特定用途向け集積回路とともに用いるための圧力センサアセンブリであって、容量性センサと、第1のセンサコンパートメント内に配置され、前記容量性センサに動作可能に接続されてセンサL-Cタンク回路を形成するセンサコイルと、第2のセンサコンパートメント内に配置された測定コイルを含み、前記センサコイル、及び測定振動子の出力に基づいて測定振動子用の制御信号を提供するように構成されたフィードバック回路から離間された測定振動子と、前記測定振動子に低周波信号を提供するように構成される低周波信号源と、を備えるアセンブリ。前記センサコイルは前記容量性センサに熱的に接続され、前記センサコイルは、温度が変化すると抵抗率の変化を示す材料を含む、請求項1に記載のアセンブリ。前記測定振動子は、前記フィードバック回路に動作可能に接続される第1の入力を有する可変利得演算相互コンダクタンス増幅器gvOTAを備える、請求項1に記載のアセンブリ。前記gvOTAの第1の出力は測定振動子L-Cタンクの第1の端部に接続され、前記gvOTAの第2の出力は前記測定振動子L-Cタンクの第2の端部に接続される、請求項3に記載のアセンブリ。前記測定振動子は、前記gvOTAの第1の出力および前記gvOTAの第2の入力に動作可能に接続される第1の可変容量キャパシタと、前記gvOTAの前記第2の入力および前記gvOTAの第3の入力に動作可能に接続される第2のキャパシタと、を備える請求項3に記載のアセンブリ。前記第2のキャパシタはトリミング可能なキャパシタである、請求項5に記載のアセンブリ。前記トリミング可能なキャパシタはスイッチトキャパシタである、請求項6に記載のアセンブリ。前記第1の可変容量キャパシタはスイッチトキャパシタである、請求項5に記載のアセンブリ。前記gvOTAの前記第2の入力と前記gvOTAの前記第3の入力の間に動作可能に接続される抵抗器をさらに備える、請求項5に記載のアセンブリ。前記gvOTAの第2出力は前記第2のキャパシタに動作可能に接続される、請求項3に記載のアセンブリ。前記gvOTAは第1の入力トランジスタ対および第2の入力トランジスタ対を含む差動N-MOS入力段を備え、前記第2の入力トランジスタ対は前記第1の入力トランジスタ対に並列である、請求項3に記載のアセンブリ。前記gvOTAの出力に動作可能に接続される第1のトランジスタ、前記第1のトランジスタの第1のドレインに動作可能に接続される第1のキャパシタ、および前記第1のキャパシタに動作可能に接続され、前記第1のキャパシタを放電させるように構成される弱い電流源を含む第1の供給源フォロワと、前記gvOTAの前記出力に動作可能に接続される第2のトランジスタ、前記第2のトランジスタの第2のドレインに動作可能に接続される第2のキャパシタ、および前記第2のキャパシタに動作可能に接続され、前記第2のキャパシタを充電するように構成される弱い電流源を含む第2の供給源フォロワと、をさらに備え、前記第1の供給源フォロワおよび前記第2の供給源フォロワは、測定振動子信号の振幅を検出し、コントローラに振幅参照信号を提供するように構成される、請求項3に記載のアセンブリ。前記gvOTAは単一の出力を有する単一端gvOTAであり、前記gvOTAの前記出力は測定振動子L-Cタンクの第1の端部に接続され、前記測定振動子L-Cタンクの第2の端部はAC経路を介して前記gvOTAと共通の接地に接続される、請求項3に記載のアセンブリ。前記フィードバック回路は、復調された測定振動子信号を受け取るように構成される比例積分微分PIDコントローラを備える、請求項1に記載のアセンブリ。流体の圧力を特定する方法であって、前記流体から隔離された測定振動子をセンサコンポーネントに結合するステップと、前記結合を介して前記センサコンポーネント内に循環電流を確立するステップと、前記結合されたセンサコンポーネントの容量性センサを前記流体に暴露するステップと、前記暴露に基づいて前記センサコンポーネントの共振周波数を確立するステップと、前記結合された測定振動子の周波数を変化させるステップと、前記変化した周波数を有する前記測定振動子について電圧の変化を生成するステップと、前記生成された電圧変化に基づいて前記測定振動子の周波数を制御するステップと、前記測定振動子の前記制御された周波数に基づいて前記流体の前記圧力に関連する信号を生成するステップと、を含む方法。前記生成された電圧変化に基づいて前記センサコンポーネントの温度に関連する信号を生成するステップをさらに含む、請求項15に記載の方法。電圧変化を生成するステップが、測定振動子制御信号に低周波信号を印加するステップを含む、請求項15に記載の方法。前記結合された測定振動子の周波数を変化させるステップが、前記測定振動子内のキャパシタの切り替えられる容量を改変するステップを含む、請求項15に記載の方法。前記流体の前記圧力に関連する信号を生成するステップが、前記改変された容量に基づいて前記流体の前記圧力に関連する信号を生成するステップを含む、請求項18に記載の方法。トリミング可能なキャパシタを有する前記測定振動子の動作周波数応答を確立するステップをさらに含む、請求項15に記載の方法。前記測定振動子の周波数を制御するステップが、第1の供給源フォロワおよび第2の供給源フォロワを用いて測定振動子信号の振幅を検出するステップと、前記第1の供給源フォロワおよび前記第2の供給源フォロワを用いて振幅参照信号を提供するステップと、を含む、請求項15に記載の方法。前記測定振動子の周波数を制御するステップが、L-Cタンクの第1の端部に可変電流演算相互コンダクタンス増幅器gvOTAの第1の出力を提供するステップと、L-Cタンクの第2の端部に前記gvOTAの第2の出力を提供するステップと、を含む、請求項15に記載の方法。前記測定振動子の周波数を制御するステップが、可変電流演算相互コンダクタンス増幅器gvOTAの第1の入力と前記gvOTAの第2の入力の間に第1のキャパシタを接続するステップと前記gvOTAの前記第2の入力と前記gvOTAの出力の間に第2のキャパシタを接続するステップと、容量性分圧器を用いて前記第2の入力に電圧を確立するステップと、を含む、請求項15に記載の方法。0027図1を参照すると、センサアセンブリ圧力センサアセンブリ100は、ハウジング102およびセンサポート104を含む。センサポート104は、結合部106およびネック部108を含む。穴110が結合部106からセンサコンパートメント112まで延びる。センサコンパートメント112は、基板116によって電子部品コンパートメント114から隔離される。この実施形態では、基板116はハウジング102と一体に形成される。センサ118がセンサコンパートメント112内に配置され、電子アセンブリ120が電子部品コンパートメント114内に配置される。0028センサ118は、図2にも示すように、容量性圧力センサ容量性センサ122およびコイル124を含む。コイル124は、電極126および128によって容量性圧力センサ122に接続される。このように、センサ118は、容量性圧力センサ122を備えたLCタンク回路を形成する。ここで、容量性圧力センサ122は、センサコンパートメント112内の圧力が変化すると容量が変化するキャパシタとして機能し、コイル124はインダクタとして機能する。0029電子アセンブリ120は、1次コイル130および特定用途向け回路ASIC132を含む。図3に、電子アセンブリ120を概略的に示す。図3では、1次コイル130が、可変キャパシタ140と並列に配置されて測定振動子142を形成する。測定振動子142は、電圧制御振動子またはデジタル制御振動子とし得る。測定振動子142の出力は復調器144に提供される。復調器144はさらに、低周波源146から任意選択の位相補正器148を介して低周波信号を受け取る。典型的には、位相補正量は小さく、ある種の応用例では、位相補正器148は省略し得る。0030復調器144の出力は、任意選択のフィルタ150に提供され、フィルタ150からの信号が比例積分微分PIDコントローラ152に渡される。PIDコントローラ152の出力は加算器154に提供され、加算器154は、PIDコントローラ152の出力と低周波源146の出力とを混合する。加算器154の出力は、可変キャパシタ140を制御するのに用いられる。任意選択の周波数カウンタ156が、測定振動子142の周期を計数するために提供され、周波数の測定値が出力158として提供される。あるいは、PIDコントローラ152の出力を出力として用いてもよい。例として、平均キャパシタ値を用いて、圧力センサの容量を直接確認し得る。この代替手法を用いて測定振動子142に対して温度補償を行うことによって正確さが向上し得る。0031動作においては、電子アセンブリ120を用いてセンサ118の共振周波数を特定する。そのために、可変キャパシタ140および1次コイル130は、測定振動子142の可変周波数振動子回路として機能する。測定振動子142の振動の周波数は、可変キャパシタ140の容量を変化させることによって改変される。一般に、測定振動子142が振動すると、1次コイル130は、1次コイル130とセンサ118内のコイル124をゆるく結合させる磁場を確立する。測定振動子142の周波数がセンサセンサコンポーネント118の共振周波数に近づくにつれ、この確立された結合によりセンサ118内に循環電流が現れる。0032コイル124内の循環電流のために、1次コイル130とコイル124の間の結合によりインピーダンスが1次コイル130に反射されて、エネルギー放出を補償し測定振動子142の振幅を安定に維持するためにPIDコントローラ152によるループゲインが増大する。センサ118の共振周波数になると、コイル124内の循環電流、ひいては測定振動子142に反射されるインピーダンスが最大になる。0033図4に、電子アセンブリ120の概略機能を図式的に示す。線160は、可変キャパシタ140の容量を変化させることによって測定振動子142の周波数が低周波数162からより高い周波数164に改変されるときの定電流デバイスにおける電圧の測定値を表す。測定振動子142の周波数が周波数162から周波数164に増加するとき、コイル124によってインピーダンスがコイル130に反射される結果として電圧降下166が観察される。周波数168で電圧は極小値に達するが、この極小値は、測定振動子142の周波数がセンサ118の共振周波数と整合するときに生じる最大反射インピーダンスに対応する。0034動作においては、図5に示すように、測定振動子142の周波数は、低周波源146からの低周波成分を含む、加算器154からの制御信号170によって制御される。このように、制御信号170は可変キャパシタ140の容量を変調し、その結果、測定振動子142の周波数が変調される。例として、測定振動子142の周波数がセンサLCタンクの共振周波数と整合する場合、図5および図6に示すように、測定振動子142の周波数は、参照線172に関連する周波数になり、測定振動子142の電圧180は下降部分166の最小値になる。0035制御信号170が参照線174のところの基底値から参照線176のところの最大値に増加すると、測定振動子142の共振周波数は、参照線172に関連する周波数から参照線178に関連する周波数に増加する。したがって、測定振動子142の電圧の測定値は、初期値V0からより大きな値に増加する。制御信号が参照線176のところの最大値から参照線182のところの基底値に減少すると、測定振動子142の共振周波数は、参照線178に関連する周波数から参照線172に関連する周波数に減少する。したがって、測定振動子142の電圧の測定値は、最大値から初期値V0に減少する。0036次いで、制御信号170は、参照線182のところの基底値から最小値に減少し、その後、参照線184のところの既定値に戻る。したがって、測定振動子142の共振周波数は、参照線172で示される周波数から参照線186で示される周波数に減少し、次いで、参照線172に関連する周波数に戻る。したがって、測定振動子142の電圧の測定値は、初期値V0から上記で論じた同じ最大値に増加し、次いで、既定値に戻る。0037図5の線180は、上記シーケンス全体にわたる電圧の測定値を示す。したがって、線180は、復調器144図3参照への入力として提供される利得信号を表す。復調器144はさらに、低周波源146から任意選択の位相補正器148を介して低周波信号を受け取る。復調器144は、位相補正された低周波信号を用いて、以下でより詳細に論ずるように利得信号電圧180に対して伝達関数を実施する。復調器144の出力はフィルタ150によってフィルタリングされる。0038図5に示すように、参照線174から参照線182までの利得180は、参照線182から参照線184までの利得180と同じである。ただし、参照線174と参照線182の間の制御信号170と同じように示し得る位相補正された低周波信号は、参照線182から参照線184までの位相補正された低周波信号に対して180度だけ位相がずれている。したがって、位相補正された低周波信号を用いてV0に対して伝達関数を実施すると、フィルタ150の出力はゼロになる。0039フィルタ150の出力を用いて、PIDコントローラ152からのコントローラ信号を改変する。この状況ではフィルタ150の出力がゼロなので、PIDコントローラ152からのコントローラ信号は変化しない。そのため、測定振動子142の周波数は、参照線172に関連する周波数に維持される。したがって、測定振動子142がセンサ118の共振周波数を中心とするときには、PIDコントローラ152によって生成されるコントローラ信号に変化はない。0040測定振動子142の周波数がセンサ118の共振周波数よりも低いとき、例えば図5および図7に示すように、測定振動子142の周波数は、参照線190に関連する周波数であり、測定振動子142の電圧194は下降部分166に関連する最小値よりも大きな値になる。0041この状況では、制御信号170が参照線174のところの基底値から参照線176のところの最大値に増加すると、測定振動子142の共振周波数は、参照線190に関連する周波数から参照線192に関連する周波数に増加する。したがって、測定振動子142の電圧の測定値194は、まず初期値V01から下降部分166に関連する最小値まで減少する。0042しかし、制御信号170は、電圧の測定値194が下降部分166に関連する最小値に減少した後でも増加し続ける。したがって、電圧194は増加し始める図7参照。制御信号170が参照線176のところの最大値から参照線182のところの基底値まで減少すると、測定振動子142の共振周波数は、参照線192に関連する周波数から参照線190に関連する周波数に減少する。したがって、電圧194はV01未満に減少し、次いで増加してV01に戻る。0043次いで、制御信号170は、参照線182のところの基底値から最小値まで減少し、その後、参照線184のところの基底値に戻る。したがって、測定振動子142の共振周波数は、参照線190で示す周波数から参照線196で示す周波数に減少する。そのため、電圧194は最大値まで増加し、次いでV01に戻る。この段階全体を通じて、電圧194はV01よりも大きい。0044上記の状況では、図5に示すように、参照線174から参照線182までの利得194の平均値はわずかに正になるが、参照線182から参照線184までの利得194の平均値は大きく正になる。そのため、位相補正された低周波信号を用いる伝達関数によって上記で論じたやり方で生成される全体信号は大きな負の信号になる。したがって、フィルタ150の出力は負になる。0045次いで、フィルタ150の負の出力を用いて、測定振動子142の共振周波数が下降部分166の極小値に関連する周波数に向かって増加するようにPIDコントローラ152からのコントローラ信号を改変する。そのため、測定振動子142がセンサ118の共振周波数未満の周波数を中心とする場合、PIDコントローラ152によって生成されるコントローラ信号は、測定振動子142をより高い周波数に向かって制御する。0046これに対して、測定振動子142の周波数が、例えば図5および図8に示すように、センサ118の共振周波数よりも高い場合、測定振動子142の周波数は参照線200に関連する周波数であり、測定振動子142の電圧204は下降部分166に関連する最小値よりも大きな値になる。0047この状況における測定振動子142は、図7の状況とは異なり、下降部分166の最小値の右側の下降部分の部分で動作している。そのため、制御信号170が参照線174のところの基底値から参照線176のところの最大値まで増加すると、測定振動子142の共振周波数は、参照線200に関連する周波数から参照線202に関連する周波数に増加する。したがって、測定振動子142の電圧の測定値204は、この段階の間中、常に初期値V02よりも大きくなる方向に変化する。制御信号170が減少して参照線182のところの基底値に戻ると、電圧204はV02に減少する。0048制御信号170は、参照線182のところの基底値から最小値まで減少し続ける。したがって、測定振動子142の共振周波数は、参照線200で示す周波数から下降部分166に関連する最小値に減少する。制御信号170は、電圧の測定値204が下降部分166に関連する最小値に減少した後でも減少し続ける。したがって、電圧204は、制御信号170が最小値に達する前に増加し始める。次いで、制御信号170は増加して基底値に戻り、電圧204はV02未満になり、次いで増加してV02に戻る。0049この状況では、参照線174から参照線182までの利得204の平均値は、図5で示すように大きな正の値になるが、参照線182から参照線184までの利得204の平均値はわずかに正となる。そのため、位相補正された低周波信号を用いる伝達関数によって上記で論じたやり方で生成される全体信号は大きな正の信号になる。したがって、フィルタ150の出力は正になる。0050次いで、フィルタ150の正の出力を用いて、測定振動子142の共振周波数が減少するようにPIDコントローラ152からのコントローラ信号を改変する。そのため、測定振動子142がセンサ118の共振周波数よりも高い周波数を中心とした場合、PIDコントローラ152によって生成されるコントローラ信号は、測定振動子142をより低い周波数に向かって制御する。0051このように、電子アセンブリ120は測定振動子142をセンサLCタンクの共振周波数に自動的に制御するが、センサLCタンクの共振周波数はセンサコンパートメント112内の圧力の変化とともに変動する。したがって、センサLCタンクの共振周波数と同じである測定振動子142の周波数は、周波数カウンタ156によって特定され、別のシステムまたはコンポーネントへの出力に利用し得る。0052周波数カウンタ156は、正確な周波数決定を容易にするために水晶発振器などの精密周波数基準を含み得る。あるいは、可変キャパシタ140のキャパシタ値を用いて測定振動子142の周波数を特定し得る。スイッチトキャパシタアレイを可変キャパシタ140として用いる場合には、キャパシタ値はデジタル値として利用可能である。この実施形態では、基準周波数は必要とされない。0053したがって、センサアセンブリ100は、センサコンパートメント112内の過酷な温度あるいは液体または気体であり得る流体から電子アセンブリ120を保護しながら、センサコンパートメント112内の圧力に関連するデータを提供する。0054これに対して、センサ118は、センサコンパートメント112内に配置され、そのため、潜在的に過酷な環境に暴露される。センサ118は、パッシベーション層、保護ゲルなどの被覆によって保護し得る。一実施形態では、このセンサは、刺激性の媒体からの悪影響に耐える材料だけを用いて形成される。このような材料には、シリコン、白金、および金が含まれる。0055図2の実施形態では、センサコイル124は、温度の関数として抵抗率の変化を示す材料でできている。温度依存性の抵抗値を有する材料を用いると、コイル124の温度を確定することができる。0056温度の特定は、測定振動子142がコイル124の共振周波数で、または少なくとも下降部分166の範囲内にあるときの電子アセンブリ120の動作を観察することによって行われる。一手法では、低周波信号が印加されたときの測定振動子142の電圧の測定値の変化を特定する。図4を参照して上記で論じたように、下降部分166は、コイル124のインピーダンスがコイル130に反射することによって生じる。そのため、下降部分の形状は、センサ118のQ値に逆比例するコイル124のインピーダンスの関数であり、コイル124のインピーダンスはコイル124の温度に応じて変化する。具体的には、コイル124のインピーダンスが増加すると、下降部分166の周波数幅が広がり、下降部分166の深さが浅くなる。0057したがって、測定振動子142に印加される低周波信号によって生じる変化など、周波数の既知の変化の場合、インピーダンスが増加すると、電圧変化の振幅がより小さくなることが測定振動子142について観察される。したがって、変移する電圧の振幅変化は、センサ118の温度を示すことになる。0058あるいは、測定振動子142の電圧を用いることができる。具体的には、フィルタ150からのフィルタ済み信号である下降部分166の最小値はコイル124のインピーダンスに関連するので、観察される最小電圧の変化はセンサ118の温度を示すことになる。0059温度に加えて他のメカニズムもセンサアセンブリ100の正確さに影響を及ぼし得る。1つのこのようなメカニズムは、センサアセンブリ100の電圧の測定値が周波数に依存する場合である。例えば、図4でわかるように、電圧は、ほぼ参照線162および164のところでピークになり、下降部分166内に降下するだけでなく、参照線164に関連する周波数よりも高い周波数および参照線162に関連する周波数よりも低い周波数で降下する。したがって、測定振動子142が下降部分166に関連する周波数で動作していない場合、測定振動子142は、下降部分166内に入らないことがある。したがって、センサアセンブリ100が、確実に下降部分166内で動作し、線160に沿った別の場所では動作しないことを保証するアルゴリズムまたは他のメカニズムが提供されることが好ましい。0060さらに、センサアセンブリ100が可変キャパシタ140に低周波信号を印加すると、得られる電圧または利得は最終的にPIDコントローラ152に伝達され、その結果、加算器154からの制御信号が改変される。ここで、この低周波信号はセンサアセンブリ100にいくらかの量のノイズを付加する。図9に示すシステム210はこのタイプのノイズを低減する。0061システム210は、測定振動子212および制御システム214を含む。測定振動子212は、1次コイル216および可変キャパシタ218を含む。システム210はさらに、キャパシタ220、利得可変相互コンダクタンス増幅器可変利得演算相互コンダクタンス増幅器gvOTA222、および自動利得制御部224を含む。gvOTA222は、フィードバック電圧制御電流源として機能する。フィードバック電圧制御は、可変キャパシタ218およびキャパシタ222からなる容量性分圧器によって行われる。0062動作においては、制御システム214は、gvOTA222の利得を制御することによってシステム210の振幅を一定に維持する。そのため、制御システム214が周波数の減少を検出すると、可変キャパシタ218の容量を減少させる信号が可変キャパシタ218に提供される。したがって、測定振動子212の共振周波数は増加し、測定振動子212を駆動するのに必要とされる電流は小さくなる。同時に周波数が改変され、可変キャパシタ218とキャパシタ220の間の電圧は、可変キャパシタ218の容量が減少しているので減少する。0063この減少した電圧をgvOTA222が感知して、AGC224に提供される電流を小さくする。このように、強制的にAGC224を動作させてgvOTA222の電流出力を減少させるのではなく、可変キャパシタ218の容量の改変が、測定振動子212の共振周波数を変化させ、gvOTA222の電流出力も減少させるように機能する。したがって、低周波信号を導入することに関連するノイズが低減される。0064センサ100用に選択されたコンポーネントは、センサ100の正確さに影響を及ぼす他のメカニズムに関連し得る。例えば、可変キャパシタ140/220はバラクターダイオード可変容量ダイオードバリキャップとし得る。デジタル制御システムを用いることができるようにバラクターダイオードシステム内にデジタルアナログコンバータDACを組み込むことができる。別の実施形態では、可変キャパシタ140/220にスイッチトキャパシタ技術を採用する。スイッチトキャパシタシステムは、2値重み付けキャパシタ例えばC-2C構成を組み込むことができる。単位キャパシタをさらに組み込んで整合問題を最小限に抑えることができる。0065しかし、2値重み付けC-2Cシステムは、容量の望まれない充電および放電が生じ得る。例えば、キャパシタアレイが全域値の半値に近づき、それを通過すると、半値に近づいたときに全域値を示す小さなキャパシタが放電し、システムが全域値の半値未満になったときに充電されない最大のキャパシタが充電される。そのため、振幅制御AGCにより、一般にセンサ信号に影響を及ぼすノイズが導入されることになる。0066キャパシタ関連ノイズを低減する一手法は、図10に示すスイッチトキャパシタ230などのスイッチトキャパシタを組み込むことである。スイッチトキャパシタ230は、復号器232、複数のスイッチングトランジスタ234、およびそれぞれの複数の単位キャパシタ236を含む。各スイッチングトランジスタ234は復号器232を介して個々に制御される。そのため、スイッチトキャパシタ230は、デジタル的に実装される制御部から直接制御し得る。0067スイッチングトランジスタ234はN-MOSトランジスタとし得る。例として、スイッチングトランジスタ234は、図示しないウェル内に配置し得る。このウェルには、抵抗値を減少させることによって、スイッチングトランジスタが最適に利用される電圧でバイアスをかけることができる。スイッチングトランジスタのゲート電圧を制御するためのレベルシフタを組み込むことによりシステムの抵抗値を減少させる。0068スイッチトキャパシタシステムでは、非可変キャパシタ例えば、キャパシタ220の両端の電圧は、可変キャパシタのスイッチングトランジスタの閾値電圧よりも小さくなければならない。図11に、非可変キャパシタ280の電圧を良好に制御するシステムを示す。図11の測定振動子250は、gvOTA252、OPA254、およびPIDOPA256を含む。gvOTA252の一方の入力第3の入力258は定電圧源に接続される。図11に、このような電圧源の一実施形態をOPA262の出口260として示す。OPA262の一方の入力264には、抵抗器266および抵抗器268によって実現される分圧器によってバイアスがかけられる。OPA262の他方の入力270は、キャパシタ272を介してOPA262の出力260に接続されて電圧フォロワボルテージフォロワを形成する。キャパシタ272は任意選択であり、典型的には、選択されたOPA262が特定の回路に対して所望どおりに強力でも高速でもない場合に用いられる。0069gvOTA252の第2の入力274には、可変キャパシタ276によって実現される容量性分圧器によってバイアスがかけられる。可変キャパシタ276は、VDD2におけるウェル内の複数のスイッチトキャパシタの1つであるスイッチ278と、キャパシタ280とを含む。抵抗器282は、gvOTA252の入力258と入力274の間でキャパシタ280と並列になっている。可変キャパシタ276およびキャパシタ280はコイル284と並列になっている。コイル284は、コイル124などのセンサコイルと結合する1次コイルとして機能する。コイル284測定振動子L-Cタンクの一方の側はgvOTA252の出力286に接続され、測定振動子コイル284又は測定振動子L-Cタンクの他方の側はgvOTA252の出力288に接続される。0070gvOTA252の出力288はさらに、N型トランジスタ第1のトランジスタ290およびP型トランジスタ第2のトランジスタ292に接続される。N型トランジスタ290は、キャパシタ第1のキャパシタ296を充電するように構成され、弱い電流源298はキャパシタ296と並列に配置されてキャパシタ296を放電させる第1の供給源フォロワ。P型トランジスタ292は、OPA254の入力300に接続され、さらにキャパシタ第2のキャパシタ302を放電させるように構成される。弱い電流源304は、キャパシタ302と並列に配置されてキャパシタ302を充電する第2の供給源フォロワ。0071この実施形態のOPA254の出力306は、OPA254の第2の入力308に接続され、かつ、抵抗器310を介して、PIDOPA256の第2の入力312に接続される。PIDOPA256の出力314は、キャパシタ316および抵抗器318を介してPIDOPA256の第2の入力312に接続される。PIDOPA256の出力314は、gvOTA252の利得も制御する。0072トランジスタ290/292、キャパシタ296/302、および電流源298/304は、PIDOPA256の入力294にgvOTA252の最大電圧出力を印加し、OPA254の入力300にgvOTA252の最小電圧出力を印加するように構成される。こうした電圧の印加が実現するのは、トランジスタ290がキャパシタ296を急速に充電し、電流源298がキャパシタ296をゆっくりと放電させるからである。したがって、入力294に接続されるキャパシタ296は、gvOTA252の最大出力電圧からトランジスタ290の閾値電圧を引いた電圧に維持される。0073これに加えて、トランジスタ292はキャパシタ302を急速に放電させ、電流源304はキャパシタ302をゆっくりと充電する。したがって、入力300に接続されるキャパシタ302は、gvOTA252の最小出力電圧にトランジスタ292の閾値電圧を加えた電圧に維持される。あるいは、PIDOPA256の入力294にgvOTA252の最大電圧出力を印加し、OPA254の入力300にgvOTA252の最小電圧出力を印加するサンプルホールド回路を備えてもよい。0074したがって、整合したキャパシタ296および302の電圧で動作すると、コイル284ならびにキャパシタ276および280を備える測定振動子のピークツーピーク電圧は、トランジスタ290/292の平均閾値と等しくなる。このように、トランジスタ290/292の閾値は、スイッチ278の両端に印加される所望の電圧を確立するように選択し得る。さらに、キャパシタ276とキャパシタ280の間の電圧のDC部分は抵抗器282によって確立される。一実施形態では、抵抗器282は高オーム抵抗器である。あるいは、弱い電流源を用いて、キャパシタ276とキャパシタ280の間で所望の電圧を確立してもよい。0075上記で特定したものに加えて、上記の回路にいくつかの改変を組み込むことができる。例として、OPA256を中心としたPIDコントローラ回路をPIコントローラ回路に置きかえることができる。それに加えて、調整可能なコントローラを用いて、特定のセンサコイルまたは周波数範囲に対してセンサシステム250を最適化することができる。gvOTA252は、異なるセンサ要素または温度領域で用いるためにセンサシステム250を最適化する利得範囲スイッチング機能を備えることもできる。それに加えて、特定の応用例のために他のコンポーネントをセンサシステム250に組み込むことができる。例えば、線形化回路を組み込んでgvOTA252の電圧利得を線形化することができる。0076理想的な状況では、gvOTA252を含めることにより、周波数に無関係な応答が得られる。しかし、典型的には、gvOTAは何らかの周波数依存特性を示す。例えば、gvOTAの利得は、典型的には、高周波域で減衰する。したがって、高周波域では測定振動子はより大きな利得を必要とする。図12のセンサシステム350はこの影響を低減する。0077センサシステム350は、システム250と同じコンポーネントの多くを含むので、システム250のコンポーネントと同様に番号を付ける。システム250とシステム350の1つの差異は、gvOTA252の代わりに、システム350はgvOTA352を含むことである。gvOTA352は、システム250の入力258および274と同様に構成される入力354および356を含む。ただし、gvOTA352の出力358は、入力354には接続されない。これに加えて、gvOTA352は、2つの追加の入力である入力360および362を含む。入力360は出力358に接続され、入力362および入力354はLCタンクの下側のレッグに接続され、このレッグでの電圧はOPA262の出力260によって確立される。0078そのため、gvOTA352の構成は、gvOTA352内で入力間の差動電圧が所望どおりの固定比または可変比で加算されるように改変されている。一実施形態では、gvOTA352の入力は、図13に示す、規定されたトランジスタ比を有する並列の2つの入力トランジスタ対を採用する標準差動N-MOS入力段として構成される。図13の入力部370は、入力段トランジスタ372、374、376、および378を含む。0079入力トランジスタ372および378は一方の入力対として構成され、入力トランジスタ374および376は第2の入力対として構成される。これら対になったトランジスタ372、374、376、および378によって生成される信号は、差動増幅器段のドレイン接続部で加算される。この加算の際の比は、入力トランジスタ相互のW/L比によって定義されるものである。例として、トランジスタ374の入力の幅がトランジスタ372の入力の幅の2倍である長さは同じ場合、トランジスタ374の入力における信号は、トランジスタ372の入力に対する入力信号よりも2倍大きく増幅される。したがって、gvOTA352の利得は、C1/C2の比およびトランジスタ372の入力とトランジスタ374の入力のW/Lを選択することによって確立し得る。0080容量性分圧器可変キャパシタ276の利得も、システム350ではトリミング可能なキャパシタ可変コンデンサ又はトリマコンデンサであるキャパシタ400によって調整することができる。図14に、キャパシタ400の容量を変化させることの効果を示す。図14は、コイル284とセンサコイルの間に結合がない状態のgvOTA352の利得と周波数の関係を示すグラフである。測定振動子周波数応答曲線404、406、408、410、および412は、小さい値曲線404からより大きい値まで繰り返し容量を変化させる効果を反映しており、曲線412は最高値を表す。0081このように、キャパシタ400は、測定振動子周波数応答を、負の傾き曲線404から実質的に平ら曲線410に、そして正の傾き曲線412に改変し得る。傾き410に関連する容量を選択し、コイル284をコイル124に結合することによって、図15の測定振動子周波数応答曲線416が得られる。このように、所望の傾きを選択して、コイル284がコイル124などのセンサコイルに結合するときに所望の動作特性を得ることができる。0082本発明を例示システムコンポーネントの説明によって示し、様々なコンポーネントをかなり詳細に説明してきたが、出願人は添付の特許請求の範囲をこのような細部に限定または制限することを意図するものではない。追加の利点および改変が当業者には容易に想起されよう。したがって、本発明は、その最も広範囲な態様において、上記で示し説明した特定の細部、実装形態、または例示実施例に制限されるものではない。したがって、出願人の全体的な発明の概念の趣旨または範囲から逸脱することなく、このような細部からの逸脱が可能である。