〈一般研究課題〉 低環境負荷を実現する自動車用駆動モータの高性能制御に関する研究
助 成 研 究 者

名古屋大学

道木 慎二

低環境負荷を実現する自動車駆動用モータの高性能制御に関する研究
道木 慎二（名古屋大学）High performance control technique of vehicle traction
motor drive for reducing environmental load
Shinji DOKI
（Nagoya University）

Abstract:
Recently, vehicle with motors for traction system have attracted attention for reducing
environmental load. Power or torque/ weight or volume ratio, however, are not enough for thespread of motor driven vehicle.
In this research, novel torque control method is proposed for the problem. Proposed torquecontrol system has a policy on current control which never suppression any harmonics and put allof limited voltage for just only fundamental.

1. はじめに
近年の計算機資源の低価格化に伴う磁界解析技術の普及、磁石やケイ素鋼板といった材料の高性能化を背景に、用途に合わせきめ細かく最適設計を行う「用途指向型永久磁石同期モータ」という考え方が一般化しつある。これにより、永久磁石同期モータは、高効率化、高トルク密度化、高出力密度化など、さまざまな点で著しい性能向上を遂げ、産業機器・家電等の省エネルギー化に大きく貢献している（１）（２）。
これら永久磁石同期モータ（PMSM）は、自動車の環境負荷低減の切り札として、注目を集めている電気自動車（EV）・ハイブリッド電気自動車（HEV）における駆動用としては言うに及ばす、パワーステアリング、コンプレッサ等の従来油圧や機械動力など他の動力源に依存していた車載機器－ 167 －

��������������������������������������������������������������������������������の動力源として導入も進んでいる。これらは低燃費化に貢献することはもちろんであるが、同時����������������������������������������

����������������������������������������に、内燃機関など他の動力源に比べ著しく時定数の小さなトルク応答、電力としてエネルギーの回������収・貯蔵が容易などといったモータの特長を生かした新たな機能（付加価値）の創生につながるもの��������� PMSM ���������������������������������� PMSM �������������������������として、一層の普及が期待されている。
��������������������������������������������������������������������������������
しかし、自動車へのPMSMの普及においては、移動体という性質上、産業機器・家電等に較べて��������
��������
体積・重量当りの出力・トルクに対する要求仕様が著しく厳しいことが課題となっている。

•• ��������������
�����������������������������
•• ������������������������
���������������������������������•• ������������������������������������������
�������������������(��)��
�������������������(��)��
•• ����������������������������������
����������������������
����������������������
����������������
��������������
((���������������������������������� ����������������������������������������
図１ 高性能化する永久磁石同期モータと技術動向����������
���������������������������������������������
��������������������
���
モータ出力の向上は、最大トルクの増加、最高回転数の向上により実現される。無論、それら���������������������������������������������
�����������������������������������

は、材料や磁気回路設計といった電気機器としてのモータ自体の設計に大きく依存し、さまざまな(1)(2)���������������������
�����������������(1)(2)��������������������������������������（１）（２）
研究が進められている。同時に、モータの最高回転数は、駆動電圧にも大きく左右される。駆��������������������������������������������������������������������������������

動電圧を上昇させるためには、バッテリセル数の増加、電力変換器による昇圧などのアプローチが��������������������������������������������������������������������������������

考えられるが、いずれもシステムのサイズ、コストの点から、またモータを含めたシステムの高圧����������������������������������������

����������������������������������������

化を要求するため、その採用には慎重にならざるを得ない。
������������

�����
�����
�������
�������

�����
�����

����
����

��
��
3���
3���

����
����
�����
�����
���
���

����
����

����
����

PMSM
PMSM

������������������
������������������
�������������
��������������
�������������
��������������
��������������������
��������������������

���
図２ ��������������������
永久磁石同期モータの電流制御系と駆動電圧�����������������������

��������������������������������������

��������������������������������������
一方で、高回転化へのアプローチとして、限られた電源電圧を有効に使いきるための制御技術と���������������������������������1 ������

���������������������������������1������
して、電力変換器（インバータ）を過変調・１パルス動作させる手法がある。鉄道・家電の一部など
��������������������������������������������������������������������������������
－ 168 －��������������������������������������1 �

では一般的に利用されており、電源電圧の利用率を最大で27％向上させることができる。ただし、�����������������������������������(3)(4)�

制御性能が犠牲になったり、過変調・１パルス動作時とそうでない場合で制御系の切替が必要にな����������������������������������������

るなどの問題がある（３）（４）。

����1 �����������������������������������

そこで、本稿では、制御性能を犠牲にすることなく、かつ制御系の切替を行うことなく、過変�������������������

調・１パルス領域でのモータ駆動を可能にし、モータの高回転化、ひいては高出力化を可能とする

2. PMSM ������������������������
制御手法について行なった研究結果を報告する。
PMSM ����������������������� PMSM ����������

2. PMSMの駆動領域と電力変換器の過変調動作によるその拡大���������������� PMSM ��������������������PMSMにおける速度トルク特性を図３に示す。制御されたPMSMでは発生トルクは電流に比例�����������������������������=����������

すると考えてよい。そのためPMSMのトルク制御をおこなう場合、図２に示すように電流制御系

�������������������������������������PMSMを構成するのが一般的である。そのため、電圧（=操作量）に余裕のある低速域では、最大トルク＝��������������� PMSM ��������������������

最大電流で決定される。一方、速度が上昇してくると、PMSMの持つ磁石が回転することにより���������������������PMSM ������������=��PMSM内部に発生する起電力が速度に比例して増加し、電源電圧（操作量の上限）が一定の場合、�������������������������� PMSM ����������

PMSMに流しこめる電流の上限値=最大トルクが減少することとなる。このことから、電源電圧が������������������PMSMの最高回転速度の左右する主要因の一つであることがわかる。

�������������
������������������

��� [Nm]

Controller

����

vref

��,��
PWM
�����

Vin,iIPMSM�����������
������������
��������

��[rpm]

図３ モータの速度トルク特性とその支配要因��� ������������������� ���PMSM ��������������������������������
また、PMSMの駆動電圧は、バッテリ等の直流電圧を半導体電力スイッチでスイッチングし、���������������������������������������任意の振幅、任意の周波数の交流電圧を発生させるインバータにより供給される。通常、スイッチングによる高調波成分の発生を抑制することを目的に、モータの駆動周波数より十分高いスイッチ���������������������������������������ング周波数を設定し、パルス幅変調（PMW）によりスイッチングパターンが決定される。この場�������������������������������PMW������
合、発生可能な交流電圧の振幅の上限は電源電圧の半分、変調方法を工夫することにより更に���������������������������������������15％程度改善することができる。
�������������������������������������－ 169 －����������1�����
����������1��������������������������������������������������������������������������
���������������

������
������
0~10~1�������������
�������
1~1.27��
1~1.27��

����������������
1.271.27��������
����������������������������� ������������������
図４ ���������������
電圧波形と過変調・１パルス動作� ��������������������������������������� ��������������������������������������

しかし、図４に示すように高調波成分の抑制を犠牲に方形波に近い電圧波形を取ることにより、������������������������������������������������������������������������������

インバータ出力電圧の基本波成分の振幅をさらに増加させることができる。目的周波数で方形波を������������������������/��1.27 �����������

������������������������/��1.27 �����������

出力することにより、最大で４/π≒1.27倍の電圧となる。インバータのこの動作方法を過変調動������������������������������������������������������������������������������

作、特に完全に方形波になった状態を１パルス動作と呼び、鉄道・家電の一部などでは一般化して��������������������������������1 ������

��������������������������������1 ������いる。インバータを過変調・１パルス動作させることにより、電源電圧を変更することなく、駆動��������������������������������������������������������������������������������������������������������������������������������

電圧を増加させることができ、駆動領域を高速側に拡大することが可能となるのである。

• ��������������• ��������������•�������������•�������������•���������������������•������������������������������������������������������������������������������������������������
�������������������������
idq*idq*++�
idq ���
�����
���

v*v*

��������������
������
�����������
�����vv

PMSMPMSM

���
idq
���

idqidq��
図５��������������
過変調・１パルス動作時の課題�� ��������������� �����������1 ���������������������������� �����������1 ���������������������������
しかしながら、過変調・１パルス動作時には、インバータの非線形動作、低次高調波成分の増加���������������������������������������

���������������������������������������
や電圧飽和により電流制御系が不安定化することが知られており、これを回避するため、制御帯域������������������������������������������������������������������������������の制限、制御器の切替が必要とされ、高回転化における制御上の問題とされている。
����������������
3. ����
3. 提案手法3.

����

通常、何らかの形で発生した高調波成分を抑圧するためには、適切に設計されたフィードバック������������������������������������������������������������������������������
制御で対応する場合が多い。しかし、過変調・１パルス動作中では、操作量である電圧に余裕のな�������������������������1 ��������������

�������������������������1 ��������������
い状態であり、フィードバック制御器により高調波を抑制する適切な操作量が求まったとしても、��������������������������������������������������������������������������������
����������������������������������������
����������������������������������������
－ 170 －

その操作量、つまり電圧を実際に発生させることができないばかりか、操作量（電圧）飽和を加速���������������������������������し、結果、制御系の不安定化を招く。
���������������������������������idq*
idq*
idqidq����������

�����
�����
*
V
�����
G-1(s)*V�����
G-1(s)

�������
�������++++V
V PMSMPMSM

�����
�����

��������������������PMSM������������������������PMSM������������������������������������������������������
�����������������������������
�����������������������������
����������������������������� ������������������
図６ ���������������
過変調領域における不安定の原因
����������������������������������������������������������������������������

そこで本手法では、制御系の構成に際して、次のようなポリシーを取ることとした。

�� �������������������������������������� ������������������������������������・��
高調波の抑制は行わない、つまり、高調波を抑制するために電圧を利用しない。
����������������������� ���������������������・ 電圧は基本波成分の制御にのみ限定利用する。

������������������������������
�����
id,q*id,q*�����
�����
-1

GG-1

�����
�����

++ id,qiˆdh, qhiˆdh, qhPMSM
PMSMvd,q*vˆ
vd,q* �������� vˆdh ,qhid ,q�iˆdh ,qhid ,q�iˆdh ,qh
�
�

�����

��������

����������
���������� +PMSMPMSM������

id,q+ ++dh , qh�����
�����

�����
�����
���
���

����������������������������
����������������������������
������������FB����������������FB�������
図７ ������提案システム
��� ���������������������������������������������

���������������������������������������
この考え方に基づいて構成した、過変調・１パルス領域において動作可能な提案する電流制御系
����������������������������������������の構成を図７に示す。図６に示す一般的な電流制御系との違いは、インバータで発生する高調波電��������������������������������������������������������������������������������

圧成分による高調波電流成分を推定し、観測電流から減じた上で、電流フィードバックを行うこと��������������������������������������������������������にある。
�������������������������������������������������������

高調波電流推定系は、電圧指令値から高調波電圧を推定するインバータモデルと高調波電流から�����������������������������������������������������������������������

高調波電流を推定する高調波電流推定モデルから構成される。
��������������������������������－ 171 －vd,q**vd,q
V **VUU**VVUUV *VUU*

VDC
VDC
22Inverter model
Inverter modelˆ , qhvˆvdhdh, qh
V *VUU*

00

� VDC
� VDC
22VUlim**VUlim**VVUhUh** �VU* = U���������
Uh ==VVUlim**VVUh�VU* = U���������
Ulim����������
��������������������������������������������������������� ����������������
���
図８ インバータモデル
� ������������������� ������������������インバータモデルの動作を図８に示す。

�K��1� . � � R K pd
00 �� � ˆ � ��10�
K idid��ˆ.iˆdh�� ����( (R ��K pd ) )i
000 ��LLLi��diˆdhdh�� ��LLd
��dh.�� � Ld d Ld d���
LdK iq� � iˆ � � d1� �vˆdh �R K pq
��ˆ.iˆqh�� ��0� (R �K pq ) 0 K iq �� �iˆqhqh�� ��� 0 1 ���v�ˆdh ����iqh.������00
� ( Lq� Lq ) 0L � vˆL �eˆ �� �Lq q����v�ˆqhqh�����e.ˆdh�� ��Lq
LLq q�� e�ˆdhdh�� ��0�
0 q00 � � eˆqh� �� 1�1��eˆdh.�� ��
�
10
�
�
1000�
�� eˆqh � �� 0��
��ˆe.ˆqh�� ��10100
��e��
1 ���� qh � ��000 ��
�1
�� 0ˆ
ˆd-q������
�iˆ�i iˆi � � d-q������
d-q������������
�eˆ�eˆ eˆeˆ � �d-q������������
dhdh

qh
qh

dhdh

qh
qh

�vˆ�vˆ

��vˆ
d-q��������������
dhvˆqhqh d-q��������������
dhd-q�������
KK
K pdpd K pqpq d-q�������
KKd-q�������
K idid K iqiq d-q�������
~ ~ ~~R ~L ~L ��,d-q��������
R Ld d L q q��,d-q��������

図９ 高調波電流推定モデル

��� ��������������������������������������M�����������������������
�����������������������
高調波電流推定モデルは、PMSMのモータモデルと電流制御器の閉ループシステムから構成さ������������
���M��������������������
れ、図９に示す数式で表現される。
��������������������4. ��������
4.

4. 実機実験���������������������������������������
実機実験より提案するシステムの有効性を検証する。まず、高調波電流推定系による高調波電流�������������������������������������������������������������������������������
推定のみを行った結果を図10、11に示す。図10では、1600rpmでの速度制御下において、無負荷����������������������������������������������������������������������������
������������������������������
����
状態から負荷を加えた際の過渡応答の結果である。過渡時においても、良好な高調波電流の推定が����������
�������������������������
��������������������
���������
�����d�����
実現できており、フィードバック電流i（iidid→iが期待でdに含まれる高調波電流成分の大幅な減少d-idh）��������������

��������������i�id��iid-i-idh��������������������� 10 ��
きることが確認できる。また、図10中、負荷印加後においてほぼ１パルス動作に近い状態での定�������������dd dh ������������������� 10 ������������� 11 ���������������������������
���������������������������
常状態を拡大したものが図11である。フィードバック電流idに含まれるおよそ2.5A程度の高調波電�����������
�������������iid��������������������������
��������������������������
流の振幅を1.0A程度まで減少させることが可能と思われる。
�������������d����������������������
����������������������

－ 172 －����� ����1,600rpm ���������2,000rad/s ����100 usec������ 0-3A 120�d���q���

10ms

10ms

idh
�����
���������2,000rad/s����� ����1,600rpm
����1,600rpm
���������2,000rad/s i����100
����100 usec
usecqh������ 0-3A������
0-3A 120�
120�

id ,id*iidh
dh

id -idh*iid ,iid*d, diqhd���d���

idh

iidh
dh

1A

id *
1A
1A

id-idhiid**diid --iidh
d dhq���
q���10ms
10ms

idiiqhqh
iq ,iq*iidd

��� 0�1.27

iid-id-idhdh������ 0�1.27
0�1.27

iiqh
qh

iq *

iq
iq-iqh
iiq
q

iiq**
q

iq -iqh
iiq ,iiq**
q, q

10ms
10ms

iiq-i
q-iqh
qh

1A

1A
1A

iiq --iiqh
q qh���� ������������
図 10

高調波電流推定結果（１）���� ������������

����� ����1,600rpm ���������2,000rad/s ����100 usec������ 3A 120�q���d���

i *5ms
iq usec���������1,600rpm
idh���������1,600rpm ���������2,000rad/s���������2,000rad/sq ����100
����100usec������ 3A
������
3A 120�120�
idhid ,id*
iidh

iidh
dh
id*

d���d���
1A

2.5A

q���q���
iiq**
q

5ms
5ms

iddh

id -idhiid ,iid**d, d

1A
iid --iidhd dh

1A
1A

1A
1A

2.5A
2.5A

q

iqh

iq ,iq*iid**id-idh
diq-iiiqhqiqh

iq -iqh
iiqh
qh

iidd

1A
5ms

iiq ,iiq**q, q
iiq --iiqh
q qh

iid-id-idh
dhiiq-iq-iqh
qh

1A
1A

iiqh
qh

5ms
5ms���� ���������������������������������������������������
図 11 高調波電流推定結果（２）���� �������������������������� 2500rad/sec������ 400�s �����������
次に、推定電流を実際に用いて、高調波補償を行った結果を図12、13に示す。図12では、電流�������������������������������������������������������������������������������

制御器のゲインを2500rad/sec、制御周期を400μsと敢えて不安定化しやすい状態として、提案す�������������� 2500rad/sec������ 400�s �����������

�������������� 2500rad/sec������ 400�s �����������������������������������������
��������������������������������������������������
����������������������������������������

る高調波補償の効果を調べた。その結果、高調波電流補償なしの場合、定常状態であっても高調波����������������������������������������
成分に起因する電圧飽和が発生し、制御系の不安定化が観測されたのに対して、提案する高調波電����������������������������������������

����������������������������������������
��������
����������������������������������������

圧補償ありの場合、安定した電流制御が継続することを確認した。
������������������������������������������������

����� ����1,600rpm ���������2,500rad/s ����400 usec������ 3.5A 120�������������������

���������� ����1,600rpm
����1,600rpm ���������2,500rad/s���������2,500rad/s ����400
����400 usec
usec
V*������
������ 3.5A
3.5A 120�
120�

V*

100V

������������������
VlimV*VVlimlim
V*
V*

T, T*

*T,T, T
T*

V*
V*

T

T
T

Vlim
T*

100V
100V

VVlimlimT*
T* 5ms

0.2Nm

Vlim
V*V
VlimlimV*
V*T, T*

5ms
5ms100V������������������Vlim

V*
V*
T
5ms

*
T,T, TT*

図 12 高調波電流補償結果（１）�������������������� ������������－ 173 －VVlimlim

T*
T*

0.2Nm

T
T
5ms
5ms

0.2Nm
0.2Nm

T*

100V
100V

0.2Nm
0.2Nm

� �������������������������������������������������������������������������������� ���������������������������������������

図13は、図12と同条件下でのトルクのステップ応答の結果である。高調波電流補償なしの場合、��������������������������������������������������������������������������������

過渡時の最後に突然電圧飽和が発生し、その結果、発生トルクが大幅に減少する不安定化現象が生��������������������������������� V����������������������������������������������じていることが確認できる。これに対して、提案する高調波電流補償ありの場合、安定なトルク応
��� Vlim �������������������������������������������������������������������� V������

答が実現できているとともに、電圧指令値V＊がほぼ電圧上限値Vlimで推移しており、利用可能な電��� Vlim �����������������������������������

圧を確実に使い切っていることが確認できる。
����� ����1,600rpm ���������2,500rad/s ����400 usec������ 0A-3.5A 120������������������������ ����1,600rpm ���������2,500rad/s ����400 usec������ 0A-3.5A 120�

V*

V*
100V
���������100V���������Vlim
V*

Vlim
V*

V*
T*

Vlim
V*

Vlim
Vlim

Vlim
V*

TT*

Vlim

V*

100V

Vlim
TT*

0.2Nm

0.2Nm

5ms

5ms T

T

T, T*

100V

T*

T, T*

0.2Nm

0.2Nm

5ms5ms

T, T*

T, T*

���� �������������������������������������������������������
図 13 ������������
高調波電流補償結果（２）������������������������������������� 14 �����������������������������������������������������
最後に、最大トルクを維持しつつ、一定の速度変化率で最高速度まで加速させた場合の実験結果
����������������������������������������������������������������������������� 14 ����������を示す。実験に使用したモータパラメータ、及び運転パターンの詳細を図14に示す。これは、自�����������������2000rp������������������������
��������������������������������������������
動車でいえばアクセル全開で最大速度まで加速する状況に相当する。従来手法を用いた場合の結果
������������������ 16 �������������������������
�����������������2000rp������������������������
を図15に示す。過変調領域に入ると、2000rpm程度以降、電流制御が不安定化し、結果、トルク������������������������������������ 2800rpm ����������������������� 16 �������������������������
制御も不安定化する様子が確認できる。図16に提案する高調波電流補償を加えた場合の結果を示��������������������������������������������������������������� 2800rpm �����す。過変調領域に入ったのちも、トルク制限に従い安定にトルクが減少し、最大速度2800rpm程度����������������������������������������������������������������������まで、トルク・電流共に安定に制御されていることが確認できる。
����������������������� 4 ���������������������������������������������������������
この結果から、今回のケースでは、同じ電源電圧のもと、提案する制御手法を利用することによ����������������������� 4 ��������������
り、標準的な制御手法に較べ、制御可能速度範囲を４割程度広げられたことになる。

����������������

Winding resistance R
0.45 �2Pole pair P
d-axis inductance Ld
4.15 mH
Back EMF. Constant ke 0.104 V/(rad/s)
q-axis inductance Lq
16.74 mH
Winding resistance R
0.45 �
d-axis inductance Ld

2800 rpm

�����: MTPA�������

����������

Rotational
speed0 rpm
Rotational
speed

2800 rpm
0 sec

TimeTime������: S-T����� ������
�����: MTPA�������
S-T Curve����
100 sec

0 rpm
0 sec

4.15 mH������
:16.74S-T�����
q-axis inductanceLqmH

Torque (Nm) Torque (Nm)������2Pole pair P

Back EMF. Constant ke 0.104 V/(rad/s)

100 sec

Linear Range

S-T Curve
Linear Range

Over������modulation
Range

Speed (rpm) Overmodulation
Range

図 14 最大トルク発生時における加減速実験の条件
Speed (rpm)��� ����������������������� ��������������������－ 174 －Linear range
Speed

Overmodulation range

Voltage
amplitude

0 rpm

Linear range����
Voltage Limiter

0 V.

Torquereference

TorqueLinear range
0 Nm.

Speed0 rpm

Overmodulation range

Voltage
amplitude������Linear range��������
10 s/div

Voltage Limiter
0 V.

Torquereference

q-axiscurrent

0 A.

Torqued-axis
current

0 Nm.

����������10 s/div

q-axis���������������������������current
0 A.

d-axiscurrent������������������������������ �����������������(����)図 15 最大トルク発生時における加減速実験（従来手法）

��� �����������������(����)Linear range
Speed
0 rpm

Overmodulation range

Linear range

Voltage
amplitude
Voltage Limiter

0 V.

TorquereferenceLinear range
Speed
0 Nm.
0 rpm

TorqueOvermodulation range

Voltage
amplitude

Linear range
10 s/div

Voltage Limiter
0 V.

q-axiscurrent
0 A.

Torquereference

Torqued-axiscurrent
0 Nm.

10 s/div
q-axis������������������������������current
0 A.

d-axiscurrent
図 16 最大トルク発生時における加減速実験（提案手法）

5. まとめ��������������������������������� �����������������(����)本研究では、制御により、永久磁石同期モータの出力向上を図るべく、限られた電源電圧を有効に使い切るかという視点で、インバータの過変調・１パルス動作時に安定したモータ駆動を可能に5. ���する電流制御系について検討した。その結果、限られた電圧を有効利用するために、高調波の抑制��� �����������������(����)は行わず電流の基本波のみを制御するとのポリシーのもと、高調波電流推定系を構成し、観測電流���������������������������������������から高調波成分を減じてフィードバック制御をおこなう電流制御系を提案した。これにより、制御����������������������������1�����������
5. ���
����������������������������������������に拡大することが可能になった。
�������������������������������������������������������������������������������
今後、提案手法の適用拡大を一層拡大するためには、自動車用モータに特徴的な磁気飽和状態で����������������������������1 �����������
����������������������������������������の性能向上が重要である。磁界解析等を通じて磁気飽和を把握しつつ、高磁気飽和状態において��������������������������������������������������������������������������������も、安定して性能を発揮できる制御技術について、今後も研究を継続する予定である。
��������������������������������������������������������������������������������
����������������������������������������
���������������������������������������
参考文献
����������������������������������������
����������������������������������������
（１）「リラクタンストルク応用電動機の要素技術と高性能化」, 電気学会技術報告書, 第 1020号
����������������������������������������系を切替えず、また制御性能を犠牲にすることなく、永久磁石同期モータの駆動可能領域を高速側（2005）など

���������������������������������������

（２）「実用面から見たリラクタンストルク応用電動機の用途別最適化技術動向」, 電気学会全国大会

����������������������������������������－ 175 －-S16
シンポジウム, S16 , pp.S16（１）（23）, 2007
（３）
H.Nakai, H.Ohtani, E.Satoh and Y.Inaguma,“Development and Testing of the Torque Control
for the Permanent-Magnet Synchronous Motor”, IEEE Trans. of Industrial Electronics,
Vol.52, No.3, JUNE 2005（４）中沢洋介他,「電圧固定モードでの誘導電動機ベクトル制御」,電学論D, 118巻９号, 平成10年（５）
Smith Lerdudonsak, M.Kadota, S.Doki and S.Okuma,“ Harmonic Currents Estimation andCompensation Methods for Current Control System of IPMSM in Overmodulation rage ”,
IEEJ/IEEE Joint IAS Power Conversion Conference ? Nagoya（PCC-Nagoya 2007）, 2007（６）
Smith Lerdudonsak, S.Doki and S.Okuma,“ A Novel Current Control System for PMSM
Considering Effects from Inverter in Overmodulation Range ”, The 7 th International
Conference on Power Electronics and Drive Systems（PEDS'07）, 2007（７）
ラウドンサック サミット他,「過変調領域で動作可能なPSSMの電流制御系」,平成19年度電気関係学会連合大会東海支部連合大会, O- 285, 2007

－ 176 －