アナログSWによるＢＭ（Balanced Modulator)について

2006/05/05
JA1VCW

１．はじめにPSNジェネレータを作ったのですが、どうもキャリアサプレッションが思うようにとれません。
何とか良くしようとした結果です。 何かの参考になればと思っています。

２．SWによるBMの動作
２－１ Single Balanced Mixer (SBM）
図のように信号をキャリアの周波数で切り刻んだだけのものです。 これでもキャリアは抑圧されます。
この場合はキャリアのデューティサイクルも特に1：1である必要もありません。 単に高次のスペクトラムの出方と基本波の出力レベルが変わるだけです。
図の記号の意味は次のとおりです。
AF： 被変調信号 サイン波
Car： 変調信号 スイッチング周波数のみ
M： 測定系
Mod： 変調器でです。 Carの周波数によってON/OFし、且つ２つのスイッチは排他的に動作します。
MOD

AF～

a

M出力bDC

負荷

DC=0V
AFM

Car
M出力0V
ａ ON (=b OFF)
Carスイッチａ OFF (=b ON)

CarによってSWをON/OFFします。
ａがONのときはAFの電圧が出力されます。
ａがOFFのときはDCの電圧が出力されます。（通常DCは0Vに近い）
このときの出力の波形は上図のようになります。
Excelを使用して、シミュレーションを行いました。
条件は、
１）キャリア周波数にたいして1周期４ポイントのサンプリングを行う。
２）AFは2Vp-pとして、1024ポイントに対して8周期当てはまるようにする。
３）周波数の比は 次のようになります。
サンプリング周波数= キャリア周波数*4AF周波数 = キャリア周波数*8／1024 = キャリア周波数*0.0078125
従って、キャリア周波数=500kHzのときは サンプリング周波数は4倍の2MHz AFは3.90625kHzです。
半端な周波数になっていますが、これはFFTを行ったときに便利なように決めたためです。
Excelのデータ分析ツールのフーリエ解析を使用しますが、このツールでデータ数（=サンプリング数）は2のn乗と指定されていることによります。

1

出力波形
Excelによるシミュレーション結果です。
SBM出力波形

SBM出力波形

1.51.5拡大

0.5-1-1-1.5-1.51211119110181716151413121

10-0.5119371015859781703625547469391313235157

10-0.51電圧（Ｖ）

0.5
79電圧(V)

1ポイント

ポイント

周波数分布
周波数分析
300

AF電圧(mV)

250200LSB

150

USB

10050508469430391352313274235

196

15779118

1400
ポイント

キャリアは抑圧シングルバランスなので、AF信号は抑圧されずに出力に現れます。
AFとM出力は周波数が十分離れているので、簡単に分離できますからSBMでも十分使用可能です。
出力の取り出し方ですが、バンドパスフィルタを入れています。
このフィルタがどういうわけか、出力アンプと相性が悪くてフィルタの同調点によって，ひずみが増したり、サイドバンドのリークがはっせいしました。 今回は適当な取り出し方を行なっています。
かなりもったいない接続方法ですが、あとでまた別の方法を考えます。
フィルタは BPF，LPF等いろいろと考えられます。

455kHzIFT *2個

470Ω
スペクトラム・アナライザ@50Ω

LM7171の出力
51Ω

2２－２ Double Balanced Mixer (DBM）
DBMは入力を差動にすれば容易に実現できます。
a～

AFM

b*AF

負荷～
Car

DC

*AFはAFと振幅が等しく、位相が180度ずれた信号(反転信号）
DC=0V
SBMでは信号と0Vの間をスイッチしましたが、DBMでは信号と反転信号の間をスイッチします。
そうしますと、AF成分はキャンセルされてなくなります。 また、出力レベルも2倍になります。
この様子をシミュレーションすると次のようになります。

DBM出力波形拡大

DBM出力

1.5

1.5

1-10.51211119110181716151413121

10-0.511993931

869

807745683621559

497435373311249187-0.512510電圧（Ｖ）

拡大0.563電圧（Ｖ）

1-1-1.5-1.5
ポイント

point

400350300250200150100500INaOUT

ポイント

反転アンプ

497466435404373342311280249218

18715612594631b32電圧(mV)

周波数分析

DCオフセット(=0V)

DBMなので、AFもキャリアも抑圧されています。 こちらのほうがよいと思われます。
出力もSBMの2倍あります。
実現は簡単で、AFの反転増幅器があれば実現します。 この反転アンプのゲインは正確に“１”で無くとも不都合は生じません。 ただし“１”でない場合はその分振幅が変化します.
DCオフセットはキャリアもれになりますので調整が必要です。

3

２－３ キャリアリークについて
BMでは、ａ，ｂをスイッチしていますが、ａ、ｂ間に直流の電位差があれば、キャリアの周波数でスイッチするのですからキャリアリークとなるのは自明です。
従ってａ、ｂ間の電位差を0VのするようにDCオフセットを調整します。
仮にAF信号が2Vp-pで、ａ、ｂ間の電位差が100mVあった場合のExcelの計算結果はつぎのようになりました。

400350300250200150100500481441401361321281241201161811211系列141

電圧(mV)

DBM+DCオフセット

ポイント

キャリアサプレッションの定義は知らないのですが、スペクトラムでの信号とキャリアとのレベル比とすると、DSBの片側の電圧値は362mV、キャリアは72mVですから比をｄBで表わすと14dBとなります。
50dBのキャリアサプレッションを得ようとすると、DC電圧の差は1.13mVとなります。
この電圧を調整しなくてはなりません。
実際にはSWのドライブの回路にも依存し、ドライブのインピーダンスがａ、bでおなじならば前記の計算とおりになると思われますが、そうでないときにはもっと大きな調整範囲が必要になることがあります。
SBMでは出力レベルがDBMと比較して6dBの差があり、DBMが有利です。
フィルタタイプのSSB発生器ではフィルタ自体が10～20ｄB程度のキャリアの抑圧があるのでＢＭで40dBも抑圧されれば最終的に50～60dBとなり、そのあたりの6dBはあまり気になりませんが、PSNタイプやウェーバータイプではBMの抑圧特性がそのまま現れるのでキャリアの抑圧が40dB程度になり、そのときの6dBは受信してキャリアリークの違いがわかるような差となると思われます。

4３． 各種実験
３－１ SBM
SBMの場合の実験です。 周波数は447ｋHz付近です。（3.578MHz/8）
PSN用としてIとQの入力を受ける場合です。
SBMの場合はAF信号とキャリアバランスのDCオフセットを、SWとうまく結合するのが難しいようです。
4053
240mVp-p

2.2u

1k

Y(15)

Y1(1)

AFI

47k
0.01u

10k4.7k☆

Y0(2)+5V+5V2k

OUT

1k47k

20k

LM7171

10k0.01u+0.1u※100-5V☆

-5V4053
2.2u

Z(4)

1k

AFQ

SN74HC4053

0.01u

10k

4.7k

☆ 0.01uFでバイパス

10k

Z1(3)

VCC YZ0(5)X

X1X0
A BC+5V
1k

47k
20k

0.01u+0.1u※100-5V

Y1 Y0+5V
233.5782MHz

DCQ
ｑ+5V

RFI

B(10)

RFQ

C(9)

+5V
5126119

DQ

C

ｑ 8

INH VSS
Z
VEE
Z1 Z0

X0,X1，A，,INH =>GND
VEE=>-5V
VCC=>+5V※1k

要調整。

74HC74+5V

3.5782MHz / 4 = 447kHz

1/2
キャリアサプレッションだけについては、数10pFのコンデンサを Ｙ，Ｚ の入出力に入れるなどするとさらに良くなる場合があります。（カットアンドトライが必要）
しかし、PSNタイプではサイドバンドサプレッションが悪化する場合があるので注意が必要です。
出力のアンプのゲインが約5倍なのは、特に意味がありません。 出力が1Vp-p程度ならば使いやすいだろうとの理由です。 出力レベルを大きくすると電源が±5Vなのでひずみが大きくなりそうだと思いました.。
PSN用ですので2組の回路があります。 それなりにトータルの特性は悪くなっているようです。
測定器は アンリツの MS-68B というアナログスペアナです。

5

SBMの実際の出力です。 周波数は447kHz付近です。
キャリアサプレッション-50dB以下
サイドバンドサプレッション -55dB以下
3次ひずみ-55dB以下
この程度ですと、室温程度でしたらパワーオンから比較的安定に動作するようです。
AFは図示した回路の入力電圧です。 AF240mVp-pを超えると、3次ひずみ特性が悪化します。
写真は、BM単体ではなくてPSNと組み合わせたときのトータルの特性です。 LSBを取り出しています。
以下スペアナの写真は、レベルは適当ですので相対値比較となります。
SBM 2kHz シングルトーン

AF240mVp-p/1980Hz

1kHz/div

100Hz/RBW

キャリア
逆サイドバンド

SBM 700Hz，2kHz ツートーン

AF120mVp-p/tone（776Hz，1980Hz）

60dB

1kHz/div

100Hz/RBW

キャリア
60dB

SBM出力波形（回路図の4053の4pin）

1980HzAF入力240mVp-p

50mV/div，100us/div

6

３－２ Double Balanced Mixer (DBM）
この場合はAF反転した信号を図のようにSWに印加します。
できればここに非反転アンプを入れ、4.7kを47kくらいにしたい。
4053

150mVp-p
2.2u

1k

Y(15)

Y1(1)

LM7171

10k
47k

AFI
0.01u+5V
10k

4.7k

Y0(2)

10k

☆
2k

OUT

1k

☆
+5V
20k-5V22k※100

0.01u+0.1u-5V

AFQの回路SW (1),(2)の端子から見てバランスの取れた回路となります。 どちらの端子もAMPの出力に接続されます。
DCをどこかでカットしておかないと特性が悪くなりそうなので、図のところに2.2uFのセラコンを入れてあります。
また、4.7Kの抵抗が入っていますが、これがないとキャリアサプレッションのヌルが取れなくなります。
本来でしたら2.2uFの後に1段高インピーダンスのバッファで受けてからBMに接続したほうが良いと思われます。
今回はこれで、VRの調整が若干クリチカルになる以外、特に問題になることはありませんでした。
2.2uFと4.7kで位相シフトが発生します。 4.7kを1kに変えると低い周波数ではっきり逆サイドの漏れが発生します。
フィルタタイプでは気にしなくてもよいでしょう。
今回は4.7kで良しとしました。 可能であれば10uFにしたいのですが、リークの少ないコンデンサが必要ですので電解コンデンサは不可です。 無極性のタンタルコンデンサか又はセラコンがよさそうです。
出力の3次歪みを同じくらいにした場合、DBMのAF入力電圧が低くなりました。

7DBMの実際の出力です。 周波数は447kHz付近です。
写真は、BM単体ではなくてPSNと組み合わせたときの特性です。
DBM 2kHz シングルトーン

AF150mVp-p（1980Hz）

1kHz/div

100Hz/RBW

キャリア
逆サイドバンドDBM 700Hz，2kHz ツートーン

60dB

AF75mVp-p/tone（776Hz，1980Hz）

1kHz/div

100Hz/RBW

キャリア
逆サイドバンド

60dB

DBM出力波形（回路図の4053の4pin）
1980Hz AF入力150mVp-p

約300mVp-p8４． バリエーション
良く使用される回路等に次のようなものがあります。
１）ではメリゴとよばれる方式で、２）ではバタフライ方式です。（両方とも通称です）
ＳＷをON/OFFするタイミングが変わっているだけです。
４－１ メリゴ方式
I

1I

42

1-I
OUTPUT
Q

Q

323
4-Q

I

1122

Q-I

3-Q4４－２ バタフライ方式
II

14-I

Q

Q

12OUTPUT

33-Q

42I
Q-I-Q
１） I,Q,-I,-Qの順に90度ずれて接続する。
２） I、-I及び、Q,-Qはそれぞれ排他的である。
３） それら全ての和を出力とする。

9バタフライ方式は、今回のDBMと同じカテゴリに入ると考えます。
発想の始点が違っているだけのようです。
今回のDBMをPSN用に2ブロック組み合わせ。
I

a

Ib-I

加算＋

Q

a

Qb-Q

90度の位相差がある。
１） I,-Iを排他的に切り替える。 Q,-Qを排他的に切り替える。
２） IとQの切換の位相は90度ずれている。
３） それらの和を出力とする。

４－３ SWをバランス型にした場合フィルタタイプなどに使用される、高性能なタイプです。
私は浅学にして、今回のDBMとどのように違うのかわかりません。

aINPUTbb

OUTPUT－aaとbは相補的に動作差動のSW入力をSWしたあと差動で受けるタイプです。

10

５． 感想447kHzにおいての実験の感想です。
１）キャリアサプレッションは50dB@455kHz程度は難しくないようです。 一時的な値は60dB以上にはなります。
温度変化などを含めて60dBを持続するのは困難でした。
２）これ以上サプレッションを良くするにはキャリアの位相補正も組み合わせないといけないようです。
位相補正をおこなうと、PSNの場合はAFの位相シフトが発生して、サイドバンドサプレッションも悪化する場合があります。 また、ダイレクトコンバージョン送信機等では、広帯域性が損なわれる場合があります。
フィルタタイプではそのような使用方法は無いので懸念は無用でしょう。
３）PSNの発生器はあちこちにクリチカルなポイントがあるようで、このBMの出力をオシロスコープのプローブで触るだけで（約10pF程度の容量）、サイドバンドサプレッションの悪化が見られました。(今回は約10dBくらい）
同様にAFPSNからBMまでの間も、極力位相シフトが発生しないようにしないといけません。
出力をモニタしながら調整、実験をおこなわないと、思わぬところで不都合が発生することがあります。
４）DBMのAFの入り口にバッファが入っていないので、反転アンプや4.7kが影響して、DCオフセットが発生し、そのためにキャリアヌルの時のVRが中点になりません。 実験していませんがバッファを入れると中点に近づき、22kを大きくしても良いようになると思われます。 そうするともう少し調整が楽になりそうです。
５）温度特性は見ていませんが、コールドスタートから、密閉したシャーシ全体がほのかに暖まるくらいまでサプレッション50dBはOKです。 ドライヤーであぶるのは、過激で自信がないので実験していません。
簡単な温度計がほしいです。
６）３次ひずみは、トータルで60dBは取れていそうです。 BMだけのひずみを測るべきだったのですが、PSN,フィルタなど全部を含んだひずみになってしまいました。 こでひずみが発生すると後出は取れないので注意が必要です。 ノイズレベルは-65dB程度ですが、アベレージングが可能なスペアナがあるともっと細かいところまで見えそうです。 今回はこれで良しとします。
７）高調波のスプリアス（？）がいっぱい出ます。理論的に出ますのでフィルタで取るしか方法ありません。
下図のようなスペクトラムになりました。 なぜこのようなすペクトラムになるかわかりません。
目的に信号をとりだすには、実際にはセラミックフィルタの帯域の広いものを通してやるのが良いようです。
9次の信号(?)に着目して調整を行うと、基本波と同じような特性の信号が得られます。
まさにサンプリングの理論どおりです。 9次のスプリアスですから4.023MHzです。
もう少し回路を検討するなど（特に加算アンプ、論理ICに高速なものを使用するなど）すると、ダイレクトコンバージョンの送信機ができそうです。 ただし9次のレベルは447KkHzに比べて20dB程度低くなっています。
モニタをしても音質は基本波と遜色ありません。 どういうわけか、キャリアバランス、サイドバンドサプレッションの安定度は悪くなります。 調整直後は447kHzと同様な特性になります。
447kHz

9次

キャリア、サイドバンドを調整（LSB)11

８）今回PSN用に90度ずれたキャリアでドライブするBMを2ブロック使用する場合と、フィルタタイプなどの1ブロック使用の場合と内容が混在しているところがあります。 本来でしたらDBMのみの特性を調べればよかったのですが、PSNをいじっている最中でしたのでこのようなことになりました。
９）メリゴ、バタフライなっどの方式は、バランスの調整に4個VRを使用していることが多いようです。
今回の方法ですと、基本的に2個のVRで調整が完了します。 サイドバンドのバランスをとるためにさらに1個のVRを使用します。
１０）BMの出力にはかなりの大きさでSW切り替え時のパルス波形が観測できます。 しかし全体の特性には影響していないようです。
１１）DBMの部分の写真です。
アナログ部とロジック部をわけました。 GNDも分けてあります。

アナログ部
7171
4052

74HC9074HC74

4580
Xtal_OSCLOGIC部以上
参考文献（記事などの表題は省略します。 ）１）ハムジャーナル No.86、87.91
２）2191空挺団、Blackfin空挺団（ホームページ）
３）JA3DEW（ホームページ）

12

付録
Excelによるシミュレーションの方法を示します。

456

B列C列

D列

point
01
2
3

sin data
00.049067674
0.09801714
0.146730474

offset
0.1
0.1
0.1
0.1

245
246
247
248
249
250
251
252
253
254
255
256
257
258
259
260
261
262
263
264
265
266
267

-0.514102744-0.471396737-0.427555093-0.382683432-0.336889853-0.290284677-0.24298018-0.195090322-0.146730474-0.09801714-0.049067674-4.90059E-16
0.049067674
0.09801714
0.146730474
0.195090322
0.24298018
0.290284677
0.336889853
0.382683432
0.427555093
0.471396737
0.514102744

0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1
0.1

E列

F列

sample data
data
sample data
-1-0.1-1 -0.149067674
10.19801714
1 0.246730474-111-1-1
1
1-1-1
1
1-1-1
1
1-1-1
1
1-1-1
1
1=SIN(2*PI()*8/1024*B4)
信号の波形
オフセット電圧
1023ポイントまで

0.414102744-0.371396737-0.327555093
0.282683432
0.236889853-0.190284677-0.14298018
0.095090322
0.046730474
0.00198286
0.050932326-0.1-0.149067674
0.19801714
0.246730474-0.295090322-0.34298018
0.390284677
0.436889853-0.482683432-0.527555093
0.571396737
0.614102744

I列

FFT結果

power
spectrum

00000000000000-256.000000000001-255.999 362.038672
00000000000000-51.1999999999999+51.2i
72.40773439
00000000000000
256+255.999999999999i
362.038672
000000=(C4+D4)*E4
DBM出力
サンプリング信号
DBM用

H列=IMABS(H4)FFT実施後の値（複素数）１）0～1023ポイントまで使用します。 FFTを実行する場合2のn乗のデータが必要なためです。
２）この中に8サイクルのサイン波を入れます。 SIN(2*PI()*8/1024*B4)というのは8周期（ 2*PI()*8）
を1024ポイント(/1024)に分解して、1ポイントづつ値を求めます。
３）F列はサインデータにoffsetをくわえていますので、（C4+D4)。 さらにサンプリングE4を乗算します。
４）H列はFFTの分析処理です。この列はFFT計算した結果で realpart＋imaginaｌypart の表記となります。
imaginaｌypartの後はiの文字がつきます。
５）パワースペクトラムはｓｑｒｔ（R＾2＋I＾2)ですが、IMABS（）という関数で計算してくれます。
後はグラフ表示をすれば出来上がりです。

13