SPC-21-117
MD-21-104

ISOP 型 Solid-State Transformer の回路構成によるコモンモードノイズの比較
菊地尚斗＊

日下佳祐

伊東淳一（長岡技術科学大学）

Comparison of Common-Mode Noise with Solid-State transformer based on ISOP configuration
Naoto Kikuchi＊, Keisuke Kusaka, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University of Technology)
This paper discusses the common-mode noise of the solid-state transformer (SST) based on the input-series-output-parallel(ISOP) configuration. The ISOP configuration has a complex common-mode current path because of the increased parasitic
component of switching devices. Power factor correction (PFC) and DC/DC converter is modeled with a common-mode
equivalent circuit in order to measure the characteristic of common-mode current. The common-mode noise is compared between
a converter with the chopper cells and diode bridge rectifier, and a converter with full-bridge cells. The simulation result showsthat common-mode noise is reduced 11 dBA at 100 kHz with PWM rectifier compared to chopper cell PFC.
キーワード：Solid-state Transformer，ISOP 接続，コモンモードノイズ，EMI, コモンモード等価回路(Solid-state Transformer, ISOP connection, common-mode noise, EMI, common-mode equivalent circuit)

1.

はじめにある(16)。本回路は双方向動作可能であるが，入力段のセルは単相ブリッジ構成となるため 4 個の素子が必要となる。

近年，再生可能エネルギーのさらなる導入が検討されてさらに絶縁用 DC/DC コンバータを含めると，10 個の素子がおり，スマートグリッドや直流配電システムへの関心が高必要となる。一方文献(3)では，全セル共通のダイオードブまっている。このようなシステムを構成する上で，双方向リッジと，入力段をチョッパセルとしたセルを用いた回路の電力制御や，無効電力補償等の機能を有する Solid-state方式が提案されている。本回路では，1 セルあたり 8 個の素transformer (以下，SST)が必要となる(1)-(3)。SST は商用周波子で構成されるため，文献(16)の回路と比べデバイスの浮遊数と高周波間の変換を担う電力変換器と高周波トランスで容量を減らすことができる。しかしながら，ダイオードブ構成されており，電力変換回路を含めてもトランスの高周リッジと直列接続されたセルの間にノイズフィルタを適用波化により回路体積の小型化や高パワー密度化が可能となできない。これにより，ダイオードブリッジとヒートシンる(4)。SST の回路トポロジーとしては，低耐圧，低オン抵抗クの浮遊容量を介してコモンモードノイズの流入する懸念のデバイスを適用するために，複数のセルを入力側直列・がある。

出力側を並列に接続(以下，ISOP 接続)するマルチセル構成が盛んに研究されている(5)-(6)。

そこで本論文では，
PWM 整流器を各セルに有する方式(以下，単相ブリッジセル方式)と，全セル共通のダイオードブ

電力変換器を電力系統に接続する場合，系統側に流出すリッジとチョッパセルからなる回路方式(以下，チョッパセるノイズ量の限度値が国際無線障害特別委員会(CISPR)によル方式)を使用し，コモンモードノイズについて比較検討をって定められている(7)。本規格を満足するためには，系統へ行う。まず，各方式における PFC 回路と共振型 DC/DC コンの接続段にノイズフィルタを設置し，外部へのノイズの流バータに分け，浮遊容量を考慮したコモンモード等価回路出を抑制する必要がある。しかしながら，マルチセル構成を作成し，発生するコモンモード電流の検証を行う。そのでは多数のスイッチングデバイスを使用するため，浮遊容後，シミュレーションにより SST に発生するコモンモード量を介して流れるコモンモード電流の経路が複雑化し，回電流を取得し，等価回路上の電流の周波数特性と比較する路トポロジーの違いがコモンモードノイズに与える影響がことで各方式におけるコモンモード電流の特性の比較を行不明確である。

うISOP 接続を用いた一般的な回路方式として，各セルにPWM 整流器，共振 DC/DC コンバータを有した回路方式が

SPC-21-117
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回路システム構成及び制御ブロック〈2･1〉

swpfc11

システム構成図 1 にチョッパセル方式をベースとした SST の回路構成

Cell No. 1

Lb or Lb/2

Ls

Cdc
swpfc12

VinCs

HF-T

Cout

Vout

Lmを示す。チョッパセル方式は全セルで共通の高圧ダイオー
Cell No. 2

ドブリッジと昇圧チョッパで構成されており，入力電流を全波整流状に制御することで力率改善動作を行う。なお，

Fig. 1 Circuit configuration of SST with chopper cell PFC.

昇圧インダクタ Lb を上下配線に分けて配置する場合は Lb/2

Cell No. 1

Lb or Lb/2とする。共振型 DC/DC コンバータは 1 次側に接続されるコンデンサ Cs と共振インダクタ Ls による直列共振を使用し，swrec11

共振周波数よりも高い周波数で動作させ，デューティ 50%swrec12でオープンループ駆動することで，ターンオン時の ZVS を

ditto

Lb/2 or 0

Ls

swrec21 CdcVinCs

swrec22達成する。これらを 1 つのセルコンバータとし，ISOP 接続

ditto

Lb/2 or 0

図 2 に単相ブリッジセル方式 PFC と共振 DC/DC コンバー

Fig. 2 Circuit configuration of SST with PWM rectifier.
vin

タをベースにした SST を示す。本回路では，各セルがフルブリッジ構成となったことで正負電圧を出力可能であるこ
回路部のコモンモードノイズ低減効果を比較するため，

Vout

CoutCell No. 2により多段化する。とから，入力電流を直接正弦波状に制御する。なお，PFCHF-TLm+Iin*
vinsinq

PLL+ -PI-

1m0Boost Inductor
Current Control

DC/DC コンバータ部は共通の構成とする。

+-

swpfc11

1iL

ABS

1vc1

Carrier
1vcm

swpfc12NOT

swpfc22+-

swpfc21

1〈2･2〉 制御構成

NOT0Carrier
Phase-shifted

図 3 にチョッパセル方式 PFC を用いた SST における電流制御系を示す。本制御は昇圧インダクタの電流制御を行い，入力側力率を改善する。系統電圧から PLL により入力電圧の位相情報を取得し，入力電流指令値を生成する。PI 制御

Fig. 3 Control diagram of proposed method in single-phase SST withchopper cell PFC.
vinにより出力された操作量は全セルが出力する電圧の総和と指令値となる。その後，各セルの DC リンク電圧で除算する+Iin*なるため，セル段数 m で除算した電圧が各セルの出力電圧vin

PLL-sinq

PI+ -1
m1
vc1

iL0

Boost Inductor
Current Control

ことでデューティの算出を行う。その後，位相シフト三角01vc2

図 4 に単相ブリッジセル方式 PFC を SST における電流性0ために昇圧インダクタを系統電圧に同期した正弦波状の電ISOP 構成でのコモンモードノイズ〈3･1〉 チョッパセル方式 PFC のコモンモード等価回路
本節では，SST のコモンモード電流を評価するため，PFC，共振 DC/DC に分けてコモンモード等価回路の作成し，電流の周波数特性を比較する。
図 5(a)に ISOP 接続した 2 セル構成の SST におけるチョッパセル方式 PFC 回路を示す。本回路では，出力と対地間の0Vin/2
Lb/2 sw22

swrec21

NOT

swrec32

NOT

swrec41

swrec22

Carrier-1

swrec31+-swrec42

Carrier

p22Cdcn2

り流れるコモンモード電流 Icom を測定する。また，コモンモに配置している。図 5(b)に 2 段チョッパセル方式 PFC 回路

NOT+-Fig. 4 Control diagram of proposed method in single-phase SST with
PWM rectifier.
Lb/2
sw112Cdc
Vin/2
p1
Vd c2Cdc
sw12 n1
sw212Cdc

浮遊容量を Cdc-out を考慮し，スイッチング時の電圧変動によード等価回路を作成するため回路上の受動素子を上下対称swrec12+-1流となるように制御する。デューティの算出後，ユニポーswrec11NOT

Carrier1制御系を示す。本制御も同様に入力電力の力率を改善する

3.

Carrier-1

1波キャリアを用いてゲート信号を決定する。

ラ変調を行いゲート信号が決定する。

+-1

Cdc-out

Vd c

Cd c-outIco m(a) Circuit configuration of chopper cell PFC.

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におけるコモンモード等価回路を示す。本回路では，2 つのLb/4レグを有するため，2 つのコモンモード電圧源 Vcom_cell1，

Vcom_c ell 1

Vcom_c ell 2

Vcom_cell2 が発生する。コモンモード電圧源 Vcom の関係は式(1)より表せる。

Vcom =

Vp + Vn

4Cdc

4Cdc

Cdc-out

Cdc-out............................................................... (1)2

ここで，Vp は対地から p 点までの電位，Vn は対地から n点までの電位とする。電位変動が発生する各レグの中点 p(b) Equivalent circuit of half bridge PFC.
Fig. 5 Common-mode noise propagation model for chopper cell PFC.と n 点において対地からの電位を計測し，式(1)より Vcom_cellを導出した。また，コモンモード電流経路より，昇圧イン

Lb/2 swrec11 swrec21
p1

ダクタ Lb/2 は 2 並列に接続されているため，等価回路上では，Lb/4 としている。同様に，各セルの出力コンデンサの容Vin/2

量は 2Cdc が 2 並列接続されているため，等価回路上では 4Cdc

n1swrec12としている。GND と浮遊容量間に電位差が発生することで，上下配線間にコモンモード電流として同相の共振電流が流れる。

Vin/2〈3･2〉 単相ブリッジセル方式 PFC のコモンモード等価回路
図 6(a)に 2 段 SST における単相ブリッジセル方式 PFC 回路を示す。本回路でも同様に配線とグランド間の浮遊容量
Cdc_out を考慮している。
図 6(b)に 2 段単相ブリッジセル方式 PFC 回路におけるコり導出した。本回路では，4 つのレグを有するため 2 つのコモンモード電圧源としてみなすことができる。
〈3･3〉 PFC におけるコモンモード電流の周波数解析

p2

Vdc

2Cdc
n2

swrec222Cdc
p3swsw
rec31
rec41
Lb/2
p4Vdc

2Cdc
swrec32 swrec42
n3
n4 Cdc-out

Cdc-out

Icom(a)モンモード等価回路を示す。コモンモード電圧源 Vcom_rec は
対地からみた各レグの中点 p と n の電位を計測し，式(1)よ2Cdc

Lb/4

Circuit configuration of PWM rectifier.

Vcom_re c1 Vcom_re c2

Vcom_re c3 Vcom_re c4

4Cdc

4Cdc

Cdc-out

Cdc-out

図 7 にチョッパセル方式 PFC におけるコモンモード電流の周波数解析を示す。本周波数解析では，PFC をスイッチ
ング周波数 6.6 kHz で動作させ，コモンモード等価回路にお(b) Equivalent circuit of PWM rectifier.
Fig. 6 Common-mode noise propagation model for PWM rectifier.

ける電流 Icom について計測した。PFC 回路は周波数 184 kHz
時において 113 dBA のノイズピーク値を持ち，コモンモード電流の共振周波数が 184 kHz であることが確認できる。
図 8 に単相ブリッジセル方式 PFC におけるコモンモード電流の周波数解析結果を示す。チョッパセル方式構成と同様に周波数 184 kHz 時においてノイズレベルピーク値 104dBA を持ちコモンモード電流の共振周波数成分を確認できる。
〈3･4〉 共振 DC/DC 部のコモンモード等価回路
図 9(a)に共振 DC/DC 部のコモンモード等価回路を示す。
本回路では，配線と GND 間の浮遊容量 Cmp とトランスの 1次側，2 次側間の巻き線間浮遊容量 Ctr を考慮する。
図 9(b)共振 DC/DC コンバータのコモンモード等価回路を示す。コモンモード電圧源として Vcom_pri を 1 次側 DC バス間のコモンモード電圧, Vcom_sec を 2 次側 DC バス間のコモンFig. 7 Frequency analysis results of Icom in the propagation model forchopper cell PFC.

モード電圧としている。共振インダクタ Ls/2, 共振コンデン
サ 2Cs, 巻き線間浮遊容量 2Ctr は 2 並列に接続されているため，等価回路上ではそれぞれ Ls/4, 4Cs, 巻き線間浮遊容量 Ctr

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〈3･5〉 DC/DC 部におけるコモンモード電流の周波数解析
図 10 に共振型 DC/DC コンバータにおけるコモンモード電流の周波数特性を示す。本周波数解析では，DC/DC コンバータを 21 kHz のスイッチング周波数でオープン動作させ，コモンモード等価回路における電流 Icom について計測した。330 kHz 時に 108 dBA のピーク値を取ることを確認し，電流の共振周波数が 330 kHz であることを確認した。また，
PFC 回路とは異なり，トランス部の巻き線間容量が高いた

Fig. 8 Frequency analysis results of Icom in the propagation model for
PWM rectifier.

め，PFC 回路より共振周波数が高い。以上より，本等価回DC/DC 部の共振周波数が 330 kHz であることが分かった。

4.

p2p1路モデルより，PFC 回路部の共振周波数は 180 kHz, 共振2Ctr

Vdc/2
Ls/2 2CsCout

シミュレーション結果〈4･1〉昇圧インダクタを対称配置したコモンモード電流の周波数解析の比較
表 1 にシミュレーション条件を示す。本シミュレーションではまず，昇圧インダクタの配置によりノイズ低減効果の比較を行う。

Vd c/2
Ls/2 2Cs

n1Cmp

Cmp

n22Ctr

Cmp

Cmp

Icom

(a) Circuit configuration of resonant DC/DC converter.

図 11 に昇圧インダクタの配置によるコモンモード電流の周波数解析した比較を示す。インダクタを対称配置するこLs/4

Vcom_pri 4Cs 4Ctrとで 100 kHz 付近の周波数帯を除く周波数成分においてノイズレベルの低減を確認できる。また，10 MHz 付近においては最大 60 dBA の低減を確認できる。インダクタを片側Cmp

Vcom_se cCmp

のみに配置することで，PFC のスイッチング動作時に対地ドレイン間の電位が急変に変化し，コモンモード電流が流れる。
また，図 11 においてコモンモード等価回路上では，基準

Icom(b) Equivalent circuit of resonant DC/DC converter.
Fig. 9 Common-mode noise propagation model for resonant DC/DCconverter.

点からみたとき，片側配置の昇圧インダクタは閉回路を構成しないため，共振点が表れないと考える。
〈4･2〉チョッパセル方式 PFC, 単相ブリッジセル方式
PFC を使用した SST のコモンモード電流の周波数解析の比較
本シミュレーションでは，チョッパセル方式 PFC，単相ブリッジセル方式 PFC を使用した SST についてのコモンモード電流の比較を行う。
図 12 にチョッパセル方式 PFC, 単相ブリッジセル方式
PFC を使用した SST のコモンモード電流の比較を示す。それぞれの回路方式にて，2 つのノイズピーク値を持つことが確認でき，共振周波数を 2 点持つことが分かる。チョッパセル方式では，
105 kHz 時に 123 dBA, 390 kHz 時に 51 dBAとなる。同様に，単相ブリッジセル方式 PFC では 105 kHz
時に 123 dBA，330 kHz 時に 64 dBA となることが確認でFig. 10 Frequency analysis results of Icom in the propagation model forresonant DC/DC converter.

きる。これは PFC 回路および共振 DC/DC 部の等価回路インピーダンスの共振により発生している。
また，図 7, 8 の結果から 150 kHz-330 kHz 帯では，PFC にSPC-21-117
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周波数 330 kHz において，ノイズのピークが表れることからも共振 DC/DC よるノイズが支配的であることが分かる。両回路方式を比較すると単相ブリッジセル方式 PFC を用いる
ことで 100 kHz 帯では，11 dBA の低減を確認し，10 MHz付近では，21 dBA の低減効果を確認した。

5.

結論

本稿では，ISOP 型 SST について，チョッパセル方式と単相ブリッジセル方式におけるコモンモード電流の比較を行った。まず，セルコンバータを構成する PFC 回路，共振DC/DC 部に分けて考え，それぞれのコモンモード等価回路

Table.1 Simulation parameter in SST.

Input voltage
Rated Output P ower
Rated output voltage
Switching fre quency of PFC
Resonant frequency
Num ber of cellsBoost inductor
Primary side capacitor
Resonant capacitor
Leakage inductor
Seconda ry side capacitor
Trans turns ration
parastic ca pac itor of DC-linkcapacitor to groundparastic ca pac itor of DC-bus
to ground

Vin
Pout
Vout
fsw _pfc
fom
Lb
C1Cs
Ls
Cout
N1:N 2880 V rms
20 kVA
340 V
6.6 kHz
21 kHz25 mH(4.1%)
120 µF1.8 F
48 µH
2000µF
1.0Cdc _out

300 pFCmp

150 pF

Inte rwinding capa citor

Ctr1170 pFを作成し，コモンモード電流の周波数特性を明らかにした。
シミュレーション結果より，両方式におけるコモンモード電流の共振周波数は 100 kHz, 300 kHz にてピークを持つことが確認でき，PFC 回路，共振 DC/DC の共振周波数成分であることを確認した。両回路方式を比較し，単相ブリッジセル方式 PFC を用いることで 100 kHz 帯では，11 dBA の低減を確認し，10 MHz 付近では，21 dBA の低減効果を確認した。
今後は LISN を含めた雑音端子電圧を取得し，ディファレンシャルモードノイズとコモンモードノイズに分離し，比較を行う。また，実機実験においてもコモンモードノイズの評価を行い，シミュレーションとの周波数特性と比較をFig. 11 Comparison of common-mode noise in SST with symmetric boost
inductor and asymmetric boost inductor.

行う予定である。

文

献(１) J. W. Kolar and G. Ortiz: “Solid-State-Transformers: Key Components ofFuture Traction and Smart Grid Systems”, IPEC 2014, pp.22-35 (2014)(2) H. Hwang, X. Liu, J. Kim and H. Li: “Distributed Digital Control of
Modular-Based Solid-State Transformer Using DSP+FPGA” IEEE Trans.,
Vol.60, No.2, pp.670-680 (2013)(3) Jun-ichi Itoh, Kazuki Aoyagi, Keisuke Kusaka, Masakazu Adachi,
Development of Solid-state Transformer for 6.6-kV Single-phase Grid
with Automatically Balanced Capacitor Voltage, IEEJ Journal of Industry
Applications, 2019, 8 巻, 5 号, p. 795-802.
(4) J. E. Huber and J. W. Kolar, “Volume/weight/cost comparison of a 1MVA 10kV/400 V solid-state against a conventional low-frequency distribution
transformer,” in Proc. IEEE Energy Convers. Congr. Expo. (ECCE),
Pittsburgh, PA, USA, Sep. 2014, pp. 4545–4552.
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SiC-Based Cascaded Multilevel Converter Cell in Solar Applications," inIEEE Transactions on Industry Applications, vol. 54, no. 6, pp. 6353-6363,Nov.-Dec. 2018.
(6) J. E. Huber, J. Böhler, D. Rothmund and J. W. Kolar, "Analysis and cell-level

Fig. 12 Comparison of common-mode noise in SST with half bridge PFC
and full bridge PFC.
experimental verification of a 25 kW all-SiC isolated front end 6.6 kV/400
V AC-DC solid-state transformer," in CPSS Transactions on PowerElectronics and Applications, vol. 2, no. 2, pp. 140-148, 2017.
(7) IEC CISPR 11 Edition.5.0:Industrial, Scientific And Medical Equipment Radio-Frequency Disturbance Characteristics - Limits And Methods Of
Measurement, IEC Standard,May,2009.
(11) P. Kong, S. Wang and F. C. Lee, "Common Mode EMI Noise Suppressionfor Bridgeless PFC Converters," in IEEE Transactions on PowerElectronics, vol. 23, no. 1, pp. 291-297, Jan. 2008.

SPC-21-117
MD-21-104(12) J. E. Huber, J. Böhler, D. Rothmund and J. W. Kolar, "Analysis andcell-level experimental verification of a 25 kW all-SiC isolated front end
6.6 kV/400 V AC-DC solid-state transformer," in CPSS Transactions onPower Electronics and Applications, vol. 2, no. 2, pp. 140-148, 201(13) D. Fu, S. Wang, P. Kong, F. C. Lee and D. Huang, "Novel Techniques toSuppress the Common-Mode EMI Noise Caused by Transformer Parasitic
Capacitances in DC–DC Converters," in IEEE Transactions on IndustrialElectronics, vol. 60, no. 11, pp. 4968-4977, Nov. 2013.
(14) M. Shoyama, Ge Li and T. Ninomiya, "Balanced switching converter toreduce common-mode conducted noise," in IEEE Transactions onIndustrial Electronics, vol. 50, no. 6, pp. 1095-1099, Dec. 2003.
(15) J. W. Kolar and T. Friedli, "The Essence of Three-Phase PFC Rectifier
Systems—Part I," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 28, no.
1, pp. 176-198, Jan. 2013.
(16) A. A. Milani, M. T. A. Khan, A. Chakrabortty and I. Husain, "Equilibrium
Point Analysis and Power Sharing Methods for Distribution Systems
Driven by Solid-State Transformers," in IEEE Transactions on Power
Systems, vol. 33, no. 2, pp. 1473-1483, March 2018.
(17) A. A. Milani, M. T. A. Khan, A. Chakrabortty and I. Husain, "Equilibrium
Point Analysis and Power Sharing Methods for Distribution Systems
Driven by Solid-State Transformers," in IEEE Transactions on Power
Systems, vol. 33, no. 2, pp. 1473-1483, March 2018