電流不連続モードで動作する単相昇降圧 PFC 回路の昇降圧動作時における入力電流ひずみの低減
宮田

湧気＊，山ノ口皓喜，渡辺大貴，伊東淳一 (長岡技術科学大学)

Input Current THD Reduction of Single-phase Buck-Boost PFC Converter Operated in Discontinuous Current ModeYuuki Miyada, Koki Yamanokuchi, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh (Nagaoka University of Technology)

１．はじめに広い電源電圧範囲に対応する昇降圧可能な単相 PFC 回路の高パワー密度化を目的として，筆者らは電流不連続モード (DCM) で 動 作 す る ア ク テ ィ ブ パ ワ ー デ カ ッ プ リ ン グ

Iout

LfIin 100μH
VinSW3

Rf100VVdc

Cf5μF(1)。しかし，昇圧動作と降圧動作の切替時に入力電流にひず

Input filter cutoff
frequency :7.1[kHz]みが生じる課題があった。

CbufTsw

Tsw

d3Tsw

d4Tsw

dischargeiL0d2Tsw

d1Tsw

２．DCM で動作する単相昇降圧 PFC 回路構成

charge
APD

PFC

d1Tsw

d2Tsw

d3Tsw

PFC

d4Tsw

APD

(a) Charge operation(b) discharge operation
Fig. 2. Inductor current waveform PFC and APD operation

からなるアクティブバッファ回路を追加している。

2L(Vout - Vdc)
VdcVout Tsw

図 2(a)に Cbuf 充電時のスイッチング周期 1 周期のインダ

sqrt

d1_boost
Vdc
Vout - Vd ciin*

クタ電流波形，図 2(b)に Cbuf 放電時のインダクタ電流波形

2L(Vdc - Vout)Tswを示す。提案回路では，PFC 機能と APD 機能を DCM で時

sqrt

2L
Vd cTsw

出力電圧の大小関係によって，昇圧と降圧動作を切り替え

sqrt

d2_buck
d1_buck-boost

Vdc+V outVoutて動作する。しかし，昇圧と降圧動作の切替時にはダイオー

d2_boost
d1_buck

Vdc - Vo ut
Vo ut

分割することにより両立させる。また，PFC 動作では，入d2_buck-boost

Fig. 3. Current control block for buck-boost PFC circuit

ド整流器出力電圧 Vdc と出力電圧 Vout がおおよそ等しい値と圧及び降圧動作では，VL が小さいと diL / dt が小さくなるた

SW2niLする。実機実験を行い，提案方式によって入力電流の高調波なるため，インダクタ電圧 VL が小さくなる。DCM での昇30μH

SW1n49μF

VoutLVCbuf 23kΩFig. 1. Proposed Circuit Configuration

ームをスイッチングする昇降圧動作を適用することを提案

図 1 に提案する APD 付き単相昇降圧 PFC 回路を示す。

ICbuf

Rbuf

Active power decoupling circuit

本論文では，昇圧と降圧動作の切替時に新たに 4 つのア

CLC 構成の昇降圧 PFC に，SW3 とバッファコンデンサ Cbuf

SW2p
IL VL

1Ω

(APD)回路を適用した単相昇降圧 PFC 回路を提案している

成分を 37%低減し，有用性を確認したので報告する。

SW1p

VCbuf_ave*

LPF+-PI

ICbuf_av e*

Pn cos(2ωt)
Vout+ iL* 2L(VCbuf - Vout)
VCbuf
Vout +VCbufVoutTsw

sqrt

d3VoutVCbuf - Voutd4め，スイッチング周期内に iL を所望の値にするには長いオVCbufン時間が必要となる。その結果，変調率が 1 を超え，過変Fig. 4. Voltage control block for Active power decoupling circuit

調が発生する。また，提案回路では APD 機能と時分割を行うため，さらにデューティの上限値が制限される。以上から，従来手法では昇圧と降圧動作の切替時に入力電流が指令値よりも小さくなり，電流波形がひずむ課題がある。

BEFスイッチングし，Mode2 (d2Tsw)の期間で SW1n と SW2p を同時にスイッチングする。この時の VL は，Mode1 では VL = Vdcとなり，Mode2 では VL = - Vout となる。そのため，昇降圧動
作では Vdc≒Vout となる時でも VL が小さくならないため過３．提案制御法変調が発生しない。このとき，電流が増加するが昇圧及び降〈3･1〉4 つのアームをスイッチングする昇降圧動作

圧動作で過変調が発生する条件の時のみに昇降圧動作を適

本論文では切替時の入力電流ひずみの課題を解決するた用することによって，最低限の電流増加でひずみのない電めに，昇圧と降圧動作の切替時に，新たに 4 つのアームを流波形を実現できる。

全てスイッチングする昇降圧動作を適用する。昇降圧動作〈3･2〉昇降圧 PFC 動作の電流制御

では，図 2 の Mode1(d1Tsw)の期間では SW1p と SW2n を同時に

図 3 に検討回路の電流制御系を示す。昇圧，降圧及び昇降圧動作の Mode1 のデューティ比 d1 は Vdc，Vout，入力電流buck boost

buckVin, Vout, VCbuf [200V/div]

指令値 iin*，インダクタのインダクタンス L，スイッチング
周期 Tsw を用いて算出する。式(1)に昇降圧動作時のデューティ d1_buck-boost を示す。また，昇降圧動作は Vdc と Vout の0V
Input current Iin [2A/div]
THD:14.2%

0A

差分によって判定し，差分が一定値以下になった場合に昇降圧動作に切り替えを行う。
d1 _ buck − boost =Inductor current IL [10A/div]
0A[4ms/div]

2L *iin ................................................. (1)
VdcTsw(a) Conventional methodbuck〈3･3〉APD 回路の電圧制御

buck-boost
boost buckVin, Vout, VCbuf [200V/div]

図 3 に APD 回路の電圧制御系を示す。APD 回路の電圧制御では，昇降圧 PFC と同様の電流制御系をマイナールー

0Vプとし，PI 制御器でバッファコンデンサの電圧制御を行う。
電力脈動を補償するためには，APD 回路の電力を系統周波

Input current Iin [2A/div]
THD:5.16%

0A

数の 2 倍の周波数で脈動させる必要がある。電圧制御系では，インダクタ平均電流指令値 iL_ave*に式(2)で表す充放電
電流指令 iLbuf*を加算することで，バッファコンデンサ電圧

Inductor current IL [10A/div]
0A[4ms/div]

VCbuf を脈動させ，電力脈動を補償する。

iLbuf * =(b) Proposed method
Fig. 5. Experimental results at Vout = 100V, Pn =100W

Pncos(2t ) ........................................................ (3)Vout

４．実機検証提案手法を用いた検討回路の有用性を確認するために，

Vin, Vout, VCbuf [200V/div]
0V
Iin [2A/div]
THD:5.28%

実機検証を実施した。各回路条件を図 1 に示し，スイッチング周波数は 50kHz とした。また，今回昇降圧動作は Vdc と0A
IL [10A/div]

Vout の差分が 20V 以下になる時に適用した。
図 5 に昇降圧動作時(Vout=100V,Pn=100W)の条件で，昇圧0A動作と降圧動作のみを用いる従来手法と，切替時に昇降圧[4ms/div]

Fig. 6. Experimental results at Vout = 200V, Pn =200W

平均値は 230V に設定した。図 5 より，従来法では切替時に入力電流波形がひずんでいるが，提案法により高調波成分が 37%低減している。また，入力電流力率は 0.98 となり，良好な PFC 動作を確認した。
図 6 に昇圧動作時(Vout=200V,Pn=200W)の条件の実験結果を示す。また，アクティブパワーデカップリングを適用し，VCbuf の平均値は 300V に設定した。図 6 より，入力電流力率0.99，入力電流 THD5.3%を達成し，良好な PFC 動作を確認した。
図 7(a)に昇圧条件，図 7(b)に昇降圧条件の出力電流周波数解析結果を示す。図 7 より，両条件で APD を適用することにより，出力電流 2 次成分(100Hz)が 61%低減している。
以上の結果より，4 アームスイッチングによる昇降圧動作を適用することにより入力電流 THD を改善できることを確認した。また，検討回路及び提案制御法によって PFC 動作と APD 動作を両立可能であることを確認した。今後はHarmonic component ratio based on
DC component[%](a)200V,200W(b)100V,100W

手法もアクティブパワーデカップリングを適用し，VCbuf の100100(100% :1.21A :1.24A) (100% :1.15A :1.24A)

動作を適用する提案手法の動作波形を示す。また，どちらのWithout active power decouplingWith active power decoupling

80806060

61% reduces

4040

With active powedecoupling

20200000
10080806060
4040
2020000100200W

Without active pdecoupling

22446688 101216181420101214161820
Without active power decouplingWith active power decoupling

61% reduces

220 (100Hz)

44

With active powedecoupling66
88 10121012
Harmonic number

1414161618182020

Fig. 7. Harmonic analysis results
インダクタンス値や SW 周波数などの回路の最適化をし，効率の評価を行う予定である。
文100W

Without active pdecoupling

献(1)宮田湧気・大畠慶太・渡辺大貴・伊東淳一：SPC-22-146, MD-22081, 2022