パワーエレクトロニクス学会
第 241 回定例研究会～若手のための研究発表会～

講演予稿集
2021 年 12 月 18 日

パワーエレクトロニクス学会

プログラム開場

9：30 ～ 10：30

開会挨拶

10：30 ～ 10：40

一般講演 A

10：40 ～ 12：15

休憩

12：15 ～ 13：10

特別講演

13：10 ～ 14：10

休憩

14：10 ～ 14：20

一般講演 B

14：20 ～ 15：55

休憩・投票 ・集計・選考

15：55 ～ 16：30

閉会の挨拶・表彰式

16：30 ～ 17：10※発表者の方は A,B の 2 つのグループに分かれて発表を行っていただきます。5 分の発表→10 分間の質疑応答を繰り返して頂きます。
※指定された発表時間中は必ずご自身のブレイクアウトルームで発表をお願い致します。

1

一般講演題目及び講演者

一覧

顔写真及び連名の〇印は講演者- A グループ ₋(A-01)

GaN デバイスを適用した単相インバータの小型化に向けた実験による検証
氏名：○満仲 希*，柿ヶ野 浩明**所属：*立命館大学院, **立命館大学
分野：電力変換器(A-02)

電力変換器における高調波・電磁波解析
氏名：〇安田 台*，長安 希和*，道平 雅一*
所属：*神戸市立工業高等専門学校
分野：電力変換器(A-03)

三相電圧形インバータにおける直流側電解コンデンサの温度評価
氏名：○片岡 雄葵*，茂木 進一*
所属：*神戸市立工業高等専門学校
分野：電力変換器(A-04)

洋上直流システムに適用する MMC の負荷変動に対する直流キャパシタ
電圧制御
氏名：○前田 悠介*，柿ヶ野 浩明*
所属
分野：*立命館大学：電力変換器2

(A-05)直流送電に適用する MMC のセルキャパシタの電圧リプル低減に関する基礎検討
氏名：○小川 一樹*, 柿ヶ野 浩明**所属：*立命館大学院, **立命館大学
分野：電力変換器(A-06)

Unipolar phase shifted PWM 適用時の三相 MMC セルコンデンサ電圧
特性基礎検討
氏名
所属
分野：○北村 明大*, 森實 俊充*, 又吉 秀仁*, 大森 英樹*：*大阪工業大学：電力変換器(A-07)

3 相インピーダンスの dq 座標における汎用測定法
氏名：○与村 和希*, 加藤 利次*, 井上 馨*
所属：*同志社大学
分野：電力変換器(A-08)

ケルビンドライブ・ベアチップ実装 SiC-VMOSFET を用いた 200ｋHz
ワイヤレス給電装置
氏名：○中本 拓玖*, 大森 英樹*, 坂本 邦博,
森實 俊充*, 又吉 秀仁*
所属：*大阪工業大学
分野：電力変換器3

(A-09)共振タンクを用いた磁界共鳴方式非接触電力伝送システムの設計と高効率化について氏名：○前川 孔亮*, 矢吹 遼平*, 米森 秀登*,
竹野 裕正**
所属：*神戸大学分野：電力システム(A-10)

パラメータのマップデータを用いた誘導電動機の省エネルギー最適軌
道の検討
氏名
所属
分野

(A-11)

トルク応答を指定するトルク制御法に基づく IPMSM のトルクリプル抑制
氏名：○早川 ゆう太*, 長谷川 勝*
所属：*中部大学分野(A-12)：○石原 和*, 加藤 利次*, 井上 馨*：*同志社大学：電動機および発電機：電動機および発電機

トルク応答を指定するシンクロナスリラクタンスモータのトルク制御
氏名：○萩永 裕太*, 長谷川 勝*, 富田 睦雄**,所属：*中部大学, **岐阜工業高等専門学校
分野：電動機および発電機

4

(A-13)

二次側円盤導体を用いたリニア誘導モータ制御の特性向上の検証
氏名：○尾上 明歩*, 森實 俊充**, 大森 英樹**,
又吉 秀仁**
所属：*大阪工業大学大学院, **大阪工業大学
分野：電動機および発電機(A-14)

高効率・高ロバスト性・周波数安定性を有するハイパワーシングル
エンド WV2H システム
氏名：○見學 元気*, 大森 英樹*, 津野 眞仁**, 森實 俊充*,所属
分野

(A-15)

又吉 秀仁*：*大阪工業大学, **ニチコン株式会社：特定用途システム

ワーク形状にかかわらず加熱ムラを低減する IH システムの検討
氏名：○吉村 勇人*, 増田 樹*, 仲野 真一**, 石飛 学*所属：*奈良工業高等専門学校, **アクア化学株式会社
分野：特定用途システム5

- B グループ ₋(B-01)

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの制御系設計用の伝達関数 の導出氏名：○松本 和希*, 大吉 宗一郎*, 川上 太知*
所属：*大阪府立大学工業高等専門学校
分野：電力変換器(B-02)

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータにおける不安定要素を除去する
回路仕様決定法
氏名：大吉 宗一郎*, 松本 和希*, 川上 太知*
所属：*大阪府立大学工業高等専門学校
分野：電力変換器(B-03)
単相 PWM コンバータにおける出力電圧のデッドビート制御
氏名 ：○前田 芳靖*
所属：*小山工業高等専門学校
分野(B-04)：電力変換器

実負荷を有するスイッチング電源のイミュニティ性能検討
氏名：○橋本 竜大*, 西島 健一*
所属：*富山高等専門学校
分野：電力変換器6

(B-05)複素ベクトル理論に基づくグリッド連系インバータのドループ制御法の実験的検証
氏名：○矢野 颯汰*, 加藤 利次*, 井上 馨*
所属：*同志社大学
分野：電力変換器(B-06)

デルタ結線 MMC を適用した RPC の有効電力補償の基礎実験
氏名：○松波 宏明*, 柿ヶ野 浩明*
所属
分野(B-07)MMC と DAB で構成される半導体変圧器に適用する仮想同期機制御の基礎検討
氏名：○茨木 渓太*, 樋口 順也*, 三浦 友史**所属：*長岡技術科学大学大学院, **長岡技術科学大学
分野(B-08)：*立命館大学：電力変換器：電力変換器

AC/DC ハイブリッド配電システムにおける仮想同期発電機制御を適用した連結コンバータと蓄電池との負荷分担制御
氏名：○古川 光月*, 三浦 友史*
所属：*長岡技術科学大学
分野：電力システム7

(B-09)双方向チョッパを用いたエネルギーハーべスティング用安定化電源
氏名：○鬼塚 拓也*, 高木 茂行*
所属：*東京工科大学
分野：電力システム(B-10)

周波数応答を用いた燃料電池模擬装置の構築に関する研究
氏名：○平松 俊哉*, 山村 直紀*
所属
分野(B-11)

マルチ給電・マルチ受電式走行中ワイヤレス給電キャパシタスクータの開発
氏名：○友安 悠嘉*, 大森 英樹*, 森實 俊充*, 又吉 秀仁*
所属：*大阪工業大学
分野(B-12)：*三重大学大学院, **三重大学：電力システム：電力システム

長ギャップ送電用 6.78MHz ワイヤレスコイルの位置ずれに関する研究
氏名：○西 隆介*, 松本 洋和*
所属：*青山学院大学大学院
分野：電力システム8

(B-13)誘導電動機駆動におけるインバータの直流入力部の安定性解析
氏名：○高井 久就*, 加藤 利次*, 井上 馨*
所属：*同志社大学
分野：電動機および発電機(B-14)

M 軸電流を用いたトルクリプル低減法の実機検証
氏名：○佐竹 永次*, 井上 征則**, 森本 茂雄**,
所属
分野

十時 詠吾***：*大阪府立大学大学院, **大阪府立大学, ***三菱電機：電動機および発電機(B-15)

誘導型リニアモータのセンサレスベクトル制御に関する研究
氏名：○大釋 弓香*, 三宅 忠明*, 川畑 良尚*
所属：*立命館大学
分野：電動機および発電機(B-16)

鋸波 PWM 法を適用した三相電流形 PFC 整流器における入力電流に含まれる第二次高調波の補償法
氏名：○花倉 智哉*, 茂木 進一*
所属：*神戸市立工業高等専門学校
分野：電力変換器9

A-01

GaN デバイスを適用した単相インバータの小型化に向けた実験検証
○満仲

希

柿ヶ野

浩明

(立命館大学)
Experimental verification for miniaturization of single-phase inverters using GaN devices
Nozomi Manjuu, Hiroaki Kakigano
Ritsumeikan University

1.

はじめに

近年、太陽光発電の買い取り価格が電力単価よりも低くなり今後も低下の傾向にある。一方，住宅への太陽光発電の導入は今後も進むことが予想され、発電した電力を蓄電池や EV などに蓄えて自家消費するシステムの普及が予想される。この場合，電力系統の停電時にも蓄えた電力を宅内に供給できることが望ましく，またその単相インバータは小Fig. 1.

型であることが望ましい。そのため，小型化の検証に関する

Configuration example of PV system for general householduse.

実験を行ったので，その結果を報告する。

2.

想定するシステム

Fig. 1 に一般家庭用 PV システムの概念図を示す。PV シ
ステムが系統と解列した前提とする。また、パワーコンディ
ショナ内では DC-DC コンバータによって直流電圧が一定にFig. 2.

制御されていると想定して、入力は直流定電圧源とする。単相インバータの小型化は高速スイッチングによるコイルのCircuit diagram.

Table Ⅰ. Circuit parameters for experiments.

小型化により行うため，高周波数帯域での効率のよい GaNをスイッチング素子に使用する。

3.

実験による検証

GaN 及び SiC を用いた際の回路を Fig. 2 に、パラメータを Table.1 に、出力電圧波形及び出力電流波形をそれぞれ Fig.
3 に示す。また、実験の結果を Table.2 に示す。GaN では出力電圧実効値 183 V で出力電力 1.65 kW となり、電力密度
は 2.12 W/cm3 となる。また、SiC では出力電圧実効値 188 V
で出力電力 1.4 kW となり，電力密度は 0.31 W/cm3 となる。
よって、GaN の方がより電力密度が高く、回路の小型化ができると共に、目標である電力密度 2.0 W/cm3 を達成した。

4.

まとめ

(a) GaN-HEMT
Fig. 3.

本稿では電力系統の停電時に PV システムで蓄電池等に

waveform.

蓄えた電力を宅内に供給することを想定し，GaN を適用した単相インバータの小型化に向けた実験検証を行った。

文[1](b) SiC

Output voltage waveform and output current

Table Ⅱ. Experimental result.

献Y. Sato, M. Togo, H. Kakigano, “Basic study on output voltage control ofsingle-phase inverter by PR control considering 3rd harmonic components”, Kansai-section Joint Convention of Institutes of Electrical Engineering(2018).

10

A-02

電力変換器における高調波・電磁波解析
○安田

台

長安

希和

道平

雅一

(神戸市立工業高等専門学校)
Analysis of Harmonic Current and Electromagnetic Wave Emitted by the Power Converters.
Utena Yasuda, Nagayasu kiwa, Masakazu Michihira
Kobe City College of Technology

1.

これらの高調波が空間に伝搬され，同時期に電磁波が強くはじめになっていることが分かる。

現在のパワーエレクトロニクス分野では，高速なスイッ

4.

チング動作が可能となったことで基本的な性能が飛躍的にまとめ

実験結果より，10MHz 時の電磁波は MOSFET に，30MHz

向上し，応答性に優れた品質の高い電力変換システムが実現されつつある。しかし一方で，高周波化によってノイズや時の電磁波はダイオードに起因していると考えられる。本

高調波が増加し，周辺の通信機器などに対し，電磁妨害を引紙に比較は掲載していないが SRD は FRD よりも電磁波抑き起こす恐れがある。そこで本研究では，時間周波数解析法

制に優れたダイオード特性であると考えられる。今回はスであるウェーブレット解析を用い，高調波と電磁波の関連

イッチング素子が 1 つの回路での実験だったが，今後は複性について明らかにすることを目的とする。ウェーブレッ

数のスイッチング素子を含むインバーターでの実験を行う

ト解析は時間情報を有するため、高調波と電磁波の生起時予定である。

間や継続時間を明確に把握することができる[1][2]。

2.

実験方法

Fig.1 に実際に製作した昇圧型 DC/DC コンバータを示
す。 回路定数は，直流電源電圧 Vin=150 V，スイッチング
周波数 f=20kHz，Cin=2000µF，Cout=1000µF，L=1.2mH，R＝50 Ω，デューティ比=0.5 とし，出力電力 Po=1.8kW となるよう設計し，以下のように高調波と電磁波を測定し，ウェーブ
レット解析を行った。

Fig.1. Boost converter〈2･1〉高調波測定
回路のダイオード電圧 Vd，ダイオード電流 Id，MOSFETのソース-ドレイン間電圧 Vds をオシロスコープで測定した。
〈2･2〉電磁波測定
3ｍ法によって電波暗室内のアンテナが受信した信号をオシロスコープに入力し生データの波形を測定した。

3.

実験結果

Fig.2 に回路のダイオードがソフトリカバリの場合(以下SRD)のダイオード電圧 Vd と各々の電磁波の測定波形及び，(a)Harmonics

その解析結果を示す。紙面の都合上，他の電流・電圧波形及Fig.2 Waveform and Wavelet transform result

び，ファストリカバリダイオード(以下 FRD)の場合は割愛(Case of Soft Recovery Diode)(b)Electromagnetic waves

する。Vd の解析結果より，周波数が 10MHz 付近において，高調波が強くなっている。これは MOSFET のターンオ フ

文時であると考えられる。また，30MHz 付近で微小の時間差[1]を生じてから再び高調波が強くなっていることが分かる。
この時間差はダイオードのターンオン時の突入電流による[2]

ものと思われる。電磁波の解析結果と照らし合わせると，

11

献

井本，茂木，道平，西田：「ウェーブレット変換による三相 PWM 変換
器の時間周波数解析」，パワーエレクトロニクス学会誌，Vol.40，JIPE40-20，pp.176-181，(2015)
Keiji Akamatsu, et.al.“Application of the time-frequency analysis for EMC
study on power conversion system”, IEEJ, vol.121-B, no.4, pp. 442-448, Apr.
2001.

A-03

三相電圧形インバータにおける直流側電解コンデンサの温度評価
○片岡

雄葵

池内

丈人

茂木

進一

（神戸市立工業高等専門学校）

Temperature Measurement of the DC-Side Electrolytic Capacitor for Three-Phase Voltage-Fed Inverter
Yuki KATAOKA, Taketo IKEUCHI, and Shin-ichi, MOTEGIKobe City College of Technology
1.

Fig.3 にキャリア周波数 fCAR と電解コンデンサの温度上昇

まえがき

幅 ΔT の関係を示す. キャリア周波数 fCAR を変化させたときの温度上昇幅 ΔT は一次関数で近似できるという結果が得ら

電解コンデンサはパワーエレクトロニクス機器に欠かすれた.

ことのできない構成部品の一つであり, 電圧変動抑制などに用いられている. しかし, 電解コンデンサは寿命が短く,

3.

温度が 10℃上がると寿命までの時間が概ね半分になるアレ

あとがき

三相電圧形インバータの直流側に接続される電解コンデ

ニウス則に従っており, 機器の信頼性向上を検討する上で[1], [2].

ンサの温度上昇に関する検討を行った. 電解コンデンサの

本稿では, 三相電圧形インバータにパルス中央配置を行

温度上昇幅はキャリア周波数に対して線形に増加することう三相 PWM 法（一般的な瞬時空間ベクトルによるパルスパを明らかにした. 今後は他の PWM 法例えば[3]を適用した場ターンと同じパターン）を適用し, 直流側に接続される電解合の比較を実施する.

電解コンデンサの温度は重要な評価指標の一つである

コンデンサの温度上昇に関する検討を行う.

2.

文

電解コンデンサ温度測定

献[1] 長谷川一徳・恩田謙一・向山大索・東根 亮：「パワーコンバータに用いられるアルミニウム電解コンデンサの最新技術動向」, 2019 年電気学会産業応用部門大会, 1-S1-6, pp.27-32, 2019[2] D. Mukaiyama and M. Yamamoto, “Dielectric characteristics analysis ofaluminum electrolytic capacitors based on linear response function,” J.
Electrochem. Soc., vol. 166, no. 16, pp. E554–E563, 2019[3] 茂木進一：「三相電圧形 PWM 変換器のためのパルス電圧重畳による新
しい二相 PWM 法の提案とその効果」, 電気学会論文誌 D, Vol. 138, No.
2, pp. 113-121, 2018

Fig. 1 に本実験で使用した三相電圧形インバータの回路構成を示す. ここで, 電解コンデンサ及びインバータは恒温槽（PU-1KP, エスペック製）に格納し, 実験結果が周囲温度による影響を受けないようにしている. また, リプル電流が電解コンデンサにすべて流入するように, 直流電源の後

32コンデンサ内部に埋め込んだ K 型熱電対で計測する. 恒温

30

Temperature[℃]

段にインダクタを挿入し, 電解コンデンサの内部温度は同槽の設定温度を 20℃とし, 回路を 4 時間連続運転させたときの電解コンデンサ内部の温度を測定する.
Fig. 2 に三相電圧形インバータにパルス中央配置を行う三相 PWM 法を適用した時の直流側に接続される電解コンデ

18kHz

28

12kHz
6kHz

26
24
22

ンサの温度上昇の実験結果を示す. キャリア周波数 fCAR が

20

6 kHz の時に電解コンデンサの温度上昇幅 ΔT が小さく, キ

0

1

2
3
4
Time [hour]Fig.2. Temperature of electrolytic capacitor.

ャリア周波数 fCAR が高くなるほど温度上昇幅 ΔT が大きくなることが確認できる . このことから, キャリア周波数
fCAR を高くすると電解コンデンサの寿命は短くなると考え
られる.

11.0
Thermostatic bath : PU-1KP(ESPEC)

12mH

10.0

ΔT [℃]

iDC
Load

AP

BP

CP

4700µF
384V

1µF

C iC

AN

BN

9.0
8.0

200VRMS B iB+

VDC

A iA 1.2mH 6Ω

7.0

CN

0

Fig.1. Experimental system.

36

9 12 15 18 21 24
fCAR [kHz]Fig.3. Temperature variation by fCAR.

12

A-04

洋上直流システムに適用する MMC の負荷変動に対する直流キャパシタ電圧制御
○前田

悠介

柿ヶ野

浩明

(立命館大学)DC Capacitor Voltage Control against Load Fluctuation of MMC Applied to Offshore DC System
Yusuke Maeda, Hiroaki Kakigano
Ritsumeikan University

1.

はじめに

従来の陸上風力発電に加え，洋上風力発電が欧米を中心として急成長しており，日本においても実証研究が進んでいる。また，送電方式として直流送電システムが有効であり，適用する自励式変換器としてモジュラーマルチレベル
変換器(MMC)が検討されている。MMC の出力を安定させるためには各セルのキャパシタ電圧の不平衡を抑え，すべてのキャパシタ電圧を適正な値の範囲内に制御する必要がFig. 1. Modular multilevel converter.

ある。この制御には交流電流と循環電流を用いたバランス制御を用いる。本研究では負荷変動に対するバランス制御の応答性の検証を行った。

2.

制御法

Fig.1 に MMC の回路構成を示す。本稿では損失やコストの観点よりハーフブリッジセルを用いた。また，交流系統とは変圧器を介して接続している。MMC の電圧及び電流は交流成分，循環成分，直流成分に分解することが出来る。さらに、この成分をそれぞれ独立に制御することが可能である。
本研究では負荷変動させ直流成分を変化させた場合の交流成分，循環成分によるバランス制御の応答の検証を行った。

3.

実機検証

(a) Cell capacitor voltage (step change from 56.25 Ω to 25 Ω).

Fig. 1 の回路においてバランス制御を入れた状態で直流電圧指令値を 150 V として 2 s に抵抗 25 Ω（出力 900 W）と 56.25 Ω（出力 400 W）の間で双方向にステップ変化させた。二段目のセルキャパシタ電圧を Fig. 2 に示す。どちらの場合も変化後は波形が乱れるものの，キャパシタ電圧指令値の 50 V へと収束し，バランス制御の継続を確認した。

4.

まとめ

MMC における直流成分の負荷変動に対する交流成分，循
環成分を用いたバランス制御の応答性の実機検証を行った。検証結果よりバランス制御の継続を確認することがで(b)

Cell capacitor voltage(step change from 25 Ω to 56.25 Ω).
Fig. 2. DC capacitor voltage control against load fluctuation.

きた。

13

A-05

直流送電に適用する MMC のセルキャパシタの電圧リプル低減に関する基礎検討
小川

一樹

柿ヶ野

浩明

(立命館大学)A Fundamental Study on Voltage Ripple Reduction of Cell Capacitors of MMC Applied to DC Power Transmission

Kazuki Ogawa, Hiroaki Kakigano
Ritsumeikan University

1.

はじめに

近年，導入が進められている洋上風力発電において，損失，コストの観点から高圧直流(HVDC)による送電システムが検討されている。HVDC 送電では非常に高い電圧を変換する必要があり，様々な特長を持つモジュラーマルチレベル変換器(MMC)の適用が進んでいる。本稿では MMC のセ
ルキャパシタ電圧のリプル低減に向けた基礎検討を行い，シミュレーションによりその動作を確認した。

2.

Fig. 1. Assumed offshore dc system.

洋上直流システム
1

本稿で想定する洋上直流システム構成を Fig. 1 に示す。発Vc

電された電力を洋上変換所にて直流で集電，送電する直流23集電方式である。MMC は，交流側の高調波補償フィルタを大幅に低減でき，無効電力補償も可能であることなどから直流送電に適したコンバータである。著者らは，Fig. 1 のよVc

うに同期発電機の交直変換器に MMC を適用する研究を行

Phase R Phase S Phase T
1

3

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

cell

2

っているが，本稿では Fig. 1 の右端の HVDC 送電の先に接続する電力系統と連系するためのインバータに MMC を適V₀f用した場合を考える。そのため，MMC は直流バスの電圧制御を行っている。この MMC のセルキャパシタ電圧のリプル低減を行うために，MMC の最上段と最下段のセルを Fig. 2のように接続し，まずはこれら 6 個のセルの電圧リプル低1減効果についてシミュレーションによる検証を行った。

2

3.

Vc

2

cell
3

シミュレーション

cell
1

3

Fig. 2. Circuit diagram of MMC.

Fig. 3 に直流側の負荷をステップ変化させた場合のシミュレーション結果を示す。シミュレーションではセルキャ
パシタ電圧をバランス制御した後，3 s で負荷を 50 Ω から
25 Ω にステップ変化させた。ステップ変化前に最上段と最下段の電圧リプルがほぼ生じていないことが確認できた。
また，負荷変動に対しても低減効果が確認できた。

4.

まとめ

MMC の最上段と最下段の回路構成を変更することにより，それらのセルキャパシタの電圧リプルを大幅に削減できた。今後は他のセルのリプル低減について検討する。
Fig. 3. Simulation results.

14

A-06

Unipolar phase shifted PWM適用時の三相 MMC セルコンデンサ電圧特性
○北村

明大

森實

俊充

又吉

秀仁

大森

英樹

(大阪工業大学)
Characteristics of Cell Voltage in 3PhaseMMC applied with Unipolar phase shifted PWM
Akihiro Kitamura, Toshimitu Morizane, Hidehito Matayoshi, Hideki Omori
Osaka Institute of Technology

1.

はじめに

モジュラーマルチレベル変換器(MMC)はセルを多段に直列接続した構成であるため、高調波抑制や高耐圧化が可能となり、直流送電等へ適用が検討されている。また、従来のMMC では低キャリア周波数時のセルコンデンサ電圧特性悪化が課題となる。そこで、改善手法として Unipolar phaseshifted PWM の適用をシミュレーションにより検討した。

2.

Unipolar phase shifted PWM
図1

MMC のスイッチング手法の具体例として文献[1]に手法

Unipolar phase shifted PWMが挙げられている。代表的な手法は位相シフト PWM(phaseshifted PWM)である[2]。しかし、上記の手法では、低キャリ
ア周波数時のセルコンデンサ電圧特性が定常状態とならずに悪化し続ける。原因の１つとして上下アームでのスイッ
チング期間の重複がある。Unipolar phase shifted PWM は図 1に示すように変調信号の半周期で比較するため、アームでのスイッチング期間が半周期となる。よって、本手法では上下アームでのスイッチング期間の重複がない。

3.

シミュレーション内容および結果
図 2 シミュレーション回路

シミュレーションでは、図 2 に示す三相 MMC の回路に位相シフト PWM 及び Unipolar phase shifted PWM を適用してセルコンデンサ電圧特性を検証した。このとき、出力電圧
振幅を 200V、出力周波数を 50Hz、キャリア周波数を 500Hz、
セルコンデンサ電圧初期値を 100V とし、初期値電圧を維持するように制御系を構成した。検証結果を図 3 に示す。

4.

まとめ

Unipolar phase shifted PWM の適用によりセルコンデンサ(a)

電圧特性を改善できることを確認した。

文
[1]
[2]
[3]

位相シフト PWM 適用時

献

電気学会技術報告第 1374 号:「電力系統用新方式自励交直変換器～
モジュラーマルチレベル変換器(MMC)を中心として～」,2016 年 4 月
Hagiwara, Akagi : “PWM Control and Experiment of Modular Multilevel
Converters”, IEEJ Trans. IA, Vol.128, No.7, pp.957-965 ，2008．
AkshayaD.Bonde, P.M.Meshram : “SOME INVESTIGATION IN
UNIPOLAR MODULATIONTECHNIQUE TO NESTED NEUTRAL
POINT CLAMPED (NNPC) CONVERTER ”, JREAS, Vol.2,Issue 02 ，
April 2017．

(b)

Unipolar phase shifted PWM 適用時

図 3 セルコンデンサ電圧特性

15

A-07
3 相インピーダンスの dq 座標における汎用測定法〇与村 和希

加藤 利次

井上 馨

同志社大学 理工学部 電気工学科

Versatile Measurement Method for Three-Phase Impedance in dq Domain
Kazuki Yomura, Toshiji Kato, Kaoru Inoue
Department of Electrical Engineering Doshisha University
1. はじめにグリッド連系システム等の制御系の設計等において、実機レベルで安定性解析を行うためには個々の電力変換シス
テムのインピーダンス特性を実測して検証する必要がある。
インピーダンス特性の測定法には、シャント電流を注入する方法と直列電圧を励起する方法が主に用いられている。
本稿ではこれら 2 方法により、周波数分析器（FRA）を活用して、3 相電力変換システム（SPCS）の 3 相インピー
ダンス、すなわち dq インピーダンスを簡便に求める方法を提案する[1]。
2.

Fig. 1 Measurement system set-up for impedance matrix of athree-phase AC system.

シャント電流注入法による dq インピーダンス測定法

dq 座標上で、次式のように変換成分ごとに小信号の電流励起を与えれば、インピーダンス行列の各要素の周波数特性は、励起電流および応答電圧の小信号間の比として測定される。
(a) 𝑍𝑑𝑑

例 え ば 、 𝐼𝑞 = 0と し て 𝐼𝑑 成 分 の みの 励 起 信 号 を 与 え て

𝐼𝑑 , 𝑉𝑑 , 𝑉𝑞 を測定すれば、

𝑉𝑑

𝐼𝑑 𝐼 =0𝑞= 𝑍𝑑𝑑 および

𝑉𝑞

𝐼𝑑 𝐼 =0𝑞= 𝑍𝑞𝑑(b) 𝑍𝑑𝑞が求められる。さらに𝐼𝑑 = 0として𝐼𝑞 成分のみで励起すれば𝑍𝑑𝑞 , 𝑍𝑞𝑞 が求められる。
以上の原理に基づいて、測定システムを Fig.1 に示すように構成する。

3.

3 相インバータの出力インピーダンスの測定例

提案法の検証例として、3 相 LC フィルタ付き正弦波電圧
制御インバータの出力インピーダンスの測定を行った。dq
インピーダンス行列の測定結果を Fig.2 に実測値を青の実線、解析解を赤の点線で示す。フィルタの共振周波数付近での誤差はあるが、これらはよく一致している。

文(c) 𝑍𝑞𝑑

献[1] 日浦奨，加藤利次，井上馨:「励起電圧印加方式によるdq インピーダンスの測定法の検討」，半導体電力変換/
モータドライブ合同研究会，SPC-21-035, 2021.

(d) 𝑍𝑞𝑞

Fig. 2 Impedance of three-phase inverter.

16

A-08

ケルビンドライブ・ベアチップ実装 SiC-VMOSFET を用いた 200ｋHz
ワイヤレス給電装置○中本拓玖＊

大森英樹＊(大阪工業大学＊

坂本邦博＊＊

森實俊充＊

又吉秀仁＊

産業技術総合研究所＊＊)

A novel type of WPT apparatus with Kelvin-drive bare-chip mounting SiC-VMOSFET＊

Taku Nakamoto, Hideki Oomori , Kunihiro Sakamoto＊＊＊, Toshimitsu Morizane , Hidetoshi Matayoshi＊(Osaka Institute of Technology ,The National Institute of Advanced Science and Technology

1.

＊＊

＊

)

割低減することができた。

研究背景〈2･3〉回路改善による低損失化

近年、海洋開発や調査の活発化に伴い、深海水中ロボットが注目されている。深海水中ロボットはバッテリーで駆動

図 3(b)から分かるように、残る寄生インダクタンスによるしているが、充電のたびに深海から浮上するのは作業効率

損失の低減が求められる。寄生インダクタンスを低減するが悪いため、海底に沈めた充電ステーションから充電を行ため実装の改善に取り組む。図２左側の従来実装ではスイう。水圧が高いためワイヤレス充電システムが求められてッチング素子と共振コンデンサを含むループの配線が長いるが、実装スペースが狭いため小型化することが必要で

く、寄生インダクタンスが大きいので、図２右側のようにある。そこで、本研究ではわずか 1 つのパワー素子で動作す

SiC-VMOSFET のベアチップ及びセラミックコンデンサをるシングルエンデッドインバータでかつ 200kHz の高周波化

銅板パワー基板に実装して寄生インダクタンスを最小化すを実現し、超小型のワイヤレス給電システムの開発に取りる。その結果、寄生インダクタンスによる損失は図 3(C)のよ組んでいる。

うに 30.2W から 1.7W と大幅に低減された。寄生インダクタ
ンスに換算すると 83nH から 4nH と 1/20 以下に抑えること2.

シングルエンデッドインバータの高周波化ができた。

〈2･1〉高周波化の課題〈2･4〉高周波化と低損失化のまとめ小型化するためにワイヤレス給電用のシングルエンデッ
ドインバータの動作周波数を従来の 85kHz から 200kHz に

以上 85kHz から 200kHz への高周波化に伴うスイッチン

高周波化することに取り組む。高周波化に伴うパワー素子

グ損失の増大 3.5 倍に対して、本研究で提案する改善によりのスイッチング損失の増大が実用化の課題になる。伝送電

1/5 に低損失化できた。なお、導通損失は 45.1W であるので

力 3kW のシステムで動作周波数を 85kHz から 200kHz に高総損失は 106.5W から 58W と 1/2 に大幅低減された。

周波化すると、スイッチング損失は 18W から 61W と約 3.5倍増大し冷却が困難になる。
スイッチング損失を分析すると、図 1 のように「共振電圧による損失」と「寄生インダクタンスによる損失」に分けられる。損失低減のためには前者はスイッチの高速化、後者は寄生インダクタンスの低減が有効である。
図 2. 回路の実装改善

謝

図 3. 低損失化のまとめ

辞本研究の一部は，共同研究体「つくばパワーエレクトロニ

図 1. スイッチング損失の分析

クスコンステレーション(TPEC)」の事業として行われた。

〈2･2〉ケルビンドライブによる低損失化

本研究は，JSPS 科研費 17K06325 の助成を受けたものであ

シングルエンデッドインバータでは「共振電圧による損る。

失」が周波数の二乗に比例して増大するため、200kHz とい文った高周波域では図 3(a)ようにスイッチング損失の半分を献[1]玉祖秀人, : “高速スイッチング V 溝型 SiC トレンチ”, SEI テクニカ
ルレビュー, 第 192 号, p97-101, (2018).
[2]大森英樹, : “A Novel Type of Wireless V2H System with Bidirectional
Resonant Single-Ended Inverter,” IPEC, (2014).

占めるようになる。そこで、ドライブ性能を改善するケルビン素子の適用によって、2.5 倍の高速化を実現した。図３のように共振電圧による損失は 1/3 に、スイッチング損失は 3

17

A-09
共振タンクを用いた磁界共鳴方式非接触電力伝送システムの設計と高効率化について○前川 孔亮

矢吹 遼平

米森 秀登

竹野 裕正

(神戸大学)
Design and efficiency improvement of magnetic field resonance type wireless power transmission system using resonance tank
Kosuke Mekawa, Ryohei, Yabuki Hideto Yonemori, Hiromasa Takeno(Kobe University)

1.

〈2･2〉 回路方程式

序論

提案回路の回路方程式は次のように表せる.

近年では，非接触給電への関心が高まっており，電動歯ブラシなど，一部の製品に対して実用化されている．特に磁界

𝐸𝑖𝑛
0 =
0

共鳴を利用した電力伝送は，コイル間距離が大きくなった(𝑟1 + 𝑟2 ) + j 𝜔 𝐿1 + 𝐿2 + 2𝑀12 −𝑟2 + j𝜔(𝐿2 + 𝑀12 )j𝜔(𝑀13 + 𝑀23 )ときに，電磁誘導型よりも高効率を維持できることから研𝑟2 + j𝜔(𝐿2 + 𝑀12 )𝑟2 + j 𝜔𝐿2 −
j𝜔𝑀23

1
𝜔𝐶2

j𝜔(𝑀13 + 𝑀23 )j𝜔𝑀231
𝑟3 + 𝑅𝐿 + j 𝜔𝐿3 −
𝜔𝐶3

𝑖1
𝑖2
𝑖3

また, 上式を変形すると次式を得る.

究がすすめられている．しかし，総合的な電力伝送効率の向上や設計方法等に改善の余地がある．本研究では，磁界共鳴𝑖1=方式で，結合係数等の条件を調節し，伝送効率への影響を調
べていく．

2.

1
𝜔𝐶1

𝑟12 + 2 1 + 𝑘T j𝜔𝐿 − j

𝐸
1
−
𝜔𝐶1

1 + 𝑘T
1 (𝑟2 + j𝜔(1 + 𝑘T )𝐿)𝜔 2 𝐿𝐶2

1−

この𝑖1 についての式の分母は送電側のインピーダンスを表しており, (1+𝑘T )/(1-1/𝜔2 𝐿𝐶2 )の値を変化させることで𝑖1 が提案回路変 化 し , 伝 送 効 率に 影 響する . 先 行 研 究 で は (1+𝑘T )/(1-〈2･1〉 提案回路の概要

1/𝜔2 𝐿𝐶2 )の値を 1 とし効率測定を行っている. 先行研究の効率の比較を図 2 に示す.
磁界共鳴非接触電力伝送システムの高効率化の一つの手法として, コイルとコンデンサから構成される共振タン
クと呼ばれる共振回路を送電コイル近傍に増設する方式(共振タンク分離型)を提案してきた[1]. しかし, この回路方式
では送電コイルに流れる電流と共振タンクに流れる電流の位相が反転し, 効率が低下する等の問題点がある. 本研究では, 共振タンク分離型における電流位相が反転する点を改善するために, 共振タンクを送電コイルに直列接続する方式を検討している.提案回路の概要図を図 1 に示す.

図 2: 2 コイルと 3 コイルの効率の比較

3.

結論

共振タンクを送電コイルに直列接続する方式の概要と図 1: 提案回路の概要図

回路パラメータの制御方法について先行研究を交えて説文明した. (1+𝑘T )/(1-1/𝜔2 𝐿𝐶2 )の値を 1 以外の値として設定し,回路パラメータを決定し, シミュレーションを行った結果

献を研究会にて発表する.

[1] 近藤 太志, 西谷 拓人, 米森 秀登, 竹野 裕正 : 「非接触給電に向けた給電－受電コイルに適用する共振回路系の検討」, パワーエレク
トロニクス学会誌, Vol.44, pp.104-110

18

A-10
パラメータのマップデータを用いた誘導電動機の省エネルギー最適軌道の検討〇石原和，井上 馨，加藤利次

同志社大学 理工学部
Energy saving optimal trajectories of induction motorusing referenced motor parameters from map data
1. はじめに
誘導電動機を用いた機器は，目的の時間や回転角，回転角速度の駆動条件が定められて駆動することが多い．本稿
ではその時間内での回転角速度や二次磁束の変化のさせ方（軌道）に注目し，最も省エネルギーな軌道を設計することを目的とする．従来の軌道の設計方法は非線形なパラメータに対して近似的な軌道の設計を行っていた[1]．本稿では回転角速度やトルク，二次磁束に依存して変化する鉄損抵抗を，三次元平面上にマップとして表現し，このマップデータを参照した解析的な手法を応用した設計法を提案する．
2.

58.02 J，鉄損抵抗可変の場合56.19 J，となり，マップデー
タを参照して鉄損抵抗を考慮して軌道の導出を行うことで損失が低減できていることが分かった．

鉄損を考慮した誘導電動機の損失式

回転の減衰による損失，銅損，鉄損を考慮した誘導電動機の全損失𝑃𝑙 は以下の式となる[2]．

𝑃𝑙 = 𝑎 𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 + 𝑏 𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 𝑇 2 + 𝑐 𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 𝑇 + 𝜉𝜔2 (1)

本稿における鉄損を入力電力から機械出力，回転減衰による損失，銅損を差し引いたものとする．計測した結果，
回転角速度とトルク，二次磁束に応じて鉄損抵抗が変化する特性を示した．これを Fig. 1 のようにマップに表現し，鉄損抵抗を𝑅𝑚 (𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 )として表記する．(1)式の係数𝑎, 𝑏, 𝑐には𝑅𝑚 (𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 )が含まれている．
3.

Fig.1. Core loss resistance map 𝑅𝑚 ．

変分法による最適軌道の設計(1)式の誘導電動機の損失式より変分法を用いて求めた最適軌道は(2)，(3)式となる．
𝜔 = 𝐹1 𝑒 𝛼𝑡 + 𝐹2 𝑒 −𝛼𝑡 −

𝜙𝛾𝑟 =

𝜆

2(𝑏𝜉 2 + 𝜉)

𝑅𝑠 𝐿2𝑟 + 𝑑2 + 𝑙𝑟2 𝑅𝑚 + 𝑅𝑟 (𝑀2 + 𝑑2 )𝑇
𝑝2 (𝑅𝑠 + 𝑅𝑚 )

(2)
1/4

3

(2)式の係数𝛼, 𝑏 ，(3)式中には非線形なパラメータである
鉄損抵抗𝑅𝑚 (𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 )が含まれている．そこで本稿では，複数の動作点近傍での軌道を接続して全体の軌道を求める．
各動作点での鉄損抵抗𝑅𝑚 (𝜔, 𝑇, 𝜙𝛾𝑟 )は Fig. 1 のマップデータを参照して表し，各動作点近傍の各区間において変分法を用いて軌道を導出する．

Fig.2. Comparison of variable 𝑅𝑚 and constant 𝑅𝑚 ．

文

4. 導出結果
Fig. 2 にマップデータを参照した場合と，鉄損抵抗を一定とした場合の最適軌道の導出結果を示す．このとき，駆動
条 件 は 「 時 刻 𝑡𝑎 = 0 s か ら 𝑡𝑏 = 4.0 s で 回 転 角 速 度 を 𝜔𝑎 =0 rad/s か ら 𝜔𝑏 = 150 rad/s ま で 加 速 さ せ ， 目 標 回 転 角 を
𝜃𝑏 = 350 radまで回転させる」としている．台形測をを用いてエネルギー損失を計算すると，鉄損抵抗一定の場合

献[1] 森川浩暉，井上馨，加藤利次:「鉄損抵抗と減衰特性の
速度依存性を考慮した誘導電動機の省エネルギー最適
軌道の設計」，電気学会資料，SPC-18-167, HCA-18-038,
VT-18-038, pp. 36-39 (2018)[2] 松瀬貢規，谷口正太郎，住吉龍也，並木一茂：「鉄損を考慮した速度センサレスベクトル制御」，電気学会論文
誌 D,121 巻, 8 号, pp.869-877 (2001)

19

A-11

トルク応答を指定するトルク制御法に基づく
IPMSM のトルクリプル抑制
○早川

ゆう太

長谷川

勝

(中部大学)Torque Ripple Suppression of IPMSM Based on Torque Response Control
Yuta Hayakawa, Masaru Hasegawa
Chubu University

1.

はじめに

Voltage
VectorController

集中巻埋込磁石同期電動機(IPMSM)に対するトルクリプ
ル抑制が広く研究されている例えば[1][2]。多くの方法は電流ベFig. 1. Controller structure to specify torque response

クトル制御を基本として電流指令にトルクリプル抑制用信号を重畳する方法を採用しているため，電流制御系の帯域によってその性能が制限される。したがって，高速仕様の電K動機に対しては制御帯域不足が顕在化する。
一方，著者らの１人はトルク応答の指定が可能なトルク

Fig. 2. Block diagram of the controller considering disturbance制御法[3]を提案した。そこで，本稿ではこの本手法に基づき，:トルク指令値

ハイゲインフィードバックによるトルク制御系の広帯域化を図り，高速運転時においてトルクリプルの主成分である

:提案法

:従来法

10

6 次調波抑制を実現することを目的とする。

1 Nm

2.

トルク応答を指定するトルク制御法

Fig.1 にトルク応答の指定が可能なトルク制御法[3]の構成0を示す。本手法はトルクフィードバック方式の一種であり，トルクの応答角周波数を意味する制御ゲイン 𝐾 を介して与Fig. 3. Torque response with 𝐾 =20,000

えるトルク微分指令値 𝜏 ∗ を実現する電圧指令値を静的演算のみで得るものである。制御器側に積分器を一切用いない果を示す。供試機速度は3,000 min−1 (定格の37.5%)一定としため，𝐾のハイゲイン化が達成しやすい系となっている。

3.

ており，トルクリプルの6 次調波周波数 1500 Hzに達する。

トルクリプル抑制原理

提案法においては 𝐾 = 20,000 rad s と与え，電流ベクトル
制御系（従来法）においても同等の電流応答を実現する設計

適当な演算より，Fig.1 は Fig.2 に変換される。したがって，𝐾のハイゲイン化によりフィードバックの広帯域化が達を施した。なお，従来法においては事前に得たトルクリプル

controller 内でのパラメータ誤差による外乱 𝑑 を考慮しておが大きく異なっていることがわかる。本波形を FFT 解析しデータをもとに𝑞軸電流指令に補償用信号を重畳している。

成され，帯域内のトルクリプル抑制が可能となる。Fig.2 で同図の結果から，提案法と従来法とでトルクリプル成分

は Fig.1 における電動機の基本モデルに基づく Voltage Vector

た結果，6 次調波は従来法では 1.68Nm，提案法では 0.707Nm

り，この閉ループ伝達関数は(1)式となる。
𝜏=

1
𝐾′
𝜏∗ +
𝑑
′
𝑠+𝐾
𝑠 + 𝐾′であり，提案法により 58.0% の抑制が可能と言える。

1

5.

なお，𝐾 ′ は 𝑑 の影響を受けて変動した閉ループの極を表す。

本稿では，トルク応答を指定可能なトルク制御系を用い，上式より，𝐾 ′ ≃ 𝐾 のハイゲイン化により 𝑑 に対する感度低ハイゲインフィードバックによるトルクリプル抑制効果を減も同時に達成される。

4.

おわりに

明らかにした。

シミュレーション結果

提案するトルクリプル抑制法の妥当性を Matlab を用い

文

たシミュレーションにより評価する。供試機は極対数 5 の

[1]
[2]
[3]

集中巻 IPMSM を JMAG-RT モデルで用意した。
Fig.3 にトルク指令 10.0Nm に対するシミュレーション結20

献赤塚 弘恭 他：電学論 D, Vol.139, No.10, pp.890-900 (2019)
只野 裕吾 他：電学論 D, Vol.132, No.1, pp.84-93 (2012)
片瀬 貴也 他：電学研資 MD 021-083, pp.45-50 (2021)

A-12

トルク応答を指定するシンクロナスリラクタンスモータのトルク制御
○萩永

裕太

長谷川

勝

冨田

(中部大学)

睦雄(岐阜工業高等専門学校)

Torque Control of Synchronous Reluctance Motors to Specify〇Yuta Haginaga, Masaru Hasegawa, Tomita Mutuwo
Chubu University,

1.

National Institute of Technology, Gifu College

はじめに

Voltage
VectorController

近年，高効率なモータとして永久磁石同期モータが広く普及している。一方，省資源化やさらなる低コスト化の観点

Fig. 1. Controller structure to specify torque response.

から，永久磁石を使用しないシンクロナスリラクタンスモータ（以下，SynRM とする）がある。SynRM は磁気飽和現象によるインダクタンス変動が大きいモータである。したがって，このインダクタンス変動に低感度なトルク制御系を構成する必要がある。文献[1]は IPMSM に対してトルク応

Fig. 2. Block diagram of the controller considering parameter mismatches.

答を指定するトルク制御法を提案しており，モータパラメ
ータの高精度設定によりトルク応答を指定した時定数通りのトルク制御が可能となることを確認している [1]。そこで，
本研究では本手法を SynRM に適用し，インダクタンス変動に対する感度評価を目的とする。

2.

100ms

トルク応答を指定するトルク制御

1Nm

0Fig. 3.

Fig.1 に文献[1]で示された制御法の全体構成を示す。本手

Torque response with current vector control.

法はトルクをフィードバックし，比例ゲイン K を介して与えるトルク微分指令値𝜏 ∗ を実現する電圧指令ベクトルを静的演算のみで求めるという点に特徴がある。具体的な電圧ベクトル選定法については，文献[1]を参照されたい。

3.

100ms

パラメータ誤差に対する感度とロバスト化

1Nm

0Fig. 4.

Fig.1 に示す拡大系制御対象（点線部）は物理的な積分器

Torque response with the proposed controller.

令𝜏 ∗ の変化時にはトルク𝜏に振動が必ず生じ，特に 3Nm 以上に帰着される。ここでインダクタンス変動によるパラメー
タ誤差を考慮すると，制御系のブロック図は Fig.2 のようにでは大きく振動することが確認できる。

なり，閉ループ伝達関数は(1)式となる。

一方，Fig.4 に示す提案法においてはパラメータ誤差が生

1
𝐾
𝜏∗ +
𝑑
𝜏=
𝑠+𝐾
𝑠+𝐾

じていてもトルクの立ち上がりは良好である。また，高トル

1

ク指令時においても Fig.3 のような振動は見られず，ロバス

なお，𝑑 はパラメータ誤差による外乱であり，K のハイゲイ

トなトルク制御が実現可能である。

ン化により𝑑 に対するロバスト化を図ることができる。

4.

5.

シミュレーション結果

おわりに

本稿では，SynRM に対してトルク応答を指定するトルク

提案するトルク制御法のインダクタンス変動に対する感制御法を提案した。電流ベクトル制御法に比べ，インダクタ

度をシミュレーションにより評価した。シミュレーション

ンス変動にロバストなトルク制御が実現可能であることを条件として速度を 1800min 一定とし，𝐾 =10,000rad/s，コン
トローラに用いるインダクタンスを𝐿𝑑 ＝43mH，𝐿𝑞 ＝7mH と明らかにした。

-1

した。性能の評価にあたっては，1Nm ごとに増加するトル

文

ク指令を与え，電流ベクトル制御との性能比較を行った。

Fig.3 に電流ベクトル制御における結果を示す。トルク指

[1]

21

献

片瀬 貴也 他: 電学研資, MD021-083, pp.45-50 (2021)

A-13

二次側円盤導体を用いたリニア誘導モータ実験機における制御特性向上の検証○尾上 明歩

森實 俊充

大森 英樹

又吉 秀仁

(大阪工業大学)

1.

はじめに

近年、高性能な浮上推進装置が求められており、本研究ではリニア誘導モータ(Linier Induction Motor : LIM)を用いた新しい磁気浮上式搬送装置を提案する。従来のシステムは推進制御を LIM、浮上制御を常電導電磁石で行っているが、[1]
提案するシステムは二周波数重畳電源を用いて LIM 自体の図 2 実験機の構成図

吸引力を浮上力として利用し、浮上推進の同時制御を実現させる。

4．速度・浮上同時制御
2.

二周波数重畳電源による制御

LIM の速度浮上同時測定の速度、ギャップ応答の結果を図

提案磁気浮上式搬送システムを実現するために、図 1 に

3 に示す。

示す二周波数重畳電源を用いた制御システムを提案する。
滑りを持つモータ駆動周波数成分𝑓𝑑 とモータ速度に同期した滑りを持たないモータ速度同期周波数成分𝑓𝑚 の二つの周波数成分を重畳することで、推進力と吸引力を同時に制御することができる。𝑓𝑚 は滑り周波数をもたないため、𝑓𝑚 による推進力𝐹𝑡𝑚 は発生しない。よって駆動周波数成分𝑓𝑑 のみで推進力𝐹𝑡 を制御することができる。また、𝑓𝑑 は吸引力も発生させているが、全体の吸引力𝐹𝑎 の制御まではできない。その

図 3 速度応答(左) ギャップ応答(右)ため、𝑓𝑚 によって不足分の吸引力𝐹𝑎𝑚 を調整することで全体の𝐹𝑎 を制御する。

図 3 より速度応答は実測値が指令値に追従することができた。しかしギャップ応答は実測値が指令値を追従していないことから１次側が浮上していないことが分かる。また
1 次側の姿勢を確認することができた。

5.

おわりに

本研究では、二周波数重畳電源を用いた新しいシステムを提案し、推進浮上同時制御を行った。また、4 つの LED セ
図 1 ２周波数重畳電源による制御システム

ンサを用いて 1 次側の姿勢の確認方法を確立した。
今回 1 次側の姿勢を検出することができたので、それをもとにして以上のことから、各周波数成分のそれぞれの発生力を独安定した浮上制御ができるようにプログラムや機構の改良

立して制御することが可能となり、LIM 単独で推進力と吸を行う。

引力それぞれ同時に制御することが確認できた。[2]3.実験機の構成

文

提案システムの実現に向けて、実験により二周波数重畳

献[1] 電気学会磁気アクチュエータ調査専門委員会委員「リニアモータのその応用」オーム社 pp.2-3pp.14-27(1991)[2] S. Nakatani, D. Okamori, T. Morizane and H. Omori, “Dynamic Characteristics
Verification of Linear Induction Motor by Simultaneous Propulsion andLevitation Control”, inProc. EPE’20 ECCE Europe, Sep. 2020.

電源を用いた LIM の駆動特性を測定する。本研究では図 2で示す円盤型の 2 次導体を用いた。今回ギャップ長の測定
では 4 つの LED センサの平均値で測定する。またそれぞれの LED センサから LIM1 次側の姿勢を確認する。

22

A-14

高効率・高ロバスト性・周波数安定性を有する
ハイパワーシングルエンド WV2H システム
○見學 元気*大森 英樹*

津野 眞仁**

森實 俊允*(*大阪工業大学,**ニチコン株式会社)

又吉 秀仁*A New High efficiency, high robustness high power Single-Ended WV2H system with frequency
stability
Genki Kengaku*, Hideki Omori*, Masahito Tsuno**, Toshimtsu Morizane*, Hidehito Matayoshi*

1.

研究背景

*Osaka Institute of Technology, **Nichicon corporation5 に示す共振多段切替方式を提案する。提案方式の実働評価を行った結果、図 6 のように伝送電力が 6kW、3kW、1.5kW、0.5kW に対しても目標効率を達成することができた。

近年、地球温暖化対策として、再生可能エネルギーの大量導入を可能にする EV を家庭内配電に接続して蓄電設備とVehicle side

して利用した V2H(Vehicle to Home)システムが注目されていバッテリーる。[1]しかし、従来方式では有線ケーブル方式であったた
め、接続忘れや手間がかかるなどの問題があった。そこで本双方向シングル
エンデッドコンバータ

研究では、駐車するだけで自動的に双方向の電力融通を行うワイヤレス V2H システムの研究を行っている。

2.

共振形磁気
結合方式

伝送
コイル

Home side

伝送
コイル

高周波磁界

バッテリー

双方向シングル
エンデッドコンバータ

図 1 シングルエンデッド
ワイヤレス V2H システムの構成

図 2 シングルエンデット方式の簡易等価回路

図 3 共振切替・電圧制御方式のロバスト・動作周波数特性

図 4 共振切替・電圧制御方式の各伝送電力に対する効率

図 5 共振多段切替・電圧制御
方式の回路図

図 6 従来方式と共振多段切替・電圧制御方式の効率比較提案する共振多段切替・電圧制御方式 WV2H シ
ステム

提案する WV2H システムの基本構成を図 1 に示す。高周波インバータとして小型低コストのシングルエンデットイ
ンバータを適用し、動作周波数は電波法及び国際規格
SAEJ2954 規格に準拠した 85kHz 帯、伝送電力は家一軒分を賄う 6kW、総合効率は 90％以上を開発する目標とする。先行研究では、パワーデバイスの導通時間 TON を変えてパワーを可変させる周波数制御を用いていたため、周波数変動が大きく、許容周波数帯を逸脱してしまう問題と、回路定数のわずか 4％のばらつきで伝送電力が定格の 6kW に対して
2kW～14kW も変動するためロバスト性が悪いという問題があった。図 2 のようなシングルエンデット式ワイヤレス
給電の簡易等価回路を用いて理論解析を行ったところ、式 1のように伝送電力が給受電間の位相差に支配されているこ

4. まとめとが明らかとなった。
ωM 2 2P2 =I1 ∙ sin φ ……………………………………… (1)小型低コストのシングルエンデットインバータを用いてワZ2

イヤレス V2H システムを実現するため、高ロバスト性・動

そこで、共振回路定数のばらつきに対して位相差が安定な状態になるように給受電間のコンデンサの定数を切り替え

作周波数安定に加え全伝送電力域において効率を改善するてロバスト性を確保する共振切替方式を提案する。また、周新しい制御方式を提案し、その効果を確認した。

波数変動を改善する方式として Home 側の電源電圧を可変することで、ユニット間位相差を制御する電力制御手法を文提案する。この 2 つの方式を採用した共振切替・電圧制御方式によって、図 3 のように動作周波数安定性・高ロバスト性[1]を実現できたが、図 4 に示すように目標効率に対して実働
効率が低いという課題が残った。そこで、共振コンデンサを伝送電力に応じて多段に切替えることで高効率化を図る図23

献N. Mukaiyama, H. Omori, M. Tsuno, N. Kimura, T. Morizane and M.
Nakaoka, “A novel of bidirectional IPT with a dual-active seamless
controlled single-ended converter for wireless V2H”, 19th International
Conference on Electrical Drives and Power Electrics, EDPE 2017,
Dubrovnik, Croatia, October 2017.

A-15

ワーク形状にかかわらず加熱ムラを低減する IH システムの検討
○吉村

勇人*

増田

(*奈良高専

樹*

仲野

真一**

石飛

学*

**アクア化学株式会社)

Mechanism of heat concentration in various IH works
Yuto Yoshimura*, Itsuki Masuda*, Shinichi Nakano**, Manabu Ishitobi *(*National Institute of Technology, Nara College

1.

**AQUA Chemical Corporation)
Suction device

Coil

はじめに
Work

があり，油の洗浄設備が大型になること，環境負荷が高い洗

Work

Coil

プレス加工の後処理に，ワークの潤滑油を除去する工程

図 1 揮発性加工油除去用 IH システム
Fig.1 Volatile processing oil removal system

浄液を用いなければならない等の理由から，揮発性の加工油が提案されている。この油は洗浄しなくてよい代わりに，プレス工程に合わせた短時間乾燥が難しいという課題をもMagnetic flux densityっており，このため筆者らは加熱処理の効率 UP を目的として IH による乾燥システムを検討している。

Heating points

プレスワークには様々な形状があり，また磁性も異なる
ため，加熱ムラによる乾燥不足や焦げが生じる。そこで筆者
らは，まず磁場中のワークに誘導される渦電流の偏りつまExternal magnetic field

り加熱ムラのメカニズムについて，解析を行ってきた[1][2]。

(a) Metal in general(b) Ferromagnet
図 2 均一磁場中の磁束分布
Fig.2 Magnetic flux distribution in uniform magnetic field

本研究では特に巻線付近に着目し，ワークの形状と磁性に依存する発熱集中メカニズムの解明を試みている。

Horizontal

Vertical

2. 均一磁場中における発熱分布×1040

揮発性加工油除去用 IH システムを図 1 に示す。ワークは

×10
6
5

30

4

Para
magnetic

図のようにベルトコンベアで流されながら加熱される。

20

先行研究で明らかにした均一磁場中における磁束分布を

y

z

y

x

図２に示す。図 2(a)のように，金属に磁場を印加すると渦電

2

z
x

×10
10

流の影響で磁束は金属外へ押し出され，エッジ部分に発熱

463

磁化の影響で磁束が磁性体に引き込まれる現象が加わる。

4y

このとき，外部磁場と平行な面の中央部分において磁束の歪みが大きくなり，渦電流つまり発熱の集中が現れる。

1

×10
5

8

Ferro
magnetismが集中する。また，図 2(b)のように，強磁性体の場合，自発

3

10

z

2

2

y

x

z
x

1

図 3 巻線付近の磁束分布
Fig.3 Magnetic flux distribution by winding

3．巻線付近の磁束分布
4．むすび

巻線付近の磁束分布（有限要素解析）を図 3 に示す。ここ
で，解析には Comsol 社製 Comsol を用い，解析対象は底面

これまでの解析から，巻線付近において磁束を垂直にワが 10mm 四方，高さが 1mm の四角柱で，常磁性の比透磁率ーク面が遮るとき，特に発熱が大きくなることがわかった。

を 1，強磁性の比透磁率を 100 に設定している。また，解析またベルトコンベアの進行方向と平行な巻線を避けた方が条件にはモデル中央から 5mm 下の銅線に 1A，50kHz の正よいこともわかった。現在，発熱メカニズムを考慮の上，提弦波を入力している。図 3 から，均一磁場同様の現象が確認

案したワークコイルを用いて，解析を進めている。

でき，これに加え，縦向きの結果から巻線近くに偏る磁束つ

文

まり発熱の集中が確認できる。したがって，加熱ムラを低減[1]するには，形状と磁性によって異なる磁束の押し出し，引き込みを考慮した上で，ワークと巻線の距離を可能な限り一[2]定にできるコイル形状が求められる。

24

献

坂本大地，松田和也，仲野真一，石飛学：「加工油除去を目的とした
常磁性ワークの誘導加熱特性」，電気学会産業応用部門大会，一般講
演論文集，R1-10，2019
河合真志，辻本直也，坂本大地，仲野真一，石飛学：「プレスワークの磁気特性を考慮した加工油乾燥用 IH の検討」，45 巻 p.208,2019

B-01

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの制御系設計用の伝達関数の導出
○松本

和希

大吉

宗一郎

(大阪府立大学工業高等専門学校

川上太知

電力変換制御技術研究室)

Derivation transfer function of boost-forward DC-DC convertor for control system design
Kazuki Matsumoto, Soichiro Oyoshi ,Taichi Kawakami
Osaka Prefecture University College of Technology - Power Electronics Control Technology-Laboratory

1.

はじめに
D2

昇圧型 DC-DC コンバータは伝達関数に右半平面の零点とL2n呼ばれる不安定要素を含んでいる。そのためクロスオーバ

C2

Vo2

Tr

ー周波数を高くすることができず，応答性を向上させるこRL
L1とが難しい。そこで右半平面の零点の除去が可能な DC-DC
Vin

コンバータである Boost-Forward 型 DC-DC コンバータに関

Vo

D1

Q

C1

Vo1

する研究が行われている[1]。本稿ではこの Boost-Forward 型
DC-DC コンバータにおける制御系の設計を簡易に行える様な伝達関数を導出する。

2.

図1

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータ

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータ

Fig. 1. Boost-Forward DC-DC converter8060

図 1 に示す Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの伝達関Gain[dB]40

数は状態平均化法により式(1)のように求まることが知られている[1]。しかし，制御系の特性が理解しにくい伝達関数で

0
−40
−60
−80

あり，設計に不向きである。

0

Vin 1 + (T1 − T2 ) s +  s………………………(1)
D '2 1 +  s + T32 s 2 + T1T32 s 3

Phase[deg]Gvd ( s ) 

20
−20

2

−45
−90
−125

Gvd(s)−180

Gvda(s)

−225

T1 =

2LlkCo2
L I, T2 = m lm , T3 =
D2Ts
Vin

 =2

1

LmCo1
D'

105

106

す。概ねボード線図は一致しており，新たに導出した式(2)が妥当であるといえる。

磁電流，Ts はスイッチング周期である。

3.

式(1)の分子を 2 つの 1 次進み系の積，分母を 1 次遅れ系

むすび

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの伝達関数を積の形と 2 次標準形の積と考えると式(1)の伝達関数は式(2)のように変形した。その結果，求めた伝達関数により極と零点がよに書き換えることができる。

り明確となり制御系の設計が容易に行うことが可能となっ


s 
s 
1 +
1 +

z1  z2 Vin……………………(2)Gvda ( s ) = 2
D' s   s2
s
+ 1
1 +
  2 + 2n 
 p    n
2

2

104

図 2 各種伝達関数のボード線図

は漏れインダクタンス，Lm は励磁インダクタンス，Ilm は励(T1 − T2 ) − 4103Fig. 2. Bode plots of transfer function

ここで D はオン期間の時比率，D’はオフ期間の時比率，Llk

T1 − T2 

102

Frequency[rad/sec]

VinT2
D'2 nVin − Vo2 2
T3 − TT1 2 ,  = T1 +D
Vin
Vo D '

z1 , z2 =

10

p =

た。
式(2)の伝達関数は非常に複雑なため，近似を用いてさらに簡易な伝達関数を導出することが今後の課題である。

文1
 − T11, n = ,  =
T1
T3
2T3

[1]

式(1)と式(2)の周波数特性を示すボード線図を図 2 に示25

献Behzad Poorali, Ehsan Adib: “Right-Half-Plane Zero Elimination of Boost
Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer”, IEEE
Transactions on Industrial Electronics, Vol. 66, pp.8454 -8462 ，2019．

B-02

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータにおける不安定要素を除去する回路仕様決定法○大吉 宗一郎

松本 和希(大阪府立大学工業高等専門学校

川上 太知

電力変換制御技術研究室)

A Circuit Specification Determination Method for Eliminating Unstable Elements
in Boost-Forward DC-DC Converter
Soichiro Oyoshi, Kazuki Matsumoto , Taichi Kawakami
Osaka Prefecture University College of Technology - Power Electronics Control Technology-Laboratory

1.

はじめに

D2
L2

昇圧型 DC-DC コンバータは伝達関数に右半平面の零点とTr呼ばれる不安定要素を含んでいる。そのためクロスオーバ

n

RL

L1

ー周波数を高くすることができず，応答性を向上させるこVinとが難しい。そこで右半平面の零点の除去が可能な DC-DC

Vo2

Co2

Vo

D1

Vo1

Co1

Q

コンバータである Boost-Forward 型 DC-DC コンバータに関図1する研究が行われている[1]。本稿ではこの Boost-Forward 型
DC-DC コンバータにおける設計範囲の導出を行う。

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータ

Fig. 1. Boost-Forward DC-DC converter
80

Boost-Forward 型 DC-DC コンバータ

6040Gain[dB]2.

図 1 に示す Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの伝達関数は状態平均化法を用いることにより，式(1)が導出される
[1]。

Gm2

0
-20
-40

Including Right Half Plane Zero-60

Not including Right Half Plane Zero

-80
45

2
Vin 1 + (T1 − T2 ) s +  s………………………(1)
2
2 2
2 3
D ' 1 +  s + T3 s + T1T3 s

L I
T2 = m lm ,
Vin

2L C
T1 = lk2 o2 ,D Ts

D' nVin − Vo2 2
T3 − TT
1 2 ,
D
Vin
2

T3 =

0

Phase [deg.]

Gvd ( s ) 

 =2

Gm1

20

LmCo1

-45

Pm2

-90

Pm1 = 5.00 [deg.]
Pm2 = 71.3 [deg.]
Gm1 = -8.38 [dB]Gm2 = 72.9 [dB]

-135
-180
-225

Pm1

-270

D'

 = T1 +

1

10

100

1k

10k

100k

1M

Frequency [Hz]VinT2
Vo D '

図 2 右半平面の有無による一巡伝達関数の比較
Fig. 2. Comparison of loop gain with and without RHP-Zero

ここで， D はオン期間の時比率，D’はオフ期間の時比率，

3.

むすび

Llk は漏れインダクタンス，Lm は励磁インダクタンス，Ilm は
Boost-Forward 型 DC-DC コンバータの右半平面の零点を励磁電流，Ts はスイッチング周期を表す。式(1)の分子を変除去可能な設定範囲を求めることができた。右半平面の零形することで，式(2)に示す条件式が得られる。

(T − T )0 1 2
4

点を除去することで，位相余裕，ゲイン余裕を十分にとるこ2とができた。また，理論上クロスオーバー周波数をスイッチ, T1 − T2  0 ……………………….…(2)ング周波数より高くすることができるため，安定かつ高速で，ノイズに強い動作が期待できる。今後は導出した範囲を式(2)の条件式を満たした場合，右半平面の零点を除去することが可能となる。図 2 に右半平面の有無による一巡伝

守ったうえで実機を作成し，電圧モード制御をはじめとす達関数の比較結果をボード線図で示す。制御は電圧モード

る様々な制御法を用いて動作させていく。

制御を用いた。両者を比較すると，右半平面の零点を含まない場合のほうが位相余裕とゲイン余裕を十分に取ることが文できている。また，位相余裕が 45°以上となるようなクロ[1]

スオーバー周波数を右半平面の零点を含む場合と比べると100 倍も高周波に設定することが可能となる。このため，回路の安定性，耐ノイズ性，速応性の改善が期待できる。

26

献Behzad Poorali， Ehsan Adib: “Right-Half-Plane Zero Elimination of Boost
Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer” ，IEEE Transactions on Industrial Electronics， Vol. 66， pp.8454 -8462 ，
2019．

B-03

単相 PWM コンバータにおける出力電圧のデッドビート制御○前田芳靖

小山工業高等専門学校
Dead-beat control for output voltage of single-phase PWM converter
Yoshiyasu Maeda
National Institute of Technology, Oyama College

1.

はじめに

単相 PWM コンバータの直流出力電圧には電源周波数の 2
図 1 単相 PWM コンバータ

倍周波数のリプル電圧が現れるため，従来の PI 制御による出力電圧制御では，その周波数に対して制御帯域を十分低Fig. 1.

Single-phase PWM converter

く設計する必要がある．応答性を重視するため制御帯域を上げすぎると電流制御系の指令値に影響を与え，入力電流が歪む原因となる．ここでは，デッドビート制御[1]におけるサンプリング周波数を電源周波数の 2 倍と同期させることにより，入力電流の半周期内での歪みを無くしつつ，高速な

図 2 出力電圧デッドビート制御器

応答性を実現できる出力電圧制御方法を提案する．

Fig. 2.

2.

出力電圧制御系のプラントモデル

4.

単相 PWM コンバータの回路構成を図 1 に示す．𝑖𝑑𝑐 を平シミュレーション結果

電源電圧を AC100V 50Hz，
平滑コンデンサ容量𝐶=2200μF，
出力電圧指令値𝑉𝑑𝑐𝑟𝑒𝑓 =300V，出力電流リミッタを±5A とし滑コンデンサ𝐶と負荷を流れる電流を合算した出力電流，𝑖𝑜を負荷電流，𝑣𝑑𝑐 を出力電圧とし，𝑇を交流電源の半周期とすて，シミュレーションを行った結果の各波形を図 3 に示す．

る．期間𝑇の𝑖𝑑𝑐 ，𝑖𝑜 の平均値をそれぞれ𝑖𝑑𝑐 ，𝑖𝑜 と表し，以下のように離散値を定義する．
𝟏 𝒌+𝟏 𝑻
𝒊𝒅𝒄 [𝒌] ≡𝒊𝒅𝒄 𝒕 𝒅𝒕
𝑻 𝒌𝑻
𝟏 (𝒌+𝟏)𝑻𝒊𝒐 [𝒌] ≡𝒊𝒐 𝒕 𝒅𝒕
𝑻 𝒌𝑻
𝒗𝒅𝒄 [𝒌] ≡ 𝒗𝒅𝒄 (𝒌𝑻)

Output voltage Dead-beat controller

0.2s 時点で負荷電流を 0A から 3A にステップ状に変化させている．出力電圧に注目すると，起動時にはオーバーシュー
トが殆ど無く，負荷を大きく変動させても短時間で指令値(1)に整定できていることがわかる．また，入力電流は半周期ごとにおいて歪みの無い正弦波形を示している．

(2)
(3)

式(1)~(3)より，出力電圧制御系におけるプラントの離散時間
状態方程式は次式となる．

3.

𝑣𝑑𝑐 𝑘 + 1 = 𝑣𝑑𝑐 𝑘 +𝑇
𝑖 𝑘 − 𝑖𝑜 [𝑘]
𝐶 𝑑𝑐

(4)

デッドビート制御器の構成

出力電圧指令値を𝑉𝑑𝑐𝑟𝑒𝑓 𝑘 = 𝑣𝑑𝑐 [𝑘 + 1]とし，式(4)より出

力電流𝑖𝑑𝑐 𝑘 の制御則を求めると𝐶
𝑖𝑑𝑐 𝑘 =
𝑉𝑘 − 𝑣𝑑𝑐 𝑘
𝑇 𝑑𝑐𝑟𝑒𝑓+ 𝑖𝑜 𝑘図 3 シミュレーション結果
Fig. 3.

Simulation result

(5)

5.

また，負荷電流を 0 次外乱とみなし𝑖𝑜 𝑘 + 1 = 𝑖𝑜 [𝑘]とすると，負荷電流𝑖𝑜 [𝑘]の推定値𝑖𝑜 𝑘 を得る外乱オブザーバは𝐶
𝑖𝑜 𝑘 =
𝑣 𝑘 − 1 − 𝑣𝑑𝑐 𝑘 + 𝑖𝑑𝑐 [𝑘 − 1](6)
𝑇 𝑑𝑐
式(5),(6)より，出力電流𝑖𝑑𝑐 𝑘 にリミッタを設けて図 2 に示結論提案したデッドビート制御器により，単相 PWM コンバ
ータの出力電圧の応答性を確保し，かつ入力電流の歪みを生じさせない，優れた出力電圧制御系が実現できる．

すような出力電圧デッドビート制御器が構成される．

文
[1]

27

献

河村篤男: “現代パワーエレクトロニクス”，数理工学社，2005．

B-04

実負荷を有するスイッチング電源のイミュニティ性能検討
○橋本

竜大

西島

健一

(富山高等専門学校)
Experimental Study of Immunity Performance of Switching Power Supply under IC Load Condition
Tatsuhiro Hashimoto, Kenichi Nishijima
National Institute of Technology, Toyama College

1.

はじめに

従来のイミュニティ評価は，抵抗負荷であるため，ノイズが負荷に透過しても出力電圧が正常であれば NG 判定とはならない。しかし実負荷(PC などの電子機器)を接続すると信号系への影響で誤動作が発生し NG 判定され，抵抗負荷の評価と一致しないことも起こり得る。[1]図 1 スイッチング電源の主回路

本研究の目的は抵抗負荷に加え，実負荷を用いてイミュ
Fig. 1.

ニティ評価の 1 つである EFT/B(IEC61000-4-4)を実施し，EMI

Main circuit of switching power supply.

フィルタ以外の方法で負荷に透過するノイズの影響を軽減する方法について検討を行うことである。

2.

イミュニティ性能検討〈2･1〉 側帯波の軽減について実験に用いたスイッチング電源の主回路を図 1 に示す。
主回路がコレクタ変調回路に相当するため，EFT/B ノイズ
はスイッチング周波数を搬送波に振幅変調する。[2]EFT/B 周波数 fb=5kHz では，発生する側帯波が図 2(a)に示すように，スイッチング周波数 fs±5kHz，fs±10kHz…と複数生じる。これは変調波となる EFT/B ノイズに高調波が含まれるためである。
fb=100kHz では，fs と fb の周波数が近くなり，発生する側帯波は fs+fb=2fs，fs+2fb=3fs…と電源ノイズにオーバーラ
ップされ，図 2(b)に示すように側帯波が軽減される。なお
IEC61000-4-4 には fb=5kHz 又は 100kHz と定められている。

(a) 2000V(fb=5kHz)

図 2 ダイオードアノード側スペクトラム(1k-101kHz)
Fig. 2.

Spectrum before half-wave rectification.

EFT/B noise[dBµV]

85〈2･2〉 キャンセル効果について
図 3 は出力電圧のスペクトラムで測定した EFT/B ノイズ
成分の基本波~第 7 高調波までをプロットしたものである。
fs=103kHz は 63kHz に比べて EFT/B ノイズは 5dB 軽減され，

80

5dB

75

fs=63kHz
fs=103kHz
fs=115kHz

70

65
1

実負荷の誤動作が発生する電圧は 900[V]→1800[V]に改善さ

2

3

4

5

6

7

Harmonic number

れた。これは EMI(電源ノイズ)と EMS(EFT/B ノイズ)は逆方

図 3 出力電圧スペクトル(fb=100kHz)

向であるため，キャンセル効果によるものだと考えられる。

3.

(b) 2000V(fb=100kHz)

Fig. 3.

Output voltage spectrum.

まとめ

スイッチング周波数 fs と EFT/B 印加周波数 fb を近づけ文ることで振幅変調の影響が軽減される。また EMI と EMS は
逆方向なので，キャンセル効果を期待することができる。

[1]

謝辞

[2]

本研究は JSPS 科研費 JP20K04431 の助成を受けたものです。

28

献Kenichi Nishijima : “Study on the Effect of Swiching Power Supply Noiseand EFT/B Noise on the Load Said”, パワーエレクトロ二クス学会誌,
Vol.46, p.36-41 ，2021.3
Tatsuhito Hashimoto, Kenichi Nishijima : “Study on the Effect on the
Switching Power when EFT/B is applied”, 電気・情報関係学会北陸支部連合大会 A3-11 ，2021.9.4

B-05

複素ベクトル理論に基づくグリッド連系インバータのドループ制御法の実験的検証
〇矢野

颯汰，大上

皓，加藤

同志社大学 理工学部

利次,

井上

馨

電気工学科

Experimental Verification of Droop Control Method for
Grid-Forming Inverter Based on Complex Vector Theory
Sota Yano, Ko Oue, Toshiji Kato, Kaoru Inoue
Department of Electrical Engineering Doshisha University
1. はじめに近年, 太陽光発電等の持続可能エネルギーの需要増加に伴い, 分散型電源システムの導入が注目されている。そのシステムで得られた電力を電力系統側に送電するシステムとして系統連系インバータが用いられている。同期発電機が存在しない場合の系統連系インバータのみで構成された電力
系統では電力を供給できない。そこで、同期発電機のように負荷の変動に対して電圧の振幅、位相、周波数をインバ
ータ自身が決定し、同期可能な制御法が必要となる[1]。その制御法として電力をも含めて複素数化したドループ制御を提案する。以下にその方法および実験結果について示す。
2.

System
VSC 2-Levels

L, R

Lg, Rg

io

E
C
uE/2

vc

Modulation
E/2
uαβ

𝜶𝜷座標での系統連系インバータの制御設計原理

vg

θ

PWM

対象とする系統連系三相インバータの構成を Fig.1 に示す。
フィルタインダクタ電流𝑖𝐿𝛼𝛽 およびキャパシタ電圧𝑣𝐶𝛼𝛽を状態変数とし、出力フィルタを含めた系統インダクタ
𝐿𝑔𝛼𝛽 の出力電流𝑖𝑜𝛼𝛽 を外乱として、𝑣𝐶𝛼𝛽 の状態フィードバッ
ク制御系を設計する。また、補償器には内部モデル原理に基づき、基準正弦波波形に追従するよう設計を行う。
3.

iL

Grid

DCV
RC

yrαβ

Droop
Controlsr y0 ω0iL vc iouvw αβiLαβ vcαβ ioαβPowersm Calculation&
LPF

Fig.1. Three-phase 2-level grid-forming inverter.

ドループ制御系の設計

出力電圧および電流 𝑣𝐶𝛼𝛽 、 𝑖𝑜𝛼𝛽 から複素電力𝑠 = 𝑝 + 𝑗𝑞を算出し、ローパスフィルタにかけて複素測定電力とする。
これを電力指令値に一致するようにドループ制御して、その差分を𝑚𝑝 倍して初期基準周波数𝜔𝑜 に加えて、複素周波数
𝜔𝛼𝛽 としている。さらにこの𝜔𝛼𝛽 を積分して複素位相角𝜃𝛼𝛽 を求める。

Fig.2. Steady-state output current 𝑖𝑜𝑢 and voltage 𝑣𝐶𝑢
in phase u.

4. 実験結果
有効電力の指令値 1000W、無効電力の指令値を 0Var とし定常状態になった際の出力電流𝑖𝑜𝑢 、及び電圧𝑣𝐶𝑢 の波形を Fig.2 に示す。
また、ドループ制御の過渡応答性をみるため有効電力の指令値𝑝𝑟 のみを 2s 毎に変化させた。その際の過渡応答性を
Fig.3 に示す。このとき電力制御用のローパスフィルタの遮断周波数は 5Hz に設定しており、ステップ応答は約 0.3s で落ち着いている。

Fig.1. Active power 𝑝 and reactive power 𝑞.
文
献[1] X. Quan, X. Dou, Z. Wu, M. Hu, H. Song, and A.Q.
Huang: ``A novel dominant dynamic elimination
control for voltage-controlled inverter, "IEEETrans. on Industrial Electronics, Vol.65, No.8,
pp.6800-6812 (2018)

.

29

B-06

Δ結線 MMC を適用した RPC の有効電力補償の基礎実験
○松波

宏明

柿ヶ野

浩明

(立命館大学)A Basic Experiment of Active Power Compensation for RPC besed on Δ-connected MMC
Hiroaki Matsunami, Hiroaki Kakigano
Ritsumeikan University

1.

はじめに

新幹線鉄道は単相負荷であるため，スコットトランスなどの変換器を用いて三相交流を単相二回線に変換してき電

iu

iv

iw

を行う。2 回線の負荷が走行中の急激な負荷変動などによ

vu
vv
vw

Scott Transformer

り不平衡になった際，電力系統側に逆相電流および無効電

ilm

im

Main phase

流が生じる。この問題の解決策として，き電用電力補償装置

vm(RPC)が提案されている。M 座 T 座と呼ばれる各座に接続さ

it

Teaser phasevtload ofteaser phaseload ofmain phase

れた RPC の出力電流を制御し，二回線間での有効電力の融

ilt

ia

ib

ic

衡させる。また,本稿で適用する自励式変換器としてモジュ

iab

ibc

ica

ラーマルチレベル変換器(MMC)を用いている。MMC は拡張性

ab-phase cluster L

L

L

通および両座の無効電力の補償を行うことで電力系統を平Cな点から,高電圧の電力系統に適用する変換器の構成とし

Vdc_ab1vabて注目されており,トランスレスでき電系統に接続可能となっている。

2.

制御法

vbc

ca-phase clusterの高いモジュール構造と低スイッチング周波数で運用可能

bc-phase cluster

Cell ab 1

vca

Fig. 1. Delta-connected modular multilevel converter

Fig. 1 に本論文で想定する Δ 結線 MMC-RPC の回路構
150介して接続している。本制御では電流を正相成分，逆相成分100および零相成分に分離して dq 座標軸上で取り扱う。補償電

50Voltage [V]成 を示す。また，交流系統とはスコットトランス変圧器を流の算出は両座に流れる有効電力の平均値から変圧器二次側電流の指令値を算出した後，変圧器二次側電流の指令値

-50

-100

と負荷電流との差より補償電流の指令値を算出している。

3.

0

-150
0.01

実機検証

0.02

0.03

0.04

Times [s]v_mv_t(a) 変圧器 2 次側電圧

Fig. 1 の回路において, 提案した制御による RPC の有効電力に関する補償動作について，まずは一段での検証を128示す。変圧器 2 次側において，位相差 90 度で実効値がほぼ等しい電流が流れており，電力系統と接続する 1 次側の三相電流が平衡となる動作を確認できた。

4.

Currents [A]

行っ た。負荷条件は M 座に 10Ω，T 座に 20Ω の不平衡な負荷を接続する。Fig. 2 に変圧器 2 次側の電圧及び電流を

4
0
-4

-8

まとめ

-12

Times [s]本稿では Δ 結線 MMC を用いたスコットトランスによる

i_m

i_t

(b) 変圧器 2 次側電流
Fig.2. Experiment result

き電システムに適用する RPC ついて有効電力補償の実機検証を行った。

30

0.05

B-07

MMC と DAB で構成される半導体変圧器に適用する
仮想同期機制御の基礎検討
○茨木

渓太

樋口

順也

三浦

友史

（長岡技術科学大学）
A Basic Study on Virtual Synchronous Machine Control Applied to Solid State Transformer
Composed of MMC and DAB
Keita Ibaraki, Junya Higuchi, Yushi Miura
Nagaoka University of Technology

1.

はじめに

3.

シミュレーション

近年, 分散電源の大量導入により慣性不足に伴う系統の時刻 4 秒に 1 kW から 1.5 kW の負荷変動を与えた場合の安定度低下が懸念される。この問題を解決するため, 連系イ

応答をシミュレーションした。SG の H を 6 秒とし, SST のンバータに疑似的な慣性を持たせる仮想同期機(VSM)制御

H を変化させ, 電流制御(CC)とあわせて比較する。結果を図が提案されている。本研究ではモジュラーマルチレベル変3 に示す。CC では負荷変動が生じても SST の出力電力は変換器(MMC)と DAB により構成される半導体変圧器(SST)に化せず SG が負荷変動をすべて負担するため, SG の周波数

VSM 制御を適用し, 系統擾乱時の慣性サポート動作を回路

変化が急峻となる。VSM 制御では SST が疑似慣性動作を行

シミュレーションにより確認する。

うことから, SG の周波数変化が緩やかになっている。VSM

回路構成と制御系制御の場合, 𝑣𝑑𝑐 は疑似慣性動作による振動が生じるが, 電2.

図 1 に SST の回路構成を示す。小型試験装置による実験
を想定し,

SST の容量は 2 kVA とした。式(1)に同期発電機

圧制御により𝑣𝑑𝑐 は 400 V に, バランス制御により DAB の各キャパシタ電圧は𝑣dc /2に制御されており, 入力側の電圧バランスが実現できている。
Parallel Side(SG)の動揺方程式を示す。
2𝐻𝑆base 𝑑𝜔m= 𝑃in + 𝑃gov + 𝑃D − 𝑃out . . . 1
𝜔0𝑑𝑡

AQR により振幅を決定し, 電圧指令値𝑣 の後段で各セルの電圧バランス制御を適用する[1]。本 SST では, MMC が慣性補償動作を行うことから, 系統側直流電圧

1500
1500

314.0
314

1250
1250

313.6
313.6
313.2
313.2
312.8
312.8

312
312.0

電機をモデル化した電圧源で模擬しており, 容量は 2 kVA
とした。

SG

Pg

Pout, Qout

40mH

3.8mH

200V

vdchi
MMC

PHloadvdc
400V

1,000μF

PLload
200V

200V
DAB
1,000μFvdcli

図 1 提案する SST の回路構成

500
1500

4
4

5
5

6
6

7
7

8
8

9

0
1500

10
10

33

44

55

66

9

10
10

(b) SST 有効電力応答
230
230

460
460

380
380

340
340

Current Source

88

250
250

420
420

300
300

77

Time [s](a) SG 角周波数応答

turn ratio n=1

DAB

3

500
500

Voltage [V]行う。電流源は DC マイクログリッドと ESS を統合して模

1000
1000

750
1750

Time [s]DAB は出力側コンデンサ電圧𝑣dcl 𝑖 (𝑖 = 1, 2)一定制御と入力擬しており, ESS によりvdc 一定制御を行う。系統は同期発

+

250
1250

312.4
312.4

𝑣𝑑𝑐 は低圧側に設置された電力貯蔵装置(ESS)が制御する。

側コンデンサ電圧𝑣dch 𝑖 バランス制御, 系統-負荷間の絶縁を－

図 2 SST の制御ブロック線図 (a) MMC, (b) DAB, (c) 電流源
314.4
314.4

Active Power [W]

位相指令値を,∗－sin(ωt - )－Voltage [V]SST の制御系を図 2 に示す。MMC では VSM 制御により

0

－

－

Angular Frequency [rad/s]

電力間の垂下特性を有するガバナ項, 𝑃D は振動抑制のため

DAB
Gate
Signal－Series Side－

H は単位慣性定数, 𝑆base は容量, 𝜔m は機械回転角速度,
𝜔0 は基準角周波数, 𝑃in は機械入力, 𝑃gov は周波数-出力有効のダンピング項, 𝑃out は電気出力である。

－－

sin(ωt)

－

210
210

190
190

170
170

33

44

55

66

77

88

9
9

10
10

150
150

33

44

55

66

77

8
8

99

10
10

Time [s]Time [s](c) 系統側直流電圧𝑣dc(d) DAB の入力側電圧𝑣dch 𝑖

図 3 シミュレーション結果
DC
Microgrid

文
[1]

ESS

ESS : Energy Storage System

31

献藤田英明, 萩原誠, 赤木泰文 : “MMCC-DSCC 方式モジュラーマルチ
レベルコンバータのパワーフロー解析と直流コンデンサ電圧の制御”, 電気学会産業応用部門誌, Vol.132, No.6 pp.659-665，2011.

B-08

AC/DC ハイブリッド配電システムにおける仮想同期発電機制御を適用した連結コンバータと蓄電池との負荷分担制御
○古川

光月

三浦

友史

(長岡技術科学大学)
Load-Sharing Control between Interlinking Converter with Virtual Synchronous Generator Control and Storage Battery
in AC/DC Hybrid Distribution System
Mitsuki Furukawa, Yushi Miura(Nagaoka University of Technology)

1.

ては電流制御が 0.22 Hz なのに対して VSG 制御では 0.065

はじめにHz と 70%改善できていることが確認できる。以上から VSG

近年，太陽光発電や蓄電池などの直流電源の増加から，直制御による交流側の過渡的な周波数変動抑制を行いつつ，流配電システムの適用が進んでいる。一方，船舶などの配電

V2-I, V-I Droop 制御によって定常的に ILC と蓄電池との直流システムでは発電機が存在するために，全てを直流配電に側負荷分担が可能であることを確認した。

することは難しく， AC/DC ハイブリッド配電システム(AC/DC-HDS)が中心になっていくと考えられる[1]。本研究で

SG

𝑅

𝐿

𝐿

は AC/DC-HDS の AC と DC を結ぶ連結コンバータ(ILC)に
仮想同期発電機(VSG)制御を適用し交流側の周波数変動抑𝑃

𝐶

AC Load

𝑅

𝑅
ILC

𝐶

400 V

DC
Load

Buck Chopper(Battery)

制を行いつつ，V2-I, V-I Droop 制御による ILC と蓄電池との

𝑅

𝐶

𝐿

直流側負荷分担についてシミュレーションで確認した。

2.

図 1 AC/DC ハイブリッド配電システムの構成

回路構成と制御系

AQR

P-fm Droop Control

図 1 に AC/DC-HDS の構成を示す。交流側は同期発電機と–純抵抗負荷，直流側は蓄電池（出力電圧制御を適用した降圧𝑓

チョッパを介して接続）と純抵抗負荷で構成されており，両Vdc-Idc Droop + AVR

系統は ILC で連結されている。次に ILC の制御ブロック線𝑉

図を図 2 に示す。交流側の周波数変動抑制を行うため ILC

𝐼に VSG 制御を適用する。また，ILC に対して図 2 に示した
ように次式の V2-I Droop 制御と AVR を適用している。蓄電

𝑅

−𝑅

𝑢
𝑢

VSG

𝑓

+𝑉
–

+ +

∗ +

+
–

∗

– +
+
–

𝑉

𝑃

𝜔

𝑃

+–
–

𝑃

𝑃𝐼

𝐸

𝑉

𝐸

𝜃

𝜔

–

+

𝜃

Swing Equation
Moment of inertia
𝜔 Reference angular velocity
𝜔 Mechanical angular velocity

図 2 ILC の制御ブロック線図

池には V-I Droop 制御を適用することで ILC と蓄電池との直流側負荷分担を行う。
∗

2
2
𝑉𝑑𝑐
= 𝑉𝑟𝑒𝑓− 𝑅𝑑1 + −𝑅𝑙𝑖𝑛𝑒 1

2 ∗ただし𝑉𝑑𝑐, 𝑅𝑑1 ,⋅ 𝐼𝑜𝑢𝑡 1 2……(1)

𝑅𝑙𝑖𝑛𝑒 1 , 𝐼𝑜𝑢𝑡 1 は ILC の電圧指令，Droop 係
数，線路抵抗，出力電流，𝑉𝑟𝑒𝑓 は直流系統電圧(400 V)である。

3.

シミュレーション

図 1 の回路において，ILC に対して VSG 制御と比較対象の電流制御を適用し，負荷変動した場合の ILC と蓄電池の電力波形と交流側の周波数応答を図 3 に示す。交流負荷は10 kW 一定，直流負荷は 14.0 秒で 10 kW から 15 kW へ変動(a)全体波形させた。また ILC の直流側負荷分担率（ILC が直流負荷の電(b)拡大波形 (t = 13.98 s - 14.05 s)

図 3 シミュレーション結果力を負担する割合）が 75%となるように Droop 係数𝑅𝑑 を設文定した。図 3 より各制御とも定常的には ILC と蓄電池の電力は 11.3 kW，3.7 kW に収束しており，ILC の負荷分担率が献[1] S. M. Malik, A. Xin, Y. Sun, Z. Chen, and S. Zhou, "Voltage and Frequency
control strategies of hybrid AC/DC microgrid: A review," IET
Generation, Transmission & Distribution, vol.11, no.2, pp.303-313, 2017.

75%となることが確認できた。一方，周波数最大偏差につい

32

B-09

双方向チョッパを用いたエネルギーハーベスティング用安定化電源
○鬼塚

拓也

高木

茂行

東京工科大学
Regulated power supply for energy harvesting using bidirectional chopper
Takuya Onitsuka， Sigeyuki Takagi

1.

はじめに
身の回りには様々な形態のエネルギーが存在しており，

光や圧力，温度差，振動など微小のエネルギーがある．そのエネルギーを収穫して有効活用しようとする技術のひとつがエネルギーハーベスティングであり，実用化に向けた研究が進められている.しかしながら，得られる電力は微弱でありかつ不安定で，デバイスの安定駆動が問題となっている．この課題を双方向チョッパと蓄電池，制御回路を用いる
ことで安定した電力供給を行うことができると考える.
図１にエネルギーハーベスティング構成図を示す．太陽
図２

光発電に蓄電池を組み合わせ，双方向チョッパを用いて安定化電源を構築する．エネルギーが過剰な場合は，負荷と蓄シミュレーション回路図

実験結果

3.

電池に供給し，不足する場合は，蓄電池から供給することで安定供給を行う．また，この制御をワンチップマイコンで行シミュレーション回路をブレッドボード上で試作し，動い，すべてのエネルギーハーベスティング源に活用できる

作評価を行った.図３ではバス電圧上昇時のバッテリ電流と安定化電源の開発が目的である．

発電源電流を示している．負荷への電源は 3.3[V]を境にしてバッテリ電流から発電源電流に切り替わっている．これは，バス電圧が 3.3[V]より低い場合，バッテリから昇圧され負荷
電圧は 3.3[V]一定に制限されている.また，
バス電圧が 3.3[V]
より高くなると降圧回路により
バス電圧は 3.3[V]に制御される．すなわち，3.3[V]付
近で電流の向きが変わり，昇圧及図１

び降圧の制御がエネルギーハーベスティング構成図

できていること

2.

シミュレーションがわかる.
図３

図２に双方向チョッパ回路シミュレーション回路図を示
す．制御ブロックでは，バス電圧 Vmbas およびバッテリ電

４.

バッテリ電流波形

おわりに

圧 Vmbat を目標出力と比較し偏差の小さい制御ループがMin により選定され，PWM 波形が生成される．生成された

本研究では，双方向チョッパを用いたエネルギーハーベ

PWM 波形は，スイッチ S1 および S2 のゲートに出力され昇スティング用安定化電源を提案し目標出力の電圧に制御す

圧および降圧の制御を行う．本シミュレーションでは，バスることができた．今後，圧電発電および熱電素子などのエネ側およびバッテリ側をコンデンサで模擬して行った．また，ルギーハーベスティング源と安定化回路を組み合わせた評

センサーの電源電圧で使われる 3.3[V]を目標電圧とした．バ価実験を行う．

ス電圧が 3.3[V]より高い場合，バッテリ電圧は目標出力の電圧に降圧され，バス電圧が 3.3[V]より低い場合，負荷電圧を文

目標電圧に昇圧されることを確認できた．
[1]

33

献

堀越智，竹内敬治，篠原真毅: “エネルギーハーベスティング”， 日刊工業新聞社，NDC543， p.64，p204 ，2014．

B-10

周波数応答を用いた燃料電池模擬装置の構築に関する研究
○平松

俊哉

山村

直紀

(三重大学)
Study on the construction of the fuel cell emulator using frequency response
Shunya Hiramatsu, Naoki Yamamura
Mie Univercity

まえがき

1.

本研究では，燃料電池を用いた発電システムに着目する。燃料電池は，使用する度に電解質などが劣化することにより寿命が短く製造コストも高いため，電源システムの設計・開発が困難になっている。従って，同一環境での燃料電池の発電システムの設計や評価ができることを目的とした，出力特性の変化しない模擬装置が必要となる。
本稿では，先行研究で構築された燃料電池模擬装置中の内部インピーダンスのモデリングについて，検証を行った。

2.

燃料電池の等価モデルの概要

本研究の燃料電池模擬装置は，起電力及び内部インピー
ダンスからなる等価モデルを元に構成する。起電力は定電
流負荷特性[1]に基づいて構築し，内部インピーダンスは実験によって測定されたものから構築され，電流電圧特性における燃料電池の内部インピーダンスを表現する。

3.

燃料電池模擬装置の構築<3.1>燃料電池模擬装置の構成
燃料電池模擬装置の概略図を図１に示す。図１のようにソフトウェアとハードウェアに分けて構成される[2]。起電力はソフトウェアを用いて表現 𝑣 ′ する。内部インピーダン

スにおいてもソフトウェアでの表現 𝑍1 を目指す。しかしソ
フトウェアの使用可能な周波数域の都合上，高周波数域においてはハードウェアを用いての表現(𝑍2 )を検討している。
またソフトウェア上での表現のため内部インピーダンス
を，伝達関数で近似する必要がある。先行研究では回路モデ
ルを元に伝達関数を導出していたが[2]，本研究では内部インピーダンスの周波数特性から直接伝達関数を導出した。
行った。その際重み付けの実施とフィルタ回路を加えるこ<3.2>伝達関数による内部インピーダンスの近似
内部インピーダンスの周波数特性を伝達関数で近似したとによって先行研究の回路モデルと比較しても高い精度で結果を図２に示す。また式１に導出した伝達関数 H(s)を示の表現を実現した。今後，この結果を元にソフトウェア部分す。伝達関数の近似には MATLAB の invfreqs 関数を用いて及び模擬装置全体の構築を行っていく。

H s =

文

5.3×10 16 𝑠 5 +5.4×10 20 𝑠 4 +8.3×10 23 𝑠 3 +2.3×10 26 𝑠 2 +9.0×10 27 𝑠+6.3×10 26

𝑠 6 +5.8×10 17 𝑠 5 +4.2×10 21 𝑠 4 +3.7×10 24 𝑠 3 +4.4×10 26 𝑠 2 +9.2×10 27 𝑠+8.1×10 26

・・・・・・・・・・(1)34

献[1] James Larminie，Andrew Dicks：解説 燃料電池システム，オーム社(1990)[2] 福岡晃平，山村直紀，石田宗秋，小山昌人: “燃料電池模擬装置のパラメータ同定及び検証”, 平成 29 年電気学会産業応用部門大会，
1-24,2017

B-11

マルチ給電・マルチ受電式走行中ワイヤレス給電
キャパシタスクータの開発
○友安

悠嘉

大森

英樹

森實

俊充

又吉

秀仁

(大阪工業大学)
A noble type of dynamic WPT capacitor scooter with multi power feeding and receiving coils
Haruka Tomoyasu, Hideki Omori, Toshimitsu Morizane, Hidehito Matayoshi
Osaka Institute of Technology

１.はじめにンバータの定格電力をさらに低減するため２連受電コイル

近年、地球環境問題が重要視される中、CO2 を排出しない構成とした。給電間隔を１０ｍとするためワンステーション

電動スクータが注目されているが、普及が進んでいない。

当たりの給電エネルギーは５００Ｊ必要である。上述の５連[1]その要因の一つに充電の手間や長さがある。本研究で給電コイル構成により１つの給電コイル当たり１００Ｊとは、それらを解決するため走行中に無線で給電する新しい
電動スクータシステム開発に取り組む。

なるが当初の単一受電コイル方式では給電電力の最大値は２.マルチ給受電走行中無線給電スクータシステム

２.４ｋＷとまだ高い。２連受電コイル方式を適用するとこれが１.２ｋＷと低コストで実用化できるレベルになる。

提案する走行中無線給電スクータシステムの基本構成を

5. 新方式ＤＷＰＴスクータシステムの試作評価

図１に示す。２ｍごとの飛び石型給電方式を想定した場
合、一般の化学電池では充放電寿命が全く足りないのでＥ

伝送周波数は電波法及び国ＤＬＣを適用する。給電用インバータは小型低コストのシ際基準に準じて 85kHz としたングルエンデッドインバータを用いる。

ため高速スイッチングが可能な MOSFET を適用した。また、 図 3 給電ステーション試作品
シングルエンデッドインバータは共振電圧がパワー素子に直接印加され高耐圧素子が必要になるため SiC-MOSFET を用いた。図４はマルチコイル走行中無線給電スクータシステム

図１

走行中給電の基本構成

で給電５連×受電２連＝１０連伝送の走行実験を行った結

上述の使用でスクータの走行寿命を 1 万ｋｍとすると充放果を示す。時速 20km の走行実験で、要求される伝送エネル

電回数は５００万回に達するが、ＥＤＬＣの充放電寿命は一ギー５００J に対し 560J の無線伝送を確認した。シングルエ

般に１００万回程度であるので不足する。そこで、図２に示

ンデッドインバータの並列共すマルチコイル走行中無線給電方式を提案する。給電コイル

振特性により特段の制御なし

を５連として給電用インバータの定格電力を抑えつつワンに安定に給電が行える。

ステーション当たりの給電エネルギーを増大して飛び石給電の間隔を５倍の１０ｍに拡大する。総充放電回数の低減で5.まとめ

ＥＤＬＣによる寿命の確保を可能にして、加えて設備数、工給電システム

給電コイル設置間隔10m

図２

事箇所を抑えることで設給電時のピーク電力を半減する 2 連受電方式、および装置備費用削減も期待できる。

の大容量を伴わずに給電間隔を広げて設置費用と充放電回

また受電コイルは、当初、5連給電コイル

図 4 伝送特性実測値数の低減を実現する 5 連マルチコイル給電方式を開発した。

直径 40cm のコイル 1 個で実験機の試作及び走行実験による評価を行い、走行中給電の構成していたが、給電用イ

目標性能の達成を確認した。

新システム概念図

35

B-12

長ギャップ送電用 6.78MHz ワイヤレスコイルの位置ずれに関する研究
○西

隆介

松本

洋和

(青山学院大学大学院)
Study on Misalignment of 6.78MHz Wireless Power Transfer Coil with Long Gaps
Ryusuke Nishi, Hirokazu Matsumoto
Aoyama Gakuin University

1.

はじめに

近年、スマートウォッチやスマートグラス等のウェアラ
ブル機器が普及しつつある。これらはバッテリーで駆動されており、バッテリー充電の手間が必要である。磁界共振結合によるワイヤレス送電は数十 cm から数 m の伝送距離にFig. 1. circuit model

おいても高効率で電力送電ができると期待されているが、送電特性は送受電回路のパラメータによって決まるため、
適 切 な 設 計 を 行 う 必 要 が あ る [1] 。 本 研 究 で は 周 波 数 が6.78MHz の下で、駆動に必要な 0.15W の電力を 50~100cm の距離を介して送電することを目的としたワイヤレスコイルを製作し、実験からその性能及び位置ずれ特性を検証した。

2.

送電実験

〈2･1〉実験装置

2.5cm

20cm

receiver coil (7 turns×2 layers)transmitter coil (2 turns)
R2=3.5Ω, L2=19.8µH
R1=1.8Ω, L1=10.1µH
Fig. 2. photograph of wireless coilFig.1 に実験回路図を示す。高周波インバータで直流を交流に変換し、共振用コンデンサを介してワイヤレスコイルに交流電力を供給している。コイルの両端にコンデンサを設置しているのは、回路電圧の不平衡によbattery rectifier

るコモンモード電流を抑制するためである。受電側にも共filter10cm

振用コンデンサを同様に直列接続している。整流回路には単相倍電圧整流を用いて交流を直流に変換し、電子負荷に繋ぐ構成としている。Fig.2 に製作したワイヤレスコイル及びパラメー
タを示す。送電コイルはなまし銅管を使用して長ギャップ送電のsource inverter filter

ため外径を 80cm とし、受電コイルはエナメル線を使用してウェ
アラブル機器に搭載するため外径を 10cm の 2 層コイルとした。
〈2･2〉実験結果

Fig.3 のような位置関係で受電コイルを送電

Fig. 3. positional relationship of wireless coil (@x=y=0, z=50cm)

コイルに対して平行に配置した。送電コイルの中心を原点とし、5

行移動させ、入力電力 Pi を約 45W、電子負荷 Vo を 5V とした時

4

output power, Po[W]

受電コイルを z 方向(z:50~100cm)及び y 方向(y:0~100cm)に平の出力電力 Po を測定した。y 方向の位置ずれに対する出力電力の結果を Fig. 4 に示す。Fig. 4 から z=100cm の場合、y=30cmまで所望の電力を送電できることを確認した。また送電コイルの外径の外に受電コイルが位置ずれしたとしても所望の電力を送れているので、位置ずれに強いことが分かった。

3.

3
2
1
0

まとめ

0

20

40
60
lateral misalignment,y [cm]

80

100

Fig. 4. output power vs. lateral misalignment

周波数 6.78MHz で、0.15W の電力を 50~100cm の距離を文介して送電することを目的としたワイヤレスコイルを製作[1]

し、実験からその性能及び位置ずれ特性を検証した。z 方向
距離が 1m まで所望の電力を送電できることを確認した。

36

献Katsuhiro Hata, et al., “Proposal of System Voltage Design for WirelessPower Transfer via Magnetic Resonance Coupling Based on Maximum
Efficiency Operation Considering Design Constraints”, 平成 29 年電気学会産業応用部門大会, 1-98

B-13

誘導電動機駆動におけるインバータの直流入力部の安定性解析〇高井 久就, 加藤 利次, 井上 馨
同志社大学 理工学部 電気工学科
Stability Analysis of DC Input Bus of Inverter for Induction Motor Drive
Hisanari Takai, Toshiji Kato, Kaoru Inoue
Department of Electrical Engineering, Doshisha University

1.

はじめに

誘導機のインバータ駆動において、その入力電力が直流
給電系統より供給される場合に同機を定電力駆動させると、その動作点近傍では負性の入力インピーダンスを持つことになる。すると入力のフィルタ等とインバータの負性イン
ピーダンスの相互作用により、安定性に問題が生じる可能性がある。この安定性の問題はインピーダンス法[1]により解析可能である。すなわち入力フィルタによる電源側のイン
ピーダンスとインバータの入力アドミタンスの積に Nyquistの判別条件を適用することで安定解析をすることができる。
同条件はインバータの入力アドミタンス特性を受動的、すなわち実数部を正になるように制御すれば十分に満足させることができる[2]。本稿では、インバータ駆動系にフィードフォワード(FF)制御ループを追加し、この制御ゲインの設計により同アドミタンスを受動的にして、安定に制御する方法を提案する。
2.

インピーダンス法による安定性解析

直流給電系によるインバータで誘導機系の構成図の概略
を Fig. 1 に示す。直流電圧𝐸がフィルタ等を介してインバー
タに供給されるものとしている。この系の安定性に関して検討するため、インバータとの接続端子よりフィルタ側を見たときのインピーダンスを𝑍𝑠 (𝑠)、端子より逆にインバータ側をみたときの入力アドミタンスを𝑌𝑖𝑛 𝑠 とする。
ただし𝑠は角周波数𝜔 に対する微分演算子𝑠 = 𝜔 である。
Nyquist の安定判別条件より、𝑌𝑖𝑛 𝑠 𝑍𝑠 (𝑠)の位相が180°より小さい、もしくはこの位相が180°となる周波数において、𝑌𝑖𝑛 𝑠 𝑍𝑠 (𝑠) < 1であれば安定である。
特に𝑌𝑖𝑛 𝑠 の実部を正にして受動化できれば十分に安定条件を満たす。そのため、フィードバック(FB)制御系を設計してそのアドミタンス𝑌𝑓𝑏 (𝑠)のみでは受動的にならない場合には、フィードフォワード(FF)制御系によるアドミタンス
𝑌𝑓𝑓 (𝑠) を 追 加 設 計 し て 、 そ の 合 成 ア ド ミ タ ン ス 𝑌𝑖𝑛 𝑠 =𝑌𝑓𝑏 𝑠 + 𝑌𝑓𝑓 (𝑠)で受動的にすることを考える。

文

[1]

[2]

Fig.1. Induction motor drive by DC power supply system.

Fig.2. Analytical frequency characteristics of the input admittance.

3.

入力アドミタンスの解析的計算結果例に選んだ誘導機のパラメータを基に PI 制御系を構成した𝑌𝑖𝑛 𝑠 の振幅および位相の周波数特性を Fig.2 に青線で示す。ただし、誘導機および制御ゲイン等のパラメータは、紙面の制限により当日示す。同特性は低周波成分において位相が90°を超えて負性インピーダンスを示す。従ってフィルタインピーダンスの値によってはシステムが不安定になる可能性がある。
これに対して、FF 制御系を追加設計した特性を Fig.2 に赤線で示す。位相の変化範囲が90°以内に抑えることができ、受動性によりフィルタインピーダンスの値に依存せず、安定性を確保することができている。

献

J. Sun: 「 Impedance-based stability criterion for gridconnected inverters 」 ,IEEE Transactions on PowerElectronics, Vol. 26, No. 11, pp.3075-3078, 2011.
高井久就,加藤利次,井上馨:「誘導電動機のインバータ駆動における受動性に基づく安定化制御法」,~令和 3 年電気関係学会関西連合大会,~G4-3,~2021.

37

B-14

M 軸電流を用いたトルクリプル低減法の実機検証
○佐竹

永次*

井上

征則*

森本

*大阪府立大学 ,

茂雄*

真田

雅之*

十時

詠吾**

**三菱電機Experimental Validation of Torque Ripple Estimation Method Using M-axis Current
Eiji Satake*, Yukinori Inoue*, Shigeo Morimoto*, Masayuki Sanada*, Eigo Totoki***Osaka Prefecture University, **Mitsubishi Electric Corporation

1.

まえがき

T

i d * , iq**
TorqueController

推定トルクによる埋込磁石同期モータ（IPMSM）のトル
クリプル低減法(1)が報告されている。本研究では，M-T 座標−i d , iqv d *, v q*+

i d , iqを活用したトルク推定法について検討しており，これまでに電機子鎖交磁束ベクトル方向の電流成分（M 軸電流）を

vu* , vv* , vw*
PWM
INVv u , vv , vw



減に効果があることをシミュレーションで示した(2)。本稿でIPMSMはトルクリプル低減の実機検証結果について報告する。

2.

dq to uvw

i u , iv , iw

uvw to dq

用いたトルクリプル推定法により特に 12 次成分のリプル低Current
Controller

モータトルク推定法

Fig. 1.

Load

IPMSM drive system.

一般的な d-q 座標でのトルク式は(1)式で表される。磁石
0.2

Torque ripple [Nm]磁束 Ψa，d, q 軸インダクタンス Ld, Lq は定数とし，磁石磁束やインダクタンスの高調波成分は考慮せず，電流の高調波成分のみを考慮した式である。



T = Pn  aiq + ( Ld − Lq ) id iq(1)

ただし，Pn: 極対数, id, iq: d, q 軸電流
電機子鎖交磁束ベクトルの方向に一致する M 軸電流が磁

eq.1

0.15

eq.3
0.1

0.05
0
6

束の高調波成分に与える影響が大きいとし，M 軸電流 iM を

12
18
Harmonics order

24

用いたトルク式である(2)式が報告されている(2)。

T = TC + TD + T cog +TM(2)d aq  d ad+ iq
ただし， TC = Pn  id
 ， TD = Pn  d iq −  qid ，
d 
 d
TM = k1 (iM − k2 ) ，Tcog: コギングトルク，Ψad, Ψaq: 磁石磁束のd, q 軸成分，ψd，ψq：電機子鎖交磁束の d, q 軸成分，iM: M 軸
電流，k1: 定数，k2: M 軸電流平均値
また，M 軸電流とトルクの位相差を比較した結果から TMの 12 次成分がトルクリプル低減に効果があると考え，(3)式のように TM の 12 次成分 TM_12th を帯域通過フィルタ(BPF)で抽出した。
T = TC + TD + T cog +TM _ 12th
(3)

(

3.

)

クリプルは 6 次成分が 12 次成分より大きくなっていることがわかる。これは機械共振によるものだと考えられる。図 2
からトルクリプルを提案法によって低減できていることが
わかる。

4.

まとめ

本稿では M 軸電流を用いたトルクリプル推定法のトルクリプル低減効果を実機検証した。その結果提案法によるト
ルクリプル低減効果が確認できた。
ポスター発表では更なる実験結果についての報告を予定

実験結果

している。

図 1 に IPMSM 駆動システムを示す。トルク制御系を有する電流制御システムであり，IPMSM の回転速度は負荷側で

文

献．

制御する。図 1 のトルク制御系において、(1)式もしくは(3)[1]式をトルク推定式として用いて制御をした場合の IPMSMのトルクリプルを比較した。図 2 に回転速度 500min-1，負荷[2]

トルク 1.4 Nm のときのトルクリプルの振幅を示す。今回用いた IPMSM は 12 次成分が支配的なモータだが図 2 のトル

38

中尾・赤津：「永久磁石同期モータの瞬時トルク推定式に基づくトル
クリプル制御」，電気学会論文誌 D, Vol. 131, No. 9, pp. 1120-1127(2011)
佐竹・井上・森本・真田・十時：「IPMSM のトルクリプル低減に有効な電流成分に関する検討」，2021 年電気学会産業応用部門大会,
Vol. 3, pp. 373-376 (2021)

B-15

誘導型リニアモータのセンサレスベクトル制御に関する研究
○大釋

弓香

三宅

忠明

川畑

良尚

(立命館大学)

The Study on sensor-less vector control of linear induction motor
Yumika Daishaku, Tadaaki Miyake, and Yoshitaka Kawabata
Ritsumeikan University

1.

研究背景
文

誘導型リニアモータ(LIM)は、回転型誘導モータを直線状[1]に展開したもので、小型化・形状の柔軟さに貢献し、都市部の地下鉄や産業用運搬装置等に用いられている。しかし、速度・位置センサの装着によって、信頼性の低下や用途によっ

献

Hidehiko Sugimoto, Masanobu Tomoe, Masami Matsumura, Eiki
Watanabe : “A Vector Control Method of a Linear Motor with Asymmetrical
Constants and its Performance Characteristics”, 電 気 学 会 論 文 誌 D,
Vol.114, No.1 p.17-24 ，1994．

てはセンサを装着することが出来ない可能性がある。これ

Table. 1. Simulation parameter

らの問題を解決するため、本研究では、新たな制御手法によ

定格電圧200 [V]

一次抵抗

る、速度・位置のセンサレスベクトル制御を目指す。

定格電流

4.4 [A]

二次抵抗

12.0 [Ω]

定格周波数60 [Hz]

一次漏れインダクタンス

45.4 [mH]

同期速度4.68 [m/sec]

二次漏れインダクタンス

24.2 [mH]

質量

5 [kg]

相互インダクタンス

35.25 [mH]

極数

439 [mm]

結合係数𝑘𝑢𝑣 , 𝑘𝑤𝑢-0.506

極ピッチ

2.

理論

〈2･1〉 LIM の三相等価回路
式(1)の LIM の電圧電流方程式から導出した三相等価回路

結合係数𝑘𝑣𝑤

5.98 [Ω]-0.256を図１に示す。2𝜋 3のずれが生じる項は 1,2 次側にそれぞれ起電力として用いる。等価回路から、相互インダクタンスにcos 2𝜃2𝑒 を含んでいることがわかる。
𝑅1 + 𝑃 𝑙1 + 𝑀′
𝑣𝑢1
𝑃𝑀𝑢𝑣 ′
𝑣𝑣1
𝑃𝑀𝑤𝑢 ′
𝑣𝑤1
𝑃𝑀′ cos 𝜃2𝑒
𝑣𝑢2 =
2
𝑣𝑣2
𝑃𝑀𝑢𝑣 ′ cos 𝜃2𝑒 + 𝜋
3𝑣𝑤2
2
𝑃𝑀𝑤𝑢 ′ cos 𝜃2𝑒 − 𝜋3𝑃𝑀′ cos 𝜃2𝑒

𝑃𝑀𝑢𝑣 ′
𝑅1 + 𝑃 𝑙1 + 𝑀′
𝑃𝑀𝑣𝑤 ′

2

𝑃𝑀𝑢𝑣 ′ cos 𝜃2𝑒 − 3 𝜋𝑃𝑀′ cos 𝜃2𝑒22𝑃𝑀𝑢𝑣 ′ cos 𝜃2𝑒 − 𝜋32𝑃𝑀𝑤𝑢 ′ cos 𝜃2𝑒 + 𝜋
3𝑅2 + 𝑃 𝑙2 + 𝑀′
𝑃𝑀𝑢𝑣 ′
𝑃𝑀𝑤𝑢 ′

2

𝑃𝑀𝑣𝑤 ′ cos 𝜃2𝑒 + 𝜋

𝑃𝑀𝑢𝑣 ′ cos 𝜃2𝑒 + 3 𝜋
𝑃𝑀′ cos 𝜃2𝑒2𝑃𝑀𝑣𝑤 ′ cos 𝜃2𝑒 − 𝜋3𝑃𝑀𝑢𝑣 ′
𝑅2 + 𝑃 𝑙2 + 𝑀′
𝑃𝑀𝑣𝑤 ′

3

𝑃𝑀𝑤𝑢 ′
𝑃𝑀𝑣𝑤 ′
𝑅1 + 𝑃 𝑙1 + 𝑀′

2

𝑃𝑀𝑤𝑢 ′ cos 𝜃2𝑒 + 3 𝜋 ∗2𝑃𝑀𝑣𝑤 ′ cos 𝜃2𝑒 − 𝜋Fig. 1. Three-phase equivalent circuit

3

𝑃𝑀′ cos 𝜃2𝑒2𝑃𝑀𝑤𝑢 ′ cos 𝜃2𝑒 − 3 𝜋2

𝑃𝑀𝑣𝑤 ′ cos 𝜃2𝑒 + 𝜋
3𝑃𝑀′ cos 𝜃2𝑒

𝑃𝑀𝑤𝑢 ′
𝑃𝑀𝑣𝑤 ′
𝑅2 + 𝑃 𝑙2 + 𝑀′

𝑖𝑢1
𝑖𝑣1
𝑖𝑤1
𝑖𝑢2
𝑖𝑣2
𝑖𝑤2

Fig. 2. Comparison of electric circuit and mathematical model(1)

図 2 は、図 1 の等価回路によるものとγ-δ座標系による状態方程式から求めたシミュレーション比較であるが、一致しており、等価回路の有用性を確認できた。
〈2･2〉 センサレスベクトル制御
制御構成図を図 3 に示す。角速度𝜔2𝑒 は一次電流の代わりに推定した励磁・推力電流を用い、(2)式より演算している。
1
𝜆𝛾2 𝑖 𝑇 − 𝜆𝛿2 𝑖𝜆2𝜔2𝑒 = 𝐾𝜔 1 +𝑠𝑇𝜔

Fig. 3. Control system

PLECS によりシミュレーションを行った。得られた結果を図 4 に示す。速度の推定値は指令値に追従し、三相一次電圧・電流共に理想的な波形が得られており、提案した制御の有効性を確認することができた。
今後は速度や温度による抵抗の変化を検討し、更なる制
Fig. 4. Simulation results using sensor-less vector control

御性の向上を目指すとともに、実機による検証を行う。

39

B-16

鋸波 PWM 法を適用した三相電流形 PFC 整流器における入力電流に含まれる第二次高調波の補償法
○花倉

智哉

茂木

進一（神戸市立工業高等専門学校）

A Compensation Method for the 2nd Harmonic Component in the Input Currents of Three-Phase
Current-Fed PFC Rectifier with Sawtooth Carrier PWM Scheme
Tomoya HANAKURA and Shin-ichi MOTEGI (Kobe City College of Technology)

1.

ZOH を適用しない場合と（ほぼ）等しい TX [k] を得ることがでまえがき

きるよう入力電流指令値i S[k] # を下式から演算することを提三相電流形整流器（Fig. 1）を動作させるスイッチングパタ

案する.

ーンの発生方法については従来から様々な手法が提案され

i S[k]# =ている. その中でも, 鋸波 PWM 法はスイッチング損失を半減させる効果がある[1]. しかし, 入力電流指令値をゼロ次ホ3.

ールド（以下では ZOHと略す）すると入力電流に第二次高調波が生ずる[2]. そこで本稿では, 前記高調波電流を補償する･････････ (1)シミュレーション結果

Fig. 3 はキャリア周波数 fCAR を 6 kHz とした場合の入力電方法について議論する.

2.

i L[k]i S[k]＊+ i S[k +1]＊・i L[k] + i S[k]＊- i S[k +1]＊
2

流 i U に含まれる第二次高調波成分（100Hz 成分）の実効値である. ここで, 直流インダクタ電流 i L は一定平滑（30AAVG）,

第二次高調波電流の補償方法

入力電流指令値は 16ARMS としている. まず, 鋸波キャリア

Fig.2 に鋸波キャリア信号を用いた場合の一変調周期のモ（S3）, 三角波キャリア（D3）とも, ZOH を適用しない場合はデル波形を示す. ここで, 入力電流の瞬時値指令値を i S＊, キ

第二次高調波成分（100Hz 成分）が殆ど含まれていないが,ャリア信号の振幅を±i L/2 としている. まず, 入力電流指令

ZOHを適用することで, S3が 0.26ARMS（基本波成分の 1.6%）,

値 i S＊に ZOH を適用しない場合は指令値 i S＊とキャリア信号

D3 が 3.4 mARMS（同 0.02%）に増加する. 一方, 提案法（式(1)）
を適用することで 36.6 µARMS に低減できる.

を比較することで時刻 TX [k]を得る. 一方, マイコンなどの場合は指令値 i S＊を時刻 t[k]においてZOHした指令値 i S[k]＊と4.

キャリア信号を比較することで時刻 TZOH [k]を得ている. 従

あとがきって, それぞれの変調器より得られた時刻TX [k]とTZOH [k]に

鋸波キャリアによる PWM を適用した三相電流形 PFC 整

は差異が生じる. これが, 入力電流に第二次高調波が生ずる

流器における入力電流に含まれる第二次高調波成分の補償原因である [2]. そこで本稿では, ZOHを適用する場合でも法を提案し, 計算機シミュレーションからその効果を明らかにした. 今後は実機検証を行う予定である.

i L LDLF

iU

iA

i V v UV

iB

iW

iC

400VRMS
50 Hz

CF

AP

BP

文

CP

B

DF

CO

vO

RO

C
AQ

BQ

CQ

Fig.1. A three-phase current-fed PFC rectifier.

+i L /2iS＊iS[k]＊iS[k +1]＊

Carrier Signal

100
10-1
10

-2

10

-3

10

-4

10-5

w/o
ZOH

w/
ZOH

w/o
ZOH

w/
ZOH

Proposed

D3
S3
Fig. 3. Simulation results of 2nd order component in the input-i L /2
TX [k]t [k]献[1] 茂木進一・西田保幸・枡川重男：「三相電圧形変換器と三相電流形変換器における各種 PWM 法のスイッチング損失に関する一考察」, 電気学会研究会資料, SPC-12-081/MD-12-019, pp.13-21, 2012
[2] D. G. Holmes and T. A. Lipo: “Pulse Width Modulation for Power Converters:
Principles and Practice,” Wiley-IEEE Press, pp. 125-149, 2003

A

2nd order component[ARMS]v UN

Harmonic Filter

current i U (D3: three-phase PWM scheme with double-edge

TZOH[k] t [k+1]carrier, S3: three-phase PWM scheme with single-edge carrier).

Fig. 2. Model waveforms in modulator.

40

～第２４１回パワーエレクトロニクス学会 若手幹事団～

大阪工業大学

佐藤 祐斗
福井 康浩（リーダー）

大阪府立大学

島崎 啓介
笹山 涼香

株式会社 GS ユアサ

高木 俊裕
牧野 力斗（サブリーダー）

神戸市立工業高等専門学校

池内 丈人（サブリーダー）
花倉 智哉
藤本 寛太
安田 台

同志社大学

河原 純希

立命館大学

太田 盛斗
間中 悠登

41

～パワーエレクトロニクス学会担当評議員 ～

神戸市立工業高等専門学校

道平 雅一

徳島大学 大学院

北條 昌秀

株式会社ダイヘン

服部 将之

ヤンマーパワーテクノロジー株式会社

藤澤 俊暢

42

パワーエレクトロニクス学会
第 241 回 定例研究会

発行者～若手のための研究発表会～

パワーエレクトロニクス学会
会長

森實

俊充

編集者

若手幹事

発行年月日

2021 年 1２月 18 日
〒535-8585

大阪市旭区大宮 5-16-1

大阪市旭区大宮 5-16-1
庶務幹事：又吉 秀仁
発行所〒670-0933 姫路市平群町 62 番地
小野高速印刷株式会社
TEL：0120-979-456[無断複写・転載を禁ずる]

43