MWE 2018 TH6B-1

デュアルバンド増幅器と関連技術
Dual-band Amplifiers and Related Technologies
石川 亮
Ryo ISHIKAWA
電気通信大学
The University of Electro-Communications
概要
5G の運用が目前に迫り、そこで検討されている複数帯域同時利用に対応すべく、マイクロ波電力増
幅器にも、より高周波かつ広帯域のマルチバンド化技術が求められている。そこで先ず、基本的な増幅器マルチバンド化の考え方について説明を行い、また、課題について、最近の研究成果を交えて解
説を行う。
f1

f2

VGG1

2 ࿘Ἴྠ᫬ධຊ
f
2 ࿘Ἴ
ᩚྜ

2 ࿘Ἴ
ᩚྜ

f1, f2

f1, f2ࢹࣗ࢔ࣝࣂࣥࢻቑᖜჾ
㸦ᗈᖏᇦቑᖜჾ㸧
f2

f1

f2

f1 f2
f1 - f2
f1+ f2
f1 f2 2f
2f
1

2f1- f2
2f2 - f1
2f2 - 2f1
3f1 - f2

f1

຋ൟખЏ
ࣩ‫׫‬

4f1

3f1
2f2+ f1
2f1+ f2
3f2 - f1

f1

f
RFin

RFout

f2
2f2

4f1

3f1

f2

4.5 GHz ખ੢൒֎8.5 GHz ખ੢൒֎

2f1

f1

2

຋ൟખЏ
ࣩ‫׫‬

VDD1

f

㸸ศἼᶵ⬟ࢆ᭷ࡍࡿධฟຊᩚྜᅇ㊰GaN HEMT(Cree: CGHV1J006D)

VGG2

VDD2

ᥦ᱌ᵓᡂ

図 コンカレント（２周波同時入力）動作時の出力スペクトラムの様子

図 4.5/8.5 GHz 帯コンカレント動作用高効率
GaN HEMT 増幅器

Abstract
Multiband microwave power amplifier techniques are strongly required for realizing concurrent multiband
systems with higher and wider frequency bands in 5G. For this issue, a basic concept of a multiband amplifier
operation is explained. In addition, issues in the concurrent operation are also explained based on recent reports
about dual-band amplifiers.

1. はじめに第 5 世代移動通信システム (5G) のサービス開始を目前に控え、関連技術の研究開発・実証実験等が最終段階に入っている。また、3 ~ 4 GHz
帯などの低 SHF 帯から 28 GHz 帯などの高 SHF
帯へと段階的な導入が検討されており、特に、
準ミリ波・ミリ波帯の研究開発が引き続き進められている。さらに、5G では従来よりも格段に大容量化が要求されているため、高周波化・広帯域化に加え、複数帯域同時利用 ( コンカレン
ト動作 ) が必要になる。
無線通信システムに不可欠であるマイクロ波
電力増幅器にも当然上記の性能が求められることになるが、高周波化に対しては、受動デバイ
スと同様に周波数の増加に伴う挿入損失増加の影響を受けることに加え、トランジスタ性能の周波数上限の影響も受けることになり、高性能を保つことが困難になる。また、大容量通信を支える広帯域デジタル変調信号も電力増幅器の設計を複雑化する要因となる。さらに、複数帯域同時利用における非常に複雑な合成信号は、
電力増幅器の性能を著しく低下させる要因となる。
本稿では、先ず、コグニティブ無線などでも利用可能である、キャリア周波数を切り替えて使用することを前提とした、単一トランジスタを用いたマルチバンド・広帯域電力増幅器の基
礎的な設計の考え方について述べる。その後、
特に周波数変化に対して敏感である効率に関し、
マルチバンド化・広帯域化を実現する手法について述べる。さらに、コンカレント動作での問
題点について述べ、それを回避する手法の一例を紹介する。
2. マルチバンド・広帯域電力増幅器設計の基礎
電力増幅器の基本構成を図１に示す。単一トランジスタ ( 図は FET) に対して入出力整合回路が接続されることは通常の増幅器と同じである。
トランジスタ素子は、直流から最大発振周波数( fmax ) まで増幅可能であり、さらに、トランジ
スタの周波数特性は、トランジスタ内の寄生容量などの寄生リアクタンス成分の影響で変化を受け、電圧制御非線形電流源として等価的に表される真性部自体はほぼ周波数特性を持たない。
それに対し、受動素子で構成される入出力整合
回路は、周波数特性を有する無損失リアクタン
ス素子や分布定数素子で構成されることから、
この入出力整合回路での分散特性が増幅器の周波数特性を決めることになる。ここでは入出力整合回路の設計方針について述べる。

஢໺੢൒֎
ॗ‫ےݛ‬
20 mS
(50 Ω)

ȋǟǝǴӖ༲ ȃȤȮǳǴǺ ȋǟǝǴӖ༲హ໺ষ‫ݜ‬Ӗ༲

șȦǼȋȮȄ
or‫ܢ‬ખЏ০‫ڐ‬ࢽ໺ষ‫ݜ‬Ӗ༲

DC ~ fmax
Ư੢൒ҧ

ാҼ
20 mS
(50 Ω)

șȦǼȋȮȄ
or‫ܢ‬ખЏ০‫ڐ‬

図１ 電力増幅器の基本回路構成( マルチバンド・広帯域設計 )2.1 マルチバンド・広帯域整合条件
電力増幅器は非線形動作となる大信号領域での設計となるが、先ず、指標として、電力利得、飽和出力、効率、等々が最大となるように入出力整合回路を調整する必要がある。これらは両立できるとは限らず、設計目標の優先順位を定める必要がある。近年は、シミュレータをベースにトランジスタの大信号等価回路モデルを用
い、入出力終端インピーダンスを数値で走査して最適値を探すロード / ソースプルシミュレー
ションにより、入出力整合回路に要求される終端インピーダンスを得ることができる。これを周波数ごとに行えば、マルチバンドでの最適イ
ンピーダンス条件が求まる。また、この最適条
件が広い周波数範囲で実現できれば広帯域動作が実現される。
前述の通り、トランジスタの分散は真性部近傍の寄生容量等が原因であるため、最適条件はその寄生リアクタンス成分をキャンセルするよ
うに変化することになる。図２に簡易的に示したマルチバンド・広帯域整合の概念図を示す。
トランジスタを非線形電流源およびシャントのキャパシタで近似すると、それとの共役インピー
ダンス整合を考える場合、キャパシタを並列共振で打ち消すインダクタを接続し、周波数の変化に応じて値を変化させ、さらに非線形電流源のコンダクタンス成分 ( 有限値 ) と負荷抵抗のバランスをとることで周波数が変わっても最適条件を保つことができる。これを周波数毎に行
えばマルチバンド化ができ、周波数範囲で行え
ば広帯域化ができる。リアクタンスを含む受動f1

Zout ZLopt

ZLopt
f2
f2

ȃȤȮǳǴǺ

Zout
f1

図２ 簡易的に示したマルチバンド・広帯域整合の概念図

素子から構成される負荷回路は、通常、周波数の増加に対してインピーダンス軌跡がスミス
チャート上を時計回りに変化し、図２に示す最適負荷条件とは逆向きに動くことになる。従って、周波数の変化に対して最適条件を常に維持する回路の実現は難しい。つまり、広帯域動作
はマルチバンド動作をカバーすることになるが、当然、その分高度な技術が要求されることになる。なお、この例では、共役インピーダンス整
合を考えており、大信号での出力整合、利得整
合、効率整合など、指標に併せた調整とは厳密には異なるが、出力および利得に関しては、大信号での等価的なリアクタンスおよびコンダク
タンスを考えれば概念としてはほぼ同じである。
一方で効率に関しては、３章で詳しく述べるが、高調波の関与があるためもう少し複雑になる。
2.2 マルチバンド・広帯域整合
2.1 で述べた最適条件を実現する入出力整合回路を実現するためには、例えば一番簡単な２周波整合 ( デュアルバンド整合 ) を考えた場合、２つの動作周波数に対して各々最適なインピー
ダンスで終端させれば良いことになる。図３にデュアルバンド出力整合回路の構成例を示す。
図３(a) は整合回路をスイッチで切り替える方法の一例であり [1]、(b) はリアクタンス集中定数素子での構成例、（c）は分布定数線路での構成
例を各々示している。基本として、１つの周波数に対して２つの回路素子が調整用に必要であるため、デュアルバンド動作では４つの回路素子が必要となる。ただし、目標となるインピー
ダンスに応じて回路素子数を減らすことができる場合もある。図３の回路構成はあくまで一例
であり、目標値に応じて構成を工夫する必要がある。なお、図では出力側のみ示しているが、入力側も同様の構成となる。また、図ではバイアス回路を省略しているが、バイアス回路も DC
ブロックは２周波短絡、DC フィード ( チョークコイル等 ) は２周波開放など、２周波で機能さRL(a)/ ȥǝǪǺȮǴਬࠃ/ ൟര୩ঝਅ༲

RL

(b)

RL

(c)

図３ デュアルバンド出力整合回路の構成例

ZL
ZLopt

f1
f2

ZLopt

ZL

図４ デュアルバンド出力整合の例せる必要がある。
図４にデュアルバンド出力整合の一例を示す。
２段の L C はしご型回路では、インピーダンスは周波数の増加に伴い時計回り方向に図４の赤線上を移り、回路パラメータ調整により図のように小さな円を描くような軌跡を描かせることができる。このとき、目標の２つの周波数で、トランジスタの最適インピーダンス軌跡と交わる
ようにすることで、デュアルバンド整合が実現される。小円の大きさはパラメータ調整で変えることができ、また、段数を増やすことで小円を複数つくることも可能であり、３周波以上あるいは広帯域の整合へと拡張される。このような構成はフィルタ設計と類似しており、広帯域化に関する基本的な考え方は同じである。ただし、一般的なフィルタ理論では入出力が 50 Ω で終端されており、インピーダンス変換を含める
ように拡張された手法でも終端は実数値 ( 純抵抗 ) となっている。一方で整合回路は、トランジスタに対する最適終端インピーダンスが複素数であることからフィルタ理論をそのまま適用できず、フィルタ理論のさらなる拡張、あるいは近似的に近い実数値で回路パラメータを得て、それを初期値として調整を行う、などの工夫が必要となる。
3. 高効率マルチバンド・広帯域設計
高効率増幅器を実現するためには、トランジ
スタのドレイン端子 (FET 系 ) あるいはコレクタ
端子 ( バイポーラ系 ) での高調波を含むインピー
ダンス終端条件が重要となる [2]。電力増幅器の場合、抵抗は損失の原因となるため、入出力
整合回路はインダクタ、キャパシタ、伝送線路、等々、理想的には損失を含まない素子を用いる必要がある。これらの素子は、周波数特性を有しており、ある一つの動作周波数で設計を行え
ば、当然周波数が変わった場合に最適な終端条
件からずれることになる。特に、高効率化の場
合は高調波に対する終端インピーダンスも同時に最適化されているため、利得や出力電力などにくらべてその低下が顕著に現れる。従って、

マルチバンドで高効率を実現する場合、２章で説明した、多段構成による広帯域整合技術に加えて、高調波に対するマルチバンドインピーダ
ンス ( リアクタンス ) 調整も加わることになり、回路が非常に複雑となる。
一方で、広帯域に程々の高効率を実現する基本的な考え方として、J 級増幅器 [3] が提案されている。ここでは先ずこの J 級増幅器の基本的な動作原理について説明を行う。その後に、デュアルバンド高調波処理型の高効率増幅器の実例をいくつか紹介する。
3.1 J 級増幅器
理論効率 100% が達成可能な E 級 [4] および F
級 [5] 増幅器では、あるひとつの動作周波数における高調波を含むインピーダンス終端条件が決まっており、E 級の場合は、高調波に対して E
級動作用に出力端子に対してシャントに装荷されたキャパシタのリアクタンス成分のみとなり、
また、F 級の場合は、偶数次高調波に対して短絡、

VDC IDC

ZL

G

֏෭ౡ½‫ݗ‬ଳౡ¸¸¸ଳষӖ༲id (t)

Dυds (t)
S

DC
ȑȨǾǪ

RL

奇数次高調波に対して開放である。この条件を無損失回路素子で実現する場合は、前述の通り、その周波数特性から、複数の周波数で実現することは非常に困難となる。それに対し、理想最大効率が B 級増幅器と同じ 78.5% であるが、そのときのインピーダンス終端条件が唯一でなく、インピーダンスの範囲を持たせるような条件を数式で表現したものが、J 級増幅器の基本的な考え方である。
先ず、基となる B 級増幅器の動作について考える。最大効率を実現するドレイン端子における電流・電圧波形は図５(b) で示されるように、電流は半波整流波、電圧は下限が 0 V に接する正弦波となる。これらを各々式で表すと、]となる。これらの式では基本波が逆相となっており、消費電力が負となり、発生（基本波出力）を表すことになる。また、高調波は電流にしか存在しないため、高調波での消費は零である。
このときのドレイン効率は直流入力と基本波出力との比より、

I mVm 1 2 π= ≈ 78.5%
I mVm 2 π 4(a) 増幅器出力側の基本回路構成

id (a.u.)[2
4+ sin ω 0t −cos 2ω 0tπ
3π
44
cos 4ω 0 t −cos 6ω 0t −  (1)
−
15π
35π
υ ds (t ) = Vm (1 − sin ω 0t )(2)

id (t ) = I m(3)と求まる。また、このときのトランジスタに対する基本波終端インピーダンスはドレイン電流の負の値が負荷側に流れることになるため、

10υds (a.u.)

Z L ( jω 0 ) =

1

0
0

π

2π

ω t (rad)

3π4π(b) B 級増幅器の最大効率時電流・電圧波形

υds (a.u.)

β =1

1

β = –1

0
0

β =0

π

Ŗ‫צ‬2π

ω t (rad)3π4π(c) J 級増幅器の電圧波形
図５ 理想 B 級および J 級増幅器の電流・電圧波形

Vds ( jω 0 ) Vm=
− I d ( jω 0 ) I m(4)となり、また高調波は電圧が零であるため、短絡 (Z L ( jn w 0 ) = 0, n = 2, 3, … ) となる。
次に、J 級増幅器の動作について考える。最初の基本原理では 2 次高調波まで考慮している。
電流波形は B 級増幅器と同じ (1) 式で与えられる半波整流波とし、電圧波形を次式の様に拡張する。

υ ds (t ) = Vm (1 − sin ω 0t )(1 − β cos ω 0t )β
= Vm 1 − sin ω 0t − β cos ω 0t + sin 2ω 0t
2

[

]

(5)

ここで、b は –1 ≤ b ≤ 1 の任意変数である。b を変化させた場合の電圧波形を図５(c) に示す。bを変化させることで波形も変化しているが、変化の範囲内では常にトランジスタ動作領域である正電圧 (≥ 0 V) を保っている。このときのドレイン効率は、基本波出力に関して電流の sin 成
分と電圧の cos 成分が直交性より零となるため B
級増幅器と同じになり、また、直流入力も同じであり、さらに、2 次高調波での消費電力も同様に直交性から零となるため、結局 B 級増幅器と同じ値を保つことになる。このときのトランジ
スタに対する基本波終端インピーダンスは、

Z L ( jω 0 ) =Vds ( jω 0 ) Vm
(1 + j β )=− I d ( jω 0 ) I m(6)と表せる。また、2 次高調波に対しては、

Vds ( j 2ω 0 )V 3π= −j mβ
Im 8− I d ( j 2ω 0 )

Z L ( j 2ω 0 ) =

(7)

1.4

0.5

2.0

1.8

1.6

1.0

1.2

0.9

0.8

β = –1

0.6

0.7と純リアクタンスであり、高効率動作の条件である高調波リアクティブ終端 [6] が実現されていることがわかる。それ以上の高調波に対しては、B 級増幅器と同様に短絡となる。この条件をスミスチャート上 (Z 0 = 50 Ω) に示したものを図６に示す。式からもわかるように電圧と電流の

20

20

10

5.0

4.0

β =0
3.0

1.6
1.8
2.0

10

1.4

1.2

0.9
1.0

0.8

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.2

5.0

Z L ( jω 0 )β = –1

-0.2
-0.3

-4.0

0.1
0.1

4.0

-10

0.2

Z L ( j 2ω 0 )

β =1

-20

0.3

-0.1

3.0

Vm
= 50 Ω
Im

-5.0

0.4

β =0

-3.0
-1.8

-1.6

-1.4

-1.2

-1.0

-0.9

-0.8

-0.7

-0.6

-2.0

-0.5

-0.4

β =1
1.4

2.0

1.8

1.6

1.2

5.0

10
20

20

5.0

4.0

β =0
3.0

1.6
1.8
2.0

1.4

1.2

0.9
1.0

0.8

0.7

0.6

0.5

0.4

0.3

0.1
0.2

4.0

Z L ( jω 0 )

VGG

-10

0.2

0.1

3.0

-20

0.3

Z L ( j 2ω 0 )

β =1

10

1.0

0.9

0.8

0.6
0.5

Vm
= 100 ΩIm

β = –1-0.2-0.3

デュアルバンド
2倍波リアクティブ終端処理回路

-4.0

0.4
-0.1

β = –1

3.2 デュアルバンド高調波処理
３章の冒頭で述べたように、基本波マルチバ
ンド整合に加え、高調波に対するマルチバンド
リアクティブ終端処理を行えば、マルチバンド
高効率動作が可能となる。ここでは先ず、２次高調波処理まで処理を施したデュアルバンド高効率増幅器の実例を紹介し、設計上の注意点について述べる。
図７に分布定数回路で構成された 2.1/2.6 GHz
デュアルバンド高効率増幅器 [8] の回路図を示す。トランジスタの入出力両側の直近に２周波分の２倍波を処理する回路が接続されており、その後に２周波分の基本波整合回路が接続されている。このように、高調波分だけ追加でスタ

-5.0

0.7

(a) Vm / Im = 50 Ω の場合

β =0

振幅の比は調整パラメータとすることができる。
図６(a) の比を 50 Ω とした場合、b = 0 の B 級動作では、終端インピーダンスが基本波は 50 Ω、2次高調波は短絡となり、b の変化に応じて回りが逆の方向に各々変化することになる。図６(b) の比を 100 Ω とした場合も同様に変化し、ただし、比が増加した分、基本波インピーダンスは定抵
抗円が 100 Ω となり、また、2 次高調波の範囲が(7) 式より広がることになる。
終端インピーダンスを実現する無損失調整回路を考える場合、高調波に対しては、純リアク
タンス終端を実現する回路は、リアクタンス回路の性質よりリアクタンス分が周波数増加に対して常に単調増加するため、スミスチャートの外周を常に時計回りに変化することになる。従って、周波数の変化と b の変化とを併せるように
基本波終端インピーダンスを調整すれば、広帯域で B 級増幅器の上限効率を維持する J 級増幅器が実現可能となる。ただし、前述の通り、基本波と 2 次高調波では b に対する変化が逆回りであるため、基本波広帯域整合には工夫が必要となる。
以上が J 級増幅器の基本的な考え方であるが、更なる高効率化を目的に、この考え方を F 級増幅器に拡張とした Continuous Class-F が提案されている [7]。

ZL

-3.0
-1.8

-1.6

-1.4

-1.2

-1.0

-0.9

-0.8

-0.7

-0.6

-2.0

-0.5

-0.4

β =1

(c) Vm / Im = 100 Ω の場合
図６ スミスチャート上 (Z 0 = 50 Ω) に示した J 級増幅動作における終端インピーダンスの変化の様子

RF
Input

VDD

RF
Output

ZS
デュアルバンド基本波整合回路

図７ 2.1/2.6 GHz デュアルバンド高効率増幅回路

ブが必要になり、構造が大きくなる。また、入力側でも２倍波を処理することが高効率化に寄与することが知られている [9]。
回路の構造が大きくなると、特に出力側で挿入損失の効率への影響に注意する必要がある。
図８に、２次高調波の処理の順番を入れ替えた
場合の、基本波整合回路のインピーダンス軌跡の様子を示す。図８(a) に示す 2 次高調波処理回
λ /4
@2f2
or
@2f1

ZL

Z’L

Z’L
f2

基本波
整合回路

f2 = 2.6 GHz
f1 = 2.1 GHz

λ /4
@2f1
or
@2f2

f1

50 Ω

f1

Z’L

f2

(a) 青 : 2f2 を先に処理、赤 : 2f1 を先に処理
Z2

Z1

高調波
処理回路
Z ʼL

Z3

50 Ω

2.1 GHz

2.6 GHz

Z ʼL

Z ʼL

Z1
Z3

Z2

Z1

Z2

Z3

(b) 2f2 を先に処理した場合の基本波整合
V DD

Z4

Z2

Z1

高調波
処理回路
Z ʼL

Z3

50 Ω

2.1 GHz

VGG

2.6 GHz

VDD

Z4

Z1
Z2
Z ʼL

路では、主線路上に各々の周波数での l /4 開放
端スタブを接続して短絡点を作り、リアクティ
ブ終端を実現している。その際、後段の回路は前段のリアクタンスの影響を受けるため、損失の影響を受けやすくなる。通常は周波数が高い方が損失が大きいため、前段を高い周波数用の回路とした方がバランスが取れる。しかしながら、周波数の間隔や、目標となる最適リアクタ
ンス値によって実現の容易さが変わるため、実際は試行錯誤が必要となる。
さらに、その後の基本波整合への考慮も必要となる。図８(a) の例では、処理の順番を変えた
場合に各々の基本波整合回路に求められるイン
ピーダンスを示している。図より、高い方の高調波を先に処理した方は、目標値がスミスチャー
トの左側、つまり低インピーダンス領域に寄っているのに対し、低い方を先に処理した方は、f2に対しては高インピーダンス側に、f1 に対しても少し内側に入っている。前者の基本波整合を実現する回路を図８(b) のように構成した場合、どうしても低インピーダンス領域を多く通過する必要があり、そこでは低電圧・大電流となるた
め損失の影響を受け易くなる。実際に損失を含む回路シミュレーションを行うと、f1 = 2.1 GHz
で 0.9 dB、f2 = 2.6 GHz で 0.83 dB の挿入損失となった。一方で、後者の基本波整合を実現する回路を図８(c) のように構成した場合、特に f1 の場合には低インピーダンス領域を回避でき、f2 の場合も少し内側を回る程度であったため、シミュレーションより、f1 = 2.1 GHz で 0.35 dB、f2 = 2.6 GHz
で 0.45 dB と挿入損失が軽減された。これは 5%程度の効率改善に繋がる。
図９に実際に試作された 2.1/2.6 GHz デュアルバンド GaN HEMT 増幅器の写真を示す。また、
図 10 にその諸特性を示す。図より、効率特性において、２つの周波数で高効率特性が得られて

Z1
Z2

Z4

Z3

Z ʼL

Input

OutputZ3(c) 2f1 を先に処理した場合の基本波整合

図８ ２次高調波の処理の順番を入れ替えた場合の基本波整合回路のインピーダンス軌跡

GaN HEMT(Cree: CGHV1J006D)

Megtron6 (Panasonic)
ε r : 3.7, tanδ : 0.002
ᇶᯈཌ : 0.75mm

図９ 2.1/2.6 GHz デュアルバンド GaN HEMT 増幅器

᭱኱௜ຍ㟁ຊຠ⋡ PAE ࠊ᭱኱ࢻࣞ࢖ࣥຠ⋡ η D [%]ฟຊ㟁ຊ [dBm]ࠊ㟁ຊ฼ᚓ [dB]80Ⅼ⥺㸸㟁☢⏺ࢩ࣑࣮ࣗࣞࢩࣙࣥ
ᐇ⥺㸸 ᐃ⤖ᯝ

70
60

η max
PAE max

50
40
30
20
10
45

ฟຊ㟁ຊ

40
35
30
25
20

฼ᚓ

15
10
5
0

2

2.1

2.2

2.3
2.4
࿘Ἴᩘ [GHz]

2.5

2.6

2.7

図 10 試作増幅器の効率・出力・利得の周波数特性ȂȠǝȦȋȮȄ
ō½Ŏ࠰‫ݗ‬ଳౡ໊ࣕ
flo1
or
fhi1

Zxin
Zyin

1.0

いることがわかる。一方で、出力および利得に関しては比較的広帯域で平坦な特性が得られている。図 11 に実測した負荷インピーダンスの軌跡およびロードプルシミュレーションによる出力と効率の等高線を示す。なお、等高線は f1 に関して行ったものであるが、前述の通りトラン
ジスタ自体の周波数特性は寄生容量が主に影響し、今回の動作周波数に対して比較的小さい値であるため、f1 と f2 とでは比較的近い特性となっている。図 11 より、高い効率が得られる領域は比較的狭いのに対し、出力は最高点からの低下
が比較的緩やかである。また、インピーダンス
軌跡が効率に対しては低下が大きい領域を通り、出力に対しては最高点を取り囲むように変化している。出力と利得は比較的近い傾向となるため、以上の結果として、図 10 に示す特性の違いがでたものと考えられる。
次にデュアルバンドで３次高調波まで処理を行った 4.5/4.9 GHz 帯増幅器 [10] の例を示す。高調波の処理次数を 2 次から３次までに増やすと、動作状態によるが 3 ~ 5% 程度の効率改善が見込める。しかしながら前述の通り回路が大きくな
り挿入損失が増える。そこで、図 12 に示すように、Ｔ型の開放端スタブを主線路に接続し、１つのスタブで２つの高調波を短絡する構成を採用した。図 13 に２つのスタブを並列接続した場
合の合成インピーダンスの特性を示す。Ｔ型ス
タブ各線路長を適切に設定することで、各々の２次および３次高調波において、短絡状態が得られていることがわかる。また、この原理を元に設計した回路の電磁界シミュレーション結果
も、同様に各高調波をほぼ短絡状態にできていることがわかる。
図 12 の回路構成において、Ｔ型スタブの各線
路長は高調波設計で定まるが、特性インピーダ
ンスが変わっても短絡条件には影響を与えない。
そこで、特性インピーダンスをデュアルバンド
基本波整合の調整パラメータとして用いている。
Ｔ型スタブにより主線路上の１点で計４つの高調波に対する短絡条件は満たされているが、トランジスタに対する最適リアクタンス条件を➼ฟຊ⥺
1 dBmẖ

ZL

➼ຠ⋡⥺
4%ẖ

f1

ȂȠǝȦȋȮȄ
֏෭ౡষ‫ݜ‬図 12 Ｔ型開放端スタブを用いて各々３次高調波まで処理を行った 4.5/4.9 GHz 帯増幅器の出力側回路構成‫߬ڐ‬

図 11 実測した負荷インピーダンス軌跡およびロード
プルシミュレーションによる出力・効率の等高線|Zxin Zyin / (Zxin + Zyin)| [Ω]

10
20

5.0

2.0

1.0
-1.0

0.5

f2
50

஢࠶ӧǲȚȠȧÓǲȢȮ

4.9

9.8

14.7

40
30
20
10
0
4.5

9

13.5

18

ࢍౡঝ [GHz]

図 13 ２つのＴ型開放端スタブの並列接続による２次および３次高調波の短絡特性

9.0
4.9
4.5

4.5
9.8

9.0

4.9
9.8

‫ܑݗ‬໓໹Џ*஢࠶ӧǲȚȠȧÓǲȢȮ ॗ‫ےݛ‬੩ǟȮȏôǻȮǴ , ZS
੯୩(૒ϳ: GHz)
9.0*ܑ໓70ĊϱरưƲǓ
9.8໹ЏºƧƨƟ¹ԇÐ 14.7
4.9
ઁƶࢍౡঝǚ‫ޚ‬உ૮
9.0
4.5
9.8
ưƟƧष‫ݜ‬ƶ໹Џǚ
4.9
ഒơº
4.5

13.5
13.5

14.7

ാҼ੩ǟȮȏôǻȮǴ , ZL

図 14 効率 70％以上となるインピーダンス範囲（シミュレーション）

VGG

VDD

ZS

ZL
RFout

RFin
GaN HEMT(Cree: CGHV1J006D)

図 15 試作 4.5/4.9 GHz 帯 GaN HEMT 増幅器
ࡑਅ¾੯୩
౤ਅ¾ǲȚȠȧÓǲȢȮ

80

ηD MAX

70

70
60

60

PAEMAX

50

50

Pout

40

40

VDD = 40 V
VGG = -2.5 V(੯୩)= -2.8 V(ǲȚȠȧÓǲȢȮ)

30
20

30
20

PAEMAX, η D MAX [%]80໅௻ [dB], Pout [dBm]@Pin = 27 dBm

４つ同時に満足させる必要がある。図 14 に、効率が 70％以上となる各基本波インピーダンスおよび各高調波リアクタンスの範囲をシミュレー
ションにより求めた結果を示す。なお、シミュ
レーションでは、複数の周波数に対して同時に範囲を走査することが困難であるため、先ず、効率最高となる最適条件を求め、そこを基準に１点ごとに走査を行っている。従って、示した条件の範囲内では 70％以下になる可能性もある。
図 14 より、高調波に対して高効率を得られる
リアクタンスの範囲が比較的広いことがわかる。
このことは、リアクティブ終端が保たれている
限り、比較的高効率が保たれ易いことを表している。そこで、４つの高調波を最適値に合わせるためには図 12 のトランジスタと高調波短絡点との間に特性インピーダンスと線路長が異なる
４つの線路を４段に縦続接続して調整する必要があるが、そうではなく、ある程度以上の高効率動作を見込んで回路素子を２段に省略して調整を行っている。これにより、挿入損失による効率低下を軽減できる。
図 15 に実際に試作された 4.5/4.9 GHz 帯 GaNHEMT 増幅器の写真を示す。なお、各入出力回
路インピーダンスの測定結果を図 14 に併せて示している。また、図 16 には各周波数特性を示している。図 16 より、シミュレーションでは効率

໅௻
10

10

0
4.3

4.4

4.5

4.6

4.7

4.8

4.9

5.0

0
5.1

ࢍౡঝ [GHz]

図 16 試作増幅器の効率・出力・利得の周波数特性の２周波特性が得られているが、測定ではシミュレションより少し高周波側にずれ、かつ間の落
ち込みが無くなっている。これは、高調波処理のリアクタンス特性で、短絡間に存在する開放（高リアクタンス）特性が損失により低く抑えられ、間の周波数でもリアクタンス終端特性がそこそこ保たれたためと考えられる。結果として高効率広帯域特性が得られている。
4. 多周波同時増幅（コンカレント動作）
前章までは、周波数を切替えて使う場合のデュアルバンド動作を想定したものであるが、１章で述べたように、今後、２つ以上の周波数を同時に扱う（コンカレント動作）要求が出てくる。
増幅器において線形動作であれば周波数干渉がな い た め 前 章 の 手 法 で も 問 題 な い が 、電 力 増
幅器は大信号動作が前提であるため、特に線形性において大きな問題が生じる。この対策としてコンカレント動作下でのデジタルプレディス
トーション技術に関する研究も進められているが [11]、ここでは、増幅器構成を変更すること
で線形性の問題を解消する方法について述べる。
図 17 に、デュアルバンド増幅器をコンカレン
ト動作させた場合の出力信号のスペクトラムの概要を示す。また、併せて提案構成の場合も示す。

f1

f2
2 ࿘Ἴྠ᫬ධຊ
f
2 ࿘Ἴ
ᩚྜ

2 ࿘Ἴ
ᩚྜ

f1, f2

f1, f2ࢹࣗ࢔ࣝࣂࣥࢻቑᖜჾ
㸦ᗈᖏᇦቑᖜჾ㸧
f2

f1

f1 f2
f1 - f2
f1+ f2
f1 f2 2f
2f
1

2f1- f2
2f2 - f1
2f2 - 2f1
3f1 - f2

f1

f2

4f1

2

3f1
2f2+ f1
2f1+ f2
3f2 - f1

f2
2f1

2f2

4f1

3f1

f2
f1

f1

f

f

㸸ศἼᶵ⬟ࢆ᭷ࡍࡿධฟຊᩚྜᅇ㊰ᥦ᱌ᵓᡂ

図 17 コンカレント動作時の出力スペクトラム

２つの周波数を同時に増幅する場合、変調波の場合と同様に、トランジスタ内の非線形要素が元で図に示すように多数の周波数成分が発生する。このように、入力した周波数の整数倍の和や差の周波数成分が生じる現象を相互変調と呼ぶ。また、その中で入力した信号と同じ周波数となるものが存在し、相手側の影響を含む成分
を混変調と呼ぶ。混変調は奇数次の非線形性により生じる。ここで、２つの入力信号を

υ in = A sin ω 1t + B sin ω 2t

(8)と、各々任意の振幅 A、B の正弦波の和で表した
とき、非線形増幅による出力は、

υ out = V0 + k1υ1 + k2υ 22 + k3υ 33 + k4υ 44 +

• • •

(9)

と、直流、線形項、そして２乗以上の非線形項の和で表すことができる。ここで３次の非線形成分を計算すると、

k3υ in3 =k(3A 3 + 6 AB 2 ) sin ω1t[4+ ( 3B 3 + 6 A 2 B ) sin ω 2t +• • •] (10)となり、入力周波数と同じ成分において、下線部分に各々相手側の振幅が含まれていることがわかる。この成分が混変調を表す。
２信号同時入力の場合、変調波の相互変調とは異なり、２つの周波数間隔に応じて相互変調
成分が互いの周波数に近接しない場合もあるが、互いの動作周波数に完全に重なる混変調成分は必ず影響することになる。２つの信号間は独立しており、その強度が大きく異なる可能性もあるため、その場合、強度が弱い方が大きく妨害されることになる [12]。
この相互変調および混変調を回避する方法として、図 17 の下側に示した様な構成が考えられる。考え方は単純で、各々の帯域を増幅するシングルバンド増幅器を構成し、その際に、各々の入出力整合回路を相手側の帯域に対して開放となるように設計し、相手側の信号の入力を防ぐ、という方法である。この場合、図のように直接並列接続することができる。この構成だと、原理上は相互変調および混変調を完全に防ぐことができ、出力スペクトラムは各々の信号の周波数およびそれらの高調波のみとなる。また、各々高調波処理をして高効率化を図ると、高調波成分も抑制されることになる。なお、図 17 の上側の構成でも前章のマルチバンド高調波処理
で高調波は抑制されるが、和は差などの周波数成分はそのまま出力されてしまう。
図 17 の２つの構成を比較すると、入出力回路
において、上側は２周波整合回路、下側は相手帯域開放等々の工夫が必要となり、結果、下側の回路の方が多少大きくなる可能性がある。一方で、トランジスタに関しては必要なサイズが異なる。図 18 に、各々の構成に対して等振幅の２つの周波数の異なる信号を同時に入力した場合の時間波形を示す。異なる周波数の波を重ね合わせると唸り ( ビート ) が生じ、電圧振幅の最大値が２倍まで振れることになる。これをそのまま増幅する場合、この最大部分まで増幅するためには、１信号入力時と比較して瞬時的ではあるが電力で４倍まで扱える必要がある。一方で、下側の構成のように分波すると、各々の振幅が入力されるため、各々１信号入力の振幅対応で良い。従って、図 18 に示したようにトランジスタのサイズは単純計算でトータルで提案

2Vmax

2 ࢍౡ
ষ‫ݜ‬

2 ࢍౡ
ষ‫ݜ‬

f1, f2

f1, f2

f1 + f2tȂȠǝȦȋȮȄ੢൒֎á‫ܢ‬ખЏ੢൒֎â

(a)
Vmax
f1
f2

f2

2Vmax
୲ϭܲ঵

f1 + f2
t

f1
Vmax
f2

(b)
図 18 コンカレント動作時の波形の様子

f1

構成がデュアルバンド構成の半分ですむことになる。
以上の様に、提案構成では回路サイズは多少大きくなる可能性があるが、トランジスタサイ
ズの観点では有利であり、最初に述べた様に線形性の点では大きく有利である。
図 19 に、提案手法の検証として、4.5 GHz 帯
および 8.5 GHz 帯の各々の高効率 GaN HEMT 増
幅器を分派器を介して接続した増幅器を示す。
VGG1
຋ൟખЏ
ࣩ‫׫‬

VDD1
຋ൟખЏ
ࣩ‫׫‬

4.5 GHz ખ੢൒֎

RFin

RFout
8.5 GHz ખ੢൒֎GaN HEMT(Cree: CGHV1J006D)

VGG2

VDD2

図 19 4.5/8.5 GHz 帯コンカレント動作用高効率
GaN HEMT 増幅器 [13]40ࢽ໺஢໺ [dBm]

30

80

Pout

20

60

ηD
PAE

10

40

PAE

f1 = 4.49 GHz,
f2 = 8.42 GHz, 20
VDD1&2 = 40 V,
VGG1 = -2.52 V,
VGG2 = -2.8 V

0-10

PAE, ȄȧǟȮܑ໓,ηD [%]ࡑਅ: f1
౤ਅ: f2

0

-10

0

10

20

30

40

హ໺஢໺ [dBm]

図 20 ２周波同時入力時入出力・効率特性測定結果
60f1ࢽ໺஢໺ [dBm]40

Pin@f1 = 29 dBm
Pin@f2 = 32 dBm

f2

20
2f1

f2-f1

0

3f1

2f2
5f1

4f1

-20
-40
-60
0

5

10

15

20

25

ࢍౡঝ [GHz]

図 21 飽和出力近傍での出力スペクトラム測定結果

また、図 20 に各々の帯域に同時に信号を入力した際の入出力・効率特性の測定結果を、そして、
図 2 1に飽和出力近傍での出力スペクトラムの測定結果を示す。図 20 に示す特性は、各々単体増
幅器として動作させた場合の特性と比較し、ほぼ変わらない特性となり、信号間の干渉の影響は確認されなかった。また、図 21 の結果より、
飽和動作付近でも相互変調成分が信号成分と比較して –38 dB 以下と、十分に抑制されていることが確認された。
本検証では、50 Ω 系の増幅器と分波器とで構成されているが、MMIC 上で分波機能を入出力整合回路に埋め込み小型化を図った増幅器の報告も行っている [14]。
5. まとめマイクロ波電力増幅器に関して、前半ではマルチバンド・広帯域電力増幅器設計の基本的な考え方に関して説明を行った。また、マルチバ
ンド・広帯域の高効率化に関して、近年よく報告されている J 級増幅器の基本的な考え方について説明を行い、後半では、実際のデュアルバ
ンド増幅器の例を紹介し、設計の注意点等について示した。また最後には、コンカレント動作
での線形性の問題点について述べ、それを回避する例を示した。今回、頁の都合で省略した部
分がいくつかあるが、講演において、時間の許す限り詳しく説明を行う予定である。
参考文献[1] A. Fukuda, et al., IEEE Microw. Wirel. Compon. Lett.,
vol. 14, no. 3, pp. 121Ð 123, Mar. 2004.
[2] 石川，MWE 2016 基礎講座，FR1B，Dec. 2016.
[3] S. C. Cripps, RF Power Amplifiers for Wireless Communications, 2nd ed. Norwood, MA: Artech House, 2006.
[4] N. O. Sokal, et al., IEEE J. Solid-State Circuits, vol. SC10, pp. 168–176, Jun. 1975.
[5] F. H. Raab, IEEE Trans. Microw. Theory Techn., vol. 45,
no. 11, pp. 2007–2012, Nov. 1997.
[6] M. Kamiyama, et al., IEEE Microw. Wirel. Compon.
Lett., vol. 22, no. 6, pp. 315–317, Jun. 2012.
[7] V. Carrubba, et al., IEEE Trans. Microw. Theory Techn.,
vol. 59, no. 5, pp. 1294–1303, May 2011.
[8] J. Enomoto, et al., Proc. 2014 European Microw. Conf.,
pp. 1488–1491, Oct. 2014.
[9] T. Yao, et al., Proc. Asia-Pacific Microw. Conf., pp. 745–
747, Nov. 2013.
[10] Y. Takagi, et al., Proc. 2017 European Microw. Conf., pp.
468–471, Oct. 2017.
[11] Y. Ma, et al., IEEE Trans. Microw. Theory Techn., Vol.
63, pp. 3164–3174, Oct. 2015.
[12] A. Maruyama, et al., Proc. Asia-Pacific Microw. Conf.,
DOI: 10.1109/APMC.2017.8251619, Nov. 2017.
[13] J. Enomoto, et al., Proc. 2016 European Microw. Conf.,
pp. 1075–1078, Oct. 2016.
[14] R. Ishikawa, et al., 2017 IEEE MTT-S Int. Microw.
Symp. Dig., DOI: 10.1109/MWSYM.2017.8059072, Jun.
2017.