その一端に入力電圧が印加される1次コイル、2次コイルおよび前記1次コイル側に設けられた補助コイルを有するトランスと、その一端の電位が固定され、その他端が出力端子に接続された第1出力キャパシタと、前記第1出力キャパシタの他端と前記2次コイルの一端との間に、そのカソードが前記第1出力キャパシタ側となる向きで設けられた第1ダイオードと、前記1次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、その一端の電位が固定された第2出力キャパシタと、前記第2出力キャパシタの他端と前記補助コイルの一端との間に、そのカソードが前記第2出力キャパシタ側となる向きで設けられた第2整流素子と、前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第2出力キャパシタの他端と接続される電源端子と、前記入力電圧が入力されるハイ電圧端子と、前記ハイ電圧端子と前記電源端子の間に設けられた、ノーマリオンとなるようバイアスされたNチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorである充電用トランジスタと、前記電源端子の電圧が所定の第1しきい値電圧より低い第1状態において、前記ハイ電圧端子から前記電源端子へと前記充電用トランジスタを経由して流れる充電電流を制限し、前記電源端子の電圧が前記第1しきい値電圧よく定められた第2しきい値電圧より高い第2状態において、前記充電電流を実質的にゼロに低減する電流制限回路と、を備えることを特徴とするDC/DCコンバータ。前記電流制限回路は、前記ハイ電圧端子と前記電源端子の間の、前記充電電流の経路上に設けられたバイパススイッチと、所定の電流を前記電源端子に供給する第1電流源と、を含み、前記第1状態において、前記バイパススイッチがオフ、前記第1電流源がオンとなり、前記第2状態において、前記バイパススイッチおよび前記第1電流源がともにオフとなり、前記電源端子の電圧が、前記第1しきい値電圧より高く前記第2しきい値電圧より低い第3状態において、少なくとも前記バイパススイッチがオンすることを特徴とする請求項1に記載のDC/DCコンバータ。前記制御回路は、前記電流制限回路の出力と前記電源端子の間に、カソードが前記電源端子側となる向きで設けられた第1ダイオードをさらに備えることを特徴とする請求項1または2に記載のDC/DCコンバータ。前記第1電流源は、基準電流の経路上に設けられた第1トランジスタと、前記第1トランジスタとカレントミラー回路を形成するように接続され、前記ハイ電圧端子と前記電源端子の間に設けられた第2トランジスタと、前記ハイ電圧端子と前記電源端子の間に、前記第2トランジスタと直列に設けられた制御スイッチと、を含むことを特徴とする請求項2に記載のDC/DCコンバータ。前記バイパススイッチは、前記ハイ電圧端子と前記電源端子の経路上に設けられたNPN型バイポーラトランジスタである第3トランジスタと、前記第3トランジスタのベース電流を制御するバイアス回路と、を含むことを特徴とする請求項2に記載のDC/DCコンバータ。前記バイアス回路は、前記第3トランジスタのベースコレクタ間に設けられた、NPN型バイポーラトランジスタである第4トランジスタと、前記第3トランジスタのベースと接地端子の間に設けられた第2電流源と、前記第4トランジスタのベースに電流を供給する第3電流源と、前記第4トランジスタのベースと接地端子の間に設けられた第1スイッチと、前記第4トランジスタのベースと接地端子の間に直列に設けられた第2スイッチおよび第2ダイオードと、を含むことを特徴とする請求項5に記載のDC/DCコンバータ。前記電流制限回路は、前記電源端子の電圧を前記第1しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第1検出信号を生成する第1コンパレータと、前記電源端子の電圧を前記第2しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第2検出信号を生成する第2コンパレータと、をさらに含み、前記電流制限回路の状態は、前記第1、第2検出信号にもとづき制御されることを特徴とする請求項1から6のいずれかに記載のDC/DCコンバータ。その一端に入力電圧が印加される1次コイル、2次コイルおよび前記1次コイル側に設けられた補助コイルを有するトランスと、その一端の電位が固定され、その他端が出力端子に接続された第1出力キャパシタと、前記第1出力キャパシタの他端と前記2次コイルの一端との間に、そのカソードが前記第1出力キャパシタ側となる向きで設けられた第1ダイオードと、前記1次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、その一端の電位が固定された第2出力キャパシタと、前記第2出力キャパシタの他端と前記補助コイルの一端との間に、そのカソードが前記第2出力キャパシタ側となる向きで設けられた第2整流素子と、前記スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する制御回路と、を備え、前記制御回路は、前記第2出力キャパシタの他端と接続される電源端子と、前記入力電圧が入力されるハイ電圧端子と、前記ハイ電圧端子と前記電源端子の間に設けられ、起動時において、前記電源端子に接続される前記第2出力キャパシタに充電電流を供給する充電回路であって、前記電源端子の電圧が、所定の第1しきい値電圧より高く、所定の第2しきい値電圧より低いとき、前記電源端子の電圧が低いほど大きな充電電流を発生し、前記電源端子の電圧が、前記第2しきい値電圧より高いとき、前記充電電流を実質的にゼロに低減し、前記電源端子の電圧が前記第1しきい値電圧より低いとき、前記充電電流を所定のリミット電流に制限する充電回路と、を備えることを特徴とするDC/DCコンバータ。商用交流電圧を直流電圧に変換するAC/DCコンバータと、前記直流電圧を受け、それを降圧した電圧を負荷に供給する請求項1から8のいずれかに記載のDC/DCコンバータと、を備えることを特徴とする電源装置。マイコンと、その出力電圧を前記マイコンに供給する請求項1から8のいずれかに記載のDC/DCコンバータと、を備えることを特徴とする電子機器。本発明者らは、このようなDC/DCコンバータ100rの起動動作について検討し、以下の課題を認識するに至った。起動動作を説明する。入力端子P1に入力電圧VINが供給される。この入力電圧VINにより、抵抗R11を介してキャパシタCo2が充電され、電源電圧VCCが上昇する。そして、電源電圧VCCが、制御回路10rの内部に設定されたしきい値電圧VUVLOに達すると、制御回路10rが起動して動作可能となり、スイッチングトランジスタM1のスイッチングが開始する。スイッチングトランジスタM1がスイッチングすることにより、補助コイルL3、第2ダイオードD2、第2出力キャパシタCo2を含む補助的なDC/DCコンバータによって電源電圧VCCが安定化される。ここで入力電圧VINが供給されてから制御回路10rが起動するまでの時間は、電源電圧VCCがしきい値電圧VUVLOに達するまでの時間、つまり抵抗R11およびキャパシタCo2で定まる時定数で決まる。したがって、抵抗R11の抵抗値が小さいほど、起動時間は短くなり、大きいほど起動時間は長くなる。一方、制御回路10rが起動した後、抵抗R11は無駄な電力を消費する。抵抗R11による無駄な消費電力は、抵抗値R11が大きいほど小さく、抵抗値R11が小さいほど大きくなる。つまり、図1のDC/DCコンバータ100rにおいて、起動時間と消費電力はトレードオフの関係にある。本発明のある態様はこうした課題に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、消費電力を低減し、かつ短時間で起動可能なDC/DCコンバータの提供にある。本発明のある態様は、DC/DCコンバータに関する。DC/DCコンバータは、その一端に入力電圧が印加される1次コイル、2次コイルおよび1次コイル側に設けられた補助コイルを有するトランスと、その一端の電位が固定され、その他端が出力端子に接続された第1出力キャパシタと、第1出力キャパシタの他端と2次コイルの一端との間に、そのカソードが第1出力キャパシタ側となる向きで設けられた第1ダイオードと、1次コイルの経路上に設けられたスイッチングトランジスタと、その一端の電位が固定された第2出力キャパシタと、第2出力キャパシタの他端と補助コイルの一端との間に、そのカソードが第2出力キャパシタ側となる向きで設けられた第2整流素子と、スイッチングトランジスタのオン、オフを制御する制御回路と、を備える。制御回路は、第2出力キャパシタの他端と接続される電源端子と、入力電圧が入力されるハイ電圧端子と、ハイ電圧端子と電源端子の間に設けられた、ノーマリオンとなるようバイアスされたNチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorである充電用トランジスタと、電源端子の電圧が所定の第1しきい値電圧より低い第1状態において、ハイ電圧端子から電源端子へと充電用トランジスタを経由して流れる充電電流を制限し、電源端子の電圧が第1しきい値電圧より高く定められた第2しきい値電圧より高い第2状態において、充電電流を実質的にゼロに低減する電流制限回路と、を備える。この態様によれば、DC/DCコンバータの起動直後、第2出力キャパシタは、充電用トランジスタを経由してハイ電圧端子から電源端子へ流れる電流によって充電される。そしてこの充電電流は、電流制限回路を無視した場合、電源端子の電圧が低いほど大きくなる。したがって、DC/DCコンバータの起動直後において、電源端子の電圧が低いときには大きな充電電流で第2出力キャパシタを充電できるため、起動時間を短縮できる。また電流制限回路によって、電源端子の電圧が第2しきい値電圧より高くなると、充電電流を実質的にゼロとすることにより、消費電流を低減できる。また、電流制限回路が存在しない場合、電源端子が地絡するとハイ電圧端子から電源端子に流れる電流が非常に大きくなるが、この態様では電流制限回路によって電源端子の電圧が第1しきい値電圧より低いときには、充電電流を制限することにより、回路を好適に保護できる。電流制限回路は、ハイ電圧端子と電源端子の間の、充電電流の経路上に設けられたバイパススイッチと、所定の電流を電源端子に供給する第1電流源と、を含んでもよい。第1状態において、バイパススイッチがオフ、第1電流源がオンとなり、第2状態において、バイパススイッチおよび第1電流源がともにオフとなり、電源端子の電圧が、第1しきい値電圧より高く第2しきい値電圧より低い第3状態において、少なくともバイパススイッチがオンしてもよい。この態様によれば、第1状態において、ハイ電圧端子から電源端子の間を流れる充電電流を、第1電流源が生成する電流レベルに制限することができる。また第2状態では、充電電流は、実質的にゼロにでき、第3状態では、電源端子の電圧が高くなるほど充電電流を減らすことができる。制御回路は、電流制限回路と電源端子の間に、カソードが電源端子側となる向きで設けられた第1ダイオードをさらに備えてもよい。第1電流源は、基準電流の経路上に設けられた第1トランジスタと、第1トランジスタとカレントミラー回路を形成するように接続され、ハイ電圧端子と電源端子の間に設けられた第2トランジスタと、ハイ電圧端子と電源端子の間に、第2トランジスタと直列に設けられた制御スイッチと、を含んでもよい。バイパススイッチは、ハイ電圧端子と電源端子の経路上に設けられたNPN型バイポーラトランジスタである第3トランジスタと、第3トランジスタのベース電流を制御するバイアス回路と、を含んでもよい。バイアス回路は、第3トランジスタのベースコレクタ間に設けられた、NPN型バイポーラトランジスタである第4トランジスタと、第3トランジスタのベースと接地端子の間に設けられた第2電流源と、第4トランジスタのベースに電流を供給する第3電流源と、第4トランジスタのベースと接地端子の間に設けられた第1スイッチと、第4トランジスタのベースと接地端子の間に直列に設けられた第2スイッチおよび第2ダイオードと、を含んでもよい。電流制限回路は、電源端子の電圧を第1しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第1検出信号を生成する第1コンパレータと、電源端子の電圧を第2しきい値電圧と比較し、比較結果を示す第2検出信号を生成する第2コンパレータと、をさらに含んでもよい。電流制限回路の状態は、第1、第2検出信号にもとづき制御されてもよい。本発明の別の態様は、電源装置である。この電源装置は、商用交流電圧を直流電圧に変換するAC/DCコンバータと、直流電圧を受け、それを降圧した電圧を負荷に供給する上述のいずれかの態様のDC/DCコンバータと、を備える。本発明のさらに別の態様は、電子機器である。この電子機器は、マイコンと、その出力電圧をマイコンに供給する上述のいずれかの態様のDC/DCコンバータと、を備える。なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。本発明のある態様によれば、消費電力を低減し、かつ短時間で起動可能なDC/DCコンバータを提供できる。以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。本明細書において、部材Aが、部材Bと接続された状態とは、部材Aと部材Bが物理的に直接的に接続される場合や、部材Aと部材Bが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、部材Cが、部材Aと部材Bの間に設けられた状態とは、部材Aと部材C、あるいは部材Bと部材Cが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。図2は、実施の形態に係る電子機器1の構成を示す回路図である。電子機器1は、たとえばテレビや冷蔵庫、エアコンなどの家電製品やコンピュータである。電子機器1は、マイコン2、信号処理回路4、DC/DCコンバータ100、整流回路102を備える。電子機器1は、互いに絶縁される1次側と2次側に分けられている。整流回路102およびDC/DCコンバータ100の一部は1次側に配置され、DC/DCコンバータ100の別の部分と、マイコン2、信号処理回路4は2次側に配置される。整流回路102は、たとえばダイオード整流回路であり、商用交流電圧などの交流電圧VACを受け、それを全波整流し、キャパシタC1により平滑化して直流電圧VDC=VINを生成する。VAC=100Vのとき、VDC=144Vとなる。DC/DCコンバータ100は、その入力端子P1に直流の入力電圧VINを受け、これを降圧して出力端子P2から出力する。DC/DCコンバータ100と整流回路102の間には、図示しないPFCPowerFactorCorrection回路を設けてもよい。出力端子P2からの出力電圧VOUTは、マイコン2および信号処理回路4に出力される。マイコン2は、電子機器1全体を統合的に制御する。信号処理回路4は、特定の信号処理を行うブロックであり、たとえば外部機器との通信を行うインタフェース回路や、画像処理回路、音声処理回路などが例示される。現実の電子機器1においては、その機能に応じて複数の信号処理回路4が設けられることはいうまでもない。以上が電子機器1の全体構成である。続いて、このような電子機器1に好適に利用可能なDC/DCコンバータ100について説明する。DC/DCコンバータ100は、主としてトランスT1、第1ダイオードD1、第2ダイオードD2、第1出力キャパシタCo1、第2出力キャパシタCo2、スイッチングトランジスタM1、制御回路10、フィードバック回路20を備える。トランスT1は、1次コイルL1、2次コイルL2および1次コイル側に設けられた補助コイルL3を有する。1次コイルL1の巻き数をNP、2次コイルL2の巻き数をNSとする。また補助コイルL3の巻き数をNDとする。スイッチングトランジスタM1、1次コイルL1、2次コイルL2、第1ダイオードD1、第1出力キャパシタCo1は、第1のコンバータメインコンバータを形成する。第1出力キャパシタCo1の一端は接地され、その電位は固定されている。第1ダイオードD1は、第1出力キャパシタCo1の他端と2次コイルL2の一端N2との間に、そのカソードが第1出力キャパシタCo1側となる向きで設けられる。2次コイルL2の他端は接地されて電位が固定されている。1次コイルL1の一端には、入力電圧VINが印加される。スイッチングトランジスタM1は、1次コイルL1の経路上に設けられる。スイッチングトランジスタM1のゲートには、抵抗R10を介して制御回路10からのスイッチング信号OUTが入力される。スイッチングトランジスタM1、1次コイルL1、補助コイルL3、第2ダイオードD2、第2出力キャパシタCo2は、第2のコンバータ補助コンバータを形成する。第2出力キャパシタCo2の一端の電位は固定される。第2ダイオード第2整流素子D2は、第2出力キャパシタCo2の他端と補助コイルL3の一端N3の間に設けられる。補助コイルL3の他端は接地され、その電位は固定されている。第2ダイオードD2は、そのカソードが第2出力キャパシタCo2側となる向きで配置される。第2出力キャパシタCo2には、巻き線比ND/NSに応じた電源電圧VCCが発生する。VCC=ND/NS×VOUT...1制御回路10の電源端子VCC8番ピンは、第2出力キャパシタCo2と接続され、起動直後において第2出力キャパシタCo2を充電するとともに、起動後においては第2出力キャパシタCo2に生ずる電圧電源電圧ともいうVCCを受ける。制御回路10は、出力電圧VOUTのレベルが目標値に近づくようにスイッチング信号OUTのデューティ比をパルス幅変調PWM、パルス周波数変調PFMなどを利用して調節し、スイッチングトランジスタM1を制御する。スイッチング信号OUTの生成方法は特に限定されない。制御回路10のフィードバック端子FB2番ピンには、フォトカプラを含むフィードバック回路20を介して、出力電圧VOUTに応じたフィードバック信号VFBが入力される。キャパシタC3は、位相補償を目的として設けられる。たとえばフィードバック回路20は、シャントレギュレータ22、フォトカプラ24、分圧抵抗R1、R2を含む。分圧抵抗R1、R2は、DC/DCコンバータ100の出力電圧VOUTを分圧比Kにて分圧する。シャントレギュレータ22は、分圧された出力電圧VOUT’=VOUT×Kと、所定の基準電圧VREFの誤差を増幅し、誤差に応じた電流IFBを出力する。シャントレギュレータ22の出力電流IFBの経路には、フォトカプラ24の入力側の発光ダイオードが設けられる。フォトカプラ24は、出力電圧VOUT’と基準電圧VREFの誤差に応じたフィードバック信号VFBを、制御回路10のFB端子に出力する。抵抗R21、R22は、フォトカプラ24の発光ダイオードを適切にバイアスするために設けられる。制御回路10は、フィードバック信号VFBを受け、分圧された出力電圧VOUT’が基準電圧VREFと一致するようにデューティ比が調節されるスイッチング信号OUTを生成し、スイッチングトランジスタM1を駆動する。分圧回路26の分圧比をKとするとき、フィードバックによって、出力電圧VOUTは、VOUT=VREF/K...2を満たすように安定化される。制御回路10のハイ電圧端子VHには、入力電圧VINが印加される。後述のように、ハイ電圧端子VHと電源端子VCCの間は、制御回路10の内部の充電経路を介して接続されている。第2のコンバータが正常に動作する前の期間、制御回路10の電源端子VCCは、制御回路10の内部の充電経路を介して充電される。続いて制御回路10の具体的な構成例を説明する。たとえば制御回路10は、第1出力キャパシタCo1に生ずる出力電圧VOUT、スイッチングトランジスタM11次コイルL1に流れる電流IM1および補助コイルL3の一端N3に生ずる電圧VDに応じて、スイッチング信号OUTを発生する。検出抵抗Rsは、スイッチングトランジスタM1に流れる電流IM1を検出するために設けられる。検出抵抗Rsに生ずる電圧降下検出信号Vsは、制御回路10の電流検出端子CS端子:3番ピンに入力される。また、制御回路10の補助コイルL3のタップTPの電圧VD1は、抵抗R4およびキャパシタC4を含むローパスフィルタを介して、ZT端子1番ピンに入力される。図3は、図2の制御回路10の構成例を示す回路図である。制御回路10は、オフ信号生成部52、オン信号生成部54、駆動部56、充電用トランジスタM2、電流制限回路40、ダイオードD3を備える。オフ信号生成部52は、検出信号Vsをフィードバック信号VFBと比較するコンパレータを含み、スイッチングトランジスタM1がオフするタイミングを規定するオフ信号Soffを生成する。オフ信号生成部52よって生成されるオフ信号Soffは、スイッチングトランジスタM1に流れる電流IM1が、フィードバック信号VFBに応じたレベルに達するとアサートされる。たとえば出力電圧VOUT’が基準電圧VREFより低くなると、フィードバック信号VFBは高くなり、オフ信号Soffがアサートされるタイミングが遅くなって、スイッチングトランジスタM1のオン期間Tonが長くなり、その結果出力電圧VOUTが上昇する方向にフィードバックがかかる。反対に出力電圧VOUT’が基準電圧VREFより高くなると、フィードバック信号VFBは低くなり、オフ信号Soffがアサートされるタイミングが早くなって、スイッチングトランジスタM1のオン期間Tonが短くなり、その結果、出力電圧VOUTが低下する方向にフィードバックがかかる。オン信号生成部54は、オフ信号Soffがアサートされた後アサートされるオン信号Sonを発生する。図3のオン信号生成部54は、補助コイルL3の一端N3の電位VDを、所定レベルVthと比較するコンパレータを含む。オン信号生成部54は、電位VDが所定レベルVthまで低下すると、オン信号Sonをアサートする。スイッチングトランジスタM1がオンすると、1次コイルL1に電流IM1が流れ、トランスT1にエネルギーが蓄えられる。その後、スイッチングトランジスタM1がオフすると、トランスT1に蓄えられたエネルギーが放出される。オン信号生成部54は、補助コイルL3に発生する電圧VDを監視することにより、トランスT1のエネルギーが完全に放出されたことを検出できる。オン信号生成部54は、エネルギーの放出を検出すると、再びスイッチングトランジスタM1をオンすべく、オン信号Sonをアサートする。駆動部56は、オン信号SonがアサートされるとスイッチングトランジスタM1をオンし、オフ信号SoffがアサートされるとスイッチングトランジスタM1をオフする。駆動部56は、フリップフロップ58、プリドライバ60、ドライバ62を含む。フリップフロップ58は、セット端子およびリセット端子それぞれにオン信号Sonおよびオフ信号Soffを受ける。フリップフロップ58は、オン信号Sonおよびオフ信号Soffに応じて状態が遷移する。その結果、フリップフロップ58の出力信号Smodのデューティ比は、出力電圧VOUTが目標値VREFと一致するように変調される。図3では、駆動信号Smodおよびスイッチング信号OUTのハイレベルは、スイッチングトランジスタM1のオンに対応付けられ、それらのローレベルはスイッチングトランジスタM1のオフに対応付けられる。プリドライバ60は、フリップフロップ58の出力信号Smodに応じてドライバ62を駆動する。ドライバ62のハイサイドトランジスタとローサイドトランジスタが同時にオンしないように、プリドライバ60の出力信号SH、SLにはデッドタイムが設定される。ドライバ62からは、スイッチング信号OUTが出力される。充電用トランジスタM2は、NチャンネルMOSFETMetalOxideSemiconductorFieldEffectTransistorであり、ハイ電圧端子VHと電源端子VCCの間に設けられ、ノーマリオンとなるようにバイアスされている。具体的には、充電用トランジスタM2のゲートおよびバックゲートは、接地端子GNDと接続され、充電用トランジスタM2のドレインはハイ電圧端子VHと接続される。充電用トランジスタM2のゲートソース間にはダイオードD4が接続される。電流制限回路40を無視すると、電源端子VCCの電圧VCCが高いほど充電用トランジスタM2に流れる電流IM2は小さくなり、電源端子VCCの電圧VCCが低いほど電流IM2は大きくなる。電流制限回路40は、ハイ電圧端子VHから充電用トランジスタM2を経由して電源端子VCCに流れる充電電流ICHGを制御する。電源端子VCCの電圧VCCが所定の第1しきい値電圧VTH1より低い第1状態φ1において、電流制限回路40は充電電流ICHGをあるリミット電流ILMTに制限する。たとえばリミット電流ILMT200~300μA程度の微少電流である。また電源端子VCCの電圧VCCが第1しきい値電圧VTH1より高く定められた第2しきい値電圧VTH2より高い第2状態φ3において、充電電流ICHGを実質的にゼロに低減する。第2しきい値電圧VTH2は、制御回路10が動作可能な最低電圧VUVLOUVLO:UnderVoltageLockOutと一致してもよい。より具体的には電流制限回路40は、バイパススイッチSW1、第1電流源CS1、第1コンパレータCMP1、第2コンパレータCMP2を備える。第1コンパレータCMP1は、電源端子VCCの電圧VCCを第1しきい値電圧VTH1と比較し、比較結果を示す第1検出信号DET1を生成する。第2コンパレータCMP2は、電圧VCCを第2しきい値電圧VTH2と比較し、比較結果を示す第2検出信号DET2を生成する。電流制限回路40は、検出信号DET1、DET2にもとづき、第1~第3状態を検出する。すなわちDET1、DET2がともにローレベルのとき第1状態φ1、DET1、DET2がともにハイレベルのとき第2状態φ2、DET1がハイレベル、DET2がローレベルのとき第3状態φ3である。バイパススイッチSW1は、ハイ電圧端子VHと電源端子VCCの間の充電電流の経路上に、充電用トランジスタM2と直列に設けられる。第1電流源リミット用電流源CS1は、オン、オフが切りかえ可能に構成され、オン状態において電源端子VCCにリミット電流ILMTを供給する。第1状態φ1において、バイパススイッチSW1がオフ、第1電流源CS1がオンとなる。これにより、第2出力キャパシタCo2に供給される充電電流ICHGは、リミット電流ILMTに制限される。第2状態φ2において、バイパススイッチSW1および第1電流源CS1がともにオフとなる。これにより、充電電流ICHGが実質的にゼロとなる。第3状態φ3においては、少なくともバイパススイッチSW1がオンする。これにより、電流制限回路40は導通状態となり、充電用トランジスタM2に流れる電流IM2が、充電電流ICHGとして第2出力キャパシタCo2に供給される。本実施の形態では、第3状態φ3において第1電流源CS1はオフであるものとする。充電用トランジスタM2、バイパススイッチSW1およびダイオードD3は、DC/DCコンバータ100の起動直後に、補助コンバータが動作する前、補助コンバータに代わって第2出力キャパシタCo2を充電する充電回路として機能する。図4は、図3の制御回路10の、より具体的な構成を示す回路図である。図4では、スイッチング信号OUTの生成に関するブロックは省略されている。基準バイアス回路48は、基準電流IREFを生成する。第1トランジスタM11は、基準電流IREFの経路上に設けられる。第2トランジスタM12は、第1トランジスタM11とともにカレントミラー回路を形成するように接続される。制御スイッチSW2は、第2トランジスタM12の経路上に設けられる。制御スイッチSW2は、第2検出信号DET2がハイレベルのときにオンする。制御スイッチSW2のオン状態において、第2トランジスタM12には、基準電流IREFに比例したリミット電流ILMTが流れる。つまり、基準バイアス回路48、第1トランジスタM11、第2トランジスタM12および制御スイッチSW2は、第1電流源CS1を形成する。バイパススイッチSW1は、第3トランジスタQ3およびバイアス回路44を含む。第3トランジスタQ3は、NPN型バイポーラトランジスタであり、ハイ電圧端子VHと電源端子VCCの間の充電経路上に、充電用トランジスタM2と直列に設けられる。バイアス回路44は、第3トランジスタQ3のベース電流を制御し、第3トランジスタQ3の導通状態を制御する。バイアス回路44は、第4トランジスタQ4、第2電流源CS2、ダイオードD4、第1スイッチSW11、第2スイッチSW12を含む。第4トランジスタQ4は、第3トランジスタQ3のベースコレクタ間に設けられるNPN型バイポーラトランジスタである。第2電流源CS2は、第3トランジスタQ3のベースと接地端子の間に設けられる。第3電流源CS3は、第4トランジスタQ4のベースに電流を供給する。第1スイッチSW11は、第4トランジスタQ4のベースと接地端子の間に設けられ、第1検出信号DET1がハイレベルのときにオンする。また第2スイッチSW12およびダイオードD4は、第4トランジスタQ4のベースと接地端子の間に直列に設けられる。図5は、電源端子VCCの電圧VCCと充電電流ICHGとの関係を示す図である。図2から図4を参照して説明した充電用トランジスタM2および電流制限回路40により、充電電流ICHGは実線で示すように変化する。以上がDC/DCコンバータ100の構成である。続いてその動作を説明する。図6は、実施の形態に係る電子機器1の動作を示す波形図である。時刻t0以前において、電子機器1はオフしている。時刻t0にユーザが電源をオン起動すると、入力電圧VINが入力端子P1に供給される。起動直後、VCC<VTH1第1状態φ1であるため、充電電流ICHGはリミット電流ILMTに制限され、電源電圧VCCは緩やかに上昇する。時刻t1にVCC>VTH1となると第3状態φ3、充電電流ICHGは図5で示されるように増加し、電源電圧VCCの上昇速度が速くなる。時刻t2にVCC>VTH2となると第2状態φ2、充電電流ICHGは実質的にゼロに低下する。VCC>VTH2となると、制御回路10が動作可能となり、スイッチングトランジスタM1のスイッチングが開始する。その結果、制御回路10の内部の充電経路ではなく、第2コンバータによって電源電圧VCCのレベルが調節され、安定化される。このように、実施の形態に係るDC/DCコンバータ100によれば、起動開始後、短時間で電源電圧VCCを制御回路10が動作可能なレベルVUVLOまで上昇させることができる。また制御回路10が動作開始した後は、充電電流ICHGが実質的にゼロとなるため、消費電流の増加を抑制できる。すなわち起動時間の短縮と消費電力の低減を両立できる。これが第1の利点である。さらに実施の形態に係るDC/DCコンバータ100は、以下で説明する第2の利点も有する。図6の波形図において、時刻t3に、電源端子VCCが地絡したとする。そうすると、Vcc<VTH1となるため、充電電流ICHGがリミット電流ILMTまで低下する。したがって地絡状態が長時間持続したとしても、発熱量を抑えることができ、DC/DCコンバータ100の信頼性を高めることができる。言い換えれば、リミット電流ILMTは、地絡故障した際に、回路の信頼性を損なわないレベルに設定することが望ましい。第2の利点は、図7の制御回路10cとの対比によって明確となる。図7の制御回路10cは、図4の制御回路10から、第1電流源CS1、第1スイッチSW11、第1コンパレータCMP1を省略したものである。図5の一点鎖線は、図7の制御回路10cにおける電源電圧VCCと充電電流ICHGの関係を示す。すなわち、第1状態φ1において充電電流ICHGがリミット電流ILMTに制限されず、地絡状態VCC=0Vにおいて充電電流ICHGが最大となる。図6には、図7の制御回路10cにおいて地絡が生じたときの充電電流ICHGの波形が、一点鎖線で示され、地絡状態において、大きな充電電流ICHGが流れてしまう。これに対して実施の形態に係る制御回路10によれば、地絡状態における回路の信頼性を高めることができる。以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。実施の形態では、シャントレギュレータ誤差増幅器22がトランスT1の2次側に設けられる場合を説明したが、この誤差増幅器は、1次側に設けてもよく、さらには制御回路10に内蔵してもよい。当業者であれば、制御回路10にはさまざまなタイプが存在すること、またその構成が本発明において限定されるものでないことは理解される。たとえば図3のオン信号生成部54として、コンパレータに代えて、所定のオフ時間Toffを測定するタイマ回路を用いてもよい。エネルギーの放出に要する時間をあらかじめ見積もることにより、オフ時間Toffを固定することも可能である。この場合、エネルギー効率の悪化と引き替えに、回路を簡略化できる。実施の形態では、DC/DCコンバータ100が電子機器1に搭載される場合を説明したが、本発明はそれに限定されず、さまざまな電源装置に適用することができる。たとえばDC/DCコンバータ100は、電子機器に電力を供給するACアダプタにも適用可能である。この場合の電子機器としては、ラップトップ型コンピュータ、デスクトップ型コンピュータ、携帯電話端末、CDプレイヤなどが例示されるが、特に限定されない。実施の形態にもとづき、具体的な用語を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。