補助共振転流ポールコンバータを用いた非接触給電システムにおける電流高調波低減
学生員

楠居 琳太郎正員

日下佳祐正員

渡辺大貴

上級会員

伊東淳一

(長岡技術科学大学)
Current Harmonics Reduction for Wireless Power Transfer Systemwith the Auxiliary Resonant Commutated Pole Converter
Rintaro Kusui, Student Member, Keisuke Kusaka, Member, Hiroki Watanabe, Member, Jun-ichi Itoh, Senior Member.
(Nagaoka University of Technology)

This paper proposes a wireless power transfer system in which an auxiliary resonant commutated pole (ARCP)
converter is applied to both the primary and secondary sides to achieve zero voltage switching (ZVS) in all switching
and to reduce voltage harmonics by PWM control. The turn-on and turn-off phase angles of the main devices in thePWM waveforms are determined by numerical analysis to eliminate low-order harmonic voltages. Furthermore, ZVS
is achieved for all switching by ARCP. The proposed system is simulated in its operation. The simulation results showthat the desired boost current flows and ZVS is achieved. The current harmonics analysis results show that theharmonics below the 13th order are reduced by more than 40dB for both the primary and secondary sides.
キーワード：非接触給電システム，補助共振転流コンバータ，低次高調波除去同期 PWM，電流高調波，漏えい磁界

Keywords: Wireless power transfer, Auxiliary resonant commutated pole converter, Selective harmonics elimination, Currentharmonics, Radiated emission
る磁界高調波を低減する。しかし，これらの手法では，ほ1. はじめにぼすべてのスイッチングがハードスイッチングとなるた

近年，電気自動車の利便性向上のため，非接触給電シス

め，損失の増大やサージによる高次高調波のノイズ増大をテムを適用した充電システムが注目されている (1)(2) 。非接まねく課題がある。また，非同期 PWM を使用したインバ

触給電システムは大きなエアギャップを介して電力を伝送

ータは出力電流や電力に低周波のビートを引き起こすことするため，磁気結合が弱く漏えい磁界が発生し，それによが懸念される。ビートは低次高調波除去同期 PWM (6)を適用る周辺機器の誤作動や無線通信への干渉が課題となる。こすることで回避できるが，ハードスイッチングによるスイのため，CISPR 等において伝送コイルから漏えいする磁界ッチング損失の増加とサージによるノイズの増加は避けらに関する規格が定められている。特に，非接触給電向けのれない。

規格では漏えい磁界の低次高調波成分に関して 30dB 程度の一方，電力変換器で発生するスイッチング損失と電磁ノ厳格化が検討されている(3) 。従って，非接触給電システムイズ低減のために補助転流共振ポール(ARCP)コンバータがでは漏えい磁界低次高調波の原因となる伝送コイルの電流提案されている(7) 。ARCP は転流の直前に共振電流を主素高調波低減が要求されている。

子に流し，すべての主素子をスイッチングでゼロ電圧スイこれまでに，非接触給電システムにおける漏えい磁界低ッチング(ZVS)を達成する。この結果，主素子の損失低減

次高調波の低減手法として非同期 PWM インバータやマルに加え，サージ電圧が抑制されることから，電力変換器かチレベルインバータを用いた構成が提案されている (4)(5) 。

ら発生する電磁ノイズの低減が期待できる。

パルス幅変調やマルチレベル出力により一次側二次側ともそこで本論文では，低次高調波除去同期 PWM を導入しに伝送コイルと共振コンデンサの直列回路に印加される電た ARCP コンバータを非接触給電システムの一次側二次側圧高調波を低減する。これにより伝送コイルより漏えいすに適用した構成を提案する。提案システムは ARCP により1

スイッチング損失を低減しつつ低次高調波除去同期 PWMによりインバータ出力電圧の低次高調波を低減する。本論

Su1 1Cr Sv11

文では提案システムにより伝送コイル電流の高調波が低減

Cr

C1C2iL1 L1

L2Sa11可能であることをシミュレーションにより確認し，ARCP

VDC1による転流動作を実験により確認したため報告する。

Sa12〈2･1〉 回路構成

Lr2VDC2iL2v2

Cr Sv12

Cri1i2Su22Cr Sv22Cr

図 1 に提案システムの回路構成を
Fig. 1. Configuration of proposed wireless power transfer system.

示す。提案システムは中性点を介さず相間に共振電流を流すことで ZVS を達成する ARCP コンバータを非接触給電シiriLiL+I biLiriL Ib

給電システム部は伝送コイルと ARCP コンバータの間に共vo ut

vo ut

振コンデンサを直列に接続する直列-直列(S-S)方式を適用しSa2Sa1ている。本システムに用いる ARCP コンバータはユニポーS1S1

ラ変調を適用することで追加素子が一つのインダクタと二S2ステムの一次側と二次側にそれぞれ適用している。非接触S2つの補助素子のみの構成で，全ての主素子で ZVS を達成でtbtd _ma xtd _min

きる。さらに，提案システムは非接触給電システム向けにtd _miniL0iir

0iLは接続せず，主素子の寄生キャパシタンスを利用する。

vo utvout

図 2 に ARCP

Sa2Sa1

フルブリッジコンバータの転流時の電圧と電流の概形とス

S1S1イッチングタイミングを示す。ARCP はフルブリッジイン

S2

S2tb

バータが転流する直前に補助スイッチをオンすることで共td _ma x

td _min振インダクタを充電し，そのエネルギーを利用して主素子tb

補助回路の追加による損失を最小化するため，共振インダCrir

クタ電流 ir を最小化する。ブースト電流 Ib を一定にするたる。図 2(a), (b)における共振インダクタの充電時間 tb1 は(1)Cr式，(c), (d) における充電時間 tb2 は(2)式で表される。

tb 2 =

Lr I b − iL.............................................................. (2)VDC

tbCrLrvout

め，インダクタの充電時間を負荷電流 iL に応じて調整す

Lr iL + I b
VDCtd _ma x
td _mintb(c) S1 turn-on at iL<0(d) S2 turn-on at iL<0Fig. 2. Operation waveform of ARCP converter.の寄生容量に蓄積している電荷を放電させる。本論文では

tb1 =ri L Ib

来の ARCP で主素子に並列に接続していた共振コンデンサ〈2･2〉 ARCP フルブリッジコンバータtb(b) S2 turn-on at iL<0Ib+iL

め，転流時間を十分に短くする必要がある。このため，従td_max

tbtb(a) S1 turn-on at iL>0PWM 制御された基本波周波数 85kHz の電圧を出力するたiLCrFig. 3. Equivalent circuit when the ARCP is in resonance condition.

を達成できる最小時刻 td_min は(5)式で表せる。

............................................................ (1)V VDC ................ (5)td _ min = tan −1  DC  + sin −1 
 V 2 + Z 2I 2  Zr Ib r b  DC

ここで，Zr は共振回路の特性インピーダンスを示し，式(6)で表される。

共振インダクタが十分に充電されたあと，主素子をオフにすることで共振が開始され，もう一方の主素子に逆方向にZr =電流が流れる。そのあとに主素子をターンオンすることでZVS が達成される。

LrCr................................................................... (6)

図 2(b)~(d)に関しても同様に求めると，ZVS を達成できる

図 3 に共振時の等価回路を示す。等価回路より図 2(a)に最小時刻は (5)式と一致する。また，寄生容量が放電後，おける共振時の共振電流 ir とインバータ出力電圧 vout は(3)，インダクタ電圧が直流電圧にクランプされることで共振イ(4)式で表される。
ir = I b cos r t +Cr

Sa22

2. 提案システム
Su1 2Cr Sv21

Sa21

Lr1

v1

Su21

ンダクタ電流は減少する。インダクタ電流が負荷電流より
Vdcsin r t + I L
Zr

小さくなることで寄生容量が再充電され，ZVS が失敗とな.................................... (3)る。この再充電が開始する時刻 td_max は式(7)で表される。
LItd _ max = td _ min + r b ................................................... (7)VDCvout = Z r I b sin r t − Vdc cos r t ........................................ (4)寄生容量に蓄積された電荷を放電し，ZVS を達成させるためには vout = VDC となればいい。従って，(3)，(4)式より ZVS
2

〈2･3〉 低次高調波除去同期 PWM

図 4 にユニポーVDC

ラ変調を適用した半周期で p 個(p:奇数)のパルスを出力する
インバータの PWM 波形のうち 1/4 周期を示す。PWM 波形に含まれる n 次(n:奇数)の高調波成分 an を図 4 の波形をフーVDC

リエ級数展開して求めると式(8)と求まる。
an =0

12 34p

/2Fig. 4. p-pulse PWM waveform for Fourier series expansion (1/4 cycle).
Table 1. Turn-on and turn-off angle for harmonics elimination.

p
4VDC k +1
 −1 + 2 ( −1) cos nk  .......................... (8)n 
k =1

3 pulse12
3
4567

ここで， k はインバータのオン･オフ位相角を示す。パル数が p のとき自由に変更可能な位相は p 個あるので，変調率 1 とすると p 個の非線形連立方程式 a1=1, a3=a5=･･･=a2p−1=0 を得ることができる。この非線形連立方程式を数値的に解くことで高調波を消去できるオン/オフ位相角を得ることができる。表 1 にパルス数を 3，5，7，基本波振幅を 1 としたときのオン/オフ位相角k をそれぞれ示す。

3. シミュレーション結果

5 pulse7 pulse0.291601942
0.212415864
0.1671334680.811286668
0.537036587
0.400587541
0.897609093
0.643599531
0.50383472
1.064356019
0.798263952
1.093330767
0.847657035
1.18959039
1.202551877
Table2. Simulation conditions.
P arameter

SymbolValue

DC voltage

V DC 1, V DC 2

400

V

Rated output power

P out

1kWTransmission frequency

f85kHz

表 2 にシミュレーションに用いたパラメータを図 5 に提Self inductance

L 1, L 2500

H

案システムの動作波形を示す。シミュレーションでは 7 パ

Resonant capacitor

C 1, C 2

7.02nF

ルス PWM を適用して表 1 のオン・オフ位相角を用いた。

Coupling coefficient

k0.3

Resonant inductor

Lr200nH

P arastic capacitor

Cr100pF

圧，伝送コイル電流をそれぞれ示している。シミュレーシ

Boost current

Ib6Aョン結果から，ARCP コンバータが半周期で 7 パルス出力

Dead timetd12.5ns

図 5 は上から，一次側と二次側の ARCP コンバータ出力電していることが確認できる。また，一次側二次側それぞれ

Primary ARCP converter output voltage v1 [V]4002000200400

から見た基本波力率がほぼ 1 となっていることから，共振条件を満足して動作していることがわかる。
図 6 に一次側二次側電流の高調波解析結果を示す。また，比較のため 2 レベルインバータを使用した際の電流高Secondary ARCP converter output voltage v2 [V]4002000200400調波も示す。インバータ直流電圧は出力電圧の基本波成分が等しくなるように/4 倍している。図 7 より，基本波成分は両システムで一致している。一方，高調波成分に関してPrimary and secondary transmission coil current i1, i2 [A]は一次側二次側ともに 3 次から 13 次までにおいて 40dB 程42024度低減している。この結果について，13 次以下の成分を完全に消去できないのは ARCP のデッドタイムにより，解析i2i1

2.5s/di v

解とスイッチング位相が異なっているためである。また，未消去の 13 次以上の成分に関して増加しているが，伝送コ

Fig. 5. Operation waveform of proposed WPT system.

イルと補償回路の周波数特性に従って大きく減衰するた示している。動作波形より，それぞれの電源から見た力率め，漏えい磁界の大幅な増大に影響しないと考えられる。

がほぼ 1 であることから，共振条件を満足しつつ電力伝送が行われていることが確認できる。

4. 実験結果

図 8 に一次側二次側それぞれの ARCP コンバータの動作

ARCP コンバータはスイッチングに合わせてブースト電波形とその拡大図を示す。波形はそれぞれ ARCP コンバー流を制御する必要があるが，本論文のように主素子が高周タの出力電圧，U 相の上アームスイッチのゲートソース電波でスイッチングする場合，共振周波数が高くなり，より圧とドレイン電流そして共振インダクタ電流を示す。図 8難しくなることが予想される。そこで，ARCP コンバータ

より，スイッチをオンする直前から共振インダクタを負荷の実現性を確認するため，転流動作の検証を実験にて行電流に加えてブースト電流分だけ充電し，その時に下アーい，基本的な特性を確認する。

ムスイッチをオフすることで上アーム素子に逆方向の電流

図 7 に非接触給電システムの動作波形を示す。実験は 3を流す。これにより，主素子の ZVS を達成できることが確

パルスで実施し，シミュレーション条件より直流電圧を認できる。ここで，転流完了後に共振インダクタにリンギ100V，共振インダクタンスを 3H に変更した。波形は上かングが発生している。これは補助素子のリカバリによってら，一次側二次側それぞれの印加電圧，伝送コイル電流を励振された共振インダクタと主素子の寄生キャパシタとの3(a) Primary side ARCP converter operation waveform(b) Secondary side ARCP converter operation waveform
Fig. 6. Harmonics analysis for the primary and secondary side coil current in simulation.

共振電流である。また，スイッチング時にインバータ出力
Primary coil current i1 [2A/div]
Primary side ARCP converter output voltage v1 [100V/div]

電圧にサージ電圧が残存しているが，共振インダクタの流れる寄生キャパシタとの共振電流によってブースト電流が0不足し，ZVS に失敗していると予想される。

5. まとめ0本論文では，非接触給電システムにおける電流高調波高0調波低減を目的として低次高調波除去同期 PWM を適用した ARCP コンバータを一次側二次側に使用する構成を提案0した。低次高調波除去同期 PWM のオン・オフ位相角を数値解析により，7 パルス PWM においてスイッチング位相

Secondary coil current i2 [2A/div]
Secondary side ARCP converter output voltage v2 [100V/div]を算出した。提案システムが電流実効値を低減できること[4s/div]

Fig. 7. Operation waveform of WPT system.

をシミュレーションにより検証した。その結果，伝送コイ

Primary side ARCP converter output voltage v1 [100V/div]

ル電流高調波の 13 次以下の高調波を 40dB 程度低減できた。また，提案システムの転流動作を実機試験により確認

Su1 1 ON0

し，ZVS されたことを確認した。しかしサージ電圧が残存しているため，これを低減することが今後の課題である。

0Gate-source voltage on su11 vgs_u1 1 [25V/div]

文

献

0

(１) 古川啓太, 日下佳祐, 伊東淳一: 「漏洩磁界キャンセルコイルを用いたワイヤレス給電システムのキャンセルコイル短絡電流実効値補償に着目した漏洩磁界低減」, 電気学会論文誌 D, Vol. 141, No. 5,
pp.405-415 (2021)(２) R. Ota, N. Hoshi, J. Haruna, "Design of Compensation Capacitor in S/PTopology of Inductive Power Transfer System with Buck or BoostConverter on Secondary Side," IEEJ Trans. on Industry Applications, Vol.4,
No.4, pp. 476-485 (2015)(３) 三沢 宣貴：「CISPR での不要輻射許容値の国際検討状況」，自動車技術会 2019 年春季大会フォーラム EV への給電システムの最新動向, No. 20194438, pp.15-20 (2019)(４) 永井 栄寿, 藤田 稔之, 角谷 勇人, 清水 修, 藤本 博志: ｢高速スイッチング技術を利用した磁界共振型非接触給電の低次高調波における漏洩磁界低減｣, 電気学会論文誌 D, Vol. 142, No. 5, pp. 385-392(2022)(５) 楠居琳太郎, 日下佳祐, 伊東淳一:「送受電側にフライングキャパシタコンバータを用いた非接触給電システムの実機検証」, 電力技術/電力系統技術/半導体電力変換合同研究会, SPC-23-148, (2023)(６) 高橋 勲, 高橋 勉: 「リードオンリメモリーを用いた PWM インバータのディジタル制御法」, 電気学会論文誌 B, Vol. 96, No. 2, pp. 97(1976)(７) W. McMurray, "Resonant snubbers with auxiliary switches," IEEE Trans.
on Industry Applications, vol. 29, no. 2, pp. 355-362 (1993)

0

Drain current on su1 1 id_u11 [2A/div]
Fig. 8. (b)Primary side resonant inductor current ir1 [2A/div][2s/div]
Primary coil current i1 [2A/div](a) Primary side

[40ns/div](b) Enlarged waveform of (a)Secondary side ARCP converter output voltage v2 [100V/div]
Fig. 8. (d)Su21 ON00
Gate-source voltage on su21 vgs_u2 1 [25V/div]0
Drain current on su21 id _u21 [2A/div]0
Secondary side resonant inductor current ir2 [5A/div][2s/div](c) Secondary side(d) Enlarged wave form of (c)Fig. 8. Operation waveform of ARCP converter.

4[40ns/di v]