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Power Device ユーザーズガイド(PFC編)

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Power Device ユーザーズガイド (PFC編)
はじめに
本ユーザーズガイドは、 「Power Device Solution circuit」の PFC 回路を存分に活用していただくために、各パラメータの基本的な調整方法やノウハウをまとめたものです。PFC 回路を設計する上でボトルネックとなりそうなテーマごとに、具体的な解決方法を紹介しておりますので、「うまく動かない」 「もっと条件を最適化したい」時などの参考としてご活用ください。
また、「PFC 編」に続いて、「インバータ編」 「DC-DC コンバータ編」を順次リリース予定ですので、そちらも併せてご活用ください。

目次■ 1. PFC回路一覧 ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ p.1■ 2. インダクタンス L の調整 ・・・・・・・・・・・・・・・・ p.2■ 3. SW 周波数 fsw の調整・・・・・・・・・・・・・・・ p.4■ 4. 適切なゲート駆動電圧 Vgs の検討・・・・・・・ p.6■ 5. ゲート抵抗 Rg の変更・・・・・・・・・・・・・・・・・ p.8■ 6. Dead time 最適値の検討・・・・・・・・・・・・ p.10

1. PFC回路一覧
Table 1.に「Power Device Solution circuit」に予め用意してあるPFC回路をまとめます。ここでは、一般的によく使われる、臨界(BCM)、連続(CCM)、不連続(DCM)の各動作モード、および大電力３相PFC回路をご用意しております。さらに、基本のシングル駆動をはじめ、インターリーブ駆動、同期整流、ブリッジレス、Totem-poleなど、幅広くご用意しておりますので用途に合わせてご活用ください。
分類

PFC Boundary Current ModePFC Continuous Current ModePFC Discontinuous Current Mode

PFC 3-Phase

回路名管理No.

A-1PFC BCM Vin=200V Iin=2.5A

A-2

PFC BCM Diode-Bridge-Less Vin=200V Iin=2.5A

A-3

PFC BCM Diode-Bridge-Less Vin=200V Iin=50A

A-4

PFC CCM Vin=200V Iin=2.5A

A-5

PFC CCM 2-Phase Vin=200V Iin=5A

A-6

PFC CCM Synchro Vin=200V Iin=2.5A

A-7

PFC CCM Synchro 2-Phase Vin=200V Iin=5A

A-8

PFC CCM Diode-Bridge-Less Synchro Vin=200V Iin=50A

A-9

PFC CCM Diode-Bridge-Less Full-Bridge Vin=200V Iin=20A

A-10

PFC CCM Totem-Pole Synchro Vin=200V Iin=100A

A-11

PFC DCM Vin=200V Iin=2.5A

A-12

PFC DCM 2-Phase Vin=200V Iin=5A

A-13

PFC DCM 3-Phase Vin=200V Iin=7.5A

A-14

PFC DCM Synchro Vin=200V Iin=2.5A

A-15

PFC DCM Synchro 2-Phase Vin=200V Iin=5A

A-16

PFC DCM Synchro 3-Phase Vin=200V Iin=7.5A

A-17

PFC DCM Diode-Bridge-Less Synchro Vin=200V Iin=50A

A-18

PFC 3-Phase 3-Wire Vin=200V Pin=25kW

A-19

PFC 3-Phase 4-Wire Vin=115/200V Pin=25kW

Table 1. Power Device Solution Circuit PFC 回路一覧
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2. インダクタンス Lの調整
ここではコイルのインダクンスを調整して、インダクタ電流のリプル率を適切にする方法を紹介します。なお、動作モードはCCM（連続モード）を前提としております。

2-1. 回路例
Figure 1.の回路「A-4 PFC CCM Vin=200V Iin=2.5A」を例に説明します。黄色BOX部の条件をそれぞれ変更し、変更後の条件に対してL値を調整します。

Figure 1. 回路例 A-4 PFC CCM Vin=200V Iin=2.5A

2-2. L調整前のリプル率
Figure 2.に、L調整前（デフォルト値 1mH）のインダクタ電流ILを示します。このピーク値は 𝐼𝐿_𝑝𝑒𝑎𝑘 ≈ 3.7𝐴 になります。

Figure 2. L 調整前のインダクタ電流
また、入力電流のピーク値は 𝐼𝑖𝑛_𝑝𝑒𝑎𝑘 = √2 × 𝐼𝑖𝑛 ≈ 2.82𝐴 なので、これらからリプル率 M を計算すると、リプル率𝑀 = (𝐼𝐿_𝑝𝑒𝑎𝑘 − 𝐼𝑖𝑛_𝑝𝑒𝑎𝑘 ) ⁄ 𝐼𝑖𝑛_𝑝𝑒𝑎𝑘 = (3.7 − 2.82) ⁄ 2.82 ≈ 31.2%
リプル率は 30%未満に設定するのが一般的なので、この場合 L を調整する必要があります。
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2-3. Lの調整方法
インダクタンスLは、一般的に以下の式で記述できます。

𝐿 = {(𝑉𝑜𝑢𝑡 − √2 × 𝑉𝑖𝑛 ) × 𝜂 × 𝑉𝑖𝑛 2 }⁄(𝑓𝑠𝑤 × 𝑀 × 𝑃𝑜𝑢𝑡 × 𝑉𝑜𝑢𝑡 )η：効率、 M: リプル率
η=0.95、M＝0.3として適切なL値を見積もると

𝐿 = {(350 − √2 × 100) × 0.95 × 1002 }⁄(50,000 × 0.3 × 200 × 350) ≈ 1.89[𝑚𝐻]以上の見積りより、L=2mH に調整して再シミュレーションを実施すると、インダクタ電流のピークは Figure 3.に示すように 𝐼𝐿_𝑝𝑒𝑎𝑘 ≈ 3.4𝐴になります。以上より、リプル率は 𝑀 = (3.4 − 2.82) ⁄ 2.82 ≈ 20.6% となり、30%未満に調整することができました。

Figure 3. L 調整後のインダクタ電流© 2020 ROHM Co., Ltd.

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3. SW周波数 fswの調整
ここではスイッチング周波数fswを調整して、インダクタ電流のリプル率を適切にする方法を紹介します。なお、動作モードはCCM（連続モード）を前提としております。

3-1. 回路例
Figure 4.の回路「A-6. PFC CCM Synchro Vin=200V Iin=2.5A」を例に説明します。黄色BOX部の条件をそれぞれ変更し、変更後の条件に対してfswの値を調整します。

(※１：fsw の変更は、CCM および DCM モードのみ可能です)

Figure 4. 回路例 A-6. PFC CCM Synchro Vin=200V Iin=2.5A

3-2. fsw調整前のリプル率
Figure 5.に、fsw調整前（デフォルト値 100kHz）のインダクタ電流ILを示します。このピーク値は 𝐼𝐿_𝑝𝑒𝑎𝑘 ≈ 7.8𝐴 になります。

効率 𝜂 = 97.2%

Figure 5. fsw 調整前のインダクタ電流
また、入力電流のピーク値は 𝐼𝑖𝑛_𝑝𝑒𝑎𝑘 = √2 × 𝐼𝑖𝑛 ≈ 7.07𝐴 なので、これらからリプル率 M を計算すると、リプル率𝑀 = (𝐼𝐿_𝑝𝑒𝑎𝑘 − 𝐼𝑖𝑛_𝑝𝑒𝑎𝑘 ) ⁄ 𝐼𝑖𝑛_𝑝𝑒𝑎𝑘 = (7.8 − 7.07) ⁄ 7.07 ≈ 10.3%
リプル率が十分小さいので、fsw を下げて効率改善を検討します。なお、fsw 調整前の効率はη=97.2%です。
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3-3. fswの調整方法
スイッチング周波数fswLは、一般的に以下の式で記述できます。

𝑓𝑠𝑤 = {(𝑉𝑜𝑢𝑡 − √2 × 𝑉𝑖𝑛 ) × 𝜂 × 𝑉𝑖𝑛 2 } ⁄ (𝐿 × 𝑀 × 𝑃𝑜𝑢𝑡 × 𝑉𝑜𝑢𝑡 )η：効率、 M: リプル率
η=0.972、M＝0.3として適切なfswを見積もると

𝑓𝑠𝑤 = {(500 − √2 × 200) × 0.95 × 2002 }⁄(0.001 × 0.3 × 1000 × 500) ≈ 56.3 [𝑘𝐻𝑧]以 上 の 見 積 り よ り 、 fsw=55kHz に 調 整 して 再 シ ミ ュ レ ー シ ョン を 実 施 す る と 、 イ ン ダク タ 電 流 の ピ ー ク は Figure 6.に 示 すよ うに

𝐼𝐿_𝑝𝑒𝑎𝑘 ≈ 8.5𝐴 になります。以上により、リプル率は 𝑀 = (8.5 − 7.07) ⁄ 7.07 ≈ 20.2% となります。
また、この時の効率はη=97.3%となり、fsw 調整前より 0.1%向上することができました。

効率 𝜂 = 97.3% (0.1%向上）

Figure 6. fsw 調整後のインダクタ電流© 2020 ROHM Co., Ltd.

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User’s Guide4. 適切なゲート駆動電圧Vgsの検討
ここでは、特にSiC-MOSFETについて、適切なゲート駆動電圧Vgsの値について検討します。

4-1. 回路例
Figure 7.の回路 「 A-2. PFC BCM Diode-Bridge-Less Vin=200V iin=2.5A 」を例に説明します。
ローサイドのSWデバイス、SiC-MOSFET SCT2450KEを駆動するために適切なVgsの値を検討します。

Figure 7. 回路例 A-2. PFC BCM Diode-Bridge-Less Vin=200V iin=2.5A

4-2. オン抵抗Ronとゲート駆動電圧Vgsの関係
Figure 8.のように、従来のSi-MOSFETのオン抵抗Ronは、オン状態ではVgsに対してほぼ一定です。それに対して、SiC-MOSFETでは、Figure 9.のようにVgsに対してRonが大きく変化するため、その設定はSi品以上に重要です。
つまり、SiC-MOSFETにおいて、Vgsが低いと、導通損失が増えて効率が悪化します。逆に高効率を狙って、Vgsを上げ過ぎると定格オーバーとなりますので、Vgsを適切に設定することが非常に重要になります。
SCT2450KE

R6050JNZ4

Figure 8. Si-MOSFET における Ron と Vgs の関係© 2020 ROHM Co., Ltd.

Figure 9. SiC-MOSFET における Ron と Vgs の関係

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4-3. 適切なゲート駆動電圧Vgs値の検討
4-1の回路 「A-2 PFC BCM Diode-Bridge-Less Vin=200V iin=2.5A」 において、Vgsの値を変化させたときの効率シミュレーション
結果をFigure 10.に示します。
Vgsが14V以下では、Ronの上昇により効率が急激に低下します。この現象は低温ほど顕著に現れ、この領域では破壊の危険性が大きいため使用できません。逆に、Vgsが大きいほど効率は良くなりますが、定格（Vgs=22V）を超えては使用できません。
よって、効率と安全性のバランスから、Vgs=18V前後での使用が適切*1 といえます。
（*1: 弊社SiC-MOSFETは、一般的にVgs=18V前後での使用を推奨しております）

Figure 10. Vgs を変化させた時の効率シミュレーション結果© 2020 ROHM Co., Ltd.

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5. ゲート抵抗 Rgの変更
実際の回路設計においてノイズ低減は大きな課題であり、一般的にゲート抵抗Rgを大きくするとノイズは抑えられますが、反対に効率が悪く（損失が大きく）なるので、Rgの値をバランス良く設定することは非常に重要です。
ここではMOSFETの損失を所定の値（仮に5Wとします）以下に抑えつつ、ノイズ対策としてゲート抵抗Rgをどこまで大きく出来るか検討します。
なお、ノイズについては実機評価が必要ですので、ここでは割愛します。

5-1. 回路例
Figure 11.の回路 「 A-5. PFC CCM 2-Phase Vin=200V Iin=5A 」を例に説明します。
ローサイドのSWデバイス、SiC-MOSFET SCT2450KEの損失を5W以下*1に抑えながら、どこまでRgを大きく出来るか検討します。
(*1：数字は一例ですので、お客さまの使用条件に合わせて下さい。)

Figure 11. 回路例 A-5. PFC CCM 2-Phase Vin=200V Iin=5A

5-2. Rgと損失の関係
SWon（ターンオン）時における、損失、ドレイン電流 ID、ドレインーソース電圧 VDS、ゲート電圧 Vgs の関係を Figure 12.に示します。
この SW 損失が発生する期間 t1 および t2 は、以下のように記述できます。

𝑡1 = 𝑹𝒈 × (𝐶𝑔𝑠 + 𝐶𝑔𝑑) × ln (𝑉𝑔𝑠 − 𝑉𝑡ℎ)𝑉𝑔𝑠 − 𝑉𝐺𝑃𝑡2 = 𝑄𝑔𝑑 × 𝑹𝒈 /(𝑉𝑔𝑠 − 𝑉𝐺𝑃)

これより、SW 損失が発生する時間 t1,t2 は、Rg に比例することが分かります。
また、この時 ID および VDS はほぼ直線的に変動しますので、損失も Rg に比例すると考えることができます。

Figure 12. SWon 時の Loss, ID, VDS, Vgs の関係© 2020 ROHM Co., Ltd.

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5-3. Rgの調整
Figure 13.に、Rgを変化させたときのMOSFET損失シミュレーション結果を示します。分かりやすくするため、source側とsink側の抵抗値は、等倍率で変化させています。
この結果より、導通損失はRgの影響を受けないので一定となり、またSW損失は、5-2で述べた通り、Rgの値に比例することが分かります。
そして、損失を5W以下に抑えるには、Rgの倍率をイニシャルの9倍以下、つまり Rg(source)=45Ω以下、Rg(sink)=18Ω以下 に設定すれば良いことが分かります。

Figure 13. Rgを変化させた時のMOSFETの損失シミュレーション結果© 2020 ROHM Co., Ltd.

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6. Dead Time 最適値の検討
ここでは、ブリッジ回路における最適(貫通電流が発生せず最短)なDead timeについて、どのように見積もれば良いかを検討します。

6-1. 回路例
Figure 14.の回路 「 A-6. PFC CCM Synchro Vin=200V Iin=2.5A 」を例に説明します。
同期整流で動かすために、ハイ・ロー直列接続されているSiC-MOSFET SCT2450KEについて、Dead Timeの最適値(貫通せず最短)を検討します。Dead Timeは、PWMコントローラのTD1（ハイサイド）,TD2（ローサイド）でそれぞれ設定できます。

Figure 14. 回路例 A-6. PFC CCM Synchro Vin=200V Iin=2.5A

6-2. Dead Time期間における損失
Figure 15.にDead Time期間における、電流の流れを示します。HSはハイサイド、LSはローサイドを表します。
ブリッジ構成の回路において、Dead Timeは貫通電流を防ぐために十分な長さを確保する必要がありますが、不必要に長く設定すると損失が大きくなります。これは、Dead Time期間中は、導通損失の小さいMOSFETのチャネルがOFF状態のため、導通損失の大きな内蔵ダイオードを通って電流が流れるためです。

Figure 15. Dead Time期間における電流の流れ© 2020 ROHM Co., Ltd.

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6-3. Dead Timeと力率
Figure 16.にDead Time長さと、インダクタ電流ILの関係を示します。
Dead Timeが長過ぎると、低電圧領域で不連続動作となりインダクタ電流波形が歪み、力率が悪化することがあります。よって、Dead Timeを不必要に長く設定することは、力率の観点からも好ましくありません。

Figure 16. Dead Timeの長さとインダクタ電流IL

6-4. 最適なDead Timeの検討
Figure 17.にDead Timeを変化させた時の、MOSFETの損失シミュレーション結果を示します。HSはハイサイド、LSはローサイドを表します。
Dead timeが50ns以下では、貫通電流が流れることで損失が急激に大きくなります。逆に、Dead timeを長くすると、HS-MOS内蔵ダイオードの導通時間が長くなりますので、この場合も損失が大きくなります。つまり、貫通電流が流れない最短のDead TimeでMOSFETの損失は最小になり、この場合そのポイントはTD=100nsであることが分かります。ただし、スイッチングスピードは温度やロットばらつき等で変化するので、一般的に100ns程度のマージンを見ておく必要があります。よって、この場合 Dead time=200nsが最適 といえます。

Figure 17. Dead Timeを変化させた時のMOSFETの損失シミュレーション結果© 2020 ROHM Co., Ltd.

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