東海大学紀要情報通信学部
vol.4,No1,2011,pp.14-18
東海大学紀要情報通信学部
Vol. , No. , 2010, pp. -論文
論文

チョッパコンパレータを用いた LTPS-TFT 向け
DC-DC コンバータの出力電圧特性
水野孝彦 *1，林田和哉 *1 ，吉田正廣 *2

Output Voltage Characteristics of a DC-DC Converter
Using Chopper Comparators for LTPS-TFT
byTakahiko MIZUNO*1 ，Kazuya HAYASHIDA *1 and Masahiro YOSHIDA *2(received on March 30, 2011 & accepted on August 31, 2011)

Abstract
Recently, the market for mobile electronic devices such as smart phones and PDAs (Personal Digital Assistance) has been
growing rapidly. The LCDs (Liquid Crystal Display), which are used by the mobile electric devices, are needed more compact
size and low cost. SoG (System on Glass) technology using LTPS-TFT (Low Temperature Poly Silicon Thin Film Transistor) is
useful technology in order to meet these demands. However, dispersion in the crystallization process leads to poor uniformity.
So the some circuits using LTPS-TFT such as an analog buffer, an OP amp. are not stable operations because of large device
mismatch dependence. To overcome this problem, we propose a DC-DC converter using chopper comparators and SoG
technology. The proposed DC-DC converter has small device mismatch dependence. To verify output voltage characteristics ofthe proposed DC-DC Converter, the circuit analysis carried out by using the simulation program Smart-SPICE. As a result, themaximum deviation rate of the output voltage of the proposed circuit is reduced 27.3[%] in comparison with the conventional
one. The power efficiency of the proposed circuit is improved 8.9[%] in comparison with that of the conventional one.
Keywords: DC-DC Converter, LTPS-TFT, System on Glass, LCD
キーワード：DC-DC コンバータ，LTPS-TFT，システムオングラス，LCD

1．概要
近 年， ス マ ート フォ ン や タブ レッ ト デ バイ ス， PDA（Personal Digital Assistant）といった小型電子機器の利用が急速に進展している．そしてそれら小型電子機器の表示デバイスとして LCD（Liquid Crystal Display：液晶ディス プ レ イ ） や 有 機 EL デ ィ ス プ レ イ （ Organic ElectroLuminescence Display）が多く使用されている．
小型電子機器の高機能化と普及に伴い，LCD には高精細な画面を小型かつ低コストで実現することが求められている．こうした要求を実現するものとして，LTPS-TFT（Low-Temperature Poly-Silicon Thin Film Transistor：低温ポリシリコン薄膜トランジスタ）を用いて各種回路を実現する技術が注目を集めている．
LTPS-TFT はキャリア移動度が高く，また n チャネル
TFT と p チャネル TFT が形成できる特徴を有している．
このため，LTPS-TFT はディスプレイの画素回路向けの素子としてだけでなく，従来，外部 IC によって構成される CMOS（Complementary Metal Oxide Semiconductor）回路をベースとした周辺駆動回路や DAC（Digital to AnalogConverter），ADC（Analog to Digital Converter）などの構成素子として用いることができる．したがって，
LTPS-TFT を用いるとディスプレイの画素回路だけではなくそれを駆動する周辺回路も同一のガラス基板上に集積化することが可能なため，LCD の小型化を実現することができる．こうした技術は SoG（System on Glass：システムオングラス）技術と呼ばれている．

*1 工学研究科情報通信制御システム工学専攻修士課程*2 工学研究科情報通信制御システム工学専攻教授
Fig.1 LCD panel and driver circuits

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1 −―
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水野孝彦・林田和哉・吉田正廣

ヘッダー

3．提案回路の構成と動作原理

Fig.1 に示すように，LCD パネルを駆動するには，昇圧回路とレギュレータで構成された DC-DC コンバータから安定した高電圧をドライバ回路へ供給する必要がある．しかし，従来のアナログ動作をするシリーズレギュレータから成る DC-DC コンバータを LTPS-TFT を用いて構成すると，LTPS-TFT の素子値は製造過程で大きくばらつくため，回路の安定な動作が実現しにくい問題がある．そこで本文では，この問題を解決するために，レギュレータ部分にチョッパコンパレータを用いた
LTPS-TFT 向け DC-DC コンバータを提案する．また，Smart-SPICE シミュレーションにより，提案回路の動作特性について検討する．それにより，LTPS-TFT の素子値がばらついても，提案回路が安定な動作をすることを明らかにする．

従来の DC-DC コンバータの問題点を解決するために，チョッパコンパレータと降圧型チャージポンプ回路を用いた素子値のばらつきに強い DC-DC コンバータを提案する．Fig.3 に提案する DC-DC コンバータの回路構成を示す．提案回路は，ダブルチャージポンプ回路，レベルシフタ，出力トランジスタ，チョッパコンパレータを用いた OVCC（Output Voltage Control Circuit：出力電圧制御回路），降圧型チャージポンプ回路を用いた SCVD（Switched Capacitor Voltage Divider：SC 型分圧器）とそれを制御するクロックブースタから構成される．この回路は，VDD ，VREF ，4 相のクロック信号φ 1，φ 1，φ 2 ，φ 2 によって動作する．

2．従来回路の構成と問題点
従来のアナログ動作をする DC-DC コンバータを Fig.2に示す．この回路は，ダブルチャージポンプ回路，シリーズレギュレータで構成される．ここで，VREF は基準電圧，VBIAS はバイアス電圧，φ 1，φ 2 はクロック信号，VOUTは DC-DC コンバータの出力電圧，IOUT は負荷電流である．この回路は，ダブルチャージポンプ回路によって電源電圧 VDD を 2 倍の VDD（Fig.1 では VCH と表示）に昇圧した後，シリーズレギュレータによって VOUT をアナログ的に制御し，VREF と R1，R2 によって決まる設計電圧値にVOUT を維持する回路である．この回路の出力電圧 VOUTは次式で与えられる 1).

VOUT =

R1 + R2VREF
R2Double Charge
Pumping Circuit

φ1（1）φ1φ2VDD

VCH

Fig.3 Proposed DC-DC Converter

まず，Fig.3 に示す降圧型チャージポンプ回路の動作を説明する．1 段構成の降圧型チャージポンプ回路を Fig.4に示す．この回路は 2 つのキャパシタおよび 4 つのスイッチ T1～T4（実際には LTPS-TFT で構成する）から構成されている．ここで，Fig.3 に示すように Vi は降圧型チャージポンプ回路から OVCC へ出力される電圧，V OUT
は DC-DC コンバータの出力電圧である．また，φ A ，
φ B はクロックブースタによって生成される 2VDD の振幅を有する互いにオーバーラップしない 2 相のクロック信号であり，それらはスイッチの ON/OFF を制御している．Fig.4 より明らかなように 1 段構成の降圧型チャージポンプ回路はスイッチの動作により T1 および T4 が ONの時にはキャパシタを並列接続，T2 および T3 が ON の時にはキャパシタを直列接続することで VOUT の半分の電圧を Vi として出力する回路である．
十分な回数のスイッチングが行われた場合の定常状態

VOUT
φ2

SeriesRegulator

VREF

R1VBIASR2IOUTFig.2 Conventional DC-DC Converter

Fig.2 のシリーズレギュレータから成る DC-DC コンバータを LTPS-TFT を用いて構成すると，LTPS-TFT の素子値は製造過程で大きくばらつくため，カレントミラー回路や差動入力端子を構成するトランジスタ対の特性が一致しない．このため，安定な回路動作が実現しにくい問題がある．

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チョッパコンパレータを用いた LTPS-TFT 向け DC-DC コンバータの出力電圧特性

ヘッダー

では Vi は，

1Vi = VOUT
2インバータの飽和特性のために，Vi -VREF が正の時に VCTL
は LOW（0V）となり，Vi -VREF が負の時に VCTL は HIGH（VDD ）となる 3)．この回路を用いて DC-DC コンバータを実現する場合，この回路はリセット期間があるために出力電圧を制御しない時間ができてしまい VOUT の電圧リップルが大きくなってしまう．それを防ぐため，提案
DC-DC コンバータでは逆相で動作するチョッパコンパレータを並列に接続している．それにより，常にどちらか一方のチョッパコンパレータが比較動作を行い，VOUTを常に制御できるため VOUT の電圧リップルを低減できる．

（2）に収束する 2)．式（2）は降圧型チャージポンプ回路を 1段構成にした場合であるが，n 段構成の降圧型チャージポンプ回路の Vi は

Vi =1V(n + 1) OUT（3）となる．

Fig.6 Chopper Comparator

Fig.4 Regulate Type Charge Pumping Circuit (n=1)

また，例えば，n=4 としたときの降圧型チャージポン
プ回路は Fig.5 のようになる．

Fig.5 Regulate Type Charge Pumping Circuit (n=4)

次に，OVCC に用いるチョッパコンパレータの動作原理について述 べる．チョッ パコンパレー タの構成図を
Fig.6 に示す．チョッパコンパレータは，1 つのキャパシ
タ，3 つのスイッチ T5～T7（実際には LTPS-TFT で構成する），n-ch TFT と p-ch TFT で構成された 1 つの CMOS
インバータで構成される．この回路は，スイッチ T5 および T7 が閉じた時のリセット動作と，スイッチ T6 が閉じて，Vi -VREF が正の時には VCTL に LOW（0V）を出力し，Vi -VREF が負の時には VCTL に HIGH（VDD ）を出力する比較動作を交互に繰り返し行う回路である．チョッパコン
パレータの出力電圧 VCTL は次式で与えられる 3)．

VCTL = V INV − α (Vi − V REF )（4）

ここで，VINV はインバータの回路しきい電圧，α はインバータの利得で理想的には∞の値をとる．式（4）より，―3 ―− 16−

最後に Fig.3 の提案回路全体の動作原理を述べる．まず，クロックブースタによりφ 1，φ 2 の 2 倍の振幅を有するφ A，φ B を発生し，そのφ A，φ B によって SCVD を制御して VOUT の半分の電圧 Vi（= VOUT /2）を生成してOVCC に供給する．Vi が OVCC に供給されている基準電圧 VREF よりも小さい時，OVCC の出力 VCTL にはコンパレータの動作により HIGH（VDD ）が出力され，制御電圧VLS が GND（0V）となる．その結果，出力トランジスタが ON することで負荷容量 CO が充電され VOUT が上昇する．一方，Vi が VREF よりも大きい時，VCTL には LOW（0V）が出力され，VLS が HIGH（VDD ）となる．その結果，出力トランジスタが OFF することで CO が放電するためにVOUT が低下する．この動作を繰り返すことによって VOUTは設計電圧で保持される．
Fig.3 および式（3）より，Vi =VREF でチョッパコンパレータが ON/OFF を繰り返すので，提案 DC-DC コンバータの VOUT は

VOUT = (n + 1)V REF（5）で与えられる．式（5）より，n と VREF を変化することによって，VOUT を所望の電圧（設計電圧）に設定できる．

4．シミュレーション結果
提案 DC-DC コンバータの出力電圧特性を回路シミュ
レーションソフト Smart-SPICE により検討した．回路の動 作 条 件 を Table 1 ， シ ミ ュ レ ー シ ョ ン に 用 い た
LTPS-TFT のデバイスパラメータを Table 2 にそれぞれ示す．水野孝彦・林田和哉・吉田正廣

ヘッダー

Table 1 Simulation Conditions

Power Supply Voltage VDD
Load Current IOUT

10～100[uA]

Clock Frequency f

1[MHz]

Output Voltage VOUT+8[V]Number of Stages n

1Reference Voltage VREF

+4[V]Output Voltage Deviation Rate

<3[％]

Temperature+25[℃]Power Efficiency η [%]+5 [V]IOUT [uA]Fig.8 Power Efficiency

Table 2 Device Parametern-ch TFT

p-ch TFT

Unit

Threshold
Voltage VTH

1.35±40%-1.60±30%

V

ChannelWidth W

4~100

4~100um

ChannelLength L

7.5

5.5um

Gate Oxide
Thickness TOX720720Å

Mobilityµ0

214±30%104±20%cm2/V

IOUT に対する電力効率 η を Fig.8 に示す．IOUT =100[uA]の時，提案回路の電力効率は 70.1[%]，従来回路の電力効率は 61.2[%]であり，従来回路に比べて提案回路の電力効率は 8.9[％]向上していることがわかる．これは，提案回路が設定電圧値を定めるのに分圧抵抗を用いていないた
め，分圧抵抗が消費する電力を抑えることができたためである．

（a）Conventional Circuit

Fig.7 Load Regulation Characteristics

負荷電流 IOUT に対する出力電圧 VOUT の特性を Fig.7 に示す．IOUT の変動に対して，提案回路の VOUT は 8.02～8.07[V]，従来回路の V OUT は 7.99～8.02[V]であり，どちらの回路も設計電圧である 8[V]を出力していることがわ
かる．

（b）Proposed CircuitFig. 9 Output Voltage Characteristics

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チョッパコンパレータを用いた LTPS-TFT 向け DC-DC コンバータの出力電圧特性

ヘッダー

次に，素子値のばらつきに対する回路の動作特性を検討するためにモンテカルロ法によるシミュレーションを行った．IOUT =100[uA]とし，各シミュレーションは 100回行った．Fig.9 にモンテカルロシミュレーションによる出力電圧特性を示す．Fig.9（a）より，従来回路の VOUT
は設計電圧 8[V]に対して 5.7[V]～9.3[V]と素子値のばらつきの影響を大きく受け，VOUT の最大ばらつき（率）が2300[mV]（28.8％）であった．それと比較して，Fig.9（b）に示すように提案回路の VOUT は設計電圧 8[V]に対して7.97[V]～8.12[V]と素子値のばらつきの影響が低く抑えられている．この場合の VOUT の最大ばらつき（率）は120[mV]（1.5％）と，従来回路に比べて素子値のばらつきに対する出力電圧のばらつきは 27.3[%]低減している．
以上 の 解 析 結 果を ま と め た もの を Table.3 に 示す．
Table.3 より，提案回路は従来回路に比べて動作特性が大幅に改善していることがわかる．

トランジスタが理想スイッチとして動作すると仮定した．
しかし，実際にはトランジスタのチャネル電荷の分配やクロックのフィードスルー等の問題が考えられる．今後はこれらの問題が提案回路の動作特性にどのような影響を及ぼすかについて，式（2）の適用限界も含めて検討する必要がある．今後はこれらについて研究を進めると共に，ガラス基板上に提案回路を試作し、実チップで動作特性の検討を行う予定である．

謝辞
本研究を進めるにあたり，多くの御鞭撻を頂いた鈴木八十二氏に深く感謝いたします．

参考文献
1）鈴木八十二，“LTPS-TFT技術を用いたSOG/SOF用新しい高速

Table 3 Performance Comparison

論理回路と電力供給システム”，薄膜材料デバイス研究会第3回研究集会，pp.18-21，2006年11月

Conventional

2）Y. Nonaka, H. Tsuchi, H. Haga, H. Asada, H. Hayama, N. Takada,

Proposed

K. Sera, and H. Uchida, "A DC-DC converter circuit integrated

Output Voltage
VOUT [V]Output Voltage
Deviation [mV]
Output Voltage
Deviation Rate [%]Power Efficiency
η [%]into a Poly-Si TFT LCD containing a 6-bit DAC," Society for

5.7～9.3

Information Display 2003, No.51.1, pp.1392-1395, May 2003

7.97～8.12

3）廣瀬哲也，浅井哲也，雨宮好仁，"サブスレッショルドMOS LSIのためのスイッチトキャパシタ型DC-DCコンバータ"，第19回

2300

回路とシステム軽井沢ワークショップ，No.Ba2-2，pp.405-410，

120

2006年4月4）辻川琢也，廣瀬哲也，大崎勇士，黒木修隆，沼昌宏，“デュ28.8ーティ制御回路を用いたスイッチトキャパシタ型DC-DCコン1.5バータ”，2010年電子情報通信学会総合大会，C-12-64，pp.141，
2010年3月

61.25）H. Sakai, K. Oikawa, T. Saito, “INVERTER CIRCUIT AND

70.1

CHOPPER TYPE COMPARATOR CRICUIT USING THE
SAME” United States Patent, 5036223, July 1991

5．まとめ
チョッパコンパレータと SoG 技術を用いた DC-DC コンバータを提案した．また，提案 DC-DC コンバータが設計通 り に 動 作 す る こ と を 回 路 シ ミ ュ レ ー シ ョ ン ソフ ト
Smart-SPICE を用いて検証した．その結果，提案回路は，従来回路に比べ出力電圧ばらつき率が 27.3[%]低減することを明らかにした．また，提案回路の電力効率は従来の回路よりも 8.9[%]向上することを示した．提案 DC-DCコンバータでも素子値のばらつきの影響を完全に除去できなかった原因は，トランジスタの特性ばらつきによりレベルシフタの回路しきい値がばらつき，その結果 VLSがばらつくことと，出力トランジスタのオン抵抗がばらつくために，負荷容量 CO の電荷の充放電速度がばらつくためであると考えられる．
本文では，回路シミュレータを用いた回路解析により出力電圧特性や電力効率において，提案回路が従来回路に比べて優れた動作特性を有していることを明らかにした．しかしながら，ノイズ耐性やレイアウト設計による面積比較などの検討を行っていない．また，本研究では―
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