インバータのデューティーサイクルと周波数に着目した
DC/DC コンバータのデュアルポート出力制御
清水

一樹＊

野口

季彦

松下 由憲（静岡大学）

Dual-Port Output Control of DC/DC Converter Focusing on Duty-Cycle and Frequency of Inverter
Kazuki Shimizu, Toshihiko Noguchi ,Yoshinori Matsusita (Shizuoka University)
This paper proposes a new approach of an isolated DC/DC converter with dual-port outputs.
12-V port and a 48-V port for automotive applications.

The dual-port output control can independently be achieved by using only asingle primary inverter and a single high-frequency transformer.
the two output voltages at the same time.
frequency, respectively.

The converter has two outputs, i.e., a

The duty cycle and the frequency of the inverter are used to control

The both port voltages are regulated by means of manipulating the duty cycle and theIn the paper, a technique to achieve the dual-port output voltage control of the isolated DC/DC converter is

described and their control characteristics are investigated to confirm validity of the proposed technique.
キーワード : DC-DC コンバータ，デュアルポート，共振，電気自動車，パルス幅制御，パルス周波数制御(DC-DC converter，dual-port，resonance，electric-vehicle，pulse width control，pulse frequency control)

１．はじめに

S1

S3

itr2
vtr2

V
S2

C

V48

C

Load

1

<2.1> デュアルポート DC/DC コンバータの回路構成と特徴
図 1 に提案するデュアルポート絶縁形
DC/DC コンバータの回路構成を示す。インバータは二つの制御自由度，すなわちデューティサイクルと周波数を有する。今回提案する制御法では，48 V 出力
ポートはデューティサイクルによって，12V 出力ポートは周波数によって制御される。12V および 48V 出
力ポートの整流回路は共に低電圧大電流となるため，倍電流整流回路を採用している。また，低オン抵抗
MOSFET を使用した同期整流も導入して，導通損の低減を狙っている。

Load

車両補機の消費電力増大に伴い，車載用 DC/DC コ
ンバータの出力は増加傾向にある。大容量の電力変換
器は出力電流が増え，導通損とスイッチング損が増加
して装置体積が増大する。この問題に対する解決策の一つとして補機用電源電圧を 12 V から 48 V とする動きが活発化している。しかし，車両補器全体の電源
電圧を 12 V から 48 V に置き換えることは困難であり，当面は両電圧が併用されることが予想される。したがって，車載用絶縁形 DC/DC コンバータをデュアルポート化して 2 つの電圧出力を独立に制御することが求められる。降圧チョッパを用いれば 48 V 出力
ポートから容易に 12 V 出力も得られるが，電力変換が多段化するため総合効率の悪化が懸念される。また、二台の DC/DC コンバータを用いて 2 つの出力電圧を作り出す方法もあるが，素子数が多くなり，コストと体積の面で懸念が残る。
本論文では 1 つのインバータと高周波トランスのみを用いてデュアルポートの出力電圧を独立に制御する手法について提案する。提案回路は，可変インピーダンス調整器として使用する直列共振回路を特長とし，パルス幅制御（PWC）とパルス周波数制御（PFC）を組み合わせて，デュアル出力ポートの独立制御を実現している。本稿では提案回路構成とその動作原理を説明する。さらに提案回路の実機を試作し，提案する回路構成と動作原理の妥当性を確認したので報告する。

2．提案するデュアルポート DC/DC コンバータの構成
と動作原理

V12

S4

ir

Lr

Cr

図 1 絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータの構成
Fig. 1. Configuration of dual-port isolated DC/DC converter.

E

C2

S3

S1

V

Load

<2.2> デュアルポート DC/DC コンバータの動作原理
一般に，電力変換器は 2 つのカテゴリに分類される。
電圧形電力変換器と電流形電力変換器である。図 2 に電圧形または電流形の整流器を採用した絶縁形
DC/DC コンバータを示す。図 2 (a)は単相定電圧
AC/DC コンバータでよく使用される倍電圧整流回路を採用した DC/DC コンバータである。高周波トラン
スの巻数比が 1 であると仮定すると，交流電圧の振幅
E は正のサイクルでダイオード D1 を介してキャパシ
タ C1 に印加され，負のサイクルで C2 から D2 に印加される。したがって，出力電圧は両キャパシタの両端電圧の合計の 2E となる。倍電圧整流回路の双対回路
は，図 2 (b)に示す倍電流整流回路である。インバー
タの出力が正のサイクルになると D2 がオンになり電流 I がインダクタ L1 を流れ，負のサイクルでは D1 がオンし，インダクタ L2 に電流が流れる。この電流 I
は一定値に保持され，L1 と L2 の電流が合流し出力電
流は 2I となる。
図 3 は出力電圧 Vo とその指令値 Vo*との誤差が PI
レギュレータに入力され，3 レベルインバータ出力電圧のパルス幅を決定する出力電圧制御システムのブロック図である。
図 4 は図 5 に示す 4 つのモードに分けた倍電流整流絶縁型 DC/DC コンバータの動作波形を示している。
一次側インバータの出力は PWC によってパルス幅が決定された 3 レベルの電圧波形である。ダイオード
D1 がオフ，D2 がオンとなるモード(a)では，トランスが正方向に励磁される。したがって D2 に流れる電流
2I は L1，L2 に分流される。このモードでは L1 に正の電圧が印加されるため L1 は充電モードとなり，L2 の電流は蓄積したエネルギーを負荷に放出するため放電モードとなる。次のモード(b)では，インバータの出力電圧がゼロになるので，L1 と L2 は負荷にエネル
ギーを放出するため放電モードになる。モード(c)はモード(a)の逆であり，L1 は放電モード，L2 は充電モードとなる。モード(d)はモード(b)と基本的に同じである。
二次側の MOSFET とインダクタの合計抵抗を R，負荷電流を I とすると倍電流整流回路の電力損失は次の式で示される。

C

S2

E

C1

S4

2E

(a) 倍電圧整流絶縁形 DC/DC コンバータ(a) Isolated DC/DC converter with voltage doubler.
2I
I
S3

S1

L1

I
L2

Load

V

C

S2

S4

(b) 倍電圧整流絶縁形 DC/DC コンバータ(b) Isolated DC/DC converter with current doubler.
図 2 絶縁形 DC/DC コンバータの分類
Fig. 2. Classification of isolated DC/DC converter

図 3 絶縁形 DC/DC コンバータの分類
Fig. 3. Output voltage control of isolated DC/DC converter using PWC
inverter.

ON
S1, S4t

OFF

tN

S2, S3R
I
Ploss  2 R   I 2 .
(1)
2
2
 
したがって，倍電流整流回路を採用することにより，電力損失を半分にすることが可能であり，これは特に低電圧大電流の回路に有効である。
<2.3> PWC および PFC によるデュアルポート出力制
御 本回路では 48 V 出力ポートはインバータ出力電圧のパルス幅制御（PWC）によって制御され，12 V
出力ポートはインバータ出力電圧の周波数制御（PFC）によって制御される。

Vtr 0V



N2
E
N1

t

0A
0A

E

t

IL1
IL2

2

N1

2

t
(a) (b) (c) (d)

図 4 倍電流絶縁形 DC/DC コンバータの動作波形
Fig. 4. Operation waveforms of isolated DC/DC converter withcurrent doubler rectifier in secondary circuit.

2

S1

S3

L1

I
L2

C

Load

V

S2

Secondary transformer voltage vtr2 (V)

2I
I

S4

(a) 正のサイクル(L1 充電，L2 放電)(a) Positive cycle (L1 charged and L2 discharged).

S1

S3

I
L2

C

S2

Load

V

S4

(b) 電流保持期間 (L1， L2 放電).
(b) Current holding period (both L1 and L2 discharged).
I
S1

S3

30
25
20
15
10
5
0

Angular frequency 1000 (rad/s/div)

V48* +
-

I
L2

PI
V48

C

Load

V

S2

-V/a

図 7 共振回路のインピーダンス特性
Fig. 7. Impedance characteristic of resonant circuit.

2I
L1

D/2

図 6 高周波トランス二次側電圧波形
Fig. 6. Secondary voltage waveform of high-frequency transformer.
Impedance Z ()

I

D/2
0

Time (s)

2I
L1

V/a

PWC
Angular Frequency
Controller

V12* +-

D

Inverter

w

V12

S4

図 8 デュアルポート電圧制御の線図
Fig. 8. Block diagram of dual-port voltage controller.

(c) 負のサイクル (L1 放電，L2 充電).
(c) Negative cycle (L1 discharged and L2 charged).
2I
I
S1

S3

C

S2

振回路のインピーダンスの角周波数変化により 12V
出力ポートの出力電圧 V12 を制御する。並列共振回路
は倍電流同期整流回路のインダクタと直列共振回路
を非干渉化するために挿入している。直列共振回路のインピーダンス Zr は次式で表せる。

L2
Load

V

L1

I

S4

ω2 Lr C r  1 2
2
Z r  Rr  ()ωCr(d) 電流保持期間 (L1， L2 放電).
(d) Current holding period (both L1 and L2 discharged).
図 5 倍電流整流絶縁形の動作モード
Fig. 5. Circuit operation modes of isolated DC/DC converter withcurrent doubler in secondary circuit.

(3)

ただし，Lr，Cr はそれぞれ直列共振回路のインダクタ
ンスとキャパシタンスである。本式に適当なパラメー
タを代入した結果を図 7 に示す。この図から，共振角周波数を極小点として，角周波数がその値から離れる
ほどインピーダンスが増加していくことがわかる。ここで 12V 側出力ポートの負荷と平滑キャパシタのイ
ンピーダンスを Z とおき，並列共振回路は理想的とす
ると V12 は，次式で表される。

整流回路は導通損低減を狙って，倍電流同期整流回路を採用しているため，48V 出力ポートの定常時の出力電圧 V48 は次式のようにデューティーサイクル D により制御される。
DV
V48 
(2)
2a
一次側がフルブリッジインバータであるため，D の変
域は図 6 に示すように 0  D  0.5 である。また，V は
インバータ直流バス電圧，a は高周波トランスの巻数比である。
12V 出力ポートでは整流回路の前段に直列共振回
路と並列共振回路を設けている。本制御法では直列共

V12 

DVZ
2a ( Z r  Z )(4)(2)，(4)より，V48 は D，V12 は D とωによって制御可能であることがわかる。V48 はω依存性がないため，Dとωを同時に変化させることにより両電圧を独立に制御することが可能となる。図 8 に提案するデュアルポート電圧制御のブロック線図を示す。

3

3．シミュレーションによる動作検証

V48 (V)

50
40
30
20
10
0
14
12
10
8
6
4
2
0
100
50
0
-50
-100
200
100
0
-100
-200
60
30
0
-30
-60

ir (A)

vtr2 (V)itr2 (A)V12 (V)

V48 (V)ir (A)

vtr2 (V)itr2 (A)V12 (V)<3.1> 定常時の出力 提案するデュアルポート絶縁形 DC/DC コンバータの動作をシミュレーションにより検証した。各種回路パラメータは表 1 に示したとおりである。今回はインピーダンスの角周波数特性が，より急峻な特性をもっていたため，共振角周波数よりも低い角周波数領域で運転する。よって，ソフトスイ
ッチングは適用できないが必要な角周波数の変化幅が小さくなる。両ポートとも 1 kW の出力を想定し，48 V 出力ポートと 12 V 出力ポートの電流はそれぞれ
20.8 A と 83.3 A としている。以上の運転条件におけるt 50 (s/div)
シミュレーション結果を図 9 と図 10 に示す。両図と
図
9絶縁形デュアルポート
DC/DC コンバータ動作波形
も上から 48 V 出力ポート電圧 V48，12 V 出力ポート
Fig. 9. Operating waveforms of isolated dual-port DC/DC converter.
電圧 V12，高周波トランス二次側電流 itr2，高周波トラ49.0
ンス二次側電圧 vtr2，直列共振回路電流 ir である。ま
48.5
48.0
ず，図 9 の動作波形から 48 V 出力ポート，12 V 出力
47.5
47.0
ポートとも長周期的に指令値に追従し，所定の電圧に
13.0
12.5
制御されていることがわかる。これらの動作波形を拡
12.0
11.5
大したものが図 10 である。高周波トランス二次側電11.0100
流 itr2 と電圧 vtr2 に位相差が生じているが，これは共振
500角周波数よりも低い角周波数でインバータを動作さ
-50
-100
200
せているためである。この位相差は角周波数によって100も変化する。また，負荷率が変化しても角周波数は変0-100化する。この角周波数の変化幅が大きいとトランスや
-200
60
30
インダクタを過剰にしなくてはならないので±250×03-30
10 rad/s の範囲で制限する。一方で，インピーダンス-60
t 1 (s/div)の角周波数特性の変化を急峻にしすぎると僅かな角周波数変化で出力電圧が大きく変化するので制御の
図 10 拡大動作波形
Fig. 10. Expanded operating waveforms.
安定性や共振回路で発生する電圧が問題となるため，
適切な先鋭度をもった共振特性を選択する必要がある。今回の検討では負荷以外の抵抗成分を考慮してい<3.2> 負荷変動特性 提案回路の外乱応答を確認すないため，実際はより低い電圧が発生する。インダク
るためシミュレーションにて負荷変動試験を行った。
タやキャパシタの耐圧を考慮して共振回路の先鋭度
図 11 は上から 12V 側出力ポートの負荷率を 100%にを選択しなければならない。
固定した状態で，48V 側出力ポートの負荷率を 95%から 100%，100%から 95%に変化させたもの，48V 側出
表 1 シミュレーションパラメータ
Table 1. Simulation parameters.
力ポートの負荷率を 100%に固定し，12V 側出力ポー
Parameters
Valuesトの負荷率を 95%から 100%，100%から 95%に変化さ
DC-bus voltage
200 Vせたものである。収束まで時間がかかっているものの
Resonance frequency
410 kHz
48-V port output power
1 kW
目標値に復帰可能であることが確認できる。48V 側出
12-V port output power
1 kW
力ポートに外乱があると(2)及び(4)からわかるように
Turn ratio of transformer
7:4
D が変化するため，両出力が変動をする。一方 12V
Resonant inductor
6.8 H
Resonant capacitor
22 nF
側出力ポートに外乱があるときも同様に式から 48V
48-V port smoothing capacitor
4.7 F
側出力ポートに影響を与えないことがわかる。外乱に12-V port smoothing capacitor
10 Fより出力が目標値と一時的に大きく乖離しているの
48-V port inductor
10 H
は，共振回路を使用しているためである。今回採用し12-V port inductor
5 H
た回路パラメータでは共振回路の先鋭度が高めになっている。そのため共振電流が変動しにくくなっており，制御指令が制御対象へ反映されるまでに長い時間を必要とするため，目標値からの乖離が大きくなり復帰時間も長くなっている。目標値と出力の乖離対策と4

V12 (V)V48 (V)

しては平滑キャパシタの容量を大きなものに変更し電圧変動を抑える方法があるが，目標値への復帰時間がより必要になる。共振回路の先鋭度を低くする手段も考えられるが，使用する角周波数の変化幅が広がる
ので，トランスやインダクタの体積が大きくなる。素子の耐圧，角周波数の変化幅，外乱応答のバランスを考慮して共振回路の先鋭度を選ぶ必要がある。
4．実験による動作検証

49.0
48.5
48.0
47.5
47.0
13.0
12.5
12.0
11.5
11.0

Time 200 (s/div)

5

V12 (V)

49.0
48.5
48.0
47.5
47.0
13.0
12.5
12.0
11.5
11.0

Time 200 (s/div)

V12 (V)

V48 (V)(b) 48 V 出力ポートの 100 %から 95 %ステップ外乱応答(b) Step disturbance response of 48-V output port from 100 % to 95 %.
50
49
48
47
46
14
13
12
11
10

Time 200 (s/div)

V48 (V)(c) 12 V 出力ポートの 95 %から 100 %ステップ外乱応答(c) Step disturbance response of 12-V output port from 95 % to 100 %.

V12 (V)

提案回路の動作を検証するため，デュアルポート
DC/DC コンバータの実機を試作した。今回は試作であるため MOSFET による同期整流は行わずに SBD による整流とした。スイッチング素子はローム製
SCT3030AL(650 V，70 A)，ダイオードは Wolfspeed 製
C5D50065D(650 V，100 A) ，インバータ直流バス電圧
200 V，共振周波数 170 kHz という条件で動作させた。
48V 側出力電力が 415 W，12V 側出力電力が 215 W 時の実験波形を図 12，13 に示す。上から 48 V ポート出
力電圧，12 V ポート出力電圧，トランス一次側電流，
トランス一次側両端電圧を示している。両出力電圧は
長周期的に安定に制御されていることがわかる。また，
12 V ポート出力電圧に長周期的なリプルが発生していることがわかる。これは，12 V ポートに直列共振回路が挿入されており，これが制御の遅れ要素になっていることが原因であると考えている。両出力電圧はスイッチングのタイミングで高周波ノイズが発生している。出力電圧に偏差が残っているがフィードバッ
ク用の分圧抵抗とレファレンス電圧用の電源の精度によるものである。
提案回路の動的応答を確認するために，試作回路を用いて負荷変動試験を行った。図 14 は上から 48 V 出力
ポートの負荷を 23 W から 29 W，48 V 出力ポートの負荷を 29 W から 23 W，12 V 出力ポートの負荷を 17 W
から 22 W，12 V 出力ポートの負荷を 22 W から 17 Wに変更させたものである。シミュレーションで確認した際には 12 V 出力ポートの負荷を変動させても 48 V
出力ポートの出力電圧は影響を受けていなかったが実機検証では変動している。これは，実験では 48 V
ポートの出力電力を低く設定して実験したためである。シミュレーション上でも 48 V 出力電圧は出力電力が低い場合には，12 V ポートの負荷変動によって変動することを確認した。出力電力が低い場合，48 V
ポートのダイオードの電流が不連続になるときがある。その結果，48 V ポート出力は低出力領域では周
波数依存性をもってしまう。低出力領域では電流経路がことなるため，(2)で示した出力電圧の式は成り立たない。共振回路を通る電流経路が生じる条件を明らかにするのは，今後の研究課題とする。
本試作機での効率は図 15，16 のようになった。効率は TELEDYNE LECROY 製の HDO6104 を使用してV48 (V)(a) 48 V 出力ポートの 95 %から 100 %ステップ外乱応答(a) Step disturbance response of 48-V output port from 95 % to 100 %.

50
49
48
47
46
14
13
12
11
10

Time 200 (s/div)(d) 12 V 出力ポートの 100 %から 95 %ステップ外乱応答(d) Step disturbance response of 12-V output port from 100 % to 95 %.
図 11 絶縁形デュアルポートDC/DCコンバータのステップ外乱応答Fig. 11. Step disturbance responses of isolated dual-port
DC/DC converter.

入力と出力の電圧，電流を測定して求めた。本回路は試作回路であるため，効率を重視して作製しておらず，
全体的に効率は低い。しかし，48 V ポート出力電力が増えるほど効率が良くなる傾向は確認することができた。今後，同期整流の適用と効率の変化について実験していくV48 (V)Time 1 (ms/div)

50
40
30
20
10
0

V12 (V)

V48 (V)(c) 12 V 出力ポートの 17 W から 22 W ステップ外乱応答(c) Step disturbance response of 12-V output port from17 W to 22 W.

12
10
8
6
4
2
0
20
10
0
-10
-20

54
52
50
48
46
16
14
12
10
8

Itr1 (A)Time 1 (ms/div)(d) 12 V 出力ポートの 22 W から 17 W ステップ外乱応答(d) Step disturbance response of 12-V output port from 22 W to 17 W.
図 14 絶縁形デュアルポートDC/DCコンバータの実機ステップ外
乱応答

Vtr1 (V)

200
100
0
-100
-200

Fig. 14. Step disturbance experimental responses of isolateddual-port DC/DC converter.

Time 100 (s/div)

Efficiency ()図 12 絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータ実験波形

Fig. 12. Experimental waveforms of isolated dual-port
DC/DC converter.
V48 (V)

14
13
12
11
10
9

V12 (V)

V48 (V)

本稿では高周波 PWC インバータのデューティーサ
イクルと角周波数に着目し，2 つの出力ポートの電圧を独立に制御するデュアルポート絶縁型 DC/DC コン
バータについて検討した。シミュレーションと実機検証を通じて提案手法の妥当性を立証した。

54
52
50
48
46

V12 (V)

5．まとめ

50
40
30
20
10
0

85

48V320W
48V500W

80
75
70
100

200

12 V output (W)

300

400

図 15 48 V出力一定時の効率特性

Fig. 15. Efficiency characteristic when the 48 V output isconstant.

200
100
0
-100
-200

48 V output (W)Vtr1 (V)Itr1 (A)

Efficiency ()V12 (V)

12
10
8
6
4
2
0
20
10
0
-10
-20

85
80

12V140W
12V360W

75
70

300

400

500

図 16 12 V出力一定時の効率特性
図 13 拡大実験波形

Fig. 16. Efficiency characteristic when the 12 V output isconstant.

Fig. 13. Expanded experimental waveforms.

文 献

V48 (V)

52
50
48
46
44

V12 (V)Time 2 (s/div)

13
12
11
10
9

[1]

[2]
[3]

Time 1 (ms/div)

V48 (V)

52
50
48
46
44

[4]

V12 (V)(a) 48 V 出力ポートの 23W から 29 W %ステップ外乱応答(a) Step disturbance response of 48-V output port from 23 W to 29 W.

16
14
12
10
8

[5]
[6]
Time 1 (ms/div)(b) 48 V 出力ポートの 29 W から 23 W ステップ外乱応答(b) Step disturbance response of 48-V output port from 29 W to 23 W.
6

Y. Chan, Y. Matsushita, T. Noguchi, O. Kimura, and T. Sunayama,“Current Boost DC/DC Converter Using Multi-Phase Inverter,”Proceedings of IEEJ Industry Applications Society Annual
Conference, vol. 1, 2015, pp. 353-356.
T. Teratani, “Impact of DC48V on Automotive Power Supply
System,” IEEJ Transactions on Industry Applications, vol. 135, no.
9, pp. 892-897.
M. Ishigaki, K. Ito, N. Yanagisawa, S. Tomura, and T. Umeno,“Novel of Isolated Multi-Port Converter for Integrating Complex
DC Power Systems,” IEEJ Transaction on Industry Applications,vol. 134, no.10, pp. 844-852.
C. Zhao, S. D. Round, and J. W. Kolar, “An Isolated Three-Port
Bidirectional DC-DC Converter with Decoupled Power Flow
Management,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 23,
no. 5, 2008, pp. 2443-2453.
T. G. Wilson, “The Evolution of Power Electronics,” IEEE
Transactions on Power Electronics, vol. 15, no. 3, 2000, pp.
439-446.
J. P. Barton and D. G. Infield, “Energy Storage and Its Use with
Intermittent Renewable Energy,” IEEE Transactions on PowerElectronics, vol. 19, no. 6, 2004, pp. 441-448.