"近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧をパルス幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する制御回路とを備える誘導加熱装置であって、前記制御回路は、前記複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、前記複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する前記高周波電圧と前記直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように制御し、前記複数の逆変換装置に印加される直流電源電圧は、前記高周波電圧が隣接する前記誘導加熱コイルから受ける相互誘導電圧を超える電圧に設定されていることを特徴とする誘導加熱装置。前記最小にする位相差は、任意の周波数において前記高周波電圧が前記コイル電流に対して進み位相になるような位相差であることを特徴とする請求項1に記載の誘導加熱装置。商用電源の交流電圧を直流電圧に変換し、前記直流電源電圧として前記逆変換装置に印加する順変換装置をさらに有し、前記逆変換装置が前記パルス幅制御された等価正弦波電圧を発生するときは、前記高周波電圧は、前記直流電源電圧を2の平方根で除した値に、変調率を乗算した値であり、前記逆変換装置がチョッパ制御を行うときは、前記高周波電圧は、前記直流電源電圧に通流率を乗じた値に規定されることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の誘導加熱装置。前記制御回路は、何れか1台又は複数台の逆変換装置が前記最小の位相差になるように制御することを特徴とする請求項1乃至請求項3の何れか一項に記載の誘導加熱装置。前記制御回路は、出力電力が最大となる特定の前記逆変換装置、又はすべての前記逆変換装置を前記最小の位相差になるように制御することを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れか一項に記載の誘導加熱装置。前記高周波電圧は、矩形波電圧を呈し、前記位相差は、前記矩形波電圧の立ち上がりタイミングと前記コイル電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差であることを特徴とする請求項1乃至請求項5の何れか一項に記載の誘導加熱装置。前記高周波電圧は、正弦波信号と三角波信号とを比較して得られる矩形波状の等価正弦波電圧であり、前記位相差は、前記正弦波信号のゼロクロスタイミングと前記コイル電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差であることを特徴とする請求項1乃至請求項6の何れか一項に記載の誘導加熱装置。前記コイル電流のゼロクロスタイミングは、前記正弦波信号のゼロクロスタイミングよりも遅れることを特徴とする請求項7に記載の誘導加熱装置。前記高周波電圧は、時間積分値が正弦波の形状に変化する矩形波状の等価正弦波電圧であり、前記位相差は、前記正弦波のゼロクロスタイミングと前記コイル電流のゼロクロスタイミングとの間の位相差であることを特徴とする請求項1乃至請求項8の何れか一項に記載の誘導加熱装置。前記高周波電圧は、前記近接配置された複数の誘導加熱コイルに流れる共振電流に起因する相互誘導電圧の和よりも大きな値であることを特徴とする請求項1乃至請求項9の何れか一項に記載の誘導加熱装置。近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する誘導加熱装置の制御方法であって、前記複数の逆変換装置に印加される直流電源電圧は、前記高周波電圧が隣接する前記誘導加熱コイルから受ける相互誘導電圧を超える電圧に設定されており、前記複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、前記複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する前記高周波電圧と前記直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように制御することを特徴とする誘導加熱装置の制御方法。近接して配置された複数の誘導加熱コイルと、この誘導加熱コイルの各々に直列接続されたコンデンサと、直流電圧から変換させられた高周波電圧を各々の前記誘導加熱コイル及び前記コンデンサの直列共振回路に印加する複数の逆変換装置と、前記高周波電圧を電圧幅制御するとともに前記複数の誘導加熱コイルに流れるコイル電流の位相を揃えるように前記複数の逆変換装置を制御する制御回路の制御プログラムであって、前記複数の逆変換装置に印加される直流電源電圧は、前記高周波電圧が隣接する前記誘導加熱コイルから受ける相互誘導電圧を超える電圧に設定されており、前記複数の逆変換装置を周波数同一かつ、電流同期させるとともに、前記複数の誘導加熱コイルに最大電力を供給する特定の逆変換装置が発生する前記高周波電圧と前記直列共振回路に流れるコイル電流との位相差が最小になるように、前記制御回路のコンピュータに実行させることを特徴とする制御回路の制御プログラム。ところで、誘導加熱コイルを複数に分割しない、1ゾーンで構成された一般の誘導加熱装置は、固有共振周波数に運転周波数を追随させて運転することができ、逆変換装置の出力矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流のゼロクロスタイミングとの位相差を最小にすることにより、力率を向上させる最小位相角運転を行うことができた。この点、誘導加熱コイルを複数に分割した特許文献1,2の技術の場合、相互誘導電圧により、位相角が増大するので、すべてのゾーンで最小位相角制御を行うことができない。このため、このため、出力電力が大きいゾーン2ゾーンでのみ位相角を最小に制御することが考えられる。しかしながら、ビレットは、キュリー点を超えるような温度上昇による磁性体から非磁性体への変化や、被加熱物の形状変化空隙変化に起因する位相角変化位相角低下があり、固有共振周波数が高くなると共に、共振電流が約3倍になる特性を有する。冷材HOT材空芯コイル等価抵抗R比率10.30.15約7倍インダクタンスLμH11884110位相角最小制御の対象でないゾーン1,3ゾーンが、早くキュリー点を超える温度になった場合、インダクタンスLが小さくなるので固有共振点が高くなる。固有共振点が高くなると、周波数一定のインバータでは、所定電流を流すための位相角が低下し、力率が良くなる。しかしながら、固有共振点が高くなると、インバータ電圧Vinvが相互誘導電圧Vmに負けてVinv<Vm、急峻な逆位相電流逆方向電流が流れる図2a。例えば、空コイルは冷材コイルに対して等価抵抗Rが1/7になるので、相互誘導電圧Vmが変化することなく、等価抵抗の電圧降下VRや等価インダクタンスの電圧降下VLが低下する。この結果、インバータ電圧Vinvが相互誘導電圧Vmに負けることがあり、すべての負荷状態で正常運転できるとはいえない。また、1,3ゾーン隣接ゾーンが整定温度になると出力電流が低減するので、最大出力ゾーン当該ゾーンの位相角が小さくなることがある。この場合も、共振電流が負から正に遷移するときのゼロクロスタイミングがインバータの矩形波出力電圧の立ち上がりタイミングよりも進み、ZVSを維持できなくなることがある。例えば、図9の温度変化を示す図を参照すれば、加熱が完了する整定温度1250°C付近では急激に電流低下するため、最初に整定温度に到達したゾーンは最小電流となり、未到達ゾーンは大電流が継続していることになる。このとき、最小電流ゾーンは、インバータの出力電圧Vinvが、隣接するゾーンから到達する相互誘導電圧Vmよりも小さくなり、正常運転することができない。そこで、本発明は、最大電力を出力すべきゾーンの正常運転を確保することができる誘導加熱装置、誘導加熱装置の制御方法、及び制御プログラムを提供することを目的とする。前記課題を解決するため、本発明の一の手段は、何れか一台又は複数台の逆変換装置を最小位相角で制御すると共に、各々の前記逆変換装置の出力電圧Vinvが相互誘導電圧Vmを超えるように、前記逆変換装置に印加される電源電圧を変更する。ここで、逆変換装置の出力電圧高周波電圧がどのような周波数でも電流Iinに対して遅れ位相すなわち、共振電流が進み位相にならないようにする位相角を最小位相角という。このためには、出力電圧Vinvが隣接ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32よりも大きな値Vinv>Vm12,Vinv>Vm32になるように設定する。Vinv=Vmのときの位相角最小位相角は、30°である図2c参照。何れか一台又は複数台のインバータ好ましくは、最大出力インバータ、全インバータが最小位相角となるように制御することが好ましい。また、各々の前記逆変換装置の出力電圧Vinvが相互誘導電圧Vmを超え、前記相互誘導電圧の2倍までの範囲になるように、前記逆変換装置に印加される電源電圧を変更する。出力電圧Vinvが隣接ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32の和よりも大きな値Vinv>Vm12Vm32になるように設定する。特に、隣接ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32が等しいとき、Vinv>2|Vm|となる。商用電源を用いて、前記電源電圧を可変させる順変換装置をさらに有し、前記逆変換装置が振幅が変調された等価正弦波電圧を発生するときは、前記出力電圧は、前記電源電圧Vdcを2の平方根で除した値に、変調率を乗算した値であり、前記逆変換装置がチョッパであるとき、前記出力電圧Vinvは、前記電源電圧に通流率Dutyを乗じた値に規定されることを特徴とする。例えば、前記出力電圧Vinvは、前記電源電圧に通流率Duty及び波形歪率0.9を乗じた値に設定される。本発明によれば、最大電力を出力すべきゾーンの正常運転を確保することができる。このため、複数の誘導加熱コイル、及び複数の逆変換装置を用いた場合、固有共振周波数に追随させて、各誘導加熱コイルに流れる略共振電流を位相遅れモードにすることができる。なお、最大電力を供給する逆変換装置は、最小位相角制御を行うことにより変換器容量を低減することができる。以下、図面を参照して、本発明の本実施形態につき詳細に説明する。なお、各図は、本発明を十分に理解できる程度に、概略的に示してあるに過ぎない。よって、本発明は、図示例のみに限定されるものではない。また、各図において、共通する構成要素や同様な構成要素については、同一の符号を付し、それらの重複する説明を省略する。第1実施形態全体構成図1abは、本発明の一実施形態である誘導加熱装置に使用されるビレットヒータの構造図であり、図2は、ビレットヒータの等価回路図、及び動作を説明するためのベクトル図であり、図3は、誘導加熱装置の回路構成図である。図1abに示すように、ビレットヒータ10は、加熱対象の円柱状のビレット鋳塊1を中心として、同心円状の耐火材、及び断熱材を備え、断熱材の外周表面に誘導加熱コイルが巻回されて構成されている。この耐火材、及び断熱材は、高温に熱せられたビレットの放熱を回避すると共に、コイル素線を溶断させないようにしている。なお、ビレット1の径は直径55mmである。図1aの軸方向断面図において、誘導加熱コイルは、1ゾーンから3ゾーンまで、空隙を介して3分割されており、分割された誘導加熱コイル11,12,13から構成されている。なお、誘導加熱コイル12を誘導加熱中央コイルといい、誘導加熱コイル11,13を誘導加熱隣接コイルということがある。ビレット1を誘導加熱する場合、渦電流損が発生するので、誘導加熱コイル11,12,13は、等価インダクタと等価抵抗器との直列回路で等価的に表現される図2a。また、図3に示すように、誘導加熱コイル11,12,13は、それぞれ直列にコンデンサ21,22,23が接続されている。したがって、誘導加熱コイル11,12,13、及びコンデンサ21,22,23の直列回路は、RLC直列共振回路と等価的に表され、その一端に出力電圧Vinvのインバータ電源Einvが接続され、他端に相互誘導電圧Vmの交流電源Emが接続されて表現される図2a。これにより、インバータ電流Iinv実線矢印が流れ、逆方向に相互誘導電流Im破線矢印が流れる。逆方向電流を流さないために、逆変換装置30,35,31図3の出力電圧Vinvは、相互誘導電圧Vmよりも高くなければならない。また、整定温度1250°Cでは、キュリー点740°C~770°Cを超えているので、ビレット1は、磁性体から非磁性体に変化する。このため、固有共振周波数が高くなると共に、共振電流が約3倍になる。相互誘導電圧Vmが周波数により位相が360°変化し、円形の軌跡を示すので図2b、インバータ逆変換装置35の出力電圧インバータ電圧Vinvがどのような周波数でも遅れ位相すなわち、共振電流が進み位相にならないようにするためには、出力電圧インバータ電圧Vinvが隣接ゾーン1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32の和よりも大きな値Vinv>Vm12Vm32になるように設定する。1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32が等しいとき、Vinv>2|Vm|となり、Vinv=2|Vm|のときの位相角は、30°である図2cのa点。図3の回路構成図において、本発明の一実施形態である誘導加熱装置100は、2組のビレットヒータ1010a,10bと、2組のコンデンサユニット2020a、20bと、2組の逆変換装置3030a,30b、3535a,35b、3131a,31bと、順変換装置40と、制御ユニット50とを備えて構成される。ビレットヒータ10は、図1を用いて説明したように、インダクタンスL1,L2,L3の誘導加熱コイル11,12,13を備え、誘導加熱コイル11,12の相互インダクタンスをM12とし、誘導加熱コイル12,13の相互インダクタンスをM23とする。なお、誘導加熱コイルL1,L3との間の距離は長いので、その相互インダクタンスは無視する。コンデンサユニット20は、キャパシタンスC01,C02,C03の3つのコンデンサ21,22,23を内蔵している。コンデンサ21,22,23は、それぞれ誘導加熱コイル11,12,13と直列接続されており、LC共振回路を構成している。図4は、ビレットの冷材とHOT材とで変化する周波数特性を示す各ゾーンの周波数-電流特性図である。図4aは1,3ゾーンの冷材の特性を示し、図4bは1,3ゾーンのHOT材の特性を示し、図4cは2ゾーンの冷材の特性を示し、図4dは2ゾーンのHOT材の特性を示している。図からわかるように、HOT材の方が冷材よりも電流が3倍に増加している。図4bcに示すように、1,3ゾーンのHOT時固有共振周波数350Hzが、最大電力ゾーン2ゾーンの冷材時固有共振周波数400Hzよりも低くなるようにコンデンサ21,22,23図3のキャパシタンスC01,C02,C03を設定する。言い換えれば、1ゾーンに2,3ゾーンから相互誘導電圧それぞれ、Vm21、Vm31を受けたとき、1ゾーンの逆変換装置30の出力電圧インバータ電圧Vinvが、2,3ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値Vinv>Vm21またはVinv>Vm31になるように、コンデンサ21,22のキャパシタンスを設定する。同様に、3ゾーンの逆変換装置31の出力電圧インバータ電圧Vinvが、2,1ゾーンから到来する相互誘導電圧よりも高い値Vinv>Vm23またはVinv>Vm13になるように、コンデンサ22,23のキャパシタンスを設定する。また、HOT材の方が冷材よりも共振周波数が高くなるので、図4cdからわかるように、インバータ電圧Vinvを同一にしつつ、各々のゾーンで固有共振周波数の変化に追随させる制御を行うことにより、各ゾーンの共振電流を同等にすることができる。すなわち、2ゾーンにおいて、固有共振点400Hzの冷材が、加熱され、HOT材になると、共振電流が3倍に増加すると共に、固有共振点が550Hzまで上昇する。550Hzの固有共振点に追随させることにより、共振電流が減少して、冷材の共振電流と同等に制御できる。このとき、1,3ゾーンは、固有共振周波数が350Hzに低く設定されているが、2ゾーンと同一周波数の550Hzで駆動することになるので、共振電流がさらに低減する。すなわち、2ゾーンから1,3ゾーンが受ける相互誘導電圧は変化しないので、逆変換装置30,31の出力電圧インバータ電圧Vinvは、低減する。図3に示す逆変換装置3031は、直列接続された電解コンデンサCF1,CF2と、2個のIGBTInsulatedGateBipolarTransistorQ11,Q12Q31,Q32とを備え、ハーフブリッジ回路を構成し、コンデンサ21,23を介して、誘導加熱コイル11,13に電力を供給している。逆変換装置3031は、トランジスタQ11のエミッタ端とトランジスタQ12のコレクタ端とが接続され、トランジスタQ11のコレクタ端とトランジスタQ12のエミッタ端との間に直流電圧Vdcが印加され、直列接続された電解コンデンサCF1,CF2に直流電圧Vdcが印加される。誘導加熱装置100は、トランジスタQ11のエミッタ端、及びトランジスタQ12のコレクタ端の接続点と、コンデンサ21の一端とが接続され、コンデンサ21の他端と誘導加熱コイル11の一端とが接続され、誘導加熱コイル11の他端と電解コンデンサCF1,CF2の接続点Pとが接続されている。逆変換装置35は、単一の電解コンデンサCF3と、4個のトランジスタQ21,Q22,Q23,Q24とを備え、フルブリッジ回路を構成し、コンデンサ22を介して誘導加熱コイル12に、逆変換装置30,31よりも大きな電力を供給している。逆変換装置35は、トランジスタQ21のエミッタ端とトランジスタQ22のコレクタ端とが接続され、トランジスタQ23のエミッタ端とトランジスタQ24のコレクタ端とが接続され、トランジスタQ21,Q23のコレクタ端とトランジスタQ22,Q24のエミッタ端とに直流電圧Vdcが印加され、電解コンデンサCF3に直流電圧Vdcが印加される。トランジスタQ23のエミッタ端とトランジスタQ24のコレクタ端との接続点とコンデンサ22の一端とが接続され、コンデンサ22の他端と誘導加熱コイル12の一端とが接続されている。また、トランジスタQ21のエミッタ端とトランジスタQ22のコレクタ端との接続点と、誘導加熱コイル12の他端とが接続されている。逆変換装置31は逆変換装置30と同様の構成であり、逆変換装置30b,35b,31bは逆変換装置30a,35a,31aと同一構成である。順変換装置40は、ダイオードブリッジ41、及びチョッパ45図5により構成され、商用電源ACを用いて直流電圧Vdcを発生させて、第1の逆変換装置集合体逆変換装置30a,35a,31a及び第2の逆変換装置集合体逆変換装置30b,35b,31bに電力供給を行っている。これにより、順変換装置40は、逆変換装置30a,35a,31aに同一の直流電圧Vdcを印加する。なお、コンデンサ21,22,23は、図4を用いて前記したように、1,3ゾーンのHOT時固有共振周波数が、最大電力ゾーン2ゾーンの冷材時固有共振周波数よりも低くなるようにキャパシタンスC01,C02,C03を設定する。図5は、本発明の一実施形態である誘導加熱装置の順変換装置、及び逆変換装置を説明するための回路図である。順変換装置40aは、ダイオードブリッジ41と、電解コンデンサ42と、スイッチング素子としてのトランジスタIGBTQ41,Q42と、転流ダイオードと、平滑リアクトルLとを備える。ダイオードブリッジ41は、商用電源の交流電圧を全波整流する。電解コンデンサ42は、ダイオードブリッジ41が整流した直流電圧を平滑する。トランジスタQ41,Q42、及び転流ダイオードは、電解コンデンサ42の両端電圧Vdc0を所定のDUTY比で断続させて、矩形波電圧を生成する。平滑リアクトルLは、IGBTQ41,Q42が生成した矩形波電圧を平滑する。逆変換装置35aは、前記した構成と同様であるが、電解コンデンサCF3の代わりに容量の小さなフィルムコンデンサコンデンサCF4を用いてもよい。なお、直流電圧Vdcは、コンデンサCF3,CF4の両端電圧をいう。制御ユニットの機能制御ユニット50は、逆変換装置30,31,35内部のトランジスタIGBTのゲートを制御するゲート信号を生成するものであり、ROMReadOnlyMemory、RAMRandomAccessMemory、CPUCentralProcessingUnitにより構成され、CPUが所定のプログラムを実行することにより、下記の機能を実現する。1全ゾーンを同一周波数、電流同期で運転する。分割された誘導加熱コイル11,12,13は互いに近接しているので、相互誘導インダクタンスM12,M23が存在し、相互誘導電圧Vmが発生する状態となる。逆変換装置相互間で生じる電力の授受に伴って発生する誘導加熱コイル間での磁界の位相差を回避するために、1,2,3ゾーンを同一周波数で、かつ同期された正弦波電流で運転する。これにより、局所的に発熱量が低下して発熱ムラが発生する現象が回避される。2制御ユニット50は、逆変換装置30,35,31をPWM非共振インバータとして機能させている。具体的には、逆変換装置30,35,31は、ZVSを実現する必要があるので、所定のキャリア周波数の矩形波電圧を所定の運転周波数の正弦波信号SinωtでPWM変調した矩形波状の等価正弦波電圧フルブリッジ回路である逆変換装置35では図6aを発生する。この等価正弦波電圧は、L-R時定数L1-C01R時定数により平均化され、誘導加熱コイル11,12,13には略正弦波形のコイル電流が流れる。そして、制御ユニット50は、同期制御時定数を共振時定数T=2L/Rより長くさせる平均値制御を行い図6b参照、コイル電流の周波数が目標運転周波数、及び目標位相になるように、逆変換装置30,35,31の等価正弦波電圧を帰還制御する。なお、この目標位相は、等価正弦波を生成する正弦波信号が負から正に遷移するゼロクロス点と、略正弦波形のコイル電流が負から正に遷移するゼロクロス点との間の位相をいう。このように、制御ユニット50は、PWM制御により、キャリヤ周波数8kHzの三角波信号を用いて、運転周波数1kHzの等価正弦波信号を生成して、逆変換装置30,35,31内部のIGBTのゲートを制御している。3最小位相角制御最大電力を出力する2ゾーンの逆変換装置35は、固有共振周波数に追随させつつ最小位相角制御を行っている。以下、最小位相角制御について説明する。最大出力ゾーン2ゾーンの最小位相角例えば、30°となるように制御する。具体的には、前記したように、最小位相角は、出力電圧インバータ電圧Vinvが隣接ゾーン1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32の和よりも大きな値Vinv>Vm12Vm32になるように設定する。1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32が等しいとき、Vinv>2|Vm|となり図2c、このときの最小位相角は、30°である。なお、固有共振周波数の変化があっても、常に他ゾーンから到来する相互誘導電圧Vmに勝るインバータ電圧Vinvを出すために、十分大きな位相角となる固定周波数で運転することも考えられる。しかしながら、以下の問題点が生じる。a十分に大きな位相角を付けていたので、高力率運転することができない。b従来の逆変換装置は、相互誘導電圧Vmを超えるインバータ電圧Vinvを発生していたので、電圧電流定格実効電力Vdc×Idcに余裕が必要である。また、ZCIHでは、定格電力に対し最大比率で出力するゾーンが最小位相角となるので、1,3ゾーンのHOT材の固有共振点350Hzが2ゾーンの冷材の固有共振点400Hzよりも低くなるようにキャパシタンスを設定する図2a。なお、1.3ゾーンは、コイル電圧が低いので、コンデンサが無くてもよい。制御ユニットの構成次に、逆変換装置30,31,35、及び順変換装置チョッパ45の制御を行うための制御ユニット50の構成を具体的に説明する。図7は、逆変換装置30,31、35を制御する制御ユニット50aのブロック構成図であり、1,3ゾーンを制御する制御ユニットの構成図を示すが、2ゾーンの制御ユニットの構成図も同様である。制御ユニット50aは、外部にA/D変換器を備え、コイル電流iLを検出する。制御ユニット50aは、振幅演算器201と、目標電流生成器202と、加算器203と、PI演算器204,208と、ゼロクロス検出器205と、電流同期用基準位相信号生成器206と、同期ズレ検出器207と、電圧指令値演算器209と、三角波比較器210と、周波数設定器211、位相角比較器215と、30°基準値生成器216と、比較器217,219と、PI制御器218とを備える。振幅演算器201は、コイル電流iLをA/D変換した変換値ILの振幅を演算する。目標電流生成器202は、コイル電流iLの目標値を生成する。加算器203は、目標電流生成器202の出力値から、振幅演算器201の出力波形を減算して誤差信号を出力する。PI制御器204は、加算器203が出力する誤差信号を比例積分演算する。ゼロクロス検出器205は、コイル電流iLをA/D変換した変換値ILを用いて、コイル電流iLが負から正に変化する時のゼロクロス点を演算する。電流同期用基準位相信号生成器206は、誘導加熱コイル11,12,13に流れるコイル電流を同期させるために、目標電流生成器202との位相差の基準値を出力する。この基準値は、2ゾーンの場合は、30°の最小位相角に設定され、1,3ゾーンの場合は、消費電力が小さいので最小位相角よりも大きな値でもよい。同期ズレ検出器207は、電流同期用基準位相信号生成器206の出力値と、ゼロクロス検出器205の出力値との間の差分同期ズレを検出する。PI制御器208は、同期ズレ検出器206の出力偏差を比例積分演算する。電圧指令演算器209は、PI制御器204,208の出力信号、及び周波数指令値fに基づいて、運転周波数1kHzの正弦波形を示す電圧指令値Vinvを生成する。周波数設定器211は、キャリア周波数8kHzの値を出力する。三角波比較器210は、電圧指令値Vinvと周波数設定器211が設定したキャリア周波数の三角波信号とを比較して、PWM制御信号を生成する。PWM制御信号が、逆変換装置30,35,31に入力され、誘導加熱コイル11,12,13に流れるコイル電流iLがA/D変換値ILとして帰還されることにより、コイル電流iLの振幅は運転周波数の正弦波信号の波形に収束し、コイル電流iLが負から正に変化する時の位相が各ゾーンで一致する。また、正弦波形を示す電圧指令値Vinvのゼロクロス点と三角波信号の反転タイミングとは一致している。これにより、逆変換装置30,35,31の出力電圧Vinvは、電圧指令値Vinvがゼロクロスする時に、矩形波状電圧が正負反転するとともに、原点0で正負反転する前後の遷移タイミングとゼロクロス点との間の時間T1,T2図6aが一致する。位相角比較器215は、ゼロクロス検出器205の出力位相と、電圧指令値演算器209が出力する電圧指令値Vinvの位相とを比較する。すなわち、位相角比較器215は、電圧指令値Vinvの正弦波信号とコイル電流iLとの位相差を演算し、電圧-電流位相差θvを出力する。30°生成器216は、最小位相角である30°の値を出力する。比較器217は、位相角比較器215が出力する電圧-電流位相差θvと、30°の値とを比較し、電圧-電流位相差θvの値が30°よりも大きいときに、負の一定値を出力し、電圧-電流位相差θvの値が30°よりも小さいときに、正の一定値を出力する。このとき、比較器217は、他ゾーン2,3ゾーンからの電圧-電流位相差と、30°の値とも比較する。PI制御器218は、比較器217の出力信号を比例積分演算し、約1kHzの周波数指令値fを電圧指令値演算器209に出力する。これにより、電圧-電流位相差θvの値が30°よりも大きいときに、周波数指令値fが低下するように帰還制御され、電圧-電流位相差θvの値が30°よりも小さいときに、周波数指令値fが上昇するように帰還制御される。比較器219は、電圧指令値Vinvと、他ゾーンからの相互誘導電圧Vmの2倍2Vmとを比較して、比較結果を電圧指令値演算器209に出力する。ここで、電圧指令値演算器209は、他ゾーンからの2Vmよりも電圧指令値Vinvが小さいとき、電圧指令値Vinvの値を上昇させるようにマイナーループで制御する。なお、1ゾーンが2,3ゾーンから受ける相互誘導電圧Vmは、Vm=M12i2M13i3により演算される。図8は、チョッパを制御する制御ユニットのブロック構成図である。制御ユニット50bは、チョッパ45を制御するために、2ゾーンのコイル電流iL2、及びチョッパ45の出力矩形波電圧平滑後の直流電圧Vdcに基づいて、パルス幅制御信号DUTYを生成する。制御ユニット50bは、ゲインユニット255,259と、加算器256と、電圧制御器257と、パルス幅信号生成器258とを備える。ゲインユニット255は、2ゾーンのコイル電流iLのA/D変換値IL2に相互誘導係数Mの2倍2Mを乗算して、2MIL2を出力する。相互誘導電圧VmはMIL2なので、ゲインユニット255は、2Vmを出力する。ゲインユニット259は、チョッパ45の直流出力電圧Vdcに波形歪み率0.9を乗算する。加算器256は、ゲインユニット255の出力値からゲインユニット259の出力値を減算する。電圧制御器257は、加算器256が出力する偏差を用いて直流電圧指令値Vdcを演算する。パルス幅信号生成器258は、直流電圧指令値Vdcと、固定周波数の三角波信号とを比較して、パルス幅制御信号DUTYを生成する。このパルス幅制御信号DUTYをチョッパ45のゲート信号として入力することにより、チョッパ45は、2ゾーンの相互誘導電圧の2倍の直流電圧を出力するように帰還制御される。効果本実施形態によれば、最大出力ゾーン2ゾーンを対象とする逆変換装置35は、逆変換装置出力の矩形波電圧の立ち上がりタイミングと共振電流が負から正に遷移するときのゼロクロスタイミングとの間の位相角が最小値になるよう制御される。この最小位相角は、隣接ゾーン1,3ゾーンから相互誘導電圧Vm12,Vm32を受けたとき、最大出力ゾーンである中央ゾーン2ゾーンの逆変換装置35の出力電圧インバータ電圧Vinvが1,3ゾーンから到来する相互誘導電圧Vm12,Vm32の和よりも大きな値Vinv>Vm12Vm32になるように設定する。また、隣接ゾーン1,3ゾーンは、キュリー点以上でのHOT時固有共振周波数が、最大電力ゾーン2ゾーンの冷材時固有共振周波数以下になるようにコンデンサ21,22,23のキャパシタンスを設定する。すなわち、2ゾーンや3ゾーンから相互誘導電圧Vm21、Vm31を受けたとき、1ゾーンの逆変換装置30の出力電圧Vinvが相互誘導電圧Vm21,Vm31よりも高い値Vinv>Vm21またはVinv>Vm31になるように、コンデンサ21,22,23のキャパシタンスを設定する。逆変換装置30,35,31は、所定のキャリア周波数でPWM変調された等価正弦波電圧を発生し、この等価正弦波電圧がL-R時定数により平均化され、誘導加熱コイル11,12,13には略正弦波形のコイル電流が流れる。これにより、逆変換装置30,35,31は、ZVSにすることができるので、転流ダイオードがオン状態からオフ状態になることはなくリカバリ電流が発生しない。そして、逆変換装置30,35,31は、同期制御時定数を共振時定数T=2L/Rより長くさせて、コイル電流の周波数が目標運転周波数、及び目標位相になるように、発生する等価正弦波電圧をPWM制御させる。すなわち、逆変換装置30,35,31は、PWM共振型インバータとして機能する。また、最大電力ゾーン2ゾーンは、最小位相角制御を行う。これによれば、隣接ゾーン1,3ゾーンを誘導加熱コイル11,12,13の固有共振周波数に追随させて、位相制御することができるので、周波数同一かつ電流同期させつつ、ZVSにすることができる。なお、最大電力を供給する逆変換装置35は、共振電流位相遅れモードになるような制御、及び最小位相角制御を行うことにより変換器容量を低減することができる。したがって、高力率運転、及びこれによる効率向上、逆変換装置の低容量化定格容量に収めるを図ることができる。図9は、各ゾーンの温度変化を示す図である。加熱が完了する整定温度1250°C付近では急激に電流低下する。このため、最初に整定温度に到達したゾーンは最小電流となり、未到達ゾーンは大電流が継続していることになる。このとき、最小電流ゾーンは、インバータの出力電圧Vinvが、隣接するゾーンから到達する相互誘導電圧Vmよりも小さくなっている。このため、Vm~2Vmになるように、チョッパ45の出力電圧を上昇させる。第2実施形態前記第1実施形態は、逆変換装置30,31にハーフブリッジ回路を用い、逆変換装置35にフルブリッジ回路を用いて、独立した回路を構成していたが、3ゾーン構成では、3相IPMInteligentPowerModuleモジュールを使用して並列接続することができる。図10は、IPMモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータの回路図である。IPMモジュールは、3相モータを駆動することを目的として、6個のIGBTと、6個の転流ダイオードとをモジュール化して、汎用化したものである。IPMモジュール60は、電源端子V,V-と、出力端子U,V,Wと、ゲート端子とを備えている。誘導加熱装置101は、3個の誘導加熱コイル11,12,13の各々に対して、1個のIPMモジュール60を用いて、ハーフブリッジ回路を3回路構成にしたものであり、電源端子V,V-の両端に直列接続された電解コンデンサCF1,CF2が接続され、直流電圧Vdcが印加される。出力端子U,V,Wは、それぞれ、コンデンサ24,25,26の一端が接続され、コンデンサ24,25,26の他端が誘導加熱コイル11,12,13の一端に接続され、誘導加熱コイル11,12,13の他端がコンデンサ27,28,29の一端に接続され、コンデンサ27,28,29の他端が一括して、電解コンデンサCF1,CF2の接続点Pに接続されている。なお、コンデンサ24,25,26,27,28,29のキャパシタンスは、コンデンサ21,22,23図2のキャパシタンスの2倍である。IPMモジュール60を用いることにより、簡易、小型のZCIHを実現することができるので、半導体の基板加熱の用途に用いて好適である。第3実施形態第2実施形態は、IPMモジュールを1個用いたが、2個以上のIPMモジュールを並列接続して、大容量化を図ることができる。図11は、IPMモジュールを用いた逆変換装置、及びビレットヒータ周辺の回路図である。誘導加熱装置102は、2個のIPMモジュール60a,60bと、電解コンデンサCF1,CF2と、コンデンサ24a,25a,26aと、コンデンサ27,28,29と、コンデンサ24b,25b,26bと誘導加熱コイル11,12,13とを備える。IPMモジュール60a,60bの電源端子V,V-の両端に直列接続された電解コンデンサCF1,CF2が接続され、直流電圧Vdcが印加される。IPMモジュール60aの出力端子U1,V1,W1は、コンデンサ24a,25a,26aの一端に接続され、コンデンサ24a,25a,26aの他端は、誘導加熱コイル11,12,13の一端、及びコンデンサ24b,25b,26bの一端に接続され、誘導加熱コイル11,12,13の他端は、コンデンサ29,28,27の一端に接続され、コンデンサ29,28,27の他端は、一括して電解コンデンサCF1,CF2の接続点Pに接続される。また、コンデンサ24b,25b,26bの他端は、IPMモジュール60bの出力端子U2,V2,W2に接続される。本実施形態の誘導加熱装置102によれば、IPMモジュール60a,60bを用いたそれぞれの逆変換装置の出力電力が加算されるので、出力増大を図ることができる。第4実施形態前記第1実施形態は、逆変換装置の電源側に電解コンデンサCF1のみを接続していたが、高次の電流成分が電源側に環流することを防止するために、逆変換装置毎に低域通過フィルタを設けることができる。図12は、高次共振防止リアクトルを用いた第4実施形態の回路図である。誘導加熱装置103は、第1実施形態と同様に、逆変換装置30,35,31とコンデンサ21,22,23と、誘導加熱コイル11,12,13とを備え、さらに、逆変換装置30,35,31の各々の電源側にLCローパスフィルタを構成する高次共振リアクトル73、及びコンデンサ74を備え、3個の高次共振リアクトル73の一端が接続されて、電解コンデンサ72の一端、及びチョークコイル71の一端に接続される。チョークコイル71の他端は、直流電圧Vdcが印加され、電解コンデンサ72の他端、及びコンデンサ74の他端は接地される。高次共振防止リアクトル73は、配線のインダクタンス数μHに追加することにより、コンデンサ74例えば、1000μFとで決まる共振周波数f0を高次共振周波数2f0よりも下げるように、そのインダクタンスを設定する。これにより、相互誘導起電力Vmの高次共振周波数2f0の成分が、逆変換装置30,35,31の電源側に環流することを防止することができる。第5実施形態前記各実施形態は、すべてのゾーン1,2,3ゾーンで、制御ユニット50は、逆変換装置30,35,31をPWM共振インバータとして機能させ、キャリア周波数の矩形波電圧高周波電圧を運転周波数の正弦波でPWM変調させ、等価正弦波を出力していた。加熱中心の2ゾーンは供給電力が多くなるので、制御ユニット50は、逆変換装置35を運転周波数の矩形波電圧を出力する電流共振型インバータとして機能させて、損失低減させることができる特開2010-287447号公報参照。すなわち、制御ユニット50は、逆変換装置35に対して、正弦波電流が負から正にゼロクロスするゼロクロスタイミングが矩形波駆動電圧の立ち上がりタイミングよりも遅れる共振電流位相遅れモードになるようにパルス幅を制御している。これにより、逆変換装置35内部の転流ダイオードの逆回復損失が発生しないようにしている。なお、この場合も、制御ユニット50は、逆変換装置30,31に対してはPWM共振インバータとして機能させている。図13は、矩形波電圧を用いたときの動作を説明するための波形図である。この波形図は、逆変換装置35の出力電圧Vinv矩形波電圧波形とその基本波電圧波形とコイル電流波形を示しており、縦軸は電圧電流であり、横軸は位相ωtである。逆変換装置35の出力電圧Vinvは、実線で示される正負対称の奇関数波形矩形波電圧波形であり、その基本波が、破線の基本波電圧波形として示されている。出力電圧Vinvは、最大振幅が±Vdcであり、基本波電圧波形のゼロクロス点に対して制御角δの位相角が設定されている。すなわち、逆変換装置35の出力電圧Vinvの立ち上がりタイミング及び立ち下がりタイミングの双方と、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングとが制御角δの位相差を有している。このとき、基本波電圧波形の振幅は、4Vdc/πcosδであり、周波数は運転周波数1kHzである。また、破線で示されるコイル電流波形iLは、基本波電圧波形のゼロクロスタイミングよりも位相差θだけ遅れているいる正弦波である。変形例本発明は前記した実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のような種々の変形が可能である。1前記第1実施形態は、誘導加熱コイル11,12,13に直列にコンデンサ24,25,26を接続していたが、1,3ゾーンの誘導加熱コイル11,13にはコンデンサ24,26を接続せずに直結することができる。すなわち、1,3ゾーンは、供給電力が少ないので、コンデンサを追加することによりPWM非共振インバータとして機能させることができる。1,3ゾーンは、出力電圧Vinvを下げて、力率を下げたり、逆変換装置の容量を下げたりする必要が無いからである。2前記第1実施形態は、逆変換装置30,35,31と、コンデンサ24,25,26、及び誘導加熱コイル11,12,13の直列回路とを直接接続していたが、整合変圧器を介して接続することができる。例えば、電源電圧400Vdcのときに出力電圧Vinv=200Vacで足りる場合は、整合変圧器によりインバータの出力電流を小さくすることができるという点で有効である。3前記各実施形態は、ビレット1本焼きのビレットヒータ図1に電力供給する回路について説明していたが、縦型炉や、パンケーキ型の渦巻きコイルでも使用することができる。縦型炉では、温度低下しやすい最下段ゾーンが最大出力に設定されるので、最小位相角制御の対象は、最下段ゾーンである。上のゾーンは、固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも低くなるようにコンデンサのキャパシタンスを設定する。パンケーキ型の渦巻きコイルでは、最外周ゾーンが最大出力となるので、最外周ゾーンを位相角一定制御の対象にする。他のゾーンは、固有共振点が最外周ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。なお、中心コイル特異点の運転周波数は200kHz、その他は40kHzとする。4前記各実施形態は、金属ビレットの直接、誘導加熱していたが、非磁性体としてのグラファイトを誘導加熱して、半導体ウエハ等を間接加熱することができる。最大出力を出すゾーンを最小位相角制御を行い、他ゾーンのコンデンサも固有共振点が最下段ゾーンの固有共振点よりも下になるようにキャパシタンスを設定する。ソレノイドコイルによる縦形グラファイトチューブ加熱や、パンケーキコイルによる円板状グラファイト加熱に使用される。なお、この場合は、加熱周波数=約20kHz~50kHzでチョッパ共振型インバータを用いる。ことが好ましい。"