所定の周波数の搬送波を生成する発振器を有し、前記搬送波を2以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する高周波送信部と、前記高周波送信部から前記送信信号を入力して電波として空間に放射する送信アンテナと、前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナから受信信号を入力して受信用制御信号の少なくとも1つに従って前記送信信号との相関をとってベースバンド信号に変換する高周波受信部と、少なくとも前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するA/D変換部と、前記A/D変換部から前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理部と、前記送信用制御信号を前記高周波送信部に出力するとともに前記受信用制御信号の少なくとも1つを前記高周波受信部に出力する制御部と、を有するベースバンド部と、を備え、前記送信用制御信号をX1~Xmm≧2とし、前記制御部から前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号を第i番目のバックグランド信号とするとき、前記ディジタル信号処理部は、前記i番目の送信用制御信号Xiとして前記X1からXmまで順次選択して前記制御部から前記Xiを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号をそれぞれ第1番目から第m番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記制御部から前記m個の送信用制御信号のすべてが出力されず前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号を第m1番目のバックグランド信号として取得し、前記第1番目から第m番目までのバックグランド信号を加算して前記第m1番目のバックグランド信号を減算したものをm-1で除することによりレプリカ信号を算出し、前記制御部から前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、前記低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出することを特徴するパルスレーダ装置。前記ディジタル信号処理部は、前記A/D変換部から入力したディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、前記制御部から前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項1に記載のパルスレーダ装置。少なくとも前記ベースバンド部が第1の基板上に形成されて前記高周波送信部及び前記高周波受信部が前記第1の基板とは別の基板上に形成されており、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンコネクタの結線部が前記第1の基板と前記別の基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする請求項1または2に記載のパルスレーダ装置。前記高周波送信部が、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1ゲート部と、前記第1ゲート部で切出された信号を第2制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第2ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第3制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、前記制御部が、前記第1ゲート部、前記第2ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を出力してそれぞれの電源をオン/オフ制御し、前記ディジタル信号処理部は、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する請求項1乃至3のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第1制御信号、前記第2制御信号及び前記第3制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項4に記載のパルスレーダ装置。前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を伝達するそれぞれ第1制御線、第2制御線、及び第3制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする請求項4または5に記載のパルスレーダ装置。前記高周波受信部は、前記ベースバンド信号としてI成分とQ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、少なくとも、前記ベースバンド部は、前記高周波受信部から前記複素ベースバンド信号を入力して前記I成分及びQ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅して前記A/D変換部に出力する複素信号増幅器をさらに有し、前記A/D変換部は、前記複素信号増幅器から前記増幅されたI成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力する複素A/D変換部であり、さらに、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第i番目のバックグランド信号とし、前記制御部から前記m個の送信用制御信号のすべてが出力されずに前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第m1番目のバックグランド信号として、前記第1番目から第m番目のバックグランド信号のそれぞれのI成分同士及びQ成分同士を加算して前記第m1番目のバックグランド信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれm-1で除することにより前記レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出しており、前記レプリカ信号のI成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のQ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、前記制御部から前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号のI成分及びQ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出していることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。前記複素ベースバンド信号は前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、前記複素ベースバンド信号を入力して増幅する前記複素信号増幅器が、前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されていることを特徴とする請求項7に記載のパルスレーダ装置。前記高周波送信部が、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1ゲート部と、前記第1ゲート部で切出された信号を第2制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第2ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第3制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記複素ベースバンド信号を出力する直交ダウンコンバート部と、を有し、前記制御部が、前記第1ゲート部、前記第2ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を出力してそれぞれの電源をオン/オフ制御し、前記ディジタル信号処理部は、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出することを特徴する請求項7または8に記載のパルスレーダ装置。前記ディジタル信号処理部は、前記複素A/D変換部から入力した複素ディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、前記制御部から前記第1制御信号、前記第2制御信号及び前記第3制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出していることを特徴とする請求項9に記載のパルスレーダ装置。前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記複素ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を伝達するそれぞれ第1制御線、第2制御線、及び第3制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする請求項9または10に記載のパルスレーダ装置。少なくとも、前記ベースバンド部は、前記受信用制御信号の別の1つに従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅して前記A/D変換部に出力する利得可変増幅部をさらに有し、前記制御部は、前記送信用制御信号のいずれか1つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の1つを決定して前記利得可変増幅部に出力することを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の1つを決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の1つをオフにすることを特徴とする請求項12に記載のパルスレーダ装置。前記ベースバンド信号は前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、前記ベースバンド信号を入力して増幅する前記利得可変増幅部が、前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されていることを特徴とする請求項12または13に記載のパルスレーダ装置。前記高周波送信部が、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1ゲート部と、前記第1ゲート部で切出された信号を第2制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第2ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第3制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、前記利得可変増幅部が、第4制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、前記制御部が、前記第1ゲート部、前記第2ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を出力してそれぞれの電源をオン/オフ制御するとともに、前記第1制御信号または前記第2制御信号に同期して検出距離に対応して前記第4制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力し、前記ディジタル信号処理部は、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号及び前記第4制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出することを特徴する請求項12乃至14のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第4制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第4制御信号をオフにすることを特徴とする請求項15に記載のパルスレーダ装置。前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第1制御信号、前記第2制御信号、前記第3制御信号、及び前記第4制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項15または16に記載のパルスレーダ装置。前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を伝達するそれぞれ第1制御線、第2制御線、及び第3制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする請求項15乃至17のいずれか1項に記載のパルスレーダ装置。所定の周波数の搬送波を生成する搬送波生成ステップと、前記搬送波を2以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する信号切出しステップと、前記送信信号を電波として空間に放射する送信ステップと、前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信ステップと、受信用制御信号の少なくとも1つに従って前記受信ステップで受信した受信信号と前記送信信号との相関をとる相関ステップと、前記相関ステップの出力信号をベースバンドにダウンコンバートしてベースバンド信号を出力するダウンコンバートステップと、少なくとも、前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するA/D変換ステップと、前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理ステップと、を有し、前記送信用制御信号をX1~Xmm≧2とし、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号を第i番目のバックグランド信号とするとき、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記i番目の送信用制御信号Xiとして前記X1からXmまで順次選択して前記信号切出しステップで前記Xiを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号をそれぞれ第1番目から第m番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号を第m1番目のバックグランド信号として取得し、前記第1番目から第m番目までのバックグランド信号を加算して前記第m1番目のバックグランド信号を減算したものをm-1で除することによりレプリカ信号を算出し、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出することを特徴するパルスレーダ装置の制御方法。前記ディジタル信号処理ステップでは、前記A/D変換ステップで変換されたディジタル信号をフーリエ変換処理し、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号を出力し前記相関ステップで前記受信用制御信号の少なくとも1つを出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項19に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記信号切出しステップは、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1切出しステップと、前記第1切出しステップで切出した信号を第2制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第2切出しステップと、を有し、前記相関ステップでは、第3制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する請求項19または20に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記第1切出しステップ、前記第2切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときのディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項21に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記ダウンコンバートステップでは、前記ベースバンド信号としてI成分とQ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、少なくとも、前記複素ベースバンド信号を入力して前記I成分及びQ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅ステップをさらに有し、前記A/D変換ステップでは、前記増幅された前記I成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力し、さらに、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第i番目のバックグランド信号とし、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第m1番目のバックグランド信号として前記第1番目から第m番目のバックグランド信号のそれぞれのI成分同士及びQ成分同士を加算して前記第m1番目のバックグランド信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれm-1で除することにより前記レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出し、前記レプリカ信号のI成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のQ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られる複素ディジタル信号のI成分及びQ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴する請求項19または20に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記信号切出しステップは、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1切出しステップと、前記第1切出しステップで切出した信号を第2制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第2切出しステップと、を有し前記相関ステップでは、第3制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する請求項23に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記ディジタル信号処理ステップでは、前記複素A/D変換ステップで変換された複素ディジタル信号をフーリエ変換処理し、前記第1切出しステップ、前記第2切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときの複素ディジタル信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分を減算し、前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項24に記載のパルスレーダ装置の制御方法。少なくとも、前記送信用制御信号のいずれか1つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の1つを決定し、該受信用制御信号の別の1つに従って利得を調整して前記ダウンコンバートステップで生成された前記ベースバンド信号を増幅する利得可変増幅ステップをさらに有し、前記A/D変換ステップでは、前記増幅された前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換したものを前記ディジタル信号として出力することを特徴する請求項19または20に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の1つを決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の1つをオフにすることを特徴とする請求項26に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記信号切出しステップは、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1切出しステップと、前記第1切出しステップで切出した信号を第2制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第2切出しステップと、を有し、前記相関ステップでは、第3制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記利得可変増幅ステップでは、前記第1制御信号または前記第2制御信号に同期して検出距離に対応して決定された第4制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号及び前記第4制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出することを特徴する請求項26または27に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第4制御信号を決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第4制御信号をオフにすることを特徴とする請求項28に記載のパルスレーダ装置の制御方法。前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1切出しステップ、前記第2切出しステップ、前記相関ステップ、及び前記利得可変増幅ステップを実行したときのディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする請求項28または29に記載のパルスレーダ装置の制御方法。しかしながら、車載レーダでは、小型な基板に実装することが多いため、多ピンコネクタのピン間のアイソレーションを十分確保することは非常に困難であるという問題があった。また、各信号線を完全に独立した同軸線で接続することも可能であるが、RF部とベースバンド部との間の接続に複数の同軸線を用いると高コストとなるとともに、機構上の取り回しが複雑となるため、製造が困難になる、といった問題があった。また、特許文献1で開示された技術によれば、低レベルの干渉ノイズ信号を減算する方式であるため、受信信号よりも高いレベルの干渉ノイズ信号には適用できないという問題がある。また、特許文献2に記載の利得補正手段では、実際に送信アンテナから電波を放射し、レドームで反射された反射信号を基に利得誤差を検出するようにしているが、反射信号にはレドーム以外の周辺環境からの反射波も含まれている。そのため、周辺環境の影響を強く受け、利得差を高精度に検出することができない。さらに特許文献3では、利得切換時のノイズの影響を低減するために、スライスレベル固定回路、カウンタ回路、比較回路、レベル検出回路等を追加する必要があり、受信装置の構成がきわめて複雑となり、かつ装置が大型化して高コストにもなる、といった問題が生じる。本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、多ピンコネクタを用いて装置を小型に実現しつつ、受信信号強度を超過する干渉ノイズ信号を低減し対象物の情報を高精度に検出可能なパルスレーダ装置及びその制御方法を提供することを目的とする。上記課題を解決するため、本発明のパルスレーダ装置の第1の態様は、所定の周波数の搬送波を生成する発振器を有し、前記搬送波を2以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する高周波送信部と、前記高周波送信部から前記送信信号を入力して電波として空間に放射する送信アンテナと、前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナから受信信号を入力して受信用制御信号の少なくとも1つに従って前記送信信号との相関をとってベースバンド信号に変換する高周波受信部と、少なくとも、前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するA/D変換部と、前記A/D変換部から前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理部と、前記送信用制御信号を前記高周波送信部に出力するとともに前記受信用制御信号の少なくとも1つを前記高周波受信部に出力する制御部と、を有するベースバンド部と、を備え、前記送信用制御信号をX1~Xmm≧2とし、前記制御部から前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号を第i番目のバックグランド信号とするとき、前記ディジタル信号処理部は、前記i番目の送信用制御信号Xiとして前記X1からXmまで順次選択して前記制御部から前記Xiを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号をそれぞれ第1番目から第m番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記制御部から前記m個の送信用制御信号のすべてが出力されず前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号を第m1番目のバックグランド信号として取得し、前記第1番目から第m番目までのバックグランド信号を加算して前記第m1番目のバックグランド信号を減算したものをm-1で除することによりレプリカ信号を算出し、前記制御部から前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、前記低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出することを特徴する。本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を生成して受信信号から除去することにより、送信用制御信号及び前記受信用制御信号からベースバンド信号への与干渉の影響を低減して対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記A/D変換部から入力したディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、前記制御部から前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、0Hzに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度かつ簡易に算出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、少なくとも前記ベースバンド部が第1の基板上に形成されて前記高周波送信部及び前記高周波受信部が前記第1の基板とは別の基板上に形成されており、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンコネクタの結線部が前記第1の基板と前記別の基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波送信部が、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1ゲート部と、前記第1ゲート部で切出された信号を第2制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第2ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第3制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、前記制御部が、前記第1ゲート部、前記第2ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を出力してそれぞれの電源をオン/オフ制御し、前記ディジタル信号処理部は、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する。本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を生成して受信信号から除去することにより、第1制御信号、第2制御信号、及び第3制御信号からベースバンド信号への与干渉の影響を低減して対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第1制御信号、前記第2制御信号及び前記第3制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、0Hzに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度かつ簡易に算出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を伝達するそれぞれ第1制御線、第2制御線、及び第3制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。本発明によれば、第1制御線、第2制御線、及び第3制御線から信号線への与干渉の影響を低減して対象物の情報を高精度に検出することが可能になるとともに、従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波受信部は、前記ベースバンド信号としてI成分とQ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、少なくとも、前記ベースバンド部は、前記高周波受信部から前記複素ベースバンド信号を入力して前記I成分及びQ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅して前記A/D変換部に出力する複素信号増幅器をさらに有し、前記A/D変換部は、前記複素信号増幅器から前記増幅されたI成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力する複素A/D変換部であり、さらに、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiが出力されずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第i番目のバックグランド信号とし、前記制御部から前記m個の送信用制御信号のすべてが出力されずに前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号を前記第m1番目のバックグランド信号として、前記第1番目から第m番目のバックグランド信号のそれぞれのI成分同士及びQ成分同士を加算して前記第m1番目のバックグランド信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれm-1で除することにより前記レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出しており、前記レプリカ信号のI成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のQ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、前記制御部から前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号のI成分及びQ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出していることを特徴とする。本発明によれば、ベースバンド部に入力される不要波のI相とQ相のそれぞれの包絡線レベルの比を求め、これから複素信号増幅器及び複素A/D変換部でのI相とQ相間のレベル差を補正することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記複素ベースバンド信号は前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、前記複素ベースバンド信号を入力して増幅する前記複素信号増幅器が、前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されていることを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波送信部が、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1ゲート部と、前記第1ゲート部で切出された信号を第2制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第2ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第3制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記複素ベースバンド信号を出力する直交ダウンコンバート部と、を有し、前記制御部が、前記第1ゲート部、前記第2ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を出力してそれぞれの電源をオン/オフ制御し、前記ディジタル信号処理部は、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出することを特徴する。本発明によれば、ベースバンド部に入力される不要波のI相とQ相のそれぞれの包絡線レベルの比を求め、これから複素信号増幅器及び複素A/D変換部でのI相とQ相間のレベル差を補正することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記複素A/D変換部から入力した複素ディジタル信号をフーリエ変換処理するものであり、前記制御部から前記第1制御信号、前記第2制御信号及び前記第3制御信号が出力されたときに前記複素A/D変換部から出力される複素ディジタル信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出していることを特徴とする。レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、0Hzに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度にかつ簡易に算出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記複素ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を伝達するそれぞれ第1制御線、第2制御線、及び第3制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、少なくとも、前記ベースバンド部は、前記受信用制御信号の別の1つに従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅して前記A/D変換部に出力する利得可変増幅部をさらに有し、前記制御部は、前記送信用制御信号のいずれか1つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の1つを決定して前記利得可変増幅部に出力することを特徴とする。本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に生成して受信信号から除去することにより、利得可変増幅部の利得を検出距離に応じて不連続に変化させたときのノイズの影響を簡易な構成で除去することができ、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の1つを決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の1つをオフにすることを特徴とする。利得可変増幅部を用いることにより、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするとともに、近距離におけるノイズレベルを低く抑えることが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド信号は前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号より低い信号強度を有し、前記ベースバンド信号を入力して増幅する前記利得可変増幅部が、前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置されていることを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記高周波送信部が、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1ゲート部と、前記第1ゲート部で切出された信号を第2制御信号に従ってさらに切出して前記送信信号を生成する第2ゲート部と、をさらに有し、前記高周波受信部が、前記受信アンテナから前記受信信号を入力して第3制御信号に従って前記送信信号との相関をとる相関部と、前記相関部からの出力信号をベースバンドにダウンコンバートして前記ベースバンド信号を出力するダウンコンバート部と、を有し、前記利得可変増幅部が、第4制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、前記制御部が、前記第1ゲート部、前記第2ゲート部、及び前記相関部にそれぞれ前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を出力してそれぞれの電源をオン/オフ制御するとともに、前記第1制御信号または前記第2制御信号に同期して検出距離に対応して前記第4制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力し、前記ディジタル信号処理部は、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号及び前記第4制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出することを特徴する。本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に生成して受信信号から除去することにより、利得可変増幅部の利得を検出距離に応じて不連続に変化させたときのノイズの影響を簡易な構成で除去することができ、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記制御部は、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第4制御信号を決定して前記利得可変増幅部に出力するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第4制御信号をオフにすることを特徴とする。利得可変増幅部を用いることにより、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするとともに、近距離におけるノイズレベルを低く抑えることが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ディジタル信号処理部は、前記制御部から前記第1制御信号、前記第2制御信号、前記第3制御信号、及び前記第4制御信号が出力されたときに前記A/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。レプリカ信号は、定常的なノイズ信号からなることから、0Hzに相当するフーリエ成分からレプリカ信号を減算することで、対象物までの距離を高精度かつ簡易に算出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の他の態様は、前記ベースバンド部は、該ベースバンド部の動作周波数帯に対応する低周波用基板上に形成され、前記高周波送信部及び前記高周波受信部は、該高周波送信部及び高周波受信部の動作周波数帯に対応する高周波用基板上に形成され、前記ベースバンド信号を伝達する信号線と前記第1制御信号、前記第2制御信号、及び前記第3制御信号を伝達するそれぞれ第1制御線、第2制御線、及び第3制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンのコネクタの結線部が前記低周波用基板と前記高周波用基板との間に設けられ、前記制御線から前記信号線への漏れ信号のレベルが前記A/D変換部のダイナミックレンジ内に入るように前記結線部内で前記制御線の結線と前記信号線の結線とが隔離して配置されていることを特徴とする。信号線と制御線をなるべく離すように配置することで、アイソレーションを稼ぐ。従来の多ピンのコネクタを使用可能とすることにより、小型で低コストのパルスレーダ装置を提供することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の第1の態様は、所定の周波数の搬送波を生成する搬送波生成ステップと、前記搬送波を2以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する信号切出しステップと、前記送信信号を電波として空間に放射する送信ステップと、前記電波が対象物で反射された反射波を受信する受信ステップと、受信用制御信号の少なくとも1つに従って前記受信ステップで受信した受信信号と前記送信信号との相関をとる相関ステップと、前記相関ステップの出力信号をベースバンドにダウンコンバートしてベースバンド信号を出力するダウンコンバートステップと、少なくとも、前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するA/D変換ステップと、前記ディジタル信号を入力して前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出するディジタル信号処理ステップと、を有し、前記送信用制御信号をX1~Xmm≧2とし、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号を第i番目のバックグランド信号とするとき、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記i番目の送信用制御信号Xiとして前記X1からXmまで順次選択して前記信号切出しステップで前記Xiを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号をそれぞれ第1番目から第m番目の前記バックグランド信号として取得し、さらに前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号を第m1番目のバックグランド信号として取得し、前記第1番目から第m番目までのバックグランド信号を加算して前記第m1番目のバックグランド信号を減算したものをm-1で除することによりレプリカ信号を算出し、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号から前記レプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて前記対象物までの距離及び/または前記対象物の相対速度及び/または前記対象物の方位角を算出することを特徴する。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記A/D変換ステップで変換されたディジタル信号をフーリエ変換処理し、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号を出力し前記相関ステップで前記受信用制御信号の少なくとも1つを出力したときに前記A/D変換ステップで得られるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記信号切出しステップは、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1切出しステップと、前記第1切出しステップで切出した信号を第2制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第2切出しステップと、を有し、前記相関ステップでは、第3制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記第1切出しステップ、前記第2切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときのディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ダウンコンバートステップでは、前記ベースバンド信号としてI成分とQ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力し、少なくとも、前記複素ベースバンド信号を入力して前記I成分及びQ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅ステップをさらに有し、前記A/D変換ステップでは、前記増幅された前記I成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換したものを前記ディジタル信号として出力し、さらに、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記信号切出しステップで前記送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiを出力せずこれを除く前記送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第i番目のバックグランド信号とし、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号のすべてを出力せず前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られる複素ディジタル信号を前記第m1番目のバックグランド信号として前記第1番目から第m番目のバックグランド信号のそれぞれのI成分同士及びQ成分同士を加算して前記第m1番目のバックグランド信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれm-1で除することにより前記レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出し、前記レプリカ信号のI成分の距離ゲート方向の積分値と前記レプリカ信号のQ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出し、前記信号切出しステップで前記m個の送信用制御信号及び前記受信用制御信号を出力したときに前記A/D変換ステップで得られる複素ディジタル信号のI成分及びQ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算し、前記レプリカ信号を減算した後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記信号切出しステップは、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1切出しステップと、前記第1切出しステップで切出した信号を第2制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第2切出しステップと、を有し前記相関ステップでは、第3制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号を前記受信用制御信号の少なくとも1つとして前記レプリカ信号を算出することを特徴する。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記複素A/D変換ステップで変換された複素ディジタル信号をフーリエ変換処理し、前記第1切出しステップ、前記第2切出しステップ及び前記相関ステップを実行したときの複素ディジタル信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号のI成分及びQ成分の0Hzに相当するフーリエ成分を減算し、前記レプリカ信号が減算された後の前記複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に前記利得補正値を乗じることにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、少なくとも、前記送信用制御信号のいずれか1つに同期して検出距離に対応して前記受信用制御信号の別の1つを決定し、該受信用制御信号の別の1つに従って利得を調整して前記ダウンコンバートステップで生成された前記ベースバンド信号を増幅する利得可変増幅ステップをさらに有し、前記A/D変換ステップでは、前記増幅された前記ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換したものを前記ディジタル信号として出力することを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記受信用制御信号の別の1つを決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記受信用制御信号の別の1つをオフにすることを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記信号切出しステップは、前記搬送波を第1制御信号に従ってパルス状に切出す第1切出しステップと、前記第1切出しステップで切出した信号を第2制御信号に従ってさらに切出して送信信号を生成する第2切出しステップと、を有し、前記相関ステップでは、第3制御信号に従って前記受信信号と前記送信信号との相関をとり、前記利得可変増幅ステップでは、前記第1制御信号または前記第2制御信号に同期して検出距離に対応して決定された第4制御信号に従って利得を調整して前記ベースバンド信号を増幅し、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1制御信号及び前記第2制御信号を前記m個の送信用制御信号としm=2、前記第3制御信号及び前記第4制御信号を前記受信用制御信号として前記レプリカ信号を算出することを特徴する。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記利得可変増幅ステップでは、前記検出距離が遠距離となるにつれて前記利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように前記第4制御信号を決定するとともに、前記送信信号が出力された後前記検出距離が最大になる時間が経過してから次に前記送信信号が出力されるまでの間は前記第4制御信号をオフにすることを特徴とする。本発明のパルスレーダ装置の制御方法の他の態様は、前記ディジタル信号処理ステップでは、前記第1切出しステップ、前記第2切出しステップ、前記相関ステップ、及び前記利得可変増幅ステップを実行したときのディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分から前記レプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより前記低ノイズ信号を算出することを特徴とする。本発明によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を生成することにより、小型化及び低コスト化が容易で対象物の情報を高精度に検出可能なパルスレーダ装置及びその制御方法を提供することができる。本発明の好ましい実施の形態におけるパルスレーダ装置及びその制御方法について、図面を参照して詳細に説明する。同一機能を有する各構成部については、図示及び説明簡略化のため、同一符号を付して示す。第1実施形態第1実施形態に係るパルスレーダ装置は、所定周波数の搬送波を生成する発振器を有し、発振器で生成された搬送波を2以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する高周波送信部と、高周波送信部から送信信号を入力して電波として空間に放射する送信アンテナと、空間に放射された電波が対象物で反射された反射波を受信する受信アンテナと、受信アンテナから受信信号を入力して受信用制御信号の少なくとも1つに従って送信信号との相関をとってベースバンド信号に変換する高周波受信部と、を備えている。また、ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するA/D変換部と、A/D変換部からディジタル信号を入力して対象物までの距離及び/または対象物の相対速度及び/または対象物の方位角を算出するディジタル信号処理部と、送信用制御信号を高周波送信部に出力するとともに受信用制御信号の少なくとも1つを高周波受信部に出力する制御部と、を有するベースバンド部を備えている。上記の送信用制御信号をX1~Xmm≧2とし、送信用制御信号のうちi番目の送信用制御信号Xiが制御部から出力されずこれを除く送信用制御信号及び受信用制御信号が出力されたときにA/D変換部から出力されるディジタル信号を第i番目のバックグランド信号とする。高周波送信部では、制御部からm個の送信用制御信号のすべてが出力されたときに送信信号が生成されて送信アンテナから放射される。そのため、i番目の送信用制御信号Xiが制御部から出力されないときは、送信信号が送信アンテナから放射されることはない。ディジタル信号処理部では、以下の処理が行われる。i番目の送信用制御信号XiとしてX1からXmまで順次選択し、制御部からXiを除く送信用制御信号及び受信用制御信号を出力したときにA/D変換部から出力されるディジタル信号を、それぞれ第1番目から第m番目のバックグランド信号として取得する。また、制御部からm個の送信用制御信号のすべてを出力しないで受信用制御信号を出力したときにA/D変換部から出力されるディジタル信号を第m1番目のバックグランド信号として取得する。そして、第1番目から第m番目までのバックグランド信号を加算して前記第m1番目のバックグランド信号を減算したものをm-1で除することによりレプリカ信号を算出する。レプリカ信号が算出されると、制御部からm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときのディジタル信号から上記のレプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて対象物までの距離及び/または対象物の相対速度及び/または対象物の方位角を算出する。ディジタル信号処理部は、A/D変換部から入力したディジタル信号をフーリエ変換処理するようにすることができ、この場合には制御部からm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力したときにA/D変換部から出力されるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分からレプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより、上記の低ノイズ信号を算出する。パルスレーダ装置の構成として、少なくともベースバンド部を第1の基板上に形成し、高周波送信部及び高周波受信部を第1の基板とは別の基板上に形成することができる。この場合には、ベースバンド信号を伝達する信号線とm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線とを一括して通電状態に結線する多ピンコネクタの結線部を第1の基板と別の基板との間に設けることができる。このとき、信号線と制御線をなるべく離して配置し、アイソレーションを稼ぐようにする。また、第1実施形態に係るパルスレーダ装置の制御方法は、所定周波数の搬送波を生成する搬送波生成ステップと、搬送波を2以上の送信用制御信号に従ってパルス状に切出して送信信号を生成する信号切出しステップと、送信信号を電波として空間に放射する送信ステップと、空間に放射された電波が対象物で反射された反射波を受信する受信ステップと、受信用制御信号の少なくとも1つに従って受信ステップで受信した受信信号と送信信号との相関をとる相関ステップと、相関ステップの出力信号をベースバンドにダウンコンバートしてベースバンド信号を出力するダウンコンバートステップと、ベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換するA/D変換ステップと、ディジタル信号を入力して対象物までの距離及び/または対象物の相対速度及び/または対象物の方位角を算出するディジタル信号処理ステップと、を有している。ディジタル信号処理ステップでは、i番目の送信用制御信号XiとしてX1からXmまで順次選択して信号切出しステップでXiを除く送信用制御信号及び受信用制御信号を出力したときにA/D変換ステップで得られるディジタル信号をそれぞれ第1番目から第m番目のバックグランド信号として取得する。また、信号切出しステップでm個の送信用制御信号のすべてを出力しないで受信用制御信号を出力したときにA/D変換ステップで得られるディジタル信号を第m1番目のバックグランド信号として取得する。そして、第1番目から第m番目までのバックグランド信号を加算して前記第m1番目のバックグランド信号を減算したものをm-1で除することによりレプリカ信号を算出する。レプリカ信号が算出されると、信号切出しステップでm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときA/D変換ステップで得られるディジタル信号から上記のレプリカ信号を減算して低ノイズ信号を算出し、該低ノイズ信号に基づいて対象物までの距離及び/または対象物の相対速度及び/または対象物の方位角を算出する。上記のディジタル信号処理ステップでは、A/D変換ステップで変換されたディジタル信号をフーリエ変換処理するようにすることができ、この場合には信号切出しステップでm個の送信用制御信号を出力し相関ステップで上記の受信用制御信号の少なくとも1つを出力したときにA/D変換ステップで得られるディジタル信号の0Hzに相当するフーリエ成分からレプリカ信号の0Hzに相当するフーリエ成分を減算することにより、上記の低ノイズ信号を算出する。以下では、制御部から出力される送信用制御信号を第1制御信号と第2制御信号の2つとし、受信用制御信号を第3制御信号の1つの場合を例として説明する。ここでは、一例として、送信用制御信号として第1制御信号と第2制御信号の2つを用い、受信用制御信号として第3制御信号の1つを用いるものとしているが、これに限定されるものではない。本発明の第1の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図1を用いて以下に説明する。図1は、本実施形態のパルスレーダ装置100の構成を示すブロック図である。図1において、パルスレーダ装置100は、高周波信号を処理する高周波送信部110及び高周波受信部120と、低周波信号を処理するベースバンド部130と、電波を空間に放射するための送信アンテナ101と、対象物で反射した反射波を受信する受信アンテナ102と、を備えている。以下では、説明容易のため、パルスレーダ装置100で検出する対象物を符号Tで示す。高周波送信部110は、電磁波の送信信号の発生源である所定の高周波信号搬送波を発生させる発振器111と、発振器111で生成される高周波信号を所定の時間幅のパルス状の信号パルス信号に切出す第1ゲート部112及び第2ゲート部113と、を備えている。第1ゲート部112及び第2ゲート部113は、発振器111から入力する高周波信号を、例えば1[ns]幅のパルス信号に切出す回路であり、逓倍器やスイッチを用いることができる。第1ゲート部112と第2ゲート部113の2つの信号切出し回路を用いることで、シャープに成型されたパルス信号を生成することができる。第2ゲート部113から出力されるパルス状の送信信号は送信アンテナ101に伝送され、送信アンテナ101から電波として空中に放射される。高周波受信部120は、受信アンテナ102で受信された受信信号を入力して送信信号との相関をとる相関器121と、相関器121から入力する信号を発振器111から入力した搬送波でダウンコンバートするIQミキサ122とを備えている。IQミキサ122は、I成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第1ミキサ123、Q成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第2ミキサ124、及び発振器111から入力した搬送波を90度の位相差を付加して第1ミキサ123並びに第2ミキサ124に出力する移相器125を有している。相関器121は、受信信号から測定距離毎の信号を取り出し、これを第1ミキサ123及び第2ミキサ124に出力している。ベースバンド部130は、第1ミキサ123及び第2ミキサ124でダウンコンバートされたベースバンド信号のI成分及びQ成分を入力してディジタル信号に変換するA/D変換部131と、A/D変換部131からのディジタル信号を複素信号処理複素フーリエ変換FFT:FastFourierTransformして対象物Tの情報を算出するディジタル信号処理部132と、パルスレーダ装置100の動作を制御する制御部133と、記憶部134とを備えている。制御部133は、高周波部品である第1ゲート部112、第2ゲート部113、及び相関器121のそれぞれの電源をオン/オフ制御している。この制御部133で生成される制御信号は、1[ns]幅の信号である。上記のように構成された本実施形態のパルスレーダ装置100では、高周波送信部110及び高周波受信部120を構成する各部品が数十GHz帯の周波数で動作するのに対し、ベースバンド部130を構成する各部品は高々2GHz程度の周波数で動作する。このように、高周波送信部110及び高周波受信部120の動作周波数とベースバンド部130の動作周波数とが大きく異なることから、それぞれの周波数帯用に設計された別の基板上に形成するのが好ましい。本実施形態では、高周波送信部110及び高周波受信部120を高周波用基板103上に形成し、ベースバンド部130を低周波用基板104上に形成している。また、高周波信号を送受信する送信アンテナ101及び受信アンテナ102についても、高周波用基板103上に配置している。高周波用に用いる基板は低周波用の基板に比べて高価であることから、本実施形態では高価な高周波用基板103上に高周波送信部110、高周波受信部120、送信アンテナ101、及び受信アンテナ102のみを配置し、低周波信号を処理するベースバンド部130については、低価格な低周波用基板104上に配置している。これにより、パルスレーダ装置100のコスト低減を図ることができる。上記説明のように、パルスレーダ装置100の各部品を高周波用基板103と低周波用基板104に分けて配置するには、高周波用基板103上の部品と低周波用基板104上の部品とを電気的に接続する手段が必要となる。本実施形態のパルスレーダ装置100では、従来より用いられている低価格の多ピンのコネクタ105を用いている。低周波用基板104上の制御部133から出力される制御信号は、コネクタ105を経由して高周波用基板103上の高周波送信部110及び高周波受信部120に伝送され、高周波用基板103上の高周波受信部120から出力されるベースバンド信号は、コネクタ105を経由して低周波用基板104上のベースバンド部130に伝送される。このように、高周波用基板103と低周波用基板104との間で、従来の多ピンのコネクタ105を用いて制御信号とベースバンド信号の受け渡しを行うと、対象物Tの情報を有するベースバンド信号に制御信号からの干渉ノイズ信号が混入してしまう。また、発振器111から出力された搬送波が、IQミキサ122を通過して相関器121で反射され、再びIQミキサ122でダウンコンバートされて生じるセルフミキシングノイズもベースバンド信号に混入する。特に、対象物Tが遠方にある場合には、それからの反射信号の振幅レベルが小さくなるため、上記の干渉ノイズ信号やセルフミキシングノイズに隠れてしまうおそれがある。そこで、本実施形態のパルスレーダ装置100では、コネクタ105を通過するベースバンド信号に混入されるノイズ等の不要波のレプリカ信号を事前に作成しておき、対象物Tの検出時にベースバンド信号から該レプリカ信号を除去するようにしている。不要波のレプリカ信号の一例を、図2、3を用いて説明する。図2は、高周波送信部110で生成されたパルス信号を送信アンテナ101から放射し、対象物Tで反射された反射波を受信アンテナ102で受信してディジタル信号処理部132で処理した信号10の一例を示す時間波形図であるなお、横軸は時間に対応した距離を表している。以下、図3、図6~9においても同様とする。。同図に示す信号10の波形は、ノイズの影響を受けていないときの波形である。また、図3は、図2に示す信号10に上記の不要波の信号が混入したときの時間波形図を示す。符号11の信号は、コネクタ105でベースバンド信号に混入する干渉ノイズ信号を模式的に示したものであり、符号12の信号は、セルフミキシングノイズを模式的に示したものである。本実施形態では、図3に示す干渉ノイズ信号11とセルフミキシング信号12を合わせた不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを記憶部134に保存しておく。そして、パルスレーダ装置100を動作させて対象物Tを検出するときは、コネクタ105を経由してベースバンド部130に入力され、ディジタル信号処理部132で処理された信号から上記のレプリカ信号を差し引くことで、図2に示すような信号低ノイズ信号を取得する。以下では、上記のレプリカ信号を事前に作成する方法を、図面を用いて詳細に説明する。図1において、制御部133から第1ゲート部112に出力される制御信号第1制御信号及びそれを伝送する制御線第1制御線をそれぞれA、aとし、制御部133から第2ゲート部113に出力される制御信号第2制御信号及びそれを伝送する制御線第2制御線をそれぞれB、bとし、制御部133から相関器121に出力される制御信号第3制御信号及びそれを伝送する制御線第3制御線をそれぞれC、cとする。制御信号A、Bは、それぞれ第1ゲート部112、第2ゲート部113の電源をオン/オフ制御し、制御信号Cは相関器121の電源をオン/オフ制御している。本実施形態では、一例として送信用制御信号を第1制御信号Aと第2制御信号Bの2つとしていることから、それぞれを伝送する制御線も第1制御線aと第2制御線bの2つを設けている。同様に、送信用制御信号がm個あるときは、制御部133と高周波制御部110との間に制御線をm本設ける。また、受信用制御信号についても、本実施形態では第3制御信号Cの1つとしていることから、制御線も第3制御線cだけが設けられているが、受信用制御信号が2以上あるときは、制御部133と高周波受信部120との間に受信用制御信号の数だけ制御線を設ける。また、IQミキサ122の第1ミキサ123からA/D変換部131に出力されるベースバンド信号I成分及びそれを伝送する信号線をそれぞれD、dとし、第2ミキサ124からA/D変換部131に出力されるベースバンド信号Q成分及びそれを伝送する信号線をそれぞれE、eとする。上記の制御線a、b、c、及び信号線d、eは、いずれもコネクタ105の異なるピンを経由している。パルスレーダ装置100では、制御部133から制御線a、bを介して適切なタイミングで制御信号A、Bが第1ゲート部112及び第2ゲート部113に出力され、それぞれの電源が略1[ns]の間投入されると、発振器111で生成された搬送波が1[ns]のパルス幅に切り出される。これにより、所定周波数の搬送波による1[ns]幅パルスの送信信号が生成され、これが送信アンテナ101に送出されて電波として空中に放射される。放射された電波は、距離Lだけ離れた位置にある対象物Tで反射され、受信アンテナ102で受信される。制御部133から制御線cを介して所定のタイミングで相関器121に制御信号Cが出力されると、相関器121の電源が投入されて受信アンテナ102で受信された受信信号と送信信号との相関がとられる。相関器121から出力される信号は、IQミキサ122で複素ベースバンド信号にダウンコンバートされる。第1ミキサ123及び第2ミキサ124でダウンコンバートされたそれぞれのベースバンド信号D、Eは、信号線d、eを介してベースバンド部130のA/D変換部131に入力され、ここでディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ディジタル信号処理部132において複素信号処理がなされ、対象物Tに係る位置情報と相対速度情報が算出される。図1に示す制御線a、b、c、及び信号線d、eは、高周波用基板103と低周波用基板104との間をコネクタ105で接続されている。コネクタ105の各ピン端子はむき出しの状態にあるため、各端子を流れる信号は微小なレベルではあるが、他の端子に回り込んで干渉してしまう。制御線a、b、cを流れる制御信号A、B、Cは、RF部品第1ゲート部112、第2ゲート部113、相関器121をオン/オフ駆動するための信号であり、例えば2~3[V]程度のレベルを有している。これに対し、信号線d、eを流れるベースバンド信号D、Eは、対象物Tから反射してきたレベルの低い信号をダウンコンバートした信号であり、非常にレベルの低い信号である。そのため、制御信号A、B、Cはベースバンド信号D、Eに比較して相対的に非常に高いレベルの信号となっており、コネクタ105において制御線a、b、cから信号線d、eに制御信号A、B、Cが漏れ込んでしまう。パルスレーダ装置100における上記の各制御線及び信号線を拡大して図4に示す。同図では、コネクタ105において、制御線a、b、cから信号線d、eに回り込む信号を、それぞれ干渉ノイズ信号α、β、γとしている。干渉ノイズ信号α、β、γは、信号線d、eを通過するベースバンド信号D、Eとほぼ同等レベルの信号となる。図4では、発振器111から出力されてIQミキサ122を通過し、相関器121で反射されて再びIQミキサ122でダウンコンバートされるセルフミキシングノイズを、符号δで示している。このセルフミキシングノイズδも、ベースバンド信号D、Eに混入する。本実施形態のパルスレーダ装置100では、ベースバンド信号D、Eに混入する上記の各ノイズを含む不要波のレプリカ信号を事前に作成するために、パルスレーダ装置100の使用開始時に、制御線a、b、cを介して第1ゲート部112、第2ゲート部113、及び相関器121を適当なタイミングで動作させる。そして、得られた不要波のレプリカ信号を記憶部134に記憶しておき、対象物Tの検出時に、受信信号をダウンコンバートしたベースバンド信号D、Eからレプリカ信号を差し引くことで各ノイズを除去する。以下では、図5に示す流れ図を用いて不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを用いて補正する方法を説明する。図5は、パルスレーダ装置100において、信号を処理する方法を示す流れ図である。不要波のレプリカ信号を作成するにあたって、送信アンテナ101から送信電波を空中に放射してしまうと、何らかの対象物で送信電波が反射されて受信アンテナ102で受信されてしまうおそれがある。このような反射波を受信してしまうと、不要波のみのレプリカ信号を作成することができなくなる。そこで、不要波のレプリカ信号を作成するときは、送信アンテナ101から送信電波が放射されないようにしている。まず、ステップS1において、パルスレーダ装置100の使用開始か否かを判定し、使用開始と判定されたときはステップS2に進む一方、既に使用中と判定されたときはステップS14に進む。ステップS2では、制御部133は、制御線b、cに制御信号B、Cを流しつつ、制御線aを流れる制御信号Aの出力を停止させる。次に、ステップS3でレーダを動作させる。パルスレーダ装置100では、第1ゲート部112と第2ゲート部113がともに電源オンにされたときのみパルス信号が送信アンテナ101に出力される。そのため、ステップS3でレーダを動作させたときに制御信号Aが第1ゲート部112に出力されないと、パルス信号が送信アンテナ101に出力されない。これにより、受信アンテナ102も反射波を受信することはない。その結果、ディジタル信号処理部132には、制御信号B、Cが信号線d、eに混入したそれぞれの干渉ノイズ信号β、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号βγδ第1バックグランド信号が入力される。ステップS4では、ノイズ信号βγδがディジタル信号処理部132で信号処理される。これにより、図6に示すようなノイズ信号が得られる。図6は、ノイズ信号βγδの時間波形図を示す。ディジタル信号処理部132で処理して得られたノイズ信号βγδは、ステップS5で記憶部134に保存される。次のステップS6では、制御部133は、制御線a、cに制御信号A、Cを流しつつ、制御線bを流れる制御信号Bの出力を停止させる。そして、ステップS7でレーダを動作させる。この場合、第1ゲート部112のみが電源オンにされ、第2ゲート部113は電源オンされないことから、やはりパルス信号が送信アンテナ101に出力されない。これにより、受信アンテナ102も反射波を受信することはない。その結果、ディジタル信号処理部132には、制御信号A、Cが信号線d、eに混入したそれぞれ干渉ノイズ信号α、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号αγδ第2バックグランド信号が入力される。ステップS8では、ノイズ信号αγδがディジタル信号処理部132で信号処理される。これにより、図7に示すようなノイズ信号が得られる。図7は、ノイズ信号αγδの時間波形図を示す。ステップS9では、ディジタル信号処理部132で処理して得られたノイズ信号αγδを、記憶部134に保存されているノイズ信号βγδに加算して保存する。さらにステップS10では、制御部133は、制御線cに制御信号Cを流しつつ、制御線a、bを流れる制御信号A、Bの両方とも出力停止させる。そして、ステップS11でレーダを動作させる。この場合も、パルス信号が送信アンテナ101に出力されない。これにより、受信アンテナ102も反射波を受信することはない。その結果、ディジタル信号処理部132には、制御信号Cが信号線d、eに混入した干渉ノイズ信号γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号γδ第3バックグランド信号が入力される。ステップS12では、ノイズ信号γδがディジタル信号処理部132で信号処理される。これにより、図8に示すようなノイズ信号が得られる。図8は、ノイズ信号γδの時間波形図を示す。ステップS13では、ディジタル信号処理部132で処理して得られたノイズ信号γδを、記憶部134に保存されているノイズ信号から減算して保存する。上記のように、ノイズ信号βγδにノイズ信号αγδを加算し、これからノイズ信号γδを減算することで、次式のように、全ての不要波を合せたノイズ信号が算出される。βγδαγδ-γδ=αβγδ上記のように、記憶部134には干渉ノイズ信号α、β、γ、及びセルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号のレプリカ信号αβγδが保存される。レプリカ信号αβγδの時間波形は、図6の時間波形と図7の時間波形を加算し、これから図8の時間波形を減算することで得られる。レプリカ信号αβγδの時間波形を図9に示す。一方、ステップS1でパルスレーダ装置100が既に使用中と判定されたときは、ステップS14でレーダを動作させる。これにより、制御部133から制御信号A、B、Cが出力されてパルス信号が電波として送信アンテナ101から放射される。そして、対象物Tで反射された反射波が受信アンテナ102で受信される。受信アンテナ102で受信された受信信号は、高周波受信部120でベースバンド信号にダウンコンバートされ、コネクタ105を介してA/D変換部131に伝送される。A/D変換部131に入力されたベースバンド信号は、ここでディジタル信号に変換された後、ディジタル信号処理部132に伝送される。ディジタル信号処理部132に伝送されたディジタル信号には、コネクタ105等で混入したノイズ信号αβγδが含まれている。ステップS15では、ディジタル信号処理部132でディジタル信号の処理を行う。これにより、信号10に干渉ノイズ信号11及びセルフミキシングノイズ12が混入した図3に示すような信号が得られる。ステップS16で記憶部134からレプリカ信号αβγδを読み出し、ステップS17においてディジタル信号処理部132で処理された信号からレプリカ信号αβγδを減算する。これにより、図2に示すような信号10が得られる。この信号10を基に、ステップS18で対象物Tまでの距離L及び相対速度を算出する。なお、本実施形態では、ディジタル信号処理部132の処理では、相対速度を算出するために、入力信号に対して複素信号処理FFT処理を行って対象物のドップラー成分を算出している。上記説明のパルスレーダ装置100内で生じるノイズ信号はいずれも定常的なノイズであることから、ノイズ信号α、β、γ、δにはいずれもドップラー成分が含まれておらず、相対速度0に相当する0[Hz]成分のみである。これより、ステップS4、S8、及びS12で行うディジタル信号処理部132の処理で得られるノイズ信号データは、相対速度0に相当する0[Hz]成分のノイズ信号のみであり、ステップS13で記憶部134に保存されるレプリカ信号αβγδのフーリエ変換データも、相対速度0に相当する0[Hz]成分のみである。従って、上記のステップS17では、A/D変換部131から入力した信号を複素信号処理して得られる0[Hz]成分に対してのみレプリカ信号αβγδを減算してもよい。また、対象物の相対速度を測定する必要がない場合には、ディジタル信号処理部132では上記FFT処理を行う必要はなく、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。さらに、対象物の相対速度を測定する必要がない場合であっても、SN比改善のためにディジタル信号処理部132で上記FFT処理を行い、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。これらの場合にも、制御部133から制御信号A、B、Cが出力された場合に得られる各距離ゲートのデータから、レプリカ信号αβγδの対応する距離ゲートのデータを差し引くことによって低ノイズ信号が得られるので、これに基づいて対象物の検出を確実に行うことができる。図5に示す流れ図では、パルスレーダ装置100の使用開始時電源投入時にレプリカ信号αβγδを作成しているが、これに限定されず、パルスレーダ装置100の使用中に定期的にレプリカ信号αβγδを作成させるようにしてもよい。パルスレーダ装置100の使用中に、例えば装置内の温度が上昇してレプリカ信号がわずかながら変化する可能性がある。そのため、パルスレーダ装置100の使用中も定期的にレプリカ信号を作成し直すことで、パルスレーダ装置100のレーダ性能をさらに向上させることができる。上記説明のように、本発明のパルスレーダ装置によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に作成して受信信号から除去することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置では、動作周波数の低いベースバンド部については、低価格の低周波用の基板を用いることができ、また低周波用の基板と高周波用の基板とを、従来から用いられている汎用のコネクタを用いて接続することができる。これにより、小型で低コストなパルスレーダ装置を提供することが可能となる。第2実施形態本発明の第2の実施形態に係るパルスレーダ装置を、図10を用いて以下に説明する。図10は、本実施形態のパルスレーダ装置200の構成を示すブロック図である。本実施形態のパルスレーダ装置200は、対象物Tの方位角を位相モノパルス方式で測定測角するために、受信アンテナ210として、第1アンテナ211及び第2アンテナ212の2つのアンテナを備えている。第1アンテナ211及び第2アンテナ212による受信信号は、ハイブリッド回路213に入力され、ここで2つの受信信号の和信号Σとすると差信号Δとするに変換されて切替器214に出力される。本実施形態では、高周波受信部120及びベースバンド部130による和信号及び差信号の処理を、切替器214で切り替えて選択的に行う構成としている。切替器214による和信号と差信号との切り替えは、対象物Tの相対的な移動に比べて十分高速に行われることから、交互に切り替えて検出された和信号と差信号を用いて対象物Tの方位角を高精度に検出することができる。本実施形態では、高周波受信部120及びベースバンド部130の構成を変更することなく、モノパルス方式による測角を行うことが可能となり、小型で低コストなパルスレーダ装置200を提供することができる。第3実施形態第3実施形態に係るパルスレーダ装置では、高周波受信部がベースバンド信号としてI成分とQ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力する。そして、高周波受信部から複素ベースバンド信号を入力してI成分及びQ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅器がベースバンド部に設けられている。また、A/D変換部が、複素信号増幅器で増幅されたI成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換する複素A/D変換部となっており、複素A/D変換部から出力されるディジタル信号は複素ディジタル信号である。なお、複素ベースバンド信号がm個の送信用制御信号及び受信用制御信号より低い信号強度を有しているときは、複素信号増幅器をm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置するのがよい。上記のような構成により、本実施形態では第1番目から第m1番目までのバックグランド信号は、複素ディジタル信号となる。そして、ディジタル信号処理部では、第1番目から第m番目のバックグランド信号のそれぞれのI成分同士及びQ成分同士を加算して第m1番目のバックグランド信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれm-1で除することにより、レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出する。さらに、レプリカ信号のI成分の距離ゲート方向の積分値とQ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出する。レプリカ信号及び利得補正値が算出されると、制御部からm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときの複素ディジタル信号のI成分及びQ成分から上記のレプリカ信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算し、減算後の複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に利得補正値を乗じることにより低ノイズ信号を算出する。また、第3実施形態に係るパルスレーダ装置の制御方法では、ダウンコンバートステップでベースバンド信号としてI成分とQ成分とからなる複素ベースバンド信号を出力する。そして、複素ベースバンド信号を入力してI成分及びQ成分をそれぞれ所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅ステップが追加される。A/D変換ステップでは、複素信号増幅ステップで増幅されたI成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換し、これを上記のディジタル信号として出力する。ディジタル信号処理ステップでは、第1番目から第m番目のバックグランド信号のそれぞれのI成分同士及びQ成分同士を加算して第m1番目のバックグランド信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算したものをそれぞれm-1で除することにより、レプリカ信号のI成分及びQ成分を算出する。さらに、レプリカ信号のI成分の距離ゲート方向の積分値とQ成分の距離ゲート方向の積分値のいずれか一方を他方で除算して利得補正値を算出する。レプリカ信号及び利得補正値が算出されると、制御部からm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を出力し、そのときの複素ディジタル信号のI成分及びQ成分から上記のレプリカ信号のI成分及びQ成分をそれぞれ減算し、減算後の複素ディジタル信号のI成分またはQ成分に利得補正値を乗じることにより低ノイズ信号を算出する。以下では、制御部から出力される送信用制御信号を第1制御信号と第2制御信号の2つとし、受信用制御信号を第3制御信号の1つの場合を例として説明する。ここでは、一例として、送信用制御信号として第1制御信号と第2制御信号の2つを用い、受信用制御信号として第3制御信号の1つを用いるものとしているが、これに限定されるものではない。本発明の第3の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図11を用いて以下に説明する。図11は、本実施形態のパルスレーダ装置300の構成を示すブロック図である。図11において、パルスレーダ装置300は、高周波信号を処理する高周波送信部310及び高周波受信部320と、低周波信号を処理するベースバンド部330と、電波を空間に放射するための送信アンテナ301と、対象物で反射した反射波を受信する受信アンテナ302と、を備えている。以下では、説明容易のため、パルスレーダ装置300で検出する対象物を符号Tで示す。高周波送信部310は、電磁波の送信信号の発生源である所定の高周波信号搬送波を発生させる発振器311と、発振器311で生成される高周波信号を所定の時間幅のパルス状の信号パルス信号に切出す第1ゲート部312及び第2ゲート部313と、を備えている。第1ゲート部312及び第2ゲート部313は、発振器311から入力する高周波信号を、例えば1[ns]幅のパルス信号に切出す回路であり、逓倍器やスイッチを用いることができる。第1ゲート部312と第2ゲート部313の2つの信号切出し回路を用いることで、シャープに成型されたパルス信号を生成することができる。第2ゲート部313から出力されるパルス状の送信信号は送信アンテナ301に伝送され、送信アンテナ301から電波として空中に放射される。高周波受信部320は、受信アンテナ302で受信された受信信号を入力して送信信号との相関をとる相関器321と、相関器321から入力する信号を発振器311から入力した搬送波でダウンコンバートする直交ダウンコンバート部322とを備えている。直交ダウンコンバート部322は、I相のベースバンド信号にダウンコンバートするための第1ミキサ323、Q相のベースバンド信号にダウンコンバートするための第2ミキサ324、及び発振器311から入力した搬送波を90度の位相差を付加して第1ミキサ323並びに第2ミキサ324に出力する移相器325を有している。相関器321は、受信信号から測定距離毎の信号を取り出し、これを第1ミキサ323及び第2ミキサ324に出力している。ベースバンド部330は、第1ミキサ323及び第2ミキサ324でダウンコンバートされた複素ベースバンド信号のI成分及びQ成分を入力して所定のレベルまで並列に増幅する複素信号増幅器335と、複素信号増幅器335で増幅されたI成分及びQ成分を入力して複素ディジタル信号に並列に変換する複素A/D変換部331と、複素A/D変換部331からの複素ディジタル信号を複素信号処理複素フーリエ変換FFT:FastFourierTransformして対象物Tの情報を算出するディジタル信号処理部332と、パルスレーダ装置300の動作を制御する制御部333と、記憶部334とを備えている。制御部333は、高周波部品である第1ゲート部312、第2ゲート部313、及び相関器321のそれぞれの電源をオン/オフ制御している。この制御部333で生成される制御信号は、1[ns]幅の信号である。上記のように構成された本実施形態のパルスレーダ装置300では、高周波送信部310及び高周波受信部320を構成する各部品が数十GHz帯の周波数で動作するのに対し、ベースバンド部330を構成する各部品は高々2GHz程度の周波数で動作する。このように、高周波送信部310及び高周波受信部320の動作周波数とベースバンド部330の動作周波数とが大きく異なることから、それぞれの周波数帯用に設計された別の基板上に形成するのが好ましい。本実施形態では、高周波送信部310及び高周波受信部320を高周波用基板303上に形成し、ベースバンド部330を低周波用基板304上に形成している。また、高周波信号を送受信する送信アンテナ301及び受信アンテナ302についても、高周波用基板303上に配置している。高周波用に用いる基板は低周波用の基板に比べて高価であることから、本実施形態では高価な高周波用基板303上に高周波送信部310、高周波受信部320、送信アンテナ301、及び受信アンテナ302のみを配置し、低周波信号を処理するベースバンド部330については、低価格な低周波用基板304上に配置している。これにより、パルスレーダ装置300のコスト低減を図ることができる。上記説明のように、パルスレーダ装置300の各部品を高周波用基板303と低周波用基板304に分けて配置するには、高周波用基板303上の部品と低周波用基板304上の部品とを電気的に接続する手段が必要となる。本実施形態のパルスレーダ装置300では、従来より用いられている低価格の多ピンのコネクタ305を用いている。低周波用基板304上の制御部333から出力される制御信号は、コネクタ305を経由して高周波用基板303上の高周波送信部310及び高周波受信部320に伝送され、高周波用基板303上の高周波受信部320から出力される複素ベースバンド信号は、コネクタ305を経由して低周波用基板304上のベースバンド部330に伝送される。本実施形態のパルスレーダ装置300では、ディジタル信号処理部332において複素信号処理して対象物Tの情報を算出するために、高周波受信部320から複素ベースバンド信号を入力し、そのI成分振幅値及びQ成分振幅値を複素信号増幅器335で並列に増幅し、さらに複素A/D変換部331で並列にサンプリングして複素ディジタル信号に変換してディジタル信号処理部332に入力している。このような信号処理の過程において、複素信号増幅器335で増幅されることによる利得、及び複素A/D変換部331で行われるサンプリング値が、I成分とQ成分で等しくならないといった問題がある。これは、I相側の機器とQ相側の機器の個体差に起因するものである。このような個体差が発生すると、対象物Tの方位測定、距離測定、及び相対速度測定において大きな誤差が生じてしまう。また、本実施形態のパルスレーダ装置300では、高周波用基板303と低周波用基板304との間を従来の多ピンのコネクタ305を用いて電気的に接続していることから、対象物Tの情報を有する複素ベースバンド信号に制御信号からの干渉ノイズ信号が混入してしまう。また、発振器311から出力された搬送波が、直交ダウンコンバート部322を通過して相関器321で反射され、再び直交ダウンコンバート部322でダウンコンバートされて生じるセルフミキシングノイズも複素ベースバンド信号に混入する、といった問題もある。特に、対象物Tが遠方にある場合には、それからの反射信号の振幅レベルが小さくなるため、上記の干渉ノイズ信号やセルフミキシングノイズに隠れてしまうおそれがある。そこで、本実施形態のパルスレーダ装置300では、コネクタ305を通過する複素ベースバンド信号に混入されるノイズ等の不要波のレプリカ信号を、I成分、Q成分それぞれについて事前に作成するとともに、このレプリカ信号を用いてI成分とQ成分との間の利得差を補正する利得補正値を事前に算出しておく。ここで算出される利得補正値は、複素信号増幅器335における利得差と複素A/D変換部331におけるサンプリング値の差を合わせて補正するものである。そして、対象物Tを検出するときは、複素ベースバンド信号から上記の不要波のレプリカ信号を除去するとともに、上記の利得補正値を用いてI成分とQ成分との間の利得差を補正するようにしている。なお、本実施形態のパルスレーダ装置300では、レプリカ信号のI成分、Q成分から利得補正値を適切に算出できるようにするために、制御信号からの干渉ノイズ信号が複素ベースバンド信号に混入するレベルが適切な大きさになるようにしておく。すなわち、レプリカ信号が複素信号増幅器335で増幅されて複素A/D変換部331に入力するとき、複素信号増幅器335の出力が複素A/D変換部331の観測レンジを超えない程度になるように、コネクタ305内の複素ベースバンド信号を通過させるピンと制御信号を通過させるピンを適切に選択して干渉ノイズ信号のレベルを調整する。不要波のレプリカ信号の一例を、図12、13を用いて説明する。以下で説明する不要波のレプリカ信号は、I成分、Q成分それぞれについて作成される。図12は、高周波送信部310で生成されたパルス信号を送信アンテナ301から放射し、対象物Tで反射された反射波を受信アンテナ302で受信してディジタル信号処理部332で処理した信号10の一例を示す時間波形図であるなお、横軸は時間に対応した距離を表している。以下、図13、図16~19においても同様とする。。同図に示す信号10の波形は、ノイズの影響が無いとしたときの波形である。また、図13は、図12に示す信号10に上記の不要波の信号が混入したときの時間波形図を示す。符号11の信号は、コネクタ305で複素ベースバンド信号に混入する干渉ノイズ信号を模式的に示したものであり、符号12の信号は、セルフミキシングノイズを模式的に示したものである。同図に示す干渉ノイズ信号11及びセルフミキシングノイズ12は、I成分、Q成分それぞれで検出される。本実施形態では、図13に示す干渉ノイズ信号11とセルフミキシング信号12を合わせた不要波のレプリカ信号をI成分、Q成分それぞれについて事前に作成し、これを記憶部334に保存しておく。また、作成されたI成分、Q成分のレプリカ信号から利得補正値を事前に算出し、これも記憶部334に保存しておく。そして、パルスレーダ装置300を動作させて対象物Tを検出するときは、コネクタ305を経由してベースバンド部330に入力され、ディジタル信号処理部332で処理された信号から上記のレプリカ信号を差し引き、さらに利得補正値でI成分、Q成分間の利得差を補正する。これにより、図12に示すような信号低ノイズ信号を取得することができる。以下では、上記のレプリカ信号及び利得補正値を事前に作成する方法を、図面を用いて詳細に説明する。図11において、制御部333から第1ゲート部312に出力される制御信号第1制御信号及びそれを伝送する制御線第1制御線をそれぞれA、aとし、制御部333から第2ゲート部313に出力される制御信号第2制御信号及びそれを伝送する制御線第2制御線をそれぞれB、bとし、制御部333から相関器321に出力される制御信号第3制御信号及びそれを伝送する制御線第3制御線をそれぞれC、cとする。制御信号A、Bは、それぞれ第1ゲート部312、第2ゲート部313の電源をオン/オフ制御し、制御信号Cは相関器321の電源をオン/オフ制御している。また、直交ダウンコンバート部322の第1ミキサ323から複素信号増幅器335に出力されるベースバンド信号I成分及びそれを伝送する信号線をそれぞれD、dとし、第2ミキサ324から複素信号増幅器335に出力されるベースバンド信号Q成分及びそれを伝送する信号線をそれぞれE、eとする。上記の制御線a、b、c、及び信号線d、eは、いずれもコネクタ305の異なるピンを経由している。パルスレーダ装置300では、制御部333から制御線a、bを介して適切なタイミングで制御信号A、Bが第1ゲート部312及び第2ゲート部313に出力され、それぞれの電源が略1[ns]の間投入されると、発振器311で生成された搬送波が1[ns]のパルス幅に切り出される。これにより、所定周波数の搬送波による1[ns]幅パルスの送信信号が生成され、これが送信アンテナ301に送出されて電波として空中に放射される。放射された電波は、距離Lだけ離れた位置にある対象物Tで反射され、受信アンテナ302で受信される。制御部333から制御線cを介して所定のタイミングで相関器321に制御信号Cが出力されると、相関器321の電源が投入されて受信アンテナ302で受信された受信信号と送信信号との相関がとられる。相関器321から出力される信号は、直交ダウンコンバート部322でI成分とQ成分からなる複素ベースバンド信号にダウンコンバートされる。第1ミキサ323及び第2ミキサ324でダウンコンバートされたI成分、Q成分のベースバンド信号D、Eは、信号線d、eを介してベースバンド部330の複素信号増幅器335に入力され、ここでそれぞれの信号が所定のレベルまで並列に増幅される。複素信号増幅器335で増幅されたI成分、Q成分のベースバンド信号は、複素A/D変換部331に入力されて複素ディジタル信号に並列に変換される。この複素ディジタル信号は、ディジタル信号処理部332において複素信号処理がなされ、対象物Tに係る位置情報と、相対速度情報が算出される。図11に示す制御線a、b、c、及び信号線d、eは、高周波用基板303と低周波用基板304との間をコネクタ305で接続されている。コネクタ305の各ピン端子はむき出しの状態にあるため、各端子を流れる信号は微小なレベルではあるが、他の端子に回り込んで干渉してしまう。制御線a、b、cを流れる制御信号A、B、Cは、RF部品第1ゲート部112、第2ゲート部113、相関器121をオン/オフ駆動するための信号であり、例えば2~3[V]程度のレベルを有している。これに対し、信号線d、eを流れる複素ベースバンド信号D、Eは、対象物Tから反射してきたレベルの低い信号をダウンコンバートした信号であり、非常にレベルの低い信号である。そのため、制御信号A、B、Cはベースバンド信号D、Eに比較して相対的に非常に高いレベルの信号となっており、コネクタ305において制御線a、b、cから信号線d、eに制御信号A、B、Cが漏れ込んでしまう。パルスレーダ装置300における上記の各制御線及び信号線を拡大して図14に示す。同図では、コネクタ305において、制御線a、b、cから信号線d、eに回り込む信号を、それぞれ干渉ノイズ信号α、β、γとしている。干渉ノイズ信号α、β、γは、信号線d、eを通過するベースバンド信号D、Eとほぼ同等レベルの信号となる。図14では、発振器311から出力されて直交ダウンコンバート部322を通過し、相関器321で反射されて再び直交ダウンコンバート部322でダウンコンバートされるセルフミキシングノイズを、符号δで示している。このセルフミキシングノイズδも、ベースバンド信号D、Eに混入する。本実施形態のパルスレーダ装置300では、ベースバンド信号D、Eに混入する上記の各ノイズを含む不要波のレプリカ信号のI成分、Q成分を事前に作成するために、パルスレーダ装置300の使用開始時に、制御線a、b、cを介して第1ゲート部312、第2ゲート部313、及び相関器321を適当なタイミングで動作させる。そして、得られたレプリカ信号のI成分、Q成分から、I成分の距離ゲート方向の積分値I成分の包絡線レベルとQ成分の距離ゲート方向の積分値Q成分の包絡線レベルから利得補正値を算出する。得られたレプリカ信号及び利得補正値は、記憶部334に記憶される。対象物Tの検出時には、受信信号をダウンコンバートしたベースバンド信号D、Eからそれぞれレプリカ信号のI成分、Q成分を差し引いて各ノイズを除去し、さらに利得補正値による補正を行う。以下では、図15に示す流れ図を用いて不要波のレプリカ信号及び利得補正値を事前に算出し、これを用いて補正する方法を説明する。図15は、パルスレーダ装置300において、信号を処理する方法を示す流れ図である。不要波のレプリカ信号及び利得補正値を算出するにあたって、送信アンテナ301から送信電波を空中に放射してしまうと、何らかの対象物で送信電波が反射されて受信アンテナ302で受信されてしまうおそれがある。このような反射波を受信してしまうと、不要波のみのレプリカ信号を作成することができなくなる。そこで、不要波のレプリカ信号及び利得補正値を算出するときは、送信アンテナ301から送信電波が放射されないようにしている。まず、ステップS101において、パルスレーダ装置300の使用開始か否かを判定し、使用開始と判定されたときはステップS102に進む一方、既に使用中と判定されたときはステップS116に進む。ステップS102では、制御部333は、制御線b、cに制御信号B、Cを流しつつ、制御線aを流れる制御信号Aの出力を停止させる。次に、ステップS103でレーダを動作させる。これにより、制御部333から制御信号B、Cが出力される。パルスレーダ装置300では、第1ゲート部312と第2ゲート部313がともに電源オンにされたときのみパルス信号が送信アンテナ301に出力される。そのため、ステップS103でレーダを動作させたときに制御信号Aが第1ゲート部312に出力されないと、パルス信号が送信アンテナ301に出力されない。これにより、受信アンテナ302も反射波を受信することはない。その結果、複素信号増幅器335には、制御信号B、Cが信号線d、eに混入したそれぞれの干渉ノイズ信号β、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号βγδ第1バックグランド信号のI成分、Q成分が入力される。ノイズ信号βγδのI成分、Q成分は、複素信号増幅器335で増幅された後、複素A/D変換部331で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部332に入力される。ステップS104では、ノイズ信号βγδがディジタル信号処理部332で信号処理される。これにより、図16に示すようなノイズ信号が、I相、Q相それぞれについて得られる。図16は、ノイズ信号βγδの時間波形図を示す。ディジタル信号処理部332で処理して得られたノイズ信号βγδのI成分、Q成分は、ステップS105で記憶部334に保存される。次のステップS106では、制御部333は、制御線a、cに制御信号A、Cを流しつつ、制御線bを流れる制御信号Bの出力を停止させる。そして、ステップS107でレーダを動作させると、制御部333から制御信号A、Cが出力される。この場合、第1ゲート部312のみが電源オンにされ、第2ゲート部313は電源オンされないことから、やはりパルス信号が送信アンテナ301に出力されない。これにより、受信アンテナ302も反射波を受信することはない。その結果、制御信号A、Cが信号線d、eに混入したそれぞれ干渉ノイズ信号α、γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号αγδ第2バックグランド信号のI成分、Q成分が、複素信号増幅器335で増幅された後、複素A/D変換部331で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部332に入力される。ステップS108では、ノイズ信号αγδがディジタル信号処理部332で信号処理される。これにより、図17に示すようなノイズ信号が、I相、Q相それぞれについて得られる。図17は、ノイズ信号αγδの時間波形図を示す。ステップS109では、ディジタル信号処理部332で処理して得られたノイズ信号αγδのI成分、Q成分を、記憶部334に保存されているノイズ信号βγδのI成分、Q成分にそれぞれ加算して保存する。さらにステップS110では、制御部333は、制御線cに制御信号Cを流しつつ、制御線a、bを流れる制御信号A、Bの両方とも出力停止させる。そして、ステップS111でレーダを動作させると、制御部333から制御信号Cのみが出力される。この場合も、パルス信号が送信アンテナ301に出力されない。これにより、受信アンテナ302も反射波を受信することはない。その結果、制御信号Cが信号線d、eに混入した干渉ノイズ信号γと、セルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号γδ第3バックグランド信号のI成分、Q成分が、複素信号増幅器335で増幅された後、複素A/D変換部331で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部332に入力される。ステップS112では、ノイズ信号γδがディジタル信号処理部332で信号処理される。これにより、図18に示すようなノイズ信号が得られる。図18は、ノイズ信号γδの時間波形図を示す。ステップS113では、ディジタル信号処理部332で処理して得られたノイズ信号γδのI成分、Q成分を、記憶部334に保存されているノイズ信号のI成分、Q成分からそれぞれ減算して保存する。上記のように、ノイズ信号のI成分、Q成分のそれぞれについて、ノイズ信号βγδにノイズ信号αγδを加算し、これからノイズ信号γδを減算することで、次式のように、全ての不要波を合せたノイズ信号のI成分、Q成分が算出される。βγδαγδ-γδ=αβγδ上記のように、干渉ノイズ信号α、β、γ、及びセルフミキシングノイズδを合成したノイズ信号のレプリカ信号αβγδのI成分、Q成分が、記憶部334に保存される。レプリカ信号αβγδの時間波形は、図16の時間波形と図17の時間波形を加算し、これから図18の時間波形を減算することで得られる。レプリカ信号αβγδの時間波形を図19に示す。ステップS114では、記憶部334からレプリカ信号αβγδのI成分、Q成分を読み出して利得補正値を算出する。距離ゲート毎のI成分I相の振幅値、Q成分Q相の振幅値をそれぞれAIn、AQnn=1~N:Nは距離ゲート数とするとき、利得補正値Rは、I成分AInの距離ゲート方向の積分値に対するQ成分AQnの距離ゲート方向の積分値の比として、次式のように算出することができる。ステップS115では、算出された利得補正値Rが、記憶部334に保存される。一方、ステップS101でパルスレーダ装置300が既に使用中と判定されたときは、ステップS116でレーダを動作させる。これにより、制御部333から制御信号A、B、Cが出力されてパルス信号が電波として送信アンテナ301から放射される。そして、対象物Tで反射された反射波が受信アンテナ302で受信される。受信アンテナ302で受信された受信信号は、高周波受信部320で複素ベースバンド信号にダウンコンバートされ、コネクタ305を介して複素信号増幅器335に伝送される。複素信号増幅器335に伝送された複素ベースバンド信号は、ここで増幅された後、複素A/D変換部331で複素ディジタル信号に変換されてディジタル信号処理部332に伝送される。ディジタル信号処理部332に伝送されたディジタル信号には、コネクタ305等で混入したノイズ信号αβγδが含まれている。ステップS117では、ディジタル信号処理部332で複素ディジタル信号の処理を行う。これにより、信号10に干渉ノイズ信号11及びセルフミキシングノイズ12が混入した図13に示すような信号がI相、Q相のそれぞれで得られる。ステップS118で記憶部334からレプリカ信号αβγδのI成分、Q成分を読み出し、ステップS119においてディジタル信号処理部332で処理された信号のI成分、Q成分からレプリカ信号αβγδのI成分、Q成分をそれぞれ減算する。さらに、ステップS120では、記憶部334から利得補正値Rを読み出し、これをレプリカ信号を減算した後のQ成分に乗ずる。これにより、レプリカ信号を除去し、さらにI相、Q相間の利得差を補正した図12に示すような信号10が得られる。この信号10を基に、ステップS121で対象物Tまでの距離L及び相対速度を算出する。なお、本実施形態では、ディジタル信号処理部332の処理では、相対速度を算出するために、入力信号に対して複素信号処理FFT処理を行って対象物のドップラー成分を算出している。しかし、上記説明のパルスレーダ装置300内で生じるノイズ信号はいずれも定常的なノイズであることから、ノイズ信号α、β、γ、δにはいずれもドップラー成分が含まれておらず、相対速度0に相当する0[Hz]成分のみである。すなわち、ステップS104、S108、及びS112で行うディジタル信号処理部332の処理で得られるノイズ信号データは、相対速度0に相当する0[Hz]成分のノイズ信号のみであり、ステップS113で記憶部334に保存されるレプリカ信号αβγδのフーリエ変換データも、相対速度0に相当する0[Hz]成分のみである。従って、上記のステップS119では、複素A/D変換部331から入力した複素信号を複素信号処理して得られる0[Hz]成分に対してのみレプリカ信号αβγδを減算してもよい。また、対象物の相対速度を測定する必要がない場合には、ディジタル信号処理部332では上記FFT処理を行う必要はなく、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。さらに、対象物の相対速度を測定する必要がない場合であっても、SN比改善のためにディジタル信号処理部332で上記FFT処理を行い、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。これらの場合にも、制御部333から制御信号A、B、Cが出力された場合に得られる各距離ゲートのデータから、レプリカ信号αβγδの対応する距離ゲートのデータを差し引くことによって低ノイズ信号が得られるので、これに基づいて対象物の検出を確実に行うことができる。また、上記実施形態では、利得補正値Rを、I成分AInの距離ゲート方向の積分値に対するQ成分AQnの距離ゲート方向の積分値の比としたが、これとは逆に利得補正値Rを、次式のように、Q成分AQnの距離ゲート方向の積分値に対するI成分AInの距離ゲート方向の積分値の比としてもよい。この場合には、利得補正値Rを、レプリカ信号を減算した後のI成分に乗ずる。これにより、I相、Q相間の利得差を補正することができる。図15に示す流れ図では、パルスレーダ装置300の使用開始時電源投入時にレプリカ信号αβγδ及び利得補正値Rを算出しているが、これに限定されず、パルスレーダ装置300の使用中に定期的にレプリカ信号αβγδ及び利得補正値Rを算出させるようにしてもよい。パルスレーダ装置300の使用中に、例えば装置内の温度が上昇してレプリカ信号がわずかながら変化する可能性がある。そのため、パルスレーダ装置300の使用中も定期的にレプリカ信号及び利得補正値を算出し直すことで、パルスレーダ装置300のレーダ性能をさらに向上させることができる。上記説明のように、本発明のパルスレーダ装置によれば、ノイズ信号のレプリカ信号及び利得補正値を事前に生成して受信信号を補正することにより、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。また、本発明のパルスレーダ装置では、動作周波数の低いベースバンド部については、低価格の低周波用の基板を用いることができ、また低周波用の基板と高周波用の基板とを、従来から用いられている汎用のコネクタを用いて接続することができる。これにより、小型で低コストなパルスレーダ装置を提供することが可能となる。第4実施形態本発明の第4の実施形態に係るパルスレーダ装置を、図20を用いて以下に説明する。図20は、本実施形態のパルスレーダ装置400の構成を示すブロック図である。本実施形態のパルスレーダ装置400は、対象物Tの方位角を位相モノパルス方式で測定測角するために、受信アンテナ410として、第1アンテナ411及び第2アンテナ412の2つのアンテナを備えている。第1アンテナ411及び第2アンテナ412による受信信号は、ハイブリッド回路413に入力され、ここで2つの受信信号の和信号Σとすると差信号Δとするに変換されて切替器414に出力される。本実施形態では、高周波受信部320及びベースバンド部330による和信号及び差信号の処理を、切替器414で切り替えて選択的に行う構成としている。切替器414による和信号と差信号との切り替えは、対象物Tの相対的な移動に比べて十分高速に行われることから、交互に切り替えて検出された和信号と差信号を用いて対象物Tの方位角を高精度に検出することができる。本実施形態では、高周波受信部320及びベースバンド部330の構成を変更することなく、モノパルス方式による測角を行うことが可能となり、小型で低コストなパルスレーダ装置400を提供することができる。第5実施形態第5実施形態に係るパルスレーダ装置では、受信用制御信号の別の1つに従って利得を調整してベースバンド信号を増幅し、これをA/D変換部に出力する利得可変増幅部がベースバンド部に設けられている。制御部は、送信用制御信号のいずれか1つに同期して検出距離に対応して上記の受信用制御信号の別の1つを決定して利得可変増幅部に出力する。制御部は、検出距離が遠距離となるにつれて利得可変増幅部の利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように上記の受信用制御信号の別の1つを決定して利得可変増幅部に出力するとともに、送信信号が出力された後検出距離が最大になる時間が経過してから次に送信信号が出力されるまでの間は上記の受信用制御信号の別の1つをオフにするようにすることができる。ベースバンド信号がm個の送信用制御信号及び受信用制御信号より低い信号強度を有しているときは、利得可変増幅部をm個の送信用制御信号及び受信用制御信号を伝達するそれぞれの制御線から離して配置するのがよい。また、第5実施形態に係るパルスレーダ装置の制御方法では、送信用制御信号のいずれか1つに同期して検出距離に対応して上記の受信用制御信号の別の1つを決定し、該受信用制御信号の別の1つに従って利得を調整してベースバンド信号を増幅する利得可変増幅ステップが追加される。A/D変換ステップでは、利得可変増幅ステップで増幅されたベースバンド信号を入力してディジタル信号に変換し、これを上記のディジタル信号として出力する。利得可変増幅ステップでは、検出距離が遠距離となるにつれて利得可変増幅ステップで用いられる利得が大きくなるか近距離よりも大きな一定値になるように上記の受信用制御信号の別の1つを決定するとともに、送信信号が出力された後検出距離が最大になる時間が経過してから次に送信信号が出力されるまでの間は上記の受信用制御信号の別の1つをオフにするようにすることができる。以下では、制御部から出力される送信用制御信号を第1制御信号と第2制御信号の2つとし、受信用制御信号を第3制御信号と第4制御信号の2つの場合を例として説明する。ここでは、一例として、送信用制御信号として第1制御信号と第2制御信号の2つを用い、受信用制御信号として第3制御信号の1つを用いるものとしているが、これに限定されるものではない。本発明の第5の実施の形態に係るパルスレーダ装置を、図21を用いて以下に説明する。図21は、本実施形態のパルスレーダ装置500の構成を示すブロック図である。図21において、パルスレーダ装置500は、高周波信号を処理する高周波送信部510及び高周波受信部520と、低周波信号を処理するベースバンド部530と、電波を空間に放射するための送信アンテナ501と、対象物で反射した反射波を受信する受信アンテナ502と、を備えている。以下では、説明容易のため、パルスレーダ装置500で検出する対象物を符号Tで示す。高周波送信部510は、電磁波の送信信号の発生源である所定の高周波信号搬送波を発生させる発振器511と、発振器511で生成される高周波信号を所定の時間幅のパルス状の信号パルス信号に切出す第1ゲート部512及び第2ゲート部513と、を備えている。第1ゲート部512及び第2ゲート部513は、発振器511から入力する高周波信号を、例えば1[ns]幅のパルス信号に切出す回路であり、逓倍器やスイッチを用いることができる。第1ゲート部512と第2ゲート部513の2つの信号切出し回路を用いることで、シャープに成型されたパルス信号を生成することができる。第2ゲート部513から出力されるパルス状の送信信号は送信アンテナ501に伝送され、送信アンテナ501から電波として空中に放射される。高周波受信部520は、受信アンテナ502で受信された受信信号を入力して送信信号との相関をとる相関器521と、相関器521から入力する信号を発振器511から入力した搬送波でダウンコンバートするIQミキサ522とを備えている。IQミキサ522は、I成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第1ミキサ523、Q成分のベースバンド信号にダウンコンバートするための第2ミキサ524、及び発振器511から入力した搬送波を90度の位相差を付加して第1ミキサ523並びに第2ミキサ524に出力する移相器525を有している。相関器521は、受信信号から検出距離毎の信号を取り出し、これを第1ミキサ523及び第2ミキサ524に出力している。ベースバンド部530は、第1ミキサ523及び第2ミキサ524でダウンコンバートされたベースバンド信号のI成分及びQ成分を入力して所定のレベルまで増幅する利得可変増幅部535と、利得可変増幅部535で増幅されたI成分及びQ成分を入力してディジタル信号に変換するA/D変換部531と、A/D変換部531からのディジタル信号を複素信号処理複素フーリエ変換FFT:FastFourierTransformして対象物Tの情報を算出するディジタル信号処理部532と、パルスレーダ装置500の動作を制御する制御部533と、記憶部534とを備えている。制御部533は、高周波部品である第1ゲート部512、第2ゲート部513、及び相関器521のそれぞれの電源をオン/オフ制御するとともに、利得可変増幅部535の利得を制御している。この制御部533で生成される第1乃至第3の制御信号は、1[ns]幅の信号である。上記のように構成された本実施形態のパルスレーダ装置500では、高周波送信部510及び高周波受信部520を構成する各部品が数十GHz帯の周波数で動作するのに対し、ベースバンド部530を構成する各部品は高々2GHz程度の周波数で動作する。このように、高周波送信部510及び高周波受信部520の動作周波数とベースバンド部530の動作周波数とが大きく異なることから、それぞれを別の基板上に形成するのが好ましい。本実施形態では、高周波送信部510及び高周波受信部520を高周波用基板503上に形成し、ベースバンド部530を低周波用基板504上に形成している。また、高周波信号を送受信する送信アンテナ501及び受信アンテナ502についても、高周波用基板503上に配置している。高周波用に用いる基板は低周波用の基板に比べて高価であることから、本実施形態では高価な高周波用基板503上に高周波送信部510、高周波受信部520、送信アンテナ501、及び受信アンテナ502のみを配置し、低周波信号を処理するベースバンド部530については、低価格な低周波用基板504上に配置している。これにより、パルスレーダ装置500のコスト低減を図ることができる。上記説明のように、パルスレーダ装置500の各部品を高周波用基板503と低周波用基板504に分けて配置するには、高周波用基板503上の部品と低周波用基板504上の部品とを電気的に接続する手段が必要となる。本実施形態のパルスレーダ装置500では、従来より用いられている低価格の多ピンのコネクタ505を用いている。低周波用基板504上の制御部533から出力される第1乃至第3の制御信号は、コネクタ505を経由して高周波用基板503上の高周波送信部510及び高周波受信部520に伝送され、高周波用基板503上の高周波受信部520から出力されるベースバンド信号は、コネクタ505を経由して低周波用基板504上のベースバンド部530に伝送される。本実施形態のパルスレーダ装置500では、遠方の対象物からの弱い反射波を検出可能とするために、高周波受信部520から入力したベースバンド信号を利得可変増幅部535で増幅している。利得可変増幅部535の利得は、検出距離距離ゲートに応じて可変にしており、利得を不連続に切り替えると利得可変増幅部535からノイズ信号が出力されてしまうといった問題がある。利得可変増幅部535に設定される利得を図22を用いて説明する。同図は、制御部533から利得可変増幅部535に出力される利得制御信号第4制御信号Fの一例を示しており、距離対利得制御信号の振幅の関係を示している。図22において、距離L1までの近距離からの反射波を検出するときは、利得制御信号Fを小さな値として低い利得で増幅を行う。これにより、利得可変増幅部535からの出力信号がA/D変換部531の最大入力電圧を超えるのを防止することができる。また、距離L1からL2までは、利得制御信号Fを距離に対して線形に大きくしており、これにより利得可変増幅部535の利得が距離とともに大きくなるようにしている。さらに、距離L2から最大検出距離のL3までの遠距離に対しては、利得制御信号Fを一定として大きな利得例えば、利得可変増幅部535の最大利得で増幅を行う。利得制御信号Fは、距離L1とL2の間では、距離ゲートの距離幅図22にΔLで示すに対応する振幅変化量図22にΔGで示すを単位として、距離ゲートが切り替わる毎に振幅変化量ΔGだけ利得を変化させるように利得可変増幅部535を制御する。その結果、利得可変増幅部535の利得は、振幅変化量ΔGを単位に、距離ゲートが切り替わる毎に不連続に変化する。これにより、利得可変増幅部535からノイズ信号が出力され、これがベースバンド信号に混入してしまう。このノイズを、以下ではオフセットノイズという。送信信号が高周波送信部510から出力される周期C1とすると、最大検出距離L3との関係を、図23を用いて説明する。図23は、送信信号符号2で示すが周期C1で出力される一例を示す説明図である。同図では、最大検出距離L3に相当する時間をC2で示している。時間C2は、送信信号2が出力された時点を基点に、電波が最大検出距離L3を往復する時間に相当する。符号3は、電波が最大検出距離L3を往復して受信した受信波を示している。一例として、周期C1は1μs程度であり、時間C2は0.2μs程度である。パルスレーダ装置500は、送信信号2が出力されてから時間C2が経過するまでの期間に、最大検出距離L3までの範囲で対象物Tを検出する。従って、時間C2が経過したのち次に送信信号2が出力されるまでの期間は、対象物Tの検出を行わない時間帯となる。制御部533は、最大検出距離L3に達した後は、利得制御信号Fをオフにする必要がある。利得制御信号Fを、最大検出距離L3に対して設定した大きな振幅のままにしておくと、次に送信信号が出力されたとき、利得制御信号Fをいきなり小さな値にする必要がある。これにより、利得可変増幅部535の利得が急激に変化するため、大きなオフセットノイズが発生してベースバンド信号に混入されてしまう。そこで、本実施形態では、図22に示すように、最大検出距離L3に達した後は利得制御信号をオフにしている。また、高周波用基板503と低周波用基板504との間を、従来の多ピンのコネクタ505を用いて電気的に接続していることから、コネクタ505において対象物Tの情報を有するベースバンド信号に制御信号からの干渉ノイズ信号が混入してしまう。さらに、発振器511から出力された搬送波が、IQミキサ522を通過して相関器521で反射され、再びIQミキサ522でダウンコンバートされたセルフミキシングノイズもベースバンド信号に混入する、といった問題もある。特に、対象物Tが遠方にある場合には、それからの反射信号の振幅レベルが小さくなるため、上記の利得可変増幅部535からのオフセットノイズ、コネクタ505における干渉ノイズ、及びセルフミキシングノイズによって隠されてしまうおそれがある。そこで、本実施形態のパルスレーダ装置500では、上記のオフセットノイズと干渉ノイズとセルフミキシングノイズとを合わせた不要波のレプリカ信号を事前に作成しておき、対象物Tの検出時にベースバンド信号から該レプリカ信号を除去するようにする。不要波のレプリカ信号の一例を、図24、25を用いて説明する。図24は、高周波送信部510で生成されたパルス信号を送信アンテナ501から放射し、対象物Tで反射された反射波を受信アンテナ502で受信してディジタル信号処理部532で処理した信号10の一例を示す時間波形図であるなお、横軸は時間に対応した距離を表している。以下、図25、図28~32においても同様とする。。同図に示す信号10の波形は、ノイズの影響を受けていないときの波形である。また、図25は、図24に示す信号10に上記の不要波の信号が混入したときの時間波形図を示す。符号11の信号は利得可変増幅部535からのオフセットノイズ、符号12の信号はコネクタ505でベースバンド信号に混入する干渉ノイズ信号、符号13の信号はセルフミキシングノイズを模式的に示したものである。本実施形態では、図25に示すオフセットノイズ11と干渉ノイズ信号12とセルフミキシング信号13とを合わせた不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを記憶部534に保存しておく。そして、パルスレーダ装置500を動作させて対象物Tを検出するときは、コネクタ505を経由してベースバンド部530に入力され、ディジタル信号処理部532で処理された信号から上記のレプリカ信号を差し引くことで、図24に示すような信号低ノイズ信号を取得する。以下では、上記のレプリカ信号を事前に作成する方法を、図面を用いて詳細に説明する。図21において、制御部533から第1ゲート部512に出力される制御信号第1制御信号及びそれを伝送する制御線第1制御線をそれぞれA、aとし、制御部533から第2ゲート部513に出力される制御信号第2制御信号及びそれを伝送する制御線第2制御線をそれぞれB、bとし、制御部533から相関器521に出力される制御信号第3制御信号及びそれを伝送する制御線第3制御線をそれぞれC、cとし、さらに制御部533から利得可変増幅部535に出力される利得制御信号第4制御信号及びそれを伝送する制御線第4制御線をそれぞれF、fとする。制御信号A、Bは、それぞれ第1ゲート部512、第2ゲート部513の電源をオン/オフ制御し、制御信号Cは相関器521の電源をオン/オフ制御している。また、利得制御信号Fは、制御部533で検出距離に対応して決定された振幅値が第1制御信号または第2制御信号に同期して利得可変増幅部535に出力される。また、IQミキサ522の第1ミキサ523から利得可変増幅部535に出力されるベースバンド信号I信号及びそれを伝送する信号線をそれぞれD、dとし、第2ミキサ524から利得可変増幅部535に出力されるベースバンド信号Q信号及びそれを伝送する信号線をそれぞれE、eとする。上記の制御線a、b、c、及び信号線d、eは、いずれもコネクタ505の異なるピンを経由している。パルスレーダ装置500では、制御部533から制御線a、bを介して適切なタイミングで制御信号A、Bが第1ゲート部512及び第2ゲート部513に出力され、それぞれの電源が略1[ns]の間投入されると、発振器511で生成された搬送波が1[ns]のパルス幅に切り出される。これにより、所定周波数の搬送波による1[ns]幅パルスの送信信号が生成され、これが送信アンテナ501に送出されて電波として空中に放射される。放射された電波は、距離Lだけ離れた位置にある対象物Tで反射され、受信アンテナ502で受信される。制御部533から制御線cを介して所定のタイミングで相関器521に制御信号Cが出力されると、相関器521の電源が投入されて受信アンテナ502で受信された受信信号と送信信号との相関がとられる。相関器521から出力される信号は、IQミキサ522で複素ベースバンド信号にダウンコンバートされる。第1ミキサ523及び第2ミキサ524でダウンコンバートされたそれぞれのベースバンド信号D、Eは、信号線d、eを介してベースバンド部530の利得可変増幅部535に入力され、ここで所定のレベルに増幅される。利得可変増幅部535で増幅された信号は、次にA/D変換部531に入力され、ここでディジタル信号に変換される。このディジタル信号は、ディジタル信号処理部532において複素信号処理がなされ、対象物Tに係る位置情報と相対速度情報が算出される。図21に示す制御線a、b、c及び信号線d、eは、高周波用基板503と低周波用基板504との間をコネクタ505で接続されている。コネクタ505の各ピン端子はむき出しの状態にあるため、各端子を流れる信号は微小なレベルではあるが、他の端子に回り込んで干渉してしまう。制御線a、b、cを流れる制御信号A、B、Cは、RF部品第1ゲート部112、第2ゲート部113、相関器121をオン/オフ駆動するための信号であり、例えば2~3[V]程度のレベルを有している。これに対し、信号線d、eを流れるベースバンド信号D、Eは、対象物Tから反射してきたレベルの低い信号をダウンコンバートした信号であり、非常にレベルの低い信号である。そのため、制御信号A、B、Cはベースバンド信号D、Eに比較して相対的に非常に高いレベルの信号となっており、コネクタ505において制御線a、b、cから信号線d、eに制御信号A、B、Cが漏れ込んでしまう。パルスレーダ装置500における上記の各制御線及び信号線を拡大して図26に示す。同図では、コネクタ505において、制御線a、b、cから信号線d、eに回り込む信号を、それぞれ干渉ノイズ信号α、β、γとしている。干渉ノイズ信号α、β、γは、信号線d、eを通過するベースバンド信号D、Eとほぼ同等レベルの信号となる。図26では、発振器511から出力されてIQミキサ522を通過し、相関器521で反射されて再びIQミキサ522でダウンコンバートされるセルフミキシングノイズを、符号δで示している。このセルフミキシングノイズδも、ベースバンド信号D、Eに混入する。さらに、利得可変増幅部535でその出力信号に混入するノイズを、オフセットノイズθとしている。本実施形態のパルスレーダ装置500では、ベースバンド信号D、Eに混入するノイズα、β、γ、δ、及び利得可変増幅部535で混入するノイズθを含む不要波のレプリカ信号を事前に作成するために、パルスレーダ装置500の使用開始時に、制御線a、b、cを介して第1ゲート部512、第2ゲート部513、相関器521、及び利得可変増幅部535を適当なタイミングで動作させる。そして、得られた不要波のレプリカ信号を記憶部534に記憶しておき、対象物Tの検出時に、ディジタル信号処理部532でA/D変換部531から入力した信号からレプリカ信号を差し引くことで各ノイズを除去する。以下では、図27に示す流れ図を用いて不要波のレプリカ信号を事前に作成し、これを用いて補正する方法を説明する。図27は、パルスレーダ装置500において、信号を処理する方法を示す流れ図である。不要波のレプリカ信号を作成するにあたって、送信アンテナ501から送信電波を空中に放射してしまうと、何らかの対象物で送信電波が反射されて受信アンテナ502で受信されてしまうおそれがある。このような反射波を受信してしまうと、不要波のみのレプリカ信号を検出することができなくなる。そこで、不要波のレプリカ信号を作成するときは、送信アンテナ501から送信電波が放射されないようにしている。まず、ステップS201において、パルスレーダ装置500の使用開始か否かを判定し、使用開始と判定されたときはステップS202に進む一方、既に使用中と判定されたときはステップS214に進む。ステップS202では、制御部533は、制御線b、c、fに制御信号B、C、Fを流しつつ、制御線aを流れる制御信号Aの出力を停止させる。次に、ステップS203でレーダを動作させる。パルスレーダ装置500では、第1ゲート部512と第2ゲート部513がともに電源オンにされたときのみパルス信号が送信アンテナ501に出力される。そのため、ステップS203でレーダを動作させたときに制御信号Aが第1ゲート部512に出力されないと、パルス信号が送信アンテナ501に出力されない。これにより、受信アンテナ502も反射波を受信することはない。その結果、ディジタル信号処理部532には、制御信号B、Cが信号線d、eに混入したそれぞれの干渉ノイズ信号β、γと、セルフミキシングノイズδと、オフセットノイズθとを合成したノイズ信号βγδθ第1バックグランド信号が入力される。ステップS204では、ノイズ信号βγδθがディジタル信号処理部532で信号処理される。これにより、図28に示すようなノイズ信号が得られる。図28は、ノイズ信号βγδθの時間波形図を示す。ディジタル信号処理部532で処理して得られたノイズ信号βγδθは、ステップS205で記憶部534に保存される。次のステップS206では、制御部533は、制御線a、c、fに制御信号A、C、Fを流しつつ、制御線bを流れる制御信号Bの出力を停止させる。そして、ステップS207でレーダを動作させる。この場合、第1ゲート部512のみが電源オンにされ、第2ゲート部513は電源オンされないことから、やはりパルス信号が送信アンテナ501に出力されない。これにより、受信アンテナ502も反射波を受信することはない。その結果、ディジタル信号処理部532には、制御信号A、Cが信号線d、eに混入したそれぞれ干渉ノイズ信号α、γと、セルフミキシングノイズδと、オフセットノイズθとを合成したノイズ信号αγδθ第2バックグランド信号が入力される。ステップS208では、ノイズ信号αγδθがディジタル信号処理部532で信号処理される。これにより、図29に示すようなノイズ信号が得られる。図29は、ノイズ信号αγδθの時間波形図を示す。ステップS209では、ディジタル信号処理部532で処理して得られたノイズ信号αγδθを、記憶部534に保存されているノイズ信号βγδθに加算して保存する。さらにステップS210では、制御部533は、制御線c、fに制御信号C、Fを流しつつ、制御線a、bを流れる制御信号A、Bの両方とも出力停止させる。そして、ステップS211でレーダを動作させる。この場合も、パルス信号が送信アンテナ501に出力されない。これにより、受信アンテナ502も反射波を受信することはない。その結果、ディジタル信号処理部532には、制御信号Cが信号線d、eに混入した干渉ノイズ信号γと、セルフミキシングノイズδと、オフセットノイズθとを合成したノイズ信号γδθ第3バックグランド信号が入力される。ステップS212では、ノイズ信号γδθがディジタル信号処理部532で信号処理される。これにより、図30に示すようなノイズ信号が得られる。図30は、ノイズ信号γδθの時間波形図を示す。ステップS213では、ディジタル信号処理部532で処理して得られたノイズ信号γδθを、記憶部534に保存されているノイズ信号から減算して保存する。上記のように、ノイズ信号βγδθにノイズ信号αγδθを加算し、これからノイズ信号γδθを減算することで、次式のように、全ての不要波を合せたノイズ信号が算出される。βγδθαγδθ-γδθ=αβγδθ上記のように、記憶部534には干渉ノイズ信号α、β、γ、セルフミキシングノイズδ、及びオフセットノイズθを合成したノイズ信号のレプリカ信号αβγδθが保存される。レプリカ信号αβγδθの時間波形は、図28の時間波形と図29の時間波形を加算し、これから図30の時間波形を減算することで得られる。レプリカ信号αβγδθの時間波形を図31に示す。図31は、利得可変増幅部535を用いた本実施形態のパルスレーダ装置500で検出した不要波のレプリカ信号の時間波形を示しているが、利得可変増幅部535に代えて、利得を最大値に固定した利得固定増幅器を用いたときの不要波の時間波形を図32に示す。図32では、近距離におけるノイズレベルが高くなっているのに対し、利得可変増幅部535を用いた図31では、近距離におけるノイズレベルが低く抑えられていることがわかる。一方、ステップS201でパルスレーダ装置500が既に使用中と判定されたときは、ステップS214でレーダを動作させる。これにより、制御部533から制御信号A、B、C、Fが出力されてパルス信号が電波として送信アンテナ501から放射される。そして、対象物Tで反射された反射波が受信アンテナ502で受信される。受信アンテナ502で受信された受信信号は、高周波受信部520でベースバンド信号にダウンコンバートされ、コネクタ505を介して利得可変増幅部535に伝送される。利得可変増幅部535に入力されたベースバンド信号は、ここで所定のレベルに増幅された後、A/D変換部531に入力されてディジタル信号に変換され、さらにディジタル信号処理部532に伝送される。ディジタル信号処理部532に伝送されたディジタル信号には、コネクタ505や利得可変増幅部535等で混入したノイズ信号αβγδθが含まれている。ステップS215では、ディジタル信号処理部532でディジタル信号の処理を行う。これにより、受信信号10にオフセットノイズ11と干渉ノイズ信号12とセルフミキシング信号13とが混入した図25に示すような信号が得られる。ステップS216で記憶部534からレプリカ信号αβγδθを読み出し、ステップS217においてディジタル信号処理部532で処理された信号からレプリカ信号αβγδθを減算する。これにより、図24に示すような信号10が得られる。この信号10を基に、ステップS218で対象物Tまでの距離L及び相対速度を算出する。なお、本実施形態では、ディジタル信号処理部532の処理では、相対速度を算出するために、入力信号に対して複素信号処理FFT処理を行って対象物のドップラー成分を算出している。上記説明のパルスレーダ装置500内で生じるノイズ信号はいずれも定常的なノイズであることから、ノイズ信号α、β、γ、δ、θにはいずれもドップラー成分が含まれておらず、相対速度0に相当する0[Hz]成分のみである。これより、ステップS204、S208、及びS212で行うディジタル信号処理部532の処理で得られるノイズ信号データは、相対速度0に相当する0[Hz]成分のノイズ信号のみであり、ステップS213で記憶部534に保存されるレプリカ信号αβγδθのフーリエ変換データも、相対速度0に相当する0[Hz]成分のみである。従って、上記のステップS217では、A/D変換部531から入力した信号を複素信号処理して得られる0[Hz]成分に対してのみレプリカ信号αβγδθを減算してもよい。また、対象物の相対速度を測定する必要がない場合には、ディジタル信号処理部532では上記FFT処理を行う必要はなく、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。さらに、対象物の相対速度を測定する必要がない場合であっても、SN比改善のためにディジタル信号処理部532で上記FFT処理を行い、各距離ゲート内に対象物の信号が検出されるかどうかだけを判断させてもよい。これらの場合にも、制御部533から制御信号A、B、C、Fが出力された場合に得られる各距離ゲートのデータから、レプリカ信号αβγδθの対応する距離ゲートのデータを差し引くことによって低ノイズ信号が得られるので、これに基づいて対象物の検出を確実に行うことができる。図27に示す流れ図では、パルスレーダ装置500の使用開始時電源投入時にレプリカ信号αβγδθを作成しているが、これに限定されず、パルスレーダ装置500の使用中に定期的にレプリカ信号αβγδθを作成させるようにしてもよい。パルスレーダ装置500の使用中に、例えば装置内の温度が上昇してレプリカ信号がわずかながら変化する可能性がある。そのため、パルスレーダ装置500の使用中も定期的にレプリカ信号を作成し直すことで、パルスレーダ装置500のレーダ性能をさらに向上させることができる。上記説明のように、本発明のパルスレーダ装置及びその制御方法によれば、ノイズ信号のレプリカ信号を事前に作成して受信信号から除去することにより、利得可変増幅部の利得を検出距離に応じて不連続に変化させたときのノイズや制御線から信号線への与干渉によるノイズ、セルフミキシングノイズの影響を簡易な構成で除去することができ、対象物の情報を高精度に検出することが可能となる。本発明のパルスレーダ装置では、動作周波数の低いベースバンド部については、低価格の低周波用の基板を用いることができ、また低周波用の基板と高周波用の基板とを、従来から用いられている汎用のコネクタを用いて接続することができる。これにより、小型で低コストなパルスレーダ装置を提供することが可能となる。第6実施形態本発明の第6の実施形態に係るパルスレーダ装置を、図33を用いて以下に説明する。図33は、本実施形態のパルスレーダ装置600の構成を示すブロック図である。本実施形態のパルスレーダ装置600は、対象物Tの方位角を位相モノパルス方式で測定測角するために、受信アンテナ610として、第1アンテナ611及び第2アンテナ612の2つのアンテナを備えている。第1アンテナ611及び第2アンテナ612による受信信号は、ハイブリッド回路613に入力され、ここで2つの受信信号の和信号Σとすると差信号Δとするに変換されて切替器614に出力される。本実施形態では、高周波受信部520及びベースバンド部530による和信号及び差信号の処理を、切替器614で切り替えて選択的に行う構成としている。切替器614による和信号と差信号との切り替えは、対象物Tの相対的な移動に比べて十分高速に行われることから、交互に切り替えて検出された和信号と差信号を用いて対象物Tの方位角を高精度に検出することができる。本実施形態では、高周波受信部520及びベースバンド部530の構成を変更することなく、モノパルス方式による測角を行うことが可能となり、小型で低コストなパルスレーダ装置600を提供することができる。上記各実施形態では、高周波で動作する高周波送信部及び高周波受信部を高周波用基板上に配置し、低周波で動作するベースバンド部を低周波用基板上に配置している。このように、パルスレーダ装置を高周波用と低周波用の2枚の基板に分けて構成する場合、ベースバンド信号を増幅する増幅器をどちらの基板上に配置するのが好ましいかについて以下に検討する。上記の第3乃至第6実施形態では、いずれも増幅器を低周波用の基板上に配置している。以下では、第5実施形態のパルスレーダ装置500を例に、増幅器の好適な配置位置を検討する。第五実施形態では、他の実施形態と同様に、高周波用基板503と低周波用基板504との間がコネクタ505で接続されており、両者の間で各制御信号及びベースバンド信号を伝達するための制御線A、B、C及び信号線Dをコネクタ505内のピンで接続している。コネクタ505には、ピン間の間隔がそれほど大きくなくアイソレーションもそれほど高くない低価格のものを用いるものとする。受信信号をダウンコンバートしたベースバンド信号は、その信号強度が低いためA/D変換する前に増幅器で増幅される。ベースバンド信号の信号強度は、制御線A、B、Cを伝達する制御信号に比べて極めて低く、例えば制御信号の強度1000mVに対してベースバンド信号の強度が1mV程度になることがある。このようにベースバンド信号の強度が極めて低いため、パルスレーダ装置500では利得可変増幅535を用いてベースバンド信号の強度を例えば1000mV程度に増幅する。コネクタ505内を増幅前のベースバンド信号が通過する場合、コネクタ内で信号強度の高い制御信号からベースバンド信号に回り込む干渉ノイズ信号の影響が問題となるが、この干渉ノイズ信号の影響は、上記の第1~第6実施形態で説明したように、本発明のパルスレーダ装置及びその制御方法により大幅に低減することができる。これに対し、ベースバンド信号から制御信号に回り込む干渉ノイズ信号は、制御信号に比べてベースバンド信号の強度が極めて低いことから、制御信号によるパルスレーダ装置の動作にほとんど影響しない。その結果、制御信号に従って出力される送信信号は、図34aに示す送信信号P1のように、所定のパルス繰返し周期PRF通りに生成される。一方、利得可変増幅535を高周波用基板503上に配置してベースバンド信号を増幅した後にコネクタ505内を通過させるようにした場合には、増幅されたベースバンド信号から制御信号に回り込む干渉ノイズ信号の強度が高くなり、制御信号に比較的高いノイズ信号が混入されてしまう。その結果、図34bに例示するように、所定のパルス繰返し周期PRF以外にも第1ゲート部512及び第2ゲート部513が動作して送信信号P2が出力されてしまうおそれがある。所定のパルス繰返し周期以外にも送信信号が出力されてしまうと、パルスレーダ装置500は正常なレーダ動作を行うことができなくなってしまう。そこで、増幅器を設けた第3乃至第6実施形態のいずれにおいても、増幅器を低周波用の基板上に配置し、コネクタ内を増幅前の強度の低いベースバンド信号を通過させるようにしている。これにより、ベースバンド信号から制御信号に回り込む干渉ノイズ信号は、制御信号にほとんど影響しない程度に十分低いものとなり、制御信号への影響を低減するための複雑な構成や制御が不要となる。また、コネクタ内で制御信号からベースバンド信号に回り込む干渉ノイズ信号は、本発明のパルスレーダ装置及びその制御方法によって大幅に低減される。なお、本実施の形態における記述は、本発明に係るパルスレーダ装置及びその制御方法の一例を示すものであり、これに限定されるものではない。本実施の形態におけるパルスレーダ装置及びその制御方法の細部構成及び詳細な動作などに関しては、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更可能である。