モータ7を予熱する予熱装置であって、キャリア信号に同期して直流をスイッチングし、前記モータ7を駆動する所定周波数及び所定電圧の交流に変換するインバータ回路4と、前記キャリア信号の周波数fcを前記モータ7の駆動時の周波数fc1よりも高い周波数fc3にして、前記インバータ回路4から前記モータ7に交流を供給させ、前記モータ7の予熱を行う制御部5とを備えたことを特徴とする予熱装置。請求項1の予熱装置において、前記モータ7は、冷媒を圧縮する電動圧縮機8を駆動するモータであり、前記制御部5は、前記予熱を行う前に、前記キャリア信号の周波数fcが前記モータ7の駆動時の周波数fc1よりも低い期間Aを設けて前記インバータ回路4から前記モータ7に交流を供給させることを特徴とする予熱装置。請求項1又は請求項2の予熱装置において、前記インバータ回路4は、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としたスイッチング素子SuSvSwSxSySzによって前記変換を行うことを特徴とする予熱装置。しかしながら、モータの巻線の抵抗は一般的には数Ω以下であるので、従来の予熱運転では低電圧大電流での予熱動作となり、その条件ではインバータ回路の変換効率が低く、該インバータ回路において不要なデバイス損失が多く発生する。本発明は前記の問題に着目してなされたものであり、モータを効率的に予熱できるようにすることを目的としている。前記の課題を解決するため、第1の発明は、モータ7を予熱する予熱装置であって、キャリア信号に同期して直流をスイッチングし、前記モータ7を駆動する所定周波数及び所定電圧の交流に変換するインバータ回路4と、前記キャリア信号の周波数fcを前記モータ7の駆動時の周波数fc1よりも高い周波数fc3にして、前記インバータ回路4から前記モータ7に交流を供給させ、前記モータ7の予熱を行う制御部5とを備えたことを特徴とする。この構成では、インバータ回路4の出力電流の周波数が、モータ7の駆動時よりも高くなる。例えば銅線では、表皮深さは、電流の周波数が高くなるほど小さくなる。そのため、銅線のコイルでは、電流の周波数が高いほど電気抵抗が大きくなる。したがって、モータ7のコイルで予熱を行う場合、一定の予熱電力を得るための電流値は、電流の周波数が高いほど小さくなる傾向がある。つまり、モータ7に流す電流の周波数が高いほど電流値は小さくなる。一般的に、インバータ回路4では、電流が小さくなるにつれてスイッチング素子SuSvSwSxSySzの損失が小さくなるので、本発明では、モータ電流の周波数が高くなると電流が低減して、インバータ回路4の損失は低減することになる。また、第2の発明は、第1の発明の予熱装置において、前記モータ7は、冷媒を圧縮する電動圧縮機8を駆動するモータであり、前記制御部5は、前記予熱を行う前に、前記キャリア信号の周波数fcが前記モータ7の駆動時の周波数fc1よりも低い期間Aを設けて前記インバータ回路4から前記モータ7に交流を供給させることを特徴とする。この構成では、キャリア周波数fcを低下させて所定の期間予熱を行うので、電動圧縮機8において冷媒が寝込んでいても漏れ電流を防止できる。そして、その後は前記発明と同様に、インバータ回路4の損失が小さな状態で予熱運転が行われる。また、第3の発明は、第1又は第2の発明の予熱装置において、前記インバータ回路4は、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としたスイッチング素子SuSvSwSxSySzによって前記変換を行うことを特徴とする。この構成では、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzがワイドバンドギャップ半導体を主材料とした半導体で構成されているので、スイッチングを高周波化した場合の各スイッチング素子SuSvSwSxSySzにおけるスイッチング損失の増加を低く抑えられ、高周波化による予熱電力の低減効果がより大きくなる。第1の発明によれば、インバータ回路4の損失が低減するので、モータ7を効率的に予熱することが可能になる。また、第2の発明によれば、電動圧縮機8において、漏れ電流を防止と、モータ7電動圧縮機8の予熱の効率化を両立させることが可能になる。また、第3の発明によれば、より効果的にモータ7を予熱することが可能になる。以下、本発明の予熱装置の実施形態として、該予熱装置を備えた電力変換装置の例を説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。《発明の実施形態1》全体構成図1は、本発明の実施形態1に係る電力変換装置1の構成を示すブロック図である。同図に示すように電力変換装置1は、コンバータ回路2、直流リンク部3、インバータ回路4、及び制御部5を備え、三相交流電源6から供給された交流を所定の周波数の交流に変換して、電動圧縮機8のモータ7に供給するようになっている。なお、本実施形態のモータ7には、いわゆるIPMモータInteriorPermanentMagnetMotorなど、コイルを有した種々のモータを採用できる。電動圧縮機8は、例えば空気調和機の冷媒回路図示は省略に設けられ、冷媒を圧縮する。コンバータ回路2コンバータ回路2は、三相交流電源6に接続され、三相交流電源6が出力した三相交流を全波整流する。この例では、コンバータ回路2は、複数本実施形態では6つのダイオードD1~D6がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路である。直流リンク部3直流リンク部3は、コンデンサ3aを備えている。コンデンサ3aは、コンバータ回路2の出力ノードにリアクトルL1を介して並列接続されている。このコンデンサ3aは、インバータ回路4の入力ノード間に接続され、該コンデンサ3aの両端に生じた直流電圧直流リンク電圧Edが、インバータ回路4に入力されている。コンデンサ3aは、例えば電解コンデンサやフィルムコンデンサによって構成する。インバータ回路4インバータ回路4は、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、モータ7に供給するようになっている。インバータ回路4は、複数のスイッチング素子SuSvSwSxSySzがブリッジ結線されて構成されている。この例では、それぞれのスイッチング素子SuSvSwSxSySzは、シリコンを主材料としたFETFieldeffecttransistorである。このインバータ回路4は、三相交流をモータ7に出力するので、6個のスイッチング素子SuSvSwSxSySzを備えている。詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続した3つのスイッチングレグを備えている。各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子SuSvSwと下アームのスイッチング素子SxSySzとの中点は、それぞれモータ7の各相のコイル図示は省略に接続されている。また、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、還流ダイオードDDが逆並列に接続されている。インバータ回路4は、これらのスイッチング素子SuSvSwSxSySzのオンオフ動作によって、直流リンク部3から入力された直流をスイッチングして三相交流電圧に変換する。なお、このオンオフ動作の制御は、制御部5が行う。制御部5制御部5は、マイクロコンピュータとそれを動作させるプログラムを含み、キャリア信号に同期して、PWM制御方式により前記スイッチングを制御している。そして、制御部5は、電動圧縮機8の予熱運転の制御も行うようになっている。制御部5及びインバータ回路4によって、予熱装置10を構成している。予熱装置10による予熱運転は、例えば外気温が所定値以下になった場合に実施される。予熱運転では、制御部5は、インバータ回路4からモータ7のコイル銅線に、該モータ7が回転しない大きさの電流を流し、該コイルの発熱によってモータ7を加熱、すなわち電動圧縮機8を加熱する。より詳しくは、制御部5は、予熱運転時には、キャリア信号の周波数キャリア周波数fcを、モータ7の駆動時のキャリア周波数fc1よりも高いキャリア周波数fc3に制御する。この例では、通常運転時のキャリア周波数fc1は、5kHzであり、予熱運転時のキャリア周波数fc3は100kHzである。予熱運転電動圧縮機8が用いられた空気調和機図示は省略では、設置されて初めて電源が投入された場合や、通常運転の終了時に外気温が低い場合などに、予熱運転が行われる。図2は、実施形態1におけるキャリア周波数fcの制御を説明する図である。また、図3は、従来の予熱装置におけるキャリア周波数の制御を説明する図である。この従来の予熱装置では、予熱運転時にキャリア周波数fcを通常運転時よりも低いキャリア周波数fc0、もしくは同じキャリア周波数に制御している。空気調和機では、例えば、初めて電力が供給された際に予熱運転が実施される。この予熱運転では、制御部5は、図2に示すように、キャリア周波数fcを通常運転時のキャリア周波数fc1よりも高いキャリア周波数fc3にして、インバータ回路4からモータ7に交流を供給させる。図4は、aは従来の予熱装置におけるインバータ回路の出力波形を例示する図であり、bは実施形態1のインバータ回路4の出力波形を例示する図である。図4のaでは、上段から、スイッチング素子Suのオンオフ状態、スイッチング素子Syのオンオフ状態、U相とV相の線間電圧Vuv、U相の電流Iuをそれぞれ示している。また、図4のbでは、上段から、U相とV相の線間電圧Vuv、U相の電流Iuをそれぞれ示している。図4に示すように、本実施形態の予熱装置10の方が電流の周波数が高くなっている。予熱装置10によってモータ7のコイルに電力が供給されると、該コイルが発熱する。電動圧縮機8では、運転が一度も行われていない場合例えば設置直後や、低温状態で停止していた場合などには、冷凍機油に冷媒が溶け込んだ状態になる。このときは、モータ7等の摺動部における冷凍機油の濃度が低下しているので、これらの摺動部の潤滑を十分に行えない可能性がある。ここで、予熱運転によってモータ7のコイルが発熱すると、冷凍機油の温度が上昇して冷媒の溶解度が低下する。そうすると、冷凍機油の濃度が実質的に上昇する。これにより、前記摺動部における冷凍機油の濃度が上昇し、十分な潤滑が可能な状態になる。なお、予熱時間t3は、冷凍機油の濃度が十分に上昇するのに必要な時間を予め実験などで求めておいて、制御部5に設定しておくとよい。制御部5では、例えばタイマーを用いて、設定された時間の予熱が行われるようにインバータ回路4を制御する。制御部5は、リモートコントローラーなどを介してユーザーから空気調和機の運転開始が指示されると、十分な予熱が行われていた場合には、通常運転状態にインバータ回路4等を制御する。制御部5は、通常運転状態では、キャリア周波数fcをfc1に制御する。-予熱電力-図5は、銅線の表皮深さ表面に電流が集中する表皮効果を生ずる深さと電流の周波数の関係を示す図である。図5に示すように、銅線の表皮深さdは、電流の周波数fが高くなるほど小さくなる。また、図6は、モータ7のコイルで一定の予熱電力を得る際の電流値Iと電流の周波数fとの関係を示す図である。銅線では、電流の周波数が高いほど電気抵抗が大きくなるので、図6に示すように、一定の予熱電力を得るための電流値は、電流の周波数が高いほど小さくなる。したがって、モータ7のコイルでも、電流の周波数が高いほど電流値は小さくなる。一般的にインバータ回路では、電流が小さくなるにつれてスイッチング素子SuSvSwSxSySzの損失が小さくなる。そして、モータ7のコイルでは、表皮効果によって、モータ電流の周波数が高くなると電流が低減する。それゆえ、インバータ回路4では、モータ電流の周波数増加に伴って損失が低減することになる。図7は、実施形態1における、電流の周波数fとインバータ回路4の損失lossの関係を示す図である。図7に示すように、電流の周波数fがある程度以上高くなると、損失lossは低減し、この例では、100kHzのときの損失は、5kHzのときの損失よりも45改善している。図8は、実施形態1の予熱装置10における消費電力を示す図である。図8では、実線が本実施形態の予熱装置10を用いた場合の消費電力w3を示し、破線が従来の予熱装置を用いた場合の消費電力w0を示している。なお、通常運転時は、運転状態によって消費電力が異なるため、図8では、通常運転中の消費電力の図示を省略してある。本実施形態では、前記のように、インバータ回路4の損失lossは、通常運転時のキャリア周波数fc1よりも高いキャリア周波数fc3100kHzとすることで低減する。そのため、予熱運転中の消費電力w3は、図8に示すように、本実施形態の予熱装置10の方が、通常運転時のキャリア周波数fc1よりも低いキャリア周波数、もしくは同じキャリア周波数で予熱運転を行う従来の予熱装置よりも小さくなる。本実施形態における効果以上のように、本実施形態によれば、キャリア周波数fcを通常運転時よりも高めることでインバータ回路4の損失が低減し、冷媒を圧縮する電動圧縮機8のモータ7を効率的に予熱することが可能になる。例えば、本実施形態の予熱装置10によって従来の予熱装置と同じ予熱量を発生させるとすれば、キャリア周波数fcの高周波化により予熱時の消費電力を低減することが可能になる。また、予熱時の消費電力を従来と同じにすれば、キャリア周波数fcの高周波化により、予熱量を増やして予熱時間を短縮することが可能になる。《発明の実施形態2》実施形態2の予熱装置10は、予熱運転時におけるキャリア周波数fcの制御方法が実施形態1とは異なっている。図9は、実施形態2におけるキャリア周波数fcの制御を説明する図である。図9に示すように、本実施形態では、制御部5は、予熱運転時は、キャリア信号の周波数を通常運転時よりも高く制御する期間Bの前に、キャリア周波数fcを、通常運転時のキャリア周波数fc1よりも低いキャリア周波数fc2にする期間を設けてインバータ回路4からモータ7に交流を供給させる。キャリア周波数fc2は、例えば、従来の予熱装置で採用されていたfc0とすることが考えられる。また、本実施形態では、インバータ回路4のスイッチング素子SuSvSwSxSySzに、ワイドバンドギャップ半導体を主材料としたスイッチング素子を採用している。具体的には、各スイッチング素子SuSvSwSxSySzは、SiCSiliconCarbide:炭化ケイ素を主材料としたスイッチング素子である。なお、スイッチング素子SuSvSwSxSySzには、SiCの他に、例えばGaNGalliumNitride:窒化ガリウム等のワイドバンドギャップ半導体を採用してもよい。図10は、実施形態2における、インバータ回路4の損失lossと電流の周波数fの関係を示す図である。図10に示すように、スイッチング素子SuSvSwSxSySzにワイドバンドギャップ半導体を主材料としたスイッチング素子を採用したことにより、本実施形態のインバータ回路4では100kHzのときの損失が、5kHzのときの損失よりも81改善している。すなわち、本実施形態のインバータ回路4は、実施形態1のインバータ回路4よりも高効率である。本実施形態における効果図11は、実施形態2の予熱装置10における消費電力を示す図である。図11に示すように、キャリア周波数低下期間Aの消費電力w2は、キャリア周波数fcの周波数が通常運転時よりも高い期間Bの消費電力w3よりも大きくなっている。これは、キャリア周波数低下期間Aは、インバータ回路4の損失が大きくなるからである。しかしながら、冷媒が寝込んだ状態液状の冷媒と潤滑油冷凍機油とが分離した状態では、電動圧縮機の構造によってはモータの端子等で絶縁性が低下し、その状態で高周波のスイッチングを行うと、漏れ電流の発生に繋がる可能性がある。電動圧縮機で漏れ電流が発生すると、ブレーカが作動して空気調和装置への通電が遮断されるという不具合が発生する。そこで、本実施形態では、予熱開始直後の冷媒が寝込んでいると考えられる期間は、キャリア周波数fcを低下させて、漏れ電流を防止しつつ予熱を行い、電動圧縮機8の温度がある程度以上になって絶縁性が向上してから、キャリア周波数fcを通常運転時よりも高めるように、制御部5によって制御する。本実施形態では各スイッチング素子SuSvSwSxSySzがワイドバンドギャップ半導体を主材料とした半導体で構成されているので、スイッチングを高周波化した場合の各スイッチング素子SuSvSwSxSySzにおけるスイッチング損失の増加を低く抑えられ、高周波化による予熱電力の低減効果がより大きくなる。以上のように、本実施形態では、キャリア周波数低下期間Aの消費電力は従来の予熱装置と同程度になるものの、予熱期間全体でみると消費電力の低減が可能になる。すなわち、本実施形態では、漏れ電流の防止と、モータ7電動圧縮機8の予熱の効率化を両立させることが可能になる。なお、通常運転終了後の予熱運転では、キャリア周波数低下期間Aを設けずに、通常運転時よりも高いキャリア周波数fc3で予熱を行うようにしてもよい。図12は、通常運転終了後にキャリア周波数低下期間Aを設けない場合のキャリア周波数fcの制御を示す図である。キャリア周波数低下期間Aを設けるか否かは、例えば冷凍機油の温度や外気温などに応じて適宜選択すればよい。《その他の実施形態》なお、必ずしも、通常運転終了後に予熱運転に移行する必要はない。例えば、冷凍機油の温度が所定値よりも低下した場合のみ予熱運転に移行するようにすることが考えられる。また、インバータ回路4の形式は例示である。また、通常運転時や予熱運転時に採用したキャリア周波数fcの値も例示である。