"スイッチモードのフライバックコンバータ電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行うステップを含む方法であって、前記エネルギ伝達エレメントは、出力側2次巻き線に磁気的に結合された入力側1次巻き線を有するトランスであり、前記反射電圧は入力側1次巻き線上にあり、前記反射電圧は、電源レギュレータにおけるパワースイッチがオフである期間、および、ダイオードが導通して前記エネルギ伝達エレメントに蓄積されたエネルギをDC出力に渡す期間における出力側2次巻き線上の電圧の反射電圧である、方法。前記1次巻き線からの反射電圧が、前記トランスの巻き線比を介して前記2次巻き線上の出力電圧との相関を有し、前記反射電圧のレギュレーションを行なうことにより、前記2次巻き線上の出力電圧のレギュレーションを行なう、請求項1に記載の方法。前記出力電圧のレギュレーションは、前記2次巻き線に結合されるフィードバック回路を伴わずに行われる、請求項2に記載の方法。フライバックコンバータ電源であって、エネルギ伝達エレメント入力およびエネルギ伝達エレメント出力を有するエネルギ伝達エレメントと、前記エネルギ伝達エレメント入力と正の入力電源レールとの間に結合されるパワースイッチと、前記エネルギ伝達エレメント入力および前記パワースイッチ365に結合される制御回路とを含み、前記制御回路は、前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧から導かれる電流に応じて前記パワースイッチのスイッチングを行なう、フライバックコンバータ電源。フォトカプラをさらに含み、前記フォトカプラは、前記エネルギ伝達エレメント出力および前記パワースイッチの出力に結合された入力発光ダイオードと、前記制御回路に結合された出力トランジスタとを含む、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記出力トランジスタを通る電流が、前記制御回路によって受け取られるように結合され、かつ、前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧から導かれる電流に応じたものである、請求項5に記載のフライバックコンバータ電源。前記エネルギ伝達エレメントが、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合された1次巻き線と前記エネルギ伝達エレメント出力に結合された2次巻き線とを有するトランスを含む、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧が、前記1次巻き線の両端間の反射電圧を含む、請求項7に記載のフライバックコンバータ電源。前記パワースイッチのオフサイクルの間に前記1次巻き線と並列に結合される第1のキャパシタをさらに含み、前記第1のキャパシタは、前記パワースイッチのオンサイクルの間は前記1次巻き線から切り離され、前記制御回路が前記第1のキャパシタに結合されており、前記エネルギ伝達エレメント入力における電圧から導かれる電流が、前記エネルギ伝達エレメント出力の両端間の電圧に応じたものとなる、請求項7または8に記載のフライバックコンバータ電源。前記パワースイッチが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ、たとえば、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合されたソース端子と、前記正の入力電源レールに結合されたドレイン端子と、前記制御回路に結合されたゲート端子とを有するnチャンネル金属酸化物半導体電界効果トランジスタ、を含む、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記制御回路が、前記パワースイッチに結合されるパルス幅変調器を含み、前記パルス幅変調器が、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記電圧から導かれる電流に応じて前記パワースイッチをパルス幅変調する、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記制御回路が、前記パワースイッチに結合されるオン/オフ制御回路を含み、前記オン/オフ制御回路が、前記パワースイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記電圧から導かれる電流に応じて調整する、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記エネルギ伝達エレメント入力における前記電圧から導かれる電流がしきい値を超えたことに応答して、前記制御回路が前記パワースイッチのスイッチングをディスエーブルする、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記制御回路および前記パワースイッチが3つの電気端子しか有していないシングルモノリシックチップ上に含まれる、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。前記フライバックコンバータ電源が、電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行なうスイッチモード電源を含み、前記エネルギ伝達エレメントが、1次巻き線および2次巻き線を有するトランスであり、前記反射電圧は1次巻き線上にあり、前記反射電圧は、電源レギュレータにおけるパワースイッチがオフである期間、および、ダイオードが導通して前記エネルギ伝達エレメントに蓄積されたエネルギをDC出力に渡す期間における2次巻き線上の電圧の反射電圧である、請求項4に記載のフライバックコンバータ電源。フライバックコンバータ電源であって、エネルギ伝達エレメント入力およびエネルギ伝達エレメント出力を有するエネルギ伝達エレメントと、前記エネルギ伝達エレメント入力と入力電源レールとの間に結合されるスイッチと、前記エネルギ伝達エレメント入力および前記スイッチに結合される制御回路とを含み、前記制御回路は、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて前記スイッチのスイッチングを行なう、フライバックコンバータ電源。フォトカプラをさらに含み、前記フォトカプラは、前記エネルギ伝達エレメント出力および電源の出力に結合された入力発光ダイオードLEDと、前記制御回路に結合された出力トランジスタとを含む、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。前記出力トランジスタを通る電流が、前記制御回路によって受け取られるように結合され、かつ、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号から導かれる電流に応じたものである、請求項17に記載のフライバックコンバータ電源。前記エネルギ伝達エレメントが、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合された1次巻き線と前記エネルギ伝達エレメント出力に結合された2次巻き線とを有するトランスを含む、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号が、前記1次巻き線の両端間の電圧を含む、請求項19に記載のフライバックコンバータ電源。前記スイッチが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFETを含む、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。前記MOSFETが、前記エネルギ伝達エレメント入力に結合されたソース端子と、前記入力電源レールに結合されたドレイン端子と、前記制御回路に結合されたゲート端子とを有するnチャンネルMOSFETである、請求項21に記載のフライバックコンバータ電源。前記スイッチのオフサイクルの間に前記1次巻き線と並列に結合される第1のキャパシタをさらに含み、前記第1のキャパシタは、前記スイッチのオンサイクルの間、前記1次巻き線から切り離され、前記制御回路は、前記第1のキャパシタに結合され、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの前記反射信号は、前記エネルギ伝達エレメント出力の両端間の電圧に応じたものである、請求項19に記載のフライバックコンバータ電源。前記制御回路が、前記スイッチに結合されるパルス幅変調器を含み、前記パルス幅変調器が、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて前記スイッチをパルス幅変調する、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。前記制御回路が、前記スイッチに結合されるオン/オフ制御回路を含み、前記オン/オフ制御回路が、前記スイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて調整する、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。前記エネルギ伝達エレメント入力における前記エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号がしきい値を超えたことに応答して、前記制御回路が前記スイッチのスイッチングをディスエーブルする、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。前記制御回路および前記スイッチが3つの電気端子しか有していないシングルモノリシックチップ上に含まれる、請求項16に記載のフライバックコンバータ電源。スイッチモード電源は、高い効率ならびに良好な出力レギュレーションが得られることから、今日の電子デバイスの多くにおいて電力の供給に広く使用されている。スイッチモード電源は、多くの応用において、リニア電源に比べてサイズが小さい、重量が軽い、効率が高い、また無負荷時の消費電力が低いといった恩典を提供する。しかしながら周知のスイッチモード電源は、部品が比較的多く、そのコストが比較的高いこと、および回路が複雑であることから、電力レベルがたとえば5ワットというように低い場合には、同等のリニア電源に比べると、一般に高価になる。そのため、かさが大きく効率が低いリニア電源であるにもかかわらず、5ワットより低い電力レベルを有する応用においては、いまだにリニア電源が広く使用されている。この発明のある局面による回路は、第1の電気端子と第2の電気端子との間に結合されるパワースイッチと、パワースイッチの第1の電気端子に結合されるエネルギ伝達エレメントと、第2の電気端子に結合される電源レールと、エネルギ伝達エレメントおよびパワースイッチに結合される制御回路とを含み、制御回路は、回路の出力を調整するためにエネルギ伝達エレメントの両端間の電圧から導かれる信号に応じてパワースイッチのスイッチングを行う。好ましくは、フォトカプラをさらに含み、フォトカプラは、エネルギ伝達エレメントおよび回路の出力に結合される入力発光ダイオードLEDと、制御回路に結合される出力トランジスタとを含む。好ましくは、出力トランジスタを通る電流が、制御回路によって受け取られるように結合され、かつ、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号に応じたものである。好ましくは、エネルギ伝達エレメントが、1次巻き線および2次巻き線を有するトランスを含む。好ましくは、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧が、1次巻き線の両端間の反射電圧を含む。好ましくは、パワースイッチが、金属酸化物半導体電界効果トランジスタMOSFETを含む。好ましくは、MOSFETが、ソース端子をエネルギ伝達エレメントに結合し、ドレイン端子を電源レールに結合し、かつゲート端子を制御回路に結合したnチャンネルMOSFETである。好ましくは、パワースイッチのオフサイクルの間に1次巻き線と並列に結合される第1のキャパシタをさらに含み、第1のキャパシタは、パワースイッチのオンサイクルの間は1次巻き線から切り離され、制御回路が第1のキャパシタに結合されており、1次巻き線にわたる電圧から導かれる信号が、2次巻き線の両端間の電圧に応じたものとなる。好ましくは、制御回路が、パワースイッチに結合されるパルス幅変調器を含み、パルス幅変調器が、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号に応じてパワースイッチをパルス幅変調する。好ましくは、制御回路が、パワースイッチに結合されるオン/オフ制御回路を含み、オン/オフ制御回路が、パワースイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号に応じて調整する。好ましくは、エネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号がしきい値を超えたことに応答して、制御回路がパワースイッチのスイッチングをディスエーブルする。好ましくは、制御回路およびパワースイッチが3つの電気端子しか有していないシングルモノリシックチップ上に含まれる。好ましくは、回路の出力を調整するためのエネルギ伝達エレメントにわたる電圧から導かれる信号の制御は、エネルギ伝達エレメントの入力における電圧から導かれる電流を含む。この発明の他の局面による方法は、入力電源レールとエネルギ伝達エレメントのエネルギ伝達エレメント入力との間に結合されるスイッチのスイッチングを行うステップを含み、エネルギ伝達エレメントは、エネルギ伝達エレメント入力およびエネルギ伝達エレメント出力を含み、方法はさらに、スイッチのスイッチングに応じて、エネルギをエネルギ伝達エレメント入力からエネルギ伝達エレメント出力に伝達するステップと、信号をエネルギ伝達エレメント出力からエネルギ伝達エレメント入力に反射させるステップと、エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて、エネルギ伝達エレメント入力およびスイッチに結合される制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップとを含む。好ましくは、エネルギ伝達エレメント入力において、エネルギ伝達エレメント出力からの反射信号から電流を導くステップと、フォトカプラの出力トランジスタを通る電流を制御回路で受け取るステップとを含み、フォトカプラは、エネルギ伝達エレメント出力および電源の出力および制御回路に結合される出力トランジスタに結合される入力発光ダイオードLEDを含む。好ましくは、エネルギをエネルギ伝達エレメント入力からエネルギ伝達エレメント出力に伝達するステップは、エネルギを、エネルギ伝達エレメント入力に結合されるトランスの1次巻き線からエネルギ伝達エレメント出力に結合されるトランスの2次巻き線に伝達するステップを含む。好ましくは、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号は、1次巻き線の両端間の電圧を含む。好ましくは、スイッチのスイッチングを行うステップは、ソース端子をエネルギ伝達エレメント入力に結合し、ドレイン端子を入力電源レールに結合し、かつゲート端子を制御回路に結合したnチャンネルMOSFETのスイッチングを行うステップを含む。好ましくは、スイッチのオフサイクルの間に1次巻き線と並列に結合される第1のキャパシタを結合するステップと、スイッチのオンサイクルの間、第1のキャパシタを1次巻き線から切り離すステップとをさらに含み、制御回路は、第1のキャパシタに結合され、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号は、エネルギ伝達エレメント出力の両端間の電圧に応じたものである。好ましくは、制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップは、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて、スイッチに結合される制御回路に含まれるパルス幅変調器でスイッチをパルス幅変調するステップを含む。好ましくは、制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップは、スイッチに結合される制御回路に含まれるオン/オフ制御回路で、スイッチによって受け取られるように結合された制御信号の周期を、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号に応じて調整するステップを含む。好ましくは、制御回路でスイッチのスイッチングを制御するステップは、エネルギ伝達エレメント入力におけるエネルギ伝達エレメント出力からの反射信号がしきい値を超えたことに応答して、スイッチのスイッチングをディスエーブルするステップを含む。このほかの本発明の特徴ならびに利点については、以下に示す詳細な説明、図面および特許請求の範囲から明らかなものとなろう。本発明については、例示を目的として添付図面内に詳細な図解が行われているが、これは、これらの添付図面に本発明が限定されることを意味したものではない。新しいスイッチモード電源レギュレータを開示する。以下の説明においては、本発明の完全な理解を提供するために多くの具体的な詳細が示されている。しかしながら、当業者であれば、これらの具体的な詳細を用いなくても本発明が実施可能であることを認識されよう。なお、周知の材料ないし方法については、本発明の不明瞭化を防止するために説明が省略されている。一実施形態において、本発明は、簡単な低コストのスイッチモード電源を提供する。本発明は、スイッチモード電源のコストならびに部品数を下げ、それによって現在説明している電源が低電力応用、すなわち電力レベルが5ワットを下回る場合も含めた低電力応用に用いられたときのそのコスト効果を高めることを可能にする。したがって、たとえばワイヤレス電話機用のバッテリチャージャ等に用いられる電源のように、50~60Hzのトランスを使用するバッテリチャージャおよびAC‐DCリニアアダプタに代わるコスト効果の高い代替選択肢として、本発明の電源の各種実施形態を使用することができる。一実施形態においては、ここで説明している電源が、エネルギ伝達エレメントからの反射電圧のレギュレーションを行うことによって、周知のスイッチモード電源より部品数を少なくする。エネルギ伝達エレメントは、トランス、インダクタ、結合インダクタ等とすることができる。たとえば、1次巻き線および2次巻き線を有するトランスを使用した本発明の一実施形態は、電源の正の入力電源レールと1次巻き線の間に結合される電源レギュレータを含む。したがって、本発明の電源レギュレータは、1次巻き線からの反射電圧のレギュレーションを行うことが可能であり、反射電圧自体は、トランスの巻き線比を介して2次巻き線上の出力電圧との相関を有する。このように、スイッチモード電源は、1次巻き線からの反射電圧のレギュレーションを行い、それが2次巻き線上の出力電圧のレギュレーションを行うことになる。ここで説明している一実施形態の電源は、出力電圧の直接モニタリングのために2次巻き線に結合されるフィードバック回路を伴わずにレギュレーションが行われた出力を提供する。これによって、本発明の有する部品数を、周知のスイッチモード電源に比べて少なくすることが可能になる。説明のために、図1に、本発明の教示に従った電源101の一実施形態とする回路図を示す。これに図示されているように、電源101の一実施形態は、交流AC入力103および直流DC出力155を有するフライバックコンバータを含んでいる。AC入力103は、抵抗105を介して整流器107に結合される。一実施形態の抵抗105は、可融性抵抗であり、低コスト化のためにフューズに代えて故障保護に使用される。別の実施形態においては、抵抗105に代えてフューズ等が使用される。整流器107は、AC入力103からのACをDCに変換し、一実施形態においては、その後それが、整流器107の両端に並列に結合されたキャパシタ113および115によってフィルタリングされる。一実施形態においては、インダクタ109がキャパシタ113とキャパシタ115との間に結合されており、電源101によって生成される電磁妨害雑音EMIのフィルタリングを行うπフィルタが構成されている。一実施形態においてはさらに、キャパシタ113と115の間に抵抗111がインダクタ109と並列に結合されており、EMIスペクトルのピークを生じる可能性のあるインダクタ109のインダクタ共振のダンピングを行う。一実施形態においては、低周波たとえば主周波数が50Hzまたは60Hzの高電圧ACがAC入力103に入力し、整流器107およびキャパシタ113、115によって高電圧DCに変換される。つまり、正の入力電源レール117と負の入力電源レール119が、キャパシタ115の両端に形成される。続いてこの高電圧DCが、スイッチモード電源レギュレータ121を用いて、高周波たとえば20~300kHzのACに変換される。この高周波、高電圧ACは、たとえばトランス等のエネルギ伝達エレメント145に印加されて、一般にはより低い電圧に電圧変換され、さらに通常は安全分離が行われる。エネルギ伝達エレメント145の出力は、整流されてレギュレーション済みのDC出力がDC出力155に提供され、それを電子デバイスに対する電力の供給に用いることができる。これに図示した実施形態においては、エネルギ伝達エレメント145がトランスまたは結合インダクタであり、入力側1次巻き線161と出力側2次巻き線163が磁気的に結合されている。一実施形態においては、本発明の教示に従って電源に使用されるスイッチモード電源レギュレータ121が、シングルモノリシックチップを含むが、たとえばそれは、カリフォルニア州サンノゼにあるPowerIntegrations,Incorporatedパワーインテグレーションズ,インコーポレーテッドから入手可能な周知のTINYSwitch電源レギュレータでよい。別の実施形態の電源としては、本発明の教示に従って、カリフォルニア州サンノゼにあるPowerIntegrations,Incorporatedパワーインテグレーションズ,インコーポレーテッドから入手可能な周知のTOPSwitch電源レギュレータを使用することもできる。一実施形態においては、電源レギュレータ121が、正の入力電源レール117に結合される電気端子123およびエネルギ伝達エレメント145の1次巻き線161に結合される電気端子129を含む。このように電源レギュレータ121は、1次巻き線161と直列に結合されている。一実施形態においては、電源レギュレータ121が、電気端子123と129の間に結合されるパワースイッチおよび当該パワースイッチに結合されてその制御またはスイッチングを行う関連制御回路を含んでいる。一実施形態においては、関連制御回路が発振器、ラッチ、電流制限回路、制御論理、スタートアップおよび保護回路を含む。一実施形態においては、電源レギュレータ121内のパワースイッチが、ラッチをセットすることによって、発振器のサイクルごとにオンとなり、パワースイッチを通る電流が電流リミット値に達するか、あるいは最長時間に達するとラッチをリセットすることによってオフになる。一実施形態においては、電源レギュレータ121がさらにバイアス供給用電気端子127を含む。一実施形態においては、端子127と129の間にキャパシタ131が結合されており、エネルギを蓄積し、かつ高周波をバイパスさせる。動作においては、電源レギュレータ121によって制御される形でエネルギが1次巻き線161から2次巻き線163に伝達され、DC出力155にクリーンで安定した電力のソースが提供される。電源レギュレータ121内のパワースイッチがオンになると、入力電源レール117が1次巻き線161に結合されて、1次巻き線161内の電流が増加する。電源レギュレータ121内のパワースイッチがオフになると、1次巻き線161を通って流れる電流が遮断され、それによって1次巻き線161の電圧V1157および2次巻き線163上の電圧V2159のリバースが強制される。パワースイッチがオフのときのV1157およびV2159内における電圧のリバースによってダイオード149が導通し、エネルギ伝達エレメント内に蓄積されていたエネルギをDC出力155に渡すことが可能になる。電源レギュレータ121内のパワースイッチがオフであり、ダイオード149が導通している間は、1次巻き線161の電圧V1157が2次巻き線163の電圧V2159の反射電圧になる。一実施形態においては、反射電圧V1157が、電源レギュレータ121内のパワースイッチがオンであるときに1次巻き線161に印加される電圧V1157と逆極性になり、電圧V2159と、エネルギ伝達エレメント145のトランスの巻き線比による相関を有する。例示のため、たとえば伝達エレメント145のトランスが20、1の巻き線比を有しているとする。この場合、2次巻き線163の電圧V2159が5ボルトであれば、電源レギュレータ121内のパワースイッチがオフであり、ダイオード149が導通している間に1次巻き線161の両端に現れる反射電圧V1157が100ボルトになる。この時点において反射電圧V1157の極性が逆転しており、入力電源レール119における電圧に対して電気端子129における電圧が低くなる。一実施形態においては、反射電圧V1157がフィードバックとして使用され、ダイオード143、抵抗141、キャパシタ137、ツェナーダイオード135、抵抗136、およびトランジスタ133を介して電源レギュレータ121に情報を提供する。電源レギュレータ121のパワースイッチがオフになると、1次巻き線の両端の極性が逆転された反射電圧V1157がダイオード143を導通させる。電源レギュレータ121のパワースイッチがオンになると、ダイオード143は導通しなくなる。一実施形態においては、電圧V1157内に電圧が反射されるとき、電源レギュレータ121内のパワースイッチがオフに切り替えられる際に、1次巻き線161内の漏れインダクタンス、すなわち2次巻き線163に結合されない1次巻き線161のインダクタンスの一部である漏れインダクタンスに起因して電圧スパイクを生じる。この電圧スパイクに含まれるエネルギは、一般に漏れエネルギと呼ばれている。漏れエネルギは、2次巻き線163に結合されずに、ツェナーダイオード139によってクランプされる。別の実施形態においては、ツェナーダイオード139に代えて、抵抗‐キャパシタ‐ダイオードRCDクランプ回路を使用することができる。その実施形態においては、抵抗とキャパシタの並列の組み合わせがツェナーダイオード139に代えて用いられる。一実施形態においては、抵抗141およびキャパシタ137によってローパスRCフィルタが形成されて、漏れエネルギによって生じる電圧スパイクのフィルタリングが行われるが、フィルタリングが行われないとすれば、この電圧スパイクは、出力電圧フィードバックにおけるエラーを意味する。電圧スパイクの後の、反射電圧V1157の残りの電圧は、ダイオード143および149の順方向電圧降下を無視すれば、エネルギ伝達エレメント145のトランスの巻き線比によって除した出力電圧V2159を示す。一実施形態においては、抵抗141およびキャパシタ137によるRCフィルタの出力、つまりキャパシタ137の両端の電圧が、ツェナーダイオード135のツェナー電圧とトランジスタ133のベース‐エミッタ電圧VBEの合計を超えると、トランジスタ133がオンに切り替わる。このトランジスタ133がオンに切り替わると、電気端子125がトランジスタ133を介して低電圧に引き込まれることによって、電源レギュレータ121のスイッチングがディスエーブルされる。この実施形態においては、トランジスタ133によって電源レギュレータ121のスイッチングが、出力負荷の関数となる数のスイッチングサイクルにわたってディスエーブルされる。たとえば、DC出力155の負荷レベルが低い場合には、キャパシタ137の両端間の電圧がわずかに高くなり、それがトランジスタ133をオーバードライブして、より長い時間にわたってそれをオンに維持する。この場合、多くのスイッチングサイクルの間電源レギュレータ121がディスエーブルされ、わずかなスイッチングサイクルだけイネーブルされる。これに対して、DC出力155の負荷レベルが高い場合には、キャパシタ137の両端間の電圧がわずかに低くなり、トランジスタ133のオーバードライブがより少なくなって、トランジスタ133をオンに維持する時間がより短時間になる。したがって電源レギュレータ121は、より少ないスイッチングサイクルにわたってディスエーブルされ、より多数のスイッチングサイクルにわたってイネーブルされる。このようにしてDC出力155に渡される電力のレギュレーションが行われて、キャパシタ137の両端間の電圧が、出力負荷状態とは独立に、ツェナーダイオード135およびトランジスタ133のベース‐エミッタ電圧VBEによって設定されるしきい値を超える比較的狭い範囲内に維持される。別の実施形態においては、電源レギュレータ121に代えて、たとえばTOPSwitch電源レギュレータ図示せず等の周知のPWMレギュレータを使用することができる。その場合、キャパシタ137の両端間の電圧を使用して、当該電圧がしきい値に達したとき、TOPSwitch読み、トップスイッチ電源レギュレータ内のパワースイッチのデューティサイクルを下げることができる。デューティサイクルを、より大きな値このしきい値よりわずかに低いから、より低い値このしきい値よりわずかに高いときに下げ、それによってキャパシタ137の両端間の電圧を、出力負荷状態とは独立に、しきい値を超える比較的狭い範囲内に維持することが可能になる。このように、電源101のDC出力155における出力電圧V2159が、1次巻き線161の両端にわたる反射電圧V1157のモニタリングまたはレギュレーションを行うことにより、本発明の教示に従ってレギュレーションが行われる。反射電圧V1157のレギュレーションを行うことによって、出力電圧V2159のレギュレーションが行われる。ここで気付かれようが、電源101による出力電圧V2159のレギュレーションが、DC出力155に結合されるフィードバック回路を使用することなく行われている。実際、しばしば周知のフライバック電力コンバータは、フォトカプラあるいは独立のフィードバック巻き線等の回路を使用してフィードバック情報を提供している。したがって、ここで説明している電源101の部品数は、周知のスイッチモード電源に比べると少なくなる。一実施形態においては、エネルギ伝達エレメント145のトランスの巻き線比が、電源レギュレータ121のパワースイッチの内部電流リミットに従って、出力の短絡回路電流状態を処理できるように設計される。一実施形態においては、たとえばバッテリ充電等の応用のために、電源101によりDC出力155において定出力電流/定出力電圧特性が提供される。一実施形態においては、電源101が、DC出力155の両端間に結合される抵抗153を含み、それによって最小負荷を提供し、無負荷時の負荷レギュレーションを向上させる。図2は、本発明の教示に従った別の電源201の実施形態を示した回路図である。これに図示されるように、電源201の一実施形態は、AC入力203およびDC出力255を有するフライバックコンバータである。AC入力203は、抵抗205を介して整流器207に結合される。整流器207は、AC入力203からのACをDCに変換し、一実施形態においては、その後それが整流器207の両端に並列に結合されたキャパシタ213、215によってフィルタリングされる。一実施形態においては、キャパシタ213と215の間にインダクタ209および抵抗211が並列に結合されている。一実施形態においては、AC入力203において低周波、高電圧ACが受け取られ、整流器207およびキャパシタ213、215によって高電圧DCに変換され、キャパシタ215の両端に正の入力電源レール217および負の入力電源レール219が提供される。続いてスイッチモード電源レギュレータ221を用いて、この高電圧DCが高周波ACに変換される。この高周波、高電圧ACは、エネルギ伝達エレメント245に印加されて、一般にはより低い電圧に電圧変換され、さらに通常は安全分離が行われる。エネルギ伝達エレメント245の出力は整流されて、DC出力255にレギュレーション済みのDC出力が提供される。図示に実施形態においては、エネルギ伝達エレメント245がトランスまたは結合インダクタであり、入力側1次巻き線261と出力側2次巻き線263が磁気的に結合されている。一実施形態においては、電源レギュレータ221が、電気端子223と229の間に結合されるパワースイッチおよび当該パワースイッチに結合されてその制御を行う関連制御回路を含んでいる。動作においては、電源レギュレータ221によって制御される形でエネルギが1次巻き線261から2次巻き線263に伝達される。電源レギュレータ221内のパワースイッチがオンになると、入力電源レール217が1次巻き線261に結合され、1次巻き線261内の電流が増加する。電源レギュレータ221内のパワースイッチがオフになると、1次巻き線261を通って流れる電流が遮断され、それによって1次巻き線261の電圧V1257および2次巻き線263の電圧V2259のリバースが強制される。パワースイッチがオフのときのV1257およびV2259内における電圧のリバースによってダイオード249が導通し、エネルギ伝達エレメント内に蓄積されていたエネルギをDC出力255に渡すことが可能になる。それに加えて、V1257およびV2259内における電圧のリバースによってダイオード243が導通し、キャパシタ237による、1次巻き線261の両端の反射電圧V1257のサンプルアンドホールドが可能になる。一実施形態においては、電気端子225が低インピーダンス電流検出端子であり、それが抵抗239を通る電流を検出する。図示の実施形態においては、抵抗239を通って流れる電流がキャパシタ237の両端間の電圧を表し、それは、エネルギ伝達エレメント245の1次巻き線261の両端の反射電圧V1257を表す。図示した実施形態においては、抵抗239、キャパシタ237、およびダイオード243がRCDクランプを構成し、それが、電源レギュレータ221内のパワースイッチがオフに切り替えられるときに1次巻き線261の両端に発生する誘導漏れ電圧スパイクをクランプする。一実施形態においては、ダイオード243として比較的スローなダイオードが割り当てられ、その結果、キャパシタ237の両端に比較的一定したDC電圧が得られ、それと1次巻き線261の両端の反射電圧V1257が実質的に等しくなる。一実施形態においては、反射電圧V1257がエネルギ伝達エレメント245の巻き線比による、2次巻き線263の両端の出力電圧V2259との相関を有する。図3は、本発明の教示に従った電源レギュレータ321の一実施形態を示したブロック図である。一実施形態においては、電源レギュレータ321が、図2に示した電源レギュレータ221に代わって使用されるレギュレータの一実施形態になる。一実施形態においては、わずかに3つの電気端子しか有していないシングルモノリシックチップ内に電源レギュレータ321が収められる。図3に示されるように、電源レギュレータ321は、電気端子323と329の間に結合されるパワースイッチ365を含んでいる。一実施形態においては、パワースイッチ365が酸化金属半導体電界効果トランジスタMOSFETである。一実施形態においてはパワースイッチ365がnチャンネルMOSFETで、そのドレインが端子323に、そのソースが端子329にそれぞれ結合される。一実施形態においては、端子323が正の入力電源レールに結合される構成となり、端子329が電源のエネルギ伝達エレメントに結合される構成となる。図示した実施形態に示されているように、電源レギュレータ321は、電流検出端子325を介して電流を受け取るように結合された電流センサ369を含んでいる。一実施形態においては、電流検出端子325を介して受け取った電流は、この電源レギュレータ321が結合されてレギュレーションを行う電源のエネルギ伝達エレメントからの反射電圧に応じたものとなる。一実施形態においては、パワースイッチ365が、電流検出端子325を介して受け取られる電流に応じて切り替えられる。それに加えて、一実施形態の電流センサ369は、電流検出端子325と端子329の間において低インピーダンス接続を提供する。一実施形態においては、電流センサ369とパワースイッチ365の間に制御回路367が結合される。制御回路367自体は、電流検出端子325を介して受け取られるように結合された電流に応じてパワースイッチ365のスイッチングを制御するように結合されている。一実施形態においては、さらに電源レギュレータ321が、電流検出端子325、端子323、および制御回路367に結合されるスタートアップ回路371を含んでいる。制御回路367の一実施形態においては、電圧モードまたは電流モードのパルス幅変調器PWMレギュレータ等を含み、パワースイッチ365のスイッチングを制御する。別の実施形態においては、制御回路367がオン/オフ制御回路、または可変周波数回路、もしくはサイクルスキップ回路等を含み、パワースイッチ365のスイッチングを制御する。一実施形態においては、電源レギュレータ321に、さらに電流制限回路368が含められる。図示されているように、電流制限回路368はパワースイッチ365のドレインならびにソース、および制御回路367に結合されている。一実施形態においては、電流制限回路368が、パワースイッチ365のドレイン‐ソース電圧をモニタすることによって、パワースイッチ365がオンのときにそれを通って流れる電流をモニタする。一実施形態においては、パワースイッチ365のオン抵抗が電流検出抵抗として使用される。一実施形態においては、パワースイッチ365を通って流れる電流が電流リミットに到達すると、それに応じて制御回路367が、パワースイッチ365を通って流れる電流が電流リミットを超えることがないようにパワースイッチ365のスイッチングを調整する。一実施形態においては、電流制限回路368によって決定されるパワースイッチ365の電流リミットが、電流検出端子325を介して受け取った反射電圧を表す電流に応じて調整される。たとえば、一実施形態においては、電流リミットが電源のスタートアップの間におけるより低い値から、レギュレーションしきい値におけるより高い値まで調整される。一実施形態においては、スタートアップの後に電源レギュレータ321の回路に対する電力の供給を行うために使用されるバイアス電流が、電流検出端子325を介して受け取られるように結合される。一実施形態においては、電流検出端子325と端子329の間にキャパシタが結合される構成となる。ここで図2に示した実施形態に戻って、それを簡単に参照すると、このキャパシタは、端子225と229の間に結合されるキャパシタ231に対応させて考えることができる。一実施形態においては、キャパシタ231は電源201のための制御ループ補償も提供している。別の実施形態においては、電源レギュレータ321の回路へ電力を供給するために使用されるバイアス電流が端子323から引き出すことができる。その実施形態においては、エネルギの蓄積および高周波バイパスのために、別のバイアス供給電気端子図示せずと端子329の間にキャパシタが結合されることもある。次に、電源レギュレータ221として電源レギュレータ321を使用した電源201の動作について説明する。この例示に関しては、電源レギュレータ221の端子223、225、229が、それぞれ電源レギュレータ321の端子323、325、329に対応するものとする。図2および3を参照すると、電源201のパワーアップまたはスタートアップの開始時において、一実施形態におけるスタートアップ回路371が、端子323と電流検出端子325の間に電流を供給するように結合され、スタートアップ状態の持続する間にわたって電源レギュレータ321に対する電力の供給に使用されるバイアス電流の供給に適切な電圧まで、キャパシタ231が充電される。一実施形態においては、スタートアップ回路371内に含められる電流ソース図示せずが付勢されて端子323から電流を引き込み、電流検出端子325を介してキャパシタ231を充電する。スタートアップ回路371内の電流ソースは、キャパシタ231が充分に充電された後に消勢される。キャパシタ231内において充分な電圧に到達すると、一実施形態においてはキャパシタ231内に蓄積されたエネルギが使用されて、電源201のスタートアップが完了できる充分に長い時間にわたって電源レギュレータ321が動作される。別の実施形態においては、たとえば、キャパシタ231等のスタートアップエネルギ蓄積用キャパシタに対する接続を得るための追加の端子図示せずを含ませることができる。それに代えて、この実施形態では、スタートアップの間、およびスタートアップ後の正常動作の間の両方において、電源レギュレータ321に対して電力を供給するために使用されるバイアス電流を端子323から導くことができる。いずれの場合においても、追加の端子に結合されたキャパシタは、高周波バイパスとしての機能も提供することができる。電源201のスタートアップの間は、電流検出端子325を介して受け取られる、1次巻き線261からの反射電圧V1257を表す電流が実質的にゼロになる。この時点において、一実施形態の電流制限回路368ならびに制御回路367が結合されてパワースイッチ365を切り替え、その結果、限られた量の電力が2次巻き線263に伝えられて出力キャパシタ251を充電し、最終的に反射電圧V1257が充分に大きくなってキャパシタ237を充電し、抵抗239を介して電流検出端子325に電流をドライブする結果がもたらされる。一実施形態においては、スタートアップの後、抵抗239を介してドライブされる電流が、電源レギュレータ321に対して電力を供給するために使用されるバイアス電流の供給にも使用される。一実施形態においては、抵抗239を介してドライブされてバイアス電流の供給に使用される電流が、パワースイッチ365がオフに切り替えられるときに1次巻き線261の両端に発生する誘導漏れ電圧スパイクをもたらす電流も含む。ここで気付かれようが、しばしば周知のスイッチモードの電源は、漏れインダクタンスによって発生されるエネルギを単純に散逸させている。つまり、電源201においては、漏れインダクタンスからのエネルギの一部が電源レギュレータ321に対する電力を供給するために使用されることから、周知のスイッチモードの電源に比べて高い効率を有することになる。それに加えて、周知のスイッチモードの電源においてしばしば見られるような、バイアス供給電流を提供するための、エネルギ伝達エレメント245の独立したバイアス巻き線が必要なくなる。このように、電源201は、周知のスイッチモードの電源に比べて少ない部品を用いて動作し、それがコストを下げることにもなる。一実施形態においては、抵抗239を介して電流検出端子325にドライブされる反射電圧V1257を表す電流が増加すると、電源レギュレータ321が結合されて、DC出力255に引き渡される電力レベルを増加し、その結果、実質的に一定の電流がDC出力255によって引き渡されることになり、しかもこの電流は、DC出力255にわたる電圧と実質的に独立している。一実施形態は、パワースイッチ365の電流制限回路368によって決定される電流リミットを変更することによって、抵抗239を通る電流の関数として、スタートアップ時における低い電圧からレギュレーションしきい値における高い電圧まで、DC出力255に引き渡される電力レベルを変更する。一実施形態においては、抵抗239を介してドライブされる反射電圧V1257を表す電流がレギュレーションしきい値に到達すると、電源レギュレータ321が結合されてパワースイッチ365によって引き渡される電力を下げ、その結果、反射電圧V1257がこのレベルと極めて近いレベルに維持され、それが電流を、抵抗239を介してレギュレーションしきい値とおおむね等しくドライブする。したがって、出力電圧V2259が、エネルギ伝達エレメント245の巻き線比、レギュレーションしきい値および抵抗239の値に基づく反射電圧V1257に関連する電圧に維持される。図4は、本発明の教示に従ったいくつかの電源の実施形態における出力電流と出力電圧の関係を示したグラフ401である。図4の特性曲線403に示されるように、本発明の教示に従った一実施形態の電源は、実質的な定出力電流/定出力電圧特性を示す。つまり、出力電流が出力電流しきい値に達するまでは、出力電流が増加しても、出力電圧が実質的に一定の値を維持する。出力電流が出力電流しきい値に到達すると、出力電圧が減少し、出力電流が、出力電圧の降下を通じて実質的に一定にとどまる。ここで認識されることは、本発明の一実施形態の定出力電流/定出力電圧特性がバッテリチャージャ等への応用に適しているということである。別の実施形態においては、特性曲線405によって示されるように、本発明の教示に従った電源の一実施形態が、出力電流が出力電流しきい値に到達するまで、実質的に一定の電圧を有する。出力電流しきい値に到達した後、出力電圧の減少とともに出力電流が増加する。さらに別の実施形態においては、特性曲線407によって示されるように、本発明の教示に従った電源の別の実施形態が、出力電流が出力電流しきい値に到達するまで、実質的に一定の電圧を有する。出力電流しきい値に到達した後、出力電圧の減少とともに出力電流が減少する。一実施形態においては、電流検出端子325において受け取った電流がレギュレーションしきい値に到達したことが電流センサ369によって検出されたとき、図3に示した制御回路367が、パワースイッチ365のデューティサイクルを下げることによって一定の出力電圧が提供される。一実施形態においては、電流センサ369によって検出された、レギュレーションしきい値より上側の電流における比較的わずかな変化に対して、制御回路367がパワースイッチ365に比較的大きなデューティサイクルの変更をもたらすことによって、電源レギュレータ321から実質的に正確なレギュレーションが提供される。結果的に、本発明の一実施形態においては、電流検出端子325を介して受け取られる電流が、レギュレーションしきい値近傍で実質的に一定に維持される。一実施形態においては、図4の特性曲線403によって示される一定出力電圧値が、所定のレギュレーションしきい値電流値に関して、図2における抵抗239の値およびエネルギ伝達エレメント245のトランスの巻き線比によって決定される。一実施形態においては、図4の特性曲線403によって示される一定出力電流値が、レギュレーションしきい値におけるパワースイッチ365の電流リミット、エネルギ伝達エレメント245のトランスの巻き線比、および1次巻き線261のインダクタンスによって決定される。ここで、エネルギ伝達エレメント245のトランスに関して巻き線比ならびに1次インダクタンスを適正に選択し、かつ抵抗239の値を適正に選択することによって、電源レギュレータ321の電力範囲内において、出力電圧および一定電流値の任意の組み合わせが選択可能になることが認識される。このように、一実施形態においては、定出力電圧/定出力電流特性が、反射電圧V1257の検出を通じて、電源201によって提供される。図5は、本発明の教示に従った電源501の別の実施形態を示した回路図である。これに示されるように、電源501の一実施形態は、AC入力503およびDC出力555を有するフライバックコンバータである。整流器507は、AC入力503からのACをDCに変換し、一実施形態においては、その後それが、整流器507の両端に並列に結合されたキャパシタ513および515によってフィルタリングされる。一実施形態においては、動作原理および図5の電源501によって実現されるエネルギ伝達が、図2の電源201との関連から説明した前述の内容に類似となる。一実施形態においては、電源レギュレータ521内に含まれるパワースイッチがオフになるときのV1557およびV2559における電圧のリバースによってダイオード549が導通し、エネルギ伝達エレメント545内に蓄積されていたエネルギをDC出力555に渡すことが可能になる。それに加えて、V1557およびV2559における電圧のリバースによってダイオード543が導通し、それが、キャパシタ537による、1次巻き線561の両端の反射電圧V1557のサンプルアンドホールドを可能にする。図5に図示した実施形態に示されるように、電源501は、出力トランジスタ541と入力発光ダイオードLED556からなるフォトカプラを含んでいる。出力トランジスタは、電源レギュレータ521の電気端子525に結合されており、さらにダイオード543および抵抗540を介して1次巻き線561に結合されている。入力LED556は、DC出力555に結合され、さらにダイオード549を介して2次巻き線563に結合されている。一実施形態においては、電源レギュレータ521の電気端子525が低インピーダンス電流検出端子であり、それがフォトカプラの出力トランジスタ541を通る電流を検出する。抵抗540およびフォトカプラの出力トランジスタ541を通って流れる電流は、エネルギ伝達エレメント545の入力、つまり1次巻き線561の両端間の電圧V1557から導かれる。一実施形態においては、フォトカプラの出力トランジスタ541を通って流れる電流が、DC出力電圧555と、フォトカプラの入力LED556の順方向電圧降下およびツェナーダイオード554のツェナー電圧、つまり図5に示されるように入力LED556とDC出力555の間に結合されているツェナーダイオードのツェナー電圧の合計の間における差の電圧に応じたものとなる。ここで認識されようが、別の実施形態においては、ツェナーダイオード554を、基準電圧を提供する別の部品に代えて出力レギュレーション電圧を決定することも可能である。一実施形態においては、図5に示されるように、入力LED556の両端に結合される抵抗553を通って流れる電流を用いてツェナーダイオード554がバイアスされ、ツェナーダイオード554の動的インピーダンスが改善される。一実施形態においては、キャパシタ537の両端に結合された抵抗540および539の組み合わせが分圧器を構成し、エネルギ伝達エレメント545の入力における1次巻き線561の両端間の電圧V1557が、出力トランジスタ541の電圧定格を超えないことを保証している。一実施形態においては、図5の電源501が、電源501のピークの出力電力能力より下側の出力電力レベルにおいて、少なくとも部分的にツェナーダイオード554の設計上の選択肢に依存する値の、実質的に一定の出力電圧を提供する。図6は、本発明の教示に従った電源の各種実施形態によって呈示される、2つの実質的に一定の出力電圧特性603および604を例示している。この図6においては、電源のピークの出力電力能力が特性曲線610として示されており、その値は、エネルギ伝達エレメント545の設計に加えて、電源レギュレータ521の仕様、AC入力電圧503の値、キャパシタ513および515のキャパシタンス値を含む多数の電源変数に依存することになる。ここで、フライバック電源の一般的なピークの出力電力能力および上記変数に対するその依存度については、この分野における文献に良好な解説があることを認識されたい。図6に示されているように、実質的に一定の出力電圧特性603または604は、電源のピークの出力電力特性610とともに、本発明の教示に従った電源が、それ以上の出力電力を供給できなくなるポイントを定義する。このポイントにおいては、電源出力電圧がレギュレーションを失って下がり、出力トランジスタ541を通るフィードバック電流が実質的にゼロまで落ちる。電源レギュレータ521の一実施形態の場合は、特性608および609によって示されるように、ピークの出力電力能力に到達するポイントにおいて出力電圧が実質的にゼロに下がるまで放置される。一実施形態においては、電源501のDC出力555における出力電力要件を設定するために電源レギュレータ521が周期的にリスタートされる。この出力電力要件が継続して電源501の最大出力能力を超えると、特性608および609によって示されるように、DC出力555の電圧が再度実質的にゼロに下がるまで放置される。一実施形態においては、このプロセスが周期的に繰り返される。一実施形態においては、DC出力555の電圧のレギュレーションが失われたときに電源レギュレータ521が連続動作を維持するように設計される。この実施形態においては、出力特性がピーク出力電力特性曲線610によって定義される。図7は、本発明の教示に従った電源701の別の実施形態を示した回路図である。これに示されるように、電源701の一実施形態は、AC入力703およびDC出力755を有するフライバックコンバータである。整流器707は、AC入力703からのACをDCに変換し、一実施形態においては、その後それが、整流器707の両端に並列に結合されたキャパシタ713および715によってフィルタリングされる。一実施形態においては、動作原理および図7の電源701によって実現されるエネルギ伝達が、図2の電源201との関連から説明した前述の内容に類似となる。一実施形態においては、電源レギュレータ721内に含まれるパワースイッチがオフになるときのV1757およびV2759における電圧のリバースによってダイオード749が導通し、エネルギ伝達エレメント745内に蓄積されていたエネルギをDC出力755に渡すことが可能になる。それに加えて、V1757およびV2759における電圧のリバースによってダイオード743が導通し、それが、キャパシタ737による、1次巻き線761の両端の反射電圧V1757のサンプルアンドホールドを可能にする。図7に図示した実施形態に示されるように、電源701は、出力トランジスタ741および入力発光ダイオードLED756からなるフォトカプラを含んでいる。出力トランジスタは、抵抗739の両端にわたり電源レギュレータ721の電気端子725に結合されており、さらにダイオード743および抵抗740を介して1次巻き線761に結合されている。入力LED756は、DC出力755に結合され、さらにダイオード749を介して2次巻き線763に結合されている。一実施形態においては、電源レギュレータ721の電気端子725が低インピーダンス電流検出端子であり、それが抵抗740、および抵抗739とフォトカプラの出力トランジスタ741の並列の組み合わせを通る電流を検出する。電流検出端子725に流れ込む電流は、1次巻き線761の両端間の電圧V1757、つまりエネルギ伝達エレメント745の入力から導かれる。一実施形態においては、フォトカプラの出力トランジスタ741を通って流れる電流が、DC出力電圧755と、フォトカプラの入力LED756の順方向電圧降下およびツェナーダイオード754のツェナー電圧、つまり図7に示されるように入力LED756とDC出力755の間に結合されているツェナーダイオードのツェナー電圧の合計の間における差の電圧に応じたものとなる。一実施形態においては、ツェナーダイオード754が、入力LED756の両端に結合される抵抗753を通って流れる電流を用いてバイアスされ、ツェナーダイオード754の動的インピーダンスが改善される。ここで認識されようが、別の実施形態においては、ツェナーダイオード754を、基準電圧を提供する別の部品に代えて出力レギュレーション電圧を決定することも可能である。一実施形態においては、抵抗740および739の組み合わせが分圧器を構成し、エネルギ伝達エレメント745の入力における1次巻き線761の両端間の電圧V1757が、出力トランジスタ741の電圧定格を超えないことを保証している。一実施形態においては、出力電圧755が検出電圧より低くなると電圧レギュレーション外れ、フォトカプラの出力トランジスタ741がオフになり、抵抗739および抵抗740を通って流れる電流が、エネルギ伝達エレメント745の入力における1次巻き線761の両端の反射電圧V1757に応じた、キャパシタ737の両端間の電圧に応じたものとなる。したがって、図7に例示した実施形態は、電源201および501の制御ストラテジの組み合わせである。図8は、本発明の教示に従った電源の各種実施形態によって呈示される、いくつかの可能性のある結果的な出力特性を示している。たとえば、電源レギュレータ721は、特性曲線810によって定義される電源701の最大電力能力より下側の出力電力レベルにおいて、抵抗739およびフォトカプラの出力トランジスタ741を通って端子725にフィードバックされる、組み合わせのフィードバック電流に基づいて、引き渡される出力電圧が一定となるようにレギュレーションを行う。電源701の最大出力に到達すると、フォトカプラの入力LED756を通る電流が実質的にゼロまで減少し、フォトカプラの出力トランジスタ741が実質的にオフになって、このパス内を通る電流を実質的にゼロまで下げる。その後は、電源レギュレータ721の端子725にフィードバックされるフィードバック電流が、実質的にすべて抵抗739から提供されることになる。一実施形態においては、特性曲線805によって、本発明の教示に従った電源701の一実施形態が、出力電圧の減少に伴って増加する出力電流を有することが示されている。さらに別の実施形態においては、特性曲線807によって、本発明の教示に従った電源701の別の実施形態が、出力電圧の減少に伴って減少する出力電流を有することが示されている。さらにまた別の実施形態においては、特性曲線808によって、本発明の教示に従った電源701の別の実施形態が、出力電圧の降下の間を通じて実質的に一定にとどまる出力電流を有することが示されている。一実施形態においては、抵抗739および740の設計上の選択肢によって、電源701の最大電力能力を超える出力電力において出力電圧が降下したときの出力電流の値が決定される。一実施形態においては、フォトカプラの入力LED756の設計上の選択肢によって、電源701の最大電力より低い出力電力における出力電圧値が決定される。特性曲線804は、一実施形態の出力特性を示しており、それにおいては、最大出力電力における出力電流が、抵抗739および740の設計上の選択肢によって決定される出力電流よりも大きくなる。この出力特性曲線804は、この実施形態においては、最大出力電力能力に到達するまで、抵抗739および740の設計上の選択肢によって決定される値を超えて出力電流が増加し、それに到達すると、抵抗739および740の設計上の選択肢によって決定される値まで出力電流が減少することを示している。例示した実施形態においては、本発明の説明のためにフライバックコンバータ電源が示されている。ここで気付かれようが、たとえばエネルギ伝達エレメントにインダクタを使用する、たとえば非絶縁バックコンバータ電源等の別の電源構成を本発明の教示に従って使用することもできる。非絶縁バックコンバータ電源に使用されるインダクタの場合は、単一の巻き線しか有していなく、それが入力ならびに出力の両方に結合されることから、等価巻き線比が1に等しくなり、かつ反射電圧が出力電圧に同一となる。以上の詳細な説明においては、本発明について、それらの例として示した特定の実施形態を参照して説明を行ってきた。しかしながら、本発明の範囲ならびに精神はそれよりも広く、それから逸脱することなしにそれらに対する各種の修正および変更が可能となることは明らかであろう。したがって、この明細書ならびに図面は、限定としてではなく、例証として考慮されるべきである。"