PE-10-013
PSE-10-012
SPC-10-036

誘導加熱に適用した三相/単相マトリックスコンバータ
小杉明義＊（長岡技術科学大学） 野口 季彦（静岡大学）
平石大地

市川一志（電気興業株式会社）

Induction Heating Applied to Three-Phase to Single Phase Matrix Converter
Akiyoshi Kosugi＊, (Nagaoka University of Technology)
Toshihiko Noguchi, (Shizuoka University)
Daichi Hiraishi, Kazushi Ichikawa , (Denki Kogyo Company, Limited)
This paper describes an application of an induction heating applied to a matrix converter. The matrix converter generates 200 kHz
single-phase current to excite the High-frequency transformer from a three-phase utility power source.

Computer simulation results

demonstrate an excellent performance of generating 200 kHz matrix converter output and delivering stable 2.3 kW output.
キーワード：誘導加熱，三相/単相マトリックスコンバータ
Keywords : induction heating, three-phase to single-phase matrix converter

1. はじめに
誘導加熱はコイルに高周波電流を流すことで,電磁誘導の法則によって負荷となる金属に誘導電流を流し，誘導電流と金属の内部抵抗でジュール熱を発生させて比熱物を直接加熱する方法である。この中で産業用の誘導加熱装置はクランクシャフトなどの鉄鋼在の焼入れ・焼きなましに使われる。これは，石炭，石油，ガスに比べて温度制御が容易であり，また作業者にとっても安全だからである。
産業用誘導加熱装置の電力変換回路トポロジーはAC/DC/AC 電力変換方式が広く用いられるが，電力変換を二段に分けて行うため，高効率を達成するのが困難である。
また，直流バスに電流形整流器の場合は大容量のインダク

図 1 三相/単相マトリックスコンバータ

タ，電圧形整流器の場合大容量のキャパシタが必要である。

Fig. 1. Three-phase to single-phase matrix converter.

大容量のインダクタは寸法が大きく質量も大きい。これに加えて，キャパシタは寿命があるため定期的な保守点検や交換が必要であること，さらにキャパシタにとって誘導加(PNO)(PON)

熱装置の近くに設置されることは熱による影響によってさvsらに寿命が縮む原因となる。
そこで，以上のような回路トポロジーに対し，直流バス(SOO)(OSO)(OOS)(ONP)をもたない AC/AC 直接電力変換方式へ置き換えて，高周波(OPN)トランスを有する誘導加熱装置への適用を試みる。これにより，従来の問題点であった効率の改善を図るだけでなく，(NOP)装置の小型化，高信頼化，長寿命化を実現することができ(NPO)る。よって本稿では計算機シミュレーションにより誘導加図2

三相/単相マトリックスコンバータの電圧ベクトル

熱装置に三相/単相マトリックスコンバータを適用した場合

Fig. 2. Voltage vector of three-phase to single-phase matrix converter.の運転特性を検証したので報告する。

1／4

2. 制御原理〈2･1〉 三相/単相マトリックスコンバータ

vcrvcsvctvrvsvt

図 1 に三相/単相マトリックスコンバータを示す。三相/単相マトリッ

Cfir it

係をスイッチング関数で表すと(1)となる。このとき出力可図3

スコンバータにはエネルギーバッファがないため，入力電相方形波交流を出力する(1)~(3)。

〈2･2〉 主回路構成⎡v r ⎤S tp ⎤ ⎢ ⎥vs
S tn ⎥⎦ ⎢ ⎥⎢⎣ vt ⎥⎦S12S2S4S6S7S9S115:1 iout

LCRH.F.
InductionTransformer Heating

主回路構成

Fig. 3. Main circuit configuration.

力が常に一定の三相交流に対し，出力は電力一定となる単S sp
S sn

S5S10iac

能な電圧ベクトルは図 2 に示す 9 種類となる。マトリック⎡v p ⎤ ⎡ S rp⎢v ⎥ = ⎢S
⎣ n ⎦ ⎣ rn

S3voutLf

クスコンバータの入力電圧 vr，vs，vt と出力電圧 vp，vn の関S1S8Latch
Carr

(1)

sT
irvr

kp

ir*

PIvr*

*

図 3 に誘導加熱装置に適用した三相/単相マトリックスコンバータの主回路構成を示す。本システムは商用三相交流電源，LC フィルタ，三相/単相マトリックスコンバータ，高周波トランス，誘導加熱負荷，共振コンデンサによって構成されている。三相/単相マトリッ

Irefisvs

Ditto

itvt

Ditto

6vcrvcsvct

図412SwitchingState
S 1~S 12v t*
6PhaseDetector

クスコンバータで必要な双方向スイッチは 2 個の MOS-FETを逆直列に接続することで実現している。三相/単相マトリvs*

制御ブロック図Fig. 4. Block diagram of input current control.

ックスコンバータを適用することで，総合効率と総合入力力率の改善を図るとともに，三相商用周波数から単相交流200 kHz への直接周波数変換を行って高周波トランスを励磁する。但し，誘導加熱負荷は漏れインダクタンスが大きいため，負荷力率が極めて低くなる。そこで負荷側に共振コンデンサを負荷に対して直列に接続することで負荷力率を向上させる。このとき，共振コンデンサのキャパシタン
スは単相 200 kHz に対して負荷全体が誘導性をもつように調節する。
〈2･3〉

電流形整流器を利用した三相/単相変換(a) 正方向電流形整流器(b) 負方向電流形整流器(a)Positive current-source rectifier. (b) Negative current-source rectifier.

図 4

図5

三相/単相マトリックスコンバータの動作に誘導加熱装置に適用した三相/単相マトリックスコンバー

Fig. 5. Operation of three-phase to single-phase matrix

タの制御ブロック図を示す。ここで，三相/単相マトリック

converter

スコンバータを図 5 のように正方向電流形整流器と負方向電流形整流器が重畳したものと考える (3)。三相/単相マトリックスコンバータの正方向電流形整流器と負方向電流形整流器のスイッチ群を交互に使用することで，方形波出力を生成することが可能になる。よって，電流形整流器のスイッチングパターンを拡張することで三相/単相マトリックスコンバータのスイッチングパターンを得る。

図6

直流偏磁補償器

Fig. 6. DC Excitation canceller.

電流振幅指令値 Iref*と検出して得られた電源電圧の位相.

情報を用いて，三相の入力電流指令値 i*を生成する。この下り判別信号 Latch の組み合わせからスイッチングパター

入力電流指令値と三相電流の差をとり，PI レギュレータにンを決定する。これには表１に示すスイッチングテーブル入力する。また，入力フィルタによる LC 共振を抑制するたを用いる。さらに 2 ステップ転流ロジックを経て三相/単相めに微分補償も施す(4)~(5)。その後，PI の出力と三角波キャマトリックスコンバータのスイッチング信号を得る。

リアを比較し，電流形整流器のスイッチングパターンを得る。さらに，電源電圧の位相情報，キャリア三角波の上り〈2･4〉 直流偏磁補償法

図 4 に直流偏磁補償のブロ2／4

表 1 三相/単相マトリックスコンバータのスイッチングテーブル
Table 1. Switching-state table of three-phase to single-phase matrix converter.

Positive Switching Pattern
Negative Switching Pattern
Max Min 000 100 010 110 100 101 110 111 000 100 010 110 100 101 110 111v cr v cs OSO PNO OSO PON ONP PNO SOO SOO OSO NPO OSO NOP OPN NPO SOO SOOv cr v ct OOS PON OPN PON OOS PNO SOO SOO OOS NOP ONP NOP OOS NPO SOO SOOv cs v ct OOS PON OPN OPN OOS OSO NPO OSO OOS NOP ONP ONP OOS OSO PNO OSOv cs v cr SOO SOO NPO OPN NOP OSO NPO OSO SOO SOO PNO ONP PON OSO PNO OSOv ct v cr SOO SOO NPO OOS NOP ONP NOP OOS SOO SOO PNO OOS PON OPN PON OOSv ct v cs OSO PNO OSO OOS ONP ONP NOP OOS OSO NPO OSO OOS OPN OPN PON OOSP = Smp : 1，Smn : 0

N = Smp : 0，Smn : 1

S = Smp : 1，Smn : 1

O = Smp : 0，Smn : 0∵ m = r, s, t

ック図を示す。三相/単相マトリックスコンバータによって高周波トランスを励磁する際，正方向電流と負方向電流のわずかなアンバランスによって直流偏磁が生じる。したがって，高周波トランスの一次巻線に流れる 200 kHz の励磁電流から直流成分を抽出し，これを補償するようにパルスパターンを動的に微調節する。本直流偏磁補償法において高周波トランスの励磁電流から純積分器によって直流成分を抽出し，それに応じて三角波キャリア Carr 及びの信号 Latchのデューティ比を変化させることによって正方向と負方向のパルス幅を調節し，直流偏磁を補償する（図 7 参照）。
〈2･5〉 還流相の選択と転流方式

還流相の選択は電源相電圧の大小関係によって行う。誘導性負荷のため，電源短絡，負荷開放を防止しつつ転流する必要がある。本稿
では，電源電圧を検出して転流を行う電圧転流方式を用いる。図 8 に電圧転流方式の一例を示す。位相Ⅰの範囲では(a) 通常動作(b) 偏磁補償動作(a) Normally operation. (b) DC excitations cancel operation.
図7

直流偏磁補償動作

Fig. 7. DC excitations cancel operation.

vr が最大，vｓが最小となるため，S 2，S 8，と S 3，S 9 は常にON の状態でも電源短絡，負荷開放を起こさない。この領域
判別ロジックによって常に ON の状態にするスイッチを選択する。また負荷開放・電源短絡を起こさないようにスイッチングテーブルを設定して負荷開放を防止する。また，各ゲートにスイッチング信号にデッドタイム Td を設けて電源短絡を防止する。

3. シミュレーションによる運転特性の検証〈3･1〉 シミュレーション条件

本制御システムによる運転特性を検証するため，計算機シミュレーションを行った。このシミュレーションは図 2 のアルゴリズムに基づいて制御する。シミュレーションに用いた主回路定数を表 2〈3･2〉

図 8 還流相の選択
Fig. 8. Selection of freewheeling phase.に示す。
シミュレーション結果

負荷電力を 2.3 kW

好に行われていることが確認できる。一方，出力波形につとなるように入力電流振幅指令値を調整したときのシミュ

いては電圧，電流ともに一定に制御されている。図 9 (b)にレーション結果を図 9 に示す。図 9(a)は入力相電圧 vr，入力出力電圧 vout 及び出力電流 iout の拡大波形を示す。負荷力率

線電 ir，出力電圧 vout，出力電流 iout の波形である。入力電流を向上させるため共振コンデンサを負荷に対して直列に挿は正弦波状に制御されていることから，入力電流制御が良入し LC 直列共振回路としているため，出力電流が正弦波に3／4

表2主回路のパラメータ

Table 2. Parameters for main circuit
3φ, 200 V, 60 Hz

Input VoltageLf = 0.6 mHLC Filter

Cf = 50 μ F
R = 0.324 Ω, L = 7.186 μ H

Load2.3 kW

Output Resonant Capacitor

C = 89.2 nF

Output Frequency

200 kHz2010Carr 0-10-208040vout

0-40（a） 入力相電圧，入力線電流，出力電圧，出力電流-802 (μ s/div)(a) vr, ir, vout, and iout.
20

図 1010Carr 0直流偏磁補償動作のシミュレーション結果

Fig. 10. Simulation results of DC excitations cancel operation.

-10-2080

4. まとめv 40out 0

本稿では誘導加熱装置に適用した三相/単相マトリックス-40コンバータについて計算機シミュレーションを用いて運転-80160

特性の検証を行った。その結果，負荷電力 2.3 kW における80基本波入力力率 88.1 %，入力電流 THD は 3.21 %であった。

iout 0-80

文-160(b)5 (μ s/div)

キャリア三角波，出力電圧，出力電流の拡大波形(b)Enlarged waveform Carr, vout, and iout.
図9

シミュレーション結果

Fig. 9. Simulation results.
なる。また，同じパラメータ条件で三相/単相マトリックスコンバータに対して電流源を正方向に挿入し，直流偏磁補償動作のシミュレーションを行った。結果を図 10 に示す。
図 9 と図 10 のキャリア三角波と比較すると，三角波キャリ

献(１) 西山，野口：「高周波リンクを有する低電圧大電流直流電源へのマトリックスコンバータの適用」平成 18 年 交通・電気鉄道／半導体電力変換合同研究会 SPC-06-72(2006)(２) Somnida Ratanapanachote, Han Ju Cha, and Prasad N. Enjeti : "A
Digitally Controlled Switch Mode Power Supply Based on MatrixConverter", IEEE Trans. on Power. VOL. 21, NO. 1, January 2006
(３) 中井 啓太，野口 季彦：「直接電力制御法に基づく三相−単相直接変換器を適用した低電圧大電流直流電源」，平成 19 年 半導体電力変換研究会 SPC-07-49(2007)(４) 佐藤之彦・片岡昭雄：「電流形 PWM 整流回路における入力電流ひずみと過渡振動に関する一考察」，電学論 D，114 巻，12 号，p.p.1249-1256(1994)(５) 外山浩司・水野 修・竹下隆晴・松井信行：「電流形三相 PWM コンバータにおける入力電圧･電流の過渡振動抑制」，電学論 D，117 巻，4 号，p.p. 420-426 (1997)

アの下りが緩やかになって出力電圧のパルス幅が広がっている。このことから，直流偏磁補償が行われていることが確認できた。

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