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平成 16 年電気学会産業応用部門大会

不平衡電源における直接電力制御形 PWM コンバータの運転特性
学生員 竹内大裕

正員 野口季彦

正員 佐藤明（長岡技術科学大学）

Operation Characteristics of Direct-Power-Controlled PWM Converter
under Unbalanced Power Source
Daisuke Takeuchi, Student Member, Toshihiko Noguchi, Member, and Akira Sato, Member(Nagaoka University of Technology)

This paper discusses operation characteristics of a direct-power-controlled PWM converter, compared with a conventional
subharmonic PWM converter, under unbalanced power source condition. Experimental data prove that the former achieves morethan 95-% power factor and less than 6-% DC bus ripples.
キーワード：直接電力制御法，PWMコンバータ，不平衡電源
Keywords：Direct-power-control, PWM converter, unbalanced power source

1. はじめに三相AC/DC変換器として６個のスイッチング素子を用い⎡iα ⎤⎢ ⎥=⎣⎢i β ⎦⎥2 ⎡1⎢3 ⎣0

たPWMコンバータが広く知られている。PWMコンバータ⎡i a ⎤−1 / 2 ⎤⎢ ⎥⎥ ib
3 / 2 − 3 / 2⎦ ⎢ ⎥⎢⎣i c ⎥⎦−1 / 2(2)は，電流マイナーループにより電源電圧と同相となるようこれらから得られたvα，vβとiα，iβより，(3)を用いて瞬時に電流を制御すると同時に，直流電圧を一定に制御する。

有効電力P，瞬時無効電力Qを求める。

電流制御法としてキャリア変調方式やヒステリシスコンパレータ方式が採用され，電流波形を正弦波状に制御して高調波の発生を抑制する。一方，瞬時有効・無効電力に着目し，入力力率と直流電圧を制御する手法も提案されている(1)(2)⎡ P ⎤ ⎡ vα⎢ ⎥ = ⎢v
⎣Q ⎦ ⎣⎢ βv β ⎤ ⎡iα ⎤⎥⎢ ⎥− vα ⎦⎥ ⎣⎢i β ⎦⎥(3)

一方，瞬時有効電力指令値P*は，直流バス電圧指令値Vdc*。筆者らはこれまで，PWMコンバータのスイッチングモと直流バス電圧検出値Vdcの偏差から，PI制御器を介して得ードと瞬時有効・無効電力を直接関連付けてリレー制御すられたI*とVdcの積より得られる。また，瞬時無効電力指令値

る直接電力制御法を検討してきた。本稿では，不平衡電源

Q*は外部より直接与え，入力力率を 1 とする場合にはQ*=0において，直接電力制御法を用いたPWMコンバータの運転とする。(3)により求められた瞬時有効電力PとP*，瞬時無効特性を実験的に検証し，キャリア変調方式を用いた一般的電力QとQ*の偏差ΔP，ΔQをヒステリシスコンパレータになPWMコンバータの特性と比較評価したので報告する。

よって量子化し，量子化信号Sp，Sqを得ることにより瞬時有2.

効・無効電力の増減をリレー制御する。また，電源電圧位システム構成と制御原理〈2･1〉

相もFig. 2 のように 30 (deg)ごとに量子化し，(4)のような 12直接電力制御形PWMコンバータのシステム構成

Fig. 1 に直接電力制御法に基づく PWM コンバータのシステム構成を示す。本方式では交流電源側の瞬時有効電力 P領域に分割して検出する。
(n − 2)π6≤Θn < (n − 1)π6Q n = 1, 2, L ,12(4)と瞬時無効電力 Q をフィードバックしてそれらのリレー制

以上のように得られたSp，Sq，Θnをスイッチングテーブル御を行う。に入力し，それらの組み合わせによって一義的に定められまず，電源電圧va，vb，vcと電流ia，ib，icを検出し，(1)，る。

(2)により三相−二相変換を行う。
⎡ vα ⎤⎢ ⎥=⎢⎣v β ⎥⎦2 ⎡1⎢3 ⎣0⎡v a ⎤− 1 / 2 ⎤⎢ ⎥⎥ vb
3 / 2 − 3 / 2⎦ ⎢ ⎥⎢⎣ v c ⎥⎦−1/ 2

たPWMコンバータの最適スイッチングモードを直接決定す
〈2･2〉

(1)

スイッチングテーブルの構成法

直接電力制御形PWMコンバータでは，リレー制御に基づき瞬時有効・無効電力の制御を行う。このため，それらの［I - 143］1-6

平成 16 年電気学会産業応用部門大会

SaUnbalanced / balanced
power sourceva
LvbLvcLiaSc
3φ − 2φ 3φ − 2φvαvβ iαiβSa

SbRLC1Sb 0ic

ScSp Sq Θ1 Θ2 Θ3 Θ4 Θ5 Θ6 Θ7 Θ8 Θ9 Θ10 Θ11 Θ12

1
Sa 0ibSbVDC

101 0 001 101 101 100 100 110 110 010 010 011 011 001
1 1 111 111 000 000 111 111 000 000 111 111 000 000
0 0 101 100 100 110 010 010 010 011 011 001 001 101VDC*

ScSwitching Table
SP Sq Θn0 1 100 110 110 010 011 011 011 001 001 101 101 100PII*

P and Q Calculation
P
ΔP ΔQ
QSp

Sq

Sp

Sq

1α1 21234β
115109 8 7 6Θn1ΔP
Q*

ΘnΔQ

00ΔP
P*

ΔQ

Q*PQva

図 1 直接電力制御形PWMコンバータのシステム構成

図 3 スイッチングテーブルの構成

Fig. 1. System configuration ofFig. 3. Configuration of switching table.

vcvb

direct-power-controlled PWM converter.
Unbalanced / balanced
power sourcevaL

α30 (deg)

Θ12

Θ1

Θ2ωΘ3

Θ11Θ4

Θ10Θ5Θ9Θ8Θ7vb

Lvc

Lia

1
Sa 0ibic

1
Sb 0CRL
VDC

1
Sc 0VDC*Sa Sb ScβP

Θ6PPI
I*

PFig. 2. Phase quantization of power source voltage

図 2 電源電圧ベクトル位相の量子化

図 4 キャリア変調形PWMコンバータのシステム構成
Fig. 4. System configuration of conventionalvector.

subharmonic PWM converter.

時間的変化率dP/dt，dQ/dtがスイッチングモードの決定に重V V ⎡ 3SS ⎤dQ
K1 ( S b − S c ) − K 2 ( S a − b − c ) ⎥= − rms dc ⎢L ⎣⎢ 2dt
22 ⎦⎥

要な役割を担う。瞬時有効・無効電力とそれらの指令値との偏差ΔP，ΔQの量子化信号Sｐ，SqはdP/dt，dQ/dtの符号に相当し，瞬時有効・無効電力の増減に密接に関わっている。

(6)

Q K 1 = ωt sin ωt − cos ω t , K 2 = ωt cos ωt + sin ω t

Fig. 3 のように量子化信号Sp，Sq，Θnを入力とする 3 次元ス

ここで，Vrmsは平衡時の電源電圧実効値，Vdcは直流バス電イッチングテーブルにより最適なスイッチングモードを選圧，ω は電源角周波数である。(5)，(6)に基づき，瞬時有効・択し，ΔPとΔQが所定のヒステリシス幅に制限されるよう無効電力の増減に合わせて，Fig. 3 に示したスイッチングモにPWMコンバータの制御が行われる。直接電力制御形PWMードを操作量としてテーブル化しておく。

コンバータの瞬時有効・無効電力の時間的変化率は次式のように導出される。

3.

実機による運転特性の比較検証

不平衡電源を想定して直接電力制御形PWMコンバータと⎤S
SdP VrmsVdc ⎡3=
K 2 (S b − S c )⎥⎢ K1 ( S a − b − c ) −dt
222L ⎢⎣⎥⎦

Fig. 4 に示す従来の三角波キャリア変調形PWMコンバータ(5)の運転特性を実験的に比較評価した。実験では線間電圧がvab=200 (V)，vbc=183 (V)，vca=183 (V)の不平衡電源を用い，［I - 144］

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vava

150 (V/div)

150 (V/div)

iaia

10 (A/div)

10 (A/div)vbvb

150 (V/div)

150 (V/div)

ib

ib

10 (A/div)

10 (A/div)vc

vc

150 (V/div)

150 (V/div)

ic

ic

10 (A/div)

10 (A/div)

VDC

VDC

100 (V/div)

100 (V/div)
5 (ms/div)

5 (ms/div)

図 5 直接電力制御形PWMコンバータの電圧，電流波形
Fig. 5. Power source voltages, currents and DC bus voltage

図 6 キャリア変調形PWMコンバータの電圧，電流波形
Fig. 6. Power source voltages, currents and DC bus voltage

waveforms of direct-power-controlled PWM converter.

waveforms of conventional subharmonic PWM converter.

連系リアクトルを 5 (mH)，直流バス平滑コンデンサを 40 (μF)としている。また，直流バス電圧指令値を 300 (V)，瞬時無効電力指令値を 0 (var)とした。負荷を 1.6 (kW)としたとき

直流バスリップル率は次式の定義に基づいて求めた。
V max − Vdc min
Ripple = dc× 100 (%)
Vdc max(7)の直接電力制御形PWMコンバータの電源相電圧，線電流，直接電力制御形 PWM コンバータの総合効率は最大で直流バス電圧波形をFig. 5 に，同条件における三角波キャリ96.2 (%)，総合入力力率は最大で 99.1 (%)，三角波キャリア

ア変調形PWMコンバータの波形をFig. 6 に示す。直接電力変調形 PWM コンバータの総合効率は最大で 96.1 (%)，総合制御形PWMコンバータでは，瞬時電力一定制御を行ってい入力力率は最大で 99.7 (%)であった。総合効率ではどちらもるため，出力電力が低下しているとき，より多くの有効電同程度の値を得ることができたが，総合入力効率について力を伝送しようとして線電流波形が歪むことがわかる。しは，三角波キャリア変調形 PWM コンバータの方が最大 0.6かし，出力電力を一定に制御できるため，直流バス電圧は(%)上回る結果となった。しかし，軽負荷時は直接電力制御ほぼ一定に制御されている。これに対して，三角波キャリ形 PWM コンバータが 2 (%)以上高い力率を実現している。

ア変調形PWMコンバータは，電源相電圧と同相に線電流を一方，直流バス電圧リップルは，直接電力制御形 PWM コン制御するため，線電流波形は電源相電圧と同相で正弦波状バータでは 5.6 (%)未満と三角波キャリア変調形 PWM コンになっていることが確認できる。しかし，直流バス電圧制バータの 12.5 (%)よりも良好な結果となっており，直流バス御のPIゲインは直接電力制御形PWMコンバータのそれと等電圧安定化の観点から高い優位性が認められる。

しいにも関わらず，大きなリップルが生じていることがわかる。

4. まとめ

直接電力制御形 PWM コンバータの総合効率，総合入力力

本稿では，不平衡電源において直接電力制御法と三角波率，直流バスリップル率を Fig. 7 に示す。また，三角波キャキャリア変調方式を用いた PWM コンバータについて運転

リア変調形 PWM コンバータの特性を Fig. 8 に示す。ここで，特性を比較検証した。直接電力制御法は瞬時有効・無効電［I - 145］

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100

100
Unbalanced voltage source
Balanced voltage source

96
94
92
900.49694
92

0.8

1.2
Load (kW)

1.6

90
0.4

2.0(a) 総合効率

Total input power factor (%)

Total input power factor (%)

1.62.09694
Unbalanced power source
Balanced power source920.8

1.2
Load (W)

1.698
9694

90
0.4

2.0

Unbalanced power source
Balanced power source

920.8

1.2
Load (W)

1.62.0(b) 総合入力力率(b) 総合入力力率
2020
Unbalanced voltage source
Balanced voltage source

DC bus ripple (%)

DC bus ripple (%)

1.2
Load (kW)

100

98

1510
50
0.4

0.8(a) 総合効率

100

90
0.4

Unbalanced voltage source
Balanced voltage source

98
Efficiency (%)

Efficiency (%)

98

Unbalanced voltage source
Balanced voltage source

151050.8

1.2
Load (kW)1.600.4

2.0(c) リップル率0.8

1.2Load (kW)1.6

2.0(c) リップル率

図 7 直接電力制御形 PWM コンバータの運転特性

図 8 キャリア変調形 PWM コンバータの運転特性

Fig. 7. Operation characteristics of direct-power-controlledFig. 8. Operation characteristics of conventional subharmonic

PWM converter.

PWM converter.

力制御を行うため，直流バス側に伝送する電力が一定とな

Direct-Power-Controlled PWM Converter,” IEE-J SPC Meeting,
SPC-04-05, p.p. 85-90 (2004).
佐藤 明・野口季彦：「直接電力制御法による平滑コンデンサの小容量化」SPC 研究会，SPC-04-05，p.p. 85-90 (2004)(２) T. Ohnishi, “Three-Phase PWM Converter / Inverter by Means of
Instantaneous Active and Reactive Power Control,” IEEE IECON, Proc.,vol. 1, p.p. 819-824 (1991).

り，その結果，線電流に歪みが生じるが，直流バス電圧リップルを 5.6 (%)未満に抑制することができる。しかも，電源が平衡していても不平衡であっても直流バス電圧リップルの特性はまったく影響を受けない。負荷が高安定な直流電圧を必要とする場合は直接電力制御形 PWM コンバータが有効であると考えられる。

文

献(１) A. Sato, and T. Noguchi, “Minimization of Smoothing Capacitor in［I - 146］