ゲートに印加される電圧に応じてオンオフする半導体スイッチと、前記半導体スイッチのソース電位に対して正極性を有する正極コンデンサと、前記半導体スイッチのソース電位に対して負極性を有する負極コンデンサと、前記正極コンデンサを充電する機能を有し、前記半導体スイッチをターンオンさせる場合には前記正極コンデンサからの電流を前記半導体スイッチのゲートに流すターンオン制御部と、前記負極コンデンサを充電する機能を有し、前記半導体スイッチをターンオフさせる場合には前記負極コンデンサからの電流を前記半導体スイッチのゲートに流すターンオフ制御部と、を備えることを特徴とする半導体モジュール。前記ターンオン制御部は、前記半導体スイッチのゲートに印加される電圧が負から正に変化する場合にオンして前記正極コンデンサからの電流を前記半導体スイッチのゲートに流すトランジスタからなり、前記ターンオフ制御部は、前記半導体スイッチのゲートに印加される電圧が正から負に変化する場合にオンして前記半導体スイッチのゲートからの電流を前記負極コンデンサに流すトランジスタからなることを特徴とする請求項1記載の半導体モジュール。前記半導体スイッチのターンオンの過渡時にのみ前記ターンオン制御部をオンさせるための過渡コンデンサを備えることを特徴とする請求項1または請求項2記載の半導体モジュール。前記正極コンデンサを充電する充電回路および前記過渡コンデンサを放電させる放電回路を備えることを特徴とする請求項3記載の半導体モジュール。半導体スイッチのスイッチング速度は、半導体スイッチのG-S間電圧波形Vgsに関係し、特に、閾値付近におけるG-S間の電圧変化率dvgs/dtが大きく影響する。半導体スイッチには入力容量が存在するので、高い電圧変化率dvgs/dtを得るためにはゲート駆動回路からピーク値が大きい電流を流す必要がある。このため、ゲート駆動回路の負担が大きいという問題がある。また、実際の回路では、ゲート駆動回路と半導体スイッチの間にゲートインピーダンスとゲート抵抗が存在するので、充分なゲート電流を流すことは難しいという問題がある。さらに、JFETのゲート駆動回路のようにターンオン時に積極的に電流を流す必要がある場合は、ゲート配線のインピーダンスが大きな障害になるとういう問題がある。本発明の課題は、半導体スイッチを小さい負担で駆動できるとともに、半導体スイッチに十分なゲート電流を流すことができ、しかも、ゲート配線のインピーダンスによる障害を回避できる半導体モジュールを提供することにある。上記の課題を解決するために、本発明に係る半導体モジュールは、ゲートに印加される電圧に応じてオンオフする半導体スイッチと、半導体スイッチのソース電位に対して正極性を有する正極コンデンサと、半導体スイッチのソース電位に対して負極性を有する負極コンデンサと、正極コンデンサを充電する機能を有し、半導体スイッチをターンオンさせる場合は正極コンデンサからの電流を半導体スイッチのゲートに流すターンオン制御部と、負極コンデンサを充電する機能を有し、半導体スイッチをターンオフさせる場合は半導体スイッチのゲートからの電流を負極コンデンサに流すターンオフ制御部を備えることを特徴とする。本発明によれば、ゲート配線のインピーダンスの影響を回避することができ、半導体スイッチのG-S間の電圧変化率dvgs/dtを大きくできるので、高速なスイッチング動作が可能になる。また、半導体スイッチのゲートに印加される電圧を生成するゲート駆動回路のピーク電流を小さくできるので負担が小さくなり、ゲート駆動回路を小型にできる。以下、本発明の実施の形態に係る半導体モジュールについて、図面を参照しながら詳細に説明する。図1は、本発明の実施例1に係る半導体モジュールを含むアーム回路の回路図である。アーム回路は、ゲート駆動回路10、ゲートインピーダンス30および半導体モジュールS1を備える。半導体モジュールS1は、半導体スイッチおよびその周辺回路をモジュール化したものである。ゲート駆動回路10は、半導体モジュールS1を駆動するための矩形波電圧Vgs0を制御信号として生成し、生成された制御信号をゲート配線を経由して半導体モジュールS1に出力する。ゲートインピーダンス30は、ゲート駆動回路10の内部インピーダンスおよびゲート駆動回路10と半導体モジュールS1とを接続するゲート配線のインピーダンスを含み、インダクタンスを主成分とする。ゲートインピーダンス30の一端はゲート駆動回路10に接続され、他端は半導体モジュールS1の内部のゲート抵抗114に接続される。半導体モジュールS1は、正極コンデンサ110、負極コンデンサ111、ターンオンを補助するトランジスタ112、ターンオフを補助するトランジスタ113、ゲート抵抗114、半導体スイッチQ1、ダイオードD1、陽極端子1および陰極端子2を備える。半導体スイッチQ1のゲートとソースとの間には入力容量100が形成されている。入力容量100は、半導体スイッチQ1の内部に存在する寄生容量であり、半導体モジュールS1の電流容量に依存して大きくなる。正極コンデンサ110は、一端がトランジスタ112のコレクタに接続され、他端が負極コンデンサ111の一端に接続されている。負極コンデンサ111の他端は、トランジスタ113のコレクタに接続される。正極コンデンサ110と負極コンデンサ111の接続点は、半導体スイッチQ1のソースに接続される。正極コンデンサ110および負極コンデンサ111は、入力容量100よりも充分大きい容量10倍以上の容量を有する。トランジスタ112は、本発明のターンオン制御部に対応する。トランジスタ112は、NPNトランジスタからなり、そのエミッタは半導体スイッチQ1のゲートとゲート抵抗114との接続点に接続され、ベースはゲートインピーダンス30とゲート抵抗114の接続点に接続されている。トランジスタ112は、正極コンデンサ110からの電流を入力容量100に流して充電する機能の他に、正極コンデンサ110の充電機能をも有する。即ち、正極コンデンサ110には、ゲート駆動回路10から正電圧が送られてきた場合にトランジスタ112のベース-コレクタ間のPN接合を介して正電圧が充電される。トランジスタ113は、本発明のターンオフ制御部に対応する。トランジスタ113は、PNPトランジスタからなり、そのエミッタは半導体スイッチQ1のゲートとゲート抵抗114との接続点に接続され、ベースはゲートインピーダンス30とゲート抵抗114との接続点に接続される。トランジスタ113は、入力容量100からの電流を負極コンデンサ111に流して充放電する機能の他に、負極コンデンサ111の充電機能をも有する。即ち、負極コンデンサ111には、ゲート駆動回路10から負電圧が送られてきているときにトランジスタ113のベース-コレクタ間のNP接合を介して負電圧が充電される。ゲート抵抗114は、半導体スイッチQ1における寄生振動の防止用であり、一端はゲートインピーダンス30に接続され、他端は半導体スイッチQ1のゲートに接続される。半導体スイッチQ1は、ゲート-ソース間電圧が一定値以上の場合にドレイン-ソース間を通電し、それ以外は遮断する。G-S間電圧はデバイス固有の値であり、しきい値と呼ばれている。なお、図1においては、半導体スイッチQ1としてMOSFETの記号を用いたが、IGBTを用いることもできる。ダイオードD1は、半導体スイッチQ1のドレイン電極Dとソース電極Sとの間に設けられ、そのカソードはドレイン電極Dに接続され、アノードはソース電極Sに接続される。また、陽極端子1は、半導体スイッチQ1のドレインから引き出され、陰極端子2は、半導体スイッチQ1のソースから引き出されている。陽極端子1および陰極端子2は、それぞれ、図示しない電源または負荷に接続される。次に、このように構成される実施例1に係る半導体モジュールを含むアーム回路のスイッチング動作を、図2に示す波形図を参照しながら説明する。ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0が負の時、入力容量100の端子電圧も負となる。この状態において、図2bに示すように、ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0が負から正に変化すると、ゲート抵抗114に対して順方向の端子電圧が発生し、これに伴って、トランジスタ112のベース-エミッタ間に正電圧が印加され、トランジスタ112がオンする。これにより、正極コンデンサ110から入力容量100へ電流が流れて充電が行われる。この充電は、ゲート配線を経由しないため、ゲートインピーダンス30の影響を受けない。また、ゲート駆動回路10の電流は、ゲート抵抗114の電流とトランジスタ112のベース電流の和であるため、正極コンデンサ110の充放電電流に対してピーク値が小さくなっている。ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0が正から負に変化すると、ゲート抵抗114に対して逆方向の端子電圧が発生し、これに伴って、トランジスタ113のベース-エミッタ間に負電圧が印加され、トランジスタ113がオンする。これにより、負極コンデンサ111から入力容量100へ電流が流れて充電が行われる。この充電も、ゲート配線を経由しないため、ゲートインピーダンス30の影響を受けない。なお、トランジスタ112およびトランジスタ113としては、直流電流増幅率hfeが大きいものが用いられる。これにより、大きい電流を半導体スイッチQ1に流すことができるので、入力容量100の充放電時間が短縮され、半導体スイッチQ1のスイッチング遅れを短縮すると同時にスイッチング速度を高速化できる。その結果、即応性に優れた半導体モジュールを提供できる。図2は、実施例1に係る半導体モジュールのスイッチング動作のシミュレーション結果を示す波形図である。図2において、IR2は、入力容量100の充電電流であり、この電流は例えば7Aである。IL30は、ゲート駆動回路10の電流であり、この電流は例えば300mAである。図2aに示すように、ゲート駆動回路10のピーク電流は従来図6参照に較べて小さい。また、図2bに示すように、半導体スイッチQ1のゲートに印加される電圧Vgsが負から正になるときに、正極コンデンサ110が放電し、その端子電圧Vvdc1は、図2cに示すように、41μs付近で若干低くなる程度である。一方、半導体スイッチQ1のゲートに印加される電圧Vgsが正から負になるときは、負極コンデンサ111が放電し、その端子電圧Vvdc2は、図2cに示すように、50μs付近で若干高くなる。このように、実施例1に係る半導体モジュールでは、最短経路で入力容量100に対する充放電が行われるため、従来の波形図6参照と比較して、ゲートに印加する電圧Vgsの立ち上がりおよび立ち下がり時間を短縮できる。また、ゲート駆動回路10が動作してから半導体スイッチQ1がスイッチング動作するまでの遅れ時間を短縮できる。図3は本発明の実施例2に係る半導体モジュールを含むアーム回路の回路図である。アーム回路は、ゲート駆動回路10、ゲートインピーダンス30および半導体モジュールS1’を備える。半導体モジュールS1’は、実施例1に係る半導体モジュールS1に、コンデンサ115、ダイオード116、抵抗117、ダイオード118および抵抗119が追加されるとともに、半導体スイッチQ2がJFETにより構成される。コンデンサ115は、本発明の過渡コンデンサに対応する。以下、実施例1と相違する部分を主に説明する。コンデンサ115は、ゲート抵抗114とゲートインピーダンス30との接続点と、トランジスタ112のベースとの間に設けられ、トランジスタ112を、半導体スイッチQ2のターンオンの過渡時にのみ導通オンさせるように動作させる。抵抗119の一端は、ゲート抵抗114とゲートインピーダンス30との接続点に接続され、他端はダイオード118のアノードに接続される。ダイオード118のカソードは、トランジスタ112のコレクタと正極コンデンサ110との接続点に接続される。抵抗119およびダイオード118は、正極コンデンサ110を正極に充電する充電回路として機能する。抵抗117の一端は、トランジスタ113のコレクタと負極コンデンサ111との接続点に接続され、他端はダイオード116のアノードに接続される。ダイオード116のカソードは、トランジスタ112のベースとコンデンサ115との接続点に接続される。抵抗117およびダイオード116は、コンデンサ115を放電する放電回路として機能する。次に、このように構成される実施例2に係る半導体モジュールを含むアーム回路のスイッチング動作を、図4に示す実施例2に係る半導体モジュールのスイッチング動作のシミュレーション結果を示す波形図を参照しながら説明する。図4aでは、IR2はJFETのゲート電流と入力容量100の充電電流の和であり、IL30はゲート駆動回路10の電流である。なお、ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0を正から負に変化させるターンオフ動作図4における50μs付近の動作は、図1および図2を参照して説明した実施例1に係る半導体モジュールの動作と同じであるので、その説明を省略する。ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0が負から正に変化する場合のターンオン動作は、以下のようになる。即ち、図4bに示すように、ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0が負から正に変化すると、抵抗114に順方向の電圧が発生する。このとき、コンデンサ115を介してトランジスタ112のベースに電流が流れてトランジスタ112が導通し、正極コンデンサ110からJFETのゲートに対して電流が供給される。コンデンサ115が充電され、その端子電圧が一定値以上になると、トランジスタ112のベース電流が流れなくなるので、トランジスタ112がオフする。トランジスタ112から放電した正極コンデンサ110は、抵抗119とダイオード118によって充電される。コンデンサ115の放電は、ゲート駆動回路10から出力される電圧Vgs0が負の時に、コンデンサ115、ダイオード116、抵抗117、負極コンデンサ111およびゲート駆動回路10を介して行われる。図4aに示すように、ゲート駆動回路10のピーク電流は従来に較べて小さい。また、図4bに示すように、半導体スイッチQ2のゲートに印加される電圧Vgsが負から正になるときに、正極コンデンサ110が放電し、その端子電圧Vvdc1は、図4cに示すように、41μs付近で若干低くなる。一方、半導体スイッチQ2のゲートに印加される電圧Vgsが正から負になるときは、負極コンデンサ111が放電し、その端子電圧Vvdc2は、図4cに示すように、51μs付近で若干高くなる。このように、実施例2に係る半導体モジュールでは、半導体スイッチQ2のターンオン時においては、図4aに示すように、そのゲートに、ゲート電流IR2として充分なパルス電流を流している。また、この時のゲート駆動回路10のピーク電流IL30は非常に小さい。これにより、半導体スイッチQ2のゲート-ソース間の変化率が改善されている。以上説明したように本発明によれば、ゲート駆動回路のピーク電流が抑えられるので、ゲート駆動回路の負担を小さくすることができる。その結果、ゲート駆動回路を小型化できる。また、ゲート駆動回路と半導体モジュールとの間に存在するゲート配線のインピーダンスによって発生する電圧降下が小さくなるので、ゲート配線のインピーダンスの影響を受けにくくすることができる。さらに、半導体スイッチのゲート-ソース間電圧の変化率を高くできるため、半導体スイッチの高速スイッチングを実現できる。