2πの時に0になる。I5Imaxはθo0265πの時に0111で最大、θo0580πの時に0、θo0761πの時に-0038で最小、θoπの時に0、その後正負を経てθo2πの時に0になる。従属電流源から見た基本波の負荷インピーダンスをZ1R1jX1、n倍波の負荷インピーダンスをZnRnjXnn234...、Vdsの直流成分の電源電圧をVdcとすると、VdsVdc-Σn1NInRncos-Xnsinとなる。図3のVdsはX1Zn0n234...の場合で、VdsVdc-I1R1cosとなる。ここで、Vdsの最小値をVmin、最大値をVmaxとする。Vmin0となるR1をR1oとすると、R1oVdcI1π1-cosθo2-sin2VdcImaxとなる。この時、θ0でVds0、dVdsdθ0となる。DCの消費電力Pdcは、PdcVdcIdcVdcImaxsin-θo2cosπ1-cosとなる。基本波の出力電力Po1は、Po105R1oI1205VdcImaxθo2-sin2π1-cosとなる。ドレイン効率ηdは、ηdPo1Pdc05θo2-sin2sin-θo2cosとなる。R1o、Po1、ηdのθo依存性は、図5に示すように表される。すなわち、θoが0から2πに変化する時に、R1oは∞から低くなり、θoπでR1o2VdcImaxになり、少し下がってからθo2πでR1o2VdcImaxに戻る。また、θoが0から2πに変化する時に、Po1は高くなり、θoπでPo10dBとすると、θo136πでPo1031dBと最大になり、θo2πでPo10dBに戻る。一方、θoが0から2πに変化する時に、ηdは、100から単調に低くなり、θo2πで50になる。図5において、θoが0からπに変化する範囲はC級動作に対応し、θoがπの時はB級動作に対応し、θoがπから2πに変化する範囲はAB級動作に対応している。図3において、R1>R1oにすると、少なくてもθ0でVds<0になろうとするので、θ0で最大のIdsが急激に減り負になろうとして高次の非線形現象が起こり、波形が乱れて損失が増えてPo1とηdが下がる。なお、R1≠R1oでもθ0でdVdsdθ0であるが、θ0でVds≠0である。Po1、Vmax、Vmin、ηdのR1依存性は、図6に示すように表される。すなわち、R10ではVmaxVminVdcで、R1が高くなるとPo1とηdとVmaxは高くなりVminは低くなるが、R1>R1oではVmin<0となり高次の非線形現象が起こるので、Vmin0となるR1R1oの時のPo1とηd915が最大となる。以降、R1R1oの時の理論出力電力を基準としてPo10dBとする。次に、R1R1o一定でX1≠0、Zn0n234...とすると、VdsVdc-I1R1ocosI1X1sinVdc1-1205coscos11205となり、図7に示すように、X10ではθ0でVds0、dVdsdθ0となる。X1≠0でもθ0でVds0であるが、θ0でdVdsdθ≠0である。Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図8に示すように、Po1とηdは一定だが、X1≠0ではVmin<0となり高次の非線形現象が起こるので、Vmin0となるX10の時のPo10dBとηd915が最大となる。次に、R1R1o一定でX1≠0、R20、X2≠0、Zn0n345...とすると、VdsVdc-I1R1ocosI1X1sinI2X2sinVdc-Imaxθo2-sin2π1-cosR1ocosImaxθo2-sin2π1-cosX1sinImaxsin2-sin6π1-cosX2sinVdc1-cosX1R1osinsin2-sin6θo2-sin2X2R1osinとなる。ここで、X2X1-θo2-sin2sin-sin3≡funcとすると、VdsVdc1-cosX1R1osin-05X1R1osinVdc1-cosX1R1osin-X1R1osincosVdc1-cos1X1R1osinと因数分解できる。従って、-R1o≦X1≦R1o...ならばVds≧0、言い換えるとVmin0となる。Vdsの波形は、図9に示すように、X1R1o≦15の全領域において、θ0でVds0、dVdsdθ0となる。X2、Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図10に示すように表される。すなわち、X2は右下がりでX1とキャンセルしており、Po1とηdは一定だが、X1R1o>1ではVmin<0となり高次の非線形現象が起こるので実際のPo1とηdは下がる。一方、X1R1o≦1では、Vmin0なのでX10の時のPo10dBとηd915が保たれる。ここで、θoπとすると非特許文献1、非特許文献2のJB級増幅器である。図9と図10において、C級増幅器の理論のR1R1o、X1Zn0n234...と同じPo1やηdとなる条件はθ0でVds0、θ0でdVdsdθ0、かつVmin0であり、これらは図3と図6、図7と図8にも共通するので、簡単には因数分解できない場合へ一般化すると、θ0でVdsVdc-Σn1NInRncos-Xnsin...Vdc1-0dVdsdθΣn1NInRnnsinXnncosΣn1NInXnn0...かつVmin0となるN234...。にとを代入して整理すると、各抵抗値の関係はRtΣn1NRnsinθo2n-sinθo2nπ1-cosVdcImaxとなる。n1の項は0<θo<2πで正なので他に正となる項があるとR1が低くなり、言い換えると0<θo<2πでI1>0なのでIn>0となるn>1のRnが零でないとR1が低くなり、Po1とηdが下がる。にとを代入して整理すると、各リアクタンス値の関係はXtΣn1NXnnsinθo2n-sinθo2nπ1-cos0となるN234...。~を満足する条件でnp成分とnq成分だけがΔ変化する場合は、ΔRqΔRp-sinθo2p-sinθo2psinθo2q-sinθo2qΔXqΔXp-pqsinθo2p-sinθo2psinθo2q-sinθo2qの関係が成り立つ。4倍波までのΔRqΔRpのθo依存性を図11に示す。θoを0から2πまで変化する時に、ΔR1ΔR2は-1から0、ΔR1ΔR3は-1から正になりその後に0、ΔR1ΔR4は-1から正と負になりその後に0、ΔR2ΔR3は-1から1、ΔR2ΔR4は-1から正になりその後に-1、ΔX3ΔX4は-1から∞と-∞になりその後に1になる。4倍波までのΔXqΔXpのθo依存性を図12に示す。θoを0から2πまで変化する時にΔX1ΔX2は-2から0、ΔX1ΔX3は-3から正になりその後に0、ΔX1ΔX4は-4から正と負になりその後に0、ΔX2ΔX3は-15から15、ΔX2ΔX4は-2から正になりその後に-2、ΔX3ΔX4は-133から∞と-∞になりその後に133になる。例えば、N4、θo06π、R2R1o02、R3R1oR4R1o01とするとからR1R1o0788になり、Po1-103dB、ηd721になる。X3R1o-04、X4R1o-02を固定して、からX1とX2の組み合わせを求めるとVdsの波形は、図13に示すように、X1R1o≦15の全領域において、θ0でVds0、dVdsdθ0となる。そして、-0850<X1R1o<0881ではθ0の1箇所でVds0だが、X1R1o-0850とX1R1o0881では2箇所でVds0となり、X1R1o<-0850、0881<X1R1oではVmin<0となる。X2、Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図14に示すように、X2は右下がりΔX2ΔX1<0および右にシフトしてX1>0でX20、X1およびX3、X4とキャンセルしている。Po1とηdは一定だが、X1R1o<-0850、0881<X1R1oではVmin<0となり高次の非線形現象が起こるので実際のPo1とηdは下がる。一方、-0850≦X1R1o≦0881ではVmin0なのでPo1-103dBとηd721が保たれる。ここではB級増幅器θoπよりも高効率なC級増幅器θo06πの高調波の負荷インピーダンスが短絡でない場合を説明しているが、図13と図14でθoπとすれば、JB級増幅器θoπでは短絡としている4倍波の負荷インピーダンスは短絡でなくても良く、出力側整合回路の自由度が上がり、広帯域化の難易度を下げることができる。次に、広帯域に亘ってC級増幅器の理論出力電力と効率を保つ出力側整合回路104の一実施例として、図15に示すような、分布定数回路と集中定数回路を組み合わせた回路を説明する。検討はN3倍波までとして、流通角がθo06πR1o277VdcImaxのC級増幅器、負荷抵抗をRo15R1o、中心周波数をfo中心角周波数をωo2πfo、中心周波数の波長をλo光速fo、出力容量をCo2とする。増幅素子108に接続された出力側整合回路104は、分布定数回路を備えていても良いし、一部を高調波処理集中定数回路20で構成しても良い。また、実施の形態に係る電力増幅器において、出力側整合回路104は、図15に示すように、高調波処理集中定数回路20とインピーダンス変換回路40とを備える。また、図15において、出力側整合回路104は、高調波処理集中定数回路20と増幅素子108の出力容量Coとの並列回路からなる高調波処理回路30を備える。高調波処理集中定数回路20は、直列接続される第1インダクタL1、並列接続される第1キャパシタC1、直列接続される第2インダクタL2、並列接続される第2キャパシタC2、直列接続される第3インダクタL3、並列接続される第3キャパシタC3からなる梯子型回路で構成されていても良い。インピーダンス変換回路40は、特性インピーダンスと長さが、Zt1とLt1波長/4およびZt2とLt2波長/4の2段の分布定数線路で構成されている。比帯域幅bw20において、との近傍で、同帯域内のVminの最小値が零となるように、基本波でCoと並列共振して2倍波と3倍波で低インピーダンスになる高調波処理回路30と、3段のインピーダンス変換回路50を最適化する。なお、3段のインピーダンス変換回路50のFET側の1段分をL4とC4とL5のT型の集中定数回路にすることにより2倍波と3倍波のR2とR3を低くしている。最適化した図16に示す回路定数における従属電流源から見た負荷インピーダンスZLのスミス図基準R1oは、図17に示すように、周波数を高くしていく時に基本波はほぼR1o一定の円上を左回りリアクタンスは正から負の向き、2倍波と3倍波はほぼ全反射の低インピーダンスを右回りリアクタンスは負から正の向きになる。その結果、図18に示すように、bw02の帯域内のRtImaxVdcはほぼ1、XtImaxVdcはほぼ0、かつVmin≧0になり、θo06πのC級増幅器の理論出力電力を0dBとするとPo1-0026~-0004dB、ηd9099~9145を得る。また、Vdsの波形は、図19に示すように、帯域内のffo09~11ではθ0でほぼVds0、dVdsdθ0となっているが、帯域外のffo085、115ではθ0でVds0、dVdsdθ0から乖離している。次に、FETのオン抵抗Ronが零でない場合の等価回路として、図20に示すように、従属電流源Idsと出力容量Coの間にRonを挿入し、Coの電圧をVds’として、VdsVds-RonIdsVdc-Σn1NIncos-Xnsinとすることにより、負荷インピーダンスZnRnjXnn123...とオン抵抗Ronの電圧を切り分けて説明する。この時、の各抵抗値の関係は、RtΣn1NRnsinθo2n-sinθo2nπ1-cosVdcImax-Ronとなる。例えば、図13、図14と同じ条件のN4、θo06π、R2R1o02、R3R1oR4R1o01、X3R1o-04、X4R1o-02において、RonImaxVdc005とすると、図21に示すように、θ0でRonIdsVdc005は最大つまりdIdsdθ0となり、X1R1o≦15の全領域においてθ0でVds’Vdc005、dVds’dθ0となるので、θ0でVdsVdc0、dVdsdθ0となる。そして、-0827≦X1R1o≦0899ではVmin≧0だが、X1R1o<-0827、0899<X1R1oではVmin<0となる。尚、図21において、θが04πから04πの範囲における拡大図は、図22に示すように表される。X2、Po1、Vmax、Vmin、ηdのX1依存性は、図23に示すように表される。すなわち、X2は右下がりΔX2ΔX1<0および右にシフトしてX1>0でX20、X1およびX3、X4とキャンセルしている。Po1とηdは一定だが、X1R1o<-0827、0899<X1R1oではVmin<0となり高次の非線形現象が起こるので実際のPo1とηdは下がる。一方、-0827≦X1R1o≦0899ではVmin≧0なのでPo1-132dBとηd676が保たれる。また、図15のIdsとCoの間にRonを挿入した図24の回路において、図17~図19と同じ条件のN3、θo06π、Ro15R1o、fo、Co2、bw20で、RonImaxVdc005として最適化すると、図25に示す回路定数を得て、従属電流源から見た負荷インピーダンスZLのスミス図基準R1oは、図26に示すように、周波数を高くしていく時に基本波はほぼ一定の円上を左回りリアクタンスは正から負の向き、2倍波と3倍波はほぼ全反射の低インピーダンスを右回りリアクタンスは負から正の向きになる。その結果、図27に示すように、bw02の帯域内のRtImaxVdcはほぼ095、XtImaxVdcはほぼ0、かつVmin≧0になり、θo06πのC級増幅器の理論出力電力を0dBとすると、Po1-0247~-0227dB、ηd8649~8688を得る。また、Vds’の波形は、図28に示すように、帯域内のffo09~11ではθ0でほぼVds’Vdc005、dVds’dθ0、従ってVdsVdc0、dVdsdθ0となっているが、帯域外のffo085、115ではθ0でVds0、dVdsdθ0から乖離している。次に、図24のC3にLbとCbでドレインバイアス電圧を供給する図29の回路を説明する。Lb5R1oωo、Cb107として他の回路定数は図25と同じとすると、RF特性の図30~図32は図26~図28とほとんど変わらず、Po1-0247~-0227dB、ηd8649~8688を得る。同様に、図29で省略した負荷抵抗Roとの間のDCカットもRF特性がほとんど変わらないように設定できることは言うまでもない。次に、出力側整合回路の概観の一例を示す模式的平面パターン構成図を図33に示す。図33においては、2チップの増幅素子FET24を電力合成しており、基本波の電力整合と高調波処理を均一にするために、FETチップのドレイン端子電極Dを4分割して、D1a、D2a、...、D4a、D1b、D2b、...、D4bとして、2チップ当たり8並列にしている。L1~L3はインダクタンスが小さいので並列数を増やして、ボンディングワイヤ1本当たりを16L1並列数16、16L2並列数16、32L3並列数32にし、均一動作させる配置からC116並列数16、C28並列数8としている。一方、C3は片側からドレインバイアス電圧を供給できるように分割せず、分布定数線路としての電気長を波長に比べて十分短く、Q値を低くする為に低誘電率系のMIMMetalInsulatorMetalキャパシタあるいはMOSMetalOxideSemiconductorキャパシタにしている。そして、均一に基本波を電力整合するために、8L4並列数8、C44並列数4、4L5並列数4、4Zt1並列数4、2Zt2並列数2としている。また、小さなL3を実現する為にC2はC3と同じ基板上の電極とし、C1、C4、Zt1、Zt2の誘電体基板60の比誘電率や厚さは小型化と低損失化と実装性から最適化している。以上、分布定数回路と集中定数回路を組み合わせた出力側整合回路の実施例を説明したが、全て分布定数回路あるいは全て集中定数回路でも良く、または準集中定数回路と組み合わせても良い。それから、マイクロストリップ線路などの平面回路だけでなく、導波管などの立体回路でも良い。また、ディスクリートのFETを使うMICMicrowaveIntegratedCircuitで説明したが、MMICMonolithicMicrowaveIntegratedCircuitでも良い。また、B級増幅器より高効率なC級増幅器の理論出力電力や効率を広帯域に亘って実現できる実施例を説明したが、B級増幅器やB級増幅器より高線形なAB級増幅器の理論出力電力や効率も広帯域に亘って実現できることは言うまでもない。本実施の形態によれば、広帯域に亘って高出力電力で高効率な電力増幅器を提供することができる。その他の実施の形態実施形態を説明したが、この実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。この実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。なお、実施の形態に係る電力増幅器に搭載される増幅素子としては、NチャネルのFETに限らずPチャネルのFET、そして高電子移動度トランジスタHEMTHighElectronMobilityTransistor、LDMOSLaterallyDiffusedMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistor、ヘテロ接合バイポーラトランジスタHBT:HeterojunctionBipolarTransistor、バイポーラトランジスタBJTBipolarJunctionTransistor、真空管なども適用できることは言うまでもない。このように、ここでは記載していない様々な実施の形態などを含む。