MWE 2015 WE2B-1

マイクロ波増幅器設計の基礎-

マイクロ波増幅器設計の勘どころ -Fundamentals of microwave amplifier design－Tips and hints for microwave amplifier design－
山中宏治 新庄Koji YAMANAKA
三菱電機（株）真太郎

Shintaro SHINJO

情報技術総合研究所

概要
増幅器はマイクロ波無線システムにおける必須コンポーネントである。近年では優れた電気性能を有するマイクロ波増幅器製品が安価に入手できるようになってきたが、マイクロ波増幅器の動作の基礎をしっかりと理解していないと、寄生発振や素子破壊などの問題に悩まされることになる。本入門講座ではマイクロ波 CAD を援用しながら、マイクロ波増幅器の設計技術者や使用者が理解すべき基礎的事項について実例を交えながら紹介する。
Term
Term1
Num=1
Z=50 Ohm

LL3
L=L1 nH
R=C
R
C2
C=200 pF R1
R=Rst Ohm

L
L2
L=L2 nH
R=C
C1
C=3 pF

S2P
SNP1L
File="Wg100x2.s2p"
L1
L=0.13 nH
R=L
L4
L=L3 nH
R=CC3
C=3 pF

L
L5
L=L4 nH
R=R
R2
R=Rst Ohm

Term
Term2
Num=2
Z=50 Ohm
CC4
C=200 pF

マイクロ波増幅器の設計例
Abstract
Microwave amplifiers are indispensable components for modern microwave systems. Nowadays, it is easy to purchasegood performance microwave amplifier components. Meanwhile, technicians often suffered from technical problems
concerning amplifier components, such like parasitic oscillations or device damages. In this course, fundamentals issues
which microwave amplifier designers or microwave amplifier users should know are introduced with some examples
and microwave CAD demonstrations.

1. はじめにIoT（Internet of the things）の時代においては、ありとあらゆるものが無線ネットワークで接続される。
IoT では同じ規格の送受信モジュールが大量に使用され、IoT のユーザ、あるいはシステム設計者はマイクロ波増幅器を意識することはない。しかしながら
IoT デバイスが様々な環境下で使用されたとき、マイクロ波増幅器に起因したトラブルが発生するだろう。
したがって、マイクロ波増幅器の設計者でなくても、マイクロ波増幅器の基礎を知っておくことは有用である。
2. マイクロ波増幅器の設計プロセス
下記にマイクロ波増幅器を設計する際の主要なパラメータ（仕様）を示す．増幅器設計においては設
計帯域周波数内での電気的特性だけでなく，入出力にどのような負荷が接続されても発振しないことという条件が暗黙のうちに含まれている．マイクロ波
増幅器の設計の初期には要求される仕様項目を吟味の上，必要となる設計手順・デバイスモデルを考え，必要なデータを取得していく必要がある．たとえば
下記には示さないが，増幅器の温度特性が重要である場合にはトランジスタの温度特性を表現するモデルを自分で構築する必要がある．
＜マイクロ波増幅器の主要なパラメータ＞
・設計周波数帯域における利得特性（最小利得・最大利得・利得周波数偏差）
・設計周波数帯域における反射特性（最小入出力反射損失）
・設計周波数帯域における雑音特性（最大雑音指数）
・設計周波数帯域における入出力特性
・全周波数帯域における安定性
・回路サイズ・コスト・消費電力
図 1 に１段の低雑音増幅器を例に典型的な設計手順を示す．低雑音増幅器では通常，出力特性が重要となることは少ないので取得データとしてはトラン
ジスタの小信号 S パラメータと雑音パラメータで十分である．雑音パラメータについては，ソースプル
雑音指数測定で４つの雑音パラメータが設計周波数帯域内のすべての周波数で求まっていることが望ま
しいが，時間的な制約や装置の制約・技術的な制約で雑音パラメータを直接求めることが困難なことがしばしばある．このような場合，使用しようとしているトランジスタを使った低雑音増幅器の雑音指数から雑音モデルを用いて雑音パラメータを推定する．
増幅器設計では絶対安定化（すべての入出力負荷で発振しないようにすること）は最も重要である．発振には(i) 設計周波数帯域近傍での発振，(ii) 高周波領域（例えば設計周波数の 2～３倍）での発振，(iii) 低周波領域（例えば 100kHz～100MHz）での発振がある．このうち低周波での発振はバイアス回路の構成に大きく依存しており，低周波での安定化設計は増幅器を安定に動作させる上で非常に重要である．設
計帯域周波数内での電気設計は通常，トランジスタの実測 S パラメータと雑音パラメータを用いて行う
が，0.5GHz 以下の S パラメータは測定が面倒（低周波用のネットワークアナライザが必要）なので，低周波での安定係数の計算は，通常はトランジスタの等価回路モデルを用いて行う
FETパラメータの取得（Sパラメータ・NFデータ）

小信号等価回路

おおよそf>0.8fLにてK>1となるように帰還回路を構成

雑音モデル

利得・NF・反射特性が仕様を満たす整合回路を検討

opt

低周波での安定係数計算

全周波数でK>1となるようにバイアス回路を構成

図１

低雑音増幅器の設計手順

FETパラメータの取得（Sパラメータ・NFデータ）

小信号等価回路

おおよそf>0.8fLにてK>1となるように入力側に抵抗回路を構成

大信号モデル

出力側をパワー整合，入力側を反射整合する

opt

Harmonic Balance計算で入出力特性を計算

全周波数でK>1となるようにバイアス回路を構成

図２

低周波での安定係数計算

高出力増幅器の設計手順

図２には１段の高出力増幅器を例に典型的な設計手順を示す．高出力増幅器の場合は雑音パラメータの変わりに大信号特性（入出力-位相特性）を表現するデータが必要となる．現状の大信号モデルはトランジスタの大信号特性を完全に記述できるほど精巧なモデルのではないので，設計精度の観点からはロードプル入出力位相特性測定結果によりパワー整合に必要な（トランジスタから見た）最適出力側負荷インピーダンスΓopt を決定するのが望ましい．しかしながら，ロードプル測定は一般に非常に時間がかかるので，例えばバイアス点の違いによる出力特性の違いを検討したい場合など膨大な時間を要する事となる．また，広帯域の増幅器を設計する際にも各周波数ごとにロードプル測定を行う必要があるので大変である．この点，大信号モデルを用いれば精度の点で若干問題はあるものの，(i) 大信号特性のバイアス依存性が簡単に検討できるので，消費電力と出力トレードオフ検討が容易，(ii) 各トランジスタのロードラインが計算できるので，多段増幅器で出力特性を制限している個所を特定しながら設計を進めることができる，(iii) プロセスばらつきによるトランジスタ特性のばらつきを大信号モデルパラメータのばらつきとして取り入れることにより，設計段階で歩留まりが予想できる等の利点がある．なお，大信号モデルを用いれば増幅器の小信号特性のバイアス依存性が計算可能であるが，大信号モデルはもともと小信号 S パラメータのバイアス依存性を表現するために作るモデルではないので，正確な計算結果は期待できない．
3. 増幅器設計の実際
本章では設計周波数 12GHz の反射整合（利得整合）
FET１段増幅器の設計を通して以下の事を習得する．
(1) FET データを読み込んでそれを元に反射整合を実現する整合回路を設計する．
(2) 増幅器を全ての周波数範囲で安定化させる．

3.1 増幅器の安定化
低雑音増幅器（LNA）を設計する場合，以下の「重要度」の順番を念頭において設計することが望ましい．
(1) 安定性（寄生発振しない）(2) 利得(3) 入出力反射(4) 雑音指数

とにかく寄生発振を起こしてしまうと何も測れないので，増幅器を安定にしておくことは非常に重要である． LNA の場合，不安定になりやすい（寄生発振を起こしやすい）周波数は大きく３つに分類できる．
(a) 設計周波数帯域前後(b) バイアス回路まわりの低周波領域（～100MHz）(c)アイソレーションが悪くなる高周波領域
一般に安定性（安定係数）は利得や雑音指数とトレードオフ関係があるので，あまり安定係数を大きくしすぎると性能が出なくなるという問題を起こすので注意．
3.2 FET 特性の把握
増幅器設計に当たっては自分の使用する FET の特性（雑音指数・利得...）をしっかりと把握することが重要である．図３には今回の設計例に使用したトランジスタの電気特性を示す。
3.3 ソースインダクタ装荷による FET の安定化
図３より設計周波数（12GHz）での安定係数 K が１以下であるので，まず設計周波数帯域での安定化を検討する． 安定化の方法には(a) 並列負帰還を用いた安定化(b) 抵抗整合を用いた安定化(c) 直列帰還（ソースインダクタ）による安定化等があるが，ここでは(c)のソースインダクタ（Ls）装荷による安定化を用いることとする．
図４に、設計周波数（12GHz）での安定係数 K が１以上になるようにソースインダクタを装荷したあとでのトランジスタの電気特性を示す。ソースインダクタを装荷し過ぎると、利得が低下することに加え、高周波領域で正帰還を生じて寄生発振を生じる。
どんなに整合回路を構成したとしても最小雑音指数（NFmin）より雑音指数の低い増幅器を設計することはできない．また，MAG/MSG より利得の高い増幅器を設計することもできない（これ以上に帰還成分を加えないとして）．したがって，上記の値は今後の整合回路を設計して増幅器を構成するときの性能目標の目安となる．

Noise_circleMin
Noise_circles

RF Frequency Selector[0::sweep_size(freq)-1]

4030
20
100

Eqn Noise_circles=ns_circle(NFmin[m2]+NFstep_size*[0::num_NFcircles],NFmin[m2],Sopt[m2],Rn[m2]/50,51)
Eqn Noise_circleMin=ns_circle(NFmin[m2],NFmin[m2],Sopt[m2],Rn[m2]/50,51)

Noise_circleMin
Noise_circles

図３ 今回設計に使用するトランジスタの電気特性

RF Frequency Selector[0::sweep_size(freq)-1]

40

10freq, Hz

Eqn Noise_circles=ns_circle(NFmin[m2]+NFstep_size*[0::num_NFcircles],NFmin[m2],Sopt[m2],Rn[m2]/50,51)
Eqn Noise_circleMin=ns_circle(NFmin[m2],NFmin[m2],Sopt[m2],Rn[m2]/50,51)

図４ ソースインダクタ装荷により安定化したトランジスタ電気特性

40.0G

35.0G

30.0G

25.0G

20.0G

15.0G

10.0G

Set step sizes andnumber of circles, here.

5.00G

0.000

Eqn num_NFcircles=5200

cir_pts (0.000 to 51.000)
indep(Noise_circleMin) (0.000 to 51.000)

Eqn NFstep_size=0.53040.0G

35.0G

30.0G

25.0G

freq, HzSet step sizes andnumber of circles, here.

Eqn NFstep_size=0.5

20.0G

15.0G

10.0G

5.00G

Eqn num_NFcircles=50.000

cir_pts (0.000 to 51.000)
indep(Noise_circleMin) (0.000 to 51.000)

3.3

１段増幅器の入出力利得整合

設計周波数での安定化が得られたので，まず手始めに入出力の同時反射整合を実現する整合回路を設計する．Ls 装荷型増幅器では FET のアイソレーション（S12）が悪くなっているので，入力の整合回路を変化させると出力の整合が変化する（逆も同じ）．
ここでは入出力同時整合負荷インピーダンス（ZmS、ZmL）を用いてスマートに整合回路を構成する．

著者紹介山中三菱電機（株）情報技術総合研究所，グループマネージャー，Yamanaka.Koji@cj.Mitsubishielectric.co.jp
新庄

図５には図４に示した Ls 装荷トランジスタの ZmS、ZmL の計算結果を示す。アイソレーションの悪いトランジスタの場合、入出力の整合がお互いに影響を与えるため、入力の整合をあわせると出力の整合がずれ、出力の整合をあわせると入力の整合がずれる。
ZmS、ZmL を用いれば、入力側は ZmS を実現するように、出力側は ZmL を実現するように整合回路を設計することで、入出力の反射整合を同時に実現することができる。図６に 12Hz にて入出力反射整合をとったあとの電気特性を示す。
これで 12GHz で完全に反射整合のとれた１段増幅器を設計することができた．しかしながら，この回路では DC バイアスをかけることができない．また10GHz 以下で K<1 なので寄生発振を起こす可能性がある．そこでバイアス回路兼低周波安定化回路を追加する．
3.4

バイアス回路の設計

図７にバイアス回路を含む、１段増幅器全体の回路構成を示す。図７において C1 および C3 は設計周波数帯域である 12GHz では十分にショートに見える
一方で、安定化させたい周波数（低周波）では高インピーダンスになるように選ぶ。他方、C2 や C4 は低周波で十分にショートに見えるように選ぶ。これにより、バイアス回路は設計周波数帯域においては実質的に無損失となるのに対して、低周波では損失性のローパスフィルタとなり安定化回路として作用する。 これで全周波数帯域で安定で，12GHz で完全に反射整合のとれた１段増幅器が完成する．図８にバイアス回路まで含めた１段増幅器の電気設計結果を示す。
4. まとめ
本基礎講座ではマイクロ波一段増幅器の設計手法を紹介した。

宏治

真太郎

三菱電機（株）情報技術総合研究所，上級研究員，Shinjo.Shintaro@eb.Mitsubishielectric.co.jp

m5m5
freq=12.00GHz
GmS=0.705 / 124.773impedance = Z0 * (0.219 + j0.503)m6
freq=12.00GHz
GmL=0.607 / 88.046
impedance = Z0 * (0.476 + j0.914)m6

図５ 入出力同時整合負荷インピーダンス（ZmS、ZmL）計算結果

図６ 入出力同時反射整合を取った１段増幅器

Term
Term1
Num=1
Z=50 Ohm

L
L3
L=L1 nH
R=C
R
C2
C=200 pF R1
R=Rst Ohm

L
L2
L=L2 nH
R=
C
C1
C=3 pF

S2P
SNP1
File="Wg100x2.s2p"

L
L1
L=0.13 nH
R=

L
L4
L=L3 nH
R=
C
C3C=3 pF

L
L5
L=L4 nH
R=R
R2
R=Rst Ohm

図７ バイアス回路を含んだ１段増幅器回路構成

図８ １段増幅器最終電気設計結果

Term
Term2
Num=2Z=50 Ohm
CC4C=200 pF