電流三角波モードによるフライバック AC-DC コンバータの導通損失低減法
学生員

内田泰雄

正員

渡辺大貴

上級会員

伊東淳一（長岡技術科学大学）

Conduction Loss Reduction for AC-DC Fly-back Converter by Triangular Current Mode
Yasuo Uchida, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Jun-ichi Itoh, Senior member,(Nagaoka University of Technology)

Active-clamp fly-back converters reduce switching losses by achieving ZVS. However, conduction losses increase
due to conduction of resonant current. In this paper, Triangular current mode (TCM) control is applied to a fly-backconverter to achieve both ZVS and conduction loss reduction. Experimental results show that the fly-back converter
achieved ZVS by TCM control. The conduction loss of active-clamp circuit was reduced by 40%.
キーワード：フライバックコンバータ，ゼロ電圧スイッチング，電流三角波モード

Keywords：Fly-back converter, Zero Voltage Switching, Triangular Current Mode1.

でアクティブクランプ回路の共振電流を抑制する手法を提はじめに案する。アクティブクランプ回路のオン期間を短く設定すモバイル機器やノートパソコン等の充電器として AC アることでサージ電圧抑制と共振電流の低減を図る。また励ダプタやパワーデリバリー(PD)が広く用いられており，こ磁電流に負電流期間を設けることで ZVS を達成する。実験

れらの充電器には小型化や電気的絶縁，直流電圧の制御が結果より従来のアクティブクランプフライバックコンバー要求される。充電器に適用する DC-DC コンバータとして，タに対して共振電流の実効値を 40%低減出来たため報告す

フライバックコンバータは少ない部品点数で上述した機能る。

を実現出来るため広く用いられている。また電力変換効率2.

向上の観点から様々なソフトスイッチングによる制御法が検討されている。

アクティブクランプフライバックコンバータの動作原理

疑似共振制御ではゼロ電流期間中に発生する共振電圧の

図 1 にアクティブクランプフライバックコンバータを用ボトム付近でスイッチングを行うことでスイッチング損失

いた AC-DC コンバータを示す。本回路は同期整流回路，アを低減出来る(1)~(5)。しかし，この共振電圧の最低値は共振クティブクランプフライバックコンバータから構成され，回路のパラメータに依存するため，設計条件によってはス同期整流回路は系統周波数でスイッチングを行う。DC リ

イッチング時に電圧が残存し，不完全ゼロ電圧スイッチン

ンク電圧は小容量キャパシタを用いることで全波整流状のグ(ZVS)となる。一方で，アクティブクランプ(ACF)フライ電圧波形とし，入力電流制御により力率改善を行う。アクバックコンバータでは RCD スナバの代わりに電圧クランプ

ティブクランプ回路は主スイッチ S1 のターンオフ後にデッ用のキャパシタと半導体スイッチをトランスに並列接続すドタイムを介してターンオンすることで漏れインダクタンることで漏れインダクタンスに起因するサージ電圧抑制のスのエネルギーをクランプキャパシタ側で吸収し，S1 のタほか，クランプキャパシタと漏れインダクタンスとの共振ーンオフサージ電圧を抑制する。

を利用することで ZVS 動作となる(6)~(9)。しかし，アクティ

図 2 にアクティブクランプフライバックコンバータの動ブクランプ回路内には大きな共振電流が発生するため，導作波形を示す。なお図 2 中 Mode2 と Mode4 はデッドタイム通損失および銅損の増加が懸念される。

期間となるため，すべてのスイッチング素子はオフとす

本論文ではアクティブクランプフライバックコンバータる。まず Mode1 にて S1 がターンオンすることで励磁電流がをベースとして，電流三角波モード(TCM)を適用すること線形増加し，Mode1 終了時に S1 がターンオフする。Mode31では励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーが負荷にActive clamp

供給されると同時に SC がターンオンすることで漏れインダiLlLlCCクタンスのエネルギーをクランプ回路内で循環させる。こCfSCvgを放電するため ZVS 動作となる。本期間中に漏れインダク

iLm
iC

タンスとクランプキャパシタで共振することでアクティブ

i1

vS1

Cds_S 1
S1

クランプ回路とトランスの閉ループ内では共振電流が発生する。この時の共振周波数 fres は(1)式となる。
1f res =........................................................ (1)2 Ll CC

Synchronous rectifire r

Fly-back converter

Fig. 1. Circuit configuration of active clamp fly-back AC-DCconverter.

ここで Ll は漏れインダクタンス，CC はクランプキャパシタ

Mode1234vgs_S 1である。Mode3 終了時に共振電流の電流方向が負の状態に

vgs_S C

なることで S1 がターンオンする直前に S1 の寄生容量を放電

Dead timeできるため，S1 も ZVS 動作となる。一方でこの共振電流は

iLm

負荷には流れない循環電流となる。これにより共振電流にiLlよる各スイッチの導通損失の増加やトランスの銅損の増加が懸念される。そこで本論文ではアクティブクランプ回路

circulating current byresonance cur rent

i1

Negative current

を S1 のサージ電圧抑制後にターンオフし，共振を止めるこZVSとで循環電流を抑制する手法を提案する。さらに S1 で ZVSvS1

Voltage dropiC

Resonance current
with CC and Ll

動作を行うためにトランス二次側を半導体スイッチに変更し，負の励磁電流によって ZVS 動作を行う TCM を適用する。

3.

VoutLmLfの時 SC はターンオンの直前のデッドタイム期間で寄生容量i2circulating current byresonance cur renti2

電流三角波モードによる電流実効値低減法

Fig. 2. Key waveforms of active clamp fly-back converter.

図 3 に図 1 のアクティブクランプフライバックコンバーの信号をトリガとして必要な負電流が得られるように二次タを基に TCM を適用した際の回路図を示す。本手法では負側 S2 のオン期間を設定する。の励磁電流を発生させるためにトランス二次側のダイオー

図 5 の各オン期間導出式の導出過程を示す。導出の簡単

ドを半導体スイッチに置き換える。TCM は電流臨界モード化のために共振などは考慮しない。フライバックコンバー

条件を基に可変周波数制御により実現する。励磁電流のゼタは入力電流の力率を改善するために，全波整流状の DCロ電流を検出し，その後必要な負電流に応じて S2 のオン期リンク電圧に対して一次側電流の平均値が線形となるよう間を調整することで負電流を生成する。そのためトランスに制御する。共振を考慮しない場合フライバックコンバー

2 次側には電流検出用のシャント抵抗を接続する。なお，

タの一次側電流時間積は図 4 の赤い三角形の面積と青い三シャント抵抗の使用は損失の増加が懸念されるため，今後角形の面積の差分となるため，一次側電流平均値 i1avg は(2)センサレスによる TCM 制御などを検討予定である。

式となる。

図 4 に TCM の動作波形を示す。なお図 2 と同様に Mode2i1avg (t ) =と Mode5 はデッドタイム期間となる。Mode1 から Mode3 ま1( I peak  (T1 − T1bot ) − IbotT1bot ) ..........................(2)2Tsw

でのスイッチングパターンは従来のアクティブクランプフ

ここで T1 は S1 オン期間，T1bot はボトム電流からゼロクロス

ライバックコンバータと同様となる。提案する手法ではアまでにかかる時間，Tsw はスイッチング周期，Ipeak は電流ピクティブクランプのスイッチ Sc のオン期間を短く設定する

ーク，Ibot はボトム電流である。次に，図 4 の励磁電流の傾ことでアクティブクランプ回路-トランス間で発生する共振

きより(3)~(5)式が導出される。
Lm
T1bot =
I bot ..............................................................(3)vin (t )を止める。このとき Mode4 では二次側スイッチ S2 がオンし続けているため励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーは引き続き負荷に対して供給される。スイッチ S1 で ZVS

Tsw =を行うために，励磁電流を負側に流すことで Mode1 直前のデッドタイムで S1 の寄生容量が放電され，ZVS 動作とな

vin (t ) + NVout

I peak =る。
図 5 に制御ブロック図を示す。DSP 内で各スイッチのオ

NVoutvin (t )Lm

T1 ........................................................(4)T1 − I bot ........................................................(5)ここで Lm は励磁インダクタンス，vin は DC リンク電圧，Nン期間指令を計算し FPGA 内でスイッチングパルスに変換は巻き数比，Vout は出力電圧である。(2)~(5)式より一次側電する。TCM における負電流期間はゼロクロス検出回路から流平均値と DC リンク電圧の関係式が得られる。一次側電2流平均値と DC リンク電圧の比 Kiin(t)は(6)式となる。
1NVout (T1 − 2 I bot Lm)
i1avg
vin (t )Kiin (t ) ==................... (6)vin (t )2 Lm ( vin (t ) + NVout )CCCf

ここで，Kiin(t)は力率改善のため一定値とする。入力電力 PiC

S1Fig. 3. Circuit configuration of TCM fly-back AC-DC
converter.

(6)(7)式より一次側スイッチオン期間は(8)式となる。

2PLm (| vin (t ) | + NVout )1
T1 =+ 2I bot Lm................. (8)NVoutVin 2| vin (t ) |vin (t )345T1
vgs_S 2

vgs_S C

T2

Dead time

TC

Ipeak

Lm
Ibot ........................................................... (9)
NVout

NVout

2

Mode1

vgs_S 1

また図 4 の励磁電流の傾きより電流ゼロクロスからボトム電流到達までの時間 T2bot と S2 オン期間 T2 は(9)(10)式となる。

T2 =Shuntresistor
Cds_S 1vS1i1PKiin (t ) = 2 .............................................................. (7)Vin

T2bot =

VoutiLm

SCと入力電圧実効値 Vin より Kiin(t)は(7)式となる。

i2Lm

Lfvg

S2iLl

Ll

TSWiLm
Ibot

diLm
dt

T1 .............................................................. (10)

=

diLm

| vin (t ) |
Lm

dt

=−

NVout
Lm

T2botiLl
Ipeak

最後に S2 オン期間からアクティブクランプスイッチ Sc のオン期間 TC は(11)式となる。
v (t )
TC = a  in T1 ........................................................ (11)
NVout

i1
Ibot
T1bot

Negative current

vS1

ここで，a は S2 オン期間に対する SC オン期間の割合を示す

ZVS

定数であり，0.0~1.0 の値をとる。a が小さいほどクランプキャパシタの平均電圧が高くなり，その結果 S1 と SC のド

Resonance pe riod withCC and Ll is shortiC

Voltage drop

レインソース間電圧が高くなるが，クランプキャパシタの共振期間が短くなるため導通損失の低減が見込める。最適i2な a の条件については稿を改めて報告する。

Fig. 4. Key waveforms of TCM fly-back converter.

4.

実機検証
Dete ction
Vout

表 1 に実験条件を示す。なお本論文では入力側に交流電DSP

FPGA
T1

SS1SS1Eq. (8)源，出力側に電子負荷と電解コンデンサを用いて実験を行
T2botっている。TCM におけるクランプスイッチのオン期間定数

Eq. (9)a は今回 0.2 とした。

TC

図 6 に TCM を適用した際の定格出力時の系統電圧，系統vin

電流波形を示す。図 6 より提案制御を適用することで入力

Pulse
gene ration

SS2Deadtime

SSC

SS2SSC

Eq. (11)i2

電流を正弦波状に制御できていることがわかる。この時の0THD は 4.24%となった。出力直流電流の脈動は単相電力脈

Zero crossdete ction circ uit

Fig. 5. Control block diagram of TCM.

動の影響である。
図 7 に TCM を適用した場合の入力電圧ピーク付近におけの他の期間はアクティブクランプフライバックコンバータ

る S1 ゲート-ソース間電圧波形，S1 ドレイン-ソース間電圧の場合は SC が，TCM の場合は S2 がオンしている期間であ波形，S1 ソース電流波形を示す。図 7 より S1 ドレイン-ソる。実験結果により，漏れインダクタンス電流実効値のース間電圧が 0V に下がったタイミングで S1 ゲート-ソース6.67%の低減と，クランプ電流実効値の 40%の低減を確認間電圧が立ち上がっているため，S1 は ZVS を達成していした。一方で一次側電流実効値と二次側電流実効値は増加る。

していることが確認出来る。電流実効値増加の原因はリン

図 8 にアクティブクランプフライバックコンバータとギングの収束が長引いていることである。このリンギング

TCM それぞれを適用した場合の入力電圧 100V における各はトランスの漏れインダクタンスが小さくなると収束にか種電流波形を示す。図 8 において漏れインダクタンス電流かる時間が短くなることまではわかっているため，今後はと一次側電流が右肩上がり，クランプ電流と二次側電流がトランスパラメータの再設計を検討することで損失低減を

0 A になっている期間は S1 がオンしている期間であり，そ図る。
3

4.

Table. 1 Circuit parameters.

まとめ

本論文では ZVS を達成するフライバックコンバータの導通損失低減手法について検討した。提案制御法ではアクティブクランプ回路のオン期間を短縮し，クランプキャパシタの共振電流を低減することで電流実効値を低減する。実験結果により，漏れインダクタンス電流実効値の 6.67%の低減と，クランプ電流実効値の 40%の低減を確認した。今後は効率評価および TCM におけるシャント抵抗レス化による制御手法の検討を行う。

文SymbolQuantity

Value

Vin

Input voltage

100 VVout

Output voltage

24 V

Lm

Magnetizing inductance331 H

Ll

Leakage inductance

24.7 H

NTurns ratio

5

CC

Clamp capacitor

2.0 F

Lf

Filter inductance

2.13 mH

Cf

Filter capacitor

500 nF

RShuntShunt resistor

0.05 

献vin [100 V/div](１) J. -S. Li, T. -J. Liang, K. -H. Chen, Y. -J. Lu and J. -S. Li : “Primary-Side
Controller IC Design for Quasi-Resonant Flyback LED Driver”, ECCE2015(2015)(２) M. A. Rezaei, K. -J, Lee and A. Q. Huang : “A High-Efficiency Flyback
Micro-inverter With a New Adaptive Snubber for PhotovoltaicApplications”, IEEE Trans. Power Electron., Vol.31, No.1, pp. 318-327(2016)(３) G. -S. Seo, B. -H. Cho, K. -C. Lee : “Electrolytic Capacitor-less PV
Converter for Full Lifetime Guarantee Interfaced with DC Distribution”,
ECCE Asia2012(2012)(４) C. Huang and T. Mannen, and T. Isobe : “Improved Off-time DiscreteControl for DCM Grid-tied Inverter with Accurate Average Current Modeland Considering Nonlinear Parasitic Capacitance”, ECCE2021(2021)(５) J. -H. Lai, T. -J. Liang, K. -H. Chen, H. H. -Chen and G. -T. Peng : “PrimarySide
Controlled
Flyback
Converter
with
Propagation-Delay
Compensation”, IFEEC2023(2023)(６) R. Watson, C. Lee and G. C. Hua : “Utilization of an Active-Clamp Circuit
to Achieve Soft Switching in Flyback Converters”, IEEE Trans. PowerElectron, Vol.11, No.1, pp. 162-169 (1996)(７) L. Xue and J. Zhang : “Highly Efficient Secondary-Resonant Active Clamp
Flyback Converter”, IEEE Trans. Ind. Electron, Vol.65, No.2, pp. 1235-1243(2018)(８) W. Meng, L. Li, F. Zhang and J. Shu : “Soft-switching Resonant Active
Clamp Flyback Converter based-on GaN HEMTs for MHz High Step-up
Applications”, 2021WiPDA Asia(2021)(９) F. -Z. Lin, T. -J. Liang, K. -H. Chen and K. -F. Liao : “Primary-SideControlled AC-DC Single Stage Active Clamp Flyback Converter”,ECCE2023(2023)00iin [1 A/div]
THD : 4.24%
vout [20 V/div]

00iout [5 A/div]

4 ms/div

Fig.6. Input and output waveforms with TCM.
vin [100 V/div]
00vgsS 1 [25 V/div]vdsS 1 [100 V/div]

00i1 [500 m A/div]
400 ns/div

Fig.7. waveforms of S1 turn-on with TCM.
0ILl_rms : 2.25 Arm siLl [5 A/div]0IC_rms : 1.45 Arm siC [5 A/div]0i2 [20 A/div]

I2_rms : 7.01 Arm si1 [5 A/div]

I1_rms : 1.78 Arm s
10 s/div0(a) With ACF.
0iLl [5 A/div]

ILl_rms : 2.10 Arm s(-6.67%)iC [5 A/div]

IC_rms : 872 m Arm s(-40.0%)0I2_rms : 8.44 Arm s(+20.4%)0i2 [20 A/div]

I1_rms : 1.99 Arm s(+11.8%)10 s/div0
i1 [5 A/div](b) With TCM.

Fig.8. Switching waveforms.

4