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平成 15 年電気学会産業応用部門大会

マルチレベルコンバータの直接電力制御法と運転特性
佐藤†

明

野口季彦

( 長岡技術科学大学 )Direct Power Control of Multi-Level Converter and Its Operation Characteristics
Akira Sato, and Toshihiko Noguchi (Nagaoka University of Technology)
Abstract - This paper describes improved operation characteristics of a direct-power controlled neutral-point-clampedconverter. The key of this strategy is a direct selection of switching modes on the basis of instantaneous errors of active
and reactive power. By using this method, PWM pattern, total power factor and efficiency can be improved. Throughseveral experimental tests, total power factor and efficiency up to 99.7% and 97.1% were confirmed, respectively.
キーワード：直接電力制御法，NPC コンバータ，瞬時有効電力，瞬時無効電力

1. はじめに筆者らはこれまで直接電力制御法に基づく中性点クランプ

Vrms，ω
va形コンバータ（以下，NPC コンバータと略す。
）のシステムvb

構成および中性点電位補償法を検討し，シミュレーションと実験によりその運転特性を検討してきたia[1]-[3]

ibPO

L

Sa N

C1+ Vc1PO則を司るスイッチングテーブルやヒステリシス要素の構成に

vn
C2

PO

Sb Nic Lvc。しかし，制御LRL

Sc N

自由度が大きく，それらの内容によっては PWM 波形をはじSaめ各種制御特性になおも改善する余地が残されている。

vα

チングモードの決定法を示すとともに，シミュレーションとvβ iαSbSc

Switching TableSpΘn Svn
Sq

3φ－2φ 3φ－2φ

本稿では，それらを改善する新しいシステム構成とスイッiβQ∆Qvn- +- +2. 制御原理-+Vc1<2.1> システム構成

30 [deg]

Θ12Q を算出する。
(1)

Q = vβ iα - vα iβ(2)

Vc2

P*
Q*

図 1 直接電力制御形 NPC コンバータのブロック図
Fig. 1. Block diagram of direct-power-controlled NPC converter.

ic を検出し，それぞれを三相二相変換して得られる vα，vβ とiα，iβ から (1)，(2) を用いて瞬時有効電力 P と瞬時無効電力
P = vα iα + vβ iβ

PII*∆PPたので報告する。

ム構成を示す。まず，電源電圧 va，vb，vc と電源電流 ia，ib，Vdc-V *+ dc

P and Q Calculation

実験により基本的な運転特性を検証し，良好な結果が得られFig. 1に直接電力制御法に基づくNPCコンバータのシステ++ Vc2 +一方，瞬時有効電力指令値 P* は，直流バス電圧 Vdc とその指令値 Vdc* の偏差から PI 制御器を介して得られた I* と Vdc の積により得る。また，瞬時無効電力指令値 Q* は外部より直接与える。P* と P，Q* と Q の誤差 ∆P，∆Q をヒステリシス

αΘ1Θ2vsΘ3Θ11Θ4Θ10Θ5Θ9Θ8Θ7βΘ6要素に入力し量子化する。この量子化信号Sp，Sq により瞬時電力の増減を決定する。一方，電源電圧位相を Fig. 2 に示すように 30 [deg] ごとに Θ1 〜 Θ12 と量子化し，空間的に 12 分

［I - 139］

図 2 電源電圧ベクトル位相の量子化
Fig. 2. Phase quantization of power-source-voltage vector.

1-8

平成 15 年電気学会産業応用部門大会α
v13 (PNN)
v12 (PNO)
v7 (PON)
v1 (POO)(ONN)
v18 (PNP)
v14 (PPN)
v2 (PPO)v6 (POP)
(ONO)
(OON)
β
v0 (PPP)v11 (ONP)
v8 (OPN)
(OOO)
(NNN)
v5 (OOP)v3 (OPO)
(NNO)
(NON)
v15 (NPN)
v17 (NNP)
v4 (OPP)(NOO)
v9 (NPO)v10 (NOP)
v16 (NPP)( , )vs( , )
( , )
( , )
( , )
( , )
( , )
( , )
β
( , )
( , )
( , )( , )
( , )
( , )
( , )
( , )
( , )
( , )
( , )

図 5 Θ3 における dP/dt，dQ/dt の算出結果
Fig. 5. Calculation results of dP/dt, dQ/dt in Θ3.

図 3 NPC コンバータの電圧ベクトル
Fig. 3. Voltage vectors of NPC converter.
voltage vectors

v7 〜 v182v1 〜 v61v*

Sp0v1 〜 v6-1

Sp Sq
102
00～2 1-10-20-1
1-2
1

loop1
loop2v0α

 dP dQ  dt , dt ∆Ploop3loop4

v7 〜 v18 -2∆P1

Θ 1 Θ 2 Θ 3 Θ 4 Θ 5 Θ 6 Θ 7 Θ 8 Θ 9 Θ 10 Θ 11 Θ 12v5 v6 v6 v1 v1 v2 v2 v3 v3 v4 v4 v5v 11 v 18 v 12 v 13 v 7 v 14 v 8 v 15 v 9 v 16 v 10 v 17v0 v0 v0 v0 v0 v0 v0 v0 v0 v0 v0 v0v6 v1 v1 v2 v2 v3 v3 v4 v4 v5 v5 v6v 12 v 13 v 7 v 14 v 8 v 15 v 9 v 16 v 10 v 17 v 11 v 18v1 v2 v2 v3 v3 v4 v4 v5 v5 v6 v6 v1v 13 v 7 v 14 v 8 v 15 v 9 v 16 v 10 v 17 v 11 v 18 v 12Sp∆P2

図 4 多段ヒステリシスコンパレータ
Fig. 4. Stucked multi-level hysteresis comparator.

21割して検出する。また，中性点電位 vn を制御するために，正-1-2Sq

Sp側コンデンサ電圧 Vc1 と負側コンデンサ電圧 Vc2 の誤差もヒ0∆Q∆P
P*より中性点電位の増減を決定する。これらの量子化信号 Sp，

Θ12Θ11Θ10Θ910ステリシス要素に入力して量子化する。この量子化信号 SvnαSq+ -P

Q*+ -QΘnΘ1 Θ2Θ8 Θ7Θ3Θ4 βΘ5Θ6vs

図 6 最適スイッチングテーブルと制御器
Fig. 6. Optimum switching table and regulators.

Sq，Θn，Svn をスイッチングテーブルに入力し，それらの組み合わせに応じて NPC コンバータの瞬時的なスイッチングモード Sa，Sb，Sc を直接決定する。

ルを選択するようにスイッチングテーブルを構成する。ま

<2.2> 電圧ベクトルの選択法

ンパレータを用いてベクトルの判別を行う。

た，瞬時無効電力制御部においては，2 値のヒステリシスコ
Fig. 3 に示すように，NPC コンバータの出力可能な電圧ベクトルは 19 種類存在する。ここで，v1 〜 v6 を小ベクトル，v7<2.3> スイッチングテーブルの構成法〜 v18 を大ベクトルと定義する。1 つの領域 Θn においても瞬本システムは原理的にリレー制御に基づくため，
NPCコン時有効電力を増加させ，瞬時無効電力を減少させる傾きの異なるベクトルが複数存在する。これらのうち 1 つのベクトル

バータのスイッチングモードに対する瞬時電力の時間的変化
率 dP/dt，dQ/dt が重要となる。これらは (3)，(4) を用いて計を選択するために，Fig. 4 に示す多段ヒステリシスコンパ算することができる。一例として，Fig. 5 に領域 Θ3 におけるレータを瞬時有効電力制御部に適用し，∆P の大きさから大これらの計算結果を示す。ここでは，矢印の傾きにより P，小電圧ベクトルの選択を行う。
この多段ヒステリシスコンパQ それぞれの変化の大きさを 5 段階評価で表した。

レータの動作は ∆P が ∆P1 内に収まるように動作する。いまヒステリシスコンパレータが loop3 にあるものとし，∆P が∆ P 2 / 2 より大きくなったとすると，ヒステリシス要素はloop2 に移り Sp = 1 を出力する。逆に ∆P が -∆P2 / 2 より小さくなったとするとヒステリシス要素は loop4 に移り Sp = -2 を出力する。このようにして得られたSp が±2のとき大ベクト
ルを，± 1 のとき小ベクトルを，そして 0 のときゼロベクト


SS3dP Vrms Vdc =K 2 (Sb − Sc )
 K1 ( S a − b − c ) −2dt
L22

(3)

SS V V  3dQ= − rms dc 
K1 (Sb − S c ) + K 2 ( S a − b − c )222 dt
L(4)∵ K1 ＝ ω tsinω t-cosω t，K2=ω tcosω t+sinω t［I - 140］

1-8

平成 15 年電気学会産業応用部門大会

表 1 中性点電位の挙動
Table 1 Behavior of neutral-point potential.
Voltage vectors
v 1P 〜 v 6Pv 1N 〜 v 6Nv 7 〜 v 12v 13 〜 v 18Sav*

Neutral-point potential
Rising
Falling
Depending on pahse
No variationSbΘ 1,2,5,6,9,10ΘnS vnv1v2v3v4v5v6v7v8v9v 10v 11v 12v 13v 14v 15v 16v 17v 18

表 2 制約条件
Table 2 Restrictive conditions.

a相b相c相Θ 3,4,7,8,11,12100 [V/div]

10-1
10-1
POO ONN ONN POO POO ONNPPO OON OON PPO PPO OONOPO NON NON OPO OPO NONOPP NOO NOO OPP OPP NOOOOP NNO NNO OOP OOP NNO
POP ONO ONO POP POP ONO
PON PON PON PON PON PONOPN OPN OPN OPN OPN OPN
NPO NPO NPO NPO NPO NPO
NOP NOP NOP NOP NOP NOP
NNP NNP NNP NNP NNP NNP
PNO PNO PNO PNO PNO PNOPNN PNN PNN PNN PNN PNN
PPN PPN PPN PPN PPN PPNNPN NPN NPN NPN NPN NPNNPP NPP NPP NPP NPP NPP
NNP NNP NNP NNP NNP NNP
PNP PNP PNP PNP PNP PNP

図7Θn

Θ 5,6

Θ 7,8 Θ 9,10 Θ 11,12

PO
PO
ON

ON
POON

ON
PO
POON
ON
PO

PO
ON
PO

0ia
5 [A/div]
0vuv
200 [V/div]

05 [ms/div](a) va , ia , and PWM waveforms

Svnv*

Θ 3,4

PO
ONONvaSc1Θ 1,2

Sa

vn=Vc2 - Vc1100-1-1

中性点電位変動抑制のスイッチングテーブル
Fig. 7. Switching table to stabilize vnSb1

この中から操作量として最適な電圧ベクトルを選定するが，0Fig. 5 からわかるように，瞬時有効電力を減少させ，瞬時無-1効電力を増加させる大ベクトルには 2 種類のスイッチングモードが存在する。
この二者択一には電源電圧ベクトル vs にSc近い電圧ベクトルを選択する。
他の電力変化率の組み合わせ1においても同様の基準で電圧ベクトルを選定する。また，隣0の領域においては，Fig. 5 を 30 [deg] だけ時計回りに回転さ-1せて同様の選択を行う。
このようにして得られたスイッチン

5 [ms/div]

グテーブルを Fig. 6 に示す。

(b) switching pattern of each leg<2.4> 中性点電位の補償法

図 8 シミュレーション結果
Fig. 8. Simulation results of proposed system.

Table 1は出力電圧ベクトルに対する中性点電位vnの挙動を示している。ここで，ベクトル v1P 〜 v6P，v1N 〜 v6N は NPC コが 1 のときは上昇，-1 のときは下降の場合に相当するが，こンバータが出力可能な最小電圧ベクトルのうち正側または負れに 0 としてパターン均等化モードを付加する。このパター側コンデンサを充電するベクトルである。したがって，中性ン均等化モードにおいて重要となるのは，小ベクトルにおけ点電位を制御可能なスイッチングモードはベクトル v 1P 〜るスイッチングモードの選択であり，この選択法としてTablev6P，v1N 〜 v6N を出力する場合のみである。この選択法とし2 に示す制約条件を設ける。これは N から P，または P から Nて，Sp が小ベクトルを選択しているとき，中性点電位 vn が上にスイッチングモードが直接変化しないようにするためで，昇するのであればv1N 〜 v6N を，下降するのであれば v1P 〜 v6P

これにより無駄なスイッチングを抑制することができる。以を選択する。このような小ベクトルの選択により，中性点電上から得られたスイッチングテーブルを Fig. 7 に示す。この位の変動を抑制することができる。この中性点電位の変動

ようにFig. 6とFig. 7の2つのテーブルを用いてNPCコンバーは，3 値のヒステリシスコンパレータを用いて判別する。Svn

タの瞬時的なスイッチングモード Sa，Sb，Sc を決定する。

［I - 141］1-8

平成 15 年電気学会産業応用部門大会

100

100 [V/div]

Total Power Factor [%]va0ia
5 [A/div]
09998
9796950vuv
200 [V/div]

500

1000 1500
Load [W]

2000

2500

図 10 総合入力力率
Fig. 10. Total input power factor.
0Total Efficiency [%]97.5
5 [ms/div](a) va , ia , and PWM waveforms
Sa10-1Sb

97.096.5
96.095.5
95.0011000 1500
Load [W]20002500

図 11 総合効率
Fig. 11. Total Efficiency.

0-1Sc500

力線間電圧波形を，(b) に各レグのスイッチングパターンを示す。電源電流は正弦波状になっており力率1 制御を達成し1ていることが確認できる。
コンバータ出力線間電圧波形には0

若干不規則なパターンも見られるがほぼ良好である。また，-1各レグのスイッチングパターンもほぼ均等化されている。
Fig. 10 に総合入力力率を，Fig. 11 に総合効率を示す。総合入5 [ms/div]

力力率は最大で 99.7 [%]，総合効率は最大で 97.1 [%] の値が(b) switching pattern of each leg得られた。

図 9 実験結果
Fig. 9. Exprimental results of proposed system.

5. まとめ
本稿では，直接電力制御法に基づく NPC コンバータの3. シミュレーションによる制御特性の確認

PWM波形をはじめ各種制御特性を改善する新しいシステム
提案するシステムの制御特性を確認するためにシミュレー構成とスイッチングモードの決定法について述べた。
シミュションを行った。
シミュレーション条件は電源電圧 200 [V]，レーションと実験により制御特性の検証を行った。実験結果

連系リアクトル 5 [mH]，負荷抵抗 80 [Ω]，直流バス電圧指より PWM 波形，総合入力力率および総合効率において良好

令値 300 [V]，瞬時無効電力指令値 0 [var] である。

な結果が得られることを確認した。
今後はスイッチング周波

Fig. 8(a) に電源電圧，電流およびコンバータ出力線間電圧数を一定化する手法について検討する。

波形を，(b) に各レグのスイッチングパターンを示す。電源
電流は正弦波状になっており，電流制御を行わずとも結果的に力率 1 制御を達成している。また，各レグのスイッチング

参考文献
[1]

パターンもほぼ均等化されていることがわかる。
[2]

4. 実機による制御特性の検証
実験条件はシミュレーションと同等とし，電源電圧 を200

[3][V]，連系リアクトル を 5 [mH]，直流バス電圧指令値 を 300[V]，瞬時無効電力指令値 を 0 [var] とした。Fig. 9(a) に負荷
電力 1.2 [kW]時における電源電圧，電流およびコンバータ出［I - 142］

T. Noguchi, H. Tomiki, S. Kondo, and I. Takahashi “Direct Power
Control of PWM Converter Without Power-Source-Voltage Sensors.”
IEEE Trans. Ind. App., vol. 34, no. 3 (1998).
A. Nabae, I. Takahashi, and H. Akagi “A New Neutral Point Clamped
PWM Inverter.” IEEE Trans. Ind. App., vol. 17, no. 5 (1981).
A. Sato, and T. Noguchi “Experimental Verification of Direct-Power
Controlled Neutral-Point-Clamped Converter.” Proc. IEE Conf.
Japan, vol. 4, 87, 132-133 (2003) (in Japanese).
佐藤・野口：「直接有効・無効電力制御形 NPC コンバータの実験検証」電学全大 , 4, 132-133 （平成 15）