EV 充電用無線電力伝送のコイル系の特性についての研究
2010SE138 長屋拓見 2010SE149 南部孝幸

2010SE270 山本将大

指導教員：奥村康行

はじめに

1

無線電力伝送とは，金属接点やコネクタなどを介さずに無線で電力を伝送すること，およびその技術のことを言う． ワイヤレスで電力伝送が可能になれば，スマートフォン，タブレット といったモバイル端末や電気自動車(EV:Electric Vehicle) などの電池を内蔵した機器などへ手図 1 電磁誘導方式による無線電力伝送回路

軽に充電することが出来るようになる．最終製品の市場規模は，青色 LED を抜くのではと期待されている．2007 年には伝送距離 2m で 45〜50% の伝送効率を得られる共鳴

また, S パラメータは性能指数 fom を用いると方式ワイヤレス電力伝送技術が発表され [1][2]，ユビキタスエネルギー社会の実現の道が拓かれた．様々なベンチャー

S21 =企業や研究機関で多岐にわたる応用化を目指して，今も盛んに研究がされている [3][4]．

(2)と表すことができる. 性能指数は技術の課題と目的

21
12
1 + f om
+ f om
2f om = kQ

EV 電力伝送において，電源から EV への電力伝送効率(3)となる. Q と k は回路の共振の鋭さと 2 つのコイルの結合が 90% 以上となることが理想とされている．しかし，現在係数である. 式 (2) より目標の伝送効率を達成する無線電の電力伝送技術では経由するインバータ等の影響もあり， 力伝送のシステムの回路を設計する. 回路を設計するため
実際に EV 用電池へ送電される電力の量は電源と比較して の条件を表 1 に示す.

5% のロスが生じる．このことを踏まえ，90% 以上の伝送効率を達成するためには，無線電力伝送においても送信側

表 1 設計の条件のコイルから受信側のコイルへ 95% 以上の伝送効率が必

伝送効率 η [%]要となる．このことを念頭においた上で，高い伝送効率を電源の周波数 f [kHz]持つ無線電力伝送回路の設計と開発を行う．

送受信機のインピーダンス Z [Ω]

課題の解決方法

3回路の体積 [cm]送受電コイルの間隔 [cm]

はじめに第 1 章に述べた電磁誘導方式について述べる.

95851050 × 50 × 320

その後, 平面型コイルと横置き型コイルの 2 種類のコイルでの磁界結合の方法を考える. 2 種類のコイルによる無線電力伝送の回路を実験により, 目標の伝送効率を満たすことを確認してどちらの回路が実用化に適しているか検討を行う. また, EV に取り付けることからコイルから発生する磁界が金属の車体の影響を受けることが考えられるた

3.2

平面型コイルによる無線電力伝送

電力伝送効率が 95% となるように平面型コイルによる無線電力伝送回路を設計する. 図 2 に平面型コイルによる無線電力伝送回路を示す.

め, 金属の影響を防ぐ方法について考える. その方法としてフェライトシートを用いる.

3.1

電磁誘導方式

電磁誘導方式を利用した無線電力伝送回路の回路図を図1 に示す.
電圧源が接続されている送電側を電源として, 負荷が接続されている受電側を充電される EV として考える. このとき, 電力伝送効率は等価回路を 2 ポート回路と見たとき
図 2 平面型コイルによる無線電力伝送回路の S パラメータによって求めることができる.

η = |S21 |2(1)表 2 平面型回路の設計
コイルの巻き数 n

表 4 横置き型コイルのパラメータ

導線の間隔 d [mm]2835
14導線の材質
送受電コイルの間隔 S [cm]

奥行き a [cm]
２つのコイルの間隔 d [cm]214014導線の材質

銅

エナメル線

コイルの巻数24

導線の半径 [mm]2027コイルの幅 l [cm]導線の半径 r [mm]横幅 b [cm]導線の間隔 [mm]
図 2 の設計条件を表 2 に示す. 設計した回路の特性を表3 に示す. この設計で回路を製作してシミュレーションとイルの間に高透磁率，低導電率の材料を用いると良いとされており，その材料の一つとして，高周波数下において高表 3 設計した回路の特性コイルの自己インダクタンス Ls [mH]
相互インダクタンス Lm [µH]
コンデンサーのキャパシタンス C [nF]
コイルの銅損 [Ω]い透磁率を誇るとされるフェライトシートが挙げられる．

240
18150.028

しかし，現在フェライトシートを製造する企業のデータには周波数が 1MHz 未満のものは提示さ公表おらず，EV 電力伝送で使用するとされる周波数約 100kHz での透磁率はわかっていない．このため，この 100kHz の周波数においての透磁率の測定が必要と考えられる．現在透磁率を測定する場合，測定材質のコアを中心としたトロイダルコイル実験を行う.

3.3の測定値を比較する方法が多く用いられるが，フェライト横置型コイルによる無線電力伝送

シートのような薄い材質でコアを作るのは難しく，また測縦置型コイルを使わずに横置型にすると，位置ズレによ定の誤差が大きくなるものと考えられる．そこで，私達はる影響を受けにくくなり電力伝送効率を維持することがで既存の測定方法とは異なる，簡易的かつ誤差の少ない測定きる．また，縦置型に比べて小形化が見込める．しかし， 方法を模索し，この方法を利用することでフェライトシーデメリットもある．漏れ磁界が多く，物体や人体に影響が トの透磁率の測定を行う．最終的に，フェライトシートが出る可能性もある．そこで，漏れ磁界の減少や漏れにくい構造設計が求められる．図 3 にフェライトバーが有無それぞれの横置型コイルの構成を示す．表 4 に横置き型コイルのパラメータを示す.

EV 電力伝送においても効果が得られるかどうか判断する．

シミュレーションと実験

4

各課題のシミュレーションと実験方法を示す．

4.1

平面型コイルでのシミュレーションと実験設計した回路は電磁界解析シミュレータ FEKO を使いシミュレーションする [5]. シミュレーションでは送電側をポート 1, 受電側をポート 2 として S パラメータ S21 をシミュレーションする. シミュレーション後に, 回路を製作してネットワークアナライザ (NA:Network Analyzer) で

図 3 横置型コイルの構成比較図

3.4

フェライトシート

S パラメータ S21 を測定する. 設計では回路に 10Ω のインピーダンスが接続された時に, S21 が最大と成るようにした. しかし, 測定器は 50Ω であるため, シミュレーションは 10Ω と 50Ω で 2 回行い, 実験は 50Ω で行う. 50Ω の実
験により, 50Ω でのシミュレーションの正当性を確認して,50Ω でのシミュレーションにより, 10Ω でのシミュレーションの正当性を確認する.

現在 EV 無線電力伝送では, 車体の底にコイルから電磁誘導を受け充電する, という方法が考えられている. しか4.2

横置型コイルのシミュレーション

し，このようにコイルを用いる際に「渦電流の発生」が問題

設計した回路は電磁界解析シミュレータ FEKO を使いの一つとしてあげられる．渦電流は, 金属付近で磁界に変シミュレーションする．シミュレーションでは送電側コイ化がある際，その磁界変化を妨げるように金属に流れる電ルをポート 1，受電側コイルをポート 2 として S パラメー流のことで，これによりコイルのインダクタンスが小さく

タ S21 をシミュレーションする．シミュレーションは周なる．自動車にコイルを設置する場合にも，この影響が出波数を 70〜100kHz の間で 1kHz ずつ変化させ電力伝送効ることが考えられる．この損失を減らすのには，金属とコ率を求める．シミュレーション条件は表 5 に示す．シミュレーション結果の正当性を確認した後，回路を製作してネットワークアナライザで S パラメータ S21 を測定する．

結果と考察

5

ここでは，各課題について取り組んだ実験結果を示し，考察を述べる．

表 5 シミュレーション条件
コイルの自己インダクタンス Ls [µH]コイルの相互インダクタンス Lm [µH]
キャパシタンス C [nF]
結合定数 kフェライトの比透磁率

4.3

49.7
18.77
7.05
0.37
3300

5.1

平面型コイルによる無線電力伝送

平面型コイルでの無線電力伝送回路の S21 のシミュレーションと実験を行った. 図 5 にシミュレーションと実験の結果を示す.

フェライトシートの透磁率測定

私達が考えたのは FEKO と呼ばれるソフトを用いての測定である．FEKO は電磁界問題の解析を目的としたソフトウェアで，様々な計算エンジンを用いることで，電気的な問題を解くことが可能である．このソフトを用いてシミュレーションを行った結果と実際の測定結果を比較することで，フェライトシートの透磁率が求められると考える．

図 5 シミュレーション結果

50Ω でのシミュレーションと実験の結果は傾向が一致しているので, 設計とシミュレーションは正しく行えている.
また, 10Ω でのシミュレーションでは 84kHz のときに最大となった. このとき S21 が-0.31dB で伝送効率が 93% となり, 目標の伝送効率の可能性を示せた. 50Ω のシミュレー
ションと実験に誤差があるのは回路の Q 利得が設計より低くなったためと考えられる. 回路の Q 利得を上げるには抵抗の小さいコンデンサを取り付けることで解決できる.
図 4 測定方法の構成

5.2
測定の構成を図 4 に示す．厚さ 3.0mm のアルミニウム板の上にフェライトシートを敷き，その上に方形スパイラルコイルを設置する．このコイルに LCR をメータを繋ぎ，横置型コイルによる無線電力伝送

図 6 はフェライトを含む場合と含まない場合の横置型コイルのシミュレーションと実験による測定値の S パラメータを示す．

周波数 100kHz の交流電流を流した際のリアクタンスを測定する．また，FEKO でも同様の状態のモデルを作成し，フェライトシートの比透磁率を変化させ，その際のリアクタンスのデータを取る．この解析したデータと測定した測定で得られたリアクタンスを比較することで，フェライトの比透磁率が求められると考えられる．
今回は FLX-953 と呼ばれるフェライトシートの測定を行った．このフェライトシートは 13.56MHz において 104の比透磁率を持っている．厚さは約 0.2mm だがその内のフェライトの部分は 0.1mm 程で，PET や粘着テープに挟まれる形となっている．
方形スパイラルコイルはインダクタンスが 1.412µH，

図 6 横置型コイルの S パラメータの結果

100kHz でのリアクタンスが 8.87Ω のものをシミュレーションした．実際に製作したコイルのリアクタンスはフェライトを含めた横置型コイルの結果は，シミュレー

8.93Ω となっており，誤差は 1% 未満に留めることがでションにおいて f =85.6kHz で η=0.99 となり，電力伝送効きた．

率 99% となった．しかし，測定値が f =87.7kHz で η=0.1

となり，電力伝送効率が 10% となってしまった．大きな誤また，アルミニウム板の上に二枚のフェライトシートを差を生んでしまった原因として考えられるのは，回路の Q重ねたものも測定した．この際のコイルのリアクタンスが小さくなってしまったため，構成素子の特性にわずかなは 9.31Ω となり，こちらも元々のコイルのリアクタンスよ誤差を含んでいたこと，ネットワークアナライザと設計しり大きくなった．このことから，フェライトシートの透磁た回路のインピーダンスの整合が取れていなかったことが率だけでなく，その厚さによっても効果に違いがあるもの考えられる．インピーダンスの整合については，トランスと考えられる．この際のフェライトシートの透磁率は 133を製作し，再度測定を試したが状況が改善されなかった． であった．これは図 7 の結果と-1.4% 程の誤差できてし簡易的にトランスを製作したため，トランスで大きなロスが発生したと考えている．
フェライトを含めない横置型コイルの結果は，シミュまった．

6終わりにレーションと実験ともに共振周波数 85kHz で共振しな

本研究ではより小形で伝送効率 95% の可能性がある平かった．これは共に必要な自己インダクタンスを満たせ面型コイルが EV 充電用の無線電力伝送回路として, 適しず，シミュレーション条件を満たせなかったからである． ているとした. シミュレーションと実験より低い電力伝送
ここから，フェライトの有効性も明確にすることができた． 効率となってしまった原因を究明し，改善していく必要がより小形化を図るには，高い透磁率を誇るフェライトを含あることがわかった．1 つの策として考えているのは，導めると効果的なことがわかる．

線として用いている銅線を Litz 線に替えて，表皮効果を抑えることである．さらに，測定方法にも問題があることが5.3

フェライトシートの透磁率の測定結果わかった．そこで，インピーダンス整合を取り，ロスの少ない測定方法を確立していく必要があることもわかった．
フェライトシートの透磁率測定においては，100kHz において 130 以上の比透磁率になっていることがわかった．しかし，今回の結果ではフェライトシートを敷いた際でも，元のコイルのリアクタンスよりも小さくなってしまう，という問題点もあった．これに関してはフェライトシートの厚さ，コイルの距離なども関わって来るものであり，今後はこれらを適切に設定した上で，元々のコイルのリアクタンスを損なわないような設計を試みたい．また，今回は 3つのパターンで測定を行ったが，それぞれに約 ±1% の誤

図 7 測定結果測定結果を図 7 に示す．縦軸はリアクタンスの大きさを表し，横軸はシミュレーションでのフェライトシートの比透磁率を表しており，実測値とシミュレーションのグラフが交わっている地点がフェライトシートの比透磁率であると考えられる．シミュレーションでは，フェライトシートの比透磁率が大きくなるほどリアクタンスが大きくなっていることが分かる．このことより，透磁率が高いほど渦電流の影響を緩和していることが判断できる．

LCR メータで測った実測値では，コイルのリアクタンスは 7.07Ω となっており，シミュレーションでリアクタンスが同様の値になるのは比透磁率が 135 の時である．このことから，フェライトシートの透磁率が 135 であることが考えられる．

差があった．今後は誤差の要因を明らかにした上で再度測定を行いたい．

謝辞
本研究で，有益なアドバイスを頂いた藤井勝之講師，様々なご指導を頂きました稲垣直樹先生に深謝いたします．

参考文献[1] A. Karalisa, J.D.Joannopoulos, M. Soljaci’c, “Efficient Wireless Non-radiative Mid-range Energy
Transfer,” Annals of Physics, 323, pp.3448, Elsevier,Available online 27, Apr 2007.
[2] A.Kurs, A.Karalis, R. Moﬀatt, J.d. Joannopoulos,
P. Fisher, M. Soljaci’c, “Wireless Power Transfer via
Strongly Coupled Magenetic Resonances,” Science
Express, Vol.317, No.5834, pp.83-86, Jul. 2007.

また，他にも二つのパターンで測定を行った．一つは， [3] 庄木裕樹, “ワイヤレス電力伝送の技術動向・課題とアルミニウム板を敷かず，フェライトシートとコイルのみ実用化に向けた取り組み,” 信学技報, WPT2010-07,で測定した場合の結果である．この際のコイルのリアクタ

pp.19-24, Jul. 2010.

ンスは 10.63Ω となっており，元々のコイルのリアクタンスよりも大きい結果となった．この時のフェライトシートの透磁率は 136 であった．これは図 7 の結果と +0.7% 程の誤差があるが，概ね一致しているといえる．

[4] 居村岳広, 堀洋一, “電磁界共振結合による伝送技術,”
電学誌, Vol.129, No.7, pp.414-417, 1991.
[5] FEKO ホームページ, http://www.feko.info/.