島田理化技報
No.19

目

次

■巻頭言
技術開発についての一考 ………………………………………………………………………………………………………………1
村上圭司

■寄稿
超音波で物が動く？ 近距離場音波浮揚現象とその応用 …………………………………………………………………………3
東京工業大学 教授 工学博士 上羽貞行

■技術開発
【電子部門】
負の飛び越し結合係数を有する矩形導波管有極フィルター ………………………………………………………………………11
生駒俊治 浅利 哲
ディジタル型屋内通信エリア拡張システム …………………………………………………………………………………………15
岩倉章次 松 紀比古 宮 慎也 鈴木君尚 田中克佳 四分一 浩二
Ka帯VSATシステム用低雑音ブロックダウンコンバーター ……………………………………………………………………21
拮石 真一郎 三神幸治 松永和之
円形導波管狭帯域帯域通過フィルターの温度補償技術 ……………………………………………………………………………25
平間智之 萩原栄治 貝田典之 浅利 哲 杉山裕通
【産機部門】
ユニット型IHインバータ ………………………………………………………………………………………………………………35
村松 護 椛田 学 松村琢夫 板谷隆博 石間 勉
大型ガラス基板対応枚葉洗浄装置の要素技術開発 …………………………………………………………………………………42
北川賢一 米田尚史 美濃秀志
超音波洗浄用発振器 ……………………………………………………………………………………………………………………47
辻 寛樹 西澤克広 安藤英一

■製品紹介
【電子機器】
気象観測用Ｃ帯レーダーフィルター …………………………………………………………………………………………………51
IMT-2000用中継増幅装置……………………………………………………………………………………………………………52
FWA用18GHz帯フロントエンドモジュール ………………………………………………………………………………………54
FWA用23GHz帯フロントエンドモジュール ………………………………………………………………………………………55【産業機器】
IH用小型ハンディCT……………………………………………………………………………………………………………………56「ソルブ55○R 」シリーズ洗浄剤対応ワンサイクル洗浄装置（SL−301A）…………………………………………………………57
環境対応型精密洗浄システム SOL−LABO（ソルラボ）シリーズ■特許登録紹介 ……………………………………………………………………………………………………………………59

本紙は，再生紙を使用しています。

■巻頭言
技術開発についての一考
取締役
電子事業本部副本部長
兼 研究開発部長

村上 圭司
Keishi MURAKAMI

情報通信技術はディジタル化の進展とともに，急速に発達してきました。情報処理，通信方式，デバイス，ヒューマンインターフェースなどの技術がそれぞれ連携して高度化し，その結果として享受できる高度なサービスにより，私たちも多方面でその恩恵を受けてきています。今後も技術の進歩はさらに加速していくと思いますが，一方，サービスを享受する側からは，どこまで高度なサービスを使いこなせるのかという不安が残ります。技術の進歩はディジタル的に高度化が進みますが，私たち使う側から見れば，アナログ的にゆっくりと生活に入ってもらう方がついていけるように思います。

ところで，技術の進歩が即座に社会生活の便利さに結びつくのかということは議論があるところですが，技術の進歩が製品・サービスの高度化を通じて，大多数の顧客満足度の向上に大きく寄与していることは間違いないと思います。さまざまな応用技術が時々刻々開発されて，新製品として市場に提供されます。しかし，よく見てみると技術そのものの根本である本質的な点で，従来からの進展度はそれほど大きくないのではないかとも感じています。もちろん画期的な発見や発明により技術は急速に発展しますが，それほど頻度は多くありません。従って，私たちが時代の先端をいくような製品を世に出していくためには，技術の本質を十分把握した上で，早期に次の応用技術を適用するための準備をすることです。すなわち，世の中のニーズを予測し先取りして，素早く開発を先行着手する必要があります。
しかし，現在保有する技術だけで新製品ができるかといえばそう甘くはありません。新たな周辺技
術を取り込み，機能・性能を向上させて製品に付加価値をつける必要があります。そのためには新技術開発に加えて，当社にない技術を保有する人達との協力・連携が重要です。このような判断を的確に実施するためには，常に自社，他社の技術力の相対評価と，事業戦略・開発戦略の方向性などを一段高いレベルで冷静に見ておかなければなりません。

技術を正当に判断するためには，技術そのものの本質をきちんと見極める必要があります。本質を探すのは難しいと思いますが，たとえば，応用技術で実現された製品の核心を形作る普遍的なもの，
これが本質（技術のエッセンス）ではないかと考えます。
当社の主要事業の柱の一つである無線通信の分野に関しては，たとえば，マイクロ波回路理論，アンテナ理論，伝搬理論，通信理論などの基礎理論は50年ほど前に確立されており，信号処理などの最新といわれる技術も，20年ほど前には理論面ではほぼ確立されています。
一方，無線通信工学は，これらの理論を基盤として，装置として実現し実用化する手段として急速に進歩しています。メーカーは製品を社会に提供し，顧客に安心して利用いただくことを継続して信1

島田理化技報No.19（2007）

頼を得ることが基本です。このため，非常に繊細に設計し検証を重ねて，製品として仕上げるまでに多くの時間と労力を投入しますが，これにより着実に技術が前進しています。

私は，これまで無線通信にかかわる研究開発・実用化開発に携わってきました。衛星通信や移動通信において，変復調技術や無線信号処理の分野は，結局は理論に裏付けされた雑音やフェージングとの戦いです。これらを克服するための実現手段として，理論解析に加え，アナログ／ディジタル伝送
技術，信号処理技術などをいかにうまく利用するかがポイントとなります。その経験から，目標とす
るのはあくまで理論限界であり，常にそこに向かってチャレンジすることが，従来よりもよいものを作り出す原動力ではないかと思います。技術開発では何度も壁に突き当たりますが，そのたびに周囲の人と議論し，助けを頂きながら，本質を探るべくできるだけものごとをシンプルに考えることが大切だと思います。

「技術は人なり」，そして「技術は一朝一夕にはならず」と私は思います。顧客から技術面で信頼を得るためには長年の蓄積が必要ですが，信頼を失うのは一瞬です。技術は正直で努力した分だけ応えてくれます。従って，常に世界の一流を意識して，自己には一段高い目標を設定しながら，着実にステップを踏んで進むのが技術の高度化への最短の道だと信じています。
また，技術者は視野を広げて，他人あるいは他社の人たちが当該課題にどのように取組み，どんな成果を出しているのかをじっくり見てみることも重要です。冷静にかつ公平に自分の技術力を把握し評価できることは，自分のレベルが向上し，周りがよく見えてきたことになります。独りよがりの判断をすると，小さな「技術」の差が製品としての価値の大きな差になって返ってきます。全体に目を配り，自分の持ち場を認識して，担当部分を高いレベルできちんと完成させることが最終的な成功につながると思います。
技術は個人に宿りますが，企業としての製品開発力は人的ネットワークを含む総合力です。長期的視点で技術者を育成し，併せて技術の継承手法を社内システムとして確立することが企業の底力になり，私たちが拠り所とする最後の砦となります。

技術開発に関して感じていることを述べました。個々の技術力を高め，さらに周りの人と連携していくことで，シナジーが生まれて大きな成果を発揮することができます。同時に，仕事は明るく楽し
く，かつ厳格な気持ちで集中力を持って取り組むことが大事だと思います。当社は昨年60周年を迎えました。今年は新たに一年目の気持ちで，次の事業の柱となる製品とそれを支える新技術を皆さんと共に作っていきたいと思います。

2

■寄稿

超音波で物が動く？
近距離場音波浮揚現象とその応用

東京工業大学
教授
工学博士

上羽 貞行
Sadayuki UEHA

1. はじめに

2. 近距離場音波現象と理論

粒子あるいは気泡が音波の定在波の節の位置に音波が存在する場すなわち音場に境界面のある捕捉される現象は，以前から広く知られている（1）。

場合を考えると，この境界面には界面の両側での図1に示す例では，超音波振動子で励振されている

音のエネルギー密度の差に応じた直流的な力が働く。

円盤状放射体と角板状反射体によって形成されて

例えば図2に示すように，放射面が一様に同相ピいる定在波の節の位置に，引力に抗して球状の発ストン振動している放射面の上に，底面が平らで，

泡スチロールが捕捉されており，音波が直流的なかつ密度と音速の積が空気のそれと二桁，あるい

力を持っていることを示している。

は三桁異なる物体を乗せると，物体は音波を完全

筆者らの研究グループは，およそ10年前，底面に反射し，底面の上下における音波のエネルギーが平らな数kgの物体が，定在波の節の位置ではなく，密度差に応じた放射圧Πを受ける。この放射圧Πは，定在波のピッチに比べて極めて微小な距離で浮揚空隙の距離ｈが波長に比べて十分小さい場合する現象を実験的に見出した。この場合，物体の材質に関わらず浮揚物体自身が反射板となり，音波放射面から数十〜数百μmの位置で浮揚する現………（1）

象であり，筆者らはこの現象を近距離場音波浮揚と名付け，現象の実験的および理論的検討を行ってきている。また音波の放射，特に進行波に伴っで表される（2）。ここで，ρ：触媒の密度，ｃ：触て生じる音響流を利用すると粘性力による推進力

媒の音速，ξ：振動板上の振動振幅，h ：浮揚距離，が得られるので，物体を非接触で搬送させるアクチュ

γ：比熱比（空気中では1.4）を表す（日本語では

エーターを構成することができる。本稿では，こ放射圧という用語を用いるが，厳密には波動エネ

れらの現象を解説すると共に，筆者らの研究グルー

ルギーの進行方向に働く単位面積あたりの力，すプがこの現象を利用して開発してきた物体の搬送，

なわち応力であり，フランス語では正しく放射応

アクチュエーター，モーターなどの応用例を紹介

力という用語を用いている）。

する。
浮揚物体

図2

近距離場音波浮揚現象の説明図

物体は，この放射圧Πと物体の単位面積当たりの
図1

定在波音場に捕捉されている粒子

重量Wが等しい距離で浮揚することになる。

3

島田理化技報No.19（2007）

この式の物理的な解釈は，

100（1）物体が定められた場合には，浮揚距離は，浮比例する。
（2）浮揚力は周波数に無関係である。
（3）最大の放射圧は振動振幅と浮揚距離が等しい場合に得られる。

浮揚距離（μm）

揚物体の重量の−0.5乗に比例し，振動振幅に
10

等である。
0

図3に示すように，放射面が同相でピストン振動

1

10

100

1000
2

している直径60mmのステンレス製ホーンの上に，単位底面積当たりの重量（g/cm ）図4

断面形状が放射面と等しい浮揚物体を複数枚重ねて乗せることにより浮揚物体の単位面積あたりの浮揚力の測定結果例

3. 放射圧に付随する力

重量を変化させ，それぞれの浮揚距離をレーザー変位計で測定した。図4には，振動振幅を一定とし数十ミクロンから数百ミクロン程度の狭い空隙た場合に得られた浮揚距離を，単位面積当たりのに音波が放射されると，構造に基づく波面の状態，

重量の関数として示してある。実験値は実線で示

吸収あるいは拡散などによりエネルギー密度の差されている理論値とよく一致しており，前述の関が生じ，これにより音響流と呼ばれる直流的な流係が成立していることを示している。また，実験れが生じる。この流れは以下に示すようにベルヌ

では最大15kgの重量のステンレス鋼円板の浮揚がイの原理に基づく引力と粘性による推力を伴う。

確認できており，これは理論値20kgの75％にあたる。

3.1

空隙における負圧による引力

理論値と実験値の差は，完全な平面波の仮定から

図5に示すように，空気中で加振機により振動板のずれ，有限な広がりの振動系を用いていることを振動させて，反射板が放射された音波により受によるものと考えられるので，この点からも（1）

ける力を電子天秤で測る場合を考える。電子天秤式が成り立っていると判断できる。

の時定数は大きいので，電子天秤は音圧には反応せず，直流的な力にのみに反応することはいうまでもない。振動板（直径D＝70mm）がピストン状に200Hzで振動する場合に，反射板に働く圧力を，

レーザー変位計
浮揚物体

振動振幅をパラメータとして空隙の厚さhに対してプロットした測定結果が図6に示してある。反射物
体には，距離hが300μm以下の狭い場合には，放h射圧による反射物体を遠ざける斥力が働いているが，半波長放射体距離が300μm以上になると引力が働く様子が分かる。
加振周波数を変化させて測定すると，加振周波数

ホーン
BLT振動子
高周波電源が高くなるにつれて引力が働く範囲が少なくなり，4kHzでは斥力のみとなることが実験的に確認されている。
これは振動板と反射板の間にある空気円板の半径方向の共振周波数と関係しており，この空気円板の共振周波数に比べて，加振周波数が低い場合

図3 超音波放射圧の測定系には空気円板は空隙の変化に追随でき，空気の流れが生じる。しかし空気の共振周波数より加振周波数が高い場合には空気の円板は振動に追随でき

4超音波で物が動く？近距離場音波浮揚現象とその応用

ず流れは生じない。この場合，空気の流れの空間

負圧が放射圧による斥力に重畳するものと考えて的平均値をUとすると，ベルヌイの定理

いる。
3.2

………（2）

音響流に基づく粘性駆動力

図8に示すように，超音波が放射面から流体中に斜め方向に放射されると，超音波の鉛直成分に基により，速度が 増加すると圧力変化

づく放射圧が働くほか，超音波の放射に伴って生………（3）

じる一定方向の流れである音響流の水平成分U（z）により，物体に粘性力τが生じる。ここでp，ρ，gはそれぞれ圧力，密度，重力加速度である。

………（4）
電子天秤が作用するので，これにより物体が水平方向に駆動される。ここでμd斥力は動粘性係数である。
浮揚物体

引力

反射板

h：距離

振動板

放射板

図5

反射板に働く力の測定系

5

図8

4.

斥力

3
2

音響流による推力

近距離場音波浮揚現象の応用例

1

前節で述べたように，近距離場音波浮揚現象は0

放射圧のほかに音響流に伴う推力および引力が生

引力

P［N/m2］

4

−1
−2

0

図6

じるので，これらを利用すると超音波アクチュエー
0.2

0.4
0.6
距離 h［mm］

0.8

1.0

反射板に働く力の測定例（200Hz）

ターを構成することができる。
4.1

たわみ進行波を利用する非接触搬送装置（3）

物体を浮揚させながら搬送させるためには，振図7には，空気円板の理論的共振周波数が空気円板

動板にたわみ振動の進行波を励振する必要がある。

の直径Dの関数として実線で示されている。またプ

試作実験装置の構造を図9に示す。この振動系では，ロットされている実験値は負圧を生じた周波数を振動板の両端にそれぞれ，変成比1.5倍のジュラル示している。両者は極めてよい一致を示しており，ミン製の段付ホーンがM6の皿ネジ6個で結合され前述の考え方が正しいことを証明しており，このている。振動子は19.5kHzのボルト締めランジュバ
ン振動子を使用し，駆動は定振幅制御，周波数自周波数［kHz］

5

動追尾機能，振動振幅可変機能をもった発振器で行っ4ている。駆動側の振動子から供給されたエネルギー

3は振動板を介して，もう一方の振動子に伝達され，抵抗で消費されることで進行波を得ている。すな

2

わち一方の振動子に発振器を接続し，もう一方の1振動子にはインピーダンス整合をとるため，抵抗

0
0

50
100
直径 D［mm］

図7

空気円板の共振周波数

150とインダクタンスを接続してあり，駆動側の振動板の接続ネジの位置で最大20μmppの振動振幅を得ている。

5島田理化技報No.19（2007）

4.2 粘性摩擦駆動超音波モーター
図9に示す振動板を円環状に折り曲げて円環とし，スライダー

また平板状の被搬送物体を円環状ローターとして振動板

図11に示すようにすることで非接触で駆動される
超音波モーターが実現できる。このモーターでは，円環に励振される軸方向たわみ振動の進行波により，空隙にある空気に音響流が生じ，（4）式で表される粘性力により，ローターが回転する。このモーター
は粘性駆動であるため，固体摩擦を利用する場合

ホーンに比べて推力が小さいが高速回転が可能である特ステーター

徴を持っている（5）。また図12に示すように円盤状
図9 音波浮揚利用搬送装置

振動体に撓み振動を励振し，近接して配置されたローターを粘性力により駆動するモーターも提案試作

駆動板はたわみモードで振動しており，物体は音源から遠ざかる方向に搬送される。これは音源されている（6）。
4.3

超音波浮揚リニアガイドから遠ざかる方向に進む進行波と同一方向である。

図13にはΛ字形状の梁にたわみ進行波を励振し，振動板の幅は，駆動周波数19.5kHzで，幅方向に

この梁の上に，同様な形状のスライダーを跨らせ一様な進行波が振動板全面に生じる最大幅の70mmた浮揚現象利用リニアガイドを示す。このリニアを採用している。物体の寸法は振動板の幅で制限

ガイドでは，スライダーが放射圧により浮揚し，され，搬送される物体の寸法が，振動板の幅とほ粘性力により直線状に移動する。また，進行波をぼ同等の場合，もっとも安定して搬送できること得るのに両端近傍に配置された振動子を異なったが実験的に確認されている。

適切な位相により駆動している（7）。さらに，図14

振動板を一枚用いた場合，上述したとおり，
19.5kHzで振動板の幅は縦振動の約1/3波長で70mmのように振動方向変換器を用いてリニアガイドの寸法を小さくする方策も提案されている（8）。

である。したがって，搬送することのできる物体の形状も最大で約70mmとなる。これでは，8インチ，12インチシリコンウェーハやガラス液晶基板の搬

回転方向
ステーター

送が不可能である。そこで，これらの大型形状物
体の浮揚と搬送を可能にするため，図10に示すよ
うに，振動板を2枚並列に並べ，浮揚物体の両側面

ローターに音波放射することで，大型物体の浮揚を可能にする方法が提案試作されている（4）。

ボルト締め振動子
空隙

振動板

図11

音波浮揚回転モーターの構成例

被搬送物
ローター
ホーン
ホーン
振動子

ステーター
PZT
支持軸

高周波電源
PZT分割電極パターン

図106並列配置を用いる音波浮揚利用搬送装置

図12 円板のたわみ振動を利用する回転超音波モーター

超音波で物が動く？近距離場音波浮揚現象とその応用

37-44（1995）40
Λ形ステーター（5）J.Hu, K.Nakamura, S.Ueha: An analysis of300

noncontact

ultrasonic

motor

with

an

ultrasonically levitated rotor: Ultrasonics,
Vol.35, pp. 459-467（1997）
300（6）J.Saito, J.R.Friend, K.Nakamura and S.Ueha:

スライダー

Resonant Mode Design for Noncontact

振動子

図13

音波浮揚利用リニアガイド（試作例1）

Ultrasonic Motor with Levitated Rotor,
Jpn.J.Appl.Phys., Vol. 44, No. 6B, 4666-4668（2005）

スライダー（アルミナ磁器）（7）T.Ide, J.R.Friend, K.Nakamura and S.Ueha: A
Low-Profile

DesignfortheNoncontact

Ultrasonically Levitated Stage: Jpn.J.Appl.Phys.,Vol. 44 No. 6B, 4662-4665 （2005）（8）D. Koyama, T. Ide, J. R. Friend, K. Nakamura
and S. Ueha, An ultrasonically levitated noncontact stage using traveling vibrations on
precision ceramic guide rails, IEEE Trans. on
UFFC, Vol. 54, No. 3, pp. 597-604（2007）
ゴム製支持機構

図14

音波浮揚利用リニアガイド（試作例2）

5.

まとめ

近距離場音波浮揚現象とこれに伴う音響流に起因する負圧，粘性力について述べた。またこれらの現象を利用すると直径200mm，重量150gを超えるシリコンウェーハや液晶ガラス基板などの大形状物体を非接触搬送させることができる搬送装置が実現できることについて紹介した。これらの技
術はまだ揺籃期にあり，今後の発展が期待される。
（1）例えばH. Hatano, Y. Kanai, Y. Ikegami, T.
Fujii and K. Saito,

Ultrasonic levitation andpositioning of samples, Jpn. J. Appl. Phys.
21, （Suppl. 21-3）, 202-204（1982）（2）橋本芳樹，小池義和，上羽貞行， 音波浮揚を利用した非接触物質搬送， 信学技報 US93-67，
745-746（1993）（3）Y. Hashimoto, Y. Koike and S. Ueha,

Near-field acoustic levitation of planar specimens
using flexural vibration,

J. Acoust. Soc. Am.

100, 2057-2061（1996）（4）橋本芳樹，小池義和，上羽貞行， たわみ進行波を用いた非接触物質搬送， 信学技報US95-73,

7

【技術開発】
電子部門

〈技術開発〉

負の飛び越し結合係数を有する矩形導波管有極フィルター
生駒俊治

Toshiharu IKOMA

浅利

哲

Satoshi ASARI

共振器結合型フィルターを設計する上で共振器

2. 基本構造と動作原理間の結合係数は重要なパラメータであり，特に飛び越し結合によりフィルター特性を有極化する場

2.1

合には，その結合係数と隣接共振器間の結合係数

今回開発した矩形導波管有極フィルターを説明

誘導性アイリス結合矩形導波管フィルターとの符号関係が非常に重要である。基本モードがする前に，誘導性アイリス結合矩形導波管帯域通TE 10の矩形導波管フィルターにおいては，結合素過フィルターについて説明する。図1に3段の誘導子に誘導性アイリスと容量性アイリスの両方を用

性アイリス結合矩形導波管帯域通過フィルターのいなければならないが，構造が複雑になる問題があっ基本構造を示す。同図に示すように矩形導波管内た。本開発では，1つの共振器の共振次数をTE101かに誘導性アイリスを約λg/2間隔に4個並べたもの

らTE102に変えることで結合係数の符号を反転した

は3段の帯域通過フィルターとして動作する。ここ場合と同じフィルター特性にすることができ，誘でλgは，矩形導波管を基本モードTE10が伝播する

導性アイリスのみを用いた簡便な構造で，減衰極際の管内波長である。

を有するフィルター特性を実現した。
出力ポート

1. まえがき

約λg/2
約λg/2

矩形導波管フィルターの1つとして誘導性アイリ
ス結合帯域通過フィルターが良く知られている。

約λg/2
矩形導波管

この種のフィルターは構造が簡単で，低損失かつ耐電力特性も良好なため，ミリ波通信のアンテナ

誘導性アイリス

給電系や衛星通信のアンテナ給電系など，さまざ
まな用途に用いられている。

入力ポート

また，フィルターの減衰特性を向上させるために，隣接しない共振器間の飛び越し結合を行い，通過

図1

誘導性アイリス結合矩形導波管フィルター

特性に減衰極を生じさせることは一般に知られている。隣接共振器間の結合素子が誘導性アイリスの場合，飛び越し結合素子が誘導性アイリスならば通過帯域の高域側に減衰極を，容量性アイリス

jB12

jB01

jB23

jB34

ならば通過帯域の低域側または低域側と高域側の両方に減衰極を作ることができる。結合素子の誘導性と容量性は結合係数の符号と関係するが，こ

図2

導波管フィルターの等価回路

こでは誘導結合を『正結合』，容量結合を『負結合』とする。本稿では，飛び越し結合を負結合とする

図2は図1の等価回路で，誘導性アイリスはサセ

ため，容量性アイリスを使わずに共振器の共振次

プタンスjBmnで表される。この時の伝送特性は，図数を変えて，負結合の場合と同じフィルター特性

3に示すような『帯域通過フィルター特性』となる。

にする方法を考案し，所望のフィルター特性が得

図1のフィルターに対し，導波管内部の磁界分布をられたので報告する。

解析した結果が図4である。

11

島田理化技報No.19（2007）

0

−20

−10

減衰量

反射減衰量、減衰量［dB］

反射減衰量、減衰量［dB］

0
−10

反射減衰量

−30
−40
−50
−60
−70
−80
17.5

18.0

18.5

19.0

減衰量

−30
−40
−50

反射減衰量

−60

19.5

等価回路計算値
電磁界解析値−70

周波数［GHz］

図3

−20

−80
17.5

導波管フィルターの伝送特性

18.0

18.5

減衰極
19.0

19.5

20.0

周波数［GHz］

図6

100％

正の飛び越し結合による有極形フィルターの
周波数特性

100％
磁界方向が同じ
0％

3段目

0％

図4

導波管フィルターの内部磁界
1段目

2.2

2段目

正結合3段有極型導波管フィルター

TE101共振器

図5に1段目共振器と3段目共振器の飛び越し結合をさせた3段の有極フィルターの等価回路を示す。

図7

正結合（誘導性アイリス）による有極形フィルター
の内部磁界

2.3

負結合3段有極型導波管フィルター

1段目共振器と3段目共振器の飛び越し結合の結合係数（jB13）は，隣接段間の結合と同じ誘導性アイ
リス結合で行うため，その符号は正であり，通過帯域の高域側に減衰極を有する。図6に，図5の等

図5の等価回路において1段目共振器と3段目共振

価回路を使った伝送特性計算値と電磁界解析によ

器の飛び越し結合の結合係数（jB13）の符号を負にる伝送特性計算値の両方を示し比較した。図7にした時の特性を図8に示すが，図6とは逆に低域側

このフィルターの磁界分布を示すが，1段目共振器に減衰極を有している。これを実現するためのフィと3段目共振器の飛び越し結合部の磁界分布を見る

ルター構造として，飛び越し結合の結合方法を変と，磁界方向が同じ向きになっており，これが『正えるのではなく，2段目共振器の共振モードをTE101結合』の特徴である。

からTE102にして，次段の位相を反転させる方法を考案した。これにより，容量性アイリスを用いることなく，『負結合』の飛び越し結合を実現し，通jB13

過帯域の低域側に極を持たせることができた。図9にこのフィルターの磁界分布を示すが，1段目共振器と3段目共振器のアイリス付近の磁界方向が互い
jB01

jB12

jB23

jB34

に反対になっており（位相が反転），これが『負結合』の特徴である。図8の等価回路計算値と電磁

図512

１段目と3段目を飛び越し結合した有極形導波管フィルターの等価回路

界解析値を比較すると，減衰量，減衰極の位置もほぼ一致している。

0

0

−10

−10

−20

減衰量

減衰量［dB］

反射減衰量、減衰量［dB］

負の飛び越し結合係数を有する矩形導波管有極フィルター

反射減衰量

−30
−40

7段フィルター
7段正結合有極フィルター−20

7段負結合有極フィルター

−30
−40
−50
−60

−50

−70

−60
−70

減衰極

−80
17.5

−80

等価回路計算値
電磁界解析値

2121.3 21.6 21.9 22.2 22.5 22.8 23.1 23.4 23.7

24

周波数［GHz］

18.0

18.5

19.0

図10

19.5

周波数［GHz］

7段フィルターの伝送特性

今回試作したフィルターの内部磁界解析結果を
図8

負の飛び越し結合による有極形フィルターの周波数特性

図11に示す。3段目と6段目の跳び越し結合部の磁磁界方向が反対ることが判る。表1に試作したフィルターの主要性

100％

界方向が反対になっており，『負結合』になってい能に関する等価回路設計値，電磁解析値および測定

3段目
TE101共振器

磁界方向が反対100％

4段目
TE102共振器

TE101共振器
3段目
2段目
1段目
0％

5段目

1段目
TE101共振器

2段目
TE102共振器

0％
6段目
TE101共振器

図9 負結合と同じ特性の有極形フィルターの内部磁界

7段目

図11

3.

評価結果

7段の負結合の有極フィルターの内部磁界値を比較した。また図12に今回試作したフィルター

実際に『負結合』で飛び越し結合させた7段帯域
通過フィルターを試作した。

の等価回路計算値，電磁界解析値および測定値を示すがよく一致していることが分かる。今回の試3段目と6段目共振器間を飛び越し結合をさせな作により，多段のフィルターに対して『負結合』い場合，正の飛び越し結合させた場合および負のの飛び越し結合を与え，有極化することの有用性

飛び越し結合させた場合の等価回路計算による伝を確認した。

段目と6段目の共振器間を飛び越し結合させた。

−20

減衰量

−30

−15

反射減衰量

−40

−20

−50

−25

−60

−30

−70

−35

−80

21

21.3 21.6 21.9 22.2 22.5 22.8 23.1 23.4 23.724反射減衰量［dB］に4段目共振器の共振モードをTE102モードとし，3減衰量［dB］

この結果から，負の飛び越し結合を生成するため等価回路計算値 −5
電磁界解析値
−10
測定値

−10

では減衰量が劣化し，負の飛び越し結合では低域
側と高域側の両方に減衰極が出来ることが分かる。

00

送特性を図10に示す。同図より正の飛び越し結合−40

周波数［GHz］

図12
表1

試作品の設計値と電磁界解析値と実測値

試作品の等価回路計算値，電磁界解析値，測定値比較
反射減衰量（21.8〜22.4GHz）

挿入損失（21.8〜22.4GHz）

減衰量（23〜23.6GHz）

等価回路設計値

24dB

0.66dB

63dB

電 磁 界 解 析 値

19dB

0.54dB

61dB

測

20dB

0.59dB

61dB

定

値

13

島田理化技報No.19（2007）

4.

筆者紹介

むすび

隣接結合と飛び越し結合に誘導性アイリス（正結合）を用いた矩形導波管帯域通過フィルターにおいて，共振器の共振次数を変えることにより，飛び越し結合を負結合にした場合と同じフィルター

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

生駒 俊治

特性にする方法について述べ，理論的，実験的検討によりその有用性を明らかにした。今後はさらにこれらのフィルターを多段化するとともにマル
チプレクサなどへの応用を試みたい。

5.

浅利 哲

Open-loop共振器間結合係数の磁気結合と静電結合の判別

電子情報通信学会総合大会2004年C-2-79（2）小西良弘 実用マイクロ波技術講座理論と実際
第3巻 ケイラボ出版 発売元 日刊工業新聞社（3）Matthaei, Young, Jones Microwave Filters,
Impedance-Matching Networks, and Coupling
Structures（4）井口 和孝，辻 幹男，繁沢 宏 複数モードを用いた有極形導波管フィルタの一構成法 電子情報通信学会論文誌1995年 Vol.78-C-1 No.6
（ 5）森重宏

無調整フィルタ

島田理化技報No.9.1997.
（6）宮崎，西野，湯川，浅尾，片木
ルタの設計

無調整フィ

電気学会電磁界理論研究会，

EMT-95-99,Dec.1995.
（7）宮崎，湯川，西野，浦崎，片木，紅林

反射

零点補正によるアイリス結合導波管帯域通過フィ
ルタの広帯域設計 ，電子情報通信学会論文誌
vol.J81-C-1，pp.642-649，Nov.1998.
（8）馬，難波，小林， モード整合法によるアイリ
ス結合導波管形帯域通過フィルタの設計 ，信学技報，MW99-26,pp77-82，May 1999.

14

東京製作所
電子技術部

参考文献

（1）川口民雄，小林禧夫

電子事業本部

〈技術開発〉

ディジタル型屋内通信エリア拡張システム
岩倉

章次

Syoji IWAKURA

松紀比古

Norihiko MATSUZAKI

田中克佳

Katsuyoshi TANAKA

宮

慎也

鈴木

Shinya MIYAZAKI

四分一

君尚

Kimihisa SUZUKI

浩二

Koji SHIBUICHI

携帯電話の電波が届きにくいビルの建物内や地効率よく携帯電話サービスを行うシステムの要望

下街などのエリアで，効率的な携帯電話サービスが高まっている。また，ダークファイバーの開放を可能とするディジタル型屋内通信エリア拡張シが一層進み都市部では光ファイバーの利用が容易

ステム（以下，本システム）を開発した。本シスである。このような状況を背景に基地局装置からディ

テムはディジタル光伝送方式を採用しており，光ファ

ジタル光伝送による距離延伸と従来製品の特長でイバー伝送距離による信号対雑音比の劣化が生じある同軸給電線を利用した通信エリア拡張システ

ないことを特長としている。本稿では，システム（ 2）。
ムを開発した（1）構成，特長と主要性能および各構成装置の概要に

2. システム構成

ついて述べる。

本システムはIMT-2000方式に用いられ，2GHz帯

1. まえがき

無線基地局変復調装置（以下，MDE）と接続する

携帯電話基地局の整備が進み，屋外で電波が届ことにより，電波の届かない閉空間エリアで携帯かないエリア（不感地エリア）は少なくなっている。

電話端末を使用可能とする中継システムである。

しかし，ビルの地下や上層階は基地局からの電波

本システムは『光拡張ユニット（以下，EXT）』，

が届きにくく，これらの屋内不感地エリアに対し，『RF光伝送装置（以下，親局）』，『RF光伝送中

効率的にエリア拡張を可能にするシステムとして，継装置（以下，HUB）』，『RF光伝送子局装置（以基地局装置の近傍に設置し，RF信号をアンテナに下，子局）』，『アンテナ』および『電源供給装置（以分配する『同軸給電線によるアンテナ分散システム』

下，HUB-PS）』から構成され，各装置は光ファイを製品化してきた。

バーと同軸ケーブルによって接続される。図1にシ

近年，大都市圏では高層ビル，マンションの建設，ステム構成例を示す。

地下街の開発は一層進み，不感地エリアでさらに

図1 システム構成例

15

島田理化技報No.19（2007）

EXTはMDE 1セクタあたりに1台接続可能で，各ル+10dBm/キャリアの電波放射が可能である。表装置の配置はEXTを頂点としたツリー接続構成で1に電気性能，図3に隣接チャネル漏洩電力減衰比ある。EXTには親局を最大2台，HUBを最大32台，測定結果，図4に変調精度測定結果を示す。

子局を最大256台接続可能である。図2に最大シス
テム構成図を示す。
アンテナ
親局
MDE

HUB

表1

子局

電気性能

EXT

TXO

項

RX#0

伝 送 周 波 数 帯 域

目
2GHz帯

RX#1

出

+10dBm／キャリア

力

レ

ベ

ル

隣 接 チ ャ ネ ル
最大2台
接続

同軸
ケーブル

最大32台
接続

（5）

最大256台接続

光ファイバー
損失18dB以下

図2

光ファイバー
損失15dB以下

性

能5MHz離調点 ：45dB以上

漏洩電力減衰比

10MHz離調点：50dB以上

周 波 数 安 定 度±0.05ppm以内

同軸ケーブル
損失23dB以下

最大システム構成図

3. 特長と主要性能
3.1 特長本システムはEXTからの距離延伸を実現し，かつ親局，HUBおよび子局配置の自由度を高めることで設置工事の容易性を向上させている。
EXT-親局-HUB間はディジタル光伝送路にて接続する構成とし，光ファイバー伝送距離による信図3

隣接チャネル漏洩電力減衰比測定結果

号対雑音比の劣化が生じないことを特長としている。
また親局とHUB間は波長分割多重（WDM：Wave（4）により光ファ
length division multiplexing）技術（3）

イバー１芯で接続される。
各装置には，状態監視機能が設けられており，
EXT-親局-HUB間のディジタル光伝送路を介して，EXTと親局で状態監視，制御が可能である。また，
HUBと子局間はRF信号に電源を重畳する同軸給電線方式を採用しており，同軸ケーブル１本で接続
される。
3.2

下り回線

MDEから入力する下りRF信号をEXTにてディ
ジタル信号に変換し，ディジタル光伝送により親局を中継して各HUBに信号分配する。
HUBでは，ディジタル化されたデータ信号をRF信号に復元し，同軸線路を介して各子局に下りRF信号として分配する。各アンテナからは出力レベ16

図4

変調精度測定結果

ディジタル型屋内通信エリア拡張システム

3.3

上り回線

4.

装置説明

各子局で受信した上りRF信号をHUBにてアナログ合成した後，ディジタル信号に変換し，ディジ

親局およびEXTは，LAN（Local Area Network）

タル光伝送により親局へ送出する。親局では，各機器などを収容する19インチラックに実装可能でHUBから受信したデータをディジタル合成し，あり，それぞれは電源確保が容易なAC100VまたはEXTへ送出する。EXTではディジタル化されたデー

DC−48Vに対応する。EXTと親局に実装されるユニッ

タ信号をRF信号に復元し，MDEへ上りRF信号とトはプラグイン方式を採用し，保守交換，増設，して出力する。

撤去が容易な構造である。図6に最大システム構成

信号対雑音比劣化対策として子局の上りRF信号
入力端にLNAを搭載し，RMT-HUB間の同軸線路におけるEXT，親局，HUB-PSの各装置を19イン
チラックに実装した形状を示す。

損失によるS/N比劣化低減を図っている。さらに無線信号のディジタル変換（6）は，14ビットA/D変換

EXT

（7）

器を用いることで，量子化ノイズ の増加を抑圧し親局ている。図5に信号対雑音比測定結果を示す。

光ファイバー
余長処理部
900mm
HUB-PS

図5

信号対雑音比測定結果

3.4 インターフェースおよび環境条件

図619インチラック実装図

表2に本装置の光，電気のインターフェースおよ4.1

び使用環境条件を示す。

光拡張ユニット（EXT）

EXTはMDEの近くに設置され，MDEからの下
表2

インターフェースおよび環境条件
項

目

性

伝送媒体
光学的条件
（ E X T，
親 局，

コ ネ クタ

HUB間）
伝送路損失
反射減衰量
電気的条件
（HUB-子局間）

能1.31μm零分散シングル
モード光ファイバー

すると共に，親局からの光ディジタル信号をRF信号に変換する機能を有する。
最大2系統のRF/ディジタル変換回路を搭載する

LCコネクタことが可能であり，MDEからの下りRF信号を2分（IEC 61754-20準拠）

岐してRF/ディジタル変換回路へ入力する。図7に

親局-HUB間：15dB以下

EXTのブロック図を示す。

EXT-親局間：18dB以下
23dB以上コ ネ ク タ N-Jコネクタ
伝送路損失

23dB以下（@2100MHz）V S W R

1.5以下

温

度

+5〜+40℃

湿度45〜85％

電源

または使用環境条件りRF信号を光ディジタル信号に変換する機能を有［MDEと接続］［親局と接続］下り回線
RF信号入力E/O

RF/ディジタル信号
変換回路

E/O

O/E

光ディジタル
1250Mbps

上り回線
RF信号出力＃1

O/E

光ディジタル
1250Mbps

上り回線
RF信号出力＃2

DC−40〜−57V
AC90〜110V 50/60Hz

RF/ディジタル信号
変換回路

監視制御回路

図7

監視制御
データ

E/O：電気・光変換
O/E：光・電気変換

EXTブロック図17島田理化技報No.19（2007）

4.2 RF光伝送装置（親局）
親局はEXTからの下り回線光信号を複数のHUBに中継する機能を有すると共に，上り回線では［親局と接続］O/E

光ディジタル
1250Mbps

RF/ディジタル信号
変換回路

E/O

HUBからの光信号を合成してEXTに中継する機能を有する。親局1台あたり，最大16台までのHUBをケーブル損失調整回路＃1 ［子局と接続］接続可能である。

下りRF
DUP

合成分配回路0と合成分配回路1の2回路を搭載することが可能であり，合成分配回路1台あたり，最

上りRF

DUP

ブロック図を示す。

8way
電力合成
/分配器

E/O

E/O

O/E

DET

Pilot

ケーブル損失調整回路＃8［HUBと接続］

O/E

減衰制御

×8

上りRF信号

光ディジタル
1250Mbps

DUP

下りRF信号

大8台までのHUBを接続可能である。図8に親局の［EXTと接続］

DC給電

光ディジタル
1250Mbps

DUP：デュープレクサ
DET：検波器×8

合成分配回路0

図10

E/O

HUBブロック図

O/E
上り回線
データ

下り回線
データ
E/O

光ディジタル
1250Mbps

O/E
×8

合成分配回路1E/O

路と8系統のケーブル損失調整回路とを備えており，RF/ディジタル変換回路では下り回線ディジタル

O/E

監視制御回路RF/ディジタル変換回路と8way電力合成/分配回

信号をRF信号に変換し，上り回線RF信号をディジ

監視制御
データ

タル信号に変換する。8way電力合成/分配回路では，
上り回線RF信号を8合成し，下り回線RF信号を8分

図8 親局ブロック図

配する。
ケーブル損失調整回路では，各子局から入力さ4.3RF光伝送中継装置（HUB）

れるPilot信号電力を検波して，HUBと子局を接続

HUBは子局の近くに設置され，下り回線では親するRF同軸ケーブルの損失を検出する。さらに，ケー

局からの光信号をRF信号に変換する機能を有する

ブル損失検出結果から，下り回線と上り回線の周と共に，上り回線では各子局からのRF信号を合成

波数に対応したケーブル損失調整値を上下回線そ

後光信号に変換する機能を有する。

れぞれの可変減衰器に設定することにより，ケー

最大8台までの子局と接続可能である。図9にHUB外観，図10にHUBブロック図を示す。

ブル損失に相当する利得を自動的に調整することが可能である。
4.4

質量：8.5kg以下

RF光伝送子局装置（子局）とアンテナ

子局はHUBとRF同軸ケーブルで接続され，上下回線のRF信号を送受信する機能を有する。また，アンテナとも別のRF同軸ケーブルで接続され，携350mm

帯電話端末とRF信号を送受信する機能を有する。
子局装置は，天井など狭い場所に設置されるこ

350mmとが多いため小型，軽量化を図っている。図11に
子局外観，図12にアンテナ外観を示す。

82mm

図9

18

HUB外観

ディジタル型屋内通信エリア拡張システム

質量：0.8kg以下

特長および性能について報告した。
今後は，1アンテナあたりのカバーエリア拡大を目指して，下り回線の出力電気レベル増加や上り

140mm

回線の信号対雑音比改善など，改良機種の開発に
努める。

6.
30mm

参考文献

（1）槇 敏夫： 当社における無線通信技術の変遷 ，
島田理化技報，No.18（2006）

101mm

（2）伊藤

図11

政浩，他： 同軸給電線によるアンテナ

分散システム ，島田理化技報，No.17（2005）

子局外観（3）引馬，福家，中南，大矢根，小林： FOMA
質量：0.5kg以下エリアの経済的拡大に向けた無線基地局装置の開発 ，NTT DoCoMoテクニカルジャーナ

φ90mm

ル，VOL12，NO1，（2004-4）
（4）羽鳥

光俊，青山

友紀 監修，小林郁太郎

編著： 光通信工学（1） ，コロナ社，1998年
7月23日初版第1刷発行（5）3GPP TS25.104 V7.5.0（2006-12）（6）佐々木公男 著： ディジタル信号処理 基礎

理論と方法論 ，丸善，平成13年3月30日発行（7）バァナード･スカラー 著，森永
図12

規彦，三瓶

政一 監訳，橋本 有平，吉識 知明 訳： ディ

アンテナ外観ジタル通信（原著第2版） 基本と応用 ，ピア

上下回線利得を手動にて調整する機能を有しており，子局設置後に下り回線利得を調整すること

ソン･エデュケーション，2006年5月22日初版
第1刷発行

により，連動して上り回線利得が調整される。また，
子局にはPilot信号発振器を搭載しており，HUBに対して，Pilot信号を送信することにより，子局とHUBを接続するRF同軸ケーブルの損失をHUB側で検出することが可能である。子局に異常が発生した場合は，Pilot信号を停止することによって，HUBに異常を通知する。図13に子局ブロック図を
示す。
下り回線

［HUBと接続］
DC電源［アンテナと接続］
DUP

DUP

Pilot

上り回線

手動利得調整図13

子局ブロック図5. むすびディジタル型屋内通信エリア拡張システムの構成，

19

島田理化技報

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
電子技術部

岩倉 章次

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

松

紀比古

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

宮

慎也

電子事業本部
東京製作所
機械技術部

鈴木 君尚

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

田中 克佳

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

四分一 浩二20

No.19（2007）

〈技術開発〉

Ka帯VSATシステム用低雑音ブロックダウンコンバーター
拮石 真一郎Shinichirou HANEISHI

三神

幸治

松永

Koji MIKAMI

和之

Kazuyuki MATSUNAGA

Ka帯双方向衛星通信システム（VSATシステム）（ISO）を配置し，導波管−マイクロストリップ変に使われる受信用低雑音ブロックダウンコンバーター

換器を経て，低雑音増幅器（LNA），イメージ抑（BDC）を開発した。RF入力部に低損失の導波管

圧フィルター（BPF），周波数変換器（MIX），

型アイソレータを配置することで入力反射性能を

局部信号発振器（LO），中間周波増幅器（IF-Amp）

改善しつつ，低い雑音指数性能を実現した。また，およびマルチプレクサ（MPX）が配置され中間周局発信号は外部から供給される基準信号を用いて波出力端（IF Output）に至る。中間周波出力端と生成しているため，システムとの同期性能が向上

IDU間は同軸ケーブルで接続される。この同軸ケーしている。主要性能として変換利得60dB，雑音指ブルを介して周波数変換された受信信号（IF）が数1.7dB，局発部の位相雑音−78dBc/Hz（1kHzオ

IDUに送出されると共に，IDUから直流電源とLO

フセット）を得た。

波生成用の基準信号（Ref）がブロックダウンコン

1. まえがき

バーターに導かれる。MPXはこれらIF信号と基準
信号及び直流電源を分離するための回路である。

インターネットの普及に伴い，衛星通信分野では，

図1に各回路ごとの利得（Gain）と雑音指数（NF）

広帯域伝送が可能なKa帯マルチメディア無線通信を記した。また，本ブロックダウンコンバーター

システムの検討が行われている。

の主要性能を表1に示す。

国内では超高速インターネット衛星WINDSの打RF Input ISO

LNA

BPF

MIX

IF-Ampち上げが2007年に計画され，米国やヨーロッパでは既存のディジタル衛星放送と高速インターネッ

NF
GAIN −0.2dB

1.4dB
24dB

−3dB

トを融合した双方向ブロードバンドアクセスシス
図1

DC
Ref

8dB
36dB
Ref

ブロックダウンコンバーターの構成

これらのシステムの地上局は，送受信フロント
置（ODU）および変復調器とネットワーク接続機

2dB
4dB

LO

テムの構築が推進されている。
エンドモジュールとアンテナで構成された屋外装

IF Output
MPX

表1
項

主要性能

目

能を具備した屋内装置（IDU）で構成され，VSAT

I

F（Very Small Aperture Terminal）の呼称で広く

雑音知られている。このKa帯VSATシステムでは，アッ

総

合

利

プリンク周波数として27.5〜31.0GHz，ダウンリン

入 力 V S W R

1.3：1

ク周波数として17.7〜21.2GHzが用途別に4分割して

1 d B出力電 力抑 圧 点+15dBm

使用されている。

以下，各構成回路について技術的要点を記す。

低雑音ブロックダウンコンバーターを開発し，良好な結果を得たので報告する。

2.

ブロックダウンコンバーターの構成と主要性能

3.

周

波

数

20.2 〜21.2GHz

波数1000〜2000MHz

指

数

1.7dB

得

56〜64dB

能F

今回，Ka帯VSATシステムに使用される受信用

周

性

R

導波管−マイクロストリップ線路変換器

導波管部はWR−42相当，特性インピーダンスは使用帯域で408〜425Ω（電圧と電力で定義），マ
イクロストリップ線路の特性インピーダンスは50

図1にブロックダウンコンバーターの構成を示す。

Ωである。構造を図2に示すが，伝送モードは，矩受信波入力端（RF Input）に導波管アイソレータ

形導波管TE10モード→同軸TEMモード→マイクロ21

島田理化技報No.19（2007）

ストリップ準TEMモードの順に変換される。設計

HEMTは電磁界解析により反射特性に注目して最適化しZloadている。計算結果は図3に示すように，所望の帯域
で反射減衰量が−24dBである。
Γopt

S11

マイクロストリップ
線路基板

導波管：WR42

図2

導波管−マイクロストリップ線路変換器の構造
S-Parameter Magnitude in dB

Zo=50Ω
Vds=2.0V
Ids=10mA

反射減衰量（dB）

0
−10

図4

HEMTのΓopt*およびS11

−20
−30
NF

−40
17

図3

利得

NF

18

19

20
21
周波数（GHz）

2223

導波管−マイクロストリップ線路変換器の反射特性計算値
利得4. 低雑音増幅器
ブロックダウンコンバーターの雑音指数はこの20.2GH

21.2GH

回路性能が支配的となる。増幅素子はHEMTを使い，2段構成とした。設計はHEMTの小信号Sパラメー
タとノイズパラメータを実測し，高周波回路シミュ

図5

初段HEMT増幅器の利得とNF

レータで性能の最適化を図っている。
図4に実測したHEMTのΓopt*（Γoptの共役インピーダンス）およびS11（入力側インピーダンス）を示す。ここでΓoptとは雑音指数が最少となる入力側負荷インピーダンスである。

5.

局部発振器

局部発振器は9.6GHz帯PLL周波数シンセサイザを2逓倍する9.6GHz方式とした。誘電体共振器採用設計で留意したことは，パッケージに収納されの電圧制御FET発振器と，SPD（Sampling Phase

たHEMTのSパラメータの振幅と位相の変動である。

Detector）およびウインブリッジ方式のサーチ回

このため，両者の変動幅を予測した歩留り解析

路を組み合わせたアクティブフィルターを採用しの結果から低雑音増幅器として十分な広帯域化を図ってPLL（Phase Lock Loop）を構成し，FET逓倍ている。図5に初段増幅回路の利得とNFの周波数器で2倍波に変換している。表2に2逓倍後のPLL周特性の実測値を示す。

波数シンセサイザの位相雑音特性を示す。図6に

22

Ka帯VSATシステム用低雑音ブロックダウンコンバーター

FET発振器の制御電圧 対 発振周波数の温度依存性

7.

中間周波増幅器およびマルチプレクサ

を示す。
表2

中間周波増幅器は高調波抑圧に留意し，デバイ

局部発振器（19.2GHz）の位相雑音特性

オ フ セ ット 周 波 数

位相雑音

1kHz

−78dBc10kHz−85dBc100kHz−104dBc

ス選定においては飽和出力が高くかつ高利得のMMICとし，利得36dB，雑音指数8dB，1dB利得抑圧点19dBmを選んだ。
中間周波増幅器の後段には，マルチプレクサがOutput Frequency（GHz）

配置される。ブロックダウンコンバーターで変換9.604された中間周波が同軸ケーブルを介してIDUに送9.603出され，同時にIDUから同軸ケーブルを介して駆9.602

動用電源の直流電圧+15〜+24Vと基準信号10MHz

9.601が供給される。これらを合流点において分離する

9.600

役目を果たすのがマルチプレクサである。

9.599

8.

総合特性

9.598

総合性能として，室温にて利得60dB，雑音指数

9.597

1.7dB，局発部の位相雑音−78dBc/Hz（1kHzオフセッ
9.596

ト）が得られた。図8に変換利得とNFの周波数特

9.595
9.594

性を示す。また，図9にブロックダウンコンバーター
0

1

2

3

4

6

5

の外観を示す。

Vtune（V）

図6

9.6GHz DRO 制御電圧−発振周波数特性
NF

6.

利得

周波数変換器20.2GHz

周波数変換器はFETドレインミクサとした。

21.2GHz

この方式のミクサはFETのドレインに局発信号を注入し，ゲートに受信信号を入力することで生成された中間周波（IF）をドレイン端で分波出力させるものである。各種ミクサの中からFETドレ

NF

インミクサを選んだ理由は変換利得が高いことと，飽和出力が高いことであり，局発電力+5dBm注入
時に変換利得4dB，出力1dB利得抑圧点−5dBmを得た。図7に変換利得と受信波入力端反射減衰量の周波数特性を示す。

図8

Ka帯低雑音ブロックダウンコンバーター利得と
NF特性

図9

Ka帯低雑音ブロックダウンコンバーターの外観

−4

＋8

−8

＋4

−12

変換利得（dB）

＋12

0

図7

20.2GHz

反射減衰量（dB）

0

21.2GHz

周波数変換器の変換利得と受信波入力端反射
減衰量23

島田理化技報No.19（2007）

筆者紹介

9. むすびKa帯低雑音ブロックダウンコンバーターを開発した。今後，量産化に向けた製品設計を行い更なる高性能化とコストダウンを図りたい。

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

拮石 真一郎10. 参考文献（1）拮石真一郎，生駒

俊治，田添

晃，松永

和之： Ka帯衛星通信地球局用アップコンバー
ター，ダウンコンバーター，島田理化技報No.18，pp.54-58，2006（2）Pratt, T., Bostian, C., Allnutt,J.,
Satellite Communications（3）Gomez,J.M., Satellite Broadcast, Artech House, Inc.,

Norwood, MA, pp. 48, 2002.
（4）ITU,

Handbook on Satellite

Communications, 3rd ed.
NewYork,2002.

24

東京製作所
電子技術部

三神 幸治

, John Wiley &Son, New Jersey, 2002.
Systems Engineering

電子事業本部, Wiley,

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

松永 和之

〈技術開発〉

円形導波管狭帯域帯域通過フィルターの温度補償技術
平間

智之

萩原

Tomoyuki HIRAMA

栄治

Eiji HAGIHARA

貝田

典之

浅利

Noriyuki KAIDA

哲

Satosi ASARI

杉山裕通

Hiroyuki SUGIYAMA

周波数を有効利用するためにフィルターによる周
波数の選択度向上は非常に重要である。しかしながら，選択度を向上させると動作環境などの外的要因による周波数変動が無視できなくなるため，これらを考慮してフィルターを設計・製作する必要がある。
当社では電磁界解析・熱変形解析などを行い，最適設計することで共振周波数変動の低減を図り，
比帯域0.1%以下でピーク電力が数百kWクラスの高電力フィルターを数多く市場に投入している。

1. まえがき
近年，周波数の有効利用や不要波抑圧などの観点からフィルターに対して高度な技術的要求がなされている。当社ではこれらの要求に応えるため

図1

各種のフィルターを研究しているが，本稿では特に狭帯域な円形導波管フィルターの温度補償技術について述べ，この温度補償技術を用いて製品化した帯域通過フィルターを紹介する。

2.
2.1

TE011モード電磁界分布
実線：電界
破線：磁界
Z

φD

100％

共振モード

TE01sモード（1）の特徴

L

円形導波管フィルターに使用する伝送モードはいくつか存在するが，その中で最も耐電力性が良
好なモードにTE01s（s=1,2…）モードがある。図1X0％にこのモードの最低次数モード（s=1）である（a）周方向電界分布

TE011モード共振器の電磁界分布を示す。電界は円Z周方向に回転した分布をしており，磁界は壁面で軸方向に向かっている。したがって電流は壁面の

Y

φD

100％

円周方向に流れる。図2にTE 011モード共振器の電磁界解析結果を示す。図2（a）は共振器軸方向中L

心のXY平面における電界分布，図2（b）は円周方向90°で分割したYZ,ZX平面における電界分布をYX表している。電界が最も強い部分は赤色，最も弱い部分は青色として表示している。図のように
TE011モードの電界分布は共振器の中央付近に集中しており，管壁近くでは電界が小さくなるため，

0％（b）軸方向電界分布
図2 TE011モード電磁界解析

25

島田理化技報No.19（2007）

振を遠ざけることができる寸法と無負荷Ｑの最高点は一致しないことが多いため，両方の値を考慮
TE112
TE311

しながら最適寸法を決定している。
共振次数（s）が2以上の共振器を使用した場合，

TE011

無負荷Qが大きくなり，耐電力が増加するという利点がある一方，共振次数が1の共振器よりもスプリ
アスが近傍に生じ，サイズが大きくなるという欠TM110点があるため，トレードオフを行ってモードを選

TE211

択する。
TE01sモードは耐電力性に優れ，かつ無負荷Ｑが高いため，レーダー給電系などの高電力機器に適(a) モードチャート

している。
2.2

TE11sモード（2）の特徴

TE11sモードは図4に示すように周方向に電界が90°回転した2つのモードを同一周波数で生成することができる。このモードを励振するため周波数調整
素子は周方向90°間隔で挿入し，2つの共振を結合するために結合素子は周波数調整素子の中間45°方向に挿入する。図5にTE 111モード共振器の電磁界解析結果を示す。図5（a）は共振器内部の電界分布，図5（b）は共振器内部XY平面上の電界分布(b) 無負荷Q
図3

TE011円筒共振器チャートを示す。図中の矢印は電界ベクトルの向きを示しており，共振器のXY平面上に直行した2つのモードが存在している。
図6にTE111円筒共振器のチャートを示す。図6（a）
は使用周波数における円筒共振器モードチャート，

他のモードよりも耐電力的に優れた特性を備えて

図6（b）は無負荷Qのチャートを示す。TE111モーいる。また共振器内部に突起物が存在した場合，

ドは最低次モードとなるため周辺にスプリアス共

突起物の先端に電界が集中して放電の原因となる振が少ない反面，無負荷Qの値は低い。

ため，共振周波数の設定は共振器軸長を可変する方法を採用している。
共振器の寸法は無負荷Ｑおよび不要モード共振（スTE11sモードはひとつの共振器で2つの共振（デュアルモード）が得られるため小型化の要求が高いフィ
ルターに適している。

プリアス共振）の関係から決定する。図3（a）は使用周波数における円筒共振器モードチャートを示す。
グラフは共振周波数の計算式から横軸（D/L）2，縦軸（fD）2として表したものである。ここで，Dは共振器の直径，Lは共振器の軸長，fは共振周波数である。また，図3（b）はTE011モードにおける無負荷Ｑのチャートを示す。グラフは無負荷Qの計算式
から横軸（D/L），縦軸（Quδ/λ 0）として表したものである。ここで，Dは共振器の直径，Ｌは共振器の軸長，QuはTE011モードの無負荷Q理論値，
δは表皮厚，λ0は共振波長である。共振器モード
チャートからTE011モードの周辺にスプリアス共振が多数存在していることがわかる。スプリアス共26

図4

TE11デュアルモード電界分布

円形導波管狭帯域帯域通過フィルターの温度補償技術

φD3.

温度変動の検討

Z

共振器の共振周波数は動作温度範囲内で金属の100％

線膨張係数による微小な寸法変化の影響を受ける。
狭帯域フィルターは周波数の選択度が高いので温度変動による周波数変動を小さくする必要がある。
共振器の径をφD，共振器軸長をL，それぞれの

L
0％

X

線膨張による共振寸法変化を ΔD, ΔLとすると共振器の温度係数τ は次式で表される。

Y（1）(a) 共振器内電界分布
100％

（2）
E

Y

Y

E

（3）
0％

X

X

（4）

(b) XY平面電界分布
図5

TE111モード電磁界解析

ここでf , f0は円筒共振器の共振周波数，Δ fは共振周波数の変動量，sは軸方向共振次数，χmnはベッセル関数J'm（x）=0のn番目の根， ΔTは温度変動

TE112
TM011

量，ηcは共振器の線膨張係数を表す。
3.1

TE01sモードにおける温度補償

図7にTE01sモードの共振器構造模式図を示す。図TE111

中のキャビティは円筒形導体を，シャフトは共振器
軸長を調整する可変部を，ディスクはシャフト先端に取り付けられ共振器の一端をなしている部分を表している。図8にキャビティ単体の温度変形に伴う共振周波数変動とシャフト単体の温度変形に伴う共振
周波数変動を表したグラフを示す。直径φD，軸長Lの円筒共振器は温度による構成部材の膨張/収縮の影(a) モードチャート

響を受け，直径はφD+ΔD，軸長はL+ΔLに変化する。
式（1）〜（4）からキャビティ単体の周波数変動は図8に示すように負の傾きを持つ。そのためキャビティ
単体とは逆の正の傾きを持つ温度係数の調整機構を追加することで，お互いの傾きをキャンセルし周波数の変動量を小さくすることができる。図7におけるシャフトは線膨張係数とキャビティ内部への挿入寸法L'を適当な値に選ぶことによって周波数変動に正の傾きを持たせることができる。この結果，共振器全(b) 無負荷Q
図6

TE111円筒共振器チャート

体の温度変動による共振周波数変動を小さくすることができる。

27

島田理化技報No.19（2007）

キャビティ

シャフト

L’

ディスク
L+ ΔL
ΦD+ ΔD(a) 解析モデル

図7

共振器構造模式図(b) 解析結果
図8

各部の温度変動

図9

共振器熱変形解析

図9に熱変形解析を行い共振器の各部寸法や形状に示す。結果は周波数変動が Δ T=100℃の範囲での変動について計算を行った結果を示す。共振器

0.8ppm以下に抑えられており，狭帯域なフィルターの径方向と軸方向では径方向の変形の方が周波数に使用するのに十分な温度補償値が得られている。

変動に与える影響が大きいため，共振器の軸方向寸法の変動量を大きくして周波数変動を抑えている。
また，共振器の各部厚みなどによる歪も発生する
ため，熱変形解析の結果を電磁界解析に反映して検討を行っている。
図10はディスク内部に線膨張係数が異なる材質を封入した時の熱変形解析結果を示す。図のようにディスク端面が変形すると共振周波数が変動するため，この変形を利用して共振器の温度変動をキャンセルすることもできる。
以上の検討結果を考慮して共振器を製作し，共振周波数の温度による変動を測定した結果を図11

28

円形導波管狭帯域帯域通過フィルターの温度補償技術

変形量大

変形量大

(a) 解析結果

(a) 解析結果

変形量大
変形量大

(b) 解析結果（断面図）

3.2

図10

共振器ディスク部熱変形解析

図11

TE011共振器温度変動測定結果

TE11sモードにおける温度補償(b) 解析結果（断面図）
図12

変形抑制ベルト使用共振器の熱変形解析

図13

TE111共振器温度変動測定結果

共振周波数の温度変動が減少する。

TE11sモードは一般的に軸方向に共振器を縦続接図12に共振器軸方向中心位置の外周に共振器の続して帯域通過フィルターにすることが多いため，線膨張係数よりも小さい係数を持つ材質を変形抑TE01sモードのような方法で温度変動を抑えること

制ベルトとして巻いた状態で熱変形解析を行ったが困難である。TE11sモードは図5に示した電界分布

結果を示す。図のように温度変動による共振器ののように軸方向中心に電界が集中している。したがっ変形は変形抑制ベルトを巻いた共振器中央付近のて，この部分の寸法変動を抑えることができれば外周はその周りに比べて小さく抑えられている。

29

島田理化技報No.19（2007）

以上の検討結果を考慮して共振器を製作し，共表1 低減係数を考慮する条件

振周波数の温度による変動を測定した結果を図13

条件に示す。結果は周波数変動がΔ T=65℃の範囲で0.7

温

度

T

ppm以下に抑えられており，狭帯域なフィルター

湿

度

M

に使用するのに十分な温度補償値が得られている。

負 荷 V S W R

Vs

高

度

Alt

圧

Atm

り

SC

ス

幅

PW

し

率

RR

圧

Rk

部

eg

状

F

数

R=T・M・Vs・Alt・Atm・SC・
PW・RR・Rk・eg・F

4. 湿度変動の検討

加共振器内部に湿度がある場合，水蒸気は誘電率を持つことから湿度による誘電率の変化が共振周
波数の変動をもたらす。したがって，周波数変動を抑えるためには温度のみならず湿度の影響を考慮する必要がある。

ほ
パ
繰

こ
ル
り

低
帯

返
気

域

端

形

次式は湿度から誘電率を計算するための式であ
総

る（3）。

低

減

係

（5）

（6）
（9）
ここで，sは軸方向共振次数，fは共振周波数，w（7）は比帯域幅，gkはgファクター，λgは管内波長，λは共振波長を表す。

ここで，nは屈折率，Tは温度，eは水蒸気圧，P

絶縁破壊電力は表1の条件により変化するため，

は気圧，Huは相対湿度，E（TA）は飽和水蒸気圧

耐電力設計ではこれらの総低減係数R（R<1）を考を表す。

慮して補正を行うと絶縁破壊電力はPp=P0×Rとなり，

以上より，温度・湿度条件における比誘電率の値を計算すると常温常湿（25℃,45%）では1.0018，
高温多湿条件（45℃,95%）では1.0031となる。両条
件の比誘電率変化分を設定して計算を行うと，共入力電力に対して十分な安全係数を持つように設計を行うことが必要である（5）。

6. 狭帯域フィルター特性

振周波数の変動は−15ppm程度になり無視できな

図14に参考例として当社の製品であるS帯狭帯域

い値となる。したがって，設計時には共振器内部

フィルターの通過特性を示す。このフィルターはの湿度変化を考慮する必要がある。

比帯域0.1%，ピーク電力は数十kWのものであり，

5.

共振器はTE011モードを使用している。フィルター

耐電力の検討の使用温湿度条件による共振周波数変動はΔ

一般的な共振器のTE01sおよびTE11sモードの共振（4）周波数fにおける絶縁破壊電力（P0）を次式に示す。

T=100℃の範囲で約1.0ppmであり，実用上十分な
温度補償値を実現している。
図15は当社の狭帯域フィルター製品の一例である。
図15（a）はS帯のTE011モード共振器を使用した帯
域通過フィルター，図15（b）はC帯のTE111モード共振器を使用した帯域通過フィルター，図15（c）
はX帯のTE012モード共振器を使用した帯域通過フィ

（8）

30

ルター（6）である。

円形導波管狭帯域帯域通過フィルターの温度補償技術

Loss ［dB］

0dB

20dB

40dB

60dB

(a) S帯帯域通過フィルター

80dB

Span 120MHz
周波数［MHz］

図14

S帯狭帯域フィルター特性

7. むすび以上，温度補償型狭帯域フィルターを設計する上で考慮すべき点を述べてきた。当社では電磁界解析・熱変形解析などを行うことによって最適設(b) C帯帯域通過フィルター

計し，共振周波数変動が1ppm以下の共振器を実現している。それら共振器を用いて，温度補償の要求が厳しい比帯域0.1%以下でピーク電力が数百kWクラスの高電力フィルターも数多く市場に投入し，運用実績での評価を得ている。
今後も狭帯域フィルターをはじめ各種フィルターについて，解析やノウハウを駆使して市場の要求に対応できるようにしていきたい。

(c) X帯帯域通過フィルター
図15

狭帯域帯域通過フィルター

8. 参考文献（1）A.E.Atia and A.E.Willams,
mode

in

a

spherical

General TE011

cavity,IEEE

Trans.Microwave Theory Tech., vol.MTT-24,
No10,pp640-648,Oct.1976.
（2）Roger

L.Fjerstad,

Compact,Wide

Trans.Microwave

A.L.E.E. Technical Paper,pp. 48-49, December,
1947.
（5）J.Ciavolella,

Dual TE111 Mode Preselector
IEEE

Frequency Measurements and Standards ,

Range

,

Take the Hassle Out of HighPower Design , Microwaves & RF,pp.60-62,
June,1972.

TheoryTech.,

vol.MTT-14, No9,Sep.1966（6）森重宏,田中稔博 "Xバンド高電力フィルター"島田理化技報 No.14 2002（3）George L.Matthaei,Leo Young,E.M.T.Jones,
MICROWAVE FILTERS, IMPEDANCEMATCHING

NETWORKS,COUPLING STRUCTURESAND,, McGRAW-

HILL BOOK COMPANY, New York, pp.889961,1964.
（4）B.F.Husten

andH.Lyons,

Microwave

31島田理化技報

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
電子技術部

平間 智之

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

萩原 栄治

電子事業本部
東京製作所
機械技術部

貝田 典之

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

浅利 哲

電子事業本部
東京製作所
機械技術部

杉山 裕通

32

No.19（2007）

【技術開発】
産機部門

〈技術開発〉

ユニット型IHインバータ
村松 護
Mamoru MURAMATSU

椛田学

Manabu KABATA

松村

琢夫

板谷

Takuo MATSUMURA

隆博

Takahiro ITAYA

石間勉

Tsutomu ISHIMA

本報告は，5kW/10kW誘導加熱（IH：Induction
Heating）用インバータのモデルチェンジに関するものである。成果は，ユニット構造化と操作部のマイコン化により「小型化」，「高機能化」，「低価格化」を達成したことである。
はじめに，誘導加熱の原理および装置の概要について説明する。次に，ユニット型インバータの特長，および各ユニットの技術解説を述べ，最後に実施例を紹介する。

図1

誘導加熱による発熱

1. まえがき2001年に商品化したSFT-Eシリーズ5kW/10kW

近年，家庭用として身近になってきた誘導加熱

インバータは，高効率，省エネルギー，省スペー

であるが，産業用としては，以下に示す誘導加熱

スという利点から各産業界で好評を得ており，当の特長により40年以上も前から利用されている加社高周波事業の小型機種での主力製品となった。

熱方法である。

出力5〜10kWクラスの製品は，国内外に競合メー①被加熱物の単位面積に供給される単位時間当りカーが多く，更なる小型化，高機能化，低価格化のエネルギーが大きいため，高速加熱・高温加へ移行しており，モデルチェンジが必要となった。
今回のモデルチェンジでは，ここ数年間に当社が取り組んできた小型インバータの開発，高性能
ＦＥＴモジュールの開発，および出力監視装置の開発成果に加え，新技術として電力系回路のプリ熱が可能である。
②被加熱物そのものが加熱するため，熱損失が小
さく，加熱効率が大きい。
③高周波電力を変える事により，温度制御が容易である。

ント基板化を実施し「コンパクト」，「高性能」，④コイルの配置と周波数を選定することにより，「高機能」，「低コスト」を兼ね備えた新型インバー

被加熱物の表面のみを加熱したり，被加熱物全タを製品化した。

体を加熱することができる。

2. IH（誘導加熱）とは
図1に示すように，交流電流が流れるコイルの中に金属棒（被加熱物）を置くと，金属棒の表面には電磁誘導による渦電流が発生し，コイルと金属棒が離れているにも関わらず，金属棒自身が発熱する（非接触で自己発熱）。この現象を利用した加熱方法が誘導加熱（IH）で，身近な例では，IH
炊飯器やIHクッキングヒータなどがある。

⑤金属溶解などの際は，電磁力によって溶湯が自動的に攪拌（かくはん）される。
⑥自己発熱であるため，スケールの発生がきわめて少ない。
⑦外部から被加熱物へ熱を加える必要が無いため，作業環境が良く取り扱いが容易である。
2.1

誘導加熱装置の基本構成

図2に，産業用誘導加熱装置の基本構成を示す。
用途によっては，さらに搬送装置や，熱処理室（炉，チャンバー）などが加わる場合もある。

35

島田理化技報No.19（2007）

蒸着，シール，インサートなど，用途は多種多様（1）IHインバータ
商用電力を誘導加熱に適した高周波電力に変換である。

する。加熱コイルに流す交流電流は，数十〜数百kHzの高周波電流であるため高周波発振器，または高周波電源と呼ぶ場合もある。
（2）高周波変流器
高周波電源と加熱コイルとの間に入れる整合用トランス。加熱コイルのインピーダンスが低い場
合（コイルの巻き数が少ない場合）に使用する。
（3）加熱コイル
高周波磁界を発生させ高周波エネルギーを有効に被加熱物に供給するための最も重要な部品。被加熱物の形状や要求温度などの条件にあわせて製

図3

高周波誘導加熱の出力・周波数別用途作する。
（4）フィーダ
IHインバータからの高周波電力を高周波変流器
および加熱コイルに伝送する配線。ブスバーと呼ぶ場合もある。
（5）冷却水供給装置
IHインバータ，加熱コイルなどの冷却に使用する。
冷却水の水質が悪い環境ではチラーユニットを，
圧力・水量が確保できない環境では冷却水循環ユニットを使用する。
（6）出力監視ユニット
IHインバータの出力電流を検出し，加熱サイクルごとの電力量を計測する。出力設定値に対し，出力が変動した場合は，警報信号を出力する。

図4

当社IHインバータのラインアップ

3.

ユニット型IHインバータの特長

図5に従来機（SFT-E，一体型）と新型機（SFTEU，ユニット型）の外観を示す。

フィーダ

出力監視ユニット
被加熱物

高周波変流器

加熱コイル
電力

チラーユニット又は冷却水循環ユニット
高周波発振器（高周波電源）

図2 誘導加熱装置の基本構成
2.2 誘導加熱の用途
図3に高周波誘導加熱の出力・周波数別用途を示す。また，図4に当社IHインバータのラインナップ

図5

製品外観（写真右）を示す。
今回開発したユニット型IHインバータは，出力は5kW/10kWで産業用IHインバータとしては低出力の領域であるが，周波数領域が，20〜400kHzと広範囲であるため，ろう付け・はんだ付け，接着，

36

開発したIHインバータの特長は，（1）小型
従来型と比較して，体積比50％，質量比60％の小型化・軽量化を達成した。

ユニット型IHインバータ

ジングの変更）と同時に，競合メーカとの差別化（2）高信頼性
電力系回路のプリント基板化（省配線），特殊部品の削減，加工部品の削減により，従来型と比を図るために大幅な機能追加を行った。図6に操作ユニットの外観を，表2に主要性能を示す。

較して，総部品点数を40％削減した。
（3）RoHS対応（4）ユニット構造
機能ごと（操作部／インバータ部／マッチング部）にユニット化し，ユニット単位でのメンテナンスを可能とした。ユニット形状は，19インチ規格（JISC 6010-2）に準じており，複数台のインバータ搭載
や，客先装置への組込み，他社機器の組込みなど，

図6

操作ユニット外観

拡張性が向上した。
（5）新型操作パネル（ユニット）
マイコンを搭載し，プログラム操作，出力監視，警報履歴管理などが可能。外部インターフェース
としてRS-232Cシリアルポートおよびイーサネット

表2
名

称

操作ユニット型

式

EUDMS-4

冷却方式

自然空冷

ポートを装備し，PCとの接続，ネットワーク構成が容易である。操作面は，小型スイッチパネルお外形寸法

よびLCDディスプレイの採用により薄型化した。

質

新型インバータの主要性能を，表1に示す。
表1
型

式

SFT-EU10N
10kW

20〜400kHz（ 内一波）
三相180〜240V 50Hz/60Hz

電 源 入 力
冷

却

7kVA

主構成品

パネルスイッチ（操作･設定）
LED（ステータス）
LCD，20文字×4行（バックライト付き）
メインCPU（H8ファミリー）マイコンボード インターフェース（シリアル，
LAN）

Dサブコネクタ

イーサネット通信用
シリアル通信用

発振器温度異常，発振周波数異常，（9ピン）

冷却水量低下異常，地絡検出，

インバータユニットインターフェース

直流および高周波過電流異常

DIOインターフェースなど

アナログ信号インターフェース

LCDディスプレイ表示器

主要機能

・操作

加熱ON/OFF操作，出力指令値設定
各種モニタ表示，アラーム表示
操作およびアラーム履歴管理マニュアル／プログラム／リモート

ヒートプログラム機能、通信機能（ＬＡＮ，
シリアル）・外部インターフェース

出力監視機能，アナログ信号補正テーブル機能

RS-232C／イーサネット
W450mm×H350mm×D450mm

外 形 寸 法質

H8

（RJ45）

・表示

操作盤機能

1φ AC85〜240V

LANコネクタ

14kVA

温度5〜40℃ 湿度85%以下

使用周囲条件※突起物およびラックマウント金具を除く
4.2kg

ディスプレイ

5L/min水保 護 機 能電源入力

W430mm×H50mm×D250mm

コンソール

5kW

発振周波数

量

主要性能

SFT-EU5N

定 格 出 力操作ユニット主要性能

約35kg

量

4.1

操作ユニットの構成および特長

従来型インバータの操作パネルは，操作スイッチ，

4.

操作ユニット

アナログメータ，アラーム表示灯および出力設定器という非常にシンプルなものであった。今回の操作パネルの基本機能は，高周波出力のモデルチェンジでは，マイコン搭載基板を開発す

ON/OFF操作，出力電力の設定操作，出力状態のることで，機能追加と拡張性向上を図ると共に，表示，異常発生時における警報表示などである。

操作および表示器の見直しを行った。

今回のモデルチェンジでは，ユニット化（パッケー

結果，パッケージング面，および機能面上，完37

島田理化技報No.19（2007）

全に独立したユニット化を達成した。以下，操作ユニットの主要構成品の特長を説明する。
（1）メイン基板
構成は，メインCPUと複数個のPIC（Peripheral
Interface Controller：周辺機器制御用コントローラ），
インターフェース回路およびスイッチング電源などである。従来型インバータではハードウエア（タイマーリレー，調節計，PLCなど）の追加を必要とする機能が，対応ソフトウエアへの切り替えで可能となった。
（2）操作・表示器
図7 監視制御画面例

機能追加により操作および設定項目が増加した
ために，メニュー方式を採用した。
操作手順および配置について，社内モニター試
験を実施し，現場作業者の意見を反映した。

（4）イベント履歴管理機能
インバータのイベント（注1）発生時に，イベント名

表示器には，LCDディスプレイを使用することで，と，装置状態情報（注2）を，履歴データとして内部メ機能追加に伴う表示情報量のアップに対応するとモリに記録する機能。本機能は，異常発生に至る

共に，アナログメータなどの高額部品が削減された。

原因究明や，トレーサビリティ情報収集に利用可能。

4.2 操作ユニットの新機能
操作ユニットをマイコン化したことにより，従履歴データは，LCDディスプレイに表示可能である。また，SDカードに保存することも可能。

来型のインバータにはなかった多くの機能を持たせることが可能になった。以下，代表的なものを説明する。

（注1）イベント：加熱ON/OFF，アラーム，出力指令値変更など（注2）装置状態情報：インバータの高周波電流値，直流電流，直流電圧，
発振周波数，内部温度など（1）ヒートプログラム機能
加熱ON/OFF，出力指令値を時間軸でプログラ

5.

ムする機能。以下，本機能を利用した具体例を挙
げる。

5.1

インバータユニット

構成

・多段階的に出力指令値を切り替えるインバータユニットは商用電源の50Hz/60Hzか・加熱タイマー（ON/OFF時間の設定）

ら高周波電力を発生させるものであり，整流回路，

・加熱中や加熱終了時にブザーやシグナルタワー

インバータ回路，制御回路で構成される。

を点灯させる①整流回路：三相交流電力を直流電力に順変換する。

（2）出力監視機能②インバータ回路：直流電力をスイッチングによ

高周波電流出力を検出し，監視する機能。本機
能により，単位時間ごとに加熱ワークに供給されたエネルギー量を算出し，加熱に関するトレーサ

り高周波電力に逆変換し，マッチングユニットへ供給する。
③制御回路：スイッチング周波数の制御ならびにビリティが可能。

出力指令値と高周波電流フィードバック値との（3）通信機能比較による定電流制御を行う。

制御端末（パーソナルコンピュータ）と直接接続またはLAN接続し、外部遠隔操作が可能。本機
能により，インバータの状態をリアルタイムで監視することが可能。図7に通信機能を利用した監視
制御画面の例を示す。

38

図8にインバータユニットの外観を，図9に内部を，
表3に主要性能を示す。

ユニット型IHインバータ

トを挙げる。
①組立，配線コストの削減
部品実装，配線接続が基板に集約され，部品組立，
および配線作業を大幅に削減。
②小型軽量化
使用部品の集約，高密度実装により小型化・軽量化を実現。
図8

インバータユニット外観③信頼性向上
部品点数の削減，誤配線リスクの低減により製品レベルでの信頼性が向上。
5.3

開発における課題とその解決方法

大電流回路の基板実装化，ユニット化における課題と解決方法を以下に示す。
①ユニット内の排熱効率化②基板実装部品および基板パターンの昇温低減①インバータユニットは密閉度が高く，通電時に発生する熱がこもりやすい構造となっている。
図9 インバータユニット内部

ユニット内の極端な雰囲気温度上昇は部品の温度上昇，性能劣化，製品寿命の短縮に直結するため抑えなければならない。当インバータユニッ

表3
名

称

インバータユニット主要性能
インバータユニット
EU-INV5L （ 5kW，Lタイプ）

型

式

EU-INV5H （ 5kW，Hタイプ）
EU-INV10L （10kW，Lタイプ）
EU-INV10H（10kW，Hタイプ）

冷却方式
電源入力
外形寸法
質

量

主構成品

水冷（3L/min）

る構成とした。
②整流回路，インバータ回路とも大電流が流れる
ため部品やパターンの発熱は避けられない。温度上限を超えての使用は部品の性能劣化，基板の変形などを引き起こすおそれがあった。そこで，単相180〜240V（制御系）

ユニット内の発熱部品すべてが万遍なく冷却さ

W430mm×H150mm×D450mm

れるようファンのダクト形状，基板部品配置を※突起物およびラックマウント金具を除く

変化させてユニット内の風の流れを最適化させた。

12.5kg

更に基板パターン上で発熱の大きい箇所はパター

制御基板，整流・フィルタ基板

ンを工夫し独自の放熱技術により解決した。

インバータ出力基板
高周波電力の生成
操作ユニットインターフェース

5.2に吹き当てて熱交換し，ユニット外部へ放熱す

三相180〜240V（パワー系）

スイッチング電源，冷却ファン，放熱器

主要機能

トは，温まった雰囲気をファンでヒートシンク

高周波出力制御，イベント制御

5.4

開発品の評価結果

出力電力13.5kW，冷却水入口温度40℃と実運用より過酷な条件下で連続通電試験を実施した。
結果，部品や基板上限温度は規格内に抑えるこ

DC電圧モニタ，高周波電流モニタとを可能にした。また，インバータの性能も満た

周波数モニタ，温度モニタ

すことができ，今回採用した冷却方法が有効であ

装置異常監視，発振異常監視ることを確認した。

6.

インバータユニットの特長

整流回路，インバータ回路をそれぞれ基板実装

マッチングユニット

6.1 構成化した。出力10kW，周波数400kHzクラスでは誘マッチングユニットの基本機能は，トランスに

導加熱業界初である。以下に基板実装化のメリッよるマッチング調整，ならびに共振コンデンサに39島田理化技報No.19（2007）

よる周波数の選定である。図10にマッチングユニッ
トの外観を，表4に主要性能を示す。

加熱コイルのインダクタンスは，被加熱物の形状・寸法により可変幅が制限されるため，共振コンデンサのキャパシタンスを変更して，目標周波数に調整する。
6.2 マッチングユニットの特長（1）共振コンデンサの拡張性
キャパシタンスの変更において，装置仕様ごとにコンデンサそのものを変更した場合，コストと納期が問題となる。当社では以前からコンデンサの種別およびキャパシタンスを数種類に絞り込んだものを標準コンデンサとして設定し，標準コン
デンサの個数および構成（並列数・直列）を変え，

図10

マッチングユニット外観

キャパシタンスを変更している。
新型機は、コンデンサ接続板の追加，およびショー

表4
名

型

称

式

冷却方式
外形寸法
質

量

マッチングユニット主要性能
マッチングユニット

4S（直列）または8P×2Sの接続が可能である。

EU-MAT5L （ 5kW，Lタイプ）（2）冷却水配管の容易性

EU-MAT5H （ 5kW，Hタイプ）

マッチングユニットはトランスの一次，二次各EU-MAT10L （10kW，Lタイプ）

巻線および共振コンデンサの接続板は大電流によ

EU-MAT10H（10kW，Hタイプ）

る発熱のため水冷している。

水冷（2L/min）

新型機は，配管継手の位置や，配管順序を工夫し，W430mm×H150mm×D450mm※突起物およびラックマウント金具を除く16kg（5L，10L）※標準仕様の場合14kg（5H，10H）※標準仕様の場合

トランス
主構成品

共振コンデンサ

タップ切替可（手動）個数変更可能構成（並列・直列）変更可能

下記調整により負荷とのマッチング
（整合）
を行う。
主要機能

ト板の接続変更により，最大16個，4P（並列）×・マッチングトランスの巻数比

通水接続用ナイロンチューブの曲げ部分に無理がかからないように配管しやすい構造とした。コンデンサ接続板の追加時も追加配管しやすいよう考
慮した。

7.

ユニット型インバータの装置実施例

図11および図12にユニット型インバータを使用した高周波加熱装置の実施例を示す。

・共振コンデンサの個数および構成（最大16個，4P×4Sまたは8P×2Sの構成が可能）（1）トランス
インバータの出力インピーダンスと，被加熱物の入力インピーダンスとのマッチング調整を行う。
トランスの1次側（インバータの出力）からみた2次側（被加熱物）インピーダンスはトランス巻数
比の2乗分の1となる。被加熱物に入力される高周波電力が最大となるように巻数比を決定する。配線接続箇所を替え，巻数比変更が可能である。
（2）共振コンデンサ
誘導加熱では被加熱物の材質や用途により周波数帯が異なることは前述した。周波数は加熱コイ
ルのインダクタンスと共振コンデンサのキャパシ
タンスにより決まる。

40

図11

高周波ろう付け装置

ユニット型IHインバータ

図12 高周波予熱装置

8. むすび

筆者紹介

ユニット型IHインバータについて概要および特産機事業本部
島田製作所

長を説明した。
本製品は，新聞，および当社ホームページで発表し，2007年7月から販売・出荷を開始した。

高周波技術部

村松 護

冒頭でも述べたが，5〜10kWクラスの製品は国内外に競合メーカーが多い機種である。
今回の開発は，「小型化」，「高機能化」，「低産機事業本部価格化」全てを満たす製品を目標に進めてきた。

島田製作所

目標設定が高く，基本設計から見直しを行うこと

高周波技術部になり，新技術などを駆使して，結果として特長椛田 学

ある製品が完成した。特に，多種多様な顧客ニーズに対応するべく，メンテナンス性や拡張性には十分配慮したが，今後はマーケティングを推進し産機事業本部

更に改良するとともに，他機種への技術展開も検島田製作所討していく所存である。

高周波技術部

松村 琢夫

9.

謝辞

本開発を通じて，三菱電機（株）生産技術センター殿の協力を頂きました。
ここに感謝の意を表します。

産機事業本部
島田製作所
高周波技術部

板谷 隆博

産機事業本部
島田製作所
高周波技術部

石間 勉

41

島田理化技報No.19（2007）〈技術開発〉

大型ガラス基板対応枚葉洗浄装置の要素技術開発
北川賢一

Kenichi KITAGAWA

米田

尚史

Takashi YONEDA

最近の好調な液晶テレビの販売に牽引され，液美濃秀志

Hideshi MINO

われており，2010年量産開始を予定している。

晶パネル製造業界ではガラス基板の大型化が更にガラスサイズ大型化の変遷を表1に示す。テレビ

加速されている。大型液晶基板の生産に対応可能に牽引される形で液晶パネルは大型化しており，な洗浄装置の要素技術開発について報告する。基ガラス基板サイズは年々拡大している。

板大型化に伴うユーティリティーの増加と高スルー

そこで今回，市場ニーズに対応した大型基板対

プットに対応するため，洗浄性能向上を目的とし，応の枚葉洗浄装置の要素技術開発を行い，種々のデー

基板搬送姿勢の方式検討（水平搬送→傾斜化）を行っ

タや新しい洗浄ツールを得ることができた。本稿た。傾斜させることによりランニングコスト削減，

では，これら要素技術開発について報告する。

洗浄・乾燥効果の向上が期待できる。また，傾斜2. 要求性能

搬送方式に対応した高洗浄性能の洗浄ツールの開ガラス基板大型化に伴う課題を下記に示す。

発を行った。

（1）基板生産量を確保するために搬送速度を従来

1. まえがきよりも速くする必要があり，そのために安定した

最近注目を集めている，液晶テレビを始めとす搬送，洗浄，乾燥が困難になる。

る薄型テレビの需要は，ますます大きくなると予（2）基板表面に滞留する液量が多くなるため，異想され，驚くべき勢いでブラウン管式テレビを駆物が再付着する可能性が高くなる。

逐している。更に日本国内では，2011年の地上波（3）洗浄ツールが大型化，長尺化するため，均一

デジタル放送への転換が，薄型テレビへの買替え

な洗浄効果の確保が困難となる。

を加速すると予測されている。世界市場においては，（4）ユーティリティー所要量が増加し，ランニン

液晶テレビが今後数年にわたり平均成長率10％以

グコストが高くなる。

上を維持するであろうと言われている。また，モ（5）装置設置面積（フットプリント）が大きくなり，

ニター，ノートPC，テレビと開拓されてきた液晶

ランニングコストが高くなる。

パネルの市場に，大型広告・ビル広告用途の新し

そのため，装置に求められる性能は，

い市場の成長が見込まれ，今後益々需要が伸びる（1）高スループット（高生産量）と予想されている。

（2）高洗浄・高乾燥力

今年7月，某液晶パネルメーカーが次世代液晶パ（3）低ランニングコスト（省ユーティリティー）

ネルの工場新設を発表した。そのパネル製造に用であり，その解決策の一つとして，基板の搬送姿いられるガラス基板のサイズは第10世代基板とい勢を水平から傾斜へ変更する事を検討した。

表1
世

代

サ イズ
（mm）

42

ガラスサイズ大型化の変遷

5世代

6世代

7世代

7.5世代

8世代

10世代

1100×1250

1500×1850

1870×2200

1950×2250

2160×2460

2850×3050

面

積（m2 ）

1.4

2.8

4.1

4.4

5.3

8.7

面

積

比

1.0

2.0

3.0

3.2

3.9

6.3

質

量（kg）

2.4

4.9

7.2

7.7

9.3

15.2

質

量

1.0

2.0

3.0

3.2

3.9

6.3

比

大型ガラス基板対応枚葉洗浄装置の要素技術開発

その理由を以下に記す。

3. 傾斜搬送方式の検討

従来の枚葉式洗浄装置では，図1（a）のように基板を水平状態で搬送し洗浄していた。それに対傾斜搬送方式を採用することにより，基板上のして傾斜搬送方式とは図1（b）に示すように，基液挙動が水平時と異なり，洗浄効果に大きな影響

板を搬送方向に対して傾けて搬送する方式である。

を与える。基板上に付着した異物を除去する力は，

これにより，基板上に洗浄液の流れができ，滞留

基板上の液膜厚さが厚くなるほど急激に低下するすることがなくなるため異物の再付着を防止する。

ことが分かっている。つまり，液膜が厚い状態でまた，洗浄液が自然落下することにより基板上のはジェットなどの洗浄効果が薄れてしまう。洗浄ツー

液膜の厚さが薄くなるため，高い洗浄効果を確保

ルの能力を最大限発揮させるためには，液膜の制することが可能となる（詳細は後述）。同時に，御が不可欠である。

乾燥性が良くなるため，乾燥時間を短縮できる。

高洗浄力（高乾燥力）を確保するためには，液特に従来の装置でたびたび問題となっていた最終膜の挙動を制御することが必要となる。基板上の乾燥工程において，エアーナイフの液切り性能の液挙動を実験，シミュレーションなどにより確認

改善が大いに期待できる。

したので，図2に示す。

洗浄液の自然落下により，次工程への洗剤の持出し量の削減，エアーナイフへのエアー供給量の削減など種々のユーティリティー所要量が削減可能で，ランニングコストの低減が実現できる。更に上記性能の向上により洗浄工程（プロセス）の短縮が可能となり，フットプリントの削減に繋がる。
すなわちランニングコストの削減も期待できる。
本稿では，特に洗浄力向上への取り組みについて報告する。
基板角度

洗浄用ノズル

0°

5°

洗浄液
液溜り
基板

搬送ローラー
搬送方向（a） 水平搬送方式

流れ

10°

15°
図2 液膜厚さ測定結果

本図は，基板上の液膜の厚さを測定した結果である。基板を床面に対して0°から15°まで傾斜させながらシャワーをかけ，流れる液膜の厚さを測定した。図の奥側から手前に向けて傾斜が付いている。中央谷部にライン状にシャワーをかけており，（b） 傾斜搬送方式
図1

搬送方式

色の濃い部分ほど膜厚が厚いことを示す。
図より，角度が5°で急激に膜厚が薄くなることが分かる。5°以上は徐々に液膜が薄くなる傾向に

43

島田理化技報No.19（2007）ある。これより，基板搬送角度を5°以上傾斜させることでシャワーなどの洗浄ツールが効率的に使

4.1

洗浄メカニズム

図3（a）は従来型のUSノズルである。以下にUS
ノズルによる異物除去メカニズムを示す。

用できることが推測できる。

振動子により励起された超音波振動が輻射板，

4. 洗浄ツール

伝播水を通じて洗浄液に伝播される。搬送ローラー

以上のように傾斜搬送方式における液挙動の制上の基板がUSノズル内を通過する際，洗浄液から御への取り組みについて報告したが，洗浄力の向超音波振動が伝播される。基板表面において，超上を求めて傾斜搬送方式に対応した洗浄ツールを音波振動で発生したキャビテーション効果により，開発した。

表面に付着した異物が除去される。

従来型のUS（超音波）ノズルの欠点を改良しつつ，

なお，輻射板は僅かずつではあるが，超音波振傾斜搬送方式に対応したUSノズルを開発したので動によって侵食され，金属異物が発生する。この紹介する。

金属異物が基板に直接触れるのを避けるため，輻
カバー

射板と洗浄液との間に緩衝層としての伝播槽を設
けている。

洗浄液

搬送ローラー

基板

通常，100kHz以下の低周波超音波を用いた超音波洗浄では，超音波振動により発生するキャビテー
ション現象による物理的除去力と，洗浄液の持つ化学的除去力が作用することにより，異物が除去されるといわれている。

超音波

そのため，それぞれの除去力を高める工夫がさ

洗浄液

伝播水

れるが，物理的除去力について注目し改良した結果を以下に示す。

伝播水

4.2
伝播槽

音圧

超音波を発振することにより発生した定在波により，音圧の高い部分をつくることでキャビテーション現象が発生する。キャビテーション現象により

輻射板

振動子

（a） 従来型ノズル（詳細図）

離しているといわれている。音圧が高いほど強いキャビテーション現象が発生し，異物の除去力が高く

カバー

洗浄液

液中に衝撃波が伝播され，異物を基板表面から剥搬送ローラーなる。
従って，いかに音圧を高くできるかが洗浄効果

基板を高めるポイントの一つである。
定在波は，洗浄液など媒体内部の流れが強いと発生しにくくなるといわれている。図4に従来型ノ超音波ズルにおいて，供給する洗浄液流量を変化させた
伝播水

場合の音圧を示す。供給する流量が増加するに伴い音圧が低くなっている。すなわち，洗浄液の流伝播水速が増加するに伴い，音圧が低くなることが分かる。
伝播槽

洗浄液の流れにより定在波が発生しにくくなるためと思われる。

輻射板

振動子（b） 傾斜対応USノズル（詳細図）
図3

44

US（超音波）ノズル

大型ガラス基板対応枚葉洗浄装置の要素技術開発しまう。
それに対し，傾斜対応型ではノズル本体をBOX化し密閉構造としているので，ノズルが傾斜してもノズル内は伝播水で満たされるようになっている。
この構造により，ノズルの傾斜に関わらず伝播槽を基板に近づけることが可能となり，少ない流量の洗浄液でも基板に接することができる。
二次的な効果として，洗浄液の流量を減らすことが可能となり，ユーティリティー削減効果もある。
液面

測定ポイント基板

図4

流量と音圧との関係

図3（a）に示すように，従来型USノズルではノズ
ルと基板との隙間を満たすために大量の洗浄液を供給する必要がある。そのため，上記のように定振動子在波が発生しにくくなり，音圧が低くなる。しかし，
図5

図3（b）の傾斜対応USノズルでは，ノズルを密閉

従来型USノズル（傾斜時）構造とすることによりノズル内部は常に液で満たされているため，流量を抑えることができ，その基板の位置における超音波の音圧を測定した結結果高い音圧を発生することが可能となった。基果を図6に示す。傾斜対応USノズルの音圧は高く，板との隙間に洗浄液を間接的に供給することにより，従来型と同等以上の洗浄効果が見込まれる。なお，

超音波を伝播させ洗浄する。

傾斜対応ノズルの結果は傾斜角度5〜15°の平均値

4.3 照射ポイント

である。

次に基板に超音波を照射する位置であるが，一般的に液面より1/4波長（の奇数倍）の高さに音圧

今後，洗浄効果の確認および耐久性試験など行う予定である。

の高い定在波が存在するといわれている。すなわち，基板の上に，ある一定の厚みの液膜が必要である。
従来型では，ノズル上部カバーに大量の洗浄液を供給することにより液膜厚を確保していた。しかし，基板の大型化により必要流量が多くなり，現実的ではない。これに対して，傾斜対応型では上部カバー
形状の工夫により，常に基板上に1/4波長分の液が溜まり，基板表面の音圧を高くすることが可能となっ
た。
4.4

傾斜対応
測定ポイント

超音波振動を基板に伝播させるためには，基板と洗浄液が接している必要がある。しかし，図5に

図6

音圧測定結果示すように，従来型ノズルを傾斜させると基板裏面側の洗浄液が基板まで満ちない領域が発生し，基板に超音波を十分伝播できなくなってしまう。

5. むすび

液面を盛り上げるには大流量が必要となるが，新しい搬送方式を採用した大型液晶基板向け洗図4に示すとおり，洗浄液の流量が増大することに浄装置の要素技術開発について報告した。本開発

より音圧の低下をまねき，洗浄効果が低くなっての成果を取り入れた装置は，既に顧客への納入も45

島田理化技報No.19（2007）

済み，生産ラインにて稼働中であり，フィールド
評価中である。また，スループットの短縮，ランニングコストの削減については現在評価中である。
なお，本稿に記載した内容は既に特許出願済みである。
市場の要求として，装置のコストダウン，メン
テナンス性向上など，更なる能力UPを満たす必要がある。今後も市場ニーズに合った次世代基板向けの洗浄装置を開発していきたい。

筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
洗浄技術部

北川 賢一

産機事業本部
島田製作所
洗浄技術部

米田 尚史

産機事業本部
島田製作所
洗浄技術部

美濃 秀志

46

〈技術開発〉

超音波洗浄用発振器
辻 寛樹
Hiroki TSUJI

西澤

克広

安藤

Katsuhiro NISHIZAWA

英一

Eiichi ANDO

信頼性の高い超音波洗浄を実現するには，常に洗浄液中に超音波を照射すると，その超音波振被洗浄物が投入された洗浄槽の共振周波数で安定

動は洗浄液に対して，ある瞬間には減圧力としてした超音波出力を印加する必要がある。そのため働き，次の瞬間には圧縮力として働く。

には，超音波発振器の機能として，定出力制御機
能と共振周波数追尾機能が必要不可欠である。

この繰り返しの中で洗浄液に減圧力が作用すると，洗浄液中に真空の空洞が発生し，洗浄液に溶け込

本文では上記課題を解決するために超音波洗浄

んでいる気体を取り込んで気泡となる。そして，の概要，超音波発振器の構成，回路手法について

次の瞬間に気泡には圧縮力が働いて押しつぶされ，説明する。

気泡は消滅する。

1. まえがき
超音波洗浄用発振器の一般的な負荷は，超音波

このとき，今まで気泡を囲んでいた液分子が衝突するので，強い衝撃波が洗浄液中に発生する。
この衝撃波により，被洗浄物に付着している汚れ振動子が接着された輻射板を槽底面に取り付けたを直接破壊して洗浄液中に分散させる。

超音波洗浄槽である。これは，洗浄槽内の液の種類，②加速度

温度，深さおよび被洗浄物の有無，種類によって常に共振周波数が変化する。
このため，いくつかの超音波発振器メーカーでは，洗浄液中に超音波を照射することにより，液粒子は振動する。その際に発生する加速度は周波数が高くなるにつれて大きくなる。

信頼性の高い超音波洗浄を実現するために超音波

例えば，1ミクロン以上の異物除去洗浄に用いら出力が常に一定となるような定出力制御機能と，時々れる周波数28kHz，放射音波強度1W/cm2の液粒子

刻々変化する共振周波数を追尾するための共振周の加速度は重力加速度の1,500倍に達し，サブミク

波数追尾機能を有した超音波発振器を販売している。

ロンの異物除去洗浄に用いられる周波数1MHz近傍，

当社の販売している超音波発振器においても，

放射音波強度1W/cm2の液粒子の加速度は重力加速

一部の機種では定出力制御機能および共振周波数追尾機能を有している。
そこで，全機種に対して定出力制御機能および共振周波数追尾機能を有することができるように，新型の超音波発振器を開発している。

2. 超音波洗浄とは（1）超音波洗浄のメカニズムは複雑で，決定的な理論は確立されていないが，一般的に超音波を洗浄度の10万倍になる場合もある。
このような大きな加速度が，被洗浄物表面の汚れを振り切っていると考えられている。
③直進流
洗浄液中に超音波を照射すると，音の伝播方向に流れが生じる。これを直進流といい，これにより，
被洗浄物付近の洗浄液の撹拌が行われる。
その結果，洗浄液が入れ替わり，溶解速度を高めるとともに，汚れの運搬もされている。

液中に照射することによって生じるキャビテーショ

3.

ン，加速度，直進流などが被洗浄物の汚れに作用して，汚れの層を剥離，分散，乳化させることによると考えられている。
以下に，各洗浄原理について述べる。
①キャビテーション

超音波発振器の構成（2）

図1に超音波発振器の構成を示す。
①発振部
マイコンとシンセサイザによる発振方式を採用
し、マイコンに設定した発振周波数の信号を出力

47島田理化技報No.19（2007）⑤力率補正回路する。

圧電型超音波振動子は容量性負荷である。ゆえに，②励振部発振部からの発振周波数信号を増幅し，出力段

共振周波数で駆動させた時に高周波電圧波形と高FETのゲート端子へ振り込み，出力段を発振周波

周波電流波形の位相差をなくすようなインダクタ

数でスイッチング動作させる。

を接続して，インピーダンスマッチングをとる必

③出力段

要がある。

発振部および励振部からの発振周波数信号でFETをスイッチング動作させ，出力トランスに高６○超音波振動子

電気的なエネルギーを機械的な振動エネルギー

周波出力を伝送する。

に変換する素子。図2に洗浄用超音波振動子の外観④出力トランスを示す。

出力トランス1次側と出力トランス2次側のインピー
ダンスマッチングと定格出力のパワー伝送を兼ねている。
出力トランス2次側のインピーダンスは，力率補正回路と超音波振動子のインピーダンスにあわせる。

交流電源

マイコン
直流電圧制御回路

図2

洗浄用超音波振動子

出力電力設定4. 定出力制御機能
発振周波数設定

定出力制御機能は，超音波洗浄槽内の状態の変化による負荷変動，超音波発振器に供給する電源①発振部

電圧の変動に対して，常に安定した超音波出力を印加するために必要な機能である。
図3に定出力制御機能を実現するための構成を示

③出力段

②励振部

す。また，動作原理は以下のようになる。
①超音波振動子に入力される出力電力値を検出する。
②マイコンで設定している設定出力電力値と検出した実際の出力電力値を比較する。

④出力トランス③前②での結果がずれていた場合，出力段に印加する電圧を直流電圧制御回路により増減させて，実際の出力電力値を設定値に近づくように補正する。前①へ戻り，本サイクルを繰り返す。

⑤力率補正回路

６○超音波振動子（洗浄槽）

図1 超音波発振器の構成

48

超音波洗浄用発振器③掃引終了後，最終的に出力電力値が最大であっ
交流電源たときの発振周波数を設定周波数としてセットし，発振させる。
マイコン

発振開始してから一定時間後，再び前①に戻り，本サイクルを繰り返す。

直流電圧制御回路③出力電力設定②出力電力値比較

マイコン

交流電源

③発振周波数設定
直流電圧制御回路②出力電力値比較

出力段
①演算器
発振部
①演算器

①電圧検出部
励振部
出力トランス①電流検出部①電圧検出部

出力段

力率補正回路

出力トランス

超音波振動子

力率補正回路①電流検出部（洗浄槽）

図3

定出力制御機能の構成

5.

共振周波数追尾機能

超音波振動子（洗浄槽）

図4

共振周波数追尾機能は，洗浄液の種類，温度，
深さおよび被洗浄物の有無，種類が変化して共振周波数が変動しても，自動的に最適な発振周波数，

6.

共振周波数追尾機能の構成

新型超音波発振器の主要基本仕様

すなわち，変動した共振周波数を追尾して，新た・電源電圧：単相200V±10％な発振周波数として選択して発振するために必要

・消費電力：2.4kVA以下な機能である。

・出力電力：定格600W/1200W

図4に共振周波数追尾機能を実現するための構成

・発振周波数： 25±5kHz（公称 28kHz）を示す。また，動作原理は以下のようになる。

35±5kHz（公称 39kHz）①設定周波数に対して，発振周波数を例えば±1kHz，70±5kHz（公称 75kHz）

STEP：0.1kHzの条件で掃引し，掃引範囲内のお110±5kHz（公称 100kHz）のおのの発振周波数における出力電力値を検出する。

・発振機能：単一発振，SWEEP発振，SHOT発振②掃引範囲内のおのおのの発振周波数における出・定出力制御機能（APC：Auto Power Control）

力電力値を検出するたびに比較し，大きい方の・共振周波数追尾機能（AFC：Auto Frequency

出力電力値と発振周波数を記憶する。

Control）

49

島田理化技報No.19（2007）

・使用環境：保証温度0〜40℃
保証湿度80％R.H.以下
図5に新型超音波発振器の外観を示す。

図5 新型超音波発振器

7. むすび今後，定出力制御機能および共振周波数追尾機能を有した超音波発振器をラインナップし，より洗浄性能の高い，また，使い勝手のよい洗浄装置を目指す。

8. 参考文献
超音波工業会編： はじめての超音波 ，工業調査会，（2004）

筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
洗浄技術部

辻 寛樹

産機事業本部
島田製作所
洗浄技術部

西澤 克広

産機事業本部
産業機器事業部
技師長

安藤 英一

50

製品紹介・電子機器

気象観測用Ｃ帯レーダーフィルター
■概

■主要性能

要

本製品は気象観測用レーダーシステムで使用されるC帯レーダーフィルターです。

中心周波数（ fo ） 5330〜5370MHzの指定の一波
通過帯域幅（fw） fo±1.0MHz

近傍スプリアス除去用の狭帯域帯域通過フィルター（BPF）と2倍波，3倍波除去用のハーモニックフィ

失

fo±1MHzにて
1.8dB以下（LPFを含む）
1.5dB以下（LPFを除く）

量fo± 5MHzにて10dB以上
fo±10MHzにて20dB以上
fo±60MHzにて60dB以上
2×fwおよび3×fwにて60dB以上

力250kW（ピーク）：0.22〜0.25MPa

全長

帯域通過フィルター：1200mm
ハーモニックフィルター：930mm

質量

帯域通過フィルター：50kg以下
ハーモニックフィルター：40kg以下

動作周囲温度

0〜+40℃（動作時），0〜95%RH

挿

入

損

ルター（LPF）からなります。
レーダーシステムで発生する高レベルのスプリ
アス（不要電波）を抑圧し，他の通信機器への影

減衰響を及ぼすことを防止します。
運

■特

用

電

長

①超狭帯域フィルターであり，近接した周波数において高い減衰量を有しております。
②円形導波管TE01nモード共振器を採用することにより高電力，低損失に対応しております。
③円形導波管共振器で発生する不要モード共振を除去するために，比較的通過帯域の広い矩形導波管共振器を組み合わせることによって広帯域の減衰特性を実現しています。
④ハーモニックフィルターは吸収型を採用することにより高電力に対応しています。

帯域通過フィルター外観図

問い合わせ先電子機器事業部
ハーモニックフィルター外観図

TEL 042-481-8518

51

製品紹介・電子機器

IMT-2000用中継増幅装置■概 要■小型中継増幅装置

中継増幅装置は，携帯電話基地局と同移動局か項らの電波を中継し，電波が伝わりにくいビル内や

周地下街などにおける通信品質を改善するために使最大出力電力用する製品です。

利本製品には，対移動局アンテナを内蔵した小型続可能とする拡張型中継増幅装置の2機種があり，エリア状況に応じて最適なシステムを構築することが可能です。
■特

目
波

下り

上り
2GHz帯

数

＋17dBm

＋5dBm
45dB

得

ACLR

中継増幅装置と対移動局アンテナを最大6個まで接主要性能

5MHz離調−45dBc以下−33dBc以下

10MHz離調−50dBc以下−42dBc以下

力

20VA以下/AC100V

質

量0.6kg以下

外形

130×90×38 mm以下

度

0〜+40℃

消

周

費

囲

電

温

長

1.小型中継増幅装置

対移動局用アンテナ（外部）コネクタ①対移動局アンテナを標準で内蔵しています。設

小型中継増幅装置用冶具

対基地局用アンテナコネクタ

置状況により「対移動局アンテナ切換スイッチ」の設定にて外部アンテナを使用することも可能です。
②増幅部には過出力保護機能を搭載しており，装置の異常時には出力断となるため異常状態での運用を回避することができます。
③小型中継増幅装置用治具を接続することにより下り受信信号レベルの確認が可能です。

小型中継増幅装置

外観

2.拡張型中継増幅装置①中継増幅装置1台に対し最大6台までのアンプユニッ
トが接続できることにより，1システムで複数の対象エリアをカバーすることが可能です。

対基地局用

対移動局
アンテナ
（外部）

アンテナ
制御回路

②対基地局アンテナ〜対移動局アンテナ間の利得が一定になるように設計されているため，施工
時の電気調整が不要です。
③アンプユニットへの給電は，中継増幅装置より

LED表示（動作状態）

監視制御回路

DC電源供給

対移動局
アンテナ
（内部）

同軸ケーブルを介して行われるため，商用電源
ＡＣ100Ｖを中継増幅装置に供給するだけで全てのユニットが動作します。

治具接続用
コネクタ

アンテナ
選択スイッチAC100V④中継増幅装置は過出力保護機能を搭載しており，
装置異常時には出力断となり警報信号を出力します。これにより異常状態での運用を回避することができます。

52

小型中継増幅装置

ブロック図

IMT-2000用中継増幅装置■拡張型中継増幅装置 主要性能
（中継増幅装置・アンプユニット）
項

目

下り

上り
2GHz帯

周 波 数 帯 域
最大出力電力利+17dBm
45dB

得

ACLR
消

+5dBm

5MHz 離調−45dBc以下−33dBc以下

10MHz離調−50dBc以下−43dBc以下

費

電力

35VA以下/AC100V

項

目

質

量

2.2kg以下

0.7kg以下形

210×210×40 mm
以下

80×80×30mm
以下

外
周

囲

温

中継増幅装置中継増幅装置アンプユニット

0〜+40℃

度（アンテナ）
目

対基地局用
アンテナ

対移動局用
アンテナ

アンテ ナ 利 得

6dBi以上0dBi以上

項

V

S

W

質
外

2.0以下

R
量

1.0kg以下

0.5kg以下形

150×150×40 mm
以下

φ90mm以下

アンプユニット

対基地局用アンテナ

対移動局用アンテナ

拡張型中継増幅装置

外観

同軸ケーブル（5D：約25m又は8D：約34m）

対基地局用

中継増幅装置アンプユニット「1」 アンプユニット「2」 アンプユニット「3」

アンテナ
同軸給電

制御回路

アンプユニット「1」 アンプユニット「2」 アンプユニット「3」

同軸給電
LED表示
（動作状態）

監視制御
回路
対移動局用アンテナ

警報出力・リセット入力

電子機器事業部

AC100V

拡張型中継増幅装置

問い合わせ先TEL 042-481-8518

ブロック図

53

製品紹介・電子機器

FWA用18GHz帯フロントエンドモジュール■概 要
本製品は18GHz帯FWA（Fixed Wireless Access）
用無線伝送装置に組み込まれるRFモジュールです。
無線伝送装置の主な用途は，インターネットアク
セス，IPネットワーク，WAN/LAN，セキュリティー
モニターなどです。
■特長①小型DUPLEXERを内蔵したFDD（周波数分割複信）方式による送受信モジュールです。
②局部発振器は，PLL周波数シンセサイザ方式を採用しており，RF周波数を10MHzステップ（オプションで1MHzステップ）で可変することができます。

RF モジュール 外観

また，良好な周波数安定度特性，低位相雑音特性を実現しています。
③送信部PA（Power Amplifier）は，ベアチップ

AMP

MIXER

AMP

MIXER

TX IF IN

PA

部品をパッケージ化し，高密度実装することに

DUPLEXER

より小型化，低コスト化を図っています。
④DUPLEXERの低損失化により，良好な送信歪み

TX RF OUTPLO
PLL FREQUENCYSYNTHESIZER

特性，受信NF（雑音指数）特性を実現しています。

RX RF IN

RX IF OUT

■主要性能
名

AMP

称

項 目
IF入力周波数

送 信 部

RF出力周波数
変換利得

性

能

MIXER

AMP

MIXER

LNA

RF モジュール 構成図

880MHz17.71〜18.13GHz
19.27〜19.69GHz
32〜38dB

ACPR（+20dBm出力，64QAM） −44dB
RF入力周波数
受 信 部

局

部

発振器部
電 源 部
機
環

54

構
境

19.27〜19.69GHz
17.71〜18.13GHz

IF出力周波数

680MHz変換利得12〜18dB

雑音指数

4dB

位相雑音 @10kHz offset−76dBc/Hz@100kHz offset−103dBc/Hz

周波数安定度±2.5ppm

DC+8V，DC+5V，DC-5V

合計12W（定常）

外形（W×H×D）

140×28×180mm

問い合わせ先質量

1.3kg

電子機器事業部

温度範囲（ケース温度）−40〜+65℃

TEL 042-481-8518

製品紹介・電子機器

FWA用23GHz帯フロントエンドモジュール■概 要
本製品は23GHz帯FWA（Fixed Wireless Access）
用無線伝送装置に組み込まれるRFモジュールです。
無線伝送装置の主な用途は，インターネットアク
セス，IPネットワーク，WAN/LAN，セキュリティー
モニターなどです。
■特長①小型DUPLEXERを内蔵したFDD（周波数分割複信）方式による送受信モジュールです。
②局部発振器は，PLL周波数シンセサイザ方式をRF モジュール 外観

採用しており，RF周波数を1MHzステップで可変することができます。

AMP

MIXER

AMP

MIXER

TX IF IN

また，良好な周波数安定度特性，低位相雑音特PA
DUPLEXER性を実現しています。
PLO③送信部PA（Power Amplifier）は，ベアチップ
部品をパッケージ化し，高密度実装することに

TX RF OUT
PLL FREQUENCYSYNTHESIZERPLO

RX RF IN

RX IF OUT

より小型化，低コスト化を図っています。
④DUPLEXERの低損失化により，良好な送信歪み

AMP

特性，受信NF（雑音指数）特性を実現しています。

MIXER

AMP

MIXER

LNA

RF モジュール 構成図

■主要性能
名

称

項 目
IF入力周波数

送 信 部

RF出力周波数

局

部

発振器部
電 源 部
機
環

構
境

能

315MHz21.8〜22.395GHz
23.0〜23.595GHz

変換利得

31〜39dB

ACPR（+17dBm出力，64QAM）−44dB

RF入力周波数受 信 部

性23.0〜23.595GHz
21.8〜22.395GHz

IF出力周波数

140MHz変換利得11〜19dB

雑音指数

5dB

位相雑音 @10kHz offset−76dBc/Hz@100kHz offset−101dBc/Hz

周波数安定度±2.5ppm

DC+16V，DC+8V，DC+5V，DC−5V

合計16W（定常）

外形（W×H×D）

140×30×180mm

問い合わせ先質量

1.5kg

電子機器事業部

温度範囲（ケース温度）−40〜+65℃

TEL 042-481-8518

55

製品紹介・産業機器

IH用小型ハンディCT■概 要■用途/用法IH（Induction Heating）は身近なものになり，産①人が持って直接加熱作業

業用としても新方式加熱として積極的に採用されています。
最近，用途の多様化とともに局所加熱を小型かつ可動して行う要求も多く，従来のCT（Current
Transformer）シリーズに，小型ハンディCTをメ
ニュー追加しました。
■特長①フレキシブル可能な超小型CT②産業用ロボットによる自動工程②当社標準インバータに接続③独自の絶縁構造により信頼性アップ④接続コイルのインダクタンスは0.4μHまで対応

■主要性能
一次二次

冷却水

質量

（L/min）（kg）

φ50×L300

6

4

12：1

φ70×L320

8

6

10：1

φ85×L320

8

10

名

定格kVA

周波数

C T - 1 0 C

100kVA

20〜80kHz

10：1

C T - 2 0 C

180kVA

20〜50kHzC T - 3 0 / 4 0 C

200kVA

20〜40kHz型

巻数比

外形寸法（mm）

注）周波数によっては定格kVAが低下する場合があります。

問い合わせ先産業機器事業部
TEL 042-481-8525

56

製品紹介・産業機器「ソルブ55○R 」シリーズ洗浄剤対応ワンサイクル洗浄装置（SL−301A）
環境対応型精密洗浄システム SOL−LABO（ソルラボ）シリーズ■概 要
金属・電子部品洗浄・乾燥用として，次世代フッ素系洗浄剤「ソルブ55」「ソルブ55HG」に対応した環境対応型精密洗浄装置SOL−LABO（ソルラボ）
シリーズにあらたにワンサイクル洗浄装置（SL−301A）が加わりました。

■特長①金属・電子部品精密洗浄用ソルブ洗浄剤に対応
・ソルブ洗浄剤の特長を考慮した装置設計で，他社フッ素系洗浄剤にも対応可能です。
②優れた乾燥性能
・乾燥時間を炭化水素系の１/２以下，水系の１/３

本装置は，2007国際洗浄産業展にて，来場者の以下に短縮できます。

好評を得ており，出展と同時に，販売も開始しま③液消耗量を考慮した装置設計した。

・フリーボード比を高く設計し，１槽式にすることで開口面を少なくし，消耗量をさらに少■適用装置例①金属加工部品の脱脂洗浄②プリント基板のフラックス除去洗浄③光学部品の塵埃除去洗浄④樹脂部品の離型剤除去洗浄⑤精密電子部品・光学ガラス基板などの仕上げ乾燥

なくしました。
④昇降機構付き・カゴをセットするだけで，洗浄から乾燥まで自動で行います。
⑤小型・省スペース・Ｗ1400×Ｈ2225×Ｄ870（mm）⑥多彩なオプション■装置外観

・オプション：超音波発振器/振動子，冷却ユニット，ガス警報器，油水分離ユニット，
脱気装置ほか⑦装置をサポートするプロセス技術
・被洗浄物に適した洗浄剤を選定，安全な使用
方法，洗浄剤管理方法を支援します。
■2007国際洗浄産業展でのデモ風景

問い合わせ先産業機器事業部
TEL 042-481-8525

57

特許登録紹介

特許登録紹介（2006年10月〜2007年9月登録分）
登録番号

発明の名称

内

容

備

考

3920420

ＥＨ整合器、マイクロ波自動整合方法、半導体製造装置

立体回路を小型化しながら十分な耐電力性を確保し、またインピーダンス整合動作を高速に行える。
従来のスタブ整合器では、大電力なマイクロ波のインピー
ダンスを整合することが困難であり、また整合器を構成す
る立体回路の寸法が大型化するという問題点があった。更に自動整合動作が困難であり、導波管内部の電力分布すな
わち定在波を検出できなく、検波ダイオードおよびアナロ
グ回路の交換作業が極めて煩雑だった。

富士通株式会
社殿および富士通VLSI株
式会社殿との共同出願

3926533

処理装置

処理気体が外部に漏れ出すことを防止し、基板の処理効率を向上したうえ、消費される処理気体の量が膨大な量になることを回避し、処理室の内部空間に充填されている処
理気体が外部に漏れ出すことを回避できる。
従来は基板の処理効率が低下し、消費される処理気体が膨大な量となり、かつ処理室の内部空間に充填されている
処理気体が搬入出口から処理室の外部に漏れ出す恐れがあった。

三菱電機株式会社殿との共同出願

3947703液体秤量装置処理槽内に正確に秤量した薬液と純水とを供給でき、安定した処理を実現したうえ、純水の使用量を低減して低コスト化できる。
従来は装置全体の製造コストが高くなり、かつ一定した薬液による処理が困難であり、更に純水の使用量が多くなるという不具合があった。

3863496

プリント基板の接地用導体への固定接続部およびプリ
ント基板への流れ止め隆起部の形成
方法

接地導体パターンと接地用導体との電気的接続状態での固定を簡単に行うことができ、かつ、工程増加やコストアッ
プを招くことなく、流れ止め隆起部の形成を行うことができる。
従来は導電ゴム層を使用しているので、多くの工程を必要とすると共にコスト高の要因になる問題点があった。

3875965

無線受信装置

判定帰還形等化器の発散を防ぎ、かつ判定帰還形等化器の発散時におけるフレーム非同期状態から短時間に復旧できる。
従来はリセット動作後、判定帰還形等化器前段の回路が十分収束する時間を置いた後、判定帰還形等化器を動作させる必要があり、非同期状態からの復帰が非常に遅くなっていた。また判定帰還形等化器が発散していない非同期状態においてもリセット制御回路は判定帰還形等化器にリセッ
ト動作を行ってしまうという問題があった。

三菱電機株式会社殿およびドコモ・テクノロジ株式会
社殿との共同
出願

3863867

無線装置

制御局の基板と基地局の外部アンテナとの修理、保守及び試験を制御局に接続したセンター局まで確認する必要がなく、かつ容易に迅速な保守が行え、保守性、操作性が向上し、更に制御局から無線局のほぼ全ての装置を選択して監視し、装置全体を運用管理できる。
従来は保守性または操作性に難点があり、かつ、基地局および制御局で直接確認して修理、保守できないという問題があった。

ドコモ・テクノロジ株式会
社殿との共同出願59

島田理化技報No.19（2007）

登録番号

発明の名称

3964862

洗浄乾燥装置および洗浄乾燥方法

多量の溶剤を使用することなく、短時間で被洗浄物の洗浄を行うことができる。
従来は多量の溶剤の使用、装置全体の大型化、多量のエ
ネルギーの消費が問題点であった。また、洗浄槽内の溶剤を全て排液するのに時間がかかり、洗浄が終了するまでに長時間を要してしまい、装置のスループットが遅くなるという問題点があった。

3944485

基板チャッキング
装置

チャックの垂直腕部の間隔を自由に変えることができる
ので、サイズの違う基板を自由に保持することができ、また基板をチャックする際の位置決めが極めて容易であり、更に構造が単純で故障の恐れが少く、長時間安定的に使用可能である。
従来は基板の位置決めは高精度の機構を用いて行わねばならず、組立調整も高精度で行う必要があった。また基板のサイズが変わるたびにチャックを交換し、その都度高精度の組立調整を行う必要があった。

3944484

基板チャック装置

基板とチャックピンとの接触圧力の低下は起こらず、チャッ
クピンで基板を確実に保持し続け、基板の脱落を阻止する。
従来は回転速度の増加に伴い、チャックピンとチャックアー
ムの歪み量の合計が基板保持溝の深さを超えてしまい、基板がチャックピンから脱落してしまうため、基板の処理効率向上の大きな妨げとなっていた。

3960612マイクロ波照射処
理装置

処理物全体における温度上昇および処理物全体の温度分
布にムラが無くなり、処理後の処理物における乾燥ムラまたは加熱ムラを確実に防いで均一に処理することができる。
従来は搬送する処理物の上下部だけにマイクロ波を照射する方式が採られているため、処理物全体における均一な温度上昇および処理物全体の温度分布にムラが発生しやすく、処理後の処理物に乾燥ムラ、加熱ムラが生じてしまうとい
う不具合があった。

3961516

非接触温度計測装置

従来の赤外線温度計測装置では計測することができなかった遮へい物内部の物体または遮へい物に遮られた物体の温度を正確に計測することが可能である。
従来は遮へい物内部の物体または遮へい物に遮られた物
体の温度を正しく計測することができないという問題があった。

3923491

マイクロ波照射処
理装置

搬送手段から落下した被処理物に起因して生じる不具合の発生を未然に防止し、かつ、被処理物を安定して搬送することができる。
従来は作業が煩雑となって、作業時間に長時間を要し、処理効率が悪かった。また加熱処理をしたいベルト上の被処理物に効果的にマイクロ波を照射することができなかった。
更にベルトは搬送方向の左右のどちらかに偏って蛇行し、被処理物を搬送できなくなるという問題点があった。

60

内

容

備

考

特許登録紹介

登録番号

発明の名称

内

容

3995256

同軸給電線方式による監視信号の伝達方式および方法

結合器の分配比に左右されることなく、子機が監視信号の検波に要するダイナミックレンジも緩和でき、またＲＦケー
ブルの減衰が低減され、通信距離を拡大でき、更に監視用の回路を簡素化でき、かつ、子機の接続台数及び消費電流の制限を緩和できる。
従来は子機の数が増加した場合、ＲＦケーブルに流れる
電流容量も増加させる必要があるが、子機の接続数量に制限があった。

3999039

差周波数検出回路

２つのディジタル入力信号の周波数に関係なく、確実にその差周波数を取り出し、デュテイが50％の波形で出力することができる。
従来、乗算器や排他的論理和回路の出力にはいろいろな
周波数成分が含まれているため、確実に差周波数のみを取り出すのは容易ではなかった。また、これらの中間周波数信号を生成するいずれの回路でも、選択度をシビアにするためにバンドパスフィルタを再設計しなければならない問
題点があった。

4000359

パラボラアンテナ
用一次放射器

反射損失の低減を図って、優れた受信特性を得ることができる。
従来は突出部が設けられた箇所で防水カバーの外面にへこみが生じるため、雪が堆積して受信障害が生じるおそれがあった。また、防水カバーの内面に突出部を形成すると、防水カバーの形状が複雑になるため、防水カバーの製造コ
ストが高くなる問題点があった。更に突出部で生じる誘電損失が大きくなる問題もあった。

4011467

高周波誘導加熱装置

板状導電性材料に流れる軸電流を低減して、板状導電性
材料の幅方向における温度分布の均一化を図ることができる。
従来は、板状導電性材料を加熱した際に、幅方向における温度分布を均一にすることが極めて困難であるという問
題点があった。

備考株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ殿との共同出願

61

営業分野及び主要製品【電子部門】□通信機器【産機部門】□高周波機器基地局関連機器

高周波誘導加熱装置

通信エリア拡張装置

高周波電源

衛星通信機器

高周波焼入・焼嵌装置

ミリ波RFモジュール

高周波ろう付装置
高周波シール装置□電子機器

レーダ用RF機器

マイクロ波加熱装置

レーダ用シミュレータ□液晶製造装置□立体機器

液晶パネル洗浄装置

スプリアス抑圧フィルター

液晶パネルウェット処理装置

ロータリージョイント

ガラス基板洗浄装置

導波管コンポーネント□精密洗浄装置

通信・放送用各種フィルター

HD・HDD洗浄装置
大型マスク洗浄装置
眼鏡・光学レンズ洗浄装置
電子部品洗浄装置
金属部品洗浄装置□半導体製造装置

半導体ウェーハ洗浄装置
半導体ウェーハウェット処理装置

島田理化技報編集委員会
委員長

村上 圭司

委員

槇 敏夫

島田理化技報 No.19（無断転載を禁ず）
2007年12月8日 発行

安藤 英一
森谷 陽一

発

行

所

村上 勝
土屋 克夫
畠 一男

東京都調布市柴崎2丁目1番地3
島田理化工業株式会社
TEL 042-481-8510（代表）
FAX 042-481-8599（代表）
ホームページ http://www.spc.co.jp/

石間 勉
小野 博昭
事務局

伊東 寿訓
竹内 文雄
丸山 正春
佐田 修

編集兼発行人島田理化技報編集委員会

印

東京都中央区湊3-5-10
株式会社 三菱電機ドキュメンテクス
TEL 03-5566-0681

刷所