直接シーケンススペクトラム拡散信号を受信する方法において、前記直接シーケンススペクトラム拡散信号をダウンコンバートし、前記ダウンコンバートされた直接シーケンススペクトラム拡散信号を前記直接シーケンススペクトラム拡散信号の帯域幅より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタにおいてフィルタリングし、前記スペクトラムを拡散させるのに使用されるのと等しいシーケンスに前記フィルタリングされた信号を相関させることを有する方法。相関度が所定の基準に基づき受け入れ可能かどうかを決定し、受け入れ可能である場合、出力信号を与えることを有する請求項1に記載の方法。前記チャネルフィルタの中心周波数を変更し、各中心周波数に対する前記相関度を監視し、受け入れ可能な相関度を与える中心周波数を選択することを有する請求項2に記載の方法。前記チャネルフィルタの前記帯域幅が、実質的に前記直接シーケンススペクトラム拡散信号の前記帯域幅の半分である、請求項1、2又は3に記載の方法。直接シーケンススペクトラム拡散信号を送信する手段を持つ一次局、及び、前記直接シーケンススペクトラム拡散信号をダウンコンバートするダウンコンバート手段と、前記ダウンコンバートされた直接シーケンススペクトラム拡散信号をフィルタリングするチャネルフィルタであって、前記直接シーケンススペクトラム拡散信号の前記帯域幅より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタと、前記スペクトラムを拡散させるのに使用されるのと等しいシーケンスに前記フィルタリングされた信号を相関させる相関手段とを持つ受信機を含む少なくとも1つの二次局を有する無線システム。前記受信機が、相関度が所定の基準に基づき受け入れ可能であるかを決定する手段と、前記相関度が受け入れ可能である場合、出力信号を与える手段とを有する請求項5に記載のシステム。前記受信機が、更に、出力周波数を調整する周波数調整手段を含む基準周波数生成器と、受け入れ可能な相関度を与えるよう前記周波数基準生成器が前記出力周波数を調整することをもたらす制御手段とを有する請求項6に記載のシステム。前記チャネルフィルタの前記帯域幅が、実質的に前記直接シーケンススペクトラム拡散信号の前記帯域幅の半分である、請求項5、6又は7に記載のシステム。直接シーケンススペクトラム拡散信号を受信する受信機において、該受信機は、前記直接シーケンススペクトラム拡散信号をダウンコンバートするダウンコンバート手段と、前記ダウンコンバートされた直接シーケンススペクトラム拡散信号をフィルタリングするチャネルフィルタと、前記フィルタリングされた信号を基準シーケンスに相関させる相関手段とを持ち、前記チャネルフィルタの前記帯域幅が、前記直接シーケンススペクトラム拡散信号の前記帯域幅より狭い、受信機。前記受信機が、相関度が所定の基準に基づき受け入れ可能かを決定する手段と、前記相関度が受け入れ可能である場合、出力信号を与える手段とを有する請求項9に記載の受信機。更に、出力周波数を調整する周波数調整手段を含む基準周波数生成器と、受け入れ可能な相関度を与えるよう前記基準周波数生成器が前記出力周波数を調整することをもたらす制御手段とを有する請求項10に記載の受信機。前記基準周波数生成器が、一体化された周波数決定部品を有することを特徴とする請求項11に記載の受信機。前記チャネルフィルタの前記帯域幅が、実質的に前記直接シーケンススペクトラム拡散信号の前記帯域幅の半分であることを特徴とする請求項9乃至12のいずれかに記載の受信機。受信機の集積回路において精細なチューニングブロックを提供することは、複雑さをもたらすだけでなく、比較的大きな面積のチップを必要とする。必然的に、このことは受信機のチップを相対的にコスト高にし、受信機の価格を下げることを弱める。例えば、比較的高価な水晶振動子を省いて、精細なチューニングブロックにおける部品の数を減らすと、従来の受信機のパフォーマンスに悪影響を与えることになろう。本発明の目的は、無線受信機のコストを削減することにある。本発明のある側面によれば、直接シーケンススペクトラム拡散信号を受信する方法であって、そのDSSS信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされたDSSS信号を、そのDSSS信号の帯域幅より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタでフィルタリングし、スペクトラムを拡散させるのに使用されるのと等しいシーケンスにそのフィルタリングされた信号を相関させることを含む方法が提供される。本発明の第2の側面によれば、直接シーケンススペクトラム拡散信号を送信する手段を持つ一次局、及び、そのDSSS信号をダウンコンバートするダウンコンバート手段と、ダウンコンバートされたDSSS信号をフィルタリングするチャネルフィルタであって、そのDSSS信号の帯域幅より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタと、スペクトラムを拡散させるのに使用されるのと同じシーケンスにそのフィルタリングされた信号を相関させる相関手段とを持つ受信機を含む少なくとも1つの二次局を有する無線システムが提供される。本発明の第3の側面によれば、直接シーケンススペクトラム拡散信号を受信する受信機が提供され、その受信機は、DSSS信号をダウンコンバートするダウンコンバート手段と、ダウンコンバートされたDSSS信号をフィルタリングするチャネルフィルタであって、そのDSSS信号の帯域幅より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタと、スペクトラムを拡散させるのに使用されるのと同じシーケンスにそのフィルタリングされた信号を相関させる相関手段とを持つ。本発明の明細書及び特許請求の範囲において、一層狭い帯域幅とは、チャネルフィルタの3dB帯域幅が実質的に、DSSS信号の3dB帯域幅、つまり、本明細書の序文に一般的に述べられているタイプの従来の受信機におけるマッチしたフィルタ帯域幅の4分の3、しかしより一般には2分の1より大きくないことを意味する。本発明は、少なくともDSSS信号に対しては、送信された信号が従来使用されるものより狭い帯域幅のチャネルフィルタを用いて受信されることができることの実現に基づく。これは、従来の慣行において、フィルタ帯域幅が信号帯域幅にマッチされ、隣接するチャネルの信号を拒絶しつつ、良好な感度に対して選択が行われることと対照をなす。フィルタがオフチューンである場合、望ましくない隣接チャネルの信号を許容する可能性があるので、従来のフィルタではチューニングすることが望ましい。一方、一層狭い帯域幅のチャネルフィルタは、例えオフチューン状態にあり、従って、チューニングの必要性及びチューニング部品の提供を回避するとしても、自動的に隣接するチャネルを拒絶するであろう。一層狭い帯域幅のチャネルフィルタは、例え送信された信号の中心周波数とチャネルフィルタとの間で限られた量の周波数ドリフトが発生するとしても、送信された信号を受信機が取得し続けるであろうことを確実にする。この手法を用いることにより、パッシブ周波数決定部品を一体化した受信機が製造されることができ、それは、5と10との間の代表的な精度を持つ。そして、比較的コストの高い水晶振動子の使用を回避することができる。本発明の実施形態において、チャネルフィルタの帯域幅は実質的にDSSS信号の帯域幅の半分である。一層狭い帯域幅のチャネルフィルタを使用することにより生じる感度における損失の少なくともいくらかは、送信された信号のパワーを、例えば3dB分増大させることにより補正されることができる。チューニングに対する必要性を回避する事と感度における損失を受け入れなければならない事との間にはトレードオフが成立する。送信される信号より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタを使用することにより、チューニングブロックが、もし使用される場合には、精細なチューニングブロックより部品数の少ない、かつ、より複雑性のない比較的粗いチューニングブロックとすることができる。粗いチューニングブロックを用いるチューニングの手続は、無線ネットワークにおける所望の又は動作中の基本局が新しい従属局にコンタクトする度毎に実現されることができる。また、基本局送信機に少なくとも粗くチューンされた状態が保たれることを確実にするために、チューニング手順が、無線ネットワークにおいて既に登録された従属局によって間隔をおいて繰り返されることができる。本発明の改良において、受信される信号を周波数ダウンコンバートするのに使用される基準信号生成器の出力周波数は調整可能であり、動作中において、基準周波数は、受信されたDSSS信号とローカルで生成された直接シーケンスとの間の受け入れ可能な相関関係が達成されるまで調整可能である。別の改良において、チャネルフィルタの帯域幅は、DSSS信号の受信を改善するよう、増加的に変更される。本発明は、対応する図面を参照して、例を介して以下に説明されるであろう。図面において、同じ参照番号は、対応する特徴を示すために使用される。図1を参照すると、低コスト無線ネットワークは、一次局10と、明瞭さのためただ1つしか描かれていないが複数の二次局12とを有する。無線ネットワークは、85MHzのオーダーの幅、帯域幅率約35を持つ24GHzISM帯域での使用のために意図される。一次局10は、送信機セクションTX10と受信機セクションRX10とを含むトランシーバを有し、二次局もまた、送信機セクションTX12と受信機セクションRX12とを含むトランシーバを有する。両タイプの局とも他のパーツを持つが、これらは本発明の理解に必要ではないため図示省略されている。送信機セクションTX10により送信される信号は、アンチポーダルな11ビットのバーカーシーケンスを用いて全体の帯域にわたり拡散される。以下の説明において、このような直接シーケンススペクトラム拡散信号はDSSS信号と呼ばれる。送信機セクションTX10は、DSSS信号生成器16に結合されるデータ源14を有する。11ビットのバーカーシーケンスを格納するコード格納部18と、出力周波数が水晶22を用いて固定される基準周波数源20とは、信号生成器16に結合される。信号生成器16より出力されるDSSS信号は、変調器24の第1の入力に結合される。基準周波数源20の出力は、変調器24の第2の入力に結合される。アンテナ26は、変調器24の出力に結合される。受信機セクションRX10は、アンテナ26に結合される第1の入力と、基準周波数源20に結合される第2の入力とを持つ周波数ダウンコンバータ28を有する。一次局10のアンテナ26で受信される信号は、後述されることだが、一次局10により送信される信号の帯域幅より狭い場合がある帯域幅を持つDSSS信号であるだろう。広帯域チャネルフィルタ30は、周波数ダウンコンバータ28の出力に結合され、その通過帯域の範囲に入る一層狭い帯域幅の信号をどれも通過させるであろう。逆拡散及び相関段32は、広帯域チャネルフィルタ30の出力とコード格納部18の出力とに結合される。ベースバンド出力段34は、データ信号出力を与えるよう、段32の出力に結合される。以下二次局12を参照し、受信機RX12は、アンテナ40に結合される信号入力を持つ周波数ダウンコンバータ42を有する。基準周波数生成器44は、局部発振器信号fLOを周波数ダウンコンバータ42に与える。基準周波数生成器44は、パッシブで一体化可能な周波数決定部品を持つ低コストのデバイスである。生成された周波数の耐性及び安定性は、受信機RX12の集積回路を作るのに使用されるプロセスの特性により支配される。コスト節約手段として、例えば水晶振動子のような周波数安定素子は与えられない。しかしながら、基準周波数生成器44の構造は、本発明による方法を実現するためには重要ではない。周波数ダウンコンバータ42からのダウンコンバートされたDSSS信号は、一次局10により送信される信号より狭い帯域幅を持つチャネルフィルタ46でフィルタリングされる。連なったフリップフロップを用いる知られた方法により実現されることができるスライディング相関器48は、フィルタリングされたDSSS信号を受信するためチャネルフィルタ46に結合される。スライディング相関器48は、基準周波数生成器44より得られるタイミング信号に対する入力と送信機TX10で信号を拡散させるのに使用される11ビットのバーカーコードの複製に対する入力とをも持つ。そのコードは、コード格納部50に保持される。出力段52は、例えば、データ信号又は信号の存在に関する指示といった信号出力を与えるようスライディング相関器48の出力に結合される。相関スコア段54は、スライディング相関器48の出力に結合される。相関スコア段54の出力は、マイクロコントローラ56の入力に結合される。スライディング相関器48は、チャネルフィルタ46からの電流入力信号で達成される相対的な相関度に関する指示を生み出す。もし、その指示が、相関スコア段54によって基準値又は価値尺度と比較されるとき、所定の基準に基づき受け入れ可能であるとみなされる場合、受信機RX12は、送信された信号を取得したとみなされ、マイクロコントローラ56は、出力段52で出力信号を与えるため励起された状態を保つよう受信機RX12を制御する。しかし、代わりに、受け入れられないとみなされる場合、受信機RX12は、スリープモードに戻るか又は非励起状態になる。二次局12の送信機TX12は、DSSS段62に結合されるデータ入力段60を有する。基準周波数生成器44及び11ビットのバーカーコードを供給するコード格納部50からの出力も段62に接続される。段62からのDSSS信号は、それから変調器64で変調され、その結果は一次局10への伝播のためアンテナ40に与えられる。二次局12により送信される信号は、一次局10により送信されるDSSS信号より狭い帯域幅を持つことができる。受信機RX10は、例え、送信機TX12の中心周波数が受信機RX10の局部発振器周波数と完全に揃っていなくても、その帯域幅が、そのチャネルフィルタ30の通過帯域の範囲に含まれるであろうから、このような一層狭い帯域幅のDSSS信号を処理することは困難ではないだろう。図2は、一次局10により送信されるDSSS信号の帯域幅を図式的に説明する。図示される帯域は、中心周波数fcを持ち、上位側及び下位側周波数の限界はそれぞれfuとfLとである。本発明によれば、チャネルフィルタ46の帯域幅は、送信される信号の帯域幅より狭く、理想的には、送信される信号の中心周波数fcに実質的に中心化される。しかしながら、部品耐性や温度による影響を含むさまざまな理由により、この理想的な配置は成功しない場合があり、チャネルフィルタ帯域幅の中心は、fcと同じにはならない場合がある。また帯域幅はドリフトする場合がある。しかしながら、DSSS信号が受信され、結果として受け入れ可能な相関スコアを生じるか、又は受け入れ可能なビットエラー率を持つことを条件にすれば、二次局は、送信された信号を取得したとみなされることができる。図3A及び図3Bは、送信される信号の4分の3に対応する3dB帯域幅を持つチャネルフィルタの状況をそれぞれ説明する。図3Aにおいて、フィルタ帯域幅の下位側のエッジは、fLに対応する周波数を持ち、図3Bにおいて、フィルタ帯域幅の上位側のエッジは、fUに対応する周波数を持つ。こうしてチャネルフィルタ46の中心周波数は、送信される帯域幅の±8分の1分ドリフトするか又はずらされ、そしてなお、隣接するチャネルからの信号を受信することなく、送信される信号を受信することができる状態にあることが可能になる。図4A及び図4Bに示されるように、図4Aは低域側周波数の限界を示し、図4Bは高域側周波数の限界を示すが、チャネルフィルタ帯域幅を送信機帯域幅の半分にまで狭めることは、フィルタ46の中心周波数が送信される帯域幅の±4分の1分ドリフトするか又はずらされ、そしてなお、隣接するチャネルからの信号を受信することなく、送信される信号を受信することができる状態にあることを可能にする。もしフィルタ帯域幅が、少なくとも部分的に周波数fU又はfLの外側にある場合、受信される信号の品質は、劣化するであろう。そして、ビットエラー率は所望のチャネルを取得したとはみなされないであろうポイントまで大きくなるであろう。隣接チャネル信号が存在する場合には、受信機のコードとは相関しないであろうし、ノイズとして現れるであろう。図5を参照して、一次局10により送信されるDSSS信号のスペクトラム拡散は、シミュレートされた搬送波周波数である55MHzが中心となるローブのシーケンスを有する。実際の用途において、送信されるスペクトラムのアウターローブは、変調後のフィルタリングによりフィルタアウトされる。しかし、これは、中心のメインローブの復調に大変影響を与える。より詳細には、送信される信号は、11ビットのバーカーシーケンスによって拡散されることを条件として、データレートが1MHzのBPSK信号を有する。チップレートは、こうして11MHzであり、システムサンプリングレートは、275MHz、言い換えると25倍のオーバーサンプリングである。シミュレートされるチャネルフィルタ46は、20タップのバターワースフィルタであり、シミュレーションに使用される3dB3dB帯域幅は、送信されるスペクトラムの第1のヌルでチャネルフィルタの3dBポイントをセットする22MHz、送信されるスペクトラムの3dBポイントでチャネルフィルタの3dBポイントをセットする975MHz、先行する値の半分である487MHzである。チャネルフィルタは、最初に所望の信号の中心周波数にセットされる。図6は、受信機で測定されるビットエラー率の結果を示す。チャネルフィルタ帯域幅が、22MHzから975MHzまで減少されるにつれ、システムパフォーマンスは、約06dB低下する。この結果の解釈は、システムによって運ばれた情報のほとんどが、なお975MHz帯域幅内に存在することを示す。これは、従来の受信機における3dB帯域幅である。チャネルフィルタの帯域幅が、従来の3dB帯域幅である975MHzを下回り487MHzまで減少されると、システムのパフォーマンスは、約33dB低下する。しかしながら、このような低下したパフォーマンスでも動作することができることがわかった。例えば、送信機のパワーを増加させることによりこのような低下したパフォーマンスを補償することができる。図7は、ビットエラー率に関する周波数オフセットの効果を示す。フィルタが送信されるスペクトラムに中心化されないとき、フィルタで受信される送信済みパワーが一層小さくなり、スペクトラムにわたってのエネルギーの分布が変更されるという事実により、信号は低下する。しかしながら、システムは、かなり大きなオフセット、例えば、ビットエラー率の倍増に対し約35MHzまで耐えることができる。オフセットが11MHzであるとき、信号振幅がとても小さいという事実によりBERはかなり悪化されるが、理論的には何らかの情報を取得することが可能である。図8は、説明される動作を要約するフローチャートである。ブロック70は、二次局12のスイッチングオン又は起動に関連する。ブロック72は、DSSS信号を受信する受信機RX12に関連する。ブロック76は、周波数ダウンコンバートされ、混合の結果に対して、一層狭い帯域幅の信号を形成するためチャネルフィルタ46でフィルリングされるDSSS信号に関連する。ブロック78は、この一層狭い帯域幅の信号との相関を取ることを試みるスライディング相関器48を用いることに関連する。ブロック80は、相関度を決定し、スコア又は他の適切な指示を与える相関スコア段54に関連する。ブロック82において、スコアが受け入れ可能かを見るチェックが行われる。もしなら、受信機RX12は、送信された信号を取得したとみなされ、ブロック84において、データが再生される。もしスコアが受け入れ可能でないならば、フローチャートはブロック70に戻り、受信機が非励起状態なるか、又はスリープモードに置かれるかのどちらかである。図1を参照して説明される本発明の実施形態の変形例において、チャネルフィルタは、送信される帯域幅の周波数領域を超えることになるかもしれない周波数領域に対して粗くチューンされることができる。この変形例において、基準周波数生成器44は、マイクロコントローラ56による出力58の制御の下にチューナブルである。基準周波数生成器44は、バラクタのような少なくとも1つの一体化可能な周波数決定部品を含む。動作中は、相関度が低いとみなされる場合、それは、チャネルフィルタ46が、受信されるDSSS信号の帯域幅の範囲に含まれないか、又はその帯域幅の中心に十分近いものでもないことを示すが、相関スコア段54は、マイクロコントローラ56に与えられる適切な出力を作り出す。マイクロコントローラ56は、その出力58に関し適切なチューニング信号を送信する。その信号は、基準周波数生成器44に局部発振器周波数fLOを変更させることをもたらす。動作のサイクルは、受け入れ可能な出力が相関スコア段54から得られるまで、異なる局部発振器周波数に対して繰り返される。また、局部発振器周波数fLOがDSSS信号の全体の帯域幅をスキャンするよう変更されるよう、サイクルのシーケンスが設けられることもできる。相関スコア段54により得られるスコアは、最良の又は受け入れ可能なスコアを与える局部発振器周波数fLOを選択するマイクロコントローラ56によって調査される。いずれかの場合において、受信機RX12は、送信機TX10と同調しているとみなされるであろう。一次局10が特定の二次局12と、比較的長い時間コンタクトしている状態にある場合、局部発振器周波数fLOでの過度のドリフトが原因での信号損失に対する予防策として、マイクロコントローラ56は、別のスキャンを開始することができる。二次局12が無線ローカルエリアネットワークに参加するか、又は休眠中であったものがアクティブになるとき、その受信機RX12のチューニングが実行される。チャネルフィルタ46における周波数シフトが、以下、線図A、B、C及びDを有する図9を参照して説明される。線図Aは、図2に似ているが、一次局10により送信されるDSSS信号を示す。線図Bは、第1の値である局部発振器周波数fLO1に対するチャネルフィルタ46の位置を示す。線図Aと線図Bとを比較して明らかなように、チャネルフィルタ46と送信される信号との間に重複はなく、スライディング相関器48はいかなる相関も検出しないであろう。そして、相関スコア段54は、絶対値又は単にロウ/受け入れ可能でない指示にすぎない適切なロウ出力を与えるであろう。任意の隣接チャネル干渉も低い相関スコアを持つことになるであろう。線図Cは、チャネルフィルタ46をDSSS信号の帯域幅の範囲に好適に入るように置き、それにより高い相関度を与える局部発振器周波数fLO2に対する状況を示す。結果的に、ハイ又は受け入れ可能な指示が相関スコア段54により与えられるであろう。線図Dは、チャネルフィルタ46をDSSS信号の帯域幅のハイエンドに部分的に重複させ、それにより低い相関度を与える局部発振器周波数fLO3に対する状況を示す。結果的に、ロウ又は受け入れ可能でない指示が相関スコア段54により与えられるであろう。局部発振器周波数のスキャンがいったん完了すれば、マイクロコントローラ56は、局部発振器周波数fLO2を、最良の相関スコア又は最良のBERを与える最良の周波数として選択する。取得が達成された後、図示省略された様々な改良が受信されるDSSS信号の処理を加工又は増進するために役立てられることができる。図10は、以下に説明されるプロセスの変形例と共に、図9を参照して説明される動作を要約するフローチャートである。ブロック70は、二次局12におけるスイッチングに関連する。ブロック72は、DSSS信号を受信する受信機RX12に関連する。ブロック74は、局部発振器周波数fLOをセットする受信機RX12に関連する。ブロック76は、セットされた局部発振器周波数を用いて周波数ダウンコンバートされ、混合の結果に対して、一層狭い帯域幅の信号を形成するためチャネルフィルタ46でフィルリングされるDSSS信号に関連する。ブロック78は、この一層狭い帯域幅の信号との相関を取ることを試みるスライディング相関器48を用いることに関連する。ブロック80は、相関度を決定し、スコア又は他の適切な指示を与える相関スコア段54に関連する。ブロック82において、スコアが受け入れ可能かを見るチェックが行われる。もしなら、受信機は、送信された信号を取得したとみなされ、ブロック84において、データが再生される。もしスコアが受け入れ可能でないならば、フローチャートはブロック74に戻り、別の局部発振器周波数fLOがセットされ、サイクルが繰り返される。プロセスの変形例が、以下図10におけるブロック86、88、90及び92により説明され、図示される。ブロック86は、ブロック80と82との間に挿入され、局部発振器周波数fLOがスキャンされるべきかどうかをチェックするために機能する。もしその答えがnoなら、フローチャートはブロック82及びその先へ進む。もしその答えがyesなら、そのときはブロック88において、マイクロコントローラ56が、各局部発振器周波数に対する相関スコアを格納することにより、最良の局部発振器周波数を見つけるためのスキャンをもたらす。ブロック90において、最後の局部発振器周波数fLOが使用されたかどうかを見るチェックがなされる。もしその答えがNoなら、そのときはフローチャートはブロック74に戻る。もしその答えがyesなら、フローチャートは、ブロック92に進み、どの局部発振器周波数が最良のスコアを与え、かつデータが再生されるべきブロック84に対する適切な出力を与えるかを決定する。チャネルフィルタ46の帯域幅を選択するとき、基準周波数生成器44の精度及び安定性並びに許容される最大検索時間が考慮されるべきである。シミュレーションにおいて、送信されるDSSS信号の帯域幅の50の帯域幅は、上位側限界である75と共に受け入れ可能であることがわかった。本発明による方法の別の変形例において、チャネルフィルタ46の帯域幅が変化され、例えば、隣接チャネル干渉を避けるため、各ステップにおいて増加的に減じられる。操作のシーケンスは、図10を参照して説明される内容と同様であるが、ブロック74で表される操作が、フィルタの帯域幅を変更する操作により置き換えられ、ブロック86、88及び90が必要なくなる点が異なる。本明細書及び特許請求の範囲において、構成要素に先行する単語a又はanは、このような構成要素の存在が複数であることを排除するものではない。更に、単語comprisingは、記載されている構成要素又はステップ以外の構成要素又はステップの存在を排除するものではない。本発明の開示を解読すれば、他の変形が存在することは当業者にとって明らかであろう。このような変形は、低コストの無線通信器及びそれに対する構成パーツのデザイン、製造及び使用において既に知られ、かつ、既に本書に説明された特徴の代わりに又はそれに加えて用いられることができる別の特徴を取り入れることができる。