圧電層と、前記圧電層上にあり、電気信号を弾性波に変える入力ポートと、前記圧電層上にあり、弾性波を電気信号に変える出力ポートとを具えた音響結合薄膜BAWフィルタにおいて、前記入力ポート及び前記出力ポートが、音響結合を実現するように配置された電極を含み、上部電極である前記電極による質量負荷は:前記フィルタが、一次の厚さ方向伸長TE1モードで動作することができ、前記電極の電極領域のTE1モードの、横方向の弾性波の波数k0における周波数と、前記電極領域以外の外部領域の、二次の厚させん断方向TS2モードの前記k0における周波数との周波数差が比較的小さくなるような質量負荷であることを特徴とする音響結合薄膜BAWフィルタ。前記外部領域のTS2モードの前記k0における周波数が、前記電極領域のTE1モードのカットオフ周波数の93~999であり、特に95~99であり、さらに特に97~98であることを特徴とする請求項1に記載のフィルタ。前記外部領域のTS2モードの前記k0における周波数が、前記電極領域のTE1モードのカットオフ周波数の98~999であることを特徴とする請求項2に記載のフィルタ。前記電極の一方から前記電極の他方に至る横方向の音響振動が、前記電極どうしを結合するように、前記電極が配置されていることを特徴とする請求項1~3のいずれかに記載のフィルタ。前記フィルタのフィルタ構造が、2つのポートを伴うインターデジタル電極構造を有し、前記電極が前記入力ポートと前記出力ポートとに交互に接続された構造であることを特徴とする請求項1~4のいずれかに記載のフィルタ。前記電極の電極トポロジが、前記電極間のギャップのギャップ幅Gが、偶数モードにおいて良好な結合を保証するような電極トポロジであることを特徴とする請求項1~5のいずれかに記載のフィルタ。前記ギャップ幅が、所望の偶数共振モードにおける前記ギャップ内のエバネッセント弾性波の減衰長の20~120であり、特に25~110であり、前記エバネッセント弾性波の減衰長は、元の振幅をA0として振幅A=A0×となる長さとして表わされることを特徴とする請求項6に記載のフィルタ。前記電極の電極幅Wが、前記横方向の弾性波の半波長の2倍以上が、当該電極幅以内に収まることができないような幅であることを特徴とする請求項1~7のいずれかに記載のフィルタ。前記電極幅Wが、所望の奇数共振モードにおける横方向の弾性波の波長λoddより小さいことを特徴とする請求項1~8のいずれかに記載のフィルタ。前記電極の数N、前記電極の電極幅W、及び前記電極間のギャップのギャップ幅Gが、偶数モードの共振周波数において前記横方向の弾性波の所望波長が達成されるように設計されていることを特徴とする請求項1~9のいずれかに記載のフィルタ。N×WN×G=λeven2であり、ここに、λevenは、偶数モードの共振周波数における前記横方向の弾性波の波長であり、前記フィルタの構造内に閉じ込められた最高次モードが所望の奇数モード共振であることを特徴とする請求項10に記載のフィルタ。前記電極幅Wが、所望の奇数モードの共振周波数における前記横方向の弾性波の波長λoddが得られる幅であることを特徴とする請求項1~11のいずれかに記載のフィルタ。前記Wが、前記λoddの25~50であることを特徴とする請求項12に記載のフィルタ。前記N、前記W、及び前記電極の長さLによって、通過帯域内の所望の損失レベルを保ちつつ、システムインピーダンスレベルとの整合が達成されることを特徴とする請求項1~13のいずれかに記載のフィルタ。前記圧電層が、薄膜積層として形成された音響ブラッグミラー上、またはエアギャップ構造上に形成されていることを特徴とする請求項1~14のいずれかに記載のフィルタ。前記フィルタに、並列及び/または直列に付加された1つ以上の共振器が存在することを特徴とする請求項1~15のいずれかに記載のフィルタ。前記共振器のうち1つ以上が、前記フィルタの前段及び/または後段に結合されていることを特徴とする請求項13に記載のフィルタ。請求項1~17のいずれかに記載のフィルタを製造する方法。発明の概要本発明の目的は、薄膜技術及び圧電薄膜に基づく広帯域音響結合バルク弾性波BAWフィルタを提供することにある。本発明の好適例の態様は、フィルタがGHzの周波数範囲で動作可能なことである。より具体的には、本発明によるフィルタは、請求項1の特徴部分に記載された事項を特徴とする。本発明を用いて、多数の利点が得られる。本発明の好適例によって得ることのできる利点の例は、次の通りである。GHzの周波数における広い周波数帯域幅が可能である。少なくとも一部の好適例では、周波数帯域幅が既知の弾性波構成部品の周波数帯域幅より良好である。本発明は、フィルタを高周波、例えば1~5GHzで動作させることが可能である好適例も有する。周波数は主に膜の厚さによって決まるので、このことは、リソグラフィーは、SAW構成部品用であるから、必ずしも主たる限定要因でないことを意味する。少なくとも一部の好適例によって達成可能な他の利点は、競合する結合共振器BAW技術に比べて、比較的単純な製造工程、例えば1つの圧電層だけによる確立されたBAWプロセス、例えばSAW及びラダーBAW構成部品に比べて、比較的小型の構成部品サイズ、及び例えばラダーBAWフィルタに比べて高い帯域外抑制にある。本発明の1つ以上の好適例の他の目的は、LBAWフィルタの阻止帯域減衰の急峻化に関する解決法を提供することにある。また、一部の好適例は、通過帯域より遠くに急峻な阻止帯域ストップバンドを可能にし、既知の解決法よりずっと小さい空間を占める解決法を提供する。このことは、少なくとも部分的に、本明細書に提示するより単純な構成により可能である。バラン動作、及び1つのポートから他のポートへのインピーダンス変化を可能にする解決法も追加的に提供される。好適例によれば、広い通過帯域例えば、中心周波数に対して5を有するバンドパスフィルタが開示され、このバンドパスフィルタは、圧電バルク弾性波BAW共振器間の横方向の音響結合を用いて実現される。このデバイスは、バルク波モード、例えば1次の縦方向厚さモードを用いて、通過帯域を生成するように設計することが好ましい。音響及び電気特性の適正な設計により、現在既知の弾性フィルタ構成部品、例えば表面弾性波SAW/バルク弾性波BAWデバイスの帯域幅と同等またはより広い帯域幅が、GHzの周波数、例えば1~5GHzで得られる。好適例の利点のいくつかは、1つまたは複数の音響共振器を、フィルタと直列または並列に追加することによって達成される。従って、共振器の動作周波数を用いることによって、フィルタの周波数応答に深いディップ窪み、低下を生成することができ、このディップは、通過帯域のエッジの急峻さ、及び通過帯域の前後における阻止帯域の減衰を共に増加させる。こうした可能性が有利である応用はいくつか存在する。通過帯域の上方及び/または下方にゼロ点を追加することは、通過帯域のエッジを急峻化し、阻止帯域の減衰を改善する。並列共振器における並列共振及び直列共振器における直列共振を利用して、通過帯域の減衰を低減するか、帯域幅を増加させることができる。並列共振器が通過帯域の下方にゼロ点を生成し、直列共振器が通過帯域の上方にゼロ点を生成するように、周波数を選択することが好ましい。LBAW共振器では、阻止帯域の減衰が、通過帯域から遠ざかると共に増加するのに対し、ラダーフィルタでは、例えば、この減衰は低下するか、共振器の容量によって決まる同じレベルに留まる。さらに、LBAWフィルタは、別個の構成要素なしに、フィルタ内部にバラン機能を実現することができる。ここでは、急峻な通過帯域及び単純な製造工程を有するバランフィルタが可能である。共振器は、LBAWフィルタ用の整合素子としても機能する。純然たる急峻な帯域を有するラダー共振器に比べて、本発明の好適例は、音響結合の種類及びフィルタ構成が異なる。LBAW共振器は、占める空間をより小さくし、必要な共振器をより少数にし、そして通過帯域より遠い阻止帯域の減衰をより良好にすることができる。以下では、例を用いて図面参照しながらを本発明を説明する。実施例の詳細な説明本明細書で説明するフィルタは、図6に示すSMRLBAW構造に基づく。この例における電極はインターデジタルくし型であるが、他の幾何学的形状、例えば円形も可能である。実施例によるLBAWフィルタは、一次の厚さ方向伸長TE1モードで動作するように設計されている。その理由は、多数の圧電薄膜材料が、厚さ方向により強い電気化学的結合を有するからであり、このことは、縦方向の振動が、圧電層の厚さ全体にわたる電気励起に効率的に結び付くことを意味する。以下に説明する好適なフィルタの例証に基づき、広帯域応答を生成するための構造は、次のことを特徴とする:BAW構造が、音響ブラッグミラー4、電極、及び圧電層を具えている。この例で使用する圧電材料はAlNであるが、ZnOのような他の6mm対称群の圧電物質も使用することができる。さらに、他の圧電材料、例えばLiNbO3、LiTaO3のような既知のSAW材料の薄膜形態を使用することができる。上記BAW構造はさらに、タイプ1の分散を有することを特徴とする。上記フィルタ構造は、2つのポートを伴うインターデジタル電極構造を有し、他の導電材料を使用することもできるが、金属の場合は、薄膜圧電層上に配置された電極5及び6を有する。この電極構造は、これらの電極が、ポート1入力2とポート2出力3とに交互に接続されるように設計されている。一具体例では、電極5及び6の数が合計31である。これらの電極の幅は3μmであり、電極間のギャップは2μmであり、そしてこれらの電極の長さは200μmである。明瞭にするため、積層において上部金属を有する他と異なる領域を、電極領域と称する。上部金属を有しない領域、及び電極外の領域を、外部領域と称する。一実施例によれば、上記薄膜積層は次のように設計される。上部電極による質量負荷は、上部電極の厚さ及び材料によって決まり、電極領域のTE1モードのにおける周波数と、外部領域のTS2モードのにおける周波数との周波数差が小さくなるようにする。特に、外部領域のTS2モードのにおける周波数が、電極領域のTE1カットオフ周波数の95~99になるようにする。本実施例では、外部電極のTS2モードのにおける周波数が973である。外部領域のTS2モードとTE1モードとのにおける周波数の周波数差は、大きいように、例えば電極領域のTE1モードのカットオフ周波数の5~15に設計されている。本実施例での周波数差は67であるように設計されている。本発明の特定実施例によれば、TS2及びTE1外の周波数距離は、98以上に、特に98~995に、さらに図4bに989として示すようにする。同様に、TE1とTS2とのにおける周波数どうしの周波数差として表現される周波数差:電極のTE1-外部のTE2/外部のTS2は小さくすべきであり、例えば1のオーダーにする。例として、上記周波数差は02~21、特に05~18、さらに08~15、さらには図4bに11として示すようにする。適切に設計しなければならない他の特徴は、電極のトポロジである。電極のトポロジは、ギャップ幅Gが偶数モードにおいて良好な結合を保証するように設計すべきである。例えば、少なくとも最も一般的な応用については、ギャップ幅は、所望の偶数共振モードにおけるギャップ内のエバネッセント弾性波の減衰長の20~120、好適には25~110であるように設計すべきであり、この減衰長は、元の振幅をA0として振幅A=A0×となる長さである。本実施例ではSMR型構造を用いているが、本発明はこの型の構造に限定されない。音響特性が適切に設計されている限り、エアギャップ構造のような他の構造も用いることができる。これに加えて、TE1以外の他の振動モードを利用することができる。しかし、使用するバルク弾性モードへの駆動電界の結び付きは、好適には、低損失を得ることができるように十分強くすべきである。その代わりに、ギャップ幅Gは、圧電層の厚さdに合わせて定めることができる。例えば、Gはdの25~200であるように設計することができる。本実施例では、Gはdの102として設計されている。電極幅Wは、半波長の倍数が電極幅以内に収まることができないように設計する。例えば、Wは、所望の奇数共振モードにおける横方向の弾性波の波長λoddより小さいように設計する。電極の数N、電極幅W、及びギャップ幅Gは、偶数モードの共振周波数において横方向の弾性波の所望波長が達成されるように設計する。即ち、N×WN×G=λeven2とし、ここに、λevenは、偶数モードの共振周波数における横方向の弾性波の波長である。本実施例については:N=31、W=3、及びG=2とする。これに加えて、構造の全幅N×WN×Gは、構造内に閉じ込められた最高次モードが所望の奇数モード共振になるようにする。電極幅Wは、所望の奇数モードの共振周波数における横方向の弾性波の波長λoddが得られるように設計する。例えば:W=λoddの25~50にする。以下の表1~3は、本発明の代表的な実施例による、薄膜層の許容可能な厚さの範囲を規定する。まず、圧電層の厚さd最小値及び最大値を、動作周波数fにおける圧電材料中の音響波長λに対して決定する。次に、上部電極tope、下部電極bote、及び最上部ミラーM1を、圧電層の厚さに対して規定する。上部電極tope、下部電極bote、及びM1は、図6の全体概略図中に符号付けされている。最上部ミラー層M1の下にあるミラー層は、要求される波の反射率が得られるように設計する。出発点は、例えば、材料中の音波波長の4分の1に等しい厚さとすることができる。デバイス動作は、これらの層の厚さの組合せに依存する。従って、これらの厚さは独立ではない。2つ以上の層が、1つの音響特性または分散特性に寄与し得る。また、1つの層がいくつかの特性に寄与し得る。表3が、本実施例を代表する。本実施例におけるように、圧電層の厚さを1960nmλの35に選定すると、これらの異なる範囲が、次の表4~6中の層厚さnm単位を与える:一旦、設計を選定すると、システムインピーダンスレベルとの整合が達成されるか否かを判定する。次に、この設計、即ちN、W、及び電極長Lを、必要時に、通過帯域内の所望損失レベルを保ちつつ、システムインピーダンスレベルとの整合が達成されるように変更する。通過帯域のエッジの急峻さは、フィルタの前段及び/または後段に、共振器を並列及び/または直列に追加することによって改善することができる。フィルタの例と測定結果ここでは、1つの好適な例を、この例のフィルタの測定結果と共に説明する。ここで、フィルタの構造を以下に説明する。本例のフィルタは、薄膜積層で構成される。弾性積層の薄膜層の厚さの公称値を、最下層から最上層の順に表7に示す。この例では、フィルタの基板はシリコンである。使用する電極構造はインターデジタルであり、図1bに示す電極構造と同様である。本例の顕微鏡画像も図9に示す。電極5及び6の総数はN=31、電極幅W=3μm、ギャップ幅G=2μm、電極長L=200μm、及びプローブパッドのサイズは150μm×150μmである。図1b、並びに以下に紹介する図9の構成部品では、電極及びギャップの幅W及びGは一定であるが、この構造は一定のW/G及び/または一定の周期に限定されない。電極領域及び外部領域について計算した分散を図10及び11に示す。Sパラメータの測定をオンウェハーウェハー上で、ベクトルネットワークアナライザ回路網分析器HP8720Dで行った。測定は、50Ωのシステムインピーダンスで行った。測定後に、測定結果はMatlabでは一致した。図12に、挿入損失IL20log10をプロットする。1~5GHzの周波数範囲内では、2GHzにおける帯域幅が5であることが判明した。これは、最も近い従来技術の2GHzにおける4と対比される。従って、本例では25の帯域幅増加が実現された。こうした2GHzにおける帯域幅の増加が現在技術に対して示す利点は、当業者が直ちに認める所である。さらに、2GHzにおいて要求されるパターン分解能を見ると、本例の限界寸法は1μmより大であった。要求される限界寸法が約05μmである標準的なSAW結合共振器フィルタと比べれば、本実施例を用いれば、分解能の要求に100を超える増加が見られる。ここで、ZnOを圧電材料とした第2の例を提示する。表8に、本例のフィルタの薄膜積層を示す。表8の例の積層で、電極数N=31、電極幅W=6μm、及びギャップ幅G=3μmで得られ、シミュレーションと一致した通過帯域幅は、1933MHzの中心周波数において90MHz47である。他の例は、前の例のミラー積層をエアギャップに置き換えることによって得られる。即ち、下部電極Moより下のすべての層を除去する。N=11、W=6μm、及びG=3μmで得られ、シミュレーションと一致した帯域幅は、1933MHzにおいて114MHz59である。さらに、MaltausetalLaterallyCoupledSolidlyMountedBAWResonatorsat19GHzJulkaisussaProceedingsofInternationalUltrasonicSymposium2009IEEE2009pp847850非特許文献2を、その全文を参照する形で本明細書に含める。通過帯域のエッジの急峻さを修正する横方向に音響結合されたフィルタLBAWは、個別の共振器で構成されるラダーフィルタに対していくつかの利点を有する。これらの利点は、小型であること、より良好な阻止帯域減衰、平衡信号から不平衡信号への変化を別個の構成要素なしで実現する可能性、またポート間のインピーダンスレベルを変更する可能性を含む。しかし、LBAWフィルタは元々、例えばラダーフィルタより大きい通過帯域を有し、このことがLBAWフィルタの可能な用途を制限する。図13~20に見られるように、直列及び/または並列のBAW共振器を、入力及び出力において用いて、ゼロ点、即ちLBAWフィルタの周波数応答における減衰ピークを位置付ける。減衰ピークの周波数は、共振器の質量負荷を変化させることによって決定することができる。例えば、この変化は、AlN層をエッチングすることによって、共振器の上面上に追加的材料を成長させることによって、あるいは現在技術において知られている他の適切な方法によって行うことができる。直列共振器と並列共振器との種々の組合せを用いて、終端応答を整形することができる。さらに、デバイスのインピーダンス、即ち整合は、共振器のサイズによって調整することができる。図13~20に、LBAWフィルタの周波数応答を、単純な直列及び並列共振器を利用して成形することのできる方法を示す。通過帯域の両側に設定したゼロ点を利用して、良好な帯域形状をそのまま保ちつつ、通過帯域のエッジを急峻にすることができる。これらの共振器は、通過帯域付近の阻止帯域減衰も改善すると共に、整合変換回路として機能する。図13に、直列共振器及び並列共振器を有するLBAWフィルタの概略図を示す。最も適切なフィルタの組合せを、構成毎に選択する。このフィルタは圧電層111を有し、圧電層111が、LBAWフィルタ114の入力における並列共振器112及び直列共振器113、並びにLBAWフィルタ114の出力における直列共振器115及び並列共振器116を支持する。直列音響共振器113、115及び/または並列音響共振器112、116を、入力及び出力に接続することができる。説明した種々の共振器の組合せが可能である。並列共振器112、116では、下方の電極が接地されている。直列共振器113、115では、信号が下方の電極に行く。図14~20に示す次のシミュレーションは、音響的な薄膜積層に基づき、その材料及び膜厚を基板から上向きに以下の表9に記載する。直列共振器113、115及び並列共振器112、116の周波数は、これらの共振器の直列共振及び並列共振が所望の周波数で発生するように変更することができる。この周波数は、1つ以上の薄膜の厚さを変更することによって調整することができる。圧電膜の厚さは、薄化によって調整されているか、共振器の上面上に材料を成長させて質量負荷を形成することができ、この場合は、共振周波数が減少する。図14に、1D一次元モデルを用いたシミュレーションによる、3つのBAW共振器の周波数応答を示す。黒色の曲線は、表1の積層によって生成された共振応答121である。薄いグレー色の曲線122は、1900nmまで薄化したAlN層により周波数シフトさせた共振器に相当する。このシミュレーションでは、この共振器を並列共振器として用いている。濃いグレー色の曲線123は、対応して1810nmまで薄化して周波数シフトさせた共振器に相当する。このシミュレーションでは、この共振器を直列共振器として用いている。図14のシミュレーションによる周波数応答は、表1の積層黒色を用いた100μm×100μmのサイズについてのものである。未修正の共振器121aの直列共振の周波数は1815MHzであり、並列共振121bの周波数は1860MHzである。薄いグレー色及び濃いグレー色の曲線は、周波数シフトさせた共振器についてのシミュレーションによる応答である。並列共振器の直列共振122aは周波数1850Hzまでシフトされ、これは通過帯域より下方であり、これにより並列共振122bは周波数1900MHzになり、即ち通過帯域上にある。直列共振器の直列共振123aは1905MHz通過帯域上であり、並列共振123bは1960MHz通過帯域より上方である。フィルタの応答は、並列共振器の直列共振周波数において、及び直列共振器の並列共振周波数において、強度の減衰を受ける。現実の二次元共振器では、不所望な横方向の応答が生じ、1Dシミュレーションはこれを考慮に入れていない。最良の応答を保証するためには、横方向の応答形状を減衰させるある構造を共振器内に用いることが良い。次のシミュレーションは、2つの異なるLBAW構成の応答、及び電気的周波数応答に対する共振器の影響を提示する。図15は、2フィンガーLBAWフィルタに関連する。この図では、シミュレーションによる、表1の積層に基づく2フィンガーLBAWフィルタの周波数応答を黒線131で示す。この応答は、500Ωのインピーダンスと整合する。通過帯域の右側には、この音響構造によって生成されたゼロ点があるが、この帯域の下側エッジは非常に緩やかである。この構成の入力に並列共振器を追加すれば即ち図14の応答122、図15の濃いグレー色の応答132として出現する強い減衰ピークが、通過帯域より下方の直列共振周波数1850MHzに生じる。従って、阻止帯域減衰が、通過帯域の下方では10dB以上改善され、通過帯域の上方では約7dB改善される。しかし、図に見られるように、同時に、帯域幅が幾分減少する。この入力に直列共振器113も追加すると即ち図14の応答123、その並列共振周波数1960MHzに減衰ピークが得られる。通過帯域の上側エッジの急峻差が改善され、阻止帯域減衰が、並列共振器112のみに比べて数dB改善される。図15は、黒色の曲線を用いて2フィンガーLBAWフィルタの共振応答131を示し、濃いグレー色の曲線を用いて、フィルタ131の入力に並列共振器が存在する場合の共振応答132を示し、薄いグレー色の曲線を用いて、フィルタ131の入力に並列共振器及び直列共振器が存在する場合の共振応答133を示している。図16に、出力ポートにおける同じ共振器の組合せを示す。図16は、黒色の曲線を用いて2フィンガーLBAWフィルタの共振応答141を示し、濃いグレー色の曲線を用いて、フィルタ141の出力に並列共振器が存在する場合の共振応答142を示し、薄いグレー色の曲線を用いて、フィルタ141の出力に並列共振器及び直列共振器が存在する場合の共振応答143を示している。並列共振器は、入力ポートにおけるのとほぼ同様の効果を有するが、直列共振器は応答においてピークを生成する。図17に、他の可能性を示す。図17は、黒色の曲線を用いて2フィンガーLBAWフィルタの共振応答151を示し、濃いグレー色の曲線を用いて、フィルタ151の入力に並列共振器及び直列共振器が存在し、出力に並列共振器が存在する場合の共振応答152を示し、薄いグレー色の曲線を用いて、入力及び出力の両方に、並列共振器及び直列共振器が存在する場合の共振応答153を示している。直列共振器及び並列共振器の両方を入力に追加し、並列共振器を出力に追加した場合に、最良の結果が達成される。この構成により、帯域エッジの急峻さが大幅に改善される。阻止帯域は、帯域の下方でほぼ30dBだけ改善され、帯域の上方でほぼ15dBだけ改善される。同時に、通過帯域の幅はある程度減少する。本例によれば、この減少は次の通りである:1900MHzの周波数とパーセント比率を比べれば、絶対値5dBの通過帯域:55MHz29→42MHz22。図18~20による例は、9フィンガーLBAWフィルタを扱っている。図に示すように、フィンガーの数を増加させることによって、フィルタの帯域幅を増加させることができる。図18は、黒線を用いて、表1の積層に基づく9フィンガーLBAWフィルタのシミュレーションによる周波数応答161を示し、この応答は、100Ωのインピーダンスによって整合させたものである。帯域幅絶対値5dBは78MHz41であるが、通過帯域の両エッジは非常に緩やかである。例えば周波数応答122を有する並列共振器を入力に追加することによって、濃いグレー色の周波数応答曲線162が得られ、この曲線では、1850MHzの周波数に減衰ピークが存在する。入力における、上記例の周波数応答123を有する直列共振器は、薄いグレー色の曲線163を与え、この曲線では、周波数1960MHzに減衰ピークが存在する。入力における両共振器が、濃いグレー色の曲線164を生成し、この曲線では、両周波数にピークが存在する。図に見られるように、通過帯域の上側のエッジがより広がると共により良好な形状になり、即ち、より小さい挿入損失となる。阻止帯域減衰は、通過帯域の下方では約3dBだけ改善され、上方では約2dB改善される。ラダーフィルタとは異なり、阻止帯域減衰は、通過帯域周波数から離れると共に増加する。図19では、入力及び出力における、直列共振器及び並列共振器を比較する。図19は、黒線を用いて、表1の積層に基づく9フィンガーLBAWフィルタのシミュレーションによる周波数応答171を示す。入力における両共振器が濃いグレー色の曲線172を生成し、この曲線では、前の例と同じ周波数1850MHz及び1960MHzにピークが存在する。他方では、薄いグレー色の曲線173によれば、入力の代わりに出力への両共振器の追加は、阻止帯域減衰を弱める。図20は、黒線を用いて、表1の積層に基づく9フィンガーLBAWフィルタのシミュレーションによる周波数応答181を示す。入力における両共振器が濃いグレー色の曲線182を生成し、この曲線では、前の例と同じ周波数1850MHz及び1960MHzにピークが存在する。上記に加えて、薄いグレー色の曲線183によれば、出力への並列共振器の追加は、応答を少し改善する。達成されたフィルタの絶対値5dB帯域幅は77MHz4である。阻止帯域減衰は、通過帯域から周波数が離れると共に改善される。図14~20からわかるように、共振器の種々の組合せの使用は、LBAW周波数応答の調整を可能にする。本明細書では、共振器の組合せのいくつかを示してきたが、開示した説明を基に、当業者は、本発明の範囲を逸脱することなしに、提示した組合せと同一または同様の目標を達成する他の組合せ及び小結合を認識する。本発明は、本明細書で説明した好適例に限定されない。これらの好適例及び実施例は、本発明により設計したフィルタの有利な効果の一部を示すに過ぎない。しかし、当業者は、本発明の範囲を逸脱しない、本明細書で説明した要素の明らかな変形及び組合せを認識する。一般に、所望の有利な効果の一部または全部を有する、本発明によるフィルタを得るためには、通常は次のものを設計するかフィルタ設計に取り入れるべきである;適正な音響特性、即ち分散、TE1モードが構造内に閉じ込められること外部領域は、動作周波数範囲にエバネッセント波を有することが好ましい、偶数共振モードと奇数共振モードとの間の最大周波数差、偶数モードにおける長い横方向の波長電極外の長い減衰長、低損失のための十分高いQ値、適切な電極設計、奇数モードが閉じ込められること、製造公差を保証し、厳密でないこと、例えばギャップが狭すぎないこと、整合する電極長及び電極数過度でない抵抗、十分小さい構成部品サイズを選定すること、通過帯域内にノッチを生成する中間的な横方向モードの無いことを保証すること。上述した要素の一部または全部を考慮に入れると、極めて広い通過帯域及び単純な製造工程を有するフィルタを製造することができる。得られる広い帯域は、より広幅の電極及びギャップを用いた設計の自由度を与える。より多数の電極が、50Ωへの整合を容易にする。整合インダクタンスまたは他の整合素子を用いる必要性はより小さくなり、ギャップ幅に対する要求は緩和されて、より容易な製造が可能になる。帯域幅の一部を犠牲にできるほど十分な帯域幅が存在すれば、より良好な性能より低い損失、等を達成することができる。圧電SAW材料、例えばLiNbO3及びLiTaO3の薄膜形態のような、6mm対称群以外の他の材料を利用することができる。これに加えて、動作周波数は原則的に、電極寸法には依存しないが、膜厚には依存する。従って、高周波動作が可能であり、リソグラフィーは制限要因ではない。上述したように、薄膜積層及び電極の幾何学的形状は、分散特性が広帯域動作にとって有益であるように設計することができる。偶数共振モードにおける長い波長及び良好な音響結合は、TE1が動作モードであれば電極領域のTE1曲線をギャップ領域のTS2曲線の近くにもっていくことによって保証することができる。このことは、偶数モードにおけるギャップ内の長い減衰長を可能にする。同時に、モードが電極構造内に閉じ込められる周波数範囲がより広くなる。さらに、多数の電極N>10を用いて、偶数モードにおいて長い波長低い周波数を得ることができ、奇数モードにおいて短い波長高い周波数を得ることができる。本明細書で説明した複合構造多層、横方向のトポロジにおける分散及び波の挙動は、一度に生じる複数の要因層の材料及び厚さ、横方向の幾何学的形状によって影響され、これらの要因の一部は逆の影響を有するので、最適設計を試行錯誤によって見出すことはほとんど考えられない。このため、本発明により有用なフィルタを作製することができるためには、設計者は、本明細書に開示したように、特性を変更する必要があるという明確な考えを持たなければならない。本発明は、本明細書に記載した好適な実施例及び例に限定されない。これらの例は、本発明を説明するのに役立てるためのものに過ぎない。他の例は、米国特許仮出願第61/392955号特許文献1に記載され、本願は特許文献1に基づいて優先権を主張し、特許文献1は、その全文を参照する形で本明細書に含める。本発明の範囲を逸脱せずに、製造工程、反復回数、新規な製品の種類、等における非常に多数の変形が、当業者にとって認識可能である。