外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、参照信号を出力する参照信号生成回路と、前記参照信号に基づいた発振信号によって前記振動子を発振させる発振回路と、前記振動子からの出力信号に対して、前記発振信号との乗算及び前記参照信号による除算を行うことによって、前記出力信号の検波を行う検波回路と、を有することを特徴とする物理量センサ。前記検波回路は、エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第1差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第2差動トランジスタを有する乗算コアと、コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる線形化トランジスタ対と、前記発振信号及び前記出力信号のいずれか一方に、前記参照信号を加算する加算回路と、を有し、前記第1差動トランジスタの一方のベース及び前記第2差動トランジスタの一方のベースと、前記線形化トランジスタの一方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、前記第1差動トランジスタの他方のベース及び前記第2差動トランジスタの他方のベースと、前記線形化トランジスタの他方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、前記第1及び第2差動トランジスタの結合されたエミッタに対して前記発振信号及び前記出力信号のいずれか一方が入力され、前記線形化トランジスタ対のエミッタに対して前記発振信号及び前記出力信号のいずれか他方が入力される、請求項1に記載の物理量センサ。前記検波回路は、前記発振信号、前記出力信号及び前記参照信号を、それぞれ電圧信号から電流信号に変換する変換回路を有する、請求項2に記載の物理量センサ。前記加算回路は、電流信号に変換された前記発振信号と前記出力信号のいずれか一方と、電流信号に変換された前記参照信号との加算を行う、請求項3に記載の物理量センサ。前記加算回路は、前記発振信号と前記出力信号のいずれか一方と、前記参照信号との加算を、電圧信号の状態で行う、請求項2に記載の物理量センサ。乗除算回路であって、エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第1差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる第2差動トランジスタを有する乗算コアと、コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタからなる線形化トランジスタ対と、第1入力信号及び第2入力信号のいずれか一方に、第3入力信号を加算する加算回路と、を有し、前記第1差動トランジスタの一方のベース及び前記第2差動トランジスタの一方のベースと、前記線形化トランジスタの一方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、前記第1差動トランジスタの他方のベース及び前記第2差動トランジスタの他方のベースと、前記線形化トランジスタの他方のバイポーラトランジスタのエミッタが接続され、前記第1及び第2差動トランジスタの結合されたエミッタに対して前記第1入力信号及び前記第2入力信号が入力され、前記線形化トランジスタ対のエミッタに対して前記第3入力信号が入力され、前記第1入力信号及び前記第2入力信号を乗算して前記第3入力信号で除算した信号が出力される、ことを特徴とする乗除算回路。以下図面を参照して、物理量センサについて説明する。但し、本発明の技術的範囲はそれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶ点に留意されたい。図1は、物理量センサ1の全体構成を説明したブロック図である。物理量センサ1は、センサ素子10と、発振回路20と、検出回路30と、参照信号生成回路40とで構成した、振動型の角速度センサである。センサ素子10は、音叉形状に形成した圧電材料の表面に金属電極を配して構成した、回転角速度を検知するジャイロ振動子であり、駆動部11と検出部12を備えている。センサ素子10は、発振回路20によって発振駆動される。センサ素子10が振動中に回転角速度を受けると、微弱な交流信号がセンサ素子出力S12として検出部12から出力される。なお、センサ素子10として、他の形状を有する振動素子、例えば、3本の振動脚を有する振動素子を用いることも可能である。参照信号生成回路40は、後述のAGC制御回路のための基準信号を生成する回路である。参照信号生成回路40は、定電圧回路を含み、周囲温度や電源電圧に依存しないほぼ一定の電圧である参照信号S41を生成する。発振回路20は、センサ素子10に対し、モニタ回路21および可変ゲインアンプ22とで発振ループを形成した、いわゆるAGC機能を有する発振回路である。発振回路20は、AGC制御回路23を備えており、センサ素子10の励振電流の実効値が参照信号S41と等しくなるように可変ゲインアンプ22のゲインを制御する機能を有している。センサ素子10の励振電流は、モニタ回路21により電圧信号に変換されている。上記の構成により、AGC制御回路23によりセンサ素子10は発振制御がなされ、モニタ回路21が出力する発振信号S21は参照信号S41に基づいた振幅を有する交流信号となる。この発振信号S21は後述の検波回路30での乗算に用いる信号としても利用する。検出回路30は、センサ素子10の検出部12からの出力信号であるセンサ素子出力S12を増幅する増幅回路31と、増幅回路31の出力信号である増幅信号S31に含まれる角速度信号成分を検波する検波回路32と、検波回路32の出力信号である検波信号S32を増幅および平滑化して、物理量センサ出力S30として出力するフィルタ回路とで構成される。検波回路32は、増幅回路31の出力信号と発振信号S21とをアナログ的に乗算する演算回路である。発振回路20および検出回路30は電源V、V-を印加することにより動作する集積回路であり、同一の半導体素子上に構成されている。なお、発振回路20および検出回路30は、別々の半導体素子上に構成されるようにしても良い。ここで、乗算検波について簡単に説明する。一般に、振幅がそれぞれA、Bである同じ周波数かつ同じ位相の正弦波どうしを乗算すると次式1のようになる。AsinθBsinθ=AB1-cos2θ/21ここで、θを時間に比例した位相角θ=ωtとみなせば、三角関数の性質から、上記の乗算からは、元の信号の2倍の周波数の信号と直流信号との2つの成分が得られることが分かる。この信号を低周波のみを通過するフィルタを通すと、-ABcos2θ/2の成分がカットされるので、AB/2という大きさの直流信号が得られる。発振信号S21と増幅信号S31とはいずれも同じ周波数の信号である。例えば、Aがほぼ一定、Bが印加される回転角速度に比例であるような信号を選び、前式で表されるような演算操作を行えば、回転角速度に比例した信号が得られる。次に説明する検波回路30は、この原理を用いて検波操作を行うものである。ところで、センサ素子10を発振させるための発振信号S21、センサ素子10から出力される回転角速度に比例する増幅信号S31、及び参照信号生成回路40から出力される参照信号S41を、以下の様に設定する。S21=AsinωtS31=BsinωtS41=Vrefここで、Vrefは基準電圧値である。AGC制御回路23によって、発振信号S21の振幅は、参照信号S41に基づいて一定となるように制御されることから、AはVrefの関数となる。また、増幅信号S31は発振信号S21に基づいて振動されたセンサ素子10から出力するので、BもVrefの関数となる。したがって、単純に発振信号S21と増幅信号S31とを用いて乗算検波を行うと、検出される回転角速度に比例した直流信号AB/2は上記式1から理解できるように、Vrefの二乗に比例する。ところで、参照信号S41は、必ずしも完全に一定とはならず、温度補償回路等を設けても、微小であるが温度等によって変化する。また、参照信号S41にノイズ等が重畳される場合も考えられる。参照信号S41が変化又は参照信号S41にノイズが重畳された場合、検出される回転角速度に比例した直流信号は、参照信号S41が変化又はノイズの二乗に応じて、大きく変化してしまう。このような変化は、物理量センサの広い使用温度範囲での高精度化を実現する上での妨げとなる。そこで、物理量センサの検波回路32では、後述するように、以下の式2に基づいて乗算検波が行われるように構成されている。AsinθBsinθ/Vref=AB1-cos2θ/2Vref2式2より、検出される回転角速度に比例した直流信号は、AB/2Vrefに対応、即ち、Vrefの二乗ではなく、Vrerに比例する。したがって、参照信号S41の変化やノイズの重畳によって、物理量センサの出力が大きく変化することがない後述する式8参照。図2は、物理量センサの検波回路32を説明した回路図である。検波回路32は、第1~第3のV-I変換回路110、120、130と、乗除算回路140と、I-V変換回路150と、移相回路160とで構成されている。検波回路32は、発振信号S21および増幅信号S31をそれぞれ電流信号へ変換するための第1のV-I変換回路110および第2のV-I変換回路120を備えている。特にこれらのV-I変換回路には出力形式が差動出力のものを用いる。なお、第1のV-I変換回路110には、移相回路160を介して発振信号S21を入力している。これは先に示した乗算検波の式のように、乗算する信号どうしの位相を揃えるためである。位相調整した信号を発振信号S21’とする。検波回路32はさらに、参照信号S41を電流信号へ変換するための第3のV-I変換回路130を備えている。第3のV-I変換回路130は等しい出力電流を2つの端子から出力する構成としている。これらのV-I変換回路の構成については後述する。乗除算回路140は、入力される電流信号を乗算し、電流出力として出力する回路である。乗除算回路140は、複数のバイポーラトランジスタで構成した、いわゆるギルバート乗算回路であると言える。乗除算回路140は入力信号および出力信号がいずれも差動形式のものを用いている。ここで、乗除算回路140の構成について説明する。乗除算回路140は、バイポーラトランジスタ141~144、145A、145Bと、バイアス電流源146A、146Bとで構成される。これらのトランジスタは全てPNP型である。乗除算回路140は、エミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタ141及び142からなる第1差動トランジスタ及びエミッタ結合した一対のバイポーラトランジスタ143及び144からなる第2差動トランジスタを有する乗算コアと、コレクタ結合した一対のバイポーラトランジスタ145A及び145Bからなる線形化トランジスタ対を有している。また、トランジスタ142と143のベースどうしが結合されている。さらに、トランジスタ145Aのエミッタは、トランジスタ141およびトランジスタ144のベースと接続している。またトランジスタ145Bのエミッタは、トランジスタ142およびトランジスタ143のベースと接続している。乗除算回路140はバイポーラトランジスタの指数特性から生じる非線形成分を抑制した線形化乗算回路である。乗算を行う部分はトランジスタ141~144の4つの素子である。トランジスタ145A及び145Bでは、線形化のための前処理を行う構成となっている。トランジスタ145Aのエミッタには、第1のV-I変換回路110の出力電流と第3のV-I変換回路の一方の出力電流とが加算された電流が流れ込む構成となっている。同様にトランジスタ145Bのエミッタには、第1のV-I変換回路110の反転出力電流と第3のV-I変換回路のもう一方の出力電流とが加算された電流が流れ込む構成となっている。この様に、乗除算回路140では、電流信号の加算は結線で行えることから、第1のV-I変換回路110と第3のV-I変換回路130の出力端子どうしを結線することによって、第1のV-I変換回路110の出力電流と第3のV-I変換回路の出力電流とを加算する加算回路を構成している。トランジスタ145Aとトランジスタ145Bはいずれもダイオード接続となっており、これらのベースおよびコレクタは負側の電源V-に接続されている。トランジスタ141とトランジスタ142とはエミッタどうしが接続され、ここへ第2のV-I変換回路120の出力電流とバイアス電流Ibとが加算された電流が流れ込む構成となっている。同様にトランジスタ143とトランジスタ144のエミッタどうしは接続され、ここへ第2のV-I変換回路120の反転出力電流とバイアス電流Ibとが加算された電流が流れ込む構成となっている。バイアス電流Ibは、定電流回路であるバイアス電流源146A、146Bが生成する。トランジスタ141のコレクタとトランジスタ143のコレクタが接続され、乗算出力端子となっている。同様に、トランジスタ142のコレクタとトランジスタ144のコレクタが接続され、乗算反転出力端子となっている。I-V変換回路150は、乗除算回路140の出力電流信号を電圧信号に変換するものである。MOSトランジスタ151A~154A、151B~151Bによるいわゆる折り返しカスコード回路により差動電流入力を単相の電流信号に変換し、さらに変換抵抗156とオペアンプ155とによりI-V変換出力する構成としている。変換抵抗156はポリシリコン抵抗などの線形抵抗素子で構成されている。図2に示す乗除算回路140では、第3のV-I変換回路130からの供給電流が増加すると、線形化トランジスタ145A及び145Bへ供給されるバイアス電流が増加する。バイアス電流が増加すると、線形化トランジスタ145A及び145Bのベースエミッタ間電圧が増加する。線形化トランジスタ145A及び145Bでは、バイアス電流が小さいとベースエミッタ間電圧が低くなり、入力信号に対応する出力信号の電圧変化が大きくなる即ち、ゲイン大。この場合に、第1のV-I変換回路110からの信号成分が加わると、乗算コアへ出力される信号成分のゲインは大きくなる。逆に、線形化トランジスタ145A及び145Bでは、バイアス電流が大きいとベースエミッタ間電圧が高くなり、入力信号に対応する出力信号の電圧変化が小さくなる即ち、ゲイン小。この場合に、第1のV-I変換回路110からの信号成分が加わると、乗算コアへ出力される信号成分のゲインは小さくなる。この関係を乗算コアの出力からみると、線形化トランジスタ145A及び145Bから得られる信号成分を乗算コアを介して得られる出力信号成分と、第1のV-I変換回路110からの信号成分との振幅比は、第3のV-I変換回路130からの供給電流に反比例するような動作を行うこととなるので、乗除算回路140全体の出力では、第3のV-I変換回路130からの出力によって除算したようになる。図3は、物理量センサのV-I変換回路を説明した回路図である。図3に示すV-I変換回路は、図2に示す第1のV-I変換回路110および第2のV-I変換回路120に用いられる構成である。V-I変換回路は、MOSトランジスタと抵抗素子を利用したトランスコンダクタンスアンプであり、PchMOSトランジスタ201~207以下PMOSとNchMOSトランジスタ211~217以下NMOSと、変換抵抗220と、テール電流源230とで構成される。PMOS201のゲート端子はV-I変換回路の入力端子INである。図3に示すV-I変換回路が図2に示す第1のV-I変換回路110として用いられた場合には、入力端子INには、位相調整された発振信号S21 ́が入力される。PMOS201、202、NMOS201、202およびテール電流源230は、PMOS201、202を入力素子とし、NMOS211、212をそれぞれ負荷素子とした差動対回路である。PMOS201のゲート端子は差動対回路の非反転入力端子、またPMOS202のゲート端子は反転入力端子に相当し、この差動対回路へのバイアス電流供給をテール電流源230によって行う。NMOS211、212はダイオード接続とし、NMOS212へ流れた電流値をカレントミラーでNMOS214へ所定値倍してコピーする。また、NMOS211へ流れた電流値をNMOS213、PMOS203を介してPMOS204へ所定値倍してコピーする。PMOS204とNMOS214のドレイン端子どうしを接続し、この端子に反転入力端子に相当するPMOS202のゲート端子と変換抵抗220の一端を接続する。変換抵抗220の他端は信号グラウンドに接地する。なお、変換抵抗220はポリシリコン抵抗などの線形抵抗素子で構成する。さらにPMOS204に流れる電流値をカレントミラー接続でPMOS207へコピーし、NMOS214に流れる電流値をカレントミラー接続でNMOS217へコピーする。PMOS207とNMOS217のドレイン端子どうしを接続し、この接続点を出力端子IOUTとする。図3に示すV-I変換回路が図2に示す第1のV-I変換回路110として用いられた場合には、出力端子IOUTからは、出力電流が出力される。NMOS211へ流れた電流値をカレントミラーでNMOS216へ所定値倍してコピーする。また、NMOS212へ流れた電流値はNMOS215、PMOS205を介してPMOS206へ所定値倍してコピーする。PMOS206とNMOS216のドレイン端子どうしを接続し、この接続点を反転出力端子IOUTBとする。図3に示すV-I変換回路が図2に示す第1のV-I変換回路110として用いられた場合には、出力端子IOUTBからは、反転出力電流-が出力される。このように接続することで、PMOS201~204およびNMOS211~214は、変換抵抗220の非接地側の一端を出力と見立てた電圧フォロワとして動作し、入力端子INへ入力した信号と同じ信号が変換抵抗220の一端に現れる。さらに変換抵抗220へ流れる電流は残りのMOSトランジスタによってコピーされ、IOUT端子からは入力信号電圧を変換抵抗220の抵抗値で除した値の電流が出力される。そしてIOUTBからは、IOUT端子から出力される電流とは絶対値が等しく方向が逆の電流が出力される。このV-I変換回路は、入力電圧をV、出力電流をIとした場合には次式2の関係が成り立つよう動作する。I=±KV3上記の式3において、符号がの場合は出力端子の出力電流に対応し、符号が-の場合反転出力端子の出力電流に相当する。変換係数Kは、変換抵抗220の抵抗値の逆数となる。図3に示すV-I変換回路を、第3のV-I変換回路130として利用する場合には、PMOS207およびNMOS217に流れる電流値をカレントミラー接続でコピーする回路をもう一系統増やし、IOUT端子から出力される電流値と等しい電流が出力できるようにする。この場合、出力端子IOUTからは、出力電流が出力され、もう一系統追加された出力端子からも、出力電流が出力されることとなる。なお、図3に示すV-I変換回路を、第3のV-I変換回路130として利用する場合には、出力端子IOUTBからの出力は利用しない。次に、図1を用いて物理量センサ1の動作について説明する。物理量センサ1に電源V、V-を印加すると、参照信号生成回路40は参照信号S41を出力し、発振回路20は参照信号S41に基づいた所定の電流値でセンサ素子10の駆動部11を交流駆動する。AGC制御がなされるため、発振信号S21には、参照信号S41に基づいた振幅の交流電圧が出力される。この状態で物理量センサ1に回転角速度が印加されると、回転角速度に応じた振幅を持つ交流信号がセンサ素子出力S12に現れる。検出回路30はこのセンサ素子出力S12を増幅しつつ電圧信号に変換し、増幅信号S31として検波回路32へ入力する。検波回路32には、さらに参照信号S41と発振信号S21とが入力されている。検波回路32は次に述べるように乗算検波を行い、次段のフィルタ回路33で平滑化処理がなされる。結果として物理量センサ1からは、印加した回転角速度に比例した振幅をもつ検出信号S30が出力される。次に、物理量センサ1の検波回路32の動作について説明する。発振信号S21の電圧値をV1、増幅信号S31の電圧値をV2、参照信号S41の電圧値をVrefとする。特にV1、V2は同じ周波数かつ同じ位相の正弦波信号Asinθの形式である。参照信号S41の電圧値Vrefと第3のV-I変換回路130の出力電流Irとの関係は、第3のV-I変換回路130の変換抵抗の抵抗値をR3とすると次式4で表すことができる。Ir=Vref/R34また、乗除算回路140の一方に入力される電流信号I1と、乗除算回路140のもう一方に入力される電流信号I2は次式5及び6のようになる。I1=Ib±K1V15I2=Ir±K2V26なお複号は差動信号出力のそれぞれに相当する。さらに、乗除算回路140の出力電流I4は次式7のようになる。I4=K1K2/IrV1V27ここでI-V変換回路150の変換抵抗155の抵抗値をR5とおくと、I-V変換回路150の出力信号である検波信号S32は次式8のようになる。検波信号S32の電圧値=2R5K1K2/IrV1V2=2R3R5K1K2V1V2/Vref8上記の式8のV1は、本例では発振信号S21の電圧値に対応する。発振信号S21は、AGC制御回路により発振振幅の制御がなされた信号であり、AGC制御の基準である参照信号S41の電圧値Vrefに依存比例する。またV2は、本例では検出部12から得られた角速度信号を増幅した増幅信号S31の電圧値に対応する。よって、増幅信号S31は、印加された角速度の強さに比例するが、角速度を検知するために駆動部11を励振する強さにも比例する。即ち、増幅信号S31は、参照信号S41の電圧値Vrefに比例する。図4aに示す波形50は、発振信号S21の波形例であり、波形51は、増幅信号S31の波形例である。よってI-V変換回路150の出力信号、すなわち検波信号S32の電圧振幅は、印加された角速度に比例し、且つ参照信号S41の電圧値Vrefに比例することとなる。検波信号S32を平滑化した物理量センサ出力S30も同様である。図4bに示す波形52は、検波信号S32の波形例であり、図4cに示す波形53は、物理量センサ出力S30の波形例である。すなわち、物理量センサ1の出力S30における参照信号S41の依存性を1次程度に抑えることができることが分かる。この特性自体は、従来のスイッチによる検波回路を用いた物理量センサの同様の性質であるが、検波される元の信号成分としては、発振周波数と同じ周波数成分のみであり、外部振動等に起因するそれ以外の周波数成分をもつノイズが仮に含まれたとしても、乗算検波により直流よりも充分高い周波数に周波数変換されてしまうので、次段のフィルタ回路33により容易に除去可能である。従って、物理量センサ1が、検波回路32を有することによって、参照電圧S41の変動による出力信号S30heの影響が小さく、外来振動によるノイズにも強い高精度の物理量センサ1を実現することが可能となる。なお、K1、K2はV-I変換回路における変換比である。物理量センサ1において、K1、K2を線形抵抗素子に基づいて決定されるようにすれば、R3とK1またはK2の温度係数や半導体プロセス変動などを相殺することが可能となる。同様に、I-V変換回路150を構成する変換抵抗155にも同じ線形抵抗素子を用いることで、R5とK2またはK1の温度係数や半導体プロセス変動を相殺することも可能となる。第1のV-I変換回路110と第2のV-I変換回路120に用いる変換抵抗の値をそれぞれR1、R2とし、さらに第3のV-I変換回路130に用いる変換抵抗の値をR3とすると、検波信号S32は次式9で表すことができる。検波信号S32の電圧値=2R3R5/R1R2V1V2/Vref9上記の式9から、第1~第3のV-I変換回路110、120、130およびI-V変換回路150の変換抵抗を全て同一の材質からなる抵抗素子とすると、V-I変換回路およびI-V変換回路で生じる誤差が相殺されることが理解できる。なお、図2に示す検波回路32では、参照信号S41の成分を発振信号21の成分に加算する際、第1のV-I変換回路110及び第3のV-I変換回路130において、それぞれ電流信号に変換した後に加算するように構成した。しかしながら、参照信号S41の成分と発振信号21の成分を電圧信号の状態で加算し、その後、V-I変換する構成としても良い。この場合、電圧信号の加算は、オペアンプと抵抗素子とを使った、よく知られた電圧加算回路で実現することが可能である。また、図1に示した物理量センサ1におけるAGC制御に用いる参照信号S41は電圧信号であった。しかしながら、参照信号S41が電流信号であるような回路構成であっても良い。その場合、第3のV-I変換回路130が不要となる。さらに、図1に示した物理量センサ1では、駆動部11から得られる発振信号S21に対して参照信号S41を加算するように構成した。しかしながら、センサ素子出力S12を増幅した増幅信号S31に対して参照信号S41を加算し、この加算信号と、発振信号S21とを電流乗算回路へ入力するように構成しても良い。前記のように変更を行っても、乗算順序が交換可能であることから、同様の出力信号S30が得られることは明らかである。図5は、乗除算回路140を説明するための図である。図5aは、図2に示す乗除算回路140と、第1のV-I変換回路110~第3のV-I変換回路130との関係を模式化して示したものである。前述したように、乗除算回路140の出力Zは、第1のV-I変換回路110へ入力される電圧信号Y、第2のV-I変換回路120へ入力される電圧信号X、第3のV-I変換回路130に入力される電圧Rとすると、Z=XY/Rと表すことができる。例えば、第3のV-I変換回路130に入力される電圧Rが、デジタル的に抵抗値を変更することが可能なデジタルボリューム等を利用して、任意の電圧を生成することが可能な生成回路からの調整出力であるとする。その場合、乗除算回路140の出力Zは、Z=KaXYという様に、別途ゲインアンプを用いることなく、2つの電圧信号の積をKa倍に調整可能な可変ゲイン乗算回路であると言うことができる。図5bは、図2に示す乗除算回路140への入力を変更した変形例を示した図である。図5bでは、第1のV-I変換回路110に電圧Rを入力し、第3のV-I変換回路130に電圧信号Yを入力している。ただし電圧信号Yは正の信号である。図5bの場合、乗除算回路140の出力Zは、Z=XR/Yと表すことができる。例えば、第1のV-I変換回路110に入力される電圧Rが、調整出力であるとする。その場合、乗除算回路140の出力Zは、Z=KbX/Yという様に、別途ゲインアンプを用いることなく、2つの電圧信号の比商をKb倍に調整可能な可変ゲイン除算回路であると言うことができる。図5a及びbに示した様に、乗除算回路140を検波回路に利用すれば、2つの信号の乗算と参照信号Vrefによる除算を1つの回路で同時に行うことが可能となる。