直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器の特定高調波有効電力抑制法
学生員

佐野甲治

正員

野口季彦

(長岡技術科学大学)

Specific Harmonic Power Suppression of Direct-Power-Controlled Current-Source PWM Rectifier
Kohji Sano, Student Member, Toshihiko Noguchi, Member (Nagaoka University of Technology)
This paper discusses operation characteristics of specific harmonic active power suppression, and realizes improvement ofinput line current waveforms in a current-source PWM rectifier based on direct-power-control. As a result, the proposed strategy
effectively restrained the fifth- and the seventh-harmonics of the input line currents and demonstrated improvement of the total
harmonic distortion by 4.88pt through computer simulations.
キーワード：電流形 PWM 整流器，直接電力制御，リレー制御，瞬時電力，高調波電力抑制
Keywords：Current-source PWM rectifier, direct-power-control, relay control, instantaneous power, harmonic power suppression

1. はじめにL

筆者らはこれまでに PWM 整流器のスイッチングモード

IDC
Sr

3
AC200V-50 Hzvaiaと瞬時有効・無効電力を直接関連づけて瞬時値制御(リレー制御)し，直流バス電流と総合入力力率を制御する直接電力制御法を提案した(1)。

Lf

ib

isvc

ic

it
Cf

おいて，有効電力の特定高調波を抑制し入力電流波形の改Stirvb

本稿では直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器に

Ss

LoadSxSySz3 -2善を実現する手法を検討する。提案する手法を計算機シミvviiQ P

IDC*

Sr Sx Ss Sy St Sz

P, Q cal.

ュレーションにより検証し，従来法の運転特性と比較してSwitching-State Table

低次高調波が効果的に抑制できることを確認したので報告

skd

する。

skd

Pd
Qd

BPF

Sp

Sq

P

QnPIksP*

2. 特定高調波電力抑制法

Q*vs〈2･1〉 電流形 PWM 整流器の直接電力制御法

図 1 システム構成
Fig. 1. System configuration.

図 1 に直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器のブロック線図を示す。まず，電源相電圧と電流に三相－ニ相絶対変換を施し，vα，vβ および iα，iβ を得る。これらの値を用Sp0011

いて，(1)より整流器の入力側における瞬時有効電力 P と瞬時無効電力 Q を算出する。

⎡ P ⎤ ⎡vα⎢ ⎥ = ⎢v
⎣Q ⎦ ⎣ βv β ⎤ ⎡iα ⎤⎥⎢ ⎥− vα ⎦ ⎣i β ⎦(1)

SrSx

Ss

Sy

St

Sz

Sq0
101

Θ1

Θ2

Θ3

Θ4

Θ5Θ6

SOO
ONP
PON
PNO

OOS
PNO
OPN
PON

OSO
PON
NPO
OPN

SOO
OPN
NOP
NPO

OOS
NPO
ONP
NOP

OSO
NOP
PNO
ONP

図 2 スイッチングテーブルの構成
Fig. 2. Configuration of switching-state table.

瞬時有効電力指令値 P*は直流バス電流制御系から，瞬時量子化して検出する。あらかじめ各領域Θn における整流器

無効電力指令値 Q*は外部から直接与え，総合入力力率を 1のスイッチングモードに対する時間的変化率 dP/dt，dQ/dtとするために Q*=0 とする。P*と P の偏差ΔP，Q*と Q の偏の極性を算出しておき，Sp，Sq がそれぞれ 1 であれば電力増差ΔQ をそれぞれヒステリシス要素により 2 値化し量子化信加，0 であれば電力減少となるように図 2 のスイッチングテ

号 Sp，Sq を得る。また，電源相電圧位相も 6 つの領域Θn に
1

(a)

(a)

電源相電圧，電源電流，直流バス電流(a) va, ia, and ΙDC.

(b)

電源相電圧，電源電流，直流バス電流(a) va, ia, and ΙDC.

(b)

入力電流の周波数スペクトル(b) Frequency spectra of ia.

図 3 従来法のシミュレーション結果
Fig. 3. Simulation results of conventional method.

入力電流の周波数スペクトル(b) Frequency spectra of ia.

図 4 提案法のシミュレーション結果
Fig. 4. Simulation results of proposed method.

入力フィルタ Lf：2.7 mH および Cf：40 μF，直流リアクトルーブルを構成する。
ここで，各スイッチングモードは次のように定義される。

40 mH とした。従来法において直流バス電流指令値 IDC* = 10

P : Sr, Ss, St = ON かつ Sx, Sy, Sz = OFF

A，無効電力指令値 Q* = 0 var，負荷を 230 W，有効・無効

O : Sr, Ss, St = OFF かつ Sx, Sy, Sz = OFF

電力のヒステリシス幅をそれぞれ 100 W，100 var としたと

S : Sr = Sx = ON または Ss = Sy = ON または St = Sz = ONきのシミュレーション結果を図 3 に示す。(a)は電源相電圧，

N : Sr, Ss, St = OFF かつ Sx, Sy, Sz = ON

電源電流，直流バス電流，(b)は電源電流の FFT 解析結果をまた，整流器の入力 LC フィルタにより，入力電流に共振示す。電源電流波形のピーク付近で大きなリプルが発生し周波数成分が生じる問題がある。そこで，図 1 のように有ていることがわかる。このときの入力電流 THD は 9.28 %で効電力と無効電力の微分値を加えることによりフィードバあった。同様の条件で有効電力フィードバックに BPF を置ック補償を施し，共振周波数成分のダンピングを図る(2)。

き，その中心周波数を 300 Hz として ks = 9 倍のゲインを付〈2･2〉 有効電力の特定高調波抑制法加した場合のシミュレーション結果を図 4 に示す。電源電

従来の直接電力制御法では，軽負荷時に電源電流に歪み流波形の歪は大幅に改善され，直流バス電流にも大きなリが生じる。これは選ばれるスイッチングモードにより所望プルは見られず，良好に制御できていることがわかる。FFTのヒステリシス幅にΔP とΔQ を収めることができないため解析結果から電源電流の 5 次，7 次高調波が低減され，THDである。この結果，有効電力には電源電圧周波数の 6m 倍のは 4.4 %に改善されることが確認された。

高調波がリプルとして発生する。ここで，電源電圧を平衡4. まとめした基本波成分のみとすれば，電源電流に n = (6m±1)次の高調波成分が含まれる。ただし，m は整数とする。本稿で

本稿では，直接電力制御法に基づく電流形 PWM 整流器のは，このような有効電力の特定高調波成分に対してバンド特定高調波有効電力抑制法を計算機シミュレーションによパスフィルタ(BPF)を用いて取り除き，特定高調波のみを抽り検討した。本手法を適用することにより電源電流の総合出する。このバンドパスフィルタ(BPF)から得られた特定高歪率を，4.88 pt 改善できることを確認した。

調波成分を ks 倍(ks > 1)したものに対して，フィードバック補償を施すことにより，特定高調波有効電力の抑制を図る。

文

3. 計算機シミュレーションによる検証

献(１) 佐藤・野口：「電流形 PWM コンバータの直接電力制御法」H16 年電気学会全国大会講演論文集，4，38-39(２) 大西・皆本：「瞬時電流ベクトル直接制御方式三相電流形 PWM コンバータ」電学論 D，115，8，984-989 (1995)

提案する手法の妥当性を確認するため，計算機シミュレーションによる検証を行った。シミュレーション条件は，2