AN50006
功率MOSFET的线性模式工作
版本2.0 — 2022年4月12日

应用笔记

文档信息信息内容关键字线性模式、饱和、MOSFET、SOA、温度不稳定性、Spirito效应、LDO、有源钳位、安全气囊、软启
动、热插拔

摘要

了解MOSFET的线性模式工作和热不稳定性，同时应用SOA温度降额方法来设计更稳定可靠的电路

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功率MOSFET的线性模式工作1. 导言
功率MOSFET因其超低的RDSon和传导损耗被广泛地用作开关器件。但在很多应用中，MOSFET被应用在其饱和状态，某些情况要求同一器件在这两种模式中保持良好的稳定性和性能。本应用笔记旨在从理论角度描述线性模式工作的主要特性。而且本文也将讨论高温情况下SOA（安全工作区域）降额和脉冲波形转换情况下应用的主题，同时还在相关段落中提供原理图示例。

2. 线性模式定义在线性模式下，MOSFET在饱和状态或饱和区域中工作，它表现为栅极电压控制的电流源。与完全导通（或完全增强）的情况相反，MOSFET在线性模式下的漏极-源极阻抗相对较高，因而功耗也比较高。
在线性模式下，功率等于漏极电流与漏极-源极电压的乘积(ID × VDS)，两者数值都比较高。
线性模态可以用下面的方程组来解析。MOSFET必须处于导通状态（公式1），并且VDS大于过驱动电
压(VOD)（公式2）。如果满足上述两个条件，漏极电流将与VOD的平方（也就是施加的VGS）成正比，如公式3所示，其中的k是一个技术参数，和所使用的Trench技术类型相关。
(1)
(2)
(3)
MOSFET的输出特性（图1）描述了ID随VDS和VGS的变化：•对于低VDS和大约7 V~10 V的VGS，电流和电压之间为线性关系。MOSFET在线性区域（或欧姆区）
中工作，它的行为就像一个电阻（完全导通）。在这种情况下，功耗比较低，计算方式为ID2 ×RDSon。

•对于较高的VDS和给定的VGS，ID相当恒定。在饱和区中，随着VGS增大，电流也会增大。在这种情况下，功耗比较高，计算方式为VDS × ID。

MOSFET在线性模式下有两种工作方式：间接地，持续时间短，是由于开关动作导致的；或者是直接地，持续时间较长。事实上，每次当MOSFET导通和关断时，都会伴随着线性模式。参考图1，在导
通过程中，MOSFET的工作点从高VDS和零ID（关断状态）移动至低VDS和高ID。如果最终目标是使用
MOSFET作为开关，那么尝试通过缩短开关时间来减少在线性模式下的时间和功耗，通常是很好的做法。相反，某些应用要求MOSFET有意在线性模式下工作（曲线2）。在这种情况下，我们建议：AN50006应用笔记•在给定的脉冲持续时间和贴装基底温度(Tmb)下，保证器件在SOA曲线内运行。

•采用合适的散热管理技术。

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功率MOSFET的线性模式工作欧姆区饱和区导通导通关断[1] RDSon工作模式导通/关断轨迹；[2] 线性模式工作导通/关断轨迹图1. MOSFET输出特性示例：导通/关断轨迹

3. 典型线性模式应用示例
3.1. 安全气囊应用Y数据(-)

m1/漏极 – net3

时间(s)

电压(V)

电流(A)

m1/i（漏极）

时间(s)

时间(s)

图2. 安全气囊应用原理图和波形

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功率MOSFET的线性模式工作3.2. 有源钳位电压(V)net15；vgen1/v

m11/i(d)；net29

电压

电流(A)

电压(V)

时间(s)

电压
时间(s)

图3. 有源钳位原理图和波形

3.3. 电容器预充电（软启动/热插拔）负载；r89/i；r96/i；ep2q1/v_sense

Tjunction（结温）n个元件电压(V)Cauer热模型

电流(A)

电流(A)

负载电压(V)负载时间(s)图4. 软启动原理图和波形

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功率MOSFET的线性模式工作3.4. LDO（低压差）线性稳压器

电压(V)

电流(A)

net6；r3/i

C_Temperature (degC)（结温-°C）

时间(s)

时间(s)

图5. LDO原理图和波形

4. SOA曲线
安全工作区(SOA)曲线显示了器件在出现故障之前能够安全处理的功率。该图显示了漏极电流与漏极源极电压的关系。这个限制取决于功率的持续时间，以及MOSFET的工作区域。该图仅对25˚C的恒定
安装基底温度和单脉冲或直流操作有效。SOA在线性模式工作下尤其有用。图6显示了在脉冲宽度为
1 ms的条件下，MOSFET能够安全可靠地工作的区域，限值为VDS = 3 V，脉冲宽度为1 ms。

限值DC直流Tmb = 25°C；IDM为单次脉冲图6. SOA：VDS = 3 V、脉冲宽度为1 ms条件下的1 ms最大电流限值AN50006

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功率MOSFET的线性模式工作图7显示了如何根据MOSFET的工作区域来细分SOA曲线（假定为1 ms的时间脉冲）。黄线表示RDSon
模式下的限值，绿线表示封装带来的限值，蓝线表示雪崩带来的限值（在发生雪崩之前，处于最高额定电压下）。有关SOA限值的更深入描述，请参见AN11158 ：了解功率 MOSFET 数据手册中的参数（第3.1节“安全工作区(SOA)曲线”）。
红线显示在线性模式工作过程中的限值。此限值经过实验的验证，在实验中保持VDS恒定，同时让脉冲电流持续特定时间。如公式4所示，它取决于MOSFET (Zth)的热阻抗、最大结温(Tj(max) = 175˚C)和安装基底温度(Tmb)。
(4)限值DC
直流

Tmb = 25°C；IDM为单次脉冲

图7. SOA曲线；曲线限值根据公式4，随着脉冲时间减少，限值会提高（可承受更高功耗），因为在脉冲时间较短的情况下，Zth降低（参见图8）。最后，红色虚线表示Spirito区域，在该区域中将出现热不稳定性，在第5.1节中，我们将对此主题进行更详细讨论。

单次图8. 结至安装基底的瞬态热阻与脉冲持续时间的函数关系

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功率MOSFET的线性模式工作5. 温度依赖性5.1. 热不稳定性
对于固定的VDS，我们在转移特性图中显示了漏极电流随栅极偏置电压的变化，如图9所示。该图使用两条线显示在25˚C（实线）和175˚C（虚线）的结温下的MOSFET工作情况。对于足够低的VGS，由于阈值电压(VGSth)的负温度系数，MOSFET在175˚C结温下工作时可驱动的电流多于在25˚C时，如图10所示。在这种情况下，MOSFET在热不稳定性区域中工作，这是由电流的正温度系数决定的。即便考虑硅芯片上的单个点，也同样如此。

负温度系数

零点温度系数(ZTC)

正温度系数

图9. 转移特性，显示了正温度系数和负温度系数区域
但是，这种现象可以避免。事实上，对于特定的VDS，存在一个临界电流，在高于这个电流的情况下，会出现负反馈，从而导致热稳定性。这个临界电流称为零点温度系数(ZTC)点。

MaxTypMin

图10. 栅极-源极阈值电压与结温的函数关系

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功率MOSFET的线性模式工作
在SOA曲线上，两条斜率不同的功率线与其相交的拐点显示了热不稳定性，如图11所示（对于1 ms脉冲，拐点位于5 V的位置）。理论限值以蓝色虚线表示，可以使用公式4计算，其中Zth = Zth(j-mb)。此限值可以使用RC热模型来确定，例如图12显示的Cauer模型。红色虚线表示器件的实际性能。在这种情况下，Zth ≠ Zth(j-mb) ，因此限值不能使用电气模型来确定。性能降低可能非常严重：在这种情况下，
VDS为20 V，MOSFET能够处理的最大电流从理论上的60 A降低至15 A左右（降低75%）。这种现象
也称为Spirito效应，它是由于硅芯片上的电流分布不均匀导致的1。在ZTC点的下方，如果某个小区域的温度高于芯片其他部分，它将消耗更多电流，产生更高功耗，因而变得更热。这个过程最终导致热
失控，MOSFET因为三端短路而损坏。在芯片中心附近和接近晶圆焊接结构的位置，将出现烧灼痕迹，
正如“AN11243：功率MOSFET上的电气过压的故障特征”（第1.3节 线性模式工作）所述。

限值DC直流Tmb = 25°C；IDM为单次脉冲
图11. SOA曲线：Spirito效应
此外，我们还观察到，这些热点在更宽的功率脉冲范围内出现更加频繁。请参考图11，对于10 ms时
间脉冲，Spirito效应发生在较低VDS（大约3 V）的位置，对于1 ms脉冲，则发生在VDS(5 V)的位置，
而任何电压下的直流工作都受到热不稳定性的限制。

图12. Cauer RC热模型电流在硅芯片上分布不均匀，受到多个因素的影响，包括MOSFET单元的均匀性、芯片连接的完整性和均匀性。除此之外，晶圆焊接技术的类型也会产生很大影响。如图13所示，焊线会增加芯片上的小点中的电流密度，可能会让它们变成热点。另一方面，LFPAK的铜夹片可以防止局部电流拥挤，从而
降低形成热点的可能性。

1 低压功率MOS的电热不稳定性：实验表征 - IEEE；G. Breglio、F. Frisina、A. Magri、P. Spirito

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功率MOSFET的线性模式工作注意：LFPAK88和D2PAK的电流密度等值线标度不同，参见随附的颜色标度
图13. a）LFPAK88和b）D2PAK封装的电流分布等值线
此外，单元密度也会影响SOA的形状。由于单元间距较宽，单元密度较低，因而老式Trench（或Planar）技术展现出较高的RDSon。对于给定的漏极电流，老式技术中的单元更可能在高于ZTC点的范
围工作，由于每单元电流能力较高，因而工作具有热稳定性。因此，对于给定的芯片尺寸，老式Trench（或Planar）技术展现出较高的RDSon，但在线性模式下性能更好。
新式Trench结构采用创新技术，在其他一些方面显著提升了性能，例如在开关、雪崩和稳态性能方面。
但是，新技术的线性模式功能通常较差，需要满足比较严格的要求时，设计人员可以有以下两种选择（在热设计无法改进的情况下）：使用较低的Rth(j-mb)（芯片更大）和较大的封装、采用旧式技术（单元密度较低）的MOSFET；或者使用来自Nexperia增强SOA功能的ASFET产品组合MOSFET。

5.2. 高温SOA降额Nexperia的数据手册中的SOA曲线仅对25˚C的安装基底温度有效。如果安装基底温度不同，SOA曲线必须考虑降额，因为在其他温度下的功能特性一般没有直接标示。在这种情况下，我们可以通过方法来查找新限值的准确或近似值，这要取决于器件的工作区域。
有三种主要降额方法，具体取决于哪个数值进行了缩放或保持恒定。如果电流进行了缩放，则电压保持恒定，反之亦然，如果电压进行了缩放，则电流保持恒定。第三个选项是对电压和电流都进行缩放，从而保持功率恒定。这些方法通过相同的方式，对RDSon、封装、击穿和线性模式限值进行预测。唯一的差异是如何近似计算Spirito区域，也就是拐点的位置。对于选定的VDS，电流缩放方法可以得到最高的限值，而电压缩放方法得到最低的限值。通常，与测量的热SOA比较，我们发现每种方法都会低估
器件的真实性能，这就提供了一定的安全裕量，更好地避免热不稳定性。如图14所示，电流缩放方法
通常提供最佳的Spirito近似值。表1总结了使用三种方法和测量来预测的电流限值，VDS = 30 V，Tmb =125˚C，脉冲宽度为1 ms。

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功率MOSFET的线性模式工作测量值

图14. BUK7Y2R0-40H的SOA降额方法与测量的对比实例
表1. 缩放方法与测量数据的对比ID限值：VDS = 30 V；Tmb = 125˚C；脉冲宽度 = 1 ms测量值电流缩放电压缩放功率缩放

4A

1.5 A

1A

0.4 A

在应用这些方法之前，必须计算功率缩放系数(kPSF)。可以通过查看图15中的图形来获取该系数，或者使用公式5进行计算。此图表在Nexperia的数据手册中提供，代表标准化功耗，与安装基底温度的函数
关系。由于双重缩放，功率缩放方法使用了不同的系数，使用公式6进行计算。

图15. 标准化总功耗与安装基底温度的函数关系：功率缩放系数(5)(6)

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功率MOSFET的线性模式工作例如，MOSFET的电流限值是使用电流缩放方法计算的，Tmb = 100˚C，VDS = 3 V，脉冲宽度为1ms：
1. 在Tmb = 25˚C条件下的电流限值为400 A，如图16所示。
2. kPSF使用公式5进行计算，精确值为0.5（即50%）。
3. 在Tmb = 100˚C条件下的新限值为200 A，使用公式7计算。
(7)

限值

DC
直流

图16. 数据手册SOA：在Tmb = 25˚C条件下的电流限值
完整的热SOA图表可以使用以下步骤绘制（使用电流缩放方法，它也可以适应其他方法）：•RDSon限值线不降额，因为它是使用175˚C条件下的RDSon计算的。

•线性模式拐点和击穿限值下移，使用功率缩放系数（在此情况下，该系数为0.5）来计算新的电流限值。当电流为原始电流一半时，产生Spirito区域的新拐点。

•最后，线条可以使用相同的坡度，延伸到端点。

限值DC直流图17. 在Tmb = 100˚C、脉冲宽度为1 ms条件下，使用电流缩放方法计算的降额SOA限值

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功率MOSFET的线性模式工作6. SOA：脉冲波形转换在某些应用中，功率可能不是矩形脉冲，或者持续时间与SOA图形中提供的值不同。在这两种情况下，可以执行功率形状转换，并且在经过验证的SOA内工作。如果MOSFET在欧姆模式或线性模式下工作，这种转换是准确的。但是，如果在Spirito区域中工作，这种转换可能不准确。
如果MOSFET不在Spirito区域中工作，可以通过调节持续时间或峰值，将脉冲转换为具有相同能量的矩形脉冲。图18显示了三角形功率脉冲的转换。如果SOA图形没有提供该脉冲的脉冲持续时间，可以使用数据手册（或RC热模型）中的热阻抗值和公式4来计算限值。我们始终推荐使用热模型和电热模型来精确地预测结温。

图18. MOSFET在Spirito区域外工作时，三角形脉冲的功率波形转换
如果器件在Spirito区域内工作，则脉冲无法通过热阻抗的方式进行转换。在这种情况下，使用热模型和电热模型只能得到平均结温，它不反映热点的温度。一种保守的方法是考虑一个与原始脉冲峰值和
持续时间相同的矩形脉冲。但是，根据我们的经验，建议将三角形脉冲转换为具有相同持续时间但峰
值仅为一半的矩形脉冲。我们已经使用BUK7S1R0-40H进行了测试，有源钳位电路如图19所示。值得
注意的是，这些结果应视为仅对特定器件有效。

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功率MOSFET的线性模式工作电压电压图19. 使用BUK7S1R0-40H的有源钳位电路
有源钳位在感性开关中使用，类似于雪崩，但器件在线性模式下工作，钳位电压比在雪崩中更低。当开关sw1位于关断位置，MOSFET M1处于导通状态时，电流可以通过主电路。一旦电感“已充电”，MOSFET将会关断。贮存在电感中的能量会产生高电压，击穿齐纳二极管ZD1。这样栅极电压会被钳位，导通MOSFET，使其MOSFET吸收电感释放的能量。在最后一次激活过程中，MOSFET在线性模式下工作，其漏极电流逐渐降低但VDS相当恒定，如图20（仿真）所示。因此，这样会形成三角形脉
冲，持续1 ms。

时间(ms)

图20. MOSFET在有源钳位过程中的VDS和ID
该电路用于在VDS为20 V、22 V和28 V的情况下，对BUK7S1R0-40H进行测试。该限值是通过使用数据手册中SOA的相同方法，降额发生损坏的电流来获取的。图21显示了不同钳位电压下的电流能力和
雪崩时间(IAL)的关系。表2总结了使用1 m脉冲时的图形结果。图中显示，三角形脉冲的电流能力为矩形脉冲的2倍左右。随着电压提高，电流会降低，与预测的矩形脉冲的情况相同。

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功率MOSFET的线性模式工作时间(s)(1) IAL；(2) VCL = 20 V；(3) VCL = 22 V；(4) VCL = 28 V
图21. BUK7S1R0-40H的电流能力与雪崩时间的关系，以及它在有源钳位过程中的电流能力
表2. BUK7S1R0-40H：三角形和矩形脉冲能力
1 ms有源钳位

1 ms SOA（数据手册）

电压(V)

电流(A)

电流(A)

20351622311428158

相同的原理也适用于电容预充电，此时MOSFET会产生三角形脉冲。但在此情况下，ID是恒定的，VDS降低。由于电压降低，导致工作点向SOA图形左侧移动，远离Spirito区域，对于有源钳位而言，出现热不稳定性的风险较低。

7. 结论
在本应用笔记中，我们提供了MOSFET线性模式工作的概述。在简短的理论介绍之后，重点强调线性模式与RDSon模式的主要差异，并描述了线性模式与SOA之间的关系。其中包括热不稳定性（Spirito区域）、高温SOA降额方法和脉冲波形转换。

8. 修订记录
表3. 修订记录
修订编号

日期

描述

2.02022/4/12

第5.1节中的文本更新。

1.02022/4/1

初始版本。

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功率MOSFET的线性模式工作9. 法律信息定义
初稿 — 本文仅为初稿版本。内容仍在内部审查，尚未正式批准，可能会有进一步
修改或补充。Nexperia对此处所含信息的准确性或完整性不做任何说明或保证，并对因使用此信息而带来的后果不承担任何责任。

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商标
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功率MOSFET的线性模式工作

表目录
表1. 缩放方法与测量数据的对比 ...........................................10
表2. BUK7S1R0-40H：三角形和矩形脉冲能力 ....................14
表3. 修订记录 .......................................................................14AN50006

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功率MOSFET的线性模式工作图目录
图1. MOSFET输出特性示例：导通/关断轨迹 ......................... 3
图2. 安全气囊应用原理图和波形 ............................................. 3
图3. 有源钳位原理图和波形 .................................................... 4图4. 软启动原理图和波形 ....................................................... 4图5. LDO原理图和波形 ........................................................... 5
图6. SOA：VDS = 3 V、脉冲宽度为1 ms条件下的
1 ms最大电流限值 .................................................................. 5
图7. SOA曲线；曲线限值 ....................................................... 6
图8. 结至安装基底的瞬态热阻与脉冲持续时间的函数关系；典型值 .................................................................................... 6
图9. 转移特性，显示了正温度系数和负温度系数区域............. 7
图10. 栅极-源极阈值电压与结温的函数关系 ........................... 7图11. SOA曲线：Spirito效应 .................................................. 8图12. Cauer RC热模型 ........................................................... 8
图13. a）LFPAK88和b）D2PAK封装的电流分布等值线 ........ 9
图14. BUK7Y2R0-40H的SOA降额方法与测量的对比实例.....10
图15. 标准化总功耗与安装基底温度的函数关系：
功率缩放系数.........................................................................10
图16. 数据手册SOA：在Tmb = 25˚C条件下的电流限值 ..........11
图17. 在Tmb = 100˚C、脉冲宽度为1 ms条件下，使用电流缩放方法计算的降额SOA限值 .................................11
图18. MOSFET在Spirito区域外工作时，三角形脉冲的功率波形转换 ...................................................12
图19. 使用BUK7S1R0-40H的有源钳位电路 ..........................13
图20. MOSFET在有源钳位过程中的VDS和ID..........................13
图21. BUK7S1R0-40H的电流能力与雪崩时间的关系，
以及它在有源钳位过程中的电流能力 .....................................14AN50006

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功率MOSFET的线性模式工作目录
1.

导言 ............................................................................... 22.

线性模式定义 ................................................................. 23.

典型线性模式应用示例 ................................................... 33.1. 安全气囊应用 ................................................................. 33.2. 有源钳位 ........................................................................ 43.3. 电容器预充电（软启动/热插拔）.................................... 4
3.4. LDO（低压差）线性稳压器............................................ 54.

SOA曲线 ........................................................................ 55.

温度依赖性 ..................................................................... 75.1. 热不稳定性 ..................................................................... 75.2. 高温SOA降额 ................................................................. 96.

SOA：脉冲波形转换 .....................................................127.

结论 ..............................................................................148.

修订记录 .......................................................................149.

法律信息 .......................................................................15© Nexperia B.V. 2022年。保留所有权利更多详情，请访问：http://www.nexperia.com
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