"スイッチング素子がトランス一次巻線に接続され、トランス二次巻線から負荷に所定の出力電力を供給する力率改善型スイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路において、交流電源の整流により得たライン電流を前記トランス一次巻線に供給する手段と、前記一次巻線に接続された前記スイッチング素子をターンオンさせるスイッチング指令信号を生成する手段と、前記ライン電流がグランドに流れる途上で前記スイッチング素子に流れるドレイン電流の電流値を検出する手段と、前記スイッチング指令信号に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を検出しデューティを算出する手段と、前記検出したドレイン電流の電流値と前記算出したデューティとの乗算値を算出する手段と、前記負荷からのフィードバック信号と基準電圧の差を増幅して誤差信号を生成する手段と、前記算出した乗算値が前記誤差信号に一致すると前記スイッチング素子をオフさせる手段と、を備えたことを特徴とするスイッチング電源制御回路。前記スイッチング素子の最大オン幅を制限する最大オン幅制限回路をさらに設けたことを特徴とする請求項1記載のスイッチング電源制御回路。前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、前記トランス一次巻線に流れる電流が極小となるタイミングで前記スイッチング素子がターンオンするように制御する擬似共振制御に基づいて生成されることを特徴とする請求項2記載のスイッチング電源装置。前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、一定の周波数で発振する発振回路の発振周波数に基づいて生成されることを特徴とする請求項1または2に記載のスイッチング電源回路。スイッチング素子がトランス一次巻線に接続され、トランス二次巻線から負荷に所定の出力電力を供給する力率改善型スイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路において、交流電源の整流により得たライン電流を前記トランス一次巻線に供給する手段と、前記一次巻線に接続された前記スイッチング素子をターンオンさせるスイッチング指令信号を生成する手段と、前記ライン電流がグランドに流れる途上で前記スイッチング素子に流れるドレイン電流の電流値を検出する手段と、前記スイッチング指令信号に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を検出する手段と、前記検出したドレイン電流の電流値と検出した前記スイッチング素子のオン幅との乗算値を算出する手段と、前記負荷からのフィードバック信号と基準電圧の差を増幅して誤差信号を生成する手段と、前記算出した乗算値が前記誤差信号に一致すると前記スイッチング素子をオフさせる手段と、を備えたことを特徴とするスイッチング電源制御回路。前記スイッチング素子の最大オン幅を制限する最大オン幅制限回路をさらに設けたことを特徴とする請求項5記載のスイッチング電源制御回路。前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、一定の周波数で発振する発振回路の発振周波数に基づいて生成されることを特徴とする請求項5または6に記載のスイッチング電源回路。請求項1ないし7のいずれか一項に記載のスイッチング電源制御回路を備えて構成されたスイッチング電源装置。上記した各種従来技術では、力率の向上と出力コンデンサ容量を小さくすることが相反している。本発明の課題は、力率の向上と出力コンデンサ容量を小さくすることを共に実現できるスイッチング電源制御回路を提供することにある。本発明の一態様は、スイッチング素子がトランス一次巻線に接続され、トランス二次巻線から負荷に所定の出力電力を供給する力率改善型スイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路において、交流電源の整流により得たライン電流を前記トランス一次巻線に供給する手段と、前記一次巻線に接続された前記スイッチング素子をターンオンさせるスイッチング指令信号を生成する手段と、前記ライン電流がグランドに流れる途上で前記スイッチング素子に流れるドレイン電流の電流値を検出する手段と、前記スイッチング指令信号に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を検出しデューティを算出する手段と、前記検出したドレイン電流の電流値と前記算出したデューティとの乗算値を算出する手段と、前記負荷からのフィードバック信号と基準電圧の差を増幅して誤差信号を生成する手段と、前記算出した乗算値が前記誤差信号に一致すると前記スイッチング素子をオフさせる手段と、を備えたことを特徴とする。また本発明は、上記態様において、前記スイッチング素子の最大オン幅を制限する最大オン幅制限回路をさらに設けたことを特徴とする。また前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、前記トランス一次巻線に流れる電流が極小となるタイミングで前記スイッチング素子がターンオンするように制御する擬似共振制御に基づいて生成されることを特徴とする。さらに、上記において前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、一定の周波数で発振する発振回路の発振周波数に基づいて生成されることを特徴とする。本発明の他の態様は、スイッチング素子がトランス一次巻線に接続され、トランス二次巻線から負荷に所定の出力電力を供給する力率改善型スイッチング電源装置におけるスイッチング電源制御回路において、交流電源の整流により得たライン電流を前記トランス一次巻線に供給する手段と、前記一次巻線に接続された前記スイッチング素子をターンオンさせるスイッチング指令信号を生成する手段と、前記ライン電流がグランドに流れる途上で前記スイッチング素子に流れるドレイン電流の電流値を検出する手段と、前記スイッチング指令信号に基づいて前記スイッチング素子のオン幅を検出する手段と、前記検出したドレイン電流の電流値と検出した前記スイッチング素子のオン幅との乗算値を算出する手段と、前記負荷からのフィードバック信号と基準電圧の差を増幅して誤差信号を生成する手段と、前記算出した乗算値が前記誤差信号に一致すると前記スイッチング素子をオフさせる手段と、を備えたことを特徴とする。本発明は、上記他の態様において、前記スイッチング素子の最大オン幅を制限する最大オン幅制限回路をさらに設けたことを特徴とする。また前記スイッチング素子へのスイッチング指令信号を生成する手段が、一定の周波数で発振する発振回路の発振周波数に基づいて生成されることを特徴とする。本発明によれば、出力コンデンサ容量を小さくすることができ、さらにライン電圧依存性の小さい高力率のスイッチング電源制御回路を得ることができる。以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。[実施形態1]図1は、ライン電流固定制御機能を有する擬似共振スイッチング制御の一段方式を採る本発明の第1の実施形態に係る力率改善型のコンバータスイッチング電源装置の構成を示す図である。図1を用い、本発明の第1の実施形態に係るコンバータの動作を項目に分けて説明する。図1に示すスイッチング電源装置は、交流電源ACからの交流出力をダイオードブリッジDbで整流して得たライン電圧Vac,ライン電流IacをトランスTraの一次巻線Lpに印加し、トランスTraの二次巻線Lsに誘起される二次側電流IsをダイオードD1及び出力コンデンサC3で整流して得た直流出力電圧Voを負荷に印加するものである。1ターンオンについてトランスTraの二次巻線Lsと抵抗Rsの直列回路からZCDゼロ電流検出:ZeroCurrentDetection端子に入力される電圧により、ボトム検出回路ValleyDetectionCircuit301は、トランスTraのエネルギー放出終了後に開始される共振の共振電流のボトムを検出する。ボトム検出回路301がボトムを検出すると、ボトム検出回路301はHレベルのボトム検出信号bot信号をオアOR回路303を介してワンショット回路304に出力する。一方、ボトム検出回路301で前記ドレイン電圧のボトムが検出できない場合には、Restart回路302からHレベルのターンオン指令を上記の場合に代わりオア回路303を介してワンショット回路304に出力する。オア回路303からワンショット回路304にHレベルの信号が入力されると、ワンショット回路304からHレベルのパルス信号が出力され、フリップフロップ305がこれによってセットされてそのQ端子における出力Q出力がHレベルになる。フリップフロップ305のQ出力がHレベルになると、そのHレベルがドライブ回路306を介してスイッチング素子Q1のゲートに印加され、スイッチング素子Q1がターンオンする。2ターンオフについて図1に示したスイッチング電源装置におけるトランスTraの一次巻線Lpに接続されたスイッチング素子Q1のドレイン電流Idrを抵抗R2によって変換した電圧Vis電流センス電圧、VisIdrR2は、図1に示したスイッチング電源装置の制御回路のIS端子を介して、制御回路のVisVdの乗算回路310に入力される。一方、Duty検出回路309は、フリップフロップ305のQ出力を基にDutyを検出して、Dに比例する信号であるVd電圧を生成する。生成されたVd電圧は、VdDK1と表される。ただし、K1は定数である。そして、乗算回路310は、ドレイン電流Idrと比例するVis電圧VisとDに比例する信号であるVd電圧との乗算を実施する。そしてVisVdの乗算回路310により、ドレイン電流Idrに比例するVisd電圧を生成する。生成されるVisdは上記した各式を基に、VisdR2K1IdrDとして求めることができる。なお、R2は、スイッチング素子Q1のソースとグランド間に接続された抵抗である。生成されたVisdはコンパレータ回路311に入力され、コンパレータ回路311のもう一方の比較入力端子に入力される誤差信号Vcompと比較され、Visdが誤差信号Vcompに達したとき、コンパレータ回路311からターンオフ指令をオアOR回路308を介してフリップフロップ305のR端子に出力する。あるいは、生成されたVisdが誤差信号Vcompに達する前に、ワンショット回路304からの出力によりリセットされてから最大オン幅制限回路307に予め設定しておいた最大オン幅が経過すると、最大オン幅制限回路307からターンオフ指令をオア回路308を介してフリップフロップ305のR端子に出力する。生成されたVisdが誤差信号Vcompに達すると、つまり、VcompVisdとなると、VcompVisdR2K1IdrpDとなり、且つ上記した式5より、IdrpD2Iacであるから、誤差信号Vcompとライン電流Iacの関係は、IacVcompとして求めることができる。つまり、ライン電流Iacは誤差信号Vcompに比例する値となる。3フィードバックループについて負荷であるLEDに流れている電流Io、すなわちLED電流Io、が抵抗R1でフィードバック電圧Vfbに変換され、図1に示したスイッチング電源装置における制御回路内のFB端子を介してLED電流Ioに比例するフィードバック電圧Vfbがオペアンプ312に入力される。フィードバック電圧Vfbと基準電圧Vrefとの差をオペアンプ312が増幅して、誤差信号Vcompを生成する。乗算回路310により生成されたドレイン電流Idrに比例するVisdが誤差信号Vcompに等しくなるとスイッチング素子Q1をターンオフするよう構成することにより、フィードバック電圧Vfbが基準電圧Vrefより大きいと誤差信号Vcompが小さくなってオン幅が小さくなることによりドレイン電流Idrが減少し、フィードバック電圧Vfbが基準電圧Vrefより小さいと誤差信号Vcompが大きくなってオン幅が大きくなることによりドレイン電流Idrが増大する。これによって、フィードバック電圧Vfbが基準電圧Vrefと等しくなるところで誤差信号Vcompが安定し、LED電流Ioが一定になるようにライン電力を制御することが可能となる。誤差信号Vcompがフィードバック電圧Vfbのリップルからの影響を受けないようにコンデンサC5を設ける一般的にC5の容量値は1μF程度である。4Duty検出回路についてドレイン電流を決めるスイッチングサイクルを本サイクルと定義する。互いに隣になるサイクルを近隣サイクルと定義する。本サイクルの前の近隣サイクルを前サイクルと定義する。本実施形態で説明するコンバータスイッチング電源装置のスイッチング周期は一般的に10μsec台程度である。そして、ライン電圧Vacの周期が10msec台であるため、近隣サイクルのライン電圧が本サイクルのライン電圧と等しいと近似することができる。上記した式13より、デューティDも近隣サイクルのものから変わらないと近似することができる。その結果、Duty検出回路309は、前サイクルにおいて求められたデューティDに比例する信号である電圧Vdを、本サイクルで保持して利用することができる。図1に示したスイッチング電源装置における制御回路内のボトム検出回路301は、トランスTra一次側における共振電流がボトム極小になったことを検出する回路である。すなわち、スイッチング素子Q1がオンしているときにトランスTraに蓄積されたエネルギーが、スイッチング素子Q1がオフしているときに二次側に放出され、その放出が終わると一次側で共振が開始される。その共振電流に比例する電流Isが二次巻線Lsから抵抗Rsに流れ、その電流値が抵抗Rsで電圧値に変換されてボトム検出回路301に入力され、ボトム検出回路301は入力される電圧のボトムを検出することにより共振電流のボトムを検出するのである。ボトム検出回路301の出力信号botは、ボトム検出回路301がボトムを検出すると短時間Hレベルになる。この信号はオア回路303を介してワンショット回路304に出力され、これを受けたワンショット回路304がセット信号setをフリップフロップ305のセット入力端子Sに入力することにより次のスイッチング周期が開始される。図2は、ライン電圧Vacの3つの位相領域におけるライン電流Iacの波形を示す図である。図4は、本発明の第1の実施形態に係るコンバータスイッチング電源装置の図2に示したA,B,Cの各位相領域における、Vac、MaxTon、OUT端子における信号Drv、Vd、Idr、Vdr、及びIacの各波形を示すタイミングチャートである。位相領域Aは最大オン幅制限回路307により支配される最大オン幅制限に当たるコンパレータ回路311の出力がHレベルになる前に最大オン幅制限回路307の出力がHレベルになるため、ライン電流Iacは誤差信号Vcompで決められるレベルより低くなる。位相領域Bと位相領域Cは、最大オン幅制限にかからない最大オン幅制限回路307の出力がHレベルになる前にコンパレータ回路311の出力がHレベルになるため、ライン電流Iacは誤差信号Vcompで決められ、一定になる。図3は、本発明の第1の実施形態で用いるDuty検出回路の構成例を示す図である。図3では、図1に示すスイッチング素子Q1がオンしている期間図示例ではSW1が閉じている導通している期間、定電流i1をNチャネルMOSトランジスタNM1に並列接続されている容量C1に流すことにより、オン時間をC1の電圧に変換するこの電圧はオン時間に比例する。。また、図1,図5のワンショット回路304402の出力は、スイッチング素子Q1をオンさせる信号フリップフロップ305403をセットして、スイッチング素子Q1をオンさせる信号であり、この信号の周期がスイッチング周期となる。このスイッチング周期の間、定電流i2をNチャネルMOSトランジスタNM2に並列接続されている容量C2に流し、スイッチング周期をC2の電圧に変換する。図1,図5のワンショット回路304402の出力は、スイッチング周期毎に短時間NチャネルMOSトランジスタNM1,NM2をオンして容量C1,C2を放電し、その両端電圧をゼロにクリアする。オペアンプOP1,OP2はそれぞれボルテージフォロワを構成しており、容量C1,C2の電圧は、ボルテージフォロワでインピーダンスに変換された後、アナログ除算回路で除算され、オン時間/スイッチング周期に相当する信号が生成出力される。そして、アナログ除算回路の出力は、図1,図5のワンショット回路304402の出力により、すなわち信号botの立ち上がりでサンプルホールド回路によりサンプルホールドされ、信号Vdとして出力される。なお、容量C1,C2は、図1,図5のワンショット回路304402の出力により、すなわち信号botがHレベルになると、NチャネルMOSトランジスタNM1,NM2がオンすることでリセットされるが、回路のディレイがあるため、サンプルホールド回路が容量C1,C2のリセット動作で誤った信号を読込むことはない。[実施形態2]図5は、ライン電流固定制御機能を有する固定スイッチング周波数制御の一段方式を採る本発明の第2の実施形態に係る力率改善型のコンバータスイッチング電源装置の構成を示す図である。図5に示すスイッチング電源装置は、図1に示すのと同様に、交流電源ACからの交流出力をダイオードブリッジDbで整流して得たライン電圧Vac,ライン電流IacをトランスTraの一次巻線Lpに印加し、トランスTraの二次巻線Lsに誘起される二次側電流IsをダイオードD1及び出力コンデンサC3で整流して得た直流出力電圧Voを負荷に印加するものである。図5におけるコンバータ動作で図1に示した本発明の第1の実施形態に係るコンバータの動作と異なる点について説明すると、図5に示したスイッチング電源装置における制御回路内におけるコンバータ動作においては、OSCOscillation:発振回路から一定周期の矩形波をワンショット回路402に入力し、これを受けたワンショット回路402はセット信号setをフリップフロップ403のセット入力端子Sに入力することにより次のスイッチング周期が開始されるようにしている。これにより、スイッチング周期はOSCOscillation:発振回路からの矩形波の固定周期に等しくなり、スイッチング周波数は固定となる。図6は、図2に示したA,B,Cの各位相領域における本発明の第2の実施形態に係るコンバータスイッチング電源装置のVac、MaxTon、OUT端子における信号Drv、Vd、Idr、Vdr及びIacの各波形を示すタイミングチャートである。[実施形態3]図7は、ライン電流固定制御機能を有する固定スイッチング周波数制御の一段方式を採る本発明の第3の実施形態に係る力率改善型のコンバータスイッチング電源装置の構成を示す図である。図7におけるコンバータ動作で図5に示した本発明の第2の実施形態に係るコンバータの動作と異なる点について説明すると、図7に示したスイッチング電源装置における制御回路内におけるコンバータ動作では、図5のDuty検出回路407に変えてオン幅検出回路507を使用するため、前サイクルの情報を保持しなくて済むようにしている。上記した式5に従ってこの点を説明すれば、デューティDは、DTonTであるから、Iac12IdrpD1IdrpTon16になる。ここで、Tはスイッチング周期、Tonは、オン幅を表す。Tが一定であるため、上記式16に示したようにライン電流IacはIdrpとTonの乗算に比例するものとなる。また、VonK2Tonとすると、この式を基に上記の式16を変形し、2TIacIdrpTonで、一方、VisVonの乗算回路508における演算で、VisonVisVonIdrpR2K2TonR2K22TIacとなるので、ライン電流Iacは、VisonVcompとして、IacVcompになる。図8は、図2に示したA,B,Cの各位相領域における本発明の第3の実施形態に係るコンバータスイッチング電源装置のVac、MaxTon、OUT端子における信号Drv、Idr、Vdr及びIacの各波形を示すタイミングチャートである。ここで上述した第2および第3の実施形態について補足すると、第2および第3の実施形態は、スイッチング周波数が固定で、第1の実施形態のようなゼロ電流検出ZCDを行っていない。本発明の基本概念は、トランスTraに流れる電流がスイッチング周期毎に必ずゼロに戻る臨界モード、もしくは不連続モード、に限定され、第1の実施形態は臨界モードの実施例を示し、第2および第3の実施形態は不連続モードの実施例を示している。そして第2および第3の実施形態は、不連続モードなので、スイッチング周期の途中、図6及び図8に示すVdrの各矢印におけるタイミングで、トランスTraの電流がゼロトランスTraに蓄えられたエネルギーがゼロになり、その後は、インダクタL1、トランスTraの一次巻線Lp、スイッチング素子Q1の寄生容量等からなる共振回路が共振を開始する。図6及び図8に示すVdrの各矢印におけるタイミング以降の発振波形はこの共振の様子を示している。さらに力率PFの算出方法について付言すると、aオン幅固定制御における力率PFの算出方法ライン電流Iacが近似的に式17になるため、上記した式2、3より力率PFは、PF=1になる。bライン電流固定制御における力率PFの算出方法ライン電流Iacが式18になるため、上記した式2より実効電力Prは、式になる。そして、上記した式3により皮相電力Paは、式20になる。したがって、力率PFは、PrPaで求められるので、式21として求められる。"