電気学会論文誌●（●●●●●●●部門誌）
IEEJ Transactions on ●●●●●●●●●●●●●●●
Vol.●● No.● pp.●-●●
DOI: ●.●●/ieejeiss.●●.●

消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2013.06.18
論文

昇圧形アクティブバッファを有する電解コンデンサレス
太陽光発電用系統連系インバータの開発
学生員

大貴＊

渡辺
正

員

学生員

小岩

大沼 喜也＊＊

一広＊
正

員

正

宮脇

員

伊東

淳一＊

慧＊＊

Development of Electrolytic capacitor less Photovoltaic Grid Connected Inverter with
Boost-up type Active Buffer Circuit
Hiroki Watanabe＊, Student Member, Kazuhiro Koiwa＊, Student Member, Jun-ichi Itoh＊, Member,
Yoshiya Ohnuma＊＊, Member, Satoshi Miyawaki＊＊, Member（20XX 年●月●日受付，20XX 年●月●日再受付）

This paper proposes a configuration of a single-phase voltage source inverter that features power decoupling
capability. Generally, the converter connected to a single-phase grid employs bulky DC link capacitors such as
electrolytic capacitors in order to decouple the power ripple with twice the frequency of the power supply. The
power ripple in the proposed circuit is compensated by an active buffer with small capacitors. In this paper, thefundamental operations of the proposed converter are confirmed by experimental results. From the experimental
results, the output current total harmonic distortion (THD) is 3.51%, the ratio of the input current is 14.3% and theoutput power factor is over 99%. In addition, the volume of the proposed circuit is reduced by 61% when the carrier
frequency is 64 kHz compared to that with a carrier frequency of 16 kHz. Finally, from an evaluation of the power
density using Pareto front curves, the proposed circuit achieves high power density in comparison with theconventional circuit.
キーワード：太陽光発電，系統連系インバータ，単相電力脈動補償，パワー密度

Keywords：Photovoltaic, Grid connected inverter, Power ripple compensation, Power density

1.

トグリッドなどに対して需要が急増している。

はじめに

一般に，PV を単相系統へ連系させる場合，昇圧チョッパ

近年，地球温暖化などの環境問題を背景に，太陽光発電(以回路と系統連系インバータの二つの回路から構成される。

下 PV)の利用に注目が集まっている。PV は化石燃料を用いまた，チョッパ回路には最大電力点追従制御(MPPT)を適用た発電方式に比べ，二酸化炭素排出量が少ない，太陽電池

し，ソーラーエネルギーを効率よく系統へ連系する。

の接続数を変更することで，発電量を柔軟に設計可能とい

単相系統へ連系する場合，連系点の瞬時電力は単相系統ったメリットがあり，メガソーラー，家庭用発電，スマーの 2 倍周波数で脈動する(1)。一方，PV から発電する電力は，＊

電源周期レベルではほぼ一定であることが望ましいため，

長岡技術科学大学〒940-0022 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
Nagaoka University of Technology.
1603-1, Kamitomioka, Nagaoka. Niigata 940-2188＊＊
長岡パワーエレクトロニクス株式会社〒940-0022 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
総合研究棟 7 階 テクノインキュベーションセンター
Nagaoka Power Electronics Co.Ltd
Synthetic Reserch Bldg 7F Techno Incubation Center
1603-1, Kamitomioka, Nagaoka. Niigata 940-2188© 200● The Institute of Electrical Engineers of Japan.

エネルギーバッファ(キャパシタ，リアクトル)を用いて系統側の瞬時電力脈動を補償する必要がある。そのため，昇圧
チョッパ回路と系統連系インバータの接続点である直流中間に大容量の電解コンデンサが必要となり，装置が大型化しやすい。また，電解コンデンサの寿命は，PV インバータの寿命を制限することになる(2)。この問題に対し，DC アク
ティブフィルタやアクティブパワーデカップリング方式に
1

PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）

注目が集まっている(3)-(8)。この方式は，大容量キャパシタ
やインダクタを用いたパッシブ方式に比べ，小容量のキャパシタで単相電力脈動を補償することが可能なため，バッ
ファキャパシタにフィルムキャパシタや積層セラミックキ
ャパシタが適用可能である。その結果，電解コンデンサが

PV

Cdc
Grid

不要となり，長寿命化が期待できる。しかしながら，キャ
パシタの充放電を制御するためのスイッチング素子が追加で必要となるため，コストや部品点数が増加する。

Boost-upchopper

本論文では，昇圧チョッパをベースとした昇圧形アクテ

Isolated
DC/DC
converterィブバッファ回路を提案する(9)。提案回路のバッファキャ
パシタには小容量キャパシタが適用可能であり，追加素子

Gridconnected
inverterFig.1. Conventional circuit for PV micro inverter.

もバッファキャパシタのみとなるため，長寿命化，小型化が期待できる。また，昇圧チョッパ以外の追加はなく，本PV input

来昇圧が必要なシステムであれば部品点数の増加はほぼな

Grid connectedinductor

Power converter
Isolated
DC/DC
converter

い。ここでは，200 W の試作機を製作し，提案回路の動作検証を行う。また，損失解析を行い，損失の主要因を明確

Grid
Proposedconnect
circuitinverter

Vpv=20~40 V化する。最後に，従来回路と提案回路のパワー密度をパレ

Vout=200 Vrms
f= 50Hzートフロントカーブにより評価する。
本論文の構成は以下のようになっている。まず 2 章におFig.2. Grid connected system for PV.

いて小容量キャパシタで単相電力脈動補償可能な提案回路について述べる。次に，3 章で単相電力脈動補償を実現す

Iin

S1

C2

D1 D3

る制御方式について説明する。最後に，4 章では試作機にPV C1

よる動作検証の結果を実験結果より示す。また，損失解析とパレートフロントカーブを用いたパワー密度の評価よ

N1 N2

C3

り，さらなる小型化と高効率化を達成する手法について示

D2 D4

1:10

す。

2.

Grid
Activebuffer connectedcircuit inverter

C4

Vin

vout

S2

回路構成
(a) Isolated resonance DC/DC converter.

〈2･1〉 従来回路

図 1 に従来のパワーコンディショ

Iinナの回路構成を示す(10)。高周波リンク DC/DC コンバータ

Iab

C5

の前段に昇圧チョッパを付加することで広範囲に MPPT 制

L2iL

御を実現する。また，商用トランスが不要なため，体積を小型化できる。しかし，直流側に単相電力脈動を吸収する

Vin

ための大容量電解コンデンサが必要となり，装置の大型化

PV Isolated
DC/DC
converter

L1

S3

S5

S7

Vdc

iout

C6

vout

Vab

や短寿命化が問題となる。
図 2 に想定する系統連系シス

S4

テム構成を示す。従来回路における昇圧チョッパを提案回

Active buffer〈2･2〉 システム構成

S6

S8

Inverter路に置き換えることで，従来回路を大幅に小型化する。ま(b) Active buffer, inverter circuit.

ず，DC/DC コンバータで入力電圧を 200 V まで昇圧する。

Fig.3. Circuit configuration of the proposed circuit.

次に昇圧形アクティブバッファで入力電圧を 400 V に昇圧が大きくなり，出力電圧が高いとアクティブバッファとしし，同時に単相電力脈動補償を行う。最後に系統連系インて使用するコンデンサの電圧制御レンジが狭くなる。そこ

バータで系統と連系する。提案システムは昇圧を DC/DC コ

で，PV 出力電圧が大きい，もしくは大容量なシステムの場

ンバータとアクティブバッファの 2 段階で行う。DC/DC コ

合は昇圧比を小さく設計し，PV 出力電圧が小さい場合は昇ンバータは昇圧比を一定とすることで，効率最大点で動作

圧比を大きく設計することで PV 出力電圧を系統電圧以上させる。また，トランス巻き数比を低減することで，小型に昇圧する。本論文では近年注目されているマイクロイン化している。
〈2･3〉 絶縁共振形 DC/DC コンバータ

バータ方式への適用を想定し，PV 出力電圧 Vin は 40 V，変図 3(a)に絶縁換器容量は 200 W とした。今回は DC/DC コンバータ入力直共振形 DC/DC コンバータの回路図を示す。DC/DC コンバー

流電圧 Vin を常に 5 倍に昇圧する。また， Zero Current

タは系統電圧と PV 出力電圧に応じて昇圧比を設計する。

Switching (ZCS) を適用し，トランス一次側電流がゼロクロ

DC/DC コンバータの出力電圧が低いと，整流器の導通損失
2

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）

ス時にスイッチングを行うことで，スイッチング損失を低400周波駆動とすることで，トランスを小型化する。
〈2･4〉 提案回路

図 3(b)に提案する昇圧形アクティ

ブバッファ回路を示す。アクティブバッファ回路は昇圧チ
ョッパと単相電力脈動補償用のバッファキャパシタ C5 で構成される。C5 はフィルムキャパシタや積層セラミックキ
ャパシタが適用可能であり，直流中間部に大容量の電解コ
ンデンサを必要としないため，長寿命化が期待できる。

Capacitance of C5 [F]減する。さらに，スイッチング周波数を 100 kHz 以上の高

350
300
250
200

63.6 V@50 F

150
100
50

C5 はキャパシタに蓄えられるエネルギーと印加電圧か0

ら容量を決定する(11)。C が充放電するエネルギーE はキ

0

ャパシタ平均電圧値を Vave，変動電圧幅をVc とすると(1)50

100 150200 250
Pulsatile voltage [V]

300

350

式で表される。
Fig.4. Relationship between the pulsatile voltage and capacitance of C5.

1 
V
V 
C (Va ve  c ) 2  (Va ve  c ) 2  ……………….(1)
2 
2
2 

(1)式より，大容量の電解コンデンサを用いた場合，C を大＋きくすることにより，補償するエネルギー量を確保する。

Dischargetことで，補償するエネルギー量を確保する。キャパシタ電t

0Charge

圧を変動させた場合のキャパシタが充放電する電力 Pc はBuffer powerpbuf [W]Output power
pout [W](2)式で表される。

122Pc  C5 (Vc max  Vc min ) …………………………….(2)2

Input powerpin [W]

Fig.5. Compensation principle of the power ripple with active
buffer.

ここで，Vcmax はバッファキャパシタ電圧最大値，Vcmin はバ

Feed forward control for
power ripple compensation

Vout*

ッファキャパシタ電圧最小値，は電源系統の角周波数である。(2)式を C5 について変形すると，キャパシタ容量はvc
Detection of
sensors(3)式で与えられる。
2 Pc……………………………….(3)C5 
22 (Vc max  Vc min )*Iout

Eg. (7)
*

V in
I in
v out

+

-

す。電圧変動幅を大きくすることでバッファキャパシタ容PI

Vdc_ lpf

BEF
Vdc
30Hz to 200Hz
iout
iL

量が大きく低減できることがわかる。しかしながら，電圧変動幅を大きくするとキャパシタ端子間電圧最大値が増加する。よって今回はキャパシタ端子間電圧最大値が素子耐圧以下となるよう 50 F のキャパシタを選定した。

+

+

PLL

i

Active buffer control
*
*
*
Vconv
iL

ic

Iab +

MPPT

AVR of the inverter input voltage
*
*
Vdc
out

図 4 に電圧変動幅とバッファキャパシタ容量の関係を示

3.

＝

0

t

0

一方，アクティブバッファでは，Vc を大きく変動させる

pin

pbuf

pout

- PI

+
-


*

Sin

+

-

PI

Vinv

ACR of the output current+-

PWM transform

E 

S3
S4

S5
S6
S7
S8

CarrierFig.6. Control block diagram of the proposed circuit.

式で制御される。

制御方式

Fig.6. Control block diagram for the proposed circuit.

1
pbuf   Vout I out cos(2t ) …………………………….(5)2まず，単相電力脈動の補償原理について述べる。図 5 に入力電力と出力瞬時電力，アクティブバッファの補償電力(5)式において，アクティブバッファは C5 からエネルギーをの関係図を示す。出力電圧と電流を正弦波，負荷力率を 1

吸収または放出するのみで，定常的には電力を出力しない。

とするとき，出力瞬時電力 pout を求めると(4)式になる。
V I
pout  out out (1  cos 2t ) ………………………….…(4)2以上より，入力瞬時電力は(4)式における第一項と一致し，一定となる。
1
Pin  Vo u tI o u t  Va bI a b ………………………………….(6)2(4)式において，Vout は系統の単相電圧最大値，Iout は単相電流最大値，は電源系統の角周波数である。(4)式より，単相

ここで，Pin は入力直流電力，Vab はアクティブバッファ入力

瞬時電力は系統角周波数の 2 倍周波数で脈動することがわ

直流電圧，Iab はアクティブバッファ入力直流電流である。

かる。したがって，入力直流電力 Pin を一定にするには，第図 6 に提案回路の制御ブロック図を示す。アクティブバ

2 項の脈動分をバッファキャパシタでアクティブに補償す

ッファはフィードフォワード制御による単相電力脈動補償ればよい。よって，エネルギーバッファの瞬時電力 pbuf は(5)3IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）と，入力電力を最大電力点付近に制御するための MPPT

作フローチャートを示す。今回は提案回路に山登り法を適(Maximum Power Point Tracking) を行う。インバータはイン用した(12)。山登り法は入力電力の前回値 Pn-1 と今回値 Pn をバータ入力直流電圧 Vdc を Automatic Voltage Regulator (AVR)

比較することで入力電力を最大電力点付近に制御する。本

によって制御する。また，系統と連系するため，Automatic

制御は操作対象を入力電流とし，PI 制御を用いて MPPT を

Current Regulator (ACR)によってインバータ出力電流 iout を

4 つの動作モードから実現する。
Mode1：入力電流指令 Iin*を増加させながら入力電力 Pin

制御する。
〈3･1〉 バッファリアクトルの電流制御

バッファリアを監視する。Pn が最大電力点を超えた際，Pn-1 と Pn の大小

クトル L1 には，PV の出力に応じた電流 Iab と，バッファキ

関係は逆転する。よって，この時の前回値を最大電力点 Pmax

ャパシタの電圧を制御するための充放電電流 ic が流入する。

に設定し，Pmax に対して X%低下した電力を Pth とする。こよって，PI 制御の電流指令値に ic に相当する指令値を加算

こで，Pth は電流増減を切り替える閾値である。

することで，バッファキャパシタの充放電電力を制御する

Mode2：Mode1 で設定した Pth と Pin を比較し，入力電力ことができる。充放電電流指令値 ic*は(7)式となる。
P*
ic  o u t cos(2t ) ......................................................... (7)vc

をパネル出力の最大電力点に近づけるため，Iin を制御する。

ここで，Pout は出力電力，vc はバッファキャパシタ瞬時電圧

さらに，Mode1 で設定した Pmax と Pth をリセットする。

最大電力点以降では，入力電流を増加すると Pin が減少する。
そこで，Pin が Pth 以下となった場合，Iin*の増加を停止する。
Mode3，Mode4：入力電流指令 Iin*を減少させながら Mode1，値である。(7)式と Iab より，バッファリアクトル電流指令値
iL*は(8)式にて表される。
P**iL  o u t cos(2t )  I a b ................................................ (8)vcMode2 と同様の動作を行う。ここで，Mode4 において Pin(8)式より，バッファリアクトル電流 iL は系統周波数の 2 倍

範囲内で制御される。

が Pth 以下となった場合，Pmax と Pth をリセットし，再び Mode1に移行する。ここで，Pin は Pmax に対し，(10)式に表される周波数で変動する。
〈3･2〉 インバータ制御

Pth  Pin  Pmax ………………………………………….

インバータ入力瞬時電圧値(10)vdc とアクティブバッファ入力直流電圧 vab，バッファキャパ(10)式より，電力閾値 Pth を高く設定することで，より最大

シタ瞬時電圧値 vc の関係を(9)式に示す。

電力点付近での制御が可能である。

vd c  va b  vc .................................................................. (9)

4.

実機検証

この時，Vab は PV パネルの電力変動，および MPPT に応じ〈4･1〉 動作試験て緩やかに変動する。そこで，vdc の平均値を一定に制御す方式の妥当性を検証するため，定格 200 W の試作機を製作

本論文で提案する回路とその制御るには，vc の平均値を vab の変動に応じて増減すればよい。

し，実機検証を行う。

vc は系統周波数の 2 倍の周波数で変動しているため，インバ

図 8 に定格動作時の実験結果を示す。表 1 に実験条件を

ータ出力電流に周波数成分が重畳し，総合ひずみ率(THD)示す。連系リアクトルは 30 mH (%Z=5%)とした。また，バが悪化する。そこで，インバータ入力電圧検出値に対してッファキャパシタは 50 µF を使用した。図 8(a)において，入帯域除去フィルタ(BEF)を適用する。その際，フィルタの遅

力電流は単相電力脈動によって系統周波数の 2 倍周波数でれを考慮し，AVR の応答速度はフィルタ遅れに対し，十分脈動していることが確認できる。一方，図 8(b)において入力遅くなるように設計する。

電流は単相電力脈動補償を適用することで，一定値に制御〈3･3〉 最大電力点追従制御(MPPT)

図 7 に MPPT の動できており，入力電流脈動は 97%低減されている。また，

Input
vin

MPPT Start

iin

Calc. Pin
Mode1
mode = 1
Yes
Pn-1 < Pn

Mode2

No

No

mode = 2

Mode4

Yes

Yes
Decision Pmax and
Pth

Pth < Pinmode = 3
No

No

Yes

Yes

Pn-1 > Pn

mode =3
Pmax = 0
Pth = 0mode = 2
Increasing Iin

Mode3

No

mode = 4No

Yes

Decision Pmax and
Pth

Pth < PinYes

decreasing Iin

Increasing Iin

No

Yes

mode = 4

decreasing Iin

Nomode =1
Pmax = 0
Pth = 0

Fig.7 Flowchart of the MPPT.
4IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）

定格動作時の負荷力率は 0.99，インバータ出力電流 THD は

Table.1 Experimental condition.

3.5%となり，系統連系されていることを確認できる。
さらに，バッファリアクトル電流およびバッファキャパ

Rated Power Pout

シタ電圧が 100 Hz で制御されていることが確認できる。上

DC/DC converter input voltage Vin

36 V

記の結果より，定格電力時において，提案回路および提案

Grid voltage Vout

200 V

制御を用いた単相電力脈動補償，系統連系動作が確認でき

Grid frequency f

200 W

50 Hz

DC/DC converterる。
図 9 に入力電流の高調波解析結果を示す。単相電力脈動補償を適用することで，二次高調波成分が 87.7%低減されSwitchingfrequency fsw Active buffer , Inverter

150 kHz

ACR(active buffer)

4000rad/s

ACR(Inverter)

4000rad/s

AVR

50rad/sResponseangularfrequencyている。よって，単相電力脈動補償によって脈動成分が良好に補償されていることが確認できる。二次高調波が残留

16 kHzする理由として，提案制御は力率 1 を前提に単相電力脈動
Input voltage Vin(50V/div)補償を行っているが，実験結果では力率が厳密には 1 ではないため，補償量に誤差が発生していると考える。

Input voltage Vin(50V/div)0

図 10(a)にアクティブバッファおよびインバータのスイッ

0

チング周波数 16 kHz 時における出力電力に対する効率およ0
Input current Iin(5A/div)0

Grid voltage vout(500V/div)

Grid voltage vout(500V/div)

び負荷力率を示す。図 10(a)より，最高効率は DC/DC コン
バータで 96.2%，アクティブバッファ，インバータで 95.5%0を達成した。

0
Output current iout(2A/div)

図 10(b)に出力電力に対するインバータ出力電流 THD，入Output current iout(2A/div)0

力電流リプル率を示す。図 10(b)より，入力電流のリプル率

Input current Iin(5A/div)05[ms/div]

は最大で 12.3%まで低減できている。また，インバータ出

Buffer capacitor
voltage vc(200V/div)

Buffer capacitor
voltage vc(200V/div)

力電流 THD は 100 W 以上の条件で 5%以内に低減されている。軽負荷時に入力電流リプルが大きい理由として，軽負荷時の力率が負荷側に接続している LC フィルタの進相成

0Inductor current iL(2A/div) 0

分の影響で悪化しているためである。したがって，LC フィ

00

ルタの進相コンデンサをより小さくすることで，軽負荷時

Grid voltage vout(500V/div)

Grid voltage vout(500V/div)の力率改善および入力電流リプル抑制が期待される。
0

図 11 に MPPT の動作試験結果を示す。ここで，今回は太陽電池出力模擬機能を有する電源(APL2 Myway プラス(株))0Output current iout(2A/div)

Output current iout(2A/div)

を用いて PV 特性を模擬した。また，Pth は最大電力点の 10%

Inductor current iL(2A/div)00に設定した。最大入力電力が 50 W，150 W，190 W 時にお

5[ms/div]

いて，設定した閾値電力から最大電力点の範囲内で Pin が制(a) Without proposed control

御されていることが確認できる。また，今回は電力変動幅(b) With proposed control

Fig.8. Experimental results of the power decoupling control.

を広く設定しているが，3 章で述べたとおり，電力閾値 Pthを高く設定することで，より最大電力点付近での制御が可

1.4〈4･2〉 損失解析結果

Amplitude of input current[p.u.]

能である。
図 12 に損失解析結果を示す。

結果より，アクティブバッファ，インバータ共に無負荷損
失が支配的であることがわかる。無負荷損失はスイッチン
グデバイスのドレイン-ソース間容量(出力容量)の充放電によって発生する。よって，無負荷損失はドレイン-ソース
間端子電圧と出力容量で決定される。無負荷損失が大きい

1.0 p.u.=1A

1.2
Without power decoupling control

1.0
With power decoupling control

0.8
87.7% reduced

0.6
0.4
0.2
0

理由として，変換機の定格 200 W に対し，耐圧 1200 V，定1

格電流 35 A の SiC MOSFET をスイッチング素子に用いており，出力容量大きいためである。したがって，無負荷損失

2

3

4
5
6
Harmonic number

7

8

Fig.9. Harmonic analysis.

を低減するには，スイッチング素子を変換機容量に対して最適に選定することで，無負荷損失の低減が期待できる。
また，スイッチング損失を低減するための一手法として，
5

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）
100

Power factor

Efficiency andoutput power factor [%]アクティブバッファに共振形を適用する。ZVS (Zero Voltage
Switching)を適用し，ゼロクロス付近でスイッチングを行う
ことで，スイッチング損失の低減が期待できる。
図 13 にスイッチング周波数と効率の関係を示す。スイッ
チング周波数が高い領域では，インバータ，アクティブバ
ッファ共に効率が低下していることがわかる。これは図 12における無負荷損失とスイッチング損失の増加が原因である。しかし，スイッチング周波数が高い領域においてはバッファリアクトルを小型化できることから，回路の小型化

98

DC/DC converter(Efficiency)

96
94

Active buffer + inverter(Efficiency)

92
90
88

0

50

100

と高効率化はトレードオフの関係がある。

5.

150

200

250

Output power [W]

昇圧チョッパと提案回路の体積評価(a) Efficiency and power factor

30

バッファリアTHD of output current andinput current ripple [%]〈5･1〉 バッファインダクタンスの設計

クトルのインダクタンスは，リプル電流の大きさより設計
する(13)。バッファリアクトル L1 のインダクタンス値とスイッチング周波数の関係は，ファラデーの法則より(11)式となる。
L1 

Va b a ve Vd c  Va b a ve ………………………..………..
(11)
I L f sw
Vd c

ここで，Vabave はアクティブバッファ入力平均電圧値，Vdc

2520

Input current ripple
15
10

THD of output current
5は直流中間平均電圧値，IL はバッファリアクトル電流リプ

050ル(peak to peak)，fsw はスイッチング周波数である。(11)式より，バッファリアクトルのインダクタンス値はスイッチン

100

200

250

(b) Input current ripple and output current THD

グ周波数に反比例する。

Fig.10. Load characteristics.
200
180

64kHz に設定した場合，インダクタンスは 2.7 mH となり，

160

16 kHz 時と比較して 77%低減されていることがわかる。従140

Input power [W]

図 14 にリプル率を 30%一定としたときのインダクタンス
値の試算結果を示す。図 14 より，スイッチング周波数を来回路は直流リンクキャパシタと昇圧リアクトルが大型化の原因となっている。特に，直流リンクキャパシタはスイッチング周波数を増加しても小型化できない。一方，提案
回路はスイッチング周波数を増加することで小型化が可能

Experimental value

Pth:171W
Pmax:190W

Theoretical value

Pth:135W
Pmax:150W

120
100
80
60

である。

40
Pth:45W
Pmax:50W

20〈5･2〉 ヒートシンクの体積算出

150

Output power [W]

ヒートシンクの体積

0は CSPI(Cooling System Performance Index)(14)を用いて算出す0る。ヒートシンクの体積 Volcooling は(12)式となる。
Plo ss……………………………...(12)
Volco o lin g (T j  Ta )  CSPI

35

ここで，Ploss は損失，Tj はジャンクション温度，Ta は周囲温

30

10

20
30
40
Input voltage [V]50

Fig.11. Experimental results of MPPT.

度である。ヒートシンクは自然空冷を想定し，CSPI 値は 3No load loss
25とした。損失は実機の測定結果を用いた。また、Ta は 25℃，
Loss [W]Tj は 125℃以下となるときのヒートシンクの体積を算出し
た。

20
15
Switching loss
10〈5･3〉 平滑キャパシタの設計
昇圧チョッパ回路の平滑キャパシタ Cdc はリプル電圧と5リプル電流から設計する。平滑キャパシタに流れる電流 ic

0は(13)式より表される。

InverterConduction loss
No load loss
Conduction loss
Switching loss
64
16
20
48
Copper loss
Carrier frequency [kHz]Activebuffer

Fig.12. Converter loss analysis results.
6

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）

100
98

40

Active buffer

Inductance value[mH]

Efficiency [%]96
94
Inverter
92
90
88
86
10

20

30
40
50
60
Carrier frequency [kHz]70

Fig.13. Relationship between carrier frequency and efficiency.

ic  C d c

30

20

10

0

20

60

Fig.14. Relationship between buffer inductance and carrier frequency.

Table2. Parameters to calculate the volume.

dvc ……………………………………….…..
(13)
dt

Tj

120℃

Ta

25℃

CSPI
Switching device S3-S6
Volume

SCH2080KE (Rohm)
1.67cm3(13)式より，平滑キャパシタに必要な静電容量 Cdc は(14)式
となる。
Cdc 

40
Carrier frequency[kHz]v c
t ……………………………………..…..…(14)i c

3

EVC serise(Murata manufacturing Co.Ltd)
2.56cm3
Smoothing capacitor Cdc LNT2H471MSEF (470F，500V)(Nichicon)
167cm3
VolumeBuffer inductor L1
33cm3
VolumeBuffer capacitor C5

ここで，t は系統周波数の 2 倍周波数成分が支配的である。

Volumeまた，vc とic はリプル電圧(peak to peak)，リプル電流(peakto peak)である。vc とic が最大値に対して 10%となるように Cdc を設計した結果，500 F のキャパシタが必要となる。
〈5･4〉体積比較
表 2 に体積設計条件，図 15(a)に昇圧チョッパ回路と提案

350

回路の体積比較結果を示す。ここで，昇圧リアクトル及び300

バッファリアクトルの体積は Area Product(15)による設計法

Smoothing capacitor

250

Volume [cm3]を用いて評価した。図 15(a)より，昇圧チョッパ回路を用いた場合に比べ，提案回路は体積を 55%低減可能なことがわかる。これは提案回路では直流中間部に平滑キャパシタが不要なためである。
図 15(b)に提案回路のスイッチング周波数を変更した際のBoost-up inductor
200

S3 to S8100

体積比較結果を示す。スイッチング周波数を 64 kHz に増加50することで提案回路の体積を 61%低減可能であることがわ

0かる。これはバッファリアクトルがスイッチング周波数を

Buffer capacitor
Buffer inductor

S3 to S8

150

Heat sink

Conventional
circuitHeat sink

Proposedcircuit

増加することで小型化可能なためである。しかしながら，(a) Volume estimates of the proposed circuit.

スイッチング損失が増加するため，ヒートシンクが大型化350する。そこで，パレートフロントカーブ (16)を用いて最適な

300

スイッチング周波数をパワー密度の観点から考察する。

250

Volume [cm3]

図 16 に横軸にパワー密度，縦軸に効率をとり，スイッチ
ング周波数を変更した場合のパレートフロントカーブを示
す。効率はシミュレーションによる損失解析結果から算出し た 。 従 来 回 路 は ス イ ッ チ ン グ 周 波 数 70 kHz 時 でBuffer capacitor

200

Buffer inductor

150

Switch S3 to S8100

Heat sink30.65kW/dm の最大パワー密度となる。一方，提案回路はス

50イッチング周波数 70 kHz 時 1.6 kW/dm3 となり，59%パワー

0

密度を高く設計可能なことがわかる。これは図 15(a)の体積

16

20
32
48
Switching frequency [kHz]64の内訳に示すとおり，提案回路は平滑キャパシタが不要な(b) Volume comparison when the switching frequency increases to 64kHz.

分，回路体積を小型化できるためである。

Fig.15. Volume estimates for the proposed circuit.
7

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）

6.

まとめ
100

本論文では，小容量キャパシタで単相電力脈動補償可能

95な昇圧形アクティブバッファを有する電解コンデンサレス
Efficiency [%]単相系統連系インバータを提案した。提案回路は直流中間部に大容量電解コンデンサを必要としないため，長寿命化が期待できる。
定格 200W の試作機による実験結果より，入力電流脈動を97% 低 減 出 来 て い る こ と を 確 認 し た 。 ま た ， 出 力 電 流

fsw=20 kHz

9085

fsw=20 kHz
fsw=70 kHz
Conventional
circuit80

Proposedcircuit75
fsw=300 kHz

THD3.5%，負荷力率 99%が得られた。最高効率は DC/DC コ

70
0.40

ンバータで 96.2%，
アクティブバッファ，インバータで 95.5%

fsw=70 kHz

0.60を達成した。また，MPPT の動作検証を行い，入力電力を理

fsw=300 kHz

0.80
1.20
1.00
Power density [kW/dm3]

1.40

1.60

Fig.16. Pareto front curve of the conventional circuit and

論上の最大電力点付近に制御できていることを確認した。

proposed circuit.

損失解析結果より，無負荷損失が支配的であることを明らかにした。これは使用しているスイッチング素子の寄生ィブバッファを有する電解コンデンサレス系統連系インバータの実機検証 」, 平成 25 年電気学会産業応用部門大会, Vol. , No. 1-26, pp.
(2013)(10) シャープ株式会社:「住宅用太陽光発電システム用マルチパワーコン
ディショナ」技術報告，第 77 号(2000 年)(11) J. Itoh, H.Watanabe, K.Koiwa, Y. Ohnuma: "Experimental verification of
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chopper", EPE ‘13-ECCE Europe, the 15th European Conference onPower Electronics and Applications, Vol. , No. , pp. (2013)(12) 渡辺大貴, 小岩一広, 伊東淳一: 「昇圧形アクティブバッファのバッ
ファインダクタンスに関する一考察」, 平成 25 年度電気関係学会東京支部新潟支所大会, Vol. , No. III-11, pp. 45 (2013)(13) 竹内一平, 金井康通, 黒川浩助:「太陽電池単セル昇圧回路への MPPT制御の適用」， IIP 情報・知能・精密機器部門講演会講演論文集 2002,
162-164, 2002-03-22(14) J. Itoh, T. Araki: "Volume Evaluation of a PWM Inverter with Wide
Band-Gap Devices for Motor Drive System", 5th IEEE Annual
International Energy Conversion Congress and Exhibition, Vol. , No.
4-4-2, pp. 372-378 (2013)(15) Wm. T. McLyman’ Transformer and Inductor Design Handbook’ CRC Press,
2004(16) 樫原有吾, 伊東淳一, 森田一徳, 宗島正和, 小倉和也: 「パレートフロ
ントカーブを用いた 5 レベルトポロジーの性能比較」, SPC 浜松,
Vol. , No. SPC-12-159, EDD-12-066, pp. (2012)

容量が大きいためである。また，バッファリアクトルの小型化と高効率化はトレードオフの関係がある。
提案回路のスイッチング周波数を変更した際の体積比較を行った。体積比較より，スイッチング周波数を 16 kHz から 64 kHz に変更した場合，提案回路は体積を 61%低減可能であることが明らかになった。これはバッファリアクトル
がスイッチング周波数を増加することで小型化可能なためである。
パレートフロントカーブを用いてパワー密度に対する効率の評価を行った結果，従来回路と比較して提案回路は59%パワー密度を高く設計可能であることを確認した。
今後の予定として，実機において高パワー密度設計の妥
当性を検証することなどが挙げられる。

文献(1) Kuo-Hen Chao, Po-Tai Cheng: "Power Decoupling Methods for single-phase
three-poles AC/DC converters", ECCE 2009., Vol. No. , pp. 3742-3747(2009)(2) Haibing Hu, Souhib Harb, Xiang Fang, Dehua Zhang, Qian Zhang, Z. john
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渡 辺 大 貴（学生員） 1989 年 11 月 23 日生。2013 年 3 月
長岡技術科学大学電気電子情報工学課程卒業。同
年 4 月同大学大学院工学研究科修士課程電気電子
情報工学専攻に進学。主に電力変換回路に関する研究に従事。

小 岩 一 広（学生員） 1988 年 2 月 1 日生。2010 年 3 月長岡技術科学大学電気電子情報工学課程卒業。同
年 4 月同大学大学院工学研究科修士課程電気電子情報工学専攻に進学。主に電力変換回路に関する研究に従事。

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IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●PV 用電解 C レス系統連系インバータ（渡辺大貴，他）

伊東 淳 一 （正員） 1972 年生。1996 年 3 月長岡技術科学
大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4月，富士電機(株)入社。2004 年 4 月長岡技術
科学大学電気系准教授。現在に至る。主に電力変換回路，電動機制御の研究に従事。博士(工学)(長岡技術科学大学)。2007 年第 63 回電気学術振興進歩賞受賞。IEEE 会員。

大

宮

沼 喜 也

脇 慧

（正員） 1985 年生。2013 年 3 月長岡技術科
学大学大学院工学研究科博士後期課程エネ
ルギー・環境工学専攻修了。同年 4 月，長岡
パワーエレクトロニクス(株)入社。現在に至る。博士(工学)(長岡技術科学大学)。

(正員)

1985 年生。2013 年 3 月長岡技術科

学大学大学院工学研究科博士後期課程エネ
ルギー・環境工学専攻修了。同年 4 月，長岡
パワーエレクトロニクス(株)入社。現在に至る。博士(工学)(長岡技術科学大学)。

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