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MD-23-102

商用周波数出力に適した非接触給電システムの非線形負荷接続時における高調波電流補償法
徳力雅也＊

黒田

日下佳祐（長岡技術科学大学）

敏行（東京電力ホールディングス）Harmonic current compensation method for a non-linear load of wireless power Transfer system with utility-frequency output
Masaya Tokuriki*, Keisuke Kusaka, (Nagaoka University of Technology)
Toshiyuki Kuroda, (Tokyo Electric Power Company Holdings)
This paper proposes a wireless power transfer (WPT) system suitable for utility-frequency output. In conventional approaches, large
electrolytic capacitors have been used for a DC-link. However, the bulk electrolytic capacitor leads to issues such as increased circuit volumeand low power density. The proposed system employs a method of injection resonance frequencies to address this issue, enabling powertransmission without the need for DC smoothing. Additionally, an Active Power Filter (APF) is applied to the secondary side to mitigate
current and power fluctuations due to a non-linear load. The simulation results show that the proposed topology reduces the total harmonic
distortion (THD) of the output current from 27.6% to 7.11%.
キーワード：非接触給電システム，高周波重畳，高調波抑制，電力用アクティブフィルタ(Wireless power transfer system, High-frequency injection, Harmonic suppression, Active power filter)

1. はじめにを適用するためには，商用周波数出力を可能とする回路構成が必要不可欠である。

近年，PC やスマートフォンのような携帯端末をはじめとそこで本論文では，商用周波数出力に適した非接触給電して，バッテリを搭載したモバイル端末の使用が急速に拡システムを提案する。このシステムでは高周波重畳方式を大している。これらのバッテリへの充電には有線充電器が採用しており，直流平滑用に大容量の電解コンデンサを必用いられてきたが，バッテリの重量やケーブルの不便さ，充用としない。これにより，直流平滑部を小容量のフィルムコ電時間の長さなどが度々課題として取り上げられてきた。

ンデンサで実現が可能となり，回路全体の小型化を達成でそこで，これらバッテリへ無線で充電する方法として非接きる。また，提案システムに非線形負荷が接続された場合に触給電システムが注目を集め，研究が盛んにおこなわれて生じる電流の脈動を，電力用アクティブフィルタを適用すいる(1)~(4)。

ることで対策する。これにより，高調波重畳方式を適用しなこれらバッテリへの充電アプリケーションとして適用される非接触給電システムは，電力伝送時に高周波の交流をがら，システムによって出力される電流の品質を維持することが可能となる。

必要とするため，低周波の交流入力から変換する必要があ

本論文では，提案システムによって商用周波数の正弦波る。一般的に，交流から直接変換するのではなく，一度直流が出力可能であること，および非線形負荷接続時の高調波に変換してから高周波の交流に変換するため，大容量の直抑制が可能であることをシミュレーションにより検証す

流平滑用電解コンデンサが要求される。受電側も同様に高る。

周波の交流から商用周波数の交流，あるいは直流に変換するため，直流平滑が必要とされ，システムの回路全体が大型化しやすいという問題を抱えている(5)~(7)。

2. 提案する非接触給電システムの構成〈2･1〉

提案システムの回路構成

この問題に対して，これまで多くの回路方式が報告され一般的な AC-DC-AC 変換を有する非接触給電システムをている(8)~(10)。しかし，これら回路方式を用いた非接触給電

図 1 に示す。このシステムでは入力部では AC-DC 変換を行システムでは，アプリケーション個々のバッテリ電圧に応い，高周波交流による電力伝送部を経た後，2 次側においてじて個別に設計される必要があり，既存のアプリケーショ

DC-AC 変換が必要となる。この間，DC への変換には直流平ンに一律に適用できず，存システムへ非接触給電システム

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AC-DC
AC
100 V Conversion
50 / 60 Hz

DC-AC
Conversion

AC-DC
Conversion

DC-AC
Conversion

AC100 V50 / 60 Hz

vinvout

図1

図2

従来の商用周波数出力を行う WPT システム構成

Fig. 1.

Overall configuration of the proposed WPTFig. 2.

WPT system configuration with conventional

提案する WPT システム全体の構成
system .

commercial frequency output.

滑のために大容量の電解コンデンサが必要になり，回路がDiode rectifier

大型化及び複雑化するという問題がある。したがって，このSwitching : fr
Duty 0.5

電解コンデンサを取り除くためには，直流平滑部を行わないシステム構成が必要になる。

vin

Cdc1

Switching : fs
Duty 0.5

Diode rectifier
& LPF

Ldc
vdc1

Cdc2

図 2 に提案するシステムの構成を示す。このシステムで

vdc2

は，電解コンデンサによる直流平滑を行わず，ダイオード整

vout

iAF

流器による全波状に整流された正弦波を 1 次側のインバー

VDC

タへと与える。このインバータを伝送コイルと共振コンデンサから成る伝送部の共振周波数でスイッチングし，高周波を重畳させる。2 次側ではダイオード整流器及びローパ

Single-phase APF

図3Fig. 3.

補償回路として APF を適用した提案システム構成
Proposed system configuration with APF applied as

ス・フィルタ(LPF)を通して高周波成分を除去し，極性切り替え回路(duty 比 : 0.5)によって商用周波数の正弦波を出力する。これにより，大容量の電解コンデンサを除去し，小容量のフィルムコンデンサで実現できる。
また，提案システムでは，1 次及び 2 次側の両方のインバータでスイッチングを行うが，PWM は行っていない。特に2 次側では極性切り替えの役割を果たすため，商用周波数でスイッチングすることになる。そのため，スイッチング周波数を高める必要がないため，スイッチング損失の低減が可能になる。したがって，先のコンデンサ容量の低減と合わせて，回路全体の小型化が実現可能になり，パワー密度の向上が可能になる。
〈2･2〉

非線形負荷接続時の高調波抑制方法

2 次側のインバータは極性切り替えとして機能するため，負荷により生じる電流脈動を補償することができない。そこで，電流の高調波ひずみを補償するアクティブフィルタを接続する。アクティブフィルタは負荷と逆位相の高調波電流を系統側へと注入することにより，電源側の高調波を打ち消して補償を行う回路ある。これを非接触給電システ
ムの出力，すなわち交流側へ適用することで，ダイオード整流器をはじめとする非線形負荷により生じる電流高調波成分を抑制するように動作させることが可能になる(11)。
図 3 提案システムの電流補償回路としてアクティブフィルタを適用した場合のシステム全体図を示す。この回路では，非接触給電システムの出力が商用周波数の正弦波出力であるため，この交流出力部が電流の脈動による影響を受けないようアクティブフィルタを並列に接続する。アクテ

a circuit for compensation.

ィブフィルタによってこの出力端に非線形負荷が接続された場合にも，発生する高調波を打ち消すようにアクティブフィルタが動作し，交流出力が正弦波化される。したがって，非接触給電システムにはこの高調波の影響を与えずに動作ができる。

3. アクティブフィルタによる高調波抑制
図 4 に実施したシミュレーションで適用した非線形負荷の構成と，システムとの接続の様子を示す。負荷電流𝑖𝑙 に含まれる高調波成分を抽出し，これを打ち消すようにアクティブフィルタの出力である補償電流𝑖𝐴𝐹 を生成する。これをシステムの出力電流𝑖𝑜𝑢𝑡 に注入し，電流の脈動を抑制する。
図 5 に実装した単相アクティブフィルタの電流指令値生成及びその制御系を示す。一般的に，高調波成分の抽出にはdq 変換及び LPF(あるいは HPF)を用いた手法が広く使われている。しかし，単相の場合三相とは異なり，直交座標系に直接的に変換することができない。そこで，変換行列を用いずに単相系を直接直交座標系で表現するために，負荷電流/2 だけ位相シフトさせ，軸の信号として扱う。これにより，負荷電流の信号と虚数信号は直交し，座標系における単相系の等価表現としてみなせる(12)(13)。
以上より，直交座標系における負荷電流は次のようにあらわすことができる。
𝑖𝑙α
𝑖𝑙 (𝜔𝑡 + 𝜙)[𝑖 ] = [].................................... (1)𝑖𝑙 (𝜔𝑡 + 𝜙 + 𝜋/ 2)𝑙βSPC-23-205
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これを回転座標系で表示するために変換行列と(1)式の積を取り，単相系において等価な dq 座標系表現は次のように
AC
100 V50 Hz得られる。
𝑖𝑙𝑑sin(𝜔𝑡)[𝑖 ] = [cos(𝜔𝑡)𝑙𝑞− cos(𝜔𝑡) 𝑖𝑙α] ⋅ [𝑖 ] ......................... (2)sin(𝜔𝑡)𝑙βilCovout

𝑖𝑙𝛼 sin(𝜔𝑡) − 𝑖𝑙𝛽 cos(𝜔𝑡)𝑖𝑙𝑑
𝑖𝑙𝑑−𝐷𝐶 + 𝑖𝑙𝑑−𝐴𝐶[𝑖 ] = [ 𝑖]=[]𝑖𝑙𝛼 cos(𝜔𝑡) + 𝑖𝑙𝛽 sin(𝜔𝑡)𝑙𝑞𝑙𝑞−𝐷𝐶 + 𝑖𝑙𝑞−𝐴𝐶............................................................................... (3)
ここで，(3)式の直流項 ild-DC，ilq-DC は単相𝑝𝑞理論より負荷LoioutLa

電流 il における基本波成分の有効電力及び無効電力を示す。

Non-linear LoadiAFVDCRoSingle-phase APF

また，交流項 ild-AC，ilq-AC は高調波成分の有効電力及び無効電力を示す。この信号を LPF によって基本波成分以外，す図4

提案システムと適用した非線形負荷の接続

なわち基本波の 2 倍周波数以降の周波数成分を除去する。

Fig. 4.

Proposed system and applied nonlinear load

この出力値にアクティブフィルタの直流バス電圧を維持す

connections.

∗るための電流指令𝑖𝑙𝑑を加算し，dq 逆変換を行う。ただし，理想的には非接触給電システムの出力は基本波の有効電力のみを負荷に供給し，生じる高調波及び無効電力はアクティブフィルタにて補償されるべきでる。したがって，逆変換される dq 座標軸の電流値は次のように考えられる。
∗𝑖𝑙𝑑𝑖+ 𝑖𝑑𝑐[ ∗ ] = [ 𝑙𝑑−𝐷𝐶] ............................................... (3)𝑖𝑙𝑞0

また，実際にアクティブフィルタが出力する電流は補償電流のため，負荷電流と上記手順で得られた値との差分をGeneration of compensating current command values for single-(a)phase active filters.

取得する。以上より，単相アクティブフィルタの補償電流指令は次のように得られる。
∗𝑖𝐴𝐹= 𝑖𝑙 − (𝑖𝑙𝑑−𝐷𝐶 − 𝑖𝐷𝐶 ) sin(𝜔𝑡).............................. (3)

この指令値に対して追従できるように，電流制御器として PR 制御器を使用する。

4. シミュレーション結果
〈4･1〉

(b)

Block diagram of current control system applying PR control.

線形負荷接続時における動作検証

表 1 に本シミュレーション時のシミュレーション条件を

図5
Fig. 5.

単相アクティブフィルタの電流制御系

Current control system for single-phase active示す。また，図 6 (a)に入出力の電圧，1 次及び 2 次側のコfilters.

ンデンサ両端電圧，システムの出力電流を，図 6(b)にはこの時の 1 次側及び 2 次側の伝送電圧を示す。

表1

シミュレーションでは，負荷は線形負荷として抵抗を接シミュレーション条件

Table 1.

Simulation conditions.

続した。図 6(a)より，出力される電圧及び電流が商用周波数

Parameters

SymbolValueで動作できていることが確認できる。また，直流平滑を行わ

Primary voltage

Vin

100 V

ない直流リンクのコンデンサの両端電圧は全波整流状のまSecondary voltage

Vout

100 V

ま動作できていることが分かる。図 6(b)より，1 次側及び 2

Output power

Pout

100 W次側の電圧が，図 6(a)の全波整流波形を包絡線とした共振

Utility frequency

fs

50 Hz

周波数である 85 kHz の高周波が重畳した波形となっていResonant frequencyfr

85 kHzることが確認できる。

DC link capacitor

Cdc1,210 F

Unit capacitance constant

UCCCdc0.50 mJ/VA

VDC

200 V

〈4･2〉

非線形負荷接続時における動作検証

図 7(a)に非線形負荷接続時の入出力の電圧，1 次及び 2 次

APF DC voltage

SPC-23-205
MD-23-102(a) Voltage and current waveforms of the system with(a) Voltage and current waveforms of the system with non-linear loads.

linear loads.

(b) Primary and secondary transmit and receive voltages.
図6

線形負荷接続時の動作波形

Fig. 6. Operating waveforms with linear load.

(b) Primary and secondary transmit and receive voltages.
図7

非線形負荷接続時の動作波形

Fig. 7. Operating waveform with non-linear load.

側のコンデンサ両端電圧，システムの出力電流を示す。また，図 7(b)にはこの時の 1 次側及び 2 次側の電圧を示す。
なお，シミュレーション条件は表 1 と同様に設定した。
シミュレーションでは，負荷をクレストファクタ 1.66 のコンデンサインプット型のダイオード整流器とした。図 7(a)より，線形負荷接続時同様に，出力される電圧及び電流が線形負荷接続時と同様に，商用周波数で得られていることが分かる。また，直流リンクのコンデンサ両端電圧についても，全波整流状に整流された状態で動作できていることも分かる。図 7(b)より，線形負荷接続時と同様に図 7(a)の全波整流状の波形に 85 kHz が重畳されていることが確認できる。
以上より，提案システムに線形あるいは非線形負荷が接図8Fig. 8.

図 8 に提案システムに非線形負荷が接続された場合におCurrent Harmonics Analysis in the Proposed
System.

続された場合でも，商用周波数出力が可能であることを確認した。

提案システムにおける電流高調波解析

5. まとめ

ける出力電流高調波の解析結果を示す。シミュレーション

本論文では，負荷により生じる電流高調波を低減する，商結果より，アクティブフィルタを適用していない場合の用周波数出力を可能な非接触給電システムを提案した。従THD27.6%(40 次まで)に対して，アクティブフィルタを適来の非接触給電システムでは，低周波の交流入力から高周用した本提案システムでは 7.11%まで低減できることが確波の交流に変換するために一度直流に変換する必要があ認できた。特に，3 次高調波成分については 19.0%の低減，り，大容量の平滑用コンデンサが必要とされていた。提案シ

5 次以降の次数についても 10%程度の低減効果があることステムでは，このコンデンサを小容量のものに変更が可能を確認した。

であることをシミュレーションにより明らかにした。また，

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非線形負荷が接続された場合に生じる電流高調波を，アクティブフィルタにより抑制できることを確認した。これにより，3 次高調波成分を 19.0%低減することができ，5 次高調波成分についても 10%以上の低減効果があることを確認した。
今後は，本提案システムに低力率の負荷が接続された場合の動作検証と，試作機を用いて高周波重畳方式で電力伝送が可能であることを実機により確認する。
なお，本研究は東京電力ホールディングス株式会社との共同研究により実施したものである。

文
(1)

(2)

(3)

(4)
(5)

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(8)

(9)

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

献

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