1(57)【特許請求の範囲】【請求項１】 入力された信号の基本周波数を抽出するための信号分析方法であって、低周波側の遮断特性がなだらかであり、高周波側の遮断特性が急峻であるような複数のフィルタの出力を用いてフィルタ出力信号の振幅変調の大きさと周波数変調の大きさを求めることにより、安定度指標を計算する第１のステップ、および前記第１のステップによる前記安定度指標の計算結果に基づいて最大の安定度を示すチャネルの出力から瞬時周波数として基本周波数のおおよその値 10を計算する第２のステップを含む、信号分析方法。
【請求項２】 前記第２のステップは、前記おおよその基本周波数の値に基づいて隣接する周波数チャネルからの瞬時周波数の値を補間して精密な瞬時周波数を抽出するステップを含む、請求項１の信号分析方法。

2【発明の詳細な説明】【０００１】【発明の属する技術分野】この発明は信号分析方法に関し、特に、音声分析合成のための基本周波数の抽出などの音声関連分野のみならず、生体信号の周期性の抽出や機械の振動音の診断などの分野に用いられ、周期信号やほぼ周期的な信号の基本周波数を抽出するような信号分
析方法に関する。
【０００２】【従来の技術】音声分析の分野などにおいて、周期的な信号の基本周波数を正確に求めることが要求されているが、未だに決定的な方法は見出されていない。従来の方法では、周期信号の定義に基づいて、以下で定義される周期Ｔを求め、その逆数を基本周波数としていた。分析の対象とする周期信号をｐ（ｔ）とし、ｎ∈Ｚを任意の(2)3整数とする。
【０００３】ｐ（ｔ）＝ｐ（ｔ＋ｎＴ）…（１）
このような信号の周期を求めようとする場合の従来の方法には、 時間領域の方法、 周波数領域の方法、 自己相関領域の方法、 波形の特異性を調べる方法があった。これらのいずれの方法も実際の音声信号に適用した場合には、さまざまな問題が生ずることから、すべてに適用される万能の方法はないものと考えられていた。
【０００４】【発明が解決しようとする課題】 の時間領域の方法では、たとえば波形を非線形回路に通した後に低域通過フィルタを通してその後に零交差点を抽出したり、ピークの位置を抽出することにより、周期を検出する方法があった。このような方法では、予め周期がおおよそわかっていても、非線形回路や低域通過の周波数の設定，ピークの検出方法など、多くの調整が必要であり、信号のレベルやスペクトルの形状の違いによる誤りを避けることができなかった。
【０００５】 の周波数領域の方法の代表的なものは、パワースペクトラムの対数のフーリエ変換として定義されるケプストラムのピークを抽出する方法である。この方法は、周期性が完全であれば原理的に正しい周期を与えるが、音声信号のようにほぼ周期的で各周期ごとに変動のあるような信号の場合には、ピークが低くなったり、音声のホルマントなどの共振によるピークを拾ったり、２周期を１つのものとするなど、さまざまな誤りを防ぐためにノウハウが必要であるという問題点があった。
【０００６】また、これは、次の自己相関による方法と共通する問題であるが、周期を精密に求めようとすると、分析のために用いる信号の時間長を大きくする必要があり、音声のように早い時変化のある場合にはその変化に追従できず、しかもその変化に追従しようとして十分に時間窓を短くすると、周期的であることが正しく抽出できないなどの問題があった。
【０００７】 の自己相関に基づく方法の１つには、異なった長さの時間窓を用いて大局的なパワースペクトル形状により詳細なパワースペクトル形状を正規化し、それを逆フーリエ変換することにより変形自己相関関数を求めて、そのピークの位置として信号の周期を求める方法があった。しかし、この方法もケプストラムで指摘したように、大局的な形状と詳細な形状をどこで分けるか、速い速度で変化する周期があるときにはどう対応するかに同様な問題を抱えていた。
【０００８】線形予測分析の結果として得られる残差信号には大局的なスペクトル形状の影響が取除かれている

10203040

特許３１１２６５４4
ことに注目して、残差信号の自己相関から基本周波数を求めようとする方法もあるが、これも変化の早い信号に対しては、同様の問題を有していた。
【０００９】 の波形の特異性を調べる方法のように、このような周期信号は何らかの原因により周期的に駆動され、それが周期性の原因になっていると考えて、その駆動位置を求めることにより、基本周期を抽出し、基本周波数を求めることを狙った方法もある。そのための手段として比較的新しい信号解析の方法であるｗａｖｅｌ
ｅｔ変換の位相に注目した方法もある。しかし、この方法においても、どのようなｗａｖｅｌｅｔを用いるべきかは明らかではなく、また検出された信号のうちのどれを主要なイベントとして基本周期の抽出に用いてよいかが明らかではないという問題点があった。
【００１０】このような原理的な困難を抱えているた
め、目標とする周波数が予め明らかでない場合には、基本周波数の推定値の整数分の１や整数倍の値を誤って基本周波数として推定してしまうという問題点があった。
【００１１】それゆえに、この発明の主たる目的は、基本周波数の瞬時周波数が基本周波数と一致する点に鑑みて、正確に周期的な信号の基本周波数を抽出できるような信号分析方法を提供することである。
【００１２】【課題を解決するための手段】この発明は、入力された信号の基本周波数を抽出するための信号分析方法であって、低周波側が緩やかで高周波側が急峻な遮断特性を有する一群のフィルタの出力を用いてフィルタ出力信号の振幅変調の大きさと周波数変調の大きさを求めることにより安定度指標を求め、求めた安定度指標の計算結果に基づいて最大の安定度を示すチャネルの出力から瞬時周波数として基本周波数のおおよその値を計算する。
【００１３】【００１４】【００１５】さらに、おおよその基本周波数の値に基づいて隣接する周波数チャネルからの瞬時周波数の値を補間して精密な瞬時周波数を抽出する。
【００１６】【発明の実施の形態】まず、この発明の実施形態を説明する前に、この発明の原理について説明する。これまでのピッチ抽出方法が失敗していたのは、問題の定義を周期信号の定義から直接求めようとしていたところにある。この発明では、ほぼ周期的な信号ｓ（ｔ）の基本発生部について、次式で定義される瞬時角周波数ω（ｔ）を求める。
【００１７】
【数１】

(3)
5

特許３１１２６５４6

ここで、Ｈ［］は、信号のＨｉｌｂｅｒｔ変換を表わ＊ （ｔ）は、次の第（４）式のようにして瞬時周波数を用す。Ｈｉｌｂｅｒｔ変換は、信号の成分調波の位相を９いて表わされる。
０°回転させた信号である。瞬時周波数ｆ（ｔ）は、ｆ【００１９】（ｔ）＝ω（ｔ）／２πにより求められる。
【数２】【００１８】音声などのようにほぼ周期的な複合音ｃ ＊10

ここで、αk （ｔ）とψk （ｔ）は、それぞれ調波成分※ この循環を断ち切る。そのための手掛かりとしては、低の振幅変調（ＡＭ）成分と微小な位相変調（ＰＭ）成分周波側が緩やかで高周波側が急峻な遮断特性を有するフを表わす。主要な周波数変調（ＦＭ）はω（ｔ）の変化
ィルタを用いて信号を処理すると、フィルタの中心周波により与えられる。ここで、時間の原点を適当にとれ数が信号の基本波と異なる場合にはフィルタ出力の瞬時ば、ψ1 （ｔ）＝０としても一般性は失われない。ま
周波数の周波数変調およびフィルタ出力の包絡成分の振た、Ｎは自然数の集合を表わす。したがって、基本波成幅変調が大きくなるという性質を利用する。これは、フ分だけが捉えられていれば、第（２）式より求められる 20 ィルタの中心周波数と信号の基本成分の周波数が一致す瞬時周波数は信号の周波数に等しくなる。
るときに、基本波とそれ以外の成分の信号対雑音比が最【００２０】このようにして定義される瞬時周波数と、大となるためである。
これまでの方法で求められる基本周波数との関係を簡単【００２３】また、フィルタの中心周波数と信号の高次に説明する。ここで、αk （ｔ）とψk （ｔ）がランダの調波成分の周波数が一致する場合には信号対雑音比はムに分布し、平均値が０であると仮定すれば、相関など大きくなるものの、フィルタの低遮断特性は緩やかなのの方法によって求められる基本周波数の推定値は、長時で、複数の調波成分が１つのフィルタ出力の中で混在す間の瞬時周波数の平均値と等しくなる。周期信号の場合ることにより、フィルタ出力の瞬時周波数の変動およびには、これらはすべて一致する。ほぼ周期的な信号の場包絡成分の振幅変調が増加するためである。このような合には、余分な平均化の過程を含まない瞬時周波数によ条件を満たすフィルタは多数存在する。実用的には、周る方法のみが正しい値を与える。
30 波数分解能が時間分解能の１．３ないし１．４倍である【００２１】このように、基本波の瞬時周波数は優れたような複素Ｇａｂｏｒ関数を利用するのが便利である。
性質を持っているが、これまでに利用されなかったの【００２４】次に、時間分解能と周波数分解能が次のよは、瞬時周波数を求めるべき基本波成分をどのようにしうにバランスした信号について考える。まず、最初に時て取出すかにあった。瞬時周波数を求めるためには、基間分解能と周波数分解能の積が最小でかつ各々の分解能本波を取出すことが必要であるが、そのことは基本周波と信号の基本周期および基本周波数とのそれぞれの比が数を求めることに他ならない。他の工夫がなければ循環等しくなるような時間窓を選択する。この要請を満たすループに陥ってしまい、基本波の瞬時周波数が多くの良時間窓ω（ｔ）は次のようなガウス関数となり、そのフい性質を持っていながら、これまで用いられてこなかっーリエ変換Ｗ（ν）は次式で与えられる。
た主要な理由である。
【００２５】【００２２】そこで、この発明では、基本波成分を選択 40 【数３】するために周波数以外の手掛かりを用いることにより、※

ここで、ν0 ＝２πｆ0 である。この窓関数を用い、実数部と虚数部が９０°異なった位相を有し、周期がτ0であるような信号と掛け合わせて、検査用の信号ｇr0 （ｔ）を次のように定義する。このようにして定義さ50れたｇr0 は、周期がτ0 の信号を検出するための検査用の信号となる。
【００２６】【数４】

(4)特許３１１２６５４78

この信号はまた【００２７】＊ 【数５】＊2として定義されるＧａｂｏｒ関数で、α＝τ 0 ／４π※ 本波らしさを表わす指標のものとなる関数Ｄ（ｔ，τ）と置いた場合に相当する。
を以下のように定義する。
【００２８】この検査用の信号を用いて、分析対象の信 10 【００２９】号との畳み込みを行なったものの位相と絶対値が信号の【数６】
周期性によってどのような影響を受けるかを調べる。基※ここで、Ｔはｇr0 （ｔ）の振幅を実質的に０であるとみ★ 定義する。
なすことのできる範囲を表わす。この関数に基づいて、【００３０】
基本波らしさを表わす指標Ｍ（ｔ，τ）を以下のように★
【数７】

上述の第（１０）の式における最後の２つの項は、窓の幅に依存する部分の正規化と、微分の値が対象とする信号の周波数によって変化する部分の正規化のための補正項である。これらの補正を入れると、τ0 をさまざまに変えてＭを計算し、それらの中で最大のＭを与えることになるτ0 を選ぶと、それが基本波成分の周波数に対応 30することになる。この原理に基づいて基本周波数の抽出を実現する実施形態について以下に詳細に説明する。
【００３１】図１はこの発明の一実施形態における基本周波数抽出装置を示す概略ブロック図である。図１において、たとえばマイクロホン１のような入力装置から音声信号が入力される。入力された音声信号は分配増幅器２で入力レベルが調整された後分配され、ｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群３とｓｉｎ Ｇａｂｏｒフィルタ群４と瞬時周波数補間抽出部６とに与えられる。音声信号の基本周波数の抽出を目的とする場合、Ｇａｂｏｒフィル 40
タ群の各々のフィルタの中心周波数は４０Ｈｚから８００Ｈｚまでの範囲に１オクターブに１２個のフィルタが‑12置けるように、２倍ごとに配置する。その結果、この実施形態では、ｃｏｓ位相とｓｉｎ位相それぞれに５２個のフィルタを対数周波数軸上で等間隔に配置することとなる。
【００３２】ｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群３はｃｏｓ位相で時間分解能と周波数分解能がバランスした式で示されるフィルタ群であり、このフィルタ群により式のＧａｂｏｒ関数を適用した検査用の信号の実部に対応する 50信号がそれぞれのチャネルに出力される。ｓｉｎ Ｇａｂｏｒフィルタ群４はｓｉｎ位相で時間分解能と周波数分解能がバランスした式で示されるフィルタ群であり、このフィルタ群により式のＧａｂｏｒ関数を適用した検査用の信号の虚部に対応する信号がそれぞれのチャネルに出力される。
【００３３】ｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群３とｓｉｎＧａｂｏｒフィルタ群４のそれぞれのチャネルの出力信号は安定度指標計算部および基本周波数抽出部５に与えられる。安定度指標計算部および基本周波数抽出部５は各チャネルに対して、実部の信号と虚部の信号から安定度指標を計算し、その計算結果に基づいて、最大の安定度を示すチャネルのデータから瞬時周波数として基本周波数のおおよその値を計算して瞬時周波数補間抽出部６に与える。瞬時周波数補間抽出部６はおおよその基本周波数の値に基づいて、隣接する周波数チャネルから瞬時周波数の値を補間して精密な瞬時周波数を抽出する。
【００３４】図２は図１に示した安定度指標計算部および基本周波数抽出部５の具体的なブロック図である。図１に示したｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群３とｓｉｎＧａｂｏｒフィルタ群４の各チャネルのそれぞれの出力に対応して図２に示すチャネル対応部２１が設けられ、各チャネルについての安定度指標が計算される。この計算は、前述の第（１０）式に基づくものである。チャネル対応部２１の実数部８はｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群３の１つのフィルタの出力であり、虚数部１２はｓｉ(5)特許３１１２６５４910ｎ Ｇａｂｏｒフィルタ群４の１つのフィルタの出力で＊ 対変動と周波数変動ならびにいき値とチャネルの番号にある。
基づいて安定度指標が計算され、この安定度指標と瞬時【００３５】実数部８と虚数部１２は絶対値計算部９に周波数が対２０となって最大値選択部２３に与えられ与えられ、実数部と虚数部の自乗平均値が計算されて絶る。この最大値選択部２３には他のチャネルの同様な安対値が計算される。その絶対値は絶対値相対変動計算準定度指標と瞬時周波数の対２２が与えられる。最大値選
備部１０に与えられ、絶対値の時間微分が計算され、各択部２３はこれらの安定度指標に基づいて最大値を選択
チャネルの時間長に応じた積分時間を用いて自乗平均値し、同時に対となる基本周波数を選択する。その結果、が計算され、絶対値そのものも同じ積分時間を用いて自おおよその基本周波数の情報と安定度指標が抽出され乗平均値が計算される。絶対値相対変動計算部１１は絶る。
対値相対変動計算準備部１０で求められた時間微分の自 10 【００３８】図３〜図６はフィルタの構成の改良につい乗平均値を絶対値そのものの自乗平均値で正規化するこての一実施形態を説明するための図である。図３は周波とにより、絶対値相対変動を求める。
数分解能と時間分解能がバランスしたＧａｂｏｒフィル【００３６】一方、位相角計算部１３にも実数部８と虚タのｃｏｓ位相成分の波形とｓｉｎ成分の波形を示し、数部１２が与えられ、位相角計算部１３は実数部と虚数それらの自乗和として計算される包絡信号波形を示す。
部の比を計算することによって位相角を算出する。このこの波形は、前述の第（５）式において、それぞれ実計算された位相角は連続位相変換部１４に与えられ、連部，虚部，絶対値を示している。このフィルタの周波数
続位相変換部１４は位相の２πの飛躍を０となるように応答は、図４に示すように横軸を対数周波数とした表現
位相を接続することにより、アンラップされた連続な位
では低周波側では緩やかで高周波側では急峻な特性を示相角を計算する。そして、瞬時周波数計算部１５においしており、前述の説明で述べた条件を満足していることては、連続位相変換部１４において位相角をアンラップ 20 がわかる。
したものを時間微分することにより瞬時周波数を求め【００３９】しかし、図４の高域側が急峻ではあってる。求められた瞬時周波数は周波数変動計算部１６に与も、フィルタの中心周波数が基本波に一致した場合の第えられ、周波数の時間微分が計算され、各チャネルの時二調波成分の位置での減衰量は２７ｄＢにすぎず、基板間長に応じた積分時間を用いて自乗平均値を計算するこ波が第二調波成分に比べて弱い場合には、安定度指標がとによって周波数変動が求められる。
最大のフィルタが基本波成分に対応しない場合も生ず【００３７】いき値設定部１８は各チャネルの情報に基る。
づいて、安定とみなし得る最低限の指標値のいき値を設【００４０】図５はこの問題を解決した実施形態を示す
定する。設定されたいき値と絶対値相対変動計算部１１ものであり、フィルタの応答波形として、次の第（１で計算された絶対値相対変動と周波数変動計算部１６で１）式で定義されるものを用いる。
計算された周波数変動は安定度指標計算部１９に与えら 30 【００４１】れる。この安定度指標計算部１９においては、絶対値相＊
ωd （ｔ）＝ω（ｔ−τ0 ／４）−ω（ｔ＋τ0 ／４）…（１１）
図５における実線２９は実部を示し、破線３０は虚部を因となることがある。図８は、これらの原因により誤り示し、点線３１は絶対値を示す。このようにして作成さを減少させるために、調波構造の知識と声帯振動によるれる応答波形を用いることにより、フィルタの特性は図共鳴についての知識を入れるための加重の設定を示す。
６の３２に示すように第二調波成分の部分で大きく減衰
３５は半分の周波数に対する正の影響を表わす加重であすることとなり、第二調波成分が基本波成分に対して大り、３６は２倍の周波数に対する負の影響を表わす加重きな場合であっても安定度指標が基本波成分に対応するである。３７は声門の開閉の影響を補正するための５倍フィルタにおいて最大になるようにすることはできる。
以上の周波数に対する負の影響を表わす加重である。こ【００４２】図７は計算された安定度指標の３次元プロ 40 のように定義される加重を対数周波数λ＝ｌｏｇｆの関ットを示す図であり、中央の高い山の部分が基本波に対数としてβ（λ）と表わすことにする。同様に安定度指応している。これに対応するチャネルにおいて瞬時周波標Ｍもフィルタの中心周波数の対数周波数の関数として数を求めることで基本波の基本周波数が計算される。図Ｍ（λ）と表わすことができる。これらを用いて、知識８は安定度指標の改良についての一実施形態を説明するによって修正された安定度指標Ｍm （λ）は、第（１ための図である。実際の音声では、基本波が微弱であっ２）式のように計算される。
たり、不安定であったり、声門の開閉に伴う声道の共鳴【００４３】
が非常に強いなどの理由により、第二調波成分に対応すＭm （λ）＝∫β（η−λ）Ｍ（η）ｄη…（１２）るフィルタの安定度指標が最大になる場合や、第五次以この知識によって修正された安定度指標を安定度指標の上の調波成分に対応するフィルタの安定度指標が最大に代わりに用いることにより、基本波が微弱であったり、なる場合が数パーセントの割合で発生し、抽出誤りの原 50 不安定であったり、声門の開閉に伴う声道の共鳴が非常(6)特許３１１２６５４1112に強いなどの理由による誤りを軽減することができる。
＊ であっても上昇や下降の動きがバイアスとなるために、この実施形態では、図２の１９の安定度指標計算部の演見かけの安定度が低下したように見える。この問題を回算方法を変更するだけのものであり、ブロック図には変避するために、安定度指標の計算において積分範囲Ωに更はない。
おける変動の平均値を除去した量についての自乗和を用【００４４】次に、安定度指標の計算法の改良についていることができる。このようにして修正した安定度指標
１つの実施形態について説明する。音声では、基本周波をＭc と書き、次の第（１３）〜第（１５）式のように数が一定であることは珍しく、上昇や下降などの動きが計算する。
伴っていることが多い。このような場合、安定度指標は【００４５】
変化の自乗和を用いて定義されているため、基本波成分＊【数８】

図９は実際の音声波形の分析結果を示す図であり、「爆音が銀世界の高原に広がる。」という文章を発音した場合の音声波形である。この文章は破裂音や摩擦音を含むため、ピッチの抽出が困難な例として知られている。図９（ａ）は音声波形であり、（ｂ）は音声のパワーであり、（ｃ）は基本周波数であり、（ｄ）は安定指標であり、（ｅ）はＦ０パワーであり、（ｆ）は安定度指標の濃淡表示である。図９（ｆ）に示す濃淡表示は濃いほうが安定度の高いことを示しており、（ｃ）の基本周波数は実線の部分が声帯振動によるものであると判定されたものである。
【００４６】図１０は基本波成分を有しないが包絡にはほぼ周期的な性質を有する信号の分析に適用するための一実施形態を説明するためのブロック図である。この図１０に示した実施形態では、信号をそのまま用いるのではなく、信号を半波整流などの方法によって非線形変換することにより、基本波成分が存在しない信号であっても、包絡にほぼ周期的な性質があれば、ほぼ周期的な基本波成分を有する信号に変換することができる。具体的には、図１０のマイクロホン１と分配増幅器２との間に非線形変換器３９を設けることにより、この実施形態を実現できる。非線形変換としては、半波整流処理やＨｉｌｂｅｒｔ変換を用いた包絡抽出処理や、フィルタ群を用いた帯域ごとの半波整流処理の加重和や、フィルタ群を用いた帯域ごとの包絡抽出処理の加重和などを用いることができる。
【００４７】図１１はこの発明のさらに他の実施形態を示す図である。この図１１に示した実施形態では、前述の図１に示したｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群３やｓｉｎＧａｂｏｒフィルタ群４の２組のフィルタ群を用いる
代わりに、１組のフィルタ群を用いて振幅変調と周波数変調の大きさを求めるものである。フィルタ出力を時間20304050微分したものは、出力信号がｓｉｎであればｃｏｓとなることを利用すれば、図２の虚数部の信号の代わりに実数部の信号を時間微分して利得を調整し、符号を反転したものを用いることができる。この方法により、図１のｓｉｎ Ｇａｂｏｒフィルタ群４を省き、その代わりに微分回路４０と符号反転回路４１を設け、実数部への入力を微分回路４０と符号反転回路４１を通してそれを虚数部への入力として用いるように構成される。
【００４８】【発明の効果】以上のように、この発明によれば、入力された信号の基本波成分の基本波らしさを表わす数学的指標を見つけ出し、見つけ出した数学的指標を用いて時間分解能と周波数分解能とがバランスする最小の時間−周波数の不確定性を有する信号を用いて瞬時周波数としての基本周波数を抽出することができ、この方法を用いて任意の信号の中に含まれる基本的な成分を探索することによって、機械装置の音による異常診断や声帯信号の中の周期性の解析などをはじめとして、多くの分野に応用できる。また、娯楽の領域においても、過少のピッチを正確に抽出することができるので、自動的な採譜装置や放送やＣＤ作成などでの歌手の歌唱の調整などに広範に応用することができる。
【図面の簡単な説明】【図１】この発明の一実施形態における基本周波数抽出装置を示すブロック図である。
【図２】図１の安定度指標計算部および基本周波数抽出部の具体的なブロック図である。
【図３】Ｇａｂｏｒフィルタのｃｏｓとｓｉｎと√ｃｏ22ｓ ＋ｓｉｎ の時間波形を示す図である。
【図４】Ｇａｂｏｒフィルタの周波数応答特性を示す図である。
【図５】第２調波からの影響を除いた食い違いＧａｂｏ

(7)

特許３１１２６５４131422ｒフィルタのｃｏｓとｓｉｎと√ｃｏｓ ＋ｓｉｎ の＊ ６ 瞬時周波数補間抽出部
時間波形を示す図である。
７ 音源情報【図６】図５に示したＧａｂｏｒフィルタの周波数応答８ 実数部
特性を示す図である。
９ 絶対値計算部【図７】安定度指標の３次元プロットを示す図である。
１０ 絶対値相対変動計算準備部【図８】安定度指標にさらに調波構造の知識と声帯振動
１１ 絶対値相対変動計算部の知識を入れるための加重の設定を示す図である。
１２ 虚数部【図９】実際の音声波形の分析結果を示すオシロ波形図
１３ 位相角計算部
である。
１４ 連続位相変換部【図１０】この発明の他の実施形態を示すブロック図で 10 １５ 瞬時周波数計算部ある。
１６ 周波数変動計算部【図１１】この発明のさらに他の実施形態を示すブロッ
１８ いき値設定部
ク図である。
１９ 安定度指標計算部【符号の説明】
２０ 安定度指標瞬時周波数対１ マイクロホン
２３ 最大値選択部
２ 分配増幅器
３９ 非線形変換器
３ ｃｏｓ Ｇａｂｏｒフィルタ群
４０ 微分回路
４ ｓｉｎ Ｇａｂｏｒフィルタ群
４１ 符号反転回路
５ 安定度指標計算部および基本周波数抽出部
＊
【図１】

【図３】

【図７】

(8)

【図４】

【図６】

特許３１１２６５４【図５】

【図８】

(9)

【図２】

特許３１１２６５４

(10)

【図９】

【図１１】

特許３１１２６５４

【図１０】

(11)

特許３１１２６５４

フロントページの続き(56)参考文献

特開 平５−80795（ＪＰ，Ａ)
特許3030382（ＪＰ，Ｂ２)
特表 平７−501897（ＪＰ，Ａ)
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欧州特許853309（ＥＰ，Ｂ１)
国際公開93／12518（ＷＯ，Ａ１)
米国特許5214708（ＵＳ，Ａ)
米国特許6014617（ＵＳ，Ａ)
電子情報通信学会技術研究報告［音声］，Ｖｏｌ．96，Ｎｏ．449，ＳＰ96−
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7(58)調査した分野(Int.Cl. ，ＤＢ名)
G10L 11/00 ‑ 21/06
ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)