"入力と出力とを備える共振器の入力である駆動波の周波数と振幅に依存する共振器の出力を整流することにより生成される直流電圧を出力とする電圧源において、出力電圧の参照電圧との誤差を搬送波の周波数に帰還し、出力電流を搬送波の振幅に帰還することにより、出力電圧を安定化することを特徴とする電圧源。入力と出力とを備える共振器の入力である搬送波の周波数と振幅に依存する共振器の出力を整流することにより生成される直流電流をその出力とする電流源において、出力電流の参照電流との誤差を搬送波の周波数に帰還し、出力電圧を搬送波の振幅に帰還することにより、出力電流を安定化することを特徴とする電流源。請求項1に記載の電圧源において、出力電流とともに出力電圧の参照電圧との誤差を搬送波の振幅に帰還することにより、出力電圧の応答を高速化することを特徴とする電圧源。請求項2に記載の電流源において、出力電圧とともに出力電流の参照電流との誤差を搬送波の振幅に帰還することにより、出力電流の応答を高速化することを特徴とする電流源。請求項3に記載された電圧源において、出力電圧の誤差の、原点に極の配置された伝達関数による搬送波の周波数への帰還と、原点に極の配置されていない伝達関数による搬送波の振幅への帰還とを含むことを特徴とする電圧源。請求項4に記載された電流源において、出力電流の誤差の、原点に極の配置された伝達関数による搬送波の周波数への帰還と、原点に極の配置されていない伝達関数による搬送波の振幅への帰還とを含むことを特徴とする電流源。請求項5に記載の電圧源において、出力電流を搬送波の振幅に帰還する伝達関数を適切に選ぶことにより広い範囲の出力電流にたいして搬送波の周波数をある一定の範囲に限定することを特徴とする電圧源。請求項6に記載の電流源において、出力電圧を搬送波の振幅に帰還する伝達関数を適切に選ぶことにより広い範囲の出力電圧にたいして搬送波の周波数をある一定の範囲に限定することを特徴とする電流源。請求項1に記載の電圧源が、出力電圧と参照電圧との誤差の原点に極の配置されていない伝達関数により搬送波の周波数に帰還されている電圧源であるとき、出力電流を搬送波の振幅に帰還する伝達関数を適切に選ぶことにより、搬送波の周波数を帰還が安定となる範囲に限定することにより安定化を実現する方法。請求項2に記載の電流源が、出力電流と参照電流との誤差の原点に極の配置されていない伝達関数により搬送波の周波数に帰還されている電流源であるとき、出力電圧を搬送波の振幅に帰還する伝達関数を適切に選ぶことにより、搬送波の周波数を帰還が安定となる範囲に限定することにより安定な帰還を実現する方法。請求項3に記載の電圧源が、出力電圧と参照電圧との誤差の、原点に極の配置されていない伝達関数により搬送波の周波数に帰還されるとともに、搬送波の振幅に帰還されている電圧源であるとき、出力電流を搬送波の振幅に帰還する伝達関数を適切に選ぶことにより、搬送波の周波数を帰還が安定となる範囲に限定することにより安定な帰還を実現する方法。請求項4に記載の電流源が、出力電流と参照電流との誤差の、原点に極の配置されていない伝達関数により搬送波の周波数に帰還されるとともに、搬送波の振幅に帰還されている電流源であるとき、出力電圧を搬送波の振幅に帰還する伝達関数を適切に選ぶことにより、搬送波の周波数を帰還が安定となる範囲に限定することにより安定な帰還を実現する方法。たとえば電圧源において、出力電圧と参照電圧との誤差が共振器を駆動する搬送波の周波数と振幅とに帰還されている場合、帰還の定常状態では誤差は小さく、したがって搬送波の振幅も近似的に一定になる。このため負荷に応じて変化する搬送波の周波数の変化する範囲を、共振器の効率が良いある一定の範囲に限定することが困難となる。搬送波の周波数を負荷によらずある一定の範囲に限定できる安定な帰還を実現することにより効率を改善する。出力電圧を安定化する場合には出力電流を搬送波の振幅に帰還し、また出力電流を安定化する場合には出力電圧を搬送波の振幅に帰還することにより、出力電流あるいは出力電圧の変化が引き起こす搬送波の周波数の変化する範囲を限定する。電圧源と電流源は双対な関係にあるので、以下では電圧源について具体的に述べる。振幅が近似的に一定の搬送波により駆動される共振器からの出力は交流であり、交流の周波数は搬送波の周波数に一致するが、交流の振幅は搬送波の周波数に対して共振特性を示す。したがって共振器から出力される交流の整流により生成される直流電圧は搬送波の周波数に依存する。すなわち搬送波の周波数が共振器の共振周波数に近づくと直流電圧は高くなり、遠ざかると低くなる。また共振器から出力される交流の振幅は搬送波の振幅に近似的に比例する。このため、出力交流の整流によって生成される直流電圧は搬送波の周波数と振幅に依存する。一定の直流電圧を実現する搬送波の周波数と振幅とは、一方を決めると他方が決まる関係となる。たとえば、安定化が容易な実用的な帰還として、出力電圧と参照電圧との誤差が、原点に極の配置されている伝達関数により搬送波の周波数に帰還されているとき、まず誤差が搬送波の振幅へ帰還されていない場合について考える。この場合、振幅は近似的に不変であり、したがって振幅は初期値を保つ。帰還の定常状態では出力電圧と参照電圧は近似的に等しくなり、共振器を駆動する搬送波の周波数すなわち駆動周波数は振幅と負荷すなわち出力電流とに依存する。さらに誤差が原点に極の配置されていない伝達関数により振幅に帰還されている場合、帰還の定常状態では出力電圧と参照電圧が近似的に等しくなるので誤差は近似的に零となり、誤差の振幅への帰還は無効となる。つまり定常状態では振幅はその初期値に等しくなる。定常状態では負荷すなわち出力電流の如何にかかわらず搬送波の振幅は初期値に等しくなる。定常状態では電源の出力電流にかかわらず搬送波の振幅は初期値に近似的に等しくなるので、搬送波の周波数は出力電流に応じて変化する。すなわち出力電流が大きくなると周波数は共振周波数に近づき、小さくなると離れる。共振器を共振周波数から遠く離れた周波数の搬送波で駆動すると効率が低くなる。出力電流に依らず共振器の効率をある一定の範囲に保つためには、搬送波の周波数をある一定の範囲に限定することが必要となる。出力電流を搬送波の振幅に安定に帰還することにより、出力電流の変化が引き起こす駆動周波数の変化する範囲を限定する。電源を近似する等価電源電源は搬送波を発生するドライバー回路と、ドライバー回路の出力である搬送波によって駆動される共振回路と、共振回路の出力である振幅変調された搬送波を整流することにより直流電圧に変換する整流平滑回路とを備える電圧発生回路と、整流平滑回路の出力である直流電圧とこの電源の出力電圧を設定するためにあらかじめ与えられている参照電圧と比較する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力よって決まる周波数を発生し、前記ドライバー回路を制御する周波数変調回路とを備える帰還回路を含み、周波数変調回路の出力は前記ドライバー回路の入力となりドライバー回路の発生する搬送波の周波数の制御を行い、直流電圧を搬送波の周波数に帰還する。この電源の動作を解析することを目的として、特許文献3,特許文献5、特許文献6において電源を近似する等価電源が導入された。等価電源は、搬送波を発生するドライバー回路と、ドライバー回路の出力である搬送波によって駆動される仮想共振回路と、その出力が入力される仮想整流平滑回路とからなる仮想電圧発生回路と、仮想整流平滑回路の出力である直流電圧を参照電圧と比較する誤差増幅器と、誤差増幅器の出力よって決まる周波数を発生し、前記ドライバー回路を制御する周波数変調回路を備える帰還回路を含み、周波数変調回路の出力は前記ドライバー回路に入力され、ドライバー回路の発生する搬送波の周波数の制御を行い、仮想整流平滑回路の出力である直流電圧を搬送波の周波数に帰還する。仮想電圧発生回路はドライバー回路と仮想共振回路と仮想整流平滑回路とからなる。仮想共振回路は、共振回路と同様に周波数変調された搬送波を入力とし、振幅変調された搬送波ではなく、そのエンベロープを出力する。また仮想整流平滑回路はこのエンベロープを入力とし、エンベロープに対して一次遅れのフィルターとして作用し、整流平滑回路の出力と同等の結果を出力する。この等価電源は連立微分方程式系によりその動作を記述することができるので、安定性の数理的な解析が可能となる。微分方程式系を導出し、これから等価電源の出力電圧が参照電圧の近傍で安定となる条件を明らかにする。この条件を基にして安定な帰還を実現する実際の回路を構成し、また回路定数を与えることができる。等価電源は、特許文献3において導入され、特許文献4、特許文献5、特許文献6、特許文献8の発明はこの等価電源を基礎としている。これらの文献における等価電源の表記法は、それぞれの文献において新規に導入されたもの以外は、以下に述べる例外を除いて、それ以前の文献の表記法に従っている。特許文献6において、それ以前の文献におけるrrおよびriの定義が変更され、rrおよびriが新に定義された。特許文献8は特許文献6の表記法に従っている。出力電圧の誤差が振幅に帰還される等価電源周波数変調された搬送波の入力される共振回路が出力する振幅変調された搬送波から整流平滑により生成される出力電圧と参照電圧の誤差を、共振回路に入力される搬送波の周波数に帰還することにより安定化する安定化直流電源において、出力電圧の誤差を共振回路に入力される搬送波の周波数へ帰還する遅れの大きい帰還ともに、出力電圧を搬送波の振幅へ帰還する遅れの小さい帰還を同時に実装することにより、搬送波の周波数の急速な変化の抑制と出力電圧の周波数応答の向上を実現する。出力電圧と参照電圧との誤差が搬送波の周波数とともに、搬送波の振幅に帰還される電源を解析するために、特許文献6において、出力電圧の誤差が振幅に帰還される等価電源が導入された。出力電圧の誤差が振幅に帰還される等価電源が、出力電流が搬送波の振幅に帰還される電源を解析する基礎となるので、この出力電圧の誤差が振幅に帰還される等価電源について簡単に説明する。搬送波の可変な振幅と仮想共振回路および仮想整流平滑回路共振回路の共振周波数をωr、Q値をQ、共振周波数における昇圧比をgrとするとき、δ、ω0およびcをと定義する。定数wと時間の関数xからなる関数wxを振幅とし、時間の関数ψを位相とした周波数変調された搬送波をと書いたとき、数式4のψからφをと定義することにより数式4に記載された周波数変調された搬送波の周波数をと表し、rrおよびriのこれまでの定義を変更し、以下のように新たにと定義する。このときとし、と書く。係数a0、a1、a2、a3、a4は以下のようにφeの関数となる。ここで、rは次にように定義されている。固有多項式mの係数a0、a1、a2、a3、a4が数式48~数式52で与えられる場合のmは次のように書くことができる。出力電圧から振幅への帰還が数式13ではなくで与えられる場合の係数a0、a1、a2、a3、a4は以下の通りである。固有関数mの係数a0、a1、a2、a3、a4が数式56~数式60で与えられる場合のmは次のように書くことができる。搬送波の周波数と振幅の適切な関係出力電圧と参照電圧の誤差を搬送波の周波数に帰還する伝達関数が数式62のように原点に極の配置されている場合、wを正の定数とすると、出力電圧zを搬送波の振幅wxに数式13のあるいは数式55のによって帰還するとき、平衡点では振幅は周波数に依らずwの一定値を取る。すなわち平衡点における搬送波の周波数と振幅の関係は、周波数が共振周波数に近いときには振幅が大きくなり、また共振周波数から離れるにともない小さくなる適切な関係にはない。平衡点を実現する搬送波の周波数と振幅とについてこのような適切な関係を実現するためには付加的な条件が必要になる。適切な関係を実現する付加的条件多様な付加的条件を考えることができる。ここでは電源から出力される電流Jを考え、出力電圧zとともに出力電流Jを搬送波の振幅wxにKを正の定数としてあるいはにより帰還することを考える。このような帰還を考える理由は次に通りである。数式65あるいは数式66の帰還が有効な振幅weffをと定義し、平衡点における有効振幅をweffeとかく。出力電流Jが出力電圧zと独立に変化すると仮定できる場合には、数式65あるいは66で定義される帰還の組み込まれた微分方程式系の固有多項式は、数式63あるいは64により帰還が定義される微分方程式系すなわち数式22~25からなる微分方程式系の固有多項式においてwをweffeに置き換えることにより得られると予想できることにある。さらに、適当なxの単調な関数fを使って出力電流Jを変換したfを搬送波の振幅に帰還するあるいはの場合にも、weffを次のようにと定義することにより、固有多項式は同様な置き換えることにより得られると予想できる。これらの予想が正しい場合、平衡状態を考えると、出力電流が大きい重い負荷に対しては搬送波の振幅が大きくなり、また軽い負荷に対しては振幅が小さくなる。つまり共振周波数に近い周波数では搬送波の振幅が大きくなり、離れた周波数では振幅が小さくなる、周波数と振幅の適切な関係を実現する事ができる。これらの予想は出力電流Jが出力電圧zと独立に変化する場合のみならず、出力電流Jの出力電圧zへの依存が近似的に独立と考えられる場合にも正しいことが以下に示される。この結果、出力電流が振幅に帰還されている微分方程式系の安定性は、数式22~25からなる微分方程式系の安定性に帰着できることが分かる。さらに出力電流を適切な関数fで変換することにより搬送波の周波数を近似的に一定に保つことができるので、出力電流が振幅に帰還される微分方程式系を安定化する定数の選択を著しく容易にする。負荷のモデル電圧源に接続された負荷を考える。負荷は2端子であるが、負荷を流れる電流は負荷の入力インピーダンスとともに負荷の状態に依存する。つまり負荷は負荷電流を発生する負荷電流源を含む。負荷電流源の発生する電流は、負荷の内部状態だけに依存し、負荷に印加される電圧には依存しない。すなわち負荷を流れる電流は印加される電圧に依存する部分と印可される電圧に依存しない部分とからなる。たとえば図1に示す負荷を考える。負荷は二端子である。この負荷には入力端子を両端とする二つの独立した電流の回路がある。すなわち負荷電流源を含む回路と、これを含まない回路である。電源から出力される出力電流をJ、負荷電流源を含む回路を流れる電流をIS、電流源を含まない回路を流れる電流をiとすると図から明らかなようにまた図に示されているインピーダンスZ1、Z2を考慮すると、負荷の入力端子に印加されている電源の出力電圧をzとして数式71と72とから出力電流Jはと表すことができる。負荷の標準モデル負荷の標準モデルを図2に示す。標準モデルではZの入力インピーダンスと出力Iの負荷電流源とが並列に結合されている。図1の負荷のモデルは数式73から分かるように、入力インピーダンスがZ1Z2かつ出力がZ2ISの負荷電流源によって、数式74のように表すことができる。ここでJは電源からの出力電流である。負荷電流Iの簡単な微分方程式負荷電流Iは負荷の状態にだけ依存して変化する。言いかえると電流Iの変化を記述する微分方程式は電圧源の独立変数p、q、z、φに依存しない。負荷電流の変化を近似する最も簡単な微分方程式は一次遅れである。すなわち負荷が平衡状態に到達したのちに実際に消費される負荷電流をIeとすると、負荷電流の変化はにより近似できる。負荷電流Iは時定数τの一次遅れで平衡点における負荷電流Ieに近づく。出力電流の振幅への帰還の簡単な例数式65による帰還は、出力電流の搬送波の振幅へのもっとも簡単な帰還であろう。すなわち微分方程式系数式22~25において、数式22、数式23、数式25を、Jを出力電流として次式で置き換える。ただしKは正の定数である。Jは電圧源の出力電流である。数式74により書き換えると微分方程式系は次のようになる。これに負荷電流Iを記述す微分方程式として、たとえば数式75を微分方程式系に追加すると出力電流の振幅への帰還を記述する微分方程式系となる。平衡点ALが定数の場合について安定性を考察する。微分方程式系数式79~83の平衡点ではが成り立つ。数式17と数式84から平衡点ではが成り立つ。平衡点は次の連立一次方程式の解である。平衡点ではが成り立つ。この解である平衡点をpe、qe、ze、φe、Ieとするとであることがわかる。ここでrをと表すときpe、qe、zeおよびλはφeの関数として次にように表すことができる。安定性ALが定数であることが仮定されている。p、q、z、φ、Iをそれぞれpe、qe、ze、φe、Ieの近傍で次のように展開する。この式を微分方程式系数式79~83に代入し高次の項を無視することによりΔp、Δq、Δz、Δφ、ΔIに関する次のような正規な微分方程式系を得る。ここでこのとき、行列Mの要素はpe、qe、ze、φeの関数となるが、数式94~数式97により、これらはφeの関数と考えることができる。Mの固有多項式mは次のように書くことができる。平衡点における有効振weffeは次のようになる。数式108の括弧の中の第3項はweffeによって次のように書ける。微分方程式系の独立変数と自由変数たとえば電圧源を記述する正規な微分方程式系数式22~25において、それぞれの数式の左辺にその時間微分として現れる変数を微分方程式系の独立変数と呼び、独立変数でない変数を自由変数と呼ぶ。この微分方程式系の独立変数はp、q、z、φである。またμ、ν、δ、rr、ri、E、A、B、Gが定数である場合この微分方程式系は自由変数を含まない。出力電流の帰還簡単のため微分方程式系数式22~25においてμ、ν、δ、rr、ri、E、A、B、Gが定数であると仮定する。つまりこの微分方程式系は自由変数を含まない。ここに出力電流の振幅への帰還を組み込むことにより自由変数が導入される。微分方程式系数式79~82においてIはこの微分方程式系の自由変数である。微分方程式系に自由変数を組み込むことにより実現される帰還の安定性を考察する。自由変数の組み込まれた電源の記述自由変数Iの組み込まれた電源を記述する微分方程式系を簡単のために次のように書くここでIは、たとえば微分方程式系数式79~82における負荷電流である。自由変数Iは、たとえば微分方程式系数式22~25によって記述される電圧源から負荷への出力電流ではない。つまり変数Iは電圧源からの出力電流ではなく、出力電圧に依存しない負荷電流である。Iは次のような微分方程式系により表されると仮定できる。変数Iが微分方程式系数式112~115において自由変数である。微分方程式系数式112~115を記述する独立変数はp、q、z、...、φであり、また微分方程式系数式116~118を記述する独立変数はa、b、...、Iである。微分方程式系数式112~115の独立変数は微分方程式系数式116~118に自由変数として含まれていない。合併微分方程式の安定性微分方程式系数式112~115と微分方程式系数式116~118とを連立させた合併微分方程式系の安定性をLyapunovの方法で調べる。合併微分方程式系の平衡点をとすると、平衡点の定義からを満足する。平衡点peの近傍での安定性を考察するために、平衡点からのずれをと表すとき、Δp、Δq、Δz、...、Δφ、Δa、Δb、...、ΔIの従う変分微分方程式系をと表す。ここでこの変分微分方程式系を次のように書く。行列M1と行列M2とを次のように定義する。このとき数式128、数式130は次のように表すことができる。すなわち行列Mの固有多項式は行列M1の固有多項式と行列M2の固有多項式との積で与えられる。そこで次の二つの変分微分方程式系を定義する。合併微分方程式系の変分微分方程式系から導かれる固有多項式が、微分方程式系数式112~115において自由変数Iを定数とした変分微分方程式系から導かれる固有多項式と、Iを独立変数とする微分方程式系数式116~118の変分微分方程式系から導かれる固有多項式との積で与えられる十分条件は、微分方程式系数式116~118が、微分方程式系数式112~115の独立変数を自由変数として含まないことである。変数Iを自由変数とする微分方程式系Aにたいして、微分方程式系Aの独立変数を自由変数として含まないIを独立変数とする微分方程式系Bを選ぶことにより、微分方程式系Aと微分方程式系Bとを合併して得られる合併微分方程式系の変分微分方程式系から導かれる固有多項式を、微分方程式系Aにおいて自由変数Iを定数Ieとした変分微分方程式系から導かれる固有多項式と微分方程式系Bの変分微分方程式系から導かれる固有多項式との積で表すことが可能となる。安定な帰還負荷電流Iを記述する微分方程式系数式116~118は一般性を失うことなく安定であることを仮定できるので、その変分微分方程式系数式135から導かれる固有多項式は安定となり、したがって合併微分方程式系の安定性は変分微分方程式系数式134から導かれる固有多項式の安定性に帰着する。すなわち変数Iが微分方程式系数式112~115の自由変数ならば、微分方程式系数式112~115の安定性は変分微分方程式系数式134の安定性に帰着する。微分方程式系の安定性はその変分微分方程式系の固有多項式に帰着する。微分方程式系数式79~82において、負荷電流Iは自由変数である。この微分方程式系を平衡点の近傍で展開することにより得られる変分微分方程式系の固有多項式はALが定数の場合には、微分方程式系数式22~25の変分微分方程式系の固有多項式において、wをweffeに置き換えることにより得られることがすでに示されている。ALが定数でない場合にも同様な事情にあることが以下に示される。この意味で微分方程式系数式79~82の安定性は、微分方程式系数式22~25の安定性に帰着する。ALが定数でない場合微分方程式系数式79~83において、ALが定数すなわち図2に示す負荷の標準モデルにおいて入力インピーダンスZが抵抗である場合の固有多項式は数式108に示されている。ここでは図3に示すように入力インピーダンスZが抵抗とキャパシタンスの並列結合である場合の固有多項式を求める。このことによりALが定数でない一般の場合の固有多項式について見通しを得ることができる。入力インピーダンスの抵抗をRL、キャパシタンスをCLとする。出力電圧をzとするとき、負荷電流のうち出力電圧に依存する電流はで与えらる。また出力電圧に依存いない電流はIとなる。出力電流はとなり、これを数式76~78に代入すると次のような微分方程式系を得る。この微分方程式系の平衡点をpe、qe、ze、φeとする。またIeは平衡点におけるIを表す。さらにとなる。またrをと表すとき、pe、qe、zeおよびλはφeの関数として次にようになる。平衡点の近傍における微分方程式系の線形化p、q、z、φをそれぞれpe、qe、ze、φeの近傍で次のように展開する。この式を微分方程式系数式138~141に代入し高次の項を無視することによりΔp、Δq、Δz、Δφに関する次のような正規かつ線形な微分方程式系を得る。ここで行列Mは次のようになる。M41、M42、M43は次の通りである。このとき、行列Mの要素はpe、qe、ze、φeの関数となるが、数式34~数式37により、これらはφeの関数と考えることができる。したがって、Mの固有多項式をmとし、と書く。係数a0、a1、a2、a3、a4は以下のようにφeの関数となる。固有関数mの分解固有関数mの係数a0、a1、a2、a3、a4が数式158~数式162で与えられる場合のmは次のように書くことができる。出力電圧から振幅への帰還が数式13ではなくで与えられる場合、固有関数mは次のようになる。平衡点における有効振幅weffe平衡点における有効振幅weffeを次のよう求める。平衡点ではがなりたつので、平衡点における出力電流はとなる。ここでzeは平衡点における出力電圧、RLは負荷の入力抵抗を表し、Ieは出力電圧に依存しない負荷電流を表す。数式146からweffeは次のようになる。ここでwは帰還のない場合の振幅を表す定数である。これをwについて解き、数式163あるいは数式165の第3項に代入すると、第3項は次のように書き換えることができる。これは、数式54あるいは数式61の第3項においてwをweffに置き換えた式に一致することが分かる。入力アドミッタンスALによる置換数式163の第2項においてRLは抵抗RLとキャパシタンスCLが並列に結合された負荷の入力アドミッタンスに一致するので、これを負荷の入力アドミッタンスALに一般化するととなる。数式163を数式170と数式172を使って書きなおすと固有多項式mは次のようになる。またAL0の場合、上式は数式54おいてwをweffeに置き換えた式に一致する。数式165についても同様である。ALの符号を説明するモデル数式108あるいは数式173の第2項において、ALの符号がマイナスである理由を明らかにするために、第2項が振幅への帰還に対応していることを考慮して、次に示すような出力電圧を安定化する帰還の簡単なモデルを考える。出力電圧の誤差と出力電流が、出力電圧を安定化するために搬送波の振幅に帰還されるので、出力電圧zと参照電圧λとの誤差λzと出力電流Jとが、図4に示すように同一のノードに入力され、これが増幅されて出力電圧zとなる帰還を考える。ノードへの入力はとなる。この入力からzの出力される増幅をSと表すとまた出力電流JはアドミッタンスALを使ってと表すことができるので、これらから数式177の分母がこの帰還の固有関数に対応する。ここにおいてALの符号はマイナスとなる。たとえばALが正の実数である場合、GKALの符号が正から負に変わると、この帰還が負帰還から正帰還に変わる。つまりGKALが負の場合、出力電圧が参照電圧より低くなると、さらに低くする方向に帰還が働く。帰還が出力電圧を安定化する方向に働くためにはGKALが正であることが必要である。出力電圧を安定化するためにわずかな出力電圧の変化に対して大きな帰還をかけることが必要であり、このためGKALは大きくなる。つまり出力電圧の安定化を目的とした場合G≫KALである。G≫KALであり、さらに出力電圧を安定化する観点からみるとKALは安定性を低下させる。つまりKALをノイズとして取り扱うことが可能になる。KALをノイズとみなした帰還を図5に示す。G≫KAL出力電流が搬送波の振幅に帰還される場合、搬送波の振幅の最小値と最大値が負荷電流の最小値と最大値にほぼ対応するように選ばれる。これに対して、Gは出力電圧を安定化するためにわずかな出力電圧の変化に対して大きな帰還をかけることが必要である。このため出力電圧と出力電流とが搬送波の振幅に帰還される場合にも、出力電圧を安定化を目的とする場合にはG≫KALなる。出力電流の振幅への帰還のうちALzはノイズとして取り扱うことが可能となる。出力電流の変化はノイズ数式74から、出力電圧と出力電流の振幅への帰還は数式79および80にあるようにと書くことができる。ところでzを記述する微分方程式の独立変数が、Iを記述する微分方程式に自由変数として含まれないので、平衡点におけるIをIeとすると、帰還の数式178はIをIeに置き換えたとなる。KIeは定数であるので、振幅wをwKIeと考えて数式179をとすると、KALzをノイズとして取り扱えることが分る。つまり数式178においてをノイズと考えることができる言いかえると、数式74のうちALzをノイズとみなせる。また出力電流の変化の多くの部分は出力電圧に依存しない負荷電流の変化である。出力電圧を安定化する一般的な観点から見ると、負荷電流の振幅への帰還は、負荷電流が出力電圧に依存しないのであるから、ノイズに他ならない。出力電流Jの振幅への帰還はと表される。つまり出力電流の振幅への帰還はノイズと考えることができる。出力電圧を安定化する一般的な観点から見ると、出力電流の振幅への帰還はノイズであり、したがって出力電圧の安定化に寄与する場合もあるが寄与しない場合も多い。出力電流を振幅に帰還する信号を、ここでは出力電圧を振幅に帰還する信号に加法的に働くノイズと仮定する。出力電流を振幅へ帰還する信号は、出力電圧を振幅に帰還する信号に加えられたノイズである。そこで出力電圧を振幅に帰還する信号に加法的なノイズが働くより一般的な場合の帰還の安定性について考える。このノイズをNとすると、出力電圧の振幅への帰還はと書ける。ノイズNを平均値が0のランダムなノイズNRと定数NCとによりと表すと、数式183はと書ける。たとえば微分方程式系数式76~78において、数式182を数式183に置き換えた微分方程式系の安定性は、数式183を次の186に置き換えた微分方程式系の安定性に帰着するここでNCeは平衡点におけるNCを表す。つまり数式183のようにノイズが加法的に働く帰還の安定性は、ノイズのない数式186による帰還の安定性に帰着する。これは合併微分方程式系の固有関数が、それぞれの微分方程式系の固有関数の積で与えられることの別の表現であろう。関数によるノイズの変換出力電流Iはノイズであることから、たとえばI2もノイズであり、Iの有理関数もノイズとなる。さらに適当なたとえば単調に増加する関数fNによるIの変換fNもノイズとなる。このノイズが振幅へ帰還に加法的に働くと数式183はとなり、このような帰還が働く場合の安定性は、数式185に対応して振幅への帰還がで与えられる場合の安定性に帰着する。ここでNCefは平衡点におけるNCfである。またNCfはノイズfNを数式184に従い、と分解することにより定義される。出力電流Iを適当な関数fNによって変換したfNを使って数式187をと置き換えたとき、微分方程式系数式76~78において、出力電流の振幅への帰還を数式190で置き換えた微分方程式系の変分微分方程式系から導かれる固有多項式mは、weffをと定義するとき、数式54あるいは数式61においてwをweffeに置き換えることにより得られる。固有多項式mAとmB出力電圧から振幅への帰還が数式13すなわちで与えられる場合の固有多項式mをmAと表すととなる。また出力電圧から振幅への帰還が数式164すなわちで与えられる場合の固有多項式mをmBと表すと、となる。周波数の変化を抑える関数共振器として圧電トランスが使用されているときに、定常状態において搬送波の周波数が出力電流によらず一定の範囲の周波数に収まるためには、搬送波の振幅が出力電流のどのような関数にあるときかを明らかにする。出力電圧と参照電圧との誤差が搬送波の周波数と振幅とに帰還されている場合、定常状態では数式32により出力電圧zeは参照電圧λに等しくなる。出力電流がIのときの搬送波の振幅をwIとすると数式37からwIとλとはによって結ばれている。そこでφeδeと近似すると、wIは次のようになる。ここでrは圧電トランスの定数であるので、rは近似的に一定と考えられる。νは整流平滑回路における整流回路のキャパシタンスと負荷との時定数に関係する乗数であり、負荷が重くなると小さくなる。この意味でνは近似的に電流に反比例すると考えられる。振幅wIはδλに比例する。ところが圧電トランスの共振は負荷抵抗Rに対して並列共振であるから、δはRに反比例する。すなわち負荷が重くなるとδが大きくなる。これからwIは近似的に出力電流Iの二乗に比例すると考えられる。すなわちとなる。搬送波の振幅の初期値をwと表すと、搬送波の振幅は適当な正の定数Kによってと近似できる。数式203が満たされているとき、φeは近似的にδに等しくなる筈である。しかし実際にはδは出力電流に応じて変化し、さらに共振周波数も出力電流に応じて変化するため、これらの変化のすべてを合わせた範囲が駆動周波数の変化する範囲となる。出力電流の変化によるδの変化と共振周波数の変化とを同時に考慮した出力電流からの振幅への帰還は、駆動周波数の変化する範囲をさらに縮小することができる。出力電圧が搬送波の周波数に帰還され、かつ出力電流が搬送波の振幅の帰還されていない場合、共振回路を駆動する搬送波の振幅は近似的に一定である。したがって負荷が重い場合には搬送波の周波数は共振周波数に近づき、負荷が軽い場合には共振周波数から離れる。つまり搬送波の周波数は負荷により大幅に変化する。搬送波の振幅を負荷により変化させることにより、すなわち出力電流を振幅に帰還することにより、負荷の重い場合には大きな振幅の搬送波で駆動し、また軽い場合には小さい振幅の搬送波で駆動することにより、搬送波の周波数の変化する範囲を狭くすることが可能となり、周波数を近似的に一定に保つことができる。方程式m0の根帰還が平衡点の近傍で安定である必要十分条件は、固有多項式のすべての根の実部が負であることである。ここでは回路の実装が容易な、固有多項式が少なくとも2個の負の実根を持つ場合について、安定なパラメータが選べることを示す。固有多項式mBから導かれる方程式mB0の根の配置を調べる。固有多項式mAについても同様である。数式199で定義された固有多項式mBから導かれる方程式mB0を調べるために、f1とf2とを次のように定義する。このときが成り立ち、mBを、と書いたときの係数a0、a1はと与えられる。したがってmB0の4根の和をSとするととなる。グラフyf1について考える。グラフyf1の第1項と第2項のグラフを図6において点線で示す。yf1の第一項は、すくなくとも原点からh1μまでの区間で負となる下に凸なhに関する4次式である。第二項は少なくとも原点からhHGまたはhδまでの区間で負となるhに関する3次式である。Gが小さく、HGδφδの場合には、原点からhδの区間で負となる。これから正の数hzが存在して、グラフyf1は、φによらず原点からhhzまでの区間で負となることが分かる。また第一項は4次式であり、第二項は3次式であることから、yf1は下に凸であることが分かる。グラフyf2は上に凸な2次式であり、φeとweffeとに依存する。f20の根を原点とhzとの区間に実根αとして配置し、このαに隣接する実根をβとしてと配置すると、グラフyf2はh軸上のαとβとを通り、φeとweffeの値に応じて頂点の高さが変化する上に凸な放物線であるので、図6から分かるように、mB0はφeによらず2個の実根を持つ。この2根はグラフyf2上に拘束される。mB0は4次方程式である。残りの2根が実根である場合、mB0が4個の実根を持つので根はすべて負となり、帰還は安定となる。残りの2根が虚根である場合には、虚根の実部をα、βと数式210から評価することができる。虚根の実部のh軸上の位置はαβの配置により制御できる。αとβのh軸上の位置はパラメータE、A、Bにより制御できる。つまりE、A、Bを適切に選ぶことにより虚根の実部をh軸上の望ましい位置に配置することが可能となる。E、A、Bを適切に選ぶことにより安定な帰還を実現することができる。本発明は、共振回路から出力される高周波交流を整流して得られる出力電圧を、共振回路を駆動する搬送波の周波数に帰還する安定化において、出力電流を共振回路を駆動する搬送波の振幅に帰還することにより、出力電流の変化に対して搬送波の周波数の変化する範囲を狭めることができる。また本発明は、共振回路から出力される高周波交流を整流して得られる出力電流を共振回路を駆動する搬送波の周波数へ帰還する安定化において、出力電圧を共振回路を駆動する搬送波の振幅に帰還することにより、出力電流の変化に対して搬送波の周波数の変化する範囲を狭めることができる。本発明の実施例として、共振回路として圧電トランスを使用した直流安定化電圧源と直流安定化電流源とについて、それぞれをシミュレートするシミュレーション用回路とシミュレーションの結果を示す。理想電圧源の出力インピーダンスは0であり、理想電流源の出力インピーダンスは無限大である。一般に、電圧源の出力インピーダンスが低く、電流源の出力インピーダンスは高い。電源は理想電圧源に出力インピーダンスを直列に結合した電源として表されることが多いが、これは理想電流源に出力インピーダンスを並列に結合した電源と相互に変換できる。圧電トランスの出力を整流するダイオードブリッジからの出力は直流電圧源とも直流電流源とも考えることができる。電圧と電流が双対であることを考えると直流安定化電圧源を直流安定化電流源に変換することができる。直流安定化電圧源図7は圧電トランスを共振回路として使用した直流安定化電圧源の模式図である。この電圧源は電圧発生回路と帰還回路とから構成される。電圧発生回路はドライバー回路、共振回路として使用される圧電トランス、整流平滑回路から構成される。帰還回路は誤差増幅器、電流検出器、周波数変調回路と振幅変調回路とから構成される。ドライバー回路は外部の電源よりドライバー回路に供給される直流電圧を、周波数変調回路の出力電圧に対応した周波数を持つ高周波交流に変換する。電流検出器と振幅変調回路はこの高周波交流の振幅を変調する。周波数と振幅の変調された高周波交流が搬送波であり、圧電トランスを駆動する。圧電トランスは共振を示す。圧電トランスから出力される高周波交流の振幅は、これに入力された高周波交流の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、圧電トランスから出力される高周波交流を直流電圧に変換し、これを電圧源の出力として負荷に供給するとともに誤差増幅器と電流検出器に入力する。誤差増幅器は帰還回路に入力された出力電圧と、出力電圧を設定するために外部から供給される参照電圧とを比較することにより誤差を検出し、この誤差を周波数変調回路に入力する。周波数変調回路は入力に比例した周波数をドライバー回路に出力する。また電流検出器は検出された出力電流により振幅を変調する。このようにして出力電圧と出力電流とは圧電トランスを駆動する高周波交流である搬送波の周波数と振幅に帰還される。誤差増幅器誤差増幅器は出力電圧と参照電圧を比較することにより誤差を検出し、この誤差を周波数変調回路と振幅変調回路に入力する。周波数変調回路に入力された誤差は変換されてドライバー回路に入力される。振幅変調回路に入力された誤差は変換されてドライバー回路に入力される。また電流検出器は検出された出力電流により振幅を変調する。このようにして出力電圧と出力電流とは圧電トランスを駆動する高周波交流である搬送波の周波数と振幅に帰還される。周波数変調回路誤差増幅器の出力すなわち出力電圧と参照電圧の誤差を搬送波の周波数へ帰還する場合、特許文献1および3により、周波数変調回路が原点の近傍に極の配置されている伝達関数を備えていることが安定化に貢献する。誤差の搬送波の周波数への帰還には、電圧発生回路による遅れと圧電トランスによる遅れの補償が必要である。このため周波数変調回路は、この遅れを補償するゼロ点と原点に位置する極とを備えた伝達関数を通して誤差を変換する。振幅変調回路振幅変調回路は、誤差増幅器の出力すなわち出力電圧と参照電圧の誤差を搬送波の振幅に帰還することにより出力電圧を安定化する。誤差の振幅への帰還は圧電トランスと整流平滑回路による遅れの補償が必要である。誤差は、遅れにより生成される極を補償するゼロ点を備えた伝達関数を通して変換され搬送波の振幅に帰還される。振幅変調回路は、周波数変調回路の伝達関数が含む遅れの大きい績分を含まないので、振幅への帰還は周波数への帰還にくらべて遅れの小さな帰還となる。誤差を短い遅れで出力電圧に帰還することができる。このため誤差の微分を搬送波の振幅への帰還に有効に利用できる。ドライバー回路ドライバー回路は、フェイズシフトモードで動作するフルブリッジと、フルブリッジを構成する4個のスイッチをオンオフするゲートパルスを生成するゲートパルス生成回路とから構成される。互いに近似的にコンプリメンタリなゲートパルスによってオンオフされる2個のスイッチを直列に接続したハーフブリッジを2組並列に接続することによりフルブリッジが構成される。フェイズシフトモードの動作では、フルブリッジを構成する2組のハーフブリッジのゲートパルス間の位相の差が外部の信号によって制御される。2組のハーフブリッジをオンオフするゲートパルスは同一の周波数を持ち、これが搬送波の周波数の2倍なる。ゲートパルス生成回路の周波数入力はこのゲートパルスの周波数を制御する。フェイズシフトモードでは、一方のハーフブリッジをオンオフするコンプリメンタリなゲートパルスと他方のハーフブリッジをオンオフするコンプリメンタリなゲートパルスの間の位相差が搬送波の振幅を制御する。ゲートパルス生成回路の振幅入力はこのゲートパルス間の位相の差を制御する。ゲートパルス生成回路は、周波数変調回路が出力する周波数と、振幅変調回路と電流検出器とが出力するゲートパルス間の位相差とを備えた4個のゲートパルスを生成する。圧電トランス圧電トランスはあらかじめ分極された圧電素子が持つ圧電効果を利用する。圧電素子に外力を加えて変形させれば電圧が発生し、逆に電圧を加えれば応力が発生し変形する。圧電トランスはこの効果を利用して、1次側で電気振動を機械振動に変換して二次側に伝送し、二次側でこれを再び電気振動に戻すことにより、一次側から二次側に電気エネルギーを伝送する。圧電トランスは内部に共振回路を含む。このため圧電トランスは、通常の電磁トランスと異なり、鋭い周波数特性や大きな負荷依存性を示す。圧電トランスの入力電圧と出力電圧の比を昇圧比と定義すると、圧電トランスは共振周波数の付近で大きな昇圧比を示す。電圧源に使用される圧電トランスは出力インピーダンスの小さい降圧型圧電トランスである。つまり一次側に入力された搬送波から、その振幅の縮小された搬送波が二次側から出力される。圧電トランスを駆動する高周波交流の周波数は、圧電トランスの共振周波数より高くなるように選ばれている。したがって、出力電圧が参照電圧より高い場合には、周波数を上げて共振周波数から遠ざかり、また逆の場合には周波数を下げて共振周波数に近づく。整流平滑回路圧電トランスから出力される高周波交流すなわち搬送波の振幅は、これに入力された搬送波の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、圧電トランスから出力される高周波交流を直流電圧に変換し、これを電圧源の出力として帰還回路すなわち誤差増幅器と電流検出器に入力するとともに負荷に供給する。整流平滑回路は整流を行うダイオードブリッジとリップルの低減を目的とする出力キャパシタンスから構成される。電流検出器電流検出器は、出力電流を検出する回路と、この電流をドライバー回路の振幅入力に変換する変換関数の回路とからなる。電流検出器は整流平滑回路から出力される電流を検出し、検出した電流に応じて搬送波の振幅を変調するために、この電流に対応する変換関数の値をドライバー回路に入力する。シミュレーション用回路この直流安定化電圧源のシミュレーション用回路を図8に示す。シミュレーション用回路における電圧発生回路は、圧電トランスがその等価回路に置き換えられていることを除けば、回路は忠実に再現されている。シミュレーション用回路における帰還回路は基本的には線形な回路である。このため帰還回路の入力と出力の関係を再現する簡単な回路がシミュレーション用回路に採用されている。入力と出力の関係を数学的関係式を用いて指定できるビヘービアモデルと呼ばれる回路素子をシミュレーションに使用することができる。多数のビヘービアモデルが帰還回路に使われている。図8は帰還回路を構成する誤差増幅器、周波数変調回路、振幅変調回路並びに電流検出器のシミュレーション用回路を示すとともに、ドライバー回路のシミュレーション用回路を示す。圧電トランスの等価回路この電圧源で使用されている降圧型圧電トランスの等価回路とそのパラメータを図9に示す。Cd1に較べてCd2の大きいことが降圧型圧電トランスの特徴である。誤差増幅器のシミュレーション用回路誤差増幅器のシミュレーション用回路は図8に示されている。誤差増幅器は引き算回路により構成される。引き算回路は2入力1出力のビヘービアモデルと増幅器からなる。このビヘービアモデルは入力の差が出力となるように設定されている。周波数変調回路のシミュレーション用回路周波数変調回路のシミュレーション用回路を図8に示されている。周波数変調回路は、積分器、ゲイン1の増幅器、微分器とこれに付属する積分回路、2入力の加算器2個とから構成される。積分器はゲインEの増幅器とビヘービアモデルとから構成される。関数SDTに設定されビヘービアモデルは入力の時間積分を出力する。このビヘービアモデルからの出力がゲインEの増幅器に入力され、この増幅器からの出力が積分器の出力となる。微分器はゲインBの増幅器とビヘービアモデルとから構成される。関数DDTに設定されビヘービアモデルは入力の時間微分を出力する。このビヘービアモデルからの出力がゲインBの増幅器に入力され、この増幅器からの出力が微分器の出力となる。微分器に付属する積分回路は高周波のノイズを積分することにより抑えることを目的としている。積分器のゲインをE、微分器のゲインをBとするとき、周波数変調回路の伝達関数はによって与えられる。振幅変調回路のシミュレーション用回路振幅変調回路のシミュレーション用回路は図8に示されている。このシミュレーション用回路では誤差増幅器の出力は増幅器により増幅されドライバー回路のゲートパルス生成回路に入力される。電流検出器のシミュレーション用回路電流検出器のシミュレーション用回路は図8に示されている。出力電流は出力電圧0Vに設定されている電圧源V6によって検出され、ビヘービアモデルABM29によって電圧に変換される。電圧に変換された出力電流は、ビヘービアモデルABM101とビヘービアモデルABM110によって定義された関数により変換されドライバー回路のゲートパルス生成回路に入力される。ドライバー回路のシミュレーション用回路ドライバー回路を構成するブリッジとゲートパルス生成回路のシミュレーション用回路は図8に示されている。スイッチを使ってブリッジが構成される。ゲートパルス生成回路はビヘービアモデルを組み合わせてシミュレーションされる。周波数変調回路の出力に比例した周波数の矩形波を生成する電圧制御発振器は、2個のビヘービアモデルAすなわちABM26、BすなわちABM13、さらにABM14とABM15からなる矩形波生成回路を組み合わせて実現される。ビヘービアモデルAは入力すなわち周波数変調回路の出力の積分を出力する。ビヘービアモデルBには数式が設定されている。この結果、ビヘービアモデルAに入力される電圧すなわち周波数変調回路の出力に比例した周波数を持つサイン波がビヘービアモデルBから出力される。矩形波生成回路はこのサイン波の閾値を検出することにより矩形波を生成し、スイッチS1とS2とからなるハーフブリッジを駆動する2個のゲートパルスを出力する。スイッチS3とS4とからなるハーフブリッジを駆動する2個のゲートパルスは、振幅制限器GLIMIT1とビヘービアモデルCすなわちABM19と矩形波生成回路ABM17、ABM18とから構成される回路によって生成される。振幅制限器には振幅の上限HIと下限LOおよび利得GAINを指定することができる。ビヘービアモデルCには次の数式が設定されている。この結果、数式213で定義されるサイン波は数式214で定義されるサイン波に対して位相の遅れがである。すなわちハーフブリッジを駆動するゲートパルスの間の位相差は振幅制限器の出力によって制御される。つまり搬送波の振幅は、振幅変調回路の出力と電流検出器の出力の和によって制御される。安定な帰還のシミュレーション例このようにして構成された帰還が安定であることを、シミュレーション用回路8を用いて示す。負荷抵抗25Ωすなわち図8においてimoimo01の場合と、負荷抵抗083Ωすなわちimoimo3の場合とについて、シミュレーションの結果を図10と図11とに示す。それぞれの図には横軸を時間軸として、縦軸1を出力電圧すなわち誤差増幅器の入力ABM21IN1、縦軸2を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力ABM26IN、縦軸3を搬送波の振幅を制御するゲートパルス間の位相差を制御する入力ABM19IN1としてそれぞれの時間的経過が示されている。負荷による周波数の変化出力電流をJとし、定数a、b、cを適当に選び、搬送波の振幅にJの関数を加法的に帰還することにより、広い範囲の負荷に対して搬送波の周波数を狭い範囲に限定できることをシミュレーションにより示す。図8に示されたシミュレーション用回路を用いた負荷と搬送波の周波数の関係を示す。図8では負荷は25imoimoΩである。図12では、01ステップで01から3まで変化させたパラメータimoimoを横軸に、負荷抵抗に対する搬送波の周波数最大値と最小値の中央の値を縦軸1に、出力電流最大値と最小値の中央の値を縦軸2に示す。直流安定化電流源図13は圧電トランスを共振回路として使用した直流安定化電流源の模式図である。この電流源は電流発生回路と帰還回路とから構成される。電流発生回路はドライバー回路、共振回路として使用される圧電トランス、整流平滑回路から構成される。帰還回路は誤差増幅器、電圧検出器、周波数変調回路と振幅変調回路とから構成される。ドライバー回路は、外部の電源よりドライバー回路に供給される直流電圧を、圧電トランスを駆動する高周波交流に変換する。周波数変調回路はこの高周波交流の周波数を変調する。振幅変調回路と電圧検出器はこの高周波交流の振幅を変調する。誤差増幅器誤差増幅器は出力電流を電圧に変換して、出力電流を設定するために外部から供給される参照電圧と比較することにより誤差を検出し、この誤差を周波数変調回路と振幅変調回路に入力する。周波数変調回路に入力された誤差は変換されてドライバー回路に入力される。振幅変調回路に入力された誤差は変換されてドライバー回路に入力される。また電圧検出器は検出された出力電圧により振幅を変調する。このようにして出力電流と出力電圧とは圧電トランスを駆動する高周波交流である搬送波の周波数と振幅に帰還される。周波数変調回路誤差増幅器の出力すなわち電圧に変換された出力電流と参照電圧の誤差を搬送波の周波数へ帰還する場合、特許文献1および3により、周波数変調回路が原点の近傍に極の配置されている伝達関数を備えていることが安定化に貢献する。誤差の搬送波の周波数への帰還には、電流発生回路による遅れと圧電トランスによる遅れの補償が必要である。このため周波数変調回路は、この遅れを補償するゼロ点と原点に位置する極とを備えた伝達関数を通して誤差を変換する。振幅変調回路振幅変調回路は、誤差増幅器の出力すなわち電圧に変換された出力電流と参照電圧の誤差を搬送波の振幅に帰還することにより出力電流を安定化する。誤差の振幅への帰還は圧電トランスと整流平滑回路による遅れの補償が必要である。遅れにより生成される極を補償するゼロ点を備えた伝達関数を通して誤差は変換され搬送波の振幅に帰還される。振幅変調回路は、周波数変調回路の伝達関数が含む遅れの大きい績分を含まないので、振幅への帰還は周波数への帰還にくらべて遅れの小さな帰還となる。誤差を短い遅れで出力電流に帰還することができる。このため誤差の微分を搬送波の振幅への帰還に有効に利用できる。ドライバー回路直流安定化電流源には、直流安定化電圧源と同じドライバー回路が使用される。圧電トランス広い範囲の負荷に対して定電流を供給するために、広い範囲の電圧を生成することが必要となり、このため直流安定化電流源に使用される圧電トランスは直流安定化電圧源に使用される降圧型圧電トランスではなく、出力インピーダンスの大きい昇圧型圧電トランスが使用される。つまり一次側に入力された搬送波から、その振幅の拡大された搬送波が二次側から出力される。圧電トランスの出力に負荷抵抗を接続し、入力電圧と出力電圧の比である昇圧比を考えると、昇圧型圧電トランスは共振周波数の付近で大きな昇圧比を示すことが分かる。圧電トランスを駆動する高周波交流の周波数は、圧電トランスの共振周波数より高くなるように選ばれている。したがって、出力電圧が参照電圧より高い場合には、周波数を上げて共振周波数から遠ざかり、また逆の場合には周波数を下げて共振周波数に近づく。整流平滑回路圧電トランスから出力される高周波交流すなわち搬送波の振幅は、これに入力された搬送波の周波数と振幅に依存して変化する。整流平滑回路は、圧電トランスから出力される高周波交流を直流電流に変換し、これを電流源の出力として誤差増幅器と電圧検出器に入力するとともに負荷に供給する。整流平滑回路はキャパシタとダイオードをカスケードに接続した昇圧整流回路とリップルの低減を目的とする出力キャパシタンスから構成される。電流出力に必要な電圧は昇圧整流回路により生成される。電圧検出器電圧検出器は、出力電圧を検出する回路と、この電圧をドライバー回路の入力に変換する変換関数の回路とからなる。電圧検出器は整流平滑回路から出力される電圧を検出し、検出した電圧により搬送波の振幅を変調するために、この電圧に対応する変換関数の値をドライバー回路に入力する。シミュレーション用回路この直流安定化電流源のシミュレーション用回路を図14に示す。シミュレーション用回路における電流発生回路は、圧電トランスがその等価回路に置き換えられていることを除けば、直流安定化電流源の回路が忠実に再現されている。シミュレーション用回路における帰還回路は基本的には線形な回路である。このため帰還回路の入力と出力の関係を再現する簡単な回路がシミュレーション用回路に採用されている。圧電トランスの等価回路この電流源で使用されている圧電トランスの等価回路とそのパラメータを図15に示す。Cd1に較べてCd2の小さいことが昇圧型圧電トランスの特徴である。誤差増幅器のシミュレーション用回路誤差増幅器のシミュレーション用回路は図14に示されている。誤差増幅器は出力電流を検出する電圧源V6と電流を電圧に変換するビヘービアモデルと引き算回路により構成される。引き算回路は2入力1出力のビヘービアモデルと増幅器からなる。このビヘービアモデルは入力の差が出力となるように設定されている。引き算回路の出力が増幅器によって増幅され出力となる。周波数変調回路のシミュレーション用回路周波数変調回路のシミュレーション用回路は、直流安定化電圧源のシミュレーション用回路で使用された周波数変調回路と同じ回路が使用される。振幅変調回路のシミュレーション用回路振幅変調回路のシミュレーション用回路は図14に示されている。このシミュレーション用回路では誤差増幅器の出力とその微分がドライバー回路のゲートパルス生成回路に入力される。電圧検出器のシミュレーション用回路電圧検出器のシミュレーション用回路は図8に示されている。出力電圧は、ビヘービアモデルABM41とビヘービアモデルABM10によって定義された関数により変換されドライバー回路のゲートパルス生成回路に入力される。ドライバー回路のシミュレーション用回路ドライバー回路のシミュレーション用回路は、直流安定化電圧源のシミュレーション用回路で使用されたドライバー回路と同じ回路が使用される。安定な帰還のシミュレーション例このようにして構成された帰還が安定であることを、図14のシミュレーション用回路を用いて示す。出力電流が1mA、15mA、2mAの場合について、それぞれのシミュレーションの結果を図16、17、18に示す。それぞれの図には横軸を時間軸として、縦軸1を搬送波の振幅を制御するゲートパルス間の位相差を制御する入力ABM19IN1、縦軸2を搬送波の周波数を制御する電圧制御発振器の入力ABM26IN、縦軸3を出力電流すなわち誤差増幅器の入力ABM31IN1として、それぞれの時間的経過が示されている。出力電流による周波数の変化図16、17、18から分かるように、電圧検出器の出力に応じて搬送波の振幅が変化することにより、1mAから2mAの範囲の出力電流に対して搬送波の周波数は近似的に一定に保たれていることが分かる。"