"供給された第1の電源電圧によって動作する半導体集積回路であって、受けた信号を増幅するための増幅回路と、前記第1の電源電圧から第2の電源電圧を生成するための安定化電源と、前記第1の電源電圧および前記第2の電源電圧を受けて、前記増幅回路に対して供給する電圧として、前記第1の電源電圧と前記第2の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備える、半導体集積回路。前記半導体集積回路は、さらに、前記信号または前記増幅回路によって増幅された信号のレベルを検出し、前記電源選択回路を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、前記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、前記電源電圧の絶対値の大小に応じて前記電源電圧を選択するための制御部を備える、請求項1に記載の半導体集積回路。前記増幅回路は、バースト信号を受けて増幅し、前記半導体集積回路は、さらに、前記バースト信号または前記増幅回路によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出し、検出結果に基づいて前記電源選択回路を制御することにより、前記増幅回路へ供給する前記電源電圧の選択を前記バースト信号ごとに行なうための制御部を備える、請求項1または請求項2に記載の半導体集積回路。前記制御部は、前記増幅回路への供給電圧として、前記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、前記増幅回路における各前記バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい前記電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい前記電源電圧を選択する、請求項3に記載の半導体集積回路。前記半導体集積回路は、受動的光ネットワークにおける局側装置に設けられ、1または複数の宅側装置から受信したバースト信号を増幅し、前記制御部は、前記バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した前記情報に基づいて、前記バースト信号の先頭部分のレベルを検出すべきタイミングを決定する、請求項3または請求項4に記載の半導体集積回路。前記電源選択回路は、前記増幅回路に対して供給する電圧として、さらに、前記第1の電源電圧および前記第2の電源電圧を用いて、前記第1の電源電圧および前記第2の電源電圧の間の電圧である第3の電源電圧を生成し、前記第3の電源電圧を選択可能である、請求項1から請求項5のいずれか1項に記載の半導体集積回路。前記半導体集積回路は、さらに、前記増幅回路によって増幅された信号の直流レベルを調整するための差動変換回路を備える、請求項1から請求項6のいずれか1項に記載の半導体集積回路。前記第2の電源電圧は、前記半導体集積回路における各回路のみへ供給するために生成される、請求項1から請求項7のいずれか1項に記載の半導体集積回路。前記増幅回路は、前記電源選択回路から供給される電源電圧を受ける第1導通電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第2導通電極と、前記信号を受ける制御電極とを有する第1のトランジスタと、前記第1のトランジスタの制御電極に結合され、前記第1のトランジスタの出力を前記第1のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗とを含み、前記制御部は、さらに、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、前記第1のトランジスタの出力が前記帰還抵抗を介して前記第1のトランジスタの制御電極へ帰還される量を抑制する制御を行なう、請求項2に記載の半導体集積回路。前記増幅回路は、さらに、前記第1のトランジスタの制御電極に結合された第1導通電極および制御電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第2導通電極とを有する第2のトランジスタを備え、前記制御部は、検出したレベルが前記所定の閾値以上の場合には前記第2のトランジスタをオンし、検出したレベルが前記所定の閾値未満の場合には前記第2のトランジスタをオフする、請求項9に記載の半導体集積回路。供給された第1の電源電圧によって動作する増幅器であって、受けた信号を増幅するための増幅回路と、前記第1の電源電圧、および安定化電源によって前記第1の電源電圧から生成された第2の電源電圧を受けて、前記増幅回路に対して供給する電圧として、前記第1の電源電圧と前記第2の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備える、増幅器。前記第1の電源電圧は、前記増幅器および前記増幅器以外の回路へ供給するために生成され、前記第2の電源電圧は、前記増幅器へ供給するために生成される、請求項11に記載の増幅器。光ファイバを備えた受動的光ネットワークにおいて用いられる光モジュールであって、前記光ファイバと光学的に結合された受光素子と、供給された第1の電源電圧によって動作し、前記受光素子からの電流を信号として受ける半導体集積回路とを備え、前記半導体集積回路は、受けた前記信号を増幅するための増幅回路と、前記第1の電源電圧から第2の電源電圧を生成するための安定化電源と、前記第1の電源電圧および前記第2の電源電圧を受けて、前記増幅回路に対して供給する電圧として、前記第1の電源電圧と前記第2の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを含む、光モジュール。一般に、シングルエンド信号を入力する前置増幅器は、電源ノイズに弱い。この電源ノイズ対策の一例としては、たとえば半導体集積回路で実現された前置増幅器において、外部からの供給電圧をそのまま使用するのではなく、半導体集積回路上にLDOLowDropOutレギュレータ等の安定化電源を搭載して、ノイズが除去された安定した電圧を供給する方法がある。このように、安定化電源を使用することで、弱レベルの入力信号に対する前置増幅器の受信感度を改善することができる。その一方で、安定化電源を使用した場合には、前置増幅器への供給電圧レベルが下がるため、トランジスタ回路のヘッドルームすなわち動作電圧範囲が減少する。このため、強レベル信号の受信に関しては弱くなり、前置増幅器のダイナミックレンジは狭くなる。しかしながら、特許文献1には、このような問題点を解決するための構成は開示されていない。この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことが可能な半導体集積回路、増幅器および光モジュールを提供することである。上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる半導体集積回路は、供給された第1の電源電圧によって動作する半導体集積回路であって、受けた信号を増幅するための増幅回路と、上記第1の電源電圧から第2の電源電圧を生成するための安定化電源と、上記第1の電源電圧および上記第2の電源電圧を受けて、上記増幅回路に対して供給する電圧として、上記第1の電源電圧と上記第2の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備える。このような構成により、たとえば弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。好ましくは、上記半導体集積回路は、さらに、上記信号または上記増幅回路によって増幅された信号のレベルを検出し、上記電源選択回路を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、上記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、上記電源電圧の絶対値の大小に応じて上記電源電圧を選択するための制御部を備える。このような構成により、たとえば、弱信号受信時には安定化電源からの絶対値の小さい第2の電源電圧を使用することで、電源ノイズが除去されたきれいな電圧を半導体集積回路に供給し、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐことができる。すなわち、ノイズ耐性を高めて、受信感度を改善することができる。また、安定化電源によって外部電源電圧の変動に依存しない安定した電圧を生成することで、電源電圧変動への依存性が小さい半導体集積回路を提供することができる。また、たとえば、強信号受信時には絶対値の大きい第1の電源電圧を使用することで、安定化電源の導入によるトランジスタ回路のヘッドルームの減少を防ぎ、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。好ましくは、上記増幅回路は、バースト信号を受けて増幅し、上記半導体集積回路は、さらに、上記バースト信号または上記増幅回路によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出し、検出結果に基づいて上記電源選択回路を制御することにより、上記増幅回路へ供給する上記電源電圧の選択を上記バースト信号ごとに行なうための制御部を備える。このような構成により、バースト信号の先頭のセトリング区間すなわちバースト信号におけるプリアンブル受信時に電源切替を実施することが可能である。このため、データ区間で電源切替を行なう必要がなく、受信エラーが発生しない。より好ましくは、上記制御部は、上記増幅回路への供給電圧として、上記電源選択回路によって選択可能な電源電圧の中から、上記増幅回路における各上記バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい上記電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい上記電源電圧を選択する。このような構成により、バースト信号の待ち受け期間における消費電力の低減を図ることができる。また、プリアンブル受信時における電源電圧の切替を、レベルの大きいバースト信号に対して行なうことから、電源電圧切替時の過渡応答の影響を小さくすることができる。より好ましくは、上記半導体集積回路は、受動的光ネットワークにおける局側装置に設けられ、1または複数の宅側装置から受信したバースト信号を増幅し、上記制御部は、上記バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した上記情報に基づいて、上記バースト信号の先頭部分のレベルを検出すべきタイミングを決定する。このような構成により、受動的光ネットワークにおいて、バースト信号を検出すべきタイミングを把握し、適切なタイミングにおけるレベル検出結果に基づいて適切な電源選択制御を行なうことができる。好ましくは、上記電源選択回路は、上記増幅回路に対して供給する電圧として、さらに、上記第1の電源電圧および上記第2の電源電圧を用いて、上記第1の電源電圧および上記第2の電源電圧の間の電圧である第3の電源電圧を生成し、上記第3の電源電圧を選択可能である。このような構成により、入力信号レベルに応じてより柔軟な電源選択制御を行なうことができる。また、電源電圧の切替を連続的に行なう構成により、切替による受信エラーの発生を防ぐことができるため、バースト信号ではなく連続的な信号を受信する半導体集積回路にも有用となる。好ましくは、上記半導体集積回路は、さらに、上記増幅回路によって増幅された信号の直流レベルを調整するための差動変換回路を備える。このような構成により、電源切り替えによる増幅回路の出力信号の直流レベルの変化が、後段の回路に影響することを防ぐことができる。好ましくは、上記第2の電源電圧は、上記半導体集積回路のみにおける各回路へ供給するために生成される。このような構成により、半導体集積回路以外の回路の動作による負荷変動およびノイズ発生に影響されない、安定した電源電圧を用いることが可能となる。より好ましくは、上記増幅回路は、上記電源選択回路から供給される電源電圧を受ける第1導通電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第2導通電極と、上記信号を受ける制御電極とを有する第1のトランジスタと、上記第1のトランジスタの制御電極に結合され、上記第1のトランジスタの出力を上記第1のトランジスタの制御電極に帰還するための帰還抵抗とを含み、上記制御部は、さらに、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、上記第1のトランジスタの出力が上記帰還抵抗を介して上記第1のトランジスタの制御電極へ帰還される量を抑制する制御を行なう。このような構成により、強信号受信時、帰還抵抗による負帰還の働きを弱め、第2の電源電圧から第1の電源電圧へ切り替えることで増幅回路における各トランジスタのコレクタ-エミッタ間電圧を拡げることが可能となる。これにより、半導体集積回路のダイナミックレンジを拡大することができる。より好ましくは、上記増幅回路は、さらに、上記第1のトランジスタの制御電極に結合された第1導通電極および制御電極と、固定電圧が供給される固定電位ノードに結合された第2導通電極とを有する第2のトランジスタを備え、上記制御部は、検出したレベルが上記所定の閾値以上の場合には上記第2のトランジスタをオンし、検出したレベルが上記所定の閾値未満の場合には上記第2のトランジスタをオフする。このような構成により、入力信号レベルに応じた利得切り替えが可能となるとともに、この利得切り替えのための構成を利用して、簡易な構成で、帰還抵抗による負帰還の働きを弱め、半導体集積回路のダイナミックレンジを拡大することができる。上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる増幅器は、供給された第1の電源電圧によって動作する増幅器であって、受けた信号を増幅するための増幅回路と、上記第1の電源電圧、および安定化電源によって上記第1の電源電圧から生成された第2の電源電圧を受けて、上記増幅回路に対して供給する電圧として、上記第1の電源電圧と上記第2の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを備える。このような構成により、たとえば弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。好ましくは、上記第1の電源電圧は、上記増幅器および上記増幅器以外の回路へ供給するために生成され、上記第2の電源電圧は、上記増幅器へ供給するために生成される。このような構成により、増幅器以外の回路の動作による負荷変動およびノイズ発生に影響されない、安定した電源電圧を用いることが可能となる。上記課題を解決するために、この発明のある局面に係わる光モジュールは、光ファイバを備えた受動的光ネットワークにおいて用いられる光モジュールであって、上記光ファイバと光学的に結合された受光素子と、供給された第1の電源電圧によって動作し、上記受光素子からの電流を信号として受ける半導体集積回路とを備え、上記半導体集積回路は、受けた上記信号を増幅するための増幅回路と、上記第1の電源電圧から第2の電源電圧を生成するための安定化電源と、上記第1の電源電圧および上記第2の電源電圧を受けて、上記増幅回路に対して供給する電圧として、上記第1の電源電圧と上記第2の電源電圧とを選択可能な電源選択回路とを含む。このような構成により、たとえば弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。本発明によれば、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。<第1の実施の形態>図1は、本発明の第1の実施の形態に係る光ネットワークの構成を示す図である。図1を参照して、光ネットワーク501は、たとえば10G-EPONであり、宅側装置401A,401B,401C,401Dと、局側装置402と、スプリッタSP1,SP2とを備える。宅側装置401A,401B,401Cと局側装置402とは、スプリッタSP1およびSP2ならびに光ファイバOPTFを介して接続され、互いに光信号を送受信する。宅側装置401Dと局側装置402とは、スプリッタSP2および光ファイバOPTFを介して接続され、互いに光信号を送受信する。図2は、本発明の第1の実施の形態に係る局側装置の構成を示す図である。図2を参照して、局側装置402は、光モジュール301と、PON受信部302と、PON送信部303と、通信制御部304と、上位ネットワーク受信部305と、上位ネットワーク送信部306とを備える。光モジュール301は、光受信部51と、光送信部52と、合分波部53と、端子T1~T3とを含む。光受信部51は、レンズ201と、受光素子PDと、前置増幅器101とを含む。光送信部52は、レンズ202と、発光素子203とを含む。PON受信部302は、後置増幅器54と、クロック/データ再生部55とを含む。上位ネットワーク502からのフレームは上位ネットワーク受信部305により受信され、通信制御部304へ送られる。通信制御部304は、PON送信部303を介して光モジュール301の端子T3へフレームを出力する。光モジュール301の光送信部52において、発光素子203は、PON送信部303から受けた電気信号であるフレームを光信号に変換し、レンズ202および合分波部53を介して宅側装置へ送信する。一方、宅側装置から局側装置へ送信された光信号は、合分波部53を介して光受信部51により受信される。光受信部51において、受光素子PDは、合分波部53およびレンズ201を介して光ファイバOPTFと光学的に結合されている。受光素子PDは、光ファイバOPTFから受けた光量に応じた電気信号を出力する。前置増幅器101は、受光素子PDから受けた電気信号を増幅し、端子T1を介してPON受信部302へ出力する。PON受信部302において、後置増幅器54は、前置増幅器101から受けた電気信号を増幅してクロック/データ再生部55へ出力する。クロック/データ再生部55は、後置増幅器54から受けた電気信号に基づいて、クロックおよびデータを再生する。通信制御部304は、クロック/データ再生部55から受けたデータを復号化し、データフレームおよび制御フレームを復元する。通信制御部304は、復元したこれらのフレームに基づいて、上位ネットワーク送信部306を介して上位ネットワーク502へフレームを送信する。また、通信制御部304は、各宅側装置が送信した光信号が時間的に競合しないように、宅側装置からのバースト信号の開始タイミングおよび終了タイミング等を管理し、バースト信号を送信してもよい期間を示すウインドウを制御フレームとして宅側装置に通知する。宅側装置は、割り当てられたウインドウにおいてバースト信号を送信してくるため、通信制御部304は、管理しているタイミングに基づいてバースト信号の開始時または終了時にリセット信号RSTを端子T2経由で前置増幅器101へ出力する。図3は、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器の概略構成および弱信号受信時における電源選択を示す図である。図3を参照して、前置増幅器101は、反転増幅回路2と、安定化電源5と、電源選択回路6と、電源選択制御部7とを備える。反転増幅回路2は、帰還抵抗RFを含む。前置増幅器101は、たとえば1つの半導体集積回路に含まれる。前置増幅器101は、局側装置402が備える図示しない電源から供給された電源電圧Vccによって動作する。電源電圧Vccは、前置増幅器101および前置増幅器101以外の回路へ供給するために生成される。反転増幅回路2は、受光素子PDから受けた電気信号たとえばバースト信号を増幅し、出力信号VOUTとして端子T1へ出力する。安定化電源5は、たとえばLDOレギュレータであり、電源電圧Vccからノイズの除去された電源電圧VSTを生成し、かつ電源電圧VSTのレベルを所定値に制御する。ここで、電源電圧Vccが正電圧である場合および負電圧である場合のいずれにおいても、電源電圧VSTの絶対値は電源電圧Vccと比べて小さくなる。電源電圧VSTは、前置増幅器101専用の電源電圧であり、前置増幅器101における各回路へ供給するために生成される。電源選択回路6は、電源電圧Vccおよび電源電圧VSTを受けて、反転増幅回路2に対して供給する電源電圧PSVとして、電源電圧Vccと電源電圧VSTとを選択可能である。より詳細には、電源選択回路6は、たとえばスイッチであり、電源選択制御部7から受けた電源選択信号SWCに基づいて、前置増幅器101の外部から供給された電源電圧Vcc、または安定化電源5から供給された電源電圧VSTを電源電圧PSVとして反転増幅回路2へ出力する。図4は、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器の概略構成および強信号受信時における電源選択を示す図である。図3および図4を参照して、電源選択制御部7は、反転増幅回路2によって増幅された信号のレベルを検出する。そして、電源選択制御部7は、電源選択回路6を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、電源選択回路6によって選択可能な電源電圧の中から、各電源電圧の絶対値の大小に応じて、反転増幅回路2に対して供給する電圧を選択する。具体的には、電源選択制御部7は、電源選択回路6を制御することにより、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には反転増幅回路2に対して電源電圧Vccを供給し、検出したレベルが上記所定の閾値未満の場合には反転増幅回路2に対して電源電圧VSTを供給する。図5は、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器の構成を示す回路図である。図5を参照して、前置増幅器101は、反転増幅回路2と、差動変換回路3と、出力バッファ回路4と、電源選択制御部7とを備える。反転増幅回路2は、NPNトランジスタN2,N4と、帰還抵抗RFと、抵抗RLと、電流源IS1とを含む。抵抗RLは、NPNトランジスタN2のコレクタに接続された第1端と、電源電圧PSVの供給される電源ノードVN3に接続された第2端とを有する。NPNトランジスタN2は、受光素子PDのアノードおよび帰還抵抗RFの第1端に接続されたベースと、抵抗RLの第1端およびNPNトランジスタN4のベースに接続されたコレクタと、接地電圧の供給される固定電位ノードVN2に接続されたエミッタとを有する。NPNトランジスタN2は、ベースにおいて、受光素子PDからの検出電流ipdを信号として受ける。また、NPNトランジスタN2は、コレクタにおいて、電源選択回路6から供給される電源電圧PSVを抵抗RL経由で受ける。NPNトランジスタN4は、電源ノードVN3および抵抗RLの第2端に接続されたコレクタと、帰還抵抗RFの第2端および電流源IS1の第1端に接続されたエミッタとを有する。NPNトランジスタN4は、コレクタにおいて、電源選択回路6から供給される電源電圧PSVを受ける。受光素子PDのカソードは、固定電圧の供給される固定電位ノードVN1に接続されている。電流源IS1の第2端が固定電位ノードVN2に接続されている。差動変換回路3は、反転増幅回路2によって増幅された信号の直流レベルを調整する。より詳細には、差動変換回路3は、反転増幅回路2の出力電圧VAMPすなわちNPNトランジスタN4のエミッタ電圧を差動信号に変換し、出力バッファ回路4を介して出力信号VOUTとして端子T1へ出力する。帰還抵抗RFは、出力電圧VAMPすなわちNPNトランジスタN2の出力を、NPNトランジスタN2のベースに帰還し、負帰還ループを形成する。電源選択制御部7は、出力電圧VAMPに基づいて電源選択信号SWCを生成し、電源選択回路6へ出力する。図6は、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択動作を示す図である。図6を参照して、電源選択制御部7は、出力電圧VAMPのレベルを監視することにより、反転増幅回路2によって増幅されたバースト信号の、先頭部分すなわちプリアンブルPRのレベルを検出する。そして、電源選択制御部7は、検出結果に基づいて電源選択回路6を制御することにより、反転増幅回路2へ供給する電源電圧Vccおよび電源電圧VSTの選択をバースト信号ごとに行なう。すなわち、電源選択制御部7は、バースト信号のレベル検出結果に基づいて、当該バースト信号のプリアンブルPR以外の部分を増幅する際に反転増幅回路2が用いる電源電圧を決定する。また、電源選択制御部7は、反転増幅回路2への供給電圧PSVとして、電源選択回路6によって選択可能な電源電圧の中から、反転増幅回路2における各バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい電源電圧を選択する。具体的には、電源選択制御部7は、反転増幅回路2における各バースト信号の受信開始時において、反転増幅回路2への供給電圧PSVを電源電圧VSTとする。そして、電源選択制御部7は、検出したレベルが所定の閾値以上になると、反転増幅回路2への供給電圧PSVを電源電圧VSTから電源電圧Vccへ切り替える。より詳細には、電源選択制御部7は、電源電圧VSTを反転増幅回路2に供給している状態でバースト信号の入力を待つ。そして、電源選択制御部7は、前置増幅器101へ新たに入力されたバースト信号のレベルが大きい場合には、反転増幅回路2への供給電圧を電源電圧VSTから電源電圧Vccに切り替える。一方、電源選択制御部7は、前置増幅器101へ新たに入力されたバースト信号のレベルが小さい場合には、反転増幅回路2への供給電圧を電源電圧VSTのまま維持する。また、電源選択制御部7は、バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した情報に基づいて、バースト信号のプリアンブルPRのレベルを検出すべきタイミングを決定する。具体的には、電源選択制御部7は、通信制御部304から受けたリセット信号RSTに応答して、バースト信号のレベル検出を開始する。ところで、たとえば半導体集積回路で実現された前置増幅器において、外部からの供給電圧をそのまま使用するのではなく、半導体集積回路上にLDOレギュレータ等の安定化電源を搭載し、安定化電源によって外部供給電圧から生成された電圧を使用する方法では、前置増幅器への供給電圧レベルが下がるため、トランジスタ回路のヘッドルームすなわち動作電圧範囲が減少する。このため、強レベル信号の受信に関しては弱くなり、前置増幅器のダイナミックレンジは狭くなる。これに対して、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、安定化電源5は、電源電圧Vccから電源電圧VSTを生成する。そして、電源選択回路6は、電源電圧Vccおよび電源電圧VSTを受けて、反転増幅回路2に対して供給する電源電圧PSVとして、電源電圧Vccと電源電圧VSTとを選択可能である。すなわち、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、外部電源およびLDOレギュレータ等の安定化電源の2系統を準備して、入力信号強度に応じて使用する電源を選択可能である。このような構成により、弱信号受信用の電源および強信号受信用の電源を適宜切り替えて使用することが可能となるため、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐとともに、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部7は、反転増幅回路2によって増幅された信号のレベルを検出する。そして、電源選択制御部7は、電源選択回路6を制御することにより、検出したレベルの大小に対応して、電源選択回路6によって選択可能な電源電圧の中から、各電源電圧の絶対値の大小に応じて、反転増幅回路2に対して供給する電圧を選択する。このように、弱信号受信時には安定化電源からの絶対値の小さい電源電圧を使用することで、電源ノイズが除去されたきれいな電圧を前置増幅器に供給し、電源ノイズによる受信感度の劣化を防ぐことができる。すなわち、ノイズ耐性を高めて、受信感度を改善することができる。また、安定化電源によって外部電源電圧の変動に依存しない安定した電圧を生成することで、電源電圧変動への依存性が小さい前置増幅器を提供することができる。また、強信号受信時にはSN比SignaltoNoiseRatioが十分に得られるため、電源ノイズは問題にならない。逆に、トランジスタ回路のヘッドルームすなわち動作電圧範囲が狭いと、強信号受信時に波形が歪んで受信エラーとなってしまう。本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、強信号受信時には外部電源からの絶対値の大きい電源電圧を使用することで、安定化電源の導入によるトランジスタ回路のヘッドルームの減少を防ぎ、ダイナミックレンジの減少を防ぐことができる。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部7は、反転増幅回路2によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出し、検出結果に基づいて電源選択回路6を制御することにより、反転増幅回路2へ供給する電源電圧Vccおよび電源電圧VSTの選択をバースト信号ごとに行なう。ここで、外部電源および安定化電源の切り替えをたとえばスイッチで行なうと、切替時に受信エラーが発生する場合がある。しかしながら、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、バースト信号を受信する前置増幅器に対して上記のような電源選択構成を適用することにより、バースト信号の先頭のセトリング区間すなわちバースト信号におけるプリアンブル受信時に電源切替を実施することが可能である。このため、データ区間で電源切替を行なう必要がなく、受信エラーが発生しない。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部7は、反転増幅回路2への供給電圧PSVとして、電源選択回路6によって選択可能な電源電圧の中から、反転増幅回路2における各バースト信号の受信開始時において絶対値の最も小さい電源電圧を選択し、検出したレベルが所定の閾値以上になると、より絶対値の大きい電源電圧を選択する。このような構成により、バースト信号の待ち受け期間における消費電力の低減を図ることができる。また、プリアンブル受信時における電源電圧の切替を、レベルの大きいバースト信号に対して行なうことから、電源電圧切替時の過渡応答の影響を小さくすることができる。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器は、受動的光ネットワークにおける局側装置に設けられ、1または複数の宅側装置から受信したバースト信号を増幅する。そして、電源選択制御部7は、バースト信号の受信タイミングを示す情報を取得し、取得した情報に基づいて、バースト信号の先頭部分のレベルを検出すべきタイミングを決定する。このような構成により、受動的光ネットワークにおいて、バースト信号を検出すべきタイミングを把握し、適切なタイミングにおけるレベル検出結果に基づいて適切な電源選択制御を行なうことができる。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、差動変換回路3は、反転増幅回路2によって増幅された信号の直流レベルを調整する。このような構成により、電源切り替えによる反転増幅回路2の出力信号の直流レベルの変化が、後段の回路に影響することを防ぐことができる。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、電源電圧Vccは、前置増幅器101および前置増幅器101以外の回路へ供給するために生成される。また、電源電圧VSTは、前置増幅器101における各回路へ供給するために生成される。このような構成により、前置増幅器101以外の回路の動作による負荷変動およびノイズ発生に影響されない、安定した電源電圧を用いることが可能となる。なお、本発明の第1の実施の形態では、図3、図4および図5等に示す構成を前置増幅器101に適用したが、前置増幅器に限らず、他の増幅器、たとえば後置増幅器54に適用することも可能である。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器は、電源選択制御部7を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。電源選択制御部7が前置増幅器101の外部に設けられる、たとえば半導体集積回路とは別個に設けられる構成であってもよい。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器は、安定化電源5を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。安定化電源5が前置増幅器101の外部に設けられる、たとえば半導体集積回路とは別個に設けられる構成であってもよい。また、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択制御部7は、前置増幅器によって増幅されたバースト信号の、先頭部分のレベルを検出する構成であるとしたが、これに限定するものではない。電源選択制御部7は、増幅前のバースト信号、たとえば反転増幅回路2へ入力されるバースト信号の、先頭部分のレベルを検出する構成であってもよい。次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。<第2の実施の形態>本実施の形態は、第1の実施の形態に係る前置増幅器と比べて利得選択機能を追加した前置増幅器に関する。以下で説明する内容以外は第1の実施の形態に係る前置増幅器と同様である。図7は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器の構成を示す回路図である。図7を参照して、前置増幅器102は、本発明の第1の実施の形態に係る前置増幅器と比べて、さらに、利得選択制御部1と、NPNトランジスタN1と、NチャネルMOSMetalOxideSemiconductorトランジスタM1,M11と、コンデンサC1と、インバータINVとを備える。NPNトランジスタN1は、受光素子PDのアノードに接続されたコレクタおよびベースと、NチャネルMOSトランジスタM1のドレインおよびコンデンサC1の第1端に接続されたエミッタとを有する。NチャネルMOSトランジスタM1は、利得選択制御部1からの利得選択信号GSWを受けるゲートと、固定電位ノードVN2およびコンデンサC1の第2端に接続されたソースとを有する。NチャネルMOSトランジスタM11は、インバータINVの出力に接続されたゲートと、固定電圧の供給される固定電位ノードVN4に接続されたドレインと、コンデンサC1の第1端に接続されたソースとを有する。NPNトランジスタN2は、NPNトランジスタN1のベースおよびコレクタならびに帰還抵抗RFの第1端に接続されたベースと、抵抗RLの第1端およびNPNトランジスタN4のベースに接続されたコレクタと、固定電位ノードVN2に接続されたエミッタとを有する。NチャネルMOSトランジスタM1は、受光素子PDからNPNトランジスタN2および帰還抵抗RFへ流れる電流と、受光素子PDからNPNトランジスタN1のコレクタおよびエミッタを介して固定電位ノードVN2へ流れる電流との比率を制御するために設けられている。また、NチャネルMOSトランジスタM1は、NPNトランジスタN2の出力電流が、NPNトランジスタN4および帰還抵抗RFを介してNPNトランジスタN2のベースへ帰還される量を抑制する役割も兼ねている。図8は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択動作および利得選択動作を示す図である。利得選択以外の動作は図6において説明した内容と同様である。図8を参照して、利得選択制御部1は、反転増幅回路2の利得が高い状態でバースト信号の入力を待つ。そして、利得選択制御部1は、前置増幅器101へ新たに入力されたバースト信号のプリアンブルPRのレベルが大きい場合には、反転増幅回路2の利得を低い状態に切り替える。一方、利得選択制御部1は、前置増幅器101へ新たに入力されたバースト信号のプリアンブルPRのレベルが小さい場合には、反転増幅回路2の利得が高い状態を維持する。図9は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器において、NチャネルMOSトランジスタM1がオンし、かつNチャネルMOSトランジスタM11がオフしている状態を示す回路図である。利得選択制御部1は、出力電圧VAMPに基づいて利得選択信号GSWを生成して出力する。より詳細には、利得選択制御部1は、バースト信号の先頭において、論理ローレベルの利得切替信号GSWを出力してバースト信号の受信を開始する。その後、バースト信号の複数ビット分の期間における、出力電圧VAMPのレベルの平均値を算出する。そして、利得選択制御部1は、反転増幅回路2の出力電圧VAMPの平均値が所定の閾値未満すなわちバースト信号のレベルが大きい場合には、論理ハイレベルの利得選択信号GSWを出力することにより、NチャネルMOSトランジスタM1をオンする。そうすると、NPNトランジスタN1のエミッタ電位が下がり、NPNトランジスタN1がオンする。これにより、NPNトランジスタN1およびNチャネルMOSトランジスタM1を通してバイパス電流ibpsが受光素子PDから固定電位ノードVN2へ流れる。すなわち、受光素子PDからの検出電流ipdが反転増幅回路2への入力電流iinとバイパス電流ibpsとに分流される。このとき、NPNトランジスタN2およびN1のエミッタがそれぞれ固定電位ノードVN2に結合されていることから、NPNトランジスタN2およびN1はカレントミラー回路のような動作を行ない、バイパス電流ibpsに対応する電流がNPNトランジスタN2のコレクタからエミッタへ流れる。なお、本発明において、結合しているとは、各回路要素同士が直接接続されている状態に限らず、各回路要素間に他の回路要素が接続されている場合も含む。一方、利得選択制御部1は、出力電圧VAMPの平均値が上記所定の閾値以上すなわちバースト信号のレベルが小さい場合には、論理ローレベルの利得選択信号GSWを出力することにより、NチャネルMOSトランジスタM1をオフする。そうすると、NPNトランジスタN1のエミッタ電位が上がり、NPNトランジスタN1がオフする。これにより、受光素子PDからの検出電流ipdは分流されず、入力電流iinとして反転増幅回路2へ流れる。なお、利得選択制御部1は、出力電圧VAMPのレベルの平均値の代わりに、バースト信号の先頭において、バースト信号の複数ビット分の期間における出力電圧VAMPのボトム値を検出し、このボトム値に基づいて利得選択信号GSWの論理レベルを決定する構成であってもよい。インバータINVは、利得選択制御部1から受けた利得選択信号GSWの論理レベルを反転してNチャネルMOSトランジスタM11のゲートへ出力する。利得選択制御部1は、バースト信号ごとに通信制御部304からリセット信号RSTを受けて、NチャネルMOSトランジスタM11をオンする。これにより、固定電位ノードVN4からコンデンサC1に電荷が注入されるため、NPNトランジスタN1のエミッタ電位を迅速に上昇させることができる。ここで、固定電位ノードVN4から供給される電圧は、NPNトランジスタN1のベース-エミッタ間電圧より大きい電圧であればよい。ただし、NチャネルMOSトランジスタM1をオフからオンにした場合において、コンデンサC1から電荷を引き抜く時間を短縮するためには、固定電位ノードVN4から供給される電圧は、NPNトランジスタN1のベース-エミッタ間電圧に近い電圧であることが好ましい。また、利得選択制御部1は、バースト信号ごとに通信制御部304からリセット信号RSTを受けて、出力電圧VAMPの平均値をクリアする。バースト信号の光強度は、宅側装置ごとに大きく異なる場合がある。バースト信号ごとに出力電圧VAMPの平均値をクリアすることにより、過去に受信したバースト信号の影響を受けることなく、新たに受信するバースト信号に対して、出力電圧VAMPのレベルを精度良く検出し、利得選択信号GSWを生成することができる。なお、利得選択制御部1は、通信制御部304からリセット信号RSTを受ける構成に限らず、バースト信号の開始または終了を自ら検出し、利得選択信号GSWの論理レベルを初期値に戻す構成であってもよい。また、局側装置402がバースト信号ではなく連続信号を受信する場合には、リセット信号RSTは存在しなくてもよい。また、電源選択制御部7は、たとえば、上記のような利得選択制御部1と同様の方法で、バースト信号のレベルを検出する。利得選択制御部1および電源選択制御部7のレベル検出部分は、共通化されてもよい。このように、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器では、出力電圧VAMPに基づいて、受光素子PDからの検出電流ipdの分流比率すなわち入力電流iinとバイパス電流ibpsとの比を制御する。このような構成により、バイパス電流ibpsが検出電流ipdに対する比率で決まり、強信号入力時はバイパス電流ibpsの量を多くし、弱信号入力時はバイパス電流ibpsの量を少なくすることができる。これにより、反転増幅回路2が飽和して前置増幅器101のダイナミックレンジが狭くなることを防ぐことができ、かつS/N比の劣化を防ぐことができる。また、検出電流ipdの分流比率は、抵抗の比率とトランジスタの相互コンダクタンスの比率とで決まる製造ばらつきおよび温度変動に対して安定した値であり、パラメータ調整が容易である。また、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器では、出力信号VOUTを監視し、バースト信号のレベルが大きい場合には、NチャネルMOSトランジスタM1をオンする。これにより、受光素子PDからの検出電流ipdの一部をバイパス電流ibpsとしてグランドにバイパスし、反転増幅回路2への入力電流iinを小さくすることで、前置増幅器101の利得を見かけ上小さくする。このような構成により、帰還抵抗の抵抗値を切り替える必要がなくなるため、利得切り替え前後で帰還ループの特性に変更を生じさせず、位相余裕の制御を不要にすることができる。ここで、本願発明者は、電源選択制御部7による電源切替が、前置増幅器102のような利得制御AGC回路を備える構成において効果が大きいことを発見した。要約すれば、前置増幅器101において、電源電圧VSTから電源電圧Vccへ切り替えた場合には、帰還抵抗RFによる負帰還が大きく働き、反転増幅回路2における各トランジスタの直流電位が変化し難くなる。一方、前置増幅器102においてAGC回路を動作させた場合には、帰還抵抗RFによる負帰還の働きが弱くなり、電源電圧VSTから電源電圧Vccへ切り替えることで反転増幅回路2における各トランジスタのコレクタ-エミッタ間電圧を拡げることが可能となる。これにより、受光素子PDからの入力電流Iinのダイナミックレンジを拡大することができる。具体的には、前述のように、利得選択制御部1は、バースト信号のプリアンブルPRのレベルを検出し、検出したレベルが所定の閾値以上の場合にはNPNトランジスタN1をオンし、検出したレベルが上記所定の閾値未満の場合にはNPNトランジスタN1をオフする。このNPNトランジスタN1をオンする動作により、NPNトランジスタN2の出力が帰還抵抗RFを介してNPNトランジスタN2のベースへ帰還される量を抑制することができ、帰還抵抗RFによる負帰還の働きを弱めることができる。以下、本願発明者による上記発見の検証内容を詳細に説明する。図10および図11は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器における無信号入力時の各ノードの直流電位を示す図である。図10および図11を参照して、この検証において用いた前置増幅器102は、検証の都合上、図7に示す前置増幅器102と比べて、さらに、NPNトランジスタN3と、NPNトランジスタN5と、定電流源IS2とを備える。NPNトランジスタN5は、図7に示す定電流源IS1に相当する。定電流源IS2は、NPNトランジスタN1にバイアス電流を供給する。利得選択制御部1は、制御信号を定電流源IS2へ出力することにより、定電流源IS2のオフ状態およびオン状態、すなわち定電流源IS2の電流出力を停止するか否かを切り替える。また、NPNトランジスタN3は、抵抗RLとNPNトランジスタN2との間に直列接続されており、前置増幅器102の初段回路はNPNトランジスタN2およびN3のカスコード構成となっている。ここでは、電源電圧Vcc=3.3Vであり、電源電圧VST=2.6Vであると仮定して説明する。また、前置増幅器102において、抵抗RLの抵抗値を175Ωとし、帰還抵抗RFの抵抗値を1kΩとし、定電流源IS2の出力電流を1mAとする。また、NPNトランジスタN3のベース電位を1.5Vとし、NPNトランジスタN5のベース電位を0.85Vとする。また、利得選択制御部1からNチャネルMOSトランジスタM1へ論理ハイレベルの信号が出力されており、NチャネルMOSトランジスタM1がオン状態である。これにより、NPNトランジスタN1もオン状態となっている。また、NチャネルMOSトランジスタM11はオフ状態である。図10は、電源電圧PSVとして2.6Vの電源電圧VSTが供給される場合を示している。NPNトランジスタN2のコレクタ電流をIc2とすると、NPNトランジスタN4のベースと、抵抗RLの第1端と、NPNトランジスタN3のコレクタとの接続ノードND1における電位V1は、以下の式で表される。V1=Vcc-Ic2×RL=2.6[V]-1.9[mA]×175[Ω]=2.27[V]また、NPNトランジスタN4のベース-エミッタ間電圧をVbe4とすると、NPNトランジスタN4のエミッタ、帰還抵抗RFの第2端、NPNトランジスタN5のコレクタとの接続ノードND2における電位V2は、以下の式で表される。V2=V1-Vbe4=2.27[V]-0.87[V]=1.40[V]なお、NPNトランジスタN4のベース-エミッタ間電圧Vbe4は、0.8V~0.9Vで比較的安定である。また、NPNトランジスタN1のベースとNPNトランジスタN2のベースと帰還抵抗RFの第1端との接続ノードである入力ノードNDINの電位は0.82Vであり、NPNトランジスタN2のコレクタ電位は0.66Vである。図11は、電源電圧PSVとして3.3Vの電源電圧Vccが供給される場合を示している。図11を参照して、接続ノードND1における電位V1は、以下の式で表される。V1=Vcc-Ic2×RL=3.3[V]-2.6[mA]×175[Ω]=2.85[V]B1なお、Ic2は、NPNトランジスタN2のベース-エミッタ間電圧Vbe2の増加に伴い、図10に示す場合と比べて少し増加している。また、接続ノードND2における電位V2は、以下の式で表される。V2=V1-Vbe4=2.85[V]-0.88[V]=1.97[V]B2なお、NPNトランジスタN2のベース電位は0.83Vであり、NPNトランジスタN2のコレクタ電位は0.65Vである。このように、電源電圧PSVを電源電圧VSTから電源電圧に切り替えて大きくすることにより、接続ノードND1における電位V1および接続ノードND2における電位V2を、図10に示す場合と比べて上昇させることができる。電位V1および電位V2を上昇させることの意義については、図12~図14において説明する。ここで、NチャネルMOSトランジスタM1がオフ状態であり、NチャネルMOSトランジスタM11がオン状態であり、NPNトランジスタN1がオフ状態であり、定電流源IS2がオフ状態である場合を考える。この場合、利得選択機能を有さない前置増幅器101と等価な回路構成となる。この場合、電源電圧PSVを2.6Vから3.3Vに上げると、接続ノードND1,ND2の電位が上がる。そうすると、接続ノードND2から入力ノードNDINへのバイアス電流Ibが増加する。バイアス電流Ibは、以下の式で表される。Ib=V2-VIN/RFそして、バイアス電流Ibが増加すると、NPNトランジスタN2のベース電流が増加し、NPNトランジスタN2のコレクタ電流Ic2が増加する。その結果、式B1において、電流Ic2が2.6mAより大きくなり、抵抗RLにおける電圧降下が大きくなるため、接続ノードND1およびND2の電位が下がる。すなわち、反転増幅回路2において、接続ノードND1およびND2の電位上昇が抑制される方向に負帰還が大きく働き、接続ノードND1およびND2の電位はあまり上昇しなくなってしまう。一方、NチャネルMOSトランジスタM1がオン状態であり、NチャネルMOSトランジスタM11がオン状態であり、NPNトランジスタN1がオン状態であり、定電流源IS2がオン状態である場合にも、上記と同様に反転増幅回路2において負帰還が働く。しかしながら、接続ノードND2から帰還抵抗RF経由で入力ノードNDINへ帰還されるバイアス電流Ibが、NPNトランジスタN2のベース電流と、NPNトランジスタN1のベース電流と、NPNトランジスタN1のコレクタ電流とに分流される。ここで、一般に、NPNトランジスタのコレクタ電流は、ベース電流のβ倍β>100以上流れることから、上記3つの分流された電流のうち、NPNトランジスタN1のコレクタ電流の配分が大きくなる。すなわち、バイアス電流IbによるNPNトランジスタN2のベース電流の増加は微少であり、NPNトランジスタN2のコレクタ電流Ic2の増加も微少になる。このように、バイアス電流Ibの大部分は、NPNトランジスタN1およびNチャネルMOSトランジスタM1を介して固定電位ノードVN2へ流れる。すなわち、ダイオード接続されているNPNトランジスタN1が、バイアス電流IbによるNPNトランジスタN2のベース電流の増加を抑制するため、負帰還の効きが小さくなり、式B1および式B2に示すように、電源電圧PSVを電源電圧Vccに切り替えることによって接続ノードND1およびND2の電位を上昇させることができる。すなわち、電源電圧PSVの変化によって飽和しやすい接続ノードND1およびND2の電位を上昇させることができる。なお、前置増幅器において、強信号受信入力時に帰還抵抗RFの値をたとえば1000Ωから200Ωと小さくすることにより、利得を下げる構成が考えられる。しかしながら、帰還抵抗RFを小さくすると、接続ノードND2から入力ノードNDINへのバイアス電流Ib=V2-VIN/RFの変化が大きくなるため、負帰還の働きが強くなってしまう。このため、NPNトランジスタN1を用いて入力ノードNDINへのバイアス電流Ibを分流する前置増幅器102と同様の効果を得ることはできない。図12および図13は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器における入力電流と各ノードの電位との関係を示す図である。図12は、電源電圧PSVとして2.6Vの電源電圧Vccが供給される場合を示している。図13は、電源電圧PSVとして3.3Vの電源電圧Vccが供給される場合を示している。図12および図13を参照して、NPNトランジスタN1の相互コンダクタンスをgm1とし、NPNトランジスタN2の相互コンダクタンスをgm2とすると、特許文献1における式7より、電流電圧利得Ztは以下の式で表される。Zt={gm2×RL/gm1×RLgm2×RF}×RFここで、gm1およびgm2の比率はデバイスサイズ比で決まり、この比率を4:5と仮定すると、Zt≒180Ωとなる。ここで、トランジスタのサイズとは、トランジスタの相互コンダクタンスを決める構造上のサイズを意味する。たとえば、NPNトランジスタではエミッタ幅×エミッタ長であり、NチャネルMOSトランジスタではゲート幅/ゲート長である。また、複数のトランジスタを並列に接続する場合には、サイズは並列接続された各トランジスタのサイズの和となる。電位V1および電位V2の電位低下量ΔVは、以下の式で表される。ΔV=Iin×ZtB3式B3より、入力電流Iinが大きくなると、電位V1および電位V2が下がり、NPNトランジスタN2およびN5のコレクタ-エミッタ間電圧が小さくなることが分かる。図14は、NPNトランジスタN2およびN5のコレクタ-エミッタ間電圧とコレクタ電流との関係を示す図である。図14は、NPNトランジスタN2およびN5のベース-エミッタ間電圧が0.85Vの場合を示している。図14を参照して、NPNトランジスタN2およびN5のコレクタ-エミッタ間電圧Vce>1.1Vである場合には、コレクタ電流Icは、電圧Vceに依存せず一定値を示す。一方、コレクタ電流Icは、電圧Vceが1.1Vを下回ると低下する。このため、NPNトランジスタN2およびN5を安定して動作させるために、接続ノードND1の電位V1および接続ノードND2の電位V2を、以下の式を満たすように設定する。V1>0.661.1=1.76VV2>0.01.1=1.1Vすなわち、NPNトランジスタN2およびN5においてVce>1.1Vとなるように、たとえば、接続ノードND1およびND2の電位を、V1>1.8V、かつV2>1.1Vに保つ必要がある。ここで、図12および図13より、入力電流Iinが増加すると、先に接続ノードND2の方がV2>1.1Vを満足しなくなる。すなわち、図12に示すように、前置増幅器102は、PSV=2.6Vの場合には、最大約2mAの入力電流を受信可能となる。これに対して、図13に示すように、前置増幅器102は、PSV=3.3Vの場合には、最大約5mAの入力電流を受信可能となる。このように、電源電圧PSVを2.6Vから3.3Vに切り替えることにより、ダイナミックレンジを3mA改善することができる。ここで、ダイナミックレンジの改善量ΔIinは、電位V2の増加分ΔV2を、傾きZtすなわち電流電圧利得Ztで割った値となる。また、前置増幅器102における負帰還により、ΔV2は、ΔVccより10程度小さい値となる。ΔIinは以下の式で表される。ΔIin=ΔV2/Zt<ΔVcc/Zt次に、電源電圧PSVを2.6Vから3.3Vに切り替えることによるダイナミックレンジの改善について詳細に説明する。ここでは、信号レートが10.3125Gb/sの場合について説明する。図15は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=2mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図16は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=2mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。ここで、アイダイアグラムは、波形を1ビットごとに時間方向に重ね書きした波形である。図17は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=3mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図18は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=3mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図19は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=4mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図20は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=4mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図21は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=5mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図22は、電源電圧PSV=2.6Vかつ入力電流Iin=5mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図15,図17,図19,図21に示すように、入力電流Iinの振幅を2mAから5mAに向かって増加させていくと、接続ノードND1およびND2における電圧波形の振幅が大きくなっていく。図16,図18,図20,図22に示すように、入力電流Iin=2mAを超えると、V2<1.1Vの領域において、アイダイアグラムが歪む。図23は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=5mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図24は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=5mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図25は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=6mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図26は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=6mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図27は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=7mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図28は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=7mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図29は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=8mAの場合における、接続ノードND1およびND2における電圧波形を示す図である。図30は、電源電圧PSV=3.3Vかつ入力電流Iin=8mAの場合における、接続ノードND2におけるアイダイアグラムを示す図である。図23,図25,図27,図29に示すように、電流入力Iinの振幅を5mAから8mAに向かって増加させていくと、接続ノードND1およびND2における電圧波形の振幅が大きくなっていく。図24,図26,図28,図30に示すように、入力電流Iin=5mAを超えると、V2<1.1Vの領域において、アイダイアグラムが歪む。以上のように、電源電圧PSVを2.6Vから3.3Vに切り替えることにより、入力電流Iin=5mA以下の範囲において波形の歪みを小さくすることができ、ダイナミックレンジを改善することができる。図31は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択回路の構成を詳細に示す図である。図31を参照して、電源選択回路6は、PチャネルMOSトランジスタP1,P2を含む。PチャネルMOSトランジスタP1は、電源電圧VSTを受けるソースと、電源ノードVN3に接続されたドレインと、電源選択制御部7からの電源選択信号SWCを受けるゲートとを有する。PチャネルMOSトランジスタP2は、電源電圧Vccを受けるソースと、電源ノードVN3に接続されたドレインと、電源選択制御部7からの電源選択信号SWCを受けるゲートとを有する。バースト信号のレベルが小さい場合には、電源選択制御部7は、論理ローレベルの信号をPチャネルMOSトランジスタP1のゲートへ出力して当該トランジスタをオンし、論理ハイレベルの信号PチャネルMOSトランジスタP2のゲートへ出力して当該トランジスタをオフする。これにより、電源電圧VSTが電源電圧PSVとして供給される。また、利得選択制御部1は、論理ローレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM1のゲートへ出力して当該トランジスタをオフし、論理ハイレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM11のゲートへ出力して当該トランジスタをオンする。これにより、前置増幅器102の利得が大きくなる。このとき、利得選択制御部1は、制御信号を定電流源IS2へ出力することにより、定電流源IS2の出力電流を0mAとする。バースト信号のレベルが大きい場合には、電源選択制御部7は、論理ハイレベルの信号をPチャネルMOSトランジスタP1のゲートへ出力して当該トランジスタをオフし、論理ローレベルの信号PチャネルMOSトランジスタP2のゲートへ出力して当該トランジスタをオンする。これにより、電源電圧Vccが電源電圧PSVとして供給される。また、利得選択制御部1は、論理ハイレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM1のゲートへ出力して当該トランジスタをオンし、論理ローレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM11のゲートへ出力して当該トランジスタをオフする。これにより、前置増幅器102の利得が小さくなり、かつ前置増幅器102における負帰還の働きが抑制される。このとき、利得選択制御部1は、制御信号を定電流源IS2へ出力することにより、定電流源IS2の出力電流を1mAとする。このように、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器では、利得選択制御部1は、受光素子PDからのバースト信号のレベルを検出し、検出したレベルが所定の閾値以上の場合には、NPNトランジスタN2の出力が帰還抵抗RFを介してNPNトランジスタN2のベースへ帰還される量を抑制する制御を行なう。このような構成により、強信号受信時、帰還抵抗RFによる負帰還の働きを弱め、電源電圧VSTから電源電圧Vccへ切り替えることで反転増幅回路2における各トランジスタのコレクタ-エミッタ間電圧を拡げることが可能となる。これにより、前置増幅器のダイナミックレンジを拡大することができる。また、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器は、NPNトランジスタN2のベースに結合されたコレクタおよびベースと、固定電圧が供給される固定電位ノードVN2に結合されたエミッタとを有するNPNトランジスタN1を備える。そして、利得選択制御部1は、検出したレベルが上記所定の閾値以上の場合にはNPNトランジスタN1をオンし、検出したレベルが所定の閾値未満の場合にはNPNトランジスタN1をオフする。このような構成により、入力信号レベルに応じた利得選択が可能となるとともに、この利得選択のための構成を利用して、簡易な構成で、帰還抵抗による負帰還の働きを弱め、前置増幅器のダイナミックレンジを拡大することができる。なお、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器は、利得選択制御部1および電源選択制御部7を備える構成であるとしたが、これに限定するものではない。利得選択制御部1および電源選択制御部7の少なくとも一方が、前置増幅器102の外部に設けられる、たとえば半導体集積回路とは別個に設けられる構成であってもよい。また、利得選択制御部1が利得を選択する際に用いる所定の閾値は、電源選択制御部7が電源電圧を選択する際に用いる所定の閾値と同じ値であってもよいし、異なる値であってもよい。また、NPNトランジスタN1およびN2は、バイポーラトランジスタ以外のトランジスタであってもよく、たとえばNチャネルMOSトランジスタに置き換えることが可能である。その他の構成および動作は第1の実施の形態に係る前置増幅器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。<第3の実施の形態>本実施の形態は、第2の実施の形態に係る前置増幅器と比べて電源選択回路の構成を変更した前置増幅器に関する。以下で説明する内容以外は第2の実施の形態に係る前置増幅器と同様である。本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択回路6における外部電源および安定化電源の切替を択一的に行なう構成であるとしたが、これに限定するものではない。外部電源および安定化電源の切替を徐々に、すなわち漸次的に行なう構成であってもよい。図32は、本発明の第3の実施の形態に係る前置増幅器における電源選択回路の構成を詳細に示す図である。図32を参照して、前置増幅器103は、本発明の第2の実施の形態に係る前置増幅器102と比べて、電源選択回路6の代わりに電源選択回路16を備え、NPNトランジスタN1の代わりにNPNトランジスタN1A,N1Bを備え、NチャネルMOSトランジスタM1の代わりにNチャネルMOSトランジスタM1A,M1Bを備え、NチャネルMOSトランジスタM11の代わりにNチャネルMOSトランジスタM11A,M11Bを備え、インバータINVの代わりにインバータINVA,INVBを備える。電源選択回路16は、PチャネルMOSトランジスタP1A,P1B,P2A,P2Bを含む。たとえば、NPNトランジスタN1A,N1Bのサイズは、NPNトランジスタN1の1/2である。また、NチャネルMOSトランジスタM1A,M1Bのサイズは、NチャネルMOSトランジスタM1の1/2である。また、PチャネルMOSトランジスタP1A,P1Bのサイズは、PチャネルMOSトランジスタP1の1/2である。また、PチャネルMOSトランジスタP2A,P2Bのサイズは、PチャネルMOSトランジスタP2の1/2である。PチャネルMOSトランジスタP1A,P1Bの各々は、電源電圧VSTを受けるソースと、電源ノードVN3に接続されたドレインと、電源選択制御部7からの電源選択信号SWCを受けるゲートとを有する。PチャネルMOSトランジスタP2A,P2Bの各々は、電源電圧Vccを受けるソースと、電源ノードVN3に接続されたドレインと、電源選択制御部7からの電源選択信号SWCを受けるゲートとを有する。前置増幅器103では、電源電圧PSVを3段階に切り替え可能である。より詳細には、電源選択回路16は、反転増幅回路2に対して電源電圧Vccを供給するか、電源電圧VSTを供給するか、あるいは、電源電圧Vccおよび電源電圧VSTを用いて、電源電圧Vccおよび電源電圧VSTの間の電圧である電源電圧VMIDを生成し、電源電圧VMIDを供給するかを選択可能である。この場合、電源選択制御部7は、2種類の閾値を用いて電源電圧を選択する。また、前置増幅器103では、利得をそれぞれ3段階に切り替え可能である。図33は、本発明の第3の実施の形態に係る前置増幅器における電源電圧の選択を示す図である。図33を参照して、まず、バースト信号のレベルが小さい場合には、電源選択制御部7は、論理ローレベルの信号をPチャネルMOSトランジスタP1A,P1Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ハイレベルの信号PチャネルMOSトランジスタP2A,P2Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、電源電圧VSTが電源電圧PSVとして供給される。また、利得選択制御部1は、論理ローレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM1A,M1Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフし、論理ハイレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM11A,M11Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンする。これにより、前置増幅器103の利得が大きくなる。このとき、利得選択制御部1は、制御信号を定電流源IS2へ出力することにより、定電流源IS2の出力電流を0mAとする。次に、バースト信号のレベルが中程度の場合には、電源選択制御部7は、論理ローレベルの信号をPチャネルMOSトランジスタP1A,P2Aのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ハイレベルの信号をPチャネルMOSトランジスタP1B,P2Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、電源電圧VSTと電源電圧Vccとの間のレベルを有する電圧であって、PチャネルMOSトランジスタP1AおよびPチャネルMOSトランジスタP2Aのオン抵抗比に応じたレベルの電圧VMIDが、電源電圧PSVとして供給される。また、利得選択制御部1は、論理ハイレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM1A,M11Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ローレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM1B,M11Aのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、前置増幅器103の利得が中程度となる。このとき、利得選択制御部1は、制御信号を定電流源IS2へ出力することにより、定電流源IS2の出力電流を0.5mAとする。次に、バースト信号のレベルが大きい場合には、電源選択制御部7は、論理ハイレベルの信号をPチャネルMOSトランジスタP1A,P1Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフし、論理ローレベルの信号PチャネルMOSトランジスタP2A,P2Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンする。これにより、電源電圧Vccが電源電圧PSVとして供給される。また、利得選択制御部1は、論理ハイレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM1A,M1Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオンし、論理ローレベルの信号をNチャネルMOSトランジスタM11A,M11Bのゲートへ出力してこれらのトランジスタをオフする。これにより、前置増幅器103の利得が小さくなり、かつ前置増幅器103における負帰還の働きが抑制される。このとき、利得選択制御部1は、制御信号を定電流源IS2へ出力することにより、定電流源IS2の出力電流を1.0mAとする。このように、本発明の第3の実施の形態に係る前置増幅器では、電源選択回路16は、反転増幅回路2に対して供給する電源電圧PSVとして、さらに、電源電圧Vccおよび電源電圧VSTを用いて、電源電圧Vccおよび電源電圧VSTの間の電圧である電源電圧VMIDを生成し、電源電圧VMIDを選択可能である。このような構成により、入力信号レベルに応じてより柔軟な電源選択制御を行なうことができる。また、電源電圧の切替を連続的に行なう構成により、切替による受信エラーの発生を防ぐことができるため、バースト信号ではなく連続的な信号を受信する増幅器にも有用となる。たとえば、弱信号受信時には安定化電源5から100の電流を前置増幅器103に供給し、信号の強度が上がるにつれて安定化電源5からの供給電流を減らして、外部電源からの供給電流を増やし、最終的には外部電源から100の電流を前置増幅器103に供給するような動作も可能である。その他の構成および動作は第2の実施の形態に係る前置増幅器と同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。"