Extended Summary

本文は pp.919–925

Moving Pick-Up Type Contactless Power Transfer Systems
and their Eﬃciency Using Series and Parallel Resonant Capacitors
Yasuyoshi Kaneko Member (Saitama University, kaneko@ees.saitama-u.ac.jp)
Shinya Matsushita Non-member (Saitama University)
Yasufumi Oikawa Non-member (Saitama University)
Shigeru Abe Member (Saitama University, abe@ees.saitama-u.ac.jp)
Keywords: contactless power transfer system, eﬃciency, equivalent circuit, resonant capacitor, inverter, elevator
Important characteristics and the eﬃciency of contactless powertransfer systems with multiple pick-ups are described. If primary series capacitor and the secondary parallel capacitors are chosen correctly and the winding resistances are ignored, the equivalent circuitof the transformer with these capacitors becomes the same as an
ideal transformer at the resonant frequency. Using this characteristics, the eﬃciency is derived easily and the meaning to short pick-up
terminal becomes clear.
Fig. 2 is the simplified equivalent circuit of the system shown in
Fig. 1. The secondary parallel capacitor C P and the primary seriescapacitor CS are determined as follows,1= x p = x0 + x2
ω0C P

mx0 x2
1
+ x1
 = xs = ω0CS
x0 + x2

Fig. 1. Moving pick-up type contactless power transfer
system· · · · (1)where x1 , x2 and x0 are the leakage reactances and the magnetizing
reactance. and m is the number of pick-ups.
The impedance Z in Fig. 2 that includes the resistance loads andV2 , V3 , IL2 , IL3 are given by
Z = b2 (RL2 + RL3 )/b
V2 + V3 = VIN

b=

x0

x0 + x2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)  
IL2 = IL3 = VIN/b /(RL2 + RL3 ) · · · · · (3)These equations shows the equivalent cirquit of the transformer
with resonant capacitors is the same as that of an ideal transformer
as shown in Fig. 3.
From Fig. 2 and Fig. 3, it is obvious to short terminal V3 , that is
RL3 = 0, is equivalent to remove the pick-up of RL3 from the system.
Fig. 4 shows the experimental results. The primary voltage VIN is
the same between (a) and (b), and the primary current IIN is the same
between (a) and (c). In Fig. 4 (b), the voltage ratio V2 /V3 is equal to
the RL ratio. The secondary voltage V2 is the same between (a) and(c). These results verify the equivalent circuit of Fig. 3. The idealtransformer characteristics is applicable to the sum of secondaryloads in the case of multiple pick-ups.
In the case of an m pick-up system and the pick-ups’ parameters
and load RL are identical, the eﬃciency is approximated by
2
mRL ILm
η=  2
2
r1 I1 +mr2 Im2 +mRL ILm

Fig. 2. Simplified equivalent circuit with capacitors andloads

Fig. 3. Equivalent circuit of multiple pick-ups

1


r1 x0 + x2 2
r2 RL
1+
+
2
mRL
x0

x +x
0

2

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)where r1 and r2 are the resistance of windings.

The maxmum eﬃciency ηmax is obtained when RL = RL max .

r1
x0
1
· · · · · · · · · · · · (5)ηmax =
RL max = 2b
mr2
r1 r22
1+ x0m(a) Case1 50 Ω + 50 Ω(b) Case2 50 Ω + 100 Ω(c) Case3 50 Ω + 100 Ω

Fig. 4. Experimental results
–8–

論 文

直列および並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率
正 員

金子 裕良∗

非会員

松下 真也∗

非会員

及川 康史∗

正

阿部

員

茂∗

Moving Pick-Up Type Contactless Power Transfer Systems and their Eﬃciency
Using Series and Parallel Resonant Capacitors
Yasuyoshi Kaneko∗ , Member, Shinya Matsushita∗ , Non-member, Yasufumi Oikawa∗ , Non-member,
Shigeru Abe∗ , Member
The equivalent circuit, the eﬃciency and the important characteristics of moving pick-up type contactless powertransfer systems are described. If primary series capacitor and the secondary parallel capacitors are chosen correctly
and the winding resistances are ignored, the equivalent circuit of the transformer with these capacitors becomes thesame as an ideal transformer at the resonant frequency. This simple approximation helps to understand the phenomena
with load changes. As the circuit analysis becomes simple, the approximate value of power transfer eﬃciency can bederived. This paper describes the determination of the capacitor values, the derivation of the equivalent circuit and theeﬃciency, and the test results.
キーワード：非接触給電システム，効率，等価回路，共振コンデンサ，インバータ，エレベータ

Keywords: contactless power transfer system, eﬃciency, equivalent circuit, resonant capacitor, inverter, elevator

1.

受電部が 1 個の固定型で負荷も抵抗負荷であったため，受はじめに電部が複数個となる移動型への拡張，二次側交流出力を直非接触給電は接点の不良，磨耗，火花がなく，クリーン流に変換する方式の検討が残されていた。また非接触給電ルームなどの工場の搬送車（モノレール）で実用化されてにおいて重要な給電効率に関しても，設計に役立つ理論式

いる(1) (2)は未だ発表されていない。

。また，将来のマルチカーエレベータでは不可欠のが進められているほか，電気自動車や本論文では，移動型複数受電部への拡張と給電効率につ移動ロボットへの非接触充電手段としても注目されている。

いて述べる。固定型の場合と同様に，各受電部の二次側に非接触給電には給電線に沿って受電部（ピックアップコイ

並列共振コンデンサを，一次側の電源と給電線との間に直ル）が移動する移動型 (1)〜(3) (5) (7) (9) と，コア付きの一次巻線と列共振コンデンサを設置し，これらを適切な値にすると，二技術として研究(6) (7)とがある。

次側が抵抗負荷の場合，抵抗負荷の総和（直列和）に対しいずれも受電部のギャップ長が大きく，低結合係数と大きて，理想トランスと同じ式が成り立つことを示す。各二次

な漏れインダクタンスの問題があり，電源周波数を 10 kHz

側電圧は抵抗負荷の値で分圧される。このため定電圧源で以上にとり二次誘起電圧を上げ，漏れリアクタンスの補償

駆動した場合，各抵抗負荷の値が等しい場合は，負荷の値のために共振コンデンサが用いられている。

に依らず各二次電圧は定電圧となるが，ある抵抗負荷の値

二次巻線がほぼ定位置に置かれる固定型(4) (6) (8) (10)

筆者らは固定型の非接触給電システムにおいて，トランだけが変化すると残りの抵抗負荷の電圧も分圧比に従ってスの二次側に並列共振コンデンサを，一次側に直列共振コ変化する。定電流源で駆動すればこのような問題は起きなンデンサを設置し，これらを適切な値にすると，共振周波い。また，抵抗負荷であるかぎり一次側力率は常に 1 とな数においてコンデンサを含めたトランスの等価回路がほぼる。さらに，この理想トランス特性を利用すれば，給電効

理想トランスと等価になることを示した(10)率は極めて簡単な近似式で表され，非接触給電の効率が何。しかし二次側で決まるのかが明らかになる。
∗ 埼玉大学

本文では複数受電部の場合の等価回路，並列および直列〒 338-8570 さいたま市桜区下大久保 255
Saitama University
255, Shimo-Okubo, Sakura-ku, Saitama 338-8570

c 2008 The Institute of Electrical Engineers of Japan.


コンデンサの値の決定法，抵抗負荷での実験結果，給電効率および抵抗負荷の値を変化させたときの最大効率などを
919

di1
di2
di3
+ M12
+ M13
+ r1 i1
dt
dt
dt
di2
di1
+ M12
+ r2 i2
v2 = L2
dt
dt
di3
di1
+ M13
+ r3 i3 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (1)v3 = L3dt
dt
v1 = L1

ここで v j ，i j ，L j ，r j は各巻線（ j = 1，2，3）の瞬時電
圧，瞬時電流，自己インダクタンス，巻線抵抗で， M jk は
巻線 j と巻線 k の間の相互インダクタンスである。

図 1 移動型非接触給電システム
Fig. 1. Moving pick-up type contactless power transfer
system.

巻数比 a (= N1 /N2 ) とし，一次側諸量を二次側に変換し，漏れリアクタンス l1 ，l2 ，l3 を導入すると (2) 式が得られる。








d
i
+
i
d
i
+
i
di
2
3
1
1
+ m3
+ r1 i1v1 = l1 1 + m2
dt
dt
dt


d i1 + i2
di2

+ m2
+ r2 i2
v2 = l2dt
 dt 
d i1 + i3
di3
+ m3
+ r3 i3 · · · · · · · · · · · · · · · · (2)v3 = l3
dt
dt

ここで，

v1 = v1 /a i1 = ai1l1 = L1 /a2 − M12 /a − M13 /a

図 2 受電部
Fig. 2.

r1 = r1 /a2m2 = M12 /a m3 = M13 /a

Pick-up coils.

l2 = L2 − M12 /a

示し，一次側直列・二次側並列共振コンデンサ方式が移動

l3 = L3 − M13 /a · · · · · · · · · · · · · · (3)(2) 式の二次電流の向きを逆にし，電源周波数 f0 の定常型非接触給電システムに対しても有効であることを示す。

状態の実効値で表すと (4) 式となる。

2.

移動型非接触給電システムの構成

V1 = jx1 I1 + jx02 I1 − I2 + jx03 I1 − I3 + r1 I1
V2 = − jx2 I2 + jx02 I1 − I2 − r2 I2
V3 = − jx3 I3 + jx03 I1 − I3 − r3 I3 · · · · · · · · · · · · · · · (4)移動型非接触給電システムの構成を図 1 に示す。給電線
は方形波インバータ電源で駆動し，電源と給電線との間に直列コンデンサ CS を設置している。給電線に沿って移動可能な受電部が複数個あり，すべて同一仕様である。各受電

ここで，部の端子には同じ値の並列コンデンサ C P を設置する。負V1 = V1 /a

荷は抵抗負荷とし，その値を変えることで負荷電力（給電電力）の変化を模擬する。
方形波インバータの周波数は CS や C P の値を小さくするため 20 kHz とした。給電線には長さ 2.9 m のリッツ線
さ 160 mm のフェライトコア（TDK PE22 EE80 × 76 × 20）x1 = ω0 l1 /a2

x2 = ω0 l2

x02 = ω0 m2x03 = ω0 m3 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (5)x3 = ω0 l3

電流の実効値である。

にリッツ線（φ0.25 mm × 24 ×2）を 6 ターン巻いたものを(4) 式から図 3 の移動型 2 受電部の等価回路が得られる。

使用した。受電部の外形を図 2 に示す。

受電部のフェライト鉄心は損失が小さいため，鉄損は無視

等価回路〈3・1〉 移動型の等価回路

ω0 = 2π f0

V1 ，I1 は二次側に換算した一次電圧と一次電流の実効値
で，V2 ，I2 ，V3 ，I3 は受電部の二次側（ j = 2，3）の電圧，（φ0.25 mm × 24 × 16）を用いた。受電部は E 字断面で長3.

I1 = aI1

する。
〈3・2〉 直列および並列共振コンデンサ

移動型では受電部が複数

図 3 の等価回路で巻線抵抗 r1 ，r2 ，r3 は漏れリアクタンス x1 ，x2 ，x3個の等価回路が必要となるが，従来は受電部 1 個の等価回に比べ十分小さいので省略し，図 4 の簡略等価回路で解析

路で解析するのが一般的で，受電部が複数個の等価回路はを進める。また受電部は同一仕様のため，発表されていない。本論文では図 2 に示す受電部が 2 個のx02 = x03 = x0 ,モデルで考えるが，これを m 個に拡張するのは容易である。
一次給電線の諸量は添え字 1 で，二つの二次受電部の諸

x2 = x3 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (6)とし，励磁リアクタンス x0 は一次側に含めて，

量は添え字 2 と 3 で表すことにすると，コンデンサや抵抗

x0 = x0 /a2 ,負荷を除いた回路の方程式は (1) 式で表される。
920

x0 = ω0 l0 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (7)IEEJ Trans. IA, Vol.128, No.7, 2008

直並列コンデンサの移動型非接触給電

図 5 複数受電部等価回路

図 3 受電部の詳細等価回路
Fig. 3.

Fig. 5.

Equivalent circuit of multiple pick-up coils.

Detailed equivalent circuit of pick-up coils.

次に一次側直列コンデンサの値を，一次側力率が 1 となるように，つまり (10) 式の虚数部を相殺するように，(11)式の値に決める。ここで m は受電部の個数である。

mx0 x2
1

=
x
=
+ x1
s
ω0CS
x0 + x2

(m = 2) · · · · · · · · · · (11)

こうすれば，AA’ から見た負荷側のインピーダンス Z は(12) 式のように簡単になる。
2
x0(RL2 + RL3 ) · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (12)Z= x0 + x2
並列コンデンサ C P の値も，直列コンデンサ CS の値も負荷

RL2 ，RL3 に依らず，励磁リアクタンス x0 と漏れリアクタ
ンス x1 ，x2 と巻数比 a，受電部個数 m で決まることは重要

図 4 コンデンサと負荷を含めた簡略等価回路
Fig. 4. Simplified equivalent circuit including capacitors and loads.

である。
〈3・3〉 理想変圧器特性
各抵抗負荷 RL2 ，RL3 の電圧
V2 ，V3 と電流 IL2 ，IL3 を求めよう。

とする。

b=

まず図 4 で二次側の並列コンデンサ C P の値を，電源周
波数 f0 において励磁リアクタンス x0 と漏れリアクタンスとおき，I1 ，V02 を求め，V2 と V3 を求めると，

x2 との和に共振するように (8) 式の値に決める。


VIN
V
RL2
RL3
V3 = IN· · · · · (14)b RL2 + RL3
b RL2 + RL3VV1V2 + V3 = IN IL2 = IL3 = IN
· · · · (15)bb RL2 + RL3

V2 =1= x p = x0 + x2 = ω0 L2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · (8)ω0 C P
このとき図 4 の CC’ から負荷側を見たインピーダンス Z01
は (9) 式で表される。



Z01 =

となる。(15) 式より図 5 の理想トランスの等価回路が得ら



れるが，移動型では抵抗負荷の総和（直列和）に対して，理RL2 x0 2 + jx0 x2 x0 + x2
· · · · · · · · · · · · · · · · · (9)2x0 + x2

想トランスの式が成り立つ。
また，各受電部の二次電圧は接続された抵抗負荷の値で分圧されることを示している。

BB’ から負荷側を見たインピーダンス Z は (10) 式となる。

受電部が m 個の場合は，図 3 の等価回路で縦に m 個のRL2 x0 2 + jx0 x2 (x0 + x2 )Z =(x0 + x2 )2

受電側が並び，各受電部の二次電圧 Vi が (16) 式となることは容易に推察できる。

RL3 x0 2 + jx0 x2 (x0 + x2 )++ jx1(x0 + x2 )2

 
2

x0
2x0 x2= (RL2 + RL3 ) + j + x1
x0 + x2
x0 + x2· · · · · · · · · · · · · · · · · · (10)
電学論 D，128 巻 7 号，2008 年

x0· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (13)x0 + x2

Vi =


VIN
RLi
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (16)
m+1
b 
RL j
j=2

以上をまとめると，一次側に (11) 式で決まる直列コンデ
921

ンサを，二次側に (8) 式で決まる並列コンデンサを付加すれ

波成分 VIN1 を波形から計算し，VIN1 の電圧を印加したとき

ば，巻線抵抗と鉄損を無視した場合，電源周波数において，の各部の理論値を表 2 の（ ）内に示した。なお理論値は巻（ 1 ） 複数受電部の移動型でも，抵抗負荷の直列和をひ

線抵抗を加えた図 3 の詳細等価回路で計算した。

とまとめに考えれば，等価回路は固定型と同じよう

実験値と理論値はほぼ一致している。前章の理論どおりに，二次電圧の和 V2 + V3 はほぼ一定であり，V2 と V3 のに理想トランスと等価になる。
（ 2 ） 各受電部の電圧は，抵抗負荷の値で分圧される。

比も抵抗の値の比に近い。抵抗の値が変わっても電圧と電（ 3 ） 理想トランスの巻数比 b は，給電線と受電部の励流の位相は変化せず，一次側力率もほぼ 1 である。

磁リアクタンス x0 ，二次漏れリアクタンス x2 ，巻数〈4・3〉 定電流駆動特性

比 a だけで決まり，負荷の値に依らない。

電圧であれば，ある抵抗負荷の値が変化すると他の抵抗負荷（ 4 ） 直列コンデンサ CS および並列コンデンサ C P の前節に示したように電源が定の電圧も変化する。図 5 より，定電流で駆動すればこのよう値は，給電線と受電部のリアクタンス値 x0 ，x1 ，x2な問題は起きないことが分かる。図 6(a) と (c) は RL2 + RL3と巻数比 a だけで決まり負荷の値に依らない。

の値がそれぞれ 50 Ω + 50 Ω，50 Ω + 100 Ω であるが，入（ 5 ） 負荷抵抗が変化しても，定電圧源で駆動すれば各力電流の基本波成分 I11 がほぼ一定になるよう入力電圧 VIN

受電部の電圧の和は一定になり，定電流源で駆動すを調整している。図 6(a)，(c) と表 2 Case1，3 より，RL3 をれば各受電部の負荷電流の値は一定になる。

変えても RL2 の電圧 V2 に変化のないことが確認できる。

（ 6 ） 抵抗負荷の値を変えても一次側力率は常に 1 と〈4・4〉 一つの受電部を短絡する実験と撤去する実験なる。

複数受電部の非接触給電では，軽負荷になった受電部が（ 7 ） 効率と力率の改善の見通しを得やすい。

過電圧となる問題がある。図 6(a) Case1 の状態から V3 のなどの良好な特性が得られることが分かる。

端子を開放にしたのが図 6(d) Case4 である。V2 ，V3 の電圧

4.

は図 3 の詳細等価回路で計算すると表 2 のように 0 や ∞ に

実験結果はならず，実験値と概ね一致する。この過電圧の対策とし
図 1 の回路においてて軽負荷になった受電部を短絡する方法が知られている (1) 。

受電部 2 個で実験を行った。給電線と受電部の定数測定結

一次電流 I11 を下げ，ほぼ一定に保ち一つの受電部を短果を表 1 に示す。2 個の受電部の定数の相違は僅少であっ絡する実験と撤去する実験を行った。結果を図 6(e)，(f)，た。受電部定数は進行方向位置による変動は少なく，給電線とフェライトコアの相対位置による変動もコアの脚部を(g) および表 2 Case5，6，7 に示す。図 6(f) Case6 は図 6(e)Case5 の状態で V3 の端子を短絡，すなわち RL3 = 0 とし長くすれば十分小さくできる。なお，各定数は LCR メー

た場合を示している。電源が電圧一定であれば他の受電部

タと正弦波信号発生器を用いた測定値から算出した。また，

V2 の電圧は上昇するが，電流一定であるため電圧 V2 は変化しない。Case7 は一つの受電部を給電線の上から撤去し〈4・1〉 実験回路と等価回路定数

一次側直列コンデンサ CS と二次側並列コンデンサ C P はそれぞれ (11) 式と (8) 式から計算し，実際に実験に用いたコンデンサの値を表 1 に記した。
〈4・2〉 負荷変動特性

表 1 実験装置の定数

入力電圧 VIN を一定にして，抵Table 1.

Parameters of experiment.

抗負荷 RL2 + RL3 の値を 50 Ω + 50 Ω，50 Ω + 100 Ω と変えた場合の二次電圧 V2 ，V3 の変化を調べた。実験結果を
図 6(a)，(b) と表 2 の Case1，2 に示す。
図 6 を見れば，入力電圧 VIN と入力電流 I1 の波形には高調波成分が多く含まれるが，二次側の電圧 V2 ，V3 は正弦波で高調波成分はほとんど含まれない。そこで VIN の基本(a) Case1 50 Ω + 50 Ω (b) Case2 50 Ω + 100 Ω (c) Case3 50 Ω + 100 Ω (d) Case4 50 Ω + open(e) Case5 50 Ω + 50 Ω(f) Case6 50 Ω + short (g) Case7 50 Ω + remove

図 6 実験結果
Fig. 6.

Experimental results.
922

IEEJ Trans. IA, Vol.128, No.7, 2008

直並列コンデンサの移動型非接触給電

表 2 実験結果
Table 2.

Experimental results.

た場合である。VIN ，I1 ，V2 の波形は図 6(f) とほぼ同じでとする。

あった。これらから受電部の出力を短絡することは，この入力電流を I1 とすれば，図 5 から各抵抗負荷に流れる電受電部を撤去するのとほぼ等価であることが分かる。これ流 ILm と，二次側の巻線抵抗を流れる電流 Im は (17) 式では図 5 からも明らかである。

近似できる。

〈4・5〉 考察

本論文の一次側直列コンデンサとILm = b I1

二次側並列コンデンサの方式では，一次電源電圧 VIN が主|Im | = |ILm + ICm | = bI1に理想トランスの巻数比 b と負荷抵抗の直列和で決まる。
実験例でも VIN がかなり小さく，インバータ電源にとって

2· · · · · · · · · · · (17)を求めると給電効率 η の近似式は (18) 式となる。

クタンス l1 が大きくなっても直列コンデンサ CS で補償す
るため VIN は大きくならない。もちろん受電部の個数が増

η=

え給電電力が増加すれば，それに比例して VIN は増大する。
一次電圧を上げるには，受電部のピックアップコイルの=巻数を減らす方法もあるが，給電線の巻数を 1 ではなく 2，(9)3 と増やす方法がある 。またインバータ電源と給電線の間に高周波トランスを設置する方法も考えられる。

2
mRL ILm2 2
mRL ILm + r1 I1 + mr2 Im2

mRL⎧ 2 ⎫

⎪
⎪
⎪
r1
RL ⎪
⎨
⎬
mRL + 2 + mr2 ⎪
1+
⎪
⎪
⎩
⎭
xP ⎪
b

· · · · · · · · · · · · (18)

一般に RL  x p であるので，η は (19) 式で近似できる。

給電効率〈5・1〉 給電効率

RL
1+
xP

次に，図 3 の詳細等価回路において各抵抗での消費電力

好ましくない。給電線の長さが増加して一次側漏れインダ

5.



η
非接触給電では，機器の小形化・廉価化のため給電効率と電源力率が特に重要である。図 3 の=

詳細等価回路から，主な給電損失は巻線抵抗にあることは明らかである。従って巻線抵抗を下げれば効率は向上する。
特に受電部の巻線抵抗 r2 を下げることは重要である。r2 に

mRL
 2

r1
RL
mRL + 2 + mr2
xPb1· · · · · · · · · (19) x0 + x2 2
r2 R L
1+
+
2
mRL
x0
x + xr1

02は負荷電流に加えて大きな共振電流が流れるからである。

また，(19) 式から給電効率 η が最大となる抵抗 RL max のV2 一定で抵抗負荷の値を下げれば，共振電流の比率が下がるため給電効率が上がる。二次巻線の並列数を増せば r2 は減少し，C P を小さくできれば共振電流が減少するので効率値と，そのときの最大効率 ηmax を求めると (20) 式となる。

RL max =が上がる。ここではこれらの関係を理論的に明らかにする。
〈5・2〉 給電効率の近似式

x0
b2

r1
mr2

ηmax =

本方式では等価回路が理想

1· · · · (20)
 
r1 r2
2
1+ 
x0
m

トランスとほぼ等価になることを利用し，給電効率の近似式

非接触給電の最大効率 ηmax は，巻数比 a，巻線抵抗 r1 ,r2 ，が簡単に求まる。受電部は m 個で同一仕様（巻線抵抗 r2 ，漏励磁リアクタンス x0 で決まり，漏れリアクタンス x1 ， x2

れリアクタンス x2 ）とし，抵抗負荷は RL = RL2 = · · · = RLmには依らないことがわかる。

電学論 D，128 巻 7 号，2008 年

923

給電効率の近似式を用いれば，最大効率となる抵抗負荷の値と，そのときの最大効率が求まる。また，効率を上げるにはどうすれば良いか，それがどの程度効果があるのかなどが簡単に分かり，効率改善策を立てやすい。
今後は受電部の出力に各種の整流器を介して負荷を接続した場合の特性を明らかにしたい。
（平成 19 年 8 月 17 日受付，平成 20 年 2 月 6 日再受付）

文

図7

給電効率

Fig. 7.

Eﬃciency.

表3

給電効率

Table 3.

Eﬃciency.

〈5・3〉 実験結果と考察（ 1 ） A.W. Green and J.T. Boys: “10 kHz inductively coupled power transfer—concept and control”, IEE Power electronics and variable speed drives conference, PEVD, No.399, pp.694–699 (1994)（ 2 ） J.T. Boys, G.A. Covic, and A.W. Green: “Stability and control of inductively coupled power transfer systems”, Proc. IEE - Elect. Power Applicat.,Vol.147, No.1, pp.37–43 (2000)（ 3 ） K.W. Klontz, D.M. Divan, D.W. Novotny, and R.D. Lorenz: “Contactless
power delivery system for mining applications”, IEEE Trans. Ind. Applicat.,
Vol.31, pp.27–35 (1995)（ 4 ） D.A.G. Pedder, A.D. Brown, and J.A. Skinner: “A contactless electrical energy transmission system”, IEEE Trans. Ind. Applicat., Vol.46, No.1, pp.23–
30 (1999)（ 5 ） H. Irie, N. Minami, H. Minami, and H. Kitayoshi: “Non-contact energy
transfer system using immittance converter”, T. IEE Japan, Vol.120-D,
No.6, pp.789–794 (2000-6) (in Japanese)
入江寿一・南 信之・南 秀明・北吉晴芳：「イミタンス変換器を用, 電学論 D, 120, 6, pp.789–794 (2000-6)
いた非接触給電装置」（ 6 ） H. Ayano, H. Nagase, and H. Inaba: “Highly eﬃcient contactless electricalenergy transmission system”, IEEJ Trans. IA, Vol.123, No.3, pp.263–270(2003-3) (in Japanese)
綾野秀樹・長瀬 博・稲葉博美：「高効率非接触給電装置の検討」,電学論 D, 123, 3, pp.263–270 (2003-3)（ 7 ） T. Yumura, M. Iwata, A. Kuwata, and H. Araki: “Basic study of roped
double-car elevator system”, JSME[No.01-58], Elevator and Amusement
Rides Conference, pp.21–24 (2002)
湯村 敬・岩田雅史・桑田朗子・荒木 宏：「ロープ式ダブルカーエ
レベーターの基礎技術開発」, 日本機械学会 [No.01-58], 昇降機・遊戯施設等の最近の技術進歩技術講演会講演論文集, pp.21–24 (2002)（ 8 ） H. Abe, H. Sakamoto, and K. Harada: “A novel of output voltage stabilization with respect to load current variation in the non-contact energy transfer”, IEEJ Trans. IA, Vol.123, No.11, pp.1285–1294 (2003-11) (in Japanese)
安部秀明・坂本 浩・原田耕介：「負荷電流変化に対応した非接触給, 電学論 D, 123, 11, pp.1285–1294 (2003-11)
電出力電圧の安定化法」（ 9 ） M. Ryu, H. Cha, Y. Park, and J. Baek: “Analysis of the Contactless Power
Transfer System using Modelling and Analysis of the Contactless Transformer”, IEEE IECON 2005, pp.1036–1042 (2005)（10） T. Fujita, Y. Kaneko, and S. Abe: “Contactless Power Transfer Systems using Series and Parallel Resonant Capacitors”, IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2,
pp.174–180 (2007-2) (in Japanese)
藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」, 電学論 D, 127, 2, pp.174–180 (2007-2)（11） S. Matsushita, Y. Oikawa, T. Iwata, Y. Kaneko, and S. Abe: “Moving Pickup Type Contactless Power Transfer System using Series and Parallel Resonant Capacitors”, IEEJ, SPC-07-29, pp.49–54 (2007) (in Japanese)
松下真也・及川康史・岩田卓也・金子裕良・阿部 茂：「直列および
並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電システム」, 電学半導体電力変換研資, SPC-07-29, pp.49–54 (2007)（12） Y. Oikawa, S. Matsushita, Y. Kaneko, and S. Abe: “Eﬃciency of Contactless Power Transfer System using Series and Parallel Resonant Capacitors”,
The 2006 National Converntion Record, IEE Japan, No.4-220 (2006) (inJapanese)
及川康史・松下真也・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コン
デンサを用いた非接触給電の効率」, 平 19 電学全大, No.4-220 (2006)（13） T. Iwata, S. Matsushita, Y. Kaneko, and S. Abe: “Characteristics Changeof Contactless Power Transfer System by Pick-up Parameters”, The 2006
National Converntion Record, IEE Japan, No.4-219 (2006) (in Japanese)
岩田卓也・松下真也・金子裕良・阿部 茂：「移動型非接触給田の受, 平 19 電学全大, No.4-219 (2006)
電部定数における特性変化」

受電部 2 個の場合について，

図 3 の詳細等価回路，(19) 式の効率近似式および実験から求めた給電効率 η を図 7 と表 3 に示す。(20) 式より求めた給電効率 η が最大となる抵抗負荷の値は RL max = 20.55 Ωである。詳細等価回路，効率近似式および実験から求めた給電効率はほぼ一致している。

(20) 式から給電効率を上げるには，巻線抵抗 r1 ，r2 を小さくし，励磁リアクタンス x0 を大きくすることが重要と
なる。

6.

献

む す び

本論文では移動型非接触給電の詳細等価回路を明らかにし，直列および並列共振コンデンサを用いる方式は，移動型複数受電部においても固定型と同じく理想トランス特性が成り立つこと，この理想トランス特性を利用すれば，給電効率は簡単な近似式で表されることなどを示した。
本方式では二次側が抵抗負荷の場合，抵抗負荷の総和（直列和）に対して，理想トランスと同じ式が成り立ち，各二次側電圧は各抵抗の値で分圧される。このため電源を定電流制御すれば，ある受電部の負荷が変化しても他の受電部の電圧が変化することはない。ある受電部が軽負荷になれば端子電圧が高電圧になる恐れがあるが，この受電部の出力を短絡すれば問題なく，これはこの受電部を撤去したのとほぼ等価である。また，本方式の電源力率は，抵抗負荷であるかぎり常に 1 となり電源容量を小さくできる。
924

IEEJ Trans. IA, Vol.128, No.7, 2008

直並列コンデンサの移動型非接触給電金 子

裕良 （正員） 1965 年 6 月 22 日生。1987 年 3 月埼玉

及

川

康

史 （非会員） 1981 年 9 月 8 日生。2005 年 3 月埼玉大学工学部電気工学科卒業。 1989 年 3 月同大学

大学工学部電気電子システム工学科卒業。2007 年

大学院修士課程修了。同年新日本製鐵（株）入社。

3 月同大学大学院理工学研究科博士前期課程電気1990 年 4 月埼玉大学工学部助手。1995 年 2 月同電子システム工学専攻修了。同年東京電力（株）入大学総合情報処理センター講師。 2000 年 4 月工社。在学中は非接触給電システムの研究に従事。

学部講師。2008 年 4 月同大学院理工学研究科准教授。現在電気機器の制御および産業ロボットの知的情報処理・制御の研究に従事。工学博士。計測自動制御学会，溶接学会各会員。
阿
松 下

真

部

茂 （正員） 1949 年 3 月 29 日生。1971 年 6 月東京也 （非会員） 1982 年 6 月 18 日生。2006 年 3 月埼大学工学部電子工学科卒業。1976 年同大大学院博玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。2008

士課程修了。工学博士。同年三菱電機（株）入社。

年 3 月同大学大学院理工学研究科博士課程数理電中央研究所，産業システム研究所で研究開発に従子情報系専攻修了。同年三菱電機（株）入社。在事。1997 年同社稲沢製作所エレベータ開発部長。

学中は非接触給電システムの研究に従事。

2001 年ビルシステム事業本部技師長。2004 年 4月埼玉大学大学院理工学研究科教授。現在パワーエレクトロニクス応用とシステム技術の研究に従事。1985 年電気学会論文賞受賞。IEEE，電子情報通信学会，情報処
理学会各会員。

電学論 D，128 巻 7 号，2008 年

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