平成11年度 研究報告 大分県産業科学技術センター

コアタイプ回転変圧器の設計法とその検証
小田原草生
機械電子部
The Method of Designing for the Core−Type Rotary Transformer andits Verification
Yukio ODÅWARA
Mechanics ＆Electronics Division

要旨
回転する検出器に非接触で給電するため，検出器または回転軸に円形コイルを取付け，コイルを巻いたコアを円形コイ
ルと交差させて固定し，固定したコアのコイルを1次コイル，回転する円形コイルを2次コイルとするコアタイプ回転変圧器を考案した．これにより1次コイルを小型化でき，効率及び給電電力の増加を図ることができる．コアタイプ回転変圧器の設計を容易にするため，コア形状が四角形のものについて有限要素法による3次元磁界解析を行い，形状の変化に対する磁気抵抗，磁気利用率の変化を求め，1次コイルと2次コイルの自己インダクタンス，相互インダクタンスをグラフから読み取ることができるようにした．駆動回路の解析，実験による検証と併せて報告する．
1． はじめにトルク検出器など回転する検出器への配線に，従来からスリップ・リング，回転変圧器などが用いられてきた．しかし，精密な工作が必要であったり，コストの問題がネックになっている．このため，手軽なトルク検出の方法について研究を行ってきたが，この過程で非接触で給電を行う回転変圧器を考案した．変圧器の型式が内鉄型変圧器（CoreJrype Transformer）であるので，コアタイプ回転変圧器と名づけた．（l）（a）コアタイプ

コアタイプ回転変圧器は， C の形のコアに巻いたコ（b）同軸円形コイル

回転変圧器

Fig．1円形コイルを有する回転変圧器

イルとコアの内側を通る円形コイルから成り，前者を1次コイルとして固定し，後者を2次コイルとして回転軸の外周または回転する検出器に取り付け，回転変圧器を構成すて・大きいため，コア外部へ漏れ出る磁束が多い．

る．特長は，コアにより1次コイルを小さくできるので製

Fig．2は四角形のコアを持つコアタイプ回転変圧器のコ作・取付けが容易であり，また，複数個の1次コイルを2ア断面中心に沿った磁束密度の変化を3次元磁界解析によ

次コイルに連結することにより給電電力と効率の増加がり求めたものである．これによると，1次コイルの箇所で図れる．

は磁束の変化は少なく，コアの角付近で磁束が急激に減コアタイプ回転変圧器は磁界がコア外部にも分布する少・回復している，その他の箇所ではコイルから遠ざかるため解析が複雑である．そこで，代表的コア形状に対し有につれ磁束がほぼ均一に減少していることが分かる．これ

限要素法による3次元磁界解析を用い，形状の変化に対すは，コアの角付近でコア断面内側に磁束の集中が起きるこる磁気抵抗，磁気利用率の変化を調べ，グラフにより自己と，また，コイルを巻いている箇所以外で漏れ磁束が一様インダクタンス，相互インダクタンスを求められるようにに発生していることを意味する．Fig．3はコイル中心と間した．給電回路の解析，試験による検証と併せて報告する．

隙中心を結ぶ直線上の磁束密度（コイル軸に平行な成分）の変化を調べたもので，コアの枠の内側における磁束分布が分かる。

2．コアタイプ回車云変圧器の概要

2．1特 性2．2 特 長

コアタイプ回転変圧器（Fig．1（a））では2次コイルを回コアタイプ回転変圧暑削ま給電効率が高くないため，用途転軸または回転する検出器から保持して回転させるため，はセンサ回路など小電力の給電に限られる．同じ使い方をコアに2次コイルを保持する材料や導線を通過させる隙間する同軸円形コイル（Fig．1（b））と比較すると，特長はを設けている．この隙間は一般の変圧器のギャップと比べ次のようになる．

一63 −平成11年度 研究報告 大分県産業科学技術センター

［ト卜し−

L

ニー

励 荘1⑦⑦［AT］
比速乾宰2⑦◎6N】凸〕】

12．5Br田−一旬．め4
3フ．55∈うC

DS［mm］−12．5（∋A x［mm］

Fig．2 コア断面中心軸に沿った磁束（絶対値）の変化

25
D57・5Fig．3 コイル中心と間隙中心とを結ぶ直線上の磁束（垂直方向）の変化

3．13次元磁界解析の結果基準となる四角形のコア（縦30mmX横30mmX厚10m，フレーム幅5mm，ギャップ長4m，比透磁率〃a2000）に対し各部の寸法を変え，磁気抵4丸磁気利用率の変化を調べた．寸法パラメータをFig．5に示す．
磁気抵抗，磁気利用率は次のように計算した．

0磁気抵抗 R［AT／Wb］
R＝（1次コイル起磁力／1次コイル内平均磁束）○磁気利用率 r

Fig．41次コイルを複数個連結した例

r＝（2次コイルとの鎖交磁束／1次コイル内平均磁束）2次コイルとの鎖交磁束は，コアにおける2次コイルの位1）1次コイルを小さくできる．

置に対応するコア断面A−Å，B−B，C−CのⅩ方向磁束［wb］′j、型化により製作や取付けが便利になる．また，コアかとした．解析結果は次のとおりである．

ら出る漏れ磁束の影響の及ぶ範囲を小さくできる．

（1）形状倍率が変化する場合 （Fig．6）

2）1次コイルの並列連結により給電電力の増大が可能．

（2）キャップ長が変化する場合 （Fig．7）

適用する回転軸の径が大きい時など，2次コイルを大き（3）ギャップ幅が変化する場合 （Fig．8）

くしたい場合がある．しかし，これにより給電効率が低下（4）コア高さが変化する場合 （Fig．9）

するが，1次コイルの並列連結（Fig．4）により給電電力を（5）コア幅が変化する場合増大させることができ，効率も大幅に改善できる．

（6）コア厚さが変化する場合 （Fig．‖）（FigJO）

一例として，1次コイルを2個用いると2次コイルに発Fig．6の 形状倍率が変化する場合 から，コア形状が生する電圧（V2）が2倍になる．この結果，負荷抵抗を相似形であれば磁気抵抗Rは形状の倍率に反比例し，さらR≡」とすると，出力はV22／Rl一の関係から4倍になる．にコアと2次コイルとの位置が相似の関係にあれば磁気利また，2次コイル出力の整流回路はコンデンサ，インプッ用率rは変わらないことが分かる．

ト型であるため無効電力が改善できる．

3．2 容量の計算
1次コイル，2次コイルの巻き数をNl，N2とすると，3．コアタイプ回章云変圧器の容量の計算

01次コイル自己インダクタンスLl＝N12／R［H］○相互インダクタンス
M＝r NIN2／R［Hココアタイプ回転変圧器の解析では，磁界がコア外部にも分布するため，3次元磁界角牢析などの複雑な解析が必要でと計算できる．

ある．そこで，コアの形状変化に対する磁気抵抗，磁気利2次コイル自己インダクタンスはコアの影響も考慮する用率の変化を調べ，グラフを用いて補間や重ね合わせ，比必要があり，理論的確認はまだ行っていないが，次の例関係から容量を求められるようにした．なお，3次元磁1）〜4）の手順で概略値を求められる，

界解析は有限要素法による解析ソフトウェア（ANSYS

1）コイル単体のインダクタンス（L2′［H］）を求める．

version5．5．2）を用いた．

円形コイルの計算方法は既に知られており4），またト製−64−平成11年度 研究報告 大分県産業科学技術センター﹇p≦＼卜㌔ 讐 ﹈

gz 4

∝唱醤蝦樽

（単位 mm）

磁気利用率 の設定位置「A A−A5「β B−B「c C−C■ぬL

lx 5￠

9×5gz4「A A−A「β B−Brc C−C

1 1．4142〔） 5◎

コア寸法！× 5（∋
l＼1〔〕

9, 5, SZ 4
（単位 mm）

磁気利憫率の設定位置∝憶堪蝦攣

α 磁気利用率5玖

相野コ肘戚樽■くL線旺コ附蝦樽l）1〔〕
臣z 5の8．5﹇p≦＼卜㌔讐﹈UL﹇q亨︑卜＜∽2﹈

UL品L■く﹂

基準となる
コア寸法

i雲 設定位置

4∈）「A A−A「B B−B「c C−C

コア高さIz［mm］

スケール倍率Fig．6 形状倍率が変化する場合

Fig．9 コア高さが変化する場合

lz 3⑦gx5・gz4（単位 mm）

磁気利用率の設定位置
A BC

こぅのl＼ノ 1（〕﹁．﹁25コア寸法

ハー5∝信淵蝦博

磁気利用率の設定位置「A A−A「β B−B「c C−CmU

ギャップ幅
9× 5汀＝¶﹇p≦＼卜㌔讐﹈lz 5〔15民l＼ 1〔〕

8α

コア寸法
lx 58mml］

UL︑瓜L．くL陳匠コ胚膜樽﹇ムき＼ト＜∽◎⑦↓■相野コ肘腫禅5 「55

コアの帽Ix［mm〕

望ヨ 心成

Fig．10 コア暗が変化する場合

し．

4l＼18l＝ 5〔）Fig．8 ギャップ暗が変化する場合（単位mm）

255F毒g．5 3次元磁界解析におけるコア形状パラメータ

⑦

‡× 3⑦

ギャップ幅 gx［mm］

寸法単位 m◎．7⑦78UL−血 L ． く L 柳 旺 コ 附 脹 謬コア 比透磁率 ルs ≡ヒ2（∋◎8コア寸法84m
禦⁝H∵∵

一一ー65−

二F…g．11コア厚さが変化する場合

5・位

コア厚さ Fy［mm］

エ∵∵㌧・・ 寸10∝媒湖蝦攣865＼・．−一・サの（R／r）の並列合成磁気抵抗（R2）を求める．

R2＝（R／r）×R2′／（（R／r）＋R2′）［AT／Wb］

13）コイル磁気抵抗（R2′）とコア磁気抵抗影響分

8［AT／Wb］

62）コイル単体の磁気抵抗（R2′）を求める，

8きる．

玖■出L−くL飾旺コ肘脈樽作も容易であるため実測により容量を求めることがで﹇p≦＼卜㌔2﹈

1ULFig。7 ギャップ長が変化する場合

R2′＝N22／L2′

1ギャップ長 gz［mm］

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4）2次コイルの自己インダクタンス（L2）を求める．

L2 ＝N22／R2 ［H］
4．給電回路について
コアタイプ回転変圧器は1次コイルと2次コイルの磁気的結合が弱いため，共振回路を用いて給電を行う．本章では回路の動作，回路方程式による解析，設計のポイントについて述べる．

Fig．12 コアタイプ回転変圧器による給電回路

4．1給電回路とその動作の表記
給電はスイッチング電源のフライバック式コンバータを変形した共振回路を用いる．給電回路をFig」2に，動ⅢⅢ」∨＞（a）step

作波形をFig．13に示す．Fig．13に示したstep王〜StePVI II‖IV V＋1Aの時間区分は次の回路方程式の説明に対応する。

2次コイル

解析では2次コイルにN個の1次コイルを並列に連結し（b）ibO・た場合を扱う．N個の1次コイルの特性，2次コイルとの＋1A連結状態は同じであり，1次コイルに印加する電圧・位相も同じとする．また，解析を簡単にするためダイオードや1次コイル

コイル導線の電圧降下，コアタイプ回転変圧器の漏れ磁束（c）iaが周囲の金属と干渉して発生する渦電流損，コアの鉄損は0−1A無視する．Tablelに主な変数を示す．
lOOV

StePI：I；ワーMOS・FETが0札1次コイルに通電開始

ノ℃：」−

MOS・F∈T

SteP‡の開始はハ勺ワーMOS。FETのゲート信号がONに変わり，なおかつ1次コイル電流i自がプラスに転じた時点とDrain

する．2次コイルの起電力は整流ダイオードに対して逆方（d）va＋E◎ 。

向であるため，2次コイルには電流が流れない．終了はハ○ON

ワーMOS・FETがOFFするまでとする．

（e）Ga七e oFF

初期条件：ia＝0
終了条件：ハGヮーMOS・FETがOFFに転換．
解：Va＝−Eo

Fig．13 給電回路の動作波形

ia＝（E。／Ra）（卜Exp（−Rat／Li））

1b＝0
ia＝CiE。（O COS（ut＋ ￠）（Ra：1次コイル抵抗＋ハウヮーMOS・FETのON抵抗［n〕）（充電初期電流Io＝C】E。山）SteP Ⅱ：共振コンデンサヘ充電開始1b＝O

電磁誘導により1次コイルの電流iaが共振コンデンサ

StePⅢ：共振コンデンサの充／放電，Clに充電される．一方，2次コイル出力電圧vbが出力コ

出力コンデンサの充電

ンデンサC2の電圧E2に達するまで電流は出力されない．

基本式：Llia・＋Ⅴ。＝0

va＝（Ji。dt）／Cl

このステップは共振コンデンサの電圧が最大に達する（ただし，〜♂▼＝）
虎までと，その後の放電の過程である．同時に2次コイル出力によりコンデンサC2が充電される。終了は共振コンデ

初期条件：ia＝（stepIのia終了電流）

ンサ電圧vaが−Eo［v］まで低下する時で，パワーⅣ10S・FETのダイオードが通電する直前までである．出力コンデンサ

Ⅴ臼＝−Eo〉 終了条件‥Vb＝−N Mia ＝ E2

C2の容量は十分大きく，出力電圧E2は変わらないものと解‥α＝1／√L上Cいする．

E。＝（E。2十（Ll／ClトⅠ。2）1／2

基本式 ‥Llia ＋Mib ＋va＝0tan￠＝−E。／（Ⅰ。√Li／Cl）

va＝（Ji8dt）／CI
L21b ＋N九jla ＋E2＝0とするとⅤ。＝E。Sin（山t十 ￠）終了条件‥VH＝ −E。

−66−

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Tablel解析パラメータと実施データ
記号 物理量る．ステップの途中，パワーMOS・FETのゲートイ言号がONに変わるが，共振の動作には影響しない．

［単位］

N 2次コイルに連結する1次コイルの数

基本式：Llia −E。＝ 0

t 各ステップの経過時間〔s］

終了条件：ia＝ 0vn 共振コンデンサ電圧 ［v］
Vll

解：Iao＝（stepⅣにおけるi8の終了値）

2次コイル電圧1次コイル電流［Ⅴ〕i。＝Ia。＋（E。／Ll）・t［A］

Va＝−E。

2次コイル電流［A］

E。 直流電源電圧［V］

E2 出力電圧［V］

1b＝0
給電サイクルに要する時間，給電電力等は解析結果から求めることができるので省略する．

Cl 共振コンデンサ容量［F］

4．2 設計のポイント

C2 出力コンデンサ容量［F］
L11次コイル自己インダクタンス［H］

回路設計では，回路損失を見込んだ給電電力P2を満たL2 2次コイル自己インダクタンス［H〕すⅠ。，Cい Lい L2の最適な組み合わせを回路方程式や実M 相互インダクタンス

施例を参考にして求める．この際に下記の制約を受ける．

［H］

Ⅰ。 初期充電電流（i。の最大値）［A］

1）共振コンデンサ（Cl）の耐圧による制限を受ける．

P2 給電電力

2）1次コイル及び2次コイルの近傍は一定の磁路を確保〔W］

Fs 給電サイクルの周波数［Hz〕する必要がある．コアタイプ回転変圧器に鋼製回転軸や磁気シールドなどを近付け過ぎると，漏れ磁束により損解：Ⅰ。0＝（step Ⅱのia終了値），失が増大する．

Vao＝（step ⅡのⅤ。終了値）

3）給電は共振回路によるため，Ⅰ。，CいLいL2，Mが決

C＝CI

まれば自動的に給電サイクルとハ ヮ一組OS。FETのON／OFF

L＝Ll−N M2／L2デューティ比が決まる．また，給電サイクルの周波数がE。＝（（Va。−ME2／L2）2＋（L／C）Ia。2）1／2増大すると出力は減少する．

∽＝1／√丁で出力調整では共振サイクル周波数とスイッチング・デtan￠＝（V。。−M E2／L2）／（Ⅰ8。√ロe）

ューティ比を変える必要があるが，ハ○ヮーMOS・FETのONとすると，時間をstepIの所要時間よりも長めに設定しておけば，V。＝M E2／L2 ＋E。Sin（co t＋4））

実際のON時間は自動的に回路上で調整される．

i。＝C E。（U C。S（∽ t＋ ￠）4）1次コイル巻き数（Nl）× 充電初期電流（Ⅰ。）

ib＝M N（ia。−ia）／L2−t E2／L2が飽和磁束密度の制限を受ける．

stepⅣ：出力コンデンサの充電終了まで5）効率の点で，相互インダクタンス（M）を大きくとり，このステップでは共振コンデンサ電圧vaは−E。［Ⅴ］に−2次コイル■イげクタンス（L2）を抑えたいが，給電電力が大クリップされ，1次コイル電流iaは直流電源＋極からパきくなる程，また，2次コイルの径が大きくなる程，条ワーhiOS・FETのダイオード，1次コイルを通って直流電源件の選択が厳しくなる．これに対し，2次コイルに連結＋極に流れる．2次コイルからは充電電流ibがコンデンする1次コイルの数（N）を増やして対処することがで

サC2へ出力される．ステップの終了はibが0になるまできる．

である．

ヽ 基本式：Llia ＋Ⅳ生まb −E。＝O
L2主b ＋N良電ia ＋E2 ＝0

5．コアタイプ回転変圧器の試験結果
コアタイプ回転変圧器の容量の計算，給電回路の解析を終了条件：まb＝ 0

実験で確認するため，容量の異なる円形コイルを用いた給解：Iao＝（stepⅢにおけるi8の終了値），電試験（【り，【2】）と，Fig．14に示すトルク検出器（2）Ⅰヒ，0＝（stepⅢにおけるiし）の終了値）とする・における給電特性の把握（【3】）を行った．

V。＝ −Eo

5．1コアタイプ回転変圧器の容量の計算とその確認

i。＝Ⅰゎ。＋t・（M E2＋L2E。）／（LIL2，M2N）
ib＝Ib。−t・（M N E。＋LIE2）／（LIL2−M2N）

1次コイル自己インダクタンス（Ll），相互インダクタンス（M），2次コイル自己インダクタンス（L2）の計算結

step v：1次コイルからの戻り電流が0になるまで果と実測結果，コアの寸法等のパラメータ，計算の説明を

このステップでは2次コイルには電流は流れず，直流電TabIe2〜TabFe4に示す．

源一極からパワートiOS・FETのダイオード，1次コイルを通1次コイル自己インダクタンスと相互インダクタンスのって直流電源＋極へ流れ込む電流i。が次第に0［A］にな計算では，まず，Fig．9によりコアの高さ35［m］に相当すー67−平成11年度 研究報告 大分県産業科学技術センター
る磁気抵抗R，磁気利用率㌻を求めた．ただし，2次コイル′

これはギャップ長4［mm］が基準であるので，磁気シールト●板Fig．7よりギャップ長の補正を求め，補正した．回転東試験結果の評価では，今回示した計算方法は厳密な数値を得ることが目的ではないので，誤フォト′

トランジスタ差の目安を約10［％］以内とした．これによると，1次コイル自己インダクタンスと相互インダク（費光穴子〉

1次コイル／タンスの計算結果は良好であった．また，2次コイル自己インダクタンスは計算値が実測値よ
2⑦mm

り若干大きくなったが，一応，満足できる結果であった．

㌻；

Fig．14 トルク検出器への応用例

Table21次コ仙自己イげクタンス（L−）の実測，計算結果

Table4 2次コ相自己イげクタンス（L2）の実測値一計算結果
1次コイルの連結個数【り2次コイル￠200mm【2】2次コイル￠80mm

N＝0N＝1

実測 77 〃H 85 ノ⊥H 95〟H
計算
88〃H 100〃H
実測 321〟H 453〃H 575〃H計算479〃H 631〃H【3】トルク検出器 実測 171′上目 286〃HR，r ：†ab‡e2〜3で用いた数値
計 測：LCZメータ 測定周波数20［kHz］
磁束による損失は無視したので，給電電力（P2），共振コンデンサ最大電圧は解析結果の方が実動よりも大きな数値になると考えられる．これに関して，共振コンデンサ最Tabte3 相互インダクタンス（M）の実測値，計算結果

大電圧は解析結果の方が実測結果より10〜20［％］大きめに出た．また，給電電力は，給電電力が大きい場合には解析結果の方が大きくなったが，給電電力が少ない場合は逆の結果となった．これはダイオードによる順方向電圧降下を一定と仮定したことやト初期充電電流Ioの計測誤差のためと思われる・その他の特性値（出力電圧E2，給電サイク
ル周波数Fs）は計算値と実測値で誤差10［％］以内で一致した．

全体的にまとめると次のようになる．

1）コアタイプ回転変圧器の解析ではコイルの銅損，コアの鉄損，漏れ磁束による渦電流損は微小であるとして無視しているが，実測値と比較し誤差20［％〕以内で出力電圧，給電電力，共振コンデンサの最大電圧等を求めることができた．

5．2 コアタイプ回転変圧器による給電の計算と確認

2）1次コイルを2個，2次コイルに連結することにより，Fig．12に示す給電回路において，出力に接続する負荷抵抗，直流電源電圧E。と初期充電電流Ⅰ。が等しいという条給電電力を約4倍にすることができ，効率的にも大幅件で，計算と実測によってコアタイプ回転変圧器の特性値な改善が見られた．

3）トルク検出器での応用例（Table6）では，コアタイ（共振コンデンサ最大電圧，出力電圧，給電電力等）を求

プ回転変圧器は容量，損失の点で周辺の鋼製回転軸，め，比較した．なお，計算ではダイオードによる順方向電圧降下（ハ○ヮーMOS・FET：0．4［V］，整流ダイオード：0．6［V］）

シールド板の影響を受けるが，実測値との差は小さかを考慮した．また，使用した数値（Lい L2，九す）はTable2〜4の実測値を用いた．この結果をTab‡e5−1〜5−2に示った．

す．

解析ではコイル導線の抵抗，コアにおける損失，漏れ

…68−

N＝2

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Tabfe5−1給電試験結果 （【1】2次コイル ￠200m帆 巻数12回）
1次コイル連結個数

N＝2

N＝1
20［kHz］

40［kHz］

20〔kHz〕

40［kHz］

単位

実測 （計算）実測 （計算）実測 （計算）9．72 一（10．23）

5．17 （4．97）

20．5 （20，8）

1L4 （11．1〉

Ⅴ

0．643 （0．711）

0．182 （0．168）

2．86 （2．93〉

0．878 （0．839）

W

29％

24．5％

48％

45％

充電初期電流Ⅰ。 1．65 （1．72）

0．594 （0．661）

1．84 （1．79）

0．80 （0．75）

共振コンデンサ最大電圧 138

58．5 （60．2）

143 （160）

61

40．0 （41．7）

20．0 （19．0）

40．0 （38．9）

出力電圧
給電電力

E2
P2給電効率（実測）（156）

給電サイ抽周波数Fs 20．0 （19，0）

実測 （計算）（67，5）

AⅤkHz

直流電源電圧‥（E。）12［vL 共振コげンサ容量（Cl）：0．02［〃F］，負荷抵抗：147［Q〕， 2次コイル抵抗：0．16［鋸Tabie5−2 給電試験結果 （【2】2次コイル ￠80m，巻数44回〉
ト次コイル連結個数

N＝2

N＝140［k‖z］

20［kと壬z］

実測 （計算）実測 （計算）出力電圧

巨2 19．1（20．7）

給電電力

P220［kHz〕

40［kHz］

単位

実測 （計算）実測 （計算）11．8 （11。6〉

37．5 （40．7）

23．5（23．3）

V

2．48 （2．92）

0．943（0．913）

9．57 （11．3）

3．76（3．69）

W

53％

57％

63％

67％

充電初期電流i。 1．95 （1．98）

0．85 （0．84）

2．4 （2．31）

Ll（0．99）

A

共振コンデンサ最大電圧 148

64 （71）148 （180）

73 （78）Ⅴ

40．0 （39．5）

20．0 （19．3）

40 （39．8）給電効率（実測）（167）

給電サイクル周波数Fs 20．0 （19．2〉

直流電源電圧：（E。）12［V］，共振コげンサ容量（Cl）：0。02［〃F］1， 負荷抵抗：147［鋸， 2次コイル抵抗：2．5ほ］
備考：N＝2，20［kHz〕の試験では整流ダイオード（11RW37F 日立1個使用）が過熱気味であった．
Tab】e6 トルク検出器における給電試験求めることができた．

実測値

3）1次コイルを2次コイルに2個，並列連結することに出力電圧E212．3［V］

14．0［l′コより，給電電力を約4倍にすることができ，さらに給電給電電力P20．9［構「］

1．0［W］

効率も大幅に改善できた．

給電効率（実測）

共振コンデンサ最大電圧

充電初期電流l。

0．91［A］

給電サイクル周波数

37［kHz］

6．おわりに
これまで，コア形状が四角形のコアタイプ回転変圧暑引こ
37［kHz］

ついて検討を行ったが，今後，より高い効率が期待できる共振コンデンサ容量C】0．02［〟F］

円形コアを用いたものについても検討する予定である．

1次コイル自己イげクタンスL1171［〃H］（単独158［〃Ⅰイ］）

本研究で助言していただいた大分大学生産システム工

2次コイル自己イげクタンスL2286［〃H］（ 218［〃H］）

学科（工学博士）小川幸吉助教授に感謝の意を表す．

相互インダクタンス（実測）MlO8［〃Ⅰり※変圧器の容量測定周波数は30［kHz］

参考文献（）内数値は，1次コイル，2次コイルをトルク検出器から外し，個別のコイルとして計った数値．
直流電源電圧Eo12．0［V〕

1）特許出願 回転体への電力供給用変圧器

特願平鵬10−230375 平成10年8月17日出願
2）小田原幸生：平成8年度研究報告 P．72〜75

5． まとめ3）小田原幸生：平成10年度研究報告 p．68〜71

1）3次元磁界解析に基づき，コア形状が四角のコアタイ

4）電気工学ハンドブック（電気学会），昭和63年初版

プ回転変圧器において，コア形状の変化に対し磁気抵抗，3編基礎物理 7章電磁誘導作用磁気利用率の変化を求めたグラフにより，1次コイルと2次コイルの自己インダクタンス，相互インダクタンスを誤差10［％］以内の精度で計算できた．

2）共振回路を用いたコアタイプ回転変圧器の回路の挙動を方程式で表し，設計する回路に対し誤差20［％］以内で給電電力や共振コンデンサの充電電圧等の特性値をー69 −kHz