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Technical Report
島田理化技報島田理化技報 NO.17
NO.17(2006)(2006)

島田理化技報
No.17

目

次

■巻頭言
日本人の特性と技術開発を考える………………………………………………………………………………………………… 1
小坂益規

■寄稿
新時代の研究開発にむけて………………………………………………………………………………………………………… 3
三菱電機株式会社 先端技術総合研究所 所長 久間和生

■技術開発
【電子部門】
FWA 用 25GHz 帯 RF フロントエンドモジュール …………………………………………………………………………… 9
黒沢 肇
IMT2000 基地局送信電力増幅器の高性能化に向けた基本技術開発 …………………………………………………… 16
小川二良 丸山弘志 茂野大作 早川達也 岩倉章次 池田幸夫
同軸給電線によるアンテナ分散システム……………………………………………………………………………………… 21
伊藤政浩 池端道彦 倉内康敬
地上デジタル放送用単一チャンネル出力フィルター………………………………………………………………………… 26
平間智之 萩原栄治
加速器用 UHF 帯ウォーターロード …………………………………………………………………………………………… 30
甲斐規郎【産機部門】
光学部品洗浄装置の搬送機構の改善…………………………………………………………………………………………… 39
大和田 達郎 滝下和弘 立幅義人 園田治毅
焼入れ用高周波高速インバータ………………………………………………………………………………………………… 42
村松 譲 椛田 学 冨田 始
誘導加熱監視ユニット…………………………………………………………………………………………………………… 48
松村琢夫 小森勝利■製品紹介【電子機器】Ｃ帯トランスミッター（出力 10W タイプ）………………………………………………………………………………… 55【産業機器】
光学部品洗浄装置………………………………………………………………………………………………………………… 56
大型マスク基板用洗浄装置……………………………………………………………………………………………………… 57■特許登録紹介 ……………………………………………………………………………………………………………… 59

本誌は，再生紙を使用しています。

■巻頭言
日本人の特性と技術開発を考える
専務取締役
電子事業本部長

小坂

益規

MasumiKOSAKA

日本人が，常識や価値観には多様性があることを多く経験したのは広く世界との接点を持ち始めた
明治時代以後ではないかと思います。日本の社会の発展は，村のような小さな組織の単位「輪」から始まり，それが中国で「委」や ｢ 倭 ｣ になり，
やがて自称 ｢ 和 ｣，｢ 大和 ｣ になったとする説もあります。
聖徳太子が定めたとする「憲法十七条」は「和」の精神を基としています。日本に於ける ｢ 和 ｣ とは，「調和」とか，「合議」とかを重んじる考え方で，独断を嫌い，衆知を尊重する考え方です。別の側面からは，｢ 曖昧さ ｣ を許容する考え方とも言えます。一方で，世界には「曖昧さ」を極力排除しようとする二元的な考え方もあります。常に「白か黒」，｢ 正か邪 ｣ のような対立関係で物事を考えます。
考え方に元々優劣はありませんが，少なくとも科学はこの二元論的な考え方によって進歩してきました。日本ではアナログ計算機はできても，デジタル計算機は永久に発明されなかったように思います。
日本人は「○○道」と言った言葉が象徴するように，途中過程を飛び越えて「真理」に到達しようとする考え方の方に強い親しみを感じて来たのかも知れません。それはそれで人知に対する深い洞察から生まれたものなのでしょうから。
我々の日常業務の中にもこの考え方は微妙に影響しています。昔から「アナログはそう簡単には分
かりません。時間と経験が必要です。計算にはのらないのです。
」と言う人がたくさんいます。ある程度の真理ではあると思いますが，一方で，それを乗り越えようと努力している人も大勢いる事も確かです。多くの通信理論は 1960 年代には既に完成していたので，私が入社した頃から比べても，骨格を成している技術の核はあまり変わりませんが，機能を実現する技術や，シミュレーション技術は随分進歩した様に思います。シミュレーションの世界はデータ・ベースとライブラリーの世界でもあります。世の中にシミュレーション・プログラムは売っていますが，ノウハウはすべてデータ・ベー
スやライブラリーの世界にあります。また，半導体の進歩により，デジタルの世界がアナログの世界を大幅に侵食しています。私などがむかし勉強した変復調回路技術は随分様変わりして，今や物理的な回路ではなく，数式処理の世界に変貌してしまいました。モデムなどは，今では物理的な外形がないので，通信理論が分からないと全く理解出来ないソフトウェアの世界になってしまいました。この理論的世界の構築を大きく支えているのが雑音の「曖昧さ」に理論体系を与えた「シャノンの統計理論」です。冗談の好きな人は，日本に於ける「曖昧さ」と「統計理論」の関係を考える事も面白いと思う事もあります。意見の集約に「中央極限値の定理」が成り立ったりするかも知れません。
日本は著名な哲学者や数学者を多く輩出していますが，かと言って「物事を抽象化する」技術に一般的に長けているかというと少々疑問が残ります。何もここで日本人という区分けも不要な事かも知1島田理化技報No.17（2006）

れませんが，一般的な弱点の傾向分析と思って下さい。私は，日本人は実用的な成果を急ぐあまり，
意外と「物事を抽象化する」初期段階の価値を見付け難いのではないかと思います。
「抽象化」とは「本質の解明」や「本質の整理」の道でもあると思います。この事を強く意識したのは通信の階層化である ｢Open

System｣ の考え方を聞いた時でした。最初は正直その意味や価値がよく分かりませんでした。今や，誰もが納得するように，この考え方なしには通信システム構築が出来なくなってしまいました。
技術というのは常に進歩します。自分達がやっている技術開発を，以上のような視点からもう一度整理してポジショニングしてみると新しい発見や，新しい進め方があるかも知れません。巻頭言としては少し観念的なお話になりましたが，少しでも日常の業務に役立てばと思います。

2

■寄稿

新時代の研究開発にむけて
三菱電機株式会社
先端技術総合研究所 所長

久間和生

Kazuo KYUMA

1．グローバルな環境変化に対応した研究開発戦略のあり方
近年，社会を取り巻く環境はますます不確定になっている。環境を分析してみると，外部環境とし

2．新時代の研究開発モデル
時代の変遷とともに，市場構造も変質し，これにともなって企業における研究開発モデルも次のように変化してきている。

ては，規模の経済（大量消費）から質の経済への移

従来は，マーケットギブン（市場ありき）型モデ

行とともに，世界のボーダーレス化にともなう経済ルであった。ここには明確なニーズが存在したため，のグローバル化や，「Time to Market」の短縮，開技術開発のロードマップも同じく明確であった。こ

発途上国の急速な技術力向上などの脅威も顕在化しのモデルの開発事例としては，DRAM や光ファイている。また内部環境としては，我が国の勤勉な労

バー通信などが挙げられる。その後，顧客の嗜好や働力，強い生産技術・品質力，それらを支える高等

環境状況からニーズを抽出する，マーケットインモ

教育の普及という強みが徐々に減退し，世界的なコデルへと移行した。ここでは，市場に対してソリュー

スト競争の中での地位低下と向き合っていかなけれ

ションを早期に提供するために技術のインテグレー

ばならない状況である。このような不確定時代におションが進み，ビジネスカテゴリの枠を越えた協業

ける企業の課題は，世界で通用する製品を継続的にの考え方が広がった。このモデルにおける製品例と開発し，事業を持続的に成長させることである。

しては，システム LSI や IC カード応用ビジネスがそのためには，これまで重視されてきた技術開発ある。また，これらの変遷を経て，現在ではニーズ

力に加え，技術経営戦略の強化が重要である。すな自体が非常に不確定な状況を迎え，産業界が市場そわち，社会環境の変化に対応して各企業が経営戦略のものを創出する，マーケットクリエイトモデルとと事業戦略を策定し，それにそった形で研究開発戦なっていると考えられる。ここではメーカと顧客と略を立案するという，トップダウン的な戦略の存在は密接に関係し，顧客との協業による事業創造がおが不可欠である。

こなわれる。例えばエネルギーソリューションやセ
キュリティシステムなどがこのモデルに相当する。
マーケット
ギブンモデルマーケットインモデル

マーケット
クリエイトモデル

ニーズ ・ニーズが自明

・顧客の分析からニーズ抽出 ・ニーズが不確定

技術

・インテグレーションが進む ・インテグレーションが大規模化
・H/W と S/W が融合

・ロードマップが明確
・H/W、S/W とも
インテグレーションが小規模ビジネス ・護送船団方式
・シェアー分割型
例

・DRAM
・パソコン
・光ファイバー通信

図１・マーケットイン方式（協業＝事業）・ソリューションビジネス（顧客が提供）・システム LSI・IC カード応用ビジネス・顧客との協業（協業して形を作ってから実用化の判断）・ソリューションビジネス（自ら創造）・エネルギーソリューション
・セキュリティシステム
・IMS（Intelligent Manufacturing
System）
・ハイブリッドカー
・クリーンエネルギー

R&D モデルの変遷

3

島田理化技報No.17（2006）

Ⅰ ボトムアップ型プロセス（マーケットギブンモデルに対応）
開発

応用

基礎

研究

製造

販売

顧客

ティブな新技術の開発が可能であり，前述の環境法
規制強化と企業の環境に対する意識向上は，一つの基礎研究の成果をベースにしてイノベーティブな製品を創出

ビジネスチャンスと捉えることができる。島田理化（１）（マーケットインモデルに対応）
Ⅱ トップダウン型プロセス

工業の主要事業分野の一つである半導体や液晶製造

フィードバック

プロセスでは，多量の薬剤・化学物質が用いられて

開発

応用

基礎

研究

製造

販売

顧客

顧客ニーズに立脚して製品企画・開発・製造・販売をおこなう。

（２）（マーケットクリエイトモデルに対応）
Ⅲ トップダウン型プロセス
フィードバック

開発

企画

製造

販売

研 究
基盤
（人材、技術、知識、知財）

図2

顧客
・マーケットニーズに即した研究開発をおこなう。
・研究開発はあらゆる企業活動に関係する。

顧客ニーズと R&D プロセスの関係

おり，環境との融和が極めて重要である。したがって，世界に先駆けて革新的要素技術を継続して開発することが必須であり，工業先進国としての我が国の使命であると考える。この視点に基づき，マー
ケットイン型市場における有効なソリューションとしてこれまで行ってきた研究開発事例を以下に紹介する。
（1）オゾン応用レジスト剥離技術
オゾンは酸素原子 3 個からなる酸素の同位体で，このような R&D（研究開発）モデルの変化に対強い酸化力を持ちながら，一方で比較的容易に分解応するために，新時代においては新しいＲ＆Ｄプロ

して酸素に戻るという特性があり，環境に優しいこセスを提案，実践していく必要がある。特に，マーれからの酸化剤として期待されている。本技術開発

ケットクリエイトモデルに対応した R&D プロセス

は，このオゾンの酸化分解力を高価な薬剤が多量にとしては，市場から得られたユーザニーズを研究段使用されているレジスト剥離プロセスに適用し，経階や製品企画，製造，販売の各段階にフィードバッ

済性と環境性を両立させる技術を開発したものであクするだけではなく，人材や技術といった基盤リる。高濃度オゾン単独の処理ではレジスト剥離速度

ソースに支えられた研究活動が，これらの企業活動は遅いが，僅かな水蒸気を併用することでレジストに直接的に関与することにより，常に最新の技術開剥離速度を 10 倍に向上できることを見出した。こ

発が反映される仕組みが必要となる。換言すると，れにより，実用レベルの剥離速度を得ながら，ラ新時代とは，新しい市場モデルが生み出される時代

ンニングコストを 1/5 に，環境負荷を 1/10 に低減

であり，ここで勝ち残るためには強力な経営戦略，

することができた。なお，この開発技術は LCD 製

およびそれに基づく新しい R&D プロセスの構築と造用レジスト剥離装置として島田理化工業より製実践が不可欠である。

品化され（図 3），また本技術に関する技術論文は，3．研究開発事例
本章では，マーケットイン型市場，およびマー

米国電気化学学会より日本人としては 17 年ぶりにNorman Hackerman Young Author 賞を受賞し高い評価を得ている。

ケットクリエイト型市場に対するソリューションとして，筆者らの研究開発事例を紹介する。
3.1

環境技術分野における製品事例

O3H2O O3

21 世 紀 は ｢ 環 境 ｣ の 時 代 と い わ れ る。 社 会 のさらなる安全と安心を求め，PRTR 法（Pollutant
Release and Transfer Register）や VOC 排出規制

オゾン剥離部
水洗部
乾燥部など，化学物質に対する規制・管理は年毎に厳しく

オゾナイザ

湿潤オゾン処理法なってきている。企業にとって環境に対する取り組
みも日増しに重要性を増しており，地球環境と企業活動を共生・協調させ，持続可能な社会作りに貢献

図3

高濃度オゾン応用レジスト剥離装置

することが求められている。環境技術は一般に下流の技術と見られがちであるが，決してそうではない。
すなわち，経済性と環境保全が両立するイノベー

4（2）マイクロバブル洗浄装置
PRTR 法や有機溶媒の規制の強化に対応して，低新時代の研究開発にむけてコストでかつ環境負荷の低い洗浄技術が求められてネルギー源に転換する，の 2 種類がある。官側の主いる。このため，薬剤使用量が多い脱脂洗浄プロセ

たる施策は，法律強化（省エネ法の強化）と，補助

スをターゲットに，100μm 以下の微細気泡（マイ

金増大（新エネ関連）であり，民にとってもエネル

クロバブル）の界面吸着を利用した新しい精密洗浄

ギーコスト削減による競争力強化のメリットがあり技術を開発している。独自の気泡融合防止剤と高密ニーズは大きい。

度気泡生成技術が特長である。また，これまでの超このため，CO2 低減（＝コスト低減）を実現す

音波洗浄や溶剤による洗浄と異なり，ワーク表面かるエネルギーの発生・輸送・消費に関わる問題解ら除去し気泡界面に付着した油分は気泡の浮力に決，すなわち，エネルギーソリューションは今後よって容易に洗浄液から分離除去できるので，油成の大きなビジネス分野と考えられる。しかしなが分が液中に残存せず洗浄液の寿命が長くなるというら，マクロ的なニーズは存在するものの，具体的なメリットもある。これまでの検討において，従来のニーズやスペックはユーザ自身においても不明確でアルカリ脱脂プロセスと同等の洗浄度を洗剤レスでUnknown な場合が多く，マーケットクリエイトモ

実現するとともに，ランニングコスト，環境負荷をデルの典型とも言える。エネルギーソリューション

ともに 1/20 以下に低減できることを実証している。

の対象分野は，ビル・工場・新エネ・公共・運輸な

なお，この開発成果は島田理化工業からマイクロバ

ど多岐にわたるが，以下では，ビルにおける研究開

ブルを用いた洗浄装置としては業界で初めて製品化

発事例を紹介する。

された（図 4）BEMS（ビルエネルギーマネージメントシステム）
は，ビル内の空調・照明など各設備を監視・制御することにより，ビル設備全体としてのエネルギー運用状況の収集・把握，分析，運転の最適化を通して総合的なエネルギーマネージメント，すなわち省エ
ネを実現するものである。通常，省エネは，計測，分析，制御，更新などの PDCA（Plan, Do, Check,
Action）の手順に沿って実施されるので，BEMSの機能もこれに沿ってソフトウエアとして実装することになる。
しかしながら，たとえば，無駄を発見するための分析一つとっても，そもそも現状のエネルギー
消費の詳細が良く把握されていないことが多く，また，大規模ビルになると計測点が 1 万点以上になるため，ユーザ自身が何をどうみてよいかわからない

図4

マイクロバブル洗浄装置のが実情である。このため，ユーザとともに試行錯
誤を繰り返しつつシステム構築を実施する必要があ

3.2

エネルギーソリューション分野における開発
事例

る。
今回，構築した BEMS の分析機能は，上記の課

環境分野におけるもう一つの重要な課題は，地球

題を解決するために，計測点をグラフ化し，このグ温暖化防止対策に関わる課題である。2005 年に京ラフも数百点以上にも及ぶため，設備モデルと過去

都議定書が発効し，2008 年から 2012 年の第一期約の分析事例の知見を活用した多面的可視化技術を適束期間において，日本は CO2 排出量を 1990 年基準

用することにより，ユーザにとって真に有益な分析に対し 6％削減する義務がある。しかし実際には，情報が得られるようになっている。また，分析のCO2 排出量は，増加の一途をたどっており，この結果判明した無駄を改善する必要があり，通常ビル

ままでは約束が果たせないため，官民をあげてそのでは，空調で約 40% のエネルギーを消費するため，対策を強化中である。主たる対策としては，（1）省大規模ビルでの実装例が多い集中型空調システムのエネ推進：すなわちエネルギーを可能な限り使わず

熱源最適制御機能（図 5）を実装している。これは，節約する。
（2）新エネ拡大：CO2 を排出しないエ

天候予測機能と組み合わせ，かつ，最適化技術を適

5

島田理化技報No.17（2006）

用することにより蓄熱のロスを最小化するものである。ここでは機能の一部のみを紹介したが，本シス
テムは，既に複数のビルに導入され順調に稼働中で
ある。
600

400

昼間：負荷と電気料金に?ｩ????
ﾛ?Y
応じた放熱と冷凍機運転
q

200

0

-200

夜間：必要最低限w?>??
の蓄熱量の決定

-400

-600

22 23 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21

図5

BEMS の空調熱源システム最適制御機能

4．おわりにこれからの不確定な時代において企業が勝ち残っていくためには，研究開発活動がより一層重要であり，それらは正しい外部・内部環境分析と，綿密に設計された技術開発戦略に基づいたものでなければならない。本稿では具体的な研究開発プロセスを提示し，将来のあるべき姿を論じた。また，マーケッ
トインモデルとして，環境技術分野における研究開発の事例であるオゾン応用レジスト剥離技術，マイクロバブル洗浄装置，また，マーケットクリエイ
トモデルに基づく開発事例として，エネルギーソ
リューション BEMS を紹介した。

6

【技術開発】
電子部門

〈技術開発〉

FWA 用 25GHz 帯 RF フロントエンドモジュール
黒沢肇

Hajime KUROSAWA

1．まえがき3．RF モジュールの構成

ブロードバンド無線通信システム開発において，

RF モジュールの送受信周波数は 24.78 〜 25.22GHz

屋内，及び屋外で使用することができる 25GHz 帯（20MHz ステップ，23 チャネル）で，時分割複信

TDD（時分割複信）方式の FWA 用データ伝送小方式（TDD）である。チャネル変更は局部発振器

電力無線装置に組み込む 25GHz 帯 RF フロントエ

部（OSC）の周波数切り替えによる。RF モジュー

ンドモジュール（以下 RF モジュールと称す）を開ルの構成を図 1 に，また RF モジュールの外観を図発したので報告する。

2 に示す。

本 RF モジュールが組み込まれる無線装置は，送信系は変調器から出力される変調信号を不要

150Mbps の無線伝送速度を実現する一方，無線従

波成分抑圧のため BPF1（帯域通過フィルタ）を事者資格や無線局免許を取得する必要がなく，容易通過させた後，MIX1（ミクサ）により周波数変換に利用できることを特長としている。

し BPF2 にて不要波成分を抑圧し，外部制御信号の ATPC（自動送信電力制御）にて VVA（電圧可

2．小電力無線装置の機能概要

変減衰器）を制御し出力電力を調整する。その後

本 RF モジュールが使われる主要性能を表１に示す。

MIX2 にて 25GHz 帯に周波数変換し BPF3 にて特

表１に MIX2 にて発生する不要波を抑圧し，AMP3 に項

RF モジュールが使われる装置の主要性能
目

仕

様

備

て電力増幅した後に高周波スイッチ（SW）を経て考

送信出力される。送信系において特に重要視してい複信方式

TDD（時分割複信）

変調方式

QPSK，16QAM，64QAM

る歪性能については，使用レベルに対して，各ブロッ

無線区間伝送速度

150Mbps（64QAM）

クにて充分な余裕を確保している。

占有帯域幅

30MHz

伝送距離

2km

BPF1

AMP1 LPF1

受信系は受信信号を高周波スイッチ（SW）経由
AMP4 にて低雑音増幅し，BPF4 にて不要波を抑圧

降雨減衰を考慮

ATT1

BPF2

MIX1

AMP2

VVA

LPF2

MIX2

BPF3

AMP3

Tx IF in
Lo AMP
SW

OSC2

OSC1

Tx RF out
Rx RF in
MS/WG

Lo AMP
BPF6

AMP6 LPF4

ATT3

BPF5

ATT2

AMP5

LPF3

BPF4

AMP4

Rx IF out
MIX4
DATA2

MIX3
ATPC

図１

RF モジュール

DATA1

T/R

構成

9

島田理化技報No.17（2006）

129mm

138mm

図２

厚さ：16.3mm

RF モジュール外観した後に MIX3 にて周波数変換し，BPF5 にてイメー

枚の同一基板上に構成し，基板の上下を筐体で挟みジ抑圧する。その後 MIX4 にて IF 帯に周波数変換

込む構造を採用している。また，RF モジュールのし BPF6 にて占有帯域幅以外の信号を除去し複調部

消費電力は 3.2W Max. と低消費電力化を実現してへ出力される。

おり，熱対策も簡易に実現できている。

4．RF モジュールの構造
RF モ ジ ュ ー ル は， 小 型 軽 量 化 を 図 る た め に，TDD（時分割複信）方式に伴って，RF モジュー
ル送受切替時間：1 μ sec を実現するために，制御系，及び高周波スイッチ（SW）には特に配慮している。

図 3 に示す異種多層基板を採用している。図 4 に示すように送受信ブロック，及び局部発振器部を 16層IF/電源回路

5層

IF ライン/ GND

4層

バイアスライン

3層

GND

2層

RF ライン/ GND

1層

RF 回路

6層

IF/電源回路

ガラスエポキシ基板

ガラスエポキシ基板

フッ素樹脂基板

プリプレグ
1層

RF 回路

図３

10

RF モジュール異種多層基板 層構成

FWA 用 25GHz 帯 RF フロントエンドモジュール

金属筐体 A

異種多層基板（6 層構成）

金属筐体 B

図４

RF モジュール構造

5．RF モジュール主要仕様と測定結果を表 2 に示す。
表２
項

RF モジュール主要仕様と測定結果

目

主

要

仕

様

測

定

値

RF 周波数可変範囲

24.78GHz 〜 25.22GHz（電波法無線設備規則：49 条 20 の四）20MHz ステップ，23 チャネル

複信方式

TDD（時分割複信）送受切換時間

ON/OFF 時間：1 μ sec 以下

0.9 μ sec 以下

定格送信電力+4dBm ± 0.5dB

4.1dB

送信歪

− 38dBc 以下
IF 入力条件
16QAM（シンボルレート：25Mbaud）（QPSK，64QAM を含む）
ルートロールオフ：0.3− 43.1dBc 以下

送信スプリアス− 30dBm 以下− 42.9dBm 以下

送信変換利得最大利得 27dB 以上

29.2dB 以上

受信雑音指数7dB 以下5.5dB 以下

受信変換利得

24dB ± 2dB

24.9dB

受信スプリアス

1GHz 未満：− 60dBm 以下
1GHz 以上：− 53dBm 以下

1GHz 未満：− 76.7dBm 以下
1GHz 以上：− 68.0dBm 以下

VSWR

アンテナ端子24.75GHz 〜 25.25GHz で 2 以下。
IF 端子
IF ± 15MHz で 2 以下。

アンテナ端子
1.5 以下IF 端子
1.6 以下

局部発振器 C/N

− 95dBc/Hz 以下
Oﬀset 周波数：100kHz− 115dBc/Hz 以下
Oﬀset 周波数：1MHz− 97dBc/Hz 以下
Oﬀset 周波数：100kHz− 120dBc/Hz 以下
Oﬀset 周波数：1MHz

消費電力

3.2W 以下

3.2W 以下

外形

外形寸法：129 × 138 × 16.3mm
図 2 参照。

温度範囲

動作：− 20 〜 +60℃
保存：− 30 〜 +70℃
※結露の無い環境とする。

11

島田理化技報No.17（2006）

0‑10
設計値 dB[S11]設計値 dB[S21]実測値 dB[S11]実測値 dB[S21]
仕様値

‑20

減衰量、及び 反射量（dB )

‑30
‑40
‑50
‑60
‑70
‑80
‑90
‑100
‑100

‑80

‑40

‑60

‑ 20

f00

20

40

60

80

100

周波数（MHｚ）

図５

IF-BPF の周波数特性 ( 設計値と実測値 )帯域外抑圧量6．技術的課題と評価結果
6.1

f0 ± 30MHz：− 40dB

IF-BPFf0 ± 40MHz：− 50dB

RF モ ジ ュ ー ル の 送 受 信 IF 帯 に 使 用 し て い る
6.2

BPF1 及び BPF6 は，外部から入力される変調信号の高調波成分を抑圧するために，下記の帯域外抑圧

送受切り換え SW

TDD 方式に伴い，RF モジュールの送受切替時量を実現している。

間は 1 μ sec 以下である。

実測値は占有帯域幅，及び帯域外抑圧量ともに規高周波 SW は PIN ダイオードで構成し，PIN ダ

格を満足し，良好な特性が得られた。設計値とともイ オ ー ド の ON 時 の 残 留 イ ン ダ ク タ ン ス， 及 びに通過特性と反射特性を図 5 に示す。

OFF 時の容量のキャンセルが可能であるという理由から，下記回路構成を採用した。構成図を図 6 にMS‑WG Transition

Rx RF out
ZO,λ/4ZM ,λ/4

ZO ,λ/4

ZO,λ/4

ZO ,λ/4

Tx RF in

ZO、ZM：
マイクロストリップ線路の特性インピーダンス

図６

12

RF モジュール高周波 SW 構成

FWA 用 25GHz 帯 RF フロントエンドモジュール示す。スイッチ動作は特性インピーダンス Z0 の線

ディジタル回路により構成している。

路の 1/4 波長を利用して OPEN/SHORT 状態をつ

尚，ON/OFF 制御回路は，低消費電力化，及びくり，Tx/Rx 切り換えを実現している。特性イン

送受信アイソレーションを確保するために，25GHz

ピーダンス ZM の線路は信号系に影響を与えず，ダイ

帯送信アンプ，及び受信アンプを ON/OFF し，そオード用 DC リターンと 2 倍波抑圧に寄与している。

のタイミングは RF SW の ON/OFF 動作と同期し送受切り換え SW の ON/OFF 制御回路は，回路ている。RF SW の挿入損失とアイソレーションのの簡略化，及び部品点数削減を図るために汎用高速測定結果を，表 3，及び図 7（a）〜（d）に示す。RF表3

RF SW の挿入損失とアイソレーションの測定結果
挿入損失

状態

Tx

Rx

アイソレーション

24.78GHz

25.22GHzON− 3.8dB− 3.2dBOFF− 28.4dB− 20.1dB

ON− 3.2dB− 2.5dBOFF− 22.4dB− 26.7dB

24.78GHz

25.22GHz

24.6dB

16.9dB

19.2dB

24.2dB（a）Tx ON時の挿入損失（b）Tx OFF時の挿入損失（ケーブルロス3.4dBを含む）（ケーブルロス3.4dBを含む）（c）Rx ON時の挿入損失（d）Rx OFF時の挿入損失（ケーブルロス3.4dBを含む）（ケーブルロス3.4dBを含む）

図７

RF モジュール 高周波 SW 測定結果

13

島田理化技報No.17（2006）

SW は送信時，受信時ともに，ON 時には挿入損失

TDD 方式に伴う規格：1μ sec 以下を満足する結果を極力低減する方向で，OFF 時にはアイソレーショが得られた。送受切替時間には PIN ダイオードのンを確保する方向で，インピーダンス整合している。

ON/OFF 時 間，25GHz 帯 送 受 信 ア ン プ ON/OFF

6.3

時間，及び制御回路の ON/OFF 時間が含まれる。

RF モジュール 送受切替時間評価結果

送受切替時間の測定結果を図 8（a）〜（d）に示す。

RF モジュールの送受切替時間を評価した結果，RFモジュール 受信→送信切替時間
10

0
‑10

規格値:1μsec

‑20
‑30
‑40
‑50
‑60
‑70

SW ON/OFF時 減衰量 [dB]

SW ON/OFF時 減衰量 [dB]

10

0
‑10

規格値:1μsec、

‑20
‑30
‑40
‑50
‑60
‑70

‑80

‑80

‑90

‑90

（a）送信RF信号の立上り時間(実測値：0.76μsec 200nsec/div)（b）受信 IF 信号の立下り時間(実測値：0.92μsec
200nsec/div)

RFモジュール 送信→受信切替時間
10

10
0

‑10
‑20

規格値:1μsec

‑30
‑40
‑50
‑60
‑70
‑80
‑90

SW ON/OFF時 減衰量 [dB]

SW ON/OFF時 減衰量 [dB]

0

‑10
‑20

規格値:1μsec

‑30
‑40
‑50
‑60
‑70
‑80
‑90

（c）送信 RF 信号の立下り時間(実測値：0.83μsec
200nsec/div)

図８（d）受信 IF 信号の立上り時間(実測値：0.84μsec
200nsec/div)

送受信切替時間の測定結果

7．局部発振器部 C/N の評価結果
局部発振器部 C/N を評価した結果，仕様値に対して余裕のある良好な値が得られた。
25GHz 帯送信信号の位相雑音特性の評価結果を
図 9 に 示 す。 こ の 時 の C/N 値 は Oﬀset 周 波 数：
100kHz に て − 97dBc/Hz 以 下，Oﬀset 周 波 数：
1MHz にて− 120 dBc/Hz 以下を確保している。
図９25GHz 帯送信信号の位相雑音特性
評価結果

14

FWA 用 25GHz 帯 RF フロントエンドモジュール

8．むすび
TDD 方式 FWA 用データ伝送小電力無線装置に組込まれる RF モジュールを開発して良好な特性を得ることができた。尚、本製品は信頼性試験をクリアし量産品として製造されている。基板を異種多層化したことにより，送信系，受信系，及び局部発振器を一体化し，小型軽量化を実現した本モジュールは，従来装置と比較しても大幅に小型化と低コスト化を実現でき，類似機種への応用が可能である。

9．謝辞
以上の製品開発を通じて，株式会社日立国際電気殿の御協力を頂きました。
ここに感謝の意を表します。

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
電子技術部

黒沢 肇

15

島田理化技報No.17（2006）〈技術開発〉

IMT2000 基地局送信電力増幅器の高性能化に向けた基本技術開発
小川二良

Tuguyoshi OGAWA

丸山弘志

Hiroshi MARUYAMA

茂野大作

Daisaku SIGENO

1．まえがきIMT2000 基地局においては，マルチキャリア共通増幅方式が適用されるので，そこに使用する送信

早川

達也

岩倉

Tatsuya HAYAKAWA

章次

Syouji IWAKURA池田幸夫

Yukio IKEDA（2）ので，その回路構成と設計法について報告する
。

2.1

回路構成

図１に開発したドハティ増幅器の回路構成を示す。

電力増幅器に対しては，隣接チャネル漏洩電力によ

ピーク FET の出力側に設けた位相調整線路 No.1

る通信品質の劣化を防止するために，厳しい歪規格の電気長θ１は，出力Ｔ分岐からピーク FET 側を見が要求される。
この厳しい歪規格を満足するために，込むインピーダンスを高めるように設定する。こフィードフォワード，或いは，プリディストーショのようにθ１を定めると，キャリア FET からピーク

ン歪補償が適用され，増幅器は飽和出力から十分な

FET 側への出力電力の流入が防止され，キャリア

バックオフをとった線形性の良好な出力レベルで使FET の出力をドハティ増幅器の出力電力として有用される。しかし，歪補償回路の装荷とバックオフ

効に取り出すことができる。つまり，低出力時にピーを確保した動作は，回路規模と消費電力の増大に繋ク FET をオフ，キャリア FET をオンする理想的がる。これらの観点から，基地局の送信電力増幅器

なドハティ動作に近づけることができる。

に対しては，設置性を向上させるための小型・軽量

キャリア FET の出力側に設けた位相調整線路

化，省エネルギーを実現するための高効率化が強く

No.2 の電気長θ２は，複素負荷変調線の向きが所望望まれている。

値となるように設定する。キャリア FET から負荷

ここでは，IMT2000 基地局送信電力増幅器の小側を見込む高出力時のインピーダンスを Zopt,high，型・軽量化，高効率化を目的として開発した基本技

低出力時のインピーダンスを Zopt,low とすると，術の中で，特に，高効率化に有効なドハティ増幅器，

次の式（1）が成立する。

回路構成が簡易で小型化に適した直・並列ダイオー
ド合成形 RF リニアライザ，歪補償能力に優れ高効

Zopt , low = Zopt , high ×率化に有効なデジタルプリディストータについて報2 cos θ 2 + j sin θ 2（1）
cos θ 2 + j 2 sin θ 2

図２に，式（1）を用いて計算したθ２，と複素告する。

2．ドハティ増幅器

負荷変調線の関係を示す。図２より，θ２ を適当な

ピークファクタの大きな変調波を用いる通信シス

Zopt,high(High power)

Zx(High power)

テムにおいて，送信電力増幅器の高効率化を実現す

Zopt,low(Low power)

0.5Zx(Low power)

Carrier FETる手段として，
ドハティ増幅器（1）が注目されている。

Matching
circuit

最近，ドハティ増幅器の設計法，試作結果，性能改善に関して，
数多くの報告が行われている。しかし，
周波数・温度特性に関する検討は十分に行われていInput
circuitPeak FETない。
経路に位相調整線路を設け，２つの位相調整線路のPhase adjusting line No.1
(Zx, θ1

長さで複素負荷変調を最適化することにより，周波16Matching
circuitMatching
circuit

ここでは，キャリア FET とピーク FET に続く数・温度特性の良好なドハティ増幅器を実現できた

Phase adjusting line No.2
(Zx, θ20.5Zx

図１

ドハティ増幅器の回路構成

50Ω

IMT2000 基地局送信電力増幅器の高性能化に向けた基本技術開発

2.11-2.13 GHz
2.13-2.15 GHz
2.15-2.17 GHz

Normalized impedance=Zopt,highComplex Load
Modulation Line

Zopt,lowGain ( dB)

Zopt,high

12.6
12.4
12.2
12.0
11.8
11.6
11.4
11.2
11.0

Pout=45.0dBm

30

50

39.0

2θ

2

2Zopt,high

90

110

Pout=45.0dBm

38.5
38.0

η d (%)

0.5Zopt,high70
Temp (℃)

37.5
37.0
36.5

図２

θ2 と複素負荷変調線の関係値に選ぶと，複素負荷変調線の向きを任意に設定できる。例えば，θ２ ＝ 0°の場合には，2Zopt,highと Zopt,high を 結 ぶ 線， θ２ ＝ 90 °の 場 合 に は，

AC LR (dBc )

30
-28.0
-28.5
-29.0
-29.5
-30.0
-30.5
-31.0

設計

飽和出力 180W を得るために，キャリア FET と

図３70
Temp ( ℃ )

90

110

Pout=45.0dBm

30

0.5Zopt,high と Zopt,high を結ぶ線となる。
2.2

50

50

70
90
Temp ( ℃ )110

ドハティ増幅器の Gain，η d，ACLR 特性

ピーク FET には，それぞれ，出力電力 90W クラ

3GPP test model-1, 2tone, 32-multiplexedスの LDMOSFET を使用した。ロードプル測定でsignal,B/W=3.84MHz, PAR=8.4dB@0.01%

求めた 90W クラス FET の出力を最大とする負荷
イ ン ピ ー ダ ン ス（Zpmax） は 2.6 − j4.5ohm， 効の回路構成，複素負荷変調に対する設計法を適用す率を最大とする負荷インピーダンス（Zemax）はることにより，周波数・温度特性が良好なドハティ

3.8 − j4.5ohm であった。飽和出力を大きくし，か増幅器を実現できることが実験的に確認された。なつ， 飽 和 出 力 か ら バ ッ ク オ フ を 確 保 し た 動 作 点

お，試作したドハティ増幅器においては，入力回路

で の 効 率 を 高 め る た め に，Zopt,high を Zpmax

部にアイソレーション特性の良好なウイルキンソンに，Zopt,low を Zemax に近づける設計を行った。

電力分配器を使用しており，これも良好な周波数特

Zpmax と Zemax の虚数成分は等しいので，図２性に寄与していると考察している。

においてθ２＝ 0°とし，複素負荷変調線は，3.8ohm（=2Zopt,high） と 1.9ohm（=Zopt,high） を 結 ぶ ように設定した。
2.3

実験結果

3．直・並列ダイオード合成形 RF リニアライザ
並列ダイオード，ゲート接地 FET，ソースイン
ダクタ装荷 FET が通常のソース接地 FET と逆の図３に試作したドハティ増幅器の利得（Gain），

振幅，位相特性を持つことを利用して，素子レベル

ドレイン効率（η d），隣接チャネル漏洩電力（ACLR）の小型な RF リニアライザが報告されている。一方，

特 性 を 示 す。 出 力 電 力（Pout） が 45.0dBm に お

信号と歪を分離・合成する回路，可変減衰器，可変

け る デ ー タ を プ ロ ッ ト し て い る。 図 ３ か ら， 試

移相器，遅延線を備えた大規模な RF リニアライザ

作 し た ド ハ テ ィ 増 幅 器 は， 周 波 数 帯 域 2.11 〜

も古くから研究されている（3）。前者は，小型ではあ2.17GHz，FET フランジ温度範囲 40°〜 100℃におるが，信号と歪の振幅差，位相差の設定範囲が狭く，

いて，Pout=45dBm，Gain ≧ 11.2dB，ηd ≧ 36.5%，

歪を補償できる増幅器が限定される。これに対し，

ACLR ≦− 29dBc の性能である。

後者は，大型ではあるが，信号と歪の振幅差，位相不連続な周波数・温度特性は観測されず，本報告

差の設定範囲が広く，様々な増幅器の歪を補償でき

17

No.17（2006）

+2
+
1
0

Φ(deg.)
120
90
150
180
60
210
30

-1

240

-2

0

+4
+3
Parallel DiodeacPhase shifter

HybridCouplerHybridCouplerb

ΔGain (dB)

IN

OUT

-3

d

Serial Diode

Freq=2140MHz

Attenuater

270

-4

330

-5

300

-6
-25

図４

3.1

図４に開発した直・並列ダイオード合成形 RF リ
ニアライザの回路構成を示す。ダイオードのアノー
比較して十分小さいと仮定すると，並列ダイオード
は信号と同位相の第３次相互変調歪（IM3）を，直したがって，図４中の端子 -d においては，直列および並列ダイオードを経由した信号は合成，IM3-20

信号はキャンセル，IM3 は合成される。

-30差を所望の値に設定できるようにすると，RF リニ
アライザを実現できる。
ここで提案する RF リニアライザは，並列ダイ

ACLR (dBc)

はキャンセルされる。一方，端子 -c においては，する IM3 と端子 -d に出力する信号の振幅比，位相延線を不要としたものである。
3.2

実験結果

図５に移相器の設定値φをパラメータとして，試作した RF リニアライザの振幅偏差（Δ Gain），位相偏差（Δ Phase）の実験値を示す。
図 ５ よ り， φ を 0 ° 〜 360 ° ま で 変 化 す る と，

120
90
330
60
0
30
-15

-5
-10
Pin (dBm)

0

10

5

(c)

16
14
12
10

(a)

8

(b)

-40
-50

(c)

-60
-70
39 40 41 42 43 44 45 46
Pout (dBm)

オードと直列ダイオードが逆位相の IM3 を発生することを利用して，回路の簡単化を図ると共に，遅10

Φ(deg.)
240
270
210
180
300
150

Freq=2140MHz(a) Without linearizer(b) With pre-distortion(c) With pre-distortionand feed-forward

列ダイオードは信号と逆位相の IM3 を発生する。

可変移相器，可変減衰器を備えて，端子 -c に出力

5リニアライザの振幅偏差，位相偏差

回路構成

ド・カソード間容量のインピーダンスが抵抗成分と0

図５

ΔPhase (deg.)（4）
アライザについて報告する
。

-10
-5
Pin (dBm)

-20

の回路構成

囲が広く，かつ，回路構成が簡単で小型な RF リニ

-15

35
30
25
20
15
10
5
0
-5
-10
-15
-20
-25
-30
-35
-25

直・並列ダイオード合成形 RF リニアライザる。ここでは，信号と歪の振幅差，位相差の設定範-20

Eff. (%)

島田理化技報図６

47 48

フィードフォワード形送信増幅器の ACLR，
効率
3GPP test model-1, 2tone test,
32-multiplexed signal,Freq1=2.1325GHz,
Freq2=2.1425GHz,B/W=3.84MHz,
PAR=8.4dB（@0.01%）, Temp.=+25deg.C

Δ Gain ／Δ Phase の符号を，＋／＋，＋／−，−／＋，−／−の４つのモードに設定できる。素子レ

設定範囲が広い事が分かる。

ベルの小型な RF リニアライザは１つのモードしか最終段に第２章で紹介したドハティ増幅器を２合実現できないが，提案する RF リニアライザは４つ成した増幅器，小信号段に提案するＲＦリニアライのモードを実現でき，Δ Gain ／Δ phase に対する

ザを用いたフィードフォワード形送信増幅器を試作

18

IMT2000 基地局送信電力増幅器の高性能化に向けた基本技術開発

200

ACLR，効率の実験値を示す。図６から，ＲＦリニ
アライザとフィードフォワードの併用により，出力4-carrier
2-carrier
1-carrier-10

電力 47dBm（50W）において，ACLR ≦− 55dBc，
効率≧ 15% の性能が得られた。

移動体通信基地局への適用を目的として，フィードフォワードあるいはデジタルプリディストーショ
ン形歪補償とドハティ増幅器の組合せによる高効
（5）
（6）
, （7）
,
率・低歪増幅器が研究されている。ここでは，

W-CDMA 変調波をマルチキャリア入力して，デジ
タルプリディストーションによるドハティ増幅器のACLR(dBc)-20

4．デジタルプリディストータ

（7）
る
。

5

-30
-40
With Linearizer
歪補償あり
ACLR

-50
-60
-70
39

図８

回路構成

10
Without Linearizer
歪補償なし

歪補償実験を行ったので，その結果について報告す
4.1

15

Eff.

Eff. (%)

した。図６にフィードフォワード形送信増幅器の

40

41

42

43 44 45
Pout(dBm)

46

47

48

多段増幅器（電源込）の ACLR，効率（測定値）

デジタルプリディストータ付多段増幅器のブレッ

調 波 信 号 を，2130MHz，2135 MHz，2140 MHz，

ドボードモデルを製作して，歪補償実験を行った。

2145MHz に配置している。ACLR は，２キャリア

図７にブロック図を示す。多段増幅器の総合利得は

入力時は 10MHz 離調，４キャリア入力時は 5MHz

50dB であり，最終段は第２章で紹介したドハティ

離 調 で の 値 で あ る。 歪 補 償 あ り の 場 合 に は， 出

増幅器を２合成する構成としている。デジタルプリ

力 Pout=47.0dBm（P1dB か ら 8dB バ ッ ク オ フ にディストータは Look Up Table（LUT）参照方式

相当）において，１キャリア入力時に ACLR= −とし，適応制御機能も付加している。DC/DC コン

57.6dBc，２キャリア入力時に ACLR= − 54.0dBc，バータへの入力電流・電圧をモニターすることによ４ キ ャ リ ア 入 力 時 に ACLR= − 45.6dBc，Eﬀ=

り，ブレッドボードモデル全体としての効率を評価

18.6% の性能が得られている。デジタルプリディス

している。

トータによる ACLR の改善量は，入力キャリアの

4.2

数，Pout に依存するが，Pout= 47dBm において実験結果

図 ８ に，3GPP 規 格 準 拠 32 コ ー ド 多 重 のW-CDMA 変調波信号をマルチキャリア入力しては，１キャリア，２キャリア，４キャリア入力時に17.9dB 以上の ACLR 改善量が得られている。

測定した，多段増幅器の ACLR，効率（Eﬀ.）特性

図９に，変調波信号を２キャリア入力して測定しの測定値を示す。図中，実線は歪補償あり，破線

た，ダイナミックな利得偏差（Δ Gain），位相偏差は歪補償なしの特性である。４キャリア入力試験（Δ Phase）特性を示す。図９中にも，歪補償あり

においては，１キャリア当りの帯域幅が 3.84MHz，と歪補償なしの場合の特性を示している。測定デー

PAR（Peak average power ratio） が 8.4dB の 変

タの広がりは，増幅器のメモリー効果に起因するものである。図９から，歪補償を行うことにより，

IF

MOD.

Adaptive
Control

A/D

かる。以上より，W-CDMA 変調波をマルチキャリ
ア入力し，デジタルプリディストータによるドハティ増幅器の歪補償実験を行い，ACLR を 17.9dB

Doherty

LO

LUT

RF
OUT

RF

D/A

RF
IN

Δ Gain，Δ phase の直線性が改善されることが分

Amplifier

Digitalpre-distorter

IF

RF
LO

DC/DC

以上改善できることが実験的に確認された。

5．むすび
IMT2000 基 地 局 送 信 電 力 増 幅 器 の 小 型・ 軽 量化，高効率化を目的として開発した基本技術の中

図７

ブレッドボードモデルのブロック図

で，高効率化に有効なドハティ増幅器，回路構成

19ΔGain(dB)

島田理化技報No.17（2006）

1（5）鈴木，他： 歪周波数特性補償型デジタルプレ

0

ディストータによるドハティ増幅器の線形化検討 ，信学ソ大 , C-2-31, pp55,（2003）

‑1
30

35

40

45
Pout(dBm)

50

55

60

amplifier using RF predistortion linearizer

ΔGain(dB)(a) ΔGain特性（歪補償なし）
1

and the modified Doherty amplifier , IEEE

0

MTT-S Digest, pp537-540,（2004）

‑1
30

35

40

45
Pout(dBm)

50

55

60

ΔPhase(deg.)(b) ΔGain特性（歪補償あり）（7）岩倉，他： デジタルプレディストータによるドハティ増幅器の歪補償実験 ，信学総大，C-2-9，P-42，（2005）

15
10
5
0
‑5

筆者紹介
30

35

40

45
Pout(dBm)

50

55

60

電子事業本部東京製作所(c) ΔPhase特性（歪補償なし）
ΔPhase(deg.)（6）T.Ogawa, etc.al： High eﬃciency feed-forward

15
10
5
0
‑5

電子技術部

小川 二良
30

35

40

45
Pout(dBm)

50

55

60

(d) ΔPhase特性（歪補償あり）

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

図９

多段増幅器のΔ Gain，Δ phase（測定値）

丸山 弘志

が簡易で小型化に適した直・並列ダイオード合成

電子事業本部形 RF リニアライザ，歪補償能力に優れ高効率化に

東京製作所

有効なデジタルプリディストータについて報告し電子技術部

た。今後，これらの基本技術を精錬化すると共に，

茂野 大作

GaN-HEMT の 適 用， LINC（Linear ampliﬁcation
with Non-linear Components），EER（Ebvelop

電子事業本部Elimination & Restoration）の導入等，新技術の開東京製作所発に努める。

電子技術部

6．参考文献（1）S.C.Cripps： Ｒ F power ampliﬁers for Wireless

早川 達也
電子事業本部

communications , Boston, Artech House,（1998）

東京製作所（2）岩崎，他： ドハティ増幅器の周波数・温度特

電子技術部

性に対する実験的検討 ，信学総大，C-2-29，

岩倉 章次

P-64，
（2004）（3）T . N o j i m a , e t c . a l ： C u b e r p r e d i s t o r t i o nlinearizer for relay equipment in 800 MHz

東京製作所

band land mobile telephone system , IEEE

電子技術部

Trans. Vol.VT-34, No.4, pp169-177,（1985）

池田 幸夫（4）丸山，他： 直・並列ダイオード合成形ＲＦプ
レディストーションリニアライザ ，信学総大，C-2-5，P-38，（2005）

20

電子事業本部

〈技術開発〉

同軸給電線によるアンテナ分散システム
伊藤

政浩

池端

Masahiro ITOH

道彦

倉内

Michihiko IKEHATA

康敬

Yasutaka KURAUCHI

島田理化技報 No.13（2002 発行）にてインビル給

１．まえがき電線装置の紹介を行ったが，今回報告するシステム

携帯電話基地局の整備が進み，屋外では殆どの場ではこれに増幅装置と監視電源装置を付加し，アン所で携帯電話サービスが使える環境が整って来ていテナ数を増やすことによってエリア拡張を可能にしる。しかし，地下や高層ビル上層階等の基地局からた。以下に本システムの特徴と性能等について説明の電波が届きにくいエリアも存在し対策が進められする。

ている。対策の方式としては，図１に示す無線ブー

２．システム構成例

スター方式（1），光回線を使った方式（2），同軸給電線を使った方式等が存在する。ここでは同軸給電線をシステム構成例を図２に示す。

使った方式について報告する。

このシステムは 800MHz 帯と 2GHz 帯の共用器，本装置は携帯電話基地局装置の送受信信号を同軸無線信号に直流電圧を重畳する BIAS-T，増幅装置

ケーブルで延長し，小型アンテナで特定のエリアをへの電圧供給と監視をする監視電源装置，信号を分カバーする方法である。

配する結合器，増幅装置，及びアンテナより構成さ
光方式

同軸方式

子機
光ケーブル
同軸ケーブル

親機

小型基地局
結合器
小型基地局

簡易中継器

地下等、電波の届かない所

監視用電話

交換局／基地局

図１

簡易無線方式エリア拡張方式例

21

島田理化技報No.17（2006）

れ，800MHz 帯ならびに 2GHz 帯を共用できる。こ下がるため必要に応じて増幅装置が挿入される。まのため，各構成品は 800MHz 帯の上り，下り周波

た，結合器には直流電圧と監視信号をバイパスする

数と 2GHz 帯の上り，下り周波数の４周波数帯に対タイプとカットするタイプがある。

応している。

３．構成品の性能

下りリンク（基地局→アンテナ）を例に信号の流れに沿って説明する。800MHz 帯と 2GHz 帯の小型

3.1

共用器

基地局装置からの無線信号は共用器で１系統に集約

共用器は，４周波数帯ごとのバンドパスフィルタ

され，BIAS-T にて監視電源装置からの増幅装置用と各フィルタを合成，分離する分岐線路から構成さ電圧と，監視信号が重畳され複合信号となる。複合れている。バンドパスフィルタにはチェビシェフ特

信号は，同軸ケーブルにてビルの各階まで伝送され，性をもつコムライン形フィルタ，分岐線路には中空結合器によって垂直方向の信号と水平方向の信号にの同軸線路を採用している。本器はこれらを採用す分岐される。水平方向と垂直方向に分岐された信号

ることにより，低損失化，800MHz ／ 2GHz 帯域間は目的のエリア近くで更に分岐され，それぞれのアの高アイソレーション，及び小形化を実現している。

ンテナに接続される。ビルの上層階では同軸ケーブ

図３に外観，図４に代表特性を示す。

ルの延長と複数の結合器の通過ロスで信号レベルが

ビル内部

増幅装置

結合器 A

結合器 A

結合器 A

結合器 D

増幅装置

結合器 A

結合器 A

結合器 A

18F

結合器 D

増幅装置

結合器 A

結合器 A

結合器 A

11F

結合器 C

結合器 A

結合器 A

結合器 A

10F

結合器 C

結合器 A

結合器 A

結合器 A

20F

19F

800MHz
小型基地局

B1F
BIAS‑T

共用器
2GHz
小型基地局

監視電源装置

図２

22

システム構成例

同軸給電線によるアンテナ分散システム

図３

共用器外観

図５

監視電源装置外観

外形寸法 W272 × H147 × D403mm
質量：約 9kg

減衰量 [dB]

800MHz 下り
2GHz 下り①アンプ番号
選択タブ

2GHz 上り
800MHz 上り②送信電力
Start 700 MHz

IFBW 1 KHz

Stop 2.2 GHz③メンテナンス
設定

周波数 [Hz]

図４
3.2④ATT設定範囲0～15

共用器特性

⑤アンプ
強制OFF

監視電源装置

監視電源装置は増幅装置への電源供給及び増幅装⑥リセット

置の監視制御ならびに上位機へのアラーム通知を行⑦更新う。増幅装置との通信は CPU の動作クロックを利用した変調方式を採用する事により，通信回路の簡図６素化を図っている。増幅装置の制御は外部に保守端

制御画面例

末（パーソナルコンピュータ）を接続し専用ソフト
ウェアによって制御を行う事が出来る。
図５に外観，
図６に保守端末の制御画面の一例を示す。

3.3

結合器

結合器は，800MHz 帯から 2GHz 帯まで広帯域にわたり一定の分配比を得るために，非対称２段型を採用している。また，無線信号とともに同軸給電線に重畳されている増幅装置への電源電圧と監視信号をバイパス，合成分岐する BIAS-T を備えている。
本器は無線信号と電源と監視信号のさまざまな給電経路に適応できるよう，結合量の異なる A，B，C，Ｄの４種類を備えている。
図７に外観，図８に代表特性を示す。

23

島田理化技報No.17（2006）

3.5

アンテナ

800MHz から 2.2GHz にわたり低反射特性を得ており，放射パターンは水平面内での無指向性垂直偏波である。従来品（島田理化技報 No.13 参照）を一層小型化し，広帯域かつ良好な放射パターンを実現した。図 10 に外観を示す。
図７

結合器「C」外観

減衰量 [dB]

通過特性

結合特性

1

Start 700 MHz

IFBW 1 KHz

Stop 2.2 GHz

周波数 [Hz]

図８
3.4

結合器代表特性（3dB 結合器）

図 10

アンテナ外観

４．むすび

増幅装置

４周波数帯の無線信号を干渉無く増幅する必要がある。そのため入出力に４周波数帯を分配合成する

同軸給電線によるアンテナ分散システムの構成，特徴および性能について報告した。

共用器と各周波数帯ごとの増幅器を搭載している。

今後は，本システムの市場拡大を目指し，更に小監視電源装置との通信は CPU クロックを利用した型で安価な 2GHz 帯専用装置（増幅装置，結合器及変調方式で，監視信号の終端機能を内蔵している。

びアンテナ）を開発する予定である。

本装置の外観を図９に示す。

５．参考文献（1）伊東，藤本，皆川，木島： 信学技報 ，pp.73pp.78，RSC2005-52（2005-7）（2）引馬，福家，中南，大矢根，小林： ＦＯＭＡ
エリアの経済的拡大に向けた無線基地局装置の開発 ，NTT DoCoMo テクニカルジャーナル，VOL12，NO1，（2004 − 4）

図９24

増幅装置外観同軸給電線によるアンテナ分散システム

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
電子技術部

伊藤政浩

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

池端道彦

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

倉内康敬

25

島田理化技報No.17（2006）〈技術開発〉

地上デジタル放送用単一チャンネル出力フィルター
平間

智之

萩原

Tomoyuki HIRAMA

栄治

Eiji HAGIHARA型で低損失な出力フィルターを開発したので報告

1．まえがきする。図１に中継局装置ブロック図の一例を示す。

2003 年 12 月に地上デジタル放送のサービスが大今回開発したフィルターは SCPA（Single-Channel

都市圏で開始され，2011 年の全国的なアナログ放Power Ampliﬁer）出力段に接続され，隣接チャン

送終了に向けてデジタル放送設備の導入が順次行わ

ネルの高減衰量確保を目的としている（なお，同時れている。現在は基幹局となる親局設備の設置が各に入力フィルターの開発も実施している）。

地で進んでおり，今後はサービスエリアを拡大する

2．主要性能ための中継局の敷設に移行していく予定である。
今回，放送波（UHF 帯）の中継装置用として，本器の主要性能を表１に示す。本器は地上デジタ

誘電体 EH11 δデュアルモード共振器を用いた小ル放送において共通仕様として制定されている「オ電 力 増 幅 部 （P A部 ）基 本 部
フ ロ ン トエ ンド 部
ヘッド
アンプ
受信

入力
ﾌｨﾙﾀｰ

励振部
受信
変換

IF
遅延

補償器

送信
変換

SCPA
(MCPA)
切替

分配器
ヘッド
アンプ

受信
変換

IF
遅延

補償器

送信
変換

SCPA
(MCPA)

励振部

図１
表１
項

出力フィルターの主要性能
性

能シミュレーション値

測

周波数範囲

UHF 帯指定の 26ch
551.143（fc）± 2.79MHz

同左

同左

挿入損失（fc ± 2.79MHz）

1.0dB 以下

0.6dB

0.52dB

帯域内リップル（fc ± 2.79MHz） 0.5dB 以下

0.3dB

0.26dB

入出力ＶＳＷＲ（fc ± 2.79MHz） 1.3 以下

1.15

1.17

帯域外減衰量26目

中継局装置ブロック図例

fc ± 3.2MHz:

10dB 以上

22dB

15.8dBfc ± 4.36MHz:

20dB 以上

24dB

29.2dBfc ± 6 〜 9MHz:

25dB 以上

28dB

26.4dB定

高調波減衰量2 × fc, 3 × fc, 4 × fc 40dB 以上

45dB 以上

80dB 以上

出力モニター結合度40dB ± 1dB

40dB

40.3dB

環境条件

温度 : − 10℃〜＋ 45℃
湿度 : 45% 〜 90%RH

同左

同左

外形寸法

W480 × H199 × D500mm

同左

同左

値

出力
ﾌｨﾙﾀｰ

送信

地上デジタル放送用単一チャンネル出力フィルター

レンジブック（1）」における「隣接除去用出力フィルれている。

ターⅠ」に準拠している。

3.2

図５に誘電体 EH11 δデュアルモード共振器のイ

3．設計
3.1

誘電体 EH11 δデュアルモードフィルター

メージ図を示す。実際の誘電体は支持台によって構成

キャビティ内に固定されている。図中の矢印は電界

図２に機器外観，図３に構造図，図４にブロックの方向を示しており，本モードでは１個の共振器で図を示す。本器は，①誘電体の EH11 δデュアルモー

２つの共振を得ることができるためフィルターの小ド共振器を用いた６段のバンドパスフィルター，②型化が可能となる。

高調波を減衰させるために使用するローパスフィル

今回，電磁界解析を用いて誘電体とキャビティのター，③出力をモニターするカップラーより構成さサイズを最適設計し，不要共振を主要モードから遠

図２

出力フィルター外観②ローパスフィルター
入力①バンドパスフィルター

出力モニター
出力③カップラー

単位 ： mm

図３

構造図

27

島田理化技報No.17（2006）

出 力 モニター①バンドパスフィルター

入力

出力③カップラー②ローパスフィルター

図４

ブロック図

キャビティ
0dB
減衰量

減 衰 量 [d B ]

10dB
10dB
①
②

20dB
20dB

30dB
30dB

誘電体

図５

EH11δデュアルモード共振器イメージ図

40dB

CENTER

３個の共振器で６段のフィルターを構成し，中心周20.0MHz‑5‑10

減 衰 量 [d B ]結合している。このように結合させることによって

SPAN

0

フィルターはこの共振器を接続することで実現す
この仕切り板に設けられたスリットによって互いに周波数[MHz]（ａ） 測定データ
測 定 データ（ａ）

ざけかつ高い無負荷 Q を得た。
る。
それぞれの共振器は仕切り板によって区切られ，551.0MHz

①

‑15
‑20

②

‑25
‑30
‑35

波数の低域側及び高域側にそれぞれ２ヶ所の減衰極‑40を生じさせる構造としている。

‑45
‑50
541

4．評価結果

543

545

547

549

551

553

555

557

559

561

Freq
周波
数 [(MHz)MHz]

シミュレーションデータ
（ｂ）（ｂ）シミュレーションデータ

図６に本器の反射・通過特性（測定データとシミュ

図６

反射・通過特性（①反射特性②通過特性）

レーションデータ），図７に広帯域減衰特性（測定データ）を示す。図６から飛び越し結合により中心周波数の両側に減衰極が現れていることが分かる。

fc
0dB
減衰量

これにより隣接チャンネルの高減衰量確保が達成させることにより，図７のように 2 × fc 〜 4 × fc で
40dB 以上の減衰が得られていることが確認できる。
なお，表１に示す環境条件下において全ての性能を満足する結果を得た。

減 衰 量 [d B ]れている。また，ローパスフィルターと組み合わ

20dB
2fc

型で低損失（中心周波数で挿入損失 0.25dB）かつ 2

28

4fc

60dB

80dB

5．むすび
誘電体デュアルモードを使用することにより，小

3fc

40dB

START

1.0MHz

STOP

3000.0MHz

周波数 [MHz]

図７

広帯域減衰特性測定データ（1 〜 3000MHz）

地上デジタル放送用単一チャンネル出力フィルター

重の減衰極による高減衰特性を備える単一チャンネ
ル出力フィルターを開発した。今後，更なる小型化と高性能化を目指し，地上デジタル放送の普及と発展に貢献したい。

6．参考文献（1）全国デジタル送信設備検討会 :地上デジタル

放送用送信設備共通仕様書 ，2005 年４月 27
日改訂

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
電子技術部

平間

智之

電子事業本部
東京製作所
電子技術部

萩原

栄治

29

島田理化技報No.17（2006）〈技術開発〉

加速器用 UHF 帯ウォーターロード
甲斐規郎

Norio KAI

1．まえがき本製品は高エネルギー加速器研究機構殿（KEK）

2．概要
2.1

KEKB 加速器概要

における B ファクトリー（KEKB 加速器）と呼ば

KEKB 加速器は，高いエネルギーの電子（80 億れる電子・陽電子衝突型加速器に使われるものであeV）と陽電子（35 億 eV）を二つのリングにそれぞる。主な用途は図 1 に示す当社製 4 ポートサーキュ

れ蓄積し，その交差点（IR）で衝突させて素粒子物

レーターのアイソレーションポートに取り付け，理の実験を行なう「衝突型加速器」である。リング

サーキュレーターと共にクライストロンを保護する

1 周は約３km もあり，地下約 10m のトンネルの中ことである。図 2 に外観を示す。本製品の構造とに建設され，1998 年暮れから運転を行なっている。

性能について報告する。

図 3 で赤いリングは陽電子のリング，青いリング
は電子のリングを示し，
図 4 にトンネル内部を示す。

ウォーターロード
(今回開発品)

このリングの中を逆方向に回る粒子同志は「Belle」のところで衝突をし，素粒子反応を起こす。
KEKB 加速器ではＢ中間子と反Ｂ中間子の対を工場のように大量に作り出しているため，Ｂファク
トリー（Ｂの工場）と名付けられている。電子リン
グと陽電子リングの２つのリングには，大電流を加速・蓄積するために特殊な高周波加速空洞など多くの新技術が取り入れられている。

陽電子

Belle 測定器
電子
陽電子

図1

４ポートサーキュレーター + ウォーターロード
イメージ図
電子
電子
陽電子
線形加速器

図2

30

ウォーターロード外観（今回開発品）

図3

KEKB 加速器 （画像提供 KEK）

加速器用 UHF 帯ウォーターロード（WR-1500）で伝えられる。図 5 に加速器給電系のブロック図を示す。クライストロンから加速空洞の途中にサーキュレーターを取り付けてある。サーキュレーターは空洞からの反射電力をウォーターロードに廻す働きをする。サーキュレーターはマジックＴ，移相器，ショートスロットハイブリッドを組み合わせた４ポートサーキュレーターとしている。導波管は空洞の直前で入力結合器と呼ばれる円筒同軸構造に変換される。同軸構造の先端はループ状になっており，ループが作る磁場が空洞を励振する構造としてある。また，入力結合器は空洞の真空部と外部とを仕切る役目をしている。
陽電子

2.3

電子

ウォーターロード概要

水が誘電性の電波吸収体として働くことを利用
し，ウォーターロードは吸収体を水とし，電力を熱に変換し，熱を水と共に外部へ放出する働きをする。
UHF 帯でのダミーロードは水の電波吸収率が低
いため水を吸収体とした構造では形状が大きくなってしまう。また，水温による複素誘電率の変化が激しいことで電気特性に影響を及ぼすため，水以外の吸収体を使用して吸収体を水冷する方式が通常用い

図4られている。

KEKB 加速器トンネル内部

しかし，100kW 以上の大電力では水冷方式を用（画像提供 KEK）
2.2

いても吸収体の温度上昇を抑えることができないた

加速器給電系概要

め，現在ではマイクロ波帯よりも低い周波数帯かつKEK において地下のトンネルの中に 508.58MHz

電力が 100kW を超えるものは大きさを犠牲とし，の高周波電力で働く加速空洞が設置されている。高水を吸収体としたウォーターロードが使われてい周波電力は地上にあるクライストロンから導波管る。

ウォーターロードウォーターロード
(今回開発品)

アイソレーションポート

クライストロン

マジックＴ

移相器

アイソレーションポート

ショートスロット

入力結合器

加速空洞

導波管から

空洞

ハイブリッド４ポートサーキュレーター
導波管WR‑1500 (381×190.5 mm)

空洞へ変換

図5

加速器給電系ブロック図（当社製：４ポートサーキュレーター＋マジックＴ側ウォーターロード）31

島田理化技報No.17（2006）

冷却水の温度上昇は理論上，式（1），式（2）を使っ制限された長さでは高周波電力を吸収しきれないとて計算すると 1kW の発熱量に対して 1 ℓ /min のいう問題が生じた。この問題の解決策としてウォー

流量で約 15℃である。従って，ウォーターロード

タージャケットの後方部に円形導波管を取り付け，は 1kW 当たり 1 ℓ /min 必要としているものが多ウォータージャケットのみでは吸収できない高周波く使われている。

電力を吸収する構造を採用した。

Q = cV∆T
Q = 0.24Wt
Q：発熱量（cal） c：比熱

4．構造

(1)
(2)

4.1

ウォータージャケット

図 6 に示すウォーターロード中の円錐形状のもの

V：体積（cm3）⊿ T：温度（℃） W：電力（w） t：時間（s）

はウォータージャケットと呼ばれている。円錐形状
は水の流れにとって最適な形状であるとともに電波

3．設計

暗室に使われている吸収体や通常のダミーロードにKEK で現在使われているウォーターロードは全使われている吸収体の先端が鋭く尖っている形状で長が 2m 以上の同軸タイプのものが多く使われていあるように，徐々に体積を増やしていくことによっる。また，同軸導波管変換器を必要とするため全長て，急激な反射波の発生を避け，徐々に電波を吸収が長い。従って，開発目標に小型化を取り上げた。

していく構造である。RF 窓タイプに比べて，空気小型化に当たり，同軸導波管変換器を必要としないの部分と吸収体部分である水との整合がしやすい。

インターフェースを矩形導波管（WR-1500）にする
4.2

ことを採用した。
表 1 に目標仕様を示す。ウォーターロードの構造として RF 窓タイプで検討した結果，急激な反射

円形導波管

内部を水で満たす。ウォータージャケット単体では減衰量を確保できないために用いる。

波が生じることによって，整合が困難であることや周波数帯域が狭帯域になるという問題が生じた。狭

4.3

総合

帯域では水温の変化によって水の複素誘電率が変矩形導波管と水で満たした円形導波管を円錐形状化し，周波数帯域がシフトしてしまうため，水温にのウォータージャケットで電磁界結合する。TE10

よっては使用周波数において完全反射となる恐れがモードで入力した電波をウォータージャケット部分ある。

と円形導波管部分で吸収する。円形導波管内部の中従って，広帯域の周波数特性を得るため，マイク央に仕切りを入れて上部から水を流し込みジャケッ

ロ波帯において当社に実績のあるウォータージャ

トの先端に水が廻るような構造としている。仕切り

ケットタイプを採用した。ウォータージャケットのは電界を乱さない位置であるため，電気特性の劣化

全長を長くすることによって，高周波電力の吸収量は起こらない。

を増やすことができる。しかし，水圧 1MPa に耐える信頼性を得るために長さが制限されてしまい，

表1
項

32

目

仕

様

目標仕様

値

備

考

中心周波数

508.58MHz

クライストロンの動作周波数

周波数帯域

20MHz 以上

常温時の帯域幅

VSWR

1.20 以下

電力

400kW（CW）（max）

流量

400 ℓ／ min 以下

水圧

1MPa（10 kgf/cm2）（max）

導波管サイズ

WR-1500（381 × 190.5mm）

フランジ

UDR − 6

供給水温

24℃〜 30℃

加速器用 UHF 帯ウォーターロード

矩形導波管
円形導波管

サーキュレーター（a）上断面図
ウォータージャケット

仕切り

水の流入

２８０

154IEC-UDR6相当

水の流出

１５００以下４７０（c）
導波管正面図（b）横断面図

図6

単位mmウォーターロード内部概略図

5．小電力試験結果

因は水の複素誘電率が変わることである。常温では小電力試験は当社の水道水を使って測定を行っはその位置が適さなくなるためこのように周波数特整合素子の位置が適していたとしても低温や高温でた。図 7 にネットワークアナライザーで測定した性が変動する。
図 8 はクライストロンの動作周波数における水した結果を示す。水温によって電気特性が乱れる原温に対する VSWR の特性を示す。水温が変わり電RL[dB]

結果を示す。常温時に整合を取り，水温のみを可変

周波数[MHz]

図7

周波数特性

33

島田理化技報No.17（2006）

1.3

1.30

水道水(流入水温27℃)
純水 (流入水温30℃)

1.20

1.2

1.15

VSWR

VSWR

1.25

1.10
1.05

1.1

1.00
10

15

20

25

30

35

40

45

50

水温[℃]

図８

1
0

VSWR（@508.58MHz）の温度特性

100

200

300

400

500

電力[kW]

図 10

気特性は変化するが中心周波数では流入水温 24 〜

VSWR と電力の関係（流量 400ℓ/min）

30℃で温度が 15℃上昇したとしても VSWR ＜ 1.2
は満足できる結果となった。入力電力 400kW，冷また，水道水と純水の違いによる電気特性の違い

却水の流量 400 ℓ /min で水温が 15℃上昇しても電は複素誘電率が若干異なるためである。

気特性を満足できると考えられる。

7．むすび

6．高電力試験結果

今回，UHF 帯のウォーターロードを製作し，大高電力試験は KEK の施設を借用し図 9 の測定

電力に耐えることが確認できた。今後，MW 級の回路において行った。冷却水は水道水，純水の２耐電力や他の周波数帯にも応用していきたい。

種類行い，流量 400 ℓ /min を一定とした。図 10

8．謝辞に電力と VSWR の結果を示す。水道水及び純水
で VSWR ＜ 1.2 を 確 認 す る こ と が で き た。 また，本開発の機会を与えて頂いた高エネルギー加速器

導波管内部で放電が起こらないこと，電波漏洩が研究機構の中西弘氏に深く感謝致します。また，高20.1mW/cm 以下であること，流出水温の温度上昇

電力試験にご協力して頂いた高エネルギー加速器研

は計算値通りであることも確認できた。

究機構の関係者に感謝致します。

小電力試験において高電力入力時の水の温度上昇

9．参考文献を想定し，水温を上昇させたときの電気特性の確認をすることによって，高電力入力時の電気特性を把（1） 高田耕治 著： 高周波加速の基礎 ，KEK テキ

握することができるが，高電力試験ではウォーターロード内部の仕切りの上下で水温の温度差があるた

スト（2002）（2） 末武国弘，林周一 著： マイクロ波回路 ，オー

め電気特性に若干の誤差が生じた。

ム社（1958）

電力計
入射波
同軸減衰器

クライストロン

サーキュレーター

ウォーターロード
(測定用）

34

同軸減衰器

方向性結合器ウォーターロード
(測定用)

図9

反射波

電力試験測定系

ウォーターロード(ＤＵＴ)

加速器用 UHF 帯ウォーターロード（3） 蓮沼博，高木勝 著： マイクロ波基礎回路の設
計 ，オーム社（1964）（4） 橋本修

著： 電波吸収体のはなし ，日刊工業

新聞社（2001）

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
電子技術部

甲斐 規郎

35

【技術開発】
産機部門

〈技術開発〉

光学部品洗浄装置の搬送機構の改善
大和田達郎

Tatsuo OHWADA

滝下和弘

Kazuhiro TAKISHITA

立幅義人

Yoshihito TATEHABA園田

治毅

Haruki SONODA

クリーンユニット

１．まえがき
洗浄装置への要求は，より早く・きれいに洗浄を行う洗浄性能はもちろん，装置スペースおよびラン
ニングコストの低減である。当社では，省スペース・

上下移動機構低ランニングコストのために，搬送ベルトローラー
自体が上下する，新しい搬送方式の光学部品洗浄装置を開発した。

被洗浄物
洗浄カゴ

ベルトローラー２．装置の概要
図１に光学部品洗浄装置の外観を示す。開発コン
セプトは以下になる。

図２

新型の搬送機構（１）装置体積の削減（２）ランニングコスト削減

は，洗浄槽の両側にベルトローラーが設置されてお（３）高スループット

り，このベルトローラーが回転することにより，被（４）ユニット化

洗浄物を横移動させることができる。また，このベ（５）装置内清浄度向上

ルトローラー全体が上下に移動することで，洗浄槽これらを達成するために，本装置では新しい搬送方への被洗浄物の投入・引上げが可能となる。
図３に従来の洗浄装置の搬送機構を示す。従来の式を開発した。

装置では洗浄槽の扱い面に対して裏側に，被洗浄物を上下動させる搬送ロボットと，搬送ロボットを横

引上げ時
クリーン
ユニット

搬送ロボット

洗浄カゴ
投入時
被洗浄物
揺動機構

図１

３．装置の構造と特長
3.1

洗浄槽

装置外観
レール

新搬送方式

当社が開発した搬送機構を図２に示す。基本構造

図３

従来の搬送機構39

島田理化技報No.17（2006）

外カゴ
内カゴ

ベルトローラー

洗浄槽

図６
図４ 新型と従来の搬送方式との体積比較（新型装置と従来装置の全長はほぼ同じ）

洗浄カゴ

浄物が洗浄される。このとき，ベルトローラー
を上下動させることで，被洗浄物の揺動も可能

移動させるレールが設置されている。また，洗浄時の揺動を行うために，搬送ロボットと洗浄槽の間にである。
④必要時間後，ベルトローラーが上昇，回転するシリンダーによる揺動機構が設置される。このため，洗浄装置の体積のうち半分近くを搬送機構と揺動機構が占める状態であった。

ことで，被洗浄物が次槽に運ばれる。
なお，被洗浄物は洗浄カゴにより搬送される。洗浄カゴの構造を図６に示す。洗浄カゴは専用に設計従って，本洗浄装置では，従来の搬送機構のようされたもので，これは外カゴ，内カゴの二重構造とな装置背面の搬送ロボットが横移動するための空間なっている。外カゴは両端の脚部がベルトローラーと揺動機構の空間が不要なため，従来の洗浄装置体上に載る。内カゴは外カゴの中心部に吊り下げるよ積に対して 50％削減（当社比）することが可能とうに取り付けられ，洗浄液中にはこの内カゴ部分のなった（図４に比較図を示す）。

みが投入される。

次に，具体的な搬送動作について図５に従って説
明をする。

3.2

ユニット化

本洗浄装置は一つの洗浄槽が１ユニットとしてま①ベルトローラーは洗浄槽の上部位置において，

とめられている。ユニット構成は，搬送部（ベルトベルトローラーが回転し，被洗浄物が洗浄槽にローラー・上下動機構・出入口シャッター），処理運ばれる。

部（洗浄槽・ろ過器・液加熱器），およびメインフレー②洗浄槽の上部でベルトローラーは停止し，ベル
トローラー全体が下降する。

ムからなる。処理工程により複数ユニットから構成
され洗浄装置となる。

③洗浄槽の下部でベルトローラーは停止し，被洗従来の洗浄装置は，洗浄プロセスにより洗浄槽数を決定し，その洗浄槽数に対して，搬送ユニットを取り付けて自動洗浄装置としていた。そのためプロ

被洗浄物
ベルトローラーセス変更等による洗浄槽の拡張は困難であった。本
洗浄装置は，洗浄槽と搬送機構が各槽ごとにユニット構成されているため，プロセスの変更等によるユニットの追加・削減および変更が容易となった。
3.3

①

②

③

④

横移動

下降

洗浄（揺動）

上昇し、次槽
へ移動

図５

40

搬送動作

ランニングコスト削減

従来の洗浄装置は洗浄時の揺動動作を行うために，搬送ロボットとは別に揺動機構が必要であった。
図７に示すように，揺動機構のアームが洗浄槽内に存在していたために，洗浄槽が大きくなっていた。

光学部品洗浄装置の搬送機構の改善

揺動機構

４．むすび

アーム

新しい搬送方式を用いた光学部品洗浄装置について報告した。光学部品の高品位化に伴い，光学部品

�搬送����部 �省 略

余分���
��

洗浄装置も，高清浄度のクリーンルームへの設置が進んでいる。従って，より小型の装置で，ランニン
グコストも極力減らす必要がある。また同時に，高スループットで高品質に洗浄できる製品を，短い製作期間で提供しなければならない。本装置ではこれらのニーズに対応できるよう開発を行った。今後も客先ニーズを的確にとらえて開発を進める。

筆者紹介
図７

従来の洗浄槽（図３の洗浄槽部を拡大）

産機事業本部
島田製作所

本洗浄装置は，図２で示したように揺動機構のアー洗浄装置開発部

ムが不要なため，洗浄槽の小型化が実現できた。こ

大和田

達郎

れにより，使用洗剤量，リンス水量，排水量など，20％の削減（当社比）を可能とした。また，洗浄液の削減は加熱電気量の削減にもつながる。

産機事業本部

3.4

島田製作所

高スループット化

従来の洗浄装置の搬送機構では，洗浄槽から搬送ロボットによる，洗浄カゴのつかみ・外し等の動作洗浄装置開発部

滝下

和弘

時間があった。その結果，搬送時間が長くなり，タクトタイムが延びる原因となっていた。
本洗浄装置は，前述のような搬送ロボットを使用

産機事業本部することで生じる遅延時間がないため，搬送時間の島田製作所

短縮が可能となった。従来装置と比べ約 15％短縮

洗浄装置開発部（当社比）できた。

立幅

3.5

義人

装置内清浄度向上

従来の洗浄装置は，洗浄槽上部の空間に搬送機構などの駆動系がある。これは搬送ロボット上部にた産機事業本部

まったごみ・ちりが洗浄槽に落ちる，または，洗浄島田製作所

カゴのつかみ・外し動作時に搬送ロボットとの擦れ洗浄装置開発部で，金属くずが発生することなどが懸念されていた。

園田

治毅

本洗浄装置は，洗浄槽上部に駆動系が無いため発塵の心配がない。また，3.1 項で述べたように，本洗浄装置の体積は従来装置と比較して半減しているので，同能力のクリーンユニットを使用した場合には，被洗浄物の搬送ラインに対して，クリーンエアー風
量が増加する。従って，装置内は高い清浄度が得ら
れている。

41

島田理化技報No.17（2006）〈技術開発〉

焼入れ用高周波高速インバータ
村松

護

Mamoru MURAMATSU

椛田

学

冨田

Manabu KABATA

１．まえがき自動車や産業機械等の駆動部に使用される鉄鋼部

始Hajime TOMITA

用する FET モジュールの特性上，高速動作するために不可欠である位相制御方式を用いた高周波帯での高出力化が困難であった。

品は，耐摩耗性を向上させるために，表面焼入れが今回 FET モジュールを自社開発し，諸問題をク施されている。表面焼入法には高周波焼入れ以外にリアすることにより高速化を実現した。図１に高周浸炭焼入れ，火炎焼入れ等の方法があるが，安定し

波高速 100kW インバータ（SFT−E 100N）の外観

た焼入れ特性が得られることに加え，生産性向上・を，表１に高周波高速インバータの主要性能，図２

省エネルギー・無公害化など，近年の工業で目標とに当社インバータのシリーズを示す。

される諸条件を満足できることから，表面焼入れに誘導加熱では，被加熱物における渦電流の浸透深は高周波誘導加熱が盛んに利用されている。また，さが重要である。電流浸透深さは周波数の２乗に反誘導加熱の市場においても焼入れ用途が多くを占め

比例し，周波数が高いほど渦電流の浸透深さが浅くている。

なり被加熱物のより表面近くを流れる性質がある。

本稿では，当社が開発した焼入れ用高周波高速イ

例えば，電流浸透深さを 1 ／ 2 にするには周波数をンバータについて，開発内容および成果を報告する。

４倍にする必要がある。材質や形状等で異なるが，

２．高速インバータの高出力化

鉄のキュリー点（約 750℃）以上では 100kHz 時の
電流浸透深さは約 2mm 程度である。

当社では高周波帯の高速インバータ「SFT−E シ

表面焼入れの場合，電流浸透深さを浅くし，加熱

リーズ」を 10kW 出力まで製品化しているが，使時間を短くすることで被加熱物の表面に発熱部を集中させ，内部に熱が伝わる前に急冷する必要がある。
このため，発振周波数が高いことが要求される。また，急熱急冷を繰り返す量産処理工程での生産性を更に向上させるためには，高周波電力の立ち上がり
表１

高周波高速インバータ主要性能

型
電
定

格

発

振

冷

図１

42

SFT−E100N 外観

源式

SFT−EN シリーズ

力

三相 200V ± 10%

出力

25k 〜 300kW

波数

100kHz 〜 300kHz( 内一波 )式

水冷（純水不要）
水温
5℃〜 35℃
比抵抗 4k Ω cm 以上
硬度
CaCO3 換算 170ppm 以下

入

周

却

方

使 用 周 囲 温 度

5℃〜 35℃

出

力

保

護

安

50Hz/60Hz

湿度 85% 以下

定度

電源電圧± 10% に対し± 1% 以下

機

能インバータ温度異常、発振周波数異常、
冷却水量低下アラーム、加熱コイル地絡検出、DC/ 高周波過電流異常等

焼入れ用高周波高速インバータ

今回当領域を開発し従来機より高速化を実現

1000

SBT‑ EH

SBT‑ EL

出力 （ｋＷ）

100

SFT↓
SFT‑EN

SBT‑ HD

10

SFT‑ EH

SFT‑ EL

1
1

10

100
周波数 （ｋＨｚ）

凡例

1000：位相制御方式(ECO型)：サイリスタ制御方式

図２

当社インバータシリーズ

が高速かつ高出力であることが重要である。

3.2

電解コンデンサ不使用のためメンテナンス性向上

本 誘 導 加 熱 用 イ ン バ ー タ は， 最 大 発 振 周 波 数
300kHz，定格出力 100kW で，20ms の高速立ち上

サイリスタによる整流は，過大なリップルを平滑がりを可能としたため，移動焼入れや段付きのシャするために，大容量の電解コンデンサが必要であっフトの局部的な加熱，短期間サイクルの加熱等の高た。高リップル除去用の大容量電解コンデンサは，速加熱用途に最適である。

充放電の繰り返し大電流により性能劣化が避けられ

３．高速インバータの特長ない部品であった。高速インバータでは，ダイオー
ドスタックによる整流のため電解コンデンサを使用

従来型インバータでは，三相交流電源を整流する

していない。結果，定期的なメンテナンスおよび部ためにサイリスタスタックを使用していた。商用電品寿命による交換作業が格段に少なくなり，製品レ

源電圧の正弦波を強制オン／オフすることによりイ

ベルでの信頼性が大幅に向上した。

ンバータの出力電力を可変するためである。SFT−

3.3

電源力率 95％以上

EN シリーズ（高速インバータ）では，整流部にはサイリスタ制御方式は，三相交流電源の電圧と電ダイオードスタックを使用し，インバータ部の高周流の位相ずれの発生により力率が悪化する。特に定波電圧と電流位相を制御する位相制御方式 ( 当社呼格出力に対して，低出力設定時はその傾向が顕著で

称「ECO 型制御方式」) を採用している。位相制御あった。高速インバータでは整流器にダイオードス

方式は従来型のサイリスタ制御方式に比べ以下の利タックを使用している。このため定格出力の 50％点がある。

でも力率 90％以上を維持し，定格出力時では理論3.1

上限に近い力率 95％以上となっている。

高速立ち上がり（立ち上がり時間 20ms 以下）

サ イ リ ス タ 制 御 方 式 は， 商 用 周 波 数（50 ／3.4

電源高調波の低減

60Hz）でのフィードバック制御で，立ち上がり時

従来型インバータと比較し，高速インバータは電間は 200ms が限界であった。位相制御方式は，イ源入力電流の高調波成分（ひずみ）を大幅に低減しンバータ部のスイッチング電圧と電流の位相を変位ている。表２に従来型インバータと高速インバータさせる高周波でのフィードバック制御で，出力立ちの高調波電流の発生比率を示す。

上がり時間は 20ms（従来比約 1 ／ 10）と，大幅に高速化した。

また，高調波抑制対策ガイドラインに適合する
12 パルス方式のオプション構成が容易に対応可能
である。

43

島田理化技報表２

No.17（2006）

び出力電力制御信号との比較による定電流制御を行

高調波電流発生比率（基本波との比率）
5次

7次

11 次

13 次

17 次

従来型インバータ

30.0％

13.0%

8.4%

5.0%

4.7%

高 速 イ ン バ ー タ

17.5%

11.0%

4.5%

3.0%

1.5%

う。
出力負荷は，共振コンデンサ（Ｃ）と加熱コイル（Ｌ）からなる直列共振回路である。スイッチング
周波数＝共振周波数（フルマッチング）時には出力
電流位相と出力電圧位相が同位相になり出力電力が４．回路構成および動作原理最大となる。また，スイッチング周波数＞共振周波

図３に本インバータ系統図を示す。以下，動作原

数では，出力電流位相が出力電圧位相よりも遅れ，理について概要を説明する。

出力電力が減少する。位相制御方式は以上の原理に4.1

より，インバータ部のスイッチング周波数を出力負主回路系

主回路系は，電源部，インバータ部，高周波回路部で構成される。

荷の共振周波数よりも高い領域で可変することで，共振回路における高周波電流の位相を操作し，出力三相交流電力を，電源部の６個のダイオードをブ

電力を可変する。

リッジ接続した三相全波整流器で直流電力に変換す

５．高速 FET モジュールの開発

る。次に直流電力をインバータ部の高周波スイッチ
ングにより高周波電力に変換し，共振部の出力トラ高周波高速インバータに高出力型製品をライン

ンス１次側に供給する。出力トランスはインバータ

アップするために，誘導加熱用の FET モジュール部と出力負荷との絶縁，およびインピーダンスマッを自社開発した。図４に開発品の外観を，表３に主チングの役目をし，出力トランス２次側から出力負要性能を示す。比較対照品は，従来インバータで使荷へ高周波電力を供給する。

用していた市販モジュールの代表的なものである。

4.2

以下概要を説明する。

制御系

制御部では，主にスイッチング周波数の制御と，

5.1

開発の目的

高周波電流検出器からの高周波電流位相（フィードSFT−E シリーズインバータの特徴は前項でも述

バック信号）によるインバータ部の短絡保護，およべたが，高周波高速スイッチングを行うことであ

電源部
ダイオードスタック

インバータ部

高周波回路部
共振
コンデンサ

チョークコイル

加熱コイル

C
出力トランス
L
商用電源
３φ
２００Ｖ

ゲート
ドライバ

R

高周波電流
検出器

制御部

位相制御回路

ゼロクロス

+

検波

‑

出力調整器

図３

44

高周波高速インバータ系統図

焼入れ用高周波高速インバータ

回路や取扱い方法を工夫して使用していたが，限界
があった。

開発品

開発した FET モジュールは，ディスクリートのFET 素子を基板上に複数個並列接続し，高電力モジュールを構成したものである。特徴は，FET 素子の選定，配線パターンの設計，付加回路の設計等を使用目的において最適化できることにある。
5.3

開発における課題と解決方法

大電流を従来以上に高周波化しかつ高速でスイッ
従来品

チングするために，以下の課題が挙げられる。
①スイッチング動作時における損失（発熱）の低減

図４②スイッチング・サージ電圧の低減

FET モジュール外観③ターンオン／ターンオフ時誤動作の防止

最大定格（Tch=25℃）
記号

項目

定格値

①高速インバータは，位相制御方式による出力制

単位御が必須であることは前述した。FET モジュールのスイッチング動作に着目すると，位相制御方式は

開発品

従来品

VDSS

ﾄﾞﾚｲﾝ･ｿｰｽ間電圧

500

500

V

VGSS

ｹﾞｰﾄ･ｿｰｽ間電圧

± 20

± 20

V

ID

ﾄﾞﾚｲﾝ電流

60

50

A

IS

ｿｰｽ電流

60

50

A

PD

ﾄﾞﾚｲﾝ損失

210

310

W

Tch

ﾁｬﾈﾙ温度− 40 〜 150− 40 〜 150

℃

Tstg

保存温度

− 40 〜 125− 40 〜 125℃

ング損失≒ターンオフ損失となる。ターンオフ損失

Viso

絶縁耐力

2500

2500

V

−

質量

250

250

g

の低減策は，ターンオフ時間の短縮である。開発品

電気的特性（Tch=25℃）
記号

項目

VGS(th)ｹﾞｰﾄ･ｿｰｽ間しきい値電圧

RDS(ON) ﾄﾞﾚｲﾝ･ｿｰｽ間ｵﾝ抵抗に使用する方式である。インダクタンス負荷では，
ターンオン損失は無視できるほど小さく，スイッチ

は，高速ＦＥＴ素子の選定とゲート駆動回路の工夫により，従来品の 1 ／ 3 以下のターンオフ時間を達

規格値
開発品

インダクタンス負荷領域でのスイッチングを積極的

従来品

単位

3

3

V

0.15

0.20

Ω

成した。
②ターンオフ時に発生するサージ電圧は，イン

Ciss

小信号入力容量

6600

9000

pF

Coss

小信号出力容量

780

2000

pF

Crss

小信号帰還容量

120

700

pF

Ton

ﾀｰﾝｵﾝ時間

300

500

ns

Toﬀ

ﾀｰﾝｵﾌ時間

50

175

ns

VSD

ﾀﾞｲｵｰﾄﾞ順電圧

2.5

2.5

V

率である。高速スイッチングを行う場合，すなわち

trr

ﾀﾞｲｵｰﾄﾞ逆回復時間

90

120

ns

di/dt が大きい場合にはサージ電圧が増大し，FET

表３

FET モジュール主要性能

バータ部 FET の VSG ＝− L（di/dt）となる。Ｌは
配線インダクタンスおよび負荷のリーケージインダ
クタンスの総和，di/dt はターンオフ時の電流変化

素子が電圧破壊する恐れがあるため，FET 素子の定格電流に対しディレーティングの余裕値を大きくる。SFT−E シリーズインバータは，従来からスイッする必要があり，大電流の高速スイッチングが困難

チングデバイスに市販の FET モジュールを使用しな原因であった。

ていたが，市販の FET モジュールは構造上，大電開発品は，配線パターンを最適化することにより流の高速スイッチングが困難であり，高出力のイン

配線インダクタンス（Ｌ）を低減し，高速スイッチ

バータが実現できなかった。そこで今回，FET モ

ングにおけるサージ電圧を低減した。結果，FET

ジュールを自社開発することになった。

素子の定格電流に対してディレーティングの余裕値を小さく設定できる。

5.2

開発品の特徴市販の FET モジュールは多種多様対応可能の仕③ FET 素子を高速スイッチングする場合，ゲー様で設計されているため，高周波かつ高速用途におトチャージ／ゲートディスチャージを高速に行う

いては必ずしも最適な特性ではない。従来は，周辺必要がある。従来品はゲート配線のインダクタン

45

島田理化技報No.17（2006）

スが大きいため，ゲート信号にリンギングを生じ，

６．高速インバータの製作・評価結果

FET 素子のターンオン／ターンオフ時誤動作を引き起こす恐れがあった。開発品は，配線パターンを開発した FET モジュールの搭載初号機として最適化することにより配線インダクタンスを低減

100kW インバータを製作し，サンプル試験を行っし，リンギングによるターンオン／ターンオフ時誤た。結果は以下の通りである。

動作を防止できる。

6.1

5.4

開発結果

仕様

表４に 100kW インバータの仕様を示す。比較対開発した FET モジュール単体の評価では，高負荷における破壊試験等を行い，実運用では従来品

照品は当社 SFT シリーズ（サイリスタ制御方式）のインバータである。

と比較して約２倍の出力電力での使用が可能になっ開発機では位相制御方式でかつ 300kHz までの高た。新型インバータに搭載し，高周波高速インバー周波化を達成した。高周波出力の立ち上がり時間はタにおける高出力化が達成できた。

1 ／ 10 以下に短縮出来た。図５に開発機（SFT−

従来の低出力の SFT−E シリーズインバータについても，高機能型の FET モジュールに順次置き

EN シリーズ）と当社従来機（SFT シリーズ）の出
力立ち上がり特性の測定データを示す。

替えていく。
表４
型
定

式
格

出

力

出 力 可 変 範 囲
発

周

当社従来機

SFT−E100N

SFT−100

100kW

100kW

10 〜 100%

10 〜 100%

100 〜 300kHz

70 〜 200kHz

力

AC3 φ 200V ± 10% 50/60Hz
120kVA

AC3 φ 400V ± 10% 50/60Hz
130kVA

出 力 制 御 方 式

位相制御方式 (ECO 型制御方式 )サイリスタ制御方式

出力立ち上がり時間

20msec300msec

冷

却

方

式

水冷

水冷

冷

却

水

量

源

波

開発機

数

電

振

100kW インバータ主要性能

入30L/min

40L/min

直列共振回路直列共振回路法

W850 × H1750 × D1000mm（共振部を除く）

W850 × H1630 × D925mm

量

400kg

400kg

出 力 負 荷 回 路
外
質

径

寸

（b） 当社従来機（a） 開発機
図５46立ち上がり時間の比較

焼入れ用高周波高速インバータ

6.2

サンプル試験

参考文献

高周波高速インバータの主用途は鉄鋼の表面焼入れ（表面硬化処理）である。そこで，新型インバー（1）高橋勘次郎他： 高周波の工業への応用 ，東京

タで高周波焼入れ試験を実施し，従来型インバータ

電機大出版局，（1977）との焼入れパターンの比較を行った。本試験では高（2）田内良男： 超小型「高周波電源ユニット・Ｄ

速立ち上がりの効果を検証するために，焼入れ方法シリーズ」，島田理化技報，№ 15，（2004）

は定置（一発）焼入れとし，発振周波数および出力電力は同一設定とした。
図６に試験結果を示す。新型インバータの加熱時

筆者紹介

間は従来型の 1 ／ 3 以下で，焼入れパターンは表面産機事業本部に近い部分の硬度を上げる（切れの良い）焼入れが島田製作所実現できた。

高周波技術部村松

護

焼入れ硬度比較
800

産機事業本部
島田製作所

700

高周波技術部椛田

硬度（Ｈｖ）

600

学

500

産機事業本部
島田製作所

400

高周波技術部

冨田

300

始

200
0

0.5

1

1.5

深さ

2

2.5

3

[mm]

従来機(SFT‑ 100) 加熱時間 １．
０[sec]
開発機(SFT‑E100N) 加熱時間 ０．
３[sec]

図６

焼入れパターンの比較

７．むすび
以上，高周波高速インバータについて概要および特徴を説明した。
本開発の成果は，新聞，サーモテック展（工業炉・熱技術・関連機器の展示会），および幣社ホームペー
ジで発表した。発表以降，焼入れメーカ，および競合インバータメーカから注目されており，当社高周波誘導加熱事業の主力機種になることを期待する。
今後は，400V 受電対応型に向けたシリーズ拡張を予定している。

47

島田理化技報No.17（2006）〈技術開発〉

誘導加熱監視ユニット
松村

琢夫

小森

Takuo MATSUMURA

勝利

Katsutoshi KOMORI

チップ供給問題への対応

１．まえがき（4）固定値の新規パラメータ化による多品種多目

高周波加熱の用途は大変裾が広く，生産工程の中的への対応強化で一時的な予備加熱を行うといった単純な加熱か

具体的には，下記の製品展開となる。

ら，クランクシャフトの焼入れなど，製品品質に関（1） イ ン バ ー タ の Human Machine Interface

わってくる重要な加熱に使われている。

（HMI）を高機能化し，その機能の一部とし高周波加熱装置の監視ユニットの主な機能は，誘て監視装置機能を持たせる。

導加熱において一回の加熱動作がその品質を左右す（2）独立した製品として市場に出す。

る重要な加熱処理の結果を客観的に評価するための本 稿 で は， 本 来 制 御 用 途 に 用 い ら れ る

監視ツールであり，製品の品質保証には欠かせない

Programmable Logic Controller（PLC） が 監 視 ユものである。すなわち，1 サイクルの加熱中に刻々ニットとして必要なハードウエアスペックを持ってと変化する出力変化を積分計算することにより，いることから，実験的にプログラムし従来型の出力

トータルの加熱電力量を加熱動作ごとにモニターす監視ユニットと比較した結果を報告する。

る機能を有する。

2．監視ユニットの機能

これは，被加熱物に供給・印加する電力が加熱温度に比例し，そのまま処理品質に影響するためである。

監視ユニットの装置への汎用性を高めるため，測定条件や方式，通信機能のためのパラメータをタッ

当社の出力監視ユニットは 80 年代に製品開発さチパネルから設定することができるようにした。これ現在に至っているが，今回下記の改良を検討した。

れにより多くの機種に対応可能となった。表 1 に（1）従来型監視ユニットより高速処理と高精度化

本監視ユニットの機能を示す。

（2）プログラム言語を汎用言語へ変更（タッチパネルの画面構成は付録 A − 2 に示す。）（3）最新型 CPU 採用により旧型 CPU 及び周辺

表１
カテゴリー
計

測

平

均

化

内

本監視ユニットの機能
容方法

１．外部トリガーによるスタート / ストップ
２．出力立ち上がり検出
３．内部クロックによる計測

処

理

１．平均化サンプリング数２．100 回平均機能の有効 / 無効

ア ラ ー ム 規 制

１．上限アラーム有効 / 無効
２．下限アラーム有効 / 無効
３．加熱時間過多アラーム有効 / 無効
４．停止時間過多アラーム有効 / 無効

通１．通信機能の ON/OFF
２．WSAVRG 注１）計算値送信の ON/OFF

信

機

能

備
計測方法の選択PC 等外部機器への通信機能（注 1）WSAVRG：WS（電力値 W × Sec）の平均（Average）を意味します。

48

考誘導加熱監視ユニット

３．監視ユニットの構成
3.1

装置外観

3.2

監視ユニットのハードウエア構成

表 2 にハードウエア構成を示す。主に，HMI と
汎用 PLC，80 μ S/ch の変換速度を有する AD 変

図 1 に評価機の外観を示す。モニター部と演算換から構成される。

部が一体となっている評価試験機である。
図 2 は，実際に 100kW 新型インバータ（SFTE100N）へ組込んだパネル部である。

項

図 3 は，本インバータ内部の監視ユニット演算
部である。

P

表２

監視ユニットのハードウエア構成

目

内

L

容

C Q02HCPU

備

考

中型クラス汎用機

AD 変 換 Q64AD

アナログデジタル変換（変換速度：80 μ S/ch）

H

小型タッチパネルM

3.3

I F940GOT-LWD

RS232C 接続

機能構成

表 3 に本監視ユニットの機能構成を示す。
インバータ出力電流値（IHF）をモニターして，瞬時値としての 2 乗計算から WS を演算する。また，インバータ入力直流電圧（EDC），入力直流電流（IDC）をモニターして，瞬時値としての WS を演算することも可能である。これらの結果から平均，最大値等の演算処理を行ない，上限，下限，加熱時
間，休止時間の各異常を監視する。
上限値と下限値の範囲を表示するグラフ機能や，結果報告する通信機能（RS-232C）を有する。
図１

監視ユニット 評価機外観

更にモニター入力情報から種々の監視が可能である。

新型 SFT‑E100

表３
監視ユニット
パネル部

図２

監視ユニット（パネル部）組込み例

監視ユニット
演算部

図３

項

目

監視ユニットの機能構成
内容

１．直流電圧測定機能
２．直流電流測定機能
モニター機能 ３．高周波電流測定機能
４．発振時間計測（mSEC）
５．停止時間計測（mSEC）
１．電力計算（WS）
２．平均値算出機能（AVG）
演 算 機 能３．最大値表示機能（PEAK）
４．100 回平均値（WSAVRG）
１．上限異常（％）
２．下限異常（％）
監 視 機 能３．加熱時間異常（mSEC）
４．休止時間異常（mSEC）

備

考

表示値はパラメータによる補正計算可能

アラーム機能グ ラ フ 機 能 １．上限値と下限値の範囲内を表示
１．電力計算値報告機能
通 信 機 能 ２．結果状況報告機能
３．100 回平均値報告機能

RS-232 による。
報告タイミング
は設定可能

監視ユニット（演算部）組込み例

49

島田理化技報No.17（2006）

表４
プログラム

通

常

処

理

名

称

主な処理内容主機能部

タッチパネルイベントサービス
表示データ更新
アラーム処理AD 制御部
通信処理部

発振中等の状態をフラグに反映する（インターフェース処理）
パラメータ処理，他

補助機能部

1mSEC ごとに呼び出して，下記を実行する。
発振中であるなら計測値を取り込んでデータをスタックする。
発振後の発振終了なら測定値を演算し，データを生成する。

系

割り込み処理系

監視ユニットの処理構成

４．監視ユニットプログラム

出力電力
(W)

4.1

プログラム構成

表 4 に示すように，プログラムは通常 2 系統の処理系で構成されている。
図 4（a）に示すように，加熱時に投入されるエ
ネルギー量は，
出力電力値を縦軸，時間を横軸にとっ時間(a) 実際の波形て面積で表すことができ，その近似値として，サンプリング値を積分することで算出することができる。この時サンプリングインターバルが短いほどよ

出力電力
(W)

り正確に算出できることになる。
（図 4（b）と図 4（c）の比較を参照）
PLC 側の測定単位が 80 μ S なので，PLC 内部の平均化（パラメータで設定）を使用するとして割り込みを１mS とし，PLC の演算オーバーヘッド（注 2）
200 μ S を差し引いて 800 μ S/2ch とした。（ただし 2ch 使用時）
。これにより PLC 内部の平均化処理には，400 μ S/80 μ S から 5 回平均が設定できる時間(b) サンプリングインターバルが長い場合、実際の形状に対して大まかになる
出力電力(W)ことになる。
（注 2）演算オーバーヘッド：演算を行うための CPU の負荷を意味する。本稿では，割り込み処理後の復帰や END 命令後の処理も含んでいる。

4.2

プログラムのインターバルタイマーについて

時間(c) サンプリングインターバルが短い場合、実際の形状により近い形状となる

インターバルタイマー（定期割り込みタイマー

図４ 出力電力量（エネルギー）とサンプリングインター

値）は割り込み処理を起動するトリガーである。こバルの違いによる加熱エネルギーの近似値形状の間隔が狭ければより精密な計測ができることになるが，反面加熱時間が長い場合積算レジスタの桁あ器の出力が大きな場合，積算量となる数値が大きくふれが生じるなどソフトウエア上の弊害が考えられなることから，加熱時間の上限が小さくなるなど旧る。
（具体的な監視ユニットプログラムフローチャー

監視装置のスペックに汎用性が無いことが分かる。

トは付録 A − 1 に示す。）

今回の開発機では 1mS とした。これは単に PLC

従来型監視ユニットでは 10mS の割り込みを使用側の能力値からの計算であるが，加熱時間が長い場している。この割り込み間隔であると加熱時間は概合対応できないことが予想される。この件についてね最大 10 秒程度になる見込みである。また，発振は今後の課題と考えている。

50

誘導加熱監視ユニット

機能は全て搭載し，合わせて通信機能（プリンタや

５．むすび

PC へ計測結果を出力する機能）も実装した。さらに，

現在の AD 変換器を使用している従来型の監視

新規に開発した SFT-E100N 型インバータへ組み込

ユニットより高速にデータ変換できることが分かっんでの評価試験を実施した。高速動作型アイソレー

た。シーケンサ（PLC）はコスト面では高価な機材

タを介した方法ではノイズが入り込み，表示値が正であるが，その汎用性に魅力がある。本プログラム

確に表示されない現象もあったが，引続き高速計測を開発する際，従来型監視ユニットが持っているに対応したノイズ対策を検討していく。

付録
A-1．監視ユニットプログラムのフローチャート
STRAT

初期化

割り込み
1msec
加熱ON？

NO

ＭＡＩＮ
アナログデー
タ取り込み

読み込み
回数=0

END

YES

読み込み回数
カウンタ加算NO

積算値を回数カウンタからWSを算出

END
読み込みカウンタ
リセット

読み込みデータから電力値算出

WSを積算

最大値？

YES
WS積算カウンタ
加算

NO

最大値更新

WS積算カウンタ=100

電力値を積算NO

YES

積算値を回数カウンタからWSAVRGを
算出

END
END

回数カウンタ
リセット

END

図中の ＷＳ とは電力値Ｗ×Ｓｅｃを、また、 ＷＳＡＶＲＧ とはＷＳの１００回平均値を示す。
計測に関係ない部分のロジックは省略している。

51

島田理化技報No.17（2006）

A-2．タッチパネル画面構造
A-2.1

メインモニター画面

メインモニター画面により，電源投入時の初期画面で基本的な操作を行うことができる。

A-2.3

アラーム履歴画面

アラーム履歴画面は時系列に発生したアラームを履歴表示する。
電源の ON/OFF に関わらず最新 20 行分の履歴（1）監視機能の開始（RUN）

を見ることができる。

（2）監視機能の停止（HOLD）（CLEAR）ボタンで履歴を消去する事ができる。

（3）監視情報の初期化（RESET）（4）本品を発振器の加熱 ON トリガーとして使う場
合の加熱 ON（HEAT）

図Ａ−２．３ アラーム履歴画面

図Ａ−２．１

メインモニター画面

A-2.4

プロパティ画面（BIT）

プロパティ画面（BIT 情報の設定）は，有効，無効又は選択プロパティを設定することができる。

A-2.2

グラフ表示

（1）Com Enable

グラフ表示画面は，モニター画面で "STATUS"
をタッチすることでグラフ表示に切り替わる。

効を設定（2）WSAVRG ON ： 100 回平均処理の有効／無効

グラフは横軸が時間，縦軸が出力（WS）を表し，アラームの上限値，下限値がグラフの最上線，再下： PC への通信処理の有効／無を設定（3）Int.Check線に相当する。

： 加熱インターバルの時間監視の有効／無効を設定（4）OVT Check： 加熱オーバータイムの時間監
視の有効／無効を設定（5）Trig.Signal： 加熱信号は外部から入力に設定（6）Trig.Auto： 加熱信号は出力立ち上がり／
立ち下がりを自動検知に設定（7）Local Clock： 加熱信号は無く，自己タイマーを用いて 0.5 秒ごとの設
定

図Ａ−２．２52

グラフ表示画面

誘導加熱監視ユニット

を設定（2）Start On Delay ： 加熱 ON 信号の立ち上がりを遅延する場合の遅延時間
設定（3）HF Eﬃciency： 発振器の出力に対する実際の加熱効率を設定（4）Heat ON/OFF Time ： 監視装置から断続的に
加 熱 を ON/OFF す る
場合のパラメータ

図Ａ−２．４ プロパティ（BIT）画面A-2.5

プロパティ画面（WORD1）

プロパティ画面（WORD1 情報の設定）は，基準値やアラーム値など運用に関するプロパティを設定することができる。
（1）Standard Level ： 通常出力値の設定（2）High Alarm： 上限異常の値（％）設定（3）Low Alarm： 下限値の値（％）設定（4）Heat over Time ： 加熱時間異常の時間（ms）
設定

図Ａ−２．６

プロパティ（WORD2）画面（5）Interval Over Time： 休 止 時 間 異 常 の 時 間（ms）設定A-2.7

プロパティ画面（SYSTEM）

プ ロ パ テ ィ 画 面（SYSTEM 情 報 の 設 定 ） は，
PLC に実装されている AD 変換器のパラメータ設
定で，チャンネルごとの入力の種類や平均化処理のサンプリング数を設定することができる。

図Ａ−２．
５
A-2.6

プロパティ（WORD1）画面プロパティ画面（WORD2）

プロパティ画面（WORD2 情報の設定）は，測定のためのパラメータを設定することができる。

図Ａ−２．７

プロパティ（SYSTEM）画面（1）Threshold Level ： 加熱の立ち上がりを自動検出する際の入力値（閾値）53島田理化技報

A-2.8

No.17（2006）

通信ログ画面

通信ログ画面は，上位通信（PC へのリポート機能）の通信ログを表示する。

図Ａ−２．８

筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
高周波技術部

松村 琢夫

産機事業本部
島田製作所
高周波技術部

小森 勝利

54

通信ログ画面

製品紹介・電子機器

C 帯トランスミッター（出力 10W タイプ）
■概

要

■主要性能

本機は，超小型地球局に使用される C 帯 10W 出

入 力 周 波 数

950MHz 〜 1525MHz

力のトランスミッターであり，国際衛星であるイン

入 力 レ ベ ル

標準− 25dBm

テルサットを中継器とする衛星通信に用いられます。

出 力 周 波 数

5850MHz 〜 6425MHz■構

局 発 位 相 雑 音

オフセット周波数
1kHz
10kHz
100kHz1MHz

成

外部から供給される IF 信号と基準信号を分離す
る MPX 部，分離された基準信号に同期した局発信号を発生する PLO 部，IF 信号を増幅する IF アン
プ部，IF 信号を所定の周波数に変換するミキサー
部，周波数変換された信号を所定の出力に増幅するためのハイパワーアンプ部，また外部から供給される DC 電圧を，各部が必要とする電圧に変換する高効率のスイッチングレギュレータから構成されてい
ます。
■特

出

力

電

力

位相雑音
− 75dBc/Hz− 83dBc/Hz− 96dBc/Hz− 100dBc/Hz

10W

インターフェイス

入力（IF/REF）
DC 入力
出力

電

源

電

圧

+36V 〜 +48V

消

費

電

力

72W

N- コネクタMS- コネクタ
Waveguide, CPR-137G

性能保証温度範囲− 40℃〜 +55℃

外形

W220 × H174 × D132mm

質

量

4.7kg

長

① PLO 部は，直接発振方式を採用し回路の小型化，低位相雑音を実現しています。
② 温度補償機能を備え，利得の温度変化を補償しています。
③ 消費電力を抑えることで小型化・軽量化を実現しています。
他社製品との比較
メーカ

外形寸法

容積

質量

消費電力

5.0 L

4.7kg

72W

社 W310 × H183 × D93mm

5.3 L

5.4kg

120W

社 W248 × H159 × D410mm

16.2 L

8.2kg

75W

社 W275 × H246 × D135mm

9.1 L

9.0kg

130W

弊

社 W220 × H174 × D132mm

Ａ
Ｂ
Ｃ

MPX

ＩＦアンプ

ミキサー

製品外観

ハイパワーアンプ

IF／REF入力

RF出力

ＰＬO
DC入力

スイッチングレギュレータ

各ブロックへブロック図

MPX：Multiplexer
PLO：Phase Lｏｃｋ
Oscillator

問い合わせ先電子機器事業部

TEL

0424-81-8518

55

製品紹介・産業機器

光学部品洗浄装置■概要④データ管理デジタル家電には，さまざまな光学部品（レンズ，各処理毎の洗浄槽の温度や流量のデータを収集でプリズム，ガラス基板など）が使用されており，そきるようにパソコンを搭載し，データの記録がで

れらにはコート膜が蒸着されています。

きるようになっています。

ここで紹介する洗浄装置は，光学部品のコート処⑤省エネ対応理前の洗浄装置です。多種多様なガラス材料やコー

リンス水や IPA 置換液を無駄なく使用するため

ト用蒸着材料に対応するため，被洗浄物毎の洗浄条に，カスケード槽や液移送回路を採用しています。

件をバスケット毎に選択できるようになっており，
さらに処理情報をバスケット毎に記録できるように■主要性能なっています。
■特

被

洗

浄

物

洗 浄 カ ゴ 寸 法

長処① IPA ベーパー乾燥システムの採用
光学部品（ガラス基板・ガラスレンズ等）の成膜
前洗浄として，精密洗浄を実現するために IPA
ベーパー乾燥システムを搭載しています。

理

方

法

装置構成・外形寸法
超音

波

所 要 電 力 入 力②洗浄モードの任意選択
洗浄モードは検知板による自動判別を行い，全部で 16 種類の任意選択が可能です。
③高清浄度対応振動子の採用
No.1 槽〜 No.6 槽に搭載の超音波振動子は，高清浄度対応と耐久性アップのためのチタンコート処

所

要

水

量

所

要

空

気

量

所

要

排

気

量

光学系ガラス基板・ガラスレンズ等（最大 A4 サイズ）
W260 × H190 ×Ｄ 205mm
自動搬送
装置本体

W6300 × H2100 × D2000mm

操 作 盤

W1300 × H2400 × D600mm

600W 28kHz：チタンコート処理（No.1 槽〜 No.6 槽）（特許）
3 φ 200V 約 60kVA
純水

約 600L/H

市

水

約 300L/H

冷却水

約 3120L/H

駆動用

約 250L/min

パージ用

約 300L/min

18℃以下

約 20m3/min 以上

理（特許）を施しています。

問い合わせ先産業機器事業部

TEL
装置外観

56

0424-81-8525

製品紹介・産業機器

大型マスク基板用洗浄装置■概

要

温純水引き上げ乾燥システムを選択できます。

パソコンモニターやテレビ画面で普及が進んでい②搬送の安定性

る液晶ディスプレイ（LCD）やプラズマディスプ

被洗浄物は大変高額なものであり，搬送ハンガー

レイ（PDP）等の製造に不可欠とされる大型フォトも含めて質量 100kg になり，これを安定して搬

マスク材料は，ポリッシュ・成膜，描画など精密な送できる機構を採用しています。

加工・処理が施されています。

③中周波超音波の採用

ここで紹介する洗浄装置は，その大型マスク基板

超 音 波 は， 基 板 へ の ダ メ ー ジ が 少 な く 細 か な

用洗浄装置であり，ガラス基板の大型化に伴い一辺パーティクルの除去に最適な中周波（75kHz 〜

２ｍ超の材料まで洗浄処理が可能となっています。

400kHz）領域を選択できます。

また，洗浄後のパーティクル除去性能は，繰り返し④装置のコンパクト化の洗浄性能評価により実証済です。

大きなガラス基板を小さなフットプリント内で市場動向や環境に合わせて，今後更にグレードアッ

処理できるように洗浄槽の形状を工夫しており，プしたものも製品化を予定しています。

IPA の総容量は消防法指定数量（合計 400 ℓ）以下に抑えた仕様となっています。

■特長⑤搬送ハンガーの使い易さ① IPA ベーパー乾燥と温純水引き上げ乾燥が選択

さまざまな基板サイズに合わせて容易に基板を可能

セットでき，且つ表・裏面どちらからでも投入・使用条件により，IPA ベーパー乾燥システムと取り出しができる構造になっています。

■主要性能
被
搬

洗
送

処

浄

ハ

ン

理

ガ

方

物

LCD 用・PDP 用マスク基板（最大２ｍ超まで）ー

本体一体タイプ・単独ハンガータイプ

法

自動搬送

装 置 構 成・ 外 形 寸 法（ 温 純 水 方 式 ）装 置 本 体W5000 × H6600 × D5500mm

操W1200 × H2050 × D800mm

超

音

所

要

波

選

電

択
力

作

盤

範

囲

28kHz・39kHz・75kHz・100kHz・200kHz・400kHz入力

3 φ 200V 約 280kVA

所 要 水 量（ 温 純 水 方 式 ）純水

約 4000L/H

所

要

空

気

量

約 200L/min

所

要

排

気

量

アルカリ排気約 40 ㎥ /min

一般排気約 40 ㎥ /min57

島田理化技報No.17（2006）

装置外観

問い合わせ先産業機器事業部

TEL

580424-81-8525

特許登録紹介

特許登録紹介（2004 年 10 月〜 2005 年 9 月登録分）
登録番号

発明の名称

内

容

備

考

3607081 液循環回路用エアー
液循環回路内において濾過フィルターとは別体として構成
トラップ
されていて、液が濾過フィルターに導入される前に液中に混入された気泡を除去することを可能にする液循環回路用エアートラップ。
従来は濾過フィルター内の気泡の堆積による濾過フィル
ターの目詰まりの発生、液循環回路内の流量の低下による濾過フィルターの寿命の低下、液排出口近傍での液の巻き込みによる気泡の再混入、及びフィルター・ハウジングが大型であることによる不要な液溜まりの形成が問題点であった。
3617695 電磁調理器用筐体

加熱電力のばらつきを抑制し得る構造の電磁調理器及び保守性に優れた電磁調理器及び電磁調理器用部品。
従来は加熱コイル面とトッププレートの背面との間隔が加熱有効領域の全域に渡って必ずしも均一にならず、その結果、調理鍋の載置部位によって加熱電力にばらつきが生じた。電磁調理器ユニットを交換したり、あるいはユニット筐体内の電源部の点検等を行う際に、その都度電磁調理器用筐体を分解する必要があり保守性が悪かった。

3618129 放電処理用電極及び無駄なパワー消費を抑えて表面改質の処理効率を高め、か放電処理装置
つその寿命時間を長くする構成の放電処理用電極及びこの放電処理用電極を使用した放電処理装置。
従来の放電処理装置は表面改質をするのに作用する放電はごく一部で、他の部分は表面改質に殆ど寄与しない。放電に投入されるパワーの大部分は無駄となり、処理効率が著しく悪いという問題があった。しかも放電は電極側部表面間のほぼ全域にわたって生じるので、放電処理用電極の劣化も早まるという問題があった。
3621587 洗浄装置および洗浄
レーザー光の照射により等方的に発生する衝撃波が周囲に方法
散逸することを防止するようにして、エネルギー効率よく被洗浄物を洗浄することができるようにする洗浄装置および洗浄方法。
従来は液膜の気化により発生される衝撃波は等方的に放射されることになるので、そのほとんどは被洗浄物の洗浄処
理面以外の周囲に散逸してしまい、レーザー光を洗浄に用いるには、レーザー光の照射によるエネルギー効率が非常に悪かった。また被洗浄物を気相雰囲気中では洗浄できなかった。
3621685 内径面誘導加熱コイ
加熱効率を向上させ、被加熱物に形成された穴などの筒状ル
形状部位の内径側を効率良く加熱することができるようにした内径面誘導加熱コイル。
従来の内径面誘導加熱コイルにおいては、電流が多く流れているパイプ状加熱コイルの部位と被加熱部位である内径面との間の距離が大きくなり、被加熱部位である内径面に対する加熱効率が良くなかった。またパイプ状加熱コイルの内部に冷却水を大量に流せなくなり、ひいてはパイプ状加熱コイ
ルに大容量の電流を印加できなくなるという問題があった。

59

島田理化技報No.17（2006）

登録番号

発明の名称

3636484 電磁調理器

内

容

備

考

薄板状トッププレートが割れにくい構造の電磁調理器。
従来の電磁調理器は冷却空間を確保するため枠体の厚み面にトッププレートの周縁部が固定される構造なので、トッププレートの中央部付近の機械的強度が周縁部に比べて相対的に弱くなる。トッププレートの厚みを増せば全体的な機械的強度は高まるが、反面、加熱コイルと被加熱物との距離を大きくせざるを得ないので加熱効率が著しく低下する。そのため、このトッププレートは必要以上に厚くできず、割れ易くなる欠点があった。

3663338 高周波リレーの実装
リード端子型の高周波リレーを実装する際に、高周波端子方法および高周波リ 間の信号の漏れ込みを防止するようにして、高周波端子間レーの実装に用いる のアイソレーション特性を向上することができるようにした
ケース
高周波リレーの実装方法および高周波リレーの実装に用いるケース。
従来のリード端子型の高周波リレーをプリント基板に実装する方法によると従来の信号の漏れ込みの防止の方法を用いているにもかかわらず、高周波端子間のアイソレーション特性を向上することができなかった。
3665155 電子部品基板の洗浄
電子部品基板の表面にキズを付けることなく、その表面に装置付着した微細粒子を効率よく除去できる様にする電子部品基板の洗浄装置。
従来は微細粒子の除去は回転ブラシの毛状体の物理的な摩擦接触によって行われていたため、電子部品基板表面にキズを付けたりダメージを与えやすく、加工工程の歩留りを低下させる大きな原因となっていた。また、物理的な摩擦接触であるため、磨耗により回転ブラシの毛状体自体からも微細粒子が発生してしまうといった根本的な欠点もあった。
3671389 基板処理方法および基板に供給された湿潤オゾン含有ガスのオゾン量と蒸気量 三菱電機株式
装置との比率を制御することにより、処理速度の飛躍的な向上を 会社殿との共図ることができる基板処理方法および装置。
同出願
従来の湿潤オゾン含有ガスによる基板処理方法を実用化す
るには、さらなる除去速度の改善が必要不可欠な条件であり、現在のところ実用化の例がなかった。また、基板温度を上げて実用的な除去速度を得ることが考えられるが、湿潤オゾン
含有ガスを供給する方法では、基板を加熱しても除去速度を高速化することができなかった。
3699090 多 重 モ ー ド フ ィ ル
スプリアス共振を除去する装置を必要としない、小型で安ター
価な多重モードフィルター。
従来はスプリアス共振のレベルが大きい場合には、別途それを除去するための装置を多重モードフィルターに追加する必要があり、フィルターの小型化を妨げていた。また、誘電体共振器は、金属の共振器に比べて高価なため、多重モード化により共振器の縮数を減らすことができたとしても、金属の共振器を用いたものに比べて高価であった。

60

特許登録紹介

登録番号

発明の名称

内

容

備

考

3701624 高周波モジュール用
高周波モジュールの機能を正常に維持しつつ低コストで実ボード装可能にする高周波モジュール用ボード。
従来はパッケージ自体が高価であるため、パッケージ品が高価であった。またパッケージ品を高周波ボードに実装する作業が伴うため、コスト高であった。さらにパッケージ品の接続部の寄生リアクタンスによってパッケージ品の電気性能が劣化する場合があった。他に実行効率の低下、収納する金属ケースの大型化から製品としての上位装置への組み込みが制限されていた。
3706617 被洗浄物の洗浄方法

治具などの影響を受けずに効率よく均一な超音波洗浄を短時間で実施でき、歩留まりも良く、精密部品製造、液晶部品製造、半導体部品製造など各種生産活動の効率向上に資することができ、高い実用的価値を有する被洗浄物の洗浄方法。
従来は治具によって超音波の伝播が阻げられ、部分的に超音波が届かない箇所が生じ、均一かつ効率的で高品質な洗浄は困難であった。また、超音波振動素子に近い部分と遠い部
分とでは超音波の強度が異なり、洗浄むらが生じやすかった。

3725249 誘導加熱装置

複数の加熱コイルによる同時誘導加熱の際の相互干渉を排除して目的の加熱分布を得る用途に効果を発揮できる誘導加熱装置。
従来は複数の加熱コイルを接近させて誘導加熱を行うと、隣り合う加熱コイルの間で発生する磁束が鎖交し合うため相互干渉が発生した。そのため、加熱コイルに接続される高周波電源の出力が乱され、被加熱物であるワークの加熱温度が変化していた。かつ、非常に大きなビート音が加熱コイルやワークから発生し、作業環境が悪かった。

61

営業分野及び主要製品【電子部門】□移動通信機器【産機部門】□半導体製造装置

携帯電話基地局用送受信増幅装置
携帯電話基地局用収容箱

半導体ウェーハウェット処理装置
半導体ウェーハ洗浄装置

移動通信基地局用
マイクロ波コンポーネント□液晶製造装置

移動通信用不感地対策装置

液晶パネルウェット処理装置
液晶パネル洗浄装置
ガラス基板洗浄装置□固定通信機器

ミリ波デジタル無線装置□衛星通信機器

VSAT 用アウトドアユニット

眼鏡・光学レンズ洗浄装置

VSAT 用受信コンバータ

電子部品洗浄装置□精密洗浄装置

HD・HDD 洗浄装置

Ka 帯衛星通信用送信機□高周波機器□マイクロ波・ミリ波
デバイス

高周波電源
高周波焼入装置

マイクロ波回線用

高周波ろう付装置

分波器・群分波器・導波管
各種マイクロ波／ミリ波

マイクロ波加熱装置

コンポーネント・MIC モジュール□電子応用機器

航法装置試験用シミュレータ
レーダ機器試験用シミュレータ
高電力マイクロ波機器

島田理化技報編集委員会
委員長
佐々木 恭介委 員

高松 日出海
村上 勝
田辺 淳二
槇 敏夫
森谷 陽一
安藤 英一
畠 一男
伊藤 美津夫
石間 勉
小野 博昭

事務局

竹森 雅史
馬谷原 洋二佐田 修

島田理化技報 No.17（無断転載を禁ず）
2006年3月15日 発行
発行

所

東京都調布市柴崎2丁目1番地3
島田理化工業株式会社
TEL 0424-81-8510（代表）
FAX 0424-81-8599（代表）
ホームページ http://www.spc.co.jp/

編集兼発行人島田理化技報編集委員会

印

東京都中央区湊3-5-10
株式会社 三菱電機ドキュメンテクス
TEL 03-5566-0681

刷所

島田理化工業株式会社