"第1の複素信号の第1の成分および第1の複素信号の第2の成分を受信しそして第2の複素信号の第1の成分を出力する第1の加算器と、ここで該第2の複素信号の第1の成分は第1の複素信号の第1および第2の成分の差であり、そして第1の複素信号の第1および第2の成分を受信しそして第2の複素信号の第2の成分を出力する第2の加算器と、ここで該第2の複素信号の第2の成分は第1の複素信号の第1および第2の成分の和であり、を含む装置であって、第1の複素信号の位相角は第2の複素信号の位相角と異なっている装置。第2の複素信号の位相角は第1の複素信号の位相角よりもπ/4ラジアンにより近い請求項1に従う装置。第1の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は実成分でありそして第1の複素信号の第2の成分は虚成分である請求項1に従う装置。第1の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は同相成分でありそして第1の複素信号の第2の成分は直交成分である請求項1に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分はディジタル信号である請求項1に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分はベースバンド信号である請求項5に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項6に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項5に従う装置。第1の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は実成分でありそして第1の複素信号の第2の成分は虚成分である請求項5に従う装置。第1の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は同相成分でありそして第1の複素信号の第2の成分は直交成分である請求項5に従う装置。第1の複素信号は少なくとも一部分が複素データ信号および複素拡散信号の積を基にしており、そして複素拡散信号は予め設定された周期を有している請求項5に従う装置。複素データ信号および複素拡散信号のうち少なくとも一つは少なくともポーラーノンリターンツーゼロ記号ストリームを表している請求項11に従う装置。第2の複素信号の位相角は第1の複素信号の位相角よりもπ/4ラジアンにより近い請求項11に従う装置。位相回転器、そして第1および第2のDA変換器DACを含む装置であって、前記位相回転器は、第1の複素信号の第1の成分および第1の複素信号の第2の成分を受信し第2の複素信号の第1の成分を出力する第1の加算器と、ここで該第2の複素信号の第1の成分は第1の複素信号の第1および第2の成分の差であり、そして第1の複素信号の第1および第2の成分を受信し第2の複素信号の第2の成分を出力する第2の加算器とを含み、ここで該第2の複素信号の第2の成分は第1の複素信号の第1および第2の成分の和であり、第1の複素信号の位相角は第2の複素信号の位相角と異なっており、そして前記第1のDACは第2の複素信号の第1の成分を受信しそして複素アナログ信号の第1の成分を出力し、そして前記第2のDACは第2の複素信号の第2の成分を受信しそして複素アナログ信号の第2の成分を出力する装置。第2の複素信号の位相角は第1の複素信号の位相角よりもπ/4ラジアンにより近い請求項14に従う装置。第1の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は実成分であり第1の複素信号の第2の成分は虚成分である請求項14に従う装置。第1の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は同相成分でありそして第1の複素信号の第2の成分は直交成分である請求項14に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分はベースバンド信号である請求項14に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項18に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項14に従う装置。第1の複素信号は複素データ信号および複素拡散信号の積の少なくとも一部分を基にしており、そして複素拡散信号は予め設定された周期を有している請求項14に従う装置。複素データ信号および複素拡散信号のうち少なくとも一つは少なくともポーラーノンリターンツーゼロ記号ストリームを表している請求項21に従う装置。第2の複素信号の位相角は第1の複素信号の位相角よりもπ/4ラジアンにより近い請求項21に従う装置。前記装置はさらに変調器を含み、前記変調器は複素アナログ信号を搬送波信号の上に変調する請求項14に従う装置。前記変調器は位相シフトキーイング変調を用いて複素アナログ信号を搬送波信号に変調する請求項24に従う装置。前記変調器は直交位相シフトキーイング変調を用いて複素アナログ信号を搬送波信号に変調する請求項24に従う装置。第2の複素信号の位相角は第1の複素信号の位相角よりもπ/4ラジアンにより近い請求項24に従う装置。第1の複素信号は実成分および虚成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は実成分でありそして第1の複素信号の第2の成分は虚成分である請求項24に従う装置。第1の複素信号は同相成分および直交成分を有しており、そして第1の複素信号の第1の成分は同相成分であり第1の複素信号の第2の成分は直交成分である請求項24に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分はベースバンド信号である請求項24に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項30に従う装置。第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つはディジタル濾波器の出力信号の少なくとも一部分を基にしている請求項24に従う装置。第1の複素信号は複素データ信号および複素拡散信号の積、の少なくとも一部分を基にしており、そして複素拡散信号は予め設定された周期を有している請求項24に従う装置。複素データ信号および複素拡散信号のうち少なくとも一つはポーラーノンリターンツーゼロ記号ストリームを表している請求項33に従う装置。第2の複素信号の位相角は第1の複素信号の位相角よりもπ/4ラジアンにより近い請求項33に従う装置。第1の複素信号を受信し、なお前記第1の複素信号は第1の成分および第2の成分を含み、結果を得るために第1の複素信号の第1および第2の成分のうち少なくとも一つの値を試験し、該結果にしたがって、第2の複素信号を生成するために、1第1の複素信号の第1の成分に関する第1の関数、および2第1の複素信号の第2の成分に関する第2の関数のうちの一つを実行することを含む方法であって、前記第2の複素信号は第1の成分および第2の成分を含み、ここで第1の複素信号の位相角は第2の複素信号の位相角と異なっている方法。第1の複素信号を受信し、ここで前記第1の複素信号は第1の成分および第2の成分を含み、第2の複素信号を生成し、ここで前記第2の複素信号は第1の成分および第2の成分を含み、そして複素アナログ信号を出力することを含む方法であって、ここで前記複素アナログ信号は第1の成分および第2の成分を含み、ここで第2の複素信号の第1の成分は第1の複素信号の第1の成分および第2の成分の和であり、そして第2の複素信号の第2の成分は第1の複素信号の第1の成分および第2の成分の差であり、そして第1の複素信号の位相角は第2の複素信号の位相角と異なっており、そして複素アナログ信号の第1の成分は第2の複素信号の第1の成分の少なくとも一部分を基にしており、そして複素アナログ信号の第2の成分は第2の複素信号の第2の成分の少なくとも一部分を基にしている方法。第1の信号および第2の信号を受信し第1の出力信号を出力する第1の加算器と、そして第3の信号および第4の信号を受信し第2の出力信号を出力する第2の加算器とを含む装置であって、第1および第3の信号は第1の複素信号の第1の成分の少なくとも一部分を基にしており、そして第2および第4の信号は第1の複素信号の第2の成分の少なくとも一部分を基にしており、そして第1の出力信号は第2の複素信号の第1の成分であり、そして第2の出力信号は第2の複素信号の第2の成分であり、そして第1の複素信号の位相角は第2の複素信号の位相角と異なっている装置。第1の複素信号の第1および第2の成分はディジタル信号である請求項38に従う装置。さらに第1および第2のDA変換器DACを含み、第1のDACは第2の複素信号の第1の成分を受信しそして複素アナログ信号の第1の成分を出力し、そして第2のDACは第2の複素信号の第2の成分を受信しそして複素アナログ信号の第2の成分を出力する、請求項38に従う装置。図1は、CDMAセルラ電話のようなDSSS送信機に適合する、OQPSK拡散変調器のブロック線図を示している。この例においては、データ信号10aおよび10bは、複素データ信号たとえば実および虚成分の2個の実数値の成分を示すディジタル信号であり、PN符号20aおよび20bは、予め設定された周期の複素拡散信号の2個の実数値の成分を示すたとえば実および虚成分ディジタル信号であり、そしてこれら4個のディジタル入力信号のそれぞれは、1個あるいはそれ以上のバイナリ値化された信号ラインを含んでいるすなわちそれぞれの信号ラインはいかなる与えられた瞬間においても、0あるいは1の値を搬送している。複素乗算器100は、上述の2個の複素信号を受信し、そして実成分30aおよび30bを有している複素積信号complexproductsignalを生成する。図2は、4個の実数乗算器180a~d、および2個の実数加算器190aおよび190bを含む、複素乗算器100に適した回路のブロック線図を示している。この回路の出力信号30aおよび30bは、それぞれI積30aIproduct30a=Iデータ10a×IPN符号20a-Qデータ10b×QPN符号20b、1aQ積30b=Iデータ10a×QPN符号20bQデータ10b×IPN符号20a、1bで表現されるであろう。従って、複素乗算器100によって出力される複素積信号は、複素表記法で複素積=I積30aj×Q積30b、として表現されるであろう。ここでjは-1の平方根である。あるいはベクトル表記法でとして表現されるであろう。ここでは振幅であり、そしてψ=tan-1Q積30b/I積30aは複素積の位相角である。若干の応用には利得係数もまた用いられる。たとえば、複素乗算器に入力されたI成分に、ある利得係数が適用されるかも知れず、一方Q入力成分に異なった利得係数が適用される。他の実施例においては、それぞれの入力成分に同じ利得係数が適用されるかもしれず、あるいは、利得係数が代わりに出力成分に適用されるかも知れない。もしもOQPSK変調が必要とされれば、ディジタル信号経路の一つに遅延が挿入されるであろう。たとえば図1は、Q積信号30bの経路に、この目的のために如何にオフセット遅延ブロック110が挿入されるかを示している。もしもこのようなオフセットが必要なければすなわちもしもQPSK変調が必要であれば、オフセット遅延ブロック110は省略されてもよいすなわち短絡される。信号の濾波たとえばスペクトルのあるいはパルスシェーピングのためのはまた、1個あるいはそれ以上のアナログおよびディジタル信号経路に沿って行われるかも知れない。たとえば、ベースバンド濾波器115aおよび115bは、図1に示されるようにDAC120aおよび120bそれぞれに入力されるディジタルベースバンド信号を濾波するのに使用されるかも知れない。DA変換器DAC120aおよび120bはそれぞれ送信されるべき複素ディジタル信号の一つの成分を受信しそして対応するアナログ信号成分を出力し、ここで、出力されるアナログ信号成分図1における信号50aあるいは50bの振幅は入力されたディジタル信号成分図1における信号30aおよび30bそれぞれの値に対応する。一例において、それぞれのDAC120の出力範囲は2nステップに等しい大きさを有し、入力されたディジタル信号の最大および最小値はそれぞれDCのR-1ステップ上そしてRステップ下にある出力アナログ値に写像mapされるここでnは入力されたディジタル信号の、ビットで表した幅であり、そしてRは、2n/2に等しい。図3は、この例においてDAC120aおよび120bによって生成される、複素アナログ信号の出力スペースを示している。そしてここでは、DAC120aの出力はI軸に対して写像され、DAC120bの出力はQ軸に対して写像されており、そして破線250は、複素平面におけるこのスペースの限界を示している。なんらかのDCオフセットが必要により除去されあるいは補われる限り、いかなる適切な入力-出力写像も用いることができることに留意すべきであり、例えば、代わりにディジタル入力の最小および最大値はアナログ値の0および2n-1に写像することができる。同様に、一方あるいは双方のDACの出力範囲におけるステップの大きさの関係は、上述のように均一なものの代わりに、線形、対数的、あるいは若干の他の数列の形態に従ってもよい。アナログ信号成分50aおよび50bは、変調された搬送波60を生成するために、RF変調器130において、RF搬送波の上に変調される。図4は、搬送波発振器160、ミクサ140aおよび140b、90度位相シフタ150、および加算器170を含むRF変調器130のために適切な回路のブロック線図を示している。この例においては、変調された搬送波60は変調された搬送波60=Iアナログ信号50a×cosωctQアナログ信号50b×sinωct、2として表現することができる。ここでωcは、発振器160により生成された搬送波信号の角周波数ラジアン/秒を示し、そしてtは時刻秒を示す。入力信号10a、10b、20a、および20bがすべてバイナリ値ここではそれぞれ12a、12b、22a、22bと名付けるである特殊な場合、図5における変調器は、入力信号の0および1の値がそれぞれ1および-1のアナログ値を表しているすなわち各入力信号が、ポーラーノンリターンツーゼロすなわちNRZ記号ストリームを表している複素乗算器100の適切な実施102のための回路線図を含む。この複素乗算器の実施は、4個のXORゲート220a-dおよび2個の4ツー1、2ビット幅のマルチプレクサ230aおよび230bを含む。乗算器102の出力において、2ビット幅のディジタル積信号32aおよび32bのとりうる値信号30aおよび30bにそれぞれ対応しているは、それぞれアナログ値0、1、および-1を表す、00、01、11である。表1は、入力信号12a、12b,22a、および22bのとりうる値と、対応する積信号32aおよび32bの値を、これらの信号が表すアナログ値括弧内とともに示している。積信号32aおよび32bを記述している表現は、上述の表現1aおよび1bを、一定した利得係数0.5を含むように一部変更することにより得られる。I積32aIproduct32a=0.5×[Iデータ12a×IPN符号22a-Qデータ12b×QPN符号22b]Q積32bQproduct30b=0.5×[Iデータ12a×QPN符号22bQデータ12b×IPN符号22a]図6Aは、入力信号成分対12aおよび12b、そして22aおよび22bによって表された複素信号における、とりうる信号ベクトルに関する配置constellationを示しており、そしてそこに各信号ベクトルが、点P1D、P3D、P5D、およびP7Dの中の一つによって表されている。図6Bは、積信号32aおよび32bによって表された複素信号における、とりうる信号ベクトルに関する配置を示しており、そしてそこに各信号ベクトルが、点P2D、P4D、P6D、およびP8Dの中の一つによって表されている。これら二つの図形を比較することによって、複素乗算の一つの効果が配置を45度回転させることにあることが分かるであろう。図9Aは、DAC120aおよび120bそれぞれにより、ディジタル入力信号32aおよび32bにしたがって生成されたものとして、アナログ信号成分52aおよび52bを含む複素信号におけるとりうる信号ベクトルの配置を示しているこの例においては、われわれは、DAC120aおよび120bは、ディジタル入力値1および-1をアナログ出力値R-1および-R-1それぞれに歪なしに写像すると仮定している。図7に示されるように、本発明の第1の実施例に従って位相回転器200は、複素入力信号たとえば、信号310aは実成分を表し、信号310bは虚成分を表す、あるいはその逆の実数値化された成分である二つの入力信号310aおよび310bを受信する。加算器210aおよび210bは、複素出力信号の一つの実成分320aが入力信号成分310aおよび310bの差であるように、そして複素出力信号の他の実成分320bが信号310aおよび310bの和であるように配置されている。もしも入力信号310aおよび310bをそれぞれIおよびQと名付けるならば、そこで出力信号320aおよび320bは、出力信号320a=I-Q、出力信号320b=IQとして表される。2個のベクトルAおよびBの間の角度θに関するよく知られた公式を適用することによって、となる。ここで<>はベクトルドット積を示し、<||>はベクトルノルムを示す。われわれは、成分310aおよび310bを有する複素入力信号および、成分320aおよび320bを有する複素出力信号間の角度αは、であることを見いだしている。図8は、図5に示した変調器の一部変更されたバージョンを示しており、そこでは本発明の第2の実施例に従って、位相回転器202は複素乗算器102から複素積信号成分32aおよび32bを含むを受信し、複素回転された積信号成分32arおよび32brを含むをDAC120aおよび120bに出力する。図9Bは、ディジタル入力信号32arおよび32brに応じて上記の図9Aの記述におけると同様のマッピングでDAC120aおよび120bそれぞれにより生成されたとして、アナログ信号成分54aおよび54bを含む複素信号におけるとりうる信号ベクトルの配置を示している。図9Aおよび9Bを比較することにより、当業界における通常の熟練者は、バンドパス波形の平均電力は信号ベクトルの振幅の2乗に比例することから、図9Bにおける変調された搬送波64の平均電力は、図9Aにおける変調された搬送波62の平均電力の2倍であろうことを認めるであろう。図9Bの配置は、データ信号12aおよび12b、そして複素乗算前のPN符号22aおよび22bのとりうる信号ベクトルを示している、図6Aの配置に似ていることに留意すべきである。複素乗算の実施に起因する回転に対する補償においては、その結果、位相回転器の適用が結果として生じる変調された搬送波の電力を2倍に増加させている。図10は、本発明の第2の実施例に従ってどのようにして、3値化されたternary-valued信号32aおよび32bに対して実行された、試験P340の論理動作およびマッピング機能P350およびP360を経て、位相回転器202が実施されるかの一例を示している。図11は、インバータ410、2個のマルチプレクサ420aおよび420b、そしてもしも入力信号がノンゼロであればバイナリのロー、あるいは‘0’信号を、そしてもしも入力が0であればバイナリのハイ、あるいは‘1’信号を出力するゼロコンパレータ430を有する回路を用いて、いかにして位相回転器202が実施されるかを示している。より一般的な場合においては、本発明の第1の実施例に従って位相回転器200は、図5の変調器におけるようにDACに入力されたディジタル信号の値が、たとえば-1、0、および1に限定されるか否かを顧慮せずに、図12に示されるように図1の変調器の複素信号経路に挿入されるであろう。たとえば、いくつかの実在するそして提案されたCDMA方式においては、IおよびQデータ信号は、異なったデータレートで信号に適用されている、異なった利得係数比を有する、それぞれトラフィックおよび制御信号を表すかも知れない。これらの方式は、通信機械工業会TIA、Arlington、VA.により刊行された、cdma2000IS-2000としてもまた知られている規格文書‘cdma2000拡散スペクトルシステムに関するフィジカルレイヤ規格’文書参照番号TR45/PN-4428、IS-2002-2として刊行されるにおける、2.1.2.3.3.2節‘無線受信機構成3、4、5、あるいは6を有する逆方向トラフィックチャネルに対する符号チャネル出力電力’、そしてまたその中に参照されている表2.1.2.3.3.2-1‘逆方向リンク公称属性利得表ReverseLinkNominalAttributeGainTable’に定義されている種々のものを含んでいる。このような応用においては、IおよびQデータ信号は、1個あるいはそれ以上の濾波器、そして/あるいは位相回転器200に達するに先立って利得ステージを通過することができる。その結果、たとえデータ信号がバイナリ値であっても、位相回転器に入力されるディジタル信号はもはやバイナリ値ではないかもしれず、あるいは3値ですらないかも知れない。そしてこれらのとりうる信号ベクトルの配置は、もはやIおよびQ軸に沿って位置してはいないかも知れない。より一般的に、本発明の実施例に従って、位相回転器は1個あるいはそれ以上のDACとともに、必要な信号電力が、DACが飽和している可能性が減少している期間中維持されうるように用いられるかも知れない。このような使用の一例においては、図3に示された出力スペースを有しているDACの対前述のDAC120aおよび120bのようなを用いることによって、R-1に近い電力Pをもった複素出力信号を得ることが望まれる。図13Aは、図6Bそこに打点されたボックスは図3におけるように、DACの出力スペースの限度を示しているに示された配置を有している複素入力信号から生起されたので、実質的にR-1に等しい電力を有している出力信号の配置を示している。この出力信号は電力の要求を満たしているが、DACは飽和に向かっており、そして出力信号のスペクトルはその結果劣化しているかも知れない。複素入力信号をそれがDACに到達するに先立ち回転することによって、スペクトルの劣化を避けながら、同じ電力を有している出力信号が得られるであろう。この方式は、入力信号の振幅を√2の割合で減らすことによって、そしてまたDACに入力するに先立って信号を位相回転することによって、応用することができる。図13Bは、回転なしにこの信号をDACに入力することが、どのようにして出力信号がR-1/√2の振幅をもつ原因となるかを示している。信号が回転された後、DACの出力は図13Cに示されているようになる。図13Aにおけるようにして、希望する電力R-1の信号が得られる一方で、この場合DACのダイナミックレンジは、飽和およびスペクトル劣化の危険性が非常に減少するように、より効率的に使用される。他の実施例においては、位相回転器はこのような振幅補償を実行する能力を内部的に含むかも知れない。上述のような位相回転の利点は、すべての可能な入力信号に対しては得られないかも知れないことは留意すべきである。とくに信号ベクトルは、もしも回転が組み合わせ{0、π/2、π、あるいは3π/2ラジアン}の中の一つに近い、その位相角をもたらすであろうときは、電力の減少を受けるであろうあるいは代わりに飽和に近いDACをもたらすかもしれない。例として図14は、上述のようなDAC120aおよび120bの特性を有しているDACの対が生起した、複素アナログ信号の出力スペース250を示している。この図において領域A-Dは、2h1π/8ラジアンの位相角を有する射出形のものによって囲まれており、ここでhは0から7の整数である。領域A-Dの一つの中に最初存在した信号ベクトルに45度π/4ラジアンの回転を与えることは、ベクトルが領域の外側に移動し、IあるいはQ軸に近接し、したがってその電力を減少し、そしてまたDACの出力スペースの限度近くにベクトルをもってくる原因となることが分かるであろう。ベクトルの位相角はtan-1Q/Iとして表されるので、Qデータ信号の振幅の、Iデータ信号の振幅に対する比は、範囲tanπ/8-tan3π/8あるいは範囲tan5π/8-tan7π/8の何れの中にも存在しないであろう結果となる。位相回転は線形動作であるので、本発明の実施例に従って位相回転器はいかなる点においても、複素信号経路に挿入されることができる。たとえば、データ信号10aおよび10bは、図15に示されたように複素乗算の後ではなくその前に、位相回転器202によって回転されてもよい。上述の応用においては、位相回転はディジタル領域において行われるが、適切なアナログ動作を加算器210aおよび210bにおいて行っている本発明の実施例に従って、位相回転器204は図16に示されたように、もしも必要であれば、DACの後ですなわちアナログ領域において応用されることができる。一般的に、2次元ベクトルの回転は、マトリックス表現Ax=bにより表されることができるが、ここで、である。αは回転角を示し、IおよびQは回転器に入力された複素信号のそれぞれ実および虚成分を表し、そしてIrおよびQrは回転器によって出力された複素回転された信号のそれぞれ実および虚成分を表している。たとえば、図7において説明したように、位相回転器200はつぎの回転マトリックスA1に従って、入力信号を回転しスケールする:ここで、回転の角度は45度であり、そしてマトリックスはこれに2の平方根を乗じることによって正規化されるすなわちスケールされる。上述したように、増加された電力および改善されたスペクトルの利点はいかなる回転の角度に対しても応用することができるので、本発明は45度の回転に限定されないことに留意すべきである。その結果、本発明の付加的な実施例に従って、位相回転器は回転マトリックスの原理を応用することによって設計され実行されることができる。図17は、一般的な回転式3を実行し、そして4個の乗算器510a-d、2個の加算器210aおよび210b、そして2個の一定した係数cosα520aおよびsinα520bを含む位相回転器206に関する回路線図の一例を示している。ここでαは、複素入力信号310a、bおよび複素出力信号322a、bの間の回転の角度ラジアンである。一定した係数は、固定配線hard-wiredされてもよく、あるいは代わりに繰り返しプログラム可能であってもよい。このような回転器は、たとえば、いかなる角度による回転をも許容するために、それぞれ図13、14、あるいは15に従って、システムにおいて位相回転器200、202、あるいは204の位置で使用されることができる。計算上の複雑さの減少は、代わりに図18に示されたような位相回転器208を使用することにより得られることができる。この回転器は2個の加算器210aおよび210b、そして一定した係数k540とともに、僅か2個の乗算器530aおよび530bを含む。上のように、一定した係数は、固定配線されてもあるいは繰り返しプログラム可能でもよい。複素入力信号310a、bおよび複素出力信号324a、b間の回転の角度αラジアンは、つぎの式によって表される:そしてこの回転器に対する、出力ベクトルの振幅および入力ベクトルの振幅間の比は√1k2に等しい。本発明に関する多くの他の個々の実施例そして使用は可能であり、ここに記述された例は説明の目的のみのために与えられ、本発明の範囲を限定するものではない。上で述べた記載は当業界において熟練したいかなる人に対しても本発明の形成あるいは使用を可能とするために提供される。これらの実施例については種々の変形が可能であり、そしてこの中で与えられた一般的原理は、他の実施例にも同様に適用が可能であろう。例えば、本発明は部分的にあるいは全体的に、固定配線された回路として、特定用途向けの集積回路内に形成された回路構成として、あるいは機械的に読み出すことが可能なコードとして不揮発性記憶装置中にロードされたファームウエアプログラムあるいはデータ蓄積媒体からあるいは媒体の中にロードされたソフトウエアプログラムとして実施することが可能であり、かかるコードはマイクロプロセッサあるいは他のディジタル信号処理ユニットなどの論理素子アレイによって実行可能な命令である。その上、ここに述べた変調の応用例はとくにRF搬送波の変調について取扱っているとはいえ、本発明の使用は、変調あるいは他の応用の何れにせよ、いかなる特定の周波数範囲にも限定されるものではない。したがって、本発明は、上に示した実施例に限定されることを意図したものではなく、むしろここにいかなる様式でも開示された原理および新しい特徴に矛盾しない最も広い範囲に一致されるべきものである。"