DESIGN OF A HIGH-PRECISION AND WIDE DYNAMIC RANGEPULSED MAGNET POWER SUPPLY
Yasuhiro Watanabe #,A) , Norio Tani A), Keigo InoueB)
A)
Japan Atomic Energy Agency
2-4 Shirakata-shirane, Tokai, Ibaraki, 319-1195
B)
Nippon Advanced Technology Co., Ltd
146-5 Shirane-Muramatsu, Tokai, Ibaraki, 319-1112

Abstract
In order to compensate a quadrupole component caused by edge field in bump magnets, pulsed quadrupole magnets
will be installed in the J-PARC RCS. The pulsed quadrupole-magnet power supplies are required large voltage and low
current ripple. This paper proposes a high-precision and wide dynamic range pulsed power supply.

広いダイナミックレンジを持つ高精度パルス電磁石電源の設計
1.

表１：パルス四極電磁石仕様

はじめにJ-PARC 3-GeV シンクロトロンでは、ビーム入射時に励磁するバンプ電磁石 [1]の端部から生じる四極成分を補正するため、パルス四極電磁石の設置を検討している。表１にパルス四極電磁石の仕様を、図１に代表的な電流パターンを示す。前段のリニアッ
クからのビーム入射が開始されるまでに電流を一定の値に立ち上げておき、ビーム入射期間である 500us は一定を維持する。この時に必要となる電源電圧は 12 V であり、電流精度は 0.1%以下が要求されている。一方、ビーム入射完了後 200 us の間に急速に電流を立ち下げるが、この時に必要となる電源電圧は 2200 V である。このように、パルス四極電磁石を励磁するための電源は、0.1%以下の電流精度と広いダイナミックレンジを同一の回路で実現する必要がある。
本論文では、広いダイナミックレンジと低電圧時の電流精度向上を目的としてチョッパ回路を多段直列接続したパルス電源を検討する。この電源は、所要電圧が大きな場合はすべての多段直列回路をスイッチングモードで運転し、逆に所要電圧が小さく高精度が要求される場合には、多段直列の内１回路のみをスイッチング動作させ、残りの回路はスイッチングを止めて還流モードで運転する。これにより、電流立ち下げ期間に必要となる大電圧を確保しつつ、フラットトップ期間の小電圧時の電流精度向上を図っている。最初に、多段直列数と IGBT の電圧定格について検討した後、主回路構成について述べ、最後に回路シミュレーションにより実証する。

2.

290 [mm]
150 [mm]
12 [turn/pole]30.2 [mΩ]
1.3 [mH]
0.25 [T/m]
180 [A]
2200 [V]

200[A]

150
100
500-1-0.5[ms]00.5

図１：パルス四極電磁石電流パターン

12nVdcVdc

Vdc

多段直列数と IGBT 電圧定格の選択

多段直列数と IGBT の電圧定格にはある程度の自由度がある。IGBT の電圧定格を大きくして直列数を減らすと、部品点数は削減できるが、スイッチングノイズも大きくなる。ここでは、多段直列回路に

nVdc

図２：チョッパ回路の多段直列回路___________________________________________

#

ボア径
鉄心長
巻線ターン数
直流抵抗
インダクタンス
最大磁場勾配最大電流
最大電圧

yasuhiro.watanabe@j-parc.jp- 531 -

おける直列数と IGBT の電圧定格について検討する。
整流回路では、三相ダイオード整流回路を用いて図２にチョッパ回路を n 段直列接続した多段直列 三相交流を直流 600 V に変換する。一般的に大容量回路を示す。チョッパ回路の直列数を n、チョッパ ダイオード整流回路では、交流側の高調波電流を低回路の直流リンク電圧を Vdc とする。１つのチョッ 減するためダイオード整流回路の直流側に DC リア
パ回路は、各スイッチング素子のスイッチの組み合 クトルを接続するが、本回路では、４回路あるダイわせにより、出力電圧は＋Vdc、－Vdc、0 という３ オード整流回路の個々に DC リアクトルをつけるのつの値をとる。そのため、端子間の出力電圧の分解 ではなく、整流器用変圧器の一次側に AC リアクト
能は Vdc、最大電圧は nVdc となる。
ルを接続することにより、４回路一括して高調波対チョッパ回路の直流電圧はスイッチング素子の電 策を行う。
圧定格により決まる。スイッチング素子には IGBT
４つのチョッパ回路は出力側をそれぞれ直列接続を使用する。一般に IGBT の電圧ディレーティング して中点を接地し、スイッチングノイズ抑制用の出は定格の 50%～60%であるため、直流リンク電圧は 力フィルタを接続することにより、チョッパ回路かIGBT の電圧定格の 50%と設定する。現在一般に市 らのスイッチングノイズを低減する。チョッパ回路
販されているモジュールタイプの大容量 IGBT の電 のスイッチング周波数は 40kHz としている。直列接圧定格は、600 V から 4500 V まであるが、最も種類 続している 4 つのチョッパ回路 Chop1～Chop4 のうが豊富で入手しやすいのは 600 V と 1200 V である。 ち、Chop1,3,4 はフラットトップ期間ではスイッチ
これは、それぞれ日本の商用電圧である三相 200 V ングを止め、環流モードで運転を行うのに対してい、と三相 400 V で使用することを前提としているため Chop2 は常時スイッチングモードで動作している。
である。
チョッパ回路では、電圧定格 1200 V の IGBT4 個本電源の最大電圧は、所要電圧 2200 V に余裕を と直流コンデンサから構成される。直流コンデンサ
見て 2400 V と設定する。また、スイッチングノイ には、一般的には電解コンデンサを使用するが、電ズと部品点数及び IGBT の入手性を考慮して、IGBT 解コンデンサは有寿命品であるため、近年普及し始の電圧定格は 1200 V、直流リンク電圧 600 V、直列 めている大容量乾式フィルムコンデンサを使用し、数は 4 と決めた。
将来発生する部品交換の可能性を低減している。
IGBT とフィルムコンデンサの間はラミネートブス
3. 主回路構成
バー構造として低インダクタンス化と構造の対称化
図３にパルス四極電磁石電源の主回路構成を示す。 を図り、スナバ回路を不要としている。
主回路は受電回路、整流回路、チョッパ回路から構成されている。受電回路では、遮断器を介して三相400 V を受電し、電磁接触器と制限抵抗から構成されている初充電回路と AC リアクトルを介した後４つの二次巻線を持つ整流器用変圧器で変圧する。一次側の高調波電流を低減するため、二次巻線の内２巻線をΔ結線、残り２巻線を Y 結線としている。
パルス四極電磁石電源
Ch op1Ch op2

三相400V
50Hz

Ch op3Ch op4

図３：主回路構成- 532 -

4.

シミュレーション結果

図４にシミュレーション結果を示す。回路シミュ
レーションには Powersim 社の PSIM を用いた。波形は上から(1)出力電流設定値、(2)出力電流値、(3)出力電流偏差、(4)出力電流偏差（縦軸を拡大）、(5)電源の出力電圧、(6)Chop1 の出力電圧、(7)Chop2の出力電圧を示している。ここで、ビーム入射は1ms～1.5ms の期間であり、この間に 0.1%以下の電流精度が要求される。電流パターン立ち上げ直後はオーバーシュートが生じるため、出力電流設定パターンは、0.3ms でパターン立ち上げ、0.8ms にはフラットトップに以降する。その後、出力電流設定パターンは 1.5ms まで一定を維持し、1.5ms から1.7ms の間にパターンを急速に立ち下げる。
電流精度が要求される 1ms～1.5ms の期間の電流リプルは 0.14A であり、フラットトップでの最大電流 180A に 対 し て 0.078%であり、目標値である0.1%以下を実現している。

Chop1 の出力電圧は、フラットトップ期間では環流モードで動作しているので出力電圧は 0 であるのに対して、chop2 の出力電圧はフラットトップ期間でもスイッチングをしている。

5.

まとめ

本論文では、広いダイナミックレンジと低電圧時の電流精度向上を目的としたパルス電源を検討した。
シミュレーション結果によりフラットトップ期間での電流精度が 0.1%にできることを実証した。今後は、本論文の検討結果を元に、試作電源の製作に取りかかる予定である。

参考文献[1] T. Takayanagi et al., “Improvement of the Shift Bump
Magnetic Field for a Closed Bump Orbit of the 3-GeV RCSin J-PARC”, IEEE Transactions on Applied Superconductivity, Vol.18, No.2, p.306 (2008).

Iref200150出力電流100設定パターン[A] 500
I1200

出力電流[A]

1000Idiff
10出力電流偏差[A]0-10-20Idiff

出力電流偏差[A]（縦軸を拡大）

0.2
0.16
0.12
0.08
0.040

出力電圧[V]

4K
2K
0K-2K-4K

Chop1
出力電圧[V]

4000-400-800

Chop2
出力電圧[V]

4000-400-800

Vout

Vp1-Vn1

Vp2-Vn200.0001

0.00020.00030.00040.00050.00060.00070.00080.00090.001
Time (s)0.0011

図４：シミュレーション結果- 533 -

0.00120.00130.00140.00150.00160.00170.00180.00190.002