"I軸信号及びQ軸信号を入力し、これらI軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性のチルトを時間軸上で補償し、バンドパスフィルタに通して伝送信号を送出する送信装置において、前記I軸信号に与えられるチルト補償量を乗算し、この乗算出力から所定時間遅延しチルト補償量を乗算されたQ軸信号を差し引くことでチルト補償後のI軸信号を生成するとともに、前記Q軸信号に与えられるチルト補償量を乗算し、この乗算出力と所定時間遅延しチルト補償量を乗算されたI軸信号とを加算することでチルト補償後のQ軸信号を生成するチルト補償回路と、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記I軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性がフラットになるように、前記チルト補償回路に対するチルト補償量を生成する制御手段とを具備することを特徴とする送信装置。I軸信号及びQ軸信号を入力し、これらI軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性のチルトを時間軸上で補償し、バンドパスフィルタに通して伝送信号を送出する送信装置において、前記I軸信号に与えられるチルト補償量を乗算し、この乗算出力から所定時間遅延しチルト補償量を乗算されたQ軸信号を差し引くことでチルト補償後のI軸信号を生成するとともに、前記Q軸信号に与えられるチルト補償量を乗算し、この乗算出力と所定時間遅延しチルト補償量を乗算されたI軸信号とを加算することでチルト補償後のQ軸信号を生成するチルト補償回路と、前記バンドパスフィルタの出力を外部に報知する報知手段と、この報知手段による報知に対し前記チルト補償回路への制御指示情報が入力された場合に、この制御指示情報に基づいて、前記I軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性がフラットになるように、前記チルト補償回路に対するチルト補償量を生成する制御手段とを具備することを特徴とする送信装置。前記チルト補償回路は、前記I軸信号と与えられるチルト補償量とを乗算する第1の乗算器と、前記I軸信号を所定時間遅延する第1の遅延器と、この第1の遅延器の出力と与えられるチルト補償量とを乗算する第2の乗算器と、前記Q軸信号とを与えられるチルト補償量とを乗算する第3の乗算器と、前記Q軸信号を所定時間遅延する第2の遅延器と、この第2の遅延器の出力と与えられるチルト補償量とを乗算する第4の乗算器と、前記第1の乗算器の出力と前記第4の乗算器の出力とを加算することで、前記チルト補償後のI軸信号を生成する第1の加算器と、前記第2の乗算器の出力と前記第3の乗算器の出力とを加算することで、前記チルト補償後のQ軸信号を生成する第2の加算器とを備えることを特徴とする請求項1または2記載の送信装置。前記制御手段は、帯域内の周波数特性がフラットとなる基準伝送信号を記憶する記憶手段と、前記バンドパスフィルタの出力と前記記憶手段に記憶される基準伝送信号とを比較し、比較結果に基づいて、前記チルト補償量を生成する補償量生成手段とを備えることを特徴とする請求項1または2記載の送信装置。I軸信号及びQ軸信号を入力し、これらI軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性のチルトを時間軸上で補償し、バンドパスフィルタに通して伝送信号を送出する送信装置で用いられる制御方法において、前記バンドパスフィルタの出力に基づいて、前記I軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性がフラットになるように、チルト補償量を生成し前記I軸信号に前記チルト補償量を乗算し、この乗算出力から所定時間遅延し前記チルト補償量を乗算されたQ軸信号を差し引くことでチルト補償後のI軸信号を生成し、前記Q軸信号に前記チルト補償量を乗算し、この乗算出力と所定時間遅延し前記チルト補償量を乗算されたI軸信号とを加算することでチルト補償後のQ軸信号を生成することを特徴とする制御方法。I軸信号及びQ軸信号を入力し、これらI軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性のチルトを時間軸上で補償するチルト補償回路において、前記I軸信号と与えられるチルト補償量とを乗算する第1の乗算器と、前記I軸信号を所定時間遅延する第1の遅延器と、この第1の遅延器の出力と与えられるチルト補償量とを乗算する第2の乗算器と、前記Q軸信号とを与えられるチルト補償量とを乗算する第3の乗算器と、前記Q軸信号を所定時間遅延する第2の遅延器と、この第2の遅延器の出力と与えられるチルト補償量とを乗算する第4の乗算器と、前記第1の乗算器の出力と前記第4の乗算器の出力とを加算することで、前記チルト補償後のI軸信号を生成する第1の加算器と、前記第2の乗算器の出力と前記第3の乗算器の出力とを加算することで、前記チルト補償後のQ軸信号を生成する第2の加算器とを備えることを特徴とするチルト補償回路。上記チルト補償はデジタルフィルタで実現できるが、ベースバンドで補正することを考えると、正負の周波数で非対称の振幅特性を持つ必要がある。一般的に、非対称の振幅特性をもつフィルタは、複素フィルタを構成することになるが、複素フィルタはFIRフィルタを4つ使う必要があるため、回路規模が大きくなる。さらに、補正値をプリセットでもつことを考えると、傾斜のことなるフィルタ係数を複数もつ必要があり、回路規模が大きくなってしまう。本発明の目的は、チルト補償機能の回路規模を削減し得る送信装置及び送信装置で使用される制御方法及びチルト補償回路を提供することにある。実施形態によれば、I軸信号及びQ軸信号を入力し、これらI軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性のチルトを時間軸上で補償し、バンドパスフィルタに通して伝送信号を送出する送信装置を対象とし、チルト補償回路と、制御手段とを備える。チルト補償回路は、I軸信号に与えられるチルト補償量を乗算し、この乗算出力から所定時間遅延しチルト補償量を乗算されたQ軸信号を差し引くことでチルト補償後のI軸信号を生成するとともに、前記Q軸信号に与えられるチルト補償量を乗算し、この乗算出力と所定時間遅延しチルト補償量を乗算されたI軸信号とを加算することでチルト補償後のQ軸信号を生成する。制御手段は、バンドパスフィルタの出力に基づいて、I軸信号及びQ軸信号それぞれの帯域内の周波数特性がフラットになるように、チルト補償回路に対するチルト補償量を生成する。以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。図1は、一実施形態として、例えば地上デジタル放送の送信装置を示すブロック図である。この送信装置に入力されるデジタルベースバンド信号IBBQBBは、チルト補償回路11に供給される。このチルト補償回路11は、図2に示すように、BPFで生じる伝送帯域内の周波数特性の傾きを補償するものである。チルト補償後のI軸信号及びQ軸信号は、デジタルプリディストータ12を介してデジタル/アナログコンバータDAC131,132でアナログ信号に変換された後、変調部QMOD14に供給される。上記変調部14では、デジタルプリディストータ12の出力を直交変調して、増幅器15に出力する。増幅器15により電力増幅された信号は、バンドパスフィルタ16により所定帯域の信号のみ抽出されて図示しないアンテナにより伝送信号として送信される。一方、増幅器15の出力は、復調部QDEM17にて直交復調され、複素形式でのループバック信号I,Qとなる。これらループバック信号I,Qは、それぞれアナログ/デジタルコンバータADC181,182によりデジタルループバック信号I,Qに変換された後、デジタルプリディストータ12に供給される。デジタルプリディストータ12では、デジタルループバック信号I,Qから求められた歪補償量をチルト補償後のI軸信号及びQ軸信号に加算することで、増幅器15の非線形特性AM-AM/PMを補償するもので、その補償結果はデジタル/アナログコンバータDAC131,132でアナログ信号に変換された後、変調部QMOD14に供給される。上記変調部14では、デジタルプリディストータ12の出力を直交変調して、歪み補償されたアナログRF信号として増幅器15に出力する。なお、復調部14及び変調部17は、シンセサイザ19により同期がとられる。一方、BPF16の出力は、一部分配されて制御部20に供給される。制御部20には、基準信号記憶部201と、チルトセル演算部202とが備えられる。基準信号記憶部201には、帯域内の周波数特性がフラット、つまり傾きが無い基準伝送信号が記憶される。チルトセル演算部202は、BPF16の出力と基準信号記憶部201に記憶される基準伝送信号とを比較し、比較結果に基づいて、チルト補償回路11に対するチルトセルを生成する。この場合、基準伝送信号とBPF16の出力との振幅特性の差に相当するΔGデルタゲインをチルトセルとして生成する。図3は、上記チルト補償回路11の内部構成を示す回路図である。デジタルベースバンド信号IBBは、乗算器111に供給されると共に、遅延器112で所定時間遅延されて乗算器113に供給される。デジタルベースバンド信号QBBは、乗算器114に供給されると共に、遅延器115で所定時間遅延されて乗算器116に供給される。一方、制御部20から送られてくるチルトセルは、ルックアップテーブルLUT117,118に供給される。これらルックアップテーブル117,118の一例を図4に示す。ルックアップテーブル117,118は、制御部20により求められた基準伝送信号とBPF16の出力との振幅特性の差に相当するΔGに対応付けてタップ係数を記憶している。制御部20からルックアップテーブル117,118にΔGaaが与えられた場合、ルックアップテーブル117はタップ係数wwを発生し、ルックアップテーブル118はタップ係数xxを発生する。一方、制御部20からルックアップテーブル117,118にΔGbbが与えられた場合、ルックアップテーブル117はタップ係数yyを発生し、ルックアップテーブル118はタップ係数zzを発生する。ルックアップテーブル117から発生したタップ係数tapIは、乗算器111,114に供給される。また、ルックアップテーブル118から発生したタップ係数tapQは、乗算器113,116に供給される。乗算器111は、ベースバンド信号IBBとタップ係数tapIとを乗算し、乗算結果を加算器119に出力する。乗算器113は、遅延器112の出力とタップ係数tapQとを乗算し、乗算結果を加算器1110に出力する。乗算器114は、ベースバンド信号QBBとタップ係数tapIとを乗算し、乗算結果を加算器1110に出力する。乗算器116は、遅延器115の出力とタップ係数tapQとを乗算し、乗算結果を加算器119に出力する。加算器119は、乗算器111の出力と乗算器116の出力とを加算し、加算結果をチルト補償後のI軸信号として出力する。加算器1110は、乗算器113の出力と乗算器114の出力とを加算し、加算結果をチルト補償後のQ軸信号として出力する。これらチルト補償後のI軸信号及びQ軸信号はDPD12を介してデジタル/アナログコンバータDAC131,132でアナログ信号に変換された後、変調部QMOD14に供給される。上記変調部14では、チルト補償回路11の出力を直交変調して、線形歪み補償、つまりチルト補償されたアナログRF信号として増幅器15を介してBPF16に出力する。次に、上記構成における動作について説明する。まず、チルト補償機能について説明する。チルト補償機能は、一次傾斜の振幅特性を持つフィルタで実現できる。しかし、ベースバンドで一次傾斜の振幅特性をもつためには、正負の周波数で非対称になり、複素フィルタを構成する必要がある。複素フィルタは、図5の構成になる。図中で、FIRと書かれたブロックは、振幅特性の作り方によるが、現状では24タップ程度の4個のFIRフィルタ31~34を備えている。ベースバンド信号IBBは、FIRフィルタ31,32に供給されてタップ係数が乗算される。ベースバンド信号QBBは、FIRフィルタ33,34に供給されてタップ係数が乗算される。FIRフィルタ31,34の出力は、加算器35で加算されてチルト補償後のI軸信号に生成される。FIRフィルタ32,33の出力は、加算器36で加算されてチルト補償後のQ軸信号に生成される。したがって、図5の複素フィルタを構成するためには、24×4=96タップ程度必要になってしまう。さらに、複数のフィルタ係数を切り替えられるようにしてあり現状では11種類規模が大きくなっている。そこで、回路規模を削減するために、以下のような構成を考える。チルト補償で実現する一次傾斜の振幅特性をサインカーブの傾斜を利用することにする。つまり、図6に示すように、周波数時軸上でのサインカーブを変調波に掛け合わせることを考える。この変調波は、BPF16で抽出される所要帯域の信号となる。すると、周波数軸上のチルトは、次式で表される。上記周波数軸上のチルトは、時間軸上の信号に変換されると、図7に示すように、時間遅れのインパルスと信号の畳み込みになる。時間軸上のチルトは、次式で表される。次に、離散時間軸上のたたみこみはデジタルフィルタになるので、次式で表されるフィルタを考える。ここで、次式の伝達関数で表されるフィルタを考える。ωπ2、π2のときの所望の振幅値をg1、g2として、、を考える。すると、次式のようになる。上記の2式から、h2、hj2であり、所望の特性を得られる。また、hは実数、hは純虚数になる。hは複素フィルタであるが、上述から、a、bを0とすればよいことが分かる。すると、h0及びh1は、次式で表される。そして、a、bを所望の特性を得るように決めればよく、次式の回路でチルト補償を実現できる。このように、チルト補償機能を実現させるために、以前は複素のフィルタが必要であったが、本実施形態により4個の乗算器111,113,114,116と、2個の加算器119,1110でチルト補償機能を実現できる。一方、制御部20は、図8に示す制御処理手順を実行する。制御部20は、BPF16の出力を受信するとステップST8a、このBPF16の出力と基準信号記憶部201に記憶された基準伝送信号とを比較しステップST8b、この比較結果からBPF16から出力される伝送信号の帯域内にチルトが発生しているか否かの判断を行うステップST8c。例えばOFDM信号等においては、伝送帯域において本来フラットであるはずだから、周波数特性を見れば減衰している周波数域がどこかを判別できる。ここで、フラットな基準伝送信号に対しチルトが発生したと判断した場合Yes、制御部20は基準伝送信号との振幅差に相当するチルトセルつまりΔGを生成しステップST8d、このチルトセルをチルト補償回路11に出力するステップST8e。なお、上記ステップST8cにおいて、BPF16の出力の帯域内にチルトが発生していなければNo、制御部20は処理をそのまま終了する。以上のように上記実施形態では、チルト補償回路11を実現させるために、複素のフィルタを必要とすることなく、チルト補償で実現する一次傾斜の振幅特性をサインカーブの傾斜を利用し、周波数軸上でのサインカーブを変調波であるI軸信号及びQ軸信号に掛け合わせてチルト補償後のI軸信号及びQ軸信号を生成し、これらチルト補償後のI軸信号及びQ軸信号をBPF16に供給することで、BPF16の線形特性を補償でき、これによりBPF16から出力される伝送信号の帯域内の周波数特性をフラットにすることができる。したがって、チルト補償回路11を、4個の乗算器111,113,114,116と、2個の加算器119,1110で実現でき、回路規模の削減を図ることができる。図9は、地上デジタル放送の送信装置の他の実施形態を示すブロック図である。図9において、上記図1と同一部分には同一符号を付して詳細な説明を省略する。上記BPF16の分配出力側には、モニタ41が接続される。上記BPF16の出力は、モニタ41に表示される。また、チルト補償回路11の動作を制御する制御部42が備えられる。この制御部42には、入力部43が接続される。すなわち、上記制御部42は、入力部43からの制御指示に応じて上記チルト補償回路11の信号処理のON/OFFを制御する。次に、この構成による動作について説明する。上記BPF16の出力は、モニタ41に供給されて表示される。従って、この表示により管理者はBPF16の出力にチルトが発生しているか否かを知ることができる。この状態で管理者が、チルトが発生していると判断し上記チルト補償回路11の信号処理をONさせるべく入力部43において制御指示を入力したとする。そうすると制御部42は、上記チルト補償回路11の信号処理をONさせ、基準伝送信号との振幅差に相当するチルトセルつまりΔGを生成し、このチルトセルをチルト補償回路11に出力する。以上のように他の実施形態であれば、BPF16の出力を管理者が容易に知ることができ、管理者はBPF16の出力を判断してチルト補償回路11の信号処理の実行停止を指示することができ、これにより必要なときにチルト補償回路11に対するチルト補償量の生成処理、つまりチルトセルの生成処理を実行することが可能となる。さらに、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。"