"直流電源に接続され、エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子および還流ダイオードを含み、前記スイッチング素子のオン/オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第1PWM信号に変換する変換手段と、前記第1PWM信号を絶縁し第2PWM信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、前記制御手段は、前記第2PWM信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備えるインバータ装置。前記推定手段は、前記エミッタセンス端子の非電流検出期間の電流値を、該非電流検出期間直前の電流推定値と同値とし、前記非電流検出期間を補償することを特徴とする請求項1に記載のインバータ装置。直流電源に接続され、エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子および還流ダイオードを含み、前記スイッチング素子のオン/オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号をフィルタ処理し連続した信号を生成するフィルタ処理手段と、前記連続した電圧信号を第1PWM信号に変換する変換手段と、前記第1PWM信号を絶縁し第2PWM信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、前記制御手段は、前記第2PWM信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備えるインバータ装置。前記制御手段は、前記フィルタ処理において生じた減衰および位相遅れを補償する手段を具備することを特徴とする請求項3に記載のインバータ装置。前記制御手段は、前記位相遅れ補償をベクトル制御における三相→dq変換時に行うことを特徴とする請求項4記載のインバータ装置。前記フィルタ処理手段は、フィルタ時定数を前記スイッチング素子のスイッチング周期より長く、前記交流電圧の周期より短い値に設定することを特徴とする請求項3乃至5のいずれか1項に記載のインバータ装置。前記フィルタ処理手段は、前記交流電圧の周波数に応じて時定数を変化させることを特徴とする請求項3乃至5のいずれか1項に記載のインバータ装置。エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子を含み、前記スイッチング素子のオン/オフを制御して、直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換するインバータを制御するインバータ制御装置であって、前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第1PWM信号に変換する変換手段と、前記第1PWM信号を絶縁し第2PWM信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、前記第2PWM信号から前記インバータの相電流を推定する手段と、を備えるインバータ制御装置。容量が小さいインバータでは、ローサイドアームの基準電圧エミッタ電圧の変動が小さいので、電圧検出信号を絶縁せずにコントローラに直接入力しても問題は起きない。しかし、出力が大きい電気自動車やハイブリッド自動車のインバータにおいては、スイッチング素子のエミッタ間に大電流が流れ、寄生インダクタンスや抵抗成分により電圧降下が生じ、基準電圧が変動してしまうことが課題であった。本発明の実施形態は、上述した課題を解決するためになされたものであり、大出力のインバータにおいてもエミッタセンス端子を利用して電流検出できる小型の電流検出装置を提供することを目的とする。実施形態に係るインバータ装置は、直流電源に接続され、エミッタセンス端子を備えたスイッチング素子および還流ダイオードを含み、前記スイッチング素子のオン/オフ制御によって直流電圧を所定の大きさ及び周波数の交流電圧に変換し、負荷に交流電力を供給するインバータと、前記インバータを制御する制御手段と、前記エミッタセンス端子に発生している電圧信号を第1PWM信号に変換する変換手段と、前記第1PWM信号を絶縁し第2PWM信号として前記制御手段に伝送する絶縁手段と、を具備し、前記制御手段は、前記第2PWM信号から前記インバータの相電流を推定する推定手段を備える。以下、本発明に係るスイッチング素子駆動回路の実施形態について図面を参照して説明する。[第1実施形態][構成]先ず、図1を用いて第1実施形態の構成を説明する。図1は本発明によるインバータ装置を電気自動車に適用したときの実施形態の構成例を示す図である。本実施形態に係るインバータ装置は、電気自動車のみならずハイブリッド車、電気推進船等にも適用できる。このインバータ装置102は、アクセル装置101からトルク指令値Trq103を入力し、トルク指令値Tq103に応じて、バッテリなどの直流電圧源104の出力電力を所望の交流電力に変換し、電動機105を駆動して車輪106の回転を制御する。インバータ100は、直流電圧を平滑化するコンデンサ107が入力段に設けられ、スイッチング素子によりU相、V相、W相のブリッジ回路を構成している。U相のブリッジ回路は、スイッチング素子SUとスイッチング素子SXの接続点が電動機5のU相巻線に接続されている。スイッチング素子SUとスイッチング素子SXには還流ダイオードDUとDXがそれぞれ逆並列に接続されている。スイッチング素子SVとSY,還流ダイオードDVとDYで構成されるV相のブリッジ回路、スイッチング素子SWとSZ,還流ダイオードDWとDZで構成されるW相のブリッジ回路も同様に構成されている。スイッチング素子SU、SV、SW、SX、SY、SZは、それぞれエミッタセンス端子ESU、ESV、ESW、ESX、ESY、ESZを有し、当該コレクタからエミッタへ流れる主電流を分流した電流が、エミッタセンス端子ESU~ESZに流れる構造となっている。エミッタセンス端子ESU~ESZは抵抗を通してスイッチング素子のエミッタに接続され、抵抗RU~RZの両端には主電流に比例した電圧降下VEU~VEZが生じる図2参照。電圧VEU~VEZは絶縁回路108を通して制御演算装置109に入力される。制御演算装置109は、図1のように相電流推定部110と電流制御部111で構成される。相電流推定部110は、電圧VEU~VEZを基にして絶縁回路108から得られるPWMPulseWidthModulation信号後述されると、電圧指令値を基に相電流IU、IV、IWを推定する。電流制御部111には、トルク指令値Trq103と、相電流推定部110にて推定された相電流112と、電動機の角度検出器113から得られた電気角114が入力される。電流制御部111はトルク指令値Trq103、電気角114及び相電流112に基づいて電動機のベクトル制御を行い、所望の電動機電流を得るようなゲート信号115を生成しゲート駆動回路116に出力する。ゲート駆動回路116はスイッチング素子SU~SZが有するゲートの全てに接続され、制御演算装置110から入力されたゲート信号115を電力増幅し、スイッチング素子SU~SZのオンオフの切り替えを行う。制御演算装置109、絶縁回路108及びゲート駆動回路116は、インバータ制御手段を構成する。従ってインバータ装置102は、インバータ100及びインバータ制御手段108、109、116から構成される。以下、絶縁回路108について、スイッチング素子SUのエミッタセンス端子ESUを例として、図2を用いて説明する。抵抗RUに生じた電圧VEUは、オペアンプ201を通して電圧信号202に増幅され、コンパレータ204にて三角波発生回路203の出力三角波と比較され、PWM信号205に変換される。オペアンプ入力の丸印は、反転端子であることを示す。ここで、三角波発生回路203の三角波周波数は、エミッタ電流の周波数に比べ遥かに高い例えば数百倍。PWM信号205は振幅が等しいパルス列であって、各パルスの幅デューティ比は、電圧VEUの振幅に実質的に比例しており、三角波の1周期に1パルス生成される。PWM信号205はフォトトランジスタなどの絶縁素子206を通して制御演算装置109へ入力される。三角波発生回路203および絶縁素子206はスイッチング素子SV~SZにもそれぞれ設置され、当該PWM信号が制御演算装置109へ伝達される。なお、スイッチング素子SX、SY、SZにおいては互いに基準電位が等しいので、それら素子SX、SY、SZについて三角波発生回路203は共通に使用することができる。以上がインバータ装置全体の構成である。[作用]上述したように構成された本実施形態の作用を詳細に説明する。図3は各部の電流波形を示し、aはU相電流IU、bはコレクタ電流ICU、ICX、cはbのコレクタ電流の被検出期間TO後述されるを補償した場合の電流波形である。尚図3bにおいて、1つのパルス状波形は、複数例えば数十のPWMパルスのパルス幅に基づく複数の演算値で構成されている。以下、U相電流を例として相電流IUの推定方法を述べる。U相電流を推定するのに、スイッチング素子SUおよびスイッチング素子SXのエミッタセンス電流を使用する。U相電流IUが図1のように正方向のときは、スイッチング素子SUのエミッタセンス電流を用い、負方向のときはスイッチング素子SXのエミッタセンス電流を用いる。スイッチング素子SUに流れるコレクタ電流ICUに比例した電流がエミッタセンス端子に流れる。よって、エミッタセンス端子ESUとエミッタ間に接続した抵抗RUには、コレクタ電流ICUに比例した電圧が発生する。スイッチング素子SUは、ある周波数でオン/オフを繰り返しており、オン期間のみコレクタ電流ICUが流れる。しかし負荷回路のインダクタンス成分により、U相電流IUはスイッチング素子SUのオフ期間も還流ダイオードDXを通して流れているため、U相電流IUの非検出期間T0が生じる。スイッチング素子SXについても同様で、オン期間にはコレクタ電流ICXが流れるが、オフ期間には還流ダイオードDUを通して電流が流れるため、非検出期間T0が生じる。抵抗RUに生じた電圧VEUを制御演算装置109に伝送する必要があるが、スイッチング素子SUのエミッタ電圧は、スイッチング素子SUがオンするときには直流入力電圧104と同一の高電圧になるる。そのため、スイッチング素子側と低電圧で動作する制御演算装置109は絶縁する必要がある。そこで、三角波発生回路203の出力三角波と、オペアンプで電圧VEUを増幅した信号202とをコンパレータ204で比較することで、電圧VEUをPWM信号205に変換し、フォトトランジスタなどの絶縁素子206を通して制御演算装置109に伝送する。制御演算装置内109には、相電流推定部110が設けられている。相電流推定部110は、入力されたPWM信号205を読み取り、相電流IUを推定する。非検出期間T0における電流値は、非検出期間T0の直前の検出期間の最後のサンプリングで得られた電流値と同値とし、電圧信号VEUを復元してICUと同等の信号302を得る。スイッチング素子SXについても同様に、図3cのように補償した信号が得られ、相電流IUの負電流期間の値が推定できる。このようにしてU相電流が推定できるが、V、W相電流も同様の方法で推定できる。また、3相の電流を加算するとゼロになるため、例えばU、W相電流の2相だけ推定しても、V相電流は以下の式で求められる。[効果]従来例においては、エミッタセンス端子の信号を直接制御演算装置に入力している為、インバータ100に大電流が流れると基準電位が変動し、相電流の推定精度が悪化する。最悪の場合、制御側回路が破壊することもある。本実施例によれば、絶縁をして検出信号を伝送するので、インバータ100の基準電位変動の影響を受けず、精度よく相電流を推定できる上、制御側回路の信頼性も向上する。さらに、絶縁によって上アームを構成するスイッチング素子SU、SV、SWの電流も検出できるため、従来のような直流電流センサが無くても相電流が推定できる。このため、非接触電流センサやシャント抵抗を全く用いずに電流検出システムを構成でき、システム全体の小型化、低コスト化に寄与する。[第2実施形態][構成]次に、本発明に係るインバータ装置の第2実施形態を説明する。なお第1実施形態と同一の構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。前述した第1実施形態では、スイッチング素子をオン/オフする周波数以下、スイッチング周波数というが高くなると、コレクタ電流1周期の間にPWMで伝送できる電流振幅値のサンプル数が少なくなる。スイッチング周波数が三角波発生回路203の出力三角波の周波数付近にまで高くなると、コレクタ電流振幅を制御演算装置109で正確に復元することができなくなる。第2実施形態では、スイッチング周波数が高いときに、第1実施形態で説明したPWM絶縁方式が使用できなくなることを回避する。第1実施形態と同様、スイッチング素子SUを例として第2実施形態の構成を図4を参照して説明する。本実施形態に係るインバータ装置102は、フィルタ回路401、絶縁回路108を含み、絶縁回路108は図2で示す回路203~206を含む回路に対応する。すなわち本実施形態の構成は、図2のオペアンプ201の代わりにフィルタ回路401を設けた構成である。抵抗RUに生じた電圧VEUはフィルタ回路401を通して連続した電圧信号402に変換される。電圧信号402を第1実施形態と同様、絶縁回路108を通してPWM信号403に変換し、制御演算装置109へ入力する。フィルタ回路401および絶縁回路108はスイッチング素子SV~SZにもそれぞれ設置され、PWM信号が制御演算装置109へ伝達される。[作用]上述したように構成された本実施形態の作用を図5を参照して説明する。図5のaはU相電流IU、bはコレクタ電流ICU、ICXを示すエミッタセンス端子の電圧VEU、cはフィルタ回路401の出力電圧波形、dはaに示すコレクタ電流の位相遅れ信号波形である。フィルタ回路401は、図5bのようなエミッタセンス端子の電圧VEUを、図5cのように連続した信号402に変換する。フィルタ回路401の時定数は、スイッチング素子のスイッチング周期より大きく、コレクタ電流IUの周期すなわち出力交流電圧の周期より小さくする必要がある。また時定数は、出力交流電圧の周波数に応じて変化させてもよい。エミッタセンス端子の電圧VEUをこのような連続した信号にすることで、PWM信号に変換でき絶縁が実現できる。ただし、フィルタ回路401の出力信号402は非検出期間とフィルタ回路401の周波数特性の影響で、振幅のピーク値が基の信号ICUより小さくなっている。さらに、フィルタ回路401では位相遅れδが生じる。第1実施形態と同様に、三角波発生回路出力信号と信号402をコンパレータで比較してPWM信号403を生成し、フォトトランジスタなどの絶縁素子を通して制御演算装置109に伝送する。相電流推定部110は、PWM信号403のデューティ比に基づいて信号を復元する。復元した信号も前述したように、フィルタ回路401によって基の相電流に比べて振幅が減衰し、位相遅れδが生じている。相電流推定部110は、減衰した振幅を予め分かっているフィルタの周波数特性を利用して補償し、図5dの信号501とする。信号501は非検出期間とフィルタによる振幅の減衰が補償されているが、相電流IUに対して位相が遅れている点が異なる。相電流IV、IWについても位相がδ遅れた相電流推定値を求める。位相遅れδの補償は電流制御部111において、ベクトル制御に用いる三相→dq変換時に行う。三相→dq変換は下記の式で示される。ここで、θは静止座標と回転座標間の角度であり、特に電動機が永久磁石電動機の場合には、磁界の回転角度を表す。フィルタ回路401の周波数特性は予めわかっているので、位相遅れδは求められる。検出した相電流の位相はδだけ遅れているので、dq軸電流を求めるには下記の式を用いる。このようにしてdq軸電流を求め、フィルタ回路によって生じた位相遅れを補償できる。[効果]スイッチング素子の高速化により、スイッチング周波数は年々高まってきている。PWM信号の周波数、すなわち三角波発生回路の出力三角波の周波数をスイッチング周波数より十分高くすれば絶縁は実現できるが、制御演算装置のデューティ比演算の速度には限界がある。さらに、三角波発生回路やフォトトランジスタのバラツキにより、PWM信号の精度が著しく悪化する。第2実施形態のようにフィルタ回路を使用して連続した信号に変換することで、スイッチング周波数に関わらずPWM信号の周波数を決定でき、精度を悪化させずに相電流を推定できる。以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。"