"商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成され、前記複数のコンバータが主従関係を有し、1の主となるコンバーターに着目し、そのコンバータを基準コンバータとしたときに、前記基準コンバータの有するスイッチング素子を基準スイッチング素子とし、前記基準コンバータに対し、従なる関係を有するコンバータは、多くとも1つだけ存在し、また、従となるコンバータにとっては主となるコンバータは1つだけであり、この従となるコンバータを前記基準コンバータに対する非基準コンバータとするとともに、前記非基準コンバータのスイッチング素子を非基準スイッチング素子、と関係付けして、前記基準スイッチング素子のスイッチング動作に対し所定の位相差で前記非基準スイッチング素子がスイッチングするよう位相制御するインターリーブ電源用の制御回路において、前記基準スイッチング素子のオンタイミングおよびオフタイミングを検出し、前記基準スイッチング素子のオンタイミング情報およびオフタイミング情報を得る基準動作検出部と、充電と放電とがなされる容量素子を有する容量部と、所定の定電流を前記容量素子に供給する第1定電流源を有し、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子の前記オンタイミング情報に基づいて前記第1定電流源が前記容量素子に定電流供給を開始し、前記容量素子への充電を行う充電部と、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて、前記容量素子の電荷放電を開始し、前記充電部が前記容量素子への充電を開始してから前記容量素子の電荷放電が開始されるまでの時間と略同じ時間で前記容量素子の電荷放電を行う放電部と、前記容量素子の電圧を検出し、前記放電部が前記容量素子の電荷放電を開始した後の前記容量素子の電圧が、前記充電部による前記容量素子の充電開始時における前記容量素子の電圧と略同じ電圧値になるタイミング情報を得る放電終了検出部と、前記基準動作検出部により検出して得られた前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオンさせ、前記放電終了検出部により検出して得られた前記放電終了情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオフさせるオンオフ制御部と、を備えたことを特徴とする制御回路。前記放電部は、前記充電部による前記容量素子への充電電荷を供給源とし前記第1定電流源に対して略2倍の値の定電流を流す第2定電流源を有し、前記第2定電流源により前記容量素子の電荷を放電することを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記第1定電流源および前記第2定電流源は同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、前記第1定電流源から前記第2定電流源を生成する回路ブロックが前記同種の半導体素子を並列に接続して構成されていることを特徴とする請求項2に記載の制御回路。前記放電終了検出部が前記放電終了情報を得た後、前記容量素子への充電開始まで前記容量素子への充電及び放電を中止し、前記容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにすることを特徴とする請求項1に記載の制御回路。前記放電終了検出部は前記容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された閾値のコンパレータを有し、前記閾値は、前記コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない値まで上昇し、前記容量素子への充電開始までに前記閾値を前記容量素子の充電開始時電圧に戻すことを特徴とする請求項4に記載の制御回路。しかしながら、上記のような2個の臨界型昇圧チョッピングコンバータのオン時間設定端子及びGND端子を共通接続させる方式、すなわち、制御回路30a、30b、30cのすべてのFB端子を共通させる方式では、第1の臨界型昇圧チョッピングコンバータに使用する制御回路と、第2の臨界型昇圧チョッピングコンバータに使用する制御回路とで、特開2009-261229号公報の図4に示されたFB端子の電圧VFBとスイッチング素子Q31のオン時間幅TONとの関係が略近似した制御回路を使用する必要がある。仮に、FB端子の電圧VFBとスイッチング素子Q31のオン時間幅TONとの関係が近似していない制御回路を使用すると、第1の臨界型昇圧チョッピングコンバータと第2の臨界型昇圧チョッピングコンバータとで、それぞれのスイッチング電流のオン時間幅がアンバランスとなってしまう。その結果、第2の臨界型昇圧チョッピングコンバータの電流臨界動作が保たれなくなってしまい、力率の低下、出力電圧リップルの増加、ノイズの増加、更には、チョークのノイズ音増加に繋がってしまう虞がある。そのため、上記従来型のインターリーブ型スイッチング電源では、第1の臨界型昇圧チョッピングコンバータと第2の臨界型昇圧チョッピングコンバータそれぞれのスイッチング電流のオン時間幅を自動的に揃えることができないため、量産において選別を要する。従って、特に、2つよりも多く臨界型昇圧チョッピングコンバータを使用する多段の電流臨界型インターリーブ型スイッチング電源を構成することが量産性という面で困難であった。そこで、本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、部品ばらつきの影響が少なく量産に適した電流臨界型インターリーブ型電源を実現可能にする制御回路を提供することを目的とする。本発明は、上記の課題を解決するために、以下の事項を提案している。なお、理解を容易にするために、本発明の実施形態に対応する符号を付して説明するが、これに限定されるものではない。1本発明は、商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成され、前記複数のコンバータが主従関係を有し、1の主となるコンバータに着目し、そのコンバータを基準コンバータとしたときに、前記基準コンバータの有するスイッチング素子を基準スイッチング素子とし、前記基準コンバータに対し、従なる関係を有するコンバータは、多くとも1つだけ存在し、また、従となるコンバータにとっては主となるコンバータは1つだけであり、この従となるコンバータを前記基準コンバータに対する非基準コンバータとするとともに、前記非基準コンバータのスイッチング素子を非基準スイッチング素子、と関係付けして、前記基準スイッチング素子のスイッチング動作に対し所定の位相差で前記非基準スイッチング素子がスイッチングするよう位相制御するインターリーブ電源用の制御回路において、前記基準スイッチング素子のオンタイミングおよびオフタイミングを検出し、前記基準スイッチング素子のオンタイミング情報およびオフタイミング情報を得る基準動作検出部例えば、図2の基準動作検出部100に相当と、充電と放電とがなされる容量素子を有する容量部例えば、図2の容量部200に相当と、所定の定電流を前記容量素子に供給する第1定電流源を有し、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子の前記オンタイミング情報に基づいて前記第1定電流源が前記容量素子に定電流供給を開始し、前記容量素子への充電を行う充電部例えば、図2の充電部300に相当と、前記基準動作検出部が検出した前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて、前記容量素子の電荷放電を開始し、前記充電部が前記容量素子への充電を開始してから前記容量素子の電荷放電が開始されるまでの時間と略同じ時間で前記容量素子の電荷放電を行う放電部例えば、図2の放電部400に相当と、前記容量素子の電圧を検出し、前記放電部が前記容量素子の電荷放電を開始した後の前記容量素子の電圧が、前記充電部による前記容量素子の充電開始時における前記容量素子の電圧と略同じ電圧値になるタイミング情報を得る放電終了検出部例えば、図2の放電終了検出部500に相当と、前記基準動作検出部により検出して得られた前記基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオンさせ、前記放電終了検出部により検出して得られた前記放電終了情報に基づいて前記非基準スイッチング素子をオフさせるオンオフ制御部例えば、図2のオンオフ制御部600に相当と、を備えたことを特徴とする制御回路を提案している。この発明によれば、基準動作検出部は、基準スイッチング素子のオンタイミングおよびオフタイミングを検出し、基準スイッチング素子のオンタイミング情報およびオフタイミング情報を得る。容量部は、充電と放電とがなされる容量素子を有する。充電部は、所定の定電流を容量素子に供給する第1定電流源を有し、基準動作検出部が検出した基準スイッチング素子のオンタイミング情報に基づいて第1定電流源が容量素子に定電流供給を開始し、容量素子への充電を行う。放電部は、基準動作検出部が検出した基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて、容量素子の電荷放電を開始し、充電部が容量素子への充電を開始してから容量素子の電荷放電が開始されるまでの時間と略同じ時間で容量素子の電荷放電を行う。放電終了検出部は、容量素子の電圧を検出し、放電部が容量素子の電荷放電を開始した後の容量素子の電圧が、充電部による容量素子の充電開始時における容量素子の電圧と略同じ電圧値になるタイミング情報を得る。オンオフ制御部は、基準動作検出部により検出して得られた基準スイッチング素子のオフタイミング情報に基づいて非基準スイッチング素子をオンさせ、放電終了検出部により検出して得られた放電終了情報に基づいて非基準スイッチング素子をオフさせる。ここで、略同じ時間とは、好ましくは、同じ時間であるが、非基準コンバータの臨界動作を実現できれば、必ずしも同じ時間である必要はなく、一定の幅を有するものである。具体的には、入力電圧の瞬時値をVinV、出力電圧をVoV、非基準側チョークコイルのインダクタンス値をLH、非基準側スイッチング素子の寄生容量をCF、充電時間に対する放電時間の時間差を△Tsとすると、下記条件を満たす時間差であればよい。△T≦π×{√L×C}/Vo/例えば、Vin=141VVo=390VL=200uHC=220pFの場合、時間差△Tは420ns程度となる。2本発明は、1の制御回路について、前記放電部は、前記充電部による前記容量素子への充電電荷を供給源とし前記第1定電流源に対して略2倍の値の定電流を流す第2定電流源を有し、前記第2定電流源により前記容量素子の電荷を放電することを特徴とする制御回路を提案している。この発明によれば、放電部は、充電部による容量素子への充電電荷を供給源とし第1定電流源に対して略2倍の値の定電流を流す第2定電流源を有し、第2定電流源により容量素子の電荷を放電する。ここで、略2倍とは、好ましくは、2倍であるが、非基準コンバータの臨界動作を実現できれば、必ずしも2倍である必要はなく、一定の幅を有するものである。ここで言う一定の幅とは、前記略2倍がばらついた事により生じる、充電時間に対する放電時間の時間差△Tsが前記関係式を満たす幅であれば良い。3本発明は、2の制御回路について、前記第1定電流源および前記第2定電流源は同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、前記第1定電流源から前記第2定電流源を生成する回路ブロックが前記同種の半導体素子を並列に接続して構成されていることを特徴とする制御回路を提案している。この発明によれば、前記第1定電流源および前記第2定電流源は同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、前記第1定電流源から前記第2定電流源を生成する回路ブロックが前記同種の半導体素子を並列に接続して構成されている。4本発明は、1の制御回路について、前記放電終了検出部が前記放電終了情報を得た後、前記容量素子への充電開始まで前記容量素子への充電及び放電を中止し、前記容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにすることを特徴とする制御回路を提案している。この発明によれば、放電終了検出部が放電終了情報を得た後、容量素子への充電開始まで容量素子への充電及び放電を中止し、容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにする。ここで、略同じとは、好ましくは、同じであるが、非基準コンバータの臨界動作を実現できれば、必ずしも同じである必要はなく、一定の幅を有するものである。ここで言う一定の幅とは、前記略同じがばらついた事により生じる、充電時間に対する放電時間の時間差△Tsが前記関係式を満たす幅であれば良い。6本発明は、5の制御回路について、前記放電終了検出部は前記容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された第1の閾値例えば、図9のVth1に相当のコンパレータ例えば、図9のIC501に相当を有し、前記閾値は、前記コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない第2の閾値例えば、図9のVth2に相当まで上昇し、前記容量素子への放電開始までに前記閾値を前記容量素子の充電開始時電圧に戻すことを特徴とする制御回路を提案している。この発明によれば、放電終了検出部は容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された閾値のコンパレータを有し、閾値は、コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない値まで上昇し、容量素子への放電開始までに閾値を容量素子の充電開始時電圧に戻す。請求項1に係る発明によれば、容量素子に対する充電時間と放電時間とが略同じ時間となる。容量素子に対する上記充電時間は、前記基準スイッチング素子のオン時間と略同じ時間となり、容量素子に対する上記放電時間は、前記非基準スイッチング素子のオン時間と略同じ時間となる。すなわち、前記基準スイッチング素子のオン時間と前記非基準スイッチング素子のオン時間とが略同じ時間となる。そのため、本発明に係る制御回路を、商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成されるインターリーブ電源に用いた場合には、基準スイッチング素子のオン時間幅と、非基準スイッチング素子のオン時間幅と、を自動的に略同じ幅に揃えることができ、チョーク等の部品バラツキに因らず、非基準コンバータ側ダイオード電流を検出せずに、非基準コンバータ側電流臨界動作を実現できるという効果がある。請求項2に係る発明によれば、充電部は、充電開始信号が入力されてから放電終了信号が入力されるまで第1定電流源による電流で容量素子を充電し、放電部は、放電開始信号が入力されてから放電終了信号が入力されるまで第1定電流源に対して略2倍の値の定電流を流す第2定電流源による電流で容量素子の電荷を放電するため、容量素子に対する充電時間と放電時間とが、確実に略同じ時間となるという効果がある。請求項3に係る発明によれば、第2電流源が同種の半導体素子からなるミラー回路で構成され、第1電流源からの第1電流から第2電流を生成する回路ブロックが同種の半導体素子を並列に接続して構成されている。したがって、簡易な構成で第1定電流源が供給する電流の略2倍の電流値を供給できる第2定電流源を構成することができるという効果がある。請求項4に係る発明によれば、放電終了検出部が放電終了情報を得た後、容量素子への充電開始まで容量素子への充電及び放電を中止し、容量素子の充電開始時電圧を放電終了時の値と常に略同じにするため、コンパレータIC501の第1の閾値と充電開始電圧が常に略同じになるという効果がある。請求項5に係る発明によれば、放電終了検出部は容量素子の充電開始時電圧と略同じ値に設定された閾値のコンパレータを有し、閾値は、コンパレータの放電終了検出と同時にコンパレータが誤検出しない値まで上昇し、容量素子への放電開始までに閾値を容量素子の充電開始時電圧に戻す。すなわち、放電終了から放電開始までは、充電時および放電時の閾値よりも高い閾値を設定するため、コンパレータの端子にノイズが混入した場合でもコンパレータの誤動作を防止することができるという効果がある。以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。なお、本実施形態における構成要素は適宜、既存の構成要素等との置き換えが可能であり、また、他の既存の構成要素との組合せを含む様々なバリエーションが可能である。したがって、本実施形態の記載をもって、特許請求の範囲に記載された発明の内容を限定するものではない。<インターリーブ型スイッチング電源の接続>本実施形態に係る制御回路は、図1に示すように、複数のコンバータが多段接続されたインターリーブ型スイッチング電源に用いられるものであり、図1のような構成において、制御回路60aと制御回路60bの関係は、制御回路60aが基準コンバータ側制御回路となり、制御回路60bが非基準コンバータ側制御回路となって、主従関係を有する。また、制御回路60bと制御回路60cの関係は、制御回路60bが基準コンバータ側制御回路となり、制御回路60cが非基準コンバータ側制御回路となって、主従関係を有する。そのため、以下では、説明をわかりやすくするために、制御回路60aと制御回路60bの関係に注目して説明する。制御回路60aと制御回路60bの関係に注目すると、その周辺回路は、主に、図1に示すように、整流回路10と、チョークコイルL1および制御巻線L2とからなるトランス20と、基準コンバータ側制御回路60aと、非基準コンバータ側制御回路60bと、出力電圧検出回路50とから構成されている。整流回路10は、商用電源の交流を全波整流して得られる脈流をトランス20およびチョークコイルL3に供給する。トランス20は、基準コンバータ側制御回路60aの基準スイッチング素子Q1がオンの場合に、入出力の電圧差に相当するエネルギーをチョークコイルL1、L3に蓄積し、基準スイッチング素子Q1がオフの場合に、チョークコイルL1、L3に蓄積したエネルギーを負荷に供給する。制御巻線L2は、チョークコイルL1を流れる電流に対応した信号を基準コンバータ側制御回路60aのVZ端子に供給する。この信号は、基準コンバータ側制御回路60aにおける基準スイッチング素子Q1をオンするためのトリガ信号となる。基準コンバータ側制御回路60aは、VZ端子およびFB端子に入力される信号により、基準スイッチング素子Q1のオンタイミングとオン時間幅とを制御する。出力電圧検出回路50は、出力電圧を検出するための抵抗R1、R2と、基準電圧源Vcと、出力電圧を抵抗R1、R2で分圧した分圧値をマイナス入力に、基準電圧Vcをプラス入力に接続し、フィードバック抵抗R3を有するオペアンプOP1とから構成されている。出力電圧検出回路50の出力は、基準コンバータ側制御回路60aのFB端子に接続され、出力電圧の分圧値が基準電圧よりも高くなると、両者の電位差に応じた電流をFB端子から引き抜くように動作する。<非基準コンバータ側制御回路の構成>図2を用いて、非基準コンバータ側制御回路60bの構成について説明する。図2に示すように、非基準コンバータ側制御回路60bは、基準動作検出部100と、容量部200と、充電部300と、放電部400と、放電終了検出部500と、オンオフ制御部600とから構成されている。基準動作検出部100は、発振波形入力端子から取り込んだ基準コンバータ側の発振波形から基準コンバータ側のオン、オフタイミングを検出し、オンタイミングを検出した場合には、充電部300に対して、充電開始信号を出力し、オフタイミングを検出した、放電部400に対して、放電開始信号を出力する。容量部200は、充電部300から供給される定電流I1により、内部の容量素子を充電されるとともに、放電部400からの定電流I2定電流I1の2倍の電流量により、内部の容量素子に充電された電荷を引き抜いて放電が行われる。充電部300は、基準動作検出部100からの充電開始信号を受け、定電流I1による容量部200への充電を開始し、放電終了検出部500からの放電終了信号を受け、定電流I1による容量部200への充電を停止する。放電部400は、基準動作検出部100からの放電開始信号を受け、定電流I2による容量部200からの放電を開始し、放電終了検出部500からの放電終了信号を受け、定電流I2による容量部200からの放電を停止する。放電終了検出部500は、放電部400の放電期間において、容量電圧信号の値が所定の第1の閾値になったタイミングで、放電終了信号を出力する。また、生成した放電終了信号によって、第1の閾値をこれよりも高い第2の閾値に切り替え、次に、放電が開始されるまでに、第2の閾値を第1の閾値に切り替える。オンオフ制御部600は、基準動作検出部100から出力される放電開始信号をオントリガ信号として用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオン信号を出力する。また、放電終了検出部500から出力される放電終了信号を用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオフ信号を出力する。<非基準コンバータ側制御回路の接続図およびタイミングチャート>非基準コンバータ側制御回路の具体的な回路構成は、図3のようになっている。なお、各部の回路構成についての詳細については、後述することとし、ここでは、図4のタイミングチャートを用いて、非基準コンバータ側制御回路全体の動作について説明する。図4に示すように、基準動作検出部100には、基準コンバータからの発振波形信号が入力され、発振波形信号の立上りを検出したパルス状の立上り信号図4のBが充電部300に出力される。一方で、発振波形信号の立下りを検出したパルス状の立下り信号図4のAが放電部400およびオンオフ制御部600に出力される。充電部300は、基準動作検出部100から立上り信号図4のBおよび放電終了検出部500からの放電終了信号図4のHを受け、これらの信号から図4のCに示す信号を生成して、定電流I1を生成する定電流源に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御し、充電期間を制御する。放電部400は、基準動作検出部100から立下り信号図4のAおよび放電終了検出部500からの放電終了信号図4のHを受け、これらの信号から図4のDに示す信号を生成して、定電流I2を生成する定電流源に接続されたスイッチ素子をオンオフ制御し、放電期間を制御する。容量部200内の容量素子の一端は、充電部300からの定電流I1による充電および放電部400への定電流I2による放電がなされ、さらに他端は電源VDC1に接続することで、図4のEに示すように変化する。放電終了検出部500は、図4のEに示す容量電圧信号の値と第1の閾値を比較し、その比較結果である図4のGに示す信号を用いて、放電終了信号図4のHを生成する。また、基準動作検出部100から供給される立上り信号図4のBおよび放電終了信号図4のHにより、容量電圧信号図4のEと比較するための閾値を切り替える図4のF。すなわち、基準動作検出部100は、発振波形入力端子から取り込んだ基準コンバータ側の発振波形から基準コンバータ側のオン、オフタイミングを検出し、オンタイミングを検出した場合には、充電部300に対して、充電開始信号を出力し、オフタイミングを検出した場合には、放電部400に対して、放電開始信号を出力する。充電部300は、基準動作検出部100からの充電開始信号を受け、定電流I1による容量部200への充電を開始し、放電終了検出部500からの放電終了信号を受け、定電流I1による容量部200への充電を停止する。放電部400は、基準動作検出部100からの放電開始信号を受け、定電流I2による容量部200からの放電を開始し、放電終了検出部500からの放電終了信号を受け、定電流I2による容量部200からの放電を停止する。放電終了検出部500は、放電部400の放電期間において、容量電圧信号の値が所定の第1の閾値になったタイミングで、放電終了信号を出力する。また、生成した放電終了信号によって、第1の閾値をこれよりも高い第2の閾値に切り替え、次に、放電が開始されるまでに、第2の閾値を第1の閾値に切り替える。オンオフ制御部600は、基準動作検出部100から出力される放電開始信号をオントリガ信号として用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオン信号を出力する。また、放電終了検出部500から出力される放電終了信号を用いることにより、非基準コンバータのスイッチング素子のゲートにオフ信号を出力する。したがって、容量素子に対する充電時間と放電時間とが略同じ時間となる。また、容量素子に対する充電時間は、基準スイッチング素子Q1のスイッチングのオン時間と略同じ時間となり、容量素子に対する放電時間は、非基準コンバータスイッチング素子Q2のスイッチングのオン時間と略同じ時間となる。<基準動作検出部の回路構成およびタイミングチャート>基準動作検出部は、図5に示すように、一方の端子に基準コンバータ発振波形が入力され、他方の端子に基準コンバータ発振波形をインバータIC101により反転しコンデンサC101により時定数を持たせた信号を入力し、立下り信号を出力するNOR回路IC102と、一方の端子に基準コンバータ発振波形が入力され、他方の端子に基準コンバータ発振波形をインバータIC103により反転しコンデンサC102により時定数を持たせた信号を入力し、立上り信号を出力するAND回路IC104と、から構成されている。つまり、図5のa点電圧は、インバータIC101およびコンデンサC101により、遅延を持った反転信号となる。NOR回路IC102は、基準コンバータ発振波形と前記インバータIC101の出力電圧により、図4のAに示すような信号を生成し、これを立下り信号として出力する。この出力信号は、放電部400およびオンオフ制御部600に入力される。一方、AND回路IC104は、基準コンバータ発振波形と前記インバータIC103の出力電圧により、図4のBに示すような信号を生成し、これを立上り信号として出力する。この出力信号は、充電部300および放電終了部500に入力される。<容量部の回路構成およびタイミングチャート>容量部200は、図6に示すように、容量素子であるコンデンサC201と電源VDC1とから構成されている。充電時には、後述する充電部300の定電流源IDC1からコンデンサC201に電流I1が流れ込みコンデンサC201を充電する図6のd点電圧の充電時波形を参照。一方で、後述する放電部400が動作すると定電流I1の2倍の電流I2を有する定電流源IDC2により、電荷が引き抜かれるが、充電部300も動作しているためコンデンサC201は、電流I1分に相当する電荷が引き抜かれる。なお、後述する充電部300のスイッチ素子Q301がオンすると、コンデンサC201に残っている電荷を完全に引き抜いてしまうが、コンデンサC201とGND間に電圧値Vth1の電源VDC1が設けられているため、図6のd点電圧は、Vth1で安定する。<充電部の回路構成およびタイミングチャート>充電部300は、図7に示すように、定電流源IDC1とスイッチ素子Q301とフリップフロップIC301とから構成され、スイッチ素子Q301は、容量部200のコンデンサC201に並列に接続されている。立上り信号図7のfのパルス信号が入力されるとスイッチ素子Q301がオフ状態となって、定電流源IDC1から定電流I1が容量部200のコンデンサC201に供給され、充電が開始される。なお、定電流源IDC1から定電流I1の供給は、放電終了信号図7のgのパルス信号が入力されるまで継続される。一方で、放電終了信号図7のgのパルス信号が入力されると、次に、立上り信号図7のfのパルス信号が入力されるまで、スイッチ素子Q301はオン状態となり、容量部のコンデンサC102の両端をショートすることにより充電を禁止する。<放電部の回路構成およびタイミングチャート>放電部は、図8に示すように、定電流源IDC2とスイッチ素子Q401とフリップフロップIC401とから構成されている。放電開始信号図8のiのパルス信号が入力されるとフリップフロップIC401のQ端子から図8のjに示すHighレベルの信号がスイッチ素子Q401に供給され、スイッチ素子Q401がオン状態となって、定電流源IDC2から定電流I2I12により容量部200のコンデンサC201の放電が開始される。一方で、放電終了信号図8のlのパルス信号が入力されると、フリップフロップIC401のQ端子から図8のjに示すLowレベルの信号がスイッチ素子Q401に供給され、スイッチ素子Q401がオフ状態となって、放電が停止する。<放電終了検出部の回路構成およびタイミングチャート>放電終了検出部500は、図9に示すように、コンパレータIC501と、NOR回路IC502と、インバータIC503と、フリップフロップIC504と、スイッチ素子Q501およびQ502と、コンデンサC501と、電源VDC2およびVDC3から構成されている。充電開始信号図9のnのパルス信号がフリップフロップIC504のセット端子Sに入力されるとフリップフロップIC504の出力端子QからHighレベルの信号がスイッチ素子Q501に供給され、スイッチ素子Q501がオン状態となって、コンパレータIC501の負端子に基準電圧Vth1を接続する。このとき、フリップフロップIC504の反転出力端子からは、Lowレベルの信号がスイッチ素子Q502に供給されるため、スイッチ素子Q502がオフ状態を維持する。放電終了信号図9のqのパルス信号がフリップフロップIC504のリセット端子R入力されると、フリップフロップIC504の反転出力端子からHighレベルの信号がスイッチ素子Q502に供給され、スイッチ素子Q502がオン状態となって、コンパレータIC501の負端子に基準電圧Vth2を接続する。このとき、フリップフロップIC504の出力端子Qからは、Lowレベルの信号がスイッチ素子Q501に供給されるため、スイッチ素子Q501がオフ状態を維持する。また、コンパレータIC501の正端子に入力される信号は、図9のmに示すような信号であるため、コンパレータIC501の出力信号は、図9のpに示すような信号となる。NOR回路IC502は、前記図9のpに示すような信号と、前記信号pをインバータIC503およびコンデンサC501によって遅延させた反転信号を受けて、図9のqに示すような信号を生成し、これを放電終了信号として出力する。<オンオフ制御部の回路構成およびタイミングチャート>オンオフ制御部600は、図10に示すように、フリップフロップIC601で構成されている。図10に示すように、放電開始信号図10のrがフリップフロップIC601のセット端子Sに入力されると、出力端子QからはHighレベルが出力され、フリップフロップIC601のリセット端子Rに放電終了信号図10のsが入力されると出力端子QからLowレベルが出力される。図10のt<充電部および放電部における定電流源IDC1,IDC2の詳細な回路構成>図11を用いて、一例としての充電部および放電部における定電流源IDC1,IDC2の詳細な回路構成を説明する。図11は、本実施形態の充電部300および放電部400における定電流源IDC1,IDC2のミラー回路構成の一例を示したものである。この図によれば、半導体素子M1および抵抗R10に電流I1が流れると、半導体素子M2およびM3にも電流I1が流れる。さらに、半導体素子M5およびM4にも電流I1が流れ、半導体素子M6に電流I1が流れる。ここで、半導体素子M6は、充電部300内の定電流源IDC1に相当する。また、C1は、容量部200内のコンデンサC201に、SW2は、充電部300内のスイッチ素子Q301に、Vdc1は容量部200内の電源VDC1に相当する。また、半導体素子M7は、他の半導体素子と同種の特性を有する半導体素子を2つ並列にした構成となっており、これにより、I1の2倍の電流量を有する定電流源となっている。すなわち、半導体素子M7は、放電部400内の定電流源IDC2に相当し、SW1は、スイッチ素子Q401に相当する。以上、説明したように、本実施形態によれば、充電部300は、基準コンバータがオンしてから非基準コンバータがオフまで第1定電流源IDC1による電流I1で容量素子C201を充電し、放電部400は、基準コンバータのオフから非基準コンバータがオフまで第1定電流源IDC1に対して略2倍の値の定電流を流す第2定電流源IDC2による電流で容量素子C201の電荷を放電するため、容量素子C201に対する充電時間と放電時間とが、確実に略同じ時間となる。そのため、商用電源の整流出力を昇圧チョッピングする複数のコンバータで構成されるインターリーブ電源に、本発明に係る制御回路を用いた場合には、基準スイッチング素子Q1のオン時間幅と、非基準スイッチング素子Q2のオン時間幅と、を自動的に略同じ幅に揃えることが確実にでき、チョーク等の部品バラツキに因らず、非基準コンバータ側ダイオード電流を検出せずに、非基準コンバータ側電流臨界動作を実現できる。以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は、上述した実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で様々な変形や応用が可能である。"