新エネルギーインターフェイス用 2 石補助共振
D C リンクスナバ方式三相電力変換器に関する研究
Feasibility Studies on
T wo-S witch A uxiliary Resonant D C Link Snubber-Assisted
T hree - P hase P W M Power C onversion Syste m s
for N ew E nergy Utilization Interfaces

M arch, 2004
長井真一郎
Shinichiro Nagai

山口大学大学院 理工学研究科

The Graduate School of Science and EngineeringYa m aguchi University学位論文の要旨
近年、地球環境保護やエネルギー資源問題のソリューションに対して小規模分散型電源の導入が大いに期待されている。 C O 2 の排出量増大に伴う問題もそのひとつである。この原因の一つにエネルギーの供給源として化石燃料を効率悪く使用し、電気エネルギーを生産するところがある。この問題に対して、エネルギー供給源を，水素から効率良く電気エネルギーを発電する燃料電池発電や、太陽光エネルギーを電気エネルギーとして発電する
太陽光発電及び、高効率で発電が可能なマイクロガスタービン発電などクリーンな新エネ
ルギー発電方式に注目が集まっている。さらに、このような小型分散型電源利用への期待が高まっている。
これらの新エネルギー供給源は電圧の大きさの変動が激しく、さらに交流、直流など様々で、発電されたエネルギーをそのままの状態で使用することは難しい。これらの新エネル
ギーを商用電力系統に逆潮流したり、家電民生機器、情報通信機器に利用できる高品質の交流電圧に電力を変換するインターフェイスが必要である。このインターフェイスは、パワーエレクトロニクスの分野であり、パワー半導体デバイスを利用した電力変換装置である。
高周波スイッチングを行う電力変換装置は、電圧、電流、交流周波数、位相、相数及び瞬時電力などの電力状態量をきめ細かく制御でき、さらに装置の小型化が可能なため、高速なパワー半導体デバイスを使用するのが主流である。しかし、高周波スイッチングは高速のパワー半導体デバイスを使用した場合でも、スイッチング損失が大きくなるため電力変換装置の損失の改善には限界が見えはじめている。さらにスイッチングの高速化により通信機器などに悪影響を及ぼす電磁ノイズの増加問題もある。
本論文ではこれらの問題を解決するための技術であるソフトスイッチング技術をとり上げ、新エネルギーインターフェイスとして最も有効な回路トポロジーとその周辺システム
に関して行った研究をまとめたものであり、以下の７章より構成されてる。
第１章では、高周波スイッチング P W M インバータの現状と問題点などの技術背景について述べ、本研究の目的と特色・意義について明らかにしている。
第２章では、分散型発電に使用される新エネルギーインターフェイスとしての高周波スイッチング電力変換装置のメリット・デメリットを指摘している。そしてソフトスイッチン
グ P W M インバータを大分類・小分類し、筆者等の新開発した２石補助共振 D C リンクスナ
バ方式の位置付けについて一般的な背景を述べている。さらに新エネルギーインターフェイスとしてのデメリットをソフトスイッチング技術で解決できることを述べている。
第３章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式の三相電圧形 P W M インバー
タを示し、三相整流器及び三相インバータにて構成される１０ｋ V A の電力変換器における

1

2

実験評価を行っている。ここでは効率及びノイズに対して優れた結果が得られている。
第４章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式の三相電圧形 P W M インバー
タと補助共振レッグリンク形の三相 P W M 整流器にて構成される５０ｋ V A の電力変換器における実験評価を行っている。ここでは容量アップにもかかわらず、そのデメリットである
構造上の問題などへの対策を行い効率及びノイズに対して優れた結果を得られている。
第５章では、２石補助共振 D C リンクスナバ方式の不具合点であったスイッチング期間に対する零電圧期間の割合である直流電圧利用率の悪化を解決する新しい回路トポロジーとその動作原理を紹介し、その有効性を実験評価している。
第６章では、上記の２石補助共振 D C リンクスナバ回路方式を部品点数の少ない V 結線
インバータに採用した回路トポロジーを新たに提案し、その動作原理及び実験による動作確認を紹介している。ここでは、２石補助共振 D C リンクスナバ回路によって V 結線イン
バータのいくつかの問題解決ができ、２石補助共振 D C リンクスナバ回路をさらにシンプ
ルにすることを紹介している。
第７章の結論では、本研究で得られた結果より、今までにない新しい応用として２石補
助共振 D C リンクスナバ方式の三相 P W M インバータを系統連系新エネルギー利用分散型
電源に利用することが有効であることを考察している。
本研究の結果、新エネルギー分散型電源に用いられるインターフェイスとして高効率と低ノイズ及び低コストを達成できる電力変換装置として３種類の２石補助共振 D C リンク
スナバ回路 (３，４章と５章及び６章) を提案し、有効であることを実証した。本研究にて得られた成果がパワーエレクトロニクスの発展の一助となり、さらに環境問題にも役に立てば幸いである。

3

Synopsis
In recent year, there are the environ m ental proble m s in accordance with signi?cant increase of the carbon dioxide e mission. T hese proble m s include several causes based on relative low e ? ciency use of fossil fuel for the conventional electric energy generation plants.
For these proble m s, the clean new energy-related distributed power supplies with standalone installation and utility interactive A C power have attracted special interest for thestatic new energy utilization syste m s as solar photovoltaic and fuel cell generation sche m es
and rotation new energy utilization syste m s such as wind turbine and micro gas turbine
generation sche m es, w hich have the high e ? ciency power energy conversion processing.
H o wever,itis actually di? cult that the electric energy can be directly used for a variety of
power and energy utilizations for sm all and several k W power residential application ?elds
and the teleco m m unication energy syste m s, and so forth, they need the high e ? ciency andhigh quality power conversion syste m s using so m e technologiesin power electronics researchareas.
Power electronics syste m s technologies have grow n up drastically in accordance withgreat advance m ents of Si-based power se miconductor switching devices and power m odules
such as IG B Ts, M O S-F E Ts, SITs, SIT hs, IE G Ts and IG C Ts. In addition to this, inorder to realize the high po wer density and high perfor m ances, high frequency switching
operation on the basis of purse m odulation strategies has actually been required so far
for various power end energy practical applications. H owever, the high frequency switching
operation of power converters causes E M I / R FI noises with stray parasitic inductances andcapacitances existing in the power conditioning conversion circuits such as A C-D C, D C-A C,
D C-D C and A C-A C, power processing sche m es. In actual,the signi?cant proble m s relating
to the switching power losses as well as electro m agnetic noises have given special interestfor high perfor m ance enhance m ent of power conditioning conversion circuit syste m s.
It is indispensable for developing the new technologies minimize the switching losses ofswitching power se miconductor devices, as well as to reduce the electrical dyna mic voltage
and current stresses, and their peak stresses, dv/dt and di/dt related E M I/ R FI noises andto im prove the m ore reduction factor of the voltage and current rating. In recent years, thehigh frequency carrier based sinewave P W M power conversion circuits and of syste m s haveattracted special interest in order to solve so m e proble m s m entioned above can operate
under e?ective principles of zero voltage switching (Z V S) and zero current switching (Z C S)

4sche m es have been researched and developed.
T his paper is concerned with the innovative develop m ents and feasibility evaluations of
three-phase voltage source soft switching inverter and recti?er syste m s with A uxiliary Resonant D C Link (A R D C L) Snubber circuit and A uxiliary Resonant Co m m utated Leg Link
(A R L L A R L L) Snubber circuit w hich can achieve the Z V S, Z C S and Z V S/Z C S co m m utations and minimize the electro m agnetic noises, w hich is suitable and acceptable for the
new energy related application syste m s. T his paper is co m posed of six chapters including
introduction and conclusions are su m m arized as follows.
C hapter 1 describes the status of high frequency switching pulse m odulation power conversion circuits and syste m s. T he research contents in each chapter are brie?y described on
the basis of the experim ental results. T he m ain objectives of this study are sche m aticallypresented.
In C hapter 2, It is pointed out that the bene?ts and de m erits of the high frequency
switching based power conversion syste m sinverter recti?er suitable for new energy interfaceof the distributed power supplies generation arrange m ent. Further m ore, it is presented
that the soft switching transition techniques can solve the proble m s of the high frequency
switching based power conversion syste m s.
In C hapter 3,three-phase voltage source soft switching A C-D C-A C converter using sim ple
A D R C L snubber-assisted soft switching circuit technology, w hich is co m posed of auxiliary
only two power se miconductor devices is presented and discussed. T he operating principle
of proposed soft switching A C-D C-A C converter treated here is described and operating
perfor m ances of this power converter are evaluated on the basis of experim ental results in
10k V A setup in this paper. T his e?ective of this power converter is pointed out.
In C hapter 4, a new conceptual circuit con?guration of three-phase voltage source soft
switching A C-D C-A C converter syste m using IG B T m odule w hich has a single A R L L snubber circuit and one A R D C L snubber circuit in the three-phase P W M inverter side is presented and discussed. T hese A R L L and A R D C L snubber circuit consist of the less circuit
co m ponent and devices than any conventional soft switching power conversion circuits.A ndthen,, the proposed three-phase voltage source soft switching A C-D C-A C power conversion
syste m needs no additional sensor to im ple m ent co m plete soft switching co m m utation as
co m pared with the conventional three-phase voltage source A C-D C-A C power conversion
syste m. In addition, these soft switching snubber circuit operate only once in one sa m plingter m. T he operating perfor m ances of proposed the soft switching P W M

A C-D C-A C

iconverter treated here are evaluated and discussed on the basis of the experim ental resultsin 50k V A setup in this paper.
C hapter 5 presents the perfor m ance evaluations on lower noise and high e ? ciency forthree phase voltage-fed soft-switching P W M inverter with two switch auxiliary resonant
D C link (A R D C L) snubber. T he proposed sim ple auxiliary resonant D C link snubber
circuit have the less circuit and device parts than any conventional auxiliary resonant D C
link snubber circuit assisted three-phase power inverter and recti?er. In addition to this,the capacitor in auxiliary resonant D C link (A R D C L)

snubber circuit could be changed

fro m sm oothing capacitor to the ?lm capacitor in proposed one. So that,it is clear that the
proposed two switch auxiliary resonant D C link snubber circuit assisted three-phase power
converters could get not only higher e ? ciency but also lower cost reliable realization, andm aintenance free. Further m ore, by reducing the capacity of resonant capacitor in proposed
auxiliary resonant D C link snubber circuit,the co m m utated ter m sin proposed type is m uch
less than the conventional one. T his operation m eans that proposed auxiliary resonant D C
link snubber circuit could get the higher e ? ciency. Co m paring with results, it is provedthat the co m m utated ter m s are e?ectively reduced in proposed m ethod.
In C hapter 6, a new and sim ple conceptual circuit con?guration of the two-switch auxiliary resonant D C link (A R D C L) snubber assisted three-phase V-connection inverter with
its input side boost chopper w hich has only one A R D C L snubber and no sm oothing capacitor. T herefore, the sim plicity of the new power conditioning and processing with boost
chopper cascaded three-phase V-connection inverter syste m can achieve high e ? ciency forsoft-switching co m m utation. A nd m ore, its operating principle in a steady state of the
proposed three-phase V-connection soft switching inverter syste m with its input side boost
chopper are presented and discussed. Further m ore, the operating perfor m ances of the proposed soft switching inverter with boost chopper treated here are evaluated and discussed
on the basis of the experim ental results by using the 10k W experim ental setup.
C hapter 7 su m m arizes the theoretical and experim entalresults ofthis study and discusses
the prospective technological develop m ents and innovative develop m ents in addition to the
future technological trends.

iii

目 次
第1章

緒論

1

1.1

研究背景 .....................................................

1

1.2

研究の目的 ...................................................

4

1.3

論文の概要 ...................................................

5

参考文献 .....................................................

5

新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換

72.1

緒言 ........................................................

72.2

高周波スイッチングとメリットデメリット ..........................

7

2.2.1

高周波スイッチングによるスイッチングノイズ増加 ..............

8

2.2.2

高周波スイッチングによるスイッチング損失の増加 ..............

8

ソフトスイッチング技術について .................................

9

2.3.1

原理 ...................................................

9

2.3.2

補助共振 D C リンクスナバ方式 .............................. 10

2.3.3

補助共振 A C リンクスナバ方式 .............................. 11

2.3.4

補助共振レッグリンクスナバ方式 ............................ 13

第2章

2.3

2.4

2.5

補助共振 D C リンクスナバ回路方式の分類 ........................... 14

2.4.1

各種補助共振 D C リンクスナバ方式の紹介 ..................... 14

2.4.2

新エネルギーインターフェイスに最適な補助共振 D C リンクスナバ方式 16

結言 ........................................................ 17
参考文献 ..................................................... 17第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・イン

バータ

21

3.1

緒言 ........................................................ 21

3.2回路構成 ..................................................... 22

3.3

動作原理 ..................................................... 22

iv

目次

3.3.1

主スイッチの動作原理..................................... 223.3.2

転流回路の動作原理 ...................................... 24

3.4

転流制御原理 ................................................. 283.5電圧電流振動防止対策 .......................................... 29

3.6

実験結果 ..................................................... 31

3.7

3.6.1

主回路構成 ............................................. 31

3.6.2

主回路の構造 ............................................ 32

3.6.3

動作確認 ............................................... 343.6.4

実測効率比較 ............................................ 36

3.6.5

ノイズ比較 ............................................. 37

考察 ........................................................ 393.7.1

損失解析 ............................................... 39

3.8 3 石補助共振 D C リンクスナバ方式の検討 ........................... 40

3.9

3.8.1

回路構成 ............................................... 40

3.8.2

実験結果 ............................................... 41

3.8.3

まとめ ................................................. 42

結言 ........................................................ 42
記号一覧 ..................................................... 44
参考文献 ..................................................... 45

第 4 章 ２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整

47

流器

4.1

緒言 ........................................................ 47

4.2回路構成 ..................................................... 48

4.3インバータ部の動作原理 ........................................ 48

4.4整流器部の動作原理 ............................................ 50

4.5

実験結果 ..................................................... 51

4.5.1

回路構成 ............................................... 51

4.5.2

主回路の構造 ............................................ 51

4.6

動作波形 ..................................................... 55

4.7

ノイズ比較 ................................................... 584.8効率比較 ..................................................... 59

4.9

考察 ........................................................ 60

v

目次

4.9.1

伝導性ノイズ ............................................ 60

4.9.2

損失解析 ............................................... 60

4.10 結言 ........................................................ 61
記号一覧 ..................................................... 62
参考文献 ..................................................... 62
第 5 章 ２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレ

65

ス化

5.1

緒言 ........................................................ 655.2主回路の構成 ................................................. 67

5.3

動作原理 ..................................................... 67

5.4

5.5

5.6

5.3.1

２石補助共振 D C リンクスナバ回路動作前後状態 ................ 68

5.3.2

２石補助共振 D C リンクスナバ回路動作原理 ................... 68

シミュレーション結果と検討 ..................................... 72

5.4.1

シミュレーション結果..................................... 72

5.4.2

零電圧期間と２石補助共振 D C リンクスナバ回路内電流実効値 ..... 73

実験結果 ..................................................... 75

5.5.1

２石補助共振 D C リンクスナバ回路動作確認 ................... 75

5.5.2

インバータ動作確認 ...................................... 76

結言 ........................................................ 77
記号一覧 ..................................................... 78
参考文献 ..................................................... 78

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

81

6.1

緒言 ........................................................ 81

6.2主回路の構成 ................................................. 82

6.3

動作原理 ..................................................... 82

6.3.1

三相 V 結線インバータの動作原理 ............................ 82

6.3.2

ソフトスイッチング時の動作原理 ............................ 83

6.4

シミュレーション動作確認 ....................................... 86

6.5

中間電圧バランス .............................................. 87

6.5.1

動作原理 ............................................... 87

6.5.2

共振電流ブースト時のスイッチングタイミング ................. 90

6.5.3

デジタル制御への応用..................................... 90

vi

目次

6.6

実験結果 ..................................................... 91

6.7

結言 ........................................................ 94
記号一覧 ..................................................... 94
参考文献 ..................................................... 95

第7章

結論

97

7.1

本研究の成果 ................................................. 97

7.2

各章、提案回路の特徴 .......................................... 97

7.3

今後の課題 ................................................... 99

研究業績一覧

100

謝辞

109

1

第1章
緒論
1.1

研究背景

近年、地球環境保護やエネルギー資源問題のソリューションに対して小規模分散型電源の導入が大いに期待されている。 C O 2 の排出量増大に伴う問題もそのひとつである。この原因の一つにエネルギーの供給源として化石燃料を効率悪く使用し、電気エネルギーを生産するところがある。この問題に対して、エネルギー供給源を，水素から効率良く電気エネルギーを発電する燃料電池発電や、太陽光エネルギーを電気エネルギーとして発電する
太陽光発電及び、高効率で発電が可能なマイクロガスタービン発電などクリーンな新エネ
ルギー発電方式に注目が集まっている。さらに、このような小型分散型電源利用への期待が高まっている。[1],[2]
これらの新エネルギー供給源は電圧の大きさの変動が激しく、さらに交流、直流など様々で、発電されたエネルギをそのままの状態で使用することは難しい。これらの新エネルギー
を商用電力系統に逆潮流したり、家電民生機器、情報通信機器に利用できる高品質の交流
電圧に電力を変換するインターフェイスが必要である。このインターフェイスは、パワーエ
レクトロニクスの分野であり、パワー半導体デバイスを利用した電力変換装置である。図1にパワーエレクトロニクス技術の関連する分野を示す。図 2にパワー半導体デバイスを利用した電力変換装置の一例を示す。パワー半導体デバイスの発展に伴い、パワーエレクト
ロニクス技術は商用電力系統、新エネルギー、電鉄、通信、情報、家電民生に至るまで目覚しい発展を遂げている。これは、パワー半導体デバイス技術を筆頭に、電子回路技術などの発展によるところが大きい。
パワー半導体デバイスについてはスイッチング速度の高速化、低飽和電圧による損失化、大容量化など高機能化され、高周波スイッチングを可能とした。これによりコンデンサやリアクトルなどのパッシブ素子の小型化や、きめ細やかな交流波形生成など高品質化などの発展に大きく関与している。その他には、マイクロプロセッサやディジタルシグナルプロ

2

第1章

緒論

セッサ、A / D 、D / A 変換器などの周辺機器の高性能化により D D C（ Direct Digital Control）
が一段と推進している。その結果、現代制御理論の導入がなされ電力変換装置の高機能化
や、制御用基板の高密度化、小型化、低コスト化と言った実際応用上の大きなメリットを生むようになってきた。
新エネルギーのインターフェイスとしての、パワー半導体デバイスを利用した電力変換装置では、燃料電池発電をはじめ、太陽光発電、小型風力発電、マイクロガスタービン発電などがあげられる。これらの発電で生まれた電力はそのまま使われることはほとんど無く、インターフェイスとしてのパワー半導体デバイスを利用した電力変換装置を介して使うことが大半である。
高周波スイッチングを行う電力変換装置は、電圧、電流、交流周波数、位相、相数及び瞬時電力などの電力状態量をきめ細かく制御でき、さらに装置の小型化が可能なため、高速なパワー半導体デバイスを使用するのが主流である。しかし、高周波スイッチングは高速のパワー半導体デバイスを使用した場合でも、スイッチング損失が大きくなるため電力変換装置の損失の改善には限界が見えはじめている。さらにスイッチングの高速化により通信機器などに悪影響を及ぼす電磁ノイズの増加問題もある。[3]M O SF E T,IG B T,IE G T,M C T に代表される M O S ゲートパワー半導体デバイスの進捗に伴って、複数パルス幅変調方式三相電圧形電力変換装置 (インバータや整流器) や双方向コンバータにおいてはパルス変調用キャリア周波数いわゆるスイッチング周波数の高周波化実現に向けた研究開発が活発になされている。この高周波スイッチング技術としてはアクティブ補助部分共振スナバ回路によってソフトスイッチング三相正弦波 P W M 回路トポロ
ジーの開発や評価検討が活発になされている。[4]-[6] これらの回路トポロジーの電力変換
方式では正弦波・搬送波比較によるパルス変調搬送波の高周波化いわゆるスイッチング周
波数の高周波化に伴うパワー半導体デバイス (IG B T,IE G T,M O SF E T,SIT など) の、高速ス
イッチング動作に伴うスイッチング電圧サージや電流サージの発生によるパワー半導体デバイスの定格能力の低減と di=dt 及び dv=dt の急峻な変化に伴う電磁ノイズ、およびスイッ
チング損失の発生を効果的に同時に低減させることができる。
小型分散型電源利用が増えてくると民生機器や情報通信機器の近くに電力変換装置が設置されることも多くなる。この電磁ノイズを低減するための大型のフィルタ (E M I フィルタ) を装置内に追加するため、装置全体が大型化し、さらにこのフィルタの導通損失が増加する問題もある。このためにソフトスイッチング方式による電磁ノイズ増加の問題を解決する期待は大きい。さらに、パワー半導体デバイスにて高周波スイッチングを使用した電力変換装置には必ず損失が発生するため、新エネルギー供給システム全体の発電効率を悪化させる。このためにソフトスイッチング方式による損失増加の問題を解決する期待も大

1.1

3

研究背景

きい。つまり、 C O 2 排出の削減には電力変換装置のスイッチングによる電磁ノイズの発生と電力損失の発生を抑制することが不可欠である。

<N ew Ene rgy Utilization>*Micro Gas Turbin*Geothermal energy*Biomass energy*Super Condenser<Power E lectornics>*Photovoltic cell*High Speed Switching*Wind Turbin
Soft Switching*Fuel cell
*Power Management
Tecnology<Electronic Circuits >*Power Semiconductor Device*Passive Elctric Components*Digital Signal Processor*Optelectronic Devices*Microprocessor*Senser<Control Tecnices>*DDC（Direct Digital Control）*Classical Control and Modern Control*Learning Control

図 1 パワーエレクトロニクスとかかわりのある分野
Fig. 1 T he ?eld w hich is instead of power electronics technology

発電所
写真or図

3-phase utility power source

Power Plant
AC/AC Converter
VVVF-inverter

Moter Controller

AC/AC Converter
CVCF-Converter

Telecommunication
systemAC/ACConverter

AC/DC Converter
PFC-Converter

Battery

AC/AC
Converter

AC/AC Converter
UPS

telecommunication
systemInterfases
New Energy Utilizations(Utility interactive distributed power supplies)

Power convertion

Load

DC/AC
Converter
Fuel cell generation
DC/AC
Converter

Photovoltaic
generation

Wind turbine generation

Micro gasturbine generation

図 2 新エネルギーのインターフェイスとしての電力変換装置の例
Fig. 2 Power Conversion Syste m for New E nergy Utilization

4

第1章

1.2

緒論

研究の目的

新エネルギー分散型電源分野でのインターフェイスとソフトスイッチング技術との背景を述べた。これにより次世代の電力変換器においてソフトスイッチング技術がおおいに期待されていることをいい及した。本研究ではこのソフトスイッチング技術を導入すること
によって電力変換器の高性能化、高効率化、低ノイズ化を達成させ、実用化に近づけることを目的としている。
パワー半導体デバイスのスイッチングには一般的なハードスイッチングがあり、スイッ
チング時に電圧と電流が重なり合いスイッチング損失が発生する。また、dv=dt が急峻のため電磁ノイズも大きい。ソフトスイッチング技術とはこのスイッチング時に、零電圧ス
イッチング (Z V S) または零電流スイッチング (Z C S) を行い dv=dt も緩やかにすることにより、スイッチング損失と電磁ノイズを低減させる技術である。また、最近ではトレンチゲー
ト IG B T の開発が進み、低飽和電圧降下形の低導通損失パワー半導体デバイスが開発されている。しかし、このトレンチゲート IG B T はスイッチングの高速化が難しいため、一般的なハードスイッチングにてスイッチングを行うとスイッチング損失が増加する傾向にある。そこで、本研究では三相 P W M インバータのソフトスイッチング技術の一方式である
シンプルな２石補助共振 D C リンクスナバ回路方式を採用し、スイッチング損失及び電磁ノイズの低減を目的として具体的な新電力変換回路システムを開発している。
一般的にソフトスイッチング回路方式はパワー半導体デバイスの数が増えるため回路が複雑になりやすい。２石補助共振 D C リンクスナバ回路方式はパワー半導体デバイスを２つで構成できるため回路構成がシンプルとなり実用的であるメリットを持つ。しかし、三相電圧形 P W M インバータの主スイッチのスイッチング損失は大幅に低減できるものの、電力変換装置の損失としては２石補助共振 D C リンクスナバ回路の損失が追加されるため、この損失低減が求められている。また、補助共振 D C リンクスナバ回路の動作時間が 3 相 P W M
インバータの P W M 出力電圧に影響し指令値に追従した動作を行っていないため、出力電圧実効値の低下等の問題が発生しており、この問題解決が求められている。これらの問題を解決するソフトスイッチング方式及び制御方式の提案と、実験による評価解析を行う。こ
の結果より電力変換器の性能向上とノイズ低減及び効率向上を確認し、新エネルギー分散型電源分野でのインターフェイスとして実用的な技術であることを検討する。

参考文献

1.3

5

論文の概要

本論文は緒論を含めて七章から構成されている。第１章では、高周波スイッチング P W M
インバータの現状と問題点などの技術背景について述べ、本研究の目的と特色・意義について明らかにしている。
第２章では、分散型発電に使用される新エネルギーインターフェイスとしての高周波スイッチング電力変換装置のメリット・デメリットを指摘している。そしてソフトスイッチン
グ P W M インバータを大分類・小分類し、筆者等の新開発した２石補助共振 D C リンクスナ
バ方式の位置付けについて一般的な背景を述べている。さらに新エネルギーインターフェイスとしてのデメリットをソフトスイッチング技術で解決できることを述べている。
第３章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式の三相電圧形 P W M インバー
タを示し、三相整流器及び三相インバータにて構成される１０ｋ V A の電力変換器における実験評価を行っている。ここでは効率及びノイズに対して優れた結果が得られている。
第４章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式の三相電圧形 P W M インバー
タと補助共振レッグリンク形の三相 P W M 整流器にて構成される５０ｋ V A の電力変換器における実験評価を行っている。ここでは容量アップにもかかわらず、そのデメリットである
構造上の問題などへの対策を行い効率及びノイズに対して優れた結果を得られている。
第５章では、２石補助共振 D C リンクスナバ方式の不具合点であったスイッチング期間に対する零電圧期間の割合である直流電圧利用率の悪化を解決する新しい回路トポロジーとその動作原理を紹介し、その有効性を実験評価している。
第６章では、上記の２石補助共振 D C リンクスナバ回路方式を部品点数の少ない V 結線
インバータに採用した回路トポロジーを新たに提案し、その動作原理及び実験による動作確認を紹介している。ここでは、２石補助共振 D C リンクスナバ回路によって V 結線イン
バータのいくつかの問題解決ができ、２石補助共振 D C リンクスナバ回路をさらにシンプ
ルにすることを紹介している。
第７章の結論では、本研究で得られた結果より、今までにない新しい応用として２石補
助共振 D C リンクスナバ方式の三相 P W M インバータを系統連系新エネルギー利用分散型
電源に利用することが有効であることを考察している。

参 考 文 献[1] 柏木：「分散型電源システムの最新動向と将来展望 (分散型発電システムの現状と今後の展望)」、 N T S,Vo.1-1,pp5-15(2001-9)[2] 岡土：「分散型電源システムの最新動向と将来展望 (分散型電源におけるインバータお

6

参考 文献

よび系統連系技術)」、 N T S,Vo.3-2,pp457-512(2001-9)[3] 清水：「インバータのノイズ特性 (2)」、平成 12 年電気学会全国大会講演論文集、 Vol.4S22-8,pp1838-1841「 D C / A C 変換における回路方式と課題」、平成 14 年電気学会全国大会講演論文[4] 伊瀬：集 Vol.4-S20-5,pp.485-487[5] 安常、中岡「新世代三相電圧型 Z V S-P W M インバータ・コンバータ用の共振 D C リンク
回路トポロジーと特性評価」、パワーエレクトロニクス研究会論文誌、Vol.21,N o.2,pp68-

77(1996-2)「ソフトスイッチング高効率整流器」、Origin Technical[6] 鈴木、飯野、木暮、高田、田中：

Journal,N o.60,pp.5-12,(1997)

7

第2章
新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換
2.1

緒言

新エネルギーは太陽電池をはじめ、燃料電池は直流電力を発電する。このため、そのま
まの電力を使用することは難しい。よって、パワー半導体デバイスを用いた高周波スイッ
チングインバータにより交流電力に電力変換することが一般的である。また、マイクロガ
スタービンや小型の風力発電などは交流電力を発電するものの、商用系統周波数と違う周波数を発電する。このため、高周波スイッチング整流器により一度直流電力に電力変換し、前記のように、その直流電力を高周波スイッチングインバータにて交流電力に電力変換することが一般的である。このような電力変換により新エネルギーインターフェイスに高周波スイッチング電力変換装置が利用されている。
本章では、この高周波スイッチングを行う電力変換装置に求められている問題を述べ、ソフトスイッチング技術によってこれを解決する見解を述べている。さらにソフトスイッチ
ング技術を分類し、新しく提案する補助共振 D C リンクスナバ回路を小中容量の分散型発電に使用される新エネルギーインターフェイスとしての電力変換装置に利用した場合のメリットを明らかにしている。

2.2

高周波スイッチングとメリットデメリット

以前、直流交流電力変換器いわゆるインバータは数 k H z 程度の低周波スイッチングで動作させていた。この場合、次の 3 つのデメリットがある。1:スイッチング周波数が可聴領域に入るため不快な音が聞こえる。2:リアクトルやコンデンサなどのパッシブ素子が大型化するため装置外形が大きくなり、高コストとなる。3:交流の正弦波波形生成が粗くなり波形歪みが大きい。そこで、最近では数十 k Hz 程度の高周波スイッチングにて動作させ、これら

8

第2章

新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換

３つのデメリットを改善している。しかし近年、高速なスイッチングが可能になったために実現した高周波スイッチングでは、他の２つのデメリットが現れてきている。これらが以下に紹介するスイッチングノイズの増加とスイッチング損失の増加である。

2.2.1

高周波スイッチングによるスイッチングノイズ増加

図 3に簡単な漏洩電流の経路図を示す。電力変換器にパワー半導体デバイスの高速なスイッチングに伴い、端子電圧が急峻に変化するため、高周波の電流いわゆる高周波漏洩電流がデバイスとフィン間の浮遊容量などを返して増加する。これにより入力の給電線や負荷の対地間静電容量と対地を経由して増加した高周波漏洩電流が流れ、その経路にある微弱な信号線に対して伝導性ノイズ障害を誘発することが知られている。また、この高周波
漏洩電流により装置外部に放射する放射ノイズは、無線信号などの障害を誘発することが知られている。[20] 現状の一般的な対策としては、入出力に E M I 用フィルタを構成して対策しているが、コストアップ、スペース増加、フィルタ導通損失発生などもありデメリットも多い。このため、パッシブ回路やアクティブ回路にて減らす方法は提案[21] されている。
これらの方法は有効であるが、本論文ではスイッチング時にできるだけ電圧電流の振動を起こさないように、緩やかにスイッチングすることによってノイズを源から無くす方法を検討している。

Rectifier

Leak current

Fig. 3
2.2.2

Load

Fin

LC

1-P hase

LC

Power Source

Float capaciter

Inverter

Leak cuurent

図 3 漏洩電流の経路図
C urrent ?ow loop of Leakage current

高周波スイッチングによるスイッチング損失の増加

図 4に一般的な高周波スイッチングであるハードスイッチング波形を示す。このハードス
イッチング方式ではスイッチング時に電流をパワー半導体デバイスにて切るため、半導体

2.3

9

ソフトスイッチング技術について

スイッチにかかる電圧とこの電流がクロスする。この電圧と電流のクロスする部分にスイッチング損失が現れ装置の電力損失を増やす問題がある。さらに高周波スイッチングにてス
イッチング回数が増えるとこのスイッチング損失も比例的に増加することになる。このス
イッチング損失は熱として発生するため放熱部が大きくなり装置外形が大きくなるデメリットを持つ。さらに新エネルギーインターフェイスとしては大きな問題である効率を悪化させる原因となる。

Switch voltage
Switch current
Sharp

Sharp
Switching
Loss
Turn-onFig. 4

2.3

Switching
Loss
Turn-off

図 4 ハードスイッチング波形
W avefor m M odel of H ard S witching

ソフトスイッチング技術について

前記のように高周波で動作させるハードスイッチング方式では新しい問題が存在する。これらを解決するために考えられている方式がソフトスイッチング方式である。このソフト
スイッチング方式とは高速スイッチングにもかかわらず電圧電流の変化を緩やかにしスイッ
チングノイズを減らす効果があり、さらに電圧電流のクロスする部分、いわゆるスイッチ
ング損失を低減する効果がある。しかしながら、追加された補助共振 D C リンクスナバ回路
内での損失も存在するため、実際には効率を改善できない例も多い[16]。これらをふまえてもソフトスイッチング方式は効率を改善できる可能性が高いため、新エネルギーインター
フェイスとしては注目すべき技術である。

2.3.1

原理

図 5にソフトスイッチング波形を示す。ソフトスイッチング方式はスイッチ端子電圧が零の部分スイッチングを行う零電圧スイッチング及び、電流が零の部分でスイッチングをする
零電流スイッチングを行う方式である。図のターンオン部ではリアクトルとコンデンサを用いた共振現状を発生させスイッチ端子電圧を共振的に減衰させ電圧の急峻な変化を抑制
する零電圧及び零電流スイッチングにしている。図のターンオフ部ではスナバコンデンサ

10

第2章

新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換

によりスイッチ端子電圧の傾きを緩やかにすることで零電圧スイッチングにしている。このように、前述のようなハードスイッチングと違い零電圧、零電流スイッチングによって、スイッチングノイズを減らすことができ、さらにスイッチ端子電圧と電流のクロスする部
分であるスイッチング損失も減らすことができる。次に代表的な 3 つのソフトスイッチング
３相電圧形インバータを紹介する。補助共振 D C リンク (A R D C L:A uxiliary Resonant D C

Link) 方式と補助共振 A C リンク (A R A C L:A uxiliary Resonant A C Link) 方式及び、補助共
振レッグリンク (A R L L:A uxiliary Resonant Leg Link) 方式である。

Switch voltage

Switch voltage
Switch current

Switch current
GradualGradualSwitching
Loss Less

Switching
Loss Less
Turn-onTurn-off

図 5 ソフトスイッチング波形
Fig. 5W avefor m M odel Soft S witching

2.3.2

補助共振 D C リンクスナバ方式

図 6に補助共振 D C リンクスナバ方式３相電圧形インバータの回路構成を示す。補助共振

D C リンクスナバ回路方式には幾つかの方式が提案されている[1]-[5]。多くの方式は補助共
振 D C リンクスナバ回路にスイッチを３つ使用しているが、ここでは提案する２つのスイッチで構成される補助共振 D C リンクスナバ回路を示す。回路構成はフルブリッジで構成される３相電圧形インバータに補助共振 D C リンクスナバ回路を付加した構成となっている。
補助共振 D C リンクスナバ回路は、転流動作を開始する転流スイッチと、直流コンデンサ
切離し用の補助スイッチ、直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ、転流リア
クトルで構成されている。インバータ各主スイッチには、それぞれ並列に共振用スナバコ
ンデンサを付加している。動作原理は、主スイッチがスイッチングする時に補助共振 D C リ
ンクスナバ回路を利用して D C バスライン電圧 (D C リンク電圧) を零電圧にし、主スイッチ
を零電圧スイッチングさせる原理となっている。本方式のメリットとしては補助共振 D C リ
ンクスナバ回路がシンプルであることと、 D C リンク電圧を零電圧にするため３相スイッチ
ングを一括して零電圧スイッチングすることにより、補助共振 D C リンクスナバ回路動作回数を減らすことができるため、補助共振 D C リンクスナバ回路内損失を低減することができる。デメリットとしては、補助スイッチが大きな電流の流れるインバータの D C バスラ

2.3

11

ソフトスイッチング技術について

インに接続されるため、ここでの半導体デバイス導通損失が大きくなる。このため補助ス
イッチが大型のデバイスを使用する必要があり、寄生インダクタンスが大きくなってしまう。この寄生インダクタンスによりスイッチングに電圧電流の振動を大きくもたらし大容
量化は難しく小中容量においてメリットを生かせる。

Com m ut at ion circuit

Invert er

Load

U
V
W

Vdc

Fig. 6

図 6 補助共振 D C リンクスナバ方式３相電圧形インバータ
A uxiliary Resonant D C Link Snubber T hree - P hase P W M inverter

DC link volt age

Tz

Vdc

T urn-off

T urn-on
Swich-U volt age
current

OFF

ON

Swich-Vvolt age
current

OFF

current
Swich-W volt age

図7Fig. 7

2.3.3

OFF

OFF
ON

OFF

A R D C L 方式３相電圧形インバータスイッチング波形
W avefor m of A R D C L Snubber T hree-P hase inverter

補助共振 A C リンクスナバ方式

図 8に補助共振 A C リンクスナバ方式３相電圧形インバータの回路構成を示す。補助共振

A C リンク回路方式にも幾つかの方式が提案されている[6]?[11]。ここではもっとも一般的な補助共振 A C リンク回路を示す。回路構成はフルブリッジで構成される３相電圧形インバータの各相の線間に補助共振 A C リンク回路を付加した構成となっている。補助共振 A C リン

12

第2章

新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換

ク回路は、２つの転流スイッチと、転流リアクトルで構成される回路を各相の線間に接続される。インバータ各主スイッチには、それぞれ並列に共振用スナバコンデンサを付加している。
動作原理は、主スイッチがスイッチングする時に補助共振 A C リンク回路を利用して各相の A C リンク電圧を零電圧か直流電圧にし、主スイッチを零電圧スイッチングさせる原理となっている。
本方式のメリットは補助共振 D C リンクスナバ回路と比較して、スイッチの導通損失が少ないためここでの損失が小さいため大容量も可能である。しかし、デメリットとしては

P W M スイッチングベクトルパターンに制約がでる上に、スイッチが６つと転流リアクトルが３つと部品点数が多く高コストとなり、小中容量での実現は難しい。

InverterCommutation circuit

Load

U
Vdc

V
W

Fig. 8図 8 A R A C L 方式３相電圧形インバータA R A C L Snubber T hree P hase P W M inverter Circuit

DC link volt age

Vdc
T urn-on

T urn-off

Swich-U volt age
current

OFF

ON

OFF

Swich-Vvolt age
current

OFF

current
Swich-W volt age

OFFFig. 9

OFF

ON

ON

図 9 A R A C L 方式３相電圧形インバータスイッチング波形
S witching W avefor m of A R A C L Snubber T hree P hase P W M inverter

2.3

2.3.4

13

ソフトスイッチング技術について

補助共振レッグリンクスナバ方式

図 10に補助共振レッグリンクスナバ方式３相電圧形インバータの回路構成を示す。補助
共振レッグリンク回路方式にも幾つかの方式が提案されている[12]?[15]。ここではもっとも一般的な補助共振レッグリンク回路を示す。回路構成は直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサと、この中点電圧とフルブリッジで構成される３相電圧形インバータの各相との間に構成される補助共振レッグリンク回路にて構成される。補助共振 A C リンク回路は、A R A C L 方式と同様に２つの転流スイッチと、転流リアクトルで構成される回路を各相と中間電圧に接続される。インバータ各主スイッチには、それぞれ並列に共振用スナバ
コンデンサを付加している。
動作原理は、主スイッチがスイッチングする時に補助共振レッグリンク回路を利用して各相個別に A C バスライン電圧 (D C リンク電圧) を零電圧か直流電圧にし、主スイッチを零
電圧スイッチングさせる原理となっている。
本方式のメリットは補助共振 D C リンクスナバ回路と比較して、スイッチの導通損失が少ないためここでの損失が小さく、補助共振 A C リンク回路と比較して P W M スイッチングベ
クトルパターンに制約がない。しかし、デメリットとしてはスイッチが６つと転流リアク
トルが３つ及び直流コンデンサを２つ必要とし、部品点数が多く高コストとなり、小中容量での実現は難しい。

InverterCommutation circuit

V
W

Fig. 10

図 10 A R L L 方式３相電圧形インバータ
A R L L Snubber T hree P hase P W M inverter Circuit

Load

U
Vdc

14

第2章

DC link volt age

新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換

Vdc
T urn-off

T urn-on
Swich-U voltage

OFF

current
Swich-Vvolt age
current

OFF

current
Swich-W voltage

ON

OFF

OFF
ON
OFF

図 11 A R L L 方式３相電圧形インバータスイッチング波形
Fig. 11 A R L L Snubber T hree P hase P W M inverter W avefor m

2.4

補助共振 D C リンクスナバ回路方式の分類

前述の３つのソフトスイッチング方式の中で、もっとも部品点数が少なくて信頼性があり、低コスト面でも実用的な補助共振 D C リンクスナバ方式を選び、前述の補助共振 D C リ
ンクスナバ回路以外に検討されている３つの方式[17]?[19]を紹介する。

2.4.1

各種補助共振 D C リンクスナバ方式の紹介

図 12に補助共振 D C リンクスナバ回路 (ブリッジ形) を示す。図 13に D C リンク電圧とその拡大図を示す。本回路は補助共振 D C リンクスナバ回路を２つのダイオードと２つスイッ
チのブリッジで構成するのが特徴である。この回路のメリットは補助共振 D C リンクスナバ
回路内の３つのスイッチの制御がシンプルにでき、さらに零電圧ホールド期間を短く調整することも可能である。デメリットはスイッチが３つとダイオードが２つ必要なため部品点数が多く、転流する電流が補助共振 D C リンクスナバ回路内の２つの半導体デバイスを導通するため導通損失が大きくなる。
図 14に補助共振 D C リンクスナバ回路 (コンデンサ転流形) を示す。本回路は補助共振 D C
リンクスナバ回路を３つのスイッチと１つのフィルムコンデンサ及び転流リアクトルで構成する。この回路のメリットは零電圧ホールド期間を比較的短くでき、部品点数も比較的少ないことである。デメリットとしては前述と同様に転流する電流が補助共振 D C リンク
スナバ回路内の２つの半導体デバイスを導通するため導通損失が大きくなる。

2.4

補助共振 D C リンクスナバ回路方式の分類

15

図 15に補助共振 D C リンクスナバ回路 (コンデンサ蓄積形) を示す。本回路は補助共振 D C
リンクスナバ回路を３つのスイッチと１つのフィルムコンデンサと転流リアクトルで構成
し、前述と似ているが、３つのスイッチを直接接続できるため装置をシンプルに構成できるメリットを持つ。デメリットについては前述と同様である。

Comm utation c irc uit

Inverter

Load

U
V
W

Vdc

図 12 補助共振 D C リンクスナバ回路 (ブリッジ形)
R D C L Snubber T hree P hase P W M inverter Circuit(Bridge type)Fig. 12Vdc

Tz

DC link voltage

Zero voltage
hold term

図 13 D C リンク電圧波形
Fig. 13 D C link voltage W avefor m

Vdc

Resonant
term

Resonant
term

Zero voltage term (Tz)

新エネルギーインターフェイスと高周波スイッチング電力変換

Com m ut at ion circuit

Invert er

U
V
W

Vdc

Fig. 14

図 14 補助共振 D C リンクスナバ回路 (コンデンサ転流形)
R D C L Snubber T hree P hase P W M inverter Circuit(Co m m utation type)Com m ut at ion circuit

Invert er

U
V
W

Vdc

Fig. 15
2.4.2

Load

第2章

Load

16

図 15 補助共振 D C リンクスナバ回路 (コンデンサ蓄積形)
R D C L Snubber T hree P hase P W M inverter Circuit(C harging type)新エネルギーインターフェイスに最適な補助共振 D C リンクスナバ方式

図 16に提案する２石補助共振 D C リンクスナバ回路を示す。本回路の２石補助共振 D C リ
ンクスナバ回路は２つのスイッチと電解コンデンサ及び転流リアクトルで構成される。本回路は制御が複雑になるものの、部品点数が最も少なく、転流する電流が補助共振 D C リン
クスナバ回路内の１つの半導体デバイスのみ導通するため導通損失が最も小さいメリットを持つ。さらに、詳細は３章にて紹介するが、この提案する２石補助共振 D C リンクスナ
バ回路は転流する電流を最小限に抑える転流制御をもっている。これにより２石補助共振

D C リンクスナバ回路内の電流を抑制できるため損失が少ない。さらに、詳細は５章にて紹介するが、従来の２石補助共振 D C リンクスナバ回路で零電圧ホールド期間を短くできなかった問題を解決できる新しい２石補助共振 D C リンクスナバ回路も同時に提案している。
前述の３つの補助共振 D C リンクスナバ回路と比較しても、提案する回路構成がシンプルであること、導通損失が少ないこと及び、零電圧ホールド期間が短いことから、最も実用的で効率的な方式であると言えるため、新エネルギー分散型電源のインターフェイスとしては最もメリットがある。

17

参考文献

Invert er

U
V
W

Vdc

Fig. 16

2.5

Load

Com m ut at ion circuit

図 16 提案する 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路
Proposal A uxiliary Resonant D C Link Snubber Circuit

結言

本章では新エネルギーインターフェイスとしての高周波スイッチング電力変換装置の問題を挙げ、ソフトスイッチング技術により解決できる展望を示した。そしてソフトスイッ
チング方式の紹介として補助共振 D C リンクスナバ方式と補助共振 A C リンクスナバ方式及び補助共振レッグリンクスナバ方式があることを紹介し簡単な動作原理を示した。さらに、小中容量の分散型電源としての新エネルギーインターフェイスには補助共振 D C リンクス
ナバ方式がメリットが大きいことを示した。さらに補助共振 D C リンクスナバ方式の中でも、新しく提案する転流電流を最小限に抑える転流制御を持つ方式及び、補助共振 D C リ
ンクスナバ回路で零電圧ホールド期間を短くできる補助共振 D C リンクスナバ方式が、数あるソフトスイッチング方式の中でも小中容量の分散型発電に使われる新エネルギーイン
ターフェイスに最も実用的で効率的であることを示した。
以上により本論文で取り扱う補助共振 D C リンクスナバ回路は、高効率と低ノイズを求められている分散型電源の新エネルギーインターフェイスには有効であるものと考えられる。

参 考 文 献[1]

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参考文献

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21

第3章
２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ
3.1

緒言

前章では分散型電源に使用する新エネルギーインターフェイスには高効率・低ノイズが必要とされており、これらを実現させるためには装置容量的コスト的見地より２石補助共
振 D C リンクスナバ方式が有効であることを示した。本章では転流スイッチにより転流電流を抑制する転流制御を含んだ２石補助共振 D C リンクスナバ回路 [ 1]～[12] を提案する。本
回路はインバータと整流器と 1 つの 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路によって構成しており、部品点数が少ない。さらに転流制御に用いる検出器は一般的な３相インバータ・３相整流器と同じものを使用できる。回路動作については、インバータ・整流器の６相分の主スイッチのターンオンを 1 スイッチング期間の間に同時に行う。このときに共振による零電圧および零電流スイッチング (Z V S,Z C S) にする。また、ターンオフはスイッチに並列に接続しているコンデンサにより、零電圧スイッチング (Z V S) にする。
本回路は 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路に使用する転流用スイッチのスイッチタイミ
ング制御、いわゆる転流制御が重要である。このため、直流コンデンサ電圧と入出力電流の値をもとに行う制御により動作させた。これにより、負荷電流が変化しても、転流用ス
イッチのタイミングを制御し、全てのスイッチをソフトスイッチングさせることができた。
さらに、上述の動作により、従来のソフトスイッチング方式よりも転流回路動作での損失が少ない。
インバータ・整流器にて 10k W の実験を行った結果、本回路はハードスイッチング回路
に対して伝導性ノイズを約 20d B 、効率を 86.9 % から 88.7 % に改善した。

22

第3章

3.2

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

回路構成

ソフトスイッチング方式[13]～[15]はが数多くの方式が提案されているが、部品点数が多くなり複雑なものとなるため実用化が難しい。さらに転流回路の導通損失があるため装置全体の効率改善が難しい。しかしながら２石補助共振 D C リンクスナバ方式は部品点数が少ない。
図 17に提案する２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた A C-A C 電力変換回路構成図を示す。主回路は三相電圧形フルブリッジのインバータと整流器に１つの 2 石補助共振 D C
リンクスナバ回路を付加した構成となっている。2 石補助共振 D C リンクスナバ回路は、転流動作を開始する転流スイッチ (Q 2)、直流コンデンサ切離し用の転流スイッチ (Q 1)、直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ (Cf)、転流リアクトル (Lr) で構成されている。インバータ・整流器の各主スイッチには、それぞれ並列に共振用コンデンサ (Cr) を付加している。制御回路は整流器とインバータおよび補助共振 D C リンクスナバ回路のゲー
ト駆動信号を出力する。検出器は一般的なインバータ・整流器に既存する入出力電流検出
用 C T と直流コンデンサ電圧検出器を使用する。

Cr

Cr

Cr

Q1

Cr

Cr

Tout

Lr

ΔY

Q2
Cr

Cr

Cr

Cr
Cdc CfClamp
circuit

Load

Cr

EMI_filter

Low pass
FilterEMI_filter

SourceTwo Switch Resonant
3-phase Rectifier DC Link Circuit
3-phase inverter

Cr

Cr

1.2:1
Low pass
FilterCout

Control Circuit(TM320C25 + XC3090A)
Cr=10nF,Lr=2.5μH,Cf=3900μF,Cdc=11700μF,Lin=506μH,Cin=10μF,Cout=80μF
図 17 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電力変換装置
Fig. 17 Con?guration of 3-phase Converter Syste m assisted
T wo-S witch A R D C L Snubber Circuit

3.3

動作原理

3.3.1

主スイッチの動作原理

3.3

23

動作原理

図 18にスイッチング 4 周期における１相分の主な動作原理波形を示す。主スイッチのゲー
ト信号はインバータ・コンバータのそれぞれの電圧基準とのこぎり波を比較する P W M に
よって生成される。のこぎり波は各相の交流電流方向によって正傾斜ののこぎり波もしく
は負傾斜ののこぎり波を選択する。図 18のように、電圧基準とのこぎり波を比較し前者が大きいときは上側スイッチを導通し、それ以外では下側スイッチを導通するゲート信号を生成する。上記ゲート信号の生成により、電流の流れる各相スイッチのターンオンはのこ
ぎり波のリセットタイミングに集まる。このとき、転流回路を動作させることによりリンク電圧を零に落とし、主スイッチのターンオンを Z V S・ Z C S にする。この転流回路の動作原理の詳細は次節で述べる。
また、ターンオフは電圧基準で変化するタイミングとなる。ターンオフはスイッチに並列に接続しているコンデンサ (Cr) により Z V S になる。

Saw toothwave reset
AC current
direction
Saw tooth wave
Reference voltage(1 phase)
Gate pulse signal(High-side switch)
Gate signal(Low-side switch)

Saw toothwave reset

Saw toothwave reset

Saw toothwave reset－ direction+ direction

Switch voltage

DC Link voltage

ZVS
ZCS

Switch voltage
Switchvoltage
DC Link
voltageturn-on

ZVS

turn-off

図 18 スイッチング 4 周期における１相分の主な動作原理波形
Fig. 18 O peration wavefor m s during 4-cycle switching period.

24

第3章

3.3.2

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

転流回路の動作原理

転流回路が動作するのこぎり波リセット前後の電流経路と主回路の簡易化および各モードの動作を述べる。
＜のこぎり波リセット前後＞
図 19にのこぎり波リセット前、図 20にリセット後の電流経路を示す。のこぎり波リセッ
トの前では、図 19のように全ての相電流がスイッチのボディーダイオードを介して流れる。交流電流の向きが図のような場合、ダイオードに流れるスイッチ電流の総和 (Ilink) は

ir + iv + iw(= ir ? iu) となる。この状態から、のこぎり波リセットにより全相のスイッチ
ングを行うと、図 20のように全てのスイッチを介して流れる。スイッチ電流の総和 (Ilink)
は ?iu ? is ? it(= ?ir + iu) となる。このように、のこぎり波リセット前後のスイッチ電流の総和 (Ilink) は符号を反転させたものとなる。

ir

iv+iw
iLINK

ir

Two Switch
ARDCL
Circuit&Vdc

is
it

iu
iv
iw

Fig. 19

図 19 のこぎり波リセット前の電流経路
C urrent ?ow loop before the saw tooth carrier wave reset tim e.

is+it

iu
-iLINK

ir

Two Switch
ARDCL
Circuit&Vdc

is
it

iu
iv
iw

Fig. 20

図 20 のこぎり波リセット後の電流経路
C urrent ?ow loop after the saw tooth carrier wave reset tim e.

＜主回路の簡易化＞
転流回路が動作するのこぎり波リセットでは、回路動作が複雑であるため、簡易化した
図 21の回路で説明する。直流コンデンサ C dc と Cf は直流電圧源 (V dc,V cf) に置き換えた。

3.3

動作原理

25

転流時に動作する共振用コンデンサは各相の電流が流れないスイッチに接続されているコ
ンデンサ (Cr) の６相分である。これらを１つのコンデンサ (C) に置き換えた。主スイッチのボディーダイオードは１つのダイオード (D) に置き換えた。スイッチ電流の総和である
系統側および負荷側の電流は電流源 (Ilink) と置き換えた。また、転流回路に流れ込む電流をリンク電流と呼ぶ。転流リアクトル (Lr) のインダクタンスは、系統側や負荷側のインダクタンスに比べ十分に小さい。このため、系統側と負荷側の電流は、転流回路が動作している期間において、ほとんど変化しない。のこぎり波リセット前後のスイッチ電流の総和(Ilink) は、前節で示した通り電流の符号が反転する。
＜各モードの動作＞
図 22に転流回路動作時の信号波形と動作波形、図 23にこのときの動作遷移図をそれぞれ示す。 Q 1 および Q 2 のゲート信号は Ta,T b 指令値とのこぎり波を比較することにより図 22のように生成する。Ta,T b 指令値の生成については 4 章で述べる。以下に動作遷移図にしたがって説明を行う。
◆ M ode0:直流電圧源回生モード
この M ode0 は転流動作前の定常状態である。リンク電流は Ilink-D q1-V dc-Ilink のループに流れ直流電圧源 V dc に回生する。
◆ M ode1:転流開始モード

M ode0 より Ta 指令値によって決まるタイミングで Q 2 をターンオン、 Q 1 をターンオフすると M ode1 に移る。このとき、 Q 2 のターンオンは Lr によって電流の立上りが抑制される
ため Z C S になる。 Q 1 のターンオフは Z V S,Z C S になる。 Lr には (V dc-Vcf) の端子電圧が印
加され、Ilink-D q1-V dc-Ilink のループに流れていた電流は、Ilink-Lr-Q 2-V cf-Ilink のループ
へ (V dc-Vcf)/Lr の傾きで推移する。
◆ M ode2:共振モード

M ode1 より D q1 の電流が零になって D q1 が逆回復すると M ode2 に移る。 C-Lr-Q 2-Vcf-Cの電流ループが形成され共振動作を開始する。 C の端子電圧 (リンク電圧) は共振的に減少
し零まで落ちる。
◆ M ode3:リンク電圧を零に維持するモード

M ode2 でリンク電圧が零になるタイミングで、主スイッチのターンオンを Z V S,Z C S すると M ode3 に移る。前節で述べた通り、のこぎり波のリセットで Ilink の符号が反転する。リンク電圧は D が導通しているため零を維持する。このため、Lr に-Vcf の端子電圧が印加され、 D-Lr-Q 2-Vcf-D のループに流れるリンク電流は-Vcf/Lr の傾きで減少する。
◆ M ode4:リンク電圧を零に維持するモード

M ode3 より Q 2 の電流が零になり D q2 が導通すると M ode4 に移る。 D の導通によるリン

26

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

ク電圧の零が続くため、リンク電流は Ilink-Vcf-D q2-Lr-Ilink のループに流れ、 M ode3 と同様に-V cf/Lr の傾きで減少する。
◆ M ode5:共振モード

M ode4 より D の電流が零になり D が逆回復すると M ode5 に移る。すると、 C-V cf-D q2Lr-C の電流ループが形成され共振動作を開始する。 C の電圧 (リンク電圧) は共振的に増加
し V dc まで上昇する。
◆ M ode6:Lr のエネルギー回生モード

M ode5 よりリンク電圧が V dc になるタイミングで Q 1 をターンオン、 Q 2 をターンオフすると M ode6 に移る。このとき、 Q 1 の端子電圧は零であるため Q 1 のターンオンは Z V S,Z C Sになる。さらに Q 2 のターンオフも Z V S,Z C S になる。Ilink-Vcf-D q2-Lr-Ilink のループに流れる電流は Ilink-V dc-Q 1-Ilink のループへ徐々に推移する。
◆ M ode7:直流電圧源供給モード

M ode6 より D q2 の電流が零になって D q2 が逆回復すると M ode7 に移る。この M ode7 は転流動作後の定常状態である。リンク電流は V dc-Q 1-Ilink-V dc のループに流れ負荷に電力

Q2

Qd1

Lr
Qd2
Q2

Vdc

Ilink
C
D

Vcｆ

ARDCL
Snubber Circuit
Fig. 21

Link voltage

を供給する。

(C:6 x Cr, D:Diode of Inverter & Rectifier)Source,Load,
Rectifier and Inverter

図 21 補助共振 D C リンク回路の簡易回路
Sim pli?ed auxiliary resonant D C link snubber using two-switch topology.

3.3

27

動作原理
T a re fe re n ce
(Q 2 T u rn -o n
tim in g )M a in s w itchre fe re n ce

S a w to o th w a v e

T b re fe re n ce

(Q 1 T u rn -o ff
tim in g )Ta
M a in s w itch
G a te s ig n a l

Tb

o ff

on

G a te s ig n a l Q 1
G a te s ig n a l Q 2

D C L in k v o lta g e

o ff

on

on

o ff

V dc

C u rre n t
th ro u g h L r
M ode0M ode1

M ode3

M ode4

M ode2

M ode6
M ode5

M ode7

図 22 転流回路動作時の信号波形と動作波形
Fig. 22 Timing pulse signal sequences and typical voltage
and current operation wavefor m s for soft co m m utation transient states.
Dq1

Ilink

Q1
Dq2

Vdc
Q1
ZVS,ZCS
Dq1
Q2
ZCS
Vdc

Vdc
Q1
ZVS,ZCS

Mode0
Lr

Ilink

Vcf

Q2
ZVS
ZCS
Vdc

Lr

C

Vdc

Fig. 23

Ilink

Vcf

C
Ilink

Vcf

Mode5

Lr
D

Mode3

Dq2

Dq2

Mode2

Vcf

Lr

Lr

Ilink

Vcf

Q2

Mode7

Mode6

Mode1
Dq1
Q2

Ilink

ZVS
ZCS

Lr
Dq2

Ilink

D
Ilink

Vcf

Mode4

図 23 動作遷移図
O peration m ode transient states and equivalent circuit for the operation m odes.

28

3.4

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

転流制御原理本回路は前節の Ta,T b 指令値で決められる転流スイッチ (Q 1,Q 2) のスイッチタイミングが重要である。これらの転流スイッチを動作させるために、直流コンデンサ電圧と入出力電流の検出値をもとに P W M 制御した。この制御原理を紹介する。
図 24に M ode1～6 の Lr の電流とリンク電圧の動作原理波形を示す。図 25に商用電流を示す。この制御には図に示す Ta,T b の期間が重要である。これらの期間は Lr 電流増減期間 (Tl)と共振期間 (Tr) に分けられる。すべての期間におけるスイッチ電流の総和 (Ilink) は図 19、
図 20及び図 25より (3.1) 式で示される。 M ode1,3,4,6 の Lr に V dc=2 電圧がかかり、Lr の電流が直線的に Ilink に達するまでの期間である Lr 電流増減期間 (Tl) は (3.2) 式となる。 M ode2,5の Lr と C の共振期間 (Tr) は共振周波数の半周期であるため (3.3) 式となる。これらの式と図 24より、Ta,T b は (3.4) 式,(3.5) 式とした。P W M に使用する Ta 指令値は Ta とのこぎり波の高さ (h) およびスイッチング周期 (Ts) により (3.6) 式とした。 T b 指令値も同様に (3.7) 式とした。これらの指令値により前節にあるように転流スイッチタイミングを生成した。

Ilink =

jisj + jitj + jirj + jiuj + jivj + jiwj?????????????????(3.1)
2(is;it;ir：三相系統側電流、iu;iv;iw：三相負荷側電流)

Lr電流増減期間 (Tl) =共振期間 (T r) = ?

2 ? Lr ?Ilink????????????????????????????????????(3.2)
V dcp

Lr ? C ?????????????????????????????????????????(3.3)

T a = Tl + T r ???????????????????????????????????????????(3.4)

T b = 2 ? Tl + T r ????????????????????????????????????????(3.5)

T a 指令値 = h(1 ?

T b 指令値 = h(Ta) ??????????????????????????????????????(3.6)
TsTb) ??????????????????????????????????????????(3.7)
Ts

3.5

29

電圧電流振動防止対策

Saw tooth wave
Reset
DC Link voltage

Ta(=Tl+Tr)

Tb(=2 Tl+Tr)

iLIN K
Resonant indactor(Lr) current
Mode1
Tl

is,it,ir,i u ,iv,iw,Ilink[20A/div]

Fig. 24

Mode2
Tr

Mode3
Tl

Mode4
Tl

Mode5
Tr

Mode6
Tl

図 24 リンク電圧と Lr の電流
Instantaneous voltage of auxiliary resonant D C link busline
and current through resonant inductor Lr.

Ilin k
is

it

ir

iu

iv

iw

P h a se

[6 0 d e g /d i v ]図 25 入出力電流とリンク電流
Fig. 25 Input ＆ O utput current ＆ Ilink

3.5

電圧電流振動防止対策

図 26に 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路内の補助スイッチ電圧電流振動防止用のクランプ回路を示す。ソフトスイッチング方式おいても共振回路にて電圧電流振動などを起こ
すとノイズが増加してしまうこともある。このため、振動の発生し易い補助スイッチにクランプ回路を構成した。図 27に補助スイッチの逆並列ダイオードが逆回復を起こした時の電圧電流振動波形とクランプ回路で対策を行ったときのシミュレーション波形を示す。補助スイッチ逆並列ダイオードの逆回復電流によって起こる電圧電流振動をクランプ回路の働きによって防止できることがわかる。

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

RictifierCommutation
Inverter
Circuit
Lr
Q2

Cr

Tout

ΔY
Cdc
Cin

1.2:1

Cf

Clamp Circuit

Cout

図 26 A R D C L 回路のクランプ回路
Fig. 26 Cla m p Circuit of A R D C L Snuber(クランプ回路無)(クランプ回路有)図 27 補助スイッチの端子電圧と電流のシミュレーション
Fig. 27 Sim ulation of A R D C L Snubber Cla m p Circuit

Load

Cr Q1

EMI_filter

Lin
EMI_filter

Source

30

3.6

31

実験結果

3.6

実験結果

3.6.1

主回路構成

図 28に実験に使用した主回路図を示す。装置定格は入出力電圧を A C 200 V, 直流コンデ
ンサ電圧を 400 V, 定格容量 10k V A とし、スイッチング周波数は 16k Hz とした。転流リアク
トル (Lr) と共振コンデンサ (Cr) の値は定格時にリンク電圧が零電圧の期間をスイッチン
グ周期の 10 % とする値とした。転流スイッチ (Q 2) にはダイオードのリカバリ電流による過電圧および電圧電流の振動を抑制するためのクランプ回路を付加してある。制御回路
は D S P(T M S320 C25) とロジック IC(X C3090 A) により構成している。整流器・インバータおよび転流回路の周辺の回路では、入出力にスイッチング周波数のリプルを低減するため

Lin,Cin,Tout,Cout が接続している。さらに、入出力にはノイズ除去用の E M I フィルタを接続している。これらは比較対象とするハードスイッチング回路にも同様である。

T h re e P h a s e
P F C R e ctifie r

T w o S w itch
A R D C L C ircu it

T h re e P h a s e
S in w a ve
I n ve rte r

C dc

T ou t

ΔY

Cf

C out

C o n tro l C ircu it(T M 3 2 0 C 2 5 + X C 3 0 9 0 A )C r= 1 0nF ,Lr= 2 .5 μ H,C f= 3 9 0 μ F ,C d c= 1 1 70 0 μ F ,Lin= 5 06 μ H,C in= 1 0 μ F ,C o ut= 8 0 μ F ,Turn ratio o f To ut= 1 .2 :1

Fig. 28

図 28 実験回路
Experim ental setup im ple m entation.

Load(R)Cr

EMI_filter

C lamp Q 2
C

Low pass
FilterFilterLow pass

C in

Q1

Cr

EMI_filter

Source

Lr
Lin

32

第3章

3.6.2

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

主回路の構造図 29に実験に使用した装置の写真、図 30に装置の中に収納されている主回路の写真を示す。装置定格は入出力電圧を 3 φ A C200 V, 直流電圧を 400 V, 定格容量 10k V A とし、スイッチング周波数は 16k H z とした。入出力にスイッチング周波数のリプルを低減するため

Lin,Cin,Tout,Cout が接続している。さらに、装置の背面にはノイズ除去用の E M I フィル
タを接続している。これらは比較対象とするハードスイッチング回路にも同様である。三相のインバータ・整流器のスイッチを並べ、その間に転流スイッチ (Q 1)、右側に転流スイッチ (Q 2) と転流リアクトルを配置している。 P-N のバスバーは絶縁板を挟み密着させて寄生インダクタンスをできるだけ含まない構造にしている。

Fig. 29

図 29 主回路の写真
Actual photograph of m ain three-phase power conversion circuit syste mwith a single two-switch A R D C L snubber.

3.6

33

実験結果

Fig. 30

図 30 システム全体の写真
A ctual photograph of total syste m

34

第3章

3.6.3

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

動作確認

図 31に負荷を変化させた時のリンク電圧と Lr の電流を示す。Lr の電流とリンク零電圧期
間は負荷の大きさによって変化しており、転流制御が行われていることが確認できる。前章でシミュレーションによる動作確認したクランプ回路の作用によってノイズの原因となる電圧電流振動を抑制している。
図 32の (a) と (b) に実験によるスイッチング波形を示す。主スイッチのターンオンは、端子電圧が転流動作により正弦波状に零電圧となり Z V S,Z C S になった。また、ターンオフはスイッチに接続してある Cr により電圧の傾きが緩やかになり Z V S になった。これらにより、スイッチング損失とノイズの改善を期待できる。
図 33に入力電流波形と出力線間電圧波形を示す。入力電流、出力線間電圧はともに正弦波となり、従来と同様の P W M 制御が行われていることを確認できる。

Lo ad P o wer
2kW
DC Link vo ltage(v L INK )[2 0 0 V/d iv]

5kW
10kW

2kW
R eso nant ind uc to r(iL r)c urrent[50 A/div]

5kW
10kW
time[1μ sec /d iv]

Fig. 31

図 31 リンク電圧と Lr の電流
D C link voltage and resonant inductor current.

3.6

35

実験結果

図 32
Fig. 32(a)Turn-on.

(b)

Turn-o?.

ソフトスイッチング波形
Soft S witching wavefor m

36

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

Fig. 33

図 33 入力電流波形と出力線間電圧波形
Utility-A C side input line current and output of line voltage wavefor m s.

3.6.4

実測効率比較

図 34に本回路とハードスイッチング回路との効率比較を示す。比較の結果、軽負荷時では、ハードスイッチング回路のスイッチング損失よりも本回路の転流回路での損失が大きくなったため、効率改善できなかった。しかし、負荷容量 5k W 付近から効率は改善され、定格負荷時に 88.7 % となり、ハードスイッチング回路の 86.9 % より 1.8 % 効率改善した。

Fig. 34

図 34 実測効率
A ctual total of e ? ciency.

3.6

3.6.5

37

実験結果

ノイズ比較

図 35に本ソフトスイッチング回路とハードスイッチング回路との伝導性ノイズを示す。測定周波数帯域は 10k Hz から 30 M H z まで計測した。全体的に伝導性ノイズは減っている。と
くに高周波帯域である 0.5 M H z～10 M Hz 付近で改善効果が大きい。この範囲において、本ソ
フトスイッチング回路の伝導性ノイズは、ハードスイッチング回路のそれに対して約 20d B低減した。図 36に E M I フィルタを外した時の伝導性ノイズを示す。ハードスイッチング回路及びソフトスイッチング回路のどちらのノイズとも E M I フィルタを構成した時より 20d B
ほど増えていることが分かる。つまり高周波帯域において、 E M I フィルタを外したソフト
スイッチング回路では、 E M I フィルタを構成したハードスイッチング回路とほぼ同等のノイズレベルとなることが分かる。

図 35 伝導性ノイズ (E M I フィルタ有)Fig. 35 Conduction noise spectru m.

38

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

図 36 伝導性ノイズ (E M I フィルタ無)Fig. 36 Conduction noise spectru m.(E M I ?lter Less)

3.7

39

考察

3.7

考察

3.7.1

損失解析

図 37に本回路、ハードスイッチング回路の損失分布解析結果を示す。どちらの解析も、実験と同様の条件で行った。本回路の解析では全ての IG B T のスイッチング損失を零と仮定
し、損失の算出は IG B T とフリーボディーダイオードでの導通損失のみとした。出力トランスと入力リアクトルの損失はハードスイッチング回路と同じとした。
解析の結果、本回路はインバータ・整流器での損失が減り、転流用スイッチ (Q 1,Q 2) の損失が加算された。また、本回路の全てのスイッチ素子損失はハードスイッチング回路のそれの 70.7 % になる。理論上の総損失は、本回路は 933 W (効率 90.7 %) となり、ハードスイッチン
グ回路は 1102 W (効率 89.0 % ) となった。本回路の損失は 169 W (効率 1.69 % ) 改善できることになる。実験結果と比較すると、実験効率は 1.8 % 改善したのに対して、解析効率は 1.69 % の改善と、ほぼ同様の改善結果となった。この結果により、実験効率は妥当な値と言える。

図 37 損失解析
Fig. 37 Loss analysis

40

第3章

3.8

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

3 石補助共振 D C リンクスナバ方式の検討

三相インバータと整流器と 1 つの 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路によって構成するタ
イプのシステムとして 3 石補助共振 D C リンクスナバ方式[ 3]の検討も行っている。この回
路のメリットとしては 3 石補助共振 D C リンクスナバ回路のパワー半導体デバイスのオンオ
フタイミングを負荷電流によって調整する必要がなく制御がシンプルになる。しかしながら 3 石補助共振 D C リンクスナバ回路にパワー半導体デバイスを 3 つ使用する。

3.8.1

回路構成

図 38に提案する３石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた A C-A C 電力変換回路構成
図を示す。システムは２石補助共振 D C リンクスナバ方式の場合と同じく三相電圧形フルブリッジのインバータと整流器に１つの３石補助共振 D C リンクスナバ回路を付加した構成となっている。3 石補助共振 D C リンクスナバ回路は、転流動作を開始する転流スイッチ(Q 2,Q 3)、直流コンデンサ切離し用の転流スイッチ (Q 1)、転流リアクトル (Lr) で構成されている。また、2 石補助共振 D C リンクスナバ方式との違いは転流スイッチ (Q 2,Q 3) のオン
オフタイミングである。3 石補助共振 D C リンクスナバ方式の転流スイッチは負荷電流にかかわらず固定タイミングにて動作させるため、制御が簡単であるメリットをもつ。他の構成は２石補助共振 D C リンクスナバ方式と同様である。

Q2

Cr
Q1

Cr

Cr

Lr
Q3

Cr

Cr

Cr

Cr

Tout

ΔY
Cr

Cr

Cdc

Cr

1.2:1

Low pass
FilterCout

Control circuit(TM320C25 + XC3090A)
Cr=10nF,Lr=7uH,Cdc=11700uF,Lin=506uH,Cin=10uF,Cout=80uF
図 38 3 石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電力変換装置
Fig. 38 C on?guration of 3-phase Converter Syste m assisted
T hree-S witch A R D C L Snubber Circuit

Load

Cr

Three phase
InverterEMI_filter

Cr

Three SwitchResonant DC
Link Commutationcircuit
Link voltage

Low pass
FilterEMI_filter

SourceThree phase
Rectifier

3.8

3.8.2

3 石補助共振 D C リンクスナバ方式の検討

41

実験結果

図 39に 3 石補助共振 D C リンクスナバ回路とハードスイッチング回路及び 2 石補助共振

D C リンクスナバ回路の効率比較を示す。比較の結果、軽負荷時では、ハードスイッチング
回路のスイッチング損失よりも 2 石,3 石補助共振 D C リンクスナバ回路の転流回路での損失が大きくなったため、効率改善できなかった。しかし、負荷容量 6k W 付近から効率改善され、定格負荷時に 87.9 % となり、ハードスイッチング回路の 86.9 % より 1.0 % 効率改善した。
しかし、2 石補助共振 D C リンクスナバ方式の 88.7 % の方が高効率である結果となった。

Fig. 39

図 39 実測効率
A ctual total of e ? ciency.

図 40に 3 石補助共振 D C リンクスナバ回路とハードスイッチング回路との伝導性ノイズを示す。測定周波数帯域は 10k H z から 30 M H z まで計測した。2 石補助共振 D C リンクスナ
バ方式と同様に 500k Hz 以上の周波数領域で低減効果が得られ、最大約 20d B μ V の改善が達成された。

42

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

図 40 伝導性ノイズ
Fig. 40 Conduction noise spectru m.

3.8.3

まとめ

３石補助共振 D C リンクスナバ方式では転流スイッチ (Q 2,Q 3) のオンオフタイミングを固定でき、制御が簡単であるメリットをもつ。そして伝導性ノイズ試験結果より低ノイズである。しかし、パワー半導体デバイスを３つと部品構成要素が多く、効率は２石補助共
振 D C リンクスナバ方式より低くなった。これらをふまえると 2 石補助共振 D C リンクスナ
バ方式の方が新エネルギーインターフェイスにおいて優位な方式であると言える。

3.9

結言

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M インバータ・整流器を提案
によって、全てのスイッチを軽負荷から定格負荷の範囲にてソフトスイッチングさせることができた。
提案する転流制御の動作原理を明らかにすることで従来方式には無かった転流電流の入出力電流の大きさによるタイミング制御を行うことができ、転流電流を最小限の大きさに制御できることを証明し、この動作を実験により確認した。さらに、提案方式とハードス
イッチング方式との実測効率比較を行った結果、効率を 86.9 % から 88.7 % に改善できること

3.9

結言

43

を実験により確認した。また、提案方式とハードスイッチング方式との伝導性ノイズ比較を行った結果、伝導性ノイズを約 20d B 低減できることを実験により確認した。
また、本回路は他のソフトスイッチング方式よりも部品点数が少ない。さらに、主スイッ
チ損失を半分近く減らすことができるため、このスイッチとフィンなどの冷却装置を小型化できる。このようなメリットがあり本回路の実用性は高い。今回の実験装置には、ハードスイッチングとの比較のためスイッチに高速な IG B T を使用している。本回路方式は全てのスイッチがソフトスイッチングするので共振用の低飽和形の IG B T を使用すれば、更なる効率改善を期待できるため、新エネルギーインターフェイスとして使用した場合の有効性は大きい。
本回路は、整流器とインバータにて構成される A C-A C 電力変換システムであるため、マイクロガスタービンおよび風力発電装置などの新エネルギーインターフェイスにはそのま
ま高効率システムとして使用できる。また、このインバータ部を使用すれば燃料電池発電
および太陽光発電用のインターフェイスである D C-A C 電力変換システムとして使用可能で
ある。

44

第3章

２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形 P W M 整流器・インバータ

主要記号一覧
Q 1 : 直流コンデンサ切離し用の転流スイッチ
Q 2 : 転流動作を開始する転流スイッチ
C f : 直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ
Lr : 転流リアクトル
C r : 共振用コンデンサ
Ilink : スイッチ電流の総和
ir : 整流器 R 相電流
is : 整流器 S 相電流
it : 整流器 T 相電流
iu : インバータ U 相電流
iv : インバータ V 相電流
iw : インバータ W 相電流
C dc : 直流コンデンサ
V dc : 直流電圧源
V cf : 直流電圧源
C : 共振コンデンサの総和
D : 主スイッチのボディーダイオードの総和
T a : Q 1,Q 2 スイッチ指令値
T b : Q 1,Q 2 スイッチ指令値
Tl : Lr 電流増減期間
T r : 共振期間

参考文献

45

h : こぎり波の高さ
T s : スイッチング周期
Lin : 整流器用スイッチング周波数除去用リアクトル
Cin : 整流器用スイッチング周波数除去用コンデンサ
T out : 商用三相絶縁トランス
C out : インバータ用スイッチング周波数除去用コンデンサ
Q 3 : 3 石補助共振 D C リンク用転流スイッチ

参 考 文 献[ 1] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 伊東 洋一,森田 浩一:「高効率、低ノイズ D C リンク共振三相インバータと転流制御」, 電気学会論文誌 D Vol.120-D ， N o.3，pp.417-422(平成 12 年 3月)[ 2] Shinichiro N agai,Shinji Sato,Tarek A h m ed and M utsuo N akaoka:「 T wo-S witch A uxiliary Resonant D C Link Snubber-Assisted T hree-P hase Soft S witching P W M Sinewave
Power C onversion Syste m with M inimized Co m m utation Power Losses. 」,Journal ofPower Electronics (KIP E) -Vol.3-A,N o.4,pp.249-258(平成 15 年 10 月)[ 3] 佐藤 伸二, 長井 真一郎, 山本 真義 , エムディ ルコヌッザマン, 中岡 睦雄:「一括共振 D C
リンクスナバを持つ高効率・低ノイズ三相ソフトスイッチングダブル P W M コンバー
タシステム」, 電気学会論文誌 D Vol.124-D ， N o.1,pp54-61(平成 16 年 1 月)

[ 4] 長井 真一郎,佐藤 伸二:「低ノイズ・高効率三相 P W M インバータ・整流器の開発」,電磁環境工学情報 E M C,N o.176,pp20-26(平成 14 年 12 月)[ 5] Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto,M utsuo N akaoka:「 N oise Evaluation, T wo S witch Resonant D C Link-Assisted D ouble Converter Syste m and Co m m utation Control to Im prove Loss.」,Proceedings of Industrial Electronics Society(IE S).
Industrial Electronics Conference-2002(N ove m ber.2002)[ 6] 長井 真一郎, 佐藤 伸二,伊東 洋一, 森田 浩一:「高速な検出器を必要としない高効率共振 D C リンク三相インバータ」,電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，805，p.129(平成11 年 3 月)

46

参考 文献

[ 7] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 伊東 洋一,森田 浩一:「高効率、低ノイズ D C リンク共振三相インバータと転流制御」, 電気学会産業応用部門全国大会講演論文集， Vol.2， N o.178，

pp.7-12(平成 11 年 8 月)
[ 8] 佐藤 伸二, 長井 真一郎,森田 浩一:「高効率部分共振 D C リンク変換器」, 電気学会全国大会講演論文集， Vol.4，4-S22-3，pp.1818-1821(平成 12 年 3 月)

[ 9] 長井 真一郎:「共振形電力変換技術によるノイズ対策」,E M C フォーラム運営委員会「パワエレシステムの低周波・高周波 E M C とその対策」(平成 14 年 6 月)

[10] 長井 真一郎,森田 浩一, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングの回路と制御に関する特許)」,特開 2000-262066，特願平 11-60176(1999/3/8)[11] 佐藤 伸二, 森田 浩一,長井 真一郎:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングの回路に関する特許)」, 特開 2000-262067，特願平 11-60417(1999/3/8)[12] 佐藤 伸二, 長井 真一郎:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングの制御に関する特許)」, 特開 2000-341965，特願平 11-144269(1999/5/25)[13] R. W .De D oncker「 T he A uxiliary Resonant Co m m uttated Pole Converter」 , IE E E
IA S A nnual M eeting Records , pp.829-834 , Oct.1989[14] J.S.Lai, R. W .Young, G. W .Ott, Jr., J. W .M ckeever, F.Z.Peng: “ A D elta-C on?gured
A uxiliary Resonant Snubber Inverter” Proceedings of IE E E A pplied Power Electronics
Conference (A P E C), Vol.2,pp.797-803, M arch, 1995
[15] Luigi M alesani,Paolo Tenti:「 High E ? ciency Q uasi-Resonant D C Link T hree-P hasePower Inverter for Full-R ange P W M 」IE E E Trans. on Ind. A ppli., Vol.31,N o.1,pp.141147,1995

47

第4章
２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器
4.1

緒言

前章では２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いた三相電圧形インバータ・整流器の評価を 10k V A のシステムによって評価した。本章では提案する２石補助共振 D C リンクス
ナバ回路の応用例として三相正弦波インバータシステムにて大容量化した場合のハードス
イッチング方式との比較・評価を実験検討により行っている。[ 1]～[ 9]本回路はインバータに A R D C L 方式、整流器に A R C P 方式とそれぞれ個別の転流回路を構成した。また、主スイッチと転流スイッチに無損失のクランプ回路を構成した。これによりスイッチにかかる過電圧過電流を抑制できる。これらのソフトスイッチング方式は、従来[13]～[15] と比べても部品点数が少ない。さらに、転流制御に用いる検出器は一般的な３相インバータ・３相整流器と同じものを使用でき、検出器の追加もない。
回路動作の特徴として、インバータと整流器の各主スイッチのターンオンを 1 スイッチン
グ期間の間に同時に行う。このターンオンは共振により零電圧および零電流スイッチング(Z V S,Z C S) にする。また、ターンオフはスイッチに並列に接続しているコンデンサにより、零電圧スイッチング (Z V S) にする。本回路は転流回路に使用する転流スイッチのスイッチ
タイミングが重要である。このため、インバータの転流回路は直流コンデンサ電圧と出力
電流をもとにタイミングを制御する前章にて紹介した転流制御[ 1] により動作させた。整流器も同様に直流コンデンサ電圧と入力電流をもとに転流制御[ 8]を行った。これにより、負荷の大きさに応じて転流スイッチのタイミングを制御し、全てのスイッチをソフトスイッ
チングさせる。さらに、上述の動作により、従来のソフトスイッチング方式[13]～[15] よりも転流回路の損失が少ない。
インバータと整流器のシステムにて 50k W の実験を行った結果、本回路はハードスイッ

48

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

チング回路に対して 10 M H z 以下の伝導性ノイズが約 5d B 、効率を 88.5 ％から 90.5 ％に改善
した。

4.2

回路構成

図 41に提案する回路構成図を示す。主回路は三相フルブリッジのインバータと整流器にそれぞれ個別の転流回路を付加した構成となっている。また、インバータと整流器の各主スイッチには、それぞれ並列に共振用コンデンサ (Cr) を構成している。インバータと整流器の接続は直流コンデンサ (C dc) で行う。
インバータの転流回路は、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式であり、転流動作を開始する転流スイッチ (Q 4)、直流コンデンサ切離し用の転流スイッチ (Q 3)、直流コンデ
ンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ (Cf) および転流リアクトル (Lr) で構成する。
整流器の転流回路は、補助共振レッグリンクスナバ方式であり、 A C リンクに接続されたダイオードブリッジ (D 1-6)、転流リアクトル (Lrp,Lrn)、転流スイッチ (Q 1,2)、および直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ (Cfp,Cfn) で構成される。
制御回路はインバータと整流器およびそれぞれの転流回路を構成するスイッチのゲート
信号を出力する。検出器は一般的なインバータと整流器に既存する入出力電流検出用 C T と直流コンデンサ電圧検出器を使用しているため部品追加は無い。

SourceCr

Cr

Commutation circuitCr
Lrp Cfp
D1-6

Lin

Q1
Cr

Cr

Q2

Cr

Lr
Q3

Cdc

Inverter
Cr

Cr

Cr

Cr

Cr

Cr

Q4
Cf

Load

Rectifier

Lrn Cfn

Control circuit
図 41
Fig. 41

4.3

ソフトスイッチング三相変換器主回路構成
Con?guration of 3-phase Converter Syste m

インバータ部の動作原理

インバータとその転流回路動作の概要について説明する。インバータの主スイッチは、整流器と同様にターンオンを同時に行うためのこぎり波比較 P W M 制御を行う。また、ターンオフも整流器と同様にソフトスイッチングする。

4.3

49

インバータ部の動作原理

図 42に転流回路が動作するターンオンの動作波形を示す。３相分の主スイッチのターン
オンはこのぎり波リセットタイミングで同時に行う。転流スイッチのターンオンはリセッ
トタイミングより (4.1) 式,(4.2) 式で算出される T3 期間前と T4 期間後にて図 42のように行う。このようなターンオンタイミングは図に示すのこぎり波と指令値の比較によって生成する。このように転流スイッチを制御すると整流器と同様に主スイッチ、転流スイッチともにソフトスイッチングとなる。転流電流を抑えることができるため、転流回路の導通損失が少ない。

T3 =p
2 ? Lr ?Ilink2+ ? Lr ? 3 ? C ???????????????????????????????????? (4.1)
V dc

T 4 = 2?

p
2 ? Lr ?Ilink2+ ? Lr ? 3 ? C ?????????????????????????????????? (4.2)
V dc（Ilink2 : インバータから V dc に流れる電流）← Saw t oot h wave
reset t im ing

T3 ref*Main SWref*
T4 ref*
Saw tooth wave of PWM
Gate signal of Main SW
off
on
Gate signal of Q3

off

on

Gate signal of Q4

on

off

T3

T4

iLr current

DC link voltage
Main SW voltage

Vdc
Soft -swit ching

Main SW current
図 42 インバータ部の転流回路動作波形
Fig. 42 Timing pulse signal sequences and typical voltage
and current operation wavefor m s for soft co m m utation transient states(inverter).

50

4.4

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

整流器部の動作原理

整流器とその転流回路動作の概要について説明する。整流器の主スイッチは、ターンオンを同時に行うためのこぎり波比較 P W M 制御を行う。さらにこの転流回路は２相分の主スイッチをソフトスイッチングにさせる回路であるため、主スイッチの１相分のスイッチ
ングを休止させる２相変調により P W M 制御する。また、ターンオフはスイッチに並列接続しているコンデンサにより dv=dt を抑制するソフトスイッチングにする。
図 43に転流回路が動作するターンオンの動作波形を示す。スイッチングする２相分の主スイッチのターンオンはのこぎり波リセットタイミングで同時に行う。転流スイッチのター
ンオンはリセットタイミングより (4.3) 式で算出される T1 期間前で行う。このようなター
ンオンタイミングは図 43に示すのこぎり波と指令値の比較によって生成する。このように各スイッチを制御すると主スイッチ、転流スイッチともにソフトスイッチングとなる。さらに転流電流を抑えることができるため、転流回路の導通損失が少ない。

T1 =p
2 ? Lrp ?Ilink1+ ? Lr ? 4 ? C ?????????????????????????????????? (4.3)
V dc（Ilink1 : 整流器から V dc に流れる電流）←Saw tooth wave
reset timing

T1 ref*Main SWref*

Saw tooth wave of PWM
Gate signal of Main SW off
onoff
Gate signal of Q1
onT1

ConstantiLr current
Main SW voltage
Main SW current

Soft-switching

図 43 整流器の転流回路動作波形
Fig. 43 Timing pulse signal sequences and typical voltage
and current operation wavefor m s for soft co m m utation transient states(recti?er).

4.5

実験結果

4.5

実験結果

4.5.1

回路構成

51

図 44に実験に使用した回路構成を示す。装置定格は入出力電圧:A C200 V, 直流コンデンサ
電圧:400 V, 定格容量:50k V A, 負荷:抵抗, スイッチング周波数:16k H z, 入出力周波数:50 H z とした。また、転流期間がスイッチング期間の約 10 ％になるように転流リアクトル (Lr,Lrp,Lrn)と共振コンデンサ (Cr) の値を設計した。
整流器の主スイッチにはターンオフ時の過電圧を抑制するクランプ回路を構成した。インバータは R D C L 方式のため整流器と同様のクランプ回路を構成すると転流動作時にクランプ回路の損失が大きくなる。このためこのクランプ回路は構成できない。そこでダイオードを追加した R D C L 方式用のクランプ回路を構成した。インバータの転流スイッチ (Q 4) にはダイオードのリカバリ電流による過電圧および電圧電流の振動を抑制するためのクラン
プ回路を構成した。また、整流器の転流スイッチ (Q 1,Q 2) とダイオード (D 1-6) にも同様に
クランプ回路を構成した。
制御回路は D S P(T M S320 C25) とロジック IC(X C3090 A) により構成した。周辺の回路ではスイッチングのリプルを低減するため、入出力に Lin,Cin,Tout,Cout が接続している。さらに、入出力にはノイズ除去用の E M I フィルタを接続している。これらは比較対象とする
ハードスイッチング回路にも同様である。

4.5.2

主回路の構造図 45に実験で使用した装置全体、図 46に実験で使用した整流器の主回路、図 47にイン
バータ主回路の構造を示す。装置の上部にインバータと整流器の主回路を構成している。この整流器主回路では主スイッチを３相分並べ、写真上側に転流スイッチ (Q 1,Q 2)、ダイオー
ド (D 1-6)、共振リアクトル (Lrp,Lrn)、写真右側に直流コンデンサ (C dc) を配置した。イン
バータ主回路でも同様に主スイッチを並べ、写真上側に転流スイッチ (Q 3)、下側に転流ス
イッチ (Q 4)、左側に直流コンデンサ (C dc) を配置した。また、全てのスイッチは第３世代の IG B T を使用した。
容量が以前の 10k V A から 50k V A に増加するにあたり装置が大型になり寄生インダクタン
スが増える。さらに共振リアクトルは値が小さいため、寄生インダクタンスが増えると転

52

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

流スイッチのタイミングに影響をきたし、ハードスイッチングとなってしまう。このため、
図 46, 図 47のように平板の銅板のプラス極とマイナス極を薄い絶縁板を挟み、沿わせることによって寄生インダクタンスをできるだけ小さくする構造にした。

Cr

Cr

Cf

Q1

Inverter

Cr

Cr

Commutation circuit
Lrp
Clamp circuit

Cr

Clamp circuitLin

EMI filter

Q2

Cr

Cin

Cf Cdc

Lrn

Control circuit (TM320C25 + XC3090A)
Cr=50nF,Lrn,Lrp=2uH,Cf=3900uF,Cdc=32800uF,Lin=100uH,Cin=50uF

Cr

Cr

Cr

Cr

Q4
Cdc

Cf

Cr

Cr

Clamp circuit

Q3

Clamp circuit

Lr

Tout

Cout

Cr=50nF,Lr=1uH,Cf=3900uF,Cdc=32800uF,Cout=200uF
Fig. 44

図 44 実験回路
Experim ental setup im ple m entation.

Load

Inverter

EMI filter

Commutation circuit

RectifierSourceRectifier

4.5

53

実験結果

Fig. 45

図 45 装置全体写真
Actual photograph of total syste m.

54

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

Lrp Lrn D1-6 Q1,Q2 Cf
Cdc

Main switch
Fig. 46

図 46 整流器主回路構造
A ctual photograph of m ain 3-phase Recti?er circuit syste mwith two-switch A R L L snubber.

Cdc

Main switch
Fig. 47

Q3

Cf

Lr Q4

図 47 インバータ主回路構造
A ctual photograph of m ain 3-phase Inverter circuit syste mwith two-switch A R D C L snubber.

4.6

4.6

55

動作波形

動作波形

図 48に入力電流波形と出力電流波形を示す。入力電流は力率がほぼ 1 の正弦波となり、出力電流も正弦波となった。一般的な波形制御が行われていることを確認できる。図 49の (a)と (b) にインバータ部主スイッチのスイッチング実験波形を、図 50(a) と (b) に整流器のスイッチング実験波形を示す。整流器およびインバータ主スイッチのターンオンは、端子電圧が転流動作により正弦波状に零電圧となり Z V S,Z C S になった。また、ターンオフはスイッチに接続してある Cr により電圧の傾きが緩やかになり Z V S になった。これらにより、スイッチング損失とノイズの改善を期待できる。しかし、インバータのスイッチング波形を見ると振動が現れている。これは大容量化に伴い装置構造が大きくなった分、寄生インダクタンスが大きくなった影響を受けているためである。

Fig. 48

図 48 入力電流波形と出力電流波形
Input current and O utput current wavefor m s

56

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器(a)Turn-on.

(b)

Turn-o?.

図 49 スイッチング波形 (インバータ部)
Fig. 49 S witching wavefor m s(inverter)

4.6

57

動作波形

図 50
Fig. 50(a)Turn-on.

(b)

Turn-o?.

スイッチング波形 (整流器部)
S witching wavefor m s(recti?er)

58

4.7

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

ノイズ比較

図 51に本回路とハードスイッチング回路との伝導性ノイズを示す。測定周波数帯域は100k Hz から 30 M Hz まで計測した。本回路の伝導性ノイズは約 10 M H z 以上の高域においては増加している。しかし、10 M H z 以下の伝導性ノイズは、ハードスイッチング回路のそれに対して約 5d B 低減した。

Fig. 51

図 51 伝導性ノイズ
Conduction noise spectru m.

4.8

4.8

59

効率比較

効率比較

図 52に本回路とハードスイッチング回路との効率比較を示す。比較の結果、全域に渡ってハードスイッチング回路よりも本回路の効率は改善できた。本回路の効率は定格負荷時に 90.5 % となり、ハードスイッチング回路の 88.5 % より 2.0 % 改善した。

Fig. 52

図 52 実測効率
A ctual total of e ? ciency.

60

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

4.9

考察

4.9.1

伝導性ノイズ

本回路は伝導性ノイズ測定にて 10 M Hz から 30 M H z のノイズが増加した。これはインバー
タの転流回路に原因があると考えられる。本回路のインバータはハードスイッチング回路と比較すると D C リンクに転流スイッチ (Q 3) を構成する。このため、主スイッチと直流コン
デンサ (C dc) のループに寄生インダクタンスをハードスイッチング回路より多く含む。よって Turn-o? 時においてこの寄生インダクタンスと主スイッチの出力容量で起きる振動が大きい。これが 10 M Hz から 30 M H z の伝導性ノイズを増加させた原因と考えられる。この原因を解決するには低インダクタンスなスイッチと直流コンデンサを使用し、さらに低インダクタンスな構造にする必要がある。
また、10 M Hz 以下の伝導性ノイズでは本回路のノイズ改善効果が見られた。この範囲ではソフトスイッチングの効果が現れたと考えられる。

4.9.2

損失解析

図 53に本回路、ハードスイッチング回路の損失分布解析結果を示す。どちらの解析も、実験と同様の条件で行った。本回路の解析では全ての IG B T のスイッチング損失を零と仮定
し、損失の算出は IG B T と逆並列ダイオードでの導通損失のみとした。出力トランスと入力リアクトルの損失はハードスイッチング回路と同じとした。
解析の結果、本回路はインバータと整流器の主スイッチでの損失が減り、転流スイッチ (Q 1-

Q 4) の損失が加算された。理論上の総損失は、本回路は 3954 W (効率 92.7 % ) となり、ハード
スイッチング回路は 5518 W (効率 90.1 %) となった。本回路の損失は 1564 W (効率 2.6 % ) 改善
できることになる。
実験結果と比較すると、実験効率は 2.0 % 改善したのに対して、解析効率は 2.6 % の改善と、ほぼ同様の改善結果となった。この結果により、実験効率は妥当な値と言える。

4.10

61

結言

図 53 損失解析
Fig. 53 Loss A nalysis

4.10

結言

本章では 50k V A のシステムにて２石補助共振 D C リンクスナバ方式の三相電圧形インバー
タと２石補助共振レッグリンクスナバ方式の整流器を用いた実験により下記の点を明らかにした。容量が以前の 10k V A から 50k V A に増加するにあたり装置が大型になり寄生インダクタンスが増えるため、前章の 10k V A の検討回路とは違い、整流器とインバータにそれぞれに転流回路を設けるようにした。これにより構造的に発生する寄生インダクタンスを減らす対策をおこなっている。このような対策うことにより、電力容量が大容量化することにより装置構造が大きくなり、配線による寄生インダクタンスが増え、共振リアクトルの値との差がなくなる問題が浮上し、本方式の電力容量上限が 50k V A あたりにまでできることを確認した。さらに、提案方式とハードスイッチング方式との実測効率比較を行った結果、効率を 88.5 % から 90.5 % に改善できることを実験により確認した。また、提案方式とハード
スイッチング方式との伝導性ノイズ比較を行った結果、ハードスイッチング回路のに対して 10 M Hz 以下にて約 5d B の低減を確認した。
このように提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式の三相電圧形インバータは大容

62

第4章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式インバータと補助共振レッグリンク方式整流器

量化した場合においても、効率およびある帯域のノイズに効果があることを確認した。

主要記号一覧
C r : 共振用コンデンサ
C dc : 直流コンデンサ
Q 4 : インバータ部の転流動作を開始する転流スイッチ
Q 3 : インバータ部の直流コンデンサ切離し用の転流スイッチ
C f : インバータ部の直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ
Lr : インバータ部の転流リアクトル
D 1 ? 6 : 整流器部の A C リンクに接続されたダイオードブリッジ
Lrp; Lrn : 整流器部の転流リアクトル
Q 1; Q 2 : 整流器部の転流スイッチ
C f p; C f n : 整流器部の直流コンデンサ電圧の 1/2 電圧を作る補助コンデンサ
Ilink2 : インバータから転流回路に流れ込む電流
T 3 : インバータ部の Q 3,Q 4 スイッチタイミング
T 4 : インバータ部の Q 3,Q 4 スイッチタイミング
Ilink1 : 整流器から転流回路に流れ込む電流
T 1 : 整流器部の Q 1,Q 2 スイッチタイミング
T 2 : 整流器部の Q 1,Q 2 スイッチタイミング
iLr : 転流リアクトルの電流
Lin : 整流器用スイッチング周波数除去用リアクトル
Cin : 整流器用スイッチング周波数除去用コンデンサ
T out : 絶縁トランス
C out : インバータ用スイッチング周波数除去用コンデンサ

参考文献

63

参 考 文 献[ 1] 長井 真一郎, 佐藤 伸二,伊東 洋一, 森田 浩一:「高効率・低ノイズ・共振形三相変換器」,
電気学会論文誌 D Vol.122-D ， N o.3,pp217-222(平成 14 年 3 月)

[ 2] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「50k V A 共振形三相電力変換器の開発」, 電磁環境工学情報 E M C,
N o.177,pp81-88(平成 14 年 1 月)
[ 3] Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto,M utsuo N akaoka:「 T wo S witch
A uxiliary Q uasi-Resonant D C Link T hree-phase P W M Inverter and T wo S witch A uxiliary Resonant Co m m utated Pole Link T hree-phase P W M Recti?er」,Proceedingsof IE E E. International Teleco m m unication E nergy Conference-2003，34-3，pp.657662(O ctober.2003)[ 4] Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto,Hisashi Iyo m ori,M utsuo N akaoka:「 High E ? ciency,T wo S witch A uxiliary Q uasi-Resonant D C Link T hree-phase P W M

Inverter and T wo S witch A uxiliary Resonant C o m m utated Pole Link T hree-phase
P W M Recti?er.」,Proceedings of Industrial Electronics Society(IE S). Industrial Electronics Conference-2003.pp403-407 (Best paper prize award)(N ove m ber.2003)[ 5] 佐藤 伸二, 長井 真一郎,森田 浩一:「高効率低ノイズ 3 相ソフトスイッチング変換器」,
電気学会産業応用部門全国大会講演論文集， Vol.2， N o.177，pp.1-6(平成 11 年 8 月)

[ 6] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 伊東 洋一, 森田 浩一:「高効率・低ノイズ・共振形インバータ・コ
ンバータ」, 電気学会産業応用部門全国大会講演論文集，Vol.3，N o124.pp.1255-1260(平成 12 年 8 月)

[ 7] Shinji Sato,Yutaka,Suehiro,Shinichiro N agai,K oichi M orita:「 High E ? ciency SoftS witching 3-phase P W M Recti?er」,Proceedings of IE E E. International Teleco m m unication E nergy Conference-2000，25-1，pp.453-460(Septe m ber.2000)[ 8] 佐藤 伸二,末廣 豊,長井 真一郎,森田 浩一:「高効率ソフトスイッチング力率改善回路」,
電気学会産業応用部門全国大会講演論文集，Vol.3，N o.280，pp.207-212(平成 11 年 8 月)

[ 9] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングのクランプ回路に関する特許)」, 特開 2001‐309667，特願 2000-117899(2000/4/19)

65

第5章
２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流
電圧利用率改善と電解コンデンサレス化
5.1

緒言

前章では提案する２石補助共振 D C リンクスナバ回路の三相電圧形インバータはソフト
スイッチング効果による実測効率および伝導性ノイズの改善効果が十分見られるといった優れた結果が得られることを明らかにした。しかしながら本回路方式は実際応用上まだい
くつか問題が残されており、解決すべき余地が残されている。
第一の問題は、この回路トポロジーのみならず従来からの補助共振 D C リンクスナバ回路において、 D C バスライン電圧を零電圧にするモード (N otched M ode) を設けてこの期間
内で三相電圧形ブリッジアーム内のすべてのパワー半導体デバイスすなわち IG B T を零電圧モードでソフト転流させるため、高周波スイッチング動作になればなるほど電圧形インバータの入力 D C 端子部における直流電圧が等価的に低くならざるをえない。このため、共振 D C リンクスナバ回路を用いた電圧形ソフトスイッチング P W M インバータにおいて、本論文にて 1 ? ( D C バスライン零電圧期間)=(1 スイッチング周期) で定義する直流電圧利用率が低くなる。この低下はインバータ出力最大電圧を低くしてしまう問題となっている。
第二の問題は、アクティブ補助共振 D C リンクスナバ回路に構成される直流電圧の 1/2 電圧を維持する補助コンデンサには大きな高周波スイッチングリプルを持つ電流を流すため、
静電容量の大きなアルミ電解コンデンサを使用する。よって補助共振 D C リンクスナバ回路
を含む装置が大型化する。さらには高周波リプル電流によるアルミ電解コンデンサの E S R
による損失と発熱、さらには低信頼性及び短寿命という問題が顕在化してきている。
そこで、本論文では三相電圧形インバータの D C バスラインの零電圧を含むノッチ期間が短縮でき、補助共振 D C リンクスナバ回路内部の電流を減らし、従来 1/2 電圧を維持するために使用していた補助コンデンサの静電容量 Cf を小さくすることができる実用的な共振

66

第5章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化

スナバ回路の手法を新しく提示している。本 2 石補助共振 D C リンクスナバ方式ではその回路内の補助コンデンサ Cf をアルミ電解コンデンサからフィルムコンデンサに変更できるので、 E S R による損失と冷却、信頼性、外形サイズと重量さらにコストにおける点から改善ができる特徴を持った実用的な回路方式となると考えられる。これに加えて、新提案の 2 石
共振 D C リンクスナバ回路では部分共振転流電流の実効値を減らすことができるため、この回路内での各回路構成部品の電力損失を減らすことができることから、三相電圧形ソフト
スイッチングインバータトータルシステムとしての損失が改善できる。その上、本回路方
式は D C バスライン電圧を零電圧にするモード (N otched M ode) を短縮できることとなり、直流電圧利用率が改善できる。上記 2 点を確認するため試作した 5k W クラスの実験により検証した結果、本方式は実際応用上有効なソフトスイッチングインバータ回路方式となることを明らかにしている。

5.3

5.2

67

動作原理

主回路の構成図 54に新しく提案するソフトスイッチング P W M 三相電圧形インバータの主回路の構成を示す。三相電圧形 P W M インバータの各スイッチと並列に共振コンデンサ Cr を接続して、２つの補助部分共振転流スイッチ Q 1(S1/ D 1),Q 2(S2/ D 2) と共振転流リアクトル Lr および補助コンデンサ Cf で構成されたアクティブ補助共振 D C リンクスナバ回路を付加した構成となっている。本アクティブ補助共振 D C リンクスナバ回路の補助コンデンサ Cf は前章、前々章に示したように直流電圧の 1/2 電圧を維持せずに変動させる動作方式のため、静電容量の小さい高周波フィルム (ポリプロピレン) コンデンサが使用できる。前章、前々章とはこの点が異なる。

Auxiliary Resonant DC Linked
Quasi-Commutation Circuit

Three Phase Voltage
Source Inverter
V

U

W

Q2

Cf

Cr Sv

Cr Sw

Sx

Sy

Sz

Cr

i u,i v,i w

Cr

Cr

Load

Lr

Su

v Link

Vdc

i Lr

Q1

Cr Low pass

FilterSnubar Condenser
図 54 2 石補助共振 D C リンク三相電力変換回路構成
Fig. 54 Con?guration of 3-phase Converter Syste m assisted
T wo-S witch A R D C L Snubber Circuit

5.3

動作原理

提案する本回路方式はパルス変調処理の搬送波としてのこぎり波と信号波として正弦波を使用し、これらの比較信号処理による P W M 方式を採用している[ 1]。この P W M により三相電圧形ブリッジアーム内の各スイッチのターンオンをのこぎり波の垂直時と同時に行うことができる。この時に本アクティブ補助共振 D C リンクスナバ回路を動作させて三相電圧形ブリッジレッグ部 (U,V, W ) の主スイッチを同時に一括して零電圧ソフトスイッチン
グにする仕組みとなっている。また、ターンオフはのこぎり波の傾きのある期間で行われ、三相電圧形ブリッジインバータ内の各主スイッチに並列接続している共振コンデンサ Cr により dv=dt を抑制する零電圧ソフトスイッチング転流を実現している。

68

5.3.1

第5章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化

２石補助共振 D C リンクスナバ回路動作前後状態

図 55にのこぎり波の垂直時前の電流経路を示す。また図 56に垂直時後の電流経路を示す。
インバータ出力電流の向きが図 55のような状態の場合、のこぎり波の垂直時前では全ての

U V W 相電流がスイッチの逆並列ダイオードを介して流れる。この状態から、２石補助共振
D C リンクスナバ回路を動作させてソフトスイッチング動作を行った後に図 56のように全てのスイッチを介して流れる通常状態になる。

U

V

W

iu
iv
iw

Fig. 55

図 55 のこぎり波の垂直時前の電流経路
C urrent ?ow loop before the saw tooth carrier wave reset tim e.

U

V

W

iu
iv
iw
Fig. 56
5.3.2

図 56 のこぎり波の垂直時後の電流経路
C urrent ?ow loop before the saw tooth carrier wave reset tim e.

２石補助共振 D C リンクスナバ回路動作原理

図 57にのこぎり波の垂直タイミング付近の動作波形を示す。図 58にこの動作の遷移状態を示す。以下この動作を簡単に述べる。

M ode0 :共振転流動作前において、図 55の状態のインバータ出力電流が三相電圧形ブリッジ各相のダイオードを導通している状態である。

M ode1 :この状態からアクティブ補助共振転流スイッチ Q 1 をオフ,アクティブ２石補助共振
転流スイッチ Q 2 をオンさせ三相電圧形インバータの出力電流を 2 石補助共振 D C リンクス

5.3

69

動作原理

ナバ回路に流し込む。

M ode2 :この時、補助共振用コンデンサ Cf と補助共振インダクタンス Lr との部分共振と共に２石補助共振 D C リンクスナバ回路に流す電流を増加させる。 Lr の電流がインバータ出
力電流の大きさに達すると Lr と Cr 及び Cf の共振により D C リンク電圧を零にして、主ス
イッチ Sx,Sv,S w を零電圧ターンオンにする。この共振は 3 相分の Cr と補助共振用コンデン
サ Cf の直列容量つまり (5.1) 式で与えられる Cf と Cr の合成容量 (C) と、共振リアクトル Lr
で行われ、共振周波数 (fr) は (5.2) 式となる。よって、のこぎり波の垂直タイミング t23 にて三相分の主スイッチを一括して Z V S することに加えて、この時の共振周波数 (fr) は従来[ 1] の方式よりも高くなり共振期間を短縮できる。

合成容量 (C ) =共振周波数 (fr) =3? C r? C f??????????????????????????????????????? (5.1)
3? C r + C f
1p
2 ? ? Lr ? C?????????????????????????????????????? (5.2)

M ode3 :その後、共振転流電流は補助コンデンサ Cf の電圧が従来[ 1] の V dc の 1/2 電圧より高くなるため、di=dt が大きくなり短い期間で電流は減り、 M ode4 では逆に流れる。

M ode5 :この動作モードにより部分共振動作期間内の補助共振 D C バスライン零電圧期間が従来より短縮される。 Lr の電流が負荷側に流れ、三相電圧形インバータ出力電流の大きさに達すると Lr と Cf 及び三相ブリッジ各相の Cr の部分共振により D C バスライン電圧がV dc に復活する。この時にソフトスイッチングにて補助共振転流スイッチ Q 1 をオン、 Q 2をオフする。

M ode6 :Lr に残った電流を交流側に帰還する。
M ode7 :のような三相電圧形インバータの出力電流が主スイッチを導通する図 3 の動作状態にもどる。
このようにアクティブ補助共振転流スイッチ Q 1,Q 2 と主スイッチ Su,Sx,Sv,Sy,S w,Sz のオンオフタイミングをのこぎり波の垂直タイミングを基準に制御すると全てのパワー半導体
デバイスのスイッチングはソフトスイッチング動作になる。

70

第5章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化←Saw t ooth wave reset timing

Q1ref* ,Q2ref*
V
W

Main SWref*

U

Saw tooth waveof PWM

Gate signal of Main SW

off

on
off

Gate signal of Q3
Gate signal of Q4

onon
Pirod of commutation

iLr
vLink

Gnd

Tz

Vdc

Gnd

vCf VdcvSx,vSv,vSw
iSx
Mode

off

0 1

Gnd
Soft-s witching

Gnd

2

3 4

ｔ３

5

6 7

2

図 57 ２石共振 D C リンクスナバ回路の各部電圧と電流の動作波形
Fig. 57 Timing pulse signal sequences and typical voltage
and current operation wavefor m s for soft co m m utation transient states.

5.3

71

動作原理
Su

Sv

Sw
-1
0 .5
0 .5

V dc

Vd
c

Sx

Sy

Sz

Mode0
Q 2 onQ 1 o ff

V dc

+
Lr
-

Cf

Mode1
Cr

Cr

V dc

Cr
Cf

Zero voltage

Mode2
+

Cf

Sv

Sw

Sx

t 23
+

Cf

Mode3
Lr
+

Cf

Mode4
Cr
Lr
Cf

Cr

Cr

Mode5
ZVS

Q1

Q2

Lr V dc

V dc

Mode6
Vdc
Vdc

Mode7
Fig. 58

図 58 動作遷移と等価回路
O peration m ode transient states and equivalent circuit for the operation m odes.

72

第5章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化

5.4

シミュレーション結果と検討

5.4.1

シミュレーション結果

図 59に筆者らの２石補助共振 D C リンクスナバ回路としてタイプ１[ 1] と図 60に新提案の２石補助共振 D C リンクスナバ回路としてのタイプ２の各部動作波形のシミュレーション
結果を示す。シミュレーション解析は、三相線間電圧 200 V(R M S) で定格 5k W クラス (最大6k W ) 試作器に対するものである。
図 60に本２石補助共振 D C リンクスナバ回路が動作する期間の Lr の電流 iLrと D C バスラ
イン電圧 v Lin k および補助コンデンサ Cf 電圧 vcf を示す。回路設計仕様と回路定数は V dc= 350 V,

Cr= 9.4n F, Lr= 9.4 μ H, Cf= 220 μ F(タイプ 1),Cf= 220nF(タイプ 2) としている。両タイプ
ともシミュレーションは三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータ出力電力が 1.2k W ,3.7k W , 6.1k W の時の 3 パターンに対して行っている。タイプ１は補助コンデンサ Cf 電圧がV dc の 1/2 電圧である 175 V に維持されていることが分かる。一方、タイプ２では補助コン
デンサ Cf の電圧が変動している。どちらのシミュレーション波形も D C バスライン電圧が零電圧になる期間が共振的下降及び共振的上昇のモードを作り出している。提案タイプ２は従来のタイプ１よりも零期間をすべてのインバータ出力電流に対して短縮することがで

vCf ,vLink[ 200V/div],iLr[20A/div]

きるというメリットを持つことが分かる。

1.2kW
3.7k W

Gnd

1.2kW

Gnd

3.7kW

6.1k W

6.1k W

Time 1 μ sec/div
図 59 シミュレーション波形 (タイプ１)
Fig. 59 Sim ulation wavefor m s (Type1)

5.4

73

vCf ,vLink[ 200V/div],iLr[20A/div]

シミュレーション結果と検討

Gnd

1.2k W
3.7k W

1.2k W

Gnd

3.7kW

6.1k W

6.1kW

Time 1 μ sec/div
図 60 シミュレーション波形 (タイプ２)
Fig. 60 Sim ulation wavefor m s (Type2)

5.4.2

零電圧期間と２石補助共振 D C リンクスナバ回路内電流実効値

図 61に三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータ出力電力によって変わる D C バ
スライン零電圧期間の 2 石補助共振 D C リンクスナバ (タイプ１とタイプ２) のシミュレー
ション解析の比較結果を示す。三相電圧形ソフトスイッチングインバータの出力電力が大きくなればなるほどタイプ１よりも提案するタイプ２は D C バスライン電圧の零電圧期間

Tz が短縮できている。6.1k W 付近では零電圧期間 Tz を約 4.4 μ sec から約 2.8 μ sec に短縮できる。
図 62は主スイッチのスイッチング周波数が 16k Hz(可聴周波数帯の最高値) における時の 2石補助共振 D C リンクスナバ回路に流れる電流実効値に対するシミュレーション結果を示す。
提案タイプ２は零電圧期間が短縮されるのと同時に Lr の電流を減らす効果がある。6.1k W
では先に検討したタイプ１に比べて Lr の電流をわずかではあるが 8.2 Ar m s から 7.4 Ar m s に短縮することができる。

74

第5章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化

図 61 D C バスライン零電圧期間の比較
Fig. 61 C o m parative D C link zero voltage period.

図 62 補助共振 D C リンクスナバ回路部の電流実効値 (Lr の電流)
Fig. 62 C urrent peak co m parative resonant D C link snubber circuit.

5.5

75

実験結果

5.5

実験結果

5.5.1

２石補助共振 D C リンクスナバ回路動作確認

図 63に先に筆者らが先に検討してきたタイプ１の各部電圧波形と電流波形を示す。また、
図 64に提案するタイプ２の２石共振 D C リンクスナバ回路の D C バスライン電圧 v Lin k と Lrの電流 iL r および補助コンデンサ Cf 電圧 vcf を示す。タイプ１では Cf に 220 μ F のアルミ電
解コンデンサを用い、タイプ２では Cf に 220nF(タイプ１のそれの 1/1000) のフィルムコン
デンサを使用している。外形は約 40 ％ほどとなり小型サイズ化及び軽量化できる。両タイプの回路定数は前章のシミュレーションと同様である。5.5k W の実験の結果、タイプ１の

D C バスライン電圧の零期間はシミュレーションの値に近い約 4.2 μ sec となり、タイプ２のそれは約 2.9 μ sec となっている。１スイッチング周期が 64 μ sec であるため、1 ? ( D C バス
ライン零電圧期間)=(1 スイッチング周期) で定義するた直流電圧利用率はタイプ１の 0.934
からタイプ２の 0.955 に改善している。よってインバータ出力電圧を従来より高く出力できる。さらに、Lr の電流実効値は 7.1 A から 6.6 A に改善している。よって２石共振 D C リンク
スナバ回路での損失を低減することも可能である。これらの結果はシミュレーションとほぼ同様に D C バスライン電圧の零期間と Lr の電流実効値が改善されていることがわかる。

Fig. 63

図 63 共振 D C リンクスナバ回路の実測波形 (タイプ 1)
M easured wavefor m s for resonant D C link snubber co m m utationin case of conventional sche m e.

76

第5章

Fig. 645.5.2

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化

図 64 ２石共振 D C リンクスナバ回路の実測波形 (提案タイプ 2)
M easured wavefor m s of two switch type resonant D C link snubber co m m utationin case of the proposed sche m e.

インバータ動作確認

図 65に三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの U 相電流 iu の実測波形を示す。
抵抗負荷時における三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの出力相電流は正弦

iu [10A/div]

波電圧の相電圧と同相となっていることはいうまでもない。

Time [10msec/div]
図 65 出力電流
Fig. 65 O utput current.

5.6

5.6

結言

77

結言

本章では先に検討してきた極めてシンプルな 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路 (タイプ1) を用いた三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの検討において直流電圧利用率低下の問題を取り上げた。この問題の改善策として、新提案のタイプ２の２石補助共振

D C リンクスナバを用いた三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータを検討した。その実用的な見地からの有効性についてのシミュレーションと実験において、従来の手法と問題点に対して比較検討を行い、タイプ 2 のソフトスイッチング方式では補助コンデンサの小型化と軽量化、共振リアクトルの電流定格低減、直流電圧有効利用率改善ができることを示した。本論文の結果をまとめると下記の通りである。

(i) 三相電圧形インバータの D C バスライン零電圧期間に関して、提案タイプ２では先に検討したタイプ１より D C バスライン零期間を短縮できることを示した。定格負荷時の実験
結果において 1 ? ( D C バスライン零電圧期間)=(1 スイッチング周期) で定義する直流電圧利用率をタイプ１の 0.934 からタイプ２の 0.955 に改善した。これはスイッチング周波数 (パルス幅変調搬送波周波数) が 16k H z のとき三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの出力電圧 (実効値) を従来よりも約 2 ％高く出力できる。つまり直流電圧源が D C350 V のイpp
ンバータの出力最大電圧が従来の A C231 V(0:934?350V = 2) から A C236 V(0:955?350V = 2)に改善できる。この改善効果は 2 石補助共振 D C リンクスナバ回路の動作回数に比例するため、スイッチング周波数の高周波化をする場合顕著にでてくる。これを考えると本方式の直流電圧利用率の改善は非常に重要になり、実用的で有効な方式である。

(ii) 先に開発した筆者らのタイプ１は補助コンデンサを直流電圧の 1/2 電圧に維持するた
め大きい静電容量のアルミ電解コンデンサを使用していたが、外形も大きく装置を大型化していた。しかし、提案するタイプ２はタイプ１のよりも補助コンデンサの静電容量を小さくできるためフィルムコンデンサを使用でき、小型化及び軽量化できる。本実験においても２石補助共振 D C リンクスナバ回路内の補助コンデンサ Cf の外形サイズを約 40 ％小型化できた。さらにこの補助コンデンサは共振動作に伴ったリプル電流が流れるためアルミ
電解コンデンサでは短寿命であったが、フィルムコンデンサを使用できるため長寿命にすることができるため高信頼性となり、実用的な手法であると言える。

(iii) 本方式では２石補助共振 D C リンクスナバ回路の電流実効値を低減できるため損失を改善できることを定量的に指摘した。定格時の実験において転流電流の実効値を約 7.1 A から約 6.6 A に改善できていることから、わずかではあるが２石補助共振 D C リンクスナバ回路の損失改善となるため、システム全体の効率改善に有効である。本論文では、主スイッ
チのスイッチング周波数を 16k H z 程で行ったが、さらに高周波化を行う場合においても直

78

第5章

２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率改善と電解コンデンサレス化

流電圧利用率の改善とスイッチング時に２石補助共振 D C リンクスナバ回路にて発生する損失の改善がますます重要となってくることから、本論文で述べた内容は特に実際応用上有効であるものと考えている。また、従来のタイプ 1[ 1] にてハードスイッチング方式よりも効率改善結果が報告されており、本方式はさらに効率改善を見込めることから実用的な方式であると考えられる。

主要記号一覧
Q 1(S 1= D 1); Q 2(S 2= D 2) : ２つの補助部分共振転流スイッチ
Lr : 共振転流リアクトル
C f : 補助コンデンサ
dv=dt : 電圧の傾き
di=dt : 電流の傾き
C r : 共振用コンデンサ
C : 各相の Cr の合成容量
C f : 補助共振 D C リンク内の補助コンデンサ
fr : 共振周波数
S u; S x; S v; S y;S w;Sz : 主スイッチ
t23 : のこぎり波の垂直タイミング
T z : D C バスライン電圧の零電圧期間
iLr : Lr の電流v Link : D C バスライン電圧
vcf : 補助コンデンサ Cf 電圧
V dc : 直流電圧源

参考文献

79

参 考 文 献[ 1] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 山本 真義, 平木 英治,中岡 睦雄:「2 石補助共振 D C リンクスナ
バを用いた三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの直流電圧利用率改善」,
電気学会論文誌 D Vol.123-D ， N o.6,pp710-716(平成 15 年 6 月)

[ 2] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 伊東 洋一, 森田 浩一:「共振 D C リンクインバータの直流電圧利用率改善」, 電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，4-034，p.1254(平成 13 年 3 月)

[ 3] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 山本 真義, 平木 英治,中岡 睦雄:「2 石補助共振 D C リンクスナ
バを用いた三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの直流電圧利用率改善」,
電気学会産業応用部門大会講演論文集， Vol.1， N o.18，pp.177-182(平成 14 年 8 月)

81

第6章
２石補助共振 D C リンク三相 V 結線イン
バータ・昇圧チョッパ回路
6.1

緒言

前章までに研究開発した回路トポロジーはソフトスイッチング効果による実測効率および伝導性ノイズの改善効果が十分見られるといった優れた結果を明らかにした。しかし、実用化に向けてはさらにシンプルな方式にする必要がある。従来の補助共振 D C リンク３相
ブリッジ形のインバータでは、補助共振 D C リンクスナバ回路に必要な直流電圧の 1/2 電圧を作る電解コンデンサが必要であった。また、従来の V 結線インバータはリンク電圧が３アームブリッジインバータの２倍あるため、スイッチング損失が約２倍になり、効率が悪化する傾向にあった。
本章では補助共振 D C リンク V 結線インバータと昇圧チョッパのシステムを提案し、動作原理の紹介とシミュレーション動作確認及び実験検討を行った。このシステムは３アームで構成でき、さらに６つのスイッチと補助共振 D C リンクスナバ回路で使用する２つの補助スイッチで構成できるためシンプルである。このため従来の補助共振 D C リンクスナバ回路に必要であったリンク電圧の 1/2 電圧を作る電解コンデンサが不要である。そして、 V
結線インバータと昇圧チョッパを 6in1 モジュール、2 つの補助スイッチを 2in1 モジュールで構成でき、本システムは２つの IG B T モジュールで構成できるためシンプルである。また、
本提案回路は V 結線インバータにて問題となる中間電圧のバランスに対して、補助共振 D C
リンクスナバ回路を用いて、わずかではあるが不バランスを抑制できるメリットもシミュ
レーションにより確認した。また、従来の補助共振 D C リンクスナバ方式では特別に必要であったリンク電圧の 1/2 電圧を作る電解コンデンサは、 V 結線インバータの V 相電圧いわ
ゆる中間電圧を利用できるため、電解コンデンサも少なくできる。さらに、この補助共振

D C リンクスナバ回路の動作により、 V 結線インバータにて問題となっている中間電圧のバ

82

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

ランスを制御できる。この補助共振 D C リンク V 結線インバータ・昇圧チョッパの動作原理の紹介とソフトスイッチング動作をシミュレーションおよび実験による動作確認を行った。
この結果より、本方式は部品点数が少ないにもかかわらず効率改善も期待できる実用的な方式であることを明らかにしている。

6.2

主回路の構成図 66に提案する補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路を示す。回路構成は系統連系などを行う V 結線インバータに、燃料電池からの昇圧や太陽電池最大電力制御などを行う D C-D C コンバータとで構成している。 V 結線インバータは２アームで構成されており、制御は線間電圧制御を行う。さらに、２つの補助スイッチと共振リアクト
ルのみで構成される補助共振 D C リンクスナバ回路を付加している。補助共振 D C リンクス
ナバ回路は V 結線インバータと昇圧チョッパの合わせて３アームのスイッチング損失を低減する。また、 V 結線インバータと昇圧チョッパのスイッチを 6in1IG B T モジュールを使用
し、補助共振 D C リンクスナバ回路の 2 つの転流スイッチは 2in1IG B T モジュールを使用できるため、回路構成もシンプルである。

Boost Chopper(ARDCL Circuit) V-connection Inverter
Cr
Cr
Q2 Q1

Sp
Lr

Sv
Vdc1

Su

Sy
Vdc2

Sx

AC

DC
SourceSn

図 66

2 石補助共振 D C リンク昇圧チョッパ・三相 V 結線インバータ回路構成
Fig. 66 T wo-S witch A R D C L Snubber assisted
Boost C hoppa and V-conection 3-P hase inverter circuit

6.3

動作原理

6.3.1

三相 V 結線インバータの動作原理

CrCr

図 67に三相 V 結線インバータの回路構成、三相の電圧ベクトルを示す。一般的なフルブ
リッジインバータは前章までにあったように三相にそれぞれのスイッチにて構成される３
つのブリッジアームにて正弦波変調を行う。これに比べて、三相 V 結線インバータは V 相
を電解コンデンサの電圧源にて構成するため他の２相 (アーム A とアーム B) によって正弦

6.3

83

動作原理

波変調する。フルブリッジインバータと比べ直流電圧が２倍必要となるデメリットをもつがスイッチの数を減らすことができるメリットをもつ。

Fig. 67
6.3.2

図 67 三相 V 結線インバータと電圧ベクトル図
V-conection inverter circuit and vector of 3-phase voltage

ソフトスイッチング時の動作原理

本回路方式はパルス変調処理の搬送波としてのこぎり波と信号波として正弦波を使用し、これらの比較信号処理による P W M 方式を採用している[ 1]。この P W M により三相電圧形
ブリッジアーム内の各スイッチのターンオンをのこぎり波の垂直時と同時に行うことができる。この時に本アクティブ補助共振 D C リンクスナバ回路を動作させて三相電圧形ブリッジレッグ部 (U,V, W ) の主スイッチを同時に一括して零電圧ソフトスイッチングにする仕組みとなっている。また、ターンオフはのこぎり波の傾きのある期間で行われ、三相 V 結線
インバータ及び昇圧チョッパ内の各主スイッチに並列接続している部分共振用ロスレスコン
デンサ Cr により dv=dt を抑制する零電圧ソフトスイッチング転流を実現している。
図 68にのこぎり波の垂直時前の電流経路を示す。また図 69に垂直時後の電流経路を示す(図 70参照)。インバータ出力電流の向きが図 68のような状態の場合、のこぎり波の垂直時
前では全ての U V W 相電流がスイッチの逆並列ダイオードを介して流れる。この状態から、
補助共振 D C リンクスナバ回路を動作させてソフトスイッチング動作を行った後に図 69のように全てのスイッチを介して流れる通常状態になる。
図 70にのこぎり波の垂直タイミング付近 (Reset) の動作波形を示す。図??にこの動作の遷移状態を示す。交流電流 iu;iv;iw は商用正弦波の 300°付近であり図のような方向に流れている状態である。また、商用周波数に比べて短い期間であるスイッチング期間では一定の電流源と仮定できる。以下この動作を簡単に述べる。

M ode0:共振転流動作前において、図 68の状態のすべての相のダイオードを導通している状態である。

M ode1:この状態から補助スイッチ Q 1 をオフ, 転流スイッチ Q 2 及び主スイッチ Sp をオン

84

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

させ負の向きである交流電流 Iu とチョッパの直流電流 ichp を補助共振 D C リンクスナバ回路 (共振回路) に流し込む。

M ode2:この時、各主スイッチに並列に接続したスナバコンデンサ Cr と共振リアクトル Lrとの部分共振がおこる。この動作により主スイッチ Sx,S w,Sn を零電圧ターンオンにする。
のこぎり波の垂直時にて３アーム分の主スイッチを一括して Z V S する。

M ode3:その後、転流回路の電流が減りはじめる。
M ode4:Lr の電流が逆に流れ、主スイッチ Sp を介してブースト電流が流れる。 Tc のタイ
ミングにてスイッチ Sp を並列に接続されたスナバコンデンサ Cr にて Z V S-Turn-o? するとM ode5 になり、共振リアクトルとスナバコンデンサの共振がおこる。
M ode6 にて Link 電圧が直流電圧 (V dc1 + V dc2) に復活し、共振用スイッチ Q 1,Q 2 を Z V S
にてスイッチングさせる。 Lr に残った電流は交流負荷側に帰還する。

M ode7 以後:交流電流 (iu;iw) およびチョッパ電流 (ichp) は主スイッチを導通する状態にもどる。( M ode4 のブースト電流はインバータスイッチにて行う事も可能である。)
このようにアクティブ補助共振転流スイッチ Q 1,Q 2 と主スイッチ Su,Sx,Sv,Sy,S w,Sz のオンオフタイミングをのこぎり波の垂直タイミングを基準に制御すると全てのパワー半導体
デバイスのスイッチングはソフトスイッチング動作になる。

Mode0

Q2
DC Sp
Lr
Sn

Cr

Q1
Sw
Vdc1

Su

Sz
Vdc2

Sx
Cr

Cr

AC

+iu
+iw
+iv
Cr

図 68 のこぎり波の垂直時前の電流経路
C urrent ?ow loop before the saw tooth carrier wave reset tim e.

Fig. 68

Mode7

AC
DC
Vdc1

+iu
+iw
+iv

Vdc2

Fig. 69

図 69 のこぎり波の垂直時後の電流経路
C urrent ?ow loop after the saw tooth carrier wave reset tim e.

6.3

85

動作原理

← R e s et

T a re fe re n ce

M ain sw itchrefere n c e
T b re fe re n ce
T c re fe re n ce

S a w to o th
w a veM ain sw itch
G ate sign al
Q 1 G a te s ign a l
Q 2 G a te s ign a l
SpG a te sign al

off

on
off

on

on

off

on

off

Ta

Tb
Tc

L r cu r ren t
V dc1 +
V dc2

L in k v oltage

S oft-S witch in g T u rn -on

S w itch v oltag e
S w itch c u rr en t
0

M ode

1

2

3

4

5

6

7

図 70 各部電圧と電流の動作波形
Fig. 70 Timing pulse signal sequences and typical voltage
and current operation wavefor m s for soft co m m utation transient states.

Sx
Cr

Cr

iu

ichp
Sn

Lr

iv

iu
iw

ichp

Sn
ZVS

iu
Lr

iw
Vdc2

Cr

iu

Vdc1
Sx
ZVS

Cr

DC

ichp

Q2
off
ZVS

Vdc1

iw

Lr

iu
Vdc1

iw
Vdc2

iv

ichp

Lr

iu
Vdc1
Vdc2

Fig. 71

iw
iv

iv
VSRC

Mode7

DC

Q1

i Lr

Mode3

VSRC
Q2

iv
VSRC

Q1
on
ZVS

i Lr

Lr

Mode6

ichp

i Lr

Mode2

DC

iv

Q1

Vdc2

VSRC

Cr

iw

VSRC

Sp
off
DCZVS

iv

Sw
ZVS

Vdc1
Vdc2

VSRC

Q1
off
ZVS

DC Sp

i Lr

Sz
Vdc2

iu

Q2

i Lr

ichp

Q2
on
ZVS
Lr

Su

iw

Sn

Sp
on
DCZVS

Sw
Vdc1

VSRC

Mode4

Lr

Cr VSRC

Mode5

DC Sp

ichp

Cr

Q1

i Lr

Mode1

Mode0

Q2

DC

ichp

iu
Vdc1

iw
Vdc2

iv

図 71 各部電圧と電流の動作波形
O peration m ode transient states and equivalent circuit for the operation m odes.

86

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

6.4

シミュレーション動作確認

図 72にシミュレーション回路を示す。シミュレーションは P W M とスイッチングを得意とする Scat を使用した。シミュレーションはリンク電圧 vlink = 700 V, チョッパ電流ichp = 40 A,交流電流 Iu = 28 A のスイッチング時にて行った。またスイッチング周波数は実際には 16k Hz 程度で動作させるが、シミュレーションではソフトスイッチング波形が見やすいように 100k H z で行った。また、スイッチングは商用正弦波の 30°付近、いわゆる iu = iw = + 20 A;iv = ? 40 Aの状態にて過渡的なスイッチングを模擬した。
図 73に交流電流 iu;iv;iw が商用正弦波の 30°付近のソフトスイッチング波形を示す。昇圧チョッパスイッチ (Sn) およびインバータ主スイッチ (Sx,S w) のターンオンは、端子電圧が転流動作により正弦波状に零電圧となり Z V S,Z C S になっているまた、ターンオフはスイッチに接続してある Cr により電圧の傾きが緩やかになり Z V S になっている。これらにより、スイッチング損失とノイズの改善を期待できる。また、商用正弦波が 30°以外の状態であっても同様にソフトスイッチングが可能である。

図 72 シミュレーション回路
Fig. 72 Circuit of Sim ulation

6.5

87

中間電圧バランス

vL ink
[4 0 0 V /d i v ]iL r[1 0 0 A /d i v ]S o ft -S w i t c h i n g

vS u
iS u
vS n
iS n
vS x
iS x
(T u rn -o n )[1 k V /d i v ,1 0 0 A /d i v ](T u rn -o ff)
t i m e [1 0 u se c /d i v ]図 73 ソフトスイッチング波形 (交流電流 30°付近)
Fig. 73 Soft-S witching waveform s (Iu phase = 30°)6.5

中間電圧バランス

6.5.1

動作原理

従来検討した 3 相ブリッジインバータの補助共振 D C リンクスナバ方式[ 1],[ 2] の場合、直流電圧源に流れ込むリンク電流と出て行くリンク電流の大きさがスイッチングターンオ
ン前後で等しい。本提案方式の場合、このターンオン前後のリンク電流が等しくないため
従来の２つのタイミングにて動作させるとソフトスイッチングはするものの共振電流に直流が重畳される。これにより V 結線インバータの V 相電圧いわゆる２つの電解コンデンサの中間電圧がバランスされず、単純に補助共振 D C リンクスナバ方式を導入することは難しい。そこで、従来、シンプルであった２つの転流タイミング (T a;T b)[ 1],[ 2] 動作を、ここでは３つのタイミング (T a;T b;T c) で動作させ、ソフトスイッチングと中間電圧のバラン
スの両方を実現させる手法を提案する。
図 74に交流電流 (iu;iv;iw) が商用正弦波の 300°の状態にてソフトスイッチングのみ行った場合のスイッチング時のシミュレーション波形を示す。(商用正弦波 300°時の交流電流はiu =iv =-20 A,iw = + 40 A の状態である。) 零電圧スイッチングは行われているが、共振リ
アクトル電流は上下非対称で流入電流が大きい状態である。この状態の場合中間電圧は上昇していく。
図 75にソフトスイッチングと中間電圧バランスのために、流出電流を大きくした場合のスイッチング時のシミュレーション波形を示す。零電圧スイッチングを行うと同時に、共

88

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

振リアクトル電流の流出電流をブースト増加させることができる。この中間電圧バランス
制御は、スイッチングタイミング Tc,T b を制御することにより、中間電圧部よりリンク電
圧部に流出する共振リアクトル電流をブーストできる。これらの動作により、流出電流を減少させ中間電圧を上昇することができ、流出電流を増加させることから中間電圧を下げることができる。よって、中間電圧を検出して Tc,T b を変化させるフィードバック制御を行うことにより中間電圧をリンク電圧の 1/2 電圧にバランスすることができる。また、 V 結
線インバータの他の要因による中間電圧の不バランスも抑制することも可能である。
さらに、この手法は、一般的な A R D C L 方式のインバータ行われている流入流出の両方の共振リアクトル電流をブーストする方法と違い、共振リアクトル電流の、流入電流ブー
ストは行わず流出電流ブーストのみ行うため、共振リアクトル電流を必要最小に抑えることができるため、補助共振 D C リンクスナバ回路内での損失も少ない。

vL i n k[4 0 0 V /d iv]
iL r[1 0 0 A /d iv]
S o ft -S w i tch i n g

vS u
iS u
vS n
iS n
vS x
iS x
(T u rn -o n )[1 k V /d i v,1 0 0 A /d i v]

(T u rn -o ff)
t i m e[1 0 u sec/d iv]

図 74 ソフトスイッチング波形 (交流電流 300°付近)
Fig. 74 Soft-S witching wavefor m s (Iu phase = 300°)

6.5

89

中間電圧バランスvL i n k[4 00 V /d i v]
iLr

[1 00 A /d i v]
L o w O u t fl ow cu rren t

vS u
iSu
vS n
iSn
vS x
iSx
(T u rn -o n )[1 k V /d iv,10 0 A /d i v]

(T u rn -o ff)
ti m e[1 0 u sec/d iv]

図 75 ソフトスイッチング波形 (ブースト時)
Fig. 75 Soft-S witching wavefor m s (Boost)

90

第6章

6.5.2

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

共振電流ブースト時のスイッチングタイミング

共振電流のブーストとは、リンク電圧が零の期間に主スイッチアームを短絡させることにより共振電流を増加させることである。ブーストをしない場合の零電圧スイッチングを行う場合は 6.1式で与えられる Ta と 6.2式で与えられる Tc0 にてスイッチを制御することにより零電圧スイッチングを実現できる。ブーストを行う場合、前記回路動作で示す M ode4の期間にブースト電流を流すことにより、共振電流を変化させることができる。このブースト電流をib[A] 流す場合のソフトスイッチングタイミングは前記 6.1式の Ta と,6.3式で与えられる T b と 6.4式で与えられるブースト時共振期間 Tr2 より,6.5式で表される Tc となる。
系統電源１周期中に大きくかわるブースト遮断電流ilinkr 及び直流電圧源によって Tr2 は与えられる。これらのタイミングは回路方程式を解くことにより導くことができる。このタイミングにて動作できればブーストを行った場合でも零電圧スイッチングにすることができる。

qilinkp? Lr + ? (Lr ? C ) ????????????????????????????????????? (6.1)
V dchqilinkpilink mT c0 =? Lr +? Lr + ? (Lr ? C ) ?????????????????????? (6.2)
V dch
V dcl
ilinkp : 流入リンク電流;ilink m : 流出リンク電流
ilinkp + ib
? Lr ?????????????????????????????????????????????? (6.3)
Tb =
V dcl
q
ilinkr)?????????? (6.4)
T r2 = 2 ? (Lr ? 3C r) ? C os ? 1( q((ilinkr)2 + V dcl ? 3C r=Lr)
ilinkr1
T c = T b + T r2(ilinkr;V dcl) +? Lr ?
?????????????????????? (6.5)
V dch
2

Ta =

6.5.3

デジタル制御への応用

図 76に T r2(ilinkr;V dcl) のデータを示す。本制御プログラムは高速制御化のためアセンブラ言語で構成しているため 6.1～6.5式をすべて演算にて処理することは複雑で処理時間が長くなる。よってデータテーブルによる参照を利用する。まず、 Ta 作成に使用される検出変数 V dclによる除算は演算処理に時間がかかり通常行わない。そこで、1=V dclのデータテーブルを作りこれを読み込む。次に、 Tr2 は ilinkrと V dclに対して変化する非線形の値となるためマイコンにて実現させる場合、２次のデータテーブルを持つことになる。しかし、この２次のテーブルを D S P にすべて持つことは R O M 容量を多く使ってしまう。
図 77に Tr2 のデータにおいて、近似を利用した D S P で行うデータ１次近似例を示す。上記データをすべて持つこと R O M 容量を多く使ってしまうので、疎な間隔にてデータをもち

6.6

91

実験結果

データ補正をすることで正しいタイミングを算出する。近似の方法は検出より与えられた

ib の前後データより１次近似にて dt1 を算出し、さらに検出より与えられた V dcl の値より同様にして dt2 を算出することによって真値を作成する。この近似方法はデータ数を少なくしても D S P が得意とする乗算と足算にて真値を演算でき、さらに D S P の処理の早いシフト(1/2) によってできるレジスタの下位を利用でき、高速、高精度にて処理できる。
v1
v0
t10

(i0,t10)

dt2

dt2

(i,t)

t

(i0,t0)

dt1

t0

t01

di1

(i1,t01)i0

i1

t=dt1+dt2+t0
dt1=di1/(i1-i0)ｘ(t01-t0)
dt2=vdcl/(v1-v0)ｘ(t10-t0)
EX:v1=400V,v0=350V

図 76 Tr2 のデータグラフ
Fig. 76 Tr2 D ata of C o m m utation timing

6.6

図 77 近似方法の例(Tr2 データの拡大)
Fig. 77 Exa minationof calculate m ethod

実験結果

実験構成は入力側に D C 電源 (D C300 V) を接続し、出力には系統 (3 φ A C200 V) を接続した。出力電流は 28 A, スイッチング周波数は 15k Hz とし、系統連系を行うことにより動作確認を行った。図 78にインバータの主スイッチのスイッチング波形を示す。 Turn-on 波形では、スイッチ電圧は共振的に変化し、そして Z V S,Z C S になる。 Turn-o? 波形では、スナバ
コンデンサの効果によりスイッチ電圧が緩やかに上昇し、そして Z V S を確認できる。図 79に３相インバータの電流を示す。３相電流を制御できていることが分る。

92

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

図 78
Fig. 78

スイッチング波形 (ターンオン)
S witching wavefor m s(Turn-on)

図 79
Fig. 79

スイッチング波形 (ターンオフ)
S witching wavefor m s(Turn-o?)

93

実験結果

iw,i u,iv [20A/div]

6.6

Time [5msec/div]
図 80 出力電流
Fig. 80 O utput current.
図 81に本回路とハードスイッチング回路との効率比較を示す。比較の結果、2k W 以上にてハードスイッチング回路よりも本回路の効率は改善できた。本回路の効率は定格負荷時に93.0 % となり、ハードスイッチング回路の 91.2 % より 1.8 % 改善した。

Fig. 81

図 81 実測効率
Actual total of e ? ciency.

94

6.7

第6章

２石補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパ回路

結言

補助共振 D C リンク三相 V 結線インバータ・昇圧チョッパを提案した。本方式の場合、従来の V 結線インバータはハーフブリッジ構成のため直流電圧が 2 倍となり IG B T 端子電圧も倍になり、スイッチング損失が倍になる。このため効率の悪化が推測できる。本方式はすべてのスイッチングがソフトスイッチングであるため、スイッチング損失を低減する効果を持つ。実験の結果、従来より効率を改善できる方式であることが分った。さらに、第五世代 IG B T(トレンチゲート) では飽和電圧 (V ce) も飛躍的に改善されている。この IG B T を使用する場合、導通損失を小さくできるがスイッチング損失は第三世代より悪化する。このためソフトスイッチングにてスイッチング損失を改善することは大きなメリットであると考えられる。さらにはソフトスイッチングではノイズの発生抑制も期待できるメリットも持つ。
本提案回路は V 結線インバータにて問題となる中間電圧のバランスに対して、補助共振

D C リンクスナバ回路を用いて、わずかではあるが不バランスを抑制できるメリットを持つ。
さらに、従来の補助共振 D C リンクスナバ回路に必要であったリンク電圧の 1/2 電圧を作る電解コンデンサが不要であり、6in1IG B T モジュールと 2in1IG B T モジュールの２つのモジュールにて構成でき、シンプルな回路であるため実用化に近い方式である。
この補助共振 D C リンクスナバ方式 V 結線インバータと昇圧チョッパは回路がシンプルでかつ高効率を期待できるため、燃料電池発電や太陽光発電など分散型電源や新エネルギー分野にて利用するとメリットの大きい方式である。

主要記号一覧
iu : インバータ U 相電流
iv : インバータ V 相電流
iw : インバータ W 相電流
ichp : チョッパの直流電流
Lr : 転流リアクトル
C r : 共振用コンデンサ
Q 1 : 補助スイッチ
Q 2 : 転流スイッチ

参考文献

95

S u; S x; S w; Sz; Sp; S n : 主スイッチ
T a : 補助スイッチ Q 1,Q 2 スイッチ用タイミング
T b : 補助スイッチ Q 1,Q 2 スイッチ用タイミング
T c : 補助スイッチ Q 1,Q 2 スイッチ用タイミング
T c0 : 補助スイッチ Q 1,Q 2 スイッチ用タイミング
ib : 補助スイッチブースト電流
ilinkr : 補助スイッチブースト遮断電流
ilinkp : 補助回路流入電流
ilink m : 補助回路流出電流

参 考 文 献[ 1] Shinichiro N agai,Shinji Sato,R yota N akanisi,Yoshihiro Tutiya,M utsuo N akaoka:「 T woS witch A R D C L Snubber Assisted T hree P hase V-connection Inverter and Boost C hopper」,電気学会論文誌 D Vol.12 X-D ， N o.X,pp X X X-X X X(審査中)(平成 16 年 X 月)
[ 2] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 中西 良太,土屋 義弘, 中岡 睦雄:「補助共振 D C リンク三相 V
結線インバータ・昇圧チョッパ回路」, 電気学会産業応用部門大会講演論文集， Vol.2，

N o.1-14，pp.I-163-I-166(平成 15 年 8 月)
[ 3] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 小倉 弘毅, 中岡 睦雄:「補助共振 D C リンク方式の振動防止用
クランプ回路」, 電気学会全国大会講演論文集， Vol.4，4-56，pp.76(平成 15 年 3 月)

[ 4] 中西 良太, 長井 真一郎:「補助共振 D C リンク回路を利用したインバータの保護の検討」,電気学会産業応用部門大会講演論文集，Vol.1，N o.1-102，pp.I-479-480(平成 15 年

8 月)
[ 5] 平木 英治, 長井 真一郎:「高周波パルス変調ソフトスイッチングインバータの現状と技術開発動向」, 電気学会全国大会シンポジウム (平成 16 年 3 月)

[ 6] 長井 真一郎,佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンク V 結線インバータに関する特許)」, 特許出願済 (平成 15 年)

96

参考 文献

[ 7] 長井 真一郎,佐藤 伸二,中西 良太,土屋 義弘:「電力変換装置 (共振 D C リンク V 結線インバータ制御に関する特許)」,特許出願中 (平成 15 年)[ 8] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンク変換器のアクティブクランプ
スナバ関する特許)」, 特許出願済 (平成 14 年)[ 9] 中西 良太, 長井 真一郎:「電力変換装置 (R D C L 用保護回路に関する特許)」, 特許出願
中 (平成 15 年)[10] 長 井 真 一 郎, 佐 藤 伸 二, 白 石 和 洋, 中 岡 睦 雄:「 系 統 連 系 ２ 石 補 助 共 振 D C リ
ン ク 三 相 V 結 線 イ ン バ ー タ の 開 発 」, 電 子 情 報 通 信 学 会 信 学 技 報 技 術 研 究 会

Vol103.,N o.653,E E2003-65,pp.1-4(平成 16 年 2 月)

97

第7章
結論
7.1

本研究の成果本研究では新エネルギーインターフェイスとしての電力変換器を高効率にするために提案するソフトスイッチング技術によりスイッチング損失の改善を達成した。前章までに提案する転流制御を用いた２石補助共振 D C リンクスナバ方式３相電圧形インバータ、直流電
圧利用率の改善できる新しい２石補助共振 D C リンクスナバ方式３相電圧形インバータを提案した。そして、効率改善を実験により確認した。本章ではこれらの研究にて得られた成果についてまとめる。

7.2

各章、提案回路の特徴

第２章では、新エネルギーインターフェイスとしての電力変換器に高周波スイッチング化と高効率及び低ノイズを求められていることを紹介した。これらを達成するためにソフ
トスイッチング技術を紹介し、ソフトスイッチング方式には大きく補助共振 D C リンクスナ
バ方式、補助共振転流ポール方式、補助共振 A C リンク方式があること及び、これらの方式の特徴を紹介した。なかでも、補助共振 D C リンクスナバ方式が部品点数が少なく低コストに実現できること、小中容量に向いていることなどからこの方式を小分類することにより発展の経緯を明らかにし、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式が新しい方式であることを示した。そして、新エネルギー分散型電源の分野のインターフェイスとして最もメリットがあることも示した。
第３章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ回路の動作原理を明らかにすることで従来に無かった転流電流を減らす制御が可能となることを指摘した。さらに、 A C-A C
電力変換装置にて 10k V A の実験を行い前記の動作を確認した。そして、ハードスイッチン
グ方式と比較して効率が改善されていることを実証した。さらには伝導性ノイズ測定を行いハードスイッチング方式と比較して改善できたことも実証した。これらの結果より効率

98

第7章

結論

改善およびノイズ低減に有効であることを実証した。
第４章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ回路を 50k V A の A C-A C 電力変換器に応用して動作確認及び特性評価を行った。実験の結果、同じ条件下でハードスイッチン
グ方式と比較して効率を改善することができた。伝導性ノイズに関してはある領域においては改善することができた。しかし、容量が大きくなると装置構造が大きくなることによる寄生インダクタンスの増加によりソフトスイッチング波形に振動がのり、共振動作に限界が現れることを確認し、本方式における容量限界を見出した。
第５章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式の直流電圧利用率の減少を解決するさらに新しい２石補助共振 D C リンクスナバ方式を提案した。この新提案方式の動作原理を明らかにすることで前章の問題点を解決する方式であることを指摘した。また、この新提案方式は２石補助共振 D C リンクスナバ回路内の電解コンデンサを必要としないため寿命及び信頼性を改善できる。さらには補助共振 D C リンクスナバ回路内の電流実効値を減らすことができるため、更なる損失を減らすことができ効率を改善できることを実証した。
第６章では、提案する２石補助共振 D C リンクスナバ方式３相 V 結線 P W M インバータと D C-D C コンバータの動作原理を紹介し、シミュレーション動作確認及び、実験による動作検討を行った。この新提案方式により従来 V 結線インバータにて問題となる中間電圧のバランスに対して、２石補助共振 D C リンクスナバ回路を用いて、わずかではあるが不バランスの抑制をできるメリットを持つ。さらに、従来の２石補助共振 D C リンクスナバ回路に必要であったリンク電圧の 1/2 電圧を作る電解コンデンサが不要であり、スイッチ
を 6in1IG B T モジュールと 2in1IG B T モジュールの２つのモジュールにて構成でき、シンプ
ルな回路であるため実用化に近い方式であることをシミュレーション及び実験により実証した。
以上、本研究は新エネルギー分散型電源に用いられるインターフェイスとして高効率と低ノイズ及び低コストを達成できる電力変換装置として２種類の２石補助共振 D C リンク
スナバ回路を提案し、有効であることを実証した。本研究で得られた結果を集大成した論
文はパワーエレクトロニクスとエネルギーエレクトロニクスとの複合技術分野に新しい知見を得ることができている。そして、パワーエレクトロニクスを中核として拡大化しているエネルギーエレクトロニクスの分野への発展に寄与するところも大である。本研究にて得られた成果がパワーエレクトロニクスの発展の一助となり、地球環境保護やエネルギー
資源問題の解決の役に立てば幸いである。

7.3

7.3

今後の課題

99

今後の課題

(1):新世代低飽和電圧形 IG B T を用いた場合の電力効率の評価。
(2):提案した２石補助共振 D C リンクスナバ方式の信頼性評価。
(3):マイクロガスタービンなどの交流エネルギー源による新エネルギー分散化電源用インターフェイスとしてのフィールド実験及び実証試験。

(4):太陽光発電システムなどの直流エネルギー源による新エネルギー分散化電源用インターフェイスとしてのフィールド実験及び実証試験。

(5):伝導性ノイズ低減のため、本方式とアクティブコモンモードフィルタと併用した場合の評価試験。

100

関連学術論文 (査読有り)

関連学術論文 (査読有り)[1] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 伊東 洋一,森田 浩一:「高効率、低ノイズ D C リンク共振三相インバータと転流制御」, 電気学会論文誌 D Vol.120-D ， N o.3，pp.417-422(平成 12 年 3月)[2] 長井 真一郎, 佐藤 伸二,伊東 洋一, 森田 浩一:「高効率・低ノイズ・共振形三相変換器」,
電気学会論文誌 D Vol.122-D ， N o.3,pp217-222(平成 14 年 3 月)

[3] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 山本 真義, 平木 英治,中岡 睦雄:「2 石補助共振 D C リンクスナ
バを用いた三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの直流電圧利用率改善」,
電気学会論文誌 D Vol.123-D ， N o.6,pp710-716(平成 15 年 6 月)

[4] Shinichiro N agai,Shinji Sato,Tarek A h m ed and M utsuo N akaoka:「 T wo-S witch A uxiliary Resonant D C Link Snubber-Assisted T hree-P hase Soft S witching P W M Sinewave
Power C onversion Syste m with M inimized Co m m utation Power Losses. 」,Journal ofPower Electronics (KIP E) -Vol.3-A,N o.4,pp.249-258(平成 15 年 10 月)[5] 長井 真一郎,佐藤 伸二:「低ノイズ・高効率三相 P W M インバータ・整流器の開発」,電磁環境工学情報 E M C,N o.176,pp20-26(平成 14 年 12 月)[6] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「50k V A 共振形三相電力変換器の開発」, 電磁環境工学情報 E M C,
N o.177,pp81-88(平成 14 年 1 月)
[7] Shinichiro N agai,Shinji Sato,R yota N akanisi,Yoshihiro Tutiya,M utsuo N akaoka:「 T woS witch A R D C L Snubber Assisted T hree P hase V-connection Inverter and Boost C hopper」,電気学会論文誌 D Vol.12 X-D ， N o.X,pp X X X-X X X(審査中)(平成 16 年 X 月)

関連国際学会論文 (査読有り)[8] Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto,M utsuo N akaoka:「 N oise Evaluation, T wo S witch Resonant D C Link-Assisted D ouble Converter Syste m and Co m m utation Control to Im prove Loss.」,Proceedings of Industrial Electronics Society(IE S).
Industrial Electronics Conference-2002(N ove m ber.2002)[9] Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto,M utsuo N akaoka:「 T wo S witch
A uxiliary Q uasi-Resonant D C Link T hree-phase P W M Inverter and T wo S witch A uxiliary Resonant Co m m utated Pole Link T hree-phase P W M Recti?er」,Proceedings

関連学術講演 (一般講演,

査読無し)

101

of IE E E. International Teleco m m unication E nergy Conference-2003，34-3，pp.657662(O ctober.2003)[10] Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto,Hisashi Iyo m ori,M utsuo N akaoka:「 High E ? ciency,T wo S witch A uxiliary Q uasi-Resonant D C Link T hree-phase P W M

Inverter and T wo S witch A uxiliary Resonant C o m m utated Pole Link T hree-phase
P W M Recti?er.」,Proceedings of Industrial Electronics Society(IE S). Industrial Electronics Conference-2003.pp403-407 (Best paper prize award)(N ove m ber.2003)

関連学術講演 (一般講演,

査読無し)[11] 長井 真一郎, 佐藤 伸二,伊東 洋一, 森田 浩一:「高速な検出器を必要としない高効率共振 D C リンク三相インバータ」,電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，805，p.129(平成11 年 3 月)[12] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 伊東 洋一,森田 浩一:「高効率、低ノイズ D C リンク共振三相インバータと転流制御」, 電気学会産業応用部門全国大会講演論文集， Vol.2， N o.178，

pp.7-12(平成 11 年 8 月)
[13] 佐藤 伸二, 長井 真一郎,森田 浩一:「高効率低ノイズ 3 相ソフトスイッチング変換器」,
電気学会産業応用部門全国大会講演論文集， Vol.2， N o.177，pp.1-6(平成 11 年 8 月)

[14] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 伊東 洋一, 森田 浩一:「高効率・低ノイズ・共振形インバータ・コ
ンバータ」, 電気学会産業応用部門全国大会講演論文集，Vol.3，N o124.pp.1255-1260(平成 12 年 8 月)

[15] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 伊東 洋一, 森田 浩一:「共振 D C リンクインバータの直流電圧利用率改善」, 電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，4-034，p.1254(平成 13 年 3 月)

[16] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 山本 真義, 平木 英治,中岡 睦雄:「2 石補助共振 D C リンクスナ
バを用いた三相電圧形ソフトスイッチング P W M インバータの直流電圧利用率改善」,
電気学会産業応用部門大会講演論文集， Vol.1， N o.18，pp.177-182(平成 14 年 8 月)

[17] 長井 真一郎,佐藤 伸二, 小倉 弘毅, 中岡 睦雄:「補助共振 D C リンク方式の振動防止用
クランプ回路」, 電気学会全国大会講演論文集， Vol.4，4-56，pp.76(平成 15 年 3 月)

[18] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 中西 良太,土屋 義弘, 中岡 睦雄:「補助共振 D C リンク三相 V
結線インバータ・昇圧チョッパ回路」, 電気学会産業応用部門大会講演論文集， Vol.2，

N o.1-14，pp.I-163-I-166(平成 15 年 8 月)

102

参考学術論文 (査読有り)[19] 中西 良太, 長井 真一郎:「補助共振 D C リンク回路を利用したインバータの保護の検討」,電気学会産業応用部門大会講演論文集，Vol.1，N o.1-102，pp.I-479-480(平成 15 年

8 月)
[20] 佐藤 伸二, 長井 真一郎,森田 浩一:「高効率部分共振 D C リンク変換器」, 電気学会全国大会講演論文集， Vol.4，4-S22-3，pp.1818-1821(平成 12 年 3 月)

[21] 長井 真一郎:「共振形電力変換技術によるノイズ対策」,E M C フォーラム運営委員会「パワエレシステムの低周波・高周波 E M C とその対策」(平成 14 年 6 月)

[22] 平木 英治, 長井 真一郎:「高周波パルス変調ソフトスイッチングインバータの現状と技術開発動向」, 電気学会全国大会シンポジウム (平成 16 年 3 月)

参考学術論文 (査読有り)[23] Tarek A h m ed,Shinichiro N agai,K oji Soshin,Eiji Hiraki,M utsuo N akaoka:「 VariableSpeed Prim e M over Driving T hree-P hase Self-Excited Induction G eneratior with Static
V A R C o m pensator Voltage Regulation { PartI:T heoretical Perfor m ance A nalysis{」,Journal of Power Electronics (KIP E)-Vol.3-A,N o.1,pp.123-132,2003( M arch.2003)[24] Tarek A h m ed,Shinichiro N agai,K oji Soshin,Eiji Hiraki,M utsuo N akaoka:「 VariableSpeed Prim e M over Driving T hree-P hase Self-Excited Induction G eneratior with Static
V A R Co m pensator Voltage Regulation {PartII:Sim ulation and Experim ental Results{」,Journal of Power Electronics (KIP E)-Vol.3-A,N o.1,pp.123-132,2003( M arch.2003)[25] 佐藤 伸二, 長井 真一郎, 山本 真義 , エムディ ルコヌッザマン, 中岡 睦雄:「一括共振 D C
リンクスナバを持つ高効率・低ノイズ三相ソフトスイッチングダブル P W M コンバー
タシステム」, 電気学会論文誌 D Vol.124-D ， N o.1,pp54-61(平成 16 年 1 月)

参考国際学会論文 (査読有り)[26] Shinji Sato,Yutaka Suehiro,Shinichiro N agai,K oichi M orita:「 High E ? ciency SoftS witching 3-phase P W M Recti?er」,Proceedings of IE E E. International Teleco m m unication E nergy Conference-2000，25-1，pp.453-460(Septe m ber.2000)[27] Claudio Y.Inaba,Shinji Sato,Shinichiro N agai,Eiji Hiraki,M utsuo N akaoka:「Space
Voltage Vector M odulated T hree P hase Inverter using A uxiliary P ulse C urrent Trans-

参考学術講演 (一般講演,

査読無し)

103

for m er - Assister Resonant Snubbers」,Proceeding of the Power Conversion Conference
O S A K A 2002(A pril.2002)[28] K.O gura,S.C handhaket,S.N agai,T.A h m ed
and M .N akaoka:「 Z V S-P W M Boost C hopper-Fed D C-D C Converter with Load-SideA uxiliary E dge Resonant Snubber」,Proceeding of the Power C onversion Conference
O S A K A 2002(A pril.2002)[29] HisashiIyo m ori,Shinichiro N agai,K azuhiro Shiraishi,Tarek A h m ed,Hiraki Eiji,N akaoka
M utsuo:「 T hree-P hase Soft S withing Sinewave Inverter with Bridge Power M odule
Package Con?gurated A uxiliary Resonant A C Link Snubber」,2003 Power Electronics
A nnual C onference Vo.1.pp507-510(July.2003)[30] 長井 真一郎, 藤野 勇治:「風力・太陽光ハイブリッド発電制御装置」, サンケン技報，
Vol.22， N o.1，pp.41-45(平成 13 年 12 月)[31] Tarek A h m ed,K atsu mi Nishida,Shinji Sato,Shinichiro N agai,Eiji Hiraki,M utsuo
N akaoka:「 Variable-Speed W ind Turbine Coupled T hree-P hase Self-Excited Induction
G enerator Voltage Regulation Sche m e with Static V A R Co m pensator C ontrolled by
PI C ontroller」,2003 Power Electronics A nnual Conference Vo.1.pp532-535(July.2003)[32] Hisashi Iyo m ori,Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto, M utsuo N akaoka:「 T hree-P hase Bridge Power Block M odule Type A uxiliary Resonant A C Link Snubber-

Assisted Soft S witching Inverter for Distributed A C Power Supply」,Proceedingsof IE E E. International Teleco m m unication E nergy Conference-2003，34-2，pp.650656(O ctober.2003)[33] Hisashi Iyo m ori,Shinichiro N agai,Shinji Sato,M asayoshi Ya m a m oto, M utsuo N akaoka:「 T hree-P hase Power M odule Bridge Type A uxiliary Resonant A C Link Snubber-

Assisted T hree-P hase Soft S witching Inverter」,Proceedings of Industrial Electronics
Society(IE S). Industrial Electronics C onference-2003.pp2705-20710(N ove m ber.2003)

参考学術講演 (一般講演,

査読無し)[34] 長井 真一郎, 福本 征也, 臼井 浩, 長尾 道彦:「ワイド入力に対するソフトスイッチン
グ単相 P F C 昇圧コンバータの検討」, 電気関係学会関西支部連合大会講演論文集 G 4-

46,pp.G 145(平成 9 年 11 月)

104

参考学術講演 (一般講演,

査読無し)[35] 長井 真一郎, 嶋田 雅章, 伊東 洋一, 中村 萬太郎:「単相チョッパを用いた絶縁トランスを必要と しない三相高力率コンバータ」,電気学会全国大会講演論文集 Vol.4,762(平成 10 年 3 月)

[36] 佐藤 伸二,長井 真一郎:「ロスレススナバを用いた D C/ D C コンバータの解析」, 電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，829，p.162(平成 11 年 3 月)

[37] 佐藤 伸二,末廣 豊,長井 真一郎,森田 浩一:「高効率ソフトスイッチング力率改善回路」,
電気学会産業応用部門全国大会講演論文集，Vol.3，N o.280，pp.207-212(平成 11 年 8 月)

[38] 長井 真一郎, 佐藤 伸二, 渡邉 敏彦,伊東 洋一, 森田 浩一:「高効率・高昇圧 D C/ D C コン
バータ回路」, 電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，4-049，p.1428(平成 12 年 3 月)

[39] 佐藤 伸二, 長井 真一郎:「零電圧スイッチング 3 相変換器」, 電気学会全国大会講演論文
集 Vol.4，4-037，pp.1409-1410(平成 12 年 3 月)

[40] 佐藤 伸二, 長井 真一郎:「ソフトスイッチング三相電流形変換器」, 電気学会産業応用部門全国大会講演論文集， Vol.3， N o.126.pp.1265-1268(平成 12 年 8 月)

[41] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「共振形三相インバータ」, 電気学会産業応用部門全国大会講演論文集， Vol.3， N o.267，pp.1365-1370(平成 13 年 8 月)

[42] 安藤 正之, 吉次 淳二, 平木 英治, 長井 真一郎, 中岡 睦雄:「小容量ソフトスイッチング
昇圧形 P W M チョッパ回路と性能評価」, 電子情報通信学会技術研究報告会

電子通信

エネルギー技術研究会 Vol.101,N o.651,E E2001-55,pp.9-15(平成 14 年 2 月)

[43] 小倉 弘毅, 広田 慶彦, サラウット チャンタケート, 林二三雄,長井 真一郎,中岡 睦雄:「小規模分散型太陽光発電用ソフトスイッチング昇圧コンバータ結合正弦波 P W M インバータ」, 電子情報通信学会総合大会講演論文集 B-9 電子通信エネルギー技術部門

N o.10,pp.431(平成 14 年３月)
[44] 中村 萬太郎,山崎 貴幸, 佐藤 伸二,長井 真一郎,中岡 睦雄:「ケミコンレスアクティブ
補助共振スナバの実験的検討と三相電圧形ソフトスイッチング正弦波インバータへの適用」, 電気学会全国大会講演論文集 Vol.4，4-075(平成 14 年 3 月)

[45] 伊与森 尚, 吉田正伸, 長井 真一郎, 平木 英治, 中岡 睦雄:「ブリッジ形共振 A C リンクスナ
バ回路の一検討」, 電気学会産業応用部門大会講演論文集，Vol.1，N o.21，pp.193-196(平成 14 年 8 月)

参考学術講演 (一般講演,

査読無し)

105

[46] 中西 良太, 長井 真一郎, 菅野 雄一郎:「電流形 push-pull 回路を用いた U P S 用 D C-D C コンバータ」, 電気学会産業応用部門大会講演論文集， Vol.3， N o.249，pp.307-310(平成14 年 8 月)[47] 伊与森 尚, 吉田正伸,長井 真一郎,平木 英治, 中岡 睦雄:「ブリッジ形共振ＡＣリンクス
ナバを用いた三相電圧形インバータと性能評価」,電気学会全国大会講演論文集，Vol.4，

4-57，pp.77-78(平成 15 年 3 月)
[48] 伊与森 尚, 長井 真一郎, 中岡 睦雄:「ブリッジ形共振ＡＣリンクスナバ方式三相電圧形
正弦波ソフトスイッチング P W M インバータと性能評価」, 電気・情報関連学会中国支部第５３回連合大会講演論文集，060518,pp176-177(平成 14 年 10 月)[49] Tarek A h m ed,K oji Soshin,Shinichiro N agai,Eiji Hiraki,M utsuo N akaoka:「 W ind Turbine Driven T hree-P hase Self-Excited Induction G enerator with Static V A R Co mpensator and Its Perfor m ance Evaluations.」,電気情報通信学会技術研究報告 Vol.102
N o.644,pp35-40(平成 15 年 2 月)
[50] Tarek A h m ed,K oji Soshin,Shinichiro N agai,Eiji Hiraki,M utsuo N akaoka:「 W ind Turbine Driven T hree-P hase Self-Excited Induction G enerator with Static V A R Co m pensator and Its Perfor m ance Evaluations.」,電気学会研究会資料

S P C-03-62 ,pp35-40(平成 15 年 2 月)

[51] Claudio Y.Inaba,小西 義弘,長井 真一郎, 中岡 睦雄:「パルス電流回生機能付パッシブ
共振スナバを用いた 2 石フライバック形 Z V S-P W M コンバータ」, 電子情報通信学会 信
学技報技術研究会 Vol.,N o.,E E2003-25,pp.1-6(平成 15 年 7 月)

[52] 長井 真一郎:「風力・太陽光ハイブリッド発電制御装置」, 新ネルギー研究開発シンポ
ジウム２００２ (主催:新エネルギー研究開発シンポジウム実行委員会ほか, 後援：経済産業省中国経済産業局ほか) セッション：「太陽・波力エネルギー分科会」(平成 14 年 9月 18 日)[53] 伊予森 尚, 長井 真一郎,吉田 正伸, 平木英治, 中岡 睦雄:「ブリッジ形共振 A C リンクス
ナバ方式三相正弦波ソフトスイッチング P W M インバータの性能評価」, 電気学会研究会資料

S P C-04-48 ,pp7-10(平成 16 年 1 月)

[54] 長 井 真 一 郎, 佐 藤 伸 二, 白 石 和 洋, 中 岡 睦 雄:「 系 統 連 系 ２ 石 補 助 共 振 D C リ
ン ク 三 相 V 結 線 イ ン バ ー タ の 開 発 」, 電 子 情 報 通 信 学 会 信 学 技 報 技 術 研 究 会

Vol103.,N o.653,E E2003-65,pp.1-4(平成 16 年 2 月)

106

関連特許

[55] 小倉 弘 毅, 西 田知 正, 長井 真一 郎, 白石 和 洋,中 岡 睦雄:「瞬 時値 時 分割 デュア
ルモー ド制御 正弦 波変調 インバ ータ」, 電子 情報 通信学 会 信学技 報技術 研究会

Vol103.,N o.653,E E2003-65,pp.81-86(平成 16 年 2 月)

関連特許[56] 長井 真一郎,森田 浩一, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングの回路と制御に関する特許)」,特開 2000-262066，特願平 11-60176(1999/3/8)[57] 佐藤 伸二, 森田 浩一,長井 真一郎:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングの回路に関する特許)」, 特開 2000-262067，特願平 11-60417(1999/3/8)[58] 佐藤 伸二, 長井 真一郎:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングの制御に関する特許)」, 特開 2000-341965，特願平 11-144269(1999/5/25)[59] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンクソフトスイッチングのクランプ回路に関する特許)」, 特開 2001‐309667，特願 2000-117899(2000/4/19)[60] 長井 真一郎,佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンク V 結線インバータに関する特許)」, 特許出願済 (平成 15 年)[61] 長井 真一郎,佐藤 伸二,中西 良太,土屋 義弘:「電力変換装置 (共振 D C リンク V 結線インバータ制御に関する特許)」,特許出願中 (平成 15 年)

参考特許[62] 佐藤 伸二, 長井 真一郎:「交流－直流変換装置 (電流型インバータのソフトスイッチン
グに関する特許)」, 特開 14-125377，特願 2000-313981(2000/10/13)[63] 佐藤 伸二, 長井 真一郎:「交流－直流変換装置 (電流型インバータのソフトスイッチン
グに関する特許)」, 特開 14-084757，特願 2000-272637(2000/9/8)[64] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「風力発電装置 (風力発電機の制御に関する特許)」, 特開 14136192，特願 2000-325562(2000/10/25)[65] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 A C リンクインバータに関する回路と制御に関する特許)」, 特許 15-250277，特願 2002-45876(2002/2/22)

参考特許

107

[66] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (共振 D C リンク変換器のアクティブクランプ
スナバ関する特許)」, 特許出願済 (平成 14 年)[67] 中西 良太,長井 真一郎:「電力変換装置 (D C-D C コンバータ関する特許)」, 特許出願済(平成 14 年)[68] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (VIE N N A 整流器のクランプ回路に関する特許)」, 特許 2003-141049(平成 15 年)[69] 中西 良太, 長井 真一郎:「電力変換装置 (R D C L 用保護回路に関する特許)」, 特許出願
中 (平成 15 年)[70] 長井 真一郎, 山口 和宏:「電力変換装置 (共振単相インバータに関する特許)」, 特許出願予定 (平成 15 年)[71] 長井 真一郎, 佐藤 伸二:「電力変換装置 (VIE N N A 整流器のパッシブ共振回路に関する特許)」, 特許出願予定 (平成 15 年)

109

謝辞
博士学位論文をまとめるにあたり著者が山口大学大学院・理工学研究科博士後期課程入学の機会を頂きしかも数年間余りの間、日々熱心な御指導かつ御鞭撻を賜りました山口大
学工学部・電気電子工学科・大学院理工学研究科・システム工学 (電気システム工学) 専攻
工学博士 中岡睦雄教授に心から感謝するとともに厚く御礼申し上げます。
また、本論文をまとめるにあたり、ご多忙中にもかかわらず有益かつ貴重な御指導・御教授を賜わりました山口大学工学部・大学院理工学研究科・工学博士 江鐘偉教授、工学博士 羽野光夫教授、工学博士 内藤裕志助教授、工学博士 浅田裕法助教授に厚く御礼申し上げます。
この研究に取り組んでいる間、多くの御指導・御助言を頂いた山口大学電気電子工学科
平木 英治助手、マイウエイ技研
発部

故奥野 敦氏、本田技研

二氏、サンケン電気

伊東 洋一氏、松下電工

宗進 耕児、神鋼電機研究開

工学博士 黒川 学氏、安川シーメンス

工学博士 吉次 淳

辻本 直治氏、河内 祥一氏、大野 哲彦氏、伊藤 茂氏、森田 浩一氏、

中村 萬太郎氏、佐藤 伸二氏、藤野 勇治氏、山口 和宏氏、中西 良太氏、土屋 義弘氏、山本 真義氏に深く感謝の意を表します。
これまで共に研究に励み、昼夜を問わず大いにディスカッションを交わした中岡研究室の小倉 弘毅君、伊与森 尚君、吉田正伸君、 Claudio Y.Inaba 君、Serguei M oisseev 君、 Tarek

A h m ed 君、Sra wouth C handhaket 君、白石 和洋君をはじめとする大学院生・卒研生の方々に感謝致します。
公私ともに著者を手助けし、著者を研究に専念させてしてくれた方々に感謝致します。
最後に３１年余りの長年にわたり著者を育て、暖かく見守って頂いた父良子に深く感謝の意を表します。

長井 正博、母