電流連続/不連続モード混在制御を用いた電力脈動補償機能を有する T-type インバータの効率改善
学生員

東出稜平

上級会員

正員

伊東渡辺

大貴

正員

中田祐樹

淳一(長岡技術科学大学)

Efficiency Improvement of T-type Inverter with Active Power Decoupling Capability Utilizing
Continuous Current Mode and Discontinuous Current Mode
Ryohei Higashide, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Yuki Nakata, Member,Jun-ichi Itoh, Senior Member
This paper proposes an improvement efficiency method for a T-type inverter in both continuous current mode anddiscontinuous current mode with active power decoupling capability. The proposed method consists of two parts: (i)modification of the switching pattern and (ii) application of optimal switching frequency under CCM control. The
switching pattern of the neutral point current is changed in order to reduce the inductor current RMS value in (i). In(ii), determine the continuous current mode's switching frequency that minimizes losses based on loss analysis. As aresult, the efficiency was improved by 2.4% compared with the conventional CCM/DCM control at 1 kW.
キーワード：T-type インバータ，電力脈動補償，電流連続モード，電流不連続モード

Keywords：T-type inverter, active power decoupling, continuous current mode, discontinuous current mode1.

流を独立して制御できる(5)。しかし電流実効値が増加するはじめにため，効率が低下する課題がある。

近年，環境問題を背景に太陽光発電(PV)をはじめとするこれらの課題に対して著者らは CCM/DCM 混在制御によ再生可能エネルギーの利用が検討されている(1)。PV と単相る電力脈動補償法を提案している(6)。本制御では CCM で電系統の連系では DC-DC コンバータと単相インバータで構成力脈動が補償できない期間のみ DCM で動作させることされるパワーコンデショナ(PCS)が用いられる。単相インバ

で，DCM のみを用いた制御と比較して効率の改善が期待でータにおいて系統の 2 倍の周波数で脈動する電力に対し，きる。しかしこれまで検討した制御法では特に DCM 期間追加回路により補償を行う方式が提案されている(2)-(3)。この方式では小容量セラミックコンデンサ等をエネルギーバッファとして適用できるが，追加回路により回路体積の増加を招く。

中に発生する損失が支配的となり効率改善効果が限定的であった。
本論文ではスイッチングパターンと動作周波数に着目した CCM/DCM 混在制御の効率改善法を提案する。実機検証

これまでに T-type インバータを用いた電力脈動補償法がにおいて，従来制御法と比べ定格動作点で効率を 2.4%改善提案されている (4)-(6)。この方式ではキャパシタから構成さし，損失を 26.2%低減することを確認したので報告する。

れるレグの中性点電流を制御することで追加回路を用いることなく電力脈動補償を行っている。本方式の制御として

2.

T-type インバータの CCM/DCM 混在制御
図 1 に T-type インバー

電流連続モード(CCM)および電流不連続モード(DCM)を用〈2･1〉 電力脈動補償の原理いた手法がそれぞれ検討されている(4)-(5)。CCM による制御

タの回路構成を示す。本回路ではキャパシタ C1，C2 を電力では共通のインダクタ電流から中性点電流と出力電流の両脈動補償のためのエネルギーバッファとして活用する。負方を制御する必要があり，出力電流制御による制約で電力荷の力率を 1 と仮定した場合，インバータの出力瞬時電力脈動の補償ができない期間が存在する(4)。一方 DCM による

pout は(1)式で表される。
pout = voutiout = Vout I out − Vout I out cos(2t ) ······················· (1)制御ではゼロ電流期間を設けることで中性点電流と出力電vout，Vout は出力電圧の瞬時値および実効値，iout，Iout は出力Idc電流の瞬時値および実効値である。

ic1
C1

図 2 にキャパシタ C1，C2 の電圧波形を示す。入力電力をVdc一定とするにはキャパシタの充放電電力を制御し，(1)式の脈動分を打ち消す必要がある。そこで 2 つのキャパシタ電ic2
C2

圧 vc1，vc2 を直流電圧 Vdc の半値を基準に振幅 Vc の逆位相のFig. 1.

正弦波に制御する。各キャパシタ電圧は(2)式で表される。
V
v = dc − Vc sin(t + ) c1
24 ······································ (2)v = Vdc + V sin(t +  )
c2c

24


S6vc1

S1

S3

S5iL

iout

Linvc2S4

S7 S8LfCfVinv.

vout

S2Circuit configuration of the T-type inverter.

v, ivc2vc1

V dc
2

ioutint

ここで各キャパシタ電圧の振幅 Vc は直流電圧 Vdc の半分以i回路を用いることなく電力脈動補償が可能である。
〈2･2〉 CCM/DCM 混在制御0図 3 に CCM，DCM で動作した場合のインダクタ電流波形を示す。図 3(a)の CCMiLFig. 3.

上記の中性点電流制御を行う必要がある。しかし電力脈動
iL*できない。
図 3(b)に示す DCM ではゼロ電流期間を設けることで中性(a) CCM(b) DCM
Inductor current waveforms for both CCM control
and DCM control.
CCM duty generation
voutVinv.
a/b DoutaPIabs÷bvcx Vdc
a/bDna*inabs÷biout*

点電流と出力電流を独立して制御することができる。そのDoutSwitchingtableiL

タ電流よりも大きい場合は中性点電流を指令値通りに制御

tDuty limit

ける。特に，電力脈動補償に必要な中性点電流がインダク

zero current
periodinDn18D0absvout*

ため，CCM では電力脈動の補償ができない期間においてもiout*

P

し DCM 単体の動作では Duty 比の制約によって電流実効値vc2*が増加するため効率が悪化する。
図 4 に CCM/DCM 混在制御の制御ブロック図を示す。

in*P

in*compvc2

d1，d2d3，d4

Switching tableiout

Duty calculation

中性点電流を指令値に追従させることが可能である。しかvout*comp

iout*，Vdc ，vc1*，vc2*，L，Tsw

CCM/DCM 混在制御による電力脈動補償法では CCM にお8Change around non-compensation period & Modulation

補償に必要な中性点電流はインダクタ電流による制約を受

iLt0

では連続したインダクタ電流によって出力電流制御および

8 S1

S8

DCM duty generation

ける補償不可期間を DCM で制御を行い，その他の期間でFig. 4.

は CCM で制御を行う。これにより CCM 単体の動作時より電力脈動を補償でき，かつ DCM 単体の動作時より効率をiin~(3)式に基づいて中性点電流制御を行うことで本回路は追加

Capacitor voltage waveforms and natural point
current waveform of T-type inverter.
iL , in [A]Fig. 2.

を算出し，中性点電流 in を求めると以下の(3)式となる。
in = ic2 − ic1 = 2 C1Pout sin(t − ) ··························· (3)4iL , in [A]下である必要がある。(2)式を基に各キャパシタ電流 ic1，ic2

Control block diagram of CCM/DCM control.

ャリア周波数は DCM に対して高く設計する。

改善することが期待できる。提案する制御は CCM と DCM

CCM/DCM 混在制御では CCM および DCM の動作割合での動作に対して個別に制御器を設け，電流モード切り替や，各電流モードでの損失特性が効率に影響を与える。そえ条件に基づきデューティ指令を切り替える。CCM とれぞれの電流モードの特徴として，CCM では半導体素子のDCM の切り替えは以下の(4)式に基づいて行う。

ターンオン，ターンオフでのスイッチング損失が大きい。

| vout * | − 0 : CCM| in * |·························· (4)vc1 (or vc2 ) | iout * | 0 : DCM

実際の CCM と DCM の切り替えはそれぞれのデューティ指令の更新タイミングによって更新され，今回はキャリア

一方 DCM では高い電流ピーク値から導通損失が増加する。そこで本論文では各電流モードにおける損失低減法について検討する。

3.

CCM/DCM 混在制御の効率改善法のボトムに同期している。指令値更新の周期はキャリア周〈3･1〉 DCM の損失低減手法

波数に依存するため，CCM のキャリア周波数が低い場合，ける，従来および提案する中性点電流制御波形を示す。図(4)式に示す DCM への切り替わりタイミングと実際の切り5 は出力電流指令 iout*，中性点電流指令 in*ともに正の期間に替わりタイミングの誤差が大きくなる。よって CCM のキおいて中性点電流指令の方が出力電流指令より大きい場合

図 5 に DCM 制御におのインダクタ電流 iL と中性点電流 in の波形を示している。

i

中性点電流制御によって出力電流指令以上の電流が連系インダクタに流れる場合，d1 と d2 の期間でインダクタ電流をiLiout*0一致させる。図 5(a)に示す従来の中性点電流制御方式でiLtin* in0t 0ているため，d4 の期間に還流電流が連系インダクタから流d1 d2れる。そのため中性点電流指令がピークに近づくにつれ d4d3d4t
d1 d2d3d4(a) Conventional control(b) Proposed control
Fig. 5. Neutral point current in DCM control period.の期間で流れる還流電流が増加し，d1 と d2 の期間に流れるインダクタ電流の実効値も増加する。

Table 1. Experimental condition.

これに対して，図 5(b)に示す提案する中性点電流制御方

Parameter
Output power
Input voltage
Output voltage
Output frequency
Compensated capacitor
Grid-tied inductor

式では中性点電流は d3 と d4 の期間において，三角波状に制御を行う。これにより還流電流が流れず，d1 と d2 の期間に流れる出力電流指令と逆方向の電流を小さくできる。また
中性点電流においても，のこぎり波状から三角波状に制御を変更することで電流実効値を低減することができる。その結果，CCM/DCM 混在制御における DCM 動作時の効率

SymbolPoutVdc
Voutfout
C1,C2L1Value
1 kW
400 V
100 V
50 Hz
120 µF
95 µH(%Z 0.3%)

Capacitor voltage vc1,vc2 [200V/div]を改善することができる。
〈3･2〉 CCM の損失低減手法

iout*

t 0circulating
current
in* in

調整することで，インダクタ電流平均値を出力電流指令には，中性点電流は d3 の期間においてのこぎり波状に制御し

iCCM/DCM 混在制御で

vc1

は DCM 動作を行うために CCM のみで設計された連系インダクタに対してインダクタンスを小さく設計する必要があ0る。そのため CCM 動作時のスイッチング周波数が低い場

0vc2

Output voltage vout [200V/div]

合，スイッチングリプルが大きく，インダクタ電流が出力
Output current iout [20A/div]
THD : 1.6%

電流指令に対して逆方向に流れる期間が存在する。従来のCCM/DCM 混在制御ではこれを防止するために CCM 動作0時のスイッチング周波数を 50 kHz としていた。しかし，高いスイッチング周波数に起因するスイッチング損失 Psw により，従来の CCM/DCM 混在制御では DCM 単体動作時に0対して効率改善効果が薄いという課題があった。これに対し，CCM のスイッチング周波数を低下させた場合，Psw はれる期間が増加する。そのため電流実効値が増加し導通損
失 Pcond も増加する。
以上のことから，CCM 動作時の損失にはスイッチング周波数によって Psw と Pcond にトレードオフの関係がある。本論文では損失解析に基づいて Psw と Pcond の和が最小となる動作周波数を決定する。これにより CCM/DCM 混在制御における CCM 動作時の効率を改善できる。

4.

実機検証

表 1 に実験条件を示す。本論文では，(3)式に示すキャパ

Inductor current iL [50A/div] CCM DCM CCM DCM

Fig. 6.

Experimental result at 1kW in CCM/DCM control.
(CCM 20kHz/DCM 10 kHz)

12Experimentalcondition

10Loss [W]低下するが，インダクタ電流が指令値に対して逆方向に流

8642

Pcond + Psw

PcondPsw

6.8
3.9

4.2
2.8

4.8
2.3

5.8
2.1

6.9
2.00

10 kHz
20 kHz
30 kHz40 kHz
50 kHzSwitching frequency under CCM operation.
Fig. 7. Loss analysis results in CCM control period.

シタ電圧振幅 Vc を Vdc/2 の 80%とするために，補償キャパ
シタを 120 µF としている。

レータ(PLECS)を用い，使用するデバイス(SCT3022KL)の

図 6 に出力電力 1 kW における CCM/DCM 混在制御

データシートから熱モデルを作成することで導通損失とス(20kHz/10kHz)の動作波形を示す。図 6 より各キャパシタ電イッチング損失を算出している。図 7 では CCM 動作時のス圧が逆位相の正弦波に制御できていることに加え，インダイッチング周波数を 10 kHz から 50 kHz まで 10 kHz 刻みでクタ電流からも明らかに CCM と DCM の切り替えができて変化させている。図 7 より本論文の動作条件では CCM のスいる。またこの時の出力電流 THD は 1.6%となった。

イッチング周波数が 20 kHz でデバイス損失が最小となって

図 7 にスイッチング周波数を変化させた場合の CCM 動作時の損失解析結果を示す。なお今回の解析は，回路シミュいる。そのため図 6 に示す CCM/DCM 混在制御におけるCCM のスイッチング周波数は 20 kHz としている。

Harmonic component ratio
based on DC component [%]

図 8 に各電流モードにおける入力電流の高調波解析結果を示す。CCM 単体動作では補償不可期間の影響により 2 次高調波成分は 68.5%の低減に留まっている。これに対し，
CCM/DCM 混在制御(20 kHz/10 kHz)では 2 次高調波成分を94.2%低減しており，DCM 単体動作と同程度の低減効果を得られている。
図 9 に CCM および DCM の単体動作時の効率特性を示
DCM 単体動作と比較して，定格動作点で効率を 2.3%改善

Efficiency [%]比較して，定格動作点で効率を 0.6%改善し，損失を 14.5%低減している。
図 10 に従来および提案する CCM/DCM 混在制御の効率特性を示す。提案する CCM/DCM 混在制御では両低減手法

2Efficiency [%]CCM/DCM 混在制御の効率は DCM 単体動作時の効率特性に近い特性を示している。これは本論文の動作条件では系
統 1 周期のうち DCM が 74%を占めていることに起因している。CCM/DCM 混在制御のさらなる効率改善には CCM で
図 11 に従来および提案する CCM/DCM 混在制御の損失解750.00.1 0.2

858075Fig. 10.

Loss [W]を低減していることが要因である。

まとめ

本論文では CCM/DCM 混在制御の効率改善手法を提案した。DCM の電流実効値低減手法と CCM の損失低減手法を組み合わせた提案手法により，効率を 90.1%から 92.5%まで(3)1.6%，入力電流の 2 次高調波成分を 94.2%低減できていることを確認した。今後は CCM 動作範囲を拡大可能な制御(4)

V. Seshagiri Rao and K. Sundaramoorthy : “Performance Analysis ofVoltage Multiplier Coupled Cascaded Boost Converter With Solar PV
Integration for DC Microgrid Application”, in IEEE Transactions onIndustry Applications, Vol.59, No.1, pp.1013-1023 (2023)
Y. Shen, D. Zakzewski, A. Hasnain, R. Resalayyan and A. Khaligh :“Reduced Sensor Control Approach for Active Power Decoupling Circuit in
PV Microinverter Application”, 2023 IEEE Energy Conversion Congress
and Exposition, pp.13-18 (2023)

20

Improved by 0.6%

96.3%

0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8
Output power [p.u.]

0.9 1.0

Prop. CCM/DCM(20kHz/10kHz)

92.5%

Improved
by2.4% 90.1%
Conv. CCM/DCM(50kHz/10kHz)

(5)

(6)

Efficiency characteristics with conventional andproposed CCM/DCM control.

90
T-type SW
78.8 W
80switching loss
70
T-type SW
58.5
W60
conduction loss
50Inv. diode
Reducedconduction loss
40by 53.5%
Inv. SW
30switching loss
20Inv. SW
10conduction loss
0 Conv. CCM/DCM Prop. CCM/DCM(50kHz / 10kHz) (20kHz / 10kHz)

Fig. 11.

改善し，損失を 26.2%低減した。また，CCM のスイッチン

献18Efficiency characteristics with only CCM control
and only DCM control.

90る。これは DCM の電流実効値低減手法によって還流電流

文1691.3%
Improved by 2.3%
Conv.DCM
89.0%
Prop.DCM
1p.u. = 1 kW

80

失を 53.5%低減することで効率を改善していることがわか法について検討を行う。

810 12 14
Harmonic order [-]Conv.CCM(50 kHz) 95.7%85インバータ側スイッチにおけるボディダイオードの導通損

グ周波数を変化させた場合においても出力電流 THD が61p.u. = 1 kW
70
0.0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0
Output power [p.u.]の動作範囲の拡大が必要となる。
析結果を示す。図 11 より提案する CCM/DCM 混在制御は，

CCM
Proposed CCM/DCM

Harmonic components of input current in eachcurrent mode.

95

しかし各電流モードでの効率特性を比較すると提案する

4Prop.CCM(20kHz)

Fig. 9.ていることがわかる。

(2)

0.1

9070

により，定格動作点で効率を 2.4%改善し，損失を 26.2%低(1)Proposed
DCM

195を適用した場合(20 kHz)，従来の CCM 単体動作(50 kHz)と5.

10100し，損失を 22.9%低減している。また CCM の損失低減手法

手法より DCM の電流実効値低減手法が効率改善に寄与しReduced by 94.2%
with proposed CCM/DCM

Fig. 8.

す。DCM の電流実効値低減手法を適用した場合，従来の減している。また，図 9 および図 10 より CCM の損失低減

100Loss analysis results with conventional andproposed CCM/DCM control.

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