MD-21-069
HCA-21-009

透磁率変調に基づく可変界磁 IPM モータの実機検証
岩間清大＊

野口季彦

（静岡大学）

Experimental Verification of Adjustable Field IPM Motor Based on Permeability Modulation
Kiyohiro Iwama＊, Toshihiko Noguchi, (Shizuoka University)
Experimental verification results of an adjustable field IPM motor based on a permeability modulation technique is discussed
in this paper. The permeability modulation is a technique to modulate the permeability of a magnetic material utilizing amodulation flux. The proposed motor can control an amount of a permanent magnet flux that interlinks to the stator windings byapplying the permeability modulation to the leakage magnetic paths. This paper describes validity of the proposed adjustable field
method and the operation characteristics of the proposed motor.
キーワード：可変界磁，透磁率変調，磁気飽和，三次元磁路，埋込磁石同期モータ，0 軸電流(Keywords: Adjustable field, permeability modulation, magnetic saturation, 3-dimensional magnetic path, interior permanent
magnet synchronous motor, 0-axis current)

1. はじめに2015 年のパリ協定締結以降，世界中で省エネルギーに向みを使うため，インバータ 1 台で界磁制御を実現できる。
しかし，界磁量が q 軸電機子磁束に依存するため，制御の自由度が低い。

けた取り組みが活発化している。特に電気機器学の分野に

以上のように，従来の可変界磁手法ではインバータ 1 台

おいては，モータの高効率化に向けた研究が盛んになされで電機子と独立，かつ連続的に制御することは困難である。ている。そこで，高効率・高出力密度を実現できるモータ

そこで筆者らは磁性材料の磁気飽和現象に着目した新たなとして，高パワー密度な永久磁石（PM）を使用した永久磁可変界磁手法を提案してきた(11)。提案する可変界磁手法で石同期モータ（PMSM）が賞用されてきた。

は，従来の dq 座標平面上の磁束に加えて，磁気飽和を引きその一方で，効率や出力密度に加え運転領域の大きさも起こすための磁束（変調磁束）が必要になる。そこでこのモータの重要な評価項目であり，低速高トルク運転と高速変調磁束の起磁力源として，三相 4 線式インバータによっ低トルク運転の両立を実現できるモータが求められる。して制御可能な 0 軸電流を利用する駆動方式についても提案

かし，PM 磁束が一定である PMSM において，これらを両した。これら磁気飽和を利用した可変界磁手法と 0 軸電流立することは非常に困難である。従来は高速運転を実現すを利用した駆動方式を併用することで，1 台のインバータでるために，負の d 軸電流を利用する弱め界磁制御を施して界磁と電機子を独立に制御することができる。

きた。しかし，PM 磁束を弱めるために多くの電流が必要で本稿では，提案する可変界磁手法を適用した PMSM の実あるため，高速運転領域において銅損が増加するという問機を製作し，実験により提案する可変界磁手法の妥当性を題がある。

検証したので報告する。

この課題を解決するために，PM 磁束を制御できる可変界PM flux

磁 PMSM の研究が盛んに行われている(1)-(9)。文献(1)-(3) でModulation flux

Magnetically saturated area
StatorStatorは，コンシクエントポール構造のロータ表面の磁束密度を，SS

界磁巻線を用いて増磁・減磁させることで可変界磁を実現している。しかし，表面磁石形永久磁石同期モータ（SPMSM）であるためリラクタンストルクを出力することはできず，Nトルク密度の点で課題が残されている。さらに，界磁巻線N用にチョッパが必要であるため，駆動回路における損失が増加するという問題もある。文献(4)では，q 軸電機子磁束によって，ロータ漏れ磁路を透過する界磁量を制御している。
この可変界磁手法は従来使用されてきた dq 座標上の磁束のRotor(a) Without magnetic saturation.

Rotor(b) In case of magnetic saturation.

Fig. 1. Basic principle of proposed adjustable field method.

1／6

Modulation winding(Copper)

Stator core
(35JNE230)

Rotor shaft(S45C)

Rotor core
(35JNE230)

Rotor center-plate(SUS304)

Rotor core
(35JNE230)
Rotor shaft(S45C)

PM(N39UH)

Stator frame(S45C)Rotor end-plate(SUS304)(a)

Photograph of rotor.
Stator core
(35JNE230)

Fig. 2. Magnetic circuit of proposed motor.

Stator frame(S45C)TABLE Ⅰ. Specifications of proposed motor.

Maximum modulation current
Number of poles
Number of slots
Armature winding
Modulation winding
Stator diameter
Rotor diameter
Stack length

10 ADC
8 poles
48 slots
6 turns/slot, 0.158 Ω
120 turns, 1.8Ω
ϕ148 mm
ϕ 96.6 mm
63 mm

2. 透磁率変調に基づく可変界磁の原理(b)Photograph of stator.

Fig. 3. Prototype configuration of proposed motor.

提案する可変界磁手法は従来使用されてきた dq 座標平面上の磁束に加えて，それらと独立した変調磁束を利用する。
Fig. 1 に提案する可変界磁の基本原理を示す。Fig. 1(a)は変Magnetic flux density(T)

調磁束を与えていないときの PM 磁束を示している。この場合，磁極間漏れ磁路は磁気飽和しておらず透磁率が高いた
め，大半の PM 磁束が磁極間で短絡する。一方で Fig. 1(b)は変調起磁力を与えているときの変調磁束および PM 磁束を示している。同図に示す通り，変調磁束は磁極間漏れ磁路を透過し，磁気飽和を引き起こす。磁極間漏れ磁路の透磁率は磁気飽和の度合いに応じて低下し PM 磁束の短絡経路を遮断する。これにより，電機子巻線に鎖交する PM 磁束が増加する。筆者らはこの変調磁束を用いて磁性材料の透磁率を変調する技術を透磁率変調と呼んでおり，透磁率変Fig. 4. 3-dimensional magnetic path for modulation flux.

調を PMSM の磁極間漏れ磁路に適用することで，電機子巻線に鎖交する界磁量を制御する。

3. 本モータの試作と無負荷誘起電圧測定試験

Max. point: 5400
Min. point: 25

Relative permeability〈3･1〉主要諸元と実機試作
Fig. 2 に試作したモータの磁気回路，TABLE Ⅰに主要諸元をそれぞれ示す。本モータのステータおよびロータコアは 2分割されており，2 つのステータコア間に巻線を挿入している。この巻線は磁極間漏れ磁路の透磁率を変調するための磁束を生み出す巻線であるため，変調巻線と呼ぶ。また，変調巻線を起磁力源とする三次元磁路を構成するために，ロータシャフトおよびステータフレームの材料として磁性材料である S45C を採用している。Fig. 3 にロータおよびス

Fig. 5. Relative permeability distribution.
〈3･2〉変調磁束の三次元磁路テータの実物を示す。ロータコアが上下段の 2 分割されてFig. 4 に変調起磁力 1200 AT を与えたときの変調磁束のベいることを利用して 3.75 deg のロータスキューを施し，空間クトルおよびコンタープロットを示す。本稿の電磁界解析高調波を低減している。また，ステータコアとステータフ

結果はすべて電磁界解析ソフト JMAG-Designer 19.1TM を使

レームは焼嵌めすることで互いの隙間を最小限に抑えてい用している。同図より，変調磁束が三次元磁路を透過し，る。

ロータコア上で径方向に放射状に透過する磁束として生成
2／6

15Controller
InverterPower meter

Load motor

Oscilloscope

DC supply

Test motor

14

Fm = 0 AT
Experimental
AnalysisFm = 1200 AT
Experimental
Analysis105010-5-10-150.0

2.55.0

7.5

10.0

12.5

Fm = 0 ATExperimental
AnalysisFm = 1200 AT
Experimental
Analysis

12U-phase voltage (V)Thermometer

U-phase voltage (V)Computer

8642015.0

1Time (ms)23(a) Waveforms.

4Order567(b) FFT results.

Fig. 7. U-phase e.m.f. in no-load condition.

Fig. 6. Experimental setup.
されていることが確認できる。また，磁極間漏れ磁路部の磁束密度が高いことが確認できる。Fig. 5 に Fig. 4 と同条件のときの，ロータの比透磁率分布を示す。同図より，磁極間漏れ磁路において比透磁率が低下していることが確認できる。磁極間漏れ磁路の比透磁率がおよそ 25 で，それ以外

Saturation area AAの部分がおよそ 5000 であることから，1200 AT の変調起磁力を与えることで，漏れ磁路部の透磁率を 1/20 に低下でき0.5mmBることがわかる。
〈3･3〉無負荷誘起電圧測定試験

Saturation area B

Fig. 8. Magnetic saturation areas of proposed motor.

Fig. 6 に無負荷誘起電圧測定試験で使用した実験システ
ムを示す。前述の通り，本モータは電機子巻線に加えて，透磁率変調用の起磁力源が必要である。本稿では駆動シス
テムの影響を極力抑え，本モータ単体の特性を測定するため，Fig. 6 に示すようにインバータと直流電源を併用して実Saturation area A

Saturation area A

Saturation area A機試験を実施する。
1.0mm

Fig. 7 に変調起磁力を 0 AT もしくは 1200 AT 与えたときの無負荷誘起電圧波形を示す。ただし，回転速度は負荷モータによって 1000 r/min で定速制御されている。同図より，実験値が解析値と良く一致しており，変調起磁力を与えることで無負荷誘起電圧の振幅が増加していることを確認でき

Saturation area B(a) Ideal motor (Air).

る。変調起磁力 0AT 時の無負荷誘起電圧基本波成分の実測

60

AT 時の無負荷誘起電圧基本波成分は変調起磁力 0 AT 時と比較して 2.1 倍大きいことがわかる。この結果から，提案する可変界磁手法を適用した本モータが広い可変界磁幅を有していることが明らかになった。
提案する可変界磁手法の究極的な目標は，Fig. 8 に示す磁気飽和部 A および B 全域の透磁率を，変調起磁力を与えないときは電磁鋼板と同等まで増加させ，変調起磁力を与えるときは空気と同等まで低減させることである。しかも，その透磁率の増減を電機子起磁力とは独立，かつ連続的に(a) Ideal model (Air)

Magnetic field Ψa (mWb)

値よりも小さくなったためである。また，変調起磁力 1200

Saturation area B(c) Conventional IPM motor.

Fig. 9. Leakage magnetic paths of compared models.

値は，解析値よりも 3 %ほど小さいが，これは製造誤差により漏れ磁路幅が設計値よりも大きく，エアギャップが設計

Saturation area B(b) Ideal motor (Iron).

5040(c) Conventional IPM motor

302010Experimental
Approximate lineAnalysis(b) Ideal model (Iron)

0-10-8-6-4-20246810

Modulation current im (Adc)

Fig. 10. Relationship between magnetic field and modulation current.

制御できることが重要である。そこで，Fig. 9 のように 3 種

タのそれとを比較することで，提案する可変界磁手法の潜類の漏れ磁路形状を有するモデルを用意し，界磁量の比較在的な性能をどの程度活かしているかを検証できる。一方評価を行った。Fig. 9(a)は，変調起磁力を与えたときの理想で，従来の IPM モータは機械強度の観点から 1.0 mm 程度の状態を模擬するために，A 部，B 部ともに空気に置き換えてブリッジが必要である（Fig. 9(c)）
。この従来の IPM モータいる。同様に Fig. 9(b)は変調起磁力を与えていないときの理と本モータの界磁量を比較し，本モータが可変界磁機能を想状態を模擬するために，A 部，B 部を電磁鋼板（35JNE230）有しながらも従来の IPM モータと同等のトルク出力が期待に設定している。これらの理想モデルの界磁量と提案モーできることも明らかにする。
3／6

ACACRotorDCDCDCDCDCDCACDCACDCACDCDCAC(a) Method using DC/DC converter.

(b) Method using harmonics.

ACDCACStatorDCACACFig. 12. Motor drive circuit of
Proposed adjustable field PM motor.

(c) Winding switching method.

Fig. 11. Motor drive circuits of conventional adjustable field PM motor.
+I 0Fig. 10 に本モータの界磁量 Ψa と変調電流 im の関係および140各モデルの界磁量を示す。同図に示す通り，Ψa は im の絶対-I0*0i

値に依存しており，以下の式で近似することができる。
−342

Ψa =
−1.84 ×10 im + 0.39im + 18.7(1)また，本モータの最大界磁量は，従来の IPM モータとほぼ一致していることが確認できる。これより，本モータは従VcnVdc160

INVvu* SWuv0** 0dqPvdvv* W SWv↓＋* uvw* Mvw SWw－ vq＋*d－i
iq* ＋ －＋－PIPIPI＋＋＋＋ωe ωe Ld ωe Lq

来の IPM モータと同等のトルク出力が期待でき，提案するモータの有用性を確認することができる。一方で，理想状

Ψaθei0 -vs-Ψai0iu
id uvw iv↓iq 0dq iw態を模擬したモデルと比較した場合，理想モデルと本モータで界磁量に差があるが，この差は磁極間漏れ磁路のジオメトリーや材料を工夫することで縮めることができると考えている。よって今後，提案する可変界磁手法を施した
PMSM の磁極間漏れ磁路の最適設計を検討し，潜在的な性

ProposedIPMSM

Fig. 13. Control system of proposed adjustable field IPMSM.

能との乖離を少なくしていく所存である。

4. 本モータの駆動方式

本駆動回路は三相 4 線式インバータを採用している。この駆動回路では従来利用してきた d 軸電流 id および q 軸電流〈4･1〉従来の可変界磁 PMSM の駆動方式iq に加えて 0 軸電流 i0 を制御でき，この i0 を im として利用

Fig. 11 に従来の可変界磁 PMSM の駆動回路を示す。Fig.

することで，1 台のインバータで可変界磁を実現することが11(a)に示す駆動回路は，文献(1)-(3)，(5)で使用されているチョッパを併用する方式である。この方式ではスイッチング素子数や素線数が増えるため，スイッチング損失や駆動回路の体積が増加するという問題がある。Fig. 11(b)に示す駆できる。以下に 0dq 座標の電圧方程式を示す。
 v0  =vd  vq  ( Ra + R0 ) + pL0
000Ra + pLdω Ld0   i0   0 (2) −ω Lq  id  +  0 Ra + pLq   iq  ωΨ a 

動回路は，文献(6)で提案されている時間もしくは空間高調ここで，v0，vd，vq はそれぞれ 0dq 軸上の各軸電圧， Ra は波を利用する方式である。この方式は駆動回路が従来シス三相の巻線抵抗，R0 は 0 軸上の巻線抵抗，L0，Ld，Lq は 0dqテムと同一であるため，その体積増加の問題はない。一方

軸上のインダクタンス，Ψa は 0dq 軸上の界磁磁石磁束鎖交で，能動的に界磁を制御できないため，制御の自由度が極数，p は微分演算子，ω は角速度である。 (2)より， 0dq 軸めて低いという問題がある。Fig. 11(c)に示す駆動回路は，文3 つの電流を独立して制御できることがわかる。また，i0 は献(7)で提案されている 6 つの巻線を切り換える方式である。

コモンモード電圧によって制御できるため，スイッチング

この方式は各巻線の接続を切り換えることで，六相駆動や回数は変化せずスイッチング損失への影響はわずかであ三相駆動など駆動方式を変えることができるため広い運転る。また，i0 は低周波な方形波であるため，中性点の電圧降領域を実現できる。一方で，各相に対して多数単相インバ下はわずかであり，電源電圧利用率への影響もわずかであータが必要であるため駆動回路の体積が大きくなる問題がる。

ある。また，各相の巻線を接続もしくは分断するために，

Fig. 13 に(2)の妥当性を検証するために回路シミュレーシ

双方向耐圧および双方向通流の機能を備えたスイッチングョンソフト PSIM を用いて行ったシミュレーション回路，素子が必要で，従来のインバータよりも多数のスイッチンTABLE Ⅱにシミュレーション条件をそれぞれ示す。Fig. 13グ素子が必要である。以上のとおり従来の可変界磁手法おに示す通り， i0 と Ψa の関係は(1)を利用している。提案回路

よびその駆動回路では，インバータ 1 台で界磁を連続的かでは，直流バス電圧 Vdc の中点をキャパシタにより作っていつ電機子と独立して制御するのは困難である。

るため，直流の i0 を通電し続けることは不可能である。よ〈4･2〉零相電流を利用した駆動方式って，直流バス中点の電圧 Vcn を逐一センシングし，Vcn がFig. 12 に提案する可変界磁手法を適用した PMSM をイン

Vdc/2 に対して，±10 V の範囲にとどまるように i0 の通電方バータ 1 台で駆動する駆動回路を示す。同図に示す通り，向を決定している。
4／6

TABLE Ⅱ. Simulation conditions of zero-phase current control.

Magentic fieldΨa (mWb)

0-axis current
i0 (A)

Armature current(A)DC-bus voltage
Smoothing capacitor
Dead time
Switching frequency
Time constant of current control
Armature winding
Modulation winding
Amplitude of i0
Rising and falling time of i016
12840-4-8-123210-1-2-340iuiv〈5･2〉IT 特性測定試験

300 VDC
7800 µF
4 µs
10 kHz0.25 ms
1.5 mH, 0.15 Ω
50 mH, 1.80 Ω
3A
5 ms

Fig. 16に本モータのマグネットトルクとiqの関係を示す。
ただし，電機子電流はq軸成分のみ供給し，最大の電流ノルムは24 Aとする。また，回転速度は負荷モータにより1000r/minに定速制御されている。同図より，解析値と実測値が概ね一致しており，変調起磁力の大きさに応じて，IT特性の傾きで定義されるトルク定数が変化することが確認できる。
変調起磁力が0 ATや360 ATのときは，解析値と実測値で差が見られるが，これは無負荷誘起電圧測定試験により判明しiw

た，製造誤差による界磁量の低下が主な原因である。
以上の結果から，本モータが界磁制御によってトルク定数を自在に増減できることが明らかになった。
〈5･3〉NT 特性測定試験

i0i0_refFig. 17 に本モータのマグネットトルクと回転速度の関係を示す。ただし，IT 特性測定試験と同様に電機子電流は q軸成分のみ供給し，最大電流ノルムは 24 A とする。また，インバータの直流バス電圧を 60 V と想定し，相電圧として30モータに最大 30 V 印加する。さらに，負荷システムの性能20上の限界から，最大回転速度は 3000 r/min とする。Fig. 17

Neutral point voltage
Vcn (V)10より解析値と実測値が概ね一致しており，変調起磁力が大0200

きいときは低速高トルク運転を，変調起磁力が小さいとき

180160は高速低トルク運転を実現できていることが確認できる。

140

変調起磁力が小さいときは，解析値よりも実測値のマグネ

120
1000.70.80.9Time (s)1.01.1

ットトルクの方が小さいが，これは IT 特性測定試験と同様1.2に，界磁量が設計誤差のため想定より小さくなったためでFig. 14. Simulation results of zero-phase current control.

ある。また，高速運転領域にてトルクの低下が見受けられ

Fig. 14 にシミュレーション結果を示す。同図より，Vcnるが，これは電磁界解析で考慮されていない漏れインダクタンスが主な原因として考えられる。電磁界解析おいて分を制御しながら，三相平衡の電機子電流と方形波の i0 を独

布巻のコイルエンドを正確にモデリングするのは非常に困立に制御できていることが確認できる。また，方形波の i0難である。そのため本稿ではコイルエンドを省略して解析を制御することでほぼ一定な Ψa を制御できていることも確しており，実際よりも漏れインダクタンスが低く見積もれ認できる。磁極間漏れ磁路の磁気飽和を利用する提案手法ている。これにより，実測結果よりも電磁界解析結果の方において，磁極間漏れ磁路の磁気飽和量は i0 の通電方向にが高速運転ができていると考えられる。さらに，高速運転依存せず，i0 の絶対値に依存している。よって，絶対値が大領域におけるトルク低下の原因として鉄損が考えられる

きな方形波の i0 を変調巻線に与えることで，一定の Ψa を実が，電磁界解析において鉄損は出力の 1 %未満と小さい値で現することができる。ただし，i0 の通電方向切り換えの際にあったため，本稿では考慮しなかった。今後損失分析を行一瞬界磁が低下するが，極短時間のため大きなトルクショックにはならない。

im -vs-Ψa以上の結果から，提案する可変界磁 IPMSM の変調起磁力源として零相電流を利用することで，1 台のインバータで界Ψa磁制御を実現できることを明らかにした。

Fig. 15 に実負荷試験に用いた実験回路を示す。同図に示す通り本稿では，本モータの運転特性を測定するため無負荷誘起電圧測定試験と同様にインバータと直流電圧源を併用し，直流電圧源にて im を制御する。三相 4 線式駆動回路により制御できる i0 を用いたインバータ 1 台での本モータの駆動については稿を改めたい。

INVVdc

5. 本モータの実負荷試験〈5･1〉試験条件

DC powersupply

im*di
iq* ＋ －＋－vu*

ωe*dPI
PI＋－＋＋＋v dq v
↓vq* uvw v＋

ωe Ld ωe Lq* Pv W* Mw

SWu

ProposedIPMSM

SWv
SWw

θeiu
id uvw iv↓iq dq iw－－Fig. 15. Experimental circuit and control system in actual load test.
5／6

0 AT360 AT
3.0 720 AT
1080 AT
2.5

Magnet torque (Nm)

3.5

4.0

Experimental Analysis

3.5

Magnet torque (Nm)

4.0

2.0
1.5
1.0
0.5
0.0

05

10152025

q-axis current (A)Fig. 16. Relationship between magnet torque and q-axis current.
い，提案する可変界磁手法を適用した PMSM の運転特性を詳らかにしていく所存である。
以上の結果から，本モータは変調起磁力に応じて，低速高トルク運転と高速低トルク運転を両立でき，広い運転領域を実現できることが明らかになった。

6. まとめ本稿では無負荷誘起電圧測定試験および実負荷試験を実施し，提案する可変界磁手法の妥当性を検証した。
まず，無負荷誘起電圧測定試験を実施し，およそ半分のPM磁束を制御可能であることを確認した。また，本モータの最大界磁量が従来のIPMモータの界磁量と同等であることが確認できた。この結果より，本モータは従来のIPMモータと同等のトルク密度を有していると評価できる。一方で，提案する可変界磁手法の理想状態を模擬したモデルと比較した場合，本モータが提案する可変界磁手法の潜在的な性能を十分発揮しているとは言い難い。このことはさらなる性能向上の余地があることを意味しており，提案する可変界磁手法を適用したPMSMの磁極間漏れ磁路の最適設計を今後の課題とする。
次に実負荷試験としてIT特性とNT特性を測定した。IT特性測定試験では，変調起磁力に応じてトルク定数を連続的に増減できることが確認できた。また，NT特性測定試験では，本モータが変調起磁力に応じて，低速高トルク運転と高速低トルク運転を両立でき，広い運転領域を実現できることが確認できた。本稿では提案する可変界磁手法の妥当性のみ報告し，モータ効率やモータの各損失については論じなかったため，詳細な損失分析は今後の課題とする。
筆者らの最終的な目標は，本稿で試作検証した透磁率変調に基づく IPMSM を 1 台のインバータで駆動することである。そこで本稿では，三相 4 線式インバータによって制御できる i0 を im として利用する駆動方式を提案し，その妥当

3.0
2.5
2.0
1.5

Experimental Analysis

0 AT360 AT
0.5 720 AT1080 AT
0.05001000
1.01500

2000

2500

3000

Rotating speed (r/min)Fig. 17. Relationship between magnet torque and rotating speed.

文献(1) T. Mizuno, K. Nagayama, T. Ashikaga, and T. Kobayashi, “BasicPrinciples and Characteristics of Hybrid Excitation Type
Synchronous Machine,” IEEJ Trans. Ind. Appl., vol. 115, no. 11,
pp. 1402–1411, 1995.
(2) Juan A. Tapia, Franco Leonardi, and Thomas A. Lipo,“Consequent pole permanent magnet machine with field
weakening capability,” IEMDC, 2001.
(3) Y. Kuwahara, T. Kosaka, Y. Kamada, H. Kajiura, and N. Matsui,“Experimental verification of high-power production mechanism
by increasing field winding current in wound field flux switching
motor for HEV traction drive,” IEEJ Trans. Ind. Appl., vol. 135,
no. 9, pp. 939–947, 2015.
(4) T. Kato, H. Hijikata, M. Minowa, K. Akatsu, and R. D. Lorenz,“Design methodology for variable leakage flux IPM forautomobile traction drives,” ECCE, 2014.
(5) Y. Kuwahara, T. Kosaka, Y. Kamada, H. Kajiura, and N. Matsui,“Experimental verification of high-power production mechanismby increasing field winding current in wound field flux switching
motor for HEV traction drive,” IEEJ Trans. Ind. Appl., vol. 135,no. 9, pp. 939–947, 2015.
(6) M. Aoyama, and T. Noguchi, “Automatic Variable Magnetic Flux
Technique in Consequent Pole Type PM-Motor Utilizing SpaceHarmonic,” SPEEDAM, 2018.
(7) H. Hijikata, Y. Sakai, K. Akatsu, Y. Miyama, H. Arita, and A.
Daikoku, “Multi-phase inverter-fed MATRIX motor for highefficiency driving,” IEEJ Trans. Ind. Appl., vol. 138, no. 3, pp.
257–264, 2018.
(8) K. Sakai, H. Hashimoto, and S. Kuramochi, “Principle and Basic
Characteristics of Variable-Magnetic-Force Memory Motors,”
IEEJ Trans. Ind. Appl., vol. 131, no. 1, pp. 53–60, 2011.
(9) R. Tsunata, M. Takemoto, and S. Ogasawara, “Investigation of a
Variable Flux Memory Motor Using Delta-type PM Arrangementand Extended Flux Barrier for Traction Applications, Ver.1 －Novel Rotor Structure to Improve Magnetization Characteristics－,” JIASC, 2019.
(10) L. R. L. Cardoso, and J. C. Teixeira, “3D cross coupling effect forflux control in magnetic circuit with permanent magnet,”
SPEEDAM, 2014.
(11) K. Iwama, and T. Noguchi, “Performance Comparison between
Adjustable Field IPM Motor Based on Permeability Modulation
Technique and Conventional IPM Motor,” ICEMS, 2020.

性を回路シミュレータによって検証した。今後は本稿で報告した試作機を用いて，i0 を利用した駆動方式の妥当性を実機検証していく所存である。

6／6