情報記憶媒体に対して情報の書き込みまたは読み出しを行うヘッドと、前記ヘッドを移動させるボイスコイルモータと、指令信号に応じて前記ボイスコイルモータを駆動する駆動回路と、前記駆動回路に対して与える前記指令信号から前記ボイスコイルモータのコイルのインダクタンスによる電圧降下量までの伝達関数で表される離散時間モデルのパラメータを同定する同定部と、同定された前記パラメータを格納する記憶部と、前記記憶部が格納する前記パラメータを用いて表される前記離散時間モデルに基づいて前記コイルの逆起電圧を推定する逆起電圧推定部と、を備える磁気ディスク装置。前記同定部は、前記ヘッドをロード動作する前に前記ヘッドの速度を0として、前記インダクタンスによる電圧降下量の関係式から前記速度に関する項を打ち消して、前記離散時間モデルのインダクタンスに関するパラメータを同定する請求項1記載の磁気ディスク装置。前記サーボ情報から前記ヘッドの位置を算出する位置算出部と、前記位置での前記ヘッドの速度を算出する速度算出部と、を備え、前記同定部は、前記ヘッドの前記情報記憶媒体上での動作時に、前記速度算出部が算出する前記速度を用いて前記インダクタンスに関するパラメータを同定する前記請求項1または2記載の磁気ディスク装置。前記同定部は、前記インダクタンスに関するパラメータと前記指令信号のサンプリング周期を用いて表されるパラメータを含めて同定する請求項1乃至3いずれか1項に記載の磁気ディスク装置。前記同定部は、複数の前記サンプリング周期にそれぞれ対応する複数のパラメータをオフラインで算出し、前記逆起電圧推定部は、前記指令信号のサンプリング周期にあわせて前記パラメータを切り替えて用いる請求項1乃至3いずれか1項に記載の磁気ディスク装置。前記ヘッドの目標逆起電圧を生成する生成部と、前記逆起電圧を用いて前記ヘッドの速度制御を行う制御部と、を備え、前記制御部は、前記目標逆起電圧と前記逆起電圧の差分を算出し、前記差分が0となる方向に前記ヘッドの速度を制御する請求項1乃至5いずれか1項に記載の磁気ディスク装置。情報記憶媒体に対して情報の書き込みまたは読み出しを行うヘッドと、前記ヘッドを移動させるボイスコイルモータと、指令信号に応じて前記ボイスコイルモータを駆動する駆動回路と、を備える磁気ディスク装置における逆起電圧の推定方法であって、同定部が、前記駆動回路に対して与える指令信号から前記ボイスコイルモータのコイルのインダクタンスによる電圧降下量までの伝達関数で表される離散時間モデルのパラメータを同定するステップと、逆起電圧推定部が、前記パラメータを用いて表される前記離散時間モデルに基づいて前記コイルの逆起電圧を推定するステップと、を有する逆起電圧の推定方法。情報記憶媒体に対して情報の書き込みまたは読み出しを行うヘッドと、前記ヘッドを移動させるボイスコイルモータと、指令信号に応じて前記ボイスコイルモータを駆動する駆動回路と、前記ヘッドの目標逆起電圧を生成する生成部と、前記逆起電圧を用いて前記ヘッドの速度制御を行う制御部と、を備える磁気ディスク装置におけるヘッドの速度制御方法であって、同定部が、前記駆動回路に対して与える指令信号から前記ボイスコイルモータのコイルのインダクタンスによる電圧降下量までの伝達関数で表される離散時間モデルのパラメータを同定するステップと、逆起電圧推定部が、前記パラメータを用いて表される前記離散時間モデルに基づいて前記コイルの逆起電圧を推定するステップと、生成部が、前記ヘッドの目標逆起電圧を生成するステップと、制御部が、前記目標速度と前記逆起電圧の差分を算出し、前記差分が0となる方向に前記ヘッドの速度を制御するステップと、を有するヘッドの速度制御方法。しかしながら、逆起電圧の算出式には、コイルのインダクタンス項が含まれている。このインダクタンス項による影響を考慮して逆起電圧を推定することは困難であるために、従来は制御入力のサンプリング周期を長くすることで、インダクタンス項を打ち消して逆起電圧の推定を行っていた。したがって、前述のような推定では、制御入力のサンプリング周期を短くする場合には高精度に逆起電圧を推定することができない。そこで、本実施形態は、高精度に逆起電圧を推定することができる磁気ディスク装置、逆起電圧の推定方法及びヘッドの速度制御方法を提供することを目的とする。実施形態の磁気ディスク装置は、情報記憶媒体に対して情報の書き込みまたは読み出しを行うヘッドと、前記ヘッドを移動させるボイスコイルモータと、指令信号に応じて前記ボイスコイルモータを駆動する駆動回路と、前記駆動回路に対して与える前記指令信号から前記ボイスコイルモータのコイルのインダクタンスによる電圧降下量までの伝達関数で表される離散時間モデルのパラメータを同定する同定部と、同定された前記パラメータを格納する記憶部と、前記記憶部が格納する前記パラメータを用いて表される前記離散時間モデルに基づいて前記コイルの逆起電圧を推定する逆起電圧推定部とを備える。実施形態の磁気ディスク装置における逆起電圧の推定方法は、同定部が、前記駆動回路に対して与える指令信号から前記ボイスコイルモータのコイルのインダクタンスによる電圧降下量までの伝達関数で表される離散時間モデルのパラメータを同定するステップと、逆起電圧推定部が、前記パラメータを用いて表される前記離散時間モデルに基づいて前記コイルの逆起電圧を推定するステップとを有する。実施形態の磁気ディスク装置におけるヘッドの速度制御方法は、同定部が、前記駆動回路に対して与える指令信号から前記ボイスコイルモータのコイルのインダクタンスによる電圧降下量までの伝達関数で表される離散時間モデルのパラメータを同定するステップと、逆起電圧推定部が、前記パラメータを用いて表される前記離散時間モデルに基づいて前記コイルの逆起電圧を推定するステップと、生成部が、前記ヘッドの目標逆起電圧を生成するステップと、制御部が、前記目標速度と前記逆起電圧の差分を算出し、前記差分が0となる方向に前記ヘッドの速度を制御するステップとを有する。以下、発明を実施するための実施形態について説明する。第一の実施形態図1において、本実施形態に係る磁気ディスク装置の概略構成図、図2は本実施形態に係る磁気ディスク装置のボイスコイルモータ以下、VCM4の等価回路図である。図1の磁気ディスク装置は、複数のサーボセクタを有する磁気ディスクなどの情報記憶媒体5に対して情報の書き込みと読み出しを行うヘッド1と、ヘッド1を支持するアーム2と、アーム2を移動させるVCM4と、VCM4を駆動するVCM駆動回路7と、VCM4におけるコイルの端子間電圧を検出する電圧検出器8と、メモリ9と、情報記憶媒体以下、ディスク5のサーボセクタに予め磁気記録されているサーボ情報を基にヘッド1の位置決め制御及び速度制御を行うMPU10とを有する。ヘッド1は、アーム2の先端に支持されている。VCM4によって、アーム2が回動軸3を中心に回動すると、ヘッド1は、図示しないスピンドルモータにより回転しているディスク5の面上を半径方向に移動することでシーク動作及びフォロイング動作を行う。これにより、ヘッド1は、ディスク5上の任意の場所において情報の書き込みと読み出しを行うことができる。この通常のシーク動作時及びフォロイング動作時には、MPU10が、サーボ情報から得られる位置誤差信号を用いて、ヘッド1の位置決め制御を行っている。また、例えば図示しない衝撃検知センサが本装置に加わる衝撃を検知した際や、ユーザーが電源をオフした際には、MPU10は上記の位置決め制御から速度制御へ制御系を切り替えることで、ヘッド1をランプ機構6へ退避させるためのアンロード動作を行う。逆に、アンロードからの復帰ロード動作が指示された際や、ユーザーが電源をオンした際には、MPU10は、シーク動作時及びフォロイング動作時の位置決め制御に変えて、速度制御を行うことでヘッド1をランプ機構6からディスク5上へ移動させる。VCM4は、例えば基部に固定する磁石と、軸支するアーム2に備えられるコイルとを対向配置するコイルモータであり、コイルに電流を流すことでアーム2に回転力を与える駆動するアクチュエータとして機能する。VCM4のモデルとしては、図2に示す等価回路図を用いて表すことができる。ここで、Lはインダクタンス、Rvcmはコイル抵抗、Rsはセンス抵抗をそれぞれ表す。また、Vbemfは逆起電圧、Ivcmはコイルに流れる電流以下、コイル電流、Vmeasは検出可能なコイルの端子間電圧、Vcはコイルとセンス抵抗間の電圧をそれぞれ表す。VCM駆動回路7は、位置決め制御および速度制御のいずれの場合でも、MPU10からの指令電圧を受け取り、コイルに対してコイル電流Ivcmを流すことでアーム2を駆動する。ここで、VCM駆動回路7は、ローパスフィルタLPFを有するADC回路及び電流フィードバック回路等を含むものである。また、VCM4はVCM駆動回路7と別の構成としているが、実際にはVCM駆動回路7とVCM4とは接続されているので、VCM駆動回路7の一部にVCM4のコイルが含まれるものであってもよい。電圧検出器8は、後述の逆起電圧推定時などにコイルの端子間電圧Vmeasを検出する。なお、ここでは検出器8を一つの構成として挙げているが、上記のVCM駆動回路7の一部として設けられるものであってもよい。次に、図3乃至図8を参照して、本実施形態に係る磁気ディスク装置のMPU10のシステム構成及び動作について説明する。一般的に、ロード動作時あるいはアンロード動作時のヘッド1の速度制御には、VCM4におけるコイルの逆起電圧が用いられることは前述した通りである。ここで、図2の等価回路図に示すVCM4モデルでは、コイルに発生する逆起電圧Vbemfは次式により表される。逆起電圧Vbemfはヘッド速度Velに比例することから、ヘッド速度Velは、トルク定数Kt及び数1を用いることで次式により表される。このとき、電流フィードバックが十分に効いている状況下では、コイル電流Ivcmと制御入力である指令電圧Vcmoutは比例し、比例係数αを用いてIvcmαVcmoutと表せるため、数2は次式に書き換えられる。従来では、指令電圧Vcmoutの時間変化によって生じるインダクタンス項の過渡応答が十分に減衰する程度にサンプリング周期を長くする、または指令電圧Vcmoutを一定にすることで、上式における右辺第3項のインダクタンス項を除去していた。そのため、指令電圧Vcmoutのサンプリング周期を短くする際には、数2におけるインダクタンス項の影響を考慮する必要があり、正確なヘッド速度逆起電圧の推定を行うことは困難であった。そこで、本実施形態においては、MPU10は、VCM4及びVCM駆動回路7の離散時間系でのモデルを用いて、ヘッド1がディスク5上にあるときに、このモデルの未知パラメータ例えばインダクタンスLを含むパラメータの同定を行う。そして、例えばアンロード動作時に、この同定された未知パラメータを用いて表されるモデルディジタルフィルタにより逆起電圧を推定する。また、MPU10は、この推定された逆起電圧を用いてヘッド1の速度制御を行う。ここで、本実施形態で用いられる、VCM4及びVCM駆動回路7のモデルについて説明する。まず、入力を指令電圧Vcmout、出力を端子間電圧Vmeasとした伝達関数は次式で表される。ただし、Kt:トルク定数、J:慣性モーメント、a、b:ADC出力段のLPFの定数、fcfb:電流フィードバックを1次遅れに近似した場合のカットオフ周波数、Cfbg:電流フィードバックゲインである。また、Lはコイルのインダクタンス、Rはコイル抵抗を表している。なお、sはラプラス演算子を示している。ここで、指令電圧Vcmoutとして、大きさgのステップ入力が加わった場合の端子間電圧の応答は、数4のVcmoutをgsとすることで、次式で表される。数5を逆ラプラス変換により、時間領域に変換する。ADC出力段のLPF、電流フィードバックのうちカットオフ周波数の高いLPFの過渡応答は短時間で減衰してしまうため無視することができる。ここで、カットオフ周波数が低いフィルタを1として、他の2つのフィルタのカットオフ周波数が十分高い場合には、指令電圧が加わったタイミングから時刻tにおけるコイルの端子間電圧Vmeasは次式のように表される。なお、1以外のフィルタのカットオフ周波数が低い場合には数6において、abあるいはa1fcfbと置き換えることが可能である。また、数6は単発の指令電圧に対しての応答を表したものであるが、実際の離散時間制御系ではこの指令電圧が連続して入ってくるものとみなせる。そこで、図3のようにサンプリング周期Ts、指令電圧の入力から検出までの時間遅れをTdとすると、現在時刻iTsより時刻TdnTsn1、2、前に入力された大きさgn=gのステップ入力に対する現在時刻iTsの端子間電圧の値は次式となる。時刻TdnTs前のステップ入力による応答は現在時刻iTsにおいて線形であるので、現在時刻iTsにおける端子間電圧の値は、次式のように過去の応答の総和で表すことができる。右辺第2項はステップ入力の時間積分である事からヘッド速度に比例し、右辺第3項はステップ入力の和であることから指令電圧そのものである。そこで、数8は次式のように書き換えられる。図4はヘッド1がアンロード動作時にランプ機構6に進入する際のVCM駆動回路7に対して与える指令電圧Vcmoutの波形例の一例を示している。ランプ機構6に乗り上げる際に一旦ヘッド1の速度を落としてT1、その後一定速度でストッパーに向かうT2。そして、ストッパーに到達した後は、ヘッド1をストッパーに押し付けた状態で、指令電圧を与えるT3。このとき、図4の波形の一部を拡大した図からわかるように、ここではサンプリング周期毎の指令電圧を一定の大きさg、一定のサンプリング周期Tsで変化させると仮定すると、数9はさらに次式で書き換えられる。数10におけるGLはインダクタンスLに係数がかかったものであり、インダクタンス項は上式の第1項に集約される。そこで数10の端子間電圧Vmeasのうちインダクタンスによる電圧降下量のみを抽出すると次式となる。ここで、であるため、nを十分大きな値とすることで、n以上次数の範囲は0とみなせる。したがって、数11は次式に書き換えられる。なお、数13におけるzはz変換の演算子を示している。1zは1サンプル分データを遅らせるオペレータとみなすことができる。本実施形態においては、数14のように入力を指令電圧Vcmout、出力をインダクタンスによる電圧降下量とする伝達関数GLLを離散時間モデルと定義する。図5は、MPU10のシステム構成図である。MPU10は、離散時間モデルのパラメータの同定を行う同定部11と、コイルの逆起電圧を推定する逆起電圧推定部12と、目標逆起電圧値を生成する目標逆起電圧生成部13と、ヘッド1の速度制御を行うための指令電圧値を算出し、算出した指令電圧をVCM駆動回路7へ出力する制御部14を有する。同定部11は、ヘッド1がランプ機構6内にある状態で、例えばロード動作前に、アーム2をストッパー図示せずに押し付けることで、ヘッド1の速度を0として、離散時間モデルのパラメータの同定を行う。なお、本実施形態においては、サンプリング周期Ts、時間遅れTd、LPFの定数aは既知として扱う。したがって、数14におけるLは、Ts、Td、aから決定されるため既知であるので、ここでは未知パラメータであるインダクタンスに関するゲインGLを同定する。インダクタンスによる電圧降下量VmeasLは、数10及び数11より次式で与えられる。ここで、ランプ機構6内で、アーム1をストッパーに押し付けているときには、ヘッド1の速度が0となるため、数15は次式に書き換えられる。したがって、数14及び数16により、インダクタンスに関するゲインGLは次式で与えられる。同定部11は、指令電圧Vcmoutを入力した際に、検出部8が検出する端子間電圧Vmeasを得て、この指令電圧Vcmoutと端子間電圧Vmeasを数17に適用することにより、インダクタンスに関するゲインGLを同定する。なお、GLを同定するためには、コイル抵抗に関するゲインGRを明らかにする必要がある。この際、GLの同定にさきがけて、例えばアーム2をストッパーに押し付けた状態で、一定の指令電圧を加える。これにより、インダクタンス項は0とみなせ、ヘッド1の速度は0となるため、数17を変形して得られる次式により、GRを同定することができる。上述のGLの同定にあたっては、アーム2をストッパーに押し付ける間に、サンプリング時間毎に得られる複数のGLの平均や、その他統計的な処理を加えることによって、より正確なGLの同定を行うことができる。この同定されたGLは一旦メモリ9に格納される。図6にロード動作前にストッパーへ押し付けた時に検出した端子間電圧を示す。データは100回分の試行の重ね合わせである。数サンプル経過した後には、定常状態になり一定の値をとっていることがわかる。また、図7は定常状態となる区間のデータをそれぞれの試行において平均しGLを求めた結果である。毎回同程度の値をとなっていることから、安定したGLの同定が行えることがわかる。このように、GLの同定をオンボードで行うことができるために、インダクタンスが動作中に変動してしまう場合や、固体差の影響などを含めたインダクタンス項の推定が可能となる。逆起電圧推定部12は、例えばアンロード動作時など、ヘッド1の速度を得る必要のあるタイミングにおいて、上記の同定されたGLに基づいて逆起電圧Vbemfを推定する。ここで、数10における右辺第2項が逆起電圧に相当することから、数10及び数14により、逆起電圧Vbemfは次式で表される。逆起電圧推定部12は、上式に従い、インダクタンスによる電圧降下量及びコイル抵抗による電圧降下量を、端子間電圧Vmeasからそれぞれ減算することにより、逆起電圧Vbemfを推定する。この際、GLの値としては、同定部11が同定しメモリ9に格納されている値を用いる。端子間電圧Vmeasの値としては、検出器8が実際に検出する値を用いる。なお、Lの値としては、Ts、Td、aを基にあらかじめ算出し、メモリ9に格納しておいてもよいし、Ts、Td、aの値をメモリ9に格納しておき、オンボードで算出してもよい。次に、逆起電圧推定部12が推定する逆起電圧を用いたヘッド1の速度制御について説明する。なお、ヘッド1の速度制御を行うタイミングとしては、ロード動作時、アンロード動作時など様々なタイミングが考えられるが、ここではアンロード動作時の例を示す。目標逆起電圧生成部13は、アンロード動作時のヘッド1の目標速度すなわち目標逆起電圧の値Vbemf0を生成する。この際、目標逆起電圧生成部13は、目標逆起電圧の値Vbemf0を一定値として生成してもよいし、時間の関数として変化する値を生成してもよい。ここで生成される値Vbemf0は、サンプリング周期毎に後述の制御部14に出力される。制御部14は、目標逆起電圧生成部13が生成する目標逆起電圧Vbemf0を受け取る。また、逆起電圧推定部12が推定する逆起電圧Vbemfをフィードバック信号として受け取る。そして、目標逆起電圧Vbemf0と推定された逆起電圧Vbemfの差分Vbemf0Vbemfを算出し、上記の差分に対して公知の制御則を適用することで、指令電圧Vcmoutを算出する。制御部14は、この指令電圧Vcmoutを制御入力としてVCM駆動回路7に対して与え、上記の差分が0となる方向にヘッド1の速度を制御することで、アンロード動作を行う。本実施形態の磁気ディスク装置によれば、同定部11が、離散時間系モデルを基に、インダクタンスに関するゲインGLの同定を行うことができるため、サンプリング周期を早くした場合であっても正確な逆起電圧の推定を行うことができる。また、この正確な逆起電圧を用いてヘッド1の速度制御を行うことで、ヘッド1の安定した動作を実現することができる。さらに、サンプリング周期を速くすることで、ヘッド1の速度制御の追従性を向上させることができる。第二の実施形態図8は、本実施形態のMPU10のシステム構成図である。第一の実施形態のシステム構成に加えて、ヘッド1の位置を算出する位置算出部15と、ヘッド1の位置を用いてヘッド1の速度を算出する速度算出部16を有する。位置算出部15は、シーク時にヘッド1がサーボ情報を再生することで得られるヘッド位置誤差信号を基にヘッド1の位置信号を算出する。速度算出部16は、シーク動作時に例えば位置算出部15が算出するヘッド1の位置信号とその1サンプル前の位置信号との差分からヘッド1の速度信号Velをサンプリング周期毎に算出する。本実施形態では、同定部21が、ヘッド1のディスク5上での動作時のデータを用いて、数14おけるインダクタンスに関するゲインGLの同定を行う。以下の説明は、ヘッド1のシーク動作中にGLの同定を行う例である。なお、本実施形態においては、サンプリング周期Ts、時間遅れTd、LPFの定数aは既知として扱う。ここで、第一の実施形態と同様に、数14をインダクタンスに関するゲインGLについて解くことで次式が得られる。本実施形態においては、同定部21は数20に従い、シーク時に指令電圧Vcmoutを与える際に、速度算出部16が算出するヘッド1の速度信号Velと、検出器8が実際に検出するコイルの端子間電圧Vmeasを用いて、GLを同定する。なお、数20において、トルク定数に関するゲインGK及びコイル抵抗に関するゲインGRは、公知の技術例えば特許文献2を用いて同定することができる。また、Lの値としては、Ts、Td、aを基にあらかじめ算出し、メモリ9に格納しておいてもよいし、Ts、Td、aの値をメモリ9に格納しておき、オンボードで算出してもよい。図9にシーク時の指令電圧Vcmoutの波形の一例を、図10にその際のVmeasLの波形の一例を示す。同定部21は、この波形のうち複数点でデータを検出し、それらの平均値をGLとして同定することや、波形の全部もしくは一区間のデータから最小2乗法などによってGLを同定してもよい。図11は、シーク時のデータからGLを同定した場合の結果である。破線はコイルの端子間電圧Vmeas、ヘッド速度Vel、指令電圧Vcmoutから算出したVmeasL真値であり、実線は同定されたGLを数14の離散時間モデルに適用し、指令電圧Vcmoutを入力した際の出力として得られるVmeasL推定値である。シークの動作初期では推定値の方が大きくなっているが、それ以外では推定値はほぼと真値に収束しているため、GLを正確に同定できていることがわかる。したがって、逆起電圧推定部12は、同定部21が同定するGLを用いて、数19により逆起電圧Vbemfを正確に推定することができる。第三の実施形態図12は、本実施形態のMPU10のシステム構成図である。本実施形態では、同定部31は、サンプリング周期Ts、入力から検出までの時間遅れTd、LPFの定数aが未知である場合に、インダクタンスに関するゲインGLと上記のTs、Td及びaを含めた未知パラメータの同定を行う。上記のTs、Td及びaは、数14のLに含まれていることがわかる。そこで、次式で表される指令電圧Vcmoutからインダクタンスによる電圧降下分VmeasLまでの伝達関数を考える。同定部31は、上式に従い、例えばシーク時に、指令電圧Vcmoutを与える際に、速度算出部16が算出するヘッド1の速度信号Velと、検出器8が実際に検出するコイルの端子間電圧Vmeasを用いて、GLLの同定を行う。なお、数21において、トルク定数に関するゲインGK及びコイル抵抗に関するゲインGRは、公知の技術例えば特許文献2を用いて同定することができる。この際、同定に用いる離散時間モデルを例えば数22のようにおく。数22は数14においてGL、Ts、Td、aをすべて正確に代入した離散時間モデルと同一となると考えられる。そこで数22はGL、Ts、Td、aの概算値を数14に代入して得られる離散時間モデルの係数が、極めて小さく無視可能な程度の次数と同程度に設定すればよい。数21の右辺の値は前述のように算出可能であり、その値と数22の左辺が等しいとして同定を行う。この際、最小2乗法や公知の同定手法を用いることができる。また、数22ではサンプリング周期によっては次数が高くなる可能性があるため、オフラインで演算の後、メモリ9に実装してもよい。同定にはシーク動作を用いてもよいし、白色信号を加え同定をおこなうなどの公知の同定手法を用いてもよい。逆起電圧推定部12は、同定部31が同定するGLLを用いて、数19により逆起電圧Vbemfを推定する。変形例ここで、数11により時刻t=iTsにおけるインダクタンス項は次式で与えられる。上式のように書き換えることで、第一の実施形態、第二の実施形態において用いた数14の離散時間モデルの代わりに、それと等価な数24の離散時間モデルを用いてもよい。また、第三の実施形態において、数24の係数を未知とした次式を代わりに用いてもよいなお、第一の実施形態、第二の実施形態のようにTs、Td、aを既知とした場合には、複数のサンプリング周期に対応するGLの同定を行いメモリ9に格納しておく。これにより、例えばサンプリング周期が変化してしまっても、同一のサンプリング周期におけるGLの値を使用して逆起電圧の推定を行うことができ、サンプリング周期の変化に対応することができる。また、第一の実施形態、第二の実施形態、第三の実施形態の同定部11、21、31は、組み合わせて使用してもよい。例えば、ロード時には、第一の実施形態で説明した方法でGLを同定し、シーク時には第二の実施形態及び第三の実施形態で説明した方法で再度GLの同定を行うことができる。第一の実施形態、第二の実施形態は離散時間モデルのインダクタンスに関するゲインGLのみを同定するため比較的容易に同定を行うことができる。一方、第三の実施形態では離散時間モデルのパラメータをすべて同定するため、より実機に則した同定を行うことができる。そこで、上記それぞれの長所を活かし、基本的な動作は第一の実施形態、第二の実施形態で簡易的に同定したパラメータを用い、第三の実施形態を行う時間的余裕があり、実施しているサンプリング周期と同一サンプリング周期で逆起電圧の推定を行う必要がある場合などには、第三の実施形態によりパラメータの同定を行っておき、パラメータを入れ替えて逆起電圧の推定を行うことができる。逆起電圧の推定を行うサンプリング周期が変化した場合などには、第一の実施形態、第二の実施形態により同定を行ったパラメータを用いて逆起電圧の推定を行うことができる。また、第一の実施形態、第二の実施形態、第三の実施形態に示した離散時間モデルはオンラインで同定しなくてもよい。この場合には、離散時間モデルをオフライン時に同定した後にメモリ9に格納しておき、オンライン時には、値を読み出して固定値とすることも可能である。以上説明した少なくとも1つの実施形態の磁気ディスクによれば、インダクタンスが変化した場合においても離散時間モデルのパラメータゲインまたは係数を同定することができ、サンプリング周期によらず高精度な逆起電圧の推定が可能となる。これら実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、様々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同時に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。