LM3886

Converted to nat2000 DTD
Fixing for new data bookchanged overture to italics.

ds011833

11800

23900

33020

19930403

LM3886

Overture™ オーディオ・パワーアンプ・シリーズ

High-Performance 68W Audio Power Amplifier with Mute

LM3886

高性能 68W オーディオ・パワーアンプ (ミュート機能付き )概要■ VCC ＝± 35V で、8Ω 負荷に対して、50W の連続平均出力
電力■ 135W 瞬間ピーク出力電力■ SN 比≧ 92dB
■ ミュート機能■ 内部の電流制限回路による、グラウンド、電源への短絡に対する出力保護■ 誘導性負荷によるトランジェントに対する出力の過電圧保護■ |VEE| ＋ |VCC| ≦ 12V のとき、内部バイアスがかからないようにして、ターンオンとターンオフ時のトランジェントを除去する、
低電圧電源保護■ 11ピン TO-220 パッケージ■ 広電源電圧範囲 : 20V 〜 94V

LM3886 は高性能オーディオ・パワーアンプで、0.1％以下の全高
調波歪 (THD ＋ N) で、20Hz 〜 20kHz の帯域で、4Ω 負荷へ
68W、8Ω 負荷へ 38W の連続平均電力を出力する能力を備えています。
SPiKeTM プロテクション (Self Peak Instantaneous Temperature(°Ke)) 回路により、ディスクリートやハイブリッドのアンプより優れた
ダイナミック SOA (Safe Operating Area) 保護を行います。SPiKe
プロテクションは、過電圧、低電圧、さらに、電源への短絡、熱暴走、瞬間的温度上昇等を含む過負荷に対して、出力が保護されていることを意味します。
LM3886 は、2.0μV ( 代表値 ) の低ノイズ・フロアで、92dB (min)以上のすぐれたSN比を実現します。定格負荷への定格出力で、オーディオ周波数の全域にわたって、0.03％の非常に低い THD＋ N を示し、IMD (SMTPE) は、0.004％という、すぐれた線形性を持ちます。

アプリケーション■ コンポーネント・ステレオ■ ミニ・コンポ■ アクティブ・スピーカ■ サラウンド用アンプ■ ハイ・エンド・ステレオ TV

特長■ VCC ＝± 28V で、4Ω 負荷に対して、68W の連続平均出力
電力■ VCC ＝± 28V で、8Ω 負荷に対して、38W の連続平均出力
電力

代表的なアプリケーション* 設計条件等により必要となります。

Overture™と SPiKe™ はナショナル セミコンダクター社の商標です。
© National Semiconductor Corporation

1

20000801

FIGURE 1. Typical Audio Amplifier Application Circuit

Printed in Japan NSJ 8/2001

LM3886 Overture™ 高性能 68W オーディオ・パワーアンプ (ミュート機能付き )2000 年 8 月

LM3886

ピン配置図
Plastic Package (Note 11)

Top View
Order Number LM3886Tor LM3886TF
See NS Package Number TA11B for
Staggered Lead Non-Isolated
Package or TF11B for
Staggered Lead Isolated Package

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2本データシートには軍用・航空宇宙用の規格は記載されていません。
関連する電気的信頼性試験方法の規格を参照下さい。
＋

−

＋

−

電源電圧 |V | ＋ |V
( 無信号時 )電源電圧 |V | ＋ |V
( 信号入力時 )リード温度
T パッケージ ( ハンダ付け、10 秒 )＋ 260 ℃

保存温度範囲

|
94V

熱抵抗

84V

T パッケージ
θJC

|
＋

−

差動入力電圧 (Note 15)

60V

出力電流

内部制限

消費電力 (Note 6)125W

ESD 定格 (Note 7)

3000V

最大接合部温度 (Note 8)

1 ℃ /W
43 ℃ /W

θJA
TF パッケージθJC(V 〜 V )ただし |V ＋ | ＋ |V − | ≦ 80V

同相入力電圧範囲− 40 ℃〜＋ 150 ℃

2 ℃ /W

動作定格 (Note 4、5)
− 20 ℃≦ TA ≦＋ 85 ℃

温度範囲

＋ 150 ℃

電源電圧 |V ＋ | ＋ |V − |20V 〜 84V

電気的特性 (Note 4、5)
特記のない限り、V ＋＝＋ 28V、V −＝− 28V、IMUTE ＝− 0.5mA、RL ＝ 4Ωです。リミット値は TA ＝ 25 ℃で適用されます。
SymbolParameter

Conditions|V ＋ | ＋ |V − | Power Supply Voltage (Note 13)

Vpin7 − V −≧ 9V

AM

Pin 8 Open or at 0V, Mute: On
Current out of Pin 8 ＞ 0.5 mA,
Mute: OffPO (Note 3)

Mute Attenuation

Output Power (Continuous Average)

Peak PO

Instantaneous Peak Output Power

THD ＋ N

Total Harmonic Distortion Plus Noise

THD ＋ N ＝ 0.1％ (max)f ＝ 1 kHz; f ＝ 20 kHz|V ＋ | ＝ |V − | ＝ 28V, RL ＝ 4Ω|V ＋ | ＝ |V − | ＝ 28V, RL ＝ 8Ω|V ＋ | ＝ |V − | ＝ 35V, RL ＝ 8ΩLM3886
Units
Typical Limit(Limits)(Note 9) (Note 10)
18

20
84

V (min)V (max)115

80

dB (min)

68
38
50

60
30

W (min)W (min)W

135
60W, RL ＝ 4Ω,
30W, RL ＝ 8Ω,
20 Hz ≦ f ≦ 20 kHz
AV ＝ 26 dB

W
％
％

0.03
0.03

SR
(Note 3)Slew Rate (Note 12)

VIN ＝ 2.0Vp-p, tRISE ＝ 2 ns

19

8

V/μs
(min)

I ＋ (Note 3)

Total Quiescent Power Supply Current VCM ＝ 0V, Vo ＝ 0V, Io ＝ 0A

5085mA (max)

VOS(Note 2)

Input Offset Voltage

1

10

mV (max)

VCM ＝ 0V, Io ＝ 0 mA

IB

Input Bias Current

VCM ＝ 0V, Io ＝ 0 mA

0.2

1μA (max)

IOS

Input Offset Current

VCM ＝ 0V, Io ＝ 0 mA

0.01

0.2

μA (max)

Io

Output Current Limit|V ＋ | ＝ |V − | ＝ 20V, tON ＝ 10 ms, VO ＝ 0V

11.5

7

A (min)Vod(Note 2)

Output Dropout Voltage (Note 14)|V ＋ –V＝ 28V, Io ＝＋ 100 mA
O|VO–V − |, V −＝− 28V, Io ＝− 100 mA

1.6
2.5

2.0
3.0

V (max)V (max)PSRR(Note 2)

Power Supply Rejection Ratio

V ＋＝ 40V to 20V, V −＝− 40V,
VCM ＝ 0V, Io ＝ 0 mA
V ＋＝ 40V, V −＝− 40V to − 20V,
VCM ＝ 0V, Io ＝ 0 mA

120

85

dB (min)

105

85

dB (min)

110

85

dB (min)

115

90

dB (min)

8

2

MHz
(min)

|, V ＋

CMRR(Note 2)

Common Mode Rejection Ratio

V ＋＝ 60V to 20V, V −＝− 20V to − 60V,
VCM ＝ 20V to − 20V, Io ＝ 0 mA

AVOL
(Note 2)

Open Loop Voltage Gain

|V ＋ | ＝ |V − | ＝ 28V, RL ＝ 2 kΩ, ΔVO ＝ 40V

GBWP

Gain-Bandwidth Product|V ＋ | ＝ |V − | ＝ 30V
fO ＝ 100 kHz, VIN ＝ 50 mVrms

3

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LM3886

絶対最大定格 (Note 4、5)

LM3886

電気的特性 (Note 4、5) ( つづき )特記のない限り、V ＋＝＋ 28V、V −＝− 28V、IMUTE ＝− 0.5mA、RL ＝ 4Ωです。リミット値は TA ＝ 25 ℃で適用されます。
SymbolParameter

Conditions

LM3886
Units
Typical Limit(Limits)(Note 9) (Note 10)

eIN(Note 3)

Input NoiseIHF ─ A Weighting Filter
RIN ＝ 600Ω (Input Referred)

2.0

SNR

Signal-to-Noise Ratio

PO ＝ 1W, A-Weighted,
Measured at 1 kHz, RS ＝ 25Ω

92.5

dB

PO ＝ 60W, A-Weighted,
Measured at 1 kHz, RS ＝ 25Ω

110

dB

60 Hz, 7 kHz, 4:1 (SMPTE)
60 Hz, 7 kHz, 1:1 (SMPTE)

0.004
0.009

％

IMD

Intermodulation Distortion Test

10

μV (max)

Note 1:

動作は 84V まで保証されますが、熱条件が適切でない場合、SPIKe プロテクション回路により、歪みが悪くなる場合があります。詳細は、アプリケーショ
ン情報を参照してください。

Note 2:

DC テスト。テスト回路＃1 を参照。

Note 3:

AC テスト。テスト回路＃2 を参照。

Note 4:

特記のない限り、すべての電圧は、GND ピン (pin7) を基準にして測定されます。

Note 5:

絶対最大定格とは、IC に破壊が発生する可能性のある制限値をいいます。動作定格とは IC が動作する条件を示し、特定の性能リミット値を保証する
ものではありません。電気的特性では、AC、DC のリミット値が示され、特定のテスト条件で保証されます。このことは、デバイスが動作定格内にあると仮定しています。リミット値が規定されていないパラメータは、保証されませんが、代表値 (Typical) は、デバイスのパラメータを示す指標になります。

Note 6:

25 ℃以上のケース温度では、最大接合部温度 TJ ＝ 150 ℃と、接合部−ケース間熱抵抗θJC ＝ 1.0 ℃ /W (T パッケージ )、θJC ＝ 2.0 ℃ /W (TF パッケー
熱に関する考慮事項を参照下さい。
ジ ) でディレーティングしなければなりません。アプリケーション情報の熱に関する考慮事項
熱に関する考慮事項

Note 7:

ESD は人体モデルに基づき 100pF のコンデンサから、1.5kΩを通し各端子に放電させます。

Note 8:最大動作接合部温度は 150 ℃ですが、瞬間安全動作領域温度は 250 ℃です。

Note 9:

代表値は、25 ℃で測定され、標準の値です。

Note 10: リミット値は、ナショナル セミコンダクター社の平均出荷品質レベル (AOQL) で保証されます。
Note 11: LM3886T は、TA11B パッケージで供給され、非絶縁パッケージです。LM3886 をサーマル・コンパウンドだけで、ヒートシンクに接続する場合は、デバ
イスのタブとヒートシンクは V −電位になります。サーマル・コンパウンドにマイカ・ワッシャを使うとθCS ( ケース−シンク) は増加しますが、ヒートシンクはV −電位から絶縁されます。
Note 12: フィードバックの補償回路はクローズド・ループ・レスポンスの帯域を制限します。したがって、スルーレートは広域のロールオフのため減少します。フィード
バック補償回路を使用しないと、スルーレートは大きくなります。
Note 13: 低電圧ロックアウト回路をディスエーブルするため、V −電位は少なくともグラウンド電位を基準に− 9V 以上なくてはなりません。
Note 14: 出力ドロップアウト電圧は、電源電圧から、クリップ電圧をひいた値です。 代表的な性能特性のク
リップ電圧 vs 電源電圧のグラフを参照下さい。
代表的な性能特性
Note 15: 差動入力電圧の絶対最大定格値は、電源電圧 V ＋＝＋ 40V、V −＝− 40V での値です。

テスト回路 #1 (DC テスト回路 )http://www.national.com

4LM3886

テスト回路 #2 (AC テスト回路 )単一電源回路* 設計条件等により必要となります。

FIGURE 2. Typical Single Supply Audio Amplifier Application Circuit

5

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LM3886

等価回路 (excluding active protection circuitry)

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6LM3886

外付け部品の説明 (Figure 1、2)
部品

機能説明

1.

RIN

アンプの入力端子の電圧レベルを設定することにより、ボリューム・コントロールとして機能します。

2.

RA

単電源動作のための DC バイアス電圧と非反転入力端子のバイアス電流を供給します。

3.

CA

バイアス・フィルタを構成します。

4.

C

単電源動作のためのアンプの入出力の AC カップリングを行います。

5.

RB

低電圧ロックアウト回路がオフのとき、低入力インピーダンスのため、パワーダウン時に、負荷へ流れ込むおそれのある電流が、アンプの非反転入力より入り込むのを防ぎます。この現象は、電源電圧が 1.5V より低いとき起きます。

6.

CC
出力トランジスタの擬似飽和発振を避けるため、高域で、ゲイン ( アンプの帯域幅 ) を落とします。このコンデンサ(Note 16) は、蛍光燈などから生じる EMI スイッチング・ノイズも抑えます。

7.

Ri

8.

Ci
フィードバック・コンデンサ。DC でユニティ・ゲインを設定します。
(Note 16) f ＝ 1/(2πR C ) で、低域のポール ( ハイパスのロールオフ )も設定。

9.

Rf1

10.

Rf2
高域で、Rf1、Ri および、Cf とともに低 AC ゲインを設定する、フィードバック抵抗。次の高域のポール ( ローパスの(Note 16) ロールオフ ) を設定します。

Rf1 とともに AC ゲインを設定する反転入力抵抗。

c

i

i

Riとともに AC ゲインを設定するフィードバック抵抗。

fc ＝ [Rf1 Rf2 (s ＋ 1/Rf2Cf)]/[(Rf1 ＋ Rf2)(s ＋ 1/Cf(Rf1 ＋ Rf2))]
11.

Cf
高域で AC ゲインを下げるため、Rf1 および Rf2 とともに働く補償コンデンサ。
(Note 16)

12.

RM

ミュート機能をターンオフするために、8 ピンから 0.5mA 引くためのミュート抵抗。
→ RM は次式を使って計算 : RM ≦ (|VEE| − 2.6V)/I8 ただし、I8 ≧ 0.5 mA。ミュート・アッテネーション vsミュー
ト電流のカーブを参照して下さい。
ミュート時のターンオン・ターンオフの大きな時定数を設定するミュート・コンデンサ。

13.

CM

14.

CSN とともに、高周波発振を除去するポールをつくることによって出力段を安定化させます。
RSN(Note 16)15.

CSN
RSN とともに、高周波発振を除去するポールをつくることによって出力段を安定化させます。
(Note 16)
f ＝ 1/(2πR C )16.

LR で大きな容量性負荷をデカップリングし、容量性負荷による直列共振回路の Q を下げるため、高周波で L は高イ(Note 16) ンピーダンスになります。他方、R を短絡してオーディオ信号を負荷へ通すため、低周波では、L は低インピーダンスになります。
R

c

17.

SN SN

(Note 16)18.

CS

電源のフィルタおよびバイパスとして働きます。

19.

S1

開いているとき、音楽がアンプへ入力されるのをミュートするミュート・スイッチ。

Note 16: アプリケーションによって使用するオプション部品です。 詳細は、アプリケーション情報のセクションを参照して下さい。

オプション外付け部品の相互作用
オプション外付け部品は、帯域幅を狭くし、望ましくない高周波発振を除去する機能を持っていますが、それらが相互に作用すると、望ましくない影響を与えることがあります。そのリアクタンスがお互いに近接している部品では、相互作用が起きることがあります。一例として
は、カップリング・コンデンサ CC と補償コンデンサ Cf が挙げられます。これら 2 つの部品は特定の周波数では低インピーダンスとして働き、信号を入力から出力へカップリングします。これらの部品を使って設計するときには、通常部品の機能に十分注意して下さい。
Figure 2 に示されていて、上で説明されている、オプション外付け部品は単電源と両電源の両方の電源構成で適用できます。

7

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LM3886

代表的な性能特性
Safe Area

SPiKe
Protection Response

Supply Current vs
Supply Voltage

Pulse Thermal Resistance

Pulse Thermal Resistance

Supply Current vs
Output Voltage

Pulse Power Limit

Pulse Power Limit

Supply Current vs
Case Temperature

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8LM3886

代表的な性能特性 ( つづき )Input Bias Current vs
Case Temperature

Clipping Voltage vs
Supply Voltage

Clipping Voltage vs
Supply Voltage

THD ＋ N vs Frequency

THD ＋ N vs Frequency

THD ＋ N vs Frequency

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power9

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LM3886

代表的な性能特性 ( つづき )THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N vs Output Power

THD ＋ N Distribution

THD ＋ N Distribution

THD ＋ N Distribution

THD ＋ N Distribution

THD ＋ N Distribution

Output Power vsLoad Resistance

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10LM3886

代表的な性能特性 ( つづき )Max Heatsink Thermal Resistance ( ℃ /W)
at the Specified Ambient Temperature ( ℃ )Maximum Power Dissipation vs Supply Voltage

Note: The maximum heat sink thermal resistance values, øSA, in the table above were calculated using a øCS ＝ 0.2 ℃ /W due to thermal compound.

Power Dissipation
vs Output PowerPower Dissipation
vs Output Power

Output Powervs Supply Voltage

IMD 60 Hz, 4:1

IMD 60 Hz, 7 kHz, 4:1

IMD 60 Hz, 7 kHz, 4:1

11

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LM3886

代表的な性能特性 ( つづき )IMD 60 Hz, 1:1

IMD 60 Hz, 7 kHz 1:1

IMD 60 Hz, 7 kHz, 1:1

Mute Attenuation vsMute Current

Mute Attenuation vsMute Current

Large Signal Response

Power Supply
Rejection Ratio

Common-Mode
Rejection Ratio

Open Loop
Frequency Response

アプリケーション情報
一般的機能

RM (|VEE| − 2.6V)/I8
ただし、I8 ≧ 0.5 mA

デバイスの 8 ピンから流ミュート機能 : LM3886 のミュート機能は、れる電流を 0.5mA 以下にすることで、音楽信号がアンプへ送られるのをミュートすることができます。これは、代表的アプリケーションに示されるように、負電源電圧を基準にして選ばれた抵抗 RMと、スイッチとともに使われます。このスイッチは ( 開いているとき )8
ピンから V −への電流を遮断して、LM3886 をミュート・モードにします。8 ピンからの電流対減衰比に関しては、代表的な性能特性のセクションのミュート減衰とミュート電流の関係のグラフを参照
して下さい。抵抗 RM は次式で計算されます。

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低電圧プロテクション : システムの電源投入時、低電圧プロテク
ション回路は、LM3886 をターンオンする前に、電源とそれに対応するコンデンサがそれらの最終値の近くまで立ち上がる余裕を与え、DC 出力スパイクが発生しないようにします。 電源遮断時には、電源よりも前に、LM3886 の出力をグラウンドまで落として、トランジェントが起きないようにします。
過電圧保護 : LM3886 は、出力電流を約 11A( ピーク ) に制限
し、内部クランプ・ダイオードを使用しないで、電圧クランプを行う
過電圧保護回路を内蔵しています。しかし、クランプ効果は全く

12パッケージとヒートシンクのあいだのサーマル・ドロップを最小にするため、ICとの適切な接続が必要です。過度の温度ロスなしに、熱をパッケージの底部の中心からフィンへ伝えるために、ヒートシ
ンクはパッケージの下に金属部を十分持っていなければなりません。

同じで、出力トランジスタは、交互に大きな電流スパイクをシンクするように設計されています。
SPiKe 保護 : LM3886 の、パワー・トランジスタ・アレイは、瞬間ピーク温度のストレスから保護されています。代表的な性能特性 のセクションの Safe Area のグラフに、SPiKe 保護回路がイ
ネーブルされないデバイス動作領域が示されています。Safe Areaのグラフの右の波形が、ダイナミック保護がイネーブルされたとき、どのように波形を歪むかを示しています。

パッケージをヒートシンクへ実装するとき、ウェイクフィールドのタイプ
120 やサーマロイのサーマコートのようなサーマル・グリースを使うべきです。このグリースがなければ、熱抵抗は 0.5 ℃ /W より良くなることはなく、おそらくもっとずっと悪くなります。このグリースがあれば、パッケージとヒートシンクのあいだの全平坦度が 0.005 イン
チ以下と仮定すれば、熱抵抗は、0.2 ℃ /W 以下になるでしょう。
接続用のねじに適当なトルクを与えることが重要であり、トルクはヒートシンクのメーカーの仕様書から決定することができます。

熱保護 : LM3886 は、デバイスへの長期的熱ストレスを防ぐための優れた熱保護機構を備えています。ダイの温度が 165 ℃に達すると、LM3886 はシャットダウンします。ダイの温度が約 155 ℃に下がると、再び動作を開始しますが、温度が再度上昇し始め
ると、165 ℃で再びシャットダウンします。したがって、異常状態が一時的なものであれば、デバイスを相対的に高い温度まで熱することができますが、継続的な場合は、デバイスがシュミット・トリガのようにサーマル・シャットダウンの温度リミットの 165 ℃と 155 ℃のあいだを巡回します。これにより、熱サイクルによる IC へのストレスを大幅に減らし、他方、継続的異常状態での信頼性を改善します。

V −をヒートシンクから絶縁する必要があれば、絶縁ワッシャが必要です。酸化ベリリウム、電解アルミ、あるいはマイカのような硬いワッシャの場合は、両面にサーマル・コンパウンドが必要です。
2 ミルのマイカ・ワッシャがもっとも多く使われ、コンパウンドとの境
界抵抗は約 0.4 ℃ /W になります。
シリコンゴムのワッシャも入手できます。 サーマル・コンパウンドなしで、0.5 ℃ /W 程度の熱抵抗が得られます。経験上、これらの
ゴム・ワッシャは劣化するので、IC が取り外せるのであれば、取り替えなければなりません。

ダイの温度は直接ヒートシンクに依存するので、熱に関する考慮
熱に関する考慮
ションで論じられているように、正常な動作中にサーマ
事項のセク事項
ル・シャットダウンが起きないように選びます。コストとスペースの制約のもとで可能な最良のヒートシンクを使えば、半導体パワー・デバイスの長期信頼性が向上します。

最大電力損失の決定
IC パッケージでの電力損失は非常に重要なパラメータで、最適な出力電力を得るには、完全な理解が必要です。最大電力損失(PD) の計算が正しくないと、不適切なヒートシンクを使い、サーマ
ル・シャットダウン回路が動作し、出力電力を制限してしまいます。

熱に関する考慮事項
ヒートシンクハイパワー・オーディオ・アンプのヒートシンクは、通常の環境状態で、熱保護回路が動作しないようなレベルにダイの温度を保つために選択します。ヒートシンクは、規定の電源電圧と負荷で、ICの最大損失電力を消費するように選ばなければなりません。

電源電圧、定格負荷、および出力電力が与えられれば、そのアンプの設計の最大と平均の IC での消費電力を正確に計算する
のに、次式を使うことができます。これらの式は、代表的な性能
代表的な性能特性 のセクションの電力損失と出力電力の関係のグラフに相当します。

高電力のパルスが 100msよりも長い場合、ヒートシンクを使わなけ
れば、ケース温度は急激に上昇します。したがって、パッケージの底部の中心で測定したケース温度は、ヒートシンクと IC のヒー
トシンクへの接続に依存します。オーディオ・アンプのヒートシンクのデザインに関しては、正しいヒートシンクの選択
シンクの選択のセクションを参照して下さい。

式 (1) は IC の最大電力損失を示し、式 (2) と (3) は異なった形
式で表現した平均 IC 電力消費を例示します。
PDMAX ＝ VCC2/2π2RL(1)

ただし、VCC は全電源電圧。

半導体メーカーは、特定のアンプの設計でどのヒートシンクが使われるか管理はできませんが、ヒートシンクの決定で必要なパラメー
タと方法をシステム設計者へ伝えることができます。これを念頭に置いた上で、システム設計者はデバイスの周囲温度を知り電源電圧、規定負荷、望みの出力パワーのレベルを選ばなければなりません。これらのパラメータは、ナショナル セミコンダクター社によって示される、最大接合部温度と IC の熱抵抗に加えて、知る必要のあるものです。

PDAVE ＝ (VOpk/RL)[VCC/π− VOpk/2](2)

ただし、VCC は全電源電圧で VOpk ＝ VCC/πPDAVE ＝ VCC VOpk/πRL − VOpk2/2RL(3)

ただし、VCC は全電源電圧。

システム設計者の役に立つように、代表的な性能特性
ショ
代表的な性能特性のセク
代表的な性能特性
ンに、アンプの設計に必要な最大熱抵抗の正確な数値が得られる、最大電力消費と電源電圧の関係のグラフが示してあります。
このデータはθJC ＝ 1 ℃ /W およびθCS ＝ 0.2 ℃ /W をもとに計算してあります。θCS の値が異なる、オーディオ・アンプの設計のためにヒートシンクの選択することに関するセクションも示されています。IC 内で最大電力を消費するためには、ヒートシンクのような、放熱する、低い熱抵抗のデバイスを接続する必要があることに注意して下さい。したがって、システム設計者が、ヒートシンクの計
算にゆとりを持たせることが必要です。ルールとして、ヒートシンクの熱抵抗が低ければ低いほど、消費できる電力量は大きくなります。これはもちろん、システムのコストと寸法の条件に左右されます。ヒートシンクは商品化されており、定格に関してはそれらのメーカーに問い合わせて下さい。

13

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LM3886

アプリケーション情報 ( つづき )LM3886

アプリケーション情報 ( つづき )正しいヒートシンクの選択与えられた電源電圧、定格負荷、および定格出力電力に対する、最大 IC 電力損失がわかったら、ヒートシンクの最大熱抵抗( ℃ /W) を計算することができます。この計算には式 (4) を使い、熱の流れのパラメータは電流の性質に類似しているということを基礎にしています。
LM3886T の熱抵抗θJC ( 接合部からケース ) の代表値は 1 ℃ /W
であり、ヒー
シンクのセクションで説明されているように、サーマロ
ヒートシンクイのサーマコート熱コンパウンドを使うと、約 0.2℃ /W の熱抵抗θCS( ケースからヒートシンク) が得られることも知られています。
下図を参照すると、
ダイ( 接合部 ) から外側の空気 ( 周囲 ) への熱抵抗は 3 つの熱抵抗の和であることが示されています。これらのうちの 2 つ、θJC とθCS は既知の値です。熱の流れ ( 電力消費 ) は電流に類似しており、温度降下は電圧降下に類似しているので、LM3886 からの電力消費は次のようになります。

IC は、大きな開ループゲインを持っており高調波歪みを低くし、周波数応答を改善するために、大きなフィードバック・ループゲインを可能にしています。この広い帯域幅を測定時に考慮しないと、誤った SN 比の測定へ導くことがあります。上の代表的例では、帯域幅の違いは対数メモリでは小さく見えますが、帯域幅での 1
桁 (200kHz 対 2MHz) は、SN 比で 10dB の理論上の差になります ( ホワイト・ノイズはシステムの帯域幅の 2 乗根に比例します )。

PDMAX ＝ (TJmax − TAmb)/θJA
ただし、θJA ＝θJC ＋θCS ＋θSA

オーディオ・アンプを比較するには、
ウェイティング・フィルタ (Note17)を使って、オーディオ帯域幅でのノイズの大きさを測定する必要があります。ウェイティング・フィルタは、周波数スペクトルに対する人間の平均的聴覚を補償するため、周波数応答を変えます。ウェイティング・フィルタは同時に前のパラグラフで論じたように、帯域幅の制限も行います。
ノイズのフィルタリングにくわえて、メータのタイプが異なると、ノイズの測定値も異なります。メータの応答には次のものがあります :しかし、アプリケーションの PDMAX、θJC、およびθSC は既知の値なので、θSA を求める式にすると、次のようになります。

1. RMS 値(4)

2. 平均応答

以前述べたように、θSA の値は、システム設計者のアンプのアプ
リケーションと、それに対応するパラメータに依存することに注意して下さい。オーディオ・アンプが動作する周囲温度が通常の 25 ℃
よりも高ければ、他の条件が同等だとして、ヒートシンクの熱抵抗は小さくする必要があります。

3. ピーク値

θSA ＝ [(TJmax − TAmb) − PDMAX (θJC ＋θCS)]/PDMAX

4. 擬似ピーク値
論理的ノイズ解析は、RMS を基礎にした計算から導かれますが、実用的測定は ARM ( 平均応答メーター) テスト装置によって得られます。

最大ヒートシンク熱抵抗を決めるとき、式 (1)と式 (4) だけが必要です。もちろん、これは、システムのデザイナーが、定格負荷を特定のパワー出力レベルでドライブするのに必要な電源電圧と、半導体メーカーから与えられたパラメータを知っていることを前提にしています。これらのパラメータは、接合部からケースへの熱抵
抗θJC、TJmax ＝ 150 ℃、推奨されているサーマロイのサーマコー
ト熱コンパウンド抵抗θCS です。

Note 17: CCIR/ARM: 実用的ノイズ測定方法；Ray Dolby、David Robinson
および Kenneth Gundry、AES Preprint No.1353 (F-3)。

代表的 SN 比の数値は、ノイズ測定で通常使われている A ウェ
イト・フィルタに対して示されます。すべての重みづけフィルタの形は似ており、下に示されているように、グラフのピークは通常 3kHz
〜 7kHz で領域に存在します。

SN 比
SN 比の測定は、測定された数値の解釈に間違いが多く見られます。ひとつのアンプがもうひとつのアンプよりずっと静かに聴こえても、不適切なテスト方法のため、それらは測定上同等に見えることがあります。IC での設計とディスクリート・アンプの設計を比較するときに、よく起こります。ディスクリート・トランジスタ・アンプは、高周波でゲインが落ちることが多く、したがって、以下に示されているように、ノイズに対して小さな帯域幅をもちます。

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電源のバイパス

圧降下が生じます。下の最初の図は、正の入力グラウンドと負荷のグラウンドが同じリード線を介して電源のグラウンド・ポイントへ戻されている、共通グラウンドの例を示しています。リード線抵抗 R2を付加すると、その結果、下に示すように 2 点間に電位差が生じます。

LM3886 はすぐれた電源除去特性をもち、安定化電源を必要としません。しかし、発振を防ぐには、すべてのオペアンプとパワー
オペアンプは、パッケージの近くに、短いリードの低インピーダンスのコンデンサで、電源のラインをバイパスしなければなりません。電源のバイパスが不適切だと、 モーターボーティング として知られる低周波の発振や、高周波での不安定性として現れます。これらの不安定性は、低周波の変動を吸収するのに使われる大きなタンタル又は電解コンデンサ (10μF 以上 ) および電源ラインを通した高周波のフィードバックを防ぐための小さなセラミック・コンデン
サ (0.1μF) を使った複数のバイパスによって除かれます。
適切なバイパスがなされないと、負荷電流の半波成分である電源
ラインの電流は、内部回路にフィードバックされることがあります。
この信号は高周波で低ひずみを生じるので、470μF 以上の電解コンデンサを使い、パッケージの端子のところで電源をバイパスする必要があります。

リード線のインダクタンス
パワーオペアンプは、容量性負荷が重いとき、特に出力リード線のインダクタンスに対して敏感になります。入力へのフィードバック
は直接出力端子からとり、負荷と共通となるインダクタンスを最小にしなければなりません。
リード線のインダクタンスは電源に電圧サージを引き起こすこともあります。電源へのリード線が長いと、出力が短絡されたとき、リード線にエネルギーが蓄えられます。このエネルギーは、短絡状態が取り除かれたとき、電源バイパス・コンデンサに戻されることがあります。このトランジェントは、IC の近くのバイパス・コンデンサのサイズを大きくすることにより減らすことが出来ます。少なくとも20μF のバイパスがあれば、リード長が 2 フィートを超えなければ( ＞ 1μH のリード・インダクタンス )、この電圧サージは問題になりません。電源とグラウンドのリード線をより合わせると、このサージを最小にすることができます。

レイアウト、グラウンド・ループおよび安定性

負荷電流 IL は入力バイアス電流 II よりもはるかに大きくなるので、
V1 は出力電圧に直接追従します。 つまり位相が合います。したがって、非反転入力に現れる電圧は実効的に正のフィードバックとなり、回路は発振することがあります。そのようなデバイスがひとつだけならば、R1 と R2 の値は十分小さく、無視できますが、通常は、いくつかのデバイスでシステムが構成されます。他のデバ
イスのグラウンドパスであれ、その位相が合っている場合は、同じようにフィードバックされて、不安定性の原因となります。位相のずれたグラウンド・ループも問題が多く、ゲインや位相のエラーの原
因になります。ほとんどのグラウンド・ループの問題は、実現するのは難しい場合もありますが、シングルポイントのグラウンド・システ
ムを使うことによって解決されます。下の 3 番目の図はシングルポ
イントのグラウンド・システムの例です。

LM3886 は、閉ループゲインが 10 以上で安定するように設計されています。しかし、ハイパワー・アンプでよく問題になるように、
LM3886 は、ある条件では発振することがあります。これは通常、
PC ボードのレイアウトや入出力カップリングが関係しています。
レイアウトを設計するとき、負荷グラウンド、出力補償用グラウンド、および低レベル ( フィードバックと入力 ) グラウンドを別々のパスでボードの共通グラウンド・ポイントへ戻すことが重要です。そうしな
いと、グラウンドを流れる大電流がグラウンド・ラインに電圧を発生させ、それが入力で実効的に信号として振る舞うことがあり、高周波発振あるいは過度のひずみを引き起こします。出力補償用部品と 0.1μF の電源デカップリング・コンデンサをできるだけ
LM3886 の近くに置き、PC ボードのパターンの抵抗とインダクタン
スを減らします。同じ理由で、グラウンドへの帰還パスはできるだ
け短くします。

ほとんどのグラウンド・ループの問題は、実現するのは難しい場合もありますが、シングルポイントのグラウンド・システムを使うことによって解決されます。下の 3 番目の図はシングルポイントのグラウン
ド・システムの例です。

一般的に、高速の大電流回路では、不適切なグラウンドからあらゆる種類の問題が発生することがありますが、これらの問題も、すべてのグラウンドを別々に共通のポイントへ戻すことによって避けることができます。グラウンド信号を分離して共通のグラウンド・ポ
イントへ戻さないと、グラウンド・ループを形成することがあります。

シングルポイント・グラウンドは、可能なかぎり、すべての部品とす
べての回路に適用すべきです。PC ボードの設計で、シングルポイント・グラウンドを守られないことがよくあります。それは、回路が大きなグラウンド領域で取り囲まれている場合、デバイスをすぐ近くのグラウンド部分に接続するのは簡単な方法だからです。最後のルールとして、太いリード線か幅の広いパターンを使って、すべてのグラウンドパスの抵抗とインダクタンスを小さくします。

グラウンド・ループ という用語は、2 つのグラウンド・ポイントのあいだに電位差があるグラウンド・システムの状態を指すのに使われます。理想的にはグラウンドはグラウンドですが、そのためには、抵抗成分がゼロのグラウンド用の導体が必要です。現実の世界のグラウンドのリード線は抵抗を有しているので、それらを流れる
電流は電圧降下を引き起こします。2 つのグラウンド帰還ラインが同じパスの異なったポイントに結線されると、それらのあいだに電時々、( アンテナとして機能する ) 出力リード線の電流が空気を通してアンプの入力とカップリングして、高周波発振を引き起こすこ

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LM3886

アプリケーション情報 ( つづき )LM3886

アプリケーション情報 ( つづき )通常、利得は 20 から 200 のあいだに設定します；40W で 8Ω のオーディオ・アンプでは、それぞれ 894mVと 89mV の感度になります。 高ゲインのアンプは大きな出力電力が得られ、すぐれたダ
イナミック特性を持ちますが、高ゲインに起因する短所もあります。
入力を基準にしたノイズ・フロアが増加し、したがって、SN 比が悪化します。ゲインの増加にともない、パワー帯域幅の減少もあり、フィードバックが減少し、そのためアンプが非線形成分に対して十分速く応答できなくなります。この非線形成分に対する応答性の低下により、THD ＋ N が悪加します。

とがあります。これは、通常、入力源のインピーダンスが高いとき、あるいは入力のリード線が長いとき起きます。この問題は、(50pF
から 500pF の ) 小さなコンデンサ CC を、LM3886 の入力端子に付加することにより、取り除くことができます。外付け部品の説明のセクションの部品の相互作用を参照して下さい。

無効負荷
ほとんどのパワー・アンプにとって、大きな容量性の負荷を効果的にドライブするのは難しく、通常、発振したり、矩形波に対する応
答でリンギングを生じたりします。LM3886 の出力を、直列抵抗なしに直接コンデンサに接続すると、そのコンデンサが約 0.2μF より大きいとき、矩形波に対する応答でリンギングを生じます。スピー
カ・ケーブルが長く、大きな容量性負荷が予想される場合、高周波時の低インピーダンスからアンプを保護するのによく使う方法
は、0.7μH のインダクタと並列につないだ 10Ω の抵抗を通して、負荷をカップリングさせることです。代表的なアプリケーションにン示されているような、インダクタ−抵抗の組み合わせは、高周波で高い出力インピーダンスが得られ、それにより10Ω 抵抗で容量性負荷からデカップリングし、直列共振回路の Q を下げることにより、アンプへのフィードバックを負荷から分離します。この LR の組み
合わせは、低周波では低い出力インピーダンスが得られ、それにより10Ω 抵抗を短絡し、アンプが直列 RC 負荷 ( 長いスピーカ・ケーブルによる大きな容量性負荷 ) を直接ドライブすることを可能にします。

入力インピーダンスは RIN によって設定します。この値が大きいと、ボードのレイアウトの問題と出力の DCオフセットを引き起こします。
フィードバック抵抗 Rf1 の値は相対的に大きな値 (10kΩ〜 100kΩ)を選びフィードバック抵抗 Ri は標準的オペアンプの構成利得の等式を使って計算します。ほとんどのオーディオ・アンプは非反転アンプ構成で設計します。

40W/4ΩのオーディΩのオーディオアンプの設計
設定 :最大電源電圧

負荷インピーダンス4Ω
1V (max)

入力インピーダンス

100kΩ

帯域幅

オーディオアンプの設計を始めるとき、システム設計者は、通常、次のパラメータのいくつかを決めています。

入力インピーダンス

40W

入力レベル

一般的なオーディオ・パワーアンプの設計

定格出力電力出力電力

20Hz 〜 20kHz ± 0.25dB

式 (5)と式 (6) から :40W/4Ω

Vopeak ＝ 17.9V

Iopeak ＝ 4.5A

したがって、必要な電源は : ± 21.0V @ 4.5A

入力レベル15％のレギュレーションと高い AC ライン電圧では、式 (7) を使って、電源電圧は± 26.6Vとなります。ここで、出力電力と電源電圧の関係をチェックし、低い THD ＋ N を維持しながら、デバイスから必要な出力電力が得られることを確認します。又、電力損失と電源電圧の関係をチェックし、デバイスが内部の電力損失を発散できることも確認します。同時に、熱抵抗の低い、比較的大きなヒートシンクで設計するのも重要です。詳細については、代表
代表
ションを参
的な性能特性 のグラフと熱に関する考慮事項
熱に関する考慮事項のセク熱に関する考慮事項
照して下さい。

負荷インピーダンス
帯域幅

出力電力と負荷インピーダンスにより電源条件は決まりますが、ア
プリケーションによっては、最大電源電圧が限定されていることがあります。もし電源に制限があれば、デバイスの電流制限値を越えない、アンプが望みの出力電力を供給できるような、負荷イン
ピーダンスを選びます。いずれにせよ、出力信号の振幅と電流は次の式で得られます ( ただし、PO は平均出力パワー )。

式 (8) から得られる最小ゲインは : AV ≧ 12.6
ゲイン13を選択すると( 非反転アンプ)、
感度は973mVとなります。

(5)

RIN を 100kΩ にすると、必要な入力インピーダンスが得られます
が、Figure 1 に示されている 10kΩ のポテンショメータと直列に追加の入力インピーダンスを置かないかぎり、 ボリューム・コントロー
ル ができなくなります。 100kΩの抵抗を追加すると、必要な最小入力インピーダンスが得られます。

(6)
最大電源電圧を決めるのに、次のパラメータを考慮しなければなりません。ドロップアウト電圧 (LM3886 では 4V) をピーク出力電圧 Vopeak へ加え、電源電圧を決めます。(Iopeak での電源電圧 )
無負荷時の電圧は電源のレギュレーションにより決まりますが、これは通常 15％高くなります。電源電圧は高い AC ライン条件でも10％上昇します。したがって、最大電源電圧は次式から求められます。

出力の低 DC オフセットのために、Rf1 ＝ 100kΩとします。Ri ( 非反転アンプ ) について解くと次のようになります。
Ri＝ Rf1/(AV − 1)＝ 100k/(13− 1)＝ 8.3 kΩ;8.2 kΩを使います。
帯域幅についての条件は、ポール、つまり− 3dB 周波数で表します。ポールから 5 倍離れると、0.17dB 下がり、これは必要とされる 0.25dB よりも良い値です。したがって、

最大電源電圧≒± (Vopeak ＋ Vod)(1 ＋レギュレーション )(1.1) (7)fL ＝ 20Hz/5 ＝ 4Hz

入力感度と出力電力から、下に示されているように、必要な最小ゲインを決めます。

fH ＝ 20kHz × 5 ＝ 100kHz
ここで、デバイスの利得帯域幅積が、100kHz の− 3dB ポイント
まで、設計されたゲインを得られることを確認します。LM3886 の最小 GBWP は、このため重要になります。

(8)

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ヘッドルーム : 実際の信号の動作レベル ( 通常は、特定の電源
電圧で、定格負荷で、定格 THD ＋ N のとき )と、クリッピング歪みが生じる直前のレベルのあいだのマージンで、デシベルで表示されます。

GBWP ≧ AV × f3dB ＝ 13 × 100kHz ＝ 1.3MHz
GBWP ＝ 2.0MHz (min) (LM3886 使用時 )低周波ロールオフ・コンデンサ Ci について解くと、次の値が得られます。

大信号電圧利得 : 出力を零からいずれかのスイングのリミットまでドライブするのに必要な差動入力電圧に対する、出力電圧スイングの比。出力スイングのリミットは、電源電圧から、規定された擬
似飽和電圧を差し引いたものです。熱の影響を最小にするため、短いパルスが測定信号として使われます。

Ci ≧ 1/(2πRifL) ＝ 4.85μF; 4.7μF を使います。

用語の定義
入力オフセット電圧 : ゼロ出力電圧と電流を得るのに、2 つの等
しい抵抗を通して、入力端子間に与えなければならない電圧の絶対値。

出力電流リミット : 固定出力電圧で、入力をオーバードライブした
ときの出力電流。SPiKe 保護回路が起動すると、時間とともに、
リミット電流は低下します。

入力バイアス電流 : 出力電圧と電流がゼロのとき、2 つの入力電流の平均の絶対値。

出力飽和スレッショルド ( クリッピング・ポイント ): 規定された入力ドライブに対する出力スイングのリミット値。出力がスイングしていく側の電源電圧を基準にして測定します。

入力オフセット電流 : 出力電圧と電流がゼロのとき、2 つの入力電流の差の絶対値。

出力抵抗 : 出力ゼロ付近での、出力電流の変化に対する出力電圧の変化の比。

入力同相電圧範囲 ( あるいは入力電圧範囲 ): アンプが動作可
能な入力端子の電圧の範囲。特記のない限りスペックは、同相電圧範囲の全体で保証されてはいないことに注意して下さい。

電力損失定格 : 保護回路を起動することなしに、規定された時間のあいだ消費できる電力損失。100ms を超える時間の損失はIC そのものよりも、IC パッケージに接続するヒートシンクによって決まります。

同相信号除去 : 入力同相電圧範囲の、ピーク・ツー・ピーク電圧における入力オフセット電圧の変化に対する比。
電源電圧変動除去 : 電源電圧の変化に対する入力オフセット電圧の変化の比。

熱抵抗 : パッケージの底部の中央部で測定したケース温度を基準にした、単位内部電力損失当たりのピーク接合部温度の上昇( 単位は℃ /W)。

待機時電源電流 : 無負荷で、出力電圧と電流がゼロのとき、アンプの動作に必要な電源電流。

DC 熱抵抗は、ひとつの出力トランジスタが連続して動作しているときに適用されます。AC 熱抵抗は、出力トランジスタが十分高い周波数で交互に動作しており、したがって、いずれのトランジスタのピーク能力も越していないときに適用されます。

スルーレート : 大振幅のステップ信号が入力に印加されたときの、内部的に制限される出力電圧の変化率。
ずつを 2 つのクラス B のアンプ : それぞれ入力サイクルの 180°
出力デバイスで交互に出力します。オーディオ・パワー・アンプの最も一般的タイプです。LM3886 は擬似 ABタイプのアンプです。

パワー帯域幅 : オーディオ・アンプのパワー帯域幅は、アンプの電圧利得が、負荷と出力パワーに対して規定された、フラットバンド
電圧利得の 0.707 以下に下がらない周波数範囲です。

クロスオーバ歪み : クラス B のアンプの出力段で生じる歪み。不適当なバイアス電流の時、入力サイクルがゼロ・クロッシング・ポ
イントを通過するとき、出力が入力に応答しないデッド・ゾーンが生じる場合があります。さらに、IC の場合、出力 PNP デバイスの不適当な周波数応答がターンオン遅延を引き起こし、高いオー
ディオ周波数で、ゼロ・クロッシングポイントを通過する負方向の信号でクロスオーバ歪みを生じることがあります。

パワー帯域幅も、アンプが定格出力より3dB 低い出力電力で、規定された歪みのレベルが得られる周波数によって測定されます。
たとえば、THD ＋ N ≦ 0.25％で、定格 60W のアンプの場合、そのアンプが 30W を供給していて、0.25％のひずみが得られる上限と下限の周波数の差によって、そのパワー帯域幅が測定されます。

THD ＋ N: Total Harmonic Distortion plus Noise ( 全高調波歪み＋ノイズ ) は、基本周波数を帯域除去 ( ノッチ ) フィルタで除去
し、高調波とノイズ ( 残りの全エネルギー ) を測定する、測定技法を指します。

利得帯域幅積 : 利得帯域幅積は、オペアンプの高周波での特性を予測する一つの方法です。利得帯域幅積は、
開ループ利得の特性曲線が、この周波数で、ユニティ・ゲインを通過する、つまり交差するので、ユニティ・ゲイン周波数あるいはユニティ・ゲ
イン・クロス周波数と呼ばれることがあります。つまり、次のような関係があります。

信号対雑音比 (SN 比 ): 無信号時に出力される、システムの出力ノイズ・レベルに対する、システムの出力信号レベルの比。出
力の基準信号は規定されるか、あるいは、規定された歪みのレベルで測定されます。

ACL1 × f1 ＝ ACL2 × f2
ユニティ・ゲインで (ACL1 ＝ 1 つまり(0 dB)) fu ＝ fi ＝ GBWP と仮定すると、次のようになります。

連続平均出力電力 : 定格負荷へ、定格帯域幅の全域で、定格最大全高調波歪みで供給できる、ワット( あるいは dBW) で表示
した、最小サイン波連続平均出力電力。

GBWP ＝ ACL2 × f2
これは、アンプの fu (GBWP) がわかれば、任意の周波数の開ループ利得を見出すことができることを意味します。これは、デバ
イスの GBWP が知られていると仮定すると、閉ループ利得の 3dB
ポイントを決めるための、すぐれた等式でもあります。次のページのグラフを参照して下さい。

ミュージック・パワー : 測定中にアンプの電源が低下しない程度に短い信号を使うか、あるいは、高品質の電源を使って測定した、アンプのピーク出力パワー。この測定法 (IHF 規格 ) は、通常の音楽プログラムでは、アンプの電源の低下は少ないと仮定しています。
ピーク・パワー : 一般的に参照される、負荷へ供給できるアンプの出力電力を指します。デバイスの最大電圧スイングによって規定されます。

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LM3886

アプリケーション情報 ( つづき )LM3886

アプリケーション情報 ( つづき )バイアンプリフィケーション : オーディオ周波数のスペクトルを 2 つの部分に分けて、別々のウーファとツイータをドライブするのに、別々のパワー・アンプを使う技法。アンプのクロスオーバ周波数は
通常 500Hz から 1600Hz の間です。 バイアンピング には、特定の音圧レベルを生じさせるのに、より小さなパワーのアンプです
み、周波数スペクトルのある部分のオーバドライブが他の部分に影響することにより生じるひずみの効果を減少させる利点があります。

これは、ドルビー B タイプのノイズ・リダクション・システムのための重みづけをしたノイズ測定法を指します。ノイズの聴覚への主観的影響の度合いと強い相関をもつ測定結果が得られるフィル
タ特性が使われます。このフィルタを使用した測定は、得られる結果がノイズ源のスペクトルに依存するので、重みづけなしのノイズ
測定と一定の変換率で関係づけることは必ずしもできません。
S.P.L.: Sound Pressure Level ─通常、0.0002μBars ( およそ聴覚のしきいレベル)の圧力レベルに校正されたマクロフォンとメータの組み合わせで測定されます。

C.C.I.R./A.R.M.:

S.P.L. ＝ 20 Log 10P/0.0002 dB

Literally: International Radio Consultative Committee

ただし、P はマイクロバール表示の R.M.S. 音圧です。

Average Responding Meter

http://www.national.com(1 Bar ＝ 1 気圧＝ 14.5 lb/in2 ＝ 194 dB S.P.L.)

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LM3886

外形寸法図 特記のない限り inches (millimeters)

Order Number LM3886T
NS Package Number TA11B

Order Number LM3886TF
NS Package Number TF11B

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LM3886 Overture™ 高性能 68W オーディオ・パワーアンプ (ミュート機能付き )生命維持装置への使用について
弊社の製品はナショナル セミコンダクター社の書面による許可なくしては、生命維持用の装置またはシステム内の重要な部品として使用することはできません。
1. 生命維持用の装置またはシステムとは (a) 体内に外科的に使用されることを意図されたもの、または (b) 生命を維持ある
いは支持するものをいい、ラベルにより表示される使用法に従って適切に使用された場合に、これの不具合が使用者に身体的障害を与えると予想されるものをいいます。

2. 重要な部品とは、生命維持にかかわる装置またはシステム内のすべての部品をいい、これの不具合が生命維持用の装置またはシステムの不具合の原因となりそれらの安全性や機能に影響を及ぼすことが予想されるものをいいます。

ナショナル セミコンダクター ジャパン株式会社
本社／〒 135-0042 東京都江東区木場 2-17-16
技術資料（日本語 / 英語）はホームページより入手可能です。

http://www.national.com/JPN/

TEL.(03)5639-7300

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また掲載内容は予告無く変更されることがありますのでご了承ください。