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平成 24 年電気学会全国大会

200 kHz，5 kW 三相－単相マトリックスコンバータの重負荷時出力電圧波形改善法
高山裕次＊，野口 季彦 (静岡大学)

Improvement of Output Voltage Waveform in Heavy Load Range for 200-kHz, 5-kW Three-Phase to Single-Phase Matrix Converter
Yuji Takayama, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)

１．まえがき筆者らはこれまでに 200 kHz 出力三相－単相マトリック
スコンバータにおいて軽負荷時の制御法に関して検討し，シミュレーションで運転特性を確認してきた(1)。しかし，重負荷時の運転特性に関しては検討していない。本稿では重負荷時における問題点を述べるとともに，それをスイッチ

図 1 主回路構成
Fig. 1. Power circuit configuration.

ングパターンの変更により改善し，シミュレーションにて評価したので報告する。

２．制御原理回路構成

図 1 に三相－単相マトリックスコンバータの主回路構成を示す。入力側は三相なので瞬時電力が一定であるが，出力側は単相であるため 2 倍の周波数で電力が脈動する。しかし，本稿で検討するように出力が 200 kHz と高周波であir
isitvrvsvt

る場合は，入力側の LC フィルタにより瞬時電力のインバラ

sKds

Kdv
/v

++
++

id +i/++

vr*vs*
vq * / v * / v *
PItPI

－

i200-kHzcarrier/
iqdq －+

vd* dq v *

iq*

sin

3vcr
vcs
vctcos

6

S1

S6

3

S7200-kHz Polarity
switching signal

ンスを吸収することができる。
＜2・2＞

Kd

Switching modetable＜2・1＞

id*sS8三相－単相マトリックスコンバータの制御

S9Phase ShiftS 10

図 2 に制御ブロック図を示す。まず，入力部は LC フィル

図 2 制御ブロック図
Fig. 2. Control block diagram.

タによる共振を抑制するために微分補償を施した入力電流と電源電圧を三相－二相変換する。電源位相を算出し，回転座標変換した値と指令値との偏差を PI 制御器に入力し，Free wheeling mode

その出力を再び三相量に戻して三角波キャリア比較を行う
これにより入力力率制御を実現する。そこで得られた信号

S7と vcr，vcs，vct により三相－単相マトリックスコンバータのS8スイッチング信号を得る。出力部は 200 kHz の三角波キャS9リアから得た信号をもとに出力電圧の極性を切り換える。

S10＜2・3＞

提案するスイッチングパターン

図 3 に提案する出力部スイッチングパターンと出力電流

Output current

波形を示す。デューティーサイクル 50 %，200 kHz の極性信号を位相シフトすることにより，入力部の仮想電流形整流器から出力される直流バス電流が零のときに，負荷電流が出力部で還流するモードをつくる。従来法では極性信号

図 3 出力部スイッチングパターンと出力電流波形
Fig. 3. Switching pattern of output pulse and output current waveform．のデューティーサイクルを変更することでこの還流モードをつくっていたが，この場合，負荷電流の極性切り換わりにおいて電流経路がなくなり電圧サージが発生するという問題があった。そこで，提案法ではこの還流モード時に出力電流の極性切り換わりを割り当てることで電圧サージを

表 1 主回路の電気的パラメータ
Table 1. Electric parameters of power circuit.
Input Power Source
3φ, 200 V, 60 Hz
Lf = 0.6 mH, Cf = 50 μ F
Input LC Filter（ Lf = 0.028 p.u., Cf = 0.15 p.u.）
LoadR = 0.324 Ω, L = 7.19 μ H回避する。また，この還流モードに割り当てる時間を短くOutput Resonant Capacitor

C = 89.2 nFすることで入力電流の総合歪率を改善することができる。

Output Frequency

200 kHz

2012/3/21～23-46広島( 第 4 分冊 )©2012 IEE Japan

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出力電圧，出力電流(a) vout, iout.

(a)

出力電圧，出力電流(a) vout, iout.

(b) 出力電圧，出力電流の拡大波形(b) Enlarged waveform vout, iout.

(b) 出力電圧，出力電流の拡大波形(b) Enlarged waveform vout, iout.

図 4 シミュレーション波形（従来法）
Fig. 4. Simulation result (conventional switching pattern).

図 5 シミュレーション波形（提案法）
Fig. 5. Simulation result (proposed switching pattern).

20
Total harmonic distortion (%)

３．シミュレーションによる運転特性の検証
表 1 に示すパラメータを用いてシミュレーションを行った。図 4 に従来法，図 5 に提案法のスイッチングパターンを適用した重負荷（5 kW 出力）時の波形を示す。従来法では負荷電流極性の切り換わりにおいて電流経路がなくなり出力電圧にサージが発生する。この電圧サージは重負荷になるほど大きくなりスイッチング素子耐圧の点で看過できない。提案法では負荷電流の極性切り換わりにおいて出力

10504.0部に還流モードを割り当てることでサージ電圧を回避し良好な波形となる。出力部の還流時間を 100 ～400 ns と変化

4.24.44.6Load (kW)4.85.0

図 6 入力電流の総合歪率
Fig. 6. Total harmonic distortion of input current.

させた場合の入力電流の総合歪率（30 次まで）を比較したものを図 6 に示す。重負荷時（5 kW）に近づくほど入力電流の総合歪率は悪化する。また，還流時間と出力部零電圧100 ns
200 ns
300 ns
400 ns15４．まとめ

出力時間は等しいため，還流時間が長いほど零電圧出力時

本稿では 200 kHz，5 kW 三相－単相マトリックスコンバ間が長くなり負荷の最大出力可能範囲が制限される。よっータの重負荷時における運転特性について，従来法と提案て，還流時間を長くした場合に電流指令値を増加させると，法のスイッチングパターンを用いて運転特性を比較評価し指令値が三角波キャリアを逸脱して，制御不可能となり入た。シミュレーション結果より，負荷電流の極性切り換わ力電流が歪む。以上から還流時間が長いほど入力電流の総りにおいて還流モードを適用することで出力のサージ電圧合歪率は悪化し，還流時間が短いほど入力電流の総合歪率を回避し，さらに還流時間を短くすることにより入力電流の悪化を防ぐことができる。負荷 5 kW において，従来法での総合歪率を改善できることを示した。

は出力 電 圧 に サ ージ が 発 生 し ， 入 力 電 流 の 総 合歪率は2.80 %であったのに対し，提案法はサージ電圧を回避するとともに総合歪率は 1.21 %に改善できた。

2012/3/21～23

文-47広島献(1) 高山・久保田・野口：「200 kHz 出力三相－単相マトリッ
クスコンバータの入力電流波形改善に関する検討」電気学会産業応用部門大会，1-170 (2011)( 第 4 分冊 )©2012 IEE Japan