東海大学紀要情報通信学部
vol.4,No.2,2011,pp.1-8
東海大学紀要情報通信学部
Vol. , No. , 2011, pp. -論文
広帯域 OFDM 無線伝送システムにおけるバースト雑音に対する回線推定精度の改善
熊谷

数馬 *1 ，藤森洋平 *2 ，小川佳彦 *3 ，本間光一 *4

Improvement of Channel Estimation Distribution
due to Burst Noise for Wideband OFDM System
byKazuma KUMAGAI *1 , Yohei FUJIMORI*2 , Yoshihiko OGAWA*3 and Koichi HOMMA *4(received on September 30, 2011 & accepted on December 16, 2011)

Abstract
This paper presents a method of estimating the channel state information for OFDM (Orthogonal Frequency Division
Multiplexing) mobile broadband communication system which is based on WSSUS (Wide Sense Stationary UncorrelatedScattering) model and improving channel estimation distribution due to burst noise for OFDM system. At first, the channel
estimation characteristic was improved by the method of cutting burst noise. Next, the method of suppressing amplitude of burst
noise was proposed and it was able to improve the channel estimation characteristic better than the method of cutting burst noise.
Keywords: OFDM, Burst Noise, Wideband

キーワード : ＯＦＤＭ , バースト雑音 , 広帯域

1．概要
2．広帯域無線回線特性とその推定法
次世代携帯電話の下り回線における無線通信方式には広帯 域 直 交 周 波 数 分 割 多 重 (OFDM: Orthogonal Frequency
Division Multiplexing)伝送方式が用いられる．その復調には周波数選択性を有する無線回線特性を高精度に推定すること が 求 め ら れ る ． 筆 者 ら は こ れ に WSSUS (Wide Sense
Stationary Uncorrelated Scattering)モデルを用い周波数域の評価基準を設け雑音を抑圧する無線回線推定方法を提案しその性能の向上を図った 1)．本稿では上記方法を用い，バースト雑音が混入したときの無線回線推定精度劣化の改善について述べる．無線回線推定に用いる参照信号にバースト雑音が重なっている場合，その無線回線推定精度が大幅に劣化する．そこでバースト雑音を含む参照信号(6 周期)の 1 周期を切り取ることによりバースト雑音の振幅が非常に大きい場合でも無線回線推定精度 19[dB]以上を確保できることを示した 2)．本文では最大の無線回線推定精度を得るように受信信号に対するバースト雑音の振幅倍率に対応してバースト雑音を含む 1 周期の信号の振幅を制御することにより，上記方法に比べ無線回線推定精度をさらに3.43[dB]改善できることを明らかにする．以下 2 章で広帯域無線回線特性およびその推定法，3 章でバースト雑音の検出法，4 章で RS スロット切り取り方式，5 章で RS スロット抑圧倍率制御方式，6 章で提案 2 方式の無線回線推定性能の評価結果，7 章でまとめを述べる．

2.1 広帯域無線回線特性
都市部を移動しながら携帯電話を利用する環境ではマルチパスの経路によって遅延時間差が生じる．この移動無線伝搬路モデルを Fig.1 に示す．ところで，通信の高速化を実現するためには回線の広帯域化が必要であり，Fig.1 で示したような環境で広帯域伝送を行うと 1 例として Fig.2 に示す様な周波数選択性フェージングが生じる．このフェージングにより受信信号の振幅・位相に歪みが生じ正しく受信することが困難となる．この特性をフラットに等化することで正しく受信することができ，この等化を実現するには周波数選択性フェージングの周波数特性を正確に推定する必要がある．

遅延スプレッド・・・

基地局

t

マルチパス

定在波

Fig.1 Situation of using mobile phone in urban*1 工学研究科情報通信制御システム工学専攻*2 情報通信学部通信ネットワーク工学科*3 パナソニック株式会社次世代モバイル開発センター*4 情報通信学部通信ネットワーク工学科教授― 1 ―−1−広帯域 OFDM 無線伝送システムにおけるバースト雑音に対する回線推定精度の改善

偶数ヘッダー振幅 （20*log|H(f)| [dB]）20610h(t )   ( i  i ) (t   i )振 0
幅 -10i 16(1)Hˆ ( )   ( i  i )e j i-20-30
3500

3502

3504

3506

3508 3510
周波数f[MHz]

周波数35123514

3516

i 13518

位相 ((f)[rad] (-～)）3位
相本回線推定では周波数領域においてその軸上に等間隔に挿入して送出した参照信号に対する受信信号と WSSUS モデルを用いて算出した出力の差の絶対値の二乗和が最小となるよう WSSUS モデルの各パラメータ(α，β：複素パス利得，τ：遅延時間)を求める．この最適化に用いる評価関数を式(2)に示す．また，この最適化は非線形方程式で表されるためその解法に非線形最適化手法の 1 つであるテイラー逐次近似法を用いる．これにより受信参照信号に含まれる雑音成分を効率的に抑圧することが実現できより精度の高い無線回線特性の推定ができる．最後に内挿により参照信号周波数点からデータ信号周波数点における無線回線特性を推定する．

210-1-2-3
3500

3502

3504

3506

3508 3510
周波数f[MHz]

周波数351235143516

3518

f B  20[ MHz]Fig.2 Frequency selective fading
2.2 ＷＳＳＵＳモデルに基づく無線回線推定OFDM 伝送における無線回線特性の推定はデータ信号を伝送するサブキャリアの一部に等間隔に参照信号を挿入しこれを用いて回線特性を推定する方法を用いる．この方式による OFDM 無線伝送システムの送受信構成を Fig.3 に示
す．

s(t )  h(t )＋k(2)3．バースト雑音の検出方法
Sˆ (i )S (i ) H (i )R(k )

熱雑音

÷識別器

f (t )ＯＦＤＭ復調F (k )

F ( )  1  j 0s(t )無線回線参照信号

H ( i ,k )ＯＦＤＭ変調S (i )

kk

受信側

送信側

送信データ

2

 R( )  Hˆ ( )  min

受信データ

3.1 シミュレーション評価条件
Table 1 にシミュレーションの評価条件を示す．基本的には 3GPP3)の LTE-Advanced 規格を用いバースト雑音は時間長を 1[μs]としている．

Hˆ (i )

無線回線推定:データ経路:参照信号経路

雑音抑圧 内挿  i : データ信号サブキャリ ア角周波数   : 参照信号サブキャリア 角周波数  k
波数k  i ,：全サブキャリア角周) H ( i , k ：無線回線特性 Hˆ ( i , k ：無線回線推定特性) R ( ：受信参照信号k)

Table 1 Simulation Parameters

Fig.3 Structure of transmitter and receiver

上 図 の 無 線 回 線 推 定 部 に は WSSUS (Wide Sense
Stationary Uncorrelated Scattering)モデルを用いこのモデル
を Fig.4 に示す．このモデルは広帯域移動無線回線が各マルチパスの振幅と位相特性のみに依存する広義の定常過程
でそれぞれのパスは無相関固定遅延で表される．このモデル化した無線回線のインパルス応答と周波数特性を式(1)に示す．
 1  j 1

1×

2s t 

3.2 バースト雑音の検出法
3.2.1 概要
本節ではバースト雑音の大きさと位置の検出法について述べる． 無線回線特性の時間変動のため OFDM シンボル毎に受信信号の実効値が大幅に変動するため先ず各 OFDM
シンボルの実効値が 1[V]になるよう各受信信号を正規化
する 2)．無線回線推定精度は参照信号とバースト雑音が重なる所で大幅に劣化する．また，参照信号は時間的にエネルギーが集中しておりその大きさは 6 周期の周期波形でその振幅が等しいことからバースト雑音の検出を基本的に振幅で行う．1OFDM シンボルの受信信号を振幅検波した時

 2  j 2×

 3  j 3

3×

4

 4  j 4

r t ×

 5  j 55×

6

 6  j 6×(α，β：複素パス利得，τ：遅延時間)
Fig.4 WSSUS model― 2 ―−2−熊谷数馬・藤森洋平・小川佳彦・本間光一

奇数ヘッダー間波形を Fig.5 に示す．横軸 m はサンプル番号を示し 66.7[μs]を 2048 点でサンプリングしている．受信信号の振幅に対するバースト雑音の振幅の大きさをバースト雑音の振幅
倍率(ab)と呼ぶ．
｜ DS+RS+AW GN+ABN|

参照信号

バースト雑音振幅(a  1.55)
b150
100

データ信号

50
00500

1000

1500

2000

mm :サンプル番号

各OFDMシンボルで変動

500

1000

20.5

1500

1.5

1.38 1.55

22.5

3
ab＿Fig.7vslo(ab  abo)

2000

1

バースト雑音の振幅倍率 ab(3)短区間実効値

02.5

1.50 max

2 .5[V]sm(m) 0 .5

32.1302.014(m  0,1,,2047)

短 max
2区
間
実 1 .5
効値
13.5

mean 

次に，バースト雑音長程度の時間長(33 サンプル，約 1[µs])で正規化された受信信号 rvne(m)の振幅検波と平滑化を行う．この一連の処理に短区間実効値演算である式(3)を用いる．Fig.6 に示す検波平滑化後の信号 σsm(m)を短区間実効値の時間波形，短区間実効値の時間波形の最大値を σmax と呼ぶ．また，バースト雑音の振幅倍率(ab)の大小を判定する振幅倍率の値を切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)と呼び，それに対応する短区間実効値の時間波形に設定する閾
値を閾値(vslo)と呼ぶ．

1 162rvne(m  m)
33 m16式(4)を用いバースト雑音の振幅倍率(ab)をパラメータに＿して短区間実効値の最大値の平均値(σmax)特性を求め Fig.7に示す．切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)に対応す＿るσmax を閾値(vslo)とし，vslo に対して短区間実効値の最大値(σmax)が大きいとバースト雑音の振幅倍率(ab)は切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)より大きいと判定する．
受信信号の短区間実効値 平(均 )Fig.5 Received signal with burst noise sm (m) (4)N：OFDM シンボル数
l：OFDM シンボル番号

250
200

1 N
 max (l )N l 1max

300

 max mab vs. σmax characteristic

3.2.3 バースト雑音の位置検出
参照信号は 1OFDM シンボル内で 6 周期の周期波形となる．この 1 周期を 1RS スロットと呼ぶ．バースト雑音の位
置は短区間実効値の最大値(σmax)を与えるサンプル番号(mσmax)を求めバースト雑音が存在する RS スロットを特定することで求めこれを#n(n=0,1,…,5)と記す．#1 の RS スロ
ット番号にバースト雑音が混入した場合の様子を Fig.8 に示す．またバースト雑音が混入している RS スロットを正しく検出したら検出，バースト雑音が存在しない RS スロ
ットを検出したら誤検出，σmax が vslo に到達せずどの RS ス
ロットも検出しない場合は未検出と呼ぶ．

Fig.6 Short time rms of received signal

2 .5

短区間実効値

3.2.2 バースト雑音の振幅検出
バースト雑音の振幅倍率(ab)が切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)より大きいか小さいかを受信信号から検出したい．そこで前節 Fig.6 に示した受信信号の短区間実効値の時間波形からバースト雑音の振幅倍率(ab)を推定する．
短区間実効値の時間波形の最大値(σmax)は 1OFDM シンボル毎にばらつきがあるため，短区間実効値の最大値(σmax)の平＿均値をσmax と呼び，これを式(4)より求める．

短区間
実効値

21 .5[V] 1
sm(m)
0 .5

0500

1000

1500

2000m max
検出結果

(#0)

(#1)

(#2)

(#3)

(#4)

(#5)

0

1

0000

:誤検出:検出:未検出

Fig.8 Position detection of burst noise
― 3 ―
−3−m0

広帯域 OFDM 無線伝送システムにおけるバースト雑音に対する回線推定精度の改善

偶数ヘッダー

4 章で用いる切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)1.55 の場合のバースト雑音の振幅倍率(ab)対検出･誤検出･未検出確率を Fig.9 に示す.

4.2 無線回線推定精度の評価法
OFDM 無線伝送の送受信構成図を Fig.11 に示す．無線回線推定精度の評価は 200 点の参照信号サブキャリアの周波数点における無線回線特性とその回線推定精度の誤差である SDRo で行う．この評価に用いる関数を式(5)に示す．

abo  1.55

参照信号F ( )  1  j 0

0.4s (t )f (t )s (t )  h (t )＋Sˆ (i )S (i ) H (i )R(k )

熱雑音

÷識別器

S (i )
F (k )ＯＦＤＭ復調0.6

送信データ

H ( i ,k )

無線回線

0.8

受信側

送信側

検出確率
誤検出確率
未検出確率

ＯＦＤＭ変調検出・誤検出・未検出確率

1

受信データ

Hˆ (i )

無線回線推定:データ経路:参照信号経路

雑音抑圧 内挿Hˆ k H k 

0.2

SDRo

00

1

2

3

4

5Fig.11 Method of calculating SDRo

6

バースト雑音の振幅倍率 abFig.9 Detection probability characteristics

200SDRo  10 log 10 200

バースト雑音をスルー
受信信号をそのまま通した特性35SDRo[dB]

無線回線推定精度

受信データ

バースト雑音を含む1RSスロット切り取り
RSスロット切り取り方式

3025201510012abo=1.55

3456

バースト雑音の振幅倍率 abFig.12 ab vs. SDRo characteristics(Method of cutting RS slot)

バースト雑音検出

熱雑音

k40

無線回線推定雑音切り取り

ＯＦＤＭ復調無線回線

ＯＦＤＭ変調

データ信号
参照信号

識別器

÷2(5)

[dB ]

4.3 前章のバースト雑音の検出法を用いた場合の性能評価
受信信号からバースト雑音の振幅倍率を求めた場合のRS スロット切り取り方式のバースト雑音の振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を Fig.12 に示す．黒実線の特性はバースト雑音をそのまま通した時の特性，黒破線の特性はバースト雑音を含む 1RS スロットを切り取った特性である．RS スロット切り取り方式では上記 2 特性の交点すな
わち ab=abo(1.55[倍])で切り替えた特性を赤線で示す．このようにほぼ両特性の良い方の特性を取得できる．この所望の特性からの劣化は僅かで最大 0.48[dB]である 2)．

4.1 方式概要
RS スロット切り取り方式では受信信号をそのまま通した特性と 1RS スロットを切り取った特性の良い方の特性をとる．バースト雑音の振幅倍率(ab)が切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)を境にこの 2 特性を切り替える．これを実現する無線回線推定法の送受信構成を Fig.10 に示す．この切り替えを紫で示したブロックで処理する．

abkk 1

受信信号にバースト雑音が印加されると無線回線推定精度が大幅に劣化する．そこで受信信号からバースト雑音の重畳した 1RS スロット分切り取る．これにより参照信号は6 周期であるために歪みなく伝送が可能である．一方，データ信号のサブキャリア成分が参照信号のサブキャリア成分に漏れ混んで歪みが生じるが一定の回線推定精度を確保できる．そこで，バースト雑音の振幅倍率(ab)が小さい場合には受信信号をそのまま通し大きい場合にはバースト雑音を含む 1RS スロットを切り取ることで無線回線推定精度を改善できる．

ab :受信信号電圧に対するバースト雑音の振幅倍率

2kk 1

 Hˆ    H  

4. ＲＳスロット切り取り方式

バースト雑音 H  Fig.10 Structure of the method of cutting RS slot

5. ＲＳスロット抑圧倍率制御方式
まず 1RS スロットの振幅を抑圧する倍率を RS スロット
― 4 ―
−4−

熊谷数馬・藤森洋平・小川佳彦・本間光一

奇数ヘッダー

抑圧倍率(b)と呼ぶ．前章の RS スロット切り取り方式ではバースト雑音を含む 1RS スロットの抑圧倍率(b)を 1 とすることでスルーし，0 とすることで切り取った．本章ではバースト雑音の振幅倍率に対して無線回線推定精度が最良となるようにバースト雑音を含む 1RS スロットの抑圧倍率(b)を 0 から 1 まで連続的に制御することで無線回線推定精度の向上を図る．

(bo)を取得しこの特性を Fig.15 に示す．
10.6
bo

ＲＳスロット抑圧倍率0.8

0.4
0.2

5.1 RS スロット抑圧倍率制御方式とその性能限界
5.1.1 方式概要
提案する RS スロット抑圧倍率制御方式ではバースト雑音の振幅倍率(ab)に対して無線回線推定精度を最良にするようにバースト雑音を含む RS スロットの抑圧倍率を連続的に制御する．これを実現する構成図を Fig.13 に示す．

11.5

22.5

3

バースト雑音の振幅倍率 ab

受信データ

5.1.3 RS スロット抑圧倍率制御方式の性能限界
Fig.15 の結果を用い，バースト雑音の振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性をシミュレーションにより取得しこの特性を Fig.16 に示す．

40

Hˆ i b :RSスロットの抑圧倍率

Fig.13 Structure of the method of adjusting RS slot suppression

バースト雑音に対する処理なし
受信信号をそのまま通した特性
RSスロット切り取り方式
RSスロット抑圧倍率制御方式(バースト雑音の振幅と位置が既知)

35
SDRo[dB]

無線回線推定精度

バースト雑音検出

熱雑音

無線回線推定抑圧倍率制御ＯＦＤＭ復調

無線回線

ＯＦＤＭ変調

データ信号
参照信号

÷識別器

バースト雑音の振幅倍率

ab0.5Fig.15 ab vs. bo characteristic

ab:受信信号電圧に対するバースト雑音

H i 0030253.7[dB]20155.1.2 最適な回線推定精度を与える RS スロット抑圧倍率
バースト雑音の振幅倍率(ab)をパラメータにし，RS スロットの抑圧倍率(b)を可変したときの無線回線推定精度をシミュレーションにより求める．この特性を Fig.14 に示す．

SDRo[dB]

無線回線推定精度

ab=030ab=12520Fig.16

11.5

22.5

3

バースト雑音の振幅倍率 abab vs. SDRo characteristics(Method of adjusting RS slot suppression)bo =0.75
bo =0.20

bo =0.350.2

ab=2
ab=3151000.5

このように RS スロット切り替え方式と比較し，すべてのバースト雑音の振幅倍率(ab)において無線回線推定精度(SDRo)を改善できる．なお，この特性はバースト雑音の振幅倍率(ab)および位置(#n)が正確にわかっている場合の特性であり RS スロット抑圧倍率制御方式の無線回線推定精度の最良値である 4)．

4035

1000.40.60.85.2 バースト雑音検出法が異なる２方式の性能評価
前章ではバースト雑音の振幅と位置情報が正確にわかっている場合の特性である．しかし受信部にはバースト雑音の振幅倍率(ab)と位置(#n)の各情報が直接的には存在しない．そこでこれらの信号を受信信号から検出する．この検出方法の違う 2 方式について以下に述べる．

1

RSスロット抑圧倍率 b

Fig.14 b vs. SDRo characteristics

Fig.14 より各バースト雑音の振幅倍率(ab)に対して最良な無線回線推定精度を得る RS スロット抑圧倍率(bo)が存在することがわかる．次に，バースト雑音の振幅倍率(ab)に対し，無線回線推定精度を最大にする RS スロット抑圧倍率

5.2.1 受信信号の短区間実効値を用いた場合の無線回線推定性能(方式Ａ)
本方式では 3 章で示したバースト雑音の検出法で切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)を零(vslo=0)とし受信信号― 5 ―−5−広帯域 OFDM 無線伝送システムにおけるバースト雑音に対する回線推定精度の改善

偶数ヘッダー

abo に対応する短区間実効値の時間波形に設ける閾値(vslo)
を 2.014 とし 3 章のバースト雑音の検出法の閾値に設定する．この検出法を用いた時のバースト雑音の振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を Fig.19 に示す．この特性を以後方式 B と呼ぶ．

からバースト雑音の振幅倍率および位置情報を検出する．
すなわちバースト雑音の振幅倍率(ab)に短区間実効値の最大値(σmax)を，バースト雑音の位置には Fig.6 の短区間実効値の波形において σmax の存在する RS スロット番号(#n)を用いる．この方式のバースト雑音の振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を Fig.17 に示す．この特性を以後方式
A と呼ぶ．方式 A はバースト雑音の振幅倍率(ab)および位置(#n)が正確にわかっている場合の特性と比較しバースト雑音の振幅倍率が小さい部分で位置の誤検出が生じ無線回線推定精度が大幅に劣化する．

40

無線回線推定精度

バースト雑音の振幅と位置が既知
受信信号からバースト雑音の振幅と位置を検出

35
SDRo[dB]

SDRo[dB]

無線回線推定精度

40

バースト雑音の振幅と位置が既知
受信信号からバースト雑音の振幅と位置検出（誤検出なし）

35
30
25
20
15030

0.5

25

11.5

22.5

3

バースト雑音の振幅倍率 abFig.19 ab vs. SDRo characteristics(No error probability)

20
15
00.5

11.5

22.5

3

バースト雑音の振幅倍率 abFig.17 ab vs. SDRo characteristics(ab was detected by σmax)

5.3 ＡＢ切り替え方式とその性能評価
バースト雑音の振幅倍率が小さい場合は方式 B，大きい場合には方式 A を選択することにより無線回線推定精度の向上を図ることができる．本節ではこの実現について述べる．

5.2.2 誤検出をなくした場合の無線回線推定性能(方式Ｂ)
本方式では A 方式の欠点を取り除くため 3 章で示したバースト雑音検出法で切り替えのバースト雑音振幅倍率(abo)を誤検出が零となるように設定しバースト雑音振幅倍率および位置を検出する．この実現のため，Fig.6 に示した短区間実効値の時間波形に最適な閾値(vsl)を設定する．次にこの閾値(vsl)を求めるために先ずバースト雑音の振幅倍率(ab)対バースト雑音の誤検出確率の特性を求め Fig.18 に示
す．

5.3.1 方式概要
Fig.17 で示した A 方式および Fig.19 で示した B 方式の交点を切り替えのバースト雑音振幅倍率(absi)として両特性の良 い方 の 方 式 を 選択 する AB 切り 替 え 方 式 の構 成 図をFig.20 に示す．この選択と切り替えは同図の黄色で塗りつぶした部分で処理する．

ab:受信信号電圧に対するバースト雑音

誤検出確率

無線回線推定抑圧倍率制御ＯＦＤＭ復調

無線回線

データ信号
参照信号

ＯＦＤＭ変調

誤検出確率

0.8

÷

ab

H i 識別器

バースト雑音の振幅倍率

1

受信データHˆ i 0.6
熱雑音

方式Ａ0.4(閾値vsl=2.014) 00.2

(閾値vsl=0)

方式Ｂ

00Fig.18

検波

0.5

1

1.5

2

2.5

3
1.38
バースト雑音の振幅倍率 ab110vsi max

Fig.20 Structure of the method of adjusting RS slot suppression(with switch of A and B characteristic)

ab vs. error probability characteristic

5.3.2 ＡＢ切り替え方式の性能評価(1) バースト雑音の振幅が既知の場合バースト雑音の振幅倍率(ab)が既知と仮定した場合に両Fig.18 より，バースト雑音の誤検出が 0 となる最小のバースト雑音の振幅倍率(ab)は 1.38 である．これを切り替えのバースト雑音の振幅倍率(abo)とする．次に，Fig.7 を用い
― 6 ―
−6−

熊谷数馬・藤森洋平・小川佳彦・本間光一

奇数ヘッダー

特性の良い方を選択するＡＢ切り替え方式のバースト雑音の振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を Fig.21 に示す．この特性は RS スロット抑圧倍率制御方式の目標特性である．

5.3.3 方式ＡＢを切り替える閾値を最適化した場合の性能評価(1) バースト雑音の振幅検出性能
3 章のバースト検出法ではデータ信号等の影響で受信信号の短区間実効値の最大値 σmax にはばらつきが生じる．バースト雑音の振幅倍率(ab)対短区間実効値の最大値の平均＿値(σmax)と 95%信頼区間を用いた σmax のばらつきを Fig.23に示す．この特性からバースト雑音の振幅倍率(ab)が方式 A
か B を選択する振幅倍率(absi)より小さいときに受信信号の短区間実効値の最大値(σmax)が AB2 方式選択の閾値(vsi)より大きいと誤って検出してしまう場合が多々あることがわかる．そのため方法 B を選ぶべきところ誤って方法 A を選んでしまい Fig.22 で示したようにバースト雑音の振幅倍率(ab)が小さいところで無線回線推定精度が劣化する．

3025200.5
1
absi=0.85

1.5

22.5

受信信号の短区間実効値 平(均 )1503

バースト雑音の振幅倍率 abFig.21 ab vs. SDRo characteristic(Ideal characteristic)(2) バースト雑音の振幅に受信信号の短区間実効値を用いた場合
本項では方式ＡとＢの切り替えのバースト雑音振幅倍率(absi)を受信信号の短区間実効値の最大値 σmax から求めた場
合 の バ ー ス ト 雑 音 の 振 幅 倍 率 (ab) 対 無 線 回 線 推 定 精 度(SDRo)特性を Fig.23 に示す．

無線回線推定精度

SDRo[dB]：95％信頼区間

32

2.52vsi=1.85

1.50 max

0.5

1absi=0.85

1.5

22.5

3

バースト雑音の振幅倍率 ab＿Fig.23 ab vs. σmax characteristic with standard deviation(2) 切り替えの閾値をパラメータにした場合の無線回線推定性能
Fig.22 に示す劣化は方式 B を誤って A と検出する確率を低減させることによって改善することができる．これを実現するために AB2 方式を選択する閾値(vsi)を大きくする．
この性能を検証するため AB2 方式選択の閾値(vsi)をパラメータにした振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を求め Fig.24 に示す．vsi を大きくするとバースト雑音振幅倍率が absi より大きい部分で無線回線推定精度がわずかに劣化するが小さい部分で大幅に向上することがわかる．

40
AB切り替え方式 (目標特性)
vsi=1.85(absi=0.85)で切り替え

353.5max

35SDRo[dB]

無線回線推定精度方式A方式B
切り替え方式 (目標特性)

mean 

403025200.5

11.5

240

2.5

3
バースト雑音の振幅倍率 ab

無線回線推定精度

150SDRo[dB]

Fig.22 ab vs. SDRo characteristics (vsi=1.85)

上図よりバースト雑音の振幅倍率が小さい場合に Fig.20で示した AB2 方式切り替え方式の目標特性より無線回線推定精度が劣化することがわかる．この原因はバースト雑音の振幅倍率(ab)が小さいところで方式 B を選択すべき時に間違えて方式 A を選択してしまうためである．

v =1.85
si35v =1.88
siv =1.93
si30v =2.00
si2520
1500.5

1absi=0.85

1.5

2Fig.24 ab vs. SDRo characteristics(Adjusting vsi parameter)― 7 ―−7−2.5

3

バースト雑音の振幅倍率 ab広帯域 OFDM 無線伝送システムにおけるバースト雑音に対する回線推定精度の改善

偶数ヘッダー

30201510140

SDRo[dB]

無線回線推定精度

300.5

11.5

22.5

3

バースト雑音の振幅倍率 abFig.25 ab vs. SDRo characteristics(Achievement characteristic)

6. 提案２方式の無線回線推定性能の性能評価
結果4 章で RS スロット切り取り方式，5 章で RS スロット抑圧倍率制御方式を提案した．この 2 方式のバースト雑音の振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を Fig.26 に，その拡大図を Fig.27 に示す．RS スロット切り取り方式はバースト雑音の振幅が非常に大きい場合でも回線推定精度を 19[dB]以上確保することができた． RS スロット抑圧倍率制御方式は RS スロット切り取り方式と比較しバースト雑音のすべての振幅倍率で回線推定精度を改善できその最大値は 3.43[dB]である．

3参考文献
1) 山下他，”WSSUS モデルを用いた広帯域 OFDM システムの無線伝送推定方法の検討”，東海大学紀要情報理工学部，Vol.2 No.1 2009．
2) 片岡他，”OFDM 伝送システムにおけるバースト雑音に起因する無線回線推定誤差の低減について”，東海大学
紀要情報通信学部，Vol.4 No.1 2011．
3) http://www.3gpp.org/
4) 熊谷他，” OFDM 伝送におけるバースト雑音による無線回線推定精度劣化の改善”， 電子情報通信学会 2011 年ソサイエティ大会，B-5-99．

40
無線回線推定精度

受信信号をそのまま通した特性
受信信号スルー
RSスロット切り取り方式
RSスロット抑圧倍率制御方式(AB切り替え方式)

30
SDRo[dB]

2.5

バースト雑音の振幅倍率 ab

本稿ではバースト雑音による無線回線推定精度劣化の改善について述べた．先に提案した RS スロット切り取り方式ではバースト雑音の振幅が非常に大きい場合でも回線推定精度を 19[dB]以上確保することができることを示した．
新たに提案する RS スロット抑圧倍率制御方式では，バースト雑音の位置と振幅を正確に検出できた場合に，従来方式と比較しバースト雑音のすべての振幅に対して回線推定精度を 0〜3.70[dB]改善できることを明らかにした．
次に，受信信号から振幅基準でバースト雑音の振幅と位置を検出した場合について 2 つの検出方法を切り替える新しい方式を提案した．この方式はバースト雑音の位置と振幅を正確に検出できた場合の特性と比較し回線推定精度の劣化を 1.58[dB]以下に抑えることができ，この場合においても従来方式と比較しバースト雑音に対する回線推定精度を 0～3.43[dB]改善できることを明らかにした．
今後は回線推定精度をさらに向上するため受信信号からバースト雑音の振幅と位置情報をより正確に検出する課題に取り組む．

20

20
100027. まとめ25

1501.5Fig.27 Extended figure of Fig.26

バースト雑音の振幅と位置が既知(RSスロット抑圧倍率制御方式性能限界)
切り替えの閾値が最適(vsi=1.93)35

受信信号をそのまま通した特性
受信信号スルー
RSスロット切り取り方式
RSスロット抑圧倍率制御方式(AB切り替え方式)

25SDRo[dB]

無線回線推定精度(3) 最適化した切り替えの閾値を用いた場合の無線回線推定性能
Fig.24 より ab が小さい時と大きい時の劣化が等しくなる
AB2 方式選択の閾値 (vsi)は 1.93 となる．AB2 方式選択の閾値を既知とした場合の Fig.21 の目標特性と共にこのときの振幅倍率(ab)対無線回線推定精度(SDRo)特性を Fig.25 に示す．この方式の無線回線推定精度は目標特性と比較し僅か 1.58[dB]の劣化である．

123456

バースト雑音の振幅倍率 abFig.26 ab vs. SDRo characteristics(2 proposed characteristics)― 8 ―−8−