"信号経路とグランドとの間に接続された誘電体同軸共振素子を備え、第1の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、前記第1の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第2の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域、および、前記第2の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第3の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、を有し、入出力端子間に接続されているBEF側回路と、前記第1の周波数範囲および前記第2の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、および、前記第3の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域を有し、前記入出力端子間に前記BEF側回路と並列に接続されているHPF側回路と、を備えるとともに、前記第2の周波数範囲と前記第3の周波数範囲とで、前記入出力端子からみたインピーダンスを50Ωに整合させる移相部を備える、フィルタ回路。前記移相部は、前記BEF側回路に設けられていて、単体の前記BEF側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、前記第2の周波数範囲で抵抗50Ωに整合させ、前記第3の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させるBEF側移相部と、前記HPF側回路に設けられていて、単体の前記HPF側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、前記第2の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させ、前記第3の周波数範囲で50Ωに整合させるHPF側移相部と、を備える、請求項1に記載のフィルタ回路。前記移相部は、前記BEF側回路にのみ設けられている、請求項1に記載のフィルタ回路。音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタを、LC回路による1段のHPFのみで構成しようとしても、Q値が低いために通過帯域における阻止帯域に隣接する領域で挿入損失が増大する。そのため、HPFを多段に組み合わせた共振回路を構成して、Q値を高める必要がある。図11Aは、音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタを、LC回路による1段のHPFのみで構成した場合のフィルタ特性を示す図である。図11Bは、図11Aの周波数範囲を狭めてフィルタ特性を示す図である。このHPFでは、高域側の通過帯域1710MHz-2170MHzで減衰の無い平坦な通過特性を実現できても、阻止帯域777MHz-787MHzと低域側の通過帯域824MHz-960MHzとの間の周波数帯域787MHz-824MHzで急峻な特性変化を実現することが難しく、低域側の通過帯域824MHz-960MHzで挿入損失が増大してしまう。Q値の高い誘電体同軸共振素子によるBEFも存在するが、誘電体同軸共振素子によるBEFのみで、音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタの理想的なフィルタ特性を実現することも困難である。特許文献2の誘電体同軸共振素子は、基本波と3倍波を利用したフィルタであり、周波数の離れた2つの通過帯域を有する。そのため、基本波と3倍波との関係にあたる周波数を阻止帯域として利用する場合でなければ、用いることができない。図12Aは、音声通信用のアンテナの直下に設けられるフィルタを、誘電体同軸共振素子によるBEFで構成した場合のフィルタ特性を示す図である。図12Bは、図12Aの周波数範囲を狭めてフィルタ特性を示す図である。このBEFでは、阻止帯域777MHz-787MHzと、阻止帯域と低域側の通過帯域との間の周波数帯域787MHz-824MHzとで、理想的なフィルタ特性を実現することができても、高域側の通過帯域となるべき周波数範囲1710MHz-2170MHzは、BEF共振器のスプリアスやBEF共振器間の位相回路例えばCLCのπ型接続回路の特性によって阻止帯域となってしまい、第2の通過帯域を実現することが困難である。そこで、本発明の目的は、阻止帯域の高域側に位置する2つの通過帯域のそれぞれで、理想的なフィルタ特性を設定できる、簡易な構成のフィルタ回路を実現することにある。本発明に係るフィルタ回路は、入出力端子間に並列に接続されているBEF側回路とHPF側回路を備えるとともに、移相部を備えている。BEF側回路は、信号経路とグランドとの間に接続された誘電体同軸共振素子を備え、第1の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、前記第1の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第2の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域、および、前記第2の周波数範囲の上限周波数よりも下限周波数が高い第3の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、を有する。HPF側回路は、第1の周波数範囲および第2の周波数範囲の全域に及ぶ阻止帯域、および、第3の周波数範囲の全域に及ぶ通過帯域を有する。移相部は、第2の周波数範囲と第3の周波数範囲とで、入出力端子からみたインピーダンスを50Ωに整合させる。このような構成では、誘電体同軸共振素子を備えるBEF側回路で、阻止帯域と通過帯域との間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することが可能であり、第1の周波数範囲例えばBand13と第2の周波数範囲例えば、Band5,8との間の周波数間隔が狭くても、第1の周波数範囲を減衰させ、第2の周波数範囲を通過させることができる。単なるBEF側回路だけでは、第3の周波数範囲例えば、Band1,2,4のような高域側周波数範囲で通過帯域をとる事が困難であるが、BEF側回路と並列に上述のようなHPF側回路を設けることで、第1の周波数範囲の全域を阻止帯域とし、第2の周波数範囲の全域を通過帯域としたまま、第3の周波数範囲の全域を通過帯域とすることができる。また、HPF側回路は急峻な特性が不要であり、少ない段数のLC回路で構成することができる。なお、BEF側回路は、第1の周波数範囲だけでなく第3の周波数範囲も阻止帯域となる構成を採用するので、第1の周波数範囲と第3の周波数範囲とで、HPF側回路とのインピーダンスマッチングが不要となり、単体のBEF側回路を入出力端子からみたインピーダンスに制約が少なくなる。また、HPF側回路は、第1の周波数範囲だけでなく第2の周波数範囲も阻止帯域となる構成を採用するので、第2の周波数範囲で、BEF側回路とのインピーダンスマッチングが不要となり、単体のHPF側回路を入出力端子からみたインピーダンスに制約が少なくなる。上述のフィルタ回路において、移相部は、BEF側移相部と、HPF側移相部と、を備えると好適である。BEF側移相部は、BEF側回路に設けられていて、単体のBEF側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、第2の周波数範囲で50Ωに整合させ、第3の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させる。HPF側移相部は、HPF側回路に設けられていて、単体のHPF側回路を入出力端子からみたインピーダンスを、第2の周波数範囲で抵抗∞Ωに整合させ、第3の周波数範囲で50Ωに整合させる。この構成では、第2の周波数範囲において、単体のHPF側回路を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のBEF側回路を入出力端子からみたインピーダンスを50Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路を入出力端子からみたインピーダンスも50Ωに整合させることができる。また、第3の周波数範囲において、単体のBEF側回路を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のHPF側回路を入出力端子からみたインピーダンスを50Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路を入出力端子からみたインピーダンスも50Ωに整合させることができる。上述のフィルタ回路において、前記移相部は、前記BEF側回路にのみ設けられていて、前記移相部を構成する部品は前記HPF側回路から除かれていると好適である。この構成では、HPF側回路から移相部を構成する部品が除かれるので、部品点数の抑制と回路の小型化とを実現できる。本発明によれば、誘電体同軸共振素子を備えるBEF側回路で、阻止帯域と通過帯域との間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することができ、BEF側回路と並列にHPF側回路を設けることで、高域側周波数範囲にも通過帯域をとる事ができる。≪第1の実施形態≫以下、本発明の第1の実施形態に係るフィルタ回路ついて図1~図5を参照して説明する。図1Aは、本実施形態に係るフィルタ回路を構成するモジュール11の平面図である。モジュール11は、モジュール基板12と、銅電極13A~13Fと、誘電体基板14と、インダクタ素子15A~15C,16A~16Cと、キャパシタ素子17A~17C,18A,18Bと、誘電体同軸共振素子19A,19Bと、を備えている。モジュール基板12は、平板状のプリント基板である。銅電極13A~13Fは、モジュール基板12の主面に形成されている。これらの銅電極13A~13Fは、インダクタ素子15A~15C,16A,16Cと、キャパシタ素子17A~17Cと、誘電体基板14と、の配線として設けられている。銅電極13A,13Bは、フィルタ回路1の入出力端子I/O-1,I/O-2を兼ねるものである。銅電極13E,13Fは、フィルタ回路1のグランド端子GNDを兼ねるものである。誘電体同軸共振素子19A,19Bは、誘電体ブロックに設けられた貫通孔の内面に形成された内導体と、誘電体ブロックの開放面を除く外面に形成された外導体と、貫通孔に挿入された端子ピンと、を備えるものである。誘電体同軸共振素子19A,19Bの内導体は、端子ピンを介してキャパシタ素子18A,18Bに接続されている。誘電体同軸共振素子19A,19Bの外導体は、銅電極13Fに接続されている。誘電体基板14は、平面視して矩形状で形成されていて、モジュール基板12の主面の中央近傍に配置されている。誘電体基板14の上面には、キャパシタ素子18A,18Bとインダクタ素子16Bとが配置されている。ここで、誘電体基板14およびキャパシタ素子18A,18Bの近傍の構造についてより詳細に説明する。図1Bは、図1A中に一点鎖線BBで示す位置を通る、モジュール11の断面図である。キャパシタ素子18A,18Bは、厚み方向に下面電極と誘電体と上面電極とを積層した構成である。キャパシタ素子18A,18Bの上面電極は、誘電体同軸共振素子19A,19Bの端子ピンが接続されている。誘電体基板14は、厚み方向に下面電極と誘電体と第1および第2の上面電極とを積層した構成である。誘電体基板14の第1および第2の上面電極は、それぞれキャパシタ素子18A,18Bの下面電極が接続されている。誘電体基板14の下面電極は、銅電極13Fに接続されている。なお、誘電体基板14の第1の上面電極と下面電極とは、誘電体を介して対向してキャパシタンスを構成している。また、誘電体基板14の第2の上面電極と下面電極とも、誘電体を介して対向してキャパシタンスを構成している。このため、図1Aに示すように、インダクタ素子15Aは、銅電極13A,13E間に接続されている。インダクタ素子15Bは、銅電極13C,13D間に接続されている。インダクタ素子15Cは、銅電極13B,13E間に接続されている。キャパシタ素子17Aは、銅電極13A,13C間に接続されている。キャパシタ素子17Bは、銅電極13D,13E間に接続されている。キャパシタ素子17Cは、銅電極13B,13C間に接続されている。また、インダクタ素子16Aは、銅電極13Aと誘電体基板の第1の上面電極との間に接続されている。インダクタ素子16Bは、誘電体基板の第1の上面電極と第2の上面電極との間に接続されている。インダクタ素子16Cは、誘電体基板の第2の上面電極と銅電極13Bとの間に接続されている。図1Cは、モジュール11に形成されたフィルタ回路1の回路図である。フィルタ回路1は、HPF側回路2と、BEF側回路3とを備えている。HPF側回路2とBEF側回路3とは、2つの入出力端子I/O‐1,I/O‐2の間に並列に接続されている。HPF側回路2は、キャパシタンスC1,C2,C3と、インダクタンスL1,L2,L3と、を回路素子として備えている。キャパシタンスC1は、キャパシタ素子17Aのキャパシタンスであり、その値は224pFである。キャパシタンスC2は、キャパシタ素子17Bのキャパシタンスであり、その値は616pFである。キャパシタンスC3は、キャパシタ素子17Cのキャパシタンスであり、その値は224pFである。インダクタンスL1は、インダクタ素子15Aのインダクタンスであり、その値は987nHである。インダクタンスL2は、インダクタ素子15Bのインダクタンスであり、その値は433nHである。インダクタンスL3は、インダクタ素子15Cのインダクタンスであり、その値は987nHである。このHPF側回路2において、各回路素子は以下のように接続されている。キャパシタンスC1とキャパシタンスC3は、入出力端子I/O‐1と入出力端子I/O‐2との間に直列に接続されている。インダクタンスL2は、キャパシタンスC1,C3間に一端が接続され、他端がキャパシタンスC2に接続されている。キャパシタンスC2は、インダクタンスL2に一端が接続され、他端がグランド端子GNDに接続されている。インダクタンスL1は、入出力端子I/O‐1とキャパシタンスC1との間に一端が接続され、他端がグランドに接続されている。インダクタンスL3は、入出力端子I/O‐2とキャパシタンスC3との間に一端が接続され、他端がグランドに接続されている。このHPF側回路2は、電気特性的には以下のようなものである。インダクタンスL2とキャパシタンスC2とは、LC直列共振回路として機能する。このLC直列共振回路は、第2の周波数範囲824MHz‐960MHzに減衰極を持ち、第1の周波数範囲777MHz-787MHzおよび第2の周波数範囲824MHz‐960MHzを阻止帯域とする。インダクタンスL1,L3は、インピーダンスマッチングのために設けられたHPF側移相部の一部であり、単体のHPF側回路2を入出力端子I/O-1,I/O-2からみたインピーダンスを、第1の周波数範囲777MHz‐787MHzと第2の周波数範囲824MHz-960MHzでオープン近傍とし、第3の周波数範囲1710‐2170MHzで50Ω近傍とする。BEF側回路3は、共振器R1,R2と、キャパシタンスC4~C7と、インダクタンスL4~L6と、を回路素子として備えている。共振器R1は、誘電体同軸共振素子19Aの成す共振器である。共振器R2は、誘電体同軸共振素子19Bの成す共振器である。キャパシタンスC4は、誘電体基板14の第1の上面電極と下面電極との成すキャパシタンスであり、その値は140pFである。キャパシタンスC5は、誘電体基板14の第2の上面電極と下面電極との成すキャパシタンスであり、その値は140pFである。キャパシタンスC6は、キャパシタ素子18Aのキャパシタンスであり、その値は161pFである。キャパシタンスC7は、キャパシタ素子18Bのキャパシタンスであり、その値は161pFである。インダクタンスL4は、インダクタ素子16Aのインダクタンスであり、その値は145nHである。インダクタンスL5は、インダクタ素子16Bのインダクタンスであり、その値は293nHである。インダクタンスL6は、インダクタ素子16Cのインダクタンスであり、その値は145nHである。このBEF側回路3において、各回路素子は以下のように接続されている。インダクタンスL4,L5,L6は、入出力端子I/O‐1と入出力端子I/O‐2との間に直列に接続されている。キャパシタンスC4は、インダクタンスL4,L5間に一端が接続されていて、他端がグランドに接続されている。キャパシタンスC5は、インダクタンスL5,L6間に一端が接続されていて、他端がグランドに接続されている。キャパシタンスC6は、インダクタンスL4,L5間に一端が接続されていて、他端が共振器R1に接続されている。共振器R1は、キャパシタンスC6の他端とグランドとの間に接続されている。キャパシタンスC7は、インダクタンスL5,L6間に一端が接続されていて、他端が共振器R2に接続されている。共振器R2は、キャパシタンスC7の他端とグランドとの間に接続されている。このBEF側回路3は、電気特性的には以下のようなものである。共振器R1とキャパシタンスC6とは、1段目のトラップ回路として機能する。共振器R2とキャパシタンスC7とは、2段目のトラップ回路として機能する。1段目のトラップ回路と2段目のトラップ回路とは、第1の周波数範囲777MHz‐787MHzを阻止帯域とする。また、そのトラップ回路間を接続しているインダクタンスL5およびキャパシタンスC4,C5からなるCLCπ型接続回路は、1段目のトラップ回路と2段目のトラップ回路の位相差をπ2radとする移相器として、また、第3の周波数範囲1710MHz‐2170MHzを阻止帯域とするLPF低域通過フィルタ:LowPassFilterとして機能する。インダクタンスL4,L6は、インピーダンスマッチングのために設けられたBEF側移相部の一部であり、単体のBEF側回路3を入出力端子I/O-1,I/O-2からみたインピーダンスを、第2の周波数範囲824MHz-960MHzで50Ω近傍とし、第1の周波数範囲777MHz‐787MHzと、第3の周波数範囲1710‐2170MHzでオープン近傍とする。図2Aは、HPF側回路2を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図2Bは、BEF側回路3を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図2Cは、フィルタ回路1のフィルタ特性図である。なお、以下では、入出力端子I/O-1を入力側、入出力端子I/O-2を出力側として説明を進める。図2Aにフィルタ特性を示すHPF側回路2は、出力側からみた通過特性S21において、第3の周波数範囲1710MHz-2170MHzでほとんど減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第2の周波数範囲824MHz-960MHzで減衰極を有し、その第2の周波数範囲と、第1の周波数範囲777MHz-787MHzを含む減衰極よりも低域側の周波数範囲において、-20dB以上の阻止帯域が得られている。図2Bに示すフィルタ特性は、図12Aで示したフィルタ特性と同一のものであり、BEF側回路3における800MHz近傍の狭帯域のフィルタ特性は、図12Bに示されている。このBEF側回路3は、出力側からみた通過特性S21において、第3の周波数範囲1710MHz-2170MHzで-30dB以上の阻止帯域が得られている。また、第2の周波数範囲824MHz-960MHzでほとんど減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第1の周波数範囲777MHz-787MHzで減衰極を有し、その第1の周波数範囲において阻止帯域が得られている。本実施形態に係るフィルタ回路1は、上述の通過特性を有するHPF側回路2とBEF側回路3とを並列に接続したものであり、図2Cに示すようなフィルタ特性を有する。即ち、フィルタ回路1は、出力側からみた通過特性S21において、第3の周波数範囲1710MHz-2170MHzで、HPF側回路2が通過帯域を持つために、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第2の周波数範囲824MHz-960MHzで、BEF側回路3が通過帯域を持つために、フィルタ回路1では、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第1の周波数範囲777MHz-787MHzで、BEF側回路3が減衰極を有し、HPF側回路2も阻止帯域を持つため、フィルタ回路1でも阻止帯域が得られている。したがって、このフィルタ回路1は、LTE方式のBand13の周波数を減衰させ、UMTS方式のBand1、Band2、Band4、Band5、およびBand8の周波数を通過させることができる。そのため、このフィルタ回路1は、LTE方式でデータ通信を行い、UMTS方式で音声通信を行うアンテナ回路において、音声通信用のアンテナの直下に設けると好適である。次に、このフィルタ回路1における、外部回路とのインピーダンスマッチングについて説明する。図3は、周波数範囲500MHz‐800MHzにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図3Aは、単体のHPF側回路2について示し、図3Bは、単体のBEF側回路3について示し、図3Cは、フィルタ回路1について示している。周波数範囲500MHz‐800MHzでは、単体のHPF側回路2においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは0Ω‐10Ωの定抵抗円に沿って、正のリアクタンス領域を時計回り方向に移動する。また、単体のBEF側回路3においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、負のリアクタンス領域から正のリアクタンス領域に掛けて、時計回り方向に略一周する。フィルタ回路1においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、正のリアクタンス領域で螺旋様に進み、時計回り方向に略二周する。特には、LTE方式のBand13と一致する周波数範囲777MHz‐787MHzで、単体のHPF側回路2、単体のBEF側回路3、フィルタ回路1、のいずれも、インピーダンスが抵抗50Ωと整合していない。この周波数範囲777MHz‐787MHzは、フィルタ回路1における阻止帯域となる帯域であり、外部回路アンテナや通信回路との接続点で反射が生じても大きな問題となることがない。このように阻止帯域では、フィルタ回路1の入出力端子I/O-1,I/O-2からみたインピーダンスは、50Ωに整合する必要が無い。図4は、周波数範囲800MHz‐1500MHzにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図4Aは、単体のHPF側回路2について示し、図4Bは、単体のBEF側回路3について示し、図4Cは、フィルタ回路1について示している。周波数範囲800MHz‐1500MHzでは、単体のHPF側回路2においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは正のリアクタンス領域から負のリアクタンス領域に掛けて、抵抗∞Ωの近傍を通過する円弧を描いて時計回り方向に移動する。単体のBEF側回路3においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは負のリアクタンス領域から抵抗50Ωの近傍に至る円弧と、抵抗50Ωから正のリアクタンス領域に至る円弧とに沿って、時計回り方向に移動する。フィルタ回路1においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、正のリアクタンス領域から負のリアクタンス領域に掛けて移動して抵抗50Ωの近傍に至る円弧と、抵抗50Ωの近傍から正のリアクタンス領域にかけて移動して再び抵抗50Ωの近傍に至る円とに沿って、時計回り方向に移動する。特には、UMTS方式のBand5,8と一致する周波数範囲824MHz‐960MHzで、単体のHPF側回路2は、インピーダンスが抵抗∞Ωの近傍にあり、いわゆるオープン状態となっている。一方、単体のBEF側回路3は、インピーダンスが抵抗50Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。このため、両者を並列に接続したフィルタ回路1では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗50Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲824MHz‐960MHzは、フィルタ回路1における通過帯域となる帯域であり、このような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。図5は、周波数範囲1500MHz‐3000MHzにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図5Aは、単体のHPF側回路2について示し、図5Bは、単体のBEF側回路3について示し、図5Cは、フィルタ回路1について示している。周波数範囲1500MHz‐3000MHzでは、単体のHPF側回路2においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは負のリアクタンス領域から正のリアクタンス領域に至り、抵抗50Ωの近傍を通過して再び負のリアクタンス領域に戻る円弧を描いて時計回り方向に移動する。単体のBEF側回路3においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは正のリアクタンス領域から抵抗∞Ωの近傍を通って負のリアクタンス領域に至る円弧と、負のリアクタンス領域で一回りする円とに沿って、時計回り方向に移動する。フィルタ回路1においては、周波数が高くなるにつれて、インピーダンスは、負のリアクタンス領域から正のリアクタンス領域に掛けて移動して抵抗50Ωの近傍を通り、再び負のリアクタンス領域に至る円弧と、負のリアクタンス領域で一回りする円とに沿って、時計回り方向に移動する。特には、UMTS方式のBand1,2,4と一致する周波数範囲1710MHz‐2170MHzで、単体のHPF側回路2は、インピーダンスが抵抗50Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。一方、単体のBEF側回路3は、インピーダンスが抵抗∞Ωの近傍にあり、いわゆるオープン状態となっている。このため、両者を並列に接続したフィルタ回路1では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗50Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲1710MHz‐2170MHzは、フィルタ回路1における通過帯域となる帯域であり、このような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。以上に説明したように、本発明の第1の実施形態に係るフィルタ回路1では、誘電体同軸共振素子19A,19Bを備えるBEF側回路3で、第1の周波数範囲777MHz-787MHzと第2の周波数範囲824MHz‐960MHzとの間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することができ、BEF側回路3と並列にHPF側回路2を設けることで、第3の周波数範囲1710‐2170MHzにも通過帯域をとる事ができる。また、第2の周波数範囲において、単体のHPF側回路2を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のBEF側回路3を入出力端子からみたインピーダンスを50Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路1を入出力端子からみたインピーダンスも50Ωに整合させることができる。また、第3の周波数範囲において、単体のBEF側回路3を入出力端子からみたインピーダンスが略オープンとなるので、単体のHPF側回路2を入出力端子からみたインピーダンスを50Ωに整合させることで、容易に、フィルタ回路1を入出力端子からみたインピーダンスも50Ωに整合させることができる。なお、本発明のフィルタ回路の具体的な回路構成や実体構成は、特許請求の範囲の記載に基づくものであれば、どのような構成であってもよい。例えば、フィルタ回路における各インダクタンスやキャパシタンスは、いずれも単体の部品として構成してもよく、逆に、基板に設けた電極や線路として構成してもよい。≪第2の実施形態≫以下、本発明の第2の実施形態に係るフィルタ回路ついて図6~図10を参照して説明する。図6Aは、本実施形態に係るフィルタ回路を構成するモジュール31の平面図である。モジュール31は、前述の第1の実施形態に係るモジュール11から2つのインダクタ素子15A,15Cを除いた構成である。即ち、モジュール31は、モジュール基板12と、銅電極13A~13Fと、誘電体基板14と、インダクタ素子15B,16A~16Cと、キャパシタ素子17A~17C,18A,18Bと、誘電体同軸共振素子19A,19Bと、を備えている。このため、HPF側回路から移相部を構成する2つのインダクタ素子15A,15Cが除かれるので、モジュール31の部品点数や回路サイズを小型化できる。図6Bは、モジュール31に形成されたフィルタ回路21の回路図である。フィルタ回路21は、前述の第1の実施形態に係るフィルタ回路1から2つのインダクタンスL1,L3を除いた構成である。即ち、フィルタ回路21は、前述のHPF側回路2と異なる構成のHPF側回路22と、前述のBEF側回路3と同一の構成のBEF側回路23とを並列に接続した構成である。HPF側回路22は、キャパシタンスC1,C2,C3と、インダクタンスL2と、を回路素子として備えている。具体的には、キャパシタンスC1の値は251pFである。キャパシタンスC2の値は894pFである。キャパシタンスC3の値は221pFである。インダクタンスL2の値は450nHである。このHPF側回路22は、インピーダンスマッチングのためのHPF側移相部を設けていないため、単体のHPF側回路22を入出力端子I/O-1,I/O-2からみたインピーダンスは、第2の周波数範囲824MHz-960MHzでオープン近傍からずれ、第3の周波数範囲1710‐2170MHzで50Ω近傍からずれたものになる。BEF側回路23は、共振器R1,R2と、キャパシタンスC4~C7と、インダクタンスL4~L6と、を回路素子として備えている。ここでは、HPF側回路22における入出力端子I/O-1,I/O-2からみたインピーダンスのずれを吸収するため、インピーダンスマッチングのために設けられるインダクタンスL4,L6の値を調整している。具体的には、キャパシタンスC4の値は659pFである。キャパシタンスC5の値は621pFである。キャパシタンスC6の値は503pFである。キャパシタンスC7の値は366pFである。インダクタンスL4の値は496nHである。インダクタンスL5の値は452nHである。インダクタンスL6の値は491nHである。図7Aは、HPF側回路22を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図7Bは、BEF側回路23を単体としてみた場合のフィルタ特性図である。図7Cは、フィルタ回路21のフィルタ特性図である。図7Aにフィルタ特性を示すHPF側回路22は、出力側からみた通過特性S21において、第3の周波数範囲1710MHz-2170MHzでほとんど減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第2の周波数範囲824MHz-960MHzよりも低域側の第1の周波数範囲777MHz-787MHzで減衰極を有し、第1の周波数範囲と第2の周波数範囲とにおいて、-10dB以上の減衰量が得られている。図7Bにフィルタ特性を示すBEF側回路23は、出力側からみた通過特性S21において、第3の周波数範囲1710MHz-2170MHzで-20dB以上の阻止帯域が得られている。また、第2の周波数範囲824MHz-960MHzであまり減衰が無く平坦な通過帯域が得られている。また、第1の周波数範囲777MHz-787MHzで減衰極を有し、その第1の周波数範囲において阻止帯域が得られている。本実施形態に係るフィルタ回路21は、上述の通過特性を有するHPF側回路22とBEF側回路23とを並列に接続したものであり、図7Cに示すようなフィルタ特性を有する。即ち、フィルタ回路21は、出力側からみた通過特性S21において、第3の周波数範囲1710MHz-2170MHzで、HPF側回路22が通過帯域を持つために、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第2の周波数範囲824MHz-960MHzで、BEF側回路23が通過帯域を持つために、フィルタ回路21では、ほとんど減衰が無い平坦な通過帯域が得られている。また、第1の周波数範囲777MHz-787MHzで、BEF側回路23が減衰極を有し、HPF側回路22も阻止帯域を持つため、フィルタ回路21で阻止帯域が得られている。したがって、このフィルタ回路21も、LTE方式のBand13の周波数を減衰させ、UMTS方式のBand1、Band2、Band4、Band5、およびBand8の周波数を通過させることができる。次に、このフィルタ回路21における、外部回路とのインピーダンスマッチングについて説明する。図8は、周波数範囲500MHz‐800MHzにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図8Aは、単体のHPF側回路22について示し、図8Bは、単体のBEF側回路23について示し、図8Cは、フィルタ回路21について示している。LTE方式のBand13と一致する周波数範囲777MHz‐787MHzにおいて、単体のHPF側回路22、単体のBEF側回路23、フィルタ回路21、のいずれも、インピーダンスが50Ωと整合していない。この周波数範囲777MHz‐787MHzは、フィルタ回路21における阻止帯域となる帯域であり、外部回路アンテナや通信回路との接続点で反射が生じても大きな問題となることがない。このように阻止帯域では、フィルタ回路21の入出力端子I/O-1,I/O-2からみたインピーダンスは、50Ωに整合する必要が無い。図9は、周波数範囲800MHz‐1500MHzにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図9Aは、単体のHPF側回路22について示し、図9Bは、単体のBEF側回路23について示し、図9Cは、フィルタ回路21について示している。UMTS方式のBand5,8と一致する周波数範囲824MHz‐960MHzにおいて、単体のHPF側回路22は、インピーダンスの実数部が0近傍であり、虚数部が負であり、いわゆるオープン状態から負のリアクタンス領域にインピーダンスがずれている。一方、単体のBEF側回路23は、インピーダンスの実数部は抵抗50Ωよりも若干小さく、虚数部が正となるように、前述のBEF側移相回路に設定されている。これにより、両者を並列に接続したフィルタ回路21では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗50Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲824MHz‐960MHzは、フィルタ回路21における通過帯域となる帯域であり、上述のような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。図10は、周波数範囲1500MHz‐3000MHzにおける、各回路の反射位相特性を示す図である。図10Aは、単体のHPF側回路22について示し、図10Bは、単体のBEF側回路23について示し、図10Cは、フィルタ回路21について示している。UMTS方式のBand1,2,4と一致する周波数範囲1710MHz‐2170MHzにおいて、単体のHPF側回路22は、インピーダンスの実数部は抵抗50Ωの前後で、虚数部が負となる。一方、単体のBEF側回路23は、インピーダンスの実数部が0近傍であり、虚数部が正であり、いわゆるオープン状態から正のリアクタンス領域にインピーダンスがずれるように、前述のBEF側移相回路に設定されている。これにより、両者を並列に接続したフィルタ回路21では、この周波数範囲でのインピーダンスが、抵抗50Ωの近傍にあり、外部回路と整合する状態となっている。この周波数範囲1710MHz‐2170MHzは、フィルタ回路21における通過帯域となる帯域であり、上述のような反射位相特性を実現することにより、外部回路との接続点での反射を防いで、不要な反射波が不具合を招来することを防ぐことができる。以上に説明したように、本発明の第2の実施形態に係るフィルタ回路21でも、BEF側回路23で、第1の周波数範囲と第2の周波数範囲との間で急峻な変化を示すフィルタ特性を実現することができ、BEF側回路23と並列にHPF側回路22を設けることで、第3の周波数範囲にも通過帯域をとる事ができる。"