計測自動制御学会産業論文集
Vol.4, No.10, 65/74（2005）

γ− 正実化問題と ε1 − 修正則を用いたセンサレスベクトル制御誘導モータのロバスト適応制御 †長谷川

勝∗Robust Adaptive Control of Sensorless Vector Controlled Induction Motor
Using γ−Positive Real Problem and ε1 −Modification Approach
Masaru Hasegawa∗

Speed sensorless vector control of induction motor drives has been developed as an important technique, andthis has been utilized in some ﬁelds, especially industrial application ﬁeld. It has been pointed out, however,speed sensorless vector control system becomes unstable in very low-speed region so far, which is caused byunstable phenomenon of speed identiﬁcation system in adaptive observer.
This paper proposes a robust stability improvement method for sensorless vector control system using adaptive
observer. First, this paper reviews sensorless vector control system in brief, and then the adaptive observer designis proposed based on γ−positive real problem and ε1 −modiﬁcation approach for robust stability improvement.
Finally, some experiments are carried out to show feasibility and eﬀectiveness of the proposed method.
Key Words: induction motor, vector control, sensorless drives, γ−positive real problem, ε1 −modiﬁcation approach

1.

はじめに

が多く報告されている たとえば 3), 4) ．しかしながら，この高周波信号は制御には本来必要ではないものであるため，効誘導モータは瞬時トルク制御法の一つであるベクトル制御

率や騒音，電力変換器容量の点で望ましいとは言えない．まの適用により，DC サーボモータを凌駕する制御性能を実現

た，零周波数時駆動時における安定性改善の一つの解法と1)する ．高機能化，低コスト化，適用範囲拡大の観点から，

して励磁レベルを可変させることで零周波数を回避する方

トルク制御および速度制御に必要な速度センサを使用しな法がある 5) ．これは誘導モータの特徴である「すべり」を利い速度センサレスベクトル制御 (以下，センサレスベクトル

用したものであるが，無負荷時では本質的な解法にならず，制御) が実用に供されている 2) ．

また，同期モータには適用できない．

この技術開発には適応制御が大きく寄与しており，特に速一方，文献 6) は 誘導モータの固定子側モデル，回転子側度に代表されるパラメータの適応同定技術が速度センサレモデルがそれぞれに有する特徴を巧みに引き出す「周波数ハスベクトル制御の性能を大きく左右している．一方で，低速

イブリッドベクトル制御法」を提案しており，その有用性を運転，さらには回生領域での運転が困難なことが当初から指電気自動車の開発を通して示している．しかしながら，周波摘されており，その原因の一つに速度同定に関する入出力信

数領域での重みづけを実現する安定フィルタの設計指針は必号の PE 性の次数が低下するためであることが知られていずしも明確ではない。また，パラメータミスマッチに対するる．すなわち，モータ内の回転子磁束が回転磁界でなくなる

ロバスト安定性に関しては議論されておらず，モデル同定の零周波数駆動時には同定パラメータが励起されずに同定が停精度が制御性能の成否に大きく影響するものと思われる。

止するため，パラメータ同定の安定性に問題が生じる．した

本論文はこの低速運転時における適応同定のロバスト安がって，測定外乱や同定対象でないパラメータのミスマッチ

定化を目的に，これまでなされてきた議論を 3 章で再掲し，により同定系が不安定化し，制御系全体の不安定化を招く．

これを踏まえて γ− 正実化問題と ε1 − 修正則を用いたセン

この問題に対し，入出力信号の PE 性の次数を確保する

サレスベクトル制御のロバスト適応制御系を 4 章，5 章でそために，指令値に同定のための高周波信号を重畳する方法

れぞれ提案する．提案法では，ベクトル制御自体のロバスト†性，および適応オブザーバの安定性を考慮しつつ，γ− 正実∗化問題を適用した適応オブザーバの設計法を示す．次に，零第 4 回制御部門大会で一部発表（2004・5）
中部大学 愛知県春日井市∗ Chubu University, Kasugai, Aichi（Received March 9, 2005）

周波数駆動を困難にする要因が速度適応ループ内に存在す

66

る不安定な極零相殺であることを示し，これを ε1 − 修正則

ωr*

+

Speed
controller-

により回避してさらなるロバスト安定性改善を図る．最後に

i s’* +i s’

Current
controllervs’*R( θ )vs*IM

INVERTER-1

R( θ )

実機実験を行い，従来に比してセンサレスベクトル制御の安is

θ

定運転範囲を拡大することができることを示す．

vs

-1

tan

2.
2. 1

速度センサレスベクトル制御

^

λr

^
ω
r

ベクトル制御Adaptivefull-order observer

Fig. 1 Conﬁguration of vector control system

ベクトル制御は直流モータとのアナロジーにより生まれた交流モータの瞬時トルク制御法である．誘導モータにおいて，回転する回転子磁束ベクトル λr に対して直交する電流成分 iqs (以下，トルク電流) が，さらに磁束生成のための電流 ids (以下，励磁電流) が回転子磁束の方向に流れるよう，各電流成分が独立に制御される．これがベクトル制御である．実際には，固定子電流ベクトルは固定子に一致した直(α − β 座標) 系上で以下のように表される．
dx = Ax + Bv s
dt
is = [I o2×2 ] x = C 1 xA =−(Rs + M 2 Rr /L2r )/(σLs )I(M Rr /Lr )I

交座標 (α − β 座標) 系上の成分 iαs ，iβs を介して制御され∗る．したがって，回転する磁束ベクトルの固定子座標系から(Rr /Lr )I − (ωr /)Jの位相 θ が不可欠であり，ベクトル制御実現のためには回転子磁束を検出する手段が必要となる．現実的には磁束検

（1）
（2）

∗



−(Rr /Lr )I + ωr J

B = [(1/σLs )I o2×2 ]T

出は困難であり，誘導モータの数学モデルもしくは状態オブ

ここで，R，L，M は誘導モータの抵抗，自己インダクタン

ザーバにより磁束ベクトルを推定するのが一般的である．

ス，相互インダクタンスを表す．ωr は回転子速度 (電気角)，2. 2

速度センサレス化とその制御系

ベクトル制御系を構成するにあたっては，電気系と機械系の時定数の差から回転子速度を時不変パラメータとみなした線形モデルが用いられる．したがって，速度センサの設置が必要となるが，コスト面や設置環境に対する制約，配線長やノイズ等の問題から速度センサレス化が検討され，広く実用化されている．
状態オブザーバに基づくベクトル制御系を速度センサレ
ス化する場合，速度適応同定機能を付加した適応オブザーバを用いることになる 5) ．その構成を Fig. 1 に示す．この系は時変の座標変換 R(θ) を含む非線形系であり，系全体の安定性を議論することは困難である．安定なセンサレス制御を実現するには少なくとも速度，電流制御系と適応オブザーバのロバスト安定性をそれぞれ確保する必要がある．各制御系の安定化は磁束真値が既知なる仮定のもと，容易に達成することができる 7) ．ゆえに，適応オブザーバのロバスト安定性
がベクトル制御系のロバスト性を左右することになる．

添字 s，r はそれぞれ固定子側，回転子側を示す．また，Iは 2 × 2 の単位行列，J は交代行列で，σ = 1 − M 2 /Ls Lr ，

 = σLs Lr /M である．
これに対し，適応同一次元オブザーバは以下のように構成される 5) ．
dx̂ = Â x̂ + Bv s + Le1
dtîs = C 1 x̂（4）λ̂r = [o2×2 I] x̂ = C 2 x̂



KI 
ω̂r = Kp +(J λ̂r )T e1s（5）

センサレスベクトル制御用適応オブザーバ

本章では，センサレスベクトル制御系用適応オブザーバに関し，これまでになされてきた議論を文献 8) にしたがって再掲する．まず，適応オブザーバの定式化と速度同定に関する誤差システムを導出する．その後，これに課せられるノミ
ナル安定性条件を示す．

3. 1

適応オブザーバの構成

誘導モータの状態方程式は，状態変数 x を固定子電流ベ
クトル is と回転子磁束ベクトル λr にとると固定子座標（6）

ここで，ˆ は推定値を表し，e1 = îs − is は固定子電流推定
誤差，L はオブザーバゲインである．

3. 2

誤差システム

速度同定誤差 ∆ωr = ω̂r − ωr とすると，電流推定誤差 e1
は (1) 式から (5) 式より以下のように示すことができる．

e1 = C 1 (sI − Â − LC 1 )−1 B ωr (−∆ωr J λr )= Ĝ1 (s)J λr (ωr − ω̂r )

3.

（3）

（7）

ここで，

Ĝ1 (s) = C 1 (sI − Â − LC 1 )−1 B ωr
B ωr = [I/ε − I]T

（8）
（9）

である．また，∆ωr による磁束推定誤差 e2 は

e2 = C 2 (sI − Â − LC 1 )−1 B ωr (−∆ωr J λr )= Ĝ2 (s)(−∆ωr J λr )（10）で与えられる．ここで，Ĝ2 (s) = C 2 (sI − Â − LC 1 )−1 B ωr

（11）

67

4.

γ− 正実化問題によるロバスト適応オブザー
バの設計

本章では，適応オブザーバの安定性に関してこれまでに詳
細にはなされなかったロバスト安定性を議論し，これを考慮したロバスト適応オブザーバの設計法を提案する．すなわ
ち，ここでは速度同定遅れ ∆ωr の存在を考慮し，適応オブFig. 2 Block diagram of speed identiﬁcation system

ザーバのロバスト性改善，また同時にセンサレスベクトル
制御自体のロバスト性改善に寄与するゲイン設計法を提案する．

である．ゆえに，磁束ベクトルの真値から推定値までの伝達
関数は，





λ̂r = λr + e2 = I − Ĝ2 (s)∆ωr J λr

適応オブザーバのロバスト安定化条件∆ωr に対するロバスト性については，Fig. 2 と (13) 式が（12）示すように ∆ωr は線形時不変ブロックの位相特性を乱す項となるため，∆ωr に対して I − Ĝ2 (s)∆ωr J の位相特性がと得られ，これより (7) 式は,

e1 = Ĝ1 (s) I − Ĝ2 (s)∆ωr J

4. 1

−1

十分小さいことが必要となる．このことは，(12) 式より回J λ̂r (ωr − ω̂r )（13）

転子磁束位相の推定誤差を抑圧するための条件と等価となる．したがって，適応オブザーバのロバスト安定性条件は前述の条件 (1)，(2) に加えて，となる．ゆえに，(6) 式と (13) 式より，速度同定に関する誤（ 3 ） I − Ĝ2 (s)∆ωr J の位相特性が抑圧されること差システムが Fig. 2 のように得られる．

となる．さらに，ベクトル制御にとって真に必要なロバスト

3. 3

適応オブザーバのノミナル安定性条件

性能は磁束自体のロバスト推定性能ではなく，座標変換を行

Fig. 2 の安定性を議論するに際し，簡単化のため時不変パう際に用いる磁束位相のロバスト性であることから，このラメータである ωr の同定値 ω̂r も時不変として扱う．無論，回転子磁束位相の推定誤差が十分抑圧されることは適応オ

この仮定に理論的根拠はないが，電気系物理量と機械系物理

ブザーバのロバスト性を改善する条件であるのみならず．ベ量における時定数の差異，これまでにおける多くの検討例か

クトル制御それ自体のロバスト性を改善することにもなる．

らさほど問題とはならない．ただし，適応ゲインの設定に上ゆえに，センサレスベクトル制御系のロバスト安定性を改善

限が生じる．

するには上記 3 つの条件を同時に満足しなければならない．

文献 8) を中心にこれまでになされてきた安定性に関する
議論はノミナル安定性であり，∆ωr = 0 として前向き線形
時不変ブロックの強正実化が議論された．すなわち， 伝達
関数 Ĝ1 (s) の強正実性が必要である．

4. 2

γ - 正実化問題を用いたオブザーバゲイン設計法の提案

文献 11) によれば，磁束位相の推定誤差が抑圧されればĜ1 (s) の位相特性が ±90◦ 以内に向かうことが示唆されて（ 1 ） Â + LC1 が安定行列であること

おり条件 (2) と条件 (3) はほぼ等価な条件と言える．した（ 2 ） Ĝ1 (s) が強正実であること

がって，ロバストな磁束位相推定を実現することで，同時にとなる．ここで，オブザーバゲイン L を用いない場合，も適応オブザーバを安定化することができる．ゆえに，(12)

しくは不適切な設計では上記の条件は満足されない．言い式で定まる磁束推定に関する伝達関数 I − Ĝ2 (s)∆ωr J の換えれば，(7) 式の Ĝ1 (s) には L が含まれており，L を

位相特性を整形することが必要である．そこで本論文では，適切に設計にすれば系の安定性を改善することが可能であ

適応オブザーバのゲインを γ - 正実化問題に基づいて設計

る 8), 9) ．ただし，オブザーバゲイン L は Ĝ1 (s) のみならする方法を提案する 12) ．

ず，Ĝ2 (s) にも含まれている．したがって，これらを独立に設計することはできない．

伝達関数の位相曲線整形が可能な設計法として文献 13)，14)が示されている．この文献では，γ - 正実性なる概念を用いまた，ベクトル制御にとって最も重要な磁束推定のロバス

ることにより伝達関数の位相曲線整形問題を定義し，さらト性改善の観点からは，(10) 式が示すように Ĝ2 (s) の H∞にこの問題を利得曲線整形問題を扱う H∞ 制御問題としてノルムを抑圧するよう L を設計することが考えられる．磁解く手法を示している．そこで，本論文ではオブザーバゲイ

束推定誤差が生じないと仮定すれば Ĝ1 (s) の正実性は容易

ンの設計問題を (12) 式で示される伝達関数の γ− 正実化問に示すことができ，その結果，Fig. 2 に示す前向きブロッ

題 13) に帰着して磁束位相の推定誤差を抑圧すると同時に，クの強正実性が改善される．しかしながら，この設計では適応オブザーバのロバスト安定性改善を図る．γ− 正実化問

Ĝ1 (s) のゲイン特性が低下することになり，適応同定の過題は伝達関数のゲイン特性よりも位相特性を優先させた設

渡特性，観測ノイズに対するロバスト性の観点から望ましく計が可能であるため，座標変換を伴うベクトル制御系との

ない

10)

．

親和性が極めて高い．さらに，Ĝ1 (s) のゲイン低下も最小

68
Im

Im
pole loci of the plant

40
35

−h

30

Re

25

(speedincreases)

20

r

15
(speed increases)

pole loci of the observer

105(speed increases)

Fig. 3 Constraints of pole replacement0

限に抑えられる利点がある．なお，本論文ではオブザーバの-200を参照されたい．

-50

0

Re

LMI による γ− 正実化問題の定式化

前節の議論より，条件 (1) と条件 (3) を満足するオブザー
バゲインの設計法を提案する．以下では，上記条件を線形行

Fig. 4 に誘導モータの根軌跡，および設計されたオブザー
バの根軌跡を示す．誘導モータは 2 組の複素共役根をもつが，同図はこの中で第 2 象限に位置する 2 つの極のみを示

列不等式 (以下，LMI) により定式化する 15) ．
以上の条件を満たすには，許容する速度同定誤差 ∆ωr としている．同図よりロバスト性改善のための本手法は，その傾向としてオブザーバの極をより実軸近くに配置することある正数 γ > 0 に対して，



求めている．同様の結果がスライディングオブザーバを対象

X Γ + KC 1 + ΓT X + C T1 K T√∗(−B ωr ∆ωr J )T X / 2
√C 2/ 2√√ −X B ωr ∆ωr J / 2 C T2 / 2∗-100

Fig. 4 Design results of pole replacement for adaptive
observer

設計に必要な事項のみを述べるにとどめる．詳細は文献 13)

4. 3

-150

(speed increases)

−γ2 I

o2×2

o2×2

−γ2 I


<0

にした文献 19) でも示されているが，同一次元オブザーバでも同様な傾向が得られたことは非常に興味深いものといえる．また，Fig. 4 は 本手法がさほど高い極を要求しないことも示している．したがって，さほど高速なプロセッサを要（14）

なる LMI を満足する正定対称行列 X = X T > 0 と K と求しないため，実装上，非常に意義深いものと考える．

5.

ε1 − 修正則による極低速運転におけるロバス
ト安定性改善が存在すればよい 16) ．ここで，B ωr ∆ωr J C 2
Γ = Â −2

件はオブザーバゲイン L の設計によって満足され，安定性である．さらに，実装を考慮して極配置条件を与える 17) ．

の改善はある程度可能である．しかしながら，主に極低速運

前章までに示したように，前向き時不変ブロックの制約条

オブザーバの極が Fig. 3 に示す範囲内に存在するための条転時に生じる電源周波数が零となる時 (直流印加時) に速度

件は同定が停止し，その結果，系全体の不安定化を招く．その原−rX

X Â + KC 1

C T1 K T + Â T X

−rX


<0

因は，ファラデーの法則に基づく誘起電圧が発生しなくなる（15）

ため，固定子側の電圧，電流から回転子速度に関する情報が得られないことにある．すなわち，速度同定に関して入出力

X Â + KC 1 + ÂT

X + C T1 K T + 2hX < 0（16）

なる LMI を満足する X = X T > 0 と K が存在すればよい．以上の LMI 条件の下，γ を最小化する X と K を

MATLAB/LMI TOOLBOX 等を用いて設計する．その結果，オブザーバゲイン L は

L = X −1 K

因する問題であり，前章で述べたオブザーバゲインをいかに設計しようともこの問題は避けられない．また，同時に∆ωr やその他のパラメータミスマッチに対するロバスト性も低下し，これに対してもオブザーバゲインの設計のみで対処するには限界がある．このため，電圧もしくは電流に（17）と求めればよい．

4. 4である電圧および電流の PE 性の次数が不足することに起

設計結果

高周波信号を注入する手法が非常に多く提案されているが，効率や騒音，電力変換器容量の点で望ましいとは言えない．
そこで，本章では零周波数運転時において系の不安定化を

本節では，前節までに提案した手法によるオブザーバの招く原因を伝達関数の観点から考察する．まず，この不安定設計結果について述べる．なお，本論文においてゲイン設計

現象が s = 0 での極零相殺に起因することを示す．さらに，に関わる数値最適化には，MATALB/LMI toolbox を利用

その不安定化現象の抑制，およびパラメータミスマッチに対した．

するロバスト性の改善を目的とし，速度同定に ε1 − 修正則69を用いることを提案する．これにより，安定な運転領域の拡大を実現する．

5. 1

AC200[V]3φ
INVERTER

IM

零速度近傍における問題点

本節では零速度近傍における Ĝ1 (s) の特性を検討する．

PE

DRIVER
14bit
A/D

して議論を進める．このとき，Ĝ1 (s) はĜ1 (s) =sIa2 s2 + a1 s + a0

（18）

Dead Timevs*となり，s = 0 の零点をもつ．ここで，a2 ，a1 ，a0 は供試機の回路定数，オブザーバゲイン等から定まる定数である．

PWM
Pattern

なお，この零点は ω̂r に関係なく存在する．一方，速度適応則には従来からω̂r = KP +TMS320C6701 SYSTEM BUS

簡単化のため，式 (13) において，ω̂r = 0，∆ωr = 0 を仮定

vs

LEAD

COUNTER

is

14bit
A/D

LAG

LATCH

ωr

FPGA

DSP
TMS320C6701

FPGA

KI
s



J λ̂r

T

e1

Fig. 5 Experimental setupで示される PI 制御器を用いることが多く，s = 0 に極をしたがって，本論文は速度同定誤差 ∆ωr の収束を期待する

もつ．
さて，零周波数運転時においては推定磁束ベクトル λ̂r は定ベクトルとなるので Fig. 2 は線形系とみなすことができる．したがって，Fig. 2 に示す系の一巡伝達関数には s = 0
における極零相殺が生じていることがわかる．ゆえに，この系は内部安定な系とはならない．特に極低速運転時には信号

ものではないことに注意されたい．
速度同定系における安定余有を確保するため，適応則として式 (19) に示す ε1 − 修正則 21) を用いる．


T
KI
ω̂r = KP +J λ̂r e1s+σ

σ = ε1 | J λ̂rの PE 性の次数が確保できないこともあり，微小な外乱により ω̂r の不安定化を招くことになる．

T

e1 | ,（19）ε>0

上式により，速度同定が停止するような電源周波数が零とな

さらに，この系の安定性を位相特性の観点から再考するとる運転領域においても適応則の位相特性が −90◦ より大と極低周波数運転時における位相特性は 式 (18) が示すようになり，安定余有を確保することができる．したがって，測定Ĝ1 (0) = 90◦ となる．したがって，原点極をもつ適応則を併用するとその位相は s = 0 で −90◦ となるため，受動定理により安定余有が存在しないことになる．ゆえに，観測誤差やパラメータミスマッチなどによって直ちに系が不安定となると解釈できる．

外乱や速度以外のパラメータミスマッチが存在しても直ちに不安定になることはない．ゆえに，適応則の簡易な修正で極低速運転におけるロバスト安定性の改善が期待できる．
無論，s = 0 において適応則のゲイン特性が有限となるので速度同定に定常誤差が生じることは避けられない．した

上記のことから，電圧や電流に高周波を注入せず系のロバ

がって，本方式の用途は限定されると考える．例えば，トル

スト安定性を改善するためには，s = 0 での極零相殺を回避

ク制御での使用，故障診断のための利用であれば ε1 − 修正する必要がある．

則の適用は有効であると考えられる．また，速度サーボ系に

5. 2

ε1 − 修正則による速度同定のロバスト安定性改善

適用する場合においても ε1 − 修正則を運転領域に応じて限

前節での議論により，速度同定が停止する条件においても定的に用いればよく，本手法を用いる必要のない場合には上ロバスト安定な速度同定，ひいてはセンサレスベクトル制

記問題の回避は可能である．なお，測定外乱やパラメータ

御系全体のロバスト安定性を改善するには s = 0 での極零測定誤差が存在しないならば，電流推定誤差 e1 は零に収束相殺を回避する必要がある．しかしながら，Ĝ1 (s) のもつし，そのとき σ も零になる．その結果，式 (19) に示す適応

s = 0 の零点は制御対象がもつ零点であり，この再配置は連則は，式 (6) の PI 制御器として動作することになる．

続時間系上では不可能である．著者は，この問題を離散時間6.

系上で議論し，適応則をマルチレート制御に基づいて再設計する方法 20) を検討したが，その実装が困難で現実的ではないと思われる．
そこで，本論文では適応則の極を再配置する目的で，ロ

6. 1

実機実験

実験装置の構成

提案する適応同一次元オブザーバ設計法の有効性を検証するため，実験を行った．Fig. 5 に実験装置の構成を示す．

バスト適応則の一つとして知られる ε1 − 修正則を用いた適適応同一オブザーバおよびベクトル制御器は DSP (TI

応オブザーバを構成して極零相殺を回避し，極低速運転に

社:TMS320C6701) を 使 用 し た DSP 搭 載 ボ ー ド (MTT

おけるロバスト安定性の改善を実現する．ここで，本方式

社:DSP6367) により構成される．Fig. 5 に示した制御系

は ωr に関する可同定性条件を満足するものではなく，適応を実装時するにあたり，適応オブザーバのオブザーバゲイン

同定ループのロバスト安定性を改善することが目的である．

L を各速度 (2 elec.min−1 で量子化) に応じて事前に設計し70
Table 1 Parameter of Tested Motor
rated powerPn
rated speed
ωmn
rated stator voltage
Vsn
rated stator current
Isnstator resistanceRsrotor resistanceRrstator inductanceLsrotor inductanceLrmutual inductanceMnumber of pole pairs
inertia of t ested motor Jmn

1.5
1710
200
6.2
0.930
0.500
0.110
0.102
0.102
2
0.015

kW
min−1
V
A
Ω
Ω
H
H
H
kg·m2

ておき，テーブルの形で用意する．なお，適応オブザーバ，

Fig. 6 Step response without observer gain (no load)

ベクトル制御器はオイラー近似により離散化実装し，これらの制御周期は 200 µs である．
固定子電流は URD 社製の DCCT (HCS-20-SC-A-2.5) で検出し，14 ビット A/D 変換器を通じて取り込む．固定子
電圧は LEM 社製の電圧センサ (LV25-200) を通じて取り込
んだ線間電圧を，アナログ回路にて構成された二次のローパ
スフィルタ (遮断周波数 800Hz) により PWM キャリア成分を除去した後，14 ビット A/D 変換器で取り込む．また，誘導モータの回転数は パルスエンコーダ (1024 pulse/rev)の出力を Altera 製 FPGA (EPF10K20TC144-4) にて構成
した 4 逓倍計数回路により検出し，DSP の 16 ビットディ
ジタルバス により取り込み，実験結果の評価にのみ用いる．

Fig. 7 Step response with proposed observer gain (no load)

ベクトル制御器で得られる固定子電圧指令値は三相電圧形インバータへ出力する．三角波比較方式による PWM パ

価する．なお，速度指令としてステップダウンの方がその逆ターンを FPGA にて生成し，電圧形インバータで 三相誘より厳しい条件であることを記しておく．

導モータ (1.5 kW) を駆動する．PWM インバータのキャリ
ア周波数は 5kHz である．

(1) オブザーバゲインの効果

まず，4 章で示したオブザーバゲインの効果について述べる．Fig. 6，Fig. 7 に無以後の実験において公称値とする誘導機の各パラメータ

負荷運転時の実験結果を示す．Fig. 6 がオブザーバゲインをを Table 1 に示す．これらの値は固定子側から直流，商用

L = 0 とした場合，Fig. 7 が提案する設計法に従って設計

周波数の交流を印加した場合の出力値を測定し，等価回路かしたオブザーバゲインを用いた場合である．

ら算出したものである．したがって，インバータによる実際

Fig. 6 の場合でも，無負荷であれば零速度指令に対して安の運転条件下において真値であると言えない点に注意され定性を保つことは可能である．しかしながら，実速度 ωr ，たい．

同定速度 ω̂r ，およびトルク電流 iqs に脈動が見られ，望ま

なお，負荷トルクの印加は トルクセンサを介してカップしい状態にはない．この制御系が磁束推定値を用いて座標変リングされた 2.2kW の誘導モータにより行っており，この換，および速度同定を行っていることから磁束推定値，特にトルク制御には市販の速度センサつきベクトル制御インバー位相の推定誤差が振動的になっているものと考えられ，速度タを用いている．

6. 2

極低速度運転特性

同定誤差 ∆ωr やパラメータミスマッチに対する磁束推定のロバスト性が低いことを示している．一方，磁束位相推定の

本節では，磁束推定のロバスト性改善と速度同定の安定性

ロバスト性を改善した Fig. 7 においては零速度指令時にお改善を図ったゲイン設計の効果，および速度同定のロバスト

いても振動もほとんど見られず，ロバスト性を向上したオブ性改善を目的にした ε1 − 修正則の効果を検証する．すなわ

ザーバが低速運転性能改善に有効であると言える．提案する

ち，適応オブザーバのロバスト設計を施さない，もしくは提オブザーバゲインの設計法の傾向として，Fig. 4 が示すよう案法を用いた場合の安定性およびロバスト性を実機実験にに極を実軸に近づけて配置することがロバスト性改善に有明らかにし，この結果から提案法が従来法に比して安定運転

効となると考えられる．したがって，速度同定遅れに対する範囲の拡大に有意であることを示す．

磁束位相の推定誤差を抑圧するとともに，この極配置によっ

以下の実験では，速度指令値 ωr∗ を 300 min−1 → 0 min−1て状態推定誤差の振動抑圧を可能とすることで Fig. 7 に示とステップ状に与え，その安定性，停止時の挙動について評す結果が得られたものと言える．なお，零速度状態において

71

Fig. 8 Step response without observer gain (50% load)

Fig. 9 Step response with proposed observer gain (50% load)

Fig. 10 Step response with ε1 −modiﬁcation approach(without observer gain, 50% load)

Fig. 11 Step response with ε1 −modiﬁcation approach (1)(with observer gain, 50% load)

トルク電流 iqs が 若干大きくなっているが，これは静止摩擦に起因するものと思われる．
次に 50%負荷トルクを印加した状態で 同様の実験を行った．その結果を Fig. 8，Fig. 9 に示す．オブザーバゲインの使用，未使用に関係なく，安定なセンサレス制御が実現されていない．同図より，トルク電流 iqs がその上限である 15A まで上昇しているにも関わらず加速しないことから，
実トルクが発生していないことがわかる．したがって，ベク
トル制御条件が成立していない，すなわち磁束位相の推定が高精度に実現されていないため，オブザーバゲイン L で達成可能なロバスト性だけでは対処できない運転条件であるといえる．この実験ではパラメータとして Table 1 に示した公称値を用いたものの，負荷トルクを印加することにより定常的に流れる電流の絶対値が無負荷時に比べて増大するため，パラメータミスマッチに対して高感度となったものであFig. 12 Step response with ε1 −modiﬁcation approach (2)(with observer gain, 50% load)の値は試行錯誤により 0.008 とした．

る．ゆえに，この運転条件に対して安定なセンサレス制御系

両図から，ε1 − 修正則を用いることで Fig. 8，Fig. 9 ではを実現するにはさらなるロバスト性の改善が必要といえる．

実現できない安定なセンサレス制御系を実現することが可(2) ε1 − 修正則の効果

本項ではオブザーバゲインのみ能であるといえる．また，オブザーバゲインを用いることにでは達成されないロバスト性能を実現するため，ε1 − 修正より，若干ではあるが iqs の脈動が低減でき，ベクトル制御則を適用し，その効果を実験により検証する．負荷トルク条件からの逸脱を極力抑えた制御系を構成することが可能

50%印加時における速度ステップ応答を Fig. 10，Fig. 11である．なお，速度指令 300 min−1 時において 定常的な速に示す．Fig. 10 がオブザーバゲインを L = 0 とした場合，度同定誤差が見られる．ε1 − 修正則を用いたことにより定

Fig. 11 がオブザーバゲインを用いた場合である．なお，ε1

常誤差が生じたものであるが，この領域では ε1 − 修正則を

72

Fig. 13 Step response without both observer gain and
ε1 −modiﬁcation approach (∆Rs =50%)

Fig. 14 Step response without observer gain and with
ε1 −modiﬁcation approach (∆Rs =50%)

Fig. 15 Step response with observer gain and without
ε1 −modiﬁcation approach (∆Rs =50%)

Fig. 16 Step response with both observer gain
ε1 −modiﬁcation approach (∆Rs =50%)

andとなる．そこで，固定子抵抗 Rs が 50% 上昇したことを想用いずとも十分に安定なセンサレス制御を実現することが定して同様の実験を行った．実際には，オブザーバに与える可能なので，ここでは ε1 − 修正則を停止させればこの問題

Rs を公称値に対して 1/1.5 倍の値を設定した．その結果をは回避可能である．その判断はインバータに指令する電源周

Fig. 13〜Fig. 16 に示す．負荷トルクは 50%であり，使用波数から判定すればよい．Fig. 12 に 速度指令 0 min−1

近制御則の条件は各図に示す．

傍でのみ ε1 − 修正則を適用した場合の実験結果を示す。同

Fig. 13〜Fig. 15 に示す結果から，オブザーバゲインと図が示すように ε1 − 修正則を速度域に応じて部分的に適用

ε1 − 修正則を用いない，もしくはいずれか一方のみを用いてしてもその安定性を保ち，中高速運転域での定常誤差を抑圧も，安定なセンサレス制御を実現することはできない．したすることは実現可能である。

がって， Rs が変動し，かつ負荷トルク 50% 条件に対して本項では安定な制御を実現するのに必要なロバスト性能を有してい

同定対象のパラメータである ωr 以外のパラメータミスマッ

ないといえる．これに対し，Fig. 16 においては，オブザー

チに対するロバスト性を検証する．誘導モータは苛酷な環

バゲインと ε1 − 修正則を併用することで安定なセンサレス

境条件で使用されることも多く，主に熱的要因で抵抗値が変制御を実現することが可能となる．すなわち， この運転条動する．回転子抵抗に変動がある場合，磁束推定値にはその件に対して必要なロバスト性を有した系であるといえる．以影響が表れない．したがって，ベクトル制御器自体，適応オ

上から オブザーバゲインと ε1 − 修正則を組み合わせること

ブザーバの安定性には影響がない．ただし，負荷印加時にはにより，非常にロバスト性の高い適応オブザーバ，ひいては速度同定値に定常誤差が生じる．また，インダクタンスパラ

センサレスベクトル制御系の実現が可能となるといえる．

(3) パラメータ変動に対するロバスト安定性

メータの変動については，本論文で扱う低速域においては

6. 3

低速運転時における回生運転

そのインピーダンスが僅小となり， 固定子抵抗変動の影響

誘導モータのセンサレスベクトル制御において，低速・回に比してその影響は小さくなる．一方， 固定子抵抗 Rs が

生運転は駆動電源周波数が極小となり，かつ負荷も印加状態

30〜50%程度変動するとされ，特に低速域においては インとなるため，その安定な運転の実現が最も困難な運転条件でダクタンスパラメータの場合とは反対にその影響が非常に大ある．また，電源周波数が 0Hz となる動作点では安定な定きくなる．したがって，これに対するロバスト安定性が重要

常運転はほぼ不可能と言ってよい．以下ではそのような条件

73

有をある程度確保し，安定駆動を実現する運転領域を従来法に比して大きく拡大することを可能とする手法であると言
える．

7.

おわりに

本論文は誘導モータを対象とした速度センサレスベクト
ル制御のロバスト適応制御系の一構成法を提案し，極低速運Fig. 17 Speed control results without ε1 −modiﬁcation
approach under regenerating load torque転における性能改善を実現した．以下に結論を示す．
（ 1 ） ロバストベクトル制御の実現および適応オブザー
バのロバスト安定性改善の観点から，速度センサレス用適
応オブザーバを γ− 正実化問題に基づいて設計する手法を提案した．
（ 2 ） 極低速運転領域におけるセンサレスベクトル制御の不安定化現象は誘導モータの構造に起因する s = 0 での極零相殺によることを明らかにし，この回避のために速度同定に ε1 − 修正則を用いる手法を示した．

Fig. 18 Speed control results with ε1 −modiﬁcation approach
under regenerating load torque（ 3 ） 実機実験を行い，提案する適応オブザーバがセンサ

下における提案法の制御性能を検証する．

とを示した．

レスベクトル制御のロバスト安定性改善に有効となるこ

速度指令 ωr∗ =60min−1 を与えて速度制御を行った状態

本論文は，適応オブザーバのロバスト安定性改善のみを実で，速度を加速させる方向に負荷トルクを 100%/40s のレー現したものであり，センサレスベクトル制御系を構成する一トで定格トルク (8.4 N.m) まで徐々に印加した．この際，ベ部ブロックについて議論したに過ぎない．ベクトル制御系をクトル制御系は供試モータの速度を保つために回生状態と含めた非線形制御系全体の安定性解析に関する報告は多くなる．このレートであれば，事実上，定常運転特性と言ってなく，線形近似モデルによる解析に終始している 22) ．これ

よい．この実験結果を Fig. 17，Fig. 18 に示す．Fig. 17 はに関しては今後の課題としたい．

オブザーバゲインのみを用いて ε1 − 修正則を用いなかった
場合，Fig. 18 はオブザーバゲイン，ε1 − 修正則をともに用

謝辞
本研究の一部は文部科学省ハイテク・リサーチ・センター

いた場合である．なお，オブザーバゲイン，ε1 − 修正則をと整備事業の援助を受けて行われた。記して謝意を表します。

もに用いない場合にはこの低速・回生運転は不可能であるので 8) ，実験を行っていない．

Fig. 17 が示すように，適切なオブザーバゲインを用いれば従来不可能であった回生領域での安定運転範囲を拡大することができる．しかしながら，負荷トルクがその定格である

8.4 N.m に達する前，電源周波数が 0Hz となる前に制御系が不安定化したことも示している (点線内)．さらに安定範囲を拡大するべく，ε1 − 修正則を用いた実験結果が Fig. 18 である．この結果から，負荷トルクが 8.4 N.m に達する，すなわち電源周波数がほぼ 0Hz となるまで安定な運転が実現可能であることがわかる． 以上より， 提案法が安定化が困難であった運転領域の拡大に有効であるといえる．しかしながら，提案法においても零電源周波数での運転状態が継続す
ると先に述べたように安定な運転は継続できない (点線内)．
この運転状態は制御対象が負荷状態で電流値が大きいため，固定子抵抗の僅かなミスマッチも系に大きな影響を及ぼすことが考えれる．制御系は静的な状態であるものの，速度同定は完全に停止状態にあるため提案法を用いてもその安定余裕は十分ではなく，結果，固定子抵抗の変動で零周波数での継続運転は困難になると思われる．
以上から，提案法は速度同定誤差を許容することで安定余

参

考

文

献

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長谷川

勝 （正会員）1972 年 8 月 25 日生．2001 年名古屋大学大学
院工学研究科博士課程後期課程電気工学専攻修了．同年中部大学講師，現在に至る．制御理論のパワーエレクトロニクスへの応用に関する研究に従事．本会中部支部第 32 期支部賞奨励賞，ファナック FA ロボット財団論文賞，船井情報科学奨
励賞をそれぞれ受賞．博士 (工学)．