MWE 2017 TH1A-1

移動無線通信技術の発展と第 5 世代システム
Evolution of mobile radio communications systems and 5G
安達文幸
Fumiyuki ADACHI

アムナート ブンカジャイ

齋藤智之

関裕太

Amnart BOONKAJAY Tomoyuki SAITO Yuta SEKI
東北大学電気通信研究機構

和文概要
移動無線通信システムは第 1 世代の誕生（1979 年 12 月）から 40 年近くかけて第 4 世代まで発展してきた．第 1～2 世代の重要課題は，電波の届かないエリアの解消を目指したカバレッジの拡大であった．第 1～2 世代では
音声通信が中心であったが，第 3 世代では高速データ通信（2Mbps）を目指すことに舵が切られた．第 3 世代以
降，動画像通信などがポピュラーになってきた．そして第 3.9 世代と言われる Long-Term Evolution（LTE）および第 4 世代と呼ばれる LTE-Advanced（LTE-A）では，より高精細な動画像通信や 1 Gbps に近いデータ通信がポピ
ュラーになってきた．さらに次の第 5 世代になると，より高速なデータ通信（>1Gbps/ユーザ）や超多数の無線デバイスとの接続も予想され，無線データトラフィックが急増すると見られている．このため，面的スペクトル利用効率（bps/Hz/km2）のより一層の向上が大変重要な課題になっている．しかもデータ通信速度に比例して無線エネ
ルギー消費も増えることから，無線エネルギー利用効率（bits/Joule），さらには無線アクセスネットワーク全体のエネルギー利用効率の向上も重要な課題になる．本稿では，その誕生から 40 年近くにわたる移動無線通信技
術のたゆまぬ発展の歴史を振り返り，研究開発が活発化している第 5 世代システムの実現に向けた技術課題について述べる．そして，カバレッジを確保しつつ面的スペクトル利用効率と無線エネルギー利用効率の同時向上を図ることができると期待されている分散 MIMO 協調伝送技術について述べる．
マクロセル
エリア

分散アンテナ

ユーザ中心の
小セル

MBS
マクロセル
基地局

データ
復調

FFT
FFT

ブラインドSLM波形復元
STBC復号
固有モード受信フィルタリ
ング

-CP
-CP

光モバイル
フロントホール

IFFT

+CP
+CP

・・・

TDD

上りリンク

・・・

図

・・・

H
上りリンク
受信等化

UE
データ

・・・

時間



上りリンク
チャネル推定マクロセル
基地局
無線信号処理

下り

IFFT

上り

H   HT

データ
変調

下りリンク
送信等化

 STBC符号化・MRT等化MMSEマルチユーザ送信
フィルタリングブラインドSLM

TDDフレーム

UE
データ

受信信号処理送信信号処理OFDM下りリンク

図

分散 MIMO 協調伝送

Abstract
Mobile communications system has evolved into the 4th generation (4G) after close-to-40 years from its birth inDecember of 1979. We witnessed the new generation every 10 years. From 1G to 2G, the coverage extension was
the most important concern. Between 2G and 3G, there was a big leap in the radio transmission data rate. While
the major communication service was the voice in 1G and 2G systems, data communications of up to 2Mbps weretargeted for 3G. Since 3G, video communications have been getting popular. In 3.9G LTE and 4G LTE-A, muchhigher quality video communications and close-to-1Gbps broadband data services have become more and more
popular. Therefore, the area spectrum efficiency (bps/Hz/km2) is a paramount concern. The mobile data traffic
volume in 2020 is expected to reach about 1000 times of 2010. In 5G, much broader data communications(>1Gbps/user), massive device connections, and mission critical communications services are expected. Hence,
not only the radio energy efficiency (bits/Joule) but also the energy efficiency of whole radio access network
becomes an important concern. In this paper, we overview the evolution of mobile communications technology
over the past close-to-40 years and discuss about the technical issues toward 5G. Finally, we will introduce the
distributed MIMO concept and the distributed MIMO cooperative transmission which improves simultaneously
the spectrum and energy efficiencies while providing seamless connection.

1. はじめに
移動無線通信システムは第 1 世代から第 4 世代へと，ほぼ 10 年ごとの世代交代を経て発展してきた．
今から 38 年前の 1979 年 12 月に，アナログ技術を用いた第 1 世代システム（自動車電話）による通信サービスが我が国で始まった．その後，ディジタル技術を用いた第 2 世代，第 3 世代を経て，長期発展シ
ステム（LTE）[1]と呼ばれる第 3.9 世代による通信サ
ー ビ ス が 始 ま っ た の が 2010 年 末 ， そ し て
LTE-Advanced（LTE-A）と呼ばれる第 4 世代による
通信サービスが 2015 年 3 月に開始され，現在に至っている[2]．
第 1 世代と第 2 世代では，音声チャネルを狭帯域にすることでスペクトル利用効率の向上を狙った狭帯域周波数数分割多重アクセス（FDMA）と狭帯域
時分割マルチアクセス（TDMA）が，それぞれ採用されたが，第 3 世代ではピークレートの増大，多様なレートのデータ通信サービスの提供と面的スペク
トル利用効率の向上とを狙った，スペクトル拡散技術に基づく広帯域符号分割マルチアクセス（W-CDMA）に取って代わった[3]．
高速データ通信が主流になる第 4 世代では，直交周
波数分割アクセス（OFDMA）とシングルキャリア FDMA
（SC-FDMA）が使われることになった．W-CDMA では他
基地局や他ユーザからの同一周波干渉を逆拡散により抑圧できたが，OFDMA や SC-FDMA では干渉を抑圧できない．そこで干渉環境の変化に適応して通信機会を与えるユーザを選択するマルチユーザスケジューリング（干渉適応ダイナミックマルチアクセスと呼ぶこともできよう）が導入された．
現在，世界中で第 5 世代移動無線通信技術の研究開発が活発に展開されている[4]．2020 年ころの導入を目指した第 5 世代では，1 ユーザ当たり 1Gbps を超える
超広帯域データ通信サービスの他，超多数デバイス接続（IoT）サービスや超高信頼・低遅延接続（自動運転，機械制御など）サービスの提供を狙っている．日本では2015 年 9 月より，第 5 世代システム実現に向けた総務省
委託研究開発が開始された[5]．
本稿では，その誕生から 38 年にわたる移動無線通信のたゆまぬ発展の歴史を振り返り，第 5 世代システムの実現に向けた技術課題について述べる．そして，カバレッジを確保しつつ面的スペクトル利用効率とエネルギー
利用効率の同時向上を狙った分散 MIMO 技術について述べる．
なお，LTE に至る無線通信技術の進化の歴史について文献[6]で詳細に紹介している．
2. 第 5 世代実現に向けた技術課題と小セル化
2.1 技術課題
第 4 世代 LTE-A までの基地局・ユーザ間通信距離は数 100m から数 km 程度である．通信速度と所要送信電力は比例関係にあるから，同じ送信電力のまま
では，データ通信速度が高速になれば無線セル端に存在するユーザの通信品質が劣化（スループット低下）してしまう．その結果，高速データ通信が可能になるのは基地局の近傍に限られてしまう．そこで，

LTE-A では，セル端に近いユーザの通信品質向上を
狙 っ て ， 複 局 協 調 送 受 信 （ CoMP: CoordinatedMulti-Point transmission/reception）が登場した[7]．
第 3 世代以降，毎年 2 倍近くの勢いでデータトラ
フィック量が増加している．データ通信サービスの高速化が進むと共にデータ通信端末数が増加しているからである．第 5 世代の登場が期待される 2020 年頃には，2010 年のデータトラフィック量の 1000 倍近
くにもなると予測されている．第 5 世代システムでは面的スペクトル利用効率の画期的な向上が求められている．最近はこれに加え，無線エネルギー問題が加わった．通信速度の高速化によるトラフィック
量の増大は無線エネルギーの消費量増大につながるからである．特に，バッテリー駆動の無線端末にとって深刻な問題である．第 5 世代では，無線エネル
ギー利用効率（bits/Joule）の一層の向上も求められている．
ところで最近，モノのインターネット（IoT: Internetof Things）が注目されていて，第 5 世代では極多数のデバイスの無線接続が期待されている．また，自動運転や機械制御などへの応用を目指した超高品
質・低遅延接続も期待されている．そこで第 5 世代
では，カバレッジの確保，面的スペクトル利用効率と無線エネルギー利用効率の同時向上もさることな
がら，効率的な無線資源管理も重要な課題になる．
2.2 小セル化と 2 つのアプローチ
面的スペクトル利用効率と無線エネルギー利用効率の同時向上を図る有望な方策は，無線セルサイズ
をさらに縮小する小セル化である．セルサイズを単純にマクロセルから小セルへと縮小することの他に，有望な小セル化への 2 つのアプローチがある[8] （図1）．
同一リソースブロックのマクロセル内での同一マクロセル内での繰りリソースブロックの繰り返し利用による周波数
効率の画期的な向上
マクロセル基地局がマクロセルの中心

ユーザを中心とした小セルMBS
ベースバンド信号処理

 集中MIMO

無線資源管理ㇾ 伝搬損失シャドウイング損失
ㇾ マルチパスフェージング
ㇾ ビーム内は近シングルユーザアクセスMBS 分散MIMO

ベースバンド
信号処理

無線資源管理ㇾ 伝搬損失ㇾ シャドウイング損失
ㇾ マルチパスフェージング
ㇾ 小セル内は近シングルユーザアクセス

図 1 小セル化への 2 つのアプローチ
一つは，従来の MBS に超多数のアンテナを集中配置する集中 MIMO の適用である[9]．集中 MIMO では極細ビームにより，従来のマクロセル内に超多数の仮想小セルを形成する．もう 1 つは，多数のアン
脚注：本稿は筆者らがこれまで発表した下記の文献を基に最新の研究成果を加えて再構成したものである．
[a] 安達文幸, “無線通信技術のたゆまぬ発展，”（特別招待講演）信学技報, Vol. 115, No.
472, RCS2015-373, pp. 231-236, 2016 年 3 月.
[b] 安達文幸, 熊谷慎也, 宮崎寛之, アムナート ブンカジャイ, 関裕太, 齋藤智之, “第 5世代移動通信システム実現に向けた分散アンテナ協調信号伝送と送信電力ピーク低減,” 信学技報，Vol. 116, No. 110, RCS2016-73, pp. 159-164, 2016 年 6 月.
[c] 安達文幸, アムナート ブンカジャイ, 齋藤智之, 関裕太, “TDD 分散アンテナ協調伝
送 の た め の チ ャ ネ ル 推 定 の 一 検 討 ,” 信 学 技 報 , Vol.116, No.394, RCS2016-263,
pp.159-164, 2017 年 1 月.
[d] 安達文幸, アムナート ブンカジャイ, “分散 MIMO 協調伝送における適応チャネル推定に関する一検討,” 信学技報, Vol.116, No.394, RCS2016-263, pp.159-164, 2017 年 1 月.

テナを従来のマクロセル内に分散配置して小セルを形成する分散 MIMO である（文献[10]では分散アン
テナネットワーク（DAN）と呼んでいる）．これら分
散アンテナ全体で一つのマクロセルを形成する．無線端末近傍のチャネル状態の良いアンテナを選択することでシャドウイングの影響を軽減できるから，集中 MIMO に比べマクロセル全体で通信品質を向上できるのが特長である．
3. 分散 MIMO
3.1 TDD と周波数領域等化
第 5 世代システムの帯域幅は 100MHz を超える．
このような広帯域チャネルは周波数選択性の極めて強いチャネルになる．このため，強力なチャネル等化技術の採用が必須である．第 5 世代でも，LTE/LTE-A で導入された FDE を用いることが必須である．チャネル等化を行うためにはチャネル情報（CSI）が必要で，高精度なチャネル推定技術の採用が要求される．送受信に同じ搬送波周波数を用いる
時分割複信(TDD)を用いれば，下りリンクチャネルと上りリンクチャネルの相反性（下記の式(1)参照）を利用して，CSI をフィードバックせずとも MBS とUE で独立に MIMO チャネル推定を行うことで，分散アンテナの選択と CSI の共有ができる．
H  ( k )  H T ( k )(1)
Slot t＝0

このことから，チャネル等化などの複雑な信号処
理を MBS に集約して行わせることができる（図 2）．

上り

Nc / max

時間



上りリンク
チャネル推定

H
上りリンク
受信等化

上りリンク

図 2 TDD
マクロセル
エリア

分散アンテナ

ユーザ中心の
小セル

MBS

データ
復調

FFT
FFT

ブラインドSLM波形復元
STBC復号
固有モード受信フィルタリ
ング

-CP
-CP

光モバイル
フロントホール

IFFT

+CP
+CP

・・・

IFFT

・・・

・・・

データ
変調

・・・

 STBC符号化・MRT等化MMSEマルチユーザ送信
フィルタリングブラインドSLM

マクロセル
基地局

送信信号処理CP

Downlinkpilot

1 subframe
Slot t=2
Uplink/C
downlink
P
data

DwPTS
P(3)

P(max-2)P(max-1)

下りH   HTOFDM下りリンク伝送

Uplinkpilot

P(0) P(1) P(2)

下りリンク
送信等化

UE
データ

C
P

Slot t=1

UpPTS

TDDフレーム

マクロセル
基地局
無線信号処理のが分散 MIMO である．筆者らが検討している分散
MIMO 協調伝送の構成を図 3 に示す．技術的な詳細
は第 4 章で述べる．ユーザ端末（UE）近傍の分散アンテナをいくつか選択し，それらを協調させて送受信する．これは LTE-A における CoMP [7]の発展形と見做せる
3.3 マルチユーザスケジューリング
筆者らは最近，分散 MIMO 協調伝送を用いるときの3 つのスケジューリング（ラウンドロビン（RR），プ
ロポーショナルフェア（PF）および最大 SNR の UEを選択する Max-SNR）について比較し，最も簡単な
RR を用いても PF に近いユーザリンク容量と公平性を達成できることを示した[18]． RR スケジューリン
グでは，アクティブ UE の中から予め決められた順
番で UE を選択して通信機会を与えるだけで良く，PF スケジューリングや最大 SNR の UE を選択する
Max-SNR スケジューリングと違い，全 UE のリンク
容量を予め計算する必要が無いという特長がある．
3.4 MIMO チャネル推定手順
最近筆者らは，上りリンクおよび下りリンクデー
タの送受信前に，UE および MBS から既知パイロッ
トを順番に送信して MIMO チャネル推定するためのサブフレーム構成およびパイロット信号設計を提案した[19]，[20]．そのサブフレーム構成を図 4 に示す．

UE
データ

受信信号処理図 3 分散 MIMO 協調伝送
3.2 分散 MIMO 協調伝送の概要
多数のアンテナをマクロセル内に分散配置し，それらと MBS とを光モバイルフロントホールで結び，
MBS で無線信号処理や無線資源管理を集約して行う

Subcarrier index, kCPSlot t=13
Uplink/downlinkdata

12 DTSs・No. of subcarriers: Nc=1024
・Subcarrier spacing：75kHz
・Subframe length: Tsub=0.209ms
・ODFM symbol length (1024 samples):Ts=13.33μs
・CP length (128 samples): Tcp= 1.67μs
・Slot length: T=15.00μs

図 4 サブフレーム構成
MIMO チャネル推定手順を図 5 に示す．まず RR スケ
ジューリングによりアクティブ UE の中から通信機会を与える UE を選択する．以下では簡単のために，1UE に通信機会を与えるものとする．そして，サブフレーム先頭で上りリンク直交パイロットを送信させる．そして，マクロセ
ル内の Nmacro 本の分散アンテナでそれを受信する（もし，UE 位置情報を利用できるならば，UE 周辺の Npre-mbs(Nmbs)本だけの分散アンテナを予め選択しておき，対象 UE から送信される上りリンクパイロットを受信すればよい）．MBS では受信した上りリンクパイロットを用いてUE-MBS 間の Nmacro×Nue MIMO チャネル推定を行ってから高々Nmbs=4 本程度の分散アンテナを選択し，選択した分散アンテナより下りリンク直交パイロットを同時送信する．UE では下りリンク直交パイロットを受信して，MBS-UE 間の Nmbs×Nue MIMO チャネルを推定する．
このようにして，MBS 及び UE でそれぞれ独立にチャネル推定を行うことで，フィードバックなしに
Nmbs×Nue MIMO チャネルの CSI を共有できる．しかも，Nmbs×NueMIMO チャネルを推定するだけであるか
ら，必要とする直交パイロット数は Nmacro×Nue よりはるかに少なくて済む．

MBS

UpPTS

DwPTS

Slot t=13
C
P

Uplink data reception
or downlink datatransmission

Data
time

12 DTSs Subcarrier spacing：75kHz ODFMsymbol length (1024 samples):Ts=13.33μs

 CP length: 1.67μs

P(0)

P(1)

Nt

 Slot length: 14.97μs

 Subframe length: 0.209ms

P(2)#Nmbs1

P( N c / N t  1)

P(3)

Mod.

 No. subcarriers: Nc=1024k
FDM pilot

Subframe D k 
X k    0
 D 1 k 

Nmbs 本の分散アンテナ

マクロセル基地局（MBS）側



送信ブロック
1

#0

データ変調

 D1* k D 0* k  

Nue=2本の端末アンテナDFT D k 
X k    0
 D1 k 

s1(t)

#1

STBC
符号化

J  Q  2 ( Alamouti 符号）

s0(t)

+CP

 det H H k H k  




H
1 
W mmse k   
 1 E s   H  k 





N N  
ue
0





IFFT

下りリンクでは，STBC 符号化に送信 FDE を組み合わせて用いる．送信に用いる分散アンテナ本数を
Nt=Nmbs（任意）に，受信に用いる UE アンテナ本数を Nr=Nue（=1~6）とする．一方，上りリンクでは，下りリンクと同じ STBC 符号化に受信 FDE を組み合わせて用いることで，送信に用いる UE アンテナ本数を Nt=Nue（=1~6），受信に用いる分散アンテナ本数を Nr=Nmbs（任

#1
#0

+CP

1
1
3/4
3/4
2/3
2/3

#Nmbs -1

IFFT

1
2
4
4
15
30

端末（UE)側

1

FFT

1
2
3
3
10
20

0

-CP

符号化
率

H 0 , N mbs 1 ( k ) 
H 1, N mbs 1 ( k ) 

H 0 ,1 ( k ) 
H 1 ,1 ( k ) J  Q  2 ( Alamouti 符号 )MMSE等化

任意Q#0
W  mrt ( k )  A H H ( k )


*
ˆ


ˆ ( k )   D0 k    R0, 0 k   R1,1 k D*ˆ D1 k   R1, 0 k   R0 ,1 k 

受信ブロックs^ (t) ^s (t)STBC復号

表 1 STBC 符号化パラメータの関係#1

図 6 下りリンク STBC-TD 送受信機構成

IDFT

(2)

J

Nue=2本の端末アンテナ   

 D 1* k
D 0* k H 0,0 (k )H  (k )  
 H 1, 0 ( k )データ復調

分散 MIMO 協調伝送では，FDMA を用いるシング
ルユーザ STBC-TD [15], [16]，マルチユーザ空間多重を用いるマルチユーザ MMSE-SVD [17]およびブラ
インド SLM [13], [14]を考えている．
4.1 STBC-TD
STBC 符号化では J 個のシンボルブロック（各ブロック
は Nc/U 個のシンボルより成る）を送信アンテナ本数 Nt と等しい数の並列ブロック系列へと符号化する．各並列ブ
ロック系列のブロック数は Q 個である．送信アンテナ本数
Nt，受信アンテナ本数 Nr と STBC 符号化パラメータ（J，Q，符号化率 RSTBC）との関係を示したのが表 1 である．
STBC 符号化は Nt 行×Q 列の符号化行列 X(k)で表せる．
Alamouti STBC 符号化[11]は(J,Q)=(2,2)であり，最も単純な符号化である．J=2 個の送信シンボルブロックの第 k シンボルを d0(k)および d1(k)で表すと，X(k)は次式のように 2 行×2 列の行列になる（(.)*は複素共役操作を表す）．行番号がアンテナ番号，列番号がブロック時間に対応している．

1
2
3
4
5
6

#0

J  Q  2 ( Alamouti 符号）

4. 分散 MIMO 協調伝送

送信アンテナ本 受信アンテナ
数Nt
本数Nr

*

ˆ
 
ˆ (k )   D0 k    R0,0 k   R1,1 k D*ˆ k 


R
k

R
D
1
,
0
0
,1 k  1  Nmbs本の分散アンテナ

マクロセル基地局(MBS)側

図 5 MIMO チャネル推定の手順d k   d1* k 
Xk    0
* d1 k  d 0 k  J  Q  2 (Alamouti符号)#1

Demod.

Data

STBC
復号

Slot t=2

C Downlink C
P
pilot
P

・・・

Slot t=1

Uplinkpilot

CPSlot t=0
C
P

Channelestimation andweightgeneration for
uplink reception

FFT

Downlink
pilot
transmission

Only Nmbs
antennas areactivated+CP

Selection ofNmbs
antennas

Channelestimation andweightgeneration for
downlink
transmission

・・・

Uplink pilot
reception

User location
information

IFFT

Selection of
Npre-mbs(>Nmbs)
antennas

MRT等化

Antenna preselection area意）とできる[21]．ところで，SC 伝送を用いるとき，
STBC 符号化と復号を周波数領域で行うことも時間領域で行うこともできる[21]．
以上により，UE アンテナ本数は 6 本までに制限される
ものの，上り下りリンク共に Nue×Nmbs に等しい大きな次
数 の 空 間 ダ イ バ ー シ チ 利 得 を 得 る こ と が で き る [15],[22]．
OFDM 下りリンクおよび SC 上りリンクの送受信機構成をそれぞれ図 6 および図 7 に示す．以下では N（=Ntmbs
または Nue）行×Q 列の符号化行列 X(k)を用いるものとし，一般化した信号表現を示すことにする．
STBC符号化

RR
scheduling

端末(UE)側

図 7 上りリンク STBC-TD 送受信機構成(a) OFDM 下りリンク
STBC 符号化に送信 FDE を組み合わせて用いる．
STBC 符号化後に送信 FDE を施して Nmbs 行×Q 列の送信シンボル行列へと変換してから，Nmbs 本（任意）の分散アンテナを用いて Q 個の列ベクトルを順番に送信する．一般性を失うことなく，第 u UE には
k=u(Nc/U)から k=(u+1)(Nc/U)1 番目までの Nc/U 本のサブキャリアを割り当てるものとする．UE 側では，
Nue 本のアンテナで受信して STBC 復号する．
STBC 復号後の受信信号電力対雑音電力比(SNR)を最大化する送信 MRT-FDE を用いる．次式のように送信信号（周波数領域表現） S  stbc ( k ) を生成する．
S (k ;0, Q  1) 
 S (k ;0,0)S (k ;1,0)
S (k ;1, Q  1) Sstbc (k )  






S (k ; N mbs  1,0)  S (k ; N mbs  1, Q  1)


(3)

2Es
W mrt (k ) X(k )Ts

ここで，Es および Ts はシンボルエネルギーおよびシンボル長をそれぞれ表している．送信 MRT-FDE 重み

行列 W  mrt ( k ) は次式で与えられる Nmbs×Nue 行列である．
W  mrt ( k )  A  H H ( k )(4)

ここで， A と H  (k ) はそれぞれ，次式で与えられる
電力正規化係数と Nue×Nmbs 下りリンクチャネル行列
である．
1/ 2

(u1)(Nc / U)1 Nmbs1Nue 12A   1
  Hk;nue,nmbs 
 N U k u( Nc / U) nmbs0 nue 0

 c


 H(k;0,0)H(k;0,1)H(k;0, Nmbs 1) 







H(k)  H (k; Nue 1,0) H (k; Nue 1,1)  H (k; Nue 1, Nmbs 1)


 



領域信号に戻した後，Q 個の列ベクトルを Nue 本のアンテナからそれぞれ順番に送信する．受信側（MBS）
では Nmbs 本の分散アンテナで受信した後に受信 FDEを施してから STBC 復号する．以下では簡単のために周波数領域表現を用いて説明する．
周波数領域送信信号 S  stbc ( k ) を次式のように生成し，これに IFFT を適用して SC 信号に変換してからUE の Nue 本のアンテナより送信する．

S stbc (k ) 1  2Es X(k )
N ue  Ts (9)

MBS 側では，Nmbs 本の分散アンテナによる受信信号
R k  に次式のように受信 MMSE-FDE を適用して
ˆ k   {Rˆ (k ); n  0 ~ N  1, q  0 ~ Q  1} を得る．
R
n ,q
ue
ue
ue

(5)
上式より，重み行列 W  mrt ( k ) の第(nmbs, nue)要素は次式で与えられる．
W mrt k ; nmbs , nue 


1
Nc U

(10)

こ こ で ， W  mmse k  お よ び R(k)={ Rn , q ( k ) ;nmbs=0~Nmbs1, q=0~Q1} は そ れ ぞ れ Nue × Nmbs
MMSE-FDE 重み行列および Nmbs×Nue 受信信号行列であり， W mmse (k ) の第（nue, nmbs）要素および R(k)は次式で与えられる．
mbs

H * k ; nue , nmbs (6)( u 1)( N c / U ) 1 N mbs 1 N ue 1k u ( N c / U )  H k ; n , n 

nmbs  0 nue  0



ue

2

mbs

UE における受信周波数領域受信信号（Nc ポイント
FFT を用いて時間領域信号を周波数領域に変換した
後 ） は ， 次 式 の よ う に Nue × Q 行 列
R ( k )  {Rn ,q k ; nue  0 ~ N ue  1, q  0 ~ Q  1} と し て表現できる．
ue

R k   H  k S  stbc k   N  k ˆ k   W k Rk 
R
mmse





2Es
A H k H H k  X k   N  k Ts  

(7)

ここで， N k   {Nn ,q k ; nue  0 ~ Nue 1, q  0 ~ Q 1} は Nue×
QCCI+熱雑音行列であり，各要素はゼロ平均で分散
2I0  N0  Ts を持つ独立な複素ガウス変数である．ここで，2I0  N0  Ts は受信 CCI の電力スペクトル密度である．
軟判定データシンボルを得る STBC 復号は複素共役演算と加減算のみである[22]．特に Alamouti 符号化のとき次式のように極めて簡単である．
ue Dˆ k   R k   R1*,1 k D̂( k )   0    0 , 0*ˆ D1 k   R1, 0 k   R0 ,1 k (8)(b) SC上りリンク
下りリンクと同じ STBC 符号化に受信 FDE を組み合わせて用いる．以下では STBC 符号化と復号を周波数領域で行う場合について説明する．つまり，J 個の送信
シンボルブロックを離散フーリエ変換（DFT）により周波数領域信号に変換した後に周波数成分ごとにSTBC 符号化する．このようにして得られた Nue×Q
STBC 符号化行列 X(k)の変数 k は，送信シンボルそのものではなく第 k 周波数成分（サブキャリア）を表すことになる．下りリンクと同様，第 u UE には
k=u(Nc/U)から k=(u+1)(Nc/U)1 番目までの Nc/U 本のサブキャリアを割り当てるものとする．STBC 符号化
行列 X(k)の各要素に逆 FFT（IFFT）を適用して時間W mmse k ; n ue , n mbs  N ue 1 N mbs 1 H k ; n , n  2 
mbs
ue




  
I
n
(
)
mbs
 nue  0 nmbs  0 1  0

N0




1

  1 Es  N N   ue 0 


1

(11)


H *

k ; n mbs , n ue 1R k   H  k S  stbc k   N  k 

I 0 ( n mbs )
N0

(12)

こ こ で ， N  k   { N n , q k ; nmbs  0 ~ N mbs  1, q  0 ~ Q  1} はNmbs×Nue CCI+熱雑音行列であり，その第 nmbs 行の各要素はゼロ平均で分散 2I 0 (nmbs )  N0  Ts を持つ独立複素ガウス変数である．また，I0 (nmbs) は第 nmbs 分散アンテナにおける CCI 電力スペクトル密度，Es/N0 は送信シンボルエネルギー対熱雑音電力スペクトル密度比である．
上りリンク STBC 復号操作は下りリンクと同じであるが， Rk  の代わりに MMSE 等化後の受信信号
R̂k  を式(8)に代入して STBC 復号する．STBC 復号
後に，時間領域信号に変換して軟判定データシンボル
を得る．
4.2 MMSE-SVD
RR スケジューリングで通信機会を与えられた複数のUE がそれぞれ Nc 個のサブキャリア全てを共有して
Nue 本のデータストリームを伝送する．Nue は各 UE のアンテナ本数であり，MBS 側で使用する分散アンテ
ナ本数は Nmbs ( U  N ue ) であるとする．
OFDM 下りリンク伝送では，各 UE が固有モード
受信しているものとみなして IUI および IAI を同時抑圧を狙った送信 MMSE フィルタリングを施してから
Nmbs 本の分散アンテナから送信する．UE 側では，固有モード受信することによって IAI を抑圧する．一方，SC 上りリンク伝送では，IAI 抑圧を狙った SVD
mbs

による Nue 本のストリームでの固有モード送信を行う．MBS 側では Nmbs 本の分散アンテナで受信した後，
MMSE 受信フィルタリングを行って IUI を抑圧する．
SC 上りリンク伝送では ISI が発生するが，その抑圧は MMSE 規範に基づく送信電力配分により行う．
OFDM 下りリンクおよび SC 上りリンクの送受信機構成をそれぞれ図 8 および図 9 に示す．






H
 H

H
 U ( k ) H  ( k ) U  (k ) H  (k ) W mmse (k )    U  N ue γ -1I N mbs  U H ( k )H  ( k )




H

1

U  ( k )  diag [ U  0 ( k )  U  U  1 ( k )]マルチユーザMMSE-SVD

Pwf ,u ( k )は固有モードとサブキ ャリアへの注水定理に基づく電力 割当

Pwf (k )Nmbs 本の分散アンテナ

Mod.

P/S

FFT

Rx filtering#Nue 1Mod.

マクロセル基地局（MBS)側

-CP

・・・

#0

u

FFT

#0

Wsvd,u (k )  U H (k )

-CP

+CP

#1

IFFT

Tx filtering

Mod.
Mod.

S/P

#Nmbs 1

第u端末(UE)側

図 8 下りリンク MMSE-SVD 送受信機構成
W mmse ( k )  H H (k ) H (k )   1I N ue





 

 H (k )1HH  (k )  H  0 (k ) W svd,0 (k )  H U 1 ( k ) W svd,U 1 (k )
第u端末(UE)側Wsvd,u (k )  Vu (k ) Pmmse,u (k )

FFT

-CP

キャリアへの MMSE 電力配分

Nmbs 本の分散アンテナ

FFT

Mod.

S/P

FFT

Mod.

IFFT

#Nue 1

Tx filtering

IFFT

・・・
+CP

#0

+CP

IFFT

Rx filtering

IFFT

P/S

Demod. Demod.

Pmmse , u ( k )は固有モードとサブ#1

マクロセル基地局(MBS)側

 [ Wmmse, 0 (k ),  , Wmmse,u (k ),  Wmmse,U 1 (k )] U H (k )H  (k )





H



(14)



1

 U H (k )H ( k ) U H ( k )H (k )




 

 P1 / 2 ( k )   E  1 N
U 1
 I 0 (u ) ue  s  1  N IU Nstrm  N  UN 
strm u 0 0  0

H

上式中の I 0  ( u ) は第 u UE で受信される CCI 電力ス
ペ ク ト ル 密 度 を 表 す ． ま た ，U (k )  diagU 0 (k ),, Uu (k ),, UU 1 (k ) の 部 分 行 列
Uu (k ) は ， 下 り リ ン ク チ ャ ネ ル 行 列
H  (k ) = [ H T 0 ( k ),  , H T u ( k ),  , H T U  1 ( k )] T を構成する第 u UE に対応する部分行列 H  u ( k ) を SVDすることで得られる左特異ベクトルからなる
N ue  N strm 行列である．このときの SVD は次式のように表現できる[23]．

H  u ( k )  U  u ( k ) Λ 1/u2 ( k ) V Hu#Nmbs 1

#0

Wmmse (k )図 9 上りリンク MMSE-SVD 送受信機構成(a) OFDM 下りリンク
MBS 側では，各 UE あたり Nstrm (=Nue)個のシンボルを ま と め て N strm  1 送 信 デ ー タ ベ ク ト ル
Du (k )  [d u,0 (k )du, n (k )du, N 1 (k )]T を構成し， U
strmue
台の UE 分の D u (k ) を並べた NU strm 1 ベクトルに送信
MMSE フィルタリングを適用する．このとき，各 UE
が Nstrm 本のストリームの固有モード受信を行っている と 仮 定 す る ． こ う し て 得 ら れ た N mbs 1 行 列 のMMSE 送信信号 S  mmse  svd ( k ) に IFFT を適用して
Nc サブキャリアの OFDM 信号へと変換した後，Nmbs
本の分散アンテナより送信する．
MMSE 送信信号 S  mmse  svd ( k ) を次式のように生成する．

 D0 (k ) 
2Es
Smmsesvd (k ) 
W
(k )
 
Ts mmse DU 1 (k )

(13)

こ こ で ， W mmse  ( k ) は 次 式 で 表 さ れ る
N mbs  U  N strm 送信 MMSE 重み行列である．

(15)

また，行列 U H ( k ) H  ( k ) は，各 UE が固有モード受信しているときの下りリンク等価チャネル行
列を表す．Es/N0 は送信シンボルエネルギー対熱雑音
電力スペクトル密度比を表す．更に，P (k ) = diag [ P  0 ( k ),  , P  U  1 ( k )] の 部 分 行 列P  u ( k ) は各固有モードと各サブキャリアへの注
水定理に基づく電力配分を表す N strm  N strm 対角行列であり，その第 nue 要素 P u ( k ; n strm ) は次式で与えられる
[24]．





 1
1
Pu (k ; nstrm )   λu  E s 
k
n

(
;
)
strm 
 N  u

0







(16)

ここで，  u (k ; nstrm ) は Λ  u ( k ) の第 nstrm 対角要素である．   u は各 UE への送信電力を一定にするための定数であり，
N c 1N strm 1
N mbs 1
1
2
Pu (k ; nstrm )  Au (k ; nmbs , nstrm )  1
N strm  N c k 0 nstrm 0n mbs  0を満たすように決定される（なお， Au ( k;n mbs ,nstrm ) は．
W  mmse , u ( k ) Pu 1 / 2 ( k ) の第(nmbs, nstrm)要素である）
第 u UE では，次式のように Nue 本のアンテナで固有モード受信を行って，N strm 1 軟判定データシンボルベク
トル Dˆ  u ( k ) を得る．
ˆ (k )  [dˆ (k ),, dˆD(k ),, dˆu,Nstrm1 (k )]Tuu , 0u ,nstrm
 Wsvd,u (k )Ru (k )(17)

こ こ で ， R u (k ) お よ び W svd  u ( k ) は そ れ ぞ れ ，N ue  1 受信信号ベクトルおよび N strm  N ue 固有モード
受信重み行列であり，次式のように表せる．
R u (k )  Hu (k )Smmsesvd (k )  Nu (k )HWsvd,u (k )  Uu (k )(18)S  mmse  svd ,u ( k ) 

2Es
W  svd ,u ( k ) D  u ( k )
Ts

(19)

ここで， W  svd , u ( k ) は次式で表される N ue  N strm 固
有モード送信重み行列である．

W  svd ,u ( k )  V  u ( k ) P1u/ 2 ( k )(20)

ここで， V  u ( k ) は，上りリンクチャネル行列H  u ( k ) を次式のように SVD することで得られる右特異ベクトルからなる行列である．
H  u ( k )  U  u ( k ) Λ 1/u2 ( k ) V Hu ( k )(21)

また， Pu (k) は第 u UE の各固有モードと各サブキャ
リ ア へ の MMSE 規 範 に 基 づ く 電 力 配 分 を 表 すN strm  N strm 対角行列であり，その第 nstrm 対角要素
P  u ( k ; n strm ) は次式で表される．
Pu (k ; nstrm )


 1

 λu






1
1


 Es 
 Es  Λu (k ; nstrm )  Λu (k ; nstrm ) 


N
N
 0
 0




(22)

1


 H (k )W (k )H (k )W (k )H   Es  

svd

svd



 N0  
I 0 ( N mbs 1)  I 0 (0),,1   diag1 

N
N
0
0





(25)

データ
復調

*

IDFT

-CP

FFT

+CP

IFFT

MMSE-FDEとSTBC復号

SC
上りリンク

FFT

-CP

+CP

IFFT

UE

Oversampled
IFFT

自乗誤差計算と位相回転系列推定

サイド情報不要

STBC
符号化

(24)

送信
データ

DFT

U 1

R ( k )   H u ( k )S mmsesvd ,u ( k )  N  (k )1

ここで N  ( k ) は N mbs  1 受信 CCI+熱雑音ベクトルであり，各要素はゼロ平均で分散 2N0  I 0 (nmbs) Ts
を持つ独立な複素ガウス変数である．こうして得らˆ (k ) に DFTれた N strm  1 周波数領域信号ベクトル Dを適用して時間領域信号に変換し，軟判定データシンボルベクトルを得る．
4.3 ブラインド SLM
シングルユーザ STBC-TD（STBC 符号化パラメー
タ：J，Q，RSTBC）を用いる上りリンク SC 伝送を考える．式(2)のような Almouti STBC 符号化では，位相回転系列の乗算操作は STBC 符号化の前で行うことができる．ブラインド周波数領域 SLM（ブラインド
FD-SLM）とブラインド時間領域 SLM（ブラインド
TD-SLM）の 2 つがある．ブラインド FD-SLM を用
いる SC 上りリンクの送受信機構成（ MBS 側で
MMSE-FDE を用いる 2 アンテナ STBC-TD）を図 10に示す．
以下では，STBC 符号化前の第 j (=0~J-1)ブロック
の 時 間 領 域 デ ー タ シ ン ボ ル 系 列 を{ d j ( t ); t  0 ~ N c / U  1} で表す．なお，シングル
ユーザ STBC-TD では FDMA を用いるので，以下では一般性を失うことなく，UE 番号 u を数式からは削除して，ブラインド SLM の動作原理を述べる．

データ
変調

ここで，R(k)および W  mmse ( k ) はそれぞれ，N mbs  1
受信信号ベクトルおよび N strm  U  N mbs 受信 MMSE
重み行列であり，次式のように表せる．

 D 0 ( k ) 
2EsH  (k ) Wsvd (k )     N  (k )TsD U 1 (k ) H

PAPR計算と位相回転系列選択

このような電力配分により SC 伝送で発生する ISI を抑圧する．
MBS 側では，Nmbs 本の分散アンテナによる受信信号に次式のように受信 MMSE フィルタリングを適用ˆ (k ) を得る．
して N strm  1 周波数領域信号ベクトル D

T
T
T
ˆ
ˆ
ˆ
D  ( k )  [ D  0 ( k ),  , D U 1 ( k )](23)
 W mmse ( k ) R ( k )u 0Wmmse (k )  H (k )Wsvd (k )

・・・

ここで， N u  (k ) は N ue 1 受信 CCI+熱雑音ベクトルであり，各要素はゼロ平均で分散 2N0  I0(u)/Ts を持つ独立複素ガウス変数である．
(b) SC 上りリンク
Nue 本のアンテナを持つ各 UE は，Nstrm (=Nue)本のストリームを固有モード送信する．
第 u UE の Nstrm 1
送信シンボルベクトルを D u (k ) で表すとき， N ue 1 送
信信号ベクトル S  mmse  svd ,u ( k ) を次式のように生成する．

受信
データ

MBS

図 10 ブラインド FD-SLM を用いる SC 上りリンク送受信
機構成(a) ブラインド FD-SLM
STBC 符号化前の第 j ブロックのデータシンボル系
列 { d j ( t ); t  0 ~ N c / U  1} を Nc/U ポイント DFT
により周波数領域信号 { D j ( k ); k  0 ~ N c / U  1} に変換し，第 m 位相回転系列 {m (k ); k  0 ~ Nc /U 1} を乗算して { D j , m ( k ); k  0 ~ N c / U  1} を得る．そして，
V  Nc ポ イ ン ト IFFT を 適 用 し て 時 間 領 域 信 号{ d j , m ( t ); t  0 ~ V  N c  1} に変換して PAPR を計算する．このような PAPR 計算を M 個の位相回転系列の全てについて行って，PAPR を最小とする位相回転
系列を選択する．ただし，V はオーバーサンプリン
グ比である．下記のようなミニマックス（Mini-max）
規範とブロック毎最小（Block-by-block minimization）
規範の 2 つの規範を用いる．
・ミニマックス規範：J 個のブロック全ての PAPR を計算し，最大 PAPR を最小とする位相回転系列を一つ選択．

・ブロック毎最小規範：ブロック毎に PAPR を最小とする位相回転系列を選択．
これらの選択操作は次式で表せる．



 m   arg min max PAPR {d j ,m (t )}
m  0 ~ M 1 j  0 ~ J 1 ミニマックス規範 
PAPR {d j ,m (t )}
 m j  arg m min
0 ~ M 1 ブロック毎最小規範

(26)




j

ここで，PAPR {d j ,m (t )} は PAPR を求める演算操作であり，次式で表される．
PAPR {d j ,m (t )}  (27)

2max d j ,m (t ) ; t  0,1, ,V  N c  1
1
V  NcV  N c 1

 d
t 0

j ,m

(t )

2

また d j , m ( t ) は次式で表せる．
N c 1k 1 m ( k ) D j ( k ) exp  i 2 tV  N c V  N c k 0

d j , m (t ) (28)

式(26）のようにして選択した位相回転系列を乗算
し て 得 ら れ た 周 波 数 領 域 信 号{ D j , m ( k ); k  0 ~ N c / U  1} （ミニマックス規範）または { D ( k ); k  0 ~ N c / U  1} （ブロック毎最小規j ,m範）を STBC 符号化（式(9)参照）した後，IFFT を適用して SC 送信信号に変換してから Uue=2 本のアンテナより送信する．
受信側の MBS では，Nmbs 本の分散アンテナでの受信信号に FFT を適用して周波数領域信号に変換してから，式 (10) と式 (8) のように受信 MMSE-FDE とSTBC 復 号 と を 行 っ て 周 波 数 領 域 受 信 信 号{ D j ( k ); k  0 ~ N c / U  1} を得る．第 m 位相回転系
列候補 {m (k);k  0 ~ Nc /U 1}の複素共役を D j (k ) に乗算（デマッピング）してから，Nc/U ポイント IDFTを適用して時間領域信号 { d j , m ( t ); t  0 ~ N c / U  1}を得る．この時間領域信号と既知の変調信号点からの最小自乗誤差の受信ブロック内累積を計算する．
このような最小自乗誤差の累積計算を M 個の位相回転系列の全てについて行って，位相回転系列推定と軟判定シンボル判定をまとめて行なうことができる．
このようにして，第 j ブロックの軟判定シンボル系列{dˆ j,mˆ (t);t  0 ~ Nc / U 1} を得る．m̂ は推定した位相回転系列である．この位相回転系列推定と軟判定シンボ
ル判定を数式で表現すると式(29)のようになる．
j{dˆ j , mˆ (t )}  arg

N c / U 1minm  0 ~ M 1d ( t )D

これに DFT を適用して周波数領域信号に変換した後にオーバーサンプリング比 V の IFFT を適用して時間領域信号 { d j , m ( t ); t  0 ~ V  N c  1} に戻して PAPRを計算する．FD-SLM と同様にミニマックス規範またはブロック毎最小規範を用いて PAPR 最小とする
位相回転系列を選択する．選択した位相回転系列を乗算した時間領域信号 { d( t ); t  0 ~ N c / U  1}（ミj ,mニマックス規範）または { d( k ); k  0 ~ N c / U  1}
j ,m（ブロック毎最小規範）に DFT を適用して周波数領域信号に変換して STBC 符号化を行った後に IFFT を適用して時間領域信号に戻してから Uue=2 本のアンテナより送信する．
受信側の MBS では，Nmbs 本の分散アンテナでの受信信号に FFT を適用して周波数領域信号に変換してから，式(10)と式(8)のように MMSE-FDE と STBC 復
号 と を 行 っ て 周 波 数 領 域 受 信 信 号{ D j ( k ); k  0 ~ N c / U  1} を得る． STBC 復号後の周波数領域信号 {D j ( k ); k  0 ~ N c / U  1} に IDFT を適用して時間領域信号 {d j (t ); t  0 ~ N c / U  1} を得てから，第 m 位相回転系列候補 {m (t);t  0 ~ Nc /U 1}の複素共役を乗算（デマッピング）して時間領域信号{ d j , m ( t )   *m ( t ) d j ( t ); t  0 ~ N c / U  1} を 得る．この時間領域信号と既知の変調信号点からの最小自乗誤差の受信ブロック内累積を計算する．このような最小自乗誤差の累積計算を M 個の位相回転系
列の全てについて行って，式(29)のように位相回転系
列推定と軟判定シンボル判定をまとめて行なって，
第 j ブ ロ ッ ク の 軟 判 定 シ ン ボ ル 系 列{dˆ j,mˆ (t);t  0 ~ Nc / U 1} を得る．

 d (t )  d j , m (t )2

5. モンテカルロ計算機シミュレーション
5.1 シミュレーション設定
マルチセルモデルを図 11 に，計算機シミュレーシ
ョン緒元を表 2 に示す．注目マクロセル周辺に 6 つの干渉マクロセルを配置した．各マクロセル内にはNmacro=7 本の分散アンテナを規則的に配置し，Nue=2 本のアンテナを持つ 2 台の UE を各マクロセル内にランダムに配置した．サブキャリア総数は Nc=128 とした（サブキャリア間隔が 75kHz のとき帯域幅は 9.6MHz になる）．Nmacro=7 本の分散アンテナの中から，UE 毎に
Nmbs=4 本の分散アンテナを瞬時受信電力規範で選択するものとした．周波数選択性チャネルを仮定し，
分散アンテナ-UE 間距離がマクロセル半径 R の 7 分の一以下のとき K=10dB の仲上・ライスフェージン
グ，それ以上のときレイリーフェージングになるものとした．なお，干渉制限型チャネルを仮定した．

(29)

t 0

ここで，d(t)は変調信号点配置 D の中の時刻 t におけるシンボル候補を表す．
(b) ブラインド TD-SLM
ブラインド FD-SLM と同様，ミニマックス規範とブッロク毎最小規範の 2 つの選択規範を用いる．送信側の UE では，時間領域データ系列に第 m 位相回
転系列 { m (t ); t  0 ~ N c / U 1} を直接乗算して，時間領域信号 d j,m (t )   m (t )d j (t ), t  0 ~ N c / U  1 を得る．

:移動端末
注目マクロセル

Small cell radiusR  R / 7

注目マクロセルR：分散アンテナ
分散MIMO（マクロセル内に7本の分散アンテナを分散配置）

集中MIMO（7本のアンテナをマクロセル中央に配置）

図 11 マルチセルモデル

0.8

0.5

集中MIMO

0.4
0.3

0.1

1

CDF

0.8

Nmbs =4

L=16パス 一様

0.5

シングルユーザ
STBC-TD

0.1

1.E+01

1.E+00

集中MIMO

0.3

分散MIMO

0.2

シングルユーザ
STBC-TD

0.1

SC uplink0
1.E-01

マルチユーザMMSE-SVD
w/ CCI info

0.5
0.4

分散MIMO

0.2

SISO(FDMA)

0.6

0.3

N macro )干渉リミティッド
理想チャネル推定

0.7
マルチユーザMMSE-SVD w/
CCI info

集中
MIMO

0.4

5.2 リンク容量
計算機シミュレーションにより得られた，UE リン
ク容量と合計リンク容量のマクロセル内累積分布を図 12に示す．分散 MIMO 協調伝送は，Nmacro=7 本のアンテナを集中配置した場合に比べて，リンク容量が低くなる
確率を大幅に低減できる．シングルユーザ STBC-TD
はマクロセル端近傍のリンク容量向上に，マルチユーザ
MMSE-SVD は分散アンテナ近傍のリンク容量向上に，それぞれ威力を発揮できることが良く分かる．
5.3 PAPR
ブロック毎最小規範による位相回転系列選択のほうがミニマックスより PAPR を低くできるので，以下では前者を用いた結果のみを示す．図 13 に，シングルユーザ STBC-TD を用いる SC 上りリンクの送信
信号 PAPR を示す．比較のため OFDM 信号に FD-SLMを適用した時の PAPR も示す．SC 送信信号の場合，
TD-SLM が PAPR をより低減できることが分かる．
なお，TD-SLM では，位相回転を与えても元の信号点配置と同じにならないように 3 値(0,/3,2/3)のランダム位相回転系列を用いた．一方，FD-SLM では
その心配はないので，単純な 2 値(0,)のランダム位
相回転系列を用いた．16QAM のとき，系列候補数を
M=64 個程度にすれば，SC 送信信号の PAPR を 3dB程度低減でき，OFDM 送信信号に比べても 2dB 近く
低くできる．
ブラインド SLM（M=256）を，STBC-TD を用いる
SC 上りリンクに適用した時の平均ビット誤り率（BER）特性を図 14 に示す．ブラインド SLM は，
サイド情報有の伝送特性からのわずかな劣化に抑え

1.E+020.8

SC uplink0
1.E-01

1.E+02

1.E+01

1.E+00Uplink capacity per UE (bps/Hz)

1.E+02

Uplink sum capacity (bps/Hz)(b) SC 上りリンク
図 12 リンク容量のマクロセル内確率分布
11

STBC-TD, 16QAM, Nc/U=64
Block-by-block minimization

OFDM送信信号

10

Nue=1


9

Nue=2

8
7
ブラインド
FD-SLM
ブラインド
TD-SLM
56

SC 送信信
号

4
1

2

4

8

16

32

64

128

256

512

No. of phase rotation patterns, M

図 13 SLM 適用時の SC 上りリンクの送信信号 PAPR
1

1

STBC-TD, 16 QAM
Nc/U=64
Rayleigh fading w/
16-pathuniform PDP

STBC-TD, 16 QAM
Nc/U=64
Rayleigh fading w/
16-pathuniform PDP

10-

10-1

1

(Nue, Nmbs)= (1, 1)

Average BER

K=10dB

遅延波電力遅延プロファイル
干渉リミテッド環境

0.9

SISO
(FDMA)

レイリー（分散アンテナ-UE間距離  R / N macro )

Kファクタ

1

干渉リミティッド
理想チャネル推定

PAPR0.1% (dB)

フェージングタイプ

1.E+01

1.E+00Downlink sum capacity (bps/Hz)

CDF

0.6

周波数選択性仲上ライス（分散アンテナ-UE間距離 R /OFDM downlink0
1.E-01

1.E+02(a) OFDM 下りリンク0.7

=7.0(dB)

分散MIMO

0.1

Downlink capacity per UE (bps/Hz)

Nmacro=7

シャドウウィング標準偏差1.E+01

1.E+00

集中MIMO

0.2

OFDM downlink0
1.E-01

シングル
ユーザ
STBC-TD

0.3

シングルユーザ
STBC-TD

0.2

0.5
0.4

マルチユーザMMSE-SVD
w/ CCI info

Ng=32

理想
=3.5

CDF

分散MIMO

ネットワーク側アンテナ本数
ネットワーク側アンテナの選択本
数

伝搬損失指数

マルチユーザMMSE-SVD
w/ CCI info

0.6

GI 長

Nue =2SISO(FDMA)

0.7

0.6

0.9

チャネル推定干渉リミティッド
理想チャネル推定

0.9

SISO(FDMA)

0.7

シングルユーザSTBC-TD/受信MMSE-FDE[1]マルチユーザMMSE-SVD[2]シングルユーザSTBC-TD/送信MRT-FDE[3]マルチユーザMMSE-SVD[4]Nc=128移動端末アンテナ本数1

干渉リミティッド
理想チャネル推定

0.8

Average BER

伝搬
チャネル

1
0.9

FDMA
空間多重
FDMA
OFDM下りリンク
空間多重
FFT ブロックサイズ

SC上りリンク

送受信機

つつ，送信信号の PAPR を約 3dB 低減できることが
分かる．

CDF

シングルユーザ STBC-TD のときのマルチアクセ
スは FDMA で，各ユーザに 64 サブキャリアを割り当てる．一方，マルチユーザ MMSE-SVD のときには，2 台の UE が全 128 サブキャリアを共有して，それぞれ Nstrm=2 ストリーム伝送する．
以上の設定のもとで，下りと上りリンク容量の分布をモンテカルロ計算機シミュレーションにより求めた[25]．なお，シングルユーザ STBC-TD およびマルチユーザ MMSE-SVD を用いるときの受信信号対（干渉＋雑音）電力比（SINR）より，シャノン・ハ
ートレイの定理を用いてリンク容量の計算式を導出し，これをモンテカルロ計算機シミュレーションで用いた．
表 2 シミュレーション緒元

10-2(Nue, Nmbs)= (2, 4)

ブロック毎最小規範
M=256
 ブラインドFD-SLM
 サイド情報有10-3

2(Nue, Nmbs)= (2, 4)

ブロック毎最小規範
M=256
 ブラインドFD-SLM
 サイド情報有

103

10-

10-4

-5

(Nue, Nmbs)= (1, 1)

10-

0

5

10

15

Average received Eb/N0 per antenna (dB)

20

ブラインドFD-SLM(ランダム2値位相回転系列{0, 180})

4

-5

0

5

10

15

Average received Eb/N0 per antenna (dB)

20

ブラインドTD-SLM(ランダム3値位相回転系列{0, 120, 240}

図 14 ブラインド SLM 適用時の SC 上りリンクの BER

6. おわりに
本稿では，これまでの移動無線通信技術の発展の歴史を振り返り，面的スペクトルおよびエネルギー
利用効率の同時向上を目指した小セル化への期待を述べた．次いで，筆者らが小セル化への有望なアプローチの一つとして考えている分散 MIMO を紹介し，分散 MIMO 協調伝送技術と計算機シミュレーションによるそのリンク容量の評価結果について述べた．
移動無線通信技術の目標は，無線帯域幅と送信電力の制約のもとで，ある程度の同一周波干渉を許容して，できるだけ高速のデータ通信を実現することであり，今後もたゆまぬ挑戦が求められている．
謝 辞
本報告の一部は，総務省委託研究開発「第 5 世代
移動通信システム実現に向けた研究開発～超高密度
マルチバンド・マルチアクセス多層セル構成による大容量化技術の研究開発～」による委託を受けて実施した研究開発による成果である．
文 献[1] D. Astély, et al., “LTE: The evolution of mobile broadband,”IEEE Commun. Mag., Vol. 47, No. 4, pp. 44-51, April 2009.
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