A1-1

可変界磁 PM モータの運転性能を向上する空間ベクトル変調の検討
山田幹太＊，野口季彦（静岡大学）

Space Vector Modulation to Improve Operation Performance of Adjustable Field PM Motor
Kanta Yamada, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)

Sv1よる駆動回路を提案してきた 。本稿では，デュアルインバー

Su2

Sw2

Sw148

Sv2iu+iz/30

変界磁 PM モータと Fig. 1 に示すデュアルインバータ方式に
(1)

INV2

vn2

iv+iz/3
Edc
2iw+iz/3

Fig.1. Dual inverter system.

ーションを通して運転性能の向上を確認したので報告する。

(110)(000)’ … +2/3Edc(000)(001)’ … −1/3Edc(010)(011)’ … −1/3Edc

２．PM 磁束の脈動を低減する空間ベクトル変調

2.32.22.1

Subharmonic
Conventional SVM
Proposed SVM

0.08
0.06
0.04
0.02
0.00

01234

適切に組み合わせて選択し，vn2 の制御周期偏差を 0 V にする。

-1010-axis current (A)

234(110)(001)’ … +1/3Edc(100)(001)’ … 0(110)(011)’ … 0(100)(011)’ … −1/3Edc

#1
V0out

V0in
(100)(000)’ … +1/3Edc(000)(011)’ … −2/3Edc(101)(001)’ … +1/3Edc(100)(111)’ … −2/3Edc(111)(011)’ … +1/3Edc(110)(010)’ … +1/3Edc

89 10

2.3
2.2
2.1

Subharmonic
Conventional SVM
Proposed SVM

0.080.06
0.04
0.02
0.00

012345678

9 10

2.3
2.2
2.1

Conventional SVM
Proposed SVM

0.08
0.06
0.04
0.02
0.00

0123Order< 2.2 > nm = 6000 r/min.

45678

9 10Order< 2.3 > nm = 8400 r/min.

FFT results of 0-axis current.

Table 1. Comparison of total harmonic distortions.
Modulation method
Subharmonic
Conventional SVM
Proposed SVM

nm=3600 r/min
1.16
1.27
0.725

nm=6000 r/min.
0.670
0.772
0.459

nm=8400 r/min.
Over modulation
0.394
0.347

0 V である。よって，V0out の出力時に発生する vn2 を打ち消すように，V0in を出力する(100)(000)’と(100)(111)’を適切に組み合わせて選択することで，vn2 の制御周期偏差を 0 V にできる。
変調率 0.866 ≤ m < 1 時の SVM 法< 2・2 >の SVM 法は，(V0in の出力時間) ≥ (V0out の出力時間)に限定されるため，m ≥ 0.866 では適用できない。そこで，V0inを出力するスイッチング状態には (100)(000)’のみを選択し，vn2 の制御周期偏差を低減しつつ，電圧利用率を改善する。

３．シミュレーションによる運転性能の確認
Fig. 4 に各変調方式を適用したときの i0 の FFT 結果を示す。

0.50.4
0.3
0.2
0.1
0.0

Subharmonic
Conventional SVM
Proposed SVM

0 1

2 345 67 89 10363534
0.50.40.30.20.10.0

Subharmonic
Conventional SVM
Proposed SVM

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Order3635340.5
0.4
0.30.20.1
0.0

Conventional SVM
Proposed SVM

0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10Order< 2.1 > nm = 3600 r/min.

Fig.5.

d-axis flux linkage [mWb]

択するが，V30out を出力するスイッチング状態では vn2 は常に363534d-axis flux linkage [mWb]

変調率 0.5 ≤ m < 0.866 時の SVM 法#2 の領域では v* を出力する際に（V0in，V0out，V30out）を選＜２・３＞

7Fig.4.

d-axis flux linkage [mWb]＜２・２＞

6< 2.1 > nm = 3600 r/min.

選択する。ここで，Vz を出力するスイッチング状態を V0in，値となるように制御する。つまり，(111)(000)’と(000)(111)’を-2#2Order善を図る。Fig. 3 に示した#1 の領域では（Vz，V0in，V60in）を
V60in の出力時に発生する vn2 が制御周期平均で 0 軸電圧指令50-axis current [A]0-axis current [A]は i0 に重畳し，Fig. 2 に示した関係に基づき PM 磁束 Ψf の脈領域を囲む 3 つの電圧ベクトルを選択することで THD の改Δi0

Fig.3. Principle of proposed SVM.

スイッチング状態により決定する vn2 に含まれる高調波成分

提案法では，αβ 軸電圧指令値 v* を出力する際に v*の存在-3V30outθVzス，相互インダクタンス，Edc は直流バス電圧である。(1)より

変調率 0 ≤ m < 0.5 時の SVM 法ΔΨf28v*(000)(000)’ … 0 (001)(001)’ … 0(010)(010)’ … 0 (011)(011)’ … 0(100)(100)’ … 0 (101)(101)’ … 0(110)(110)’ … 0 (111)(111)’ … 0(000)(111)’ … −Edc (111)(000)’ … +Edc

ここで，Rz，Lz，Mz は変調巻線の抵抗，自己インダクタン＜２・１＞

V60outV60in

3vn 2 Rz  p  Lz  M z  i0  E3dc  Su1  Sv1  Sw1  Su 2  Sv 2  Sw2  (1)2となるため，vn2 に含まれる高調波成分を低減する必要がある。

33

Fig.2. PM flux linkage.

(110)(111)’ … −1/3Edc(111)(001)’ … +2/3Edc(100)(101)’ … −1/3Edc

Fig. 1 の INV2 直流バス中性点電位 vn2 は下式で表される。

動を引き起こす。Ψf の脈動はトルクリプルや鉄損増加の原因

38

23-4タのスイッチング状態の冗長性を利用し，i0 の 3 次周波数成分を低減する空間ベクトル変調（SVM）を提案し，シミュレ

Analysis value
Approximated value

430-axis current [A]

筆者らは運転領域の拡大を目的に 0 軸電流 i0 を利用した可Su1Edc
2

Modulationwindings

PM flux linkage (mWb)

Adjustable field
PM motor

INV1

１．はじめに< 2.2 > nm = 6000 r/min.

Order< 2.3 > nm = 8400 r/min.

FFT results of d-axis flux linkage.

大幅に低減できることがわかる。また，Table 1 に U 相巻線電圧の THD，Fig. 5 に Fig. 4 の i0 を可変界磁 PM モータに通流したときの d 軸磁束鎖交数（= Ψf）の FFT 結果を示す。以上の結果より電圧利用率を低下させずに，THD の改善と PM 磁束の高調波成分の低減を同時に実現し，i0 を用いた可変界磁PM モータに適した提案法の優位性を確認することができた。

ここで，直流バス電圧は 150 V，0dq 軸の各電流指令値はそれ
ぞれ 2.2 A，0 A，50 A である。同図より提案法を適用するこ文とで従来法（Vz と Vout のみを選択）よりも 3 次周波数成分を(1) 山田他：モータドライブ/家電・民生合同研究会, MD-22-059.

献

令和4年度 電気・電子・情報関係学会東海支部連合大会（2022年8月29日年30日 中部大学（オンライン開催））