直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器の無効電力リプル抑制法
佐野甲治*

佐藤明

野口季彦 (長岡技術科学大学)

Reactive Power Ripple Suppression of Direct-Power-Controlled Current-Source PWM Rectifier
Kohji Sano, Akira Sato, and Toshihiko Noguchi (Nagaoka University of Technology)

１．まえがきL

筆者らはこれまでにPWM整流器のスイッチングモードと瞬時有効・無効電力を直接関連づけて瞬時値制御(リレー制御)し，直流バス電流と総合入力力率を制御する直接電力制御法を提案した(1)。

IDC
3φ
AC200V-50 Hz
vaia L f

本稿では直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器にSrib

isvc

ic

it

LoadCf実現する手法を検討する。提案する手法を計算機シミュレ

St

irvb

おいて，無効電力のリプルを抑制し入力電流波形の改善を

Ss

Sxーションにより検証し，従来法の運転特性と比較評価したSySz

3φ - 2φので報告する。

vα vβ

２．無効電力リプル抑制法

iαiβ＜2・1＞ 電流形 PWM 整流器の直接電力制御法

QPIDC*S r Sx Ss S y St Sz

Eq.(1)

Switching-State Table

図 1 に直接電力制御法に基づく電流形PWM整流器のブロskd

ック線図を示す。まず，電源相電圧と電流に三相−ニ相絶skd

SpSqδ ΘnSq

PI∆P ∆Q

対変換を施し，vα，vβおよびiα，iβを得る。これらの値を用P*いて，(1)より整流器の入力側における瞬時有効電力Pと瞬時無効電力Qを算出する。

⎡ P ⎤ ⎡ vα
⎢ ⎥ = ⎢v
⎣Q ⎦ ⎣ βv β ⎤ ⎡iα ⎤⎥⎢ ⎥− vα ⎦ ⎣i β ⎦Q*vs

図 1 システム構成
Fig. 1. System configuration(1)

瞬時有効電力指令値P*は直流バス電流制御系から，瞬時Sr

Sx

Ss

SyStSz

無効電力指令値Q*は外部から直接与え，総合入力力率を 1Sp

SqSqδ

Θ1Θ2Θ3Θ4Θ5Θ6とするためにQ*=0 とする。図 2 のようにP*とPの偏差∆P，

00
1
110
101
10000
1

OOS
NPO
ONP
NOP
NPO

OSO
NOP
PNO
ONP
NOP

Q*とQの偏差∆Qをそれぞれヒステリシス要素により 2 値化し量子化信号Sp，Sqを得る。本手法では，無効電力の偏差∆Qが所定のヒステリシス幅から逸脱し，かつ，量子化信号がSp=1，Sq=1 となる場合に限り，新たな量子化信号Sqδにより網かけしたスイッチングモードを選択する。また，電源相
電圧位相も 6 つの領域Θnに量子化して検出する。あらかじめ各領域Θnにおける整流器のスイッチングモードに対する時間的変化率dP/dt，dQ/dtの極性を算出しておき，Sp，Sqがそれぞれ 1 であれば電力増加，0 であれば電力減少となるようにスイッチングテーブルを構成する。
ここで，各スイッチングモードは次のように定義される。

Sp

SOO OOSONP PNOPON OPN
PNO PON
ONP PNOSq

OSO SOOPON OPN
NPO NOPOPN NPOPON OPN
Sq δ11

10000 ΔQ

0 ΔP
P

P* Q

Θn1

α2β36540 ΔQ
Q*vα vβ

図 2 スイッチングテーブルの構成
Fig. 2. Configuration of switching-state table.

N : Sr, Ss, St=OFF かつ Sx, Sy, Sz=ON
また，整流器の入力にはLCフィルタが設置されるため，

P : Sr, Ss, St=ON かつ Sx, Sy, Sz=OFF

入力電流に共振周波数成分が生じる問題がある。そこで，

O : Sr, Ss, St=OFF かつ Sx, Sy, Sz=OFF

図 1 のように有効電力と無効電力の微分値を加えることに

S : Sr=Sx=ON または Ss=Sy=ON または St=Sz=ON

よりフィードバック補償を施し，共振周波数成分のダンピ

(a)電源相電圧，入力電流，有効電力偏差，無効電力偏差(a) va, ia, ∆P and ∆Q.

(b)

(a)

電源相電圧，入力電流，有効電力偏差，無効電力偏差(a) va, ia, ∆P and ∆Q.

入力電流の周波数スペクトル(b) Frequency spectra of ia.

(b)

図 3 従来法のシミュレーション結果
Fig. 3. Simulation results of conventional method.

入力電流の周波数スペクトル(b) Frequency spectra of ia.

図 4 提案法のシミュレーション結果
Fig. 4. Simulation results of proposed method.

ングを図る(2)。

たときのシミュレーション結果を示す。(a)は電源相電圧，＜2・2＞ 無効電力リプル抑制法

入力電流，有効電力偏差，無効電力偏差，(b)は入力電流波

従来の直接電力制御法では，電源相電圧ベクトルが近隣形のFFT解析結果を示す。電源相電圧領域が変化した直後，のΘnに切り換わった直後，量子化信号Sp=1，Sq=1 の状態に無効電力の偏差 ∆Q にヒステリシス幅から突出したリプルなると無効電力の偏差がヒステリシス幅から逸脱し，そのを 確 認 す る こ と が で き る 。 こ の と き の 入 力 電 流THDは結果，入力電流に歪みが生じる。これは，量子化信号Sp=1，1.97 %であった。同様の条件でウインドウコンパレータのSq=1 の状態で選ばれるスイッチングモードが極めて小さな幅を 340 varとした場合のシミュレーション結果を図 4 に示

無効電力の時間的変化率しか生じさせないためである。

す。無効電力の偏差∆Qに対して電源相電圧領域が変化した

これに対して本手法では，無効電力の偏差がヒステリシ直後でも無効電力の大きなリプルは見られず，一定のヒスス幅から逸脱したことを受けて新たな量子化状態Sqδが選ばテリシス幅で制御できていることがわかる。特に 7 次，11れたとき，強制的にSp=0，Sq=1 に相当するスイッチングモ

次，13 次，17 次，19 次高調波の低減に効果があり，THDードを選択する。これにより，ヒステリシス幅から逸脱すは 1.49 %に改善された。

る無効電力のリプルを抑制することができる。なお，この4.まとめスイッチングモードによりdP/dtが負極性になるが，この状態における時間変化率は極めて小さいため有効電力の制御に悪影響を及ぼさない。

３．計算機シミュレーションによる運転特性の検証
提案する手法の妥当性を確認するため，計算機シミュレ

本稿では，直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器の無効電力リプル抑制法を検討した。従来法と本手法とで入力電流の THD を比較した。その結果，提案法は無効電力をヒステリシス幅の一定範囲内で制御し，THD を 0.48 %改善できることを計算機シミュレーションで確認した。

ーションによる検証を行った。シミュレーション条件は，入力フィルタLf：2.7 mHおよびCf：40 µF，直流リアクトル40 mHとした。図 3 に従来法において直流バス電流指令値

IDC*=10 A，無効電力指令値Q*=0 var，負荷を 2.2 kW，有効・無効電力のヒステリシス幅をそれぞれ 300 W，300 varとし

文献(1) 佐藤・野口：「電流形 PWM コンバータの直接電力制御法」
H16 年電気学会全国大会講演論文集，4，38-39(2) 大西・皆本：「瞬時電流ベクトル直接制御方式三相電流形
PWM コンバータ」電学論 D，115，8，984-989 (1995)