平成 21年電気学会産業応用部門大会

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入出力に直接電力制御法を適用したマトリックスコンバータの運転特性
学生員

岡部奨＊（長岡技術科学大学）

正員

野口季彦（静岡大学）

Operation Characteristics of Matrix Converter with Direct Power Control on Both Input and Output
Tsutomu Okabe＊, Student Member, and Toshihiko Noguchi, Member
This paper describes a control technique of a direct-power-control (DPC) based matrix converter, where the DPC is applied toboth the input and the output of the converter. Some computer simulations are conducted to confirm its performance under aload step change condition and an unbalanced power supply condition. Their results prove feasibility of the proposed techniqueto control the matrix converter.
キーワード：マトリックスコンバータ，直接電力制御法，仮想電力変換システム
Keywords：matrix converter, direct power control, virtual power conversion system

1. はじめに数は 1 か 0 のいずれかの値しかとらない。仮想電流形 PWM

筆者らはこれまで入出力に直接電力制御法を適用したマトリックスコンバータのシステムを提案してきた(1)。本稿では，負荷変動時ならびに不平衡電源時の運転特性を計算機シミュレーションにより検証した結果，良好な入出力制御特性を確認できたので報告する。

整流器の制御と仮想電圧形 PWM インバータの制御は双方とも高速な電力制御が可能な直接電力制御法を適用する(4)。
〈2･1〉 仮想電流形 PWM 整流器の制御

まず，電源電圧と電流に三相－二相絶対変換を施し，vα ，vβ および iα ，iβを得る。これらの値を用いて，交流側の瞬時有効電力 P と瞬時無効電力 Q を算出する。瞬時有効電力指令値 P*には仮2. 制御原理

想電圧形インバータから要求される負荷有効電力を用い

図 1 に入出力双方に直接電力制御法を適用したマトリックスコンバータのシステム構成を示す。本システムでは仮想 AC/DC/AC 変換方式を採用し，仮想電流形 PWM 整流器と仮想電圧形 PWM インバータのスイッチング関数を(1)のように合成することで，マトリックスコンバータのスイッチング状態を決定している(2)(3)。ただし，各スイッチング関る。瞬時無効電力指令値 Q*は所望の入力力率に応じて外部から直接与える。各瞬時電力の偏差ΔP，ΔQ はヒステリシス要素で二値化し量子化信号 Spi，Sqi とする。また，ΔQ のヒステリシス幅からの逸脱を検出して補償するために別のヒステリシス要素で二値化した量子化信号 Sqis も設ける。電源
電圧ベクトルの位相も 12 の領域Θin に量子化する。Spi，Sqi，

図 1 マトリックスコンバータの入出力に直接電力制御法を適用したシステムブロック図
Fig. 1. Block diagram of matrix converter with direct-power-controllers on both input and output.

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va ,vb ,vc
0100 (V/div)
ia ,ib ,ic05 (A/div)

図 2 仮想 PWM 整流器のスイッチングテーブル
Fig. 2. Switching-state table of virtual PWM rectifier.

Wout

1 (kW/div)0

図 3 仮想 PWM インバータのスイッチングテーブル
Fig. 3. Switching-state table of virtual PWM inverter.

⎡ Sau⎢⎢ Sav⎢⎣ Saw

Sbu
Sbv
Sbw

Scu ⎤ ⎡ Sup⎥ ⎢Scv ⎥ = ⎢ Svp
Scw ⎥⎦ ⎢⎣ S wp

Sun ⎤⎥ ⎡SSvn ⎥ ⎢ ap
SS wn ⎥⎦ ⎣ an

Time 10 (ms/div)

図 4 負荷変動のシミュレーション結果
Fig. 4. Simulation waveforms of load step change test.
va , vb , vc
0Scp ⎤⎥
Scn ⎦Sbp
Sbn

100V (div/V)(1)
ia , ib , ic

cos ωt⎡ 1 −1 0 ⎤⎡⎤⎢⎥⎢
Vdc _ ref = max ⎢ 0 1 − 1⎥ ⎢cos(ωt − 2π / 3)⎥⎥⎣⎢− 1 0 1 ⎦⎥ ⎢⎣cos(ωt − 4π / 3)⎦⎥05A (div/A)(2)

iu , iv , iw

Sqis およびΘin の組み合わせに応じて仮想電流形 PWM 整流05A (div/A)

器のスイッチングモード Sa，Sb，Sc をスイッチングテーブルで直接決定することにより，P と Q の高速なリレー制御を

Time 10 (ms/div)

図 5 不平衡電源のシミュレーション結果
Fig. 5. Simulation waveforms under unbalanced power supply.

行う。図 2 にこのスイッチングテーブルと各スイッチングモードの定義を示す。
出力電流流波形は 50 Hz の正弦波となっており，力率 1 制御が達成さiu ，iv ，iw とその指令値 iu ，iv* ，iw*の偏差を P 制御器に入力し，インバータ出力電圧指令値 vu* ，vv* ，vw*を得る。それていることが確認できる。また負荷が変動しても 2～3 ms〈2･2〉 仮想電圧形 PWM インバータの制御*で高速に応答していることがわかる。
図 5 は不平衡電源時の運転特性を検証したものであり，して，前述の仮想電流形 PWM 整流器に要求する負荷有効電力 PL と負荷無効電力 QL を算出する。このとき，平均的に線間電圧を vab = 200 V，vbc = 187 V，vca = 173 V としている。

高い仮想直流バス電圧を得るために，負荷有効電力 PL*に規不平衡電源のため入力電流に三次高調波が含まれるが，基**本波力率についてはほぼ 1 に制御されている。一方，出力*格化信号(2)を乗じて瞬時有効電力指令値 P とする。
瞬時有効電力の偏差ΔP と QL はヒステリシス要素で二値*化し，量子化信号 Spo，Sqo とする。また，出力電圧ベクトル電流には高調波が見られず，良好な平衡三相電流が得られていることがわかる。の位相も 6 つの領域Θout に量子化する。Spo，Sqo およびΘout4. まとめの組み合わせに応じて仮想電圧形 PWM インバータのスイッチングモード Su，Sv，Sw をスイッチングテーブルで直接本稿では入出力双方に直接電力制御法を適用したマトリ決定する。図 3 にこのスイッチングテーブルと各スイッチックスコンバータについて，負荷変動時ならびに不平衡電ングモードの定義を示す。

源時の運転特性を検証した。シミュレーション結果より，本システムは負荷変動に対して高速な応答性をもつことを3. 計算機シミュレーションによる検証確認した。また，不平衡電源に対しては特別な対策を施す提案するシステムの制御特性を検証するためにシミュレことなく，良好な平衡三相出力が得られることを確認した。

ーションを行った。電源電圧 200 V，電源周波数 50 Hz，入力フィルタ Lf 2.7 mH（0.05 p. u.）および Cf 40 μF（0.21 p.
u.），1.8 kW 出力を想定して負荷を L 3.7 mH，R 12.5 Ωとし，出力電流指令値の振幅を 10 A，周波数を 30 Hz とした。
図 4 では負荷を 1.8 kW → 0.9 kW → 1.8 kW のようにステップ的に変化させ応答性を検証した波形である。入力電[I - 182]

文献(１) 岡部・野口：「マトリックスコンバータの入出力直接電力制御法」電
学産応，1，429-430 (2008)(２) 伊藤・高橋：「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，電学 SPC，SPC-01-121 (2001)(３) 佐藤・野口：「直接電力制御法による PWM コンバータ平滑コンデンサ小容量化」，電学 SPC，SPC-04-15 (2004)(４) 佐藤・野口：「電流形 PWM コンバータの直接電力制御法」，電学全
大，4-026 (2004)