MD-19-069
HCA-19-009

三次元磁路を利用した透磁率変調技術と可変界磁 PM モータへの応用
岩間清大＊

野口季彦

青山真大（静岡大学）

Technology of Permeability Modulation Utilizing 3D Magnetic Pathand Application to Variable Magnetic Flux PM Motor
Kiyohiro Iwama＊, Toshihiko Noguchi, Masahiro Aoyama, (Shizuoka University)
A variable magnetic flux PM motor utilizing permeability modulation is proposed in this paper. The proposed motor has amagnetic path made of a soft magnetic material between the rotor magnetic poles, and a coil for permeability modulation.

Theproposed motor can control the amount of a magnetic flux which interlinks to the stator coil by modulating the permeability ofthe magnetic path.

This paper demonstrates computer simulation results of applications of the proposed strategy to a variablemagnetic flux motor and active reduction of torque ripples of a motor.
キーワード：三次元磁路，透磁率変調，可変界磁，PM モータ，磁気飽和，零相電流，トルクリプル低減(Keyword: 3D magnetic path, permeability modulation, variable magnetic flux, PM motor, magnetic saturation, zero-phasecurrent, torque ripple reduction)1.

はじめに極的に活用することにより，逆突極性を有しながら純電磁気的に可変界磁を実現する手法を提案する。提案する手法

一般に，PM モータはネオジム磁石などの高エネルギー密の原理，提案手法を適用した PM モータの磁気回路設計，可度永久磁石を利用することにより，高効率高出力を実現し変界磁性能並びにその応用について検討を行ったので報告賞用されてきた。しかし，界磁磁束が一定であるため，本する。

来的に低速高トルク運転と高速低トルク運転を両立する設計は不可能である。従来は d 軸電流を利用した弱め界磁制2.

透磁率変調を利用した可変界磁手法御により運転領域の拡大を図ってきたが，銅損の増大によ〈2･1〉 原理モデルの可変界磁手法

る効率悪化が懸念される。

る可変界磁手法に利用する透磁率変調技術の原理を示す。

Fig. 1 に提案す以上の根幹に関わる問題に対して，近年盛んに可変界磁同図に示す通り，軟磁性材料の透磁率を変調するための磁PM モータが検討されている(1)～(5)。文献(1)～(4)では，界磁束を磁石磁束と直交する方向に通し、軟磁性材料の透磁率巻線から発生する静止磁界を用いて，ギャップ磁束の増減を可変とすることにより，軟磁性材料を透過する磁束量をを可能としている。しかし，この方式では界磁巻線用の制御する。

DC/DC コンバータにおける損失や，増磁および減磁をする

Fig. 2 に上記の透磁率変調を利用した可変界磁手法の基ための界磁銅損による損失増加の課題が残されている。また文献(5)では，トロイダルステータの電機子起磁力によって発生する第 2 次空間高調波を利用して反転磁極を形成す

Magnetic flux for permeability modulation
Magnet magnetic flux

ることにより，高速運転時に自励的に可変界磁を実現できる。しかし，この方式では界磁電流を制御できないため，低負荷域の効率を悪化させる問題が残されている。さらに，
文献(1)～(5)のいずれのモータも，リラクタンストルクの利用が困難な構造となっているため，一般的な埋込磁石同期モータと比べてトルク密度が低いという本質的な欠点がある。
上記に対して本稿では，軟磁性材料の磁気飽和特性を積Soft magnetic material(a) Without magnetic saturation.

(b) With magnetic saturation.

図 1 透磁率変調の原理
Fig. 1. Permeability modulation principle.
1／6

Magnetic field

Soft magnetic material

Leakage magnetic flux

(A/m)
5000

Rotor

4000

Rotor

3000
2000

Soft magnetic material(a) Without magnetic saturation.

1000(b) With magnetic saturation.

図 2 提案モータの基本原理
Fig. 2.

0

Rotor core

Basic principle of proposed motor.

図 4 透磁率変調コイルにより生じる磁界分布
Ferrite magnet(Br = 0.4 T)

StatorPermeability
modulation coilFig. 4. Magnetic field distribution caused

Magnetic steel sheet

by permeability modulation coil.
zx

6yx

Soft magnetic material(MB1H)(a) Cross section.

6StatorE0rms=1.64 V

E0rms=2.33 V

4422E.m.f. (V)Rotor

E.m.f. (V)UURotor

0-20-2

Soft magnetic composite-4-6(b) Axial cross section.

-4060

120180240300-6360060

図 3 原理モータモデル
Fig. 3. Principle motor model.

120180240300(a) Without magnetomotive(b) With magnetomotive

force (0 AT).

force (1800 AT).

本原理を示す。本手法を適用する PM モータは電気学会 D360

Electrical angle (deg)Electrical angle (deg)

図 5 原理モータモデルにおける誘起電圧波形モデルでロータのフラックスバリアに軟磁性材料を挿入しFig. 5.

た構造となっている。三相巻線とは別に用意した透磁率変

Back e.m.f. waveforms of principle motor model.

調巻線を利用して軟磁性材料の透磁率変調を行う。軟磁性る手法は軟磁性材料における透磁率の変化を利用すること2.01.51.0により可変界磁を達成するものである。この可変界磁手法

01線の励磁電流を小さくするという従来とは全く逆の発想に基づくものである。
〈2･2〉 原理モータモデルにおける可変界磁特性の検証

0.20
0.150.10234560.00

0123456Order

Orderは，弱め界磁制御や文献(1)~(5)のように高速運転時に励磁電流を大きくするのではなく，高速運転時には透磁率変調巻0.250.050.50.00 AT
1800 ATAir

0.30

Torque (Nm)

うに磁石磁束はステータに鎖交する。上記の通り，提案す2.5

E.m.f. (V)

磁極間短絡磁路の磁気抵抗が大きくなるため，Fig. 2(b)のよ0 AT
1800 ATAir

3.0内で磁極間短絡磁路を形成するため，磁石磁束はステータに鎖交しない。それに対し，軟磁性材料が磁気飽和すると0.35

3.5

材料が磁気飽和していないときは，Fig. 2(a)のようにロータ(a) Back e.m.f.

(b) Torque.
.

図 6 原理モータモデルの誘起電圧とトルクの FFT 解析結果
Fig. 6.

FFT analysis results of back e.m.f. and torqueof principle motor model.

Fig. 3 に JMAG-Designer17.0TM により解析を行った 4 極三タモデルでは，軟磁性材料としてソフトフェライト（JFE 製相集中巻の原理モータモデルを示す。Fig. 3(b)のように z 軸MB1H）を使用した。MB1H の初期比透磁率は 1600，飽和方向に磁束が流れるように磁路を構成し透磁率変調巻線を磁束密度は 0.5 T である。MB1H の磁界が 5000 A/m のとき巻く。

磁束密度は飽和磁束密度に達するため，MB1H の比透磁率Fig. 4 に透磁率変調巻線の起磁力を 1800 AT としたときのはおよそ 80 まで低下する。以上の結果から，透磁率変調巻軟磁性材料の磁界分布を示す。同図から透磁率変調巻線に線の起磁力を利用することにより，軟磁性材料の透磁率変電流を流すことにより軟磁性材料の全域がおよそ 5000 A/m調が可能であることを確認できる。となっていることが確認できる。今回の解析に用いたモーFig. 5 に 1800 min-1 で回転させ，透磁率変調巻線の起磁力2／60.40示す。また，Fig. 6 に無負荷誘起電圧および q 軸電機子起磁0.35

力 600 AT としたときのトルクの FFT 解析結果を示す。
Fig. 50.30および Fig. 6(a)より透磁率変調巻線の起磁力が 1800 AT のと0.25

Torque (Nm)

を 0 AT および 1800 AT としたときの無負荷誘起電圧波形を

きは 0 AT のときと比較して誘起電圧の基本波成分が 30 %程度大きくなっていることがわかる。さらに Fig. 6(b)より平均トルクが 17%程度大きくなっていることが確認できる。以Field magnetomotive force 0 AT
Field magnetomotive force 1800 AT

0.200.15
0.100.05

上の結果から，透磁率変調巻線の起磁力により，誘起電圧0.00

基本波成分の調整が可能であることがわかる。しかし，Fig.

-0.05-90-606(a) より無負荷誘起電圧に偶数次の高調波成分が重畳していることも確認できる。これは，透磁率変調巻線によって-30030Current phase (deg)6090

図 7 電流位相-トルク特性

発生する静止磁界が，N 極または S 極の一方を強め，他方Fig. 7.

Current phase-torque characteristics.

を弱める向きに半径方向へ発生するため，コンシークエン
トポール形モータのように N 極と S 極が不平衡な磁石起磁力になるためと考えられる。
Fig. 7 に電機子起磁力 600 AT の条件下で電流位相を 15 deg
刻みで変化させ測定した電流位相－トルク特性を示す。同
図より，本原理モータは弱め界磁領域に MTPA 点が存在する逆突極性を有することを確認できる。

3.

透磁率変調に利用する起磁力源

図 8 提案するモータドライブの回路構成〈3･1〉 提案するモータドライブの回路構成

Fig. 8.

Fig. 8Circuit configuration of proposed motor drive.に提案するモータドライブの回路構成を示す。本回路ではモータ中性点とインバータ直流バス間に電流経路を新たにダイオードおよび FET などのスイッチング素子数が増える設けることにより，三相平衡電流に加え零相電流 i0 を制御ため，スイッチング損が増加するという欠点がある。次に，できる。本稿では i0 と零相巻線によって生じる零相起磁力

文献(5)~(9)と同様にモータ構造により不可避に発生する高を透磁率変調に利用する方式を提案する。本回路の 0dq 軸調波を利用する方式は，電源電圧利用率への影響は無いが，電圧方程式を以下に示す。

ロータ内で整流用ダイオードが必要となるため，その導通v0vd =vq

R𝑎 +3R0 +3pL0000Ra +pLd
ωLd0−ωLq
Ra +pLqi00id + 0iqωΨf損とスイッチング損が増加する。また，高調波を利用する方式は，ファラデーの法則に基づき高速運転時に大きな起磁力を得ることができるが，前節で述べた通り，提案する(1)
ここで，v0，vd，vq はそれぞれ 0dq 軸上の電圧，i0，id，iq

可変界磁手法は高速運転時に起磁力を小さくする手法であはそれぞれ 0dq 軸上の電流，Ra は三相の巻線抵抗，R0 は零い。

るため，高調波を利用する方式は提案する手法には適さな相の巻線抵抗，L0，Ld，Lq は 0dq 軸上のインダクタンス，Ψf

上記に対して i0 を利用した方式では，i0 をコモンモード電は 0dq 軸上の界磁磁石磁束鎖交数，p は微分演算子，ω は角圧によって制御できるため，インバータのスイッチング回速度である。(1)より，0dq 軸 3 つの電流を独立して制御でき数は変化せず，スイッチング損への影響は僅かである。さることがわかる。

らに，可変速特性の向上を目的として，提案する可変界磁Table 1 に透磁率変調に利手法を適用した場合，i0 を直流電流として利用するため，モ用し得る起磁力源として 3 方式を例示し，スイッチング損ータ中性点の電位変動は巻線抵抗による電圧降下分のみで失，制御性および電源電圧利用率の観点から評価を示す。

ある。よって，i0 を重畳することによる電源電圧利用率へのまず，文献(1)~(4)と同様に DC/DC コンバータを利用する方影響もほとんどない。ただし，後述の提案する可変界磁手式は，制御性および電源電圧利用率については問題ないが，法をトルクリプル低減のために応用し，交流の i0 を流す場

〈3･2〉 各種起磁力の特徴

表 1 各種起磁力源の特徴
Table 1.

Characteristics of various m.m.f. source.

M.m.f. source

Switching loss

ControlPower supply voltage utility

DC/DC converter

☓

○

○

Harmonics self-excitation

△

☓

○

Zero-phase current

○

○

○

3／6

UURotorySoft magnetic materialx

Magnetic steel sheet

Back e.m.f.
with 0 AT (V)6Statorx

Zero-phase magnetic fluxRotor

StatorZero-phase coil(a) Principle motor model.

Soft magnetic composite(b) Split rotor model.

図 9 原理モータモデルと分割ロータモデルの断面図
Fig. 9.

20-20 AT-4

Back e.m.f.
with 1800 AT (V)

Rotor

20-2

66

4
20-2-41800 AT-60 AT-4-6

4
20-2

900 AT-4-6060

Cross section of principle and split rotor models.

120

180240300

360060120

180

240

300

Electrical angle (deg)Electrical angle (deg)(a) Principle motor model.

(b) Split rotor model.

360

図 10 誘起電圧波形念される。

Fig. 10.

また，i0 を透磁率変調用の起磁力源として利用する場合，2.5損は無駄な損失となる。しかし，この損失は零相起磁力を零相巻線の巻数によって補い，i0 の直流値を小さくすることにより最小限に抑えることができる。

3.00 AT
1800 AT

2.01.51.0012原理モデ

Fig. 11.
0.45化などモータ構造に対して利点となる。また，ステータの0.40

3 4Order3 4Order560 AT
900 AT

0.40
0.35
0.30
0.25
0.20
0.15

060

120180240

300

0.10360060

分割ロータモデルにおける可変界磁特性の検証

120180240300

360

Electrical angle (deg)Electrical angle (deg)Fig. 10 に 1800 min-1 で回転させ，零相起磁力を 0 AT およ(a) Principle motor model.

(b) Split rotor model.

図 12 トルク波形の比較

び 1800 AT としたときの原理モデルにおける無負荷誘起電Fig. 12.

圧および，零相起磁力を 0 AT および 900 AT としたときの分
0.25

Comparison of torque waveforms.
0.30
0 AT
1800 AT

0.20
0.150.10が重畳しないことが確認できる。
原理モータは零相磁束が N

0.05極または S 極の一方を強め，他方を弱めるという可変界磁

0.00

0 AT
900 AT

0.25

Torque (Nm)

0.30

11 にそれぞれの無負荷誘起電圧の FFT 解析結果を示す。Fig.
Torque (Nm)

割ロータモデルにおける無負荷誘起電圧を示す。また，Fig.

0.200.150.100.0501の原理により偶数次高調波が重畳されていた。それに対し

23 4Order5(a) Principle motor model.

60.000123 4Order56(b) Split rotor model.

図 13 トルクの FFT 解析結果比較

一方を強めるが，下段が他方を強める向きに零相磁束が作用するので，モータ全体として磁極の偏りがなく偶数次高20.450 AT
1800 AT0.20

各巻線の巻数および磁石体積を同一とした。て分割ロータモデルは，ロータの上段が N 極または S 極の1Comparison of FFT analysis results of back e.m.f.

0.250.10

た分割ロータモデルでは，無負荷誘起電圧に偶数次高調波0(b) Split rotor model.

0.30

ステータ形状のみ変更し，ロータ形状や各部品の使用材料，電圧の基本波成分を 40 %調整できることが確認できる。ま0.060.350.15

10 および Fig. 11 より，零相起磁力の有無により無負荷誘起5Torque (Nm)Torque (Nm)

回路の変更は，z 方向の寸法縮小およびステータ形状の簡素

本稿では，原理モデルと比較検討するための条件として，

1.0

図 11 誘起電圧の FFT 解析結果の比較

2 段構造とした分割ロータモデルで解析を行った。この磁気より，巻線抵抗の低減および構造の簡素化を図っている。

1.5(a) Principle motor model.

減するために，Fig. 9(b)のようにロータを上段および下段の三相巻線を上段および下段のティースに共巻きすることに

2.00.50.0

ルの課題として挙げた無負荷誘起電圧の偶数次高調波を低0 AT
900 AT

2.50.5高調波成分低減を目的とした磁気回路設計〈4･1〉 分割ロータモデルの磁気回路設計

Waveforms of back e.m.f.

Back e.m.f. (V)

発生に直接寄与しないため，三相巻線に生じる零相分の銅Back e.m.f. (V)

三相巻線に i0 が流れることによって生じる起磁力はトルク

3.0

〈4･2〉

4-6合は，中性点の電位変動による電源電圧利用率の低減が懸

4.

Back e.m.f.
with 0 AT (V)z64

Back e.m.f.
with 900 AT (V)Three-phase coilFig. 13.

Comparison of FFT analysis results of torque.

調波が重畳されない。さらに Fig. 11 より，分割ロータモデタモデルのような磁気回路とすることにより，原理モータ

ルは原理モデルの半分の零相起磁力で原理モデルと同等のにおける上下 2 つの零相磁束の磁路を共通化できるためで可変界磁性能を得られることがわかる。これは，分割ローある。
4／6

Torque ripple (Nm)

Statorz
StatorRotorUUx0.020.00

-0.02

-0.04

yx

Zero-phase current (p.u.)

0.04

Magnetic steel sheet

015

Soft magnetic composite(a) Radial cross section.

(b) Axial cross section.

図 14 トルクリプル低減を図った PM モータモデル

304560

75

060

120

180240

300

360

0.15
0.10

60

75

90105 120(b) Zero-phase current.

Fig. 16.

Waveforms of 6-th order torque ripple and0.30
900 AampT
0.25

0.30

0.25

0.20
0.15
0.10
0.05

0.15
0123456Order(b) FFT analysis results.

060

120180240

300

360

0.00

012

Electrical angle (deg)(a) Torque waveform.

3456Order(b) FFT analysis result.

図 17 トルクリプル低減結果

図 15 直流零相電流励磁時のトルク
Fig. 15.

45

6 次トルクリプル波形と零相電流波形

0.20Electrical angle (deg)(a) Torque waveforms.

30(a) Torque ripple.

Torque (Nm)

0.20

0.00

15

図 16

0.05
0.15

0900 AampT

Torque (Nm)Torque (Nm)Torque (Nm)

0.20

-1.0

105 120

0.35

0.30

0.25

-0.5

Electrical angle (deg)

0 AT
900 AT

0.25

0.0

zero-phase current.

0.30
0 AT
900 AT

0.5

Electrical angle (deg)Fig. 14. PM motor model for torque ripple reduction.
0.35

901.0Torque with D.C. zero-phase current.

Fig. 17.

Result of torque ripple riduction.

Fig. 12 に回転速度 1800 min-1 および q 軸電機子起磁力 600

モータは，トルクリプルの低減や負荷トルク変動の対応をAT の条件におけるトルク波形を示す。また，Fig. 13 にそれ電機子磁束の制御により行っていた。これに対して，提案

ぞれのトルクのフーリエ解析結果を示す。Fig. 12 および Fig.

する可変界磁手法では零相電流の制御により，電機子磁束

13 より，平均トルクは原理モデルと分割ロータモデルでほに加えて界磁磁束も変化させることができる。このようなとんど変化がないことがわかる。これは，分割ロータモデ制御自由度の増大により，電機子磁束に高調波成分が含まルは原理モデルの半分の零相起磁力で同量の無負荷誘起電れていた場合，その高調波に同期する高調波を界磁磁束に圧を得られたためである。さらに Fig. 13 より，分割ロータ重畳させることにより，平均トルクの増加と同時にトルクモデルではトルクリプルに含まれる 3 次成分を約 87 %低減リプルの低減を期待できる。

できることがわかる。これは，分割ロータモデルの磁気回（3）高効率運転領域拡大を図った PM モータ路を採用することにより，無負荷誘起電圧の偶数次高調波

銅損と鉄損が拮抗する動作点がモータの最高効率点であるを低減することができたためである。ただし，分割ロータが，この最高効率は 1 つの性能指標として挙げられる。しモデルの磁気回路を採用することによりトルクの 3 次成分かし，永久磁石同期モータでは界磁を調整できないため，は低減できたが，コンシークエントポール形モータと類似高効率領域は限られる。それに対して，提案する可変界磁した運転特性になる可変界磁原理は変わらないため，軟磁手法は界磁を制御できるため，銅損と鉄損がバランスする性材料を空気に置き換えた理想状態と比べれば平均出力トように界磁磁束を制御することにより，高効率運転領域のルクは若干小さくなる。

拡大が期待できる。

5.

〈5･2〉 トルクリプル低減への応用

提案する可変界磁手法の応用

一般的にFig. 14 にトルクリプル低減を図った可変界磁 PM モータのモデルを示す。ロ透磁率変調

ータ構造は分割ロータモデルと同じである。ただし，リプを利用した可変界磁手法の応用として，以下の応用例が挙ル低減が目標であるため，可変界磁幅と低減するリプルのげられる。

振幅が同程度となるように，軟磁性材料の形を調整した。

〈5･1〉 提案する可変界磁手法の応用例

本稿で示し

ステータは，ティース部分に流れる磁束が 2 次元方向のみた通り，提案する可変界磁手法は運転領域に応じて速度起であるため，圧粉磁心から電磁鋼板へ変更している。この電力定数を連続的に調節することができる。この機能によ変更により，製造工程の簡素化および渦電流損の低減が期りモータの可変速特性の向上が期待できる。

待できる。また，バックヨークは電磁鋼板と圧粉磁心の両（1）可変速特性の向上を図った PM モータ（2）
トルクリプルの低減を図った PM モータ

従来の PM方を使うことにより，3 次元磁気回路を構成している。
5／6Fig. 15 に回転速度 1800 min-1，q 軸電機子起磁力 600 AT，期待できる。よって今後は，より残留磁束密度の高い磁石

零相起磁力 0 AT および 900 AT としたときのトルク波形とそを使用した可変界磁 PM モータの磁気回路設計を行っていの FFT 解析結果を示す。同図より，軟磁性材料の形状を調く所存である。

整したことにより，Fig. 13 と比較して零相起磁力の有無にまた，提案する可変界磁手法が，零相電流により遅延無よる平均トルクの差が小さくなっており，6 次成分の振幅としに速度起電力定数を連続的に可変にできる手法であるこ同程度となっていることが確認できる。本稿では，Fig. 15とから，可変速特性向上のみでなくトルクリプル低減や高に示したトルクの 6 次成分の低減を図る。Fig. 16 に Fig. 15

効率領域拡大の可能性も示した。本稿では応用例の 1 つとの零相起磁力 0 AT における 6 次成分の波形と，それを低減してトルクリプル低減を目的とした応用を挙げ，ステータするために通電する零相電流 i0 を示す。Fig. 16 に示した通構造により発生するトルクリプルの低減が可能で有ること

り，通電する i0 はトルクが小さいときに電流の絶対値が大を示した。提案する可変界磁手法は，トルク指令値に対応きくなり，トルクが大きいときに絶対値が小さくなるようできる電流の自由度が 1 つ増えるため，従来の MTPA を拡な電流波形である。Fig. 17 に電機子起磁力 600 AT，零相起張する必要があることを指摘し今後の課題とした。

磁力 900 AampT としたときのトルク波形とその FFT 解析結果を示す。同図より，Fig. 16(b)のような波形の i0 を通電する文ことにより，6 次成分が約 75 %低減していることがわかる。
さらに，平均トルクも零相起磁力 900 AT 以上に増加してい(1)ることも確認できる。提案モータは Fig. 16(b)のような i0 を通電することにより，同期座標系において界磁起磁力に 6次高調波成分が発生し，ステータ構造により不可避に発生する 6 次の電機子起磁力と同期することができる。これに

(2)
(3)

より平均トルクに，交流零相電流実効値に応じた平均トルクの増加分に加え，6 次成分の低減分が重畳されるため，直(4)

流励磁時よりも小さな実効値でトルクリプルを抑制しながら平均トルクを増加させることができる。

(5)以上の結果から，トルクリプル低減や負荷トルク変動の対応を零相電流制御により可能であることがわかる。しか(6)

し，零相電流として交流電流を通電すると（1）よりモータ(7)

中性点の電位が脈動する。この場合は，零相起磁力を電流値で補い零相巻線の巻数を下げ，インダクタンスを小さくする設計が必要である。さらに従来は，トルク指令値に対(8)(9)して，MTPA 制御を用いて電流ノルムが最も小さくなる dq
軸電流を導出し電機子磁束を制御してきた。これに対し界(10)磁磁束を零相電流によって制御できる提案手法では，従来の dq 軸 MTPA 制御を 0dq 軸に拡張する必要があり，このことについては今後の課題である。

6.

(11)

まとめ(12)

本稿では，透磁率変調技術を利用した可変界磁手法について述べ，提案する可変界磁手法を適用したモータの磁気(13)回路設計および可変界磁性能について検討した。透磁率変調技術を利用することにより，逆突極性を有しながら，従来の弱め界磁制御や可変界磁技術とは異なる，高速運転時

(14)

献

水野・永山・足利・小林：「ハイブリット励磁形ブラシレス同期機の動作原理と基本特性」，電学論 D，Vol. 115-D，No. 11, pp. 1402-1411(1995)
難波・平本・中井：「可変界磁機能を有する 3 次元磁気回路モータの提案」，電学論 D，Vol. 135，No. 11, pp. 1085-1090 (2015)
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岩間・野口・青山：「磁気飽和を利用した可変界磁 PM モータの基礎検討」，平成 31 年電気学会全国大会 (2019)
野口・岩間・青山：「零相電流を利用した透磁率変調に基づく可変界磁 PM モータの基礎検討」，平成 31 年電気学会全国大会 (2019)に励磁を弱める励磁方法で可変界磁が実現できることを示した。さらに，透磁率変調用の起磁力源として零相電流を用いることで，インバータの電源電圧利用率およびスイッチング損を犠牲にすることなく透磁率変調が可能であることを示した。本稿では磁石材料として残留磁束密度の低いフェライト磁石を使用して約 40 %の可変界磁幅を実現した
が，極数や軟磁性材料の形状を調整することにより，残留磁束密度の高い磁石の使用やさらなる可変界磁幅の向上が6／6