MD-18-081
RM-18-067
VT-18-022

デュアルインバータによる50kW オープン巻線 PM モータドライブの実機検証
大音笹谷卓也慶明＊山田野口隆弘

季彦（静岡大学）

風岡諒哉（株式会社デンソー）

Experimental Verification of Dual Inverter Feeding 50-kW Open-End-Winding PM Motor Drive
Yoshiaki Oto＊, Toshihiko Noguchi, (Shizuoka University)
Takanari Sasaya, Takahiro Yamada, Ryoya Kazaoka, (DENSO CORPORATION)
A space vector modulation of a dual inverter feeding PM Motor with open-end-windings and its improvementof multilevel-voltage waveform are proposed in the paper. In this system, one of the inverters has a battery
power source and the other has a capacitor across the DC-bus. It is necessary to select an optimal switchingstate taking motor power factor into account. The paper demonstrates computer simulation results and test
results of 50-kW PM Motor.
キーワード：デュアルインバータ，空間ベクトル変調，オープン巻線モータ，キャパシタ電圧制御，マルチレベル電圧，デッドタイム(Dual Inverter System, Space Vector Modulation, Open-End-Winding Motor, Capacitor Voltage Control,
Multilevel-Voltage, Dead Time)Three-Phase
Three-Wire Motor

1.

はじめに

近年，ハイブリッド車の二酸化炭素排出量低減を目的とした燃費向上や自動運転技術に注目が集まっている。しかし，現行のハイブリッド車の多くは昇圧チョッパによりバChopper

ッテリー電圧を昇圧して 2 レベルインバータを動作させ，

図 1 従来のシングルインバータ方式

高電圧 PM モータを駆動している。そのため，モータの巻Fig. 1.

Conventional single inverter system.

線両端に形成される電圧波形は 3 レベルになり，マルチレベルに対して dν/dt が大きく，THD や伝導ノイズ・放射ノイズの点で不利である。また，昇圧チョッパとインバータのうちどちらか一方でも故障すると，モータを駆動できなくなりフェールセーフの点でも問題がある。そこで，オーInverter

Open-EndWinding Motor
125 V

250 V
BatteryCapacitor

125 V

250 V

プンエンド巻線をもつモータを 2 台のインバータで駆動す

INV1 (u1, v1, w1)るデュアルインバータ方式の研究が進められている(1)～(4)。

図 2 提案するデュアルインバータ方式(u2, v2, w2) INV2

デュアルインバータ方式は，マルチレベルの電圧波形形

Fig. 2. Proposed dual inverter system.

成が可能であり，片側のインバータ直流電源をキャパシタ電源をキャパシタに置き換えたデュアルインバータについに置き換えることでフェールセーフの点でさらに有利になて，モータ瞬時力率を考慮した空間ベクトル変調 (SVM) にる。ただし，この場合はキャパシタ電圧を一定に制御しつよってキャパシタ電圧を一定に制御しながら巻線にマルチつ，マルチレベルの電圧波形を巻線両端に形成する必要がレベルの電圧波形を形成する手法を提案してきた(7)。また，ある(5)(6)。このとき，制御対象であるモータは誘導性負荷の提案法では両インバータの同相が同時スイッチングする際ためキャパシタ電圧の充放電制御にはモータ力率の考慮がにパルス状の誤差電圧が発生しマルチレベル電圧波形形成必要になる。これまでに，筆者らは片側のインバータ直流に悪影響を与えることがわかっており，この誤差電圧を発1／6

(000)(001) (-)(110)(001) (-)(111)(001) (-)
生させないデュアルインバータのデッドタイム挿入法につ(010)(011) (-)(8)～(10)(100)(101)(-)
いても研究が進められている。本論文では，片側イン(110)(000)(0)(100)(001) (-)
バータの直流バス電源をキャパシタに置き換えたデュアル(110)(111)(0)(110)(011) (-)
インバータによる 50kW のオープン巻線モータ駆動につい(110)(001) (-)(110)(000) (0)(110)(111) (0)(110)(011) (-)(100)(101) (+)(110)(010) (-)(000)(001) (-)(111)(001) (-)(110)(110) (+)(000)(000) (0)て，巻線へのマルチレベル電圧波形形成とキャパシタ電圧(000)(111) (0)一定制御を同時に行うことができる提案
SVM 法の実機検(100)(001) (-)(111)(000) (0)(000)(000) (0)証を行った。また，デュアルインバータの両インバータが(100)(011) (-)(111)(111) (0)(000)(111) (0)
同相同時スイッチングする際に誤差電圧を発生しないデッ(000)(011) (-) (100)(011) (-) (111)(000) (0)(001)(001) (+)(000)(011) (-) (100)(000) (0)
ドタイム挿入法を採用し，提案方式におけるその効果を実(111)(011) (-)(010)(010) (+)(111)(111) (0) (111)(011) (-) (100)(111) (0)
機検証により確認したので報告する。
(101)(001) (-)(100)(100) (+)(100)(100) (+)(110)(010) (-)(011)(011) (+)
2. 提案するデュアルインバータ方式(100)(000) (0)(101)(101) (+)
図 3 検討するデュアルインバータの出力電圧ベクトル(100)(111)(0)(110)(110)(+)
Fig.
3. Output voltage vector by proposed dual inverter〈2･1〉 デュアルインバータの回路構成
Fig. 1 に従来の三相 3 線式モータを 1 台の 2 レベルインsystem.

バータで駆動するシングルインバータ方式の回路図を示

V60

し，Fig. 2 にオープン巻線モータを 2 台のインバータで駆動するデュアルインバータ方式の回路図を示す。検討するデV60in#3ュアルインバータ方式では，左側のインバータを INV1，右V30#2#4側のインバータを INV2 と呼び，INV2 の直流バスのバッテVz

リーをキャパシタに置き換えている。本論文では，デュア
ルインバータのスイッチング状態を (u1, v1, w1) (u2, v2,m=0w2)’ と表し，各レグを相補的にスイッチングさせる。こ#1
V0V0inm=0.5m=1.0

図 4 変調率の定義と電圧ベクトル選択法のとき，各相の上アームが ON している状態を 1，OFF しFig. 4. Definition of modulation index and how to selectている状態を 0 と表す。

voltage vector with SVM.

デュアルインバータ方式では，シングルインバータ方式

ルチレベル電圧波形形成とキャパシタ電圧一定制御を同時と比較してインバータとインバータ直流バス電源の数が増に行うためである。Fig. 3 に直流バス電圧比が 2：1 のデュえる一方で，2 台のインバータが出力する電圧の和と差をモアルインバータが出力可能な電圧ベクトルのうち 0 度からータの巻線両端に印加できるため昇圧チョッパ回路が不要60 度を抜き出したものを示す。スイッチングモードの表記である。また，マルチレベルの電圧波形形成ができるため，の後にモータ瞬時力率が極めて 1 に近い場合のキャパシタ

THD の改善によるモータの銅損や鉄損の低減や，巻線両端充放電モードを示した。このとき「+」はキャパシタ充電モ

電圧の dν/dt 減少による伝導ノイズ・放射ノイズの低減がード，「－」はキャパシタ放電モード，「0」はキャパシタ電期待できる。そして，デュアルインバータのスイッチング圧保持モードを表している。Fig. 3 を見ると，特定の電圧ベモードには冗長性があり，特定の電圧ベクトルを異なる複クトルを異なる複数のスイッチングモードで出力すること数のスイッチングモードによって出力できる。この冗長性ができ，スイッチングモードに冗長性があることわかる。

によって片側のインバータ直流バス電源をキャパシタに置また，特定の電圧ベクトルを出力する冗長なスイッチングき換えたデュアルインバータの運転が可能になる。したがモードの中にキャパシタ充電モードと放電モードの両方がって，両インバータ直流バスのバッテリーに対して並列に存在し，これらを冗長に切り換えることも可能である。たキャパシタを挿入し，キャパシタ電圧をバッテリー電圧にだし，直流バス電圧比が 2：1 の場合，最も外側の六角形を維持しておけば，片側のバッテリーが故障した場合でも故形成する電圧ベクトルには冗長性がなく，キャパシタの充障した側の直流バスに挿入したキャパシタともう一方の正放電を冗長に切り換えることができないため本論文ではこ常なインバータによって運転が継続可能である。また，片れらの電圧ベクトルを使用しない。したがって，本論文で側インバータのスイッチング素子が故障した場合でも，故は Fig. 4 に示すように変調率を定義している。

障したインバータの正常に動作するアームで三相巻線を短絡することで，もう一方の正常なインバータによってシン

3.

SVM とキャパシタ電圧一定制御法グルインバータとして運転が継続可能でありフェールセー

〈3･1〉

フの点で非常に有利である。

SVM ではインバータが出力可能な離散的な電圧ベクトル〈2･2〉

直流バス電圧比と変調率

SVM における電圧ベクトル選択法

を適切な割合で合成することで任意位相，任意振幅の電圧

本論文で検討するデュアルインバータでは，INV2 のキャベクトルを出力する。このとき，Fig. 4 に示すように領域をパシタ電圧を INV1 のバッテリー電圧の半分に制御する。

#1 から#4 に分け，出力する電圧ベクトルが存在する領域を

これは，スイッチングモードの冗長性を担保することでマ囲む 3 つのベクトルを合成に使用する。例えば，領域#1 内
2／6

SVM 1 Period
V60in

V30

V60(000)(001) (-)V60in(100)(101) (-)V60in(110)(000) (0)(100)(101) (-)(110)(111) (0)(110)(010) (+)(111)(001) (-)(110)(010) (+)(111)(001) (-)(110)(111) (0)(110)(110) (+)(110)(110) (+)(110)(110) (+)

HoldCharge
Discharge

ChargeDischarge

Capacitor Voltage

図5V30(000)(001) (-)(110)(000) (0)(111)(001) (-)

Fig. 5.

V60(000)(001) (-)

Discharge

HoldCapacitor Voltage Command

SVM によるマルチレベル電圧波形形成とキャパシタ電圧の同時制御Simultaneous control of multilevel voltage waveform generation and capacitor voltage with SVM.に電圧ベクトルを出力する際は，領域#1 を囲む電圧ベクト
ル V0, V0in, V30 を SVM に使用する。このように合成に使Current
Polarity C
UV＋W

用するベクトルを選択することで，領域#1 から#3 ではゼロベクトルを使用せずに 9 レベルの電圧波形が形成でき，dν/dt を低減できる。ただし，変調率が 0.5 よりも小さい領域(#4) では必ず Vz を使用しなければならず，5 レベルの電圧〈3･2〉 INV2 のキャパシタ電圧一定制御法
本論文で検討するデュアルインバータ方式では，INV2 の直流バス電源をキャパシタに置き換えている。したがって，INV2 のキャパシタ電圧を一定に制御しなければならない。
前述のように，デュアルインバータのスイッチングモードには冗長性があり，特定の電圧ベクトルを複数の異なるスイッチングモードにより出力できる。また，スイッチン
グモード毎にキャパシタを流れる電流方向も変化しキャパシタ充放電モードが異なる。したがって，Fig. 5 に示すように SVM 中に特定の電圧ベクトルを出力する際，冗長なスイッチングモードの中から適切にキャパシタを充放電するモ

Current
Polarity A
U＋
VW

VVz

Current
Polarity E
UVW＋

SVM によって巻線にマルチレベル電圧波形を形成しつつ，

V30

V60in

Current
Polarity D
UV＋
W＋

波形が巻線に形成される。

Current
Polarity B
U＋V＋
V60 W

Current
Polarity F
U＋VW＋

図 6 電流ベクトル位相とモータ相電流の関係
Fig. 6.

Relationship between phase angle of line current vector

and motor line currents.
Redundant switching states generating V30
Current Polarity（1，1，0） （0，1，0）
V＋ードを選択することで，SVM によって巻線にマルチレベル（1，0，0） （1，0，1）
U＋Discharging

電圧波形を形成しつつキャパシタの充放電を制御することBができる。ただし，Fig. 5 はモータの瞬時力率が極めて 1U＋W－に近い状態を想定している。
W－〈3･3〉 モータ瞬時力率の影響

Charging
V－

モータ電流ベクトルの位相とモータ各相を流れる電流方向の関係を Fig. 6 に示す。ただし，図中の電流方向は各相Aの巻線を流れる電流方向を表しており，「＋」は INV1 側から INV2 側へ向かう方向，「－」はその逆方向を表している。
スイッチングモード毎のキャパシタ充放電モードは，各相

V＋U＋U＋W－

W － Discharging
V－U＋U＋W＋Charging

V－Chargingの巻線電流の方向から求めたキャパシタを流れる電流方向によって決定することができる。

F

しかし，本論文で制御対象としているのは誘導性負荷をもつモータである。そのため，SVM によって出力した電圧

W ＋ Discharging

ベクトルに対して，モータ電流ベクトルの位相は遅れる。

図 7 冗長なスイッチングモードとキャパシタ充放電モー

このとき，巻線の定数や運転状態によってモータの瞬時力ドの関係率が変動してしまうと，モータ電流の方向が変化するため，

Fig. 7.

キャパシタ電圧一定制御に問題が生じる。したがって，キcapacitor voltage control modes.

V－Relationship between redundant switching states and3／6ャパシタ電圧を一定に制御するためにはモータの瞬時力率INV1を考慮しなければならない。例えば，Fig. 6 に示した斜線部1に電圧ベクトルを出力する場合を考える。このとき，SVMINV21i

Switching State Aの電圧ベクトル合成に使用するベクトルは V60，V60in，00V30 である。また，電圧ベクトルに対してモータ電流ベクト ル は 最 大 で 90 度 遅 れ る た め ， モ ー タ 電 流 の 方 向 はCurrent Polarity B，A，または F のいずれかになる。ここINV1で，Fig. 7 に電圧ベクトル V30 を出力する冗長な 2 つのス

0イッチングモードとその回路図を示し，モータ電流方向とINV21iDead-Timeキャパシタ充放電モードの関係を例示した。スイッチング

01モード(110)(010)’はモータ電流が Current Polarity B のときはキャパシタ充電モードだが，A または F になるとキャパシタ放電モードになる。他のスイッチングモードも同様

INV1に，モータ瞬時力率の変化によってモータ電流ベクトルの0位相が変化すると，スイッチングモードとキャパシタ充放4.

デッドタイムの影響

図 8 同相同時スイッチング時のデッドタイムの影響
Fig. 8.

Impact of dead time in simultaneous switching in same

phase of both inverters.

片側インバータ電源をキャパシタに置き換え左右のインバータの直流バス電圧比を 2：1 にしたデュアルインバータの SVM スイッチングシーケンス中には，両インバータの同V60
Current Polarity B
Discharging Mode
V60in

る。例えば，Fig. 8 に示すように，両インバータの上アーム

V30V(V120in)相スイッチを同時オン，同時オフするシーケンスが含まれ(V0)(Vz)がオンしている Switching Mode A から両インバータの下アームがオンしている Switching Mode B へスイッチング

11

SVM 中にキャパシタの充放電を制御するためには，冗長ななモードを選択する必要がある。

0i

Switching State B

電モードの関係が一意に決定できなくなる。したがって，スイッチングモードの中からモータ瞬時力率に応じて適切INV2V60in(000)(001)V30(100)(101)V60(110)(111)

V60in(111)(001)・・・する場合を考える。このとき，デッドタイム中のスイッチ
V120in(000)(101)ングモードは電流方向によって決定されるため，INV1 はV0(100)(111)Vz(111)(111)

Irregular voltage vector
generated in dead-time「0」, INV2 は「1」となる。このようにデッドタイム中の

図 9 デッドタイム中の意図しない誤差電圧ベクトル

スイッチングモードが意図しないものとなり，両インバー

Fig. 9. Unexpected error voltages during dead time.

タの上アームがオンしている状態からオフしている状態へ直接遷移することができないため誤差電圧ベクトルが発生

表 1 誤差電圧を回避するデッドタイム挿入法してしまう。Fig. 9 にデッドタイム中に発生する意図しないTABLE Ⅰ. DEAD TIME TECHNIQUE TO ELIMINATE ERROR

誤差電圧ベクトルの例を示す。図中の斜線部で示した領域

VOLTAGE VECTORS.に電圧ベクトルを出力する場合，SVM に使用する本来の電State

圧ベクトルは V60, V60in, V30 であり，適切なスイッチン

#1
#2
#3
#4

グシーケンスは V60in → V30 → V60 → V60in → V60→ V30 → V60in であるが，各スイッチングモード遷移時に V120in, V0, Vz という意図しない誤差電圧ベクトルが発INV1Up Un
10100001

INV2
Up Un
10000101Phase Voltage
Vdc1-Vdc2
Vdc1-Vdc200

生してしまい，マルチレベル電圧波形形成に影響を与える。
従来のシングルインバータの場合や左右のインバータの直流バス電圧比が 1：1 のデュアルインバータには，両インバータの同相スイッチが同時スイッチングするようなスイッ5.

同相同時スイッチングに必要なデッドタイム挿入法

チング状態遷移がシーケンスに含まれないため，このようデュアルインバータの両インバータが同相同時スイッチな誤差電圧ベクトルは発生しない。したがって，片側直流ングする際に発生する誤差電圧を回避する方法として，バス電源をキャパシタに置き換えたデュアルインバータでTABLEⅠに示すように両インバータのデッドタイムを同時は，同相同時スイッチング時のデッドタイム中に発生するではなく順番に挿入するデッドタイム挿入法が提案されて誤差電圧ベクトルの対策が必要となる。

いる。この手法では，まず電流が流れ込む側のインバータ4／6

にデッドタイムを挿入し，そのデッドタイムが終了すると同時にもう一方のインバータにデッドタイムを挿入する。
例えば，TABLEⅠ中では同時スイッチングする相の相電流方向が INV1 から INV2 へ向かう方向の場合を想定しており，両インバータの上アームがオンしている状態#1 の後，まず電流が流れ込む側のインバータ (INV2) にデッドタイムを生成する（状態#2）。このとき，デッドタイム中の INV2には上アームと下アームの両方をオフするようなゲート信号が入力されるが，INV2 に流れ込む相電流によって上アームのダイオードがオンするためデッドタイム中の INV2 は状態#1 と同じ状態を維持する。そして，INV2 のデッドタイム終了 (状態#2 の終了) と同時にもう一方のインバータ(INV1) にデッドタイムを挿入する（状態#3）。このとき，

図 10 デュアルインバータの実験環境

先にデッドタイムを終えた INV2 は下アームがオンになっFig. 10.ており，一方でデッドタイム中の INV1 もインバータからExperimental setup of dual inverter system.

流れ出す方向の相電流によって下アームのダイオードでオンするので，同相スイッチを同時にオフすることが可能になる。このようにして左右のインバータに順番にデッドタイムを挿入することで，デッドタイム中に意図しない誤差電圧ベクトルを発生させることなくデュアルインバータのi d*i* ＋－q＋PIdq*qv
PIαβ－−1tan

6.

swv1*v

sww1i**v

tan−1同相スイッチを同時にスイッチングできる。

swu1v*vd*

実機検証結果SVMVcap

次に，Fig. 10 に示すデュアルインバータの実験装置を用いて実機検証を行った。Fig. 11 と TABLEⅡに，オープンiv

iw

PMMotor
swu2
swv2
INV2
sww21s

巻線 PM モータを駆動するデュアルインバータシステムのid制御ブロック図と実験条件をそれぞれ示す。実機検証では
オープンエンド巻線 PM モータをベクトル制御し，テストiu
INV1

iqαβi

uvw

dqi

αβ

モータとカップリングされた負荷モータによってモータ速

図 11 オープン巻線 PM モータを駆動するデュアルインバ度を 1000, 2000 r/min に速度制御している。実機検証にはータシステムの制御ブロック図

最大出力が 50 kW のテストモータを使用し，INV1 のバッFig. 11.

テリー電圧を 500 V とし，INV2 の直流バスには 1400µF のopen-end-winding PM motor drive.

Control block diagram of dual inverter system for

キャパシタのみを接続しキャパシタ電圧を 250±5 V に制御している。また，スイッチング周波数を 10 kHz とし，デッドタイムは 1 µs に設定した。
デュアルインバータのデッドタイム挿入法適用前の実機検証結果を Fig. 12 に示す。図中のグラフは，上から順に三相電流，キャパシタ電圧，U 相巻線両端電圧を示している。
実験検証結果を見ると，モータ瞬時力率を考慮した提案
SVM 法によって INV2 のキャパシタ電圧を 250±5 V に制御しつつ，同時にオープンエンド巻線の両端にマルチレベルの電圧波形を形成できている。しかし，巻線に形成したマルチレベル電圧波形にはパルス状のノイズが含まれておりマルチレベル電圧波形に悪影響を与えていた。
次に，デュアルインバータのデッドタイム挿入法適用後の実機検証結果を Fig. 13 に示す。実験検証結果を見ると，
特に低変調率時 (m=0.35) にデュアルインバータのデッドタイム挿入法の効果が大きく，マルチレベル電圧波形に含表 2 実験条件
TABLE Ⅱ. EXPERIMENT TEST CONDITIONS.
Switching frequency
10 kHzVoltage of battery (INV1)
500 V
250±5 V
Voltage of capacitor (INV2)
1400 F
Capacitance of capacitor (INV2)d-axis current command value
0A
q-axis current command value
20 A
Motor speed
1000, 2000 r/min
1 s
Dead time
Number of poles
8Maximum power
50 kW
Maximum speed
13000 r/min
Maximum torque
210 NmMotorparameters
40 mΩArmature resistance
Number of flux linkage
80 Vpeak/(kr/min)d-axis inductance
1.4 mHq-axis inductance
4.9 mH

まれる意図しない誤差電圧が減っていた。しかし，高変調率時 (m=0.7) ではデッドタイム挿入法の効果を確認でき
5／6

80
Iu 60
Iv 40
Iw 200-20-40-60-80
280270260250240
230
220210
200
800
600
400
2000-200-400-600-800
40 0IuIv
Iw

Motor Current(A)
Capacitor Voltage
Vcap (V)U-Phase Voltage
Vu (V)

Motor Current(A)
Capacitor Voltage
Vcap (V)U-Phase Voltage
Vu (V)

8060
40
200-20-40-60-80
280270260250240230220210200800
6004002000-200-400-600-800

0102030

切なものを選択することで，巻線にマルチレベル電圧波形を形成しつつキャパシタ電圧を一定に制御できることを 50
kW のオープン巻線 PM モータを使った実機検証にて確認した。また，デュアルインバータの同相同時スイッチングに必要なデッドタイム挿入法の効果を実機検証によって確認した。デュアルインバータによって出力したマルチレベ
ル電圧波形をさらに改善するためには，同時スイッチング時のスイッチングタイミングの補償や誤差電圧を発生させない新しい SVM シーケンスの提案が必要であることを指51015Time (ms)Time (ms)(a) m=0.35 (1000 r/min)(b) m=0.7 (2000r/min)

20

摘し今後の課題とした。

図 12 デッドタイム挿入法を採用しない実機検証結果

80Iu 60
Iv 40
Iw 200-20-40-60-80
280270260250240230
220210200800600
4002000-200-400-600-800
40 0IuIv
Iw

Motor Current(A)
Capacitor Voltage
Vcap (V)806040200-20-40-60-80
280270260250240230220210200
800
600
4002000-200-400-600-800

Experimental test result without dead time technique.

U-Phase Voltage
Vu (V)

U-Phase Voltage
Vu (V)

Capacitor Voltage
Vcap (V)

Motor Current(A)

Fig. 12.

010203051015

Time (ms)Time (ms)(a) m=0.35 (1000 r/min)(b) m=0.7 (2000r/min)20

図 13 デッドタイム挿入法を採用した実機検証結果
Fig. 13.

Experimental test result employed dead timetechnique.

なかった。これは，片側インバータの直流バス電源をキャパシタに置き換えたデュアルインバータの高変調率時のSVM シーケンスには，同相同時スイッチングだけでなくインバータの複数の相を同時に切り換えるような複雑なスイッチング状態遷移が存在するためと考えられる。また，低変調率時においても依然として誤差電圧が発生しているが，これらは同相同時スイッチングに必要なデッドタイム挿入法において，それぞれのインバータのスイッチング速度の差によってデッドタイムを挿入するインバータを切り

文(１) Y. Kawabata, M. Nasu, T. Nomoto, Emenike C. Ejiogu, and T.
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2013, pp. 1348-1357.
(７) Y. Ohto, T. Noguchi, and T. Sasaya : “Space Vector Modulation of
Dual Inverter Taking Power Factor of Open-End WindingMotor,” IEEJ Annual National Conference, 2016, pp. 71-72.
(８) Y. Ohto, T. Noguchi, and T. Sasaya : “Space Vector Modulation of
Dual Inverter with Battery and Capacitor across DC Buses,”IEEE International Conference on Power Electronics and Drive
System, 2017, pp. 1172-1177.

換える際の同時性が成り立たないために生じるものであると考えている。したがって，片側インバータの直流電源をキャパシタに置き換えたデュアルインバータの低変調率時のデッドタイム挿入法におけるスイッチングタイミングの補償と高変調率時の誤差電圧ベクトルを回避するようなSVM 法の提案が今後の課題である。

7.

献

(９)

A. Mizukoshi, and H. Haga : “Control Method of Open-Winding
Induction Machine for Improvement of Output Voltage at
Low-Modulation Ratio,” IEEJ Industry Applications Society
Conference, 2017, pp. 257-260.
(10) Y. Ohto, T. Noguchi, and T. Sasaya : “Compensation of
Simultaneous Same Phase Switching Operation in Dual Inverter
System,” IEEJ Annual National Conference, 2018, pp. 183-184.

まとめ

本論文では，片側インバータの直流電源をキャパシタに置き換えたデュアルインバータを用いて，SVM によってオープン巻線 PM モータを駆動する提案法を示した。提案
SVM 法ではモータの瞬時力率を考慮する必要であり，冗長なスイッチングモードの中からモータ瞬時力率に応じて適6／6