非接触給電システム用フライングキャパシタ型線形増幅回路に適用可能な高周波ゲート駆動回路の開発
学生員

楠居 琳太郎

正員

日下佳祐

上級会員

伊東淳一 (長岡技術科学大学)

Development of a High-Frequency GDU for Wireless Power Transfer System with FCLA
Rintaro Kusui, Student Member, Keisuke Kusaka, Member, Jun-ichi Itoh, Senior-member,This paper proposes a high-frequency gate driver unit (GDU) for a flying capacitor linear amplifier (FCLA) for awireless power transfer (WPT) system. The conventional configuration of the controller and GDU has an isolation
amplifier with a time delay in the closed-loop of the proportional controller. Since the time delay causes an unstable,
the frequency band of the controller is limited. In the proposed configuration, the output voltage is controlled by theproportional controller in each GDU. The output voltage command is input to GDU from isolation amplifier at outerof close-loop of the control system. Due to this, the time delay is removed from the closed-loop. Thus, it allows thecontroller to be operated at a high frequency. The proposed configuration is tested with a class-A amplifier. From theresults, it is confirmed that the proposed system operates at 85 kHz, which is the fundamental frequency of WPT.
キーワード：ゲート駆動回路, 線形増幅回路，フライングキャパシタ，非接触給電システム

Keywords：Gate drive unit, Linear amplifier, Flying-capacitor, Wireless power transfer1.

が生じる。加えて，インバータのスイッチングによる電圧のはじめに急峻な変化に起因し，漏えい磁界の高次高調波成分も同様

近年，電気自動車の普及拡大を目的として，非接触給電に発生する。

(WPT)システムが注目されている(1-3)。WPT システムによりこれらの問題に対して，筆者らはフライングキャパシタ充電ケーブルの接続が不要となるため，ユーザの利便性が型線形増幅回路(FCLA)(7-8)を WPT システムの一次側電源と向上する期待がある。しかしながら，WPT システムは 2 つして適用するべく，高周波出力可能な FCLA の開発を進めのコイル間の弱い磁気結合を用いて電力を伝送するため，てきた(9-10)。FCLA は MOSFET を飽和領域で使用することで原理上 WPT システムの周辺に漏えい磁界が生じる問題があ連続的な正弦波電圧を出力するため，WPT システムにおける。漏えい磁界は他の電子機器の誤動作や，無線通信妨害のる漏えい磁界高調波を大幅に低減することが可能となる。

原因となるため，国際無線障害特別委員会(CISPR)などの定

しかしながら，FCLA はフライングキャパシタ(FC)電圧をバめるガイドラインを満足する必要がある (4) 。特に近年，ランスさせるため，各 MOSFET に対してソース電位基準でCISPR 11 により規定される WPT システムに対する漏えい所望のゲート電圧を与える必要がある。このとき，コントロ

磁界ガイドラインの厳格化が検討されている (5) 。具体的にーラとゲートドライバ間に絶縁及び D/A コンバータ(DAC)，

は，WPT システムの低次高調波成分にあたる 150 kHz ~ 30

A/D コンバータ(ADC)が必要となり，無駄時間が生じる。こMHz において 30dB 程度引き下げられる見込みである。この無駄時間は制御系に対して直列に挿入されることとなるのため，従来の漏えい磁界抑制手法に加えて，さらなる漏えため，高周波電圧を出力する際の不安定化を招く。これによい磁界の低減手法が必要とされる。

り，高周波出力を必要とする WPT システムへ FCLA を適用

これまで報告されている WPT システムの多くでは，方形することは困難である。

波電圧を出力するインバータが電源として採用されている

そこで本論文では，無駄時間要素を制御の閉ループから(6)。低次高調波成分を有する高周波電圧が共振回路及び伝送除去できる，新たな制御器構成とゲート駆動回路(GDU)を提コイルに印加されることにより、伝送コイルには低次高調案する。本構成の制御器を A 級線形増幅回路に適用し，制波成分を含む電流が通流する。これにより，基本波成分のみ御器からの絶縁を確保しつつ 85kHz における増幅動作が可ならず低次高調波においても伝送コイル周辺に漏えい磁界能であることを実験により検証確認したので，報告する。
1

2.

WPT システム向け FCLAvg1Q1vg2

Q2vg(n 1)

Qn 1

ifc1
ifc2〈2･1〉 回路構成
図 1 に WPT システム向け FCLA の構成を示す。WPT シ
ステム向け FCLA は n 個の n-MOSFET と n 個のダイオード

ifcnvgnで構成された n 直列 FCLA と極性切り替え回路で構成される。FCLA は n 個の MOSFET のうち 1 つの MOSFET を飽和

VDC C1 C2 Cn 1

vgsn

Qn

領域で動作させることで，高速なスイッチングを用いずにCr1 iL1任意の電圧を出力できる。本システムでは，FCLA により全Vout波整流電圧を出力し，極性切り替え回路によって伝送コイ

vac1 Lr1

Lr2

Cr2iload

vac2Rルに正弦波電圧を印加する。これにより，従来の方形波を出力するインバータに比べ，出力電圧の低次高調波を大幅に低減可能である(10)。また，FCLA は出力電圧が連続的変化す

Fig. 1. FCAL for WPT system.

るため，スイッチングに起因する漏えい磁界の高次高調波

Linear region Vd s=Vgs Vth Saturation regionも低減可能である。

large

Drain current Id

なお，FCLA は異なる電圧を保持する n − 1 個のフライングキャパシタ(FC)を有しており，これらの電圧バランスを維持する必要がある。FC 電圧をバランスさせるため，各MOSFET に接続された GDU により各 MOSFET のゲート電圧をそれぞれのソース電圧基準で与えることで動作点を制

Vgs
smallVgs=Vth御する。
〈2･2〉

Drain-source voltage Vds

制御器構成

Cut off region

Fig. 2. Operation region of n-MOSFET.

図 2 に MOSFET の動作領域を示す。インバータではドレvout* +イン－ソース電圧の小さい線形領域と，電流が通流しないvaKvout

出力電流や電圧を連続的に制御可能な飽和領域も使用し，出力電圧を連続的に制御する。MOSFET を飽和領域で利用1するためにはゲートに出力電圧，電流に応じたアナログ電0圧を入力する。

+Sk_on+Sk_offvgsk

201

ブロック図を示す。FCLA の出力電圧は比例制御器によって

A3+
Von Voff1

図 3 に FCLA の出力電圧と動作領域を制御する制御器のA2++

MUX遮断領域のみを使用する。一方，FCLA はゲート電圧により，A1+0制御する(10)。出力電圧制御器はゲート-ソース電圧指令値をSk_on
110

出力し，MOSFET の動作領域を制御するためのオフセットを加える。FCLA の電流経路は MOSFET の動作領域により決定するため，適切に選択することで FC 電圧はバランスす

MUX
Sk_off101vgsk
A1A2A3Fig. 3. Block diagram of output voltage controller.

る。本システムでは FC 電圧バランスのために，従来のフライングキャパシタコンバータにも用いられる位相シフトキ200ャリア比較により各 MOSFET の動作領域を選択する。

100

MOSFET に接続される GDU は選択されたそれぞれの動作

0200

領域に応じて，オフセットの加わったゲート-ソース電圧を

Output voltage command vout *Source voltage of M OSFET Q1 Vs1

100

各 MOSFET のゲートに入力する。

0

図 4 に 4 直列 FCLA のシミュレーション動作波形を示す。

200

図 4 は入力電圧指令，各 MOSFET のソース電圧を示していSource voltage of M OSFET Q2 Vs21000る。FCLA は出力電圧と動作領域を制御するために，各200V

MOSFET に動作領域を制御するオフセットが加わったゲー

Source voltage of M OSFET Q3 Vs3100

ト-ソース電圧を入力する GDU が必要となる。それぞれ0GDU は MOSFET のソース電圧を基準に動作する。図 4 よ200り，MOSFET のソース電圧は出力電圧と電流経路によって100

一出力周期中に大きく変動していることが確認できる。こ0のため，GDU と制御コントローラ間には絶縁が必要となる。

Source voltage of M OSFET Q4 Vs45ms

Fig. 4. Simulation waveform for 4-series FCLA.
2

加えて，WPT システムは 20 kHz や 85 kHz といった比較的

vout * +K

A1A2A3++ +るためには，これらの周波数を基本波周波数とした全波整vgsk

MUX

高周波で駆動されるため，WPT システム用電源として用い+流波形を出力できる十分高い制御帯域が必要となる。

Von10

図 5(a)に従来の FCLA の制御器と GDU の構成を示す。従10来の構成では，出力電圧を絶縁して検出した後，アナログ回路により出力電圧と比較しゲート-ソース電圧指令を生成す10る。各 GDU は絶縁アンプを通して，選択された動作領域に

vout

FCLA

GDU kVoff+-Sk_o n+-Sk_off

MUX
Sk_o ff101

Sk_on
1102vgsk
A1A2A3

従ってオフセットの乗せられたゲート-ソース電圧をMOSFET に入力する。ここで，電圧の検出及び，ゲート-ソ(a) Conventional configuration with two isolation amplifiers

ース電圧の絶縁にはアナログ絶縁アンプが用いられること

in close-loopとなるが，絶縁アンプは無駄時間を有している。したがって従来構成では，比例制御系の閉ループ内にアンプ 2 段分の+vout *K

A1A2A3+制御系の不安定を招くため，従来構成では FCLA の広帯域+ +MUX無駄時間が直列に挿入されることとなる。この無駄時間はvg sk

vo ut

FCLA+化が困難となる。
Von

図 5(b)に提案する制御器と GDU の構成を示す。提案構成
では，制御コントローラは出力電圧指令の生成と位相シフ

10トキャリア比較に基づく動作領域の選択のみを行う。コン10トローラで生成した指令値を絶縁アンプを介して各 GDU に10入力する。GDU は比例制御器を有しており，各 GDU において出力電圧を検出し，出力電圧を制御するゲートソース+-Sk_on+-Sk_off

2

Voff

Digitalisolator

2

GDU k

Sk_on
110MUX
Sk_o ff
101vg sk
A1A2A3(b) Proposed configuration without isolation amplifiers

電圧指令を生成する。さらに，アイソレータから入力された

in close-loop

動作領域の選択信号に応じてオフセットを加え，ゲート-ソFig. 5. Controller and GDU configuration for FCLA.

ースに入力する。本構成により，制御コントローラとの絶縁が出力電圧指令の入力部のみ行われるため，比例制御器のProposed GDU閉ループ内にむだ時間が含まれない。したがって，WPT シVin

ステムで必要となる高周波帯域まで適用することが可能である。

3.

Vref +K

Regioncontrollor

vin

動作検証

Vgs

Vout

VDC
RVbias

図 6 に GDU の動作試験回路を示す。また，試験条件を表1 に示す。FCLA はドレイン接地の線形増幅回路をベースとした回路であるため，GDU の動作試験はドレイン接地方式

Fig. 6. Class-A amplifier for GDU test.の A 級増幅回路を用いて行う。使用する MOSFET は入手性

Table I Specification of test circuit.

や FCLA に適用した際の効率などの観点から 60 V 耐圧かつ低オン抵抗の MOSFET とした。試験回路の入力信号は直流バイアスの加えた，振幅 120 mV の正弦波電圧である。また，直流電圧は 40 V をとし，負荷は 40 の抵抗を接続した。

Prameters

Symbol

DC voltage

VDC

40Isolation amp. input voltagevin

120 mVpp40

Load resistanceR

図 7 に試験回路の絶縁後の指令値電圧，出力電圧，ゲート

Gate resistanceRg-ソース電圧を示す。なお，試験周波数は WPT システムで広MOSFET

く用いられる 85 kHz とした。図 7 より，出力電圧が指令値

Operational amplifiersと同じ直流バイアスの加わった正弦波であることがわかる。提案する GDU によって MOSFET が飽和領域で動作し，指令値に追従していることが確認できる。したがって，提案構成を適用した GDU がコントローラと絶縁しつつ，高周波ValueV75

IXFH220N06T3,IXYSAD8003, Analog Devices
THS3001, Texas Instruments

Isolated amplifiers

Si8920, Silicon Labs

Digital isolators

ADuM120N, Analog Devices

除去した交流成分を測定した。図 8 は GDU の入力指令値電電圧出力が可能であることを確認した。

圧 vin と試験回路出力電圧 vout の利得，絶縁アンプ段の出力

次に，85kHz を基本波とした全波整流電圧の出力に向け，電圧 vref と試験回路出力電圧 vout の利得，そして，GDU の入開発した GDU の周波数特性を評価した。図 8 に試験回路の力指令値電圧 vin と絶縁アンプ段の出力電圧 vref の利得をそ電圧利得の周波数特性を示す。本測定では，直流バイアスを3

れぞれ示している。ここで，小文字で示した値は，直流バイ

Isolation amplifiers output voltage [100m V/div]

アスを除外した，交流成分を示す。また，図 8 において，そ0れぞれの結果は 10kHz での利得を基に基準化している。使用した絶縁アンプの帯域が 950 kHz であることから，測定はGate-source voltage [ 1V/div]

800 kHz までおこなった。図 9 から，入力指令値電圧 vin と出力電圧 vout の利得と入力指令値電圧 vin と絶縁アンプ段の出力電圧 vref の利得が約 200 kHz から低下していることが確

Output voltage [10V/div]認できる。一方で，絶縁アンプ後段の電圧 vref と試験回路出力電圧 vout の利得は絶縁アンプを含む利得と比べ高周波に作した試験回路において絶縁アンプが周波数帯域を最も制00限していることが明らかとなった。絶縁アンプ段の見直し

Fig. 7. Operation waveform of class-A amplifier with proposed

おいても変化が小さいことがわかる。これらの結果から，試4ms/divにより，さらなる高周波出力への対応が可能となる。

4.

controller and GDU.
2まとめvout /vref0

Normalized gain [dB]

本論文では，WPT システム用 FCLA に適用する出力電圧制御器と GDU を開発した。FCLA は出力電圧制御と FC 電圧バランスを達成するため，MOSFET のソース電圧基準でアナログ電圧をゲートに印加する必要がある。従来の制御器構成では，制御器の絶縁部に起因したむだ時間によって広帯域化が困難であった。そこで本稿では，GDU 内で出力vref /vin-2-4-6電圧制御を行うことで制御系の閉ループから無駄時間を含-8まない，高周波帯域においても適用可能な制御器構成を提-10

vout /vin10案し，A 級線形増幅回路によって試験を行った。試験結果か

1001000

Freaquency f [kHz]ら，提案構成を適用することで WPT の基本波周波数である85kHz における動作が可能であることを確認した。また，試Fig. 8. Controller and GDU configuration

作回路の周波数特性を測定し，制御器に接続される入力段

without isolation in close-loop.のアナログ絶縁アンプがボトルネックとなっていることが明らかとなった。
今後は，アナログ絶縁アンプを用いた制御器との絶縁に(５)ついても構成を見直し，85kHz を基本波とした全波整流波形を出力できるよう，さらなる制御器の高周波化を図る予定(６)である。また，開発した制御器を FCLA に適用し，85 kHz における WPT の実証試験を実施する。

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(９)

(10)

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楠居琳太郎, 日下佳祐, 伊東淳一: 「フライングキャパシタ形線形増幅回路を用いた非接触給電システムにおける漏えい磁界の高調波低減」, 産業応用部門オンライン研究会, SPC-20-131 (2020))
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