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MD-23-100

ZVS を達成するフライバックコンバータの制御法の実機検証
内田泰雄＊
渡辺山ノ口大貴皓喜伊東楠居琳太郎河合勇貴

淳一（長岡技術科学大学）

Experimental verification of control method to achieve ZVS for flyback converter.
Yasuo Uchida*, Koki Yamanokuchi, Rintaro Kusui, Yuki Kawai, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University ofTechnology)
The purpose of this paper is to achieve both power factor correction and high efficiency in isolated ACDC converters. The authors
propose a method of applying TCM control and input current compensation to a flyback converter. TCM improves conversion
efficiency by achieving zero voltage switching. Input current compensation achieves power factor correction (PFC) by linearly
compensating the relationship between input current and input voltage. However, the achievement of ZVS and PFC have not beenchecked in experiment. In this paper, we checked the achievement of ZVS and PFC in experiment. The experimental results showthat THD is 1.54% and ZVS is achieved at rated power of 100W with input current compensation.
キーワード：絶縁型 AC/DC コンバータ，フライバックコンバータ，TCM，PFC，ZVS，実機検証(Isolated AC/DC converter, Flyback converter, TCM, PFC, ZVS, Experimental verification)1.

はじめにまたフライバックコンバータの二次側ダイオードを半導体スイッチに変更し，一次側の半導体スイッチのターンオ

各種モバイル機器用の電源としてスイッチング AC アダ

ンの直前に二次側を導通させることで ZVS を達成する手法

プタが利用されており，本機器は整流器と DC/DC コンバーが検討されている。しかし本手法では寄生容量の電荷を引タから構成される。最も安価な整流器として，コンデンサイき抜くために追加の導通期間が必要となり，導通損失の増ンプット型整流器があるが，電源力率の低下が課題である。

加が懸念される。

この課題に対し，力率改善回路(PFC 回路)を用いることで電疑似共振や電流三角波モード(TCM)を用いた手法ではゼ源力率を改善できるが電力変換回数の増加や部品点数の増ロ電流期間中の共振電圧，もしくは微小な負電流期間を設加が懸念される(1)~(9)。

けることで寄生容量の電荷を放電できるため，スイッチン一方で，フライバックコンバータを用いた回路構成が提案されている(10)グ損失を低減できる。しかしこれらの制御ではスイッチン。この回路構成ではフライバックコンバー

グ周波数が変化する可変周波数制御になる。DCM では固定タのデューティとスイッチング周波数を固定した電流不連

周波数駆動においてデューティを一定に制御することで入続モード(DCM)を用いた制御により，追加の PFC 回路を用力電圧とフライバックコンバータの励磁電流の関係を線形いることなく力率を改善できる。しかし，ゼロ電流期間中の化できる。しかし可変周波数ではオンデューティが瞬時で共振電流によるハードスイッチングにより効率が低下す変動するため入力電流 THD が悪化する。

る。

本論文では TCM 制御を適用したフライバックコンバータ

そこで，フライバックコンバータの高効率化を実現するにおいて入力電圧と入力電流の非線形性を補償する制御のためにゼロ電圧スイッチング(ZVS)を実現可能な制御手法

実機実験による評価を行う。実機実験において，定格電力動が検討されている。アクティブクランプ回路を用いた手法

作時に入力電流 THD を 7.88%から 1.54%にまで改善したた

ではクランプコンデンサと漏れインダクタンスとの直列共め報告する。

振により負の励磁電流を導通させ寄生容量を放電したタイミングでスイッチングをすることで，ZVS を達成する(11)。
しかし，本手法は電流連続モードで動作させる必要があり，力率改善が課題となる。

2.

回路構成

図 1 に検討する絶縁型 AC/DC コンバータを示す。検討回路は同期整流回路とフライバックコンバータ，アクティブ

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クランプ回路で構成される。本回路構成は同期整流回路の採用により AC/DC コンバータ部の導通損失を低減する。フライバックコンバータは絶縁と PFC 動作を同時に達成すi1

る。アクティブクランプ回路は一次側スイッチのターンオ

Lf

フ時に変圧器の漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーを吸収し，一次側スイッチのサージ電圧の発生を抑制す

SR3vgvinig

る。

3.

SR1

SR2

S2

N:1CCLm

SCiLm

iout

i2

VoutCfS1

SR4

Shuntresistor

TCM 制御Fig. 1. Circuit configuration of AC/DC converter.
〈3･1〉オン時間指令値の導出

図 2 に TCM 制御の電iLm : Magnetizing current

流波形を示す。本制御ではトランスの励磁電流を最小電流が負の三角波となるように制御する。フライバックコンバ

diLm

I1peakdiLmdt| v (t ) |= indt
Lm

ータの励磁電流は一次側スイッチオン時には一次側に流れ，二次側スイッチオン時には二次側に流れるため，一次側=−

NVout
Lm

T1bot

スイッチオン時の励磁電流波形から一次側電流平均値を導出する。一次側電流平均値と入力電圧を線形の関係にすることで PFC を達成できるため，一次側電流平均値と入力電t
I1bot
T1

圧が線形になるような一次側スイッチオン時間を導出す

TSWる。
一次側電流時間積は図 2 に示す赤い三角形の面積であり，

i1 : Primary side current
I1peak

一次側電流平均値 i1_avg は(1)式で表される。
1i1avg (t ) =( I1 peak  (T1 − T1bot ) − I1botT1bot ) .........................(1)
2Tsw

I1bot

ここで， T1 は一次側スイッチオン時間，Tsw はスイッチング

NI1peakti2 : Secondary side current

周期，I1peak は一次側電流ピーク，T1bot はボトム電流からゼロ電流に達するまでの時間(ボトム電流到達時間)，I1bot は一次側ボトム電流である。図 2 の励磁電流の傾きより(2)~(4)式は導出される。
Lm
T1bot =
I1bot .............................................................(2)vin (t )Tsw =vin (t ) + NVout

I1 peak =NVoutvin (t )Lm

T1 .....................................................(3)T1 − I bot ......................................................(4)ここで，Lm は励磁インダクタンス vin(t)は入力電圧瞬時値，
N は変圧器の巻き数比，Vout は出力電圧である。

tNI1bot

Fig. 2. Current wave forms of transformer.
り(6)式で表される。
PKiin (t ) = 2 ..................................................................(6)Vin(5)式と(6)式より，一次側スイッチオン時間は(7)式で表される。
T1 =2PLm (| vin (t ) | + NVout )1.....................(7)+ 2I bot LmNVoutVin 2| vin (t ) |(1)式に(2)~(4)式を代入すると一次側電流平均と入力電圧の(7)式を満たすように TCM 制御を行うことで入力電流補償関係式が得られる。一次側電流平均と入力電圧の比 Kiin(t)はを行う。文献(12)で導出されている補正係数では式(9)の第 2(5)式で与えられる。

項が考慮されていなかったが第 2 項を考慮することでボトi1avg
vin (t )=1
NVout (T1 − 2 I bot Lm)vin (t )2 Lm ( vin (t ) + NVout )ム電流による入力電流の低下を補償でき，指令通りの入力= K iin (t ) .....................(5)電力を得ることが出来る。
次に，クランプスイッチのオン時間を導出する。アクティ(5)式より，Kiin(t)を一定にすると入力電圧と一次側電流平均

ブクランプは文献(13)に示すように二次側スイッチより早値の関係が線形になり TCM 制御で PFC を達成することがくターンオフすることで二次側電流に重畳する共振電流を出来る。Kiin(t)は入力電圧と入力電流の比であるため入力電抑制することが出来るため，二次側電流のゼロクロス検出力の値から決定することが出来る。入力電圧と入力電流のをより正確に行うことが出来る。そのため，本論文では二次比と入力電力の関係は入力電力 P と入力電圧実効値 Vin よ側スイッチのオン時間の 10%のオン時間とする。よってクSPC-23-203
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ランプスイッチのオン時間 TC は(8)式で表される。
v (t )
TC = 0.1  in T1 ........................................................ (8)NVout〈3･2〉 実装iLmt

TCM 制御ではボトム電流を一定に制CounterS1御する必要がある。そのため，回路の二次側にシャント抵抗を設置し，その両端電圧の極性をもとに二次側電流のゼロに一次側に負電流を流せるようにするためである。
変圧器の設計では巻き数比と励磁インダクタンスを決める必要がある。まず，巻き数比は一次側スイッチと二次側スti2クロスを検出する。また，フィルタキャパシタが同期整流回路の後段にあるのはダイオード整流で回路を動作させる際

T1t

PoleVRshuntt

Det zero_crosst
T1bot

Counterbott

イッチにかかるドレインソース間電圧と関係がある。巻き数比が高いほど一次側スイッチにかかる電圧が高くなり，Det bot_achieve

低いほど二次側スイッチにかかる電圧が低くなる。そのたt

GATEsigS1t

め，一次側スイッチと二次側スイッチ両方の耐圧を超過しGATEsigS2ないように決定する。励磁インダクタンスは TCM のスイッチング周波数と関係がある。同じ電力を送ろうとした場合
励磁インダクタンスが小さいとスイッチング周波数が高くCounterSCt

GATEsigSCなるため，使用するコントローラが制御可能なスイッチング周波数から決定する必要がある。
〈3･3〉 ゲート信号の生成t
TCt

Fig. 4. Timing chart of TCM control.

図 4 に TCM 制御のタイミングチャートを示す。ここで，タイミングチャート内の時間カウンタによりクランプスイッチのオン時間をカウン

CounterS1 は一次側スイッチのオン時間カウンタのカウントする。クランプスイッチのオン時間指令値に達した時点

ト値，Counterbot はボトム電流到達時間カウンタのカウントで一次側スイッチゲート信号をオフする。

値，CounterSC はクランプスイッチのオン時間カウンタのカウント値， PoleVRshunt はシャント抵抗の両端電圧の極性，以降ループすることで TCM 制御のゲート信号が生成できる。

Detzero_cross はゼロクロス検出信号，Detbot_achieve はボトム電流到達検出信号，GATEsig1 は一次側スイッチゲート信号，
GATEsig2 は二次側スイッチゲート信号，GATEsigC はクラ表 1 に実機実験の条件と回路パラメータを示す。スイッンプスイッチゲート信号である。シャント抵抗の両端電圧

チングデバイスは一次側の回路には STB23NM50N を，二の極性は二次側電流が負の時に high になり正の時に low に次側の回路には IPB117N20NFD を用いている。本実験でなる，そのためシャント抵抗の両端電圧の極性が立ち上がはゼロクロス付近では TCM 制御のオン時間指令値が無限ったタイミングがゼロクロス検出のタイミングになる。

大になってしまうため，入力電圧 30V 以下の範囲では固定

ここではボトム電流到達を TCM の開始としてゲート信

4.

実験結果

オン時間の DCM 制御を行う。

号生成の流れを説明する。まず，ボトム電流に到達した後一

図 5(a)にボトム電流到達検出と一次側スイッチゲート信次側スイッチゲート信号をオンし，一次側スイッチのオン号，二次側スイッチゲート信号の生成に関する動作波形を時間カウンタにより一次側スイッチのオン時間をカウント示す。また，図 5(b)にアクティブクランプスイッチゲート信する。一次側スイッチのオン時間に達した時点で一次側ス号生成に関する動作波形を示す。Counterbot[0]はボトム電イッチゲート信号をオフする。

流到達カウンタの最下位ビットであり，CounterSC[0]はクラ次に，一次側スイッチゲート信号がオフした時点で二次ンプスイッチのオン時間カウンタの最下位ビットである。

側スイッチゲート信号をオンする。その後，ゼロクロスを検カウンタ動作の有無はカウンタの最下位ビットで確認して出した時点でボトム電流到達カウンタによりボトム電流到いる。

達時間をカウントし，ボトム電流到達を検出する。ボトム電流に到達した時点で二次側スイッチをオフする。

図 5(a)より二次側電流のゼロクロス検出からボトム電流到達時間カウンタのカウントアップが始まり，ボトム電流

クランプスイッチゲート信号は一次側スイッチゲート信到達を検出したタイミングで一次側スイッチゲート信号が号のターンオフと同時にオンし，クランプスイッチのオンオンし，二次側スイッチゲート信号がオフしていることを確認できる。

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図 5(b)より一次側スイッチゲート信号の立下りからクラが改善することが確認できる。

ンプスイッチオン時間カウンタのカウントアップが始まり

図 7 に入力電流 THD 特性を示す。図 7 より入力電流補カウントアップが終わったタイミングでクランプスイッチ償を適用することで，入力 60W から 100W の範囲すべてでのゲート信号がオフしていることを確認できる。

入力電流 THD が改善している。しかし，軽負荷になるにつ

図 6 に系統電圧と系統電流，出力電圧と出力電流の波形れて入力電流 THD が悪化している。これは軽負荷時 TCMを示す。実験では入力には交流電源，出力には回生電源を用制御のスイッチング周期が短くなることで，デッドタイムいており，どちらも CV モードで動作している。図 6(a)よが支配的になり，電流歪が増加するためである。

り，入力電流補償無の TCM 制御では入力電流 THD は

図 8 に入力電圧が 30 V の時の各スイッチングデバイスの7.88%であり，ゼロクロスとピーク近傍で歪が確認できる。

ゲートソース電圧とドレインソース電圧の波形を示す。図 8

ゼロクロスの電流歪は DCM から TCM への切り替え点でより全スイッチでゲートソース電圧が立ち上がる前にドレ発生しており，一次側電流平均値がモード切り替え時に非インソース電圧が 0 V になっていることが確認でき，ZVS連続に変動するため，入力電流が歪む。また，ピークの電流を達成していることを確認できる。このことからスイッチ

歪は固定オン時間による TCMング損失を低減することが出来ているといえる。

制御に伴う歪である(13)。一方，図 6(b)に示す入力電流補償有の TCM 制御では入力電流
THD は 1.54%であり，入力電流補償により入力電流 THDvg(100 V/div)
0Symbol
VinVout
LmCC
Lf
CfRShunt
NTable. 1 Circuit parameters.
Quantity
Input voltage
Output voltage
Magnetizing inductance
Clamp capacitor
Filter inductance
Filter capacitor
Shunt resistor
Turn ratio of transformer

Value
100 V
24 V
51.3 H
0.5 H
2.13 mH
6.8 F0.05 
20ig(1 A/div)vout(20 V/div)

00

Zero cross(a) Without input current compensation.
vg(100 V/div)0

Detection of zero crossCount up
Detection of bottom
Turn onTurn off

Coutnerbot[0](10 V/div)
DETbot_achieve (10 V/div)
GATEsigS1(10 V/div)
GATEsigS2(10 V/div)
GATEsigSC(10 V/div)(4 s/div)0Count upTurn onTurn off(4 ms/div)(b) With input current compensation.
Fig. 6 Input and output waveforms.
12Input current THD[%]GATEsigS1(10 V/div)

0000iout(5 A/div)

10i2(20 A/div)Turn off

THD : 1.54%

vout(20 V/div)0(a) Detection of bottom.

0ig(1 A/div)i2(20 A/div)
PoleVRshunt(10 V/div)
DETVRzero_cross(10 V/div)(4 ms/div)

iout(5 A/div)

000000000

THD : 7.88%

86With current compensation
4GATEsigS2(10 V/div)

2

CoutnerSC[0](10 V/div)
GATEsigSC(10 V/div)(4 s/div)0(b) Gate signal of active clamp.
Fig. 5 Secondary current and control signal.

Without current compensation

020406080
Input power[W]100120Fig. 7 Comparison of input current THD with and without
current compensation.

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図 9 に入力電圧 141 V 時の各スイッチングデバイスのゲ

波周波数は 50Hz である。
基本波成分の電流実効値は電流補ート信号と励磁電流を示す。励磁電流波形は二次側電流を償無の場合 1.02 A，電流補償有の場合 1.06 A だが，基本波巻き数比で割った値と一次側電流を足して表示している。

成分を含めると高調波成分の表示が小さくなりすぎるた

励磁電流波形は TCM 制御できているが，クランプスイッチめ，図 10 には表示していない。図 10 より，20 次までの全がオフした後，励磁電流に歪が発生している。これは漏れイ高調波を低減できていることが確認できる。

ンダクタンスとクランプコンデンサの共振による共振電流が原因である。
図 10 に入力電流の高調波解析結果を示す。図 10 の基本6.

まとめ

本論文では入力電流補償を適用した TCM 制御の有効性を実機により検証した。実機への実装と実験による入力電vgs_S1 (20 V/div)(200 ns/div)

流補償を入れることで入力電流 THD が 7.88%から 1.54%

0vds_S1(100 V/div)
0ングで ZVS が達成されていることを確認した。今後はより広い動作領域での入力電流 THD の低減と，スイッチング周vgs_S2 (20 V/div)(200 ns/div)0

波数の最適化による導通損失の低減や変圧器体積の小型化を行う予定である。

vds_S2(50 V/div)

0ZVS

vgs_SC (20 V/div)0vds_SC(100 V/div)0(b) Turn on of secondary side switch and clamp switch.
Fig. 8 Waveform of switching (vin=30 V).
vgs_S1 (20 V/div)00

vgs_S2 (20 V/div)
vgs_SC (20 V/div)0(4 s/div)iLm(5 A/div)

Fig. 9 Waveform of magnetizing current (vin=141 V).
0.07
RMS value of current [A]に改善することを確認した。また，各スイッチングデバイスのゲートソース電圧とドレインソース電圧から全スイッチZVS(a) Turn on of primary side switch

0

流 THD の比較と ZVS 達成の確認を行った。結果，入力電Without compensation
With compensation

0.06
0.05
0.04

0.03
0.02
0.01
0.00
2468
10 12 14
Harmonic number

16

Fig. 10 Harmonic analysis of input current(fundamental frequency = 50Hz).

1820文献(１) 大辻 悦尚，宮下 收，前田 明志：「電圧センサレス高力率 PWM 整流器」
，電気学会論文誌 D，Vol.117，No.1 pp.44-49 (1997)(２) 谷口勝則, 股野安浩, 森實俊光，木村紀之 : 「高力率コンバータを活用した PAM 型インバータシステム」, 電気学会論文誌 D, Vol.117,(３) T. Takeshita, Y. Toyoda, and N. Matsui: “DC Voltage Control and Harmonic
Current Suppression of Single-phase PFC Converter”, IEEJ Trans. IA,
Vol.121, No.10, pp.1041-1048(2001-10)(in Japanese)
竹下隆晴・豊田泰延・松井信行：「単相 PFC コンバータの直流電圧制御と高調波電流抑制」, 電学論 D, Vol.121, No.10, pp.1041-1048(200110)(４) B.N. Singh, A. Chandra, K. Al-Haddad, A. Pandey, and D.P. Kothari: “Areview of single-phase improved power quality AC-DC converters”, IEEETrans. Ind. Elec., Vo.50, No.5. pp.962-981 (2003)(５) K.-hen Chao and P.-T. Cheng: “Power decoupling methods for single-phase
three-poles AC/DC converters”, in Proc. IEEE Energy Conversion Congressand Exposition ECCE 2009, pp.3742-3747 (2009)(６) L. Huber, L. Gang, and M.M. Jovanovic; “Design-oriented analysis andperformance evaluation of buck PFC front end”, IEEE Trans. PowerElectron., Vol.25, No.1, pp.85-94 (2010)(７) J.C. Crebier, B. Revol, and J.P. Ferrieux: “Boost-chopper-derived PFC
rectifiers: interest and reality”, IEEE Trans. Ind. Elec., Vol.52, No.1, pp.3645(2005)(８) K. Tsuno, K. I. Ishii, and T. Shimizu, “Comparison of Power Decoupling
Characteristics of DC Ripple Energy on the Single-phase Voltage Source
PWM Rectifiers,” IEEJ Trans. IA, vol. 126, no. 1, pp. 64–73, 2006 (inJapanese).
津野 康一, 石井 謙市朗, 清水 敏久 : 「単相電圧形 PWM 整流器におけるパワーデカップリング特性の比較」, 電学論 D, Vol. 126, No.
1, pp. 64-73 (2006)(９) S.-ichi Motegi and A. Maeda, “A Single-phase Buck PFC Converter with
Improved Input Current Waveform,” IEEJ Trans. IA, vol. 117, no. 10, pp.
1286-1287, 1997 (in Japanese).
茂木 進一, 前田 明志 : 「入力電流波形を改善した単相降圧形高力率整流器」, 電学論 D, Vol. 117, No. 10, pp. 1286-1287 (1997)(１０) 長尾道彦，森川竜一，原田耕介 : 「不連続モード動作昇降圧形高力率 AC-DC コンバータの特性解析」, 電気学会論文誌 C, Vol.J75-C2,
No.11 pp.686-695 (1992)

SPC-23-203
MD-23-100(１１) Lingxiao Xue, Jason Zhang : “Highly Efficient Secondary-Resonant Active
Clamp Flyback Converter”, IEEE, Vol.65, No.2 p.1235-1243 (2018)(１２) 河合勇貴，菊地尚斗，渡辺大貴，伊東淳一：「幅広い入力電圧に対応可能な直並列切替型フライバックコンバータ」，No.EDD-22-047,SPC22-187(2022)(１３)内田泰雄，渡辺大貴，伊東淳一，泉本尚人，木寺和憲，岡田健治：「ハイブリッド電流モード制御を用いたフライバックコンバータのZVS 法」,PE-23-072, PSW-23-078, SPC-23-128(2023)