消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2009.1.16
論文

直列補償方式を用いた双方向絶縁形 DC/DC コンバータ
学生員

宮脇
正

慧＊
員

正

岩谷

員

伊東

淳一＊

一生＊＊

A Bidirectional Isolated DC/DC Converter using Series Voltage Compensation
Satoshi Miyawaki＊, Student Member, Jun-ichi Itoh＊, Member, Kazuki Iwaya＊＊, Member
This paper discusses a bidirectional isolated DC/DC converter using the series compensation method. The proposed converter
consists of a high efficiency resonance full-bridge converter and a series converter. This proposed circuit regulates the output
voltage by the series converter, which provides only the differential voltage between the input voltage and the output voltage,
which is close to the nominal voltage.
In this study, four types of auxiliary circuits are investigated in terms of loss. The relationship between the loss element andefficiency characteristics is clarified. The validity of the proposed circuit is confirmed by the loss calculation. Moreover, theexperimental results confirmed that the proposed circuit, which converts 48 V to 380 V at 1 kW, achieves a maximum efficiencyof 95.5% at the nominal input voltage region.
キーワード：DC/DC コンバータ，絶縁形コンバータ，双方向コンバータ，直列電圧補償，電流共振
Keywords：DC/DC converter, Isolated converter, Bi-directional converter, Series voltage compensation, Current resonance

そこで，広い電圧制御範囲と高効率を両立するため，共

1. はじめに

振形コンバータは常に効率が最大となる最適条件下で制御

近年，新エネルギーを利用したスマートグリッドを対象

し，降圧チョッパなどの電圧制御用コンバータと組み合わとして，2 次電池の充放電回路，太陽電池や燃料電池のパワせる方式が提案されている (14)(15)。この方式では，共振形フーコンディショナーなどに適用される双方向絶縁形 DC/DC

ルブリッジコンバータはスイッチングデューティ 50%固定

コンバータの需要が増加している。これらに用いられる双で動作させ，電圧制御用のコンバータをフィードバック制

方向コンバータは広い電圧制御範囲が必要とされ，高効率御するだけで，容易に絶縁と電圧制御を達成することがで化や小型化が特に重要となる(1)~(9)。

きる。しかし，この構成による DC/DC コンバータでは 2 つ

高効率な絶縁形 DC/DC コンバータの回路方式としては電のコンバータが直列に接続されているため，全エネルギーを 2 回変換する必要があり，損失の増加が懸念される。

流共振形フルブリッジコンバータが有力である。これは，トランスの漏れインダクタンスとトランスに直列接続した

一方，交流電力系統においては，電源に直列にコンバー

コンデンサによる共振を利用することで，ゼロ電流スイッ

タを接続して電圧変動を補償する手法がある(16)(17)。この方チング（以下，ZCS）を実現でき，スイッチング損失をほぼ法はコンバータの電力容量低減や高効率化に有利である。

ゼロにできるため，少ない部品点数で高効率を達成できる。

同様に DC/DC コンバータにおいても，電圧変動に着目し，しかし，共振形コンバータ単体で電圧制御を行う場合，周直列に電圧を補償する方式が提案されている(18)~(21)。これら

波数制御(10)(11)(12)(13)やデューティ制御

する方法があるが，周は，電圧の変動幅が小さい領域で変換容量が小さくなるた

波数制御では共振パラメータの設計が困難となり，デューめ高効率を得られる。バッテリを接続してその電圧を補償

ティを制御する場合は励磁電流の影響によりソフトスイッ

する場合，動作時間の大部分を占める電圧（基準電圧）付

チングできない領域が発生する問題がある。

近で高効率を得ることができれば，コンバータの損失や体積を低減できる可能性がある。

＊

長岡技術科学大学〒940-2188 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
Nagaoka University of Technology,1603-1, Kamitomioka, Nagaoka Niigata 940-2188＊＊
TDK ラムダ株式会社〒940-1195 新潟県長岡市摂田屋外川 2701
TDK-Lambda Corporation,
2701, Togawa, Settaya, Nagaoka, Niigata 940-1195© 200● The Institute of Electrical Engineers of Japan.

著者らは，これまで入力電圧の変動幅に注目し，高効率な共振形コンバータに対して，補助回路により入力電圧の変動分のみを直列に補償する絶縁形 DC/DC コンバータを提案している(20)(21)。提案回路では，共振形コンバータの高効

1

率を維持したまま出力電圧を制御できる利点がある。さらに，提案方式は入力電圧の変動幅が小さい領域で補助回路の変換容量が小さくなるため，動作時間の大部分において高効率を得られる。その結果，変換器で発生する損失を低減することができる。しかし，これまでの検討では単方向のエネルギーフローのみを考えており，双方向 DC/DC コン(a)Power flow diagram.

(b)

Circuit configuration.

バータに適用した場合については，効果的な補助回路の方式を含めて回路方式の有用性が未検討であった。
本論文では，直列補償方式を双方向絶縁形 DC/DC コンバータに適用した場合において，補助回路の回路方式とその接続方法 4 パターンについて損失計算をベースとして比較検討を行った。回路で発生する損失の理論式を導出し，1kW

Fig. 1. The conventional circuit using a chopper circuit and a resonant
converter.

の双方向絶縁形 DC/DC コンバータを想定して理論式をベースとした損失計算を行った。その結果，要求仕様に応じて，高効率を実現できる補助回路の構成について明らかにした。最後に実機実験を行い，提案回路の基本動作と効率特性からその有用性を確認した。その結果，良好な動作を確認し，所望の結果が得られたので報告する。

2. 原理〈2･1〉 従来回路
図 1(a)に共振形コンバータを用いた従来方式のパワーフ
Fig. 2. Power flow diagram of the isolated DC/DC
using the series voltage compensation.

ローを示す。従来回路では，共振形コンバータとチョッパなどの電圧制御用コンバータを直列に接続する方式がある(14)(15)p 。入力電圧の変動はチョッパで一定に制御し，トラン r  k1 a .............................................................

1  k1
ただし， k1  Pa Pr

スを用いた共振形コンバータで絶縁を行う。このとき，共振形コンバータの効率をr，チョッパの効率をchop とすれconverter(2)

したがって，(3)式のコンバータ効率を満足することがでば，従来回路における全体効率c は(1)式にて表される。
 c   r chop ................................................................... (1)きれば，提案方式による効率向上が期待できる。
 r  k1 a  r chop ....................................................... (3)1  k1

その結果，変換する電位差にかかわらず全エネルギーを 2回変換するため損失が大きくなる。

図 3 に直列補償方式を実現する回路方式を示す。主電力

図 1(b)に従来方式の回路例を示す(1)。共振形コンバータとを伝送するメイン回路として電流共振形フルブリッジコン

して電流共振形フルブリッジコンバータを用いる。そして，

バータを用いる。これは，トランスの漏れインダクタンス

その後段に降圧チョッパを直列に接続して電圧を一定に制とコンデンサによる共振を利用し，共振周波数 fo に合わせ御する。

てデューティ 50%でスイッチングすることで，FET のター〈2･2〉 提案回路

ンオン，ターンオフ共にゼロ電流スイッチングを実現する。

図 2 に直列補償方式を用いた絶縁形 DC/DC コンバータのこれにより，ほぼスイッチング損失なしの電力変換が可能

パワーフローを示す。主電力を伝送するメイン回路としてになり，高効率化が実現できる。なお，この動作は従来かデューティ固定で動作する共振形コンバータを用い，常にらある共振形コンバータの ZCS 動作をそのまま用いてい最適動作点で動作させる。それに対して，電圧を制御するる。ただし，FET の出力容量が充放電されることで発生すための補助回路を並列に接続し，2 つのトランスを用いて補る損失は回路全体の損失と比較してとても小さいため無視

助回路の出力電圧を直列に重畳することで，負荷に供給すしている。このとき，共振インダクタを L，共振コンデンサ

る電圧を制御する。この結果，直列補償方式では負荷に供のみを補助回路で変換する。したがって，電力の大部分はを C とすると，提案回路における共振周波数は(4)式となる。
1............................................................... (4)
f0 
2 LC

補助回路を通過せず，高効率な共振形コンバータを通過す

なお，共振周波数は所望のスイッチング周波数に応じて給する電力のうち，目標とする出力電圧と入力電圧の差分るため，損失の低減を実現することができる。このとき，設定する。

負荷電力は共振形コンバータを経由する電力 Pr と補助回路

さらに，メイン回路に対して電圧を制御するための補助を経由する電力 Pa に分離できる。補助回路の効率をa とす

回路を並列に接続し，トランスにより補助回路の出力電圧

れば，提案回路の全体効率p は(2)式にて表される。

を直列に重畳する。このとき，補助回路は 1 次側，2 次側ど
2

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題Main Circuit

I1
Sm1

Sm3

C

V1

Sm1

L

Nm1 : Nm2

vm
Sm2

Auxiliary
Circuit

Sm3

C

V1

V2

vm2

vm1

Sm4

Main Circuit

I1

I2

I2

L N

m1 : Nm2

vm2
Sm2

vm1

Sm4

va

va
(a) Primary compensation.

V2

Auxiliary
Circuit(b) Secondary compensation.

Fig. 3. Circuit diagrams of the proposed circuit.

(a) Step down chopper + Full-bridge.

(b) Full-bridge.

(a) Step down chopper + Full-bridge.

Fig. 4. Circuit diagrams of the auxiliary circuit.

(b) Full-bridge.

Fig. 5. Voltage waveforms of the proposed circuit.

ちらに接続しても直列補償できる。図 3(a)は補助回路を 1場合のものであり，I1 は１次側の電源電流，I2 は 2 次側の電次側に接続した回路構成，図 3(b)は 2 次側に接続した回路構

源電流を示している。

成である。

〈3･1〉 メイン回路の半導体損失

図 4 に補助回路の構成を，図 5 に補助回路を 1 次側に接提案回路においては，共振インピーダンスが適切に設計続した場合のメイン回路の電圧波形 vm1 と補助回路の電圧されていれば，補助回路に依らず，回路に流れる共振電流

波形 va の関係を示す。

はほぼ正弦波となる(20)(21)。したがって，メイン回路の FET

図 4(a)は降圧チョッパとフルブリッジコンバータを直列で発生する損失は 1 次側 FET のオン抵抗を Ron_main1[]，2に接続した回路構成である。この構成では，補助回路のフ

次側 FET のオン抵抗を Ron_main2[]とすると，それぞれの FET

ルブリッジはメイン回路に同期してデューティ 50%でスイ

１個当たりで発生する損失 Ploss_FET_main1[W]，Ploss_ FET_main2[W]

ッチングし，常に ZCS を達成する。そして，降圧チョッパ

は(5)，(6)式で表される。

で補助回路の出力振幅 A を制御することで出力電圧を制御

Ploss _ FET _ main1 する（図 5(a)）
。使用素子数は多くなるが，チョッパには高速スイッチングが可能な素子，フルブリッジにはオン抵抗

Ploss _ FET _ main 2 の小さい素子を選定することで損失を小さくすることがで

2
8

2
8

Ron _ main1 I 12 ..................................... (5)Ron _ main 2 I 22 .................................... (6)ただし，2/8 は，正弦波平均値の 2 乗を積分したものをきる。

正弦波の 2 乗を積分したものに変換する係数である。

図 4(b)はフルブリッジコンバータを補助回路とした回路構成である。この構成では，補助回路はメイン回路のスイ〈3･2〉 補助回路の半導体損失Ⅰ

ッチングに同期させてスイッチングし，ゼロ電圧期間をも補助回路に流れる電流はメイン回路の電流と補助トラン

つ 3 レベルの電圧を出力する。そして，補助回路の出力電スの巻数比で決まる。図 4(a)に示す降圧チョッパ＋フルブリ

圧幅 D を制御することで出力電圧の制御を行う（図 5(b)）。

ッジコンバータの補助回路においては，チョッパ FET のオ

スイッチング損失の発生する素子が増加し，制御も複雑にン抵抗を Ron_chop[]とすると，チョッパ FET で発生する導通なるが，使用する素子数は少なくすることができる。

損失 Ploss_ FET_chop_con[W]は(7)式となる。ただし，補助トラン

3.

スの巻数比を=Na1/Na2 とする。

回路損失の定式化

Ploss _ FET _ chop _ con  Ron _ chop I 1  ................................. (7)2提案回路の損失は，メイン回路と補助回路の損失に分離

また，チョッパ FET で発生するスイッチング損失 Ploss_

できる。メイン回路では 1 次側と 2 次側それぞれの FET は

FET_chop_sw[W]はZCS を達成するため，スイッチング損失はほぼゼロと仮定仮定すると (8)式で表される。
Ploss _ FET _ chop _ sw  V1 I 1  eon  eoff f sw ........................ (8)

できる。そのため，メイン回路で発生する損失は素子のオン抵抗や巻線抵抗，コンデンサの等価直列抵抗など電流に

ただし，eon[J]はスイッチング１回のターンオン損失，eoff[J]依存する導通損失と，トランス鉄損や無負荷損失などの電はターンオフ損失，fsw[Hz]はスイッチング周波数である。

流に依存しない損失となる。また，補助回路では導通損失，また，フルブリッジの FET は ZCS を達成するため，導通固定損に加えてスイッチング損失が発生する。なお，以下損失のみ考慮する。FET のオン抵抗を Ron_FB[]とすると，に示す理論式は全て図 3(a)の１次側に補助回路を接続した
電学論●，●●巻●号，●●●年

FET の端子電圧と流れる電流に比例すると3

FET１個当たりで発生する損失 Ploss_ FET_FB[W]は(9)式となる。

Ploss _ FET _ FB 

28〈3･6〉 共振インダクタの損失

Ron _ FB I 1  ................................... (9)共振インダクタの損失も，トランスと同様に鉄損と銅損2に分離できる。銅損は(15)，(16)式と同じく表皮効果を考慮〈3･3〉 補助回路の半導体損失Ⅱした巻線抵抗から求める。

図 4(b)に示すフルブリッジコンバータを補助回路とした

鉄損は，まずインダクタに発生する電圧を求める。その構成においては，導通損失は図 4(a)の場合と同じく，式(9)後，トランスと同様に(13)式から交流磁束密度を導出し，コで求めることができる。

アロス値から鉄損を求める。

補助回路 FET のスイッチング損失 Ploss_FET_FB_sw[W]は正弦共振インダクタに発生する電圧は，共振により LC 間を移波状の共振電流をスイッチングするため (10)式となる。



動するエネルギーで決まるため (17) 式をピークとする正弦
Ploss _ FET _ FB _ sw   I 1 V1 eon  eoff f sw sin  1  f sw t on 22..................................... (10)ただし，ton[sec]はスイッチング 1 周期に対して，補助回路





波となる。

V L _ peak  2f 0 L 


2

I 1 ................................................ (17)4. 損失計算による効率予測で出力する補償電圧の出力時間である。
〈3･4〉 コンデンサの損失〈4･1〉 効率予測

コンデンサ損失はコンデンサの等価直列抵抗とコンデン

図 3，図 4 に示す 4 パターンの直列補償方式を用いた回路

サに充放電される電流から求められる。

方式について，3 章で導出した理論式の損失計算から比較検

共振コンデンサの損失 Ploss_C_reso[W] は等価直列抵抗を討を行った。

RC_reso[]とすると(11)式となる。

表 1 に計算に用いたパラメータを示す。負荷 1 kW を想定

2し，1 次側電圧は 48 V ± 25 %，2 次側電圧は 380 V ± 25 %とPloss _ C _ reso 

82
C _ reso 1

R

I ......................................... (11)した。昇降圧はメインのトランスで行い，1 次，2 次側電圧

また，平滑コンデンサには正弦波の平均値を基準とする

それぞれの電圧変動を補助回路で直列補償する。なお，こ電流が充放電されるため，平滑コンデンサの等価直列抵抗

れらの電圧はバッテリと直流バス電圧を連系するものを想を RC_smooth[]とすると，その損失 Ploss_C_smooth[W]は(12)式と定し，絶縁形双方向 DC/DC コンバータの EZA シリーズ

なる。

（TDK-Lambda）を参考にした。ただし，解析においては他 2Ploss _ C _ smooth  
 1 RC _ smooth I 22 ........................... (12) 8
のアプリケーションに適用することも考慮し，1 次側と 2 次側それぞれの電圧を大きく変動させた場合の結果を示して〈3･5〉 トランスの損失いる。メイン回路のトランス巻数比は 1 次側電圧 48V，2 次

トランスで発生する損失は，コアの磁束変化により発生

側電圧 380V において最高効率となるように 1 : 8 とした。

する鉄損と巻線の抵抗成分による銅損に分離できる。

補助回路のトランス巻数比は補償可能な電圧変動によってまず，鉄損は電圧変化によりトランスに発生する磁束密設定する。ここでは余裕をみて 2 : 1 とした。また，半導体

度と，コアの特性によって決まる。トランスに矩形波を入素子やトランスに用いたコアなどのパラメータはデータシ

力する場合，交流磁束密度 Bac[T]は(13)式で求められる。たートのものを使用しており，素子の抵抗成分により回路中

だし，VN1 は１次側電圧，N1 は１次側巻数，Ae[m2]はコアので発生する電圧降下については考慮していない。

実行断面積，ton[sec]は周期に対しての電圧印加時間である。
V t
Bac  N 1 on ........................................................... (13)2 N 1 Ae

圧を 380V 一定，負荷一定として，1 次側電圧を変動させた

したがって，トランス鉄損 Ptrans_fe はコアロス値―磁束密定として，2 次側電圧を変動させたときの変換効率の特性を

図 6 に 4 パターンそれぞれの回路方式において，2 次側電ときの効率特性を，図 7 に 1 次側電圧を 48V 一定，負荷一度特性からコアロス値 Pcv[W/m3]を求めると(14)式となる。

示す。

ただし，Ve[m3]はコアの実効体積である。
Ptrans _ fe  PcvVe ......................................................... (14)結果より，どの場合においても，負荷 1kW 時に基準電圧付近では 94%以上の高効率を得られた。なお，変動電圧がトランス銅損は表皮効果を考慮した巻線抵抗から求める。

基準値付近のときに効率が上昇しているのは，補助回路が表皮効果を考慮したメイントランス 1 次側巻線抵抗をTable 1. Specification parameters of the power loss calculation forbi-directional isolated DC/DC converter.

RNm1[] ， 2 次 側 巻 線 抵 抗 を RNm2[] す る と ， そ の 損 失
Ploss_Nm1[W]，Ploss_Nm2[W]は(15) ，(16)式となる。なお，補助
トランスについても同様に求めることができる。

Ploss _ Nm1 
Ploss _ Nm 2 

2
8

2
8

R N 1 _ main I 12 ........................................... (15)
R N 2 _ main I 22 .......................................... (16)4IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題

96

96

94

94

94

94

92

92

Pout=500W
Pout=1000W

90

90

88

88

86

86

36 40 44 48 52 56 60
Primary voltage [V]Pout=500W
Pout=1000W

92
90
88
86

36 40 44 48 52 56 60
Primary voltage [V](a) Primary compensation.
Step down chopper + Full-bridge.

Efficiency [%]96

Efficiency [%]96(b) Secondary compensation.
Step down chopper + Full-bridge.

92
90
88
86

36 40 44 48 52 56 60(c) Primary compensation.
Full-bridge.

36 40 44 48 52 56 60(d) Secondary compensation.
Full-bridge.

96

96

94

94

94

94

92
90
88
86

92
90

86

(a) Primary compensation.
Step down chopper + Full-bridge.

92
90

86

280 320 360 400 440 480(b) Secondary compensation.
Step down chopper + Full-bridge.

92
90
88

88

88
280 320 360 400 440 480

Efficiency [%]96

Efficiency [%]96

Efficiency [%]Efficiency [%]Fig. 6. Calculation results of the primary voltage compensation (V1=48V±25%, V2=380V).

280 320 360 400 440 480(c) Primary compensation.
Full-bridge.

86

280 320 360 400 440 480(d) Secondary compensation.
Full-bridge.

Fig. 7. Calculation results of the secondary voltage compensation (V1=48V, V2=380V±25%).

スイッチングしていないためである(20)(21)。また，1 次側電(1) 基準電圧に対して，電圧変動が大きくなる側に補助回圧が変動した場合は 1 次側から（図 6(a), (c)），2 次側電圧が路を接続する

変動した場合は 2 次側から（図 7(b), (d)）と，電圧が変動し(2) 高圧側に接続する場合は，降圧チョッパ＋フルブリッ

た側から補償した方が広い領域で高効率を得られることがジの補助回路を，低圧側に接続する場合はフルブリッ

わかる。これは，補助回路の接続方向によるパワーフロー

ジのみの補助回路を選択するの違いによるものである。直列補償を行う際，メイン回路〈4･2〉 回路方式の決定と補助回路の間で電流の一部が還流するモードが発生し，

1 次側にバッテリ（48V±25%）を接続し，2 次側に DC

効率が悪化する。このモードが発生するのは，補助回路をバス（ほぼ 380V 一定）を接続してバッテリを充放電する絶接続した側に電圧変動が生じそれが降圧動作となる場合，

縁形双方向 DC/DC コンバータを想定する。

または，補助回路を接続していない側に電圧変動が生じそ

この場合，1 次側はバッテリで電圧変動幅が大きく，2 次

れが昇圧動作となる場合のいずれかである。負荷が等しい

側は DC バスで電圧変動幅が小さいため，高効率を達成する

場合，昇圧時には回路に流れる電流が増加するため，還流ためには 1 次側に補助回路を接続する。また，1 次側は低圧モードの発生によりさらに電流が増加し，効率が低下する。

側であるため，導通損失の小さいフルブリッジのみの補助

そのため，補助回路を接続していない側に電圧変動が発生回路を用いる。

した場合は効率が低下する（図 6(b), (d), 図 7(a), (c)）。した

したがって，高効率を得るためには，1 次側に補助回路をがって，1 次側と 2 次側で電圧変動が大きい側に補助回路を接続（図 3(a)），補助回路の回路方式はフルブリッジのみ（図接続した方が回路で発生する損失を小さくすることができ4(b)）の組み合わせが最適である。

る。特に，直流バス電圧とバッテリを連系する電源システ
ムを想定すると，変動の小さい直流バス電圧側ではなく，変動の大きいバッテリ側に接続するほうがよい。
また，補助回路の回路方式による違いでは，降圧チョッ
パ＋フルブリッジの場合，素子の増加により導通損失が大きくなるため，高圧側に接続する方が有利である。一方，
2:1

フルブリッジのみの場合はスイッチング損失が大きくなる
ため，低圧側に接続する方が高速な素子を用いることができる点で有利である。
以上の検討より，高効率を達成するためには以下の項目を満たす回路構成とすればよい。

Fig. 8. Experimental circuit configuration
電学論●，●●巻●号，●●●年

5

5. 実験結果

9754

提案回路の有効性を検証するため，試作機を作製して実

96

52

95

50

94

48

93

46

92

44

91

42

験を行った。実験では，まず共振形コンバータ単体での動作を確認し，高効率に電力変換できることを確認した後，提案回路での実験を行った。なお，提案回路は 1 次側をバ
ッテリ，2 次側を DC バスとして連系するものと想定し，バッテリの電圧を 48V±25%，DC バス電圧を 380V 一定と設定した。
図 8 に実験回路の構成を示す。実験回路は，1 次側からの補償で，フルブリッジコンバータを接続する構成（図 3(a)と図 4(b)）である。これは，バッテリが大きな電圧変動を持つため，変動が大きい低圧側から補償するほうが有利なためである。メイントランスは高昇圧比を実現するためにト90

ランスを 2 つに分離して構成した(22)。これは，巻数比 1:4のトランスを 2 個用い，1 次側を並列，2 次側を直列に接続

0

200

400

600

800

1000

40
1200

Fig. 9. Experimental results of the load characteristics
only the main circuit.

することで高昇圧比を実現している。また，今回作製した実機では，トランスの漏れインダクタンスのみでは不十分だったため，トランスに直列にインダクタを追加している。

97

なお，実験では 1 次側から 2 次側，2 次側から 1 次側どちらの場合においても，直流電源装置と抵抗負荷を用いて実験

96

している。
Efficiency [%]メイン回路 1 次側 FET は IRFB4110PBF （ International

Rectifier），2 次側 FET は 2SK3697（富士電機），補助回路のFET は IRFB4410PBF（International Rectifier）を用いている。
2

また，トランスコアは PC44EER42-Z（TDK，Ae = 194 mm ，

Ve = 19200 mm3），共振コンデンサには EVC シリーズ 1kV,

95
94
93

0.3F（村田製作所）を並列接続して使用した。
〈5･1〉 メイン回路のみの実験結果

92

図 9 にメイン回路のみで動作させたときの負荷効率特性を示す。制御はデューティ 50%のオープンループ制御であ91る。メイントランスの巻数比は 1 : 8 であるため，1 次側電3640

圧が 48V 付近で 2 次側の電圧が 380V となる。図 9 では 2

44

48

52

56

60

(a) Primary to Secondary.

次側電圧が 380V となるときの 1 次側電圧も合わせて示して97いる。これは，1 次側から 2 次側への変換においては，2 次側に 380V が出力されるときの 1 次側電圧を，2 次側から 196

次側への変換では，2 次側を 380V としたときの 1 次側に出力される電圧を示している。結果より，最高効率は負荷95650W において 95.5%となり，高い効率で電力変換が可能であることが確認できる。

94〈5･2〉 提案回路の実験結果
図 10 に 1 次側電圧を 48V±25%とし，2 次側電圧を 380V

93

一定，負荷一定に制御したときの提案回路の実験結果を示す。なお，図 10(a)は 1 次側から 2 次側への変換であり，図回路の最高効率は負荷 650W のとき 95.5%となり，1 次側電

91

圧が基準電圧（48V）付近で概ね高効率を得られている。これは，負荷条件が変化しても同様の特性となる。なお，こイン回路のみの動作となっている(20)(21)。そのため，メイン

Pout=960W

92

10(b)は 2 次側から 1 次側への変換である。結果より，提案の最も効率が高くなる点において補助回路は動作せず，メ

Pout=650W

Secondary voltage : 380V
Switching frequency : 100kHz

36

40

44
48
52
Primary voltage [V]5660(b) Secondary to Primary.

Fig. 10. Experimental results of the primary voltage compensation of the
proposed circuit.

6

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題(a) Maximum efficiency condition (V1 = 48V).

(a) Maximum efficiency condition (V1 = 48V).

(b) Boost mode (V1 = 36V).

(b) Boost mode (V1 = 36V).

(c) Step down mode (V1 = 60V).

Fig. 11. Waveforms of the main transformer primary current and theterminal voltage of Sm2 (Pout=960W).

回路のみの実験結果とほぼ同じ効率を得られる。また，1 次
側電圧が変化した場合の昇降圧動作においても良好な結果を得られている。
図 11 に負荷 960W における効率最高点，昇圧時，降圧時におけるメインコンバータのトランス電流とスイッチ Sm2の端子電圧を示す。なお，パワーフローは 1 次側から 2 次側である。結果より，どの場合においても ZCS が達成され(c) Step down mode (V1 = 60V).

ていることが確認できる。また，設計通りスイッチング周Fig. 12. AC voltage waveforms of the each circuit (Pout=960W).

波数 100kHz であることが確認できる。なお，提案回路にお１次側電圧が上昇した場合はメイン回路の電圧逆極性で波いて共振形コンバータは原理的にゼロ電流スイッチングで形を重畳している（図 12(c)）ことが確認できる。なお，補きるが(20)(21)，試作器では若干のずれが発生していることを助回路の電圧において発生しているサージ電圧の原因は，付記しておく。なお，このずれにより発生するスイッチン

メイン回路の電圧極性が切り替わった際に補助回路 FET のグ損失は回路で発生している全損失の 3%以下である。ま

寄生容量に電流が流れるためである。

た，電流波形のひずみは補助回路で電圧を重畳しているた〈5･3〉 損失解析

めであり，補助回路に流れる電流がメイン回路の電流に重図 13 に負荷 960W，1 次側から 2 次側への変換において，畳されることで波形がひずんでいる。

試作器をベースとする損失解析結果を実験結果と合わせて

図 12 に提案回路における各トランスの交流電圧を示す。

示す。また，図 13 では従来回路方式における損失解析結果

昇圧と降圧動作においては，補助回路はメイン回路のスイも示している。これは，３，４章で示した理論式を用いたッチングに同期させてスイッチングし，ゼロ電圧期間をも損失計算に加え，配線抵抗などを追加して実験結果と比較

つ 3 レベルの電圧を出力していることが確認できる。2 次側したものである。なお，これまでにも小容量の試作器にお電圧を 380V 一定に制御するため，1 次側電圧が低下した場

いて解析法の妥当性は確認しており，実験結果と損失計算

合はメイン回路の電圧と同極性で波形を重畳し（図 12(b)），
電学論●，●●巻●号，●●●年

7

がよく一致することを確認している(23)。また，従来回路方
97式としては図 1(b)に示す回路を用いており，共振形コンバー
タのパラメータは提案回路と同じものを用いている。負荷

96や電圧の条件も同じである。
提案回路における損失計算の結果と実験結果はよく一致95

しており，非常に高い精度で損失の計算ができていることが確認できる。また，提案回路と従来回路の効率を比較し94

たところ，広い領域で提案回路のほうが高効率を得られる
ことがわかる。従来回路においては，チョッパのスイッチ

93

ング損失と平滑リアクトルの損失が大きくなる。
92

図 14 に図 13 に示した提案回路の損失を分離した結果を示す。結果より，メイントランスの鉄損が支配的であるこ91とが確認できる。これは，高昇圧比を実現するために，ト
ランスを 2 つに分離し，コアを 2 つ用いて構成したためで90ある。また，今回作製した実機では，トランスの漏れイン

36

40

44

48

52

56

60

ダクタンスのみでは不十分だったため，トランスに直列にFig. 13. Loss analysis of a prototype and conventional circuit.

インダクタを追加している。この追加した共振インダクタの損失が損失全体の約 15%程度を占めている。また，特に昇圧時（36V）にはメイン回路と補助回路の間に還流電流が100流れるため，導通損失の割合が増加している。一方，降圧時（60V）では，スイッチング損失の割合が増加しているこPrimary FETとが確認できる。

6. まとめResonant capacitanceResonant inductance

本論文では，高効率な双方向絶縁形 DC/DC コンバータを

Resonant inductance

実現するため，電圧の変動幅に着目し，直列補償方式によMain trans.

(Copper loss)(Iron loss)(Copper loss)

り差分の電圧のみを変換する双方向絶縁形 DC/DC コンバー

Main trans.

50(Iron loss)

タを提案した。

Auxiliary Trans.
(Copper loss)

直列補償方式を用いた双方向コンバータは様々なものがAuxiliary Trans.
(Iron loss)

考えられるため，補助回路の回路方式とその接続方法 4 パ

Auxiliary FET

ターンについて損失計算をベースとして比較検討を行っ(Conduction loss)

Auxiliary FET

た。回路で発生する損失の理論式を導出し，1kW の双方向

(Switching loss)

絶縁形 DC/DC コンバータを想定して損失計算を行った。そSecondary FET
Smoothing capacitor
Interconnection
Othersの結果，要求仕様に応じて，高効率を実現できる補助回路の構成について明らかにした。特に， 1 次側をバッテリ

0（48V），2 次側を DC バス（380V）に接続することを想定した場合，1 次側にフルブリッジコンバータの補助回路を接続

3648
V1 [V]

60( Error of the experiment andcalculation value )Fig. 14. Loss partition results of a prototype.

する構成が最も有効であることを確認した。
実験では，直列補償による提案回路の基本動作を確認し，の回路パターンによる実機検証があげられる。

1 次側（バッテリ）電圧を変動させて特性の検証を行った。

（平成 13 年 1 月 1 日受付，平成 14 年 1 月 1 日再受付）

その結果，メイン回路の共振形フルブリッジコンバータのZCS を維持したまま補助回路により電圧を制御できることを確認した。また，効率においては，基準電圧付近（48V）

文

において最高効率 95.5%を達成し，高効率を維持したまま昇献(１) F. Krismer, J. Biela, J.W. Kolar : "A Comparative Evaluation of Isolated
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降圧動作が可能であることを確認した。さらに損失解析を行い，提案回路では従来回路と比較して広い領域で高効率を得られることを確認した。全体としてメイン回路のトランス損失が支配的であり，昇降圧時には補助回路のスイッチング損失が増加する。
今後の予定として，最適設計による変換効率の改善，他
8

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題

(４)

(５)

(６)

(７)

(８)

(９)

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

(18)

(19)

(20)

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月長岡技術科学大学院工学研究科修士課程電気電子情報工学専攻修了。同年 4 月同大学大学
院工学研究科博士後期課程エネルギー・環境工学専攻に進学。主に電力変換回路に関する研究
に従事。

伊

東

淳

一

（正員） 1972 年 1 月 6 日生まれ。1996 年 3 月
長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月，富士電機（株）入社。2004
年 4 月長岡技術科学大学電気系准教授。現在に至る。主に電力変換回路，電動機制御の研究に従事。博士（工学）（長岡技術科学大学）。
2007 年第 63 回電気学術振興賞進歩賞受賞。
IEEE 会員。

岩

谷

一

生

（正員） 1977 年 9 月 19 日生まれ。2002 年 3 月
長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。2005 年 4 月デンセイ・ラムダ（株）入社。
2006 年 3 月長岡技術科学大学大学院工学研究科博士課程修了。現在，TDK ラムダ（株）勤務。スイッチング電源の開発に従事。博士（工学）

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