送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、インダクタとキャパシタの直列接続で構成される送信側共振器と、基準タイミング信号に従って前記送信側共振器の一端を駆動すると共に出力をハイインピーダンスとする駆動停止期間を設ける駆動回路と、前記駆動停止期間において前記送信側共振器の一端における信号と前記基準タイミング信号との位相を比較する位相比較器と、前記位相比較器における比較結果に基づいて前記位相を一致させる制御回路と、を送信側に備えることを特徴とする電力伝送装置。前記制御回路は、前記比較結果に基づいて前記基準タイミング信号の位相を変化させることを特徴とする請求項1記載の電力伝送装置。前記制御回路は、前記比較結果に基づいて前記キャパシタの値を変化させることを特徴とする請求項1記載の電力伝送装置。前記駆動回路は、CMOS回路で構成され、CMOS回路の一方および他方のトランジスタが同時にオフ状態となる時間を設定し、この時間を前記駆動停止期間とすることを特徴とする請求項1記載の電力伝送装置。前記駆動回路は、前記送信側共振器の一端を駆動する駆動電流が0レベルをよぎる時点の前後の所定期間を前記オフ状態となる時間とすることを特徴とする請求項4記載の電力伝送装置。前記駆動回路は、間欠的に前記オフ状態となる時間を設定することを特徴とする請求項4記載の電力伝送装置。送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、第1のインダクタと第1のキャパシタの直列接続で構成される送信側共振器と、前記送信側共振器の一端を駆動する駆動回路と、第2のインダクタと第2のキャパシタと第3のキャパシタとの直列接続で構成される受信側共振器と、前記第3のキャパシタに並列接続される負荷抵抗と、を備え、前記第1および第2のインダクタの値をそれぞれL1、L2とし、前記第1、第2および第3のキャパシタの値をそれぞれC1、C2、Cpとし、前記送信側および受信側共振回路の共振周波数をω/2πとするとき、を満足するαを、0.001≦α≦0.05、βを、0.9≦β≦1.1の範囲になるように定めることを特徴とする電力伝送装置。請求項1乃至7のいずれか一に記載の電力伝送装置における送信側共振器の一端を駆動する信号がデータ信号によって変調された信号であることを特徴とする電力伝送装置。前記基準タイミング信号を前記データ信号によって周波数変調または位相変調する電圧制御発振器を備えることを特徴とする請求項8記載の電力伝送装置。前記駆動回路と前記送信側共振器の一端との間に前記データ信号によって前記駆動回路の出力信号を振幅変調する変調器を備えることを特徴とする請求項8記載の電力伝送装置。請求項1乃至10のいずれか一に記載の電力伝送装置を備える半導体集積回路装置。以下の分析は本発明において与えられる。LC共振器を用いた電力伝送装置は、Q値が高い共振回路を用いるために狭い共鳴周波数帯域でのみ電力が伝送される。従って、送受信コイルの共振周波数が精度よく合っていない場合や送信コイルの駆動周波数と送信コイルの共振周波数とが合っていない場合、伝送効率が低下してしまう。すなわち、共振器を構成するインダクタコイルやキャパシタの値の経時変化やばらつきによって、当初設計値からずれた場合、伝送効率が低下してしまう。したがって、本発明の課題は、共振器の共振周波数がずれた場合における伝送効率の低下を防止することにある。本願発明者は、コイルを駆動する回路の駆動周波数とコイルの共振周波数とを一致させる技術、あるいは高効率で電力伝送できるように周波数帯域を広げる技術が必要であると考え、本願発明に至った。本発明の1つのアスペクト側面に係る電力伝送装置は、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、インダクタとキャパシタの直列接続で構成される送信側共振器と、基準タイミング信号に従って送信側共振器の一端を駆動すると共に出力をハイインピーダンスとする駆動停止期間を設ける駆動回路と、駆動停止期間において送信側共振器の一端における信号と基準タイミング信号との位相を比較する位相比較器と、位相比較器における比較結果に基づいて位相を一致させる制御回路と、を送信側に備える。本発明の他のアスペクト側面に係る電力伝送装置は、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、第1のインダクタと第1のキャパシタの直列接続で構成される送信側共振器と、送信側共振器の一端を駆動する駆動回路と、第2のインダクタと第2のキャパシタと第3のキャパシタとの直列接続で構成される受信側共振器と、第3のキャパシタに並列接続される負荷抵抗と、を備え、第1および第2のインダクタの値をそれぞれL1、L2とし、第1、第2および第3のキャパシタの値をそれぞれC1、C2、Cpとし、送信側および受信側共振回路の共振周波数をω/2πとするとき、を満足するαを、0.001≦α≦0.05、βを、0.9≦β≦1.1の範囲になるように定める。本発明によれば、共振器の共振周波数がずれた場合であっても伝送効率の低下を防止することができる。以下、本発明を実施するための形態について、概説する。なお、以下の概説に付記した図面参照符号は、専ら理解を助けるための例示であり、図示の態様に限定することを意図するものではない。本発明の一実施形態に係る電力伝送装置は、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、インダクタ図1のL1とキャパシタ図1のC1の直列接続で構成される送信側共振器と、基準タイミング信号に従って送信側共振器の一端を駆動すると共に出力をハイインピーダンスとする駆動停止期間を設ける駆動回路図1のMn、Mpと、駆動停止期間において送信側共振器の一端における信号と基準タイミング信号との位相を比較する位相比較器図1の12と、位相比較器における比較結果に基づいて位相を一致させる制御回路図1の13、14、11が相当と、を送信側に備える。制御回路は、比較結果に基づいて基準タイミング信号の位相を変化させるようにしてもよい。制御回路は、比較結果に基づいてキャパシタの値を変化させるようにしてもよい。駆動回路は、CMOS回路で構成され、CMOS回路の一方および他方のトランジスタが同時にオフ状態となる時間を設定し、この時間を駆動停止期間とするようにしてもよい。駆動回路は、送信側共振器の一端を駆動する駆動電流が0レベルをよぎる時点の前後の所定期間をオフ状態となる時間とするようにしてもよい。駆動回路は、間欠的にオフ状態となる時間を設定するようにしてもよい。本発明の他の実施形態に係る電力伝送装置は、送受間に共振器を用いた非接触型の電力伝送装置において、第1のインダクタ図6のL1と第1のキャパシタ図6のC1の直列接続で構成される送信側共振器と、送信側共振器の一端を駆動する駆動回路図6のV1と、第2のインダクタ図6のL2と第2のキャパシタ図6のC2と第3のキャパシタ図6のCpとの直列接続で構成される受信側共振器と、第3のキャパシタに並列接続される負荷抵抗図6のRLと、を備え、第1および第2のインダクタの値をそれぞれL1、L2とし、第1、第2および第3のキャパシタの値をそれぞれC1、C2、Cpとし、送信側および受信側共振回路の共振周波数をω/2πとするとき、を満足するαを、0.001≦α≦0.05、βを、0.9≦β≦1.1の範囲になるように定める。上記の電力伝送装置における送信側共振器の一端を駆動する信号がデータ信号によって変調された信号であってもよい。基準タイミング信号をデータ信号によって周波数変調または位相変調する電圧制御発振器を備えるようにしてもよい。駆動回路と送信側共振器の一端との間にデータ信号によって駆動回路の出力信号を振幅変調する変調器を備えるようにしてもよい。半導体集積回路装置が上記の電力伝送装置を備えるようにしてもよい。以上のような電力伝送装置によれば、共振器の共振周波数がずれた場合であっても伝送効率の低下を防止することができる。以下、実施例に即し、図面を参照して詳しく説明する。図1は、本発明の第1の実施例に係る電力伝送装置の構成を示すブロック図である。図1において、電力伝送装置は、タイミング生成回路11、位相比較器12、位相差電圧変換回路13、電圧制御発振器14、NMOSトランジスタMn、PMOSトランジスタMp、ダイオードD1、D2、キャパシタC1、C2、インダクタL1、L2を備える。タイミング生成回路11は、電圧制御発振器14が出力する発振信号を入力し、位相比較許可信号EN、タイミング信号クロック信号Vrを位相比較器12に出力し、駆動信号Vn、VpをNMOSトランジスタMn、PMOSトランジスタMpのそれぞれのゲートに出力する。NMOSトランジスタMnは、ドレインをキャパシタC1の一端に接続し、ソースを接地する。PMOSトランジスタMpは、ドレインをキャパシタC1の一端に接続し、ソースを電源に接続する。ダイオードD1は、カソードをNMOSトランジスタMnのドレインに接続し、アノードをNMOSトランジスタMnのソースに接続する。ダイオードD2は、カソードを電源に接続し、アノードをNMOSトランジスタMnのドレインに接続する。キャパシタC1は、他端をインダクタL1を介して接地し、インダクタL1と送信側LC共振器を構成する。インダクタL1と誘導結合されるインダクタL2は、一端を接地し、他端をキャパシタC2を介して図示されない受信回路に接続し、キャパシタC2と受信側LC共振器を構成する。位相比較器12は、位相比較許可信号ENが例えばHレベルである場合に、タイミング信号VrとキャパシタC1の一端の信号Vcとの位相を比較し、位相差を位相差電圧変換回路13に出力する。位相差電圧変換回路13は、例えばチャージポンプやΔΣ変調器などで構成され、位相比較器12から出力される位相差に応じた電圧を生成して電圧制御発振器14に出力する。電圧制御発振器14は、位相差電圧変換回路13が出力する電圧に応じて変更される発振周波数を有する発振信号を発生する。次に、本実施例の電力伝送装置の動作について説明する。図2は、本発明の第1の実施例に係る電力伝送装置の動作を表すタイミングチャートである。期間T1において、タイミング生成回路11は、駆動信号Vn、VpをそれぞれLレベルとし、NMOSトランジスタMnがオフし、PMOSトランジスタMpがオンする。したがって、NMOSトランジスタMnのドレインにおける信号Vcは電源電圧となり、電流Icが電源から送信側LC共振器に流れ込む。期間T3において、タイミング生成回路11は、駆動信号Vn、VpをそれぞれHレベルとし、NMOSトランジスタMnがオンし、PMOSトランジスタMpがオフする。したがって、信号Vcは接地電圧となり、電流Icが送信側LC共振器から接地に向け流れ出す。期間T2、T4において、タイミング生成回路11は、駆動信号Vp、VnをそれぞれHレベル、Lレベルとし、NMOSトランジスタMn、PMOSトランジスタMpの両方をオフとする。また、位相比較許可信号ENをHレベルとする。期間T2、T4は、駆動回路の出力がハイインピーダンスとなる期間であって、LC共振器は正弦波状に振動を持続し、出力信号Vcは、LC共振器に流れる電流Icによって決まる。すなわち、期間T2の前半および期間T4の後半では、接地からダイオードD1を介してLC共振器に向けて電流Icが流れる。したがって、出力信号Vcは、接地電位からダイオードD1の順方向電圧降下VF分下った電位となる。また、期間T2の後半および期間T4の前半では、電流IcがLC共振器からダイオードD2を介して電源に向けて流れる。したがって、出力信号Vcは、電源電位からダイオードD2の順方向電圧降下VF分上がった電位となる。位相比較器12は、位相比較許可信号ENがHレベルである場合に、出力信号Vcと、タイミング生成回路から送られてくるタイミング信号Vrとのエッジを比較する、すなわち、LC共振器に流れる信号の位相と、タイミング生成回路11に入力される基準クロック信号の位相とを比較する。図3aは、タイミング信号Vrが進んでいる場合の波形を示し、図3bは、タイミング信号Vrが遅れている場合の波形を示す。位相差電圧変換回路13は、位相比較器12が出力する位相比較結果を受け、出力信号Vcとタイミング信号Vrとのどちらが遅れているかまたは進んでいるかによって、基準クロック信号の位相を進めるか遅らせて、共振回路の周波数位相と駆動回路の周波数位相とを一致させる。以上のような電力伝送装置によれば、送信側LC共振器の駆動信号の周波数に対し、送信側LC共振器の共振周波数がずれた場合であっても、送信側LC共振器の駆動信号の位相を進めるか遅らせることで、送信側LC共振器の駆動信号の周波数と送信側LC共振器の共振周波数とを一致させ、電力伝送効率の低下を防止することができる。図4は、本発明の第2の実施例に係る電力伝送装置の構成を示すブロック図である。図4において、図1と同一の符号は、同一物を表し、その説明を省略する。本実施例の電力伝送装置は、図1の電圧制御発振器14に替えて一定の周波数で発振する発振器14aを備え、キャパシタC1に替えて可変容量キャパシタC1aを備える。位相差電圧変換回路13は、位相比較器12が出力する位相差信号に応じた電圧を可変容量キャパシタC1aに出力し、可変容量キャパシタC1aは、自身の容量値を変化させる。したがって、可変容量キャパシタC1aとインダクタL1とによる共振周波数は、位相差信号に応じて増減する。次に、本実施例の電力伝送装置の動作について説明する。図5は、本発明の第2の実施例に係る電力伝送装置の動作を表すタイミングチャートである。電力伝送装置は、期間T1、T3において、実施例1で説明した期間T1、T3と同様に動作する。期間T5において、タイミング生成回路11は、駆動信号Vp、VnをそれぞれHレベル、Lレベルとし、NMOSトランジスタMn、PMOSトランジスタMpの両方をオフとする。また、位相比較許可信号ENをHレベルとする。期間T5は、駆動回路がハイインピーダンスとなる期間であって、LC共振器は正弦波状に振動を持続し、駆動回路の出力信号Vcは、LC共振器に流れる電流Icによって決まる。すなわち、接地からダイオードD1を介してLC共振器に向けて電流Icが流れる場合、出力信号Vcは、接地電位からダイオードD1の順方向電圧降下VF分下った電位となる。また、電流IcがLC共振器からダイオードD2を介して電源に向けて流れる場合、出力信号Vcは、電源電位からダイオードD2の順方向電圧降下VF分上がった電位となる。位相比較器12は、位相比較許可信号ENがHレベルである場合に、出力信号Vcと、タイミング生成回路から送られてくるタイミング信号Vrとのエッジを比較する。すなわち、LC共振器に流れる信号の位相と、タイミング生成回路11に入力される基準クロック信号の位相とを比較する。位相差電圧変換回路13は、位相比較器12が出力する位相比較結果を受け、どちらが遅れているかまたは進んでいるかによって、可変容量キャパシタC1aの容量値を変化させることで、共振回路の周波数位相と、駆動回路の周波数位相とを一致させる。位相が一致することで、電力伝送効率を高めることができる。以上のような電力伝送装置によれば、送信側LC共振器の駆動信号の周波数に対し、送信側LC共振器の共振周波数がずれた場合であっても、送信側LC共振器の共振周波数を変更することで、送信側LC共振器の駆動信号の周波数と送信側LC共振器の共振周波数とを一致させ、伝送効率の低下を防止することができる。図6は、本発明の第3の実施例に係る電力伝送装置の構成の原理を示す等価回路図である。図6において、電力伝送装置は、駆動回路である電圧源V1と、電圧源の内部抵抗10Ωと、キャパシタC1=5pFと、インダクタの内部抵抗2Ωと、インダクタL1=15μHとが直列に接続され送信側回路を構成する。また、インダクタL2と、インダクタの内部抵抗2Ωと、キャパシタC2=C1=5pFと、キャパシタCpおよび負荷抵抗RL=50Ωの並列回路とが直列に接続され受信側回路を構成する。インダクタL1、L2は、結合係数k=0.01で誘導結合されているものとする。ここで、図6aに示すように、インダクタL2をL2=1αL1=15.3μHに増大させると同時に、負荷抵抗RLと並列接続の容量CpをCp=C1/α=250pFとする。あるいは、図6bに示すように、容量C2をC2=1αC1=5.1pFに増大させると同時に、負荷抵抗RLと並列接続の容量CpをCp=C1/α=250pFとする。このような構成の電力伝送装置において、受信側LC共振器を構成するL2とC2のどちらか一方または両方の値を僅かに大きくすることで、LC共振器の固有振動数は低くなる。しかしながら、負荷抵抗RLと並列に接続した容量CpがLC共振器と直列に接続されることで、LC共振器の容量成分は、C2とCpの直列合成容量となって、発振周波数を送信側LC共振器と同じ所望の値にすることが可能である。ここで、送信側および受信側共振回路の共振周波数をω/2πとするとき、を満足するαを、0.001≦α≦0.05、βを、0.9≦β≦1.1の範囲になるように定める。すなわち、L2を0.1~5程度大きくするα=0.001~0.05のが実験的に好ましい。L2を元のL1から微増させてL2=1αL1とした場合、並列容量はCP=C1/α=C2/αが目安となる。このような構成の電力伝送装置によれば、インダクタ間の結合係数kが低い場合に最大伝送効率を改善しながら伝送効率の高いバンド幅を広げる効果を発揮する。また、結合係数kが高い場合には最大伝送効率は変わらないものの、伝送効率の高い周波数バンド幅が広がる効果がある。次に、従来と本実施例との負荷電圧の違いについて説明する。図7aは、磁気共鳴を用いた従来のワイヤレス電力伝送回路である。LC共振器を構成するインダクタLとキャパシタCの中点の電圧VLC1およびVLC2は、Q値の高い共振器を用いることで、入力振幅の数十倍から数百倍の振幅が得られる。これは、摩擦損失がほとんど無い振り子に、外部から周期的に振幅の小さな力を加えることで、振り子の振幅が徐々に大きくなる原理と同じである。受信側の負荷抵抗RLで取り出せる電圧V2は、コイルの銅損、鉄損、電波などの放射損失によって、入力電圧V1よりも小さくなる。図7bは、図7aに対し、受信側LC共振器を構成するキャパシタを2つに分割した例を示す。C1を例えば2増大させたC2=1.02C1と、直列に接続した大きな容量Cp=51C1とで、合成容量がC1となる回路を構成する。このような構成によれば、LC共振器の固有振動数は変化しない。ここで、1.02C1と51C1の中点の電圧VCC2に注目すると、大きな振幅で振れているノードVLC2の電圧が2つの容量素子で容量分圧されるので、V2よりも高い電圧振幅が得られる。図7cは、前述の容量の中間ノードVLC2で得られる大きな振幅を取り出して、負荷抵抗に与えるように変更した回路である。このような回路構成をとることで、受電側回路の負荷に与える電圧を大きくすることができ、送電効率を高めることができる。図8は、従来方式と本実施例とを比較した電力伝送効率を示している。送受信回路のコイルと容量を対称に構成した場合、送信側回路の電圧源から受信側回路の負荷抵抗への最大電圧利得は92である。これに対して、L2を2増大させてCpを追加した回路では、最大電圧利得が97に改善される。また、高い効率で電力伝送を行うことができる周波数帯域が広くなっていることが分かる。本発明の電力伝送装置は、ワイヤレス電力伝送装置、メモリカートリッジへの非接触電力供給、携帯端末への非接触電力供給、半導体チップへの非接触電力供給など種々の適用形態が可能であり、そのいくつかの例について説明する。本発明の一応用例を図9に示す。本発明の電力伝送装置は、図9aのようにメモリカードへの無線電源供給データはRFなどを用いるや、図9bのように携帯電話、デジカメ、ノートPCなどへの無線電力供給、電気自動車への無線電力供給などに用いることができる。図10は、ワイヤレス電力伝送の送受信回路を搭載した半導体集積回路の構成例である。図10aにおいて、送信側チップ20は、電力送信回路21と制御マイコン22を備える。また、受信側チップ30は、電力受信回路31と制御マイコン32を備える。電力送信回路21は、キャパシタC1とインダクタL1との共振回路を駆動し、電力受信回路31は、キャパシタC2とインダクタL2との共振回路から電力を受け取る。このような電力伝送装置は、送電、受電の制御伝送開始停止、送電電圧の調整、送受信回路のLCタンクの共振周波数のキャリブレーションなどのプロトコル制御のための制御マイコン22、32を搭載することが望ましい。また、非接触メモリカードなどに応用する場合は、ホスト側のマイコンチップに電力送信回路21、カートリッジ側のメモリチップに電力受信回路31を搭載する。また、LC共振器を構成するインダクタLとキャパシタCは、チップ外に配設され接続することが好ましい。その理由は、Q値が高いLとCが必要Q=100~1000であり、LとCの中間ノードに、チップの電源電圧の数百倍の電圧振幅の信号が現れるので、オンチップ素子では耐圧が足りないためである。図10bにおいて、送信側チップ20aは、電力送信回路21とマイコン22aとデータ送受信回路23を備える。また、受信側チップ30aは、電力受信回路31とデータ送受信回路33とフラッシュメモリ34を備える。データ送受信回路23、33間は、アンテナによって電波、磁界、電界などの変動を相手側に伝達しデータ送受を行う。このような構成によれば、マイコン22aは、データ送受信回路23、33を介してフラッシュメモリ34にデータを蓄えるように制御することができる。図11は、送受を行う電力のキャリアを変調することで、データの通信も行う電力伝送装置の構成例である。図11において、送信側チップ20bは、電力送信回路21とデータ送受信回路23と変復調器25を備える。また、受信側チップ30bは、電力受信回路31とデータ送受信回路33と変復調器35を備える。電力送信回路21は、変復調器25でデータ変調された電力信号によってキャパシタC1とインダクタL1との共振回路を駆動し、電力受信回路31は、キャパシタC2とインダクタL2との共振回路から電力を受け取ると共に、データ送受信回路33は、電力信号から変復調器35でデータ復調した信号を受け取る。このような構成の電力伝送装置によれば、LC共振器に与える電力に、微小な振幅変調、周波数変調、位相変調などを加えることで、2つのチップ間でデータの伝送も行うことができる。このデータ通信機能を用いて、2つのチップ間での電力の送受の制御電圧、電流の設定、送電開始停止などを行うことも可能である。図12は、図11におけるデータ送受信を、周波数変調を用いて行う例である。図12において図1と同一の符号は、同一物を示し、その説明を省略する。変調器15が電圧制御発振器VCO14の周波数制御信号をデータDataの値に応じて変調することで、電圧制御発振器14の発振周波数が変化する。受信側では、周波数の変化または振幅の変化共振点がずれることで送電効率が変化し、結果的に受信側での電力が変化するを読み取ることで、データが再生される。図13は、図11のデータ送受信を、振幅変調を用いて行う例である。図13において図1と同一の符号は、同一物を示し、その説明を省略する。変調器15a、15bは、LCタンクを駆動するPMOSトランジスタMp、NMOSトランジスタMnのそれぞれのゲート電圧をデータDataの値に応じて変化させることで、LCタンクに供給される電流振幅が変化し、受信側回路で受け取った電力量が変化する。この変化を受信側回路が読み取り、データを再生する。図14は、LCタンクを駆動するトランジスタを別チップとして、図1などで示される制御回路を搭載したチップとSiPSysteminPackageを構成した例である。図14において、送信側チップ20cは、制御チップ26とパワートランジスタであるNMOSトランジスタMn、PMOSトランジスタMpを備える。LC共振器を駆動するNMOSトランジスタMn、PMOSトランジスタMpは、受信回路に電力を供給するために大電力のトランジスタである必要がある。通常の集積回路で用いられるCMOSトランジスタは、このような大電力の駆動には適していないので、大電力の駆動に適したトランジスタを別チップすることで、大きな電力を効率よく伝送することができる。なお、前述の特許文献等の各開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示請求の範囲を含むの枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。