マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するためのOFDM生成装置であって、OFDMシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆DFT手段と、前記OFDM送信信号sを得るためのミキシング周波数fcの使用により、前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、を備え、前記OFDM送信信号sの隣接するOFDMシンボルについての、前記OFDMシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、前記ミキシング後に回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数fcは選択される、OFDM生成装置。前記ミキシング周波数fcは、として選択され、前記ミキシング周波数fcにおける前記OFDMサブキャリアkcは、が整数であるという条件を満たし、TUは、有効OFDMシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間である、請求項1に記載のOFDM生成装置。前記ミキシング周波数fcは、として選択され、前記ミキシング周波数fcにおける前記OFDMサブキャリアkcは、前記OFDMシンボルの前記サブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択され、TUは、有効OFDMシンボル期間である、請求項1又は2に記載のOFDM生成装置。前記ミキシング周波数fcは、として選択され、前記ミキシング周波数fcにおける前記OFDMサブキャリアkcは、として選択され、TUは、有効OFDMシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間であり、Kminは、最低周波数を有する先頭のアクティブなキャリアのキャリアインデックスであり、Kmaxは、最高周波数を有する末尾のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである、いずれかの先行する請求項に記載のOFDM生成装置。マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するためのOFDM生成装置において、OFDMシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆DFT手段であって、前記OFDMシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされる、前記逆DFT手段と、前記OFDM送信信号sを得るための送信機ミキシング周波数fcの使用により、前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数fDScの使用により、受信されたOFDM送信信号sをパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を、決定するための受信機ミキシング周波数決定手段と、を備え、前記受信機ミキシング周波数fDScは、受信されたOFDM送信信号sが当該受信機ミキシング周波数fDScの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される、OFDM生成装置。前記受信機ミキシング周波数fDScは、として選択され、前記受信機ミキシング周波数fDScにおける前記OFDMサブキャリアkDScは、が整数であるという条件を満たし、TUは、有効OFDMシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間である、請求項5に記載のOFDM生成装置。前記受信機ミキシング周波数fDScは、として選択され、前記受信機ミキシング周波数fDScにおける前記OFDMサブキャリアkDScは、前記データシンボルの前記サブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択され、TUは、有効OFDMシンボル期間である、請求項5又は6に記載のOFDM生成装置。受信機ミキシング周波数fDScは、として選択され、前記受信機ミキシング周波数fDScにおけるOFDMサブキャリアkDScは、として選択され、TUは、有効OFDMシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間であり、KDSminは、前記ミキシング周波数を用いてミキシングされた前記データシンボルがマッピングされた前記データセグメントの最低周波数を有する先頭のアクティブなキャリアのキャリアインデックスであり、KDSmaxは、前記ミキシング周波数を用いてミキシングされた前記データシンボルがマッピングされた前記データセグメントの最高周波数を有する末尾のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである、請求項5、6又は7に記載のOFDM生成装置。マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するためのOFDM生成装置において、ミキシング周波数fcの使用により前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得る、前記OFDMシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転を、補償するための、乗算係数を用いて、前記OFDMシンボルを乗算するための乗算部と、OFDMシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するための逆DFT手段と、前記OFDM送信信号sを得るための前記ミキシング周波数fcの使用により、前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングする周波数ミキシング手段と、を備えるOFDM生成装置。前記ミキシング周波数を記憶するための記憶手段をさらに含む、いずれかの先行する請求項に記載のOFDM生成装置。前記ミキシング周波数を算出するための周波数算出手段をさらに含む、いずれかの先行する請求項に記載のOFDM生成装置。前記ミキシング周波数は、OFDMシンボルの間に挿入されるガードインターバルの期間及び前記有効OFDMシンボル期間に応じて選択される、いずれかの先行する請求項に記載のOFDM生成装置。マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するためのOFDM生成方法であって、OFDMシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するステップと、前記OFDM送信信号sを得るためのミキシング周波数fcの使用により、前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするステップと、前記OFDM送信信号sの隣接するOFDMシンボルについての、前記OFDMシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、前記ミキシング後に回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数fcは選択されることと、を含むOFDM生成方法。マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するためのOFDM生成方法であって、OFDMシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するステップと、前記OFDM送信信号sを得るための送信機ミキシング周波数fcの使用により、前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするステップと、前記OFDMシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされることと、データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数fDScの使用により、受信されたOFDM送信信号sをパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を、決定するステップと、前記受信機ミキシング周波数fDScは、受信されたOFDM送信信号sが当該受信機ミキシング周波数fDScの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択されることと、を含むOFDM生成方法。マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するためのOFDM生成方法であって、前記共通の位相回転は、ミキシング周波数fcの使用により前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得る、前記OFDMシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転を、補償するための、乗算係数を用いて、前記OFDMシンボルを乗算するステップと、OFDMシンボルを複素時間領域サンプルに逆離散フーリエ変換するステップと、前記OFDM送信信号sを得るための前記ミキシング周波数fcの使用により、前記OFDMシンボルの前記複素時間領域サンプルを、ベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングするステップと、を含むOFDM生成方法。マルチキャリアデータ通信システム内でデータを送信するための送信装置であって、マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するための、請求項1から12のいずれか1つに記載のOFDM生成装置と、前記OFDM送信信号sを送信するための送信部と、を備える送信装置。マルチキャリアデータ通信システム内でデータを送信するための送信方法であって、マルチキャリアデータ通信システムでの送信のための、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルからOFDM送信信号sを生成するための、請求項13から15のいずれか1つに記載のOFDM生成方法と、前記OFDM送信信号sを送信するための送信ステップと、を含む送信方法。マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルへ、OFDM送信信号s’を復号するためのOFDM復号装置であって、OFDMシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数fcの使用により、前記OFDM送信信号s’をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための周波数ミキシング手段と、前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するためのDFT手段と、を備え、前記OFDM送信信号s’の隣接するOFDMシンボルについての、前記OFDMシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数fcは選択される、OFDM復号装置。マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルへ、OFDM送信信号s’を復号するためのOFDM復号装置であって、前記OFDM復号装置は、データシンボルの複素時間領域サンプルを得るための受信機ミキシング周波数fDScの使用により、前記OFDM送信信号s’をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための周波数ミキシング手段を備え、前記OFDMシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされ、前記OFDM復号装置は、前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するためのDFT手段を備え、前記受信機ミキシング周波数fDScは、受信されたOFDM送信信号s’が当該受信機ミキシング周波数fDScの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される、OFDM復号装置。マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルへ、OFDM送信信号s’を復号するためのOFDM復号方法であって、OFDMシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数fcの使用により、前記OFDM送信信号s’をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするステップと、前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するステップと、前記OFDM送信信号s’の隣接するOFDMシンボルについての、前記OFDMシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、前記ミキシング周波数fcは選択されることと、を含むOFDM復号方法。マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルへ、OFDM送信信号s’を復号するための、特に請求項16に記載のOFDM復号方法であって、データシンボルの複素時間領域サンプルを得るための受信機ミキシング周波数fDScの使用により、前記OFDM送信信号s’をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするステップと、前記OFDMシンボルは、チャネル帯域幅を有するフレーム構造のフレームへマッピングされ、前記フレームは、前記チャネル帯域幅の帯域幅の一部を各々がカバーするデータセグメントへと周波数領域内で分割されたペイロード部分を有し、データシンボルは、前記データセグメントへマッピングされることと、前記複素時間領域サンプルをデータシンボルに離散フーリエ変換するステップと、前記受信機ミキシング周波数fDScは、受信されたOFDM送信信号s’が当該受信機ミキシング周波数fDScの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同一のデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルの前記OFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択されることと、を含むOFDM復号方法。マルチキャリアデータ通信システム内でデータを受信するための受信装置であって、前記OFDM送信信号sを受信するための受信部と、前記マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルへ、OFDM送信信号sを復号するための、請求項18又は19に記載のOFDM復号装置と、を備える受信装置。マルチキャリアデータ通信システム内でデータを受信するための受信方法であって、前記OFDM送信信号sを受信するステップと、前記マルチキャリアデータ通信システムで受信される、複数のOFDMサブキャリアを各々が含むOFDMシンボルへ、OFDM送信信号sを復号するための、請求項20又は21に記載のOFDM復号方法と、を含む受信方法。データを送信するための請求項16に記載の送信装置と、前記送信装置からデータを受信するための請求項22に記載の1つ以上の受信装置と、を備えるマルチキャリアデータ通信システム。コンピュータプログラムであって、前記コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行される場合に請求項13、14、15、20又は21に記載の方法のステップをコンピュータに実行させるためのプログラムコードの手段を含む、コンピュータプログラム。DVB-C2規格書は、絶対的OFDMという新たな概念を導入する。絶対的OFDMでは、全てのOFDMサブキャリアは、信号の中央の周波数の代わりに、絶対的な周波数である0MHzに対して相対的にとらえられる。特に、L1パート2のシグナリングブロックは、絶対的な周波数である0MHzで始まり、7.61MHz毎に区分される。他のDVB標準とは対象的に、全ケーブルスペクトラムについてユニークな手法で定義されるよりもむしろ、C2ベースバンド信号をいずれのRFミキシング周波数へもシフトすることができない。特に、OFDM信号のパイロットシーケンスは、全ての異なる周波数について異なる。この振るまいは、時間領域においてOFDM信号の望ましくない高いピーク値をもたらし得る、周波数領域内での望ましくない繰り返しを、回避するためのものである。さらに、明瞭なパイロットシーケンスにより、簡単で信頼性のある同期及びオフセット補償が可能となる。L1パート2ブロックの区切り及び関連するパイロットシーケンスが、全ケーブルスペクトラムについて定義されるが、L1ブロックは、データスライスが存在するこれらの周波数のみで送信される。OFDM生成器から放射されるパスバンド信号を定義するDVB-C2規格書のセクション10.1で与えられる数式は、精密な理論的かつ数学的な記述であるが、現実の実装には現実的ではない。OFDM信号生成の現実の実装は、通常、逆高速フーリエ変換及び信号の等価ローパス表現equivalentlowpassrepresentationに基づく。しかしながら、等価ローパス表現を用いる標準準拠のDVB-C2信号の生成は、さらなる検討を必要とする。そうしなければ、隣接するOFDMシンボル間で、受信機での同期手続きを妨害しかねない望ましくない位相ジャンプが発生し得る。このため、本発明によれば、逆高速フーリエ変換及び等価ローパス表現に基づく現実的な実装が提案される。絶対的OFDMの適用により、パスバンド内で直接的に信号を生成することは複雑又は非現実的でさえある。したがって、等価ローパス表現を用いるOFDMの生成が提案される。信号は、低周波数で生成され、その後に最終的な周波数にシフトされる。DVB-C2規格書によれば、放射されるパスバンド信号は以下の式により表現される。kキャリア番号を示す。lフレームの先頭のプリアンブルシンボルについての0から始まるOFDMシンボル番号を示す。mC2フレーム番号を示す。Ktotal送信されるキャリア数である。すなわち、Ktotal=Kmax-Kmin1。LFフレーム毎の総OFDMシンボル数プリアンブルを含む。TS全シンボルについての総シンボル期間symboldurationであり、TS=TUΔ。TU有効シンボル期間である。Δガードインターバルの期間である。cmlkC2フレーム番号mにおけるOFDMシンボル番号lのキャリアkについての複素変調値である。TFフレームの期間であり、TF=LFTSKmin先頭のアクティブなキャリア最低周波数のキャリアインデックスである。Kmax末尾のアクティブなキャリア最高周波数のキャリアインデックスである。等価ローパス表現を用いてこの信号を生成するために、周波数をシフトするためのキャリアが加えられ、これはΨの等式で補償される。等式2は、DVB-T2標準に従った送信機で用いられるOFDM生成器により放射される信号を定義するDVB-T2規格書のセクション9.5ETSIEN302755V111DigitalVideoBroadcastingFramestructurechannelcodingandmodulationforasecondgenerationdigitalterrestrialtelevisionbroadcastingsystemで知られる等式へ直接的に変形できない。その理由は、第2の指数項である。DVB-T2規格書のセクション9.5で定義される等式は実際のミキシング周波数fcから独立しているが、これはDVB-C2信号のOFDMシンボル間の位相ジャンプをまずもたらすであろう。しかしながら、適切に選定されたミキシング周波数fcを用いて、この影響を回避することができる。したがって、ミキシング周波数は以下のように定義されるものとする。1/TUは、OFDMサブキャリア間隔であり、kcは、ミキシング周波数においてOFDMサブキャリアインデックスである。さらに、kは、k=k’kcにより置き換えられるものとする。これにより、以下の等式がもたらされる。上記の等式を、以下のように再公式化することができる。等式4は、DVB-T2規格書のセクション9.5で説明されるDVB-T2信号の信号定義と似ているように見える。しかしながら、両等式は最後の指数項で相違する。この項は、時間tから独立しており、所定のOFDMシンボルの全OFDMサブキャリアについて一定の位相回転をもたらす。一般的に、kc及びfcを自由に選択し、この位相回転を補償することができる。しかしながら、kcを適切に選択することにより、この項を回避することができる。このために、等式4を以下のように書くことができる。Δ/TUは、関連するガードインターバルの期間である例えば、DVB-C2についての1/64又は1/128。5のさらなる単純化により、以下が導かれる。したがって、これにより、2つの連続するOFDMシンボル間における全OFDMサブキャリアについての共通の位相回転が、以下のように導かれる。これは、関連するガードインターバルの期間Δ/TU例えば、DVB-C2についての1/64又は1/128及びミキシング周波数におけるOFDMサブキャリアkcの選択に依存する。kcΔ/TUが整数である場合、共通の位相回転は2πの倍数となるため、位相シフトを等式から除外することができる。したがって、ガードインターバル1/128に対してkcが128の倍数である場合、又はガードインターバル1/64に対してkcが64の倍数である場合、等式6を以下のように書くことができる。これは、DVB-T2信号の生成についての等式に似ている。しかしながら、ミキシング周波数fcはその結果ほとんどの場合に信号の中央の周波数ではない、ということに留意しなければならない。上記のとおり、共通の位相回転は、ミキシング周波数に応じて人為的にシステムに導入され得る。DVB-C2規格書で定義される出力信号を得るために、本発明の実施形態によると、この共通の位相回転は補償される。代わりに、別の実施形態によると、ミキシング周波数fcを慎重に選択することにより、この共通の位相回転を回避することができる。したがって、ミキシング周波数fcにおけるOFDMサブキャリアkcは、以下のように選択されるものとする。Δ/TUは、関連するガードインターバルの期間すなわち、DVB-C2での1/64又は1/128である。実際には、等式9は、中央のOFDMサブキャリアKmaxKmin/2に最も近いキャリアkcを得るとともに、さらに上記等式7で2πの倍数を生成する。したがって、は、フロア演算flooroperationxよりも大きくない最大の整数を示す。さらに一般的に、ミキシング周波数fcは、fc=kc/TUとして選択され、ミキシング周波数fcにおけるOFDMサブキャリアkcは、OFDMシンボルのサブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択される。ここで、近いは、ミキシング周波数fcが、必ずしも中央のサブキャリアに可能な限り近く位置しなければならないということではなく、さらに離れて位置することも可能である、というように理解されるべきである。例えば、kcΔ/TUが整数であるという上記の条件を満たす中央のサブキャリアの周波数からみて次にふさわしいミキシング周波数の1つを、同様に選択することができる。結果的に、得られるミキシング周波数fcは以下のものである。1/TUはOFDMサブキャリア間隔である。ここで、結果としてのミキシング周波数fcは、ほとんどの場合においてOFDM信号の中央の周波数ではない。より一般的な実施形態では、ミキシング周波数fcは、fc=kc/TUとして選択され、ミキシング周波数fcにおけるOFDMサブキャリアkcは、上記OFDMシンボルのサブキャリアの中の中央のサブキャリアに可能な限り近くなるように選択される。ここで、TUは、有効OFDMシンボル期間である。換言すると、ミキシング周波数fcは、以下のものに最も近いミキシング周波数fcにおけるOFDMサブキャリアkcが選択されるように、選択される。以下では、ミキシング周波数fcが上記等式9及び10で表されるように選択されるものとする。したがって、送信信号を以下のように表すことができる。kcミキシング周波数fcにおけるOFDMサブキャリアを示す。k’ミキシング周波数fcにおけるOFDMサブキャリアとの相対的なキャリア番号を示す。すなわち、k’=k-kcである。φkc等式7に従って算出される2つの連続するOFDMシンボル間における位相ジャンプを示す。他のパラメータは、上記で述べられた意味をもつ。実際に、この生成は、上記に示されるとおりDVB-T2信号の生成に等しい。唯一の相違は、追加の位相訂正期間φmlである。当該期間は、各OFDMシンボルを線形的に増加させ、及び生成される出力信号中の望ましくない位相回転を補償する。逆FFTを算出するために使用されるデータc’kは、等式11の内側の括弧、すなわち、である。考えられる送信機の実装の実施形態が、ここで説明される。第1に、図1には、本発明に従ったマルチキャリアデータ通信システムここでは放送システムが示されている。当該放送システムは、とりわけDVB-C2標準に従ったものである。マルチキャリア放送システムは、データを送信するための送信機1と、送信機1からデータを受信するための1つ以上の受信機2とを備える。送信機1は、OFDM送信信号を得るために例えば1つ以上のMPEG-2トランスポートストリーム及び/又は1つ以上のジェネリックストリームGenericStreamのような入力データを処理するために提供される。このため、送信機1は、入力データとして得られ又は送信機1の入力データから生成されるOFDMシンボルから、OFDM送信信号を生成するための、OFDM生成器10を特に備える。なお、送信機の目的のため、送信機1は、例えばDVB-C2標準で説明されているようなさらなる要素をさらに備え得る。さらに、送信機1は、得られたOFDM送信信号をケーブルネットワーク3に供給するための送信部11を備える。受信機2は、それぞれ、ケーブルネットワーク3からOFDM送信信号を受信するための受信部20と、OFDM送信信号をOFDMシンボルに復号するためのOFDM復号器21とを備える。OFDMシンボルは、その後さらなる処理のために出力され、又は受信機2でさらに直接的に処理される。なお、受信機2の目的のため、受信機2は、例えばDVB-C2標準で説明されているようなさらなる要素をさらに備え得る。図2は、OFDM信号sを生成するためのOFDM生成器10aの実施形態の概略的なブロック図を示す。当該OFDM生成器10aは、以下で詳細に説明される。簡潔に要約すると、OFDM生成器への入力信号は、準備としてまずゼロパディングされ、その後逆高速フーリエ変換IFFTされる。その後、ガードインターバルが付加され、信号はデジタルからアナログへ変換され、最後に望ましいパスバンド周波数へシフトされる。ゼロパディング部12でのゼロパディングは、逆高速フーリエ変換を用いて周波数領域の信号を時間領域の信号に変換するための信号を予め整えるためになるべく提供される。第1に、信号は、IFFTのサイズNに適合するために詰め込まれる。第2に、サブキャリアの位置は、IFFTを用いることができるように再編成される。例えばRadix2アルゴリズムに基づいて逆高速フーリエ変換を用いるために、p=1、2、3、4...についてN=2pが維持されなければならない。一般的に、高速フーリエ変換を用いる代わりに、離散フーリエ変換DFTを用いることもできる。さらに、エイリアスの影響を回避するために、値Nは、使用されるOFDMサブキャリアの実際の数よりも大幅に高いものとする。すなわち、である。xは、できれば、DVB-C2に従った現実的な実装のためには少なくとも512であるが、例えばWLANでの適用のための64のようにより低いこともあり得る。図3は、ゼロパディングの原理を示す。原理上は、ゼロパディングは、実際に使用されるOFDMサブキャリア上での巡回シフト動作を実現し、残りの位置にゼロを挿入する。数学的に、この動作を以下のように表すことができる。Xml又は手短にXは、後続のIFFT部13のN個の要素の入力信号である。ゼロパディング部12の出力信号Xnは、周波数領域内で生成されている。IFFT部13の役割は、対応する時間信号を算出することである。これは、0≦n≦Nについて以下によって達成される。mはOFDMシンボルであり、lはC2フレーム番号であり、KtotalはアクティブなOFDMサブキャリアの総数である。IFFT部13から出力される時間領域の信号xkxkは、n’がkにより置き換えられた場合の、15におけるxmlの簡略な表記法であるは、ガードインターバル部14に提供される。図4は、OFDMシンボル間におけるガードインターバルの挿入を示す。ガードインターバルは、有効OFDMシンボル部分の末尾部分の巡回コピーである。当該末尾部分は先頭にコピーされる。数学的に、図4ではx’kで表されるガードインターバルx’を含むOFDMシンボルは、以下のように得られる。これ以前の算出はデジタル領域で行われてきた。D/Aローパスフィルタリング部15の役割は、アナログ信号に変換することである。したがって、サンプリングレートN/TUでサンプリングされる信号x’mlが、OFDMシンボル毎に類推されなければならない。これにより、図5に示されるようにサンプリングレートの倍数においてエイリアスが発生する。エイリアスは、D/Aローパスフィルタリング部15に含まれるローパスフィルタにより除かれる。欲しい信号とエイリアス信号との間の距離がより大きい場合に、このフィルタリングはより容易である。これが、ゼロパディングについての小さい値x等式13を参照は非現実的である理由である。最後に、D/Aローパスフィルタリング部15から出力される等化ローパス信号は、ミキサ16によって望ましいパスバンドへとシフトされる。ミキサ16は、D/Aローパスフィルタリング部15の信号出力をミキシング周波数fcを用いてミキシングする。これは、による信号の複素乗算と等しい。このため、ミキシング周波数fcは、上記のとおりOFDMシンボルのOFDMサブキャリアの共通の位相回転を回避し又は少なくとも補償するように、算出される。結果から、実数部選択部17で実数部が決定される。当該実数部は、その後、送信のためにOFDM生成器10aから最終的に出力される。的確なミキシング周波数は、任意に予め定められ、例えばメモリ装置のような記憶手段18に記憶され得る。さらに又は代わりに、周波数算出手段19は、ミキシング周波数を算出するために提供され得る。上記で説明された同じ原理は、分割されたフレーム構造を用いるシステムにも適用されることが可能である。上記フレーム構造C2フレーム構造と呼ぶは図6に示される。C2フレーム構造は、LP個のプリアンブルシンボルLP≧1を含み、それに続いてLdata個のデータシンボルを含むLdata個のデータシンボルを含むC2フレームの部分はペイロード部分とも呼ばれる。プリアンブルシンボルは、周波数方向に、同じ帯域幅3408個のサブキャリア又はおおよそ7.61MHzのL1ブロックシンボルへと分割される。データスライスデータセグメントとも呼ばれるは、複数のパイロットパターン固有の粒度として任意の帯域幅を有するが、L1ブロックシンボルの帯域幅を超えないものとする。周波数ノッチは、C2フレームにわたってC2信号に挿入されることが可能である。データスライスは別々のチャネルとして取り扱われることが可能であり、別々のデータスライス間でインターリービングは実行されない。各データスライスは、開始OFDMキャリアKDSmin及び終了OFDMキャリアDSmaxにより識別される。したがって、KDSminは、データセグメントの最低周波数を有する先頭のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである。当該データセグメント上に、上記ミキシング周波数によりミキシングされたデータシンボルがマッピングされる。KDSmaxは、データセグメントの最高周波数を有する末尾のアクティブなキャリアのキャリアインデックスである。当該データセグメント上に、上記ミキシング周波数によりミキシングされたデータシンボルがマッピングされる。送信機側では、OFDMシンボルのIFFT及びミキシングは、通常、送信機ミキシング周波数を用いて行われる。送信機ミキシング周波数は、自由に又は上記の実施形態に従って選択されることが可能である。しかしながら、さらに、送信機ミキシング周波数に加えて受信機ミキシング周波数が、決定され、受信機、特にOFDM復号装置により使用されるように送信機から受信機へシグナリングされる。これらの受信機ミキシング周波数は、各データセグメント又はデータセグメントのグループについて決定される。換言すると、あるチャネル帯域幅を有するチャネルが、チャネル帯域幅の一部の帯域幅をカバーする複数のデータセグメントへとさらに分割される場合に、これらのデータセグメントは、受信機のOFDM復号器により独立して取り扱われる。そして、各データセグメント又はデータセグメントのグループについて、個別の受信機ミキシング周波数が決定される。したがって、図7に示される実施形態10bでは、受信機ミキシング周波数決定手段30は、データシンボルの複素時間領域サンプルを受信機で得るための受信機ミキシング周波数fDScの使用により、受信されたOFDM送信信号をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、受信機ミキシング周波数を決定するために提供される。その中で、受信機ミキシング周波数fDScは、受信されたOFDM送信信号が当該受信機ミキシング周波数fDScの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同じデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルのOFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される。受信機、特に当該受信機のOFDM復調器も、そのような分割されたフレーム構造を使用するシステムでデータセグメントを個別に処理するため、上記受信機ミキシング周波数fDScは、個別のデータセグメントについて又は、データシンボルが複数のデータセグメントに及ぶ場合には、代わりに複数のデータセグメントのグループについて決定される。特に、一実施形態では、データセグメントデータスライスDSの受信機ミキシング周波数fDScは、fDSc=kDSc/TUとして選択され、ミキシング周波数fDScにおけるOFDMサブキャリアkDScは、kDScΔ/TUが整数であるという条件を満たす。ここで、TUは、有効OFDMシンボル期間であり、△は、ガードインターバルの期間である。さらに、別の実施形態では、データセグメントデータスライスDSの受信機ミキシング周波数fDScは、fDSc=kDSc/TUとして選択され、ミキシング周波数fDScにおけるOFDMサブキャリアkDScは、として選択される。さらに一般的に、受信機ミキシング周波数fDScは、fDSc=kDSc/TUとして選択され、ミキシング周波数fDScにおけるOFDMサブキャリアkDScは、データシンボルのサブキャリアの中の中央のサブキャリアに近く又は可能な限り近くなるように選択される。図7に示されるとおり、受信機ミキシング周波数fDScは、一般的に知られるフレームビルダ35に提供される。当該フレームビルダは、OFDM生成器の一部ではない。フレームビルダ35は、予め定められたフレーム構造に従って、受信データ、シグナリング情報及び受信機ミキシング周波数からフレームを構築する。したがって、受信機ミキシング周波数fDScは、以下で説明されるようなOFDM復号で使用するために受信機にシグナリングされる。OFDM生成器の別の実施形態10cは、図8に示される。図2に示される実施形態で提供される12~17の一般的な構成要素に加えて、この実施形態では、OFDMシンボルのOFDMサブキャリアの共通の位相回転を補償するための乗算係数MでベースバンドOFDMシンボルを乗算するための乗算部31が提供される。当該共通の位相回転は、ミキシング周波数の使用によりOFDMシンボルの複素時間領域サンプルをベースバンド周波数からパスバンド周波数へミキシングすることにより導入され得るものである。したがって、上記乗算係数Mは、起こり得る共通の位相回転を未然に防ぎ、送信機において共通の位相回転の影響を弱めるための基準を表す。説明された動作は、連続するOFDMシンボル間での位相回転なしでパスバンド信号を与えるためのベースバンド信号のプレディストーションとしてとして見られるべきである。したがって、共通の位相回転φkc=-2πkcΔ/TUが生成される前に、上記乗算係数Mを算出することができる。当該共通の位相回転は、上記乗算係数による逆共通位相回転を意図的に導入することにより補償されることが可能である。一実施形態において、上記乗算係数は、として選択されることが可能であり、φmlは、等式12aのように定義される。OFDM復号器21aの実施形態のブロック図は、図9に示される。OFDM復号器21aはOFDM信号s’を受信する。当該OFDM信号s’は、次に、OFDM生成部10で提供されるものと類似する構成要素に提供される。当該構成要素は、具体的には、ミキサ41、ローパスフィルタA/D変換部42、ガードインターバル除去部43、FFT部44、及びゼロ除去部45である。OFDM復号器において一般的に与えられるこれらの構成要素の一般的な配置は既知であり、ここで詳細には説明されない。ミキサ41は、OFDMシンボルの複素時間領域サンプルを得るためのミキシング周波数fcの使用により、受信されたOFDM送信s’をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするための、適合された手段である。OFDM生成器によっても使用され、なるべく送信機から受信機へシグナリングされたミキシング周波数fcは、OFDM送信信号s’の隣接するOFDMシンボルについての、OFDMシンボルのOFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される。図10に概略的に示されるような、分割されたフレーム構造が用いられる場合に特に適用されるOFDM復号器21bの別の実施形態では、ミキサ41は、受信機ミキシング周波数fDScの使用により、受信されたOFDM送信信号s’をパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングするように、適合される。受信機ミキシング周波数fDScは、データシンボルの複素時間領域サンプルを得るために図7を参照して上記で説明された。すなわち、分割されたフレームのデータセグメントは、個別の受信機ミキシング周波数fDScを用いて個別に又はグループでミキシングされる。特に、受信機ミキシング周波数fDScは、受信されたOFDM送信信号s’が当該受信機ミキシング周波数fDScの使用によりパスバンド周波数からベースバンド周波数へミキシングされた後に、同じデータセグメントの隣接するデータシンボルについての、データシンボルのOFDMサブキャリアの共通の位相回転が、回避され又は補償されるように、選択される。この実施形態では、ゼロ除去部45’は、データシンボル内のゼロを除去するために採用されなければならないかもしれない。別の実施形態によると、ミキシング周波数に対するデータセグメントの同調位置は、OFDMシンボル間における望ましくない位相回転が受信機で現れないように、適切に選択されることが可能である。さらに、これは、複数のOFDMシンボル上の時間補間を和らげる。これは、来たるDVB-NGHNextGenerationHandheld標準等のモバイルOFDMシステムでは特に重要である。さらに、一実施形態では、同様のアイデアを適用して、データセグメントのより低い及びより高い境界の周波数が適切に選択され、受信機が上記のより低い及びより高い境界の周波数の間における中央の周波数で同調する場合に、共通の位相回転が生成されないようにすることが可能である。本発明は、一般的に、送信側のミキシングステップにおける望ましくない共通の位相回転の生成という上記の問題に直面するいずれのデータ通信システムにも適用可能である。この問題は、特に、DVB-C2の放送システムで適用される絶対的OFDMの概念を使用するいずれのシステムにも現れ得る。よって、絶対的OFDMの概念を利用する全てのデータ通信システム、望ましくは放送システムで、本発明を適用することができる。本発明は、図面及び上記説明において詳細に図示され並びに説明されたが、そのような図示及び説明は、限定するものではなく例示するものとみなされるべきである。本発明は、開示された実施形態に限定されない。当業者は、図面、開示及び添付の特許請求の範囲の学習から特許請求の範囲の発明を実施する中で、開示された実施形態の他の変形を理解し、達成することが可能である。特許請求の範囲において、備える/フクムcomprisingという言葉は、他の要素又はステップを除外せず、また不定冠詞であるa又はanは、複数存在することを除外しない。単一の要素又は他の構成要素は、特許請求の範囲に記載された複数の項目の機能を果たし得る。ある手段が互いに相違する独立した請求項で記載されているという単なる事実は、これらの手段の組合せが有利に用いることができないことを示すわけではない。コンピュータプログラムは、他のハードウェアと共に若しくは他のハードウェアの一部として提供される光学式記憶媒体又はソリッドステート媒体等の適切な媒体上に記憶され/配布され得る。しかし、コンピュータプログラムは、インターネット又は他の有線若しくは無線の通信システムを介する等の、他の形式で配布され得る。特許請求の範囲の中のいかなる参照符号も、範囲を限定するものと解釈されるべきではない。