東海大学紀要情報通信学部
vol.6,No2,2013,pp.1-8
東海大学紀要情報通信学部
Vol. , No. ,2013, pp． -論文

論文

OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音による伝送特性劣化の改善について
藤森洋平 *1 ，小川佳彦 *2 ，平松勝彦 *2 ，本間光一 *3

Improving of Transfer Characteristics Degradation due to Burst Noisefor OFDM Transmission System( received on September 11,2013 & accepted on February 6,2014 )byYohei FUJIMORI *1

Yoshihiko OGAWA *2

Katsuhiko HIRAMATSU *2 and Koichi HOMMA*3
Abstract

This paper presents a method of improving the transfer characteristic degradation due to burst noise for OFDM transmission
systems. At first, even if burst noise of any amplitude is mixed in a received OFDM signal, the distortion factor of presumed
transfer characteristic was set to about -100[dB] by introducing limiting circuit etc. Furthermore, bit error is able to be madeinto zero by introducing the repeated interpolation system.
Keywords: OFDM， Wireless channel estimation，Burst noise，Transmission error
キーワード：OFDM、無線チャネル推定、バースト雑音、伝送誤り

1． 概要
携帯電話等に用いられる広帯域直交周波数分割多重(OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing)伝送方式では送信データをパケット状にして伝送する．このため
今 ま で バ ー ス ト 雑 音 に よ る 伝 送 特 性 の 劣 化 は ARQ（Automatic Repeat and reQuest）を用いパケットを再送することによって改善する．この場合ビット誤り率特性の改善はできるがスループット特性は劣化する 1)．本稿はバース
ト雑音による再送回数を低減するために１パケットの受信信号内で伝送特性を改善しスループット特性の劣化を防ぐ
今までに提言されていない方法について述べる．
本伝送システムに雑音が混入した場合以下の 2 点の要因によりビット誤り率特性が著しく劣化する．
（ⅰ）雑音が参照信号に混入し無線回線推定歪が発生（ⅱ）雑音がデータ信号に混入し OFDM 復調信号に歪みが発生
またこの雑音には受信器の入力端で生じる熱雑音と外部から加わるバースト雑音があり何れの雑音も伝送特性を劣化させる．熱雑音による無線回線推定歪の改善については
WSSUS (Wide Sense Stationary Uncorrelated Scattering)モデルを用い周波数域で雑音を抑圧する方法を提案しその推定性能の向上を図っている 2)．
*1 情報通信学研究科情報通信学専攻 修士課程
Graduate School of Information and Telecommunication
Engineering, Course of Information and Telecommunication
Engineering, Master’s Program*2 パナソニック株式会社 事業開発推進室
Business Development Promotion Office, PanasonicCorporation*3 情報通信学部通信ネットワーク工学科教授
School of Information and Telecommunication Engineering，
Department of Communication and Network Engineering，Professor

そこで，本稿ではバースト雑音に起因する無線回線推定特性とビット誤り率特性の劣化に対する改善法について述べる．無線回線推定について，筆者等は回線推定信号が重畳されている OFDM 受信信号の零サブキャリア信号を用いバースト雑音が混入している正確な位置を検出し，次に上記零サブキャリア信号のバースト雑音が混入した時間部分をWSSUS モデルで回線推定した時間信号で逐次置き換えることによりバースト雑音が如何なる振幅で混入しても無線回線特性をほぼ完全に推定できることを既に示した 3) ．しかしこの方法では平均の意味での推定は出来ているが、僅かな特定の OFDM シンボルで回線推定精度が劣化する．そのために上記回線推定法を用いて復調処理を行うとビット誤りを零にする障害となることが予想される．そこで本文では先ず全ての OFDM シンボルで完全に回線推定が出来るように上記回線推定法を改善し、次にこの回線推定法を用いる事を前提にしてバースト雑音の影響を除去する復調方法を提案
し，如何なる振幅のバースト雑音が混入してもビット誤りを零にすることが出来る事を示す．具体的には，受信信号のリミッタレベルと無線回線のマルチパス信号を検出する閾値の最適化によって無線回線推定精度を高め，さらにそれを用いてバースト雑音の位置検出性能の向上を図る．次に，内挿補間処理と信号点配置歪の比較を用い 1OFDM シンボルの六分の一分解能でバースト雑音の位置を検出する．最後に，上記の回線推定と位置情報に加え周波数重みを施した内挿補間処理を用いる事によって 1[μs] 幅程度の如何なる振幅のバースト雑音が混入してもビット誤りを零にできることを示す．

2． 無線伝搬環境と OFDM 伝送システム
2.1 OFDM 伝送の無線伝搬環境
本研究で対象とする伝搬環境を Fig.1 に示す．基地局と移動局間の伝搬経路は遅延時間差のあるマルチパス伝送路と――−11−

OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音による伝送特性劣化の改善についてなり，さらに Fig.2 に示す数 [μs] 幅程度のバースト雑音が外部から混入することを想定する．

t

基地局

最大遅延時間差 ・・・

回線推定誤りマルチパス

データ伝送誤りの整数倍のサブキャリアに存在する参照信号はサブキャリア番号( l )が零の部分に示すように 6 周期の信号となる．ここで 1OFDM シンボル間隔を 6 等分した各 RS スロット部分の信号を#n（RS スロット番号）で表わす．

 

ＲＳスロット番号 # n#0 #1 #2 #3 #4 #5
サブキャリア番号

定在波

0参照信号
sc0 （零サブキャリア信号）
sc1
sc2 データ信号
sc3 （１から５サブキャリア信号）sc4 sc5 123l  4

バースト雑音

5T=1[µs]

Fig.4 Signal waveform of 1OFDM symbol
Fig.1 Radio propagation environment
バースト雑音は参照信号とデータ信号の両方に混入し伝送特性（無線回線推定特性とビット誤り率特性）を著しく劣化させる．この伝送特性を改善する方法とその評価結果を次章以下に述べる．また本システムの評価には 3GPP の規格を基にして定めた以下の諸元を用いる．

このバースト雑音の波形の一例を Fig.2 に示す．
8060

振幅

40

Table 1 Simulation Parameters

200[V]

設定項目
搬送波周波数受信帯域
サブキャリア間隔
OFDMフレーム長
二次変調方式
一次変調方式
データ信号
サブキャリア
参照信号
無線回線特性
バースト雑音の時間幅
評価データ数-20-40-60

01

1000

2000

1024
3000 4000

5000

2048
6000

OFDM シンボル番号 [m]Fig.2 Burst Noise waveform
2.2 OFDM 伝送システム
本稿では， 3GPP/LTE（4G 携帯電話システム）4)の OFDM伝送システムを対象にし，この主要諸元を用いて以下の検討を進める．先ず，この OFDM 伝送システムの構成を各部の信号名と共に Fig.3 に示す．バースト雑音の大きさにはデータ信号と参照信号の和を基準にした振幅を示す振幅倍率（ab）を用いる．
バースト雑音が混入

バースト雑音

ab n

rsrv



ＱＡＭ復調

ds

ＯＦＤＭ復調ZC

sc 0

H ( )
無線回線

Dq

ＯＦＤＭ変調ＱＡＭ変調

Ds

sc 1 5D̂ s

Hˆ ( )

熱雑音

無線回線推定送信側
D S ：送信データ

Z C ：参照データ

sc 0 ：零サブキャリア信号
sc 1 5 ：１-５サブキャリア信号：データ経路：参照信号経路

rs ：参照信号d s：データ信号
ab n ：バースト雑音
rv ：受信信号

受信側
H (  ) ：回線特性

設定値3.5[GHz]18[MHz]15[kHz]66.7[μs]
OFDM
16QAM
1000[本]，振幅：1[V]
200[本]，Zc 振幅：1[V]Vehicular A 120km/h
1[μs]100サブスロット

OFDM 変調信号を伝送する広帯域移動無線回線ではその周波数特性が大きく乱れる周波数選択性フェージングが生じる．本方式の性能評価に用いるシミュレーションでは，この 広 帯 域 移 動 無 線 回 線 の チ ャ ン ネ ル モ デ ル に ITU（International Telecommunication Union）で規定している都市環境を 120 ㎞/h で走行するモデル（Vehicular A 120 ㎞/h ）を用いる．狭帯域無線回線ではレイリーフェージングが生じる が ， 本 文 の 都 市 環 境 で 広 帯 域 移 動 無 線 回 線 を 模 擬す る
Vehicular A モデルは遅延時間の異なる独立した６つの狭帯域無線回線モデルを合成して実現している．

Hˆ ( ) ：回線推定特性

3． 無線回線推定特性の改善

D̂ S ：受信データ

a b ：バースト雑音の振幅倍率

Fig.3 Structure of OFDM transmission system
参照信号に Zc（Zadoff-Chu）系列を送信データにランダムデータを印加した場合の参照信号(rs)とデータ信号(ds)の各時間波形を模擬的に Fig.4 に示す．l は l+6n(n=1,…,200)の200 本のサブキャリア番号を示す．基本周波数（15kHz）の 6ビット誤りを零にするには OFDM シンボルに対する平均ではなく全ての OFDM シンボルに対して精度の高い回線推定を行う必要がある．従来の無線回線推には零サブキ
ャリア時間信号のバースト信号が混入した部分を WSSUSモデルで推定した参照信号で逐次置き換える方法を持いている．これを実現し正確に無線回線特性を推定するには以下の 2 項を実現する必要がある．

―2 ―−2−

藤森洋平・小川佳彦・平松勝彦・本間光一

3.1 RS スロット内におけるバースト雑音の位置検出
RS スロット内におけるバースト雑音の位置は，先ず一定精度以上の回線推定を行い推定参照信号に変換し，次にバースト信号と参照信号で構成される零サブキャリア信号からこの推定参照信号を差し引きその最大値を見出すことによって検出する．以下にこの従来方法の課題について述べる．
3.1.1 従来の位置検出法の課題
位置検出には一定精度以上の無線回線推定が必要であり，先ず従来法による無線回線推定の評価結果について述べる．
回線推定精度の評価には次式（１）で定義する無線回線推定精度（SDR0）を用いる．ただし 200 個の OFDM シンボル信号を用いるものとする．

SDRo  10 log10 H  k 2010

ab=0.5050

2[dB]

（１）

k 1

 k (k  1,  ,200) : 零サブキャリア角周波数

150SDRo[dB]40200

ab=4.03020100050100150200

OFDM スロット番号 （ slot）

さらにこの回線推定法を用いてバースト雑音の位置を検出した場合のバースト雑音の振幅倍率に対する位置の検出確率を Fig.7 に示す．バースト雑音の振幅倍率に依らずOFDM シンボルの位置が 100％の確率で正しく検出が出来ていないことが分かる．そこでこの RS スロット内におけるバースト雑音の位置検出性能の改善について次項に述べる．
10.98
検出確率

１RS スロット内におけるバースト雑音の位置を正しく検出するには多数の OFDM シンボルに対する平均ではな
く，個々の OFDM シンボルについて一定精度以上の回線推定を行う必要がある．先ず 200 個の OFDM シンボル信号を用い WSSUS モデルを用いる従来方法で得られたバースト雑音の振幅倍率に対する無線回線推定精度（SDR0）特性をFig.5 に示す．この特性から従来方法は上手く回線推定が出来ている様に見える．

0.96
0.94
0.92
0.980

回線推定法改善前

無線回線推定精度

01234

バースト雑音の振幅倍率（ ab）

60
SDRo[dB]100

OFDM スロット番号 （ slot）

2 Hˆ  k   H  k 

30

Fig.6 SDRo vs. OFDM slot number characteristics
before an improvementk 1200400

無線回線推定精度

20050
SDRo[dB]

無線回線推定精度（ⅰ）RS スロット内におけるバースト雑音の位置検出（バースト雑音の零サブキャリア信号は 6 周期信号となり各 RSスロットに混入）（ⅱ）逐次改善による正確な無線回線特性の推定
この処理法を 3.1 節と 3.2 節に順次述べる．

Fig.7 Detection probability vs. ab characteristics
before an improvement

402000246

バースト雑音の振幅倍率（ ab）

Fig.5 SDRo vs. ab characteristics before an improvement
次に従来の方法でバースト雑音の振幅倍率が 0.5 と 4.0の場合の OFDM スロット番号に対する無線回線推定精度を Fig.6 に示す．この様に従来の方法では全ての OFDM シンボルで一定精度以上の回線推定精度が得られていない．

3.1.2 位置検出性能の改善
RS スロット内におけるバースト雑音の位置を検出するには一定精度以上の回線推定特性が必要である．この推定に用いる WSSUS モデルによる方法では先ず無線回線の６パスの位置と振幅の初期値を求める必要がある．しかし受信信号に比較的大きなバースト雑音が混入するとこのパスの初期値の選定を誤ってしまう．従来はこれを防ぐために予め設定した閾値以下の振幅を有するパスを選択から外す処理を施して，回線推定誤差の大きな劣化を防いでいた．しかし Fig.6に示す様にこの方法ではバースト雑音の大きさによらず，ある特定の OFDM シンボルで回線推定精度が一定品質を確保できなかった．この精度改善のため従来法に代わりバースト雑音を含む受信信号をその振幅に応じてリミッタで切り取――− 33 −

OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音による伝送特性劣化の改善について

図から改善法はバースト雑音の大きさに依らず 1RS スロット内の位置（#m）を正しく検出できることが分かる．
1

検出確率

る方法を導入する．この処理によってバースト雑音の全ての振幅に対して 6 パスの誤検出が抑えられる．このためパスサーチに設けた閾値を零にして常に正しい 6 パスを検出する方式に変更することでバースト雑音が小さい時にパスを制限することによって生じる回線推定歪も除去できる．このリミッタの導入とパスサーチの閾値を零に設定することによって，RS スロット内におけるバースト雑音の位置検出性能を改善する構成を Fig.8 に示す．

( ds  rs  abn)
 15 [MHz ]

0.92

SC0
帯域制限

DFT

 9 [MHz ]変更

Hˆ (k )リミッタ

回線
推定0.960.94（S/N）

rv0.98アップ
サンプル(6144)

IDFT

アップ
サンプル(6144)

IDFT

1RS
スロット－ 抜出abn
検出(＃m)#m

0.9

回線推定法改善前
回線推定法改善後
01

ZC

234

バースト雑音の振幅倍率（ ab）

Fig.11 Detection probability vs. ab characteristics
after an improvement

Fig.8 Block diagram of position detection System
上図の改善方法を用い 200 個の OFDM シンボル信号を用いた場合の改善前後のバースト雑音の振幅倍率に対するバースト雑音振幅対参照信号推定誤差振幅比（S/N）特性を
Fig.9 に示す．また振幅倍率が 4 の時の各 OFDM シンボル番号に対する改善前後の S/N 特性を Fig.10 に記す．Fig.9 に示
す様に従来の方法は平均値で見るとそれほどの遜色はない．
しかし Fig.10 から分かるように従来法では大幅に S/N の悪化する OFDM シンボルがあるのに対して改善法では一定品質の回線推定精度が得られ，またその為に S/N も一定品質が確保されていることが分かる．

SN 比[dB]

30201003.2 逐次改善による正確な無線回線特性の推定
ビット誤りを零にするには全ての OFDM シンボルに対して精度の高い回線推定を行う必要がある．前節の改善法で得られた正確な RS スロット内の位置(#m)情報を用い逐次置き換えによる無線回線推定精度の改善法について述べる．これを実現する構成を Fig.12 に示す．
従来の参照信号逐次置換え方式に以下に示す 3 つの改善を施す． 3.1 節の位置検出に用いた回線推定法と同様に 1回目の回線推定に対して以下の 2 点に改善を施す（ⅰ）最適な無線回線推定精度を得るように，受信信号の振幅に適応した振幅リミッタを設定（ⅱ）WSSUS モデルのパスサーチ信号の検出に用いる閾値を零に設定．また 2 回目以降の逐次回線推定に対して次の改善を施す（ⅲ）WSSUS モ
デルのパスサーチ信号の検出の閾値を零に設定．

回線推定法改善後回線推定法改善後
0246変更バースト雑音の振幅倍率（ ab）

リミッタ

Fig.9 SNR[dB] vs. ab characteristics
before and after an improvementrv( ds  rs  abn ) 9 [MHz ]閾値0[V]IDFT

DFT(Sc0)

DFT(Sc0+DC)

IDFT

IDFTabn
検出(＃m)

 9 [MHz ]

30

リミッタ

20

回線
推定閾値
0[V]

IDFT

 9 [MHz ] 9 [MHz ] 10 [MHz ]Hˆ (k )Hˆˆ (k )1/ cos2 ()cos2 ( ) 9 [MHz ]

回線推定法改善前
回線推定法改善後

40
SN 比[dB] 10 [MHz ]DFT(Sc0)

IDFT

r̂s

50

繰り返し

cos2 ( ) 9 [MHz ]回線
推定r̂ˆsIDFT

Hˆ (k )置き換え

DFTIDFT#m

回線
推定ˆHˆ (k )閾値0[V]
変更r̂s

Fig.10と同様10005001002040 150 60

Fig.12 Block diagram of replacement system

20080

OFDM シンボル番号 （ slot）

Fig.10 SNR[dB] vs. OFDM slot number characteristics
before and after an improvement
次に 200 個の OFDM シンボル信号を用い，従来法と Fig.8に示す改善法についてバースト雑音の振幅倍率に対するバースト雑音の検出確率を求めその結果を Fig.11 に示す．この

この改善を施した時のバースト雑音の振幅倍率が 0.5 と4.0 場合について 200 個の OFDM シンボル信号に対する無線回線推定精度を Fig.13 に示す．この様に提案の改善法は全ての OFDM スロット信号に対して高い回線推定精度が得られる．

―
4 ―
−4−

藤森洋平・小川佳彦・平松勝彦・本間光一

150

ab=0.5100

SDRo[dB]

無線回線推定精度

位の位置検出を行っていた 5)．この場合バースト雑音とその他の受信信号が完全に無相関とはならないために小振幅のバースト雑音の場合に位置の誤検出が生じた．
以下に前章に示した高精度の回線推定からえられた参照信号を用いて，バースト雑音が存在する位置を示す RS ス
ロット番号の検出性能を向上させる方法について述べる．
バースト雑音とデータ信号と参照信号から成る受信信号にRS スロット単位の内挿補間処理を施す．＃１の RS スロッ
トで内挿補間処理を施した場合の処理法を Fig.15 に示す．

500

回線推定法改善前
回線推定法改善後
050

100

150

200

OFDM スロット番号 （ slot）
1OFDMシンボル

150

RSスロット番号(#n)

バースト雑音100

SDRo[dB]

無線回線推定精度

ab=4.0#050
0

回線推定法改善前
回線推定法改善後
050

100

150

#S

#2

#3

#4

#5

#n : RSスロット番号# S  ( # 0  # 2  # 3  # 4  # 5 )200#0

OFDM スロット番号 （ slot）

#2

#3 #4

#5

Fig.13 SDRo vs. slot characteristics
Fig.15 Interpolation system diagram

before and after an improvement

最後にバースト雑音の振幅倍率に対する無線回線推定精度を Fig.14 に示す．青線が改善前の特性で赤線が改善後の特性を表す．この改善により無線回線推定精度が振幅倍率に対して波打たず特定のスロットで劣化の無い安定し高い無線回線推定精度が得られることが分かる．

SDRo[dB]

無線回線推定精度

120100回線推定法改善後回線推定法改善前
80

01234567

バースト雑音の振幅倍率（ ab）

Fig.14 SDRo vs. ab characteristics
before and after an improvement

4．ビット誤り率特性の改善
本章ではビット誤り改善に必要なバースト雑音の位置検出とそれを用いたビット誤り率特性の改善について述べる．
4.1 バースト雑音が混入している RS スロット位置の検出
バースト雑音が混入している位置の RS スロット番号の検出に，従来法では受信信号の各 RS スロットに対して内挿補間処理を施しそれらの実効値の比較から RS スロット単

この処理により各信号は以下の影響を受ける．
（ⅰ）データ信号は入力と同一波形となる．
（ⅱ）参照信号は内挿補間を施した RS スロット部に参照信号の１周期分に－5 を乗じた信号が乗じ，この信号はデータ信号に混入する．
（ⅲ）バースト雑音は内挿補間の位置と重なると除去され，重ならないと元のバースト雑音はそのまま残りかつ内挿位置にバースト雑音に－１を乗じた信号が生じ，この信号はデータ信号に混入する．これ等の性質を活用し Fig.16 の構成で受信信号を処理しバースト雑音の位置すなわち RS ス
ロット番号（#n）を検出する．
先ず受信信号から前章に示した方法で高精度に再生した参照信号を除去する．次にこの信号を各 RS スロットで内挿補間処理を施す．この処理により（ⅰ）に示す様にデータ信号に歪は生じない．参照信号は既に除去されているので前記の（ⅱ）に示す様にデータ信号への混入は無い．最後にバースト雑音は（ⅲ）に示す様に内挿補間の位置が異なる時だけデータ信号に混入する．このため各 RS スロッ
トで内挿補間した各信号に OFDM 復調と無線回線の等化を施した QAM 復調入力信号の信号点配置のバースト雑音による歪は，バースト雑音と内挿補間の位置が同一の時には除去されその位置が異なった時には残ることになる．以
下に振幅倍率が４でバースト雑音が#1 の RS スロットに混入した場合の#1 の RS スロット以外（この場合# 0）で内挿補間処理した時の信号点配置図を Fig.17 の左に，#1 の RSスロットで内挿補間処理した時の信号点配置図を Fig.17 の右に示す．

――− 55 −

OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音による伝送特性劣化の改善について

IPOFDM
復調#0IPrv

OFDM復調 9[ MHz ]帯域制限

iQAM復調
誤差
検出÷

i

÷

確率に緑線を誤検出確率に紫線を用いバースト雑音の振幅倍率に対する各検出確率を Fig.19 に示す．ただし振幅倍率の分解は 0.1 とする．

 #0QAM
復調
誤差検出

 #1最小値検出#1#n

検出確率（実効値比較による検出）
誤検出確率（実効値比較による検出）
検出確率（信号点配置図歪量比較による検出）
誤検出確率（信号点配置図歪量比較による検出）

H ( k )
回線
推定

IDFT

H ( i )

IP

OFDM
復調

i

÷

QAM
復調
誤差
検出#5

検出確率

XZc

 #5

線形
補間

0.8／

誤検出 確率Fig.16 Block diagram of Position detection systemusing distortion of constellation#0 で内挿補間

10.6
0.4
0.2
0#1 で内挿補間

00.5

11.5

バースト雑音の振幅倍率（ ab）

Fig.19 Detection and Incorrect detection probability
vs. ab characteristics
バースト雑音が小さい時には QAM 復調誤りが無くこれによる信号点配置の歪は生じない．一方バースト雑音が大きい時には QAM 復調誤りが生じるが，これによる歪はバースト雑音が混入した時の信号点配置の歪に比べて小さい
ために如何なるバースト雑音の振幅に対しても正確に位置の検出が出来る．

Fig.17 Constellation characteristics
200 個の OFDM シンボル信号対してバースト雑音と同一のRS スロットで内挿補間処理を行った場合のバースト雑音の振幅倍率に対する信号点配置歪の標準偏差を赤線で、バースト雑音の位置と異なった RS スロットで内挿補間処理を行った場合のバースト雑音の振幅倍率に対する信号点配置の歪の標準偏差を青線で Fig.18 に示す．

4.2 ビット誤り率特性の改善
次に 3 章で求めた正確な回線推定特性と前節で求めたバースト雑音の位置を示す正確な RS スロット番号の２情報を用いビット誤り率特性の改善を行う．ビット誤り率特性の改善には 4.1 節に示した内挿補間法 6)を用いる．Fig.20にこの方法を実現する構成図を示す．

歪の標準偏差[V]2500#0,2,3,4,5の平均#12000

rv

1500
1000

00123456

帯域制限

IPH ( k )回線
推定2σ500

 9[ MHz ]XIDFTZc

H ( i )

OFDM
復調

÷

識別器

BER

#n線形補間7

Fig.20 Block diagram of interpolation system

バースト雑音の振幅倍率（ ab）

Fig.18 Standard deviation of distorted vs. ab
異なった RS スロットで内挿補間処理をした場合にはバースト雑音の振幅倍率に対し歪の標準偏差が増加し、同一の RS スロットで内挿補間処理をした場合如何なるバース
ト雑音の振幅倍率に対しても歪の標準偏差は零となる．この差を用いてバースト雑音の位置を検出する．信号点配置の歪には無線回線特性を等価した受信データ信号とその信号を QAM 復調で１/0 信号に復調しこの１/0 信号で再びQAM 変調を行った信号との差を用いる．従来のバースト雑音の位置検出方法による検出確率に青線を，誤検出確率に赤線を，また提案する位置検出方法を用いる場合の検出

正確な回線推定特性とバースト雑音の位置の２情報を用いて受信信号から参照信号を除去しバースト雑音が存在す
る RS スロットで内挿補間処理を行う．こうして得られたバースト雑音の振幅倍率に対するビット誤り率特性を以下の Fig.21 に示す．この様に 4.1 節に示した各信号の内挿補間処理による影響で分かるように、データ信号は歪を受けず且つ参照信号とバースト雑音の影響を排除できるので大幅にビット誤り率特性を改善できる．

―
6 ―
−6−

藤森洋平・小川佳彦・平松勝彦・本間光一

S/N改善無し
内挿補間

ビット誤り率BER

010-110-210-310-410-510-610-710-8
101 / cos 2 ( )cos 2 ( )
 10 [ MHz ] 9 [ MHz ]IPDFTIDFT

DFT

IDFT

#n
周波数加重内挿補間

rv-15-10-505

 9[ MHz ]IP

帯域
制限H ( k )

10回線
推定

バースト雑音の振幅倍率 （20 log 1 / ab ）Fig.21 BER vs. ab characteristics of interpolation system#n

1 12 (k  1))
1  k  667
 cos(2 24  333
0668  k  1382
1 12 (k  2049)
 cos() 1383  k  2048
2 24  333
H (k )  

トランジェント抑圧無し
150

振幅50BER識別器

Fig.23 Block diagram of interpolation systemusing frequency weight200[V]IDFT

H ( i )÷

線形補間

しかしビット誤りを零にすることは出来ていない．これは１RS スロット内に収まっていたバースト雑音が受信帯域である±10[MHz]の受信帯域制限により 1RS スロットを超えて広がるめである．この時のバースト雑音の波形をFig.22 に示す．

100X

Zc

OFDM
復調

（２）

12

cos (k)0.8

0341

68210241364

1751 2048

H (k)

015
振幅

10[V]

50

RS スロット

0.6
0.4
0.20

103416821024

1024-10 -9OFDM シンボル番号 [m]02048+9 +10[k]周波数 [MHz]Fig.24 Frequency weighting characteristicFig.22 Burst noise waveform

1RS スロット幅を超えてバースト雑音が広がってしまうと内挿補間処理を用いてもバースト雑音を完全に除去できずビット誤りを引き起こしてしまう．そこで広がってしまったバースト雑音を１RS スロット内に圧縮することを考える．以下にその改善法について述べる．
広がってしまったバースト雑音の過渡成分を圧縮するために参照信号を除去した後の信号に対する内挿補間処理の前後に周波数加重を施す．この時の構成を Fig.23 に示す．
この時の入力側の周波数特性には信号の過渡特性を抑える
2±10[MHz]の帯域の式（２）に示す自乗余弦特性（cos (k)）
を用いる．この特性を Fig.24 に示す．

帯域制限されたバースト雑音に自乗余弦の周波数特特性を乗じた際の時間信号を Fig.25 に示す．このバースト雑音は過渡成分が圧縮され 1RS スロット内に収まり内挿補間処理によって完全に除去できる．また自乗余弦特性によって周波数歪を受けたデータ信号は内挿補間後に自乗余弦の逆特性を乗じることにより元の信号に戻すことが出来る．
最後にこの方法によるバースト雑音の振幅倍率に対するビット誤りを Fig.26 に示す．青線はバースト雑音に対して処理無し，緑線は内挿補間処理，紫線は内挿補間処理に周波数加重処理を加え場合の特性を示す．

――− 77 −OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音による伝送特性劣化の改善について

140
トランジェント抑圧有り

120

振幅[V]

100806040200034168210241364

1751 2048

15
振幅

10[V]

5003416821024
OFDM シンボル番号 [m]Fig.25 Waveform of compressed burst noise

S/N改善無し
内挿補間
周波数加重内挿補間
0BER

ビット誤り率

10-110-210-310-410-510-610-710-810-910 ～0 ～-15目の回線推定に対しては前記 2 点の改善を施し，2 回目以降の逐次回線推定に対してはパスサーチ信号の検出の閾値を零に設定する改善を施した結果，バースト雑音の振幅に依らず各 OFDM シンボル信号に対して大きな回線推定精度の劣化が無くかつ平均約 100[dB]を確保できた．
さらに受信信号から上記回線推定特性で得られる参照信号を除去し，各 RS スロットの位置でこの信号に内挿補間処理を施して得られたデータ信号の信号点配置の歪を比較することによって，バースト雑音が存在する RS スロット位置を誤り無しに検出できた．
最後に回線推定で得られた参照信号を除去した受信信号に対して，上記の正確な RS スロット位置で内挿補間処理を施す事によってビット誤り率を 10-4 以下に出来た．誤りが生じる原因は１RS スロット内に収まっていたバースト雑音が受信帯域である±10[MHz]の帯域制限により 1RS スロットを超えて広がるめである．これを改善するために内挿補間処理の前後に自乗余弦波とその逆の周波数特性を乗じデータ信号に歪を与えること無しに広がってしまったバースト雑音の過渡特性を圧縮した結果 1[μs] 幅程度の如何なる振幅のバースト雑音が混入してもビット誤りを零にすることができた．

参考文献
1)

原田他，”Super 3G （LTE）の方式概要および実験結果”，NTT
技術ジャーナル 2008.112)

山下他，”WSSUS モデルを用いた広帯域 OFDM システムの無線伝送推定方法の検討”，東海大学紀要情報理工学部，Vol.2
No.1 2009～～-10-5053)

10

バースト雑音の振幅倍率 （20 log 1 / ab ）Fig.26 BER vs. ab characteristics of three systems
この様に内挿補間処理の前後に周波数加重処理を加えることによってバースト雑音を完全に除去でき如何なるバースト雑音の振幅倍率に対してもビット誤りを零にすることができる．

藤森他，” OFDM 無線伝送システムにおけるバースト雑音による回線推定精度劣化の零サブキャリア信号を用いた改善”，東海大学紀要情報通信学部，Vol.6 No.1 20134)
5)

http://www.3gpp.org/
藤森他，”OFDM 伝送システムに混入したバースト雑音の検出法”，東海大学紀要情報通信学部，Vol.5 No.2 20126)

藤森他，” OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音に起因する伝送特性劣化の改善について”，東海大学紀要情報通信学部，Vol.5 No.2 2012

5．まとめ
本稿では OFDM 伝送システムにおいてバースト雑音に起因する無線回線推定特性とビット誤り率特性の各劣化の改善について述べた．
先ず，先に提案した WSSUS モデルによる回線推定では特定の OFDM シンボルで大きな推定誤差が生じ，さらにこれを用いたバースト雑音の位置検出でも誤検出が発生することを示した．その改善の為に受信信号の振幅に応じて適応的にリミッタ処理を施す事と無線回線のマルチパス検出の閾値を零にすることによって一部の OFDM シンボル信号に対する大幅な回線推定精度の劣化を防ぎ，OFDM シン
ボル長を６分割した各 RS スロット内の位置の誤検出を零にすることができた．
次に従来提案した方法である参照信号を逐次置き換え回
線推定精度の向上を図る方法でも特定の OFDM シンボルで回線推定精度が劣化していた．これを改善する為に 1 回―
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