【電子技術部】

2400W 級ファンレス降圧コンバータの試作
三岩 幸夫（電子技術部 電子システムグループ）

１．

はじめにれ，実現可能な定格電力の上限は 800 W(16÷0.02)となる．

コンバータに使用するスイッチング素子は 1990 年代以
降，Si 製の IGBT（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ），目標とする定格電力はマージンをとって 750 W とし，起動時電流が大きいモーターにも対応できるようにする

MOS（金属酸化物半導体）-FET（電界効果トランジスタ）が主流となっている．Si 製の MOS-FET と IGBT は性能ため，最大電力を定格電力の 3 倍超である 2400 W とした．の向上が図られているが，Si の物性限界により大幅な性能向上が見込めなくなっている．

３．

一方，SiC（炭化ケイ素）や GaN（窒化ガリウム）など，Si の性能を超えるワイドギャップ半導体である SiC-SBD

また，スイッチング周波数が kHz 帯としても MHz 帯の高調波が含まれることがある．

（ショットキーバリアダイオード），SiC-FET，GaN-HEMT（高電子移動度トランジスタ）が製品化され，素子の損失高周波化しつつあるパワー回路設計ではプリント基板などの配線のインダクタンスを 0 H，配線間の寄生容量を低減が見込めるようになった．
しかし，従来の Si 製素子で構成されたコンバータにお0 F とみなす事に対して問題意識が高まりつつあるが，決定打となる代替案はなく，模索中であるのが現状である．

いて，ワイドギャップ半導体への置き換えのみで性能を向上させることは困難であり，現在，電源関連メーカーを中代替案の１つとして電磁環境分野の手法を取り入れようとしたが，無線やアンテナを目的としているためノウハ

心にワイドギャップ半導体の性能をコンバータで生かすため方策が模索されている現状である．

ウやツールをそのまま導入できなかった．
そのため，折衷案としてプリント基板のパターンを以下

その原因の 1 つとしては，コンバータなどのパワー回路
ではスイッチング動作を緩衝させるスナバ回路があり破の式 1)で寄生インダクタンスとして設計に取り入れることとした．

コンバータの設計

スナバ回路を外すと MHz 帯の強力な EMC が発生し，損の防止や EMC 低減を担っているが，スナバ回路がスイッチング速度を低下させるため，ワイドギャップ半導体をL[nH] = 0.2・l・(ln2・lw+t+0.5)
w+tl
l[mm]=長さ，w[mm]=幅，t[mm]=箔厚用いた高速性能を相殺されることが挙げられる．
コンバータからスナバ回路を外すと損失が大幅に低減+0.2235・することは知られているが，破損や EMC 増大のリスクがあるため，安易にスナバ回路を外すことはできない．

部品の寄生成分はデータシートの記載値や記載がない場合はネットワークアナライザで測定し，それら寄生成分今回，１つの方策として，ワイドギャップ半導体を使ったコンバータからスナバ回路を外し，スナバ回路以外の手を設計や回路シミュレータによる検証に反映させた．

段で破損や EMC 増大の対策をしたファンレスのコンバータを試作することとした．

２．

コンバータの仕様

AC400 V 系対応コンバータは市販品が少なく，AC440 Vから AC220 V へ変換における小型化のニーズがある．

図 1. 回路シミュレータの解析結果

交流から直流への変換は整流ダイオードと平滑コンデンサで可能なため，試作する降圧コンバータのスペックは

図 1 左は寄生成分を加えない場合の回路シミュレータの解析結果，図 1 右は寄生成分を加えた場合の解析結果となる．

入力 DC622V（AC440V 整流後）
，出力 DC310V（AC220V整流後）とした．

図 1 右はプリントパターンによる寄生インダクタンスと半導体の寄生容量による共振が引き起こすリンギング

一般的にコンバータの許容温度上昇は 40 ℃とされ，また，筐体で放熱する場合の半導体の熱抵抗は概ね 5 ℃/Wがみられ，リンギングを抑制するためには，スナバ回路が必要となる．一方，これらの寄生成分を減らすとスナバ回のため，半導体の損失は 8 W(40÷5)と見込まれる．
コンバータの損失はインダクタでも発生し，半導体と同路が不要となる．
そのため，プリントパターンの設計では寄生インダクタ

じ 8 W とすると損失の合計は 16 W(8+8)となる．
現在，降圧コンバータの効率上限は 98 %(損失 2 %)とさ

KISTEC研究報告2019（2019.7）

ンスの影響を低減させることを最優先させ，ワイドギャッ

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プ半導体の選定では，従来，FET はオン抵抗，ダイオード

表１ 出力性能確認

は順方向電圧が低いものが良いとされていたが，今回は，FET では Coss(出力容量)，ダイオードでは接合容量の低さ

定格電力

最大電力

入力電圧

622.7 V622.6 V

入力電力

783.4 W

2393.7 W

出力電圧308.4 V

307.5 V

出力電力

768.0 W

2357.9 W

効率98.08 %98.50%を優先させることとした．
その結果，SiC-FET として Wolfspeed 製 C3M0120100K，
SiC-SBD として Microsemi 製 APT10SCD120B を採用した．
実際には，プリントパターンのレイアウトや半導体の選定において寄生成分低減に限界があったため，スナバ回路の代替手段として東芝製のアモビーズ 2) (図 2)を採用し半今回，試作したファンレスコンバータのサイズは，13mm(W)×60 mm(H)×7 mm(D) となった．

導体のリードに挿入することとした．

定格電力で連続 5 日間稼働時におけるコンバータの最大温度は図 5 のとおり 52 ℃であり，周囲温度が 16 ℃のため，最大温度上昇 36 ℃(52-16)に抑えることができた．

図 2. アモビーズについて

次に回路設計についてであるが，降圧コンバータの回路方式には，同期降圧回路(図 3 左)と非同期降圧回路(図 3 右)がある．
同期式は出力電圧が低い場合は Q1 により充電を行い，

図 5. 定格電力における温度上昇

５．

高い場合は Q2 により放電を行うが，非同期式では放電を行う Q2 が存在せず，特に軽・無負荷では電圧を下げる手

まとめワイドギャップ半導体は，素子レベルでコンバータをファンレス化できる性能を有している．

段がなく安定した制御を行えないため，回路方式としてほとんど使われなくなった．

そのため，当初はコンバータの素子を Si からワイドギ
ャップ半導体への置き換えのみで損失低減し，簡単にコン

しかし，主流である同期式はノイズによるコントローラやゲートドライブの誤作動で Q1 と Q2 が同時に ON にな

バータのファンレス化が実現可能であると見込んでいた．
しかし，コンバータの素子をワイドギャップ半導体へのるアーム短絡事故発生のリスクを孕んでいる．
その点，非同期式はスイッチングが Q1 のみであり，誤置き換えのみでは思うような性能向上ができず，コンバータ回路全般における寄生成分の低減が必要になることが作動時においても回路が短絡せずノイズや誤動作に対して耐性が極めて高い回路となっているため，今回は非同期わかった．
今回，プリントパターンの寄生インダクタンス低減に重式を採用することとした．
非同期式の欠点を補うため，軽・無負荷時のみ出力電圧点を置いたこと，部品選定において寄生容量の少なさを重視したこと，スナバ回路に代替する手段としてアモビーズが降下するまで FET を ON にしないバースト(間欠)制御を用いることにより，非同期方式で安定した電圧制御を実現を採用したこと，高レベルノイズに対して耐性が強い非同期式降圧回路を採用したことにより，コンバータのファンすることができた．

レス化が実現できた．
現状では寄生成分低減には限界があり，これ以上の低減が困難であるため，今後は寄生成分を積極的に利用した回路方式によるコンバータの実現を模索していきたい．
図 3. 同期降圧回路(左)と非同期降圧回路(右)４．

【参考文献】
1) ローム株式会社, Tech Web,基礎知識,DC/DC,DC/DC コンバータの基板レイアウト,
銅箔の抵抗とインピーダンス,
https://micro.rohm.com/jp/techweb/2) 東芝マテリアル株式会社,研究開発,
新デザイン 低価格「アモビーズ(R) DY シリーズ」
https://www.toshiba-tmat.co.jp/res/index.htm

評価

スナバ回路を外したことにより，ファンレスを実現した降圧コンバータ(図 4)を試作し，最大電力 2400 W，定格電力 750 W の出力性能を確認した．
（表 1）

図 4. 試作したファンレス降圧コンバータ

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