全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第1の抵抗器と第2の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第3の抵抗器の一方を接続し、前記第3の抵抗器の他方と第2の平滑コンデンサの一方及び第1のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第2の平滑コンデンサの他方及び前記第1のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第1のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第1のスイッチング素子、第2のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第5の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの1次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの1次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの1次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるMOSFET素子と、前記フライバックトランスの2次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの2次側の一方に直列接続した複数の2次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置。TIG溶接、プラズマ切断等に使用する高周波発生装置では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数が多くなるとアークのスタート性が良いことが知られている。一般に駆動素子のスイッチング周波数が高くなると母材―電極間で放電する高電圧の発生回数も多くなるという関係がある。従来の高周波発生装置を形成する共振回路では、スイッチング周波数の高速化を図るために駆動素子として応答速度の速いサイリスタ素子を使用していた。しかし、高速のサイリスタ素子を用いても応答速度に限界があり、スイッチング周波数の最大値は、例えば、30KHz近傍にあり、放電ギャップで放電する高電圧の周波数が不充分でアークのスタート性に問題があった。そこで、本発明では、母材―電極間で放電する高電圧の発生回数を充分多くできる高周波発生装置を提供することを目的とする。上述した課題を解決するために、第1の発明は、全波整流回路と平滑コンデンサとでなり商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧を出力する直流電源回路と、前記直流電源回路の出力側に並列に設けた第1の抵抗器と第2の抵抗器とを直列接続し、この接続した中接点とシャントレギュレータのリファレンス、前記シャントレギュレータのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成されるマルチバイブレータ駆動回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に第3の抵抗器の一方を接続し、前記第3の抵抗器の他方と第2の平滑コンデンサの一方及び第1のツェナダイオードのカソードとを接続し、前記第2の平滑コンデンサの他方及び前記第1のツェナダイオードのアノードと前記直流電源回路のマイナス側出力とを接続し形成し、前記第1のツェナダイオードのカソードからマルチバイブレータ電圧を出力するマルチバイブレータ電源回路と、第1のスイッチング素子、第2のスイッチング素子、周波数設定用コンデンサ及び第5の抵抗器でマルチバイブレータを形成し、マルチバイブレータ駆動回路の前記シャントレギュレータが通電すると前記マルチバイブレータが安定状態から所定時間の非安定状態になる単安定マルチバイブレータ回路と、前記直流電源回路のプラス側出力に共振コンデンサの一方を接続し、前記共振コンデンサの他方にフライバックトランスの1次側の一方に接続し、前記フライバックトランスの1次側の他方を前記直流電源回路のマイナス側出力に接続して形勢される共振回路と、前記共振コンデンサの一方にドレイン側を接続し、前記フライバックトランスの1次側の他方にソース側を接続し前記単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると前記共振回路を駆動させるMOSFET素子と、前記フライバックトランスの2次側に並列に設けた放電ギャップと、前記フライバックトランスの2次側の一方に直列接続した複数の2次側コンデンサと、を備えた高周波発生装置である。上述した課題を解決するために、本発明では、高周波発生装置を形成する共振回路の駆動素子として、高速のサイリスタ素子に代えてMOSFET素子を使用する。このとき、MOSFET素子のスイッチング速度はスイッチング損失値によって抑制がかかる。そこで、MOSFET素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ちゼロ電流スイッチングZCSを行なうことでスイッチング損失を大きく減少させ、このスイッチング損失の減少値に応じてMOSFET素子の高速スイッチングが可能になる。そして、共振回路の共振周波数の最大値、例えば、30KHz近傍に対して70KHz近傍まで高速化され、この高速化により放電ギャップで放電する高電圧の周波数も高くなるのでアークのスタート性が向上する。図1は、本発明の実施の形態1に係る高周波発生装置の詳細図である。同図において、図6に示す、従来技術の高周波発生装置の詳細図と同一符号の構成物は、同一動作を行なうので説明は省略し符号の相違する構成物についてのみ説明する。次に、図1及び図2を用いて構成について説明する。図2に示す直流電源回路DCは、図1に示す全波整流回路DR3と平滑コンデンサC2とで形成し商用交流電源を整流し脈流を有する直流電圧として出力する。単安定マルチバイブレータ駆動回路MDは、図1に示す直流電源回路DCの出力側に並列に設けた第1の抵抗器R1と第2の抵抗器R2とを直列接続し、この直列接続の中接点とシャントレギュレータSR1のリファレンスRefを接続し、且つ、シャントレギュレータSR1のアノードAを直流電源回路DCのマイナス側出力に接続して形成する。図2に示すマルチバイブレータ電源回路CDは、直流電源回路DCのプラス側出力に第3の抵抗器R3の一方を接続し第3の抵抗器R3の他方に第2の平滑コンデンサC9の一方及び第1のツェナダイオードVRD1のカソードKとを接続し、第2の平滑コンデンサC9の他方及び第1のツェナダイオードVRD1のアノードAと直流電源回路のマイナス側出力とを接続して形成し、直流電源回路DCからの直流電圧を下記に示すMOSFET素子のゲートに適応した電圧レベルに変換して出力する。図2に示す単安定マルチバイブレータ回路MBは、マルチバイブレータ電源回路CDの出力第3の抵抗器R3の他方と第2の平滑コンデンサC9の一方の接続点と第4の抵抗器R4、第5の抵抗器R5及び第6の抵抗器R6の一方を接続し、第4の抵抗器R4の他方とシャントレギュレータSR1のカソードK、第1のスイッチング素子TR2のコレクタ及び周波数設定用コンデンサC10の一方とを接続し、第5の抵抗器R5の他方と周波数設定用コンデンサの他方、第2のスイッチング素子TR3のベース及び第2のツェナダイオードVR2のカソードとを接続し、第6の抵抗器R6の他方と第1のスイッチング素子TR2のベース及び第2のスイッチング素子TR3のコレクタとを接続し、直流電源回路DCのマイナス側出力と第1のスイッチング素子TR2のエミッタ、第2のツェナダイオードVRD2のアノード及び第2のスイッチング素子TRのエミッタとを接続して形成し、シャントレギュレータSR1のカソードK、アノードA間が通電すると安定状態から非安定状態に移行する。図2に示す共振駆動回路RDは、図1に示す共振コンデンサC4の一方にMOSFET素子TR1のドレイン側を接続し、前記フライバックトランスTの1次側の他方にMOSFET素子TR1のソース側を接続したMOSFET素子TR1から形成される。共振回路は、図1に示す直流電源回路DCのプラス側出力に共振コンデンサC4の一方を接続し共振コンデンサC4の他方にフライバックトランスTの1次側の一方に接続し、フライバックトランスの1次側の他方を直流電源回路DCのマイナス側出力に接続して成る。図3は、本発明の動作を説明する波形タイミング図である。図3において、同図Aの波形は、シャントレギュレータSR1の通電電流Isr1を示し、同図Bの波形は、シャントレギュレータSR1のリファレンス電圧Vrefを示し、同図Cの波形は、MOSFET素子TR1のゲート電圧Vgを示し、同図Dの波形は、MOSFET素子TR1のドレイン電流Itr1を示し、同図Eの波形は、MOSFET素子TR1のドレインソース間電圧Vtr1を示し、同図Fの波形は、フライバックトランスの1次側のトランス電圧Vpを示し、同図Gの波形は、フライバックトランスの1次側のトランス電流Ipを示し、同図Hの波形は、第1のスイッチング素子TR2のコレクタエミッタ間電圧VceTR2を示し、同図Iの波形は、第1のスイッチング素子TR2のベースエミッタ間電圧VbeTR2を示し、同図Jの波形は、第1のスイッチング素子TR2のコレクタ電流IcTR2を示し、同図Kの波形は、第1のスイッチング素子TR2のベース電流IbTR2を示し、同図Lの波形は、第2のスイッチング素子TR2のベース、エミッタ間電圧VbeTR3を示し、同図Mの波形は、第2のスイッチング素子TR3のコレクタ電流IcTR3を示し、同図Nの波形は、第2のスイッチング素子TR3のベース電流IbTR3を示し、同図Oの波形は、周波数設定用コンデンサC10の放電電流Ic10を示す。図4は、本発明の高周波発生装置の動作モードであり、6つのモードを繰り返している。そして、図3は6つの動作モードを説明する波形タイミング図であり、図3及び図4を参照して本発明の動作について説明する。図1に示す図示省略の高周波制御信号Rsが、時刻t=t0以前に図2に示すスイッチSWに入力されるとスイッチSWは閉路され、直流電源回路DCは脈流を有する直流電圧を出力し、第1の抵抗器R1及び第2の抵抗器R2で分圧された電圧がシャントレギュレータSR1のリファレンスRefに適応した電圧になり、シャントレギュレータSR1は、図3Bに示すリファレンスRefの値が予め定めた基準電圧値を超えるとシャントレギュレータSR1のカソードKアノードA、間に同図Aに示す通電電流Isr1が流れ、且つ、周波数設定用コンデンサは同図Oに示す放電電流Ic10として放電する。図1に示す周波数設定用コンデンサの放電により第2のスイッチング素子TR3のベースに図3Lに示す逆電圧が印加されてオフし、且つ、第1のスイッチング素子TR2のベースに図3Iに示す正電圧が印加されてオンすると、単安定マルチバイブレータ回路は安定状態から非安定状態に移行する。MODE1時刻t=t0~t1単安定マルチバイブレータ回路が非安定状態になると、MOSFET素子TR1の図3Cに示すゲート電圧Vgが上昇し、時刻t=t0のときMOSFET素子TR1はオンする。このとき、図3及び図4に示すMODE1に移行し、フライバックトランスTの1次側に流れていた電流方向が逆転し、MOSFET素子TR1に図3Dに示すドレイン電流Itr1が流れ込む。この時、共振コンデンサC4とフライバックトランスTの漏れインダクタンスによる共振が起こり、MOSFET素子TR1のドレイン電流はゼロから傾きを持ちながら上昇するためソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチングZCSでターンオンする。これに伴い、第2の平滑コンデンサC9は第3の抵抗器R3を介して放電を開始し、同時にMOSFET素子TR1のゲートへ電流を供給する。つまり抵抗器R7はMOSFET素子TR1のゲート抵抗としての役割を持ち、この値によりMOSFET素子TR1の立ち上がり特性が決定される。このとき第1のスイッチング素子TR2はこの時オン状態である。MODE2時刻t=t1~t2図3Dに示すMOSFET素子TR1のドレイン電流共振電流Itr1が負、すなわちMOSFET素子TR1の図示省略の内蔵ダイオードへ自然転流すると回路動作は図3及び図4のMODE2へと移行する。このとき、図3Gに示すフライバックトランスTの1次側のトランス電流Ipは正方向へと変化する。しかし、MOSFET素子TR1のゲートは引続きオン状態にあるので、このモード中にTR1のゲートがオフ状態になることでZCSターンオフとなる。第1のスイッチング素子TR2は図4のMODE1に引続きオン状態であり、単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻る過渡状態として第2のスイッチング素子TR3がオンし始める。第2の平滑コンデンサC9は図4のMODE1と同様に放電動作をしている。MODE3時刻t=t2~t3単安定マルチバイブレータ回路が安定状態に戻り、第1のスイッチング素子TR2がオフする。そして、周波数設定用コンデンサは充電し、第2のスイッチング素子TR3のベースへ電流を供給している。MODE4時刻t=t3~t4図3Dに示すMOSFET素子TR1のドレイン電流Itr1がゼロになると、MOSFET素子TR1のゲート電圧は既にオフしているのでMOSFET素子TR1は自然にオフする。第2のスイッチング素子TR3は引続きオンしているので第2の平滑コンデンサC9は、図3及び図4のMODE4から充電を開始する。そして、第1の抵抗器R1へ電流が流れ始め、シャントレギュレータSR1のリファレンス電圧Vrefは入力電圧のR2/R1R2で決められた分だけゼロから上昇していく。MODE5時刻t=t4~t5図3Bに示すシャントレギュレータSR1のリファレンス電圧Vrefが時刻t=4において基準値電圧値を超えると通電し、シャントレギュレータSR1のカソードアノード間に図3Aに示す通電電流Isr1が流れ込む。この時、第2のスイッチング素子TR3のベースには周波数設定用コンデンサC10の電圧が逆にかかるが、ベースエミッタ間にVRD2を挿入することによりVRD2から周波数設定用コンデンサC10へ電流が流れ込み、ベースエミッタ間電圧が定格を越えないように動作している。このとき周波数設定用コンデンサC10は放電し、第2の平滑コンデンサC9は第3の抵抗器R3を介して充電している。MODE6時刻t=t5~t6第1のスイッチング素子TR2がオンしてマルチバイブレータは完全に非安定モードへと移行する。そして以後は、MODE1~MODE5の動作を繰り返す。上述より、MOSFET素子のターンオン及びターンオフのとき、ソフトスイッチング動作、即ち、ゼロ電流スイッチングZCS可能となりスイッチング損失が大幅に減少する。この減少によりMOSFET素子の高速スイッチングが可能となり、従来の共振周波数の30KHz近傍の限界に対し、70KHz近傍まで高速化が実現できる。コンデンサC10抵抗R6はMOSFETのスイッチングに関係しており、これらを調整することで、MOSFETは容易にZCS動作を実現する。図1に示すC10とR6はマルチバイブレータの周波数設定用で、ゲート信号のデュティサイクルに関係する。