〈一般研究課題〉 高効率な都市規模光ファイバ通信ネットワーク
助 成 研 究 者

名古屋大学

森

洋二郎

高効率な都市規模光ファイバ通信ネットワーク
森 洋二郎（名古屋大学）

Highly Efficient Fiber-Optic Metro Networks
Yojiro Mori
(Nagoya University)

Abstract：
Intra- and inter-datacenter traffic is now exploding. To process both kinds of traffic costeffectively, intra- and inter-datacenter converged network architectures that use cost-effective
transponders are needed. In this paper, we first propose a novel optical circuit switch architecture
based on spatial super-channels which is basis of the intra- and inter-datacenter converged
network. We construct part of a 1536×1536 optical switch and its performance is experimentallyconfirmed. Next, we propose a novel network architecture based on Kramers-Kronig (KK)
receivers. KK-receiver-based systems can handle both intra- and inter-datacenter traffic morecost-effectively than coherent systems and attain higher transmission quality than legacy noncoherent systems. To confirm the feasibility of our proposed network architecture, we construct partof a 640×640 optical circuit switch and evaluate its performance when handling intra-datacenter
traffic and inter-datacenter traffic; chromatic dispersion is managed in the receiver-side digital
signal processing. 80 wavelengths in the C-band are fully evaluated through bit-error-ratio
measurements.
１．はじめにストリーミングサービスやクラウドサービスの普及により，情報通信の基盤である光ファイバ通
信ネットワークは人々の生活に不可欠なものとなっている．増加の一途をたどる通信需要に対応す－ 37 －

るためには，高効率な光ファイバネットワークの構築が急務である．通信トラフィックの多くは都市規模の光ネットワークに設置されるデータセンタにより処理される．データセンタにかかわる通信トラフィックの割合はデータセンタ内部で始終端するものが支配的であり，その量は全体の約7割を占める．一方で，成長率の点から評価するとデータセンタ間に発生する通信トラフィックが最も高い．このため，データセンタ内通信とデータセンタ間通信の双方を統合した高効率な都市規模光ファイバ通信ネットワークが必要とされている．データセンタ内では10km以下の短距離通信が必要とされるため，低性能ではあるが安価なIntensity modulation/direct detection (IM/DD)方式が用いられている．一方で，データセンタ間の通信には高価ではあるが高性能なコヒーレント検波方式の導入が望ましい．しかし，100km程度の比較的短距離の通信であるデータセンタ間通信に5000km以上の通信を可能とする高価なコヒーレント受信器を導入することはコスト効率の観点から課題がある．
本研究ではこの課題を解決するべく，データセンタ内ネットワーク及びデータセンタ間ネット
ワークを有機的に統合した都市規模光ネットワークを提案する．これを実現するために，直接検波
受信方式を基本としながらも，ディジタル信号処理による信号再生技術により100㎞程度の通信を可能とするクラマース・クローニッヒ受信方式を導入する．この技術によりデータセンタ内及びデータセンタ間の通信を低コストで統合・共有化することが可能となることから，高効率な都市規
模光ファイバ通信ネットワークの実現が期待できる．本研究ではまず，基礎的な光スイッチ構成として，データセンタ内通信向け光スイッチの大容量化を実現する手法について検討する．その後，
データセンタ内ネットワークとデータセンタ間ネットワークを接続する光スイッチシステム構成についての検討を行う．
2．データセンタ内光スイッチの大容量化を実現する技術
まず，基礎的な光スイッチ構成として，データセンタ内通信向け光スイッチの大容量化を実現する手法について検討を行う．
2.1. 光スイッチの大容量化への課題
我々はこれまでに波長分割多重技術を利用した波長ルーティングスイッチと空間スイッチを組み合わせた光スイッチ構成を提案し，ポート数1536，総スループット1536Tbpsの光スイッチについて実証を行った[1]．この構成を用いて更なるスイッチの大容量化を実現するためには，波長ルー
ティングスイッチのスループットおよび空間スイッチのポート数を拡大する必要がある．しかしな
がら，波長ルーティングスイッチのスループットは使用する光増幅器の増幅帯域の制限により制限される．一方で，空間スイッチのポート数を増加させるとそれに伴って空間スイッチを構成するカ
プラの損失も増加する．これにより，空間スイッチのポート数の増加についても制限がある．さらに空間スイッチを構成する素子のコストはスイッチのポート数に対して非線形に増加する[2]．これらの理由から，従来の構成では光スイッチの大容量化には制約がある．
上記の制約を踏まえて更なる光スイッチの大容量化を実現するべく，波長分割多重と空間スイッ
チに加えて，空間分割多重技術に基づく空間スーパーチャネルを用いた新たなスイッチ構成を提案
する．提案構成の実現可能性を確認するためにポート数1536（波長ルーティングスイッチポート
数：96，空間スイッチポート数：16）の光スイッチの一部を構成し，7つの空間サブチャネルを用－ 38 －

いて1チャネルあたり1.4Tbpsの偏波多重16QAM（DP-16QAM）信号を生成し，使用した96波長全てについて伝送特性を評価した．これにより総容量2.1Pbpsの光スイッチの構成が可能であることが確認された．
2.2. 空間スーパーチャネルを用いた光スイッチ構成
提案する光スイッチの構成を図1に示す．スイッチはMN個の空間スーパーチャネル対応波長可変送信器，LN個のM×M 空間スイッチ，LM 個のN×N波長ルーティングスイッチ，MN 個の空間
スーパーチャネル対応受信器で構成される．ここでLは空間サブチャネル数を表し，Nは使用する
波長数を表す．波長可変送信器はN 波長に対応する．M×M 空間スイッチはM 個の1×Mセレクタと2.2. 空間スーパーチャネルを用いた光スイッチ構成
M 個のM×1カプラで構成される．N×N
波長ルーティングスイッチはn個の(N/n)×1カプラ，n個の2.2. 空間スーパーチャネルを用いた光スイッチ構成

提案する光スイッチの構成を図 1 に示す．スイッチは MN 個の空間スーパーチャネル対応波長可

提案する光スイッチの構成を図1 に示す．
スイッチは MN 個の空間スーパーチャネル対応波長可エルビウム添加ファイバ増幅器（EDFA）と，n×N損失均一化波長周回性アレイ導波路回折格子

変送信器，LN 個の M×M 空間スイッチ，LM 個の N×N 波長ルーティングスイッチ，MN 個の空間
変送信器，LN 個の M×M 空間スイッチ，LM 個の N×N 波長ルーティングスイッチ，MN 個の空間
（ULCF AWG）で構成される．例として2×8
ULCF AWGを用いた8×8波長ルーティングスイッ
スーパーチャネル対応受信器で構成される．ここで
L は空間サブチャネル数を表し，N は使用する
スーパーチャネル対応受信器で構成される．ここで L は空間サブチャネル数を表し，N は使用する
波長数を表す．波長可変送信器はN
波長に対応する．M×M
M 個の 1×M セレク
チの構成を図2に示す．1×N
AWGを用いる代わりに，n×N
ULCF空間スイッチはAWGを用いることで，波長波長数を表す．波長可変送信器はN 波長に対応する．M×M 空間スイッチは
M 個の 1×M セレク
タと M 個の M×1 カプラで構成される．N×N 波長ルーティングスイッチは n 個の(N/n)×1 カプラ，
タと M 個の M×1 カプラで構成される．N×N 波長ルーティングスイッチは n 個の(N/n)×1 カプラ，
ルーティングスイッチに用いられるカプラの次数をn分の1に減らし，損失を抑えることが可能に
n 個のエルビウム添加ファイバ増幅器（EDFA）と，n×N 損失均一化波長周回性アレイ導波路回折
n 個のエルビウム添加ファイバ増幅器（EDFA）と，n×N 損失均一化波長周回性アレイ導波路回折なる[1]．送信器は目的の受信器に割り当てられた波長に合わせて信号を生成する．生成されたL個格子（ULCF AWG）で構成される．例として 2×8 ULCF AWG を用いた 8×8 波長ルーティングス
格子（ULCF AWG）で構成される．例として 2×8 ULCF AWG を用いた 8×8 波長ルーティングスのサブチャネルは，L本の単一コアファイバまたはLコアファイバを通り，L個のM×M
空間スイッ
イッチの構成を図 2 に示す．1×N AWG を用いる代わりに，n×N ULCF AWG を用いることで，波イッチの構成を図 2 に示す．1×N AWG を用いる代わりに，n×N ULCF AWG を用いることで，波長ルーティングスイッチに用いられるカプラの次数を
n
分の
1
に減らし，
損失を抑えることが可能
チにそれぞれ入力される．各空間レイヤの空間スイッチはそれぞれM個の波長ルーティングスイッ
長ルーティングスイッチに用いられるカプラの次数を n 分の 1 に減らし，損失を抑えることが可能になる[1]．送信器は目的の受信器に割り当てられた波長に合わせて信号を生成する．生成された Lになる[1]．送信器は目的の受信器に割り当てられた波長に合わせて信号を生成する．生成された L
チから信号の出力先を選択して入力信号を伝送する．波長ルーティングスイッチでは，n個の(N/個のサブチャネルは，L 本の単一コアファイバまたは L コアファイバを通り，L 個の M×M 空間ス
個のサブチャネルは，L 本の単一コアファイバまたは L コアファイバを通り，L 個の M×M 空間スn)×1カプラが最大N波の信号を多重する．多重された信号はEDFAによって増幅されたのち，n×
イッチにそれぞれ入力される．各空間レイヤの空間スイッチはそれぞれ M 個の波長ルーティング
イッチにそれぞれ入力される．各空間レイヤの空間スイッチはそれぞれ M 個の波長ルーティング
スイッチから信号の出力先を選択して入力信号を伝送する．波長ルーティングスイッチでは，n個
N ULCF AWGの各入力ポートへと入力される．n×NULCF AWGによって分波された各空間レイスイッチから信号の出力先を選択して入力信号を伝送する．波長ルーティングスイッチでは，n個の(N/n)×1 カプラが最大 N 波の信号を多重する．多重された信号は EDFA によって増幅されたのの(N/n)×1 カプラが最大 N 波の信号を多重する．多重された信号は EDFA によって増幅されたのヤの信号は，空間スーパーチャネル対応受信器へと送られ受信される．空間サブチャネル間の遅延
ち，n×N ULCF AWG の各入力ポートへと入力される．n×N ULCF AWG によって分波された各空
ち，n×N ULCF AWG の各入力ポートへと入力される．n×N ULCF AWG によって分波された各空については補償する必要があるが，受信器側でディジタルバッファを挿入することで容易に補償が間レイヤの信号は，空間スーパーチャネル対応受信器へと送られ受信される．空間サブチャネル間間レイヤの信号は，空間スーパーチャネル対応受信器へと送られ受信される．空間サブチャネル間
L空間
N×N
L空間
L空間 スーパーチャネル
NM×N 波⻑ルーティング L空間 スーパーチャネル
M×
M×M
スーパーチャネル対応送信器
波⻑ルーティング スイッチ スーパーチャネル対応受信器
空間スイッチ
空間スイッチ
対応送信器
対応受信器
Lスイッチ L
Tx #1
Tx #2

Tx #1
Tx #2

MN

Tx #N

Tx #1
Tx #2
Tx #N

MN

L

L

1

1

1

1

Tx #N

Tx #1
Tx #2

L

L
1

1

1

1

M

M

1

M

M

Rx #1
Rx #2

1 Rx #1
Rx #2

L

M

Tx #N

1

Rx #N

L

1

1

1

MRx #1
Rx #2

Rx #N

Rx #N

MN

MN

Rx #1
Rx #2
Rx #N

L コアファイバ ⼜は L⼼単⼀コアファイバ
L コアファイバ ⼜は L⼼単⼀コアファイバ

図 1．提案光スイッチ構成．
提案光スイ
ッチ構成
図図1．
1．提案光スイッチ構成．
の遅延については補償する必要があるが，受信器側でデの遅延については補償する必要があるが，受信器側でデλ1 λ8可能である．
λ1 λ8ィジタルバッファを挿入することで容易に補償が可能で
λ2 λ1
λ1
λ3
λ6
λ7
ィジタルバッファを挿入することで容易に補償が可能で
λ2 λ1
λ1 λ3 λ6 λ7
λ3 λ2
空間分割多重の導入により，空間スイッチのポート数を増加さ
ある．
λ2
4×1
λ3
ある．
4×1
λ4 λ3
カプラ
λ4 λ3
カプラ
空間分割多重の導入により，空間スイッチのポート数λ5 λ4
せることなくスイッチの大容量化が可能になる．提案光スイッチ
空間分割多重の導入により，空間スイッチのポート数
λ5 λ4
λ6 λ5
を増加させることなくスイッチの大容量化が可能にな λ1 λ3 λ4 λ7 λ1 λ3 λ4λ6 λ7λ5を増加させることなくスイッチの大容量化が可能にな構成と従来のスイッチ構成における，スイッチを構成するために
λ7 λ6
λ7 λ6
4×1
る．提案光スイッチ構成と従来のスイッチ構成における，
λ8 λ7
4×1
る．提案光スイッチ構成と従来のスイッチ構成における，
カプラ
λ8 λ7
必要な素子数の比較を表1に示す．提案構成においてハードウェ
2×8
スイッチを構成するために必要な素子数の比較を表カプラ
1に2×8
スイッチを構成するために必要な素子数の比較を表 1 に
ULCF AWGULCF AWG
示す．提案構成においてハードウェアコストはスループ
アコストはスループットに対して線形に増加する．すなわちビッ
示す．提案構成においてハードウェアコストはスループ
図2．2×8 ULCF AWGを用いた8×8
AWG を用いた 8×ットに対して線形に増加する．すなわちビットあたりコ 図 2．2×8 ULCF
を用いた
8× ッチ
ットに対して線形に増加する．すなわちビットあたりコ 図 2．2×8 ULCF AWG
トあたりコストは増加しない．
波長ルーティ
ングスイ
8 波長ルーティングスイッチ．
ストは増加しない．
8 波長ルーティングスイッチ．
ストは増加しない．

－ 39 －
33

表 1．MN×MN スイッチを構成するために必要なスイッチ素子数．B は（サブ）チャネルあたり

表1．MN×MNスイッチを構成するために必要なスイッチ素子数．Bは（サブ）
チャネルあたりのビットレートを表している．提案のビットレートを表している．提案構成は従来構成の
L 倍のスループットを実現する．
構成は従来構成のL倍のスループットを実現する．

従来構成（スループット：MNB）

提案構成（スループット：LMNB）

全体

ポートあたりビットあたり全体

ポートあたりビットあたり

N

1/M

1/MB

LN

L/M

1/MB

表 1．MN×MN スイッチを構成するために必要なスイッチ素子数．B は（サブ）チャネルあたり
空間スイッチ数のビットレートを表している．提案構成は従来構成の L 倍のスループットを実現する．

1×2 セレクタ数
EDFA 数
AWG 数
空間スイッチ数
1×2 セレクタ数

NM(M-1)
M-1(M-1)/B
LNM(M-1)
L(M-1)(M-1)/B
従来構成（スループット：MNB）
提案構成（スループット：LMNB）
M
1/N
1/NB
LM
L/N
1/NB
全体
ポートあたり ビットあたり
全体
ポートあたり ビットあたり
M
1/N
1/NB
LM
L/N
1/NB
N
1/M
1/MB
LN
L/M
1/MB
※M×M 空間スイッチには M(M-1)個の 1×2 セレクタが使用される．
NM(M-1)
M-1(M-1)/B
LNM(M-1)
L(M-1)(M-1)/BM
EDFA 数2.3. シミュレーション

1/N

1/NB

LM

L/N

1/NB

M
1/N
1/NB
LM
L/N
1/NB
AWG 数
2.3.
シミュレーション
提案光スイッチ構成により実現可能なスイッチの規模をシミュレーションにより明らかにした．

提案光スイッチ構成により実現可能なスイッチの規模をシミュレーションにより明らかにした．
※M×M 空間スイッチにはM(M-1)個の1×2 セレクタが使用される．
各空間サブチャネルに100Gbpsの偏波多重QPSK（DP-QPSK）
信号または200GbpsのDP-16QAM
各空間サブチャネルに 100Gbps の偏波多重 QPSK（DP-QPSK）信号または 200Gbps の DP-16QAM信号を使用し，全C帯において50GHzグリッド上に整列された96波長の使用を仮定した．空間多重

ポート数

ポート数

ポート数

ポート数

信号を使用し，全 C 帯において 50GHz グリッド上に整列された 96 波長の使用を仮定した．空間多度Lおよびサブチャネルごとの送信器出力をパラメータとした．送信器から出力された信号はM×
2.3. シミュレーション
重度
L およびサブチャネルごとの送信器出力をパラメータとした．送信器から出力された信号は M
M
空間スイッチに入力される．このとき，送信器と空間スイッチを接続する伝送路の損失は，接続
提案光スイッチ構成により実現可能なスイッチの規模をシミュレーションにより明らかにした．
×M 空間スイッチに入力される．このとき，送信器と空間スイッチを接続する伝送路の損失は，接損失を含めて3.5dBとした．M×M 空間スイッチの損失はカプラの過剰損失を含めceil(log2 M)×4dB
各空間サブチャネルに 100Gbps の偏波多重 QPSK（DP-QPSK）信号または 200Gbps の DP-16QAM
続損失を含めて 3.5dB とした．M×M 空間スイッチの損失はカプラの過剰損失を含め ceil(log2M)×とした．なお，ceil( )は天井関数である．M×M 空間スイッチを通過した信号は96×96波長ルー信号を使用し，全 C 帯において 50GHz グリッド上に整列された 96 波長の使用を仮定した．空間多4dB とした．なお，ceil( )は天井関数である．M×M 空間スイッチを通過した信号は 96×96 波長ル
ティングスイッチへ伝送される．波長ルーティングスイッチのパラメータnの値は12とした．すな
重度 L およびサブチャネルごとの送信器出力をパラメータとした．送信器から出力された信号は Mーティングスイッチへ伝送される．波長ルーティングスイッチのパラメータ n の値は 12 とした．
わち空間スイッチを通過した信号は8×1カプラによって合波され，EDFAによって増幅される．
×M 空間スイッチに入力される．このとき，送信器と空間スイッチを接続する伝送路の損失は，接すなわち空間スイッチを通過した信号は 8×1 カプラによって合波され，EDFA によって増幅され増幅によって空間スイッチおよび8×1カプラの損失が補償された信号は，1×2スプリッタを通過
続損失を含めて 3.5dB とした．M×M 空間スイッチの損失はカプラの過剰損失を含め ceil(log2M)×
る．増幅によって空間スイッチおよび 8×1 カプラの損失が補償された信号は，1×2 スプリッタをし，12×48
ULCF AWGに入力される．ここで，ULCF
AWGの周波数ずれの影響を緩和するため
4dB とした．なお，ceil()は天井関数である．M×M 空間スイッチを通過した信号は
96×96 波長ル
通過し，12×48 ULCF AWG に入力される．ここで，ULCF AWG の周波数ずれの影響を緩和するたに，12×96
ULCF AWGを用いる代わりに，1×2スプリッタと12×48 ULCFEDFAを用いて12ーティングスイッチへ伝送される．波長ルーティングスイッチのパラメータn の値は12 とした．
めに，12×96 ULCF AWG を用いる代わりに，1×2 スプリッタと 12×48 ULCF EDFA を用いて 12××96の波長ルーティングを実現している．この構成は12×96
ULCF AWGを用いた場合に比べてすなわち空間スイッチを通過した信号は 8×1 カプラによって合波され，EDFA
によって増幅され96 の波長ルーティングを実現している．この構成は 12×96 ULCF AWG を用いた場合に比べて 1×
1×2スプリッタの分損失が大きくなるが，本構成の信号対雑音比はほとんどEDFA入力電力によっる．増幅によって空間スイッチおよび 8×1 カプラの損失が補償された信号は，1×2 スプリッタを
2 スプリッタの分損失が大きくなるが，本構成の信号対雑音比はほとんど EDFA 入力電力によってて決定されるため，損失の増加は信号品質にほとんど影響を与えない[1]．8×1カプラ，1×2スプ
通過し，12×48 ULCF AWG に入力される．ここで，ULCF AWG の周波数ずれの影響を緩和するた
1800
14000
L=1 ULCF EDFA を用いて 12×
リッタ，12×48
ULCF
AWGの損失はそれぞれ，10.5dB，3.5dB，9dBとした．EDFAの雑音指数
L=1
めに，12×96
ULCF
AWG
を用いる代わりに，1×2スプリッタと
12×48
12000
1500
L=2
L=2
96 の波長ルーティングを実現している．この構成は12×96 ULCFLAWG
は5dB，飽和出力は20dBmとした．
10000=4 を用いた場合に比べて 1×
L=4
1200
8000
L=7
L=7
2 スプリッタの分損失が大きくなるが，本構成の信号対雑音比はほとんど
EDFA 入力電力によって
900
6000
1800
600
14000
4000
L=1
L=1
12000
1500
300
2000
L=2
L=2
10000
L=4
L=4
1200
0
0
-10
-5
0
5
-20 L-15-10-50
58000-20 L-15=7=7900 送信器出⼒/サブチャネル [dBm]
送信器出⼒/サブチャネル [dBm]
6000
600
4000
(a)
(b)
300
2000
図 3．提案構成による実現可能スイッチ規模の見積もり．(a)：サブチャネルに 100Gbps DP0
0
-20
-15
-10
-5
0
5
-20 信号を使用．L
-15
-10
-5
0
5
200Gbps
DP-16QAM
は空間サブチャQPSK 信号を使用．(b)：サブチャネルに送信器出⼒/サブチャネル [dBm]
送信器出⼒/サブチャネル [dBm]
ネル数を表す．
(a)(b)
図3．
提案構成による実現可能スイッチ規模の見積もり．(a)：サブチャネルに100Gbps DP-QPSK信号を使用．
(b)：サブチャ
図3．提案構成による実現可能スイッチ規模の見積もり．(a)：サブチャネルに
100Gbps
DPネルに200Gbps DP-16QAM信号を使用．Lは空間サブチャネル数を表す．

4 DP-16QAM 信号を使用．L は空間サブチャ
QPSK 信号を使用．(b)：サブチャネルに 200Gbps
ネル数を表す．
－ 40 －4

図3(a)および図3(b)に結果を示す．図3(a)は各空間サブチャネルに100GbpsのDP-QPSK信号，図3(b)は200Gbps のDP-16QAM信号をそれぞれ用いた結果である．目標ビット誤り率（BER）は10-2決定されるため，損失の増加は信号品質にほとんど影響を与えない[1]．8×1 カプラ，1×2 スプリとした．いずれの結果においても送信器出力に対する実現可能なポート数は空間サブチャネル数にッタ，12×48 ULCF AWG の損失はそれぞれ，10.5dB，3.5dB，9dB とした．EDFA の雑音指数は5dB，よって変化しない．サブチャネルあたりの送信器出力が0dBm，空間多重度が7の時，
1.4Tbpsの飽和出力は 20dBm とした．
DP-16QAM信号を用いて1536×1536スイッチの構成が可能である．
図 3(a)および図 3(b)に結果を示す．図 3(a)は各空間サブチャネルに 100Gbps の DP-QPSK 信号，
図 3(b)は2.4.
実験 200Gbps の DP-16QAM 信号をそれぞれ用いた結果である．目標ビット誤り率（BER）は-2
10提案光スイッチ構成の実現可能性を実験により確認した．空間スイッチのポート数を16，使用とした．いずれの結果においても送信器出力に対する実現可能なポート数は空間サブチャネル

数によって変化しない．サブチャネルあたりの送信器出力が 0dBm，空間多重度が 7 の時， 1.4Tbps
波長数を96として，ポート数1536の光スイッチの一部を構成した．7空間スーパーチャネル伝送をの DP-16QAM 信号を用いて 1536×1536 スイッチの構成が可能である．
想定し，送受信器とスイッチの接続には7コアファイバを用いた．サブチャネルあたり200GbpsのDP-16QAM信号を用いて，7つの空間サブチャネルおよび使用したC帯上の96波長のすべての組み2.4. 実験
合わせについてBERを測定した．図4に実験系の構成を示す．任意波形発生器およびニオブ酸リチ
提案光スイッチ構成の実現可能性を実験により確認した．空間スイッチのポート数を 16，使用波
ウムIQ変調器を用いて200Gbps DP-16QAM信号を生成した．送信器の出力パワーはシミュレー
長数を 96 として，ポート数 1536 の光スイッチの一部を構成した．7 空間スーパーチャネル伝送をション結果に2dBのマージンを加え，2dBmとした．送信器の出力は1kmの7コアファイバを通り想定し，送受信器とスイッチの接続には 7 コアファイバを用いた．サブチャネルあたり 200Gbps の16×16空間スイッチの一部に入力された．このとき7コアファイバおよびファンイン，ファンアウ
DP-16QAM 信号を用いて，7 つの空間サブチャネルおよび使用した C 帯上の 96 波長のすべての組トの損失は合計で3.5dBであった．16×16空間スイッチを通過した光信号は波長ルーティングス
み合わせについて BER を測定した．図 4 に実験系の構成を示す．任意波形発生器およびニオブ酸
イッチに入力され，8×1カプラによって95波長のノンターゲット信号と合波された．16×16空間
リチウム IQ 変調器を用いて 200Gbps DP-16QAM 信号を生成した．送信器の出力パワーはシミュレ
スイッチおよび8×1カプラの損失はそれぞれ16dBおよび10dBであった．合波された96波の信号ーション結果に 2dB のマージンを加え，2dBm とした．送信器の出力は 1km の 7 コアファイバを通はEDFAによって増幅されたのち，1×2スプリッタを通過し，12×48 ULCF AWGに入力された．
り 16×16 空間スイッチの一部に入力された．このとき 7 コアファイバおよびファンイン，ファン
12×48 ULCF AWGの他の11個の入力ポートにはクロストークとしてターゲット信号と同じ波長アウトの損失は合計で 3.5dB であった．16×16 空間スイッチを通過した光信号は波長ルーティンの信号を入力した．使用した12×48 ULCF AWGの消光比は入出力ポートおよび波長に依存し，グスイッチに入力され，8×1 カプラによって 95 波長のノンターゲット信号と合波された．16×16
最小32dB，最大39dBであった．ULCF AWGの出力は1kmの7コアファイバを通過したのち受信器
空間スイッチおよび 8×1 カプラの損失はそれぞれ 16dB および 10dB であった．合波された 96 波
へと入力された．図5に実験結果を示す．横軸が各波長番号を表し，プロットの7種の記号がそれの信号は EDFA によって増幅されたのち，1×2 スプリッタを通過し，12×48 ULCF AWG に入力さぞれの空間サブチャネルに対応する．全ての波長および空間サブチャネルの組み合わせでBERがれた．12×48 ULCF AWG の他の 11 個の入力ポートにはクロストークとしてターゲット信号と同じ-2
目標値である10を下回っていることが確認できる．このときスイッチの総スループットは約波長の信号を入力した．
使用した 12×48 ULCF AWG の消光比は入出力ポートおよび波長に依存し，

2.1Pbps（1536×7×200Gbps）となる． AWG の出力は 1km の 7 コアファイバを通過したのち受信
最小 32dB，最大39dB であった．ULCF

波⻑可変
レーザー

IQ
変調器

PDM

任意波形
発⽣器

EDFA
1×2
スプリッタ

光可変
減衰器

1

波⻑可変
レーザー 95

95×1
カプラ

8×1
1×2
カプラ スプリッタ

1×16
16×1
セレクタ カプラ波⻑間クロストーク⾮ターゲット信号(95波⻑)
波⻑可変
レーザー

15

波⻑ルーティングスイッチ

IQ
変調器
任意波形
発⽣器

PDM: 偏波多重エミュレータ

PDM

EDFA 光可変減衰器
同⼀波⻑
クロストーク
光可変 EDFA 1×22
減衰器
スプリッタ

図4．実験系構成

図 4．実験系構成．
－ 41 －

5

コヒーレント受信器
12×48
ULCF AWG

ターゲット信号同⼀波⻑
クロストーク

12×48
ULCF AWG

空間スイッチ
1km
7コアファイバ

1km
7コアファイバ

121

3. データセンタ内およびデータセンタ間統合光

41

61

波⻑番号

81

96

図 5．実験結果．

スイッチネットワーク
続いて，データセンタ内ネットワークとデビット誤り率ータセンタ間ネットワークを統合した光スイッチネットワーク構成についての検討を行った．なお，
5 に実験結果を示す．
10-1
3．器へと入力された．図
デ ータセンタ内およびデータセンタ間統合
本章で提案するデータセンタ内およびデータセンタ間統合光スイッチネットワークに用いる光ス
空間サブチャネル番号
横軸が各波長番号を表し，:1 :2 :3 :4
光スイッチネットワーク プロットの 7 種のイッチの基本構成は，前章で検討を行ったデータセンタ内通信向け光スイッチと同様である．した:5 :6 :7
記号がそれぞれの空間サブチャネルに対応
続いて，データセンタ内ネットワークとデー-2がって，前章で提案した光スイッチの大容量化を実現する技術を適用することが可能である．
10
する．全ての波長および空間サブチャネルのタセンタ間ネットワークを統合した光スイッチ
組み合わせで BER が目標値である 10-2 を下
ネットワーク構成についての検討を行った．な
光スイッチネットワーク構成 このときスイ3.1.
回っていることが確認できる．
10-3
お，本章で提案するデータセンタ内およびデー
図6に提案する光スイッチネットワークの構成を示す．
本システムではデータセンタ内及びデーッチの総スループットは約 2.1Pbps（1536×
タセンタ間統合光スイッチネットワークに用いタセンタ間通信用の送受信器と，
図 7 に示す光スイッチを用いる．この光スイッチは MN 個の波長7×200Gbps）となる．
る光スイッチの基本構成は，前章で検討を行っ
10-4 カプラおよび(M-S)個の N×N 波長ルーテ
可変送信器，N 個の M×M 空間スイッチ，S 個の N×1
1
21
41
61
81
96
たデータセンタ内通信向け光スイッチと同様で
波⻑番号ィングスイッチで構成され，ブロッキングのないスイッチ処理が実現可能である．この光スイッチ
3. データセンタ内およびデータセンタ間統合光図5．実験結果ある．したがって，前章で提案した光スイッチの(M-S)個の波長ルーティング部に設けられた出力ポートにはデータセンタ内のラックに備えられ
図 5．実験結果．
スイッチネットワークの大容量化を実現する技術を適用することが可能である．
たトップオブラック(Topof rack: ToR)スイッチの受信器が接続され，データセンタ内の通信トラフ
続いて，データセンタ内ネットワークとディックをスイッチングする．
一方，光スイッチの一部はデータセンタ内の ToR スイッチではなくメータセンタ間ネットワークを統合した光スイッチネットワーク構成についての検討を行った．
なお，

3.1.
光スイッチネットワーク構成
トロネットワークと接続されており，
波長可変送信器と空間スイッチ部で適切な波長と接続ファイ本章で提案するデータセンタ内およびデータセンタ間統合光スイッチネットワークに用いる光ス
図6に提案する光スイッチネットワークの構バを選択して信号をメトロネットワークに挿イッチの基本構成は，前章で検討を行ったデータセンタ内通信向け光スイッチと同様である．した成を示す．本システムではデータセンタ内及び入することにより任意のデータセンタへ信号がって，前章で提案した光スイッチの大容量化を実現する技術を適用することが可能である．
データセンタ間通信用の送受信器と，図7に示を送信することができる．他のデータセンタから送信された信号は，目的のデータセンタ内部
す光スイッチを用いる．この光スイッチはMN
3.1. 光スイッチネットワーク構成の送受信器に入力される．この送受信器で光信個の波長可変送信器，N個のM×M
空間スイッ
図 6 に提案する光スイッチネットワークの構成を示す．本システムではデータセンタ内及びデー号は光電気変換および電気光変換され，データ
チ，S個のN×1カプラおよび(M-S)個のN×N波タセンタ間通信用の送受信器と，図 7 に示す光スイッチを用いる．この光スイッチは MN 個の波長
センタ内部の光スイッチに入力される．送信器
長ルーティングスイッチで構成され，ブロッキ
可変送信器，N 個の M×M 空間スイッチ，S 個の N×1 カプラおよび(M-S)個の N×N 波長ルーテ
で適切な波長を選択して送信することで，光信ングのないスイッチ処理が実現可能である．こィングスイッチで構成され，ブロッキングのないスイッチ処理が実現可能である．この光スイッチ
号は光スイッチを通過し目的の ToR スイッチの光スイッチの(M-S)個の波長ルーティング部の(M-S)個の波長ルーティング部に設けられた出力ポートにはデータセンタ内のラックに備えられへと入力される．
に設けられた出力ポートにはデータセンタ内の
図 6．データセンタ内及びデータセンタ間統たトップオブラック(Top of rack: ToR)スイッチの受信器が接続され，データセンタ内の通信トラフ
図6．
データセンタ内及びデータセンタ間統合光スイッチネット

ワーク
ラックに備えられたトップオブラック(Topof合光スイッチネットワーク．
ィックをスイッチングする．一方，光スイッチの一部はデータセンタ内のToR スイッチではなくメ

rack:ToR)スイッチの受信器が接続され，データセンタ内の通信トラフィックをスイッチングす
トロネットワークと接続されており，
波長可変送信器と空間スイッチ部で適切な波長と接続ファイる．一方，光スイッチの一部はデータセンタ内のToRスイッチではなくメトロネットワークと接続
バを選択して信号をメトロネットワークに挿6
入することにより任意のデータセンタへ信号
データセンタ内を送信することができる．
他のデータセンタか
送信器
(N波⻑)

M×M

新規構成

データセンタ間

空間スイッチら送信された信号は，目的のデータセンタ内部

#1
#2
#3

光カプラ

の送受信器に入力される．この送受信器で光信1#N
号は光電気変換および電気光変換され，
データ

光ノード

光ノード

光ファイバ

#1
#2

センタ内部の光スイッチに入力される．
送信器
S
#3
#N
で適切な波長を選択して送信することで，光信
MN
波⻑ルーティング部

受信器

#1

#1
#2

#2

号は光スイッチを通過し目的のToR スイッチ 1#3へと入力される． #N#N#N
図 6．データセンタ内及びデータセンタ間統

#1
#2
#3

受信器
#1
#2

M‐S

#N

#1
#2

合光スイッチネットワーク．
データセンタ内#N

図7．データセンタ内及びデータセンタ間統合光スイッチ構成
図 7．データセンタ内及びデータセンタ間統合光スイッチ構成．
6

3.2. クラマース・クローニッヒ受信方式－ 42 －

ここで，データセンタ間通信用の送受信器は波長分散補償機能を有していなければならない．現

データセンタ内
送信器
(N波⻑)

#1
#2
#3

M×M
空間スイッチ

新規構成

データセンタ間

光カプラ

1

#N

光ノード

光ノード

光ファイバ

#1

されており，波長可変送信器と空間スイッチ部で適切な波長と接続ファイバを選択して信号をメト
S
#3
#2

#N
ロネットワークに挿入することにより任意のデータセンタへ信号を送信することができる．他の受信器
MN
波⻑ルーティング部

#1

#1

#2

受信器

#1
#2
#3
データセンタから送信された信号は，目的のデータセンタ内部の送受信器に入力される．この送受
1#2#N信器で光信号は光電気変換および電気光変換され，データセンタ内部の光スイッチに入力される．
#N
#N

#1

#1
#2
送信器で適切な波長を選択して送信することで，光信号は光スイッチを通過し目的のToRスイッチ#2へと入力される．

#3

データセンタ内

M‐S

#N

#N

図 7．データセンタ内及びデータセンタ間統合光スイッチ構成．
3.2. クラマース・クローニッヒ受信方式
ここで，データセンタ間通信用の送受信器は波長分散補償機能を有していなければならない．現3.2. クラマース・クローニッヒ受信方式
行方式では，コヒーレント受信器の使用が検討されているが，高価なコヒーレント受信器を比較的
ここで，データセンタ間通信用の送受信器は波長分散補償機能を有していなければならない．現短距離の通信に利用することはコスト効率の観点から課題がある．一方，近年研究が進められてい行方式では，コヒーレント受信器の使用が検討されているが，高価なコヒーレント受信器を比較的るクラマース・クローニッヒ受信方式は直接検波方式を基本としながらもディジタル信号処理
短距離の通信に利用することはコスト効率の観点から課題がある．一方，近年研究が進められてい(Digital signal processing: DSP)により波長分散補償を行うことができる．クラマース・クローニッ
るクラマース・クローニッヒ受信方式は直接検波方式を基本としながらもディジタル信号処理
ヒ受信方式を提案する光スイッチネットワークへ導入することにより，高価なコヒーレント受信器(Digital signal processing: DSP)により波長分散補償を行うことができる．クラマース・クローニッヒを用いることなく，データセンタ間の通信が可能となる．さらに，データセンタ内の通信とデータ受信方式を提案する光スイッチネットワークへ導入することにより，高価なコヒーレント受信器をセンタ間の通信を同一の送受信方式で行うことにより，メトロネットワークへの接続時に高消費電用いることなく，データセンタ間の通信が可能となる．さらに，データセンタ内の通信とデータセ力な光電気変換および電気光変換を必要としない低コスト光スイッチシステムの実現が可能であンタ間の通信を同一の送受信方式で行うことにより，メトロネットワークへの接続時に高消費電力る．
な光電気変換および電気光変換を必要としない低コスト光スイッチシステムの実現が可能である．
クラマース・クローニッヒ受信方式を実現するためには，受信された信号が最小位相条件を満た
クラマース・クローニッヒ受信方式を実現するためには，受信された信号が最小位相条件を満たしていることが必要である[3]．この条件を満たしつつ受信された信号の位相は，ヒルベルト変換
していることが必要である[3]．この条件を満たしつつ受信された信号の位相は，ヒルベルト変換をを用いることでその強度情報から一意に求められる．最小位相条件を満たす信号をh(t)とすると，用いることでその強度情報から一意に求められる．最小位相条件を満たす信号を h(t)とすると，そその位相φ(t)と強度｜h(t)｜の関係は以下の式で表される．
の位相 ϕ(t)と強度|h(t)|の関係は以下の式で表される．
𝜙𝜙�𝑡𝑡� ��1log�|��𝑡𝑡��|�
p. v. � �𝑡𝑡�.
𝜋𝜋
𝑡𝑡 � 𝑡𝑡���

信号が最小位相条件を満たしていることは，複素平面上で信号が原点に対して回転していないこ
信号が最小位相条件を満たしていることは，複素平面上で信号が原点に対して回転していないことに等しい[3]．
とに等しい[3]．
しかし，通常の QAM 信号の複素電界振幅は複素平面上の原点を中心に変動しており，そのまま
しかし，通常のQAM信号の複素電界振幅は複素平面上の原点を中心に変動しており，そのままでは最小位相条件が満たされず，クラマース・クローニッヒ受信方式による復調はできない．QAM
では最小位相条件が満たされず，クラマース・クローニッヒ受信方式による復調はできない．
信号が最小位相条件を満たすためには信号に連続波を加算して複素電界の振幅にオフセットを与QAM信号が最小位相条件を満たすためには信号に連続波を加算して複素電界の振幅にオフセットえる必要がある．情報を伝送する信号成分を Es(t)とし，この信号の帯域幅がB であるとする．加えを与える必要がある．情報を伝送する信号成分をES(t)とし，この信号の帯域幅がBであるとする．
る連続波の振幅を E0 とすると，クラマース・クローニッヒ受信方式で受信可能な信号
E(t)は，
加える連続波の振幅をEとすると，クラマース・クローニッヒ受信方式で受信可能な信号E(t)は，0

E(t)=Es(t)+E0exp(-iπB)とあらわされる[3]．連続波は情報を伝送する信号スペクトルの左右どちらか
E(t)=ES(t)+E
0 exp(-iπB)とあらわされる[3]．連続波は情報を伝送する信号スペクトルの左右どちらかの端に周波数を設定して加えられる．また連続波の振幅 E0 は最小位相条件を満足するために，の端に周波数を設定して加えられる．また連続波の振幅E 0 は最小位相条件を満足するために，｜E0｜>｜ES (t)｜の関係を満たす必要がある．この信号E(t)をフォトダイオードで自乗検波すれば，その7出力電流I(t)はI(t)=｜E(t)｜2 とあらわされる．情報を伝送する信号ES(t)は以下に示すクラマース・ク
ローニッヒの関係式によって，この電流I(t)から求められる[3]．

－ 43 －

|E0|>|Es(t)|の関係を満たす必要がある．この信号 E(t)をフォトダイオードで自乗検波すれば，その出
力電流 I(t)は I(t)=|E(t)|2 とあらわされる．情報を伝送する信号 Es(t)は以下に示すクラマース・クロー|E0|>|Es(t)|の関係を満たす必要がある．この信号 E(t)をフォトダイオードで自乗検波すれば，その出ニッヒの関係式によって，この電流 I(t)から求められる[3]．
力電流 I(t)は I(t)=|E(t)|2 とあらわされる．情報を伝送する信号 Es(t)は以下に示すクラマース・クロー
𝐸𝐸� �𝑡𝑡� � ����𝑡𝑡�exp�𝑖𝑖𝑖𝑖� �𝑡𝑡�� � 𝐸𝐸� � exp�𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖�,ニッヒの関係式によって，この電流 I(t)から求められる[3]．
�
1log���𝑡𝑡 � ���𝑡𝑡� �
𝜙𝜙
.
p.
v.
�
�𝑡𝑡�
�
𝐸𝐸� �𝑡𝑡� � ����𝑡𝑡�exp�𝑖𝑖𝑖𝑖
� 𝐸𝐸� � exp�𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖𝑖�,𝑡𝑡 � 𝑡𝑡�
2𝜋𝜋 � �𝑡𝑡�����log���𝑡𝑡 � ��1
クラマース・クローニッヒ受信方式によって受信された信号はその強度から位相が完全に回復さ
𝜙𝜙� �𝑡𝑡� �
p. v. � �𝑡𝑡�.
𝑡𝑡 � 𝑡𝑡�
2𝜋𝜋��
れるため，コヒーレント方式を用いて受信された信号と同様に DSP による様々な補償技術の適用
クラマース・クローニッヒ受信方式によって受信された信号はその強度から位相が完全に回復さクラマース・クローニッヒ受信方式によって受信された信号はその強度から位相が完全に回復さが可能である．これにより DSP を用いた波長分散補償が可能になり，直接検波方式でありながられるため，コヒーレント方式を用いて受信された信号と同様にDSPによる様々な補償技術の適用れるため，コヒーレント方式を用いて受信された信号と同様に
DSP による様々な補償技術の適用
波長分散の影響が無視できない 100km を超える伝送路での通信も可能である．
が可能である．これによりDSPを用いた波長分散補償が可能になり，直接検波方式でありながらが可能である．これにより
DSP を用いた波長分散補償が可能になり，直接検波方式でありながら実際のシステムにおいては図 8(a)に示すように，信号生成時に QAM 信号に連続波をあらかじめ波長分散の影響が無視できない
100km を超える伝送路での通信も可能である．
波長分散の影響が無視できない100kmを超える伝送路での通信も可能である．
加えたうえで送信する場合，あるいは図 8(b)のように受信器の直前で連続波を合波して検波する場
実際のシステムにおいては図8(a)に示すように，信号生成時に QAM 信号に連続波をあらかじめ
実際のシステムにおいては図8(a)に示すように，信号生成時にQAM信号に連続波をあらかじめ加合のいずれにおいてもクラマース・クローニッヒ受信方式の導入は可能である．また，送信する信加えたうえで送信する場合，
あるいは図 8(b)のように受信器の直前で連続波を合波して検波する場
えたうえで送信する場合，あるいは図8(b)のように受信器の直前で連続波を合波して検波する場合号については連続光を加えて最小位相条件を満たす必要がある以外には特別なスペクトル整形な合のいずれにおいてもクラマース・クローニッヒ受信方式の導入は可能である．また，送信する信のいずれにおいてもクラマース・クロー
どは必要なく，コヒーレントシステム
号については連続光を加えて最小位相条件を満たす必要がある以外には特別なスペクトル整形な連続光
ニッヒ受信方式の導入は可能である．まに導入されている QAM 信号に連続光
Q
信号受信器
どは必要なく，コヒーレントシステム
た，送信する信号については連続光を加をカプラなどで合波するのみで受信
B
I
(a)
PD
ADC
DSP
連続光
に導入されている
QAM
信号に連続光
えて最小位相条件を満たす必要がある以Qが可能である．
信号
受信器
Q
信号
受信器
をカプラなどで合波するのみで受信
B
I
PD
ADC
DSP
外には特別なスペクトル整形などは必要 (a)
B
(b)
PD
ADC
DSP
I
が可能である．
なく，コヒーレントシステムに導入され3.4. 実験
Q
連続光
信号
受信器

PD︓光検出器
提案する光スイッチネットワーク (b)ているQAM信号に連続光をカプラなど
B
PD ADC︓アナログ-ディジタル変換器
ADC
DSP
I
3.4. 実験
連続光の有効性を実験により確認した．空間で合波するのみで受信が可能である．
PD︓光検出器
提案する光スイッチネットワーク
図8．クラマース・クローニッヒ受信器の構成．
ADC︓アナログ-ディジタル変換器
図 8．クラマース・クローニッヒ受信器の構成．
スイッチのポート数を 8，使用波長数(a)QAM信号にあらかじめ連続波を加える場合及びの有効性を実験により確認した．空間(b)受信器の直前で連続波を加える場合(a)QAM
信号にあらかじめ連続波を加える場合及び(b)を実験80 として，ポート数 640 の光スイ
3.4.
図 8．クラマース・クローニッヒ受信器の構成．
スイッチのポート数を 8，使用波長数
受信器の直前で連続波を加える場合．
ッチの一部を構成した．実験系を図 9
提案する光スイッチネットワークの有効性を実験により確認した．空間スイッチのポート数を(a)QAM 信号にあらかじめ連続波を加える場合及び(b)を 80 として，ポート数 640 の光スイに示す．クラマース・クローニッヒ受
8，使用波長数を80として，ポート数640の光スイッチの一部を構成した．実験系を図9に示す．ク
受信器の直前で連続波を加える場合．
ッチの一部を構成した．実験系を図 9
信方式の使用を想定した 43Gbps QPSK 信号を使用し，C 帯上の80 波についてデータセンタ内伝送
ラマース・クローニッヒ受信方式の使用を想定した43Gbps
QPSK信号を使用し，C帯上の80波にに示す．クラマース・クローニッヒ受およびデータセンタ間伝送の両方についてビット誤り率(Bit-error ratio: BER)を測定した．目標 BER
ついてデータセンタ内伝送およびデータセンタ間伝送の両方についてビット誤り率(Bit-error
信方式の使用を想定した 43Gbps
QPSK 信号を使用し，C 帯上の 80 波についてデータセンタ内伝送は誤り訂正能力を考慮し 10-2 とした．送信器で生成された 43Gbps
QPSK 信号は，最小位相条件を-2
ratio: BER)を測定した．目標BERは誤り訂正能力を考慮し10とした．送信器で生成されたおよびデータセンタ間伝送の両方についてビット誤り率(Bit-error ratio: BER)を測定した．目標 BER
満たすように連続波が付加されたのち，スイッチネットワークへ挿入された．このとき QPSK 信号
43Gbps QPSK信号は，最小位相条件を満たすように連続波が付加されたのち，スイッチネット
は誤り訂正能力を考慮し 10-2 とした．送信器で生成された 43Gbps QPSK 信号は，最小位相条件をの出力パワーは-1dBm で連続波のパワーは信号パワーのおよそ 8 倍とした．信号はデータセンタ内
ワークへ挿入された．このときQPSK信号の出力パワーは-1dBmで連続波のパワーは信号パワーの満たすように連続波が付加されたのち，スイッチネットワークへ挿入された．このとき QPSK 信号の伝送を想定した 2km のシングルモードファイバ(Single-mode fiber: SMF)を通過したのち 640×640
およそ8倍とした．信号はデータセンタ内の伝送を想定した2kmのシングルモードファイバ(Singleの出力パワーは-1dBm で連続波のパワーは信号パワーのおよそ 8 倍とした．信号はデータセンタ内光スイッチへ入力された．ファイバの損失は 0.2dB/km，分散パラメータは 16.5ps/nm/km とした．8
mode fiber: SMF)を通過したのち640×640光スイッチへ入力された．ファイバの損失は0.2dB/の伝送を想定した
2km のシングルモードファイバ(Single-mode fiber: SMF)を通過したのち 640×640
×8 空間スイッチ部を通過したのち，データセンタ内通信信号は波長ルーティング部へと入力され，光スイッチへ入力された．ファイバの損失は 0.2dB/km，分散パラメータは 16.5ps/nm/km とした．880×1 カプラによって 79 波のノンターゲット信号と合波された．8×8 空間スイッチおよび 80×1
×8 空間スイッチ部を通過したのち，データセンタ内通信信号は波長ルーティング部へと入力され，カプラの損失はそれぞれ 11dB および 23dB であった．その後 80 波の信号は EDFA によって増幅さ80×1 カプラによって 79 波のノンターゲット信号と合波された．8×8 空間スイッチおよび 80×1
れ，1×80 AWG によって波長ごとに分波された．AWG から出力されたターゲット信号は再び 2km
カプラの損失はそれぞれ 11dB および 23dB であった．その後 80 波の信号は EDFA によって増幅さの SMF を通過したのち受信器へと入力された．一方，データセンタ間通信信号は 8×8 空間スイッ
れ，1×80 AWG によって波長ごとに分波された．AWG から出力されたターゲット信号は再び 2kmの SMF を通過したのち受信器へと入力された．一方，データセンタ間通信信号は 8×8 空間スイッ
8
8
図 図9．
9．実験系構成．
実験系構成
チ部を通過した後，波長集約部へと入力され 79 波の非ターゲット信号と合波されたのち EDFA による損失の補償が行われた．80 波の信号はその後，2km の SMF を通過したのち波長選択スイッチ－ 44 －(Wavelength-selective switch: WSS)によってメトロネットワークへと挿入された．メトロネットワー
クでは 100km の光ファイバおよび光増幅器を通過することで，波長分散と雑音が付加された．そ2 種の記号がそれぞれデータセンタ内伝送時とデータセンタ間伝送時の BER に対応する．データ
センタ間通信信号はデータセンタ内通信信号と比較すると BER の数値が高いことが確認できる．
これはデータセンタ内通信に比べて長距離を伝送したことによるものである．しかし，データセン
タ内通信およびデータセンタ間通信の両方において全ての波長の BER が目標値である 10-2 を下回っていることが確認できる．

図10．受信信号のコンスタレーションマップ．
図11．データセンタ内通信信号及びデータセンタ間
図 10．受信信号のコンスタレーションマップ． 図 11．データセンタ内通信信号及びデータ(a)：データセンタ内．(b)：データセンタ間．

通信信号のBER．

(a)：データセンタ内．(b)：データセンタ間．

センタ間通信信号の BER．

km，分散パラメータは16.5ps/nm/kmとした．8×8空間スイッチ部を通過したのち，データセンタ
内通信信号は波長ルーティング部へと入力され，80×1カプラによって79波のノンターゲット信号
9と合波された．8×8空間スイッチおよび80×1カプラの損失はそれぞれ11dBおよび23dBであった．
その後80波の信号はEDFAによって増幅され，1×80 AWGによって波長ごとに分波された．AWG
から出力されたターゲット信号は再び2kmのSMFを通過したのち受信器へと入力された．一方，
データセンタ間通信信号は8×8空間スイッチ部を通過した後，波長集約部へと入力され79波の非ターゲット信号と合波されたのちEDFAによる損失の補償が行われた．80波の信号はその後，2kmのSMFを通過したのち波長選択スイッチ(Wavelength-selective switch: WSS)によってメトロネッ
トワークへと挿入された．メトロネットワークでは100kmの光ファイバおよび光増幅器を通過することで，波長分散と雑音が付加された．その後，信号はWSSおよび2kmのSMFを通過したのち目
的データセンタ内の受信器に入力された．受信端ではフォトダイオードにより自乗検波が行われた
のち，3.2節に示すクラマース・クローニッヒの関係式を用いて受信複素電界の位相を復元する．
その後，DSPにより波長分散補償が行われ，信号が復元されたのち，BERが計算された．
図10(a)および図10(b)はそれぞれデータセンタ内通信信号およびデータセンタ間通信信号の受信後のコンスタレーションマップを示している．データセンタ内通信およびデータセンタ間通信のいずれの場合においてもシンボルの状態が明確に分離されていることが確認できる．また，データセンタ間通信信号においては，コヒーレント受信器を用いることなくDSP処理により分散補償が行われたことが確認できる．図11に測定されたBERのプロットを示す．横軸が各波長番号を表し，2種の記号がそれぞれデータセンタ内伝送時とデータセンタ間伝送時のBERに対応する．データセ
ンタ間通信信号はデータセンタ内通信信号と比較するとBERの数値が高いことが確認できる．これはデータセンタ内通信に比べて長距離を伝送したことによるものである．しかし，データセンタ
内通信およびデータセンタ間通信の両方において全ての波長のBERが目標値である10-2 を下回っていることが確認できる．
４．結論
本研究では，まず波長分割多重および空間分割多重を用いた新たな光スイッチ構成を提案した．
従来のスイッチに用いられている波長分割多重および空間スイッチに加えて空間スーパーチャネルを導入することで，ビットあたりコストを増加させることなくスイッチの大容量化が可能となる．

－ 45 －

ポート数1536，総スループット2.1Pbpsのスイッチを構成し，シミュレーションおよび実験にて提案構成の実現可能性を確認した．本構成に用いられている空間スーパーチャネル技術は次に提案したデータセンタ内及びデータセンタ間統合光スイッチネットワークにも適用可能である．
続いて，クラマース・クローニッヒ受信方式を用いたデータセンタ内及びデータセンタ間統合光スイッチネットワークを提案した．直接検波に基づく受信方式でありながらDSPによる波長分散補償が可能なクラマース・クローニッヒ受信方式を用いることで，大規模かつ低コストにスイッチ
ネットワークの構築が可能である．640×640規模のデータセンタ内光スイッチの一部を構成し，4kmのデータセンタ内伝送および106kmのデータセンタ間伝送を想定した実験により，提案光ス
イッチネットワークの実現可能性を確認した．
参考文献
［1］ H
 . Nagai, Y. Mori, H. Hiroshi, and K. Sato,“Design and verification of large-scale opticalcircuit switch using ULCF AWGs for datacenter application”, IEEE/OSA Journal of
Optical Communications and Networking, vol. 10, pp. 82–89, 2018.
［2］ K
 . Sato,“Realization and Application of Large-Scale Fast Optical Circuit Switch for Data
Center Networking”, IEEE/OSA Journal of Lightwave Technology, vol. 36 , pp. 1411 1419, 2018.
［3］ A. Mecozzi, C. Antonelli, and M. Shtaif,“Kramers–Kronig Coherent Receiver”, OSA
Optica, vol. 3, pp. 1220-1227, 2016.

－ 46 －