■巻頭言
生産技術について
常務取締役
産機事業本部長

田村耕一

Kouichi TAMURA

1．生産技術とは難しい定義はさておき，私の解釈は，①人が頭で創造したモノを物として実現する技術，②管理された条件下で実現する技術（再現性）③性能だけでなく，品質，コスト，工期を合わせ実現する技術で，利益創出の必須条件である。端的に言うと，何を作るかが「製品技術」であるのに対し，どうつくるかが「生産技術」である。効率の良いモノ作りの方法を考え製作図面に描くとともに，必要な建物，
装置，
冶工具を整え，タイムリーに部材を調達し，納期に沿う工期管理をする技術である。まず性能を実現する製品技術が顧客満足の第一歩であるが，これにプラスし，生産技術が機能することで自社満足にもつながる。

2．生産現場に新しい仕組みを
変化をきらって経験と勘による生産技術に執着していては競争に勝てなくなっており，80 年代の生産技術大国日本はもはや幻想となっている。あらためて技術を製品技術，生産技術と区分すること，更に製造も生産技術と生産現場に分け，役割を明確にし，お互いがもたれあうことなく，その責任を徹底して遂行することが喫緊の課題である。製品技術の役割は，高利益率品種の創出で非価格競争力を一つでも多く持つことである。一方，生産技術の役割はコスト，工期，品質で市場競争力を追求することであり，生産現場は条件の様々な揺らぎに耐えた上，作業結果の揺らぎをなくすことにチャレ
ンジして欲しい。言い古されたことではあるが，工業化社会……良くできる人も集団の一員として合わせることを求められた情報化社会……個人の能力が真正面に問われる時代で技術者のレベルが勝負を決める
事業継続にあたっては，安く作る技術が不可欠ではあるが，コストダウンばかり訴えても社内の求心力は強まらない。個を重視する仕組みを造り，モノ作りに開発力を柔軟に融合して厳しい競争を突破する戦略も合わせて必要である。

3．生産技術者への期待 < 買う・作る・利益を出すに責任を持つ >3.1 生産技術者に必要な役割
各事業分野に共通の技術（例えば資材），各事業分野内及び間をつなぐシステム技術，生産の仕組みを考える技術（経営管理）をもつことが必要である。大事なことは，生産システムの機能設計である。これが本質的な意味での生産技術ではないか。かっては，常に楽な方に流れがちな生産現場（人が中心）に対するあめとむちを持ち，巧妙に締め付けていくのが生産技術担当者の役割であった。今，装置産業においては，如何に装置を休まさず仕事をさせるかを考えるのが生産技術者の第一仕事であるが，当社のような装置を作る現場では，人の能力をいかに最大限引き出すかが生産技術者の第一の仕事といえる。現場に対する牽制役であり，現場に限りなくある情報から価値ある情報を見つけだす
案内人でもある。スタートを現場に置くのではなく，経営管理を追求する立場からのミッションとす
ると，スタッフ部門としての役割が明確になる。

1

島田理化技報No.16（2005）

3.2 生産技術者は，現場に学ぶだけでなく，マネジメントの素養が必要
従来から，データは現場にあり，現場に学べと言われてきたが，今は，この方法は，工場現場技能者に適用される時代となった。生産技術者は，もっと，客観的に，また，論理的に仕事を進める方法と力を身につけねばならない。事業を支える技術すなわち利益を生み出す技術を担う人材を如何に確保するか，如何に養成するかが事業推進の鍵である。
3.3 開発−量産の移管過程の効率化にメス
今，製造からみて技術部門へ頼みたいことは，開発段階での生産設計志向の強化である。ラインの不効率のかなりの部分が製造移行時のトラブルを原因としている。場合によっては製造ラインでの微修正を行うことはやむを得ないが，製造時の問題をもっと事前抽出した設計思想を重視としたい。
3.4 現場にあるのは，装置（冶工具），製品（仕掛），人
現場には，この 3 つしかない。三者の中を取り持つのが生産技術といえるか。その意味からは，生産技術は物的な形を持たず，ハードではなくソフト（システム）ともいえる。
3.5 好奇心の不足
最近，変更管理においてもう一歩の突っ込み不足から，予期せぬ副作用が発生し，不良につながるケースが散見される。技術者が単に忙しいからという理由だけではすまない気がする。物事の判断において，データを素直に読み，なぜという疑問を持たなくなっている。とりあえず，気にしていることについてのみの観点からデータを見，簡単に意志決定をしてしまっている。モノ作りに関する責任意識が希薄になっているのではないか。
（自分の腕で（感覚で）結果を確認しながら行う職人については相変わらず日本人の良い面が生きるが）対策は，製品にもっと興味を持たせるよう教育するしかないと思う。物事を論理的に突き詰めていく方法に優れた人を育成していく必要があると感じている。
3.6 生産技術者の育成
現場から学ぶには，製造部門経験しかない。2 年位を目処に異動し，現場管理者のもとでの業務遂行を通じ，動いているラインでの生産技術のあり方を修得する。一方，理論を学ぶことも重要である。
現場を離れた後も引き続き現場に対し効果的な指示ができるためには各人のポリシーとしっかりした理論が必要で，現場の非合理的な部分を見つけ，的確な改善案を提示できればベストである。

4．顧客の視点
私が，過去に顧客から頂いた指摘事項の内，生産技術に関する言葉をいくつか紹介する。
・中の人が慣れきっていないか。出来ない理由が先に出ていないか
・人間が仕事として見るべき所を，作業としてしか見ていない
・掃除は証拠隠滅である。分析をし，発塵源をつぶさねばならない
・動いているだけで，働いていない。人間は，働かねばならない。もっとその場に応じた最良の方法を考えることが重要である
・日本人は器用なのでその場で直してしまい，根本対策につながっていない・ユーザに対する保証を個のステップで行ってしまい，組織として最後の確認ができていないのではないか。検証せずにその場で対策してしまっていないか

5．終わりに本稿が技報に相応しい内容であったかどうかは，各位の判断に委ねるが，心にとどめておいてほしいことは，「すべてのコストは人件費」ということである。人の働きの効率を絶え間なく追及する技術，
これが生産技術である。当社で改めて生産技術論が巻き起こることを願っている。

2

■特別寄稿

無線通信 100 周年，50 周年への想い
東京大学名誉教授
元郵政省電気通信技術審議会会長

斎藤成文

Shigehumi SAITO

2004 年（平成 16 年）は無線通信史上，更には私

通信は，今次大戦中の海軍技術研究所におけるマ

個人にとっても特別の年である事を知ったのはこの

イクロ波レーダ（電探）の開発研究，戦後は東大第年も半ばを過ぎた 6 月の事であった。

二工学部，生産技術研究所における NTT 研究所か

明治 37 年（1904 年）2 月に日露大戦が勃発した事らの委託研究以来の私の研究の本道であった。そしは司馬遼太郎の著書「坂の上の雲」 や新聞，雑誌て MIT 留学と東大科学衛星特別研究への参加を契の特集で知っていたが，この 5 月 26 日，（社）発機として宇宙通信用大型アンテナ，低雑音受信装置

明協会創立 100 周年記念式典が天皇・皇后両陛下ごを始め各種の宇宙エレクトロニクス関連システムの臨席のもとに，総裁常陸官殿下ならびに総理大臣，

開発こそ私の生涯の仕事となった。これらの成果に衆参両院議長，最高裁長官の 3 権の長の臨席を得てついては既に断片的には多くの文献（7）〜（14）を草して開催された。この際私は特別功労者の一人として選はいるもののマイクロ波通信発祥より 50 周年を期出される栄誉を得て，同協会（旧称工業所有権保護に，遠い過去となって一般には忘却の彼方に去った協会）が日露戦争と同じ年の 5 月 5 日に，わが国独その初期の思い出について以下述べさせていただく

自の技術開発と産業の振興ならびに発明思想の普及（確実性を示すため，多少冗長と思われる文献をもを目的として設立された事を知った。私は同協会の巻末に列挙した）。

（1）

（2）

全国発明表彰選考委員として 20 数年，そして平成

昭和 23 年 8 月逓信省電気通信研究所（後の NTT

10 年〜 14 年の間は委員長の職を務め，又平成 2 年通研）が発足し，その外部委託研究の 3 件中の 1 件

より現在まで協会参与を続けており，東大教授，宇に私共の「4000Mc 帶誘電体特性測定に関する研

宙開発委員を始め数多くの役職の最后の長期にわた究」（11）が選ばれた。これがその後長く続く NTT 研るお役目であった。

究所との委託研究の緒となった。

日露戦争において忘れる事の出来ぬことは明治

昭和25年，学内試作工場での手作り装置を携えて，38 年 5 月 27 日早朝，哨戒艦信濃丸が発した「敵艦後に NTT 技師長，富士通研究所社長になられた小見ゆ」との無線電信がこの日本海海戦を大勝利に導口文一博士と共に，当時島田市にあった旧海軍技術

き，わが国未曾有の存亡危機を救った事実である。

研究所の残留技術者による発足直後の島田理化工業

当時の海軍はマルコーニによる無線通信直後より，（株）を訪ね，本格的なマイクロ波装置とする事をその重要性を認識し，鋭意艦船への無線電信機の整お願いした。当時の我々としては戦時中の開発技術備に努力しており，軍用として世界最初の実績の活用を願ったわけで，他に販路の少ない新技術分となった。わが国無線史上特記すべき出来事という野だけに必ずしも快諾を得られるかは自信の無い情ことが出来る。

況にあったことは強く心に残っている。案に相違し

（3）
（4）

一方 100 周年式典と前後して旧知の元 NTT 桑原て「私共は今後のマイクロ波関連技術の発展を信じ，

守二博士より贈られた「私たちのマイクロ波通信

喜んでお引受け致したく」とのご返事に，わざわ

50 年（黎明編）」 と島田理化技報（2004） より，

ざ島田市までやって来た甲斐があったと小口さんと電電公社（現在の NTT）による国産初のマイクロ波通信システム SF-BI 方式が東京・大阪間に開通し喜び合ったことを覚えている。そのとき製作を依頼たのが 50 年前の昭和 29 年（1954 年）4 月であるこ

装置が，我が国初のマイクロ波測定装置（11）となり，とを知ることになる。謂わば今日に到るブロードバ

また，マイクロ波測定装置専門メーカーとしての島

ンド・IT 時代の幕開けとなった。

田理化の第一号製品となった。（因みに私共の装置

（5）

（6）

し，通研と私共の研究室へと納入された二組の測定

3

島田理化技報No.16（2005）

3.2 生産技術者は，現場に学ぶだけでなく，マネジメントの素養が必要
従来から，データは現場にあり，現場に学べと言われてきたが，今は，この方法は，工場現場技能者に適用される時代となった。生産技術者は，もっと，客観的に，また，論理的に仕事を進める方法と力を身につけねばならない。事業を支える技術すなわち利益を生み出す技術を担う人材を如何に確保するか，如何に養成するかが事業推進の鍵である。
3.3 開発−量産の移管過程の効率化にメス
今，製造からみて技術部門へ頼みたいことは，開発段階での生産設計志向の強化である。ラインの不効率のかなりの部分が製造移行時のトラブルを原因としている。場合によっては製造ラインでの微修正を行うことはやむを得ないが，製造時の問題をもっと事前抽出した設計思想を重視としたい。
3.4 現場にあるのは，装置（冶工具），製品（仕掛），人
現場には，この 3 つしかない。三者の中を取り持つのが生産技術といえるか。その意味からは，生産技術は物的な形を持たず，ハードではなくソフト（システム）ともいえる。
3.5 好奇心の不足
最近，変更管理においてもう一歩の突っ込み不足から，予期せぬ副作用が発生し，不良につながるケースが散見される。技術者が単に忙しいからという理由だけではすまない気がする。物事の判断において，データを素直に読み，なぜという疑問を持たなくなっている。とりあえず，気にしていることについてのみの観点からデータを見，簡単に意志決定をしてしまっている。モノ作りに関する責任意識が希薄になっているのではないか。
（自分の腕で（感覚で）結果を確認しながら行う職人については相変わらず日本人の良い面が生きるが）対策は，製品にもっと興味を持たせるよう教育するしかないと思う。物事を論理的に突き詰めていく方法に優れた人を育成していく必要があると感じている。
3.6 生産技術者の育成
現場から学ぶには，製造部門経験しかない。2 年位を目処に異動し，現場管理者のもとでの業務遂行を通じ，動いているラインでの生産技術のあり方を修得する。一方，理論を学ぶことも重要である。
現場を離れた後も引き続き現場に対し効果的な指示ができるためには各人のポリシーとしっかりした理論が必要で，現場の非合理的な部分を見つけ，的確な改善案を提示できればベストである。

4．顧客の視点
私が，過去に顧客から頂いた指摘事項の内，生産技術に関する言葉をいくつか紹介する。
・中の人が慣れきっていないか。出来ない理由が先に出ていないか
・人間が仕事として見るべき所を，作業としてしか見ていない
・掃除は証拠隠滅である。分析をし，発塵源をつぶさねばならない
・動いているだけで，働いていない。人間は，働かねばならない。もっとその場に応じた最良の方法を考えることが重要である
・日本人は器用なのでその場で直してしまい，根本対策につながっていない・ユーザに対する保証を個のステップで行ってしまい，組織として最後の確認ができていないのではないか。検証せずにその場で対策してしまっていないか

5．終わりに本稿が技報に相応しい内容であったかどうかは，各位の判断に委ねるが，心にとどめておいてほしいことは，「すべてのコストは人件費」ということである。人の働きの効率を絶え間なく追及する技術，
これが生産技術である。当社で改めて生産技術論が巻き起こることを願っている。

2

■特別寄稿

無線通信 100 周年，50 周年への想い
東京大学名誉教授
元郵政省電気通信技術審議会会長

斎藤成文

Shigehumi SAITO

2004 年（平成 16 年）は無線通信史上，更には私

通信は，今次大戦中の海軍技術研究所におけるマ

個人にとっても特別の年である事を知ったのはこの

イクロ波レーダ（電探）の開発研究，戦後は東大第年も半ばを過ぎた 6 月の事であった。

二工学部，生産技術研究所における NTT 研究所か

明治 37 年（1904 年）2 月に日露大戦が勃発した事らの委託研究以来の私の研究の本道であった。そしは司馬遼太郎の著書「坂の上の雲」 や新聞，雑誌て MIT 留学と東大科学衛星特別研究への参加を契の特集で知っていたが，この 5 月 26 日，（社）発機として宇宙通信用大型アンテナ，低雑音受信装置

明協会創立 100 周年記念式典が天皇・皇后両陛下ごを始め各種の宇宙エレクトロニクス関連システムの臨席のもとに，総裁常陸官殿下ならびに総理大臣，

開発こそ私の生涯の仕事となった。これらの成果に衆参両院議長，最高裁長官の 3 権の長の臨席を得てついては既に断片的には多くの文献（7）〜（14）を草して開催された。この際私は特別功労者の一人として選はいるもののマイクロ波通信発祥より 50 周年を期出される栄誉を得て，同協会（旧称工業所有権保護に，遠い過去となって一般には忘却の彼方に去った協会）が日露戦争と同じ年の 5 月 5 日に，わが国独その初期の思い出について以下述べさせていただく

自の技術開発と産業の振興ならびに発明思想の普及（確実性を示すため，多少冗長と思われる文献をもを目的として設立された事を知った。私は同協会の巻末に列挙した）
。

（1）

（2）

全国発明表彰選考委員として 20 数年，そして平成

昭和 23 年 8 月逓信省電気通信研究所（後の NTT

10 年〜 14 年の間は委員長の職を務め，又平成 2 年通研）が発足し，その外部委託研究の 3 件中の 1 件

より現在まで協会参与を続けており，東大教授，宇に私共の「4000Mc 帶誘電体特性測定に関する研

宙開発委員を始め数多くの役職の最后の長期にわた究」（11）が選ばれた。これがその後長く続く NTT 研るお役目であった。

究所との委託研究の緒となった。

日露戦争において忘れる事の出来ぬことは明治

昭和25年，
学内試作工場での手作り装置を携えて，38 年 5 月 27 日早朝，哨戒艦信濃丸が発した「敵艦後に NTT 技師長，富士通研究所社長になられた小見ゆ」との無線電信がこの日本海海戦を大勝利に導口文一博士と共に，当時島田市にあった旧海軍技術

き，わが国未曾有の存亡危機を救った事実である。

研究所の残留技術者による発足直後の島田理化工業

当時の海軍はマルコーニによる無線通信直後より，（株）を訪ね，本格的なマイクロ波装置とする事をその重要性を認識し，鋭意艦船への無線電信機の整お願いした。当時の我々としては戦時中の開発技術備に努力しており，軍用として世界最初の実績の活用を願ったわけで，他に販路の少ない新技術分となった。わが国無線史上特記すべき出来事という野だけに必ずしも快諾を得られるかは自信の無い情ことが出来る。

況にあったことは強く心に残っている。案に相違し

（3）
（4）

一方 100 周年式典と前後して旧知の元 NTT 桑原て「私共は今後のマイクロ波関連技術の発展を信じ，

守二博士より贈られた「私たちのマイクロ波通信

喜んでお引受け致したく」とのご返事に，わざわ

50 年（黎明編）」 と島田理化技報（2004） より，

ざ島田市までやって来た甲斐があったと小口さんと電電公社（現在の NTT）による国産初のマイクロ波通信システム SF-BI 方式が東京・大阪間に開通し喜び合ったことを覚えている。そのとき製作を依頼たのが 50 年前の昭和 29 年（1954 年）4 月であるこ

装置が，我が国初のマイクロ波測定装置（11）となり，とを知ることになる。謂わば今日に到るブロードバ

また，マイクロ波測定装置専門メーカーとしての島

ンド・IT 時代の幕開けとなった。

田理化の第一号製品となった。
（因みに私共の装置

（5）

（6）

し，通研と私共の研究室へと納入された二組の測定

3

島田理化技報No.16（2005）

無線通信 100 周年，50 周年への想い

一式は昭和 55 年退官と同時に同社に寄贈させて頂振器を 2 つ一体構造で作製し，一方を眞空にし，他いた。）本測定装置の高 Q 測定法は共振器，導波管，方の共振器に被試料気体を流入させる方式を考案

Dielectric Constant of Air Containing Various

同軸ケーブルの損失測定や，マイクロ波回路の金属したもの。その製作はすべて島田理化（株）にお願

Quantities of Water Vapor

表面加工，表面処理法の研究など，幅広い分野に活いしたが，2 つの共振周波数の差は水晶発振器で較

1955.8用される事になる。

正された低周波発振器でマイクロ波を変調し，その次の通研からの委託研究が「定在波法によるイン副搬送波を利用し極めて巧妙に測定する方式を採用

ピーダンス測定の研究」で，私の大学時代のクラスした。この測定は私自身の全くの学問的興味からスメート河津祐元博士（故人，のち東大教授）が，当タートしたものではあったが，湿度をパラメーター

時我が国において第一級の機械加工技術を誇る通とした含湿空気の誘電率は

研試作工場において，導波管内面寸法 58.00mm ×と共に参照され，IRE 世界標準値として採用されて29.05mm に対してその機械精度 3 〜 4 μ m，残留定いる。これまでの私の行ったマイクロ波精密測定値

在波比 1.001 以下という世界最高級の定在波測定装としてのちのちまで残るものとして心に刻まれてい置を作製してくれた。本装置はガラス張りの箱に納

る。

（12）

数名の各国の測定値

められ，外部からの微細可動という，防塵にも配慮

NTT を始め，KDDI 等の目覚ましい活躍と，そしたものである。この標準定在波測定器を用いてマれに沿う機器メーカーの開発競争が進められている

イクロ波導波管の継手寸法誤差範囲等の実測や，無折，遠く彼方の歴史を振り返る機会を与えて下さっ

酸素銅引抜き導波管の損失測定などを行ない，わがた島田理化工業（株）に改めて感謝すると共に，同

国導波管規格の制定資料として提出した。本研究は社の今後のますますの発展をお祈りする次第であ

当時特別大学院学生として私共の研究室所属の黒川る。

（12）S.Saito

Measurement at 9000Mc of theProc.IRE43,8,1009（13）S.Saito New Method of Measuring the NoiseParameters of an Electron Beam
ED-5,264,1958

Trans. IRE（14）斎藤成文「回想─我が国人工衛星開発の思い出」
電子情報通信学会誌 83 巻 5 号 2000 年 5 月

兼行博士（のち東大助教授，ベル研，富士通研，東大客員教授）が主として担当し，
彼の博士論文となっ文献た。（なお，この標準定在波測定装置は私の東大退職の際に上野の科学博物館に寄贈させて頂いた。）
これら 2 つの委託研究を通じて島田理化（株）は通研の研究陣の指導を受け，マイクロ波伝送回路の要の分波回路の技術開発を進めた。そして SF-B1 方式の導入にあたり，国産第一号分波器 IR-1 型として製品化され，以後 NTT マイクロ波通信システムの分波装置の専門メーカーとして国内外に認められていった事は衆知の通りである。
島田理化（株）は一時期，マイクロ波技術の先進国米国の PRD 社との技術提携により，その技術をも採り入れて，独自の技術開発との組合わせにより世界最高レベルのマイクロ波特殊メーカーとしての地位を揺るぎないものとした。
私のマイクロ波技術の研究にあって，その頭初よ
り一貫して並々ならぬ援助を頂いた NTT 関係者ならびに島田理化（株）の方々に，あらためて心からの感謝の意を表したい。

（1）司馬遼太郎「坂の上の雲」朝日文芸文庫（2）「日露開戦百周年企画」文芸春秋 平成 16 年 6月号（3）田丸直吉「日本海軍エレクトロニクス秘史」原書房 昭和 54 年 11 月
（4）津村孝雄「艦艇の無線兵器技術小史」関東電通
印刷 平成 9 年 4 月（5）桑原守二編「私たちのマイクロ波通信 50 年（黎明編）」桑原情報研 平成 16 年 3 月（6）阿部正志「マイクロ無線方式 50 年を迎えて」
島田理化技報 No.15（2004）（7）斎藤成文「島田理化技報の創刊を祝して」島田
理化技報創刊号（1991）（8）斎藤成文「回想──マイクロ波から光へ」電子通信学会誌 62 巻 7 号 昭和 54 年 7 月（9）斎藤成文「マイクロ波，レーザそして宇宙開発」
学術月報 38 巻 3 号 1985 年 3 月

マイクロ波通信システム開通 50 周年に際して私（10）斎藤成文「マイクロ波，レーザの研究と宇宙開の胸中に浮ぶのは，既に忘却の彼方に向かいつつあ

発への道程」東大生産研究 32 巻 5 号 1980 年 5

る過去のマイクロ波研究の内で，最も困難な測定と月言われていた含湿空気の誘電率測定についての思い（11）星合正治・斎藤成文「4000Mc における誘電体出である。これには 9000MHz において最も温度係特性測定に関する研究」電電公社通研基礎研究

数の小ないスーパーインバー製の全く同型の空洞共部成果報告 70 号 昭和 26 年 12 月

45

島田理化技報No.16（2005）

無線通信 100 周年，50 周年への想い

一式は昭和 55 年退官と同時に同社に寄贈させて頂振器を 2 つ一体構造で作製し，一方を眞空にし，他いた。）本測定装置の高 Q 測定法は共振器，導波管，方の共振器に被試料気体を流入させる方式を考案

Dielectric Constant of Air Containing Various

同軸ケーブルの損失測定や，マイクロ波回路の金属したもの。その製作はすべて島田理化（株）にお願

Quantities of Water Vapor

表面加工，表面処理法の研究など，幅広い分野に活いしたが，2 つの共振周波数の差は水晶発振器で較

1955.8用される事になる。

正された低周波発振器でマイクロ波を変調し，その次の通研からの委託研究が「定在波法によるイン副搬送波を利用し極めて巧妙に測定する方式を採用

ピーダンス測定の研究」で，私の大学時代のクラスした。この測定は私自身の全くの学問的興味からスメート河津祐元博士（故人，のち東大教授）が，当タートしたものではあったが，湿度をパラメーター

時我が国において第一級の機械加工技術を誇る通とした含湿空気の誘電率は

研試作工場において，導波管内面寸法 58.00mm ×と共に参照され，IRE 世界標準値として採用されて29.05mm に対してその機械精度 3 〜 4 μ m，残留定いる。これまでの私の行ったマイクロ波精密測定値

在波比 1.001 以下という世界最高級の定在波測定装としてのちのちまで残るものとして心に刻まれてい置を作製してくれた。本装置はガラス張りの箱に納

る。

（12）

数名の各国の測定値

められ，外部からの微細可動という，防塵にも配慮

NTT を始め，KDDI 等の目覚ましい活躍と，そしたものである。この標準定在波測定器を用いてマれに沿う機器メーカーの開発競争が進められている

イクロ波導波管の継手寸法誤差範囲等の実測や，無折，遠く彼方の歴史を振り返る機会を与えて下さっ

酸素銅引抜き導波管の損失測定などを行ない，わがた島田理化工業（株）に改めて感謝すると共に，同

国導波管規格の制定資料として提出した。本研究は社の今後のますますの発展をお祈りする次第であ

当時特別大学院学生として私共の研究室所属の黒川る。

（12）S.Saito

Measurement at 9000Mc of theProc.IRE43,8,1009（13）S.Saito New Method of Measuring the NoiseParameters of an Electron Beam
ED-5,264,1958

Trans. IRE（14）斎藤成文「回想─我が国人工衛星開発の思い出」
電子情報通信学会誌 83 巻 5 号 2000 年 5 月

兼行博士（のち東大助教授，ベル研，富士通研，東大客員教授）が主として担当し，
彼の博士論文となっ文献た。（なお，この標準定在波測定装置は私の東大退職の際に上野の科学博物館に寄贈させて頂いた。）
これら 2 つの委託研究を通じて島田理化（株）は通研の研究陣の指導を受け，マイクロ波伝送回路の要の分波回路の技術開発を進めた。そして SF-B1 方式の導入にあたり，国産第一号分波器 IR-1 型として製品化され，以後 NTT マイクロ波通信システムの分波装置の専門メーカーとして国内外に認められていった事は衆知の通りである。
島田理化（株）は一時期，マイクロ波技術の先進国米国の PRD 社との技術提携により，その技術をも採り入れて，独自の技術開発との組合わせにより世界最高レベルのマイクロ波特殊メーカーとしての地位を揺るぎないものとした。
私のマイクロ波技術の研究にあって，その頭初よ
り一貫して並々ならぬ援助を頂いた NTT 関係者ならびに島田理化（株）の方々に，あらためて心からの感謝の意を表したい。

（1）司馬遼太郎「坂の上の雲」朝日文芸文庫（2）「日露開戦百周年企画」文芸春秋 平成 16 年 6月号（3）田丸直吉「日本海軍エレクトロニクス秘史」原書房 昭和 54 年 11 月
（4）津村孝雄「艦艇の無線兵器技術小史」関東電通
印刷 平成 9 年 4 月（5）桑原守二編「私たちのマイクロ波通信 50 年（黎明編）」桑原情報研 平成 16 年 3 月（6）阿部正志「マイクロ無線方式 50 年を迎えて」
島田理化技報 No.15（2004）（7）斎藤成文「島田理化技報の創刊を祝して」島田
理化技報創刊号（1991）（8）斎藤成文「回想──マイクロ波から光へ」電子通信学会誌 62 巻 7 号 昭和 54 年 7 月（9）斎藤成文「マイクロ波，レーザそして宇宙開発」
学術月報 38 巻 3 号 1985 年 3 月

マイクロ波通信システム開通 50 周年に際して私（10）斎藤成文「マイクロ波，レーザの研究と宇宙開の胸中に浮ぶのは，既に忘却の彼方に向かいつつあ

発への道程」東大生産研究 32 巻 5 号 1980 年 5

る過去のマイクロ波研究の内で，最も困難な測定と月言われていた含湿空気の誘電率測定についての思い（11）星合正治・斎藤成文「4000Mc における誘電体出である。これには 9000MHz において最も温度係特性測定に関する研究」電電公社通研基礎研究

数の小ないスーパーインバー製の全く同型の空洞共部成果報告 70 号 昭和 26 年 12 月

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島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫る■寄稿

はシャノンが導いたチャネル容量の式である。S はMIMO その実力に迫る

1 秒，1Hz 当たりに送ることができるビット数であ3．MIMO チャネルの表現

信号電力，N は雑音電力であり，チャネル容量 C は，

電気通信大学 教授
工学博士

唐沢

3.1

固有パス

る。どんなに送り方の工夫をしても，これ以上送る

複数の伝送路を手に入れられるのは，電波環境がことができないという上限値である。SN 比が大き

マルチパス環境であることによってである。しかもいときは，この伝送路は，物理的に存在する個々のパスではな
く，仮想的なものである。この説明には，数学的手好男

C = log2（S/N）（S>>N）

Yosio KARASAWA（2）段が必要であるが，ここではポイントだけを述べる（詳細は文献（3）,（4）を見てほしい）。

高機能モバイル情報通信やユビキタスネットワー
ク時代の足音が近づき，それを支えるワイヤレス情報伝送技術の研究が元気である。その研究開発動向
は本誌の No. 13（1）に，それを支える種々の要素技術については No. 14（2）に取り上げられているので，本単一アンテナ，受信側がアレー● MISO（Multi-Input Single-Output）：送信側がとなる。これは，SN 比の増加に対して，伝送ビッ

図3（a）は送受信間の素子アンテナ毎のチャネル

ト数は対数的にしか増えないことを意味している。

応答を N×M の行列 A で表したものである。このアレー，受信側が単一アンテナ● MIMO（Multi-Input Multi-Output）：送受信と10 ビット送ることができる SISO 伝送路があったと行列は 相関行列と呼ばれる新たな行列 AAH およびする。SN 比がさらに 2 倍になると，1 ビット増えてAHA（上付添字 H は複素共役転置）の固有値，λi（i = 1, 2, ..., M0 : M0= min（M，N）; 固有値の値は 2

もアレー

11 ビットを送ることができるが，増加の比率で見

稿では，その要素技術の一つ，MIMO に焦点を当て，

SISO を基本として，SIMO は受信側にスペース

れば 1 割アップにしか過ぎない。これではあまりにこの技術を詳しく述べる。MIMO は送受信の双方

ダイバーシチやアダプティブアレーを取り入れるシも効率が悪い，しかしこれが SISO 伝送の宿命であにアレーアンテナを用いて情報伝送を行うシステム

ステム，MISO は送信ダイバーシチやダウンリンク

る。

であり，最近の無線通信技術の国際会議での最もホビームフォーミングと呼ばれるシステムである。こもし，複数の伝送路を手に入れることができた

ットなテーマになっている。

の定義だけでは，MIMO は送受信のアダプティブ

らどうだろう。図 2 はこの配分を示している。送信MIMO はその学問的な体系において，アンテナ

アレー，すなわち，SIMO と MISO を単純に組み合の総電力一定の条件で考えてみたい。伝送路一本構成とその制御方法を実現するアレー信号処理の技

わせただけに見えるであろうが，本稿で詳しく述べ（SISO チャネル）で 10 ビット送ることができると術，効率的な情報伝送を実現する情報理論・符号化

るように，実際には機能の質的な拡張になっている。

する。2 本では 18 ビット，4 本では 32 ビットになる。

技術（時空間符号化技術），チャネルの推定やモデ

図 1 は，MIMO の伝送イメージと学問分野を示して伝送路の数を増やすことによって，チャネル容量をリングを行う電波伝搬の技術に大別される。本稿でいる。送り方（情報理論・符号理論），受け方（アどんどん増やすことができる。しかし，この算定は，ワイヤレス情報通信への応用に主眼をおいて，レーの適応信号処理），途中の電波の伝わり方（電ができるのは，式（2）の近似式が成立する SN 比が電波伝搬的視点からその実力に迫ってみたい。

波伝搬）に，深い専門知識が求められる。本稿では，大きいところでの話である。SN 比が小さいときは，電波伝搬の視点から，MIMO を見ることにしたい。

どんなに伝送路の数を増やしてもその効果が現れな

1．MIMO とは

この仕組みを述べたい。

度なスペースダイバーシチの技術と位置づけられ

高 SNRのケースではる。広く解釈すれば，マルチユーザ環境での通信シ

図1

MIMO の伝送イメージと関連する学問分野

MIMO といえるが，ここでは，送受信にアレーアaNMNA≡ [a nm] (1<m<M; 1<n<N)(a) チャネル応答行列

PT/2

MIMO の技術紹介に入る前に，なぜそれを必要とするかの背景を述べたい。
C = log2（1 + S/N）（bit/s/Hz） （1）

PT/2

1
2

N

λM

9

8
8

送信情報

Er

λ2

2

18

PT/4

λ1

M

Case 3:四つの道を使う

0

M0≡min（M, N）

32

8
PT/4

図2

EHt

10

9

Case 2:二つの道を使う
送信情報

2．MIMO への期待：その背景

10

PT

送信情報

直交偏波共用方式，周波数領域にデータを展開し

6

例：10bit/symbol/シングルストリーム

Case 1:ひとつの道だけを使う

ステム（多元接続方式）や干渉波除去・分離方式，

も単一アンテナ● SIMO（Single-Input Multi-Output）
：送信側が

2

M

1

システムに用いられることが多く，この場合は，高うに定義されている。
● SISO（Single-Input Single-Output）
：送受信と

1

2

よいであろうか。その答えが「MIMO」である。以下，信の双方にアレーアンテナを用いて情報伝送を行う

なお，送受信のアンテナ構成によって，以下のよ

a1 1

1

では，複数の伝送路を手に入れるにはどうしたら

出力システムの総称である。通信の分野では，送受ンテナを用いるシステムを対象とする。

受信アンテナいことを，式（1）で確認してほしい。

MIMO は Multi-Input Multi-Output（または Multiple-Input Multiple-Output）の略語で，多入力・多て並列伝送する OFDM（直交周波数分割多重）も

送信アンテナ8

複数の道を手に入れることができたら(b) SVDに基づく等価回路

図3

MIMO チャネルの等価回路表現7島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫る■寄稿

はシャノンが導いたチャネル容量の式である。S はMIMO その実力に迫る

1 秒，1Hz 当たりに送ることができるビット数であ3．MIMO チャネルの表現

信号電力，N は雑音電力であり，チャネル容量 C は，

電気通信大学 教授
工学博士

唐沢

3.1

固有パス

る。どんなに送り方の工夫をしても，これ以上送る

複数の伝送路を手に入れられるのは，電波環境がことができないという上限値である。SN 比が大き

マルチパス環境であることによってである。しかもいときは，この伝送路は，物理的に存在する個々のパスではな
く，仮想的なものである。この説明には，数学的手好男

C = log2（S/N）（S>>N）

Yosio KARASAWA（2）段が必要であるが，ここではポイントだけを述べる（詳細は文献（3）,（4）を見てほしい）。

高機能モバイル情報通信やユビキタスネットワー
ク時代の足音が近づき，それを支えるワイヤレス情報伝送技術の研究が元気である。その研究開発動向
は本誌の No. 13（1）に，それを支える種々の要素技術については No. 14（2）に取り上げられているので，本単一アンテナ，受信側がアレー● MISO（Multi-Input Single-Output）：送信側がとなる。これは，SN 比の増加に対して，伝送ビッ

図3（a）は送受信間の素子アンテナ毎のチャネル

ト数は対数的にしか増えないことを意味している。

応答を N×M の行列 A で表したものである。このアレー，受信側が単一アンテナ● MIMO（Multi-Input Multi-Output）：送受信と10 ビット送ることができる SISO 伝送路があったと行列は 相関行列と呼ばれる新たな行列 AAH およびする。SN 比がさらに 2 倍になると，1 ビット増えてAHA（上付添字 H は複素共役転置）の固有値，λi（i = 1, 2, ..., M0 : M0= min（M，N）; 固有値の値は 2

もアレー

11 ビットを送ることができるが，増加の比率で見

稿では，その要素技術の一つ，MIMO に焦点を当て，

SISO を基本として，SIMO は受信側にスペース

れば 1 割アップにしか過ぎない。これではあまりにこの技術を詳しく述べる。MIMO は送受信の双方

ダイバーシチやアダプティブアレーを取り入れるシも効率が悪い，しかしこれが SISO 伝送の宿命であにアレーアンテナを用いて情報伝送を行うシステム

ステム，MISO は送信ダイバーシチやダウンリンク

る。

であり，最近の無線通信技術の国際会議での最もホビームフォーミングと呼ばれるシステムである。こもし，複数の伝送路を手に入れることができた

ットなテーマになっている。

の定義だけでは，MIMO は送受信のアダプティブ

らどうだろう。図 2 はこの配分を示している。送信MIMO はその学問的な体系において，アンテナ

アレー，すなわち，SIMO と MISO を単純に組み合の総電力一定の条件で考えてみたい。伝送路一本構成とその制御方法を実現するアレー信号処理の技

わせただけに見えるであろうが，本稿で詳しく述べ（SISO チャネル）で 10 ビット送ることができると術，効率的な情報伝送を実現する情報理論・符号化

るように，実際には機能の質的な拡張になっている。

する。2 本では 18 ビット，4 本では 32 ビットになる。

技術（時空間符号化技術），チャネルの推定やモデ

図 1 は，MIMO の伝送イメージと学問分野を示して伝送路の数を増やすことによって，チャネル容量をリングを行う電波伝搬の技術に大別される。本稿でいる。送り方（情報理論・符号理論），受け方（アどんどん増やすことができる。しかし，この算定は，ワイヤレス情報通信への応用に主眼をおいて，レーの適応信号処理），途中の電波の伝わり方（電ができるのは，式（2）の近似式が成立する SN 比が電波伝搬的視点からその実力に迫ってみたい。

波伝搬）に，深い専門知識が求められる。本稿では，大きいところでの話である。SN 比が小さいときは，電波伝搬の視点から，MIMO を見ることにしたい。

どんなに伝送路の数を増やしてもその効果が現れな

1．MIMO とは

この仕組みを述べたい。

度なスペースダイバーシチの技術と位置づけられ

高 SNRのケースではる。広く解釈すれば，マルチユーザ環境での通信シ

図1

MIMO の伝送イメージと関連する学問分野

MIMO といえるが，ここでは，送受信にアレーアaNMNA≡ [a nm] (1<m<M; 1<n<N)(a) チャネル応答行列

PT/2

MIMO の技術紹介に入る前に，なぜそれを必要とするかの背景を述べたい。
C = log2（1 + S/N）（bit/s/Hz） （1）

PT/2

1
2

N

λM

9

8
8

送信情報

Er

λ2

2

18

PT/4

λ1

M

Case 3:四つの道を使う

0

M0≡min（M, N）

32

8
PT/4

図2

EHt

10

9

Case 2:二つの道を使う
送信情報

2．MIMO への期待：その背景

10

PT

送信情報

直交偏波共用方式，周波数領域にデータを展開し

6

例：10bit/symbol/シングルストリーム

Case 1:ひとつの道だけを使う

ステム（多元接続方式）や干渉波除去・分離方式，

も単一アンテナ● SIMO（Single-Input Multi-Output）
：送信側が

2

M

1

システムに用いられることが多く，この場合は，高うに定義されている。
● SISO（Single-Input Single-Output）
：送受信と

1

2

よいであろうか。その答えが「MIMO」である。以下，信の双方にアレーアンテナを用いて情報伝送を行う

なお，送受信のアンテナ構成によって，以下のよ

a1 1

1

では，複数の伝送路を手に入れるにはどうしたら

出力システムの総称である。通信の分野では，送受ンテナを用いるシステムを対象とする。

受信アンテナいことを，式（1）で確認してほしい。

MIMO は Multi-Input Multi-Output（または Multiple-Input Multiple-Output）の略語で，多入力・多て並列伝送する OFDM（直交周波数分割多重）も

送信アンテナ8

複数の道を手に入れることができたら(b) SVDに基づく等価回路

図3

MIMO チャネルの等価回路表現7島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫るつの行列とも同じ）と各々に対応する固有ベクトルる方式がある。空間分割多重伝送方式と呼ばれる。

10 2を用いて以下のように分解できる。これを特異値分解（SVD）と言う。

米国のベル研究所で開発され，かつ，MIMO ブー
ムの牽引役を果たしている V-BLAST（Vertical-Bell

Σ λi

（5）
,
Laboratories LAyered Space-Time archtecture）（7）がこの方式である。自由空間伝送では，ある程度

10 1

ここで，

距離が離れると第一固有値のパスのみが卓越し，こ

平均値 < λ i >

…………
（3）

λ1

のような伝送では分離識別受信が不可能になる。一方，マルチパス環境では，3.1 節で述べたように，

λ2
λ3

10 0

（4a）

……………………
（4b）

M0（= min {M, N}）の独立パスが存在する。このた

λ4

10 -1

1

2

3

4

λ5

5

λ6

6

7

………………………
（4d）

図 4 レイリーフェージング環境における固有値の平均値 (N=M の場合 )

s2
λ3

wt 3
s3

裏街道

wr 3
s3

対応するそれぞれの固有ベクトルによるウェイト

図6

固有モード伝送方式

やアダプティブアレーで一般的に用いられる規範や調方式を採り入れることになるが，通常の無線伝送最適化アルゴリズムがそのまま適用できる。図 5 は方式と共通することであるので，ここでは，これ以この方式と受信側で用いられる各種適応信号処理規上立ち入らない。

範を示している。
4.2

2

図中の は固有値の総和で，N の値を持つ。N=Mなる。図より，アンテナ数 N が少ない場合，例えば等価回路で表したものである。チャネルの等価回路

N=2 では第 1 固有値と第 2 固有値の差が大きい（二に整合するように，送信系のビームフォーミングネ

つのパスの太さの違いが大きい）が，N が大きくな

ットワークを Et に，受信系を ErH とすることにより，ると，同程度のものがたくさん存在することがわか

M0 個の信号が独立に√λi の利得でお互いに干渉なく，る。図 2 の例で示したような同じ太さのパスとは言伝送できる事がわかる。すなわちマルチパス環境下

えないが，後に示すように，これで複数パスを手にに有る MIMO は min（M, N ）本の独立な伝送路を手入れたことの十分な効果が得られることになる。

4．マルチストリーム伝送：情報をたくさん送りたいs1
s4 s3 s2 s1

信号分割である。図3（b）は同図（a）を式（3）の SVD に基づきこの仮想的な伝送路をここでは固有パスと呼ぶ。

wr2

s2

ることができれば，その情報をもとに，干渉波除去としているので，固有値の数 M0 はアンテナ数 N にに入れているわけである。

wr 1

s1

λ2

wt 2

報（CSI：チャネル応答行列 A のこと）を事前に得
8（最大固有パス）λ1

s1

受信側では，パイロット信号等を用いたチャネル情
λ8

アンテナ数 : N ( = M)……………………
（4c）

wt1

め，M<N であれば，分離識別受信が可能になる。
λ7

表街道

M=3, N=4

ZF（ゼロフォーシング）
MMSE（最小自乗平均誤差）
IC（干渉キャンセラー）
MLD（最尤推定検出）

s2
s3
s4

CSI

チャネル容量

送信側ではチャネルの情報（CSI）を持たない場合（モード 1；例：空間分割多重方式），事前の測定等により送信側・受信側の双方で CSI を共有している場合（モード 2；例：固有モード伝送）の夫々に対して，固有値の確率分布を用いてチャネル容量を求める式が得られている。ここではレイリーフェ
ージング環境（図 3 で固有値の平均値を求めた環境）

CSI がないので等電力で送る

アダプティブアレーの様々な受信技術が使えるについて，計算結果のみを示す。図 7 はこれを示したもので，SISO 換算での SN 比γ0= 0.1（= − 10dB）,
1（= 0dB）, 10（= 10dB）に対して，3 種類のチャネ

各々の固有パスの振幅利得は √λi であり，固有値λiシャノンによって導かれたチャネル容量の式（（1）の大きさに応じてパスの太さが異なる。MIMO 伝式）は，上限を与える式であって，それを実現する

送の性能（チャネル容量，平均誤り率など）は，伝

具体的な方法を教えてくれているわけではない。こ送路（チャネル）の情報として，この固有値を知る

こでは，代表的な 2 つの伝送方式：空間分割多重方

送受信でチャネルの情報を共有することができれ

ルモード伝送（最大比合成伝送）である。図 7 より，ことができれば，後は全て計算によって求めること

式（5）と固有モード伝送（6）を紹介する。同時に複数のば，送信側でもその情報を活かすことができるので，（i）伝送路の SNR が低い場合は，最大固有パスのができる。この意味で，伝搬チャネルの特性把握とストリーム情報を伝送するため，マルチストリーム

より多くの情報伝送が可能である。MIMO チャネ

みを用いるシングルモード伝送，すなわち最大比合

は，相関行列の固有値を把握することに帰着できる。

伝送に分類される。MIMO の特長を活かした大容

ルの表現に特異値分解を用いる方法を 3.1 節で述べ

成伝送でほぼ限界に近い性能が得られること，（ii）

量伝送を目指したものである。

た。M0 個の系列を伝送するための各々の送受信ウ

SNR が高い場合には，その電力を他の固有パスにェイトを，各固有モードを実現する固有ベクトルとも振り当て利用した方が高いチャネル容量を得られする。このような伝送方法は固有モード伝送と呼ばること，が読み取れる。また，（iii）SNR が高くなれる。図 6 は M=3, N=4 の場合の固有モード伝送のるとモード 1 とモード 2 で差がなくなってくること，

仕組みを表している。

すなわち，送信側がチャネル情報を持つことの有無

3.2

マルチパス環境における固有パスの性質

マルチパス環境の代表として，チャネル応答行列

4.1

情報の送り方図5

空間分割多重伝送方式

ル容量を比較している。図で，Cmode1 はモード 1 での伝送，Cmode2 はモード 2 での伝送，Cmode2,MRC はモード 2 で，かつ，最大固有パスのみを用いるシング

A の各要素が複素正規分布（振幅がレイリー分布）

MIMO の情報伝送は野球のキャッチボールに例

し，かつ，お互いの変動が無相関である場合を取りえられる。普通のキャッチボールと違うのは，ピッ上げる。マルチパスの到来方向の角度的な広がりがチャーが千手観音のような複数の手でたくさんのボ

限られた帯域幅，全送信電力（各送信信号系列のによる差が見えなくなってくること，がわかる。な

大きいレイリーフェージング環境で，屋内環境や市ールを同時に投げ，キャッチャーもこれを複数の手

電力の和）一定の下で，最大のチャネル容量を実現

お，図 7 は縦軸を対数メモリで表しているが，これ街地環境に良く見られる。

で巧みに受ける点にある。

する電力の配分方法は，Water ﬁlling の方法（注水を線形にすると Cmode2 はほぼ直線になる。このこと

図 4 は，マルチパス環境における，送受信のアン

送信側にチャネルの情報が無い場合の送り方とし定理）として，知られている 。最適な伝送を行うから，送受同数のアンテナの場合のチャネル容量はテナ数が同じ（N=M）場合の固有値の平均値である。

て，送信のアンテナ毎に等電力で別々の情報を乗せには，各モード毎に SNR に応じた符号化方式や変アンテナ数に比例すると理解してよい。

8

（4）

9

島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫るつの行列とも同じ）と各々に対応する固有ベクトルる方式がある。空間分割多重伝送方式と呼ばれる。

10 2を用いて以下のように分解できる。これを特異値分解（SVD）と言う。

米国のベル研究所で開発され，かつ，MIMO ブー
ムの牽引役を果たしている V-BLAST（Vertical-Bell

Σ λi

（5）
,
Laboratories LAyered Space-Time archtecture）（7）がこの方式である。自由空間伝送では，ある程度

10 1

ここで，

距離が離れると第一固有値のパスのみが卓越し，こ

平均値 < λ i >

…………
（3）

λ1

のような伝送では分離識別受信が不可能になる。一方，マルチパス環境では，3.1 節で述べたように，

λ2
λ3

10 0

（4a）

……………………
（4b）

M0（= min {M, N}）の独立パスが存在する。このた

λ4

10 -1

1

2

3

4

λ5

5

λ6

6

7

………………………
（4d）

図 4 レイリーフェージング環境における固有値の平均値 (N=M の場合 )

s2
λ3

wt 3
s3

裏街道

wr 3
s3

対応するそれぞれの固有ベクトルによるウェイト

図6

固有モード伝送方式

やアダプティブアレーで一般的に用いられる規範や調方式を採り入れることになるが，通常の無線伝送最適化アルゴリズムがそのまま適用できる。図 5 は方式と共通することであるので，ここでは，これ以この方式と受信側で用いられる各種適応信号処理規上立ち入らない。

範を示している。
4.2

2

図中の は固有値の総和で，N の値を持つ。N=Mなる。図より，アンテナ数 N が少ない場合，例えば等価回路で表したものである。チャネルの等価回路

N=2 では第 1 固有値と第 2 固有値の差が大きい（二に整合するように，送信系のビームフォーミングネ

つのパスの太さの違いが大きい）が，N が大きくな

ットワークを Et に，受信系を ErH とすることにより，ると，同程度のものがたくさん存在することがわか

M0 個の信号が独立に√λi の利得でお互いに干渉なく，る。図 2 の例で示したような同じ太さのパスとは言伝送できる事がわかる。すなわちマルチパス環境下

えないが，後に示すように，これで複数パスを手にに有る MIMO は min（M, N ）本の独立な伝送路を手入れたことの十分な効果が得られることになる。

4．マルチストリーム伝送：情報をたくさん送りたいs1
s4 s3 s2 s1

信号分割である。図3（b）は同図（a）を式（3）の SVD に基づきこの仮想的な伝送路をここでは固有パスと呼ぶ。

wr2

s2

ることができれば，その情報をもとに，干渉波除去としているので，固有値の数 M0 はアンテナ数 N にに入れているわけである。

wr 1

s1

λ2

wt 2

報（CSI：チャネル応答行列 A のこと）を事前に得
8（最大固有パス）λ1

s1

受信側では，パイロット信号等を用いたチャネル情
λ8

アンテナ数 : N ( = M)……………………
（4c）

wt1

め，M<N であれば，分離識別受信が可能になる。
λ7

表街道

M=3, N=4

ZF（ゼロフォーシング）
MMSE（最小自乗平均誤差）
IC（干渉キャンセラー）
MLD（最尤推定検出）

s2
s3
s4

CSI

チャネル容量

送信側ではチャネルの情報（CSI）を持たない場合（モード 1；例：空間分割多重方式），事前の測定等により送信側・受信側の双方で CSI を共有している場合（モード 2；例：固有モード伝送）の夫々に対して，固有値の確率分布を用いてチャネル容量を求める式が得られている。ここではレイリーフェ
ージング環境（図 3 で固有値の平均値を求めた環境）

CSI がないので等電力で送る

アダプティブアレーの様々な受信技術が使えるについて，計算結果のみを示す。図 7 はこれを示したもので，SISO 換算での SN 比γ0= 0.1（= − 10dB）,
1（= 0dB）, 10（= 10dB）に対して，3 種類のチャネ

各々の固有パスの振幅利得は √λi であり，固有値λiシャノンによって導かれたチャネル容量の式（（1）の大きさに応じてパスの太さが異なる。MIMO 伝式）は，上限を与える式であって，それを実現する

送の性能（チャネル容量，平均誤り率など）は，伝

具体的な方法を教えてくれているわけではない。こ送路（チャネル）の情報として，この固有値を知る

こでは，代表的な 2 つの伝送方式：空間分割多重方

送受信でチャネルの情報を共有することができれ

ルモード伝送（最大比合成伝送）である。図 7 より，ことができれば，後は全て計算によって求めること

式（5）と固有モード伝送（6）を紹介する。同時に複数のば，送信側でもその情報を活かすことができるので，（i）伝送路の SNR が低い場合は，最大固有パスのができる。この意味で，伝搬チャネルの特性把握とストリーム情報を伝送するため，マルチストリーム

より多くの情報伝送が可能である。MIMO チャネ

みを用いるシングルモード伝送，すなわち最大比合

は，相関行列の固有値を把握することに帰着できる。

伝送に分類される。MIMO の特長を活かした大容

ルの表現に特異値分解を用いる方法を 3.1 節で述べ

成伝送でほぼ限界に近い性能が得られること，（ii）

量伝送を目指したものである。

た。M0 個の系列を伝送するための各々の送受信ウ

SNR が高い場合には，その電力を他の固有パスにェイトを，各固有モードを実現する固有ベクトルとも振り当て利用した方が高いチャネル容量を得られする。このような伝送方法は固有モード伝送と呼ばること，が読み取れる。また，（iii）SNR が高くなれる。図 6 は M=3, N=4 の場合の固有モード伝送のるとモード 1 とモード 2 で差がなくなってくること，

仕組みを表している。

すなわち，送信側がチャネル情報を持つことの有無

3.2

マルチパス環境における固有パスの性質

マルチパス環境の代表として，チャネル応答行列

4.1

情報の送り方図5

空間分割多重伝送方式

ル容量を比較している。図で，Cmode1 はモード 1 での伝送，Cmode2 はモード 2 での伝送，Cmode2,MRC はモード 2 で，かつ，最大固有パスのみを用いるシング

A の各要素が複素正規分布（振幅がレイリー分布）

MIMO の情報伝送は野球のキャッチボールに例

し，かつ，お互いの変動が無相関である場合を取りえられる。普通のキャッチボールと違うのは，ピッ上げる。マルチパスの到来方向の角度的な広がりがチャーが千手観音のような複数の手でたくさんのボ

限られた帯域幅，全送信電力（各送信信号系列のによる差が見えなくなってくること，がわかる。な

大きいレイリーフェージング環境で，屋内環境や市ールを同時に投げ，キャッチャーもこれを複数の手

電力の和）一定の下で，最大のチャネル容量を実現

お，図 7 は縦軸を対数メモリで表しているが，これ街地環境に良く見られる。

で巧みに受ける点にある。

する電力の配分方法は，Water ﬁlling の方法（注水を線形にすると Cmode2 はほぼ直線になる。このこと

図 4 は，マルチパス環境における，送受信のアン

送信側にチャネルの情報が無い場合の送り方とし定理）として，知られている 。最適な伝送を行うから，送受同数のアンテナの場合のチャネル容量はテナ数が同じ（N=M）場合の固有値の平均値である。

て，送信のアンテナ毎に等電力で別々の情報を乗せには，各モード毎に SNR に応じた符号化方式や変アンテナ数に比例すると理解してよい。

8

（4）

9

島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫る

a1

チャネル容量（bit/s/Hz）

10

w1

S0

γ0 = 10

^
S
0

雑音

a2

γ0 = 1w2

C mode 1
C mode 2
C mode 2MRC

γ0 = 0.1
0.1

= a*
2

スペースダイバーシチ最大比合成の原理

2

3

4

5

6

7

になっても情報の欠落は無いため，これはシングル

べて 3dB 低下するが，フェージング抑圧効果は同ストリーム伝送と理解したい。

じである。このように，送信したい時系列データに

アンテナ数：N（= M）

図 7 SN 比をパラメータとする三つの方式のチャネル容量比較

6.1

広帯域情報伝送

これまでは，MIMO 情報伝送の基本を述べるた

受信処理がうまくいったのは，送信時の仕掛けがめに，狭帯域の信号，すなわち，伝搬路の周波数

生きたからである。受信側で S1 を最大 SN 比で取特性が帯域内でフラットの場合を扱ってきた。情り出す演算が S2 を打ち消す演算に，S2 を取り出す

報伝送信号が広帯域である場合，すなわち，将来演算が S1 を打ち消す演算になっているためである。

の MIMO 情報伝送においてはそれが通常になるで

M=2 の場合には，送信信号をあろう環境においては，周波数選択性フェージング
環境での取り扱いが求められる。この対処について

では，送受信が逆の場合（MISO），すなわち送86．研究開発課題

時空間ブロック符号化（STBC）伝送の特徴になる。

実現できる（最大比合成ダイバーシチ）。
信側がアレーで，かつ，チャネルの情報を持たない

1化された信号の平均 SNR は受信ダイバーシチに比し，受信ダイバーシチと等価な効果を得ることが，

w1 = a *1

図8

そのものは 1 系統であり，送信アンテナが最悪 1 本

対して時間領域と空間領域で信号を組み換えて伝送

w2
雑音

1

ナからの平均送信電力は 1/2 ずつになるので，複号とき，送り方はどうすればよいのだろう ? 二つのアンテナから同じ情報を出しても，どこかに電波が出

S1

S2

−S2*

S1*

は大別して二つの伝送方式が考えられる。一つは，…………………………
（5）

データを周波数領域に展開しての伝送，すなわち，
OFDM に代表されるマルチキャリア伝送であり，と表すとき，

もう一つは，タップ付き遅延線を構成要素とする時てゆかない方向（アンテナパターンのヌル方向）が間領域の等化器の技術である。

できてしまうであろう。万一その方向だけにパスが

S1

S2………………………
（6）

あったら通信ができなくなる。ダイバーシチどころ

OFDM は広帯域情報を狭帯域の多数のサブチャ
ネルに展開するマルチキャリア伝送である。この狭ここでは，チャネル容量で比較したが，ビット誤か一本のアンテナ（SISO）より悪くなってしまうとなる性質（これを直交性という）がある。ここで帯域化とサイクリックプリフィックスと呼ばれるガり率（BER）も考慮した比較がより実際的である。

ことになる。これに答えを与えたのが Alamouti で

I2 は 2×2 の単位行列である。

ードインターバルの働きによって，各サブチャネル

これについては，文献（8）を見てほしい。

ある（9）。
（STBC）と呼ばれる伝送方法を図 9 を用いて説明す（= 符号化率 1）の伝送方式である。アレーによる示している。ビームフォーミングの部分はブラック

前節までは，MIMO がもつ一つの顔「情報をたる。後の MIMO 構成への拡張をも説明したいため，

フェージング変動の抑圧は，受信側 2 素子の SIMO

くさん送る技術」を見てきた。ここでは，もう一つ

M=N=2 の場合を示しているが，しばらくは受信ア

構成ダイバーシチの性能を持つ。このことを，フルの顔「情報を確実に送る技術」に目を向けたい。

ンテナ 1 のみを（すなわち MISO 構成として）見てダイバーシチの機能があると呼ぶ。このように，フ前述のモード 2 の伝送における最大固有パス単独

ほしい。連続して送りたい二つの信号 S1, S2 をまとルレート・フルダイバーシチは STBC 伝送の理想

利用伝送（最大比合成伝送）は，低 SN 比の信号にめて一つのブロックにする。これを，一方のアンテ
ナから，順番に S1, ‒S *2（* は複素共役）で，他方のであるが，これを実現する符号は M=2 の場合以外

アンテナから S2, S*1 で送る。この受信信号 r1, r2 を，ーム伝送のような積極的な意味でのチャネル容量増

CSI を予備知識としてブロック復号処理を行う。こ加にはつながらないが，送受のアレーアンテナの積のような処理を行うと，y1, y2 には符号間干渉の無MN に相当するスペースダイバーシチ効果が得られ

い信号 S1, S2 が得られる。送信信号の電力を受信ダるので，「情報を確実に送りたい = 通信の断を防ぎイバーシチの時と同じに設定すると，各々のアンテたい」場合に適している。送受信双方でチャネルの-S *2 S 1

送信ダイバーシチを実現する技術に分類される。
図 8 は，2 素子のスペースダイバーシチ（SIMO）である。受信ウェイトを送受信アンテナ間のチャネ
ル応答の複素共役とすることで，最大 SN 比受信が10

報理論（符号理論）を駆使した様々な符号が提案さ

S2 S1

a 11
a 12
a 22

S*1 S 2

図9

a 21

r2 r1
雑音

r4 r3
雑音

時空間ブロック符号化伝送y1

以上述べてきた方法は M=2, 任意の N に対する

y2を落としたり，擬似直交符号とするなどで対処でき
^
S
1
^
S
2

出力
データ

る。繰り返しになるが，STBC に代表される時空間
符号化伝送（STC）は送信ダイバーシチ（MISO）の技術であり，MIMO 独自の技術ではない。しか

CP付加
P/S変換

#1

IFFT

CP付加
P/S変換

#M

FFT

CS除去
S/P変換

#1

FFT

CS除去
S/P変換

#N

（a）
受信系

しながら，MIMO への応用分野を得て，その力を発揮する場が広がったと位置づけられる。この伝送には複数のストリームがあるように見えるが，情報

IFFT

（a）
送信系

れている（11）。

M=2 以外の場合も，上に述べたと同様に，レート

N: 任意

時空間ブロック復号

送信側にチャネル情報を持たない場合には，情報の時空間ブロック符号化

情報を共有していればそれを容易に実現できるが，述べる。実は，これは MIMO の技術というよりは，

レートを落としたり，擬似直交符号とするなど，情MIMO に容易に拡張できる（N=2 の場合は図 9）。
M=2送り方に工夫が必要になる。ここでは，この技術をため，M>3 については，それに準じるものとして，サブキャリア単位のビームフォーミング

は，シングルストリーム伝送なので，マルチストリに存在しないことが明らかにされている（10）。その

信号検出
P/S変換

対して，最適に近い伝送を実現している。この方式

入力
データ

サブキャリア単位のビームフォーミング

伝送速度（レート）で伝送できるので，フルレート

S/P変換

Alamouti が 提 案 し た 時 空 間 ブ ロ ッ ク 符 号 化

は符号間干渉を持たない狭帯域伝送とみなすことができる。図 10 は MIMO-OFDM 伝送の基本構成を

5．シングルストリーム伝送：情報を確実に送りたい

2 素子アンテナの場合は，入力信号をそのままの

図 10

CP : Cyclic preﬁx
S/P : 直並列変換
P/S : 平直列変換

MIMO-OFDM システムの基本構成

11

島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫る

a1

チャネル容量（bit/s/Hz）

10

w1

S0

γ0 = 10

^
S
0

雑音

a2

γ0 = 1w2

C mode 1
C mode 2
C mode 2MRC

γ0 = 0.1
0.1

= a*
2

スペースダイバーシチ最大比合成の原理

2

3

4

5

6

7

になっても情報の欠落は無いため，これはシングル

べて 3dB 低下するが，フェージング抑圧効果は同ストリーム伝送と理解したい。

じである。このように，送信したい時系列データに

アンテナ数：N（= M）

図 7 SN 比をパラメータとする三つの方式のチャネル容量比較

6.1

広帯域情報伝送

これまでは，MIMO 情報伝送の基本を述べるた

受信処理がうまくいったのは，送信時の仕掛けがめに，狭帯域の信号，すなわち，伝搬路の周波数

生きたからである。受信側で S1 を最大 SN 比で取特性が帯域内でフラットの場合を扱ってきた。情り出す演算が S2 を打ち消す演算に，S2 を取り出す

報伝送信号が広帯域である場合，すなわち，将来演算が S1 を打ち消す演算になっているためである。

の MIMO 情報伝送においてはそれが通常になるで

M=2 の場合には，送信信号をあろう環境においては，周波数選択性フェージング
環境での取り扱いが求められる。この対処について

では，送受信が逆の場合（MISO），すなわち送86．研究開発課題

時空間ブロック符号化（STBC）伝送の特徴になる。

実現できる（最大比合成ダイバーシチ）。
信側がアレーで，かつ，チャネルの情報を持たない

1化された信号の平均 SNR は受信ダイバーシチに比し，受信ダイバーシチと等価な効果を得ることが，

w1 = a *1

図8

そのものは 1 系統であり，送信アンテナが最悪 1 本

対して時間領域と空間領域で信号を組み換えて伝送

w2
雑音

1

ナからの平均送信電力は 1/2 ずつになるので，複号とき，送り方はどうすればよいのだろう ? 二つのアンテナから同じ情報を出しても，どこかに電波が出

S1

S2

−S2*

S1*

は大別して二つの伝送方式が考えられる。一つは，…………………………
（5）

データを周波数領域に展開しての伝送，すなわち，
OFDM に代表されるマルチキャリア伝送であり，と表すとき，

もう一つは，タップ付き遅延線を構成要素とする時てゆかない方向（アンテナパターンのヌル方向）が間領域の等化器の技術である。

できてしまうであろう。万一その方向だけにパスが

S1

S2………………………
（6）

あったら通信ができなくなる。ダイバーシチどころ

OFDM は広帯域情報を狭帯域の多数のサブチャ
ネルに展開するマルチキャリア伝送である。この狭ここでは，チャネル容量で比較したが，ビット誤か一本のアンテナ（SISO）より悪くなってしまうとなる性質（これを直交性という）がある。ここで帯域化とサイクリックプリフィックスと呼ばれるガり率（BER）も考慮した比較がより実際的である。

ことになる。これに答えを与えたのが Alamouti で

I2 は 2×2 の単位行列である。

ードインターバルの働きによって，各サブチャネル

これについては，文献（8）を見てほしい。

ある（9）。
（STBC）と呼ばれる伝送方法を図 9 を用いて説明す（= 符号化率 1）の伝送方式である。アレーによる示している。ビームフォーミングの部分はブラック

前節までは，MIMO がもつ一つの顔「情報をたる。後の MIMO 構成への拡張をも説明したいため，

フェージング変動の抑圧は，受信側 2 素子の SIMO

くさん送る技術」を見てきた。ここでは，もう一つ

M=N=2 の場合を示しているが，しばらくは受信ア

構成ダイバーシチの性能を持つ。このことを，フルの顔「情報を確実に送る技術」に目を向けたい。

ンテナ 1 のみを（すなわち MISO 構成として）見てダイバーシチの機能があると呼ぶ。このように，フ前述のモード 2 の伝送における最大固有パス単独

ほしい。連続して送りたい二つの信号 S1, S2 をまとルレート・フルダイバーシチは STBC 伝送の理想

利用伝送（最大比合成伝送）は，低 SN 比の信号にめて一つのブロックにする。これを，一方のアンテ
ナから，順番に S1, ‒S *2（* は複素共役）で，他方のであるが，これを実現する符号は M=2 の場合以外

アンテナから S2, S*1 で送る。この受信信号 r1, r2 を，ーム伝送のような積極的な意味でのチャネル容量増

CSI を予備知識としてブロック復号処理を行う。こ加にはつながらないが，送受のアレーアンテナの積のような処理を行うと，y1, y2 には符号間干渉の無MN に相当するスペースダイバーシチ効果が得られ

い信号 S1, S2 が得られる。送信信号の電力を受信ダるので，「情報を確実に送りたい = 通信の断を防ぎイバーシチの時と同じに設定すると，各々のアンテたい」場合に適している。送受信双方でチャネルの-S *2 S 1

送信ダイバーシチを実現する技術に分類される。
図 8 は，2 素子のスペースダイバーシチ（SIMO）である。受信ウェイトを送受信アンテナ間のチャネ
ル応答の複素共役とすることで，最大 SN 比受信が10

報理論（符号理論）を駆使した様々な符号が提案さ

S2 S1

a 11
a 12
a 22

S*1 S 2

図9

a 21

r2 r1
雑音

r4 r3
雑音

時空間ブロック符号化伝送y1

以上述べてきた方法は M=2, 任意の N に対する

y2を落としたり，擬似直交符号とするなどで対処でき
^
S
1
^
S
2

出力
データ

る。繰り返しになるが，STBC に代表される時空間
符号化伝送（STC）は送信ダイバーシチ（MISO）の技術であり，MIMO 独自の技術ではない。しか

CP付加
P/S変換

#1

IFFT

CP付加
P/S変換

#M

FFT

CS除去
S/P変換

#1

FFT

CS除去
S/P変換

#N

（a）
受信系

しながら，MIMO への応用分野を得て，その力を発揮する場が広がったと位置づけられる。この伝送には複数のストリームがあるように見えるが，情報

IFFT

（a）
送信系

れている（11）。

M=2 以外の場合も，上に述べたと同様に，レート

N: 任意

時空間ブロック復号

送信側にチャネル情報を持たない場合には，情報の時空間ブロック符号化

情報を共有していればそれを容易に実現できるが，述べる。実は，これは MIMO の技術というよりは，

レートを落としたり，擬似直交符号とするなど，情MIMO に容易に拡張できる（N=2 の場合は図 9）。
M=2送り方に工夫が必要になる。ここでは，この技術をため，M>3 については，それに準じるものとして，サブキャリア単位のビームフォーミング

は，シングルストリーム伝送なので，マルチストリに存在しないことが明らかにされている（10）。その

信号検出
P/S変換

対して，最適に近い伝送を実現している。この方式

入力
データ

サブキャリア単位のビームフォーミング

伝送速度（レート）で伝送できるので，フルレート

S/P変換

Alamouti が 提 案 し た 時 空 間 ブ ロ ッ ク 符 号 化

は符号間干渉を持たない狭帯域伝送とみなすことができる。図 10 は MIMO-OFDM 伝送の基本構成を

5．シングルストリーム伝送：情報を確実に送りたい

2 素子アンテナの場合は，入力信号をそのままの

図 10

CP : Cyclic preﬁx
S/P : 直並列変換
P/S : 平直列変換

MIMO-OFDM システムの基本構成

11

島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫るボックスにしているが，ここは，これまでに述べてあれば，シングルユーザのケースと同様に，所望波

MIMO の特徴であるマルチストリーム伝送ができなる。筆者らは，アダプティブアレーアンテナの将

きた種々の方法，すなわち，時空間符号化伝送，固信号を十分な SNR で識別受信をすることが可能でない環境になっている。

来技術として，ソフトウェアアンテナの概念を提示

有モード伝送，最大比合成伝送など，を実現する回ある。マルチユーザシステムについては，今後，様々伝搬途中にキーホールのような特殊な構造を持たしている（21）。図 12 は，ソフトウェアアンテナの概路構成がそのまま適用できる。時系列で与えられるな構成提案がなされるものと予想される。前節で述ないマルチパスリッチな環境，例えば，3.1 節で述念を MIMO に取り入れた MIMO ソフトウェアアン

情報信号が周波数領域に展開されて伝送され，伝送

べた，広帯域信号に対しても，マルチユーザシステ

べたモデルは，
クロネッカーモデルと呼ばれている。

テナのイメージである。今後，このような環境適応

現実の環境は，クロネッカーモデルやキーホールモ

性に優れた MIMO の研究が進んでゆくと予想され

デルといった理想化されたモデルではなく，その中る。

路の特性はその周波数領域の特性で決まるのである

（17）
（19）
-

ム応用の研究が盛んになってくるであろう。

が，符号化やアレーの重み付けは，周波数領域に変換される前の時系列データに対して行うことが味噌である。OFDM はそれ自身の伝送方式に留まらず，
多 元 接 続 方 式 で あ る CDMA と 組 み 合 わ せ た MC-

6.3

電波伝搬に関連する問題

間状態に位置するものが多いと予想される。伝搬特7．されど MIMO

送信局の周囲，受信局の周囲が散乱体に囲まれて性は，MIMO の情報伝送能力に大きな影響を及ぼいて，かつ，パス方向の空間的広がりが大きいマ

すが，このような視点からの伝搬解析は未だほとん

MIMO の技術を紹介し，その実力や課題を述べCDMA 等への応用も幅広く，高度無線 LAN や新世
代移動通信を MIMO-OFDM の応用研究も多岐に渡

ルチパスリッチな環境であっても図 11 に示すよう

ど行われておらず，伝搬モデルの研究の重要性が高た。MIMO は通信の理想：「たくさんの情報を送りな例において第 2 固有値以下がゼロに近付き，第 1

まっている。

たい」，「確実に情報を送りたい」に応えることがで（13）っている（12），。

固有値のみが卓越する環境になる（20）。このことは，きる。しかしそれは両立するものではなく，どちら

時間領域での信号処理に基づく広帯域伝送の技

MIMO チャネルのモデル化においては，送信局周6.4 環境適応機能の拡張：MIMO ソフトウェアアンテナ

かを選ばなければいけない。MIMO がもつ二つの術も重要な課題である。先行波のチャネルと L 個の囲の伝搬環境（パス方向の角度広がり），受信局周4 節，5 節で述べてきたように，技術の系譜には顔である。この二つの顔を含む様々な顔が，環境に遅延チャネル（複数の同一遅延波を遅延チャネル毎

囲の伝搬環境ばかりでなく，途中の伝搬構造が影響

二つの流れがある。一つは，高スループットを目指

応じて変化する MIMO ソフトウェアアンテナの概にまとめたものであって，素波の数ではない）よを与えることを意味している。この例はキーホール

した技術，すなわち，複数のアンテナから複数のデ念も紹介した。

りなるマルチパスチャネルにおいては，M×N アレ

問題として知られているが，外からの電波が，小さータを同時刻に送信するマルチストリーム伝送，もMIMO は，現在 IEEE において標準化が進められーによる送受信ウェート制御型ビームフォーミンな窓や狭空間を介して屋内に浸透する場合にも共通

う一つは，時空間ブロック符号化（STBC）伝送にている高度無線 LAN への適用を足がかりに，新世グ（狭帯域ビームフォーミング）によって，最大する。固有パスは，実空間のパスとは直接対応しな代表される信頼性を高める技術（= 回線の断をなく

代移動体通信への発展が期待されている。MIMO

L=M+N−2 の遅延チャネルの遅延波をキャンセル

い仮想的なものであるが，実空間でパスが一つに絞す技術：シングルストリーム伝送技術）である。前はアンテナをたくさん使うのだから，よい性能が出

（14）

できる

。遅延チャネル数が少ない場合には，そ

り込まれれば，仮想空間でも固有パスの数は一つに者は SNR が高いときにその実力を発揮するものでるのはあたりまえ（= 良い性能が出なくては話しにの自由度の余力を使って，着目するチャネル（通常なる。送受信点において，パスの角度的な広がりがあり，後者は，低 SNR の伝送時に品質の良いデー

ならない）とも言える。その能力を限界まで引き出は先行波）の最大 SNR 受信を実現することができあれば，スペースダイバーシチ効果は維持されるが，タ伝送を実現する。この二つの機能（= 高スルー

すのがシステム設計者の腕の見せ所になる。過剰なプットと高信頼）が同時に実現できるわけではな

期待は禁物，されど MIMO である。

る。このように，M, N の数が大きくなれば，ビー
ムフォーミングのみで遅延波のキャンセルが可能であるが，その効果をより十分なものとしたり，遅延

送信側

受信側

く，
通信目的に応じて選択することになる。そこで，

波も積極的に取り込んで，全体としての信号対干渉・が適応進化するような機能を具備できれば，環境適

雑音電力比（SINR）を高めたい場合には時間領域応性に優れた MIMO 通信方式が実現できることにの信号処理が必要になる。構成や制御がかなり複雑
（15），
（16）

6.2

。

マルチユーザシステム応用（a）
小ホールで結ばれたマルチパスチャネル

基地局と複数の移動局で構成される移動通信シス
テムは，全体として多入力・多出力システムである
ため，それ自身が広い意味で MIMO である。しかストリーム数大SNR

環境適応変身小（１）（4）中嶋信生（編），新世代ワイヤレス技術（第 3（5）G.D. Golden, G.J. Foschini, R.A. Valenzuela,
and P.W. Wolniansky,

Detection algorithm
and initial laboratory results using V-BLAST
リコンフィギュラブル
ロジック回路マルチユーザの場合もシングルユーザの場合と同様に，パイロット信号によるトレーニング等により，

12

MIMO 伝搬チャネルモデリング ,信学論 B, vol. J86-B, no. 9, pp.1706-1720, 2003.
章 MIMO），丸善，2004.

固有パス #1

る。

マルチユーザ干渉を打ち消すだけのアレー自由度がSPC Tech. Rep.,（3）唐沢好男 ,伝送モード構成であるマルチユーザシステムを対象としていとのチャネル情報（CSI）が既知であって，かつ，

無線通信における OFDM 技術─移動通信の話題を中心にして─ ,no. 14, pp. 3-12, 2002.

しここでは，狭義の意味で，送受信の双方がアレー

全てのユーザと基地局（あるいはアクセスポイント）（1）中嶋信生, 新世代ワイヤレスシステムの研究開
発動向 , SPC Tech. Rep., no. 13, pp. 3-10, 2002.
（2）鈴木博 ,MIMOソフトウェアアンテナ（環境適応型MIMO）になるため，現時点では原理的な面での研究に留ま
っている

参考文献

SNR の変化に応じて，これらの方式（アルゴリズム）（b）
固有パスモデル

図 11 キーホールモデル : 固有パスが一つだけになるケース

多様なアルゴリズム
アルゴリズム適応変身
ソフトウェア無線

環境認識
伝搬環境把握リアルタイム認識
固有値解析

space - time communication architecture,
Electronics Letters, vol. 35, no.1, pp. 14- 16,
1999.
（6）H. Sampath, P. Stoica, and A. Paulraj,Gene-ralized linear precoder and decoder design for
図 12

MIMO ソフトウェアアンテナのイメージ

MIMO channels using the weighted MMSE

13

島田理化技報No.16（2005）

MIMO その実力に迫るボックスにしているが，ここは，これまでに述べてあれば，シングルユーザのケースと同様に，所望波

MIMO の特徴であるマルチストリーム伝送ができなる。筆者らは，アダプティブアレーアンテナの将

きた種々の方法，すなわち，時空間符号化伝送，固信号を十分な SNR で識別受信をすることが可能でない環境になっている。

来技術として，ソフトウェアアンテナの概念を提示

有モード伝送，最大比合成伝送など，を実現する回ある。マルチユーザシステムについては，今後，様々伝搬途中にキーホールのような特殊な構造を持たしている（21）。図 12 は，ソフトウェアアンテナの概路構成がそのまま適用できる。時系列で与えられるな構成提案がなされるものと予想される。前節で述ないマルチパスリッチな環境，例えば，3.1 節で述念を MIMO に取り入れた MIMO ソフトウェアアン

情報信号が周波数領域に展開されて伝送され，伝送

べた，広帯域信号に対しても，マルチユーザシステ

べたモデルは，
クロネッカーモデルと呼ばれている。

テナのイメージである。今後，このような環境適応

現実の環境は，クロネッカーモデルやキーホールモ

性に優れた MIMO の研究が進んでゆくと予想され

デルといった理想化されたモデルではなく，その中る。

路の特性はその周波数領域の特性で決まるのである

（17）
（19）
-

ム応用の研究が盛んになってくるであろう。

が，符号化やアレーの重み付けは，周波数領域に変換される前の時系列データに対して行うことが味噌である。OFDM はそれ自身の伝送方式に留まらず，
多 元 接 続 方 式 で あ る CDMA と 組 み 合 わ せ た MC-

6.3

電波伝搬に関連する問題

間状態に位置するものが多いと予想される。伝搬特7．されど MIMO

送信局の周囲，受信局の周囲が散乱体に囲まれて性は，MIMO の情報伝送能力に大きな影響を及ぼいて，かつ，パス方向の空間的広がりが大きいマ

すが，このような視点からの伝搬解析は未だほとん

MIMO の技術を紹介し，その実力や課題を述べCDMA 等への応用も幅広く，高度無線 LAN や新世
代移動通信を MIMO-OFDM の応用研究も多岐に渡

ルチパスリッチな環境であっても図 11 に示すよう

ど行われておらず，伝搬モデルの研究の重要性が高た。MIMO は通信の理想：「たくさんの情報を送りな例において第 2 固有値以下がゼロに近付き，第 1

まっている。

たい」，「確実に情報を送りたい」に応えることがで（13）っている（12），。

固有値のみが卓越する環境になる（20）。このことは，きる。しかしそれは両立するものではなく，どちら

時間領域での信号処理に基づく広帯域伝送の技

MIMO チャネルのモデル化においては，送信局周6.4 環境適応機能の拡張：MIMO ソフトウェアアンテナ

かを選ばなければいけない。MIMO がもつ二つの術も重要な課題である。先行波のチャネルと L 個の囲の伝搬環境（パス方向の角度広がり），受信局周4 節，5 節で述べてきたように，技術の系譜には顔である。この二つの顔を含む様々な顔が，環境に遅延チャネル（複数の同一遅延波を遅延チャネル毎

囲の伝搬環境ばかりでなく，途中の伝搬構造が影響

二つの流れがある。一つは，高スループットを目指

応じて変化する MIMO ソフトウェアアンテナの概にまとめたものであって，素波の数ではない）よを与えることを意味している。この例はキーホール

した技術，すなわち，複数のアンテナから複数のデ念も紹介した。

りなるマルチパスチャネルにおいては，M×N アレ

問題として知られているが，外からの電波が，小さータを同時刻に送信するマルチストリーム伝送，もMIMO は，現在 IEEE において標準化が進められーによる送受信ウェート制御型ビームフォーミンな窓や狭空間を介して屋内に浸透する場合にも共通

う一つは，時空間ブロック符号化（STBC）伝送にている高度無線 LAN への適用を足がかりに，新世グ（狭帯域ビームフォーミング）によって，最大する。固有パスは，実空間のパスとは直接対応しな代表される信頼性を高める技術（= 回線の断をなく

代移動体通信への発展が期待されている。MIMO

L=M+N−2 の遅延チャネルの遅延波をキャンセル

い仮想的なものであるが，実空間でパスが一つに絞す技術：シングルストリーム伝送技術）である。前はアンテナをたくさん使うのだから，よい性能が出

（14）

できる

。遅延チャネル数が少ない場合には，そ

り込まれれば，仮想空間でも固有パスの数は一つに者は SNR が高いときにその実力を発揮するものでるのはあたりまえ（= 良い性能が出なくては話しにの自由度の余力を使って，着目するチャネル（通常なる。送受信点において，パスの角度的な広がりがあり，後者は，低 SNR の伝送時に品質の良いデー

ならない）とも言える。その能力を限界まで引き出は先行波）の最大 SNR 受信を実現することができあれば，スペースダイバーシチ効果は維持されるが，タ伝送を実現する。この二つの機能（= 高スルー

すのがシステム設計者の腕の見せ所になる。過剰なプットと高信頼）が同時に実現できるわけではな

期待は禁物，されど MIMO である。

る。このように，M, N の数が大きくなれば，ビー
ムフォーミングのみで遅延波のキャンセルが可能であるが，その効果をより十分なものとしたり，遅延

送信側

受信側

く，
通信目的に応じて選択することになる。そこで，

波も積極的に取り込んで，全体としての信号対干渉・が適応進化するような機能を具備できれば，環境適

雑音電力比（SINR）を高めたい場合には時間領域応性に優れた MIMO 通信方式が実現できることにの信号処理が必要になる。構成や制御がかなり複雑
（15），
（16）

6.2

。

マルチユーザシステム応用（a）
小ホールで結ばれたマルチパスチャネル

基地局と複数の移動局で構成される移動通信シス
テムは，全体として多入力・多出力システムである
ため，それ自身が広い意味で MIMO である。しかストリーム数大SNR

環境適応変身小（１）（4）中嶋信生（編），新世代ワイヤレス技術（第 3（5）G.D. Golden, G.J. Foschini, R.A. Valenzuela,
and P.W. Wolniansky,

Detection algorithm
and initial laboratory results using V-BLAST
リコンフィギュラブル
ロジック回路マルチユーザの場合もシングルユーザの場合と同様に，パイロット信号によるトレーニング等により，

12

MIMO 伝搬チャネルモデリング ,信学論 B, vol. J86-B, no. 9, pp.1706-1720, 2003.
章 MIMO），丸善，2004.

固有パス #1

る。

マルチユーザ干渉を打ち消すだけのアレー自由度がSPC Tech. Rep.,（3）唐沢好男 ,伝送モード構成であるマルチユーザシステムを対象としていとのチャネル情報（CSI）が既知であって，かつ，

無線通信における OFDM 技術─移動通信の話題を中心にして─ ,no. 14, pp. 3-12, 2002.

しここでは，狭義の意味で，送受信の双方がアレー

全てのユーザと基地局（あるいはアクセスポイント）（1）中嶋信生, 新世代ワイヤレスシステムの研究開
発動向 , SPC Tech. Rep., no. 13, pp. 3-10, 2002.
（2）鈴木博 ,MIMOソフトウェアアンテナ（環境適応型MIMO）になるため，現時点では原理的な面での研究に留ま
っている

参考文献

SNR の変化に応じて，これらの方式（アルゴリズム）（b）
固有パスモデル

図 11 キーホールモデル : 固有パスが一つだけになるケース

多様なアルゴリズム
アルゴリズム適応変身
ソフトウェア無線

環境認識
伝搬環境把握リアルタイム認識
固有値解析

space - time communication architecture,
Electronics Letters, vol. 35, no.1, pp. 14- 16,
1999.
（6）H. Sampath, P. Stoica, and A. Paulraj,Gene-ralized linear precoder and decoder design for
図 12

MIMO ソフトウェアアンテナのイメージ

MIMO channels using the weighted MMSE

13

島田理化技報No.16（2005）

criterion,

IEEE Trans. Commun., vol. 49, no.
12, pp. 2198-2206, 2002.

systems with tapped delay line structure,（7）G.J. Foschini, G.D. Golden, R.A. Valenzuela,

Redio Communications （PIMRC）, Spain,

and P.W. Wolniansky,

Simplified processing
for high spectral eﬃciency wireless communication employing multi-element arrays, IEEE
J. Select. Areas. Commun., vol. 17, no. 11, pp.
1841-1852, 1999.
（8）大鐘武雄，西村寿彦，小川恭孝 , MIMO チャネ
ルにおける空間分割多重方式とその基本特性 ,信学論 B, vol. J87-B, no. 9, pp.1162-1173, 2004.
（9）S.M. Alamouti,

A simple transmit techniquefor wireless communications,

IEEE Jour.
Selec. Areas Commun., vol. 16, pp. 1451-1458,
1998.
（10）V. Tarokh, N. Seshadri, and A.R. Calderbank,
Space-time codes for high data rate wirelessThe 15th IEEE Personal, Indooor and mobile
Sept. 2004.

（17）N. Stamoulis, N. Al-Dhahir and A.R. Calderbank, Further results on interference cancellation and space-time block codes,

Conf. on Signals, Systems and Computers,
2001.

Combined interference suppression and frequency domain equa-lization for（18）A.F. Naguib,

space-time block coded trans-mission, Proc.
IEEE ICC’03, Alaska, USA, pp. 3261-3266, May
2003.

（19）X.N. Tran, T. Taniguchi, and Y. Karasawa,
Spatio -temporal equalization for space -timecommunication: Performance critrion and code

block coded transmission over frequency
selective fading channel with co - channel

construction,interference,

IEEE Trans. Inform. Theory,
vol. 44, no. 2, pp. 744-765, 1998.
（11）A. Hottinen, O. Tirkkonen, and R. Wichman,（12）K.K. Wong, R.S.K. Cheng, K.B. Letaief and R.D.
Murch,

Adaptive antennas at the mobile andbase stations in an OFDM/TDMA systems,
IEEE Trans. Commun., vol. 49, no. 1, pp.
195-206, 2001.
（13）Y. Li, J.H. Winters and N.R. Sollenberger,
MIMO-OFDM for wireless communications:
Signal detection with enhanced channel
estimation,

IEEE Trans. Commun., vol. 50,

no. 9, pp. 1471-1477, 2002.
（14）H.H. Pham,

The weights determination
scheme for MIMO beamforming in frequencyselective fading channels, IEICE Trans.
Commun., vol. 87-B, no. 8, pp. 2243-2249, 2004.

（15）K.K. Wong, R.D. Murch and K.B. Letaief,
Optimizing time and space MIMO antenna
system for frequency selective fading
channels,IEEE Jour. Selec. Areas Commun.,vol. 19, no. 7. pp. 1395-1407, 2001.

（16）T. Taniguchi, H.H. Pham, X.N. Tran, and
Y. Karasawa,

Maximum SNR design andperformance analysis of MIMO communication

IEICE Trans. Fundamentals,

March 2005.（to appear）.
（20）D. Chizhik, G.J. Foschini, M.J. Gans, and R.A.
Valenzuela,

John Wiley & Sons td., 2003.

14

Asilomar

Keyholes, correlations, andcapacities of multielement transmit and recive
antennas,IEEE Trans. Wireless Communs.,
vol. 1, no. 2, pp. 361-368, 2002.
（21）唐沢好男 ,アダプティブアンテナからソフト

ウェアアンテナへ ,7, pp. 519-523, 2002.

計測と制御，vol. 41, no.

【技術開発】
電子部門

島田理化技報No.16（2005）

criterion,

IEEE Trans. Commun., vol. 49, no.
12, pp. 2198-2206, 2002.

systems with tapped delay line structure,（7）G.J. Foschini, G.D. Golden, R.A. Valenzuela,

Redio Communications （PIMRC）, Spain,

and P.W. Wolniansky,

Simplified processing
for high spectral eﬃciency wireless communication employing multi-element arrays, IEEE
J. Select. Areas. Commun., vol. 17, no. 11, pp.
1841-1852, 1999.
（8）大鐘武雄，西村寿彦，小川恭孝 , MIMO チャネ
ルにおける空間分割多重方式とその基本特性 ,信学論 B, vol. J87-B, no. 9, pp.1162-1173, 2004.
（9）S.M. Alamouti,

A simple transmit techniquefor wireless communications,

IEEE Jour.
Selec. Areas Commun., vol. 16, pp. 1451-1458,
1998.
（10）V. Tarokh, N. Seshadri, and A.R. Calderbank,
Space-time codes for high data rate wirelessThe 15th IEEE Personal, Indooor and mobile
Sept. 2004.

（17）N. Stamoulis, N. Al-Dhahir and A.R. Calderbank, Further results on interference cancellation and space-time block codes,

Conf. on Signals, Systems and Computers,
2001.

Combined interference suppression and frequency domain equa-lization for（18）A.F. Naguib,

space-time block coded trans-mission, Proc.
IEEE ICC’03, Alaska, USA, pp. 3261-3266, May
2003.

（19）X.N. Tran, T. Taniguchi, and Y. Karasawa,
Spatio -temporal equalization for space -timecommunication: Performance critrion and code

block coded transmission over frequency
selective fading channel with co - channel

construction,interference,

IEEE Trans. Inform. Theory,
vol. 44, no. 2, pp. 744-765, 1998.
（11）A. Hottinen, O. Tirkkonen, and R. Wichman,（12）K.K. Wong, R.S.K. Cheng, K.B. Letaief and R.D.
Murch,

Adaptive antennas at the mobile andbase stations in an OFDM/TDMA systems,
IEEE Trans. Commun., vol. 49, no. 1, pp.
195-206, 2001.
（13）Y. Li, J.H. Winters and N.R. Sollenberger,
MIMO-OFDM for wireless communications:
Signal detection with enhanced channel
estimation,

IEEE Trans. Commun., vol. 50,

no. 9, pp. 1471-1477, 2002.
（14）H.H. Pham,

The weights determination
scheme for MIMO beamforming in frequencyselective fading channels, IEICE Trans.
Commun., vol. 87-B, no. 8, pp. 2243-2249, 2004.

（15）K.K. Wong, R.D. Murch and K.B. Letaief,
Optimizing time and space MIMO antenna
system for frequency selective fading
channels,IEEE Jour. Selec. Areas Commun.,vol. 19, no. 7. pp. 1395-1407, 2001.

（16）T. Taniguchi, H.H. Pham, X.N. Tran, and
Y. Karasawa,

Maximum SNR design andperformance analysis of MIMO communication

IEICE Trans. Fundamentals,

March 2005.（to appear）.
（20）D. Chizhik, G.J. Foschini, M.J. Gans, and R.A.
Valenzuela,

John Wiley & Sons td., 2003.

14

Asilomar

Keyholes, correlations, andcapacities of multielement transmit and recive
antennas,IEEE Trans. Wireless Communs.,
vol. 1, no. 2, pp. 361-368, 2002.
（21）唐沢好男 ,アダプティブアンテナからソフト

ウェアアンテナへ ,7, pp. 519-523, 2002.

計測と制御，vol. 41, no.

【技術開発】
電子部門

〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

高速自動整合器の開発
百地俊也

Toshiya MOMOJI

浅利

哲

小澤

Satoshi ASARI

1．まえがきマイクロ波（主に ISM バンドである 2450 および俊雄

Toshio OZAWA

両プランジャーの反射位相を変え，負荷側のインピーダンスをマッチングするものである。
今回開発を行った自動整合器の最大の特徴はその5800MHz）の有望な利用方法のひとつとしてプラズマ発生装置がある。マイクロ波プラズマは，半導体製造技術に欠かせない気相成長法（CVD 法）やEチューナ
Eプランジャー

ドライエッチング技術などに利用される他，表面改質や有害ガスの分解などさまざまな分野に使用されている。

Hプランジャー
検波器

本自動整合器はこれらマイクロ波プラズマを、激Hチューナ

しい状態変化にも影響されず安定的に発生させるために用いられる装置である。
プラズマとは，電離した正イオンと電子の数がほ

図 1 EH チューナイメージ図

ぼ同数で，全体としては電気的中性な状態を指し，内部では殆ど電位差を持たない良伝導体である。このため，導波管内やチャンバー内でプラズマが発生整合方式であり，EH チューナの動作原理を厳密にした場合には，金属のポスト（サセプタンス）が突解析することにより，無駄な動作を無くし，高速な然挿入された事と等価な急激なインピーダンスの変整合を可能とした。

化が起こる。プラズマの発生・持続には高い電界が

図 2 に，信号源と負荷を含む自動整合器のブロッ必要であり，発生前後のインピーダンス変化の影響を受けずにマイクロ波エネルギーをプラズマに変換モータ

するために高速な自動整合器が必要となる。

一般的であり，すでに当社を含めた数社で商品化を

プローブ
信号源

Hチューナ

検波部

Eチューナ

外部制御

2．構成及び機能
マイクロ波における自動整合器は導波管タイプが

PC

導波管部

コントローラ制御部
負荷終えている。これら整合器のタイプには，導波管のE 面に垂直に 3 本若しくは 4 本の整合用スタブを挿

図2

ブロック構成図

入していく 3 スタブ若しくは 4 スタブチューナタイ
プと，E 面，H 面に備えた副導波管に各々プランジ

ク図を示す。自動整合器は主に導波管部，検波部，ャー（整合用可動短絡板）を設けた EH チューナタ

制御部からなる。検波部により，信号源から見たイプの2種類がある。今回の自動整合器の開発には，

EH チューナを含むインピーダンスを測定し，この整合理論は複雑であるが，信頼性・耐電力性の高い

結果より負荷のみのインピーダンスを算出し，制御

EH チューナを採用した。

部で制御されたモータによりEHチューナを駆動し，

図 1 に EH チューナのイメージを示す。E プラン
ジャー，H プランジャーの位置を変えることにより，負荷との整合を取るように動作する。制御は専用のコントローラ若しくは RS-232C を介し外部 PC によ17

〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

高速自動整合器の開発
百地俊也

Toshiya MOMOJI

浅利

哲

小澤

Satoshi ASARI

1．まえがきマイクロ波（主に ISM バンドである 2450 および俊雄

Toshio OZAWA

両プランジャーの反射位相を変え，負荷側のインピーダンスをマッチングするものである。
今回開発を行った自動整合器の最大の特徴はその5800MHz）の有望な利用方法のひとつとしてプラズマ発生装置がある。マイクロ波プラズマは，半導体製造技術に欠かせない気相成長法（CVD 法）やEチューナ
Eプランジャー

ドライエッチング技術などに利用される他，表面改質や有害ガスの分解などさまざまな分野に使用されている。

Hプランジャー
検波器

本自動整合器はこれらマイクロ波プラズマを、激Hチューナ

しい状態変化にも影響されず安定的に発生させるために用いられる装置である。
プラズマとは，電離した正イオンと電子の数がほ

図 1 EH チューナイメージ図

ぼ同数で，全体としては電気的中性な状態を指し，内部では殆ど電位差を持たない良伝導体である。このため，導波管内やチャンバー内でプラズマが発生整合方式であり，EH チューナの動作原理を厳密にした場合には，金属のポスト（サセプタンス）が突解析することにより，無駄な動作を無くし，高速な然挿入された事と等価な急激なインピーダンスの変整合を可能とした。

化が起こる。プラズマの発生・持続には高い電界が

図 2 に，信号源と負荷を含む自動整合器のブロッ必要であり，発生前後のインピーダンス変化の影響を受けずにマイクロ波エネルギーをプラズマに変換モータ

するために高速な自動整合器が必要となる。

一般的であり，すでに当社を含めた数社で商品化を

プローブ
信号源

Hチューナ

検波部

Eチューナ

外部制御

2．構成及び機能
マイクロ波における自動整合器は導波管タイプが

PC

導波管部

コントローラ制御部
負荷終えている。これら整合器のタイプには，導波管のE 面に垂直に 3 本若しくは 4 本の整合用スタブを挿

図2

ブロック構成図

入していく 3 スタブ若しくは 4 スタブチューナタイ
プと，E 面，H 面に備えた副導波管に各々プランジ

ク図を示す。自動整合器は主に導波管部，検波部，ャー（整合用可動短絡板）を設けた EH チューナタ

制御部からなる。検波部により，信号源から見たイプの2種類がある。今回の自動整合器の開発には，

EH チューナを含むインピーダンスを測定し，この整合理論は複雑であるが，信頼性・耐電力性の高い

結果より負荷のみのインピーダンスを算出し，制御

EH チューナを採用した。

部で制御されたモータによりEHチューナを駆動し，

図 1 に EH チューナのイメージを示す。E プラン
ジャー，H プランジャーの位置を変えることにより，負荷との整合を取るように動作する。制御は専用のコントローラ若しくは RS-232C を介し外部 PC によ17島田理化技報No.16（2005）

高速自動整合器の開発

り制御が可能である。

負荷インピーダンスを算出する。その後Ｅ、H チュ

ナでの往復距離（位相）が変わり，合成される信号

3.2.2 負荷インピーダンスの推定
図 5 に信号源、EH チューナ，負荷を接続した状

前述のとおり，EH チューナは一般的なスタブタ

ーナのいずれかを移動しスミスチャート上のインピの位相も変わる。2 つの信号の位相を自由に変えら

イプのチューナに比べて，耐電力性が良く，半導体

ーダンス点を R＝1 又は G ＝ 1 の円上に来るようにれるので，任意の反射振幅と反射位相が設定できる態を示す。EH チューナのインピーダンスをプロセスで使用されるマイクロ波電力 6kW でも問しておき、その後 VSWR＝1 へ移動するよう別のチことになる。

荷のインピーダンスを

題が無く使用することができる。但し，EH チュー

ューナを移動させることで整合を行っていた。

ナはスタブタイプに比べ大型になるため，H アーム
に関して E 曲がり導波管で接続する事により小型化（1）を図っている 。

しかし、実際のＥＨチューナは、このような単純（3）なモデルでは表すことができない 。このため整合

以上の関係を式で書けば次のようになる。E チューナから分岐される信号電圧
岐される信号電圧，H チューナから分は，次のように表される。

動作に入っても、測定と整合を繰り返すことになり、

表 1 に主な性能を示した。整合範囲は VSWR10，負信号源から見た負荷を含，

めた EH チューナの反射係数ベクトルをΓとする。
EH チューナは左右対称であり，信号源が無反射であるから負荷から EH チューナを見た反射係数ベクトルは EH チューナ自身の反射係数ベクトルと等整合を完了するまでに時間が掛かっていた。

…………………………………………………（1）しく…………………………………………………（2）信号源と し て 示 し た。

まで可能であり，整合時間は実用範囲では 1 秒，最悪の条件でも 2 秒以内での整合を可能とした。

3.2 新整合方式（コンジュゲートマッチング方式）
ここで提案する新しい整合方式は EH チューナを等価回路で表現するのではなく，その信号の伝播特

表 1 主要性能
項

目

仕 様 値

性をそのまま理論式へと展開し，EH チューナを含

ここで，位相は各チューナの信号位相であり，E，めたインピーダンスの測定結果から負荷インピーダ

H チューナの分岐点からプランジャーまでの距離のンスをこの理論式に基づいて算出し，これに対する関数である。
これは必ずしも線形関数とは限らない。

周 波 数 範 囲

2450 ± 30MHz整囲

VSWR 10 以下

値

VSWR 1.2 以下

複素共役インピーダンスを EH チューナで生成し整

合

整

範
合

EH チューナ自身の反射係数ベクトル

1

EH
チューナ

Γ

図5

Zt

P

Γt ΓL

負荷
Z L=R+jX

各部の信号

は信号

印

加

電

力

1.5 〜 6kW合する方式を考案した（コンジュゲートマッチン

源電圧を 1 としたときの信号源に戻る信号電圧，即

整

合

時

間

2sec 以下グ）。

ち E チューナ及び H チューナから信号源側に分岐される。信号源から見た反射係数ベクトルΓは導波管

管27 × 96mm 東芝サイズ

ジ

TBR-2A2れる信号の和であるから次式になる。

部に挿入した 4 本のプローブにより各部の電圧定在

導
フ

波
ラ

外形
寸法
電

ン

チューナ部

W187 × H319 × D300mm

コントローラ部

W150 × H50 × D100mm

源

AC

100V

3．整合原理3.2.1 EH チューナにおける電力の伝播特性信号源から入力された信号は E チューナ及び H チ

EHチューナの信号源を見た反射係数ベクトル

よび，EH チューナの透過係数 P は，式
（3）
，式
（4）

た信号はプランジャー端面まで進みそこで全反射しにより EH チューナの任意の状態で値を求めることて戻ってくる。ここで熱損失は無視でき、プランジが出来る。
…………………………………………………（3）は，EH チュー波管の信号源側と負荷側に再びそれぞれ 2 分割されまた，EHチューナの透過係数ベクトルPは信号

ナの等価回路としてリアクタンス素子 3 個を T 型又る。それぞれの分割された信号は元の電力の 1/4 で電圧を1としたときの負荷側に進む信号電圧，即ちはπ型に接続したものと仮定し，必要な反射特性をあり，電圧振幅は 1/2 となる。

Eチューナ及び Hチューナから負荷側に分岐される

従来用いられていた整合理論得るための計算を行い，この結果により負荷の整合を取ろうとしていた。

また、図 4 の如く、Ｅチューナからの反射波と H
相関係は、E チューナからの反射波と H チューナかは負荷のインピーダンスである。Ze と Zh は等価回

らの反射波が信号源側に合成される時の位相関係と路のリアクタンスを示し，EH チューナの分岐部か逆となる。

これら既知のΓ，Γt，P を使って負荷のみの反射係数ベクトルは，各々の反射波の多重反射を考慮して算出し，次式のように求められる。
…………………………………………………（5）信号の和であるからチューナからの反射波が負荷側に合成される時の位

図 3 にπ型等価回路の例を示す。図において，ZLらの距離の関数である。

おューナにそれぞれ等分配される。各チューナに入っ相が遅れることとなる。戻ってきた信号は，元の導
（1），
（2）

は次のようして求めら波を測定する事により，算出が可能である。また，

ャー端面と分岐点までの往復の伝送線路長分だけ位

3.1 従来の方法

負荷のインピーダンス

さらに，負荷のインピーダンス

は次式の様に求められる。
…………………………………………………（6）さらに，プランジャーの位置を変えると各チュー

整合手順は，検波器により入力インピーダンスを測定し、前述の等価回路より求めた近似式を用いて…………………………………………………（4）

負荷側

負荷側

と表される。

図3

18

EH チューナのπ型等価回路

図4

信号源側

分岐方向における位相（電界分布）

負荷のインピーダンスが分り，この負荷に整合す

これらの関係は，実際に測定したチューナの反べきEHチューナのインピーダンスも分かったので，

射特性と一致しており，実用上非常に有効である。

このインピーダンスから，EH チューナの両プラン,
信号源側

3.2.3 負荷の整合方法とプランジャ位置関係は実際に測定してグジャーの位置を求めることが次の課題である。EH

ラフ化又は近似多項式にして関係付けておく必要がチューナと負荷との整合をとるためには，次式のよある。

うに EH チューナのインピーダンスを変化させることで実現できる。

19

島田理化技報No.16（2005）

高速自動整合器の開発

り制御が可能である。

負荷インピーダンスを算出する。その後Ｅ、H チュ

ナでの往復距離（位相）が変わり，合成される信号

3.2.2 負荷インピーダンスの推定
図 5 に信号源、EH チューナ，負荷を接続した状

前述のとおり，EH チューナは一般的なスタブタ

ーナのいずれかを移動しスミスチャート上のインピの位相も変わる。2 つの信号の位相を自由に変えら

イプのチューナに比べて，耐電力性が良く，半導体

ーダンス点を R＝1 又は G ＝ 1 の円上に来るようにれるので，任意の反射振幅と反射位相が設定できる態を示す。EH チューナのインピーダンスをプロセスで使用されるマイクロ波電力 6kW でも問しておき、その後 VSWR＝1 へ移動するよう別のチことになる。

荷のインピーダンスを

題が無く使用することができる。但し，EH チュー

ューナを移動させることで整合を行っていた。

ナはスタブタイプに比べ大型になるため，H アーム
に関して E 曲がり導波管で接続する事により小型化（1）を図っている 。

しかし、実際のＥＨチューナは、このような単純（3）なモデルでは表すことができない 。このため整合

以上の関係を式で書けば次のようになる。E チューナから分岐される信号電圧
岐される信号電圧，H チューナから分は，次のように表される。

動作に入っても、測定と整合を繰り返すことになり、

表 1 に主な性能を示した。整合範囲は VSWR10，負信号源から見た負荷を含，

めた EH チューナの反射係数ベクトルをΓとする。
EH チューナは左右対称であり，信号源が無反射であるから負荷から EH チューナを見た反射係数ベクトルは EH チューナ自身の反射係数ベクトルと等整合を完了するまでに時間が掛かっていた。

…………………………………………………（1）しく…………………………………………………（2）信号源と し て 示 し た。

まで可能であり，整合時間は実用範囲では 1 秒，最悪の条件でも 2 秒以内での整合を可能とした。

3.2 新整合方式（コンジュゲートマッチング方式）
ここで提案する新しい整合方式は EH チューナを等価回路で表現するのではなく，その信号の伝播特

表 1 主要性能
項

目

仕 様 値

性をそのまま理論式へと展開し，EH チューナを含

ここで，位相は各チューナの信号位相であり，E，めたインピーダンスの測定結果から負荷インピーダ

H チューナの分岐点からプランジャーまでの距離のンスをこの理論式に基づいて算出し，これに対する関数である。
これは必ずしも線形関数とは限らない。

周 波 数 範 囲

2450 ± 30MHz整囲

VSWR 10 以下

値

VSWR 1.2 以下

複素共役インピーダンスを EH チューナで生成し整

合

整

範
合

EH チューナ自身の反射係数ベクトル

1

EH
チューナ

Γ

図5

Zt

P

Γt ΓL

負荷
Z L=R+jX

各部の信号

は信号

印

加

電

力

1.5 〜 6kW合する方式を考案した（コンジュゲートマッチン

源電圧を 1 としたときの信号源に戻る信号電圧，即

整

合

時

間

2sec 以下グ）。

ち E チューナ及び H チューナから信号源側に分岐される。信号源から見た反射係数ベクトルΓは導波管

管27 × 96mm 東芝サイズ

ジ

TBR-2A2れる信号の和であるから次式になる。

部に挿入した 4 本のプローブにより各部の電圧定在

導
フ

波
ラ

外形
寸法
電

ン

チューナ部

W187 × H319 × D300mm

コントローラ部

W150 × H50 × D100mm

源

AC

100V

3．整合原理3.2.1 EH チューナにおける電力の伝播特性信号源から入力された信号は E チューナ及び H チ

EHチューナの信号源を見た反射係数ベクトル

よび，EH チューナの透過係数 P は，式
（3）
，式
（4）

た信号はプランジャー端面まで進みそこで全反射しにより EH チューナの任意の状態で値を求めることて戻ってくる。ここで熱損失は無視でき、プランジが出来る。
…………………………………………………（3）は，EH チュー波管の信号源側と負荷側に再びそれぞれ 2 分割されまた，EHチューナの透過係数ベクトルPは信号

ナの等価回路としてリアクタンス素子 3 個を T 型又る。それぞれの分割された信号は元の電力の 1/4 で電圧を1としたときの負荷側に進む信号電圧，即ちはπ型に接続したものと仮定し，必要な反射特性をあり，電圧振幅は 1/2 となる。

Eチューナ及び Hチューナから負荷側に分岐される

従来用いられていた整合理論得るための計算を行い，この結果により負荷の整合を取ろうとしていた。

また、図 4 の如く、Ｅチューナからの反射波と H
相関係は、E チューナからの反射波と H チューナかは負荷のインピーダンスである。Ze と Zh は等価回

らの反射波が信号源側に合成される時の位相関係と路のリアクタンスを示し，EH チューナの分岐部か逆となる。

これら既知のΓ，Γt，P を使って負荷のみの反射係数ベクトルは，各々の反射波の多重反射を考慮して算出し，次式のように求められる。
…………………………………………………（5）信号の和であるからチューナからの反射波が負荷側に合成される時の位

図 3 にπ型等価回路の例を示す。図において，ZLらの距離の関数である。

おューナにそれぞれ等分配される。各チューナに入っ相が遅れることとなる。戻ってきた信号は，元の導
（1），
（2）

は次のようして求めら波を測定する事により，算出が可能である。また，

ャー端面と分岐点までの往復の伝送線路長分だけ位

3.1 従来の方法

負荷のインピーダンス

さらに，負荷のインピーダンス

は次式の様に求められる。
…………………………………………………（6）さらに，プランジャーの位置を変えると各チュー

整合手順は，検波器により入力インピーダンスを測定し、前述の等価回路より求めた近似式を用いて…………………………………………………（4）

負荷側

負荷側

と表される。

図3

18

EH チューナのπ型等価回路

図4

信号源側

分岐方向における位相（電界分布）

負荷のインピーダンスが分り，この負荷に整合す

これらの関係は，実際に測定したチューナの反べきEHチューナのインピーダンスも分かったので，

射特性と一致しており，実用上非常に有効である。

このインピーダンスから，EH チューナの両プラン,
信号源側

3.2.3 負荷の整合方法とプランジャ位置関係は実際に測定してグジャーの位置を求めることが次の課題である。EH

ラフ化又は近似多項式にして関係付けておく必要がチューナと負荷との整合をとるためには，次式のよある。

うに EH チューナのインピーダンスを変化させることで実現できる。

19

島田理化技報No.16（2005）

高速自動整合器の開発…………………………………………………（7）
ここで
とき，

*は

………………………………………………… （11）の共役複素数で， ＝ R ＋ jX の

＝ R − jX とすることである。

EH チューナを与えられたインピーダンスにする

筆者紹介
電子事業本部，は入れ替えても良い。

東京製作所

このことから任意の Zt 即ち任意の R，X に対して，を求め，先に測定した，とマイクロ波技術部

百地 俊也には次のようにすれば出来る。例えば E チューナを上式により固定して H チューナの位置を変えながら，反射係数

位置の関係からプランジャー位置が求められ，ここベクトルを測定し，反射係数ベクトル OH をスミスの位置に移動させることにより任意の � を実現で電子事業本部

チャート上にプロットすると，例えば図 6 の様になきることになる。

東京製作所る。即ち，E チューナからの反射ベクトル OE の先

このような，原理に基づき整合を行うために，一端 E を中心に，H チューナからの反射ベクトル EH

回のインピーダンスの測定を行うことにより，最適があり，EH ベクトルの傾きが H チューナ位置でな EH チューナにおけるプランジャーの位置を算出

決まる H チューナからの反射波位相である。
（式（3）でき，無駄な動きの無い高速な整合が可能となる。

を参照）

4．まとめ
負荷の変動に対し短時間で整合を取り、注入する

マイクロ波技術部

浅利

哲

電子事業本部顧問

小澤 俊雄

マイクロ波を効率よくエネルギーに変換するためのH装置として高速自動整合器を開発した。今後更なるɵh

高速化の要求があった場合にも対応できるよう研究E

ɵeを継続していきたい。

5．参考文献０（1）森 智之，矢野 匡亮： VSWR 自動整合器の開発 , 島田理化技報，No.8，pp.41-49，1996.
（2）水島 弘二： マイクロ波加熱装置用 VSWR 自動
整 合 器 , 島 田 理 化 技 報，Vol.1 No.2，pp.1419，1991.
図6

EH チューナの反射ベクトル（3）石井，東，青木，大井： マイクロ波回路 , 日刊工業新聞社139-140.

電 子 回 路 設 計 シ リ ー ズ，pp.

EH チューナの設定インピーダンスを正確に把握するために，このとプランジャー位置関係を，細かく測定し記録することが重要である。
また，H チューナを固定し E チューナを移動した
場合は，図 6 における E と H の関係が反対になる。
＝ R − jX を実現するためには…………………………………………………（8）…………………………………………………（9）となり，これより，を解く。即ち，………………………………………………… （10）2021

島田理化技報No.16（2005）

高速自動整合器の開発…………………………………………………（7）
ここで
とき，

*は

………………………………………………… （11）の共役複素数で， ＝ R ＋ jX の

＝ R − jX とすることである。

EH チューナを与えられたインピーダンスにする

筆者紹介
電子事業本部，は入れ替えても良い。

東京製作所

このことから任意の Zt 即ち任意の R，X に対して，を求め，先に測定した，とマイクロ波技術部

百地 俊也には次のようにすれば出来る。例えば E チューナを上式により固定して H チューナの位置を変えながら，反射係数

位置の関係からプランジャー位置が求められ，ここベクトルを測定し，反射係数ベクトル OH をスミスの位置に移動させることにより任意の � を実現で電子事業本部

チャート上にプロットすると，例えば図 6 の様になきることになる。

東京製作所る。即ち，E チューナからの反射ベクトル OE の先

このような，原理に基づき整合を行うために，一端 E を中心に，H チューナからの反射ベクトル EH

回のインピーダンスの測定を行うことにより，最適があり，EH ベクトルの傾きが H チューナ位置でな EH チューナにおけるプランジャーの位置を算出

決まる H チューナからの反射波位相である。
（式（3）でき，無駄な動きの無い高速な整合が可能となる。

を参照）

4．まとめ
負荷の変動に対し短時間で整合を取り、注入する

マイクロ波技術部

浅利

哲

電子事業本部顧問

小澤 俊雄

マイクロ波を効率よくエネルギーに変換するためのH装置として高速自動整合器を開発した。今後更なるɵh

高速化の要求があった場合にも対応できるよう研究E

ɵeを継続していきたい。

5．参考文献０（1）森 智之，矢野 匡亮： VSWR 自動整合器の開発 , 島田理化技報，No.8，pp.41-49，1996.
（2）水島 弘二： マイクロ波加熱装置用 VSWR 自動
整 合 器 , 島 田 理 化 技 報，Vol.1 No.2，pp.1419，1991.
図6

EH チューナの反射ベクトル（3）石井，東，青木，大井： マイクロ波回路 , 日刊工業新聞社139-140.

電 子 回 路 設 計 シ リ ー ズ，pp.

EH チューナの設定インピーダンスを正確に把握するために，このとプランジャー位置関係を，細かく測定し記録することが重要である。
また，H チューナを固定し E チューナを移動した
場合は，図 6 における E と H の関係が反対になる。
＝ R − jX を実現するためには…………………………………………………（8）…………………………………………………（9）となり，これより，を解く。即ち，………………………………………………… （10）2021

島田理化技報No.16（2005）

通信用ミリ波フロントエンドモジュール〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

通信用ミリ波フロントエンドモジュール
高橋勲

Isao TAKAHASHI小杉正則

Masanori KOSUGI

若菱

忠高

Tadataka WAKABISHI森智之

Tomoyuki MORI市川

（2GHz帯）ベースバンド
信号入力

AMP

AMP
FILTER

就啓

PLL

従来からミリ波帯は次世代の電波資源として注目

2000 年 8 月，郵政省（現 総務省）は 60GHz 帯無されてきた。近年，ミリ波利用の研究成果が少しず

線システム導入のため制度改正を行い，免許を要す

つ結実し，身近な例では自動車の衝突防止レーダがる無線局と免許を要しない無線局とに大別し，そ一般車に搭載されるようになった。これはミリ波のれぞれに対し技術的条件などの関連規定を整備し特長である直進性が強いことや，装置が小型・軽た。当社が注目しているのは免許を要しない特定小量にできることを利用した例である。この他にもミ

電力無線局であり，その技術的条件は周波数帯域

リ波の特長である伝播損失が大きいことを長所と59GHz 〜 66GHz，空中線電力 10mW 以下，空中線

してとらえ，積極的に利用を計画しているのが無線利得 47dBi 以下である。

BPF1

PLO

（14GHz 帯）
RF部

PLO：Phase Lock Oscillator
DOUBLER：2逓倍器
PA：Power Ampliﬁer
図160GHz 送信モジュール ブロックダイヤグラム
表1

60GHz 送信モジュール主要性能

項

M

O

D

部

目

性

変調方式

2FSK 変調

変調速度

150Mbps max.

ベースバンド信号レベル

CMOS

出力周波数
（IF）

2GHz 帯

信号出力レベル（IF）＋ 3dBm ± 2dB

能LAN や DSRC（専用狭域通信）で，これは伝播損

60GHz 帯の電波伝播特性の特長は，大気（酸素）失が大きいために隣接する通信領域の無線周波数が減衰が極端に大きく，電波は遠くまで到達しないこ

互いの干渉レベルに達しないことを利用したものでとである。この特長を利用すると，小さな通信セルある。 逆に伝播損失が大きいことを短所としてとを多数構成したネットワーク上で周波数を繰り返し

周波数安定度± 2.5ppm max.
（± 1ppm Typical）

らえ，これを補おうとするのが光ファイバ無線で，利用することができるので無線 LAN などに適して

局発周波数
（LO）

14GHz帯光ファイバケーブルの低損失がミリ波の伝播損失をいる。また，アドホック（Ad Hoc）通信のようにIF 入力レベル＋ 3dBm ± 2dB

補い長距離伝送を可能にするだけではなく，曲がり

アクセスポイントを介さない無線装置同士の直接通RF出力周波数60GHz帯

くねった配線路が容易に実現できるため 変形した

信も簡便な方法として実用化が期待されている。

RF 出力レベル＋ 10dBm ＋ 1.7dB/ − 3dB（10mW ± 50%）IF 端子

SMA コネクタ

RF 端子

導波管
（WR − 15, Flange:UG − 385/U）

消費電力（＋ 5V）

2W 以下

動作温度範囲

− 20℃〜＋ 60℃

質量約 300g

通信領域の構成も可能になる。

− 85dBc/Hz Typical @10kHz
位相雑音

R

部

送信モジュール

60GHz 帯送信モジュール

ここで紹介する送信モジュールは，キャリア周波逓倍器など）が容易に入手できるようになり，これ

数 2GHz 帯の変調波を 60GHz 帯に周波数変換し，送らを組合わせてモジュール化することにより 小型

信電力 10mW を得るもので，図 1 にブロックダイア

化と低コスト化が実現できるようになった。このよ

グラムを示す。FSK 変調波を生成する MOD 部と前うに，ミリ波利用は研究段階から実用化（企業にお記変調波を 60GHz 帯に周波数変換して送信する RF

（1），
（2），
（3）

いては事業化）の段階に入った。

部から構成されている。この送信モジュールの主要

当社ではこれまで準ミリ波帯とミリ波帯のフロン

性能を表 1 に示す。送信電力は動作温度範囲内で温トエンドモジュールを製品化してきたが（4）これらの基盤技術を拡張し，より高い周波数領域に対し技度補償回路が作動しており，59GHz 〜 60GHz の周波数範囲において温度と周波数の依存性は 2dBp-p

術開発を推進した結果，いくつかの成果が得られて以内である。図 2 に送信電力の温度と周波数依存性いる。本稿では 60GHz 帯および 50GHz 帯の通信用を示す。

フロントエンドモジュールについて具体例を紹介す

また，図 3 に指向性利得 33dBi のカセグレンアンテ

る。

ナと組合わせた送信モジュールの外観を示す。

12.00

出力電力［dBm］

2.1

コストのデバイス類（アンプ，ミクサー，発振器，

22F

ドモジュールを紹介する。

は着実に培われており，近年では特に半導体デバイスの開発において成果が上がっている。例えば，低− 100dBc/Hz Typical @100kHz− 127dBc/Hz Typical @1MHz

ここでは高速固定通信用に開発したフロントエン

一方，前記ミリ波利用計画を実現するための技術

出力（60GHz帯）

MOD部

VCO：電圧可変発振器
PLL ：Phase Lock Loop

2．60GHz 帯通信用フロントエンドモジュール

PA

LO

DOUBLER

RF

BPF2

REF

Shigenori ICHIKAWA

1．まえがき

MIX

IF

VCO

11.50
11.00
10.50
10.00
9.50
−20℃
＋25℃
＋60℃

9.00
8.50
8.00

59

59.2

59.4

59.6

59.8

60

周波数
［GHz］

図2

60GHz 帯送信モジュール出力電力特性

図３ カセグレンアンテナと組合わせた
60GHz 帯送信モジュール外観23

島田理化技報No.16（2005）

通信用ミリ波フロントエンドモジュール〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

通信用ミリ波フロントエンドモジュール
高橋勲

Isao TAKAHASHI小杉正則

Masanori KOSUGI

若菱

忠高

Tadataka WAKABISHI森智之

Tomoyuki MORI市川

（2GHz帯）ベースバンド
信号入力

AMP

AMP
FILTER

就啓

PLL

従来からミリ波帯は次世代の電波資源として注目

2000 年 8 月，郵政省（現 総務省）は 60GHz 帯無されてきた。近年，ミリ波利用の研究成果が少しず

線システム導入のため制度改正を行い，免許を要す

つ結実し，身近な例では自動車の衝突防止レーダがる無線局と免許を要しない無線局とに大別し，そ一般車に搭載されるようになった。これはミリ波のれぞれに対し技術的条件などの関連規定を整備し特長である直進性が強いことや，装置が小型・軽た。当社が注目しているのは免許を要しない特定小量にできることを利用した例である。この他にもミ

電力無線局であり，その技術的条件は周波数帯域

リ波の特長である伝播損失が大きいことを長所と59GHz 〜 66GHz，空中線電力 10mW 以下，空中線

してとらえ，積極的に利用を計画しているのが無線利得 47dBi 以下である。

BPF1

PLO

（14GHz 帯）
RF部

PLO：Phase Lock Oscillator
DOUBLER：2逓倍器
PA：Power Ampliﬁer
図160GHz 送信モジュール ブロックダイヤグラム
表1

60GHz 送信モジュール主要性能

項

M

O

D

部

目

性

変調方式

2FSK 変調

変調速度

150Mbps max.

ベースバンド信号レベル

CMOS

出力周波数
（IF）

2GHz 帯

信号出力レベル（IF）＋ 3dBm ± 2dB

能LAN や DSRC（専用狭域通信）で，これは伝播損

60GHz 帯の電波伝播特性の特長は，大気（酸素）失が大きいために隣接する通信領域の無線周波数が減衰が極端に大きく，電波は遠くまで到達しないこ

互いの干渉レベルに達しないことを利用したものでとである。この特長を利用すると，小さな通信セルある。 逆に伝播損失が大きいことを短所としてとを多数構成したネットワーク上で周波数を繰り返し

周波数安定度± 2.5ppm max.
（± 1ppm Typical）

らえ，これを補おうとするのが光ファイバ無線で，利用することができるので無線 LAN などに適して

局発周波数
（LO）

14GHz帯光ファイバケーブルの低損失がミリ波の伝播損失をいる。また，アドホック（Ad Hoc）通信のようにIF 入力レベル＋ 3dBm ± 2dB

補い長距離伝送を可能にするだけではなく，曲がり

アクセスポイントを介さない無線装置同士の直接通RF出力周波数60GHz帯

くねった配線路が容易に実現できるため 変形した

信も簡便な方法として実用化が期待されている。

RF 出力レベル＋ 10dBm ＋ 1.7dB/ − 3dB（10mW ± 50%）IF 端子

SMA コネクタ

RF 端子

導波管
（WR − 15, Flange:UG − 385/U）

消費電力（＋ 5V）

2W 以下

動作温度範囲

− 20℃〜＋ 60℃

質量約 300g

通信領域の構成も可能になる。

− 85dBc/Hz Typical @10kHz
位相雑音

R

部

送信モジュール

60GHz 帯送信モジュール

ここで紹介する送信モジュールは，キャリア周波逓倍器など）が容易に入手できるようになり，これ

数 2GHz 帯の変調波を 60GHz 帯に周波数変換し，送らを組合わせてモジュール化することにより 小型

信電力 10mW を得るもので，図 1 にブロックダイア

化と低コスト化が実現できるようになった。このよ

グラムを示す。FSK 変調波を生成する MOD 部と前うに，ミリ波利用は研究段階から実用化（企業にお記変調波を 60GHz 帯に周波数変換して送信する RF

（1），
（2），
（3）

いては事業化）の段階に入った。

部から構成されている。この送信モジュールの主要

当社ではこれまで準ミリ波帯とミリ波帯のフロン

性能を表 1 に示す。送信電力は動作温度範囲内で温トエンドモジュールを製品化してきたが（4）これらの基盤技術を拡張し，より高い周波数領域に対し技度補償回路が作動しており，59GHz 〜 60GHz の周波数範囲において温度と周波数の依存性は 2dBp-p

術開発を推進した結果，いくつかの成果が得られて以内である。図 2 に送信電力の温度と周波数依存性いる。本稿では 60GHz 帯および 50GHz 帯の通信用を示す。

フロントエンドモジュールについて具体例を紹介す

また，図 3 に指向性利得 33dBi のカセグレンアンテ

る。

ナと組合わせた送信モジュールの外観を示す。

12.00

出力電力［dBm］

2.1

コストのデバイス類（アンプ，ミクサー，発振器，

22F

ドモジュールを紹介する。

は着実に培われており，近年では特に半導体デバイスの開発において成果が上がっている。例えば，低− 100dBc/Hz Typical @100kHz− 127dBc/Hz Typical @1MHz

ここでは高速固定通信用に開発したフロントエン

一方，前記ミリ波利用計画を実現するための技術

出力（60GHz帯）

MOD部

VCO：電圧可変発振器
PLL ：Phase Lock Loop

2．60GHz 帯通信用フロントエンドモジュール

PA

LO

DOUBLER

RF

BPF2

REF

Shigenori ICHIKAWA

1．まえがき

MIX

IF

VCO

11.50
11.00
10.50
10.00
9.50
−20℃
＋25℃
＋60℃

9.00
8.50
8.00

59

59.2

59.4

59.6

59.8

60

周波数
［GHz］

図2

60GHz 帯送信モジュール出力電力特性

図３ カセグレンアンテナと組合わせた
60GHz 帯送信モジュール外観23

島田理化技報

2.2

No.16（2005）

通信用ミリ波フロントエンドモジュール

60GHz 帯受信モジュール路を有した RF 部および PLL 周波数シンセサイザをここで紹介する受信モジュールは，前項送信モジ

2.3

60GHz 帯アンテナと OMT（偏分波器）

図 3 に送信モジュールと組合わせたカセグレンア

有した PLO 部で構成されている。

ュールと対向して使われるもので 60GHz 帯の FSK

この受信モジュールの主要性能を表 2 に示す。動ンテナを示すが，この副鏡の反射形態からリングフ

変調波を低雑音増幅した後，2GHz 帯に周波数変換

作温度範囲内で雑音指数は 8dB 以下，変換利得は 20

ォーカス型カセグレンアンテナと呼んでいる。主鏡

し復調部に出力するもので，図 4 にブロックダイア

dB である。また，図 5 に指向性利得 25dBi のホーンの直径は 112mm で指向性利得は 33dBi，主ビームグラムを示す。60GHz 帯低雑音増幅器とミクサー回アンテナと組合わせた受信モジュールの外観を示す。

電力半値幅
（以降、
ビーム半値幅と記す）は3°である。
もし，円偏波で使う場合には円形導波管部に金属だけで構成された円偏波発生器（5）を挿入すればよい。

MIX（14GHz帯） LO

VCO

DOUBLERBPF1AMP
FILTER

RF

BPF2
LNA

AMP

入力
（60GHz帯）

が高く製造方法も比較的容易なためよく使用されているアンテナである。図 6 に示す最もサイズが大き

REF

AMP

PLO部

BPF3

RF部
図4

L

O

F

部

部

受信モジュールIF
出力（2GHz帯）能

60GHz 帯導波管スロットアンテナ

図 7 に導波管スロットアンテナを示す。指向性利
向が 3°
である。

性

給電側

得が 15dBi でビーム半値幅は 30°
である。

表2

目

図７

9°
であり，最もサイズが小さいアンテナは指向性利

得は 28dBi でビーム半値幅は水平方向が 11，垂直方

60GHz 受信モジュール主要性能

スロット面

いアンテナは指向性利得が 25dBi でビーム半値幅は60GHz 受信モジュール ブロックダイアグラム

項R

図 6 に各種ピラミダルホーンを示す。用途により指向性利得とビーム幅を選択するが，その際自由度

PLLP

この時，アンテナの楕円偏波率は 0.8dB 以下である。

図 8 に OMT（偏分波器）を示す。 OMT の機能
は垂直偏波と水平偏波を分離することで，円形導波

出力周波数14GHz帯出力レベル+3dBm± 2dB

出力端子

SMAコネクタ

消費電力（＋ 12V, ＋ 5V）

2W以下

周波数安定度± 2.5ppm max.（± 1ppm Typical）

導波管 TE11 モードの水平偏波は前記共軸端子と直RF入力周波数60GHz帯RF入力レベル− 70〜− 40dBm

交分岐する方形導波管端子に TE10 モードを結合伝

局発周波数
（LO）

14GHz帯

LO入力レベル

＋ 3dBm± 2dB用するアンテナ給電系には不可欠な部品である。電IF出力周波数

2GHz帯

受信利得

20dB Tyipcal

気性能は周波数 59GHz 〜 61GHz において 交差偏波

雑音指数
（NF）

8dB以下

RF端子

導波管（WR− 15, Flange:UG− 385/U）

IF端子

SMAコネクタ

消費電力（＋ 5V）

3W以下

動作温度範囲

− 20℃〜＋ 60℃

質量約 350g

管 TE11 モードの垂直偏波は伝送軸を共有する方形
導波管共軸端子に TE10 モードを結合伝送し，円形送するもので，周波数有効利用の目的で両偏波を使

図８

識別度が 45dB 以上，VSWR が 1.2 以下，挿入損失

60GHz 帯 OMT（偏分波器）（6）が 0.3dB 以下である。

2.4

60GHz 帯導波管部品

ミリ波回路を集積化する際，伝送線路としてマ
イクロストリップ線路を使うことは便利であるが，伝送基本モードである準 TEM モードの誘電体損失が支配的になる周波数領域では損失が増大し使えない。このため，当社では複数の機能部品を組合わせてモジュール化する際，積極的に導波管部品を採用している。60GHz における単位長あたりの伝送損失を比較すると，マイクロストリップ線路は 1.5dB/10mm（厚さ 0.1mm の PTFE 基板，導体厚18μm）
に対し導波管TE10モードは0.03dB/10mm（導波管サイズ WR15，材質はアルミニューム）であり，

図524

ホーンアンテナと組合わせた 60GHz 帯受信モジュール外観図６60GHz 帯各種ピラミダルホーン

導波管は優れた低損失伝送線路であることが分かる。図 9（a）にサーキュレータを，図 9（b）に電力 3 分配器（7）を示す。サーキュレータは接合形で 59GHz

25

島田理化技報

2.2

No.16（2005）

通信用ミリ波フロントエンドモジュール

60GHz 帯受信モジュール路を有した RF 部および PLL 周波数シンセサイザをここで紹介する受信モジュールは，前項送信モジ

2.3

60GHz 帯アンテナと OMT（偏分波器）

図 3 に送信モジュールと組合わせたカセグレンア

有した PLO 部で構成されている。

ュールと対向して使われるもので 60GHz 帯の FSK

この受信モジュールの主要性能を表 2 に示す。動ンテナを示すが，この副鏡の反射形態からリングフ

変調波を低雑音増幅した後，2GHz 帯に周波数変換

作温度範囲内で雑音指数は 8dB 以下，変換利得は 20

ォーカス型カセグレンアンテナと呼んでいる。主鏡

し復調部に出力するもので，図 4 にブロックダイア

dB である。また，図 5 に指向性利得 25dBi のホーンの直径は 112mm で指向性利得は 33dBi，主ビームグラムを示す。60GHz 帯低雑音増幅器とミクサー回アンテナと組合わせた受信モジュールの外観を示す。

電力半値幅
（以降、
ビーム半値幅と記す）は3°である。
もし，円偏波で使う場合には円形導波管部に金属だけで構成された円偏波発生器（5）を挿入すればよい。

MIX（14GHz帯） LO

VCO

DOUBLERBPF1AMP
FILTER

RF

BPF2
LNA

AMP

入力
（60GHz帯）

が高く製造方法も比較的容易なためよく使用されているアンテナである。図 6 に示す最もサイズが大き

REF

AMP

PLO部

BPF3

RF部
図4

L

O

F

部

部

受信モジュールIF
出力（2GHz帯）能

60GHz 帯導波管スロットアンテナ

図 7 に導波管スロットアンテナを示す。指向性利
向が 3°
である。

性

給電側

得が 15dBi でビーム半値幅は 30°
である。

表2

目

図７

9°
であり，最もサイズが小さいアンテナは指向性利

得は 28dBi でビーム半値幅は水平方向が 11，垂直方

60GHz 受信モジュール主要性能

スロット面

いアンテナは指向性利得が 25dBi でビーム半値幅は60GHz 受信モジュール ブロックダイアグラム

項R

図 6 に各種ピラミダルホーンを示す。用途により指向性利得とビーム幅を選択するが，その際自由度

PLLP

この時，アンテナの楕円偏波率は 0.8dB 以下である。

図 8 に OMT（偏分波器）を示す。 OMT の機能
は垂直偏波と水平偏波を分離することで，円形導波

出力周波数14GHz帯出力レベル+3dBm± 2dB

出力端子

SMAコネクタ

消費電力（＋ 12V, ＋ 5V）

2W以下

周波数安定度± 2.5ppm max.（± 1ppm Typical）

導波管 TE11 モードの水平偏波は前記共軸端子と直RF入力周波数60GHz帯RF入力レベル− 70〜− 40dBm

交分岐する方形導波管端子に TE10 モードを結合伝

局発周波数
（LO）

14GHz帯

LO入力レベル

＋ 3dBm± 2dB用するアンテナ給電系には不可欠な部品である。電IF出力周波数

2GHz帯

受信利得

20dB Tyipcal

気性能は周波数 59GHz 〜 61GHz において 交差偏波

雑音指数
（NF）

8dB以下

RF端子

導波管（WR− 15, Flange:UG− 385/U）

IF端子

SMAコネクタ

消費電力（＋ 5V）

3W以下

動作温度範囲

− 20℃〜＋ 60℃

質量約 350g

管 TE11 モードの垂直偏波は伝送軸を共有する方形
導波管共軸端子に TE10 モードを結合伝送し，円形送するもので，周波数有効利用の目的で両偏波を使

図８

識別度が 45dB 以上，VSWR が 1.2 以下，挿入損失

60GHz 帯 OMT（偏分波器）（6）が 0.3dB 以下である。

2.4

60GHz 帯導波管部品

ミリ波回路を集積化する際，伝送線路としてマ
イクロストリップ線路を使うことは便利であるが，伝送基本モードである準 TEM モードの誘電体損失が支配的になる周波数領域では損失が増大し使えない。このため，当社では複数の機能部品を組合わせてモジュール化する際，積極的に導波管部品を採用している。60GHz における単位長あたりの伝送損失を比較すると，マイクロストリップ線路は 1.5dB/10mm（厚さ 0.1mm の PTFE 基板，導体厚18μm）
に対し導波管TE10モードは0.03dB/10mm（導波管サイズ WR15，材質はアルミニューム）であり，

図524

ホーンアンテナと組合わせた 60GHz 帯受信モジュール外観図６60GHz 帯各種ピラミダルホーン

導波管は優れた低損失伝送線路であることが分かる。図 9（a）にサーキュレータを，図 9（b）に電力 3 分配器（7）を示す。サーキュレータは接合形で 59GHz

25

島田理化技報No.16（2005）

通信用ミリ波フロントエンドモジュール〜 61GHz において挿入損失が 0.6dB 以下，VSWR は3.1

学 技 報 ED2000-146, MW2000-99, pp.1-6, Sept.

フロントエンドモジュールの構成と外観

1.2 以下，アイソレーションは 20dB 以上である。電モジュールのブロックダイアグラムは本誌『50力 3 分配器は同じ周波数帯において挿入損失を含む

GHz デジタル無線伝送装置』の図 6 に示すので参照（8）四分一 浩二，鈴木 哲也，田中 稔博，森 智之：

2000.

分配偏差は 0.7dB 以下（理論分配比 4.8dB），共通端

されたい。外観を図 10 に示す，主要性能を表 3 に示

VSWR は 1.2 以下である。

す。60GHz 帯モジュールで説明したように，モジ

50GHz デジタル無線伝送装置 , 島田理化技報
No.16, pp.32-36, 2005.

ュール内の伝送損失を低減するために導波管部品を多用しているのが特長である。

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
マイクロ波技術部
図 1150GHz 帯パッケージング送信アンプ

4．まとめ（a）60GHz 帯導波管サーキュレータ

通信用ミリ波フロントエンドモジュールとしてPort １

当社が製品化した 60GHz 帯と 50GHz 帯の例を紹介（構造）ー（たとえば自動車衝突防止レーダーなど）の普及
図 10
表3

Port １

Port 2

Port 3目

60GHz 帯導波管部品

3．50GHz 帯通信用フロントエンドモジュール

50.44 〜 51.10GHz

送信出力＋ 6dBm（4mW）

送信 IM325dBc 以下

送信 IF 入力レベル− 20 ± 2dBm @ 940MHz

受信 IF 出力レベル− 20 ± 3dBm @ 440MHz

受信感度− 80 〜− 25dBm

受信雑音指数9dB 以下送受間アイソレーション

55dB 以上

消費電力

8W 以下

質量

約 1.5kg

3.2

パッケージングデバイス

マイクロ波技術部

小杉 正則
電子事業本部
東京製作所

高信頼性と低コストのミリ波フロントエンドモジュ

マイクロ波技術部

ールを提供することでミリ波の普及に貢献したい。

若菱 忠高

5．参考文献（1）藤瀬 雅行： ミリ波 ITS 通信システム , 信学誌
Vol.87, No.9, pp.744-749, Sept. 2004.
（2）福 井 良 太 郎 , 清 水 聡： ITS の た め の ミ リ 波
DSRC 技 術 , 信 学 誌 Vol.87, No.9, pp.750-755,
Sept. 2004.
（3）堀松 哲夫，一津屋 正樹： 実用化を迎えたミ
リ 波 レ ー ダ シ ス テ ム , 信 学 誌 Vol.87, No.9,
pp.756-759, Sept. 2004.

この帯域の半導体デバイスは ほとんどがベアチ

準ミリ波・ミリ波モジュール , 島田理化技報
No.13, pp.11-14.

ップ形態で，そのまま回路に実装することができ（5）米田 尚史，宮崎 守泰，小西 善彦： 90GHz 帯ない。当社では市販のベアチップデバイス（FET，

単一溝形円形導波管円偏波発生器 , 信学技報
ED2003-165, MW2003-193, pp.21-26, Nov. 2003.

ージに実装した後，モジュールに組込んでいる。これにより，湿気や微細な塵など半導体デバイスの寿

ここでは本誌に掲載した『50GHz デジタル無線

命に影響する要因が除去できるので高い信頼性が保伝送装置』のフロントエンドモジュールを紹介す証できる。図 11 に送信アンプのパッケージ実装状る。

も加速されていくものと思われる。当社は，今後も

測定値

周波数

MMIC，ダイオードなど）を独自に開発したパッケ

（8）

東京製作所

電子事業本部
東京製作所
マイクロ波技術部

森 智之
電子事業本部
東京製作所
マイクロ波技術部

市川 就啓（4）内山 文彦，高橋 勲，鈴江 秀規，市川 就啓：（ｂ）60GHz 帯電力３分配器及構造説明図
図９50GHz 帯フロントエンドモジュール

50GHz 帯フロントエンドモジュールの主要性能
項Port 2

Port 4

電子事業本部した。今後 ミリ波帯は通信用のみならず，センサ

Port 4

Port 3

高橋 勲

態を示す。

（6）米田 尚史，宮崎 守泰，野口 龍宏： 90GHz 帯
分岐導波管型偏分波器 , 信学技報 EMCJ97-70,
MW97-110, pp.133-138, Oct. 1997.

（7）河井 正，鍋野 恭宏，岸原 充佳，小久保 吉裕，
太田 勲： 多段ステップ，多分割，コーナーで構成された E 面電力分配器の一体化設計 , 信

26

27

島田理化技報No.16（2005）

通信用ミリ波フロントエンドモジュール〜 61GHz において挿入損失が 0.6dB 以下，VSWR は3.1

学 技 報 ED2000-146, MW2000-99, pp.1-6, Sept.

フロントエンドモジュールの構成と外観

1.2 以下，アイソレーションは 20dB 以上である。電モジュールのブロックダイアグラムは本誌『50力 3 分配器は同じ周波数帯において挿入損失を含む

GHz デジタル無線伝送装置』の図 6 に示すので参照（8）四分一 浩二，鈴木 哲也，田中 稔博，森 智之：

2000.

分配偏差は 0.7dB 以下（理論分配比 4.8dB），共通端

されたい。外観を図 10 に示す，主要性能を表 3 に示

VSWR は 1.2 以下である。

す。60GHz 帯モジュールで説明したように，モジ

50GHz デジタル無線伝送装置 , 島田理化技報
No.16, pp.32-36, 2005.

ュール内の伝送損失を低減するために導波管部品を多用しているのが特長である。

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
マイクロ波技術部
図 1150GHz 帯パッケージング送信アンプ

4．まとめ（a）60GHz 帯導波管サーキュレータ

通信用ミリ波フロントエンドモジュールとしてPort １

当社が製品化した 60GHz 帯と 50GHz 帯の例を紹介（構造）ー（たとえば自動車衝突防止レーダーなど）の普及
図 10
表3

Port １

Port 2

Port 3目

60GHz 帯導波管部品

3．50GHz 帯通信用フロントエンドモジュール

50.44 〜 51.10GHz

送信出力＋ 6dBm（4mW）

送信 IM325dBc 以下

送信 IF 入力レベル− 20 ± 2dBm @ 940MHz

受信 IF 出力レベル− 20 ± 3dBm @ 440MHz

受信感度− 80 〜− 25dBm

受信雑音指数9dB 以下送受間アイソレーション

55dB 以上

消費電力

8W 以下

質量

約 1.5kg

3.2

パッケージングデバイス

マイクロ波技術部

小杉 正則
電子事業本部
東京製作所

高信頼性と低コストのミリ波フロントエンドモジュ

マイクロ波技術部

ールを提供することでミリ波の普及に貢献したい。

若菱 忠高

5．参考文献（1）藤瀬 雅行： ミリ波 ITS 通信システム , 信学誌
Vol.87, No.9, pp.744-749, Sept. 2004.
（2）福 井 良 太 郎 , 清 水 聡： ITS の た め の ミ リ 波
DSRC 技 術 , 信 学 誌 Vol.87, No.9, pp.750-755,
Sept. 2004.
（3）堀松 哲夫，一津屋 正樹： 実用化を迎えたミ
リ 波 レ ー ダ シ ス テ ム , 信 学 誌 Vol.87, No.9,
pp.756-759, Sept. 2004.

この帯域の半導体デバイスは ほとんどがベアチ

準ミリ波・ミリ波モジュール , 島田理化技報
No.13, pp.11-14.

ップ形態で，そのまま回路に実装することができ（5）米田 尚史，宮崎 守泰，小西 善彦： 90GHz 帯ない。当社では市販のベアチップデバイス（FET，

単一溝形円形導波管円偏波発生器 , 信学技報
ED2003-165, MW2003-193, pp.21-26, Nov. 2003.

ージに実装した後，モジュールに組込んでいる。これにより，湿気や微細な塵など半導体デバイスの寿

ここでは本誌に掲載した『50GHz デジタル無線

命に影響する要因が除去できるので高い信頼性が保伝送装置』のフロントエンドモジュールを紹介す証できる。図 11 に送信アンプのパッケージ実装状る。

も加速されていくものと思われる。当社は，今後も

測定値

周波数

MMIC，ダイオードなど）を独自に開発したパッケ

（8）

東京製作所

電子事業本部
東京製作所
マイクロ波技術部

森 智之
電子事業本部
東京製作所
マイクロ波技術部

市川 就啓（4）内山 文彦，高橋 勲，鈴江 秀規，市川 就啓：（ｂ）60GHz 帯電力３分配器及構造説明図
図９50GHz 帯フロントエンドモジュール

50GHz 帯フロントエンドモジュールの主要性能
項Port 2

Port 4

電子事業本部した。今後 ミリ波帯は通信用のみならず，センサ

Port 4

Port 3

高橋 勲

態を示す。

（6）米田 尚史，宮崎 守泰，野口 龍宏： 90GHz 帯
分岐導波管型偏分波器 , 信学技報 EMCJ97-70,
MW97-110, pp.133-138, Oct. 1997.

（7）河井 正，鍋野 恭宏，岸原 充佳，小久保 吉裕，
太田 勲： 多段ステップ，多分割，コーナーで構成された E 面電力分配器の一体化設計 , 信

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27

島田理化技報No.16（2005）

IMT2000 基地局用送信電力増幅器の高効率化〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

IMT2000 基地局用送信電力増幅器の高効率化
鈴江秀規

Hidenori SUZUE小川

二良

Tuguyoshi OGAWA

岩崎

隆司

丸山

Takashi IWASAKI

弘志

Hiroshi MARUYAMA池田幸夫

キャリア増幅器

入力50Ω

1/4λ線路180W プッシュプル FET

整合回路

整合回路

位相調整線路出力

ウィルキンソン
電力分配器

T 分岐
位相調整線路Yukio IKEDA

整合回路

ションリニアライザを用いたフィードフォワード増

高インピーダンス＠低出力時

図2幅器を開発し（2），歪規格を満足する条件で高効率な
2.2

50Ω

1/4λ線路

ピーク増幅器

1．まえがき整合回路

整合回路

ドハティ増幅器の構成

ドハティ増幅器

IMT2000 基地局用の送信電力増幅器に対しては，特性の送信電力増幅器を実現できたので，その構成

通信装置の小型・軽量化，設置性の向上，省エネル

図 2 に開発したドハティ増幅器の構成を示す。出

一プロセスで製作した小電力用 LDMOS（Laterally

ギーの観点から，キャリア間干渉を防止するための及び試作結果について報告する。開発した送信電力
増幅器は，3GPP 規格準拠 32 コード多重の W-CDMA

力 T 分岐からピーク増幅器側を見込むインピーダン

Diﬀused Metal Oxide Semiconductor）FET を使用

歪規格を満足する条件での高効率化が強く望まれて変調波を 2 波入力する条件で，2GHz 帯において出スを高め，キャリア増幅器の出力電力のピーク増幅

した。

いる。

力 45W，ACLR（Adjacent Channel Leakage Power

器への流入を防止するために，ピーク増幅器の出力

Ratio）−58.4dBc，最大効率 13.6% の性能である。

側に 1/4 波長線路を設ける構成としている。複素負現行の基地局では，フィードフォワード形，或いは，プリディストーション形歪補償を適用した増幅形増幅器は，歪特性に優れるが，反面，主増幅器の荷変調は，キャリア増幅器の出力側の整合回路と位2．構成器が一般的に用いられている。フィードフォワード
2.1がある。歪発生増幅器には，ドハティ増幅器と同

全体構成

3．設計
3.1

全体設計

相調整線路で実現する。位相調整線路の電気長（ɵ）

3GPP 歪規格（ACLR ≦−50dBc）より 5dB のマの設定により，複素負荷線の傾きを変化できる。入ージンを加えて ACLR ≦−55dBc を達成するため他に補助増幅器を用いること，出力側回路損失が大図1に開発した送信電力増幅器の全体構成を示す。

力回路には，FET から入力側を見込むインピーダに，フィードフォワードに約 20dB，RF プリディス

きいこと，等の理由から，高効率化が技術課題とな

フィードフォワード形歪補償と RF プリディストー

ンスの周波数特性を抑え，温度変化時にも安定的にトーションリニアライザに約 5dB の歪補償量を割当っている。一方，プリディストーション形は，効率

ションリニアライザを併用する構成としている。全所望性能を得るために，アイソレーション特性が良てた。

特性に優れるが，反面，増幅器のメモリー効果を補体効率に大きな影響を与える主増幅器の最終段に，好なウイルキンソン電力分配器を使用している。

償することが難しく，低歪化が技術課題となってい2 つのドハティ増幅器を並列動作させる電力合成形

る。これら以外の歪補償方式として，LINC（Linear
ampliﬁcation with Non-linear Components），EER

増幅器を使用している。ドハティ増幅器を高効率なバイアス条件で駆動すると，主増幅器は大きな歪を

図 3 に開発した RF プリディストーションリニアLDMOSFET を使用した。プッシュプルの片側 FET（Envelop Elimination & Restoration）も研究され発生する。主増幅器が発生する歪を，フィードフォ

ラザの構成を示す。歪抽出ループと歪合成ループをでキャリア増幅器，もう一つの片側 FET でピークているがワード形歪補償が効くレベルまで改善するために，有する一般的な回路構成としている。歪補償効果

増幅器を構成している。

RF プリディストーションリニアライザを使用してを高めるためには，高次歪まで含めて，歪発生増

図 4 に複素負荷変調に対する設計を示す。図 4 中いる。

幅器とドハティ増幅器が発生する歪を合わせる必要には，ロードプル測定で求めた片側 FET の出力を

，基地局用としては実用化レベルに至っ

（1）

ていない。
ここでは，ドハティ増幅器と RF プリディストー

3.2
2.3

RF プリディストーションリニアライザ

ドハティ増幅器

ド ハ テ ィ 増 幅 器 に は 180W 級 プ ッ シ ュ プ ル

最大とする負荷インピーダンス（Zpmax=2.6−j4.5Ω），
効率を最大とする負荷インピーダンス（Zemax=3.8

ドハティ増幅器

RF プリディストーションリニアライザ

歪合成ループ

主増幅器
入力

出力

ベクトル
調整器

−j4.5 Ω）もプロットしている。複素負荷変調の効
遅延線

出力

入力

遅延線

歪み発生増幅器
ベクトル
調整器
ベクトル
調整器

遅延線

ベクトル
調整器

図1

28

送信電力増幅器の全体構成

歪抽出ループ

図3

3.8−j4.5 Ωを結ぶように設計した。
3.3

RF プリディスト−ションリニアライザ

歪み発生増幅器に1W級LDMOSFETを使用した。
主増幅器最終段ドハティ増幅器の歪みを補償するた

遅延線
補助増幅器

果を最大とするために，複素負荷線は 1.9−j4.5 ΩとRF プリディストーションリニアライザの構成

めに，歪み発生増幅器の出力電力に対する振幅特性（AM-AM 特性）と位相特性（AM-PM 特性）を RF
プリディストーションリニアライザとしてドハティ
増幅器とは逆特性となるような動作点を選択し，整合回路を設計した。

29

島田理化技報No.16（2005）

IMT2000 基地局用送信電力増幅器の高効率化〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

IMT2000 基地局用送信電力増幅器の高効率化
鈴江秀規

Hidenori SUZUE小川

二良

Tuguyoshi OGAWA

岩崎

隆司

丸山

Takashi IWASAKI

弘志

Hiroshi MARUYAMA池田幸夫

キャリア増幅器

入力50Ω

1/4λ線路180W プッシュプル FET

整合回路

整合回路

位相調整線路出力

ウィルキンソン
電力分配器

T 分岐
位相調整線路Yukio IKEDA

整合回路

ションリニアライザを用いたフィードフォワード増

高インピーダンス＠低出力時

図2幅器を開発し（2），歪規格を満足する条件で高効率な
2.2

50Ω

1/4λ線路

ピーク増幅器

1．まえがき整合回路

整合回路

ドハティ増幅器の構成

ドハティ増幅器

IMT2000 基地局用の送信電力増幅器に対しては，特性の送信電力増幅器を実現できたので，その構成

通信装置の小型・軽量化，設置性の向上，省エネル

図 2 に開発したドハティ増幅器の構成を示す。出

一プロセスで製作した小電力用 LDMOS（Laterally

ギーの観点から，キャリア間干渉を防止するための及び試作結果について報告する。開発した送信電力
増幅器は，3GPP 規格準拠 32 コード多重の W-CDMA

力 T 分岐からピーク増幅器側を見込むインピーダン

Diﬀused Metal Oxide Semiconductor）FET を使用

歪規格を満足する条件での高効率化が強く望まれて変調波を 2 波入力する条件で，2GHz 帯において出スを高め，キャリア増幅器の出力電力のピーク増幅

した。

いる。

力 45W，ACLR（Adjacent Channel Leakage Power

器への流入を防止するために，ピーク増幅器の出力

Ratio）−58.4dBc，最大効率 13.6% の性能である。

側に 1/4 波長線路を設ける構成としている。複素負現行の基地局では，フィードフォワード形，或いは，プリディストーション形歪補償を適用した増幅形増幅器は，歪特性に優れるが，反面，主増幅器の荷変調は，キャリア増幅器の出力側の整合回路と位2．構成器が一般的に用いられている。フィードフォワード
2.1がある。歪発生増幅器には，ドハティ増幅器と同

全体構成

3．設計
3.1

全体設計

相調整線路で実現する。位相調整線路の電気長（ɵ）

3GPP 歪規格（ACLR ≦−50dBc）より 5dB のマの設定により，複素負荷線の傾きを変化できる。入ージンを加えて ACLR ≦−55dBc を達成するため他に補助増幅器を用いること，出力側回路損失が大図1に開発した送信電力増幅器の全体構成を示す。

力回路には，FET から入力側を見込むインピーダに，フィードフォワードに約 20dB，RF プリディス

きいこと，等の理由から，高効率化が技術課題とな

フィードフォワード形歪補償と RF プリディストー

ンスの周波数特性を抑え，温度変化時にも安定的にトーションリニアライザに約 5dB の歪補償量を割当っている。一方，プリディストーション形は，効率

ションリニアライザを併用する構成としている。全所望性能を得るために，アイソレーション特性が良てた。

特性に優れるが，反面，増幅器のメモリー効果を補体効率に大きな影響を与える主増幅器の最終段に，好なウイルキンソン電力分配器を使用している。

償することが難しく，低歪化が技術課題となってい2 つのドハティ増幅器を並列動作させる電力合成形

る。これら以外の歪補償方式として，LINC（Linear
ampliﬁcation with Non-linear Components），EER

増幅器を使用している。ドハティ増幅器を高効率なバイアス条件で駆動すると，主増幅器は大きな歪を

図 3 に開発した RF プリディストーションリニアLDMOSFET を使用した。プッシュプルの片側 FET（Envelop Elimination & Restoration）も研究され発生する。主増幅器が発生する歪を，フィードフォ

ラザの構成を示す。歪抽出ループと歪合成ループをでキャリア増幅器，もう一つの片側 FET でピークているがワード形歪補償が効くレベルまで改善するために，有する一般的な回路構成としている。歪補償効果

増幅器を構成している。

RF プリディストーションリニアライザを使用してを高めるためには，高次歪まで含めて，歪発生増

図 4 に複素負荷変調に対する設計を示す。図 4 中いる。

幅器とドハティ増幅器が発生する歪を合わせる必要には，ロードプル測定で求めた片側 FET の出力を

，基地局用としては実用化レベルに至っ

（1）

ていない。
ここでは，ドハティ増幅器と RF プリディストー

3.2
2.3

RF プリディストーションリニアライザ

ドハティ増幅器

ド ハ テ ィ 増 幅 器 に は 180W 級 プ ッ シ ュ プ ル

最大とする負荷インピーダンス（Zpmax=2.6−j4.5Ω），
効率を最大とする負荷インピーダンス（Zemax=3.8

ドハティ増幅器

RF プリディストーションリニアライザ

歪合成ループ

主増幅器
入力

出力

ベクトル
調整器

−j4.5 Ω）もプロットしている。複素負荷変調の効
遅延線

出力

入力

遅延線

歪み発生増幅器
ベクトル
調整器
ベクトル
調整器

遅延線

ベクトル
調整器

図1

28

送信電力増幅器の全体構成

歪抽出ループ

図3

3.8−j4.5 Ωを結ぶように設計した。
3.3

RF プリディスト−ションリニアライザ

歪み発生増幅器に1W級LDMOSFETを使用した。
主増幅器最終段ドハティ増幅器の歪みを補償するた

遅延線
補助増幅器

果を最大とするために，複素負荷線は 1.9−j4.5 ΩとRF プリディストーションリニアライザの構成

めに，歪み発生増幅器の出力電力に対する振幅特性（AM-AM 特性）と位相特性（AM-PM 特性）を RF
プリディストーションリニアライザとしてドハティ
増幅器とは逆特性となるような動作点を選択し，整合回路を設計した。

29

No.16（2005）

IMT2000 基地局用送信電力増幅器の高効率化

0

0.05

-35

ティ増幅器の歪を補償するために振幅特性，位相特-40

性いずれも正の傾きとなるパラメータ値を選択し

0.1

0.2

に正または負の傾きを得られることがわかる。ドハ

-50

13

-55

12

-60

11

含めた外形寸法は W67× H278× D365mm である。

-65

10

図 7 に試作した送信電力増幅器の常温における効-70

率，ACLR 特性を示す。ACLR は，3GPP 規格準拠
32 コード多重の W-CDMA 変調波信号を 2 波入力す

-75
-10

負荷変調線
（設計）

図 6 に試作した送信電力増幅器の外観を示す。
RF 回路，電源，コントロール回路，放熱フィンを

3.8−j4.5Ω（効率整合）

2.6−j4.5Ω（出力整合）

Low-Band ACLR

Mid-Band ACLR

High-Band ACLR

Low-Band η

Mid-Band ηHigh-Band η0る条件で，信号電力と 10MHz 離調チャンネルに漏

図8

洩する電力比を測定した値である。また，図 8 に送

10

20
30
温度（℃）

Horiguchi, M.Nakayama, Y.Ikeda, and H.
Kurebayashi： High efficiency feed -forward

15
14

4．性能

0.1

45W 出力-45

た。

（ 2 ）T . O g a w a , T . I w a s a k i , H . M a r u y a m a , K .

16

Low-Band：2110〜2130MHz
Mid-Band：2130〜2150MHz
High-Band：2150〜2170MHz

40

50

η（%）

規格化インピーダンス＝50Ω

ACLR（dBc）

島田理化技報9860

送信電力増幅器の温度特性

信電力増幅器の温度特性を示す。図 8 より，試作-0.1
3.8−j4.5Ω

1.9−j4.5Ω

した送信電力増幅器は，周波数帯域 60MHz，温度

なお，ドハティ増幅器の単体性能は，出力 31.6W

範囲−5 〜＋ 55℃，出力 45W において，効率 13.6

（45dBm）において，ドレイン効率 37.6%，ACLR% 以上，ACLR − 58.4dBc 以下の性能である。

−30dBc であった。ドハティ増幅器の出力レベル
31.6W は，送信電力送信電力増幅器の出力レベル

-0.2

5．むすび

0

図4

IMT2000 基地局への適用を目的として，ドハテ

ドハティ増幅器の負荷変調線設計

ィ増幅器と RF プリディストーションリニアライザ
図 5 に移相器の値をパラメータとした RF プリディストーションリニアライザの AM-AM 特性，AM-した。試作した送信電力増幅器の性能は，3GPP 規
格準拠 32 コード多重の W-CDMA 変調波信号を 2 波入力する条件で，2GHz 帯において，出力 45W，効

AM−AM

-11
-13
-15
-17

Phase（deg.）

-19
-15
50
40
30
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-15

図5

30

-10

-5

0
5
Pin（dBm）

10

-35

-135°

-40

15

-5

0
5
Pin（dBm）

10

15

RF プリディストーションリニアライザの特性

送信電力増幅器の外観

電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部

鈴江 秀規
電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部

小川 ニ良
電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部

岩崎 隆司

Low-Band：2110〜2130MHz
Mid-Band：2130〜2150MHz
High-Band：2150〜2170MHz

＋25℃

18
16
14

-50

12

-55

10

0°

-60

8

-45°

-65

6

電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部率 13.6% 以上，ACLR − 58.4dBc 以下である。今後，
GaN-HEMT 等の適用を検討し，さらなる効率改善

丸山 弘志

を進める。

電子事業本部

6．参考文献

-45

-180°
-90°
-135°
-10

図６

-180°

135°
90°
45°

AM−PM

筆者紹介

（1）S.C.Cripps： RF power ampliﬁers for Wireless

東京製作所
通信機器技術部

池田 幸夫

communications , Boston, Artech House, 1998.

η（%）

Gain（dB）

-9

0°
-45°
45°
-90°
90°
-135°

ACLR（dBc）-7

Digest, pp.537-540，2004.

を用いた高効率フィードフォワード増幅器を開発

PM 特性を示す。振幅特性と位相特性は各々独立的-5and the modified Doherty amplifier , IEEE
MTT-S International Microwave Symposium

45W に相当する。

0.1

0.05

amplifier using RF predistortion linearizer-70

Low-Band ACLR

Mid-Band ACLR

High-Band ACLR

Low-Band η

Mid-Band ηHigh-Band η

-75
43

44

図７

45

46
47
Pout（dBm）

48

4
3
49

送信電力増幅器の効率，ACLR 特性

31

No.16（2005）

IMT2000 基地局用送信電力増幅器の高効率化

0

0.05

-35

ティ増幅器の歪を補償するために振幅特性，位相特-40

性いずれも正の傾きとなるパラメータ値を選択し

0.1

0.2

に正または負の傾きを得られることがわかる。ドハ

-50

13

-55

12

-60

11

含めた外形寸法は W67× H278× D365mm である。

-65

10

図 7 に試作した送信電力増幅器の常温における効-70

率，ACLR 特性を示す。ACLR は，3GPP 規格準拠
32 コード多重の W-CDMA 変調波信号を 2 波入力す

-75
-10

負荷変調線
（設計）

図 6 に試作した送信電力増幅器の外観を示す。
RF 回路，電源，コントロール回路，放熱フィンを

3.8−j4.5Ω（効率整合）

2.6−j4.5Ω（出力整合）

Low-Band ACLR

Mid-Band ACLR

High-Band ACLR

Low-Band η

Mid-Band ηHigh-Band η0る条件で，信号電力と 10MHz 離調チャンネルに漏

図8

洩する電力比を測定した値である。また，図 8 に送

10

20
30
温度（℃）

Horiguchi, M.Nakayama, Y.Ikeda, and H.
Kurebayashi： High efficiency feed -forward

15
14

4．性能

0.1

45W 出力-45

た。

（ 2 ）T . O g a w a , T . I w a s a k i , H . M a r u y a m a , K .

16

Low-Band：2110〜2130MHz
Mid-Band：2130〜2150MHz
High-Band：2150〜2170MHz

40

50

η（%）

規格化インピーダンス＝50Ω

ACLR（dBc）

島田理化技報9860

送信電力増幅器の温度特性

信電力増幅器の温度特性を示す。図 8 より，試作-0.1
3.8−j4.5Ω

1.9−j4.5Ω

した送信電力増幅器は，周波数帯域 60MHz，温度

なお，ドハティ増幅器の単体性能は，出力 31.6W

範囲−5 〜＋ 55℃，出力 45W において，効率 13.6

（45dBm）において，ドレイン効率 37.6%，ACLR% 以上，ACLR − 58.4dBc 以下の性能である。

−30dBc であった。ドハティ増幅器の出力レベル
31.6W は，送信電力送信電力増幅器の出力レベル

-0.2

5．むすび

0

図4

IMT2000 基地局への適用を目的として，ドハテ

ドハティ増幅器の負荷変調線設計

ィ増幅器と RF プリディストーションリニアライザ
図 5 に移相器の値をパラメータとした RF プリディストーションリニアライザの AM-AM 特性，AM-した。試作した送信電力増幅器の性能は，3GPP 規
格準拠 32 コード多重の W-CDMA 変調波信号を 2 波入力する条件で，2GHz 帯において，出力 45W，効

AM−AM

-11
-13
-15
-17

Phase（deg.）

-19
-15
50
40
30
20
10
0
-10
-20
-30
-40
-15

図5

30

-10

-5

0
5
Pin（dBm）

10

-35

-135°

-40

15

-5

0
5
Pin（dBm）

10

15

RF プリディストーションリニアライザの特性

送信電力増幅器の外観

電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部

鈴江 秀規
電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部

小川 ニ良
電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部

岩崎 隆司

Low-Band：2110〜2130MHz
Mid-Band：2130〜2150MHz
High-Band：2150〜2170MHz

＋25℃

18
16
14

-50

12

-55

10

0°

-60

8

-45°

-65

6

電子事業本部
東京製作所
通信機器技術部率 13.6% 以上，ACLR − 58.4dBc 以下である。今後，
GaN-HEMT 等の適用を検討し，さらなる効率改善

丸山 弘志

を進める。

電子事業本部

6．参考文献

-45

-180°
-90°
-135°
-10

図６

-180°

135°
90°
45°

AM−PM

筆者紹介

（1）S.C.Cripps： RF power ampliﬁers for Wireless

東京製作所
通信機器技術部

池田 幸夫

communications , Boston, Artech House, 1998.

η（%）

Gain（dB）

-9

0°
-45°
45°
-90°
90°
-135°

ACLR（dBc）-7

Digest, pp.537-540，2004.

を用いた高効率フィードフォワード増幅器を開発

PM 特性を示す。振幅特性と位相特性は各々独立的-5and the modified Doherty amplifier , IEEE
MTT-S International Microwave Symposium

45W に相当する。

0.1

0.05

amplifier using RF predistortion linearizer-70

Low-Band ACLR

Mid-Band ACLR

High-Band ACLR

Low-Band η

Mid-Band ηHigh-Band η

-75
43

44

図７

45

46
47
Pout（dBm）

48

4
3
49

送信電力増幅器の効率，ACLR 特性

31

島田理化技報No.16（2005）

50GHz デジタル無線伝送装置〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

ネットワークカメラ 2

50GHz デジタル無線伝送装置
四分一

浩二

Koji SHIBUICHI

鈴木

哲也

Tetsuya SUZUKI

田中

稔博

森

Toshihiro TANAKA

50GHz デジタル
無線伝送装置監視50GHz デジタル
無線伝送装置智之

Tomoyuki MORI

スイッチングHUB

VoIP
ネットワークカメラ 1

表1

1．まえがきデジタル変調方式を採用した 50GHz 帯の簡易無線装置を開発，製品化したので紹介する。

2．装置概要2.1

装置構成

本装置は RF 部，モデム部，インタフェース部を一つの筐体に納め，それをアンテナと一体化した構造である。三脚に簡易設置した装置の外観を図 1 に
示す。

目

周

波

数

帯

50.44 〜 51.10 GHz

接

続

方

式

Point to Point

複

信

方

式

FDD，全 2 重通信

性能

定 格 送 信 電 力

4mW

ア ン テ ナ 利 得

42dBi

変 復 調 方 式

DQPSK

無 線 伝 送 速 度

20.3Mbps

情 報 通 信 速 度

12.3Mbps

占有周波数帯域幅

13.5MHz 以下

雑13dB 以下

所

音
要

指
C

数
/

N

道路

装置の主要性能項

10.5dB（FEC ON にて BER1.0 × 10

サブ監視局

警告

メイン監視局
ネットワークカメラ 1,2 の映像をサブ、メイン監視局
どちらでもモニタが可能。

カメラの遠隔操作による監視範囲の拡大。

図2

−8

）

インタフェース

IEEE802.3 準拠（10BASE-T,100BASE-TX）

電

源

電

圧

DC+12V ± 10%

防

水

特

性

JIS

消

費

電

力

約 18W（DC12V）

周

囲

温

度

− 10 〜＋ 50℃

C0920 保護等級 5（防噴流形）

遠隔映像監視システムの構成例

消費電力化し，バッテリー動作を容易にした。

示す。モデムはデジタル化することにより性能の安2.4定化，信頼性の向上，調整箇所の最小化を実現して適用例

近年，セキュリティに対する意識の高まりから映いる。またデジタル信号処理により DQPSK 信号の像による監視システムに対する需要が高まってい変復調を行い，復調系には同期検波方式を採用してる。一方，映像圧縮技術の進展は比較的低い伝送レいる。各部の機能の概要，主な性能は以下の通りでートで高品位な映像のデジタル化を実現している。

ある。

本装置を映像監視システムに適用し，ネットワーク

3.1

カメラにより映像の遠隔監視を行うシステム構成例
2.3

特長

を図 2 に示す。

本装置の特長は次の通りである。
・ DQPSK デジタル変調方式と誤り訂正により装置

インタフェース部

・直進性の強い電波により同一周波数帯の電波干渉，電波妨害を受けにくい。
（3）移動，設置の容易性

CPU

LAN
インタフェース
10BASE-T/
100BASE-TX

・アンテナ，RF，モデム，インタフェースの一体構造により小型，軽量である。

図1

2.2

装置外観

主要性能

本装置の主要性能を表 1 に示す。

32

ベースバンドを A/D コンバータでデジタル信号に

100/10
Mbps
MAC

FIFO

監視 各部へ
制御

・LAN ケーブルを接続するだけで他の機器と簡単

メンテナンスI/O

RS232Cに接続できるように通信処理は MAC アドレスを

DC+12V

電源部

CPUへ

各部へ

変換している。

モデム部

ベースバンド部

TX を採用し，汎用性を高めている。
（2）耐干渉性，耐妨害性

送信系は D/A コンバータより出力したベースバ
変換している。受信系は受信 IF 信号を直交検波し，

モデム / インタフェース部のブロック図を図 3 にの小型化と機器の信頼性の向上を達成している。
・端 末 イ ン タ フ ェ ー ス に は 10BASE-T/100BASE-

アナログ部

ンド信号を直交変調器により 940MHz の変調信号に

3．モデム / インタフェース（1）デジタル化

寸法（本体）W240×H290×D110mm（アンテナ）φ377mm
質量（本体+アンテナ）6.5kg以下

50GHz デジタル
無線伝送装置50GHz デジタル
無線伝送装置

デジタル変復調部
符号化

シリアル
パラレル
変換

アナログ部
DDS

フレーム
制御
復号化

CR

クロック
制御

持たない物理層のリピータとした。

再生クロック
フレーム制御クロック〜 940MHzBTR
NYQ-FL

誤り訂正

直交変調

Ｄ/Ａ

NYQ-FLAGC
基準クロック
フレーム制御クロック
PLL D/Aサンプリングクロック

A/D

<<

直交検波

D/A

>>
送信IF 信号940MHz〜 440MHz

受信IF 信号440MHzAGC

PLL

A/Dサンプリングクロック

・三脚への簡易設置も可能とし，設置場所の移動性に優れる構造とした。
（4）低消費電力
・デジタル回路は低電圧で動作する回路で構成，低

図3モデム / インタフェース部ブロック図33

島田理化技報No.16（2005）

50GHz デジタル無線伝送装置〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

ネットワークカメラ 2

50GHz デジタル無線伝送装置
四分一

浩二

Koji SHIBUICHI

鈴木

哲也

Tetsuya SUZUKI

田中

稔博

森

Toshihiro TANAKA

50GHz デジタル
無線伝送装置監視50GHz デジタル
無線伝送装置智之

Tomoyuki MORI

スイッチングHUB

VoIP
ネットワークカメラ 1

表1

1．まえがきデジタル変調方式を採用した 50GHz 帯の簡易無線装置を開発，製品化したので紹介する。

2．装置概要2.1

装置構成

本装置は RF 部，モデム部，インタフェース部を一つの筐体に納め，それをアンテナと一体化した構造である。三脚に簡易設置した装置の外観を図 1 に
示す。

目

周

波

数

帯

50.44 〜 51.10 GHz

接

続

方

式

Point to Point

複

信

方

式

FDD，全 2 重通信

性能

定 格 送 信 電 力

4mW

ア ン テ ナ 利 得

42dBi

変 復 調 方 式

DQPSK

無 線 伝 送 速 度

20.3Mbps

情 報 通 信 速 度

12.3Mbps

占有周波数帯域幅

13.5MHz 以下

雑13dB 以下

所

音
要

指
C

数
/

N

道路

装置の主要性能項

10.5dB（FEC ON にて BER1.0 × 10

サブ監視局

警告

メイン監視局
ネットワークカメラ 1,2 の映像をサブ、メイン監視局
どちらでもモニタが可能。

カメラの遠隔操作による監視範囲の拡大。

図2

−8

）

インタフェース

IEEE802.3 準拠（10BASE-T,100BASE-TX）

電

源

電

圧

DC+12V ± 10%

防

水

特

性

JIS

消

費

電

力

約 18W（DC12V）

周

囲

温

度

− 10 〜＋ 50℃

C0920 保護等級 5（防噴流形）

遠隔映像監視システムの構成例

消費電力化し，バッテリー動作を容易にした。

示す。モデムはデジタル化することにより性能の安2.4定化，信頼性の向上，調整箇所の最小化を実現して適用例

近年，セキュリティに対する意識の高まりから映いる。またデジタル信号処理により DQPSK 信号の像による監視システムに対する需要が高まってい変復調を行い，復調系には同期検波方式を採用してる。一方，映像圧縮技術の進展は比較的低い伝送レいる。各部の機能の概要，主な性能は以下の通りでートで高品位な映像のデジタル化を実現している。

ある。

本装置を映像監視システムに適用し，ネットワーク

3.1

カメラにより映像の遠隔監視を行うシステム構成例
2.3

特長

を図 2 に示す。

本装置の特長は次の通りである。
・ DQPSK デジタル変調方式と誤り訂正により装置

インタフェース部

・直進性の強い電波により同一周波数帯の電波干渉，電波妨害を受けにくい。
（3）移動，設置の容易性

CPU

LAN
インタフェース
10BASE-T/
100BASE-TX

・アンテナ，RF，モデム，インタフェースの一体構造により小型，軽量である。

図1

2.2

装置外観

主要性能

本装置の主要性能を表 1 に示す。

32

ベースバンドを A/D コンバータでデジタル信号に

100/10
Mbps
MAC

FIFO

監視 各部へ
制御

・LAN ケーブルを接続するだけで他の機器と簡単

メンテナンスI/O

RS232Cに接続できるように通信処理は MAC アドレスを

DC+12V

電源部

CPUへ

各部へ

変換している。

モデム部

ベースバンド部

TX を採用し，汎用性を高めている。
（2）耐干渉性，耐妨害性

送信系は D/A コンバータより出力したベースバ
変換している。受信系は受信 IF 信号を直交検波し，

モデム / インタフェース部のブロック図を図 3 にの小型化と機器の信頼性の向上を達成している。
・端 末 イ ン タ フ ェ ー ス に は 10BASE-T/100BASE-

アナログ部

ンド信号を直交変調器により 940MHz の変調信号に

3．モデム / インタフェース（1）デジタル化

寸法（本体）W240×H290×D110mm（アンテナ）φ377mm
質量（本体+アンテナ）6.5kg以下

50GHz デジタル
無線伝送装置50GHz デジタル
無線伝送装置

デジタル変復調部
符号化

シリアル
パラレル
変換

アナログ部
DDS

フレーム
制御
復号化

CR

クロック
制御

持たない物理層のリピータとした。

再生クロック
フレーム制御クロック〜 940MHzBTR
NYQ-FL

誤り訂正

直交変調

Ｄ/Ａ

NYQ-FLAGC
基準クロック
フレーム制御クロック
PLL D/Aサンプリングクロック

A/D

<<

直交検波

D/A

>>
送信IF 信号940MHz〜 440MHz

受信IF 信号440MHzAGC

PLL

A/Dサンプリングクロック

・三脚への簡易設置も可能とし，設置場所の移動性に優れる構造とした。
（4）低消費電力
・デジタル回路は低電圧で動作する回路で構成，低

図3モデム / インタフェース部ブロック図33

島田理化技報

3.2

No.16（2005）

50GHz デジタル無線伝送装置

デジタル変復調部

MIX

V-ATT

（1）ナイキストフィルタ（NYQ-FL）

BPF
ANT

送信 IF 信号

ロールオフ率 50% のルートロールオフ特性を FIR
フィルタ（Finite Impulse Response Filter）で実現

DUP

している。

Lo

×5

（2）キャリア再生（CR）

×2

ANT：アンテナ
DUP：デュプレクサ

デジタルコスタスループを用いて軟判定データの位相誤差を検出し位相補正量を求め，位相回転回路
にて受信信号のキャリア位相を追従させている。
図4

受信ルートナイキストフィルタ（NYQ-FL）とタ

1.00E-02

1.00E-04（1）フレーム制御

3.4

また，ミキサを駆動させる局部発振器は誘電体共振

45

FECOＦＦ(+65℃)

器と PLL 回路を用いて低位相雑音と高い周波数安40

FECOＦＦ(-10℃)

C/N-BER理論値

BER

1.00E-05

インタフェース部

タフェースの終端と無線フレームの処理及び各部の制御を行う。
モデムの主要性能，特性

1.00E-08

誤り訂正前
誤り訂正後

1.00E-09

1.00E-10

4

5

6

7

8

9

10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22

C/N
［dB］

図5

C/N-BER 特性

BER 特性を示す。

4．RF/ アンテナ

モデム部 主要性能

変調方式

DQPSK

RF/ アンテナ部のブロック図を図 6 に示す。RF

占 有 帯 域 幅

13.5MHz

波形整形フィルタ

50% ルートロールオフ

シンボルクロック10.15MHz固

0.7dB

誤 り 訂 正 方 式

ターボプロダクト符号

送信 IF 周波数

940MHz

受信 IF 周波数

440MHz20

ジに封止することによって小型化と信頼性を確保し

105（1）ミキサ
偶高調波ミキサを採用した（2）。このミキサの特長は局部発振波の 2 倍波との混合波が出力されることである。従って，局部発振周波数が通常のミキサの半

0
-10

-5

0

5

10

角度
［deg.］

図7

アンテナ放射パターン（測定値）

分でよく局部発振回路の構成が簡易にできる利点が5．むすび（2）バンドパスフィルタとデュプレクサ
ミリ波帯のバンドパスフィルタとデュプレクサに

本稿では 50GHz 帯の周波数を利用したデジタルを採用し，低損失化を図

変調方式の無線装置を紹介した。ミリ波帯は今後の部は大きく IF 部とミリ波フロントエンド部に分かっている。また電磁界シミュレータによる設計と精利用促進が期待される周波数帯である。今回の開発れている。RF 部ではモデム部からの変調信号（送密加工によってフィルタ特性を整える調整機構の数

結果を活かし，ミリ波帯の特長である高速大容量伝

信 IF 信号）をミリ波帯に変換してアンテナに供給を通常の半分に減らしコスト低減を図っている。

送と装置の小型化などを進め，顧客のニーズに対応する機能と，アンテナで受信したミリ波帯の信号を4.3した無線装置の開発を進める予定である。

IF 帯に変換してモデム部に供給する機能をもって

（3）
（4）
（5）

は導波管型フィルタ

アンテナ部
（6）

アンテナは指向性に優れたグレゴリアン型 を採

6．参考文献いる。

用しアンテナ利得 42dBi ，半値角 1.0°を得ている。

4.1

図 7 に放射パターンを示す。また，アンテナ 1 次放

（1）内山，高橋，鈴江，市川： 準ミリ波・ミリ波

射器とデュプレクサの間に偏波切替器を設け，垂直モジュール , 島田理化技報，No.13, 2002．

IF 部

IF 部は送信電力を制御する可変減衰器と受信電力の変動に対して受信 IF 信号の電力を一定に制御するオートゲインコントロール回路を設けている。

34

25

15

ている（1）。

水平面
垂直面

30

パシタを搭載し，気密性に優れたメタル・パッケー

ある。

表2

化

ミリ波フロントエンド部はミキサからアンテナまミキサはアンチパラレルダイオードペアを用いた
3

φ35cmグレゴリアン
アンテナ
利得 42dBi
半値角 1.0°35

ミリ波フロントエンド部

はアルミナ基板にベアチップの増幅器やチップキャ

1.00E-07として図 4 に占有周波数帯域幅を，図 5 にターボプ
ロダクト符号による誤り訂正前と誤り訂正後の CN-

劣4.2

短いことから小型化しやすい利点がある。本装置でモデム部の主要性能を表 2 に示す。モデムの性能

定定度を得ている。

での高周波回路部で構成される。ミリ波帯は波長が1.00E-06

インタフェース部では IEEE802.3 に準拠したイン

3.5

FECON(+65℃)

FECON(-10℃)

ベースバンド部

RF/ アンテナ部 ブロック図

利得
［dBi］

1.00E-03

生及びフィルタリングを行う。

訂正（Forward Error Correction）を行う。

AGC：オートゲイコントロール

FECOＦＦ(+25℃)のシンボルクロックタイミングを制御しクロック再専用 IC を用いターボプロダクト符号による誤り

V-ATT：可変減衰器

ミリ波フロントエンド部

図6

FECON(+25℃)

この誤差情報を元に受信ルートナイキストフィルタ（2）誤り訂正

Lo：局部発振器

MIX

占有周波数帯域幅

1.00E-01

ロス法によりサンプリング点の位相誤差を検出し，用フレームの生成と同期化を行う。

BPF：バンドパスフィルタ
MIX：ミキサ

IF 部

イミング制御回路（BTR）で構成される。ゼロク

再生クロックに同期した無線フレーム，誤り訂正

LNA：低雑音増幅器

LNA

受信 IF 信号（3）クロック再生（BTR，他）

3.3

BPF

AGC

偏波と水平偏波に対応できるようにしている。

（2）伊藤，飯田，佐々木，浦崎： アンチパラレル
ダイオードペアを用いた 40GHz 帯モノリシック

35

島田理化技報

3.2

No.16（2005）

50GHz デジタル無線伝送装置

デジタル変復調部

MIX

V-ATT

（1）ナイキストフィルタ（NYQ-FL）

BPF
ANT

送信 IF 信号

ロールオフ率 50% のルートロールオフ特性を FIR
フィルタ（Finite Impulse Response Filter）で実現

DUP

している。

Lo

×5

（2）キャリア再生（CR）

×2

ANT：アンテナ
DUP：デュプレクサ

デジタルコスタスループを用いて軟判定データの位相誤差を検出し位相補正量を求め，位相回転回路
にて受信信号のキャリア位相を追従させている。
図4

受信ルートナイキストフィルタ（NYQ-FL）とタ

1.00E-02

1.00E-04（1）フレーム制御

3.4

また，ミキサを駆動させる局部発振器は誘電体共振

45

FECOＦＦ(+65℃)

器と PLL 回路を用いて低位相雑音と高い周波数安40

FECOＦＦ(-10℃)

C/N-BER理論値

BER

1.00E-05

インタフェース部

タフェースの終端と無線フレームの処理及び各部の制御を行う。
モデムの主要性能，特性

1.00E-08

誤り訂正前
誤り訂正後

1.00E-09

1.00E-10

4

5

6

7

8

9

10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22

C/N
［dB］

図5

C/N-BER 特性

BER 特性を示す。

4．RF/ アンテナ

モデム部 主要性能

変調方式

DQPSK

RF/ アンテナ部のブロック図を図 6 に示す。RF

占 有 帯 域 幅

13.5MHz

波形整形フィルタ

50% ルートロールオフ

シンボルクロック10.15MHz固

0.7dB

誤 り 訂 正 方 式

ターボプロダクト符号

送信 IF 周波数

940MHz

受信 IF 周波数

440MHz20

ジに封止することによって小型化と信頼性を確保し

105（1）ミキサ
偶高調波ミキサを採用した（2）。このミキサの特長は局部発振波の 2 倍波との混合波が出力されることである。従って，局部発振周波数が通常のミキサの半

0
-10

-5

0

5

10

角度
［deg.］

図7

アンテナ放射パターン（測定値）

分でよく局部発振回路の構成が簡易にできる利点が5．むすび（2）バンドパスフィルタとデュプレクサ
ミリ波帯のバンドパスフィルタとデュプレクサに

本稿では 50GHz 帯の周波数を利用したデジタルを採用し，低損失化を図

変調方式の無線装置を紹介した。ミリ波帯は今後の部は大きく IF 部とミリ波フロントエンド部に分かっている。また電磁界シミュレータによる設計と精利用促進が期待される周波数帯である。今回の開発れている。RF 部ではモデム部からの変調信号（送密加工によってフィルタ特性を整える調整機構の数

結果を活かし，ミリ波帯の特長である高速大容量伝

信 IF 信号）をミリ波帯に変換してアンテナに供給を通常の半分に減らしコスト低減を図っている。

送と装置の小型化などを進め，顧客のニーズに対応する機能と，アンテナで受信したミリ波帯の信号を4.3した無線装置の開発を進める予定である。

IF 帯に変換してモデム部に供給する機能をもって

（3）
（4）
（5）

は導波管型フィルタ

アンテナ部
（6）

アンテナは指向性に優れたグレゴリアン型 を採

6．参考文献いる。

用しアンテナ利得 42dBi ，半値角 1.0°を得ている。

4.1

図 7 に放射パターンを示す。また，アンテナ 1 次放

（1）内山，高橋，鈴江，市川： 準ミリ波・ミリ波

射器とデュプレクサの間に偏波切替器を設け，垂直モジュール , 島田理化技報，No.13, 2002．

IF 部

IF 部は送信電力を制御する可変減衰器と受信電力の変動に対して受信 IF 信号の電力を一定に制御するオートゲインコントロール回路を設けている。

34

25

15

ている（1）。

水平面
垂直面

30

パシタを搭載し，気密性に優れたメタル・パッケー

ある。

表2

化

ミリ波フロントエンド部はミキサからアンテナまミキサはアンチパラレルダイオードペアを用いた
3

φ35cmグレゴリアン
アンテナ
利得 42dBi
半値角 1.0°35

ミリ波フロントエンド部

はアルミナ基板にベアチップの増幅器やチップキャ

1.00E-07として図 4 に占有周波数帯域幅を，図 5 にターボプ
ロダクト符号による誤り訂正前と誤り訂正後の CN-

劣4.2

短いことから小型化しやすい利点がある。本装置でモデム部の主要性能を表 2 に示す。モデムの性能

定定度を得ている。

での高周波回路部で構成される。ミリ波帯は波長が1.00E-06

インタフェース部では IEEE802.3 に準拠したイン

3.5

FECON(+65℃)

FECON(-10℃)

ベースバンド部

RF/ アンテナ部 ブロック図

利得
［dBi］

1.00E-03

生及びフィルタリングを行う。

訂正（Forward Error Correction）を行う。

AGC：オートゲイコントロール

FECOＦＦ(+25℃)のシンボルクロックタイミングを制御しクロック再専用 IC を用いターボプロダクト符号による誤り

V-ATT：可変減衰器

ミリ波フロントエンド部

図6

FECON(+25℃)

この誤差情報を元に受信ルートナイキストフィルタ（2）誤り訂正

Lo：局部発振器

MIX

占有周波数帯域幅

1.00E-01

ロス法によりサンプリング点の位相誤差を検出し，用フレームの生成と同期化を行う。

BPF：バンドパスフィルタ
MIX：ミキサ

IF 部

イミング制御回路（BTR）で構成される。ゼロク

再生クロックに同期した無線フレーム，誤り訂正

LNA：低雑音増幅器

LNA

受信 IF 信号（3）クロック再生（BTR，他）

3.3

BPF

AGC

偏波と水平偏波に対応できるようにしている。

（2）伊藤，飯田，佐々木，浦崎： アンチパラレル
ダイオードペアを用いた 40GHz 帯モノリシック

35

島田理化技報No.16（2005）

偶高調波ミキサ , 信学技報 MW90-105, pp.3539, 1990．

筆者紹介（3）S. B. Cohn： Direct-Coupled-Resonator Filters ,Proc. IRE, vol.45, February, pp.187-196, 1957．

電子事業本部（4）馬，難波，小林： モード整合法によるアイリス

通信システム部

四分一 浩二（5）森重： 無調整フィルタ , 島田理化技報，No.9,

電子事業本部（6）三 輪 進， 加 来 信 之： ア ン テ ナ お よ び 電 波 伝
搬 , 東京電機大学出版局 , pp.68-69, 1999．

航空機搭載用ロータリジョイントの構造解析

東京製作所

結合導波管形帯域通過フィルタの設計 , 信学
技報，MW99-26, pp.77-82, 1999．
1997．

〈技術開発〉
────────────────────────────────────────────

細田裕一

Yuichi HOSODA

東京製作所
通信システム部は「Design Space」に移行してシミュレーション

1．まえがき鈴木 哲也

を実施。結果を設計モデルにフィードバックして再本ロータリジョイントは，航空機搭載用のアンテ
電子事業本部

ナシステムに使用される Ku 帯ロータリジョイント東京製作所である。本稿では，ロータリジョイントの開発に当

マイクロ波技術部

り，有限要素法シミュレーションソフトウェアを利田中 稔博

用した構造の最適化の例を紹介する。図 1 にロータ
リジョイントの概観を示す。

度シミュレーションを行う。これを繰り返して製品（2）の最適化設計を図る（1）。

4．設計検討
本製品の仕様の内，最もクリティカルな条件はス
テータ側の導波管フランジ面へのモーメント荷重に加え，振動条件の加速度 17.5G が加わる時である。

電子事業本部

図 2 に概略構造図を示す。先ずは導波管部の厚さを

東京製作所

アルミニウムろう付けでの歪を考慮した最小厚さ

マイクロ波技術部

0.6mm の場合（初期モデル）で強度を検証した。

森 智之

フランジ

（103）

導波管部

図1

ロータ
取り付け面

ロータリジョイント

ベアリング

モーメント
荷重

2．開発の課題

ステータ

開発の課題として，航空機搭載品の場合，小型・フランジ

軽量化が必須であり，しかも強度的に充分な信頼性を保つ事が必要である。今回は有限要素法シミュレ

図2ーションを利用し，本ロータリジョイントの質量，
強度的な最適化を実施した。

単位：mm

概略構造図

分割要素数は，経済的に適正な要素数で実施した。
図 3 は，モーメント荷重を導波管フランジ面に与え

3．解析の手順た時の応力分布結果であり，最大応力は図中①の箇

機構設計部門ではCAEソフトウェアとしてサイTM

バ ネ ッ ト シ ス テ ム 社 の「ANSYS 」 と「Design

所で 27.92［MPa］であった。境界条件はベアリン
グとの接触面を拘束，その他の条件は表 1 に示す。

TM

Space 」を 3 次元 CAD として Co Create 社の「Solid
DesignerTM」を使用している。
「ANSYS」と「Design

初期モデル，モーメント荷重解析の条件

Space」は有限要素法を利用した構造解析プログラ

材質

ムである。手順としては「Solid Designer」にて 3

縦弾性係数
［MPa］

Al 合金

71000

次元設計モデルを作成し，データを「ANSYS」又

36

表1

ポアソン比

要素数

節点数

0.33

2638

4871

37

島田理化技報No.16（2005）

偶高調波ミキサ , 信学技報 MW90-105, pp.3539, 1990．

筆者紹介（3）S. B. Cohn： Direct-Coupled-Resonator Filters ,Proc. IRE, vol.45, February, pp.187-196, 1957．

電子事業本部（4）馬，難波，小林： モード整合法によるアイリス

通信システム部

四分一 浩二（5）森重： 無調整フィルタ , 島田理化技報，No.9,

電子事業本部（6）三 輪 進， 加 来 信 之： ア ン テ ナ お よ び 電 波 伝
搬 , 東京電機大学出版局 , pp.68-69, 1999．

航空機搭載用ロータリジョイントの構造解析

東京製作所

結合導波管形帯域通過フィルタの設計 , 信学
技報，MW99-26, pp.77-82, 1999．
1997．

〈技術開発〉
────────────────────────────────────────────

細田裕一

Yuichi HOSODA

東京製作所
通信システム部は「Design Space」に移行してシミュレーション

1．まえがき鈴木 哲也

を実施。結果を設計モデルにフィードバックして再本ロータリジョイントは，航空機搭載用のアンテ
電子事業本部

ナシステムに使用される Ku 帯ロータリジョイント東京製作所である。本稿では，ロータリジョイントの開発に当

マイクロ波技術部

り，有限要素法シミュレーションソフトウェアを利田中 稔博

用した構造の最適化の例を紹介する。図 1 にロータ
リジョイントの概観を示す。

度シミュレーションを行う。これを繰り返して製品（2）の最適化設計を図る（1）。

4．設計検討
本製品の仕様の内，最もクリティカルな条件はス
テータ側の導波管フランジ面へのモーメント荷重に加え，振動条件の加速度 17.5G が加わる時である。

電子事業本部

図 2 に概略構造図を示す。先ずは導波管部の厚さを

東京製作所

アルミニウムろう付けでの歪を考慮した最小厚さ

マイクロ波技術部

0.6mm の場合（初期モデル）で強度を検証した。

森 智之

フランジ

（103）

導波管部

図1

ロータ
取り付け面

ロータリジョイント

ベアリング

モーメント
荷重

2．開発の課題

ステータ

開発の課題として，航空機搭載品の場合，小型・フランジ

軽量化が必須であり，しかも強度的に充分な信頼性を保つ事が必要である。今回は有限要素法シミュレ

図2ーションを利用し，本ロータリジョイントの質量，
強度的な最適化を実施した。

単位：mm

概略構造図

分割要素数は，経済的に適正な要素数で実施した。
図 3 は，モーメント荷重を導波管フランジ面に与え

3．解析の手順た時の応力分布結果であり，最大応力は図中①の箇

機構設計部門ではCAEソフトウェアとしてサイTM

バ ネ ッ ト シ ス テ ム 社 の「ANSYS 」 と「Design

所で 27.92［MPa］であった。境界条件はベアリン
グとの接触面を拘束，その他の条件は表 1 に示す。

TM

Space 」を 3 次元 CAD として Co Create 社の「Solid
DesignerTM」を使用している。
「ANSYS」と「Design

初期モデル，モーメント荷重解析の条件

Space」は有限要素法を利用した構造解析プログラ

材質

ムである。手順としては「Solid Designer」にて 3

縦弾性係数
［MPa］

Al 合金

71000

次元設計モデルを作成し，データを「ANSYS」又

36

表1

ポアソン比

要素数

節点数

0.33

2638

4871

37

島田理化技報No.16（2005）

航空機搭載用ロータリジョイントの構造解析

充分な強度にするため，設計モデルにフィードバ

Min

MPa
27.92224.820拘束面

21.71718.61515.513

材質

ポアソン比

要素数

節点数

す。安全率は，アルミニウム合金の疲れ強さを基準

縦弾性係数
［MPa］

Al 合金

71000

0.33

3740

7144

導波管の厚さを徐々に厚くして，初期モデルと同様に計算を行い，最終的に導波管厚さ1.2mmの時
（最

6.206
3.104
0.002

図3

初期モデル，モーメント荷重解析結果（最大応力 27.92［MPa］①）

れた時の応力と固有値はモデルの詳細を表 6，結果

0.237

は図 6，表 7，8 に示す。最大応力は図中の MAX と0.189

げたが，実際は「ANSYS」でもシミュレーション

示す点で，0.04［MPa］であった。図 6 の応力分布0.142を行っており，要素分割も数十パターンシミュレーの内，図 5 で最大応力の箇所である部分④の応力は0.095

なる回転軸に対して平行な方向の加速度が与えらと最大で 20.99［MPa］であり，表 8 に示すようにれた時の応力と固有値を求めた。境界条件は取り付

安全率 2.52 であった。

け面とフランジ面を拘束，モデルの詳細は表 2 に示

表3初期モデル，固有値・加速度負荷解析結果
固有値［Hz］

仕様周波数［Hz］

0.056

4946

2000

分布の内，図 3 で最大応力の箇所である部分②の応+ ②）と最大で 27.94［MPa］であり，表 4 に示すように安全率 1.90 であった。
表227.922

初期モデル，固有値・加速度負荷解析条件
ポアソン比

要素数

節点数

Al 合金

71000

0.33

3757

7169

表5

1.90

材質

ポアソン比

要素数

節点数

Al 合金

71000

0.33

2670

4932

MPa
20.97216.312

リジョイントを開発する事が出来た（3）。

図6

最終モデル，固有値・加速度負荷解析結果

6．参考文献表7

初期モデル，固有値・加速度負荷解析結果（1）CAD/CAE 研 究 会： ANSYS 工 学 解 析 入 門 ,最大応力［MPa］

固有値［Hz］

仕様周波数［Hz］

0.043

4922

2000

表8
材質

（2）サイバネットシステム株式会社： CAE のある
ものづくり , pp. 9-18, 2004. 1．

Al 合金

最終モデルの安全率

応力③ 応力④［MPa］ ［MPa］

最大応力 疲れ強③＋④
さ［MPa］ ［MPa］

20.97220.991

0.019

53.0

安全率
＝

理工学社，2001.

疲れ強さ
①＋②

（3）東町高雄： 有限要素法のノウハウ , 森北出版
株式会社，pp. 25-70, 1993．

2.5

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
技術部

Min

0.376

られ，質量と強度においてバランスの取れたロータ＊応力②は，図4の分布から，図3の最大応力の位置を読み取った値。
＊疲れ強さは Al 合金材料特性値。

最終モデル，モーメント荷重解析の条件

18.642

細田 裕一
拘束面
③

13.982

Max

11.652

0.251

9.322

0.189

Max

6.993

0.127

4.663

0.065

2.333

図4

53.0

縦弾性係数
［MPa］

0.438

0.003

27.942

ションを実施している。この様に多くのパターンの計算をする事によって，信頼性のある解析結果が得

④

疲れ強さ
＝
①＋②

Min

0.500

0.314

0.020

Min

安全率

＊応力②は，図4の分布から，図3の最大応力の位置を読み取った値。
＊疲れ強さは Al 合金材料特性値。

材質

38

材質

今回は「Design Space」での解析の一部を取り挙

0.047

最終モデルの安全率

最大応力 疲れ強応力① 応力②①＋②
さ［MPa］ ［MPa］［MPa］ ［MPa］

Al 合金

縦弾性係数
［MPa］

X le-1 MPa
0.563

表4

化（軽量化や小型化）を図るために利用している。

Max

0.000

最大応力［MPa］

は 4946Hz となり問題のない値である。図 4 の応力力は 0.02［MPa］であった。双方の応力を合せる（①を遂げており，構造設計においては主に形状の最適20.97［MPa］であった。次に加速度 17.5G が与えら

0.02［MPa］であった。双方の応力を合せる（③ + ④）

MAX と示す点で，0.06［MPa］であった。固有値決定が重要となる。CAE は 3 次元 CAD と共に発展

0.284

次に，加速度 17.5G が加わる時で最も応力が高くす。結果は図 4，表 3 の通りで最大応力は，図中のの関係の把握であり，それは計算結果の信憑性に繋ンでは境界条件を明確にする事と，要素分割方法の

0.331

5，結果を図 5 に示す。最大応力は図中③の箇所でMax

構造解析で困難な事は要素の分割荒さと計算精度に依存する部分が大きい。よって，シミュレーショ

0.379と同様にモーメント荷重を与えた時の解析条件を表

9.309

5．むすび

がる。分割粗さと計算精度の把握は実績評価と経験

X le-1 MPa
0.426終モデル），安全率 2.5 になった。導波管厚さ 0.6mm

12.411

最終モデル，固有値・加速度負荷解析条件

ックし，導波管の厚さを変化させ，再計算を繰り返として，2.5 以上を目標とした。
①

表6

②

初期モデル，固有値・加速度負荷解析結果

0.003

図5

最終モデル，モーメント荷重解析結果（最大応力 20.97［MPa］③）39

島田理化技報No.16（2005）

航空機搭載用ロータリジョイントの構造解析

充分な強度にするため，設計モデルにフィードバ

Min

MPa
27.92224.820拘束面

21.71718.61515.513

材質

ポアソン比

要素数

節点数

す。安全率は，アルミニウム合金の疲れ強さを基準

縦弾性係数
［MPa］

Al 合金

71000

0.33

3740

7144

導波管の厚さを徐々に厚くして，初期モデルと同様に計算を行い，最終的に導波管厚さ1.2mmの時
（最

6.206
3.104
0.002

図3

初期モデル，モーメント荷重解析結果（最大応力 27.92［MPa］①）

れた時の応力と固有値はモデルの詳細を表 6，結果

0.237

は図 6，表 7，8 に示す。最大応力は図中の MAX と0.189

げたが，実際は「ANSYS」でもシミュレーション

示す点で，0.04［MPa］であった。図 6 の応力分布0.142を行っており，要素分割も数十パターンシミュレーの内，図 5 で最大応力の箇所である部分④の応力は0.095

なる回転軸に対して平行な方向の加速度が与えらと最大で 20.99［MPa］であり，表 8 に示すようにれた時の応力と固有値を求めた。境界条件は取り付

安全率 2.52 であった。

け面とフランジ面を拘束，モデルの詳細は表 2 に示

表3初期モデル，固有値・加速度負荷解析結果
固有値［Hz］

仕様周波数［Hz］

0.056

4946

2000

分布の内，図 3 で最大応力の箇所である部分②の応+ ②）と最大で 27.94［MPa］であり，表 4 に示すように安全率 1.90 であった。
表227.922

初期モデル，固有値・加速度負荷解析条件
ポアソン比

要素数

節点数

Al 合金

71000

0.33

3757

7169

表5

1.90

材質

ポアソン比

要素数

節点数

Al 合金

71000

0.33

2670

4932

MPa
20.97216.312

リジョイントを開発する事が出来た（3）。

図6

最終モデル，固有値・加速度負荷解析結果

6．参考文献表7

初期モデル，固有値・加速度負荷解析結果（1）CAD/CAE 研 究 会： ANSYS 工 学 解 析 入 門 ,最大応力［MPa］

固有値［Hz］

仕様周波数［Hz］

0.043

4922

2000

表8
材質

（2）サイバネットシステム株式会社： CAE のある
ものづくり , pp. 9-18, 2004. 1．

Al 合金

最終モデルの安全率

応力③ 応力④［MPa］ ［MPa］

最大応力 疲れ強③＋④
さ［MPa］ ［MPa］

20.97220.991

0.019

53.0

安全率
＝

理工学社，2001.

疲れ強さ
①＋②

（3）東町高雄： 有限要素法のノウハウ , 森北出版
株式会社，pp. 25-70, 1993．

2.5

筆者紹介
電子事業本部
東京製作所
技術部

Min

0.376

られ，質量と強度においてバランスの取れたロータ＊応力②は，図4の分布から，図3の最大応力の位置を読み取った値。
＊疲れ強さは Al 合金材料特性値。

最終モデル，モーメント荷重解析の条件

18.642

細田 裕一
拘束面
③

13.982

Max

11.652

0.251

9.322

0.189

Max

6.993

0.127

4.663

0.065

2.333

図4

53.0

縦弾性係数
［MPa］

0.438

0.003

27.942

ションを実施している。この様に多くのパターンの計算をする事によって，信頼性のある解析結果が得

④

疲れ強さ
＝
①＋②

Min

0.500

0.314

0.020

Min

安全率

＊応力②は，図4の分布から，図3の最大応力の位置を読み取った値。
＊疲れ強さは Al 合金材料特性値。

材質

38

材質

今回は「Design Space」での解析の一部を取り挙

0.047

最終モデルの安全率

最大応力 疲れ強応力① 応力②①＋②
さ［MPa］ ［MPa］［MPa］ ［MPa］

Al 合金

縦弾性係数
［MPa］

X le-1 MPa
0.563

表4

化（軽量化や小型化）を図るために利用している。

Max

0.000

最大応力［MPa］

は 4946Hz となり問題のない値である。図 4 の応力力は 0.02［MPa］であった。双方の応力を合せる（①を遂げており，構造設計においては主に形状の最適20.97［MPa］であった。次に加速度 17.5G が与えら

0.02［MPa］であった。双方の応力を合せる（③ + ④）

MAX と示す点で，0.06［MPa］であった。固有値決定が重要となる。CAE は 3 次元 CAD と共に発展

0.284

次に，加速度 17.5G が加わる時で最も応力が高くす。結果は図 4，表 3 の通りで最大応力は，図中のの関係の把握であり，それは計算結果の信憑性に繋ンでは境界条件を明確にする事と，要素分割方法の

0.331

5，結果を図 5 に示す。最大応力は図中③の箇所でMax

構造解析で困難な事は要素の分割荒さと計算精度に依存する部分が大きい。よって，シミュレーショ

0.379と同様にモーメント荷重を与えた時の解析条件を表

9.309

5．むすび

がる。分割粗さと計算精度の把握は実績評価と経験

X le-1 MPa
0.426終モデル），安全率 2.5 になった。導波管厚さ 0.6mm

12.411

最終モデル，固有値・加速度負荷解析条件

ックし，導波管の厚さを変化させ，再計算を繰り返として，2.5 以上を目標とした。
①

表6

②

初期モデル，固有値・加速度負荷解析結果

0.003

図5

最終モデル，モーメント荷重解析結果（最大応力 20.97［MPa］③）39

〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

高速自動整合器の開発
百地俊也

Toshiya MOMOJI

浅利

哲

小澤

Satoshi ASARI

1．まえがきマイクロ波（主に ISM バンドである 2450 および俊雄

Toshio OZAWA

両プランジャーの反射位相を変え，負荷側のインピーダンスをマッチングするものである。
今回開発を行った自動整合器の最大の特徴はその5800MHz）の有望な利用方法のひとつとしてプラズマ発生装置がある。マイクロ波プラズマは，半導体製造技術に欠かせない気相成長法（CVD 法）やEチューナ
Eプランジャー

ドライエッチング技術などに利用される他，表面改質や有害ガスの分解などさまざまな分野に使用されている。

Hプランジャー
検波器

本自動整合器はこれらマイクロ波プラズマを、激Hチューナ

しい状態変化にも影響されず安定的に発生させるために用いられる装置である。
プラズマとは，電離した正イオンと電子の数がほ

図 1 EH チューナイメージ図

ぼ同数で，全体としては電気的中性な状態を指し，内部では殆ど電位差を持たない良伝導体である。このため，導波管内やチャンバー内でプラズマが発生整合方式であり，EH チューナの動作原理を厳密にした場合には，金属のポスト（サセプタンス）が突解析することにより，無駄な動作を無くし，高速な然挿入された事と等価な急激なインピーダンスの変整合を可能とした。

化が起こる。プラズマの発生・持続には高い電界が

図 2 に，信号源と負荷を含む自動整合器のブロッ必要であり，発生前後のインピーダンス変化の影響を受けずにマイクロ波エネルギーをプラズマに変換モータ

するために高速な自動整合器が必要となる。

一般的であり，すでに当社を含めた数社で商品化を

プローブ
信号源

Hチューナ

検波部

Eチューナ

外部制御

2．構成及び機能
マイクロ波における自動整合器は導波管タイプが

PC

導波管部

コントローラ制御部
負荷終えている。これら整合器のタイプには，導波管のE 面に垂直に 3 本若しくは 4 本の整合用スタブを挿

図2

ブロック構成図

入していく 3 スタブ若しくは 4 スタブチューナタイ
プと，E 面，H 面に備えた副導波管に各々プランジ

ク図を示す。自動整合器は主に導波管部，検波部，ャー（整合用可動短絡板）を設けた EH チューナタ

制御部からなる。検波部により，信号源から見たイプの2種類がある。今回の自動整合器の開発には，

EH チューナを含むインピーダンスを測定し，この整合理論は複雑であるが，信頼性・耐電力性の高い

結果より負荷のみのインピーダンスを算出し，制御

EH チューナを採用した。

部で制御されたモータによりEHチューナを駆動し，

図 1 に EH チューナのイメージを示す。E プラン
ジャー，H プランジャーの位置を変えることにより，負荷との整合を取るように動作する。制御は専用のコントローラ若しくは RS-232C を介し外部 PC によ17

【技術開発】
産機部門

〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

高速自動整合器の開発
百地俊也

Toshiya MOMOJI

浅利

哲

小澤

Satoshi ASARI

1．まえがきマイクロ波（主に ISM バンドである 2450 および俊雄

Toshio OZAWA

両プランジャーの反射位相を変え，負荷側のインピーダンスをマッチングするものである。
今回開発を行った自動整合器の最大の特徴はその5800MHz）の有望な利用方法のひとつとしてプラズマ発生装置がある。マイクロ波プラズマは，半導体製造技術に欠かせない気相成長法（CVD 法）やEチューナ
Eプランジャー

ドライエッチング技術などに利用される他，表面改質や有害ガスの分解などさまざまな分野に使用されている。

Hプランジャー
検波器

本自動整合器はこれらマイクロ波プラズマを、激Hチューナ

しい状態変化にも影響されず安定的に発生させるために用いられる装置である。
プラズマとは，電離した正イオンと電子の数がほ

図 1 EH チューナイメージ図

ぼ同数で，全体としては電気的中性な状態を指し，内部では殆ど電位差を持たない良伝導体である。このため，導波管内やチャンバー内でプラズマが発生整合方式であり，EH チューナの動作原理を厳密にした場合には，金属のポスト（サセプタンス）が突解析することにより，無駄な動作を無くし，高速な然挿入された事と等価な急激なインピーダンスの変整合を可能とした。

化が起こる。プラズマの発生・持続には高い電界が

図 2 に，信号源と負荷を含む自動整合器のブロッ必要であり，発生前後のインピーダンス変化の影響を受けずにマイクロ波エネルギーをプラズマに変換モータ

するために高速な自動整合器が必要となる。

一般的であり，すでに当社を含めた数社で商品化を

プローブ
信号源

Hチューナ

検波部

Eチューナ

外部制御

2．構成及び機能
マイクロ波における自動整合器は導波管タイプが

PC

導波管部

コントローラ制御部
負荷終えている。これら整合器のタイプには，導波管のE 面に垂直に 3 本若しくは 4 本の整合用スタブを挿

図2

ブロック構成図

入していく 3 スタブ若しくは 4 スタブチューナタイ
プと，E 面，H 面に備えた副導波管に各々プランジ

ク図を示す。自動整合器は主に導波管部，検波部，ャー（整合用可動短絡板）を設けた EH チューナタ

制御部からなる。検波部により，信号源から見たイプの2種類がある。今回の自動整合器の開発には，

EH チューナを含むインピーダンスを測定し，この整合理論は複雑であるが，信頼性・耐電力性の高い

結果より負荷のみのインピーダンスを算出し，制御

EH チューナを採用した。

部で制御されたモータによりEHチューナを駆動し，

図 1 に EH チューナのイメージを示す。E プラン
ジャー，H プランジャーの位置を変えることにより，負荷との整合を取るように動作する。制御は専用のコントローラ若しくは RS-232C を介し外部 PC によ17

〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

マイクロ波加熱のサンプルテスト
生駒俊治

Toshiharu IKOMA

栗山

一政

Kazumasa KURIYAMAている。

1．まえがき本稿では，所望のマイクロ波加熱装置を実現する

マイクロ波による物体の加熱現象は第二次世界大為に必要な事項を，装置実現までのフロー図に従い

戦後，米国レイセオン社のパーシー・スペンサー博

述べる。また，その中でも重要なマイクロ波の基礎士により発見された。博士がレーダーの研究中にポ計算とサンプルテストについて詳細を述べる。
更に，ケットの中のチョコレートが溶けた事によるもので具体的なシミュレーションの事例を示し，それらのある。博士の発見がきっかけとなり，現在の電子レ

有効性を述べる。

ンジは 1954 年レーダーレンジの名前で初めて商品

（1）
，
（2）

2. サンプルテスト化された。
日本では，1960 年大阪見本市に出展されたのを契機に新たな家電製品として普及した。

図 1 は，マイクロ波加熱装置実現までのフロー図である。

マイクロ波加熱の工業利用は，食品関係で最も早まず，ユーザの仕様を検討し，シミュレーションく実現され，近年，セラミック，廃棄物，ゴム，樹（解析，基礎的な計算もここでは含む）とサンプル

脂等多種に渡って利用されている。当社でも約 30

テストを効率的に組み合わせ目的の結果を得る。そ

年に渡り，工業用マイクロ波加熱を行ってきたが，して，得られた結果からユーザの仕様に従ったマイ

被加熱物のマイクロ波特性を見極める上で，サンプ

クロ波加熱装置の構想設計を行い，装置の提案を行

ルテスト及び，電磁界シミュレーションを実施してっている。更に，このテスト結果は装置を実際に設

マイクロ波加熱装置の設計をすることが重要となっ計する段階においても重要な設計資料として利用さサンプルテスト・ワーク減衰特性の測定
・ 加熱炉の選択
・ 照射条件の検討
・ 均一性の確認
仕様

・ 熱風の併用
テスト結果

・ ワーク形状・ 加熱効率の算出

・ 加熱・乾燥条件
・ 生産量、処理量

・ 生産量、ランニングコスト（加熱装置実現）
量産機の提案、設計

シミュレーション・基礎計算・均一加熱
・ 電波漏洩防止
・ 加熱効率の向上
・ マイクロ波照射方法の検討
図1

マイクロ波加熱装置実現までのフロー図

43

島田理化技報No.16（2005）

マイクロ波加熱のサンプルテスト

れる。

めには，この効率を出来る限り 1 に近づけることが課題となる。その具体策は，

2.1 マイクロ波基礎計算（マイクロ波電力）①マイクロ波が充分吸収される適正負荷量であること。（適正なεr・tan δであること）

マイクロ波加熱装置の設計にあたり，顧客仕様よりマイクロ波加熱の可否，及び，生産量・処理量よ②マイクロ波加熱炉（アプリケータ）の損失の少り第 1 に，マイクロ波電力を求める必要がある。マない，材質・構造で設計されていること。

イクロ波加熱における所要電力は，他の加熱方法と以上となる。

同様に熱量計算により求めることが出来る。加熱や乾燥を行うときに被加熱物が必要とする熱量はどの

2.2

サンプルテストような加熱式でも一定であるからである。
ところが，

サンプルテストでは先ず，ローパワーの測定系を実際に必要となる理論熱量は熱量（被加熱物の必要用いて，被加熱物のマイクロ波の減衰特性を測定す

熱量）よりも大きくなる。この理論熱量と必要熱量る。

の比は加熱効率ηで表される。これは被加熱物の特そして，測定した減衰特性より，加熱の可否の確性，加熱装置や反射電力などの損失といった要因に認（加熱効率），加熱炉の選択及び，シミュレーシ

より変化する。

ョン時の材料定数の設定に使用する。

図3

コンベア式マイクロ波加熱装置

電子レンジのようなマイクロ波オーブン内に置い

減衰特性測定後，比熱，比重，Δ T より基礎計算

た誘電体（M）を初期温度（T1）より，加熱温度（T2）

に従い，マイクロ波出力，加熱時間の計算を行う。

・出力まで加熱させるために必要なエネルギー（P1）は次

その後，サンプルテスト機により，実証テストを行・ オーブン容積 W1015 × H670 × D950mm

式のカロリー計算式で算出できる。

っている。

・用途

加熱・乾燥

材料定数を基に，折り曲げ導波管加熱炉の内部発熱

・付帯設備

熱風発生器（〜 150℃）

分布をシミュレーションした結果を示す。図 4（a）算を進んでとり入れ，装置の実現を図っている。
具体例として，図 4 にローパワー測定で測定した

4.186 × M × C ×Δ T
［W］…………………（1）t

1/N の量でサンプルテストを行い，昇温温度，加熱

図 3 は，コンベア式マイクロ波加熱装置である。

に内部構造，図 4（b）にはシミュレーションによりM：誘電体の重量［g］

時間，加熱ムラ等，要求仕様に満足するか検討する。

・出力

5kW × 6 台 =30kW

計算した電界分布図を示す。加熱炉（アプリケータ）：誘電体の比熱［cal/g℃］
Δ T ：昇温温度（T2-T1）［℃］

場合によっては均一加熱 = 均一乾燥にはならないの・オーブン容積W2900 × H1085 × D700mm

内が均一に加熱できるような発熱分布となっている

で，客先要求に満足できる加熱条件を検討するため

・用途

連続式加熱・乾燥

ことがわかる。この加熱炉は導波管内部の電界の一tに，マイクロ波の照射方法を変えたり，熱風，加・付帯設備

熱風発生器（〜 80℃）

番強いところに被加熱物を通すため，シート状の紙

マイクロ波発振器より発振されたエネルギー（P0）圧，減圧等を併用した処理を行いサンプルテストを・ワーク投入口 シャッター式

は，マイクロ波オーブン内に照射されて誘電損失係行う。更に，シミュレーションにより均一性の確認

P1 =

C

：加熱時間［sec］数（εr ・tanδ）を持つ被加熱物に吸収され，発熱が行われるが，その値（P2 : 誘電体に吸収される電力）は次式で表すことができる。

P2 = K ×εr × tanδ× f × E ［W/cm ］………（2）
2

K

εr

：常数 0.556 × 103

計算により求めた加熱条件において，実ラインの

5kW × 2 台 =10kW

するのに適している。
2.3

を実施する。
図 2 〜 3 に当社所有のサンプルテスト機について紹介する。
図 2 は，バッチ式のマイクロ波加熱装置である。

や，フィルム等の非常に軽い負荷を連続加熱，乾燥

シミュレーション

図 5 は被加熱物投入口，排出口が開放型であるコ

当社では，マイクロ波加熱をより効率的に，よりンベア式マイクロ波連続加熱装置の電磁波の漏洩の均一に加熱できるようにアプリケータ形状の検討

シミュレーション計算結果である。図 5（a）は開口や，コンポーネント類の検討にシミュレーション計部に電磁波の漏洩を防止するマイクロ波阻止フィル（a）内部構造（b）発熱分布− 12：誘電体の比誘電率tanδ：誘電体の誘電体力率f：周波数［Hz］

E：電界強度［V/cm］

ここで発振されたマイクロ波エネルギー（P0）は，マイクロ波加熱オーブン内に照射されて誘電損失係数（εr・tanδ）を持つ被加熱物（誘電体）に吸収され，発熱が行われる。しかし，実際には被加熱物のεr・tanδ値，装置の損失等から加熱効率ηが存
在し，
P0 =

4.186 × M × C ×Δ T
［W］…………………（3）t ×ηとなる。ここで効率の高い，有効的な加熱を行うた

44

図2

バッチ式マイクロ波加熱装置

図4

折り曲げ導波管加熱炉（シミュレーション）45

島田理化技報No.16（2005）

マイクロ波加熱のサンプルテスト

れる。

めには，この効率を出来る限り 1 に近づけることが課題となる。その具体策は，

2.1 マイクロ波基礎計算（マイクロ波電力）①マイクロ波が充分吸収される適正負荷量であること。（適正なεr・tan δであること）

マイクロ波加熱装置の設計にあたり，顧客仕様よりマイクロ波加熱の可否，及び，生産量・処理量よ②マイクロ波加熱炉（アプリケータ）の損失の少り第 1 に，マイクロ波電力を求める必要がある。マない，材質・構造で設計されていること。

イクロ波加熱における所要電力は，他の加熱方法と以上となる。

同様に熱量計算により求めることが出来る。加熱や乾燥を行うときに被加熱物が必要とする熱量はどの

2.2

サンプルテストような加熱式でも一定であるからである。
ところが，

サンプルテストでは先ず，ローパワーの測定系を実際に必要となる理論熱量は熱量（被加熱物の必要用いて，被加熱物のマイクロ波の減衰特性を測定す

熱量）よりも大きくなる。この理論熱量と必要熱量る。

の比は加熱効率ηで表される。これは被加熱物の特そして，測定した減衰特性より，加熱の可否の確性，加熱装置や反射電力などの損失といった要因に認（加熱効率），加熱炉の選択及び，シミュレーシ

より変化する。

ョン時の材料定数の設定に使用する。

図3

コンベア式マイクロ波加熱装置

電子レンジのようなマイクロ波オーブン内に置い

減衰特性測定後，比熱，比重，Δ T より基礎計算

た誘電体（M）を初期温度（T1）より，加熱温度（T2）

に従い，マイクロ波出力，加熱時間の計算を行う。

・出力まで加熱させるために必要なエネルギー（P1）は次

その後，サンプルテスト機により，実証テストを行・ オーブン容積 W1015 × H670 × D950mm

式のカロリー計算式で算出できる。

っている。

・用途

加熱・乾燥

材料定数を基に，折り曲げ導波管加熱炉の内部発熱

・付帯設備

熱風発生器（〜 150℃）

分布をシミュレーションした結果を示す。図 4（a）算を進んでとり入れ，装置の実現を図っている。
具体例として，図 4 にローパワー測定で測定した

4.186 × M × C ×Δ T
［W］…………………（1）t

1/N の量でサンプルテストを行い，昇温温度，加熱

図 3 は，コンベア式マイクロ波加熱装置である。

に内部構造，図 4（b）にはシミュレーションによりM：誘電体の重量［g］

時間，加熱ムラ等，要求仕様に満足するか検討する。

・出力

5kW × 6 台 =30kW

計算した電界分布図を示す。加熱炉（アプリケータ）：誘電体の比熱［cal/g℃］
Δ T ：昇温温度（T2-T1）［℃］

場合によっては均一加熱 = 均一乾燥にはならないの・オーブン容積W2900 × H1085 × D700mm

内が均一に加熱できるような発熱分布となっている

で，客先要求に満足できる加熱条件を検討するため

・用途

連続式加熱・乾燥

ことがわかる。この加熱炉は導波管内部の電界の一tに，マイクロ波の照射方法を変えたり，熱風，加・付帯設備

熱風発生器（〜 80℃）

番強いところに被加熱物を通すため，シート状の紙

マイクロ波発振器より発振されたエネルギー（P0）圧，減圧等を併用した処理を行いサンプルテストを・ワーク投入口 シャッター式

は，マイクロ波オーブン内に照射されて誘電損失係行う。更に，シミュレーションにより均一性の確認

P1 =

C

：加熱時間［sec］数（εr ・tanδ）を持つ被加熱物に吸収され，発熱が行われるが，その値（P2 : 誘電体に吸収される電力）は次式で表すことができる。

P2 = K ×εr × tanδ× f × E ［W/cm ］………（2）
2

K

εr

：常数 0.556 × 103

計算により求めた加熱条件において，実ラインの

5kW × 2 台 =10kW

するのに適している。
2.3

を実施する。
図 2 〜 3 に当社所有のサンプルテスト機について紹介する。
図 2 は，バッチ式のマイクロ波加熱装置である。

や，フィルム等の非常に軽い負荷を連続加熱，乾燥

シミュレーション

図 5 は被加熱物投入口，排出口が開放型であるコ

当社では，マイクロ波加熱をより効率的に，よりンベア式マイクロ波連続加熱装置の電磁波の漏洩の均一に加熱できるようにアプリケータ形状の検討

シミュレーション計算結果である。図 5（a）は開口や，コンポーネント類の検討にシミュレーション計部に電磁波の漏洩を防止するマイクロ波阻止フィル（a）内部構造（b）発熱分布− 12：誘電体の比誘電率tanδ：誘電体の誘電体力率f：周波数［Hz］

E：電界強度［V/cm］

ここで発振されたマイクロ波エネルギー（P0）は，マイクロ波加熱オーブン内に照射されて誘電損失係数（εr・tanδ）を持つ被加熱物（誘電体）に吸収され，発熱が行われる。しかし，実際には被加熱物のεr・tanδ値，装置の損失等から加熱効率ηが存
在し，
P0 =

4.186 × M × C ×Δ T
［W］…………………（3）t ×ηとなる。ここで効率の高い，有効的な加熱を行うた

44

図2

バッチ式マイクロ波加熱装置

図4

折り曲げ導波管加熱炉（シミュレーション）45

島田理化技報No.16（2005）〈技術開発〉
────────────────────────────────────────────

大型 LCD 基板洗浄装置内の気流解析と実機応用例
米田尚史

Takashi YONEDA片岡辰雄

Tatsuo KATAOKA

石神敬志

Takashi ISHIGAMI

篠塚保志

Yasushi SHINOZUKA

1．まえがき（a）電磁波漏洩状態（阻止フィルタ無し）
図5（b）電磁波漏洩状態（阻止フィルタ有り）

コンベア式マイクロ波連続加熱装置（シミュレーション）

数年前まで液晶基板と言えば，携帯電話やノートパソコンのパネル用途が主であった。最近では新・三種の神器のひとつに挙げられる薄型大画面 TV にターの無い加熱炉での電磁波漏洩状態を示してい

3．むすびる。図 5（b）には開口部にシミュレーションにより代表されるように高品位で大型な液晶基板が求めら

以上のように，マイクロ波加熱装置のサンプルテレイ）基板は G7（第 7 世代）サイズなどと呼ばれ物投入口，排出口に設置した加熱炉での電磁波漏洩

スト，シミュレーション，量産装置見積までの流れ

1880 × 2150mm と，ほとんど畳のような大きさで状態を示している。シミュレーション結果より求めについて述べた。サンプルテスト及び，シミュレーある。

た最適なフィルタを開口部に取付けることにより，ションは，装置の最適設計において非常に有効な手装置からの電磁波の漏洩を防止することが出来る。

段であり，更に改善を進めている。

本結果を，実際に 180kW の大型コンベアー装置

当社では種々な顧客ニーズに応えるため，小型バッチ炉から大型コンベアのサンプルテスト機，
及び，

2

準である電磁波強度 5mW/cm 以下に対して充分低貸出機を用意しており，短期間でユーザへの量産機

い値で満足した。

提案を行うことが可能となった。

マイクロ波加熱における電磁界シミュレーション

4．参考文献は，電磁波の漏洩を防止するマイクロ波阻止フィル
ターの最適設計，加熱効率を向上させる加熱炉の最適設計及び，負荷の軽い被加熱物を加熱する場合に（1）越島哲夫： マイクロ波加熱技術集成 ,（株）NTS，pp.16-17, 1944.

必要とする電界強度の強い加熱炉の最適設計等にお（2）Ernest C. Okress： Microwave Power Engin-

いて，被加熱物のマイクロ波による発熱分布状態のeering , Academic Press Inc., vol 1, vol 2, 1968.

基板

れている。現在の大型 TV 向け LCD（液晶ディスプ

最適設計されたマイクロ波阻止フィルターを被加熱の開口部に適応した。その結果，電波漏れは社内基

エアーナイフ高速気流

当社では，上記のような大型基板の洗浄装置では装置内気流の制御が不可欠であるとの観点から数値

搬送方向

水

解析・実験的検証の両面より現行形状の問題点顕在化とその改善を試みた。
本稿では，はじめに G7 サイズ用のエアーナイフ
ユニット内の気流を数値解析・実験的検証の両面に

図1より検討した結果を述べ，次にその実機応用事例を
述べる。

らない。

2．数値解析と検証
2.1

エアーナイフ

解析対象

今回，気流解析を行ったエアーナイフユニットは
前記 G7 サイズ対応の基板洗浄装置を構成するもの
で，基板の表裏両面の水を切るエアーナイフをそれ

液晶基板の洗浄工程は種々の薬液によって化学的ぞれ一本づつ備えている。また，本装置のひとつの確認が出来るため，装置設計を行う上では当然としに，あるいは物理的に基板を洗浄した後，純水によ特長として水切り後の基板を浮上搬送している。通ても，サンプルテスト段階でも非常に有効である。

って薬液をすすぎ，最後に純水を吹き飛ばして乾燥

常，基板の搬送はゴム製 O リングを取り付けたローさせる。装置内気流が特に問題となるのは最後の水ラーで行うが，乾燥後の基板を同様に保持すると裏切り乾燥の段階である。当社ではエアーナイフと呼面にゴムの跡がついてしまう。これを防ぐため，本ばれるユニットで水切りを行っており，これはスリ装置ではエアーホッケーのように空気を噴出させたットから高速な気体を基板に吹き付けて基板の水切板の上に基板を浮かせて，基板の搬送を行っていりを行うものである（図 1：エアーナイフによる基る。更に，前述のように液切りを終えた基板は極め

板水切りの様子を示した模式図）。エアーナイフユて清浄に保つ必要があるため，エアーナイフを通過

ニット内で，設計者が意図しない異常な気流が存在した基板にはクリーンユニットと呼ばれるエアーフ

すると，例えばエアーナイフによって基板上から巻ィルターを介した清浄な空気を基板上方より吹き付き上げられた水滴が乾燥後の基板に再付着してシミ

ける。

2.4

サンプルテスト結果

サンプルテスト機で得られた，
加熱温度及び分布，乾燥の度合（含水率），加熱時間，加熱効率等の結果は，まずシミュレーション結果と比較し妥当性の確認を行う。更に重要なことは，顧客が求める被加筆者紹介
マイクロ波加熱装置
事業推進センター

生駒 俊治

熱物の品質（変色，変形，溶融等の無いこと）を満足しているかの確認である。
これらを基に，生産量，安全性，設置スペース，
及び，ランニングコストを考慮して，量産装置の構造設計を行い，見積仕様書として顧客への提案を行
っている。

46

産機事業本部
島田製作所
高周波技術部となってしまう等，歩留まりに大きく影響する。幾このように，エアーナイフユニット内には液切り

栗山 一政

重もの洗浄工程を経た最後の仕上げが水切り工程でのための噴出エアーだけでなく，様々な空気が噴射あり，ユニット内気流には細心の注意を払わねばな

されている。これらの気流がスムーズに装置外に排47

島田理化技報No.16（2005）〈技術開発〉
────────────────────────────────────────────

大型 LCD 基板洗浄装置内の気流解析と実機応用例
米田尚史

Takashi YONEDA片岡辰雄

Tatsuo KATAOKA

石神敬志

Takashi ISHIGAMI

篠塚保志

Yasushi SHINOZUKA

1．まえがき（a）電磁波漏洩状態（阻止フィルタ無し）
図5（b）電磁波漏洩状態（阻止フィルタ有り）

コンベア式マイクロ波連続加熱装置（シミュレーション）

数年前まで液晶基板と言えば，携帯電話やノートパソコンのパネル用途が主であった。最近では新・三種の神器のひとつに挙げられる薄型大画面 TV にターの無い加熱炉での電磁波漏洩状態を示してい

3．むすびる。図 5（b）には開口部にシミュレーションにより代表されるように高品位で大型な液晶基板が求めら

以上のように，マイクロ波加熱装置のサンプルテレイ）基板は G7（第 7 世代）サイズなどと呼ばれ物投入口，排出口に設置した加熱炉での電磁波漏洩

スト，シミュレーション，量産装置見積までの流れ

1880 × 2150mm と，ほとんど畳のような大きさで状態を示している。シミュレーション結果より求めについて述べた。サンプルテスト及び，シミュレーある。

た最適なフィルタを開口部に取付けることにより，ションは，装置の最適設計において非常に有効な手装置からの電磁波の漏洩を防止することが出来る。

段であり，更に改善を進めている。

本結果を，実際に 180kW の大型コンベアー装置

当社では種々な顧客ニーズに応えるため，小型バッチ炉から大型コンベアのサンプルテスト機，
及び，

2

準である電磁波強度 5mW/cm 以下に対して充分低貸出機を用意しており，短期間でユーザへの量産機

い値で満足した。

提案を行うことが可能となった。

マイクロ波加熱における電磁界シミュレーション

4．参考文献は，電磁波の漏洩を防止するマイクロ波阻止フィル
ターの最適設計，加熱効率を向上させる加熱炉の最適設計及び，負荷の軽い被加熱物を加熱する場合に（1）越島哲夫： マイクロ波加熱技術集成 ,（株）NTS，pp.16-17, 1944.

必要とする電界強度の強い加熱炉の最適設計等にお（2）Ernest C. Okress： Microwave Power Engin-

いて，被加熱物のマイクロ波による発熱分布状態のeering , Academic Press Inc., vol 1, vol 2, 1968.

基板

れている。現在の大型 TV 向け LCD（液晶ディスプ

最適設計されたマイクロ波阻止フィルターを被加熱の開口部に適応した。その結果，電波漏れは社内基

エアーナイフ高速気流

当社では，上記のような大型基板の洗浄装置では装置内気流の制御が不可欠であるとの観点から数値

搬送方向

水

解析・実験的検証の両面より現行形状の問題点顕在化とその改善を試みた。
本稿では，はじめに G7 サイズ用のエアーナイフ
ユニット内の気流を数値解析・実験的検証の両面に

図1より検討した結果を述べ，次にその実機応用事例を
述べる。

らない。

2．数値解析と検証
2.1

エアーナイフ

解析対象

今回，気流解析を行ったエアーナイフユニットは
前記 G7 サイズ対応の基板洗浄装置を構成するもの
で，基板の表裏両面の水を切るエアーナイフをそれ

液晶基板の洗浄工程は種々の薬液によって化学的ぞれ一本づつ備えている。また，本装置のひとつの確認が出来るため，装置設計を行う上では当然としに，あるいは物理的に基板を洗浄した後，純水によ特長として水切り後の基板を浮上搬送している。通ても，サンプルテスト段階でも非常に有効である。

って薬液をすすぎ，最後に純水を吹き飛ばして乾燥

常，基板の搬送はゴム製 O リングを取り付けたローさせる。装置内気流が特に問題となるのは最後の水ラーで行うが，乾燥後の基板を同様に保持すると裏切り乾燥の段階である。当社ではエアーナイフと呼面にゴムの跡がついてしまう。これを防ぐため，本ばれるユニットで水切りを行っており，これはスリ装置ではエアーホッケーのように空気を噴出させたットから高速な気体を基板に吹き付けて基板の水切板の上に基板を浮かせて，基板の搬送を行っていりを行うものである（図 1：エアーナイフによる基る。更に，前述のように液切りを終えた基板は極め

板水切りの様子を示した模式図）。エアーナイフユて清浄に保つ必要があるため，エアーナイフを通過

ニット内で，設計者が意図しない異常な気流が存在した基板にはクリーンユニットと呼ばれるエアーフ

すると，例えばエアーナイフによって基板上から巻ィルターを介した清浄な空気を基板上方より吹き付き上げられた水滴が乾燥後の基板に再付着してシミ

ける。

2.4

サンプルテスト結果

サンプルテスト機で得られた，
加熱温度及び分布，乾燥の度合（含水率），加熱時間，加熱効率等の結果は，まずシミュレーション結果と比較し妥当性の確認を行う。更に重要なことは，顧客が求める被加筆者紹介
マイクロ波加熱装置
事業推進センター

生駒 俊治

熱物の品質（変色，変形，溶融等の無いこと）を満足しているかの確認である。
これらを基に，生産量，安全性，設置スペース，
及び，ランニングコストを考慮して，量産装置の構造設計を行い，見積仕様書として顧客への提案を行
っている。

46

産機事業本部
島田製作所
高周波技術部となってしまう等，歩留まりに大きく影響する。幾このように，エアーナイフユニット内には液切り

栗山 一政

重もの洗浄工程を経た最後の仕上げが水切り工程でのための噴出エアーだけでなく，様々な空気が噴射あり，ユニット内気流には細心の注意を払わねばな

されている。これらの気流がスムーズに装置外に排47

島田理化技報No.16（2005）

クリーンユニット想定の下向き流入境界大気圧圧力境界大型 LCD 基板洗浄装置内の気流解析と実機応用例

搬送方向

E

サブ排気想定の搬送方向

メイン排気想定の
流出境界

排液／排気共用孔想定の
流出境界

流出境界

搬送方向
（a）ベクトル図

（b）

（a）

搬送方向
（b）粒子軌跡
図 3 解析結果

エアーナイフ噴出気流想定の
流入境界

メイン排気

搬送方向
搬送方向

大気圧圧力境界浮上ユニット想定の上向き流入境界

搬送方向

（d）

（c）

図2

出されているかどうかを確認する。
2.2

補助排気口

解析条件

数値解析には CDAJ 社の STAR-CD を使用した。
エアーナイフユニットの 3 次元 CAD データを元に

図4

境界条件

補助排気口

現している。要素数は約 60 万，節点数は約 18 万でうべく，補助の排気口を計算モデルに付加した（図ある。四面体セルを多数用いているため，節点数の4：メイン排気の半分の流量を与え補助排気口とし割に要素数が多くなっている。

た）。この条件で再度計算を実行し，粒子軌跡を描

2.3

解析結果，検証実験

画像右上部分の粒子軌跡がスムーズにユニット外へ

図 3 に解析結果を示す。図 3（a）はベクトル図であ排気条件を付与して気流計算を実行した。図 2 に境り，エアーナイフの噴出気流の大部分が搬送方向上実験装置にて検証実験を行った。実験には霧を界条件の概要を示す。図 2（a）に示すように，エア

流の出口（実際には前段の洗浄ユニットに接続され噴霧して気流を可視化するクリーンビューワ（AIRーナイフを通過した基板に清浄な空気を供給するクる）へと流れている様子が分かる。図 3（b）は気流

TECH 社製）を用いた。図 6 に可視化実験の様子をリーンユニットを想定した流入境界を与える。実物の様子を分かりやすくするために，仮想的に微小な示す。実験の結果，解析の結果と実際の気流とは定で大気開放になっている個所には大気圧の圧力境界

粒子を気流に乗せた時の軌跡を描いたものである。

性的に一致しており，解析の有意性を確認した。

を付与している。排気は図 2（a）に示す位置のメイ

これを見ると，図の右側にて一部の粒子がスムーズ

ン排気と図 2（b）に示す位置のサブ排気とからなる。

に排気口に向かっていないことが分かる。このよう

図2（c）は図2（a）をE方向から見た図である。図2（d）な気流は基板への液滴再付着などを誘発するため，はモデルを透過してみた図で，赤色の個所に設けら改善の必要がある。

48

改善された粒子軌跡

いた結果が図5である。図3（b）と図5を比較すると，解析モデルを構築し，前記の空気噴出条件に加えれた浮上ユニットから噴出する空気も流入境界で表

図5

そこで，図 3（b）図にて排気が不十分な箇所を補出るように改善されているのが分かる。

3．G7 基板用洗浄装置
3.1

霧を噴射して気流を可視化

図6

気流可視化実験の様子

実機への適用

エアーナイフユニット内に乱流が発生すると，異近年の基板大型化に伴う更なる気流の複雑化で，エ物や液滴などが基板に付着し，不具合の原因になる。

アーナイフユニットの設計に気流解析が不可欠とな49

島田理化技報No.16（2005）

クリーンユニット想定の下向き流入境界大気圧圧力境界大型 LCD 基板洗浄装置内の気流解析と実機応用例

搬送方向

E

サブ排気想定の搬送方向

メイン排気想定の
流出境界

排液／排気共用孔想定の
流出境界

流出境界

搬送方向
（a）ベクトル図

（b）

（a）

搬送方向
（b）粒子軌跡
図 3 解析結果

エアーナイフ噴出気流想定の
流入境界

メイン排気

搬送方向
搬送方向

大気圧圧力境界浮上ユニット想定の上向き流入境界

搬送方向

（d）

（c）

図2

出されているかどうかを確認する。
2.2

補助排気口

解析条件

数値解析には CDAJ 社の STAR-CD を使用した。
エアーナイフユニットの 3 次元 CAD データを元に

図4

境界条件

補助排気口

現している。要素数は約 60 万，節点数は約 18 万でうべく，補助の排気口を計算モデルに付加した（図ある。四面体セルを多数用いているため，節点数の4：メイン排気の半分の流量を与え補助排気口とし割に要素数が多くなっている。

た）。この条件で再度計算を実行し，粒子軌跡を描

2.3

解析結果，検証実験

画像右上部分の粒子軌跡がスムーズにユニット外へ

図 3 に解析結果を示す。図 3（a）はベクトル図であ排気条件を付与して気流計算を実行した。図 2 に境り，エアーナイフの噴出気流の大部分が搬送方向上実験装置にて検証実験を行った。実験には霧を界条件の概要を示す。図 2（a）に示すように，エア

流の出口（実際には前段の洗浄ユニットに接続され噴霧して気流を可視化するクリーンビューワ（AIRーナイフを通過した基板に清浄な空気を供給するクる）へと流れている様子が分かる。図 3（b）は気流

TECH 社製）を用いた。図 6 に可視化実験の様子をリーンユニットを想定した流入境界を与える。実物の様子を分かりやすくするために，仮想的に微小な示す。実験の結果，解析の結果と実際の気流とは定で大気開放になっている個所には大気圧の圧力境界

粒子を気流に乗せた時の軌跡を描いたものである。

性的に一致しており，解析の有意性を確認した。

を付与している。排気は図 2（a）に示す位置のメイ

これを見ると，図の右側にて一部の粒子がスムーズ

ン排気と図 2（b）に示す位置のサブ排気とからなる。

に排気口に向かっていないことが分かる。このよう

図2（c）は図2（a）をE方向から見た図である。図2（d）な気流は基板への液滴再付着などを誘発するため，はモデルを透過してみた図で，赤色の個所に設けら改善の必要がある。

48

改善された粒子軌跡

いた結果が図5である。図3（b）と図5を比較すると，解析モデルを構築し，前記の空気噴出条件に加えれた浮上ユニットから噴出する空気も流入境界で表

図5

そこで，図 3（b）図にて排気が不十分な箇所を補出るように改善されているのが分かる。

3．G7 基板用洗浄装置
3.1

霧を噴射して気流を可視化

図6

気流可視化実験の様子

実機への適用

エアーナイフユニット内に乱流が発生すると，異近年の基板大型化に伴う更なる気流の複雑化で，エ物や液滴などが基板に付着し，不具合の原因になる。

アーナイフユニットの設計に気流解析が不可欠とな49

島田理化技報No.16（2005）〈技術開発〉
────────────────────────────────────────────

装置対応用超小型 5kW マイクロ波発振器
木村隆一

Ryuichi KIMURAる。従来型の発振器はマイクロ波加熱装置全体に占１．まえがき図7G7 LCD 基板用洗浄装置

っている。

5．謝辞

当社では，上述の解析結果，および実験装置の可視化結果を設計に反映させることにより，エアーナ
イフユニットの気流最適化構造を実現した。
3.2

G7 基板用洗浄装置の特長

ット（BJ）ノズル，新型スーパー超音波（US）ノマイクロ波加熱と言えば，家庭用電子レンジ（低スでは発振器の台数が増える一方，装置の大型化が

出力 1kW 以下）を利用した食品の加熱が一般的で進み，設置スペースの増大，コストへの影響が大きあるが，産業機器分野では，食品加熱はもちろん，

くなっていた。

プラスチック成形，ゴムの加硫，セラミックの乾燥

本 5kW 発振器は小型化を開発テーマに掲げ，シなどマイクロ波を利用した加熱用途は多岐に渡ってステム装置全体の小型化，コストダウンに繋げるこいる。また，最近では環境管理への関心が高まる中とを目的としたものである。

数値解析の実施にあたっては，三菱電機株式会社

で，マイクロ波加熱を利用した自動車排ガス処理部

先端技術総合研究所殿にご指導頂きました。ここに品の製造工程や，廃プラ処理等を行うリサイクル分

深謝致します。

野からの注目度も高い。

図 7 に G7 LCD 基板用洗浄装置を示す。本装置の特長としては，①新型ハイプレッシャーバブルジェ

筆者紹介

ズルなど高効率・高性能洗浄ツールを適用したこと

マイクロ波加熱装置

により，省ユーティリティを実現したこと，②エア事業推進センターーナイフユニットの気流解析結果を設計に反映さ米田 尚史

せ，最適構造化による省ユーティリティを実現した

ス性が向上したこと，などが挙げられる。

4．むすび
近年，FPD（フラットパネルディスプレイ）用
基板の大型化，高精細化，低価格化が進む中，基板洗浄装置にも高クリーン化，高スループット化，使用ユーティリティ低減が要求されている。これらのニーズに対応するため，当社は高性能ツールの開発

本稿では，洗浄装置で特に気流制御が重要となる
エアーナイフユニットを例に挙げ，当社の CAE を利用した最適設計の取り組みを紹介した。現在は，CAE 技術を高性能洗浄ツールの開発設計，およびマ
ルチ洗浄ユニット構造の最適化設計に展開中である。

50

主回路構成

マイクロ波加熱の特長としては，①外部加熱（ヒ本発振器構成は，
電源ユニット（高電圧発生回路）

ータ等）では実現できない高い加熱効率と応答性，と発振ユニット（マイクロ波発生回路）とに分離し②複雑な形状の被加熱物内部にいたる加熱の均一性

たセパレート方式である。

電源ユニットでは，8kW-IGBT（注 1）インバータ部などが挙げられ，クリーンで省エネルギーな技術に位置づけられる。

により三相電源からの交流電力を高周波電力に変換

このような広範囲な用途に対応する為には，加熱装置とマイクロ波発振器の関係が重要になってく（注 1）IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor

電源ユニット

産機事業本部

共振コンデンサ

島田製作所
フラットパネル技術部

片岡 辰雄
産機事業本部
島田製作所

３φ
200Ｖ

C

インターフェイス

フラットパネル技術部

篠塚 保志

I DC
多段整流回路高電圧発生回路

８kW-IGBTインバータ部

石神 敬志

島田製作所

昇圧トランス２次
１次

E

高電圧制御回路

産機事業本部

発振ユニットG

フラットパネル技術部

と共に数値解析を利用した最適構造設計による装置性能向上を実施している。

2．回路構成2.1

こと，③装置両側（扱面，背面），および装置上部
からのアクセスを可能にしたことによりメンテナン

める体積の割合が大きく，高出力を必要とするケー

陽極電流
検出器

I DC

マグネトロン

5kWマイクロ波出力（2,450MHz）

制御回路部

出力ON／OFF信号
出力指令値（0−5V）
インターロック
出力モニタ
ステータスモニター

図１

高圧同軸ケーブル
外部
I／F

マイクロ波発振器系統図51

島田理化技報No.16（2005）〈技術開発〉
────────────────────────────────────────────

装置対応用超小型 5kW マイクロ波発振器
木村隆一

Ryuichi KIMURAる。従来型の発振器はマイクロ波加熱装置全体に占１．まえがき図7G7 LCD 基板用洗浄装置

っている。

5．謝辞

当社では，上述の解析結果，および実験装置の可視化結果を設計に反映させることにより，エアーナ
イフユニットの気流最適化構造を実現した。
3.2

G7 基板用洗浄装置の特長

ット（BJ）ノズル，新型スーパー超音波（US）ノマイクロ波加熱と言えば，家庭用電子レンジ（低スでは発振器の台数が増える一方，装置の大型化が

出力 1kW 以下）を利用した食品の加熱が一般的で進み，設置スペースの増大，コストへの影響が大きあるが，産業機器分野では，食品加熱はもちろん，

くなっていた。

プラスチック成形，ゴムの加硫，セラミックの乾燥

本 5kW 発振器は小型化を開発テーマに掲げ，シなどマイクロ波を利用した加熱用途は多岐に渡ってステム装置全体の小型化，コストダウンに繋げるこいる。また，最近では環境管理への関心が高まる中とを目的としたものである。

数値解析の実施にあたっては，三菱電機株式会社

で，マイクロ波加熱を利用した自動車排ガス処理部

先端技術総合研究所殿にご指導頂きました。ここに品の製造工程や，廃プラ処理等を行うリサイクル分

深謝致します。

野からの注目度も高い。

図 7 に G7 LCD 基板用洗浄装置を示す。本装置の特長としては，①新型ハイプレッシャーバブルジェ

筆者紹介

ズルなど高効率・高性能洗浄ツールを適用したこと

マイクロ波加熱装置

により，省ユーティリティを実現したこと，②エア事業推進センターーナイフユニットの気流解析結果を設計に反映さ米田 尚史

せ，最適構造化による省ユーティリティを実現した

ス性が向上したこと，などが挙げられる。

4．むすび
近年，FPD（フラットパネルディスプレイ）用
基板の大型化，高精細化，低価格化が進む中，基板洗浄装置にも高クリーン化，高スループット化，使用ユーティリティ低減が要求されている。これらのニーズに対応するため，当社は高性能ツールの開発

本稿では，洗浄装置で特に気流制御が重要となる
エアーナイフユニットを例に挙げ，当社の CAE を利用した最適設計の取り組みを紹介した。現在は，CAE 技術を高性能洗浄ツールの開発設計，およびマ
ルチ洗浄ユニット構造の最適化設計に展開中である。

50

主回路構成

マイクロ波加熱の特長としては，①外部加熱（ヒ本発振器構成は，
電源ユニット（高電圧発生回路）

ータ等）では実現できない高い加熱効率と応答性，と発振ユニット（マイクロ波発生回路）とに分離し②複雑な形状の被加熱物内部にいたる加熱の均一性

たセパレート方式である。

電源ユニットでは，8kW-IGBT（注 1）インバータ部などが挙げられ，クリーンで省エネルギーな技術に位置づけられる。

により三相電源からの交流電力を高周波電力に変換

このような広範囲な用途に対応する為には，加熱装置とマイクロ波発振器の関係が重要になってく（注 1）IGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor

電源ユニット

産機事業本部

共振コンデンサ

島田製作所
フラットパネル技術部

片岡 辰雄
産機事業本部
島田製作所

３φ
200Ｖ

C

インターフェイス

フラットパネル技術部

篠塚 保志

I DC
多段整流回路高電圧発生回路

８kW-IGBTインバータ部

石神 敬志

島田製作所

昇圧トランス２次
１次

E

高電圧制御回路

産機事業本部

発振ユニットG

フラットパネル技術部

と共に数値解析を利用した最適構造設計による装置性能向上を実施している。

2．回路構成2.1

こと，③装置両側（扱面，背面），および装置上部
からのアクセスを可能にしたことによりメンテナン

める体積の割合が大きく，高出力を必要とするケー

陽極電流
検出器

I DC

マグネトロン

5kWマイクロ波出力（2,450MHz）

制御回路部

出力ON／OFF信号
出力指令値（0−5V）
インターロック
出力モニタ
ステータスモニター

図１

高圧同軸ケーブル
外部
I／F

マイクロ波発振器系統図51

島田理化技報No.16（2005）

装置対応用超小型 5kW マイクロ波発振器する。インバータの負荷回路は共振コンデンサと直流高電圧発生部の昇圧トランスが持つリーケージイ
バータ出力電流にほぼ比例したトランス 1 次電圧を

270

〈質量〉
従来型：100kg

170

ンダクタンスによる直列共振回路で形成され，イン

新型：005kg発生する。1 次電圧は昇圧トランスにより 2 次高周
充電を繰り返しながら直流昇圧され，出力側のアー

390
450

ユニットへ伝送され，マグネトロンにより 5kW，インバータ部，制御回路部成功した。これにより，4 〜 6 台の複数の電源ユニシリーズ」 , 島田理化技報 , No.15, 2004．
（4）寺 川 , 木 村： 新 型 高 周 波 発 振 器 SBT-E200 ,のラックを更に並べることによりマイクロ波加熱
今後，本発振器が高効率，省力化，省スペース

この高圧直流電力は，同軸ケーブルにより発振

2.2

（株）
, 1971．
（3）田内良男： 超小型「高周波電源ユニット・D

島田理化技報 , No.11, 1999．

装置において格段の省スペース化が実現できた。

ス−終端間には負の直流高電圧が発生する。

を要求される工業加熱分野に広く採用されること

新型を期待する。

5．参考文献142

マイクロ波出力までの系統図を図 1 に示す。

（2）田中末雄： 電源回路の設計マニュアル , 丸善

従来型と比較して体積，質量共に 1/4 の小型化に
ットを 1 台のラックに納めることが可能になり，こ

従来型

波高電圧に変換され，さらに，多段整流回路により，2450MHz のマイクロ波を出力する。

4．むすび

162.5

単位：mm

390

制御はマグネトロン陽極電流のレベルと出力指令

図３値を比較して，インバータ部（図 2）を出力電流制（1）戸川治朗： 実用電源回路設計ハンドブック ,筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
高周波技術部
木村 隆一

CQ 出版 , 1988．

昇圧トランス寸法比較

御する。また，インバータ部のコントロールはスイータの採用により，下記の特長を有する。

ッチング素子（IGBT）のスイッチング電圧と電流・軽量化→ 当社比，約 1/4との間の位相を制御（位相制御方式）することで行・高効率化→ 電源入力，8kVA

われている。

・セパレート方式の採用 → 装置組込が容易
・簡易密閉式（水冷式） → 粉塵の吸込みが少ない
表1

5kW マイクロ波発振器仕様（SMD-50）

入 力 電 力8kVA

定 格 出 力5kW 可変範囲 約 5 〜 100%

発振周波数2450 ± 50MHz

電 源 入 力AC3 φ 200V ± 10% 50/60Hz

出力安定度

電源電圧± 10% に対して± 1%

冷 却 方 式

水冷式 水圧：0.25 〜 0.3MPa

冷却水流量

マイクロ波を発生させるデバイスであるマグネト

電源ユニット 3L/MIN
発振ユニット 5L/MIN

使用周囲条件温度 5 〜 35℃ 湿度 85% 以下 腐食性ガスのない所

ロンは，陽極に直流高電圧を印加する必要がある。

寸法 / 質量電源ユニット W420×H380 ×D480mm/32kg
発振ユニット W250×H250 ×D350mm/16kg

操作用インターフェイス

D − SUB（25pin）FDBD − 25S

図２

2.3

８kW − IGBT インバータ部外観

高電圧回路

従来型発振器では，商用電源昇圧トランスにより高電圧に変換後，整流することでこの直流高電圧を作り出していたが，トランスの寸法，質量（図 3）が大きく発振器体積の大半を占めていた。本開発の発振器では，8kW 高周波インバータを使用して，高周波化によるトランスの小型化（図 3）を図った。
また，昇圧トランスのみで高電圧を得ようとすると，絶縁処理等でトランスサイズが大きくなってしまう為，多段整流回路と併用し，目的の直流高電圧を発生させた。

３．特長・仕様
本 5kW マイクロ波発振器は，前述の小型インバ52（a）発振ユニット

図４（b）電源ユニット

５kW マイクロ波発振器（SMD-50）

53

島田理化技報No.16（2005）

装置対応用超小型 5kW マイクロ波発振器する。インバータの負荷回路は共振コンデンサと直流高電圧発生部の昇圧トランスが持つリーケージイ
バータ出力電流にほぼ比例したトランス 1 次電圧を

270

〈質量〉
従来型：100kg

170

ンダクタンスによる直列共振回路で形成され，イン

新型：005kg発生する。1 次電圧は昇圧トランスにより 2 次高周
充電を繰り返しながら直流昇圧され，出力側のアー

390
450

ユニットへ伝送され，マグネトロンにより 5kW，インバータ部，制御回路部成功した。これにより，4 〜 6 台の複数の電源ユニシリーズ」 , 島田理化技報 , No.15, 2004．
（4）寺 川 , 木 村： 新 型 高 周 波 発 振 器 SBT-E200 ,のラックを更に並べることによりマイクロ波加熱
今後，本発振器が高効率，省力化，省スペース

この高圧直流電力は，同軸ケーブルにより発振

2.2

（株）
, 1971．
（3）田内良男： 超小型「高周波電源ユニット・D

島田理化技報 , No.11, 1999．

装置において格段の省スペース化が実現できた。

ス−終端間には負の直流高電圧が発生する。

を要求される工業加熱分野に広く採用されること

新型を期待する。

5．参考文献142

マイクロ波出力までの系統図を図 1 に示す。

（2）田中末雄： 電源回路の設計マニュアル , 丸善

従来型と比較して体積，質量共に 1/4 の小型化に
ットを 1 台のラックに納めることが可能になり，こ

従来型

波高電圧に変換され，さらに，多段整流回路により，2450MHz のマイクロ波を出力する。

4．むすび

162.5

単位：mm

390

制御はマグネトロン陽極電流のレベルと出力指令

図３値を比較して，インバータ部（図 2）を出力電流制（1）戸川治朗： 実用電源回路設計ハンドブック ,筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
高周波技術部
木村 隆一

CQ 出版 , 1988．

昇圧トランス寸法比較

御する。また，インバータ部のコントロールはスイータの採用により，下記の特長を有する。

ッチング素子（IGBT）のスイッチング電圧と電流・軽量化→ 当社比，約 1/4との間の位相を制御（位相制御方式）することで行・高効率化→ 電源入力，8kVA

われている。

・セパレート方式の採用 → 装置組込が容易
・簡易密閉式（水冷式） → 粉塵の吸込みが少ない
表1

5kW マイクロ波発振器仕様（SMD-50）

入 力 電 力8kVA

定 格 出 力5kW 可変範囲 約 5 〜 100%

発振周波数2450 ± 50MHz

電 源 入 力AC3 φ 200V ± 10% 50/60Hz

出力安定度

電源電圧± 10% に対して± 1%

冷 却 方 式

水冷式 水圧：0.25 〜 0.3MPa

冷却水流量

マイクロ波を発生させるデバイスであるマグネト

電源ユニット 3L/MIN
発振ユニット 5L/MIN

使用周囲条件温度 5 〜 35℃ 湿度 85% 以下 腐食性ガスのない所

ロンは，陽極に直流高電圧を印加する必要がある。

寸法 / 質量電源ユニット W420×H380 ×D480mm/32kg
発振ユニット W250×H250 ×D350mm/16kg

操作用インターフェイス

D − SUB（25pin）FDBD − 25S

図２

2.3

８kW − IGBT インバータ部外観

高電圧回路

従来型発振器では，商用電源昇圧トランスにより高電圧に変換後，整流することでこの直流高電圧を作り出していたが，トランスの寸法，質量（図 3）が大きく発振器体積の大半を占めていた。本開発の発振器では，8kW 高周波インバータを使用して，高周波化によるトランスの小型化（図 3）を図った。
また，昇圧トランスのみで高電圧を得ようとすると，絶縁処理等でトランスサイズが大きくなってしまう為，多段整流回路と併用し，目的の直流高電圧を発生させた。

３．特長・仕様
本 5kW マイクロ波発振器は，前述の小型インバ52（a）発振ユニット

図４（b）電源ユニット

５kW マイクロ波発振器（SMD-50）

53

島田理化技報No.16（2005）

蒸着装置用超小型ＩＨインバータ〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

電源部

インバータ部

高周波回路部

I DC

蒸着装置用超小型ＩＨインバータ
村松

C BP

IC
IH

護

商用電源
単相
200V

Mamoru MURAMATSU

E DC

出力トランス

Ｃ

L

V2

V1

ゲート
ドライバ

共振
コンデンサ

Ｒ
N：1

1．まえがき
現在，高周波誘導加熱用（以下C BP

2．外観・仕様
IHという。）

インバータの需要は数十 kW 〜数百 kW の中〜高出

図 1 に開発機の外観を，表 1 に開発機の仕様を示す。
制御部

力型が多く，当社の高周波加熱装置においても，数

表１

十 kW のインバータを使用したものが大部分を占めている。
しかし最近になり，蒸着関連装置において 1kW
以下の低出力 IH インバータの要望が出てきた。従来，電熱ヒータ方式が使用されている分野で，IH
方式の特長である応答性・制御性・効率の良さが注目されているようである。参入のためには，コストダウンと，装置への組み込みを前提とした小型機器の開発が必要である。
今回，小型機器の設計技術（当社電子事業本部の技術）を取り入れることで，高性能且つ従来にない小型化を達成したので報告する。

加熱コイル

高周波電流
検出器

電
源
電 源 入 力定 格 出 力
出力可変範囲出力負荷条件出 力 制 御出力安定度
発振周波数
冷 却 方 法筐 体 寸 法質量
使 用 環 境
出力信号端子
制御信号端子
保 護 機 能外 部 制 御開発機の仕様単相 200V ± 10% 50Hz/60Hz
最大 700VA
500W
5% 〜 100%
直列共振負荷位相制御方式 (ECO 型制御方式 )電源電圧変動± 10% に対し± 1% 以下
200kHz 〜 400kHz
強制空冷方式W85 × H130 × D370mm（突起物等を除く )約 2.5 ㎏
温度 5℃〜 40℃、湿度 85% 以下
M5 ネジ端子台
D サブ 15 芯コネクタ
温度異常、高周波過電流異常
発振周波数異常 等
出力 ON/OFF 制御、出力電力制御
電流モニタ、電圧モニタ、ステータス出力等

出力ON/OFF制御
出力電力制御外部
I／F

インターロック
電力モニタ
警報・ステータス

電流センサ

ヒューズ断

ゼロクロス

位相制御回路検波

監視制御回路図２

温度センサ

IH インバータ系統図

3．回路構成および動作原理
図 2 に IH インバータの系統図を示す。以下，その動作原理について概要を説明する。

出力制御方式は，現在，当社インバータの主流である位相制御方式（当社名称 ECO 型制御方式）を採用した。本方式は，インバータ部のスイッチング
周波数を，負荷の共振周波数よりも高い領域で可変することで，共振回路における高周波電流の位相を3.1

主回路系（パワー系）

主回路系は，電源部，インバータ部および高周波回路部で構成する。

操作し，出力電力を可変する。
制御部では，スイッチング周波数の制御と，高周波電流検出器からの高周波電流位相（フィードバッ

単相商用電源からの交流電力を，電源部のダイオク信号）によるインバータの短絡保護，および出力

ードブリッジ型全波整流器で直流電力に変換する。

電力制御信号との比較による定電流制御を行ってい次にこの直流電力をインバータ部の高周波スイッチ

る。

ングにより高周波電力に変換し，高周波回路部の出力トランス 1 次側に供給する。出力トランスは，イ

3.3

外部インターフェース

ンバータ部と出力負荷との絶縁とインピーダンスマ

装置組み込みの際のフルリモート操作を考慮し，ッチングの役目をし，出力トランス 2 次側から出力

出力 ON/OFF 制御，出力電力制御，電力モニタ，

負荷へ高周波電力を供給する。

ステータスモニタ等のインバータ制御に必要な信号

出力トランスの出力負荷は，共振コンデンサおよび加熱コイルによる直列共振回路である。

は，全て 1 個のコネクタに集約し，外部制御機器との接続を容易にした。
また，制御部の接点回路にはフォト MOS デバイ

3.2

制御系

制御系は，高周波電流検出器，制御部およびセン
図１

54

IH インバータ外観

スを使用することで，シーケンサから汎用ロジックまで広範囲の制御機器に対応可能とした。

サ類で構成する。

55

島田理化技報No.16（2005）

蒸着装置用超小型ＩＨインバータ〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

電源部

インバータ部

高周波回路部

I DC

蒸着装置用超小型ＩＨインバータ
村松

C BP

IC
IH

護

商用電源
単相
200V

Mamoru MURAMATSU

E DC

出力トランス

Ｃ

L

V2

V1

ゲート
ドライバ

共振
コンデンサ

Ｒ
N：1

1．まえがき
現在，高周波誘導加熱用（以下C BP

2．外観・仕様
IHという。）

インバータの需要は数十 kW 〜数百 kW の中〜高出

図 1 に開発機の外観を，表 1 に開発機の仕様を示す。
制御部

力型が多く，当社の高周波加熱装置においても，数

表１

十 kW のインバータを使用したものが大部分を占めている。
しかし最近になり，蒸着関連装置において 1kW
以下の低出力 IH インバータの要望が出てきた。従来，電熱ヒータ方式が使用されている分野で，IH
方式の特長である応答性・制御性・効率の良さが注目されているようである。参入のためには，コストダウンと，装置への組み込みを前提とした小型機器の開発が必要である。
今回，小型機器の設計技術（当社電子事業本部の技術）を取り入れることで，高性能且つ従来にない小型化を達成したので報告する。

加熱コイル

高周波電流
検出器

電
源
電 源 入 力定 格 出 力
出力可変範囲出力負荷条件出 力 制 御出力安定度
発振周波数
冷 却 方 法筐 体 寸 法質量
使 用 環 境
出力信号端子
制御信号端子
保 護 機 能外 部 制 御開発機の仕様単相 200V ± 10% 50Hz/60Hz
最大 700VA
500W
5% 〜 100%
直列共振負荷位相制御方式 (ECO 型制御方式 )電源電圧変動± 10% に対し± 1% 以下
200kHz 〜 400kHz
強制空冷方式W85 × H130 × D370mm（突起物等を除く )約 2.5 ㎏
温度 5℃〜 40℃、湿度 85% 以下
M5 ネジ端子台
D サブ 15 芯コネクタ
温度異常、高周波過電流異常
発振周波数異常 等
出力 ON/OFF 制御、出力電力制御
電流モニタ、電圧モニタ、ステータス出力等

出力ON/OFF制御
出力電力制御外部
I／F

インターロック
電力モニタ
警報・ステータス

電流センサ

ヒューズ断

ゼロクロス

位相制御回路検波

監視制御回路図２

温度センサ

IH インバータ系統図

3．回路構成および動作原理
図 2 に IH インバータの系統図を示す。以下，その動作原理について概要を説明する。

出力制御方式は，現在，当社インバータの主流である位相制御方式（当社名称 ECO 型制御方式）を採用した。本方式は，インバータ部のスイッチング
周波数を，負荷の共振周波数よりも高い領域で可変することで，共振回路における高周波電流の位相を3.1

主回路系（パワー系）

主回路系は，電源部，インバータ部および高周波回路部で構成する。

操作し，出力電力を可変する。
制御部では，スイッチング周波数の制御と，高周波電流検出器からの高周波電流位相（フィードバッ

単相商用電源からの交流電力を，電源部のダイオク信号）によるインバータの短絡保護，および出力

ードブリッジ型全波整流器で直流電力に変換する。

電力制御信号との比較による定電流制御を行ってい次にこの直流電力をインバータ部の高周波スイッチ

る。

ングにより高周波電力に変換し，高周波回路部の出力トランス 1 次側に供給する。出力トランスは，イ

3.3

外部インターフェース

ンバータ部と出力負荷との絶縁とインピーダンスマ

装置組み込みの際のフルリモート操作を考慮し，ッチングの役目をし，出力トランス 2 次側から出力

出力 ON/OFF 制御，出力電力制御，電力モニタ，

負荷へ高周波電力を供給する。

ステータスモニタ等のインバータ制御に必要な信号

出力トランスの出力負荷は，共振コンデンサおよび加熱コイルによる直列共振回路である。

は，全て 1 個のコネクタに集約し，外部制御機器との接続を容易にした。
また，制御部の接点回路にはフォト MOS デバイ

3.2

制御系

制御系は，高周波電流検出器，制御部およびセン
図１

54

IH インバータ外観

スを使用することで，シーケンサから汎用ロジックまで広範囲の制御機器に対応可能とした。

サ類で構成する。

55

島田理化技報No.16（2005）

図 2 の記号説明

蒸着装置用超小型ＩＨインバータ

れていなかった。

（数個の FET チップをブリッジ配線してパッケージ

EDC：インバータ入力直流電圧

今回の開発では，装置組み込み型にするために，されたもの）を購入し，使用していたが，高速性に

IDC ：インバータ入力直流電圧

高周波回路部の小型化と制御部やインバータ部の大限界があることと，モジュール自体が高価であるこ

CBP：バイパスコンデンサのキャパシタンス

幅な小型化が必要となった。

とから，低価格インバータには適さない。

CBP ≫ C

上記理由から，開発機ではディスクリートのパワ

IH ：高周波電流（インバータ出力電流）実効値
V1 ：インバータ出力矩形波電圧の基本波成分実効値
V1 = √2EDC/ π ……………………………（1）
N ：出力トランス 1 次側巻線比
V2 ：トランス出力矩形波電圧の基本波成分実効値
V2 = V1/N ………………………………（2）IC ：高周波電流（コイル入力電流）実効値
IC = NIH…………………………………（3）

4.1

制御部

超小型 IH インバータについて，その概要を説明した。
最近では一般家庭でも IH 炊飯器，IH クッキングー MOSFET でインバータ回路を構成することにしヒータ等が使われるようになり，IH

従来機の制御部は，全てリード部品で構成されてた。出力電力は 500W，構成は 1 アームあたりデバが身近なものになった。
「IH= 安全で高効率な加熱いたが，今回は，極力，チップおよび表面実装パッイス 4 並列のハーフブリッジ式とした。
（1kW 仕様方法」というイメージが定着しつつある。

ケージの部品を使用した。

は，フルブリッジ式で対応する）また，インバータ

しかし，実際には IH は万能ではなく，被加熱体

回路の内製化に併せてゲートドライバの見直しを行との整合が悪い場合，十分な加熱効率が得られない。

った。ゲートドライバは FET を高速且つ安全にス

当社が製作している産業用 IH 装置は，顧客仕様

イッチ駆動するために，非常に重要な箇所である。

（被加熱体の材質・形状・加熱温度・加熱パターン等）

制御部と同様に，使用部品の見直しによる小型化をに対して，最適なインバータ，加熱コイル，および行った。

制御機器等を組み合わせ，加熱システムとして提供

基板設計に関しては，多層基板と両面実装を採用した。
結果，図 3 に示すように，従来機の制御部と比較すると面積比で 1/4 以下に縮小出来た。

C ：共振コンデンサのキャパシタンス
L ：加熱コイルの等価インダクタンス

開発機

R ：出力等価抵抗
3.4

5．むすび

出力電力の制御方法

動作原理で触れたが，本器は位相制御方式により従来機

出力電力を可変している。

という単語製作したインバータ部を図 4，図 5 に示す。従来している。今回の低出力インバータの開発は当社と機と比較し大幅な小型化を実現した。製造コストはしては初の試みであったが，これにより当社の加熱

従来の 1/2 以下となった。性能に関しては，ゲートシステムの提供範囲が広がり，今までに無い低出力

ドライバとインバータの一体化，低インダクタ配線

蒸着等の新分野への参入を図る。

とシンメトリック配線の採用等により，低ノイズのスイッチング特性が実現出来た。

また，インバータ部の開発においては，デバイスの選定方法からスイッチング動作時諸特性の解析，

位相制御方式では，出力負荷を共振コンデンサ

配線技術などで多くのノウハウを得た。大出力イン（C）と加熱コイル（L）から成る直列共振回路とし，バータに適用可能な技術もあり，今後の性能向上と共振周波数 = スイッチング周波数（フルマッチング）

コストダウンに貢献できると考える。

開発機
（一体型）

における出力電流（コイル入力電流）は，今回の超小型 IH インバータの開発にあたり，筐IC = N（IDC・π/√2）≒ 2.22NID ………………（4）体設計ならびに基板のパターン設計は，当社東京製

このときの出力電力をインバータの最大出力とする作所の技術部の協力を得た。

FET モジュール（FET ブリッジ）

と，

従来機
（分離型）

P = IC2 R …………………………………………（5）
ここで，インバータ部を負荷の共振周波数よりも高
図３

い周波数領域でスイッチングすることで，出力電流ゲートドライバ

制御部外観がトランス出力電圧の位相より ɵ 遅れ，出力電流がIC ́ = IC cosɵ ……………………………………（6）出力電力は，2CP ́ = I cos ɵ・R性と高周波電力のスイッチング周波数に依存する。

= Pcos2 ɵ ……………………………………（7）

低出力 IH インバータの用途は，小径ワークの加熱以上の出力電力と遅れ位相の関係を利用し，スイッやピンポイント加熱が想定されるため，開発機はス

チング周波数を制御することにより出力電力を可変イッチング周波数を 200kHz 〜 400kHz に設定した。

している。

インバータ回路（FET ブリッジ）

筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
高周波技術部
村松 護

ータとしては高速型に位置付けられる。高速型インバータのスイッチング素子には，以前はサイリスタ

数十 kW 〜数百 kW のインバータでは，使用するやバイポーラトランジスタ，SIT（静電誘導型トラ

パワー素子や電力伝達部品等が大型であるため，電ンジスタ）が使用されていたが，現在はスイッチン

源部や高周波回路部が装置構成の大部分を占めていグロスの少ないパワー MOSFET が主流である。当る。制御部やインバータ部の小型化は特に必要とさ社の従来機は，組み込み性の良い FET モジュール

56

ゲートドライバ

インバータ部外観

200kHz 〜 400kHz のスイッチングは，IH インバ

4．小型化への取り組み

ズ」 , 島田理化技報 , No15，2004．
業新聞社，2002．

図４

誘導加熱では，被加熱体におけるうず電流の浸透深さが重要である。また，浸透深さは被加熱体の物

2（1）田内： 超小型「高周波電源ユニット・D シリー（2）山崎： パワー MOSFET/IGBT 入門 , 日刊工

4.2 インバータ部減少する。

6．参考文献放熱器

図５インバータ部（開発機−側面）

57

島田理化技報No.16（2005）

図 2 の記号説明

蒸着装置用超小型ＩＨインバータ

れていなかった。

（数個の FET チップをブリッジ配線してパッケージ

EDC：インバータ入力直流電圧

今回の開発では，装置組み込み型にするために，されたもの）を購入し，使用していたが，高速性に

IDC ：インバータ入力直流電圧

高周波回路部の小型化と制御部やインバータ部の大限界があることと，モジュール自体が高価であるこ

CBP：バイパスコンデンサのキャパシタンス

幅な小型化が必要となった。

とから，低価格インバータには適さない。

CBP ≫ C

上記理由から，開発機ではディスクリートのパワ

IH ：高周波電流（インバータ出力電流）実効値
V1 ：インバータ出力矩形波電圧の基本波成分実効値
V1 = √2EDC/ π ……………………………（1）
N ：出力トランス 1 次側巻線比
V2 ：トランス出力矩形波電圧の基本波成分実効値
V2 = V1/N ………………………………（2）IC ：高周波電流（コイル入力電流）実効値
IC = NIH…………………………………（3）

4.1

制御部

超小型 IH インバータについて，その概要を説明した。
最近では一般家庭でも IH 炊飯器，IH クッキングー MOSFET でインバータ回路を構成することにしヒータ等が使われるようになり，IH

従来機の制御部は，全てリード部品で構成されてた。出力電力は 500W，構成は 1 アームあたりデバが身近なものになった。
「IH= 安全で高効率な加熱いたが，今回は，極力，チップおよび表面実装パッイス 4 並列のハーフブリッジ式とした。
（1kW 仕様方法」というイメージが定着しつつある。

ケージの部品を使用した。

は，フルブリッジ式で対応する）また，インバータ

しかし，実際には IH は万能ではなく，被加熱体

回路の内製化に併せてゲートドライバの見直しを行との整合が悪い場合，十分な加熱効率が得られない。

った。ゲートドライバは FET を高速且つ安全にス

当社が製作している産業用 IH 装置は，顧客仕様

イッチ駆動するために，非常に重要な箇所である。

（被加熱体の材質・形状・加熱温度・加熱パターン等）

制御部と同様に，使用部品の見直しによる小型化をに対して，最適なインバータ，加熱コイル，および行った。

制御機器等を組み合わせ，加熱システムとして提供

基板設計に関しては，多層基板と両面実装を採用した。
結果，図 3 に示すように，従来機の制御部と比較すると面積比で 1/4 以下に縮小出来た。

C ：共振コンデンサのキャパシタンス
L ：加熱コイルの等価インダクタンス

開発機

R ：出力等価抵抗
3.4

5．むすび

出力電力の制御方法

動作原理で触れたが，本器は位相制御方式により従来機

出力電力を可変している。

という単語製作したインバータ部を図 4，図 5 に示す。従来している。今回の低出力インバータの開発は当社と機と比較し大幅な小型化を実現した。製造コストはしては初の試みであったが，これにより当社の加熱

従来の 1/2 以下となった。性能に関しては，ゲートシステムの提供範囲が広がり，今までに無い低出力

ドライバとインバータの一体化，低インダクタ配線

蒸着等の新分野への参入を図る。

とシンメトリック配線の採用等により，低ノイズのスイッチング特性が実現出来た。

また，インバータ部の開発においては，デバイスの選定方法からスイッチング動作時諸特性の解析，

位相制御方式では，出力負荷を共振コンデンサ

配線技術などで多くのノウハウを得た。大出力イン（C）と加熱コイル（L）から成る直列共振回路とし，バータに適用可能な技術もあり，今後の性能向上と共振周波数 = スイッチング周波数（フルマッチング）

コストダウンに貢献できると考える。

開発機
（一体型）

における出力電流（コイル入力電流）は，今回の超小型 IH インバータの開発にあたり，筐IC = N（IDC・π/√2）≒ 2.22NID ………………（4）体設計ならびに基板のパターン設計は，当社東京製

このときの出力電力をインバータの最大出力とする作所の技術部の協力を得た。

FET モジュール（FET ブリッジ）

と，

従来機
（分離型）

P = IC2 R …………………………………………（5）
ここで，インバータ部を負荷の共振周波数よりも高
図３

い周波数領域でスイッチングすることで，出力電流ゲートドライバ

制御部外観がトランス出力電圧の位相より ɵ 遅れ，出力電流がIC ́ = IC cosɵ ……………………………………（6）出力電力は，2CP ́ = I cos ɵ・R性と高周波電力のスイッチング周波数に依存する。

= Pcos2 ɵ ……………………………………（7）

低出力 IH インバータの用途は，小径ワークの加熱以上の出力電力と遅れ位相の関係を利用し，スイッやピンポイント加熱が想定されるため，開発機はス

チング周波数を制御することにより出力電力を可変イッチング周波数を 200kHz 〜 400kHz に設定した。

している。

インバータ回路（FET ブリッジ）

筆者紹介
産機事業本部
島田製作所
高周波技術部
村松 護

ータとしては高速型に位置付けられる。高速型インバータのスイッチング素子には，以前はサイリスタ

数十 kW 〜数百 kW のインバータでは，使用するやバイポーラトランジスタ，SIT（静電誘導型トラ

パワー素子や電力伝達部品等が大型であるため，電ンジスタ）が使用されていたが，現在はスイッチン

源部や高周波回路部が装置構成の大部分を占めていグロスの少ないパワー MOSFET が主流である。当る。制御部やインバータ部の小型化は特に必要とさ社の従来機は，組み込み性の良い FET モジュール

56

ゲートドライバ

インバータ部外観

200kHz 〜 400kHz のスイッチングは，IH インバ

4．小型化への取り組み

ズ」 , 島田理化技報 , No15，2004．
業新聞社，2002．

図４

誘導加熱では，被加熱体におけるうず電流の浸透深さが重要である。また，浸透深さは被加熱体の物

2（1）田内： 超小型「高周波電源ユニット・D シリー（2）山崎： パワー MOSFET/IGBT 入門 , 日刊工

4.2 インバータ部減少する。

6．参考文献放熱器

図５インバータ部（開発機−側面）

57

〈技術開発〉────────────────────────────────────────────

高速自動整合器の開発
百地俊也

Toshiya MOMOJI

浅利

哲

小澤

Satoshi ASARI

1．まえがきマイクロ波（主に ISM バンドである 2450 および俊雄

Toshio OZAWA

両プランジャーの反射位相を変え，負荷側のインピーダンスをマッチングするものである。
今回開発を行った自動整合器の最大の特徴はその5800MHz）の有望な利用方法のひとつとしてプラズマ発生装置がある。マイクロ波プラズマは，半導体製造技術に欠かせない気相成長法（CVD 法）やEチューナ
Eプランジャー

ドライエッチング技術などに利用される他，表面改質や有害ガスの分解などさまざまな分野に使用されている。

Hプランジャー
検波器

本自動整合器はこれらマイクロ波プラズマを、激Hチューナ

しい状態変化にも影響されず安定的に発生させるために用いられる装置である。
プラズマとは，電離した正イオンと電子の数がほ

図 1 EH チューナイメージ図

ぼ同数で，全体としては電気的中性な状態を指し，内部では殆ど電位差を持たない良伝導体である。このため，導波管内やチャンバー内でプラズマが発生整合方式であり，EH チューナの動作原理を厳密にした場合には，金属のポスト（サセプタンス）が突解析することにより，無駄な動作を無くし，高速な然挿入された事と等価な急激なインピーダンスの変整合を可能とした。

化が起こる。プラズマの発生・持続には高い電界が

図 2 に，信号源と負荷を含む自動整合器のブロッ必要であり，発生前後のインピーダンス変化の影響を受けずにマイクロ波エネルギーをプラズマに変換モータ

するために高速な自動整合器が必要となる。

一般的であり，すでに当社を含めた数社で商品化を

プローブ
信号源

Hチューナ

検波部

Eチューナ

外部制御

2．構成及び機能
マイクロ波における自動整合器は導波管タイプが

PC

導波管部

コントローラ制御部
負荷終えている。これら整合器のタイプには，導波管のE 面に垂直に 3 本若しくは 4 本の整合用スタブを挿

図2

ブロック構成図

入していく 3 スタブ若しくは 4 スタブチューナタイ
プと，E 面，H 面に備えた副導波管に各々プランジ

ク図を示す。自動整合器は主に導波管部，検波部，ャー（整合用可動短絡板）を設けた EH チューナタ

制御部からなる。検波部により，信号源から見たイプの2種類がある。今回の自動整合器の開発には，

EH チューナを含むインピーダンスを測定し，この整合理論は複雑であるが，信頼性・耐電力性の高い

結果より負荷のみのインピーダンスを算出し，制御

EH チューナを採用した。

部で制御されたモータによりEHチューナを駆動し，

図 1 に EH チューナのイメージを示す。E プラン
ジャー，H プランジャーの位置を変えることにより，負荷との整合を取るように動作する。制御は専用のコントローラ若しくは RS-232C を介し外部 PC によ17

製品紹介・電子機器

2450MHz 帯ソリッドステート発振器■概要に比べ格段に優れています。

従来，プラズマ応用機器および精密加熱機器用の② 2450MHz を中心に± 25MHz の可変が可能です。

発振源にはマグネトロン発振器が使用されています③最大出力電力 300W，10W から 300W の範囲で可が，マグネトロンには寿命があり定期的なメンテナ
ンスを必要としています。

変が可能です。
④ CW とパルス出力の切り替えが可能です。

今回この置き換えを目的に，2450MHz 帯 300W 出⑤サーキュレータを内臓し300W全反射に耐えます。

力のソリッドステート発振器（注1）を開発致しました。

⑥正面パネルの表示器で周波数，出力電力，反射電
力のモニターが可能です。

■用

途⑦内部温度，電源電圧他を監視し，アラーム表示と下記機器のマイクロ波発振源（電源）に最適です。
プラズマ応用機器：ドライ洗浄，表面改質，滅菌・殺菌，光源，繊維改質，他応用機器

保護機能を搭載しています。
⑧高電圧を使用しない安全設計で，メンテナンスフ
リーです。

精密加熱用機器 : 医療（止血，凝固，滅菌），化* 最大出力 150W タイプも製作可能です。

学反応，薬品加熱，他精密加熱機器■特長（注 1）発振器を電源と呼ぶ場合もあります。

①周波数，出力電力の安定性がマグネトロン発振器■主要性能
周 波 数 範 囲

2450MHz ± 25MHz

周波数可変ステップ

0.1MHz or 1MHz（切り替え）

出 力 電 力 範 囲

10W 〜 300W

出力電力可変ステップ

1W

使 用 温 度 範 囲

0℃〜 +40℃

外法

W480 × H150 × D450mm

量17.2kg 以下

式

空冷（ファン内臓）

形

寸

質
冷

却

方

製品外観
ハイパワー
アンプ

CW/パルス切替え

PLO

サーキュレータ

CW

出力

パルス

周波数制御

CW/パルス切換 出力電力制御

出力
モニター

VSWR
モニター

制御部

問い合わせ先
外部周波数
可変

外部出力
電力可変

ブロック図

電子機器事業部

TEL 0424-81-8520

59

製品紹介・電子機器

光伝送方式 TTA
（Tower Top Ampliﬁer）

光伝送方式 TTA
（Tower Top Ampliﬁer）
セクタ 2

セクタ 1
セクタ 2

■概

要

ています。

光 伝 送 方 式 TTA は， 第 3 世 代（W-CDMA 及 び④光インターフェースは，反射特性に優れた APC

cdma2000）携帯電話用基地局装置において，送信（Angled Physical Contact; 斜め球面研磨）タイプ

ア ン プ：LPA（Linear Power Amp） と 受 信 ア ンのコネクタを使用しています。

プ：LNA（Low Noise Amp）をアンテナ直下に設置し，アンテナ給電系の損失を最少にする装置です。
屋外に設置される ODU（Outdoor Unit）より構成し，する IDU でモニターする機能により，メンテナ

IDUとODU間を光ファイバーケーブルで接続します。

ンス性の向上を図っています。

① ODU をアンテナ直下に設置することにより，アンテナ給電系損失を低減することが出来ます。
②光ファイバーケーブルは，最長約 2km まで延長可能です。

③ E/O（電気 / 光）変換器に，信頼性の高い DFBLD（分布帰還型レーザ・ダイオード）を使用しODU
光ファイバーケーブル（最長 約2km）

ODU

送 受 信 周 波 数

2GHz 帯I D U 〜 O D U 間
光ファイバーケーブル長

最長 2km

使 用 温 度 範 囲

IDU ：0 〜＋ 50℃
ODU：− 30 〜＋ 60℃

外法

IDU ：W298 ×H500 ×D340mm
ODU：W350 ×H470 ×D170mm

量IDU ：25kg 以下
ODU：20kg 以下

質形

光ファイバーケーブル（最長 約2km）
BTS

■主要性能

本装置は，以下の特長を備えています。

セクタ 0
アンテナ

ョンタイプを使用しています。
⑥ ODU の送信 RF 信号スペクトラムを屋内に設置

長

セクタ 1

⑤ LPA として，小型化に有利なプリディストーシ

本装置は屋内に設置される IDU（Indoor Unit）と，

■特

セクタ 0
アンテナ

寸

同軸ケーブルIDU
システム構成例

問い合わせ先電子機器事業部

TEL 0424-81-8518

ODU 外観60

IDU 外観61

製品紹介・電子機器

光伝送方式 TTA
（Tower Top Ampliﬁer）

光伝送方式 TTA
（Tower Top Ampliﬁer）
セクタ 2

セクタ 1
セクタ 2

■概

要

ています。

光 伝 送 方 式 TTA は， 第 3 世 代（W-CDMA 及 び④光インターフェースは，反射特性に優れた APC

cdma2000）携帯電話用基地局装置において，送信（Angled Physical Contact; 斜め球面研磨）タイプ

ア ン プ：LPA（Linear Power Amp） と 受 信 ア ンのコネクタを使用しています。

プ：LNA（Low Noise Amp）をアンテナ直下に設置し，アンテナ給電系の損失を最少にする装置です。
屋外に設置される ODU（Outdoor Unit）より構成し，する IDU でモニターする機能により，メンテナ

IDUとODU間を光ファイバーケーブルで接続します。

ンス性の向上を図っています。

① ODU をアンテナ直下に設置することにより，アンテナ給電系損失を低減することが出来ます。
②光ファイバーケーブルは，最長約 2km まで延長可能です。

③ E/O（電気 / 光）変換器に，信頼性の高い DFBLD（分布帰還型レーザ・ダイオード）を使用しODU
光ファイバーケーブル（最長 約2km）

ODU

送 受 信 周 波 数

2GHz 帯I D U 〜 O D U 間
光ファイバーケーブル長

最長 2km

使 用 温 度 範 囲

IDU ：0 〜＋ 50℃
ODU：− 30 〜＋ 60℃

外法

IDU ：W298 ×H500 ×D340mm
ODU：W350 ×H470 ×D170mm

量IDU ：25kg 以下
ODU：20kg 以下

質形

光ファイバーケーブル（最長 約2km）
BTS

■主要性能

本装置は，以下の特長を備えています。

セクタ 0
アンテナ

ョンタイプを使用しています。
⑥ ODU の送信 RF 信号スペクトラムを屋内に設置

長

セクタ 1

⑤ LPA として，小型化に有利なプリディストーシ

本装置は屋内に設置される IDU（Indoor Unit）と，

■特

セクタ 0
アンテナ

寸

同軸ケーブルIDU
システム構成例

問い合わせ先電子機器事業部

TEL 0424-81-8518

ODU 外観60

IDU 外観61■概製品紹介・産業機器

製品紹介・産業機器

第7世代対応枚葉洗浄装置

マイクロバブルを用いた洗浄システム

要④装置の構造見直しと，作業台の設置により，装置■概要②安全な界面制御剤の使用によるマイクロバブルのパソコン用モニター・液晶テレビ等の普及およびの前後どちらからでもメンテナンスが可能です。

環境に優しく，部品へのダメージの小さい洗浄シ

大型化に伴い，液晶パネルの洗浄装置に対しても，⑤洗浄ユニットの組み合わせにより，あらゆる洗浄

ステムの開発（フロン系・有機溶剤系洗浄剤フリー）

大型基板対応で，より高品質で高洗浄性能を持つことが求められています。

工程に対応いたします。

長①世界最大基板サイズに対応する洗浄装置です。
②高性能洗浄ツール採用により，高洗浄性能に加え省ユーティリティー・省フットプリントを実現しました。
③搬送方法の見直しにより，従来に比べ軽量・高メ

長

■主要性能

物理力によるダメージを嫌う洗浄に適用します。

液量の削減効果による環境に優しい洗浄

物

TFT-LCD 基板

送 り 方 式

水平枚葉方式パスライン

FL 1500mm（可変）洗浄タクト

30sec/ 枚所 要 電 力3 φ 200V 480kVA

本 体 寸 法約 L25900×H2400×D4320mm（補機は除く）

装 置 質 量約 35000kg

浄途

金属部品や電気部品の脱脂洗浄，また超音波など①直径 100 μ m 以下のマイクロバブルを用いた，廃
洗

■特

■用
■特

ます。

った技術を応用し，第 7 世代対応（基板幅 Max.1950mm）対応の洗浄装置を製品化いたしました。

③実生産レベルの多数部品での目標洗浄レベルを達成を行っています。

⑥ CF 基板，素ガラス基板の洗浄装置も対応いたし

当社では，第 5 世代，第 6 世代対応洗浄装置で培

高密度生成

【洗浄前】

表面油膜
洗浄カゴ
スキマー

オーバー
フロー槽

ンテナンス性を実現しました。

マイクロバブル
発生器

ガス用
ポンプ

部品

【洗浄後】

洗浄槽
洗浄液用
ポンプ

フィルター

油膜による光沢

気泡融合防止剤
添加部

マイクロバブルを用いた洗浄装置イメージ

残留油分密度（μg/cm2）

1400

Pi（配向膜）前洗浄装置外観

問い合わせ先産機事業本部

TEL 0424-81-852562

親水性表面上の水滴

1200
1000

128
12800

600

約 1/30

400

20.5

200
0

部品洗浄例

570

800

洗浄前

気泡なし

気泡あり

マイクロバブル（気泡）の有無による洗浄比較

問い合わせ先半導体・精密洗浄技術部
開発グループ
TEL 0547-37-1574

63

■概

製品紹介・産業機器

製品紹介・産業機器

第7世代対応枚葉洗浄装置

マイクロバブルを用いた洗浄システム

要④装置の構造見直しと，作業台の設置により，装置■概要②安全な界面制御剤の使用によるマイクロバブルのパソコン用モニター・液晶テレビ等の普及およびの前後どちらからでもメンテナンスが可能です。

環境に優しく，部品へのダメージの小さい洗浄シ

大型化に伴い，液晶パネルの洗浄装置に対しても，⑤洗浄ユニットの組み合わせにより，あらゆる洗浄

ステムの開発（フロン系・有機溶剤系洗浄剤フリー）

大型基板対応で，より高品質で高洗浄性能を持つことが求められています。

工程に対応いたします。

長①世界最大基板サイズに対応する洗浄装置です。
②高性能洗浄ツール採用により，高洗浄性能に加え省ユーティリティー・省フットプリントを実現しました。
③搬送方法の見直しにより，従来に比べ軽量・高メ

長

■主要性能

物理力によるダメージを嫌う洗浄に適用します。

液量の削減効果による環境に優しい洗浄

物

TFT-LCD 基板

送 り 方 式

水平枚葉方式パスライン

FL 1500mm（可変）洗浄タクト

30sec/ 枚所 要 電 力3 φ 200V 480kVA

本 体 寸 法約 L25900×H2400×D4320mm（補機は除く）

装 置 質 量約 35000kg

浄途

金属部品や電気部品の脱脂洗浄，また超音波など①直径 100 μ m 以下のマイクロバブルを用いた，廃
洗

■特

■用
■特

ます。

った技術を応用し，第 7 世代対応（基板幅 Max.1950mm）対応の洗浄装置を製品化いたしました。

③実生産レベルの多数部品での目標洗浄レベルを達成を行っています。

⑥ CF 基板，素ガラス基板の洗浄装置も対応いたし

当社では，第 5 世代，第 6 世代対応洗浄装置で培

高密度生成

【洗浄前】

表面油膜
洗浄カゴ
スキマー

オーバー
フロー槽

ンテナンス性を実現しました。

マイクロバブル
発生器

ガス用
ポンプ

部品

【洗浄後】

洗浄槽
洗浄液用
ポンプ

フィルター

油膜による光沢

気泡融合防止剤
添加部

マイクロバブルを用いた洗浄装置イメージ

残留油分密度（μg/cm2）

1400

Pi（配向膜）前洗浄装置外観

問い合わせ先産機事業本部

TEL 0424-81-852562

親水性表面上の水滴

1200
1000

128
12800

600

約 1/30

400

20.5

200
0

部品洗浄例

570

800

洗浄前

気泡なし

気泡あり

マイクロバブル（気泡）の有無による洗浄比較

問い合わせ先半導体・精密洗浄技術部
開発グループ
TEL 0547-37-1574

63

製品紹介・産業機器

特許登録紹介特許登録紹介（2003 年 10 月〜 2004 年 9 月登録分）

鋼板加熱装置
登録番号
■概

要

■特

家電製品，建築物の外装等に樹脂フィルムをラミネートした鋼板が使用されています。ここで紹介する製品は，樹脂フィルムをラミネートする前に使用される，鋼板（磁性を持つもの）の加熱装置です。
ラミネートラインは，コイル状に巻かれた鋼板を繰り出す装置，巻き取る装置等から構成され，その途中工程で，加熱，ラミネートがおこなわれます。
ラミネートには鋼板の温度均一性が必要とされており，従って加熱装置に対して，巾方向の加熱温度の均一性，連続運転時の安定性が要求されています。

長①巾方向の高精度温度均一性実現②メッキむら，エッジ過冷却による，温度バラツキの自動補正機構採用③鋼板の輻射率に依存しない非接触式温度測定機構

厚み0.2mm 〜 1.0mm（メッキなし。板厚バラツキ± 2% 以下）

3489317 面圧分布検出装置

製造コスト高を招くことなしに，面圧の分布状態を定量的に検出して測定することを可能とした面圧分布検出装置。従来，
圧力測定シートは圧力変化や圧力値を測定できず，シートなどの面状の領域にかかる圧力分布を測定していた。また，圧力分布検出装置は構成ならびに製造工程が複雑化し，製造コ
スト高を招いていた。

3490185 多層配線構造

基板の上方からの力に対する強度を向上することができるよ
うになるとともに，配線スペースを縮小化して集積回路全体の構成を小型化することができる多層配線構造。従来は，基板の上方から加わる力に対し脆弱であり，また，基板上に占める配線と架橋部との配線スペースが大きくなり，集積回路全体の構成が大型化していた。

鋼 板 速 度

50m ／ min

高精度の温度均一性実現の要求を満たしたものにな

鋼 板 温 度25℃→ 240℃± 3℃っています。
測定値差実験データ 速度５０ｍ／ｍｉｎ，鋼板温度２００℃

巾方向均一性データ 板厚０．
２２Ｔ 搬送速度２０ｍ／ｍｉｎ（実験機データ）

測定位置

ＯＳＣ側端 １０ｍｍ

２５５ｍｍ
８５ｍｍ

７００ｍｍ

１７０ｍｍ
センター

非接触温度計出力

手前側端 １０ｍｍ

熱電対出力

測定結果（Ｋ熱電対）
手前端
センター
−85mm
−85mm
−85mm
−85mm

A点（℃）
224
220
220
220
221
223

ΔＴ＝４℃

均一加熱データ（実験データ）

温度測定器

鋼板

3494696 電磁音響変換器

制御盤

高周波発振器

温度制御部

問い合わせ先産機事業部・高周波技術部
構成例

643490736 温水引上げ乾燥方法 液の飛散防止及び液切れを良好に行うことができ，水滴が平面部に溜るようなことがない温水引上げ乾燥方法。従来は，温水が飛散して槽外に飛出したり，飛散滴が被乾燥物に付着してタレが生じていた。また，被乾燥物の投入姿勢により浮上りが生じていた。
3492540 テーパ導波管及びそ インピーダンス整合状態を広い周波数範囲で安定的に維持での製造方法
き，その製造方法により最適なテーパ形状導波管構造を容易かつ迅速に決定できるテーパ導波管及びその製造方法。従来，端部断面サイズが始端から終端に向かってテーパ状に変化するテーパ導波管が用いられていた。また，使用する電磁波の周波数によっては，インピーダンス整合状態が不十分となる場合があった。

ラミネート装置

主加熱部

加熱コイル

温度測定器性能（実験データ）

備 考3481159 気体封入導波管の気 高温あるいは低温にさらされることによるセラミック膜の破密窓装置
損を効果的に防ぐことができ，気密窓の耐久性，信頼性を著
しく向上させることができる気体封入導波管の気密窓装置。
従来は気体封入導波管を通常の導波管に接続する場合，電磁波のみを透過させる為，特別な部材を端末に装着することが必要であった。

600mm 〜 1200mm

600kW 30kHz

本製品は，主加熱部，制御部で構成されており，

主加熱

容

巾

■主要性能

鋼 板 寸 法内3481353 集積回路用基板およ 回路の伝送線路の幅を狭くすることで回路の小型化を図るこびその製造方法とを可能とし，集積回路用基板の表面を平坦化することで薄膜キャパシタを形成可能とした集積回路用基板およびその製造方法。従来は回路の小型化には誘電体基板の厚さに起因する限界があり，薄膜キャパシタの製作が極めて困難であった。

採用

高周波発振器

発明の名称

TEL 0547-37-1575

洗浄器における超音波発生源，地層探査器や海底探査器の音源，あるいは，医療機器では胆石破壊の音源に適した変換効率のよい電磁音響変換器。従来は，放射される音波の位相が不規則となって音場が乱れ，また音響インピーダンスに不整合が生じるため電磁音響変換効率が低下していた。

岡山大学 加
川幸雄殿，土屋隆生殿との共同出願

65

製品紹介・産業機器

特許登録紹介特許登録紹介（2003 年 10 月〜 2004 年 9 月登録分）

鋼板加熱装置
登録番号
■概

要

■特

家電製品，建築物の外装等に樹脂フィルムをラミネートした鋼板が使用されています。ここで紹介する製品は，樹脂フィルムをラミネートする前に使用される，鋼板（磁性を持つもの）の加熱装置です。
ラミネートラインは，コイル状に巻かれた鋼板を繰り出す装置，巻き取る装置等から構成され，その途中工程で，加熱，ラミネートがおこなわれます。
ラミネートには鋼板の温度均一性が必要とされており，従って加熱装置に対して，巾方向の加熱温度の均一性，連続運転時の安定性が要求されています。

長①巾方向の高精度温度均一性実現②メッキむら，エッジ過冷却による，温度バラツキの自動補正機構採用③鋼板の輻射率に依存しない非接触式温度測定機構

厚み0.2mm 〜 1.0mm（メッキなし。板厚バラツキ± 2% 以下）

3489317 面圧分布検出装置

製造コスト高を招くことなしに，面圧の分布状態を定量的に検出して測定することを可能とした面圧分布検出装置。従来，
圧力測定シートは圧力変化や圧力値を測定できず，シートなどの面状の領域にかかる圧力分布を測定していた。また，圧力分布検出装置は構成ならびに製造工程が複雑化し，製造コ
スト高を招いていた。

3490185 多層配線構造

基板の上方からの力に対する強度を向上することができるよ
うになるとともに，配線スペースを縮小化して集積回路全体の構成を小型化することができる多層配線構造。従来は，基板の上方から加わる力に対し脆弱であり，また，基板上に占める配線と架橋部との配線スペースが大きくなり，集積回路全体の構成が大型化していた。

鋼 板 速 度

50m ／ min

高精度の温度均一性実現の要求を満たしたものにな

鋼 板 温 度25℃→ 240℃± 3℃っています。
測定値差実験データ 速度５０ｍ／ｍｉｎ，鋼板温度２００℃

巾方向均一性データ 板厚０．
２２Ｔ 搬送速度２０ｍ／ｍｉｎ（実験機データ）

測定位置

ＯＳＣ側端 １０ｍｍ

２５５ｍｍ
８５ｍｍ

７００ｍｍ

１７０ｍｍ
センター

非接触温度計出力

手前側端 １０ｍｍ

熱電対出力

測定結果（Ｋ熱電対）
手前端
センター
−85mm
−85mm
−85mm
−85mm

A点（℃）
224
220
220
220
221
223

ΔＴ＝４℃

均一加熱データ（実験データ）

温度測定器

鋼板

3494696 電磁音響変換器

制御盤

高周波発振器

温度制御部

問い合わせ先産機事業部・高周波技術部
構成例

643490736 温水引上げ乾燥方法 液の飛散防止及び液切れを良好に行うことができ，水滴が平面部に溜るようなことがない温水引上げ乾燥方法。従来は，温水が飛散して槽外に飛出したり，飛散滴が被乾燥物に付着してタレが生じていた。また，被乾燥物の投入姿勢により浮上りが生じていた。
3492540 テーパ導波管及びそ インピーダンス整合状態を広い周波数範囲で安定的に維持での製造方法
き，その製造方法により最適なテーパ形状導波管構造を容易かつ迅速に決定できるテーパ導波管及びその製造方法。従来，端部断面サイズが始端から終端に向かってテーパ状に変化するテーパ導波管が用いられていた。また，使用する電磁波の周波数によっては，インピーダンス整合状態が不十分となる場合があった。

ラミネート装置

主加熱部

加熱コイル

温度測定器性能（実験データ）

備 考3481159 気体封入導波管の気 高温あるいは低温にさらされることによるセラミック膜の破密窓装置
損を効果的に防ぐことができ，気密窓の耐久性，信頼性を著
しく向上させることができる気体封入導波管の気密窓装置。
従来は気体封入導波管を通常の導波管に接続する場合，電磁波のみを透過させる為，特別な部材を端末に装着することが必要であった。

600mm 〜 1200mm

600kW 30kHz

本製品は，主加熱部，制御部で構成されており，

主加熱

容

巾

■主要性能

鋼 板 寸 法内3481353 集積回路用基板およ 回路の伝送線路の幅を狭くすることで回路の小型化を図るこびその製造方法とを可能とし，集積回路用基板の表面を平坦化することで薄膜キャパシタを形成可能とした集積回路用基板およびその製造方法。従来は回路の小型化には誘電体基板の厚さに起因する限界があり，薄膜キャパシタの製作が極めて困難であった。

採用

高周波発振器

発明の名称

TEL 0547-37-1575

洗浄器における超音波発生源，地層探査器や海底探査器の音源，あるいは，医療機器では胆石破壊の音源に適した変換効率のよい電磁音響変換器。従来は，放射される音波の位相が不規則となって音場が乱れ，また音響インピーダンスに不整合が生じるため電磁音響変換効率が低下していた。

岡山大学 加
川幸雄殿，土屋隆生殿との共同出願

65島田理化技報No.16（2005）

登録番号

発明の名称

特許登録紹介

内

容

備 考

登録番号

発明の名称

内

容

備 考

3498837 洗浄装置用ノズル

従来のラバール・ノズル形状を改善して充分に加速された洗
浄液を被洗浄物に噴出することが可能となるため，洗浄効果を向上することができる洗浄装置用ノズル。従来のラバール・
ノズル形状の洗浄装置用ノズルにおいては，噴出口から被洗
浄物に対して洗浄液を噴出する際に，洗浄液を充分に加速することができなかった。

3572429 容器に対する蓋の高 十分なシール強度が得られ，かつ蓋の外周縁部や開封用つま 昭和アルミニ
周波加熱シール装置 み部に焦げが発生することがなく，高周波加熱シールの際に ウ ム 株 式 会
容器口縁部の凹凸を吸収することを容易とする容器に対する 社，四国化工
蓋の高周波加熱シール装置。従来，加熱温度のムラが顕著に 機株式会社となり，均一加熱が必要な調理用に適さず，材料費や加工費の の共同出願
節減ができなかった。

3519118 洗浄装置

被洗浄物に与える損傷を軽減でき，洗浄液に発生する気泡による洗浄むらの発生を防止でき，また，小型化ならびにコスト低減ができる洗浄装置。従来は，洗浄の際に被洗浄物に損傷を与えたり，洗浄液に発生する気泡などにより洗浄むらが生じる恐れがあった。また洗浄後の被洗浄物を乾燥するための乾燥装置が必要なため，コストがかかった

3526204 紫外線洗浄装置

被洗浄物の表面にある腐食しやすい材料の腐食の発生を避けることができるとともに，被洗浄物の表面に付着した有機物の除去が十分にできる紫外線洗浄装置。従来は，配線パター
ンに腐食によるダメージを発生する恐れがあった。また，基板の表面に付着した有機物の除去効果が十分ではなかった。

3573738 部品筐体及びその製 実装される発熱部品において発生する熱を効率よく外部に放造方法
散させて冷却させることができる小型軽量の部品筐体及びその製造方法。従来はモジュールで発生した熱が充分に空気中に発散できず，放熱効果が充分ではないため，送信電力を一定値以上に上昇させることができなかった。その上，携帯電話基地局全体の装置構成が大型化せざるを得ず，運用コストを下げることができなかった。

3530270 精密洗浄装置

ガラスやその他の表面に傷を付けることなく洗浄を行うことができ，また，十分な圧力と速度を与えることで，良好な洗浄を行うことができる精密洗浄装置。従来は被洗浄物に傷をつけ，また，汚れが被洗浄物に付着していた。更に，洗浄力が低く，付着力の強いパーティクルを除去することができなかった。

3542415 ミスト回収装置

ミストを確実に外部へ放出するのを防止し，環境を汚染することがなく，また，吸引能力を低下することができるミスト回収装置。従来，ウェット処理槽の液体がミストとして上昇
し，また，装置は回収しきれないミストを大気中に放出する
ことで，環境を汚染していた。

3560588 マイクロストリップ 周波数分散効果による帯域外減衰特性の劣化を防ぐことがでライン・フィルタ及 き，また，薄い基板を使用することに起因する導体損失の増びパッケージ部品大をも防ぐことができ，適用用途に柔軟に対応できるマイク
ロストリップライン・フィルタ及びパッケージ部品。従来は導体損失が増大し，使用時の電子機器の性能を充たすことができなかった。
3570896 電力増幅装置

遅延量が異なる２系統の信号を合成する際，調整用の遅延線
路の遅延量を限りなく小さくでき，挿入損失が低減し，出力信号の直線性範囲が拡がる電力増幅装置。従来，必要な電力
レベルの出力信号を確保するには遅延線路の挿入損失だけ主増幅器を出力電力の大きいものにする必要があった。

3571070 セラミック基板に形成されたスルーホールへの導体膜形成方法

全てのプロセスを薄膜プロセスで処理できるので，プロセス
ラインへの汚染の発生を防止できるセラミック基板に形成されたスルーホールへの導体膜形成方法。従来，化学的なエッチングを行ってスルーホールを形成することが極めて困難で
あった。

66

3581859 歪補償送信増幅器

再帰的帰還最小２乗法による補正係数にすることで計算量を大幅に低減することができるとともに，増幅器間の振幅ゲイン差および位相差を零にすることができる歪補償送信増幅器。従来は，帯域外スペクトルの発生，新たな帯域内信号の歪みの発生が見られた。また，差分を正確に検出するよう回路調整を精度良く行う必要があった。

弊社と財団法人 理工学振興会（東京工業大学）との共同出願

3583337 高周波回路ユニット 高周波回路相互の電磁界結合を確実に低減させつつ，機械的な加工精度のムラを吸収できるため，製造コストの低減化とユニットの小型化が可能な高周波回路ユニット。従来の高周波ユニットは回路の数が増加するにつれ，ユニットが大型化
し，また，加工が難しく，高い加工精度が必要とされ，量産性及び小型化の点で不利であった。
3591729 信号生成方法

フィードフォワード歪み補償増幅装置において , 同期検波出力から副増幅器の利得 , 位相を制御する値を直接に導くことができ , 位相関係が緊密に結びついた 3 つの信号を生成することができる信号生成方法。従来 , 同期検波出力信号 , 副増幅器の利得 , 位相との間の相関関係が無いため , どのように増減すればよいかを直接 , 確認することができなかった。
※

備考欄，共同出願は出願時の名称

67

島田理化技報No.16（2005）

登録番号

発明の名称

特許登録紹介

内

容

備 考

登録番号

発明の名称

内

容

備 考

3498837 洗浄装置用ノズル

従来のラバール・ノズル形状を改善して充分に加速された洗
浄液を被洗浄物に噴出することが可能となるため，洗浄効果を向上することができる洗浄装置用ノズル。従来のラバール・
ノズル形状の洗浄装置用ノズルにおいては，噴出口から被洗
浄物に対して洗浄液を噴出する際に，洗浄液を充分に加速することができなかった。

3572429 容器に対する蓋の高 十分なシール強度が得られ，かつ蓋の外周縁部や開封用つま 昭和アルミニ
周波加熱シール装置 み部に焦げが発生することがなく，高周波加熱シールの際に ウ ム 株 式 会
容器口縁部の凹凸を吸収することを容易とする容器に対する 社，四国化工
蓋の高周波加熱シール装置。従来，加熱温度のムラが顕著に 機株式会社となり，均一加熱が必要な調理用に適さず，材料費や加工費の の共同出願
節減ができなかった。

3519118 洗浄装置

被洗浄物に与える損傷を軽減でき，洗浄液に発生する気泡による洗浄むらの発生を防止でき，また，小型化ならびにコスト低減ができる洗浄装置。従来は，洗浄の際に被洗浄物に損傷を与えたり，洗浄液に発生する気泡などにより洗浄むらが生じる恐れがあった。また洗浄後の被洗浄物を乾燥するための乾燥装置が必要なため，コストがかかった

3526204 紫外線洗浄装置

被洗浄物の表面にある腐食しやすい材料の腐食の発生を避けることができるとともに，被洗浄物の表面に付着した有機物の除去が十分にできる紫外線洗浄装置。従来は，配線パター
ンに腐食によるダメージを発生する恐れがあった。また，基板の表面に付着した有機物の除去効果が十分ではなかった。

3573738 部品筐体及びその製 実装される発熱部品において発生する熱を効率よく外部に放造方法
散させて冷却させることができる小型軽量の部品筐体及びその製造方法。従来はモジュールで発生した熱が充分に空気中に発散できず，放熱効果が充分ではないため，送信電力を一定値以上に上昇させることができなかった。その上，携帯電話基地局全体の装置構成が大型化せざるを得ず，運用コストを下げることができなかった。

3530270 精密洗浄装置

ガラスやその他の表面に傷を付けることなく洗浄を行うことができ，また，十分な圧力と速度を与えることで，良好な洗浄を行うことができる精密洗浄装置。従来は被洗浄物に傷をつけ，また，汚れが被洗浄物に付着していた。更に，洗浄力が低く，付着力の強いパーティクルを除去することができなかった。

3542415 ミスト回収装置

ミストを確実に外部へ放出するのを防止し，環境を汚染することがなく，また，吸引能力を低下することができるミスト回収装置。従来，ウェット処理槽の液体がミストとして上昇
し，また，装置は回収しきれないミストを大気中に放出する
ことで，環境を汚染していた。

3560588 マイクロストリップ 周波数分散効果による帯域外減衰特性の劣化を防ぐことがでライン・フィルタ及 き，また，薄い基板を使用することに起因する導体損失の増びパッケージ部品大をも防ぐことができ，適用用途に柔軟に対応できるマイク
ロストリップライン・フィルタ及びパッケージ部品。従来は導体損失が増大し，使用時の電子機器の性能を充たすことができなかった。
3570896 電力増幅装置

遅延量が異なる２系統の信号を合成する際，調整用の遅延線
路の遅延量を限りなく小さくでき，挿入損失が低減し，出力信号の直線性範囲が拡がる電力増幅装置。従来，必要な電力
レベルの出力信号を確保するには遅延線路の挿入損失だけ主増幅器を出力電力の大きいものにする必要があった。

3571070 セラミック基板に形成されたスルーホールへの導体膜形成方法

全てのプロセスを薄膜プロセスで処理できるので，プロセス
ラインへの汚染の発生を防止できるセラミック基板に形成されたスルーホールへの導体膜形成方法。従来，化学的なエッチングを行ってスルーホールを形成することが極めて困難で
あった。

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3581859 歪補償送信増幅器

再帰的帰還最小２乗法による補正係数にすることで計算量を大幅に低減することができるとともに，増幅器間の振幅ゲイン差および位相差を零にすることができる歪補償送信増幅器。従来は，帯域外スペクトルの発生，新たな帯域内信号の歪みの発生が見られた。また，差分を正確に検出するよう回路調整を精度良く行う必要があった。

弊社と財団法人 理工学振興会（東京工業大学）との共同出願

3583337 高周波回路ユニット 高周波回路相互の電磁界結合を確実に低減させつつ，機械的な加工精度のムラを吸収できるため，製造コストの低減化とユニットの小型化が可能な高周波回路ユニット。従来の高周波ユニットは回路の数が増加するにつれ，ユニットが大型化
し，また，加工が難しく，高い加工精度が必要とされ，量産性及び小型化の点で不利であった。
3591729 信号生成方法

フィードフォワード歪み補償増幅装置において , 同期検波出力から副増幅器の利得 , 位相を制御する値を直接に導くことができ , 位相関係が緊密に結びついた 3 つの信号を生成することができる信号生成方法。従来 , 同期検波出力信号 , 副増幅器の利得 , 位相との間の相関関係が無いため , どのように増減すればよいかを直接 , 確認することができなかった。
※

備考欄，共同出願は出願時の名称

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営業分野及び主要製品【電子部門】□移動通信機器□固定通信機器□衛星通信機器□マイクロ波・ミリ波
デバイス【産機部門】□半導体製造装置

携帯電話基地局用送受信増幅装置

半導体ウェーハウェット処理装置

携帯電話基地局用収容箱

半導体ウェーハ洗浄装置

移動通信用アンテナ共用装置

微細配線めっき装置□液晶製造装置

ミリ波デジタル無線装置

液晶パネルウェット処理装置

高速無線 LAN システム

液晶パネル洗浄装置

高速無線リンクシステム

ガラス基板洗浄装置□精密洗浄装置

VSAT 用アウトドアユニット

HD・HDD 洗浄装置

VSAT 用受信コンバータ

眼鏡・光学レンズ洗浄装置

Ka 帯衛星通信用送信機

電子部品洗浄装置□高周波機器マイクロ波回線用
分波器・群分波器・導波管

高周波電源
高周波焼入装置

各種マイクロ波 / ミリ波

高周波ろう付装置

コンポーネント・MIC モジュール□電子応用機器□マイクロ波加熱装置 食品加熱装置
航法装置試験用シミュレータ

セラミック乾燥装置

レーダ機器試験用シミュレータ

プラスチック加熱装置

高電力マイクロ波機器

島田理化技報編集委員会
委員長
佐々木恭介
委

員

水島 弘二
立木 武彦
高松 日出海
槇 敏夫
村上 勝
森谷 陽一
松本 光弘

島田理化技報2005年3月15日

発

行

所

石間 勉
鈴木 建一郎事務局

市川 均
馬谷原 洋二清水 庸司

発行

東京都調布市柴崎2丁目1番地3
島田理化工業株式会社
TEL 0424-81-8510（代表）

FAX 0424-81-8599（代表）
ホームページ http://www.spc.co.jp/

前田 義行
安藤 英一
杉山 敏久
畠 一男

No.16（無断転載を禁ず）

編集兼発行人印

刷所

島田理化技報編集委員会
東京都港区三田5丁目3番7号
文祥堂印刷株式会社
TEL 03-3455-0250