直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるLCフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧であるコンデンサ電圧を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機を駆動制御する交流電動機の制御装置であって、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部、を備え、前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、前記変動割合と前記交流電動機の最大トルクを中心とする所定の範囲内の値として設定された所定値とに基づいてダンピング操作量を算出し、前記ダンピング操作量に基づき前記交流電動機のトルク指令または電流指令を生成し、前記トルク指令または電流指令に基づいて、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御する、ことを特徴とする交流電動機の制御装置。前記ダンピング操作量は、前記コンデンサ電圧の変動割合を二乗した信号と前記所定値との積から、前記所定値を引いた値に基づき生成されることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記所定値は、前記交流電動機の最大トルクの50~200の範囲で選定されたものであることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記所定値は、前記交流電動機の最大トルクであることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記所定値は、前記交流電動機の定格トルクであることを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記ダンピング制御部は、入力された前記コンデンサ電圧を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧に含まれる不要な高周波成分をカットした信号と、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分とを加算した信号を、前記コンデンサ電圧に含まれる直流成分で割ることにより、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出することを特徴とする請求項1に記載の交流電動機の制御装置。しかしながら、上記従来の技術では、インバータが正抵抗特性を有するようにインバータ入力電力Pinvを変化させるために、トルク指令Tmにダンピング操作量を積算する構成としている。このため、トルク指令Tmがゼロあるいはゼロに近い小さな値である場合、ダンピング操作量はゼロあるいはゼロに近い小さな値となり、インバータ入力電力Pinvを変化させることができなくなる。たとえば、トルク指令Tmがゼロであればダンピング操作量DAMPCNによってインバータ入力電力Pinvを操作することができず、架線電圧の変動等の外乱によりコンデンサ電圧Efcの振動が生じた場合において、コンデンサ電圧Efcの振動を抑制する性能が十分でない、という問題がある。本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、トルク指令Tmの大きさが小さいときやゼロ近傍であるときであってもLCフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機を安定に駆動制御することが可能な交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、直流電源側にリアクトルとコンデンサからなるLCフィルタ回路を有し、前記コンデンサの両端電圧であるコンデンサ電圧を任意の周波数の交流電圧に変換するインバータを介して交流電動機を駆動制御する交流電動機の制御装置であって、前記コンデンサ電圧の変動を抑制するダンピング操作量を算出するダンピング制御部、を備え、前記ダンピング制御部は、前記コンデンサ電圧の変動割合を算出し、前記変動割合と前記交流電動機の最大トルクを中心とする所定の範囲内の値として設定された所定値とに基づいてダンピング操作量を算出し、前記ダンピング操作量に基づき前記交流電動機のトルク指令または電流指令を生成し、前記トルク指令または電流指令に基づいて、前記コンデンサ電圧の変動に対して変動を抑える方向に前記インバータを流れる電流が変化するように前記インバータを制御する、ことを特徴とする。この発明によれば、トルク指令Tmの大きさが小さいときやゼロ近傍であるときであってもLCフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機を安定に駆動制御することができる、という効果を奏する。以下に、本発明にかかる交流電動機の制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。実施の形態.図1は、実施の形態の交流電動機システムの構成例を示すブロック図である。図1に示すように、本実施の形態の交流電動機システムは、直流電源1と、高調波電流が電源側に流出するのを抑制するために、リアクトル2とコンデンサ3からなるLCフィルタ回路と、コンデンサ3の両端電圧コンデンサ電圧Efcを、任意の周波数の交流電圧に変換するインバータ4と、交流電動機6と、交流電動機6を駆動制御する交流電動機の制御装置50と、を有している。交流電動機の制御装置50は、ベクトル制御部30とダンピング制御部40から構成され、交流電動機6の回転速度を検出する速度検出器7からの信号ωr、電動機電流を検出する電流検出器5a~5cからの信号Iu、Iv、Iw、コンデンサ3の電圧Efcが入力される。なお、本実施の形態では、3相にそれぞれ電流検出器を備えるように構成しているが、電流検出器は最低2相に設けてあればのこり1相は演算して算出できるので、そのように構成してもよい。また、速度検出器7を設けずに、交流電動機6の回転速度を演算して算出する速度センサレスベクトル制御方式も実用化されており、その場合は速度検出器7は不要となる。さらに、交流電動機6としては、以下では誘導電動機を使用した構成例で説明するが、本発明で開示するダンピング制御部40は、交流電動機6として同期電動機を使用した場合にも有用である。次に、ベクトル制御部30の構成を説明する。ベクトル制御部30は、交流電動機6の二次磁束軸に一致した軸をd軸とし、前記d軸に直交する軸をq軸と定義されたdq軸回転座標系上で交流電動機の制御を行う、所謂ベクトル制御を行うものである。ベクトル制御部30には、上位の制御部図示しないで生成されるトルク基本指令Tm0、二次磁束指令Φ2、電流検出器5a~5cにより検出されたU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwが入力される構成とし、交流電動機6が発生するトルクTmが、トルク基本指令Tm0から生成されるトルク指令Tm生成方法は以下に説明すると一致するように制御される。次いで、ベクトル制御部30内部の各機能ブロックの構成を説明する。q軸電流指令生成部8、d軸電流指令生成部9では、外部の制御部図示せずより入力されるトルク基本指令Tm0にダンピング操作量DAMPCN後述するを加算したトルク指令Tmと、二次磁束指令Φ2と、交流電動機6の回路定数とから、次式1および2にて、d軸励磁分電流指令Id、q軸トルク分電流指令Iqを演算する。ただし、次式1および2において、L2は電動機の二次自己インダクタンスであり、L2=Ml2で表現される。Mは相互インダクタンス、l2は二次漏れインダクタンス、sは微分演算子、PPは交流電動機6の極対数、R2は交流電動機6の二次抵抗を示す。Iq=Tm/Φ2PPL2/M1Id=Φ2/ML2/MR2sΦ22すべり角周波数指令生成部19では、d軸電流指令Id、q軸電流指令Iqと交流電動機6の回路定数から、次式3より、交流電動機6に与えるすべり角周波数指令ωsを演算する。ωs=Iq/IdR2/L23この式3により算出したすべり角周波数指令ωsと、交流電動機6の軸端に取り付けられた速度検出器7の出力である回転角周波数ωrとを、加算器20で加えたものを、インバータ4が出力するインバータ角周波数ωとし、これを積分器21で積分した結果を座標変換の位相角θとして、dq軸-三相座標変換器22、三相-dq軸座標変換器23に入力する。三相-dq軸座標変換器23では、電流検出器5a~5cにより検出されたU相電流Iu、V相電流Iv、W相電流Iwを、次式4により算出するdq座標上のd軸電流Idとq軸電流Iqとに変換する。減算器10はq軸電流指令Iqとq軸電流Iqの差をとり、結果を次段のq軸電流制御器12に入力する。q軸電流制御器12は、入力された値を比例積分制御し、q軸電圧補償値qeを出力する。減算器11はd軸電流指令Idとd軸電流Idの差をとり、結果を次段のd軸電流制御器13に入力する。d軸電流制御器13は、入力された値を比例積分増幅し、d軸電圧補償値deを出力する。q軸電流誤差qe、d軸電流誤差deは、次式5、6で表現される。なお、下式において、sは微分演算子、K1;比例ゲイン、K2;積分ゲインである。qe=K1K2/sIq-Iq5de=K1K2/sId-Id6電圧非干渉演算部14では、d軸電流指令Idと、q軸電流指令Iqと、交流電動機6の回路定数とから、次式7、8によりd軸フィードフォワード電圧Ed、q軸フィードフォワード電圧Eqを演算する。ただし、上記式7および式8において、σはσ=1-M2/L1L2で定義される漏れ係数である。また、L1は電動機の一次自己インダクタンスであり、L1=Ml1で計算される。L2は二次自己インダクタンスであり、L2=Ml2で計算される。なお、l1は一次漏れインダクタンス、l2は二次漏れインダクタンスである。Ed=-ωL1σIqM/L2sΦ27Eq=ωL1σIdωMΦ2/L28加算器17、18では、q軸電圧補償値qeとq軸フィードフォワード電圧Eqを加算したものをq軸電圧指令Vqとし、d軸電圧補償値deとd軸フィードフォワード電圧Edを加算したものをd軸電圧指令Vdとして、それぞれdq軸-三相座標変換器22に入力する構成としている。q軸電圧指令Vq、d軸電圧指令Vdは、次式9、10で表現される。Vq=Eqqe9Vd=Edde10最後に、dq軸-三相座標変換器22により、q軸電圧指令Vqとd軸電圧指令Vdから三相の電圧指令Vu、Vv、Vwを生成し、インバータ4を制御する。このようにして、ベクトル制御部6は、トルク指令Tmと二次磁束指令Φ2から算出したq軸電流指令Iq、d軸電流指令Idに、実際の交流電動機6の電流であるq軸電流Iq、d軸電流Idが一致するように電流フィードバック制御を付加したベクトル制御を実施し、交流電動機6はトルク指令Tmと一致するトルクTmを出力して回転する。なお、以上の制御動作は、基本的には公知のベクトル制御と同様であるので詳細な動作説明は割愛する。次に、本発明の主要部であるダンピング制御部40の構成を説明する。図1に示すダンピング制御部40の具体的説明をする前に、LCフィルタ回路に電気振動が発生する原因と、本発明の実施の形態1に示すダンピング制御部の構成の根拠となるLCフィルタ回路の電気振動抑制原理を簡単に説明する。図2は、直流電源1に接続されたLCフィルタに、定電力制御されたインバータ4が接続された回路を示す図である。図2は、図1に示すシステムを簡単化して表現したものである。図2に示すとおり、直流電源1にリアクトル2、コンデンサ3で構成したLCフィルタ回路が接続され、コンデンサ3に交流電動機6を駆動制御するインバータ4が接続されている構成である。リアクトル2は、インダクタンス分Lと、抵抗分Rとからなる。コンデンサ3の静電容量はCである。なお、インバータ4は、コンデンサ電圧Efcが変動しても交流電動機6の出力が一定に維持されるように、つまりコンデンサ電圧Efcの変動に対して定電力特性となるように制御される構成である。つまり、Efcが変動しても、インバータ4の入力電力Pinvは変化しないように制御される。このように構成された図2のシステムにおいて、直流電源1側からみたインバータ4は負抵抗特性となる。負抵抗特性とは、コンデンサ電圧Efcが上昇すればインバータ入力電流Idcが減少し、コンデンサ電圧Efcが低下すれば、インバータ入力電流Idcが増加する特性のことであり、通常の抵抗正抵抗とは電圧の変化に対する電流の変化が逆となる特性である。なお、通常の抵抗正抵抗は、電圧が上昇すれば電流が増加し、電圧が減少すれば、電流は減少することは常識として知られている。以上のとおり、図2に示すシステムの直流部は負抵抗特性を示し、コンデンサ電圧Efcが上昇すればするほどインバータ入力電流Idcが減少するので、コンデンサ電圧Efcの増加を助長する動作となり、逆にコンデンサ電圧Efcが減少するほどインバータ入力電流Idcが増加するので、コンデンサ電圧Efcの減少を助長する動作となる。このため、コンデンサ電圧Efcの変動に対して制動が効かず、LCフィルタ回路の電気振動は拡大してゆき、コンデンサ電圧EfcはLCフィルタの共振周波数付近で持続振動する。以上が定性説明である。次いで、図2のシステムの伝達関数を求め、これを評価することで、以上説明した現象を定量説明する。まず、図2のシステムから、直流電圧Esからコンデンサ電圧Efcまでの伝達関数を求める。インバータ4は、上述したとおり、その出力が一定となるように制御される。この場合、インバータの入力電力Pinvとコンデンサ電圧Efc、インバータ入力電流Idcの関係式は次式11となる。上記の関係は非線形であるので、線形化を図る。その場合の動作点をEfc0、Idc0とすると、その近傍では次式12が成立する。図2および12式から、図2に示すシステムの伝達関数ブロック図は図3のとおりとなる。図3に示す伝達関数ブロック図から、直流電圧Esからコンデンサ電圧Efcまでの閉ループ伝達関数Gsは次式13となる。この伝達関数Gsが安定であるためには、Gsの極がすべて負であることが必要である。すなわち、Gsの分母である次式14に示す特性方程式の解がすべて負である必要がある。上式の解をα、βとすると、両者とも負であることが必要であるので、Gsが安定となる条件として、次式15、16が導出できる。解と係数の関係から次式15、16が求まる。式16は有用な情報を含まないのでここでは無視する。式15は、書き直すと次式17となる。式17から、Lが小さいほど、Cが大きいほど、Pinvが小さいほど、Efc0が大きいほど、系を安定化するのに必要なRは小さくてすむ。例として電気車駆動用インバータシステムにおける一般的な数値であるL=12mH、C=6600μF、Pinv=1000KW、Efc0=1500Vの条件を式17に代入すると、系を安定化できるRの値は、R>0.8Ωとなる。しかしながら通常、直流側に存在する抵抗成分は数十mΩ程度と微小であり、式17を満たすのは困難であり、システムは不安定となりLCフィルタ回路は振動を発生する。つまり、図2に示す回路に、式17を満足する抵抗を付加するか、あるいは制御的に安定化を図らない限り、コンデンサ電圧Efcは振動し発散してしまうことが理解できる。実際には、抵抗を付加することは、装置を大型化し、損失の増大を招くので、制御的に安定化を図る方法が必要となり、その具体的な従来例は、特許文献1に示されているとおりである。ところで、負荷が抵抗通常の正抵抗負荷の場合について、上記と同様に定量説明する。図4は、直流電源1に接続されたLCフィルタに、抵抗60で構成された負荷が接続された回路を示す図である。図2に示した回路と比較して、インバータ4と交流電動機6が、抵抗60で置き換えられた回路である。なお、抵抗60の抵抗値をR0とする。図4に示すシステムの伝達関数ブロック図は図5のとおりとなる。図5より、直流電源1の電圧Esからコンデンサ電圧Efcまでの閉ループ伝達関数Gpsは次式18となる。式18で示された閉ループ伝達関数Gpsの特性方程式は次式19となる。R>0なので、式19で示される特性方程式の解がすべて負となる条件は常に満たされる。このことから負荷が抵抗60で構成される場合は、常時安定であることがわかる。なお、図4において、リアクトル2の抵抗Rを無視して考えた場合、抵抗60の抵抗値がゼロのときは、システム中に電力損失がなくなるため振動を抑制することはできず、システムは安定限界となる。このため電源電圧の変動等の外乱により一度振動が発生すると、振動を抑制することはできずLCフィルタ回路の振動は持続する。また抵抗60の抵抗値が小さいほど、すなわち抵抗60で消費される電力正抵抗成分が大きいほど、システムはより安定となることが知られている。以上に説明したとおり、直流電源1に接続されたLCフィルタに、抵抗60を接続した回路は常に安定であることが分かる。本発明は、この原理に着目したものであり、コンデンサ電圧Efcの振動成分に対して、抵抗60が接続された場合に示す特性と等価になるように、インバータ4を制御することを特徴としている。図4に示す、LCフィルタの出力に抵抗60が接続されている回路の特性について、以下に説明する。図4の回路において、コンデンサ電圧Efcのもと、抵抗60に電流Idcが流れていたとすると、抵抗60での電力PRは次式20となる。PR=EfcIdc20コンデンサ電圧Efcが変動し、当初のn倍になった場合、抵抗60に流れる電流Idcも同様にn倍となるため、このときの抵抗60での電力PRnは次式21となる。PRn=nEfcnIdc=n2EfcIdc=n2PR21即ち、抵抗60での電力PRnは、コンデンサ電圧Efcの変化割合の二乗に比例することが分かる。このことから、式21の関係が成立するようにインバータ4を制御することで、インバータ4をコンデンサ電圧Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させることができる。ところで、交流電動機6の出力は、交流電動機6の回転周波数FM×出力トルクTmで表現され、損失を無視すると、これはインバータ4の入力電力Pinvに等しいため、次式22が成立する。Pinv=FMTm22インバータ4をコンデンサ電圧Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させるためには、コンデンサ電圧Efcがn倍になった場合の電力Pinvnが、式21と同様に、次式23の関係となれば良い。Pinvn=n2Pinv=n2FMTm23ここで、交流電動機6の回転周波数FMは、電気車の速度に応じて変化する値である。一方、ダンピング制御部40が扱うLCフィルタ回路の共振周波数は10Hz~20Hzであり、周期に換算すると50ms~100msの時間である。以上から、LCフィルタ回路の振動周期は、電気車の速度変化に対して十分に短時間とみなせるので、ダンピング制御部40の構成を考える上では、交流電動機6の回転周波数FMは一定であると仮定しても構わない。従って、コンデンサ電圧Efcがn倍になった場合に、交流電動機6のトルクTmをn2倍するよう制御を掛ければ、インバータ入力電力Pinvをコンデンサ電圧Efcの変化割合の二乗に比例させて変化させられる。このようにすれば、コンデンサ電圧Efcの変動分に対して、インバータ4は正抵抗特性を有し、LCフィルタ回路の電気振動を抑制して安定化できる。したがって、トルク指令がTmであるとき、コンデンサ電圧Efcがn倍となったときに安定化のために付加すべきインバータ入力電力の変化分ΔPは、上記式22および23より次式24とできる。ΔP=Pinvn-Pinv=n2FMTm-FMTm24上記式24のインバータ入力電力の変化分ΔPを得るために必要な、付加すべきトルク指令変化分ΔTmは、以下の25式となる。ΔTm=ΔP/FM=n2-1Tm25以上から、トルク指令Tmにトルク指令変化分ΔTmを付加加算して制御することで、インバータ4に正抵抗特性を持たせて安定化することが可能である。しかしトルク指令Tmが小さいほど正抵抗分が小さくなるため、トルク指令Tmが小さい場合にはトルク指令Tmが十分に大きい場合たとえばトルク指令Tmが定格トルクや最大トルクである場合と比べて、コンデンサ電圧Efcの振動抑制効果が低下する。たとえば、トルク指令Tmがゼロあるいはゼロに近い小さな値である場合、上記式25により、ΔTmすなわちΔPはゼロあるいはゼロに近い小さな値となり、その結果、インバータ入力電力Pinvを変化させることができなくなる。このため、架線電圧変動等の外的要因によりコンデンサ電圧Efcの電気振動が発生したケースにおいて、電気振動を抑制することが困難となる。そこで、本実施の形態では、トルク指令Tmがゼロである場合にもトルク指令Tmがある程度以上大きな値Tm=Tmaであるときと同様のインバータ入力電力の変化分ΔPaを得られる構成とする。トルク指令がTm=Tmaであるとき、コンデンサ電圧Efcがn倍となったときに安定化のために付加すべきインバータ入力電力の変化分ΔPaは、上記式、より以下の式26とできる。ΔPa=Pinvn-Pinv=n2FMTma-FMTma26上記式26のインバータ入力電力の変化分ΔPaを得るために必要な、付加すべきトルク指令変化分ΔTmaは、以下の式27となる。ΔTma=ΔPa/FM=n2-1Tma27以上から、トルク指令Tmに上記トルク指令変化分ΔTmaを付加加算して制御することで、トルク指令Tmの大きさによらず、コンデンサ電圧Efcの変動に対してトルク指令Tmがある程度以上大きな値Tm=Tmaであるときと同様のインバータ入力電力の変化分ΔPaを得ることができる。これにより、トルク指令Tmがゼロや小さい値であるときに、架線電圧変動等の外的要因によりコンデンサ電圧Efcの電気振動が発生したケースにおいても、電気振動を抑制することが可能となる。なお、上記式27などで用いる値Tmaは、制御対象である交流電動機6の最大トルク近傍に相当する値とするのが好ましく、例えば、交流電動機6の最大トルクあるいは最大トルク未満の大きい値たとえば定格トルク通常最大トルクの50以上である、起動トルク通常最大トルクと等しい等であればよい。例えば、交流電動機6の最大トルクが1500Nmなら値Tmaは1500あるいはそれ未満の極力大きい値とするのが好ましい。値Tmaが小さいと、上述の説明からわかるとおり電気振動の抑制効果が低下するので好ましくない。また値Tmaが交流電動機6の最大トルクより大きすぎるとたとえば200以上、トルク指令Tmの変化量が大きくなりすぎて動作が不安定となる。なお、値Tmaは、最大トルクより大きすぎない範囲であれば最大トルクより大きな値としてもよい。発明者が実施したシミュレーション結果によれば、値Tmaの範囲は交流電動機6の最大トルクの50~200の範囲内が好ましい。次に、図1と図6を参照しながら、以上に説明した方法の具体的な構成を説明する。図6は、本発明の実施の形態1におけるダンピング制御部40内部の信号の関係を説明する図である。ダンピング制御部40には、コンデンサ3の電圧Efcを入力し、2系統に分岐する。一方は、ハイパスフィルタ以下HPF41、ローパスフィルタ以下LPF43により不要な高周波成分、不要な低周波成分がカットされ、LCフィルタ回路の共振周波数付近のみが抽出された振動成分Efcaを算出する。例えば、図6aに示すように、コンデンサ電圧Efcが1500Vを中心として1650V~1350Vまで振動している場合、Efcaは図6bのように150V~-150Vの範囲でコンデンサ電圧Efcの振動成分と同位相で変動する信号となる。他方は、LPF42により直流成分のみを抽出し、直流成分Efcdとする。HPF41、LPF42、LPF43は、一次遅れ要素から構成した一次フィルタであり、その構成は公知であるので説明を割愛する。もちろん、二次以上のフィルタでもよいが、フィルタの構成が複雑化する。ここで、HPF41、LPF43の作用を説明する。LPF43を必要とする理由は、コンデンサ電圧Efcに含まれる、制御系への外乱となる高周波成分を除去するためである。しかしながら、除去したい高周波成分の下限が数百Hzであり、ダンピング制御の対象である、LCフィルタの共振周波数帯域通常10~20Hz程度に近接しているため、LPF43のみを用いて高周波成分の除去をすると、振動成分Efcaに含まれるLCフィルタの共振周波数成分にまで影響し、位相遅れを生じさせることになり好ましくない。そこで、HPF41を直列に追加してLPF43と組み合わせてフィルタを構成することで、LPF43を単独使用した場合と同様な高周波成分除去特性を確保しながら、振動成分Efcaに含まれるLCフィルタの共振周波数成分の位相遅れを改善することが可能となる。なお、HPF41、LPF43の特性については、ゲインが1となる周波数をLCフィルタの振動周波数10Hz~20Hzに合わせるのが望ましい。以上のようにして算出した振動成分Efcaに、加算器44で、直流成分Efcdを加え、これをフィルタ後コンデンサ電圧Efcadとする図6c。更に、割算器45でフィルタ後コンデンサ電圧Efcadを直流成分Efcdで割ることにより、コンデンサ電圧Efcの変動割合Efcfpを算出する。そして、Efcfpを二乗演算器48に入力する。二乗演算器48は、コンデンサ電圧Efcの変動割合Efcfpを二乗し、信号DM1として乗算器49へ出力する。乗算器49は信号DM1と値Tmaとの乗算を行いその結果である信号DM2を減算器46に出力する。減算器46は信号DM2から値Tmaを減算してその結果をダンピング操作量DAMPCNとしてベクトル制御部30に出力する図6e。最後にベクトル制御部30の加算器24にて、ダンピング操作量DAMPCNがトルク基本指令Tm0に加算され、その結果であるトルク指令Tmによりベクトル制御が実施される。このように生成したトルク指令Tmでベクトル制御することで、インバータ4をコンデンサ電圧Efcの変動に対して正抵抗特性となるように動作させて、コンデンサ電圧Efcの振動を抑制できる。またトルク指令Tmの大きさによらず、コンデンサ電圧Efcの変動に対してトルク指令Tmがある程度以上大きな値Tm=Tmaであるときと同様のインバータ入力電力の変化分ΔPaを得るできるため、トルク指令Tmがゼロや小さい値であるときに、架線電圧変動等の外的要因によりコンデンサ電圧Efcの電気振動が発生したケースにおいても、電気振動を抑制することが可能となる。従ってLCフィルタ回路の電気振動を抑制でき、交流電動機6の安定な運転が可能となる。以上に示したとおり、本実施の形態によれば、最適なダンピング操作量DAMPCNが自動算出され、ゲインの設定自体が不要となるダンピング制御部が構成できる。さらに、ダンピング操作量DAMPCNの算出に交流電動機6の定数を使用しないため、交流電動機6の種類が変更されても、制御系の調整は不要である。以上の説明では、交流電動機6として誘導電動機を用いた場合を例として説明したが、同記電動機やその他の交流電動機を用いた場合のベクトル制御部に対しても以上に説明したダンピング制御部の構成やダンピング操作量の算出方法を適用することができる。なお、本実施の形態で示した構成では、ダンピング操作量DAMPCNはトルク基本指令Tm0に加算されているが、ダンピング操作量DAMPCNをトルク指令と同義であるq軸電流指令Iqに加算しても同様の効果が得られる。なおDAMPCNをq軸電流指令Iqに加算する場合は、式1を利用してトルク指令ベースの値からq軸電流指令ベースの値に換算してから加算する必要がある。具体的には、以下の式28によりDAMPCNからDAMPCNIQを算出し、q軸電流指令Iqに加算し、加算した結果を新たなq軸電流指令Iqとして構成すればよい。DAMPCNIQ=DAPMCN/Φ2PPL2/M28また本発明の構成では、交流電動機6の力行運転、回生運転でダンピング操作量を切り替える必要はなく制御系が簡素化できる。また本発明の構成では、以上に説明したようにダンピング操作量の算出過程で必要となる設定値は値Tmaのみである。値Tmaは使用する交流電動機6の仕様から容易に把握することができる値である。したがって、ダンピング制御の設計にあたって、シミュレーションや現物調整作業で設定ゲイン等の導出を行う必要がなく、制御系の調整作業が簡素化できる。また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。さらに、本発明は、電気鉄道用の交流電動機の制御装置に限られるものではなく、種々の関連分野への応用が可能であることは言うまでもない。