LTC3118
低損失デュアル入力
PowerPathを内蔵した
18V、2A 昇降圧 DC/DCコンバータ特長

概要

LTC®3118は、インテリジェントな低損失 PowerPath 制御回路を内蔵した、電圧範囲の広いデュアル入力の同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータです。独自のパワー・スイッチ・アーキ
テクチャにより、いずれか一方の入力電源から、入力電圧より値が高い、低い、または等しいプログラム可能な出力電圧を得るまで、効率的な動作を実現します。最大 18Vの電圧供給能力により、多種多様なアプリケーションおよび電源に対応する柔軟性と電圧余裕度が得られます。

内蔵の高効率デュアル入力 PowerPath ™＋昇降圧
DC/DCコンバータn 理想ダイオードまたは優先 VIN のモード選択
n VIN1 および VIN2 の電圧範囲：2.2V 〜 18Vn VOUT の電圧範囲：2V 〜 18V
n いずれの VIN もVOUT より高い、低い、または等しい値にすることが可能
n VIN > 6V の場合は 2A 時に5Vを出力
n 1.2MHz 低ノイズ固定周波数動作n 電流モード制御
n 全てNチャネルのMOSFET 内蔵n PWM 動作またはBurst Mode® 動作をピンで選択可能
n 独立した高精度のRUNピンしきい値
n 効率：最大 94%
n VIN および VOUT のパワーグッド・インジケータ
n IQ：スリープ時は50μA、シャットダウン時は2μA
n 4mm×5mm 24ピンQFN パッケージまたは
28ピンTSSOP パッケージn

LTC3118は、固定の1.2MHz PWMモード周波数を使用する低ノイズの電流モード・アーキテクチャを採用しており、ソリュー
ションの実装面積が最小限で済みます。軽負荷時に高い効率を得るため、自動 Burst Mode 動作を選択して、スリープ時に消費する静止電流をわずか50μAに抑えることができます。

アプリケーション
複数の入力電源が接続されたシステム
バックアップ電源システム
n 5V 出力を得るためのACアダプタ入力またはリチウムイオン電池入力
n 予備電源向けのバッテリ入力またはスーパーキャパシタ入力
n 効率、柔軟性、性能の高い回路へのダイオードOR
デザインの置き換えnn

標準的応用例

22µF 47nF

10nF
VIN2

VIN1 BST1

SW2 BST2 VOUT

SW1

400k
FB

CN1
CN2

100µF

5VOUT
AC-COUPLED
500mV/DIV

VIN1 = 5V, VIN2 = 12V, VOUT = 5V AT 1A

100k
LTC3118

VC

CP2

CM2
47nF

入力切り替え応答

VOUT
5V

22pF

CP1

VIN2

22µF

L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ および Burst Modeはリニアテクノロ
ジー社の登録商標です。PowerPathおよび ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。
その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。7709976を含む米国特許
によって保護されています。

0.1µF

CM1
10nF

LTC3118は、熱特性が改善された24ピン（4mm 5mm）QFN
パッケージおよび 28ピンTSSOP パッケージで供給されます。

3.3µH

0.1µF
VIN1

システム・レベルの特長として、理想ダイオードまたはVIN の優
先モード、VIN および VOUT のパワーグッド・インジケータ、独立したUVLOしきい値を設定するための高精度のRUNコン
パレータ、およびシャットダウン時の出力切断回路を内蔵しています。この他の特長は、2μAのシャットダウン電流、短絡保
護、ソフトスタート、電流制限、熱過負荷保護などです。

PGND VCC

GND
4.7µF

V1GD
V2GD
PGD
MODE
SEL
RUN1
RUN2

40.2k

1.8nF

INDICATORSCONTROL
SIGNALS

SW1
10V/DIV
SEL
5V/DIV

SELECT VIN2

SELECT VIN1

100µs/DIV

3118 TA01b

3118 TA01a

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

1

LTC3118
絶対最大定格 （Note 1）
VIN1、VIN2 の電圧 ...................................................–0.3V ～ 20V
VOUT 電圧 ...............................................................–0.3V ～ 20V
SW1 DC 電圧（Note 4）........................... –0.3V ～（VIN1 ＋0.3V）
または（VIN2 ＋0.3V）
SW2 DC 電圧（Note 4）.......................... –0.3V ～（VOUT ＋0.3V）
BST1 電圧 ................................. （SW1 – 0.3V）～（SW1＋6V）
BST2 電圧 ................................. （SW2 – 0.3V）～（SW2＋6V）
RUN1、RUN2の電圧 ..............................................–0.3V ～ 20V
PGD、V1GD、V2GDの電圧 .....................................–0.3V ～ 20V
CM1、CM2の電圧 .................................................... –0.3 ～ 20V

CP1 電圧 ..................................... （VIN1 – 0.3V）～（VIN1 ＋6V）
CP2 電圧 ..................................... （VIN2 – 0.3V）～（VIN2 ＋6V）
VCC、CN1、CN2の電圧 ............................................... –0.3 ～ 6V
MODE、SEL、FB、VCの電圧 ....................................... –0.3 ～ 6V
動作接合部温度範囲（Notes 2、3）
LTC3118E/LTC3118I ...................................... –40°C ～ 125°C
LTC3118H ...................................................... –40°C ～ 150°C
LTC3118MP ................................................... –55°C ～ 150°C
保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C
リード温度（半田付け、10 秒）TSSOP ..............................300°C

ピン配置
TOP VIEW

CN2

CM2

CM1

CN1

CP1

TOP VIEW
24 23 22 21 20

CM1

1

28 CM2CN1

227 CN2CP1

3

26 PGND

SEL 1

19 CP2SEL

425 CP2

VIN1 218 VIN2VIN1

524 VIN2

RUN1 317 SW1RUN1

616 BST1

RUN2

7

15 BST2

VCC

821 BST2MODE

920 SW2

GND 1019 VOUT

GND 11

18 PGND

VC 12

17 PGND

FB 13

16 PGD

V1GD 14

15 V2GD

25
PGND

RUN2 4VCC 5
GND 7

13 VOUT

PGD

V2GD

9 10 11 12
V1GD

8

FB

14 SW2VC

MODE 6

UFD PACKAGE
24-LEAD (4mm × 5mm) PLASTIC QFNTJMAX = 150°C, θJC = 3.4°C/W, θJA = 43°C/W
EXPOSED PAD (PIN 25) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB

29
PGND

23 SW122 BST1

FE PACKAGE
28-LEAD PLASTIC TSSOPTJMAX = 150°C, θJC = 5°C/W, θJA = 30°C/W
EXPOSED PAD (PIN 29) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB

発注情報
無鉛仕上げ

テープアンドリール

製品マーキング *LTC3118EUFD#PBF

LTC3118EUFD#TRPBF

3118

LTC3118IUFD#PBF

LTC3118IUFD#TRPBF

3118

LTC3118HUFD#PBF

LTC3118HUFD#TRPBF

3118

LTC3118MPUFD#PBF

LTC3118MPUFD#TRPBF

LTC3118EFE#PBF

LTC3118EFE#TRPBF

LTC3118IFE#PBF

LTC3118IFE#TRPBF

パッケージ

24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN

24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN

温度範囲–40°C to 125°C–40°C to 125°C

24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN–40°C to 150°C

3118

24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN–55°C to 150°C

3118FE

28-Lead Plastic TSSOP–40°C to 125°C

3118FE

28-Lead Plastic TSSOP–40°C to 125°C

LTC3118HFE#PBF

LTC3118HFE#TRPBF

3118FE

28-Lead Plastic TSSOP–40°C to 150°C

LTC3118MPFE#PBF

LTC3118MPFE#TRPBF

3118FE

28-Lead Plastic TSSOP–55°C to 150°C

さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。
テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。
3118f

2

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
電気的特性

l は全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ≈ TJ = 25 Cでの値
（Note 2）。

注記がない限り、VIN1 または VIN2 = 5V、VOUT = 5V。

PARAMETERCONDITIONS

Input Operating Voltage Range

VIN1 or VIN2, VCC ≥ 2.5V

Output Operating Voltage

MAX

UNITS

l

MIN
2.2

TYP

18

V

l

2

18

V

2.2

2.35

2.5

V

2.2

2.5

2.65

V

Undervoltage Lockout Threshold on VCC

VCC Rising, VIN = 2.5VlMinimum VIN Start-Up Voltage

VCC Powered from VIN1 or VIN2 (IVCC = 10mA)l

Input Quiescent Current in Shutdown

RUN1 and RUN2 < 0.2V2

Input Quiescent Current in Burst Mode Operation

Active VIN1 or VIN2, FB = 1.2V

50

µA

Inactive VIN1 or VIN2, FB = 1.2V

5

µA

Active VIN1 or VIN2, FB = 0.8V

12mA

Input Quiescent Current in PWM Mode Operation
Output Quiescent Current in Burst Mode Operation

1

Oscillator Frequency
Oscillator Frequency Variation

µA

l

1000

Active VIN = 3V to 18V

Feedback Voltage

1200

µA
1400

0.1
l

0.98

1.0

kHz
%/V

1.02

V

Feedback Voltage Line Regulation

Active VIN = 3V to 18V

0.2%

Error Amplifier Transconductance

VC Current = ±4µA

80

µS

Feedback Pin Input Current

FB = 1V

0

VC Source Current

VC = 0.5V, FB = 0.8V

–14

µA

VC Sink Current

VC = 0.5V, FB = 1.2V

14

µA

RUN Pin Threshold:Accurate

RUN1 or RUN2 Rising

RUN Pin Hysteresis:Accurate

Accurate RUN (Rising – Falling)

RUN Pin Logic Threshold for VCC Enable/Shutdown

l

1.17

1.22

50

1.27

170

nA

V
mV

l

0.2

0.65

1.15

V

0.2

µA

l

3.5

3.8

4.1

V

RUN Pin Leakage Current

RUN1 or RUN2 = 4V

VCC Output Voltage

IVCC = 1mA

VCC Load Regulation

IVCC = 1mA to 10mA

–1

VCC Line Regulation

IVCC = 1mA, VIN = 5V to 18V

0.5%

VCC Current Limit

VIN > 6V

60

mA

Average Inductor Current Limit (Note 5)

l

3.0

3.6

%

5.2

A

Overload Current Limit (Note 5)

Current from VIN1 or VIN2

6

A

Reverse Inductor Current Limit (Note 5)

PWM Mode–200

mA

Maximum Duty Cycle

Percentage of Period SW2 Is Low in Boost Mode

l

90

95

%

Percentage of Period SW1 Is High in Boost Mode

l

83

88

Minimum Duty Cycle

Percentage of Period SW1 Is High in Buck Model

SW1 and SW2 Forced Low Time

BST1 or BST2 Capacitor Charge Time

N-Channel Switch Resistance

N-Channel Switch Leakage

%

100

ns

Switch A1 (From VIN1 to SW1)

80mΩ

Switch A2 (From VIN2 to SW1)

120

mΩ

Switch B (From SW1 to PGND)

80mΩ

Switch C (From SW2 to PGND)

80mΩ

Switch D (From PVOUT to SW2)80mΩ

VIN2, VIN2 or VOUT = 18V

0.1

Soft-Start Time

10

1

MODE and SEL Threshold Voltage
MODE and SEL Leakage%0l

Pin = 5V

0.3

µA
ms

0.75

1.2

V

0

0.5

µA
3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

3

LTC3118
電気的特性

l は全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ≈ TJ = 25 Cでの値
（Note 2）。

注記がない限り、VIN1 または VIN2 = 5V、VOUT = 5V。

PARAMETERCONDITIONS

MIN

TYP

MAX

UNITS

VIN1 Becomes Active Input in Ideal Diode Mode

VIN2 = SEL = 5V
Rising
Falling

5
4.2

5.4
4.6

5.8
5

V
V

90

94

98

%

PGD Threshold

Percent of FB Voltage Rising

PGD Hysteresis

Percent of FB Voltage Falling–2%

V1GD, V2GD, PGD Low Voltage

ISINK = 5mA

300

mV

V1GD, V2GD, PGD Leakage

Pin = 18V

1

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える恐れがある。
Note 2：LTC3118はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3112Eは、0°C ～85°Cの接合部温度で仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3118Iは–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲にわたって仕様に適合することが保証されている。LTC3118Hは–40°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲にわたって仕様に適合することが保証されている。LTC3118MPは–55°C～150°Cの動作接合部温度範囲にわたって仕様に適合することが保証され、テストされている。高い接合部温度は動作寿命に悪影響を及ぼす。125°Cを超える温度では動作寿命はディレーティングされる。
最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱抵抗および他の環境要因と関連した）は周囲温度（TA（°C））
および電力損失
特定の動作条件によって決まる。接合部温度（T（
J °C）（PD（W））
から次式に従って計算される。
（PD • θJA）、ここで、θJA はパッケージの熱インピーダンス。
TJ = TA ＋

90

3

2

30
20

1

10
0
0.00010.01
0.1
LOAD CURRENT (A)

1

4

70
3

60
50
40
30
20

PWM

2

5VIN
12VIN
18VIN

10
3118 G01

000.0001

1

LOSS

10

LOSS
0.001

80
EFFICIENCY (%)

EFFICIENCY (%)

40

PWM

5

100

BURST

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)

0
10

1

3118 G02

95
PWM POWER LOSS (W)

50

5VIN
12VIN
18VIN

PWM POWER LOSS (W)

4

12VOUT の効率と500mA および 1A の負荷電流での VIN1 または VIN2 電圧

100

5
BURST

80

60

Note 5：電流の測定は、LTC3118 がスイッチング動作を行っていないときに行われる。動作時に測定される電流制限値はやや高くなり、コンパレータとインダクタの伝搬遅延の値により、逆電流しきい値は低くなる場合がある。

VOUT = 12V、効率および電力損失とVIN2 からの負荷電流

100

70

Note 4：デモボード、またはデータシートやアプリケーションノートに使用または説明されているような良好なレイアウト方法が使用されていれば、絶対最大定格で規定されているDC 制限
値を超える電圧トランジェントがスイッチ・ピンにかかっても、通常動作が中断されることはな
い。

注記がない限り、TA = 25 C。

VOUT = 12V、効率および電力損失とVIN1 からの負荷電流
90Note 3：このデバイスには、短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は 150°Cを超える。規定された最大動作接合部温度を超えた状態で動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れがある。

EFFICIENCY (%)

標準的性能特性

µA

90
85
80
VIN1, LOAD = 500mA
VIN2, LOAD = 500mA
VIN1, LOAD = 1A
VIN2, LOAD = 1A

75
70

2

4

6

10 12 148
INPUT VOLTAGE (V)16183118 G03

3118f

4

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
標準的性能特性

注記がない限り、TA = 25 C。

100

3
PWM

30

2

3.6VIN
5VIN
12VIN

20
10
0
0.0001

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)

PWM

60
50
40

2
3.6VIN
5VIN
12VIN

20
10

1

10

3

30

1

LOSS

70

0
0.0001

0

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)3118 G04

BURST

2

30

EFFICIENCY (%)

EFFICIENCY (%)

2.7VIN
5VIN
3
12VIN

PWM

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)

70
60

3
2.7VIN
5VIN
12VIN

50
40

20

1

1

4

0
0.0001

0

LOSS
0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)13118 G07

90
80
70
60
50
40
30

0

VIN = 5V
VIN = 12V
VIN = 18V
0

0.5

1
1.5
LOAD CURRENT (A)2

2.5
3118 G10

16

18

95

10

90
85
80
VIN1, LOAD = 500mA
VIN2, LOAD = 500mA
VIN1, LOAD = 1A
VIN2, LOAD = 1A

75
70

0

2

4

6

8
10 12 14INPUT VOLTAGE (V)

16

100
90
80
70
60
50
40
30
20

VIN = 3.6V
VIN = 5V
VIN = 12V

10
0

0

0.5

1
1.5
LOAD CURRENT (A)2.5

23118 G11

183118 G09

ダイ温度の上昇と負荷電流（VOUT = 5V、4 層 LTC3118デモ・ボード）
DIE TEMPERATURE RISE FROM AMBIENT (°C)

DIE TEMPERATURE RISE FROM AMBIENT (°C)

100

10

10 12 148
INPUT VOLTAGE (V)3118 G08

ダイ温度の上昇と負荷電流（VOUT = 12V、4 層 LTC3118デモ・ボード）

20

6

4

100

1

PWM

10
10

2

30

LOSS

0
0.0001

23118 G06

PWM POWER LOSS (W)

70

10

70

0

5

80
PWM POWER LOSS (W)440

VIN1, LOAD = 500mA
VIN2, LOAD = 500mA
VIN1, LOAD = 1A
VIN2, LOAD = 1A

75

BURST

90

80

20

80

3.3VOUT の効率と500mA および 1A の負荷電流での VIN1 または VIN2 電圧

100

5

50

85

VOUT = 3.3V の効率および電力損失とVIN2 からの負荷電流

100

60

10

90

3118 G05

VOUT = 3.3V の効率および電力損失とVIN1 からの負荷電流
90

1

LOSS

1

95

EFFICIENCY (%)

40

4

ダイ温度の上昇と負荷電流（VOUT = 3.3V、4 層 LTC3118デモ・ボード）
DIE TEMPERATURE RISE FROM AMBIENT (°C)

50

EFFICIENCY (%)

60

80

PWM POWER LOSS (W)70

PWM POWER LOSS (W)

4

100

5
BURST

90

80

5VOUT の効率と500mA および 1A の負荷電流での VIN1 または VIN2 電圧

100

5
BURST

90

EFFICIENCY (%)

VOUT = 5V、効率および電力損失とVIN2 からの負荷電流

EFFICIENCY (%)

VOUT = 5V、効率および電力損失とVIN1 からの負荷電流

100
90
80
70
60
50
40
30
20

VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V

10
0

0

0.5

1
1.5
LOAD CURRENT (A)2

2.5
3118 G12

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

5

LTC3118
標準的性能特性
PWM からBurst Mode へ移行する
しきい値とVIN
3.5

350
280

12VOUTL = 6.8µH

210
140
70

6
DIODE FROM VOUT = 5V
TO VCC

3.0
2.5

5VOUT
L = 3.3µH

2.0

12VOUTL = 6.8µH

1.5
1.0

4

6
8
10 12 14
VIN1 OR VIN2 VOLTAGE (V)

16

0

18

2

4

6
8
10 12 14
VIN1 OR VIN2 VOLTAGE (V)1

正規化したN チャネル MOSFET の抵抗とダイ温度

1.3

1.4

1.2

1.3

1.1
1.0
0.9
0.8
0.7

0

3

6
9
12
15
STAND-OFF VOLTAGE (V)

18

0.6
2.5

3

3.5
4
4.5
VCC VOLTAGE (V)

5.5

5

1.1
1.0
0.9
0.8

0.6
–50

0

50
100
TEMPERATURE (°C)

3118 G17

FB 設定電圧と温度

150
3118 G18

VCC とアクティブ VIN

1.025

3.9

1.020

3.7

1.015

3.5

1.010

VCC VOLTAGE (V)FB VOLTAGE (V)

1.2

0.7

3118 G16

1.005
1.000
0.995
0.990

3.3
3.1
2.9
2.7

0.985

2.5

0.980
0.975
–50

REVERSE3118 G15NORMALIZED RESISTANCE

125°C
150°C
175°C

10

0

1

正規化したN-MOSFET の抵抗と
VCC

NORMALIZED RESISTANCELEAKAGE CURRENT (µA)

10023118 G14

N チャネル MOSFET の漏れ電流とダイ温度およびスタンドオフ電圧
25°C
50°C
75°C
100°C

3

–1
–50 –30 –10 10 30 50 70 90 110 130 150
TEMPERATURE (°C)

18163118 G131000

AVERAGE

4

0

0.5
2

OVERLOAD

5INDUCTOR CURRENT (A)5VOUT
L = 3.3µH

MAXIMUM LOAD CURRENT (A)PWM TO BURST THRESHOLD (mA)

4200

インダクタの過負荷、平均、および
逆電流制限と温度

最大負荷電流とVIN（PWM モード）

0

50
100
TEMPERATURE (°C)

150

2.3

2

3118 G1946
8
10 12 14ACTIVE VIN VOLTAGE (V)16183118 G20

3118f

6

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
標準的性能特性
VCC と電流制限を示す電源電流（VIN > 5V）

Burst Modeでの無負荷時のアクティブ VIN 電流

PWMでの無負荷時のアクティブ VIN 電流

250

3.9

24

225

3.7

3.6

3.5

200
175
150
125
VOUT = 12V

100
75

VOUT = 5V

50

0

20
40
60
VCC SUPPLY CURRENT (mA)

0

80

2

4

6
8
10 12 14ACTIVE VIN VOLTAGE (V)

8

1.4

1.2

16

1.2

VIN1 VOLTAGE (V)

0.8

RISING

0.6

FALLING

0.4

VIN1 ACTIVE

1210

VIN2 ACTIVE

8
6

0.2
0

50
100
TEMPERATURE (°C)

2

150

4

6
8
10 12 14ACTIVE VIN VOLTAGE (V)1618

VIN UVLO RISINGVIN UVLO FALLING

1.0
0.8
VCC ON

0.6

VCC OFF

0.4
0.2

4

SEL = VCC
2

4

6

8

10 12 14
VIN2 VOLTAGE (V)163118 G24

18

0
–50

0

50
100
TEMPERATURE (°C)

RUN1 および RUN2 の電流と電圧

1503118 G26

3118 G25

SW1、SW2 の最小“L”時間とVCC

5.0

160

4.5
4.0

MINIMUM LOW TIME (ns)0–50

THRESHOLD VOLTAGE (V)

18

14

2

3118 G23

理想ダイオード・モードでのヒステリシス付きアクティブ VIN

1.0

DIODE FROM VOUT = 5V TO VCC

VIN UVLO および VCC をイネーブル
するための RUN1 および RUN2 の
しきい値

1.4

RUN CURRENT (µA)

THRESHOLD VOLTAGE (V)

MODE および SEL のロジックしきい値

VOUT = 5V

123118 G22

3118 G21

VOUT = 12V

16

0

18

16

20

4

DIODE FROM VOUT = 5V TO VCC

25
3.4

QUIESCENT CURRENT (mA)QUIESCENT CURRENT (µA)

VCC VOLTAGE (V)

3.8

3.5
3.0
2.5
2.0
1.5
1.0

140

120

100

0.5
0

0

2

4

6
8 10 12RUN VOLTAGE (V)

14

16

18

80
2.5

3118 G27

3

3.5
4
4.5
VCC VOLTAGE (V)5

5.5
3118 G28

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

7

LTC3118
標準的性能特性スイッチとVOUT の波形（12VIN、12VOUT）

12VIN2 から5VIN1 への切り換え時の波形（VOUT = 12V、500mA の負荷）

12VOUTRIPPLE
100mV/DIV

12VOUT
AC-COUPLED
500mV/DIVIL
1A/DIV

12VOUT
AC-COUPLED
500mV/DIVIL
1A/DIVIL
1A/DIVSEL
5V/DIV

SW1
5V/DIVINDUCTOR
1A/DIV
VC
200mV/DIVSW1
10V/DIV

SW2
5V/DIV
200ns/DIV

3118 G29

L = 6.8µH
COUT = 100µF

5VIN の Burst Mode の波形（12VOUT、50mA）PWM モードの 100mA から1A への負荷ステップ（12VIN、12VOUT）

3118 G30

500µs/DIV

L = 6.8µH
COUT = 100µF

12VIN の Burst Mode の波形（12VOUT、100mA）

18VIN の Burst Mode の波形（12VOUT、100mA）

12VOUTRIPPLE
100mV/DIV

12VOUTRIPPLE
100mV/DIV

12VOUTRIPPLE
100mV/DIVIL
0.5A/DIVIL
0.5A/DIVIL
0.5A/DIVSW2
10V/DIV

SW2
10V/DIV

SW2
10V/DIV

SW1
10V/DIV

SW1
10V/DIV

SW1
10V/DIV

L = 6.8µH
COUT = 100µF

5µs/DIV

3118 G32

L = 6.8µH
COUT = 100µF

500mA の負荷でのソフトスタート
時の波形（12VIN、12VOUT）
RL = 24Ω

VOUT
5V/DIVIL
1A/DIV

3118 G35

3118 G34

5µs/DIVVCC の短絡時の応答と回復の波形（12VIN、12VOUT、500mA の負荷）
VOUT
10V/DIV

VOUT
5V/DIV

VC
500mV/DIV
200µs/DIV

L = 6.8µH
COUT = 100µF

VOUTの短絡時の応答と回復の波形（12VIN、12VOUT）

IL
2A/DIV

VC
500mV/DIVRUN1 OR
RUN2
5V/DIV

3118 G33

5µs/DIV

3118 G31

500µs/DIVSHORTRELEASEDVOUT SHORTED

1ms/DIV

3118 G36

IL
1A/DIV
VCC
5V/DIVVCC
SHORTEDSHORTRELEASED
2ms/DIV

3118 G37

3118f

8

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
ピン機能 （QFN/TSSOP）
SEL（ピン1/ピン4）：入力選択ピン。
SEL = ロジック“L”（グランド）：VIN1 優 先モード。RUN1とVIN1 の電圧がそれぞれのしきい値を超えた場合、コンバータ
はVIN1 から動作します。これらの条件を満たさない場合、
コン
バータは、RUN2とVIN2 の電圧がそれぞれのしきい値を超えている間、VIN2 から動作します。
SEL = ロジック“H”（VCC に接続）
：理想ダイオード・モード。コンバータは、VIN1 またはVIN2 のいずれか高い方の電圧から動作します。
VIN1（ピン2/ピン5）：コンバータの第 1 入力電圧源。22μF 以
上のセラミック・デカップリング・コンデンサを、このピンからグランドに、できるだけデバイスに近づけて接続します。理想ダイ
オード・モード（SEL = 1）
では、VIN1 が VIN2よりも高く、VIN1が内部 UVLOしきい値よりも高く、かつRUN1 が 1.22Vよりも高い場合に、この入力が選択されます。優先モード（SEL = 0）
では、VIN1 がその内部 UVLOしきい値よりも高く、かつRUN1
が 1.22Vよりも高い場合に、この入力が選択されます。
この入力は、VIN1とSW1の間にRDS（ON）の低いMOSFETを備えているため、高い効率が重視される電源を接続して使用することを検討してください。

MODE（ピン6/ピン9）：PWMまたは自動 Burst Modeモード選
択ピン。
MODE = ロジック“L”（グランド）：自動 Burst Mode 動作をイネーブルします。
MODE = ロジック“H”（VCC に接続）
：PWMモード動作を適
用します。
GND
（ピン7/ピン10、11）：デバイスの信号グランド。このピンとグランド・プレーンの間で、短い直接のPCBパスを提供します。
VC（ピン8/ピン12）：平均インダクタ電流の設定に使用される
電圧エラーアンプの出力。このピンとグランドの間にRCを接続して、電圧ループ補償を設定します。平均電流ループは内部で補償されます。
FB（ピン9/ピン13）：電圧エラーアンプへの帰還入力。VOUTとグランドの間の抵抗分割器に接続します。出力電圧は、VOUT= 1＋（R1/R2）の式に従って、
2V〜18Vの範囲で調節できます。
V1GD（ピン10/ピン14）：VIN1とRUN1の両方がそれぞれのし
きい値を超えたときにグランドに引き下げられるオープンドレ
イン・インジケータ。このピンから正電源にプルアップ抵抗を接続します。

RUN1（ピン3/ピン6）：デバイスをイネーブルおよびディスエー
ブルし、VIN1 のUVLOしきい値を設定するための入力。コン
バータをイネーブルするには、RUN1の電圧を1.22Vよりも高くします。このピンをVIN1とグランドの間の抵抗分割器に接続すると、2.2Vを超えるVIN1 のUVLOしきい値を設定できます。RUN1とRUN2の両方をロジック“L”に引き下げると、デバ
イスは低電流シャットダウン状態になります。

V2GD（ピン11/ピン15）：VIN2とRUN2の両方がそれぞれのし
きい値を超えたときにグランドに引き下げられるオープンドレ
イン・インジケータ。このピンから正電源にプルアップ抵抗を接続します。

RUN2（ピン4/ピン7）：デバイスをイネーブルおよびディスエー
ブルし、VIN2 のUVLOしきい値を設定するための入力。コン
バータをイネーブルするには、RUN2の電圧を1.22Vよりも高くします。このピンをVIN2とグランドの間の抵抗分割器に接続すると、2.2Vを超えるVIN2 のUVLOしきい値を設定できます。RUN1とRUN2の両方をロジック“L”に引き下げると、デバ
イスは低電流シャットダウン状態になります。

VOUT（ピン13/ピン19）：安定化出力電圧。このピンとグランドの間に47μF 以上のセラミックまたは低 ESRデカップリング・コ
ンデンサを接続します。コンデンサはできるだけデバイスの近くに配置し、VOUTとGNDまでのトレースを短く、幅広くします。

VCC（ピン5/ピン8）：内部 VCC レギュレータの出力電圧。これは、内部ドライバ回路用の電源ピンです。4.7μFのセラミック・
コンデンサを使用してこの出力をバイパスします。このピンは、
最大 5.5Vの外部電源によってバックドライブすることができます。VCC は、コンバータがどの入力から動作するかに応じて、
VIN1 またはVIN2 のいずれかから生成されます。

PGD（ピン12/ピン16）：VOUT が設定された出力電圧の92%を超えたときにグランドに引き下げられるオープンドレイン出力。このピンから正電源にプルアップ抵抗を接続します。

SW2（ピン14/ピン20）：スイッチ・ピン。インダクタの片側に接続します。EMIを減らすため、PCBのトレースをできるだけ短く、幅広くしてください。
BST2（ピン15/ピン21）：ハイサイドNチャネルMOSFETゲー
ト駆動用のブートストラップされるフロート電源。0.1μFコンデ
ンサを経由して、できるだけデバイスに近づけてSW2に接続
します。

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

9

LTC3118
ピン機能（QFN/TSSOP）

BST1（ピン16/ピン22）：VIN1 またはVIN2 のハイサイドNチャ
ネルMOSFETゲート駆動用のブートストラップされるフロー
ト電源。0.1μFコンデンサを経由して、できるだけデバイスに近づけてSW1に接続します。このコンデンサは、SW1と、
VIN1 またはVIN2 のいずれかとの間に接続されたNチャネル
MOSFETのゲートを駆動をします。
SW1（ピン17/ピン23）：スイッチ・ピン。インダクタの片側に接続します。EMIを減らすために、PCBの配線をできるだけ短く、幅広くしてください。
VIN2（ピン18/ピン24）：コンバータの第 2 入力電圧源。22μF
以上のセラミック・デカップリング・コンデンサを、このピンからグランドに、できるだけデバイスに近づけて接続します。理
想ダイオード・モード（SEL = 1）では、VIN2 が VIN1よりも高く、VIN2 が 内 部 UVLOしきい 値よりも高く、かつRUN2 が1.22Vよりも高い場合に、この入力が選択されます。優先モード（SEL = 0）
では、VIN1 がその内部 UVLOしきい値よりも低
いか、RUN1 が 1.05Vよりも低い場合にのみ、この入力が選択されます。
この入力は、VIN2とSW1の間にRDS（ON）の高いMOSFETを備えているため、変換効率がわずかに低下することを許容できる電源を接続して使用することを検討してください。
CP2（ピン19/ピン25）：VIN2 の上側 NチャネルMOSFETのチャージポンプ・コンデンサの正端子。このピンは、VIN2 がア
クティブな場合に、VIN2とVIN2 ＋VCC の間で切り替わります。

CN2（ピン20/ピン27）：VIN2 の上側 NチャネルMOSFETのチャージポンプ・コンデンサの負端子。このピンは、VIN2 がア
クティブな場合に、VCCとGNDの間で駆動されます。10nFのセラミック・コンデンサを、CN2とCP2の間に接続します。このピンをモニタして、VIN2 からの動作を示すことができます。
CM2（ピン21/ピン28）：VIN2とSW1の各 NチャネルMOSFET
間の共通接続用のフィルタ・ピン。このピンとグランド・プレー
ンの間に47nFのコンデンサを接続します。
CM1（ピン22/ピン1）：VIN1とSW1の各 NチャネルMOSFET
間の共通接続用のフィルタ・ピン。このピンとグランド・プレー
ンの間に47nFのコンデンサを接続します。
CN1（ ピン23/ピン2）：VIN1 の 上 側 NチャネルMOSFETのチャージポンプ・コンデンサの負端子。このピンは、VIN1 がア
クティブな場合に、VCCとGNDの間で駆動されます。10nFのセラミック・コンデンサを、CN1とCP1の間に接続します。このピンをモニタして、VIN1 からの動作を示すことができます。
CP1（ ピン24/ピン3）：VIN1 の 上 側 NチャネルMOSFETのチャージポンプ・コンデンサの正端子。このピンは、VIN1 がア
クティブな場合に、VIN1とVIN1＋ VCC の間で切り替わります。
PGND（露出パッドのピン25/ピン17、18、26、露出パッドのピ
ン29）：デバイスの電源グランドです。露出パッドはプリント回路基板のグランド・プレーンに半田付けする必要があります。露出パッドは、電源グランド接続として、また熱をダイから外部に放散する手段として役立ちます。

3118f

10

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
ブロック図
2.2V TO 18V

2V TO 18V

L

2.2V TO 18V

VIN2

VIN1

BST1

SW1

SW2

VOUT

BST2

ISENSEVCC
VCC
CM2A FETsAND DRIVERSRCSR1AVERAGECURRENTAMPLIFIER

+
–

gm

FB

COUT

1V
SOFT-START
RAMP
VC

1.2MHz RAMPS/OSCILLATOR

CM1

+
–

VIN2

VOUT

+
–

VIN1

R2

PWM
COMPARATOR
D

ISWA

CP1 CP2

DDRV

3.8V REGULATOR
1.22V REFERENCE

VIN1
VIN2

VCC

VCC

ISWB

FB
B

BDRV

C

CDRV

0.92V

PGD

+
–

VSELECTCP2ADRV BDRV

SEL2

CP1

VIN1

PMP1

VIN1

CLK

+
–IREV

ISENSEVCC

CDRV DDRVDRIVERS–200mAPMP2

VIN1GOOD

V2GD

VIN1GOO2

VIN2
VCC

CN1

UP TO 18V

V1GD

PGND

CN2

VCC

SEL1
CLK

ISWA
ISWB

ISENSE

6A

+
IPEAK
–

VIN2

SWITCHCOMMANDS
UVLO
BURST

RUN

2V

+
–

IDEAL DIODE
MODE

+
–

VIN1GOOD+–

VIN2GOOD

V1PRIORITY
MODE

2.35V
VCC

SEL

RUN/SD

+
–

RUN1

+
–

RUN2
1.22V
MODE

GND
3118 BD

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

11

LTC3118
動作
はじめに
LTC3118は、2.2V 〜 18Vの広い入力電圧範囲で動作可能なデュアル入力、電流モード、モノリシック昇降圧 DC/DCコン
バータです。出力電圧は、2V 〜 18Vの範囲で設定でき、2Aを超える負荷電流を供給できます。LTC3118は、SELピンの状
態に応じてVIN1 またはVIN2 のいずれかから動作します。SEL
をロジック“H”に設定した場合、VOUT は最も高い有効な入力電圧から給電されます。SELがロジック“L”になると、十分な入力電圧が存在すれば、VOUT はVIN1 から給電されます（優
先モード）。内部の低 RDS（ON）Nチャネル電力スイッチによってソリューションの複雑さを低減し、効率を最大化します。
独自のスイッチ・アルゴリズムにより、昇降圧コンバータは、入力電圧が出力電圧を上回るまたは下回る、あるいは出力電圧と等しい場合でも、出力電圧レギュレーションを維持します。昇圧動作モードと降圧動作モードの間ではシームレスに移行して、過渡電流やサブハーモニック・スイッチン
グが発生しません。そのためこのデバイスは、ノイズの影
響を受けやすいアプリケーションにとって理想的な製品です。LTC3118は、1.2MHzの固定公称スイッチング周波数で動作し、ソリューションの小型化と高効率との間での理想的なトレードオフを提供します。電流モード制御によって、固有の入力線間電圧の除去、簡易的な補償、および高速負荷トランジェント応 答を行います。LTC3118はBurst Mode
動作機能も備えており、MODE 入力ピンによってこの機能を選 択 できます。LTC3118は、Burst Mode 動 作 において、電圧レギュレーションの維持に必要なときにのみコンバー

タを動作させることによって、出力負荷が軽い状態で極めて高い効 率を実 現します。Burst Mode 動 作を選 択した場
合に負荷が大きくなると、LTC3118は自動的に固定周波数
PWMモードに移行します
5V VOUT アプリケーションの場合、Burst Mode 動作での入力静止電流は、内部 LDOレギュレータが出力電圧にブートストラップされた状態で低下できます。アプリケーションが極度の低ノイズを必要とする場合、MODEピンによって、連続的なPWM 動作を選択することもできます。また、LTC3118は、VIN
ごとに、正確に抵抗で設定可能なRUNコンパレータのヒステ
リシス付きしきい値を備えています。これにより、昇降圧 DC/
DCコンバータは、各 VIN の電源電圧に応じて、ユーザーが選択した電圧しきい値でオン/オフすることができます。広い電圧範囲と高い効率を備えるLTC3118は、要求の厳しい多くの電源システムに適しています。
電力段のトポロジー
LTC3118のデュアル入力電力段スイッチと、それらに関連する
ゲート・ドライバのトポロジーを図 1に示します。LTC3118は、
VIN1 からSW1 への経路とVIN2 からSW1 への独立したスイッチ経路を内蔵しており、選択された入力と非アクティブな入力の間を絶縁します。この構成により、入力電源の各電圧レベ
ルにかかわらず、理想ダイオード・モードまたはVIN1 優先モー
ドをイネーブルして、いずれかの入力電源からの変換が可能になります（SELピンの説明を参照）。

BST1
A1ON
PUMP1

CM1

VIN1

VOUT

A1

BST1

BST2
D

A2ON
PUMP2
VIN2

CM2
SW1

L

DON

SW2

A2
VCC
BON

VCC
B

CON

C

3118 F01

PGND

図 1. LTC3118 のデュアル入力の電力段
3118f

12

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
動作
VIN1 からの動作が選択された場合、PUMP1は、図に示すようにVIN1とCM1の間でRDSON の低い静止スイッチを接続します。次に、スイッチA1は、PWM 回路からの指示に従って、
BST1とSW1の間の浮動コンデンサから給電されて、各スイッ
チング・サイクルの一部の期間、駆動されます。VIN1 から動作する場合、PUMP2とA2はディスエーブルされます。
VIN2 からの動作も同様に実現できますが、PUMP2 が VIN2 を
CM2に接続し、A2 が PWM から指示される点が異なります。
VIN2 からの動作では、PUMP1とA1 がディスエーブルされて、VIN1 から絶縁します。
PWM モードの動作
LTC3118は、MODEピンが“H”の場合や、コンバータの負荷電流が高いためにPWMモード動作が強制された場合、電流モード制御ループを使用して、1.2MHzの固定周波数で動作します。PWMモードでは、出力電圧リップルが最小限に抑えられ、低ノイズのスイッチング周波数スペクトラムが生成されます。独自のスイッチング・アルゴリズムにより、全ての動作
モードにわたって動作モード間をシームレスに移行し、平均インダクタ電流、インダクタ・リップル電流、およびループの伝達関数の不連続性を除去します。これらの利点により、効率が向上し、ループの安定性が改善され、出力電圧リップルが小
さくなります。PWMモードの動作では、入力および出力の電圧に関係なく、SW1とSW2の両方がサイクルごとに遷移します。内部の制御ループ・コマンドに応答して、内部のパルス幅変調器がスイッチの適正なデューティ・サイクルを生成し、出力電圧のレギュレーションを維持します。
高い入力電 圧から低い出力電 圧に降 圧する場 合、コン
バータが降圧モードで動作し、SW2の最小“L”時間（標準100ns）を除き、全スイッチング・サイクルの間スイッチD がオンのままになります。スイッチが“L”である間、スイッチCがオンになって強制的にSW2を“L”にし、BST2とSW2の間の浮動コンデンサを充電します。これによって、BST2で、スイッチDのゲート・ドライバの電源レールが確実に維持されます。スイッチA1（またはA2）とスイッチBのデューティ・
サイクルは、降圧モードで出力電圧レギュレーションを維持するようにPWM 回路によって調整されます。
入力電圧が出力電圧より低いと、コンバータは昇圧モードで動作します。スイッチA1（またはA2）は、スイッチの最小“L”時間（標準 100ns）
を除き、全スイッチング・サイクルの間
オンのままになります。スイッチが“L”である間、スイッチBがオンになって強制的にSW1を“L”にし、BST1とSW1の間の浮動コンデンサを充電します。これによって、BST1で、ス
イッチA1（またはA2）のゲート・ドライバの電源レールが確
実に維 持されます。スイッチCとスイッチDのデューティ・
サイクルが PWM 回路によって調整されて、昇圧モードでの出力電圧レギュレーションが維持されます。
発振器
LTC3118は、内部発振器によって、1.2MHzの公称固定周波数で動作します。これによって、小型の外付け部品を使用しな
がらDC/DCコンバータの効率を最大化できます。
入力選択ロジックとVIN パワーグッド・インジケータ
LTC3118の入力選択回路の簡略回路図を図 2に示します。
VIN1、VIN2、およびVCC のUVLOコンパレータは、正しい動作を保証する最小動作電圧を設定します。VCC は、いずれかの入力からの動作が可能になる前に、2.35Vを超える必要があります。VCC が有効になった後に、いずれかの入力は、LTC3118 がスイッチングをイネーブルする前に、2V（標準）を超える必要があります。最後に、動作をイネーブルするために、各入力に対応するRUNピンの電圧が 1.22Vを超える必要があります。この条件は、適切なRUNピンが対応するVIN に接続された場合（例えば、RUN1 が VIN1 に接続された場合）は満たされますが、抵抗分割器を使用して、最小 VIN UVLOよ
りも高く正確にRUNピンを設定する場合は満たされません。
VCC ピン、VIN ピン、および RUNピンのUVLOの詳細については、後のセクションで説明します。
UVLO 条 件 が 満 た さ れ ると、内 部 のVIN1GOOD ま た は
VIN2GOOD（あるいはその両方）がアサートされて、LTC3118 が動作可能になります。各 VINGOOD 信号とSELピンの状態がロジックでデコードされて、選択される入力電源を決定します（図 2の表を参照）。
オープンドレイン・インジケータ・ピンV1GDおよび V2GDは、内部の各 VINGOOD 信号によって駆動され、入力で低電圧状態が発生したことをシステムに警告するために使用できます。
外付けプルアップ抵抗を、これらのピンと最大 18Vの任意の電源電圧との間に接続することができます。これらのピンは、Burst Mode 動作においても、有効な入力電圧によって“L”に引き下げられるため、無負荷時の最小静止電流が重要になる
アプリケーションの場合は、高い値の抵抗を使用することを推奨します。

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

13

LTC3118動作
UVLO COMPARATORS
V2GD

VIN2

+
2V

RUN2

VCC
2.35V

SELピン

+
1.22V

–

+

VCCGOOD

–

1
IDEAL
DIODE
MODE

VIN2GOOD

VIN1GOOD

RUN1

VIN1

入力電圧選択ロジック

–

+
1.22V

–

0
PRIORITY
MODE

V1GD

+
2V

VIN1GOOD

VIN2GOOD

選択されるVIN

1

1

Highest VIN

1

0

VIN1

0

1

VIN2

0

0

No Switching

1

1

VIN1

1

0

VIN1

0

1

VIN2

0

0

No Switching–
3118 F02

図 2. 簡略化された入力選択ロジックとVIN パワーグッド・インジケータ

SEL がロジック“L”の場合、VIN1GOOD が“H”になるための条件が満たされると、LTC3118は、VIN1 が動作用に選択される
VIN1 優先モードで動作します。優先モードでVIN1GOOD が“L”になった場合、VIN2（GOOD）がアサートされると、LTC3118はVIN2 からの動作に戻り、VOUT への給電を維持します。
SELがロジック“H”になると、LTC3118は理想ダイオード・モー
ドで動作します。このモードでは、VOUT は、VINGOOD 信号
が“H”になっている最も高い入力電圧源から給電されます。
400mVのヒステリシスを備える内部コンパレータが入力電圧をモニタし、どちらの電圧が高いかを決定します。PWM 動作
時に、このコンパレータの状態が変化すると、スイッチングが 6
クロック・サイクルの間一時停止し、その後、他の入力電源から再開します。約 250μsのフィルタ/ 時定数によって、入力間で急速な遷移が発生するのを防ぎます。優先モードと同様に、

VINGOOD 信号のうちのいずれかが“L”になると、LTC3118は、出力への給電を維持するために、他の入力から動作します。
両方のVINGOOD 信号が、いずれかのモードで“L”になると、LTC3118はVOUT に電力を供給しなくなります。
VOUT のパワーグッド・インジケータ
VOUT のパワーグッド・インジケータは、図 2に示すV1GDピン
および V2GDピンに類似したオープンドレイン出力ピンです。
PGDは、FBピンをモニタする内部コンパレータによって駆動されます。FB が 0.92V（VOUT が 8% 低下）未満になると、PGDがオープン状態になり、外付け抵抗によって“H”に引き上げられて、出力電圧が安定状態ではないことを示すことができます。パワーグッド・コンパレータは、グリッチを抑制するためのフィルタを内蔵しています。

3118f

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LTC3118動作
抵抗 RA1 を介してインダクタ電流検出抵抗 RCS に接続されます。また、この入力は、RA2 および CA で構成される内部周波数補償ネットワークを介して、その出力（ICOMP）に接続されます。平均電流アンプの出力は、サイクルごとのデューティ・サイ
クル・コマンドを昇降圧 PWM 回路に提供します。

電流モード制御LTC3118は、図 3に示すように、平均電流モード制御をパル
ス幅変調器で使用します。電流モード制御（平均方式とよく知られたピーク方式の両方）には、簡易的なループ補償、負荷ト
ランジェントに対する高速応答、固有の線間電圧の除去などの、他の制御方式よりも優れたメリットがあります。

平均電流アンプへの非反転リファレンス・レベル入力はVCであり、帰還入力または反転入力は、インダクタ電流検出回路から駆動されます。インダクタ電流検出回路は、スイッチA1（またはA2）およびBを介して交互に電流を測定します。この検出回路の出力によって、抵抗 RCS の両端に、電圧に変換されるインダクタ電流波形に似た電圧が発生します。VOUT に接続されたパワー・コンバータの負荷が増加した場合、VOUT のレ
ベルが瞬間的にわずかに低下し、電圧エラーアンプの反転動
作によってVCの電圧レベルが増加します。最初にVCの電圧が増加すると、平均電流アンプの出力（ICOMP）
が瞬間的に増加しして、強制的にデューティ・サイクルを大きくします。デュー
ティ・サイクルの増加によって、インダクタ電流レベルが高くな

図 3を参照すると、内部高利得トランスコンダクタンス・エラー
アンプ（VAMP で示される）
が、FBピンに接続された電圧分割器を通じてVOUT をモニタし、出力（VC）を供給しています。この出力は、適切なインダクタ電流レベルを設定するために、電流モード制御ループによって使用されます。安定性を確保するために、外付け周波数補償部品（RZ、CP1、およびCP2）を
VCとGNDの間に設置する必要があります。これらの部品を決定する手順については、このデータ シートの「アプリケーション情報」に記載されています。VCは、内部で、高利得の内蔵オペアンプ（図 3ではIAMPとして示される）の非反転入力に接続されています。平均電流アンプの反転入力は、利得設定

INDUCTORCURRENT
SENSE

IL

SW1

SW2

RA1
VOUT

R1

R2

RCS

FB
1V

VAMP

–
+

IAVG

CA

RA2

– IAMP
+
VC

ICOMP

PWM
TO
SWITCHES

1.2MHz RAMPS/OSCILLATOR
DRIVE LOGIC
3118 F03

RZ

CP2

CP1

図 3. 平均電流モード制御ループ

3118f

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LTC3118
動作
り、最終的にRCS の両端の平均電圧が上昇します。RCS の電インダクタ電流検出と最大出力電流
圧の平均値が VCと等しくなると、ICOMP の電圧が反転して前LTC3118は、電流制御ループの一部として、昇降圧コンバーのレベルに非常に近づき、PWMに入力され、より高いこの新タのインダクタ電流を測定する電流検出回路を備えています
しいインダクタ電流レベルで電圧レギュレーションを維持する （図 3 参照）。この回路は、スイッチA1（またはA2）および Bを
適切なデューティ・サイクルを強制します。平均電流アンプは、 介して別々に電流を測定し、それらに比例する出力電流を生積分器として構成されています。そのため、定常状態では、平成します。これらの出力電流は、電流検出抵抗 RCS で合計さ
均電流アンプの反転入力（RCS の両端の電圧）に加えられるれます。検出されたスイッチAおよびBの電流は、インダクタ
電圧の平均値は、その非反転入力の電圧 VCと等しくなりま
電流の電圧の複製をRCS に形成します。この電圧は、前のセす。その結果、電圧レギュレーションを維持するために、インダクションで説明したように、平均電流アンプが使用します。
クタ電流の平均値が制御されます。VC から入力される駆動
電圧アンプの出力（VC）
は、内部で1Vの公称値にクランプさ
電圧によって電流源が制御されるため、電流アンプとPWMれます。
平均インダクタ電流は、VCに比例します。そのため、全体を簡略化できます。このため、VCは、一般に電流コマン
1Vのクランプは、内部電流ループによってプログラム可能なドと呼ばれます。VCの電圧は、平均インダクタ電流に直接比
最大平均インダクタ電流を設定します。電流検出アンプの利例します。この仕組みは、多くのアプリケーションに役立つこと
得とRCS の値を考慮すると、最大平均インダクタ電流は、3.6Aがわかっています。
（標準）になります。降圧モードでは、出力電流はインダクタ
電圧エラーアンプは、電圧分割器を通してVOUT をモニタし、 電流 I にほぼ等しくなります。
L
必要に応じて電流コマンドを調整してレギュレーションを維持
IOUT（BUCK）≈ IL • 0.85
します。そのため電圧エラーアンプは、外側の電圧レギュレー
ション・ループを制御します。平均電流アンプは、VCを介した各スイッチング・サイクルでのSW1/SW2の強制的な“L”時間
電圧エラーアンプ出力の指示どおりにインダクタ電流を調整 （100ns）の間、一時的にインダクタが VOUTとVIN から切断さします。一般に平均電流アンプは、内部電流ループ・アンプとれて、降圧モードと昇圧モードのいずれの場合にも、規定さ呼ばれます。平均電流モード制御方式は、平均電流アンプをれたインダクタ電流に対して出力電流がわずかに減少します。
積分器として構成することによってピーク電流の代わりに平昇圧モードでは、出力電流は次式によって平均インダクタ電
均電流を制御する点を除き、ピーク電流モード制御に似てい流とデューティ・サイクルに関連付けられます。
ます。この違いによって、ピーク電流モード制御に備わる大部IOUT（BOOST）≈ IL •（1 – D）
分のメリットを生かしながら、ピーク電流モード制御に特有のピークと平均の電流比の誤差を除去します。
ここで、Dはコンバータのデューティ・サイクルです。
平均電流モード制御では、
ピーク電流モード制御とは異なり、内部電流ループを適切に補償する必要があります。補償ネッ
トワークは、VOUT のレギュレーション誤差を最小限に抑える
ために、高いDC 利得を備える必要があり、指示された電流レベルを過渡負荷ステップに従って素早く変更するために、高い帯域幅を備える必要があります。内部ループ補償部品は、LTC3118の内部で固定されています。電圧ループの外部補償
は、「アプリケーション情報」のセクションで説明されており、
ピーク電流モード制御に使用される手法に類似しています。

昇圧モードでの出力電流がデューティ・サイクル（D）によって減少するため、降圧モードでの定格出力電流は、昇圧モードのときよりも常に大きくなります。また、昇圧モードの動作では、降圧モードと比較して、規定された出力電流に対してより高いインダクタ電流が必要になるため、昇圧モードでの効率
は、パワー・スイッチでの導通（IL² • RDS（ON））損失が大きくなることによって低下します。これによって、昇圧モードでの出力電流能力がさらに低下します。ただし、どちらの動作モードでも、インダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流は、出力電流能力の決定において大きな役割を果たしません。

3118f

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LTC3118
動作「標準的性能特性」セクションのPWMモードでの最大負荷電流能力のグラフでは、入力電圧と負荷電流を供給する能力との関係を、VOUT = 5Vおよび 12Vで示しています。降圧モードでは、入力電圧が VOUTよりも1V 以上高い場合、LTC3118
は2Aを超える負荷電流を供給できます。昇圧モードでは、出力電流能力は、前述の式で示したように、昇圧率またはデュー
ティ・サイクル（D）によってさらに減少します。

LTC3118は、–200mAの公称値に設定された逆電流コンパ
レータを内蔵しています。内部電流検出波形が変化して内部で設定された逆電流しきい値を下回ると、LTC3118はスイッ
チDをオフにしてインダクタをVOUT から切断し、出力コンデン
サの急速な放電を防ぎます。IREV 回路は、スイッチング・サイ
クルの終了時に、発振器のクロックによってリセットされます。

過負荷電流制限と逆電流コンパレータ

MODEピンを“H”に保つと、LTC3118は自動 Burst Mode 動作に設定されます。その結果、昇降圧 DC/DCコンバータは、規定された平均インダクタ電流を超えると通常の連続 PWM
スイッチングで動作し、このレベルを下回ると自動的に省電力
Burst Mode 動作に移行します。VINとVOUT のさまざまな組み
合わせに対するBurst Mode 移行しきい値の決定については、
このデータ・シートの標準的性能特性のセクションを参照してください。

内部電流検出波形は、ピーク過負荷電流（IPEAK）
コンパレー
タと逆電流
（IREV）
コンパレータによって使用されます。IPEAK
電流コンパレータは、ISENSE をモニタし、インダクタ電流レベ
ルが内部の最大しきい値を超えると、通常のPWM 動作を中断します。このしきい値は、電流制御ループの最大平均電流レベルを約 60% 超える値です。内部電流検出波形がこのレベルを超えると、LTC3118は、スイッチA1（またはA2）をシャットオフすることによって、インダクタをVIN から切り離し、インダク
タの電流が高くなるのを防ぎます。IPEAK 回路は、各スイッチ
ング・サイクルの終了時に、発振器のクロックによってリセットされます。出力短絡状態（VOUT が約 1V 未満に放電される）が生じたことによって過負荷コンパレータが作動した場合、LTC3118はソフトスタート・イベントを開始して、デバイス内の電力損失を低く保ちます。短絡が取り除かれると、LTC3118
は通常どおり再起動します。短絡発生時に、インダクタ電流がIPEAK に達するのを平均負荷電流ループによって防ぐことができる場合、ソフトスタートは開始されませんが、電流ループの最大電流能力が 40% 低下して、電力損失を低減します。

Burst Mode 動作

出力負荷が軽い場合にMODEを“L”に保った状態で、出力電圧が公称レギュレーション・レベルに達すると、LTC3118はスタンバイ状態またはスリープ状態に移行します。スリープ状
態ではPWMのスイッチングが停止し、デバイスの必須でない
機能が全てパワーダウンして、LTC3118の静止電流が大幅に低下します。これによって、出力負荷が軽い場合に全体的な電力変換効率が大きく向上します。スリープ中はコンバータが動作しないため、出力電圧は、出力負荷抵抗と出力コンデンサの値によって決まる率で緩やかに減少します。出力電圧がわずかに減少すると、LTC3118 が始動して通常のPWMス
イッチング動作を再開し、VOUT の電圧が以前のレベルに回復するまで動作します。負荷が非常に軽い場合、LTC3118は、
VOUT を回復するために数サイクルの間スイッチするだけです
み、長時間スリープすることができます。これによって、変換効率が大幅に向上します。

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LTC3118
動作
ソフトスタート

低電圧ロックアウト

LTC3118のソフトスタート回路によって、初期電源投入時の突入電流と出力電圧オーバーシュートが最小限に抑えられます。ソフトスタートに必要なタイミング・コンポーネントがLTC3118の内部に存在し、約 1msの標準ソフトスタート期間を発生させます。内部のソフトスタート回路によって、VCでのエラーアンプの出力が緩やかに立ち上がります。
この立ち上がりの間、デバイスの電流コマンドは、ゼロから始まって緩やかに増加します。初期パワーアップ後に、ソフトスタートは、VCC
でのUVLO、VIN1GOODおよびVIN2GOODの両方のデアサート、
サーマル・シャットダウン、またはVOUT の短絡によってリセットされる場合があります。

LTC3118の低電圧ロックアウト（UVLO）
回路は、VIN1とVIN2の両方の電圧またはVCC の電圧がそれぞれのUVLOしきい
値を下回った場合に、内部パワースイッチの動作をディスエー
ブルします（図 2を参照）。VIN ごとに1つのUVLO 回路、および VCC をモニタする1つのUVLO 回路という、3つのUVLO
回路があります。VIN のUVLOコンパレータの下降時電圧しきい値は1.8V（室温での標準）です。VCC の電圧が UVLOし
きい値を超えている間、両方の入力電圧がこのレベルを下回
ると、1つのVIN が 2Vを超えるまでスイッチングはディスエー
ブルされます。VCC のUVLOコンパレータの下降時電圧しきい値は2.2V（標準）です。1つのVIN が UVLOしきい値レベルを超えている間、VCCがこのしきい値を下回ると、VCCが2.35V
を超えるまでデバイスの動作はディスエーブルされます。

VCC レギュレータ
内部の低ドロップアウト・レギュレータ（LDO）
は、アクティブな
入力VIN1 またはVIN2 から、公称 3.8Vレールを発生します。
VCC レールは、BSTピンのコンデンサを含めて、LTC3118の内部制御回路とパワーデバイスのゲート・ドライバに電力を供給します。VCC レギュレータは、暗電流を低減するためにシャットダウン時にディスエーブルされ、1つのRUNピンをロ
ジックしきい値より上に強制することによってイネーブルされます。VCC レギュレータには電流制限による保護機能が搭載されており、LDOレールの偶発的な短絡に対して保護します。
5V VOUT アプリケーションでは、外付けショットキ・ダイオードを介して、VOUT からVCC に電力を供給できます。この手法は、一般にブートストラップと呼ばれます。ブートストラップによって、特にアクティブ VIN が高い場合に大幅に効率を向上し、2Vの最小入力電圧定格での動作も可能にします。詳細については、「アプリケーション情報」
セクションの「5V VOUT または外部電源によるVCC レギュレータのブートストラップ」
を参照してください。

特定のアプリケーションによっては、これらのUVLOしきい値のいずれかを、動作に必要な最小入力電圧に影響を与える
制限要因にすることができます。LTC3118のVCC レギュレー
タは、VIN1 またはVIN2 のいずれかアクティブな方を電源入力に使用します（「入力選択ロジックとVIN パワーグッド・インジ
ケータ」のセクションを参照）。VCC がブートストラップされな
い場合、アクティブ VIN および VCC の間に電圧降下が存在します。このドロップアウト電圧は、VCC に加わる負荷に比例します。この負荷は、内部パワースイッチへのゲート電荷に起因します。このデータシートの「標準的性能特性」に、VIN1（またはVIN2）とVCC の間のドロップアウト電圧に関する情報が記載されています。
VCC がブートストラップされる（ショットキ・ダイオードを経由してVOUT から、または補助電力レールから電力が供給される）
アプリケーションでは、（起動後に）動作するための最小入力
電圧は、VIN のUVLOしきい値（標準 1.8V）
によってのみ制限されます。注意：ブートストラップ電圧が LTC3118 の VOUT から供給され、独立した電力レールではない場合、初期起動に必要な最小入力電圧が最小 VCC 電圧（標準 2.35V）によって制限されたままになります。

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LTC3118
動作
RUN1ピンおよび RUN2ピンのコンパレータ
RUN1とRUN2の 両 方 を強 制 的 にロジック“L” にすると、LTC3118は低電流シャットダウン状態になります。いずれかのピンの電圧が 0.65Vのロジックしきい値を超えると、図 4（a）に示すように、デバイスの特定の機能がイネーブルされます。また、RUN1ピンとRUN2ピンには高精度のコンパレータが内蔵されているため、これらのピンに外付け抵抗分割器を追加して、VIN1 および VIN2 の立ち上がりおよび立ち下がりオン/オフ
しきい値をそれぞれ独自に設定できます。いずれかのRUNピンの電圧が上昇して、その高精度コンパレータのしきい値（公称 1.22V）を超えると、昇降圧コンバータの全ての機能がイ
ネーブルされ、スイッチングが開始されます。ただし、VIN および VCC の各 UVLO 回路がクリアされていることが前提になります（図 2を参照）。
RUN1とRUN2の両方が高精度コンパレータのしきい値を下回ると、昇降圧コンバータはスイッチングを停止しますが、両方のRUNピンがロジックしきい値を下回らない限り、VCC レ
ギュレータと制御回路は給電されたままです。したがって、デバイスを完全にシャットダウンしてVIN の電流を2μA（標準）未満に減らすには、両方のRUNピンを必ず0.2Vの最低ロジッ

クしきい値よりも下げる必要があります。RUN1とRUN2は、高電圧にすることができる入力ですが、これらのピンで発生する可能性のあるラッチ状態を防ぐために、200kよりも高い値の抵抗を介して、VIN1 電源および VIN2 電源にそれぞれ接続する必要があります。RUNピンは、規定された電圧範囲内で、VIN またはVOUT を超えて駆動することができます。いず
れかのRUNピンが 5Vより上に強制されると、次式によって求められる小電流をシンクします。
IRUN ≈

VRUN − 5V
3MΩ

図 4（a）に示すオプションの抵抗分割器を追加することにより、RUNピンを使用して、プログラム可能なオンしきい値とオ
フしきい値を設定できます。
この昇降圧コンバータは、いずれかのRUNピンの電圧が1.22Vに達するとイネーブルされます。したがって、VIN のオン
電圧しきい値は、次の式から得られます。
 R VTURNON = 1.22V 1+ T  RB 

VIN2 VIN1
LOGIC
SIGNALLTC3118
VIN

ACCURATE
THRESHOLDRTRB

RUN1 OR
RUN2

1.22V

0.65V

–
+

ENABLE
SWITCHING–+ENABLE LDO ANDCONTROL CIRCUITS

RUN1

VIN1 ACTIVE
1M

VIN2 VIN1
LOGIC
SIGNAL

CN1

1M

100pF

RUN2

100pF

CN2
VIN2 ACTIVE

1M

100pF

1M

100pF

LOGIC
THRESHOLD（a）3118 F04c

3118 F04b

3118 F04a

（b）

（c）

図 4.（a）RUN1ピンまたは RUN2ピンの高精度コンパレータ、（b）
オーバーラップ・タイミングを設定したVIN の手動選択、（c）
アクティブ VIN インジケータ

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LTC3118
動作
RUNコンパレータは約 170mVの内部ヒステリシスを備えているため、オフしきい値はオンしきい値より約 15% 低くなります。
言い換えると、特定の入力からのスイッチングをディスエーブル
するRUNコンパレータの内部しきい値レベルは、1.05Vです。
 R VTURNOFF = 1.05V 1+ T  RB 

RUNコンパレータは比較的ノイズの影響を受けにくい部品ですが、PCBレイアウト、RTとRB（図 4（a））の非常に大きな抵抗
値、またはノイズを発生する部品への近接が原因で、ノイズ・
ピックアップが不可避となり、オン・レベルとオフ・レベルが中断される問題が生じる場合があります。そのような場合、RB の両端に小さい値のフィルタ・コンデンサを追加して、正しい動作を確保できます。
優先モード動作または理想ダイオード・モード動作の選択
優先モード（SEL=0）
通常は1つの電源からの給電が望ましいため、優先モード動
作がほとんどのアプリケーションに推奨されます。優先モード
では、主入力が VIN1 に接続され、補助入力が VIN2 に接続されます。LTC3118は、RUN1 回路または最小 VIN1 UVLO 回路
によって有効なVIN2 からの動作に移行するまで、VIN1 からの動作を維持します。VCC がバックフィードされて2.5Vを超えて維持されない限り、優先モードでは、RUN1 のオフしきい値
によって、2.5Vを超える最小 VIN1 を設定することが重要になります。これによって、VIN1 電源の喪失時にVIN2 からの動作に移行する前に、VCC が UVLOしきい値に達した場合に、意図しないソフトスタート・サイクルが発生するのを防ぎます。
特に昇圧モードでVOUT が安定化状態を失うのを防ぐために、アプリケーションの最大負荷電流に応じて、RUN1とRUN2の最小 VIN オフしきい値を2.5Vよりも十分高く設定することが必要になる場合があります。
「標準的性能特性」にある最大負荷電流とVIN のグラフを参照してください。VIN1 またはVIN2 が 3.8Vよりも低い場合の最大負荷電流能力は、図 7に示すようにVCCを5Vにブートストラップすると改善できます。

理想ダイオード・モード（SEL=1）
後で説明するように、低 ESR 電源を使用するシステム、または2つの入力の動作範囲を別に設定することができるシステムの場合、LTC3118で理想ダイオード・モード動作を使用できます。理想ダイオード・モードでは、内部コンパレータが VIN1
および VIN2 の両方の電圧をモニタして、どちらの入力電圧が高いかを決定します。このコンパレータは、約 800mVのヒステリシスを備えており、各電源電圧が等しい場合にデバイスが 2
つの入力の間でスイッチングするのを防ぎます。また、このコンパレータは、250μsのフィルタ遅延を備えており、入力間で急速にスイッチングしないようにして、不規則な動作を防ぎます。
LTC3118 が入力間でスイッチングすると、1つの電源から供給される電流が、他の電源に移行する前に一時停止されます。
各電源のインピーダンスと、VOUT で負荷をサポートするために必要な入力電流量に応じて、1つまたは両方の入力の電圧
リップルが、コンパレータのヒステリシスを超える可能性があります。
例えば、両方の入力電源が 300mΩのインピーダンスを持っていて、2Aの電流がアクティブな電源から流れる場合、入力の切り換え時に、入力に600mVのステップが発生し、コンパレー
タの800mVの標準ヒステリシスに近づきます。各入力電圧が等しい場合、LTC3118は、高負荷電流で、VIN1 からの動作とVIN2 からの動作の間で切り替わることがあります。そのようなシステムには、優先モードでの動作が推奨されます。ただし、
RUNピンを設定して、一方の入力の最小動作電圧が他方の入力の最大電源電圧を超えるように設定できる場合を除きます。優先モードと同様に、最小VIN動作電圧は、
RUNピンによってVCC UVLOよりも高く設定する必要があり、最大負荷電流をサポートする必要がある場合は、さらに高く設定します。低ESRの100μF 〜 220μFのアルミ電解コンデンサを両方の入力ピンに近づけると、VIN の切り換え時に、一部のアプリケーショ
ンやベンチ評価セットアップに存在するケーブル・インダクタン
スに起因する共振リンギングを抑えることができます。

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LTC3118
動作
VIN の手動選択回路
VIN2 をVIN1 よりも高い電圧に接続した場合、SELピンを使用
して、VIN1とVIN2 を手動で切り替えることができます。その場
合、両方のRUNピンを、それらの1.22Vのしきい値を超えてアサートしたままにする必要があります。LTC3118は、SEL が“L”の場合はVIN1 電源から動作し、SEL が“H”の場合は、さらに高いVIN2 電源から動作します。
相対電圧が不明な場合にVIN を手動で選択する必要のあるシステムでは、いくつかの点に注意してRUNピンを使用できます。各 RUNピンは、ノイズ・イベントによって意図しないオン/
オフが発生する可能性を減らすために、フィルタを内蔵しています。ターンオン遅延は、電源挿入時の誘導性リンギングを管理するために、標準で50μsになります。したがって、デバイスの瞬間的なシャットダウンと、その後のソフトスタート・サイ
クルを防ぐために、アサートされたRUN1 信号とRUN2 信号のオーバーラップ時間を100μsよりも長くすることを推奨します。

このオーバーラップ・タイミングをシステムのマイクロコント
ローラで設定できない場合は、図 4（b）のような外部回路を各RUNピンに追加することができます。この回路を追加すると、図に示すように、VIN1とVIN2 を交互にオン/オフして駆動することができます。ダイオードは、高速なターンオン経路を提供します。この経路では、VOUT が切り換え時に低下するのを防ぐために、GND へのRC 遅延を約 100μsに設定します。
アクティブ VIN インジケータ
V1GDおよび V2GDインジケータをモニタすることで、VIN1 ま
たはVIN2 が、前述したように内部 UVLO 回路および RUNピンの分割器ネットワークに基づいて、十分な電圧に達したかどうかを判定できます。アプリケーションによっては、どのVINがアクティブでどのVIN が非アクティブかを示す表示が必要になる場合があります。この表示は、CN1および CN2チャージポ
ンプ・ピンと、図 4（c）のような外部回路を使用して実装できます。この図のダイオードとRCネットワークは、PWMモードでスイッチングし、スリープ時に“H”に保たれるアクティブなCN
ピンのピーク検出およびフィルタを提供します。非アクティブ
VIN のCNピンは、“L”に保たれます。

アプリケーション情報
熱に関する検討事項
LTC3118のパワー・スイッチは、内部電流制限しきい値までの電流で連続的に動作するように設計されています。ただし、高電流レベルで動作しているときは、デバイス内部でかなりの熱が発生する可能性があります。さらに、VCC レギュレータは、アクティブ VIN が高い場合に大きな熱を発生することがあります。これによって、デバイスの総電力損失が増加します。この
データ・シートの別の場所で説明しているように、5V出力のア
プリケーションのVCC をブートストラップすることによって、この電力損失の項を本質的に除去し、大幅に効率を改善することができます。
デバイスから熱を除去する方法を提供し、LTC3118 が最大定格出力電流を供給できるようにするため、デバイスの温度環
境に関して注意深く検討する必要があります。特に、QFN パッ

ケージとFE パッケージの両方の露出ダイアタッチ・パッドを
PCB 上の銅層に半田付けし、デバイス・パッケージからの熱伝導が最大になるようにします。これは、デバイス・パッケージの下のダイアタッチ・パッド接続から、大きな銅の面を備える
他のPCB 層へ、複数のビアを使用することによって実現できます。これらの概念を取り入れた推奨基板レイアウトを、図 5に示します。図 5のPCBを使用した場合の標準的な温度上昇と負荷電流のグラフを「標準的性能特性」のセクションに示します。
デバイスのダイ温 度 が 約 165 Cを超えると、サ ー マル・
シャットダウンが作動して、全てのスイッチングが停止します。デバイスは、ダイ温度が約 10 C 低下するまでディスエー
ブルされたままになります。この温度まで低下した時点でソフトスタートが開始して、スムーズな回復を提供します。

3118f

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LTC3118
アプリケーション情報
トップ層

第2層

第3層

ボトム層（上面図）

図 5. 標準的な 4 層プリント回路基板レイアウト

3118f

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詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
アプリケーション情報
非アクティブ VIN の漏れ電流
非アクティブな入力（VIN1 はVIN2）は、少量のバイアス電流を消費します。また、この入力では、ダイ温度と、非アクティブ
VIN および SW1 間の平均 DC 電圧（スタンドオフ電圧）に応じて、ディスエーブルされたスイッチを通じてある程度の漏れ電流が発生します。このデータシートの「標準的性能特性」の、ダイ温度の上昇とNチャネルMOSFETの漏れ電流のグラフを参照してください。スタンドオフ電圧は、VIN1とVIN2 の電圧に応じて正または負になり、SW1のデューティ・サイクルによって変化します。非アクティブな入力に流れる標準的な電流を、複数のレベルのインダクタ電流について、電圧の関数として
図 6に示します。ここで、LTC3118はPWMモードでアクティブな12V 入力から動作し、12Vを出力しています。インダクタ電流が高くなると、通常は、電力損失に起因する漏れ電流が高くなり、ダイ温度が上昇します。

CURRENT INTO INACTIVE INPUT (µA)

100

図 6のグラフを参照すると、漏れ電流は、通常、非アクティブな電源から、それに対応するVIN ピンに数ボルト高い電圧で供給されています。この電圧が低くなると、電源にバックフィー
ドされる逆電流が発生し、バッテリが消耗したり、入力電源が喪失して充電速度が低下する可能性があります。
非アクティ
ブな入力が UVLOを超えて上昇し、瞬間的にオンになるのを防ぐために、その入力にダミー負荷抵抗を接続することが必要になる場合があります。適切な熱設計を行うことによって、
特にダイ温度が上昇する高スイッチ電流で、非アクティブ入力に流れる、または非アクティブ入力から流れる不要な漏れ電流を減らすことができます。SW1のエッジ・レートとトレースの
寄生インダクタンスによって発生する可能性のある漏れ電流を減らすために、VIN1/CM1ピンとVIN2/CM2ピンをグランドに近づけて、密な基板レイアウトを行うことを推奨します。

IL = 0A
IL = 0.5A
IL = 1A
IL = 2A

80
60
40
20
0

–20

0

3

6
12
15
9
INACTIVE INPUT VOLTAGE (V)183118 F06

図 6. 非アクティブ VIN 電流と電圧およびインダクタ電流（IL）
PWM モードでのアクティブ VIN = VOUT = 12V

3118f

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23

LTC3118
アプリケーション情報
LTC3118の標準的なアプリケーション回路を、このデータ・
シートの最初のページに示しています。外付け部品を適切に選択するには、アプリケーションごとにそのデバイスに必要な性能に基づいて、PCBの面積、入力/出力電圧範囲、
出力電圧リップル、必要な効率、熱に関する検討、コストな
どのトレードオフに配慮します。ここでは、外付け部品の選
択とアプリケーション回路の設計に役立ついくつかの基本的ガイドラインと検討事項について説明します。
VCC コンデンサの選択
VCC は、低ドロップアウト・リニアレギュレータによって、VIN1
またはVIN2 のうちの選択された方から生成されます。両方の
VCC レギュレータは、さまざまな出力コンデンサで安定して動作するように設計されています。ほとんどのアプリケーションでは、4.7μFの低 ESRコンデンサを使用する必要があります。このコンデンサをできるだけVCC の近くに配置し、できるだけ短いトレースを介してグランドに接続する必要があります。
トレースの接続を短くすることができない場合は、追加の0.1μFのバ
イパス・コンデンサを、VCCとグランドの間に、できるだけパッ
ケージ・ピンに近づけて接続します。

キ・ダイオードを接続することによって実現できます。このブートストラップ・ダイオードを実装した場合、ゲート・ドライバの電流は、効率の低い内部リニア・レギュレータを介して供給されるのではなく、昇降圧コンバータによって高効率で供給されます。内部リニア・レギュレータは、逆電流遮断回路を備えています。これによって、逆電流を微量に抑え、公称レギュレーショ
ン・レベルをわずかに超えてVCC を駆動することができます。
ブートストラップ電源（VOUT または別のレギュレータ）によって
VCC を6V未満に制限する必要があることに注意してください。
BST、チャージポンプ、および CMコンデンサの選択
十分な量の電荷をハイサイド・スイッチに供給するには、小型セラミック・コンデンサが必要になります。このデータシートのアプリケーション回路および最初のページに示すように、小型
コンデンサは、BST1とSW1、BST2とSW2、CN1とCP1、CN2とCP2、CM1とGND、および CM2とGNDの間で、それぞれ必要になります。推奨されるコンデンサの初期値は、BSTとSWの間では定格電圧が 5Vを超える0.1μF、CNとCPの間では定格電圧が 20Vを超える10nF、CMとGNDの間では定格電圧が 20Vを超える47nFです。
インダクタの選択

5V VOUT または外部電源によるVCC レギュレータのブートストラップ
ハイサイドおよびローサイド・ゲート・ドライバは、選択された
VIN から内部リニア・レギュレータを経由して生成されるVCC
から電力を供給されます。一部の、特に入力電圧が高いアプ
リケーションでは、リニア・レギュレータでの電力損失が、デバイスの加熱に大きく寄与する場合があります。このデータシー
トの「標準的性能特性」のセクションに、PWM 動作でVIN から供給され VCC 電流に関するデータを示しています。VOUT を5Vに設定するアプリケーションでは、選択されたVIN ではな
くVOUT からVCC に給電すると、性能を大幅に向上することができます。これは図 7に示すように、VOUT からVCC にショット

LTC3118のアプリケーションに使用されるインダクタの選択により、供給可能な最大出力電流、コンバータの帯域幅、インダクタ電流リップルの大きさ、および全体変換効率が決まります。インダクタは、小さいDC 直列抵抗と、高い出力電流能力を持っている必要があります。そうしないと、効率が損なわれます。インダクタ値を大きくするとインダクタ電流リップルが減
少しますが、このデータシートの「インダクタ電流検出と最大出力電流」のセクションで説明したように、ピーク電流モード制御と同様に出力電流能力は増えません。ケース・サイズが一定の場合、インダクタの値が大きいほど、DC 直列抵抗が大き

VOUT

VOUT

LTC3118VCC
4.7µF
3118 F07

図 7. VCC のブートストラップ

3118f

24

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LTC3118
アプリケーション情報
くなる傾向もあります。これは、効率に悪影響を与えます。インダクタンスの値が大きくなると、昇圧モードでの動作時の右半
平面（RHP）ゼロ周波数が減少します。その場合、コンバータの帯域幅の周波数を低く設定し、それによってコンバータの負荷トランジェント応答を遅くする必要があります。LTC3118の
ほとんどのアプリケーション回路は、インダクタ値が 3.3μH 〜
10μHの範囲にある場合に最高の性能を発揮します。一般に、VOUT が 5Vまでの場合は3.3μHのインダクタ、VOUT が 12Vの場合は6.8μHのインダクタ、VOUT が 18Vの場合は10μHのインダクタを推奨します。その他の出力電圧に対するインダクタ
値は、出力電圧に応じて調整することができます。
インダクタ値に関わらず、最悪の平均インダクタ電流にリップ
ル電流の1/2を加えた値よりも大きくなるように、飽和電流定格を選択する必要があります。各動作モードのピーク・トゥ・
ピーク・インダクタ電流リップルは以下の式から計算することができます。ここで、fはスイッチング周波数（1.2MHz）、Lはイ
ンダクタンス（μH 単位）、tLOW はスイッチ・ピンの最小“L”時
間（μs 単位）です。スイッチ・ピンの最小“L”時間は、0.1μs（標準）です。
∆IL(P-P)BUCK =VOUT  VIN − VOUT   1  − tLOW  Amps

L 
VIN
 f
∆IL(P-P)BOOST =
VIN  VOUT − VIN   1  − tLOW  AmpsL  VOUT   f

降圧 = 600mA（ピーク・トゥ・ピーク）
昇圧 = 200mA（ピーク・トゥ・ピーク）
インダクタの適切な飽和電流定格（約 4A）を選択するには、インダクタ・リップル電流の1/2を、予想される最大平均インダク
タ電流に加える必要があります。
電力変換効率に対する影響に加え、インダクタのDC 抵抗は
特に低入力電圧での昇降圧コンバータの最大出力電流能力にも影響を与えることがあります。降圧モードでは、昇降圧コ
ンバータの出力電流は、主にインダクタ電流が VCで定義される平均電流制限しきい値に達することによって制限されます。ただし、昇圧モードの場合、特に大きな昇圧比では、出力電流能力は電力段の総抵抗損失によっても制限されます。こ
れらの損失には、スイッチ抵抗、インダクタのDC 抵抗、およびPCBの配線抵抗が含まれます。高いDC 抵抗（DCR）を持つイ
ンダクタは、標準的性能特性のセクションで示された最大出力電流能力を低下させる可能性があるため、使用しないようにしてください。指針としては、インダクタのDCRを、100mΩ（標準）の電力スイッチ抵抗よりも大幅に小さくする必要があります。ただし、唯一の例外は、LTC3118の電流供給能力よりも非常に小さい最大出力電流を持つアプリケーションです。
インダクタのコア材と種類により、所定の電流定格でのインダクタのサイズと価格が異なります。シールドされた構造は、他の回路との干渉の可能性を最小限に抑えるので一般に適しています。インダクタの種類の選択は、価格、サイズ、および
特定のアプリケーションのEMIに対する要件に依存します。
LTC3118の多くのアプリケーションに最適なインダクタのサン
プルを表 1に示します。

降圧モードではデューティ・サイクルが最大（VIN が最大）の出力コンデンサの選択
とき、昇圧モードではデューティ・サイクルが 50%（VOUT = 2• VIN）のときに、最悪のピーク・トゥ・ピーク・インダクタ・リップ
出力電圧リップルを最小限に抑えるには、等価直列抵抗
ル電流が発生することに注意してください。例えば、VIN（最 （ESR）の低い出力コンデンサを、昇降圧コンバータの出力に小）= 2.7V、VIN（最大）= 18V、VOUT = 5V、L = 3.3μHの場合、 接続する必要があります。積層セラミック・コンデンサはESR
電圧が両極端（降圧時はVIN が 18V、昇圧時はVIN が 2.7V） が小さく、実装面積の小さいものが入手できるので最適でのときに、ピーク・トゥ・ピーク・インダクタ・リップルは、次のよす。十分大きな値のコンデンサを選択して出力電圧リップルをうになります。

3118f

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25

LTC3118
アプリケーション情報
表 1. 昇降圧用の代表的な表面実装インダクタ

サイズ
最大ＤＣ電流（A） （W L H）mm

製品番号

値（µH）

DCR（mΩ）

MSS7341T
XAL7030

3.3
6.8

18
42

3.7
4.4

7×7×4
8×8×3

Coilcraftwww.coilcraft.com

SD8328

3.3
4.7

14
19

4.0
3.6

8×8×3
8×8×3

Coiltronics
www.coiltronics.com

LQH88PN
LQH88PN
LQH88PN

3.3
4.7
6.8

16
22
28

5
4.2
3.8

8×8×4
8×8×4
8×8×4

Muratawww.murata.com

CDRH8D28NP

3.3
4.7

18
25

4
3.4

8×8×3
8×8×3

Sumidawww.sumida.com

VLP840

3.3
6.8

15
24

5.2
3.6

8×8×4
8×8×4

TDK Electronics
www.tdk.co.jp

FDSD0603

3.3
6.8

23
51

5.6
3.7

7×7×3
7×7×3

Toko
www.toko.com

7447789003
7447789004
7447779006

3.3
4.7
6.8

30
35
35

4.2
3.9
3.3

7×7×3
7×7×3
7×7×4.5

Würth Elektronik
www.we-online.com

許容レベルに下げます。コンデンサのESRとESLを無視すると、ピーク・トゥ・ピーク出力電圧リップルは以下の式で計算することができます。ここで、fは周波数（1.2MHz）、COUT は容量（µF）、tLOW はスイッチ・ピンの最小“L”時間（0.1μs）、ILOAD
は出力電流（アンペア）
です。

メーカー

出力容量の両端に生じる出力電圧リップルに加えて、出力コ
ンデンサの内部抵抗の両端にも出力電圧リップルが生じます。ESRによって生じる出力電圧リップルは出力コンデンサの直列抵抗に比例し、次式で与えられます。ここで、RESR は出力
コンデンサの直列抵抗、他の全ての項は前述のとおりです。

It∆VP-P(BUCK) = LOAD LOW Volts
COUT

I
R
∆VP-P(BUCK) = LOAD ESR ≅ ILOAD RESR Volts
1− tLOW f∆VP-P(BOOST) =∆VP-P(BOOST) =I LOAD  VOUT − VIN + tLOW fVIN  Volts
fCOUT 
VOUT


V

ILOAD RESR VOUT
≅ ILOAD RESR  OUT  Volts
VIN (1− tLOW f ) VIN 前述の式より、出力電圧リップルは、負荷電流とともに増加し、降圧モードよりも昇圧モードの方が一般に大きくなることがわかります。なお、これらの式は、インダクタ電流から出力へ不連続に生じる電圧リップルのみを考慮しています。これらの式
により、ある程度の大きさの負荷電流でのリップルについてはかなり正確な概算値が出ますが、出力電圧リップルがインダク
タ電流リップルに左右される非常に軽負荷時の出力電圧リッ
プルは小さめの概算値となります。

LTC3118のほとんどのアプリケーションでは、47μF 〜 100μFの範囲の出力コンデンサは問題なく動作します。
入力コンデンサの選択
VIN1 ピンまたはVIN2 ピンは全インダクタ電流を流し、デバイスの内部制御回路に電力を供給します。入力電圧リップルを最小限に抑えてデバイスに適切な動作をさせるため、少なくとも10μFの値の低 ESR バイパス・コンデンサをこのピンにできるだけ近づけて配置します。このコンデンサをVIN1 またはVIN2とグランド・プレーンに接続する配線はできるだけ短くします。

3118f

26

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LTC3118
アプリケーション情報
長いリード線を介して給電するか、または高 ESRの電源から給電するときは、より大きな値のバルク入力コンデンサが必要になる場合があります。このようなアプリケーションでは、1µFのセラミック･コンデンサと並列に47µF 〜 100µFの電解コンデンサを接続すると、高性能で低コストのソリューション
が得られます。理想ダイオード・モードでは、各入力電圧がほぼ同じである場合、各入力の電圧リップルをVIN コンパレータの800mVのヒステリシス未満に維持して、VIN1 からの動作とVIN2 からの動作の間で繰り返しスイッチングするのを防ぐ必要があります。
推奨する入力および出力のコンデンサ
LTC3118の入力と出力のフィルタに使用するコンデンサは、低ESRであり、スイッチング・コンバータが発生する大きなAC 電流に対応した定格である必要があります。これはデバイスの適切な動作を維持し、出力電圧リップルを減らすのに重要です。

それらのアプリケーションに最適なコンデンサには、積層セラ
ミック、低 ESRタンタル、OS-CON、POSCAPなど多くのタイプがあります。さらに、低 ESRおよび高 AC 電流向けに設計された固体アルミ有機ポリマー・コンデンサなどの特定のタイプの電解コンデンサがあり、これらも一部のLTC3118のアプリケー
ションに最適です。表 2に、使用に適したコンデンサのリストの一部を示します。コンデンサの種類の選択は、主にサイズ、リーク電流、およびコストの間のトレードオフによって決まります。バックアップ電力のアプリケーションでは、入力コンデンサ
や出力コンデンサとして、ファラッド単位の容量値を持つスーパー・コンデンサまたはウルトラ・コンデンサを使用する場合があります。これらのアプリケーションでの選択基準は、電圧
リップルが関係しないことを除き、一般的に同じです。コンデ
ンサによっては、高いDCリーク電流を示すため、Burst Mode
動作での非常に低い静止電流を要求するアプリケーションでは、検討対象から除外される場合があります。

表 2. 代表的なバイパス・コンデンサおよび出力コンデンサ
値
（µF）

電圧
（V）

コンデンサ・タイプ
ESR（mΩ）

サイズ（W L H）mm

12103D226MAT2A

2225

X5R Ceramic

3.2×2.5×2.8

AVX
www. avx.com

C2220X226K3RACTU
A700D226M016ATE030

22
22

25
16

X7R Ceramic,
Aluminum Polymer
30mΩ

5.7×5×2.4
7.3×4.3×2.8

Kemet
www.kemet.com

GRM32ER71E226KE15L

22

25

X7R Ceramic

3.2×2.5×2.5

Muratawww.murata.com

PLV1E121MDL1

82

25

Aluminum Polymer,
25mΩ

8×8×3

Nichiconwww.nichicon.com

ECJ-4YB1E226M

2225

X5R Ceramic

3.2×2.5×2.5

Panasonic
www.panasonic.com

25TQC22MV
16TQC100M
25SVPF47M

22
100
47

25
16
25

POSCAP, 50mΩPOSCAP, 45mΩOS-CON, 30mΩ7.3×4.3×1.9
7.3×4.3×3.1
6.6×6.6×5.9

Sanyowww.sanyo.com

TMK325BJ226MM-T

22

25

X5R Ceramic

3.2×2.5×2.5

Taiyo Yuden
www.t-yuden.com

CKG57NX5R1E476M

4725

X5R Ceramic

6.5×5.5×5.5

TDK
www.tdk.com

製品番号

メーカー

3118f

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LTC3118
アプリケーション情報
スイッチング・コンバータのアプリケーションには、小型、低
ESR、および低リーク電流であることから、多くの場合セラミッ
ク・コンデンサが使用されます。ただし、電力アプリケーション用のセラミック・コンデンサの多くは、コンデンサのDC バイア
ス電圧が上昇するに従って、容量が定格値から大きく減少します。小型表面実装コンデンサをその最大定格電圧近くで動作させると、容量がその定格値から50% 以上低下することも珍しくありません。この効果は、コンデンサの公称値が同じ場合、ケース・サイズが大きくなるに従って通常は減少します。そのため、アプリケーションの動作電圧で意図する容量を実現させるため、多くの場合、通常必要とされるよりも大きな値の容量や、高い電圧定格のコンデンサを使用する必要があります。LTC3118の広い動作範囲と温度で最高の性能を発揮す
るように、X5Rおよび X7Rの誘電体タイプを推奨します。アプ
リケーション回路で意図する容量が実現することを確認する
ため、コンデンサ・メーカーの容量対 DC バイアス電圧の曲線を必ず参照してください。

昇降圧コンバータの補償
LTC3118は、出力電圧を安定化するために、平均電流アーキ
テクチャを使用します。平均電流モード制御には、内部平均電流ループと外部電圧ループという、周波数補償を必要とす
る2つのループが含まれています。内部平均電流ループの補償は、ループ設計を簡略化し、広い動作範囲で最高の帯域幅を実現するために、LTC3118 内で固定されています。外部
電圧ループは、外付け補償部品を必要とし、アプリケーションに合わせて全体的なループ特性をカスタマイズすることができます。
LTC3118で使用される平均電流モード制御は、図 8に示すよ
うに、主にRLOADとCOUT で形成された出力負荷を駆動する
電圧制御電流源（VCCS）
として概念化できます。
電圧エラーアンプの出力（VC）
は、VCCS へのコマンド入力を提供します。VCのフルスケール範囲は、
0.6V（200mV 〜 800mV）です。VCのフルスケール・コマンドでは、LTC3118 昇降圧コン
バータは、平均 3.6Aのインダクタ電流（標準）をコンバータから生成し、6A/Vのトランスコンダクタンス利得を実現します。

VOUT = 5V
VOLTAGECONTROLLED
CURRENTSOURCE+–VOLTAGE
ERROR
AMP

–
+

gm

FB

R1
400k
R2
100k

1V

COUT
47µF
RCOESR
0.01Ω

RLOAD
5Ω

VC
gm = 3.6A/0.6V
RZ

800mV
GND

CP2

CP1
3118 F08

図 8. 平均電流モード制御ループの簡易表現

3118f

28

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LTC3118
アプリケーション情報
ピーク電流モード制御と同様に、内部平均電流制御ループ
は、目的の周波数範囲でインダクタを効率的に電流源に変え、その結果、電力段からシングル・ポール（–20dB/decade）
ロール
オフを示す周波数応答が得られます。出力コンデンサ（COUT）と負荷抵抗（RLOAD）
は、支配的な低周波数ポールを形成し、出力コンデンサの等価直列抵抗とその容量は、通常は無視できる程度の高さの周波数でゼロを形成します。
コンバータが昇圧モードで動作する場合、問題になる可能性のある右半平面のゼロ（RHPZ）
も発生します。RHPZによって、ゼロのように利得が増加しますが、ポールのように位相が減少します。これによって、最終的に、LTC3118で実現可能なコンバータの最大帯域幅が制限される場合があります。降圧
モードで動作する場合、RHPZは存在しません。
直流での全体的な開ループ利得は、以下の項の積になります。
電圧エラーアンプの利得：
gm • REA = 80µS • 5MΩ =400V(fixed)V

電圧ドライバの利得：
VFB
1V
=
VOUT
VOUT

ループ利得に影響を与える、周波数に依存する以下の項：
出力負荷のポール（P1）：
1(application dependent)
2π • RLOAD • COUT

右半平面のゼロ（RHPZ）：
VIN 2 • RL
(application dependent)
VOUT 2 • 2π • L

電圧エラーアンプの補償：2つのポールと1つのゼロ（アプリ
ケーションに依存）
電圧アンプの周波数応答は、全体的なループの応答を最適化するように設計します。ループ設計を行う前に、ライン、負荷、部品の変動、周波数に対して電力利得を測定することを強く推奨します。補償設計用の設計パラメータは、VCとグランドの間に接続される直列抵抗とコンデンサ（RZ、CP1、および CP2）に焦点を合わせます。昇降圧コンバータの場合、補償設計におけるループの目標クロスオーバー周波数は、最低
RHPZ 周波数が発生する、予想される最大の昇圧率および負荷電流によって決定されます。一般的な目標は、外付け部品
ネットワークを使用して、クロスオーバー周波数を設定し、十分な位相ブーストを得ることです。

電流ループ・トランスコンダクタンス：
gc =6A(fixed)V

負荷抵抗：
RLOAD =

VOUT
ILOAD

3118f

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29

LTC3118
アプリケーション情報補償の例
このセクションでは、標準的なLTC3118アプリケーションの補償部品の選択方法を示します。他のアプリケーションの補償設計は、電力段のボード線図に基づいて、示された各式の値を別の値に置き換える問題になります。この補償設計の手
順では、LTC3118の単純化されたモデルを使用します。そのため、以下の補償設計の結果は、時間領域の負荷ステップ応答
テストによって必ず確認し、補償設計の有効性を検証する必要があります。このデータシート内に記載されたガイドラインに基いて出力コンデンサの値と種類を選択することが、前提となります。出力のバイパスに標準的に使用されるセラミック・コ
ンデンサに対する電圧バイアスの影響に、特に注意する必要があります。
同様に、インダクタ値と電流定格も、
アプリケーション要件に基いて選択されていることが前提となります。
アプリケーション例の詳細：

降圧時 DC 利得：

VIN = 3V ～ 15V

20log ( 6A/V•5Ω ) = 29dB

VOUT = 5V

昇圧モードでは、利得はVIN/VOUT の割合で減少します。

最大 IOUT（昇圧モード）= 1A、RLOAD = 5Ω

3VIN での昇圧時 DC 利得：

最大 IOUT（降圧モード）= 1A、RLOAD = 5Ω
（VIN > 5Vの場合は2Aを供給可能）
COUT = 100μF（ただし、DC 電圧バイアス効果を考慮する
計算では66μFを使用）
L = 3.3μH
このアプリケーションには、昇圧モード動作が含まれています。そのため、最初のステップは、コンバータの最大ループ帯
域幅を決定するワーストケースのRHPZ 周波数を次式で計算することです。
RHPZ(f) =VIN2 • RLOAD

VOUT2 • 2π • L

3V 2 • 5Ω
5V 2 • 2π • 3.3µH

内部 IC 部品の変動を考慮するために、コンバータの帯域幅またはクロスオーバー周波数をRHPZ 周波数の1/4 〜 1/5 以下に設定し、昇圧モードでの動作時のRHPZ からの過剰な位相損失を避けることをお勧めします。場合によっては、出力電圧がさらに高いアプリケーションなどで、ループのクロスオー
バー周波数とRHPZ 周波数の間をさらに大きく離すことが必要になることがあります。この設計例では、20kHzのループ帯
域幅（fCC）、つまりRHPZ 周波数を十分下回る周波数を達成することを予定しています。5V、1Aの設計例のボード線図を
図 9に示します。上側のグラフは、降圧モード動作（> 5VIN）と3VIN 昇圧モード動作での電力利得（および位相）を示しています。降圧モードでのDC 利得は、単純に電流ループ・トラン
スコンダクタンス（6A/V）に負荷抵抗（5Ω）
を掛けた値になります。電圧アンプ・ネットワークでは、VOUT の抵抗分割器を考慮します。

 6A/V • 3V • 5Ω 
20log  = 25dB
5V

出力負荷のポールは、出力負荷抵抗に応じて変動します。最大負荷での電力段のポールを、図 9の上側のグラフに示します。
出力負荷のポール：
1
1== 480Hz2π • RLOAD • COUT 2π • 5Ω • 66µF=

= 87kHz

3118f

30

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
アプリケーション情報
30
18

BOOST MODE

60
0

6
0

–60

–6
–12

–120

–18
–24

36
30
24
18
12
6
0
–6
–12
–18
–24
–30
–36
10Hz

–180

100Hz

1kHz
10kHz
FREQUENCY

100kHz1MHz–VC/ VOUTA

0
–20
–40
–60
–80
–100

GAIN
PHASE
100Hz

1kHz
10kHz
FREQUENCY

100kHz–120
1MHz

VOUT / VOUTABUCK MODE

210
180
120
60

BOOST MODE

0
–60
–120

GAIN
PHASE MARGIN
100Hz

PHASE MARGIN (DEG)

70
60
50
40
30
20
10
0
–10
–20
–30
–40
–50
–60
–70
10Hz

GAIN
PHASE

PHASE (DEG)

VOLTAGE LOOP GAIN (dB)

120

12

–30
–36
10Hz

TOTAL LOOP GAIN (dB)

VOUT / VC

BUCK MODE

PHASE (DEG)

POWER STAGE GAIN (dB)

24

1kHz
10kHz
FREQUENCY

100kHz–180
1MHz3118 F08

図 9. 電力利得（上）、VA ループ（中央）、および全ループ利得と周波数を示すボード線図

これらの値は、図 9の上側のグラフで確認できます。得られる
電力段のクロスオーバー周波数は、降圧モード（VIN > 5V）
では約 40kHz、3.5VIN の昇圧モードでは約 20kHzになります。
補償されない電力段のクロスオーバー周波数は、目標の20kHzよりも高くなります。さらに重要なのは、特に昇圧モード
で、補償されない電力段のDC 利得が低くなることです。ここでは、DC 利得を増やし、クロスオーバー周波数を減らし、高周波数での全体的な利得を減らすために、ポール- ゼロ-ポール・ネットワークを電圧アンプに追加します。
VA Pole 1 =1
2π REA CP1

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

31LTC3118
アプリケーション情報
このポールはDCに近く、REA は電圧エラーアンプの出力抵抗（約 5MΩ）です。このポールは、完全性を期するために記載されていますが、全体的なループ設計には影響しません。
VA Zero 1 =1
2π R Z CP1

このゼロは、クロスオーバーでのVA 利得を平坦にして位相マージンを改善するために、クロスオーバー周波数よりも下に配置します。
1
VA Pole 2 =2π R Z CP2

ノイズを抑制してRHPZの影響を緩和するために利得を減らす場合は、このポールをクロスオーバー周波数よりも上に配置します。
図 9の電力利得のグラフを参照すると、ループ全体のクロス
オーバー周波数 20kHzを達成するには、ループ利得を4dB 減らす必要があることがわかります。ゼロ1をクロスオーバー周
波数よりも十分下に配置し、ポール2をクロスオーバー周波数よりも十分上に配置したと仮定すると、クロスオーバーでの電圧アンプ利得は、次式から得られます。
クロスオーバーでのVA 利得：
V • g •R 
20log  FB m Z  =VOUT 1V • 80µA/V • 40k 
20log  = − 4dB

5V

ここで、gm はVA のトランスコンダクタンス、VFB/VOUT は帰還
抵抗分割器の利得、RZ は外付けゼロ抵抗です。式に示すように、RZ の値が 40kΩの場合、クロスオーバーで–4dbの利得が得られます。RZ が選択されていると、CP1 の値は、ゼロ1の周波数をクロスオーバー周波数の1/10、つまり2kHzに設定することによって決定されます。
CP1 =

1
=
2π • R Z • f ZERO1

1≅ 1.8nF
2π • 40kΩ • 2kHz

最後に、高周波ポール2をクロスオーバー周波数の10 倍に設定し、200kHzでの高周波ポールが得られます。
CP2 =

1
=
2π • R Z • f POLE2

1≅ 22pF2π • 40kΩ • 200kHz

選択した値に対して得られたVA を、図 9の2 番目のグラフに示します。ゼロ1とポール2の間の分離によって、クロスオー
バー周波数の近くで60 度の位相バンプが生じていることに注意してください。
電力段とVA 周波数応答を組み合わせて測定した全体的なループ利得を、図 9の下側のグラフに示します。図に示すように、クロスオーバー周波数は、降圧モードでは20kHz、昇圧
モードでは10kHzに減少しています。クロスオーバーでの位
相マージンは、約 70 度です。VA の設計によって、高いDC 利得（>50dB）と、クロスオーバー周波数よりも上で利得が減衰することによってRHPZの問題を防ぐという効果も得られました。

3118f

32

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
標準的応用例
自動 Burst Mode 動作でシステム電源（優先）または 3セル・リチウムイオン・バッテリから5Vを出力するレギュレータ

3.3µH
0.1µF
4V TO 5.5V

VIN1

+

0.1µF
BST1 SW1

SW2 BST2232k

SYSTEM
POWER

5V UP TO 1.5A,
VIN > 4.5V

VOUT
402k

RUN1

22µF

100µF

FB

PGND
100k

100k
PGND

GND
22pF

CM1
CM2
CP1
CP2

47nF
47nF

10nF
10nF

7.5V TO 12.6V

+
+
+

VC
V1GD
V2GD
PGD

CN2
CN1

VCC

VIN2

SEL

1.8nF

40.2k

POWER GOOD
INDICATORS

4.7µF

BAT-54SCHOTTKY DIODE

MODE

523k
Li-IonLTC3118

22µF

RUN2
100k
PGND
3118 TA02a

効率と負荷電流：VIN1 = 5V、VIN2 = 10.8V、VOUT = 5V

100mA から1A への負荷ステップ、
VIN1 = 5V、VOUT = 5V、自動 Burst Mode

100
90

5VOUT
TRANSIENT
200mV/DIVBURST

EFFICIENCY (%)

80
70
60

INDUCTORCURRENT
1A/DIV

PWM

50

LOAD
CURRENT
1A/DIV
VC
200mV/DIV

40
30
20

0
0.0001100µs/DIV

VIN1
VIN2

10
0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)13118 TA02c

103118 TA02b

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

33

LTC3118
標準的応用例
自動 Burst Mode 動作で 12V の ACアダプタ（存在する場合）または 2セル・リチウムイオン・バッテリから12Vを出力するレギュレータ

6.8µH
0.1µF
6V TO 8.2V

+
+

VIN1

0.1µF
SW1 BST1

BST2 SW2

Li-Ion

1100k
RUN1

22µF

FB

100k

100k

10nF

LTC3118

VC
V1GD
V2GD
PGD

10nF
CN2
CN1
10V TO 14V

SEL
MODE

750k
100µF

12V WALL
ADAPTER

60.4k

1.2nF

POWER GOOD
INDICATORS

VCC

VIN2

+

PGND

22pF

CM1
CM2
CP1
CP2

47nF

100µF

GND

PGND

47nF

12V AT 800mA

VOUT

402k

4.7µF

RUN2
100k
PGND
3118 TA03a

VOUT = 12V および 800mA の負荷での12VIN2 から6VIN1 への
SELピンの切り替え

効率と負荷電流：VIN1 = 7V、VIN2 = 12V、
VOUT = 12V
100
90

EFFICIENCY (%)

80
70

INDUCTORCURRENT
1A/DIV

60
50

PWM

2A

1A

VIN1
5V/DIVSW1
10V/DIV

40
30
VIN1
VIN2

10
0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)1

VOUT = 12V
VIN2 = 12V
VIN1 = 6V
SWITCHOVER TO VIN2

INDUCTORCURRENT
2A/DIVSEL

20

00.0001

12VOUT
TRANSIENT
500mV/DIV
VIN2 CABLE
5V/DIV INSERTION

12VOUT
TRANSIENT
500mV/DIV

BURST

VOUT = 12V および800mA の負荷での 12VIN2 の誘導性ケーブルの挿入

500µs/DIV

3118 TA03c

100µs/DIV

3118 TA03d

103118 TA03b

3118f

34

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LTC3118
標準的応用例
デュアル・バッテリ・システムから3.3Vを出力、存在する場合は鉛蓄電池（優先）から動作
自動 Burst Mode 動作
3.3µH
0.1µF
10.5V TO 14.5V

VIN1

+

0.1µF
SW1 BST1

BST2 SW2

VOUT
232k

768k

LEAD ACID
BATTERY

22µF

RUN1

PGND

100k
GND

PGND
CM1
CM2
CP1
CP2

47nF
10nF

47pF
LTC3118

VC
V1GD
V2GD
PGD

10nF
CN2
CN1
3V TO 16.5V

VCC

18.2k

3.9nF

POWER GOOD
INDICATORS

4.7µF

SEL

VIN2

MODE

301k
STACK OF 3-10 NiMH
OR ALKALINE BATTERIES

100µF

FB

100k

47nF

3.3V UP TO 2.5A, VIN > 4.5V

22µF

RUN2
200k

–

PGND
3118 TA04a

効率と負荷電流：VIN1 = 5V、VIN2 = 12V、
VOUT = 3.3V
100
90

3.3VOUT
TRANSIENT
200mV/DIVBURST

EFFICIENCY (%)

80
70

INDUCTORCURRENT
1A/DIV

60
50
40

LOAD CURRENT
1A/DIV

PWM

VC
200mV/DIV30
20

100µs/DIV

VIN1
VIN2

10
0
0.0001

100mA から1A への負荷ステップ、
VIN = 12V、VOUT = 3.3V、自動 Burst Mode

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)13118 TA04c

103118 TA04b

3118f

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

35

LTC3118
パッケージ

最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。

UFD Package
24-Lead Plastic QFN (4mm × 5mm)

(Reference LTC DWG # 05-08-1696 Rev A)

0.70 ±0.05

4.50 ±0.05
3.10 ±0.05
2.00 REF

2.65 ±0.05
3.65 ±0.05

PACKAGE OUTLINE

0.25 ±0.05
0.50 BSC
3.00 REF
4.10 ±0.05
5.50 ±0.05
RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONSAPPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED
4.00 ±0.10(2 SIDES)

R = 0.05 TYP

2.00 REF
R = 0.115
TYP
23

0.75 ±0.05

PIN 1 NOTCH
R = 0.20 OR C = 0.35
24
0.40 ±0.10

PIN 1
TOP MARK(NOTE 6)1
2

5.00 ±0.10(2 SIDES)

3.00 REF

3.65 ±0.10
2.65 ±0.10(UFD24) QFN 0506 REV A

0.200 REF

0.25 ±0.05

0.00 – 0.05

0.50 BSC
BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD

注記：
1. 図はJEDECパッケージ外形MO-220のバリエーション（WXXX-X）にするよう提案されている
2. 図は実寸とは異なる
3. すべての寸法はミリメートル
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない
モールドのバリは（もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと
5. 露出パッドは半田メッキとする
6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない

3118f

36

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LTC3118
パッケージ

最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。

FE Package
28-Lead Plastic TSSOP (4.4mm)(Reference LTC DWG # 05-08-1663 Rev K)
Exposed Pad Variation EB

9.60 – 9.80*(.378 – .386)
4.75(.187)

4.75(.187)

28 27 26 2524 23 22 21 20 1918 17 16 15

6.60 ±0.10
4.50 ±0.102.74(.108)SEE NOTE 4

0.45 ±0.05

EXPOSEDPAD HEAT SINKON BOTTOM OFPACKAGE

6.40
2.74(.252)(.108)
BSC

1.05 ±0.10
0.65 BSC
RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

4.30 – 4.50*(.169 – .177)

0.09 – 0.20(.0035 – .0079)

注記：
1. 標準寸法：ミリメートル
2. 寸法は ミリメートル（インチ）
3. 図は実寸とは異なる

0.50 – 0.75(.020 – .030)

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14
0.25
REF

1.20
(.047)
MAX
0° – 8°0.65(.0256)
BSC

0.195 – 0.30(.0077 – .0118)
TYP

0.05 – 0.15(.002 – .006)
FE28 (EB) TSSOP REV K 0913

4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCB メタルサイズ* 寸法にはモールドのバリを含まない
モールドのバリは各サイドで 0.150mm（0.006"）
を超えないこと

3118f

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

37

LTC3118
標準的応用例
12V 入力 /5V 出力のコンデンサ・バックアップ付きコンバータ
通常モードでは VIN1
（優先）から、バックアップ・イベント時は VIN2 から動作
3.3µH
0.1µF
BST1 SW1

10.5V TO 14.5V

SW2 BST2

768k

LEAD ACID
BATTERY OR 12V
SYSTEM POWER

402k
RUN1

22µF

100k
PGND
CM1
CM2
CP1
CP2

47nF

10nF

GND
LTC3118

CAPACITORBACKUP

CN2
CN1
VIN2

+

VCC

22µF

VIN1
10V/DIV

PGND

22pF

1.8nF

40.2k

POWER GOOD
INDICATORS
BAT-54SCHOTTKY DIODE

VIN2
10V/DIV

VCC BACK FED
FROM VOUT
FOR LOW VINOPERATION

VOUT
5V/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIV
200ms/DIV

3118 TA05b

4.7µF

SEL

2M
10mF

VC
V1GD
V2GD
PGD

10nF
18V MAX, RUNSDOWN TO 2.2V

47µF

FB

100k

47nF

5V

VOUT

VIN1

+

10mF、18V のバックアップ・
コンデンサが 1 秒間以上 200mA の負荷をサポート

0.1µF

MODE

RUN2
PGND

40.2k

3118 TA05a

40.2k

CAN’T RUN FROM VIN2 UNTIL VOUT STARTS UP

関連製品
製品番号

説明

注釈

LTC3111

1.5A（IOUT）、15V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ

VIN = 2.5V 〜 15V、VOUT = 2.5V 〜 15V、IQ = 49μA、ISD < 1μA、DFNおよび MSOP パッケージ

LTC31122.5A（IOUT）、15V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ

VIN = 2.7V 〜 15V、VOUT = 2.5V 〜 14V、IQ = 40μA、ISD < 1μA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC31133A（IOUT）、5V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ

VIN = 1.8V 〜 5.5V、VOUT = 1.8V 〜 5.25V、IQ = 30μA、ISD <1μA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC3114-1 1A（IOUT）、40V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ

VIN = 2.2V 〜 40V、VOUT = 2.7V 〜 15V、IQ = 30μA、ISD < 3μA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC3115-1 2A（IOUT）、40V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ

VIN = 2.7V 〜 40V、VOUT = 2.7V 〜 40V、IQ = 30μA、ISD < 3μA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC3122

出力切断機能とBurst Mode 動作機能を備えた2.5A ISW、 動作範囲：VIN = 1.8V 〜 5.5V
（起動後 500mV）、VOUT = 最大 15V、3MHz 同期整流式昇圧 DC/DCコンバータ、
IQ = 25μA、ISD < 1μA、3mm 4mm DFNおよびMSOPパッケージ
効率は最大 95%

LTC3124出力切断機能とBurst Mode 動作機能を備えた5A ISW、
3MHz、2 相同期整流式昇圧 DC/DCコンバータ、効率は最大 95%

動作範囲：VIN = 1.8V 〜 5.5V
（起動後 500mV）、VOUT = 最大 15V、
IQ = 25μA、ISD < 1μA、3mm 5mm DFNおよびTSSOPパッケージ

LTC3129

200mA（IOUT）、15V同期整流式昇降圧DC/DCコンバータ

VIN = 2.42V 〜 15V、VOUT = 2.5V 〜 14V、IQ = 1.3μA、
ISD = 10nA、QFNおよび MSOP パッケージ

LTC4412

ThinSOT™パッケージの28V低損失PowerPathコントローラ 動作範囲：3V 〜 36V、IQ = 11μA、6ピンThinSOT パッケージ

LTC4417

優先順位付けPowerPathコントローラ

38

リニアテクノロジー株式会社

VIN = 2.5V 〜 36V、逆電圧保護：–42V、IQ = 28μA、ISD < 1μA、QFNおよび SSOP パッケージ
3118f〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LTC3118

LT0215 • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2015