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平成 16 年電気学会産業応用部門大会

擬似電流形インバータの並列多重接続による出力波形改善法
学生員

渡部芳幸

正員

野口季彦

(長岡技術科学大学)

Improvement of Output Waveforms in Parallel-Connected Pseudo-Current-Source Inverter
Yoshiyuki Watabe, Student Member, and Toshihiko Noguchi, Member (Nagaoka University of Technology)

This paper describes improvement of output waveforms of a parallel-connected pseudo-current-source inverter.

Themain inverter generates current waveforms in a 120-deg conduction pattern, which includes large amount of lower
harmonics.

The parallel-connected sub-inverter superposes compensation waveforms to eliminate the lowest harmoniccomponent, i.e., 5th harmonic.

These compensation waveforms are derived by mathematical analyses and are examinedthrough computer simulations. The compensated current waveforms have 7 levels in principle and their THD wasreduced by 16.7 (%), compared with 120-deg conduction waveforms.
キーワード：擬似電流形インバータ，多レベル電流波形，全高調波歪率

Keywords：Pseudo-current-source inverter, multi-level current waveforms, total harmonic distortion

１．はじめにMain Inverter

PWM インバータで交流電圧・電流を出力するには変調周波数をその 10 倍以上に高める必要がある。しかし，出力が高周波になると基本波と変調波の周波数が近づくため，パルス数が極端に少なくなり波形歪みの原因となる。そこで，高周波交流を出力するためには，PWM を行なわない擬似電流Load形インバータが有効である[1]。これは直流バスに電流制御形

Current-Controlled Chopper

チョッパをもち，120°通電で電流を出力するインバータでSub Inverterある。チョッパは制御電流源として機能し，PAM によってインバータの出力電流波高値を制御する。しかし，120°通電波形であるため出力電流の全高調波歪率（THD）は極めて悪く，負荷の高調波銅損や鉄損を増加させると考えられる。
本稿ではこのような擬似電流形インバータを並列多重化して出力波形に含まれる第 5 次高調波を除去する手法について検討した。ここでは基本的な波形解析とともに計算機シミ

図１ュレーションによる運転特性の検証を行なう。

主回路構成

Fig. 1. Configuration of power circuit.

２．主回路の構成と動作
図１に並列多重接続された擬似電流形インバータの主回路構成を示す。主インバータとサブインバータは直流バスに電流制御形チョッパからなる制御電流源をもち，個別に与えられた電流指令値に基づいて直流バス電流の振幅を独立に化する。主インバータのみの場合は 3 レベルの電流波形であるが，サブインバータのパルス電流を重畳することにより 6または 7 レベルの電流波形を合成することができる。

３．波形解析制御する。一方，主インバータは 120°通電パターンで転流図２に合成された波形を示す。白い矩形波が主インバータ動作のみを行なう。誘導性負荷の場合，転流時に高電圧が発の 120°通電波形であり，ハッチングを施した部分が重畳さ生するが，スイッチング素子の逆並列ダイオードとチョッパれるサブインバータのパルス電流波形である。ここでは，主に接続されたバイパスダイオードを通じて直流バス電圧にインバータの出力電流波高値を 1 と規格化し，サブインバークランプされる。サブインバータは主インバータの通電パタタのそれを k（0 < k < 1）とする。実際の電流比率はそれぞーンに応じてパルス電流を出力し，負荷電流波形を多レベルれの電流制御形チョッパに与える電流指令値によって決定［I - 467］

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平成 16 年電気学会産業応用部門大会することができる。また，サブインバータが出力するパルス
電流の通電幅γ（0 < γ < 60°）も任意に選ぶことができ

i γγる。ただし，γ = 60°のときは 6 レベルの合成電流波形となり，それ以外は電流がまったく流れない期間を含む 7 レベkルの波形となる。電流がまったく流れない期間は，主インバ1ータの上下アームが開放された相に接続されたサブインバータのレグを上下短絡する。図２の波形をフーリエ級数展開

0θππ
32π

すると(1)のように表され，その第 5 次高調波を消去する kとγの関係は(2)のように導かれる。

図２∞1  πnπ
n +1i (θ ) = ∑k (− 1) 4 cos n γ −  sin
62nπ n =1()nπnπ   + 2 sin nγ 1 − (− 1)n + (1 − k )(− 1)n +1 4 sincos
 cos nθ
26 30

1π2 sin  5γ −  + 16THD (%)

･････････････････････････････････････････････････(1)
k=

解析波形

Fig. 2. Compensated waveform to be analyzed.

････････････････････････････････(2)

20
10010
0.8
20
0.7
0.6
Pu 30
lse 400.5
kwid 50
0.4 tudeth 60 0.3
plimA
γ(2)より第 5 次高調波を消去できる k とγの組み合わせは無数に存在するので，THD が最小となる最適な組み合わせを求める。図３は k とγの組み合わせに対する THD の関係を示したもので，k = 0.337，γ= 26°において THD が最小図３化されることがわかった。このとき THD は 14.3 (%)であっ

k- γ と全高調波歪率の関係

Fig. 3. Relationship between THD and k-γ.

た。通常の 120°通電波形では THD が 31.1 (%)であるのに対し，7 レベル化することにより THD を半減させることが15と最適な k とγの組み合わせから得られた 7 レベル波形の第107 次以上の高調波実効値はほぼ等しい。したがって，サブイ5iu (A)できる。なお，120°通電波形の第 7 次以上の高調波実効値

ンバータによるパルス電流重畳の弊害はほとんどない。

４．シミュレーションによる運転特性の検証

0-5k = 0.337，γ= 26°となるようにサブインバータの通電制御を行い，図１の回路で誘導性負荷（R = 10 (Ω)，L = 1 (mH)）
を用いて計算機シミュレーションにより運転特性を検証し-10-150.050.06た。図４は基本波周波数が 50 (Hz)のときの負荷電流波形であり，良好な 7 レベル波形になっていることがわかる。この

図４波形を FFT 解析した結果が図５である。同図より第 11 次と負荷電流波形

本稿では，擬似電流形インバータを並列多重化して出力電流波形を改善する手法について検討した。第 5 次高調波を消去するためのサブインバータの通電制御法を数理的に導出し，THD を大幅に低減できることを示した。

Amplitude (A)10５．まとめ文

0.08Fig. 4. Load current waveform.

第 13 次高調波が若干残留しているものの，第 5 次高調波は十分抑制されていることが確認できる。

0.07Time (ms)

86420

献0200

モータのセンサレス制御」電学産応全大，1，139-142（1992）

4006008001000Frequency (Hz)(1) 小金沢・高橋・大山：「擬似電流形インバータによる PM
図５

負荷電流波形の周波数特性

Fig. 5. Frequency spectrum of load current waveform.

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