PE −07− 9
PSE−07−24
SPC−07−49

直接電力制御法に基づく三相−単相直接変換器を適用した
低電圧大電流直流電源
中井啓太＊

野口 季彦（長岡技術科学大学）

Low-voltage and High-current DC Power Supply
Using Direct Power Control Based Three-phase to Single-phase Direct Converter
Keita Nakai＊, and Toshihiko Noguchi (Nagaoka University of Technology)
This paper describes a low-voltage and high-current DC power supply with a direct-power-controlled (DPC) AC-AC converter,
which is applied to electric furnaces. The AC-AC converter operates as a positive current-source rectifier and negative one
using the DPC technique, in order to excite the high-frequency step down transformer with a single-phase square-shaped primary
current.

The secondary current is rectified by a diode bridge to obtain the low-voltage and high-current DC.

According to thesimulation results, it has been confirmed that the DC current can be controlled up to 2500 A and the input power factor is
improved to more than 90 % at 20-kW (2500-A) output.
load range through experimental tests.

In addition, operations of the AC-AC converter were examined at low

The efficiency and the total input power factor of the AC-AC converter was 93.2 % and98.0 % at 3.7-kW load, respectively, and total harmonic distortion was 10.1 %.
キーワード：直流電源，低電圧大電流，高周波トランス，直接電力制御法，AC-AC 直接変換
(DC power supply, low-voltage and high-current, high-frequency transformer, direct power control, AC-AC direct conversion)

1. はじめに源の総合効率および総合入力力率の大幅な改善を試みる。
ここで，AC-AC 直接変換回路の制御には，筆者らが以前よ

筆者らは，超高硬度材料の創製を目的として焼結用低電り検討してきた直接電力制御法（Direct Power Control: DPC）

圧大電流直流電源を開発し，現在，ウェットブラスタ装置を適用して，有効電力と無効電力の高速な瞬時値制御を行のスラリー（研磨剤を含んだ液体）吐出ノズルを生産するう。当然，三相の商用交流電源側と単相の高周波出力側とために利用されている(1)。この直流電源はインバータで 15で電力平衡条件を満足しなければならないので，高周波出kHz の単相交流を生成し，高周波トランスで降圧した後に全力側には振幅が一定の方形波電流を生成する必要がある。

波整流して低電圧大電流の直流を得るものである。しかし，

このため，本直流電源では AC-AC 直接変換回路を正方向の15 kHz の単相交流を発生させる回路トポロジーとして

電流形整流器と負方向の電流形整流器が重畳したものと見

AC-DC-AC 変換回路を採用しているため，フロントエンド

なし，それらを高周波方形波電流の極性に応じて切り換えの商用交流電源側にはコンデンサインプット形整流器を用ることによって高周波降圧トランスの一次側に方形波電流

い，高周波出力側にはフルブリッジ方形波インバータを用を生成する。本稿では以上の直接電力制御法に基づくいている。このように，15 kHz の高周波出力を得るために 2

AC-AC 直接変換回路の動作原理について検討するととも段の電力変換を行わなければならず，90 %を超える総合効に，計算機シミュレーションと実験システムを用いて運転率を達成することは困難である。また，直流バスにはチョ

特性の検証を行ったので報告する。

ークコイルと電解コンデンサが挿入されているだけである
ため，商用交流電源側の総合入力力率を 95 %以上に改善す

2. 焼結と低電圧大電流直流電源ることは不可能である。さらに，直流バスの電解コンデン

焼結とは成形された粉体系を融点以下の温度で加熱し，サが電源装置全体の信頼性と寿命を決定すると言っても過構成粒子間に接合が生まれる現象である。この手法は超高言ではない。
本稿では，以上のような回路トポロジーに代わり，AC-AC

硬度，高融点の加工が困難な材料の製造や，傾斜材料，機（三相−単相）直接変換回路を適用することで，本直流電はボロン，タングステンカーバイド，アルミナなどであり，能材料の製造に有効である。本稿で焼結しようとする粉体

1／6

S1 p

AC200V
50Hz
va
vb
vc

Lf

S3 p

S2n

i1

S5 p

S 4n

I out

S6n

Vout
v1

I out
ia ic

Cf

S2 p

S4 p

S1n

S6 p

17 : 1

10V max.
2500A max.

S 5n

S 3n

i1

図 1 AC-AC 直接変換回路に基づく低電圧大電流直流電源
Fig. 1. Schematic diagram of low-voltage and high-current DC power supply using AC-AC direct converter.

これらを焼結型に封入して加圧しながら大電流を流す。こPositive
Currentのとき，電源装置の負荷となる焼結型は数 mΩの低抵抗体であるため，十数 V の電圧で数千 A の大電流が流れる。しかNegative
Current

15 kHzi1

0

し，降圧トランスを大幅に小型軽量化するために励磁周波(a) 一次電流(a) Primary current.

数を可聴域外にまで高めようとすると，その漏れインダク
タンスや配線インダクタンスによるリアクタンス降下が大きくなり，有効電力を負荷焼結型に送ることが困難となる。
0周波化するためには，磁気的な結合を高めることが極めて(b) 整流後の出力電流(b) Output current after rectification.

重要である。これに対して，筆者らは，高周波降圧トラン
スの鉄心を 0.1 mm 厚の 6.5 %珪素鋼板で構成して鉄損を低

図 2 高周波方形波電流と大電流直流出力
Fig. 2. High-frequency rectangular wave current
and high-current DC output.

減するとともに，一次巻線と二次巻線を緊密に重ね巻きすることにより 15 kHz で励磁することを実現した。

3. 回路構成と動作原理

I out

DC Current

したがって，低電圧大電流直流電源のトランス結合部を高

S1 p

S3 p

S5 p

i1

〈3･1〉 主回路構成

i1

S2n

S4n

S6n

図 1 に AC-AC 直接変換方式を適用した低電圧大電流直流
電源の主回路構成を示す。本システムは商用三相交流電源，

v1

v1

LC フィルタ，AC-AC 直接変換回路，高周波降圧トランス，
大電流整流回路によって構成されている。AC-AC 直接変換

S2 p

S4 p

S6 p

回路で必要な双方向スイッチは 2 組の還流ダイオード付き

S1n

IGBT を逆直列に接続することで実現している。AC-AC 直接変換回路を適用することで，総合効率と総合入力力率の改善を図るとともに，三相商用周波数から単相 15 kHz への直接周波数変換を行って高周波降圧トランスを励磁する。前
述のように，本トランスは巻線構造の工夫により漏れイン(a) 正方向電流形整流器(a) Positive current-source rectifier.

S 3n

S5 n

(b) 負方向電流形整流器(b) Negative current-source rectifier.

図 3 AC-AC 直接変換回路の動作
Fig. 3. Operation of AC-AC direct converter.

ダクタンスを低減し，15 kHz で励磁することが可能である。
高周波降圧トランスの定格容量は 30 kVA であり，寸法はわ

バリヤダイオードを 8 個並列接続している。ダイオードがずか 180×250×130 mm である。
二次側整流後の出力は 2500

ON している期間はそのアノード・カソード間電圧は順方向

A と大電流であるため，一次巻線は 17 ターン 2 並列，二次電圧降下（0.6 Vmax）のみとなるが，OFF すると二次巻線

巻線は 1 ターン 8 並列としている。大電流直流出力は高周のコイル 2 個分に相当する電圧が印加される。また，ダイ

波降圧トランスの二次巻線に中間タップをとって全波整流

オードの端子間電圧の立ち上がり時に発生するスイッチンする方式により得ており，整流時のダイオード順方向電圧

グサージを配慮して，各ダイオードにはスナバ回路が設け降下による損失を軽減するため，40 V-360 A のショットキー

られている。

2／6

〈3･2〉

電流形整流器を利用した三相−単相変換

va vb vc

ia ic--

3φ → 2φ

3φ → 2φvα vβiα

負荷に流れる電流は直流電流であるため，三相−単相変換の電力平衡条件を考慮すると，単相出力は 50 %デューテ
ィーの方形波となるように制御し，しかも定電流制御を要

I out

-

iβ

PI

s
s

P

の一次電流 i1 を方形波にすることで，同図 (b)のようにトラ

Q

kd
kd

ンス二次側で整流して直流電流を得る。
ここで，AC-AC 直接変換回路を図 3 のように，正方向電る。各電流形整流器は出力電流の一定制御を行うので，形整流器のスイッチ群を交互に使用することで，図 2 (a)のような方形波電流を生成することが可能となる。このよう

θ1

図 4 に直接電力制御法に基づく電流形整流器を用いた
AC-AC 直接変換回路の制御ブロック図を示す。同図に示す
ように，入力側の瞬時有効電力 P と瞬時無効電力 Q は(1)より得られる。

Vout*の積によって求められる。一方，瞬時無効電力指令値
Q*は外部から直接与え，通常は総合入力力率１制御を行う
ため零に設定される。P と Q の制御偏差∆ P= P*−P と ∆Q =Q*−Q はヒステリシスコンパレータによって量子化され，二

θ6

θ2

θ5

θ3

θ4

β

表 1 最適スイッチングテーブル
Table 1. Optimum switching state.

三相−二相変換することで得られる。AC-AC 直接変換回路

力指令値 P*は検出された出力電流 Iout と PI 制御器の出力vs

図 5 電源電圧ベクトルの量子化位相
Fig. 5. Quantized phase of power-source voltage vector.

ここで，vα ，vβ は入力電圧を，iα ，iβ は入力電流をそれぞれに微分要素 skd を加えてダンピング補償を行う。瞬時有効電

DivideS1n L S 6 n

α〈3･3〉 直接電力制御法に基づく定電流制御

らないが，この LC 共振を抑制するために，算出した P と Q

S6 D

S1D

直接電力制御法に基づく AC-AC 直接変換回路の合入力力率改善と出力の定電流制御を実現する。

は商用交流電源側に LC 入力フィルタを設置しなければな

S 6 dpc

制御ブロック図Fig. 4. Block diagram of direct power control
based AC-AC direct converter.

な瞬時値制御（リレー制御）を行い，商用交流電源側の総vβ ⎤ ⎡iα ⎤⎥ ⎢ ⎥ ........................................................ (1)− vα ⎦⎥ ⎣⎢iβ ⎦⎥SQ

S1 p L S 6 p

Positive Switching State
Negative Switching Stateを適用する。この制御法により有効電力と無効電力の高速⎡ P ⎤ ⎡ vα
⎢ ⎥ = ⎢v
⎣Q ⎦ ⎣⎢ β

SP

D-FF

な動作原理に基づき三相−単相変換行ってトランス一次側

図4

∆Q

S1dpc

-1

り検討してきた直接電力制御法（Direct Power Control: DPC）

∆P

Switching Table

Reference
Waveform(CK 15 kHz)AC-AC 直接変換回路内の正方向電流形整流器と負方向電流

なお，本稿では各電流形整流器の制御に筆者らが以前よP*++ - +
Q*
+ +
- +

v
DC Excitation Canceller s
i1
Oscillator∫
θk

流形整流器と負方向電流形整流器が重畳したものと考え

出力を定電流化する。

*
Vout

Eq.(1)する。そこで，図 2 (a)に示すように，高周波降圧トランスに方形波電流を流すことにより，負荷に流れる大電流直流*+ I out

S P SQ
1 0
1 1
0 0
0 1

θ3
θ2
θ1
PON OPN NPO
PNO PON OPNSOO OOS OSOONP PNO PON

θ4
NOP
NPO
SOO
OPN

θ5
ONP
NOP
OOS
NPO

θ6
PNO
ONP
OSO
NOP

O
OFF
OFF

S
ON
ON

表 2 スイッチング状態
Table 2. Switching state.

P
High-side device (S1, S3, S5) ON
Low-side device (S2, S4, S6) OFF

N
OFF
ON

値化された信号 SP ，SQ となる。電源電圧ベクトルの位相も
図 5 に示すように 6 つの領域θ k に量子化する。ここで，αして適切なスイッチング状態を選択しなければならない軸とβ 軸はそれぞれベクトルの実部，虚部を表しており，各が，これには表１に示す最適スイッチングテーブルが使用

領域θ k は(2)のように表現できる。

π6( 2k − 3) ≤ θ k <π
6(2k − 1) Q k = 1, 2, L, 6 ...................... (2)量子化信号 SP ，SQ そしてθ k を用いることで，制御偏差される。スイッチングテーブルの入力を量子化信号 SP，SQ，

θ k とし，それらの組み合わせに応じてあらかじめ決められたスイッチング状態を出力する。表 2 は表 1 に示されたス
イッチングモードの定義を示したものである。

∆P と∆Q が所定のヒステリシス幅に収まるように，整流器

このような過程で最適なスイッチングパターン Sjdpc (j=0-6)の最適スイッチング状態が唯一決定される。すなわち，整が決定された後，15 kHz の方形波電流を生成するために，

流器のスイッチング状態を操作量として直接 P と Q をリレ

フリップフロップ（D-FF）を用いてスイッチングパターン

ー制御する。このリレー制御を実現するために，操作量と信号と 15 kHz のクロック信号（CK）との同期をとる。すな
3／6

200

CK

100
va (V)

S1dpc

0

S1D

-100

S1 p

-200
200

S1n

100

図6

S1p と S1n のスイッチングパターン（ j=1 の場合）

ia (A)

0-100

Fig. 6. Switching pattern of S1p and S1n (for j=1).

-200
500

表 3 シミュレーションに用いたパラメータ
Table 3. Parameters used in computer simulations.

250

Power source

AC 3φ 50 Hz 200 V

Input filter inductance Lf

600 µH-250

Input filter capacitance Cf

100 µF

-500
200

0

3.2 mΩ，10 µH

Load*2500 A

Reactive power command Q*

0 var

Output current command Iout

v1 (V)100
i1 (A)

0-100

わち，図 6 に示すように CK と非同期の Sjdpc (j=0-6)を D-FF に

-200
3000

より同期信号 SjD (j=0-6) とし，それを用いて正方向電流形整流器スイッチングパターン Sjp (j=0-6) と負方向電流形整流器

Iout (A) 2000

スイッチングパターン Sjn (j=0-6) に分離する。これにより 15

1000

kHz で Sjp と Sjn を交互に切り換えることができる。

0以上のように，本制御では唯一の DPC スイッチングテー

t 20 (ms/div)

ブルを正方向電流形整流器と負方向電流形整流器に兼用し(a) 電源電圧，入力電流，トランス一次電圧，ている。Sjp と Sjn は同じであるが，AC-AC 直接変換回路のトランス一次電流，出力電流(a) va , ia , v1 , i1 and Iout.

出力（トランス一次側）では交互に反対方向の電流が流れる。

400

4. シミュレーションよる運転特性の検証〈4･1〉 シミュレーション条件

200
v1 (V)

0-200

本制御システムによる運転特性を検証するため，計算機
シミュレーションを行った。このシミュレーションでは図 1

-400
200

に示す低電圧大電流直流電源を図 4 のアルゴリズムに基づ100いて制御する。シミュレーションに用いた主回路定数を表 30i1 (A)に示す。

-100〈4･2〉 シミュレーション結果-200

出力電流指令値を 2500 A とし，負荷電力を 20 kW とした(b) トランス一次電圧，トランス一次電流の拡大波形

ときのシミュレーション結果を図 7 に示す。図 7 (a)は電源(b) Enlarged waveforms of v1 and i1.

電圧 va，入力電流 ia，トランス一次電圧 v1，トランス一次電のの，その基本波成分は電源電圧とほぼ同相となっていることから，直接電力制御法による無効電力制御（Q*= 0 var）
が良好に行われていることを確認できる。一方，大電流直流出力については，その指令値に追従して平均的に 2500 Aに制御されている。図 7 (b)にトランス一次電圧 v1 および一1
FFT of ia

流 i1，出力電流 Iout の波形である。入力電流は歪んでいるもt 50 (µs/div)

0.1
0.01
0.001

0

1000

2000
3000
Frequency (Hz)4000

次電流 i1 の拡大波形を示す。前述の通り，トランス一次電(c) 入力電流の周波数スペクトル(c) Frequency spectra of ia.

流は 15 kHz の方形波となっていることがわかる。また，図

図 7 負荷電力 20ｋW 時のシミュレーション結果

7 (c)は入力電流 ia の FFT 解析結果である。この結果より突Fig. 7. Simulation results at 20-kW load.

5000

4／6

AC200 V
50 Hz
Lf
va
vb
vc

200

AC-AC Direct Converter

v1

図8

100
va (V)

Z

20

i1

LPF

i1

ia (A)

ABS

-40
500

Fig. 8. Method of Iout(cal) generation.
実機測定に用いたパラメータ#1

250
v1 (V)

Table 4. Parameters in experimental tests #1.

Load
Calculated output current
command Iout(cal)*
Reactive power command Q*

0-20

実機測定での模擬直流電流 Iout(cal) 生成方法

表4

0
-100
-200
40

Cf
I out (cal )

i1

-250

10 Ω，22 µH

-500
40

16 A
0 var

0

20
i1 (A)

0-20

出したスペクトルは見当たらず，広くスペクトルが分散していることがわかる。第 20 次高調波までの総合歪率 THDを計算すると 8.1 %であった。

5.

AC-AC 直接変換回路の実験検証〈5･1〉 実験方法

-40
25
20
Iout(cal) (A)1510
50t 20 (ms/div)

ここでは低電圧大電流直流電源の AC-AC（三相−単相）(a) 電源電圧，入力電流，トランス一次電圧，

直接変換回路に焦点を当て，その運転特性を実験的に検証

トランス一次電流，模擬直流電流する。実験では 30 kVA の試作機を用い，高周波降圧トラン(a) va , ia , v1 , i1 and Iout(cal).

スに代わり負荷抵抗器を接続することによって AC-AC 直接

500変換回路のみの動作を確認した。本来は，大電流直流出力
側の電流指令値 Iout*と電流フィードバック Iout から瞬時有効

250
v1 (V)

0

電力指令値 P*を生成しなければならないが，これらを得る-250ことができないので，代わりに負荷抵抗器に流れる電流を

-500
40

用いる。図 8 のように，負荷抵抗器に流れる電流 i1 を絶対20値回路とローパスフィルタ（LPF）で平均化したものを模擬
直流電流 Iout(cal)とし，これと模擬直流電流指令値 Iout(cal)*から瞬時有効電力指令値 P*を生成する。ただし，Iout(cal)は実効値

0i1 (A)-20-40

ではないため，これを用いて出力電力を計算することはできない。

t 50 (µs/div)(b) トランス一次電圧，トランス一次電流の拡大波形〈5･2〉 実験結果

(b) Enlarged waveforms of v1 and i1.

まず，表 4 の実験条件において運転特性を確認した。模における実験結果を図 9 に示す。図 9 (a)は電源電圧 va，入力電流 ia，負荷抵抗電圧 v1，負荷抵抗電流 i1，模擬直流電流
Iout(cal)の波形を示している。電源電圧と入力電流波形から，これらがほぼ同相となっており高い入力力率制御が達成されていることがわかる。また，模擬直流電流波形より 16Aの指令値に追従していることがわかる。図 9 (b)に負荷抵抗
電圧 v1 および負荷抵抗電流 i1 の拡大波形を示す。シミュレ

1

FFT of ia

擬直流電流指令値を 16 A とし，負荷電力 3.7 kW（11.4 Arms）

0.1
0.01

0.001
0

1000

2000
3000
Frequency (Hz)

4000

5000

(c) 入力電流の周波数スペクトル(c) Frequency spectra of ia.

ーションと同様に，実験においても高周波電流出力は方形

図 9 負荷電力 3.7kW 時の実験結果

波となっている。負荷抵抗電圧波形を見ると，波形が乱れ

Fig. 9. Experimental results at 3.7-kW load.
5／6

表5

実機測定に用いたパラメータ#2

200
100

Table 5. Parameters in experimental tests #2.

2.5 Ω，5.6 µH

Loadva (V)

0-100

Calculated output current

30 A

command Iout(cal)**

Reactive power command Q

-200
40

0 var

ている部分があるが，これはデッドタイム時の環流モード

20
ia (A)

0によって生じるものと考えられる。図 9 (c)は入力電流 ia の-20

FFT 解析結果である。第 20 次高調波までの総合歪率 THD

-40
500

を計算すると 10.1 %であった。LC 入力フィルタを含む総合250

効率は 93.2 %，商用交流電源側の総合入力力率は 98.0 %でv1 (V)

あった。

0
-250

続いて，表 5 のように負荷抵抗のパラメータを変化させ

-500
200

て実験を行った。図 10 に模擬直流電流指令値を 30 A とし，

100

負荷電力 5.8 kW（17 Arms）における実験結果を示す。図 10 (a)に示すように，模擬直流電流 Iout(cal)のリプルが大きいことがi1 (A)

0

確認できる。また，図 10 (b)の拡大波形から出力波形の長期-100間にわたる零出力区間が存在する。これらは R = 2.5 Ω負荷

-200
50
40
Iout(cal) (A)3020100

抵抗に対して，5.8 kW は軽負荷であるために生じている。
図 10 (c)に示す周波数スペクトルにおいて，2 kHz 付近が大きくなっているが，これは同図 (b)の出力波形の拡大図からもわかるように，出力波形が存在する区間と存在しない区間が発生するためであり，両区間の長周期成分が表面化し

t 20 (ms/div)

たものである。今回の場合，その周期は約 0.44 ms（f =2200(a) 電源電圧，入力電流，トランス一次電圧，Hz）である。LC 入力フィルタを含む総合効率は 89.6 %，総トランス一次電流，模擬直流出力電流

合入力力率 97.6 %，THD13.2 ％となった。

(a) va , ia , v1 , i1 and Iout(cal).

500

6. まとめ250

本稿では，低電圧大電流直流電源に直接電力制御法を適v1 (V)

用した AC-AC（三相−単相）直接変換回路について，計算

0-250

機シミュレーションと実験システムを用いて運転特性の検証を行った。その結果，負荷電力 3.7 kW における LC 入力

-500
200

フィルタを含む総合効率は 93.2 %，総合入力力率は 98.0 %100を達成できることを確認した。さらに，負荷電力 5.7 kW に0

i1 (A)

おける LC 入力フィルタを含む総合効率は 89.6 %，総合入力-100

力率は 97.6 %となった。また，今後は高周波降圧トランス-200

および大電流整流回路を付加した状態で低電圧大電流直流(b) トランス一次電圧，トランス一次電流の拡大波形

出力の確認を行うとともに，各種運転特性の検証ならびに(b) Enlarged waveforms of v1 and i1.

改善を進める所存である。

献(１) T. Noguchi, K. Nishiyama, Y. Asai, and T. Matsubara: “Development of
Low-Voltage and Large-Current DC Power Supply with High-Frequency
Transformer Coupling”, Trans. IEEJ, Vol. 126-D, No.1, pp. 48-55 (2006)(in Japanese)
野口・西山・石田・浅井・松原：「高周波トランス結合を有する低電圧大電流直流電源の開発」電学論 D, Vol. 126-D, No.1, pp. 48-55 (2006)(２) A. Sato and T. Noguchi: “Direct Power Control of Current-Source PWM
Converter”, National Conventional Record IEEE Japan, Vol. 4, No.026,
pp. 38-39 (2004) (in Japanese)
佐藤・野口：｢電流形 PWM コンバータの直接電力制御法｣ 平成 16
年電学全大，Vol. 4, No.026, pp. 38-39

1
FFT of ia

文

t 250 (µs/div)

0.1
0.01

0.001
0

1000

2000
3000
Frequency (Hz)

4000

5000

(c) 入力電流の周波数スペクトル(c) Frequency spectra of ia.
図 10 負荷電力 5.7kW 時の実験結果
Fig. 10. Experimental results at 5.7-kW load.
6／6