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平成 16 年電気学会産業応用部門大会

単一のゲートドライブ電源で駆動可能な電流形３レベルインバータの提案
学生員

岩谷一生*

正 員

野口季彦

（長岡技術科学大学）

Proposal of New Current Source 3-Level Inverter Driven by Single Gate Drive Power Supply
Kazuki Iwaya, Student Member, and Toshihiko Noguchi, Member(Nagaoka University of Technology)

This paper proposes a novel current source 3-level inverter, which is based on a current-source half bridge topology. High-speed
power switching devices are effective to compose a high frequency power converter but various problems of high frequency noise arise
due to high dv/dt rate, especially in high-side switching devices. The proposed current-source 3-level inverter is constructed bycommon emitter of all switching devices. Therefore, it is possible to operate with a single power supply of gate drive circuit, whichallows to stabilize a potential level of all the drive circuits. In this paper, effectiveness of the proposed circuit is verified by experimentalresults.
キーワード：電流形ハーフブリッジインバータ，3レベルインバータ，エミッタ共通
Keywords: current-source half bridge inverter, 3-level inverter, common emitter

D1

1．はじめにiPWM

近年，SiC 電力用スイッチング素子の研究開発が盛んに

I1

行われ，この素子が誕生すればスイッチング速度が約 10 倍

S1S2になると予想されている(1)。また，Si 電力用スイッチング

CLoad素子においても，数 ns でオンオフ可能なものも登場していI2る(2)。このような超高速スイッチング素子は，電力変換器

S3eo

S4の高周波化によるトランスやリアクトル，コンデンサの小形化，更にスイッチング損失の低減に有効である反面，高D2dv/dt によるノイズなどの問題も多数発生する。その 1 つにCurrent-source half bridge inverter

ドライブ回路に関する問題がある。上アームスイッチング
素子の電位は高速に変化するので，そのドライブ電源を絶

図 1 提案回路縁するために用いる DC−DC コンバータのトランスや，制Fig. 1. Schematic diagram of

御回路と主回路を絶縁するフォトカプラなどの 1 次 2 次間

proposed current-source 3-level inverter.の浮遊容量によってノイズ電流が流れ，正確にスイッチン

２．主回路構成と動作原理

グ素子をドライブすることが不可能となる。
そこで，このような問題を解決すべく電流形ハーフブリ

図 1 に提案回路を示す。電流形ハーフブリッジインバー

ッジインバータを改良したエミッタ共通電流形 3 レベルイ

タを 2 つのダイオード D1，D2 を介して並列に接続した構成ンバータを提案する(3)。この回路は，各スイッチング素子となっている。ハーフブリッジ構成であるため電流源の利のエミッタが共通でかつ電位の変動がない。したがって，用率は低いが，各スイッチング素子のエミッタが同じライ電流源を構成するチョッパは必要なものの，インバータのンに接続されるため，ドライブ電源が 1 つ必要なだけであドライブ電源が 1 つで，出力端に 3 レベルの電流波形が得り電位の変動もない。したがって，ドライブ電源やゲートられる。本論文では，提案回路の構成と原理について述べ信号の絶縁素子に与える高周波ノイズの影響が少ない。まるとともに，その有効性を実験的に検証したので報告する。

た，通常の電流形ハーフブリッジインバータでは，出力電流波形が I1，-I2 の 2 レベルで，各スイッチング素子に I1+I2の電流が流れるのに対し，本回路では I1，0，-I2 の 3 レベ

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ルの電流波形が得られ，素子数は増えるものの各スイッチ

i ref

ング素子には I1 または I2 の電流しか流れない。

0

図 2 に動作原理を示す。S1，S3 がオン，S2，S4 がオフの

S4onとき電流源 I1，I2 は短絡状態となり S1，S3 を介して環流すoff

る。したがって，iPWM は 0 となる。またこのときは D1，D2

S1onがオフとなるため C に蓄積されたエネルギーは負荷へ供給offされる。S1，S2 オフ，S3，S4 オンのときは，I1 が負荷に供S2on給され，I2 は S3 によって環流を保つ。逆に S1，S2 オン，S3，off

S4 オフのときは，I2 が負荷に供給され，I1 は S1 によって短S3on

絡される。また，iPWM と eo が逆極性の場合，通常の電流形offインバータと同様に各スイッチング素子の直列ダイオードが挿入されているため逆電圧が印加されることはない。

i PW M

0３．実験回路と制御ブロック図eo

図 3 に実験回路を示す。2 つの定電流源を構成する降圧0チョッパと提案するインバータからなっている。スイッチング素子は全て MOSFET で構成し，ダイオードはファース

図 2 動作原理

トリカバリーダイオードを使用している。電流源を構成す

Fig. 2. Principle of operation.

るチョッパには，絶縁したドライブ電源が 2 つ必要である

I1

ものの，インバータの全スイッチング素子は唯一のドライL1

ブ電源で駆動することができる。
図 4 に制御ブロック図を示す。各チョッパは前述したよSc1

Dc1

Vdc

うに I1 ， I2 の定電流制御行う。また，キャリア周波数は100 (kHz)である。インバータ部は電流指令値 iref を正負 2 つ

iPWM

D1S1S2CSc2Dc2のキャリアで変調することで PWM 信号を得る。正側は S1，S3S4L2S4，負側は S2，S3 のゲート信号となる。

４．実験結果D2I2Choppers

図 5 に実験結果を示す。直流電圧 Vdc を 120 (V)，直流電図 3 実験回路

流 I1，I2 を 10 (A)，負荷抵抗は 12 (Ω)，インバータ指令値

Fig. 3. Experimental circuit.

周波数 100 (Hz)，変調率 0.8，キャリア周波数を 100 (kHz)としている。また，チョッパのリアクトルは 300 (µH)，インバータ出力端のコンデンサは 5 (µF)である。
コンデンサ前の電流波形 iPWM は 3 レベル PWM 波形となっており，負荷両端の電圧 eo はリプルの少ない正弦波にな

Load eo100 (kHz)-I1＋PI+

Iref- +I2−0100 (kHz)−PI＋Chopper controller.

S4＋S3−Sc20っていることがわかる。

５．まとめiref0S1−0Sc1S2＋100 (kHz)Inverter controller.

本論文では，ハーフブリッジ電流形インバータを改良し

図 4 制御ブロック図

たエミッタ共通 3 レベルインバータを提案し，その有効性

Fig. 4. Block diagram of controllers.

ライブ電源が 1 つで構成でき，電位の変動もないことから高周波システムに有効である。今後は，本システムの並列多重化について検討する。

iPWM (A)を実験によって確認した。提案回路は，インバータ部のド100-10

参考文献
高橋：「SiC 素子を用いた近未来電力変換器とその応用」，
平成 13 年電気学会産業応用部門大会，Vol. 1, 18， pp.279-284(2)

泉沢・相田・上月・中山・稲木・大蔵：「D 級アンプ向け高速パワーMOSFET」，平成 16 年電気学会全国大会，4-005，pp.5-6(3)100eo (V)(1)

高橋・竹内：「ハーフブリッジ構成を有する電流形インバー0-1000246Time (ms)
図 5 実験波形

Fig. 5. 100 (Hz) output waveforms.

タ」，昭和 63 年電気学会全国大会，522，p.618.

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