EDD-23-027
SPC-23-210

部分放電試験による SST 用高周波モールドトランスの基礎評価
米富小池律騎＊直希

日下 佳祐（長岡技術科学大学）
長井 慎一郎（ポニー電機株式会社）

Fundamental Evaluation of High-frequency Molded Transformers for SST by Partial Discharge Test
Ritsuki Yonetomi*, Keisuke Kusaka (Nagaoka University of Technology)
Naoki Koike, Shinichiro Nagai (PONY ELECTRIC CO.,LTD)
This paper reports on a fundamental evaluation of high-frequency molded transformers for solid-state transformers (SSTs). For
high-frequency transformers in DC/DC converters for SSTs, high-voltage insulation between the primary and secondary windings,
is required when the insolation distance is taken into consideration. In this paper, a molded transformer with high insulation
reliability is employed and evaluated by a partial discharge test, which estimates the lifetime of the insulation material.
Experimental results showed that the mold transformer had a discharge starting voltage of 9.14kV for the molded transformer and2.66kV for the unmolded transformer, which is advantageous for the insulation of the molded transformer.
キーワード：Solid-State Transformer，高周波トランス，モールドトランス，部分放電，絶縁(Solid-State Transformer, high frequency transformer, molded transformer, partial discharge, isolation)

1. はじめに微小欠陥がある場合，このボイドを介して微小な電荷の移動により部分放電が発生する(6)。部分放電は変圧器の絶縁材近年，Solid-State Transformer（以下，SST）が直流スマー料の劣化を招き，絶縁寿命を縮めることで早期故障の原因

トグリッドにおける受電トランスや，超急速電気自動車充となる(7)-(9)。しかし，部分放電は絶縁体内部で起こるため実電器における商用周波数トランスの代替として注目されて際に視覚することはできない。そのため，機器の絶縁信頼性いる。SST は，中・高周波でトランスを動作させることでト向上のために部分放電試験が用いられている(10)。部分放電

ランスの小型化が実現できるだけでなく．電圧調整，無効電試験は絶縁物に高電圧をかけた際の微小な電荷を検出する

力補償機能，マルチセル構成によるエネルギー貯蔵システことで，絶縁材料の劣化のリスクを推定する(11)-(12)。

ム等，従来商用周波数トランスでは実現できない機能を付与することが可能である(1)-(3)。

従来，高圧トランスの一部では高圧による放電を避けるため絶縁油を用いた油入変圧器が用いられてきた。しかし，SST 向けトポロジーとして，複数セルの入力側を直列・出油入変圧器では火災の恐れ，油交換の必要がある等メンテ力側を並列接続（以下，ISOP 接続）のマルチセル方式が提ナンス性に問題があり，長寿命が期待される SST 用高周波案されている。各セルには中・高周波で動作するトランスをトランスへの適用には不適当である(13)。一方，別絶縁手法と内蔵した絶縁型の DC/DC コンバータが接続されており，こしてモールドトランスがある。モールド材は難燃性の物質の DC/DC コンバータは入力－出力間の絶縁と電圧変換によを用いるため安全性が高く，油入変圧器等の通常の変圧器り負荷へ任意の電圧を供給するため重要な役割を担っていより絶縁性能が高いため小型・軽量化が可能であることにる(4)。ISOP 接続ではこの中・高周波トランスの一次側及び加え，メンテナンスが不要である(14)。しかしながら，モール二次側に印加される電圧を低減可能であることから小型化

ドトランスの採用はこれまで商用周波数に限られており，できる。しかし，6.6 kV 系統での実用を考えた場合，一次側高周波トランスに対してモールドを行った際の絶縁性能に巻線と二次側巻線間には最大で 6.6 kV が印加されることかついては評価されていない。

ら，一次側巻線と二次側巻線間に高い絶縁性能が要求される(5)。

そこで本論文では高周波トランスの絶縁性能を向上することを目的とし，SST 用高周波モールドトランスを設計，開高電圧が印加されるトランスの長期的な絶縁性能低下の発した。比較対象として同体積となるモールドなしトラン原因の一つとして部分放電がある。高電圧が印加される巻スを作成した。作成したトランスに対して部分放電試験を線間等に設置される絶縁材中において，ボイドと呼ばれる実施し，部分放電性能において耐圧に関して優位性を示し

EDD-23-027
SPC-23-210たので報告する。

占積率と，絶縁材を加えた場合の占積率を示す。なお，今回使用しているコアは UU コアであるため，コア 4 個が 1 組となる。本トランスでは，コア‐巻線間，一次巻線‐二次巻

2. SST 用高周波トランスの設計線間に絶縁材を挿入する必要があるため，これらの電位間<2･1> 電気設計にそれぞれ 10 mm の余裕を取る。Fig. 2 より，この絶縁材をFig. 1 に本稿で設計するトランスを適用する検討回路を示考慮すると全ての設計で占積率が 0.6 以上と高くなることす。6.6 kV 系統への接続を想定した ISOP 接続の回路であがわかる。絶縁材を含めた占積率より，本検討ではコア 16り，1 相あたり 9 セルの計 27 セルで構成される。セル内の個を用いたコア構造を採用した。

DC/DC コンバータは電流共振型の絶縁コンバータであり，Table 2 に設計パラメータを示す。また，本パラメータで磁束密度の解析をした結果を Fig. 3 に示す。設計通り，コアトランスに通流する電流は正弦波状となる。
本回路に適応するトランスを Table 1 の条件で設計する。
トランスの構造として内鉄型のトランスではコアの外側の中の磁束密度がおおむね 200 mT となっていることがわかる。

巻線と他の回路の絶縁を検討する必要があることに加え，

ExaminationTransformer

巻線がコア外部に出ることで，大型化の懸念があることから外鉄型での設計を行った。巻線については，絶縁距離の観点から一次側と二次側巻線を分離して巻くこととした。また，高周波トランスでは巻線の近接効果の影響が大きくなり重ね巻きをすると効率低下の原因となることから単相巻きを選択した。
コアはフェライトを使用し，高周波，大容量化の観点からPC40 材の UU80×150×30N を使用した。使用するフェライト

U2の飽和磁束密度は 380 mT であることから，マージンをとり

U3

最大磁束密度 B が 200 mT となるよう設計を行った。設定しU9た飽和磁束密度 B を超えないよう一次側巻数 N1 を(1)式よりV1導出した(15)。また，電圧比から二次側巻数を N2=N1・V2/V1より決定する。なおここで，コアの断面積を Ae，周波数を fV2とする。

V3V1N1 
4 fBAe(1)V9

伝送電力 P と二次電圧 V2 から出力抵抗 Rout を求める。まW1

た，絶縁型 DC/DC コンバータのトランスは矩形波となるた

W2め，正弦波換算を行う。また，一次側，二次側に流れる電流W3を算出するため，(2)式より一次側に換算を行い，出力抵抗W9Rout’を導出する(16)。

Rout '   N1 2 Rout8  N2 

ここで，一次側換算抵抗 Rout(2)’から，トランスの一次側，二次側に流れる電流 I1，I2 をオームの法則により求め，算出した電流 I1，I2 と巻線の電流密度 J より巻線の必要断面積 AN1を求めた。この巻線の必要断面積と巻数から全体の巻線の必要断面積を求め，コアの窓面積 Aw を(3)式を用いて巻線の占積率 fNi を求めた。
f Ni 

AN 1 N1  AN 2 N 2Aw(3)

ここまでの検討においてコア数あたりの占積率の関係を
Fig. 2 に示す。図中のプロットは巻線断面積のみを考慮したFig. 1.

ISOP connection assuming 6.6 kV system connection.
Table 1.

Design condition.
Parameter
Frequency
fPowerP
Primary voltage
V1Value
30 kHz37.5 kW
750 V

Output voltage

V2383 V

Maximum magnetic flux density
Current density

BJ

200 mT
4 A/mm2

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SPC-23-210においての定格インパルス電圧はなく，空間距離は補完することができないため，上のレベルである 7.2 kVrms の値を用いた。7.2 kVrms かつ過電圧カテゴリ III より，定格インパルス電圧は 40 kV となる。この時の定格インパルス電圧 40kV かつ不平等電界，汚染度 II における絶縁距離は 60.0 mmとなる。また，絶縁距離 60.0 mm とは電圧ピークが 30 kV を超える場合の反復ピーク電圧における空間距離である。本回路において，30 kV はサージを考慮しても超過しない。よって，反復ピーク電圧の規格は考慮する必要はないため，定格インパルス電圧の規格である絶縁距離 60.0 mm で設計を行った。
Fig. 4 に電気設計と絶縁設計を考慮した作成したモールドなしとありの 2 種類のトランスを示す。また，Table 3 に作Fig. 2.

Cross-sectional area per core.

成したトランスのパラメータを示す。本結果より，インダク

Table 2. Design parameters.
Parameter
Value
Number of cores
16Primary winding
8 TurnN1タンスはそれぞれ誤差率 20%以内に収まっている。なお，一Secondary winding

N24 Turn

Primary inductanceL12.3 mH

Secondary inductance

L2576  H

Primary winding cross section

AN113.4 mm2Secondary winding cross section

AN 226.6 mm2

次巻線の直流抵抗が大きいのは，巻線断面積を小さくすることを目的として銅板を導体として採用したためである。

(a) Without molded transformer.

Fig. 3. Magnetic flux density analysis.

<2･2> 絶縁設計
高周波トランスの絶縁距離については明確な規定がない
ため，類似の規格を参考に絶縁距離を決定した。空間距離を決定する際，JISC61800-5-1 から 6.6 kVrms においての定格インパルス電圧を検討し，その電圧においての絶縁距離をJISC60664-1 に基づいて決定した。本規格において 6.6 kVrms(b) Molded transformer.
Fig. 4.

Prototype if the transformers.

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Table 3.

Primary
SecondaryTransformer parameters.
Withoutmold
2.11
Inductance [m H]
13.2
Resistance [m ]498
Inductance [  H]
2.0
Resistance [m ]

試験は電圧上昇時に比べて下降時は放電回数が多くなる傾With
mold
1.88
10.2
533
1.5

向にあるため，放電消滅電圧は放電開始電圧より低い値となる(17)-(18)。そのため，電圧上昇時と下降時の放電の開始電圧及び消滅電圧によりトランスの評価を行った。また，部分放電試験を行う際に部分放電が起こったとする閾値を決める必要がある。今回は絶縁材の寿命に大きな影響を与える
50 pC を閾値として試験を行った(19)。

a3. 部分放電試験<3･1> 測定原理

Insulator

Fig. 5 に絶縁体の等価回路を示す。ここで，C3 は部分放電発生部（ボイド）の静電容量，C2a，C2b は C3 に直列となる

C2a

絶縁体の容量 C2，C1 は並列容量である。ボイドにかかる電圧を ΔV とした時，放電電荷は(4)式となる。
CC Q  V  C3  1 2 (4)C
1  C2 
部分放電は静電容量が小さい箇所で発生するため，C1>>C2，C2>>C3 と近似でき(5)式となる。
Q  V  C2(5)C2C1bFig. 5.

Equivalent circuit of insulator.

Filter

(7)

Blocking coil L

ここで，試料の全容量 C においての電荷量は(8)式となる。
また，(5)式と同様の近似を行うことで(9)式となる。
CC Cq   C1  2 3   V  2CCC123 q  V  C2(8)C3C2bしかし，実際に静電容量を測定不可能である。そのため，端子 a-b 間の電荷の移動を考える。まず a-b 間の電圧降下は(6)式となる。また，C1>>C2 と近似すると(7)式となる。
 C2  V  V (6)
 C1  C2  V  VΔV

C1AC100V

High voltage
transformer

Coupling
Ccapacitor
DUTDetector(9)(5)式，(9)式より Q=q となった。従って，a-b 間の端子の放電電荷が部分放電試験発生部の電荷量と近似できるため，検出器で電荷量を測定することで放電電荷を計測することが可能である。

<3･2> 試験方法

Fig. 6.

Partial discharge test circuit.

<3･3> 試験結果

Fig. 6 に部分放電試験の試験回路を示す。本試験では，部Fig. 7(a)にモールドなしトランスの一次巻線－二次巻線間分放電測定器は DAC-PD-3，検出器は DAC-CP-2 を使用しの部分放電試験を行った結果を示す。結果より絶縁材のなた。部分放電試験は放電電荷量を pC 単位で測定するため測い状態での放電開始電圧は 2.66 kVrms，放電消滅電圧は 2.14

定環境によってノイズが測定に大きくする。そのため，回路kVrms であった。この結果から，モールドなしトランスでは内のブロッキングコイル L は試料からの電源へ部分放電パコア材を変更し，絶縁距離を長くとる必要がある。

ルスの流出を阻止する役割，カップリングコンデンサ C はFig. 7(b)にモールドトランスの一次巻線－二次巻線間の部直流成分除去し，検出器に DUT で発生した部分放電電流を分放電試験を行った結果を示す。結果より放電開始電圧は流す役割がある。

9.14 kVrms，放電消滅電圧は 8.67 kVrms であった。この結果

試料に作成したトランスの一次側巻線を高圧側，二次側巻線を GND となるように接続して試験を行った。部分放電よりモールドすることで一次－二次間の 6.6 kVrms の絶縁を達成できることを確認した。

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ド箇所の最適化を行う。これにより冷却を考慮したモールドの構造を検討する。

謝辞
この成果は国立研究開発法人新エネルギー・産業技術総合開発機構（NEDO）の委託業務（JPNP14004）の結果から得られたものである。

文(1)(a) w/o mold.
(2)

(3)

(4)

(5)

(6)

(b) w/ mold.
Fig. 7.

(7)

Partial discharge between primary and secondarywindings.
(8)

4. まとめ
本報告では，ISOP 接続校正の SST に用いられる DC/DCコンバータに向けて高周波モールドトランスを開発し，部(9)分放電試験を実施した。一次側‐二次側間に最大で系統電圧が印加されることから高い絶縁性能が必要となる。そこ(10)で本研究では，モールドを施した SST 用トランスを開発し，同形状のモールドなしトランスを比較対象として部分放電試験を実施した。本試験の結果，モールドなしトランスの放電開始電圧が 2.66 kVrms，モールドありトランスの放電開始(11)

電圧が 9.14 kVrms であり，モールドにより絶縁性能が向上することを示した。以上より，6.6kV 系統に接続される SST(12)

向け DC/DC コンバータとして要求される絶縁性能を達成することを確認した。
今後は，部分放電が起きやすい箇所を明らかにし，モール(13)献L. Zheng et al., "Solid-State Transformer and Hybrid Transformer With
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