SPC-23-190
MD-23-087

キャパシタ絶縁を適用したフライングキャパシタ形
マルチポートコンバータの変調法
池内

丈人＊

渡辺

大貴

伊東

淳一（長岡技術科学大学）

Modulation Method for Flying Capacitor-Type Multiport Converter with Capacitive Power Transfer
Taketo Ikeuchi, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh (Nagaoka University of Technology)
This paper proposes a novel multiport converter with capacitive power transfer and numerically verifies its operation. This
circuit achieved eliminates the isolation transformer due to the capacitive power transfer. However, to output low voltage
relative to the input voltage, the LLC converter is intentionally operated off the resonant frequency. Therefore, the output
voltage fluctuates depending on the load. For this purpose, the authors proposed a method to regulate the output voltage
constant by controlling the voltage of the flying capacitor according to the output power. Furthermore, the validity of theprinciple is verified by simulation. The results indicate that the proposed circuit achieves the desired operation.
キーワード：マルチポートコンバータ, キャパシタ絶縁, パルス幅変調, AC-DC コンバータ, フライングキャパシタ（Multiport Converter, Capacitive Power Transfer, Pulse Width Modulation (PWM), AC-DC Converter, Flying Capacitor）
ンスレスかつスイッチに並列に接続するスナバ回路が不要

1. はじめにという特徴がある。さらに，キャパシタの最小化を目的と

近年, SDGs やパリ協定の採択により，地球環境の保全にした臨界条件での動作結果も報告されている(12) 。しかし，対する意識が高まり，太陽光発電や風力発電の導入によるマルチポートコンバータへのキャパシタ絶縁の適用につい分散型電源システムの普及が活発化している (1)～(3) 。加えては議論されていない。

て，2050 年脱炭素社会の実現に向けて電気自動車の新車販

本論文では，キャパシタ絶縁を適用したマルチポートコ

売割合も年々増加している。このような背景から，電圧のンバータを提案する。本回路は低圧側出力と高圧側出力の異なる複数のバッテリを有する多電源システムの需要が高

2 つの出力ポートを有する AC-DC コンバータであり，低圧

まっている。しかし，多電源システムは電源と同数の電力

出力側の LLC コンバータ回路にキャパシタ絶縁を適用し変換回路が必要であり，システムの大型化・重量化が懸念ている。素子耐圧を低減し，高性能なスイッチングデバイ

される。そこで，類似部の共有によるマルチポート化につスを使用することを目的として，フライングキャパシタ形

いて従来から活発に議論されている(4)～(6)。

のトポロジーを採用する。また，フライングキャパシタ電

入出力の絶縁方法には絶縁トランスが一般的に使用され圧が高圧側出力の半分になる特性を活かし，フライングキ(7)

る 。絶縁トランスは一次側と二次側の絶縁に加えて，巻ャパシタと並列に低圧出力側の補助コンバータを接続する。

数比に応じた入出力電圧比が得られる利点がある。しかし，まず，第二章では変調原理を説明する。次に，第三章でフシステム体積が大型化する難点がある。広禁制帯幅を有す

ライングキャパシタコンバータの入力電流制御およびフラる新型半導体素子の研究開発が活発化しており(8)(9) ，受動

イングキャパシタ電圧制御について説明する。そして，第素子体積の小型化を目的としてスイッチング周波数が高周

四章では，入力電流の制御とフライングキャパシタ電圧の波化する傾向にあるが，変換器に対するトランス等の受動制御を両立でき，出力電力に応じて補助コンバータの出力

部品の体積割合が大きくなるため，抜本的な解決が必要である。そこで，トランスに比べて小型化が期待できるキャパシタ絶縁が検討されている。

SPP

i S LS

キャパシタ絶縁回路は，鉄心や巻線などの重量物が不要であり，電源システムの効果的な小型化に貢献できる(10) 。
さらに，磁性材料に起因する鉄損などの損失増大に伴う放熱対策が不要である。そこで，キャパシタ絶縁を適用した
フライバックコンバータが提案されている(11)。これはトラ

vS

SPN
SNP
SNN

SX
SP
CFC v FCSN

CP LD i LD
CO v O R
CN

VDC

SY

Fig. 1. Multiport converter with capacitive power transfer.

電圧を制御可能であることをシミュレーションにより確認の 3 状態，入力電流 i S が負方向時に「10」，「00」，「01」の 3する。

状態を遷移する。図 3 に各動作モードの電流経路を示す。
図 3 は提案回路の原理図のため，入力側交流電源，入力側

2. 変調原理

インダクタ，補助コンバータ部を省略し，ハーフブリッジ

図 1 に提案するマルチポートコンバータの主回路図を示す。本回路は，フライングキャパシタコンバータを基本と構成の回路図で説明する。
(1)

Mode I (図 3(a))

Mode I はキャパシタ CFC を充した回路構成であり，フライングキャパシタ部に，キャパ電するモードである。入力電流 i S が正方向時は「01」，入力

シタ絶縁を適用した LLC コンバータ（以下，補助コンバー

電流 i S が負方向時は「10」に各スイッチの状態が遷移する

タと称す）を接続する。本回路は，入力電圧 vS に対して十ことで Mode I が開始する。この時，入力側端子間の変換器

分に低い出力電圧 v O を得るために補助コンバータの動作

電圧 v Conv は(1)式，(2)式に示される。

周波数 fO を共振周波数 fr から意図的に外して動作させていが変動する難点がある。したがって，フライングキャパシ

v Conv =  =タ電圧 v FC を制御することで，出力電圧 v O の変動を抑制す
る方法について本論文で説明する。

VDC
2( when iS >0) ････････････ (1)VDC− v FC2( when iS <0) ････････････ (2)v Conv =  = v FC −る。そのため，補助コンバータの負荷によって出力電圧 v O(2)Mode II (図 3(b))

Mode II はキャパシタ CFC を経

本提案回路はフライングキャパシタコンバータ部と補助

由せず，入力側交流電源から出力側直流電源へ直接電力をコンバータ部に分割できるため，両者の変調原理について供給するモードである。入力電流 iS が正方向時は「11」，入本章で説明する。

力電流 i S が負方向時は「00」に各スイッチの状態が遷移す<2･1>

フライングキャパシタコンバータることで Mode II が開始する。この時，フライングキャパ

表 1 に各動作モードのスイッチング状態とフライングキ
ャパシタ電圧 v FC および入力電流 i S の増減方向を示す。図シタコンバータの入力側端子間の変換器電圧 v Conv は(3)式，(4)式に示される。

2 にフライングキャパシタコンバータ部の変調信号および

v Conv = +モデル波形を示す。なお，本論文では，SPP または SPN のON 状態を“1”，OFF 状態を“0”と表記する。表 1 に示すよVDC
2

( when iS >0)･･････････････････ (3)VDC( when iS <0) ･･････････････････ (4)2Mode III (図 3(c))
Mode III はキャパシタ CFC を放v Conv = −うに，提案回路は入力電流 iS が正方向時に「01」，「11」，「10」(3)Table 1. Operation mode of the flying capacitor convertor.
iS > 0vConv v FC i S

Modes
00
01

VDC

- 2

11

v FC - VDC
2VDCv
2 - FC
VDC
2

1

v PN*

10

Modes

iS < 0vConv v FC i S

OFF

VDC

- 2
v FC - VDC
2VDCv
2 - FC

00
01

10

SPP

i S SPN

VDC
2

11

SNP

β

SNN

v PP*
v PN*

v PP-CARv PN-CAR–1ON
SPP OFF

1

v PP*
v PN*

v PP*
v PP-CAR v PN-CAR
01 11 10 11

01

v PP-CARv PN-CAR–1ON
SPP OFFONSPN OFFONSPN OFFON
SNP OFFON
SNP OFFON
SNN OFFON
SNN OFFv FC v–v FC –v PN*

i S SPN

00 01
V
2

+ DC

SNP
SNN

v Conv ααv Conv β

β

–

– 2DC
–

iS iS
TSW
(a) iS> 0

SNP

α

SNN

OFF

VDC
2

CFC v FC
ON VDC
2
OFF

OFF

VDC
ON 2
CFC v FC
OFF VDC2OFFSPP

i S SPN

– VDC
2

SNP
SNN

OFF

VDC
2

CFC v FC
ON VDC2ON(b) Mode II (left-side: i S >0, right-side: i S <0)

v FC

FC

VDC
2

i S SPN

ON
SPP

10

CFC v FC
OFF VDC2ON

SPP(a) Mode I (left-side: i S >0, right-side: i S <0)

v PP-CAR v PN-CAR
v PP*
01 00

ON

ON

VDC
2

OFF

ON
SPP

V

i S SPN

iS iS

SNP

α
TSW
(b) iS< 0

Fig. 2. Model waveforms of proposed circuit.

SNN

VDC
OFF 2

CFC v FC
ON VDC2OFFSPP

i S SPN
β

SNP
SNN

ON

VDC
2

CFC v FC
OFF VDC2ON(c) Mode III (left-side: i S >0, right-side: i S <0)
Fig. 3. Operation modes of proposed circuit.

電するモードである。入力電流 i S が正方向時は「10」，入力ある。なお，補助コンバータは，上下アームをデューティ

電流 i S が負方向時は「01」に各スイッチの状態が遷移する

比 0.5 で相補的にスイッチングさせる(14) 。

ことで Mode III が開始する。この時，フライングキャパシ

図 4 に示す回路において，負荷抵抗 R に加わる出力電圧

タコンバータの入力側端子間の変換器電圧 v Conv は(5)式，VO と出力電力 PO の関係は，出力電流 IO を用いて(7)式で表(6)式に示される。

される。なお，I O は出力電流 i O の周期平均値を示す。
P
VO = O ･･･････････････････････････････････ (7)IO

v Conv =  =VDC− v FC2( when iS >0) ････････････ (5)VDC
2( when iS <0) ････････････ (6)v Conv =  = v FC −これらの Mode I～III が 1 変調周期内で遷移することで，本回路は AC-DC コンバータとして動作する。
フライングキャパシタ電圧を VDC/2 に保持するために，相ここで，出力電流 I O , インダクタ電流 I LD, フライングキャ
パシタ電圧 VCF には以下の関係がある。
 I O  I LD
 I LD  VFC･････････････････････････････････ (8)電圧指令値 v PP＊と v PN＊を一致させ，Mode I と Mode III のしたがって，出力電流 I O はフライングキャパシタ電圧 VCF

期間が等しくなるように変調するのが一般的である。しかに比例するため，(7)式および(8)式より，以下の(9)式に示

し，本回路はフライングキャパシタと並列に補助コンバー

す関係が得られる。
P
VO = O･････････････････････････････････ (9)kVFC

タが接続されるため，補助コンバータに電荷が流入し，電圧が低下する。したがって，Mode I と Mode III の期間が異なるように変調することで，フライングキャパシタの充放電バランスを調整し，フライングキャパシタ電圧を制御する必要がある。

ここで，k は比例定数であり，動作周波数 fO および LC タン
クのパラメータ CP, CN, LD,によって変動する。(9)式を展開し主回路図を，図 5 に補助コンバータにおける動作周波数 fOて VFC について整理すると(10)式が得られる。
P
VFC = O ･････････････････････････････････ (10)kVOを変化させた際の出力電圧 VO の 特性を示す。なお，VO は(10)式より，所望の出力電圧 vO，出力電力 PO に応じたフラ

出力電圧 v O の周期平均値を示す。本提案回路では，入力

イングキャパシタ電圧指令値を生成する。

<2･2>

補助コンバータ

図 4 に補助コンバータ部の電圧に対して十分に低い出力電圧を得るために補助コンバータの動作周波数 fO を共振周波数 f r から意図的に外して動3. 提案回路の制御法作させている。そのため，負荷に依存して出力電圧 v O がまず，図 6 に提案回路の制御ブロック図を示す。本回路変動する。したがって，出力電圧 v O を一定に保持するたの制御ブロックはフライングキャパシタコンバータの入力

めには，フライングキャパシタ電圧 v FC の制御が不可欠で

電流制御，フライングキャパシタ電圧制御，両制御の非干渉化制御の 3 つに分けられる。
<3･1>

iO
SP

CP

SN

CN

LD

VFC

入力電流の制御

第二章で説明したように，

フライングキャパシタコンバータの入力電流 i S は，入力電

i LD
CO

vO

R

流指令 iS＊に則ってパルス幅変調により制御される。図 2に示したように，SPP のオン時間 d1 を決定するためのキャリ
ア信号 vPP-CAR と，SPN のオン時間 d2 を決定するためのキャリア信号 vPN-CAR に 180 度の位相差を与える(13)。

Fig. 4. Main circuit of the LLC converter withcapacitive power transfer.

図 6 に示すように，本回路ではゲート信号を生成する比較器に与えられるデューティの演算をスイッチ SPP とスイッチ

Output Voltage VO [VAVG]

120
100

fr = 88.97 kHz

80

R=8Ω
R = 10 Ω
R = 12 Ω

1Flying capa citor conve rter input current control

iS

40

+

iS*

LD = 400 μH
CP = 16 pF
CN = 16 pF

60

20

0
70

vFC*
+
vFC

90
100
110
120
Operation Frequency fO [kHz]130

Fig. 5. Dependence of output voltage v O on operation
frequency fO and load resistor R.

PI

MAX:-1

iS
0

80

vS
+

+
-

MIN:1

0
1

vConv

1
C arri er (180˚sh ifte d )d1
VDC – vFC
d2 +
+
vFC

PI

Flying capa citor voltage control

100 kHz

1
1

+
+

+
-

+
-

SPP

SPN
SNP

dBuf
–vFC
VDC – vFC

dC

SNN

Non-interfering control

Fig. 6. Control block diagram of the proposed circuit.

SPN で変える必要がある(15)。これは一般的なフライングキャ

制御は，フライングキャパシタコンバータの入力電流制御系

パシタコンバータでは入力側端子間に印加される変換器電からみて外乱となり，入力電流の制御性を悪化させる原因と圧 vConv が 0, VDC/2 の 2 レベルであるのに対し，本回路ではなるため非干渉化を行う必要がある。
−v FC
dC =
d Buf ･･･････････････････････････ (11)VDC − v FC

フライングキャパシタ電圧を変動させることに起因して±VDC/2, vFC− VDC/2, VDC/2 − v FC の 3 レベルとなるためである。
〈3･2〉フライングキャパシタの電圧制御
フライング
＊
v
キャパシタ電圧指令 FC に追従するよう，PI 制御によりフ(11)式で得られる補償分デューティ dC を d1 に加算すること

ライングキャパシタ電圧 vFC を制御する。フライングキャパ
シタ電圧指令 vFC＊は(10)式を用いて演算する。フライングキ

ャパシタの電圧を独立に制御できる(15)。

でフライングキャパシタコンバータの電流とフライングキ

4. シミュレーション結果

ャパシタの電圧制御は電流制御用デューティ d2 に，フライ
ングキャパシタ電圧の制御用デューティ dBuf を加算するこ<4･1>

シミュレーション条件

表 2 にシミュレーシとで制御する。これにより，フライングキャパシタを介してョン条件を示す。提案回路では，図 6 に示したように，入入力電流が流れる期間が増減するため，フライングキャパシ

力電流制御ループ内に VDC− v FC および v FC での除算がある。

タ電圧を制御できる。

したがって，フライングキャパシタ電圧 v FC の値が VDC/2〈3･3〉入力電流制御とフライングキャパシタ電圧制御の非干渉化から大きく外れた場合，過変調に転じて入力電流制御の精

前節で導入したフライングキャパシタの電圧度が下がり，入力電流の力率および歪み率が悪化する。そのため，相電圧指令値がキャリア信号の振幅に対して余裕を持つように，フライングキャパシタ電圧 v FC を 250V ま

Table 2. Simulation conditions.
Simulation conditions
AC-source voltage VS
High-side DC voltage VDC
Input frequency fS
Switching frequency fSW
Operation frequency fO
Output voltage VO
Rated output power PO
AC-side inductor LS
LLC-side inductor LD
AC-side capacitor CP , CN
DC-side capacitor CFC , CO

10A
5
0
–5
–10

iS

vS

0

5

10

15

200V

(10)式を用いて，28W を定格出力電力に定める。
Table 3. Major measurement static characteristics.
Conditions
Characteristics
PO [p. u] VO [VAVG] fO [kHz] VFC [VAVG] TPF [%] THD [%]
0.6
98.71
6.56
100
140.5
15.0
100
193.6
0.8
98.83
4.13
15.0
244.8
98.78
5.29
1.0
15.0
100

10

15

400V
200
0
–200
–400
20ms

0

10

15

20ms

vFC

0

5

10

15

20ms

5

10

15

20ms

193.0
4A
2
0
–2
–4
15.2V
15.1
15.0
14.9

5

10

15

(a) PO = 0.6 p.u.

20ms

5

10

15

400V
200
0
–200
–400
20ms

5

10

15

20ms

5

10

15

20ms

5

10

15

20ms

5

10

15

20ms

vS

0

5

10

15

20ms

0
248V
246
244
242

0
iLD

5

10

15

20ms

0

5

10

15

20ms

5

10

15

20ms

vO
0

vConv

–200

vFC

193.5

140
135
0
4A
iLD
2
0
–2
–4
0
15.2V
15.1 v
15.0 O
14.9
0

194.0V

iS

0
vConv

–200

5

10A
5
0
–5
–10
200V

0
vConv

–200

145

びフライングキャパシタ電圧 v FC = 250V 未満の条件から，400V 10A
iS
5
200
vS
0
0
–5
–200
–400 –10
0
5
20ms
200V

0

150V

での範囲に限定する。したがって，出力電圧 VO = 15V およValue
100 VRMS
400 V
50 Hz
100 kHz100 kHz
15 V
28 W
300 μH400 μH
16 nF
330 μF

4A
2
0
–2
–4

vFC
0
iLD

0
15.2V
15.1 v
15.0 O
14.90(b) PO = 0.8 p.u.

Fig. 7. Simulations results on each output power PO.

(c) PO = 1.0 p.u.

図 7 に補助コンバータの出力電力したがって，PO = 0.6p.u.時は TPF =98.71%，THD = 6.56 %，PO が 0.6p.u., 0.8p.u., 1.0p.u.時の入力電流 i S ，入力電圧 vS，

<4･2>

動作波形

PO = 1.0p.u.時は TPF = 98.78%，THD = 5.29%程度に悪化する。

変換器電圧 v Conv，フライングキャパシタ電圧 v FC，出力電また，フライングキャパシタ電圧の脈動は，出力電力 PO

圧 v O の各波形を示す。交流側入力電流波形は総合力率 TPF=0.6p.u.時は 9Vp-p 程度，PO = 1.0p.u.時は 7Vp-p 程度である。

（ Total Power Factor ） ， 総 合 歪 み 率 THD（ Total Harmonic

一方，フライングキャパシタ電圧が 200 V（= VDC/2 ）に近づ

Distortion）を用いて評価する。なお，総合力率 TPF および

く出力電力 PO = 0.8p.u.時は，フライングキャパシタ電圧の(16)

総合歪み率 THD は下式により算出する 。
v S  iS
TPF =
 100%･･････････････････ (12)VRMS  I RMS
I RMS2 − I1st 2

THD =

I1st

脈動を 1.0Vp-p 未満に抑制できることが確認できる。
<4･3>

静特性

本節では，提案回路の定常動作を確認する。図 8 に出力電圧 VO が 15V 一定の条件下で出力電力 PO を 0.0p.u.から 1.0p.u.まで変化させた際のフライング

 100% ･･････････････････ (13)

キャパシタ電圧 VFC および出力電圧 VO の出力電力特性を，
図 9 に総合力率 TPF および総合歪み率 THD の静特性を示

ただし，VRMS は入力電圧 vS の全実効値，I RMS は入力電流i S の全実効値，I 1st は入力電流 i S の基本波実効値とする。

す。
(1) フライングキャパシタ電圧 VFC

図 8(a)にフライング

キャパシタ電圧 VFC — 出力電力 PO 特性を示す。(10)式に示し

表 3 および図 7 より，入力電流 i S の力率改善動作が確認でた特性に従って，出力電力 PO が変動しても出力電圧 VO がきる。出力電力 PO = 0.8p.u.時は，フライングキャパシタ電

15V 一定となるように，フライングキャパシタ電圧 VFC を

圧が 200 V（=VDC/2 ）に近づくため，
総合力率 TPF が 98.83 %，

制御できていることが図 8(a)より確認できる。

総合歪み率 THD が 4.13%と良好な結果が得られる。一方，
出力電力 PO = 0.6p.u.時および 1.0p.u.時は，フライングキャ(2) 出力電圧 VO
図 8(b)に出力電圧 VO— 出力電力 PO特性を示す。図 8(b)より，安定動作領域内において，フラパシタ電圧が 200V から増加もしくは減少するため，v FC−

イングキャパシタ電圧を 15V 一定に制御できていることが

VDC/2 および VDC/2 − vFC の値がゼロから外れ，入力側端子間確認できる。vFC が 130V 以下の領域では，vFC での除算にの変換器電圧 v Conv が一般的な 3 レベル波形とならない。

起因して過変調に転じ，入力電流制御とフライングキャパ

300

100

250

Stable region

Regulated to v O = 15 V

200

Total Power Factor [%]Flying Capacitor Voltage VFC [VAVG]

表 3 に各条件での総合力率 TPF，総合歪み率 THD を示す。

Regulated to v FC = 200 V

150

100
Stable region

50

0

0

0.2

0.4
0.6
Output Power PO [p.u.]

0.8

95

90
85

80

1.0

Regulated to v O = 15 V

Regulated to v FC = 200 V00.2

Output Voltage VO [VAVG]

25
Regulated to v FC = 200 V

20Regulated to v O = 15 V

15

10
5

0

Stable region
0

0.2

0.8

1.0

(a) TPF — PO

0.4
0.6
Output Power PO [p.u.]

0.8

1.0

Total Harmonic Distortion of i S [%](a) VFC — PO

0.4
0.6
Output Power PO [p.u.]

80
Regulated to v O = 15 V

60

Regulated to v FC = 200 V

40

20
Stable region

0

0

0.2

0.4
0.6
Output Power PO [p.u.]

0.8

1.0

(b) THD — PO(b) VO — PO
Fig. 8. Dependence of flying capacitor voltage VFC and

Fig. 9. Dependence of Total Power Factor TPF and Total

output voltage VO on output power PO.

Harmonic Distortion THD on output power PO.

シタ電圧制御の両立が不可能となる。(12)式で求められる安定動作領域内の電圧変動率 ε は− 0.10%となる。
V (1.0p.u.) − VO (0.6p.u.)
= O 100% ････････････ (12)VO (0.6p.u.)(3)

総合力率 TPF および総合歪み率 THD

図 9(a)に総合力率 TPF— 出力電力 PO 特性を，図 9(b)に総合歪み率
THD — 出力電力 PO 特性をそれぞれ示す。前節で考察したよ
うに，フライングキャパシタ電圧 vFC= 200 V（=VDC/2 ）付近
で総合力率 TPF が最大となり，総合歪み率 THD が最小となることが図 8(a)および図 9 より確認できる。また，出力電力が 0.55p.u.以上の負荷領域において，総合力率が 98.7%以上を達成できることが図 9(a)より確認できる。出力電力が 0.67p.u.から 0.98p.u.の負荷領域では総合歪み率が 5%未満になることも図 9(b)より確認できる。以上の結果より，
本回路の静特性はフライングキャパシタ電圧 VFC および，
その制御に大きく依存することが確認できる。

5. まとめ
本論文では, キャパシタ絶縁を適用したフライングキャ
パシタ形マルチポートコンバータを提案し，その変調・制御法を説明した。そして，シミュレーションにより各部の電圧・電流波形および定常動作を確認した。その結果，入力電流の制御とフライングキャパシタ電圧の制御を両立でき，出力電力に応じて補助コンバータの出力電圧を制御可能であることを明らかにした。
今後は, 安定動作範囲の拡大，高電圧出力側の特性や大容量化に関する検討を行う。

文

献Stanley R.Bull: “Renewable energy today and tomorrow,” Proc. of theIEEE, Vol.89, No.8, pp. 1216-1226 (2001)(2) Investigating R&D Committee on Power Conversion Circuit for Utility
Power Line Interface: “Application Technologies of Interface-Converters
for AC Power Sources,” IEEJ Tech.Report, No.1205 (2010) (in Japanese)(3) 蓮沼正彦：「分散電源システムと EV 急速充電技術」, パワーエレク
トロニクス学会, 第 27 回専門講習会テキスト, pp.71–85 (2012)(4) T.Takahara, Y.Takahashi, R.Kondo, S.Murakami, and M.Yamada:“Development of Isolated Multi-Port Converter with AC and DC Ports,”
IEEJ Trans. IA, 136-D, No. 6, pp.410-417 (2016) (in Japanese)(5) T. Shioi, M. Miyashita, S.Nagai, K.Kusaka, J.Itoh, T.Nakanishi, andK. Kobayashi: “Load Fluctuation Compensation of Multi-Port Converter
based on Flying Capacitor Topology for Battery Management System,”
IEE. Japan, PE-20-004/PSE-20-009/SPC-20-058, pp.13-18 (2019) (inJapanese)(6) S. Sato, M. Uno, and Y. Tada: “Multiport Converter Integrating Automatic
Current Balancing Interleaved PWM Converter and DAB Converter with
Improved Transformer Utilization for Electric Vehicles,” IEE. Japan,
Vol.141-D, No. 11, pp.903-911 (2021) (in Japanese)(7) D.Watanabe and J.Itoh: “Single-phase Power decoupling Method using
flyback converter with discontinuous current mode,” IEEJ Trans. IA,
Vol.138-D, No. 4, pp.376-377 (2018) (in Japanese)(8) 四戸 孝：「SiC／GaN パワーデバイスの最新動向」, パワーエレクト
ロニクス学会, 第 23 回専門講習会テキスト, pp.39-60 (2008)(9) 大井健史：「SiC デバイス開発の現状と展望」, パワーエレクトロニ
クス学会, 第 33 回専門講習会テキスト, pp.3-21 (2018)(10) Y.Sayama, H.Nakano, and A.Nabae: “Switching Power Supply Using
Isolation,” IEEJ Trans. IA, Vol.114-D, No. 9, pp.931-932 (1994) (inJapanese)(11) S.Kurihara, H.Nakano, and A.Nabae: “Capacitive Isolation Method for
Switching Power Supplies with one Main Switching Element,” IEEJ
Trans. IA, Vol.114-D, No. 11, pp.931-932 (1994) (in Japanese)(12) K.Kondo, S.Takuma, and J.Itoh: “Driving Method for Flyback Converterwith Capacitve Isolation under Critical Conditions,” IEE. Japan,
JHES2020 (2020) (in Japanese)(13) K . Matsuura and J.Itoh: “Fundamental Investigation of a DC-DC
Converter with Small Inductance for High Boost Ratio,” IEE. Japan,
SPC-10-104 (2010) (in Japanese)(14) 平地克也：「ソフトスイッチングの基礎から応用まで」 , 電気学会,
ISBN-13: 978-4-88686-316-4(15) K.Kusaka, H.Watanabe, K.Furukawa, and J.Itoh: “Power Decoupling
Circuit with Flying Capacitor DC-DC Converter,” IEE. of Japan JIASC
2022, 1-78, 2015 (in Japanese)(16) D.Shmilovitz: “Frequency characteristics of leakage current waveformsof a string of suspension insulators”, IEEE Trans. on PD, Vol.20, No.1,
pp.481- 487 (2005)(1)