消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27

論

文

高周波トランス結合を有する低電圧大電流直流電源の開発
正

員

野口季彦＊
非会員

学生員

西山幸佑＊

浅井嘉久＊＊

非会員

正

員

石田圭一＊

松原 亨＊＊Development of Low-Voltage and Large-Current DC Power Supply
with High-Frequency Transformer Coupling
Toshihiko Noguchi＊, Member, Kosuke Nishiyama＊, Student Member, Keiichi Ishida＊, Member,
Yoshihisa Asai＊＊, Non-Member, and Toru Matsubara＊＊, Non-Member
Abstract‐This paper describes low-voltage and large-current DC power supplies with a high-frequency transformer
coupling.

Two different power supplies were developed with different configurations and operation characteristics of thetwo were experimentally examined in this paper.

Both power supplies are simply composed of a full-bridge inverter, anamorphous-core step down transformer and a schottky diode rectifier.
frequency of 15 kHz, and generates 13-V and 5000-A output.

One power supply operates on the magnetizing

The other generates 12-V and 4000-A output, but introduces

only 1-kHz magnetizing frequency due to a long overlapping period in commutation caused by large leakage inductance of
its transformer.

The maximum total efficiency of the former and the latter is 89.9 % and 85.7 %, and the total input power

factor of the two is 83.5 % and 92.8 %, respectively.

Although the output voltages and currents of the two prototypes are

considerably low and large, these experimental results demonstrate excellent performance.
キーワード：直流電源，低電圧大電流，高周波トランス，漏れインダクタンス
Keywords：DC power supply, low-voltage and large-current, high-frequency transformer, leakage inductance

でなく，電流リプルの抑圧，電磁騒音の低減を実現するこ

1. はじめにとができる。そこで，筆者らは高周波インバータ，高周波

筆者らは超高硬度材料を創製するために，焼結技術の確

降圧トランス，整流回路からなる 12V-4000A の直流電源装

立と，焼結炉ならびに焼結用低電圧大電流直流電源の開発

置を開発することとした。しかし，この電源装置ではトラを進めてきた。焼結は直接式抵抗加熱の一種であり，十数 V，ンス構造に起因した漏れインダクタンスの影響でトランス

数千 A の電源装置が必要とされる。従来，サイリスタ整流の励磁周波数を 1kHz 程度にしか高めることができなかっ回路を用いてこのような低電圧大電流を発生させてきた

た。また，励磁周波数が 1kHz に留まったことにより，トラが，その電気的特性は入力力率 40 %，総合効率 60 %程度と非常に悪い。また，商用電源周波数で電力変換を行うため，
大型のトランスやリアクトルが必要となり，電源装置全体の寸法と重量を増加させる一因となっていた。
このような問題は電力変換器の動作周波数を kHz オーダ
ーとすることにより解決することができる。特に，IGBT や
MOSFET などの高速スイッチング素子を用いて動作周波数を高めることにより，トランスやリアクトルの小型化だけ＊

長岡技術科学大学〒940-2188 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
Nagaoka University of Technology
1603-1 Kamitomioka, Nagaoka, Niigata 940-2188, Japan＊＊
マコー株式会社〒940-2032 新潟県長岡市石動町字金輪 525
MACOHO Co., Ltd.
525 Isurugi-Mati, Aza-Kanawa, Nagaoka, Niigata 940-2032, Japan

図1

焼結装置の外観

Fig. 1. Photograph of sintering machine.
電学論 D，126 巻 1 号，2006 年

1消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27
Unit 1AC 3φ
50 Hz-200 V
11600
μF

#1 IOUTTo DC exitation
surpression circuit#1 iINV
17:1

IGBTs 600 V-200 A

0.5 mH

D1+#1 vINV

Gate 1Gate 3VOUT

13 V
5000 A

D2

Schottky diodes
40 V-360 A(8 modules for D1 or D2)#1 Gate2#1 Gate4

Unit 2IOUT
InterphasereactorSame circuit as shown above
Gate 1Gate 3#2 Gate2#2 Gate4#2 iINV#2 IOUT

図 2 13V-5000A直流電源の主回路構成
Fig. 2. Configuration of 13V-5000A DC power supply.
表1

ンスが大型化することや，励磁周波数が可聴帯域にあるため，騒音の問題などが発生した。このような開発経緯のも

13V-5000A 直流電源の仕様

Table 1. Specifications of 13V-5000A DC Power Supply.
Power source
AC 3φ 50 Hz 200 V
Inverter frequency
15 kHzOutput voltage
13 V
Output current
0～5000 A
Load
1～2 mΩ

と，筆者らは大電流降圧トランスの更なる高周波化と回路の簡素化を図るべく 13V-5000A の直流電源装置の開発を行い，実験的にこれら 2 種類の電源装置の運転特性を比較評価した。本稿では，両者の主回路構成，制御方法，高周波降圧トランス，二次側整流回路の構造について述べ，各種

2.

焼結用低電圧大電流直流電源の概要

15 kHz

焼結とは成形された粉体系を融点以下の温度で加熱し，構成粒子間に接合が生まれる現象である。この手法は高硬I*OUT度および高融点の加工が困難な材料の成形や，傾斜材料，+#1 Phaseshifter

PI-

機能材料の製造に有効である。本論文で焼結しようとする

I OUT

粉体はボロン，タングステンカーバイド，アルミナなどで#1 iINVあり，これらを焼結型に封入して加圧しながら電流を流す。

∫+

このとき，電源装置の負荷となる焼結型は数 mΩの低抵抗体#1 IOUT-であるため，数千 A の大電流を流すのに十数 V の電圧しか必要としない。しかし，インバータの動作周波数を高めよ+#2 iINV#2 IOUT

うとすると，数千 A の大電流であるため，降圧トランスの漏れインダクタンスや配線インダクタンスによる影響を大図3

きく受け，有効電力を負荷焼結型に送ることができない。

#2 Phaseshifter

Dead time and isorated gate drives

運転特性の改善に有効な知見が得られたので報告する。
Gate1
Gate3
#1 Gate4#1 Gate2#2 Gate4#2 Gate2∫

13V-5000A 直流電源の制御ブロック図

Fig. 3. Block diagram of 13V-5000A DC power supply controller.

すなわち，降圧トランスの漏れインダクタンスや配線インで接続し，配線インダクタンスを可能な限り低減している。

ダクタンスによってトランス二次側の整流ダイオードが全て導通した状態（転流重なり）が生じる。この転流重なり

3. 13V-5000A 直流電源が生じている期間は出力端子電圧が零となるので，この期<3.1> 主回路の構成間が増加すると負荷焼結型に印加できる電圧の限界値が低下する。したがって，低電圧大電流直流電源の高周波化に

図 2 に 13V-5000A 直流電源の主回路構成を示す。この電は降圧トランスの漏れインダクタンスや配線インダクタン

源は 13V-2500A の定格をもった 2 台の直流電源を並列接続

スを低減することが極めて重要である。

することにより 5000 A を出力する。表 1 に示したように主

図 1 は焼結装置の外観である。左手に真空炉が設置され回路の入力は商用三相交流電源であり，三相ダイオードブており，中央に制御装置，その奥に低電圧大電流直流電源

リッジで全波整流され，力率改善用リアクトルと電解コンがある。真空炉と電源装置は全長 3 m のサンドイッチ母線

デンサにより平滑された直流電圧を得ている。単相フルブ

2

IEEJ Trans. IA, Vol. 126, No.1, 2006

消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27
表2

低電圧大電流直流電源の開発

13V-5000A 直流電源用高周波降圧トランスの仕様

Primary
windings

Amorphasiron core

Table 2. Specifications of high-frequency step down

Secondarywindings

transformer of 13V-5000A DC power supply.
Capacity
Core size
Primary windings
Secondary windings
Turn ratio

Secondarywindings

30 kVA
100 mm×155 mm×85 mm
Thickness 0.2 mm, Width 22 mm,
8 Parallel
Thickness 0.2 mm, Width 22 mm,
35 pieces laminated, 8 Parallel
N1 : N2 = 17 : 1

Amorphasiron core

Primary
windings

Center tap

Schottky
DiodesCenter tap

図 5 13V-5000A直流電源の二次側出力
Fig. 5. Photograph of secondary circuit of
13V-5000A DC power supply.

D1

図 4 13V-5000A直流電源の高周波降圧トランス断面図
D2

Fig. 4. Cross section diagram of high-frequency step downtransformer of 13V-5000A DC power supply.
リッジインバータは 600V-200A の IGBT で構成されており，
15 kHz の矩形波を出力する。このインバータを高周波降圧
トランスに接続し，その導通幅を変化させることによりト
ランス二次側の直流電圧制御を行う。高周波降圧トランス

図 6 13V-5000A直流電源の二次側出力用銅板の外観
Fig. 6. Photograph of copper plate in secondary circuit ofの定格容量は 30 kVA であり，巻数比を 17:1 とした。直流電

13V-5000A DC power supply.

源の出力は高周波降圧トランスの二次側巻線に中間タップをとって全波整流する方式を採用した。整流ダイオードにーティを微調整する。さらに，2 並列接続におけるユニット

は 40V-360A のショットキーダイオードを 8 並列接続し，順間の出力電流の不平衡を補償するため，前述の位相シフト

方向電圧降下による損失を低減している。整流ダイオード量に両ユニットの電流偏差を加える。このように，ユニッが ON している期間はその端子間電圧は順方向電圧降下のト 1 をマスター，ユニット 2 をスレーブとして出力電流のみとなるが，OFF するとコイル 2 個分の電圧が印加される。

均衡を保つ。

また，ダイオードの端子間電圧の立ち上がり時に発生する<3.3> 高周波降圧トランスと整流回路の構造

スイッチングサージを考慮して，各ダイオードにスナバ回

高周波降圧トランスの仕様を表 2 に示す。鉄心には飽和路を設けている。

磁束密度 1.5 T，平均磁路長 359 mm，磁路断面積 2450 mm2の<3.2> 動作原理と制御方法

アモルファスコアを使用した。

図 3 に 13V-5000A 直流電源の制御ブロック図を示す。発

一次巻線は幅 22 mm，厚さ 0.2 mmの銅帯を 8 並列で 17振回路で発生させたデューティ 50 %，周波数 15 kHz の矩形

ターン巻いており，最大電流密度を 4.3 A/mm2としている。

波をゲート信号 Gate1 とし，それを反転した信号を Gate3 と一方，二次巻線は同じ銅帯を 35 枚積層して一本の巻線とし，する。ゲート信号 Gate4 は Gate1 を基準に位相シフトしたもこれを 8 並列で 1 ターン巻いている。トランスの二次側はので，その反転信号を Gate2 とする。ここで，位相シフト量

中間タップ方式を採用しているため 4 並列 2 組の構成となは出力電流と電流指令値の偏差によって調節される。また，っており，二次側には最大 2500 A流れるので，最大電流密トランスの直流偏磁を防止するため，インバータ出力電流度は 4.1 A/mm2としている。図 4 に高周波降圧トランスの断を検出しその直流分を零とするように Gate2 と Gate4 のデュ面図を示す。内側からアモルファスコア，一次巻線，二次巻線の順で緊密に重ね巻きすることにより磁気結合を高め

電学論 D，126 巻 1 号，2006 年

3消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27
UNIT1

IGBTs 600 V-300 A

IGBTs 600 V-150 A
AC 3φ
50 Hz-200V

C2
11000
μF

300μH

IOUT
Interphasereactor#1 iINV

+

18:1

Ld

C1
140μF

Ld
700μH

#1Gate6

UNIT2

Gate1
Gate3

D1

#1 vINV

VOUT

12 V
4000 A

D2#1 iDC#1Gate5To DC exitation
surpression circuit

Schottky diodes
30 V-360 A(8 modules for D1 or D2)#1Gate2#1Gate4

Same circuit as shown above#2Gate5#2Gate6

Gate1
Gate3

#2 Gate2#2 Gate4#2 iDC#2 iINV

図 7 12V-4000A直流電源の主回路構成
Fig. 7. Configuration of 12V-4000A DC power supply.
表3ている。中間タップと二次巻線やその他の接続点は，接触抵抗を減らすために蝋付けを行っている。

12V-4000A 直流電源用高周波降圧トランスの仕様

Table 3. Specifications of high-frequency step down transformer

図 5 に 13V-5000A直流電源の二次側出力外観を示す。強制of 12V-4000A DC power supply.

空冷されたヒートシンクに熱伝導率の高い絶縁シートを敷

Capacity

30 kVAき，その上に二次側出力用銅板を密着させて取り付けていCore sizeる。巻線間の絶縁には耐熱性に優れたポリイミドテープを

Primary windings

Turn ratio

100 mm×155 mm×85 mm, 2 cores
Thickness 2 mm, Width 5 mm,
4 Parallel
Thickness 1 mm, Width 10 mm,
15 pieces laminated, 8 Parallel
N1 : N2 = 18 : 1

Praimary
windings

Secondarywindings

使用している。この二次側整流回路の中で最も発熱するシSecondarywindings

ョットキーダイオードを出力用銅板に直接取り付けて，4 並列分の二次電流を合成すると同時に放熱も行っている。また，ショットキーダイオードに付随するスナバ回路も放熱を配慮して，ヒートシンクに直接取り付けられている。図 6に高周波降圧トランス二次側出力用銅板と整流ダイオードの外観を示す。厚さ 10 mmの銅板に 16 個のショットキーダ
イオードが配置されている。図 2 のD1，D2 はそれぞれショ
ットキーダイオードが 8 個接続されたものに相当する。
今回試作した降圧トランスは励磁周波数を 15 kHzと高周波化することにより，コアサイズを極めて小さくすることができる。しかし，高周波化によって相対的に転流重なり期間の占める割合が大きくなるため，一次巻線と二次巻線の間隙を極力減らし両者を緊密に重ねて巻くことにより，Amorphasiron cores

磁気結合を高めて漏れインダクタンスの低減を図ってい
る。

Heat
sink

4. 12V-4000A 直流電源
<4.1> 主回路の構成

Schottky
Diode
Center tap

図 8 12V-4000A直流電源の二次側出力
Fig. 8. Photograph of secondary circuit of

図 7 に筆者らが試作した 12V-4000A 直流電源の主回路を示す。この電源も同一定格をもった 2 台のユニットを並列

12V-4000A DC power supply.

接続して構成している。前述の 13V-5000A 直流電源と異なり，主回路直流バスに 600V-150A の IGBT を用いた二重チとができるが，直流電圧の脈動が大きいので後段に二重チョッパを設けている。商用三相交流電源は 300 μH のリアク

ョッパを置いて単相フルブリッジインバータの直流電源電

トルと三相ダイオードブリッジにより全波整流され，僅か圧を安定化している。なお，単相フルブリッジインバータ

140 μF のフィルムコンデンサで直流電圧を平滑している。

には 600V-300A の IGBT を採用し，漏れインダクタンスやこのような構成とすることにより入力力率の改善を行うこ

配線インダクタンスを考慮して降圧トランスの励磁周波数4IEEJ Trans. IA, Vol. 126, No.1, 2006

消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27

低電圧大電流直流電源の開発
る。一方，単相フルブリッジインバータの動作は前述の
13V-5000A 直流電源と同様であるが，降圧トランスの励磁周#1 vinv

波数は 1 kHz としている。なお，トランスの直流偏磁を防止

200 V/div0

する手法は前述と同様である。ユニット間の出力電流不平t 20 μs/div

衡補償は，2 台のインバータの過電流保護用 DC-CT より直Time

流電流を検出し，ユニット間の電流偏差をとって，その偏

0

0

20

40 Time 60

80#1 iinv

差が無くなるようにユニット 2 のチョッパゲート信号を微150 A/div

小変化させることにより実現している。

t 20 μs/div<4.3> 高周波降圧トランスと整流回路の構造
表 3 に 12V-4000A 直流電源に使用した高周波降圧トラン

100スの仕様を示す。この高周波降圧トランスは図 8 に示すよ
Vout 20 V/div

うに 13V-5000A 直流電源と同一のアモルファスコアを 2 個0用いた構造となっており，一次巻線は幅 5 mm，厚さ 2 mmの銅帯を 4 並列とし，二次巻線は幅 10 mm，厚さ 1 mm の銅t 20 μs/div

帯を 15 枚積層して一本の巻線としている。これを 8 並列でTime

1 ターン巻いている。その巻線構造は一次巻線をそれぞれの#1 Iout

コアに，二次巻線を両方のコアに共通に巻いた構造となっ

900 A/divている。このように一次巻線と二次巻線をコアの別々の部
t 20 μs/div

0分に巻いているために漏れ磁束が多くなり，漏れインダク

Time

タンスが増大する。このため，後述の転流重なり現象が顕著となり，12V-4000A 電源では定格出力を得るために励磁周Iout

波数を 1 kHz に低減せざるを得なかった。

2000 A/div

5.

t 20 μs/div

0

Time

実験による運転特性の比較評価<5.1> 定格出力運転時の特性
図 9 に 13V-5000A直流電源と 12V-4000A直流電源の定格出(a) 13V-5000A DC power supply.

力における動作波形を示す。13V-5000A直流電源の波形はユニット 1 のインバータ出力電圧#1 vinv，インバータ出力電流#1 iinv，二重並列接続後の出力電圧Vout，ユニット 1 の出力電流#1 Iout，二重並列接続後の総合出力電流Ioutである。これらの波形から出力電圧が波高値 13 Vの矩形波となっており，
総合出力電流は 5000 Aであることが確認できる。また，総合出力電流 5000 Aに対してユニット 1 の出力電流はほぼ2500 Aとなっており，両ユニットの出力電流は良好に平衡していることがわかる。図 9 (b)に 12V-4000A直流電源の動作波形の一例を示す。チョッパ出力電圧を 200 V一定とし，4000 Aの電流を出力している。これらの電源装置では電源出力端と負荷までの間に約 3mの距離があり，その間を厚さ 10mm，幅 200 mmの銅ブスバーで結線している。この区間は(b) 12V-4000A DC power supply.
図 9

配線インダクタンスを低減するためにサンドイッチ母線構

インバータ出力と直流出力波形造を採用しているが，なおも 8.3μHの配線インダクタンス

Fig. 9. Waveforms of inverter and DC output .

があり，その影響で出力電流が平滑された波形となる。まは 1 kHz とした。降圧トランスの定格容量は 30 kVA，巻数

た，インバータ出力電圧波形で立ち上がりと，立ち下がり

比は 18:1 である。13V-5000A 直流電源と同様に中間タップの前にパルス状の電圧が発生しているが，これはトランス方式により全波整流を行い，整流ダイオードには 30V-360Aの遅れ電流がIGBTの逆並列ダイオードを環流しているモーのショットキーダイオードを 8 並列接続している。

ドから，上下アーム短絡防止時間により全てのIGBTがOFFするモードへ移行するときに発生する。このパルス電圧が<4.2> 動作原理と制御方法

発生している期間におけるインバータ出力電流の変化率か

二重チョッパは 90°の位相差をもって 10 kHz で動作しておら，一次側換算漏れインダクタンスは 3.9 μHであることがり，インバータの直流電源電圧を常に 200 V 一定に保ってい電学論 D，126 巻 1 号，2006 年

5消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27
100
90

Total efficiency (%)

80vinv
100 V/div

70
0

60
50
40

5000 A Power Supply
4000 A Power Supply
Thyristor Power Supply

30

Vout
10 V/div020
0500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500
Output current (A)図 10

overlapping period

総合効率特性
図 12

Fig. 10. Total efficiency characteristics.

13V-5000A 直流電源の転流重なり波形

Fig. 12. Waveforms of overlapping period in commutation.

100としてチョークインプット形の整流回路としている。しか90
Input power factor (%)

2 μs/div

Time

80

しながら，両電源装置の第 5 次高調波は規制値を満足して70いないため，今後改良すべき課題として入力高調波の低減60が挙げられる。

50<5.3> 転流重なり現象

40

図 12 に 13V-5000A 直流電源における 4000 A 出力時の転

30
20
10
0

流重なり波形を示す。この転流重なりの期間は 1.2 μs であ5000 A Power Supply
4000 A Power Supply
Thyristor Power Supply

り，これはインバータ出力 1 周期の僅か 1.8 %に過ぎない。
高周波降圧トランスの巻線や二次側整流回路の構造を工夫

500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500
Output curret (A)

図 11

した結果，トランス一次側換算のインダクタンスを低減す

入力力率特性ることができた。12V-4000A 直流電源の降圧トランスでは図9 (b)に示すように 140 μs もの転流重なり期間がある。このFig. 11. Input power factor characteristics.

転流重なり期間により，出力端の導通幅が制限され，最大わかる。同様に 12V-4000A直流電源の降圧トランス構造にお出力電圧が制限される。このため，降圧トランスの励磁周ける漏れインダクタンスは図 9（b）より 258 μHである。こ

波数を 1 kHz に低下させて最大出力を確保せざるを得なか

れは 13V-5000A電源トランスの 66 倍にも達する。

った。

<5.2> 総合効率と入力力率特性<5.4>損失分離

図 10 に開発した直流電源の総合効率（商用三相交流電源

図 13 に 13V-5000A 直流電源と 12V-4000A 直流電源の損失と負荷間の電力比），図 11 に入力力率の測定結果を示す。

分離結果を示す。いずれも，定格電流のおよそ 80 %におけ

これらの図には 13V-5000A直流電源だけでなく，12V-4000A

る損失分離結果である。三相ダイオードブリッジ，二重チ

直流電源と従来のサイリスタ整流回路の特性を比較のため

ョッパ，単相フルブリッジインバータ，高周波降圧トランに示してある。その結果，13V-5000A直流電源は最大効率

ス以降（トランスとショットキーダイオード）については

89.9 %，最大入力力率 83.5 %を達成し，従来のサイリスタ整

パワーメータを使用して直接測定した。高周波降圧トラン

流回路の特性を遥かに上回った。効率では 13V-5000A直流電

ス単体の損失は鉄損と銅損に分けられるが，前者は無負荷

源のスイッチング周波数が 12V-4000A直流電源の 15 倍にな試験を行って実測し，後者は巻線抵抗値から計算によってっているため，インバータにおけるスイッチング損の点で求めた。また，ショットキーダイオードの損失はトランスは不利であるが，3000 A以上の出力電流で 12V-4000A直流電

以降の電力からトランス単体の損失を減じて算出した。な

源の効率を上回っている。また，12V-4000A直流電源は商用

お，インバータの導通損は電流と IGBT の順方向電圧降下よ三相交流電源側に力率改善用リアクトルを設け，小容量のり求め，残りをスイッチング損としている。

コンデンサで平滑回路を構成しているため，入力力率は全

図 13 に示したように，両直流電源ともショットキーダイ

負荷にわたって 13V-5000A電源を上回り 92.8 %を達成した。

オードにおける損失の割合が最も高い。順方向電圧降下がまた，13V-5000A直流電源では 12V-4000A直流電源の二重チ

僅か 0.45 V 前後のショットキーダイオードでも，3000 A のョッパを用いた整流方式をより一層簡素化することを目的

出力であると損失は 1.3 kW にも達する。また，13V-5000A

6IEEJ Trans. IA, Vol. 126, No.1, 2006

消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27

低電圧大電流直流電源の開発

文

Front-End Diode Rectifier Bridge
18.3%
Others
4.38%
Schottky Diode
44.9%

Transformer
5.38%
INV Swching
10.8%(１) Ryota Nakanishi, Toshihiko Noguchi, Takahashi Isao, and Minoru Tanaka :“Development of Parallel Operation of Low Voltage-Large Current DC
Power Supply”, National Conventional Record IEEE Japan, Vol.4, No.057
p. 1439 (2000).
中西・野口・高橋・田中：｢低圧大電流直流電源並列運転法の開発｣
平成 12 年電学全大，Vol. 4, No.057, p. 1439
(２) Ryota Nakanishi, Toshihiko Noguchi, Takahashi Isao, and Minoru Tanaka :“Development of Low-Voltage and High-Current DC Power Supply with
Small-Size･High-efficiency”, Semiconductor Power Conversion Technical
Meeting , SPC-00-61, p. 37 (2000).
中西・野口・高橋・田中：｢低圧大電流直流電源の小型化・高効率化｣
平成 12 年電学半電変研究会,SPC-00-61, p. 37(３) Keiichi Ishida, and Toshihiko Noguchi: “Development of Low-Voltage andLarge-Current DC Power Supply with High-Frequency Transformer
Coupling”, Proc. of the 2003 Japan Ind. Appl. Soc. Conf., Vol.1, No.107 p.
493 (2003).
石田・野口：｢高周波トランス結合を有する低圧大電流電源の開発｣
平成 15 年電学産応大，1-107，1-493(４) 石田・野口：｢13V-1250A 直流電源の運転特性｣平成 15 年電学北陸支大，A33，35(５) 石田・野口:｢15kHz トランス結合を有する 13V-1250A 直流電源の損失分離｣平成 15 年電学新潟支大，IV-8，69(６) Keiichi Ishida, Toshihiko Noguchi, Yoshihisa Asai, and Atsushi Iobe:“Development of 13V-1250A DC Power Supply with High-Frequency
Transformer Coupling”, Semiconductor Power Conversion Technical
Meeting, SPC-04-45, p. 57 (2004).
石田・野口・浅井・五百部：｢高周波トランス結合を有する 13V-1250A
直流電源の開発｣，平成 16 年電学半電変研究会，SPC-04-45, p.57

INV Forward Drop
16.3%(a) 13V-5000A DC power supply.

Front-End Diode Rectifier Bridge
8.22%
Others
Chopper
6.16%
11%
Inverter
12.3%

Schottky diode
31.5%

野

口

季

彦 （正員） 1959 年 10 月 23 日生。1982 年 3 月名古屋工業大学電気工学科卒業。同年 4 月東京芝浦電気（株）入社。1986 年 3 月長岡技術科学大学
院修士課程修了。1991 年 4 月岐阜工業高等専門学校講師。1994 年 4 月長岡技術科学大学助手。
1996 年 4 月同助教授。博士（工学）。IEEE Senior
Member。

西

山

幸

佑

石

田

圭

一 （正員） 1980 年 4 月 1 日生。2004 年 3 月長岡技術科学大学大学院電気電子システム工学専攻修了。同年 4 月東芝キヤリア株式会社入社。エレクトロニクス開発部 パワエレソリューション
事業推進担当課先行開発グループに所属。

Transformer
30.8%(b) 12V-4000A DC power supply.
図 13

献

損失分離結果Fig. 13. Power losses.
直流電源では，トランスの損失が占める割合が大幅に改善されているが，インバータの高周波化に伴うスイッチング
損の増加によりインバータ損失の割合が増大している。

6. まとめ（学生員）1981 年 11 月 15 日生。2003 年 3 月長岡技術科学大学電気電子情報工学課程卒業。同
年 4 月同大学大学院修士課程入学。現在に至る。

本稿では高周波トランス結合を有する 2 種類の低電圧大電流直流電源を試作し，それらの運転特性を検証するとともに従来の直流電源との比較を行った。試作した直流電源のうち一方は高周波降圧トランスの構造を工夫することにより，転流重なりの影響を小さくして動作周波数を 15 kHzまで高周波化することができた。この直流電源では
13V-5000A の出力を確認し，最大効率 89.9 %，最大入力力率 83.5 %の結果が得られた。また，他方の直流電源ではト
ランスの漏れインダクタンスの影響で転流重なり期間が長く，インバータの動作周波数を 1 kHz にしかできなかったが，12V-4000A の出力を確認し，最大効率 85.7 %，1500 A
以上の出力電流に対して 90 %以上の入力力率を達成した。
（平成 17 年 2 月 16 日受付，平成 17 年 7 月 27 日再受付）

電学論 D，126 巻 1 号，2006 年

7消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2003.01.27
浅

井

嘉 久

（非会員） 1970 年 3 月 4 日生。1988 年 3 月
長岡工業高等学校電子科卒業。
同年 4 月新潟三洋電子（株）入社。1991 年マコー（株）入社。
現在に至る。

松原亨（非会員） 1952 年 2 月 23 日生。1972 年 3 月
長岡工業高等専門学校機械工学科卒業。同年 4月（株）アイチコーポレーション入社。1983
年 5 月マコー（株）設立，代表取締役就任。現
在に至る。

8

IEEJ Trans. IA, Vol. 126, No.1, 2006