全二重無線通信の実用化に向けた課題と可能性 (完全版)∗
猿渡 俊介
渡辺 尚
大阪大学大学院情報科学研究科
平成 30 年 4 月 2 日

1

はじめに

ある文献 [1] には，あった．ところが，研究を進める中で，徐々に全二重It is generally not possible for radios to receive and transmit on the same frequency
band because of the interference that re-

無線通信がデータ通信容量を 2 倍にできる以上の可能

sults.

全二通無線通信は面白い．だが課題が多すぎて実用的ではない．このように考えていた時期が著者らにも性があることが分かってきた．

と記載されている．しかしながら Stanford の Sachin

まずは全二重無線通信の歴史を簡単に振り返る．以Katti らのグループにより 2010 年の ACM Mobicom
で全二重無線通信を各端末 3 本のアンテナを用いて最初の実証が発表されてから [2]，2011 年に各端末 2 本

降では無線 LAN を想定して議論することに注意された
い．無線通信の分野では，一般的に，同じ周波数帯で同時に送受信することは不可能であると考えられていた．

のアンテナ [3]，2013 年に各端末アンテナ 1 本かつ干例として図 1 に IEEE 802.11n において 6 Mbps で通渉信号を 110 dB キャンセルして IEEE 802.11ac の通信する場合を示す．IEEE 802.11n において 6 Mbps の信を同時かつ双方向で成功した論文 [4] が発表された．

通信レートで通信する際の最小受信感度は約 −82 dBm

全二重無線通信を実現するためのハードウェアに関しである．自端末の送信電力が 20 dBm，相手端末からて 2 節で詳細に述べる．

の信号が −82 dBm で届くとすると，受信する信号の

ACM MobiCom 2010 において不可能だと思われて電力の約 160 億倍の信号を自端末から送信することにいた全二重無線通信が実証された論文が発表された当なる．ノイズフロアを −90 dBm とすると送信電力 20

初，著者らは率直に「すごい，面白い」と感じた．一方

dBm の場合では 110 dB もの自己干渉除去を行わなければならず，全二重通信は実質不可能であると考えらで，いくつかの観点から実際に使われることはないだろうと考えていた．例えばハードウェアコストを MIMOれていた．

通信と比較した場合，2 倍の通信容量を実現するのに必このような事実を受け，無線通信の著名な教科書で要なアンテナの数，AD/DA 変換器の数，アンプの数は等しいものの，全二重無線通信の方がアナログキャଛਦਦಀ G%P

ଛਦ崊嵛崮崲

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ンセル回路分だけ高コスト化する．それ以外にも全二崗嵑崌崊嵛崰

崊崗崣崡嵅崌嵛崰

ଛਦਦಀ G%P

重無線通信が抱える問題は多い．全二重無線通信が抱える問題に関しては 3 節で詳細に述べる．

ਭਦ崊嵛崮崲
ਭਦਦಀ ٕG%P

ところが，2013 年の文献 [4] においてアンテナ 1 本
かつ 110 dB のキャンセルの成功が報告されると全二

図 1: 2 つの端末が同時に送信する場合，

重無線通信の研究が世界中で活発化して行った．例えば，無線通信の著名な会議である IEEE Globecom で∗ 本論文は電子情報通信学会誌 2018 年 4 月号に投稿した「猿渡は，2010 年に 0 件，2011 年に 1 件，2012 年に 3 件，

俊介, 渡辺 尚, “全二重無線通信の実用化に向けた課題と可能性,” 電子情報通信学会誌, Vol.101, No.4, pp.387–393, 2018.」の原稿の拡張版である．ページ数の制限で掲載することができなかった参考
文献等を加えたものになっている．

2013 年に 7 件であった全二重無線通信の発表は，2014
年に 17 件，2015 年に 28 件，2016 年に 27 件，2017 年

1

に 27 件と急激に増加した．半導体に関する世界最大の送信電⼒

 G%P

国際会議である ISSCC でも，2017 年に全二重無線通崊嵛崮崲峘崊崌崥嵔嵤崟嵏嵛

G%崊崲嵕崘崕嵋嵛崣嵔嵤崟嵏嵛

G%崯崠崧嵓崕嵋嵛崣嵔嵤崟嵏嵛

G%

G%P

信のフロントエンドを対象としたセッションも組まれている [5, 6, 7]．さらに，全二重無線通信を応用した
新たな可能性も示され始めている．全二重無線通信の嵤G%P可能性を 4 節で議論し，最後に 5 節でまとめとする．

2

全二重無線通信の仕組み崶崌崢崽嵕崊 ٕG%P

全二重無線通信の仕組みを理解するための準備として，既存の半二重無線通信器の仕組みを説明する．図 2

図 4: 無線 LAN に適用する場合に必要なキャンセル量に既存の半二重無線通信器の構成要素を示す．既存のの目安

半二重無線通信器は端末本体，制御回路，デジタル送信回路，デジタル受信回路，アナログ送信回路，アナ

図 3 に全二重無線通信器の構成を示す．既存の半二ログ受信回路，送受信アンテナから構成される．端末

重無線通信器と比較すると，全二重無線通信器では送本体は PC やスマートフォン上のオペレーティングシ

信アンテナと受信アンテナを分離して，アナログ送信

ステムを実行している CPU である．制御回路は主に回路・アナログ受信回路の間にアナログキャンセル回

メディアアクセス制御プロトコルを実行する機構であ路を，デジタル送信回路・デジタル受信回路の間にデジり，ASIC や CPU で実現される．デジタル送信回路・

タルキャンセル回路を挿入した構成になっている．送

デジタル受信回路は符号化復号化や変調復調を行う機

信アンテナから受信アンテナに入ってきた信号をアナ構であり，ASIC 上のデジタル回路として実現される．

ログキャンセル回路で自己干渉除去を行った後に，デアナログ送信回路・アナログ受信回路は AD/DA 変換

ジタルキャンセル回路でさらに自己干渉除去を行うこや信号増幅を行う機構であり，アナログ回路として実とで相手端末からの信号のみを抽出して受信する．

現される．送受信アンテナは電波を送受信するアンテ

図 4 に各要素と全体におけるキャンセル量の目安をナである．半二重通信では 1 つのアンテナを送信時と示す．送信電力が 20 dBm，ノイズフロアが −90 dBm

受信時で切り替えて共有している．

であることを想定している．送信アンテナから送信された 20 dBm の信号は，送信アンテナと受信アンテナ

崯崠崧嵓 崯崠崧嵓ਦಀ 崊崲嵕崘
ଛਦ回路
ଛਦ回路
崯嵤崧
ഈଜ
ম৬

崊崲嵕崘ਦಀ

のアイソレーションで約 20 dB 減衰して 0 dBm の信号になる．受信アンテナから入力された自己干渉信号は

崯嵤崧
ଛਦৎ ǀ
制御回路

崯嵤崧

ਭਦৎ

崯嵤崧

崯崠崧嵓
崊崲嵕崘
ਭਦ回路 崯崠崧嵓ਦಀ ਭਦ回路

デジタル信号に変換される前にアナログキャンセル回ǀଛਭਦ崊嵛崮崲

路によって約 40 dB の自己干渉除去が行われて，AD変換器によって約 −40 dBm のデジタル信号となる．

崊崲嵕崘ਦಀ

最後に，デジタルキャンセル回路によって約 50 dB の
図 2: 既存の半二重無線通信器の構成要素

自己干渉除去が行われて，全ての自己干渉除去信号がଛਦ崊嵛崮崲

キャンセルされる．各要素におけるキャンセル量は目
崯嵤崧
ഈଜ
ম৬

崯崠崧嵓ଛ 崯崠崧嵓ਦಀ 崊崲嵕崘ଛ 崊崲嵕崘ਦಀ
信回路
信回路
崊崲嵕崘ਦಀ
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制御回路

崯嵤崧
崯嵤崧

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崕嵋嵛崣嵓
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崕嵋嵛崣嵓
回路
崊崲嵕崘ਦಀ

崯崠崧嵓ਭ崊崲嵕崘ਭ
信回路 崯崠崧嵓ਦಀ 信回路

安であることに注意されたい．個々のキャンセル量に関しては 2.1 節， 2.2 節， 2.3 節で詳細に述べる．

ਭਦ崊嵛崮崲

2.1

崊崲嵕崘ਦಀ

アンテナ

全二重無線通信のアンテナでは，自分が送信アンテ

図 3: 全二重無線通信器の構成要素

ナから送信した信号が受信アンテナに回り込むのをい2崊崲嵕崘 崊崲嵕崘ਦಀ ǀ
ଛਦ回路崊崲嵕崘ਦಀ
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崊崲嵕崘 崊崲嵕崘ਦಀ ǀ
ଛਦ回路崊崲嵕崘ਦಀ

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崊崲嵕崘
ਭਦ回路

ǀ


崊崲嵕崘ਦಀ

図 5: サーキュレータを用いた 1 本のアンテナによる
図 6: 送信アンテナ 2 本，受信アンテナ 1 本を用いた全二重無線通信

全二重無線通信
かに少なくするかが重要である．送信アンテナから受信アンテナの回り込みを少なくすることで後段のアナ

アを −90 dBm，アンテナ間の減衰を約 20 dB とする

ログキャンセル回路とデジタルキャンセル回路の負荷と，110 dB − 20 dB − (60 dB − 10 dB) = 40 dB をアを軽くすることができる．

ナログキャンセル回路で自己干渉除去する必要がある．

研究段階の技術としては，送信アンテナと受信アン

アナログキャンセル回路では，自分が送信している

テナのアイソレーションを大きくする手法やアンテナ

信号の逆位相かつ同振幅の信号を生成して受信信号に数を少なくする方法が検討されている．例えば，図 3

重畳することで自分が送信している信号のみを除去すの構成でアンテナの距離が 20 cm，通信周波数帯が 2.4

る．文献 [2] では，図 6 のように同じ信号を出力する 2

GHz の時では約 30 dB 減衰する．文献 [8] では，2 つの本のアンテナを受信アンテナからそれぞれ d と d + λ/2

ダイポールアンテナ周辺に 5 つの寄生素子を等間隔に離して受信アンテナにおいて逆位相の信号が重畳する配置したアンテナ構成を取ることで約 50 dB の自己干ようにすることで，約 20 dB のキャンセルに成功して渉抑制を実現している．自己干渉抑制性能は低下する

いる．(アンテナを用いているものの，アナログ領域でものの，サーキュレータを用いてアンテナ 1 本で送信

逆位相の波を生成してキャンセルを行うという観点で信号と受信信号を実現した例も存在する．図 5 に文献

本稿ではアナログキャンセルに分類している．)
また，アナログキャンセル回路は能動素子を用いた[4] で用いられているフロントエンド部を示す．送信信号と受信信号とアンテナをサーキュレータでブリッジ

ものと受動素子のみを用いたものに分類することがですることで，全二重無線通信における送信と受信を 1

きる．能動素子を用いたアナログキャンセル回路は小本のアンテナで実現している．サーキュレータを用い型化がしやすいものの，アンプや局所発振器などの消た構成において，文献 [4] では約 15 dB のアイソレー

費電力が発生する部品を用いる．文献 [3] では，バラン

ションが確認されている．文献 [9] では，指向性アンテと地デジ・携帯電話用のアクティブ型の干渉除去チッナを用いて自己干渉を抑制する方法が検討されている．

プ QHx220 を組み合わせることで，約 40 dB の自己干渉除去を実現している．
それに対して，受動素子のみを用いたアナログキャ

2.2

アナログキャンセル回路

ンセル回路では，減衰器や遅延線など入力信号に対して受動的に動作するため，自己干渉除去時の消費電力

自己干渉除去においてアナログ段とデジタル段の 2が発生しない．ただし，キャリブレーション時には受段階を踏むのはアナログ受信回路に AD 変換器が存在

動素子のみをもちいた場合でも素子の設定変更のためするからである．相手からの信号よりも自分の信号のの消費電力は発生することに注意されたい．文献 [4] で方が 10 万倍〜100 億倍と大きいため，AD 変換器の手は数十 ps から数千 ps と遅延の異なる 16 の遅延線と前である程度の量を自己干渉除去しなければ AGC に各遅延線を通る信号の振幅を減衰器で制御することでよる信号強度制御と AD 変換器による量子化で相手か

80 MHz の帯域において平均で約 55 dB の自己干渉除らの信号が失われる．AD 変換器の分解能を IQ それ去を実現している．

ぞれ 10 bit とすると，デジタル回路のダイナミックレ

図 7 に筆者らが開発した受動素子のみを用いたアナンジは 60 dB となる．ダイナミックレンジのマージン

ログキャンセル回路 [10] の構成を示す．図 7 のアナロ

を 10 dB，自端末の送信信号を 20 dBm，ノイズフロ

3

崊崲嵕崘
ଛਦ回路

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崯崠崧嵓ଛ 崯崠崧嵓ਦಀ 崊崲嵕崘ଛ 崊崲嵕崘ਦಀ
信回路
信回路

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ଛਦ崊嵛崮崲

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ীଦஓ

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制御回路
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アナログキャンセル回路

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崯嵤崧

図 9: MIMO 送信器ਭਦ崊嵛崮崲

়ਛஓ
崊崲嵕崘
ਭਦ回路

়ਛஓ

のダイナミックレンジである 50 dB のキャンセルをデジタル信号処理で行う必要がある．アナログキャンセ

図 7: アナログキャンセル回路の詳細

ル回路が物理的な制約から複雑な干渉除去が実現できないのに対して，デジタルキャンセル回路では FPGAや ASIC 上で実現されるため，複雑なデジタル信号処

キャンセル量 >G%@

理も適用することが可能である．



単純な方法としては，DA 変換器に入力したデジタ

ル信号を保持しておいて，受信アンテナから回り込んできた信号と相関を取り，相関のピークを検出した部

分で回り込んできた信号から元のデジタル信号を減算





する方法が考えられる．このような単純な方法を用い






て文献 [2] では約 10 dB の干渉除去に成功している．



文献 [3] では，自分が送信した信号を受け取った際にプఢణਯ >0+]@

リアンブルでチャネル推定を行い，チャネルを反映した信号を生成してからキャンセルすることで約 25 dB

図 8: アナログキャンセル回路のキャンセル性能の干渉除去に成功している．ただし，チャネル推定を行う場合，自分が送信している信号のプリアンブル部

グキャンセル回路では，アナログ送信回路から出力さ分が相手からの信号とは衝突していないことが前提でれたアナログ信号を分配器でキャンセル回路と送信アある．文献 [2] と文献 [3] が線形成分のみの干渉除去を

ンテナ両方に入力する．アナログキャンセル回路に入行っているのに対して，文献 [4] では非線形性をモデ力された信号は，分配器でさらに 4 つに分割される．

ル化して高調波をもキャンセルすることで約 48 dB の4 つに分割した信号の位相と振幅をそれぞれ独立に調干渉除去に成功している．

節した上で再度合成することで，振幅と位相の制御分解能を向上することができる．図 8 に開発したアナロ

全二重無線通信の課題

3

グキャンセル回路の特性を示す．横軸が周波数，縦軸が中心周波数を 2440 MHz の信号でキャリブレーショ

2 節で述べたように，自己干渉除去性能の観点ではンした場合のキャンセル量を表している．最大で約 54

無線 LAN に全二重無線通信が適用可能であることがdB の自己干渉除去を実現していることが分かる．

既に実証されている．しかしながら，自己干渉除去以外の観点での課題は残っている．

2.3

デジタルキャンセル回路

3.1

デジタルキャンセル回路は，アナログキャンセル回路によって除去しきれなかった信号を除去する機構でハードウェアコスト

全二重無線通信では自己干渉除去が 100 %成功した

ある．2.2 節で述べたとおり，無線通信器の AD 変換器

場合に，理論的な限界として半二重通信の 2 倍の通信

4

容量を達成することができる．一方で，送信側と受信側

ഈଜ$

੦৉ଂ

ഈଜ$

੦৉ଂ

ഈଜ%

でそれぞれアンテナを 2 本ずつ用いた 2 × 2 の MIMO
通信でも理論的には通信容量はアンテナを 1 本使ったD ৌู৸੸੎૮଍ৢਦ

E శৌู৸੸੎૮଍ৢਦ

1 × 1 の半二重通信の 2 倍となる．図 9 にアンテナが2 本の場合の MIMO 送信器の構成を示す．アンテナが2 本の MIMO 送信器は，端末本体，制御回路，デジタ
ル送信回路が各 1 つ，アナログ送信回路が 2 つ必要と双方が同じサイズのフレームを送信する場合にしか達なる．MIMO 通信の受信側では，図 9 の構成において成される通信容量は 2 倍にならない．

図 10: 対称全二重無線通信と非対称全二重無線通信

送信回路が全て受信回路になった構成となる．2 倍のトラヒックの非対称性を緩和する方法として，非対通信容量を達成するのに一度の通信で送信と受信を合の数，デジタル送受信回路の数，制御回路数は全二重

称全二重無線通信を利用することが考えられる．図 10(a) に対称全二重通信を，図 10-(b) に非対称全二重通信を示す．図 10-(a) の対称全二重通信では，1 つの基無線通信と MIMO 通信で等しい．しかしながら，全

地局と 1 つの端末の間で同時にフレームを交換する．

二重無線通信の方だけ送信側と受信側双方においてア

図 10-(b) の非対称全二重通信では，1 つの基地局と 2

ナログキャンセル回路とデジタルキャンセル回路の両つの端末で通信を行う．具体的には，基地局が端末 A方が必要となる．

からのフレームを受信しつつ送信端末とは異なる端末

わせて必要となるアンテナ数，アナログ送受信信回路

回路のサイズの観点でもキャンセル回路が課題とな

B へとフレームを送信する．このような仕組みを実現

る．デジタルキャンセル回路は ASIC や FPGA 上に実することで，端末 A と端末 B が半二重無線通信のみ装することで小型かつ高速にできるので問題にはならに対応した端末であったとしても全二重無線通信によないと考えている．しかしながら，アナログキャンセ

る利益を享受することができる．

ル回路に関してはキャンセル量を増やそうとすると現

しかしながら，非対称全二重通信を導入すると新た状では回路サイズが大きくなる．アナログキャンセル

な課題が発生する．例えば，位置関係によっては図 10-性能を高めるためには，位相と振幅の精密な制御が必要である．現状では，信号を分配器で複数に分けてか(b) における端末 A の送信が端末 B に届いてしまい，
基地局から端末 B への送信と衝突する場合が発生しうら分けた信号の遅延と振幅を調節して再び合成するこる [11]．また，端末 A と基地局，基地局と端末 B の距とで制御粒度を向上させている．複数に分配した信号離が異なる場合には送信レートも異なるため，レート

は伝送線間の距離が近い場合には信号やインピーダン

制御をどのようにするかの問題も生じる．さらに，既スが干渉するため，一定以上の距離を離さなければなに標準化されている半二重通信端末や MIMO 端末とらず，結果として回路サイズが大きくなる．

全二重無線通信端末をどのように共存するかも考えなければならない．

3.2

上位層へのプロトコルへの影響

4

全二重無線通信においてキャンセルが成功し，かつ全二重無線通信の可能性

上記のハードウェア的な問題が全て解決したとする．

3 節に示した課題を眺めると，全二重無線通信は導その場合でも，上位層のプロトコルを適切に設計しな入するメリットが少ないように感じるかもしれない．

ければ全二重無線通信の性能を十分に発揮することがしかしながら，世界中で全二重無線通信の研究が活発できない．

になる中で，徐々にこれらの課題は解決され始めていまず考えられるのがトラヒックの非対称性の問題でる．例えば，半導体に関する世界最大の国際会議であある．アクセスネットワークでは，下り (ダウンロー

る ISSCC で発表された文献 [12] では，サーキュレード) トラヒックの方が上り (アップロード) トラヒック

タと同様の機能を半導体チップ上に実現することに成よりも 2 倍〜3 倍ほど大きいことが知られている．全

功している．また，2017 年の ISSCC では全二重無線

二重無線通信では，アクセスポイントとユーザ端末の通信のフロントエンドを対象としたセッションも登場

5

ଛਦ崊嵛崮崲

ଛਦ崊嵛崮崲

崊崲嵕崘 崊崲嵕崘ਦಀǀ
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送信回路

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崯嵤崧ਦಀ
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崊崲嵕崘
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整流器
崊崲嵕崘ਦಀ%DFNVFDWWHUৢਦ
ਭਦ崊嵛崮崲

崊崲嵕崘ਦಀ

図 12: Backscatter 通信

図 11: 無線電力伝送
した [5, 6, 7]．さらに，全二重無線通信が通信容量の増加以外の面でもメリットがあることが分かってきて
いる．

ഈଜ

রಲଂ

੦৉ଂ

図 13: 中継通信

4.1

無線電力伝送インピーダンスをスイッチで高速に切り替えるだけで

IoT への応用において，全二重無線通信を用いることでセンサノードに電波で電力を供給しながらセンサ

データを送信する技術である．具体的には，自ら電波を発射するのではなく，環境に存在する TV や WiFi

ノードからのセンサデータを受信することが可能とななどの電波を反射/吸収することで電波をオンオフする [13]．図 11 に全二重無線通信と無線電力伝送の例をるように変調をかけてデータを伝送する．Backscatter

示す．各センサノードは，基地局からの電力をレクテ

通信では送信側での増幅器が不要となるため，数十ナで受信して電力を獲得しつつ，基地局に対して定期µW でデータを送信することができる．主にパッシブ的にセンサデータを送信する．一方で，基地局は，セ

RFID で用いられてきた技術であるが，ここ数年の研究で Backscatter 通信を用いて WiFi や Lora での通信を

ンサノードに対して電波を用いて電力を伝送しつつ，電力信号による自己干渉を除去することでセンサデー

行うことに成功し始めている [14, 15]．Backscatter 通

タを受信する．

信と全二重無線通信を組み合わせることで，基地局に電波は有限の資源であるため，全二重無線通信を用

対して Backscatter 通信の搬送波生成機能とデータフ

いて電力とデータとで周波数資源を共有することは重レーム受信機能を同時に持たせることができる．図 12

要である．電波を用いて電力を送信する場合，電波法に Backscatter 通信と全二重無線通信を組み合わせたによって周波数当たりの最大送信電力は制限される．

例を示す．自身が送信したフレームの信号を全二重無すなわち，基地局から伝送する電力量を増やす場合に線通信で自己干渉除去することで，他の端末にフレーは広帯域で信号を送信する必要がある．電波を用いた

ムを送りつつ Backscatter 通信機能を備えたセンサか

無線電力伝送では，基地局は通常のデータ通信と同じらの情報も受信可能となる．

回路を用いて電力も伝送することができる．また，センサノードの観点から見ると，できるだけ多くの時間
基地局が電波を送信してくれた方が得られる電力が多4.3中継通信・協調通信

くなる．

4.2

IoT 以外の応用として考えられるのが協調通信や中継通信への適用である．3.2 節に示した非対称全二重
通信は 1 つの基地局と 2 つの端末での通信であった

Backscatter 通信

が，端末，中継局，基地局でも非対称全二重無線通信

IoT への応用として全二重無線通信が役立つもう 1
つの例が Backscatter 通信である．Backscatter 通信とを利用することができる．図 13 に中継通信の例を示す．端末と基地局が半二重無線通信，中継局が全二重は，送信側で搬送波を作り出すことなく，アンテナの

6

੦৉ଂ

ഈଜ$

基地局，端末 A，端末 B，端末 C が存在した場合に，

ഈଜ&

ഈଜ%

それぞれがフレームを保持しているかどうかを OFDMのサブキャリアの 1 つ目，2 つ目，3 つ目，4 つ目にそ

ଛਦ
ਦಀ

f

ਭਦ
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f









f

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



れぞれ対応付ける．図 14 では，基地局，端末 B，端

末 C がフレームを保持しているとする．基地局と各端






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f





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f







末では，自身に割り当てられているサブキャリア信号

を送る場合に端末が送るべきフレームを保持しており，送らない場合に保持していないことを意味するとする．

図 14: OFDM のサブキャリアを用いた同時情報交換

フレームを保持している基地局と端末がタイミングを
無線通信を行うとする．中継局は端末から受信した信揃えて同時にサブキャリアを送信すると，全二重無線号を受信しながら基地局に対して送信することができ通信のように送信回路と受信回路を同時に動かしている [16, 17]．全二重無線通信機能を具備した中継局をればネットワーク全体の情報を相互かつ同時に交換す用いることで，通信レートを損なうことなく通信距離

ることができる．ランダムバックオフの時間オーバヘッを延長したり，協調通信を用いて通信容量を増加した

ドの短縮 [21] や衝突回避に利用する手法 [23] が提案さ

り [18] することができる．

れている．

4.4

制御情報の交換

5

おわりに

全二重無線通信の「同時に通信可能」という特性は，

本稿では，全二重無線通信の仕組み，課題，可能性

通信容量の増加だけでなく制御情報の交換に利用するについて述べた．多くの問題が解決され始めているが，こともできる．例えば，レートレス符号 [19, 20] を用

解決が難しい本稿では触れていない問題が存在する．

いた無線通信やコグニティブ無線通信で制御情報を高長距離通信への全二重無線通信の適用である．本稿で速にフィードバックするのに利用することができる．

の議論は無線 LAN，すなわち屋内に基地局を設置しレートレス符号を用いた無線通信において，送信側がて通信距離もせいぜい数十 m のものを想定していた．

符号語を送り続け，受信者が復号に成功した時点で送セルラ網など通信距離が大きい領域で全二重無線通信

信側に復号が成功したことを通知することで，送信側を利用することを考えると，送信電力の大きさと遅延が符号語の送信を停止したとする．送信を停止した時

波の存在が問題となる．特に遅延波が大きく遅れる場

点で送信済みの符号語の総数がその時のチャネル状態

合には，アナログキャンセル回路で大きな遅延を生成における適切な伝送レートと一致する．これまでの無する仕組みが必要がとなる．

線通信では，受信側が復号に成功した時点で直ちに送

また， 4 節の議論を踏まえると，全二重無線通信は信側に復号が成功したことを通知する方法が存在しな

単に通信容量を 2 倍にするという単純な話ではなく，いことが問題であった．全二重無線通信を用いること

次世代の無線通信のアーキテクチャの議論なのではなで，復号成功の通知の問題を解決することができる．

いかと考えている．2011 年の粗いコンセプト実証から同様に，コグニティブ無線通信でも，プライマリユー

わずか 6 年で 110 dB の自己干渉除去が実現され，半ザの利用によって直ちにセカンダリユーザの送信を停

導体コミュニティも参戦し始めている．実用的である

止しなければならない場合にセカンダリユーザが通信かどうかはさておき，全二重無線通信が幅広い層の研中であっても瞬時に要停止を通知することができる．

究者の創造性を刺激する素材であることは確かなよう

全二重無線通信において送信回路と受信回路を同時である．研究者の知的好奇心に感謝しつつ，今後も面に利用可能という特性を利用することで，端末間での白い展開に期待したい．

同時情報交換を OFDM のサブキャリアを利用して行うことができる [21, 22, 23]．例として，図 14 に基地局や各端末が送るべきフレームを持っているか持っていないかをネットワーク全体で共有する場合を考える．

7

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