トランスの1次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記トランスの前記1次巻線から2次巻線及び3次巻線に電力を供給する駆動制御回路とを有し、前記2次巻線から第1の平滑回路を介して第1の負荷に直流出力を供給すると共に、前記3次巻線から第2の平滑回路を介して第2の負荷に直流出力を供給するDC-DCコンバータであって、前記第1の負荷に供給されている直流出力電圧に応じて、前記駆動制御回路によって前記駆動用スイッチング素子をオンオフ制御させ、前記第1の負荷に供給される直流出力を定電圧制御する定電圧制御回路と、前記3次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子と、該定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第2の負荷に供給される直流出力を定電流制御する定電流制御回路とを具備し、前記定電流制御用スイッチ素子がオフ時には前記2次巻線から前記第1の平滑回路に、前記定電流制御用スイッチ素子がオン時には前記3次巻線から前記第2の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成されていることを特徴とすることを特徴とするDC-DCコンバータ。前記定電流制御回路は、前記2次巻線の電圧が立ち上がるタイミングで前記定電流制御用スイッチ素子をオンさせることを特徴とする請求項1記載のDC-DCコンバータ。前記定電流制御回路の応答を前記定電圧制御回路の応答よりも速くしたことを特徴とする請求項1又は2記載のDC-DCコンバータ。前記第2の負荷に直列に接続されたパルス制御用スイッチ素子と、外部からのオンオフ信号に応じて前記パルス制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第2の負荷をオンオフ駆動するパルス駆動回路とを具備し、前記定電圧制御回路は、前記オンオフ信号の立ち上がり時に、第1の負荷に供給されている直流出力電圧検出値を見かけ上低下させ、前記1次巻線から前記3次巻線に供給する電力量を増加させることを特徴とする請求項1乃至3にいずれかに記載のDC-DCコンバータ。しかしながら、特許文献1に開示されている従来技術には、2つの負荷に対してそれぞれ定電圧の直流出力を供給する技術が開示されているのみであり、第1の負荷及び第2の負荷からなる2つの負荷に対して定電圧の直流出力と定電流の直流出力とをそれぞれ供給し、第1の負荷に供給される直流出力を定電圧制御すると共に、第2の負荷に供給される直流出力を定電流制御する場合には、定電圧制御のための信号と共に、定電流制御のための信号も1次側に送信する必要があり、回路が煩雑になってしまうと共に、安定化が困難なものになってしまうという問題点があった。本発明の目的は、上記問題点に鑑み、従来技術の問題を解決し、第1の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号を1次側に送信するだけで、第1の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第2の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができるDC-DCコンバータを提供することにある。本発明のDC-DCコンバータは、トランスの1次巻線に直列に接続された駆動用スイッチング素子と、該駆動用スイッチング素子をオンオフ制御することで、前記トランスの前記1次巻線から2次巻線及び3次巻線に電力を供給する駆動制御回路とを有し、前記2次巻線から第1の平滑回路を介して第1の負荷に直流出力を供給すると共に、前記3次巻線から第2の平滑回路を介して第2の負荷に直流出力を供給するDC-DCコンバータであって、前記第1の負荷に供給されている直流出力電圧に応じて、前記駆動制御回路によって前記駆動用スイッチング素子をオンオフ制御させ、前記第1の負荷に供給される直流出力を定電圧制御する定電圧制御回路と、前記3次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子と、該定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第2の負荷に供給される直流出力を定電流制御する定電流制御回路とを具備し、前記定電流制御用スイッチ素子がオフ時には前記2次巻線から前記第1の平滑回路に、前記定電流制御用スイッチ素子がオン時には前記3次巻線から前記第2の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成されていることを特徴とすることを特徴とする。さらに、本発明のDC-DCコンバータにおいては、前記定電流制御回路は、前記2次巻線の電圧が立ち上がるタイミングで前記定電流制御用スイッチ素子をオンさせることを特徴とする。さらに、本発明のDC-DCコンバータにおいては、前記定電流制御回路の応答を前記定電圧制御回路の応答よりも速くしたことを特徴とする。さらに、本発明のDC-DCコンバータにおいては、前記第2の負荷に直列に接続されたパルス制御用スイッチ素子と、外部からのオンオフ信号に応じて前記パルス制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、前記第2の負荷をオンオフ駆動するパルス駆動回路とを具備し、前記定電圧制御回路は、前記オンオフ信号の立ち上がり時に、第1の負荷に供給されている直流出力電圧検出値を見かけ上低下させ、前記1次巻線から前記3次巻線に供給する電力量を増加させることを特徴とする。本発明によれば、2次巻線から第1の平滑回路を介して第1の負荷に直流出力を供給すると共に、3次巻線から第2の平滑回路を介して第2の負荷に直流出力を供給するDC-DCコンバータにおいて、3次巻線に直列に接続された定電流制御用スイッチ素子をオンオフ制御することで、第2の負荷に供給される直流出力を定電流制御させ、定電流制御用スイッチ素子がオフ時には2次巻線から第1の平滑回路に、定電流制御用スイッチ素子がオン時には3次巻線から第2の平滑回路にそれぞれ電力が供給されるように構成することにより、第1の負荷に供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号に定電流制御のための信号を重畳させることができるため、定電圧制御のための信号を1次側に送信するだけで、第1の負荷に供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、第2の負荷に供給される直流出力を定電流制御することができ、部品点数の削減でき、少ない部品を用いて第1の負荷及び第2の負荷に供給する直流出力を安定化させることができるという効果を奏する。次に、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。第1の実施の形態第1の実施の形態のDC-DCコンバータはフライバック方式の電源装置であり、図1に示すように、整流回路DBと、平滑コンデンサC1と、駆動コントローラ1と、N型のMOSFET以下、NMOSと称すQ1と、受光トランジスタPCTRと、抵抗R1、トランスTと、整流ダイオードD2と、平滑コンデンサC2と、フィードバック回路2と、NMOSQ2と、整流ダイオードD3と、平滑コンデンサC3と、NMOSQ3と、抵抗Rs、R2と、PWMコントローラ4とを備えている。トランスTは、1次巻線P1と、当該1次巻線P1と逆極性に磁気結合された2次巻線S2と3次巻線S3とを備えている。ダイオードがブリッジ構成された整流回路DBの交流入力端子ACin1、ACin2には商用交流電源ACが接続され、商用交流電源ACから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路DBから出力される。整流回路DBの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサC1が接続されている。これにより、商用交流電源ACを整流回路DBと平滑コンデンサC1とで整流平滑した直流電源が得られる。整流回路DBの整流出力負極端子は接地端子に接続されていると共に、駆動用スイッチング素子であるNMOSQ1のソース端子が接続され、整流回路DBの整流出力正極端子は、トランスTの1次側巻き線P1を介してNMOSQ1のドレイン端子に接続されている。また、NMOSQ1のゲート端子は駆動コントローラ1のゲート制御端子Gに接続され、駆動コントローラ1によってNMOSQ1をオンオフ制御することで、整流回路DBと平滑コンデンサC1とで整流平滑された直流電源をトランスTの1次巻き線P1に印加する。なお、駆動コントローラ1のフィードバック端子FBと接地端子との間には受光トランジスタPCTRと抵抗R1とが直列に接続されている。トランスTには、NMOSQ1がオンしている時に磁気エネルギーが蓄えられ、NMOSQ1がオフしているときに蓄えられた磁気エネルギーがトランスTの2次巻き線S2、3次巻き線S3から電力として出力される。定電圧制御側であるトランスTの2次巻き線S2の両端子間には、第1の平滑回路である整流ダイオードD2及び平滑コンデンサC2が直列に接続され、トランスTの2次側巻き線から放出された電力は、整流ダイオードD2と平滑コンデンサC2により整流平滑される。なお、平滑コンデンサC2の正極端子に接続されている第1電源ラインには、第1出力端子T1が、平滑コンデンサC2の負極端子が接続された第1GNDラインは第1GND端子T2がそれぞれ接続され、第1電源ラインと第1GNDラインとの間には、フィードバック回路2が接続されている。フィードバック回路2は、抵抗R3~5、シャントレギュレータZ1及び発光ダイオードPCDを備えている。なお、発光ダイオードPCDは、駆動コントローラ1に接続された受光トランジスタPCTRとでフォトカプラを構成する。第1出力端子T1と第1GND端子T2との間には、負荷Xと並列に、発光ダイオードPCD、抵抗R3及びシャントレギュレータZ1が直列に接続されている。抵抗R3は、発光ダイオードPCDとシャントレギュレータZ1に流れる電流を制限するためのものであり、第1出力端子T1に発光ダイオードPCDのアノードが接続され、発光ダイオードPCDのカソードに抵抗R3の一端部が接続されている。また、抵抗R3の他端部とシャントレギュレータZ1のカソードが接続され、シャントレギュレータZ1のアノードに第1GND端子T2が接続されている。また、第1出力端子T1と第1GND端子T2との間には、分圧用の抵抗R4及び抵抗R5が直列に接続され、抵抗R4と抵抗R5との接続点がシャントレギュレータZ1の制御端子aに接続されている。第1出力端子T1と第1GND端子T2との間の電圧Vo1は、抵抗R4と抵抗R5との接続点の定電圧制御用検出電圧VAとして検出され、シャントレギュレータZ1の制御端子aに入力される。入力された定電圧制御用検出電圧VAは、シャントレギュレータZ1の内部基準電圧と比較され、その誤差電圧に応じた電流IZ1が発光ダイオードPCDを流れ、電流IZ1がFB信号として発光ダイオードPCDから1次側の受光トランジスタPCTRに出力される。FB信号に応じたFB電圧VFBが駆動コントローラ1のフィードバック端子FBに入力され、駆動コントローラ1は、FB電圧VFBに基づいてNMOSQ1がオンオフ制御される。これにより、第1出力端子T1と第1GND端子T2との間に接続された負荷Xに供給される直流出力は定電圧制御された定電圧出力となる。定電流制御側であるトランスTの3次巻き線S3の両端子間には、定電流制御用スイッチ素子であるNMOSQ2と、第2の平滑回路である整流ダイオードD3及び平滑コンデンサC3とが直列に接続されている。NMOSQ2がオンの場合に、トランスTの2次側巻き線から放出された電力が、整流ダイオードD2と平滑コンデンサC2により整流平滑される。なお、平滑コンデンサC3の正極端子に接続されている第2電源ラインには、第2出力端子T3が接続され、平滑コンデンサC3の負極端子が接続された第2GNDラインは接地端子と第2GND端子T4とが接続されている。n個nは任意の自然数を示すのLED31~3nが直列接続されてなるLEDアレイ3と、パルス制御用スイッチ素子であるNMOSQ3と、抵抗Rsとが、第2出力端子T3と第2GND端子T4との間に直列に接続されている。LEDアレイ3のアノード側端子が第2出力端子T3に接続され、LEDアレイ3のカソード側端子にNMOSQ3のドレイン端子が接続され、NMOSQ3のソース端子が抵抗Rsを介して第2GND端子T4に接続されている。また、NMOSQ3のゲート端子はPWMコントローラ4のスイッチ信号出力端子SWに接続されている。PWMコントローラ4のPWM信号入力端子PWMはLEDアレイ3の調光を制御するマイクロコンピュータ5が接続され、PWMコントローラ4は、マイクロコンピュータ5から入力されるPWM信号に応じたスイッチ信号をスイッチ信号出力端子SWから出力してNMOSQ3をオンオフさせ、LEDアレイ3をオンオフ駆動する。また、PWMコントローラ4のフィードバック端子IFBは、NMOSQ3のソース端子と抵抗Rsとの接続点に接続されていると共に、PWMコントローラ4のゲート制御端子VGはNMOSQ2のゲート端子に接続されている。抵抗Rsは、LEDアレイ3を流れる電流ILEDを検出するための負荷電流検出用の抵抗である。PWMコントローラ4は、抵抗Rsに流れた電流をNMOSQ3のソース端子と抵抗Rsとの接続点の電圧VBとして検出し、検出した電圧VBと予め設定された基準電圧Vrefとを比較する。PWMコントローラ4は、電圧VBが基準電圧Vref以下になると、NMOSQ2をオンさせ、電圧VBが基準電圧Vrefを上回ると、NMOSQ2をオフさせるVG信号をゲート制御端子VGから出力する。これにより、平滑コンデンサC3に供給される電力がNMOSQ2のオンオフによってLEDアレイ3を流れる電流ILEDが一定になるように制御され、LEDアレイ3に供給される直流出力は定電流制御された定電流出力となる。さらに、PWMコントローラ4のタイミング検出端子BDは、抵抗R2を介して2次巻線S2と整流ダイオードD2のアノードとの接続点に接続されている。これにより、PWMコントローラ4は、2次巻線S2の電圧波形を監視し、2次巻線S2の電圧が立ち上がるタイミングでNMOSQ2をオンさせる。トランスTにおいて、2次巻線S2の巻数をNS2、3次巻線S3の巻数をNS3とし、定電圧動作時の平滑コンデンサC2の電圧をV2、ダイオードD2の順方向電圧をVF2、定電流動作時の平滑コンデンサC3の両端電圧をV3、ダイオードD3の順方向電圧をVF3とそれぞれすると、2次巻線S2と3次巻線S3に発生する巻線電圧は以下のように設定されている。NMOSQ2がオン時に3次巻線S3に発生する巻線電圧Vs3は、Vs3=V3VF3となる。従って、NMOSQ2がオン時に2次巻線S2に発生する電圧Vs2は、Vs2V3VF3/NS3NS2となる。また、NMOSQ2がオフ時に2次巻線S2に発生する巻線電圧Vs2は、Vs2=V2VF2となる。従って、NMOSQ2がオフ時に3次巻線S3に発生する電圧Vs3は、Vs3=V2VF2/NS2NS3となる。ここで、2次巻線S2に発生する電圧Vs2は、NMOSQ2がオフ時よりもNMOSQ2がオン時の方が低くなるように設定されている。これにより、NMOSQ2がオン時には、2次巻線S2から平滑コンデンサC2に電力が供給されることなく、3次巻線S3から平滑コンデンサC3に電力が供給されることになる。従って、NMOSQ2がオンすると、平滑コンデンサC2に電力が供給されないため、平滑コンデンサC2の両端電圧、すなわち第1出力端子T1と第1GND端子T2との間の電圧が下がり、フィードバック回路2によってFB信号が1次側に送信される。このFB信号は、第1出力端子T1と第1GND端子T2との間の電圧を定電圧制御するための信号と、第2出力端子T3と第2GND端子T4との間に接続されたLEDアレイ3を定電流制御するための信号とを等価的に混在させた信号となり、定電圧出力と定電流出力との2出力を同時に制御することができる。なお、NMOSQ2がオフ時には、3次巻線S3に発生する電圧Vs3が、定電流動作時の平滑コンデンサC3の両端電圧V3より高くなるが、NMOSQ2がオフされているため、3次巻線S3から平滑コンデンサC3に電力が供給されることがない。図2は、図1の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、aはLEDアレイ3を駆動するPWM信号、bはLEDアレイ3を流れるLED電流ILED、cは駆動コントローラ1のフィードバック端子FBに入力されるFB電圧VFB、dはNMOSQ2をオンオフさせるVG信号、eは3次巻線S3の巻線電圧Vs3、fは2次巻線S2の巻線電圧Vs2、gはダイオードD3を流れる電流Id3、hはダイオードD2を流れる電流Id2をそれぞれ示している。図2aに示すPWM信号がオン、すなわちHiレベルである場合には、PWMコントローラ4によってNMOSQ3がオンされてLEDアレイ3が点灯する。これにより、電解コンデンサC3の出力電圧Vo2が下がり、PWMコントローラ4のフィードバック端子IFBに入力される電圧VBが低下する。電圧VBが基準電圧Vref以下になると、PWMコントローラ4は、2次巻線S2の電圧が立ち上がるタイミングで、図2dに示すようにVG信号をHiレベルにしてNMOSQ2をオンさせる。NMOSQ2がオンすると、3次巻線S3から電解コンデンサC3に電力が供給され、3次巻線S3に発生する巻線電圧Vs3が下がるため、2次巻線S2に発生する巻線電圧Vs2も下がる。巻線電圧Vs2が下がると、2次巻線S2から電解コンデンサC2に電力が供給されなくなるため、電解コンデンサC2の両端電圧、すなわち第1出力端子T1と第1GND端子T2との間の電圧が下がり、図2cに示すように、フィードバック回路2によってFB信号FB電圧VFBとして1次側にフィードバックされる。NMOSQ2がオン時図2dに示すVG信号がHiレベル時には、図2fに示すように、2次巻線S2に発生する電圧Vs2が、NMOSQ2がオフ時に2次巻線S2に発生する巻線電圧Vs2がV2VF2よりも低くなり、図2hに示すように、2次巻線S2から電解コンデンサC2に電力が供給されず、図2gに示すように、3次巻線S3から電解コンデンサC3に電力が供給される。なお、NMOSQ2がオフ時図2dに示すVG信号がLowレベル時には、3次巻線S3に発生する電圧Vs3が、定電流動作時の平滑コンデンサC3の両端電圧V3より高くなるが、NMOSQ2がオフされているため、図2gに示すように、3次巻線S3から平滑コンデンサC3に電力が供給されず、図2hに示すように、2次巻線S2から電解コンデンサC2に電力が供給される。また、図2aに示すPWM信号がオフ、すなわちLowレベルである場合には、NMOSQ2がオフされているため、第1出力端子T1と第1GND端子T2との間の電圧のみが定電圧制御されることになる。このように本実施の形態では、定電流制御を3次巻線S3に接続されたNMOSQ2のオンオフ制御で行い、2次巻線S2と3次巻線S3とにそれぞれ発生する巻線電圧Vs2、Vs3の差を利用し、電解コンデンサC2とC3とに交互に電力エネルギーが供給される。言い換えると、電解コンデンサC2とC3とに同じタイミングで電力エネルギーを供給することがないため、定電流制御の応答を速くし、定電圧制御の応答を遅くするように設定されている。このように定電流制御の応答を定電圧制御の応答よりも速くしておくことで、定電流出力のための充電3次巻線S3から電解コンデンサC3への電力の供給により、定電圧出力第1出力端子T1と第1GND端子T2との間の電圧が下がるため、等価的に、PWMコントローラ4のフィードバック端子IFBの定電流制御信号がFB信号と共に1次側に伝達されることになる。以上のように、第1の実施の形態によれば、2次巻線S2から第1の平滑回路整流ダイオードD2及び平滑コンデンサC2を介して負荷Xに直流出力を供給すると共に、3次巻線S3から第2の平滑回路整流ダイオードD3及び平滑コンデンサC3を介してLEDアレイ3に直流出力を供給するDC-DCコンバータにおいて、3次巻線S3に直列に接続されたNMOSQ2をオンオフ制御することで、LEDアレイ3に供給される直流出力を定電流制御させ、NMOSQ2がオフ時には2次巻線S2から第1の平滑回路整流ダイオードD2及び平滑コンデンサC2に、NMOSQ2がオン時には3次巻線S3から第2の平滑回路整流ダイオードD3及び平滑コンデンサC3にそれぞれ電力が供給されるように構成することにより、負荷Xに供給されている直流出力電圧に応じた定電圧制御のための信号に定電流制御のための信号を等価的に重畳させることができるため、定電圧制御のための信号を1次側に送信するだけで、負荷Xに供給される直流出力を定電圧制御することができると共に、LEDアレイ3に供給される直流出力を定電流制御することができ、部品点数の削減でき、少ない部品を用いて負荷Xに及びLEDアレイ3に供給する直流出力を安定化させることができるという効果を奏する。第2の実施の形態第1の実施の形態では、定電流制御側を1次側に直接フィードバックしていないため、PWM信号の立ち上がりにおいて、図2cに示すように、フォトカプラの応答遅れや制御性の遅れ等の応答遅れが発生しFB電圧VFBの上昇が遅くなる。これにより、1次側から2次及び3次側に必要な電力エネルギーを供給できないため、定電流出力側の平滑コンデンサC3の電圧が落ちてしまい、図2bに示すように、LED電流ILEDが定電流を確保できない期間が存在する。そこで、第2の実施の形態では、図3に示すように、フィードバック回路2aと、PWMコントローラ4aとが第1の実施の形態と異なっている。フィードバック回路2aには、第1の実施の形態のフィードバック回路2の構成に加えて、抵抗R5と並列に抵抗R6及びスイッチ素子であるNMOSQ4が接続されている。また、PWMコントローラ4aには、第1の実施の形態のPWMコントローラ4の構成に加えて、電圧制御端子VCが設けられており、PWMコントローラ4aは、電圧制御端子VCからフィードバック回路2aのNMOSQ4をオンオフする駆動電圧制御信号を出力する。図4は、図3の各部の信号波形、及び動作波形を示したもので、aはLEDアレイ3を駆動するPWM信号、bはLEDアレイ3を流れるLED電流ILED、cは駆動コントローラ1のフィードバック端子FBに入力されるFB電圧VFB、dはNMOSQ2をオンオフさせるVG信号、eは3次巻線S3の巻線電圧Vs3、fは2次巻線S2の巻線電圧Vs2、gはダイオードD3を流れる電流Id3、hはダイオードD2を流れる電流Id2、iはPWMコントローラ4aから出力される駆動電圧調整信号、jは抵抗R4と抵抗R5との接続点の定電圧制御用検出電圧VAをそれぞれ示している。PWMコントローラ4aは、PWM信号の立ち上がりアップエッジを検出して、図4iに示すように、PWM信号の立ち上がりからIFB端子の電圧VBが予め設定された基準電圧Vrefに達するまで、駆動電圧調整信号をHiレベルにしてフィードバック回路2aのNMOSQ4をオンさせる。なお、PWM信号の立ち上がりから予め設定された時間だけフィードバック回路2aのNMOSQ4をオンさせるようにしても良い。NMOSQ4がオンされると、抵抗R4と抵抗R5との接続点の定電圧制御用検出電圧VAが数程度上がり、第1の負荷に供給されている直流出力電圧が見かけ上低下することになる。直流出力電圧が見かけ上低下するため、1次側に送信されるFB信号がPWM信号の立ち上がりと共に大きな値となり、図4cに示すように、駆動コントローラ1のFB端子に入力されるFB電圧VFBがPWM信号の立ち上がりと共に速やかに立ち上がる。これにより、NMOSQ4がオンされている期間中は、1次側から2次及び3次側に定電圧制御に必要な電力エネルギーを供給され、図4bに示すように、PWM信号の立ち上がりにおいてもLED電流ILEDが定電流を確保することができる。なお、NMOSQ2がオン時には、2次巻線S2から平滑コンデンサC2には電力が供給されないため、第1の負荷に供給されている実際の直流出力電圧が上がることなく、定電圧制御を保つことができる。また、抵抗R4と抵抗R5との接続点の定電圧制御用検出電圧VAの代わりに、シャントレギュレータZ1の内部基準電圧を上げることで、第1の負荷に供給されている直流出力電圧を見かけ上低下させるようにしても良い。以上のように、第2の実施の形態によれば、第1の実施の形態による効果に加えて、定電流出力のLED電流ILEDの立ち上がり波形を改善することができると共に、PWM信号の立ち上がり直後の定電流特性をあまりきにせず決定できるため、定電圧出力の応答を下げることができ、フィードバック制御の安定性を向上させることができる。なお、本実施の形態では、駆動用スイッチング素子NMOSQ1、定電流制御用スイッチ素子NMOSQ2、パルス制御用スイッチ素子NMOSQ3及びスイッチ素子NMOSQ4としてMOS-FETMOS型電界効果型トランジスタを示したが、J-FET接合型電界効果トランジスタ、バイポーラ型トランジスタ又はIGBT絶縁ゲート型トランジスタ等他型式のトランジスタも使用できる。また、上述の実施の形態では、n個nは任意の自然数を示すのLED31~3nが直列接続されてなるLEDアレイ3を負荷として駆動する例を説明したが、1個のLEDでも良い。また、直流で駆動することができる負荷であれば、LEDに限定されることはない。なお、本発明が上記各実施の形態に限定されず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施の形態は適宜変更され得ることは明らかである。また、上記構成部材の数、位置、形状等は上記実施の形態に限定されず、本発明を実施する上で好適な数、位置、形状等にすることができる。なお、各図において、同一構成要素には同一符号を付している。