SPC-07-18

高周波 EMI ノイズを低減する
超高速スイッチング素子駆動回路の開発
小松 宏禎＊ 野口 季彦（長岡技術科学大学）
Development of Drive Circuits for Super High-Speed Switching Devices
to Reduce High-Frequency EMI Noise
Hiroyoshi Komatsu*, and Toshihiko Noguchi (Nagaoka University of Technology)
Abstract
This paper describes a drive circuit which is capable to drive super high-speed power switching devises with suppression ofa high-frequency EMI noise. When the super high-speed switching devises such as SiC-MOSFETs are operated in a power
converter, their high dv/dt rate in the rise time and the fall time causes a high-frequency common-mode current in the drive circuit
through an isolated transformer due to its parasitic capacitance between the primary and the secondary windings. In addition,
signal isolation elements such as opto-couplers can be transferring paths of the common-mode current. In order to overcome theproblems, a toroidal multi-core transformer is proposed in the paper to reduce the parasitic capacitance and to enhance the current
capability to drive the super high-speed switching devises at the same time. A prototype was developed to examine
experimentally effects of the toroidal multi-core transformer. As a result, the peak value of the common-mode current was
suppressed down to 1/4, compared with that of a standard utility power transformer.
キーワード：EMI ノイズ，駆動回路，超高速スイッチング素子，ハーフブリッジインバータ(EMI noise, drive circuits, super high-speed switching device, half bridge inverter)

1.

まえがき

によって駆動回路中の絶縁部分で問題が生じ，駆動回路用
絶縁電源については絶縁トランスの一次，二次間に存在す

今後，パワーエレクトロニクス分野では，SiC-MOSFET

る寄生容量が高周波 EMI ノイズの伝播ルートになる。また，のような電力用超高速スイッチング素子が実用化され，広駆動回路と制御回路間の絶縁についても，信号伝送用光絶

く普及していくと考えられる。従来の Si を主材料とするス

縁素子の一次，二次間で同様の問題が起こる。そこで，本イッチング素子と比べて SiC-MOSFET には高耐圧，高温動研究では駆動回路における高周波 EMI ノイズの伝播を低減

作，高速スイッチング，低損失駆動など従来の素子を遥かするために，トロイダルマルチコアトランスを用いた絶縁に凌駕する動作特性が期待されている。これにより SiC-

電源と，光ファイバモジュールを用いた制御信号の絶縁伝

MOSFET が実用化されれば電力変換器に不可欠なヒートシ

送回路を検討し，寄生容量の大幅な低減を目論む。特に前ンクやコンデンサ，リアクトルなどの周辺部品も小型軽量

者は複数のトロイダルコアトランスの一次側を直列，二次化でき，装置全体のパワー密度向上に大きく寄与する。し側を並列とすることにより，主素子の超高速スイッチング

かし，SiC-MOSFET では高耐圧化を行おうとすると，そのに必要な電流供給能力も合わせもつ。このような駆動回路

構造上の理由から接合容量が増加する。したがって，大容を用いてスイッチング周波数 1 MHz のハーフブリッジイン

量の高周波電力変換器を実装する場合，回路上の浮遊容量バータを構成し，その動作検証を行うとともに高周波 EMIが増加するために，従来の回路実装法やノイズ対策を再検

ノイズ対策の評価も行う。

討する必要に迫られる。また，このような問題は主回路だ
けでなく駆動回路や制御回路にも波及し，ノイズの影響を受けて最悪の場合，主素子の誤点弧にも繋がる。

2.

駆動回路に関する事前検討〈2･1〉高周波 EMI ノイズと寄生容量

そこで，本稿では超高速スイッチング素子駆動回路に着高周波 EMI ノイズと密接な関係をもつ回路要素として駆目して高周波 EMI ノイズ対策の検討を行い，その効果を実

動回路用絶縁電源のトランス一次，二次間に存在する寄生験的に検証する。特に，主素子の高 dv/dt スイッチング動作容量に着目する。一般に市販されている商用電源トランス
1／6

表1

Cps

各種トランスの一次，二次間の寄生容量

Table 1. Parasitic capacitance between primary-side and secondary- side oftransformers.

Primary side

Exciting Frequency

Secondary side

Parasitic Capacitance(kHz)

inoise
図1

トランス一次，二次間の寄生容量(pF)

Toroidal Core

1000

3.65

Transformer

100

3.99

(per unit)

10

4.44

Standard Utility

1000

89.6

Power Source

100

91.3

Transformer

10

97.0

FWC

1000

33.1

Fig. 1. Parasitic capacitance between primary-side and secondary-side.

Transformer

100

33.4

10

34.0

や DC-DC コンバータのスイッチングトランスは，磁気的結

RCC

1000

48.8

合を強くするために巻線間が非常に緊密になっているもの

Transformer

100

49.2

10

49.8

が多い。このため，図 1 に示すようにトランス一次，二次間には大きな寄生容量 Cps が存在する。式 (1)から推測できるように，dv/dt が大きな高周波・高速スイッチング動作に

電流：2 A

おいては，Cps の増加はトランス一次，二次間を貫通するノ・FWC トランス

イズ電流 inoise の増大を招く。したがって，磁気的結合が大一次側巻数：26 ターン

きなトランスは高周波成分に対して絶縁が不十分であると二次側巻数：3 ターン＋3 ターン（±8 V 2 出力）
電流：2 Aいえる。
inoise = C ps

dv
dt

(1)

前述のように Cps はノイズ電流の伝播径路になることか・RCC トランス
一次側巻数：44 ターン
二次側巻数：3 ターン＋3 ターン（±8 V 2 出力）

ら，高周波 EMI ノイズを低減する一つの方策として絶縁部

電流：2 A

分の Cps を限りなく小さくすることが必要となる。そこで，

ゲート巻線：4 ターン

駆動回路用絶縁電源として磁気的結合を保ちつつ，トラン制御巻線：2 ターン

ス一次，二次間の Cps を小さくするトロイダルマルチコアト
ランスを採用する。本稿ではトロイダルコア（TDK 製 H5C2

表 1 にそれぞれのトランス一次，二次間に存在する寄生T14×3.5×7）を用いて一次側：6 直列，二次側：6 並列のト容量の測定結果を示す。測定には LCR メータ（HIOKI 製 3532

ランスを構成し，フォワード形 DC-DC コンバータ（2 出力）

LCR HiTESTER）を用い，励磁周波数を 10 kHz，100 kHz，1に利用した。提案する駆動回路の詳細については後述する。

MHz とした。表 1 のトロイダルコアトランスの測定値は 1

ここで提案回路に用いるトロイダルコアトランスとその個当りの値であり，今回は二次側で 6 個のトロイダルコア

他のトランスについて一次，二次間の Cps を比較する。比較

トランスを並列接続するため寄生容量はその 6 倍，即ち検討対象は，一般的な商用電源トランス，そしてトロイダ

21.9～26.6 pF となる。この値と他のトランスの測定値を比ルコアと同じ材質（TDK 製 H5C2）のコア（TDK 製 H5C2

較すると，商用電源トランスは 3.9 倍，FWC 用スイッチン

RM10Z-12）を用いたフォワードコンバータ（FWC）並びに

グトランスは 1.4 倍，RCC 用スイッチングトランスは 2 倍

リンギングチョークコンバータ（RCC）用に設計したスイの寄生容量をもつことがわかる。

ッチングトランスである。全てのトランスは同程度の回路以上の測定結果から，同じ dv/dt でスイッチングする主素設計仕様に基づいて巻数，コア体積（磁路長，磁路断面積），

子にトロイダルコアトランスを用いる提案駆動回路を適用

導体などが決定されている。以下に各トランスの仕様を示した場合，トランス一次，二次間の寄生容量の低減率に比す。

例して，ノイズ電流の抑制も可能であると考えられる。ま・トロイダルコアトランス（1 個当り）

た，広く普及しているスイッチングトランスと比較した場

一次側巻数：12 ターン

合，巻数が必然的に増える構造をもつ RCC トランスは，一二次側巻数：6 ターン＋6 ターン（±8 V 2 出力）

次，二次間の寄生容量が大きくなるので，高周波 EMI ノイ

電流：2 A

ズの抑制には不利である。

・商用電源トランス
一次側電圧：0，200，220 V
二次側電圧：0，8，10，12，16 V〈2･2〉高周波 EMI ノイズ対策の指針
超高速スイッチング素子を主素子として使用し，高周波・高速ハードスイッチングインバータを実装する際，そ
2／6

+8V

N-MOS2
N-MOS1
7805
TORX173
Vcc

5V

・
・
・

OUT
GND

R2

Rg+

N-MOS3
Rgs
R1

Rg-

IN

Vds

R3
Vgs

Optical fiber
cable

-8V

P-MOS1

図4

図2

駆動回路用絶縁電源の写真

Fig. 4. Photograph of isolated power supply for drive circuit.

P-MOS2
N-MOS1: FDS6690A, P-MOS1: FDS4435, N-MOS2: FDS6630A
P-MOS2: FDS9435A, N-MOS3: IRLMS1503

RL

駆動回路の構成

Fig. 2. Circuit configuration of drive circuit.
BLKD
F1

D1

C1 R1 C2

T1

C21

D22

CoolMOS+8V

SiC-SBD
Vcc

L1
Input
AC200 V
50 Hz

Drive
Circuit

0V
D2

L2

Vgs

Vds

-8V
D22

R6 C7

C23

図5

スイッチング特性の試験回路

Fig. 5. Test circuit for switching characteristics.

T6

ンデンサを多数配置して超高速スイッチング動作時の
D7
Q1

ピーク電流に対応する。
④ 駆動回路と制御回路間の絶縁には光ファイバを用いて寄生容量の低減を行う。

図3⑤ 両面プリント基板のパターンを工夫することにより，駆動回路用絶縁電源の構成

Fig. 3. Circuit configuration of isolated power supply for drive circuit.

の駆動回路に対して種々の性能，動作特性が要求される。
まず，主素子を高速にターンオン，ターンオフできる回路であること，そして高周波・高速スイッチング動作環境下においても EMI ノイズの伝播を抑制し充分な回路絶縁を確保できることである。これら 2 点の基本的な要求を満足するために，駆動回路の実装では以下の方策が有効であると考えられる。
① 駆動回路用絶縁電源の絶縁にはトロイダルコアトラ
ンスを用いて，トランス一次，二次間の寄生容量を低減する。
② 複数のトロイダルコアを用いてマルチコア化し，一次側を直列接続，二次側を並列接続することにより，超高速スイッチング動作を実現できるだけの充分な電流供給能力を付与する。
③ 駆動回路の近傍には周波数特性の良いセラミックコ

電流経路の対称性を確保しつつ低インピーダンス化を図る。

3.

駆動回路の構成と動作特性〈3･1〉回路構成
図 2 に超高速スイッチング素子の駆動回路，図 3 に駆動回路用絶縁電源の回路構成を示す。ここではこれらを組み合わせて駆動回路とし，両面プリント基板上に実装した。
基板上のパターンはいずれも可能な限り太く短くし，正負の回路パターンが対称となるように設計した。図 4 に試作した駆動回路用絶縁電源の写真を示す。このようにマルチコア化したトロイダルコアトランスはプリント基板の表裏にそれぞれ 3 個実装されている。
図 2 の駆動回路に用いる MOSFET には，ゲート電荷量が小さく，高速スイッチングが可能なものを選定した。前述のように駆動回路と制御回路間の絶縁には，寄生容量を低減して，高速にゲート信号を伝送できる光ファイバモジュール（TOSHIBA 製 TOTX173，TORX173）を採用した。ま
3／6

D3
D1

S1

C1
iout

Vgs_high
Vds_high

Load
Vdc
vout
(a)

ターンオン時
図6(b)

ターンオフ時D4

Vgs_low

ゲート電圧波形

D2

S2

C2

Fig. 6. Gate voltage waveforms.

Vds_low(a) Turn on.

図8(b) Turn off.

Fig. 8. Circuit configuration of half bridge inverter

ハーフブリッジインバータの回路構成

製 IPW60R165CP）を主素子として駆動した。ただし，逆回
復時間が 390 ns と遅い CoolMOS のボディダイオードを使用しないようにするため，図 5 に示すようにブロッキングダ
イオード BLKD（新電元製 F10LC30）と逆並列還流ダイオード SiC-SBD（Infineon 社製 SDT06S60）を付加している。
電源電圧 Vcc= 200 V，負荷 RL= 50 Ω，スイッチング周波数
fsw= 1 MHz，ゲート抵抗 Rg= 0.75 Ωとして各種動作波形を観測した。
図 6 はターンオン，ターンオフ時のゲート電圧波形 Vgs で(a)ターンオン時(b)

ターンオフ時ある。ターンオン時の立ち上がり時間（10 → 90 %）は 27.6

ドレイン・ソース間電圧波形

ns，ターンオフ時の立ち下がり時間（90 → 10 %）は 37.1 ns

Fig. 7. Drain-source voltage waveforms.

であり，高速なゲート電圧動作が確認された。いずれの場(a) Turn on.

合もドレインの電位変化がドレイン・ゲート間の寄生容量(b) Turn off.

を通じてゲート電圧に影響し，オーバーシュートの原因と

図7なっている。図 7 はターンオン，ターンオフ時のドレイン・
た，MOSFET のドレイン周辺には超高速スイッチング動作

ソース間電圧 Vds である。ターンオン時の立ち下がり時間は時のピーク電流に対応するために，47 µF のセラミックコン

15.6 ns，ターンオフ時の立ち上がり時間は 21.1 ns であった。

デンサを 2 個，10 µF のセラミックコンデンサを 14 個実装

これらのスイッチング特性より，ハーフブリッジインバーした。

タを実装した場合の上下アーム短絡防止期間（デッドタイ

図 3 の駆動回路用絶縁電源は一般的なフォワード形 DCム）は 100 ns 以下に設定することができる。スイッチング-DC コンバータの回路構成をとっており，入力 AC 200 V，

周波数が 1 MHz の場合，そのデッドタイムによる影響はスイッチング周波数 400 kHz，出力+8 V，-8 V としている。

10 %以下であるが，インバータ出力電圧波形の低次高調波

また，+8 V の出力については出力電圧の安定化を図るため含有率を増大させる原因となる。

にスイッチングトランスの一次側へフィードバックしている。一般的な絶縁電源に用いられるトランスは磁気的結合4.

ハーフブリッジインバータの動作特性の度合が高く，高周波に対しては絶縁が不十分であるため，前述の駆動回路を用いてハーフブリッジインバータを実

前述のとおり図 3 のスイッチングトランスにはトロイダル

装した。図 8 にハーフブリッジインバータの回路構成を示コア（TDK 製 H5C2T14×3.5×7）を採用した。ここでは，トす。主素子 S1，S2 には CoolMOS（Infineon 製 IPW60R165CP），

ロイダルコアトランスを 6 個用いて一次側を直列接続，二還 流 ダ イ オ ー ド D1 ， D2 に は SiC-SBD （ Infineon 製

次側をそれぞれの出力端子で並列接続しており，磁束密度

SDT06S60），そしてブロッキングダイオード D3，D4 にはフを 0.3 T とした。

ァーストリカバリーダイオード（新電元製 F10LC30）を用〈3･2〉動作特性いた。

駆動回路の動作確認を行うため，SiC-MOSFET に代わっハーフブリッジインバータの動作確認を行うために，直て模擬的に高速スイッチングが可能な CoolMOS（Infineon

流バス電圧 280 V，スイッチング周波数 1 MHz，オンデュー
4／6Power supply

Drive
Circuit
1500 pF
3 kV1500 pF
3 kV
iCM

図 10
(a)

(b)

(c)

出力波形

Heat
sink

コモンモード電流の測定

Fig. 10. Measurement of common-mode current.

ゲート電圧波形，ドレイン・ソース間電圧波形（下アーム）(a)

出力電圧 vout とコモンモード電流 iCM(b)

コモンモード電流 iCM の FFT 解析

ゲート電圧波形，ドレイン・ソース間電圧波形（上アーム）
図9

ハーフブリッジインバータの動作波形

Fig. 9. Operation waveforms of half bridge inverter.
(a) Output waveforms.
(b) Gate voltage and drain-source voltage waveforms (low-side) .

図 11

提案する駆動用絶縁電源を用いた場合のコモンモード電流

Fig. 11. Common-mode current when using proposed isolated power
supply.
(a) Output voltage and common-mode current.

(c) Gate voltage and drain-source voltage waveforms (high-side) .

(b) FFT analysis result of common-mode current.

ティ 50 %，デッドタイム 70 ns，負荷（無誘導抵抗）37.5 Ω，スナバ回路なしの条件で運転を行った。図 9 に各種動作波

イッチングに伴う波形の歪がみられるが，誤点弧を生じる形を示す。図 9(a)は出力電圧 vout，出力電流 iout 波形であり，ことはなかった。ドレイン・ソース間電圧波形においてタ

1 MHz の方形波電圧および電流が確認され，良好なスイッーンオンとターンオフとで，デッドタイム期間中 MOSFET

チング動作が得られた。この波形の 0 V，0 A 付近に見られに印加される電圧が異なっている。これは各アームのブロ

る歪はデッドタイムの影響によるものである。図 9(b)，(c)ッキングダイオードに接合容量があるためで，その容量のはそれぞれ下アーム，上アームのゲート電圧 Vgs，ドレイン・充放電動作がターンオン時とターンオフ時で異なるからで

ソース間電圧 Vds 波形である。ゲート電圧波形には高周波ス

ある。
5／6

5.

ノイズ電流の測定と対策の効果

ハーフブリッジインバータを動作させた場合に，駆動回
路内のノイズ電流を観測するために図 10 の回路を用いた。
ハーフブリッジインバータの運転条件は前項に示したものと同一である。ハーフブリッジインバータの各アームでは，主素子のドレインが熱伝導性絶縁シートを介してヒートシ
ンクに密着してあり，ヒートシンクは筐体とともにアースに接地されている。そこで，ヒートシンクと筐体を同電位とし，駆動回路を含めて高周波成分に対してのみループを形成する回路を設けて，コモンモード電流 iCM を観測した。
測定されるアームでは絶縁シートを取り外してドレインとヒートシンクを同電位とする。
測定はすべて 20GS/s のオシロスコープ（Tektronix 製(a)

出力電圧 vout とコモンモード電流 iCM(b)

コモンモード電流 iCM の FFT 解析

TDS7404B）を使用して行い，電流の測定には周波数帯域
100MHz の電流プローブ（Tektronix 製 TCP312）を用いた。
図 11(a)に出力電圧 vout と下アームについて観測したコモ
ンモード電流 iCM の波形を示す。コモンモード電流は上アー
ム，下アームのターンオン時にピーク値を示しており，そのピーク値は同図からわかるように 0.7 A である。コモンモ
ード電流を FFT 解析した結果を図 11(b)に示す。この結果はFFT 解析を行った後，1 MHz の基本波周波数電流振幅で規格化したものである。1 MHz 付近の周波数以外に 3 MHz，
11 MHz，15 MHz の高周波周波数成分がそれぞれ 1.44 %，1.26 %，1.59 %の振幅をもっていることがわかる。
比較として，上下アームの駆動回路用絶縁電源を表 1 に示す商用電源トランスに置き換えて同様の実験を行った。
ここでは+8 V，-8 V を得るために 2 個のトランスを用いた。
図 12(a)に出力電圧 vout と下アームについて観測したコモン
モード電流 iCM の波形を示す。図 12(b)はコモンモード電流のFFT 解析結果である。同図よりコモンモード電流のピーク
値は 2.9 A であり，図 11(a)のコモンモード電流と比較すると約 4 倍となっていることがわかる。また，15 MHz の周波数成分を最大振幅とし，この周波数以外に 11 MHz，13 MHz，
17 MHz の周波数成分がそれぞれ 5.53 %，5.71 %，6.02 %となっている。図 11(b)の FFT 解析結果と比較すると，20 MHz
以上の周波数成分は減衰しているが，これは一次，二次間の寄生容量が大きな商用電源トランスを用いたことで，回路中の高周波共振が減少したためと考えられる。

6.

図 12

商用電源トランスを用いた場合のコモンモード電流

Fig. 12. Common-mode current when using standard utility powertransformer.
(a) Output voltage and common-mode current.
(b) FFT analysis result of common-mode current.

インバータに用いてその動作検証を行い，駆動回路内のコモンモード電流を実際に確認した。その結果，トロイダル
マルチコアトランスを採用することにより，コモンモード
電流のピーク値を 1/4 以下に抑制することができた。このことは，逆に 4 倍のスイッチング速度をもつ主素子にも対応できることを意味しており，近い将来実用化される SiCMOSFET にも適用することが可能と思われる。

あとがき

本稿では，超高速スイッチング素子用の駆動回路に着目し，高周波 EMI ノイズ対策の検討とその効果について実験検証を行った。主素子の高 dv/dt スイッチング動作によって高周波 EMI ノイズの伝播径路になるトランス一次，二次間の寄生容量を簡単なトロイダルマルチコアトランスを用いることにより低減した。一般的な商用電源トランスは一次，二次間の寄生容量が 100 pF 程度と大きいが，トロイダルマ
ルチコアトランスでは 6 個並列接続しても 22 pF まで低減することができる。また，駆動回路を 1 MHz ハーフブリッジ

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