平成２２年度 研究報告 大分県産業科学技術センター

ワイヤレス送電に関する調査と実験装置の開発
小田原幸生
電子・情報担当

Investigation and Development for experiments on Wireless Power Transfer
Yukio ODAWARAElectronic and Information Engineering Gr.

要旨
ワイヤレス送電の効率的な方法として，2007 年にマサチューセッツ工科大学（MIT）が公開した磁界共鳴の実証実験が契機となり，リモート計測・制御や電気自動車の充電などの応用研究に大きな進展が見られた．そこで，これらの技術の調査を行い，並行して実験装置の開発・試験を行い，実用性を確認した．

1.

はじめに

I2/I1≒-sM/R2

計測・制御・通信でケーブルをなくすことにより格段に利便

元の式の形に戻すと，

i2 / i1   j M / R2

性が向上する．これは各分野で無線通信の利用により実現されつつある．しかし，電源に関して，ごく小電力の伝送では（j:虚数，ω:2πf）

⑥

これより，

e2 / i1   j M太陽電池等で実用化されているものの，容量の大きい送電⑦や，中・長距離のワイヤレス送電は実現が難しかった．これ

Fig.1 の受電回路において E1 (e1 の振幅)をほぼ一定にに対し，2007 年に MIT が公開した磁気共鳴方式では，距保ち，出力負荷 R2 を変え，送電を行った結果を Table 1 に

離 2m の間で直径 60cm の送／受電コイルを用い，60W の示す．⑦式から E2 は R2 によらずほぼ一定であるが，実測値

電力を約 10MHz の交流磁界により効率 40％（コイル間）でとの比較では，R2 が 100Ω以上で両者は合っているが，R2伝送し，これまでの常識を覆した．そこで，当センターでもこが小さいと誤差は大きくなっている．これは回路定数の誤差れを技術シーズとするため，調査と実験装置の開発，試験を(表皮効果による配線抵抗の増大)や共振条件に対する送電行った．この結果，共振を用いることにより効率よく送電で周波数 f の誤差などが考えられる．送電出力の実測最大値き，十分に応用可能であることが確認できた．

は R2 が 3Ωの時の 1.47W である．

2.

送電モデルの解析

Table 1 電磁誘導に基づく送電の計算と実測

ワイヤレス送電のモデルと回路方程式を Fig.1 に示す．

R2Ω1310301003001ki1 に対する i2 ，e2 の関係を求める．ラプラス変換のため，

I1

A

3.3

3.4

3.5

3.6

3.7

3.6

3.7(d/dt) → s，∫ dt → 1/s 等に置き換え整理すると，計算 E2 V

4.7

4.9

5.0

5.1

5.2

5.1

5.1

実測 E2 V

1.1

2.1

3.6

4.4

5.0

4.9

5.1

実測電力 W

1.21 1.47 1.30 0.65 0.25 0.08 0.03

I2/I1=-sM/{sL2+1/(sC2)+R2}④を得る．受電が次の共振条件
sL2+1/(sC2) ≒0⑤送電コイル，受電コイル：直径 0.200m，4 巻
送電距離 d：0.300m，周波数 f ：2.18MHz
L1 :10.2μH L2 :10.1μH M :0.10μH C2 :518pF

により行われるように L2，C2，周波数 f を選ぶと，Fig.1 ワイヤレス送電のモデルと回路方程式
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一方，受電で共振によらない(共振コンデンサがない)場合について述べる．④式の両辺に R2 を乗じ，⑦式に対応する形を求めると，次式になる．
e2/i1=-jωMR2/(jωL2+R2)⑧

これにより送電電力を計算した結果を Table 2 に示す．
Table 1 と比較すると，送電電力は共振回路を用いる方が格段に有利であることが分かる．
Table 2 電磁誘導に基づく送電（C2 なし）の計算
R2Ω

1310301003001kI1A

3.3

3.4

3.5

3.6

3.7

3.6

3.7E2V

0.01 0.03 0.10 0.29 0.80 1.24 1.36

電力 mW

0.10.3

1.0

2.8

6.4

5.1

Fig.3 送電装置の写真

1.8

f ：2.18MHz C2 = ∞L1 :10.2μH L2 :10.1μH M :0.10μH

3.

装置の開発

開発した送電装置の回路図と写真を Fig.2，Fig.3 に，送電コイル(1 次コイルと 2 次コイル)の写真を Fig.4 に示す．
一般に磁気共鳴に基づく電力伝送では動作周波数は10MHz 前後と言われ，小型化の面では高い周波数の方が有利であるが，反面，使用できる半導体の品種が制限され，回路素子の発熱も増大するので，今回は 2MHz とした．動
作は，外部からパルス・ファンクションジェネレータにより約Fig.4 送／受電コイル（1 次コイルと 2 次コイル）

2MHz のクロック信号を入力し，パワー・インダクタ Lp とパワーMOS・FET の働きにより，電源電圧 Vdd 10V の時，１次コ
イル L1 に対し交流振幅約 280V を与え，振幅 2.2A の電流

受電装置の回路図と写真を Fig.5，Fig.6 に示す．受電を発生させている．パワーMOS・FET の発熱が大きいので，装置では１次コイルで発生する磁界の一部を受け発生する30mm×30mm×30mm のヒートシンクとファンにより強制空冷起電力により共振コンデンサ C2 を介しトランス Tr1 を駆動し，を行っている．

Fig.2 送電装置の回路図

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Fig.5 受電装置の回路図

Fig.7 送電回路の動作波形
PG: ﾊﾟﾙｽ･ﾌｧﾝｸｼｮﾝ･ｼﾞｪﾈﾚｰﾀ 信号電圧
C-I，C-V : 共振コンデンサ C1 電流，電圧
Dr-I，Dr-V : パワーMOS･FET ドレン 電流，電圧(Vdd 8V,受電なし，PG-Duty 50%)

Fig.6 受電装置の写真
Tr1 からの出力は半波整流回路を通り直流出力 E2 としてコンデンサ C3 に充電される．この回路においてトランスは 2 つの半波整流回路を用い，全波整流を行っている．
Fig.7 は送電装置単独での動作で，この共振コンデンサ
C1，パワーMOS･FET の電圧・電流の変化を観察した結果である．実際の送電を伴う動作では共振コンデンサ C1 の動作
電圧，電流は 1 次コイルと 2 次コイルの結合が強いほど緩Fig.8 パワーMOS･FET の発熱和される．共振周波数付近での観察であるため，オシロスコ

Gate，Dr-I，Dr-V : ｹﾞｰﾄ電圧，ﾄﾞﾚﾝ電流，電圧

ープ・プローブや電流プローブの装着による共振周波数の(Vdd 10V,受電なし, PG-Duty 50%)低下があり，正確ではないが，定性的に動作を把握する上では役に立つ．また，オシロスコープ・プローブの破壊の恐れがあるため，電源電圧 Vdd は 8V と実際の定格より下げた．
Fig.8 は送電回路単独での動作で，パワーMOS･FET のドレン電圧×電流を積算し，パワーMOS･FET の発熱を推定したもので，これより定格 Vdd 10V では 12.5W となる．詳細は掲載していないが，Vdd 12V では 20W に達する．
Fig.9 は 1 次コイル／2 次コイル間距離 d を 0.20m，送電出力電流 0.5A に調整したの時のトランス Tr1 入力電圧，電流の変化である．この電流×電圧の積算からトランス入力4.0W が求まり，一方，出力 E2 は 6.24V×0.50A=3.12W のため，トランスと整流回路の損失は 0.9W で，効率は 78%となる．

Fig.9 受電回路の動作波形
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Table 3 送電試験の結果（出力電圧 E2 と効率）
送電距離0.150 m0.200 m

0.250 m0.300 m0.350 m

磁気結合係数 k

0.041

0.025

0.0189

0.013

0.009

出力電流 0.1 A

16.56 V( 7.2 %)

9.74 V( 4.06 %)5.68 V( 2.37 %)3.27 V( 1.33 %)2.13 V( 0.85 %)0.2 A

14.80 V
( 13.5 %)8.96 V( 7.47 %)5.01 V( 4.18 %)2.81 V( 2.29 %)1.56 V( 1.24 %)0.3 A

13.17 V( 18.5 %)7.92 V( 10.3 %)4.42 V( 5.53 %)2.25 V( 2.76 %)1.04 V( 1.24 %)0.4 A

11.46 V( 22.1 %)7.03 V( 12.4 %)3.83 V( 6.38 %)1.62 V( 2.62 %)0.36 V( 0.57 %)0.5 A

9.81 V( 24.5 %)6.22 V( 13.7 %)3.00 V( 6.17 %)0.75 V( 1.53 %)

‑

0.6 A

8.19 V( 25.9 %)5.31 V( 13.9 %)2.00 V( 4.86 %)

‑

‑

0.7 A

6.59 V( 24.3 %)4.14 V( 12.1 %)1.50 V( 4.29 %)‑‑d

送電回路電源電圧 Vdd 10.0 V 送電周波数 2.177 MHz‑ : 出力電圧 0V 以下※効率は送電回路電源入力に対する受電回路の出力の電力比で，パワーMOS･FET の発熱，冷却ファンや整流回路等の損失を含んでいる．

4.

送電試験

1 次コイルと 2 次コイルの中心軸を一致させ距離 d を隔て，送電出力電流をエレクトロニック負荷装置（菊水電子工業（株）PLZ50‑15A）により変え，受電回路出力電圧 E2 を測定した結果を Table 3 に示す．なお，送電回路電源 Vdd 10.0V， 送電
周波数 2.177 MHz で，標準の設定である．送電距離 d が短い場合は受電回路出力が大きくなり過ぎ，回路素子の定格をオーバーするため試験を行っていない．（ ）内に記した効率は送電回路電源入力(W)に対する受電回路の出力(W)の割合

Fig.10 損失の内訳と測定条件

で，送電回路における全ての発熱損失，冷却ファンや整流回路等の損失を含む．送電回路電源の電流値は効率から逆算5.

できるので，記載を省略した．

おわりに開発したワイヤレス送電実験装置により，LC 共振を用

Fig.10 は図に記した条件下での送電電力と損失の内訳でい，電磁誘導のみの場合と比べ送電電力が大幅に増大である．この中で最も大きいのがパワーMOS･FET における発熱きることが確かめ，大電力の送電を要しない計測等への(39%)である．次いで 1 次コイル，2 次コイルでの発熱が大き応用が可能となった．また，参考文献(1)から，磁気共鳴い．（両方で 16%）コイルや配線の電気抵抗は直流では小さいが電磁誘導の延長線上にあること，共振回路を用いればが，2MHz では表皮効果により電気抵抗が 4 倍近く増大する

磁気結合の結合係数 k が小さくても 100%近い効率で（コためと考えられる．実際に 1 次コイルに触れると意外に発熱しイル間）電力伝送が可能であることが記載されており，ていた．その他(22%)の詳細は把握できていない．

さらなる改善に向け研究を進めたい．

参考文献(1) 「非接触電力伝送における電磁誘導と電磁界結合の統一的解釈」2009/01/22
居村 岳広＊ 内田 利之 堀 洋一（東京大学）
電気学会 産業応用部門 自動車研究会

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