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平成 26 年電気学会全国大会	 

ゲートドライブ電源昇圧補助回路を用いた
MOSFET の高速スイッチング法-双方向チョッパへの適用と運転特性村田 宗洋＊，野口 季彦 (静岡大学)
High-Speed Switching Method of MOSFET
Using Voltage Boost Auxiliary Circuit Fed by Gate Drive Power Supply- Application to Bidirectional Chopper and Its Operation Characteristics Munehiro Murata＊ , Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)

1. はじめにMOSFET を高速スイッチングさせるには，ターンオン時間とターンオフ時間の両方を短縮することが求められる。
ターンオン時間は，ゲート入力容量を高速に充電することにより短縮することができる(1)。一方，ターンオフ時間はドレイン－ソース間の寄生容量を充電する時間によって決定

図 1 ゲートドライブ電源昇圧補助回路
Fig. 1. Voltage boost auxiliary circuit fed by gate drive powersupply.

される。筆者らはこれまでゲートドライブ電源昇圧補助回路を降圧チョッパ，インバータに適用してターンオフ時間の短縮を実験的に確認してきた(2)。本稿では双方向チョッパにこの補助回路を適用して実機検証を行ったので報告する。

2. 回路構成と動作原理＜2・1＞回路構成

図 1 にゲートドライブ電源昇圧補助回路を，図 2 に双方向チョッパ上アームと下アームの主素
子 S1 と S2 に補助回路を設けた提案回路を示す。C1 と C2は主スイッチング素子の出力容量を表している。入力電圧
E1 を 70 V，出力電圧 E2 を 140 V，S1 および S2 には ST 製

図 2 補助回路付き双方向チョッパ
Fig. 2. Proposed bidirectional chopper with auxiliary circuit.

Y60NM60 (Coss = 2000 pF)，補助素子 Sc1 には ST 製
P12NM60，補助ダイオード Dc1 には infineon 製 IDH12S60C，Mode補助ダイオード Dc2 には infineon 製 D06S60，ツェナーダイ
オード ZD1 には ON Semiconductor 製 1N5349BG を 3 並列，補助インダクタ Lc1 には 4.5 μH のものを用いた。上アーム

S2の補助回路パラメータは下アームと同一である。

Sc1＜2・2＞動作原理

123456S1昇圧動作時，従来回路では S1 をスイSc2ッチングするとともに，S2 で同期整流することにより高効時間はインダクタに流れる電流によって決定されるため，

図 3 双方向チョッパのスイッチングパターン
Fig. 3. Switching pattern of bidirectional chopper with auxiliarycircuit.

軽負荷時には C1 がデッドタイム期間中に十分に充電される。一方，S2 のターンオフは S1 のターンオンと同時に起ずターンオフが完了しない。その後，同期整流のために S2こる。このとき，S2 のターンオフを完了させるためにが タ ー ン オ ン す る と C1 を 充 電 す る た め に

CB→C2→S1→CB の経路で短絡電流が流れるとともに，D2

CB→S2→C1→CB の経路で短絡電流が流れ，効率が悪化すに逆方向電圧がかかるため CB→D2→S1→CB の経路でリカ率なスイッチングが可能となる。しかし，S1 のターンオフ

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バリ電流が流れるため大きな損失が発生する。そこで，提案回路では主素子をオフする直前まで補助インダクタにエネルギーを蓄えておき，主素子をオフした直後に補助素子をオフすることで出力容量を高速充電することにより短絡電流を低減し，高速かつ高効率なスイッチングを実現する。
図 3 に双方向チョッパのスイッチングパターンを示す。
Mode1 では昇圧動作を行うために E1→L→S1→E1 の経路で電流を流す。Mode2 で S1 がオンしている期間中に Sc1 をオンすることによって Ed1→Dc1→Lc1→Sc1→Ed1 の経路で電流が流れ Lc1 にエネルギーを蓄える。Mode3 で S1 がオフ

図 4 従来回路の実験波形
Fig. 4. Experimental waveforms of conventional circuit.

した直後に Sc1 をオフすることによって Ed1→Dc1→Lc1→Dc2→ZD1→C1→Ed1 の経路でインパルス状の電流を流して高速に C1 を充電する。このとき，充電にかかる時間はLc1 と C1 で決まる共振周波数の 1/4 周期で決定される。上アームの動作についても同様である。

3.

実機検証

提案した回路の有効性を確認するために双方向チョッパに補助回路を適用して実機検証を行った。従来回路および提案回路で駆動周波数 100 kHz，デューティサイクル 50 %，デッドタイム 250 ns，負荷素子のパラメータを 1000 Ω－1

図 5 提案回路の実験波形

mH とした場合の動作波形を図 4，図 5 に示す。図 4 より従Fig. 5. Experimental waveforms of proposed circuit.

来回路ではデッドタイム期間終了後，主素子がオンするときに，出力容量電荷を放電できていないため，電源が短絡され大きな短絡電流が流れることがわかる。また， S1 お
よび S2 のゲート－ソース波形 vgs1，vgs2 がターンオフ後に振動しているが，これは線路のインダクタンスと短絡電流により生ずる電圧の dv/dt により主素子の帰還容量を通じて入力容量に電流が流れるためである。一方，図 5 より提案
回路では補助回路を動作させることによって出力容量を高速に充電できるため，主素子をオンさせるときの出力容量の電荷消費とリカバリ電流モードが発生しなくなり短絡電

図 6 負荷－効率特性流を低減できる。また，提案回路では vgs1 の振動が従来回Fig. 6. Load-efficiency characteristic.

路に比べて抑制されていることも確認できる。これは主素子のターンオフ時間が補助回路のインダクタと出力容量のMOSFET の高速スイッチング法を双方向チョッパに適用し，共振周波数で決定されるため，従来回路と比べて dv/dt が抑実機検証を行った。その結果，動作周波数 100 kHz，負荷を制されるからである。実験では，S1 ターンオン時の短絡電1000 Ω－1 mH としたとき効率を 25.2 pt 改善できることを流を 21.2 A から 0 A まで，S2 ターンオン時の短絡電流も 10.2確認した。本稿で提案したゲートドライブ電源昇圧補助回A から 0 A まで低減することができた。また，負荷電力と路を用いる手法は MOSFET の出力容量が大きい場合や効率の関係を図 6 に示す。同図から読み取れるように，従MOSFET を並列接続する場合にさらに有効である。

来回路より提案回路の方が高効率であり，21 W 出力時において効率は 38.2 %から 63.4 %と 25.2 pt 改善した。これは提文案回路を適用することによって短絡電流を大幅に低減できたためである。

献(１) 矢島・野口：電気学会全国大会，Vol.4，pp.270-271 (平 20)(２) 村田・野口：電子デバイス・半導体電力変換合同研究会資料，
EDD-13-58，SPC-13-120 (平 25)(３) 餅川・小山：東芝レビュー2006 vol. 61，No. 11，pp. 32-35（平 18）

４. まとめ本稿ではゲートドライブ電源昇圧補助回路を用いた

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