カロリー法によるWPT 向け MHz 駆動インバータでの発生損失の実験的検証
学生員

山口正通

正員

日下佳祐

上級会員

伊東淳一 (長岡技術科学大学)

Loss Measurement of Megahertz Inverter for WPT System Using Calorimetric Power LossMeasurement
Masamichi Yamaguchi, Student Member, Keisuke Kusaka, Member,
Jun-ichi Itoh, Senior member (Nagaoka University of Technology)
This paper discusses a power loss, which occurs in resonant load inverter with megahertz operation for a WirelessPower Transfer (WPT) system. The loss is measured by the calorimetric method to measure the loss accurately in themegahertz operation. The loss can be measured with an error of 10% when the loss is 23W by temperature control
using a Peltier device. The gate drive loss and the conduction loss of the GaN devices are measured by calorimetricmeasurement. From the measurement results, another loss, which is not drive loss or conduction loss, occurs in theinverter circuit in megahertz operation.
キーワード：高周波インバータ, カロリー法

Keywords：High frequency inverter, calorimetric power loss measurement1.

る。特に WPT システムでは急速充電のための大容量化が求はじめにめられており，大容量化にあたって基板の放熱設計が適切電気自動車(EV)の給電方式として，充電ケーブルを車両でない場合，主素子の接合部温度を定格値内に収めるために接続することで給電を行う有線式が広く用いられていに追加の冷却対策が必要になるといった問題が生じる。

る。しかし，充電の度に重量のあるケーブルの脱着が必要な

これまで筆者らは，6.78MHz 帯で動作する WPT システムことから利便性に欠けるといった課題や，比較的電流の大向け負荷共振インバータの試作より，MHz 駆動回路の高パきなケーブルを頻繁に脱着させることに対して安全面でのワー密度化に向けた基板寄生成分と放熱設計に関する検討懸念がある。そのため，充電時にケーブルを必要としないワを 行 っ て き た (6)-(7) 。 そ の 過 程 で ， 主 回 路 の デ バ イ ス はイヤレス給電(WPT: Wireless Power Transfer)システム(1-2)の開ZVS(Zero voltage switching)動作を達成しているものの，発熱発が期待されている。

量が放熱設計より大幅に増大するという課題が生じてい現在標準化(3)がすすめられている 85 kHz 帯電力伝送では，た。発熱量が増大する原因としては，基板の放熱性能が設計伝送コイルにフェライト等の磁性材料を使用するため重値よりも低いか損失そのものが設計値より大きいことが考く，車両の運動性能に与える影響が大きい。そのため近年，えられるが，原因特定には素子や回路で発生する損失を正ISM (Industrial scientific and medical band)帯である MHz 帯を確に評価する必要がある。しかし，MHz 駆動の電力変換回用いた WPT システムへの期待が再度高まっている(4)。MHz路では素子のドレイン-ソース間電圧や通流する電流の位相帯 WPT システムでは空芯コイルを用いることが可能となるがナノ秒オーダーで変化するため，出力電圧や電流の実測ため，地上側及び車両側伝送コイルの軽量化を図ることが値から正確に損失を評価することが難しい。
そこで本論文では， WPT システム向け MHz 駆動インバできる。
MHz 帯を適用した WPT システムでは，高周波動作に適ータにおける発生損失量の特定を目的として，カロリー法した電力変換回路の主素子として GaN デバイスが用いられによる損失測定を行う。駆動回路における損失と素子の導る(5)。GaN デバイスには，寄生インダクタンス低減等の点か通損失をそれぞれ実測し，MHz 駆動時に発生する全損失量ら表面実装デバイス(SMD : Surface Mount Device)のパッケーからそれぞれ差し引くことで，駆動回路と導通損失以外のジが採用されることが主流であるが，SMD は放熱用サーマ損失がどの程度発生しているのか検証する。

ルパッドの面積が小さいため回路の放熱設計が重要とな
1

PCB
FET1

CY
100 pF
Cf1 Cf1 Cf1
Cf2
Cf2
1 mF
0.47 mF

VDC

Cf3
Cf3
470 pF

CY

FET3

Rf
1W

Lr
Cr
3 mH 200 pF

Rf

Cf4
100 pF

Cf2 Cf2 Cf3 Cf3

RL
20 W

Cf4

FET2

Lr

FET4CrResonant load

Fig. 1. Megahertz resonant inverter.
Parameter

Table 1. Experiment condition.
SymbolDC link voltage

V DC

315 V

Switching frequency

Fs

6.5 MHz

Output power

P2 kW

5 V/div

vgs10

Isolated DC-DC

Value

20 ns/divvinv
0

GaN devices(Placed on bottom side)

Isolated DC-DC

200 V/div

Fig. 3 Heat distribution on circuit.

vload0Fan motor
Hot side
heat sink

200 V/div
ThFig. 2. Output voltage and current of inverter.
2.

Cold sideheat sink
Fan motor

Peltie deviceTc

測定対象

図 1 に，本稿で測定対象とする MHz 駆動の負荷共振イン

Chamberバータを示す。フルブリッジインバータに対して，WPT シPLoss

ステムの 1 次側共振タンクに該当する RLC 負荷を接続した構成をとる。主素子には，GaN デバイス(PGA26E07BA：600V,DUT

TinTamb26A, Panasonic)を使用し，6.78 MHz 帯でのスイッチング動作
Fig. 4 Calorimetric power loss measurement.

を行う。表 1 に実機における実験条件を，図 2 にインバー

Hot side heat sink

タの出力電圧波形と負荷抵抗端における電圧波形を示す。

Load resistor

各スイッチは，デッドタイム期間中に電荷を充放電する

ResonantCapacitor

ことでターンオン時の ZVS 動作を達成する。通常，ZVS 動作達成時，スイッチング損失は無視できるものとして考えChamber

る。主素子において発生する損失としては，スイッチング損失の他に導通損失を考慮する必要がある。図 3 に，実機における回路の発熱を示す。中央の熱が集中している箇所は，基Resonantinductor

板裏面に GaN デバイスが実装されてる箇所であり，基板表面とはサーマルビアで接続されている。また，ゲート駆動用の絶縁 DC/DC コンバータ IC も発熱源であると確認できる。
3.

熱する熱量より算出する。
図 5 に，本稿での測定に使用する測定環境を示す。恒温槽

カロリー法による MHz インバータ損失測定〈3・1〉恒温槽一台でのカロリー法

Data loger

Fig. 5 Loss measurement site.

は，厚さ 20mm の発泡スチロール材により構成される。恒温

図 4 に，恒温槽一槽内部から外部への発泡スチロール材を通した熱流を最小台でのカロリー法による損失測定の概要図を示す(8)。測定対限に抑えるため，恒温槽の内部温度 Tin は外部温度 Tamb との象を恒温槽内にて運転し，ペルチェ素子により恒温槽の内差がゼロになるよう温度制御を行う。なお，恒温槽内部の温部温度 Tin を一定に保つよう温度制御を行う。この時，測定度制御器には PI 制御器を使用する。

対象から発生する損失量 PLoss は，恒温槽内の熱交換器が吸図 6 に PI 制御器のブロック線図を示す。外部温度との温2Ploss
1Ti s + 1

Tc_p.u.
Thermalcommand

Tc_p.u.*-Ti s + 1
Ti s

Kp+

Command filter

Vp.u.

ZOH

1Tn

Tm

Gain

×VoltageAmp.

PI-controller
Tm_p.u.

VVn

ADC

ZOH+1Rpe

1sC-Peltier device

TChamberSp

VthermoController

V2

Thermocouple

Fig. 6. Control system of thermo for Calorimetric Power Loss Measurement.
Table 2. Parameter of measurement site.
Peltier device

度差を指令値 Tc_p.u.とし，出力は恒温槽内の温度 T である。
制御対象である恒温槽内の熱容量 C は，恒温槽内の空気の体積を元に算出する。PI 制御器のゲインは，2 次標準形に基Thermopower

Sp0.0564 V/K

づく応答周波数 fr と減衰係数に基づき設定する。

Thermal resistance of Peltier deviceRp

1.58 K/W

Resistance of Peltier device

rp3W

Respons frequency

fr0.002 Hz

Attenuation coefficient

0.5

Thermal capacitance in Chamber

C31.5 J/K

ペルチェ素子吸熱面での吸熱量 uc は，(1)で表される。

uc = S pTc I p −PI controller

Th − Tc 1− rp I p 2 .................................. (1).
Rp2

ここで，Sp はペルチェ素子のゼーベック係数，Tc はペルチ

5.0チェ素子に流れる電流，Rp はペルチェ素子の熱抵抗を表す。

4.0

Measured loss[W]ェ素子吸熱面の絶対温度，Th は発熱面の絶対温度，Ip はペル
第 1 項は吸熱面での熱起電力と電流の積による吸熱量，第 2項はペルチェ素子自体を介して恒温槽内部から外部へ放出される熱量，第 3 項は素子に流れる電流により吸熱面に発生する熱量を表す。恒温槽内部には，ペルチェ素子と測定対象の他に，吸熱面での熱量を循環させるファンにおいて発3.0
2.0

1.0
0.0

生する損失 PFC が存在するため，測定対象で発生する損失1.20

Ploss は(2)より算出する。

3.39
Frequency f [MHz]6.78

Fig. 7 Measured loss in drive circuit.

T −T 1Ploss = S pTc I p − h c − rp I p 2 − PFC ....................... (2).
Rp2で， H ブリッジの対向する素子 2 つをターンオンさせ，直表 2 に，PI 制御器の定数と測定に使用するペルチェ素子駆動時の出力電流の実効値と同じ値となるよう設定するこ

流電流を流した際の損失を測定する。なお，電流値は MHzとで，MHz 駆動時との動作条件を合わせる。の各定数を示す。ゼーベック係数 Sp は，発熱面と吸熱面の温度を熱電対で観測した上で，マルチメータを使用して測〈3・4〉MHz 駆動時の損失測定定した値である。また熱抵抗 Rp も同様に，片面に既知の熱6.78MHz でインバータを ZVS 動作させた際の損失測定を行源を接触させた上で，熱電対で観測した素子両面の温度差う。測定結果より，事前に測定した駆動回路の損失と導通損より算出した値である。本稿では，回路で発生する損失の要失を差し引くことで，駆動回路と導通損失以外に発生する因を切り分けるため，次の測定を行う。

損失量を明らかにする。

〈3・2〉駆動回路における損失測定駆動回路では FET

スイッチング周波数

4. 測定結果の入力容量 Ciss の充放電時に損失が発生するため，スイッチング周波数が高いほど損失が増大する。駆動回路での損失〈4・1〉測定精度の検証

測定環境の精度を確認するたを主回路で発生する損失と切り分けるため，主回路の DC リ

め，値が既知の抵抗を用いて損失測定を行った。その結果，ンクに電圧を印加していない状態で損失測定を行い，駆動恒温槽内に 23W の電力を与えた際に(2)に基づき算出した損回路で発生する損失を測定する。なお，FET の Ciss はドレイン失値は 20.7W であり，誤差率 10%で損失値が一致すること-ソース間電圧 Vds により変化するため，厳密には Ciss の変動をを確認した。
図 7 に，VDC = 0V 時に考慮する必要がある。しかしながら，今回使用する素子の Ciss〈4・2〉駆動回路における損失は，0V 時に 550pF 程度，400V 時に代表値が 405pF であり，容おける駆動回路の損失測定結果を示す。6.78 MHz 時の損失量の変動が損失量に与える影響は小さい。そのため，本稿ではは 3.8 W であり，周波数を低減させた測定でも損失量に大Ciss の変化は考慮せずに測定を行う。

きな変化は見られない。本稿での測定環境における誤差が〈3・3〉FET 導通損失測定

2W 程度あることを考慮すると，損失量の絶対値が小さいた

MHz 駆動時の損失原因を切めに有意な差がみられないものと考えられる。

り分ける上で，FET の導通損失を確認する必要がある。そこ
37.5

図 8 に，FET の導通損失測定結〈4・3〉FET 導通損失

Measured loss[W]

果を示す。損失量は電流値の二乗に比例しており, 4.6A 通流時に 6.0W である。電流 4.6A 通流時に素子 1 つあたりの損失が 3.0 W とすると，オン抵抗は 0.14Wであり，データシー
ト上のオン抵抗代表値 0.056W と比較して倍程度の差となる。オン抵抗そのものが微小であり損失量の絶対値も比較

5.02.5的小さな範囲であるため，測定誤差の影響や測定回路の配0.0

線抵抗や端子ネジ止め時の接触抵抗が影響した可能性がある。しかし，回路の出力電力に対しては誤差が十分小さいこ25

図 9 に，6.78MHz 駆動時の4.6を示す。効率は，以下の(3)により算出される。
P − PLoss = in×100% ................................................. (3).
PinAnother loss

20

Measured loss[W]

損失測定結果を，図 10 に入力電力を基準とした回路の効率

1510Conduction loss
Drive circuit loss

5

入力電力 60W 時が電流実効値 1.6A, 60W 時が 3.2A, 545W時が 4.6A に相当する。入力電力 545W 時の損失は 22.9W で0あり，入力電力を基準にした回路の効率は 545W 時に 96.4%

060240
Input power[W]545Fig. 9 Total loss of inverter circuit with 6.78MHz working.

である。入力電力 545W 時の損失から駆動回路の損失と導通損失を差し引いた値は 16.4W となり，全損失の半分以上100を占める損失量である。この差分は，出力電力が増大する

98
Efficiency  %程，大幅に拡大することが確認できる。ZVS 動作は達成しているためデバイスのスイッチング損失以外の損失原因を検討する必要があり，基板上のキャパシタや素子の寄生キャパシタなどの充放電に起因している可能性があるほか，プリント基板上の配線抵抗値が表皮効果により増大してい96949290る可能性も考慮すべきである。

5. まとめ60240
Input power[W]545Fig. 10 Efficiency of inverter circuit with 6.78MHz working.

WPT システム向け MHz 駆動インバータ回路における発生損失の評価を目的として，カロリー法による損失測定(2)を行った。恒温槽内の温度制御による損失測定により，損失量 23W 時に 10%の誤差で損失が算出可能であることを確認した。また，駆動回路で発生する損失とデバイスのオン抵抗(3)による導通損失をそれぞれ確認した。
回路を 6.78MHz で駆動させた際，駆動回路における損失(4)とデバイスの導通損失以外に損失が発生していることが判明した。入力電力 545W 時には発生損失の半分以上となる(5)

16.4W の損失が発生している可能性があることが判明した。
ZVS 動作を達成しているため，デバイスにおけるスイッチ(6)ング損失以外の損失原因があることが考えられ，今後さらなる検討が必要である。
本研究の一部は，内閣府総合科学技術・イノベーション会(7)

議の戦略的イノベーション創造プログラム（SIP)「IoE 社会のエネルギーシステム」（管理法人：JST）によって実施され(8)ました。

文
(1)

3.2
Current [A]Fig. 8 Conduction loss at GaN-devices,.とから，本結果を FET での導通損失として検討を行う。
〈4・4〉MHz 駆動時の損失

1.6

献D. Patil, M. K. McDonough, J. M. Miller, B. Fahimi and P. T. Balsara,

4"Wireless Power Transfer for Vehicular Applications: Overview andChallenges", in IEEE Transactions on Transportation Electrification, vol. 4,
no. 1, pp. 3-37(2018)
K. Kusaka and J. Itoh: "Development Trends of Inductive Power Transfer
Systems Utilizing Electromagnetic Induction with Focus on Transmission
Frequency and Transmission Power", IEEJ Journal of I. A., Vol. 137, No.5,
pp. 328-339(2017)“電波法施行規則の一部を改正する省令（平成 28 年総務省令第 15号）”, 総務省, 2016.
L. Jiang and D. Costinett, "Comprehensive Design for 6.78 MHz WirelessPower Transfer Systems", 2018 IEEE Energy Conversion Congress andExposition (ECCE), Portland, OR, pp. 906-913(2018)
L. Jiang and D. Costinett, "A High-Efficiency GaN-Based Single-Stage
6.78 MHz Transmitter for Wireless Power Transfer Applications," in IEEE
Transactions on Power Electronics, vol. 34, no. 8, pp. 7677-7692(2019)
M. Yamaguchi, K. Kusaka and J. Itoh, "Parasitic Parameters Analysis andDesign of Snubber Circuit on PCB for High-frequency Wireless PowerTransfer," 2020 IEEE Workshop on Wide Bandgap Power Devices andApplications in Asia (WiPDA Asia), pp. 1-4(2020)
山口正通・日下佳祐・伊東淳一, “ PCB 基板放熱構造と配線寄生成分との関係性に関する一検討”, 電気学会半導体電力変換/家電・民生/自動車合同研究会, SPC-20-145(2020)
K. Mitsugi, Y. Noge and M. Deng, "Simple Calorimetric Power Loss
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