プロローグ
高耐圧と高速性を両立させた新しい
スーパージャンクション MOSFET

PrestoMOS の特徴とラインナップ
ローム株式会社“PrestoMOS（ プレスト注 1・モス）” は，スーパージャンクション MOSFET（SuperJunction MOSFET）の
高耐圧，低オン抵抗，低容量特性に加えて，内蔵しているダイオード（ボディ・ダイオード）の逆回復時間

trr が速い製品です（図 1）．
通常のスーパージャンクション MOSFET は，構造的にボディ・ダイオードの t rr が遅く，MOSFET としての性能が高くても使用できない回路やセットが多数ありました．
例として，● インバータ照明
注 1：Presto：「きわめて速く」を表すイタリア語由来の音楽用語

図 1 ロームのウェブ・サイトの「新商品情報」で紹介されている “PrestoMOS”
http://www.rohm.co.jp/ad/hvmos2/



プロローグ PrestoMOS の特徴とラインナップ●

インバータ家電のモータ・ドライバ●

太陽光発電パワー・コンディショナ●

EV/HEV のインバータ

液晶テレビなどがあげられます．
上記の回路にスーパージャンクション MOSFET を使用し，機器の省エネルギー化に貢献するという点が，ロームにおける製品コンセプトとなっています．
PrestoMOS の製品ラインナップを表 1 に，パッケージの外観を写真 1 に示します．
現在，ロームでは需要に応じたドレイン電流 / パッ
ケージ展開や，基本性能を向上した第 2 世代のプロセス開発に取り組んでいます．
●

特集

表1

PrestoMOS の製品ラインナップ（ローム）
VDSS［V］

R5011FNX

500

ID［A］

RDS（on）［Ω］typ

Q［nC］
typ
g

trr［ns］typ

9

0.65

18

78

11

0.4

30

85

R5016FNX

16

0.25

46

100

パッケージ
TO220FM

R6008FNJ

8

0.73

20

67

LPTS

R6008FNX

8

0.73

20

67

TO220FM

R6012FNJ

12

0.39

35

75

LPTS

R6012FNX

12

0.39

35

75

15

0.27

42

90

20

0.19

65

105

R6015FNX
R6020FNX

600

TO220FMR6025FNZ

25

0.14

85

120

R6025FNZ1

25

0.14

85

120

TO-247

R6046FNZ

46

0.075

150

145

TO-3PF

R6046FNZ1

46

0.075

150

145

TO-247（a）LPTS

写真 1（b）TO220FM（c）TO3PF

高速＆高耐圧！ パワーＭＯＳＦＥＴの活用法

形 名
R5009FNX

TO-3PF（d）TO247

表 1 の「パッケージ」の外観

従来のスーパージャンクション
MOSFETでの問題点…ボディ・ダイオード
プレーナ型 MOSFET に対して，低オン抵抗，高速
スイッチングが可能なスーパージャンクション MOS
FET が各メーカから商品化されています．
スーパージャンクション MOSFET は，プレーナ型
MOSFETよりFET部は高性能なため，
IGBT（Insulated
Gate Bipolar Transistor）に対して，低電流域の効率，
高速性能，部品点数の削減（外付けファスト・リカバ
リ・ダイオードの削除）といったメリットについては，
プレーナ型 MOSFET より顕著になります．
こういったメリットがありながら，これまでインバータにスーパージャンクション MOSFET は使用されませんでした．その理由は，スーパージャンクション
MOSFET におけるボディ・ダイオードの t rr 特性が悪いということです．
インバータ回路においてボディ・ダイオードの t rr
は重要視されており，上記のデメリットのためにインバータ市場へのスーパージャンクション MOSFET 適
用は見送られてきました．

PrestoMOS のメリット
PrestoMOS は，ロームの固有技術により，スーパージャンクション MOSFET でありながらボディ・ダ
イオードのt rr が高速化されています．
このため，インバータ回路における短絡問題をクリアしつつ高効率化に貢献できます．特に，出力電力が比較的小さく，スイッチング周波数が高い冷蔵庫向け
や，一定の定格電力以下のエアコンに対しては市場実績も積まれ始めています．
インバータ家電のモータは定常状態で使用する場合，デバイスには低い電流（1 〜 2 A 程度）しか流れず，日本で法令化された省エネルギー基準においても，この点がセットの省エネルギー指標として重視されつつあり，セットを購入する顧客視点からみてもスーパージャンクション MOSFET の優位性はあがっています．
IGBT と比較して，順方向スイッチング特性や，t rrのdi r /dt が高速化されているため，デバイスの配置（回路インダクタンスの低減），ゲート・ドライブ回路の最適化などの調整が必要ですが，PrestoMOS は省エ
ネルギー機運の高まる市場ニーズに合ったデバイスと言えるでしょう．

PrestoMOS のメリット第1章
ボディ・ダイオード特性を向上させた
スーパージャンクション MOSFET が登場

MOSFET のボディ・ダイオードの
重要性
森田 浩一
Morita Kouichi

パワー・エレクトロニクスで使われる半導体素子は，パワー回路の一部を ON/OFF することによって電力をコントロールする重要な役割を担っています．そして，スイッチング素子にはいくつかの種類があり，ス
ピードの速いもの遅いものによって，各用途に応じた
使いかたがされています．
一般的にはスイッチング周波数を高くしたほうが小型化できるため，できるだけ高周波にして小型の機器を作ろうとします．しかし，スイッチング素子のター
ン・オン / ターン・オフのスピードは理想的ではなく，ns からμs オーダの遅延をもっています．
このターン・オン / ターン・オフのスピード（スイ
ッチング・スピード）によってスイッチング・ロスが発生するため，周波数を上げすぎるとスイッチング・
ロスが増えて効率が悪くなり，発熱して信頼性が悪くなったりします．

スイッチング素子の選択
スイッチング素子はパワーを扱うところを ON/
OFF するので，まず最初に OFF 時の耐圧があることと，ON 時に電流が流せることが必要です．特にスイッチを OFF したときはサージ電圧が出やすく，予期しない高圧のサージ電圧が発生します．それでもスイッチング素子の耐圧を越さないようにすることが必要です．
そして，スイッチが ON したときの抵抗（オン抵抗）は 0 Ωが理想ですが，現実にはオン抵抗があるので，そのオン抵抗でオーム損が発生し，温度が上昇します．
次に，スイッチが ON から OFF へ，OFF から ONへ移る瞬間ですが，まったくの瞬時に移るわけではな
く，非常に短いけれど有限の時間で移ります．そして，
その移動の時間のなかでは，あたかもスイッチの端子間に抵抗があり，その抵抗の抵抗値が変化していくよ
うに変化します．
このとき，スイッチング素子には電圧もかかっていて電流が流れることになり，その電圧と電流を乗算したロスを発生します．これをスイッチング・ロスと言

第1章

MOSFET のボディ・ダイオードの重要性

います．
一般的な DC-DC コンバータで，トランスで絶縁されたスイッチング・コンバータの MOSFET の電圧と電流のスイッチング波形を図 1 に示します．電圧と電流が同時に変化しています．そして，この電流と電圧を乗じた波形がロス波形となります．
スイッチング・ロスP 1 は，スイッチング周波数を fとすると，次式で表されます．
1
P 1 ＝ （Vpf Ipf tf ＋Vpr Ipr tr ）f
6
そして，ターン・オン / オフのスピードが速ければ速いほど発生ロスを小さくでき，その回数が少なければ少ないほど（周波数が低ければ低いほど）スイッチン
グ・ロスは小さくできます．スイッチ全体のロスのうち，このスイッチング・ロスの比率がかなりを占める
ので，スイッチング素子の使用周波数を十分に考慮して，使用するスイッチング素子の種類を選択する必要があります．
一般家庭で使われる家電機器でのスイッチング素子のおもなものは MOSFETとIGBT です．そこで，MOS
FET と IGBT の違いを理解する必要があります．
● MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor）
MOSFET は，電界効果トランジスタ（Field-EffectTransistor；FET）の 一 種 で，N 型 MOSFET と P 型
MOSFET があります．回路記号を図 2 に示します．

ゲート・
ドライブ
電流

Vpf

Ipf

Vpr

Ipr

電圧

ロス

tf
期間

図1

1

tr
2

スイッチング素子のスイッチング・ロス

3

4

MOSFET と同じく，電圧駆動でドライブできます．

型 MOSFET で述べます．

等価回路を見ると，PNP トランジスタを MOSFET でMOSFET はドレイン（drain；D），ソース（source；S），ゲート（gate；G）といった 3 本の電極からなり，
ゲート - ソース間にプラスの電圧を印加すると，一定電圧（閾 値電圧）以上でドレイン（D）からソース（S）に駆動したものです．

ドレイン電流が流れます．
MOSFET の出力特性は図 3 のようになり，ゲート ソース間電圧 V GS として閾値電圧以上を印加すれば，ドレイン - ソース間電圧が 0 V から線形にドレイン電流が流れはじめます．ゲート信号を高くすると ON の
電圧も多少下がってきます．また，多数キャリア・デ
バイスであるため，高速スイッチングが可能です．
MOSFET の特徴をあげると，次のようになります．
（1）電圧駆動型デバイスである（2）多数キャリア・デバイスなのでスイッチング・ス
ピードが速い（3）ドレイン電流はドレイン - ソース間電圧が 0 V から流れる（4）大電流時のオン抵抗がトランジスタや IGBT に比べて大きい（5）ソース - ドレイン間にボディ・ダイオードが内蔵されている● IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）
絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタともいい，

特性は図 5 のようになります．構造は縦型 MOSFETのドレイン N 型層に正孔注入用の P 型層を加えた構造をしており，トランジスタやサイリスタと同じ伝導度
変調特性をもつため，同じチップ面積でも MOSFET
より多くの電流が流せます．このため，MOSFET に比べて高耐圧で，大電流の低周波負荷を制御できます．
しかし，ON したときに図 4（b）の等価回路の PNP
トランジスタのベース電圧が残るため，ON したときの電圧が 1 V 近く残ってしまうので低圧を扱うには不適です．
端子の名称はエミッタ（emitter；E），ゲート（gate；G），コレクタ（collector；C）と呼ばれています．寄生サイリスタを内蔵しているので，アプリケーションに
よってはラッチアップ対策が必要になります．
IGBT の特徴を下記に示します．
（1）電圧駆動型デバイスである（2）低電流域では 0.7 〜 1.5 V 程度のドロップ電圧が出る（3）大電流域では伝導度変調によりオン電圧が低い（4）ターン・オフしたあとにテール電流が流れるため
ロスが多い
＊
＊
IGBT のスイッチング電流と MOSFET のスイッチ

D

D
G

G

G
E

（b）P型MOSFET

16

100
ソース接地
TE ＝25℃
パルス測定

5V
12
4.75V
8
4
0
0

図4

4.5V

VGS ＝4V

コレクタ電流 IC［A］

ドレイン電流 ID［A］

10V 6V−5.25VIGBT の回路記号と等価回路

エミッタ接地 20V
TC ＝25℃

10V

8V

80
15V
60

7V

40

VGE ＝6V

20
0
0

10
20
30
40
50
ドレイン-ソース間電圧VDS［V］

図 3 MOSFET のID -VDS 特性の例
（2SK1170，
400 V/20 A）

E（b）等価回路（a）回路記号

図 2 MOSFET の回路記号（エンハンス
メント型）
20

G

S

S
（a）N型MOSFET

C

C

図5

1
2
3
4
5
コレクタ-エミッタ間電圧VCE［V］

IGBT のI C -V CE 特性（GT30J121）

スイッチング素子の選択



高速＆高耐圧！ パワーＭＯＳＦＥＴの活用法

図 4 に回路記号と内部等価回路を示します．IGBT はく，オン抵抗が小さい N 型 MOSFET なので，以下 N

特集

パワー・スイッチとして使われているのはコストが安パワー・エレクトロニクス回路で半導体素子に求められる特性
田本 貞治
Tamoto Sadaharu

この章では，パワー・エレクトロニクス回路で使用するスイッチング素子の特性について探っていきます．
まず始めに，実際のパワー・エレクトロニクス回路にはどのような回路が使われるか見ていきましょう．
そして，実際に回路を組み立てて動作させてみます．
実験で得られた特性から，パワー・エレクトロニクス
回路に必要なスイッチング素子の特性について考えることにします．

（4）直流を交流に変換するなどの回路が考えられます．
まず，これらの回路のなかから動作がわかりやすい（1）の電圧を下げる回路と，（2）の電圧を上げる回路に着目して，具体的な回路と動作原理を見ていきます．

代表的な役割は電力変換を接続し，その後に直列にスイッチング・トランジス
タ Tr，並列にダイオード D を接続します．さらに，直列にチョーク・コイル L と並列にコンデンサ C 2 を接続した回路構成となっています．
図 2 の動作原理のように，トランジスタ Tr を ON/
OFF することによって，入力電圧より低い電圧に変換できます．スイッチング周期を T S ，トランジスタ● 電圧を下げる降圧コンバータ
電圧を下げる回路としては，図 1 の降圧コンバータが使用されます．この回路は，入力にコンデンサ C 1

パワー・エレクトロニクス回路の代表的な役割は電力変換と言えるでしょう．電力変換としては，（1）電圧を下げる（2）電圧を上げる（3）交流を直流に変換するの ON 時間を t ON とすると，出力電圧は t ON /T S の比で
Iq

Iin
入力電源

Vin

Ic 1

L

ID

C1

D

Tr

降圧コンバータ

決まります．トランジスタの ON 時間 t ON は，ゼロかIout

らスイッチング周期 T S 間の時間が適用できるので，

iL Ic
R
Vout
C2
（負荷）

出力電圧は 0 V から入力電圧までの電圧に変換することができます．

IL

降圧コンバータは入力コンデンサC 1 ，トランジスタTr，
ダイオードD，チョーク・コイル L ，出力コンデンサC 2の5点の部品で構成する

図1● 電圧を上げる昇圧コンバータ
電圧を上げる回路には，図 3 の昇圧コンバータが使

降圧コンバータの基本回路
ΔIL：リプル電流
ΔVout：リプル電圧

トランジスタ
電圧（S-GND）

tON
ΔIL

トランジスタ
電流 iq
並列ダイオード
電流 iD

ΔIL
ΔIL

チョーク・
コイル電流 iL
出力電圧
（コンデンサ
電圧）

IL＝ Iout
IL＝ Iout
IL＝ Iout

ΔVout

Vout

Ds Ts

Ds ′
Ts

Vin

TS

Vin

tOFF
Vin

tON
＝Vout
TS

tON
＝DS
TS

DS ：トランジスタONの時比率

Vout Vout ＝DS Vin
降圧コンバータは入力電圧Vin を時比率
DS で制御する電源ということができる．
DS はパルス幅に相当する．出力電圧はパルス幅で決まる（b）動作原理（a）動作波形

図2

降圧コンバータの動作原理

代表的な役割は電力変換

高速＆高耐圧！ パワーＭＯＳＦＥＴの活用法

降圧 / 昇圧コンバータのスイッチング素子
を例にして

特集

第2章

ロすなわちt ON を無限大にすることはできず，有限な値になるため，出力電圧も有限な値に収まります．

昇圧コンバータ

Iin

L

IL

ID
Iq

Ic 1

入力電源

C1

Vin

Tr

D

Iout
Ic

C2

Vout

R

降圧コンバータを製作して動作させてみる（負荷）

昇圧コンバータは入力コンデンサC 1 ，チョーク・コイル L ，
トランジスタTr，ダイオードD，出力コンデンサC 2 の5点の部品で構成する

図3

図 1 の降圧コンバータを実際に製作して動作させてみることにします．パワー・エレクトロニクス回路ですから，あまり低い電圧で動作させても役に立ちません．そこで，比較的高い電圧を降圧させる回路とします．

昇圧コンバータの基本回路用されます．この回路は，入力側にコンデンサ C 1 を接続し，その後に直列にチョーク・コイルL ，並列にトランジスタ Tr を接続します．さらに，直列にダイ
オード D と並列にコンデンサ C 2 が接続された回路と● コンバータの仕様を決めて以降のためにきちんと回路設計する
表 1 にこのコンバータの概略仕様を示します．
このコンバータでは，入力電圧を DC 180 V としています．この電圧は，AC 100 V の商用電圧を，PFC（力率改善回路）を使用して昇圧した電圧に相当します．
出力電圧は DC 48 V として，バッテリの充電などのいろいろな用途に使える電圧とします．
出力電流は，本稿で使用する MOSFET に適した
2.5 A に設定してあります．この仕様を適用したコンバータの回路図を図 5 に示します．
以 降 の 章 で は， こ の コ ン バ ー タ を ベ ー ス に し て
MOSFET の使いかたを解説していきます．そのため，回路の設計値が必要になる場合がいろいろと出てきます．そこで，回路定数の設計値の概要を表 2 に示しておきます．

なっています．
図 4 の動作原理のようにトランジスタを ON/OFF
することによって，入力電圧より高い電圧を出力することができます．スイッチング周期を T S ，トランジ
スタの OFF 時間を t OFF とすると，出力電圧は t OFF /TS の比で決まります．したがって，トランジスタのOFF 時間t OFF はゼロからT S までの時間が適用できる
ので，出力電圧は入力電圧から無限大の電圧まで出力できることになります．
しかし，実際には OFF 時間をゼロにすることは，
トランジスタがスイッチングせず ON したままになることを意味しますので，チョーク・コイルが飽和して過電流が流れて出力できないどころか，トランジスタ
を過電流で壊してしまいます．したがって，t OFF はゼ
ΔIL：リプル電流
ΔVout：リプル電圧
トランジスタ
電圧（D-GND）

tOFF
Vout

IL＝ IinΔIL

トランジスタ
電流 iq

ΔIL

Vout ＝Vin

IL＝ Iin

直列ダイオード
電流 iD
出力電圧（コンデンサ
電圧）

tON

ΔIL

チョーク・
コイル電流 iL

Vin tON ＝ (Vout −Vin ) tOFF
Vin (tON ＋tOFF )＝Vout tOFF

TS

Vin

tON ＋tOFF ＝TS
tOFF
tOFF
＝
tON ＋tOFF
TS

IL＝ IinDS ′：トランジスタOFFの時比率
Vout（b）動作原理

Ds ′Ts（a）動作波形

図4

昇圧コンバータの動作原理
表1



第2章

Vin
Vin
＝
tOFF
DS ′
tON ＋tOFF

DS ′
＝

ΔVout

Ds Ts

tON ＋tOFF
Vin ＝
tOFF

降圧コンバータの仕様

No.

項 目

仕 様

備 考

1

定格入力電圧DC 180 V

AC 100 V の整流電圧を想定

2

入力電圧変動範囲

3定格出力電圧4定格出力電流2.5 A

5定格出力電力

120 W

−

6

スイッチング周波数

100 kHzMOSFET で可能な周波数

DC 160 V 〜 DC 200 V
DC 48 V−
よく使われる電圧に設定−

パワー・エレクトロニクス回路で半導体素子に求められる特性

同期整流回路とスイッチング・
トランジスタの要求事項
田本 貞治
Tamoto Sadaharu

第 2 章で説明した降圧コンバータや昇圧コンバータの変換効率が改善できる回路として，ダイオードの代
わりに MOSFET を使用する同期整流コンバータがよく知られています．
この章では，同期整流コンバータの動作原理を解説し，このコンバータに要求される MOSFET の内蔵ダイオードの特性を探っていきます．また，トランジス
タとダイオードを使用した降圧コンバータとトランジ
スタを 2 個使用した同期整流コンバータでは異なったふるまいがあることを説明し，同期整流コンバータの理解を深めます．

同期整流コンバータにはどのような
MOSFET を採用すればよいか
ここでは，変換効率が良好と言われる同期整流型コンバータにどのような MOSFET を使用すれば高効率コンバータが実現できるか，異なるトランジスタを使用しながら順を追って実験で確かめていきます．そのなかで，どのような MOSFET を採用すればよいかを
表1
No.

同期整流コンバータに使用するトランジスタの特性
記号

単位 2SK2640 R5009FNX

1

ドレイン-ソース
間電圧

項

目

VDSS

V

500

500

2

ゲート-ソース間
電圧

VGSS

V

± 30

± 30

3

ドレイン電流

ID

A

± 10

±9

4

ドレイン電流（パルス） I D（pulse）

A

± 40

± 36

5

許容損失

6

ゲート閾値電圧

見ていきます．
● 同期整流型コンバータの実験を行うまえに…トランジスタを変更した降圧コンバータの実験
第 2 章では，図 （5 p.13）に示す降圧コンバータを適用し，最初に特性の良くないトランジスタを使用して実験を行いました．ここでは，もう少し高速に動作す
るトランジスタを使用して実験を行います．
ここで使用するトランジスタは 2SK2640（富士電機）
で，その特性を表 1 に，第 2 章で使用した R5009FNXと比較して示します．なお，降圧コンバータの仕様は第 2 章の表 1 と同じとします．また，トランジスタを除く使用部品も第 2 章の表 3 と同じとして，同じ入出力条件で動作させてコンバータの特性を比較します．
2SK2640 を使用した降圧コンバータの動作実験結果
を表 2 に示します．第 2 章の表 5 の R5009FNX を使用した実験と比較すると，変換効率はやや悪いですが，同じような結果が得られました．当然ですが，トラン
ジスタのスイッチング特性がおおむね同じなので，同じような結果になったわけです．
この実験におけるトランジスタのドレイン - ソース
間電圧とドレイン電流の波形を図 1 に示します．図 1（a）が測定回路です．トランジスタが ON のときの拡大波形を図 1（c）に，トランジスタが OFF のときの拡大波形を図 1（d）に示します．
高速動作できるMOSFETを使用したのでスイッチン
グ特性は良好ですが，第 2 章で実験した R5009FNX と比較するとターン・オン時間とターン・オフ時間は少し大きいので，そのぶん変換効率も悪くなっています．

PD

W

50

50

VGS（th）

V

4.0

3.0

7

ドレイン - ソース間RDS（ON） Ω
オン抵抗

0.73

0.65

8

入力容量

Ciss

pF

950

630

9

出力容量

Coss

pF

180

400

10

帰還容量

Crss

pF

80

25

2

入力電流 ADC

0.7310−11

ターン・オン遅延時間td（ON）

ns

25

24

3

入力電力

W

131.65

−

12

上昇時間

tr

ns

70

20

4

出力電圧 VDC

48.15

−

13

ターン・オフ遅延td（OFF）
時間

5

出力電流 ADC

2.51

抵抗負荷

6

出力電力

W

120.86

−

14

降下時間

7

変換効率

％

91.8

−

tf

ns

70

50

ns

45

40

表2

入出力特性の測定結果

No.

項

1

入力電圧 VDC

目

単位 測定値
180.1

備

考

−

同期整流コンバータにはどのような MOSFET を採用すればよいか

高速＆高耐圧！ パワーＭＯＳＦＥＴの活用法

パワー・エレクトロニクス回路の変換効率を改善させる

特集

第3章

10μs

ドレイン-ソース間電圧＋

Tr1のドレインソース間
電圧

ドレイン電流

−

180V

CH1

Tr
2SK2640
入力
DC C 1180V

スイッチング周波数
100kHz

ドレイン
電流 CH4L＋

700μH 2.5A
D
YG971S6R

C2

出力220μ DC48V
250V 2.5A

2SK2640はR5009FNXとおおむね同じ特性なのでスイッチン
グ波形もR5009FNXと変わらない−（a）測定回路

180V

0.5A ピーク
電流
2.5A 2.75A（b）トランジスタのドレイン-ソース間電圧とドレイン電流波形

220V

6.5A
CH4
CH1

CH4
CH1

70ns

50ns

前章の図11（b）と比較して，R5009FNXよりターン・オン時間が長い．しかし，サージ電流のピーク値は小さい．その結果ター
ン・オン損失はR5009FNXとあまり変わらない

前章の図12（b）と比較して，ターン・オフ時間はR5009FNXより長い．そのぶん損失が増加している（d）（b）におけるトランジスタOFF時の拡大波形（50ns/div）（c）（b）におけるトランジスタON時の拡大波形（50ns/div）

図1

トランジスタのドレイン - ソース間電圧とドレイン電流波形（ch1：50 V/div，ch4：2 A/div，2.5 μs/div）
＋

入力
DC
180V

C1
470μ
250V

R1

ハイ・
サイド
駆動電源
DC15V

CN1
CN4

駆動信号

CN2

ロー・
サイド
駆動電源
DC15V

24Ω

R2

＋

100k

700μH
2.5A

R4

220μ
250V

Tr2

100k
（a）回路

Tr1，Tr2：2SK2640

Tr2
駆動信号

デッド・タイム：100ns−（b）デッド・タイム

同期整流型コンバータの回路● 降圧コンバータを同期整流コンバータに変更する（その 1）
それでは，ここから降圧コンバータを同期整流型に変更して実験を行います．なお，同期整流コンバータに使用するトランジスタは，前の実験と同じ 2SK2640とします．同期整流コンバータの回路図を図 2 に示します．これは，前章の図 1（p.11）に示した回路のダイ
オードDをMOSFET（2SK2640）に置き換えたものです．
MOSFET はゲートに電圧を加えるとドレイン - ソース間の抵抗が減少して電流が流れやすくなり，ゲートに印加した電圧を取り去るとドレイン - ソース間の抵



出力
DC48V
25A
120W

C2

24Ω

CN5
CN3

Tr1
駆動信号

L

R3

−

図2

Tr1

第3章

抗が増加して電流を遮断します．ゲートに電圧を加えたときのドレイン - ソース間の抵抗がR DS（ON）ということになります．したがって，R DS（ON）が小さければ電力損失も小さくでき，変換効率が改善されます．
降圧コンバータは第 2 章の図 2 の原理で動作します．
トランジスタが ON すると，入力電源からトランジス
タ Tr，チョーク・コイル L を介して負荷に電流を流します．トランジスタが OFF すると，チョーク・コ
イルは電流を流し続けようとするため，ダイオードが導通して，ダイオード D，チョーク・コイル，負荷の経路で電流を循環させて電流を流し続けます．ここで，同期整流回路とスイッチング・トランジスタの要求事項

付属デバイス活用企画
DC200Vを 50Hz/60Hz の AC100Vに変換する

PWM01 と R5009FNX によるインバータ回路の設計
荒木 邦彌
Araki Kuniya

本誌付属の D 級アンプ用制御 IC “PWM01” と，逆回復時間（t rr ）が速い MOSFET “R5009FNX” を採用したインバータを紹介します．
本稿で紹介するのは，図 1 に示すように，バッテリをエネルギー源にして，AC 100 V，50 Hz/60 Hz の商用電源を供給するシステムの DC-AC インバータ部分
です．12 〜 48 V のバッテリの電圧は，絶縁型の DC-DC
コンバータで DC 200 V に変換され，インバータに供給 さ れ ま す． イ ン バ ー タ で は， そ の DC 200 V を
50 Hz/60 Hz，AC 100 V に変換します．
本インバータの主要定格と特長を以下に記します．
定格出力：200 VA
出力波形：正弦波
定格出力電圧電流：AC 100 V，2 A
出力周波数：50 Hz または 60 Hz
負荷力率許容範囲：0 〜 ±1
過電流保護：定格出力電流の 1.3 倍で定電流に移行．自動復帰電力変換方式：三角波比較 3 値 PWM 型フル・ブ

12V DC-DC
DC-AC〜 コンバータ DC 200V
インバータ
48V （絶縁型）

図1

AC 100V，
2A
50Hz/60Hz

バッテリから商用電源を供給する DC-AC インバータ

リッジ方式
スイッチング周波数：約 100 kHz

回路構成と使用部品● D 級パワー・アンプと OSC を組み合わせたインバータ
D 級アンプ用制御 IC PWM01 は，工業用スイッチ
ング・パワー・アンプ用に開発されたパルス幅変調（Pulse Width Modulation；PWM）フル・ブリッジ方式の制御用アナログ IC です（詳細は本稿の Appendix
を参照）．
図 2 が イ ン バ ー タ の ブ ロ ッ ク 図 で す．OSC は
50 Hz/60 Hz の 発 振 器 で す． そ の 出 力 を PWM01 とMOSFET で構成したフル・ブリッジの電力変換器からなる D 級パワー・アンプで 200 VA まで増幅します．
D 級パワー・アンプには 3 個のフィードバック・ループがあります．内側から，電流状態フィードバック（以下：ISFB），電圧状態フィードバック（VSFB）とPI（比例・積分）制御ループ（PICL）
です．
ISFB は，L 1，L 2，C から構成するローパス・フィ
ルタのインダクタ電流を CT で検出してフィードバッ
クします．VSFB と PICL は，出力端子を差動アンプ（Diff Amp）でセンシングしてフィードバックします．
これらの 3 ループの働きで，広範囲の負荷変動に対する安定な出力状態と安定な過電流保護を実現していDiﬀ AmpPI 制御ループ 電圧状態フィードバック
電流状態フィードバック
CT
OSC
50Hz
60Hz

PI
制御

電圧
状態制御

電流
状態制御

PWM
変調器
3値
三角波

フル・
ブリッジ
電力変換器

L1
C

AV100V
50Hz
60Hz

L2
過電流
制御

DC 200V
PWM01

図2

PWM フル・ブリッジの D 級パワー・アンプと OSC を組み合わせたインバータ

回路構成と使用部品

ます．力率 0 〜 1.0 の範囲の LCR 負荷に対して 100 ％の第一に挙げています（R5009FNX の詳細は特集第 1（200 VA）のパワーを出力できます．

章を参照）．
ここで，R5009FNX の t rr 特性を SPICE でシミュレーションしてみましょう．R5009FNX の SPICE モデ

過電流保護は定格電流出力の約 1.3 倍から定電流出力に移行し，出力短絡状態でも定電流状態を維持します．負荷電流が定格値内に戻れば，スムーズに定電圧
出力状態に復帰します．定電圧→定電流→定電圧への移行はスムーズで，過電圧，過電流の発生はほとんどありません．
● MOSFET の逆回復時間が変換効率を左右する
電力変換器の主回路は，MOSFET R5009FNX を 4個使ったフル・ブリッジ構成です．MOSFET の D 級
パワー・アンプでの課題の一つに MOSFET 内部（寄生）ダイオードの逆回復時間（t rr ；reverse recovery
time）があります．
フル・ブリッジ，ハーフ・ブリッジを問わず，DCを AC に変換するインバータには，ローパス・フィル
タのインダクタンス電流と負荷からの回生電流を電源に環流するための逆導通ダイオード（フライホイー
ル・ダイオードとも言う）が必要です．MOSFET に寄生する内部ダイオードは，この用途に最適なのです．
外部にダイオードを付加する必要がないためです．
しかし，この逆導通ダイオードの t rr の長さが問題なのです．高速スイッチングのインバータ / コンバー
タでは，この t rr がスイッチング損失＊ 1 を決定する最大の要因だからです．
一般の高圧 MOSFET のt rr は 500 ns 以上です．付属
デバイスR5009FNXのtrr は，typ：78 ns，max：108 ns（I S ＝ 9 A，di /dt ＝ 100 A/μs）と高速で，それを特長＊ 1：スイッチング回路の変換効率を決める損失には，MOSFETの ON 抵 抗（R ON）に よ る オ ー ミ ッ ク 損 失 と，ON → OFF，
OFF → ON に遷移するタイミングで発生するスイッチング損失がある．

ルは，ベンダのウェブ・サイトからダウンロードしたものです．実は，ダイオードのtrr のモデル化は SPICE
では不得意なものの一つと言われています．正確なtrr モデルは少ないのです．それを考慮しながら見てください．
シミュレーション回路は図 3 です．図 4，図 5 がシミュレーション結果です．
図 3 はハーフ・ブリッジの PWM 電力変換器です．
変調波形（Vcar）
は三角波で 100 kHz，±10 V です．U1
はコンパレータです．U2，U3，U4 はデッド・タイム（t D ，
Q1，Q2 とも OFF となる時間）の発生回路で，U2 の遅延時間が t D になります．t D ＝ 500 ns に設定してあり
ます．U5，U6 は MOSFETQ1，Q2 のゲート・ドライ
バです．出力は 0 〜 12 V です．
入力信号（Vin）は DC の− 8.65 V です．R 1 の両端に− 75 V を出力しています．したがって，L 1 には上側と下側の矢印の電流が流れています．
下側矢印の電流は Q2 が ON，
Q1 が OFF のタイミング，
上矢印の電流はデッド・タイム時と Q1 が ON，Q2 がOFF のタイミングに流れます．
図 4 のシミュレーション結果にその状態が示されています．Q2 がON→OFF→ONまでの波形です．VgsQ1,
Q2/V は Q1Q2 のゲート・ドライブ波形，Vsw/V はス
イッチング波形（Q1 ソース，Q2 ドレイン），Id_Q2/A
は Q2 のドレイン電流，Id_Q1/A は Q1 のドレイン電流，
Power(Q2)/kW は Q2 の損失の瞬時波形です．図 5 は，
図 4 の 191 μs 付近の拡大図です．
図 4，図 5 の 191 μs 付近に注目してください．Q2 が189.75 μs 付近から OFF しており，再び ON になる瞬

Q1-ON

IL

Q2-ON

図3

MOSFET（R5009FNX）の内部（寄生）ダイオードの逆回復特性をシミュレーションする

インダクタ電流I L は，
Q2 が OFF になると Q1 の内部ダイオードの順方向に流れる．その電流は Q1 のチャネルが OFF になっても流れ続ける

PWM01 と R5009FNX によるインバータ回路の設計

このPDFは，CQ出版社発売の「グリーン・エレクトロニクス No.8」の
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