"直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を変調波および搬送波に基づいて制御する電力変換制御装置であって、出力電圧位相角指令と、前記電力変換装置に供給される直流電圧、および出力電圧指令に基づいて算出された変調率とに基づいて変調波を生成する変調波生成部と、過変調状態ではない場合、三角波または鋸波を前記搬送波として生成し、過変調状態の場合には、前記変調波のピーク位置に対応するタイミングを中心とした所定範囲である第1の区間で-1固定の信号を前記搬送波として生成し、当該第1の区間を前記変調波の半周期分シフトさせた第2の区間では1固定の信号を前記搬送波として生成し、残りの第3の区間では三角波または鋸波を前記搬送波として生成する搬送波生成部と、前記搬送波と前記変調波とを比較して前記電力変換装置を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備えることを特徴とする電力変換制御装置。前記搬送波生成部は、変調波と同期した搬送波を生成することを特徴とする請求項1に記載の電力変換制御装置。前記搬送波生成部は、出力電圧位相角指令に基づいて、過変調状態ではない場合に使用する搬送波を第1の候補搬送波として生成する第1の候補搬送波生成部と、出力電圧位相角指令および変調率に基づいて、過変調状態の場合に使用する搬送波を第2の候補搬送波として生成する第2の候補搬送波生成部と、過変調状態ではない場合に前記第1の候補搬送波を選択して前記搬送波として出力し、過変調状態の場合には前記第2の候補搬送波を選択して前記搬送波として出力する搬送波選択部と、を備えることを特徴とする請求項1および2に記載の電力変換制御装置。前記搬送波生成部は、変調率に基づいて前記第1の区間を設定することを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換制御装置。前記搬送波生成部は、前記第1の区間または前記第2の区間と前記第3の区間との境界において連続性が維持される搬送波を生成することを特徴とする請求項1または2に記載の電力変換制御装置。直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を変調波および搬送波に基づいて制御する場合の電力変換制御方法であって、出力電圧位相角指令と、前記電力変換装置に供給される直流電圧、および出力電圧指令に基づいて算出された変調率とに基づいて変調波を生成する変調波生成ステップと、過変調状態ではない場合、三角波または鋸波を前記搬送波として生成し、過変調状態の場合には、前記変調波のピーク位置に対応するタイミングを中心とした所定範囲である第1の区間で-1固定の信号を前記搬送波として生成し、当該第1の区間を前記変調波の半周期分シフトさせた第2の区間では1固定の信号を前記搬送波として生成し、残りの第3の区間では三角波または鋸波を前記搬送波として生成する搬送波生成ステップと、前記搬送波と前記変調波とを比較して前記電力変換装置を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成ステップと、を含むことを特徴とする電力変換制御方法。請求項1~5のいずれか一つに記載の電力変換制御装置に制御された電力変換装置により駆動される電動機。請求項1~5のいずれか一つに記載の電力変換制御装置と、前記電力変換制御装置により制御される電力変換装置と、前記電力変換装置への入力とする直流電力を生成する入力回路と、前記電力変換装置により駆動される電動機と、を備えることを特徴とする車両駆動システム。過変調状態の場合、変調波と搬送波の交差が発生しなくなる区間が存在するが、この区間の近傍では幅が非常に狭いパルスが生成される。幅が非常に狭いパルスは、インバータの出力電圧に対する影響が小さく、仮にこのパルスが存在しなくても出力電圧は殆ど変化しない。一方、インバータを構成しているスイッチング素子のスイッチング回数はパルス数のみに依存するので、インバータ出力に殆ど影響を与えることのないパルス幅が非常に狭いパルスが存在する場合には、不必要にスイッチング損失が増大してしまうという問題があった。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電力変換動作にかかるスイッチング損失を低減可能な電力変換制御装置、電力変換制御方法、電動機および車両駆動システムを得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電力を交流電力に変換する電力変換装置を変調波および搬送波に基づいて制御する電力変換制御装置であって、出力電圧位相角指令と、前記電力変換装置に供給される直流電圧、および出力電圧指令に基づいて算出された変調率とに基づいて変調波を生成する変調波生成部と、過変調状態ではない場合、三角波または鋸波を前記搬送波として生成し、過変調状態の場合には、前記変調波のピーク位置に対応するタイミングを中心とした所定範囲である第1の区間で-1固定の信号を前記搬送波として生成し、当該第1の区間を前記変調波の半周期分シフトさせた第2の区間では1固定の信号を前記搬送波として生成し、残りの第3の区間では三角波または鋸波を前記搬送波として生成する搬送波生成部と、前記搬送波と前記変調波とを比較して前記電力変換装置を制御するためのスイッチング信号を生成するスイッチング信号生成部と、を備えることを特徴とする。この発明によれば、スイッチング信号に幅の狭いパルスが含まれるのを防止して電力変換装置におけるスイッチング回数を抑制することが可能となる。すなわち、変調精度が劣化するのを防止しつつスイッチング損失を低減させる制御が可能な電力変換制御装置を実現できるという効果を奏する。以下に、本発明にかかる電力変換制御装置、電力変換制御方法、電動機および車両駆動システムの実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態1.図1は、本発明にかかる電力変換制御装置の構成例を示す図である。図1では、一例として、交流電動機1に対して三相交流電力を供給する電力変換部2を制御する態様の電力変換制御装置を示している。なお、電力変換部2は、複数のスイッチング素子を備えて構成されており、後述する構成の電力変換制御装置からの指示スイッチング信号に従って各スイッチング素子を制御することにより、直流電力源3から供給される直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置である。図1に示したとおり、本実施の形態の電力変換制御装置は、変調率演算部4、搬送波生成部5、変調波生成部6および比較部7を備えている。変調率演算部4は、中間直流電圧EFCおよび出力電圧指令Vに基づいて、変調率PMFを算出する。ここで、EFCは、直流電力源3から電力変換部2へ供給される直流電力の電圧である。変調率演算部4は、次式に従ってPMFを算出する。PMF=2V/EFC...1搬送波生成部5は、出力電圧位相角指令θおよび変調率演算部4で算出された変調率PMFに基づいて、U相,V相,W相の搬送波Cau,Cav,Cawを生成する。この搬送波生成部5の内部構成および搬送波の生成動作の詳細については後述する。変調波生成部6は、出力電圧位相角指令θおよび変調率演算部4で算出された変調率PMFに基づいて、U相,V相,W相の変調波αu,αv,αwを生成する。θがu相に対応するものである場合、変調波生成部6は、次式に従って各相の変調波を生成する。αu=PMFsinαv=PMFsinαw=PMFsin...2スイッチング信号生成部として動作する比較部7は、変調波生成部6で生成された変調波αu,αv,αwと搬送波生成部5で生成された搬送波Cau,Cav,Cawを同相毎に比較し、比較結果に基づいて、電力変換部2に対する制御信号であるスイッチング信号SWu,SWv,SWwを生成する。本実施の形態の電力変換制御装置は、スイッチング信号の生成に使用する搬送波と変調波が同期している同期PWMモードで電力変換部2を制御することとする。次に、搬送波生成部5の詳細について説明する。図2は、搬送波生成部5の構成例を示す図である。図示したように、搬送波生成部5は、候補搬送波生成部50aおよび50bと、搬送波選択部51とを備えている。候補搬送波生成部50aは、出力電圧位相角指令θに基づいて第1の候補搬送波を生成する。候補搬送波生成部50bは、出力電圧位相角指令θおよび変調率演算部4で算出された変調率PMFに基づいて第2の候補搬送波を生成する。なお、候補搬送波生成部50aおよび50bは、U相,V相,W相の候補搬送波をそれぞれ生成する。搬送波選択部51は、候補搬送波生成部50aで生成された搬送波U,V,W相の第1の候補搬送波または候補搬送波生成部50bで生成された搬送波U,V,W相の第2の候補搬送波を変調率PMFに基づいて選択し、各相の搬送波Cau,Cav,Cawとして比較部7へ出力する。搬送波選択部51は、過変調状態の場合PMF>1の場合は候補搬送波生成部50bで生成された搬送波を選択する。過変調状態ではない場合は候補搬送波生成部50aで生成された搬送波を選択する。ここで、候補搬送波生成部50aが生成する搬送波第1の候補搬送波および候補搬送波生成部50bが生成する搬送波第2の候補搬送波について説明する。図3は、候補搬送波生成部50aが生成する搬送波の一例を示す図であり、候補搬送波生成部50aは図示した三角波を搬送波として生成する。なお、説明の便宜上、PMF=0.5の場合の変調波も併せて記載している。変調波は鎖線で示している。図3において、横軸にはU相変調波の位相角を示している。図示したように、候補搬送波生成部50aは、従来と同様の搬送波例えば、上記特許文献1の図6や図7に示された搬送波を生成する。三角波ではなく鋸波を生成しても構わない。図4および図5は、候補搬送波生成部50bが生成する搬送波の一例を示す図である。図4はPMF=1.1の場合に生成する搬送波例を示し、図5はPMF=1.5の場合に生成する搬送波例を示している。これらの図4,図5に示したとおり、候補搬送波生成部50bは、U,V,Wの各相の搬送波として、対応する変調波のピーク位置またはピーク位置から半周期シフトした位置を中心とした一定区間2つのa_b区間において値が-1固定または1固定となり、かつその他の区間においては従来の搬送波と同様の三角波となる信号を生成する。例えば、U相の搬送波は、90±a_bdegの区間では-1固定、270±a_bdegの区間では1固定となる。三角波の代わりに鋸波としてもよい。U相の搬送波についてのみa_b区間を示しているが、V相,W相も同様の区間で値を1または-1に固定している。値を固定する区間は変調率PMFに応じて変動する。また、各相の搬送波は、三角波と固定波1または-1に固定の信号が連続的に繋がるように設定する。なお、別の表現を用いれば、候補搬送波生成部50bが生成する搬送波は、変調波の大きさ絶対値が、所定のしきい値三角波の振幅よりも小さい値。図4に示したαthに相当よりも大きくなっている区間では1または-1固定となり、かつその他の区間では三角波となる信号といえる。図6は、PMF=1.1の場合、すなわち図4に示した搬送波を使用する場合に比較部7が生成するスイッチング信号スイッチングパターンの一例を示す図である。図7は、従来の電力変換制御装置が生成する搬送波の一例を示す図であり、PMF=1.1の場合の変調波も併せて記載している。図示したように、従来の電力変換制御装置では、過変調状態においても非過変調状態PMF≦1.0の状態と同様の搬送波を生成する。図7に示した従来の搬送波を使用した場合、PMF=1.1であれば図8に示したスイッチングパターンとなる。本実施の形態の電力変換制御装置によるスイッチングパターンを示した図6と、従来のスイッチングパターンを示した図8を比較すると、本実施の形態の電力変換制御装置による制御を適用した場合の方が従来よりもスイッチング回数が少ないことが分かる。例えば、U相について見た場合、図6では、図8において発生している、60度近傍、120度近傍、240度近傍、および300度近傍でのスイッチングが回避されている。このように、本実施の形態の電力変換制御装置では、候補搬送波生成部50bが上記のような搬送波を生成し、過変調時にはこれを使用して比較部7がスイッチング信号を生成するように構成したので、過変調時の電力変換制御動作において、幅の狭いパルスがスイッチング信号に含まれないようになり、スイッチング回数を抑えることが可能となる。ここで、幅の狭いパルスは変調精度への影響が低いので、幅の狭いパルスの生成を回避することにより、変調精度が劣化するのを防止しつつスイッチング損失を低減することができる。なお、変調精度とは、出力電圧指令が示す電圧指示電圧と実際に出力される電圧の誤差を示す情報である。また、同期PWM制御同期PWMモードでの制御を行うので、過変調時に搬送波と変調波が交差しなくなる非交差区間と交差が発生する交差発生区間の境界近傍において、三相のスイッチング回数がアンバランスとなるのを防止でき、負荷電流の脈動ビート現象が発生するのを防止できる。すなわち、過変調時に非同期PWMモードで制御を行う従来の電力変換制御において必要であった、発生パルス数が不安定となる問題を解決するための難しい制御を行うことなく発生パルス数を安定させてスイッチング回数のアンバランス発生を防止できる。候補搬送波生成部50bが生成する搬送波について、より詳細に説明する。ここでは、図4を参照しながらU相の搬送波について説明する。V相,W相の搬送波は、U相の搬送波と位相が異なるだけであり波形は同一であるため、説明を省略する。候補搬送波生成部50bが生成する搬送波は、候補搬送波生成部50aが生成する従来と同様の搬送波と比較して、以下の式3a,式3bで現した区間においてスイッチング動作が発生しないよう、搬送波を1或いは-1に固定されている。π/2-a_b<θ<π/2a_b...3a3π/2-a_b<θ<3π/2a_b...3b搬送波は式3aの区間内で1固定、式3bの区間内で-1固定とする。なお、式3a,3bで使用している区間幅a_bは、θ<π/2に注目して次のように決定する。ここで、搬送波半周期に相当する角度幅をXとする。Xは次式4を満たす。a_b’=a_bX...40<θ<π/2の区間のうち、最もπ/2に近いスイッチタイミング条件θ=π/2-a_b’を決定するために、このタイミングでのU相変調波の大きさの条件としてしきい値αthを与え、式5とおく。αthは許容最小パルス幅に関係するものであり、例えば、0.5から1.0の間に設定する。PMFsin=αth...5式5は次式6のように変形できる。式6においてαth=0.95に設定した場合、a_b’の変調率PMFに対する特性を図示すると図9のようになる。図9は、変調率PMFが大きいほど変調波が1を超える区間が広くなり、スイッチングを停止する搬送波を1または-1に固定する区間の幅a_b×2およびa_bに搬送波の半周期を付加したa_b’が広がっていくことを示している。以上のように、候補搬送波生成部50bは、図9に示した特性曲線に従い、変調率PMFに応じたスイッチング停止区間a_bおよびa_b’を設定して図4や図5に示した波形の搬送波を生成する。なお、搬送波生成部5の構成は図2に示したものに限定されない。候補搬送波生成部50bが、変調率PMFが1以下の場合は従来どおりの搬送波を生成し、変調率PMFが1を超えている場合には、PMFの値に応じた区間で固定値1または-1となる搬送波を生成し、比較部7へ出力するようにしてもよい。このように、本実施の形態の電力変換制御装置は、同期PWMモードで電力変換装置を制御する同期PWM制御を採用しており、過変調状態の場合、変調信号のピーク位置およびピーク位置から半周期シフトした位置を中心とし、かつ変調率に応じた長さの第1の区間上述した非交差区間およびその近傍において固定値-1または1を出力し、残りの第2の区間においては三角波を出力する搬送波生成部を備え、この搬送波生成部で生成した搬送波を用いて、電力変換回路を制御するためのPWM制御信号スイッチング信号を生成することとした。これにより、PWM制御信号に幅の狭いパルスが含まれるのを防止することができ、スイッチング回数を抑制してスイッチング損失を低減することができる。加えて、三相のスイッチング回数がアンバランスとなるのを防止でき、負荷電流に不要な脈動が発生するのを防止できる。また、変調率および変調波の大きさ上述したαthに相当を用いて第1の区間を決定するようにしたので、スイッチング回数の抑制効果を定量的に設定することができる。また、第1の区間を、当該区間における搬送波と第2の区間における搬送波が連続的に繋がるように、すなわち第1の区間と第2の区間の境界部分において搬送波の連続性が維持されるように設定することとしたので、不要なスイッチングの発生を確実に回避することができる。さらに、本実施の形態の電力変換制御装置を適用することによって電動機に入力される電圧をより高く設定できるため、入力電流を抑えることができ、電流によるジュール損失主に銅損が低減する。すなわち、電動機としての損失が低減し、冷却性能を抑えることができるため、冷却フィン形状、冷却風路の見直しにより電動機の小型軽量化が可能となる。なお、搬送波の連続性の維持を達するために、第2の区間のうち、第1の区間との境界部分以外の区間における搬送波も変調波に同期させて生成する構成にすると、搬送波生成部の構成を簡易に実現できることになり更に好適である。なお、直流電力を三相交流電力に変換する電力変換装置を制御する場合について説明したが、単相交流電力に変換する電力変換装置の制御にも適用でき、スイッチング損出を低減できる。実施の形態2.本実施の形態では、実施の形態1で説明した電力変換制御装置を適用した車両駆動システムについて説明する。図10は、車両駆動システムとして鉄道車両に適用した構成例を示す図である。車両駆動システムは、交流電動機1、電力変換部2、制御部8および入力回路12を備えている。交流電動機1は、図1に示した交流電動機1と同じものであり、鉄道車両に搭載されている。電力変換部2は、図1に示した電力変換部2と同じものであり、入力回路12から供給された直流電力を交流電力に変換して交流電動機1を駆動する。制御部8は、実施の形態1で説明した電力変換制御装置に相当する。すなわち、制御部8は、実施の形態1で説明した変調率演算部4、搬送波生成部5、変調波生成部6および比較部7を含んで構成されており、電力変換部2を制御するためのスイッチング信号SWu,SWv,SWwを生成する。入力回路12は、図示を省略しているが、スイッチ、フィルタコンデンサ、フィルタリアクトルなどを備えて構成されており、その一端は集電装置11を介して架線10に接続されている。また、他端は、車輪13を介して大地電位であるレール14に接続されている。この入力回路12は、架線10から直流電力または交流電力の供給を受けて、電力変換部2へ供給する直流電力を生成する。このように、本実施の形態の電力変換制御装置を車両駆動システムへ適用することにより、システム全体として損失低減、小型化を実現することが可能となる。"