PWM用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではPWM制御、高速域では1パルス制御と自動移行する電流追従型PWM制御回路を用いたインバータ制御装置において、電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してPWM用補正電流基準を演算する加算回路と、電流追従制御型PWM制御回路がPWM制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、1パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路と、を具備するインバータ制御装置。前記切換え回路は、前記定常偏差補正回路出力信号を基に、前記電流追従型PWM制御回路がPWM制御モードであるか、1パルス制御モードであるかを判定することを特徴とする請求項1記載のインバータ制御装置。前記切換え回路は、スイッチング制御信号の周波数と電動機運転周波数との比較結果を基に、前記電流追従型PWM制御回路がPWM制御モードであるか、1パルス制御モードであるか判定することを特徴とする請求項1記載のインバータ制御装置。前記切換え回路は、1パルスモードにおける定常偏差補正回路の積分ゲインを運転周波数に比例して変化させることを特徴とする請求項1乃至3のうち1項記載のインバータ制御装置。PWM用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではPWM制御、高速域では1パルス制御と自動移行する電流追従型PWM制御手段を用いたインバータ制御装置における制御方法であって、前記電動機の磁束及びトルクを制御すべく、ベクトル演算して得られた電流基準iqと、電動機電流iqとの偏差を定常偏差補正手段にて増幅し、前記定常偏差補正手段出力信号を前記電流基準に加算してPWM用補正電流基準を演算し、電流追従制御型PWM制御手段がPWM制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正手段での制御を積分制御に設定し、1パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換えることを具備するインバータ制御方法。以上説明した方式は、電動機の低速域は低スイッチング周波数のPWM制御、高速域は1パルス制御とし、PWM領域/1パルス領域に関らず、ベクトル演算回路から出力される電流基準id、iqに忠実に電流id、iqを流そうと制御するものである。ここで電動機の運転周波数による電流偏差の違いを考察する。PWM制御を行う中低速域では、電流追従型PWMにより、平均的には正弦波とみなせる電圧が電動機に印加されるので、ほぼ電流基準iu、iv、iwに等しい正弦波電流iu、iv、iwが流れる。電流偏差diu=iu-iu、div=iv-iv、diw=iw-iwが小さいので、dq軸電流偏差did=id-id、diq=iq-iqも小さい。特許文献2、3の方式では、定常偏差の大部分はq軸電流に現れる。また特許文献2、3の方式はインバータの出力電圧ベクトルを、非ゼロ電圧ベクトルとして電流偏差をゼロに近づけ、十分に電流偏差がゼロに近づいたらゼロ電圧ベクトルに切換える。ゼロ電圧ベクトル出力中は、電流が誘起電圧によって変化することによって電流偏差は増大する。電流偏差の大きさがHysに達したら、インバータの出力電圧ベクトルを再び非ゼロベクトルに切換えて電流偏差を減少させるという制御を繰り返す。前述したように、誘起電圧はq軸に生じているので、電流偏差のq軸分dIqは概ね、ゼロとHysの間にあるように制御される。したがってq軸分定常偏差は、ほぼ0とHysの平均値Hys/2となる。d軸分定常偏差はほぼゼロである。どちらも定常偏差の量はほぼ一定である。高速回転時の1パルス領域モードともいうでは様相が異なる。図5は1パルスモードにおけるインバータ各相ここではu相の出力電圧波形を示す。このように1パルスモードでは、インバータの周期θ=0~2πに同期して電圧1パルスが出力され、このパルスの振幅はインバータの最大出力電圧直流電源1の出力電圧に一致する。このようにインバータの周期に同期して1以上のパルス状電圧を出力する方式を同期PWM方式という。図中、正弦波は出力電圧の理想波形、点線の波形は同期PWM方式の他の例として3パルスモード時の波形である。3パルスモードでは、出力電圧1周期に3パルスP1、P2、P3が出力される。1パルスモードにて、電動機は高回転かつ最高パワーで運転される。電流追従型PWM制御方式では、回転周波数が高くなるほど電流偏差及びヒステリシスHys幅が大きくなり、回転周波数が減算器23U、23V、23Wの各出力信号の周波数ゲート信号のスイッチング周波数に近づき最終的に一致し、1パルスモードに移行する。このように本方式では、回転周波数が上昇してゆくと、制御モードがPWMモードから少数パルスモード、1パルスモードへと自動的に移行する。誘起電圧は正弦波であるがインバータ出力電圧は方形波である。このため電流波形は非正弦波となり電流偏差diu、div、diwは非常に大きく、かつ電気角による変化が大きい。しかも1パルス領域では運転周波数が変わっても、出力電圧は一定で誘起電圧の大きさもほぼ一定だが、誘起電圧の方向変化は、運転周波数が高くなるとともに速くなるので、運転周波数が高くなるほど高い制御ゲインが要求される。簡単のため、全領域一定の制御ゲインで済ませようとする場合、最大運転周波数で安定に制御できる高ゲインを採用せねばならない。しかし補正回路15d、15q等の高ゲインは、1パルス領域の中でも運転周波数の低い領域において、電流偏差が大きくなり、補正量idc、iqcが大きくなりすぎて制御が不安定になる、という弊害を生む。このように高ゲインは、PWM領域では電流リップルを大きくしてしまう、あるいは制御の安定性に問題を生じるなどの不都合を生む。高ゲインにより定常偏差補正回路で補正される電流基準id、iqの変化量が大きくなると、電流追従型PWMの電流応答が高速であるが故に、直ちにスイッチングが行なわれる確率が高くなる。これによりスイッチング周波数fswを一定に保つためにヒステリシスが広げられ、結果として電流リップルが大きくなる。電流リップルが大きくなるとモータ高調波損失が増加する。同一スイッチング周波数なのにモータ損失が増える場合は、定常偏差補正回路の高ゲインが原因である。そもそも定常偏差補正回路の役割は、PWM領域と1パルス領域とでは全く異なる。PWM領域では電流制御は電流追従型PWM制御が担い、定常偏差補正回路は電流追従型PWM制御が比例制御であるが故に生じる定常偏差を、積分項のみを有する補正回路によって無くすだけでよい。一方、1パルス領域においては電流追従型PWM制御は単に方形波を発生するだけのPWM制御器としてしか機能せず、積極的に電流制御するのは定常偏差補正回路である。本発明の目的はパルスモード、運転周波数に応じて、定常偏差補正回路のゲインを切換え、PWM領域においてスイッチング周波数に悪影響を及ぼさず、1パルス領域においては運転周波数に関らず電流偏差量の少ない電流応答が得られるインバータ制御装置を提供することにある。本発明の1実施形態は、PWM用補正電流基準と電動機電流との比較に基づいて、電動機を駆動するインバータのスイッチング制御信号を直接発生し、制御モードが電動機の中低速域ではPWM制御、高速域では1パルス制御と自動移行する電流追従型PWM制御回路を用いたインバータ制御装置において、電動機の磁束及びトルクを制御すべくベクトル演算して得られた電流基準と、電動機電流との偏差を増幅する定常偏差補正回路と、前記定常偏差補正回路出力信号を前記電流基準に加算してPWM用補正電流基準を演算する加算回路と、電流追従制御型PWM制御回路がPWM制御モードで動作しているとき、前記定常偏差補正回路での制御を積分制御に設定し、1パルスモードで動作しているとき比例積分制御に切換える切換え回路とを具備する。以下、本発明に係る交流電動機制御装置の実施形態について、図面を参照して説明する。[構成]図1は、本発明によるインバータ制御装置の実施形態の構成を示す図である。このインバータ制御装置は、電流追従型PWM制御回路を用いたインバータ制御装置であって、図3と同一の構成要素は同一の参照符号を付し詳細な説明は割愛する。図1において、スイッチング周波数制御回路25が出力するヒステリシスHysは倍率器26により1/2倍される。加算器27は加算器17qの出力信号と倍率器26の出力信号を加算する。ゲイン切換え回路28は本実施形態の主要部をなす。図2はゲイン切換え回路28の詳細構成を示す。ゲイン切換え判定部40は、弱め磁束制御開始レベルiqCLIMとq軸側定常偏差補正信号iqcとに基づき、ゲイン切換え信号を発生し、積分ゲイン調節器41及び比例ゲイン調節器42に与える。ゲイン切換え判定部40は比較器50、52、ゼロレベル設定器51、RSフリップフロップ53を含み、電流追従型PWM制御部24の動作が1パルス領域であるか否か判定する。比較器50は弱め磁束制御開始レベルiqCLIMとq軸側定常偏差補正信号iqcを入力し、q軸側定常偏差補正信号iqcが弱め磁束制御開始レベルiqCLIMよりも大き場合に1、そうでない場合に0の論理信号を発生する。比較器52はq軸側定常偏差補正信号iqcがゼロよりも小さいとき1を発生する。比較器50の出力がRSフリップフロップ53のセット入力、比較器52の出力がRSフリップフロップ53のリセット入力に接続されている。従って、RSフリップフロップ53はq軸側定常偏差補正信号iqCが、弱め磁束制御開始レベルiqCLIMを超えるとセットされ、ゼロ以下負になるとリセットされる。この結果RSフリップフロップ53は、電流追従型PWM制御部24の動作が1パルス領域の時、1の論理信号を発生する。RSフリップフロップ53出力は、ゲイン切換え信号として積分ゲイン調節器41、比例ゲイン調節器42に与えられる。積分ゲイン調節器41はPWM領域用積分ゲイン設定器54、1パルス領域用積分ゲイン設定器55、積分ゲイン基準周波数設定器56、割り算器57、乗算器58、セレクター59を含み、定常偏差補正回路15d、15qに積分ゲイン定数Kiを提供する。PWM領域用積分ゲイン設定器54の設定値Ki2は、1パルス領域用積分ゲイン設定器55の設定値Ki1に等しいか、あるいは小さな値に設定される。積分ゲイン基準周波数設定器56の設定値ωr1によって、電動機の運転周波数ωrが設定値ωr1に等しい時、乗算器58出力が設定値Ki1に等しくなる。これは単に説明のためのもので、最初からKi1/ωr1を設定して乗算器58に入力すれば、定数設定器は1つで済み割り算器57は不要である。設定値ωr1を、おおよそ弱め制御開始周波数に近い値とし、PWM領域のゲインKi2と1パルス領域のゲインKi1の値が同一であれば、PWM領域から1パルス領域に切り換わるときのゲインが等しくなり調整の目安がつけやすく、切換わり時に不安定となることはない。1パルス領域のゲインをPWM領域のゲインよりも低く設定する必要性はない。比例ゲイン調節器42はPWM領域用比例ゲイン設定器60、1パルス領域用比例ゲイン設定器61、セレクター62を含み、定常偏差補正回路15d、15qに比例ゲイン定数Kpを提供する。[作用]図1のスイッチング周波数制御回路25が出力するヒステリシスHysの1/2の値が、倍率器26、加算器27によって、加算器17qの出力に加算されている。これは、本発明の前提としている特許文献1~3の方式においては、PWM領域におけるq軸分定常偏差がHys/2となるため、予め電流基準に加算しておくものである。これを加算しなくても、q軸側の定常偏差補正によってiqcがHys/2を負担するから、加算しなくても良いが、その場合ゲイン切換え回路28の構成が異なってくる。実施形態ではHys/2を加算することによって、PWM領域においてはd軸、q軸いずれについても定常偏差補正回路の出力がほぼゼロでよくなる。加算しない場合にはゲイン切換え回路28の比較器52のA入力に接続されている設定器51で、設定する値を0でなくHys/2とすればよい。図2において、初期状態ではRSフリップフロップ53の出力ゲイン切換え信号を0としておく。PWM領域では誘起電圧が小さく、図1のq軸側定常偏差補正回路15qの出力iqcはほとんど0なので、比較器50の出力は0であって、RSフリップフロップ53の出力はゼロのままである。これにより、積分ゲイン調節器41はPWM領域用積分ゲイン設定器54の設定値Ki2を出力する。一方、比例ゲイン調節器42はPWM領域用比例ゲイン設定器60の設定値0を出力する。これによって、PWM領域での定常偏差補正動作は積分ゲインKi2に基づくゆるやかな積分制御となる。したがって図1の定常偏差補正回路15d、15qが出力する補正信号が含むリップルは小さく、定常偏差補正回路の出力リップルに起因するインバータ3のスイッチングを抑制できる。電動機の回転数が上昇して1パルス領域に近づくと、誘起電圧上昇によってq軸分電流が流れにくくなるので、定常偏差補正回路15qの出力iqcが急速に増大する。電動機に実際に流しこむことができるiqの値よりもはるかに大きな電流基準iqを電流追従型PWM制御回路24に与えることによって、電圧はPWM波形から1パルス波形に移行する。このとき電流基準iqが大きくとも、過電流になることはない。電流基準はあくまでも、ベクトル演算回路10から出力されるiqであり、この指令値iqに等しい電流iqを電動機に流し込むことはできない。これは高回転による大きな誘起電圧が発生しているからである。補正回路15qが出力するiqcが増え、iqを大きなものとするが、過電流は流れない。ここで、磁束弱め制御開始レベルiqCLIMを仮にゼロとすると、磁束弱め制御が常に行なわれ、高回転になってもPWMのままで1パルスに移行することはない。磁束弱め制御開始レベルiqCLIMを大きくすれば大きくするほど、磁束弱め制御が高回転側で開始されるので、1パルスに移行しやすくなる。また、1パルスへ移行する直前の3パルス、5パルス等の少数パルスが出現する周波数範囲が狭くなる。iqCLIMの値によって電流指令ベクトルid、iqと電流応答ベクトルid、iqの位相関係は変わる。すなわち、iqCLIMによって電流指令iqに加算する補償値がリミットされるが、iqCLIMが変わればリミットが働いている時の加算器17qの出力値も変わるので、結果的に電流指令ベクトルid、iqも変わり、電流応答id、iqとの位相関係が変わる。実施形態では、d軸側補正回路15dが出力する補正信号idcによってidを変化させることにより、ベクトル演算回路10が出力する元のiq、idに等しい位相の電流を流し続ける。PWM、少数パルス及び1パルス等のモードは、モータの加減速に応じて遷移する。例えばモータが加速する場合、PWM→少数パルス→1パルスと遷移していき、遷移のタイミングはモータの回転数に対応する。磁束弱め制御開始レベルiqCLIMを大きくすると、低い回転数でもすぐに1パルスに移行するようになる。従って、磁束弱め制御開始レベルiqCLIMの値は、主としてPWMと1パルスの切換え時の少数パルスの出現周波数領域を設定するために選択される。図2において、補正信号iqcが磁束弱め制御開始レベルiqCLIMに達すると比較器50の出力が1となりRSフリップフロップ53がセットされる。すなわち、インバータ制御モードが1パルスモードである判断される。これにより積分ゲイン調節器41はゲインKi1ωr/ωr1を出力し、比例ゲイン調節器42はゲインKp1を出力する。比例ゲインKp1、積分ゲインKi1ωr/ωr1が設定されたことで、補正回路15d、15qは積分制御でなく比例積分制御を行なうようになる。比例積分制御となることで、idc、iqcの変化が高速になるので、PWMモードよりも高速な制御が可能となる。積分ゲインKi1ωr/ωr1は電流制御に必要な応答を得るだけのゲインが必要である。1パルスモード時、インバータ出力電圧は一定値最大値だが、回転周波数に応じて誘起電圧が変化する。この変化に応じて積分係数が可変される。すなわち、回転周波数が高いほどKi1を大きくする。これに対しPWMモードにおける積分ゲインKi2は小さくてかまわない。PWMモードにおけるスイッチング周波数は、使用するスイッチング素子電力容量とその冷却能力とから定められるので、大電力スイッチング素子を小型の冷却器で使用する場合、スイッチング周波数はかなり低くせざるをえない。スイッチング周波数を計算する場合、所定時間の間に発生したスイッチングの数を数えて、スイッチング周波数に変換する。この所定時間をサンプリング時間とする。またスイッチング周波数を計算する場合、スイッチングのサンプル数はある程度多くないと、十分な精度が得られない。従って、スイッチング周波数が低い場合はサンプリング時間が長くなるので、スイッチング周波数制御も必然的に遅くなってしまう。この点からもPWM領域の積分ゲインK12は、1パルス領域の積分ゲインKi1よりも小さくて良い。尚、スイッチング周波数が速ければ、Ki2とKi1の値が等しくてもかまわない可能性があり、Ki2>Ki1でなければならないという必然性はない。本実施形態により、PWM領域の定常偏差補正の速さを、1パルス領域における電流制御の速さとは無関係に設定できるので、定常偏差補正量を、PWM領域におけるスイッチング周波数制御に悪影響を及ぼさない程度まで小さくすることができる。さらに運転周波数が上がり、誘起電圧が上昇しようとすると、q軸電流が流れにくくなり、iqcが増加しようとする。iqcがiqCLIMを超えると、磁束弱め制御回路19により磁束が弱められるので、誘起電圧は一定値に制御されiqcの増加が抑制される。運転周波数が上昇すると電流基準iu、iv、iw及び誘起電圧の変化速度が速くなる。本実施形態で用いている電流追従型PWM制御は三相瞬時値ベースなので、運転周波数が高くなるほど高速な応答が要求されるが、積分ゲインをKi1ωr/ωr1と周波数比例としているので、運転周波数が高くなっても追従性の良い電流制御が可能となる。運転周波数が下がると、磁束が一定であれば誘起電圧が下がる。従って電流が流れやすくなるので、定常偏差補正回路出力iqcが小さくなる。これによって磁束弱め制御回路19の出力が減り、磁束指令Φnが徐々に強められる。結果として、運転周波数が下がっても、誘起電圧は一定に保たれ、定常偏差補正回路出力iqcも一定に保たれる。さらに運転周波数が下がり、磁束弱め制御回路19の出力がゼロまで下がると、それ以上磁束は強められず一定となる。これ以下の運転周波数では、運転周波数とともに誘起電圧が下がりはじめ、電流が流れやすくなる。定常偏差補正回路出力iqcは徐々に減少しゼロに至る。ここで必ずオーバシュートがありiqcが負になるので、図2の比較器52は1を出力し、RSフリップフロップ53がリセットされる。この結果、積分ゲインはPWM領域用の低ゲインKi2に、比例ゲインはゼロに設定される。PWM領域になるとスイッチング周波数を制御するために、ヒステリシスHysを調節する図1のスイッチング周波数制御回路25が動作し始める。この場合、定常偏差補正回路の制御応答はKi2の低い値に抑えられているので、定常偏差補正がスイッチング周波数制御に悪影響を与えることはない。またPWM領域においては電流追従型PWMにより高速電流制御が行なわれ、定常偏差補正回路はd軸、q軸側ともほぼ一定の定常偏差を提供し、応答が高速である必要はない。[効果]スイッチング周波数の増大は、素子の冷却装置のサイズ重量の増大に直結する。このためスイッチング損失の大きい大型半導体素子を用いたドライブ装置では、スイッチング周波数を抑えることはきわめて重要である。本実施形態のような電流追従型PWM制御は、従来のdq軸電流制御と三角波比較PWM制御との組合わせ方式とは異なり、電流応答の速さがスイッチング周波数に左右されないという特徴を持っている。したがって電流追従型PWM制御を用いれば、制御性能を下げることなく、スイッチング周波数を下げ、素子の発熱を抑制して冷却装置を小型化することが可能となる。しかし具体的な冷却装置の設計のためには、単に従来よりスイッチング周波数を減らせるというだけでなく、スイッチング周波数が所定周波数以上には上がらないという明確な保証が必要であり、そのためにスイッチング周波数の管理が必要になってくる。従来は、スイッチング周波数を制御するために定常偏差補正が悪影響を受け、同一スイッチング周波数であるにもかかわらず電流リップルが増加し、モータ効率を悪化させるという結果を招いた。本実施形態はそれを回避するためになされたものである。PWM領域においては電流追従型PWM制御が高速応答を担い、定常偏差はPWM全領域においてほぼ一定である。このため本実施形態では、PWM領域における定常偏差補正を低ゲインの積分制御とする。これによってスイッチング周波数制御への悪影響を避けることができる。PWM全領域においてほぼ一定の定常偏差を補正するだけであるから、定常偏差補正の応答性は遅くてもかまわない。電流指令のステップ状変化、負荷側の変化による電流変化等に対しては、電流追従型PWM制御回路が対応する。1パルス領域では電流追従型PWM制御回路は単なる方形波発生器として動作し、積極的に電流制御するのは定常偏差補正回路であるから、定常偏差補正は高速でなければならない。本実施形態では1パルス領域の定常偏差補正を高ゲインの比例積分制御とする。また積分ゲインについては周波数比例とする。これによって1パルス領域における高速電流制御が可能となる。以上によって定常偏差補正とスイッチング周波数制御の干渉による電流リップル増加、ひいてはモータ効率の悪化を避けることができる。[他の実施形態]なお使用する素子のスイッチング速度が高速でスイッチング周波数制御回路が不要な電動機制御装置の場合には、定常偏差補正回路によって、スイッチング周波数が高くなってしまうのを避けるために、及び1パルス領域の広い運転周波数範囲にわたり追従性の良い電流制御を実現するために本発明は有効である。上記実施形態では、PWMモードと1パルスモードの判別をiqの大きさに基づき、図2のゲイン切換え判定部40で行っている。しかし、1パルスモードではスイッチング周波数と運転周波数が一致し、PWMモードではスイッチング周波数が運転周波数よりも高くなることから、スイッチング周波数と運転周波数との比較結果をゲイン切換え信号として、図2の積分ゲイン調整器41及び比例ゲイン調整42に提供しても良い。この場合、比較結果が1のとき1パルス用の積分ゲイン及び比例ゲインが補正回路15d、15qに提供される。以上の説明はこの発明の実施の形態であって、この発明の装置及び方法を限定するものではなく、様々な変形例を容易に実施することができるものである。例えば、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合せにより種々の発明を構成できる。