SPC-23-265
HCA-23-055
VT-23-048

キャパシタ絶縁を適用した倍電流整流型
LLC 電力変換器の実機検証
丈人＊

池内大倉

惇稔

永吉

謙一

渡辺大貴

伊東淳一（長岡技術科学大学）

角田武彦（豊田自動織機）

Experimental Verification of Current-Doubler-Rectification-Type LLC Power Converterfor Capacitive Power Transfer
Taketo Ikeuchi, Atsutoshi Okura, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh (Nagaoka University of Technology) ,Ken-ichi Nagayoshi, Takehiko Sumida (Toyota Industries Corporation)
This paper proposes a current-doubler-rectification-type LLC power converter for capacitive power transfer. This circuit is athree-port converter capable of AC-DC and DC-DC operation. Furthermore, the current RMS value of the input-side inductor isthe same in both modes. This paper experimentally verifies its characteristics. The present results indicate that the input current
RMS values are equivalent for AC-DC and DC-DC operation, and that a smaller inductor can be expected.
キーワード：マルチポートコンバータ, キャパシタ絶縁, 倍電流整流回路, LLC 電力変換器, フライングキャパシタ（Multiport Converter, Capacitive Power Transfer, Current-Doubler-Rectification Circuit, LLC Power Converter, Flying Capacitor）
側交流ポート（AC），補機側低圧ポート（LDC），バッテリ側

1. はじめに高圧ポート（HDC）の 3 ポートを有する。充電時は AC から

近年，脱炭素社会の実現に向けてバッテリ式電気自動車

HDC，走行時は HDC から LDC へ電力を供給する。本シス（BEV）やプラグインハイブリッド自動車（PHEV）の導入量

テム構成では，車載バッテリと補機側低圧負荷の電圧比がが増加している (1)～(3)。車内空間の拡大や燃費向上のために，車載用電源システムの小型軽量化が要求されている中，大きいため，走行時に電流平滑用インダクタへ流入する電車載充電器のマルチポート化による電力変換回路の高パワインダクタを設計する必要がある。インダクタ体積は最大(4)～(7)ー密度化が検討されている。
車載充電器向け電力変換器として，トランスを用いた絶蓄積エネルギーの 3/4 乗に比例し(13) ，最大蓄積エネルギー縁型変換器がさかんに検討されている。変圧器は一次側となサイズのインダクタを使用することになる。

流値が充電時に比較して大きく，走行時の電流値を用いてはインダクタ電流の二乗に比例するため(14)，充電時に過大二次側の絶縁に加えて，巻数比に応じた入出力電圧比が得

本論文では，両動作方向で同サイズの電流平滑用インダられる利点がある。一方，トランスを小型化するためにスクタを使用できるマルチポートコンバータを提案する。本

イッチング周波数を高周波化する傾向にあるが(8)(9) ，ヒートシンクや冷却ファンなどの体積割合が大きくなるため，回路の特徴は，低圧補機側のコンバータに倍電流整流型小型化には限界がある。そこで，変圧器に比較して小型化上させることにある。充電動作時は文献(12)と同様の制御

LLC 電力変換器を適用することにより，入出力電流比を向が期待できるキャパシタ絶縁が検討されている。
キャパシタ絶縁は，鉄心や巻線などの重量物が不要であ: Driving operation: Charging operation

り，電源システムの効果的な小型化に貢献できる(10)(11) 。さらに，磁性材料に起因する鉄損などの損失増大に伴う放熱

Low-Voltage Loads(LDC)対策が不要であり，低 ESR のキャパシタを使用することで，Wiper大電流用途においても発熱を抑制可能である。
したがって，

Audio Control

DC

冷却器の体積やコストの削減が期待できる。そこで，キャLight Navigation

パシタ絶縁を適用したマルチポートコンバータが提案されAuxiliary
Battery

DCe-Axleている(12) 。
図 1 に BEV のシステム構成を示す。本システムは電源

ACPowerSourceAC
DC

ESU
DCBattery(HDC)

Fig. 1. BEV system configuration.

Charging
Standを適用する。また，補機側のコンバータは動作させない。
150W の試験機における回路パラメータの設計を行い，シSPP

ミュレーションおよび実機検証により提案回路の所望動作

i S LS SPNを確認したため報告する。

SNPvS

2. 動作原理

RVDC

SYPO

PDC

(a) Conventional circuit

課題がある。図 2(b)は提案回路であり，従来回路の共振用インダクタ LD をダイオードブリッジ側に移動させること

Current-Doubler i O

SPP

で倍電流整流回路としている。本回路は，フライングキャi S LS SPNパシタコンバータを基本とした回路構成である。フライン

SNPvS

図 2 に示すように，従来回SXCP LP LN

SPCFC v FC
SNVDCvO R

COCN

SNN

パシタ絶縁を適用する。
補機コンバータ

CO v O

PSタ回路を示す。図 2(a)は従来回路であり，入出力電流比にグキャパシタと並列に補機側のコンバータを接続し，キャSX

CN

SNN

図 2 にキャパシタ絶縁を適用したマルチポートコンバー

<2･1>

SP
CFC v FC
SN

Full-Wave i O
CP LD

SY

POPS

路では直列共振型 DC-DC コンバータを接続する。また，提(b) Proposed circuit

案回路では倍電流整流型 LLC 電力変換器を接続している。

Fig. 2. Structure of the main circuit.

PDC

これにより，入出力電流比を向上でき，入力側インダクタの小型化，低損失化が期待できる。なお，補機コンバータ

Cは，上下アームをデューティ比 0.5 で相補的にスイッチングさせる(16) 。
図 3 に補機コンバータの等価回路を示す。提案回路では，iO

LDVSN

COvO

R

負荷に供給された電流がフライングキャパシタ側に戻る経(a) Conventional circuit

路と，インダクタを介して出力側に還流する経路が存在するため，等価回路が LLC 回路となる。

C

図 4 に従来回路および提案回路における補機コンバータの出力電圧 − 周波数特性を示す。従来回路では，共振周波LVSN数における入出力電圧比が 0.5 となるため，入出力電流比は 2.0 となり，インダクタ LS へ流入する入力電流 i S の実効値 I S は(1)式で求められる。
P
IS = O
2VO･･････････････････････････････････ (1)iO

LCOvO

R(b) Proposed circuit
Fig. 3. Equivalent circuit of the auxiliary converter.

提案回路では，動作周波数 f O = 50kHz 時の入出力電圧比は 0.30 となる。したがって，入出力電流比は 3.33 となり，インダクタ LS へ流入する入力電流 i S の実効値 I S は(2)式で求められる。
PO
IS =･･････････････････････････････････ (2)3.33VO
インダクタ LP と LN にそれぞれ i O /2 ずつ分流するため，入出力電流比が従来回路の 1.67 倍となるのが特徴である。こ補機側の低圧負荷に出力電力 PO を供給するために必要な最小限の入力電流実効値 I S は，(3)式より求まる。
P
I S = I FC = k O ･･････････････････････････････ (3)
VO
k=

VO
VFC･･･････････････････････････････････ (4)のように，入出力電流比を向上できることから，従来回路

ここで，k は補機コンバータの入出力電圧比である。
(3)式の条件を満足するためには，入力電流 i S が常にフラに比較して入力電流実効値 I S を 40%程度低減できる。したイングキャパシタ CFC へ流入する必要がある。そのため，がって，インダクタの小型軽量化および損失低減効果が期

図 5 に示すように SPP を OFF，SPN を ON で固定し，SX の待できる。

デューティを制御することにより，フライングキャパシタ

<2･2>
(1)

フライングキャパシタ回路
図 5 に走行時におけるフライングキ回路動作

回路を降圧型 DC-DC コンバータとして動作させる。
(2)

充電時と走行時における電流実効値

充電時はャパシタ回路の電流経路を示す。本動作では走行時を想定

フライングキャパシタ回路にユニポーラ変調(13) を適用し，するため，電力系統から回路を切り離し，端子間を短絡さ補機コンバータのスイッチ SP , SN を両側ともオフで固定すせる。また，インダクタの損失を抑制するため，入力電流iS が最小限の直流電流となるように動作させる。

る。したがって，充電時における入力電流実効値 IS_AC は(5)式より計算できる。

0.6

LD = 11 μH
CP = 1 μF
CN = 1 μF

fR = 67.9 kHz

Voltage Gain

VO[-]
VFC

0.5
0.4

SXiS

VDC

0.3

PO = 0.1 p.u.

(a) Charge mode

60
7080
90
Operation Frequency fO [kHz]100
SX(a) Conventional circuit
0.7

VO[-]
VFC

0.6
PO = 0.6 p.u.

0.5

LDCLoads

SNN

1.0 p.u.
50

LS SPNSNPSY0.1i FC

CFC

0.5 p.u.

0.2

040Voltage Gain

SPP

LP = 11 μH
LN = 11 μH
CP = 4.7 μF
CN = 4.7 μF

SPPiSVDCi FC

LS SPNLDCLoads

CFC

SNP
SY

SNN

0.4(b) Reflux mode

0.3

Fig. 5. Current path of the flying capacitor circuit.

0.2

0.8 p.u.
1.0 p.u.

0.1001020405030Operation Frequency fO [kHz]60(b) Proposed circuit
Fig. 4. Dependence of output voltage v O on operation
frequency f O and output power PO .

<3･1>

電流平滑用インダクタ LS

電流平滑用インダクタ LS はインダクタ電流 i S の脈動 ΔI S が任意の基準値未満となるように(8)式より設計する。
VFC VDC − VFC････････････････････････ (8)LS =I S fSW VDC
ここで，LS は入力側インダクタのインダクタンス値，VDC
は直流高圧側電圧，VFC はフライングキャパシタ電圧，f SW

I S_AC =PDC
VS･････････････････････････････････ (5)はスイッチング周波数，ΔIS は入力電流 iS の脈動幅である。
<3･2>

絶縁用キャパシタ CP,CN

絶縁用キャパシタ

ここで，PDC は直流側出力電力，VS は交流側入力電圧の実

CP および CN は，以下の手順で静電容量を導出する。

効値である。

図 6 に倍電流整流型 LLC 電力変換器の電流経路を，図 6に iC および v C のモデル波形をそれぞれ示す。まず，(9)式

続いて，充電時と走行時でインダクタ電流の実効値が一致する電力比を導出する。(3)式と(5)式で求まる値が一致すれば，両動作時におけるインダクタ電流の実効値が等しくなるため，(3)式と(5)式を等式で結ぶことで，(6)式の関係が得られる。
kVS PO = VO PDC ･･･････････････････････････････ (6)したがって，(7)式に示す比例式が導出できる。

PO : PDC = VO : kVDC･･･････････････････････････ (7)の条件を考える。
C = CP = CN･･･････････････････････････････ (9) L = LP = LN

(9)式よりキャパシタ電圧の平均値 VCP, VCN およびインダク
タ電流の平均値 I LP, I LN の関係は(10)式のようになる。
VC = VCP = VCN･･････････････････････････････ (10)
 I L = I LP = I LN

(7)式の条件を満足するとき，充電時と走行時で入力電流実

図 6 に示すように，キャパシタ電流 i C の極性がスイッチの効値が一致する。
従来回路は k =0.5，提案回路は k =0.3 であるため，同一の直流側出力電力 PDC で比較する場合，提案回路を適用する状態によって切り替わる。したがって，キャパシタ電流 i Cことで低圧側出力電力 PO を 1.67 倍に向上できる。したがって，補機側の低圧負荷が大きい用途であっても，入力側インダクタの体積を削減可能である。

3. 回路設計の波形は図 7 に示す矩形波となる。そのため，キャパシタ
電流 i C とキャパシタ電圧 v C の関係から(11)式が得られる。

VFC
dVC2
C=C= I L ･･････････････････････ (11)1dTON
DutyfO
また，(10)式より(12)式の関係が成り立つ。

SPON CP

VFC
SNiC

LP

COOFF CN

11Table 1. Simulation and experimental conditions

LNvORvOR(a) SP : ON (Charge mode)
SPOFF CPSNON CN

VFC

iC

LP

LN

CO(b) SP : OFF (Discharge mode)

Conditions
High-side DC voltage VDC
Low-side DC voltage VO
Low-side output power PO
Switching fre que ncy f SW
Opera tion frequency f O
AC-side inductor LS
Flying capacitor CFC
LLC-side inductor LP , LN
Isolation c apacitor CP , CN
Output-side capacitor CO

縁用キャパシタ CP および CN は，補機コンバータが電圧連

Fig. 6. Current path of the proposed circuit.

続モードで動作するように設計する。
<4･1>

ONSPiC

OFFONOFF

従来回路と提案回路の入力電流

図 8 に出力電力，出力電圧 ，フライングキャパシタ電圧 ，入力電流の入力電圧特性を示す。図 8(a)および(b)より，従来回路ではi LP

入力電圧が 24.9V，提案回路では 40.0V に達したとき，出0力電圧を一定に制御でき，所望の電力を供給できることが– i LNわかる。このとき，入力電流の実効値は，従来回路：6.23A，v FC

提案回路：3.79A であり，(1), (2)式で求めた値とほぼ同一に

2vC(v CP = v CN )なることが確認できる。したがって，図 8(c)に示すように，提案回路を使用することで，インダクタに流れる電流値を0TON

TOFFTO

Fig. 7. Model waveform.

39.3%低減でき，インダクタの小型軽量化および損失低減効果が期待できる。
<4･2>

P
I LP + I LN = 2 I L = O ･･････････････････････････ (12)VO(12)式を I L について整理すると
IL =Value
200 V
12 V
150 W
50 kHz
50 kHz300 μH60 μF
11 μH
4.7 μF
20 μF

PO･･････････････････････････････････ (13)2VOとなり，(11), (13)式より(14)式が得られる。
V fP
C FC O = O･･･････････････････････････ (14)2 Duty 2VO

提案回路の動作波形

図 9 にシミュレーションで得られた各部の電流電圧波形を示す。図 9(a)より，インダクタ LS に流れる入力電流 i S の脈動が 3Ap-p 未満となることが確認できる。このとき，入力電流 i S の実効値 IS は3.85A である。また，図 9(b)より，提案回路が電圧連続モードで動作していることが確認出来る。そして，図 9(c)より，目標値 12V が出力されていることが確認できる。

5. 実験結果
図 10 に提案回路における入力電流 i S ，出力電圧 v O ，絶(14)式から VFC を消去して，C について整理すると(15)式が縁キャパシタ電圧 v C P および v C N の定常動作波形を示す。

得られる。
P DutyC= O2k ･･･････････････････････････････ (15)VO f O

実験条件は表 1 に示したとおりである。図 10 より，インダクタ LS に流れる入力電流の脈動が 3Ap-p 未満となることが確認できる。このとき，入力電流 iS の実効値 I S は 2.95A(15) 式に示す条件において，補機は電圧臨界モードで動である。ここで，実験結果における入出力電圧比は 0.266 と作する。静電容量が (15) 式の値を下回ると電圧不連続モーなり，シミュレーション結果とは異なる。本実験は低出力

ド，上回ると電圧連続モードで動作する。本論文では，電であるため，各素子での損失の割合が大きいことが原因で圧連続モードで動作させる。実際には，体積低減の観点かあると考察できる。図 10 に示すキャパシタ電圧波形より，

ら補機コンバータは電圧臨海モード付近で動作させること提案回路が電圧連続モードで動作していることが確認できる。キャパシタ電圧 v CP には負方向のオフセット，v CN にが望ましい。

4. シミュレーション結果

は正方向のオフセットが生じていることが確認できる。しかし，v CP と v CN の合計値は，シミュレーション結果と概表 1 にシミュレーション条件を示す。交流側インダクタね一致している。その結果，目標値である 12V が出力されLS は電流脈動の振幅が 3A 未満になるように設計する。絶ていることが確認できる。

6200Output Power PO [W]5150

Conventional

100

Proposed

Regulated to PO = 150 WiS

435 μs2(a) Input current i S

502000302040Input Voltage VDC [V ]10506015(a) PO — VDC
60

Conventional
Proposed

Voltages VO ,VFC [V]504030205Regulated to v FC = 39.6 V0Regulated to v FC = 24 V

12.2

Regulated to v O = 12 V

12.1vO12.00302040
Input Voltage VDC [V ]1050

11.9605 μs

11.8(b) VFC ,VO — VDC(c) Output voltage v O81Fig. 9. Simulation results.

ConventionalInput Current IS [A]5 μs(b) Capacitor voltage v CP

100v CP106Proposed

39.3%

4v CN2vO12V75V0001030
2040Input Voltage VDC [V ]50iS60v CP(c) I S — VDCFig. 8. Dependence of output power PO , output voltage VO ,25V2A
0Ground line of the i S and v O

flying capacitor voltage VFC and input current IS

4[ms/div]

on the DC battery Voltage VDC and circuit topology.
1Fig. 10. Experimental result.

6. まとめ
本論文では，OBC の小型軽量化を実現するために，キャ文パシタ絶縁を適用したマルチポートコンバータを提案した。
提案回路では，入出力電流比を向上するために，倍電流整(1)

流型 LLC 電力変換器を補機に適用した。また，合計体積削減の観点から，補機コンバータを臨界条件付近で動作させ(2)た。150 W の試験機において所望動作を確認した。実験結果から，交流側インダクタへ流入する電流の実効値が充電(3)時と走行時で一致する条件の妥当性が確認できた。
今後は，ZCS によるスイッチング損失低減や大容量化に関する検討を行う。

(4)

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