このＰＤＦは，ＣＱ出版社発売の「A-Dコンバータ活用 成功のかぎ」の一部分の見本です．
内容・購入方法などにつきましては以下のホームページをご覧下さい．
<http://shop.cqpub.co.jp/hanbai/books/42/42041.htm>

第

1

章

いろいろな A D コンバータ
マイコン内蔵 A D コンバータと専用 IC の使い分け
マイコンなどでデータを集録するとき，物理量はアナログなので，そのアナログ信号をディジタル信号に変換する回路が必要です．それが A D コンバータ
です．A D コンバータのＡは Analogue（ アナログ）を，Ｄは Digital（ディジタル）を，そしてコンバータ（Converter）は変換器を意味します．
アナログ信号をコンピュータに取り込むときに使う装置も A D コンバータと呼ばれますが，本書で扱うのは，そういった装置に内蔵されている電子回路の A D コンバータです．
A D コンバータは大きく分けて，専用 IC の場合と，マイコンなどに機能の一つとして内蔵されている場合があります．本書では主に A D コンバータ専用
IC を扱いますが，本章ではその二つがどのように違うかを確認しつつ，A D コ
ンバータの基礎的な事柄について説明します．

11

A D コンバータ専用 IC の近況と予想

図 1 1 にいろいろな方式がある A D コンバータの性能の分布を示します．横軸はA D コンバータのサンプリング・レート（単位は sps，サンプル / 秒），縦軸は分解能です．
サンプリング・レートは扱える周波数範囲の上限を決めてしまいます．必要な帯域（信号周波数の上限）の最低 2 倍，実用的には 2.5 倍以上必要です．分解能は，電圧変化をどの程度細かく判別できるかを示す値で，精度の上限を決めてしまいます．
ただし，高分解能だからといって精度が高いとは限らないので，高精度が必要なら分解能とともに精度（非直線性）を確かめます．十分注意して A D コンバータを選択してください．
サンプリング・レートと分解能はトレード・オフの関係で，高分解能なら低サン
プリング・レート，高サンプリング・レートなら低分解能のどちらかになっています．

1 1 A Dコンバータ専用ICの近況と予想

013

ΔΣ型（地震計用）

分解能［ビット］

32

ΔΣ型

28
24

パイプライン型

20

フラッシュ型

16
12
SAR型
8
100
1k

10k

100k
1M
10M
100M
サンプリング・レート［sps］

1G

10G

[ 図 1 1] A D コンバータの動作原理による分解能 / サンプリング・レートの分布
図で重なっているところでは，特徴の違いや価格，パッケージなどで選ぶことになる[ 表 1 1] 各 A D 変換方式のメリット・デメリット
必要な速度や分解能によって適する方式が違ってくる

A D 変換方式

メリット
基本的にアンチエイリアシン
グ・フィルタが不要● 高い SNR を持ち 20 ビット以上
ΔΣの分解能を実現できる（デルタシグマ） ●直線性誤差の補正がしやすい● 原理的にミッシング・コードが発生しない●

サンプリング周波数をいくらでも下げられる
逐次比較（SAR） ● マルチプレクサと組み合わせれ
ば入力チャネル数を簡単に増や
せる
●

●

フラッシュ

パイプライン●●

最も高速
基本的にサンプル＆ホールドが不要

高速と高分解能を両立

デメリット
サンプリング・レートが比較的低い● 応答が遅いので，A D コンバー
タの入力を高速に切り替える用
途には向かない● サンプリング・レートが高くな
ると消費電流が増える● 18 ビット以上の分解能では高精度を得にくい（DNL という特性が悪化する）● 精度が特に悪いと出力しない
コードがある（ミッシング・コー
ドという）● 分解能を高くしにくい．分解能が高いほど価格が高く，消費電力も大きくなる● 大きな入力容量を持つので，駆動能力の高いドライバが必要● A D 変換を開始してからデータが出力されるまでの遅れ時間（レイテンシ）がフラッシュ型
より長い

解説

●

第3章
第4章

第6章
第7章

第9章

表 1 1 に，図に示した 4 方式の A D コンバータの特徴をまとめました．詳細については，表に示した各章で説明します．
● 高分解能 A D コンバータは逐次比較型とΔΣ型が主流
低 速・ 高 精 度 A D コ ン バ ー タ で は 逐 次 比 較 型（SAR）型 とΔΣ 型 が 主 流 で，

014

第1章

いろいろな A D コンバータ

10Msps までのサンプリング・レートをカバーしています．
SAR 型は消費電流が小さく，サンプリング・レートを上限以下なら自由に決められるという特徴があるため，初心者にも使いやすく，汎用 A D コンバータとして人気があります．8 〜 24 ビット分解能のものが市販され入手できます．
ΔΣ型は，より分解能が高い 12 〜 24 ビットを入手できます．地震計用として分解能が 32 ビットのものも市販されています．SAR 型と比較すると，分解能では圧
倒的にΔΣ型に軍配が上がりますが，本来欲しいサンプリング周波数の数倍〜数百倍で A D 変換するオーバーサンプリング技術を採用していて，サンプリング・レートのわりに内部は高速動作をしている関係上，SAR 型のように消費電流を小さくすることはなかなか困難です．
今後の展開を予想すると，SAR 型は消費電流が小さい特徴を維持しつつ，より高分解能・高速な製品が開発されていくでしょう．逆にΔΣ型は分解能の点では優位性があるので，より高速で低消費電流の製品が開発されていくことでしょう．特にΔΣ型では低消費電流化がキー・ポイントだと思っています．
● 高速 A D コンバータは GHz の信号を扱えるものがある
高速 A D コンバータではパイプライン型とフラッシュ型が現在の主流です．フラッシュ型は高速化に一番適しています．さらに高速化のための技術として，A D
コンバータを 2 個以上内蔵して順番に動作させる時間インターリーブを使った
5 Gsps のものが市販されています．時間インターリーブについては第 9 章で具体例を挙げています．余談ですが，オシロスコープの分野では，時間インターリーブにより 40Gsps を超えるものが登場しています．
フラッシュ型はその構造上，分解能を上げることが困難です．現在 12 ビットまで入手できます．一方パイプライン型はサンプリング・レートの点ではフラッシュ型に劣りますが，分解能の点では優位性があります．パイプライン型では現在 16
ビット 300Msps のものが入手できます．
筆者は以前，パソコン用オシロスコープ回路を設計したことがあります．一般のオシロスコープは 8 ビット 1GHz くらいですが，依頼されたのは 14 ビット 100MHz
クラスのものでした．このとき感じたのは，「たとえ電圧軸は 8 ビットでも測定周
波数を 1GHz まで高くするのは大変難しい」ということと，逆に「測定周波数がた
かだか 100MHz でも電圧軸を 14 ビットにするのは同じように大変だ」ということです．分解能あるいは周波数のみで難しさを考えるのではなく，分解能×周波数で考えるとその難しさが実感できるのではないでしょうか．

1 1 A Dコンバータ専用ICの近況と予想

015

第

3

章

ΔΣ型 A D コンバータの活用ノウハウ
24 ビットまでの分解能がワンチップで得られフィルタ設計も楽最初に紹介するのはΔΣ型 A D コンバータです．マイコン内蔵の A D コンバ
ータでは性能が不足するとき，多くの場合足りないのは分解能や精度ではないでしょうか．そんなときはΔΣが適しています．
ΔΣ型 A D コンバータの特徴としては，アナログ回路設計の手間がかからな
いことも挙げられます．アナログ回路設計に慣れていない方でも比較的使いや
すいといえます．ただし，カタログ・スペック通りの精度や分解能を得るのは，簡単ではありません．

31

精度が必要ならまずΔΣ型を検討してみる

ΔΣ型の特徴を簡単に示したのが図 3 1 です．基本的には低速で高精度な A D コンバータと考えてよいと思います．筆者が「おもしろい」と感じた製品を表 3 1 に挙げておきます．ΔΣの場合，サンプリング・レートという表現が適切ではないの
基準電圧源

クロック（水晶発振器）
ロー・パス・フィルタ（アンチ・エイリア
シング・フィルタ）
アナログ
アンプ
入力
ΔΣ

温度補償型ツェナー・ダイオード，
埋め込み型ツェナー・ダイオード，
バンド・ギャップ・リファレンス

高精度が必要センサ入力信号ディジタル・
変調部 フィルタ部

温度センサ，
磁気センサ．
圧力センサなど

簡単なもので良いΔΣ型A-Dコンバータ

高精度が必要ディジタル
出力

マイコンや DSP
ディスプレイ

高精度が可能，ただし一般に速度は速くない[ 図 3 1] ΔΣ型 A D コンバータの特徴

3 1 精度が必要ならまずΔΣ型を検討してみる

067

で，変換レートとしています．
ΔΣ型 A D コンバータは現在，とても広い分野で応用されています．特徴的な用途は，高精度が必要とされる産業用機器の温度，圧力，重さなどの計測ですが，そのほかディジタル・オーディオ IC，高精度な A D コンバータを売りにするワンチ
ップ・マイコン，電力測定用 IC，ディジタル・メータ用 IC など，数え切れないほどです．
ΔΣ型 A D コンバータは動作原理上，高分解能や高精度が比較的安価に得られます．そのため，低コストと高分解能が要求されるオーディオ用から普及が始まりました．ただし，オーディオ用は直流測定を考慮されていないので，精度を要求する
計測には使えません．現在では，高分解能に加えて高精度も両立させた直流計測用のΔΣ型 A D コンバータが広く普及しています．
● アナログ・フィルタの設計に苦労しなくてよい
ΔΣ型 A D コンバータを最初に紹介する理由は，分解能や精度のわりに安価とい
うこともありますが，もう一つ，アナログ・フィルタに悩まなくて良い，という大きな特徴を持つからです．
A D コンバータや D A コンバータのようなサンプリング・システムでは，サンプリング周波数f S の 1/2（ナイキスト周波数）以上の周波数が入力されると，それらの信号はすべて 0〜f S /2 の周波数内の信号に加算されてしまいます．これを折り返し誤差（エイリアシング・エラー）と呼んでいます．
このため，通常は A D コンバータの前にf S /2 以上の周波数を除去するロー・パ
ス・フィルタを設置します．これをアンチエイリアシング・フィルタと言います．
A D コンバータ直前に置かれるアンチエイリアシング・フィルタはアナログ・フィ
ルタで構成されます．
このアンチエイリアシング・フィルタに要求される特性は大変厳しく，設計も楽ではありません．ところがΔΣ型 A D コンバータではオーバーサンプリングとディ
ジタル・フィルタという技術が使われていて，その効果が非常に大きいため，アナ
ログ・フィルタが簡単なものですみます．フィルタ回路というほど大げさなものは必要なく，単純なRC フィルタ程度で十分な場合も多いのです．ただし，定数の検討なしにRC フィルタを追加すると，精度を悪化させることがあります．これについては後ほど解説します．

070

第3章

ΔΣ型 A D コンバータの活用ノウハウ

32

ΔΣ型の長所と短所

ΔΣ型は高分解能と高精度が比較的手軽に得られて良さそうですが，万能ではありません．
苦手な応用に使おうとしていないか確認を忘れないほうがよいでしょう．
ΔΣ型が向かない場所では，逐次比較型などほかの方式を検討します．
● 長所●

1 ビット A D コンバータ（＝コンパレータ）による A D 変換なので，原理的にミッシング・コードが発生せず精度面の問題が少ない●

原理的にミッシング・コードが出ない回路技術と信号処理により，SNR を上げられる●

20 ビット以上の分解能を実現できる●

積分非直線性誤差が非常に素直な特性をしている（校正がやりやすい）●

基本的にアンチエイリアシング・フィルタが不要（SNR 改善のためには必要）●

IC 化に適している● 短所●

変換レートが低い（オーバーサンプリングを行っているので）●応答が遅いので，A D コンバータの入力を高速に切り替える用途には向かない●

変換レートが高くなると消費電流が増える（オーバーサンプリングを行ってい
るので）

33

できるだけ高精度に A D 変換するには● カタログ通りの分解能は実現できない
ΔΣ型 A D コンバータの大きな特徴として，高い分解能があります．ところが，
データシートに記載されている分解能の仕様が 24 ビットだからといって，DC の測定精度が実力で 24 ビットあるわけではありません．実際に使ってみると 16 〜 18 ビ
ット程度です．
表 3 2 に，フルスケール電圧（V FS ）が 5V のときの A D コンバータ IC の分解能と1LSB の関係を示します．5V を 224（24 ビット）で分解したときの 1 ビット分の電圧（1LSB）は表からV FS の 0.000006％です．これは ppm で表すと 0.06ppm で，dB で表3 3 できるだけ高精度にA D変換するには071

[ 表 3 2] A D コンバータの分解能と 1LSB（V FS ＝ 5V の場合）
分解能 N V FS を分解［ビット］ する数 2N
8
16
18
20
22
24

1LSB［μV］

256
65536
26214410485764194304
16777216

19600
76.5
19
5
1.2
0.3

VFS に対する 1LSB の割合［％］ ［ppm］ ［dB］
0.39
3906
− 48
0.001515− 96
0.00044− 108
0.00011− 120
0.0000240.24− 132
0.000006
0.06
− 144

すと−144dB です．概略 20 ビットの 1LSB が 1ppm です．表 3 1 を見て分かるように，
実際の IC の誤差は数 ppm 以上で，現状ではまだ 20 ビットの精度にすら至っていません．雑音や温度係数から考えると，24 ビットの世界というのは想像を絶する世界なのです．
● 16 ビット程度以上の精度ならキャリブレーションは必須
例えば LTC2440（ リニアテクノロジー）で説明します．この IC は，ゲイン誤差
10ppm（30ppmmax）ですから，これは表 3 2 から約 16 ビット（14 ビット min）です．
LTC2440 のフルスケールを 5V とすると，オフセット誤差 2.5μV（5μVmax）は 21 ビット（20 ビット min）
相当です．積分非直線性誤差（リニアリティ）は 5ppm（15ppmmax）
ですから，これは約 18 ビット（16 ビット min）
相当です．
これらの情報から，LTC2440 の DC 精度はそのまま使うと約 16 ビットと推測できます．ただし，これらの誤差はキャリブレーション（校正）によって補償できるので，温度ドリフトの方が問題になります．LTC2440 の温度ドリフトは小さいので，
キャリブレーションをこまめに行うことで測定精度を上げられます．
ΔΣ型 A D コンバータは原理的に積分非直線性誤差を非常に小さくでき，しかもそのカーブも単調なので，キャリブレーションが他のタイプの A D コンバータより楽にできるメリットがあります．
● 精度は雑音によっても制限されてしまう
A D コンバータに雑音が混入すると測定データはバラツキます．LTC2440 の出力雑音は 0.2μVRMS（変換レートが 6.9sps のとき）です．コラムで解説しているように，P P 値を考えるには 6.6 倍すれば良いので 0.2 ×6.6＝1.32μVP P です．これは約
22 ビット相当になります．
変換レートが高くなると図 3 2 のように雑音が大きくなります．変換レートが

072

第3章

ΔΣ型 A D コンバータの活用ノウハウ

実効値雑音［μV］

100

VCC ＝5V
Vref ＝5V
Vin ＋＝Vin − ＝0V

10
2μV ＠ 880Hz
1200nV ＠ 6.9Hz

0.1
1

10

100
変換レート［Hz］

1k

10k[ 図 3 2（8）] 24 ビットΔΣ型 A D コンバータ IC LTC2440 の雑音の実効値と変換レートの関係

880sps のときは 2μVRMS ですから，P P 値は 2×6.6 ＝ 13.2μVP P となって約 16 ビッ
ト相当になります．
DC 電圧測定時に変換レートを高く設定してしまうと，測定データのバラツキが大きくなります．DC 電圧を測定するときは，なるべく変換レートを下げるようにした方が精度の良いデータが取れます．得られたデータをディジタル・フィルタで帯域制限してもよいのですが，変換レートを下げる方が効率的です．
▲

アンプ内蔵型は便利だが雑音の面では不利
最近のΔΣ型 A D コンバータの中には PGA（プログラマブル・ゲイン・アンプ，

増幅率を変えられるアンプ）を内蔵したものがあります．PGA を内蔵したΔΣ型
A D コンバータは，センサ信号を直接入力できるため回路の小型化が可能です．
これらの IC は，アンプを内蔵しないものに比べて入力フルスケール電圧が小さ
いため（例えば数十 mV），雑音の影響を大きく受けやすい欠点があります．したがって，PGA 内蔵型では特に雑音の小さなものを選ぶようにしてください．
● オフセット誤差をなくす回路を搭載した品種もある
表 3 1 に示したように，A D コンバータも 24 ビット・クラスにもなるとオフセッ
ト誤差 VOS も精度に大きく影響してします．そのため，ΔΣ型 A D コンバータでは内部の積分器に直流オフセットを原理的にゼロにできる特殊な OP アンプ（チョッ
パ型 OP アンプ）が使用されています．
AD7730（アナログ・デバイセズ）では図 3 3 のように，ディジタル的なオフセッ
ト補償技術を使用しています．まず，入力電圧は入力マルチプレクサで交互に切り3 3 できるだけ高精度にA D変換するには

073

C

o

l

u

m

n

雑音による影響は実効値を 6 〜 6.6 倍したピーク値で考える
通常，雑音の大きさは RMS 値（実効値）で表されます．図 3 A のようにランダムで発生する雑音はガウス分布するので，標準偏差σと実効値は等しくなります．一方，実効値とピーク・ツー・ピーク値（以降 P P 値）の関係は図 3 B のようになります．
実際の回路で考えると，実効値は平均的な特性を表すので，バラツキなどを含めた性能の実力値を評価するときには P P 値の方が適当です．一般的には，RMS 値
を 6.6 倍した値を P P 値とします．ほぼ 99.9％の確率（時間の割合）で，ノイズはこのピーク値を越えません．
特性を良く見せようとしたら P P 値＝ 6.6×（実効値）ではなく，2×（実効値）にす
れば良さそうですが，これだと 32％の確率でノイズがこのピーク値を越えてしまうので，実験してみたらすぐに性能が悪いことに気づかれてしまうでしょう．
逆に 12×（実効値）のように P P 値を厳しい仕様にすると，雑音がピーク値を越え頻度［％］

σ（実効値ノイズ）0

ノイズ・レベル［V］

ピーク・ツー・ピーク・ノイズ[ 図 3 A] ランダム雑音の標準偏差と実効値

替えられます．CHOP 端子を “L” にするとΔΣ変調器の入力電圧V in（CHOP=0）は，次式になります．

V in（CHOP=0）=V Ain（+）−V A in（−）+V OS ………………………………………… （3 1）
ただし，V Ain（+），V Ain（−）；差動入力の正側，負側の電圧
一方，CHOP 端子を “H” にすると変調器入力電圧V in（CHOP=1）は，次の通りです．

V in（CHOP=1）=V Ain（−）−V Ain（＋）+V OS ………………………………………… （3 2）変調器出力は出力マルチプレクサによって交互に切り替えられます．前述と同じ

074

第3章

ΔΣ型 A D コンバータの活用ノウハウ

る確率はわずか 0.0000002％しかありません．今度はオーバ・スペックと思われてしまい，「もっとスペックを下げてその分安くしてくれ」という要求が出てくるでしょう．結局，P P 値は雑音の実効値の 6.6 倍，あるいは±3σ（＝6×実効値）が一
般的です．
余談ですが，「±6σ（12σ）で実験器の評価をしてほしい」との依頼を受けたことがありました．筆者の経験では±3σ（6σ）が一般的と思っていたので，
±6σ
（12σ）
の話は寝耳に水でした．
「12σと 6σはたかだか 2 倍の差」とあなどっては大変なことになります．図 3 B に示していますが，6σと 12σでは測定時間に大変な開きがあります．大雑把に計算しても 0.27％ /0.0000002％＝1.35×106 倍もの差が生じてしまいます．
見積もりの段階でこのような話があれば多少の心構えもできたのですが，後出しに近いものでしたので，「筆者のところではこのような測定は困難」とお断りさせて頂きました．世の中には大変な世界もあるものだと驚かされた一件でした．

雑音電圧

実効雑音の値に 仮定したピー
対するピーク・ ク・ツー・ピー
ツー・ピーク雑音 ク値を越える時の仮定の比［倍］ 間の割合［％］
2
32
3
13
4
4.6
5
1.2
6
0.27
6.6
0.1
7
0.046
8
0.006
12
0.0000002

たまに越えることがある

RMS値

ピーク・
ツー・
ピーク値
の仮定

[ 図 3 B] 雑音の実効値とピーク・ツー・ピーク雑音の関係

入力マルチプレクサ

VAin（＋）
VAin（−）

01

VOS

出力マルチプレクサ
ΔΣ変調器

Vin（＋）Vin0
1

Vin（−）

−1

0
1

Vout
ディジタル回路へ

0（ L ）または1（ H ）CHOP[ 図 3 3] オフセット誤差をキャンセルする AD7730 のチョッピング動作

3 3 できるだけ高精度にA D変換するには

075

第

6

章

逐次比較型 A D コンバータの使い方
分解能と速度のバランスがよくさまざまな用途に応用できる
逐次比較（SAR）型 A D コンバータもよく使われている A D コンバータで，多くの IC メーカから市販されています．分解能や精度はΔΣ型に譲りますが，
比較的サンプリング・レートの高い品種が多く，低消費電力で多入力にしやすいといった特徴から，多くの分野で使われています．ワンチップ・マイコンに内蔵された A D コンバータも多くの場合，この SAR 型です．

逐次比較
（SAR；Successive Approximation Register）型 A D コンバータは，速度，精度，価格の点で非常にバランスのとれた A D 変換方式で，多くの IC メーカ
から市販されています．
表 6 1 に，
比較的高分解能・高速な逐次比較型 A D コンバータの一例を示します．
表では 16 ビットの品種を多くとりあげましたが，実際には 8〜12 ビットの汎用タイプが人気のようです．変換原理上，同時サンプリング…複数入力を同じタイミング
でサンプリングする用途に向くことから，入力が多チャネルな IC も増えています．
複数信号の時間差や位相差をディジタル解析するには同時サンプリングが必須です．

61

逐次比較型 A D コンバータの長所と短所● サンプリング周波数をいくらでも下げられる
逐次比較型の最大の特徴です．
極端な話では，
サンプリング信号がワンショット・
パルス（そのとき 1 回だけ交換）でも良いということです．当たり前のように思えますが，ほかの A D コンバータではそうはいきません．
ΔΣ型 A D コンバータはオーバーサンプリングをするため，サンプリング信号は連続信号である必要があります．必要なときだけ A D 変換することはできず，常に A D 変換し続けなければいけません．また，後で紹介する高速 A D コンバータ
では，サンプリング周波数が数 M〜数十 MHz というように周波数範囲が決められ

6 1 逐次比較型A Dコンバータの長所と短所

153

[ 表 6 1] 逐次比較型 A D コンバータの例
ノー・ミッシ 変換時間
分解能
ング・コー
max
［ビット］
ド［ビット］ ［μs］

型名

ADS8422IB

16

16

ADS8372IB

16

16

ADS8322YB

16

15

ADS8364Y

16

14

TLC454116

AD764118

AD7621

16

AD749012AD726612

AD767616

AD7686C

16

AD768816

AD7656B

16

LTC1608A

16

LTC160416

LTC141212

LTC1408

14

MAX127612

積分非直線 微分非直線
性誤差
性誤差
［LSB］
［LSB］

0.18
1
（4 Msps） （2max）
1.16
0.35
（0.6 Msps） （0.75max）
1.6
3（0.5 Msps） （6max）
̶̶
3（0.25 Msps） （8max）

0.7（1.5max）
0.25（0.5max）
̶̶
1.5

オフセット
誤差
［mV］

ドリフト
［ppm/℃］

0.25（0.5max）
0.25（0.75max）
0.5（1max）
0.05（2max）

̶̶（− 1min， （3.5max）
2max）
̶̶
0.5
2
15 LSB18（− 1min，（2 Msps） （3max）＋ 2max）
̶̶
0.333typ1
1630 LSB（− 1min，（3 Msps） （2max）＋ 2max）
̶̶
0.8
̶̶
12
（− 0.95min 〜 （8 LSBmax）（1 Msps） （1max）＋ 1.5max）
0.5
0.5
12
（0.99max） （7 LSBmax）（2 Msps） （1max）
1.25μs̶̶16̶̶
（8 LSBmax）（0.5 Msps） （1max）
̶̶
̶̶
0.6
0.1
16
（− 1min，（0.5 Msps） （2max）（1.6max）＋ 1.5max）
̶̶
0.4
0.4
0.1
16
（0.5 Msps） （1.5max）（1max）（1.6max）
16
3.1
10.004％
̶̶（25℃） （0.25 Msps） （3max）（0.023max）
1.8
0.5
0.05％
16
̶̶
（0.5 Msps） （2max）（0.125max）
16
2.8
0.05％
1
̶̶
（15min） （0.333 Msps） （4max）（0.15max）
0.333
0.35
0.25
2 LSB
12
（3 Msps） （1max）（1max） （6 LSBmax）
1
0.667
0.5
̶̶
14
（3max）（0.6 Msps） （3max）
0.556
̶̶
̶̶
12
（6 LSBmax）（1.8 Msps） （1.25max） （1max）
̶̶

̶̶
̶̶
（0.2 Msps） （2.5max）

0.2
0.2
̶̶
0.8
̶̶

0.5

1

̶̶
̶̶
̶̶
0.3
0.3
̶̶
0.5
0.5
̶̶
̶̶
1

TI：テキサス・インスツルメンツ，ADI：アナログ・デバイセズ，LT：リニアテクノロジー，

154

第6章

逐次比較型A Dコンバータの使い方

ゲイン
SNR
誤差
ドリフト
［dB］
［％］ ［ppm/℃］
0.05（0.1max）

2（0.075max）

1.5

0.12
（0.25max）
0.05（0.25max）

̶̶
2

電圧/電流
［V/mA］

内部基準電圧
メーカ
［V］

93
5/24
4.096
（10 kHz）
3/12（6 ppm/℃）
4.096
93.5
5，3.3/22（25 ppm/℃）（1 kHz）
83
2.50
5/17
（100 kHz）（20 ppm/℃）
83.2
5/80，5/2.5
2.50（100 kHz） 2.7 〜 3.6/0.2 （20 ppm/℃）

̶̶（2 mVmax）

̶̶85（15 kHz）

5/3.5

̶̶

̶̶
（0.25max）

1

93.5（20 kHz）

2.5/23
2.5/2.5

2.048（10 ppm/℃）̶̶（0.38max）

2

90（20 kHz）

2.5/25
2.5/3.6
2.3 〜 3.6/1

2.048（7 ppm/℃）

̶̶（2max）

̶̶

69.5min.
2.7 〜 5.25/2.5（50 kHz）

̶̶（2.5max）
̶̶（22 LSBmax）
2（6max）
2（6max）
0.22（0.75max）
0.125（0.25max）
̶̶（0.25max）
̶̶（15 LSBmax）
2 mV（12 mVmax）（6 LSBmax）

̶̶
̶̶
0.3
0.3
̶̶
15
15
15
1
2

71min.
2.7 〜 5.25/2.5（50 kHz）
94
2.7 〜 5.25/6.4（20 kHz）
92.7
5/9.5，5/3.9（20 kHz） 2.1 〜 5.25/0.037

TI
6ch 同時サンプリング

̶̶
̶̶

備考

16ch 入力
ADI

3ch 入力を 2 回路

̶̶
̶̶

95.5
5，2.3 〜 5，1.8
̶̶（20 kHz） 〜 5/3.75 mW
86.5± 5 〜± 15，
2.500（50 kHz）
5，3 〜 51 （6 ppm/℃）
90＋ 5/222.500（5 kHz）− 5/32（15 ppm/℃）
90＋ 5/182.500（5 KHz）− 5/26（15 ppm/℃）
LT
72.5＋ 5/122.500（100 kHz）− 5/18（15 ppm/℃）
79
2.500
2.7 〜 3.6/5（300 kHz）（15 ppm/℃）
70
5/8
4.096
MAX
（525 kHz） 1.8 〜 5/1 （50 ppm/℃）

6ch 同時サンプリング

6ch 同時サンプリング

MAX：マキシム・インテグレーテッド・プロダグツ

6 1 逐次比較型A Dコンバータの長所と短所

155

ているものが多くあります．
サンプリング周波数を自由に下げられることで得られるメリットは何でしょうか．例えば FFT アナライザを挙げることができます．FFT アナライザは，周波数レンジがたくさんあります．例えば，
1Hz〜100kHz，あるいは 1m〜10kHz などです．
この間をさらに細かく（1/3/5）分割できます．これら多くの周波数レンジに対応す
るには，サンプリング周波数を自由に選べる逐次比較型 A D コンバータがうってつけなのです．ほかの方式でも同様のことはできますが，複雑で大変です．
ワンショット・パルスでも測定できることを利用して，測定したい信号が入力されるときだけ A D 変換し，それ以外のときは動作を停止させれば，平均消費電流を小さくすることもできます．
● 入力チャネル数を簡単に増やせる
逐次比較型 A D コンバータは，A D 変換する間だけ信号を用意できればよいので，信号切り替え器を使って入力チャネル数を簡単に増やせます．
複数の入力信号から一つの信号を選ぶ切り替え器をマルチプレクサと呼びます．
非常に多いチャネルの A D 変換が必要になったときは，マルチプレクサと組み合わせることで，安価にシステムを構築できます．A D 変換のタイミングを自由に選べる逐次比較型ならではといえます．逐次比較型 A D コンバータ IC のなかにはマルチプレクサを内蔵しているものも多くあり，通常は 4〜16 チャネル程度です．マ
ルチプレクサを外付けすると数十〜数千チャネルまで増やせます．
● 16 ビット以上の分解能だと精度が十分でない場合も逐次比較型 A D コンバータでは，高分解能な IC ほど微分非直線性（DNL ）という特性が悪化する傾向にあります．1 ビット当たりの電圧幅が理想よりずれてしまう
誤差です．

DNL の単位は LSB（最下位ビットの大きさ）で表します．0.5LSB 以下であれば優秀だといえます．DNL が±1LSB 以上になると，出力コードが存在しない，通称ミス・コードやミッシング・コードと呼ばれる現象が起きる可能性があります．さらにDNL が悪化して±1LSB を大きく越えると，アナログ入力が増加しているにも関わらず，出力コードが減少するといった非単調増加特性（non monotonicity）を生じます．非単調増加特性は非単調性とも呼ばれます．
非単調増加特性は，応用によっては大きな問題になることがあります．例えば自動制御への応用で，A D コンバータを使って帰還回路を構成する場合，使用する

156

第6章

逐次比較型A Dコンバータの使い方

第

7

章

逐次比較型 A D コンバータのしくみ
非直線性の発生原因とサンプル＆ホールド回路の必要性を理解する
逐次比較型 A D コンバータは，サンプリング・レートの条件がゆるいので，
アンチエイリアシング・フィルタが必要なことを除けば，最も使いやすい A D
コンバータといえます．そのかわり，誤差がΔΣ型に及ばなかったり，IC によってはサンプル＆ホールド回路を別に用意する必要があります．その理由は，動作原理から理解するとしっかり把握できます．

71

アナログ電圧をディジタル・データに変換するしくみ

図 7 1 に示すように，逐次比較型 A D コンバータは，D A コンバータ，コンパレ
ータ，逐次比較レジスタ（SAR），クロックの 4 ブロックから構成されています．実際の IC では，変換動作の間入力電圧を保持するサンプル＆ホールド・アンプが×の箇所に入っています（古い品種では内蔵していないものもある）．
クロック内蔵の IC であれば，アナログ信号を入力するだけで A D 変換できます．
● 変換のしくみは天秤を使った計測方法と同じ
逐次比較型 A D コンバータの動作は，図 7 1（b）のように天秤で重さを量るときの動作によく例えられます．分解能が 4 ビットの場合，1g，2g，4g，8g といった 2進数の重みづけ（バイナリ・ウエイト）を持ったおもりを用意し，天秤の片方の皿に被測定物を乗せます．
今回は話を簡単にするため，D3 〜 D0 の 4 ビットにします．最も重いおもりの 8g
は，最も重み付けの大きいビット（MSB）の D3 に相当し，最も軽い 1g は，最も重み付けの小さいビット（LSB）の D0 です．
被測定物の重さを 5g としましょう．変換の手順は次の通りです．
① 最も重いおもり（この場合は 8g）を，もう一方の天秤皿に乗せて比較します．
この場合は，おもり合計＞被測定物 なので，8g は取り去り，D3 ビット

7 1 アナログ電圧をディジタル・データに変換するしくみ

181

ここにサンプル＆ホールド・アンプが入る
コンパレータ（Vin とVDAC を比較する）
コンパレータの結果により A-D 変換
データを 1 にするか 0 にするかを
決定する
アナログ
入力

Vin
VDAC

逐次比較

DN -1

レジスタ
D-A
（SAR）
コンバータ
⁝
⁝⁝
（DAC）

A-D
変換データ
（ N ビット）

D0
変換終了
内部クロックの場合
A-D 変換時間は固定

クロック

変換開始

（a）内部ブロック図

比較①一番重い8gを天秤に乗せDUT（5g）と比較．天秤皿＞
DUTだったのでD（MSB）
ビットは 0（おもりは取り去る）
3
比較③ 4gの次に重い2gをDUTと比較．天秤皿＞DUTだったのでD1ビットは 0（2gは取り去る）

天秤皿の重さ［g］
（DUT）

10

8g

5

0

比較④ 2gの次に重い1gを天秤皿に乗せ，DUTと比較．天秤皿＝DUTだった
のでD0ビットは 1（変換終了）

6g
4g

5g

D3 D2 D1 D0
（MSB）
変
換
開 0 1 0 1
始

比較② 8gの次に重い4gを天秤皿に乗せ，DUTと比較．天秤皿＜DUTだったのでD2ビットは 1（おもりはそのまま）
時間
変
換
終
了

合計＝4g（D2）＋1g（D0）＝5g
DUT（被測定物） バイナリ・ウェイトを持つおもり群

天秤（b）変換のしくみ[ 図 7 1] 逐次比較型 A D コンバータの動作原理

182

第7章

逐次比較型A Dコンバータのしくみ

（MSB）は ʻ0ʼ とします．
② 8g の次に重い 4g のおもりを天秤皿に乗せて比較します．今度は，おもり合計＜被測定物 なので，4g は乗せたままにして D2 ビットを ʻ1ʼ にします．
③ 4g の次に重い 2g のおもりを追加（合計 6g）して比較します．今度は重くな
り過ぎ，おもり合計＞被測定物 なので，2g のおもりは取り去って D1 ビッ
トを ʻ0ʼ にします．
④ 最後に，一番軽いおもり 1g を天秤皿に乗せて比較します．その結果，天秤は平衡したので D0 ビットは ʻ1ʼ にします．このときのおもりの合計，すなわ
ち 5g が被測定物の重さになります．最終的な出力データは “0101” が得られます．
● その名の通り上位ビットから逐次，比較していく
逐次比較型 A D コンバータはこれらの動作を電気的に行います．天秤はコンパ
レータ，D A コンバータはおもり群に相当します．おもりを乗せたり取り除いたりする作業は，逐次比較レジスタが行います．
上位ビットから順番に比較して値を決めていくので，変換中はアナログ電圧を変えないようにします．そのため，サンプル＆ホールド・アンプのホールド機能を用います．
変換のしくみから分かるように，逐次比較型 A D コンバータは比較動作がビッ
ト数分必要です．ビット数が多くなるほど変換時間が長くなってしまいます．その代わり，内蔵の D A コンバータに多ビットで高精度なものを使用すれば，精度の良い変換ができます．

72

逐次比較型で問題になりやすい非直線性誤差

逐次比較型 A D コンバータの性能は，前述の天秤の例ではおもりの精度，すな
わち D A コンバータの精度にかかっています．D A コンバータの精度が悪いと，補正がしにくい誤差である非直線性が悪化します．
● 逐次比較型で問題になるのは微分非直線性誤差DNL
微分非直線性誤差（DNL ；Diﬀerential Non Linearity）は，マルチビット・タイプの逐次比較型 A D コンバータや，第 9 章で紹介する高速型 A D コンバータでは非常に重要な仕様です．ΔΣ型 A D コンバータではほとんど発生しないので，問題にな

7 2 逐次比較型で問題になりやすい非直線性誤差183

りません．
微分非直線性誤差とはディジタル・コード 1LSB の変化に対するアナログ入力変化の度合いです．図 7 2（a）
は 3 ビットの場合の理想的な A D コンバータの入出力特性です．アナログ入力 1LSB の変化ごとに，ディジタル出力もちゃんと 1LSB ずつ変化しています．このときのDNL をゼロとします．図 7 2（b）では，ディジタル出⑧

ディジタル出力コード

111
⑦

110
⑥

101
⑤

100
④

011
③

010
001

②
①

000
0

1LSB（DNL ＝0）

1LSB（DNL ＝0）

1LSB（DNL ＝0）

q ＝1LSB

1LSB（DNL ＝0）

1LSB（DNL ＝0）

1LSB（DNL ＝0）
1

2

3
4
5
アナログ入力［V］

678（a）分解能3ビットの理想入出力特性（DNL＝ 0）

入出力特性が 5a の A-Dコン
バータではミッシング・コード（ 100 ）あり

ディジタル出力コード

111

⑦

110
5a ⑥
101

5 のA-Dコンバータ
ではミッシング・コ
ードなし

100

④

011
③

010
001

⑧

②
①

000
0

1LSB（DNL ＝0）⑤ 0.5LSB（ DNL ＝−0.5LSB）
0.5LSB（ DNL ＝−0.5LSB）

2.5LSB（ DNL ＝＋1.5LSB）

0.5LSB（DNL ＝−0.5LSB）

1LSB（DNL ＝0）
1

2

3
4
5
6
アナログ入力［V］（b）DNL＝＋1.5LSBの場合

78[ 図 7 2] 微分非直線性DNL とミッシング・コードの関係

184

第7章

逐次比較型A Dコンバータのしくみ力が “010” → “011” の変化点に注目すると，アナログ入力は理想的な 1LSB ではなくて，それより少ない 0.5LSB で変化していることが分かります（③の箇所）．

DNL は図 7 2（a）の理想的な状態をゼロとするので，この場合の 0.5LSB 変化ではDNL ＝0.5−1＝−0.5LSB となります．逆に，ディジタル・コードが “011” → “100”の場合はアナログ入力の変化が 2.5LSB もあるので，DNL は＋2.5−1 ＝＋1.5LSB となります（④の箇所）．
このように，DNL は出力データの変化ごとの非直線性誤差を表しているので，
微分（差動）
非直線性誤差と名づけられています．簡単に言うと，微分非直線性誤差
は A D 変換の滑らかさを表していると言えます．
図 7 3 に，18 ビット 0.5Msps 逐次比較型 A D コンバータ IC AD7688（アナログ・
デバイセズ）の微分非直線性誤差を示します．この IC のDNL は＋ 0.37LSB/−0.21
LSB
（標準値）
であることが分かります．これは非常に良好な特性です．
● DNL が悪いと出力しないコードがある

DNL が± 1LSB を越えると出力コードが存在しない，通称ミス・コードや，ミッシング・コードと呼ばれる現象が起きる可能性があります．
図7 2（b）をもう一度見てください．この 3 ビット A D コンバータのDNL は +1.5/−0.5LSB でした．図中⑤で，DNL ＝−1LSB とした場合の 5a では “100” のコードが欠けます．すなわち，ミッシング・コードが生じています．

DNL =−0.5LSB にしたときの⑤ならば “100” のコードは存在しているので，ミッシング・コードは回避できています．＋側のDNL はこのようにミッシング・コー
ドを避けることが可能です．
−側のDNL では，DNL ＝−1LSB にてミッシング・コードが生じてしまいます．
1.5

正側の I NL＝＋0.37LSB
負側の I NL＝−0.21LSB

DNL ［LSB］

1.0
0.5
0

−0.5
−1.0

[ 図 7 3（5）] 出力コード DNL 特性の例（AD7688 の場合）

−1.5
0

16384

32768
出力コード

49152

7 2 逐次比較型で問題になりやすい非直線性誤差

65535

185

例えば，図 7 2（b）の③の DNL=−0.5LSB がもっと小さくなって−1LSB になった場
合を考えてみましょう．“010” のコードは存在せず，ミッシング・コードとなります．さらにDNL が悪化してDNL ＜−1LSB になると，アナログ入力が増加している に も 関 わ ら ず， 出 力 コ ー ド が 減 少 す る と い っ た 非 単 調 増 加 特 性（nonmonotonicity）
を生じてしまいます．
● 天秤とおもりの例えでミッシング・コードを理解する
最も重いおもりは 8g でしたが，精度が悪くて 7g しかなかったとしましょう．ちょうど 1LSB 分の誤差です．
被測定物が 7g なら，4g，2g，1g の合計 7g が天秤に乗って平衡しますので，デー
タは “0111” です．被測定物が 8g だと，本当は最も重いおもり 8g だけで天秤が平衡
してデータは “1000” になるはずです．ところが，8g のはずが 7g しかないので，さらに 1g 乗せたときに天秤は平衡します．つまり，出力データは “1001” になってしまいます．この状態では，7g から 8g に重さを少しずつ変えていっても “1000” という出力データは得られません．
ミッシング・コードは，MSB など重み付けの大きなビットが持つ値に，わずか
1LSB 分の誤差があるだけで発生します．LSB に対する MSB の誤差は 10 ビットなら 0.1%ですが，16 ビットでは 0.0015%ととても小さくなります．高ビットになるほ
ど，DNL を小さくして，ミッシング・コードをなくすことは難しくなります．
● 用途によってはミッシング・コードのないビット数の確認が必要
非単調増加特性は，応用によっては大きな問題になることがあります．例えば自動制御システムでは，A D コンバータを使って得たデータを使いフィードバック制
御をすることがあります．使用する A D コンバータにミッシング・コードがあると，その付近で安定点が見つかりません．加えて非単調増加特性がある場合は，局部的に負帰還が正帰還になってしまいます．

DNL ＜±1LSB ならば単調増加特性が保証されます．また，ミッシング・コードも生じません．12〜14 ビットまでの逐次比較型 A D コンバータ IC では通常，
フル・ビットまでミッシング・コードがないことを保証していますが，さすがに 16〜18
ビットともなるとオプション対応になっています．
自分の用途で非単調増加特性が必要かどうか確認した方がよいでしょう．単に「分解能が 16 〜 18 ビットあればよい」という応用であれば，それほど神経質になることはありません．

186

第7章

逐次比較型A Dコンバータのしくみ

第

8

章

アンチエイリアシング フィルタの作り方
折り返し雑音を防ぐために必要な特性をどのように考えるか
A D 変換 IC の前段に設置するアナログ・フィルタ（アンチエイリアシング・フィルタ）は非常に重要な回路ですが，部品点数が多い（次数が大きい）ので難しいと思われがちです．こつをつかめば，それほど難しいものではありません．
フィルタ回路の背景はアナログ・フィルタ設計の専門書に譲るとして，ここでは設計の要点だけ紹介します．

81

アンチエイリアシング・フィルタの仕様の考え方● アンチエイリアシング・フィルタの特性
図 8 1 と表 8 1 を見てください．これは 12 ビットの A D コンバータ用のアンチエ
イリアシング・フィルタを設計するときによく使われている仕様です．LPF のカットオフ周波数を 1 に正規化して説明します．実際の周波数は，正規化した周波数にカットオフ周波数を乗算して算出できます．
LPF はカットオフ周波数以下で信号を通過させるので，信号帯域の上限からカットオフ周波数を決めます．ただし，カットオフ周波数は振幅が−3dB などに減衰する周波数なので，信号の上限周波数をそのままカットオフ周波数にすればよいとは限りません．
［表 8 1］12 ビット A D コンバータ用アンチエイリア
シング・フィルタの仕様例
これは図 8 1 で信号帯域の上限＝カットオフ周波数を 1kHz としたときに相当する

項 目
記号
値
fP
1000 Hz
通過域の上限周波数
RP（max） 3 dB
通過域リプル
減衰量が− 70 dB になる周波数 f H
1560 HzfH における減衰量AS（min） 70 dB 以上

8 1 アンチエイリアシング・フィルタの仕様の考え方

209

信号帯域

0

サンプリング周波数 fS
1.56
2.56

−20

振幅［dB］−40−60

折り返し雑音を生じさせないようにするためには70dBの減衰量が必要

−80

−100

−120
0.1

0.5
1
2
5
入力信号の正規化周波数（ f /fP ）10［図 8 1］12 ビット A D コンバータ用アンチエイリアシング・フィルタに必要な特性
周波数は，カットオフ周波数を 1 とした相対的な表現（正規化という）● ビット数とサンプリング周波数からフィルタの仕様が決まる
本当は，正規化した入力周波数が 1 以上で無限大に減衰するロー・パス・フィル
タが理想です．しかし，現実にはそれは不可能です．入力周波数が 1 以上で急峻に減衰するフィルタを入れて，入力周波数が 1 以下に折り返される成分を十分減衰させます．このとき必要な減衰量A S（min）［dB］は，使用する A D コンバータの分解能をN［ビット］とすると，次式で求まります．

A S（min）≧6N［dB］……………………………………………………………… （8 1）
今回の例で使うのは 12 ビットの A D コンバータですから，式（8 1）より 12×6＝
72dB 以上が必要な減衰量になります．ここでは，計算のしやすさから 70dB ピッタ
リとしました．
次に，この減衰量がどのくらいの周波数で得られないと困るのかを考えます．そのためには A D コンバータのサンプリング周波数f S の値が必要です．信号帯域の上限はカットオフ周波数だとして良いでしょう．ここでは FFT アナライザなどの計測器で一般的な比率として，カットオフ周波数の 2.56 倍をサンプリング周波数f S とします．サンプリング定理通りの 2 倍ぴったりではなく，余裕をみて高くしていま

210

第8章

アンチエイリアシング フィルタの作り方

す．図 8 1 のようにサンプリング周波数 2.56 ですから，2.56/2＝1.28 以上の周波数成分は，すべて信号帯域に折り返し誤差を生じる原因となります．
信号周波数帯域の 0〜1 に折り返すのは，入力周波数f in ×（2.56−1）〜2.56 の帯域です．従って，正規化周波数 1.56 で 70dB 減衰するロー・パス・フィルタを設計す
れば良いわけです．もちろん，もっと急峻なフィルタを入れればダイナミック・レ
ンジは向上しますが，フィルタの設計がさらに大変になります．過剰仕様にならな
いように適当な値で妥協することも大事です．
後述するようにサンプリング周波数を 2.56 ではなく 5 や 10 と高くすると，傾斜のゆるいフィルタで済むため，設計がさらに楽になります．
● 仕様からフィルタ特性と次数をうまく選ぶ
アナログ・フィルタでは，カットオフ周波数から先の傾斜を決める要素に次数と特性の二つがあります．急峻なフィルタは高い次数が必要ですが，部品点数が増えると同時に，高精度な部品を使う必要が出てきます．高次のフィルタでは，製作することも困難になるので，できるだけ低い次数を目指します．
フィルタの次数はフィルタ特性で大きく異なります．代表的な三つのフィルタ特性（バターワース，チェビシェフ，連立チェビシェフ）で必要な次数を求めてみました．以降，次の記号を使用します．
（1）
通過域上限周波数f P［Hz］
通過域における最大周波数（通称カットオフ周波数）です．
（2）
通過域リプルR P max［dB］
通過域におけるリプル値（通過域精度）です．バターワース特性では通常 3dB ですが，通過域精度が厳しい応用ではバターワース特性でも例えば 0.1dB など小さい値にします．その場合，カットオフ周波数はf P より高くなるので，フィルタ次数はより高くなります．
（3）
減衰域下端周波数f H［Hz］
減衰域における最小周波数です．
（4）
減衰域最小減衰量A S（min）［dB］▼

減衰域における最小減衰量です．
フィルタ次数を小さくするにはフィルタ次数は，次の方法で小さくできます．
●

R P max を大きくする（通過域誤差が大きい）●

A S（min）を小さくする（減衰量が小さい）

8 1 アンチエイリアシング・フィルタの仕様の考え方

211

10

第

章

ディジタル アイソレータ活用ノウハウ
電源ノイズの発生源を理解して効果的に対策する
A D 変換回路は，ノイズの影響を受けやすいアナログ回路と，ノイズ源になりやすいディジタルが混在した回路です．その上，パソコンや DSP 回路など，ノイズ源となる機器と接続することも多いでしょう．このような回路では「絶縁」によるノイズ対策が非常に効果的です．現在はディジタル回路向けに作られた絶縁用 IC，ディジタル・アイソレータを使うのが便利なので，その使い方について解説します．

10 1

ディジタル回路のノイズがアナログ回路に影響するのを防ぐには● アナログ・ディジタル混在でグラウンド接続点に困ったらアイソレータの出番
アナログ回路とディジタル回路が混在したいわゆるアナ・ディジ回路では，アナログ・グラウンドとディジタル・グラウンドをどこで繋ぐかに悩むことがよくあります．言い換えると，きれいなアナログ・グラウンドと，大量にスイッチング・ノ
イズが乗っている汚いディジタル・グラウンドの分離に悩まされるわけです．
この両者を不用意に接続しようものなら，ディジタル・グラウンドからのノイズ
攻撃に悲鳴を上げること間違いなしです．
● A D コンバータにおいてグラウンドを分離する方法
図 10 1 を見てください．これはアナログ回路とディジタル回路が 1 枚の基板上に複数回路実装されたケースです．
アナログ・グラウンドはできるだけきれいにしたいので，ディジタル・グラウン
ドとは分離します．とはいえ，アナログ・グラウンドとディジタル・グラウンドとはどこかで繋がないといけませんから，電源回路のコンデンサの根元で 1 点アース
します．これをスター・グラウンドやメッカ・グラウンドと呼んでいます．
この場合，二つのグラウンド間に大きな電位が生じてしまうと IC を壊してしま

10 1 ディジタル回路のノイズがアナログ回路に影響するのを防ぐには

267

VA

VD

VA

PCボード

VD
PCボード

アナログ・
グラウンド
基板

ディジタル・
グラウンド
基板

アナログ・
グラウンド
基板

ディジタル・
グラウンド
基板

A

D

A

D

ディジタル・グラウンド基板
アナログ・グラウンド基板

バック基板

VA

電源

VD

システム・スター・グラウンド［図10 1］アナログ・グラウンドとディジタル・グラウンドを分離して 1 点で接続
スター・グラウンドと呼ばれる基本的な考え方．必要な考え方だが，実際には難しい

A-Dコンバータ

A-Dコンバータ
数百Ω程度

Ain

Dout

AG

DG

ディジタルI C

それぞれスター・グラウンドで1点アース（a）一見こう接続したいところだが…

Ain

Dout

AG

DG

R

ディジタルI C

最短で接続（b）こう接続するのが正解［図10 2］A D コンバータにある二つのグラウンドの接続方法▼

うので，通常はショットキー・バリア・ダイオードを図のように付けておきます．
A D コンバータにある二つの GND の繋ぎ方
A D コンバータ IC にも，アナログ・グラウンド AGND とディジタル・グラウン
ド DGND がありますが，この二つは基板の場合と異なり，図 10 2（b）のように IC
直近でアナログ・グラウンドに繋ぎます．その理由を説明しましょう．
このような二つのグラウンドを持つ A D コンバータ IC 内部では，ディジタル信号とアナログ信号がリークするのを防ぐために，図 10 3 のようにアナログ回路とディジタル回路でグラウンドの分離が行われています．高速で変化するディジタル
電流が B 点で発生し，浮遊容量C stray を通して A 点のアナログ信号にリークします．
通常，C stray は最小に抑えられているので，IC の性能はこれで保証されています．
あ と は， こ れ 以 上 の リ ー ク が 生 じ な い よ う に，A D コ ン バ ー タ IC の AGND と268

第 10 章ディジタル アイソレータ活用ノウハウ

VA
A

VA

ADC
または
DAC

アナログ
入出力

VD

Cstray

アナログ
回路
A

Cstray

IA

A

A

A

VD

ディジタル
回路
B

D

ノイズの多いノイズのないディジタル バッファ・ データ・バス
ラッチ

ID

AGND

DGND

A

A

⊿V

：アナログ・グラウンドD
D：ディジタル・グラウンド［図10 3］A D コンバータの内部では GND が分離されている
本来接続する必要があるグラウンドをノイズ対策のために分離している

VA
A

VA
A

A

A

VA

VD

VA

A-Dコンバータ
またはD-Aコンバータ
AGND DGND
A

電圧
リファレンス
A

VD
A

D
バッファ・
ラッチ

A

D

クロック・
ジェネレータ
A

その他の
ディジタル
回路へ

VA
A

A
D

：アナログ・グラウンド：ディジタル・グラウンド［図10 4］A D コンバータがある回路でのグラウンドや電源の処理方法
D A コンバータなど，アナログとディジタルが共存する回路なら同様に処理する

DGND を最短距離で繋ぐことが必要です．
DGND を接続するリード線にインダクタンスがあると B 点により大きなディジ
タル・ノイズが発生し，C stray を通してアナログ信号にリークしてしまいます．従って，図 10 4 のように配線します．A D コンバータ以外の IC からのリークを抑えるために，図 10 2（b）のように A D コンバータの出力に数十〜数百Ω程度の抵抗▼を付けておきます．

L によりもっと積極的に分離する場合もある

図 10 5 は，アナログ・グラウンドとディジタル・グラウンド間にインダクタLを挿入し，グラウンド分離をさらに積極的に行った例です．この場合もインダクタ

10 1 ディジタル回路のノイズがアナログ回路に影響するのを防ぐには

269

A-Dコンバータ

R

Ain

AG

ディジタルI C

DG

Lを入れるときはショットキー・バリア・
ダイオードで保護すること［図10 5］グラウンドの分離をより徹底したい場合は L を使う
ショットキー・バリア・ダイオードは二つのグラウンドに電位差を作らないために挿入する

ディジタル・アイソレータ

アナログ入力

A-D
コンバータ

ディジタル
回路

絶縁

［図10 6］ディジタル・アイソレータを使うとアナログ部とディジタル部のグラウンドを確実に分離できる
コストは上がるが，グラウンドの引き回しに悩む必要がなくなる

L と並列にショットキー・バリア・ダイオードが必要です．
● ディジタル・アイソレータを使う方法が効果的
しかし，一所懸命グラウンド分離を行っても，期待通りのSNR が得られるとは限りません．なぜなら，基板のアートワークに大きく左右されるからです．そんなときにはディジタル・アイソレータ IC を使うのが効果的です．図 10 6 に示すように，確実にグラウンドを分離することができます．

10 2

コモン・モード・ノイズの影響を避けるにも絶縁が有効

A D 変換回路はパソコンや大きなシステムと接続する場合が多いでしょう．このとき，ノイズに悩まされることがよくあります．それはコモン・モード・ノイズが原因です．

270

第 10 章ディジタル アイソレータ活用ノウハウ

装置Aまたは回路A

静電容量を
介して結合

装置Bまたは回路B

伝送線

出力

入力

Rin
VCM

VCM

VCM（ノイズ源）（a）ノイズ発生源となる装置が近くにあり，浮遊容量による結合によってコモン・モード・ノイズが侵入するケース
装置A（回路A）装置B（回路B）
電源

出力

入力

RL

IS 1

VS

VS

IS 2

Iout

r

Iout ＋ IS 1

VCM

r
配線抵抗

（b）電源と装置Bが共有するグラウンド（配線プリント･パターン）に回路電流が流れるケース
装置A（回路A）装置B（回路B）
入力

出力

VS

接地A

VCM

接地B

（c）装置の各接地場所の間に生じている電位差がコモン･
モード・ノイズとなるケース［図10 7］コモン・モード・ノイズの発生源と回路への影響● コモン・モード・ノイズ発生のしくみ
図 10 7 に示すのは，コモン・モード・ノイズの発生源と回路への影響の仕方です．コモン・モード・ノイズは，●

入力装置側（計測器など）のグラウンド電位と，出力装置側（センサなど）のグ
ラウンド電位の違い●

誘導電圧などによって簡単に発生します．そして入力装置と出力装置との距離が離れている

10 2 コモン・モード・ノイズの影響を避けるにも絶縁が有効271