インダクタモジュールを用いた
純正弦波出力電流形インバータ
岩田 陽祐＊

野口 季彦（静岡大学）

Pure Sinusoidal Output Current-Source Inverter Using Inductor Modules
Yosuke Iwata*, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)
A novel topology of a current-source inverter (CSI) is proposed in the paper, which can deliver a pure sinusoidal current
waveform without sacrificing its efficiency and its equipment size.

The proposed circuit has a hybrid structure, and combines aswitching-operation based multilevel CSI and a linear current amplifier with a low-amplitude current output. The former
multilevel CSI employs multiple inductor modules to generate a staircase-shaped multilevel current waveform, while the latter
linear amplifier merely generates a compensating current to reform the multilevel waveform to the pure sinusoidal waveform.
Because the most part of the output current is created by the switching-operation based multilevel CSI, the system efficiency
hardly deteriorates.

In addition, the system does not require a large LC filter because it directly delivers the pure sinusoidal

current to the load.

Several experimental results show that the proposed circuit can properly generate the pure sinusoidal current

waveform with a simple circuit operation.
キーワード：電流形インバータ，インダクタモジュール，マルチレベル，トポロジー，リニアアンプ
Keywords：current-source inverter, inductor module, multilevel, topology, liner amplifier

1. まえがき
一般に，電力変換器は効率を上げるためにスイッチング動作に基づくが，スイッチングによって生じる高調波を低減するために LC フィルタを必要とする(1)~(4)。 一方，

Q2

Q1vo~I/3

I/3

I/3

線形増幅器は純粋な正弦波形を生成することができる

Loadioが，効率の点で本質的な問題を有している。 電力変換器

Q5Q6Q3Q4に対する究極の要求は，大きな LC フィルタを用いずに効率を犠牲にすることなく，純粋な正弦波形を生成する能力である。 これを実現するためのアプローチの 1 つとし

図 1 DC 電流源モジュールハイブリッド CSI
Fig. 1. Hybrid CSI with DC current source module.て，高周波 PWM 技術が挙げられる(5)~(7)。しかし，この技術は電力変換器のスイッチング損失を増加させる欠点を~I/3

ローチは，マルチレベル技術を採用することで THD を改

I/3

I/3Q5Q1Q2Q6 I/3Q3Q4vo

力変換器を開発することが求められる。もう一つのアプ
~I/3

I/3

Loadio有する。 したがって，上記の問題を同時に解決できる電善することである。マルチレベル技術は高調波や EMC ノイズを低減するのに非常に有効であるが，複雑な回路構成や制御アルゴリズムに課題がある。本稿では，上記の問題を解決するための新しい手法である，スイッチングとリニア増幅を組み合わせたハイブリッドインバータの新規トポロジーを提案する。これまでもハイブリッドインバータの回路トポロジーは幾つか提案されている(8)~(10)。例えば図 1 の DC 電流源モジュール方式や図 2 のフィッシュボーン方式が挙げられる。しかし，これらの従来回路はレベル数を増やすごとに，直流電流源やインダクタ，絶縁ゲートドライブ電源が増加し，多くの構成

図 2 フィッシュボーンハイブリッド CSI
Fig. 2. Hybrid CSI with fish-bone structure.

部品が必要であった。
本稿では，H ブリッジ方式を基本としてインダクタモ
ジュールを使用した新たな回路方式を提案する。従来回路と提案回路の部品点数を比較した上で，シミュレーシ
ョンによる基本的な動作検証を行った。また，提案回路

Q1

ILm=I/3

Lm

Qm1

Q2

InductormodulesQm1

Qm2

istair-P

ILm
=I/3

Q1

Qm1
vo
2I/3
Load
io

Load
io
QP

QP

QN

Linear current sourcewith low amplitude

Q4

QP

QN

QN
~I/3

~I/3
Q3

ilin
=~I/3

Q2

Qm2

vo
2I/3

Load
io

Q3

ILm
=I/3Q1

Qm2

istair-Nvo

IDC=2I/3

Q2Q3

Q4Q4(a) 電流保持（io = +2I/3～+I） (b) 電流保持（io = 0～+I/3）(a) Current holding (io = +2I/3～+I). (b) Current holding (io = 0～+I/3).

図 3 提案する 5 レベル純正弦波出力電流形インバータ
Fig. 3. Proposed 5-level hybrid CSI with inductor module.

ILm=I/3

Q1

Qm1

Qm1

Qm1

Qm2

ILm

vo2I/3QP

図 4 インダクタモジュールの実機検証も行い，提案する回路構成と動作原理の妥当

Load
ioLoadioQm2

表 1 5 レベル提案回路のスイッチング状態
Table 1. Switching states of 5-level inductor module based hybrid CSI.
ModeQ1 Q2 Q3 Q4 Qm1 Qm2 QP QN
io10011010H+2I/3 ~ +I
10010110C+I/3 ~ +2I/3
0101
1010
D+I/3 ~ +2I/3
010
10110
H0
10
10
100
1
H001
10
100
1
C-I/3 ~ -2I/3
10
100
101
D-I/3 ~ -2I/3
01
100
10
1
H-2I/3 ~ -I

Q2Qm2

vo2I/3Fig. 4. Inductor module.

ILm=I/3Q1Q2QP

QN~I/3~I/3Q3QNQ4Q3Q4(c) 充電（io = +I/3～+2I/3）(d) 放電（io = +I/3～+2I/3）(c) Charging (io =+I/3～+2I/3). (d) Discharging (io =+I/3～+2I/3).
図 5 インダクタモジュールハイブリッド CSI の動作モード
Fig. 5. Operation modes of inductor module based hybrid CSI.

LDC

IDC

Df
QDC
Vin

図 6 チョッパで構成された直流電流源
Fig. 6. Chopper based DC current-source.

性を確認したので報告する。

2.

回路構成と動作原理交互に切り換えることでインダクタ電流を一定に保ちつつ 5 レベル電流を出力する。このとき可変電流源は，主＜2.1＞ 純正弦波出力インダクタモジュール CSI
図 3 に提案回路の一例を示す。この回路は主インバーインバータが出力する階段状の電流を正弦波に形成するタである 5 レベルインダクタモジュール CSI に低振幅の変電流源をリニアアンプで構成した場合，アンプ部での可変電流源を組み合わせたものである。インダクタモジ損失は全出力振幅にわたるリニア増幅と比べ低くなる。

ュールとは図 4 に示すとおり，トランジスタ，ダイオー負荷に供給される電流は，主インバータが出力する階段ド，インダクタのみで構成されたモジュール構造の回路状の電流に，可変電流源のリニア電流が重畳された純正を指す。提案回路のスイッチング状態を表 1 に示す。表 1

弦電流となる。負荷に並列接続されたフィルタキャパシにおいて，Mode はインダクタの動作モードであり，H，タ通過前ですでに正弦波であるため，フィルタキャパシC，D はそれぞれ保持，充電，放電を意味する。主インバ

タの容量は小容量で済み，より高耐圧の部品を選定できータは 5 レベルの階段状の電流を出力するため，負荷にる。提案回路の動作モードを図 5 に示す。(a)の電流保持供給される出力電流は，io = +2I/3，+I/3，0，-I/3，-2I/3

モードではインダクタは短絡されるのでインダクタ電流の 5 種類である。このときスイッチング状態の冗長性をは保持され，主インバータは istair-P = +2I/3，可変電流源は利用して，インダクタモジュールの充電と放電モードを

ilin = 0～I/3 を出力し，負荷には istair-P に ilin が重畳された最ために，小振幅のリニア電流を出力する。したがって可表 2 5 レベルトポロジーの部品点数の比較
Table 2. Comparison of component counts in 5-level topologies.
Q1

IL1
Qm1

Qm2

Qm3

IL2
Qm4

Qm(2N-1)

ILN
Qm(2N)

istair-P

transistor

DC-source
module810

Proposed
inductor module
9Diode11169Inductor
Gate drive
Power supply
Liner current source

24255

41

2

1

Circuit configuration

CFtransistor

DC-source
moduleM+3Diode(3M+7)/23M+1

M+4Inductor
Gate drive
Power supply
Liner current source(M-1)/2M-1(M-1)/2(M+5)/2M

412

1

Circuit configuration

LoadQP

Q3QN
ilinFishbone

表 3 一般化した部品点数の比較
Table 3. Comparison of component counts in generalized cases.

istair-NvoioIDC

Q2

Q4

Fishbone
2M

Proposed
inductor module
M+480Fig. 7. Generalized multilevel inductor module based hybrid CSI.

大レベル io = +2I/3～+I を供給する。(b)の電流保持モードにおいても同様に，インダクタは短絡されるのでインダクタ電流は保持される。このモードでは可変電流源のみ

Number of diodes

図 7 一般化した提案回路

DC current module
Fish-bone
Inductor module

604020が負荷に電流を供給し，最小レベル io = 0～+ I/3 を出力する。(c)の充電モードでは負荷とインダクタが並列接続さ005れており，インダクタは直接電流源からエネルギーを供
主インバータは istair-P = +I/3，可変電流源は ilin = 0～+I/3 を
25

同様に負荷には中間レベル io = +I/3～+2I/3 を供給する。
主インバータであるインダクタモジュール CSI は，電源

Number of inductors

出力し，負荷には中間レベル io = +I/3～+2I/3 を供給する。
タはエネルギーを放出し，インダクタ電流は減少する。

15105

つの動作モードのうち(c)の充電モードと(d)の放電モード

00を交互に切り換えることによって，インダクタモジュー
ル電流を I/3 に制御することができる。

スの大きな平滑リアクトルを接続する方法があるが，装置の大型化や重量増加の原因となるため，提案回路では
図 6 に示すように降圧チョッパの電流制御を行うことにより制御電流源を構成する。入力直流電流指令値とフィードバック電流との偏差を PI レギュレータで増幅し，三角波キャリアと比較することによりスイッチング素子のゲート信号を生成する。

10152025
Level number of output current

3024DC current module
Fish-boneInductor module

20161284510152025
Level number of output current30

図 10 レベル数ーゲートドライブ電源数
Fig. 10. Numbers of output levels and gate drive power supplies.

＜2.3＞ 提案回路の一般化
一般化した提案回路を図 7 に示す。インダクタモジュールの数を N, 出力電流のレベル数を M とおくと，次の関係が成り立つ。

M  2N  35

図 9 レベル数ーインダクタ数
Fig. 9. Numbers of output levels and inductors.
Number of gate drive power supplies

流源を構成するには，直流電圧源と直列にインダクタン

DC current module
Fish-bone
Inductor module

20

電流の 1/2 に相当する中間レベルを出力する際，これら 4＜2.2＞ 直流電流源
電流形インバータは直流電流源を必要とする。直流電30

図 8 レベル数ーダイオード数
Fig. 8. Numbers of output levels and diodes.

給されるため，インダクタ電流は増加する。この場合，(d)の放電モードでは電流源が短絡されるので，インダク

10152025
Level number of output current(1)また，k 番目のインダクタモジュールの電流を ILk とおくと，次の漸化式で一般化することができる。
INk  1, 2N I L1 II L(k 1)  I L(k ) N 2N 2(2)ILm _ref +=I/3－ILm

1051

io (A) 0-5-10

02I/3+-P1

I/3－++-P2－+

Q2－+－+-I/3+-

N2+-

Switching mode tableiref-2I/380
40vo (V) 0-40-80

Q16ilin (A) 42
0Q4Q36

istair_P 4(A) 2Qm2
Qm106QPQNN1

istair_N 42(A) 043

Stair operation signal

ILm (A) 210

図 11 主インバータの制御ブロック図
Fig. 11. Control block diagram of proposed main inverter.

iref-1+

istair_P-

istair_N

Switching mode table+Time10(ms/div)

図 13 5 レベル提案回路のシミュレーション波形
Fig. 13. Simulation waveforms of proposed 5-level circuit.

ilin
QN
QP

Q1
Qm1

IL1=Im/2
Qm2

L1IL2=Im/4

L2+-

図 12 可変電流源の制御ブロック図
Fig. 12. Control block diagram of proposed variable current source.

Qm4

Qm3
vo

IDC=3Im/4Q2ioCFLoad

従来回路と提案回路の部品点数を数え上げた結果を表 2，
表 3 に示す。ただし，出力階段状電流のレベル数 M を用いQPて表し，直流電流源を降圧チョッパで構成した場合を示し

Q3ている。提案回路は最も少ない部品点数で階段状の電流波形を出力できることがわかる。提案回路は主インバータの出力レベル数を増やすほど，可変電流源のリニア電流の振幅を小さくできるため，より高効率化が期待できる。また，出力レベル数を増やしても，ゲートドライブ電源の個数が 4個で一定であることは提案回路の特長であり，多レベル化するほど有利になる。出力レベル数と部品点数の関係を図 8～10 に示す。いずれの場合も出力レベル数の増加にともない部品点数は増えるが，提案回路は最も少ない増加量であ

図 14 提案する 7 レベルインダクタモジュール CSI

IL2-ref=I/3

1+－0IL2IL1-ref
=2I/3

1+－
IL10+-

P1－+

P2－++-

P3－++-+3I/4+I/4

Q1Q4irefの偏差を量子化し，量子化した極性信号が 1 ならば充電モード，０ならば放電モードの冗長なスイッチング状態を選択する。このとき，インダクタモジュール電流が一定に保+-N1-2I/4+-N2+-N3－+きリレー制御とする。指令値 ILm_ref とフィードバック値 ILm-I/4－+する。インダクタモジュールの電流制御はヒステリシス付－+

基準値と正弦波指令値を比較してスイッチング信号を生成

-3I/4

Q2

Switching mode table+2I/4

3. シミュレーションと実機による動作検証の制御ブロック図を示す。オフセットの異なる 4 つの直流

Q4Fig. 14. Proposed 7-level hybrid CSI with inductor modules.

ることがわかる。

＜3.1＞ 5 レベル方式のシミュレーション結果
図 11 に主インバータが 5 レベルの階段波を出力する場合

QN
ilin=~Im/4

Q3

Qm2
Qm1

Qm4
Qm3
QPQN

Stair operation signal

図 15 7 レベル提案回路の制御ブロック図
Fig. 15. Control block diagram of proposed 7-level circuit.

たれることによって，負荷に istair_P = +I/3 を供給することができる。図 12 は可変電流源の制御ブロック図である。出力表 4 7 レベル提案回路のスイッチング状態
Table 4. Switching states of 7-level inductor module based hybrid CSI.
Q2

Q3

Q4

Qm1

Qm2

Qm3

Qm4

1001

10

1001011010100101

1010011001010101100101

1001

10010101010101011010101001101010101001101010100101100110011010011010010101100101

outputcurrent+3I/4~
+I
+I/2~
+3I/4
+I/2~
+3I/4
+I/2~
+3I/4
+I/4~
+I/2
+I/4~
+I/2
+I/4~
+I/2
0~
+I/4
0~
－I/4
－I/4~
－2I/4
－I/4~
－I/2
－I/4~
－I/2
－I/2~－3I/4
－I/2~
－3I/4
－I/2~
－3I/4
－3I/4
~－I

L1L2H

H

D

HC

D

HC

H

D

D

CCHHHHH

6ilin (A) 4206istair_P 4(A) 20C

H6istair_N 4(A) 20IL1 (A), 64IL2(A) 20DCH

D

図 16 7 レベル提案回路のシミュレーション波形

HC

Fig. 16. Simulation waveforms of 7-level proposed circuit.

CD

DH

H

H

Time 10(ms/div)

189io (A)Q1

1050-5-10240120vo (V) 0-120-240

io (A)0-9

電流指令値 iref と，主インバータが生成した階段波 istair_P，-1810050vo (V)istair_N との差を可変電流源が出力する。QP，QN は出力周波数で動作し，出力電流の正の半サイクルで QP がオン，負の半0サイクルで QN をオンさせる。

-50

シミュレーションの条件として直流電流源は理想とし 6-10018Ilin (A)A，出力電流指令値は 50 Hz, 9 Apeak とする。インダクタモジ
ュールは 1.8 mH とした。インダクタモジュール電流の制御はヒステリシス幅 0.4 A に設定したリレー制御とし，充電・90-9放電を交互に切り換え 3 A 一定に保つ。
負荷は 6 Ω と 0.6 mH-1818IDM (A)の RL 直列負荷とし，インバータ側から見て容量性となるように，20 μF のフィルタキャパシタを並列接続している。可変電流源は理想とし，主インバータが出力する階段波を補90-9完するようにリニア電流を重畳させる。図 13 にシミュレー-18Time 10 (ms/div)

ション結果を示す。出力電流 io は主インバータの階段状の図 17 実験結果
Fig. 17. Experimental results.

出力電流 istair-P, istair-N に可変電流源の出力 ilin が重畳された純正弦波となっている。負荷電流 io はフィルタキャパシタに100より歪みのない正弦波となっている。インダクタモジュー
ル電流 ILm は充電・放電を適切に切り換えることにより 3 Aニアアンプで構成することができる。提案回路は，主インバータのレベル数を増やすごとにリニア電流の振幅を小さくすることができリニアアンプの損失をおさえることができるため，低歪かつ高効率の電力変換器として効果が期待できる。

10

Amplitude of io(A)に保つことができている。実際の回路では可変電流源をリ

10.1

0.01

＜3.2＞ 7 レベル方式のシミュレーション結果
提案回路を図 14 に示す。主インバータが 7 レベル出力の場合，H ブリッジインバータに 2 つのインダクタモジュー
ルを接続することによって実現する。スイッチング状態を
表 4 に示す。5 レベル出力時と異なり，2 つのインダクタを0.001

01000020000
30000
Frequency(Hz)40000

図 18 出力電流周波数スペクトル
Fig. 18. Frequency spectrum of output current.

50000

流れる電流を同時に一定制御する必要がある。主インバー
タが階段状電流 istair =  I/2，  I/4 を出力する際，2 つのインダクタにはそれぞれ保持，放電，充電モードが存在し，この 3 つのモードを適宜切り換えることによって一定電流に保つ。図 15 は 7 レベル出力の制御ブロック図を示したものである。オフセットの異なる 6 つの直流基準値と出力電流指令値を比較して各スイッチング信号を生成する。7 レベ
ル出力の場合，一方のインダクタを充放電制御すると，もう一方のインダクタは充電もしくは放電を続ける。したがって，片方のインダクタを優先的に制御し，もう一方の極性信号が変化した瞬間，他方のインダクタの充放電制御に切り換えるといった手法を適用する。インダクタ電流は先に述べた漸化式に基づき IL1 を I/2，IL2 を I/4 に一定制御する。
シミュレーションでは，インダクタモジュールのインダクタを L1，L2 ともに 700 μH とした。また，インダクタモジ

4. まとめ
本稿では，スイッチングとリニア増幅を組み合わせたハイブリッド CSI の新規トポロジーを提案し，5 レベルトポロ
ジーの場合と，一般化した場合について従来回路と部品点数を比較した。提案回路は構成部品点数の出力レベル数依存性が最も低く，少ない部品点数で構成できる。また，必要なゲートドライブ電源は出力レベル数によらず 4 個で一定であることを示した。提案回路の 5，7 レベル方式の場合について，シミュレーションを通じ動作検証を行った。更に，提案回路の妥当性を確かめるために，5 レベル方式の実機を試作して動作を検証した。直流電流源，可変電流源であるチョッパの電流制御を行い，インダクタモジュールの電流を中間レベルに保ちつつ，負荷に正弦波状の電流を出力できることを確認した。

ュールの制御はヒステリシス制御とし，ヒステリシス幅をIL1，IL2 ともに 0.2 A とした。負荷は純抵抗 R = 25 Ωとし，1.5 μF のフィルタキャパシタを接続している。図 16 にシミュレーション結果を示す。階段電流 istair_P，istair_N として 7 レベルの電流波形が適切に出力されていることがわかる。また，負荷電圧 vo はフィルタキャパシタが高次高調波を吸収するため正弦波状となる。また，インダクタモジュール電流 IL1，IL2 はそれぞれ 4 A，2 A を保つように制御できている。
＜3.3＞ 実機検証
提案回路の動作を検証するために，5 レベルトポロジーの実機を試作した。最初の試作器であるため，可変電流源は降圧チョッパで構成し，インダクタモジュールの制御はスイッチング周波数 30 kHz のオープンループ制御とした。ス
イッチング素子は ROHM 製 SCT3030AL（650 V，70 A），ダイオードは ROHM 製 SCS212AG（650 V，12 A）を用いた。
各スイッチング素子にはオーバーラップタイムを 400 ns つけて動作させている。336 W 出力時の実験波形を図 17 に示す。上から出力電流，負荷電圧，可変電流源出力電流，インダクタモジュール電流である。提案回路はオーバーラップタイムに伴う波形の崩れが見られるものの，正弦波状の電流波形を適切に出力していることがわかる。負荷電圧はフィルタキャパシタが高調波成分を吸収することによってさらに歪の少ない正弦波となっている。可変電流源の出力電流は階段電流を正弦波に形成するための電流を出力できている。インダクタモジュール電流は，インダクタの巻線抵抗による損失の影響を受け保持モード期間中の意図しない放電モードが見られるものの，中間レベルである 3 A を保つことができている。図 18 に出力電流の周波数スペクトルを示す。23ｋHz，30 kHz 時に可変電流源チョッパ，インダクタモジュールのスイッチングによる約 0.3 A の振幅スペクトルが見られる。一方，出力周波数 50 Hz の振幅スペクトル約 9 A に対して 3%程度であるため提案回路は単一周波数に近い電流を出力できることを確認した。提案回路にリニア増幅器を適用することによって，更に純粋な正弦波電流を出力可能である。

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