"マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において,前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと,前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ,各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と,前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と,前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて,前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し,前記適応等化回路は,前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと,前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。請求項1において,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,受信信号のパスの到来角と電力とを推定し,前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。請求項2において,前記等化パス設定ユニットは,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し,前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。請求項3において,前記等化パス設定ユニットは,前記主波の到来角と,前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。請求項4において,前記等化パス設定ユニットは,前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が,前記適応等化回路の等化能力を超えないように,前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。請求項1において,前記遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角が,前記主波の到来角と基準角度以上異なる場合は,前記ウエイト制御部は,前記複数のアンテナの受信信号に代えて,前記複数の適応等化回路の出力信号に基づいて,前記重み係数を生成する受信装置。マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において,前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと,前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と,前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて,前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し,前記適応等化回路は,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。請求項7において,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,受信信号のパスの到来角と電力とを推定し,前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。請求項8において,前記等化パス設定ユニットは,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し,前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。請求項9において,前記等化パス設定ユニットは,前記主波の到来角と,前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。しかしながら,単に空間ダイバーシチと適応等化器とを組み合わせただけでは,それぞれが独立して動作する。そのため,希望波の到来角に近い干渉波を等化する場合,空間ダイバーシチ合成処理がその干渉波を抑圧しようとし,同時に希望波も抑圧してしまい,全体の等化性能の劣化を招く場合がある。また,適応等化器が,空間ダイバーシチ合成処理で等化できる干渉波をも抑圧しようとし,干渉波を完全に抑圧できず,全体の等化性能の劣化を招く場合もある。そこで,本発明の目的は,等化性能を向上させた受信装置を提供することにある。受信装置の第1の側面は,マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において,前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと,前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ,各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と,前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と,前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて,前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し,前記適応等化回路は,前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと,前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する。受信装置の第2の側面は,マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において,前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと,前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と,前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて,前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し,前記適応等化回路は,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する。第1,第2の側面によれば,空間ダイバーシチ合成部と適応等化回路とが連携しあって動作するので,干渉波の等化性能を向上させることができる。図1は,OFDMの1つの伝送シンボルを示す図である。OFDMシンボルは,有効シンボルSYMと,その有効シンボルSYMの後部の一部の信号T-GIを有効シンボルSYMの先頭部にコピーしたガードインターバルH-GIとで構成される。OFDMシンボルの時間長は,有効シンボルSYMの時間TとガードインターバルH-GIの時間TGIとの合計時間になる。OFDMは,互いに周波数が直交関係する多数のサブキャリアを伝送するデータによって変調し,それらの変調波を多重して伝送する変調方式である。OFDMでは,直交性を利用して多数のサブキャリアを並列に送信することで伝送速度をあげることができるほか周波数選択性フェージングの影響を受けにくくすることができる。さらに,図1のように,有効シンボルSYMの後部の信号T-GIの複製をガードインターバル信号H-GIとして有効シンボルSYMの前に付加してOFDMシンボルを構成することにより,ガードインターバル区間の時間TGI以下の遅延時間のマルチパス受信信号に対してシンボル間干渉を生じることなく,復調処理を行うことができる。OFDM以外の,前述したOFDMA,SC-OFDM,SC-FDMA方式も同様である。しかし,現在の地上デジタル放送の前提となっている単一周波数ネットワークSFN:SingleFrequencyNetworkなどの環境下において,このガードインターバルの時間TGIを超える遅延広がりが発生すると,受信性能が大きく劣化する。たとえば,地上波デジタル放送の場合,隣接エリアからの放送波を受信した場合には,シンボル間干渉を起こす干渉波として受信することがある。図2は,マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。図2では,ベースステーションBSからモバイルステーションMSに3つのパスで受信信号が届いている。3つのパスの受信信号のうち,最も電力が大きい受信信号が主波MWであり,周りの建物などで反射して主波MWとは異なるパスで遅延波d1とd2とが移動局MSに届いている。そして,主波MWに対して,遅延波d1は遅延時間Td1だけ遅れて受信され,遅延波d2は遅延時間Td2だけ遅れて受信される。図2に示されるとおり,遅延波d1は,遅延時間Td1がガードインターバルの時間TGI以内であるので,FFTウインドウ内に隣接するシンボルのデータが入らない。したがって,シンボル間干渉ISI:InterSymbolInterferenceは発生しない。しかし,遅延波d2は,遅延時間Td2がガードインターバルの時間TGIを超えているので,シンボルNの主波MWのFFTウインドウ内に隣のシンボルN-1が含まれてしまい,シンボル間干渉が発生し,復調が困難になる。図3は,空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。アダプティブアレイアンテナは,複数のアンテナを空間的に,例えば1/2波長,離して設け,例えば2つのアンテナが受信した受信波の位相を可変減衰器や移相器によって同位相にすることで,その受信波のパスの方向に指向性を持たせることができビームステアリング,逆に逆位相にすることでその受信波のパスの方向にヌル点ヌルステアリングを作り出すことができる。図3Aに示すとおり,このビームステアリングによる指向性ビームを,図2の主波MWと遅延波d1の到来角に向けることで希望波を受信し,ヌルステアリングによる指向性ヌル点の方向を干渉波の到来角に向けることで干渉波を減衰させることができる。図3Aの例では,2つの希望波の到来角と1つの干渉波の到来角とが充分に離れているため,アンテナのビーム解像度で両者を分離することができる。つまり,アダプティブアレイアンテナの指向性ビームまたはヌル点の形成を各パスに対して適切に行うことで,マルチパスダイバーシティとすることができ,干渉波を除去することができる。ただし,図3Bのように,希望波の到来角と干渉波の到来角とが近接してアンテナのビーム解像度で分離できない場合がある。このようにアレイアンテナのビーム解像度未満の近接する角度で干渉波が到来する場合は,空間ダイバーシチ合成によっても干渉波を減衰させることができない。アダプティブアレイアンテナの空間分解能は,アンテナの配置や本数に依存し,アンテナ本数が多いほど指向性ビームの分解能が高まり干渉波の抑制効果が強まる傾向を有するが,アンテナ本数が増えると回路規模が増大してしまい,本数には自ずと限界がある。さらに,アダプティブアレイアンテナでは,ビームステアリングとヌルステアリングの合計数である自由度は,アンテナの数に依存している。上記のようにアンテナの数が限られている場合は,この自由度にも限界がある。そのため,アンテナの自由度を超えたパスから受信信号が到来する場合は,全てのパスの受信波に対してビームステアリングまたはヌルステアリングのいずれかを割り当てることができなくなり,干渉波を減衰させることが困難になる。図4は,空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第1の受信装置の構成図である。この受信装置は,N個のアンテナAT1ATNを有し,各アンテナ毎に,受信波の周波数をダウンコンバートする高周波回路RFと,ベースバンド信号をアナログデジタル変換するAD変換器ADCと,受信信号x1xNに含まれる希望波hDからGI時間を超える遅延時間τを有する干渉波hIを減衰させる適応等化器適応等化回路とを有する。さらに,受信装置は,適応等化部10内の各適応等化器の出力信号x1’xN’に重み係数w1wNを乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と,その重み係数を生成するウエイト制御部14とを有する。空間ダイバーシチ合成部16の出力信号yは,OFDM復調部18にて,FFT処理され,各サブキャリアが復調され送信データが抽出される。適応等化部10内の各適応等化器では,複数個,例えば4個,の適応等化器が並列に設けられ,各適応等化器には異なる遅延時間τが設定される。この遅延時間τをガードインターバル時間を超えて均等に設定することで,様々な遅延時間を有する干渉波を同時に抑圧することができる。また,並列に設けられた複数の適応等化器に,干渉波の遅延時間を個別に設定することで,等化すべきパスの干渉波を有効に等化抑圧することができる。また,ウエイト制御部14は,指向性ビームを設定する角度情報などの拘束条件CHが与えられ,空間ダイバーシチ合成部16の入力信号x1’xN’と,出力信号yとから,ウエイト係数w1wNを求める。空間ダイバーシチ合成部16は,このウエイト係数を入力信号x1’xN’に乗算して,指向性ビーム以外の角度に存在する干渉波を効果的に抑圧する。図4の受信装置では,各適応等化器10が,希望波hDからGI時間を超える遅延時間τを有する干渉波hIを抑圧し,空間ダイバーシチ合成部16が,適応等化器が抑圧できない干渉波を抑圧する。適応等化器10と空間ダイバーシチ合成部16とが適切に動作することで,互いのメリットを引き出して,干渉波を適切に抑圧することが望まれる。図5は,空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第2の受信装置の構成図である。この受信装置では,N個のアンテナAT1ATN,高周波回路RF,AD変換器ADCを有し,さらに,受信信号x1xNに重み係数w1wNを乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と,その重み係数を生成するウエイト制御部14と,空間ダイバーシチ合成部16の出力信号yに含まれている遅延波や先行波を等化する適応等化器10Aと,OFDM復調部18とを有する。つまり,空間ダイバーシチ合成部16の後段に適応等化器10Aが設けられている。図5の受信装置でも,空間ダイバーシチ合成部16が,適応等化器が抑圧できない干渉波を抑圧し,互いのメリットを引き出して,干渉波を適切に抑圧することが望まれる。[第1の実施の形態]しかしながら,図4の受信装置では,各適応等化器10の制御は,適応等化器の入力信号xと出力信号x’に基づいて行われ,各適応等化器は入力信号xに含まれるGI区間を超える遅延時間の干渉波を等化し,一方で,空間ダイバーシチ合成部16の制御は,空間ダイバーシチの入力信号x’と出力信号yに基づいて行われ,空間ダイバーシチ合成部16は,希望波の角度情報などの拘束条件CHに基づく指向性ビームを設定され,希望波の角度から離れた角度の干渉波を等化する。そのため,適応等化器の制御に用いる信号xx’は,共に,空間ダイバーシチ合成部の処理後の情報を含まないため,適応等化器は,空間ダイバーシチの動作とは関係なく,全ての干渉波を除去するように制御される。一方,空間ダイバーシチの制御に使用する信号x’yは,両者ともに適応等化器を通過した後の信号であるので,適応等化器により等化できなかった信号を除去する。このように,図4の受信装置では,適応等化器と空間ダイバーシチ合成部はお互いに連携せず,適応等化器が先に優先して等化処理を行う。そのため,干渉波電力が大きい場合など適応等化器で干渉波抑圧効果が見込めない環境下では,適応等化器が干渉波を十分に等化できず,その適応等化器の出力信号に対して空間ダイバーシチ合成部が拘束条件に基づいて干渉波を等化すべく指向性ビームを設定するため,干渉波の抑圧性能が劣化するという問題がある。図6は,第1の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置は,図4と同様に,N個のアンテナAT1ATN,高周波回路RF,AD変換器ADCを有し,さらに,各ADCが出力する受信信号x1xNそれぞれに含まれる長遅延時間の干渉波を抑圧する複数の適応等化器を有する適応等化部10と適応等化部10内の各適応等化器の出力信号x1’xN’に重み係数w1wNを乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と,その重み係数を生成するウエイト制御部14とを有する。また,図6の受信装置は,受信信号x1xNから希望波である主波の到来角やGI区間を超える干渉波の遅延情報などを推定する等化パス設定ユニット12を有する。等化パス設定ユニット12は,主波や干渉波の到来角に基づきウエイト拘束条件CHをウエイト演算部14に設定する。拘束条件Cは,指向性を固定したい方向を示す方向行列,拘束条件Hは,その方向のゲインを示す拘束ベクトルである。さらに,図6の受信装置では,適応等化器10は,アンテナAT1ATNによる受信信号,つまり適応等化器の入力信号xと,空間ダイバーシチ合成部の出力信号yとにより制御され,一方,空間ダイバーシチ合成部16は,アンテナAT1ATNによる受信信号,つまり適応等化器の入力信号xと,空間ダイバーシチ合成部の出力信号yとにより制御される。すなわち,適応等化器の制御に用いるレファレンス信号として,空間ダイバーシチ後の情報を含む空間ダイバーシチ合成部の出力信号yを使用するため,適応等化器では空間ダイバーシチで抑圧されない干渉波を優先的に抑圧する。一方,空間ダイバーシチ合成部の制御に用いる信号としてアンテナの受信信号xを使用するため,受信信号xに含まれる全干渉波の中から空間ダイバーシチで抑圧効果が十分見込める干渉波を優先的に抑圧する。このように,図6の受信装置は,図4の受信装置と比較すると,空間ダイバーシチ制御の優先度が強まり,図4では適応等化器と空間ダイバーシチとで等化できず,希望波を適切に取得することができなかったマルチパスモデルにおいても,十分な干渉波抑圧効果を得ることができる。図7は,図4と図6の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。図8は,マルチパスのモデルを示す図である。ここで例示するマルチパスのモデルは,希望波である主波と3波の干渉波1~3が存在する4パスモデルであり,3波の干渉波の等化が行われる。図8中に示されるとおり,干渉波3波の前提として,干渉波13は希望波の到来角に近い方向から到来するため空間ダイバーシチによる等化は不可であり,一方,干渉波2は希望波の到来角から遠い方向から到来するため空間ダイバーシチによる等化は可能とする。まず,図4では適応等化器の制御はその入力信号xと出力信号x’を用いて行い,その制御が適応等化器で閉じている。そのため,各適応等化器では,前述のとおり並列に設けられた適応等化器が干渉波1~3を全て等化しようとする。ところが,干渉波3波の合計電力が適応等化器の等化許容値を超えている場合,等化誤差が発生する場合がある。等化誤差が発生した場合,干渉波123を全て等化することができない。その結果,空間ダイバーシチは出力信号x’内に残っている干渉波1~3の抑圧を行うことになる。しかし,空間ダイバーシチは希望波である主波の到来角方向に指向性ビームメインローブが設定されているため,干渉波2は抑圧されるものの,主波と到来角が近い干渉波13は抑圧されず,それらの干渉波が残ってしまう。このように,図4では全干渉波が抑圧できない場合がある。これに対して,本実施の形態の図6の受信装置では,各適応等化器が空間ダイバーシチ後の出力信号yを使用して適応等化フィルタのタップ係数を演算するため,空間ダイバーシチで抑圧することが難しい干渉波1と干渉波3を優先的に等化する。一方,空間ダイバーシチでは,適応等化前のアンテナの受信信号xと空間ダイバーシチ後の信号yを使用してウエイト係数を演算するため,適応等化前のアンテナの受信信号xに含まれ空間ダイバーシチで等化可能な等化が十分見込まれる大電力の干渉波2を優先的に等化する。そして,適応等化器10は,空間ダイバーシチにより干渉波2が等化された信号yを使用してフィルタの係数を演算することで,残った干渉波13を優先して等化する。後述するとおり,空間ダイバーシチのウエイト係数演算部では,希望波の到来角方向に指向性を有する複数組のメインローブのウエイト係数のうち,干渉波抑制により電力低下が大きいメインローブを生成するウエイト係数が演算される。したがって,空間ダイバーシチが大電力の干渉波2が含まれている受信信号xを参照して制御されることで,干渉波2が効果的に抑圧される。このように,図6の受信装置では,適応等化器と空間ダイバーシチとが互いに連携しあって,それぞれで効果的に抑圧等化できる干渉波をそれぞれ選択して抑圧する。その結果,図6の受信装置は,干渉波抑圧性能が図4の受信装置より向上している。[第2の実施の形態]図5の受信装置では,空間ダイバーシチの制御は,空間ダイバーシチの入力信号x1xNと出力信号yを用いて行われる。この入力信号x1xNはアンテナの受信信号である。一方,適応等化器の制御は,適応等化器の入力信号,つまり空間ダイバーシチの出力信号yと適応等化器の出力信号y‘を用いて行われる。空間ダイバーシチの制御に用いる信号xyは,共に,適応等化器の処理後の情報を含まないため,空間ダイバーシチは適応等化器の動作と関係なく干渉波の等化を行う。一方,適応等化器の制御に用いる信号yyは,共に,空間ダイバーシチ後の信号であるので,適応等化器では空間ダイバーシチで抑圧できなかった干渉波を除去する。このように,図5の受信装置では,空間ダイバーシチと適応等化器とはお互いに連携せず,空間ダイバーシチが先行して干渉波を抑圧する制御を行う。そのため,空間ダイバーシチで抑圧効果が見込めない干渉波を含むマルチパスのモデル,例えば希望波と干渉波の到来角が近い環境下などでは,干渉波抑圧性能が劣化する。図9は,第2の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置では,空間ダイバーシチのウエイト係数の演算に空間ダイバーシチの入力信号xと適応等化器の出力信号y’を用い,一方,適応等化器のフィルタ係数の演算に適応等化器の入力信号yと出力信号y’を用い,それぞれの制御を行う。空間ダイバーシチに用いるレファレンス信号yは適応等化器10の処理後の情報を含むため,空間ダイバーシチ合成部16は,適応等化器で抑圧できなかった干渉波を優先的に抑圧する。一方,適応等化器10では,空間ダイバーシチで等化できなかった干渉波を抑圧する。このように,空間ダイバーシチの制御は適応等化後の信号y’を用いるため,適応等化器10で等化されない干渉波を空間ダイバーシチ16で優先的に等化する。一方で,空間ダイバーシチ後の信号yにより制御される適応等化器10では,空間ダイバーシチで抑圧されなかった干渉波を優先的に等化する。すなわち,制御信号の配置を変えることで,空間ダイバーシチ及び適応等化器のそれぞれが,効果的に抑圧できる干渉波を選択し干渉波の抑圧するようになる。図10は,図5と図9の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。ここで例示するマルチパスのモデルも,図8のモデルである。まず,図5の受信装置では,空間ダイバーシチの制御は,その入力信号xと出力信号yに基づいて行われ,空間ダイバーシチで閉じている。そのため,空間ダイバーシチは全ての干渉波123を抑圧しようとする。干渉波13は希望波である主波と到来角が近く,空間ダイバーシチによる希望波主波の方向を指向するメインローブでは,それらの干渉波13を完全に等化することができない。さらに,空間ダイバーシチが希望波主波に近い干渉波13を抑圧しようとした影響で,希望波主波自身も抑圧してしまう。そのため,適応等化器が,空間ダイバーシチで抑圧しきれなかった干渉波13を等化したとしても,希望波主波が抑圧された分だけ受信装置としての性能が劣化してしまう。それに対して,図9の本実施の形態の受信装置では,まず適応等化器10が,空間ダイバーシチ後の信号yを用いて等化の制御を行うため,空間ダイバーシチで抑圧できない干渉波13を優先的に抑圧するように動作する。一方で,空間ダイバーシチ16は,適応等化後の信号y’を用いて等化の制御をするため,適応等化器で抑圧していない干渉波2を優先的に等化する。つまり,適応等化後の信号y’では,干渉波13が優先的に抑圧されているので,空間ダイバーシチ合成部は大電力の干渉波2を効果的に抑圧する。しかも,空間ダイバーシチでは,適応等化器で抑圧された小電力の干渉波13に対しては抑圧しようとせず,希望波である主波に指向するメインローブが干渉波13を除外する歪んだ形状にはならず,主波の電力が抑圧されることはない。言い換えると,空間ダイバーシチ合成部16は,干渉波13が適度に抑制された信号y’を参照してウエイト係数wを演算するので,大電力の干渉波2を主として抑圧するメインローブを生成するので,希望波主波の電力が抑圧されることはない。このように,第2の実施の形態の受信装置では,適応等化器と空間ダイバーシチがそれぞれ効果的に抑圧等化できる干渉波をそれぞれ選択し,選択した干渉波を抑圧するため,図5の受信装置より干渉波抑圧性能が向上する。[実施の形態における適応等化器]次に,第1,第2の実施の形態の受信装置内の適応等化器の構成について説明する。図11は,適応等化器の構成図である。適応等化器10は,先行波を等化する先行波等化フィルタ30とそれにTAP係数Wを与えるTAP係数演算部31と,遅延波を等化する遅延波等化フィルタ32とそれにTAP係数Wを与えるTAP係数演算部33とを有する。そして,先行波等化フィルタ30とTAP係数演算部31に先行波の遅延量である先行波TAP位置情報τpreが設定され,同様に,等化波等化フィルタ32とTAP係数演算部33に遅延波TAP位置情報τpostが設定される。これにより,等化前信号X1は,先行波等化フィルタ30により,設定された遅延量を有する先行波である干渉波が等化され信号E1=X2が出力される。さらに,この信号X2は,遅延波等化フィルタ32により,設定された遅延量を有する遅延する遅延波である干渉波が等化され信号E2が出力される。図11のTAP係数演算部31は,等化前信号X1とレファレンス信号Rとに基づいて後述する演算を行い先行波等化フィルタ30のTAP係数を演算する。同様に,TAP係数演算部33は,等化前信号X2とレファレンス信号Rとに基づいて遅延波等化フィルタ32のTAP係数を演算する。図6の第1の実施の形態では,レファレンス信号Rは空間ダイバーシチ合成部16の出力信号yであり,等化前信号X1は受信信号xである。一方,図9の第2の実施の形態では,レファレンス信号Rは等化器10の出力信号y’であり,等化前信号X1は受信信号xである。図12は,遅延波等化フィルタ32の構成図である。図13は,先行波等化フィルタ30の構成図である。そして,図14は,係数演算部33,31の構成図である。係数演算部31,33の構成は同等であり,入力される信号が異なるだけである。以下,これらのフィルタの動作について順に説明する。図12の遅延波等化フィルタ32は,等化前信号X2から遅延波レプリカ信号Yを生成し,減算器320によりX2Yの演算を行って等化前信号X2に存在する遅延波を除去する。主波に対する遅延波の遅延量である遅延波位置情報τpostは,可変遅延量設定レジスタ325に設定される。そして,可変遅延回路321と,4つの遅延回路を有するシフトレジスタ322と,5つのタップ信号にTAP係数値Wをそれぞれ乗算する乗算器323と,乗算結果を累積する加算器324とによって,レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部325には,シフトレジスタ322の中央タップまでの遅延時間N2が遅延量τpostから減算された遅延量τpostN2が設定される。遅延波等化フィルタ32は,フィードバック系のIIRInfiniteImpulseResponseの構成を有し,以下に説明するように,レプリカ信号生成ユニットが主波MWから遅延波のレプリカ信号を生成し,そのレプリカ信号からさらに遅延波のレプリカ信号を生成し,それが永遠に行われる。図15は,遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X2には,最大電力の主波MWと,それから遅延時間τpostだけ遅れた遅延波d1が含まれているとする。この遅延波d1が干渉波の場合に等化されるべき遅延波として選択される。まず,等化前信号X2は,可変遅延回路321により遅延量τpostN2だけ遅延されて,シフトレジスタ322に入力される。このタップ数Nは,例えばインパルス応答の主波MWなどが有する所定の時間幅に対応する。したがって,中央のタップの遅延時間がτpostに合致する。そして,遅延された等化前信号X2にTAP係数値Wが乗算器323により乗算され,加算器324により合成されて遅延波レプリカ信号Yが生成される。この遅延波レプリカ信号Yは,図15に示されるとおり,等化前信号X2の主波MWと遅延波d1をそれぞれτpost遅延させTAP係数を乗算して生成された2つの信号MWRd1Rとを有する。ここで,レプリカ信号YのMWRとその遅延波d1は同相同振幅の関係であり,減算器320により等化前信号X2からレプリカ信号Yを減算することにより遅延波d1を除去することができる。減算処理後の等化後信号E2は,図15に示されるとおり,主波MWと主波から2τpostだけ遅延した信号d1Rで構成される。ただし,減算器320で減算されたレプリカ信号Yから,レプリカ生成ユニットのフィードバック処理により更にレプリカ信号のレプリカ信号MWR2d1R2を有する2次のレプリカ信号Y2が生成され,このレプリカ信号Y2を減算することで等化後信号E2に含まれていた信号d1Rが除去される。上記のように,レプリカ信号の生成と減算とが永遠に繰り返されることにより,等化後信号E2には主波MWのみが残ることになる。なお,等化すべき遅延波を複数にするためには,可変遅延量設定レジスタ325と,レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路321とシフトレジスタ322と乗算器323と積分器324とを,等化すべき遅延波の数だけ,並列に設ける。そして,並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが,それぞれの等化すべき遅延波を除去するためのレプリカ信号を生成し,等化前信号X2からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器320により減算すればよい。この場合,並列に設けられた複数の回路にそれぞれ設定する複数の遅延時間τpostを,等間隔の異なる時間に設定することで,GI区間を超える遅延波全てを等化することができる。図13の先行波等化フィルタ30は,等化前信号X1を可変遅延回路301で時間DMAXτN2だけ遅延させた信号から先行波レプリカ信号Yを生成し,一方,等化前信号X1を固定遅延回路306でDMAX遅延させた遅延信号Dを生成し,減算器300によりDYの演算を行って等化前信号X1の遅延信号Dに存在する先行波A1を除去する。主波に対する先行波の遅延量である先行波位置情報τpreは,可変遅延量設定部305に設定される。そして,可変遅延回路301と,4つの遅延回路を有するシフトレジスタ302と,5つのタップ信号にTAP計数値Wをそれぞれ乗算する乗算器303と,乗算結果を累積する加算器304とによって,レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部305では,固定遅延量DMAXから先行波位置情報τpreを減じ,さらにシフトレジスタ302の中央タップまでの遅延時間N2が減算された遅延量DMAXτpreN2が設定される。先行波等化フィルタ30は,フィードフォワード系のFIRFiniteImpulseResponseの構成を有し,以下に説明するように,レプリカ信号生成ユニットが主波MWをDMAXτpre遅延させて生成した先行波のレプリカ信号Yを生成し,等化前信号X1をDMAX遅延させた遅延信号Dからそのレプリカ信号を減算する。FIRでは有限長のインパルス応答しか実現できないため,遅延波等化器のIIRのように先行波成分を完全に等化することができない。図16は,先行波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X1には,最大電力の主波MWと,それから遅延時間τpreだけ先行した先行波A1が含まれているとする。この先行波A1が干渉波の場合に等化されるべき先行波として選択される。まず最大遅延量DMAXは,先行波A1がとりうる遅延量τpreの最大値に設定される。つまりDMAXτpreである。そして,等化前信号X1には,先行波A1と主波MWとが含まれている。レプリカ信号生成ユニットは,可変遅延回路301と,シフトレジスタ302と,乗算器303と,加算器304で構成される。可変遅延回路301により等化前信号X1がDMAXτpreだけ遅延されてシフトレジスタ302に入力される。シフトレジスタ302の5つのタップの信号にTAP係数値Wが乗算器303にて乗算され,合成される。これにより,等化前信号X1に含まれていた主波MWと先行波A1とをそれぞれDMAXτpreだけ遅延してTAP係数値により波形整形された信号A1RMWRを有する先行波レプリカ信号Yが生成される。一方,固定遅延回路306が等化前信号X2をDMAX遅延させて遅延信号Dを生成される。ここで,この遅延信号Dの先行波A1とレプリカ信号YのMWRとが同じ時間となっており,MWRが先行波A1と同相同振幅になるような,TAP係数値を設定することにより,減算器300により先行波A1はレプリカ信号MWRの減算により除去される。ただし,先行波レプリカ信号内の先行波A1から生成されたレプリカ信号A1Rも,減算器300により減算されるため,等化後信号E1に含まれたままとなる。よって,等化後信号E1には,主波MWとレプリカ信号A1Rとが含まれ,レプリカ信号A1Rは除去されない。なお,等化すべき先行波を複数にするためには,可変遅延量設定レジスタ305と,レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路301とシフトレジスタ302と乗算器303と積分器304とを,等化すべき先行波の数だけ,並列に設ける。そして,並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが,それぞれの等化すべき先行波を除去するためのレプリカ信号を生成し,等化前信号X1を遅延させた遅延信号Dからそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器300により減算すればよい。この場合,最大遅延量DMAXは,全ての先行波の遅延時間の最大値に設定される。この場合,並列に設けられた複数の回路にそれぞれ設定する複数の遅延時間τpreを,等間隔の異なる時間に設定することで,GI区間を超える先行波全てを等化することができる。図14の係数演算部3133は,等化前信号Xを可変遅延量先行波ならDMAXτpre,遅延波ならτpost遅延させる可変遅延回路310と,シフトレジスタ311と,等化後信号Eの複素共役を生成する複素共役生成回路312と,5つの乗算器313と,5つの減算器314と,5つの積分回路315とを有する。この係数演算には,最小2乗平均誤差MMSEを基準としたLMSアルゴリズムが使用されており,下記のような処理によりTAP係数値Wが生成される。入力信号Xの希望波主波とリファレンス信号Rの遅延波のタイミングを可変遅延回路310で同期させたあと,乗算器313で積算を行い,減衰器314にて一定量β減衰させ,積分回路315にて積分し,TAP係数wの更新を行う。この処理を式で書くと下記のようになる。遅延波の場合:WWβXR先行波の場合:WWβXRここで,βは減衰量である。上記式は,MMSE基準のLMSアルゴリズムの式であり,上式を元にTAP係数Wを更新させることで,レファレンス信号Rの干渉波成分を徐々に小さくできる。図11の適応等化器の構成から明らかな通り,先行波等化フィルタ30の等化前信号X1は等化器を通過していないので遅延はなく,一方,レファレンス信号Rは先行波等化フィルタ30により固定遅延DMAXだけ遅延している。したがって,先行波等化回路側のTAP係数演算部31では,等化前信号X1の主波とレファレンス信号Rの先行波との遅延時間を合わせるために,可変遅延回路310に遅延量DMAXτpreを設定して,等化前信号X1の主波をDMAXτpre遅延する。一方,遅延波等化回路側のTAP係数演算部33については,等化前信号X2もレファレンス信号Rも両方とも固定遅延DMAXだけ遅延している。したがって,遅延波等化回路側のTAP係数演算部33では,等化前信号X2の主波とレファレンス信号Rの遅延波との遅延時間を合わせるために,可変遅延回路310に遅延量τpostを設定して,等化前信号X2の主波をτpost遅延する。なお,レファレンス信号Rは,適応等化器による等化後の信号であれば良く,等化器通過後の信号であれば,他の処理が入っていても良い。係数演算部3133は,遅延波等化フィルタの場合は,可変遅延回路310にはτpostの遅延量が設定され,等化前信号Xが遅延される。また,等化後信号Eレファレンス信号Rの複素共役信号と,シフトレジスタ311の遅延された等化前信号Xとが,乗算器313で乗算され相関値が求められる。そして,減衰器314において,相関値とステップ幅である減衰量βとの乗算が行われ,その乗算結果が積分回路315に出力される。積分回路315では乗算結果を積分することによりTAP係数値Wが生成される。なお,減衰器314のステップ幅はできるだけ小さくすることで係数の発散を回避できるが,その分係数が収束するまでの時間が長くなる。積分回路315では,等化前信号Xと等化後信号Eであるレファレンス信号Rの相関値を打ち消す方向にTAP係数値Wが生成される。例えば,この等化前信号Xの遅延信号は,図12中に破線MWdで示されている。また,等化後信号Eレファレンス信号R内の未だ等化されていない遅延波信号d1も図12中に破線で示されている。つまり,係数演算部33では,遅延された主波MWdと未だ等化されていない遅延波信号d1との相関値がとられ,積分回路315で減衰された相関値が積分されて,未等化の遅延波信号d1がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の遅延波信号d1がゼロになると,相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。したがって,理想的なTAP係数が形成されるためには,一定の時間を要する。係数演算部3133は,先行波等化フィルタの場合は,可変遅延回路310にはDMAXτpreの遅延量が設定され,等化前信号Xが遅延される。また,等化後信号Eレファレンス信号Rの複素共役信号と,シフトレジスタ311の遅延された等化前信号Xとが,乗算器313で乗算され相関値が求められる。そして,減衰器314で一定量減衰された相関値が積分回路315に蓄積される。この等化前信号Xの遅延信号は,図16中に破線MWdで示されている。また,等化後信号E内の未だ等化されていない先行波信号A1も図16中に破線で示されている。つまり,係数演算部31では,遅延された主波MWdと未だ等化されていない遅延波信号A1との相関値がとられ,積分回路315で減衰された相関値が積分されて,未等化の先行波信号A1がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の先行波信号d1がゼロになると,相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。同様に,理想的なTAP係数が形成されるためには,一定の時間を要する。前述のとおり,先行波等化フィルタ30,遅延波等化フィルタ32が,複数の先行波または遅延波を等化する場合は,前述のとおり複数のレプリカ生成ユニットが並列に設けられるので,この係数演算部もそれに対応して複数設けられ,それぞれに対応するレプリカ生成ユニットにTAP係数が与えられる。[実施の形態における空間ダイバーシチ合成部のウエイト制御部]図17は,空間ダイバーシチ合成部のウエイト係数を演算するウエイト制御部の構成図である。空間ダイバーシチのウエイト演算アルゴリズムには様々な方法が考えられる。本実施の形態では,ウエイト制御部14は,指向性ビームであるメインローブの形状を指定できる方向拘束付き最小化法DCMPDirectionallyConstrainedMinimizationofPowerによりウエイト係数を演算する。DCMP法については,非特許文献1,2,3,4に記載されている。等化パス設定ユニット12が,受信信号x1xNから希望波である主波の到来角やGI区間を超える干渉波の遅延情報などを推定する。主波の到来角の方向に指向性を持つメインローブの方向が設定され,且つ,空間ダイバーシチ合成部の出力電力が最小になるメインローブを設定するウエイト係数が演算される。ウエイト制御部14には,等化パス設定ユニット12により指向性を固定したい方向を示す方向行列Cと,その方向のゲインを示す拘束ベクトル行列Hとが設定される。そして,DCMP法では,CTwHを満たす複数のウエイト係数wのうち,出力電力Pが最小化するウエイトベクトルwを演算する。つまり,主波の到来角の方向に指向性を有するビームのうち,等化後の合計出力電力が最小になるビームを設定するウエイト係数が演算される。なお,CTはCの転置行列である。このことは,図8において,破線のメインローブが,主波のみを含むようにするか,主波に到来角が近接する干渉波13も含むようにするかにより,空間ダイバーシチ後に残る干渉波に違いが生じることを示唆している。上記のDCMP法によるウエイトベクトルwを導出する式は,次の通りである。wGwμXyF式1ここで,GとFは次式のとおりである。GEC1CTFC1Hw:ウエイトベクトルX:入力信号y:レファレンス信号出力信号μ:ステップサイズ減衰量1より十分小さな値E:単位行列C:方向行列H:拘束ベクトルである。図17のウエイト制御部14は,ベクトルF演算回路141,行列P演算回路142,乗算器143,144,146,減算器145,加算器147,レジスタ148を有する。まず,乗算器143が,入力信号ベクトルXとレファレンス信号y図6の場合とを積算して相互相関ベクトルrXyを求める。そして,乗算器144が相互相関ベクトルrにステップサイズμを積算し,減算器144が現在のウエイトベクトルwtとの差Jを次の通り求める。JwμXy一方,等化パス設定ユニット12から供給された方向行列Cと拘束ベクトルHから,ベクトルF演算回路141と行列P演算回路142が,ベクトルFと行列Gとを次のように演算する。GEC1CTFC1Hこの行列PとベクトルFには,方向行列C及び拘束ベクトルHの拘束条件が含まれている。そこで,乗算器146と加算器147により以下の演算が行われて,ウエイトベクトルwが求められる。これは,前述の式1と同じである。wGJFGwμXyF上記の入力信号Xは,空間ダイバーシチ合成前の各アンテナの信号であり,アンテナと空間ダイバーシチ合成部との間に他の処理が行われていてもよい。同様に,レファレンス信号出力信号yは,空間ダイバーシチ合成後の信号であり,他の処理が行われていても良い。第1の実施の形態の受信装置の場合なら,入力信号Xは適応等化器の各出力信号x’であり,レファレンス信号yは空間ダイバーシチ合成部の出力信号である。一方,第2の実施の形態の受信装置なら,入力信号Xはアンテナの各受信信号xであり,レファレンス信号yは適応等化器の出力信号y’である。[等化パス設定ユニット]図18は,等化パス設定ユニットの構成図である。等化パス設定ユニット12は,適応等化器で透過する干渉波の設定や,空間ダイバーシチの拘束条件である方向行列Cと拘束ベクトルHの設定を行う。等化パス設定ユニット12は,各アンテナの受信信号x1xNから各アンテナの遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定部121と,各アンテナの遅延プロファイルから主波と先行波や遅延波などの干渉波の各パスを推定するパス推定部122と,遅延プロファイル推定部121が検出した位相情報から各パスの到来角を推定する到来方向推定部123と,パス推定部122からの各パスの遅延量τや各パスの電力と,到来方向推定部123からの各パスの到来角情報とから拘束条件CHや適応等化器の遅延量τなどを設定する等化パス設定部124とを有する。第1,第2の実施の形態の受信装置では,適応等化器10はGI区分を超える複数の異なる遅延時間τpostτpreが並列に設けられた等化フィルタと係数演算部とに設定されて,GI区分を超える遅延時間を持つ干渉波を一律に等化する。そして,等化パス設定ユニット12は,拘束条件CHを空間ダイバーシチ合成部のウエイト制御部14に設定する。そして,図6の実施の形態では,適応等化器10が,空間ダイバーシチ合成部16により等化された信号yをレファレンス信号Rとして使用するので,大電力の干渉波2を除く干渉波13を適応等化器10が適切に等化する。一方,図9の実施の形態では,適応等化器10が,空間ダイバーシチ合成部16により等化された信号yをレファレンス信号Rとして使用するので,大電力の干渉波2を除く干渉波13を適応等化器10が適切に等化し,さらに,空間ダイバーシチ合成部16のウエイト制御部14が適応等化器10の出力y’をレファレンス信号Rとして使用するので,適応等化器で等化されていない干渉波2を適切に等化する。[第3の実施の形態の等化パス設定ユニット]ただし,干渉波の電力が大きい場合,適応等化器ではその大電力の干渉波を適切に等化できない場合がある。そこで,第3の実施の形態における受信装置では,受信信号xから推定したパス遅延量,パス電力,各パスの到来角などから,空間ダイバーシチ合成部や適応等化器それぞれで抑圧すべき干渉波を予め選択し,遅延時間τ,拘束条件によりそれぞれに設定する。たとえば,各パスの到来角情報から希望波に近い干渉波を選択し,その干渉波を適応等化器に割り当てる。また,各パスの電力値から適応等化器では等化できないほどのパス電力の場合は,希望波から離れた到来角の干渉波は空間ダイバーシチで等化するように割り当てる。図8に示したパスモデルの場合であれば,希望波である主波と到来角が近い干渉波13は適応等化器にそれらの遅延時間τを設定し,大電力の干渉波2は空間ダイバーシチ側で等化するようにする。図6,図9のように適応等化器と空間ダイバーシチ合成部のレファレンス信号を互いに干渉し連携し合うようにした構成において,このような事前の設定を行うことで,互いの連携動作がより相乗される。また,主波と到来角が近い干渉波13の合計電力が適応等化器で等化できないほど大きい場合は,より主波に近い干渉波1だけを適応等化器10に設定し,残った干渉波23は空間ダイバーシチ合成部で等化するようにする。図19は,第3の実施の形態における等化パス設定ユニットの設定方法を示すフローチャート図である。等化パス設定部124は,パス推定部122と到来方向推定部123からパス遅延量τi,パスの電力Pi,パスの到来角θiを取得するS1。そして,パス電力値から最も大きい電力をもつ入力信号を主波に選択し,主波のパス電力Pd,到来角θdを設定するS2。主波からGI区分以上遅延又は先行する波は等化すべき干渉波である。そこで,等化パス設定部124は,主波の到来角θdから基準角θ未満の近い到来角θiを有する干渉波を検出しS3,主波と基準角θ未満の近い到来角を有する干渉波の遅延量τi,パス電力Pi,到来角θiを,適応等化器で等化すべき干渉波の遅延量τe,パス電力Pe,到来角θeとして記録するS4。また,基準値θより遠い到来角を有するパスは,空間ダイバーシチで等化する干渉波となるS5。図8の例で説明すると,主波に近い到来角を有する干渉波13は適応等化器により等化すべき干渉波に設定され,主波から遠い到来角を有する干渉波2は,適応等化器に設定されず,もっぱら空間ダイバーシチ合成部により等化される。しかし,適応等化器で等化するように設定された干渉波13の合計電力が,適応等化器の能力を超える場合は,基準角度θをより小さく再設定して,工程S3から繰り返されるS6。その結果,図8の例では,主波により近い到来角を有する干渉波1だけが適応等化器により等化すべき干渉波に設定され,主波から遠い到来角を有する干渉波2に加えて比較的遠い到来角を有する干渉波3は,適応等化器に設定されず,もっぱら空間ダイバーシチ合成部により等化される。工程S6で,適応等化器で等化するように設定された干渉波のパス電力量Peの合計が,適応等化器の能力を超えない場合は,等化パス設定部124は,主波の方向及び等化器で等化するように設定された干渉波の方向θeにメインローブが設定されるように,空間ダイバーシチのウエイト制御部への拘束条件CHを演算するS7。さらに,適応等化器で等化する干渉波の遅延量τeと主波の遅延量τdとの差をとり,適応等化器のTAP遅延量τpreτpostを求め,適応等化器のTAP係数演算回路に設定するS8。これにより,空間ダイバーシチ合成部16は,主波の方向のメインローブを設定し,干渉波23を等化する。干渉波3がメインローブに含まれるようにするか否かは,受信装置の任意である。適応等化器は,前述するとおり複数組の等化フィルタと係数演算部を有する。第3の実施の形態では,適応等化器で等化すべき干渉波の遅延時間が,各組の等化フィルタと係数演算部に設定される。等化すべき干渉波の数が組数より少ない場合は,遅延時間が設定されなかった等化フィルタと係数演算部は,非動作状態に制御される。[第4の実施の形態における受信装置]図20は,第4の実施の形態における受信装置の構成図である。適応等化器10と空間ダイバーシチ合成部16は,図6の第1の実施の形態の受信装置と同じである。そして,適応等化器10の制御に各アンテナの受信信号xと空間ダイバーシチ合成部の出力信号yとを利用することも,第1の実施の形態と同じである。ただし,空間ダイバーシチ合成部16のウエイト制御部14が参照する信号は,各アンテナの受信信号xと適応等化器10の出力信号x’のいずれかに切り替え制御される。適応等化器で等化するよう設定された干渉波の到来角が主波の到来角から基準角以内に近接している場合は,第1の実施の形態と同様に,各アンテナの受信信号xが選択され,近接していない場合は適応等化器10の出力信号x’が選択される。そのために,レファレンス信号選択部15が,等化パス設定ユニット12からの切替信号に応じて,各アンテナの受信信号xまたは適応等化器10の出力信号x’を,ウエイト制御部14に供給する。後述するシミュレーション結果から明らかな通り,主波の到来角に近接する干渉波は,空間ダイバーシチのレファレンス信号として各アンテナの受信信号xを選択する構成のほうがより抑圧することができ,逆に,主波の到来角に近接しない干渉波は,適応等化器10の出力信号x’を選択する構成のほうがより抑圧することができる。したがって,上記のように空間ダイバーシチへの入力側のレファレンス信号を切り替えることにより,干渉波を等化する性能を向上させることができる。[シミュレーション結果]シミュレーションにより,地上波デジタル放送のISDBTモード3,いわゆるフルセグに対する受信性能を比較した。シミュレーションの伝搬路モデルは,希望波1波,干渉波1波の2パスモデルであり,希望波到来角は60°に固定し,干渉波到来角θは横軸方向に振っている。縦軸は所要CNRであり,所要CNRはBER104を達成するときのCNR値で定義している。図21は,第1,第4の実施の形態図6,図20の受信装置の性能と,図4の受信装置の性能と,空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。図21では,まず,希望波到来角に近い60°付近を比較すると,空間ダイバーシチのみでは所用CNRが上昇していることが分かる。これは,希望波の到来角に近い干渉波は空間ダイバーシチで抑圧できないためである。一方,空間ダイバーシチと適応等化器を使用する図4の受信装置では希望波の到来角θ60°では干渉波が除去できているが,希望波に近い到来角が50°70°では逆に所用CNR値が上がっていることが分かる。これは,適応等化器と空間ダイバーシチがうまく連携していないためである。それに対して,図6,図20の受信装置の場合は,希望波の到来角近傍を除く到来角の干渉波が,図4の受信装置よりも十分に抑圧されて,所要CNRは3dB程度改善していることが分かる。これは,適応等化器と空間ダイバーシチとがうまく連携しているからである。図22は,第2の実施の形態図9の受信装置の性能と,図5の受信装置の性能と,空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。図21と同様に,図9の受信装置は,空間ダイバーシチのみの受信装置や図5の受信装置に比較すると,希望波の到来角60°近傍の干渉波が効果的に抑圧されている。特に第2の実施の形態の受信装置では,到来角50°,70°の干渉波の所要CNRが,図5の受信装置よりも5dB程度向上している。なお,図21のシミュレーション結果によれば,希望波の到来角60°の近傍の到来角50°,70°の干渉波については,図6の第1の実施の形態の受信装置のほうが,図20の第4の実施の形態の受信装置レファレンス信号に適応等化器の出力x’を利用する例よりもより等化できているが,希望波の到来角から遠い到来角10°などの干渉波については,逆に,図20の第4の実施の形態の受信装置レファレンス信号に適応等化器の出力x’を利用する例のほうが,図6の第1の実施の形態の受信装置よりもより等化できている。以上の通り,本実施の形態における受信装置では,適応等化器と空間ダイバーシチ合成部とが互いに連携しながらそれぞれで等化できる干渉波を選択して等化しているので,干渉波をより抑圧することができる。以上の実施の形態をまとめると,次の付記のとおりである。付記1マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において,前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと,前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ,各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と,前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と,前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて,前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し,前記適応等化回路は,前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと,前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。付記2付記1において,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,受信信号のパスの到来角と電力とを推定し,前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。付記3付記2において,前記等化パス設定ユニットは,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し,前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。付記4付記3において,前記等化パス設定ユニットは,前記主波の到来角と,前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。付記5付記4において,前記等化パス設定ユニットは,前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が,前記適応等化回路の等化能力を超えないように,前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。付記6付記1において,前記遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角が,前記主波の到来角と基準角度以上異なる場合は,前記ウエイト制御部は,前記複数のアンテナの受信信号に代えて,前記複数の適応等化回路の出力信号に基づいて,前記重み係数を生成する受信装置。付記7マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において,前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと,前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と,前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて,前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し,前記適応等化回路は,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと,前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。付記8付記7において,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,受信信号のパスの到来角と電力とを推定し,前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。付記9付記8において,前記等化パス設定ユニットは,さらに,前記複数のアンテナの受信信号に基づいて,前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し,前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。付記10付記9において,前記等化パス設定ユニットは,前記主波の到来角と,前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。付記11付記10において,前記等化パス設定ユニットは,前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が,前記適応等化回路の等化能力を超えないように,前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。付記12付記1または7において,前記適応等化回路は,異なる遅延時間がそれぞれ設定された複数組の等化フィルタと係数演算部を有する受信装置。付記13付記3または9において,前記適応等化回路は,複数組の等化フィルタと係数演算部を有し,前記推定した遅延時間が前記複数組の等化フィルタと係数演算部のいずれかに設定され,前記遅延時間が設定されていない等化フィルタと係数演算部は動作を停止する受信装置。"