消失通信路に耐性のある光無線ターボ符号システムに関する研究
代表研究者

羽渕裕 真

茨城大学工学部教授

1 はじめに
光無線通信は法規制問題がなくグローバル化し易い、技術的にも人体的にも人にやさしい、無線 LAN や携帯電話などの既存通信と干渉しない、壁等により物理的に遮蔽されるため情報漏洩範囲が限定的などの特徴をもつ。そのため、将来のネットワークや通信サービスを支える重要技術の１つである。光無線通信は ARIB
STD-T50 Ver.4、IEEE802.15.7、IrDA、JEITACP-1221,1222 などの標準化が行われ、現在では IEEE802.15.7r1で次世代標準が検討されているが、最適な光無線通信の発明や構築はなされていない。さらに、LED の長寿命化、省電力化、低価格化に伴い、照明や信号灯が LED に置き換わりつつある。白熱電球が省エネの点で多くの国で禁止になりつつあり、LED への移行に拍車がかかっている。そのため、照明機器を用いる『照明光通信』は屋内・屋外情報通信改革の素養をもっていると考えられ、ユーザが感知することなく情報配信や情報交換を可能とするアンビエント社会を支える重要な技術となるものと期待できる。さらに、可視光通信は、水中通信などにおいても利用が検討されており、やはり照明としての用途と通信機器としての機能を併せ持つことが期待されている。
光無線通信を確立するためには、その特徴を捉え、それに適した方式設計が必要である。例えば、(1)太陽光や照明光からの環境光雑音や遮蔽による信号の消滅や劣化、(2) R,G,B 光の伝送路透過度の違いによる信号減衰や情報消失、(3)大気変動や水流に伴うシンチレーション、(4)他の照明光通信機器からの干渉、(5)
光の直進性に伴う通信領域の狭小化、(6)照明調光に対処可能な通信法、(7)光点滅（オンオフ信号形式）に合った伝送法、(8)ユーザ位置の把握とそれに応じた情報配信法、(9)フォトダイオード等の受信機特性を考慮した性能評価、(10)照明光通信の人体への影響、などへの対処法の検討が必要である。
これまでの『光無線通信の信頼性向上法』[1]-[14]は、主に、(i)イメージセンサを用いて重要情報と非重要情報を同時送信する方式、(ii)直交周波数分割多重法などの光変復調法、(iii) Advanced a-law による PAPR対処法、(iv)光符号分割多元接続(OCDMA)法、(v)ターボ符号や低密度パリティチェック符号(LDPC)を用いる
光誤り訂正符号、(vi)光伝送路モデル検討、(vii)水中濁度により送信波長帯を切替えて伝送する方法、(iix)
光疑似雑音符号を用いる符号多値変調法、などの検討がある。これらの検討の多くは単に電波無線技術を光無線通信に適用したものが多く、上記の(1)～(10)のような光無線通信や照明などの特徴などを考慮した検討は少なく、光無線通信能力を最大限に引出す設計になっていないと考えられる。
そこで、本研究は、光無線通信の信頼性向上法としてターボ符号[1]-[5]と符号多値変調法[9]-[14]に着目し、ビット誤り率性能の観点から検討を行う。特に、光無線ターボ符号システムについては、『送信ディジットの差動符号化を行うことにより背景光雑音に耐性をもつターボ符号システム』、『ターボ符号を構成する３ビット（情報ビット I とパリティビット P1,P2）を R,G,B の LED のそれぞれに割当てて並列伝送することにより消失通信路に耐性をもつターボ符号システム』を提案し、検討する。符号多値変調法(CSK)については、『擬直交Ｍ系列対と、アダマール符号とその反転符号からなる陪直交符号を融合する拡張擬直交Ｍ系列対を用いる符号多値変調システム』を提案し、検討する。

2 光無線ターボ符号システム
2-1 差動符号化ターボ符号システム
太陽光などによる背景光雑音や緩やかに変動する環境光雑音は、オンオフ信号型のパルス伝送において、判定しきい値の変動を引き起こすため、性能劣化の要因になっている。パルス位置変調方式などのような最大値判定法を用いる方式では対処可能であるものの情報伝送効率が大きく劣化してしまう。そのため、オンオフキーイングと同程度の情報伝送効率を保ちながら、背景光雑音等に耐性のある方式が望まれている。本節では、送信側に差動符号化と受信側に遅延検波を用いる差動符号型ターボ符号を検討する[1]-[4]。
光無線通信における差動符号化法を用いるターボ符号システムを図１に示す。また、図２にフレーム化差動符号オンオフキーイング装置の出力と遅延検波受信機の出力例を示す。

1（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016図１

差動符号化法を用いるターボ符号システム

図２

差動符号化法と遅延検波本方式は以下の６段階で構成されている。
(1) ターボ符号器出力（情報ビット I、パリティビット P1、パリティビット P2）のそれぞれに図２のようにフレーム化を行う。これは、フレーム毎に同期ビットを付加できる形式とするためである。（フレームの先頭に同期ビットを埋め込む）(2) ターボ符号器出力の３つのビットストリームを各々フレーム化し、ビット毎に差動符号化する。
(3) その出力をオンオフキーイングし、パラレル／シリアル変換後、光無線信号として出力する。図２に示す通り、送信信号は１と０のオンオフ信号である。
(4) 受信機では、アバランシェフォトダイオード(APD)で検波後、遅延検波を行う。遅延量は I,P1,P2 があるため３ビット長である。これにより隣接信号間で差分をとるため背景光雑音の影響を小さくできる。
図２に示す通り、遅延検波器出力信号は１、０、－１の３レベルとなる。このとき、各ビットストリームの１と０は±１と０で表されることになる。また、±１は交互に現れる。
(5) フレーム毎の同期ビットパターンにより同期タイミングの捕捉と保持を行う（同期ビットパターンは複数のフレームからなるブロックを単位として繰り返す）(6) 差動検波後の出力をシリアル／パラレル変換し、ターボ復号器に入力する。ＭＡＰデコーダ出力を判定し、データを得る
図３に１ビット当たりの送信光信号電力に対するビット誤り率性能を示す。実線が符号化していない場合の理論値であり、●がパンクチャードターボ符号（符号化率 1/2）システムのシミュレーション結果であり、◆がスタンダードターボ符号（符号化率 1/3）システムのシミュレーション結果である。ただし、シミュレーションパラメータは表１に示す通りである。
表１

シミュレーション諸元

ChannelBit rate
Interleaver size
Frame length
Block length
Number of Iterlations
Laser wavelength
Background noise
Variance of scintillation
APD Gain
Modulation loss ratio
Quantun efficiency
Effective ionization ratio
Bulk leakage current
Surface leakage current
Receiver noise temperature
Receiver load resistor

OWC
156 [Mbps]
256 [bit]
8+1 [bit]
4 [frame]
8830 [nm]-45 [dBm]
0.001
100
1.0 [%]
0.6
0.22
0.1 [nA]
10 [nA]
1100 [K]1030 [Ω]図3

ビット誤り率2（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016

図３より差動符号化を用いるターボ符号システム（framed-DOOK）は、従来方式よりも性能改善できることが分かる。従来方式では、スタンダード型ターボ符号はパンクチャード型ターボ符号よりも良好な性能を示しているが、framed-DOOK では同程度の性能となっており、パンクチャード型ターボ符号が有用であることが分かる。framed-DOOK において、スタンダード型ターボ符号とパンクチャード型ターボ符号の性能が同程度になるのは、以下の理由が考えられる。
①データ伝送速度を同一としているため、スタンダード型ターボ符号の送信パルス幅がパンクチャード型ターボ符号よりも小さくなっている。これは、APD 出力が小さくなる原因となってしまう。このことか
ら、遅延検波出力 (ターボ復号噐入力前) におけるパンクチャード型ターボ符号のシンボル誤り率はス
タンダード型ターボ符号適用時よりも良好となる。
②framed-DOOK の場合、情報データが“1”になるのは信号が 10 または 01 と連続する場合であり、 “0”になるのは信号が 00 または 11 と連続する場合となる。信号振幅依存性雑音があることから、遅延検波出力の 1 と−1（ともに情報“1”を表す）のシンボルと“0”のシンボルにおける雑音の分散が異なる。また、“0”については、00 と 11 の並びでも分散は異なることになる。特に、11 の場合の情報データ“0”の雑音分散が大きく、誤り率は最悪となってしまう。
2-1 ＲＧＢ並列伝送型ターボ符号システム
カラーシフトキーイングなどのように複数の LED を用いる情報伝送法が検討されている。例えば、B, G, Rの３色を用いる場合、その光波長に応じて透過率が異なり、部分的な消失通信路になってしまう。この透過率については、空間光伝送、水中通信などの伝送媒体によっても異なってしまう。また、シャドウイングなどによる消失も考えられる。したがって、単にＢＧＲのそれぞれで異なるデータを伝送する場合には、一部のデータが受け取れないことになってしまう。また、ターボ符号器出力の情報ビットストリーム、２つのパリティビットストリームを各 LED に割り当てる
場合でも性能劣化が生じることが予想される。
そのため、部分的な消失通信路に対処可能な方式が望まれている。本節では、ターボ符号を構成する３ビット（情報ビット I とパリティビッ
ト P1,P2）を R, G, B の LED のそれぞれに割当てて並列伝送する消失通信路に対応可能な光無線システムを検討する。例えば、水中では B, G,R の順で伝送到達距離が短くなってしまう（この順番で透過度が低くなる）場合、Ｒまで受け取れたならばスタンダード型ターボ復号を行い、Ｇまでならばパンクチャード型ターボ復号を行い、Ｂしか受け取れないならば単なる２値パル
ス位置変調信号を復調して、情報判定を行える
図 4 バリティビット再配列型ターボ符号システム
ような構成を設計する。つまり、R,G,B 光の受信光電力に応じて情報復調法（符号化率 1/3 ターボ復号、1/2 ターボ復号、情報信号のみで復調）を切替えることで、部分的消失通信路に対応する[5]。従来方式は周辺環境測定装置や波長切替え装置が必要であり、完全消失通信路には対応できないが、本方式は装置負荷を軽減し、環境にかかわらず情報獲得を実現できる
図 4 に提案するバリティビット再配列型ターボ符号システムを示す。ただし、Ｂ（ブルー）で情報ビット列Ｉを伝送する。パリティビット列 P1={P11, P12, P13,・・・}と P2={P21, P22, P23, ・・・}を G（グリーン）とＲ（レッド）で伝送する際、再配列を行う。つまり、パリティビット列は再配列し、再配列後の信号 P1’は{P11, P22, P13, P24,・・・}の順で構成してＧで伝送する、再配列後の信号 P2’は{P21, P12, P23,P14,・・・}の順で構成してＲで伝送する。このようにすることにより、ＧまたはＲが消失してもパンクチャード型ターボ符号として復号することができ、性能劣化を軽減することができると考えられる。ＲとＧの両方が消失した場合は、単なる誤り訂正符号化しない場合の復調となる。情報ビットストリームと２つのパリティビットストリームは２値パルス位置変調を行う。
図 5 に白色ガウス雑音通信路（送信信号エネルギー対雑音パワースペクトル密度比：Eb/No）におけるビット誤り率特性を示す。ただし、シミュレーションパラメータを表２に示す。ＢＧＲ＝１１０等の表記におい3（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016

て、０は消失通信路、１は非消失通信路を表している。

表２ 白色ガウス雑音通信路におけるシミュレーション諸元
ChannelBit rate
Turbo-code generatorNumber of Iterlations
Decoding algorithm
Interleaver size

AWGN
156 [Mbps](7,5)oct8
modified BCJR
1024 [bit]図5

白色ガウス雑音通信路におけるビット誤り率

提案方式と従来方式は、RGB が全く消失しない場合にはスタンダード型ターボ符号として復号が行われ、RG の２つが消失した場合には２値パルス位置変調として情報復調が行われる。そのため、その２つの状況では、提案方式は従来方式と同じビット誤り率特性を示すことが分かる。パリティビットストリームを送信するＧとＲのうちの１つが消失する部分消失通信路の場合には、従来方式はターボ復号が行えず性能劣化が生じると考えられる。提案方式はパンクチャード型ターボ符号として復号が行われるため、性能劣化はエネル
ギー消失による劣化と符号化率減少による劣化に抑えられるものと考えられる。図 5 から、ビット誤り率 10-5を達成する点において、提案方式は従来方式よりも約 3.5[dB]改善できることが分かる。また、３つの平行チャネルのうち１つが消失する場合の提案方式の性能は、無消失通信路での性能から 2.2[dB]程度の劣化に抑えることができることが分かる。
図 6 に光無線通信路における１ビット当たりの受信信号電力に対するビット誤り率特性を示す。ただし、シミュレーションパラメータを表２－２に示す。ＢＧＲ＝１１０等の表記において、０は消失通信路、１は非消失通信路を表している。提案方式と従来方式は、BGR が全く消失しない場合にはスタンダード型ターボ符号として復号が行われ、RG の２つが消失した場合には２値パルス位置変調として情報復調が行われる。そのため、提案方式と従来方式はやはり同じ誤り率特性を示すことが分かる。部分消失通信路の場合には白色ガウス雑音通信路の場合と同様に、提案方式は従来方式よりも性能改善している。ビット誤り率 10-5 を達成する点において、1.3[dB]の改善が得られている。また、部分消失する LED 色によりわずかに性能が異なることが分かる。これは波長が短いほど信号減衰が大きいため、その減衰量が大きい波長の信号が消失しても影響が小さいと考えられる。
表3

光無線通信路のシミュレーション諸元
ChannelBit rateTurbo-code generator
Number of Iterlations
Decoding algorithm
Interleaver size
Laser wavelength
Background noise
Variance of scintillation
APD Gain
Modulation loss ratio
Quantun efficiency
Effective ionization ratio
Bulk leakage current
Surface leakage current
Receiver noise temperature
Receiver load resistor

OWC
156 [Mbps](7,5)oct8
modified BCJR
256 [bit]
625, 530, 470 [nm]
-45 [dBm]
0.01
100
1.0 [%]
0.6
0.22
0.1 [nA]
10 [nA]
1100 [K]1030 [Ω]図6

光無線通信路におけるビット誤り率

4（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016

3 光無線符号多値変調システム3-1 振幅２値をもつ拡張擬直交Ｍ系列対
Ｍ系列に平衡チップを付加する直交Ｍ系列は次式で表される。

additional chip
ただし、である。Ｍ系列の符号長をＭとすると、それを１チップずつ巡回シフトしたＭ個の系列を構成することができる。この系列に平衡チップ（今回はＭ系列のチップ符号が＋が－よりも１チップ多いため－1）を付加することにより直交Ｍ系列を構成できる。この直交Ｍ系
列は、いずれか２つの系列間の相互相関値が０であるため直交性を有している。例えば、M=7 の場合は次のようになる。

この直交Ｍ系列の-1 のチップを０とし、+1 のチップを符号長８の陪直交符号の符号極性に置換する系列 MAと+1 のチップを０とし、-1 のチップを符号長８の陪直交符号の符号極性に置換する系列 MB が構成できる。
陪直交符号系列はアダマール符号系列とそれを反転した系列から構成され、以下の関係が成り立つ。

これにより、B8 は次式となる。

直交Ｍ系列 a3 と陪直交系列 B8 を融合した a3(B8)は次式で表される。

ただし、は OM の+1 のチップに陪直交符号の 1 チップ分を対応させ、-1 のチップを 0 にすることで生成する。
は OM の-1 に陪直交符号の 1 チップ分を対応させ、+1 を 0 にすることで生成する。
光無線信号はオンオフ信号形式で表現するため、+1 は 10 に、-1 は 01 に、0 は 00 のように２つのディジ5（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016

ットで表す。このように生成する提案系列を拡張擬直交Ｍ系列対(Extended Pseudo Orthogonal M-sequence;EPOM）と呼ぶ[10]-[14]。
受信側では、マンチェスタ信号(+1,-1)と相関をとることにより元の+1,-1,0 に戻す。このため、送信信号
系列長 L は 2(M+1)[chip]となり、発生できる全符号系列数は 2M(M+1)であるが、利用する符号系列数が 2 のべき乗数とすると(M+1)2 個利用することができる。従来の陪直交符号の場合では、L=2(M+1)[chip]とすると2(M+1)個の符号系列が発生できることになる。したがって、同一符号系列長の場合、提案系列は従来系列よりも(M+1)/2 倍の符号系列が発生できる。しかしながら、提案系列の符号系列間の相互相関値が０ではない系列の組み合わせも存在するため、提案系列は非直交系列に属することになる。
3-2 振幅２値をもつ拡張擬直交Ｍ系列対を利用する符号多値変調システム
図７に拡張擬直交Ｍ系列対を利用する符号多値変調システムを示す。拡張擬直交Ｍ系列対は陪直交系列と擬直交Ｍ系列対を融合する系列であるため、発生符号数は多いものの全ての系列が直交系列にはなっていない。そのため、符号多値変調法に利用する際には工夫が必要になる。本研究では、その工夫の１つとして、２段階復調法を提案する。
送信側において、まず送信データを log2(M+1)＋log2(M+1)[bit]毎に分割し、前者の情報ビットにより M+1 個の陪直交符号（符号長 M+1）から１を選択し、後者の情報ビットにより M+1 個の擬直交Ｍ系列（符号長 M+1）から１つを選択する。その選択された符号を 3.1 節の通り融合する。生成した拡張擬直交Ｍ系列のオンオフ信号化のために、チップ毎にマンチェスタ符号化し、負極性信号を削除する。最後に、光無線信号として送出する。
受信側においては、チップレベルアバランシェフォトダイオード(APD)により電気信号に変換する。その変換電気信号とマンチェスタ信号の相関をとり、その出力Ｙを得る。次に、そのＹを用いて２段階復調を行う。１段階目は、Ｙの絶対値信
図７ 拡張擬直交Ｍ系列対を用いる符号多値変調
号と直交Ｍ系列の相関をとる。その M+1 個の相関値の最大値を検出し、それに割当てられているデータを抽出する。２段階目は、１段階目の最大相関値に対応する擬直交Ｍ系列と陪直交符号を融合した M+1 個の系列を参照信号とし、Ｙと相関をとる。その M+1 個の相関値の最大値を検出し、それに割当てられているデータを抽出する。最後に、１段階目と２段階目で抽出したデータを融合し、全データを復調する。
表4

光無線通信路の理論解析諸元

ChannelData rate
Laser wavelength
Background noise
Variance of scintillation
APD Gain
Modulation loss ratio
Quantun efficiency
Effective ionization ratio
Bulk leakage current
Surface leakage current
Receiver noise temperature
Receiver load resistor

OWC
156 [Mbps]
830 [nm]-45 [dBm]
0.01
100
1.0 [%]
0.6
0.02
0.1 [nA]
10 [nA]
1100 [K]1030 [Ω]図8

ビット誤り率6（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016

図８に拡張擬直交Ｍ系列対を利用する符号多値変調システムのビット誤り率特性を示す。従来方式として、POEPC(擬直交拡張プライム符号)を用いる符号多値変調システムと比較する。ただし、提案方式と従来方式の情報伝送効率を同一にするため、提案方式(EPOM)の送信信号系列長 L=2(M+1)を 64 および 256 とし、従来方式(POEPC)の送信信号系列長 L を 32 と 128 とする。それ以外の解析諸元は表４に示す。
L=64 の提案方式と L=32 の従来方式、L=256 の提案方式と L=128 の従来方式は、各々同一の情報伝送効率を達成する。
ビット誤り率 10-6 において、提案方式(L=64)は従来方式(L=128)よりも約 1.7[dB]、提案方式(L=256)は従来方式(L=128)よりも約 1.6[dB]改善できることが分かる。また、送信信号系列長 L の増加に伴いビット誤り率は改善でき、その効果は M-ary 直交変調方式と同様であることも分かる。

4 むすび
本研究は、光無線通信の信頼性向上法としてターボ符号と符号多値変調法に着目し、以下の３つの方式を提案し、ビット誤り率性能を検討した。
(a) 光無線ターボ符号①【送信ディジットの差動符号化を行うことにより背景光雑音に耐性をもつターボ符号システム】(b) 光無線ターボ符号②【ターボ符号を構成する３ビット（情報ビット I とパリティビット P1,P2）を R,G,Bの LED の各々に割当てて並列伝送することにより消失通信路に耐性をもつターボ符号システム】(c) 光無線符号多値変調法【擬直交Ｍ系列と、アダマール符号とその反転符号からなる陪直交符号を融合する拡張擬直交Ｍ系列を用いる符号多値変調システム】
上記３つの提案方式について、ターボ符号システムについてはシミュレーションにより、符号多値変調システムについては理論解析により評価した。その結果、３つの提案方式いずれも従来方式より良好なビット誤り率性能を示すことが分かった。
今後は、ターボ符号システムについては、詳細な水中通信路モデルや照明光通信路モデルを構築し、有効性を明らかにする。さらに、差動符号化を用いるシステムでは受信同期性能を含めた検討を行う予定である。
符号多値変調システムでは、照明光通信路環境下で評価し、その環境における有用な符号系列を検討する。

【参考文献】[1] 松田, ライ, 小澤, 羽渕：“光無線通信における差動符号化 OOK を用いるパンクチャードターボ符号システムの一検討”,電子情報通信学会技術研究報告,WBS2015-4,pp.17-20, (2015-05)[2] 松田, 羽渕, 小澤：“非均一電力割当法を用いる光無線ターボ符号化 DOOK の一検討”,電子情報通信学会技術研究報告, WBS2015-36, (2015-10)[3] S.Rai, Y.Kozawa, H.Habuchi and Y.Matsuda :“Mitigation of the influence of optical backgroundnoise by using Turbo-coded DOOK”,Journal of Signal Processing,Vol.19,No.6,pp.269-273,(2015-11)[4] Y.Matsuda, H.Habuchi and Y.Kozawa:“Robust Turbo-coded OOK system for background noisealleviation and frame synchronization in optical wireless channel”, J. Signal Processing, 2016 年 7月掲載予定[5] R.Sun, H.Habuchi and Y.Kozawa: “Novel parallel optical turbo-code communication system using
RGB LEDs for partial erasure channel ” , Proc. International Technical Conference ofCircuits/Systems, Computers and Communications (ITC-CSCC2016), pp.735-738, 2016 年 7 月 13日発表予定[6] T. Ohtsuki: “Turbo-coded atmospheric optical communication system”, Proc. IEEE International
Conference on Communications (ICC2002), Vol.5, pp.2938-2942, (2002-04)[7] J. Chen, X. Hu, D. Huang and X. Yuan: “Analysis of turbocoded optical wireless communication
system based on on-off keying, binary phase-shift keying, and binary pulse position modulation”,Opt. Eng., Vol.46, Issue 9, (2007-09)

7（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016

[8] X. Wang, N. Wada, T. Miyazaki, G. Cincotti and K. Kitayama: “Asynchronous coherent OCDMA
system with code-shift-keying and balanced detection”, IEEE J. Sel. Top. Quantum Electron., Vol.
13, No. 5, pp.1463–1470, (2007-05).
[9] Y.Takamaru, S.Rai and H.Habuchi : “Theoretical analysis of new PN code on optical wirelesscode-shift-keying”, IEICE Transaction on Fundamentals,Vol.E97-A,No.12,pp.2572-2578, (2014-12)[10] 高柳, 羽渕：“拡張擬直交 M 系列を用いる光無線コードシフトキーイングの一検討”,電子情報通信学会
技術研究報告, WBS2015-3, pp.12-16, (2015-05)[11] 高柳, 羽渕, 小澤：“2 段階復調を行う光無線コードシフトキーイングの誤り率性能評”, 電子情報通信学会ソサイエティ大会, A-5-3, (2015-09)[12] S.Takayanagi, H.Habuchi and Y.Kozawa : “Optical-wireless enhanced code-shift-keying with
IM/DD”, Proc. 21st Asia- Pacific Conference on Communications (APCC2015), pp.84-88, (2015-10)[13] S.Takayanagi, H.Habuchi and Y.Kozawa : “ Indoor optical-wireless code-shift-keying with
two-stages demodulation ” , Proc. IEEE 4th Global Conference on Consumer Electronics(GCCE2015), RWL:Wireless &RF in CE, pp.648-652, (2015-10)[14] S.Takayanagi, H.Habuchi, Y.Takamaru and Y.Kozawa : “Improved code-shift keying systems withfunctional pseudonoise code in optical-wireless channel”,J. Signal Processing,2016 年 7 月掲載予定〈発 表題

名拡張擬直交 M 系列を用いる光無線コードシ
フトキーイングの一検討
光無線通信における差動符号化 OOK を用いるパンクチャードターボ符号システムの一検討
２段階復調を行う光無線コードシフトキー
イングの誤り率性能評価
非均一電力割当法を用いる光無線ターボ符
号化 DOOK の一検討
Optical-wireless enhanced code-shiftkeying with IM/DD
Indoor optical-wireless code-shift-keying
with two-stages demodulation
Mitigation of the Influence of Optical
Background Noise by Using Turbo-Coded
DOOK
Robust Turbo-Coded OOK System for
Background Noise Alleviation and Frame
Synchronization in Optical WirelessChannelImproved Code-Shift Keying Systems
with Functional Pseudonoise Code in
Optical-Wireless Channel
NovelParallel
OpticalTurbo-code
Communication System using RGB LEDs
for Partial Erasure Channel

資料〉

掲載誌・学会名等

発表年月

電子情報通信学会ワイドバンド研究会２０１５年

５月２８日

電子情報通信学会ワイドバンド研
究会

２０１５年

５月２８日

２０１５年

９月１０日

電子情報通信学会ソサイエティ大会,
電子情報通信学会ワイドバンド研究会
Proc. Asia-Pacific Conference onCommunications (APCC2015),
Proc. IEEE 4 Global Conference
on Consumer Electronics(GCCE2015),

２０１５年１０月

９日

２０１５年１０月１４日
２０１５年１０月３０日

Journal of Signal Processing

２０１５年１１月

Journal of Signal Processing

２０１６年７月掲載予定

Journal of Signal Processing

２０１６年７月掲載予定

Proc. International TechnicalConference of Circuits/Systems,
Computers and Communications(ITC-CSCC2016),

２０１６年７月１３日発表予定

8（公財）電気通信普及財団 研究調査助成報告書 No.31 2016