フライングキャパシタ形 Current-Fed DAB コンバータの昇圧キャパシタ電圧制御による損失最小化
学生員

大野 貴志

正員

渡辺 大貴

上級会員

伊東淳一 (長岡技術科学大学)

A Consideration about Loss Reduction by Boost Capacitor Voltage Control for Flying Capacitor-type
Current-Fed DAB Converter
Takashi Ohno, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Jun-ichi Itoh, Senior Member(Nagaoka University of Technology)
This paper investigates loss reduction in a flying capacitor-type current-fed DAB converter through boost capacitor
voltage control. The losses of each switching device are analyzed through formulation and validated throughexperimentation. The results indicate that adjusting the boost capacitor voltage to 450 V minimizes losses, achievinga mismatch of only 0.97% between the calculated and experimental results. The findings highlight the importance ofconsidering conduction, switching and copper losses for optimal performance.
キーワード：DC-DC コンバータ，ゼロ電圧スイッチング，Current-Fed DAB コンバータ，損失解析

Keywords：DC-DC converter, Zero voltage switching (ZVS), Current-fed DAB converter, Loss analysis

1.

本回路はフルボルテージ(FV)とハーフボルテージ(HV)の切はじめにり替え，電流三角波モード(TCM)によるゼロ電圧スイッチ

近年，電力変換器の削減や太陽光発電やバッテリとの親ング(ZVS)と電流実効値抑制，昇圧キャパシタ電圧調整に和性の観点から DC グリッドが注目されている(1)(2)。これら

よって広い動作範囲での高効率動作を実現できる。しかの用途は電圧や電力変動が大きいため，連系する絶縁型し，これまで，損失を最小化する昇圧キャパシタ電圧は実DC-DC コンバータはワイドレンジでの運転が要求される。

験的に決定しており，理論的に明らかになっていない。

回路は様々な方式が考えられるが， Dual Active Bridge

本論文では FCCF-DAB コンバータにおけるスイッチング(DAB)コンバータは双方向動作やソフトスイッチングが可デバイスの損失と昇圧キャパシタ電圧条件の関係を数式に能な点から適用が期待できる。しかし，DAB コンバータはより明確にし，損失最小点を明らかにする。本手法ではス

入出力電圧の変動によりハードスイッチングやトランスのイッチングデバイスの飽和電圧特性を線形近似することで循環電流増加を引き起こし，効率が低下する課題がある。

最小限の計算で導通損失を導出する。試作機により損失の上記の課題に対してこれまでに様々な DAB コンバータの実験結果と解析結果を比較し妥当性を検証する。

高効率化手法が検討されている。拡張位相シフト(EPS)制御2.

(3)は従来のデュアル位相シフト制御に加えて励磁電流を制回路構成および制御御することで ZVS での動作範囲拡大や電流実効値の抑制が

図 1 に FCCF-DAB コンバータを示す。本回路は，低圧側実現できる。しかし，複雑な位相シフト条件に基づいて制インバータの各中点にインダクタを接続し電流型構成とす御が行われるため，制御パラメータの最適化が課題である。高圧側は 3 レベルフライングキャパシタコンバータる。また，T-type インバータと組み合わせた DAB コンバー(FCC)で構成し必要な素子耐圧を低減する。FCC は DC グリ

タではトランスに印加する電圧レベルを適切に切り替えるッド電圧をトランスに印加する FV モードと FC 電圧を印加ことで高効率動作範囲を拡張している (4)。しかし，各レグする HV モードで動作する。これらの動作モード切替によの半導体スイッチに必要な耐圧は 2 レベルインバータと同り広い入力電圧，負荷条件での高効率動作を実現する。
図 2 に FCCF-DAB コンバータの HV モードにおける動作様のため回路の高耐圧化が課題となる。
これらの問題に対して，著者らはフライングキャパシタエリアを示す。本回路は，入力電圧や負荷条件でデバイス形 Current-Fed (FCCF)-DAB コンバータを提案している(5)。のスイッチングタイミングが異なるため A，B，C の動作エ
1リアに分けられる。また，各動作エリアではトランス電流

Secondary sideは図 2 の概形となる。本論文では最も動作エリアが広い A

S5

S9

S6

S10iTrp LDABvTrp
N=n1/n2
S7iTrs CfcavSec

S8

S12Primary sideについて検討を行う。
CC

図 3 に定常動作波形と各スイッチング素子の電流波形をS1S3示す。トランス電流のオフセット電流 Ioffset は二次側デバイ

LCA iLCALCB iLCBvPriS2S4スを ZVS するために，昇圧インダクタ電流のボトム電流 Ibot
は一次側下側デバイスを ZVS するために設けている。これ

VinCfcb

Vgrid

S11

らの電流は，デッドタイム期間中にデバイス出力容量に蓄
Vin: 150–500 V
Vgrid: 1500 V

えられたエネルギーを十分放電できる値に設定している。
図 4 に FCCF-DAB コンバータの制御ブロック図を示す。
シタの電圧制御を行う。また，昇圧インダクタ電流は一次側下側デバイスの ZVS を達成するために電流三角波(TCM)で動作する。TCM は昇圧インダクタ電流のボトム値を一定の負電流に制御するために可変周波数で動作する。昇圧インダクタ電流のボトム値と電力の関係は(1)式で表される。

Input current [p.u.]

FCCF-DAB コンバータの一次側 H ブリッジでは昇圧キャパ

Fig. 1 Circuit configuration of flying capacitor-type current-fed(FCCF) DAB converter.
1.0

B

1p.u.: 40A0.75
0.5

Out of operation region

AiTrp

0.25

iTrp

iTrp

C0150

250
350300
Input voltage [V]Fig. 2 Operation region of FCCF-DAB converter at HV mode V 2 D1
P = 2Vin I LC _ avg = 2Vin  in+ I bot  ..................... (1)  LC 2*

ここで，P*は電力指令値，Vin は入力電圧，ILC_avg は昇圧イ

200

D1

2

D1



ンダクタ電流の平均値，D1 は一次側下アームのオンデュー
D2ティ，はスイッチング角周波数で 2fS，fS はスイッチング

Gate signal : S2, S4
Gate signal : S5, S6,S9, S10

D2

Transformer voltage : vPri, vTrp周波数，LC は昇圧インダクタンス，Ibot は ZVS に必要な昇圧インダクタ電流のボトム値である。

Transformer current : iTrp(1)式よりスイッチング周波数は(2)式で表される。

fS =Ioffset

Vin 2 D1................................................ (2)LC ( P* − 2Vin I bot )Boost inductor current : iLCA, iLCB

Ipeak

ILC_avg

一次側下アームのオンデューティ D1 は(3)式で表される。

D1 = (VC − Vin ) VC ..................................................... (3)Ibot
Switching device current of primary side : S3, S4

ここで，VC は昇圧インダクタ電圧である。
FCCF-DAB コンバータの伝送電力と位相シフト角 の関Switching device current of secondary high side : S5, S6係は(4)より導出される。

P=

1 2πv pri ( ) iTrp ( ) d ......................................... (4)2π 0Switching device current of secondary low side : S7, S8

ここで，vpri は一次側インバータの出力電圧，iTrp はトランス一次側電流である。
また，二次側デバイスを ZVS するためのオフセット電流は二次側デューティ D2 によって制御され(5)式で表される。

D2 = ( 2I offset f S LDAB + VC D1 ) NVout ................................ (5)0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15Fig. 3 Steady waveform of FCCF-DAB converter.
Boost capacitor voltage control block

VC*

ここで，Ioffset はトランスオフセット電流である。

3.

PIP

Eq.(2)

調整時における損失特性を明らかにするために各スイッチングデバイスの損失を定式化する。また，本論文では受動部品の損失はトランス銅損のみ考慮し，昇圧インダクタの損失とトランスの鉄損は考慮していない。スイッチングデバイスの損失はスイッチング損失と導通損失からなる。さらに，スイッチング損失はターンオン損失とターンオフ損

S4, S3PIICLB*S2, S1ICLA VC -Vin VC

VC

半導体損失の定式化

本章では，FCCF-DAB コンバータの昇圧キャパシタ電圧

D1PI0.5

D2fS*

10
10S5, S8
Phase
shift

S6, S7S9, S12

D2S10, S11

Phase shift angle
calculation

Eq.(4)

Phase shift, switching frequency and secondary duty calculation block
Fig. 4 Control block diagram of the FCCF-DAB converter.

失に分離できる。また，導通損失はスイッチングデバイスに通流する電流の極性によって IGBT とダイオードのいずれかで生じる。

Table. 1 Collector current at IGBT turn-off〈3･1〉 トランス電流と昇圧インダクタ電流

FCCF-DAB コンバータのトランス電流位相角を(6)式で表す。

 0 = 01 = D1 +  − D2.................................................. (6) 2 = 2 D13 = D1 +  + D2

ただし，FCCF-DAB コンバータのトランス電流位相角は半周期で対称となるため0–3 までのみを示す。

Switching devices

Turn-off current

S1_IGBT,S3_IGBTVC D1 − NVout D2 + 1  − Pin + Vin D1 2  Vin LC f S  LDAB

S2_IGBT,S4_IGBT

VC D1 + NVout ( − D1 ) 1  Pin Vin D1 +  +
 LDAB
2  Vin f S LC 

S5_IGBT,S6_IGBT
S9_IGBT,S10_IGBT
S7_IGBT,S8_IGBT
S11_IGBT,S12_IGBT−N (VC D1 − NVout D2 ) LDAB

N (VC ( − D2 ) + NVout D2 ) LDAB(6)式のトランス電流位相角におけるトランス電流を(7)式，昇圧インダクタ電流を(8)式で表す。

iTrp (0 ) = −iTrp ( 4 ) = ( −VC D1 + NVout D2 )  LDABiTrp (1 ) = −iTrp (5 ) = (VC ( − D2 ) + NVout D2 )  LDAB. (7)
iTrp ( 2 ) = −iTrp (6 ) = (VC D1 + NVout ( − D1 ) )  LDABiTrp (3 ) = −iTrp (7 ) = (VC D1 − NVout D2 )  LDAB
iLCB (0 ) = ( P* Vin − Vin D1 f S LC ) 2 = ibot
.................... (8)*iLCB (2 ) = ( P Vin + Vin D1 f S LC ) 2 = i peak
昇圧インダクタ電流は一次側のスイッチングでのみ電流のバイスには一次側トランス電流に巻数比 N 倍した電流が流れる。ただし，二次側トランス電流には一次側トランス電流から励磁電流を除いた電流が流れるが，励磁電流は負荷電流に対して十分小さいため簡単化のため本論文では考慮していない。
〈3･3〉 導通損失

IGBT は負方向に電流を流すことができないためデバイスに流れる電流極性によって IGBT ま
たはダイオードのいずれかに導通損失が生じる。IGBT とダイオードの瞬時導通損失はそれぞれ(11)式と(12)式で表される。

傾きが変化するため 2 区間のみとなっている。

pC _ IGBT = vCE ( iC ) iC =  ' iC ( ) + vCE0iC ( ) ................. (11)〈3･2〉 スイッチング損失

pC _ Diode = vEC ( iE ) iE =  '' iE ( ) + vEC0iE ( ) ................ (12)2スイッチング損失はターンオン損失とターンオフ損失に分離できる。一方で，FCCFDAB コンバータは全スイッチングデバイスで ZVS を達成するためターンオン損失は生じない。また，データシートにおけるターンオフ損失は電圧と電流の重なり期間に生じる損失，キャリアの再結合に伴うテール電流による損失，出力容量による損失からなる。このうち出力容量による損
失はターンオン時の ZVS 動作により充電された電荷が負荷または電源に回生されるため発生しない。出力容量に起因する損失は(9)式で表し，損失計算で用いるスイッチング損

2

ここで′，′′はそれぞれ IGBT と Diode のコレクタ–エミッタ間飽和電圧の傾き，vce0，vec0 はそれぞれ IGBT とダイオードのゼロ電流時のコレクタ–エミッタ間の飽和電圧である。ただし，IGBT とダイオードの飽和電圧と電流の関係は線形近似している。また，IGBT とダイオードの導通損失は瞬時導通損失を各トランス電流位相角の区間ごとに積分することで求められる。1 区間当たりの導通損失は(13)式と(14)式で表される。

PC _ IGBT = ( 2pC _ IGBT (0 ) + pC _ IGBT (1 ) ) (1 − 0 ) 6 ..... (13)

失 ESW はデータシート上のターンオフ時に生じる損失エネ

PC _ Diode = ( 2pC _ Diode (0 ) + pC _ Diode (1 ) ) (1 − 0 ) 6 .... (14)ルギーEoff から減算して用いる。

ESW = Eoff − COESVCE 2 .............................................. (9)ただし，図 3 において正方向に流れる電流は IGBT を導

ここで，COES はデバイス出力容量，VCE はコレクタとエミ通し，負方向に流れる電流はダイオードに導通する。まッタ間電圧である。

た，FCCF-DAB コンバータは自然転流によりトランス電流2

本論文ではそれぞれ 2 nF と 600 V を用いた。ターンオフ
損失は(10)式で表される。

PSW = ESW (VCE , IC ) f S ............................................... (10)の各位相角のタイミング以外で電流極性が変わるため，転流時の位相角を求める必要がある。

4.

実験結果と損失解析結果

ここで，PSW はスイッチング損失，IC はコレクタ電流である。スイッチング時に生じるエネルギーESW はコレクタ–エ

表 2 に回路パラメータを示す。試作機は入力電圧 150–500

ミッタ間電圧とコレクタ電流に依存する。ただし，コレクV，グリッド電圧 1500 V，定格電力 20 kW を用いた。使用

タ–エミッタ間電圧は 600 V 固定値とし ESW はコレクタ電流

したデバイスは三菱電機製のハイブリッド SiC モジュールに対して線形近似を行う。

(CMH150DY-24NFH, 1200 V, 150 A)である。

表 1 に IGBT のターンオフ時のコレクタ電流を示す。一図 5 に昇圧キャパシタ電圧を 400 V から 470 V まで変化

次側と二次側それぞれの各レグは半スイッチング周期毎にさせた際のスイッチング損失，導通損失，トランス銅損の対称に動作するため対応するスイッチングデバイスに流れ特性を示す。各損失の最小値は昇圧キャパシタ電圧に依存る電流値は一致する。一次側はトランス電流と昇圧インダ

し，400 V から 470 V の間で最大値に対して，スイッチングクタ電流の和がターンオフ時に流れる。一方で，二次側デ損失は 410 V 時で 19.2%減少，導通損失は 460 V 時で 26.8%減少，銅損は 470 V 時で 39.4%減少した。また，損失の合Table. 2 Circuit parameters with loss analysis and experiment

計値で最小となるのは 450 V 時で 15.6%減少した。これら

Element

Symbolの特性から，FCCF DAB コンバータは導通損失またはスイRated power

PratedMax. value of input current
Switching frequency
Input voltage
DC-grid voltage

Iin-ratedfsVinVgrid

V へと昇圧することでトランス電流実効値は 23.8 A からBoost capacitor voltage

VC

18.9 A へ 20.6%低減している。一方で，スイッチング周波

Boost inductor
External inductor
Magnetizing inductor
Turn ratio
Dead-timeLC
LDABLMg
N
Td

ッチング損失のどちらが支配的かを考慮し適切に昇圧キャパシタ電圧を調整する必要がある。
図 6 に昇圧キャパシタ電圧を 400 V と 450 V に設定した際の実験波形を示す。昇圧キャパシタ電圧を 400 V から 450

数は 10 kHz から 12.9 kHz へ 29.0%増加している。
図 7 に昇圧キャパシタ電圧を 400 V から 470 V まで変化させた際の損失特性の解析結果と実験結果を示す。損失計
フ損失はターンオフ時のエネルギーEoff から出力容量のエネルギーチャージ分を差し引いて計算している。
従来のトランス電圧比とトランス巻数比を一致させた
400 V の条件では，実験時の損失が 366 W，計算結果では366 W と有効数字 3 桁で一致した。また，計算結果と実験結果で損失最小となる昇圧キャパシタ電圧 450 V の条件で

180
Turn-off loss, Conductionloss, Copper loss [W]

算では，ターンオン損失は ZVS 達成によりゼロ，ターンオ

160

Value
20 kW
@Vin=500 V
40 A
10–30 kHz
150–500 V
1500 VHV : 400–470 V
FV : 800 V
270 mH
68 mH
16.2 mH
0.544 (37T/68T)
850 nsSwitching loss
Conduction loss
Copper loss
366 W 334 W 321 W 314 W 309 W 309 W 311 W 316 W

140 153 W

146 W

120118 W

10080112 W

93.7 W

56.8 W

60
40は実験時の損失が 306W，計算結果は 309 W と 0.97%の誤差

400410420430440450
Boost capacitor voltage VC [V]460470Fig. 5 loss characteristics of switching, conduction and copper.
Inverter output voltage vPri 500[V/div], vSe c 1[kV/div]
400 V
450 Vで一致した。これらの誤差の要因は，スイッチング時に生じる ESW や IGBT とダイオードの飽和電圧は線形近似しているためであると考えられる。具体的には，デバイス電流が極めて小さい数 A 程度の領域ではどちらの特性も非線形性があるため損失計算時に損失が多く計上されていると考Trans. current iTrp 20[A/div]

えられる。また，昇圧インダクタの損失，トランスの鉄損等を考慮していないことも誤差の要因である。

5.

23.8 A

18.9 A

まとめ

本論文では，FCCF-DAB コンバータの昇圧キャパシタ電圧キャパシタ電圧 450 V の条件において損失解析と実験結

Boost inductor current iLCA 20[V/div], iLCB 20[V/div]
20[ms/div](a) VC: 400 V,fS: 10 kHz(b) VC: 450 V, fS: 12.9 kHz
Fig. 6 Operation waveform with each boost capacitor voltage.
450Transformer copper loss
Experimental result

果どちらの条件においても損失最小となり，損失は 0.97%400

圧を変更した際の損失特性を明らかにすることを目的に各スイッチングデバイスの損失を定式化した。その結果，昇の誤差で一致した。
今後は動作エリア B および C の損失式の導出を行い，最文献(1) 石橋卓治，地道拓志，森修，「大規模洋上風力発電の直流配電システム
向け高圧大容量 DC/DC 変換器の回路方式と制御法」，電気学会論文誌
D，Vol. 138, No. 1, pp. 58–66,. 2018.
(2) C. Meyer, M. Hoing, A. Peterson, and R. W. De Doncker, “Control and Design ofDC Grids for Offshore Wind Farms,” IEEE Trans. on Industry Applications, vol.
43, no. 6, pp. 1475–1482, Nov. 2007
(3) G. Xu, L. Li, X. Chen, Y. Liu, Y. Sun and M. Su, "Optimized EPS Control toAchieve Full Load Range ZVS With Seamless Transition for Dual Active Bridge
Converters," IEEE Trans. on Industrial Electronics, vol. 68, no. 9, pp. 8379-8390,
Sept. 2021
(4) 比嘉隼，宅間春介，日下佳祐，伊東淳一，「広い電圧駆動範囲に対し て動作モードを切り替え法を適用した T-type Dual Active Bridge DC-DC コンバータの開発」，電気学会論文誌 D，Vol. 139, No. 4, pp. 388- 400,. 2019.
(5) 大野貴志，西川滉大，渡辺大貴，伊東淳一，「1500 Vdc 系統に連系するLoss[W]

適な動作モード(FV と HV)の切替点について検討を行う。

Diode Conduction loss
(Sec. low side)
Diode Conduction loss
306 W
350
(Sec. high side)
309 W
Diode Conduction loss
(Pri. low side)
300
Diode Conduction loss
(Pri. high side)
250
IGBT Conduction loss
(Sec. low side)
200
IGBT Conduction loss
(Sec. high side)
150
IGBT Conduction loss
(Pri. low side)
100
IGBT Conduction loss(Pri. high side)
Turn-off loss (Sec. low side)
50
Turn-off loss (Sec. high side)
0 400 410 420 430 440 450 460 470 Turn-off loss (Pri. low side)
Turn-off loss (Pri. high side)
Boost capacitor voltage VC [V]
366 W
366 W

Fig. 7 Results of loss calculation and experiment.
双方向 Current-Fed DAB コンバータの電流実効値低減法」SPC-24-085,
PE-24-031, PSE-24-043, 2024.