アプリケーションノートMOSFET
パワーMOS FET
アプリケーションノート

R07AN0006JJ0110(Previous: RJJ05G0003-1000)
Rev.1.10
2022.12.5

要旨
本アプリケーションノートでは、データシートに記載された内容を中心に、
MOSFET の特性や基本的な使用方法について説明します。

目次
1.

MOSFET とは ............................................................................ 22.

用語説明 ............................................................................... 3

2.1
2.2
3.

絶対最大定格 ....................................................................... 3
電気的特性 ......................................................................... 4電気的特性 ............................................................................. 53.1
定格電流、許容損失 ................................................................. 5
3.2
安全動作領域 ....................................................................... 53.3
静特性 ............................................................................. 63.4
容量特性 ........................................................................... 8
3.4.1
Ciss,Coss,Crss ................................................................. 8
3.4.2
ゲートチャージ特性.............................................................. 8
3.4.3
ゲートドライブ電流の決め方...................................................... 93.4.4
ドライブ損失の算出.............................................................. 93.5
スイッチング特性 .................................................................. 103.6内蔵ダイオード特性 ................................................................ 113.6.1
内蔵ダイオードの順方向特性..................................................... 113.6.2
内蔵ダイオードの逆回復特性..................................................... 123.6.3
内蔵ダイオードの破壊のメカニズム ............................................... 13
3.7
アバランシェ動作 .................................................................. 14
3.7.1
アバランシェ破壊のモードⅠ《電流破壊》 ......................................... 14
3.7.2
アバランシェ破壊のモードⅡ《エネルギー破壊》 ................................... 15
3.7.3
アバランシェ破壊のモードⅢ《dV/dt 破壊》 ....................................... 163.8
非絶縁型同期整流コンバータ LOW SIDE 側のセルフターンオン現象 ......................... 17
4.

MOSFET の損失 ......................................................................... 18

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MOSFET1.

アプリケーションノートMOSFET とは

MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)は、日本語では電界効果トランジスタと言われ、バイポーラトランジスタと比べて高速スイッチング、低損失が特徴のデバイスです。
MOSFET は、その高速性、低損失特性を活かし、電子機器、FA 機器、自動車の各種電源回路（DC-DC コン
バータなど）やモーター駆動用インバータなど民生／産業用分野から車載機器に至るまで幅広い応用分野で使用されています。
D:ドレイン

図 1 に MOSFET（Nch）等価回路を、図 2 に MOSFET（Nch）とバイポーラト
ランジスタ（NPN 型）の構造、特長の比較を示します。
G:ゲート

NPN 型バイポーラトランジスタは電流制御型のデバイスで不純物濃度が高い
N 型半導体のエミッタと P 型半導体のベースを N 型半導体のコレクタで挟ん
S:ソース
だ構造となっています。ベース-エミッタの PN 接合部に順方向電圧を印加す
ると、エミッタから注入される電子とベース層から注入される正孔が再結合
図 1.MOSFET(Nch)する事でベース-エミッタ間で電流が流れます。しかし、ベース層から注入
等価回路
される正孔よりも不純物濃度の高いエミッタから注入される電子の数が多いため、正孔と再結合しなかった多数の電子はベース層を通り抜け、正の電圧が印加されているコレクタまで拡散し、その結果、コレクタ-エミッタ間に電流が流れます。
一方、MOSFET は金属(Metal)-酸化膜(Oxide)-半導体(Semiconductor)の MOS 構造からなる電圧制御型のデバイスです。具体的には N 型半導体のドレインと N 型半導体のソースとの間に P 型半導体があり、この P 型
半導体の上に絶縁膜（シリコン酸化膜）で絶縁されたゲート電極が配置される構造となっています。ゲート
電極にプラス電荷を印加すると P 型半導体内にある電子が引き寄せられる事で N 型半導体の特性を持つ反転層が現れドレイン-ソース間が N 型半導体で繋がる形となり、ドレイン-ソース間にプラスの電圧を印加する事でドレインからソースに電流が流れます。
また、バイポーラトランジスタは電子と正孔をキャリアとして電流を流しますが MOSFET は電子のみをキャリアとして電流を流す事から、より高速なスイッチング動作が可能となります。

数１０ｋＨｚ～３００ｋＨｚ

図 2. 各種トランジスタの基本構造

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MOSFET2.
2.1

アプリケーションノート

用語説明
絶対最大定格

絶対最大定格とは MOSFET を安全にご使用頂くために規定された定格値です。
この絶対最大定格を瞬時でも超えると劣化や破壊に至る可能性がありますので必ず最大定格以内でご使用下さい。
尚、絶対最大定格は、特に指定のない限り Ta=25℃の値です。
表 1. 絶対最大定格

項

目

記

号

定

義

ドレイン・ソース電圧

VDSS

ゲート･ソース間を短絡し、ドレイン･ソース間に印加できる電圧の最大値

ゲート・ソース電圧

VGSS

ドレイン･ソース間を短絡し、ゲート･ソース間に印加できる電圧の最大値

ドレイン電流ID許容されるドレイン電流の最大値

せん頭ドレイン電流

ID(pulse)

パルス動作時に許容されるドレイン電流の最大値

逆ドレイン電流IDR

寄生ダイオードに許容される電流の最大値

アバランシェ電流

IAP

単発のアバランシェ動作時に許容されるドレイン電流の最大値

アバランシェエネルギー

EAS

単発のアバランシェ動作時に許容されるエネルギーの最大値

許容チャネル損失

Pch

ドレイン・ソース間で発生する電力損失で許容される最大値

チャネル温度Tch

許容されるチャネル温度の最大値

保存温度

Tstg

電力を印加しない状態で保存できる温度範囲

注記事項
本製品の使用条件 (使用温度/電流/電圧等) が絶対最大定格以内であっても、高負荷 (高温および大電流/高電圧印加、多大な温度変化等) で連続して使用される場合は、信頼性が著しく低下するおそれがあります。弊社半導体信頼性ハンドブック (取り扱い上のご注意とお願いおよびディレーティングの考え方と方法) および個別信頼性情報 (信頼性試験レポート、推定故障率等) をご確認の上、適切な信頼性設計をお願いします。

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MOSFET
2.2

アプリケーションノート

電気的特性

表 2 に MOSFET の電気的特性の意味を示します。
尚、電気的特性は、特に指定のない限り Ta=25℃の値です。
表 2. 電気的特性項

⽬

ドレイン・ソース破壊電圧

記

号

V(BR) DSS

ドレイン遮断電流

IDSS

ゲート遮断電流

IGSS

ゲート・ソース間 しきい値電圧

VGS(off)

ドレイン・ソース間オン抵抗

RDS(on)定義ゲート・ソース間を短絡し、指定のドレイン電流におけるドレイン・
ソース間電圧ゲート・ソース間を短絡し、ドレイン・ソース間に指定の電圧を印加した時のドレイン電流
ドレイン・ソース間を短絡し、ゲート・ソース間に指定の電圧を印加した時のゲート電流
指定のドレイン・ソース間電圧を印加し、指定のドレイン電流となるゲート・ソース間電圧指定のゲート・ソース間電圧を印加し、指定のドレイン電流におけるドレイン・ソース間抵抗指定のゲート・ソース間電圧、指定のドレイン・ソース間電圧及び

⼊⼒容量

Ciss

出⼒容量

Coss

帰還容量

Crss

ゲート電荷量Qg

ゲート・ソース間を指定の電圧とするために必要な電荷量

ゲート・ソース間電荷量

Qgs

ゲート・ソース間電圧がしきい値電圧となるまでに必要な電荷量

ゲート・ドレイン間電荷量

Qgd

ゲート・ドレイン間のミラー効果によって増加する電荷量

指定の周波数における⼊⼒容量指定のゲート・ソース間電圧、指定のドレイン・ソース間電圧及び指定の周波数における出⼒容量指定のゲート・ソース間電圧、指定のドレイン・ソース間電圧及び指定の周波数における帰還容量

ゲート・ソース間電圧が所定の電圧まで上昇した時点からドレイ
ターンオン遅延時間td(on)

ン・ソース間電圧が所定の電圧に下降するまでの時間（3.5 項 スイッチング特性 参照）

上昇時間

tr

ドレイン・ソース間電圧が所定の電圧から所定の電圧まで下降する
時間（3.5 項 スイッチング特性 参照）
ゲート・ソース間電圧が所定の電圧まで下降した時点からドレイ

ターンオフ遅延時間td(off)

ン・ソース間電圧が所定の電圧に上昇するまでの時間（3.5 項 スイッチング特性 参照）

下降時間

tf

内蔵ダイオード順電圧

VDF

内蔵ダイオード逆回復時間

trr

内蔵ダイオード逆回復電荷量

Qrr

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ドレイン・ソース間電圧が所定の電圧から所定の電圧まで上昇する
時間（3.5 項 スイッチング特性 参照）
寄⽣ダイオードの順⽅向に指定の電流が流れるときのソース・ドレ
イン間電圧
寄⽣ダイオードに逆回復電流が流れている期間における所定の時間（3.6 項 内蔵ダイオード特性 参照）
寄⽣ダイオードに逆回復電流が流れている期間における所定の時間の電荷量（3.6 項 内蔵ダイオード特性 参照）

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MOSFET3.

アプリケーションノート

電気的特性

3.1

定格電流、許容損失

図 3 は許容チャネル損失とケース温度の関係を示した例になります。
一般的に許容チャネル損失 Pch はケース温度 Tc=25℃のときの値を定格としており、ケース温度の上昇に伴い許容チャ
ネル損失は制限されます。TC=25℃以上のときの許容チャネル
損失は次の式から求められます。

𝑃𝑐ℎ

ℎ

－
ℎ

Tch max：絶対最大定格 Tch
Tc：ケース温度
Θch-c：チャネル・ケース間熱抵抗

図 3. 許容チャネル損失・ケース温度特性(例：200V/20A/0.1Ωtyp)

なお TC=25℃以下の場合は絶対最大定格にて規定されている
チャネル損失となります。

3.2

安全動作領域

安全動作領域は、個別のデータシートにてご確認下さい。
尚、安全動作領域は当社指定の条件下における設計値である事に注意して下さい。
図 4 に安全動作領域（SOA）を示します。
SOA 制限領域は、下記の 5 つの領域に区分されます。
①
②

③
④

①：電流定格による制限ライン
最大定格のせん頭ドレイン電流 ID(pulse) により制限される領域②：オン抵抗による制限ライン
理論的にオン抵抗 RDS(on)max により制限される領域⑤③：許容損失による制限ライン
許容チャネル損失 Pch により制限される領域で、３.1 項
許容チャネル損失の計算式により算出されます。
図 4. 安全動作領域（SOA）(例：500V/38A/0.105Ωtyp)④：二次降伏ライン
二次降伏ラインは製品により有るものと無いものがあります。
二次降伏ラインのある製品は安全動作領域が狭くなるため注意が必要です。
尚、二次降伏ラインは３.1 項 許容チャネル損失の計算式を適用できません。

⑤：電圧定格による制限ライン
最大定格のドレイン・ソース電圧 VDSS で制限される領域

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MOSFET
3.3

アプリケーションノート

静特性

図 5 に出力特性の例を示します。
出力特性は、任意のゲート電圧条件において、ドレイン電流を流している時のドレイン・ソース間電圧を示
しています。
また、このドレイン・ソース間電圧はゲート電圧やケース温度により変化しますので設計の際には配慮が必要です。
図 6 にドレイン・ソース間飽和電圧－ゲート電圧特性の例を示します。
ドレイン・ソース間飽和電圧 VDS(on) は、ゲート・ソース電圧 VGS が増加すると小さくなり、
且つ VDS(on)の変化が小さくなります。この様な VDS(on)が低く飽和する領域の VGS で使用する事が必要です。一方、VGS が小さい領域では VDS(on)が高く損失増加に繋がる事から、この領域で使用される事は推奨できません。

図 5. 出力特性(例：500V/38A/0.105Ωtyp)

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図 6. ドレイン・ソース間飽和電圧―ゲート電圧特性(例：200V/20A/0.1Ωtyp)

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MOSFET

アプリケーションノート

図 7,8 にドレイン・ソースオン抵抗とゲートしきい値電圧の温度依存性の例を示します。
ドレイン・ソースオン抵抗は正の温度依存性があるため、MOSFET 動作によって発熱すると電流を流しにく
くなり、並列動作時に電流集中を起こしにくい特性があります。これに対しゲートしきい値電圧は負の温度依存性があるため、高温時にしきい値電圧が下がってしまいノイズによる誤動作を起こしやすくなる可能性
や、低温時にしきい値電圧が上がってしまい MOSFET が十分にオンできなくなる可能性があります。このため設計の際にはこれら特性も配慮した検証が必要です。

図 7. ドレイン・ソースオン抵抗 温度依存性(例：500V/40A/0.102Ωtyp)

図 8. ゲートしきい値電圧温度依存性(例：500V/40A/0.102Ωtyp)

図 9 にドレイン電流・ゲート電圧特性の例を示します。
ドレイン電流・ゲート電圧特性には温度依存性があり、ドレイン電流はクロスポイントを中心にゲート電圧が低い領域では正の温度係数、ゲート電圧が高い領域では負の温度係数となります。
パワーデバイスは動作中に発熱するため、並列使用の際にはドレイン電流のバランスが取れる負の温度係数
領域でご使用ください。また、VGS が低い領域では VDS(on)が高く損失増加に繋がる事から、この領域で使用される事は推奨できません。

クロスポイント

図 9. ドレイン電流・ゲート電圧特性(例：200V/20A/0.1Ωtyp)

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3.4

アプリケーションノート

容量特性

3.4.1

Ciss,Coss,Crss
図 10 に端子間容量並びに、容量対ドレイン・ソース電圧特性の例を示します。
入力容量 Ciss、出力容量 Coss、帰還容量 Crss は、
次のような関係になります。
Ciss = Cgs + Cgd
Coss = Cds + Cgd
Crss = Cgd
ただし、Cgs：ゲート・ソース間容量
Cds：ドレイン・ソース間容量
Cgd：ゲート・ドレイン間容量
測定条件は、ドレイン・ソース間電圧 VDS、
ゲート・ソース間電圧 VGS、周波数 f を規定しています。尚、各容量値への温度による影響は、ほとんどありません。

3.4.2

図 10. 端子間容量(例：200V/20A/0.1Ωtyp)

ゲートチャージ特性

図 11 にゲートチャージ特性の例を示します。
MOSFET のゲートチャージ特性は、ドライブ電流、ドライブ損失を決めるパラメータです。図 11 の特性カー
ブを①～③の部分に分け、それらの期間について、動作を説明します。
＜期間①＞
ドレイン電流を流し始めるしきい値電圧までゲート電圧を上昇させます。VGS=0V から上昇している部分
が、ゲート・ソース間の容量 Cgs を充電している部分です。
＜期間②＞
期間①から飽和領域に移行する期間で、ドレイン・ソース間電圧が変化しゲート－ドレイン容量 Cgd が充電されます。この期間はミラー効果により見かけ上の容量が大きくなるため VGS が一定となりますが、MOSFET
が完全に ON 状態になり、VDS の変化がなくなるとともにミラー効果もなくなります。
＜期間③＞
完全に飽和状態になっており、VDS は変化しません。
時間と共に、VGS 電圧は上昇します。

図 11. ゲートチャージ特性(例：500V/40A/0.102Ωtyp)

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3.4.3

アプリケーションノート
ゲートドライブ電流の決め方

このゲートドライブ電流は、ゲートシリーズ抵抗 Rg、ドライブ回路の信号源抵抗 Rs、素子内部抵抗 rgと、ドライブ電圧 VGS(ON)で決定され以下の式で表されます。

I

𝑉
𝑅𝑔

𝑅𝑠

𝑟𝑔

従って、ドライブ回路の出力段には IG(peak) 以上の電流駆動能力を持たせるよう設計する必要があります。なお、実際のピーク電流は、ドライブ回路の遅れや、ドライブ回路から MOSFET チップのゲートパットまでの配線インダクタンス等によるゲート電流の dIG/dt の立ち上がり遅れ等により、計算値より小さくなる傾向があります。
また、スイッチング動作におけるスイッチング損失、サージ電圧は Rg に依存します。
スイッチング動作時のサージ電圧は、Rg の値を大きくすることにより抑制されますが、あまり大きくするとスイッチング損失の増大をまねく事から、これを考慮して最適な Rg を選定する必要があります。

VGS(on)

図 12. ドライブ回路の抵抗成分

3.4.4

図 13. ゲート端子駆動波形

ドライブ損失の算出

ドライブ回路の発生損失が全てこれらの抵抗成分で消費される場合、ドライブ損失は次式で表されます。
（f: スイッチング周波数）P

V

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Qg

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MOSFET
3.5

アプリケーションノート

スイッチング特性

MOSFET はスイッチング素子のため、スイッチング速度（ターンオン時間、ターンオフ時間）は効率（損失）を左右する重要なパラメータの一つです。図 14 に抵抗負荷スイッチング測定回路を示します。

図 14. スイッチング特性測定回路 抵抗負荷

スイッチング時間は図 15 に示される 4 つの期間に分割して測定します。またそれらの時間は Tch, ID,
VDS, VGS, Rg の条件によって大きく変化するため、データシート等に規定された条件にて測定されます。

図 15. スイッチング波形

td(on) (ターンオン遅延時間)
ゲート・ソース間電圧が 10%まで上昇し、ドレイン・ソース間電圧が 90%に下降するまでの時間
tr (立ち上り時間)
ドレイン・ソース間電圧が 90%から 10％に下降するまでの時間
td(off) (ターンオフ遅延時間)
ゲート・ソース間電圧が 90%まで下降し、ドレイン・ソース間電圧が 10%に上昇するまでの時間
tf (立ち下り時間)
ドレイン・ソース間電圧が 10%から 90%に上昇するまでの時間

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3.6

アプリケーションノート

内蔵ダイオード特性

図 16 に MOSFET の構造と等価回路を示します。この図に示すように内蔵ダイオードは、構造上ソース・ドレイン間に形成されており、寄生ダイオードまたはボディーダイオードとも言われています。
寄生ダイオードはモータコントロール用インバータ回路においてフリーホイールダイオードとして回生電流を流すために使用される事があります。
こうした用途においては回生電流を流し込んだ直後に逆電圧が印加されるような場合、回路、動作条件により MOSFET が破壊することがありますので注意が必要です。

図 16. MOSFET の素子構造と等価回路

3.6.1

内蔵ダイオードの順方向特性

図 17 に逆ドレイン電流対ソース・ドレイン電圧特性の例を示します。このダイオードは一般的な整流ダイオードに劣らない特性を有しており、モータ駆動用途などのブリッジ回路、PWM アンプの出力段などに使用する場合、外付の転流ダイオードが省略できる場合があります。
また、VGS を正にバイアスすることによりチャネルを形成すると電流は両方向同じように流れ、小電流領域
では IDR × Ron の直線となるので通常のダイオードより VF が小さくなり、用途によってはその優位性を発揮します。

図 17. 逆ドレイン電流 vs. ドレイン・ソース間電圧(例：100V/20A/17mΩtyp）

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3.6.2

アプリケーションノート
内蔵ダイオードの逆回復特性

ダイオードに順方向電流を流している状態から逆素子状態へ切り替わるとき、蓄積された少数キャリアが放出されます。この少数キャリアを放出し終えるまでの時間が逆回復時間 trr と呼ばれ、その時の電流を逆回復電流 Irr、それらの積分値を逆回復電荷量 Qrr と呼びます。

Qrr

1
𝐼𝑟𝑟
2

𝑡𝑟𝑟

例えば同期整流回路では、ハイサイド MOSFET がターンオフし、ローサイド MOSFET がターンオフからターンオンするまでの間にデットタイムを設けますが、その間に trr、Irr、Qrr は生じています。（図 19）
trr 期間は等価的に短絡状態となりますので、大きな損失を伴います。またスイッチング動作時には動作周
波数の制約になるため、一般的には trr が早く、Irr が小さい（Qrr が小さい）ことが望ましいとされています。これらの特性は、順方向電流 IF、diF/dt、チャネル温度に依存しますので注意が必要です。

（ａ）内蔵ダイオード逆回復特性（b）内蔵ダイオード逆回復時間(例：200V/20A/0.054Ωtyp)

図 18. 内蔵ダイオードのスイッチング特性

Q1 on

IF

Irr

Q1 offQ2 offQ2 off

図 19. 同期整流型 DC/DC コンバータにおける内蔵ダイオードの逆回復動作

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3.6.3

アプリケーションノート
内蔵ダイオードの破壊のメカニズム

図 20 に内蔵ダイオードの破壊メカニズムを示します。
現在、内蔵ダイオード破壊耐量はかなり改善され、寄生バイポーラ TRS が動作しにくいように構造的に対策が施されているため、通常の使用状態では破壊の問題はほとんど起こりません。
但し、フリーホイールダイオードとして使用するなど内蔵ダイオードへ順方向電流 IF を流し込んだ
直後に逆電圧が印加されるような場合、回路、動作条件により MOSFET が破壊することがありますので注意が必要です。
ダイオードの逆回復動作時に di/dt が急峻に短絡すると，過⼤なリカバリ電流が流れ，逆回復時(期間 B)に dV/dt が急峻に⽴ち上がり，ドレイ
ン・ソース間の寄⽣バイポーラトランジスタがゲートま
たはソース電極のごく⼀部のセルで動作し破壊に⾄ることがある。
破壊品を分解調査すると，破壊痕跡がゲートあるいはソース電極の近傍に⾒られる。
P チャネルの場合，寄⽣ PNP トランジスタは NPNに⽐べ Mobility(移動度，キャリヤの動きやすさ)が⼩さく，かつ⼀般的に hfe も低いのでこのトランジスタは動作しにくく破壊は起こりにくい。

図 20. 内蔵ダイオードの破壊メカニズム

図 21 に内蔵ダイオード破壊の回路対策例(使用上の注意)を示します。

1. PWM 制御側 MOSFET のゲート抵抗
Rg を⼤きくし，ダイオード短絡時の di/dt を抑え，短絡リカバリ電流 irr を抑える(結果的に dV/dt も抑える効果がある)。
2. 配線を太くする。回路の配線インダ
クタンスを低減しダイオード回復時の dV/dt
スパイク電圧を抑える。
3. スナバ回路を挿⼊し，ダイオード回復時のdV/dt，スパイク電圧を抑える。

図 21. 内蔵ダイオード破壊の回路対策例

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3.7

アプリケーションノート

アバランシェ動作

アバランシェ動作とは、誘電負荷でのスイッチング動作オフ時に発生するフライバック電圧や、リーケー
ジインダクタンスによるスパイク電圧が MOSFET のドレイン定格電圧を超えブレークダウン領域に入る事でドレイン-ソース間に電流（アバランシェ電流）が流れる間の動作を指します。
MOSFET には単発もしくは繰り返しのアバランシェ動作規格を持つ製品がありますが、“繰り返し”の意味は例えば電源起動時など過渡的に連続して入るサージ電圧などを指しており、定常的に定格電圧を超える動作は対象外となりますので注意が必要です。
アバランシェ動作による MOSFET の破壊モードは以下の３つです。
1. 電流破壊モード
2. エネルギ破壊モード
3. dV/dt 破壊以下にそれぞれの破壊モードについて説明します。

3.7.1

アバランシェ破壊のモードⅠ《電流破壊》

MOSFET は、多数の小さな FET セルの集合体で形成（多数の FET セルが並列に接続）されています。
特に 250 V 以下の低電圧系品種では、素子のオン抵抗を低減させるため、個々の FET セルを微細化し、表面に溝（トレンチ）を形成してその中にゲートを埋め込む（FET セル面積を縮小する）構造を用いて性能向上を図っています。
図 22 にトレンチ構造 FET チップの FET セルの断面構造と等価回路を示します。図 22 の断面構造において、ソース電極に接続されている N+層、チャネルを形成する P 層、そしてドレイン側の N-層との間で NPN 型寄生トランジスタが構成されます。
このような構造の FET において、どのようにして電流破壊が生じるかについて下記に説明します。
(1) ドレイン・ソース間に定格値を超える電圧が印加されると、ブレークダウン電流（アバランシェ
電流：IAV）が流れます。
(2) この電流（IAV①）は、パルス的に寄生容量（C）を経由して P 層の抵抗成分（RB）を通してドレインからソースに流れます。
(3) ここで IAV が大電流化し、RB 両端の電圧が寄生 NPN トランジスタの VBE オン電圧値以上になると、NPN トランジスタがターンオンします。
(4) その結果、寄生トランジスタで増幅された過大電流（IAV②）がコレクタ側に流れ、大電流による発熱で寄生トランジスタ（= FET）が破壊されます。
電流破壊を回避するためには、セル構造の設計段階で寄生容量（C）、抵抗成分（RB）を極力小さくする工夫が必要です。また、破壊電流は温度による影響も受け、高温になればなるほど小さな電流で破壊に至ります。
しかし、一般的には後述のエネルギ破壊領域よりも温度による影響は小さいものとなります。

図 22. トレンチ構造 FET チップの FET セル断面構造と等価回路

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3.7.2

アプリケーションノート
アバランシェ破壊のモードⅡ《エネルギー破壊》

L 負荷スイッチング回路でのアバランシェ動作波形（図 23）では、アバランシェ動作時（tAV）に
MOSFET のチャネル温度（Tch）が上昇します。これはアバランシェ電圧（V(BR)DSS）、アバランシェ電流（IAV）のエネルギーが、MOSFET で消費されるためです。
エネルギー破壊モードとは、MOSFET にエネルギーが印加され、チャネル温度定格を超える事で破壊することを指します。このときの破壊エネルギー量（EAV）は、下記要件にて算出されます。

・L 値（tAV に比例）
・L 負荷に流したピーク電流 IAV（L 負荷のオン時間に比例）・FET のアバランシェ電圧 V(BR)DSS

また、エネルギー破壊は温度上昇に起因する破壊のため、アバランシェ動作に入る直前のチャネル温度（スターティング Tch）に直接的に影響されます。
備考 当社個別製品のデータシートで保証しているアバランシェ・エネルギー耐量（EAS）は、全般的にスターティング Tch = 25 ℃ 時の保証値です。

V(BR)DSS

VDS(t) = V(BR)DSS

図 23. L 負荷スイッチング回路でのアバランシェ動作波形

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3.7.3

アプリケーションノート
アバランシェ破壊のモードⅢ《dV/dt 破壊》

次に 3 つ目の要因であるアバランシェ破壊耐量と dV/dt の関係について述べます。図 24 にアバランシェ
破壊電流 IAP の dV/dt 耐量依存性実測値を示します。MOSFET は図 16 の構造で前述したようにドレイン・
ソース間に寄生バイポーラトランジスタが形成されています。dV/dt を急峻にしていくと容量 Cds を通して
過渡的な電流が流れ、このトランジスタがオンするため破壊耐量の低下をまねきます。図 24 の例では
dV/dt≦10V/ns が安全領域といえるでしょう。この値は個別素子により異なります。

図 24. アバランシェ破壊電流と dv/dt 耐量

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MOSFET
3.8

アプリケーションノート

非絶縁型同期整流コンバータ Low Side 側のセルフターンオン現象

図 25 に非絶縁型同期整流回路における Low Side 側のセルフターンオン現象を示します。
この現象では，Low Side 側素子 Q2 がオフ状態から、High Side 側素子 Q1 がオンする切替えのタイミングのときに起こります。Q2 のドレイン・ソース電圧が VDS≒0→VDS = Vin に急激に変化すると、Q2 の Cgd を通して Cgs が充電され、本来オフしているべき Q2 がターンオンしてしまうというものです。
尚、このときの Low side 素子のゲート・ソース間電圧は以下の式で示されます。
VGS(Q2) = {Cgd/(Cgs + Cgd) } dV(t)この VGS(Q2)が VGS(off)を超えるとセルフターンオンを起こします。
これにより、Q1, Q2 が同時オンとなり過大な損失が発生し、素子の発熱・温度上昇を引き起こし、効率悪化の要因となります。

セルフターンオンの回路対策方法としては、一般的に下記の 2 点があげられます。
1. High Side 素子のターンオン時間のみを遅くする(dV/dt を抑える)。
2. Low Side 素子のゲート・ソース間に外付けに容量を挿入し Cgs と Cgd の容量比 Cgd/(Cgs + Cgd)を小さくすることによりセルフターンオンのマージンを向上させる。

Q2 : VDS

Vint

図 25 非絶縁型同期整流回路における Low Side 側のセルフターンオン現象

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MOSFET4.

アプリケーションノートMOSFET の損失

MOSFET が定格内動作であるかの判断を行う際、電圧や電流は測定頂く事で確認できますが、チャネル温度の確認は困難です。
ここでは動作波形とデバイスのケース温度 Tc からチャネル温度 Tch を算出する手順を説明します。
尚、ここで算出されるチャネル温度 Tch は推定値になります。
(1)チャネル温度算出の手順
同じ動作波形が繰り返し入力される場合のチャネル温度の算出手順を示します。
①動作波形の方形波近似化
ドレイン電流 ID 及びドレイン-ソース間電圧 VDS の動作波形を MOSFET のスイッチング
動作期間と導通期間に区分し、各期間の損失を ID 及び VDS の波形の状態に合わせて計算し、方形波近似化した動作波形を求めます。（図 26）

VDS

ID
導通期間
ｽｲｯﾁﾝｸﾞ
期間

ｽｲｯﾁﾝｸﾞ
期間

ｽｲｯﾁﾝｸﾞ期間

導通期間

ｽｲｯﾁﾝｸﾞ
期間

方形波近似化動作波形

図 26 動作波形の方形波近似化⒜VDS と ID の波形がクロス（上昇×下降）する場合(図 27)は下記式を用います。

図 27

P=1/6×｛(2×ID1×VDS1)+(2×ID2×VDS2)+(ID1×VDS2)+(ID2×VDS1)｝⒝VDS と ID の波形が互いに上昇または下降する場合(図 28)は下記式を用います。

図 28

P=[1/3×｛(VDS2-VDS1)×(ID2-ID1)｝]+[1/2×｛(ID1×VDS2)+(ID2×VDS1)｝]⒞導通期間の損失はドレイン電流 ID とオン抵抗 RDS(on)から算出します。
P=(ID)2・RDS(on)R07AN0006JJ0110 Rev.1.10
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② (a)～(c)の計算で算出された各期間の電力をまとめると次のような動作波形になります。（図 29）･･･繰り返し
動作期間

休止期間

動作期間

図 29

③同じ動作波形が繰り返し入力される電力損失波形に対しては、動作波形の全期間平均値分から１～２周期分の波形を合わせて計算する方法が算出も容易で精度が高く有効です。
そのためには②で求めた動作波形から全期間の平均損失 Pav と 1 周期の中で休止期間を除いた動作期間の平均損失 Pon を算出し、図 30 の様な方形波近似波形を作成します。
下記はその具体例になります。

図 30

動作期間の平均損失 Pon：損失波形１周期(P1～P3)の平均損失とし次の様に算出します。
Pon =(P1･t1+P2･t2+P3･t3)/T4

尚、T4 =t1+t2+t3 とします。

全期間平均損失 Pav：損失波形１周期(P1～P3)及び休止期間(Poff)の平均値とし次の様に算出します。
Pav=(Pon･T4)/T3

尚、T3= toff+t1+t2+t3 とします。

チャネル温度上昇ΔTch：全期間平均損失 Pav、動作期間の平均損失 Pon、動作期間１周期分の損失と熱抵抗を用いて次の計算式で算出します。
ΔTch=Pav･Rth(T1)+(Pon-Pav)･rth(T2)+(Poff-Pon)･rth(T3)+(P1-Poff)･rth(T4)+(P2-P1)･rth(T5)+(P3-P2)･rth(T6)…式-1
尚、図 30 の通り T1～T6 は次の通りとします。
T1= T=∞（飽和熱抵抗）
T2=ton+toff+t1+t2+t3
T3=toff+t1+t2+t3
T4=t1+t2+t3
T5=t2+t3
T6=t3

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④チャネル温度上昇ΔTch の計算に必要なチャネルケース熱抵抗 Rth(ch-C)は熱抵抗グラフ内
1shot のカーブから読み取ります。(図 31)

図 31⑤ご使用条件におけるデバイスのケース温度 Tc とチャネル温度上昇ΔTch により
チャネル温度 Tch が算出されます。
Tch=Tc＋ΔTch

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[計算事例]MOSFET のケース温度 Tc=60℃、方形波近似波形の P1=P3=25W、P2=10W、パルス幅が下記のときのチャネル温度を算出します。(図 32)･･･繰り返し

図 32

上記は同じ動作波形が繰り返し入力される電力損失波形ですので全期間平均値分に１周期分の波形を合わせて計算します。(図 33)

図 33

動作期間の平均損失 Pon(P1～P3)を算出します。
Pon =(P1･t1+P2･t2+P3･t3)/T4 =(25W･1ms+10W･3ms+25W･1ms)/5ms=16W
全期間平均損失 Pav (P1～P3 及び Poff)を算出します。
Pav=(Pon･T4)/T3 =(16W･5ms)/15ms=5.3W
チャネル温度上昇ΔTch の計算は下記の通りです。
ΔTch=Pav･Rth(T1)+(Pon-Pav)･rth(T2)+(Poff-Pon)･rth(T3)+(P1-Poff)･rth(T4)+(P2-P1)･rth(T5)+(P3-P2)･rth(T6）…式-1

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ここで計算に必要な熱抵抗値を熱抵抗グラフ内 1shot のカーブから読み取ります。(図 34)
熱抵抗（読取り値）
Rth(T1)=Rth(ch-C)=0.8℃/W
rth(T2)＝rth(20.0ms)＝0.70℃/Ｗ
rth(T3)＝rth(15.0ms)＝0.62℃/Ｗ
rth(T4)＝rth(5.0ms)＝0.42℃/Ｗ
rth(T5)＝rth(4.0ms)＝0.38℃/Ｗ
rth(T6)＝rth(1.0ms)＝0.20℃/Ｗ

図 34 過渡熱抵抗 vs. パルス幅

上記で求めた損失及び熱抵抗から次式にて⊿Tch を算出します。
ΔTch=Pav･Rth(T1)+(Pon-Pav)･rth(T2)+(Poff-Pon)･rth(T3)+(P1-Poff)･rth(T4)+(P2-P1)･rth(T5)+(P3-P2)･rth(T6）=5.3W･0.8℃/W+(16W-5.3W)･0.70℃/W+(0-16W)･0.62℃/W+(25W-0)･0.42℃/W+(10W-25W)･0.38℃/W+(25W-10W)･0.2℃/W=4.2℃＋7.5℃-9.9℃+10.5℃—5.7℃+3.0℃=9.6℃
ケース温度 Tc=60℃とチャネル温度上昇ΔTch によりチャネル温度 Tch が算出されます。
Tch=Tc＋ΔTch=60℃+9.6℃≒70℃
尚、計算式（式-1）は熱抵抗でまとめた表記となっていますが他の資料では下記の様に電力でまとめた表記（式-2）で書かれることもあります。
これら２つの式はどちらを用いても同様の計算結果を得られます。
（参考に式-1 から式-2 への変換結果を記載します）

図 35

ΔTch=Pav･{Rth(T1)-rth(T2)}+Pon･{rth(T2)-rth(T3)}+Poff･{rth(T3)-rth(T4)}+P1･{rth(T4)-rth(T5)}+P2･{rth(T5)-rth(T6)}+P3･rth(T6) …式-2

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[式-1 から式-2 への変換結果]
ΔTch = Pav･Rth(T1) +(Pon-Pav)･rth(T2) +(Poff -Pon)･rth(T3) +(P1- Poff)･rth(T4)+(P2- P1)･rth(T5) +(P3- P2)･rth(T6)…式-1= Pav･Rth(T1) +Pon･rth(T2)-Pav･rth(T2) +Poff･rth(T3)-Pon･rth(T3)+P1･rth(T4)- Poff･rth(T4) +P2･rth(T5)- P1･rth(T5) +P3･rth(T6)- P2･rth(T6)=Pav･Rth(T1)-Pav･rth(T2)+Pon･rth(T2)-Pon･rth(T3)+Poff･rth(T3)- Poff･rth(T4)+P1･rth(T4)- P1･rth(T5)+P2･rth(T5)- P2･rth(T6)+P3･rth(T6)= Pav･{Rth(T1)-rth(T2)}+Pon･{rth(T2)-rth(T3)}+Poff･{rth(T3)-rth(T4)}+P1･{rth(T4)-rth(T5)}+P2･{rth(T5)-rth(T6)}+P3･rth(T6) …式-2

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