JP 3668420 B2 2005.7.6(57)【 特 許 請 求 の 範 囲 】【請求項１】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相させて出力する複数Ｎ個の移相手段と、上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、

10

上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力する符号判別手段と、上記符号判別手段から出力される符号判別値信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される誤差信号とに基づいて

20

(2)

JP 3668420 B2 2005.7.6、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段とを備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【請求項２】
請求項１記載のアレーアンテナの制御装置において、上記復調手段と上記利得制御手段及び上記制御手段との間に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を上記利得制御手段及び上記制御手段に出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とするアレーアンテナの制御装置。

10【請求項３】
複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移動手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させて出力するステップと、上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと、上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定の利得で利得制御するス
テップと、

20

上記利得制御されたベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力するステップと、上記符号判別値信号と、上記利得制御されたベースバンド信号との間の誤差信号を発生するステップと、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上30記利得制御手段に出力する制御ステップとを含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【請求項４】
請求項３記載のアレーアンテナの制御方法において、上記復調するステップの後であって上記利得制御するステップ及び上記制御ステップの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【発明の詳細な説明】【０００１】

40【発明の属する技術分野】
本発明は、複数のアンテナ素子を備えたアレーアンテナを制御するための制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】【従来の技術】
図２は、従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。図２において、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎ、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、中間50

(3)JP 3668420 B2 2005.7.6

周波信号をベースバンド信号に復調する復調器７−１乃至７−Ｎ及びアナログ／ディジタ
ル変換を行うＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを介してビーム制御回路９３及び可変移相器
９１−１乃至９１−Ｎに出力される。可変移相器９１−１乃至９１−Ｎはそれぞれ、入力されるベースバンド信号を、ビーム制御回路９３から指示される移相量だけ移相した後、合成器９２に出力する。合成器９２は入力される複数Ｎ個のベースバンド信号を電力合成して、合成後のベースバンド信号をビーム制御回路９３に出力するとともに、外部装置に出力する。
【０００３】
ここで、ビーム制御回路９３は、Ａ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎから入力される各ベースバ ン ド 信 号 と 、 合 成 後 の ベ ー ス バ ン ド 信 号 と に 基 づ い て 、 例 え ば 公 知 の Ｌ Ｍ Ｓ （ Least Me10an Square） 法 等 の Ｍ Ｍ Ｓ Ｅ （ Minimizing Mean Square Error） の 基 準 に 基 づ く 手 法 な どの適応ビーム制御アルゴリズムを用いて、合成後のベースバンド信号が最大となりかつアレーアンテナ１００が所定の方向に主ビームを向けるような可変移相器９１−１乃至９１−Ｎの各移相量を計算して各可変移相器９１−１乃至９１−Ｎを制御するために出力する。
【０００４】
以上のように構成された、いわゆる適応型アレーアンテナの制御装置は、複数のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎ及び無線受信機回路に、デジタル信号処理回路である可変移相器９１−１乃至９１−Ｎ、合成器９２及びビーム制御回路９３を組み合わせることにより、受信電波環境に適応した指向性パターンを得ることができる高機能なアンテナ制御装置であ20る。図２の従来例では、ディジタルビーム形成回路（ＤＢＦ）を用いた構成であり、アレーアンテナの主ビームを所望到来波の方向に形成したり、干渉波の方向にヌル点を形成してこれを除去するという機能を有する。
【０００５】【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎ毎に受信回路（低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ、ダウンコンバータ５−１乃至５−Ｎ、及び復調器７−１乃至７−Ｎ）並びにＡ／Ｄ変換器９−１乃至９−Ｎを用いる必要があるので、ハードウエア規模や消費電力が大きくなるという問題点があった。特に、アンテナ素子の素子数が多い高利得アンテナの場合に特にこの問題は深刻なものとなる。さらに、アンテナ素子毎に受信するので信号レベルが30低下した環境下では動作が困難となるという欠点もある。
【０００６】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来例に比較して構成が簡単であって消費電力が少なく、しかも劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができるアレーアンテナの制御装置及び制御方法を提供することにある。
【０００７】【課題を解決するための手段】
本発明に係るアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御装置において、上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号をそれぞれ所定の移相量だけ移相さ40せて出力する複数Ｎ個の移相手段と、上記各移相手段から出力される複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力する合成手段と、上記合成手段から出力される無線信号をベースバンド信号に復調して出力する復調手段と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号を所定の利得で利得制御して出力する利得制御手段と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力する符号判別手段と、上記符号判別手段から出力される符号判別値信号と、上記利得制御手段から出力されるベ50

(4)JP 3668420 B2 2005.7.6

ースバンド信号との間の誤差信号を発生して出力する減算手段と、上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計算された変化量と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御手段とを備えたことを特徴とする。
【０００８】
また、上記アレーアンテナの制御装置において、好ましくは、上記復調手段と上記利得制10御手段及び上記制御手段との間に挿入して設けられ、上記復調手段から出力されるベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を上記利得制御手段及び上記制御手段に出力する変換手段をさらに備えたことを特徴とする。
【０００９】
本発明に係るアレーアンテナの制御方法は、複数Ｎ個のアンテナ素子が互いに所定の間隔で並置されてなるアレーアンテナを制御するためのアレーアンテナの制御方法において、上記各アンテナ素子で受信された複数Ｎ個の無線信号を、複数Ｎ個の移動手段を用いて、それぞれ所定の移相量だけ移相させて出力するステップと、上記移相された複数Ｎ個の無線信号を合成して、合成後の無線信号を出力するステップと20、上記合成後の無線信号をベースバンド信号に復調するステップと、
上記復調されたベースバンド信号を、利得制御手段を用いて所定の利得で利得制御するス
テップと、上記利得制御されたベースバンド信号の符号を判別して符号判別値を示す符号判別値信号を出力するステップと、上記符号判別値信号と、上記利得制御されたベースバンド信号との間の誤差信号を発生するステップと、
上記複数の移相手段の各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号の摂動前後の変化量を計算し、計30算された変化量と、上記復調手段から出力されるベースバンド信号と、上記利得制御手段から出力されるベースバンド信号と、上記減算手段から出力される誤差信号とに基づいて、上記誤差信号の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ上記各移相手段及び上記利得制御手段に出力する制御ステップとを含むことを特徴とする。
【００１０】
また、上記アレーアンテナの制御方法において、好ましくは、上記復調するステップの後であって上記利得制御するステップ及び上記制御ステップの前に、上記復調されたベースバンド信号に対してアナログ・ディジタル変換して、変換後のディジタルのベースバンド信号を出力するステップをさらに含むことを特徴とする。

40【００１１】【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明に係る一実施形態について説明する。
【００１２】
図１は、本発明に係る一実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図であり、図２と同様のものについては同一の符号を付している。
【００１３】
本発明に係る実施形態では、アレーアンテナ１００の各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信した信号を、可変移相器３−１乃至３−Ｎと加算器である合成器４によって構成された Ｒ Ｆ 帯 の Ｂ Ｆ Ｎ (Beam Forming Network)回 路 で 合 成 す る 構 成 を 採 用 す る 。 こ の 構 成 で は50

(5)JP 3668420 B2 2005.7.6、合成後の信号のみをベースバンド帯に変換するため、アレーアンテナ１００のアンテナ素子数が増大してもほとんど回路規模が変わらないという利点がある。本発明に係る実施形態はこの構成における、適応的なビーム制御するためのアルゴリズム手法を提供するものである。
【００１４】
本実施形態のアレーアンテナの制御装置は、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で配置されてなるアレーアンテナ１００（例えば、リニアアレーであり、２次元形状又は３次元形状で配置されてもよい。）のビームを制御するための適応制御型制御装置であって、ビーム制御回路８０を備えたことを特徴としている。ここで、ビーム制御回路８０は、復調器７を介してＡ／Ｄ変換器９からの出力信号であるベースバンド10信号Ψk のみに基づいて、詳細後述する変形された最小平均二乗法（以下、Ｍ−ＬＭＳ法という。）を用いて、可変移相器３−１乃至３−Ｎの各移相量をそれぞれ所定のシフト量だけ摂動させ、各移相量に対する、可変増幅器８２から出力されるベースバンド信号ｙkの摂動前後の変化量Δｙk を計算し、計算された変化量Δｙk と、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号Ψk と、可変増幅器８２から出力されるベースバンド信号ｙk と、ベースバンド信号Ψk を可変増幅器８２により利得制御されたベースバンド信号ｙk とそれの符号判別値ｄk （符号判別器８３の出力である。）との間の誤差信号ｅk とに基づいて、当該誤差信号ｅk の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び可変増幅器８２に出力することを特徴としている。

20【００１５】以下、図１に示すアレーアンテナの制御装置の構成について説明する。図１において、複数Ｎ個のアンテナ素子１−１乃至１−Ｎが互いに所定の間隔で１直線上に並置されてなるアレーアンテナ１００によって無線信号が受信され、各アンテナ素子１−１乃至１−Ｎで受信された無線信号はそれぞれ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２−１乃至２−Ｎを介して可変移相器３−１乃至３−Ｎに入力される。各可変移相器３−１乃至３−Ｎはそれぞれ、入力される無線信号を、ビーム制御回路１０から出力される各移相制御電圧ｖk , i （ｉ＝１，２，…，Ｎ）に対応した各移相量だけ移相した後、合成器４に出力する。合成器４は入力されるＮ個の無線信号を電力合成して、合成後の無線信号を、所定の中間周波数の中間周波信号に周波数変換するダウンコンバータ５及び中間周波信号の帯域成分のみを帯域ろ波30する帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）６を介して復調器７に出力する。復調器７は、入力される無線信号を、送信機側の変調方法（例えば、ＱＰＳＫ、ＰＳＫ、ＦＳＫなど）に対応した復調方法を用いてベースバンド信号に復調して、所望のベースバンド信号のみを取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）８を介してＡ／Ｄ変換器９に出力する。Ａ／Ｄ変換器９は、入力されるアナログのベースバンド信号をディジタルのベースバンド信号にＡ／Ｄ変換して、変換後のベースバンド信号信号Ψk を外部装置及びビーム制御回路８０に出力する。
【００１６】
なお、可変移相器３−１乃至３−Ｎと合成器４とは、例えば公知の大規模ＧａＡｓＭＭＩＣにてなるマイクロ波シグナルプロセッサによって構成することができる。

40【００１７】
ビーム制御回路８０は、ビーム制御部８１と、可変増幅器８２と、符号判別器８３と、減算器８４とを備えて構成される。ここで、可変増幅器８２は、入力されるベースバンド信号Ψk を、ビーム制御部８１により示される制御利得ｇk で増幅して、利得制御されたベースバンド信号ｙk を符号判別器８３、減算器８４及びビーム制御部８１に出力する。次いで、符号判別器８３は、後述するように、入力されるベースバンド信号ｙk の符号判別値ｄk を演算して減算器８４に出力する。さらに、減算器８４は、符号判別値ｄk からベースバンド信号ｙk を減算して減算結果の誤差信号ｅk をビーム制御部８１に出力する。そして、ビーム制御部８１は、入力されるベースバンド信号Ψk 及びｙk 、並びに誤差信号ｅk に基づいてＭ−ＬＭＳ法を用いて制御利得ｇk を演算して可変増幅器８２に出力するととも

50

(6)

JP 3668420 B2 2005.7.6に、可変制御電圧ｖk , i （ｉ＝１，２，…，Ｎ）を演算してそれぞれ可変移相器３−１乃至３−Ｎに出力する。
【００１８】
このビーム制御回路８０では、Ａ／Ｄ変換後のベースバンド信号Ψk のみに基づいて、Ｍ−ＬＭＳ法を用いて、例えば、データ伝送を行う前の所定のトレーニング期間において、各可変移相器３−１乃至３−Ｎに対する各移相制御電圧ｖk , i を所定のシフト量だけ摂動させることにより、各移相量に対する、可変増幅器８２から出力されるベースバンド信号ｙk の摂動前後の変化量Δｙk を計算し、計算された変化量Δｙk と、Ａ／Ｄ変換器９から出力されるベースバンド信号Ψk と、可変増幅器８２から出力されるベースバンド信号ｙkと、ベースバンド信号ｙk の符号判別値ｄk （符号判別器８３の出力である。）とベースバ

10ンド信号ｙk との間の誤差信号ｅk とに基づいて、当該誤差信号ｅk の自乗平均が最小となるように、上記アレーアンテナの主ビームを所定の方向に向けるための上記各移相量及び上記利得を計算してそれぞれ各可変移相器３−１乃至３−Ｎ及び可変増幅器８２に出力する。
【００１９】
以上のように構成されたアレーアンテナの制御装置においては、ビーム制御回路８０は、ビーム制御回路８０の減算器８４で発生される誤差信号ｅk の自乗平均が最小となるように、アレーアンテナ１００の主ビームを適応的に所定の方向に形成する。構成されたアレーアンテナの制御装置では、低雑音増幅器２−１乃至２−Ｎ及び可変移相器３−１乃至３−Ｎは、アンテナ素子１−１乃至１−Ｎの素子数Ｎに対応したＮ個を必要とするが、合成20器４以降の回路では、各回路構成要素は１つのみで済む。従って、図２に示す従来例に比較して、ハードウエア構成が簡単であって、回路構成要素の数が少ないので消費電力が少ない。
【００２０】
次いで、ビーム制御回路８０における制御アルゴリズムについて説明する。まず、可変増幅器８２から出力される利得制御されたベースバンド信号ｙk は次式で表される。
【００２１】【数１】
ｙk ＝ｇk Ψk
【００２２】30

ここで、Ψk はＡ／Ｄ変換器９から出力され複素数で表されたベースバンド信号であり、ｇk は実数で表された可変増幅器８２の利得であり、ｙk は複素数で表された可変増幅器８２の出力信号を示している。このとき、誤差信号ｅk を次式のように定義される。
【００２３】【数２】
ｅk ＝ｄk −ｙk【００２４】
ここで、ｄk は符号判別器８３からの、符号判別値を示す出力信号であり、次式のように求められる。
【００２５】【数３】
ｄk ＝ｓｇｎ［Ｒｅ（ｙk ）］＋ｊ・ｓｇｎ［Ｉｍ（ｙk ）］【００２６】
ここで、Ｒｅ［・］は引数の実数を示す関数であり、Ｉｍ［・］は引数の虚数を示す関数である。また、ｓｇｎ［ｘ］は符号判別関数であり、以下のように定義される。
【００２７】
【数４】

40

(7)

JP 3668420 B2 2005.7.6【００２８】
この時、可変増幅器８２の利得は次式のように更新される。
【００２９】【数５】*

ｇk ＝ｇk ‑ 1 ＋μＲｅ［Ψk ｅk ］

10

【００３０】
ここで、μはステップサイズパラメータと呼ばれ、０＜μ＜１での適当な定数である。また、＊は複素共役を示す。一方、可変位相器３−ｉの制御電圧は次式のように更新される。
【００３１】【数６】*

ｖk , i ＝ｖk ‑ 1 , i ＋μＲｅ（ｅk Δｙk , i ）【００３２】
このとき、変化量Δｙk , i は次式のように求められる。
【００３３】

20【数７】
Δｙk , i ＝ｙk （ｖk ‑ 1 , 1 ，…，ｖk ‑ 1 , i ＋Δｖ，…，ｖk ‑ 1 , N ）−ｙk （ｖk ‑ 1 , 1 ，…，ｖk ‑ 1, i ，…，ｖk ‑ 1 , N ）【００３４】
数７の右辺の第２項は、摂動電圧を付加しないときの時刻ｋ−１の移相制御電圧ｖk ‑ 1 , 1，…，ｖk ‑ 1 , i ，…，ｖk ‑ 1 , N を各可変移相器３−１乃至３−Ｎに印加したときの利得制御されたベースバンド信号ｙk を示す。また、数７の右辺の第１項は、時刻ｋ−１の移相制
御電圧ｖk ‑ 1 , 1 ，…，ｖk ‑ 1 , i ，…，ｖk ‑ 1 , N に加えて、第ｉ番目のアンテナ素子１−ｉに対応する可変移相器３−ｉのみに摂動電圧Δｖを余分にかけたときの利得制御されたベースバンド信号ｙk を示す。そして、数７で表されるΔｙk , i はこれら２つの信号の変化量、30すなわち、摂動前後のベースバンド信号ｙk の変化量である。
【００３５】
従って、数６から明らかなように、計算した摂動前後のベースバンド信号ｙk の変化量Δｙk , i と、誤差信号ｅk とに基づいて移相制御電圧ｖk , i を演算して設定する。そして、数５から明らかなように、誤差信号ｅk の自乗平均が最小となるように、可変増幅器８２の利得ｇk を決定して設定する。このようにビーム制御することにより、当該アレーアンテ
ナの主ビームを所定の方向に向けることができ、特に、ＴＤＭＡ等で利用されるプリアン
ブルやＣＤＭＡ等で利用されるパイロット信号を所望信号として用いることで、搬送波対干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス、すなわち、所望信号が干渉波よりもレベルが低い場
合にも、所望波方向にビームを向け、干渉波方向にヌルを形成できる。

40【００３６】
本実施形態においては、振幅制御は、Ａ／Ｄ変換器９からの出力ベースバンド信号ｙk に対してディジタル信号処理により行い、マイクロ波帯（ＲＦ帯）の可変移相器制御では、移相器入力信号を観測できないため、摂動により係数の更新量を求める。また、振幅制御
では、出力ベースバンド信号ｙk がディジタル信号として得られるため、数５の形式で、振幅推定アルゴリズムが得られる。また、発明したアルゴリズムは誤差信号ｅk の二乗平均の最小化という公知のＬＭＳ法と同様の規範を用いているため、発明したアルゴリズムを「Ｍ−ＬＭＳ法」と呼んでいる。
【００３７】
以上説明したように、本実施形態によれば、Ｍ−ＬＭＳ法を用いてビーム制御するので、

50

(8)

JP 3668420 B2 2005.7.6

ＤＢＦ回路で実現されたアダプティブアレーと同様に、ビーム、ヌル制御が可能で有ることに加えて、ＲＦ帯でビーム形成が行えるため、従来例に比較して回路規模やコストの削減が可能になるという利点がある。従って、構成が簡単であって消費電力が少ない。また、ＴＤＭＡ等で利用されるプリアンブルやＣＤＭＡ等で利用されるパイロット信号を所望信号として用いることで、搬送波対干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス、すなわち、所望信号が干渉波よりもレベルが低い場合にも、所望波方向にビームを向け、干渉波方向にヌルを形成できる。従って、劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができる。
【００３８】
以上の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器９を用いてベースバンド信号をＡ／Ｄ変換した後、ビーム制御回路８０においてディジタル信号処理を行っているが、Ａ／Ｄ変換器９を10挿入せず、ビーム制御回路８０においてアナログで信号処理を実行してもよい。
【００３９】【発明の効果】
以上詳述したように本発明によれば、Ｍ−ＬＭＳ法を用いてビーム制御するので、ＤＢＦ回路で実現されたアダプティブアレーと同様に、ビーム、ヌル制御が可能で有ることに加えて、ＲＦ帯でビーム形成が行えるため、従来例に比較して回路規模やコストの削減が可能になるという利点がある。従って、構成が簡単であって消費電力が少ない。また、ＴＤＭＡ等で利用されるプリアンブルやＣＤＭＡ等で利用されるパイロット信号を所望信号として用いることで、搬送波対干渉波電力比（ＣＩＲ）がマイナス、すなわち、所望信号が干渉波よりもレベルが低い場合にも、所望波方向にビームを向け、干渉波方向にヌルを形20成できる。従って、劣悪な環境であっても安定に適応動作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】【図１】

本発明に係る一実施形態であるアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図２】

従来例のアレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】
１−１乃至１−Ｎ…アンテナ素子、
２−１乃至２−Ｎ…低雑音増幅器（ＬＮＡ），
３−１乃至３−Ｎ…可変移相器、
４…合成器、

30

５…ダウンコンバータ、
６…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、
７…復調器、
８…低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、
９…Ａ／Ｄ変換器、
８０…ビーム制御回路、８１…ビーム制御部、８２…可変増幅器、８３…符号判別器、８４…減算器、１００…アレーアンテナ。

40

(9)
【図１】

【図２】

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(10)JP 3668420 B2 2005.7.6

フロントページの続き(72)発明者 大平 孝
京都府相楽郡精華町光台二丁目２番地２ 株式会社エイ・ティ・アール環境適応通信研究所内(72)発明者 田野 哲
東京都千代田区永田町二丁目１１番１号 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ内
審査官 右田 勝則(56)参考文献 特開平１０−０５１２２１（ＪＰ，Ａ）
特開２００１−０８５９２４（ＪＰ，Ａ）
特開２００２−０７６７４７（ＪＰ，Ａ）
大平孝 行田弘一 田野哲，マイクロ波信号処理によるアダプティブビーム形成と電子制御導波器(ESPAR)アンテナの提案，電子情報通信学会技術研究報告，日本，社団法人 電子情報通信学会，１９９９年 ７月２３日，Vol.99,No213 SAT99‑60〜73[衛星通信]，p.9‑p.14 SAT99‑61
田野哲 大平孝，ポリフェーズフィルタを応用したＭ−ＣＭＡアダプティブアレーの構成と特性，２０００年電子情報通信学会総合大会講演論文集，日本，社団法人 電子情報通信学会，２０００年 ３月 ７日，通信１，p.175 B‑1‑175
大平孝 行田弘一 門洋一 大野裕一郎 田野哲，ワイヤレスアドホックコミュニティネットワ
ーク，２０００年電子情報通信学会総合大会講演論文集，日本，社団法人電子情報通信学会，２０００年 ３月 ７日，通信２，p.747‑p.748 PB‑1‑47(58)調査した分野(Int.Cl. ，ＤＢ名)
H01Q 3/26
H04B 7/08‑7/10