原子干渉計用高精度
原子干渉計用高精度光位相同期
高精度光位相同期レーザー
光位相同期レーザーのレーザーの開発
量子・量子・物質工学科 中川（中川（賢）研究室 渡邉直登
1. 目的流はパワーだけでなく、レーザー内の温度も変化させる。つまりレーザー内の共振器

我々の研究室では重力加速度ｇを高精度長を変化させられるので周波数を制御できに測定可能な原子干渉計の開発を行っている。PZT はレーザー内の回折格子の角度をる。原子干渉計での重力加速度の測定では、変化させられるので周波数を制御できる。

87Rb 原子の２つの基底状態の超微細構造の位相比較器に入力する前にビート信号は遷移を利用するが、これには誘導ラマン遷

ア ナ ロ グ ミ キ サ ー （ Double Balanced移を利用する。誘導ラマン遷移は、対向さMixer : DBM）を使用して発振器と比較させた２台のレーザーの周波数差を超微細構せているが、これは位相比較器の帯域まで造間のエネルギー差に一致させることで起周波数を下げるためである。

きる。
（図 1）

また重力加速度を 10-9 の精度で測定するためには、２台のレーザーの位相揺らぎを 10mrad 以下に抑える必要がある。そのため高精度光位相同期レーザーの開発が必要である。

図 2 光位相同期レーザー

3. ディジタル位相周波数比較器
ディジタル位相周波数比較器と位相周波数比較器とアナログミキサーのグミキサーの利点と利点と欠点
図1

87Rb のエネルギー順位と誘導ラマン遷移
ディジタル位相周波数比較器（DigitalPhase and Frequency Detector : DPFD）

2. 光位相同期レーザー
光位相同期レーザーは検出できる位相差（±π）が広く、範囲
光位相同期レーザー（図 2）とは、まずを超えても周波数比較器として働くため同２台のレーザーのビート信号を高速光検出期が外れづらいという利点がある。（図 3）

器で取り込み、次に位相比較器でビート信しかしディジタル回路を含むため遅延時間号と発振器との位相差に比例した誤差信号が長く、広帯域まで制御することは難しいを取出し、それをループフィルターに入力という欠点がある。

することでスレーブレーザーの電流と PZTDBM はアナログ回路なので遅延時間がにフィードバック制御するものである。電短く広帯域まで制御できるという利点があ1

る。しかし検出できる位相差（±π/2）が周波成分になるほどノイズが大きくなって狭いため同期が外れやすいという欠点があいくので、スイッチで完全積分に切り替える。（図 4）られるようにした。電流の高周波成分の制御と PZT 制御の間の帯域の制御は DPFDの誤差信号を使用して 2 段の LPF で電流制御するようにした。

図 3 DPFD の誤差信号
図 5 今までの回路

図 4 DBM の誤差信号
図 6 今回の回路
4. 今までの問題点
までの問題点と問題点と改善点
5. 電流制御入力回路
電流制御入力回路の回路の制作
我々の研究室では、今まで位相比較器にDPFD を使用して実現してきた。（図 5）

図 6 に示すように電流制御は、高周波

しかしこの回路では制御帯域が約 1MHz と成分と低周波成分の２つの成分で行っている。そのためレーザーダイオード（LD）

狭く位相揺らぎをさらに小さくするためには広帯域まで制御する必要があった。そこで今回位相比較器に DBM と DPFD の２つを使用して安定で広帯域な制御を可能にした。(図 6)
高周波成分の電流制御は、DBM の誤差信号を使用して制御を行うが、半導体レーザ
ーは数百 kHz で位相が遅れてくるので、[1]ハイパスフィルター（HPF）で補うようにした。PZT 制御は、DPFD の誤差信号を使用して制御を行うが、１段のローパスフィルタ（LPF）では発振してしまったので、2
図 7 電流制御入力回路段の LPF で制御できるようにした。また低2

7. 位相の位相の調整に制御信号を入力するための回路を制作した。 （図 7）[2]
6. パラメータのパラメータの設定

DPFD は同期がかかる位相差がπに対して DBM は同期がかかる位相差が 0 と異な

図 6 のパラメータの設定は、スペクトルることと DPFD と DBM に入力するまでのアナライザーで電流と PZT のそれぞれの周信号線の長さの違いなどにより、DPFD と波数シフトを測定し、それぞれの帯域に必DBM の 2 つの同期がかかる位相差が異な要なゲインを見積もり、これを目安に回路る 。 [3] し た が っ て こ れ を 補 う よ う にを設計し、後は実験をしながら決めていっ

DPFD と DBM に入力する発振器の信号をた。最初は今まででの回路（図 8）を改良入力するケーブルの長さを調整して同期がしながらこれを行ったが、同期がかかるよかかる位相差が等しくなるようにした。具うになった後は、このパラメータを参考に体的な方法としては、ファンクションジェ新しく回路（図 9）を制作し、位相雑音のネレーターで発生させた周波数が等しく位パワースペクトル密度がより小さくなるよ相だけが異なる２つの信号を入力し、うに調整を行った。

DPFD の誤差信号と DBM の誤差信号が、ある位相差で共にゼロになるようにケーブルの長さの調整を行った。
8. 結果

図 8 今までの回路を改良したもの

図 10 ビート信号
図 10 にスペクトルアナライザーで測定したビート信号を示す。この結果より今までの回路では制御帯域が約 1MHz であったのに対して、今回の回路では制御帯域が約
図 9 新しく制作した回路

2.5MHz まで広げることができたことがわ

3

9. まとめかる。
図 11 に DPFD の誤差信号を FFT アナラ
イザーで測定して求めた位相雑音のパワー制御帯域は今までの回路よりも広げるこスペクトル密度 SΦの結果と他のグループとができたが、目標の位相揺らぎ 10mrad

結果[4]の比較を示す。この結果より今回のに達することができなかった。今後はディ回路では他のグループと比べて 100Hz 以降ジタル制御も取り入れることでより使いやで位相雑音のパワースペクトル密度が増大

すい光位相同期レーザーの開発を行うととしていることがわかる。この理由としては、

もに、線幅がより狭いレーザーを使用する

電流の低周波成分制御で位相が 180°反転ことでさらなる位相揺らぎの低下を試みる。

した部分が元々の位相雑音のパワースペク

10. 参考文献

トル密度よりも増大させてしまったことと、
DPFD と DBM の同期がかかる位相差がま[1] M. Prevedelli, T. Freegarde, and T. W.

だ完全にあっていないことなどが考えられ

Hänsch, Appl. Phys. B: Lasers Opt. B60,
B60

る。

S241 (1995).
[2] K. G. Libbrecht and J. L. Hall, Rev. Sci.
Instrum. 64,
64 2133 (1993).
[3] Alberto M. Marino and C. R. Stroud,Jr., Rev. Sci. Instrum. 79,
79 013104 (2008).
[4] L. Cacciapuoti, M. de Angelis, M.
Fattori, G. Lamporesi, T. Petelski, M.
Prevedelli, J. Stuhler, and G. M. Tino,
Rev. Sci. Instrum. 76,
76 053111 (2005).

図 11 位相雑音のパワースペクトル密度式（1）を使用して位相揺らぎσΦの評価も行った。
| ∅ ω |∅∅ ω| ∅ ω |Ω4Ω ωωsin ω

22τ

(1)

cos ωΩ
" sin ω #ω222τ2

ここで、ラビ周波数ΩR はπ/(2τ)、パルス時間τは 100μs、パルス間隔 T は 50msとすると、今回の回路の位相揺らぎは15.9mrad になった。
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