電気学会論文誌 D（産業応用部門誌）

IEEJ Transactions on Industry Applications
Vol.133 No.1 pp.20–28
DOI: 10.1541/ieejias.133.20

論文

進み電流補償による簡易形インダイレクトマトリックス
コンバータの運転特性改善法
正 員

野口 季彦∗

学生員

久保田洋平∗

Operation Characteristics Improvement of Simplified Indirect Matrix Converter
Based on Leading Current Compensation
Toshihiko Noguchi∗ , Member, Yohei Kubota∗ , Student Member（2012 年 2 月 17 日受付，2012 年 8 月 29 日再受付）

This paper describes an improved strategy for the total harmonic distortion of an input current of a simplified indirect
matrix converter. The control of the current-source rectifier on the input side is based on space vector modulation, anda two-phase triangular carrier modulation technique is applied to the input and the output to prevent interference due
to zero-vector collision between both the sides. In addition, this paper describes that the simplified indirect matrix
converter cannot achieve a unity input power factor operation and harmonics reduction in the low-load range because it
has a real DC bus. Therefore, leading current compensation is applied to solve the problem, focusing on the low-load
range. The improved operation characteristics are confirmed through computer simulations and experimental tests.
The total harmonic distortion improved by 31 points, whereas the total input power factor degraded slightly by 14
points.
キーワード：インダイレクトマトリックスコンバータ，入力力率，電源高調波

Keywords: indirect matrix converter, input power factor, line current harmonics

1.

の発熱，ブレーカの誤作動，進相コンデンサの発熱，トラ

はじめにンスのうなり等様々な障害をもたらすため，厳しい高調波

空調機器は現代生活における快適な住環境に欠かせない規制が定められている。さらに電解コンデンサには寿命や存在となっている。この空調機器に用いられる電力変換の体積にまつわる問題が存在する。一方，空調機器で専ら使最も基本的な構成は，ダイオード整流回路とインバータを用されるロータリーコンプレッサは元来脈動負荷であるた組み合わせた AC/DC/AC 二段変換システムである。直流バ

め，負荷側の精密な制御よりも入力側の高調波低減を優先

スに電解コンデンサ等のエネルギーバッファを挿入し，入させることが肝要とされる。また，冷媒の粘性抵抗などの力側と出力側の電力バランスを調整している。このようなため動摩擦力が大きく，回生はほとんど行なわれない。

コンデンサインプット形ダイオード整流回路を用いる方式

空調機器に要求される能力指標は住環境やインバータ技

は，回路構成が簡単で複雑な制御も必要としないが，コン術の進展により変遷しており，現代の高気密住宅では室温がデンサ充電時にのみ電源側から電流が流れ込むため，入力

設定値温度付近に近づくと長時間にわたり軽負荷での運転

電流は正弦波とならず高調波を多く含んだ波形となる。一が続くため，定格能力時のエネルギー消費効率である COP

例として，直流バスに 500 μF の電解コンデンサをもつダイ（Coeﬃcient Of Performance）から通年エネルギー消費効率

オード整流回路を 1 mH の連系リアクトルを介して 200 V

APF（Annual Performance Factor）へ評価基準が改正され

商用三相交流電源に接続した場合，1 kW 負荷時に総合入力

た。したがって，軽負荷領域で特に高効率かつ低入力歪な歪率はおよそ 70%にも達し，総合入力力率は 80%を超える運転が要求される。また，空調機器は家電製品であるが故ことはできない。高調波電流が増大すると電力系統に配線に回路構成の簡単さや経済性も重要である。

∗

このような背景のもと，近年では直接 AC/AC 電力変換
静岡大学
〒 432-8561 浜松市中区城北 3 丁目 5-1

器であるマトリックスコンバータが盛んに研究されている (1)〜(7) 。マトリックスコンバータはエネルギーバッファを

Shizuoka University
3-5-1, Johoku, Naka-ku, Hamamatsu 432-8561, Japanc 2013 The Institute of Electrical Engineers of Japan.


もたないため変換器の小型化や高信頼化が図れ，さらにイ20進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）

ンバータとは異なり入出力の独立制御が可能であるため電力するような制御は不可能である (6) 。そこで，軽負荷時に源高調波の改善が期待できる。マトリックスコンバータに

進み電流補償を施し，入力力率を若干犠牲とし入力電流歪は Fig. 1 に示したように回路構成からダイレクトマトリッ

低減を優先させる制御を行って運転特性を改善させる。本

クスコンバータ（以下 DMC）とインダイレクトマトリッ

論文では計算機シミュレーションと実機検証により，提案

クスコンバータ（以下 IMC）の 2 種類が存在する。DMC

法の妥当性を確認したので報告する。

は 9 つの双方向スイッチから構成されるため転流シーケン

2.

スが必要で，スイッチングの自由度も高く複雑な制御を要

制御原理

求する (1)〜(3) 。一方，IMC は従来の整流回路とインバータを〈2・1〉 回路構成

組み合わせた構成をとるため，既存の技術を応用できるとした簡易形 IMC の回路構成を示す。入力側は電流形整流いうメリットがある (4)〜(6) 。このような IMC の例としてス回路，出力側は電圧形インバータの構成をとる。このようイッチング素子数を低減した Sparse Matrix Converter も提な構成をとる簡易形 IMC では，直流部の電圧極性が切り換案されている (7) 。IMC の場合，性能や機能を若干犠牲にす

わることは許されず，負の逆極性パルスを出力することはる代わりスイッチング素子数をさらに低減することも可能

本質的にできない。

で，例えば力行動作のみに限定して考えれば単方向スイッ〈2・2〉 整流回路の空間ベクトル変調

チのみで構成することも可能である。この場合，出力部に抑制するためには入力の電流形整流回路の制御が重要となは従来のインバータモジュールをそのまま用いることがでる。ここでは，入力電流ベクトルの把握の容易さから空間

き，これまでに蓄積した技術的ノウハウを活用することがベクトル変調を検討する。電流形整流回路の負荷電流経路できる。

の確保と電源短絡防止を考慮すると，上下アームからそれ

Fig. 2 に単方向スイッチのみで構成

電源高調波を

以上のような背景から，本論文では空調機器にまつわる

ぞれ一相ずつ ON させるスイッチを選択する。上アームの問題を解消するために電力変換器として単方向スイッチのみ ON させる相を P，下アームのみ ON させる相を N，上みで構成した簡易形 IMC を採り挙げ，その電源高調波を改

下アームを ON（短絡）させる相を S，上下アームを OFF

善する制御法について検討する。一般に，DMC でも IMC（開放）させる相を O と表現する。スイッチングパターン

でも入力側に LC フィルタを挿入するが，このフィルタには非ゼロベクトルである PON，NPO，OPN，NOP，ONP，より常に入力側に進相電流が流れる。フィルタを含めた入PNO と，ゼロベクトルである SOO，OSO，OOS の 9 つが存在する。Fig. 3 に電流ベクトル図を示す。

力力率 1 制御を行うには，これを打ち消すように DMC ま
たは IMC 本体で遅れ電流を生成させなければならない。仮空間ベクトル変調ではスイッチングデューティーサイク

想 AC/DC/AC 電力変換システムに基づいて DMC を制御しルをベクトルの射影から算出する。ここでは，出力させる

た場合，DMC では仮想直流バスに逆極性パルスを出力する

ベクトル J が領域 Θ1 に存在するときについて述べる。Jことで軽負荷時であっても容易に力率 1 制御を実現するこを囲むベクトルは PON，PNO，ゼロベクトルである。各とができる (1) (2) 。しかし，簡易形 IMC では現実に直流バスをもつ回路構成をとるが故に，本質的に逆極性パルスを出

Fig. 2. Simplified indirect matrix converter.

(a) Direct matrix converter(b) Indirect matrix converter

Fig. 1. Circuit configurations of matrix converters.

Fig. 3. Current vectors of current-source rectifier.
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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）

Fig. 5. Duty cycle generation.
Table 1. Switching table of current-source rectifier.

Fig. 4. Relation between voltage sectors and current
vectors.

電流ベクトルの大きさを |I|，キャリア周期を T s とすると，キャリア半周期におけるベクトルの出力時間は，

 

 T
π
1
π
|J|
s
+ θ − √ sin+θcos
T PNO =
66
2
|I|
3
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (1)
 

 T
π
1
π
|J|
s
− θ − √ sin−θcos
T PON =
66
2
|I|
3
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)1Ts
T OOO =
− T PNO − T PON · · · · · · · · · · · · · · · · · · (3)22となる。T ooo はゼロベクトル出力時間である。
次に，このスイッチングデューティーサイクルを生成す
るシーケンスについて述べる。デューティーサイクル生成
Fig. 6. Control block diagram.

は各相の指令値をキャリアと比較することで得ており，この指令値の作成は電源電圧の三相交流波形を参考にしている。Fig. 4 に電流形整流回路の電流ベクトルと電源電圧のとする。

関係を示す。電源セクターと電流ベクトルとで作られる領Fig. 5 にキャリアとベクトルの対応を示す。各相指令値

域には π/6 のずれが生じており，例えば領域 Θ1 では 12 領の値は次の式で求められる。

域化した場合の領域 θ1 ，θ2 で電源の大小関係が異なっていT r = T PNO + T PON + T OOO · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)る。ここでは偶数セクターの電圧を基に指令値の大小関係を決定する。領域 θ2 での電源の大小は r，s，t の順なので

T s = T PON + T OOO · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (5)領域 Θ1 における指令値の大小関係も r， s，t の順とする。
するとキャリア比較して得られる量子化信号の出力順も自T t = T OOO · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (6)動的に決定され 000→100→110→111 の順番で推移する。
次に量子化信号に各電流ベクトルを割り付ける。量子この作業を全ての領域について行なうと Table 1 のスイッチ化信号から電流ベクトルへの変換則を 1 の場合は P，0

ングパターンが得られる。なお，ゼロベクトルは領域の切の場合は N とする。前述の通り，領域 Θ1 の指令値の推り換わりでスイッチング回数が少なくなるように選択する。

移は 000→100→110→111 なので，そのまま適用すると〈2・3〉 IMC の制御

NNN→PNN→PPN→PPP となる。NNN と PPP にはゼロベクトルを充てる。残りの PNN と PPN に PON と PNO を充てるが，PPN に PNO を割り付けると s 相が量子化指令と逆極性になってしまうので，PNN を PNO，PPN を PON

ク図を示す。前述のとおり，電流形整流回路は空間ベクト

Fig. 6 に IMC 全体の制御ブロッ

ル変調を行なっており，入力電流 ir ，i s ，it を電源電圧の位
相情報を基に同期回転座標上で制御する。三相二相変換と回転座標変換にはそれぞれ (7) と (8) を用いる。
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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）⎡
2 ⎢⎢⎢⎢1⎢
3 ⎣0⎡ ⎤⎤ ⎢⎢r ⎥⎥
−1/2
−1/2 ⎥⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢⎢ ⎥⎥⎥⎥√ ⎥ ⎢⎢ s⎥⎥ · · · · · · · · · · · · · (7)√3/2 − 3/2⎦ ⎢⎢⎣ ⎥⎥⎦t⎡ ⎤ ⎡⎢⎢⎢d⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ cos θ⎢⎢⎣ ⎥⎥⎦ = ⎢⎢⎣q− sin θ⎤⎡ ⎤sin θ ⎥⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢⎢α⎥⎥⎥⎥⎥ ⎢ ⎥ · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (8)cos θ⎦ ⎣ β ⎦⎡ ⎤⎢⎢⎢α⎥⎥⎥⎢⎢⎣ ⎥⎥⎦ =β

回転座標変換に必要な回転角は電源電圧位相から求める。
電源電圧 vr ，v s ，vt を三相二相変換した vα ，vβ より cos θinと sin θin は，cos θin =sin θin =(a) In-phase carriervαv2α + v2βvβ
v2α + v2β(b) Two-phase carrier

Fig. 7. In-phase and two-phase triangular carriers.

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (9)· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (10)のように求められる。一般にマトリックスコンバータはエ
ネルギーバッファをもたないため，入力側と出力側の有効Fig. 8. Filter and input currents of matrix converter.

電力が常に等しくなる。したがって，入力電流振幅指令値に相当する i∗d は，次式のように出力電力指令値 P∗L を入力

3.

線間電圧実効値 Vrms で除して求めることができる。

i∗d =v∗a ia + v∗b ib
P∗L=· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (11)Vrms
v2 + v2α

進み電流補償〈3・1〉 マ ト リ ッ ク ス コ ン バ ー タ の 入 力 力 率 1 制 御Fig. 8 に一般的なマトリックスコンバータ入力部の構成βを示す。マトリックスコンバータが生成する電流ベクトル

入力力率 1 制御を行なうには i∗q を 0 とする。dq 各軸の偏を I mc ，フィルタにより発生する無効電流ベクトルを I c ，入差を PI 制御器に入力することにより，簡易形 IMC で作り

力電流ベクトルを I s とする。これらのベクトルの間には，出す電流指令値 j∗α と j∗β が得られる。この電流指令値の大I s = I mc + I c · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (13)

きさが Fig. 3 に示した電流ベクトルの振幅 |J| に相当するの関係がある。 I mc = 0 のとき I s = I c となり，

ので，

J=

Vs
Ic = 
 = const.· · · · · · · · · · · · · · · · · · (14)1j ωL f −ωC fj∗α 2 + j∗β 2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (12)となる。また，(9)，(10) と同様にこの電流指令値から θ の情報も求めることができるので，スイッチングデューティー

この電流ベクトルは LC フィルタの定数と電源電圧で決まサイクルを算出して空間ベクトル変調を行なう。出力側のる一定のベクトルである。軽負荷時は I mc が小さくなるた

電圧形インバータは電流 iu ，iv ，iw を回転座標上で制御し，め， I s のうち I c が支配的となり V s と I mc の角度 φ が大その後一相変調する。一相変調は電圧指令最大出力相は上きくなる。入力力率 1 制御を行うには，本質的に発生するアームが常に ON，最小相は下アームが常に ON となり，中この進み電流分を含めて制御しなければならない (3) 。Fig. 9間相のみスイッチングを行う。これにより，電圧指令最大は入力力率 1 制御を行なっているときの各電流の関係を示

相と最小相のスイッチで直流バスの電流経路が常に確保さしたベクトル図である。

れるため，電流形整流回路の入力電流歪を軽減することが〈3・2〉 進み電流補償

電流形整流回路で各電流ベクできる。変調するキャリアは，Fig. 7(a) のように整流回路

トルを選択したときに，電源電圧位相により直流バスに出とインバータで位相をそろえた同相三角波キャリアとする

力される電圧は変化する。Table 2 に各領域における電流ベと，整流回路のゼロ電流出力モード（直流バス還流モード）

クトルと直流バス出力電圧極性の対応を示す。

とインバータ側のゼロ電圧出力モード（負荷還流モード）のFig. 10 は静止座標上で入力力率 1 制御を行なっている様子を示したものである。電源電圧ベクトル V s が領域 θ2 にある場合，Table 2 より直流バスが負極性電圧となるモード
は NOP，NPO，ONP である。入力力率 1 を達成するには電流ベクトル I mc は V s に対して遅れ位相とすればよいので角度 φ 遅れた領域 θ12 に存在すると仮定する。I mc を実現するためベクトル PNO と ONP を選択して空間ベクトル干渉が起こり所望の電圧を出力できず出力波形が歪む。そこで同図 (b) のように二相三角波キャリアを用いることでこの衝突を簡易的に回避し，出力電流の歪を軽減する。一般にエネルギーバッファをもたないマトリックスコンバー
タは出力の影響がそのまま入力側に反映するため，出力電流歪の軽減は結果的に入力電流歪の改善につながる。
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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）

Fig. 9. Unity input power factor control.

Fig. 11. Leading current compensation.

Table 2. Relation between current vectors and DC-bus
voltage polarity.

る。角度 φ は Fig. 9 より次式で求めることができる。

⎛√⎞⎜⎜ 3 |I c | ⎟⎟φ = tan−1 ⎜⎜⎝ ∗ ⎟⎟⎠ · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (15)idi∗d は入力電流振幅指令値であり，(11) で示したように負荷電力により変化する。したがって，φ が大きくなるのは i∗dが小さくなる軽負荷領域であり，入力電流歪を低減するための対策を講じなければならない。そこで Fig. 11 に示すよ
うに，

i∗q =

√

1
3 |I c | − √ i∗d · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (16)3で表される制御則をつくり，i∗d に応じて軽負荷時は常に負極性モードが選択されない限界値である φ = π/6 に固定するように i∗q を与える。このように電流指令値を与えること
で，入力基本波力率は若干犠牲になるが，直流バスに負極性電圧を発生させるモードが選択されなくなり電源電流の歪を防止することができる。以上をまとめると，簡易形 IMCにおける i∗q の制御則は，

⎧
⎪
⎪
⎪
0
⎪
⎪
⎪
⎪
⎨
∗
iq = ⎪
⎪
√
⎪
1 ∗
⎪
⎪
⎪
⎪
⎩ 3 |I c | − √ id
3

Fig. 10. Limit of unity input power factor control.

変調により入力電流制御を行なうが，ONP は負極性電圧出力モードなので直流バスに負の電圧を出力しようとする。

DMC の場合であれば直流バスが仮想的であるため，そのま


π
φ≤
6
· · · · · · · · · · · · · · · (17)

π
φ>
6

のように表される。

ま制御しても支障はない。しかし，単方向スイッチのみで4.

構成した簡易形 IMC の場合は，直流バスが実在するため負シミュレーションによる検証

極性電圧を出力することはできない。負極性モードが選択

Table 3 に示すパラメータを用いて計算機シミュレーショ

されたときには出力側の還流ダイオードによって直流バスンを行った。ここで，φ が π/6 を上回って進み電流補償が電圧が強制的にゼロとなり，ベクトルをうまく生成できな必要となる負荷条件を求めてみる。まず，LC フィルタにくなるため入力電流に歪を及ぼす。Fig. 10 に示した 1 領域

よって流れる進相電流 I c は，√200/ 3の角度は π/6 であり，φ > π/6 となる軽負荷時にこのよう

Ic = 
j 2π × 60 × 1.2 × 10−3 −
1
2π × 60 × 20 × 10−6
= j0.87A · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (18)な問題が発生する。隣接するベクトル以外を用いることも可能であるが，同図のように正極性電圧出力モード PNO，

PON，OPN のみで電流ベクトル I mc を合成することは不可能である。逆に φ ≤ π/6 となれば負極性モードが選択されなくなるため簡易形 IMC でも入力力率 1 制御が可能であ

この値を用いて力率 1 制御の限界である負荷は，
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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）

Table 3. Electric parameters of power circuit.

√

3 |I c |
π
= tan
∗
id
6

i∗d =

P∗L
Vrms

∴ i∗d = 3 |I c | = 2.62A · · · · · · · (19)∴ P∗L = Vrms i∗d = 524W · · · · · · · · · · · (20)(a) Waveforms of vr , ir , vuv , iuと求められる。つまり，この簡易形 IMC において 524 W
以下を出力する場合には，進み電流補償を施さなければ入力電流歪が発生する。Fig. 12 から Fig. 14 に 230 W 出力時におけるシミュレーション結果を示す。Fig. 12 には比較のため仮想 AC/DC/AC 方式に基づく DMC の動作波形を示した (1) (2) 。DMC は軽負荷時でも仮想直流バスに負極性電圧を出力し入力力率 1 制御を行なうことができる。一方，Fig. 13(b) Frequency spectra of irに示したように簡易形 IMC で同様に力率 1 制御を行なう

Fig. 12. Simulation result of DMC at 230-W output.

と，実在する直流バスに負極性電圧を出力しようとするが現実には不可能であるため入力電流歪が大幅に悪化する。
また，FFT 結果より 6n ± 1 次高調波が突出していることがわかる。そこで，進み電流補償を施すと Fig. 14 に示したよ
うに基本波力率は若干悪化するものの，出力電圧波形を犠
牲にすることなく，低歪な入力電流波形を実現できることがわかる。Fig. 15 と Fig. 16 に DMC ならびに簡易形 IMCに入力力率 1 制御を行なった場合と，簡易形 IMC に提案する進み電流補償を施した場合の総合入力力率と総合入力歪率（THD）を比較した結果を示す。DMC は全負荷範囲にわたり入力力率 1 を保ったまま低歪な入力電流波形が得られるのに対し，簡易形 IMC では軽負荷時に THD が大幅に悪化する。一方，提案する進み電流補償を施すと入力力率(a) Waveforms of vr , ir , vuv , iu

は犠牲となるが THD は大幅に改善される。負荷 230 W 出
力時において力率 1 制御を行なったとき，未補償時の入力力率は 88.3%，THD（30 次まで）は 48.8%であるが，補償を施すと入力力率は 80.3%と 8 ポイントほど低下するものの，THD は 1.89%以下と劇的に改善される。

5.

実験結果

実験に使用した電気的パラメータはシミュレーションと(b) Frequency spectra of ir

同一で Table 3 の通りである。本実験では三相交流電源と入Fig. 13. Simulation result of simplified IMC at 230-W
output (conventional).

力 LC フィルタの間で計測した有効電力と，簡易型 IMC の出力で計測した有効電力の比を効率と定義し，簡易型 IMC
本体だけでなく LC フィルタの損失も含めて効率が計算さ6 kVA のリニアアンプ形交流電源装置を使用し，電源周波数
60 Hz の 30 次に相当する 1800 Hz までを有効な FFT デー
タと捉えて各次数（主として 6n ± 1 次）の高調波振幅を読み取って真の実効値計算に利用した。Fig. 17 と Fig. 18 に従来法と提案法の 200 W 出力時における実験結果を示す。

れている。また，電力測定には 0.06%の確度で 1 MHz の帯域をもったディジタルパワーメータを使用し，これと同時にディジタルオシロスコープを用いて取得した入力電流波形を計算機で FFT 解析した。三相交流電源には歪率 0.3%，
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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）(a) Waveforms of vr , ir , vuv , iu(a) Waveforms of vr , ir , vuv , iu(b) Frequency spectra of ir(b) Frequency spectra of ir

Fig. 14. Simulation result of simplified IMC at 230-W
output (proposed).

Fig. 17. Experimental result of simplified IMC at 200W output (conventional).

Fig. 15. Total input power factor (simulation results).

(a) Waveforms of vr , ir , vuv , iu

Fig. 16. Total harmonic distortion of input current (simulation results).
(b) Frequency spectra of ir

Fig. 18. Experimental result of simplified IMC at 200W output (proposed).

実験では進み電流補償を適用する負荷条件は電力変換器自身の損失が含まれるため，入力電力がシミュレーションで示した 230 W となる条件で示している。シミュレーション

率 1 制御を達成できる重負荷（1.1 kW）時の動作波形であと同様に補償を施さないと，入力電流に 6n ± 1 次高調波がる。このように，入力 LC フィルタによって常時流入する多く含有されるが，提案する進み電流補償により歪みが大進相電流が簡易型 IMC に流入する電流よりも十分に小さな幅に軽減される。Fig. 19 は簡易形 IMC でも補償なしで力場合は，同等の動作特性が得られる。
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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）

Fig. 21. Total harmonic distortion of input current (experimental results).

(a) Waveforms of vr , ir , vuv , iu

Fig. 22. Total eﬃciency (experimental results).

(b) Frequency spectra of ir

Fig. 19. Experimental result of simplified IMC at heavy
load (1.1 kW).

電力変換器全体の効率も改善しないように思われる。しかし，実験で提案法の効率が若干改善したのは次の理由によるものと考えられる。
（ 1 ） 進み電流補償により 6n ± 1 次の高調波が見られな
くなり，リアクトルにおける鉄損が低減した。
（ 2 ） 進み電流補償により 6n ± 1 次高調波に起因した表皮効果が抑制された。
（ 3 ） 進み電流補償により簡易型 IMC に流入する電流が小さくなり，簡易型 IMC 本体における導通損が低減した。

Fig. 20. Total input power factor (experimental results).

なお，重負荷（1.1 kW）時には，補償の有無によらず入力力率 99.9%，THD3.03%，効率 94.0%を確認した。

Fig. 20 から Fig. 22 に総合入力力率，総合入力歪率，総合

6.

効率の比較を示す。シミュレーションに比べ従来法での軽ま と め

負荷領域における THD が全体的に減少したのは，配線のイ

本論文では空調機器の電源高調波改善を目的として，単ンダクタンスにより歪が軽減されたものと考えられる。負荷方向スイッチのみで構成された簡易形インダイレクトマト

200 W 出力時において従来法の入力力率は 92.1%，THD は36.9%であるが，補償を施した場合は入力力率 78.2%と 14
ポイントほど低下するものの，THD は 5.95%に改善される。
同時に，効率は従来法が 89.4%に対し提案法では 90.3%と0.9 ポイント改善した。
入力電流の FFT 解析と実効値計算を行った結果，進み電流補償を行わない場合は基本波実効値が 0.298 A，30 次までの高調波を含む真の実効値は 0.317 A であるのに対し，

リックスコンバータを検討し，優先的に入力高調波電流を低減する進み電流補償法を提案した。ここでは，直流バスと入力部の電流ベクトルの選択に基づき軽負荷領域で入力
電流歪の低減と入力力率の改善が両立できないことを明らかにするとともに，入力力率を若干犠牲にすることによって入力電流歪が劇的に改善されることを示した。さらに計算機シミュレーションと実験により提案手法の有効性を確認した。

進み電流補償を適用した場合は入力力率を犠牲にするため

実験検証では 200 W の軽負荷時に，入力力率は 14 ポイ

両者とも 0.353 A と増加した。これより，補償することにントほど低下するものの，THD は 31 ポイント，効率は 0.9

よって 20%程度の銅損が悪化して，LC フィルタも含めた

ポイント改善することを確認した。

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進み電流補償による IMC の特性改善（野口季彦，他）

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野口季 彦 （正員） 1959 年 10 月 23 日生。1982 年 3 月名古屋工業大学工学部電気工学科卒業。 1986 年 3月長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程電気・電子システム工学専攻修了。1982 年 4 月東京芝浦電気（株）（現，（株）東芝）入社。1991 年
岐阜工業高等専門学校講師。 1994 年 4 月長岡技術科学大学助手。1996 年同助教授。2009 年 4 月
静岡大学教授，現在に至る。専門は各種電力変換器，マシーンを含むモータドライブ。近年は，マルチレベル変換器，

AC/AC 直接変換器，超高速モータに注力。博士（工学）。IEEE Senior
Member。

久保田

洋 平 （学生員） 1987 年 8 月 17 日生。2010 年 3 月静岡大学工学部電気電子工学科卒業。 2012 年 3 月
同大学大学院工学研究科電気電子工学専攻修了。
修士（工学）。2012 年 4 月東芝キヤリア（株）入社，現在に至る。

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