交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチング素子の駆動信号に変換するスイッチング変換部とを備え、前記選択部は前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部のうち出力振幅の大きいほうの信号波形情報を選択し、マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電圧波形情報の信号振幅を減ずる構成としたマグネトロン駆動用電源。選択部は入力電流検出部および入力電圧検出部とスイッチング変換部の間に接続され、入力電流波形情報および入力電圧波形情報のいずれかとインバータ回路の入力電流が所定値になるよう制御する電力制御情報とを合成し、スイッチング素子のオン電圧信号を生成する合成回路より構成され、スイッチング変換部は半導体スイッチ素子のピーク電圧が抑制されるようにオン電圧信号をスイッチング素子の駆動信号に変換する構成とした請求項1に記載のマグネトロン駆動用電源。時定数手段を設け、前記時定数手段の出力電圧に応じて入力電圧波形情報の信号出力を減ずる構成とした請求項1または2に記載のマグネトロン駆動用電源。時定数手段はコンデンサと定電流源で構成し、マグネトロンが発振可能状態になると前記コンデンサの充電または放電を開始し、その出力電圧に応じて入力電圧波形情報の信号出力を減ずる構成とした請求項3に記載のマグネトロン駆動用電源。入力電圧検出部は電圧電流変換部と電流減算部と電流電圧変換部からなる構成とした請求項1から4のいずれか1項に記載のマグネトロン駆動用電源。しかしながら、前記従来の構成のマグネトロン駆動用電源では、以下に述べるような課題を有している。すなわち、特に、インバータ回路への入力電流が小さい場合、入力電圧検出部の信号振幅に対して入力電流検出部の信号振幅が低い場合が発生する。この場合、スイッチングトランジスタに伝送される駆動信号のパルス幅変調は力率を維持するためにはある程度、適した変調度となって、力率の極端な低下を防ぐ効果は発揮できるが、一方で、スイッチングトランジスタがソフトスイッチング動作を行うためのオン時間が不足してしまう事態が発生する。特に、マグネトロン駆動用電源は最大の変換電力が大きいためスイッチングトランジスタのスイッチング損失を軽減するためにソフトスイッチング技術を適用している。ソフトスイッチング技術は共振回路の作用によってスイッチングのタイミングにおいて電圧または電流の変化を緩やかにしてスイッチング損失を軽減する技術であるが、ソフトスイッチング動作のためには共振回路に所定のエネルギーを蓄積する必要がある。先行技術文献に記載された回路方式は電圧共振型のソフトスイッチングの一方式であるが、この方式の場合スイッチングトランジスタのオン時間がある程度以上で無ければ共振回路へのエネルギーの蓄積が不足し、ソフトスイッチング動作を損ねて、スイッチングトランジスタがターンオンする際に電圧が印加された状態でターンオンする動作に陥ってしまう。このような動作に陥るとターンオン時の損失が過大となりスイッチングトランジスタの発熱が過剰なものになる可能性がある。また、マグネトロンは前述のようにカソードを所定の温度に加熱しないとマイクロ波を発生することができない。このため、マグネトロンの動作としてはマイクロ波を発生している定常状態とカソードを加熱する起動制御の状態があり、それぞれの状態に対し動作条件の要求は異なったものとなり、当然パルス幅変調制御も異なった制御が必要になるが、従来の構成のマグネトロン駆動用電源では起動制御と定常制御のパルス幅変調制御を切り離していないため、電源電圧などの動作条件が異なると双方のパルス幅変調制御が干渉し安定な動作を阻害する可能性がある。本発明は、前記従来の課題を解決するもので、起動制御と定常制御を切り離し、夫々の制御要求に対して最適なパルス幅変調パターンで動作できるマグネトロン駆動用電源を提供することを目的とする。前記従来の課題を解決するために、本発明のマグネトロン駆動用電源は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチング素子の駆動信号に変換するスイッチング変換部とを備え、前記選択部は前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部のうち出力振幅の大きいほうの信号波形情報を選択し、マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電圧波形情報の信号振幅を減ずる構成としたものである。これによって、マグネトロンが非発振状態での起動制御は入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、マグネトロンが発振状態に移行すると入力電圧波形情報に基づく信号振幅が小さくなるため、入力電流波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成することができ、起動制御と定常制御で全く異なった信号関係でパルス幅変調制御を生成することが出来るので夫々の制御要求に対して最適なパルス幅変調パターンを生成し、より安定したマグネトロン駆動用電源の制御を実現することができる。本発明のマグネトロン駆動用電源は、起動制御と定常制御のパルス幅変調制御パターンを夫々の制御要求に応じて最適に設計することができるのでより安定したマグネトロン駆動用電源の制御を実現することができる。第1の発明は、交流電源の電圧を整流し、スイッチングトランジスタの高周波スイッチングのオン時間を変調して高周波電力に変換するインバータ回路を制御するマグネトロン駆動用電源であって、交流電源から前記インバータ回路への入力電流を検知し、入力電流波形情報を出力する入力電流検出部と、前記交流電源から前記インバータ回路へ入力される入力電圧を検知し、入力電圧波形情報を出力する入力電圧検出部と、前記入力電流波形情報と前記入力電圧波形情報のいずれかを選択する選択部と、前記選択部によって選択された前記入力電流波形情報と前記入力電圧情報のいずれかを前記インバータ回路のスイッチング素子の駆動信号に変換するスイッチング変換部とを備え、前記選択部は前記入力電圧検出部と前記入力電流検出部のうち出力振幅の大きいほうの信号波形情報を選択し、マグネトロンが発振可能状態になると前記入力電圧波形情報の信号振幅を減ずる構成としたものであり、マグネトロンが起動状態のときは入力電流は非常に小さいレベルであるため入力電圧波形情報が優先され入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電圧波形情報に基づく信号は漸減されるため、次第に入力電流波形情報が優先されてパルス幅変調制御パターンを生成するのでマグネトロンが起動状態、発振状態の夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。第2の発明は、特に、第1の発明の選択部は入力電流検出部および入力電圧検出部とスイッチング変換部の間に接続され、入力電流波形情報および入力電圧波形情報のいずれかとインバータ回路の入力電流が所定値になるよう制御する電力制御情報とを合成し、スイッチング素子のオン電圧信号を生成する合成回路より構成され、スイッチング変換部は半導体スイッチ素子のピーク電圧が抑制されるようにオン電圧信号をスイッチング素子の駆動信号に変換する構成としたものであり、マグネトロンが起動状態のときは入力電流は非常に小さいレベルであるため入力電圧波形情報が優先され入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は入力電圧波形情報に基づく信号は漸減されるため、次第に入力電流波形情報が優先されてパルス幅変調制御パターンを生成するのでマグネトロンが起動状態、発振状態の夫々の状態において最適なパルス幅変調パターンでインバータ回路を動作させ、スイッチング損失の増加や力率の低下を防止する動作が可能となる。第3の発明は、特に第1または第2の発明のマグネトロン駆動用電源に時定数手段を設け、前記時定数手段の出力電圧に応じて入力電圧波形情報の信号出力を減ずる構成としたものであり、マグネトロンが起動状態のときは入力電圧波形情報によってパルス幅変調制御パターンを生成し、発振可能状態以降は時定数手段の出力電圧に応じて入力電圧波形情報の信号出力を減ずるため、徐々に入力電圧波形情報の出力が低下していくと同時に入力電流波形情報は徐々に増加するので、パルス幅変調制御パターンを入力電流波形、入力電圧波形のいずれの信号情報を基にするか切り替わる時点での制御の不連続性が解消されるため制御の不安定要素をなくすことが可能となる。第4の発明は、特に、第3の発明の時定数手段はコンデンサと定電流源で構成し、マグネトロンが発振可能状態になると前記コンデンサの充電または放電を開始し、その出力電圧に応じて入力電圧波形情報の信号出力を減ずる構成としたものであり、定電流源によってコンデンサを充電または放電し、このコンデンサの電圧を用いて入力電圧波形情報の信号出力を減ずるため、マグネトロンが発振可能状態に達してからの時間に対して、入力電圧波形情報が減じられる割合が線形であり、急激な変化を伴わないため制御を不安定にする要素を軽減することが出来る。第5の発明は、特に第1から第4のいずれか1つの発明の入力電圧検出部は電圧電流変換部と電流減算部と電流電圧変換部からなる構成としたものであり、電流の減算によって信号の振幅を変化させる構成としているため、演算増幅器のような複雑な回路構成を用いずに信号の変換を行うことが出来、集積化する際により少ない素子構成で機能を実現することが出来る。以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。実施の形態1図1は、本発明の実施の形態1にかかるマグネトロン駆動用電源を説明するブロック図であり、図2は、本発明の実施の形態1にかかるマグネトロン駆動用電源の電流検出部の回路図であり、図3は、本発明の実施の形態1にかかるマグネトロン駆動用電源のミックス回路の回路図である。図1において、マグネトロン駆動用電源は、スイッチングトランジスタ37および共振回路34からなるインバータ回路300と、スイッチングトランジスタ37のオンオフを制御する制御部350と、マグネトロン50とから構成される。制御部350にはスイッチングトランジスタ37へ駆動パルスを伝達するPWMコンパレータ79、のこぎり波発生回路78、ミックス回路73、入力電流検出部70、入力電圧検出部等を含む。交流電源20の交流電圧は、4つのダイオードからなるブリッジ型整流回路30で整流され、単方向電圧に整流され、インダクタ32とコンデンサ33によって構成される平滑回路31によって平滑された直流電圧がインバータ回路300に供給される。コンデンサ35と高圧トランス40の1次巻線36によって構成される共振回路34とスイッチングトランジスタ37からなるインバータ回路300はスイッチングトランジスタ37をオンオフ制御することによって高周波電力を励起し、高圧トランス40を介して、その2次巻線41に高圧高周波電力を誘起する。2次巻線41に誘起された高圧高周波電力は、コンデンサ44、コンデンサ45、ダイオード43、ダイオード46からなる倍電圧整流回路47を介してマグネトロン50のアノード52とカソード51間に供給される。また、高圧トランス40には3次巻線42が設けられており、前述の動作と同時にマグネトロン50にカソード51を加熱するヒータ電力を同時に供給する構成となっている。次に、インバータ回路300のスイッチングトランジスタ37を制御する制御回路について説明する。図2のようにブリッジ型整流回路30と平滑回路31間に設けたシャント抵抗器70からなる電流検出部と、その両端電圧を増幅する増幅回路とで入力電流整形回路71を形成し、入力電流波形情報91を生成する入力電流検出部を有する。この入力電流波形情報91は平滑回路75で平滑化され、これと、加熱出力設定に対応した出力設定信号を生成する出力設定部76からの信号を比較回路77で比較する。比較回路77はインバータ回路300の入力電力の大きさを制御するため平滑回路75で平滑化された入力電流信号と出力設定部76で生成される設定信号との比較を行い、電力制御情報93を生成する。したがって、本実施の形態の構成のようにシャント抵抗で電流検出しても良いし、入力電流をカレントトランスで検出しても良いし、スイッチングトランジスタのコレクタ電流あるいはコレクタ電圧などの信号を用いても良い。すなわち比較回路77に入力される電力制御のための情報は本実施の形態に示した構成に束縛されるものではない。制御回路350は交流電源20の電圧を検知して整流する一組のダイオードと、整流した電圧を波形整形して入力電圧波形情報92を生成する整形回路72からなる入力電圧検出部をも備える。これら入力電圧波形情報92と入力電流波形情報91と比較回路77からの電力制御情報93をミックス回路73でミックスし、フィルタリングすることでスイッチングトランジスタ37のオン信号幅情報94を出力し、のこぎり波発生回路78からののこぎり波とPWMコンパレータ79で比較して、パルス幅変調してインバータ回路300のスイッチングトランジスタ37をオンオフ制御するように構成している。入力電流波形情報91に対するスイッチングトランジスタ37のオンオフ制御は、入力電流が大きいときはオン時間を短く、逆に小さいときは長くする極性で変換される。同じように入力電圧波形情報92も、入力電圧が高いときはオン時間を短く、逆に低いときはオン時間を長くする極性で変換される。図3にミックス回路73の一例を示す。ミックス回路73の入力端子は4つであり、各々入力電流波形情報91、入力電圧波形情報92、電力制御情報93、定常判定信号95が入力され、図示の回路によってオン信号幅情報94をPWMコンパレータ79に伝送するよう構成している。以上のような構成で、入力電流波形情報91および入力電圧波形情報92をインバータ回路300のスイッチングトランジスタ37のオンオフ制御信号に変換して利用するものである。このような構成とすることでマグネトロン50が定常発振している状態において入力電流波形の歪を補正するように交流電源の電圧振幅が大きい期間ではスイッチングトランジスタ37のオン時間を短くするよう補正し、逆に交流電源電圧の振幅が小さい期間ではスイッチングトランジスタ37のオン時間を長くするように補正するようにスイッチングトランジスタ37のオン信号幅をパルス幅変調する。この結果、交流電源の半周期のごとき短い期間において、理想信号波形と入力電流波形情報91の瞬時誤差あるいは補正量の総和は、他の手段で入力電流の大きさ等が制御されているので略ゼロである。また、非線形負荷に起因して入力電流が流れない部分は流す方向に補正するため、入力電流が大きい部分を逆に減少させて上記の略ゼロを成立させている。これは非線形負荷であっても、その電流波形があたかも線形負荷とみなせるように補正することであり、商用電源電圧波形は正弦波なので線形負荷に流れる電流波形と同じく理想波形は正弦波になる。このように入力電流波形の変化や、理想波形に対する過不足を打ち消すようにその波形の逆極性で入力電流が補正される。したがって、マグネトロン50のような非線形負荷によって生じる商用電源周期内の急峻な電流変化、すなわち歪はこの制御ループによって打ち消され入力電流波形整形が行われ、歪の少なく力率の高い動作を実現することが出来る。一方、マグネトロン50はカソード51を適正な温度にまで加熱しないとマイクロ波を発振することが出来ず、この状態のときマグネトロン50は、ほぼ無限大の抵抗値を示す。このため、マグネトロン50を高速に起動するためには、起動制御においてカソード51への供給電力を出来るだけ多くすることが必要となる。入力電圧波形情報92によって、スイッチングトランジスタ37のオン信号幅をパルス幅変調する場合と、パルス幅変調をしない場合とを比較すると、パルス幅変調をかけた場合カソード51の供給電流のエンベロープ波形が台形波状になりより多くの電力を供給することが出来る。この結果、カソード51をより短時間で適正な温度に加熱することが出来るようになる。本実施の形態のマグネトロン駆動用電源のミックス回路73は入力電圧波形情報92と入力電流波形情報91を夫々バッファトランジスタ735、739を介して共通のエミッタ抵抗737に接続する構成としている。この構成にすることによって、バッファトランジスタ735あるいは739のエミッタ電圧は、入力電流波形情報91あるいは入力電圧波形情報92の電圧を出力するように動作する。エミッタ抵抗737は各々のバッファトランジスタ735、739に共通エミッタで接続している。このため、入力電圧波形情報92と入力電流波形情報91のうち振幅の大きいほうの信号情報がオン信号幅情報94に反映される構成となっている。抵抗731、732で分圧されている電圧は、このバッファトランジスタ735、739に流れる電流分電圧降下を起こし、波形情報を反転した信号を生成する。バッファ回路733は、この分圧点のインピーダンスとコンデンサ741との間をインピーダンス分離するために挿入し、コンデンサ741から先のインピーダンス影響を抵抗731、732の分圧に及ぼさないようにしている。上記の波形情報はコンデンサ741を介してオン信号幅情報94に電圧情報として重畳され、スイッチングトランジスタ37のオン信号幅をパルス幅変調する。バッファトランジスタ735に加えられる入力電圧波形情報92は振幅切替手段81によって、マグネトロン50が非発振の状態と発振可能状態とでその振幅が切り替えられるようになっている。定常判定手段80によって、マグネトロン50が発振可能状態になったことを検出すると定常判定信号95が発せられる。定常判定信号95は切替手段74のスイッチをONすることによって、コンデンサ748を一定の電流で充電する。この結果、コンデンサ748の電圧は時間に対して一定の傾きで増加する。バッファトランジスタ749はこの電圧に応じた電流を抵抗に流す動作をするため、カレントミラー747にはコンデンサ748の電圧に応じた電流が流れる。一方、バッファトランジスタ749は入力電圧波形情報92に応じた電流を抵抗に流すので、カレントミラー746は入力電圧波形に応じた電流を流している。ここで、抵抗750の電流はカレントミラー747とカレントミラー746の電流の差となるため、コンデンサ748の電圧増加に伴ってその電流が減少していくことになる。このため、コンデンサ748の電圧が上昇すると抵抗750にかかる電圧は略0まで減少するため、定常判定信号95が発せられて、ある時間が経過すると常に入力電流波形情報91が抵抗737の電流値を決定することになり、オン信号幅情報94は入力電流波形情報91を基に作成されることになる。なお、ここではコンデンサ748を充電する構成にて動作の説明をしているが、もちろん放電する極性で回路を構成してもよく、本実施の形態の効果を果たすことが可能である。図4は本実施の形態のマグネトロン駆動用電源の入力電圧波形情報92、入力電流波形情報91、定常判定信号95およびミックス回路のオン信号幅情報94を示す波形図で、特にマグネトロン50が起動状態から定常状態に遷移するタイミングを拡大した波形図である。マグネトロン50のカソードが十分な温度に加熱されていない期間ではマグネトロン50は略無限大のインピーダンスを示すため、入力電流波形は略ゼロの状態である。このためミックス回路73の出力信号は入力電圧波形情報92を反映した信号振幅が出力される期間T0~T1。マグネトロン50のカソード51が加熱され発振可能状態になるとインピーダンスが低下し、入力電流が流れ始める。マグネトロン50のカソード51を加熱する起動制御の状態は、カソード51への供給電力を最大に出来るような振幅になるように入力電圧波形情報92の振幅を調整しているが、この信号振幅が大きいと定常発振状態においても入力電圧波形情報92がミックス回路から出力されてしまうため、定常発振状態において高い力率を実現することが出来ない。そのため本実施の形態ではマグネトロン50が発振状態になったことを検知すると、入力電圧波形情報92をカットするように切替手段74を設けている。このように構成することで、マグネトロン50が発振状態に移行すると入力電流波形情報91によって、ミックス回路73の出力を決定することが出来るので、入力電流が小さいときにおいても常に高い力率を維持することが可能となる。また、入力電流波形が小さいときはミックス回路73の出力信号の振幅も小さくなるため交流電源20の電圧ピーク点近傍での変調度も小さくなるため結果的にスイッチングトランジスタ37のオン時間をある程度長く設定することになる。この結果、インバータ回路に備えられた共振回路34にスイッチング期間中に蓄積するエネルギーが確保できるようになり、インバータ回路の変換電力が低い状態においてもソフトスイッチング動作を安定に行うことが出来、スイッチングトランジスタ37の過度な損失増加を防止することが可能となる。