"三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段と、を備えており、前記正相分抽出手段は、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、前記逆相分抽出手段は、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、G1s=Ts1/{Ts12Tω02}であり、前記第2の伝達関数は、G2s=-Tω0/{Ts12Tω02}であり、前記第3の伝達関数は、G3s=Tω0/{Ts12Tω02}である、ことを特徴とする不平衡率検出装置。三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段と、を備えており、前記正相分抽出手段は、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、前記逆相分抽出手段は、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、G1s=T2s2TsT2ω02/{Ts12Tω02}であり、前記第2の伝達関数は、G2s=-Tω0/{Ts12Tω02}であり、前記第3の伝達関数は、G3s=Tω0/{Ts12Tω02}である、ことを特徴とする不平衡率検出装置。前記不平衡率算出手段は、前記第1の正相分信号をXα、前記第2の正相分信号をXβ、前記第1の逆相分信号をYα、前記第2の逆相分信号をYβとすると、下記式を用いて不平衡率kを算出する、請求項1または2に記載の不平衡率検出装置。前記不平衡率算出手段によって算出された不平衡率を表示するための表示手段をさらに備えている、請求項1ないし3のいずれかに記載の不平衡率検出装置。前記3つの信号は、三相交流の各相電圧を検出した相電圧信号である、請求項1ないし4のいずれかに記載の不平衡率検出装置。前記3つの信号は、三相交流の各線間電圧を検出した線間電圧信号である、請求項1ないし4のいずれかに記載の不平衡率検出装置。三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する第1の工程と、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の正相分信号を抽出する第2の工程と、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の正相分信号を抽出する第3の工程と、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の逆相分信号を抽出する第4の工程と、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の逆相分信号を抽出する第5の工程と、前記第2の工程によって抽出された前記第1の正相分信号と、前記第3の工程によって抽出された前記第2の正相分信号と、前記第4の工程によって抽出された前記第1の逆相分信号と、前記第5の工程によって抽出された前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する第6の工程と、を備えており、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、G1s=Ts1/{Ts12Tω02}であり、前記第2の伝達関数は、G2s=-Tω0/{Ts12Tω02}であり、前記第3の伝達関数は、G3s=Tω0/{Ts12Tω02}である、ことを特徴とする不平衡率検出方法。しかしながら、不平衡率検出装置100の場合、演算部200で行われる演算処理が複雑になるという問題があった。本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、より簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる不平衡率検出装置を提供することをその目的としている。上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。本発明の第1の側面によって提供される不平衡率検出装置は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段とを備えており、前記正相分抽出手段は、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、前記逆相分抽出手段は、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、G1s=Ts1/{Ts12Tω02}であり、前記第2の伝達関数は、G2s=-Tω0/{Ts12Tω02}であり、前記第3の伝達関数は、G3s=Tω0/{Ts12Tω02}であることを特徴とする。なお、正相分の信号とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が同じ信号であり、逆相分の信号とは、三相交流の基本波と周波数が同じで相順が逆の信号である。本発明の第1の側面によって提供される不平衡率検出装置は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する三相二相変換手段と、前記第1の信号に含まれる正相分の信号である第1の正相分信号と、前記第2の信号に含まれる正相分の信号である第2の正相分信号とを、それぞれ抽出する正相分抽出手段と、前記第1の信号に含まれる逆相分の信号である第1の逆相分信号と、前記第2の信号に含まれる逆相分の信号である第2の逆相分信号とを、それぞれ抽出する逆相分抽出手段と、前記正相分抽出手段によって抽出された前記第1の正相分信号および前記第2の正相分信号と、前記逆相分抽出手段によって抽出された前記第1の逆相分信号および前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する不平衡率算出手段とを備えており、前記正相分抽出手段は、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の正相分信号を抽出し、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の正相分信号を抽出し、前記逆相分抽出手段は、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第1の逆相分信号を抽出し、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで前記第2の逆相分信号を抽出し、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、G1s=T2s2TsT2ω02/{Ts12Tω02}であり、前記第2の伝達関数は、G2s=-Tω0/{Ts12Tω02}であり、前記第3の伝達関数は、G3s=Tω0/{Ts12Tω02}であることを特徴とする。本発明の好ましい実施の形態においては、前記不平衡率算出手段は、前記第1の正相分信号をXα、前記第2の正相分信号をXβ、前記第1の逆相分信号をYα、前記第2の逆相分信号をYβとすると、下記式を用いて不平衡率kを算出する。本発明の好ましい実施の形態においては、前記不平衡率算出手段によって算出された不平衡率を表示するための表示手段をさらに備えている。本発明の好ましい実施の形態においては、前記3つの信号は、三相交流の各相電圧を検出した相電圧信号である。本発明の好ましい実施の形態においては、前記3つの信号は、三相交流の各線間電圧を検出した線間電圧信号である。本発明の第3の側面によって提供される不平衡率検出方法は、三相交流に基づく3つの信号を第1の信号および第2の信号に変換する第1の工程と、前記第1の信号を第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を第2の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の正相分信号を抽出する第2の工程と、前記第1の信号を第3の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の正相分信号を抽出する第3の工程と、前記第1の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第3の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第1の逆相分信号を抽出する第4の工程と、前記第1の信号を前記第2の伝達関数によって信号処理し、前記第2の信号を前記第1の伝達関数によって信号処理し、これらを加算することで第2の逆相分信号を抽出する第5の工程と、前記第2の工程によって抽出された前記第1の正相分信号と、前記第3の工程によって抽出された前記第2の正相分信号と、前記第4の工程によって抽出された前記第1の逆相分信号と、前記第5の工程によって抽出された前記第2の逆相分信号とから、不平衡率を算出する第6の工程とを備えており、前記三相交流の基本波の角周波数をω0、時定数をTとした場合、前記第1の伝達関数は、G1s=Ts1/{Ts12Tω02}であり、前記第2の伝達関数は、G2s=-Tω0/{Ts12Tω02}であり、前記第3の伝達関数は、G3s=Tω0/{Ts12Tω02}であることを特徴とする。本発明によれば、正相分の信号と逆相分の信号とがそれぞれ容易に抽出され、これらの正相分の信号と逆相分の信号とから不平衡率が容易に算出される。したがって、簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる。本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。図1は、第1実施形態に係る不平衡率検出装置を説明するためのブロック図である。不平衡率検出装置1は、三相電力系統の三相交流電圧の不平衡率を検出するものである。電圧センサ4は、三相電力系統の各相電圧を検出するものであり、U相の相電圧を検出した相電圧信号Vu、V相の相電圧を検出した相電圧信号Vv、W相の相電圧を検出した相電圧信号Vwを不平衡率検出装置1に出力する。不平衡率検出装置1は、電圧センサ4より入力される相電圧信号Vu,Vv,Vwに基づいて不平衡率を検出する。不平衡率検出装置1は、演算部2および表示部3を備えている。演算部2は、不平衡率を演算するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。演算部2は、演算結果である不平衡率kを表示部3に出力する。表示部3は、演算結果を表示するものであり、モニタなどの表示手段によって実現されている。表示部3は、演算部2より入力された不平衡率kを表示する。演算部2は、三相二相変換部21、正相分抽出部22、逆相分抽出部23、および不平衡率算出部24を備えている。三相二相変換部21は、電圧センサ4より入力される3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwを、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換するものである。三相二相変換部21は、いわゆる三相二相変換処理αβ変換処理を行うものであり、相電圧信号Vu,Vv,Vwを互いに直交するα軸成分とβ軸成分とにそれぞれ分解して、各軸成分をまとめることでα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβを生成する。三相二相変換部21で行われる変換処理は、下記5式に示す行列式で表される。正相分抽出部22および逆相分抽出部23は、三相二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の正相分信号および逆相分信号を抽出するものである。正相分抽出部22および逆相分抽出部23は、本出願の発明者らが開発した、回転座標変換処理dq変換処理を改良した線形時不変の処理以下では、DQ-LTI変換処理とする。を利用したローパスフィルタを用いている。DQ-LTI変換処理は、回転座標変換dq変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換逆dq変換を行うのと等価の処理を行うことができ、かつ、線形性および時不変性を有する信号処理である。回転座標変換および静止座標変換は非線形時変の処理なので、これらを用いた制御系の設計に線形制御理論を用いることができないし、システム解析もできない。DQ-LTI変換処理は、この問題を解消するために開発されたものであり、回転座標変換を行ってから所定の処理を行った後に静止座標変換を行うのと等価の処理を、伝達関数の行列を用いた演算処理としたものである。まず、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を線形時不変の処理に変換する方法について説明する。図2aは、回転座標変換および静止座標変換を伴う処理を説明するための図である。当該処理では、まず、信号αおよびβが、回転座標変換によって、信号dおよびqに変換される。信号dおよびqに対して、それぞれ所定の伝達関数Fsで表される処理が行われ、信号d’およびq’が出力される。次に、信号d’およびq’が静止座標変換によって、信号α’およびβ’に変換される。図2aに示す非線形時変の処理を、図2bに示す線形時不変の伝達関数の行列Gを用いた処理に変換する。図2aに示す回転座標変換は下記6式の行列式で表され、静止座標変換は下記7式の行列式で表される。したがって、図2aに示す処理を、行列を用いて、図3aのように表すことができる。図3aに示す3つの行列の積を計算し、算出された行列を線形時不変の行列にすることで、図2bに示す行列Gを算出することができる。このとき、静止座標変換および回転座標変換の行列を行列の積に変換したうえで、算出を行う。回転座標変換の行列は、下記8式に示す右辺の行列の積に変換することができる。但し、jは虚数単位であり、expは自然対数の底eの指数関数であり、である。なお、T1は、Tの逆行列である。となり、オイラーの公式より、exp=cosθjsinθ、exp=cosθ-jsinθを代入して計算すると、であることが、確認できる。また、静止座標変換の行列は、下記9式に示す右辺の行列の積に変換することができる。当該行列の積の中央の行列は線形時不変の行列である。但し、jは虚数単位であり、expは自然対数の底eの指数関数であり、である。なお、T1は、Tの逆行列である。となり、オイラーの公式より、exp=cosθjsinθ、exp=cosθ-jsinθを代入して計算すると、であることが、確認できる。上記8式および9式を用いて、図3aに示す3つの行列の積を計算して、行列Gを算出すると、下記10式のように計算される。上記10式の中央の3つの行列の1行1列目の要素に注目し、これをブロック線図で表すと、図4に示すブロック線図になる。図4に示すブロック線図の入出力特性を計算すると、となる。ただし、Fsはインパルス応答ftをもつ一入力一出力伝達関数である。ここで、θt=ω0tとすると、θt-θτ=ω0t-ω0τ=ω0t-τ=θt-τとなるので、図4に示すブロック線図の入出力特性は、インパルス応答ftexp-jω0tを持つ線形時不変系のものに等しい。インパルス応答ftexp-jω0tをラプラス変換すると、伝達関数Fsjω0が得られる。また、図4に示すブロック線図のexpjθtとexp-jθtとを入れ換えた場合の入出力特性は、伝達関数Fs-jω0の入出力特性になる。したがって、上記10式からさらに計算を進めると、と計算される。これにより、図3aに示す処理を、図3bに示す処理に変換することができる。図3bに示す処理は、回転座標変換を行ってから所定の伝達関数Fsで表される処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理であって、当該処理のシステムは線形時不変のシステムである。ローパスフィルタの伝達関数は、時定数をTとすると、Fs=1/Ts1で表される。したがって、図5に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからローパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列GLPFは、上記11式を用いて、下記12式のように算出される。図6は、行列GLPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図aは行列GLPFの1行1列要素以下では、1,1要素と記載する。他の要素についても同様に記載する。および2,2要素の伝達関数を示しており、同図bは行列GLPFの1,2要素の伝達関数を示しており、同図cは行列GLPFの2,1要素の伝達関数を示している。同図は、系統電圧の基本波の周波数以下では、中心周波数とする。また、中心周波数に対応する角周波数を中心角周波数とする。が60Hzの場合すなわち、角周波数ω0=120πの場合のものであり、時定数Tを0.1,1,10,100とした場合を示している。同図a,bおよびcが示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは-6dB=1/2である。また、時定数Tが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。同図aが示す位相特性は、中心周波数で0度になる。つまり、行列GLPFの1,1要素および2,2要素の伝達関数は、中心周波数中心角周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図bが示す位相特性は、中心周波数で90度になる。つまり、行列GLPFの1,2要素の伝達関数は、中心周波数中心角周波数の信号の位相を90度進めて通過させる。一方、同図cが示す位相特性は、中心周波数で-90度になる。つまり、行列GLPFの2,1要素の伝達関数は、中心周波数中心角周波数の信号の位相を90度遅らせて通過させる。以下に、三相二相変換後の2つの信号に対する伝達関数の行列GLPFに示す処理を、図7を参照して検討する。図7は、正相分の信号と逆相分の信号を説明するための図である。同図aは正相分の信号を示しており、同図bは逆相分の信号を示している。同図aにおいて、相電圧信号Vu,Vv,Vwの基本波の正相分信号を破線矢印のベクトルu,v,wで示している。ベクトルu,v,wは互いに120度ずつ向きが異なっており、時計回りの順番で並んで角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。前記正相分信号を三相二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα,βで示される。ベクトルα,βは、時計回りの順番で90度向きが異なっており、角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。つまり、α軸信号はβ軸信号より90度位相が進んでいる。α軸信号に行列GLPFの1,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない図6a参照。また、β軸信号に行列GLPFの1,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む図6b参照。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列GLPFの2,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる図6c参照。また、β軸信号に行列GLPFの2,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。逆相分は相順が正相分とは逆方向になっている成分である。図7bにおいて、相電圧信号Vu,Vv,Vwの基本波の逆相分信号を破線矢印のベクトルu,v,wで示している。ベクトルu,v,wは互いに120度ずつ向きが異なっており、反時計回りの順番で並んで角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。前記逆相分信号を三相二相変換したα軸信号およびβ軸信号は、実線矢印のベクトルα,βで示される。ベクトルα,βは、反時計回りの順番で90度向きが異なっており、角周波数ω0で反時計回りの方向に回転している。つまり、α軸信号はβ軸信号より90度位相が遅れている。α軸信号に行列GLPFの1,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号に行列GLPFの1,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号にGLPFの2,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる。また、β軸信号に行列GLPFの2,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。つまり、伝達関数の行列GLPFは、基本波の正相分信号を通過させ、逆相分信号を遮断する。また、基本波以外の周波数の信号高調波などは基本波より減衰されるので、伝達関数の行列GLPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号を抽出するフィルタ処理であることが確認できる。伝達関数の行列GLPFの1,2要素と要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、正相分信号を遮断し、逆相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号を抽出する場合には、伝達関数の行列GLPFの1,2要素と要素とを入れ換えた行列を用いればよい。正相分抽出部22は、三相二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の正相分信号を抽出するものである。抽出された正相分信号Yαp,Yβpは、不平衡率算出部24に出力される。正相分抽出部22は、上記12式に示す、基本波の正相分信号を抽出するための伝達関数の行列GLPFに表される処理を行う。つまり、下記13式に示す処理を行っている。角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数例えば、ω0=120πradsec60Hzがあらかじめ設定されており、時定数Tはあらかじめ設計されている。図1に戻って、正相分抽出部22は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。正相分抽出部22で行われる処理は、伝達関数の行列GLPFで示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、正相分信号Vαp,Vβpは、上記13式によって容易に算出される。逆相分抽出部23は、三相二相変換部21より入力されるα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、基本波の逆相分信号を抽出するものである。抽出された逆相分信号Yαn,Yβnは、不平衡率算出部24に出力される。逆相分抽出部23は、上記12式に示す伝達関数の行列GLPFの1,2要素と要素とを入れ換えた行列に表される処理を行う。つまり、基本波の逆相分信号を抽出するための処理を行っており、下記14式に示す処理を行っている。角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数例えば、ω0=120πradsec60Hzがあらかじめ設定されており、時定数Tはあらかじめ設計されている。逆相分抽出部23は、回転座標変換および静止座標変換を行うことなく、静止座標系でフィルタリング処理を行っている。逆相分抽出部23で行われる処理は、伝達関数の行列GLPFの1,2要素と要素とを入れ換えた行列で示されるので、線形時不変の処理である。非線形時変処理である回転座標変換処理および静止座標変換処理が含まれていない線形時不変システムになっているので、線形制御理論を用いた制御系設計やシステム解析が可能となる。また、逆相分信号Vαn,Vβnは、上記14式によって容易に算出される。不平衡率算出部24は、正相分抽出部22より入力される正相分信号Vαp,Vβpと、逆相分抽出部23より入力される逆相分信号Vαn,Vβnとから、下記15式を用いて、不平衡率kを算出するものである。不平衡率算出部24は、算出した不平衡率kを表示部3に出力する。本実施形態において、3つの相電圧信号Vu,Vv,Vwが互いに直交するα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換される。α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβから、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとが、それぞれDQ-LTI変換処理を利用したローパスフィルタによって容易に抽出される。そして、抽出された正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから、不平衡率kが容易に算出される。したがって、簡単な演算処理で不平衡率を検出することができる。なお、本実施形態においては、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから上記15式を用いて不平衡率kを算出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分信号Vαp,Vβpおよび逆相分信号Vαn,Vβnを、二相三相変換処理逆αβ変換処理によって、それぞれ三相の正相分信号および逆相分信号に変換し、これらを用いて不平衡率kを算出するようにしてもよい。なお、この場合、上記5式に示す三相二相変換処理の行列、上記13式に示す行列、および、二相三相変換処理の行列の積を算出して、当該積の行列を用いて相電圧信号Vu,Vv,Vwから三相の正相分信号を直接算出するようにしてもよい。逆相分については、上記13式の代わりに上記14式を用いた積の行列を用いればよい。また、上記第1実施形態において、上記5式に示す演算、上記13または14式に示す演算に代えて、各行列の積を算出して、当該積の行列を用いた演算を行うようにしてもよい。本実施形態においては、伝達関数の行列の各要素の時定数が同一である場合について説明したが、要素毎に異なる値を用いるようにしてもよい。例えば、α軸成分の速応性を向上させたり、安定性を高めたりするなどの付加特性を与えるように設計することもできる。本実施形態においては、正相分抽出部22および逆相分抽出部23をそれぞれ個別に設計する場合について説明したが、これに限られない。時定数Tを共通にするようにして、正相分抽出部22および逆相分抽出部23を一度に設計するようにしてもよい。本実施形態においては、正相分抽出部22および逆相分抽出部23で用いられる角周波数ω0をあらかじめ設定しておく場合について説明したが、これに限られない。信号処理のサンプリング周期が固定サンプリング周期の場合、系統電圧の基本波の角周波数を周波数検出装置などで検出して、検出された角周波数を角周波数ω0として用いるようにしてもよい。上記第1実施形態においては、ローパスフィルタに代わる処理を行う場合について説明したが、ハイパスフィルタに代わる処理を行う構成としてもよい。以下に、ハイパスフィルタに代わる処理を行う場合を第2実施形態として説明する。ハイパスフィルタの伝達関数は、時定数をTとすると、Fs=Ts/Ts1で表される。したがって、図8に示す処理、すなわち、回転座標変換を行ってからハイパスフィルタ処理を行った後に静止座標変換を行う処理と等価の処理を示す伝達関数の行列GHPFは、上記11式を用いて、下記16式のように算出される。図9は、行列GHPFの各要素である伝達関数を解析するためのボード線図である。同図aは行列GHPFの1,1要素および2,2要素の伝達関数を示しており、同図bは行列GHPFの1,2要素の伝達関数を示しており、同図cは行列GHPFの2,1要素の伝達関数を示している。同図は、中心周波数が60Hzの場合のものであり、時定数Tを0.1,1,10,100とした場合を示している。同図aが示す振幅特性は中心周波数近辺で減衰しており、中心周波数での振幅特性は-6dB=1/2である。また、時定数Tが大きくなると、遮断帯域が小さくなっている。同図bおよびcが示す振幅特性は、いずれも、中心周波数にピークがあり、振幅特性のピークは-6dB=1/2である。また、時定数Tが大きくなると、通過帯域が小さくなっている。また、同図aが示す位相特性は、中心周波数で0度になる。つまり、行列GHPFの1,1要素および2,2要素の伝達関数は、中心周波数の信号を位相を変化させることなく通過させる。同図bが示す位相特性は、中心周波数で-90度になる。つまり、行列GHPFの1,2要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を90度遅らせて通過させる。一方、同図cが示す位相特性は、中心周波数で90度になる。つまり、行列GHPFの2,1要素の伝達関数は、中心周波数の信号の位相を90度進めて通過させる。以下に、三相二相変換後の2つの信号に対する伝達関数の行列GHPFに示す処理を、図7を参照して検討する。図7aにおいて、基本波の正相分信号を三相二相変換したα軸信号ベクトルαに行列GHPFの1,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない図9a参照。また、β軸信号ベクトルβに行列GHPFの1,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる図9b参照。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。一方、α軸信号に行列GHPFの2,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む図9c参照。また、β軸信号に行列GHPFの2,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相が逆位相になるので、両者を加算することで打ち消し合うことになる。同図bにおいて、基本波の逆相分信号を三相二相変換したα軸信号ベクトルαに行列GHPFの1,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。また、β軸信号ベクトルβに行列GHPFの1,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度遅れる。したがって、両者の位相がα軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでα軸信号が再現される。一方、α軸信号に行列GHPFの2,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相が90度進む図9c参照。また、β軸信号に行列GHPFの2,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合、振幅が半分になって、位相は変化しない。したがって、両者の位相がβ軸信号と同じ位相になるので、両者を加算することでβ軸信号が再現される。つまり、伝達関数の行列GHPFは、基本波の逆相分信号を通過させ、正相分信号を遮断する。また、基本波以外の周波数の信号高調波などは、行列GHPFの1,1要素および2,2要素の伝達関数に示す処理を行った場合はそのまま通過し図9a参照、1,2要素および2,1要素の伝達関数に示す処理を行った場合は減衰するので図9b、c参照、ほぼそのまま通過する。したがって、伝達関数の行列GHPFに示す処理は、中心周波数の正相分信号だけを除去するノッチフィルタ処理であることが確認できる。伝達関数の行列GHPFの1,2要素と要素とを入れ換えた場合、上記とは逆に、逆相分信号を遮断し、正相分信号を通過させる。したがって、中心周波数の逆相分信号だけを除去する場合には、伝達関数の行列GHPFの1,2要素と要素とを入れ換えた行列を用いればよい。第2実施形態に係る不平衡率検出装置の内部構成を説明するためのブロック図は、図1に示す第1実施形態の不平衡率検出装置1のものと共通する。第2実施形態においては、図1に示す正相分抽出部22に代えて、ハイパスフィルタに代わる処理を行って逆相分を除去する正相分抽出部22’図示しないを備え、逆相分抽出部23に代えて、ハイパスフィルタに代わる処理を行って正相分を除去する逆相分抽出部23’図示しないを備えている。逆相分抽出部23’は、上記16式に示す行列GHPFを用いた下記17式に示す処理を行い、正相分抽出部22’は、上記16式に示す行列GHPFの1,2要素と要素とを入れ換えた行列を用いた下記18式に示す処理を行う。なお、角周波数ω0は系統電圧の基本波の角周波数例えば、ω0=120πradsec60Hzがあらかじめ設定されており、時定数Tはあらかじめ設計されている。この場合でも、正相分抽出部22’が基本波の正相分信号を抽出し、逆相分抽出部23’が基本波の逆相分信号を抽出することができる。本実施形態においても、正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとをそれぞれ容易に抽出することができる。そして、抽出された正相分信号Vαp,Vβpと逆相分信号Vαn,Vβnとから、不平衡率kが容易に算出される。したがって、第1実施形態と同様の効果を奏することができる。なお、第2実施形態においても、第1実施形態の場合と同様に、伝達関数の行列の各要素の時定数に異なる値を用いるようにしてもよいし、時定数Tを共通にするようにして、正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’を一度に設計するようにしてもよい。また、周波数検出装置などで検出した系統電圧の基本波の角周波数を角周波数ω0として用いるようにしてもよい。第2実施形態においては、正相分抽出部22’が基本波の逆相分の通過を抑制することで正相分を抽出し、逆相分抽出部23’が基本波正相分の通過を抑制することで逆相分を抽出する。したがって、α軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに高調波成分が含まれていた場合、正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’は、高調波成分も通過させてしまう。不平衡率を検出する電力系統に高調波成分が含まれている場合、基本波の正相分または逆相分をより精度よく抽出するためには、当該高調波成分の通過を抑制する構成を追加する必要がある。この場合、正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’において、抑制すべき高調波成分を除去するためのハイパスフィルタに代わる処理をさらに備えるようにすればよい。例えば、5次高調波を抑制すべき場合は、上記16式に示す行列GHPFにおいて、ω0を-5ω0とした行列を用いた処理を行えばよい。正相分抽出部22’および逆相分抽出部23’は抑制する必要がある高調波成分の次数に応じて設計すればよく、7次高調波、11次高調波を抑制すべき場合は、上記16式に示す行列GHPFにおいて、ω0をそれぞれ7ω0、-11ω0とした行列を用いた処理を行うようにすればよい。上記第1または第2実施形態においては、正相分抽出部2222’および逆相分抽出部2323’がどちらもローパスフィルタに代わる処理またはハイパスフィルタに代わる処理を用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、正相分抽出部22がローパスフィルタに代わる処理を用いて正相分信号を通過させることで抽出し、逆相分抽出部23’がハイパスフィルタに代わる処理を用いて正相分信号の通過を抑制することで逆相分信号を抽出するようにしてもよい。また、正相分抽出部22’がハイパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分信号の通過を抑制することで正相分信号を抽出し、逆相分抽出部23がローパスフィルタに代わる処理を用いて逆相分信号を通過させることで抽出するようにしてもよい。上記第1または第2実施形態においては、電圧センサ4が相電圧を検出する場合について説明したが、これに限られない。例えば、電圧センサ4が線間電圧を検出する場合でも、本発明を適用することができる。この場合、三相二相変換部21で行われる変換処理に、上記5式に示す行列式に代えて、下記19式に示す行列式を用いるようにすればよい。また、三相二相変換部21に、線間電圧信号を相電圧信号に変換する構成を追加して、線間電圧信号Vuv,Vvw,Vwuを相電圧信号Vu,Vv,Vwに変換してから、上記5式でα軸電圧信号Vαおよびβ軸電圧信号Vβに変換するようにしてもよい。また、電流センサから入力される電流信号Iu,Iv,Iwに基づいて不平衡率を検出するようにしてもよい。この場合は、上記第1または第2実施形態の構成をそのまま用いることができる。上記第1または第2実施形態においては、算出された不平衡率kを表示部3に表示する場合について説明したが、これに限られない。例えば、不平衡率kが所定の閾値を超えた場合にブザーなどの音声で警告するようにしてもよい。上記第1または第2実施形態においては、本発明に係る不平衡率検出装置を単体で用いる場合について説明したが、これに限られない。例えば、不平衡率検出装置を系統連系インバータシステムに組み込んで、不平衡率kが所定の閾値を超えた場合に、インバータを停止させ、三相電力系統との接続を切り離すようにしてもよい。この場合、不平衡率kを表示する必要はないので表示部3を設けなくてもよいし、系統連系インバータシステムの表示部に表示するようにしてもよい。また、系統連系インバータシステムの電圧センサが検出した電圧信号を、三相二相変換部21に入力するようにすればよい。本発明に係る不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る不平衡率検出装置、および不平衡率検出方法の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。"