電気学会論文誌●（●●●●●●●部門誌）
IEEJ Transactions on ●●●●●●●●●●●●●●●
Vol.●● No.● pp.●-●●
DOI: ●.●●/ieejeiss.●●.●

消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2013.06.18
論文

電流不連続モードを適用したフライングキャパシタ形マルチポー
トコンバータによるバッテリマネジメントシステムの開発
学生員

塩井

太介＊

上級会員

正

宮下

員

伊東 淳一＊a)

正

充＊

正

員

中西

員

渡辺

大貴＊

俊貴＊＊

正

員

正

員

日下

佳祐＊

小林 和博＊＊Development of a Battery Management System with Flying capacitor-type Multiport Converterin the Discontinuous Current Mode
Taisuke Shioi＊, Student member , Mitsuru Miyashita＊, member, Hiroki Watanabe＊, member , Keisuke Kusaka＊, Member, Jun-ichi Itoh＊a), Senior member, Toshiki Nakanishi＊＊, Member, Kazuhiro Kobayashi＊＊, Member（20XX 年●月●日受付，20XX 年●月●日再受付）

This paper proposes a multiport converter based on a flying capacitor converter topology for use in a battery management
system. The proposed circuit operates in discontinuous current mode and pulse frequency modulation in order to reduce
inductor volume. The circuit achieves load fluctuation compensation and maximum power point tracking of thephotovoltaic(PV) system by deciding duty ratio based on load current and PV output current. According to the experimental
results, an efficiency of more than 95.8% was achieved under all operation conditions. In addition, the maximum efficiency
reached 98.8% at the rated load (750 W). Furthermore, the inductor volume reduced by 85.5% compared to that of theconventional circuit using two inductors.
キーワード：マルチポートコンバータ，電流不連続モード，バッテリマネジメントシステム，DC-DC コンバータ

Keywords：Multi-port converter, Discontinuous current mode, Battery management system, DC-DC converter

1.

構成では要求に応じて柔軟に PV やバッテリを接続するこはじめにとができるため，拡張性が高いという特徴がある。しかし，

近年，太陽光発電(PV)は災害時においても発電が可能であPV とバッテリの増設に伴い多数台の DC-DC コンバータがることから，災害時における非常用発電としての活躍が期必要となるためシステムの大型化が懸念される。特に，DC-待されている(1)~(3)。しかしながら，PV の発電電力は天候にDC コンバータのインダクタは大型化しやすく，装置体積の依存するため夜間および悪天候時に電力供給ができない問

大きな割合を占める。

題がある。そのため，蓄電素子を用いて PV の発電電力変動

そこで，複数の PV や蓄電素子を接続する電力変換器の小を補償するバッテリマネジメントシステム(BMS)が適用さ型化を目的にマルチポートコンバータが多数研究されていれている(4)~(6)。

る(8)~(14)。文献(9)，(10)では，入力 2 ポート間の電力融通，直最も一般的な回路構成として，PV と蓄電素子ごとに DC-

流バスへの電力供給を 1 つの電力変換器で達成している。

DC コンバータを接続する回路方式が挙げられる(7)。本回路

しかし，各入力ポートにインダクタが必要となるため，回路体積が十分に削減できない。文献(11)では，単一のインダクa)Correspondence to: Jun-ichi Itoh. E-mail: itoh@vos.nagaokaut.ac.jp＊
長岡技術科学大学〒940-2188 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
Nagaoka University of Technology
1603-1, Kamitomioka-machi, Nagaoka, Niigata, Japan 940-2188** 株式会社 三英社製作所〒142-8611 東京都品川区荏原 5 丁目 2 番 1 号
San-Eisha, Ltd.
5-2-1, Ebara, Shinagawa, Tokyo, Japan 142-8611© 200● The Institute of Electrical Engineers of Japan.

タで PV および蓄電素子から出力ポートへの電力供給を実現している。しかし，パワーフローが一方向であるため PVから蓄電素子を直接充電できない。文献(12)では，2 つの直流入力ポートを直列接続し，インダクタ 1 つで DC-DC 変換を達成している。この回路構成では，インダクタ数が削減できることから DC-DC コンバータを小型化できる可能性があ1

FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）る。しかし，2 つの入力ポートの充放電動作のために追加のBatteryPV

2 つの入力ポート間の充放電動作を実現している。しかし，

VAC

Inverterる。文献(13)，(14)では，文献(12)よりも少ないスイッチ数でInverter

スイッチを必要とすることから変換効率の低下が懸念され

V
VAC

V
t

出力側のスイッチおよびダイオードに出力電圧が直接印加されるため高耐圧の素子が必要となる。以上より，BMS に

Fig. 1. Conventional circuit.

はインダクタ数とインダクタンスの低減によるインダクタ

Proposed Multi-port converter

体積の削減，および PV から蓄電素子を充電する動作が可能
S1

な電力変換器が要求される。
本論文では，PV と蓄電素子を用いたマルチポートコンバ

S2

ータにおけるインダクタの小型化を目的に，フライングキ
L1ャパシタコンバータ(FCC)(15)の回路構成を応用したシステ

-

PV

S3

Battery

ムを提案する(16)。なお，提案するシステムは定格容量 1 kW

+

t

S4

程度の比較的小容量の非常用電源システムへの適用を想定している。本システムは，FCC の低電圧側に蓄電素子を，フライングキャパシタ部に PV を接続する。また電流不連続モ

Fig. 2. Proposed circuit.

ード(DCM)を用いてインダクタ電流を正負に制御するタイ
ムシェアリング動作をおこなう。これにより，1 つのインダ

S1

クタで蓄電素子と PV の電力融通を制御することができ，回iL S
2

路体積を小型化できる。さらにパルス周波数変調(PFM)を適

L用することで常に臨界動作モード近傍で動作させ，電流ピVbat

ーク値を低減する。これによりパルス幅変調(PWM)適用時

S1
iL S
2
VPV

Vout

S3

L

Vbat

S4

VPV
S4

(i)

と比較して変換効率を改善する(17)。加えて，FCC 部に PV を接続することで各スイッチング素子に印加される電圧は

S1

DC リンク電圧の半分以下になるため低耐圧の素子で構成

iL S
2可能である。また，本システムは定格容量 1 kW 程度の小容

L

量の独立型非常用電源への適用を想定しているため PV の

Vbat

漏れ電流は比較的小さく，問題とならないと考える。

(ii)
S1
iL S
2

VPV

Vout

S3

L
Vbat

S4

VPV

Vout

S3
S4

(iv)

(iii)

本論文の構成は以下の通りである。まず，提案システムの

Vout

S3

回路構成および負荷電流平均値と PV 出力電流平均値に応(a) Mode A(Iout_ave > IPV_ave)

じた 2 つの動作モードについて説明する。次に，PV の最大
電力点追従制御(MPPT 制御)と負荷変動補償を両立するデュS1

ーティ比および PFM 適用時のスイッチング周波数決定式を

iL S
2

動作モードごとに導出する(18)。次に，シミュレーションおよLび 750W 試作機を用いた実機実験により，導出したデュー

Vbat

Vout

S3

L
Vbat

VPV
S4
(ii)
S1

S1

させた際の効率特性より提案システムの有用性を示す。

iL S
2

iL S
2

提案システムの回路構成と動作モード

L

図 1 に従来の BMS の回路構成例をVbat示す。従来回路は PV と蓄電素子ごとに DC-DC コンバータ

VPV
S3

Vout

L

Vbat
S4

VPV

積の大型化が懸念される。

Vout

S3
S4

(iii)

を接続するため，昇圧インダクタの数が増加しシステム体

Vout

S3

(i)

補償できることを示す。最後に，負荷と PV 出力電力を変動〈2･1〉回路構成

iL S
2
VPV

S4

ティ比を用いることで負荷変動および PV 出力電力変動を

2.

S1

(iv)
(b) Mode B(Iout_ave < IPV_ave)Fig. 3. Operation mode of proposed circuit.

図 2 に提案回路構成を示す。提案システムは，FCC を基本とした回路構成である。FCC の低電圧側にバッテリを，制御することにより，1 つのインダクタで蓄電素子の充放電

フライングキャパシタ部に PV を接続する。また，本回路は動作を実現する。加えて，DCM を適用することで，昇圧イ

BMS に適用するため，出力ポートには PWM 駆動するインンダクタに必要なインダクタンスを低減できる。さらに，マバータを接続することを想定している。本システムは電流

ルチレベル構成とすることで，各半導体素子には低耐圧の不連続モード(DCM)(19),(20)を用いてインダクタ電流を正負に
2

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

Table 1. Switching pattern and power flow in each mode.

デバイスが適用可能である。
〈2･2〉 提案回路の動作モード

図 3 に提案回路の動作モードを，表 1 にモードごとのスイッチングパターンとパ
ワーフローを示す。ここで，スイッチングパターンは ON を

Mode A(Iout_ave >IPV_ave )“1”，OFF を“0”と表記している。提案回路は，負荷電流平均値 Iout_ave および MPPT より決定される PV 出力電流平均値
IPV_ave の大小関係に応じて Mode A と Mode B の 2 つの動作

Mode B(Iout_ave <IPV_ave )モードがある。ここで，常にバッテリから電力を出力する
Mode A において PV の出力電圧 VPV は常に負荷電圧 Vout よSwitching pattern
Power flow
S1 S2 S3 S4 Pload > PPV Pload < PPV(i) 0 0 1
1(ii) 1 0 1
0
PV+Battery(iii) 1 1 00load(iv) 0 0 001(i) 0 1 0
1 PV+Battery PV load(ii) 0 0 1
load + Battery0(iii) 1 0 1(iv) 0りも低く，PV の出力電流は常に負荷電流よりも小さいため

0

0

0

PV 出力電力 PPV が負荷 Pload を上回る動作条件は存在しな
iout [A]
Ipk1
Ipk2

い。以下に各動作モードを示す。
Mode A (図 3(a))

図 4(a)に Mode A における負荷電流波形 iout と平均値 Iout_ave，(b)に PV 出力電流波形 iPV と平均値

Iout_ave

IPV_ave，(c)にインダクタ電流波形 iL と平均値 IL_ave を示す。

D1Tsw

Mode A ではバッテリは PV 出力電力と負荷の差分を補償す
るため放電動作を行う。このモードでは，はじめに Mode A(i)

T4

t [s]

D3Tsw
D2Tsw
Tsw
(b) PV output current waveform

T4

t [s]

D2Tsw
D3Tsw
Tsw
(c) Inductor current waveform

T4

t [s]

iPV [A]
Ipk1の期間にバッテリのエネルギーをインダクタに蓄積する。
次に，Mode A(ii)の期間にバッテリと PV から負荷に電力をIpk2供給する。そして，Mode A(iii)の期間を用いてバッテリ単体

IPV_aveから負荷へ電力を供給する。最後に，全てのスイッチをオフ

D1Tswにし，ゼロ電流期間を設ける。また，図 4(a)，(b)より Mode
A(ii)の期間において PV の出力電流は全て負荷に流れる。加

iL [A]
Ipk1
Ipk2
IL_ave

えて，負荷には Mode A(iii)の期間にバッテリから電流が流れるため，負荷に流れる電流の平均値は必ず PV の平均出力
電流より大きくなる。そのため，負荷電流平均値が PV 出力
電流平均値よりも小さくなる場合には，提案回路はバッテ

D1Tsw

リに充電される期間が存在する Mode B として動作する。
Mode B (図 3(b))

D2Tsw
D3Tsw
Tsw
(a)Load current waveform

図 5(a)に負荷電流波形 iout と平均値

Fig. 4. Current waveform in Mode A(Iout_ave > IPV_ave).

Iout_ave，(b)に PV 出力電流波形 iPV と平均値 IPV_ave，(c)にインダクタ電流波形 iL と平均値 IL_ave を示す。図 5(c)に示す通り

iout [A]Ipk2

Mode B では，バッテリに流れる電流が 1 キャリア周期中に正負に変化する。このモードでは，はじめに Mode B(i)の期

Iout_ave

間で PV の出力電力をバッテリに充電する。次に，Mode B(ii)の期間にバッテリのエネルギーをインダクタに蓄積する。

D1Tsw

D3Tsw
Tsw
(a)Load current waveform

T4

t [s]

D1Tsw

D3Tsw
Tsw
(b) PV output current waveform

T4

t [s]

T4

t [s]

そして，Mode B(iii)の期間に PV とバッテリから負荷へ電力を供給する。最後に，全てのスイッチをオフにし，ゼロ電流

iPV [A]
Ipk2
Ipk1
IPV_ave

期間を設ける。このモードでは，負荷と PV 出力電力の大小関係によって表 1 に示すようにパワーフローを決定する。
バッテリに充電する Mode B(i)の期間とバッテリが放電する
Mode B(iii)の期間を調整することで，負荷と PV 出力電力に応じた 2 つのパワーフローを実現する。
〈2･3〉 提案回路の動作条件

D2Tsw

D2Tsw

iL [A]
Ipk2

表 2 に動作モードごとの各ポートの電圧条件を示す。PV の発電電力によらず，負荷IL_aveに安定した電力供給を行うためには，前述の Mode A および
Mode B の動作条件を共に満足する必要がある。

D1Tsw
D2Tsw

Mode A においてバッテリと PV から同時に負荷に電力供-Ipk1給を行うためには，(1)式に示す電圧条件を満たさなければ

D3Tsw
Tsw
(c) Inductor current waveform

Fig. 5. Current waveform in Mode B(Iout_ave < IPV_ave).

ならない。

3

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Table 2. Voltage condition of the proposed circuit in each mode.

Vout  VPV + Vbat ..................................................................... (1)Operation mode of proposed circuit (Fig.3)
(ii)
(i)
(iii)

Mode B では PV からバッテリへ充電動作を行う Mode B(i)の期間が必要となる。この際，PV からバッテリへ降圧動作を行うために(2)式に示す電圧条件を満たす必要がある。

VPV  Vbat ............................................................................... (2)
結果として，本システムを BMS として適用するためには

Vbat > 0

Vout > VPV +Vbat

Vout > Vbat

Mode B(Iout_ave < IPV_ave )VPV > Vbat

Vbat > 0

Vout > VPV +Vbat

負荷への電力供給と PV の MPPT 制御を両立できる。

(1)式および(2)式を共に満足する必要がある。

3.

Mode A(Iout_ave > IPV_ave )(ii)

バッテリ充電電力制御(Ibat_ave* > Ibat_max)

バッテリ電

流指令値が最大バッテリ充電電流 Ibat_max を上回る場合には提案回路の制御法

負荷とバッテリ充電電力を直接制御する。そして，PV 出力
提案回路では，バッテリの充放電電力を制御することで電力は負荷電力とバッテリ最大充電電力の差分で決定され負荷や PV の発電電力の変動を補償する。本章ではまず，バる。そのため，各ポートの電流指令値は(6)式で求められる。

ッテリ充電状態に応じた各ポートの出力電流指令値の決定

 I PV _ ave* = (Vout I out _ ave* − Vbat I bat _ max ) / VPV...................... (6)* I bat _ ave = I bat _ max

方法を示す。次に，前述した 2 つの動作モードにおいて負荷変動補償を実現するデューティ比および PFM 適用時のスイッチング周期の決定方法を示す。
〈3･1〉各ポート出力電流指令値の決定法

提案回路では，バッテリ充電状態に応じて PV の MPPT

提案回路では，制御とバッテリの充電電力制御を切り替える。そして，(5)，負荷電力および PV 出力電力に応じて，各ポートの出力電流(6)式に示す PV の平均出力電流と負荷電流平均値を指令値

指令値および動作モードを決定する。ここで負荷電力およとして，各スイッチのデューティ比および PFM 適用時のスび PV 出力電力は(3)式で表される。

イッチング周期を決定する。次節に，デューティ比およびス

Pout = PPV + Pbat ................................................................. (3)イッチング周期の導出方法を示す。
〈3･2〉 デューティ比とスイッチング周期の導出

ここで，バッテリ電力 Pbat は放電動作の場合は正に，充電動(i)

作の場合は負になる。(3)式より，バッテリの充放電電力は負荷と PV 出力電力の差分を補償する形で決定される。しか定され，PV の出力電流平均値は最大電力点から決まる。こ電になる，もしくは定格以上の充電電流が流れる可能性がれらを満たすデューティ比よりインダクタ電流が決まる。

ある。そのため，バッテリの充電電流が定格値をこえないよ

まず，ファラデーの法則より Mode A(i)の期間 D1Tsw，Mode

うにバッテリ充電電流に制限を設ける必要がある。ここで，A(ii)の期間 D2Tsw および Mode A(iii)の期間 D3Tsw のインダク

バッテリ電流は各ポートの電流指令値および電圧検出値か

タ電圧と電流の関係は(7)式で表される。

ら(4)式で求められる。

 dI L L dt = Vbat

 dI L= Vout − VPV − Vbat .................................................... (7)L
 dt
 dI L= Vout − Vbat
L
 dt

Ibat _ ave* = (Vout Iout _ ave* − VPV I MPPT ) / Vbat ............................ (4)

ここで，Iout_ave*は出力ポートの電圧制御から得られる負荷電流指令値，IMPPT は MPPT 制御で決まる PV の出力電流指令値である。バッテリに定格以上の電流が流れるのを防ぐた
めには最大バッテリ充電電流 Ibat_max を設ける必要がある。

ここで，L はインダクタンス，dt はインダクタに電流が流

そして，Ibat_ave*と Ibat_max の大小関係に応じて PV 出力電力をれる時間である。(7)式よりスイッチング時のインダクタ電直接制御するかバッテリ充電電力を直接制御するかを決定

流値 Ipk1，Ipk2 を(8)式に示す。

する。以下に各制御の詳細を示す。
PV 出力電力制御 (Ibat_ave* ≤ Ibat_max)

まず，Mode A におけるデュを示す。提案回路では，負荷電流の平均値は負荷電力より決し，PV の発電電力と負荷の状態によってはバッテリが過充(i)Mode A(Iout_ave > IPV_ave)

ーティ比および PFM 適用時のスイッチング周期の決定方法

Vbat I pk1 = L D1Tsw
Vout − VPV − Vbat

D2Tsw ...................................... (8) I pk1 − I pk 2 =LVout − Vbat
D3Tsw
 I pk 2 =L

バッテリ電流指令値が最大バッテリ充電電流よりも小さい場合には負荷電力および PV 出力電力を直接制御する。そのため，各ポー
トの電流指令値は(5)式で求められる。

 I PV _ ave* = I MPPT....................... (5)*** I bat _ ave = (Vout I out _ ave − VPV I PV _ ave ) / Vbat

ここで，Tsw はスイッチング周期，D1 は Mode A(i)のインダ
クタにエネルギーを蓄積する期間，D2 は Mode A(ii)のエネ

ここで，バッテリ充電電流が定格値より低い場合には PV

ルギーを放電する期間，D3 は Mode A(iii)のエネルギーを放出力電流指令値には MPPT 制御による指令値を用いるため
4

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

電する期間のデューティ比である。PV の平均電流および出VPV − Vbat

D1Tsw
 I pk1 =
L

Vbat

D2Tsw
............................................. (13)
 I pk1 − I pk 2 =LVout − VPV − Vbat
D3Tsw
 I pk 2 =L

力ポートの平均電流は図 4 に示すピーク電流と導通期間から面積を計算することで(9)式で求められる。
1
I= ( I + I pk 2 ) D2

 PV _ ave 2 pk 1................................ (9)

1
1
I
=
(
I
+
I
)
D
+
I
D
out _ ave
pk 1
pk 2
2
pk 2 3

2
2


ここで，D1 は Mode B(i)の PV からバッテリに充電する期間

ここで，負荷への電力供給および MPPT を実現するため，のデューティ比，D2 は Mode B(ii)のインダクタにエネルギ

PV 平均電流と出力ポートの平均電流の指令値をそれぞれーを蓄積する期間のデューティ比，D3 は Mode B(iii)のエネ

IPV_ave*，Iout_ave*とおくと(8)式と(9)式より各デューティ比(D1

ルギーを放電する期間のデューティ比である。PV の平均電

~ D3)は(10)式で求められる。

流および出力ポートの平均電流は図 5 に示すピーク電流と導通期間から面積を計算することで(14)式で求められる。

 D1 = Vout − VPV − Vbat D2 + Vout − Vbat D3

Vbat
Vbat




I PV _ ave* (Vout − VPV − Vbat ) 2−(Vout − Vbat ) D3 
 D2 =
1 − 1 +**2 (Vout − VPV − Vbat ) ( I out _ ave − I PV _ ave )(Vout − Vbat ) 




*
*

2 L( I out _ ave − I PV _ ave ) D3 =(Vout − Vbat )Tsw



1
1

I
= I D + I D PV _ ave 2 pk 1 1 2 pk 2 3............................................. (14)
1
II pk 2 D3
out _ ave =2(13)式と(14)式より各スイッチングデューティ(D1 ~ D3)は(15)式で求められる。
** D = 2 L( I PV _ ave − I out _ ave )1(VPV − Vbat )Tsw
VPV − Vbat
V − VPV − Vbat
D1 + out
D3 ........................... (15)
 D2 =
V
Vbat
bat


2 LI out _ ave*
D =3
(Vout − VPV − Vbat )Tsw
............................................................................................. (10)次に，PFM 適用時のスイッチング周期の決定方法について示す。ここで，インダクタ電流の傾きはインダクタの設計
時誤差や各部電圧電流の検出誤差などによって変動する。
そのため，インダクタ電流の傾きが変化しても電流が CCMにならないように，スイッチング周波数に対して数%程度のゼロ電流期間 T4 を持たせる必要がある。また，PFM を適用

また，ゼロ電流期間を一定に制御するためのスイッチン

し負荷によらず T4 を一定の短時間に制御することで，電流グ周期は 3･2(i)項と同様に(11)式に(15)式に示したデューテ

ピーク値を低減し効率向上が期待できる。T4 を考慮したス

ィ比を代入することで求められる。

イッチング周期とデューティ比の関係は(11)式で表される。

2 L( B1 + B2 )  2 L( B1 + B2 )
T = L( B1 + B2 ) + T + 
+
T4


sw
4
2

Vbat 2
Vbat 2 Vbat
VPV 2 ( I PV _ ave* − I out _ ave* ) (Vout − VPV ) 2 I out _ ave*+
 B1 =
VPV − Vbat
Vout − VPV − Vbat


*
*
*
 B = 2V (V − V ) I out _ ave ( I out _ ave − I PV _ ave )
PV
out
PV
 2
(VPV − Vbat )(Vout − VPV − Vbat )

Tsw = ( D1 + D2 + D3 )Tsw + T4 ................................................ (11)(11)式に(10)式で導出したデューティ比を代入すること
で，スイッチング周期は(12)式で求められる。
2

2
2
2
T = L( A1 + A2 ) + T +  L( A1 + A2 )  + 2 L( A1 + A2 ) T


sw
4
4

A3
A3
A3




VPV Vbat ( I out _ ave* − I PV _ ave* ) A1 =
Vout − Vbat**
 A2 = (Vout − VPV ) (Vout − Vbat ) I out _ ave − VPV I PV _ ave22
 A3 = Vbat (Vout − VPV − Vbat )............................................................................................. (16)〈3･3〉デッドタイムによる電流誤差補償

図 6 にデッドタイム期間がインダクタ電流に与える影響を示す。デッドタイムが付与されると D1Tsw の期間のみがデッドタイム分だけ短縮され，電流平均値が低下する。そのため，T1 の期間............................................................................................. (12)をデッドタイム分だけ増加させることでデッドタイムの影

次に，Mode B におけるデューティ比および PFM 適用時

響を相殺する。ここで，D2Tsw と D3Tsw についてはデッドタのスイッチング周期の決定法を示す。Mode B においても 3･イム期間に還流ダイオードを通って自然に切り替わるため

2(i)項と同様の手順でデューティ比を導出する。まず，ファデッドタイムによる影響は無い。そのため，デッドタイムをラデーの法則よりスイッチング時のインダクタ電流値 Ipk1，

考慮した場合の各デューティ比は(17)式で求められる。

Ipk2 は(13)式で表すことができる。

 D1 = D1_ ideal + Td f sw
.......................................................... (17) D2 = D2_ idealD=D
3_ ideal
 3
5

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

ここで，D1_ideal，D2_ideal，D3_ideal はデッドタイムを考慮せず(10),(15)式により求めたデューティ比である。(17)式より求with dead-timecompensation

iL [A]

めたデューティ比を用いることで，デッドタイムによる影without
dead-time

響を無視できる。また，図 6 から分かるようにゼロ電流期間

without dead-timecompensation

T4 はデッドタイム補償による影響を受けない。
〈3･4〉制御ブロック

図 7 に提案回路の制御ブロックを示す。制御ブロックは出力電圧制御部，モード選択部，PWM

Td

信号生成部およびスイッチングパターン選択部から構成さ

D1Tsw

指令 Iout_ave*および PV 出力電流指令 IPV_ave*を決定している。

without dead-timecompensation

そして負荷電流指令と PV 出力電流指令の大小より動作モ

iL [A]

ードを決定し，指令値を(10)，(15)式に示したデューティ決
定式に代入してデューティ比を求める。なお，本論文ではバwith dead-timecompensation

without
dead-time

D1Tsw

Td

Td

ッテリ出力電圧に対して直接 PI 制御は適用せず，バッテリ

t [s]

Td

D3Tsw
T4
D2Tsw
(a) Iout_ave* > IPV_ave *れる。本制御系では，バッテリの充電状態に応じて負荷電流充電状態に応じて充放電電流を制御することで，充電電力

Td

Td

t [s]

T4

D3Tsw

D2Tsw

の不足によるバッテリ出力電圧の低下を抑制する。

4.

Td

Td

(b) Iout_ave* < IPV_ave *インダクタの設計法と体積Fig. 6. Inductor current waveform with dead time.

提案回路に PFM を〈4･1〉 インダクタンス条件の導出

適用する場合，スイッチング周波数はインダクタンスに大Voltage controller

きく依存する。そのため，ここではインダクタ設計のためにの関係は(12)式より(18)式で求められる。
(Vout − Vbat ) 2 (Tsw − T4 ) 2
L =
2
*


4Vout (VPV I PV _ ave* ) 2 VPV I PV _ ave
2Tsw 
++ Vout I PV _ ave* (Vout − VPV − Vbat )(Vout − VPV − Vbat )






*
*
Vout (Vout − Vbat ) I out _ ave − VoutVPV I PV _ ave =Vbat 2 I PV _ ave*............................................................................................. (18)Commandvalue selector

Eq.(12)
Eq.(16)

Switching frequency
calculation

D1+D 2+D 3++-

Carrier

S1

S2

S3

S4

Flg_charge
Flg_discharge

Fig. 7. Control block diagram of FCC with
output-port voltage controller.

め，スイッチング周波数に上限を設け，上限値より高くなる〈4･2〉 インダクタンス電流ピーク値の導出

Mode B の場合のインダクタンスとスイッチング周期の関係

ここではインダクタ設計のために各モードにおける電流ピーク値を導は(16)式より(18)式で求められる。

出する。まず Mode A におけるインダクタ電流ピーク値はVbat (Tsw − T4 )L =
 V 2 + (VPV − Vbat ) 2 
2Tsw I PV _ ave* − I out _ ave*  PV
+ 2VPV  (VPV − Vbat )






*
2
I
(
V
−
V
)
out _ ave
out
PV
 =
*
*

(
I
−
I
)(
V
−
V
− Vbat )(VPV − Vbat )
PV
_
ave
out
_
ave
out
PV


(

*

Eq.(5) IPV_ave
Eq.(6)

D1+D 2場合には PWM として動作させる。

ここで，α は式の簡単化のために用いた変数である。同様に，

2

Iout _ave *SW pattern selector

まず，Mode A の場合のインダクタンスとスイッチング周期

Duty ratio
calculation
Eq.(10)Eq.(15)Mode selector

Vo ut _re f +
PI
Vo ut
VPV
I
MPPT MP PT
IPV
Vbat

インダクタンスとスイッチング周波数の関係を導出する。

PWM generator
D1+-

Mode selector(8), (10)式より(20)式で求められる。

2

)




 VPV 2*
 I = 2Tsw − 2VPV  I PV _ ave* 
(Vout − Vbat ) I out _ ave + 
pk 1

L 
(
V
−
V
)
out
bat







2Tsw
 I pk 2 =(Vout − Vbat )( I out _ ave* − I PV _ ave* )L............................................................................................. (19)............................................................................................. (20)

ここで，は式の簡単化のために用いた変数である。(18),(19)同様に，Mode B におけるインダクタ電流ピーク値は(13),式より PFM を適用すると，重負荷になるほどスイッチング(15)式より(21)式で求められる。

周波数が低くなる。そのため，(18)，(19)式を用いて定格動2Tsw(VPV − Vbat )( I PV _ ave* − I out _ ave* ) I pk 1 =L.................... (21)

2Tsw

*
(Vout − VPV − Vbat ) I out _ ave I pk 2 =L

作時のスイッチング周波数が所望の値になるようにインダクタンスを決定する。(18)，(19)式から求めた値より低いインダクタンス値を適用することで，負荷条件によらず所望のスイッチング周波数以上の周波数でスイッチングが可能となる。しかし，低インダクタンスで PFM を適用すると，

ここで，全動作条件においてインダクタが飽和しないよ

軽負荷時にスイッチング周波数が非常に高くなる。そのた
6

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

うに(20),(21)式に示した各動作モードにおける電流ピーク

Table 3. Simulation conditions.

値の内，最大となる条件に合わせてインダクタを設計する。
〈4･3〉 インダクタ体積の理論検討

SymbolParameter
Value
Rating load
750 W
Pout
Rating PV output power
PPV
900 W
Output-port voltage
Vout
170 V
PV voltage
VPV
90 V
Battery voltage
48 V
Vbat
Maximum battery charge current
Ibat_min-10 A
Maximum battery discharge current Ibat_max
10 A
Boost inductor
L1
27.7 H
Output-port capacitor
Cout1300 F
PV-port capacitor
CPV
1300 F
Battery-port capacitor
Cbat
1300 F
Maximum Carrier Frequency
50 kHzfsw_limit
T4
Zero current interval
3 µs
Dead timeTd
0.5 s
IPV_ref 0 10 A(start at 0.3 s)
PV current command value

本節では，インダク

タエネルギーの観点からインダクタ体積を算出する。インダクタ体積 VolL は Area product(21)によれば，(22)式で求められる。
3

 2W  4
VolL = KV 
 ...................................................... (22) Ku Bm J w 
ここで，KV はコアの形状から決定される定数，W はインダクタに蓄積されるエネルギー，Ku は窓の占積率，Bm はコアの最大磁束密度，Jw は巻き線の電流密度である。(22)式よりインダクタ体積はインダクタエネルギーの 3/4 乗に比例することがわかる。本論文では，PFM 適用によるインダクタ
体積の低減効果を検討するために 6･3 項にて提案回路に1000
Power : Pout, PPV, Pbat [W]

PWM と PFM をそれぞれ適用した場合のインダクタ体積を比較する。

5. シミュレーション結果〈5･1〉 シミュレーション条件

表 3 にシミュレーショ

ン条件を示す。本論文では，PV の定格が 900 W，負荷の定800 Battery Power : Pbat
600

400
200

Load

0

-200

格が 750 W のシステムを想定し，提案回路における DCM 動

PV Power : PPV

作およびバッテリによる負荷変動補償動作の検証を行う。

-400

本システムでは，出力ポートにインバータを接続すること

-600
0.2

Discharge

Charge

0.4

0.6

0.8

1.0

1.2

Time [s]を想定しているため，出力ポートにはインバータを模擬した電流源負荷を接続した。PV は定電圧源で模擬しており，Fig. 8. Battery power, PV power and load.

簡単化のために MPPT は行わず PV の出力電流指令値は 0 A
Output-port voltage:Vout [V] Average PV current [A]から 10 A まで変化するランプ信号を与える。
インダクタンスは(18)，(19)式を用いて，定格(Pout = 750 W)
でスイッチング周波数が 10 kHz になるように設計した。(18)式よりインダクタンスが 104 µH，(19)式よりインダクタン
スが 27.7 H の時に定格時のスイッチング周波数が 10 kHzになる。本論文では，常に 10 kHz 以上のスイッチング周波数で動作させるためにインダクタンスは 27.7 µH とした。また，ゼロ電流期間は各ポートの電圧検出誤差を 1%程度許容できるように実験的に 3 s に決定した。
〈5･2〉シミュレーション結果 図 8 にと負荷電力を変動させた際のバッテリ電力，PV 出力電力および負荷電力を示す。0.3 s までは PV の出力電流指令値がゼロであるため負荷電力を全てバッテリから供給しており，0.3 s から 0.5 s ま

15Command value
10

Simulation value

5
0
200
150
100
50
0

0.2

0.4

0.6
Time [s]0.81.0では PV の不足電力をバッテリから供給している。また，提Fig. 9. Average PV current and output-port voltage.

案回路は 0.4 s のタイミングで Mode A から Mode B へ遷移の出力電流は指令値に追従しているため，PV から任意の電している。そして，0.5 s からは PV の出力電力が負荷電力を流を取り出すことができ，MPPT を実現できることを確認し上回っているため過剰電力をバッテリに充電している。また。また，出力ポート電圧は PV の出力電流に依存せず一定

た，1.0 s にて負荷が変動した際には，変動分の電力をバッに制御できている。これより，バッテリで PV の出力を補償

テリから出力することで，PV の出力電力に影響を与えずにできていること，3 章で導出したデューティ決定式は妥当で負荷変動を補償している。以上の結果から，提案する負荷変あることを確認した。

動補償法は PV の MPPT と負荷変動補償を両立可能である。

図 10 に負荷電力を 750 W → 150 W → 750 W と変化さ

図 9 に PV の出力電流指令値を 0 A から 10 A に変化させせた際のバッテリ電力，
PV 出力電力および負荷電力を示す。

た時の電流平均値と出力ポート電圧を示す。図 9 より，PV
7

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

図 10 より，負荷電力が低下しバッテリに充電される電力が

900 W

1000

Power : Pout, PPV, Pbat [W]閾値である 480 W(10 A)以上になった際にバッテリ電力制御
状態に移行していること分かる。この時，負荷電力とバッテ
リ充電電力は PV から供給されている。
また，負荷電力が 750
W に上昇した場合には PV の発電電力が上昇し，再び PV 出
力電力制御状態に復帰している。以上の結果より，提案制御は PV 出力電力制御とバッテリ充電電力制御を瞬時に切り

PV Power : PPV

800

Load : Pout

600
400
200

Battery Power : Pbat

0
Pout = 150 W-200

替え可能である。

480 W

-400

図 11(a)にバッテリ放電時のインダクタ電流波形(図 8 の

-600
-800

0.4 s 時点)を(b)にバッテリ充電時のインダクタ電流波形(図

0.7

0.8

8 の 1.2 s 時点)を示す。図 11(a)よりバッテリ放電時のインダ

0.9

1.0

1.2

1.1

Time [s]クタ電流波形は DCM を達成しており，ゼロ電流期間は指令

Fig. 10. Step response in load change to 0.2p.u. from 1.0p.u.

値の 3 µs と一致している。また，図 11(b)よりバッテリ充電

and to 1.0p.u. from 0.2p.u.

Inductor current : iL [A]時も同様に DCM を達成し，ゼロ電流期間も指令値の 3 µs と一致している。これより，スイッチング周波数によらずゼロ
電流期間は一定であり，PFM が実現できていることおよびスイッチング周期の決定式の妥当性を確認した。

6.

実験結果

〈6･1〉実験条件

205 µs/div

15
10

3 µs

5
0

表 3 に示したシミュレーション条件と(a)

Inductor current : iL [A]

同様の条件で実機実験を行う。ここで，バッテリと PV は電圧源で模擬し，負荷は電流源で模擬する。なお，実験の都合によりインダクタはインダクタンスが 23 H の物を使用する。スイッチング素子(S1~S4)には Si-MOSFET(IXFN180N15P,

Operation mode of discharging battery (fsw = 25 kHz)50

20 µs/div

25
0

-25

IXYS 社製)を使用する。提案するマルチポートコンバータは各ポートに対して半導体スイッチが 2 つ以上直列に接続さ

3 µs

-50

れるため，低耐圧なスイッチング素子を適用可能である。ま(b)Operation mode of discharging battery (fsw = 10 kHz)た，電流容量については動作範囲において電流実効値が最Fig. 11. Inductor current waveform.

大となる条件に対して十分余裕をもって設計する必要があを 750 W から 375 W に変動させた際の出力ポート電圧，PVる。本実験では，最大条件における電流実効値の 6 倍程度の出力電流およびインダクタ電流波形を示す。図 13 より，負電流容量を持つスイッチング素子を使用する。

荷変動が生じると出力ポート電圧がわずかに上昇するが 20〈6･2〉実験結果 図 12 に負荷と PV 出力電力指令を変化

ms 程度で定常状態に復帰している。また，負荷変動が生じさせた際の出力ポート電圧，PV 出力電流，PV 出力電流指た場合でも PV 出力電流は変化せず一定値に制御できてい令値およびインダクタ電流波形を示す。また，PFM によるることが分かる。

電流ピーク値低減効果を確認するために，同条件における図 14 に負荷電力が 750 W 一定の条件において，PV 出力

PWM 動作時の波形を合わせて示す。図 12 より，Mode A お

電力を 450 W から 900 W に変化させた際の出力ポート電

よび Mode B の双方で，出力ポート電圧および PV 出力電流

圧，PV 出力電流およびインダクタ電流波形を示す。図 14 よが指令値に一致していることが分かる。また，PFM を適用

り，指令値の変化に伴って動作モードが切り替わり，PV のすることで PWM 動作時と比較して電流ピーク値を(a)で出力電流が指令値に追従していることが分かる。また，PV43%, (b)で 51%, (c)で 40%，(d)で 5%低減できている。(d)の出力電力が変化した場合でも，出力ポート電圧は変化せず

条件では PFM 適用時のスイッチング周波数は 11 kHz であ一定に制御できている。以上のことから，提案する制御法はり，PWM 動作時のスイッチング周波数 10 kHz に条件が近出力ポート電圧と PV 出力電流を独立して制御できるため，づくため電流ピーク値は同程度となる。また，インダクタ電

負荷変動補償と PV の MPPT 制御を両立することが可能で流のゼロ電流期間は設定値である 3 s よりも短くなっていある。

る。これは，インダクタンスの変化や電圧の検出誤差などに

図 15 に負荷電力が 170 W 一定の条件において，PV 出力

より，実際のインダクタ電流の傾きがデューティ比の計算

電力を 360 W から 900 W に変化させた際の出力ポート電条件と異なることが原因であると考えられる。そのため，イ圧，PV 出力電流およびバッテリ出力電流を示す。図 15 よンダクタンスに誤差が生じた場合でも DCM になるように，り，バッテリの充電電流が増加し最大充電電流値である-10ゼロ電流期間をある程度長く設定する必要がある。

A に到達すると PV 出力電流が低下し，バッテリ出力電流が

図 13 に PV 電力が 900 W 一定の条件において，負荷電力
8IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）-10 A 一定に制御されていることが分かる。
PFM

PWM

図 16 に負荷電力が 170 W 一定の条件において，PV 出力
電力を 900 W から 360 W に変化させた際の出力ポート電

Output-port voltage (50V/div)

圧，PV 出力電流およびバッテリ出力電流を示す。図 16 より，PV の出力電流が低下しバッテリに充電される電流が 10

The peak value isreduced by 43%

A 以下になると，PV の出力電流を直接制御できる。そのため，PV の出力電流は電流指令値に基づいて出力されていることが分かる。図 15，16 より提案回路は，PV 出力電力を直接制御する状態とバッテリ充電電力を直接制御する状態をInductor current(20A/div)

切り替え可能である。
図 17(a)に Mode A における効率特性を，(b)に Mode B に(a)

10 s/div

40 s/div

Pout = 750 W，PPV = 0 W(Mode A)

おける効率特性を示す。ここでは，負荷に対してバッテリとPV からそれぞれ供給する電力を変化させて効率特性を取得PWMした。図 17(a),(b)より提案回路は，全動作範囲において効率

Output-port voltage (50V/div)
Command of PV
output current (5A/div)

95.9%以上であり最大で定格負荷時に効率 98.6%を達成している。図 17(a)より，Mode A では PV から供給する電力が増

PFM

PV output current (5A/div)

加するほど効率が上昇する。これは，図 11(a),(b)から分かる

The peak value isreduced by 51%

ように PV から供給する電力が増加するほどインダクタ電流のピーク値が低下し，導通損失を低減できるためである。
図 17(b)より，Mode B では PV から供給する電力が増加する

Inductor current(20A/div)

ほど効率が低下する。この条件では，Mode B(i)の期間において PV の出力電力を一度バッテリに充電してから，Mode(b)

20 s/div

10 s/div

Pout = 750 W，PPV = 375 W(Mode A)

B(iii)の期間で PV とバッテリから負荷に電力を供給する。
そのため，PV から供給する電力が増加するほどバッテリがPWM

1 スイッチング周期中に充放電する電力が増加するため効Output-port voltage (50V/div)

率が低下する。

Command of PV output current (5A/div)

図 18 に，定格負荷に対して全ての電力をバッテリから供PFM

PV output current (5A/div)

給する場合と，PV から供給する場合の 2 条件における PFM

20 s/div

適用時および PWM(10 kHz)適用時の効率特性を示す。図 18より，Mode A において PFM を適用することで損失を 36.9%
Inductor current(20A/div)低減できる。ここで，軽負荷において PFM 適用時に効率が低下しているのは，スイッチング周波数の上昇に伴うスイッチング損失の増加が原因であると考えられる。また，全電(c)

The peak value isreduced by 40.4%

Pout = 0.8 W，PPV = 450 W(Mode B)

力を PV から供給する条件では PFM 適用による損失低減効
果はほとんど見られない。これは，本条件における PFM 適

Output-port voltage (50V/div)

用時のスイッチング周波数が 11 kHz であり PWM 適用時とCommand of PV output current (5A/div)

同程度の周波数で駆動しているためである。
〈6･3〉

インダクタ体積の評価

PV output current (5A/div)

本節では，従来回路にThe peak value isreduced by 5%

CCM と DCM をそれぞれ適用し PWM 駆動した場合のインダクタ体積と，提案回路に PWM と PFM をそれぞれ適用した際のインダクタ体積を Area product を元に比較する。PFMを適用することで，ゼロ電流期間が短縮され電流ピーク値
PWMを低減できるためインダクタ蓄積エネルギーも同様に低減できる。

Inductor current(20A/div)(d)

PFM

20 s/div

Pout = 750 W，PPV = 750 W(Mode B)

図 19 に従来回路を CCM と DCM で動作させた場合，おFig. 12. Inductor current, PV output current and output-port voltage

よび提案回路に PWM と PFM をそれぞれ適用した場合のイ

waveform in each mode.

ンダクタ体積を示す。ここで，本評価では従来回路(CCM 動

タンスはインダクタ電流のリプル率を 30 %として計算し作)のインダクタ体積を 100%としている。また，従来回路のた。加えて，従来回路(DCM 動作)と提案回路(PWM)は共に，インダクタ体積は PV 側とバッテリ側の 2 つの昇圧インダ

表 3 に示す条件において 10 kHz で PWM 駆動した結果を示

クタ体積の合計値とした。従来回路(CCM 動作)のインダク
9

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）している。なお，電流ピーク値は最大となる負荷および PV

Output-port voltage (50V/div)

出力電力の条件で検討している。インダクタの蓄積エネル
ギーは電流ピーク値とインダクタンス(L = 27.7 µH)から算出

Command of PV output current (5A/div)

している。Area product に基づけば体積は 4.2 節に示した通PV output current (5A/div)
4 ms/div

り，蓄積エネルギーの 3/4 乗に比例する。図 19 より，提案
回路に PFM を適用することでインダクタを 2 つ使用した従来回路(CCM 動作)と比較して，インダクタ体積を 85.5%低減できることが予想される。また，PFM を適用することでInductor current (20A/div)

図 11 に示すようにバッテリ放電時の電流ピーク値を低減できるため，PWM 方式よりもインダクタを小型化できる。

7.

750 W

375 W

Fig. 13. Step response in load change to 375 W from 750 W

結論(PPV = 900 W).

本論文では，BMS 向けマルチポートコンバータの小型化

Output-port voltage (50V/div)

を目的に，FCC を応用したマルチポートコンバータを提案
PV output current (5A/div)

した。提案回路は電力変換に必要なインダクタを共通化で
き，DCM を適用することでインダクタを小型化している。

Command of PV output current (5A/div)
2 ms/div

また，バッテリの充放電電力を制御することで，負荷変動が生じた場合でも PV を任意の電力点で動作させることができる。次に，PV の出力電流および負荷電流を指令値としてデューティ比および，PFM 適用時に負荷によらずゼロ電流
Inductor current (20A/div)

期間を一定に制御するために必要なスイッチング周期を導出した。そして，シミュレーションおよび実機実験により導PPV = 450 W PPV =900 W

出したデューティ比の妥当性および，負荷変動が生じた場

Fig. 14. Transient characteristics when PV output power is

合でも PV の出力電力が変化しないことを確認した。実機実changed to 900 W. from 450 W (Pout = 750 W).

験より提案回路は全動作範囲において効率 95.9%以上であり，最大で定格負荷時に効率 98.6%を達成した。加えて，Area

Output-port voltage (50V/div)

product に基づいた計算により昇圧インダクタの体積を評価

Command of PV output current (5A/div)

し，2 つ必要とする従来回路を CCM 動作させた場合と比較して，提案回路はインダクタ体積を 85.5%低減可能であるこPV output current (5A/div)とを示した。

2 ms/div
Battery output current (5 A/div)

文
(1)

(2)

(3)

(4)

献

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Research and Applications (ICRERA), pp. 515-518 (2017)

PPV = 360 W PPV =900 W
Fig. 15. Transient characteristics when PV output power ischanged to 900 W from 360 W (Pout = 170 W).

Output-port voltage (50V/div)
Command of PV output current (5A/div)

PV output current (5A/div)
Battery output current (5 A/div)

PPV =900 W

2 ms/div

PPV = 360 W

Fig. 16. Transient characteristics when PV output power ischanged to 360 W from 900 W (Pout = 170 W).

.
10

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

(18)

Efficiency :η [%]97

98.6%(@1.0p.u)
95.8%(@1.0p.u)

Pbat : PPV = 10 : 0

96
95
0.0

0.2

(a)

0.4

0.6
0.8
Load : Pload [p.u.]

1.0

1.2

In Mode A(Iout_ave* > IPV_ave*)100

1p.u. = 750 W
99
98

98.0%
(@1.0p.u)

97

Pbat : PPV = 3 : 7
Pbat : PPV = 2 : 8

96

96.2%
(@1.0p.u)

Pb at : PPV = 0 : 10
95
0.0

0.2

(b)

0.4

0.6
0.8
Load : Plo a d [p.u.]

1.0

1.2

In Mode B(Iout_ave* < IPV_ave*)

Fig. 17. Efficiency characteristics in each mode.

100: PWM(Pbat : PPV = 0 :10)
: PFM(Pbat : PPV = 0 :10)
: PWM(Pbat : PPV = 10 :0): PFM(Pbat : PPV = 10 :0)

99
98
97
96
95

Loss is reduced
by up to 36.9%

94

93
0.0

0.2

0.4
0.6
Load : Pload [p.u.]

0.8

1.0

1.2

Fig.18. Comparison of efficiency characteristics
between PFM and PWM.
120

100
80

Inductor volume is
reduced by 85.5%

60
40
20
0

Conventional
conv.(CCM)
Circuit(CCM)

Battery PV
side side(10)

Pbat : PPV = 7 : 3

PV side(9)98

Battery side(8)

1p.u. = 750 W

Pbat : PPV = 4 : 6
99

Efficiency :η [%]

(7)

100

Efficiency :η [%](6)

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塩井，宮下，永井，日下，伊東，中西，小林 : 「BMS 向Inductor volume ratio [%](5)

Inductor volume is
reduced by 70.7%

Conventional
conv.(DCM)
Circuit(DCM)

Proposedprop.(PWM)
Circuit(PWM)

Proposedprop.(PFM)
Circuit(PFM)

Fig.19. Inductor volume ratio compare to conventional circuit.
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11

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●FC 型コンバータによる BMS の開発（塩井太介，他）

塩井 太 介（学生員） 1998 年 2 月 1 日生。2020 年 3 月長岡技術科学大学卒業。同年 4 月，同大学大学院研究科修士課程に進学。現在に至る。

中宮

下 充（正員） 1995 年 5 月 16 日生まれ。2018 年 3 月，東京都立産業技術高等専門学校創造工学専攻電気電子工学コース卒業。同年 4 月，長岡技術科
学大学工学研究科修士課程電気電子情報工学専攻入学。2020 年 3 月，長岡技術科学大学大学
院工学研究科修士課程電気電子情報工学専攻修了。同年 4 月，サンケン電気(株)入社。主に電力変換器に関する研究開発に従事。

小 林 和

西 俊 貴

博

（正員）2014 年 3 月，長岡技術科学大学大学院
工学研究科修士課程修了。同年 4 月，同大学大学院博士後期課程エネルギー・環境工学専攻入学。2017 年 3 月，同大学大学院博士課程単位取得満期退学。同年 4 月，㈱三英社製作所に入社。
電力変換技術を応用した配電機器，独立型電源の設計・開発に従事。博士（工学）（長岡技術科学大学）。IEEE member。
（正員） 1995 年 3 月北海道工業大学（現・北海道科学大学）大学院工学研究科修士課程電気工学専攻修了。同年 4 月，㈱三英社製作所に入社。配電自動化機器の設計・開発に従事。

（正員） 1989 年 11 月 23 日生。2013 年 3 月長岡技術科学大学電気電子情報工学課程卒業。同
年 4 月，同大学大学院研究科修士課程に進学。
2017 年 9 月から 2018 年 2 月まで Swiss Federal
Institute of Technology in Lausanne(EPFL) に
Trainee として所属。2018 年 3 月，長岡技術科
学大学大学院工学研究科博士後期課程修了。博士(工学)。同年 4 月より長岡技術科学大学産学官連携研究員。主に電力変換器の高パワー密度化に関する研究に従事。
渡

辺 大

貴

（正員） 1989 年 2 月 3 日生。2013 年 3 月，
長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月，同大学大学院博士後期課程エ
ネルギー・環境工学専攻入学。2015 年 12 月から 2016 年 6 月まで Swiss Federal Institute ofTechnology in Lausanne(EPFL)に Trainee として所属。同年 3 月，長岡技術科学大学大学院博士後期課程修了。博士（工学）。2016 年 4 月より
長岡技術科学大学 産学官連携研究員。2018 年
4 月より同大学電気系助教授。現在に至る。主に非接触給電システ
ム，太陽光発電向け電力変換回路の研究に従事。IEEE member，自動車技術会会員。
日下 佳

祐（上級会員） 1972 年 1 月 6 日生。1996 年 3 月，
長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月，富士電機（株）入社。2004 年
4 月，長岡技術科学大学電気系准教授。2017 年
4 月，同大学電気系教授。現在に至る。主に電力変換回路，電動機制御の研究に従事。博士（工学）（長岡技術科学大学）。2007 年第 63 回電気学術振興賞進歩賞受賞。2010 年 Takahashi Isao
Award (IPEC Sapporo)，第 58 回電気科学技術奨励賞，2012 年インテリジェントコスモス奨励賞，2014 年，2016 年電気学会産業応用部
門論文賞，2017 年文部科学大臣表彰・科学技術賞(開発部門)，2018
年第 4 回永守賞，受賞。IEEE Senior member，自動車技術会会員。
伊

東 淳

一

12

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●