資料

電動パワーステアリング用アナログ制御式新コントローラの開発
田中政行

Development of New Controller with Analogue Logic for Electric Power Steering System
M. TANAKA

Electric power steerings with digital controllers, was developed for compact cars about 10 years ago andis now in mass production. However, requirement for mounting this system on large-sized vehicles has been
increased. Increasing output current of this system without changing control logic causes the current
resolution at the time of control to become rough and control precision to drop. As a solution of thisproblem, the logic of the controller with analogue logic using custom IC is discussed in this report.

1．はじめに
2．デジタル制御式コントローラの概要（低位マイコン使用）
3．EPS適用拡大への課題
4．アナログ制御式コントローラの開発

4.1

開発目標

4.2
4.3

アナログ制御式コントローラの特徴
アナログ制御部のカスタムIC化

4.4

異常，故障検出の向上

5．おわりに1 ．はじめにI

アナログ回路近年，環境保全の問題がクローズアップされ，自動車もまた，その対応が急がれている．省エネ
ルギーと操舵フィーリングを両立させるため，電動式パワーステアリング（以下EPSと称す）は，そトルクセンサ車 速センサ

位相補償

微分制御
ΔT

I＋＋

較
択＋Tモータ駆 動モータ−トルク−モータ電流特性

アナログ回路%ダンピング制御の役割を十分に果たすものとして，これからの時デジタル回路

代ニーズにあうもののひとつに挙げられる．

比選Vモータ回 転検 出モータ
電流検出モータ
端子電圧検出技術のめざましい発展とともに，その便利さと手軽さにより，あらゆるものがデジタル化の傾向にある．しかし，デジタル制御式コントローラで

図 1 制御ブロック図（デジタル制御式コントローラ）
Control block diagram（digital controller）

は特性補間制御（連続制御）が不可能であった．そトルクセンサにより検知されたステアリングホ

こで，本報では，特性補間制御を可能としたEPS

イールからの入力トルク（操舵トルク）をコントロのアナログ制御式コントローラの開発結果についーラで受け，その操舵力に応じたモータ電流を制て述べる．

御する．トルクセンサから出力された信号を内部にあるマイクロコンピュータによりモータ電流を

2 ．デジタル制御式コントローラの概要（低位マイコン使用）
デジタル制御式コントローラの制御ブロック図を図 1 に示す．

制御し，アシスト力を発生させる（以下アシスト制御と称す）．その一方で，マイクロコンピュータの暴走時，トルクの入力方向に対し，アシストの出力方向が逆に作動することを禁止する，インターロック制御（アシスト制御部の監視）を設けている．

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3．EPS適用拡大への課題

4 ．アナログ制御式コントローラの開発

デジタル制御式コントローラは，従来軽自動

4 .1

車および1000ccクラスまでの車両を対象としてa

開発目標
機械系慣性に対し，補償制御を加えることができ，より安定したアシスト制御を行い開発されてきた．普通自動車への適用拡大のニ

操舵フィーリングを向上させる．

ーズ増大とともに，その適用のための製品開発
sをすすめてきた．しかし，操舵入力トルクに対モータ電流制御の連続制御により制御時の音や振動を軽減する．

するモータ電流の高出力化，操舵フィーリング
dの向上を考慮した場合，制御方式の構成上対応回路の異常，故障検出部である自己診断機できる制御に以下の限界があるため，新制御方

能を制御回路部と分離し，マイクロコンピ式を用いたコントローラの開発が必要となった．

ュータ（デジタル回路部）
にて監視すること

１）処理時間の遅れでより細かな安全性を確保する．
アナログ制御式コントローラの制御ブロック

トルクセンサ出力信号によりアシスト制御を

図を図 2 に示す．

する時，マイコン内部で，デジタル演算処理を行なう．しかし，マイコン処理速度が十分でな

4 . 2 アナログ制御式コントローラの特徴
4 . 2 . 1 慣性補償制御

いため，トルク入力信号に対し，演算処理による時間的な遅れが発生する．この遅れは，電動式パワーステアリングシステムのトルク入力かハンドル操舵する時，ステアリングホイールらモータ電流出力回路制御の安定性に大きく影より操舵力として入力トルクが与えられる．こ響する．の入力トルクは，コラム（または，ギヤ）に取り

2）A/Dコンバータ量子化誤差が大きい付けられたトルクセンサで検出する．また，車デジタル制御式コントローラは，低位なマイ速センサで車速を検出し，コントローラによっクロコンピュータ（８bit）を使用しているため，てモータ電流を制御し，適切なパワーアシストA/Dコンバータの分解能が低い．例えば，モーを行う．コントローラは，いかなる操舵条件下タ出力電流が，25A用と45A用コントローラを制においても，トルクセンサによって検出された

御した場合，A/Dコンバータの分解能が不足しトルクに対し，モータ電流の出力指示が高精度ているため，その誤差は，1．8倍（出力電流比倍）でかつ，安定した制御でなければならない．制発生する．よって，コントローラ単体としてモ御方式の違いによる，トルク入力に対するモーータ電流検出精度が悪くなり，システム全体とタ電流出力の周波数特性の比較を図 3 に示す．

して制御時に音や振動が発生し易くなる．

低い操舵速度における位相を進めることにより，アシスト制御がより安定したものとなった．

＋B

アナログ回路

低ゲイン部

三角波

微分制御

トルクセンサ

位相補償＋I
ΔT
アシスト制御ITフェール
リ レ ーカスタムIC
リミッタ
回路＋

−１＋＋

−

−

ゲ イ ン
可変回路

遅延回路

モータ
駆 動モータ回 転
検 出モータ
端子電圧検出

PWM
変換モータ
リレー

モータ

モータ電流検出回路

折れ線回路 極性反転回路

A/D
車 速センサ

位相補償I

T

ゲ イ ン
可変回路

ゲ イン
決 定 部

車 速演算部
異 常判定部

比較部

デジタル回路

A/D

D/A
上下限値
決 定 部

Irpm

ダンピング制御

図 2 コントローラ回路構成図（アナログ制御式コントローラ）
Control block diagram（analogue controller）

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200料２）三角波発振回路
EPSシステムにおいて，モータ電流がPWM制：アナログ制御式：アナログ制御式

100位相，deg

資

御される時，DUTY100%付近でもモータ電流の：デジタル制御式：デジタル制御式

制御分解能を向上させるために，コンパレータ
00200

100

400300−100の外部に定電流回路を構成させた．その結果，コンパレータ出力によりコンデンサ（C）の充放電を定電流にて行うため，三角波のリニアリティが向上し，デジタル制御式よりモータ電流の−200PWM制御精度が向上した．図 6 に本回路を示

周波数，Hz

図3

4.2.2

制御方法の違いによる周波数特性
Frequency characteristics

アシスト制御す．
スレショルド電圧
設定回路

VCC＝８V

定電流回路

従来の油圧式パワーステアリングと同等の操方形波出力

VTH三角波出力−＋舵フィーリングを得るために，アシスト特性の傾きを急な勾配とした．その結果，ハンドル中C央付近での違和感がなくなり，スムーズな操舵GNDフィーリングを実現した．図 4 に制御方式の違図 6 三角波発信回路
Delta wave circuit

いによるアシスト特性設定図を示す．
モータ電流3）遅延制御回路
qモータ遅延制御：アナログ制御式：デジタル制御式
操舵トルク

：油圧式

モータ遅延制御回路を図 7 に示す．この回路において，モータ駆動するFETのブリッジ内での短絡防止として，遅延時間（デッドタイム）を形成する．この遅延時間の形成への影響を少なくするために，定電流回路をトランジスタのス

図44.2.3制御方式の違いによるアシスト特性
Assistance characeristics

イッチング電流源と遅延を形成する電流源とに分割した．その形成方法として，図中のTrwをOFFにすると，コンデンサC1の電位が2.5Vに達モータ電流制御するまで定電流により充電され，遅延時間が形１）モータ電流制御回路成される．コンデンサの容量により，遅延時間

電流リミッタ回路にて処理したモータ電流目標値（ゲイン可変アンプの出力）とモータ電流検を設定することができる．このモータ遅延時間制御タイミングチャートを図 8 に示す．

出値による差動アンプの出力と三角波との比較値によりPWM波形を形成する．その結果，モー−タ駆動制御をより安定させることが可能となった．回路を図 5 に示す．
三角波出力
三角波波形
モータ電流
目標値＋

PWM波形入力w−

2.5V

C1＋作動amp出力

qe−
−＋＋

GND

PWM波形

図 7 モータ遅延制御回路
Motor deleting control circuit

GND

モータ電流検出回路出力

図 5 モータ電流制御回路
Motor control circuit

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この遅延時間制御では，以下の電荷式が成立

タ駆動回路中のトランジスタおよびFETのスイしている．

ッチング時間遅れは，モータ遅延制御回路にて遅延時間を形成する．

Ｑ＝CV＝∫idt
i＝constさらに，シャント電圧を増幅するオペアンプのt ：遅延時間
v ：充放電電位
i ：充電電位C ：コンデンサ容量

Ｑ＝it∴t＝CV/i

スルーレート分の遅れとモータ遅延制御回路が形成する遅延時間を加算し，再度，遅延時間をこの回路にて形成する．また，アナログスイッ

PWM原波形チ（SW1，2）
により，モータ電圧と微分回路出力，PWM原波形（反転）（Trwのベース電流）

3.2V（2.5V＋TreのVBE）
2.5V

電流検出の信号を切り替えることにより，PWM
信号に対する同期検波しているモータ電流ベク

充電放電

充放電波形
（C1の電位）トルを求めている．シャント抵抗に流れる実電

コンパレータ出力

す．

流に対するモータ電流検出値の特性を図 9に示

実電流，A（C1の充放電）

最大電流，Imaxt

モータ駆動波形（t：遅延時間）：検出電流特性

図 8 モータ遅延制御タイミングチャート
Motor deleting control timing chart

1.5w電流検出遅延制御

2.53.5モータ電流検出値，Iｍ

実電流

SW1

SW2

PWM原波形と同期し，モータ電流検出時，ゼロ点0ON

OFF

FETのスイッチングおよびモータ電流検出回路

右操舵

Imax

ONOFF

内の差動アンプの遅れによる誤差をなくすため

ゼロ点

0OFF

ONに，同期サンプリング用アナログスイッチにて左操舵

Imax

OFFON

タイミングをとる．この遅延時間は，コンデン

図 9 モータ電流検出特性
Characteristics of motor detection

サの容量にて設定可能である．また，遅延時間の形成は，モータ遅延制御と同様である．
４）モータ電流検出回路

５）モータ駆動部フィードバック制御

PWM信号に同期し，シャント抵抗の電圧によ

アナログ制御式コントローラにおけるモータり，モータ駆動時および，回生時の電流の両方駆動は，上記１）から４）の回路にて制御されを検出する．PWM原波形に対し発生する，モーる．その制御回路ブロック図を図10，制御タイミングチャートを図11に示す．

三角波
VCC
モータ電流
目標値

PWM出力−＋＋−

遅延制御
（モータ）

PMT1PMR差動アンプ
M

T3

遅延制御
（電流検出）

T2
T4

モータ電流検出値
サンプル
ホールド回路
amp3＋

PC
SW1−

SW2

amp1
PCR＋−

シャント抵抗Rs＋−

amp2
GND GND

GND

図10 モータ駆動部フィードバック制御ブロック図
Feedback control block diagram of motor driver

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H波形a）PWM原波形
（P）

L
H

資料

・定電流回路の使用（図12のB部分）
により，直線性が向上し，回路内部コンデンサの容量に波形b）PWM遅延波形（PM）

Lよる遅延時間の設定が容易となった．遅延時間の設定比較を図14に示す．カスタムIC駆動

H波形c）PWM遅延波形
（PMR）

L

電源（+８V）
を用いた場合と今回採用した定電波形d）モータ電流（IM）

流回路を用いた場合を比較させた．
Vcc＋8V波形e）シャント電圧（VS）（t：ampのスルーレートによる遅れ）

GNDt
GND波形f）amp1出力

GND波形g）amp2出力

B

AH波形h）PWM遅延波形（PCR）

LH波形i）PWM遅延波形（PC）

L

図12波形j）モータ電流検出波形（IMD）

図114.3

フィードバック制御タイミングチャート
Feedback control timing chart

基本回路（遅延回路）
Basic circuit

Vcc＋2.5V

アナログ制御部のカスタムIC化

制御方式をデジタル制御からアナログ制御へ
コンパレータの使用によるVBE温度依存性の解消の変更に伴い，コントローラ内部回路に使用する部品数が増加する．この部品数の増加は，コストアップや部品精度によるばらつき，コントローラ単体の大きさに影響するため，アナログ

図13

制御部のカスタムIC化を検討した．

4.3.1

基礎回路設計からシュミレーション解析による検証14V

線回路があり，各回路ブロック毎に，机上設計での設計回路をシミュレーションにより，動作出力電圧，V回路，電流検出遅延回路，2.5V電源回路，折れ12V
9Vを確認した．

4.3.2

12V

14V

アナログ制御部として，前述にある三角波発振回路，モータ遅延制御回路，モータ電流検出コンパレータの使用
Comparator

9V

回路設計（電流検出遅延回路）

アナログ制御式の特徴のひとつであるモータ

時間，t

駆動部におけるモータ電流検出遅延制御回路を例とし，カスタムIC化への検討結果を説明する．
１）机上検討：駆動時間による時間設定（電源電圧変動により時間設定が変動）

一般的な遅延回路を図12に示し，この回路における問題点および改善内容を挙げる．
・図13に示すコンパレータの使用（図12のA部：定電流回路による時間設定（コンデンサ容量により時間設定が容易）分）
により，基準電圧（2.5V）との比較により，温度特性の影響を解消しトランジスタ（V BE ）た．

28

図14

定電流回路による直線性
Linearity of circuit

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駆動補償電源電圧および，動作補償温度範囲は，2）DC解析
シミュレーション用データ作成のため，図15

上記評価結果に示す遅延時間ばらつき範囲内でに示す回路を設計し，シミュレーションを実施あるため，カスタムIC内部電流検出遅延回路のした．各特性における検証実施前の静特性の確設計に問題はなく，使用に支障はないと判断しを与えて，ジ認テストをし，電源電圧（V CC=8V）た．さらに，各条件における消費電流を測定し下において，各動作ャンクション温度（Tj=27℃）た結果，1mA〜1.6mAの範囲であり，この範囲点の設定値が正常に機能することを調査した．

であれば周辺回路に及ぼす影響はないと判断し

ここでは，VCC=8V，Tj=27℃におけるPWM入力た．

を， H"， L"に入力固定した時の各部電圧を測定した．

4.4

異常，故障検出の向上

アナログ制御式コントローラにおいて，制御Vcc＋8V部と制御監視部を独立させることにより，マイコン故障時の同時故障率が低下した．また，デジタル回路部のマイクロコンピュータによるト＋2.5V

Vcc＋2.5V

ルクセンサ目標値演算値（Imd2）とハードウェア

Vcc＋2.5V＋2.5V

によるトルクセンサ出力値（Imd）との比較によるフェール検出やハードウェア内部の出力値であるトルクセンサ出力値（Imd）とモータ電流検出値（Imm）をマイクロコンピュータでの比較によるフェール検出を行う．フェール発生時には，フ出力

図15

出力

GND

シミュレーシュン回路図（DC動作チェック）
DC check circuitェールセーフリレーを切断することにより，モータ駆動禁止し，また，コントローラによるアシスト制御を停止することで，監視機能の精度と自由度が向上した．フェールセーフ機能ブロ３）総合評価ック図を図16に示す．

シミュレーション解析結果より各条件におい＋Bて，各項目のバラツキ最悪条件をまとめると，以下の内容となる．評価結果を表 1 に示す．
q遅延時間が最小となる条件
・電源電圧
（VCC）

：

12V

・ジャンクション温度（Tj） ： −30℃

マイクロコンピュータ
トルクセンサ信号

アシスト制御
特性決定２

車速信号

ゲイン
決 定Imd2フェイル
検出

フェイルセーフリレーモータ
駆 動モータw遅延時間が最大となる条件：

4.5V

・ジャンクション温度（Tj） ：

125℃

・電源電圧
（VCC）

表1

最悪ばらつき条件による遅延時間の総合評価
Comprehensive evaluation
条件

時間

VCC ,V45

12Tj ,℃

125−30

遅延時間（左），μS

4.842

2.549

遅延時間（右），μS

4.745

2.551

設定値との差（右），μS

1.379−0.914

設定値との差（左），μS

1.251−0.943アシスト制御特性決定１Imd

ハードウェアImm

モ ー タ
電流検出

GND

図16 フェールセーフ機能ブロック図
Fail-safe function block diagram

ただし、環境条件：VCC＝８V、Tj＝27℃での測定を設計値とする

上記結果に示したように，電流検出回路の遅延時間は，環境条件，素子ばらつきをすべて考慮した最悪条件下において，規格値を満足しているものであった．
よって，最悪のばらつき条件は，カスタムIC

KOYO Engineering Journal No.155 (1999)29

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資料

５．おわりにシステムの高出力化，車種拡大を目指し，普通自動車を対象としたアナログ制御方式電動パワーステアリング用のコントローラを開発した．
本制御方式（特性補間制御）の採用により，特徴ある電動パワーステアリングシステム製品を開発することができた．
今後，単なるパワーアシストの部品としてではなく，それ以上の付加価値を持つ魅力ある商品の開発に，一層の努力を注ぎたい．

参考文献
１） 松 岡 浩 史 ， 則 藤 安 司 ， 福 田
Engineering

研：KOYO

Journal, no. 153（1998）68.

２） 黒 川 貴 則 ， 竹 田 泰 典 ， 山 元 達 裕 ： K O Y OEngineering

Journal, no. 153（1998）56.

筆者

田中政行*
M. TANAKA*30

ステアリング事業本部 ステアリング技術センター
ステアリング電装技術部

KOYO Engineering Journal No.155 (1999)