電気学会論文誌●（●●●●●●●部門誌）
IEEJ Transactions on ●●●●●●●●●●●●●●●
Vol.●● No.● pp.●-●●
DOI: ●.●●/ieejeiss.●●.●

消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2013.06.18
論文

溶接電源に向けた N 相インターリーブ降圧コンバータの制御応答性の検討
正

員

橋本

裕志＊a)

学生員

正

員

日下

佳祐＊＊

上級会員

桐

嘉伸＊＊

伊東 淳一＊＊

Control response of N-phase interleaved buck converter for welding power supply.
Hiroshi Hashimoto＊a), Member, Kashin Kiri＊＊, Student Member,
Keisuke Kusaka＊＊, Member, Jun-ichi Itoh＊＊, Senior Member（2020 年 12 月 2 日受付，2021 年 2 月 26 日再受付）

An N-phase interleaved converter was analyzed here to improve the current control performance of a welding power
supply. Consequently, it was found that the collective current control method of the N-phase interleaved circuit has acurrent control response closing to that of a single-phase converter circuit with N times carrier frequency and 1/N
output inductance. This method reduces the accumulated energy of inductance to 1/N and lowers the heat generationof the device, which can contribute to the miniaturization and higher performance of the welding power supply.
キーワード：インターリーブ降圧コンバータ，インダクタ，溶接電源，むだ時間，応答性能

Keywords：interleave buck converter, inductor, welding power supply, dead time, response performance1.

一般的に多相インターリーブ化によって，等価的なスイはじめにッチング周波数が上がるため，降圧コンバータの応答性能

近年のパワー半導体素子の進化や制御 CPU 処理能力の増が改善すると考えられている。例えばインターリーブ降圧大に伴い，アーク溶接電源では，装置の小型化や溶接品質のコンバータのサンプリング周波数を 2 倍に上げデッドビー向上を目的として，高速応答が求められており，インバータ

ド制御することで応答性能を向上させる方法が提案されてのスイッチング周波数の向上，サンプリング周期の短縮化

いる(4)。 また，多相インターリーブ降圧コンバータをスラが進んできている(1)。一方，自動車やサーバー機器向けなど

イディングモード制御することで応答性能を向上させる方の大電流 DC 電源回路において，インダクタやコンデンサな法が提案されている(5)。これらはいずれも出力電圧応答を改どの回路素子の小型化やリプル電流低減，制御性能向上を善することを目的としているが，インターリーブ化による目的としたインターリーブ降圧コンバータ回路が検討され

出力インダクタンスの低減効果と目標値応答性と負荷応答ている(2)(3)。インターリーブ降圧コンバータは，単相降圧コ性については十分に検討されていないと思われる。

ンバータを並列接続し，それぞれのスイッチング位相を意

本論文では十分に高速な制御応答を実現することと，イ

図的にずらすことによって，出力コンデンサにおける電流

ンダクタの低減にはトレードオフがあることを示し，イン変化を相殺し，電流リプルを低減できる。また電流リプルを

ターリーブ化によるメリットを制御の観点から定量的に明同等とした場合，インダクタのインダクタンスを小さくしらかにする。さらにインダクタ電流を一括して制御する場て，機器をさらに小型化することができる。

合（一括電流制御）と各インダクタの電流を個別に制御する
場合(個別電流制御)を検討し，同一の設計指針に基づいた場

a) Correspondence to: Hiroshi Hashimoto. E mail:hashimoto.hiroshi@kobelco.com＊
株式会社神戸製鋼所〒651-2271 兵庫県神戸市西区高塚台 1-5-5
Kobe steel,Ltd.
1-5-5, Takatsuladai Nishi-ku, Kobe, Hyogo 651-2271, Japan
＊＊
長岡技術科学大学〒940-2188 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
Nagaoka Univercity of Technology.
1603-1, Kamitomioka, Nagaoka, Niigata 940-2188, Japan© 200● The Institute of Electrical Engineers of Japan.

合，一括電流制御をすることにより応答性が向上することを明らかにする。
本論文の構成は次のようになっている。まず第 2 章では溶接電源の特徴を述べ，多相インターリーブ降圧回路を付加して溶接電流の制御応答をさらに向上させる回路構成を示す。第 3 章では多相インターリーブ降圧回路の詳細動作を述べ，制御器の設計を示し，応答をボード線図で議論す1

インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）

3.

る。第 4 章ではシミュレーションによって，多相インターリーブ降圧回路のインダクタによる制御応答の違いと電流制
御方法による制御応答の違いを，ボード線図と動作波形で

図 3 に多相インターリーブ降〈3･1〉基本回路と動作示す。最後に実験によって，4 章のシミュレーション結果の

圧コンバータの基本構成要素である単相降圧コンバータ回

妥当性を確認する。

2.

インターリーブ降圧コンバータ回路仕様と制御方法

路図と制御ブロック図ならびに制御タイミングチャートを

溶接電源の構成示す。本回路は出力部に平滑コンデンサを持たず，負荷電流すなわち出力インダクタ電流を制御する。電流センサで検図 1 に一般的な溶接電源の構成を示す。溶接電源は一次出されたインダクタ電流 ILoad は，キャリア三角波の上ピー

側インバータによって生成された 40～50kHz の高周波電流

クのタイミングでサンプル&ホールドされて AD コンバー

をトランスによって絶縁・降圧し，二次側ダイオードで整流タを経て制御器に入力される。制御器から出力された電圧

して溶接電流出力を得る。

指令 Vref*は，次のキャリア三角波の上ピークのタイミング

溶接電流は溶接トーチを介して溶接ワイヤに供給され，で更新され比較器に入力されて PWM 信号となる。PWM 信

溶接ワイヤ先端と溶接対象（母材）間でアークを発生し，溶号はデッドタイムが付与されてゲート信号としてスイッチ

接ワイヤと母材を溶融させて溶接する。溶接においては，ワ

ング素子を駆動して電圧 V1 が出力される。本論文では，回イヤと母材間に発生するアーク長は溶接状態によって大き路のインダクタンスに着目する。溶接電源において，出力イ

く変化し，さらにワイヤと母材間は短絡状態からアーク発

ンダクタは電流を安定化させる上で必須であり，狙った目生へと瞬時に変化する。このように溶接電源の負荷は非常標値応答と外乱に対する電流安定性を得るためには適切なに変化の大きい可変抵抗と見なすことができ，負荷の精緻インダクタンスを設定する必要がある。

なモデル化が困難であるため，一般的に制御器には PI 制御

インダクタに蓄積されるエネルギーU は，(1)式にて定義が用いられる。なお負荷変動によって電流が減少しアークされる。

が切れると溶接欠陥が発生するため，出力インダクタのイ
ンダクタンスを数 10～数 100μH に設定して，アーク切れ防𝑈 = 𝐿𝐼 ……………(1)

止と目標値応答の両立を図っている。溶接電源は出力段に

ここで L:インダクタンス，I：電流平滑コンデンサは適用されず，出力回路は出力インダクタと溶接負荷の直列接続となる。溶接のさらなる高品質化のLためには，サンプリング周波数およびスイッチング周波数の高周波化が望まれるが，現在のところ二次側で 100kHz 程E

度までに留まっている(6)。

Q1a
Q1b

これに対して，溶接機の応答性や電力効率の改善を目的

CT
ILoad
R

V1

(a)Fundamental converter circuit

として，従来溶接機回路（図 1）の出力段に相数 N の多相イ
ILoad S/H

ンターリーブ降圧回路を接続した溶接電源回路が提案されている(7)。図 2 にその回路構成を示す。本論文では，溶接電-PIController

+

S/H

1/E

Vref

Iref

源に多相インターリーブ降圧回路を適用した場合の電流制+
comparator-

Q1a
Insertdeadtime

Q1b

Upper peakdetect

御方法や応答性能について明らかにする。

Triangle carrier(b)Fundamental control brock diagram
Rectifier

Input
Power

InverterHigh Frequency
Transformer Inductor

Current
Load S&H
current

Welding torch

C

ILoad
Vref

carrier

PWM

RectifierWelding target
Operation time

Fig. 1. Conventional welding power supply.

Voltage
outputupdate

PWM delay
V1

E

t

Ts/2

Ts
Delay time δConventional
welding
power
Supply（Fig. 1.)

Welding torch(c)Fundamental timing chart
Fig. 3. Fundamental buck converter.

Converter #1
Welding target
Converter #2
・・・
Converter #N

Fig. 2.

Welding power supply to be considered.

2

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）

インダクタンス L の単相コンバータを N 相インターリー

インダクタ総体積は単相コンバータ時に比べて大幅に低減

ブ化することによりインダクタ 1 個あたりの平均電流は 1/Nできる。

となるため，インダクタ 1 個当たりの蓄積エネルギーはリ〈3･2〉

プル電流分を無視すれば，1/N2 となる。従って，N 相インタ

前節で示した単相降圧コンバータの多相インターリーブ

ーリーブ化におけるインダクタンス L を単相コンバータと化を考える。本論文では基本的な性能評価に主眼を置き，多同一とすると，インダクタの総蓄積エネルギーを 1/N とす

相インターリーブの相数 N=3 と設定する。図 4 に 3 相インることができる。ここで，インダクタのエネルギー密度は一ターリーブ降圧コンバータの回路図を示す。インターリー

定と仮定すると， N 相インターリーブのインダクタ総体積

ブ降圧コンバータ回路の電流フィードバック制御方法には単相コンバータに比べて 1/N に低減できる。一方，N 相イ

は，3 相各相のインダクタ電流が目標負荷電流の 1/3 倍にな

ンターリーブ化におけるインダクタンスは等価的に並列接るよう個別に制御する方法と，インダクタンス電流の合計続となるため，一相当たりのインダクタンス L を単相コンである負荷電流が目標値になるように制御する方法があバータの N 倍とした場合，インダクタの総蓄積エネルギーる。本論文では前者を個別電流制御，後者を一括電流制御とは変化せず，インダクタ総体積は単相コンバータ時と同等称することとする。
図 5 に個別電流制御方式，図 6 に一括電流制御方式の制となる。さらに等価スイッチング周波数の増加にともない，１相当たりのインダクタンス L を単相コンバータの 1/N 倍

御ブロック図と制御タイミングチャートを示す。

とした場合，インダクタの総蓄積エネルギーは 1/N2 となり，
CT1
E

Converter #1

IL2

Converter #2
Q3aL

クで各相インダクタ電流をサンプル＆ホールドし，目標電流の 1/3 値との差分を PI 制御器に入力する。得られた制御

R

出力は次のキャリア三角波の上ピークで更新され三角波と

CT2

Q2b

Q2a

個別電流制御は各相のキャリア三角波（周期 Ts）の上ピー

ILoad

IL1

Q1b

Q1a

比較されてゲート信号を得る。一方，一括電流制御では 3 相

L

Iref

CT3
IL3

Q3b

多相インターリーブ降圧コンバータ回路の動作

+

L
IL1

Converter #3

IL2

Fig. 4. Interleaved buck converter circuit.

IL3
IL1
S/H

-

PI
Controller

+
Iref

IL2
S/H

-

PI
Controller

S/H

Vref2

PI
Controller

S/H

1/E

Vref3

LPF

S/H

LPF
PD1
PD2
PD3

-

Vref1

Vref1S

Vref2
Vref3

1/E
+

compa
rator

S/H

Vref2S

+
compa
rator

PD2
Upper peak detect

Q1a
Insertdeadtime

Q1b

S/H

Vref3S

+
compa
rator

PD3

Converter #3

Q2a
Insertdeadtime

Q2b-

Upper peak detect

Triangle carrier3(phase delay 4π/3)Q3aInsertdeadtime

Q3b-(a) Block diagram(a) Block diagram

Current
S&H

IL1+IL2+IL3
Loadcurrent

Current
IL1
S&H
Inductor
current
Vref1

1/E

Vref1

-

Converter #2

Insertdeadtime Q3b

S/H

1/E

+ +

Upper peak detect

Triangle carrier2(phase delay 2π/3)

Q3a

PI

+

+

+

PI

+

-

Vref2

Insertdeadtime Q2b

+

+

PI

PD1

Upper peakdetectTriangle carrier3(phase delay 4π/3)

Vref1S

carrier2

carrier3

V1

E

carrier1
carrier2 carrier3

carrier1

PWM
Operation time

Converter #1

S/H

+

-

Q2a

+
compa
rator
-

Voltage
output

LPF

Vref3

1/3

Converter #3

PI

LPF

S/H

Converter #1

Q1b+

Upper peakdetectTriangle carrier2(phase delay 2π/3 )-1/3

Triangle carrier1(phase delay 0)

+
compa
rator
-

+
Iref

S/H

1/E

1/3

Converter #2

Insertdeadtime

Upper peakdetectTriangle carrier1(phase delay 0)

+

Q1a

+
compa
rator
-

+

IL3

Vref1

1/3

Converter #1

Iref

S/H

1/E

-

+

PWM
updateOperation time

update
PWM delay
V1

E

Voltage
output

t

Ts/2

Ts

Ts/3

PWM delayt

Ts/2

Delay time δ=5Ts/6

Delay time δ=3Ts/2(b) Timing chart(b) Timing chart

Fig. 5. Block diagram of individual current control.

Fig. 6. Block diagram of collective current control.

3

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）

キャリア三角波の全ての上ピークで負荷電流（各インダク

だ時間δは，図 5(b)に示すように，サンプリング周期 Ts とタ電流の和）をサンプル＆ホールドし，目標電流値との差分インバータ出力まで PWM の遅延時間 Ts/2 の和 3Ts/2 となを PI 制御器に入力する。得られた制御出力は次のキャリアる。一括電流制御における制御のむだ時間δは，図 6(b)に示

三角波の上ピークで更新されてゲート信号を得る。従い，個すようにサンプリング周期 Ts/3 と PWM 遅延時間 Ts/2 の和別電流制御のサンプリング周期は Ts，一括電流制御のサン

5Ts/6 となる。

プリング周期は Ts/3 となる。なお，インターリーブ一括電

なお，個別電流制御と一括電流制御では制御器から見た流制御ではインダクタンス電流の和のみを制御するため，

出力インダクタンス，負荷抵抗値が異なる。個別電流制御はインダクタ・配線経路の抵抗やインダクタンスの差によっ各相が独立して動作するため，図 7(a)の等価回路となり，制て，各相電流にばらつきが生じる。そこで，各相に負荷電流

御器から見た負荷抵抗は 3 倍となる。一方で一括電流制御の 1/3 が均等に流れるようバランス制御を適用する。本論は図 7(b)の等価回路となり，制御器から見たインダクタンス

文ではバランス制御が一括電流制御応答に与える影響を小は 1/3 となる。表１に各制御方式の制御パラメータを示す。

さくするため，各相電流をカットオフ周波数 100Hz のロー

表 2 に本論文で性能比較するコンバータの構成と制御方

パスフィルタで処理してバランス制御の応答を遅くしてい式および PI ゲイン一覧を示す。本論文では基本性能評価をる。そして負荷電流の 1/3 を目標電流，フィルタ処理された目的とするため実験可能な条件として，電源電圧 E=100V，各相電流をフィードバックとして PI 制御を行い，得られたキャリア周波数 20kHz，出力インダクタンス 300uH，負荷抵各相出力に一括電流制御の PI 出力を加算して PWM 参照信号

抗 1Ωの単相降圧コンバータを基準（Case A1）とし，基準にを得る。

対してキャリア周波数 3 倍・インダクタンス 1/3 倍とした単本論文では多相インターリー

相コンバータ（Case A2）との応答特性を比較する。そのうブ降圧コンバータにおける電流の目標値応答と外乱応答をえで 3 相インターリーブ降圧コンバータの個別／一括電流評価する。制御器には溶接電源で多用される PI 制御を用い制御それぞれについて，インダクタンス 3 倍(Case B1／C1)，

るが，制御応答には後述するむだ時間δが大きく影響する。

インダクタンス同等(Case B2／C2)とインダクタンス 1/3 倍各制御方式を評価する上で，共通のゲイン設定指標が必要(Case B3／C3)の応答特性を比較する。

〈3･3〉

制御器の設計となるため，むだ時間を含む PI コントローラのゲイン設定

4.

方法として知られ，アーク炉の分野で比較的多く適用されシミュレーションているベトラーク法を用いて，PI ゲインを設定する（8）。(2)〈4･1〉 周波数応答特性式に PI コントローラの伝達関数と，ベトラーク法に基づくにおいて，各回路の電流目標値応答と電流外乱応答をシミ

パラメータを示す(9)(10)。

ュレーションによって比較評価する。回路シミュレータは𝐺 (𝑠) = 𝐾

PSIM ver10（POWERSIM）を用いた。

……………(2)1+

表 2 に示した回路比較条件

目標値応答は， 目標電流として正弦波交流を重畳させた

ここで直流電流指令を与え，そのときの負荷電流レベルと目標電流レベルの比率を評価した。負荷電流はスイッチングリプ

𝑇 =

ル電流を含むために高調波解析処理して目標電流周波数成𝐾 ==ここで Re は制御器から見た等価負荷抵抗値，Le は制御器から見た等価出力インダクタンス，δは制御器におけるむ

v1

L

3R

v2

L

3R

v3

L

3R

v

L/3
R

だ時間である。
これら電流制御における PI 制御器のゲインを検討する。

(a) Individual current control

まず，むだ時間について考える。図 3(c)に示す基本コンバー
タ制御におけるむだ時間δは電流サンプル&ホールドからTable 2.

電圧 V1 出力の中間時点までの時間，すなわちサンプリング
周期 Ts とインバータ出力まで PWM の遅延時間 Ts/2 の和となりδ=3Ts/2 と見なすことができる。次に個別電流制御のむ
Table 1.

Sigle phase buck converter.
3 phaseinterleaveδ
3T s/2

Le
L

Case

Circuit type

A1

Sigle phase buckconverter.

A2

Control parameters.

Circuit type

Re
R

Tp
L/R

B1

Kp

B2

L/(3Ts)Individual current control

3T s/2

L

3R

L/3R

L/(3Ts)Collective current control

5T s/6

L/3

R

L/3R

L/(5Ts)(b) Collective current control

Fig. 7. Interleaved converter equivalent circuit.

B3
C1
C2
C3

4

Comparison conditions.

CarrierfrequencyδOutputinductor

PI Controller gain
Tp

Kp

20kHz

75μs

300μH

300μs

2.0

60kHz

25μs

3 phase interleave,
Individual current
control

20kHz

3 phase interleave,
Collective current
control

20kHz

75μs

41.6μs

100μH

100μs

2.0

900μH

300μs

6.0

300μH

100μs

2.0

100μH

33.3μs

0.667

900μH

300μs

3.6

300μH

100μs

1.2

100μH

33.3μs

0.4

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）分を抽出し，目標電流と比較した。また目標電流は実験装置

次に図 9(a), 9(b)にそれぞれ単相コンバータと個別電流制の能力に応じた電流・周波数範囲として，DC5A に周波数

御方式および，単相コンバータと一括電流制御方式の外乱100Hz～9kHz，振幅 3A の正弦波を重畳させた電流指令を与応答シミュレーション結果を示す。外乱応答特性はゲインえた。外乱については，第 2 章で述べたように溶接電源のアが小さいほど外乱の影響を受けにくく，望ましい特性であーク負荷は非常に変化の大きい可変抵抗と見なすことがでる。図 9(a)から，単相コンバータ A2 は 2kHz 以下で A1 よきる。本シミュレーションでは，抵抗値を変化させる代わりりも外乱の影響を受けにいくく，2kHz 以上では外乱影響をに負荷抵抗と直列に交流電圧源を挿入し，その交流電圧の受けやすいことが示された。これは A2 のむだ時間が A1 の周波数を変化させた場合の負荷電流交流実効値の変化を外1/3 であるため低周波側の外乱応答特性が 10dB 程度向上す

乱応答特性とした。負荷電流目標値は DC9A を与え，交流る一方で，インダクタンスが 1/3 と小さいため高周波側で外電圧は負荷 1Ωから 2Ωへの外乱変動に相当する 4.5V±4.5V

乱応答特性が 10dB 程度悪化すると考えられる。

の正弦波交流電圧を与えた。

インターリーブ個別電流制御を適用すると，インダクタ

図 8(a)に単相コンバータと個別電流制御方式の目標値周ンスが A1 の 3 倍である B1 は A1 とほぼ同じ外乱特性とな波数応答シミュレーションの比較結果を示す。単相コンバ

り，インダクタンスが A1 同等である B2 は A1 よりも外乱ータの場合，基準とした A1 に対してキャリア周波数 3 倍，の影響を受けやすいことが示された。これは，インターリー

インダクタンス 1/3 とした A2 は応答が約 3 倍向上していブ個別電流制御の等価回路（図 7（a））に示すように，インる。これに対してインターリーブ個別電流制御を適用する

ターリーブ個別制御では負荷側から見たインダクタンスはと，出力インダクタンスを 3 倍とした B1 が A1 と同等特性，

1/3 となるため，B1 の負荷側から見たインダクタンスはインダクタンスが A1 同一の B2 は，周波数 2kHｚ以下では300μH となるのに対して，B2 のインダクタンスは 100μH とA2 同等の目標値応答を示すが，周波数が増加するにつれて小さくなることが高周波側特性に影響していると考えられ

むだ時間δが影響し応答は悪くなる。なお，個別制御 B3 はる。また A1，B1，B2 は，むだ時間が同じであるため，低周PI 制御の時定数に対してむだ時間δが 2 倍以上と大きく，

波側の外乱特性は同等となる。

制御が発散するため，図 8(a)には示していない。

一方でインターリーブ一括電流制御を適用すると，イン

次に，図 8(b)に単相コンバータと一括電流制御方式の目標

ダクタンス 3 倍の C1 は，負荷側から見たインダクタンスが値応答シミュレーション結果を示す。出力インダクタンス

300μH と A1 同等となる一方で，むだ時間は A1 の 5/9 倍とを A1 の 3 倍とした C1 は個別制御 B1 と同様に A1 と同等なるため A1 よりも外乱の影響を受けにくい。またインダク特性となる。
これに対してインダクタンスが A1 と同一の C2

タンス同等の C2 は C1 と同じ理由で低周波側では A1 よりは，A2 に近い特性となり，個別電流制御 B2 よりも目標値

も外乱影響受けにくいが，負荷側から見たインダクタンス

応答特性が優れることを示している。さらにインダクタン

は 100μH と小さいため高周波側で外乱影響を受けやすい。

スを A1 の 1/3 とした C3 は，C2 よりも高周波領域の応答性

なおインダクタンス 1/3 にした C3 は負荷から見たインダク能が向上する。

タンスが 33.3μH とさらに小さいため，高い周波数域で他条

5

25
20

0
1000

15

10000

10

-5

gain(dB)gain(dB)

100
A1
-10

A2

-15

-5 100

B2

-10
-15
-20

f(Hz)

(a)Single converter & individual current control interleave converter

A1
B1

A2
B2

f(Hz)

20

100

1000

15

10000

10

-5

gain(dB)gain(dB)

10000

25

0

-20

1000

(a)Single converter & individual current control interleave converter

5

-15

0

B1

-20

-10

5

A1
A2
C1
C2
C3

5
0
-5 100
-10
-15
-20

f(Hz)

(b)Single converter & collective current control interleave converter

1000
A1

10000
A2

C2

C1

C3
f(Hz)

(b) Single converter & collective current control interleave converter

Fig. 8. Simulation result of the reference tracking response.

Fig. 9. Simulation result of the disturbance response.

5

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）

5A に 100Hz～9kHz，振幅 3A の正弦波電流を重畳させたと件に比べてさらに外乱影響を受けやすくなる。
これらの結果から，インターリーブ一括電流制御コンバ

きの負荷電流振幅比率をシミュレーションと同一方法で記ータは，キャリア周波数 3 倍，インダクタンス 1/3 とした単録した。目標値ステップ応答は，時刻 0 にて 9A→18A およ

相コンバータの目標値応答・外乱応答性能には及ばないもび 18A→9A のステップ状の目標値 Iref を与えたときの，制のの，それに近い応答性能が得られることが期待される。

御器でサンプルホールドした負荷電流値を記録した。

本節では最も応答特性の良

外乱ステップ応答は，目標値 Iref=9A 一定として，負荷抵

い単相コンバータ A2 と，それに近い特性が期待されるイン抗を時刻 0 にて 2Ω→1Ωおよび 1Ω→2Ωと変化させたとき

ターリーブ一括電流制御 C2 のステップ応答を確認する。

の制御器内のサンプル＆ホールド値を記録した負荷電流値〈4･2〉 ステップ応答特性

目標値応答は，負荷目標電流（Iref）を 9A→17A→9A とスを記録した。

テップ状に変化させたときの負荷電流(IL)応答を，外乱応答〈5･2〉 実験結果

図 11 に各制御方式における目標値

は負荷抵抗を 2Ω→1Ω→2Ωと変化させたときの負荷電流

周波数応答の実験結果と，同条件でのシミュレーション結(IL)応答をシミュレーションにて計算した。なお負荷電流波

果を示す。図 11(a)の単相コンバータは条件 A1，A2 とも，

形はスイッチングリプルが重畳して比較が困難なため，いずれの負荷電流値とも制御器内のサンプル＆ホールド値を示している。
Table 3. Design specifications

図 10(a)に目標値応答，図 10(b)に外乱応答のシミュレーシ
ョン結果を示す。図 10 の通り，電流一括制御 C2 は目標値・Quantity

SymbolValue

外乱応答ともに単相コンバータ A2 に近い性能を示すもの

Input voltage

E

40V

Load resistanceR

1Ω

Carrier frequency

-

20kHz

の，A2 の方が速い応答であることがわかる。これは前節で述べたように，A2 のむだ時間δ＝25μs に対してインターリ
ーブ一括電流制御 C2 のむだ時間δ=41.6μs が大きいことが原因と考えられ，応答性向上にはインターリーブ回路にお

Phase

N

3

Output inductor

L

100uH,330uH,900uH

5

いても，むだ時間の短縮が重要であることが示唆される。

0

実験結果

100

〈5･1〉 実験装置・方法

gain(dB)

5.

前章で示した回路方式の有効性を検証するために，小型の評価実験装置を用いて試験

1000

10000

-5
-10

を行った。表 3 に実験装置の仕様および動作条件を示す。

-15

実験ではシミュレーションと同一回路構成・制御方式に-20おける目標値周波数応答とステップ応答，外乱ステップ応A1 simulation
A1 ExperimentA2 simulation
A2 Experimentf(Hz)(a)Single converter

答を測定した。目標値周波数応答は，目標値 Iref として直流
5
18

0
100

gain(dB)current(A)

16
14
Iref
A2 IL
C2 IL

12
10

-10

B1_simulation-15

B1 ExperimentB2_simulation

8
3.5

4

4.5
time(ms)

5

5.5

5

2.5

0

9

1.5

7

100

gain(dB)

2

Rload(ohm)current(A)

3

11

1

5
4

4.5

5

-10

5.5
-20

time(ms)(b) Disturbance response A2&C2

1000

10000

-5

-15

0.5
3.5

f(Hz)

(b)Individual current control interleave converter

A2 IL
C2_IL
Rload

13

10000

B2 Experiment-20(a) Reference tracking response A2&C2
15

1000

-5

C1 simulation
C1 ExperimentC2 simulation
C2 ExperimentC3 simulation
C3 Experimentf(Hz)(c) Collective current control interleave converter
Fig. 11. Experimental result of the reference tracking response.

Fig. 10. Simulation result of the step response.

6

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）

シミュレーションと同じ特性を示すことが確認された。図

Table 4.

11(b)のインターリーブ個別電流制御および図 11(c)のインタ

Case

Circuit type

A1

Sigle phasebuck
converter

ーリーブ一括電流制御についても，実験結果とシミュレー
ション結果はほぼ一致しており，シミュレーション結果のA2

妥当性を確認した。B2 および C2 はシミュレーション結果

B1

3 phaseinterleave,
Individua lcurrent
control

B2に比べて実験結果の応答性がやや劣っている原因は，実験B3で用いたインダクタのインダクタンスが大きく，さらに負C1

荷抵抗や配線のインダクタンスの影響を受けているためで

C2

ある。

C3

Carrierfrequency

Outputinductor

20kHz
60kHz

20kHz

3 phaseinterleave,
Collective
current
control

20kHz

Comparison result.
ResultTargetresponse

disturbanc
e response

Inductor
volumePower device
temperature

Total

300uH

C

A

B

B

B

100uH

A

A

A

C

B

900uH

C

A

B

B

B

300uH

B

C

A

B

B

100uH

-

-

-

-

-

900uH

C

A+

B

B

B+

300uH

A-

A-

A

B

A-

100uH

A+

C

A+

B

B+

次に目標値ステップ応答と外乱ステップ応答について，
12 に A2，C2 制御方式における目標値ステップ応答の実験
結果，図 13 に A2，C2 制御方式における外乱ステップ応答
current(A)の実験結果を示す。いずれの応答波形もシミュレーションと実験結果はほぼ一致しており，シミュレーションの妥当性が確認された。
〈5･3〉 各方式の比較

7

7

6

6

5

5

current(A)

同等性能が期待される A2 と C2 の実験結果を比較した。図432

本論文では，表 2 に示す条件に

1て，単相コンバータに対して，インターリーブ個別制御，イ0

4
3A2_simulation

2A2_simulation

1A2_experimentA2_experiment

0
0

0.1

0.2

ンターリーブ一括制御の電流制御方式の違い，ならびに出

0.3

0.4

0.5

0

0.1

0.2

time(ms)

0.3

0.4

0.5

time(ms)

力インダクタのインダクタンス値が電流制御応答に与える(a)Single converter

影響について比較検証を行ってきた。前節で述べた実験結

20

18

18

で，本節ではシミュレーション結果に基づいて各方式の比

16

16

較を行う。

14

14

12

12

current(A)単相コンバータ A1 を基準と考えた場合，むだ時間が小さい A2 の方が目標値応答・外乱応答性能ともに優れている。

current(A)20

果によってシミュレーション結果の妥当性が確認できたの

10
8

8

C2_simulation

64

これに対してインターリーブ個別電流制御 B1 は A1 と同等

10
6

2

C2_experiment

20

性能であり，B2 は A2 よりも目標値応答・外乱応答性能がC2_simulation

4

C2_experiment

0
0

0.1

0.2

劣る。またインターリーブ一括電流制御 C1 は A1 と同等性

0.3

0.4

0.5

0

0.1

0.2

time(ms)

能であるが，C2 は A2 よりもやや劣る目標値応答・外乱応

0.3

0.4

0.5

time(ms)(b) Collective current control interleave converter

答性能が得られ，C3 は目標値応答性能に優れるものの外乱

Fig. 12. Experimental result of the reference tracking step response.

応答性能が大きく劣る結果となった。
次に溶接電源の実現性の観点から，コンバータ体積，特にcurrent(A)ターリーブ一括電流制御 C2 は，インダクタ総体積は同等であるが，キャリア周波数が増加しないためデバイスの総発

9

1

7

2

11
9

1

Rload(ohm)

23A2_simulation
A2_experiment
Rload

13

11

周波数を N 倍・インダクタンス 1/N とした A2 に比べ，イン

15

current(A)デバイスの温度に着目すると，単相コンバータのキャリア

3

A2_simulation
A2_experiment
Rload

13

Rload(ohm)15

コンバータ体積の大部分を占めるインダクタ体積と半導体

7

5

0
-0.1

0

熱量は A2 よりも大幅に低くなる。これは溶接電源のように

0.1

0.2

0.3

0.4

5

0.5

0
-0.1

0

time(ms)

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

time(ms)

大電流が必要なコンバータにおいては特に優位性がある。

(a)Single converter

以上を総括すると，目標値応答・外乱応答性能では A2 が

3

current(A)

界があるため，大電流出力が必須である溶接電源の高応答化を実現するコンバータ回路方式は，インダクタンスを維

2

9

1

7
0
-0.1

0

0.1

0.2
time(ms)

なる。

2

11
9
7

5

持しつつインターリーブ一括電流制御する方式 C2 が最適と

3

13

11

望ましいものの，半導体デバイスのスイッチング速度に限

15

0.3

0.4

0.5

5
-0.1

0

0.1

1
C2_simulation
C2_experiment0
Rload
0.2 0.3 0.4 0.5

Rload(ohm)13current(A)

表 4 に各回路方式の性能比較結果を示す。

C2_simulation
C2_experiment
Rload

Rload(ohm)15time(ms)(b) Collective current control interleave converter
Fig. 13. Experimental result of the disturbance response.

7

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●インターリーブ降圧回路の制御応答（橋本裕志，他）

6.

まとめ

橋

本 裕

桐

嘉 伸

志

単相降圧コンバータの出力インダクタンスを同一値として N 相インターリーブ化して一括電流制御すると，単相降圧コンバータのインダクタス値を 1/N してキャリア周波数
を N 倍した場合に近い制御特性（目標値，外乱応答）が得（正員） 1966 年 3 月 29 日生。1991 年 3 月神戸大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月,（株）神戸製鋼所入社。技術開発本部 応用物理研究所 電気磁気制御研究室に所属。軟磁性材
料応用部品や溶接電源・プロセスの開発に従事。

られることを確認した。
インターリーブ回路一括電流制御方式は PWM キャリアの遅延時間が影響するため，キャリア周波数 N 倍の単相コンバータの制御応答，外乱応答性能よりやや劣るものの，N
相インターリーブ化することで，1 相当たりのキャリア周波数を増加させることなく応答性能を N 倍近くまで向上させ（学生員）1998 年 1 月 3 日生。2020 年 3 月 長
岡技術科学大学卒業。同 4 月 同大学大学院工学研究科 電気電子工学専攻 入学。現在に至る。

ることができる。従って溶接電源のような大電流電源を装置大型化することなく高速応答が実現可能となる。
またインターリーブ制御の電流制御手法に関してはインダクタンス電流の個別電流制御よりも一括電流制御の方が制御特性に優れる。その理由は一括電流制御が個別電流制御に比べてむだ時間δが 5/9 倍と短くできるためである。なお，N 相インターリーブによって，各インダクタ電流は 1/N

日 下 佳 祐（正 員） 1989 年 2 月 3 日生。 2013 年 3月，長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月，同大学大学院博士 後期課
程エネルギー・環境工学専攻入学。 2015 年 12月から 2016 年 6 月まで Swiss Federal
Institute of Technology in Lausanne (EP F
L) に Trainee として所属。同年 3 月，長岡技術科学大学大学院博士後期課程修了。博士（工学）。 2016 年 4 月より長岡技術科学大学産学官連携研究員。
2018 年 4 月より同大学助教。現在に至る。 2018 年 I PEC second
prize paper award 受賞。主に非接触給電システム，太陽光発電向け電力変換回路の研究に従事。IEEE member，自動車技術会会員。

となるので，インダクタ体積は全体で 1/N とすることができる。結果として単相コンバータのインダクタンス 1/N と同等体積となり，装置の大型化を避けつつ性能向上することができる。今後，インターリーブ一括制御コンバータのキャリア周波数を上げるとともに大電流化を行い，溶接電流の応答性向上を検証していく予定である。

文

献

(1)

上山智之:「総説 溶接電源」, 溶接学会誌, Vol. 77, No. 2, pp.27-32(2008)(2) Oscar García, Pablo Zumel, Angel de Castro, and José A. Cobos:“Automotive DC-DC bidirectional converter made with many interleaved
buck stages”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.21, No.3,
pp.578-586 (2006)(3) W. Huang: “A new control for multi-phase buck converter with fast transient
response”, Conference Proceedings - IEEE Applied Power Electronics
Conference and Exposition, pp.273-279 (2001)(4) Y. Kosode, H. Obara, A. Kawamura, Y. Hosoyamada, T. Suenaga, and I.
Yuzurihara: ”High Performance Transient Response of High/Low Pulse
Voltage using Two-Phase Interleaved DC-DC Buck Converter under Half
Sampling Time Deadbeat Control” IEEJ Journal of Industry Applications,Vol.9, No.4, pp.444-452 (2020)(5) A. Marcos-Pastor1, E. Vidal-Idiarte1, A. Cid-Pastor1 and L. MartinezSalamero1: “Interleaved Digital Power Factor Correction Based on the
Sliding-Mode Approach”, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.31,
No.6, pp.4641-4653 (2016)(6) 恵良哲生:「アーク溶接機器の最新技術」, 溶接学会誌, Vol.79, No.6,
pp.20-23 (2010)(7) トッド・イー・クーケン：「アーク溶接機電源のためのチョッパ出力ステージ」, 特許第 5551104 号 (2014)(8) 仲井康二: 「アーク炉の電流制御装置」, 特開平 8-273827 (1996)(9) K. J. Åström, ” Advances in PID Control” , The Instrumentation, Systems,
and Automation Society, pp.198-199 (2005)(10) 三橋成生, 井上達夫：「トランジダイン制御系の最適化理論」, 富士
時報, vol.38, No.4, pp.257-266 (1965)（上級会員） 1972 年 1 月 6 日生。 1996 年 3月，長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月，富士電機（株）入社。 2004
年 4 月，長岡技術科学大学電気系准教授。
2017 年 4 月，同大学電気系教授。現在に至る。
主に電力変換回路，電動機制御の研究に従事。
博士（工学）（長岡技術科学大学）。 2007 年第63 回電気学術振興賞進歩賞受賞。 2010 年
Takahashi Isao Award (IPEC Sapporo) Sapporo)，第58 回電気科学技術奨励賞， 2012 年インテリジェントコスモス奨
励賞， 2014 年， 2016 年電気学会産業応用部門論文賞， 2017 年
文部科学大臣表彰・科学技術賞 開発部門 2018 年第 4 回永守賞，受賞。 IEEE Senior member ，自動車技術会会員。
伊 東 淳 一8

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●