イストロンを使用している。KEK の Linac で使

マイクロ波電源用しているクライストロンの仕様を Table 1 に示す。

1. クライストロン用電源

Table 1 KEK Linac のクライストロンの仕様

一般的に電源といえば、壁のコンセントからとる AC100V や実験などで使用する数 V～数十 V

周波数
ピーク出力
平均出力
パルス幅
ビーム電圧
パービアンス
利得
効率の直流電源を想像するかと思う。加速器の世界では、様々な電源が使用されており、直流で大電流を出力するマグネット用の電源や高電圧を出力するイオンポンプ用の電源など様々な仕様の電源が使用されている。ここでは、マイクロ波電源
として、数十 kV 以上の電圧をパルス的に出力す

2856±1MHz
50MW
10kW
4.0μs
310kV
2.1μP
51dB
45%

クライストロン用パルス電源は、クライストロ

るクライストロン用パルス電源について解説すンで高周波を増幅するために必要な高電圧を印る。

加するためのものであり、各クライストロンに 1

加速器では、ビームを加速するための大電力マ
イクロ波源として、主にクライストロンが使用されている。クライストロン用電源は、クライスト
ロンでマイクロ波を増幅するために必要となる
高電圧をクライストロンに印可するためのもの

台必要となる。KEK Linac のクライストロン用パルス電源に要求される仕様を Table 2 に示す。
Table 2 KEK Linac のクライストロン用パルス電源の仕様
充電電圧（Max）
出力パルス電圧（Max）
出力インピーダンス
負荷インピーダンス
パルス幅（半値幅）
パルス幅（平坦部）
パルス立ち上がり時間
繰り返し
パルス平坦度（p-p）
パルス電圧安定度（短時間）
パルス電圧安定度（長時間）である。クライストロン用電源に要求される出力
電圧、出力電流は、負荷となるクライストロンによって決まる。線形加速器では、クライストロン
から出力されるマイクロ波はパルス状になり、瞬間的に大電力を出力する。クライストロンに印可される電圧は、100kV 以上になることが多く、直接パルス電源で出力することが難しいため、パルストランスと組み合わせて昇圧することが多い。
ここでは、クライストロン用のパルス電源に関して、KEK の電子・陽電子線形加速器（Linac）
や超伝導リニアック試験施設（STF）で使用して45kV-22.5kV
4.7
4.7
5.6μs
4.0μs 以上
1.0μs 以下
10~50pps
0.3%以下0.2%以下0.5%/H 以下

2.2. ラインタイプ型パルス電源
KEK の Linac で使用されているクライストロ

いる電源等を例に解説する。

ン用パルス電源は、ラインタイプ型のパルス電源

2. ショートパルス電源となる。

ここでは、出力電圧のパルス幅が数マイクロ秒のショートパルス電源について、KEK の Linac
で使用しているクライストロン用パルス電源を具体例に解説する。

ラインタイプ型のパルス電源は、同軸ケーブル
等にエネルギーを溜めて、スイッチで放電して負荷にパルス電圧を出力するものである。Fig. 1に同軸ケーブルを使用したラインタイプ型パル
ス電源の模式図を示す。同軸ケーブルに充電され2.1. KEK Linac のクライストロン用パルス電源

た電圧は、SW を ON すると放電され、同軸ケー

KEK の Linac では、ビームを加速するためのブルのインピーダンスと負荷のインピーダンス

高周波源として、約 60 台の S-band 50MW クラの整合がとれていれば、負荷の R には、充電電圧の半分の電圧が印可される。ラインタイプ型のパ10－ 1

ルス電源では、比較的単純な回路構成にすること

D

ができる。

SW

R
R

Fig. 1 ラインタイプ型パルス電源

Fig. 3 半波整流回路

KEK の Linac のクライストロン用パルス電源
は、ラインタイプ型のパルス電源にパルストランVスを組み合わせて、クライストロンに必要なパル
ス高電圧を得ている。Fig. 2 に Linac のクライス
トロン用パルス電源の回路図を示す。

tFig. 4 半波整流回路電圧波形
Fig. 5 に示すブリッジ式全波整流回路は、半波整流回路では利用できない交流の残りの半サイ
Fig. 2 KEK Linac のクライストロン用パルス電源
回路図

クルについても整流するものである。整流回路に
平滑コンデンサを入れると出力電圧は、Fig. 6 のように DC 電圧に近づく。

2.3. 整流回路
整流回路は、交流電圧を直流電圧に変換するための回路である。最も単純な整流回路は、Fig. 3に示すようなダイオードを一個使った単相の半

I

VC
C

波整流回路であり、電圧波形は Fig. 4 のようになる。
Fig. 5 ブリッジ式全波整流回路

10－ 2

R

V
VC

Vm

となる充電電流は、後述する Fig. 8 に示すように

I

一定ではないため、実際のリップル電圧は、これとは異なる。

I

2.4. 充電回路t

td

2.4.1. 共振充電

T

ここでは、KEK の Linac で使用しているクライストロン用パルス電源の充電回路である共振充電方式について解説する。Fig. 7 は、単純化した共振充電方式の回路図である。

Fig. 6 ブリッジ式全波整流回路電圧波形

I

ここで、出力電圧 VC は、V� � V� �

�
��

V0

(2-1)

�

L

SW

充電トランス

VC
D

Cで表すことができる。出力電圧 VC が最も低くなる td は、T に比べて CR の時定数が十分に大きいと仮定すると、(2-2)

�� � �

とみなせ、式(2-1)をテーラー展開し、第二項まで

Fig. 7 共振充電回路

で近似すると、となる。

V������ � V� �� �

�

��

(2-3)

�

これは、LC の共振回路であり、t=0 で SW が閉
じると、電流と電圧は、
��

リップル電圧 Vr(p-p)は、� �������� � �� � ������� � �

��

(2-4)

�

��

�
�
�

sin �

�

��

�

�

(2-5)
�

�� � �� ������ � �� �� � ��s � �����となる。T は、入力電圧の周期が 50Hz の半波整(2-6)

流回路では、20ms、全波整流回路では、10ms ととなる。充電電圧、充電電流は、Fig. 8 のようになる。

なり、直流電圧の 2 倍の電圧で充電できる。また、

KEK の Linac で使用しているクライストロン

充電時間 TC は、

用パルス電源では、三相 200V を誘導電圧調整器（IVR）で出力電圧に合わせて調整し、トランスで昇圧した後に三相全波整流回路で整流し直流電圧に変換している。直流電圧が 21kV の時には、と表せる。

平均電流は約 1.3A、C は 12μF、50Hz の三相全波整流であるから T は 3.3ms となり、リップル
電圧 Vr(p-p)は、約 360V となる。ただし、KEK Linacのクライストロン用パルス電源は、チョークイン
プット型の整流回路であり、整流回路の出力電流10－ 3�� � �√��

(2-7)

V

VC

2V0

Ide-Q は、充電トランスの一次側のインダクタンス

Iを L、一次側と二次側の巻線比を n:1、de-Q’ing 回路の抵抗を R とすると

VC

೙మ ೃ

（ダイオードがない場合）(2-8)‫ܫ‬ௗ௘ିொ ൌ ݊‫ܫ‬଴ ݁ ି ಽ ௧で表すことができる。ここで、I0 は、de-Q’ing 回I

路のスイッチが ON した時の充電電流である。
KEK の Linac の電源では、de-Q’ing 量を 5%とtTC

し、L=17.5H、R=10Ω で巻線比は 20:1 となっている。

Fig. 8 共振充電電圧波形

I

V

KEK の Linac の電源では、直流電圧は、三相全ES波整流回路で整流された 20kV 前後、充電電圧は40kV 前 後 に な る 。 ま た 、 充 電 時 間 TC は 、
L=17.5H、C=0.6μF であるから、式(2-7)より約

Ide-Q

10.2ms となる。
共振充電方式では、入力の交流電源に変動があると充電電圧も変動してしまう。充電電圧の変動

tは、出力電圧の変動につながり、クライストロンの RF 出力も変動してしまう。そこで、充電電圧

Fig. 10 de-Q’ing 回路動作時の電圧波形を安定化させるために、de-Q’ing 回路が使用される。de-Q’ing 回路を単純化した回路図を Fig. 9 に示す。

2.4.2. インバータ電源による充電
近年では、充電回路として、インバータ電源を使用することが多くなってきている。KEK の
Linac でも 13 台のクライストロン用パルス電源
で充電回路にインバータ電源を使用している。
KEK の Linac で使用しているインバータ電源の回路図を Fig. 11 に示す。Fig. 11 のようにインバ

Ide-Q

ータ電源は、商用周波数の交流電圧を整流し、その後、高周波（20～50kHz 程度）でスイッチング
して昇圧、整流して出力するものである。高周波で、昇圧することにより、トランス等の小型化が可能となり、充電回路が非常に小型にできる。
Table 3 に Linac で使用しているインバータ電源

Fig. 9 de-Q’ing 回路の仕様を示す。一般的に、静電容量 C のコンデン

de-Q’ing 回路は、充電電圧が設定値（ES）以上にサを充電電圧 V まで充電した時のインバータ電

なると de-Q’ing 回路のスイッチが ON となり、源のおおよその充電電圧安定度は、

充電トランスの二次側に電流を流して、Fig. 10 に示すように充電電圧が設定電圧を超えないようにするものである。de-Q’ing 回路に流れる電流

10－ 4

ο௏
௏

ൌ

ூ

௏௙஼

(2-9)

で表すことができる。ここで、I はインバータ電源の平均出力電流、f はインバータ電源のスイッ
チング周波数である。
3 相 420V

DC600V

インバータ部（並列 2 系統）

高圧整流部（a）共振充電方式

Fig. 11 インバータ電源回路図
Table 3 インバータ電源の仕様
出力電圧
平均出力電流出力電圧安定度（p-p）
充電電力
サイズ（W×H×D）

43kV
1.6A
0.2%（at 43kV）
30kJ/s480×680×760mm

KEK の Linac のインバータ電源を使用したクライストロン用パルス電源の回路図を Fig. 12 に電源の写真を Fig. 13 に示す。インバータ電源を使用した電源は、共振充電方式の電源の約 1/3 のフットプリントになっている。

（b）インバータ充電方式
Fig. 13 KEK Linac のクライストロン用パルス電源の写真
Fig. 14 は共振充電による充電電圧波形とインバータ電源による充電電圧波形である。インバータ
電源は、定電流電源として動作するため、Fig. 14（b）のように直線的に充電電圧が上昇していく。
また、Fig. 15 は、インバータ電源で充電した時の充電電圧安定度を確認したものである。現在使用しているインバータ電源は、インバータ回路が 2回路あり、充電電圧が設定値付近になると 1 回路を停止することで、充電電圧安定度と充電の速度

Fig. 12 KEK Linac のクライストロン用パルス電源回路図（インバータ電源）を両立させている。Fig. 15 の充電電圧の傾きが変わっている箇所でインバータ回路が 1 回路に切り替わっている。

10－ 5

2.5. パルス成形回路（PFN）
ラインタイプ型の電源では、同軸ケーブル等に充電して、パルス出力を得る。パルス出力回路のインピーダンスは、同軸ケーブルのインピーダン
スとなり、出力のパルス幅は、同軸ケーブルの長さで決まる。例えば、同軸ケーブル RG58-U の場
合は、インピーダンスは 50Ω、出力パルス幅は10ns/m となる。ラインタイプ型の電源は、負荷とインピーダンスの整合を取る必要があるが、同軸ケーブルを使用した場合では、負荷とのインピー

CH1: 充電電圧（10kV/div）

ダンスの整合を取るのが難しい。また、出力のパ（a）共振充電

ルス幅が長くなるとケーブルが長くなる等の問題が出てくる。これらの問題を解決するために、
パルス成形回路（PFN：Pulse Forming Network）
が使用される。PFN は、Fig. 16 に示すようにインダクタとコンデンサをはしご型に組み合わせ
た集中定数回路である。
L1

L2

L3

LN-1

LN

C1

C2

C3

CN-1

CN

Fig. 16 PFN

CH1: 充電電圧（10kV/div）
CH2: 充電電流（1A/div）
CH3: E.O.C.（10V/div）
CH4: Charging Gate（2V/div）

各段のインダクタのインダクタンスが L、コンデ（b）インバータ充電
Fig. 14 PFN 充電電圧波形

ンサのキャパシタンスが C で等しい N 段の PFN
では、インピーダンス ZPFN 及び、パルス幅 T は、
�

(2-10)� � ��√��

(2-11)

���� � �

拡大（縦軸：100mV/div、
横軸：100μs/div）�で表せる。つまり、各段の L と C の値でインピー
0.19%

ダンスが決まり、パルス幅は段数によって決まる。また、出力電圧 V は、負荷のインピーダンス
Z と PFN のインピーダンス ZPFN、および PFN の充電電圧 VPFN から��Fig. 15 PFN 充電電圧安定度������ �� ���(2-12)となる。Fig. 17 の回路で負荷のインピーダンスを
Z = ZPFN、Z=2 ZPFN、Z= ZPFN/2 として、シミュレ
ーションした出力電圧波形を Fig. 18 に示す。

10－ 6

PFN の 5 段目と 15 段目（Fig. 17 中で左から 5
番目と 15 番目）の L の値を 0.8μH から 1.4μH ま
で 0.1μH ステップで変化させてシミュレーショ
ンを行った時の出力電圧波形を Fig. 19 に示す。
2.0E-06

Fig. 17 PFN シミュレーション回路

4.0E-06

6.0E-06

8.0E-06

-4.4
-4.6
-4.8

V

0.0E+00

1.4μH
1.3μH
1.2μH
1.1μH
1.0μH
0.9μH
0.8μH

-5
5.0E-06

1.0E-05

-5.2

t

-5.4
-5.6
-5.8

Z= ZPFN/2

VPFN/2

Z= ZPFN（a）5 段目の L を変化させた場合

Z= 2ZPFN

2.0E-06

4.0E-06

6.0E-06

8.0E-06-4.4-4.6

Fig. 18 PFN 出力電圧波形-4.8Z = ZPFN の場合、整合（マッチング）が取れてお

1.4μH
1.3μH
1.2μH
1.1μH
1.0μH
0.9μH
0.8μH

-5

り、負荷にかかるパルス電圧は、PFN に充電された電圧の約半分となる。Z> ZPFN（ポジティブミス-5.2マッチ）の場合、負荷にかかる電圧は高くなり、-5.4

Z< ZPFN（ネガティブミスマッチ）の場合は、負荷-5.6にかかる電圧は低くなる。通常は、Z = ZPFN とし、-5.8

マッチングが取れるようにするが、PFN の放電用のスイッチに次節で述べるサイラトロンを使用（b）15 段目の L を変化させた場合

する場合は、パルス終端の逆電圧によりサイラトFig. 19 PFN 出力電圧シミュレーション結果

ロンの耐圧回復を助けるため、わずかに Z< ZPFN

このように、L の値を変えると出力パルスの波形とすることがある。ただし、サイラトロンの逆電が変化するため、適切な箇所の L の値を調整する

圧が大きくなると逆電流が流れてしまい、サイラ

ことで、平坦度の良いパルス電圧が得られる。

トロンには良くないので、逆電圧が 10kV を超えないようにする必要がある。
PFN は、通常、L や C の値のばらつきや配線のインダクタンスなどの影響があるため、各段のL または C の値を調整して、パルスの平坦度をよ

KEK の Linac のクライストロンは、最大出力時の電圧が 310kV であり、クライストロンのパービアンスが 2.1μP（I = P V3/2）である。クライ
ストロンのパービアンスを P、電圧を V とすると、クライストロンのインピーダンス ZKly は、くする必要がある。通常は、調整機構の付けやすଵい L の値を調整することで行い、KEK の Linacの電源では、コイルの内側に挿入されたアルミのパイプを出し入れすることで L の値を調整する。
Fig. 17 の回路において、PFN を 10V に充電し、భܼ௄௟௬ ൌ ܸ ିమ
௉

(2-13)

で表せるため、KEK の Linac のクライストロンの最大出力時のインピーダンスは、約 855Ω とな

10－ 7

る。KEK の Linac の電源では、約 1:13.5 のパル
ストランスによって昇圧しているため、電源側からみたクライストロンのインピーダンスは、後述
する式(2-16)より、約 4.7Ω となる。KEK の Linacの電源の PFN は、L=1.3μH、C=0.015μF で 20 段の 2 並列として L の値を調整しやすいように大きくした上で負荷との整合をとっている。
2.6. 放電スイッチ
PFN の放電用のスイッチには、PFN の充電電圧に応じた耐電圧が必要となり、通常は、数十 kVの耐電圧が要求される。また、PFN の放電の際には、数千 A の電流が流れる。KEK の Linac の電源では、放電用のスイッチとしてサイラトロン（Fig. 20）が使用されている。サイラトロンは、ガス封入管であり、Linac の電源では、水素を封入

Fig. 20 サイラトロン

したものが使用されている。サイラトロンは、管内のグリッド電極にトリガーを入力すると管内のガスがイオン化され電流が流れる。サイラトロ
ンは、管内のガス圧が高すぎると耐圧が持たなくなって自爆してしまい、ガス圧が低すぎるとスイッチングのジッターが大きくなってしまう。そのため、サイラトロンの管内にあるリザーバのヒー
ター電圧を調整することにより、管内のガス圧を適切な状態にする必要がある。KEK の Linac では、リザーバのヒーター電圧を変化させて、ジッターを測定し、サイラトロンが自爆しない上限の電圧、ジッターが許容値（30ns）を超えない下限の電圧を測定し、その中心値に電圧を合わせる作
業（レンジング）を長期メンテナンス後に行ってサイラトロンは、以前より、放電スイッチとしてよく用いられてきたが、近年では、サイラトロ
ンを製造する会社が減少してきている。また、上記のように調整が必要なことや寿命により数年程度で交換が必要となることから、サイラトロンの代替となる半導体スイッチの開発が進められている。Fig. 21 は、SI サイリスタを 10 直列 6 並
列に接続した耐電圧が 25kV、最大電流 6kA のサイラトロン代替用の半導体スイッチの例である。
SI サイリスタは、高耐圧で大電流が流せ、スイッ
チング速度も速いため、サイラトロン代替用の半導体スイッチに適している半導体素子の一つで
ある。

いる。

10－ 8

がわかる。クライストロン用パルス電源では、一次側の耐電圧とクライストロンに必要となる電圧から、昇圧比 n は 5～15 になることが多い。
一般にパルストランスの等価回路は、Fig. 22 のように表される。RG は電源のインピーダンス、LPはトランスのインダクタンス、LL はもれインダク
タンス、CD はコイルの分布容量、RE は鉄損、銅損などのコイルでの損失、RL は負荷抵抗で、これらはすべて一次側に換算したものである。LP を大きくするとパルスの平坦度がよくなり、LL、CD を小さくすると立ち上がりが速くなる。

Fig. 21 SI サイリスタを使用したサイラトロン代
替半導体スイッチ（参考文献[8]より引用）
Fig. 22 パルストランスの等価回路

2.7. パルストランス

KEK の Linac の電源では、約 1:13.5 のパルス

クライストロンに印可される電圧は、100kV 以

トランスによって一次側の電圧を昇圧して、クラ上になることが多く、直接パルス電源で出力する

イストロンに約 300kV の電圧を印可しており、ことが難しいため、パルストランスと組みわされその立ち上がり時間は 1μs、平坦部は 4μs 以上とることが多い。パルストランスの一次側と二次側なっている（Fig. 23）。

の昇圧比を 1:n とすると一次側の電圧 VP と二次側の電圧 VS は、ܸ௦ ൌ ܸ݊௉

(2-14)となる。昇圧比を大きくすると一次側の電圧が下げられるが、電流は、一次側の電流を IP、二次側の電流を IS とすると
ூ‫ܫ‬ௌ ൌ ು௡

(2-15)となるため、一次側の電流は大きくなる。また、電源からみた負荷インピーダンス ZP は、二次側
CH1: クライストロン電圧（75kV/div）
CH2: クライストロン電流（100A/div）のインピーダンスを ZS とすると
ܼ௉ ൌ

௓ೄ

௡మ

(2-16)となり、パルストランスの昇圧比により、電源か
らみた負荷のインピーダンスを変更できること

10－ 9

Fig. 23 クライストロン電圧・電流波形

2.8. 制御関係変化による機器の劣化が進んできたこともあり、クライストロン用パルス電源は、通常、クライ
ストロンのヒーター電源やクライストロンの集束電磁石電源等の ON/OFF を行う低圧（LV）系、
PFN やコンデンサなどに充電するための充電回
路の ON/OFF を行う高圧（HV）系、パルス電圧の出力のためのトリガーの ON/OFF を行うトリ新しい制御システムに置き換えられた。新しい制
御 シ ス テ ム で は 、 CPLD （ Complex
Programmable Logic Device）と FPGA（Field
Programmable Gate Array）によってインターロ
ックなどの制御を行い、アットマークテクノ社のArmadillo によって上位の計算機と通信を行ってガー（TRIG）系、クライストロンに入力される高いる。Fig. 24 は、KEK Linac のクライストロン

周波の ON/OFF を行う RF 系に分けて制御する用パルス電源の新旧制御システムである。

ことが多い。各系統には、それぞれ機器保護のためのインターロックがかけられる。例えば、LV 系には制御系が正常に動作しているか、集束電磁石の冷却水は規定流量流れているかなどのインターロック、HV 系には電源の扉が閉まっているか、
クライストロンのヒーター電流が規定値になっているかなどのインターロックがある。制御回路
は、これらのインターロックを受けて、各系統の制御を行う。インターロック信号は、クライスト
ロン用パルス電源内部のインターロックの他に外部からのインターロックが必要になる。例え（a）旧制御システム

ば、クライストロンの冷却水の流量のインターロ
ックは、外部の流量計から入力される。外部のイ
ンターロック信号を入力する際には、信号の種類と論理に注意する必要がある。通常は、接点入力としておくとトラブルが起きにくい。また、論理に関しては、機器の設計思想によって異なるため、一概には言えないが、KEK の Linac と STFのクライストロン用パルス電源では、基本的には異常時に開となる信号となっている。クライスト
ロン用パルス電源は、大電流を瞬間的に流すた
め、大きなノイズを発生させる。そのため、制御回路は、ノイズに対して十分な対策を行う必要がある。
KEK の Linac のクライストロン用パルス電源の制御回路には、リレーとダイオードマトリクス（b）新制御システム
Fig. 24 KEK Linac のクライストロン用パルス電源制御システム（文献[10]より引用）

によるインターロック回路と充電電圧の設定や

KEK の Linac は、24 時間運転で年間数千時間

上 位 の 計 算 機 と 通 信 す る た め の PLC運転する。運転中にトラブルがあった場合は、で（Programmable Logic Controller）及びタッチパ

きるだけ早い原因の診断、修理が必要になる。

ネルが使用されてきた。これらの制御回路は、ノ

KEK の Linac のクライストロン用パルス電源は、イズの多いクライストロン用パルス電源におい機能ごとに部品がユニット化（組み込みユニッて、トラブルなく安定な動作をしてきたが、経年ト）されているため、組み込みユニットの交換に

10－ 10より、修理が比較的短時間で行える。また、各組
み込みユニットには、各信号のモニター端子があり、さらにインターロック等の信号は、端子台を3.2. バウンサー型電源
3.2.1. ハードチューブ型パルス電源

経由して各組み込みユニットに入力されている

KEK の STF では、ハードチューブ型のパルス

ため、トラブルの診断が容易に行える。このよう電源を使用している。ハードチューブ型のパルスに、長時間安定な運転が要求される場合は、メン

電源は、Fig. 25 に示すようにコンデンサにエネル

テナンス性を考慮した電源にすることも重要でギーを溜めておき、スイッチの ON/OFF によっある。

て直接パルス電圧を得るものである。
VOUT

3. ロングパルス電源

SW

C

ここでは、出力電圧のパルス幅が 1 ミリ秒以上

Rのロングパルス電源について、KEK の STF で使用しているクライストロン用パルス電源等を具体例に解説する。
3.1. KEK STF のクライストロン用パルス電源
KEK の STF では、国際リニアコライダー（ILC）
等のための超伝導空洞開発と超伝導加速システ
ムの試験開発を行っている。ILC では、マイクロ波源として、Table 4 に仕様を示す 10MW のマル
チビームクライストロンが使用される予定になっており、その電源に要求される仕様は、Table 5のようになる。

以前は、このスイッチとして、主に真空管（ハードチューブ）が使用されていたため、ハードチューブ型と呼ばれているが、現在では、真空管の代
わりに半導体スイッチが使用されている。
Fig. 25 においてコンデンサが電圧 VE で充電さ

Table 4 KEK STF のクライストロンの仕様
周波数
ピーク出力
平均出力
パルス幅
ビーム電圧
パービアンス
利得
効率Fig. 25 ハードチューブ型パルス電源

れていると、スイッチが ON になったときの出力

1300MHz
10MW
150kW
1.5ms
120kV
3.4μP
47dB
60%

電圧 VOUT は、�と表すことができる。出力電圧は、時間と共に低下し、要求されるパルス幅を T とするとその低下
率 d は、Table 5 KEK STF のクライストロン用パルス電源に要求される仕様
出力電圧
出力電流
パルス幅（平坦部）
繰り返し
パルス平坦度
ガン放電時クライストロン許容注
入エネルギー-120kV
140A
1.65ms5Hz< 0.5%
< 20J

(3-1)

V��� � V� � ������ ��� � ��

�� �

��

�

� � � � ���(3-2)となる。出力電圧の低下率 d は、要求されるパル
ス電圧の平坦度以下にする必要がある。例えば、
KEK の STF のパルス電源では、Table5 のように
出力電圧-120kV、出力電流 140A、パルス幅は1.65ms でパルス平坦度 1%が要求される。ハード
チューブ型のパルス電源で、直接-120kV を得るのは難しいため、KEK の STF のパルス電源では、

10－ 11

1:15 のパルストランスを使用している。この場

耐電圧は、10kV と高く、さらに 2000A 程度の電合、パルス電源の出力電圧は-8kV、出力電流は流が流れるため、一つの半導体スイッチでは、実2100A で 必 要 と な る コ ン デ ン サ の 容 量 は 、現が難しい。STF のバウンサー型クライストロン

43.3mF 以上になり、電源の大型化、コスト増に

用 パ ル ス 電 源 で は 、 20 直 列 4 並 列 の IGBT

つながる。KEK の STF の電源では、コンデンサ（Insulated Gate Bipolar Transistor）や 6 直列のの容量を抑えるため、バウンサー回路と呼ばれる

IEGT（Injection Enhanced Gate Transistor）を

LC の共振回路を出力回路に直列に接続すること

使用している。これらの半導体素子は、パワー半で、出力電圧の低下を補正している。Fig. 26 に導体と呼ばれており、負荷容量と動作周波数によ

STF のバウンサー型クライストロン用パルス電って Fig. 27 のように分類される。Fig. 27 からわ

源の回路図を示す。

かるように IGBT は大きな電力が扱え、高速なスイッチングが行える。また、IEGT は、IGBT よFig. 26 バウンサー型クライストロン用パルス電源回路図

負荷容量（VA）

りもさらに大電力が扱える。

3.2.2. 充電回路
ハードチューブ型のパルス電源では、通常 1 パ

動作周波数（Hz）

ルスの出力でコンデンサの充電電圧を全て放電することはなく、充電電源は、放電された分のエFig. 27 パワー半導体の負荷容量と動作周波数

ネルギーを次の出力パルスまでに充電すればよい。STF のバウンサー型クライストロン用パルス

ハードチューブ型のパルス電源では、クライス

電源では、1 パルスの出力で充電電圧の約 80%のトロンが放電した場合など負荷短絡時には、メイ

電圧まで低下する。パルス出力の繰り返しは、

ンスイッチに通常の運転状態よりも過大な電流

5pps であるため、200ms 以内に再充電を完了すが流れる。メインスイッチに定格以上の電流が流る必要がある。

れると、半導体スイッチの破壊につながる。また、STF のバウンサー型クライストロン用パルス

クライストロンの放電時には、クライストロンの電源では、小型化のために充電電源としてインバ保護のためにクライストロンに流入するエネル

ータ電源を使用している。インバータ電源は、出

ギーは、20J 以下に抑える必要がある。そのため、力電力 50kJ/s のものを 4 台並列に使用し、2mF

通常は、クローバ回路を用いてコンデンサのエネのコンデンサを最大で-10kV まで±0.2%以下の充

ルギーを放電し、メインスイッチ及びクライスト

電電圧安定度で充電する。

ロンを保護する。しかし、クローバ回路が動作す
ると瞬間的に大電流が流れるため、ノイズにより

3.2.3. メインスイッチ

周辺機器の誤動作等の問題を引き起こすことがパルス電圧は、メインスイッチの ON/OFF にある。STF のバウンサー型クライストロン用パル

よって得られる。メインスイッチには、半導体ス

ス電源では、クローバ回路は使用せずに、メイン

イッチを使用しているが、スイッチに要求されるスイッチである半導体スイッチを高信頼化させ、10－ 12過電流検出時は、半導体スイッチを高速遮断する

チが ON になるとバウンサー回路の電圧 VBouncer

ことで、クライストロンを保護する。Fig. 28 は、は、

STF のバウンサー型クライストロン用パルス電ܸ஻௢௨௡௖௘௥ ൌ ܸ஻଴ ܿ‫ݏ݋‬ට

源運転中にクライストロンが放電した時の出力電流波形である。Fig. 28 において、インターロッ
クが過電流を検出し、約 400μs 後には、出力電流が 0A になっていることが分かる。

ଵ

௅ಳ ஼ಳ

‫ݐ‬

(3-5)

で表せる。バウンサー回路のスイッチは、メイン
スイッチより先に ON し、このタイミングを調整することで正弦波の直線部分が出力電圧の電圧低下部分に重なるようにして平坦な出力電圧を得る。バウンサー回路による出力パルス電圧補正の模式図を Fig. 30 に示す。
VR

CB
CH1: クライストロン電圧（1V/div）
CH2: クライストロン電流（20A/div）

LB

Fig. 28 クライストロン放電時の電圧・電流波形（充電電圧：9kV、繰り返し：5pps）
クライストロンのガン放電時にクライストロン

Fig. 29 バウンサー回路に注入されるエネルギーE は、 ൌ ‫ܸ ׬‬஺௥௖ ሺ‫ݐ‬ሻ‫ܫ‬௄௅௒ ሺ‫ݐ‬ሻ݀‫ݐ‬(3-3)となる。ここで、VArc(t)はクライストロン放電時

VBouncerVのアーク電圧、IKLY(t)は、クライストロンのビー

VR

VR -VBouncer

ム電流である。クライストロン放電時のアーク電
圧 VArc(t)を 100V で一定と仮定すると
 ൌ ͳͲͲ ‫ܫ ׬‬௄௅௒ ሺ‫ݐ‬ሻ݀‫ݐ‬(3-4)となり、Fig. 28 の電流波形から計算すると E は、

VBouncer

約 2J であり、仕様の 20J 以下を十分満たしていt

ることが確認できる。
3.2.4. バウンサー回路

Fig. 30 バウンサー回路による出力電圧補正

バウンサー回路は、Fig. 29 に示すように出力回路に直列に接続された LC の共振回路である。
Fig. 29 において、バウンサー回路のコンデンサがVB0 で充電されており、バウンサー回路のスイッFig. 31 は、STF の電源においてバウンサース
イッチのタイミングを変化させたときの出力電圧波形である。このようにバウンサー回路のスイ

10－ 13

ッチを適切なタイミングで ON することにより、

33 は、KEK STF のバウンサー型電源の写真であ

平坦なパルス出力電圧が得られる。

り、右側の黒いタンクがパルストランスのタンクとなる。

Fig. 31 バウンサー型クライストロン用パルス電
源出力電圧波形

CH1: クライストロン電圧（25kV/div）
CH2: クライストロン電流（40A/div）
CH3: クライストロン RF 出力 1
CH4: クライストロン RF 出力 2Fig. 32 クライストロン電圧・電流波形

3.2.5. ロングパルス用パルストランスの問題点
STF のバウンサー型クライストロン用パルス
電源では、-8kV のパルス電圧を昇圧比 1:15 のパルストランスで昇圧して、-120kV のパルス電圧をクライストロンに印可している（Fig. 32）。必要となるパルス幅は、平坦部で 1.65ms 以上である。一般にパルストランスの二次側に発生する電圧 VS は、ܸௌ ൌ ܰௌ ‫ܣ‬

ௗ஻
ௗ௧

(3-6)

で表すことができる。ここで NS は二次側のコイ
ルの巻き数、A はコアの断面積、B は磁束密度である。出力パルス電圧は、パルス幅 TP の間で一定

Fig. 33 KEK STF のバウンサー型電源の写真である必要があるので、dB/dt が一定でなければならない。パルス幅 TP の間における B の変化をΔB とすると式(3-6)は、
ο஻

3.2.6. バウンサー型電源の制御回路
KEK の STF のバウンサー型クライストロン用(3-7)

パルス電源では、制御回路には、PLC とタッチパとなる。ΔB は、コアの磁気特性によって決まり、ネルが使用されている（Fig. 34）。しかし、過電流ܸௌ ൌ ܰௌ ‫ܣ‬்ು

出力パルス幅よりも短い時間で飽和してしまうとそれ以降 VS は一定とはならない。パルス幅が長く ΔB が十分でない場合は、コアの断面積で補わなければならないため、ロングパルス用のパル
ストランスは、サイズが大きくなってしまう。Fig.

などの高速（数～数十 µ 秒）で動作する必要があ
るインターロックは、PLC では対応できない。そのため、過電流などのインターロックは、ハードウェアで構成され、異常を検知した場合は、即座にトリガーを停止させ、その後 PLC にインター
ロックの信号が入力される。また、半導体スイッ

10－ 14

チの制御は、アース電位から絶縁して行う必要が半導体スイッチを使用した Marx 型の電源であるため、半導体スイッチのゲート信号等は、光は、Fig. 36 のように充電と放電のスイッチに半導ファイバーで絶縁して送信される。

体スイッチを使用し、各段の ON/OFF のタイミ

当初、PLC を使用した制御回路は、ノイズによ

ングをコントロールすることにより、出力パルス

る誤動作等が心配されたが、これまで、特に問題

電圧波形の調整が可能となる。Marx 型の電源は、なく動作している。

低い充電電圧でも段数を増やすことによって、高電圧を得ることができ、各段のスイッチにかかる
電圧は、充電電圧と同じであるため、低電圧の半導体スイッチが使用できる。また、Marx 型の電源は、パルストランスを使用しないため、バウン
サー型電源に比べ、サイズ、コストが削減できる。
そのため、Marx 型の電源は、ILC 用の電源のベースラインデザインに採用され、Marx 回路の各段の充電電圧、出力パルス電圧の補正の方式等により、いくつかのタイプが研究、開発されている。
-Vin

Vout

Fig. 34 KEK STF のバウンサー型電源の制御シス
テム
3.3. Marx 型電源

Fig. 36 半導体スイッチを使用した Marx 型電源

3.3.1. 半導体スイッチを使用した Marx 型電源

3.3.2. P2 Marx

Fig. 35 は、Marx 発生器の回路図である。Marx

P2 Marx（Fig. 37）は、SLAC で設計、開発さ発生器は、充電抵抗を介して、複数のコンデンサれたものである。P2 Marx は、32 cell で構成されを並列に充電し、ギャップスイッチによってそれており、各 cell を-3.75kV に充電することで、-らを直列に放電することで、コンデンサの充電電

120kV のパルス電圧を出力する。各 cell の最大充圧の段数倍のインパルス電圧が得られるもので電電圧は、-4kV であり、2 cell が故障しても-ある。

120kV のパルス電圧出力が可能となっている。まVin

た、各 cell のサイズと重量は、メンテナンス性を考慮したものとなっており、筐体の前面から容易
Voutに交換可能な物となっている。P2 Marx の cell のパラメーターを Table 6 に示す。

Fig. 35 Marx 発生器

10－ 15

Cell Out
Qmd
Qmc

Qcd

Lc
Qcc

Cc

Cf1

Fig. 37 P2 Marx の写真（文献[16]より引用）-4kV

Table 6 P2 Marx cell の仕様
Cell Weight
Cell Dimensions
Number of Cells
Output Voltage (Max)Average Cell Power

Cm

Cf2

-1kV

Fig. 38 P2 Marx の 1cell の回路図

<50lb13.75”29.5” 8”32-4kV
4.48kW

CH3

P2 Marx の各 cell は、メインパルス回路とそこに直列に接続されたパルス補正回路によって構

CH4

CH1

成され、1.7ms のフラットなパルス電圧が出力できる。Fig. 38 は、P2 Marx の cell の回路図である。Fig. 38 において、Cm がメインパルス回路のCH2コンデンサ、Qmc がメインパルス回路の充電用のIGBT、Qmd が放電用の IGBT であり、出力のパルス電圧は、Cm の充電電圧で決まる。パルス補正
回路は、メインパルス回路の放電中は、Cc を入力
コンデンサ、Qcd をスイッチ、Cf1、Cf2 を出力コンデンサとした PWM 周波数 40kHz で 0～-700V
出力のバックコンバータ回路として動作する。
Fig. 39 は、抵抗負荷での P2 Marx の cell の出力

CH1: 負荷電圧（1kV/div）
CH2: PWM フィルターインダクタ（Lc）電流
CH3: メインスイッチ（Qmd）電圧（1kV/div）
CH4: 負荷電流（50A/div）

Fig. 39 P2 Marx の 1cell の出力電圧・電流波形（文献[17]より引用]）

電圧波形である。

バックコンバータ回路は、Fig. 40 に示すようにスイッチング素子、チョークコイル、コンデンサ、ダイオードで構成された降圧コンバータである。
バックコンバータ回路は、スイッチング素子のスイッチング周波数を一定とし、ON/OFF の比率（デューティサイクル）を調整する PWM 制御を行うことにより、一定の出力電圧を得ることができる。

10－ 16

L
-V

VOUT
C

SW

Fig. 40 バックコンバータ回路
P2 Marx では、出力電圧の低下に合わせてバッ
クコンバータ回路の出力電圧を上げることにより出力電圧のパルス平坦度の補正を行う。
バックコンバータ回路でパルス補正する場合、リップル電圧が要求されるパルス平坦度以内になっている必要がある。バックコンバータ回路のリップル電圧 ΔVOUT は、οܸை௎் ൌሺଵି஽ሻ௏ೀೆ೅
଼௅஼௙మ

(3-8)

Fig. 41 P2 Marx の出力電圧波形（文献[16]より引用）で表せる。ここで、f は PWM のスイッチング周
波数、D はデューティサイクルである。式(3-8)より、リップル電圧は、チョークコイルの L またはコンデンサの C を大きくするか周波数を高くすれば小さくなることが分かるが、P2 Marx では、Marx 回路の特徴である出力電圧が各 Marx cellの足し合わせであることを利用して、各 cell の
PWM の位相をずらすことで、32 cell 全体での出力パルス電圧のリップルを抑えている。Fig. 41
は、水模擬負荷で試験した時の出力電圧波形である。Fig. 42 は、各 Cell の位相をずらした場合とそうでない場合の平坦部を拡大した電圧波形である。Fig. 41、Fig. 42 からわかるように、P2 Marx
では、立ち上がりが 10μs 以下、パルス平坦度（pp）が 0.1%以下のパルス電圧が得られる。
Fig. 42 P2 Marx 出力電圧波形フラットトップ部（文献[16]より引用）
3.3.3. チョッパ型 Marx 電源
チョッパ型 Marx 電源は、現在 KEK において
長岡技術科学大学と共同で開発を進めているものである。チョッパ型 Marx 電源は、Fig. 43 に示すようにバックコンバータ回路（降圧チョッパ回

10－ 17路）を Marx 回路に組み込んだものである。各のサイズが大きくなってしまう。チョッパ型マルMarx cell のコンデンサ CM は、充電用の SWC を

クス電源では、各 cell の PWM の位相をずらすこ

ON することにより、並列に充電され、放電用のとで出力電圧のリップルを低減している。Fig. 44

SWD を ON することで Marx cell の充電電圧の段に 4cell（1unit）の出力電圧と各 cell の電圧波形数倍の出力電圧が得られる。さらに、放電用のを示す。各 cell の PWM 制御の位相を調整するこ

SWD を 50kHz で PWM 制御することで、コンデとで、1cell では約 50%であったリップルが、4cell

ンサ CM の充電電圧が低下することによる出力電の出力電圧では約 6%に減少している。

圧の低下を補正する。各 cell は、最大で-2kV に充電され、-1.6kV、1.65ms のフラットな出力電圧が得られる。チョッパ型 Marx 電源は、回路構成が単純であり、制御も簡単であるため、高信頼化、小型化、低価格化が期待できる。
VOUT

SWD
CM

SWC

Fig. 44 チョッパ型 Marx 電源 1unit の出力電圧波形（文献[18]より引用）

SWD
CM

チョッパ型 Marx 電源は、-120kV の出力電圧SWCを得るために 4cell と制御基板 1 枚を 1unit とした 20unit で構成されている（Fig. 45）。Marx 型の電源では、充電は、充電用スイッチ、充電用ダイオードを通して各 Marx cell に充電される。そSWD
CMのため、Marx cell の段数が増加すると充電時の損失が増加してしまう。チョッパ型 Marx 電源で

SWC

は、Fig. 46 に示すように 1unit ごとに絶縁トランスを介して充電電圧を供給することで、充電時の損失を抑えている。Fig. 46 においてインバータ
部は、3 相の 440V 受電し全波整流した後、20kHz

VINの高周波として出力する。各 Marx unit には、絶縁トランスによって、-2kV に昇圧された高周波がFig. 43 チョッパ型 Marx 電源
チョッパ型 Marx 電源の各 Marx cell のリップ
ル電圧は、式（3-8）からチョークコイルの L またはコンデンサの C を大きくするか周波数を高くすれば小さくなる。一般的に、リップル電圧を小さくするために、スイッチング周波数を高くするとスイッチの損失が大きくなり、チョークコイルの L またはコンデンサの C を大きくすると素子入力され、Marx unit 内の整流回路で整流され各cell に充電される。
Fig. 47 は、クライストロン負荷で試験を行った
時の出力電圧、出力電流波形である。この時のMarx cell の充電電圧は 1kV、繰り返しは 5pps
で、PWM のデューティーは 86%から 97%まで直線的に増加させている。

10－ 18

3.3.4. Marx 型電源の制御回路
Marx 型の電源では、各 Marx cell の電位は、パルス電圧出力時には、アース電位からの段数に応じて高電位となる。そのため、各 Marx cell の制御は、アース電位から絶縁して行う必要がある。また、各 Marx cell には、トリガー信号、または、ゲート信号が必要になるが、やはりアース
電位から絶縁する必要があるため、光ファイバーで送信される。
P2 Marx では、各 Marx cell に FPGA を使用
した制御回路があり、各 Marx cell の制御、出力
Fig. 45 チョッパ型 Marx 電源の写真

電圧、出力電流のモニター値のデジタル化、ゲー
トドライバーへのゲート信号の供給を行い、光ファイバーで Ethernet に接続され、上位の計算機と通信する。各 IGBT の過電流、過電圧のインターロックは、各 Marx cell 内のゲートドライバー
回路でハード的に行われている。Fig. 48 は、P2
Marx の制御基板の写真である。

Fig. 46 チョッパ型 Marx 電源充電回路模式図

CH3Fig. 48 P2 Marx の制御基板（文献[19]より引用）

CH4

チョッパ型 Marx 電源では、1unit（4cell）に 1
CH1枚コントロール基板が実装され、4 段の Marx cell

CH2の充電のゲート信号、及び放電用の PWM 制御されたゲート信号を供給する。コントロール基板
は、各ユニットの過電圧、過電流などのインター
ロック、電圧、電流等のモニターを行い、光ファ

CH1（黄）: 電源出力電圧（50kV/div）-74.0kV
CH2（赤）: クライストロン電圧（50kV/div）-72.8kV
CH3（青）: 電源出力電流（20A/div）39.6A
CH4（緑）: インバータ出力電流（100A/div）237App
時間軸：500μs/div

イバーケーブルによって Ethernet に接続され、Fig. 47 チョッパ型 Marx 電源出力電圧・電流波
形の制御、各モニター値の表示等は PC から行って上位の計算機と通信を行う。
P2 Marx、チョッパ型 Marx 電源共に各 cell の
PWM の設定や HV、Trig の ON/OFF などの全体いる。以前は、制御回路には、リレーとダイオー
ドマトリクスを使用した回路が多く使用されていた。この制御回路は、ノイズに強く、クライス

10－ 19トロン用パルス電源のように大きなノイズがあFig. 50 は、分割コア方式の電源でインダクショる環境でも安定に動作する。PLC は、当初は、ノン方式の電源の一次側の巻線を各コアに並列にイズによる誤動作などが心配されたが、KEK巻いたものである。これにより、一次側の各パル

STF のバウンサー型電源では、問題なく使用されス出力モジュールは、異なるタイミングでている。近年、Marx 型の電源のように複数のユ

ON/OFF できるようになる。

ニットを使用し、それぞれのユニットごとに制御を行うような電源では、PLC よりも動作速度が速
く、小型な FPGA を使用した制御回路が多く使用されるようになってきた。

4. その他の方式の電源
ここまでは、KEK の Linac および STF の電源で使用しているクライストロン用パルス電源等
を例に解説をしてきたが、ここでは、その他の方式の電源について紹介する。
Fig. 49 はインダクション方式の電源であり、一次側が 1 ターンで複数あり、二次側がシリーズに接続されているトランスを使用し、その一次側に複数のパルス出力モジュールを接続することで各二次側のパルス電圧を足し合わせた出力パル

Fig. 50 分割コア方式の電源（文献[21]より引用）

ス電圧を得るものである。トランスのインダクタ
ンスを小さくできるので、立ち上がりの速いパル
ス電圧が得られる。また、Marx 型の電源と同様

Fig. 51 は、パルスステップモジュレータと呼ばに一次側の電圧を低くできるので、低電圧の半導れるもので、絶縁トランスによって各モジュール体スイッチが使用できる。さらに、半導体スイッに充電電圧が供給され、各モジュールの出力電圧

チの駆動回路の電位は、アース電位になるので制を足し合わせて必要となるパルス電圧を得るも御が容易になる。

のである。Fig. 51 の電源では、各モジュールは、ブーストコンバーターとしてスイッチを PWM 制
御し、さらに各モジュールの PWM の位相をずらすことにより、フラットなパルス出力を得ている。この方式も各段の出力電圧を低くできるため、低電圧の半導体スイッチが使用できるが、各段のスイッチの制御は、アース電位から絶縁して行わなくてはならない。

Fig. 49 インダクション方式の電源（文献[20]より引用）

10－ 20参 考 文 献[1] The Stanford Two-Mile Accelerator, ed. R. B.
Neal, Benjamin, New York, 1968.
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[4] T. Shidara, et al., “Klystron Modulator for the
KEK 2.5GeV LINAC”, Nuclear Instruments andMethods in Physics Research A279 (1989) 423432, North-Holland, Amsterdam.
[5] 道園 真一郎, “高周波源” OHO’02 テキスト

Fig. 51 パルスステップ方式の電源（文献[22]より引用）

5. おわりに
マイクロ波源の電源として、クライストロン用のパルス電源について、ラインタイプ型パルス電源、ハードチューブ型パルス電源、Marx 型電源を例に解説をしてきた。この他にも多くの方式の電源があり、近年は、複数のユニットを組み合わせて、低いパルス出力電圧を足し合わせて高電圧、大電流を出力するようなユニット型の電源の開発が多く行われているようである。これは、スイッチとして使用する半導体素子の性能向上によるところが大きい。今後、さらに半導体素子の開発が進み、より耐電圧が高く、大電流を扱え、高速で動作する半導体素子が実現されることを期待する。
最後に、本原稿を書く機会を与えて頂いた小林
幸則主幹、道園真一郎主幹、また、助言をいただ
いた明本光生教授に感謝いたします。

[6] 中島 啓光 他, “小型パルス電源の特性と今後 の 課 題 ” , Proceedings of the 28th Linear
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