平成 23年電気学会産業応用部門大会

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インダイレクトマトリックスコンバータの電源高調波改善に関する検討
学生員

久保田洋平

正員

野口季彦（静岡大学）

Study on Line Current Harmonics Improvement of Indirect Matrix Converter
Yohei Kubota, Student Member ,Toshihiko Noguchi,Member (Shizuoka University)

This paper describes an improved strategy of an input power factor and a total harmonic distortion of an indirect matrix
converter input. The control of the input side current-source rectifier is based on a space vector modulation and two-phase
triangular carrier modulation techniques are applied to the input and the output to prevent interference with zero vectors of theboth sides, respectively. In addition, this paper describes that the indirect matrix converter can not achieve a unity input powerfactor operation at a low-load range because it has a real DC bus. Then, the leading current compensation is applied at thelow-load range. The improved operation characteristics are confirmed through computer simulations.
キーワード：インダイレクトマトリックスコンバータ，入力力率，電源高調波
Keywords：indirect matrix converter, input power factor, line current harmonicsというメリットがある。

1. はじめにこのような背景から，本稿では空調機器に適した電力変空調機器に用いられる電力変換の最も基本的な構成は，換器としてインダイレクトマトリックスコンバータを採りダイオード整流器とインバータを組み合わせた AC/DC/AC挙げ，その電源高調波を改善する制御法について検討する。

二段変換システムである。直流バスに電解コンデンサ等の空調機器で専ら使用されるロータリー方式コンプレッサはエネルギーバッファを挿入し，入力側と出力側の電力バラ脈動負荷であるため，負荷側の精密な制御よりも入力側のンスを調整している。このようなコンデンサインプット形

高調波低減を優先させる制御が必要とされる。一般にマトダイオード整流器を用いて直流を生み出す方式は，回路構

リックスコンバータは入力側に LC フィルタを挿入するが，成が簡単で制御も必要としないが，コンデンサ充電時のみこのフィルタにより常に入力側に無効電流が流れる。これ電源側から電流が流れ込むため，入力電流は正弦波とはなを打ち消すようにマトリックスコンバータで電流を生成しらず高調波を多く含んだ波形となる。高調波電流が増大す

入力力率 1 制御を行なう。また，ダイレクトマトリックスると電力系統に配線の発熱，ブレーカの誤作動，進相コンコンバータでは軽負荷時において仮想直流バスに逆極性パ

デンサの発熱，トランスのうなり等様々な障害をもたらすルスを出力することにより容易に制御することができる

ため，厳しい高調波規制が定められている。さらに電解コが，インダイレクトマトリックスコンバータは回路構成上，ンデンサには寿命や体積にまつわる問題が存在する。

本質的に不可能である(1), (2)。そこでインダイレクトマトリッ

これらの問題を解決する技術としてマトリックスコンバ

クスコンバータでは，軽負荷時に進み電流補償を施し，力ータがある。マトリックスコンバータは AC/AC 直接変換可率よりも入力電流歪低減を優先させる制御を行う(2)。本稿で能な電力変換装置であり入出力の制御が可能である。マトは，計算機シミュレーションにより，提案する制御法の運リックスコンバータには 9 つの双方向スイッチをマトリッ転特性を検証したので報告する。

クス状に並べたダイレクトマトリックスコンバータと，中2.

間に直流部をもつインダイレクトマトリックスコンバータ

制御原理の 2 種類が存在する。インダイレクトマトリックスコンバ〈2･1〉 回路構成

ータは直流部が存在するため全てのスイッチを単方向素子コンバータの主回路を示す。中間に直流バスが存在するのとして構成でき，出力部には従来のインバータモジュールで，全てのスイッチを単方向化できる。入力側は電流形整をそのまま用いることが可能である。このようにインダイ流器，出力側は電圧形インバータの構成をとる。
〈2･2〉 インダイレクトマトリックスコンバータの制御

レクトマトリックスコンバータは既存の技術を応用できる[I - 625]

図 1 にインダイレクトマトリックス

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図 1 インダイレクトマトリックスコンバータ
Fig. 1.

P = Smp : 1 , Snm : 0 N = Smp : 0 , Snm : 1 O = Smp : 0 , Snm : 0
S = Smp : 1 , Snm : 1
Q m = r , s, tIndirect matrix converter.

図 3 電流形整流器の電流ベクトル
Fig. 3.

(a) 同期三角波キャリア (b) 二相三角波キャリア
図 4 同期三角波キャリアと二相三角波キャリア
Fig. 4. Synchronized and two-phase triangular carriers.

図 2 制御ブロック図
Fig. 2.

Current vectors of current source rectifier.

Control block diagram.

図 2 にインダイレクトマトリックスコンバータの制御ブロ3ック図を示す。電流形整流器は入力電流ベクトルの把握の容易さから空間ベクトル変調を行なう。入力電流 ir，is，itを電源電圧の位相情報を基に同期回転座標上で制御する。
入力電流振幅指令値に相当する id*は出力電力を入力電圧で

図 5 マトリックスコンバータ入力部除することにより求めることができる。

id * =**v i + vb ib
PL= a aVrmsv 2 +v 2αFig. 5.

Input part of matrix converter.

*(1)

3. 進み電流補償β

入力力率 1 制御を行なうには iq*を 0 とする。dq 各軸の偏〈3･1〉 マトリックスコンバータの入力力率１制御差を PI 制御器に入力することにより，マトリックスコンバ

図 5 にマトリックスコンバータ入力部の構成を示す。マータで作り出す電流指令値 jα∗と jβ∗が得られる。この電流指トリックスコンバータが生成する電流ベクトルを Imc，フィ令値の大きさが図 3 に示した電流ベクトル振幅 J に相当し，ルタにより発生する無効電流ベクトルを Ic，入力電流ベクトベクトルの射影からスイッチングデューティーサイクルをルを Is とする。これらの電流の間には，
I s = I mc + I c算出して空間ベクトル変調を行なう。
出力側も電流 iu，iv，iw を回転座標上で制御する。入力側(2)の関係がある。Imc = 0 のとき Is ＝ Ic となり，の電流形整流器の電流経路を常に確保し，入力電流の高調Ic =波を抑制するために一相変調を行う。図 4 のように整流器側とインバータ側で位相を π/2 ずらした二相三角波キャリアを用いることにより，整流器側のゼロ電流出力モード（直Vs / 3⎛
1 ⎞⎟j⎜ ωL f −⎜
ωC f ⎟⎠⎝(3)流バス還流モード）とインバータ側のゼロ電圧出力モード

この電流ベクトルは LC フィルタの定数と電源電圧で決（負荷還流モード）の衝突を回避し，出力電流の歪を軽減まる。軽負荷時は Imc が小さくなるため，Is は Ic が支配的とする(4)。マトリックスコンバータは出力の影響がそのまま入なる。入力力率 1 制御を行う場合は，本質的に発生するこ力側に反映されるため，結果的に入力電流歪の改善につなの進み電流分を含めて制御しなければならない(3)。

がる。

〈3･2〉 進み電流補償

表 1 に各領域における電流ベクトルと直流バス出力電圧の対応を示す。各領域で，直流[I - 626]

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表 1 電流ベクトルと直流バス出力電圧極性の関係
Table. 1. Relation between current vectors and3DC-bus output voltage polarity.
Sectors

Positive output mode

Negative output mode(max－min) (max－mid) (mid－min)(min－max) (min－mad) (mid－max)

θ12,θ1PNO

PON

ONP

NPO

NOP

OPN

θ2,θ3PON

PNO

OPN

NOP

NPO

ONP

θ4,θ5

OPN

NPO

PON

ONP

PNO

NOP

θ6,θ7

NPO

OPN

NOP

PNO

ONP

PON

θ8,θ9

NOP

ONP

NPO

PON

OPN

PNO

θ10,θ11

ONP

NOP

PNO

OPN

PON

NPO

333

図 7 進み電流補償
Fig. 7. Leading current compensation.
表 2 主回路の電気的パラメータ
Table 2. Electric parameters of main circuit.

33

図 6 入力力率 1 制御の限界
Fig. 6. Limit of unity input power factor control.
バスに正極性電圧を出力するモードと負極性電圧を出力す

Input Power Source

3φ, 200 V, 60 Hz

Input Filter

Lf = 1.2 mH, Cf = 20 μ F(0.03 p.u., 0.10 p.u.)Load

R = 8 Ω, L = 3.7 mH

Output Frequency

40 Hz

Carrier Frequency

10 kHzId*は入力電流振幅指令値であり， (1)式で示したように負荷電力によって変化する。よって， φ が大きくなるのは軽負荷となった場合であり，φ > π / 6 のときには入力電流の歪を低減するために Iq*を積極的に調整する必要がある。そこで，
図 7 に示すように，るモードがそれぞれ 3 つずつ存在する。
図 6 に静止座標上での入力力率 1 制御を行なっている様子を示す。電源電圧ベクトル Vs が領域 θ8 にある場合，表 1I q* = 3I c −

13Id*

(5)

より直流バスが負極性電圧となるモードは OPN，PON，PNOと軽負荷時は常に φ = π / 6 となるように Iq*を与える。このよである。マトリックスコンバータが作り出す電流ベクトル

うに電流指令値を与えることにより，入力基本波力率は犠

Imc は Vs から角度 φ 遅れた領域θ6に存在することによりに牲になるが，直流バス負極性電圧が選択されなくなり電源入力力率 1 制御が行なえるとする。空間ベクトル変調を行高調波を改善することができる。以上をまとめると Iq*は，⎧π⎞⎛0⎜φ ≤ ⎟⎪6⎠⎪⎝I q* = ⎨1π⎞⎛⎪ 3I c −I d * ⎜φ > ⎟⎪⎩6⎠⎝3

なっているのでベクトル NPO と OPN を選択することにより入力電流制御を行なうが，OPN は負極性電圧出力モードなので直流バスに負の電圧が出力される。ダイレクトマトリックスコンバータの場合は直流バスが仮想的なため，そ(6)のまま制御しても支障ない。しかし，インダイレクトマトのように与えることとなり，重負荷時は入力力率 1 制御をリックスコンバータの場合は，実際に直流バスが存在する行い，軽負荷時は電源高調波の改善を優先的に行なう制御ため負極性電圧を出力することは不可能である。負極性電を実現する。

圧モードが選択されたときには直流バス電圧がゼロとな

4. シミュレーションによる検証

り，その影響で入力電流に歪を及ぼす。電源位相を 12 領域化すると，1 領域の角度は π / 6 となるため， φ ≤ π / 6 までは表 2 に示すパラメータを用いてシミュレーションを行っ

インダイレクトマトリックスコンバータで入力力率 1 制御た。入力 LC フィルタの共振を抑制するためにダンピングをを行なうことができる。隣接する電流ベクトルから選択せかけなければならないが，Lf と並列にダンピング抵抗 30 Ω

ずとも制御できるが，この例では正極性電圧出力モードである ONP，NOP，NPO のみで電流ベクトル Imc を再現するを挿入して実現している。
ここで，表 2 のパラメータを用いたとき， φ が π / 6 以上ことは不可能である。
Vs と Imc のなす角 φ は次式で求めることができる。のインダイレクトマトリックスコンバータにおいて 524W

⎛ 3I ⎞c ⎟⎜ I * ⎟⎝ d ⎠φ = tan −1 ⎜となる負荷条件は 524W 以下となる場合である。つまり，こ以下の出力を得たい場合には，進み電流補償を施さなけれ(4)ば入力電流歪が増大する。
図 8 と図 9 に 0.2 kW 出力時におけるシミュレーション結[I - 627]

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200
100vr (V) 0-100-20021ir (A) 0-1-2
400200vuv (V) 0-200-40063iu (A) 0-3-6200100vr (V) 0-100-20021ir (A) 0-1-2
400200vuv (V) 0-200-40063iu (A) 0-3-6Time 25 (ms/div)

Time 25 (ms/div)

図 9 進み電流補償を施した場合のコンバータ各部波形（シミュレーション結果）
Fig. 8. Operation waveforms of indirect matrix converter at0.2-kW output (simulation result).

各部波形（シミュレーション結果）
Fig. 9. Simulation waveforms at 0.2-kW output withleading current compensation.

7060

Total input power factor (%)

Total harmonic distortion (%)

図 8 0.2 kW 出力時のインダイレクトマトリックス

DMC (PF=1)
IMC (PF=1)
IMC (Proposed)

50403020
1000.00.51.01.52.0
Load (kW)

2.5

3.0

3.5

1009590
DMC (PF=1)
IMC (PF=1)
IMC (Proposed)

858075700.0

図 10 入力電流の総合歪率
Fig. 10. Total harmonic distortion of input current.

0.5

1.0

1.5
2.0
Load (kW)

2.5

3.03.5

図 11 総合入力力率
Fig. 11. Total input power factor.

果を示す。インダイレクトマトリックスコンバータで軽負善される。

荷時に入力力率 1 制御を行なうと，ベクトルが適切に選択

5. まとめできないため入力電流歪が増大する。進み電流補償を施した場合には基本波力率は悪化するものの，低歪な入力電流

本稿ではインダイレクトマトリックスコンバータにおいて軽負荷時に入力力率 1 制御が行なえなくなることを示し波形を実現できることがわかる。
入力力率と入力電流総合歪率（THD）を比較したものをた。しかし，進み電流補償を施すことにより入力電流の THD

図 10 と図 11 に示す。比較のため仮想 AC/DC/AC 変換方式を改善することができる。シミュレーション結果より，軽に基づくダイレクトマトリックスコンバータ（DMC）のシ負荷時においても入力電流 THD を抑制できる（負荷 0.2 kW

ミュレーション結果も示した(1), (2)。ダイレクトマトリックで THD1.52 %）ことを確認した。

スコンバータは全負荷範囲にわたり入力力率 1 を保ったまま低歪な入力電流波形を実現できるのに対し，インダイレ
クトマトリックスコンバータ（IMC）では軽負荷時に THDが悪化する。一方，進み電流補償を施すと入力力率は犠牲となるが THD は大幅に改善される。インダイレクトマトリ
ックスコンバータの負荷 0.2 kW 出力時において力率 1 制御を行なった場合の入力力率は 83.2 %，THD（30 次まで）は64.9 %であるが，補償を施した場合は入力力率が 73.4 %と10 ポイントほど低下するものの，THD は 1.52 %以下に改[I - 628]

文献(１) 伊藤・高橋：「マトリックスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」半導体電力変換研究会，SPC-01-121 (2001)(２) 伊東・佐藤・大口・佐藤・小高・江口：「キャリア比較方式を用いた仮想 AC/DC/AC 変換方式によるマトリックスコンバータの制御法」電学論 D，124 巻，5 号，p.p.457-463 (2004)(３) 石川・竹下：「三相/三相マトリックスコンバータの入力力率制御法」
電学論 D，129 巻，3 号，p.p.258-266 (2009)(４) 久保田・野口：「マトリックスコンバータの入力電流波形改善に関する検討」電気学会全国大会，4-015 (2011)