特別論文

GaAs デバイス技術のミリ波応用

Application of GaAs Device Technology to Millimeter-Waves
＊

徳満 恒雄

Tsuneo Tokumitsu

久保田

Miki Kubota

幹

酒井

和男

Kazuo Sakai

川合 貴久

Takahisa Kawai

SEDI/SEI で開発した 3 次元 Wafer-Level Chip Size Package（WLCSP）技術を基盤とするミリ波 GaAs デバイス技術を紹介する。この“3-D WLCSP”は 10GHz からミリ波に到るまで対応可能なフリップチップ実装構造のプラットフォームであり、現在使用するトランジ
スタは 0.1µm ゲート長・ AlGaAs/GaAs PHEMT である。自動車レーダ（76GHz 帯、79GHz 帯）市場は 2016 年には数百万ユニットに達すると予測されている。80GHz 帯（E バンド）高速無線通信は急拡大する携帯・モバイル通信を支える大容量バックホールとして実用化の機運が高まってきた。これらの応用分野に対する当社の 3-D WLCSP MMIC について記述する。併せて、市場における技術動向を踏まえて 3-D WLCSP 技術の優位性について述べる。

This paper introduces a novel three-dimensional wafer-level chip size package (3-D WLCSP) technology developed by
Sumitomo Electric Device Innovations, Inc. and Sumitomo Electric Industries, Ltd. Our 3-D WLCSP monolithic microwave
integrated circuit (MMIC) employs 0.1 µm-gate AlGaAs/GaAs pseudomorphic high electron mobility transistors (PHEMTs)
and is designed to be flip-chip assembled to make an excellent platform working at all frequencies from 10 GHz tomillimeter-waves. In the millimeter-wave region, the 76 GHz- and 79 GHz-band automotive radars are rapidly growing in
popularity and the 80 GHz-band (E-band) high-speed microwave communication transceiver is taking off in production. This
paper describes our 3-D WLCSP MMIC for such applications, making a comparison between 3-D WLCSP and Si-based
technologies.
キーワード： 3 次元 WLCSP、ミリ波応用、フリップチップ、集積性、実装性

1.

緒

言

最も早く市場に登場したミリ波技術である自動車安全走が変わらないため、76GHz/79GHz 帯自動車レーダ用およ行支援用ミリ波レーダ市場が立ち上がって 10 年程経過し、び 80GHz 帯（E バンド）用 MMIC の開発も比較的容易に推その市場規模は毎年大きくなっている。2016 年には数百進できる。

万ユニット／年に達するとみられる。それに伴って大衆車

ここでは、この 3-D WLCSP 技術をベースにしたミリ波にまで適用範囲が広がりつつあり、低価格量産技術が必須

デバイス研究開発の概要について述べる。先に、既に商用になってきた。低コスト・量産化を担うものとして SiGe

化されているミリ波レーダ用モジュールについて概説す

HBT（1）、（2）や CMOS（3）〜（5）が GaAs PHEMT に対抗している。次に、低コスト化・量産化を目的とした 3-D WLCSPる。しかし、車載レーダ用途ではエンジンルーム付近に取の構造と特徴について述べる。次に、3-D WLCSP 対応のり付けられるという特殊性があるため Si か GaAs かという

ミリ波レーダ用デバイスおよび E バンド通信用デバイスの議論は決着していない。現在両立して市場を二分してい各種機能設計について述べる。また、他技術に対する優位る。また、生産規模および多様なレーダ装置仕様に起因し性についても言及する。

て、今でも小回りが利く製造技術が求められている。住友
電工デバイスイノベーション（SEDI）および当社（SEI）
では 3 次元 GaAs MMIC 技術を発展させた Wafer-Level2.

現行ミリ波レーダの概要

Chip Size Package（WLCSP）技術を立上げた（6）〜（8）。接車間距離を測定する自動車ミリ波レーダでは FMCW

地導体で覆われたチップ表面の微小半田ボールを介してフ（Frequency Modulated Continuous Wave）方式が主流

リップチップ実装できる特徴を持ち、パッケージ不要、ワである。この方式では鋸歯状に周波数変化する信号を前／

イヤ接続・調整不要、3 次元高集積を実現している。その後方に発出し、前／後方車両で反射され自車で受信されるため、アセンブリの簡易化と量産化に応えられる技術であ

信号とのビートを生成し、このビート周波数 fr から車間距り、既に 13GHz から 38GHz にわたる基地局間無線通信

離 R を算出する。図 1 に原理図と演算式を示す。

（以下、Radio-Link と称する）用途に採用されつつある。
この技術によればマイクロ波からミリ波まで最終製品形態

52

GaAs デバイス技術のミリ波応用

現在、使用する周波数 f は 76GHz＜ f＜77GHz 内に収まらなければならない（将来的には 79GHz を中心にした

図2
図1

FMCW レーダの原理（c ：光速、Δf ：周波数変化幅、fm ：繰返し周期）

レーダユニット・ミリ波モジュールの基本構成

ト周波数帯域での雑音指数※2 として評価することができる。
これらの 1/f 雑音はビート信号に被さるため検知精度の劣化の原因となる。三つ目は、送信−受信経路全体が十分高

4GHz帯域のシステムも考えられている）。また、周波数変い感度を持つための条件である。PA 出力 P0、受信器変換

調には高い線形性と低位相雑音性能が要求される。車間距離

利得 GC、受信器雑音指数 N を用いて P0GC/N（dBm）を性が変化する場合にはドップラー効果による周波数偏移が発生能指標としており、一定値以上にしなければならない。こする（破線の受信波形が上下する）が、隣接する検出区間のれは検出可能な最大距離を設定するために必要である。

異なる f r の和に 1/2を掛けたものが瞬時の車間距離である。

また、受信器の構成はアンテナによるレーダスキャン方

ドップラー周波数は両者の差に 1/2 を掛ければ得られる。

式によって異なる。ミリ波は空間を直進する性質があるの

自車の前方からミリ波を発出するために、レーダユニッ

に対して、道路は概してカーブしている。常に前／後方車

トはエンブレムの裏に装着される。ミリ波は薄いメッキを両を検知できるように、ミリ波ビームを所定の角度範囲で容易に通過する。この場所はエンジンルームに近いので高スキャンする必要がある。スキャン方式には電子スキャン

温になりやすい。また、寒冷である場合でも問題なく起動とメカスキャンがあり、電子スキャンでは複数ペアのアン

しなければならない。そのため低温から高温までの広い温テナ・受信器、メカスキャンでは 1 受信器とアンテナ駆動

度範囲での動作補償が必須である。この温度範囲は-40℃機構が必要である。どういう方式を実現するかはレーダユ～+140℃ないしそれ以上である。

ニットメーカの独自性・製品コンセプトに依存する。

取付位置および重量制限のため、レーダユニットは小型・軽量でなければならない。これを満たすデバイス技

図 3 に SEDI 製品例を紹介する。左は 76GHz 帯送受信機である。送受信 MMIC は金ピラーを使用する特殊な設計術 と し て MMIC（Monolithic Microwave Integrated

で、基板裏面にフリップチップ熱圧着後に金属キャップでCircuit）が積極的に用いられている。MMIC は量産性が高封止されている（9）。中央は周波数 4 逓倍器内蔵の 38GHz 帯

く、また低コスト化の鍵になる。自動車レーダが実用化され商用が立ち上がった 2000 年～2004 年頃に比べ、大衆車への搭載が進められようとしている現在では MMIC 化の重要性は一層高くなっている。そして、GaAs PHEMT、SiGe
HBT、CMOS といったデバイス間での競争が興っている。
レーダユニットのミリ波モジュール構成は図 2 に示すものが用いられる。FMCW 信号を発生する電圧制御発振器（VCO）の出力周波数を逓倍し、それを 10dBm 以上のレベルまで増幅する。その途中の段階で一部信号を取り出して増幅し、受信ダウンコンバータの局部発振（LO）信号として使用する。これにより射出した信号とのビートを生成することができる。ここで、三つの点に留意しなければならない。一つ目は VCO の位相雑音 ※1 を低く抑えることである。VCO のキャリア近傍位相雑音（1/f 雑音起因）が、受信ミキサ出力にビート信号と一緒に現れる。二つ目は受信ミキサそのものの 1/f 雑音である。これはミキサのビー

図3

ミリ波レーダ用 SEDI 製品例2014 年 7 月・ S E I テクニカルレビュー・第 185 号

53

VCO で金属パッケージに封止されている（10）。ミリ波レーの微細配線と半田ボールにより高集積・フリップチップ半

ダの適用範囲拡大に伴い、VCO は 9.5GHz 帯部分を 1 チッ田リフロー実装が可能になり、ワイヤ不要で量産性の高い

プ MMIC・プラスチックパッケージ化し、周波数 4 逓倍

アセンブリが可能になる。製品化の工程は図 5 に示すよう（9.5GHz/38GHz）部を送受信 MMIC に包含する低コストに簡潔である。半田ボールを配置した後にウェハをダイシ化を既に実施している。ただし、これらは完成までに若干ングすれば製品となる。また、PCB にチップをアップサイの調整を必要とする。

ドダウンで配置してリフローすればよい（図 4）。

3.

3 次元 WLCSP 技術
3-D WLCSP MMIC は半導体基板表面にポリイミド多層薄膜を形成し、その膜構造内にマイクロ波・ミリ波回路を構成する MMIC である。トランジスタ（PHEMT）、容量、抵抗は GaAs 基板に形成する。多層膜表面を接地金属で覆うことにより実装時に性能が変化しないフリップチップ実図5

装を可能にしている（6）、（11）。

製品化工程の特徴

図 4 に、3-D WLCSP 技術と従来技術を比較して示す。上

図が従来技術、下図が3-D WLCSP技術である。従来技術では GaAs 基板を伝送線路の基板（伝送媒体）に使用するた

この技術は Radio-Link（13GHz～42GHz 内の数バンド）

め高集積化が難しい。また、金ワイヤで接続するため、ミに用いるところから実用化された。しかし、Radio-Link かリ波ではその影響を強く受ける。ワイヤからの放射が匡体

ら 100GHz に到る広い周波数範囲に適用できる（図 6）と内での不安定性を生じさせることもある。ワイヤ長を最短いう特徴を有している。また、WLCSP MMIC そのものがにしてもバラツキと L 性の影響は除去できないため、アセ耐湿性を具備しているためパッケージが不要になる。これ

ンブリ段階で量産性が損なわれる。半田リフロー対応にしらの特徴により、低コスト化とアセンブリの簡易化が可能

ようとすれば、別途表面実装用インタポーザが必要である。

になる。つまり、全周波数対応で量産性に優れた MMIC 構造であり、製品開発のプラットフォームになる。

図6

4.

他技術との比較WLCSP 対応の設計技術
多層薄膜表面を覆う形式の 3 次元 MMIC では、伝送線路

図43-D WLCSP 技術と従来技術との比較としての配線を 10µm 程度に細くできる反面、配線損失を
無 視 で き な く な る 。そ の た め 、PHEMT の 性 能 を 向 上（ゲート長：0.1µm, f T : 85GHz, f max : 230GHz, NF min@12GHz: 0.5dB）し、かつ、高利得を得やすい増幅器構

3-D WLCSP 技術では対応する伝送線路を微細化できる。

成を採用した。増幅器実現の如何がプラットフォームの成

線路幅およびスペーシングは 10µm、＞30µm 程度である。

否に関わる。以下、増幅器、周波数逓倍器、周波数変換

層間は微細なスルーホールで接続できる。多層薄膜表面を器、発振器について個別に述べる。

接地金属で覆うことを前提に、伝送線路仕様を決める。接A.

地金属用および入出力・電源用パッドをバリアメタル※3 付増幅器

高利得増幅器の構成と特性を図 7 に示す。カレントリで形成し、微小半田ボールを自動配置して完成する。各薄ユース型の一つであり、第2 PHEMTのドレインに供給する膜には耐湿性処理を施してパッケージ不要にしている。こ。各
電流は、そのソースを介して第1 PHEMTにも流れる（12）54

GaAs デバイス技術のミリ波応用

PHEMT のゲートバイアスは抵抗 RS によって決定される。
直流バイアス回路が非常に簡易であり、細い配線の特徴も活かして大幅な小型化が可能になる。76GHz 帯においても12dB の利得を実現できる。この高利得は二つの PHEMTの段間が高インピーダンス・電圧駆動になっているからで、破線部の利得 S21DUAL は、

図8

図7

E バンド対応の高利得増幅器

カレント・リユース型増幅器の構成と特性になる。ここで、Yds はPHEMTのドレイン－ソース間アド
ミッタンス（容量性）である。分母の絶対値が1/2となるよう
2と表されにθ、YRL を設定すれば、利得|S21DUAL |は（2gm Z0）

る。単一のソース接地 PHEMT の利得|S21CSF |は 2g m Z0 であるから、カレントリユース型の利得は dB 表示で 2 倍にな

図9

周波数逓倍器の回路構成（各 0.25mm2 以下）る。条件設定により更に高くできる。また、ソース接地
PHEMT 毎に整合をとって 2 段構成にする場合に比べて、整合回路損失を半分に抑えられるという利点がある。したがって、細い配線を使用する 3-D WLCSP に最も適した増幅器構成である。これを 3 段構成にして作成した E バンド
用増幅器は全周波数範囲で利得 14dB を稼ぐ。構成と特性を図 8 に示す。サイズは 0.8mm×0.5mm である。
B.

周波数逓倍器

ミリ波レーダにおいては源振の 9.5GHz 帯信号を 76GHz
帯信号に変換する。周波数逓倍器は、接地形式※4 が異なる
PHEMT を組み合わせたアクティブ構成によって小型化を実現している（13）。図 9 にその構成を示す。ゲート接地 PHEMTとソース接地 PHEMT では基本波の伝達位相差が πであるから、偶数倍波のみが出力される。これを用いて、図 9 に示
す よ う に 、9.5GHz/38GHz 4 逓 倍 器 （quadrupler）、
38GHz/76GHz 2 逓倍器（doubler）を作り、逓倍器間に38GHz 帯増幅器（カレントリユース型）を挿入して逓倍出力を最大にしている。38GHz 帯増幅器は飽和動作である。
この逓倍回路の出力に所望の出力電力を達成する 76GHz
帯増幅器チェーンを付加すればレーダ用送信器となる。なお、アレー状に配置された円形のものは半田ボールを取り付ける電極パッドである。
送信器のチップ写真と特性を図10に示す。チップサイズは

図 10

送信器 MMIC と出力特性

2014 年 7 月・ S E I テクニカルレビュー・第 185 号

55

1.5mm×2.0mm である（真正回路部：1.1mm×1.7mm）。

をとるため表面接地導体にスリットを形成している。その9.5GHz帯入力6dBm以上において、76GHz帯出力14dBm

幅がわずか 20µm であるから非常に小形である。LO 信号を達成している。9.5GHz 帯 VCO の出力を 10dBm 程度には RF 端子に逆相で出力されるので相殺される。RF 信号とすると温度変動が非常に小さい送信器として動作する。消LO 信 号 を 掛 け あ わ せ て 生 じ る 差 周 波 数 （ BB） は 両

費電力は 650mW である。

PHEMT から同相で出力される。図 13 はこのミキサの写真

E バンドでは 3 逓倍器（tripler）が必要とされる。通信と特性である。占有面積は 0.15mm2 程度である。76GHz

帯域への不要波混入を抑えるためのシステムからの要求で

帯入力 5dBm まで線形性が維持されている。線形性の指標ある。ここでは広帯域にわたって 3 倍波を発生させ、かつ、

は 1dB 利得圧縮点出力 P1dB である。

偶数倍波を抑圧することが重要になる。3 逓倍器の構成と特性（出力増幅器付）を図 11 に示す。周波数逓倍器の出力

周波数は最大 60GHz-96GHz に設定され、入力信号周波数は 20GHz-32GHz である。これを 2 倍すると 40GHz から
64GHz、4 倍すると 80GHz から 128GHz であって、どちらも所定の出力周波数にオーバーラップしてしまう。また、各 PHEMT から出力される 2 倍波は所望の 3 倍波よりも 10dB 程レベルが高い。したがって、90°カプラを用いて、PHEMT 出力の 2 倍波を逆相で合成する構成を基本にしている。3 倍波出力は 90°位相差で合成される。サイズ
は 0.8×0.8mm2 である。
図 12

ミキサ構成と適用したブロードサイドカプラ構成

図 13

図 11

実現した 76GHz 帯ミキサとその特性

3 逓倍器の回路構成と特性（出力増幅器付）

このミキサの RF 端子に低雑音増幅器を接続し、LO 端子に逓倍器と増幅器で構成される LO 供給回路を接続する。
送信器から分離される信号の周波数を 38GHz にする場合
C.

周波数変換器には、逓倍は 2 逓倍である。この受け渡し周波数を 76GHz

ミリ波レーダにおいて受信器の全体構成はスキャン方式

でなく 38GHz に設定する理由は、送信器と受信器を別によって異なるが、少なくとも周波数変換用ミキサが必須

チップでセットにする場合に、送信器の不要な発振・不安である。受信器をコンパクトに実現するためのミキサの小定性を除去するためである。このようなチップセットにす形化に加えて、76GHz 帯入力に対する線形性、RF 端子へのると様々な仕様で設計される受信システムに適切に対応でLO 漏洩抑圧、ベースバンド出力の単一化が求められる。こきる。図 14 は受信器の一例で、RF 受信ポートを二つ有す

れらの諸元は図 12 の構成で実現できる。ミキシング用のるものである。受信特性を併せて示す。変換利得 10dB で、

PHEMT は無バイアスで使用し、線形性の高いレジスティブ

入力 P1dB は-12dBm である。また、雑音指数 NF はビートとして動作させる。カプラは多層薄膜構造を活か

周波数 1MHz 以下で増加している。これは PHEMT の 1/f

ミキサ

※5

して、-3dB 結合の 90°カプラを容易に実現できるブロードサイドカプラ※6を適用している（図 11 も同様）
。WLCSP 構造に対応し、Ze v e n を高くして端子整合 Z0＝（Ze v e n ・Zodd ）1/2

56

GaAs デバイス技術のミリ波応用

雑音に起因しており、改良の余地がある。
E バンド Radio-Link 用受信・送信ミキサでは、LO-to-RF
漏洩抑圧機能の他に、イメージ抑圧機能が必要である。イ

D.

発振器

電圧制御発振器は、3-D WLCSP 対応では開発途上である。位相雑音性能が要求に達しないためである。当面は
図 3 に示した 9.5GHz 帯 VCO のような別モジュールを使う。この基本構成を図 16 に示す（10）。周波数変調を線形にするための仕掛けは図中の破線で囲った部分にある。バラクタのC-V特性は、理想的にはC∝V–2 ※8であるが、実際はC∝V–3/4 である。これを理想に近づけるため、バラクタと並列にインダクティブ線路を付加し、C-V 特性を下方にシフトしている。これを共振器線路の一端に取り付ける。共図 14

2 受信ポートを持つ受信器の例

振器は＞1/4 波長の線路の両端を容量で疎結合したものを使用し、周波数選択性を高くしている（Q≒30）。得られる位相雑音は-100dBc/Hz @ 100kHz 離調と十分に低く、かつ、周波数は線形に変化している。

メージ周波数帯雑音が受信器 IF 出力に被さることを防ぐためである。また、IF 信号を RF 信号に変換する時に生じるイ
メージ周波数帯信号を抑圧するためである。これは図 12 のミキサを 1 ペア用い、各ミキサへの LO 供給を 90°差（同相）、RF 供給を同相（90°差）とすることで実現できる。ただ、LO-to-RF 漏洩抑圧の要求値により単位ミキサ構成・設計は必然的に変わる。また、3 次相互変調歪を抑えるため受信用低雑音増幅器の低歪化が必要である。これらの要求条
件は他の Radio-Link 用周波数変換器を実現する上でも重要である。その用途に開発した例を図 15 に示す。逆相分配特性が優れたバラン※7 を使用している。LO-to-RF 漏洩抑圧は

図 12 のものに比べて 20dB 以上向上している。3-D WLCSP
技術の範疇では E バンド用途にも容易に適用できる。

図 16

線形 VCO の構成と特性

一方、他社の SiGe HBT 製品では位相同期ループを使った PLL 方式の VCO が使われている。送受信チップに内蔵した VCO と分周器が特徴であるが、外部に水晶発振器、ディジタル信号源などの周波数標準や付属回路が必要である。3-D WLCSP で低位相雑音 VCO が実現できない場合には選択肢の一つとなる。分周器内蔵を実行した例を図 17 に

示す。

5.

他技術に対する優位性
GaAs PHEMTおよび3-D WLCSPは他に比べて高い優位

図 15

通信用途送信ミキサの例（3D-WLCSP, 20GHz 帯 Radio-Link 用）性を持っている。
一つに、GaAs PHEMT プロセスは SiGe HBT プロセ

2014 年 7 月・ S E I テクニカルレビュー・第 185 号

57している。つまり、この水平展開の内にミリ波製品が位置づけられるわけである。百数十ミクロン程度の微小な半田
ボールを介してチップと回路基板（PCB）を接続するため、ミリ波でも性能変動が少ない。導電性の Si 基板を用いるSiGe HBT製品やCMOS製品ではこの技術は使用できず、
細い金ワイヤあるいはアルミワイヤでパッケージあるいは回路基板と接続される。ミリ波では安価で性能の良いパッケージが実現できておらず、ベアチップをワイヤでPCB に接続する方法が摂られる。ミリ波では長さ 100µmという短いワイヤでも影響の大きなインダクタンスを呈する。したがって、量産工程における特性再現性が自ずと低くなる。
3-D WLCSP ミリ波増幅器のフリップチップ実装特性（実線）と、プローブ評価特性（点線）の差を図 18（a）に
図 17

19GHz 帯÷ 4 分周器内蔵 3-D WLCSP 送信器の例示す。ワイヤ接続する従来の 2-D ミリ波増幅器の実装特性（実線）と、プローブ評価特性（点線）の差を図 18（b）に示す。ここで、ワイヤはほぼ直線張りで長さ 200µm である。ベアチップにおいては 2-D 増幅器が NF において優れスに比べて安価である。ミリ波に対応できる微細ゲートているが、ワイヤ実装すると 3-D WLCSP との差が縮小さ（＜100nm）CMOS プロセスに比べると更に安価である。

れる。利得、リターンロス特性は 3-D WLCSP の方が安定

GaAs PHEMT プロセスでは製造プロセスを段階的に進めるために必要なマスクセットが最も安く作れ、かつ、小回
り良く改版できる。そのコストは他プロセスに比べて約1/10 あるいはそれ以下である。マスク製作に億円単位の費用が掛る微細ゲート CMOS では自動車レーダ市場は小さすぎ、ラインを常設することが難しい。つまり、CMOS 分野
ではニッチ応用である。SiGe HBT についてもほぼ同様である。また、SiGe HBT の応用範囲が限られているため将来性が低いと判断されることが多い。このデバイスはバイ
ポーラ系なので 1/f 雑音が非常に低く VCO に適している
が、低雑音増幅器やパワーアンプには不向きである。これらに対して、安価で応用が広い範囲に及ぶ GaAs PHEMT
は自動車レーダ開発に適していると判断する。
二つ目には、PHEMTの高い出力優位性である。PHEMT
は飽和動作させても信頼性を保つことができる。飽和動作をさせると所定の温度範囲での出力変動を 1dB 程度に抑えることができる。一方、ベース電流で駆動する SiGe HBTは飽和動作ができないため、その前の温度変動が無視できない段階で動作させ、温度変動に対してはセンサ出力をフ ィ ー ド バ ッ ク し て 安 定 さ せ る 。言 い 換 え れ ば 、SiGe
HBT の g m は温度に敏感であるので、出力の安定化と高出力化が課題となる。このため、PHEMTはSiGe HBTよりも高い出力優位性を持っている。微細ゲート CMOS は微細化に伴ってドレイン電圧が低下し、ミリ波対応のものでは 1V程度まで下がる。スタック（縦積み）型にして出力向上を目指す研究もあるが未だ成熟していない。
三つ目には、実装形態およびコストの優位性である。3-D
WLCSP 技術は Radio Link（13/15GHz、18/23GHz、24/30GHz、32GHz 帯、38GHz 帯）にも適用して製品化

58

GaAs デバイス技術のミリ波応用

図 18

3-D WLCSP MMIC と従来 MMIC の違いしている。一方、ワイヤ長 200µm というのは、量産アセ
ンブリではあり得ない状態である。所定のワイヤループをとって信頼性を確保するという観点で見れば、このワイヤインダクタンスの影響は無視できないものになる。また、
一般に、40GHz を超えるとワイヤ実装での性能バラツキが除 去 で き な い と い う 切 実 な 問 題 が あ る 。つ ま り 、3-D
WLCSP は実装後の性能が優れており、量産に適している。

6.

E バンド通信装置実現に向けて
図 18（a）の LNA、図 11 の周波数 3 逓倍器（x3 MLT）

図 20

他、図 12 に類似したイメージ抑圧 MIX（D/C）、LO 漏え

受信ボードの特性例

い抑圧MIX（U/C）、ゲート幅の大きなパワーアンプ（PA）
を 3D-WLCSP で実現し、そして、PCB のマイクロスト
リップ線路を導波管（WG）に変換するアダプタを開発することにより、E バンド送・受信ブレッドボードを作成した。その写真と、E バンド送受信機構成を図 19 に示す。設計の要点は各周波数帯域をそれぞれ一種の MMIC で賄うことであり、そのための広帯域設計とチップ小形化を 3 次元微細配線で実現している。先にも述べたように、PCB にフ
リップチップ／半田リフローで実装するだけで送・受信器が実現できることを写真は実証している。そのサイズは500 円硬貨程度に小形である。このように、ミリ波装置を超小型に、かつ、平易なアセンブリで実現できるのが 3DWLCSP の大きな特長である。試作した受信器の結果を一例として図 20 に示す。

7.

結

言

SEDI/SEI が有する GaAs PHEMT プロセスがベースである 3-D WLCSP 技術をプラットフォームとする、自動車
レーダ応用および E バンド通信応用技術を紹介した。3-D
WLCSP は既に 38GHz までの基地局間（P-to-P）RadioLink 対応で採用されつつあり、また、ミリ波においても優れた量産性を発揮する。製品としてマイクロ波からミリ波まで一貫した形態（半田ボール・フリップチップ）と平易な設計手法をとれるのが特長である。このようなミリ波
チップセットは拡大発展中の両市場に対して、量産に適したソリューションを提供する。そのための技術開発を今後も継続する。

用 語 集ーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーーー
※1

位相雑音

トランジスタ内部には雑音があり、低周波では周波数に反比例する 1/f 雑音、それ以上ではホワイト（熱）雑音である。1/f 雑音はフリッカ雑音とも呼ばれ、電子のゆらぎに起因するものである。これらは発振信号に狭帯域 FM 変調と等価な作用をし、発振周波数両側に裾を引くようなスペクトラムを生じさせる。これを位相雑音と呼び dBc/Hz の単位で計測される。
※2

雑音指数

回路への入力信号の S/N と出力信号の S/N の比として定義されている。雑音指数 NF＝(S/N)IN／(S/N)OUT である。
※3

バリアメタル

半田ボールは金パッドに付けると金を浸食する性質があり、信頼性上大きな問題となる。そこで、半田の浸食を阻止する金属材料でパッドを覆う。この金属材料をバリアメ
図 19試作した E バンド送・受信器ボード

タルと呼ぶ。

2014 年 7 月・ S E I テクニカルレビュー・第 185 号

59

※4

PHEMT の接地形式

PHEMT にはゲート、ソース、ドレインという三つの電極があり、どの電極を接地するかで伝達特性は大きく変わる。ゲート接地では同相で伝達し、入力（ソース）イン
ピーダンスは 1/g m になる。ソース接地では逆相で伝達し、入力は高インピーダンスになる。これらを並列接続すると各経路の伝達特性は逆相・同振幅になる。
※5

レジスティブミキサ

PHEMT の I-V 特性の立上り領域（ドレイン電圧 0V）を使い、ゲートに入力する LO 信号で立上りの傾きを大きく変化させる。つまり、PHEMT のチャネルを周期的にスイッチングさせ、チャネル抵抗に非線形性を与える（チャネル∞コンダクタンス gDS = Σ–n= ∞gn e jnω LO, n は整数）。この非線形性とドレイン側から入力する RF 信号あるいは IF 信号とを 掛 け あ わ せ て 周 波 数 変 換 を 行 う 。信 号 入 力 レ ベ ル が
PHEMT の knee 電圧 Vk に達するまでは非線形性（g n ）が一（4） T. Mitomo et al.,“A 77Ghz 90nm CMOS transceiver for FMCW
radar application,”in IEEE Symposium on VLSI Circuits Dig., pp.
246-247（2009）（5） V. H. Le et al.,“ A CMOS 77-GHz receiver front-end for automotive
radar,”IEEE Trans. Microwave Theory Tech., vol. 61, no. 10, pp.
3783-3791（Oct. 2013）（6） M. Imagawa et al.,“ Cost effective Wafer-Level Chip Size Package
technology and application for high speed wireless communications,”in the 39 th European Microwave Conf.e Proc., Rome, pp. 49-52（Sep. 2009）（7） K. Tsukashima et al.,“Cost effective Wafer Level Chip Size Package
technology and application to the next generation automotive
radar,”in the 40th European Microwave Conf. proc., Paris, pp. 280283（Sep. 2010）（8） K. Tsukashima et al.,“ E-band receiver and transmitter modules
with simply reflow-soldered 3-D WLCSP MMIC’ s,”in the 8 t hEuropean microwave Integrated Circuits Conf. Proc., Manchester,
pp. 588-591（Oct. 2013）（9） Y. Ohashi et al.,“76 GHz flip-chip MMIC’ s in through-hole package,”in the 28th European Microwave Conf. Proc., Amsterdam, pp. 433438（Oct. 1998）

定であるので、周波数変換において高い線形性が得られる。

（10） T. Tokumitsu et al.,“Very linear and low-noise Ka/Ku-band voltage
controlled oscillator,”IEICE Trans. Electron., vol. E85-C, no. 12, pp.
2008-2014（Dec. 2002）※6（11） T. Tokumitsu,“Three-dimensional MMIC and its evolution to
WLCSP technology,”SEI Technical Review, no. 72, pp. 35-42（Apr.
2011）

ブロードサイドカプラ

二つの伝送線路を近づけると双方の結合が強くなる。しかし、平面上の 2 線路では結合度に限界がある（＜-6dB）。
線路間のギャップが製作限界を超えて狭くなるからである。これに対して、2 線路を上下に重ねると線路間容量が格段に増加するので結合度を容易に高めることができる。
これをブロードサイドカプラと言い、多層薄膜を用いる（12） Y. Mimino, et al.,“ High gain-density K-band P-HEMT LNA MMIC
for LMDS and satellite communication,”in 2000 IEEE International
Microwave Symposium Dig., Boston, pp. 17-20（Jun. 2000）（13） Y. Mimino et al.,“A 60 GHz millimeter-wave MMIC chipset forbroadband wireless access system front-end,”in 2002 IEEE
International Microwave Symposium Dig., Seattle, pp. 1721-1724（Jun. 2002）

3-D WLCSP に適している。
※7

バラン

入力信号を逆相二信号にして出力する回路をバランと呼ぶ。
マイクロ波回路に携わる者が常用する用語である。図 15 に

執

筆

徳満

使用したバランは、90°カプラの結合端子を接地し、通過端子とアイソレーション端子を 1/2 波長線路で繋いだ構成者 ----------------------------------------------------------------------------------------------------------------

恒 雄＊：シニアスペシャリスト
伝送デバイス研究所 担当技師長
工学博士 IEEE Fellowのものである。
※8C ∝ V–2

久保田幹 ：伝送デバイス研究所

グループリーダ

発振周波数はfOSC = 1/(2π√￣LC ) で与えられるから、Lを一定とすると、C∝V–2 の場合に fOSC ∝ V/(2π√￣L ) となる。

つまり、電圧 V に比例する発振周波数が得られる。

参

考

文

酒井

和 男 ：住友電工デバイスイノベーション㈱電子デバイス事業部 マネージャー

川合貴 久 ：住友電工デバイスイノベーション㈱電子デバイス事業部 部長

献（1） H. P. Forstner et al.,“ A 77GHz 4-channel automotive radartransceiver in SiGe,”in IEEE Radio Frequency Integrated Circuits
Symposium Dig., Atlanta, pp. 233-236（Jun. 2008）（2） L. Wang et al.,“ A single-ended fully integrated SiGe 77/79GHz
receiver for automotive radar,”IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 43,
no. 9, pp. 388-391（Sep. 2006）（3） Y. Kawano et al.,“ A 77GHz transceiver in 90nm CMOS,”in IEEE
ISSCC Dig., pp. 310-312（2009）60

GaAs デバイス技術のミリ波応用------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------＊主執筆者