反転増幅回路と、該反転増幅回路と並列に接続された負帰還回路と、前記反転増幅回路の入力側に設けられたバッファ増幅回路とを有する可変利得増幅回路において、インピーダンスを変化させることが可能なインピーダンス調整部を有し、前記反転増幅回路と前記バッファ増幅回路とは、前記インピーダンス調整部を介して接続された可変利得増幅回路。請求項1に記載の可変利得増幅回路において、前記インピーダンス調整部は、可変容量素子である可変利得増幅回路。請求項1に記載の可変利得増幅回路において、前記インピーダンス調整部は、可変インダクタ素子である可変利得増幅回路。請求項1に記載の可変利得増幅回路において、前記インピーダンス調整部は、前記反転増幅回路と前記バッファ増幅回路との間に一端が接続され、他端が前記負帰還回路に接続された複数のスイッチと、該複数のスイッチの一端間に接続された複数のインピーダンス素子とから構成される可変利得増幅回路。請求項4に記載の可変利得増幅回路において、前記複数のインピーダンス素子のそれぞれは、容量素子である可変利得増幅回路。請求項4に記載の可変利得増幅回路において、前記複数のインピーダンス素子のそれぞれは、可変容量素子である可変利得増幅回路。請求項4に記載の可変利得増幅回路において、前記複数のインピーダンス素子のそれぞれは、インダクタ素子である可変利得増幅回路。請求項4に記載の可変利得増幅回路において、前記複数のインピーダンス素子のそれぞれは、可変インダクタ素子である可変利得増幅回路。図7を参照しながら説明した構成と、特許文献1、2に開示されている構成とでは、入力インピーダンスの変化を抑制するために制御可能な素子や回路が複数ある。そのため、入力インピーダンスの変化を抑制するためには、それら複数の素子や回路を独立して制御しなくてはならない。この場合、入力インピーダンスを一定に保つことが難しい。つまり、これらの構成は、反射特性が劣化してしまうという問題点を解決するには十分ではない。ここで、入力インピーダンスを一定に保つための構成として、反転増幅回路の入力側に、出力側から入力側へのアイソレーションを確保するためのバッファ増幅回路を設ける構成がある。しかし、バッファ増幅回路の低い出力インピーダンスにより、負帰還回路を基準とした反転増幅回路の入力側のインピーダンスが低下するため、実現可能な帰還量が減少する。この場合、利得の可変量が小さくなってしまうという問題点がある。本発明は、反射特性が劣化するのと、利得の可変量が小さくなるのとを同時に回避することができる利得可変増幅回路を提供することを目的とする。上記目的を達成するために本発明の利得可変増幅回路は、反転増幅回路と、該反転増幅回路と並列に接続された負帰還回路と、前記反転増幅回路の入力側に設けられたバッファ増幅回路とを有する可変利得増幅回路において、インピーダンスを変化させることが可能なインピーダンス調整部を有し、前記反転増幅回路と前記バッファ増幅回路とは、前記インピーダンス調整部を介して接続される。本発明は以上説明したように構成されているので、利得の制御にともなう入力インピーダンスの変化がバッファ増幅回路によって抑制される。それとともに、負帰還回路を基準とした反転増幅回路の入力側のインピーダンスの低下がインピーダンス調整部によって抑制される。従って、反射特性が劣化するのと、利得の可変量が小さくなるのとを同時に回避することができる。以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。第1の実施形態図1は、本発明の可変利得増幅回路の第1の実施形態の構成を示す図である。本実施形態の可変利得増幅回路10は図1に示すように、反転増幅回路11と、反転増幅回路11と並列に接続された負帰還回路12と、バッファ増幅回路13と、インピーダンス調整部である可変容量素子14とを備えている。なお、可変容量素子14としては例えば、ゲート容量をバイアスによって変化させたMOSトランジスタや、接合容量を逆バイアスによって変化させたダイオード等を利用することができる。負帰還回路12は、入力端子51と出力端子52との間のDC成分を除去するための容量素子12aと、抵抗値を変化させることによって帰還量を制御可能な可変抵抗素子12bとから構成される。なお、容量素子12aは、信号の周波数帯において低インピーダンスとなる。また、可変抵抗素子12bとしては例えば、ソース-ドレイン間の抵抗値をゲートバイアスによって変化させたMOSトランジスタや、順方向の微分抵抗をバイアスによって変化させたダイオード等を利用することができる。反転増幅回路11の出力側は、出力端子52と接続されている。また、反転増幅回路11の入力側では、反転増幅回路11とバッファ増幅回路13とが可変容量素子14を介して接続されている。そして、バッファ増幅回路13が入力端子51と接続されている。上述したように、図1に示した可変利得増幅回路10では、反転増幅回路11の入力側にバッファ増幅回路13が設けられている。そのため、利得の制御にともなう入力インピーダンスの変化がバッファ増幅回路13によって抑制される。また、可変容量素子14の容量値は、接続端子53を基準としたバッファ増幅回路13側のインピーダンスZが、信号の周波数帯においてバッファ増幅回路13の出力インピーダンスよりも大きくなるように調整される。具体的には、以下に説明するとおりである。バッファ増幅回路13の出力インピーダンスをRjXRは抵抗成分、Xはリアクタンス成分とし、可変容量素子14の容量値をCとする。この場合、接続端子53を基準としたバッファ増幅回路13側のインピーダンスZは、Z=RjX-1/ωCωは角周波数となり、1/ωC>2Xの場合に、バッファ増幅回路13の出力インピーダンスよりもインピーダンスZを大きくすることができる。なお、容量素子のインピーダンスは周波数が高くなるにつれて小さくなる。従って、インピーダンスZも周波数が高くなるにつれて小さくなる。そのため、帰還量は周波数が高くなるにつれて減少する。つまり、利得は周波数が高くなるにつれて増大する。ただし、この利得の周波数特性は、負帰還回路12のインピーダンスを周波数が高くなるにつれて低下させることによって補償することができる。これは例えば、容量素子12aの容量値を小さくすることによって実現可能である。また、可変利得増幅回路10を備える通信装置等の全体の利得の周波数特性が、高周波側で減少する場合には、可変利得増幅回路10自体の周波数特性を補償せずに、その通信装置等全体の利得の周波数特性の補償に利用することもできる。図2は、図1に示した可変利得増幅回路10において周波数の変化に対する利得および反射を計算した結果の一例を示す図であり、aは利得を計算した結果の一例を示す図、bは反射を計算した結果の一例を示す図である。なお、図2は、図1に示した反転増幅回路11としてエミッタ接地増幅回路を利用し、バッファ増幅回路13としてコレクタ接地増幅回路を利用した場合を示している。また、図2は、図1に示したバッファ増幅回路13の入力側に、信号源インピーダンスへの整合回路を付加した場合を示している。また、図2は、可変容量素子14の容量値を3pFに固定し、可変抵抗素子12bの抵抗値を50Ω~5kΩの範囲で変化させた場合を示している。また、図2においては、可変抵抗素子12bの抵抗値を5kΩとしたときの結果を実線で表し、可変抵抗素子12bの抵抗値を50Ωとしたときの結果を二点鎖線で表している。そして、可変抵抗素子12bの抵抗値が50Ωよりも大きく5kΩよりも小さな場合を抵抗値が小さなものから順番に、一点鎖線、点線、破線で表している。図2bを参照すると、図2aに示すように利得が変化している場合でも、反射はほとんど変化していないことが確認できる。このように、バッファ増幅回路13のアイソレーション効果により、反射特性は可変利得増幅回路10の入力インピーダンスに依存しない。本実施形態においても、上述した図7を参照しながら説明した構成、および、特許文献1、2に開示された構成と同様に、制御可能な複数の素子がある。具体的には、可変抵抗素子12bと可変容量素子14である。しかし、本実施形態においてこれら2つの素子は、反射特性には影響を与えない。そのため、利得特性と反射特性とを独立して最適化することができる。図3は、図1に示した可変容量素子14の容量値の変化に対する可変抵抗素子12bによる利得を計算した結果の一例を示す図である。なお、図3は、可変容量素子14の容量値を01pF~100pFの範囲で変化させた場合において、可変抵抗素子12bの抵抗値を下限値50Ωおよび上限値5kΩとしたときの周波数0.35GHzにおける利得を示している。また、図3においては、可変抵抗素子12bの抵抗値を50Ωとしたときの利得を破線で表し、可変抵抗素子12bの抵抗値を5kΩとしたときの利得を実線で表している。また、図3においては、可変抵抗素子12bの抵抗値を50Ωとしたときの利得と、可変抵抗素子12bの抵抗値を5kΩとしたときの利得との差利得の差を一点鎖線で表している。図3を参照すると、可変容量素子14の容量値が小さくなるにつれて利得の最大値可変抵抗素子12bの抵抗値が5kΩの場合と、最小値可変抵抗素子12bの抵抗値が50Ωの場合とがともに減少している。また、可変容量素子14の容量値が小さくなるにつれて、利得の可変量、すなわち、可変抵抗素子12bの抵抗値が5kΩである場合の利得と、50Ωである場合の利得との差が大きくなっている。これは、可変容量素子14の容量値が小さくなるにつれてインピーダンスZが大きくなり、接続端子53において、インピーダンスZと並列に接続される可変抵抗素子12bの抵抗値の利得の変化に対する寄与度が相対的に大きくなるためである。つまり、反転増幅回路11とバッファ増幅回路13とが可変容量素子14を介さずに直接接続された場合容量値が非常に大きい場合に相当に比べ、十分な利得の可変量が得られることになる。このように本実施形態において可変利得増幅回路10では、反転増幅回路11と負帰還回路12とが並列に接続される。また、可変利得増幅回路10は、可変容量素子14を有する。そして、反転増幅回路11と、反転増幅回路11の入力側に設けられたバッファ増幅回路13とが可変容量素子14を介して接続される。これにより、利得の制御にともなう入力インピーダンスの変化がバッファ増幅回路13によって抑制される。それとともに、負帰還回路12を基準とした反転増幅回路11の入力側のインピーダンスの低下が可変容量素子14によって抑制される。従って、反射特性が劣化するのと、利得の可変量が小さくなるのとを同時に回避することができる。また、反射特性を劣化させることなく、利得の可変範囲を調整することができる。例えば、可変抵抗素子12bがディジタル制御である場合、利得を制御するステップを変化させることにより、柔軟な利得の制御が可能となる。なお、本実施形態では、インピーダンス調整部として可変容量素子を利用したが、可変容量素子の代わりに可変インダクタ素子を利用することも可能である。また、インピーダンス調整部として、可変リアクタンス成分ではなく可変抵抗成分を有する素子を利用してもよい。可変インダクタ素子をインピーダンス調整部として利用した場合、可変容量素子をインピーダンス調整部として利用した場合とは逆に、周波数が高くなるにつれてインピーダンスが大きくなる。そのため、帰還量は周波数が高くなるにつれて増大する。つまり、利得は周波数が高くなるにつれて減少する。この周波数特性を利用すると、通信装置等全体の利得の周波数特性が、高周波側で増大する場合には、可変インダクタ素子をインピーダンス調整部として利用することによって周波数特性を平坦に補償することができる。また、所望帯域幅が小さい場合には、可変抵抗素子12bの代わりに、可変リアクタンス素子インピーダンスの周波数特性が大きいを利用することもできる。第2の実施形態図4は、本発明の可変利得増幅回路の第2の実施形態の構成を示す図である。なお、図4において、図1に示したものと同一の構成のものには同一の符号を付してある。本実施形態の可変利得増幅回路20は図4に示すように、反転増幅回路11と、反転増幅回路11と並列に接続された負帰還回路22と、バッファ増幅回路13と、インピーダンス素子である容量素子24-1~24-3と、スイッチ25-1~25-4とを備えている。本実施形態においては、容量素子24-1~24-3とスイッチ25-1~25-4とでインピーダンス調整部が構成されている。なお、スイッチ25-1~25-4のそれぞれは、反転増幅回路11とバッファ増幅回路13との間に一端が接続され、負帰還回路22に他端が接続されている。そして、容量素子24-1~24-3のそれぞれは、スイッチ25-1~25-4の一端間に接続されている。負帰還回路22は、入力端子51と出力端子52との間のDC成分を除去するための容量素子12aと、抵抗値を変化させることによって帰還量を制御可能な可変抵抗素子12bとから構成される。反転増幅回路11の出力側は、出力端子52と接続されている。また、反転増幅回路11の入力側では、反転増幅回路11とバッファ増幅回路13とが容量素子24-1~24-3を介して接続されている。そして、バッファ増幅回路13が入力端子51と接続されている。上述したように、図4に示した可変利得増幅回路20では、反転増幅回路11の入力側にバッファ増幅回路13が設けられている。そのため、上述した第1の実施形態と同様に、利得の制御にともなう入力インピーダンスの変化がバッファ増幅回路13によって抑制される。また、スイッチ25-1~25-4が選択的に導通状態にされることにより、負帰還回路22が電気的に接続された接続端子53-1~53-4を基準としたバッファ増幅回路13側のインピーダンスを、第1の実施形態と同様に、バッファ増幅回路13の出力インピーダンスよりも高くすると共に、変化させることができる。但し、スイッチ25-1を導通状態にした場合は、負帰還回路22が電気的に接続された接続端子53-1を基準としたバッファ増幅回路13側のインピーダンスは出力インピーダンスと同じとなる。ここで、例えば、スイッチ25-1~25-4のうちの1つだけが導通状態にされた場合、最大利得設定時におけるバッファ増幅回路13と反転増幅回路11との間のインピーダンスは、導通状態にされたスイッチによらずほぼ一定となる。これは、最大利得設定時には、負帰還回路22側のインピーダンスが十分に高いためである。従って、最大利得設定時における利得も同様に、導通状態にされたスイッチによらずほぼ一定となる。一方、最小利得設定時における帰還量は、スイッチ25-1~25-4のうち導通状態にされたスイッチに応じたインピーダンスに依存する。従って、最小利得設定時の利得は、導通状態にされたスイッチに応じて変化する。なお、最小利得設定時の利得は、スイッチ25-1が導通状態にされた場合に最大となり、スイッチ25-4が導通状態にされた場合に最小となる。図5は、図4に示したスイッチ25-1~25-4のいずれかを導通状態にした場合の可変抵抗素子12bによる利得を計算した結果の一例を示す図である。なお、図5は、スイッチ25-1~25-4のいずれかを導通状態にした場合において、可変抵抗素子12bの抵抗値を下限値50Ωおよび上限値5kΩとしたときの周波数0.35GHzにおける利得を示している。また、容量素子24-1~24-3の容量値は、すべて同一10pFとしている。また、図5においては、可変抵抗素子12bの抵抗値を50Ωとしたときの利得を破線で表し、可変抵抗素子12bの抵抗値を5kΩとしたときの利得を実線で表している。また、図5においては、可変抵抗素子12bの抵抗値を50Ωとしたときの利得と、可変抵抗素子12bの抵抗値を5kΩとしたときの利得との差利得の差を一点鎖線で表している。図5を参照すると、可変抵抗素子12bの抵抗値が5kΩである場合、スイッチ25-1~25-4のうち導通状態にされたスイッチによらず、利得は一定となる。一方で、可変抵抗素子12bの抵抗値が50Ωである場合、導通状態にされたスイッチに応じて利得が変化する。つまり、スイッチ25-1~25-4のうち導通状態にさせるスイッチを変更することにより、利得の最大値を一定とし、利得の最小値のみを変化させることができる。なお、ここでは、容量素子24-1~24-3の容量値をすべて同一としたが、所望の利得特性となるように、容量素子24-1~24-3のそれぞれの容量値を相互に異なる値にしてもよい。このように本実施形態において可変利得増幅回路20は、反転増幅回路11と、反転増幅回路11の入力側に設けられたバッファ増幅回路13との間に一端が接続され、他端が負帰還回路22に接続されたスイッチ25-1~25-4を備えている。また、可変利得増幅回路20は、スイッチ25-1~25-4の一端間に接続された容量素子24-1~24-3を備えている。これにより、利得の制御にともなう入力インピーダンスの変化がバッファ増幅回路13によって抑制される。それとともに、負帰還回路22を基準とした反転増幅回路11の入力側のインピーダンスの低下が容量素子24-1~24-3によって抑制される。従って、反射特性が劣化するのと、利得の可変量が小さくなるのとを同時に回避することができる。また、反射特性を劣化させることなく、利得の可変範囲を調整することができる。さらに本実施形態においては、利得の上限を変化させずに、利得の可変量を変化させることも可能となる。なお、本実施形態では、スイッチ25-1~25-4のうちの1つだけを導通状態にした場合について説明したが、スイッチ25-1~25-4のうちの複数のスイッチを導通状態にしてもよい。ただし、この場合、最大利得設定時の利得が変化することになる。また、本実施形態では、複数の容量素子の数を3つとした場合について説明したが、容量素子の数は3つに限定されない。また、複数の容量素子のそれぞれは、可変容量素子でもよい。この場合、利得の可変範囲をより柔軟に調整することができる。また、本実施形態では、複数のインピーダンス素子と複数のスイッチとでインピーダンス調整部を構成した場合について説明したが、例えば、複数のインダクタ素子または複数の可変インダクタ素子と、複数のスイッチとでインピーダンス調整部を構成することも可能である。また、可変リアクタンス成分ではなく、可変抵抗成分を有する複数の素子と複数のスイッチとでインピーダンス調整部を構成してもよい。