干渉回避 MU-MIMO 伝送方式を用いたネットワーク協調型次世代無線 LANとその国際標準化研究代表者
共同研究者

ラナンテ
川野真裕

レオナルドジュニア

九州工業大学大学院情報工学研究院
九州工業大学大学院情報工学府

助教

1 はじめに
本論文は干渉回避 MU-MIMO(Multi-user Multiple Input Multiple Output)伝送方式を用いたネットワー
ク協調型次世代無線 LAN を提案する．干渉回避 MU-MIMO 伝送方式は，信号が所望の端末に到達すると同時に他の BSS の端末を回避するように送信ビームパターンが整形される技術である．本研究では，渉回避 MU-MIMO技術を拡張して，信端末自身の受信アンテナへの干渉回避を可能とした．結果として得られる技術は全二重通信と呼ばれ，端末がその信号を送信すると同時に別の端末から信号を受信できるようになった．
この提案は，マルチユーザーMIMO で使用するブロック対角化を適用することにより，全二重無線通信システムの自己干渉（SI）を解決した．したがって，ハードウェアサイズが大きく，複数アンテナへの拡張が難しい無線周波数（RF）キャンセラー回路が必要ないため，ハードウェア実装が簡単である．さらに，複数のアクセスポイントが連携して通信する干渉回避 MU-MIMO を適用することで，より高いスループットを実現できる．また，本論文では，FPGA (Field Programmable Gate Array)とソフトウェア無線（SDR）を使用した提案手法の実装を紹介する．それらを使用することで SI キャンセルが実現できることを示す．提案方法は，例として IEEE802.11n フレームフォーマットに基づいてハードウェア実装を行った．実験結果として，-12[dBm]の送信電力で合計 30 [dB]の SI キャンセルを達成した．また、送信電力を上げることにより，SI キャンセル量をさらに増やすことを示した．
近年，通信容量の増加やレスポンス性の向上などといった利点を持つ干渉回避 MU-MIMO が注目されている．
干渉回避 MU-MIMO 伝送の出来る端末は，信号を所望の端末に到達すると同時に他の端末のアンテナを回避するように送信ビームパターンを整形できる端末である．従来ではユーザ間干渉キャンセルは受信機能として全て実行されていたが，本研究では MU-MIMO 技術を応用した送信ヌルビームフオーミングによる新たな手法を提案する．なお，キャンセルするアンテナが端末自身の受信アンテナである場合，干渉回避 MU-MIMO は全二重技術にも呼ばれる．そのため，この原稿では，2 つの手法を同じ手法として扱う．本稿ではその理論とシミユレーション及び実装について報告する．全二重技術を実現するには多くの問題を解決する必要がある
が，自己干渉（SI）キャンセルは特に重要[1]である．従来の通信方式である半二重（HD）無線通信とは異なり，FD 無線通信は同じ周波数で同時に送受信する．したがって，受信アンテナは非常に大きなレベルの SI を受信してしまう．その理由で，SI よりもはるかに低い受信レベルを持つ所望信号のデコードが出来なくなる．
この問題を解決する方法として，受信時に SI のみを減衰させる SI をキャンセルする方法が活発に議論されている． [1]と[2]の論文では，SI として”Antenna Cancellation”，”RF interference cancellation”（RF キャンセル），”Digital Baseband interference Cancellation”（デジタルキャンセル）を組み合わせて SI キャンセルを実現する方法を提案し，実機で検証を示した．
各 SI キャンセル手法に必要な SI キャンセルの量は，送信電力，アナログ-デジタルコンバータ（ADC）の分解能，および所望信号の最小受信レベルによって異なる．例として，送信電力が 20 [dBm]，ADC 分解能が 10[bit]，ターゲット信号の最小受信レベルが-82 [dBm]であると仮定する．この場合，合計 60 [dB]のアンテナキャンセルと RF キャンセルが必要であり，50 [dB]のデジタルキャンセルが必要となる．これが満たされると，最終的な SI パワーはノイズフロアパワーと同じとなる．この方法の利点は，HD ワイヤレス通信と比較して最大 2 倍の通信容量を達成できる．一方，RF キャンセラーを使用すると，ハードウェア（HW）のサイズが大きくなり，複数アンテナへの拡張が困難である．たとえば，4×4 MIMO を想定すると，RF キャンセラ
ーは 16 チャネルパスごとに用意する必要がある．言い換えれば，アンテナの数が増えると，必要な RF キャンセラーの数が爆発的に増える．したがって，この方法を MIMO に拡張することは非常に困難であり，[1]および[2]でも，単一入力単一出力（SISO）によってのみ実装できる．一方，[3]，[4]，[5]では，新しい SI キ
ャンセル方法として「空間キャンセル」が提案されており，実機で実証されている．空間キャンセルは，マ1
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ルチユーザーMIMO（MU-MIMO）でのブロック対角化のアプリケーションである． MIMO 自由度（DoF）の一部を使用し，ヌル空間を受信アンテナに向けることで，ADC が通過する前に SI をキャンセルできる．また，空間キャンセルは上記の 3 つの方法と組み合わせて使用することもできる．この手法の各 SI キャンセル手法に必要な SI キャンセルの量は，送信電力，ADC 分解能，および所望信号の最小受信レベルにも依存する．例として，送信電力が 20 [dBm]，ADC 分解能が 10 [bit]，ターゲット信号の最小受信レベルが-82 [dBm]であると仮定する．この場合，アンテナキャンセル，RF キャンセル，空間キャンセルには合計 60 [dB]，デジタ
ルキャンセルには 50 [dB]が必要となる．これが満たされると，最終的な SI パワーはノイズフロアパワーと同じになる．空間キャンセルの利点は，MIMO 通信に拡張できることであり，空間キャンセルで十分な SI キ
ャンセルを実現できれば，RF キャンセルは不要となる．一方，問題は，送信アンテナの数が同じである従来の MU-MIMO と比較すると DoF が少ないことである．その理由は，DoF の一部が空間キャンセルを実行するための送信以外の目的で使用されるためである．
本論文では，空間キャンセルの問題を解決するために，空間キャンセルをさらに拡張し，協調 MIMO（Co-MIMO）
を FD 無線通信に適用することを提案する． Co-MIMO は，複数のアクセスポイント（AP）が協調して通信する技術であり[6]，近年活発に議論されている． Co-MIMO 方式には，“Joint Beamforming”（JT）と”CooperativeBeamforming”（CB）の 2 つの種類があるが[6]，この提案では JT を使用する．JT では，複数の AP が連携して動作し，1 つの大きな AP であるかのように機能する．例えば，2 本送信アンテナと 2 本受信アンテナを備えた 2 台の AP があり，協調している場合，4 本の送信アンテナと 4 本受信アンテナを備えた 1 台の AP と考えることがでる．提案手法の主な目的は，FD 無線通信を行いながら AP を調整することにより，従来手法に比べて DoF の低下を解消することで空間ダイバーシティを向上させることである．もう 1 つの目的は，アイドル状態の AP が協力して参加できるようにすることで，すべての AP が常に通信に参加できるようにし，空間チャネルの利用効率を向上させることである．その結果，空間キャンセルのメリットを享受しながら，より高い DoF とより高いチャネル利用効率を備えた FD 無線通信を実現することができる．ここから先は，提案方法を“自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO”と呼ぶ．残りの論文は次のように構成されている．章２では，提案手法の基本理論として，複数の送信アンテナと複数の受信アンテナを備えた複数の APを想定し，Co-MIMO を適用しながら空間キャンセルによって SI をキャンセルする方法を説明する．
章３では，より具体的な実装方法として，提案手法を実現するために必要なチャネル推定手法と，提案手法を適用した信号生成手法について説明する．この論文では，提案された方法は，特定の変更を加えた IEEE802.11n フレームフォーマットに基づいて実装されている．章４では，提案手法を実現した FD 無線通信システムの実際の実装例を紹介する．次に，提案手法が実機上での実験により実現可能であることを実証し，SI キャンセル量を評価・検討する．最後に，この論文を章５で締めくくる．

2 基本理論
この章では，提案方法である自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO について説明する．まずは
章 2-A は，提案する方法の理論を一般式として示す．次に，章２-B では，2 台 AP と 2 台 STA がある場合の理論と計算方法について詳しく説明する．
2-1 自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO （１）
本章では𝑁𝐴𝑃 AP と𝑁𝑆𝑇𝐴 STA が存在する環境を想定する．すべての AP は，Co-MIMO を使用して，すべての STAへのダウンリンク（DL）送信を実行する．同時に，特定の AP に自己ヌルビームフォーミングを適用する．
これにより，AP 間の SI をキャンセルできる． i を AP の指標にし，j を STA の指標とする． i 番目の AP には𝑁𝑖 送信アンテナがあり，j 番目の STA には𝑀𝑗 受信アンテナを想定する．𝑀0 を，自己ヌルビームフォーミングが適用される AP の受信アンテナの数とする． 𝑁𝑆𝑆𝑗 を j 番目の STA に送信される送信ストリームの数とする．この論文では，理論を単純化するために𝑁𝑆𝑆𝑗 ＝𝑀𝑗 とする．このような環境では，j 番目の STA の受信信号𝑌𝑗 と AP の受信信号𝑌0 は次の式で表す．

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ここで，𝑠𝑗 （𝑁𝑆𝑆𝑗 ×1）は j 番目の STA への送信ストリームである．𝑊𝑖 を，j（𝑁𝑖 ×𝑁𝑆𝑆𝑗 ）は，j 番目のSTA への送信ストリームを i 番目の AP のアンテナに対応するための重み行列である． 𝐻𝑗,𝑖 （𝑀𝑗 ×𝑁𝑖 ）は，i 番目の AP の送信アンテナから j 番目の STA の受信アンテナまでのチャネルマトリックスである．
𝑁𝑗 （𝑀𝑗 ×1）は， j 番目の STA．𝐺𝑖 （𝑀0 ×𝑁𝑖 ）は，i 番目の AP の送信アンテナから特定の AP の受信アンテナまでのチャネル行列である．𝑁0 （𝑀0 ×1）は，特定の AP の受信アンテナに追加される熱雑音である．
式（1）および（2）では，𝑌𝑗 の最初の項は目的の信号を表し，2 番目の項はユーザー間干渉（IUI）を表す．また，𝑌0 は SI を表す．ここで，各チャネル行列と重み行列は，𝐻𝑗 = [𝐻𝑗,1 ，𝐻𝑗,2 ，···𝐻𝑗,𝑁𝐴𝑃 ]，𝐺𝑇𝑇𝑇= [𝐺1 ，𝐺2 ，···𝐺𝑁𝐴𝑃 ]および𝑊𝑙 = [𝑊1,𝑙，𝑊2,𝑙，···𝑊𝑁𝐴𝑃,𝑙]𝑇 に置き換えられる．そのとき，𝑌𝑗 と𝑌0 は次の式で表す．

ここで，𝑊𝑗 （∑ 𝑁 × 𝑁𝑆𝑆𝑗 ）は，j 番目の STA への送信ストリームをすべての AP のアンテナにマッピングするための重み行列である．𝐻𝑗 （𝑀𝑗 ×∑ 𝑁）は，すべての AP の送信アンテナから j 番目の STA 受信アンテナへのチャネル行列である．このように式を置き換えることにより，複数の AP を備えた Co-MIMOは，1 台の巨大な AP を備えた MU-MIMO と見なすことができる．つまり，MU-MIMO テクノロジーを適用できる．式（3）と（4）から，IUI と SI をキャンセルするには，関連する項が 0 である必要がある．つまり，次の式が（j = 1，2，···，𝑁𝑆𝑇𝐴 ）のすべてに当てはまる必要がある．

したがって，提案手法で IUI と SI をキャンセルするには，式（5）を満たす各重み行列𝑊1 （l = 1，2，···，𝑁𝑆𝑇𝐴 ）を見つけて設定する必要がある．そして，その重み行列は，𝐻𝑗 𝑊1 = 0（j = 1，2，···，𝑁𝑆𝑇𝐴 ，j ≠ l）および𝐺𝑊1 = 0 を満たす必要がある．
B. 自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO（2）
この章では，より具体的な例として，2 台 AP と台 2STA の場合について，提案手法の理論とその計算手法について説明する．構成図を図１に示す．式（3）と（4）から，AP と各 STA の受信信号𝑌0 ，𝑌1 ，𝑌2 は次の式で表す．

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式（7）では，𝐻2 𝑊1 𝑠1 と𝐻2 𝑊2 𝑠2 以外はすべて干渉信号であるため，0 になるように𝑊1 と𝑊2 を決定する必要がある．式（5）から，次の式が成り立つ必要がある．

式（8）が満たされると，各受信信号は次のようになり，すべての IUI と SI がキャンセルされていることが確認できる．

この論文では，式（8）を満たす𝑊1 と𝑊2 を決定する方法として，特異値分解（SVD）を使用する．ここでは，例として𝑊1 を決定する．式（8）では，𝑊1 の左側の SVD は次のようになる．

ここで，𝑈1（（∑ 𝑀−𝑀1 ）×（∑ 𝑀−𝑀1 ））は（∑ 𝑀−𝑀1 ）の左特異ベクトルからなるユニタリ行列，𝑉1（（∑ 𝑀−𝑀1 ）×（∑ 𝑀−𝑀1 ））は∑ 𝑁の右特異ベクトルからなるユニタリ行列，Δ1 = diag （σ1 ，σ2 ，σ∑ 𝑀−𝑀 ）は，対角1成分が特異値である対角行列σ1 ≥σ2 ≥···≥σ∑ 𝑀−𝑀 ≥0 である．𝑉𝑏1（∑ 𝑁×（∑ 𝑀−𝑀1 ））は特異値がΔ1 に対応す1る右特異ベクトルを収集する行列であり，また𝑉𝑛1（∑ 𝑁×𝑀1 ）は，特異値が V1 に対応する右特異ベクトルを収集する行列である．最後に，式（8）は，𝑊1 = 𝑉𝑛1 を設定することで満たすことができ，𝑊2 も同じ計算で計算できる．

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3. 提案システム

図１提案システムの概略図
本章では，章２で述べた提案手法のより具体的な実施方法として，提案手法を実現するために必要なチャネル推定手法と提案手法を適用した信号発生手法について説明する．次に，提案手法による SI キャンセル量の大きさを数式を用いて調べる．
提案された方法を適用するには，チャネル行列𝐻𝑗 と G が必要となる．したがって，すべての AP は，最初に̂ を計算する．次に，
̂𝑗 および𝑮
チャネルマトリックス推定用の信号を送信し，受信した信号から推定チャネル𝐻̂̂̂
𝐻𝑗 と𝑮を使用して𝑾計算され，設定される．その結果，後続の送信で，AP は SI をキャンセルしながら STA に送信できる．この提案では，IEEE802.11n 標準信号が実装例として使用されている．この規格では，信号はOFDM 変調されており，56 個のサブキャリアがある．したがって，これまでに説明したすべての式が各サブキャリアに適用され，サブキャリアインデックス（k = 1，2，···，𝑁𝑠𝑢𝑏𝑐 = 56）が次の説明の各要素に割り当てられる．ここで，𝑁𝑠𝑢𝑏𝑐 はサブキャリアの数である．
A . 明示的なチャネル推定
チャネル推定を行うために，送信側と受信側の両方に共通のユニタリ行列であるプリアンブル行列 P(k)（PN×PN）が送信ストリームとして送信される． HT-LTF は，IEEE802.11n フレームフォーマットでこの役割を果たします．単位行列が重み行列として設定され，サイクリックシフトダイバーシティ（CSD）対角行列
𝑪𝟏𝒔𝒕 (k)（∑ 𝑁×∑ 𝑁）が送信ストリームに適用されるため，AP 送信信号𝑿𝟏𝒔𝒕 (k)は次の式となる．

このとき，AP 𝑌0 （k）の受信信号は

̂ 𝟏𝒔𝒕 (k)は推定チャネル𝑮

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̂ 𝟏𝒔𝒕 (k)=𝑁01𝑠𝑡 （k）𝑃 −1 （k）𝐶 1𝑠𝑡 −1 （k）は，𝐺 1𝑠𝑡 (k)のチャネル推定誤差である．同様に，ここで，∆𝑮̂ 𝟏𝒔𝒕 (k)（k）までの推定チャネル行列を取得することもできる．
AP から j 番目の STA 𝑯
B. 自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO
̂ 𝟏𝒔𝒕 (k)および𝐻
̂𝑗1𝑠𝑡 (𝑘)を使用
この章では，提案された方法を使用して，前の章で見つかった推定チャネル𝑮して SI をキャンセルする信号を生成する方法について説明する．まず，前の章で説明した方法を使用し2𝑛𝑑て，推定チャネルから𝑉𝑛𝑙 (𝑘)を計算し，それを𝑊𝑛𝑙(𝑘)=𝑉𝑛𝑙 (𝑘)として適用する．各 STA に送信される伝送ス
トリームは，𝑠 2𝑛𝑑 (𝑘) = [𝑠12𝑛𝑑 𝑇 (𝑘)𝑇𝑠22𝑛𝑑 (𝑘)…

𝑇𝑠𝑁2𝑛𝑑(𝑘)]𝑇 で表す．このとき，送信信号𝑋 2𝑛𝑑 (𝑘)は次式𝑠𝑡𝑎で表される．

ここで，𝐶 2𝑛𝑑 (𝑘)は CSD 対角行列とする．
また，チャネル行列は時間とともに変動すると仮定する．チャネルを推定するときのチャネル行列と提案された方法を適用するときのチャネル行列との差は，Δ𝐺 1→2 （k）として表される．このとき，提案手法を適用した場合のチャネル行列𝐺 2𝑛𝑑 (𝑘)は次式で表される．

このとき，AP 𝑌02𝑛𝑑 (k)の受信信号は次式で表される．

式（26）の第 1 項は，キャンセルできなかった SI 信号を表しており，チャネル推定誤差Δ𝐺 1𝑠𝑡 （k）とチャネルの時間変化Δ𝐺 1→2 （k）に依存していることがわかる．ここで，𝑉𝑛 (k）は正規直交基底からなる行列であり，𝐶 2𝑛𝑑 (𝑘)はすべての対角成分の絶対値が 1 である対角行列であるため，ノルムは不変である．したがって，提案された方法を使用した場合のサブキャリア k での干渉対雑音比（INR）は次のようになる．

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すべてのサブキャリアの平均 INR はまた，この用語には送信ストリーム𝑠 2𝑛𝑑 (𝑘)）が含まれており，デジタルキャンセルを使用してさらにキャンセルできる．

４．実装と実験
この章では，これまでに提案した方法を実現する FD 無線通信システムの実際の実装例を紹介する．次に，提案手法が実機を用いた実験により実現可能であることを実証し，SI キャンセル量を評価・検討する．
A. 実装されたシステムの概要
提案された方法は，Field Programmable Gate Array（FPGA）ZC706 ボード，ソフトウェア無線（SDR）
ADRV9371-W / PCBZ，および PC に実装されている．イメージ図を図 2 に、写真を図 3 に示す．使用した機器の詳細を表 I に示す．実装の詳細を以下に説明する．
まず，提案手法を適用した AP を実装するために，FPGA ボードと SDR を組み合わせて実装した．この AP には，AP ごとに 2 本の送信アンテナと 2 本の受信アンテナを持つ．サーキュレータを使用することでアンテナの数を減らし，実際のアンテナの数は AP ごとに 2 本となる．このように構成された 2 台の AP を準備し，図2 に示すように接続してインストールする．各 AP はクロックを同期する必要があるが，この論文では簡単にするために，信号発生器（SG）によって生成された共通クロックを各 AP に入力することによってクロックを完全に同期させる． AP 1 はリーダーAP，AP2 はフォロワーAP，リーダーAP はフォロワーAP に送信/受信のタイミングを通知し，これらの AP が同時に送信/受信できるようにする．本稿では，FPGA の汎用入出力（GPIO）を用いた有線による送受信タイミングの通知を行い，実装を容易にする．さらに，バックボーンネットワー
クとして，各 AP はイーサネットケーブルを介して同じ PC に接続する．この PC の目的は，実装と実験を容易にするために AP の機能の一部を引き継ぐことである．具体的には，ＡＰの受信信号を受信し，提案手法を適用した信号を生成し，ＡＰに渡す．

表 1

使用した機器の詳細

B.実際の機械実験とその結果
̂ 𝟏𝒔𝒕 を推定するために，AP は章３-A に示す方法を使用して実験の手順を以下に示す．まず，自己チャネル𝑮チャネル推定信号を生成して送信する．このときのパラメータを表２に示す．次に，受信信号から計算された推定自己チャネルを使用して，章３-B に示す方法を使用して適切な重み行列を計算する．次に AP は，計算された重み行列が適用された信号を生成して送信する．このときのパラメータを表３に示す．最後に，APはこの信号を受信し，受信信号と受信電力からの SI キャンセルの量を評価する．この実験では，SI キャン
セルは 2 台の AP のうちの AP1 にのみ適用さる．
実験の結果，AP の送受信信号を図 4 に，受信電力の 20 点移動平均を図 5 に示す．図 4 から、提案手法に

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よる SI キャンセルを適用した受信アンテナの受信信号𝑦0,1,1 と𝑦0,1,2 を見ると、SI がキャンセルされ、振幅が非常に小さいことがわかる．また，図 5 から，SI キャンセル量が 30 [dB]であることが確認できる．受信信号𝑦0,2,1 および𝑦0,2,2 では，SI キャンセルは適用されず，一定の振幅が維持される．したがって，SI キャンセルが適用されていない受信アンテナには影響しない．この実験では，30 [dB]の SI キャンセルが達成されているが，この値は AP の送信電力に依存する．これは，チャネル推定エラーが AP の送信電力に依存するためである．この実験では，AP の送信電力は-12 [dBm]と小さいが，実際の無線通信では，より大きな送信電力で送信することが可能である．例えば，20 [dBm]で送信する場合，最大 62 [dB]の SI キャンセルを達成することが期待できる．図 5 を見ると，SI キャンセル後の受信電力はノイズフロアより 20 [dB]高く，これはキャンセルできなかった SI である．これは，デジタルキャンセルによってさらにキャンセルできる．つまり，INR= 20 [dB]である．最後に，この結果を検証する．提案された方法は，章 1 で説明したように，デジタルキャンセルが 50 [dB] SI キャンセルを実行することを前提としている．つまり，自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO のみを使用して INR が 50 [dB]未満の場合，デジタルキャンセルは，最終的には十分なSI キャンセルを提供する．この実験では INR = 20 [dB]が達成されたため，これが達成されたと考えられる．

表 2 シミュレーション条件(1)

表 3 シミュレーション条件(2)8公益財団法人電気通信普及財団
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図 2 実際の機械実験の概略図

図 3 実装されたシステムと実験環境

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5. 結論
本論文では，FD 無線通信における SI キャンセル法の新しい提案として，自己ヌルビームフォーミングを適用した Co-MIMO を提案した．この方法の利点は，RF キャンセルを使用せずに十分な SI キャンセルを実現できることである．これにより，MIMO 通信が可能になり，Co-MIMO をサポートするため，より高いスループットの通信が実現する．この提案手法は FPGA ボードと SDR を使用して実装され，実際の機械実験により 30[dB]の SI キャンセルが実現された． SI キャンセルの量は送信電力に依存し，より高い送信電力で送信することにより，より高い SI キャンセルを実現できる．今後の課題として，このマウントシステムにデジタルキャンセラーを追加することで，より高い SI キャンセル量を実現していく．上記成果を用いて次世代の無線LAN 規格である IEEE802.11be への技術提案を予定している．現在は新型コロナウイルスの影響で無線 LAN 規格の進捗が遅く進んでいて，本研究に注目していたネットワーク協調最先端技術の採用は 802.11be 規格
Release 2(2022 以降)からの議題となった．

図 4 実験結果：送信/受信信号波形

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図 5 実験結果：信号電力の送受信【参考文献】[1] J.I. Choi, M. Jain, K. Srinivasan, P. Levis, and S. Katti, Stanford University, “Achieving singlechannel, full duplex wireless communication,” Proceedings of the 16th ACM Annual International
Conference on Mobile Computing and Networking (ACM MobiCom’10), pp.1-14, Sept. 2010.
[2] M. Jain, J.I. Choi, T.M. Kim, D. Bharadia, S. Seth, K. Srinivasan, P. Levis, S. Katti, and P. Sinha,“Practical, real-time, full duplex wireless,” Proceedings of the 17th ACM Annual International
Conference on Mobile Computing and Networking (ACM MobiCom’11), pp.301–312, Sept. 2011.
[3] T. Riihonen, S. Werner and R. Wichman, “Mitigation of Loopback Self-Interference in Full-Duplex
MIMO Relays,” in IEEE Transactions on Signal Processing, vol. 59, no. 12, pp. 5983-5993, Dec.
2011.
[4] Y. Hua, P. Liang, Y. Ma, A. C. Cirik and Q. Gao, “A Method for Broadband Full-Duplex MIMORadio,” in IEEE Signal Processing Letters, vol. 19, no. 12, pp. 793-796, Dec. 2012.
[5] M. Chung, M. S. Sim, D. K. Kim and C. Chae, “Compact Full Duplex MIMO Radios in D2D
Underlaid Cellular Networks: From System Design to Prototype Results,” in IEEE Access, vol. 5,pp. 16601–16617, 2017.
[6] G. C. Alexandropoulos, P. Ferrand, J. Gorce and C. B. Papadias, “ Advanced coordinatedbeamforming for the downlink of future LTE cellular networks,” in IEEE Communications
Magazine, vol. 54, no. 7, pp. 54-60, July 2016.

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〈発題

名

ヌルビームフォーミングを用いた全二重無線通信システムに関する一検討とその実装
Null Beamforming to Self in Cooperative
MIMO for Full-Duplex System
Cooperative
MIMO
AppliedNullBeamforming to Self in Full-Duplex
Wireless Communication System and Its
Implementation

表資料〉

掲載誌・学会名等

発表年月

電子情報通信学会ソサイエティ大会
IEEE International Symposium onCircuits and Systems (ISCAS2021)
23rd International Conferenceon Advanced Communications
Technology (ICACT 2021)

2020 年 9 月

2021 年 05 月

2021 年 07 月

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