消さないでください

論文誌テンプレート Ver.2009.1.16
論文

出力側に直列補償を用いた高効率絶縁形 DC/DC コンバータ
学生員

宮脇
正

慧＊
員

正

岩谷

員

伊東

淳一＊

一生＊＊

High Efficiency Isolated DC/DC Converter using Series Connection on Secondary Side
Satoshi Miyawaki＊, Student Member, Jun-ichi Itoh＊, Member, Kazuki Iwaya＊＊, Member
This paper proposes a new circuit topology for a high efficiency isolated DC/DC converter using series compensation. The
proposed converter consists of a high efficiency resonance half-bridge converter and a series converter. The series converter
regulates the output voltage the provides only the differential voltage between the input voltage and output voltage. Therefore, thecircuit achieves high efficiency when the input voltage is almost equal to the output voltage, because then only the resonanceconverter will operate.
In this paper, the approach employed to achieve a high efficiency by using the proposed series compensation method is
introduced. In addition, the fundamental operation and the method of designing the proposed circuit are described. The suitabilityof the proposed circuit was confirmed by performing an experiment and loss analysis, maximum efficiency achieved was 96.2%.
キーワード：DC/DC コンバータ，絶縁形コンバータ，直列電圧補償，電流共振
Keywords：DC/DC converter, Isolated converter, Series voltage compensation, Current resonanceなる(1)~(5)。

1. はじめに高効率な絶縁形 DC/DC コンバータの回路方式として，ト

近年，様々な電気機器に用いられるマイクロプロセッサ

ランスの漏れインダクタンスを利用する共振形ハーフブリなどの各種制御 IC に必要な電源が低電圧大電流化しておッジコンバータが有効である。しかし，最適条件におけるり，さらに負荷変動に対して高速な応答が求められている。

制御では，スイッチング周波数が共振周波数に固定される

このため，交流を直接低電圧な直流に変換するのではなく，ため，出力電圧の制御範囲に制限がある。このため，一般

交流（100V/200V）を，直流の中間バス電圧（48V～12V）には，降圧チョッパなどの電圧を制御するためのコンバーに一度変換しておき，負荷のすぐ近くで更に低電圧大電流

タと直列に接続して使用される。しかし，この構成による（3.3V, 1.8V など）に変換する分散化電源システムが広く用

DC/DC コンバータでは，全変換エネルギーが 2 つのコンバ

いられている。このとき，2 種類の DC/DC コンバータが用ータを経由するため，損失の増加が懸念される。

いられ，バス電圧を安定化するためのバスコンバータと負一方，交流電力系統では，電源に対して直列に電力変換

荷の直近で低電圧大電流に変換する POL コンバータがあ器を接続して電圧変動を補償する手法がある(6)(7)。この方法

る。

は変換器の電力容量低減や高効率化の点で有利となる。同

急速な通信技術の発達に伴い，スイッチ，ルータなどを様に DC/DC コンバータにおいても，入力電圧の変動幅に着用いた基幹系通信や移動体通信基地局，ハイエンドサーバ

目し，直列に電圧を補償することで電圧を制御する方法がなどに用いられる電源システムにおいて，分散給電システ

提案されている(8) ~ (11)。これらは変動幅が小さいほど変換容ムが広く用いられている。これらの電源システムでは，電量が小さくなり高効率が得られる。前述した直流バス電圧源となる DC/DC コンバータを制御ボード上に複数個配置しを安定化する絶縁形 DC/DC コンバータ（バスコンバータ）て給電するため，変換器の高効率化や小型化が特に重要とに注目すると，バス電圧が変動しても変動幅の小さい領域
が動作の大部分を占めるため，この領域において高効率を＊長岡技術科学大学〒940-2188 新潟県長岡市上富岡町 1603-1
Nagaoka University of Technology,1603-1, Kamitomioka, Nagaoka Niigata 940-2188＊＊
TDK ラムダ株式会社〒940-1195 新潟県長岡市摂田屋外川 2701
TDK-Lambda Corporation,
2701, Togawa, Settaya, Nagaoka, Niigata 940-1195© 200● The Institute of Electrical Engineers of Japan.

得ることができれば，コンバータの損失や体積を低減できる可能性がある(11)。
著者らは，これまで入力電圧の変動幅に注目し，高効率な共振形コンバータに対して，入力側に接続した補助回路

1

Buck chopperにより入力電圧の変動分のみを直列に補償する絶縁形

Resonant converter

DC/DC コンバータを提案している(10)。提案回路では，共振形コンバータの高効率を維持したまま出力電圧を制御できる利点がある。さらに，提案方式は入力電圧の変動幅が小

Vout

Vin

さい領域で補助回路の変換容量が小さくなるため，動作時間の大部分において高効率を得ることができる。その結果，変換器による損失の低減を実現することができる。しかし，(a) Circuit diagram.

入力側に補助回路を接続する構成においては，補助回路にメイン回路と同じ耐圧の素子が必要となるため，トランスによる降圧を行う仕様（入力電圧＞出力電圧）では損失が増加する。
本論文では，出力電圧により直列補償を行う回路構成を提案する。提案する方式は，降圧形のコンバータを構成す(b) Power flow diagram.

Fig. 1.

る場合において補助回路の損失を低減できる。ここでは，従来，及び提案方式のエネルギーフローを用いて直列補償

Conventional circuit using a buck chopper and a resonant
converter.

方式の原理を示し，それを実現する提案回路を示す。さらに，提案回路の簡易等価回路を用いたモード解析を行い，提案回路の安定動作条件を明確にすることで最適設計の指針を明らかにする。最後に実機実験を行い，提案回路の基本動作と効率特性からその有効性を確認する。その結果，良好な動作を確認し，所望の結果が得られたので報告する。

2. 原理〈2･1〉 従来回路
図 1(a)に降圧チョッパと共振形ハーフブリッジコンバー
タで構成された従来回路を示す。従来回路は 2 つのコンバ(a) Circuit diagram.

ータを 2 段に接続し，入力電圧の変動は初段の降圧チョッ

Efficiency :パにより一定に制御する。その後，後段の共振形ハーフブ
リッジコンバータで絶縁し，出力に一定の電圧を得る。

Pin

図 1(b)に従来回路のエネルギーフローを示す。従来回路でrResonant
converter

Pr

Pout

は，図に示すように変換する電位差にかかわらず全エネル
ギーを 2 回変換するため，コンバータにおける損失が大きくなる。このとき，共振形コンバータの効率をr，降圧チョPa

Voltage control
converter

ッパの効率をchop とすれば，従来回路における全体効率cは(1)式にて表される。
 c   r chop ................................................................... (1)〈2･2〉 入力側に補助回路を接続した回路

Efficiency :

(10)

a

(b) Power flow diagram.

Fig. 2. The circuit using series connection on primary side(10).

図 2 に入力側に補助回路を接続し，入力電圧を用いて直列補償を行う回路を示す。この回路では，主電力を伝送す

高効率な共振形コンバータを通過するため，損失の低減をるメイン回路として電流共振形ハーフブリッジコンバータ

実現することができる。このとき，負荷電力は共振形コンを用いる。これは，トランスの漏れインダクタンスとコン

バータを経由する電力 Pr と補助回路を経由する電力 Pa に分

デンサによる共振を利用してゼロ電流スイッチング（以下，離できる。補助回路の電圧制御用コンバータの効率を3 とZCS）を実現することで，スイッチング損失なしに少ない部

すれば，提案回路における全体効率 p1 は(2)式にて表され品点数で高効率を達成できる。さらに，電圧制御するためる。

の補助回路としてフルブリッジコンバータを用い，2 つのト p1 

ランスを用いて補助回路の出力電圧を直列に重畳して負荷に供給する電圧を制御する。

 r  k1 a .............................................................
1  k1(2)

ただし， k1  Pa Pr

この結果，直列補償方式では負荷に供給する電力のうち，したがって，(3)式のコンバータ効率を満足することがで目標とする出力電圧と入力電圧の差分のみを補助回路で変きれば，提案方式による効率向上が期待できる。

換する。したがって，電力の大部分は補助回路を通過せず，
2

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題Main circuit
Trans.1
iTm

Sm1
C/2

Vout

vTm

Vin

Sm2
C/2

rX1

Trans.2
Sa1

Equivalence circuit of Trans. X
lX1
lX2
rX2 ideal
MX

NX1
lX2

NX2

rX2
NX1

Sa3

vTa
Sa2

NX2

Sa4

Auxiliary circuit(a) Circuit diagram.

(b) Power flow diagram.

Fig. 3. Proposed circuit using series connection on
secondary side.

 r  k1 a
1  k1  r chop ....................................................... (3)しかし，入力側に補助回路を接続する構成では，補助回路にメイン回路と同じ耐圧の素子が必要となる。したがって，メイン回路のトランス巻数比が 2N11>N12，つまり，降圧形のコンバータを構成する場合において，補助回路の損失が大幅に増加する問題がある。また，補助回路でも降圧しFig. 4.

てから補償する必要があるため，補助回路のトランス巻数比が増加する。
〈2･3〉 出力側に補助回路を接続した提案回路

L  l11 

図 3(a)に本論文で提案する出力側に補助回路を接続し，出力電圧を用いて直列補償を行う提案回路を示す。入力側かCorrespondence of switching pattern andoperation mode (Boost operates).

M 1 l12  LT 2 ............................................. (4)M 1  l12  LT 2 
22

N  N  l M 
ただし， LT 2   11   22   l 21  22 2 
N  N  l22  M 2  12   21  らの補償と同じく，電力の大部分を高効率な共振形コンバータで変換し，入力電圧の変動分のみを補助回路の電圧制

このとき，提案回路における共振周波数 fo は (5)式にて求

御用コンバータにより直列補償する。ただし，補助回路をめられる。

出力側に接続することで，降圧形のコンバータを構成する

fo 

場合において，補助回路の素子耐圧はメイン回路より低いものを使用することができる。その結果，補助回路で発生

1
2 LC

............................................................... (5)なお，共振周波数は所望のスイッチング周波数に応じてする損失を減少させることができる。なお，入力側補償と設定する。

出力側補償は，補償電圧を入力電圧とするか出力電圧とす

図 3(b)に出力側から直列補償する絶縁形 DC/DC コンバー

るかに相違があるだけで，基本的な動作や出力電圧の補償

タのエネルギーフローを示す。提案回路では全電力を共振

特性はほぼ同じである。

形コンバータで変換した後，電力の大部分を直接出力し，

図 3 に示すトランス等価回路より，lxx を漏れインダクタ

入力電圧の変動分のみを補助回路の電圧制御用コンバータ

ンス，Mxx を相互インダクタンス，Nxx を巻数とすると，提により直列補償する。このとき，負荷電力は直接出力され案回路における共振インダクタンス L は(4)式となる。

る電力 Pd と補助回路を経由する電力 Pa に分離される。補助回路の電圧制御用コンバータの効率をa とすれば，提案回

電学論●，●●巻●号，●●●年

3

Carrier路における全体効率p2 は(6)式にて表される。
1  k 2 a ..........................................................
 p2  r(6)
1  k250%
Vout*

ただし， k 2  Pa Pd+

したがって，(7)式のコンバータ効率を満足することができれば，提案方式による効率向上が期待できる。
1  k 2 a  chop ............................................................. (7)1  k2

AVR

-

Vout

Phase
shift
gain cal.

Sm1
Sm2

Phase
shifter

MUX

Sa1
Sa2

Phase
shifter

MUX

Sa3
Sa4

Boost or Buck modeModeselecter Reference voltage modeVin

また，補助回路は目標電圧との差分電力のみを出力する

Duty 50%+-

ため，補助回路は小容量の電力変換器で構成できる。ただFig. 5.

Control block diagram.

し，周辺回路が増加するため，この方式は比較的電力が大きい方が有利である。
〈2･4〉 制御方式
図 4 に昇圧動作時のスイッチングパターンと動作モードを示す。メイン回路の共振形ハーフブリッジコンバータは
常に ZCS 動作を達成するため，回路の共振周波数 fo に合わ
せてスイッチ Sm1，Sm2 をデューティ 50%でスイッチングする。そして，補助回路のスイッチ Sa1～Sa4 はメイン回路のス

Fig. 6.

Simple equivalent circuit (Boost mode).

イッチングに同期させてスイッチングし，ゼロ電圧期間をもつ 3 レベルの電圧を出力する。そのため，補助回路が電圧を出力している区間（(ii)，(v)）ではメイン回路と補助回路の波形が加算され，残りの区間（(i)，(iii)，(iv)，(vi)）で(a)は補助回路のトランスは短絡状態となる。また，降圧動作

Only main circuit.

を行うときには，メイン回路の波形から補助回路の波形を逆位相で重畳するようにスイッチングを行う。
出力電圧は補助回路の出力パルス幅 D を調節することで重畳する電圧を変化させて制御する。入力電圧を Vin，スイ(b)

ッチング周期を T，出力電圧を Vout，出力電圧指令値を Vout*

Fig. 7.

とし，漏れインダクタンスや巻線抵抗による電圧降下を無Only auxiliary circuit.

Separation of circuit by superposition principle.

路を用いたモード解析により，回路方程式の導出を行う。

視すれば，出力パルス幅 D は(8)式で表せる。
*
N V 
T N VD   21  out  12 in  ................................... (8)
2 N 22  Vout 2 N11 Vout 
図 5 に提案回路の制御ブロック図を示す。図に示すよう

図 6 に昇圧動作時において簡単化した提案回路図を示す。
交流信号解析を行うと，提案回路の入出力電圧は振幅±Vin，±Vout，周波数をスイッチング（共振）周波数とする矩形波として表現できる。また，補助回路から加算される電圧はにメイン回路は常にデューティ 50%でスイッチングする。

振幅±Vout でゼロレベルを持ち，スイッチング周波数に同期

また，補助回路では，出力電圧 Vout と出力電圧指令 Vout*からした 3 レベルの電圧波形として表すことができる。このと電圧調整器(AVR)により出力パルス幅 D を求め，D をそれにき，出力するパルス幅は D であり，出力される電圧の平均

見合う位相に置き換えてシフトする位相差を求める。位相値は Vout である。したがって，出力電圧 Vout はメイン回路

シフトは，メイン回路の出力電圧に対して補助回路出力電からの出力電圧 Vout_m と Vout の合計で表すことができる。

圧の位相を調整し，補助回路で発生するスイッチング損失

一方，メイン回路であるハーフブリッジコンバータは 1を減少させるために行う。また，高効率を実現するために，つの共振コンデンサと巻数比 2：1 の理想トランスによって提案回路は昇圧，降圧動作に加え，補助回路がスイッチン

表せる。回路中の抵抗はトランスの巻線抵抗を，インダク

グを行わない基準電圧動作の 3 つを有する。これらの各モ

タンスは漏れインダクタンスを表している。なお，トランードを切り替える信号を入出力電圧の関係から生成し，パスの励磁インダクタンスは漏れインダクタンスよりも十分

ルスが連続的に変化するように補助回路のスイッチングパ

大きいとして無視している。

ターンを切り替えて制御する。その結果，出力電圧の制御〈3･2〉 回路方程式の導出

性は従来回路と同様となる。

図 7 に重ね合わせの原理を用いてメイン回路側と補助回

3. 動作モード解析

路側に分離した簡易等価回路図を示す。簡易等価回路は 3つの電圧源で構成されるため，メイン回路から見た等価回〈3･1〉 簡易等価回路

路は，補助回路の入力を短絡することで得られる。同様に，提案回路の最適な設計を明らかにするため，簡易等価回
4IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題

補助回路から見た等価回路はメイン回路の入力を短絡することで得られる。メイン回路におけるトランス入力電流 iTmに着目し，メイン回路側（図 7(a)）のトランス入力電流を

iTm_m，補助回路側（図 7(b)）のトランス入力電流を iTm_a，とすると iTm は(9)式で表すことができる。
iTm  iTm _ m  iTm _ a .......................................................... (9)したがって，図 7 におけるそれぞれの回路方程式を求めて合成することで，回路全体の回路方程式を比較的容易に得ることができる。図 7 から，図 4 における各モード（i～vi）切り替わり時における初期電流値をそれぞれ im(k)，ia(k)，コンデンサ電荷を qm(k)，qa(k)とするとメイン回路側のトランス入力電流 iTm_m と補助回路側のトランス入力電流 iTm_a はそれぞれ(10)，(11)式で表せる。
V
 1 Vin
sin t   out sin t 
1 
 t 2 LL

iTm _ m  e  





1 
1
 sin t 
sin t   q m ( k )  1 
 i m ( k ) cost  
2 
2Q




 4Q 
............................. (10)  Vout  Voutsin t  
sin t 


1 

L

L
 t 

iTm _ a  e  





1 
1
 sin t 
 i a ( k ) cost  
sin t   q a ( k )  1 
2 
2Q


 4Q 
............................. (11)ただし，  

2L
， 
R

Fig. 8.

Design procedure flowchart.

Table 1.

Circuit specifications.

L
1
 1 
 2  ，Q 
LC   
R

2

2

 
 
R  R1    R2 ， L  L1    L2

 

また，メイン回路のトランス巻数比を=N11/N12，補助回路のトランス巻数比を=N21/N22 としている。これより，回Fig. 9.

路に流れる直列共振電流は，分離した回路における 2 つの電圧源と初期電流値，初期コンデンサ電荷で求めることがを求める。L が設定されると，C は共振周波数から決定できできる。また，電流ピーク値は Q が大きい場合，つまり共る。このときに，共振による C の電圧が大きくなり過ぎた

振インダクタンス L が大きく，巻線抵抗 R が小さいほど低場合は，再度，共振インピーダンスを設定し，条件を満た

く抑えられる。

して計算が収束するような設計値を求める。
〈4･2〉 安定動作条件の設定

4. 提案回路の設計法

回路設計の基準として安定動作条件を設定する。3 章で示〈4･1〉 設計の基本方針と設計仕様したように，提案回路の動作はメイン回路と補助回路それ

図 8 に最適設計の手順をフローチャートで示す。表 1 にぞれの動作に分離できる。安定動作条件は補助回路のみ（図示すような設計仕様を入力として与え，図に示す手順で計7(b)）の動作に依存する。図 7(b)において，補助回路から加算を行うことで，設計の最適化が可能となる。入力となる算される電圧は振幅±Vout でゼロレベルを持ち，スイッチン

設計仕様は，回路の体積（Volume），安定動作領域の最小電グ周波数に同期した 3 レベルの波形となるが，軽負荷領域

力 Pmin，補償する入力電圧範囲 Vfluc，入出力電圧 Vin-Vout，定において共振電流が不連続となる場合があり，この状態に格電力 Pout からなる。ここでいう回路の体積とは，回路の受おいては，提案回路として動作させたときに，補助回路に動素子の体積を概算するための参考値である。特に，受動よる補償を行わない場合と比較して電流のピーク値が大幅

部品の体積中では，メイントランスの占める割合が大きいに増加し，また出力電圧も不安定となる現象が発生する。

ため，メイントランスのコア体積から共振周波数の初期値

したがって，電流が連続で動作する条件として最小電力 Pminを決定する。設計手順は，まず作成する回路のスイッチン

を与え，それ以上の負荷領域では電流不連続が発生しない

グ（共振）周波数を決め，仕様に基づいてフローチャート

ように共振インピーダンスを設定する。

から共振インピーダンスを決定する。具体的には，安定動〈4･3〉 共振インピーダンスの決定法

作領域の最小電力 Pmin から共振インダクタンス L の下限値
電学論●，●●巻●号，●●●年

Resonant current waveforms only on separating
auxiliary circuit in boundary condition.

図 9 に境界条件において式(11)により算出した補助回路の5みの電流波形 iTm_a を示す。ここでいう境界条件とは，電流-6(10 )

が連続，不連続に動作する境界の状態を指す。境界条件においては，t1 における初期電流値 iTm_a はゼロであるため，

5
4

区間(ii)における iTm_a は L の大きさとその両端の電位差から直線近似して求められる。区間(i)においては常に iTm_a=0 で3あることから，コンデンサ電圧と出力電圧が等しくなり，区間(ii)における電流 iTm_a(ii)は(12)式で近似することができ

2

る。

 V
iTm _ a ii    out  D ................................................... (12) L

1

iTm_a は t2 で最大となり，区間(iii)で減少していく。境界条
件においては，t3 において iTm_a =0 となるため，半周期間において補助回路がゼロ電圧を出力している期間を D0 とする

36

40

44

48

52

56

Fig. 10.

Lower limit of resonant inductance.

1498と，安定動作条件は(13)式で表すことができる。
T
2 D0   D .............................................................. (13)2

Efficiency
1396区間(iii)の電流波形も直線近似すると，iTm_a の電流波形は

12三角形で近似できる。したがって，電流平均値 I0 を用いる

94と(14)式が成り立つ。
1  1  Vout
I0 
D D  D0  ................................ (14) 
T 2 2  L

11

Output voltage
92

10Output voltage : 48 V

また，電流平均値 I0 は負荷抵抗 RL と補助回路からの出力

Switching frequency : 205 kHz

電圧平均値 Vout を用いると(15)式で表すことができる。
Vout ..................................................................
I0 
(15)
RL

90

0

Fig. 11.

したがって，(13)～(15)式より安定動作可能な L の領域を

50

100
Load [W]

150

200

9

Load efficiency characteristics of main circuit.

共振インダクタンスの値も増加する。図より，Pmin=75W の求めると(16)式となる。

L

60

ときには，約 2.8H の共振インダクタンスが必要である。

 2Vout RL D 
D  ............................................

1 
(16)
4  Vout  T 2 

作成したトランスでは漏れインダクタンスが不足していた
ため，メイン回路のトランス入力側にインダクタンスを直列に挿入し，L=2.75H とした。また，L と f0 より(3)式を用

つまり，補償するパルス幅 D と負荷の条件を与えること

いて C を求めると C=0.20F となる。

で，(14)式をもとに L の下限値を決定することができる。

次に，最大電力 Pmax の条件から共振電流の最大値 Imax を〈4･4〉 設計例

求めると(17)式となる。
P
I max  2  max   13 A .............................................. (17)Vin 2

表 1 に提案回路の設計仕様を示す。入力電圧 Vin は 48 V，
出力電圧 Vout は 12 V とし，入力電圧変動 Vfluc は 48 V±25%（12V）を想定している。これらの仕様は，現在市販されてしたがって，共振コンデンサの電圧最大値 Vc_max を求めるいるバスコンバータの仕様を参考に設定してあり，提案回と(18)式となる。
I
Vc _ max  max  47V .................................................... (18)C

路が狙っているアプリケーション相当になる実験を行った。また，共振周波数は 220 kHz として設計を行う。また，定格電力と最小電力は表に示す通りである。なお，ここでは一例として，比較的最小負荷が大きい仕様の DC/DC コン

結果より，Vc_max は電源電圧以下に抑えられているため，バータを想定しているが，図 8 に示すフローチャートに従設計を終了する。これで，共振パラメータや最大電圧，最って設計を行うことで，他の設計条件でも同様に適用する

大電流を求めることができたため，表 1 をもとに各素子のことが可能である。

選定を行えばよい。

図 10 に表 1 の条件から(8)式と(16)式を用いて算出した L

5. 実験結果の下限値を示す。ただし，参考値として Pmin を変化させた〈5･1〉 メイン回路実験結果

場合も同時に示している。また，入出力電圧の関係より，
メイン回路のトランス巻数比は=2，入力電圧変動 Vfluc より

実験では，まず共振形ハーフブリッジコンバータ単体で補助回路のトランス巻数比は=2 とした。補償電圧が大きくの動作を確認し，高効率に変換できることを確認した後，なると補助回路の出力パルス幅 D が増加するため，必要な提案回路での動作実験を行った。ただし，整流器には FET
6

IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題Table 2. Experimental parameters of secondary sidecompensation.

(a)Reference mode.

98
96

Pout=60W

94(b) Boost mode.

92

Pout=100W

90
88
86

36

Fig. 12.

40

44
48
52
Input voltage [V]

56

(c)

60
Fig. 13.

Characteristics of efficiency for the input voltage
fluctuations.

Buck mode.

Input current of the transformer and the terminal voltage
of Sm2 (Load: 100W).
Main FET
Resonant capacitance
Main trans. copper100を用いた同期整流器を採用している。
図 11 に入力電圧 48V における負荷効率特性を示す。ただMain trans. iron
Resonant inductance
Auxi. FET conduction

し，制御はデューティ 50%のオープンループ制御である。
結果より，最高効率は負荷 60W において 96.4%となり，高い効率で電力変換が可能であることが確認できる。最高効率点が設計仕様の 75W 以下にあるが，これは，本稿での設

Auxi. FET switching

50

計が安定動作を基準にしたものであり，効率の最高点を設
Auxi. Transformer
RectifierOutput capacitanceInterconnection

計するものではないからである。
〈5･2〉 提案回路実験結果
提案回路の有効性を検証するため，試作機を作成して実験を行った。図 12 に負荷 60 W，100W，出力電圧を 12V 一

No-load0定に制御したときの提案回路の実験結果を示す。なお，実験条件は表 2 に示すとおりである。結果より，提案回路の最高効率は負荷 60W で 96.2%となり，入力電圧が基準電圧

Fig. 14.

（48V）付近で高効率を得られている。これは，負荷条件が50
Vin [V]

56

Loss analysis of experimental result (Load: 100 W).

49V となるからである。負荷 100W においてはさらにメイン

変化しても同様の特性となる。また，昇降圧動作時におい回路の電圧が低下するため，最高効率は入力電圧 50V のとても良好な結果を得られている。降圧時よりも昇圧時に効きとなっている。

率が悪化する理由については，補助回路が電圧形インバー

図 13 に負荷 100W における効率最高点，昇圧時，降圧時

タであるため，昇圧時に出力電流の一部が還流すること，におけるハーフブリッジコンバータの入力電流とスイッチ

入力電圧が低下するため，ハーフブリッジコンバータに流Sm2 の端子電圧を示す。結果より，どちらの場合においてもれる電流が増加するためである。なお，負荷 60W において，

ZCS が達成されていることが確認できる。

実験結果で最高効率点が入力電圧 48V のときではなく，入〈5･3〉 実験結果の解析

力電圧 49V のときに得られている理由は，図 11 に示したよ

図 14 に実験結果の損失解析結果を示す。損失解析はシミ

うに，メイン回路で出力電圧が約 1V 低下するため，基準電ュレーションによる導通損失の解析と，実験によるスイッ

圧モードで出力電圧を 48V に制御した場合の入力電圧が約
電学論●，●●巻●号，●●●年40

7

Table 3.

Experimental parameters of primary sidecompensation.

転するためである。したがって，降圧形のコンバータを構成する場合においては，電圧の低い出力側に補助回路を接続したほうが有効である。

6. まとめ
本論文では，高効率な絶縁形 DC/DC コンバータを実現することを目的として，入力電圧と出力電圧の差分電圧に注
目し，直列補償方式により差分電圧のみを補助回路で変換

Efficiency [%]する絶縁形 DC/DC コンバータを提案した。そして，降圧形
98のコンバータを構成する場合において有効な出力電圧を用

97

いて直列補償する回路方式を提案した。また，簡易等価回96路による提案回路の動作モード解析を行い，回路方程式を導出した。さらに，フローチャートを用いて最適な設計指95
94

針を明らかにした。
実験では，直列補償による提案回路の基本動作を確認し，

93

入力電圧特性の検証を行った。その結果，共振形コンバー
タの ZCS を維持したまま出力電圧を制御できることを確認92した。また，効率においては，基準電圧付近（入出力電圧：

91
90
32

Fig. 15.

49 V to 12 V，負荷：60 W）において最高効率 96.2%を達成
36

40

44

48

52

56

60

した。また，高効率を維持したまま昇降圧動作できること64を確認した。さらに，損失解析を行い，全体としてメイン

Comparison between the connection on primary sideand secondary side.

回路のトランス損失が支配的であり，昇降圧時には補助回路のスイッチング損失が支配的であることを確認した。こチング損失の測定からなる。また，トランスの損失は表皮

れより，更なる効率改善のためには，トランス設計の最適効果を考慮した銅損とコアのデータシートから得た鉄損を化と，共振形などを適用することにより，スイッチング損

用いて計算した。結果より，支配的な損失はメイン回路の失を低減した補助回路の適用が考えられる。また，本方式

トランス損失であり，効率改善のためには，トランスの最は補助回路の変換容量を小さくできる特徴を持つため，バ適設計が必要である。また，昇降圧時において，補助回路

スコンバータだけではなく，直流送電における電圧補償装のスイッチング損失が増加していることがわかる。なお，

置などの大容量用途への適用が期待できる。以上のことか

ここでは同期整流器を導入したため，二次側整流器の損失

ら，提案方式および提案回路の有用性を確認した。

の割合は小さくなっている。これは，文献(10)では同期整流

今後の課題として，制御法の検討や過渡特性を含めた得器を採用しておらず，整流器における損失の割合が大きか

失（入力補償と出力補償）の比較があげられる。

ったことから採用した。

（平成 13 年 1 月 1 日受付，平成 14 年 1 月 1 日再受付）〈5･4〉 入力側と出力側からの補償法による比較
図 15 に負荷 60W における出力側に補助回路を接続した提文

案回路と，入力側に補助回路を接続した回路の実験結果による比較を示す。入力側に補助回路を接続した回路の実験

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output voltage DC/DC Converter for Telecom application with a newscheme for Self-Driven Synchronous Rectification", Applied Power

条件は表 3 に示すとおりである。メイン回路はどちらも同一のものを使用した。また，補償範囲を同一にするため，
入力側補償における補助回路のトランス巻数比は=8 とした。結果より，入力側からの補償では最高効率 95.6%を得られている。しかし，入力電圧が基準値（48V）付近においては，出力側から補償したほうが入力側から補償するよりも高い効率を得られていることがわかる。これは，Fig. 14 に示すとおり，回路損失においては補助回路のスイッチング
損失が支配的であり，入力側から補償するほうが，高い入力電圧によりスイッチング損失が増加したためである。また，昇圧時において，入力側補償のほうが出力側補償よりも効率が高くなっているが，これは，補償法の違いによりパワーフローが変化するため，昇圧時と降圧時の特性が逆
8IEEJ Trans. ●●, Vol.●●, No.●, ●●●表題を簡略化した題

(６)

(７)

(８)

(９)

(10)

(11)

宮

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院工学研究科博士後期過程エネルギー・環境工学専攻に進学。主に電力変換回路に関する研究
に従事。

伊

東

淳 一

（正員） 1972 年 1 月 6 日生まれ。1996 年 3 月
長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。同年 4 月，富士電機（株）入社。2004
年 4 月長岡技術科学大学電気系准教授。現在に至る。主に電力変換回路，電動機制御の研究に従事。博士（工学）（長岡技術科学大学）。
2007 年第 63 回電気学術振興賞進歩賞受賞。
IEEE 会員。

岩

谷

一 生

（正員） 1977 年 9 月 19 日生まれ。2002 年 3 月
長岡技術科学大学大学院工学研究科修士課程修了。2005 年 4 月デンセイ・ラムダ（株）入社。
2006 年 3 月長岡技術科学大学大学院工学研究科博士課程修了。現在，TDK ラムダ（株）勤務。スイッチング電源の開発に従事。博士（工学）

電学論●，●●巻●号，●●●年

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