電気学会論文誌 D（産業応用部門誌）

IEEJ Transactions on Industry Applications
Vol.134 No.6 pp.641–648
DOI: 10.1541/ieejias.134.641

論

文

効率とパワー密度の最大化を図った
低電圧駆動 1.5 kW，150,000 r/min 超高速 PM モータ
正員

野口 季彦∗

非会員

和田 哲朗∗∗

正

員

鹿野

将∗∗

学生員

小森 健裕∗

Low-Voltage-Power-Supply-Fed 1.5-kW 150,000-r/min Ultra-High-Speed PM Motor
Designed to Maximize Eﬃciency and Power Density
Toshihiko Noguchi∗ , Member, Tetsuro Wada∗∗ , Non-member, Masaru Kano∗∗ , Member, Takehiro Komori∗ , Student Member（2013 年 5 月 22 日受付，2014 年 2 月 28 日再受付）

This paper discusses a design approach for an ultra-high-speed permanent magnet (PM) motor whose specific application is an electrically operated supercharger for automotive engines. The motor is fed by a three-phase inverter witha 12-V battery power supply for automotive applications. The investigated motor has a rated output power of 1.5 kW
and a maximum rotation speed of 150,000 r/min, and is designed to maximize both the eﬃciency and the power density. In order to achieve this goal, various technical problems must be overcome, e.g., the synchronous impedancemust be greatly reduced, the iron and copper losses must be minimized, the power density must be improved, andmechanical stabilization in the high-speed operation range must be achieved. An electromagnetic field analysis on thebasis of a finite element method (FEM) is conducted to fine-tune the detailed motor dimensions and to maximize theeﬃciency and power density at the same time. Consequently, the eﬃciency has been improved to over 97% (excluding
mechanical losses), and the power density has been increased to approximately 13 W/cm3 at the rated output power inthe prototype motor design. The feasibility of the design is confirmed through experimental tests, using a prototype
motor.
キーワード：高速モータ，PM モータ，効率，パワー密度，低電圧源

Keywords: high-speed motor, PM motor, eﬃciency, power density, low-voltage power supply

1.

はじめに

自動車用エンジンには，出力向上やエンジン排気量の低減等を目的として，しばしばスーパーチャージャが使用される。一般的なスーパーチャージャは，Fig. 1(a) に示すよ
うにエンジンを過給するためにコンプレッサとエンジンを
ベルト，プーリー等で機械的に接続し，エンジン出力の一(a) Conventional system

部を使ってエンジンシリンダに圧縮空気を供給する。しかし，この方式ではコンプレッサ回転数の上限がエンジン回∗

静岡大学〒 432-8561 静岡県浜松市中区城北 3-5-1

Shizuoka University
3-5-1, Johoku, Naka-ku, Hamamatsu, Shizuoka 432-8561,
Japan
∗∗

長岡技術科学大学〒 940-2188 新潟県長岡市上富岡町 1603-1(b) Electrically operated system

Fig. 1. System configurations of conventional and electrically operated supercharging systems.

Nagaoka University of Technology
1603-1, Kamitomioka, Nagaoka, Niigata 940-2188, Japanc 2014 The Institute of Electrical Engineers of Japan.
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1.5 kW-150,000 r/min 超高速 PM モータ（野口季彦，他）
Table 1. Design target of ultra high-speed motor.

転数によって制限されるため低速回転から過給が可能であるものの，低効率で低吐出圧の容積形コンプレッサを使わざるを得えない。また，ベルト，プーリー部での機械損や高速回転時にはコンプレッサ自体がエンジンの負荷になるという欠点もあり，総合的な運転効率の改善につなげることが困難である。
これらの問題を一挙に解決するための方策として，

Fig. 1(b) に示すようなスーパーチャージャの電動化が挙げられる。この電動システムでは超高速モータを用いてコンプレッサを回転させ過給を行うため，高効率かつ高吐出圧の遠心形コンプレッサを使用することができる。また，エンジン回転とは独立して純電気的に過給が行われるので，過給の高速かつ精密制御も可能となり，更なるエンジン応答性の改善も期待できる。
これまで，高速モータに関する研究開発事例は少なからず存在したが，100,000 r/min を超える超高速で kW オーダの出力を得ようとする試みは数少ない。特に，前述の車載を前提とした電動システムでは電源電圧が直流 12 V と低く，Fig. 2. Cross section of ultra-high-speed SPMSM.

筆者らが知る限りこのような条件で超高速モータが開発された例はほとんどない。低電圧で駆動される超高速モータ
は，大きな出力を得るために低電圧，大電流，高周波駆動〈2・2〉 超高速モータの基本的な設計概念を余儀なくされる。このため，巻線抵抗と巻線インダクタ

目標仕様に基づいて，種々のモータから超高速駆動に最も適ンスを究極まで低減しなければ有効電力を送り込んで機械したものとして，回転子構造が単純で励磁電流を必要としな出力に変換することができず，技術的な難度が一層高い。

Table 1 の用として超高速永久磁石（Permanent Magnet：PM）モータ

い表面永久磁石形同期モータ（Surface Permanent Magnet
Synchronous Motor：SPMSM）を検討する。固定子は Fig. 2に示すように 6 ティース 6 スロットの単純な集中巻構造をの最適設計について議論する。検討するモータは直流 12 V採用した。集中巻構造ではスロットにおける漏れ磁束は避電源の擬似電流形三相インバータによって駆動され，定格け難いが，コイルエンドにおける漏れ磁束を効果的に抑制

出力 1.5 kW，最大回転数 150,000 r/min という仕様をもつ。

することができる。ここで，特に注目すべき点として巻線

本論文では，車載スーパーチャージャの電動化システム

設計においては効率とパワー密度を犠牲にすることなく，のターン数が挙げられ，各相は 2 並列で 1 もしくは 2 とい

低電圧，大電流，高周波にて運転できなければならない。

う極めて少ないターン数で構成されている。これにより，

その際，特に同期インピーダンスの低減，鉄損と銅損の最低電圧駆動に対応するとともに，巻線抵抗と同期インダク

小化，効率とパワー密度の両立が大きな技術課題となる。

タンスを極限まで低減することができる。また，固定子鉄更に，これらは小形かつ堅牢な機械構造を前提として達成

心については，150,000 r/min（基本波周波数で 2500 Hz）のされなければならない。設計手法としては，設計パラメー

高速回転においても効果的に鉄損を低減することができる

タを設定したのち，有限要素法（Finite Element Method：

よう，0.1 mm 厚の高性能 6.5%珪素鋼板を接着により成層FEM）に基づく電磁界解析を通じて詳細なモータ形状の検して構成する。

討を行い，効率とパワー密度の最大化を試みた。

2.

一方，回転子は強力な Nd-Fe-B（ネオジム）永久磁石とモリブデン合金のシャフトで構成されている。回転子の軸

超高速モータの要求仕様と設計仕様〈2・1〉 超高速モータの要求仕様

方向長さ（積厚）と直径は，それぞれ軸振動の固有周波数

1.5 L 程度のガソリが基本波駆動周波数のほぼ 1.5 倍（3750 Hz）以上，周速がンエンジンに搭載するスーパーチャージャ用遠心形コンプ

音速のおよそ 60%（208 m/s）以下となる制約を設けて決定

レッサを想定して超高速モータを開発する。このモータにする。ネオジム磁石を回転子に用いることで，モータ効率は 150,000 r/min において 1.5 kW の定格出力と，過給開始の改善だけでなく，回転子の小径化が可能となり，超高速から定格 150,000 r/min への加速において，従来の機械式モータにとって重要な周速と遠心力の軽減に貢献する。同

スーパーチャージャと同様に 0.5 秒以内の高速応答性が求様に，エネルギー積（ BHmax ）が 310 kJ/m3 の磁石を採用すめられる。これらの要求を満たすため，検討するモータはることで，エアギャップを極めて大きく設計することが可

少なくとも定格出力の 200%に相当する過負荷耐量をもた能となり，同期インダクタンスを大幅に低減できるだけでなければならない。以上の要求を考慮してまとめた設計目

なく集中巻構造であっても正弦波の誘起電圧を得ることが標を Table 1 に示す。

できる。Table 2 は本論文で検討する超高速モータの基本的
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Table 2. Design parameters of ultra-high-speed PM motor.

(a) Stator structure(b) Winding cross section

Fig. 3. Stator winding structure.
Table 3. Voltage drops per phase at rated operation andother design parameters.

な設計パラメータを示したものである。

3.

パーミアンス係数と固定子巻線の最適化

PM モータの駆動特性はパーミアンス係数に大きく依存する。これは，パーミアンス係数が永久磁石の B-H カーブ
上の動作点を決定するためである。モータの銅損と鉄損の間には誘起電圧の大小に伴ってトレードオフの関係がある
が，誘起電圧は基本的にパーミアンス係数に比例するので，モータ効率もパーミアンス係数の影響を強く受ける。ここで，PM モータのエアギャップにおける磁気抵抗分布が均一であると仮定すると，そのパーミアンス係数 pu は次の式で表される。

pu =Dm + g
m ag
m=· · · · · · · · · · · · · · (1)am KC gDm − m KC g

一般に，PM モータの誘起電圧は下式で表される。

e=

ここで，m は磁石厚さ，am は磁石の平均断面積，ag は回

√

2E =

√

2pωkw NΦg · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (3)ここで，ω は回転速度，kw は巻線係数，N は巻線ターン

転子と固定子間エアギャップの平均断面積，g はエアギャッ

数，Φg はエアギャップ磁束である。上式から明らかなよう

プ長，Dm は磁石の外径，KC はカーター係数である。KC はに，N または Φg を調整することで誘起電圧が変化する。ま通常 1.2 から 1.5 程度の値であり，ag は am KC とほぼ等し

た，インバータの電圧降下を含む全体の相電圧は次式で表くなるため，上式は次のように近似することができる。

される。

m
pu ≈
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)g

V = RFET I + Ra I + E + jωLI · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)

この式はパーミアンス係数が Fig. 2 に示される m と g のとなる。ここで，RFET I はインバータ MOSFET（2 mΩ/phase）

比によって決定されることを示している。

でのオン電圧降下，Ra I は巻線抵抗の電圧降下，E は PM

本論文で検討するモータは 12 V 直流電源で大電流，高周モータの誘起電圧，jωLI は巻線のリアクタンス降下である。

波駆動するため，同期インピーダンスを極限まで減少させな
ければ，150,000 r/min，1.5 kW という定格運転を達成するこ

Table 3 左列に 1 ターン固定子巻線の場合における定格出力
時の電圧降下を示す。表から明らかなように，1 ターンモーとができない。そのため，回転子磁石に BHmax = 310 kJ/m3

タの巻線インダクタンスによる電圧降下は極めて小さく，の強力なネオジム磁石を採用し，極めて大きなエアギャッ

誘起電圧についても直流電源の電圧利用率（付録参照）の観

プをもつモータ構造とする。更に，固定子巻線のターン数点からすれば必要以上に低い値である。したがって，巻線も Fig. 3(a) に示したように 1 もしくは 2 ターンとする。漏抵抗および巻線インダクタンスが 1 ターンに比べ 4 倍となれインダクタンス低減のためには固定子鉄心と巻線を密着る 2 ターンの巻線構成であっても，12 V 直流電源で十分運させ磁気的に強結合とする必要があるが，本モータの巻線

転することができる。2 ターン固定子巻線を採用した場合は銅板から角型に切り出された銅バーであるため，Fig. 3(b)の電圧降下を Table 3 右列に示す。このとき，モータ効率をで示されたように，固定子鉄心のティース部に隙間無く巻改善するためパーミアンス係数を 1.67 から 0.882 に設計しき付けることができる。

なおし誘起電圧を最適化することで，駆動電流が約 30%減
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Fig. 5. Various losses at rated operating condition (excluding mechanical losses).

(a) Loss analysis result with respect to back yoke widthと磁束密度が低下して鉄損は減少するが，スロット窓面積が小さくなるため銅損が増加する。また，ヨーク幅 5 mm
以下の領域ではヨーク部で磁気飽和が生ずるため損失は小さいものの所望の出力を得ることができない。次に，ヨー
ク幅と外径を固定してティース幅を変化させたときの結果
を Fig. 4(b) に示す。ティース幅を小さくすると，スロット
窓面積が増加するため銅損を減少させることができるが，(b) Loss analysis result with respect to stator outer diameter

スロット開口部が増加しパーミアンス変動に起因する磁石
渦電流損が増加する。最後に，ヨーク幅とティース幅を固定して固定子外径を変化させたときの結果を Fig. 4(c) に示す。固定子外径を小さくすると磁気回路の磁路長が短縮されるため鉄損を低減することができるが，これまでと同様にスロット窓面積が減少するため銅損が増大する。以上より，Fig. 4 の各解析結果から損失最小点をとり，ヨーク幅

6 mm，ティース幅 10 mm，外径 70 mm なる固定子形状が最適であると結論した。
(c) Loss analysis result with respect to teeth widthFig. 5 は以上のように設計された 1 ターンモータと 2 ター

Fig. 4. Loss analysis results with respect to detailed stator iron core shape.

ンモータの損失比較を示したものである。2 ターンモータ
では巻線抵抗の増加に伴い銅損が増大するが，他の損失は逆に減少し，特に回転子磁石の渦電流損に著しい改善が見

少して電圧降下も低減することができる。ここで，電源電られる。全体の損失は 36 W であり，機械損を除けば 2 ター

圧 12 V においてモータに印加することができる最大相電圧

ンモータの純電気的な効率は 97%以上に達する。

を 4.90 Vrms /phase とすると，設計した 2 ターンモータは定5.

格 1.5 kW 出力時に，電源電圧利用率 90.0%，200%過負荷
時でも 97.5%となり，インバータの直流電源電圧を有効に

一般に，PM モータは電圧形インバータを用いて正弦波

活用することができる。

4.

固定子鉄損および磁石渦電流損の詳細分析

電流で駆動される。しかし，超高速 PM モータでは基本波
周波数が高く同期インダクタンスも小さいので，電流リプ

パワー密度に着目した固定子形状の最適化

ルが非常に大きくなる。一方，電流形インバータを用いた

磁石厚さとエアギャップは上述の設計プロセスによって120◦ 通電波形による駆動（6 ステップ駆動）も行われる。こ決定され，それにより固定子内径も 28 mm と導き出されの方式は電圧形インバータに比べ制御が簡単であるが，トる。一方，固定子鉄心の積厚（または，磁石のアキシャル

ルクリプルの増加や電流高調波成分がモータの運転特性に長さ）については，回転子の共振周波数をモータ動作周波

悪影響を及ぼす。

数以上に設定するため 30 mm に制限される。車載を前提と

ここでは，これら 2 種類の駆動電流波形について FEMする本モータでは，高効率化と小型化の観点から固定子鉄電磁界解析にて損失分析を行い，その違いが固定子損失や心形状の最適化も重要である。そこで，固定子鉄心のヨー回転子損失に与える影響を検討する。また，鉄心材料とし

ク幅，ティース幅，外径をパラメータとして FEM 電磁界解て 10JNEX900（0.1 mm 厚，6.5%珪素鋼板で珪素の含有率

析にて固定子形状を詳細に検討した。まず，外径とティーは均一）に加え，より高周波鉄損特性の良い 10JNHF600

ス幅を固定してヨーク幅を変化させたときの定格出力にお（0.1 mm 厚，珪素含有率に傾斜特性をもたせた電磁鋼板）にける損失分析結果を Fig. 4(a) に示す。ヨーク幅が広くなる

ついても検討し，120◦ 通電波形の電流高調波成分による鉄644

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Fig. 7. Photograph of stator iron core and stator windings.
(a) Sinusoidal currents

Fig. 8. Photograph of PM rotor reinforced by grassfiber.
(b) 120-deg conduction rectangular currents

Fig. 6. Loss comparison between two current waveforms.

損の抑制効果も検証する。

Fig. 6 に各条件における固定子鉄損と磁石渦電流損の解
析結果を示す。ここで，無負荷時と負荷時の損失差は電機子反作用によって生じた損失である。同様に，正弦波電流
駆動と 120◦ 通電波形駆動の損失差は 120◦ 通電波形の電流
高調波成分に起因するものである。固定子鉄損に関しては120◦ 通電波形における電流高調波成分の電機子反作用によFig. 9. Assembly of prototype motor.

る損失悪化が多少見られるが，鉄損の主因は磁石による磁束である。また，HF 鉄心による高周波損失抑制効果も小挿入され，さらにエンドリングで他の相の固定子巻線と星さく，総合損失としては EX 鉄心が優れており，2.5 kHz 程型結線される。それぞれの固定子巻線断面積は 16 mm2 で度の基本波周波数では EX 鉄心に優位性が認められる。一あり，定格負荷における電流密度は約 3.8 A/mm2 としてい方，磁石渦電流損に関しては，電流高調波による損失の増る。鉄心ティースと巻線間の空隙は 0.3 mm であり，漏れ大が顕著であり，空間高調波に起因するものと比べ極めてインダクタンスを低減し磁気結合を向上させている。

大きい。したがって，磁石渦電流損による磁石の過熱ならFig. 8 に回転子を示す。回転子はモリブデン合金製のシャびに減磁を検討する場合，電流高調波に起因する損失に対フトとリング状のネオジム磁石で構成され，その磁石は起して特に注意が必要である。

磁力分布が正弦波状となるように着磁されている。また，

6.

磁石周囲には高速回転時の飛散防止のため 2 mm 厚のエポ試作機と実験結果〈6・1〉 試 作 機

キシ樹脂を含浸したグラスファイバによる補強が施されて超高速モータの基本的な設計概念いる。

に記述しているように，試作機は特殊な電気および機械構Fig. 9 は試作モータの構成部品と構成図である。特にベ造を有している。Fig. 7 は試作した固定子である。固定子

アリングは超高速駆動を実現するために最も重要な部品で鉄心は外径 70 mm，内径 28 mm，積厚 30 mm で，約 300 枚あるが，試作モータはあくまで機能検証用であり高い信頼の 0.1 mm 厚の珪素鋼板で構成される。アルファベットの“b” 形状をした固定子巻線バーはポリイミドテープによっ性と耐久性のどちらも要求しないので，高精度アンギュラて固定子鉄心と電気的に絶縁された上で固定子ティースに部品は NC 工作機械により高精度に加工されているが，特接触セラミック玉軸受を採用している。試作モータの金属

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Table 4. Measurement result of motor parameters.

(a) Front view(b) Rear viewFig. 10. Photographs of assembled prototype motor.

Fig. 12. Operating waveforms at 150,000 r/min underno-load condition.

Fig. 11. Schematic diagram of pseudo current-source
inverter drive.

なパラメータ設計値と実測値を対比して示す。巻線抵抗のに，ベアリングやシャフト部品においてサブミクロンオー

実測値は直流電源を用いてオームの法則から求め，75◦ C のダの精度が求められる。Fig. 10 は組み立てられた試作モー

温度換算を施して算定した。また，インダクタンスは交流

タの正面および背面写真である。損失比較のため EX コア

電源を用いて巻線のインピーダンスを計ることにより算定機と HF コア機をそれぞれ一台ずつ製作した。これらは鉄した。このとき交流電源の周波数を 300 Hz から 1200 Hz

心以外は全く同一の寸法，構造，部材で構成されている。

まで変化させ，周波数依存性も確認した上で，表皮効果の〈6・2〉 実験システムと実験結果

Fig. 11 に示す実験

影響が少ない低周波における算定値を Table 4 に採用した。

回路を用いて試作モータの駆動試験を行い基本的な運転特Fig. 12 は，EX 鉄心機における 150,000 r/min 無負荷駆動試性を確認した。試験モータの基本波周波数は 2 kHz 以上で験の結果である。上からモータのホールセンサ信号，端子あるため，一般的な電圧形 PWM インバータではなく，擬似

電圧，相電流波形で，図からわかるように，ホールセンサ

電流形インバータをモータ駆動に用いた。擬似電流形イン信号によって正確な 120◦ 通電電流パターンが生成されてバータは電流制御された降圧チョッパ部と 6 ステップインいる。また，モータ端子電圧は高調波歪の少ない正弦波でバータ部から構成される。前者は DC バス電流のフィードある。これは，集中巻構造のモータでありながら正弦波状

バックループをもち，48 kHz のスイッチング周波数で DCの誘起電圧が得られていることを意味する。

バス電流を制御する。一方，6 ステップインバータ部はモー
タの回転子磁極位置に応じて DC バス電流の転流を行い，Fig. 13 は出力トルク推定のための加速試験結果である。
150,000 r/min のような超高速回転領域では機械出力を測定

120◦ 通電パターンの駆動電流を生成する。電流が転流する

することは困難であるため，回転子寸法等から算出したイ

たびに，モータの同期インダクタンスと線路インダクタン

ナーシャと速度ステップ応答での加速度によって試作モータ

スによりインバータ端子にサージ電圧が発生するが，インの出力トルクを推定した。推定結果より加速時の最大出力

バータの MOSFET 内に寄生するボディーダイオードと降トルク推定値は 0.08 Nm で定格出力トルクに対して 84%程

圧チョッパのバイパスダイオードを通して DC バス電圧に度に留まるが，これはインバータの電流制限によって出力クランプされる。また，電流転流は三相ホールセンサ信号が制限されているためである。同様に出力トルク波形は非をもとに制御される。Table 4 に EX 鉄心試作機の電気的

常に瞬時的であるが，速度変化波形から速度ループの PI 制
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1.5 kW-150,000 r/min 超高速 PM モータ（野口季彦，他）

荷運転試験にて動作特性を検証し，定格速度 150,000 r/min
での無負荷駆動，加速試験による出力トルク推定にて 84%のトルク出力を観測した。また無負荷定格速度運転時における試作機の損失分析結果から，FEM 電磁界解析の妥当性を
確認した。

文

献

（ 1 ） M. Okawa: “Design manual of Magnetic circuit and PM motor”, Sogo Research (1989) (in Japanese)
大川光吉：「永久磁石磁気回路・磁石回転機設計マニュアル」, 総合リ
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Trans. on Ind. Appl., Vol.39, No.3, pp.802–810 (2003)（ 3 ） B.-H. Bae, S.-K. Sul, J.-H. Kwon, and J.-S. Byeon: “Implementationof Sensorless Vector Control for Super-High-Speed PMSM of TurboCompressor”, IEEE Trans. on Ind. Appl., Vol.39, No.3, pp.811–818 (2003)（ 4 ） T. Noguchi, Y. Takata, Y. Yamashita, Y. Komatsu, and S. Ibaraki: “220,000r/min, 2-kW Permanent Magnet Motor Drive for Turbocharger”, IEE-Japan
Trans. on Industry Applications, Vol.125, No.9, pp.854–861 (2005) (inJapanese)
野口季彦・高田陽介・山下幸生・小松喜美・茨木誠一：「ターボチャージャ
, 電学論 D, Vol.125,
用 220000r/min − 2kWPM モータ駆動システム」
No.9, pp.854–861 (2005)（ 5 ） C. Zwyssig, M. Duerr, D. Hassler, and J.W. Kolar: “An Ultra High-Speed,
500000 rpm, 1 kW Electrical Drive System”, The 4th Power Conversion
Conf. (PCC2007)-Nagoya, CDROM (2007)（ 6 ） T. Noguchi and M. Kano: “Development of 150000 r/min, 1.5 kW
Permanent-Magnet Motor for Automotive Supercharger”, The 7th International Conf. on Power Electronics and Drive Systems (PEDS2007)Bangkok, 2A-03 (2007)（ 7 ） T. Noguchi and T. Wada: “1.5-kW, 150,000-r/min Ultra High-Speed PM
Motor Fed by 12-V Power Supply for Automotive Supercharger”, The
13th European Conf. on Power Electronics and Applications (EPE2009)Barcelona, CDROM (2009)

Fig. 13. Speed step response from 15000 to 50000 r/min
and experimentally estimated output torque.
Table 5. Measurement result of prototype motors input
power.

御器が線形にトルクを制御していることが確認できる。

Table 5 は EX コア，HF コアそれぞれの 150,000 r/min 無負荷駆動時のモータ入力電力と固定子巻線損失の測定結果，それに対応する FEM 電磁界解析による損失シミュレーショ
ン結果である。無負荷運転時におけるモータ入力電力の内訳は，固定子巻線銅損，固定子鉄損，回転子鉄損，機械損（ベアリング摩擦損および風損）である。これらのうちモー
タ構造とベアリング予圧条件は等しいので，EX コア試作付機と HF コア試作機の機械損には差異がないと考えられる。

録

一相あたりの総電圧降下 Vrms は下式で表される。

また，Table 5 の実験結果で示されているように固定子巻

Vrms =

線銅損についても差異はない。したがって，同一の運転の(Erms + Ra Irms + RFET Irms )2 + (XIrms )2

条件（150,000 r/min 無負荷）におけるモータ入力電力の差は，固定子鉄損の差であると推測できる。Table 5 に示され

ただし，Erms：PM モータ誘起電圧，Ra Irms：固定子巻線ているように，実験結果から EX コアを使用した場合と HF

抵抗電圧降下，RFET Irms：インバータの MOSFET オン抵抗
RFET による電圧降下，XIrms ：同期リアクタンス電圧降下である。XIrms = 2π f La Irms であるから次式のようになる。

Vrms = (Erms + Ra Irms + RFET Irms )2 + (2π f La Irms )2コアを使用した場合の鉄損差は 4.7 W であるのに対し，シミュレーション結果は 8 W の鉄損差を示しており，それらの誤差は僅か 3 W 程度である。本論文で検討した 2,500 Hz（150,000 r/min）程度の周波数で駆動する応用においては，

EX 鉄心の方が僅かではあるが鉄損を低減するために有利

本論文では，一相あたりの電源電圧を Vd とすると，電源電であると言える。

圧利用率 U を下式のように定義した。

7.

ま と め

U=

本論文では，効率とパワー密度改善の観点から 12 V，

Vrms
× 100%
Vd

ただし，直流バス電圧が Vdc のインバータは一相あたり

1.5 kW，150,000 r/min で駆動可能な車載スーパーチャー
ジャ用超高速 PM モータの最適設計を行った。ここで述べ±Vdc /2 の方形波電圧を出力できるので，その実効値（Vdc /2）
を Vd とする。

た手法に基づきパーミアンス係数と固定子鉄心形状が最適化されたモータは，FEM 電磁界解析にて純電気的効率が97%，パワー密度は 13 W/cm3 にも達することを明らかにした。また，その設計を基に実機を試作した。実験では無負647

IEEJ Trans. IA, Vol.134, No.6, 2014

1.5 kW-150,000 r/min 超高速 PM モータ（野口季彦，他）野口

季彦 （正員） 1959 年 10 月 23 日生。1982 年 3 月名鹿野

将 （正員） 1983 年 7 月 6 日生。2006 年 3 月長岡技

古屋工業大学工学部電気工学科卒業。 1986 年 3

術科学大学電気電子情報工学課程卒業。2008 年 3月長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程電月同大学大学院工学研究科修士課程電気電子情報

気・電子システム工学専攻修了。1982 年 4 月東工学専攻修了。修士（工学）。2008 年 4 月（株）

京芝浦電気（株）入社。1991 年 4 月岐阜高専講

東芝入社。

師。1994 年 4 月長岡技術科学大学助手。1996 年

4 月同助教授。2009 年 4 月静岡大学教授。博士（工学）。IEEE Senior Member。

和

田

哲

朗 （非会員） 1985 年 8 月 3 日生。2008 年 3 月長小森健 裕 （学生員） 1989 年 6 月 11 日生。2013 年 3 月静岡技術科学大学電気電子情報工学課程卒業。2010

岡大学工学部電気電子工学科卒業。同年 4 月同大

年 3 月同大学大学院工学研究科修士課程電気電子

学大学院工学研究科修士課程電気電子工学専攻入情報工学専攻修了。修士（工学）。2010 年 4 月本学。学士（工学）。

田技研工業（株）入社。

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