アクティブパワーデカップリングを有する
PV とバッテリからなる単相連系用電力変換回路
石山

柊斗＊

日下 佳祐

芳賀仁（長岡技術科学大学）

Power Converter for Single-phase Interconnection Consisting of PV and Battery
With Active Power Decoupling
Shuto Ishiyama*, Keisuke Kusaka, and Hitoshi Haga (Nagaoka University Technology)

Photovoltaic power generation uses a battery to compensate for the output. It is necessary to prepare inductors foreach PV and battery. In addition, electrolytic capacitors are used to compensate for the pulsation that occurs when
linking to a single-phase system. These have the disadvantage of increasing the size of the entire system. In this paper,
we propose a circuit configuration using one method of PV / battery integrated multi-converter and active power
decoupling method (APD). By applying the current discontinuity mode, the PV and the battery inductor are shared byone. The basic operation was confirmed by performing duty calculation and APD control at the same time.
キーワード：マルチコンバータ，電流不連続モード，アクティブパワーデカップリング，電解コンデンサレス

Keywords：Multi Converter, Discontinuous Current Mode, Active Power Decoupling, Electrolytic Capacitor-less1.

はじめにIsolated
DC/DCconverter

近年，太陽光発電(PV)を災害時などの非常用電源として活用するために，バッテリと併用してシステムを構築するこ++‐とが検討されている。図 1 に PV とバッテリを持つ一般的なBattery‐PV電力変換器の構成を示す。PV とバッテリそれぞれに DC-DC

Large electrolytic capacitor

コンバータを用いて直流リンクに接続されている。チョッパを構成するインダクタは重量が大きいことからシステム

Fig. 1. Conventional circuit.

全体の重量化と大型化が問題となる。さらに，PV の直流電力を単相交流電源に連系あるいは単相負荷へ供給する際，た，電流不連続モード(DCM)を採用することでインダクタを電源周波数の 2 倍の周波数成分をもつ電力脈動が PV パネ小型化できる[1]。さらに，小容量のフィルムキャパシタで単ルに生じる。MPPT の観点より，PV から取り出す電力は電相電力脈動補償ができ，従来の APD 法と比べて回路素子の源周期レベルで一定であることが望ましい。この電力脈動低減も期待される[2]。本稿では，提案回路の制御方法を検討を抑制するために一般には大容量の電解コンデンサを用いしてシミュレーションにより基本動作を検証したので報告ている。しかし，電解コンデンサは大型で寿命が短い課題がする。

あり，システムの大型化やメンテナンスの高頻度化が懸念

2.

されている。
そこで本稿では，PV とバッテリをもつ電力変換回路の小提案システム

〈2･1〉

回路構成

図 2 に提案する回路構成を示す。

型化を目的に，電力変換器を構成するインダクタの共通化

提案回路はインバータに APD 及びマルチコンバータの機能が可能なマルチコンバータ及びアクティブパワーデカップを持つ回路を付加した 3 レグからなる回路構成となり，昇リング法(APD)を用いた回路構成を提案する。提案回路は，圧機能を有する。レグ 1 には FCC を基本とした回路構成をフライングキャパシタコンバータ(FCC)の回路構成を応用取り入れ，FCC の入力部にバッテリを，フライングキャパすることで，電力変換に必要なインダクタを共通化でき，まシタ部に PV を接続することを想定している。これを DCM
1で動作させることで，マルチポート化と各ポートの電力変𝑑𝑐11換に用いるインダクタの共通化を実現できる。
また，従来回路では PV・バッテリと単相交流それぞれを

𝑏𝑎𝑡

12𝐿𝑎𝑝𝑣

2131‐𝑏𝑎𝑡

提案回路は共通レグを用いた 3 レグ構成であり，バッテリ

PV13221め，バッテリに対し絶縁用のトランスが不要である。ここ𝑢𝑡𝑐Batteryの端子と交流出力端子の一端を共通にして接地できるた

𝑢𝑡

𝑏𝑢𝑓+𝑏𝑢𝑓

接地するために絶縁トランスが必要である。しかしながら，

𝐿𝑏leg1

leg2

32

leg3

Fig. 2. Proposed circuit.

で，各レグと並列に繋ぐキャパシタ Cbuf は小容量のフィルムコンデンサを想定しており，APD 法により電力脈動を吸収期間を設ける。各モードの切替は， ipv 及び idc の平均値の関させる。

係より，(1)式に示す電流条件下で ModeⅠとなり，バッテリ
図 3 に提案回路の動作モードをしと PV から同時に負荷に電力供給を行い，また，(2)式に示すめす。図 3 に示す idc に流れる電流の平均値 Idc_ave 及び PV か電流条件下で ModeⅡとなり，PV からバッテリへ充電するら流れる出力電流の平均値 Ipv_ave の大小関係によって Modeモード選択がなされる。シミュレーションでは，途中で PVⅠと Mode Ⅱの 2 つの動作モードを選択する[3]。これをレグ電流の指令値を与えることで，各モード動作を確認する。

1 の 4 つのスイッチに加え，レグ 2 の 2 つのスイッチにデュ𝐼𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒 =< 𝐼𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒 ………………(１)ーティを与え，回路のパワーフローに応じて 3 つの電流経𝐼𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒 > 𝐼𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒 ………………(２)

〈2･2〉

動作方法

路パターンを繰り返す。加えて，DCM で動作させるために〈2･3〉 デューティ比の導出

レグ 1 すべてのスイッチをオフにするゼロ電流期間を設けィ比のスイッチング周期の決定法について示す。Mode Ⅰ動る。以下に各モードについて示す。

作である図 3(a)の各電流経路において，インダクタ電圧と電（１）Mode Ⅰ 図 3(a)の動作である Mode Ⅰは，図 4(a)に示流の関係は，ファラデーの法則により(3)式で表される。

すような入力電流波形及び PV 出力電流波形を想定する。
𝐿Mode Ⅰではバッテリは PV 出力電力と負荷の差分を補償するために放電動作を行う。はじめに Mode Ⅰ(ⅰ)の期間にバッテ𝐿リからインダクタにエネルギーを蓄積する。次に Mode Ⅰ(ⅱ)の期間にバッテリと PV からインバータ側へ電力を供給す𝐿る。最後に Mode Ⅰ(ⅲ)の期間にバッテリ単体からインバータ各モードでのデューテ

𝑑𝐼𝐿= 𝑉𝑏𝑎𝑡
𝑑𝑡
𝑑𝐼𝐿
𝑑𝑡

= −𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑝𝑣 + 𝑉𝑏𝑢𝑓……………………(３)𝑑𝐼𝐿= −𝑉𝑏𝑎𝑡 + 𝑉𝑏𝑢𝑓
𝑑𝑡

側へ電力を供給し，その後レグ 1 すべてのスイッチをオフ

ここで L はインダクタンス，dt はインダクタに電流が流れにしてゼロ電流期間とする。

る時間である。(3)式より，各モードにおけるインダクタのピ（２）Mode Ⅱ 図 3(b)の動作である Mode Ⅱは，図 4(b)にーク電流を(4)式に示す。

示すような入力電流波形及び PV 出力電流波形を想定する。
𝐼𝑝𝑘1 =ModeⅡではバッテリに流れる電流が 1 キャリア周期中に正𝑉𝑏𝑎𝑡
𝐷𝑇𝐿 1 𝑠𝑤

負に変化する。はじめに Mode Ⅱ(ⅰ)の期間に PV の出力電力
𝐼𝑝𝑘1 − 𝐼𝑝𝑘2 =をバッテリに充電する次に Mode Ⅱ(ⅱ)の期間にバッテリからインダクタへエネルギーを蓄積する。最後に，Mode Ⅱ(ⅲ)

𝐼𝑝𝑘2 =の期間に PV とバッテリから負荷へ電力を供給し，ゼロ電流

𝑏𝑎𝑡−𝑉𝑏𝑎𝑡 −𝑉𝑝𝑣 +𝑉𝑏𝑢𝑓
𝐿−𝑉𝑖𝑛 + 𝑉𝑑𝑐
𝐷3 𝑇𝑠𝑤
𝐿𝑏𝑎𝑡𝑏𝑎𝑡

ModeⅠ(ⅱ)

ModeⅠ(ⅰ)

𝐷2 𝑇𝑠𝑤

ModeⅠ(ⅲ)(a) ModeⅠ

𝑏𝑎𝑡𝑏𝑎𝑡𝑏𝑎𝑡

ModeⅡ(ⅰ)

ModeⅡ(ⅱ)(b) ModeⅡ
Fig. 3. Operation mode of proposed circuit.

2ModeⅡ(ⅲ)……………(４)+𝑏𝑢𝑓PI-÷×𝑏𝑎𝑡

BEF

𝑏𝑢𝑓

D1

𝑢𝑡 *t
D1

D2 D3

D2PI

(a)ModeⅠ(b)ModeⅡeq.(1)eq.(2)期間のデューティ比である。PV の平均電流及び idc の平均電流は図 4(a)でのピーク電流と導通期間から面積を計算する。

221
NOT𝑏𝑢𝑓+

D1
D2
D3

ModeSelect

D1+

32

duty1+-duty2+-

duty3eq.(8)

S1.1
S1.2
S1.3
S1.4
S2.1Fig. 5. Control diagram.

(𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑏𝑢𝑓 )𝐷3−𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑝𝑣 + 𝑉𝑏𝑢𝑓
231NOT+-D1+D2
D1+D2+D3(4),(5)式より，各デューティ比は(6)式で求められる。(6)式は√(𝑉𝑏𝑢𝑓 −𝑉𝑏𝑎𝑡 ) 𝐷32 ++-+22

mode1
mode2…………(５)ModeⅠ時にレグ 1,2 へ与えるデューティとなる。
−𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑝𝑣 + 𝑉𝑏𝑢𝑓
−𝑉𝑏𝑎𝑡 + 𝑉𝑏𝑢𝑓
𝐷1 =
𝐷2 +𝐷3
𝑉𝑏𝑎𝑡
𝑉𝑏𝑎𝑡

0.5+0.5

1Ts+1

𝐼𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒 = (𝐼𝑝𝑘1 + 𝐼𝑝𝑘2 )𝐷2 + 𝐼𝑝𝑘2 𝐷3

𝐷2 =𝑏𝑢𝑓D1
D2
D3

eq.(6)
eq.(7)𝑢𝑡21

ここで Tsw はスイッチング周期，D1~D3 は Mode Ⅰ(ⅰ)∼(ⅲ)での2𝑏𝑎𝑡÷

++Fig. 4. Current waveform in Mode Ⅰ and Ⅱ.

1+𝑢𝑡

Tsw

1𝑏𝑎𝑡
𝑝𝑣𝑏𝑢𝑓+-

1Ts+1D3Tsw

1
𝐼𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒 = (𝐼𝑝𝑘1 + 𝐼𝑝𝑘2 )𝐷22𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒

𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒BEFt+

1 1 = ((𝑑𝑢𝑡𝑦3 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒1) + (𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒2)) ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦32𝐿𝐼(−𝑉𝑏𝑎𝑡 −𝑉𝑝𝑣 +𝑉𝑏𝑢𝑓 )𝑇𝑠𝑤 𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒

1 2 = ((𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒1) + (𝑑𝑢𝑡𝑦1 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒1) + (𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒2)) ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦3−𝑉𝑏𝑎𝑡 −𝑉𝑝𝑣 +𝑉𝑏𝑢𝑓2𝐿(𝐼𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒 + 𝐼𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒 )𝐷3 = √(−𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑝𝑣 + 𝑉𝑏𝑢𝑓 )𝑇𝑠𝑤

1 3 = ((𝑑𝑢𝑡𝑦1 ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒1) + (𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒2)) ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦3……(６)…(８)1= ((𝑑𝑢𝑡𝑦3 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒1) + (𝑑𝑢𝑡𝑦1 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒2)) ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦32 1 = ((𝑑𝑢𝑡𝑦1 ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒2) + (𝑑𝑢𝑡𝑦2 ∙ 𝑚𝑜𝑑𝑒1)) ∙ 𝑑𝑢𝑡𝑦3

また，ModeⅡ動作である図 4(b)の各電流経路においても，同様の計算の流れにより，(7)式に示すデューティ比が求められる。(7)式は ModeⅡ時にレグ 1,2 へ与えるデューティとィを与える。直流入力電流に現れる脈動成分の吸収は提案なる。

する電圧補償法と電流補償法により行う。脈動を吸収する
𝐿(𝐼𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒 − 𝐼𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒 )ためのキャパシタが充放電する電力 Pbuf は交流周波数の 2

𝐷1 = √(−𝑉𝑏𝑎𝑡 + 𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑏𝑢𝑓 )𝑇𝑠𝑤
𝐷2 =倍となる。この大きさは(9)式の右辺第 2 項として示される。

−𝑉𝑏𝑎𝑡 + 𝑉𝑝𝑣 − 𝑉𝑏𝑢𝑓
−𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑝𝑣 + 𝑉𝑏𝑢𝑓
𝐷1 +𝐷3𝑉𝑖𝑛𝑉𝑖𝑛

2𝐿(𝐼𝑝𝑣_𝑎𝑣𝑒 + 𝐼𝑑𝑐_𝑎𝑣𝑒 )𝐷3 = √(−𝑉𝑏𝑎𝑡 − 𝑉𝑝𝑣 + 𝑉𝑏𝑢𝑓 )𝑇𝑠𝑤𝑉𝐼𝑃 𝑢𝑡 = 𝑜𝑢𝑡 𝑜𝑢𝑡 {1 − cos(2𝜔𝑡)}…………(９)2

図 5 に提案する制御回路ブロック図を示す。小容量のフィ…………(７)ルムコンデンサで脈動を吸収するため，検出した vbuf は帯域除去フィルタ(BEF)により 2 倍周波数を除去して制御するこ(6),(7)式のデューティは(8)式のように各スイッチへ与える。とで直流成分のみを制御する。なお，インバータ側の過変調提案回路は入力の直流電源から，3 レを防ぐため，Cbuf の平均電圧 ̅̅̅̅̅̅は高く設定する必要があ𝑏𝑢𝑓

グ構成をもつ電力変換回路を通じて単相交流を出力する。

る。̅̅̅̅̅̅のフィードバック制御はレグ1 により行い，その後𝑏𝑢𝑓

ここで，レグ 1 ではインダクタ共通化のためのスイッチンの電流制御は，式(10)に示す入力電力 Pin=Vbat ∙ibat とキャパ〈2･4〉制御法

グと同時にコンデンサの電圧制御を行う。レグ 2，3 はインバータとして動作するが，提案回路はレグ 2 のスイッチの𝑉𝑏𝑎𝑡 ∙ 𝑏𝑎𝑡 = 𝑉𝑏𝑢𝑓 ∙ 𝑐 ………………(１０)

オン・オフ状態を考慮し電流経路を決定する必要があるた

シタ部の電力 Pbuf=Vbuf ∙ic の等価関係より，図 5 の制御ブロ

め，レグ 2 には図 3 に示す各電流経路となるようデューテックの上段に示すように AVR の出力（Cbuf に流す電流指令3ic*）から ACR の入力（La に流す電流指令 ibat*）の間に換算を行う。これより，本来は Cbuf に流れ込む電流 ic の制御となるが，本回路では入力側インダクタ La に流れる電流 ibat を制御することで間接的に電圧を制御する。この操作により，APD 回路として補償インダクタを追加する必要がなく，素子数の削減を図ることができる。

(a)ModeⅠ時のバッテリ電流 Ibat と PV 電流 Ipv

また，インバータ制御を行うレグ 3 には PWM より正弦波0.2msの操作量を与えるが，対してレグ 2 の操作量は(8)式に示すデューティを与える。そこで制御の干渉を防ぐためにレグ 3の操作量にレグ 2 の操作量を加算する。

3.

シミュレーション結果

表１にシミュレーション条件を示す。本論文では出力定0.2ms(b)ModeⅡ時のバッテリ電流 Ibat と PV 電流 Ipv

格 500W とした。また，系統連系は行わずに，連系インダクタと抵抗負荷 20Ωにてシミュレーションを行い評価した。
脈動補償を行うコンデンサはフィルムコンデンサを想定し100μF とした。
図 5 に各動作波形を示す。図 5(a),(b)に各モードでのバッテリ電流及び PV 電流を示しているが，レグ 1 にデューティを与えたことで，図 3 に示した動作法での電流不連続モーModeⅠ

ModeⅡ

50ms
(c)ModeⅠ,Ⅱ時のバッテリ電流 Ibat の平均値ドが確認できる。図 5(c)にはモード切替が起こる前後でのバッテリ電流及び PV 電流の平均値を示しているが，APD 回路により 2 倍周波数で現れる脈動を低減できている。これは図 5(d)に示すコンデンサ電圧が平均値 300V に安定し，2倍周波数である 100Hz を含みながら制御されていることで，脈動補償がされている。また，出力電流はひずみのない交流波形がみられる。よって，提案した電流経路で各モードが良(d)コンデンサ電圧 Vbuf

10ms(e)出力電流 Iout10ms

好に動作したことが確認された。また，単相電力脈動補償により脈動成分が良好に補償されていることが確認できる。

4.

おわりに

本稿では，バッテリと PV をもつ単相連系用電力変換器の回路構成を提案した。提案回路は APD の機能をもちインダクタ数を削減できる特長がある。シミュレーションにより，各電流経路のモード動作を確認し，2 倍周波数である脈動の補Fig. 6. Experimental results of (a)Mode Ⅰ and (b)Mode Ⅱ (batterycurrent, PV current,) and (c) each mode’s average current
and(d)capacitor voltage and(e)output current.

償を確認した。
なお，本研究内容は，東京電力ホールディングス株式会社と共同の技術開発センタープロジェクトにて実施している。

文
Table.1 Simulation conditions
Output Power

𝑃 𝑢𝑡

1500VA

Battery Voltage

𝑏𝑎𝑡60VPV Voltage

𝑝𝑣90V

𝑏𝑢𝑓300V

Cell Capacitor Voltage
Load Inductor

La30μH

Output Capacitor

Cbuf100μFOutput Resistor

R6.67Ω

Interconnection Inductor

𝐿𝑏

2 mH

Output Voltage

𝑢𝑡

100Vrms,50Hz

Carrier Frequency

𝑠𝑤

10kHz

献

(１) 塩井太介, 宮下充, 永井悟司, 日下佳祐, 伊東淳一, 中西俊貴, 小林和博: 「BMS 向けフライングキャパシタ形マルチポートコンバータの負荷変動補償法」, SPC 壱岐, Vol. , No. , pp. (2020)(２) 石山柊斗, 日下佳祐, 芳賀仁: 「6in1 モジュールを使用したトランスレスアクティブパワーデカップリング(APD)の検討」, 令和 3 年電気学会全国大会, 4-034,pp.56-57(2021)(３) 宮下充, 永井悟司, 日下佳祐, 伊東淳一, 中西俊貴, 小林和博: 「電流不連続モードを適用したフライングキャパシタ型 DC-DC コンバー
タによるバッテリマネジメントシステムの動作検証」, 電力技術/電力系統技術/半導体電力変換合同研究会, Vol. , No. PE-19-042, PSE-19053, SPC-19-102, pp. (2019)(４) 渡辺大貴, 小岩一広, 伊東淳一, 大沼喜也, 宮脇慧: 「昇圧形アクティブバッファを有する電解コンデンサレス太陽光発電向け系統連系インバータの開発」, 電気学会半導体電力変換/モータドライブ合同
研究会, Vol. , No. SPC-14-039/MD-14-039 (2014)4