幅広いデューティ調整範囲と振幅可変機能を有する
高圧パルス電圧を出力する成膜装置向け絶縁型方形波コンバータ
学生員

山本晃生

上級会員

伊東正員

渡辺大貴

正員

中田祐樹

淳一 (長岡技術科学大学)

Isolated Square Waveform Converter with Variable Duty and Amplitude Adjustment of High Voltage
Pulse Waveform for Coating Equipment Applications

Koki Yamamoto, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Yuki Nakata, Member,Jun-ichi Itoh, Senior Member(Nagaoka University of Technology)
This paper proposes an isolated square waveform converter with a DC offset voltage circuit to generate a 100 V to -2 kVsquare waveform voltage for coating equipment. This converter requires the capability of variable duty control and variable
amplitude operation to manage the coating performance. This paper proposes a circuit topology that uses two isolated converters
with wide duty range of high-voltage pulses for thin-film coatings and variable pulse voltage amplitude capability. The
experimental result verified that the switching duty is variable from 0 – 100% and that the wave height value of the output
square waveform voltage is controllable.
キーワード：絶縁型方形波コンバータ，薄膜成膜装置，高電圧パルス生成

Keywords： Isolated square waveform converter, Thin film coating equipment, High voltage pulse generation
数比により昇圧することで半導体スイッチング素子を用い1. はじめにる回路側は低圧化することができる。また，方形波インバ

近年，切削工具等の金属材料を対象に耐摩耗特性を付与

ータと直流オフセット回路を組み合わせることで可変デュできる薄膜コーティング技術が広く用いられている(1)-(2) 。

ーティでの電圧出力と出力電圧振幅調整機能を実現する。

コーティングを行う成膜装置は，表面コーティング時に最ミニモデルを用いた実機検証により 25 V/-数百 V のパルス

大 100 V/-2 kV の高圧パルス電圧を印加する高圧バイポーラ電圧において可変デューティと可変振幅動作を確認した。

電圧出力回路が用いられる他，1) 数百 kHz 以上の周波数に2. 絶縁型方形波コンバータの構成

よる高圧パルス電圧の供給， 2) 高圧パルス電圧のデューティ範囲可変， 3) 高圧パルス電圧の正電圧振幅の可変 の<2.1> 提案回路の構成図

ような機能が要求される(3)-(9)。

図 1 に提案する絶縁型方形波コンバータを示す。本回路

従来では 2 つの直流電源の出力段に半導体スイッチを配は絶縁型方形波インバータと直流オフセット回路から構成置し，正負の電圧を切り替えることでパルス電圧を生成しされる。絶縁型方形波インバータは振幅範囲が 0 V / -2 kVていた。しかし，本回路では直流電圧が数 kV と高く，まの高圧パルス電圧を出力する。高圧側となるトランス二次た実際には配線インダクタンスに起因するサージ電圧を許側回路では耐圧の観点から半導体スイッチング素子を使用容可能な素子耐圧が必要となるため，半導体スイッチングせず，ダイオード D1 によって整流動作を行う。
直流オフセット回路は最大 100V 程度の DC 電圧を出力す素子の選定が難しい。
本論文では，絶縁機能を有した数 kV の高電圧出力を実る。一次側のハーフブリッジ回路によって高周波交流電圧現する回路構成として，3 巻線トランスを用いた絶縁型方をトランスに印加し，二次側の倍電流整流器によって低圧形波コンバータを提案する。提案回路は絶縁トランスの巻直流電圧を出力する。直流オフセット回路による出力電圧1振幅の調整は，一次側の上下アームのスイッチと二次側のSquare waveform inverter

Clampsnubber
Cs1
Lwire iout
Tr.1
Lle1 Lm2 v D1 v
Dsn
Lm2
Cs1
C3+Rsn Csn Coating vout
Lm1
iD1vsqload
Cblk Lm3 vLm3
iD2
n1:n2:n3
D2

2 つのスイッチのデューティを調整することで行う。最後にコンバータ出力端には RCD クランプスナバ回路を適用することで，方形波コンバータ-成膜装置間の配線インダクタ

VCs3

Vin

ンスと成膜装置が有する容量成分による共振を抑制する

S1

S3
iTr.1

S2

S4(10)。

<2.2>

提案回路の動作原理
C1

図 2 にデューティを 50%とした場合の，絶縁型方形波イVC1

ンバータのスイッチングパターンと出力電流及び電圧動作

Lle4 Tr.2

S5C2VC2により駆動する。モード I は直流オフセット回路側から得S6Fig. 1.
S1 S4
S2 S3

vLm2(vLm3)ータと直流オフセット回路は直列構成となるため，本期間

VCs1

中は直流オフセット回路の出力電圧 VCs2 が負荷に対して印

vsq

モードⅡは負のパルス電圧を負荷に印加するモードとな

VCs2(VCs3)

る。フルブリッジインバータ回路のスイッチングパターン

voutはモード I と逆となり，トランス一次側に負の電圧が印加される。このとき，Lm2 側のトランスについては整流ダイオード D1 に逆バイアスが印加されるため導通せず，電圧を出

iL2
Cs2
VCs2

S8Circuit configuration of proposed circuit.

Swiching duty D1は相殺され 0 V を出力する。負荷端から見て方形波インバ加される。

ICs2

DC offset circuitする。3 巻線トランスの二次側巻線の極性は対になるよう
電圧 vLm2 及び vLm3 によって，トランス二次側出力端電圧 vsqiL1vLm4
n1´: n2´ S7られる直流電圧を負荷に印加するモードである。フルブリに構成しているため，本期間中に発生するトランス二次側L2Lm4

波形を示す。絶縁型方形波インバータは 2 つの動作モード

ッジインバータ回路によりトランス一次側に正電圧を印加

L1OFFONONONOFFONOFFOFFON(n2/n1)Vin-(n2/n1)Vin(n2/n1)Vin-(2n2/n1)Vin
Vdc
Vdc-(2n2/n1)Vin

iD1
iD2

力しない。よって，トランス二次側出力端 vsq には整流回路

ioutの平滑キャパシタ電圧 vCs1 と二次側トランス出力電圧 vLm3

MODEの和である-数 k V の負電圧が出力される。

Fig. 2. Switching patterns of isolated square waveform
inverter(D1＝50%).

図 3 にデューティを 50%とした場合の直流オフセット回路のスイッチングパターンと出力電流，及び電圧動作波形を示す。直流オフセット回路も方形波インバータと同様に

S5 S8
S6 S7

トランス Tr.2 の二次側に直流電圧の半値の正電圧が出力さvLm4

いてはトランス Tr.2 の二次側に負電圧が出力されることでインダクタ L2 の電流 iL2 が線形増加する。これにより，直流オiL2対して 2 倍となる。そのため，出力電圧 VCs2 はトランス Tr.23. 制御方式
図 4 に提案回路の制御ブロック図を示す。方形波インバ

電圧 0 V/-2 kV のオン期間を 0 - 100%で可変する。直流オフDC offset circuit
controlータおよび直流オフセット回路はそれぞれオープンループセット回路の一次側スイッチ S5，S6 および二次側スイッチ

Fig. 4.

制御で動作する。絶縁型方形波インバータの一次側 H ブリッジはスイッチングデューティ D1 によって最大出力パルス

S7，S8 はスイッチングデューティ D2 によってそれぞれ 0 -ONOFFOFFONVin/2-Vin/2
VdcⅡIIⅡFig. 3. Switching patterns of isolated DC offset circuit(D2＝50%).
Square waveform
invertercontrol倍となる直流電圧が印加される。

OFFONONONOFFiL1

MODEとなる。つまり，出力電圧 VCs2 には入力電源電圧 Vin の 1/4I

VCs2

フセット回路の出力電流 ICs2 はインダクタ電流 iL1 および iL2における二次側交流電圧 vLm4 の実効値 Vin/2 に対して 1/2 倍

ⅡI

Swiching duty D22 つの動作モードで駆動する。図 3 中のモードⅠにおいて，れ，インダクタ L1 の電流 iL1 が線形増加する。モードⅡにおⅡI

Inverter output voltage control(Open loop)
Swiching duty D1
Duty(0 – 1)

S1，S4
S2，S310Carrier
Converter output voltage control(Open loop)
Swiching duty D2Duty(0-0.5)

S5，S8S6，S710Carrier

Control block diagram of proposed circuit.

I50%の範囲で可変する。
図 5 に図 1 における絶線型方形波インバータのデューテ
ィ D1 を変更した場合のスイッチングパターンを示す。二次側トランス出力電圧 vLm2 はブロッキングキャパシタ Cblk によって直流成分がカットされるため，交流成分に対してのvLm3Ton1Vblk =図 5 (a)にデューティ D1 が 50%以下の場合の各電圧波形を示す。このとき，二次側トランス出力電圧 vLm2 では，オンvsq

Vp-p

Vp-p

ここで，Vin は入力電圧，D1 は絶縁型方形波インバータ
トランス Tr.1 の二次側巻き数である。

VCs1vsqn2Vin (1 − 2D1 ).............................................................. (1)n1のデューティ比，n1 はトランス Tr.1 の一次側巻き数，n2 はVp-p

Vac peak+Vblk

Vac peak+Vblk

式より求められる。

Ton1

Vp-p
Vac bot +Vblk

Vac avg
Vac bot +Vblk
VCs1

み昇圧された電圧波形が得られる。Cblk の直流電圧 Vblk は次vLm3

Vac peak+Vblk
Vac avg

Vac peak+Vblk

S1 S4

S1 S4

S2 S3

S2 S3(a) Duty < 50%(b) Duty > 50%Fig. 5. Switching patterns of Isolated Square waveform inverterwith variable Duty.
vLm4

Ton2
VCs1

期間 Ton1 がデューティ D1 によって短くなることに比例して，交流電圧の平均値 Vacavg が正方向に増加する。また，

Vac avg
VCs2

VCs2

vLm2 の電圧ピーク値 Vacpeak および電圧ボトム値 Vacbot は直流電圧 Vblk だけオフセットとして増加する。

Vdc
iL1

図 5 (b)にデューティ D1 が 50%以上の場合の各電圧波形を示す。このとき，二次側トランス出力電圧 vLm2 では，オン期間 Ton1 がデューティ D1 により長くなることに比例して，iL2交流電圧の平均値 Vacavg が負方向に増加する。vLm2 の電圧ピーク値 Vacpeak および電圧ボトム値 Vacbot は直流電圧 Vblk だけS5 S8オフセットとして減少する。

S6 S7

また，二次側トランス出力電圧 vLm2 を半波整流後の DC電圧を二次側トランス出力電圧 vLm3 に重畳することで，電圧振幅 Vp-p を 0 V 以下の負電圧領域で持つ。これにより，Duty が 0% - 100%の期間における 0 V から-数 kV の高圧パルス電圧 vsq の出力を実現する。
図 6 に直流オフセット回路のデューティ D2 が 50%以下の場合のスイッチングパターンを示す。トランス一次側のハーフブリッジインバータでは電圧時間積の関係が変化し，オン期間 Ton2 が短縮することに比例して，交流電圧の平均値 Vacavg が正方向に増加する。そのため，キャパシタ電圧
VC1，VC2 の分圧比およびインダクタ電流 iL1，iL2 の電流比の関係も変化する。デューティ D2 の可変を加味したキャパシ
タ Cs2 に出力される直流電圧 Vdc は，次式で求められる。

Vdc = D2 (1 − D2 )Vin .......................................................... (2)
ここで，D2 は直流オフセット回路のデューティである。

4. 実機実験表 1 に実験条件を示す。本論文では回路動作の基礎検証

Fig. 6. Switching patterns of DC offset circuit with variable
Duty(Duty<50%).
Table 1. Experimental condition.
ElementSymbolValue

Input voltage
Vin
Swiching frequency
fsw_sq(Square waveform inverter)
Swiching frequency
fsw_dc(DC offset circuit)
Dead time
Tde adTurn ration(Square waveform inverter)
Magnetizing inductor
Lm1(Square waveform inverter)
Leakage inductor(Square waveform inverter) Lle1
Turn ration´(DC offset circuit)
Magnetizing inductor
Lm2(DC offset circuit)
Leakage inductor
Ll2(DC offset circuit)
Boost inductor
L1，L2
DC capacitor
C1，C2Output side capacitor
C3Blocking capacitor
CblkRout
Load resistance

100 V
300 kHz100 kHz100 nsn1:n2:n3=1:2.7:2.7
278 µH
1.47 µHn1´:n2 ´= 1:1875 µH
2.19 µH
100 µH
50 µF
20 µF
25 µF
200を行うため，負荷器としてホーロー抵抗を用いた。また，における動作波形を示す。図 7(a)よりデューティ D1 が 50%

本実験では容量性負荷を用いないことから配線インダクタ

においては，負荷電圧波形中の負電圧出力期間がおおよそンスとの共振が発生しないと仮定し，RCD クランプスナバ

50%となった。また，直流オフセット回路の出力電圧 VCs2回路は用いない。

は 25Ｖとなった。これは，(2)式に本実験における入力電圧

図 7 に絶縁型方形波インバータにおける一次側 H ブリッ

Vin =100 V とデューティ D2 =50%を代入して算出した直流電

ジのデューティ D1 をそれぞれ 50%，20％，80%とした場合

圧 Vdc と同様の値となる。そして，負荷電圧の正電圧振幅に25 V の直流電圧が重畳されることから，指令値通りのオフ

Square waveform voltage vsq[400 V/div]

セット電圧が重畳できていることが確認できた。一方で，負荷電圧パルスの過渡現象時にリンギングが確認できる。

DC offs et voltage VCs 2[25 V/div]

これは，3 巻線トランス二次側の漏れインダクタンスと 3 巻線トランス二次側の浮遊容量による共振が原因と考えられLoad voltage vo ut[400 V/div][50 V/div]

25 V

Pulse voltage output
with Duty=50%る。このときの共振周波数は 8.33 MHz であり， 3 巻線ト
ランス二次側の漏れインダクタンスは 2.22 µH，二次側浮遊容量は 183 pF であることから共振周波数とほぼ一致する。
図 7(b)および図 7(c)も同様に，デューティ D1 を 20%および 80%に設定することで負荷電圧の負電圧出力期間を調整

Load current io ut[2.00 A/div](a) Operating waveform of the proposed circuit.
Vin＝100 V，Rout=200 Ω，D1=50%，D2＝50%
S1_Drain-Source voltage[100 V/div]

できていることを確認した。
図 8 に直流オフセット回路側のスイッチ S5 – S8 のデューティ D2 を 10%に変更した場合の動作波形を示す。このとTransformer voltage(secondary s ide)
vtr .1 [200 V/div]

き，VCs2 は 10 V であることが確認できた。(2)式に実験条件である入力電圧 Vin＝100 V とデューティ D2 =10%を代入す

Load voltage vo ut[200 V/div]

ると Vdc=9.0 V となり，計算値と測定値の誤差 10%程度でおおむね一致する。また，図 7(a)と図 8 の負荷電圧 Vout を比較すると，パルス正電圧振幅が 25 V から 10 V に減少することから，可変振幅機能の有効性を確認した。

Pulse voltage output
with Duty=20%

Transformer current(primary side)[20.0 A/div](b) Operating waveform of the proposed circuit.
Vin＝100 V，Rout=200 Ω，D1=20%，D2＝50%
S1_Drain-Source voltage[100 V/div]

5. まとめ
本論文では，成膜装置に用いる最大振幅範囲 100 V/-2 kVの高圧パルス電圧を出力する絶縁型方形波コンバータを提案した。本回路は，300 kHz の高周波スイッチングによって高圧パルス電圧を出力し，幅広い範囲のデューティ可変機能とパルス正電圧の振幅調整機能を有する。提案法のミニモデルを用いた実機検証により，高圧パルス電圧のデューティ 50%を基準とする上下のデューティ範囲で 25 V/-数百 V のパルス電圧出力を確認した。また，パルス正電圧振幅を直流オフセット回路によって調整可能であることを確Transformer voltage(secondary s ide)
vtr .1 [400 V/div]

Pulse voltage output
with Duty=80%

Load voltage vout[400 V/div]

Transformer current(primary side)[2.00 A/di v](c) Operating waveform of the proposed circuit.
Vin＝100 V，Rout=200 Ω，D1=80%，D2＝50%
Fig.7. Operating waveform for variable duty control
Square waveform voltage vsq[400 V/div]

認した。今後は成膜装置を負荷として接続した際の提案回路の動作検証を行う。
DC offs et voltage VCs 2[10 V/div]

文(1)

(2)

献

W.Yongqiang, C. Xiaoxia, T. Xiubo, G. Chunzhi, Y. Shiqin, J.
Zhiqiang, and C. Liangji, “Effects of pulsed bias duty ratio on
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(3)

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(4)

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Load voltage vo ut[400 V/div]

Pulse voltage output
with Duty=50%[50 V/div]

10 V

Load current io ut[2.00 A/div]

Fig.8. Operating waveform for variable amplitude control.
Vin＝100 V，Rout=200 Ω，D1=50%，D2＝10%(7)
X. Lan, M. Long, X. Zi-Jie, X. Qin, Z. De-Qing and Y. Zi-Kang, "Anovel generator for high-voltage bipolar square pulses withapplications in sterilization of microorganism", IEEE Trans.
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(9) Zhiyuan Zhang, Hengxin He, Hui Yu, Kejie Li, Kai Bian, Weijiang
Chen, "A Modular Push–Pull–Flyback High-Voltage Pulse Generator
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