カレントダブラと降圧チョッパに基づく
2 kW 絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータ
松下由憲＊（静岡大学，矢崎総業） 野口 季彦 (静岡大学)
石居 真，田口 範高（矢崎総業）

2-kW Dual Port DC/DC Converter with Galvanic Isolation Based on Current-Doubler and Buck Chopper
Yoshinori Matsushita＊(Shizuoka University, Yazaki Corporation), Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)
Makoto Ishii, Noritaka Taguchi (Yazaki Corporation)

1. はじめに

S1

S2

L1

近年，バッテリーを電源とする小規模な直流給電システ

Vtxs

ムでは，様々な機能の電動化により負荷の数や供給すべき電力が増加している。このようなシステムでは更なる低損

L2Vin失化のために，一部の負荷給電電圧を高圧化する手法が採S5られている。しかし，高電圧用と低電圧用の DC/DC コンバC1 Vout1

S6L3ータを 2 台用いるとシステムの体格が増大するため，1 入力

S3S42 出力のデュアルポートコンバータを検討する必要がある。

D1

C2 Vout2L4D2

筆者らは，これまでにカレントダブラと降圧チョッパが複Fig. 1. Proposed dual port DC/DC converter.

合した回路に基づく絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータを提案し，最大 1 kW 出力での運転特性を報告した。本

Table 1.

稿では 2 kW 出力時の特性評価を実施したので報告する。

2. 回路構成と動作原理提案回路を Fig. 1 に示す。入力電圧 Vin の H ブリッジインバータ，高周波トランス，2 つの異なる電圧を出力する整流回路から成る絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータでOperation modes of proposed circuit.

Operation modeVtxs
S5S6ある。一次側の H ブリッジインバータと高周波トランスはOperationmodes既存の単純な構成であり，二次側の整流回路で 2 出力化しVtxs

1211off―

21on―

3430――

54-1―
off

5-1―on60――

6ている点に特徴がある。その整流回路は，L1, L2, D1, D2, C1によるカレントダブラ（出力電圧 Vout1）と，S5, S6, D1, D2,L3, L4, C2 による降圧チョッパ（出力電圧 Vout2）が統合された構成をもっている。D1, D2 は両回路に共用されており，部品点数を削減する効果がある。

IL1IL2Table 1 に提案回路の動作モードを，Fig. 2 に各動作モード

S5における回路主要部の波形を示す。動作モードは全部で 6S6つ存在し，それらは H ブリッジインバータによって与えられる 3 レベル電圧に対応するトランス二次側電圧 Vtxs，及び二次側回路内のスイッチング素子 S5, S6 の状態によって決まる。ここで，Table 1 における Vtxs の状態 1, 0, -1 はそれぞれ 3 レベル電圧の正，0，負を表し，S5, S6 の状態「―」は

IL3
IL4Fig. 2. Operation modes of proposed dual port DC/DC converter.

状態を問わないことを意味している。Table 1, Fig. 2 より，S5 の状態によらず，L1, L2, L3, L4 は全て放電する（mode 3）。

Vtxs が正，S5 が off のとき L1 が充電し，L2, L3, L4 は放電す

その後は，Vtxs の正と負，S5 と S6，L1 と L2，そして L3 とる（mode 1）。Vtxs が正のまま S5 が on することで，L1, L3L4 がそれぞれ入れ換わり，同様の挙動を示す（mode 4～が充電，L2, L4 が放電する（mode 2）。Vtxs が 0 になると，mode 6）。

2 kW 動作時の電源投入から定常状態までの出力電圧 Vout1,Vout2 及び Iout1, Iout2 の波形を Fig. 3 に示す。なお，高周波駆動による受動素子の小型化のため，本回路の駆動周波数は400 kHz とした。
出力電圧 Vout1 は指令値 48 V に対して 49.5 V±1.6 V, Vout2 は指令値 12 V に対して 12.1 V±1.6 V で制御されている。指令値との制御偏差は，電圧フィードバックに用いた分圧抵抗の誤差によるものである。一方，出力電流
Iout1 は 29.8 A±0.5 A，Iout2 は 36.0 A±2.0 A であった。この結果より，提案回路で異なる出力電圧の同時独立制御が可能

Output Current (A) Output Voltage (V)

3. 動作確認と効率評価結果

60

Vout1
Vout25040302010050Iout1Iout24030201000.0であることが示された。

0.2500

横軸を Pout1，縦軸を総合効率とした効率測定の結果を Fig. 5450に示す。効率は Pout2 の値によらず上に凸の形を示し，測定

400

Pout2 (W)の間に 3 点取ることとし，合計 27 点で効率の測定を行った。

350200150

Fig. 6 に全測定点 27 点のうちの 15 点における損失分離結

19 2021 2223242526 27

10 1112 1314151617 18

13 45678800

1000 1200 1400 1600

25074.7 %（条件 24）であった。

10002200

400600果を示す。ここでは，一次側インバータ損失（一次側損失），Fig. 4. Measured operation points.

次側損失），二次側スナバ損失の 4 種に分離した。Fig. 6 より条件 1～9, 10～18, 19～27 のそれぞれに着目すると，Pout2は，一次側インバータの電流増加と S1～S4 の通流時間増加による導通損の増加である。一方，二次側スナバ損失は，電力条件がスナバ回路に流れる電流値に与える影響が少な

85

Total efficiency (%)

少する傾向が見られた。一次側損失の割合が増加する原因

9

Pout1 (W)

トランス損失，スナバ回路損を除く二次側整流回路損失（二一次側損失の割合が増加し，二次側スナバ損失の割合が減

1.0

300

Pout2 = 296 W，439 W のときはそれぞれ 76.8 %（条件 15），が一定のときはその値に関わらず Pout1 が増加するにつれて0.8Fig. 3. Dual port output waveforms.

は 100 W から 1500 W の間に 9 点，
Pout2 は 150 W から 450 W

効率最大値は，Pout2 = 148 W のとき 79.3 %（条件 6）であり，0.6Time (s)Fig. 4 に効率測定を行った両出力電力の条件を示す。Pout1範囲内に最大効率点をもつ結果となった。各 Pout2 における0.4く，電力条件によらずほぼ一定であるため，他の損失と比65480375

12270

11 216560013221440060089152416 171825 2627
Pout2 ≈ 148W
Pout2 ≈ 296W
Pout2 ≈ 439W

231201019200

7800

1000 1200 1400 1600

Pout1 (W)

較して相対的に割合が小さくなったと考えられる。

Fig. 5. Efficiency vs. total output power.

4. まとめSnubber loss
Secondary side loss without snubber
Transformer loss
Primaly side loss本稿では，カレントダブラと降圧チョッパを統合した二次側回路を有する 400 kHz 駆動 2 kW 級の絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータを試作し運転特性の評価を行った。
ッパ側の出力電力 148 W のときの 79.3 %であった。
文献(1) 松下・野口・石居・田口:「カレントダブラと降圧チョッパに基づく 1 kW 絶縁形デュアルポート DC/DC コンバータ」
令和 2 年 半導体電力変換/モータードライブ合同研究会,
SPC-20-032, MD-20-032 (2019)(2) 山本・松井・森・八尾: 「負荷多分割形チョッパの提案」
IEE Trans on IA，Vol. 124，No. 2，pp. 230- 237 (2004)

100Rate of power loss (%)

最大効率はカレントダブラ側の出力電力 945 W, 降圧チョ

24805242 401616213446 4122 172038 3121281219 1418177 15201771416 18 10 81320 20171522 2020 1840 10 1015124944 46
2040 48 34 34 41 4335 3829 31 32
2760

0
1 3 5 7 9 10 12 14 16 18 19 21 23 25 27

Measurement points
Fig. 6. Loss analysis result of each operating point.