"接地導体層と、前記接地導体層の一方側に誘電体層を介して設けられる、1対の伝送線導体と、前記接地導体層と前記1対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の導体膜と、前記接地導体層と前記導体膜とを接続する、バイアホールと、を備え、所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する、差動伝送線路であって、前記1対の伝送線導体が第1の幅で互いに平行してそれぞれ延伸する、直線領域と、前記接地導体層の上方より見て、前記1対の伝送線導体が前記導体膜と平面的に重なるとともに、前記第1の幅より短い第2の幅で互いに平行してそれぞれ延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、帯域阻止フィルタ領域と、を含む、ことを特徴とする、差動伝送線路。前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域における前記1対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線によって貫かれる、ことを特徴とする、請求項1に記載の差動伝送線路。前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域の延伸方向の両端の中心線によって貫かれる、ことを特徴とする、請求項1に記載の差動伝送線路。前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、前記所定のビットレートに対応する周波数の前記差動伝送線路における伝搬波長の0.35倍以下の距離の点を含んでいる、ことを特徴とする、請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路。前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が20GHz以上であり、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、2.8mm以下の距離の点を含んでいる、ことを特徴とする、請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路。前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が10GHz以上であり、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、5.6mm以下の距離の点を含んでいる、ことを特徴とする、請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路。前記接地導体層と前記1対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の他の導体膜と、前記接地導体層と前記他の導体膜とを接続する、他のバイアホールと、をさらに、備え、前記接地導体層の上方より見て、前記1対の伝送線導体が前記他の導体膜と平面的に重なるとともに、前記第1の幅より短い第3の幅で互いに平行して延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、他の帯域阻止フィルタ領域と、をさらに、含む、ことを特徴とする、請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路。前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の一方において、前記所定のビットレートに対応する周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰され、前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の他方において、該周波数の2倍となる周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される、ことを特徴とする、請求項7に記載の差動伝送線路。請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路とを、備える、通信装置。請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光変調器と、を備え、前記光変調器が、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である、ことを特徴とする、通信装置。請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、を備え、前記光送信モジュールが、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である、ことを特徴とする、通信装置。請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の一方の伝送線導体の出力側に、シングルエンド入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、該差動伝送線路の他方の伝送線導体の出力側に電気的に接続される終端抵抗と、を備える、通信装置。請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域とを含む領域を覆う、シールド蓋と、を備える、通信装置。請求項7又は請求項8に記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域及び前記他の帯域阻止フィルタ領域と、を含む領域を覆う、シールド蓋と、を備える、通信装置。近年、装置の小型化や集積化に伴って、許容される不要電磁波の強度はますます小さく、より厳しいものとなっている。差動伝送線路等を金属ケースで覆う従来技術において、不要電磁波の強度を小さくするために、間隙を極めて小さくした金属ケースで差動伝送線路及び駆動回路を覆う必要があり、ケース構造部品の作製に寸法精度の高い加工手段を用いることとなり、ケース構造部品のコスト増加が問題となる。また、金属ケースの内部に配置する電波吸収材料の体積をさらに増加することにより、不要電磁波の強度を小さくすることが可能であるが、比較的高価な電波吸収材料が増加すると、それに伴うコストの増加が問題となる。特許文献1及び非特許文献1に記載された技術では、コモンモードチョークコイルが伝送できる周波数帯域には上限があり,高い周波数あるいは高いビットレートにおけるデジタル伝送は困難である。また、特許文献2に記載された技術では、従来のシンプルな差動駆動ICと比較して、差動増幅ICの回路規模が大きくなり、ICサイズの大型化及びICの消費電力の増大が問題となる。本発明は、係る事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、コスト増大を抑制しつつ、差動伝送信号を出力する駆動回路のスイッチングノイズに起因する不要電磁波の放射が抑制される、差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置を提供することにある。1上記課題を解決するために、本発明に係る差動伝送線路は、接地導体層と、前記接地導体層の一方側に誘電体層を介して設けられる、1対の伝送線導体と、前記接地導体層と前記1対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の導体膜と、前記接地導体層と前記導体膜とを接続する、バイアホールと、を備え、所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する、差動伝送線路であって、前記1対の伝送線導体が第1の幅で互いに平行してそれぞれ延伸する、直線領域と、前記接地導体層の上方より見て、前記1対の伝送線導体が前記導体膜と平面的に重なるとともに、前記第1の幅より短い第2の幅で互いに平行してそれぞれ延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、帯域阻止フィルタ領域と、を含む、ことを特徴とする。2上記1に記載の差動伝送路であって、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域における前記1対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線によって貫かれていてもよい。3上記1に記載の差動伝送線路であって、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記帯域阻止フィルタ領域の延伸方向の両端の中心線によって貫かれていてもよい。4上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、前記所定のビットレートに対応する周波数の前記差動伝送線路における伝搬波長の0.35倍以下の距離の点を含んでいてもよい。5上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が20GHz以上であり、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、2.8mm以下の距離の点を含んでいてもよい。6上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記差動伝送信号のコモンモードが減衰される帯域の中心周波数が10GHz以上であり、前記接地導体層の上方より見て、前記バイアホールの断面は、前記駆動回路の出力端子より、5.6mm以下の距離の点を含んでいてもよい。7上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路であって、前記接地導体層と前記1対の伝送線導体との間に設けられる、所定の形状の他の導体膜と、前記接地導体層と前記他の導体膜とを接続する、他のバイアホールと、をさらに、備え、前記接地導体層の上方より見て、前記1対の伝送線導体が前記他の導体膜と平面的に重なるとともに、前記第1の幅より短い第3の幅で互いに平行して延伸し、前記所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかにおける前記差動伝送信号のコモンモードを減衰する、他の帯域阻止フィルタ領域と、をさらに、含んでいてもよい。8上記7に記載の差動伝送線路であって、前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の一方において、前記所定のビットレートに対応する周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰され、前記帯域阻止フィルタ領域と前記他の帯域阻止フィルタ領域の他方において、該周波数の2倍となる周波数における前記差動伝送信号のコモンモードが減衰されていてもよい。9本発明に係る通信装置は、上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路とを、備えていてもよい。10本発明に係る通信装置は、上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光変調器と、を備え、前記光変調器が、差動入力のコモンモード動作に対し開放端であってもよい。11本発明に係る通信装置は、上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の出力側に、差動入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、を備え、前記光送信モジュールが、差動入力のコモンモード動作に対し開放端であってもよい。12本発明に係る通信装置は、上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、該差動伝送線路の一方の伝送線導体の出力側に、シングルエンド入力端子が電気的に接続される、光送信モジュールと、該差動伝送線路の他方の伝送線導体の出力側に電気的に接続される終端抵抗と、を備えていてもよい。13本発明に係る通信装置は、上記1乃至3のいずれかに記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域とを含む領域を覆う、シールド蓋と、を備えていてもよい。14本発明に係る通信装置は、上記7又は8に記載の差動伝送線路と、前記駆動回路と、前記駆動回路と、前記差動伝送線路の前記帯域阻止フィルタ領域及び前記他の帯域阻止フィルタ領域と、を含む領域を覆う、シールド蓋と、を備えていてもよい。本発明により、コスト増大を抑制しつつ、差動伝送信号を出力する駆動回路のスイッチングノイズに起因する不要電磁波の放射が抑制される、差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置が提供される。本発明に係る実施形態について、以下に、詳細な説明をする。ただし、以下に示す図は、あくまで、各実施形態の実施例を説明するものであって、図の大きさと本実施例記載の縮尺は必ずしも一致するものではない。[第1の実施形態]本発明の第1の実施形態に係る差動伝送線路及び通信装置について説明する。図1は、本発明の第1の実施形態に係る通信装置100のブロック図である。当該実施形態に係る通信装置100は、駆動集積回路1ドライバICと、CDRClockDataRecovery機能を有する送信用CDR集積回路2及び受信用CDR集積回路3と、受信回路4と、送信回路5と、制御部11と、伝送装置13とを、備えている。また、通信装置100は、伝送装置13に接続されている。駆動集積回路1と受信回路4との間に、伝送路が配置される。ここで、後述する通り、伝送路は、差動伝送線路6を含んでいる。さらに、送信用CDR集積回路2と駆動集積回路1との間に、送信側差動出力伝送線路7が配置され、伝送装置13と送信用CDR集積回路2との間に、送信側差動入力伝送線路8が配置される。シリアルデータである電気出力信号が、伝送装置13より送信用CDR集積回路2へ、差動伝送信号として送信側差動入力伝送線路8上を伝送される。送信用CDR集積回路2が電気出力信号に波形整形などを加えたCDR機能後に、送信側差動出力伝送線路7を介して、電気出力信号が、駆動集積回路1へ伝送される。駆動集積回路1が、電気出力信号を増幅して、差動伝送線路6などの伝送路を介して、電気出力信号が受信回路4へ伝送される。ここで、駆動集積回路1は、シリアルデータ信号を増幅する駆動回路である。通信装置100のデジタル変調が二値の振幅変調であり、そのビットレートが10Gbit/sである場合、駆動集積回路1は10Gbit/sのビットレートで駆動する駆動回路である。そして、駆動集積回路1により、そのビットレートに対応する周波数である10GHzの自然数倍、すなわち、10GHz、20GHz...の周波数の不要電磁波が発生する。また、ここで、駆動集積回路1はドライバICであるが、駆動回路はドライバICに限定されることはなく、所定のビットレートで駆動する駆動回路であればよい。受信用CDR集積回路3と送信回路5との間に、伝送線路が配置され、伝送線路は、受信側差動入力伝送線路9を含んでいる。さらに、伝送装置13と受信用CDR集積回路3との間に、受信側差動出力伝送線路10が配置される。送信回路5が出力する電気信号が伝送路を伝送し、受信側差動入力伝送線路9上を差動信号として、受信用CDR集積回路3へ伝送される。そして、受信用CDR集積回路3に入力される電気入力信号に波形整形などを加えた後に、電気入力信号が受信側差動出力伝送線路10上を伝送装置13へ伝送される。制御部11に、伝送装置13より、デジタル通信インターフェース12を介して、制御信号が入力され、入力される制御信号に基づき、制御部11は、駆動集積回路1、送信用CDR集積回路2、及び受信用CDR集積回路3の駆動制御を行う。なお、当該実施形態に係る通信装置100は、送信用CDR集積回路2と受信用CDR集積回路3が別々に設けられているが、送受信一体型CDR集積回路を備える通信装置であってもよい。図2は、当該実施形態に係る通信装置100の差動伝送線路6付近を示す斜視図である。図2は、図1に波線で囲われる領域IIを示している。図2が示す部分は、通信装置100のシリアルデータである電気信号を伝送する電子回路部分であり、プリント回路基板20上に、前述の集積回路や差動伝送線路が配置されている。本発明の主な特徴は差動伝送線路6の構成にある。差動伝送線路6は、接地導体層110図示せずと、接地導体層110の一方側ここでは上側に誘電体層35図示せずを介して同一層状に設けられる、1対の伝送線導体とで構成される、1対の2本のマイクロストリップ伝送線路である。ここで、1対の伝送線導体とは、第1のストリップ導体101及び第2のストリップ導体102である。さらに、差動伝送線路6の途中に、中間導体膜103とバイアホール104とが配置され、1対の伝送線導体と接地導体層110との間に、共振回路が構成される。図2に示す通り、差動伝送線路6の1対の伝送線導体の一端左端は1対の接続パッドにそれぞれ接続し、接続パッドにおいて駆動集積回路1の1対の送信側差動出力端子23とそれぞれハンダ接続される。また、1対の伝送線導体の他端右端が、FPCFlexiblePrintedCircuits:フレキシブルプリント基板接続端子21に接続される。駆動集積回路1が差動伝送線路6に出力する電気出力信号は、FPC接続端子21に接続されるFPC図示せずを介して、受信回路4図示せずへ伝送される。また、同様に、受信側差動入力伝送線路9の1対の伝送線導体の一端左端は1対の接続パッドにそれぞれ接続し、接続パッドにおいて受信用CDR集積回路の1対の受信側差動入力端子とそれぞれハンダ接続され、1対の伝送線導体の他端右端がFPC接続端子22に接続される。送信回路5図示せずが出力する電気信号は、FPC図示せず上を伝送され、さらに、FPC接続端子22を介して、受信側差動入力伝送線路9上を差動信号として、受信用CDR集積回路3へ伝送される。駆動集積回路1に接続される送信側差動出力伝送線路7の2本の伝送線導体に、DCカット容量24,25がそれぞれ備えられている。同様に、受信用CDR集積回路3に接続される受信側差動出力伝送線路10の2本の伝送線導体に、DCカット容量26,27がそれぞれ備えられている。これらDCカット容量は、例えば、容量値0.1μFの1005サイズの表面実装型キャパシタであるが、必要がない場合には削除してもよい。図3は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の上面図である。図3は、図2に破線で示す領域IIIを示している。差動伝送線路6は、プリント回路基板20上に形成されており、前述の通り、第1のストリップ導体101と、第2のストリップ導体102と、中間導体膜103と、バイアホール104と、接地導体層110とで構成される。また、図3に示す通り、差動伝送線路6は、第1の直線領域SL1直線領域と、帯域阻止フィルタ領域FLと、第2の直線領域SL2とを、含んでいる。図3に示す通り、1対の伝送線導体である、第1のストリップ導体101及び第2のストリップ導体102は、駆動集積回路1の送信側差動出力端子23図示せずが接続される1対の接続パッドより、互いに平行してそれぞれ右方向に延伸している。第1のストリップ導体101と第2のストリップ導体102との間隔S0は、図3に示す通り一定である。ここで、間隔S0とは、1対の伝送線導体それぞれの内縁との距離であり、第1のストリップ導体101の下側縁から、第2のストリップ導体102の上側縁までの距離である。第1のストリップ導体101及び第2のストリップ導体102の幅はそれぞれ等しく、第1の直線領域SL1において、ともに、第1の幅である幅W0である。第1の直線領域SL1と帯域阻止フィルタ領域FLとの間で、右側に延伸するにつれて、当該幅はそれぞれ徐々に短くなり、帯域阻止フィルタ領域FLにおいて、当該幅は、ともに、第2の幅である幅WFである。さらに、帯域阻止フィルタ領域FLと第2の直線領域SL2との間で、右側に延伸するにつれて、当該幅は徐々に太くなり、第2の直線領域SL2において、当該幅は、ともに、第1の幅である幅W0である。また、帯域阻止フィルタ領域FLにおいて、1対の伝送線導体と、接地導体層110との間に、図3に示す通り、所定の形状である矩形状の中間導体膜103が配置され、中間導体膜103と接地導体層110とがバイアホール104によって接続される。接地導体層110の上方より見て、帯域阻止フィルタ領域FLでは、1対の伝送線導体と中間導体膜103とが平面的に重なっている。また、ここで、帯域阻止フィルタ領域FLの延伸方向図の横方向の両端とは、1対の伝送線導体と中間導体膜103と平面的に重なっている領域で、かつ、1対の伝送線導体がともに第2の幅で延伸している部分の両端をいうこととする。図3には、帯域阻止フィルタ領域FLの延伸方向の両端が、それぞれ縦線にて示されている。当該両端の中心線は、図3にIV-IV線として示されている。差動伝送線路6を構成する各部の寸法はプリント回路基板20の層構成、誘電体層35の比誘電率などに応じて設計すれば良いが、その一例を以下に実施例として示す。1対の伝送線導体の間隔S0は0.495mmであり、差動伝送線路6の線路長L0は、接続パットからFPC接続端子21までの距離であり、ここでは14mmである。第1の直線領域SL1及び第2の直線領域SL2における1対の伝送線導体それぞれの幅である第1の幅幅W0は、0.39mmであり、帯域阻止フィルタ領域FLにおける当該幅である第2の幅幅WFは、0.1mmであり、第2の幅は第1の幅より短くなっている。各領域における1対の伝送線導体それぞれの幅は、所望の特性インピーダンスが得られるよう、定められている。ここでは、差動モードにおける特性インピーダンスZdiffが100Ωとなるように定められている。また、前述の通り、帯域阻止フィルタ領域FLにおいて、1対の伝送線導体と、中間導体膜103と、バイアホール104と、接地導体層110とで、共振回路が構成されており、中間導体膜103のサイズとバイアホール104のサイズは、共振回路の共振周波数が所望の値になるよう、定められる。ここでは、共振周波数を21GHz近傍にするべく、中間導体膜103の形状は1.5mm×1.5mmの矩形状とし、その中央に、直径0.2mmのバイアホール104が配置されている。すなわち、接地導体層110の上方より見て、バイアホール104の中心は、帯域阻止フィルタ領域FLの左右両端1対の伝送線導体の延伸方向の両端の中心線上にあり、バイアホール104の断面は、帯域阻止フィルタ領域FLの両端の中心線によって貫かれている。また、接地導体層110の上方より見て、バイアホール104の中心は、帯域阻止フィルタ領域FLにおける1対の伝導線導体の中心線上にあり、バイアホール104の断面は、1対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線によって貫かれている。さらに、差動伝送線路6の一端左端すなわち接続パッドからバイアホール104の中心までの距離Lviaは、2.2mmとなっている。この距離Lviaは、差動伝送線路における伝搬波長λgに対して、周波数19.9GHzにおいて0.26×λg、周波数22.6GHzにおいて0.30×λgに相当する長さである。図4は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の断面図である。図4は、図3に示すIV-IV線における断面を示しており、プリント回路基板20の縦構造を表している。差動伝送線路6は、プリント回路基板20の表面上側の面に形成されている。前述の通り、1対の伝送線導体である、第1のストリップ導体101及び第2のストリップ導体102は、接地導体層110の一方側ここでは上側に、誘電体層35を介して配置されている。さらに、中間導体膜103は、1対の伝送線導体と接地導体層110との間に配置される。誘電体層35は、ガラス布基材とエポキシ樹脂からなる材料によって形成され、ここでは、その材料の比誘電率は3.6である。そして、接地導体層110と1対の伝送線導体との間隔は0.279mmであり、接地導体層110と中間導体膜103との間隔は0.192mmである。なお、これら間隔の値は、中間導体膜103のサイズやバイアホール104のサイズと同様に、共振回路の共振周波数が所望の値になるよう、定められる。1対の伝送線導体、中間導体膜103、及び接地導体層110は、銅箔が積層された後に所望の形状にパターニングして形成される。ここでは、1対の伝送線導体である、第1のストリップ導体101及び第2のストリップ導体102の厚さは、0.053mmであり、中間導体膜103の厚さは0.033mmである。プリント回路基板20において、接地導体層110の下側には、複数の接地導体層31,32,33,34が、誘電体層35を介して配置され、それら接地導体層の間に、導体からなる配線がそれぞれ設けられている。バイアホール104は、中間導体膜103と接地導体層110とを電気的に接続している。図4に示す通り、さらに、バイアホール104は、接地導体層110と、他の接地導体層31,32,33,34とを電気的に接続しており、これら接地導体層は、バイアホール104により、より安定的に接地電圧が維持される。バイアホール104は円筒状の導体であり、ドリルにより形成した穴に銅メッキを施して形成される。バイアホール104は、レーザ加工による貫通穴を利用したレーザバイアホールであってもよい。さらに、プリント回路基板20の上下両側の表面それぞれに、ソルダーレジストと呼ばれる保護膜36が配置されているが、必要がない場合には削除しても良い。ここでは、保護膜36は、比誘電率4.4の材料によって形成されており、厚さは0.082mmである。差動伝送線路6の1対の伝送線導体は、伝送損失軽減の観点から、同一層状に形成されるのが望ましい。さらに、1対の伝送線導体の幅や厚みは、ともに等しいのが望ましい。また、第1のストリップ導体101と第2のストリップ導体との間隔S0は、直線領域においても、帯域阻止フィルタ領域においても、ともに等しく、一定であるのが望ましい。しかし、これに限定されることなく、帯域阻止フィルタ領域における間隔S0が、直線領域における間隔S0と異なっていても構わない。その場合であっても、1対の伝送線導体は、中心線に対して対称的に延伸しているのが望ましい。すなわち、1対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線は直線となっているのが望ましい。また、伝送損失軽減の観点から、バイアホール104の中心は、1対の伝送線導体それぞれの内縁の中心線上にあるのが望ましいが、これに限定されることはない。同様に、バイアホール104の中心は、帯域阻止フィルタ領域の延伸方向の両端の中心線上にあるのが望ましいが、これに限定されることはない。当該実施形態に係る通信装置100は、FPC接続端子21と受信回路4との間を、FPCからなる伝送路を介して、シリアルデータが送信されるとしたが、伝送路はFPCに限定されることはなく、同軸線路やFFCフレキシブルフラットケーブル、撚り対線などであってもよい。それら伝送路に応じて、FPC接続端子21,22は、対応する変換コネクタに変えればよい。また、当該実施形態に係る通信装置100は、FPC接続端子21に接続されるFPCからなる伝送路を介して電気信号としてシリアルデータを送信する通信装置としたが、これに限定されることはない。たとえば、FPC接続端子21に光送信モジュールを、FPC接続端子22に光受信モジュールを接続して、光ファイバからなる伝送路を介して光信号としてシリアルデータを送信する光送受信機と呼ばれる通信装置としてもよい。以上、当該実施形態に係る差動伝送線路6及び通信装置100の構成について、説明した。次に、当該実施形態に係る差動伝送線路6の効果を説明する。図5は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の解析結果を示す図であり、差動伝送線路6の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果である。図5には、コモンモード通過特性Scc21及び差動モード通過特性Sdd21の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード201、差動モード211として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては100Ω、コモンモードに対しては25Ωに設定して解析を行っている。図5に示す通り、差動モード211は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード201は、周波数20.5GHzにおいて-35dBと深いディップを示しており、20.5GHzを中心周波数とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置100において、ビットレートが10Gbit/s、より詳しくは9.95Gbit/s以上11.3Gbit/s以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路1が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数の2倍の周波数19.9GHz以上22.6GHz以下の周波数におけるコモンモードが、差動伝送線路6を伝導伝搬することが阻止され、不要電磁波の低減と伝送信号の信号品位の確保が両立される。前述の通り、コモンモードノイズは、駆動回路が駆動する所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数で発生する。帯域阻止フィルタ領域で構成される共振回路の共振周波数が、所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数に等しいか、その近傍の周波数となるように、中間導体膜やバイアホールを配置すれば、差動伝送線路の帯域阻止フィルタ領域により、所定のビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のコモンモードノイズが軽減される。とくに、コモンモードノイズで問題となるのは、所定のビットレートに対応する周波数1倍や該周波数の2倍となる周波数なので、該周波数か、該周波数の2倍の周波数か、いずれかの周波数のコモンモードノイズが軽減出来るよう、帯域阻止フィルタ領域を備えるのが、さらに望ましい。当該実施形態に係る差動伝送線路6では、接続パッドからバイアホール104の中心までの距離Lviaを2.2mmとしたが、この値に限定されることはなく、次の説明に基づいて得られる範囲の値を選択すればよい。前述の通り、当該実施形態に係る差動伝送線路6の帯域阻止フィルタ領域FLに構成される共振回路により、差動伝送線路6には、周波数20.5GHzを中心周波数とする帯域阻止フィルタ回路特性が得られ、差動伝送線路6の帯域阻止フィルタ領域FLは、この周波数近傍におけるコモンモードノイズの伝導伝搬を阻止するコモンモード帯域阻止フィルタ回路の機能を有している。帯域阻止フィルタ領域FLにおけるコモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心位置はバイアホール104の位置に相当する。駆動集積回路1から見て、差動伝送線路6の、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の以遠の領域第2の直線領域SL2においては、コモンモード信号成分の対応する周波数のノイズが差動伝送線路6を伝導伝搬することが阻止され、差動伝送線路6からの放射損失によって生じる不要電磁波の放射は低減される。一方、駆動集積回路1の送信側差動出力端子23からコモンモード帯域阻止フィルタ回路までの領域における不要電磁波の放射に注目すると、不要電磁波の強度は、それ以遠での電磁放射強度に比較して小さいことが望まれる。コモンモード帯域阻止フィルタ回路は、コモンモード信号に対してその中心周波数共振周波数において短絡するように作用する。単純化したモデルで考えると、駆動集積回路1が出力する差動伝送信号のコモンモード信号成分は、送信側差動出力端子23から、1対の伝送線導体、バイアホール104、及び接地導体層110を経由して、再び駆動集積回路1に戻るというループを描く。このループ経路の長さがもし伝搬波長λgの整数倍に一致した場合、入力インピーダンスが0となり、良好なループアンテナを構成してしまう恐れがある。その場合、差動伝送線路6のうち、送信側差動出力端子23からコモンモード帯域阻止フィルタ回路までの領域第1の直線領域SL1及び帯域阻止フィルタ領域SLにおける放射効率が高まり、不要電磁波の放射が増大してしまう可能性がある。当該ループのループ長は、接続パッドからバイアホール104の中心までの距離Lviaのほぼ2倍の長さであり、Lviaの値としてλg/2の整数倍付近となることは避けるべき事態であることがまず予想される。次に、この経路が入力インピーダンス0の良好なループアンテナを構成したと仮定した場合の電磁放射の強度を、単純なモデルが提供する数式により概算する。このモデルを、ループアンテナモデルとする。理想的なループアンテナが放射する遠方界での最大電界強度Eは、一般に知られている通り、次式で表される。この式を、数式1とする。ここで、Zoは自由空間インピーダンス377Ω、Iはループ電流、Aはループ面積、λgは伝搬波長,Dは観測地点までの距離3mである。当該実施形態に係る差動伝送線路6の場合,接地導体層110から1対の伝送線導体までの誘電体の高さをh0.279mm,接続パッドからバイアホール104の中心までの距離Lviaとすると、ループ経路は高さh,長さLviaの矩形に相当し,そのループ面積Aは、A=h×Lviaと記述できる。また、差動伝送線路6の群速度をvgとすると,伝搬波長周波数fにより変化するλgはvg/fと記述できる。vgは、誘電体層35の比誘電率が一定ならば周波数に依存せず一定値を取り,差動伝送線路6の断面構造より比較的容易に算出できる。当該実施形態に係る差動伝送線路6の構造を有する場合には、vgは1.66×108m/sである。これらの記述を上記数式1に代入すると,次式が得られる。この式を、数式2とする。図6から図8は、当該実施形態に係る差動伝送線路6より放射される不要電磁波の強度の、距離Lvia依存性を示す図である。すなわち、当該実施形態に係る差動伝送線路6に駆動集積回路1より差動伝送信号が出力される場合に、差動伝送線路6より放射される不要電磁波のうち、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数付近における代表的な周波数の不要電磁波の遠方界強度の、距離Lvia依存性を示している。代表的な周波数として、図6は周波数fが19.9GHzである場合について、図7は周波数fが20.6GHzである場合について、図8は周波数fが22.6GHzである場合について、表している。まず、駆動集積回路1のコモンモード出力インピーダンスを25Ω,出力電圧を1Vと仮定し,ループ電流Iとして0.04Aをして、それぞれの周波数においてループアンテナモデルが提供する数式2より得られる最大電界強度Eの特性モデル特性が、図6にはモデル特性301として、図7にはモデル特性302として、図8にはモデル特性303として、それぞれ破線で示されている。一例として、Lvia/λgが0.5であるとき,周波数fが19.9GHzの場合は、モデル特性301は108dBμV/mが得られ、同様に、周波数fが20.6GHzの場合は、モデル特性302は109dBμV/mが得られ、周波数fが22.6GHzの場合は、モデル特性303は110dBμV/mが得られる。図25は、当該実施形態の比較例である、従来例1に係る差動伝送線路の上面図である。図25に示す従来例1に係る差動伝送線路は、当該実施形態に係る差動伝送線路6と異なり、1対の伝送線導体それぞれの幅はすべての領域において第1の幅幅W0であり、中間導体膜103及びバイアホール104を有さず、帯域阻止フィルタ領域FLが存在していない。それ以外の各部分の寸法幅W0、間隔S0、線路長L0や断面構造などは、当該実施形態の差動伝送線路6と同じである。従来例1に係る差動伝送線路が接続される場合の距離3mにおける最大電界強度Eが、同様に、三次元構造解析ツールを用いて算出され,算出された最大電界強度Eは以下の通りである。周波数fが19.9GHzの場合は、最大電界強度Eは98dBμV/mであり従来例特性311として、図6には実線で示されている。同様に、周波数fが20.6GHzの場合は、最大電界強度Eは97dBμV/mであり従来例特性312として、周波数fが21.6GHzの場合は、最大電界強度Eは98dBμV/mであり従来例特性313として、図7及び図8にそれぞれ実線で示されている。さらに、当該実施形態に係る差動伝送線路6において、接続パッドからバイアホール104の中心までの距離Lviaを変化させた場合の電磁放射を、それぞれ三次元電磁界構造解析ツールにより解析し,解析によって得られる最大電界強度Eの算出結果が、図6から図8にそれぞれ菱型印で示されており、それぞれ実施形態特性221,222,223として表されている。当該実施形態に係る差動伝送線路6より得られる実施形態特性と、従来例1の差動伝送線路より得られる従来例特性とを比較すると、コモンモード帯域阻止フィルタ回路までの領域からの電磁放射は、例えばLvia/λgが1/2付近において、すなわち良好なループアンテナが構成される状態では、従来例1の差動伝送線路直線領域からの電磁放射より、当該実施形態に係る実施形態特性の最大電界強度Eが増加している。よってLviaの値としてλg/2の整数倍付近となることは避けるべきということが明確に示されている。上記にて説明した通り、当該実施形態の実施例に係る差動伝送線路6においては、距離Lviaを2.2mmとしており,この距離Lviaは差動伝送線路6における伝搬波長λgに対し,周波数19.9GHzにおいて0.26×λg,周波数22.6GHzにおいて0.30×λgに相当する長さであり、共にλg/2より小さい値である。この位置にコモンモード帯域阻止フィルタ回路を配置した場合,差動伝送線路6からの電磁放射による最大電界強度Eは、周波数fが19.9GHz,20.6GHz,22.6GHzの場合において、それぞれ、91,91,92dBμV/mの値が算出される。よって、当該実施形態に係る差動伝送線路6では、従来例1に係る差動伝送線路と比較して、最大電界強度Eに6~7dBの低下が得られ,不要電磁放射を低減する効果が得られている。さらに、当該実施形態に係る差動伝送線路6において、距離Lviaを変化させた場合について注目する。図6から図8が示す通り、最大電界強度Eは、Lvia/λgが0.5,1,1.5の近傍でピークを示し,Lvia/λgが0.5,1のピークでの最大電界強度Eの値は、ループアンテナモデルが提供する数式2の値モデル特性に良く一致している。よって、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数における電磁放射の動作がループアンテナモデルで良く説明されることを示している。また、図6から図8において、当該実施形態に係る特性を、従来例1に係る特性と比較すると、距離Lviaが0.35×λg以下であれば、コモンモード帯域阻止フィルタ回路が対応する周波数範囲19.9GHz~20.6GHzにおいては周波数によらず、不要電磁放射を低減する効果が得られることを明確に示している。よって、当該実施形態の実施例では、距離Lviaを2.2mmとしたが,この値に限定される必要はなく、0.35×λg以下の範囲であれば、その値に変更してもよい。図9は、当該実施形態に係る差動伝送線路6より放射される不要電磁波の強度の、距離Lvia依存性を示す図である。図6~図8にそれぞれ示す代表的な周波数における当該実施形態に係る差動伝送線路6の特性実施形態特性221,222,223を重ねて示している。コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数を20.5GHzと、20GHz以上の周波数に設定すればこれらの周波数範囲に対応でき,図9が示す通り、距離Lviaが2.8mm以下であれば、従来例1に係る差動伝送線路と比べて、不要電磁放射を低減する効果が得られる。よって、当該実施形態の実施例において、距離Lviaを2.2mmとしたが,この値は2.8mm以下の範囲であればその値に変更してもよい。[第2の実施形態]本発明の第2の実施形態に係る通信装置100の基本的な構成は、第1の実施形態に係る通信装置100の構成と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路6の差動モードにおける所望の特性インピーダンスZdiffが50Ωである点と、コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数が10GHz付近である点が、第1の実施形態と異なっている。図10は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の上面図である。図3と同様に、差動伝送線路6は、第1のストリップ導体111、第2のストリップ導体112、中間導体膜113、バイアホール114、接地導体層110とで構成される。差動伝送線路6を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。1対の伝送線導体の間隔S0は、0.16mmであり、差動伝送線路6の線路長L0は14mmである。差動モードにおける特性インピーダンスZdiffとして50Ωが得られるよう、直線領域における1対の伝送線導体それぞれの幅である第1の幅幅W0は0.975mmであり、帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第2の幅幅WFは0.25mmであり、第2の幅は第1の幅より短くなっている。さらに、共振周波数を10.5GHz近傍にするべく,中間導体膜113の形状は幅図の縦方向2.5mmで長さ図の横方向3.0mmの矩形状とし,その中央に、直径0.2mmのバイアホール114が配置されている。接続パッドからバイアホール114の中心までの距離Lviaは、2.5mmとなっている。距離Lviaは、差動伝送線路における伝搬波長λgに対して,周波数9.95GHzにおいて0.15×λg,周波数11.3GHzにおいて0.17×λgに相当する長さである。図11は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の解析結果を示す図であり、図5と同様に、差動伝送線路6の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図11には、コモンモード通過特性Scc21及び差動モード通過特性Sdd21の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード202、差動モード212として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては50Ω、コモンモードに対しては12.5Ωに設定して解析を行っている。図11に示す通り、差動モード212は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード202は、周波数10.7GHzにおいて-39dBと深いディップを示しており、10.7GHzを中心周波数とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置100において、差動出力インピーダンスが50Ωの駆動集積回路1より、ビットレートが10Gbit/s、より詳しくは9.95Gbit/s以上11.3Gbit/s以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路1が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数9.95GHz以上11.3GHz以下の周波数におけるコモンモードが、差動伝送線路6を伝導伝搬することが阻止され、不要電磁波の低減と伝送信号の信号品位の確保が両立される。当該実施形態の実施例において、接続パッドからバイアホール114の中心までの距離Lviaを2.5mmとしているが,コモンモード帯域阻止フィルタ回路の中心周波数を10.7GHzと10GHz以上に設定しているので,距離Lviaの値は5.6mm以下の範囲であればその値に変更してもよい。[第3の実施形態]本発明の第3の実施形態に係る通信装置100の基本的な構成は、第1の実施形態に係る通信装置100の構成と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路6は、直列に並ぶ2個の帯域阻止フィルタ領域を含んでいる点が、第1の実施形態と異なっている。図12は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の上面図である。差動伝送線路6は、第1のストリップ導体121、第2のストリップ導体122、第1の中間導体膜123、第2の中間導体膜125、第1のバイアホール124、第2のバイアホール126とで構成される。ここで、2個の帯域阻止フィルタ領域を、接続パッド左側から見て順に、第1の帯域阻止フィルタ領域、第2の帯域阻止フィルタ領域とする。差動伝送線路6を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。1対の伝送線導体の間隔S0は、0.495mmであり、差動伝送線路6の線路長L0は14mmである。差動モードにおける特性インピーダンスZdiffとして100Ωが得られるよう、直線領域における1対の伝送線導体それぞれの幅である第1の幅幅W0は0.39mmである。第1の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第2の幅幅WFは0.1mmであり、第2の幅は第1の幅より短くなっている。同様に、第2の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第3の幅幅WGは0.1mmであり、第3の幅は第1の幅より短くなっている。第1及び第2の帯域阻止フィルタ領域の共振回路の共振周波数が、駆動集積回路1が駆動するビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数のいずれかの近傍となるのが望ましく、かつ、第1及び第2の帯域阻止フィルタ領域で、ビットレートに対応する周波数の自然数倍となる周波数が互いに異なっているのがさらに望ましい。ここでは、第2の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数を21GHz近傍にするべく、第2の中間導体膜125の形状は1.5mm×1.5mmの矩形とし,その中央に直径0.2mmの第2のバイアホール126が配置されている。第1の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数を22.5GHz近傍にするべく、第1の中間導体膜123の形状は幅1.2mmで長さ1.5mmの矩形とし,その中央に直径0.2mmの第1のバイアホール124が配置される。第1の実施形態と同様に、第1のバイアホール124の中心及び第2のバイアホール126の中心は、ともに、1対の伝送線導体の中心線上にある。ここで、距離Lviaを、接続パッドから第1のバイアホール126の中心までの距離とすると、距離Lviaが1.25mmとなっている。この距離Lviaは差動伝送線路6における伝搬波長λgに対し,周波数19.9GHzにおいて0.15×λg,周波数22.6GHzにおいて0.17×λgに相当する長さであり、ともにλg/2より小さい値である。なお。、第1のバイアホール124の中心から第2のバイアホール126の中心までの距離は2.25mmである。図13は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の解析結果を示す図であり、図5と同様に、差動伝送線路6の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図13には、コモンモード通過特性Scc21及び差動モード通過特性Sdd21の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード203、差動モード213として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては100Ω、コモンモードに対しては25Ωに設定して解析を行っている。図13に示す通り、差動モード213は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード203は、周波数21GHzと周波数22.5GHzに谷を持つ深いディップを示しており、19.9GHzから22.6GHzの周波数範囲にわたって、-35dB以下となるさらに強力な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置100において、差動出力インピーダンスが100Ωの駆動集積回路1より、ビットレートが10Gbit/s、より詳しくは9.95Gbit/s以上11.3Gbit/s以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路1が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても,ビットレートに対応する周波数の2倍の周波数成分19.9GHz以上22.6GHz以下の周波数におけるコモンモードが、差動伝送線路を伝導伝搬することがより強力に阻止される。[第4の実施形態]本発明の第4の実施形態に係る通信装置100は、光ファイバ伝送路に光信号としてシリアルデータを送信する光送受信機と呼ばれる通信装置である。当該実施形態に係る通信装置100の主な構成は、図1に示す第1の実施形態に係る通信装置100のうち、受信回路4を光送信モジュール42に、送信回路5を光受信モジュールに、それぞれ置き換えたものである。図14は、当該実施形態に係る通信装置100の差動伝送線路16付近を示す斜視図である。図14が示す部分は、図2と同様に、通信装置100のシリアルデータである電気信号を伝送する電子回路部分であり、プリント回路基板20上に、駆動集積回路15や差動伝送線路16などが配置されている。図2と同様に、図14に示す通り、差動伝送線路16の1対の伝送線導体の一端左端は1対の接続パッドにそれぞれ接続し、接続パッドにおいて駆動集積回路15の1対の送信側差動出力端子とそれぞれハンダ接続される。また、1対の伝送線導体の他端右端が、FPC接続端子21に接続され、差動伝送線路16の出力側は、FPC41を介して、光送信モジュール42の差動入力端子と電気的に接続されている。駆動集積回路15は、送信側差動出力伝送線路7を介して入力された電気出力信号を増幅し、差動伝送線路16に出力する。ここで、駆動集積回路15は、その差動出力インピーダンスが50Ωに近いものが好適である。さらに、電気出力信号は、FPC接続端子21に接続されるFPC41上の差動伝送線路を介して、光送信モジュール42へ伝送される。入力される電気出力信号により、光送信モジュール42が、電気的に駆動される。差動伝送線路16には、第1の実施形態に係る差動伝送線路6と同様に、接地導体層110図示せずと、1対の伝送線導体である、第1のストリップ導体131及び第2のストリップ導体132と、中間導体膜133と、バイアホール134とが配置されている。さらに、差動伝送線路16の第1のストリップ導体131及び第2のストリップ導体132に、DCカット容量135,136がそれぞれ備えられている。DCカット容量135,136は、例えば、容量値0.1μFの1005サイズの表面実装型キャパシタである。また、第1のストリップ導体131及び第2のストリップ導体132に、チョークインダクタ137,138がそれぞれ備えられている。光送信モジュール42は、電気信号を光信号に変換し,光ファイバ伝送路に光信号としてシリアルデータを送信する。光送信モジュール42には、光変調器として例えば直接変調型の半導体レーザダイオードが搭載されている。チョークインダクタ137,138を介して、半導体レーザダイオードにDCバイアス電流を供給する。図15は、当該実施形態に係る通信装置100の送信ブロックの回路図である。差動伝送線路16の一端左端は駆動集積回路15の差動出力端子に接続し,差動伝送線路16の他端右端はFPC接続端子21に接続し、差動伝送線路16は、FPC41上の差動伝送線路を介して、光送信モジュール42の差動入力端子43に接続している。ここで、差動伝送線路16の他端出力側が、光送信モジュール42の差動入力端子43と電気的に接続されていれば、差動伝送線路16と差動入力端子43が直接接続されていても、FPC41上の差動伝送線路を介して接続されていてもよい。さらに、光送信モジュール42の内部において,差動入力端子43の両端は半導体レーザダイオード44の両端アノード端子とカソード端子に接続する。この光送信モジュール42では、差動入力の差動モード動作に対して半導体レーザダイオード44の直列抵抗成分が終端負荷として働く。そして半導体レーザダイオード44の電流Idiodeが変調されて光変調信号を生じる。一方、差動入力のコモンモード動作に対して半導体レーザダイオード44は開放端となっている。コモンモード信号は半導体レーザダイオード44の電流Idiodeを変調することが無い。駆動集積回路15の差動出力信号のコモンモードノイズがもし光送信モジュール42の差動入力端子43に達する場合には,光変調信号には影響しないものの、コモンモード信号成分は半導体レーザダイオード44の位置で全反射してFPC41上の差動伝送線路を伝送し,さらに差動伝送線路16を伝送する。その場合不要電磁波を生じやすい。よって、差動入力の差動モード動作に対して開口端となっている素子例えば、光送信モジュール42、半導体レーザダイオード44が、差動伝送線路の出力側の両端子に接続されている場合、本発明の効果はさらに高まることとなる。なお、図15において,コモンモード帯域阻止フィルタ回路を構成する共振回路139をLC集中定数回路で記載したが,これは正確な記述ではなく概念的に表現したものである。図16は、当該実施形態に係る差動伝送線路16の上面図である。図3と同様に、差動伝送線路16は、第1のストリップ導体131、第2のストリップ導体132、中間導体膜133、バイアホール134、接地導体層110とで構成される。なお、説明を簡単とするために、図16に示す差動伝送線路16には、DCカット容量135,136及びチョークインダクタ137,138の記載は省略している。差動伝送線路16を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。1対の伝送線導体の間隔S0は、0.16mmであり、差動伝送線路16の線路長L0は14mmである。差動モードにおける特性インピーダンスZdiffとして50Ωが得られるよう、直線領域における1対の伝送線導体それぞれの幅である第1の幅幅W0は0.975mmであり、帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第2の幅幅WFは0.25mmであり、第2の幅は第1の幅より短くなっている。さらに、共振周波数を21GHz近傍にするべく,中間導体膜133の形状は幅1.5mmで長さ1.25mmの矩形とし,その中央に、直径0.2mmのバイアホール134が配置されている。接続パッドからバイアホール134の中心までの距離Lviaは、1.6mmとなっている。距離Lviaは、差動伝送線路における伝搬波長λgに対して,周波数19.9GHzにおいて0.19×λg,周波数22.6GHzにおいて0.22×λgに相当する長さである。図17は、当該実施形態に係る差動伝送線路16の解析結果を示す図であり、図5と同様に、差動伝送線路16の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図17には、コモンモード通過特性Scc21及び差動モード通過特性Sdd21の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード204、差動モード214として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては50Ω、コモンモードに対しては12.5Ωに設定して解析を行っている。図17に示す通り、差動モード214は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード204は、周波数20.7GHzにおいて-41dBと深いディップが生じ、20.7GHzを中心周波数とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。図18は、当該実施形態に係る通信装置100の半導体レーザダイオード44における電流波形を示す図である。通信装置100の小信号特性を三次元電磁界構造解析ツールにより求め,その小信号特性を基に回路シミュレーションにより算出することにより、半導体レーザダイオード44における電流波形を得ている。図18に示す通り、ジッタが少なく開口度の高い良好なアイダイアグラムが得られている。図26は、当該実施形態の比較例である、従来例2に係る通信装置の差動伝送線路500付近を示す斜視図である。図26に示す従来例2に係る差動伝送線路500は、当該実施形態に係る差動伝送線路16と異なり、1対の伝送線導体である、第1のストリップ導体511及び第2のストリップ導体512それぞれの幅はすべての領域において第1の幅幅W0であり、中間導体膜133及びバイアホール134を有さず、帯域阻止フィルタ領域が存在していない。それ以外の構成は、当該実施形態と同じである。当該実施形態に係る通信装置100と従来例2に係る通信装置に対して、それぞれの電磁放射による最大電界強度Eを算出し,比較した結果を次の表1に示す。最大電界強度Eの算出には三次元電磁界構造解析ツールを用い,駆動集積回路15のコモンモード出力インピーダンスを12.5Ω,出力電圧を1Vと仮定して,代表的な周波数fがそれぞれ、19.9GHz、20.6GHz、22.6GHzである場合に、観測地点までの距離Dが3mとなる観測点における最大電界強度Eを求めた。表1が示す通り,当該実施形態に係る通信装置100は、従来例2と比較して、最大電界強度Eを18dBから21dBと、大幅に抑制する効果が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置100では、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である光送信モジュール42を用いる場合であっても,ビットレートが10Gbit/s,より詳しくは9.95Gbit/s以上11.3Gbit/s以下のいずれかのビットレートの、電気出力信号を伝送する場合に、駆動集積回路1が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても,ビットレートに対応する周波数の2倍となる周波数成分19.9GHz以上22.6GHz以下が差動伝送線路16を伝導伝搬することが阻止され,不要電磁波の低減と光ファイバ伝送におけるシリアルデータの信号品位の確保を両立できる効果がある。当該実施形態に係る通信装置100では、距離Lviaを1.6mmとしたが,この値はコモンモード阻止フィルタ回路が対応する周波数範囲19.9GHz以上20.6GHz以下において0.35×λg以下の範囲であればその値に変更してもよい。また,この値は2.8mm以下の範囲であればその値に変更しても良い。当該実施形態における通信装置100では、差動伝送線路16を図16に示す構造としたが、これに限定されることはない。例えば、図10に示す第2の実施形態に係る差動伝送線路6であってもよい。この場合、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である光送信モジュール42を適用しても,ビットレートに対応する周波数成分9.95GHz以上11.3GHz以下が差動伝送線路を伝導伝搬することが阻止され,不要電磁波の低減と光ファイバ伝送におけるシリアルデータの信号品位の確保を両立できる効果がある。光ファイバ伝送用の光送受信機光トランシーバモジュールは、近年のブロードバンドネットワークの普及と共に高速化、小型低コスト化が図られ、高速化に関しては現在ではビットレートが10Gbit/sのものが広く用いられている。小型低コスト化に関しては旧世代の300pinMSAMultiSourceAgreement規格からXENPAK、X2、XFP、SFP各MSA規格へとケース体積の縮小化部品数の削減化が進んでいる。一方、光送受信機が搭載される伝送装置には、その装置が発生する不要電磁波の強度を法規に定められた限度値以下に抑えることが求められている。例えば、米国ではFCCPart15SubpartB規格に定められた限度値53.9dBμV/mClassB規格、距離3m、周波数範囲1GHz~40GHzの場合以下を満足する必要がある。本発明を光送受信機に適用することにより、光送受信機の内蔵ICのスイッチングノイズ等に起因して発生する、高周波数における不要電磁波の装置外部への放射を低減することができ、本発明の効果はさらに高まっている。[第5の実施形態]本発明の第5の実施形態に係る通信装置100の基本的な構成は、第4の実施形態に係る通信装置100と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路17の構造が、第4の実施形態と異なっている。差動伝送線路17の1対の伝送線導体の一方は、光送信モジュール42のシングルエンド入力端子に、FPC41を介して接続され、他方は終端抵抗147に接続される。図19は、当該実施形態に係る通信装置100の差動伝送線路17付近を示す斜視図である。図19が示す部分は、図2と同様に、通信装置100のシリアルデータである電気信号を伝送する電子回路部分であり、プリント回路基板20上に、駆動集積回路15や差動伝送線路17などが配置されている。差動伝送線路17には、接地導体層110図示せずと、1対の伝送線導体である、第1のストリップ導体141及び第2のストリップ導体142と、中間導体膜143と、バイアホール144とが配置されている。さらに、差動伝送線路17の第1のストリップ導体141及び第2のストリップ導体142に、DCカット容量145,146がそれぞれ備えられている。DCカット容量145,146は、例えば、容量値0.1μFの1005サイズの表面実装型キャパシタであるが、これらは必要がない場合には削除してもよい。図19に示す通り、第2のストリップ導体142は,FPC接続端子21に接続したFPC41上のシングルエンド伝送線路を介して,光送信モジュール42のシングルエンド入力端子に接続する。ここで、第2のストリップ導体142の出力側他端が、光送信モジュール42のシングルエンド入力端子と電気的に接続されていれば、第2のストリップ導体と光送信モジュール42のシングルエンド入力端子が直接接続されていても、FPC41上の差動伝送線路を介して接続されていてもよい。第1のストリップ導体141は終端抵抗147の一端に接続する。終端抵抗147の他端は接地パッド149に接続し,終端抵抗を構成している。終端抵抗147は、例えば、抵抗値50Ωの1005サイズの表面実装型抵抗である。FPC41上のシングルエンド伝送線路は、特性インピーダンスが50Ωのものを用いるのが好適である。光送信モジュール42には、光変調器として例えば直接変調型の半導体レーザダイオードが搭載されている。半導体レーザダイオードへのシングルエンド入力インピーダンスは50Ω近傍であることが好適であり,例えば光送信モジュール42の内部に入力インピーダンス50ΩのドライバICが配置され,これにより半導体レーザを駆動しても良い。当該実施形態に係る通信装置100によれば、駆動集積回路15が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数の2倍の周波数成分19.9GHz以上22.6GHz以下の周波数におけるコモンモードが、帯域阻止フィルタ領域で阻止され、それ以遠のシングルエンド伝送線路への伝導伝搬が阻止されることにより、不要電磁波を低減する効果が得られる。なお、当該実施形態に係る光送信モジュール42に、直接変調型の半導体レーザダイオードが光変調器として搭載されるとしたが,光変調器はMZマッハツェンダー型光変調器であっても良い。MZ型光変調器により、より長距離までの光ファイバ伝送が可能となる。[第6の実施形態]本発明の第6の実施形態に係る通信装置100の基本的な構成は、第1の実施形態に係る通信装置100と同じであるが、当該実施形態に係る通信装置100には、駆動集積回路1及び差動伝送線路6の一部を覆う、シールド蓋151が備えられる点が、異なっている。シールド蓋151は、駆動集積回路1に加えて、図3に示す差動伝送線路6のうち、第1の直線領域SL1及び帯域阻止フィルタ領域FLを含む領域を覆うように配置される。図20は、当該実施形態に係る通信装置100の差動伝送線路6付近を示す斜視図である。図21は、当該実施形態に係る通信装置100の差動伝送線路6付近の概略斜視図である。シールド蓋151は板金を加工して形成される。なお、シールド蓋151と駆動集積回路1との間に、電磁吸収体を配置してもよい。シールド蓋151の内部空間の大きさにより共振の有無,共振周波数が左右されるが,電磁吸収体を配置することによりシールド蓋151の内部で生じる空洞共振を低減する効果が期待できる場合もある。電磁吸収体の材料は、電磁吸収メカニズムとして誘電損失,抵抗損失,磁気損失を持つものを選択して用いればよい。シールド蓋151は接地電位に固定することが好適であり,バイアホール図示せずを介して接地導体層110に接続される。シールド蓋151は、駆動集積回路1と、差動伝送線路6のうち、第1の直線領域SL1及び帯域阻止フィルタ領域FLを含む領域とにおける、空間へ放射される電磁波を遮蔽する。接続パッドからバイアホール104の中心までの距離Lviaをλg/2の整数倍付近とした場合、前述の通り、駆動集積回路1から帯域阻止フィルタ領域FLまでがループアンテナを構成してしまう。第1の実施形態に係る通信装置100では、距離Lviaの範囲を限定する必要があったが、当該実施形態に係る差動伝送線路6にはその必要がなく、帯域阻止フィルタ領域FLがシールド蓋151の内部に位置していれば、任意の位置に配置することが可能となり、設計に自由度が増す。当該実施形態に係る差動伝送線路6は、帯域阻止フィルタ領域FLにより、それ以遠の領域第2の直線領域SL2において、コモンモード信号成分の対応する周波数のノイズが差動伝送線路6を伝導伝搬することが阻止されるので、それ以遠の領域をシールド蓋151で覆う必要がなく、従来技術と比べて、シールド蓋151を小さくすることが出来る。さらに、シールド蓋151の内部に電磁吸収体を配置する場合、シールド蓋151が小さくなるのに伴い、電磁吸収体の軽減することが出来る。一例として以下に実施例として示す。ここで、距離Lviaが4.2mmである。この距離Lviaは、差動伝送線路における伝搬波長λgに対し,周波数19.9GHzにおいて0.50×λg,周波数22.6GHzにおいて0.57×λgに相当する長さである。図6に示す通り、この距離Lviaは、周波数19.9GHzにおいて最大電界強度Eがピークを示す点に相当する。すなわち、駆動集積回路1から差動伝送線路6の帯域阻止フィルタ領域FLまでが良好なループアンテナを形成する条件となっている。図27は、当該実施形態の比較例である、従来例3に係る通信装置の差動伝送線路付近の概略斜視図である。図に示す差動伝送線路は、図25に示す従来例1に係る差動伝送線路と同じであり、駆動集積回路1図示せずと、差動伝送線路の一部を、シールド蓋551が覆っている。当該実施形態に係る通信装置100と従来例3に係る通信装置に対して、それぞれの電磁放射による最大電界強度Eを算出し,比較した結果を次の表2に示す。最大電界強度Eの算出には三次元電磁界構造解析ツールを用い,駆動集積回路15のコモンモード出力インピーダンスを25Ω,出力電圧を1Vと仮定して,周波数fがそれぞれ、19.9GHz、20.6GHz、22.6GHzである場合に、観測地点までの距離Dが3mとなる観測点における最大電界強度Eを求めた。表2が示す通り、当該実施例に係る通信装置100は、従来例3と比較して、最大電界強度Eを10dBから22dBと、大幅に抑制する効果が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置100では、差動伝送線路6の帯域阻止フィルタ領域を任意の位置に配置することができ、設計の自由度が増す。そして、駆動集積回路1が出力する差動伝送信号に、コモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数の2倍の周波数成分19.9GHz以上22.6GHz以下を、帯域阻止フィルタ領域で阻止し、それ以遠の差動伝送線路への伝導伝搬が抑制されることで不要電磁波を低減する効果が得られる。[第7の実施形態]本発明の第7の実施形態に係る通信装置100の基本的な構成は、第4の実施形態に係る通信装置100と同じであるが、当該実施形態に係る差動伝送線路18は、直列に並ぶ2個の帯域阻止フィルタ領域を含んでいる点と、シールド蓋152が、駆動集積回路15に加えて、差動伝送線路18のうち、2個の帯域阻止フィルタ領域を含む領域を覆うように配置される点が、第4の実施形態と異なっている。図22は、当該実施形態に係る通信装置100の差動伝送線路18付近を示す斜視図である。前述の通り、シールド蓋152が、駆動集積回路15と差動伝送線路18の一部を覆っている。図23は、当該実施形態に係る差動伝送線路18の上面図である。差動伝送線路18は、第1のストリップ導体161、第2のストリップ導体162、第1の中間導体膜163、第2の中間導体膜165、第1のバイアホール164、第2のバイアホール166とで構成される。ここで、2個の帯域阻止フィルタ領域を、接続パッド左側から見て順に、第1の帯域阻止フィルタ領域、第2の帯域阻止フィルタ領域とする。なお、説明を簡単とするために、図23に示す差動伝送線路18には、DCカット容量135,136及びチョークインダクタ137,138の記載は省略している。差動伝送線路18を構成する各部の寸法の一例を、以下に実施例として示す。1対の伝送線導体の間隔S0は、0.16mmであり、差動伝送線路18の線路長L0は14mmである。差動モードにおける特性インピーダンスZdiffとして50Ωが得られるよう、直線領域における1対の伝送線導体それぞれの幅である第1の幅幅W0は0.975mmである。第1の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第2の幅幅WFは0.25mmであり、第2の幅は第1の幅より短くなっている。同様に、第2の帯域阻止フィルタ領域における当該幅である第3の幅幅WGは0.25mmであり、第3の幅は第1の幅より短くなっている。ここでは、第1の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数が、駆動集積回路15が出力するシリアルデータ伝送のビットレートに対応する周波数付近になるよう設定され、第2の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数が該周波数の2倍となる周波数付近になるよう設定されている。第1の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振振動数を10.5GHz近傍にするべく、第1の中間導体膜163の形状は幅2.5mmで長さ3.0mmの矩形とし、その中央に直径0.2mmの第1のバイアホール164が配置されている。第2の帯域阻止フィルタ領域に構成される共振回路の共振周波数を21GHz近傍にするべく、第2の中間導体膜165の形状は幅1.5mmで長さ1.25mmの矩形とし、その中央に直径0.2mmの第2のバイアホール166が配置される。第1の実施形態と同様に、第1のバイアホール164の中心及び第2のバイアホール166の中心は、ともに、1対の伝送線導体の中心線上にある。ここで、距離Lviaを、接続パッドから第1のバイアホール164の中心までの距離とすると、距離Lviaに特に限定は必要ないが、ここでは、距離Lviaを2.5mmとする。また、第1のバイアホール164の中心から第2のバイアホール166の中心までの距離は4.0mmとする。図24は、当該実施形態に係る差動伝送線路6の解析結果を示す図であり、図5と同様に、差動伝送線路18の構造を三次元電磁界構造解析ツールにより解析した結果であり、図24には、コモンモード通過特性Scc21及び差動モード通過特性Sdd21の周波数依存性が示されている。図には、それぞれの周波数依存性が、コモンモード205、差動モード215として示されている。ここで、基準インピーダンスは、差動モードに対しては50Ω、コモンモードに対しては12.5Ωに設定して解析を行っている。図24に示す通り、差動モード215は、図に示す周波数領域において損失の少ない良好な特性が得られている。一方、コモンモード205は、周波数10.7GHzにおいて-33dBと深いディップを示しており、さらに、周波数20.7GHzにおいて-41dBとさらに深いディップを示している。このように、2つの周波数10.7GHzと20.7GHzを中心とした急峻な帯域阻止フィルタ回路特性が得られている。図28は、当該実施形態の比較例である、従来例4に係る通信装置の差動伝送線路500付近を示す斜視図である。図28に示す差動伝送線路500は、図26に示す従来例2に係る差動伝送線路500と同じであり、駆動集積回路15と、差動伝送線路500の一部を、シールド蓋552が覆っている。ここで、シールド蓋552の形状は、シールド蓋152の形状と同じである。また、従来例4に係る通信装置は、差動伝送線路500が帯域阻止フィルタ領域を含んでいない点で、当該実施形態と異なっているが、それ以外の構成は当該実施形態と同じである。当該実施形態に係る通信装置100と従来例4に係る通信装置に対して、それぞれの電磁放射による最大電界強度Eを算出し、比較した結果を次の表3に示す。最大電界強度Eの算出には三次元電磁界構造解析ツールを用い、駆動集積回路15のコモンモード出力インピーダンスを12.5Ω、出力電圧を1Vと仮定して、周波数fがそれぞれ、ビットレート10.3Gbit/sに対応する周波数10.3GHzとその2倍の周波数20.6GHzである場合に、観測地点までの距離Dが3mとなる観測点における最大電界強度Eを求めた。表3が示す通り、当該実施形態に係る通信装置100は、従来例4と比較して、最大電界強度Eを周波数10.3GHzでは28dB、周波数20.6GHzでは20dBと大幅に抑制する効果が得られている。よって、当該実施形態に係る通信装置100では、差動入力のコモンモード動作に対し開放端である光送信モジュール42を適用しても、ビットレートが10Gbit/sのシリアルデータを伝送した場合、駆動集積回路15が出力する差動伝送信号にコモンモードノイズが含まれていても、ビットレートに対応する周波数およびその2倍の周波数成分が差動伝送線路を伝導伝搬することを阻止でき、不要電磁波の低減と光ファイバ伝送におけるシリアルデータの信号品位の確保を両立できる効果がある。以上、本発明に係る差動伝送線路、及びそれを用いた通信装置について説明した。通信装置の送信側の差動伝送線路を例に説明したがこれに限定されないのは、言うまでもない。所定のビットレートで駆動する駆動回路が出力する差動伝送信号を伝送する差動伝送線路に、広く本発明は適用することが出来る。また、本発明に係る通信装置は、伝送装置を含む通信装置に限定されることはなく、駆動回路と差動伝送線路を有する通信用のモジュールに、本発明は広く適用することが出来る。"