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平成 16 年電気学会産業応用部門大会

高周波トランス結合を有する低電圧大電流直流電源の開発
学生員
非会員

西山幸佑
浅井嘉久正員

非会員

野口季彦（長岡技術科学大学）

五百部敦志（マコー株式会社）

Development of Low-Voltage and Large Current DC Power Supplywith High-Frequency Transformer Coupling
Toshihiko Noguchi, Kosuke Nishiyama (Nagaoka University of Technology)
Yoshihisa Asai, and Atushi Iobe (MACOHO Co., Ltd.)
Abstract‐This paper describes low-voltage and large-current DC power supplies with a high-frequency transformer
coupling.

Two different power supplies were developed with different configurations and operation characteristics of thetwo were experimentally examined in this paper.

Both power supplies are simply composed with a full-bridge inverter, anamorphous-core step down transformer and a schottky diode rectifier.
frequency of 15 (kHz), and generates 13-V and 5000-A output.

One power supply operates on the magnetizing

The other generates 12-V and 4000-A output, but

introduces only 1-kHz magnetizing frequency due to a long overlapping period in commutation caused by leakage
inductance of the transformer.

The maximum total efficiency of the former and the latter is 89.9 (%) and 85.7 (%), and thetotal input power factor of the two is 83.5 (%) and 92.8 (%), respectively.

Although the output voltages and currents of thetwo prototypes are considerably low and large, these experimental results demonstrate excellent performance.
キーワード：直流電源，低電圧大電流，高周波トランス，漏れインダクタンス
Keywords：DC power supply, low-voltage and large-current, high-frequency transformer, leakage inductance

1. はじめに

2.

焼結用低電圧大電流直流電源の概要

筆者らは超高硬度材料を創製するために，焼結技術の確立

焼結とは成形された粉体系を融点以下の温度で加熱し，構と，焼結炉ならびに焼結用低電圧大電流直流電源の開発を進成粒子間に接合が生まれる現象である。この手法は高硬度おめてきた。焼結は直接式抵抗加熱の一種であり，十数 (V)，よび高融点の加工が困難な材料の成形や，傾斜材料，機能材数千 (A)の電源装置が必要とされる。従来，サイリスタ整流料の製造に有効である。本論文で焼結しようとする粉体はボ回路を用いてこのような低電圧大電流を発生させてきたが，ロン，タングステンカーバイド，アルミナなどであり，これその電気的特性は入力力率 40 (%)，総合効率 60 (%)程度と非常に悪い。また，商用電源周波数で電力変換を行うため，大型のトランスやリアクトルが必要となり，電源装置全体の寸法と重量を増加させる一因となっていた。
このような問題は電力変換器の動作周波数を kHz オーダーとすることにより解決することができる。特に，IGBT やMOSFET などの高速スイッチング素子を用いて動作周波数を高めることにより，トランスやリアクトルの小型化だけでなく，電流リプルの抑圧，電磁騒音の低減を実現することができる。そこで，筆者らは高周波インバータ，高周波降圧トランス，整流回路からなる電源装置を 2 種類開発し，実験的に運転特性の比較評価を行った。本稿では，それらの主回路構成，制御方法，高周波降圧トランス・二次側整流回路の構造について述べ，各種運転特性の改善に有効な知見が得られたので報告する。

図１

焼結装置の外観

Fig. 1. Photograph of sintering machine.

［I - 277］

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平成 16 年電気学会産業応用部門大会

Unit 1
IGBTs 600 (V)-200 (A)

0.5 (mH)
AC 3φ
50 (Hz)-200 (V)11600(μF)#1 IOUTTo DC exitation
surpression circuit#1 iINV
17:1
D1+#1 vINV

Gate 1Gate 3VOUT

13 (V)
5000 (A)

D2

Schottky diodes
40 (V)-360 (A)#1 Gate2#1 Gate4

Unit 2IOUT
InterphasereactorSame circuit as shown above
Gate 1Gate 3#2 Gate2#2 Gate4

図２#2 iINV#2 IOUT

13V-5000A直流電源の主回路構成

Fig. 2. Configuration of 13V-5000A DC power supply.
表１

らを焼結型に封入して加圧しながら電流を流す。このとき，電源装置の負荷となる焼結型は数 (mΩ)の低抵抗体であるため，数千 (A)の大電流を流すのに十数 (V)の電圧しか必要としない。しかし，インバータの動作周波数を高めようとすると，数千 (A)の大電流であるため，降圧トランスの漏れインダクタンスや配線インダクタンスによる影響を大きく受け，

13V-5000A 直流電源の仕様

Table 1. Specifications of 13V-5000A DC Power Supply.
Power source
Inverter frequency
Output voltage
Output currentLoad

AC 3φ 50 (Hz) 200 (V)
15 (kHz)
13 (V)
0〜5000 (A)
1〜2 (mΩ)

有効電力を負荷焼結型に送ることができない。すなわち，降15 (kHz)

よってトランス二次側の整流ダイオードが全て導通した状態（転流重なり）が生じる。この転流重なりが生じている期間は出力端子電圧が零となるので，この期間が増加すると負荷焼結型に印加できる電圧の限界値が低下する。したがって，低電圧大電流直流電源の高周波化には降圧トランスの漏れインダクタンスや配線インダクタンスを低減することが

I*OUT

+

#1 Phaseshifter

PI-I OUT#1 iINV∫

極めて重要である。
+

図１は焼結装置の外観である。左手に真空炉が設置されており，中央に制御装置，その奥に低電圧大電流直流電源があ#1 IOUT+る。真空炉と電源装置は全長 3 (m)のサンドイッチ母線で接#2 iINV#2 IOUT

続し，配線インダクタンスを可能な限り低減している。

3. 13V-5000A 直流電源

#2 Phaseshifter-

図３

Dead time and isorated gate drives

圧トランスの漏れインダクタンスや配線インダクタンスに

Gate1
Gate3
#1 Gate4#1 Gate2#2 Gate4#2 Gate2∫

13V-5000A 直流電源の制御ブロック図<3.1>主回路の構成

Fig. 3. Block diagram of 13V-5000A DC power supply controller.

図２に 13V-5000A 直流電源の主回路構成を示す。この電源

波降圧トランスの二次側巻線に中間タップ.をとって全波整は 13V-2500A の定格をもった 2 台の直流電源を並列接続する流する方式を採用した。整流ダイオードには 40V-360A のシことにより 5000 (A)を出力する。表１に示したように主回路ョットキーダイオードを 8 並列接続し，順方向電圧降によるの入力は商用三相交流電源であり，三相ダイオードブリッジ損失を低減している。整流ダイオードが ON している期間はで全波整流され，力率改善用リアクトルと電解コンデンサにその端子間電圧は順方向電圧降下のみとなるが，OFF するとより平滑された直流電圧を得ている。単相フルブリッジイン

コイル 2 個分の電圧が印加される。また，ダイオードの端子バータは 600V-200A の IGBT で構成されており，15 (kHz)の間電圧の立ち上がり時に発生するスイッチングサージを考矩形波を出力する。このインバータを高周波降圧トランスに慮して，ダイオードにスナバ回路を設けている。

接続し，その導通幅を変化させることによりトランス二次側の直流電圧制御を行う。高周波降圧トランスの定格容量は 30<3.2>動作原理と制御方法(kVA)であり，巻数比を 17:1 とした。直流電源の出力は高周

図３に 13V-5000A 直流電源の制御ブロック図を示す。発振［I - 278］

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表２

13V-5000A 直流電源用高周波降圧トランスの仕様

PrimarywindingsAmorphas
iron core

Table 2. Specifications of high-frequency step down transformer ofSecondarywindings

13V-5000A DC power supply.
CapacityCore size
Primary windings
Secondary windings
Turn ratio

Secondarywindings

30 (kVA)
100 (mm)×155 (mm)×85 (mm)Thickness 0.2 (mm), Width 22 (mm),8 Parallel
Thickness 0.2 (mm), Width 22 (mm),35 pieces laminated, 8 Parallel
N1 : N2 = 17 : 1Amorphas
iron core

Primarywindings

Center tap

SchottkyDiodes

Center tap

図５ 13V-5000A直流電源の二次側出力
Fig. 5. Photograph of secondary circuit of
13V-5000A DC power supply.

D1

図４13V-5000A直流電源の高周波降圧トランス断面図
D2Fig. 4. Cross section diagram of high-frequency step downtransformer of 13V-5000A DC power supply.
回路で発生させたデューティ 50 (%)，周波数 15 (kHz)の矩形波をゲート信号 Gate1 とし，それを反転した信号を Gate3 とする。ゲート信号 Gate4 は Gate1 を基準に位相シフトしたもので，その反転信号 Gate2 とする。ここで，位相シフト量は

図６ 13V-5000A直流電源の二次側出力用銅板の外観
Fig. 6. Photograph of copper plate in secondary circuit of

出力電流と電流指令値の偏差によって調節される。また，ト13V-5000A DC power supply.

ランスの直流偏磁を防止するため，インバータ出力電流を検出しその直流分を零とするように Gate2 と Gate4 のデューテより磁気結合を高めている。中間タップと二次巻線やその他ィを微調整する。さらに，2 並列接続におけるユニット間のの接続点は，接触抵抗を減らすために蝋付けを行っている。

出力電流の不平衡を補償するため，前述の位相シフト量に両

図５に 13V-5000A直流電源の二次側出力外観を示す。強制ユニットの電流偏差を加える。したがって，ユニット 1 をマ空冷されたヒートシンクに熱伝導率の高い絶縁シートを敷スター，ユニット 2 をスレーブとして出力電流の均衡を保つ。

き，その上に二次側出力用銅板を密着させて取り付けている。巻線間の絶縁には耐熱性に優れたポリイミドテープを使<3.3>高周波降圧トランスと整流回路の構造用している。この二次側整流回路の中で最も発熱するショッ

高周波降圧トランスの仕様を表２に示す。鉄心には飽和磁トキーダイオードを出力用銅板に直接取り付けて，4 並列分

束密度 1.5 (T)，平均磁路長 359 (mm)，磁路断面積 2450 (mm2)の二次電流を合成すると同時に放熱も行っている。また，シのアモルファスコアを使用した。一次巻線は幅 22 (mm)，厚ョットキーダイオードに付随するスナバ回路も放熱を配慮

さ 0.2 (mm)の銅帯を 8 並列で 17 ターン巻いており，最大電して，ヒートシンクに直接取り付けられている。図６に高周流密度を 4.3 (A/mm2)としている。一方，二次巻線は同じ銅帯

波降圧トランス二次側出力用銅板と整流ダイオードの外観を 35 枚積層して一本の巻線とし，これを 8 並列で 1 ターンを示す。厚さ 10 (mm)の銅板に 16 個のショットキーダイオー巻いている。トランスの二次側は中間タップ方式を採用してドが配置されている。図１のD1，D2 はそれぞれショットキいるため 4 並列 2 組の構成となっており，二次側には最大ーダイオードが 8 個接続されたものに相当する。

2500 (A)流れるので，最大電流密度は 4.1 (A/mm2)としている。

今回試作した降圧トランスは励磁周波数を 15 (kHz)と高周図４に高周波降圧トランスの断面図を示す。内側からアモル波化することにより，コアサイズを極めて小さくすることがファスコア，一次巻線，二次巻線の順で重ね巻きすることにできる。しかし，高周波化によって相対的に転流重なり期間［I - 279］

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UNIT1
IGBTs 600 (V)-150 (A)AC 3φ
50 (Hz)-200(V)

IGBTs 600 (V)-300 (A)To DC exitation
surpression circuit
IOUT#1 iINVC2 +18:1

Ld
C1

D1

#1 vINV

Gate6

UNIT2

VOUT

12 (V)
4000 (A)

D2

Ld

Gate5

Interphasereactor

Gate1
Gate3

Schottky diodes
30 (V)-360 (A)#1 Gate2#1 Gate4

Same circuit as shown above
Gate5

Gate6

Gate1
Gate3#2 Gate2#2 Gate4#2 iINV

図７ 12V-4000A直流電源の主回路構成
Fig. 7. Configuration of 12V-4000A DC power supply.の占める割合が大きくなるため，一次巻線と二次巻線の間隙を極力減らし両者を緊密に重ねて巻くことにより，磁気結合

表３12V-4000A 直流電源用高周波降圧トランスの仕様

Table 3. Specifications of high-frequency step down transformerを高めて漏れインダクタンスの低減を図っている。

of 12V-4000A DC power supply.

4. 12V-4000A 直流電源
<4.1>主回路の構成

Capacity

30 (kVA)

Core size

100 (mm)×155 (mm)×85 (mm), 2 cores

Primary windings

図７に筆者らが試作した 12V-4000A 直流電源の主回路を示す。この電源も同一定格をもった 2 台のユニットを並列接続して構成している。前述の 13V-5000A 直流電源と異なり，

Secondary windings
Turn ratio

Thickness 2 (mm), Width 5 (mm),4 Parallel
Thickness 1 (mm), Width 10 (mm),15 peaces laminated, 8 Parallel
N1 : N2 = 18 : 1

主回路直流バスに 600V-150A の IGBT を用いた二重チョッパを設けている。商用三相交流電源は 300 (µH)のリアクトルと三相ダイオードブリッジにより全波整流され，僅か 140 (µF)

Secondarywindings

Praimarywindingsのフィルムコンデンサで直流電圧を平滑している。このような構成とすることにより入力力率の改善を行うことができるが，直流電圧の脈動が大きいので後段に二重チョッパを置いて単相フルブリッジインバータの直流電源電圧を安定化している。なお，単相フルブリッジインバータには 600V-300Aの IGBT を採用し，漏れインダクタンスや配線インダクタンスを考慮して降圧トランスの励磁周波数は 1 (kHz)とした。降圧トランスの定格容量は 30 (kVA)，巻数比は 18:1 である。

Amorphasiron cores

13V-5000A 直流電源と同様に中間タップ方式.により全波整流を行い，整流ダイオードには 30V-360A のショットキーダ

Heatsink

イオードを 8 並列接続している。

Schottky
DiodeCenter tap<4.2>動作原理と制御方法
おり，インバータの直流電源電圧を常に 200 (V)一定に保っ

図８ 12V-4000A直流電源の二次側出力
Fig. 8. Photograph of secondary circuit ofている。一方，単相フルブリッジインバータの動作は前述の12V-4000A DC power supply.

二重チョッパは 90°の位相差をもって 10 (kHz)で動作して13V-5000A 直流電源と同様であるが，降圧トランスの励磁周波数は 1 (kHz)としている。なお，トランスの直流偏磁を防止<4.3>高周波降圧トランスと整流回路の構造する手法は前述と同様である。ユニット間の出力電流不平衡

表３に 12V-4000A 直流電源に使用した高周波降圧トラン補償は，2 台のインバータの直流電流を検出しユニット 2 のスの仕様を示す。前述の 13V-5000A 直流電源と同一のアモルチョッパ出力電圧を調整することにより実現している。

ファスコアを 2 個使用して，図８に示すように一次巻線をそ［I - 280］

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100#1 vinv

90200 (V/div)

80
Total efficiency (%)

0t 20 (µs/div)
Time#1 iinv
150 (A/div)

070
6050
5000 (A) Power Supply
4000 (A) Power Supply
2000 (A) Power Supply

4030t 20 (µs/div)

20

Time0Vout 20 (V/div)

図 100Time

10090900 (A/div)

80

Input power factor (%)#1 Iout

t 20 (µs/div)

0TimeIout
2000 (A/div)

図９総合効率特性

Fig. 10. Total efficiency characteristics.

t 20 (µs/div)

0500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500
Output current (A)70605040305000 (A) Power Supply
4000 (A) Power Supply
2000 (A) Power Supply

20t 20 (µs/div)

10Time013V-5000A直流電源のインバータと直流出力波形

500 1000 1500 2000 2500 3000 3500 4000 4500
Output curret (A)図 11Fig. 9. Waveforms of inverter and DC output of

入力力率特性13V-5000A DC power supply.

Fig. 11. Input power factor characteristics.

れぞれのコアに，二次巻線を両方のコアに共通に巻いていであることがわかる。また，総合出力電流 5000 (A)に対してる。一次巻線は幅 5 (mm)，厚さ 2 (mm)，4 並列とし，二次巻ユニット 1 の出力電流はほぼ 2500 (A)となっており，両ユニ線は幅 10 (mm)，厚さ 1 (mm)の銅帯を 15 枚積層して一本のットの出力電流は良好に平衡していることがわかる。

巻線としている。これを 8 並列で 1 ターン巻いている。

5.

<5.2>総合効率と入力力率特性

実験による運転特性の比較評価

図 10 に開発した直流電源の総合効率（商用三相交流電源と負荷間の電力比），図 11 に入力力率の測定結果を示す。こ<5.1>定格出力運転時の特性
図９に 13V-5000A直流電源の定格出力における動作波形を示す。1.2 (mΩ)の抵抗負荷に対して出力電流指令値を 5000(A)として実験を行った。波形はユニット 1 のインバータ出力電圧#1 vINV，インバータ出力電流#1 iINV，二重並列接続後の出力電圧VOUT，ユニット 1 の出力電流#1 IOUT，二重並列接続後の総合出力電流IOUTである。これらの波形から出力電圧が波高値 13 (V)の矩形波となっており，総合出力電流は 5000(A)であることが確認できる。インバータ出力電圧波形で立ち上がりと，立ち下がりの前にパルス状の電圧が発生しているが，これはトランスの遅れ電流がIGBTの逆並列ダイオードを環流しているモードから，上下アーム短絡防止時間により全てのIGBTがOFFするモードへ移行するときに発生する。これらの図には 13V-5000A直流電源だけでなく，12V-4000A直流電源と従来のサイリスタ整流回路の特性を比較のために示してある。その結果，13V-5000A直流電源は最大効率 89.9(%)，最大入力力率 83.5 (%)を達成し，従来のサイリスタ整流回路の特性を遥かに上回った。効率では 13V-5000A直流電源のスイッチング周波数が 12V-4000A直流電源の 15 倍になっているため，インバータにおけるスイッチング損の点では不利であるが，3000 (A)以上の出力電流で 12V-4000A直流電源の効率を上回っている。また，12V-4000A直流電源は商用三相交流電源側に力率改善用リアクトルを設け，小容量のコンデンサで平滑回路を構成しているため，入力力率は全負荷にわたって 13V-5000A電源を上回り 92.8 (%)を達成した。のパルス電圧が発生している期間におけるインバータ出力<5.3>転流重なり現象

電流の変化率から，一次側換算漏れインダクタンスは 14 (nH)

図 12 に 13V-5000A 直流電源における 4000 (A)出力時の転［I - 281］

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平成 16 年電気学会産業応用部門大会

Others
4.38%
Schottky Diode
44.9%

vinv
100 (V/div)

Front-End Diode Rectifier Bridge
18.3%

0Vout
10 (V/div)0Transformer
5.38%
INV Swching
10.8%

2 (µs/div)
Time12INV Forward Drop
16.3%(a) 13V-5000A 直流電源

13V-5000A 直流電源の転流重なり波形

Fig. 12. Waveforms of overlapping period in commutation.

Front-End Diode Rectifier Bridge
8.22%
Others
Chopper
6.16%
11%

流重なり波形を示す。この転流重なりの期間は 1.2 (µs)であり，これはインバータ出力 1 周期の僅か 1.8 (%)に過ぎない。
高周波降圧トランスの巻線や二次側整流回路の構造を工夫した結果，トランス一次側換算のインダクタンスを低減する

Inverter
12.3%ことができた。ここには示していないが，12V-4000A 直流電源の降圧トランス構造ではこの転流重なり期間が増えるた
め，出力端の導通幅が制限されて最大出力電圧が制限される。このため，降圧トランスの励磁周波数を 1 (kHz)に低下させて最大出力を確保せざるを得ない。

Schottky diode31.5%<5.4>損失分離
図 13 に 13V-5000A 直流電源と 12V-4000A 直流電源の損失

Transformer
30.8%(b) 12V-4000A 直流電源

分離結果を示す。いずれも，定格電流のおよそ 80 (%)におけ

図 13る損失分離結果である。三相ダイオードブリッジ，二重チョFig. 13. Power losses.

ッパ，単相フルブリッジインバータ，高周波降圧トランス以降（トランスとショットキーダイオード）についてはパワーメータを使用して直接測定した。高周波降圧トランス単体の損失は鉄損と銅損に分けられるが，前者は無負荷試験を行って実測し，後者は巻線抵抗値から計算によって求めた。また，ショットキーダイオードの損失はトランス以降の電力からトランス単体の損失を減じて算出した。なお，インバータの導通損は電流と IGBT の順方向電圧降下より求め，残りをスイッチング損としている。
図 13 に示したように，両直流電源ともショットキーダイ

損失分離結果一方は高周波降圧トランスの構造を工夫することにより，転流重なりの影響を小さくして動作周波数を 15 (kHz)まで高周波化することができた。この直流電源では 13V-5000A の出力を確認し，最大効率 89.9 (%)，最大入力力率 83.4 (%)の結果が得られた。また，他方の直流電源ではトランスの漏れインダクタンスの影響で転流重なり期間が長く，インバータの動作周波数を 1 (kHz)にしかできなかったが，12V-4000A の出力を確認し，最大効率 85.7 (%)，1500 (A)以上の出力電流に対して 90 (%)以上の入力力率を達成した。

オードにおける損失の割合が最も高い。順方向電圧降下が文0.45 (V)前後のショットキーダイオードでも，3000 (A)の出力であると損失は 1.3 (kW)にも達する。また，13V-5000A 直流電源では，トランスの損失が占める割合が大幅に改善されているが，インバータの高周波化に伴うスイッチング損の増加によりインバータ損失の割合が増大している。

6. まとめ本稿では高周波トランス結合を有する 2 種類の低電圧大電流直流電源を試作し，それらの運転特性を検証するとともに献(１) 中西・野口・高橋・田中：｢低圧大電流直流電源並列運転法の開発｣
平成 12 年電学全大，4-057，1439(２) 中西・野口・高橋・田中：｢低圧大電流直流電源の小型化・高効率化｣
平成 12 年電学半電変研究会，SPC-00-61，37(３) 石田・野口：｢高周波トランス結合を有する低圧大電流電源の開発｣
平成 15 年電学産応大，1-107，1-493(４) 石田・野口：｢13V-1250A 直流電源の運転特性｣平成 15 年電学北陸支大，A33，35(５) 石田・野口:｢15kHz トランス結合を有する 13V-1250A 直流電源の損失分離｣平成 15 年電学新潟支大，IV-8，69

従来の直流電源との比較を行った。試作した直流電源のうち［I - 282］