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平成 23 年電気学会全国大会

200kHz 出力三相－単相マトリックスコンバータの入力電流波形改善法
高山裕次＊，久保田 洋平，野口 季彦 (静岡大学)

Improvement of Input Current Waveform for High-Frequency Output Three-Phase to Single-Phase Matrix Converter
Yuji Takayama, Yohei Kubota, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)

１．まえがきSrp

筆者らはこれまでに高周波出力三相－単相マトリックス
vrvsvtコンバータの制御原理について検討し，シミュレーションで運転特性を確認してきた(1)。しかし，負荷を広範囲に変化

Ssp

Stp
5:1 iout

vcr
vcs
vct
Lf

させて入力力率 1 制御を行った場合の動作特性に関してはCf検討していない。本稿では従来方式において負荷変動したLRvoutSrn

ir isCSsn

Stn

H.F.
Induction
Transformer Heating

図 1 主回路構成
Fig. 1. Main circuit configuration.

場合の問題点を述べるとともに，それをスイッチングパターンの変更により改善しシミュレーションにて評価したので報告する。

2-step commutation
sequence＜2・1＞

Switching modetable

２．制御原理回路構成

図 1 に三相－単相マトリックスコンバータの主回路構成を示す。入力側は三相なので瞬時電力が一定であるが，出力側は単相であるため 2 倍の周波数で電力が脈動する。し図 2 制御ブロック図
Fig. 2. Control block diagram.

かし，本稿で検討するように出力が 200kHz と高周波である
場合は，入力側の LC フィルタにより瞬時電力のインバランスを吸収できる。これにより特別な制御を行わずに三相－単相直接電力変換を実現している。
＜2・2＞

制御原理

図 2 に制御ブロック図を示す。本制御システムでは入力側で電流制御を行うことにより入力力率 1 制御を達成する。
まず，入力側の LC フィルタによる共振を抑制するために微分補償を施した入力電流と電源電圧を三相－二相変換し，iα，(a) 補正なし(b) 補正あり
図 3 微分補償による位相遅れの補正
Fig. 3. Correction of phase lag due to differential compensation．

iβおよび vα，vβを得る。vα，vβを用いて電源位相を算出し，iα，iβを回転座標変換して id，iq を得る。この値と指令値との偏差を PI 制御器に入力し，その出力を再び三相量に戻し

表1て三角 波 キ ャ リ ア比 較 を 行 う 。 そ こ で 得 ら れ た信号とスイッチングテーブル（Latch = 1）
Table 1. Switching mode table.

200kHz の出力極性切換え信号である Latch および vcr，vcs，Max

Min000100010110001101011111vctOOS

PONOPNOPNONP

PNO

PNO

SOO

vct により三相－単相マトリックスコンバータのスイッチンvcr

グ信号を得る。なお，微分補償による入力電流の位相遅れ

vcs

vct

OOS

PON

NPO

OPN

NOP

PNO

NPO

OSO

が発生するので，図 3 に示したように q 軸電流指令値を入vcs

vcr

SOO

PON

NPO

OPN

NOP

ONP

NOP

OSO

力電流振幅に比例するように補正する。

vctvcr

SOO

PNO

NPO

OPN

ONP

ONP

NOP

OOS

＜2・3＞ スイッチングテーブルの構成

vct

vcs

OSO

PNO

NPO

PON

ONP

PNO

NOP

OOS

vcr

vcs

OSO

PON

OPN

PON

ONP

PNO

NOP

SOO

表 1 に提案するスイッチングテーブルを示す。三角波キ

P = Smp : 1 , Snm : 0 N = Smp : 0 , Snm : 1 O = Smp : 0 , Snm : 0
S = Smp : 1 , Snm : 1
Q m = r , s, t

ャリア比較により得られた信号と電圧の位相情報をもとにスイッチングテーブルを構成する。従来のスイッチングテーブルにおいて入力電流が歪む部分のスイッチングパター出力させるものとしてスイッチングパターンを組んでいる。

ンを網掛け部のように変更することで入力電流の総合歪率

この場合，出力電圧の調整が困難で軽負荷時に入力電流がを改善する。従来法では電流形整流器が正方向のみ電圧を歪む。そこで，提案法では新たに負方向の電圧出力モード

2011/3/16～18-53大阪( 第 4 分冊 )©2011 IEE Japan

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図 4 シミュレーション波形（従来法）
Fig. 4. Simulation result (conventional switching pattern).

図 5 シミュレーション波形（提案法）
Fig. 5. Simulation result (proposed switching pattern).

図 6 入力電流の総合歪率
Fig. 6. Total harmonic distortion of input current.

図 7 総合入力力率Fig. 7. Total input power factor.

表 2 主回路の電気的パラメータ
Table 2. Electric parameters of main circuit.

従来法では軽負荷時および重負荷時に入力電流歪が悪化し，これと入力側 LC フィルタの進相電流成分により，総合入力

Input Voltage

3φ, 200 V, 60 Hz

Input LC Filter

Lf = 0.6 mH, Cf = 50 μ F

Load

R = 0.324 Ω, L = 7.186 μ H

Output Resonant Capacitor

C = 89.2 nF

総合歪率は従来法が 39.3%であったのに対し，提案法はOutput Frequency

200 kHz

1.82%，同様に負荷 2.4kW で従来法が 8.29%，提案法が 1.20%

力率 1 を保てなくなるが，提案法は広い負荷範囲にわたって高調波の少ない良好な入力電流制御とともに総合入力力率 1 制御を達成できることがわかる。負荷 0.5kW において，と大幅に改善できた。また，提案法では負荷 1.6kW においを設けることで入力電流の歪を抑制するとともに入力力率て最高 0.74%の総合歪率を達成できることを確認した。の改善を図っている。さらに，従来法では重負荷時におい４．まとめて電圧指令値の位相ずれに対応できないため入力電流が歪本稿では 200kHz 出力三相－単相マトリックスコンバーむが，提案法ではこれを改善するためのパターン変更も施タの入力力率 1 制御について，従来法および提案法のスイされている。

ッチングパターンを用いた場合の動作特性を比較評価した。

３．計算機シミュレーションによる検証

シミュレーション結果より，入力電流総合歪率を軽負荷

表 2 に示すパラメータを用いてシミュレーションを行った。図 4 に従来法，図 5 に提案法のスイッチングテーブル（0.5kW）時に 37 ポイント，重負荷（2.4kW）時に 6.9 ポイント改善できた。

を適用した軽負荷（0.5kW 出力）時の波形を示す。従来法
文

では電流形整流器が正方向のみ電圧を出力していたため入力電流に大きなリプルが発生するが，提案法では歪みの少ない良好な波形となっている。入力電流の総合歪率（30 次まで）と総合入力力率を比較したものを図 6 と図 7 に示す。

2011/3/16～18-54大阪

献(1) 小杉・野口・平石・市川：「誘導加熱用三相/単相マトリックスコンバータ」半導体電力変換研究会資料，SPC-10-036(2010)( 第 4 分冊 )©2011 IEE Japan