島田理化技報

創立75周年記念号（2021）No.27

SPC Technical Report
記念特集● 省エネに貢献するパワーエレクトロニクス技術● 社会インフラに貢献するマイクロ波・ミリ波技術

島田理化技報
No.27

目

次

■巻頭言
創立７５周年を迎えて 「これまでも、これからも」〜 Create for the NEXT WAVE 〜 ………………………………… 1
松本 操一

■寄稿
無線機のソフトウェア化とディジタルRF技術 ……………………………………………………………………………………… 2
東北大学電気通信研究所 教授■特集論文

21世紀情報通信研究開発 センター長 ／ 末松 憲治

省エネに貢献するパワーエレクトロニクス技術

省エネに貢献するIH製品とラインナップ …………………………………………………………………………………………… 8
杉本 紀幸
PWM制御大電力誘導加熱インバータの開発 ………………………………………………………………………………………10
守上 浩市 ／ 髙田 太郎 ／ 浜田 深造 ／ 永月 巧
ワイヤレス給電用高速インバータの開発 ……………………………………………………………………………………………16
髙田 太郎 ／ 石間 勉

■特集論文

社会インフラに貢献するマイクロ波・ミリ波技術

公共インフラに貢献するマイクロ波新製品 …………………………………………………………………………………………22
黒澤 芳治
高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィルタ …………………………………………………………………………………24
三神 幸治 ／ 田添 晃 ／ 浅利 哲
BGA サーキュレータの量産開発 ……………………………………………………………………………………………………31
北上 景一 ／ 佐藤 圭 ／ 田添 晃
C-Band LNBの製品メニュー拡大 ……………………………………………………………………………………………………37
吉野 浩輔 ／ 笠原 康司 ／ 唐木 靖 ／ 宮本 和広■トピックス
低軌道衛星通信におけるQ-Band LNBの研究開発 …………………………………………………………………………………42
金属3DプリンタによるX帯導波管フィルタの試作評価 ……………………………………………………………………………43■製品紹介
大電力ＰＷＭ制御インバータ …………………………………………………………………………………………………………44
ディジタルPWM制御インバータ ……………………………………………………………………………………………………45
アルミ加熱用ＩＨ装置（並列共振/PWMインバータ使用） ………………………………………………………………………46
同軸型多チャンネルロータリージョイント …………………………………………………………………………………………47
衛星搭載用 Divider / Hybrid ………………………………………………………………………………………………………48
C-Band PLL LNB ……………………………………………………………………………………………………………………49
4ポートサーキュレータ ………………………………………………………………………………………………………………50
RF DRIVER ……………………………………………………………………………………………………………………………51■特許紹介
基板の固定構造【特許第6568258号】……………………………………………………………………………………………52
インバータ装置およびインバータ装置の制御方法【特許第6832402号】……………………………………………………53
電磁調理器【特許第6548600号】…………………………………………………………………………………………………54
誘導加熱とハロゲンランプを併用した薄板加熱装置【特許第6752838号】…………………………………………………55■島田理化 75年の歴史
技術と製品の歩み ………………………………………………………………………………………………………………………56

■巻頭言
創立７５周年を迎えて 「これまでも、これからも」〜 Create for the NEXT WAVE 〜代表取締役社長

松本

操一

Soichi MATSUMOTO

おかげさまで，当社は2021年12月8日をもちまして，創立75周年という節目を迎えました。これもひとえに当社製品をご愛顧いただきましたお客様のおかげであり，厚く御礼を申し上げます。
1946年の創業以来，マイクロ波・ミリ波技術，高周波誘導加熱（IH）技術を軸として，電子・通信機器分野や産業機器分野において，「高周波技術で社会に貢献する」との創業時の強い想いを受け継ぎながら，日々の技術の蓄積とともに飛躍的な技術進歩を取り入れて，新しい技術開発に挑戦してまいりました。創業当時の高周波ペニシリン乾燥機や高周波ミシンといった新しい製品に始まり，現在は国内外の通信機器，放射線機器，人工衛星，レーダ，加熱装置をはじめとして，社会の安心・安全・省エネ・利便性等を実現する様々な分野で活用いただいています。
今回の技報では，創立75周年記念号として，これまでの75年を振り返るとともに, 最新技術である「無線機のソフトウェア化とディジタルRF技術」
について寄稿を頂き，また特集として「省エネに貢献するIH製品とラインナップ」，そして「公共インフラに貢献するマイクロ波新製品」と題して，紹介させていただきました。いずれも，当社のコア技術である「WAVE」
を軸として創業以来培ってきた技術分野であり，新しい技術開発の成果を取り入れた最新の技術・製品を紹介しています。
高周波誘導加熱分野においては，脱炭素社会の早期実現に向け，「環境への配慮」「省エネ」「効率化」等の実現手段として大きく貢献する製品と期待されています。創業以来培ってきた最新のパワーエレクトロニクス技術を駆使して，当社独自のPWM制御方式を開発し, アルミ材や非磁性材の加熱で従来比最大約30％の業界トップクラスの効率化を実現したIHインバータを製品化しました。また，FPGAを用いたディジタル高速信号処理により熱処理の高速化を実現しました。現在, 自動車, 機械, 半導体から食品まで様々な産業分野で活用いただいています。また, この技術を使って，EV等へのワイヤレス給電用途として高速インバータを開発し，新たなモビリティ社会の実現に向けて貢献してまいります。
電子・通信機器分野においては，通信機器やレーダ等の各種社会インフラとして, 大電力のマイクロ波コンポーネ
ント，衛星通信用のLNBやミリ波を活用した5G関連機器はもとより, これらを支える高密度実装実現のためのBGA
サーキュレータ等，コンポーネントから製品に至るまで，培ってきたマイクロ波・ミリ波技術を駆使し, 新たな価値創造創出を進め, 社会に貢献してまいります。
2018年にスローガン「Create for the NEXT WAVE」
を制定しました。我々のコア技術であり，原点であるマイクロ波・ミリ波技術，ならびに高周波誘導加熱（IH）技術（＝高周波技術「WAVE」）
を活用して，社会に役立つ製品を世に送り出し，次の時代を切り拓く新たな波を創造する（＝「NEXT WAVE」），その想いを実現するために，挑戦を続けてまいります。
「これまでも, これからも」この75周年を一つの節目として，さらなる成長に向けて, 新たな付加価値の創造により，社会やお客様のニーズに的確に応えるよう，品質の高い魅力ある製品の実現に向けて, 社員全員で取り組んでまいります。
今後とも引き続き変わらぬご愛顧を賜りますようよろしくお願い申し上げます。

1

島田理化技報No.27（2021）■寄稿

無線機のソフトウェア化とディジタルRF技術東北大学
電気通信研究所 教授
21世紀情報通信研究開発センター長

末松憲治

Noriharu SUEMATSU

数を超えるRF信号の送受信が可能なダイレクトディジ

１．
まえがき

タルRF送受信機の構成例とその動作原理を説明し,半導体プロセス, 特にCMOSプロセスの微細化に伴い, パソコンのCPU（Central Processing Unit）等の最後に, 今後の送受信機のソフトウェア化に関する技術展望を述べる。

クロック周 波 数 が G H z 帯となって久しい。 近 年は,CPUだけでなく, 1GHzを超えるクロック周波数で動作

２．Nyquistサンプリングに基づくする高速なDAC（Digital to Analog Converter）や

ディジタルRF送受信機

ADC（Analog to Digital Converter）や, 高速なディ
ジタル信号処理が可能なFPGA（Field-Programmable

SDR送受信機構成のもっともシンプルな構成としてGate Array）が, 汎用品として比較的容易に入手できは, 送信RF（Radio Frequency）信号を直接ディジタ

るようになってきた。このため, これらICを用いたUSRP

ル信号からDACで生成し, 受信RF信号を直接ADC（Universal Software Radio Peripheral）
による無で離散化・量子化しディジタル信号を得る構成 [3]であ線機のSDR（Software Deﬁned Radio）化が盛んにる。この構成によるブロック図を図1に示す。送信デー

おこなわれるようになってきたタ（ディジタル信号）は, ディジタル信号処理部（DSP,[1]-[2]。

SDRはソフトウェアを書き換えることで, 1つのハード

Digital Signal Processor）
で, 変調され, 送信RF信

ウェアにより, 複数の無線システムに対応できるマルチ

号のディジタル信号に変換され, DACに入力する。図

バンド・マルチモード送受信機技術として発展して2は,sinc envelopeおよび, 理想的なDAC出力におけきた。しかし, 近年は,製品寿命が長く, 寿命の途中でるNyquist周波数以下の周波数帯の送信RF信号（基システム更新が必要となる無線機や, 試作品や特定用

本波信号）とNyquist周波数を超える周波数帯に生成途の製品など生産数量が少なく専用ICを開発できなされるイメージ信号との関係を示したものである。

[3]-[6]い無線機などにも適用可能な技術として, 注目されている[7],[8]。

DACでアナログ信号（送信RF信号）に変換される
際に発生するイメージ信号などのスプリアスを除去する

本稿では, 様々な無線システムに適用可能なハード必要があるため, DAC出力は, RF帯の低域通過フィ

ウェアプラットフォームとしてのSDRに注目し, 第２章で,ルタ（LPF, Low Pass Filter）あるいはバンドバスフィ

Nyquistサンプリングに基づく, 基本的な送受信機構

ルタ（BPF, Band Pass Filter）
で濾波され, 送信増幅

成（ディジタルRF送受信機構成）と動作説明を記す。

器（PA, Power Ampliﬁer）
で増幅された後, アンテナ

しかし, これまでのディジタルRF送受信機では, 標本化に 給 電される。 受 信 R F 信 号 は , 低 雑 音 増 幅 器

定理に基づき, Nyquist周波数（サンプリングクロックの（LNA, Low Noise Ampliﬁer）で増幅された後に,1/2の周波数）以下のRF信号しか取り扱うことができ

ADCで直接, サンプリング（標本化）, 量子化され, ディない。

ジタル信号に変換される。

DAC, ADC, FPGA, CPUなどのICの高速化が進ADCでは, 標本化定理にあるように, Nyquist 周波

んだ現在においても, 数GHzを大きく超えるクロック周数以下のRF信号がディジタル信号に変換されるわけ

波数のICを容易に入手することはできず, 数GHzを超だが, Nyquist周波数を超える周波数の信号がADC

えるRF周波数帯の無線システムに適用可能なハードの入力に含まれていると, 折り返しを起こし, 偽信号とウェアプラットフォームとしてのSDRに限界があった。こなって上記ディジタル信号に含まれてしまう。これを防れに対する解の一つとして, 第３章では, Nyquist周波

ぐために, Nyquist周波数以上の周波数を遮断する

2

無線機のソフトウェア化とディジタルRF技術

RF帯のアンチエイリアスフィルタがADCの前段に必要め, 実現できるRF周波数は高々3GHz程度ということとなる。このアンチエイリアスフィルタをLNAの出力側にになる[9],[10] 。クロック高速化の際, CMOS回路の貫通置くことで, LNAで発生し増幅された高次Nyquist

電流などによる消費電力の増加という問題があり, これゾーン（イメージ周波数帯）の雑音がADCでのサンプリ

以上のクロック周波数の高周波化は難しいと思われる

ング時に折り返すことでより生じる受信Signal-to-Noise

ため, 3GHzを超えるディジタルRF送受信機においてRatio（ SNR）特性の劣化を防ぐことができる。アンチエ

は, DAC, ADCのベースバンドあるいはIFの信号と,イリアスフィルタは通常, LPFでよいのだが, 受信すべ

RF信号とを, 周波数変換器を介して接続することとな

き周波数帯が決まっている場合には, BPFとすることもる。これまでの, SDR化した多くのマルチバンド・マルチある。BPFとすることで, Nyquist周波数以下, かつ,

モード送 受 信 機においては, D A C , A D Cでマルチ

上記受信帯域外の不要受信波が除去され, 受信系のモード特性と, ダイレクトコンバージョン方式 [11]などのRF

ダイナミックレンジの確保, 耐干渉特性の改善をはたす部でマルチモード特性を実現している[12],[13]。
市販されているUSRPにおいても, この構成をとってことができる。

いるものがある[2] 。しかし,キャリアアグリゲーションなど
複数の送信信号, 受信信号を同時に扱うコンカレントな送受信機 [14]の場合, 図1の構成であれば, １つのハード
RFフィルタウェアで実現できるものの, コンバータを使う構成では,

ADC

周波数帯に合わせて, コンバータを複数個準備する必LAN

RFフィルタ

DAC

（DSP）

PA

要があり, 共通プラットフォームという考え方が成り立ちにくい。やはり, 図1の構成のような, DAC, ADCで直接, Nyquist周波数を超えるRF信号を取り扱うことが

図１ Nyquist サンプリングに基づく
ディジタル RF 送受信機の基本的な構成

できる送受信機の実現が望ましいということになる。
Nyquist周波数を超えることはできないが, RF周波数の高周波化を目指した送信機構成として, 1-bitバン
ドバス（ B P ）ΔΣ変 調 器 [ 1 4 ] , [ 1 5 ] がある。 通 常のn - b i t

1st

2nd

3rd

4th

5th

6th

DACを使った構成と, 1-bitバンドバス
（BP）
ΔΣ変調器
の構成との比較を図3に示す。n-bit DACを用いた通常の構成の場合, ディジタル領域で生成したRF信号をそのままサンプリング, 量子化した後, n-bit DACで（dB）

アナログ量としてRF信号を再生する。
一方, 1-bitBPΔΣ変調器の場合, ディジタル領域で生成したRF信号をサンプリングし, 2値化した後, 1-bit
DACでアナログ量のRF信号として再生する。n-bitの量子化に比べて不足するRF信号近傍のダイナミックレ
ンジを確保するために, BPΔΣ変調でノイズシェーピングを行っている。1-bit DACはn-bit DACに比べて,クロック周波数を高く設定することが可能であり, サンプ
規格化周波数（サンプリング周波数で規格化）

リング周波数が高い分, 再生するRF信号も高周波化

図 2 sinc envelope（黒線）
および,理想的なDAC
出力における基本波信号,イメージ信号の関係（10GbE）用のICを使うことで, 5GHzまでのRF信号をできるメリットがある。たとえば, 10Gbpsイーサネット
生成することが可能となる。ただし, ノイズシェーピング
を行っている周波数帯の外側のノイズレベルは高くなる

図1に示したディジタルRF送受信機構成において,ので, 1-bit DACの出力に置かれるスプリアス除去用

RF周波数の上限は, Nyquist周波数となるが, 市販のBPFは, n-bitに比べて狭帯域なものが必要となる。

品として入手が比較的容易なADC, DAC, FPGA,

本構成により, 5G用に帯域800MHzの広帯域信号

CPUのクロック周波数は数GHz程度に留まっているたを生成した例も報告されている[16]。

3島田理化技報No.27（2021）

Σ変 調 器の出 力スペクトラムの実 測 値を示 す 。
Nyquist周波数は4GHzであるため, 基本波信号はキャリア周波数2GHzの5Mbps Quadrature Phase
Shift Keying（QPSK）変調信号とした。図において,（a）は全体のスペクトラム,（b）は7次のNyquist
ゾーンに生成される26GHz帯のイメージ信号の拡大図である。従来のNRZ信号に比べて, 7次のNyquist
ゾーンに生成されるイメージ信号レベルは約6dB高くな
り, SNRも同じだけ改善されている。イメージ信号は基
図3n-bit DAC,1-bit DAC で構成した
ディジタル RF 送信機の構成と、それぞれの DAC の出力スペクトラム

本的には基本波信号のレプリカであり, 拡大図のように, ノイズシェーピングが確認できる。

3 . 超Nyquist周波数動作を可能とする
ダイレクトディジタルRF送受信機
3.1

送信機

DAC出力には, 図2に示すように, 超Nyquist周波数帯にイメージ信号が含まれている。このイメージ信号は, 高調波とは異なり, 基本波の信号のレプリカなの
で , これを取り出し送 信 R F 信 号とすることで , 超

図41-bit 送信信号のマンチェスター符号化

Nyquist周波数帯で動作するディジタルRF送信機が実現できる。我々の研究室では, 超Nyquist周波数帯で動作するディジタルRF送受信機のことを, ダイレクト
ディジタルRF送受信機と呼んでいる[17]。
図2のように, DAC出力波形が完全な矩形波の場
合, 比較的低次（例えば2次）のNyquistゾーンであれ
ば, イメージ信号は基本波信号に対して, 10dB程度の信号レベル減少に留まるが, 高次のNyquistゾーンのイメージ信号を送信RF信号として使おうとすると, 実際のDAC出力波形は, 完全な矩形波ではなく, 高域のイ

図 5 マンチェスター符号化した 1-bit BP
ΔΣ変調器の出力スペクトラムの実測値

メージ成分が抑圧されてしまうことも伴い, 十分な信号

図6に26GHz帯イメージ信号のコンステレーションとレベルが確保できず, SNRが劣化する, あるいは, 送信スペクトラムを示す。 E r r o r V e c t o r M a g n i t u d e

波に要 求される隣 接チャネル漏 洩 電 力比（ A C L R,

(EVM) = 2.4%とともに, ACLR > 38dBcが得られてAdjacent Channel Leakage Ratio）が得られないとおり, 基本波信号に比べて, 変調特性に大きな劣化がいうことになる。
この問題を解決する方法として, 1-bit送信信号のマ
ンチェスター符号化がある。図4は従来の1-bit送信信号であるNon-Return-to-Zero（ NRZ）信号とマンチェ
スター符号化した信号を示したものである。NRZ信号に比べて, マンチェスター符号化することで, 0→1の立
ち上がり, あるいは1→0の立下りのエッジの数が増大
し, このエッジにより生成される高次イメージ成分が増加すると考えられる。
図5にマンチェスター符号化した8Gspsの1-bit BPΔ4(a) コンステレーション(b) スペクトラム

図 6 マンチェスター符号化した
1-bit BPΔΣ変調器における 7 次 Nyquist ゾーンのイメージ信号出力の変調特性

無線機のソフトウェア化とディジタルRF技術

ないことを確認した。

回路でholdされているため, S/H回路を駆動するRF
周 波 数に比 べて十 分に低 い 周 波 数 のクロックで,

3.2

受信機

入手が容易な市販品ADCに関して, bit数の大幅なADCを動作させればよいので, 市販ADCの使用が可能となる。

削減（たとえば, 1-bit ADC）
によるクロック高速化があ（ii）に関しては, フィルタの設計法を提案し, 図8に示

まり望めないので, ダイレクトディジタルRF受信機の構した2 8 G H z 帯の受 信 機を, クロック周 波 数 1 G H zの成としては, 上限サンプリング周波数が2GHz程度, 分

ADCを用いて構成する場合に適用し, 実証した。アン

解能が6〜16-bitのn-bit ADCを使わざるを得ない。

チエイリアス用のBPFをチェビシェフ7段の誘電体フィ

超Nyquist周波数のRF信号をADCで直接サンプリ

ルタで試作し, これを用いたダイレクトディジタルRF受

ングするためには, 必然的に, アンダーサンプリング（サ

信機において, 図9に示すように, Nyquist周波数とほ

ブサンプリング）を行うことになる。図7は, 12.5GHzのぼ等しい460MHz帯域で, ヘテロダイン受信機とほぼ

RF信号を561.8MHzのクロックで, 22次のダイレクトRF

同等のNFが得られることを示した[18]。

アンダーサンプリングした場合のSample and Hold
（S/H）回路の出力信号波形と, そのホールド出力を量子 化して得 たディジタルデータの F a s t F o u r i e r
Transform（FFT）計算結果（すなわち,受信信号のスペクトラム）である。12,500-（561.8×22）=140 [MHz]に, 受信したRF信号が正しく再生されていることがわ
かる。
ダイレクトRFアンダーサンプリングを行う際の問題点

図828GHz 帯ダイレクトディジタル
RF 受信機の構成例

図928GHz 帯ダイレクトディジタル
RF 受信機の NF の周波数特性

としては,（i）本来Nyquistサンプリング用に開発された
ADCのS/H回路でサンプリングするため, 超Nyquist
周波数のRF信号を正しくサンプリングできないこと,（ii）
アンダーサンプリング時の折り返し雑音によるNFの劣化を防ぐためのアンチエイリアスフィルタが必要なことがあげられる。

なお, 本来であれば, RFフィルタは, アンダーサンプリ
ング時の折り返し雑音が受信機NFに影響を与えないように設計するべきであるが, Nyquist周波数を超える
図 7 ダイレクト RF アンダーサンプリング時のS/H 回路出力電圧波形と , 量子化後の FFT 計算結果

広帯域な受信帯域の実現を優先する場合には, 折り返し雑音による受信NF劣化を容認する設計もありうる。図10は, ダイレクトディジタルRF受信機構成を採用（i）に関しては, 通常のADCでは, S/Hのカットオフ

した, 工場内などで無線IoTに使われている周波数帯

周波数はNyquist周波数よりも若干高い程度であるた（915-930MHz, 2.4-2.5GHz, 5.0-5.71GHz）のリアルタ

め, 高次アンダーサンプリングは困難である。このため,

イムスペクトラムモニタ[19]のブロック図である。

図7に示すように, RF信号を, RF信号に比べて十分に図において, ADCのクロック周波数は500MHz程度

低いクロック周波数でサンプリングするS/H回路のみ開であり, 最大で12次のアンダーサンプリングを行ってい

発し, その後段については, 市販のADCを使う構成をる。ただし, このクロック周波数はDSPを行うFPGAの提案した。この構成では, ADCの入力はすでにS/H

制約からくるものであり, ADC自体は1Gspsを超えての5島田理化技報No.27（2021）

動 作が可 能である。このため, 5 . 7 1 G H zの信 号をNyquist周波数での動作を可能とする構成として,

ADC内部のS/H回路でサンプリングできたため, 外部

DAC出力に含まれるイメージ信号や, ADCのアンダーにS/H回路を追加せずに済んでいる。図11に, 実験

サンプリング動作に注目したダイレクトディジタルRF送室内で電波環境をモニタリングしている無線IoT用リア

受信機が研究開発されており, その一部は実用化されルタイムスペクトラムモニタの写真を示す。

つつある。市販ICのクロック周波数はすでに上限に達しつつあり, 従来のディジタルRF送受信機のRF周波数の上限が見えつつある今, 少量多品種なマイクロ波, ミリ波帯の送受信機のプラットフォームとして, 変復調回路をソフトウェア化したダイレクトディジタルRF送受信機が期待されている。
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信機は, 今後の発展が期待されている。
汎用性の高いADC, DACを用いたこれまでのディ（7） N. Suematsu, S. Kameda, H. Oguma, M.
Sasanumaa, S. Eguchi, K. Kuroda,
Multi-Mode SDR VSAT against Big

ジタル R F 送 受 信 機 は , クロック周 波 数 の 1 / 2 のDisasters,

Nyquist周波数を超えるRF信号を扱うことができない

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ため , 6 G H z 程 度までの用 途に限られていた。 超

2013.

6

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7

島田理化技報No.27（2021）〈特集論文〉

省エネに貢献するIH製品とラインナップ
IH Products and Lineup to Contribute to Energy Saving
杉本 紀幸
Noriyuki SUGIMOTO

1. まえがき中に送り出してきた。今回，最新の技術を搭載したIH
インバータとそのシリーズ化について紹介する。

脱炭素社会の実現に向け，世界的なエネルギー利用の変革が急速に進む中，金属の熱処理が行われる

2.

PWM制御IHインバータ

製造現場においては，従来のガス炉に比べてCO 2を排
出 せ ず エネルギー 効 率 の 高 い ，高 周 波 誘 導 加 熱製造現場の生産性向上やコスト削減に向けた省エ（Induction Heating：IH）の利用が注目されている。

ネの取組みが拡大する中，大電力を使用する誘導加熱

IH技術は，一般的に電磁調理器や炊飯器などでよ装置においても電源の効率化が強く求められている。

く知られているが，図1に示すように，産業用途として，

当 社は2 0 1 8 年に独自のP W M（ P u l s e W i d t h

鍛造，溶解，蒸着，焼鈍，焼嵌，シール，予熱，乾燥，ろう

Modulation：パルス幅変調）制御技術の開発によりイ

付け，はんだ付け，焼入れ，焼き戻しなど，様々な金属

ンバータ電源の大幅な効率化に成功し，翌2019年には熱処理で利用されており，あらゆる分野で，国内はもと内蔵インバータユニットを複数並列接続することで，鍛より海外でも広く普及している。

造や溶解などの大電力用途へ対応可能な「PWM制御当社は創業以来，IH技術の研究開発・製品化に取IHインバータ（SBT-PWシリーズ）」を製品化した（図2）。

り組み，今日までに幅広い分野で数多くの製品を世の特にアルミ材や非磁性SUS材等の加熱においては，

図18高周波誘導加熱の用途と利用分野

省エネに貢献するIH製品とラインナップ

図 3 自動車のワイヤレス給電としてのEV用ワイヤレス給電の開発・製品化にも積極
図2

PWM 制御 IH インバータ（SBT-PW600）

的に取り組んでいく。
5． むすび当社従来製品（SBT-EL/EHシリーズ）との比較で最大約30％の効率アップを達成しており，
自動車部品など，今脱炭素に対する国際社会の動きは，欧州だけでなく後アルミ材や軽量高強度材料の採用が広がる分野で，中国や米国も舵を切ることになった。我が国も2050年

鍛造や溶解用途で省エネ化への貢献が期待される。

までに温室効果ガス排出量を実質ゼロにすると宣言し
ている。

3.

製品ラインナップの拡充

IH技術は，①非接触で加熱可能，②必要な個所を必要な時間だけ加熱する省エネ性，③電源を入れるだ

2020年にはPWM制御技術を搭載したインバータをけで加熱準備時間が不要な省力化，④加熱電力を高ラインナップ化し，さまざまな熱処理用途に対応できる

速高精度で制御可能，⑤直火を使わないクリーンな環

製品を取り揃えた。

境，⑥ワーク自身の自己発熱で安全性に優れており，「SBT-PWシリーズ」はIGBT（Insulated Gate

CO2削減にも期待できるなど多くの特長がある。

Bipolar Transistor）を搭載した並列共振方式で，周当社は，IHインバータのメーカとして，最新のパワー

波数1kHz〜30kHz，出力20kW〜2,400kWに対応しエレクトロニクス技術の提供により，製造現場におけるている。
「SCT-SWシリーズ」
はSiC（Silicon Carbide）

金属熱処理の省エネ化に貢献するとともに，EV用ワイ

半導体を搭載した直列共振方式で周波数100kHz〜

ヤレス給電など，電磁誘導技術の新たな利用拡大を目

300kHz，出力 20kW〜200kWに対応している。

指していく。

両シリーズとも高速なPWM制御によって，電源力

参考文献

率，電源効率，出力力率共に約95％を達成，冷却水量は当社従来製品と比べ30%以上削減し，ユニットの小型・軽量化も実現している。
4.

EV用ワイヤレス給電への応用[1] 田内次世代半導体SiCを用いたIHインバータの開発の取組み ，島田理化技報，No26，2018[2] 谷口自動車関連の熱処理技術への取組み ，島田理化技報，No24，2014
当社では，2008年にIH製品の電磁誘導技術を応用してワイヤレス給電用のインバータを製品化し，
これまで自動搬送機の給電や移動体の実験用途で採用され，実証実験へも参画実績がある。
近年の自動車産業のEV（Electric Vehicle）
シフト
化や自動車技術の進展にともない，EV用ワイヤレス給電が新たな電力供給方法として期待されており，世界的に標準規格化が進んでいる（図3）。
今後，急速に高まりつつある需要に対応すべく，高[3] 石間

省エネに貢献する誘導加熱用新型PWM

インバータの開発・製品化 ，機関誌エレクトロヒー
ト，No.236，2021

筆者紹介
事業本部
産業IH営業部

杉本 紀幸

効率なインバータ技術を更に進化させ，次世代インフラ

9島田理化技報No.27（2021）〈特集論文〉

PWM制御大電力誘導加熱インバータの開発

Development of PWM Control High Power Induction Heating Inverter
守上 浩市

髙田 太郎

浜田 深造

永月 巧

Kohichi MORIGAMI

Taroh TAKADA

Shinzo HAMADA

Takumi EIGETSU

要

旨なPWM（Pulse Width Modulation）制御の大電力
誘導加熱インバータを新規ラインナップに加えたため紹

誘導加熱には，①溶解装置，②鋳造装置，③焼鈍介する。

装置，④焼嵌装置，⑤焼入・焼戻装置，⑥ろう付・はまた，高周波，高速加熱の特徴を持つ直列共振方

んだ付装置，⑦塗装乾燥装置，⑧インサート装置，⑨式については低 損 失 ，高 速スイッチングが 可 能なシール装置などがあり，それぞれの分野で誘導加熱イン

SiC-MOSFETを使用した小型軽量のSCT-SW100を

バータのラインナップを用意，製造，販売を行ってきた。

製品化した。

今回，主に，溶解・鍛造用として高効率，高速応
答，小型軽量，タッチパネル搭載，高調波対策が容易

今後はSBT-PWシリーズ同様，インバータユニットを
複数直並列接続し, 大電力化に対応する。

誘導加熱インバータのラインナップ

10

PWM制御大電力誘導加熱インバータの開発

1.

はじめに

2.1

大電力化への課題

低周波数帯のSBT-Eシリーズでは，出力900kWま誘導加熱 IH（Induction Heating）は，被加熱物での納入実績があり，この様な大電力システムでは，自体を非接触で自己発熱させるためエネルギー効率がインバータと加熱コイルが遠方に配置されることが多高く，家庭用電磁調理器やIHジャー炊飯器など社会

く，加熱コイルまでの給電損失も十分に考慮しなけれに広く普及するとともに工場で使用される熱処理に対しばならない。

てもIHを利用する取り組みが増えている。

図1に直列共振の回路構成と機器構成を，図2に並工場では機器の容量が大きくなるため効率アップに列共振の回路構成と機器構成を示す。直列共振でよる省エネ効果は電気料金の削減に直結する。IH装は，加熱コイル（L）と共振コンデンサ（C）が直列に接置は周波数変換のためインバータが必要であり，その続されており，大電流の流れる範囲はインバータ部か

IHインバータはパワー半導体とパワーエレクトロニクス

ら加熱コイル間となる。加熱コイルを遠方に配置する技術の発展と共に，より大電力へ，より高周波へ，より場合や大電力システムの場合，大電流伝送による給電高効率へと進化してきた。

損失が大きくなることが，直列共振のデメリットとなる。

当社では1965年より，IHインバータを販売しており，一方，並列共振では，加熱コイル（L）と共振コンデ

本稿では約20年ぶりの新機種となる独自のPWM制御

ンサ（C）が並列に接続されており，大電流の流れる範技術を採用した最新IHインバータを紹介する。

囲は共 振コンデンサと加 熱コイル間のみとなり，イン
バータ部からの伝送電流値は，直列共振と比較して2.

従来機種の課題

1 / 5〜1 / 1 0の小さな値になる（ 給 電 損 失は1 / 2 5〜
1/100になる）。このように一般に大電力システムは並

当社では現在，主に表1のIHインバータをラインナッ

列共振とするメリットが大きい。

プしている。半導体素子としては30kHzまでの低周波帯をIGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）
で ，4 0 0 k H zまで の 高 周 波 帯 を S i - M O S F E T（Metal-Oxide-Semiconductor Field Eﬀect
Transistor）
で構成している。共振方式としては直列共振を採用しており，溶解，鍛造，焼入れ，焼嵌め，
ろう付け，乾燥，シールなど様々な用途に応じたIHイン
バータを製造している。
表1
半導体素子
回路方式
制御方式
周波数
出力
冷却方式

IH インバータ現ラインナップその 1
SBT-Eシリーズ
SFT（E）シリーズ
IGBT
Si-MOSFET
直列共振（電圧型） 直列共振（電圧型）
ダイオード整流サイリスタ整流／（ダイオード整流）
周波数偏移式
共振周波数追尾式／（周波数偏移式）
0.5〜30kHz
20〜400kHz
20〜900kW
2〜300kW
水冷
水冷

図1

直列共振の回路構成と機器構成

図2

並列共振の回路構成と機器構成

これら従来機種ではそれぞれ下記に示す課題があり, 今回の新機種開発の動機付けとなった。
・SBT-Eシリーズ
大電力化
・SFT-(E)シリーズ
高効率かつ共振周波数追尾

11島田理化技報

2.2

No.27（2021）

高効率かつ共振周波数追尾の課題

インバータ部には電流型インバータと呼ばれる電流

高周波数帯のSFT-（E）
シリーズでは，制御方式が切替回路を使用し，直流電流を高周波電流に順次切周波数偏移方式のSFT-Eシリーズと共振周波数追尾

り替えて出力する。したがって出力電流は矩形波と式のSFT-シリーズがある。 表2にSFT-Eシリーズとなって並 列 共 振 負荷に電 力供 給される。出力制 御SFT-シリーズを比較して示す。

は，出力電圧レベルを検出して設定した出力電圧にな

表2
半導体素子
回路方式
制御方式
周波数
出力
冷却方式

IH インバータ現ラインナップその 2
SFT-Eシリーズ
SFT-シリーズ
Si-MOSFET
Si-MOSFET
直列共振（電圧型） 直列共振（電圧型）
ダイオード整流サイリスタ整流周波数偏移式
共振周波数追尾式
20〜400kHz
70〜200kHz
2〜50kW
50〜300kW
水冷
水冷

SFT-シリーズは，コンバータ部にサイリスタを使用しるようにサイリスタコンバータ回路を制御する。電流型
インバータでは，大型の直流リアクトルが必要になり，電源本体が大型化する傾向がある。また，サイリスタ
コンバータ回路による出力可変のため，力率の悪化や高調波の発生が多くなる。インバータ部の半導体素子には，通常IGBTが使われるが，電流型インバータでは素子に逆電圧が発生しやすいため保護用に直列ダイオードが必要になる。
3.2

新型PWM並列共振インバータの構成てインバータ部の出力制御をしている。効率や応答性

新型PWM並列共振インバータでは，AC入力電圧はSFT-Eシリーズに劣るが共振周波数が出力によらずの整流はダイオードコンバータ回路になっているため，偏移しないこと（共振周波数追尾式）やSFT-Eシリー

AC電圧の導通角の制御は固定角になり，力率の改ズより大電力化できることを特長としている。

善や電源高調波電流の低減などにより，従来と比べコ

一方，SFT-Eシリーズは，コンバータ部にダイオード

ンバータ部での効率が約5%向上している。

を使用して，インバータ部の出力電圧と電流位相で出インバータ部は, 直列共振方式で使用される電圧型

力制御する周波数偏移方式を採用し，高速応答性

インバータ回路構成になっており, 電圧を交互に切り替（50ms以下）や高効率（力率95%以上）を特長としてえることで高周波電圧を発生させている。したがって，いる。ただし，共振周波数が出力により偏移してしまう

インバータ部入力には従来のような大きな直流リアクト

ことや，高速性故に大電力化が難しいという課題がルは不要であり，小型の高周波バイパスコンデンサ（パ

あった。

スコン）
で構成されている。

これら2つの大きな課題を解決するために開発されたのが新型PWMインバータである。

また，電圧型インバータは過電圧に強いためIGBTに直列のダイオードは不要であり，インバータ部での効率が約5%向上している。出力制御は，従来と同様に

3.

新型PWMインバータの特長

出力電圧を検出して設定した出力電圧レベルになるよ
うにインバータ回路の駆動パルス幅を可変している。

前述の課題を解決するために，並列共振方式の導このように，新型PWMインバータでは，コンバータ部入が必要となるが，当社で長年培ったインバータ技術とインバータ部を合わせて約10%の効率改善を実現しを応用することで，従来の並列共振インバータとは異なている。また，電圧型インバータのデメリットであった出る電圧型インバータで構成される並列共振方式を採用

力段ショート時の過電流に対しては，フィルタの周波数している。従来の並列共振インバータとの比較や新型特性により保護できており，素子の過電圧，過電流かPWMインバータの特長について述べる。

らともに保護されるため，機器の信頼性が格段に高くなっている。さらに，本回路では出力電圧と出力電流

3.1

従来の並列共振インバータの構成

図3に従来の並列共振インバータと新型PWM並列
共振インバータの構成を示す。
従来の並列共振インバータでは，サイリスタコンバータの位相差を少なく動作させることが可能であり，出力力率は約９５％と高い。
なお，電圧型インバータで並列共振回路を駆動する
場合，矩形波電圧成分の高調波電流が流れるため回路によりAC電圧の導通角を制御することで直流電小型のフィルタを付けているが損失は非常に小さくなっ

圧を可変しており，直流回路には直流リアクトルを使っている。

て電流源を構成している。

12

PWM制御大電力誘導加熱インバータの開発

4. 大電力化への取組み
新型PWMインバータでは，制御部を一体化しつ
つ，出力200〜300kWのインバータユニットを複数直並列接続することで最大出力2,400kWまで対応できる構（特許第6959432号）

成としている。表4に並列共振方式 SBT-PWシリーズを示す。本節では１例として，600kW新型PWMイン
バータ（SBT-PW600）の回路構成と製品について説
明する。
4.1

図 3 従来の並列共振インバータと
新型 PWM 並列共振インバータの構成比較

SBT-PW600

回路構成

図4に基本回路構成を示す。電源部の入力は2系
統，インバータ部は300kWユニット2台から構成され，直列接続することで600kWを出力可能としている。また，出力部に出力トランスを設置することで，インバー

3.3

タ合成出力電圧は最大3,000Vまで対応可能である。

新型PWMインバータの特長

新 型 P W Mインバータでは，前 述の独自開 発した

出力制御は，高周波電圧検出器で検出した高周波PWM制御技術を採用しており（特許第6959432号），

電圧信号（フィードバック信号）から位相制御して共振

以下の特長がある。

周波数を追尾しつつ，検波レベルと出力指令値を比①高効率（力率95%以上，効率95%以上）

較してPWM制御をする。本制御は当社独自の方式②高速応答性（50ms以下）であり，現在特許出願中である。

③高調波対策が容易（12パルス，24パルス）

制御部は出力容量によらず共通化しており，電源部④冷却水で純水不要

からインバータ部に関してはユニット化されているた⑤小型軽量（※1）

め，これを直並列接続し多重化していくことで，さらに⑥タッチパネル搭載による操作性の向上

大電力化することも可能である。

プログラム制御, 温調制御等にも対応可能⑦2つの共振方式（直列, 並列）
に対応可能

4.2

SBT-PW600の特長⑧制御回路にFPGA（Field Programmable Gate

図5に600kW出力のSBT-PW600の外観を示す。

Array）
を使用することで, 最低出力を定格出力

出力周波数は1〜30kHzのうち一波であり，質量は電力の0.1%（※2）
まで絞ることが可能

900kgと軽量化され，機器効率が良いため必要冷却※1 600kW型での従来比は，体積で約40%，質量

水は40L/minと少ない。

で約30%の低減

出力400kW以上のSBT-PWシリーズは，電源高調※2 負荷条件による波抑制ガイドラインが示す12パルスに標準対応している。

表3

従来型と新型のインバータ性能比較

従来の
新型PWM
並列共振インバータ 並列共振インバータ
電源力率

約90%
低出力時低下

約95%

電源効率

約85%

約95%

出力力率

約85%

約95%

表5は，経済産業省の「高調波抑制ガイドライン」[5]が示す6パルスと12パルスの場合の電源高調波電流の割合である。新型PWMインバータは回路分類11，12に相当し，12パルス対応により5次，7次の高調波電流が約1/10に低減している。

13

島田理化技報No.27（2021）

表4
型

名

SBT-PW200L/H
SBT-PW300L/H
SBT-PW400L/H
SBT-PW500L/H
SBT-PW600L/H
SBT-PW700L/H
SBT-PW800L/H
SBT-PW900L/H
SBT-PW1000L/H
SBT-PW1200L/H
SBT-PW1600L/H
SBT-PW2400L

並列共振方式 SBT-PW シリーズ

出力
周波数帯域 電源電圧
［kW］ ［kHz］
［V］
200
300
400
500
600
400
700
1〜30
/
800
440
900
1,000
1,200
1,600
2,400
1〜10

図4

外形寸法
［W×H×D mm］

冷却水流量［L/min］

質量［kg］

1,000×1, 8 5 0×8 5 0

20

600

2,000×1, 8 5 0×8 5 0

60

900

4,000×1, 8 5 0×8 5 0

120

1,800

8,000×1, 8 5 0×8 5 0

3,600

240

表5

従来型と新型のインバータ性能比較（ 経済産業省「高調波抑制ガイドライン」表より ）

回路分類

5次

7次

11次

6
パルス

11

17.5%

11.0%

4.5%

12
パルス

12

2.0%

1.5%

4.5%

24
パルス

13

2.0%

1.5%

1.0%

図5

SBT-PW600 の回路構成

SBT-PW600 外観

また，本インバータはビレットヒータやバーヒータなど

は直列共振方式にも対応可能で，出力100kWまではのIH装置の電源としても使用されているが，負荷変動

2021年春から販売を開始している。最後に直列共振においてコイル電流が変動してしまう並列共振方式特方式 SCT-SWシリーズについて簡単に紹介する。

有の問題があり，負荷投入時に温度が足りず捨て材となることが問題となっていることも分かってきた。この問

5.1

SCT-SW100

回路構成

題に対しては現在，コイル電流自動補正制御（特許出

図6に基本回路構成を示す。電源部はSBT-PWシ

願中）を考案し，捨て材をゼロにする実証実験中であリーズと共通化している。インバータ部は低損失高速る。

スイッチングが可能なSiC-MOSFETを使用すること

また，この制御では負荷変動に対してコイル電流を一定に制御するため，多連（複数を直列接続）のコイ

で，従来のSFT-(E)シリーズと比較して半導体素子数を大幅に削減でき，小型軽量となった。

ルや一つのコイルに複数の負荷が入っている形状のコ

また，共振容量性（C性）の動作領域でインバータにイルの中で負荷数が増減した際（歯抜け時など）に，

ショート電流が流れるモードについても，SiC-SBDのリ

負荷毎の投入電力が低下してしまう事象についても有カバリ特性が高速のため問題なく動作し，これまで難効である。

しかった急激な負荷変動への対応や耐ノイズ性が格段に向上している。
5.

今後の展望

出力制御は，高周波電圧検出器で検出した高周波
電圧信号（フィードバック信号）から位相制御して共振

並列共振方式 SBT-PWシリーズを中心に紹介して周波数を追尾しつつ，高周波電流検出器で検出した

きた。3章の特長で述べたとおり，新型PWMインバータ

高周波電流信号（フィードバック信号）の検波レベルと14

PWM制御大電力誘導加熱インバータの開発

出力指令値を比較してPWM制御をする。本機は共参考文献

振コンデンサが内蔵されるため, 負荷側（加熱コイル側）の省スペース化が可能な構成となっている。

[1] 石 間省 エネに貢 献 する誘 導 加 熱 用 新 型

PWMインバータの開発・製品化 ,機関誌エレクトロヒート,No.236,2021．
[2] 田内，塚本，木村，寺川ECO型真空溶解用

600kWインバータ ,島田理化技報,No.13,2002．
[3] 田内次世代半導体SiCを用いたIHインバータ開発の取組み ,島田理化技報,No.29,2018．
[4] 経済産業省「高調波抑制ガイドライン」
図6

5.2

SCT-SW100 の回路構成

SCT-SWシリーズの今後

今 後はS B T - P Wシリーズ同様 ，出力1 0 0 k Wイン
バータユニットを複数直並列接続することで最大出力
1 , 0 0 0 k Wまで 対 応 できる構 成としていく。 表 6に
SCT-SWシリーズの仕様を示す。
特に，高周波と高速加熱を兼ね備えた本シリーズ

筆者紹介
生産本部
産業IHシステム
技術部

守上 浩市

は，高周波焼入れ用途で効果を発揮すると考えられ
る。

生産本部

表6

SCT-SW シリーズ仕様

SCT-SWシリーズ
半導体素子
回路方式

産業IHシステム
技術部

髙田 太郎

SiC-MOSFET
直列共振（電圧型）
ダイオード整流制御方式

PWM（共振周波数追尾式）

周波数100〜300kHz

出力20〜1,000kW

冷却方式

水冷

生産本部
産業IHシステム
技術部

浜田 深造

生産本部

6.

むすび

以上，開発・製品化したPWM制御大電力IHイン

産業IHシステム技術部

永月 巧

バータを紹介した。本製品はすでに市場投入を開始しており，省エネ効果を実証している。
当社では，引き続き本新型PWMインバータの製品
力向上の取り組みを継続していく。特に，標準ユニットの小型軽量化と出力向上を図り，工場の省エネに貢献していく所存である。

15

島田理化技報No.27（2021）〈特集論文〉

ワイヤレス給電用高速インバータの開発

High Speed Inverter Development for Wireless Power Supply

要

髙田 太郎

石間 勉

Taroh TAKADA

Tsutomu ISHIMA

旨実現した。また，出力高調波対策として，インバータ出
力段にフィルタを接続して出力ノイズを軽減する技術もワイヤレス給電には様々な方式があるが，実用化が確認した。

進んでいるものに電磁誘導共振方式があり，構成は，

現 在 ，E V（ 電 気自動 車 ）向けでは，米 国のS A E

高周波電力発生用のインバータとワイヤレス送受電回（Society of Automotive Engineers）
において規格路になる。

の標準化が進められ，これに準拠したワイヤレス給電システム全体の高効率化に向けて，インバータの効の実用化が国内でも加速している。EV関連の技術革率化が重要となる。当社は, NEDO（国立研究開発法

新は日進月歩であり，ワイヤレス給電関連の制御技術

人新エネルギー・産業技術総合開発機構）助成事業も同様である。

の戦略的省エネルギー技術革新プログラム「次世代自

今回，新たに固定周波数での高速PWM（Pulse

動車用高速走行中非接触給電システムの開発」におWidth Modulation）制御が可能なインバータを製作いて，低損失・効率化に向けて素子にSiC（Silicon

し，さらに共振周波数を高速追尾して，受電コイル側

Carbide）半導体を採用した85kHz，30kW高効率イの 位 置 変 動にも対 応 できるように発 展させ た 高 速ンバータを製作し，インバータ効率として95.9%以上をPWMインバータ技術を構築した。

充電
回路

二次電池

(a) EV 向け固定型ワイヤレス給電構成(c) 共振周波数追尾式高速 PWM インバータのブロック図

共振周波数 0（※）(b) 共振周波数追尾式高速 PWM インバータ

周波数(d) 共振周波数追尾式 高速 PWM インバータの動作（※）共振周波数追尾式高速 PWM インバータ : 最高周波数 300kHz，最大出力 50kW の評価用 SiC インバータ

送受電コイル間結合係数の変化に高速追尾が可能である。

16

ワイヤレス給電用高速インバータの開発

1. まえがき

2. ワイヤレス給電用インバータの要求性能

ワイヤレス給電には，伝送媒体として磁界を使ったワイヤレス給電は，固定型と移動型に分かれる。本

方式や電界を使った方式，マイクロ波を使った方式，

システムの中で，商用電圧VACから送電回路入力と光を使った方式など様々な方式が研究されている。そなる高周波電圧に変換する装置がインバータである。

れぞれに特徴があり用途も分かれるが，すでに携帯電一般的な停車中のEV向けは，最初のページで示し話や小物家電，産業用搬送車などで実用化され，ＥＶた固定型ワイヤレス給電であるが，他に，受電側が移向けとして実用化が進行している方式に，電磁誘導共動する移動型ワイヤレス給電がある。図1は移動型ワ

振方式がある。

イヤレス給電の構成と主回路である。

電磁誘導そのものは，ファラデーの電磁誘導の法則まで遡る古い技術であるが，近年になって，高周波電ワイヤレス給電用のインバータに要求される特長として，以下の4つが挙げられる。

源に最新のパワーエレクトロニクス技術による高効率インバータを採用し，さらに，送電コイルと受電コイル間の相互誘導と共振を使って，高効率のワイヤレス給電（1）高効率
ワイヤレス給電システム全体の効率向上のためには，インバータ単体の効率として95%以上が求められが可能になった。
ワイヤレス給電の使用周波数も様々に検討されてきたが，EV向け以外では，電波法100条の規制から国る。効率向上により，省エネ効果の他に装置の小型・軽量化を図ることができる。

内の大型システムにおいて10kHz未満が使用されてい（2）出力電圧波形ひずみ軽減

る。
ワイヤレス給電用のインバータ技術について，性能

ワイヤレス給電用インバータは，電圧型インバータ回

面での課題をまとめ，それぞれを解決する技術を紹介

路を採用することが多いが，可能な限り出力電圧波形する。

を正弦波に近づけて送電コイルからの高調波による波

次に，NEDO助成事業で実施した高効率インバー形ひずみノイズを低減する必要がある。

タを紹介する。課題であった負荷への高速応答が可能なインバータの解決策として，ＰＷＭ制御による高速インバータを開発し，さらに共振周波数追尾式の高速（3）高速応答
一般的に使われているチョッパー型コンバータを使った直流電圧可変式の出力制御では，応答速度に限

ＰＷＭインバータに発展させている。
なお, 本稿では「非接触給電」の呼称を「ワイヤレス界があり，EV向けの走行中の負荷応答に追随できな
い。今後のEV向け走行中ワイヤレス給電においては

給電」
とした。

インバータでのＰＷＭ出力制御による高速応答が有効
負荷

負荷

である。
（4）共振周波数追尾
ワイヤレス給電ではインバータからは力率１で負荷に電力伝送することが効率面で理想である。しかし，送（ａ）構成

電コイルと受電コイルの位置関係がずれたりして結合係数が変わる場合には，共振周波数も変化する。このため，インバータ側で最適な力率になるように，周波数を自動追尾する必要性が出てくる。EV向け走行中
ワイヤレス給電では，高速の共振周波数追尾の機能も必要になる。

（ｂ）主回路図１

移動型ワイヤレス給電

17

島田理化技報No.27（2021）

3.

高効率SiCインバータ
AC入力

図 2は，S i C 半 導 体を使った出力3 0 k W ，周 波 数
85kHzの高効率SiCインバータの外観である。
表１に本インバータの性能を示す。コンバータ効率
9 7 . 4 % ，インバータ効 率 9 8 . 5 % , インバータ全 体で95.9%と高効率を実現している。

図3

疑似正弦波出力インバータブロック図

図4

フィルタ回路構成

図4にフィルタの回路構成を示す。高周波矩形波電圧が入力され，直列に入っているLCフィルタにより共振周波数の基本波成分を通過させてから，並列のLC
高効率 SiC インバータの外観フィルタで3次，5次の高調波成分を遮断させることで，高効率SiCインバータの主要性能

能となる。

図2
表１

項目

主要性能

フィルタ計算の条件は，送電コイルへの供給電力を出力[kW]
出力電圧[V]

100〜500

力率/効率[%]

97.8/97.4

Rfに印加される電圧となり，その実効値と供給電力

出力[kW]

30

30kWからRfは13.24Ωとなる。表2に示す各LC条件

周波数[kHz]85で，出力が30kWとなる高周波電圧及び電流の入出

効率[%]

98.5

力結果を表3に示す。

インバータ全体 効率[%]

95.9

コンバータ部

インバータ部

40

出力に共振周波数の正弦波電圧を出力することが可

30kW，入力を矩形波電圧±700Vrmsとし，周波数は85kHzとした。入力矩形波の基本波成分の実効値がフィルタを使用することで出力電圧はほぼ基本波成分の正弦波のみとなる。また，Lを大きく，Cを小さくした方がフィルタの性能が上がることが確認できる。これ

4.

出力電圧波形ひずみ軽減技術

らの結果から送電コイルへの給電電力を30kWとした
ときの出力電圧の高調波含有率などから，今回は条

4.1 フィルタ回路による疑似正弦波

件3でフィルタを構成した。

矩形波電圧波形のインバータ出力をフィルタ回路により疑似サイン波形とした周波数固定式の電圧型インバータを紹介する。
図3に，送電コイル負荷に接続する電圧型インバー
タ装置のブロック図を示す。
送電コイルへの入力としては，出力電圧波形ひずみによる高調波ノイズの点から正弦波電圧が適している
が，電圧型インバータの出力にフィルタ回路を接続することで疑似正弦波インバータを構成している。

18

表2

解析でのLC条件

ワイヤレス給電用高速インバータの開発

表3

各LC条件での高周波電圧の入出力結果（Iin，Iout）の確認を行った。
図5（a）がフィルタ入力の波形であり，電圧は矩形
波Vin，電流はほぼ正弦波の電圧型インバータの出力
波形Iinとなっているが，フィルタを通ることで，図5（ b）の様に出力電圧が正弦波Voutとなり，高調波ノイズが軽減されていることが分かる。
5.

高速PWM制御インバータ

ワイヤレス給電の用途では高速応答性が要求される。特に，EV向け走行中ワイヤレス給電は数十km/hで走行するため，負荷変動も同じ速度で発生することから出力制御も相応に高速である必要がある。
図 6にS i C 半 導 体を採 用した高 速 P W M 制 御イン
バータのブロック図を示す。コンバータ部をダイオード整流器で構成し，制御部からのPWM駆動信号によりインバータ部で出力制御をしている。PWM制御はインVin

バータ素子のダイオードに高速なリカバリ特性が必要であるため, 良好な特性を持つSiC半導体を使用している。
今回，開発したPWM制御を搭載したインバータを用いることで，いままでのコンバータ回路による直流電

Iin

圧可変方式では困難であった高速応答が可能となった。さらに，装置構成も簡単になり小型・軽量や低コスト化にもつなげることができる。

（ａ）フィルタ入力波形

本PWM制御インバータでは，出力の電流値を検出し, フィードバックすることで，インバータの駆動パルス幅を制御している。パルス幅はフィードバック信号レベルを制御基板内のFPGA（Field Programmable Gate

Vout

Array）へ入力し，デジタル処理をさせることで出力電流値の変化に瞬時に応答し, 一定値制御が可能である。EV向けワイヤレス給電の場合は，動作周波数が85kHz（ 固定周波数仕様の場合）のため，パルス幅制
御のみとなり高速検波回路を用いることで高速応答が可能となる。

Iout（b）フィルタ出力波形

図5

AC入力

フィルタ入出力波形

4.2 フィルタ使用での特性確認検討した条件3のフィルタ定数から，85kHzの送受信
コイルを実際に構成し，高周波入力電圧500Vとして，

図6

高速 PWM 制御インバータのブロック図

出力電圧波形（Vin，Vout），
フィルタの入出力の電流19島田理化技報

6.

No.27（2021）

共振周波数追尾型高速PWM制御インバータ

ワイヤレス給電では，伝送効率は，送電コイルと受電コイルの間の結合係数kと共振回路のQ値で決まる
ことが知られており, k，Q値が大きいほど高効率となる。また，送電コイルと受電コイル間の距離が変化すると結合係数が変化するため共振周波数 f0も変化する。
このため常にシステムを最大効率で使用するには，共振周波数 0共振のLC値を可変させて共振周波数を一定にする

周波数か，またはインバータを共振周波数に自動追尾する方法になる。
図7に，今回開発した周波数シフト共振周波数追尾式高速PWMインバータのブロック図を示す。出力の高周波（HF）電流位相を検出して制御部に入力している。検出は，ノイズの少ないコンデンサ両端電圧を使う

図8

こともできる。制御部では，新たに，FPGAによる周波数
シフト機能と共振周波数ロック機能が追加されている。

自動周波数シフト式高速 PWM
インバータの動作説明図

7. ワイヤレス送電コイル技術
ワイヤレス送受電回路の構成品であるコイルについ
て述べる。
7.1
図 7 周波数シフト共振周波数追尾式
高速 PWM インバータのブロック図

均一磁界発生用送電コイル

図9，図10は，均一磁界を発生させる弊社のコイル構造例である。特に，電波法適用外の周波数10kHz
未満の利用や出力50W以下の小電力ワイヤレス給電用への利用が可能である。

本インバータの動作を図8に示す。
通常のSP方式（送電コイルへ直列にコンデンサCs
を，受電コイルへ並列にコンデンサCpを入れた構成）の電磁誘導共振方式のワイヤレス給電は，直列共振特性を示すため，最初に，送電コイル電流が非常に小さくなる様に共振周波数f 0よりも十分高い周波数のポイントからインバータを動作させ（図8 ①），低い周波数に向かって周波数を高速シフトさせる。次に，高速で共振周波数にロック（図8 ②）
させた後に，設定した

図9

均一磁界発生用送電コイル

高周波電流値になるようにPWM動作で自動制御させる（図8 ③）。送受コイル間のギャップ変化により結合係数kが変わって，共振周波数f 0 が変動した場合にも，制御部のFPGAにより共振周波数に高速追尾が可能となる。
本開発の自動周波数追尾機能を有する高速イン
バータは，今後のEV向け走行中ワイヤレス給電などにも適用が期待できる。

20

図 10

銅板一体形送電コイル

ワイヤレス給電用高速インバータの開発

7.2

参考文献

座標選択可能な送電コイル

図11はXY座標のスイッチ選択により，送電コイルをオン，オフできる構造のスイッチ選択式送電コイルである。両方のスイッチがオンのときに給電される。XY方
向に多数の送電コイルを並べた場合に給電コイルの選択が可能になる。
（特許出願中）[1] 田内,石間

非接触給電インバータ ,島田理化技報,No.20,2008[2] 阿部

寄稿 非接触給電とパワーエレクトロニクス

技術 , 島田理化報,No.21,2011[3] 村松,田内

非接触給電インバータ ,島田理化技報,No.21,2011
田内[4] 守上，阿部，

省電力型IHインバータ ，

島田理化技報，No21，2011．
[5] 小山 寄稿 SiCパワーデバイスとパワーエレクトロニクス機器への応用 , 島田理化技報,No.23,2014[6] 金子

寄稿 スマートモビリティー社会の非接触

給電 , 島田理化技報,No.25,2016：往路線における電流の向き：往路線における電流の向き

図 11スイッチ選択式送電コイル[7] 髙田,田内,石間

次世代自動車用走行中非接触給電システム向け高周波電源 , 島田理化技報,No.25,2016[8] 田中,松森,石間,保田,金子,古関

電気自動車用25kW走行中非接触給電システムの高速道路へ
図12は，上記の送電コイルを使って，XY面に多数配置した場合，XスイッチとYスイッチの選択で任意のの展開検討 , 自動車工業会,2017[9] 田内次世代半導体SiCを用いたIHインバータ

送電コイルのみに給電することが可能な構造である。

開発の取組み , 島田理化技報,No.29,2018．

また時分割給電により複数の位置での送電コイルの[10] 登録特許第6832402号 インバータ装置およびインバータ装置の制御方法選択もできる。

筆者紹介
生産本部
産業IHシステム
技術部

髙田 太郎

生産本部

図 12

XY 座標選択式送電コイル

8.

石間 勉

むすび

今回，NEDOの戦略的省エネルギー技術革新プログラム「次世代自動車用高速走行中非接触給電システムの開発」で実施した高効率SiCインバータに対して，課題であった高速応答制御技術を新たに構築した。
今後も，ワイヤレス給電用インバータ向けに，最適な製品を目指していく。

21

島田理化技報No.27（2021）〈特集論文〉

公共インフラに貢献するマイクロ波新製品

New Microwave Products that Contribute to Public Infrastructure
黒澤 芳治
Yoshiharu KUROSAWA

1.

はじめに

今回開発したスプリアスフィルタは，
レーダシステムなどに使用される大 電 力送 信 機から発 生する不 要 波

マイクロ波・ミリ波技術は，戦後の革新的な技術開を，吸収型LPFとBPFを組合せることにより広帯域に発により飛躍的な発展を遂げ，現在では通信，放送，わたって抑圧する性能を有している。さらに発振機側

レーダ，伝送，送電，加熱，センサなど，家庭から公への影響を極めて小さくすることを実現している［１］。

共インフラまで様々な分野で幅広く利用される技術となっている。
当社は創業以来培ってきたマイクロ波・ミリ波技術を進化発展させ，通信システム，
レーダシステム等の防衛・宇宙・公共インフラ機器を中心に数多くの電子機
器やコンポーネントを提供してきた。近年，携帯電話に

図 1 スプリアスフィルタ外観例

代表されるように電波の利用が急拡大したため，世界
3. 表面実装型サーキュレータ

的に法規制の強化が進んでおり，また，通信機器の小型化やシステムの高度化により，搭載されるコンポーネントにも新たな性能や機能への対応が求められている。

近年のレーダシステムにおいては，電子走査や高利得が可能なアレイアンテナの利用が進んでいる。サー

本号では，これら市場動向や技術動向を踏まえて開キュレータは, アンテナと送受信機の間でマイクロ波信発した最新の当社マイクロ波製品について紹介する。

号の分離に使用されるコンポーネントであるが，アレイアンテナにおいては多数のアンテナ素子が搭載される

2. スプリアスフィルタの開発ため，搭載されるサーキュレータについては，性能はもとより小型化・低価格化を求められている。

世界無線通信会議（WRC）
において，無線通信規

当 社 が 製 造した表 面 実 装 型 B G A（ B a l l G r i d

則のスプリアス発射強度の許容値が改正されたことをArray）サーキュレータは，従来のマイクロストリップラ

受け，国内でも平成17年12月に電波法関連法案であ

イン型やドロップイン型と比べ表面積で20%減となる小る無線設備規則において，無線設備のスプリアス発射型化（当社比）を実現した。また，表面実装部品として（必要周波数帯の外側に発射される不要な電波）の強リフロー実装が可能なため，生産コストの削減に貢献

度の許容値が改正され，既に設置済みの各種通信・している。

レーダシステムも，令和4年11月末までに新たなスプリアス対策の実施が求められることとなった。
レーダシステムは自ら発射したマイクロ波の反射波を捉えて探知目標物を捜索することを可能とするもので周波数帯は，通信・レーダシステムの小型化動向を踏まえ，X帯〜Ka帯までの製品メニュー化を目指して
おり，今後さらなる需要へ対応するため製品ラインナップの拡充を計画している。

あり，反射波を受信するまでの所要時間を正確に測定することにより探知目標物までの距離を知ることが出来る。探知目標物までの捜索距離を延伸するには大電力化が有効となるが，大電力化が進めばより多くの不要波も発生することとなる。

22

図 2 表面実装型
サーキュレータ外観

公共インフラに貢献するマイクロ波新製品

4. LNBラインナップ拡充

5. むすびLNB（Low Noise Block converter）はVSAT

以上，当社の最新のマイクロ波製品の概要を紹介し（Very Small Aperture Terminal）などの衛星通信た。今後もタイムリーに需要を取込んだ製品を拡充し地球局にて，受信したマイクロ波を増幅するとともに周つつ，顧客満足度向上を目指した小型・高性能製品

波数変換を行う電子機器で，当社ではC帯〜Ka帯まの開発を行い，公共インフラの高度化に貢献していく。

で多くの製品を取り揃えている。
1982年から衛星テレビ放送向けのKu帯LNA（Low

参考文献

Noise Ampliﬁer）の市場投入を皮切りに，1990年代
からはC帯LNBを開発し北米を中心に市場投入してきた。2000年代以降は，C帯，Ku帯LNBの高性能化
や，X帯，Ka帯LNBのラインナップ拡充等，様々な周波数帯域の製品を開発・市場投入を続けている。
今回，長年にわたり主力製品として提供してきたC
帯LNBの後継機として，従来より小型・高性能化を実[1] 山口浩,田中稔博,平間智之,槙敏夫, 当社におけるマイクロ波フィルタ技術の変遷 ，島田理化技報，
No22（2012）[2] 総務省， 宇宙×ICTに関する懇談会（第10回） ，2017年

現する新製品を開発した。
世界の衛星通信市場では，低軌道コンステレーショ
ン衛星によるブロードバンドサービスの拡大などで，より大容量なKa帯へ周波数移行が進みつつある［2］。
一方で，通信容量の小さいC帯の衛星通信は，5G

筆者紹介
事業本部
電子営業部

移動体通信システムとの干渉問題もあり利用が限定されつつあるが，Ku帯やKa帯に比べ気象の影響が少なく安定した通信が可能なことから，海上通信や南

黒澤 芳治

米、東南アジア等の降雨地域において，今後も一定の需要が見込まれている。
今回の開発では，より幅広い地域へ提供するため，
南米で割り当てられている3.4〜4.2GHzの周波数帯やインドで割り当てられている4.5〜4.8GHzの周波数帯もカバーすべくラインナップの拡充を図っている。
また，後項のトピックスで紹介しているが，2020年からは低軌道コンステレーション衛星向けの高速大容量の要求に応えるべく，これまで培ってきたミリ波技術を活用しQ帯LNBの開発に着手した。C/X/Ku/Ka帯
でのラインナップ拡充と並行して，低軌道コンステレー
ション衛星によるブロードバンドサービスという新しい市
場に応える製品を社会に提供していく。

（注）令和3年8月に総務省の無線設備規則の一部を改正する
省令が一部を改正され, 旧スプリアス規格による使用期限が当分の間, 延長されました。
（ 新型コロナウイルス感染症による影響を考慮）本技報では, 改正前の省令に基づいた使用期限（令和図3

C 帯 LNB 外観

4年11月30日）
を前提として記載しています。

23

島田理化技報No.27（2021）〈特集論文〉

高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィルタ
Higher-Order Mode Absorbing Waveguide Spurious Filter

要

三神 幸治

田添 晃

浅利 哲

Koji MIKAMI

Akira TAZOE

Satoshi ASARI

旨

種類に大別される。反射型は構造がシンプルであるが，不要波が発信機側に戻るためその動作が不安定

昨今の携帯電話の急速な増加や通信の高速化にととなる問題がある。これに対して吸収型は，信号からもない，周波数はますます貴重な資源となっている。そ不要波のみをカップラで分離するものであり，分離したのような状況のなか，気象，陸上移動，船舶，航空な

不要波はその後，ダミーロードによって熱に変換されどさまざまな分野で広く使用されているレーダは強力なる。

電波を発するため，電波干渉が時として大きな問題となっている 。

当社では数十年前よりレーダ用として，使用周波数の近傍から2〜3倍波までの広帯域にわたってスプリア［１］

この問題に関して総務省では令和4年11月30日までにレーダに対してもスプリアス対策を行うよう定めている 。

スを抑圧する吸収型スプリアスフィルタを製造・販売しており，これらの問題解決に貢献してきている。
今回，当社では反射型BPF（Band Pass Filter）と［２］

スプリアス対策のひとつとして，発信機とアンテナの3 d Bハイブリッド（ 3 d B H Y B ）を組み合わせ 吸 収 型
BPFを構成し，さらに吸収型LPF（Low Pass Filter）
を加えた高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィ

側に反射する反射型と不要波を吸収する吸収型の2ルタの開発を行ったので報告する［３］。

出力レベル
［dBc］

間に不要波を除去するスプリアスフィルタを挿入することが一般的である。スプリアスフィルタは不要波を電源

周波数

レーダーシステムにおけるフィルタの必要性

24

高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィルタ

1.

3. スプリアス規制用フィルタ

はじめに我 が 国における無 線 局 数は総 人口を上 回る2 億

3.1

吸収型LPF

6,627万局となり ，これに加え免許不要の無線局が多吸収型のLPFは，通過帯域と通過帯域外の両方に数存在しており，その数は今後さらに増加することが対して整合させることができるので大電力の送信機か予想されている。

ら輻射されるスプリアスや高調波を抑えるために広く用[4]一方，気象レーダや航空機などのレーダは出来るだ
け遠距離の物体を詳細に観測するために高電力が必いられており，通常第2高調波や第3高調波を抑圧するためによく使用されている。

要となる。このため，前述の低電力通信との電力の差

図2に，吸収型LPFを伝送方向に見た断面図でありは100万倍にもなることがあり，レーダの送信波が低電

代表的な形状を示す［6］。主導波管の上下に結合孔が力通信局の受信側に漏れこむと通信が出来なくなるなあり，主導波管は結合孔を介して副導波管に結合さど，電波相互干渉は大きな問題となる。

れている。それぞれの副導波管は，吸収体により終端

本稿では，レーダシステムでのスプリアス対策用に用される。副導波管a1とa2の寸法は，LPFの通過帯域

いられるL帯高次モード吸収型矩形導波管スプリアスの信号成分が漏れこまないように充分に小さくする必フィルタについて述べる。

要がある。
また第3高調波で伝搬する電力を効果的に抑圧す

2. スプリアス規制の動向るためには，3列の導波管配置を用いる場合もある。さらに高次モードを考慮し結合孔の位置を決定する必

図1にスプリアス規制の推移を示す。総務省は，電要がある。

波利用環境の維持，向上及び電波利用の推進を図る
ため，平成17年度に不要な電波をできる限り低減させるための関係省令等を改正し，平成19年に経過措置

吸収体

副導波管

を10年間延長する等の改正を行っている。
また，旧スプリアス規格に基づく無線機器のうち，平
成29年11月30日までに免許等を受けている場合，または無線局の免許がいらない無線機器の場合は，令和4年11月30日までにスプリアス対策として，フィルタの挿入，スプリアス量の測定が必要と定められている［2］。

旧規格無線機器の使用可能期限

旧規格施行日以降設置の無線局
図 1 スプリアス規制の推移

主導波管

結合孔
副導波管

図2

3.2

吸収型 LPF 内部構造

吸収型BPF

図3に吸収型BPFのブロック図を示す。
吸収型BPFは，反射型通過BPFと3dB HYBをそれぞれ2個ずつ用いている。反射型BPFの通過帯域
では，入力から出力に低損失で伝送される。

従来の電子管を用いたレーダシステムでは，比較的高い尖頭電力レベルであり，またその発生する2倍波のスプリアスレベルは，-10〜-40dBc程度と比較的高く，スプリアス対策としては高性能なスプリアスフィルタが必要となる。

図3

吸収型 BPF のブロック図25

島田理化技報No.27（2021）

他方，通過帯域外ではフィルタにより反射され，3dB
HYBの動作周波数帯域内であれば，左下側の高電力終端器により吸収され，送信機と良好な整合が保たれる。
これらの回路には，導波管の壁側に結合孔がある分
岐導波管方向性結合器を用いるのが一般的である［３］。
4. スプリアスフィルタ（吸収型）の開発
前項まで吸収型LPFならびに吸収型BPFの一般的な説 明を行ってきたが，当社では，これらの吸 収 型

図 4 スプリアスフィルタのブロック図

LPFと吸収型BPFを組み合わせた高電力スプリアス
フィルタの検討を行ったので詳細を述べる。

開発中のスプリアスフィルタは，反射型BPF，3dB
HYBそれぞれ2個ずつと終端器で構成された吸収型

4.1 スプリアスフィルタ概要

BPFと吸収型LPFと，これらを接続する導波管類とで当社では，1980年代よりL帯の吸収型スプリアスフィ構成されている。

ルタを開発・納入を行っているが，今回の電波法のス
プリアス規格の改正を受け，新規格に対応したフィルタ

4.2

類の開発を行っている。

矩形導波管有極BPFの設計

BPFは，無負荷Qが高い矩形導波管TE 10 nモード

新スプリアス規格では，帯域外領域とスプリアス領型フィルタを採用した。目標とする減衰量を満足するた

域の不 要 発 射を抑 圧する必 要があるため，吸 収 型

めには通常のチェビシェフ型では15段以上の段数とな

LPFと吸収型BPFを組み合わせた第５高調波まで抑るが，軽量，小型化を図るため，飛びこし結合技術［6］

圧可能なスプリアスフィルタの開発を進めている。

[7]

表1にスプリアスフィルタの主要性能を, 図4には，スプリアスフィルタのブロック図を示す。

を用い，通過帯域の低域と高域にそれぞれ減衰極を設けることにより急峻な減衰特性を得ることが出来る有極フィルタとした。
有 極フィルタを実 現 するため一 部の共 振 器にはTE 102モードを採用している。表2にBPFの主要性能

表 1 スプリアスフィルタ主要性能

項目
中心周波数
通過帯域幅
挿入損失
VSWR

低域減衰量

高域減衰量

通過電力

主要性能（Typical）
F0
F0±50MHz
1.3dB以下（通過域）
1.5以下

（計算値）
を示す。
表2

矩形導波管有極 BPF 主要性能（計算値）

項目〜F0−64.4MHz

50dB以上F0−60.7MHz

40dB以上

通過帯域
挿入損失
VSWR

F0−55.0MHz

33dB以上低域減衰量

F0+54.8MHz

33dB以上

3×F0MHz

40dB以上3〜5×F0MHz

50dB以上

Peak

500kW

Average

1.0kW

高域減衰量

F0−55.0MHzにて33dB以上
F0−88.6MHzにて100dB以上
F0+54.8MHzにて33dB以上
F0+110MHzにて100dB以上

BPFの詳細設計は，フィルタ応答ソフトならびに電磁界解析MW-STUDIOを用いて行った。電磁界の解析モデルを図5に示す。

26

主要性能（Typical）
F0±50MHz
0.3dB以下（通過域）
1.3以下

高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィルタ

図5

Port4

Port3

Port1

Port2

矩形導波管有極 BPF の内部構造
図 8 3dB HYB の電磁界解析モデル

共振器を二階建てに配置し，省スペースに対応したフィルタを実現している。
図6に通過帯域特性を，図7に広帯域の減衰特性の計算結果をそれぞれ示す。

図9

図6

BPF 通過特性（計算値）

図 10

4.4
図7

3dB HYB の分配振幅特性（計算値）

BPF 広帯域通過特性（計算値）

3dB HYB の S21 と S31 の通過位相差（計算値）

吸収型LPFの設計

旧スプリアス規制対応のLPFは，導波管の長辺方向に吸収素子を多数設けてTE n 0モードを吸収させて

4.3

3dB HYBの設計

図5の吸収型BPFにおいて低損失及び高アイソレー
ション特性を得るには，3dB HYBの位相差が90°
且つ分配合成損失が3dBに可能な限り近いことが必要である。
本スプリアスフィルタにおける3dB HYBは，分岐導

いたこと，また実装スペースの観点から導波管の短辺を正規の寸法から狭めた扁平導波管にすることで，各高次モードを抑圧させる吸収型LPFであった。
今回設計した吸収型LPFも同様の設計思想を踏襲し，減衰規格および全長や幅などの許容寸法を考慮し電気設計を行った。

波管型の方向性結合器を採用した。図8に3dB HYB

図11にLPFの電磁界解析モデルを，図12〜図15の解析モデルを，またそのSパラメータのうち，図9にに，その通過帯域特性と減衰特性の計算結果を示S 21とS 31の分配振幅特性を，図10にS 21とS 31の通過位す。

相差の計算結果を示す。

27

島田理化技報No.27（2021）

図 11

吸収型 LPF の電磁界解析モデル

グラフ中に多くの色の特性が表示されているが，こ

図 14

吸収型 LPF 減衰特性計算値(2 高調波，3 高調波 )図 15

吸収型 LPF 減衰特性計算値(4 高調波，5 高調波 )れはそれぞれ導波管の高次モードの伝送特性を意味している。当該フィルタにおける対応最高次モードは
TE 70モードとなっており，非常に高次のモードであるが十分に減衰していることが確認できる。

4.5 スプリアスフィルタ（吸収型）総合特性
図16に4.2項のBPF設計結果と4.3項の3dB HYB，4.4項の吸収型LPFの計算結果を組み合わせたスプリ
図 12

吸収型 LPF 通過帯域特性（計算値）

アスフィルタ（吸収型）の計算モデルを示す。
図17には，通過帯域のリターンロス特性を示す。

図 16 スプリアスフィルタ計算モデル

図 13

吸収型 LPF 減衰特性（計算値）

図 17 スプリアスフィルタリターンロス（計算値）

28

高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィルタ

S 11は入力端（LPF側），S 22は，出力端(BPF側)の特本BPFは軽量化のため，主要材質はアルミ合金とし性となる。図18は挿入損失，図19はF 0 +450MHzまでた。フィルタの通過特性，
リターンロス特性ともに計算値の通過特性を示す。

とよく一致し，反射型BPFの設計の有効性を示すこと
ができた。
5.

むすび

今回開発したL帯高電力フィルタ（吸収型）の製品及び開発内容を紹介した。当社ではL帯をはじめS帯，C帯，X帯の周波数に対してもスプリアスィルタ類の市場投入を随時行っている。
スプリアスフィルタ等に用いられるマイクロ波立体回路技術は，送信機が固体化されてもなお，広く必要とさ
図 18 スプリアスフィルタ挿入損失（計算値）れると考えており，今後も当社のコア技術として市場の変化に対応した製品の開発を進めていく。
参考文献[1] 北澤弘則

塩田貞明： 3-2

船舶用レーダーの不要

発射測定 ，情報通信研究機構研究報告 Vol. 62
No.1（2016）『スプリアス[2] 総務省 総合通信基盤局： 無線設備の発射の強度の許容値の見直し』P12 平成17年12月
https://www.tele.soumu.go.jp/resource/j/others/spurious/ﬁles/sanko002.pdf
図 19 スプリアスフィルタ減衰特性（計算値）[3] 萩 原 栄 治 ，三 神 幸 治 ，松 原 大 地 ，平 間 智 之 ，800MHz移動体通信向けCIB型アンテナ共用器の開

4.6

開発器の評価反射型BPF単体における試作評価器の電気特性の確認を行った。
図20には，通過帯域近傍の測定結果を示す。

発 島田理化技報 No.22（2012）[4] 総務省：令和2年情報通信白書 第2部 基本データと政策動向[5] 吉田孝，改定レーダ技術 電子情報通信学会 pp3-5[6] G.L.Matthaei, L.Young and
E.M.T.Jones, Microwave Filters, ImpedanceMatching Networks and Coupling Structures,
reprinted edition : Artech House, (1980).
[7] 生駒俊治，浅利哲， 負の飛び越し結合を有する矩形
導波管有極フィルタ ，島田理化技報，No,19，pp11-14（2007）

図 20

反射型 BPF 試作器通過帯域特性29島田理化技報No.27（2021）

筆者紹介
生産本部
電子システム
技術部

三神 幸治

生産本部
電子システム
技術部

田添 晃

生産本部
電子システム
技術部

浅利 哲

30

高次モード吸収型矩形導波管スプリアスフィルタ

BGA サーキュレータの量産開発〈特集論文〉

BGA サーキュレータの量産開発

Developing for Mass-Production of Ball Grid Array Circulator

要

北上 景一

佐藤 圭

田添 晃

Keiichi KITAGAMIKei SATOH

Akira TAZOE

旨

これらの特長より，BGAサーキュレータは，多数のモジュールを必要とするシステムにおいて利用されてお本稿で紹介するBGA（Ball Grid Array）サーキュ

り，身近な例としてはアンテナ毎にモジュールを必要とレータは，キャリアを有しないマイクロストリップライン型

するフェーズドアレイ・アンテナが挙げられる。フェーズである。従来のマイクロストリップライン型やドロップイン

ドアレイ・アンテナは防衛用や気象用のレーダシステム型の実装には，実装基板側と金リボン等で接続する必をはじめ，衛星通信や5G（第5世代移動通信システム）

要があるが，本サーキュレータは他の部品とともにリフ基地局等で使われている［１］。

ロー実装することが可能であり，組立コストの削減が可本BGAサーキュレータは，これらフェーズドアレイ・ア

能となる。さらに，BGA化することにより，サーキュレー

ンテナの小型化，低コスト化に有利であり，次世代のタを構成するフェライト基板の裏面を使用することが可

レーダや通信機器にとってのキーコンポーネントである

能となるため，モジュール等の小型化も実現できる。

と言える。

Tx/Rx モジュール

フ
ェ
ー
ズ
ド
ア
レ
イ
・
ア
ン
テ
ナ

Tx/Rx

BGA サーキュレータ
Tx/Rx モジュール

アンテナ

BGA サーキュレータの使用例

31島田理化技報No.27（2021）

1.

２.

はじめに

サーキュレータは，入力信号と出力信号を分離する

サーキュレータ

２.１ 一般的なサーキュレータことができるデバイスであり，例えば，無線機の送受信

サーキュレータとは，3端子またはそれ以上の端子機において，送受共用アンテナの実現に用いられてい数を有するマイクロ波デバイスである。3端子サーキュる。従来のマイクロストリップライン型やドロップイン型のレータ回路図の一例を図３に示す。理想的なサーキュ

サーキュレータ/アイソレータは，はんだ付け，またはねレータは，端子①から入った信号が端子②のみに伝じで固定した後に金リボン等で実装基板の線路と接続送され，端子③には伝送されない。同様に，端子②かする必要がある。 一方で，本 稿で紹 介する開発 品ら入った信号は端子③のみに伝送される。そして端子（図１，図２）はリフロー実装することで被実装基板の線③から入った信号は端子①へ伝送される。

路と接続することができる。そのため，他のチップ部品

このように決まった方向にのみ伝送され，逆方向にと同時実装することが可能となり，組立て作業においは伝送しないという非可逆性を有する。その非可逆性て非常に大きなコストメリットを得ることができる。

を発現させるためには伝送線路内にフェライトと呼ばれ当社では，リフロー実装可能なX帯のBGAサーキュ
レータの開発を2018年に完了しており，本稿ではそのる磁性体を配置し，これに磁石で直流磁界を印加することにより可能となる。

サーキュレータの紹介や，生産方法の概略紹介，及び量産にあたっての課題と今後の展望等について述べる。
6.3mm
t2.6mm

ヨーク
+ 磁石

図3

フェライト
図１

マイクロ
ストリップライン

X 帯 BGA サーキュレータの外観

3 端子サーキュレータ回路例

２.２ 一般的なサーキュレータの構造
サーキュレータは大きく分けて集中定数型と分布定数型がある。更に，分布定数型は導波管型，ストリッ
プライン型，マイクロストリップライン（基板）型に分けることができる。
ここで，マイクロストリップライン型について記載する。 図４にマイクロストリップライン型サーキュレータの例を示す。マイクロストリップライン型は，フェライト基板上にマイクロストリップラインを形成したものを主体としている。基板のままの状態で集積回路に実装される場
合と，基板を金属キャリアに取り付けたキャリア付きの基板として集積回路に実装される場合とがある。
いずれの場合も当該部品を集積回路の基板側にははんだボール
図2

32

X 帯 BGA サーキュレータの裏面

んだ付けやねじ等で取り付け，マイクロストリップラインの端子部と他の回路とを接続する必要があり，その接続には一般に金リボンが用いられる。

BGA サーキュレータの量産開発

8.5mm
t2.8mm

磁石

キャリア
フェライト
図4

マイクロ
ストリップライン
図5

マイクロストリップライン型
サーキュレータ

反射損失特性

２.３ BGAサーキュレータについて本稿で紹介するサーキュレータは図４で示した一般
的なサーキュレータとは異なり，キャリアを有しないマイクロストリップライン型であり，フェライト基板の裏面にははんだボールが格子状に並べられている（図２）。これをBGA構造という。フェライト基板の表面にあるマイク
ロストリップラインはスルーホールを介して裏面のパターンにつながっている。更に裏面のパターンは，はんだ
ボールへ接続される。そのため，被実装基板にリフロー実装すればサーキュレータの各端子と被実装基板の回路との接続ができ，金リボンによる接続が不要に

図6

アイソレーション特性

なる 。
［2］

ただし，アンダーフィルの種類やその使用有無，被実装基板におけるBGAサーキュレータが接続される回路（ランドパターン等）の影響を受けるため注意が必要である。
２.４ X帯BGAサーキュレータの性能開発が完了しているX帯BGAサーキュレータ（図１）の主要性能についてRF特性の代表例を紹介する。
反射損失特性を図５に，アイソレーション特性を図６に，通過損失特性を図７に示す。各RF特性は，BGA
サーキュレータ（図１）とマイクロストリップライン型サーキュレータ（図４）の両特性を比較できるように周波数を

図7

規格化している。

通過損失特性

BGAサーキュレータのRF特性は，マイクロストリップ
３.

ライン型と比較して，同程度のRF特性を有しつつも比X帯BGAサーキュレータの構成

帯域が広いことが確認できる。なお，BGAサーキュ
レータのRF特性は樹脂基板に実装した状態での測定

X帯BGAサーキュレータは，ヨーク，磁石，スペー

結果であり，樹脂基板のRF特性への影響は校正によサ，フェライト基板，及びはんだボールから構成されてり除去している。

いる。

33

島田理化技報No.27（2021）

図８に分解斜視図を示す。フェライトとスペーサの間，スペーサと磁石の間，磁石とヨークの間は，各々接着剤で固定されている。
図４とは異なり，ヨークを取り付けていることで防磁性能を上げ，外部へ漏れ出る磁場を小さくしている。
それにより，本製品周辺部品への磁場の影響を抑えることができている。

図8

４.

分解斜視図

製品生産方法の紹介

図9

手動組立て工程イメージ図

４.１ X帯BGAサーキュレータの手動組立て
製品は専用治具を使用して各部品を積み上げていく要領で組立てる。基板に対する各部品の搭載位置はどこでも良いわけではなく，設計的に搭載範囲が決まっている。そのため，組立て専用治具は，最終的に積み上がった各部材が設計的に定められた公差内で組立てられるように作られている。
また，量産性を考慮して複数台まとめて組立てることができる構造になっている。各部材は接着剤で接着されており，はんだボールは組立ての最後にリフローで複数台分をまとめて接続（４.３項参照）をおこなう。組
立てのイメージを図９と図１０に示す。組立て治具による位置決めのため，作業者の技量に依存しない。そのため，作業手順通り作業を実施することによって誰でも製品を組立てることが可能となる。
ただし，生産数は作業者の習熟度によって変わり，
月産数量で1,000台〜2,000台のばらつきがある。

34

図 10

はんだボール搭載工程イメージ図

BGA サーキュレータの量産開発

４.２ X帯BGAサーキュレータの自動組立て

４.３ はんだボールの搭載製品の組立ては，手動と併用して自動機により行っ

手動または自動機による組立てが完了した後，フェている。自動機の外観を図１１に，内部を図１２に示

ライト基板にはんだボールを接続するためにフラックス

す。この自動機が各部品の位置決めから積み上げをを塗布し，はんだボール搭載治具（図１３）を使っては行うことにより，人の作業を省力化している。
ただし，はんだボールを搭載し，リフロー炉で接続をおこなう。はんだボール接続に関しては自動化されていないため手んだボールは直径0.5 mmで，製品1台あたり数十個

動組立てと同じ作業となる。

のはんだボールが接続されている。サイズ，数量，量産

手動組立ての場合は，生産数が作業者の習熟度に依存してしまうが，自動組立ての場合は習熟度に依ら性の観点より，手作業では現実的でないため，専用治具を使用することで解決した。

ず月産数量2,000台以上が可能である。また，製造工

この専用治具は，フェライト基板に設けられた実装

程の歩留まりは手動組立ての場合でも高いが，自動組用ランド上にはんだボールを搭載することができ，組立立ての場合は習熟度の影響を減らすことができるたて治具と同様に製品複数台に対してまとめてはんだ

め，さらに歩留まりを高くすることが可能となる。

ボールを搭載することができるようになっている。

図 13
図 11

自動機の外観５.

はんだボール搭載治具

課題と今後の展望

生産は自動組立てをメインとしているが，生産数や装置の故障，
メンテナンス等で使用できない場合もある
ため，手動組立ても必要となる。その際，４章に記述したように，手動組立ては作業者の習熟度によって生産数に大きなばらつきが発生してしまう。
この課題に対してX帯BGAサーキュレータ専用の組立てエリアを用意（図１４）することにより，作業者の負担を減らし，効率よく組立て作業ができるようにし，生産のバラツキの影響を低減している。
一方，自動機を使った自動組立ての課題として，製品の各部品サイズに合わせた専用治具が必要となる
ため，年間10,000台規模の生産にならなければ費用対
図 12自動機の内部

効果が得られない。
また，それら新規の各部品や治具に対しての検証も必要になることから，製品設計段階
から実装方法の検討や工程設計が重要となる。

35

島田理化技報

BGA サーキュレータの量産開発

No.27（2021）

今後の展望として，
はんだボールの搭載は治具を使

参考文献用して作業している（４.３項参照）が，そのはんだボール搭載の工程に関しては自動化する構想ができてい[1] Yukinobu Tarui, Isamu Ryokawa, Makoto

る。その構想を実現化するため，はんだボール搭載のKimura, Akimichi Hirota, Shuichi Sakata,

自動化に関する評価を進めていき，さらなる作業改善

Kiyoshi Ishida, and Yoshihiro Tsubota, X Bandを目指していく。

Low-Cost GaN TR Module with Anti-Radiation
Structure , 2016 IEEE MTT-S International
Microwave Symposium（IMS）[2] 石橋 秀則，北上 景一，佐藤 圭，島貫 昌喜，鈴木君尚，浅利 哲， 表面実装型サーキュレータの試作 評 価 , 2 0 1 6 年ソサイエティ大 会 講 演 論 文
C-2-63

筆者紹介
生産本部
電子システム
技術部

北上 景一

生産本部
生産管理部

図 14

組立て作業エリア

６.

むすび

今回，三菱電機（株）殿と共同開発したX帯BGA
サーキュレータを紹介した。今後は，さらなる量産に向けて，より安定した生産数を上げることができるよう改善する予 定である。また，現 在 開 発中であるK a 帯
BGAサーキュレータについても同様に，生産性を向上させることができるよう進めていく。
製品の開発にあたっては，鎌倉製作所殿，情報技術総合研究所殿，生産技術センター殿のご指導をいただいたことに深く御礼を申し上げます。

36

佐藤 圭

生産本部
電子システム技術部

田添 晃

C-Band LNBの製品メニュー拡大〈特集論文〉

C-Band LNBの製品メニュー拡大
Expansion of C-Band LNB Products Lineup

吉野 浩輔

笠原 康司

唐木 靖

宮本 和広

Kohsuke YOSHINO

Kohji KASAHARA

Yasushi KARAKI

Kazuhiro MIYAMOTO

要

旨

通信には3種の周波数帯があり，従来は1つの周波数帯（Extended Band：以降Extendedと呼ぶ）に対応

近年の通信インフラは高速・大容量な情報伝送がした 製 品を提 供してきたが ，残る2 つの 周 波 数 帯

可能な光ファイバーが主流となっている。一方で広域（Standard Band：以降Standardと呼ぶ, INSAT

性・同報性・即時性に優れて，また大規模な地震や台Band：以降INSATと呼ぶ）のうち，INSAT について

風などの災害時でも有効な通信が可能で超小型地球は受信周波数が高く，共通化が困難であったために局（VSAT）
を用いる衛星通信も，米国を中心に世界

顧客へのニーズには応えられていなかった。

各地で需要が急増している 。
［１］

このたび，技術の進歩に伴って部品の小型化, 集

当社では1990年代初めのC-Band DRO LNBの販積化が進み，かつ当社の設計ノウハウも蓄積されたこ売に始まり現在に至るまでの長きに渡りC-Band用LNBとにより新規周波数帯にも対応できるC-Band PLLの製造，販売を行ってきた。

LNBの開発，製品化を実現した。

地上，船舶で利用されているC-Bandを使った衛星

37

島田理化技報No.27（2021）

本LNBは導波管から入力される受信信号をマイク

1. まえがき

ロストリップラインに変換する導波管−ストリップライン変
衛星通信システムでの地球局は，アンテナ及び送受換 部 ，L N A ，イメージ帯 域を抑 圧 するR F B P F ，

信モジュールで構成された屋外装置（ODU）と変復調

C-Bandで入力されるRF信号をIF帯域に変換するミクならび にネットワーク接 続 機 能を有した 屋 内 装 置

サ（ M i x e r ），I F 帯に変 換された信 号を増 幅 する

（IDU）で構成される。これらを総称して超小型地球局

IF-AMP，ミクサで周波数変換に使用する局部発振（VSAT：Very Small Aperture Terminal）と呼信号を生成するLocal部，各デバイスに供給する電源

び，通信インフラの整っていないエリアとの通信を可能を生成するBias CKTから構成される。

にし，地上・海上問わず，移動車両，航空機など世界
4.

中で幅広く利用されている。

本製品の設計上の課題と対策

当社では3.4〜4.2GHz（ Extended）の受信帯域に対応したLNBのみ製造 ，販売してきたが，3.625〜
4.2GHz（ Standard）4.5〜4.8GHz（ INSAT）の受信帯

本製品の開発に当たり，3種類のLNBに使用する部品，回路の共通化を実施した。

域に対応する製品群を加えた3種類のLNBを製品化4.1したので紹介する。

導波管−ストリップライン変換部の広帯域化

当社従来製品で対応していた3.4〜4.2GHzに4.5〜
2.

開発コンセプト

4.8GHzを加えた3.4〜4.8GHzにて良好な周波数特性を得られる導波管−ストリップライン変換部を設計した。

Extended，Standard，INSATそれぞれの周波数

従来製品からの最も大きな変更は導波管部の変成帯の製品に対し，本製品のラインナップは局部発振周にテーパ構造を採用したことである。従来製品で採用

波数の温度安定度が±10ppm，±3ppm，±1ppm，±

していたステップ構造は各ステップ間距離を周波数に0.3ppm，External Reference（ 外部基準信号に同依存するλg /4とすることでインピーダンス整合をとって期）
タイプの5種，及びIF出力のインターフェイスがN型

おり，3.4〜4.8GHzに対応させることは困難であった。

とF型コネクタの2種とした。これにより受信帯域3種，図２に従来製品の導波管−ストリップライン変換部を示

局部発振周波数の温度安定度5種，コネクタタイプ2種

す。

の組み合わせにより計30種の製品群を揃えた。

本製品においてはステップ構造をテーパ構造に変更

また従来製品は勘合防水であったが，本製品はアンすることにより3.4〜4.8GHzへの対応を実現した。図３

テナ部，コネクタ部も含め防水構造とし，防塵及び防に本製品の導波管−ストリップライン変換部を示す。

水に関するIEC規格であるIP67を保証している。

テーパ構造は線路長がλg /2のとき周波数特性が最良となるが，特性インピーダンスを緩やかに変換させるこ

3.

LNBの構成とができるため比較的広い帯域において良好な周波数特性を実現させることができる。

図１にC-Band PLL LNBのブロックダイアグラムを示

導波管部の変成構造変更の他に，同軸導波管変す。雑音指数を軽減するために低雑音増幅器（LNA：

換部の特性インピーダンス調整やアンテナの拡大により

Low Noise Ampliﬁer）を構成する増幅素子には

3.4〜4.8GHzにて良好な周波数特性が得られる導波

HEMT（High Electron Mobility Transistor）
を用

管−ストリップライン変換部を実現している。

い3段構成としている。

図１ C-Band PLL LNB のブロックダイアグラム

38

C-Band LNBの製品メニュー拡大

4.2.2

Z0COAXINSATは従来製品と異なる帯域であり，今回新たに4.5〜4.8GHz帯のLNA回路の設計を行った。

Z0LINE
Z0WG

Z0WG1 Z WG20

LNA回路にはHEMTを使用した。 今回，INSAT

Z0WG3（Scattering parameters）
を取得し，高周波回路シ
図4にHEMTのS 11（入力側インピーダンス），及び構造（断面図）Z0LINEΓopt*（Γoptの共役インピーダンス）を示す。 ここでΓ
optは，雑音指数が最小となるHEMT側から見たソースインピーダンスである。

Z0COAX

λg/4のLNAを設計するにあたりこのHEMTのSパラメータ
ミュレータを用いて設計を行った。

アンテナ

Z0WG Z0WG1INSAT用

HEMT

Z0WG3

Z0WG2 Z0WG3
λg/4

ZL

ZS

等価回路

Γopt S11

図２ 導波管−ストリップライン変換部 ( 従来製品 )HEMT入力インピーダンス

Z0COAX’Γopt*
Z0LINE

Z0WG

Z0WG→Z0WG3’

S11
Z0WG3’

アンテナ
構造（断面図）Z0LINE
図４ HEMT の S11 及びΓopt*

Z0COAX’
Z0WG

Z0WG→Z0WG3’ Z0WG3’

Z0WG3’

取得したSパラメータを用いて，同軸導波管変換部
からHEMT入力までを含めて整合回路として最適化

λg/2
等価回路

図３ 導波管−ストリップライン変換部 ( 本製品 )を図ることで，良好な雑音温度と入力反射の性能を両立させた。
図５にLNB入力インピーダンスの設計結果を示す。
等NFサークルは，目標値となる雑音温度≦30Kを表

4.2

LNA

し, INSAT周波数帯全域で雑音温度≦30Kを満たし
ている。

4.2.1

Extended，Standard用

Extendedは従来製品の帯域と同じであり，そのLNA回路を流用した。 また，StandardはExtendedの一部の帯域であることからExtendedと同じLNA回路を使用した。

39

島田理化技報No.27（2021）

4.3

LNA

Local部

従来は，局部発振器に表面実装のVCO（Voltage
Controlled Oscillator）, PLL周波数シンセサイザIC

MSLを使用していた。今回は，これらが一体化されたVCO
Matching Network

S11

LNB

ン

内蔵のシンセサイザICを採用した。
こ の I C の 使 用 に より ，局 部 発 振 周 波 数 をン

E x t e n d e d ，S t a n d a r d の 5 . 1 5 G H z , I N S A T の

等NF(

S11 (4.5 4.8Hz)

30K)

5.76GHzをマイクロコントローラ（制御用IC）からの信号だけで切り替えられる。これにより局部発振器を共通化でき，同一の回路で実現できた。
また，従来のVCOは表面実装ではあるがサイズは12.7mm角と大きかった。これを同等の位相雑音性能を持つ局部発振器としてワンチップのICで構成でき，小型化が可能となった。
この小型化により，従来は2枚の基板で構成してい

図５ LNB の入力インピーダンス

たLNA，RF BPF，MIX，IF-AMP，Local，Bias
CKTの各部を１枚基板で構成し，低コスト化を図った。

図６にC-Band PLL LNBの雑音温度測定結果を示す。INSAT周波数帯全域で雑音温度≦30Kを達

5.

性能

成した。
本LNBはLNA部の無条件安定性を確保しつつも低雑音温度（Noise Temperature）
を実現している。

［K］

表１にC-Band PLL LNBの主要性能を示す。
表１ C-Band PLL LNB の主要性能

［MHz］

仕様

図６ 雑音温度特性

またL N A 回 路に用いる積 層セラミックコンデンサ（MLCC：Multi-Layer Ceramic Capacitors）は0603サイズ（0603サイズ：長さ0.6mm×幅0.3mmの製品）を使用した。
この実装に当たっては，新しい基板パターンのレイア
ウト（特許出願中）を採用し，はんだ付け等により生じる
熱応力や，基板たわみ等により生じる応力を緩和する
ことで，はんだクラックを防止する構造を持ちながら，マ
イクロストリップ線路の電気特性に影響を与えない構造としている。

40

C-Band LNBの製品メニュー拡大

6.

むすび

今回，新たに製品化したC-Band PLL LNBを紹介した。今後は量産に向けて，より安定なLNBへと改善していく予 定である。なお，本 製 品の開 発にあたって、新日本無線株式会社殿に設計についてアドバイスを頂いたことに深く御礼を申し上げます。
参考文献[1] 一般財団法人宇宙システム開発利用推進機構,−
通信放送衛星の市場動向調査 調査報告書, 2014

筆者紹介
生産本部
電子システム
技術部

吉野 浩輔

生産本部
電子システム
技術部

笠原 康司

生産本部
電子システム
技術部

唐木 靖

生産本部
電子システム
技術部

宮本 和広

41

トピックス

低軌道衛星通信におけるQ-Band LNBの研究開発
第5世代移動通信システム（5G）
を始めとした高速大容
量で超低遅延な通信が始まり，IoTによる人・モノの動き，
社会基盤の変革が期待されている。 IoTの進展には「いつでも，どこでもつながる」
ことが極めて重要で，山間部，海上，砂漠など地球上のあらゆる場所の通信環境が整備されることはさらにIoTを進展させる。
しかしながら，地球上の全ての地域にブロードバンド通図2

Q-Band LNB 外観図

信網を構築，エリア展開していくには地上通信網では限界があり，デジタルデバイドは国内外に限らず多く存在す

これらに対処するため，当社は2020年よりQ-Bandる。 衛星通信がデジタルデバイド解消に有効であること

LNBの技術開発を開始しているが，一層加速させるためは古くから考えられており，特に低軌道衛星は低遅延とにNEDO（国立研究開発法人 新エネルギー・産業技術

低損失などの伝送上の特長があるため注目されている。

総合開発機構）の国際研究開発／コファンド事業を活既に多くの低軌道衛星が打ち上げられておりメガコンステ

用，事業助成を得て開発を進める［1］。 コファンド事業は，

レーションを構成（図１），2021年にもブロードバンドサービ

日本企業が，優れた技術を持つ外国企業と共同で実施

スを開始するという。

する国際研究開発プロジェクトに対し，NEDOと相手国の加えて地上との通信周波数には広帯域化が可能なQ
帯 が I T U（ I n t e r n a t i o n a l T e l e c o m m u n i c a t i o n

ファンディング機関が並行して，それぞれ自国企業の研究開発費用の一部を助成する。

Union： 国際電気通信連合）で周波数割り当てされておこれにより，日本企業の国際的なオープンイノベーション

り，衛星通信においてもミリ波の活用が期待されている。

を加速し，技術革新による国内外の新規市場獲得を目指
すものである。当社はNEDOから2年間の事業助成を受け，パートナー企業と市場要求や性能動向の把握と早期に技術課題を克服して製品開発の完了を目指す。パート
ナー企業には，過去に共同開発の実績があるカナダのOrbital Research Ltd.［2］を選んだ。

図1

低軌道衛星メガコンステレーション

当社は，VSAT（Very Small Aperture Terminal）
衛星通信用地球局のLNB（Low Noise Block

down

Converter）
を事業の一つとしており，これまでC帯，X
帯，Ku帯，Ka帯のLNBを開発，製造，販売してきた。
低軌道衛星によるメガコンステレーション時代を迎えるな
か当社のLNB事業はKa帯に続くQ帯に適合したLNB の開発に着手した（図２）。
当社の得意とするミリ波技術とアイソレータを代表とする

図 3 Q-Band LNB の研究開発における国際研究開発／コファンド研究開発体制

当社はNEDOの事業助成を得て，メガコンステレーショ

電磁界解析技術，製造技術を活用して多くのサービスに対ン時代に向けたQ-Band LNBを開発，LNB事業の成長

応可能とする優れた製品開発を目指す。これを実現するとともにIoT社会の進展に貢献していく。

上で最もキーとなる技術が超広帯域，低雑音指数（Noise［1］https://www.nedo.go.jp/koubo/AT093̲100162.html

Figure, NF）
なLNAであるが，多くの課題を有している。

［2］https://orbitalresearch.net/◎問い合わせ先

42

事業管理部／TEL：042-481-8573

トピックス

金属3DプリンタによるX帯導波管フィルタの試作評価
1. はじめに

42

100

近年，3Dプリンタを用いたマイクロ波コンポーネントの開発，製造，適用が進んでいる[1]。当社では一例として

42

金属3Dプリンタを用いてX帯の導波管バンドパスフィルタを試作した。本報告ではケース，フランジ一体構造で製造し，無調整にて良好な特性が得られたので報告する。

［mm］

2. 外観および内部構造
図1に今回製作したX帯バンドパスフィルタの外観を示

図1

金属 3D プリンタによる導波管フィルタ外観す。材質はアルミニウム合金とした。図2に示すように共振モード TE101

TE 101モードを利用した直線サイドアイリス型の構造を採

段数

5段

中心周波数 10GHz用した。従来，切削加工にてこのような導波管バンドパ

通過帯域幅 0.8GHz

スフィルタを製作する際は，電流を遮らない導波管中央で2分割（広面分割）して内部構造を片面から削る必要があるため，一体構造では製造できなかった。また切削後2部品をネジ止めしていた。しかしこの方法では，部

挿入損失

0.4dB以下

反射損失

20dB以上減衰量10dB以上（通過帯域±１GHzにて）

導波管口径 WRJ-10

品点数も多く導波管インタフェースが分割されないように複雑な形状になる課題があった。今回試作品は，3Dプ

図2

導波管フィルタ内部構造および設計諸元

リンタの成型特長を活かし，1つの部品で構成している。
3. 試作評価結果
図3に今回製作したバンドパスフィルタの電気特性を示す。挿入損失および反射損失を測定した。2台の製品サンプル1と2において両者の特性はほぼ一致し，3D
プリンタの再現性の高い成型精度が確認できた。また電磁界解析の計算結果と比較しても，両者は概ね特性が一致している。
4. むすび

図3

電気特性評価結果

今回の試作では導波管インタフェース（フランジ面）は切削加工を施したが，内部は3Dプリンタ成型そのままの参考文献状態とした。そのため，切削加工品と比較した場合，表面粗さの影響から無負荷Qの低下が考えられる。 今[ 1 ] 湯 川 秀 憲 , 牛 嶋 優 , 高 橋 徹 , 米田尚 史 , 宮 崎 守

後，表面粗さを測定し，電磁界解析にてバックシミュレー

泰,トを行い，X帯での表面粗さにおける無負荷Qの関係を続したT分岐形OMT , 信学技報, vol.119, no.242,

明らかにし，より精度の高い設計手法を製品開発に適MW2019-70, pp.27-32, 2019年10月.

用していく。また今回の結果から3Dプリンタの適用をフィルタ以外の製品にも拡大していく。
◎問い合わせ先

2本の分岐端子を短絡端に対し45度傾けて接本内容は，2021年度電子情報通信学会ソサイエティ大会でも一般講演として発表。

事業管理部／TEL：042-481-8573

43

製品紹介

大電力ＰＷＭ制御インバータ
■概

要

■製品外観

金属の鍛造，溶解等に使用される大電力の誘導加熱装置です。
当社従来製品（SBT-EL/EHシリーズの非磁性材の加熱装置）と比較し，最大約30％の電源効率化を実現しています。
■特長①当社独自のPWM制御技術（特許第6959432号）
により，電源効率，電源力率，出力力率で約95％を実現。
②インバータユニットを並列接続することで，大電力化への対応が可能。
③受電12パルス対応可能により，電源高調波を抑制。
④タッチ式パネルにより操作性が向上し，トラブル発生時の対応方法や，部品の交換時期の表示等，

PWM 制御誘導加熱インバータ（SBT-PW600L）

メンテナンス情報の確認も可能。
⑤電圧型インバータの採用により，無負荷運転や負荷変動に対応可能。
⑥当社従来製品比30％以上の節水を実現。
■主要性能
SBT-PW シリーズ標準仕様

型

名

SBT-PW200L/H
SBT-PW300L/H
SBT-PW400L/H
SBT-PW500L/H
SBT-PW600L/H
SBT-PW700L/H
SBT-PW800L/H
SBT-PW900L/H
SBT-PW1000L/H
SBT-PW1200L/H
SBT-PW1600L/H
SBT-PW2400L◎問い合わせ先

44

出力
周波数帯域 電源電圧
［kW］ ［kHz］
［V］
200
300
400
500
600
400
700
1〜30
/
800
440
900
1,000
1,200
1,600
2,400
1〜10

外形寸法
［W×H×D mm］

冷却水流量［L/min］

質量［kg］

1 ,0 0 0×1 ,8 5 0×8 5 0

20

6 00

2 ,0 0 0×1 ,8 5 0×8 5 0

60

900

4 ,0 0 0×1 ,8 5 0×8 5 0120

1 ,800

8 ,0 0 0×1 ,8 5 0×8 5 0240

3 ,600

事業管理部／TEL：042-481-8573

製品紹介

ディジタルＰＷＭ制御インバータ
■概

■製品外観

要

焼入・焼戻，ろう付，はんだ付等，高周波数帯の金
属熱処理に対応した誘導加熱装置です。
制御のディジタル化により，省エネ化・効率化とともに，熱処理プロセスの高度化を実現しています。
■特長① 当社独自のPWM制御技術（特許第6832402号）にでのSiC素子を搭載，高周波数帯（100〜300ｋHz）
加熱に対応。

② 電源効率，電源力率，出力力率で約95％を達成，
従来製品（SFTシリーズ）比で約10％の省エネを実現。

③ PWM制御により高速応答が可能となり，熱処理中の急激な負荷変動にも対応。

④ FPGAを用いて制御基板をディジタル化することで，加熱立ち上り時間を50ｍｓ以下に短縮。

⑤熱処理の高速化，出力電力可変幅の最大化（0.1％〜定格），加熱対象物変更の際の周波数切換えが容易。

ディジタル PWM 制御誘導加熱インバータ（SCT-SW50）⑥コンバータ部をダイオードにすることで，整流用大型
電解コンデンサを不要とし力率改善とともに，軽量化を実現。

⑦ 100ｋHzから300kHzの範囲で高速自動周波数追
尾が可能。

■主要性能
SCT-SW シリーズ標準仕様

型

名

SCT-SW20
SCT-SW30
SCT-SW40
SCT-SW50

出力周波数帯域 電源電圧
［kW］ ［kHz］
［V］
20
200
30
100〜300
/
40
220
50

外形寸法
［W×H×D mm］

冷却水流量［L/min］

質量［kg］

7 0 0×1 ,3 8 5×8 0 0

20

250

※今後100kW以上の大出力にも対応予定※ディジタル制御は「SBT-PWシリーズ」にも順次搭載◎問い合わせ先事業管理部／TEL：042-481-8573

45

製品紹介

アルミ加熱用ＩＨ装置（並列共振/PWMインバータ使用）
■概

要

■主要性能

誘導加熱を利用してサーボモータのアルミケースを加

項目

性能

定格出力

40kW

電源容量

48kVA

電源電圧

AC3φ210V±10%（50/60Hz）了まで一定の温度を保つ温度管理を行います。

発振周波数10〜20kHz

冷却方式

水冷

■特

質量

400kg

熱し加工するための装置です。
アルミケースのワークは多種類あり，図に示すように
並列共振インバータ（SBT-PW40）を使用して，放射温度計により30秒程度加熱したあと，タクトタイムの終長①多種類のワークに対し，外部からのワーク情報に使用周囲条件対応して加熱条件の選択が可能。
②加熱制御は温調器を利用したPID制御。
③加熱温度異常時，及び加熱時間超過時は自動停止する安全機能を保有。

温度0℃〜40℃ 湿度85％以下■用途例「サーボモータアルミケース製品」④タッチパネルによる見やすい操作I/Fを装備。
（※並列共振PWMインバータはフレキシブルフィー
ダも対応可能です。）■全体構成
40kW高周波インバータ（SBT-PW40）
加熱コイルユニット
チラー（冷却水循環装置）【SBT-PW40】【装置の総合配置図】◎問い合わせ先46

事業管理部／TEL：042-481-8573

製品紹介

同軸型多チャンネルロータリージョイント
■概

要

■製品外観

本製品は, 小型で低損失な多チャンネルロータリー
ジョイントです。
ロータリージョイントは、回転動作中においても信号を低損失で伝送する機能を持ち，回転動作するアンテ
ナと送受信機器との接続などに用いられます。
■特長①接触子を利用した接触型構造により，小型化と回転時の変動（WOW）の低減化を実現。
②伝送線路の形状を見直し、特性インピーダンスを最適化することで低損失および低VSWRを広帯
域で実現。

■主要性能

項目

性能

周波数帯域

DC〜1.2GHz

挿入損失

0.35dB 以下

挿入損失 WOW

0.1dB 以下

VSWR

1.3 以下VSWR WOW

1.1 以下チャンネル間アイソレーション

60dB 以上

耐電力
入出力インターフェース

ピーク 5kW、
平均50W
SMA-J、N-J

チャンネル数9

動作温度範囲−40〜+50℃

外形寸法
質量◎問い合わせ先

W180×D180×H450mm
10kg 以下

事業管理部／TEL：042-481-8573

47

製品紹介

衛星搭載用 Divider / Hybrid■概要

本製品は衛星搭載用のSMAコネクタをインタフェースとしたX帯Divider / Hybridです。耐振動・耐衝撃性を有し，温度範囲−25〜＋60℃においてRF特性の安定した高信頼性Divider / Hybridです。
■特長① 端子間位相偏差が小さく，温度安定性が優れる。
② 衛星搭載用として耐えうる高品質かつ高信頼性。
J9

J8

J7

J6

λ/4

J1から入力されたRF信号はλ/4されて出力される。

J1

J2

Divider 外観

J2〜J9の各8端子へ分配

J3

J4
J5
等価回路図

J3

J4

J1から入力されたRF信号
は，J2とJ3へ位相差90度

J2

J1

J4へは出力されない。

: λ/4

Hybrid 外観

で等分配されて出力され，

等価回路図

■主要性能

項目
周波数帯域
挿入損失
振幅平坦度
振幅温度偏差位相温度偏差出力端子間振幅偏差
出力端子間位相偏差
入出力リターンロス
アイソレーション
耐電力
外形寸法
質量
◎問い合わせ先48

性能
Divider
9.0〜10.5 GHz
10.3 dB以下（分配損含む）0.15 dB以下
0.4 dBp−p以下
5°
p−p以下
0.2 dB以下
10°p−p以下
20 dB以上
20 dB以上
1.4 W以上（ピーク）
W110×H52×D18 mm
約177 gHybrid
9.0〜10.5 GHz
3.7 dB以下（分配損含む）0.1 dB以下
0.2 dBp−p以下
2°
p−p以下
0.4 dB以下
90°±3°
20 dB以上
20 dB以上
5 W以上（ピーク）
W68×H18×D18 mm
約49 g
事業管理部／TEL：042-481-8573

製品紹介

C-Band PLL LNB■概要

本製品は, 超小型衛星通信地球局（VSAT）に使用する, C-Band PLL LNB（Low Noise Block down
converter）
です。従来機種はExtended Band（3.4〜4.2GHz）の受信帯域に対応した製品でしたが, 本製品は,Extended Bandと, Standard Band（3.625〜4.2GHz），Insat用（4.5〜4.8GHz）の３つの受信帯域に対応する製品群としました。
■特

■製品外観

長

①低雑音。
（ 雑音温度30K以下）②受信周波数帯域を通信衛星の帯域に合わせ,Extended Band（3.4〜4.2GHz），Standard
Band（3.625〜4.2GHz），Insat用（4.5〜4.8GHz）の３タイプ用意。
③内部に基準信号を搭載したInternal Reference
タイプと外部基準信号に同期するExternal
Referenceタイプから選択可能。
④Internal Referenceタイプは±3ppm, ±1ppm,±0.3ppmの周波数安定度から選択可能。
■主要性能
Band
RF Frequency
Local Frequency
IF Frequency
Reference Type
L.O. Stability（Internal Reference）
DC Power（/Ref.）Input
Noise Temperature@+25℃
Conversion Gain@+25℃
Conversion Gain Ripple@+25℃
Output Power@1dB G.C.P.（P1dB）
L.O. Phase Noise（SSB）

Requirement for External
Reference
Input V.S.W.R.
DC Power Requirement［Input Voltage］［Current Drain］◎問い合わせ先

ExtendedStandard
Insat
A: 3.4 to 4.2 GHz
B: 3.625 to 4.2 GHz
C: 4.5 to 4.8 GHz
5.15 GHz
5.76 GHz
950 to 1,750 MHz
950 to 1,525 MHz
960 to 1,260 MHz
SPCR334x : Internal Reference
SPCR3440 : External Reference
SPCR334x serise
code x: 1 : +/-3 ppm
2 : +/-1 ppm
3 : +/-0.3 ppm
IF Connector
15 K typ., 30 K max.
59 dB min., 67 dB max.
2 dBp-p max. at any 50 MHz segments.
+3 dBm min.
-80 dBc/Hz typ., -75 dBc/Hz max. @ 1 kHz-90 dBc/Hz typ., -85 dBc/Hz max. @ 10 kHz-100 dBc/Hz typ., -95 dBc/Hz max. @ 100 kHz-110 dBc/Hz typ., -105 dBc/Hz max. @ 1 MHz
10MHz（sine-wave）-10 to 0 dBm @IF Output Connector
2.5 : 1 typ.
+12 to +24 VDC
350 mA

事業管理部／TEL：042-481-8573

49

製品紹介

4ポートサーキュレータ
■概

要

■製品外観

マジックT，90°
移相器および90°
ハイブリッドカプラから構成された，移相器型の４ポートサーキュレータです。
主に高電力導波管機器で使用されるRF電源の保護回路として使用されます。
■特90°
ハイブリッドカプラ
ダミーロード（ポート④）
ポート②

長①Above Resonance設計 ※により，メガワットクラ
スの高い耐電力性能を実現。
②低損失化により内部発熱を抑制。
③30dB以上の高アイソレーション特性。
※フェリ磁性共鳴よりも高い静磁界による動作。
ポート①

■用途例
加速器やレーダー機器，研究施設等の発振機保護用サーキュレータとして使用されます。
■主要性能
項目
周波数帯域
ピーク
平均
耐電力
条件

挿入損失
VSWR
アイソレーション
冷却方法
導波管サイズ
外形寸法

性能
2,851〜2,861MHz
6.0MW
6.0ｋW
負荷：完全反射，
全位相加圧：SF6ガス，
25PSIG以上
0.15dB以下
1.06以下30dB以上
水冷
WRJ-3
W350×D395×H420mm

90°
移相器

ポート③
マジック T

4 ポートサーキュレータの構成◎問い合わせ先50

事業管理部／TEL：042-481-8573

製品紹介

RF DRIVER
■概

■主要性能

要

高出力RFパルス信号発生器です。放射線応用装置の信号源として使用されます。 入力トリガ信号のタイミングでRF信号をON/OFFし，増幅した信号を設定したレベルで出力します。
■特長①ディジタル型シリアル制御インタフェースに対応。
−アナログ制御方式に対して，ノイズ耐性向上②耐放射線FPGA（Field Programmable Gate
Array）
デバイスを使用。
−放射線環境下における信頼性向上③ディジタルALC（Automatic Level Control）方

項目
周波数帯域
出力レベル
出力レベル精度
パルス幅
パルス繰り返し周波数
パルス平坦特性
電源電圧
動作温度範囲
保存温度範囲外形寸法
質量

性能
2,853〜2,859MHz
10〜250W±10％以下3〜13us30〜440Hz
0.3dB以下+44〜+52V+15〜+50℃
0〜+85℃
W431×D381×H80mm
8kg以下

式を採用。
−安定したループ応答特性■製品外観−出力レベルの高精度化−出力レベルの再現性向上■内部構成図◎問い合わせ先事業管理部／TEL：042-481-8573

51特 許 紹 介
基板の固定構造【特許第6568258号】

出願／2019年8月■概要

発明者／根本 淳一

L 字狀溝付き樹脂製支柱

アンテナ基板，Ｌ字状溝付き樹脂製支柱部品について図１に示すようにそれぞれ同一形状のものを用いることで，ベース基板に対し垂直に起立したアンテナ基板を安価かつ作業性を向上させ固定することができる。
■従来技術の課題
従来は図２に示すように４面のアンテナ基板をベース

ベース基板

基板に垂直に起立させ固定するには実装部品と別に基板位置出し用の組立て治具を準備し, アンテナ基板

図1

が倒れないように各アンテナ基板上面をホールドカバー

基板固定構造図

で覆い固定していた。しかしこの部品はアンテナ基板

アンテナ基板スペーサーの開口面を狭める為にアンテナ基板上のアンテナが露出する面積を減少させアンテナ性能に影響を与えていた。
基板位置出し治具■発明の手段と効果
本発明は図３に示す構造でベース基板と４個同一形状のアンテナ基板とＬ字状溝付き樹脂製支柱部品等で構成される。アンテナ基板は端面に凹凸を設け，樹脂製締結部品

樹脂製支柱部品は上面にアンテナ基板端の突起が差

図2

し込めるＬ字状の溝を設けている。はめ込んだ際，アホールドカバー

従来固定構造図

ンテナ基板２面分の位置出しが同時に可能である。
Ｌ字 状 溝 付き樹 脂 製 支 柱 部 品はアンテナ基 板を
ベース基板に安定的に起立させるため四角柱とし接L 字狀の溝

基板端面の凹凸

触面がベース基板の裏面に沿うような構造である。アンテナ基板とＬ字状溝付き樹脂製支柱部品はそれぞれ支柱下部から樹脂製締結部品で固定する。 この状
態でのアンテナ基板への覆いはＬ字状溝付き樹脂製
支柱部品上部分のアンテナ基板端面のみとなりアンテ
ナ放射パターンに影響を与えることなくアンテナ性能をアンテナ基板最大限に得ることができる。さらに組立は治具を一切使用せず作業できる。
発明の効果は次の５点となる。同一形状のＬ字状溝付き樹脂製支柱部品とアンテナ基板を用いたことにより「安定した基板垂直固定」，「安価」，「部品点数削減」，「組立て作業性の向上」，「アンテナ性能の確保」を図ることができる。

52

樹脂製締結部品

図3

固定構造詳細図特 許 紹 介
インバータ装置およびインバータ装置の制御方法【特許第６８３２４０２号】
出願／2019年9月■概

発明者／石間 勉，田内 良男，守上 浩市，髙田 太郎

要

直 列 共 振 負荷に接 続してP W M（ P u l s e W i d t hModulation）制御されるインバータ装置において，共振周波数の周期より短い幅のパルス信号をインバータ
駆動信号として，共振周波数より離れた周波数を起点に開始し，直列共振コンデンサの電圧位相に基づく周波数制御により，駆動信号の周波数を共振周波数近傍まで周波数シフトさせて，周波数ロック後にPWM出力制御を開始させる。
また，高い周波数を起点とすることで，動作領域がインダクタンス性となり，インバータノイズが軽減され，

図1

PWM インバータのブロック図

制御が安定する。
■従来技術の課題
従来は，商用電圧をコンバータ回路で直流電圧に変換し，出力制御は直流電圧を可変させ，共振周波数
追 尾は，インバータ動 作をP L L（ P h a s e L o c k e dLoop）制御により行っていたが，別々の回路部での制御のため装置が大型化し，また，制御応答速度が遅いなどの課題があった。

電■発明の手段と効果
本発明の回路ブロックを図1に示す。出力電流位相は，ノイズの影響が少ない共振コンデンサ両端電圧位相を検出して90°
位相差を考慮して位相ロックさせる。
図2の動作波形図で示すように，①から⑤の順に動作させる。狭幅パルスの中心から半周期（Ｔ/２）遅れ
たA点と共振コンデンサ電圧波形のゼロクロスB点の

図2

PWM インバータの動作波形図

位 相 差をゼロに制 御し，共 振 周 波 数にロックさせ（③），その後に，PWM出力アップさせる（④，⑤）。
本発明は，周波数の自動シフトによる共振周波数検知と高速出力応答が可能なインバータ技術を提供する。用途は，誘導加熱やワイヤレス給電などがある。

53

特 許 紹 介
電磁調理器
出願／2016年3月■概【特許第6548600号】
発明者／松原 佑輔，巽 敏之，石間 勉

要

調理用鍋底を均一に加熱し, 鍋がずれてもエッジ部を過加熱しない，鍋の搬送調理（工場での量産用調理の方法）に最適な電磁調理器を提供する。
■従来技術の課題
従来の電磁調理器は，図1（ a）に示すように円形渦巻きコイルで巻かれており，磁界の強さは図（b）のように中心部で弱く，加熱はドーナッツ形状の分布になり、鍋を搬送して自動調理する用途などには図（c）のように不均一加熱となり，不向きであった。
■発明の手段と効果
図2に，本発明の電磁調理器加熱コイルを示す。
コイル（14）を8の字形状に複数回巻いた構造であり，トッププレート（20）全面で均一加熱が可能となっている。コイル下部にはフェライトコア（22）を配置して，
加熱効率を向上させ，かつ磁界漏れの防止を行っている。

図1

従来の電磁調理器の加熱コイル

図2

本発明の電磁調理器加熱コイル

本電磁調理器は，工場での自動搬送調理に最適な均一加熱となっている。
[参考]
本発明は，WAVE COOKER ®（商標登録済）に適用して製品化されています。

54

特 許 紹 介
誘導加熱とハロゲンランプを併用した薄板加熱装置【特許第6752838号】
出願／2018年2月■概

発明者／石間 勉, 片岡 辰雄（ウシオ電機株式会社殿と共同出願）

要鋼板の誘導加熱ではキュリー点温度までは高効率で加熱が可能であるが，それ以上の温度では材料の磁性が無くなるため，加熱効率が低下する。
本 発 明は，ハロゲンランプをコイルに接 近させて，キュリー点以上の加熱も併用して使用できるようにした
薄板加熱装置を提供する。
■従来技術の課題
誘導加熱とハロゲンランプとの同時加熱を行う際に，

図1

誘導加熱用の加熱コイルで発生する磁界により，ハロ本発明の構成ゲンランプ回路が影響を受けるため，コイルに接近してコイル併用することができなかった。

ハロゲン
ランプ

■発明の手段と効果
図1に本発明の構成を示す。ソレノイドコイル（12）の間に直線状のハロゲンランプ（16）が配置され，ハロゲ
ンランプは偶数個が直列接続されている。図2に上方向からみた構成を示す。コイル電流（A）から誘導されるハロゲンランプ回路に誘起される誘導電圧（B）は相殺される方向になるため，誘導コイル（12）の影響を受

図2

上から（‐ｚ方向）見た構成

けなくなり，ハロゲンランプ用の電源（18）でランプを制御できる。

ハロゲンランプ

図3はハロゲンランプ（16）とソレノイドコイル（12）が直交して配置されている例であり，この構成ではハロゲンランプ回路に誘導電流が流れにくくなるため，さらに影響は少なくなる。
本発明は，自動車部品などの軽量化にともなって薄くなっている鋼板において，キュリー点以上に加熱した後に熱成形により強度を強めるホットプレス工程などでコイル利用される。
図3

両方を直交して配置した構成

55

島田理化技報No.27（2021）

RoF

アンテナ

ン

アンテナ

営業分野及び主要製品【産業機器】【電子機器】
同軸・導波管コンポーネント
・通信/給電部品
・通信用コンポーネント
・レーダ給電系コンポーネント
・衛星搭載用コンポーネント
通信機器
・衛星通信コンポーネント
・準ミリ波/ミリ波送受信製品
電子機器
・マイクロ波発振器
・高周波電力増幅器
・シミュレータ・マイクロ波/ミリ波アクティブコンポーネント

島田理化技報編集委員会

産業IH機器・溶解/蒸着製品
・熱処理製品・予熱/加熱製品
・接合製品
・高周波電源・薄板加熱製品
・塗装乾燥製品
・高温加熱製品
・ワイヤレス給電製品

島田理化技報

委員長

江馬

副委員長

野田 幹一朗浩一
発行所

東京都調布市柴崎 2 丁目 1 番地 3
島田理化工業株式会社

四分一 浩二杉山

No.2（
7 無断転載を禁ず）

2021年12月8日 発行

TEL（042）481-8510（代表）裕通

FAX（042）481-8596（代表）
URL

委員

事務局

浅 利

哲

石 間

勉

堀米

義嗣

鈴木

康祥

大和田 達郎https://www.spc.co.jp/

編集兼発行人島田理化技報編集委員会

印刷所

東京都立川市上砂町 5 丁目 1 番地 1
株式会社

弘久社

TEL（042）536-3511
URL https://www.kokyusha.com/