"巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第1、第2巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第1巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第1のスイッチング素子と、前記第2巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第2のスイッチング素子とを備えるDC/DCコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えることを特徴とするDC/DCコンバータの制御装置。前記電流検出手段は、前記正極線に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサからなることを特徴とする請求項1記載のDC/DCコンバータの制御装置。前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第1巻線と前記第2巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とする請求項1または2記載のDC/DCコンバータの制御装置。前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第1巻線と前記第2巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差が0になるように前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御することを特徴とする請求項3記載のDC/DCコンバータの制御装置。前記DC/DCコンバータが燃料電池自動車に搭載されることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載のDC/DCコンバータの制御装置。前記DC/DCコンバータがハイブリッド自動車に搭載されることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載のDC/DCコンバータの制御装置。前記DC/DCコンバータが電気自動車に搭載されることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載のDC/DCコンバータの制御装置。ところで、電流センサには量産バラツキなどによる個体差があるためオフセットが存在し、またそのオフセット量も一様ではない。従って、特許文献1記載の技術の如く複数個の電流センサの出力から電流差を算出すると、各センサのオフセット量が相違する分だけ実際の電流差との間に誤差が生じ、結果として第1、第2のスイッチング素子の動作を適切に制御できないおそれがあった。また、誤差がある場合、電流差が0になるようにスイッチング素子の動作を制御したとしても、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留してしまう。そのため、残留した磁束によって変圧器が磁気飽和しないように体格を大きくする必要が生じるなどの不都合があった。従って、この発明の目的は上記した課題を解決し、第1、第2巻線を有する磁気相殺型の変圧器と各巻線に接続された第1、第2のスイッチング素子とを備えると共に、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出して各スイッチング素子の動作を適切に制御するようにしたDC/DCコンバータの制御装置を提供することにある。この発明は、上記した課題を解決するために、後述する如く、請求項1にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端において低電圧側ポートの正極端子に接続される一方、他端において共通端子を介して高電圧側ポートの正極端子に接続される第1、第2巻線を有する磁気相殺型の変圧器と、前記第1巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子と前記高電圧側ポートの負極端子を接続する負極線との間に介挿される第1のスイッチング素子と、前記第2巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第2のスイッチング素子とを備えるDC/DCコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御する制御手段とを備えるように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項2に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、前記電流検出手段は、前記正極線に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサからなるように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項3に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第1巻線と前記第2巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差に基づいて前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項4に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第1巻線と前記第2巻線の電流差を算出し、前記算出された電流差が0になるように前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御するように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項5に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、前記DC/DCコンバータが燃料電池自動車に搭載されるように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項6に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、前記DC/DCコンバータがハイブリッド自動車に搭載されるように構成した。また、この発明は、後述する如く、請求項7に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、前記DC/DCコンバータが電気自動車に搭載されるように構成した。請求項1に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、磁気相殺型の変圧器の第1、第2巻線の後段の共通端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する正極線に流れる電流を検出する電流検出手段を備えると共に、電流検出手段によって検出された電流に基づいて第1、第2のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。具体的には、前記した正極線には各スイッチング素子のオン/オフに応じたタイミングで第1または第2巻線と同じ電流が流れる期間が存在するため、正極線の電流を電流検出手段を用いて適宜なタイミングで検出することで第1、第2巻線に流れる電流を正確に検出でき、それによって各スイッチング素子の動作を適切に制御することができる。また、複数個の電流検出手段を用いず、正極線に1個の電流検出手段を設けて各巻線の電流を検出するようにしたので、構成を簡素化できると共に、例えば第1、第2巻線の電流差を算出する場合であっても、オフセット量の相違によって実際の電流差との間に誤差が生じない、即ち、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留することはないため、変圧器の体格を増大させる必要もなく、さらにはコスト的にも有利である。また、請求項2に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、電流検出手段は、正極線に流れる電流の直流DC成分を検出可能な電流センサからなるように構成したので、検出した2つの電流値第1、第2巻線の電流値を足し合わせた値がDC/DCコンバータの入力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や入力過電流検出に使用される入力電流センサとして機能させることも可能となる。それにより、入力電流のみを検出するような電流センサを除去でき、よって回路の構成を簡素化できると共に、コストを抑えることができる。同様に、電流検出手段として電流の直流DC成分も検出できる電流センサを用いると、検出した2つの電流値の平均値がDC/DCコンバータの出力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や出力過電流検出に使用される出力電流センサとして機能させることが可能となる。このように、1個の電流検出手段電流センサでDC/DCコンバータの入力、出力電流を検出することが可能となる。尚、電流検出手段として電流の交流AC成分しか検出できない電流センサを用いた場合は、電流バランスをとる機能のみとなる。請求項3に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、検出された電流に基づいて第1巻線と第2巻線の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第1、第2のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、上記した効果に加え、例えば算出された電流差が0になるように各スイッチング素子の動作を制御することが可能となり、よって電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度を確実に小さくできると共に、コア体積も小さくすることができる。請求項4に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、検出された電流に基づいて第1巻線と第2巻線の電流差を算出し、算出された電流差が0になるように第1、第2のスイッチング素子の動作を制御するように構成したので、請求項3で述べた効果に加え、電流差に応じて変化する変圧器のコア内の磁束密度をより確実に小さくできると共に、コア体積もより一層小さくすることができる。請求項5に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、DC/DCコンバータが燃料電池自動車に搭載されるように構成したので、燃料電池自動車において上記した効果を得ることができる。請求項6に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、DC/DCコンバータがハイブリッド自動車に搭載されるように構成したので、請求項1,2と同様な効果をハイブリッド自動車において得ることができる。請求項7に係るDC/DCコンバータの制御装置にあっては、DC/DCコンバータが電気自動車に搭載されるように構成したので、請求項1,2で述べた効果を電気自動車において得ることができる。以下、添付図面に即してこの発明に係るDC/DCコンバータの制御装置を実施するための形態について説明する。図1は、この発明の第1実施例に係るDC/DCコンバータの制御装置を全体的に示す概略図である。図1において、符号10は車両を示す。車両10は燃料電池自動車からなり、回転電機12図でMotorと示すと、燃料電池図でFCと示す14と、燃料電池14と回転電機12の間に介挿されるDC/DCコンバータ16とインバータ20が搭載される。回転電機12はブラシレス交流同期電動機からなると共に、通電されるときは回転出力を連結軸Sを介して車輪駆動輪22に伝達して車両10を走行させる。また、回転電機12は、減速時には連結軸Sの回転に伴って生じた運動エネルギを電気エネルギに変換して出力する回生機能を有する。即ち、回転電機12は、通電されて回転するときは電動機モータとして機能すると共に、車輪22によって駆動されて回転するときは発電機ジェネレータとして機能する。燃料電池14は、電解質膜固体高分子膜と、それを挟持するカソード極空気極とアノード極燃料極と、各電極の外側に配置されるセパレータとから構成される単電池セルを複数個積層して形成されたスタックいずれも図示せずなどを有する、公知の固体高分子型燃料電池である。燃料電池14には、図示しない空気供給系と燃料供給系が接続され、それらから空気酸素ガスと燃料水素ガスを供給されて発電する。DC/DCコンバータ16は、燃料電池14に接続される低圧側ポート16aと、インバータ20に接続される高電圧側ポート16bと、低圧側ポート16aと高電圧側ポート16bの間に配置される、第1、第2のコンデンサ16c1,16c2、インダクタ16d、変圧器トランス16e、第1から第4のIGBTInsulatedGateBipolarTransistor。スイッチング素子16f1~16f4、IGBT16f1~16f4にそれぞれ並列に接続されるダイオード16g1~16g4とを備える。低電圧側、高電圧側ポート16a,16bは共に、正極端子16a1,16b1と負極端子16a2,16b2を有し、正極端子16a1,16b1は正極線16hを介して、負極端子16a2,16b2は負極線16iを介して接続される。尚、正極線16hは、インダクタ16dの後段で分岐して変圧器16eに接続されると共に、変圧器16eの後段で合流して正極端子16b1に接続される。以下、この分岐点を第1共通端子といい、符号16k1で示す一方、合流点を第2共通端子といい、符号16k2で示す。第1のコンデンサ16c1は正負極線16h,16iの間に介挿され、燃料電池14から出力される電流を平滑する。インダクタ16dは、一端が低電圧側ポート16aの正極端子16a1に、他端が第1共通端子16k1を介して変圧器16eに接続されるように正極線16hに設けられる。インダクタ16dは、例えば1~n倍例として図2にn=4のときのインダクタ16dの電流波形を示すの昇圧機能を有すると共に、後述する変圧器16eのみでは電流が急峻に変化してしまうが、その変化率をインダクタ16dのインダクタンス値に応じて任意に設定できる。図3は図1に示す変圧器16eを模式的に示す説明図である。図1,3に示す如く、変圧器16eは、コア16eaと、コア16eaに巻線方向が異なるように逆巻き結線となるように巻回された第1巻線16e1と第2巻線16e2を備える。コア16eaは具体的にはEEコアなどの逆巻き結線を可能とするコアからなり、フェライトなどから製作される。第1、第2巻線16e1,16e2はコア16eaを介して磁気的に結合されると共に、その巻数比は例えば1:1とされる。第1、第2巻線16e1,16e2は、一端16e1a,16e2aにおいて第1共通端子16k1を介して低電圧側ポート16aの正極端子16a1に接続される一方、他端16e1b,16e2bにおいて第2共通端子共通端子16k2を介して高電圧側ポート16bの正極端子16b1に接続される。また、変圧器16eは結合度kを可能な限り1に近づけるように構成される。尚、図1において巻線付近に示されるドットは、電圧が誘起されたときの高電位側となる方を表す。変圧器16eは、上記の如く構成することで、第1、第2巻線16e1,16e2が通電されるとき、それぞれの巻線に発生する磁束が互いに打ち消し合う相殺されることとなるが、それについては後述する。第1のIGBT16f1は、第1巻線16e1の他端16e1bと負極線16iとの間に介挿されると共に、第2のIGBT16f2は、第2巻線16e2の他端16e2bと負極線16iとの間に介挿される。詳しくは、IGBT16f1はコレクタ端子以下コレクタと略称が第1巻線16e1の他端16e1bに接続される一方、エミッタ端子以下エミッタと略称が負極線16iに接続される。第2のIGBT16f2はコレクタが第2巻線16e2の他端16e2bに、エミッタが負極線16iに接続される。第1、第2のIGBT16f1,16f2のゲート端子以下ゲートと省略するは共に、後述する電子制御ユニットに信号線を介して接続される。また、ダイオード16g1のアノード端子以下アノードというはIGBT16f1のエミッタに、カソード端子以下カソードというはコレクタに接続される。ダイオード16g2のアノードはIGBT16f2のエミッタに、カソードはコレクタに接続される。第3のIGBT16f3は、エミッタが第1巻線16e1の他端16e1bに接続される一方、コレクタが第2共通端子16k2に接続される。また、第4のIGBT16f4は、エミッタが第2巻線16e2の他端16e2bに接続され、コレクタが第2共通端子16k2に接続される。第3、第4のIGBT16f3,16f4のゲートも電子制御ユニットに信号線を介して接続される。同様に、ダイオード16g3のアノードはIGBT16f3のエミッタに、カソードはコレクタに接続されると共に、ダイオード16g4のアノードはIGBT16f4のエミッタに、カソードはコレクタに接続される。第2のコンデンサ16c2は正負極線16h,16iの間に介挿、正確には第2共通端子16k2と高電圧側ポート16bの正極端子16b1を接続する正極線図1において符号16h1で示すと負極線16iとの間に介挿され、変圧器16eから出力される電力を平滑する。インバータ20は3相ブリッジ回路図示せずから構成され、DC/DCコンバータ16で昇圧された直流を3相交流に変換して回転電機12に供給すると共に、回転電機12の回生動作によって発電された交流を直流に変換して図示しないバッテリに供給する。また、正極線16h1正確には、第2共通端子16k2と、第2のコンデンサ16c2が接続される接続点16lとの間の正極線には、電流センサ電流検出手段24が接続され、そこを流れる電流Iに比例する出力を生じる。この電流センサ24は、電流Iの直流DC成分と交流AC成分を検出可能な電流センサである。電流センサ24の出力は、車両10に搭載される電子制御ユニットElectronicControlUnit。以下ECUという30に入力される。ECU30はCPUやROM,RAMなどを備えたマイクロコンピュータからなる。ECU30は、入力された電流センサ24の出力に基づいて第1、第2のIGBT16f1,16f2の動作を制御する。詳しくは、電流センサ24で検出された電流に基づいて第1巻線16e1と第2巻線16e2の電流差を算出し、算出された電流差に基づいて第1、第2のIGBT16f1,16f2の動作を制御し、DC/DCコンバータ16の昇圧動作を行う。先ず、DC/DCコンバータ16の昇圧動作について図1,4を参照しつつ電流の流れを中心に説明する。DC/DCコンバータ16においては、燃料電池14から低電圧側ポート16aを介して入力される直流電圧を、第1、第2のIGBT16f1,16f2を180度位相差でオン/オフさせることで昇圧させて高電圧側ポート16bからインバータ20へ出力する。具体的には、第1のIGBT16f1のゲートにECU30からオン信号が入力されると共に、第2のIGBT16f2のゲートにオフ信号が入力されると、図1に示す如く、変圧器16eの第1巻線16e1には励磁電流I1が流れる。尚、第3、第4のIGBT16f3,IGBT16f4は共にオフされているものとする。もしくは、第3のIGBT16f3には第1のIGBT16f1と逆のオン/オフ信号を、第4のIGBT16f4には第2のIGBT16f2と逆のオン/オフ信号をデットタイムを設けて与えるものとする。励磁電流I1は、低電圧側ポート16aの正極端子16a1、インダクタ16d、第1共通端子16k1、第1巻線16e1およびIGBT16f1を介して負極端子16a2に流れる。励磁電流I1は、IGBT16f1がオンされる間、徐々に増加する一方、IGBT16f1がオフされると徐々に減少する。尚、IGBT16f1がオフされたときの励磁電流I1aを二点鎖線の矢印で示す。この励磁電流I1aは、IGBT16f2がオフしている期間ではIGBT16f1がオンされている間にインダクタ16dに蓄積されたエネルギが放出されることによって流れる電流であると共に、IGBT16f2がオンしている期間では図4に示す電流I3が流れることにより生じる磁化電流に応じて変圧器16eを介して磁気的に伝達されたエネルギが放出されることによって流れる電流であり、第1巻線16e1からダイオード16g3、第2共通端子16k2を通って正極端子16b1に流れる。上記した励磁電流I1が第1巻線16e1に流れると、第2巻線16e2には相互誘導によって励起電流誘起電流I2図1において一点鎖線の矢印で示すが流れる。励起電流I2は正極端子16a1、インダクタ16d、第1共通端子16k1、第2巻線16e2、ダイオード16g4および第2共通端子16k2を介して正極端子16b1に流れる。このとき、励起電流I2によって第2のコンデンサ16c2が充電され、その結果、インダクタ16dおよび変圧器16eで昇圧させられた直流電圧が高電圧側ポート16bから出力される。他方、第1のIGBT16f1がオフ、第2のIGBT16f2がオンされると、図4に示す如く、変圧器16eの第2巻線16e2には励磁電流I3が流れる。即ち、励磁電流I3は、低電圧側ポート16aの正極端子16a1、インダクタ16d、第1共通端子16k1、第2巻線16e2およびIGBT16f2を通って負極端子16a2に流れる。尚、第3、第4のIGBT16f3,IGBT16f4はオフされたままとする。励磁電流I3は、励磁電流I1と同様、IGBT16f2がオンされる間、徐々に増加する一方、IGBT16f2がオフされると徐々に減少する。尚、IGBT16f2がオフされたときの励磁電流I3aを二点鎖線の矢印で示す。この励磁電流I3aも、IGBT16f2がオンされている間にインダクタ16dに蓄積されたエネルギが放出されることによって流れる電流であり、第2巻線16e2からダイオード16g4、第2共通端子16k2を介して正極端子16b1に流れる。前記励磁電流I3が第2巻線16e2に流れると、第1巻線16e1には一点鎖線の矢印で示す励起電流誘起電流I4が流れる。励起電流I4は、正極端子16a1、インダクタ16d、第1共通端子16k1、第1巻線16e1、ダイオード16g3および第2共通端子16k2を介して正極端子16b1に流れる。このとき、励起電流I4によって第2のコンデンサ16c2が充電され、インダクタ16dと変圧器16eで昇圧させられた直流電圧が高電圧側ポート16bからインバータ20へ出力される。尚、以上から分かるように、電流センサ24が配置される正極線16h1には、第1のIGBT16f1のみがオンされるときは第2巻線16e2と同じ励起電流I2が流れると共に、第2のIGBT16f2のみがオンされるときは第1巻線16e1と同じ励起電流I4が流れることとなる。上記したDC/DCコンバータ16の昇圧動作においては、第1、第2のIGBT16f1,16f2のオン/オフによって第1巻線16e1に励磁電流I1が流れるときは巻線方向が相違する第2巻線16e2にコア16eaの磁化を相殺する打ち消し合う方向に励起電流I2が流れる一方、第2巻線16e2に励磁電流I3が流れるときは第1巻線16e1にコア16eaの磁化を相殺する方向に励起電流I4が流れる。従って、変圧器16eの第1、第2巻線16e1,16e2にそれぞれ発生する磁束の向きが反対になってコア16eaで磁気相殺されるため、コア16eaは磁気飽和し難い。このように、DC/DCコンバータ16は、磁気相殺型の変圧器16eを備えるため、小さい巻線やコアであっても比較的大きい電力に対応でき、DC/DCコンバータ16全体の小型化が可能となる。ここで、この発明の課題について再度説明する。図9は、従来技術に係るDC/DCコンバータの制御装置において検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。DC/DCコンバータ16の昇圧動作において、第1、第2巻線16e1,16e2に流れる巻線電流正確には、巻線電流の直流成分は、DC/DCコンバータ16で理想的な動作が行われれば常に等しくなる。しかしながら、IGBT16f1,16f2の性能バラツキや回路各部の寄生抵抗などに起因して巻線電流の間に電流差ΔIが生じる。この電流差ΔIと変圧器16eのコア内に発生する磁束密度Bとの関係は次式で表される。磁束密度B=μNΔI/l式1式中のμはコア材料の透磁率、Nは巻線の巻数、lは磁路長である。式1から分かるように、電流差ΔIが大きくなると、磁束密度Bもそれに比例して大きくなる。その結果、コア16eaにおいては、磁束密度Bがコアの材料固有の最大飽和磁束密度Bmaxを超えないよう体積を大きくする必要が生じてしまうため、電流差ΔIを可能な限り減少させるように各IGBTの動作を制御することが望ましい。そこで、前述した特許文献1記載の技術にあっては、図1に想像線で示す如く、第1、第2巻線16e1,16e2の後段に電流センサA,Bを設けるように構成し、2個の電流センサA,Bで各巻線の電流を検出して電流差ΔIを算出すると共に、算出された電流差ΔIが0になるように各IGBTの動作を制御している。ところで、電流センサには個体差があるため、図9に示すようなオフセットが存在し、またそのオフセット量も一様ではない。尚、図9においては、理解の便宜のため、オフセットが電流センサAにのみ存在する場合を示す。また、第1巻線16e1の電流および電流センサAの出力を実線で、第2巻線16e2の電流および電流センサBの出力を破線で示す。従って、電流センサA,Bの出力から時刻taのタイミングで各巻線の電流を検出し、検出された電流から電流差ΔIを算出すると、各センサのオフセット量が相違する分だけ実際の電流差ΔIaとの間に誤差が生じ、結果として各IGBTの動作を適切に制御できないおそれがある。また、誤差がある場合、電流差ΔIが0になるように各IGBTの動作を制御したとしても、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器に残留してしまう。そのため、残留した磁束によって変圧器が磁気飽和しないように体格を大きくする必要が生じるなどの不都合がある。この発明は、そのような不都合を解消し、変圧器の体格を増大させることなく、各巻線の電流を正確に検出して各IGBTの動作を適切に制御することを課題とする。図5は本発明に係るDC/DCコンバータの制御装置おいて検出される各巻線の電流と電流差を説明する説明図であり、図6はインダクタ16dの昇圧率を2倍以上としたときの各巻線の電流と電流差を説明する説明図である。図5,6においては、上から順に第1、第2巻線16e1,16e2の巻線電流、電流センサ24が取り付けられる正極線16h1の電流、第1、第2のIGBT16f1,16f2のオン/オフ状態、電流センサ24の出力読み値。DC成分を示す。図5に示す如く、時刻t1からt3の間、第1のIGBT16f1がオン、第2のIGBT16f2がオフされると、前述した通り、正極線16h1には第2巻線16e2と同じ電流励起電流I2が流れる。従って、時刻t1からt3の間の適宜なタイミング例えば時刻t1からt3の中間にあたる時刻t2で正極線16h1の電流を電流センサ24を用いて検出すれば、第2巻線16e2の電流I2を検出することができる。同様に、時刻t4からt6に亘って第1のIGBT16f1がオフ、第2のIGBT16f2がオンされる場合、正極線16h1には第1巻線16e1と同じ電流励起電流I4が流れる。従って、時刻t4からt6の間の適宜なタイミング例えば時刻t4からt6の中間にあたる時刻t5で正極線16h1の電流を検出すれば、第1巻線16e1の電流I4を検出できる。また、図6に示すように、インダクタ16dが2倍以上の昇圧機能を有する場合であっても同じように、第1のIGBT16f1がオン、第2のIGBT16f2がオフされる時刻t7からt9の間は、正極線16h1に第2巻線16e2と同じ電流I2が流れる。従って、時刻t7からt9の間の適宜なタイミング例えば時刻t7とt9の中間の時刻t8で正極線16h1の電流を検出すれば、第2巻線16e2の電流I2を検出できる。その後時刻t10からt12に亘って第1のIGBT16f1がオフ、第2のIGBT16f2がオンされると、正極線16h1には第1巻線16e1と同じ電流I4が流れる。従って、時刻t10からt12の間の適宜なタイミング例えば時刻t10からt12の中間にあたる時刻t11で正極線16h1の電流を検出すれば、第1巻線16e1の電流I4を検出することができる。このように、正極線16h1の電流を1個の電流センサ24を用いて適宜なタイミングで検出することで、第1、第2巻線16e1,16e2の電流を正確に検出することができる。また、上記の如くして得た第1、第2巻線16e1,16e2の電流から電流差ΔIを算出する場合であっても、1個の電流センサ24を用いているため、全ての検出値に同じオフセットが生じることとなって、前述したようなオフセット量相違による誤差が生じることなく、実際の電流差ΔIaと同じ差分電流差ΔIを得ることができる。そしてECU30は、算出された電流差ΔIが0になるように第1、第2のIGBT16f1,16f2の動作をデューティ制御する。このように、第1実施例にあっては、磁気相殺型の変圧器16eの第1、第2巻線16e1,16e2の後段の第2共通端子16k2と高電圧側ポート16bの正極端子16b1とを接続する正極線16h1に流れる電流を検出する電流センサ24を備えると共に、電流センサ24によって検出された電流に基づいて第1、第2のIGBTスイッチング素子16f1,16f2の動作を制御するように構成したので、変圧器16eの体格を増大させることなく、各巻線16e1,16e2の電流I2,I4を正確に検出できると共に、検出された電流に基づいて各IGBT16f1,16f2の動作を適切に制御することができる。具体的には、前記した正極線16h1には各IGBT16f1,16f2のオン/オフに応じたタイミングで第1または第2巻線16e1,16e2と同じ電流が流れる期間が存在するため、正極線16h1の電流を電流センサ24を用いて適宜なタイミングで検出することで第1、第2巻線16e1,16e2に流れる電流を正確に検出でき、それによって各IGBT16f1,16f2の動作を適切に制御することができる。また、複数個の電流センサを用いず、正極線16h1に1個の電流センサを設けて各巻線16e1,16e2の電流を検出するようにしたので、構成を簡素化できると共に、例えば第1、第2巻線16e1,16e2の電流差ΔIを算出する場合であっても、オフセット量の相違によって実際の電流差ΔIaとの間に誤差が生じない、即ち、誤差分の電流により発生する磁束が変圧器16eに残留することはないため、変圧器16eの体格を増大させる必要もなく、さらにはコスト的にも有利である。また、電流検出手段は、正極線16h1に流れる電流の直流DC成分を検出可能な電流センサ24からなるように構成したので、検出した2つの電流値第1、第2巻線の電流値を足し合わせた値がDC/DCコンバータ16の入力電流の値と等しくなるので、例えば電流フィードバック制御や入力過電流検出に使用される入力電流センサとして機能させることも可能となる。それにより、入力電流のみを検出するような電流センサを除去でき、よって回路の構成を簡素化できると共に、コストを抑えることができる。同様に、電流検出手段として電流の直流DC成分を検出可能な電流センサ24からなるように構成したので、検出した2つの電流値の平均値がDC/DCコンバータ16の出力電流の値と等しくなるので、電流フィードバック制御や出力過電流検出に使用される出力電流センサとして機能させることが可能となる。このように、1個の電流センサ24でDC/DCコンバータ16の入力、出力電流を検出することが可能となる。尚、電流センサ24として電流の交流AC成分しか検出できない電流センサを用いた場合は、電流バランスをとる機能のみとなる。また、検出された電流に基づいて第1巻線と第2巻線16e1,16e2の電流差ΔIを算出し、算出された電流差ΔIに基づいて第1、第2のIGBT16f1,16f2の動作を制御するように構成、より具体的には、算出された電流差ΔIが0になるように第1、第2のIGBT16f1,16f2の動作を制御するように構成したので、電流差ΔIに応じて変化する変圧器16eのコア内の磁束密度Bをより確実に小さくできると共に、コア体積もより一層小さくすることができる。また、DC/DCコンバータ16が燃料電池自動車10に搭載されるように構成したので、燃料電池自動車10において上記した効果を得ることができる。次いで、この発明の第2実施例に係るDC/DCコンバータの制御装置について説明する。第1実施例との相違点に焦点をおいて説明すると、第2実施例にあっては、DC/DCコンバータ16がハイブリッド自動車HEVに搭載されるようにした。図7は第2実施例に係るDC/DCコンバータの制御装置を全体的に示す、図1と同様な概略図である。図7に示すように、ハイブリッド自動車100は、駆動源として回転電機12に加えて内燃機関以下エンジンという102を備える。エンジン102は、ガソリン噴射式火花点火式で4気筒を備えると共に、駆動軸S1を介して回転電機12に連結される。回転電機12とエンジン102の出力は変速機104に入力される。変速機104はそれらの出力を変速し、車輪22に伝達する。また、ハイブリッド自動車100には、第1実施例の燃料電池14に代えて、電池106が搭載される。電池106は、リチウムイオン電池などの二次電池バッテリからなる。尚、残余の構成は第1実施例と同一であるので、説明を省略する。このように、第2実施例にあっては、DC/DCコンバータ16がハイブリッド自動車100に搭載されるように構成したので、ハイブリッド自動車100において第1実施例と同様な効果を得ることができる。次いで、この発明の第3実施例に係るDC/DCコンバータの制御装置について説明する。第1実施例との相違点に焦点をおいて説明すると、第3実施例にあっては、DC/DCコンバータ16が電気自動車EVに搭載されるようにした。図8は第3実施例に係るDC/DCコンバータの制御装置を全体的に示す、図1と同様な概略図である。図8に示すように、電気自動車200には、第1実施例の燃料電池14に代えて、電池202が搭載される。電池202は、第2実施例と同様、リチウムイオン電池などの二次電池バッテリからなる。このように、第3実施例にあっては、DC/DCコンバータ16が電気自動車200に搭載されるように構成したので、電気自動車200において、第1実施例と同様、変圧器16eの体格を増大させることなく、各巻線16e1,16e2の電流を正確に検出できると共に、それに基づいて各IGBT16f1,16f2の動作を適切に制御することができる。尚、残余の構成および効果は従前の実施例と同一であるので、説明を省略する。以上の如く、この発明の第1から第3実施例にあっては、巻線方向が互いに異なると共に、一端16e1a,16e2aにおいて低電圧側ポート16aの正極端子16a1に接続される一方、他端16e1b,16e2bにおいて共通端子第2共通端子16k2を介して高電圧側ポート16bの正極端子16b1に接続される第1、第2巻線16e1,16e2を有する磁気相殺型の変圧器16eと、前記第1巻線の他端と前記低電圧側ポートの負極端子16a2と前記高電圧側ポートの負極端子16b2を接続する負極線16iとの間に介挿される第1のスイッチング素子第1のIGBT16f1と、前記第2巻線の他端と前記負極線との間に介挿される第2のスイッチング素子第2のIGBT16f2とを備えるDC/DCコンバータの制御装置において、前記共通端子と前記高電圧側ポートの正極端子を接続する正極線16h1に流れる電流を検出する電流検出手段電流センサ24と、前記電流検出手段によって検出された電流に基づいて前記第1、第2のスイッチング素子の動作を制御する制御手段ECU30とを備えるように構成した。また、前記電流検出手段は、前記正極線16h1に流れる電流の直流成分を検出可能な電流センサ24からなるように構成した。また、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第1巻線16e1と前記第2巻線16e2の電流差ΔIを算出し、前記算出された電流差ΔIに基づいて前記第1、第2のスイッチング素子16f1,16f2の動作を制御するように構成した。また、前記制御手段は、前記検出された電流に基づいて前記第1巻線16e1と前記第2巻線16e2の電流差ΔIを算出し、前記算出された電流差ΔIが0になるように前記第1、第2のスイッチング素子16f1,16f2の動作を制御するように構成した。また、第1実施例にあっては、前記DC/DCコンバータ16が燃料電池自動車10に搭載されるように構成した。また、第2実施例にあっては、前記DC/DCコンバータ16がハイブリッド自動車100に搭載されるように構成した。また、第3実施例にあっては、前記DC/DCコンバータ16が電気自動車200に搭載されるように構成した。尚、上記においては、DC/DCコンバータ16において2相の変圧器16eを用いるように構成したが、3相の変圧器であっても良い。また、変圧器16eのコア16eaをEEコアとしたが、EIコアやUIコアなど他のコア方式であっても良く、要は逆巻き結線が可能で、第1、第2巻線16e1,16e2から生じる磁束の方向が向き合ってコア内で互いを打ち消し合うことができればどのような構成でも良い。また、第2、第3実施例において、電池106,202の例としてリチウムイオン電池からなる二次電池を挙げたが、それに限られるものではなく、鉛電池やニッケル水素電池などでも良く、あるいはキャパシタなどの蓄電手段であっても良い。"