シンボルの位相角及び振幅量に情報的意味を持つ変調方式及び取り扱うデータはデータスロット毎に前記シンボルの振幅量に偏りが存在するデータフォーマットに対応し、制御部、変調ベースバンド部及び直交変調器を含むデジタル無線機において、ベースバンド送信出力信号のI成分、Q成分が前記直交変調器に入力される電気的経路それぞれに乗算器を設け、前記データスロットに応じて、前記制御部が前記各乗算器の乗算係数を変更することを特徴とするデジタル無線機。請求項1記載のデジタル無線機において、前記制御部が変更する前記乗算係数は前記シンボルの振幅量の偏りと平均的な振幅量との比によって決定されることを特徴とするデジタル無線機。しかし、実際の運用では問題が生じる。図2は制御用物理チャネルの信号フォーマットであり、図3は通信用物理チャネルの信号フォーマットである。各図の略称は以下に対応する。制御用物理チャネルでは、前半はAGCプリアンブルAP、後半は制御信号CACが大半を占める。一方、通信用物理チャネルでは前後半共にトラフィックチャネルTCHが支配的となる。ここで、問題となるのが、非特許文献1第4章で規定されたAP=10A800080A16進に由来するデータの偏りである非特許文献1図4.1.6.1-1。図4は送信時の平均電力の偏りに付いて説明するためのIQ平面図である。図からも明らかなように、APはIQ平面の最外周のシンボルである、0、2、8、Aのみを用いる。したがって、AP出力時にはほぼ最大出力となる図4破線。一方ランダム信号であるTCHは全シンボルの平均的な値を採る図4実線。これらにより、制御用物理チャネル出力時の振幅は通信用物理チャネル出力時の振幅の約1.34倍=3/√5となる。つまり制御チャネルのみを送信する場合親局の待ち受け時、子局から親局へのアンサーバック時など、送信出力がランダム信号に比べて増大する。これを受けて、増大した電力を検出し、APC制御出力自動制御により出力を抑える。またTCHを含む通信用物理チャネルの送信から、制御用物理チャネルに移行した場合、いきなり送信出力が増大し、場合によっては出力検出から補正収束するまでに法定の出力制限を逸脱する場合も考えられる。すなわち、送信するデータの偏りによって生じる送信出力の偏りが電力制御に影響を及ぼすことが問題としてあった。本発明の目的は、送信するデータの偏りによって生じる送信出力の偏りを是正し、常時平均電力を一定に保つ手段を提供することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、次の通りである。本発明の代表的な実施の形態に関わるデジタル無線機は、シンボルの位相角及び振幅量に情報的意味を持つ変調方式及び取り扱うデータはデータスロット毎に前記シンボルの振幅量に偏りが存在するデータフォーマットに対応し、制御部、変調ベースバンド部及び直交変調器を含み、ベースバンド送信出力信号のI成分、Q成分が直交変調器に入力される電気的経路それぞれに乗算器を設け、データスロットに応じて、制御部が各乗算器の乗算係数を変更することを特徴とする。このデジタル無線機において、制御部が変更する乗算係数はシンボルの振幅量の偏りと平均的な振幅量との比によって決定されることを特徴としても良い。本発明に関わるデジタル無線機を用いる事で送信チャネルに応じてIQ成分それぞれの変調波信号の振幅を調整することで平均出力電力を一定に保つことが可能となる。以下の実施の形態においては、便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明する。しかし、特に明示した場合を除き、それは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部又は全部の変形例、詳細、補足説明などの関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数など個数、数値、量、範囲などを含むに言及する場合、特に明示した場合及び原理的に明らかに特定の数に限定される場合などを除き、その特定の数に限定されるものでなく、特定の数以上でも以下でも良い。さらに、以下の実施の形態において、その構成要素は、特に明示した場合及び原理的に明らかに必須であると考えられる場合を除き、必ずしも必須のものでないことは言うまでもない。以下、図を用いて本発明の実施の形態を説明する。基礎となる実施の形態図5は、基礎となるカーテシアン方式の負帰還リニアライザ方式を使ったデジタル無線器の送信部の構成を表すブロック図である。この負帰還リニアライザ方式を使ったデジタル無線器は、変調ベースバンド部901、加算器904、905、直交変調器906、増幅器907、方向性結合器908、アンテナ909、周波数シンセサイザ910、位相シフト回路911、可変減衰器912、直交復調器913、レベル検出器914、位相ずれ進遅検出器921、回転方向検出器922、位相制御器923を含んで構成される。変調ベースバンド部901は、デジタル信号からアナログ信号への変調を行うモジュールである。変調ベースバンド部901の段階でI成分、Q成分に分離されることを本図では想定している。したがって、変調ベースバンド部901の出力はI成分出力及びQ成分出力が存在する。これらの変調ベースバンド部901の出力はI成分出力及びQ成分出力は、加算器904、905及び回転方向検出器922に入力される。また、変調ベースバンド部901への入力信号としては、レベル検出器914の出力が上げられる。これを参照して可変減衰器912の制御用信号が決定される。加算器904は、変調ベースバンド部901のI成分出力に対して直交復調器913の補正出力を加算するためのアナログ加算器である。また加算器905は、変調ベースバンド部901のQ成分出力に対して直交復調器913の補正出力を加算するためのアナログ加算器である。直交変調器906は、周波数シンセサイザ910の出力と加算器904、905の出力を内部のミキサでミキシングし、フィルタによって必要な信号成分を除去した後にIQ成分を合成して出力する直交変調器である。増幅器907は、直交変調器906の出力信号の振幅を増幅する増幅器である。方向性結合器カプラ908は、単一のアンテナ909を送受信に用いるための分配器である。方向性結合器908の出力の1は可変減衰器912及びレベル検出器914に入力される。なお、本発明は出力信号のフィードバック制御に着目したものであるため、本明細書では変調波信号に対する方向性結合器カプラ908の分配取り出しにのみ着目する。実際の送受信機の構成に際しては、送受信の分配も必要かもしれないが、本明細書では特に述べない。アンテナ909は、電波を空間に放射、あるいは空間の電波を高周波エネルギーに変換するアンテナ素子である。周波数シンセサイザ910は、任意の周波数を合成して局部発振周波数として直交変調器などに出力するためのPLLフェイズロックループ回路である。位相シフト回路911は、周波数シンセサイザ910から出力された局部発振周波数を90度位相シフトして直交復調器913に入力するための位相シフト回路である。なお、位相シフト回路911は、後述する位相制御器923の出力を受けて、シフト量を微調整できる構成にする。また、本発明は出力信号をフィードバックすることを想定しているため、直交復調器913には、直交変調器906に入力される信号と逆位相の信号が入力される。したがって、これらの同周波数かつ逆位相の信号も位相シフト回路911が生成する。可変減衰器912は、変調ベースバンド部901からの制御信号に従い、方向性結合器908の出力を直交復調器913に入力する前に適切な振幅量に信号を減衰するためのアッテネータである。直交復調器913は、入力された信号からI成分、Q成分を分離抽出し、直交性の確認を行うための復調器である。直交復調器913が減衰器912によって減衰された方向性結合器908の出力をベースバンドに戻す。直交復調器913でベースバンドに戻された信号I成分帰還信号、Q成分帰還信号は、加算器904、905に出力される。これらのI成分帰還信号、Q成分帰還信号は各加算器で加算され、この加算後の送信ベースバンド信号が直交変調器906に入力される。レベル検出器914は、方向性結合器908で取り出した変調波信号のレベルを検出するためのレベル検出器である。レベル検出器914の検出結果は変調ベースバンド部901に入力される。変調ベースバンド部901のCPUはこれらを参考にして、可変減衰器913の減衰率を微調整するため、制御信号を出力する。また、レベル検出器914の検出結果である出力レベルを見ることで、変調ベースバンド部901は出力電力異常の検出も行う。位相ずれ進遅検出器921は、変調ベースバンド部901から出力されるQ成分出力、及び加算器905による加算後のQ成分出力の位相をそれぞれ検知し、それらの位相から位相のずれ及びその進遅を検出する。回転方向検出器922は、変調ベースバンド部901から出力されるI成分出力及びQ成分出力が直交性を保っているかを確認する。位相制御器923は、位相ずれ進遅検出器921及び回転方向検出器922の出力を参照して、位相シフト回路911の位相シフト量を調整する回路である。位相制御器923の出力として、位相シフト回路911の制御用信号も出力する。この制御信号の制御用にCPUなどの制御部も位相制御器923に含まれる。このような負帰還においては、系を安定させるために加算器904と加算器905の入力信号のI成分出力、Q成分出力、帰還信号についてのI成分帰還信号、Q成分帰還信号の位相が同相である必要がある。この位相の微調整を位相シフト回路911は位相制御器923の制御信号に基づき行う。本発明の実施の形態図6は、本発明に関わるカーテシアン方式の負帰還リニアライザ方式を使ったデジタル無線器の送信部の構成を表すブロック図である。本実施の形態では、図5の構成に加え、乗算器101、102及び利得調整器103を含む点に特徴がある。また、変調ベースバンド部901は変調ベースバンド部104に置き換えられる。なお、図5に記載している位相ずれ進遅検出器921、回転方向検出器922、位相制御器923は変調ベースバンド部901内に備えて制御線を変調ベースバンド部901内に備えて制御線を変調ベースバンド部901から出して制御することも可能である。図6では、それらを考慮し、本発明の特徴部分を明確化するために、位相ずれ進遅検出器921、回転方向検出器922、位相制御器923を変調ベースバンド部内に備えられたものとしてこれらに関わる記載を簡略化した。乗算器101、102は、電気的には変調ベースバンド部104入力側と加算器904、905出力側との間に配置されるアナログ乗算回路である。また乗算器101、102の別の入力端として、利得調整器103にそれぞれ接続される。利得調整器103は、変調ベースバンド部104から制御信号を入力し、乗算器101、102に対して所定の電圧を出力する。この利得調整器103から乗算器101、102に掛けられる電圧が乗算係数となる。本発明における変調ベースバンド部104は、フレーム内の現在のスロットが送信時の制御用物理チャンネル具体的には図1の3か否かを判定する機能を持つ。この際の手段としては、上位の通信層を制御するモジュールからの入力によってその認識を行っても良い。また、入出力スロット及び時間の管理によって、変調ベースバンド部104が自発的にスロットの判定を行っても良い。この際、変調ベースバンド部104から利得調整器103に入力されるスロット制御信号は現在制御用物理チャネルの送信中か否かを表すスロット情報である。これに応じて送信出力を変更する。変更の具体的な方法は以下の通りである。既に述べたとおり、制御用物理チャネル送信時には、AGCプリアンブルAPの固定値により、通信用物理チャネルに比べてアンテナ909から出力される平均電力は増大する。これを回避するために、変調ベースバンド部104からのスロット情報=スロット制御信号が制御用物理チャネルの送信中を表すときには、利得調整器103は、出力信号の振幅を通信用物理チャネルの際の振幅より約0.75倍=√5/3に減少させる。これを実行すべく、利得調整器103は乗算器101、102に出力する電圧を約0.75倍に減少させることでこれを実現することができる。これらの措置を採ることで、アンテナ909からの出力電力を一定に保つことが可能となる。以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記の実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることは言うまでもない。例えば、上記では制御用物理チャネル送信時にはアンテナ909の出力の振幅が大きくなる旨説明した。これに対し、特定のチャネル送信時でアンテナ909の出力の振幅が小さくなるような場合でも本発明の適用は可能である。この場合、該特定のチャネル送信時には利得調整器103の出力電圧を大きくすることとなる。このような場合も本発明の射程に含まれる。また、上記では移動局での適用を考慮したため図1のスロット3を検索していた。しかし、本発明を基地局側に適用しても良く、この場合、図1のスロット0を検索する必要がある。また上記では、説明の関係上利得調整器103を設け、それが乗算器101、102の入力電圧を決定する構成を採っている。しかし、変調ベースバンド部104中に利得調整器103を含ませること、変調ベースバンド部104中に乗算器101、102を内包させることも本発明の射程に含まれることは言うまでもない。さらに、上記説明では、負帰還リニアライザ方式を使ったデジタル無線器の送信部の改善として説明した。しかし、負帰還による補正を行わずとも、データスロット毎に増幅時の係数を変更するようなものも本発明の射程に含まれる。さらには、変調ベースバンド部104に含まれる制御用CPUを独立したモジュール制御部として回路構成を行っても良い。