4-044

平成 28 年電気学会全国大会

オープン巻線モータの力率を考慮したデュアルインバータの空間ベクトル変調
大音 慶明＊，野口季彦 (静岡大学)，笹谷卓也（株式会社デンソー）

Space Vector Modulation of Dual Inverter Taking Power Factor of Open-End Winding Motor
Yoshiaki Ohto, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University), Takanari Sasaya (Denso Corporation)
Open-EndWinding Motor

１．はじめに現在，ハイブリッド車ではバッテリー電圧を双方向チョ

150 V

75 Vッパにより昇圧して 2 レベルインバータを動作させ，高電圧モータを駆動している。しかし，昇圧チョッパとインバ

150 V

75 Vータのうち一方でも故障すると，モータを駆動できなくなりフェールセーフの点で問題があることや，2 段電力変換のためにシステムの効率向上が困難であることが問題となる。
そこで，筆者らはオープンエンド巻線をもつモータを 2 台のインバータで駆動するデュアルインバータ方式を検討してきた。
デュアルインバータ方式は，片方のインバータで三相巻線を短絡することで，従来のシングルインバータ方式としINV1INV2Fig. 1. Open-end winding motor fed by dual inverter.
Current
Direction B
U ＋
Switching mode toV ＋
generate V30
W －（1，0，0）（1，0，1）’
V60
Sector S（1，1，0） （0，1，0）’て動作することや，片方のインバータの直流電源をキャパV60in

シタに置き換えることなどができる。ただし，この場合はV30

キャパシタ電圧を一定に制御しながら，マルチレベル波形V0inを形成しなければならない。本論文では，モータの力率にV0応じてキャパシタ電圧を一定に制御しながら，SVM によって巻線にマルチレベル電圧波形を形成する手法をシミュレーションで検討したので報告する。

Current
Direction F
U ＋
V －V300
W ＋Fig. 2. Example of voltage vectors generated by dual inverter.
V300in２．回路構成
本論文で検討する回路構成を図 1 に示す。左側のインバータを INV1，右側のインバータを INV2 とし，INV2 の直V330流電源をキャパシタに置き換えている。また，電圧ベクトパシタの充放電を制御することができる。

ルの冗長性を担保するために，INV2 のキャパシタ電圧を３．キャパシタの充放電制御法

INV1 の直流電源電圧の半分に制御する。
本回路によって出力可能な電圧ベクトルのうち一部を図2 に例示する。デュアルインバータ方式では，特定の電圧ベクトルを異なるスイッチングモードで出力することができる。各相の上アームが ON している状態を 1 とし，それぞれのインバータのスイッチング状態を(u1，v1，w1)(u2，v2，w2)’で表すと，V30 という電圧ベクトルは(1，0，0)(1，0，1)’または(1，1，0)(0，1，0)’の 2 種類のスイッチングモードによって出力可能である。このとき，スイッチングモー
ド毎にキャパシタを流れる電流方向も変化するので，ある電圧ベクトルを出力する際，冗長なスイッチングモードの中から適切なスイッチングモードを選択することで，キャ2016/3/16～18

本論文の制御対象はモータを想定しているため，負荷は誘導性である。したがって，デュアルインバータによって出力された電圧に対して，モータ電流の位相は遅れる。また，モータ力率は，巻線の定数や運転状態によって変動するので，モータ電流の遅れ角も変化してキャパシタの充放電に影響を与える。
ここで，図 2 に示す領域 S 内の電圧ベクトルを出力する場合を考える。モータ力率が変動すると，領域 S で出力した電圧ベクトルに対して電流ベクトルの遅れ角に応じて，モータ電流の方向が電流方向 B、電流方向 A、電流方向 Fのいずれかに決まる。ただし，電流方向「＋」は，INV1 側から INV2 側に電流が流れる方向を示している。また，図 3-71仙台

CurrentDirection A
U ＋V －W －( 第 4 分冊 )©2016 IEE Japan

4-044（1，0，0） （1，0，1）’

V＋U＋U＋

B

W－Charge

W－

V＋V－

U＋U＋AFDischarge

U＋U＋W＋＋－vd*dq↓αβvq*
PIv*S u1v*

S w1

v

tan1

itan1

Sv1

SVM

Chargeidiqiuiv
iw

PM m
MotorSu 2
Sv 2
Sw2vcap

m

INV1

800
600
400
200
0
1.0

0.6
0.4
0.2

U-phase voltage (V)

*m

PI

0.8

1000

V－

W ＋ Discharge
V－Fig. 3. Relationship between current vector and current direction.
id*  0＋－iq*
PI＋－1200

ChargeW－W － Discharge
V－Motor rotation speed (r/min)（1，1，0） （0，1，0）’

Capacitor voltage (V)CurrentDirection

Power factor

平成 28 年電気学会全国大会

INV21sαβ↓
dq

0.0
170
160
150140130120110
1009080
2001000-100
-200
0.00

0.01

0.02

0.03

Fig. 4. Control block diagram.

Time (s)Fig. 5. Simulation result.に示すように，各相に流れる電流方向が変化すると，スイ結果を図 5 に示す。過渡的なモータ力率の変動に対して適ッチングモードとキャパシタ充放電モードの関係が変化す

切なスイッチングモードを選択することで，キャパシタ電る。したがって，キャパシタ電圧を一定に制御するために圧を一定に制御しながら，モータの巻線両端にマルチレベは，冗長なスイッチングモードの中から，モータ力率に応ル電圧波形を形成し，良好に SVM を達成できていることがじて適切なスイッチングモードを選択しキャパシタの充放わかる。

電をバランスさせる必要がある。

５．まとめ

４．シミュレーション結果

一方のインバータ直流電源をキャパシタに置き換えたデシミュレーションに用いた制御ブロック図を図 4 に示す。

ュアルインバータにおいて，モータ力率に応じてキャパシ

本論文では，オープン巻線モータを模擬したモデルを速度タ電圧を一定に制御ながら SVM を実現する手法を検討し，制御および電流制御している。また，モータ力率は出力すシミュレーションでその妥当性を立証した。

る電圧ベクトルの位相と三相電流から求めた電流ベクトルの位相差から計算し，INV2 のキャパシタ電圧をフィードバックして位相差とともに空間ベクトル変調（SVM）に用いている。
次に，モータの回転速度指令値を 1000 r/min とし，キャパシタ電圧を 150±5 V となるようにシミュレーションした

2016/3/16～18-72仙台( 第 4 分冊 )文献(1) 町屋・芳賀・近藤：「キャパシタを直流部に用いたデュア
ルインバータ駆動オープン巻線誘導機の高効率駆動法」電学論 D，vol. 135，no. 1，pp. 10-18（2015）(2) K. A. Corzine, M. W. Wielevski, F. Z. Peng, and J. Wang：“Control of Cascaded Multi-Level Inverters,” IEEE Trans. on
Pow. Elec., vol. 19, no. 3, pp. 732-738（2004）©2016 IEE Japan