SPC-09-174,LD-09-064

効率とパワー密度に着目した
低電圧源駆動 1.5kW, 150,000 r/min PM モータの最適設計
和田哲朗＊（長岡技術科学大学）
野口季彦（静岡大学）

Optimum Design Focused on Efficiency and Power Density of 1.5-kW, 150,000-r/min
PM Motor Fed by Low-Voltage Power Supply
Tetsuro Wada＊ (Nagaoka University of Technology), andToshihiko Noguchi (Shizuoka University)
This paper presents a 1.5-kW, 150,000-r/min PM motor fed by a low-voltage power supply, which is applicable
to an automotive supercharger. The motor is specially designed to improve its efficiency over 97 % (excluding amechanical loss) and to raise its power density to 13 W/cm3 at the same time. Feasibility of the design isconfirmed through experimental tests, using a prototype motor. In addition, two sorts of electromagnetic siliconsteel laminated core are compare to reduce power losses further.
キーワード： 高速モータ，PM モータ，効率，パワー密度，低電圧源(High-speed motor, PM motor, efficiency, power density, low-voltage power supply)

1. はじめにの際，特に同期インピーダンスの低減，鉄損と銅損の最小化，効率と電力密度の改善などが難しい技術課題となる。

一般の自動車に搭載されているスーパーチャージャは，更に，これらは小型かつ堅牢な機械構造設計のもとで達成

エンジンを過給するためにコンプレッサとエンジンをベルされなければならない。設計手法としては，設計パラメー

ト，プーリー等で機械的に接続し，エンジン出力の一部をタを設定したのち，有限要素法(FEM)に基づく電磁界解析に使ってエンジンシリンダに圧縮空気を与える。しかし，こて詳細なモータ形状の検討を行い，効率とパワー密度の最の方式ではコンプレッサ回転数がエンジン回転数に制限さ大化を試る。結果として試作モータでは，効率 97 %（機械れ高速回転させることができないため，低効率で低吐出圧損失除く）パワー密度でおよそ 13 W/cm3 を達成した。の容積型コンプレッサを使わざるを得えなかった。
これらの問題を一挙に解決するための方策として，スーパーチャージャの電動化がある。電動システムでは超高速

2. 超高速モータの要求と設計仕様〈2･1〉 超高速モータの要求仕様

モータを用いてコンプレッサを駆動し過給を行うため，高1.5 L 程度のガソリンエンジンに搭載するスーパーチャー

効率かつ高吐出圧の遠心型コンプレッサの使用が可能であジャ用遠心形コンプレッサを想定して超高速モータを開発る。また，エンジン回転とは独立して電気的に過給及びそする。このモータには 150,000 r/min において 1.5 kW の定格の制御が行われるので，更なるエンジンレスポンスの改善

出力と，更に過給開始から定格 150,000 r/min への加速におも期待できる。

いて，0.5 秒以内の非常に高速な応答が求められ，この応答

本論文では，車載スーパーチャージャの電動化システム時間は従来の機械式スーパーチャージャと同程度である。

用として超高速 PM モータの最適設計について議論する。検これらの要求を満たすため，検討モータは少なくとも定格討するモータは直流 12V 電源の三相インバータによって駆の 2 倍に相当する過負荷耐量をもたなければならない。以動され，遠心型コンプレッサによる過給を行うため，最大上の要求を考慮してまとめた目標仕様を表 1 に示す。

回転数 150,000 r/min，定格出力 1.5 kW が要求される。設計〈2･2〉 超高速モータの基本設計概念

においては効率とパワー密度を犠牲にすることなく，低電表 1 の目標仕様に基づいて，種々のモータから超高速駆圧，大電流，高周波にて駆動可能でなければならない。そ動に最も適したものとして，ロータ構造が単純で磁化電流1／6が必要ない表面磁石形同期モータ(SPMSM)を採用した。固定子は図 1 に示すように 6 ティース 6 スロット構造であり，同期インダクタンスだけでなく漏れインダクタンスも十分gに低減する必要があるため集中巻を採用した。ここで，特に注目すべきは巻線構造であり，各相の巻線 2 並列で 1 もしくは 2 という非常に少ないターン数で構成されている。

mNS

固定子鉄心は 150,000 r/min の回転速度においてできる限り鉄損を低減しなければならない。そのため，厚さ 0.1 mm の高性能珪素鋼板を成層鉄心として用いている。
一方，回転子は強力な Nd-Fe-B 永久磁石(ネオジム磁石)とモリブデン合金のシャフトで構成されている。ネオジムWinding( 1 or 2 turn )Shaft
Permanent magnet
Stator iron core

Tooth widthBack yoke width

磁石を回転子に用いることで，モータ効率の改善だけでなく，回転子な小径化が可能となり，超高速モータにとって重要な周速と遠心力の軽減に貢献する。同様に，BHmax が310 kJ/m3 の強力なネオジム磁石を使うことで，エアギャッ

Fig. 1.

図 1 超高速モータの断面形状
Cross section diagram of ultra high-speed
SPMSM.

プが非常に大きなモータの設計が可能になり，同期インダクタンスを低減できるとともに，集中巻構造であっても正弦波状の誘起電圧を得ることができる。表 2 は本論文で検討する超高速モータの基本設計概要である。

3. パーミアンス係数と固定子巻線の最適化
PM モータの駆動特性はパーミアンス係数に顕著に依存する。それは，パーミアンス係数が永久磁石の B-H カーブ上の動作点を決定するためである。モータの銅損と鉄損の間には誘起電圧に従ってトレードオフの関係があるが，誘表 1 超高速モータの目標仕様
Table 1. Target specifications of ultra high-speed motor.
Assumed engine

1.5 L class

Rated output power

1.5 kW

Rated speed

150,000 r/min

Rated torque0.0955 Nm

Overload capacity and duration

3kW (200 % over load) for 1 s

表 2 超高速モータの基本設計概要
Table 2. Conceptual design parameters ofdeveloped ultra high-speed PM motor

起電圧は基本的にパーミアンス係数に比例するので，パーMotor type

ミアンス係数はモータ効率にも強い影響を与える。ここでNumber of phases

Surface Permanent-Magnet Synchronous
Motor (SPMSM)
3 phasePM モータのエアギャップ部の磁気抵抗分布が均一だと仮

Number of poles

2 poles

定すると，そのパーミアンス係数 pu は以下の式で表される。

Stator configuration

Concentrated winding structure

Winding configuration

1 or 2 turns, 2 parallels per phase
10JNEX900(0.1-mm thick, 6.5-% silicone, μs=23000,Bmax=1.8 T)
N-39SH Nd-Fe-B(Br=1.28 T, bHc=955 kA/m,
BHmax=310 kJ/m3)
Angular ceramic-ball bearings withgrease lubricationag
Dm + l gllm
pu = m=............................. (1)a m K C l g Dm − l m K C l g
ここで ℓm は磁石厚さ，am は磁石の平均断面積，ag は回転子と固定子間エアギャップの平均断面積，ℓg はエアギャップ

Electromagnetic steel plates
Permanent magnetBearings

長，Dm は磁石の外径，KC はカーター係数である。KC は通常 1.2 から 1.5 程度の値であり，ag は am KC とほぼ等しくなるため，以下の近似式が得られる。

pu ≈lm............................................................................. (2)lg

この式はパーミアンス係数が図 1 に示される ℓm と ℓg の比によって決定されることを示している。
本論文で検討するモータは低電圧で大電流，高周波駆動であり，同期インピーダンスを極限まで減少させなければ，12V 直流電源で 150,000 r/min, 1.5 kW の目標仕様を達成することはできない。そのため，回転子磁石に BHmax = 310 kJ/m3

表 3 定格出力時の電圧降下と設計パラメータ
Table 2. Voltage drops per phase at rated operationand other design parameters.
Number of winding turns

1Resistance of inverter MOSFET RFET

22 mΩ

Stator winding resistance Ra

0.072 mΩ0.200 mΩStator winding inductance La
Voltage drop of inverter MOSFET
RFETI
Voltage drop of the stator winding
resistance RaI
Voltage drop of the stator windinginductance ωLaI
Back e.m.f. E

0.070 μH0.294 μH

0.353 V

0.243 V

0.0127 V

0.0243 V

0.194 V

0.562 V

2.84 V

4.11 V

Total voltage drop V

3.21 V

4.41 Vの強力なネオジム磁石を用い，大エアギャップ長のモータ

Stator iron core stack length L構造とする。更に，固定子巻線のターン数も 1 もしくは 2Permanent-magnet thickness ℓm5 mm3.75 mmとし限りなく減らす。図 2(a)に 1 ターン及び 2 ターンの固定Radial air gap length ℓg

3 mm4.25 mm

Permeance coefficient pu

1.670.882

子巻線を示す。漏れインダクタンス低減のためには固定子30 mm

2／6w ind ing
Iron core

鉄心と巻線を密着させる必要があるが，本モータの巻線は銅板から切り出される銅バーであるため，図 2(b)で示されるように，固定子鉄心のティース部に隙間無く巻線を取り付けることが可能である。

2 turn一般に，PM モータの誘起電圧は下式で表される。
e =

2E =

2 p ω k w N Φ g ....................................(3)1 turnここで，ωは回転速度，kw は巻線係数，N は巻線ターン数，そして，Φg はエアギャップ磁束である。上式から明らかなように，Ν または Φg を変化させることで誘起電圧が変化する。また，インバータの電圧降下分を含む全体の相電圧は以下の式で表される。
V = R FET I + R a I + E + j ω L I ............................(4)(a) 固定子の構造(b) 巻線の構造(a) Stator structure.
(b) Winding configuration.
図 2 固定子巻線の構造図
Fig. 2. Stator winding structure.となる。ここで，RFETI はインバータ MOSFET(2mΩ/phase)に，ヨーク幅と外径を固定してティース幅を変化させたとでの導通時の電圧降下，RaI は巻線抵抗による電圧降下，Eきの結果を図 3 (b)に示す。ティース幅を小さくすると，スは永久磁石モータの誘起電圧，jωLI は巻線インダクタンス

ロット窓面積が増加するため銅損を減少させることができによるリアクタンス降下である。表 3 左列に 1 ターンの固るが，スロット開口部が増加しパーミアンス変動に起因す定子巻線の定格出力時における電圧降下を示す。表から明る磁石渦電流損が増加する。最後にヨーク幅とティース幅

らかなように 1 ターンモータの巻線インダクタンスによるを固定してステータ外径を変化させたときの結果を図 3(c)

電圧降下は小さく，誘起電圧についても直流電源の電圧利に示す。固定子外径を小さくすると磁気回路の磁路長が短用率の観点からみれば必要以上に低い値である。したがっ縮されるため鉄損を低減することができるが，これまでとて，巻線インダクタンス及び巻線抵抗が 1 ターンに比べ 4同様にスロット窓面積が減少するため銅損は増大する。以倍になる 2 ターンの巻線構成であっても，12V 直流電源で上より，最適固定子形状はヨーク幅 6 mm，ティース幅 10十分駆動可能である。2 ターン巻線構成時の電圧降下を表 3mm，外径 70 mm と導き出された。

右列に示す。このとき，モータ効率を改善するためパーミ

図 6 に最適設計された 1 ターンモータと 2 ターンモータ

アンス係数を 1.67 から 0.882 に設計しなおし誘起電圧を最の損失比較を示す。2 ターンモータでは巻線抵抗の増加に伴適化することで，駆動電流が約 30 %減少し電圧降下も低減

い銅損が増大しているが，他の損失は逆に減少し，特に回することができる。ここで，電源電圧 12 V においてモータ転子磁石の渦電流損に著しい改善が見られる。全体の損失に印加することができる最大相電圧を 4.90 Vrms/phase とすは 36 W であり，2 ターンモータの機械損失を除く純電気的ると，設計した 2 ターンモータは定格 1.5 kW 出力時に，電な効率は 97 %以上に達する。

源電圧利用率 90.0 %，200 %過負荷 3 kW 出力時でも 97.5 %となり，インバータの直流電源電圧を有効に活用することができる。

4. パワー密度に着目した固定子形状の最適化

5. 固定子鉄損及び磁石渦電流損の詳細分析
一般に，PM モータは電圧形インバータを用いて正弦波電流で駆動される。しかし，超高速 PM モータでは基本波周波数が高いだけでなく同期インダクタンスも小さいので，電磁石厚さとエアギャップは上述の最適設計プロセスによ流リプルが非常に大きくなる。一方，擬似電流形インバーって決定され，それにより固定子内径も 28 mm と導き出さタを用いた 120°通電波形による駆動（6 ステップ駆動）もれる。同様にステータ積厚についてもロータの共振周波数行われる。この方式は電圧形インバータに比べ制御が簡単をモータ動作周波数以上に設定するため 30 mm に制限されであるが，トルクリプルの増加や電流高調波成分がモータる。一方で車載が前提の本モータでは，高効率化と小型化の運転特性に悪影響を及ぼす。の観点から固定子鉄心形状の最適化も必要である。そこで

ここでは，これら 2 種類の駆動電流波形について FEM 電

固定子鉄心のヨーク幅，ティース幅，外径を設計パラメー

磁界解析にて損失分析を行い，その違いが固定子損失や回タとして FEM 電磁界解析にて固定子形状を詳細に検討し転子損失に与える影響を検討する。また，鉄心材料としてた。まず，外径とティース幅を固定してヨーク幅を変化さ10JNEX900 に加え，より高周波鉄損特性の良い 10JNHF600せたときの定格出力における損失分析結果を図 3(a)に示す。

（0.1 mm 厚，珪素鋼板，）についても検討し，120°通電波

ヨーク幅が広くなると磁束密度が低下し，鉄損は減少する

形の電流高調波成分による鉄損の抑制効果も検証する。

が，スロット窓面積が狭くなるため銅損が増加する。また，

図 7 に各条件における固定子鉄損と磁石渦電流損の解析

ヨーク幅 5 mm 以下の領域ではヨーク部で磁気飽和が発生結果を示す。ここで，無負荷時と負荷時の損失差は電機子するため損失は小さいが所望の出力は得られていない。次反作用によって生じた損失である。同様に，正弦波電流駆3／6

(a) Loss analysis result with respect to back yoke width.

図 4 定格時の電気-機械変換損失 (機械損含まず)
Fig. 4. Electromechanical conversion loss at rated
operation.(not including mechanical loss).

(b) Loss analysis result with respect to stator outer diameter.

図 5 損失解析結果
Fig. 5. Loss analysis results.
mm，積厚 30 mm で，約 300 枚の珪素鋼板で構成される。アルファベットの b 形状をした固定子巻線バーはポリイミドテープによって固定子鉄心と電気的に絶縁された上で，(c) Loss analysis result with respect to teeth width.
図 3 固定子形状に基づく損失解析結果
Fig. 3. Loss analysis results with respect to detailed
stator iron core shape.

固定子ティースに挿入され，さらにエンドリングで他の相の固定子巻線と接続される。それぞれの固定子巻線の断面積は 16 mm2 であり，定格負荷における電流密度は約 7.6A/mm2 である。鉄心ティースと巻線間の距離は 0.3 mm であ動と 120°通電波形駆動の損失差は 120°通電波形の電流高り，漏れインダクタンスを低減し磁気結合を向上させる。

調波成分に起因するものである。固定子鉄損に関しては

図 7 に回転子を示す。回転子はモリブデン合金製のシャフ

120°通電波形における電流高調波成分の電機子反作用にトとリング状のネオジム磁石で構成され，その磁石は起磁よる損失悪化が多少見られるが，鉄損の主因は磁石による力分布が正弦波状となるように着磁されている。また，回磁束である。また，HF 鉄心による高周波損失抑制効果も小転子にはは高速回転時の磁石飛散防止のため磁石の周囲にさく，総合損失としては EX 鉄心が優れており，2.5 kHz 程2 mm 厚のエポキシ樹脂を含浸したグラスファイバー補強が度の基本波周波数では EX 鉄心に優位性がある。一方，磁石施されている。図 8 は試作モータの構成部品と構成図であ渦電流損に関しては，電流高調波による損失の増大が確認る。特に，ベアリングは超高速駆動を実現するために最もでき，空間高調波に起因するものと比べ極めて大きい。熱重要な部品であるが，試作モータはあくまで機能検証用でによる磁石の減磁を検討する際に，電流高調波に起因するあり高信頼性と耐久性のどちらも要求しないので，高精度損失に対して特に注意が必要である。

アンギュラ接触セラミック玉軸受が用いられている。試作

6. 試作機と実験結果

モータの金属部品は高精度な NC 工作機械により加工されており，ベアリングやシャフト部品においてサブミクロン〈6･1〉 試作機オーダの精度が求められる。図 9 は組み立てられた試作モ

超高速モータの基本設計概念に記述されているように，ータの正面および背面写真である。試作モータとして損失試作機は特別な電気および機械構造を有している。図 6 は比較のため EX コア機と HF コア機をそれぞれ一台ずつ製作試作した固定子である。固定子鉄心は外径 70 mm，内径 28

し，鉄心以外は全くの同一部材，同一構造で製作された。

4／6図 6 グラスファイバー補強が施された永久磁石回転子
Fig. 6 Photographs of PM rotor reinforced by grass fiber.
図 8 試作モータの構成図
Fig. 8. Assembly of prototype motor.

Fig. 7.

図 7 固定子鉄心と固定子巻線
Photographs of stator iron core and statorwindings.

〈6･2〉 実験システムと実験結果
図 10 に示す実験回路を用いていくつかの基本的な運転特性を確かめるために試作モータの駆動試験を行った。試験
モータの基本波周波数は 2 kHz 以上であるため，一般的な電圧形 PWM インバータではなく，擬似電流形インバータをモータ駆動に用いた。擬似電流形インバータは電流制御降圧チョッパ部と 6 ステップインバータ部から構成される。前者は DC バス電流フィードバックループをもち，48ｋHz のスイッチング周波数で DC バス電流を制御する。一方，6 ス
テップインバータ部は DC バス電流の転流を行い，120 度通電パターンの駆動電流を生成する。その電流が転流するたびに，モータの同期インダクタンスと線路インダクタンスによりインバータ端子にサージ電圧が発生するが，インバータの MOSFET 内のボディーダイオードと降圧チョッパのバイパスダイオードを通して DC バス電圧にクランプされる。また，電流転流は三相ホールセンサ信号をもとに制御される。
表 5 に EX 鉄心試作機の電気的パラメータ設計値および実測値を示す。固定子インダクタンスは設計値にくらべ僅かに大きい値が測定された。図 11 は，EX 鉄心機における150,000 r/min 無負荷駆動試験の結果で，上からモータのホールセンサ信号，端子電圧，相電流波形である。図からわかるように，ホールセンサ信号によって正確な 120 度通電電流パターンが生成されている。また，モータ端子電圧は高調波歪の少ない正弦波である。これは，集中巻構造のモータでありながら正弦波状の誘起電圧が得られていることを(a)Front view(b)Rear view
図 9 試作モータの概観
Fig. 9. Exterior photographs of prototype motor.
意味する。
図 12 は出力トルク推定のための加速試験結果である。
150,000 r/min のような超高速回転領域では機械出力を測定することは困難であるため、回転子寸法等から算出したイナーシャと速度ステップ応答での加速度によって試作モータの出力トルクを推定した。推定結果より加速時の最大出力トルク推定値は 0.08 Nm で定格出力トルクに対して 84 %程度に留まるが，これはインバータの電流制限によって出力が制限されているためである。同様に出力トルク波形は非常に瞬時的であるが，速度変化波形から速度ループの PI制御器が線形にトルクを制御していることが確認できる。
表 5 は EX コア，HF コアそれぞれの 150,000 rpm 無負荷駆動時のモータ入力電力と固定子巻線損失の測定結果と，それに対応する FEM 電磁界解析による損失シミュレーション結果である。無負荷運転時におけるモータ入力電力の内訳は，固定子巻線銅損，固定子鉄損，回転子鉄損，ベアリング摩擦損，風損であるが，無負荷試験結果からこれらを完全に分離することは困難である。しかし，モータ構造及びベアリング予圧条件が等しいとすれば，EX 鉄心，HF 鉄新両試作機間においてベアリング摩擦損と風損に差異はない。したがって同一回転条件におけるモータ入力電力の差は，固定子鉄損の差であると予測できる。表から明らかなように，無負荷試験によって EX 鉄心機と HF 鉄心機の間にシミュレーション結果と同レベルの損失比較結果を得た。
5／6

表 4 試作モータのパラメータ測定結果
Table 4. Measurement result of motor parameters.

Buck chopper

DSC1VDC
12 V

L C CT IL

Six-step
inverterSx

48-kHz Carrierωm* +-PIωmUltra
high-speed
motor
SPMSM

SC2C ++-Sy

Logic circuit
PIF/V

-5

E.m.f constant (10 V/r/min)

2.74

Measuredvalue
2.67

Ra (mΩ)

0.200

0.153

La (μH)

0.294

0.362

Motor parameters

S u S v Sw

Designed value

表 5 試作モータ入力電力の測定結果
Table 5. Measurement result of prototype motors
input power.

Sz

Halleffectpositionsensor

Hu
Hv
Hw

図 10 擬似電流形インバータによる駆動回路
Fig. 10. Schematic diagram of pseudo current-source
inverter drive.

Motor input
power

Winding
cupper loss

Iron core loss
(FEM analysis)

EX Iron core motor

162.7 W

0.115 W

23.4 W

HF Iron core motor

167.4 W

0.145 W

31.4 W

7. まとめ
本論文では，効率とパワー密度改善の観点から 12 V，
1.5 kW，150,000 r/min で駆動可能な車載スーパーチャージ
ャ用超高速 PM モータの最適設計を行った。ここで述べた手法に基づきパーミアンス係数と固定子鉄心形状が最適化されたモータは，FEM 電磁界解析にて純電気的効率が97 %，パワー密度は 13 W/cm3 にも達することを明らかにした。また，その設計を基に実機を試作した。実験では無負荷運転試験にて動作特性を検証し，加速試験にて 84 %のトルク出力を観測した。また無負荷定格速度運転時における試作機の損失分析結果から，FEM 電磁界解析の妥当性を確認した。

文

図 11 150,000 r/min，無負荷での動作波形
Fig. 11. Operating waveforms at 150,000 r/min
under no load condition.

図 12 20000-40000 r/min 速度応答と推定出力トルク
Fig. 12. Speed step response from 15000 to 50000
r/min and experimentally estimated output torque.

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