AM信号を含む受信信号をAM検波するAM検波部と、前記受信信号をFM検波するFM検波部と、前記FM検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタと、を備える、ことを特徴とするAM受信機。前記FM検波部により取得された信号をヒルベルト変換する第1のヒルベルト変換部、をさらに備え、前記適応フィルタは、前記第1のヒルベルト変換部により変換された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する、ことを特徴とする請求項1に記載のAM受信機。前記AM検波部により検波された信号をヒルベルト変換する第2のヒルベルト変換部、をさらに備え、前記適応フィルタは、前記FM検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記第2のヒルベルト変換部により変換された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する、ことを特徴とする請求項1に記載のAM受信機。前記FM検波部により検波された信号を積分する積分部、をさらに備え、前記適応フィルタは、前記積分部により積分された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する、ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1項に記載のAM受信機。前記適応フィルタは、前記入力信号と前記参照信号との差である誤差信号としてフィルタの係数を修正する係数修正部と、前記係数修正部により修正された係数に従って、前記参照信号を処理することにより補正信号を生成するフィルタ部と、前記入力信号から前記補正信号を減算した信号を、前記オーディオ信号として出力する減算器と、を備える、ことを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1項に記載のAM受信機。AM信号を含む受信信号をAM検波するAM検波工程と、前記受信信号をFM検波するFM検波工程と、前記FM検波工程により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波工程により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタ工程と、を備える、ことを特徴とするAM受信方法。しかしながら、特許文献1に開示されたAM受信機は、同期検波により復調信号を生成するための構成を2系統備え、さらに、検出部やスイッチ部が必要となることから、構成が複雑となる。また、特許文献1に開示されたAM受信機は、復調信号が時々刻々と変化するため、検出部が隣接妨害を検出する精度を高くすることが困難であり、出力される復調信号を適切に切り替えることが困難である。さらに、特許文献1に開示されたAM受信機は、SSB復調により復調信号を取得するため、DSBDoubleSidebandよりもS/N比が劣る。具体的には、SSB復調は、側波帯の片側だけでの復調となるため復調信号のレベルが両側波帯の復調に比べ-6dBとなり、帯域が半分なのでノイズのレベルが両側波帯の復調に比べ-3dBとなり、結果、S/N比が両側波帯の復調に比べ-3dB悪化する。本発明は、このような状況に鑑みてなされたものであり、簡単な構成で、AM受信時のノイズを効果的に低減するのに好適なAM受信機、及び、AM受信方法を提供することを目的とする。上記目的を達成するために、本発明の第1の観点に係るAM受信機は、AM信号を含む受信信号をAM検波するAM検波部と、前記受信信号をFM検波するFM検波部と、前記FM検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタと、を備える、ことを特徴とする。前記FM検波部により取得された信号をヒルベルト変換する第1のヒルベルト変換部、をさらに備え、前記適応フィルタは、前記第1のヒルベルト変換部により変換された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力してもよい。前記AM検波部により検波された信号をヒルベルト変換する第2のヒルベルト変換部、をさらに備え、前記適応フィルタは、前記FM検波部により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記第2のヒルベルト変換部により変換された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力してもよい。前記FM検波部により検波された信号を積分する積分部、をさらに備え、前記適応フィルタは、前記積分部により積分された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波部により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力してもよい。前記適応フィルタは、前記入力信号と前記参照信号との差である誤差信号としてフィルタの係数を修正する係数修正部と、前記係数修正部により修正された係数に従って、前記参照信号を処理することにより補正信号を生成するフィルタ部と、前記入力信号から前記補正信号を減算した信号を、前記オーディオ信号として出力する減算器と、を備えてもよい。上記目的を達成するために、本発明の第2の観点に係るAM受信方法は、AM信号を含む受信信号をAM検波するAM検波工程と、前記受信信号をFM検波するFM検波工程と、前記FM検波工程により検波された信号に基づいた参照信号によって、前記AM検波工程により検波された入力信号を処理して、その処理後の信号をオーディオ信号として出力する適応フィルタ工程と、を備える、ことを特徴とする。本発明によれば、簡単な構成で、AM受信時のノイズを効果的に低減することができる。以下、図面を参照して、本発明の実施形態に係るAM受信機について説明する。第1の実施形態まず、図1を参照して、本実施形態に係るAM受信機100の構成について説明する。図1に示すように、AMAmplitudeModulation受信機100は、アンテナ200により受信された信号を復調することにより音声信号を生成し、生成した音声信号をスピーカ300に供給する装置である。図1に示すように、AM受信機100は、AM検波器101、FMFrequencyModulation検波器102、積分部103、ヒルベルト変換部104、適応フィルタ105、を備える。なお、図2に示すように、AM受信機100は、物理的には、各種の演算処理などを実行する構成として、CPU13を備える制御部を備える。AM受信機100の制御部が備えるこれらの構成要素は、バスにより相互に接続される。CPU11は、AM受信機100の全体の動作を制御する。なお、CPU11は、ROM12に格納されているプログラムに従って動作し、RAM13をワークエリアとして使用する。ROM12には、AM受信機100の全体の動作を制御するためのプログラムやデータが記憶される。RAM13は、CPU11のワークエリアとして機能する。つまり、CPU11は、RAM13にプログラムやデータを一時的に書き込み、これらのプログラムやデータを適宜参照する。図1の説明に戻る。AM検波器101は、アンテナ200により受信された信号をAM検波する。アンテナ200により受信される信号は、AM変調された信号以下AM信号という。の他、隣接妨害ノイズによる信号以下妨害信号という。を含む。なお、AM信号は、DSB変調された信号である。AM検波器101は、供給された信号をAM検波できる構成であればどのようなものでもよい。例えば、AM検波器101は、包絡線検波が可能な回路により構成される。包絡線検波が可能な回路は、例えば、入力信号が通過するダイオードと、このダイオードに直列に接続された、抵抗器とコンデンサとから構成される並列回路と、により構成することができる。なお、抵抗器とコンデンサの時定数は、搬送波周波数や変調周波数に合わせて、適切に設計される必要がある。また、AM検波器101は、A/DAnalog/Digital変換器を備え、AM検波による復調により取得されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換して出力する。その理由は、後述する適応フィルタ105においては、ディジタル処理により信号が処理されるためである。FM検波器102は、アンテナ200により受信された信号をFM検波する。アンテナ200により受信される信号は、FM変調された信号以下FM信号という。ではないが、ここでFM検波により復調された信号は、後述する処理において妨害信号を排除するために使用される。FM検波器102は、供給された信号をFM検波できる構成であればどのようなものでもよい。例えば、FM検波器102は、周波数弁別器であってもよい。周波数弁別器は、例えば、フォスターシーレ回路やレシオ検波回路などである。また、FM検波器102は、A/DAnalog/Digital変換器を備え、FM検波による復調により取得されたアナログ信号を、ディジタル信号に変換して出力する。その理由は、後述する積分部103においては、ディジタル処理により信号が処理されるためである。積分部103は、FM検波器102から供給された信号により表されるデータを積分し、積分により得られたデータを表す信号を出力する。積分部103は、例えば、CPU11とROM12とRAM13とから構成される。なお、ROM12には、積分のためのプログラムが格納されているものとする。ヒルベルト変換部104は、積分部103から供給された信号により表されるデータをヒルベルト変換し、ヒルベルト変換により得られたデータを表す信号を出力する。ヒルベルト変換によれば、信号に含まれる全ての周波数成分について、位相が90度変化するが、信号のレベルや周波数は不変である。ヒルベルト変換部104は、例えば、CPU11とROM12とRAM13とから構成される。なお、ROM12には、ヒルベルト変換のためのプログラムが格納されているものとする。適応フィルタ105は、FM検波器102から供給された信号を参照信号として、AM検波器101から供給された信号を処理するフィルタである。なお、適応フィルタ105は、事前に伝達関数を決定できない場合に使用されるフィルタであり、最適化アルゴリズムに従って、伝達関数を自己適応させるフィルタである。図1に示すように、適応フィルタ105は、係数可変フィルタ106と、加算器減算器107と、係数修正部108と、を備える。係数可変フィルタ106は、係数修正部108から供給された係数に従って、ヒルベルト変換部104から供給された信号以下、適宜参照信号という。により表されるデータを処理し、処理後のデータを表す信号を出力する。係数可変フィルタ106としては、例えば、FIRFiniteImpulseResponseフィルタに代表される公知のディジタルフィルタを採用することができる。以下、係数可変フィルタ106が、タップ数が3であるFIRフィルタである場合について、係数可変フィルタ106が実行する処理について説明する。係数可変フィルタ106は、サンプリング周期毎に、Yn=a0×Xna1×Xn-1a2×Xn-2を計算するとともに、計算結果であるYnを表す信号を出力する。ここで、Xnは最新のサンプリングにより取得された入力データであり、Xn-1は最新のサンプリングよりも1つ前のサンプリングにより取得された入力データであり、Xn-2は最新のサンプリングよりも2つ前のサンプリングにより取得された入力データである。また、a0は最新の入力データに乗じられるフィルタ係数であり、a1は1つ前の入力データに乗じられるフィルタ係数であり、a2は2つ前の入力データに乗じられるフィルタ係数である。そして、Ynは、出力データである。なお、係数修正部108から供給される係数もしくは、係数群は、係数可変フィルタ106のフィルタ係数もしくは、フィルタ係数群であり、適応フィルタ105の伝達関数を形成する。加算器107は、AM検波器101から供給された信号以下、適宜入力信号という。により表されるデータから、係数可変フィルタ106から供給された信号により表されるデータを減じたデータを表す信号を出力する。加算器107から出力される信号は、適宜、出力信号、もしくは、誤差信号という。なお、図1における誤差信号は、B点において観測される信号と係数可変フィルタ106から出力される信号との差を表す信号である。係数修正部108は、係数修正アルゴリズムに従って、係数可変フィルタ106により使用される係数を修正する。具体的には、係数修正部108は、加算器107から供給される誤差信号により表されるデータが最小となるように、係数を修正する。係数修正アルゴリズムとしては、例えば、逐次最小二乗法によるRLSRecursiveLeastSquaresや最小平均二乗法によるLMSLeastMeanSquareを採用することができる。なお、適応フィルタ105に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ105に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高いほど、適応フィルタ105は効果的に作用し、入力信号から効率的にノイズ成分が除去される。適応フィルタ105は、例えば、CPU11とROM12とRAM13とから構成される。なお、ROM12には、フィルタリング処理を記述するプログラムや係数修正アルゴリズムを記述するプログラムなどが格納されているものとする。アンテナ200は、AM変調された電波であって隣接妨害ノイズを含む電波を受信し、アナログの電気信号に変換する。スピーカ300は、D/ADigital/Analog変換器を備え、加算器107から供給されたディジタルの音声信号をアナログの音声信号に変換し、さらに、アナログの音声信号を音声に変換して、出力する。次に、本実施形態に係るAM受信機100により、隣接妨害ノイズ等のノイズが効果的に低減されながらAM検波される様子を、図面を参照して説明する。まず、AM変調において、搬送波の周波数が200kHz、変調周波数が2kHz、変調度が30であり、妨害信号が、周波数が201kHz~209kHzのランダム雑音であり、DSB変調された場合の実験結果について説明する。ここで、実験においては、図1に示すように、A点、B点、C点、D点、E点、F点のそれぞれの観測点において、スペクトラムと波形とを観測した。A点は、アンテナ200からAM検波器101に供給される信号を観測するための観測点であり、アンテナ200とAM検波器101およびFM検波器102との間の観測点である。B点は、AM検波器101から加算器107に供給される信号を観測するための観測点であり、AM検波器101と加算器107との間の観測点である。C点は、FM検波器102から積分部103に供給される信号を観測するための観測点であり、FM検波器102と積分部103との間の観測点である。D点は、積分部103からヒルベルト変換部104に供給される信号を観測するための観測点であり、積分部103とヒルベルト変換部104との間の観測点である。E点は、ヒルベルト変換部104から係数可変フィルタ106に供給される信号を観測するための観測点であり、ヒルベルト変換部104と係数可変フィルタ106との間の観測点である。F点は、加算器107からスピーカ300に供給される信号を観測するための観測点であり、加算器107とスピーカ300との間の観測点である。図3は、A点において観測されたパワースペクトラムを示すグラフである。ここで、縦軸は、振幅の二乗を示し、単位はdBである。一方、横軸は、周波数を示し、単位はkHzである。以下、パワースペクトラムを示すグラフにおいては、縦軸は、単位をdBとして振幅の二乗を示し、横軸は単位をkHzとして周波数を示すものとする。A点においては、アンテナ200により受信された信号であって、DSB変調されたAM信号と妨害信号とを含む信号が観測される。従って、図3に示すように、A点においては、搬送波の周波数である200kHz辺りに強いピーク30dB程度が検知され、また、搬送波の周波数である200kHzに変調周波数である2kHzを加算した202kHzと、搬送波の周波数である200kHzから変調周波数である2kHzを減算した198kHzと、にも強いピーク10dB程度が検知される。また、A点においては、ランダム雑音の周波数帯域である201kHz~209kHzにおいて、ある程度のパワー-10dB程度が検知される。図4は、A点において観測された波形を示すグラフである。ここで、縦軸は、信号レベルを示し、単位は定義されていない典型的には、単位は、電圧値であると定義することができる。。一方、横軸は、時間を示し、単位はmsecである。以下、波形を示すグラフにおいては、縦軸は、信号レベルを示し、横軸は単位をmsecとして時間を示すものとする。図4に示すように、A点においては、変調周波数である2kHz程度の周波数を有する正負2つの包絡線が観測される。なお、図4においては、上側の包絡線をEUで示し、下側の包絡線をEDで示している。また、図4においては、理解を容易にするため、2つの包絡線に挟まれる領域をハッチングで示している。実際は、この領域において、この2つの包絡線の間を行き来するような波形であって、搬送波の周波数である200kHzの波形が観測される。次に、図5は、B点において観測されたパワースペクトラムと、F点において観測されたパワースペクトラムと、を示すグラフである。なお、図5において、B点において観測されたパワースペクトラムをPBで示し、F点において観測されたパワースペクトラムをPFで示している。ここで、B点においては、AM検波器101から出力された信号が観測される。そして、B点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。従って、図5に示すように、B点においては、変調周波数である2kHz辺りに強いピーク20dB程度が観測されるだけでなく、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、比較的高いレベル-10dB程度のパワーが観測される。一方、F点においては、加算器107から出力された信号が観測される。ここで、F点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が殆ど含まれていない。従って、図5に示すように、F点においては、変調周波数である2kHz辺りに強いピーク20dB程度が観測されるが、その他の周波数帯域においては、比較的低いレベル-50~-30dB程度のパワーしか観測されない。図6Aは、B点において観測された波形を示すグラフである。図6Aに示すように、B点においては、変調周波数である2kHz程度の周波数を有する波形であって、ランダム雑音によるノイズ成分によりいびつな形をした波形が観測される。つまり、B点において観測された波形は、AM変調がなされる前の音声信号の波形とは比較的異なる波形となる。図6Bは、F点において観測された波形を示すグラフである。図6Bに示すように、F点においては、変調周波数である2kHz程度の周波数を有する波形であって、ランダム雑音によるノイズ成分の影響が軽減された形をした波形が観測される。つまり、F点において観測された波形は、AM変調がなされる前の音声信号の波形と近似する波形となる。次に、図7は、C点において観測されたパワースペクトラムと、D点において観測されたパワースペクトラムと、E点において観測されたパワースペクトラムと、を示すグラフである。なお、図7において、C点において観測されたパワースペクトラムをPCで示し、D点において観測されたパワースペクトラムをPDで示し、E点において観測されたパワースペクトラムをPEで示している。なお、D点において観測されたパワースペクトラムと、E点において観測されたパワースペクトラムと、はほぼ同一のパワースペクトラムとなる。従って、理解を容易にするため、図7においては、D点において観測されたパワースペクトラムとE点において観測されたパワースペクトラムとのうち、一方のパワースペクトラムのみを示している。ここで、C点においては、FM検波器102から出力された信号が観測される。そして、C点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。また、FM検波器102から出力された信号に含まれる妨害信号の成分は、周波数が高くなるほどレベルが高くなる傾向があるいわゆる三角雑音特性。従って、図7に示すように、C点においては、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、周波数が高くなるほど強いパワーが観測される。つまり、C点においては、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、右肩上がりの波形が観測される。次に、D点においては、積分部103から出力された信号が観測される。そして、D点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。しかしながら、積分部103により積分処理がなされるので、積分部103から出力された信号に含まれる妨害信号の成分は、周波数が変化してもレベルが変化しなくなるフラットな特性。従って、図7に示すように、D点においては、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、フラットなパワーが観測される。つまり、D点においては、B点と同様に、周波数特性がフラットとなる。また、E点においては、ヒルベルト変換部104から出力された信号が観測される。そして、E点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分が含まれている。ここで、ヒルベルト変換部104によりヒルベルト変換がなされるが、ヒルベルト変換によっては、信号の周波数特性は変わらない。ヒルベルト変換によって変化するのは、信号の各周波数成分の位相である。従って、ヒルベルト変換部104から出力された信号に含まれる妨害信号の成分は、周波数が変化してもレベルが変化しないフラットな特性のままである。このため、図7に示すように、E点においては、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、フラットなパワーが観測される。図8は、C点において観測された波形と、D点において観測された波形と、E点において観測された波形と、を示すグラフである。図8においては、C点において観測された波形をWCで示し、D点において観測された波形をWDで示し、E点において観測された波形をWEで示す。図8に示すように、C点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。なお、FM検波器102においては、198kHz程度の周波数であるAM信号の成分と、202kHz程度の周波数であるAM信号の成分と、が互いに打ち消し合うため、AM信号の成分が検知されず、ノイズ信号の成分のみが検知される。一方、図8に示すように、D点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、積分部103により積分処理がなされるので、積分部103から出力された信号は、FM検波器102から出力された信号よりも、なだらかに変化するデータを示す信号となる。従って、D点において観測された波形は、C点において観測された波形よりも信号レベルの変化が小さい波形となる。また、積分処理のため、D点において観測された波形は、C点において観測された波形よりも位相が遅れた波形となる。また、図8に示すように、E点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、ヒルベルト変換部104によりヒルベルト変換がなされるので、ヒルベルト変換部104から出力された信号は、積分部103から出力された信号とは、各周波数成分の位相が異なる信号となる。従って、E点において観測された波形は、D点において観測された波形とは、異なる波形となる。次に、AM変調において、搬送波の周波数が200kHz、変調度が0であり、妨害信号が、周波数が201kHz~209kHzのランダム雑音であり、DSB変調された場合の実験結果について説明する。図9は、A点において観測されたパワースペクトラムを示すグラフである。A点においては、アンテナ200により受信された信号であって、DSB変調されたAM信号と妨害信号とを含む信号が観測される。ただし、変調度が0であるため、搬送波に重畳される信号はない。従って、図9に示すように、A点においては、搬送波の周波数である200kHz辺りに強いピーク30dB程度が検知され、ランダム雑音の周波数帯域である201kHz~209kHzにおいて、ある程度のパワー-10dB程度が検知される。図10は、A点において観測された波形を示すグラフである。図10に示すように、A点においては、ランダム雑音によって発生する正負2つの包絡線が観測される。なお、図10においては、上側の包絡線をEUで示し、下側の包絡線をEDで示している。また、図10においては、理解を容易にするため、2つの包絡線に挟まれる領域をハッチングで示している。実際は、この領域において、この2つの包絡線の間を行き来するような波形であって、搬送波の周波数である200kHzの波形が観測される。次に、図11は、B点において観測されたパワースペクトラムと、F点において観測されたパワースペクトラムと、を示すグラフである。なお、図11において、B点において観測されたパワースペクトラムをPBで示し、F点において観測されたパワースペクトラムをPFで示している。ここで、B点においては、AM検波器101から出力された信号が観測される。そして、B点において観測される信号は、ランダム雑音によるノイズ成分が主成分である。従って、図11に示すように、B点においては、変調周波数である2kHz辺りにはピークが観測されず、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、比較的高いレベル-10dB程度のパワーが観測される。一方、F点においては、加算器107から出力された信号が観測される。ここで、F点において観測される信号には、ランダム雑音によるノイズ成分も殆ど含まれていない。従って、図11に示すように、F点においては、0kHz~10kHz程度にわたる周波数帯域において、比較的低いレベル-50~-30dB程度のパワーしか観測されない。図12Aは、B点において観測された波形を示すグラフである。図12Aに示すように、B点においては、ランダム雑音によるノイズ成分により発生した波形が観測される。従って、B点において観測された波形は、比較的信号レベルが低い波形となる。図12Bは、F点において観測された波形を示すグラフである。図12Bに示すように、F点においては、ランダム雑音によるノイズ成分の影響が軽減された波形が観測される。つまり、F点において観測された波形は、極めて信号レベルが低い波形となる。図13は、B点において観測された波形と、D点において観測された波形と、E点において観測された波形と、を示すグラフである。図13においては、B点において観測された波形をWBで示し、D点において観測された波形をWDで示し、E点において観測された波形をWEで示す。図13に示すように、B点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。なお、本例では、AM変調度が0であるため、FM検波器102においては、AM信号の成分が検知されず、ノイズ信号の成分のみが検知される。一方、図13に示すように、D点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ただし、D点において観測された波形は、B点において観測された波形とは、各周波数成分の位相が異なるため、異なる波形となる。また、図13に示すように、E点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、ヒルベルト変換部104によりヒルベルト変換がなされるので、ヒルベルト変換部104から出力された信号は、積分部103から出力された信号とは、各周波数成分の位相が異なる信号となる。このため、E点において観測された波形は、D点において観測された波形とは、異なる波形となる。そして、E点において観測された波形は、B点において観測された波形とほぼ同じ波形相似する波形となる。以上説明したように、本実施形態に係るAM受信機100によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてAM検波されるため、AM変換前のAM信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るAM受信機100によれば、S/N比が改善される。以下に、妨害信号によるノイズの影響が抑制される理由について述べる。本実施形態では、適応フィルタ105において、AM検波器101から適応フィルタ105に供給される入力信号と、ヒルベルト変換部104から適応フィルタ105に供給される参照信号を係数に応じて処理した信号と、の差分を示す誤差信号が最小になるように係数が調整される。ここで、入力信号におけるノイズ成分と、参照信号におけるノイズ成分と、の相関が極めて高いため、入力信号からノイズ成分が効率良く取り除かれる。つまり、入力信号のノイズ成分と、FM検波器102から出力される信号のノイズ成分と、の相関はある程度高いものである。しかしながら、入力信号のノイズ成分と、積分部103から出力される信号のノイズ成分と、の相関はさらに高くなる。この理由は、積分部103から出力される信号の周波数特性は、FM検波器102から出力される信号の周波数特性よりも、入力信号の周波数特性と近いためである。そして、入力信号のノイズ成分と、ヒルベルト変換部104から出力される信号のノイズ成分と、の相関はさらに高くなる。この理由は、ヒルベルト変換部104から出力される信号の各周波数成分の位相は、積分部103から出力される信号の各周波数成分の位相よりも、入力信号の各周波数成分の位相と近いためである。第2の実施形態本発明のAM受信機の構成は、第1の実施形態に示す例に限られない。以下、図14を参照して、本実施形態に係るAM受信機110について説明する。図14に示すように、AM受信機110は、AM検波器101、FM検波器102、積分部103、ヒルベルト変換部104、適応フィルタ105、を備える。つまり、AM受信機110が備える構成自体は、AM受信機100が備える構成と同様である。AM受信機110が、AM受信機100と異なるのは、ヒルベルト変換部104が接続される位置である。つまり、ヒルベルト変換部104は、AM検波器101から供給された信号により示されるデータにヒルベルト変換を施し、ヒルベルト変換により取得されたデータを示す信号を入力信号として適応フィルタ105に供給する。一方、積分部103は、FM検波器102から供給された信号により示されるデータに積分処理を施し、積分処理により取得されたデータを示す信号を参照信号として適応フィルタ105に供給する。本実施形態では、AM変調において、搬送波の周波数が200kHz、変調度が0であり、妨害信号が、周波数が201kHz~209kHzのランダム雑音であり、DSB変調された場合の実験結果について説明する。ここで、実験においては、図14に示すように、A点、B点、C点、D点、E点、F点、G点のそれぞれの観測点において、スペクトラムと波形とを観測した。A点は、アンテナ200からAM検波器101に供給される信号を観測するための観測点であり、アンテナ200とAM検波器101およびFM検波器102との間の観測点である。B点は、AM検波器101からヒルベルト変換部104に供給される信号を観測するための観測点であり、AM検波器101とヒルベルト変換部104との間の観測点である。C点は、FM検波器102から積分部103に供給される信号を観測するための観測点であり、FM検波器102と積分部103との間の観測点である。D点およびE点は、積分部103から係数可変フィルタ106に供給される信号を観測するための観測点であり、積分部103と係数可変フィルタ106との間の観測点である。F点は、加算器107からスピーカ300に供給される信号を観測するための観測点であり、加算器107とスピーカ300との間の観測点である。G点は、ヒルベルト変換部104から加算器107に供給される信号を観測するための観測点であり、ヒルベルト変換部104と加算器107との間の観測点である。A点、B点、C点、D点およびF点において観測されるパワースペクトラムならびに波形は、第1の実施形態と同様であるため説明を省略する。以下、D点において観測される波形とG点において観測される波形とを例にして説明する。図15は、D点において観測された波形と、G点において観測された波形と、を示すグラフである。図15においては、D点において観測された波形をWDで示し、G点において観測された波形をWGで示す。図15に示すように、D点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。なお、本例では、AM変調度が0であるため、FM検波器102においては、AM信号の成分が検知されず、ノイズ信号の成分のみが検知される。一方、図15に示すように、G点においては、ランダム雑音によるノイズ成分を示す波形が観測される。ここで、ヒルベルト変換部104によりヒルベルト変換がなされるので、ヒルベルト変換部104から出力された信号は、AM検波器101から出力された信号とは、各周波数成分の位相が異なる信号となる。このため、G点において観測された波形は、B点において観測された波形とは、異なる波形となる。そして、G点において観測された波形は、D点において観測された波形と位相は180度異なるがほぼ同じ波形となる。なお、適応フィルタ105に供給される入力信号の位相と、適応フィルタ105に供給される参照信号の位相と、が180度異なる場合でも、入力信号に含まれるノイズ成分と参照信号に含まれるノイズ成分との相関が高ければ、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。以上説明したように、本実施形態に係るAM受信機110によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてAM検波されるため、AM変換前のAM信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るAM受信機110によれば、S/N比が改善される。第3の実施形態本発明のAM受信機の構成は、第1、2の実施形態に示す例に限られない。以下、図16を参照して、本実施形態に係るAM受信機120について説明する。図16に示すように、AM受信機120は、AM検波器101、FM検波器102、ヒルベルト変換部104、適応フィルタ105、を備える。つまり、AM受信機120が、AM受信機100と異なるのは、積分部103がないことだけである。つまり、AM検波器101は、アンテナ200から供給された信号をAM検波し、AM検波により取得されたデータを示す信号を入力信号として適応フィルタ105に供給する。一方、ヒルベルト変換部104は、AM検波器101から供給された信号により示されるデータにヒルベルト変換を施し、ヒルベルト変換により取得されたデータを示す信号を入力信号として適応フィルタ105に供給する。かかる構成によれば、ヒルベルト変換により、適応フィルタ105に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ105に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高くなるため、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。以上説明したように、本実施形態に係るAM受信機120によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてAM検波されるため、AM変換前のAM信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るAM受信機120によれば、S/N比が改善される。第4の実施形態本発明のAM受信機の構成は、第1~3の実施形態に示す例に限られない。以下、図17を参照して、本実施形態に係るAM受信機130について説明する。図17に示すように、AM受信機130は、AM検波器101、FM検波器102、積分部103、適応フィルタ105、を備える。つまり、AM受信機120が、AM受信機100と異なるのは、ヒルベルト変換部104がないことだけである。つまり、積分部103は、FM検波器102から供給された信号により示されるデータに積分処理を施し、積分処理により取得されたデータを示す信号を参照信号として適応フィルタ105に供給する。かかる構成によれば、積分処理により、適応フィルタ105に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ105に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高くなるため、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。以上説明したように、本実施形態に係るAM受信機130によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてAM検波されるため、AM変換前のAM信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るAM受信機130によれば、S/N比が改善される。第5の実施形態本発明のAM受信機の構成は、第1~4の実施形態に示す例に限られない。以下、図18を参照して、本実施形態に係るAM受信機140について説明する。図18に示すように、AM受信機140は、AM検波器101、FM検波器102、適応フィルタ105、を備える。つまり、AM受信機120が、AM受信機100と異なるのは、積分部103とヒルベルト変換部104とがないことだけである。つまり、FM検波器102は、アンテナ200から供給された信号をFM検波し、FM検波により取得されたデータを示す信号を参照信号として適応フィルタ105に供給する。かかる構成によれば、適応フィルタ105に供給される入力信号に含まれるノイズ成分と、適応フィルタ105に供給される参照信号に含まれるノイズ成分と、の相関が高くなるため、入力信号から効率よくノイズ成分が除去される。以上説明したように、本実施形態に係るAM受信機140によれば、妨害信号によるノイズの影響が抑制されてAM検波されるため、AM変換前のAM信号と近似する信号が取得される。つまり、本実施形態に係るAM受信機140によれば、S/N比が改善される。変形例本発明は、上記実施形態に開示したものに限られない。第1~5の実施形態においては、AM検波器101として、包絡線検波が可能な回路を採用する例を示したが、AM検波器101はこれに限られない。例えば、AM検波器101として、同期検波器、あるいは、解析信号を利用したAM検波器を採用することができる。なお、解析信号を利用したAM検波器は、例えば、AM変調信号を実部と虚部に分けて、それぞれを二乗して加えた後、平方根を演算し出力するAM検波器である。第1~5の実施形態においては、FM検波器102として、フォスターシーレ回路やレシオ検波回路などの周波数弁別器を採用する例を示したが、FM検波器102はこれに限られない。例えば、FM検波器102として、レシオ検波器、クォドラチャ検波器、PLLPhaseLockedLoop検波器、パルスカウント検波器、直交検波器を採用することができる。なお、直交検波器は、直交検波して、IQ信号のArcTanを演算した後、微分して出力するFM検波器である。第1~5の実施形態では、積分部103、ヒルベルト変換部104ならびに適応フィルタ105が、CPU11とROM12とROM13とから構成され、CPU11が、ROM12に記憶されているプログラムに従って、ディジタル信号を処理する例を示した。しかし、AM受信機100が備える各構成は、ソフトウェアによりディジタル信号を処理する構成でもよいし、ハードウェアによりアナログ信号を処理する構成であってもよい。例えば、これらの構成は、マイクロコンピュータ、FPGAFieldProgrammableGateArray、PLDProgrammableLogicDevice、DSPDisitalSignalProcessorなどにより構成されてもよい。例えば、積分部103は、コンデンサや抵抗器などから構成される回路であってもよい。なお、アナログ信号からディジタル信号への変換には、A/D変換器を使用することができ、ディジタル信号からアナログ信号への変換には、D/A変換器を使用することができる。なお、本発明に係るAM受信機は、第1~5の実施形態で示した構成に限られない。例えば、AM受信機100において、積分部103とヒルベルト変換部104との接続関係を逆にしてもよい。また、AM受信機110において、積分部103が除外された構成でもよい。なお、本発明に係るAM受信機は、専用のシステムによらず、通常のコンピュータシステムを用いても実現可能である。例えば、コンピュータに、上記動作を実行するためのプログラムを、フレキシブルディスク、CD-ROMCompactDiskReadOnlyMemory、DVDDigitalVersatileDisk、MOMagnetoOpticalDiskなどのコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶して配布し、これをコンピュータシステムにインストールすることにより、上述の処理を実行するAM受信機を構成しても良い。さらに、インターネット上のサーバ装置が有するディスク装置等にプログラムを記憶しておき、例えば、搬送波に重畳させて、コンピュータにダウンロード等するものとしてもよい。