"第1及び第2の端子の間に流れる電流の向きを双方向にスイッチする双方向スイッチであって、逆方向に耐性を有しない第1の半導体スイッチ素子と、前記第1の半導体スイッチ素子と順方向で直列接続される第1の逆流阻止ダイオード部とを有する第1の直列回路部と、逆方向に耐性を有しない第2の半導体スイッチ素子と、前記第2の半導体スイッチ素子と順方向で直列接続される第2の逆流阻止ダイオード部とを有する第2の直列回路部と、を備え、前記第1の直列回路部と前記第2の直列回路部とは、前記第1及び第2の端子の間に、前記第1及び第2の半導体スイッチ素子の順方向が反対向きになるように並列接続されており、前記第1及び第2の逆流阻止ダイオード部の各々は、GaNを半導体材料とするダイオードとSiCを半導体材料とするダイオードとが並列接続されて構成されている、双方向スイッチ。第1及び第2の端子の間に流れる電流の向きを双方向にスイッチする双方向スイッチであって、逆方向に耐性を有しない第1の半導体スイッチ素子と、前記第1の半導体スイッチ素子と逆方向で並列接続される第1の逆流阻止ダイオード部とを有する第1の並列回路部と、逆方向に耐性を有しない第2の半導体スイッチ素子と、前記第2の半導体スイッチ素子と逆方向で並列接続される第2の逆流阻止ダイオード部とを有する第2の並列回路部と、を備え、前記第1の並列回路部と前記第2の並列回路部とは、前記第1及び第2の端子の間に、前記第1及び第2の半導体スイッチ素子の順方向が反対向きになるように直列接続されており、前記第1及び第2の逆流阻止ダイオード部の各々は、GaNを半導体材料とするダイオードとSiCを半導体材料とするダイオードとが並列接続されて構成されている、双方向スイッチ。前記GaNを半導体材料とするダイオードと前記SiCを半導体材料とするダイオードとは、いずれもショットキーバリアダイオードである、請求項1又は2記載の双方向スイッチ。双方向スイッチが主に利用され得るマトリクスコンバータは電源に適用される。そのため、双方向スイッチは高電圧での動作が期待されている。SiCを利用したダイオードは高電圧でも動作可能、すなわち、大電流を流し得る。しかしながら、SiCを利用したダイオードはオン電圧が高く、スイッチング損失が増加する。そこで、本発明は、高電圧で動作可能であると共に、スイッチング時の損失を低減可能な双方向スイッチを提供することを目的とする。本発明の一側面に係る双方向スイッチは、第1及び第2の端子の間に流れる電流の向きを双方向にスイッチする双方向スイッチであって、逆方向に耐性を有しない第1の半導体スイッチ素子と、第1の半導体スイッチ素子と順方向で直列接続される第1の逆流阻止ダイオード部とを有する第1の直列回路部と、逆方向に耐性を有しない第2の半導体スイッチ素子と、第2の半導体スイッチ素子と順方向で直列接続される第2の逆流阻止ダイオード部とを有する第2の直列回路部と、を備える。上記第1の直列回路部と第2の直列回路部とは、第1及び第2の端子の間に、第1及び第2の半導体スイッチ素子の順方向が反対向きになるように並列接続されている。上記第1及び第2の逆流阻止ダイオード部の各々は、GaNを半導体材料とするダイオードとSiCを半導体材料とするダイオードとが並列接続されて構成されている。上記構成では、第1及び第2の端子の一方の電位が他方の電位より高くても、第1及び第2の半導体スイッチ素子がともにOFF状態のときに第1及び第2の半導体スイッチ素子を介して電流が流れないので、第1及び第2の端子間には電流は流れない。一方、第1及び第2の半導体スイッチ素子がともにON状態のときに第1及び第2の端子のうちの一方の電位が他方の電位より高いと、第1及び第2の直列回路部の一方に順方向電圧が印加され、他方に逆方向電圧が印加される。そのため、第1及び第2の直列回路部のうち順方向電圧が印加された方を介して第1及び第2の端子の間に電流が流れる。第1及び第2の直列回路部は、第1及び第2の半導体スイッチ素子の順方向が互いに反対向きになるように並列接続されているので、第1及び第2の直列回路部に流れる電流の向きは互いに反対である。従って、第2の端子の電位に対する第1の端子の電位の高低に応じて、第1及び第2の端子の間に流れる電流の向きをスイッチ可能である。このスイッチングに応じて、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部に印加される電圧が順方向及び逆方向にスイッチされるが、順方向電圧が第1及び第2の逆流阻止ダイオードの各々を構成するダイオードのオン電圧を超えなければ電流の流れは生じない。GaNを半導体材料として有するダイオードのオン電圧は、SiCを半導体材料として有するダイオードのオン電圧より小さい。そのため、それら2つのダイオードが並列接続された第1及び第2の逆流阻止ダイオード部では、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部に印加される順方向電圧が小さいときは、GaNを半導体材料として有するダイオードを通して電流が流れ、順方向電圧が大きくなれば、SiCを半導体材料として有するダイオードを通して電流が流れる。従って、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部のオン電圧が小さくなっているので、スイッチング損失を低減できる。また、順方向電圧が大きくなれば、SiCを半導体材料として有するダイオードを通して流れ得ることから、双方向スイッチは、高電圧が印加される場合にも使用可能である。本発明の他の側面に係る双方向スイッチは、第1及び第2の端子の間に流れる電流の向きを双方向にスイッチする双方向スイッチであって、逆方向に耐性を有しない第1の半導体スイッチ素子と、第1の半導体スイッチ素子と逆方向で並列接続される第1の逆流阻止ダイオード部とを有する第1の並列回路部と、逆方向に耐性を有しない第2の半導体スイッチ素子と、第2の半導体スイッチ素子と逆方向で並列接続される第2の逆流阻止ダイオード部とを有する第2の並列回路部とを備える。上記第1の並列回路部と第2の並列回路部とは、第1及び第2の端子の間に、第1及び第2の半導体スイッチ素子の順方向が反対向きになるように直列接続されている。上記第1及び第2の逆流阻止ダイオード部の各々は、GaNを半導体材料とするダイオードとSiCを半導体材料とするダイオードとが並列接続されて構成されている。この形態では、第1の半導体スイッチ素子及び第2の逆流阻止ダイオード部は順方向が一致するように直列接続されており、第2の半導体スイッチ素子及び第1の逆流阻止ダイオード部は順方向が一致するように直列接続されている。そして、第1の半導体スイッチ素子及び第2の逆流阻止ダイオード部の順方向に対して、第2の半導体スイッチ素子及び第1の逆流阻止ダイオード部の順方向は反対向きである。そのため、第1及び第2の半導体スイッチ素子がともにOFF状態のときには、第1及び第2の端子の一方の電位が他方の電位より高くても、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部の一方に必ず逆方向電圧が印加されるので、電流は流れない。一方、第1及び第2の半導体スイッチ素子がともにON状態のときに第1及び第2の端子の一方の電位が他方の電位より高いと、第1の半導体スイッチ素子及び第2の逆流阻止ダイオード部に順方向電圧が印加されると共に、第2の半導体スイッチ素子及び第1の逆流阻止ダイオード部に逆方向電圧が印加されるか、又は、第1の半導体スイッチ素子及び第2の逆流阻止ダイオード部に逆方向電圧が印加されると共に、第2の半導体スイッチ素子及び第1の逆流阻止ダイオード部に順方向電圧が印加される。従って、第2の端子の電位に対する第1の端子の電位の高低に応じて、順方向電圧が印加される第1の半導体スイッチ素子及び第2の逆流阻止ダイオード部を介して、又は、第2の半導体スイッチ素子及び第1の逆流阻止ダイオード部を介して、第1及び第2の端子間に電流が流れる。この際、第1の半導体スイッチ素子及び第2の逆流阻止ダイオード部の順方向に対して、第2の半導体スイッチ素子及び第1の逆流阻止ダイオード部の順方向は反対向きであることから、第2の端子の電位に対する第1の端子の電位の高低の変動に応じて、第1及び第2の端子の間に流れる電流の向きをスイッチ可能である。このスイッチングに応じて、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部に印加される電圧が順方向及び逆方向にスイッチされるが、順方向電圧が第1及び第2の逆流阻止ダイオードの各々を構成するダイオードのオン電圧を超えなければ電流の流れは生じない。GaNを半導体材料として有するダイオードのオン電圧は、SiCを半導体材料として有するダイオードのオン電圧より小さい。そのため、それら2つのダイオードが並列接続された第1及び第2の逆流阻止ダイオード部では、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部に印加される順方向電圧が小さいときは、GaNを半導体材料として有するダイオードを通して電流が流れ、順方向電圧が大きくなれば、SiCを半導体材料として有するダイオードを通して電流が流れる。従って、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部のオン電圧が小さくなっているので、スイッチング損失を低減できる。また、順方向電圧が大きくなれば、SiCを半導体材料として有するダイオードを通して流れ得るので、双方向スイッチは、高電圧が印加される場合にも使用可能である。上記一側面及び他の側面に係る双方向スイッチにおいて、GaNを半導体材料とするダイオードとSiCを半導体材料とするダイオードとは、いずれもショットキーバリアダイオードであり得る。ショットキーバリアダイオードは、pn界面を有さないので、pn界面に蓄積された電荷が放電されるまでに要する時間が存在しない。従って、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部の各々を構成する2つのダイオードがショットキーバリアダイオードであることによって、逆回復時間、すなわちリカバリ時間が低減されることから、スイッチング損失を更に低減し得る。本発明によれば、高電圧で動作可能であると共に、スイッチング時の損失を低減可能な双方向スイッチを提供し得る。以下、図面を参照して本発明の実施形態について説明する。図面の説明においては同一要素には同一符号を付し、重複する説明を省略する。図面の寸法比率は、説明のものと必ずしも一致していない。第1の実施形形態図1は、一実施形態に係る双方向スイッチの概略構成を示す回路図である。図1に示した双方向スイッチ1は、第1の端子1aと第2の端子1bとの間で電流が流れる方向が双方向にスイッチ可能なデバイスである。双方向スイッチ1は、マトリックスコンバーター等に適用され得る。この場合、第1の端子1aは交流電圧を供給する交流電源に電気的に接続され、第2の端子1bは負荷回路に接続される。負荷回路の例はモータである。以下では、第1の端子1aに交流電源から交流電圧が供給され、第2の端子1bは負荷回路に接続されている場合を例にして説明する。双方向スイッチ1は、逆方向に耐性を有さない第1の半導体スイッチ素子20A及び第1の半導体スイッチ素子20Aに順方向で直列接続される第1の逆流阻止ダイオードを有する第1の直列回路部10Aと、逆方向に耐性を有さない第2の半導体スイッチ素子20B及び第2の半導体スイッチ素子20Bに順方向で直列接続される第2の逆流阻止ダイオード部30Bを有する第2の直列回路部10Bとを備える。第1の半導体スイッチ素子20Aは、第1及び第2の主端子21A,22Aと制御端子23Aとを備える。第1の半導体スイッチ素子20Aにおいて、第1の主端子21Aから第2の主端子22Aに向かう方向が順方向である。同様に、第2の半導体スイッチ素子20Bは、第1及び第2の主端子21B,22Bと制御端子23Bとを備える。第2の半導体スイッチ素子20Bにおいて、第1の主端子21Bから第2の主端子22Bに向かう方向が順方向である。制御端子23A,23Bの各々には、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bをそれぞれ駆動するための信号源から、第2の主端子22A,22Bの電位を基準としたパルス状の信号が入力される。すなわち、制御端子23A及び第2の主端子22Aとの間にパルス状の信号が入力され、制御端子23B及び第2の主端子22Bとの間にパルス状の信号が入力される。パルス状の信号の例は、PWMPulseWidthModulation信号である。第1の半導体スイッチ素子20Aは、制御端子23Aに入力される信号に応じて第1及び第2の主端子21A,22A間の導通状態がON/OFF制御される。第1及び第2の主端子21A,22A間の導通状態がON状態のとき、第1の主端子21Aから第2の主端子22Aに電流が流れ得る。同様に、第2の半導体スイッチ素子20Bは、制御端子23Bに入力される信号に応じて第1及び第2の主端子21B,22B間の導通状態がON/OFF制御される。第1及び第2の主端子21B,22B間の導通状態がON状態のとき、第1の主端子21Bから第2の主端子22Bに電流が流れ得る。第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bの制御端子23A,23Bには、同相のパルス状信号が同期して入力される。従って、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bは、同時にON/OFFされ得る。すなわち、第1の半導体スイッチ素子20AがON状態のとき第2の半導体スイッチ素子20BもON状態であり、第1の半導体スイッチ素子20AがOFF状態のとき第2の半導体スイッチ素子20BもOFF状態である。第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bの一例は、ワイドバンドギャップ半導体を含んで構成されるMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorである。ワイドバンドギャップ半導体の例は、SiC又はGaNである。従って、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bは、SiCを主成分とするMOSFETであり得る。MOSFETである第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bでは、第1の主端子21A,21Bは、ドレインであり、第2の主端子22A,22Bはソースであり、制御端子23A,23Bはゲートである。第1の逆流阻止ダイオード部30Aは、2つのダイオード31Aとダイオード32Aとが並列接続されて構成されている。ダイオード31Aは、半導体材料がSiCであるショットキーバリアダイオードSchottkyBarrierdiodeSBDであり、ダイオード32Aは、半導体材料がGaNであるSBDである。ダイオード31Aのアノード端子31Aaとダイオード32Aのアノード端子32Aaとは共通接続されている。ダイオード31Aのカソード端子31Abとダイオード32Aのカソード端子32Abとは共通接続されると共に、カソード端子31Ab,31Abは、第1の半導体スイッチ素子20Aの第1の主端子21Aに接続されている。同様に、第2の逆流阻止ダイオード部30Bは、2つのダイオード31Bとダイオード32Bとが並列接続されて構成されている。ダイオード31Bは、SiCを半導体材料とするSBDであり、ダイオード32Bは、GaNを半導体材料とするSBDである。ダイオード31Bのアノード端子31Baとダイオード32Bのアノード端子32Baは共通接続されている。ダイオード31Bのカソード端子31Bbとダイオード32Bのカソード端子32Bbは共通接続されると共に、カソード端子31Bb,32Bbは、第2の半導体スイッチ素子20Bの第1の主端子22Bに接続されている。第1及び第2の直列回路部10A,10Bは、第1及び第2の端子1a,1bの間に、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bの順方向が互いに反対向きになるように並列接続されている。具体的には、第1の逆流阻止ダイオード部30Aが有するダイオード31A,32Aのアノード端子31Aa,32Aaと第2の半導体スイッチ素子20Bの第2の主端子22Bとが接続されている。アノード端子31Aa,32Aaと第2の主端子22Bとの接続点が第1の端子1aに対応する。第2の逆流阻止ダイオード部30Bが有するダイオード31B,32Bのアノード端子31Ba,32Baと第1の半導体スイッチ素子20Aの第2の主端子22Aとが接続されている。アノード端子31Ba,32Baと第2の主端子22Aとの接続点が第2の端子1bに対応する。上記構成の双方向スイッチ1では、第1の端子1aに交流電圧が印加されることによって、第2の端子1bの電位からみて第1の端子1aの電位の高低が変動する。このように、第2の端子1bの電位からみて第1の端子1aの電位の高低が変動しても、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20BがともにOFF状態のとき、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bに電流が流れないので、第1及び第2の端子1a,1b間には電流は流れない。一方、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20BがともにON状態のとき、第2の端子1bからみた第1の端子1aの電位の高低の変動に応じて、第1及び第2の端子1a,1b間に流れる電流の向きが切り換えられる。図2a及び図2bは、第1の端子と第2の端子との間の電位差に応じた双方向スイッチのスイッチング状態を示す図面である。図2a及び図2bにおいて、第1の端子1aが接続されるライン40は、交流電源に接続された電源ラインを示している。第2の端子1bが基準電位であることを示すために、図2a及び図2bでは、第2の端子1bは、便宜的に接地している。図2a中のは、第1の端子1aが第2の端子1bに対してより高い電位であることを示し、図2b中の-は、第1の端子1aが第2の端子1bに対してより低い電位であることを示す。図2aに示すように、第1の端子1aの電位が第2の端子1bの電位より高い場合、第1の直列回路部10Aに順方向電圧が印加される一方、第2の直列回路部10Bに逆方向電圧が印加される。この場合、第2の半導体スイッチ素子20Bにおいて第1及び第2の主端子21B,22Bの間のボディダイオードは導通するが、第2の逆流阻止ダイオード部30Bにより逆電流は流れない。従って、第1の直列回路部10Aを介して、第1の端子1aから第2の端子1bに向けて図2a中の矢印Aの方向に電流が流れる。逆に、図2bに示すように、第2の端子1bの電位が第1の端子1aの電位より高い場合、第2の直列回路部10Bに順方向電圧が印加される一方、第1の直列回路部10Aに逆方向電圧が印加される。そのため、図2aの場合と同様の理由により、第2の直列回路部10Bを介して第2の端子1bから第1の端子1aに向けて図2b中の矢印Bの方向に電流が流れる。従って、双方向スイッチ1では、前述したように、第1及び第2の端子1a,1b間において、双方向に電流の流れる向きがスイッチされ得る。図1に示した双方向スイッチ1では、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部30A,30Bを備えることによって、スイッチング損失を低減し得る。この点について説明する。以下の説明では、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部30A,30Bを逆流阻止ダイオード部30とも称し、SiCのダイオード31A,31Bをダイオード31とも称し、GaNのダイオード32A,32Bをダイオード32とも称す。ダイオード31,32は、ショットキーバリアダイオードSBDである。図3は、半導体材料としてGaNを有するショットキーバリアダイオード及び半導体材料としてSiCを有するショットキーバリアダイオードの順方向電圧と電流との関係を示す図面である。図3の横軸は順方向電圧Vを表し、縦軸は電流Aを表す。図3中の一点鎖線及び破線は、夫々SiCのSBD及びGaNのSBDの特性を示す。図中の実線は、SiCのSBDとGaNのSBDとを並列接続した回路の特性を示す。また、図中のVnSiCは、SiCのSBDのオン電圧を示し、VnGaNは、GaNのSBDのオン電圧を示す。SiCのSBD及びGaNのSBDは、順方向に電流が導通し始めるオン電圧が何れも0.9V以下である。ただし、図3に示すように、GaNのSBDのオン電圧は、SiCのSBDのオン電圧より低い。逆流阻止ダイオード部30は、SiCのSBDであるダイオード31とGaNのSBDであるダイオード32とが並列接続されて構成されている。従って、図中の実線で示すように、順方向電圧がSiCのSBDのオン電圧より低い場合には、ダイオード32を介して電流が流れる一方、順方向電圧がSiCのオン電圧より高くなってくれば、ダイオード31を介してより多くの電流が流れる。そのため、ダイオード31,32が並列接続された逆流阻止ダイオード部30のオン電圧は、例えば、逆流阻止ダイオード部をSiCのダイオード31のみから構成した場合より小さくなる。このように、逆流阻止ダイオード部30の構成では、逆流を阻止するデバイス以下、逆流阻止デバイスとも称すとして単一のSiCのダイオード31を使用した場合と比較して、より低いオン電圧で電流が流れる。その結果、双方向スイッチ1のスイッチング時のスイッチング損失を低減できる。また、スイッチング速度の高速化も図れ得る。更に、SBDはpn界面を有さないので、pn界面に蓄積された電荷が放電されるまでに要する時間が存在しない。従って、逆流阻止ダイオード部30で使用しているダイオード31,32がSBDであることによって、逆回復時間Trr、すなわち、リカバリ時間が低減されることから、スイッチング損失を更に低減し得る。ところで、GaNのダイオード32のオン電圧は、SiCのダイオード31のオン電圧より小さいので、逆流阻止デバイスとして、単一のダイオード32から構成することも考えられ得る。しかしながら、GaNのSBDは、大電流に対応できていない。そこで、双方向スイッチ1では、GaNのSBDであるダイオード32をSiCのSBDであるダイオード31に並列接続して逆流阻止ダイオード部30を構成している。これにより、図3の実線で示したように、順方向電圧が高くなり大電流が流れる場合には、ダイオード31を介してより多くの電流を流すことを可能としている。その結果、双方向スイッチ1では、オン電圧を低くすることを実現しながら、更に200Vを越える高電圧のスイッチングが可能である。更に、前述したようにオン電圧が低く、スイッチング損失が低減されているので、高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。図4は、双方向スイッチのスイッチングに基づく損失を示す説明図である。図4の横軸はスイッチングの周波数Hzを表し、縦軸は双方向スイッチがスイッチングする電力に対する双方向スイッチの損失を表す。図4中の実線は、双方向スイッチの逆流を阻止する逆流阻止デバイスとして、逆流阻止ダイオード部30を備えた場合の双方向スイッチの損失を示す。図4中の破線は、双方向スイッチの逆流阻止デバイスとして逆流阻止ダイオード部30の代わりにSiCのSBDを採用した場合の双方向スイッチの損失を示す。ここでの双方向スイッチがスイッチングする電力は、約2kW200V×10Aを想定している。図4において、実線及び破線で示される損失には、スイッチングの都度発生する電流が逆流阻止デバイスを導通する際の導通損失と、双方向スイッチに含まれる半導体スイッチング素子及び逆流阻止デバイスのスイッチングの際に過渡的に発生する損失とが含まれている。そのため、双方向スイッチの損失は、スイッチングの周波数の増大と共に増加する傾向にある。この場合においても、逆流阻止ダイオード部30を用いた場合は、SiCのSBDを単独で用いたときと比較して、スイッチング損失が少ないため、図4の実線で示されるように損失が低減される。以上述べたように、双方向スイッチ1では、より低いオン電圧を実現することによってスイッチング損失の低減を図りながら、高電圧のスイッチングが可能である。更に、SBDを利用することでリカバリ時間が短くなっているので、スイッチング損失が更に低減され得る。上記のように、スイッチング損失が存在することにより、スイッチング周波数が高くなるにつれて増大する双方向スイッチ1の損失も大きくなる傾向にあるが、スイッチング損失が低減されているので、スイッチング周波数が高くなっても、双方向スイッチ1全体の損失も低減可能である。第2の実施形態図5は、第2の実施形態に係る双方向スイッチの構成を示す模式図である。図5に示した双方向スイッチ2は、第1及び第2の端子2a,2bの間に、第1の並列回路部11Aと、第2の並列回路部11Bとを有する。第1及び第2の端子2a,2bは、双方向スイッチ1の第1及び第2の端子1a,1bに対応する。すなわち、第1の端子2aは、交流電源に接続され、第2の端子2bは、負荷回路に接続される。第1の並列回路部11Aは、第1の半導体スイッチ素子20Aと、第1の半導体スイッチ素子20Aと逆方向に並列接続された第1の逆流阻止ダイオード部30Aとを有する。第2の並列回路部11Bは、第2の半導体スイッチ素子20Bと、第2の半導体スイッチ素子20Bと逆方向に並列接続された第2の逆流阻止ダイオード部30Bとを有する。第1,2の半導体スイッチ素子20A,20Bの構成並びに第1及び第2の逆流阻止ダイオード部30A,30Bの構成は、第1の実施形態の場合と同様であるため、説明を省略する。第1の並列回路部11Aにおける第1の半導体スイッチ素子20Aと第1の逆流阻止ダイオード部30Aとの接続関係を具体的に説明する。第1の半導体スイッチ素子20Aの第1の主端子21Aと、第1の逆流阻止ダイオード部30Aが有するダイオード31A,32Aのカソード端子31Ab,32Abとが接続されている。第1の半導体スイッチ素子20Aの第2の主端子22Aと、ダイオード31A,32Aのアノード端子31Aa,32Aaとが電気的に接続されている。第1の主端子21Aとカソード端子31Ab,32Abとの接続点が、第1の端子2aに対応する。次に、第2の並列回路部11Bにおける第2の半導体スイッチ素子20Bと第2の逆流阻止ダイオード部30Bとの接続関係を具体的に説明する。第2の半導体スイッチ素子20Bの第2の主端子22Bと、第2の逆流阻止ダイオード部30Bが有するダイオード31B,32Bのアノード端子31Ba,32Baとが接続されている。第2の半導体スイッチ素子20Bの第1の主端子21Bと、ダイオード31B,32Bのカソード端子31Bb,32Bbとが接続されている。第1の主端子21Bとカソード端子31Bb,32Bbとの接続点が、第2の端子2bに対応する。第1及び第2の並列回路部11A,11Bは、第1及び第2の端子2a,2bの間に、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20Bの順方向が互いに反対向きになるように直列接続されている。すなわち、第2の主端子22Aとアノード端子31Aa,32Aaとの接続点と、第2の端子22Bとアノード端子31Ba,32Baとの接続点とが接続されている。双方向スイッチ2においても、第1の端子2aに交流電圧が印加されることによって、第2の端子2bの電位からみて第1の端子2aの電位の高低が変動する。第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20BがともにOFF状態の場合、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部30A,30Bの順方向が互いに反対向きであることから、第1及び第2の端子2a,2b間には電流は流れない。一方、第1及び第2の半導体スイッチ素子20A,20BがともにON状態のとき、第2の端子2bからみた第1の端子2aの電位の高低の変動に応じて、双方向スイッチ1の場合と同様に、第1及び第2の端子1a,1b間に流れる電流の向きが切り換えられる。図6a及び図6bは、第1の端子と第2の端子との間の電位差に応じたスイッチング状態を示す図面である。図6a及び図6bにおいて、第1の端子2aが接続されるライン40は、図2a及び図2bの場合と同様に、交流電源に接続された電源ラインを示している。第2の端子2bは、図2a及び図2bの場合と同様に便宜的に接地されているとする。図6a中のは、第1の端子1aが第2の端子1bに対してより高い電位であることを示し、図6b中の-は、第1の端子1aが第2の端子1bに対してより低い電位であることを示す。図6aに示すように、第1の端子2aの電位が第2の端子2bの電位より高い場合、第1の半導体スイッチ素子20A及び第2の逆流阻止ダイオード部30Aに順方向電圧が印加される一方、第2の半導体スイッチ素子20B及び第1の逆流阻止ダイオード部30Aに逆方向電圧が印加される。従って、第1の半導体スイッチ素子20A及び第2の逆流阻止ダイオード部30Bを介して、第1の端子2aから第2の端子2bに向けて図中の矢印C方向に電流が流れる。逆に、図6bに示すように、第1の端子2aの電位が第2の端子2bの電位より低い場合、第2の半導体スイッチ素子20B及び第1の逆流阻止ダイオード部30Aに順方向電圧が印加される一方、第1の半導体スイッチ素子20A及び第2の逆流阻止ダイオード部30Bに逆方向電圧が印加される。そのため、図6aの場合と同様の理由により、第2の半導体スイッチ素子20B及び第1の逆流阻止ダイオード部30A側を介して第2の端子1bから第1の端子1aに向けて図6b中の矢印D方向に電流が流れる。以上のように、双方向スイッチ2では、第1及び第2の端子2a,2b間において、双方向に電流の流れる向きがスイッチされ得る。双方向スイッチ2においても、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部30A,30Bを備えるため、双方向スイッチ2も第1の実施形態の双方向スイッチ1と同様の作用効果を有する。すなわち、第1及び第2の逆流阻止ダイオード部30A,30Bの各々のオン電圧は、例えば、SiCのダイオード31A,31Bのみの場合より小さくなる。そのため、双方向スイッチ2では、逆流を阻止するデバイスである逆流阻止デバイスとしてSiCのダイオード31A,31Bを単独で使用した場合より低いオン電圧で電流が流れ得る。その結果、双方向スイッチ2のスイッチング時のスイッチング損失を低減できる。また、スイッチング速度の高速化も図れ得る。更に、ダイオード31A,32A,31B,32BがSBDであることによって、逆回復時間Trrリカバリ時間が低減されることから、スイッチング損失を更に低減し得る。そのため、双方向スイッチ2においても、より高い周波数領域までスイッチング損失が低減される。更に、SiCのダイオード31AとGaNのダイオード32Aとが並列接続されており、SiCのダイオード31BとGaNのダイオード32Bとが並列接続されていることから、200Vを越える高電圧のスイッチングが可能である。以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した種々の実施形態に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、種々の変形が可能である。第1及び第2の逆流阻止ダイオード部を構成するダイオードは、それぞれショットキーバリアダイオードに限らず、pn接合型のダイオードであってもよい。pn接合型ダイオードであっても、GaNを利用したダイオードでは、SiCを利用したダイオードよりオン電圧が小さいので、スイッチング損失を低減し得る。ただし、第1の逆流阻止ダイオード部を構成する2つのダイオードの種類、すなわち、pn接合型ダイオードかショットキーバリアダイオードとは同じである。この点は、第2の逆流阻止ダイオード部についても同様である。また、第1及び第2の半導体スイッチ素子は、半導体を利用したスイッチ素子であって、逆方向に耐性を有さない、すなわち、一方向に電流を流すためのデバイスであればよく、MOSFETに限定されない。例えば、第1及び第2の半導体スイッチ素子は、逆方向に耐性を有さないトランジスタであり得る。このようなトランジスタの例は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ、接合型電界効果トランジスタ及び接合型バイポーラトランジスタを含み得る。第1及び第2の半導体スイッチ素子が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ又は接合型バイポーラトランジスタである場合、半導体スイッチ素子の制御端子は、ゲートであり、第1の主端子はコレクタであり、第2の主端子はエミッタである。第1及び第2の半導体スイッチ素子が接合型電界トランジスタの場合、MOS型電界効果トランジスタの場合と同様に、第1及び第2の半導体スイッチ素子の制御端子は、ゲートであり、第1の主端子はドレインであり、第2の主端子はソースである。また、第1及び第2の半導体スイッチ素子は、3端子型に限らず。4端子型の素子でもよい。"