MD-13-033
RM-13-043

スイッチング状態時系列行列を用いた多相インバータの出力電流復元法
熊切 有希*

野口 季彦

野口 有理（静岡大学）

Output Current Reconstruction of Multi-Phase Inverter Using Switching-State Time-Series Matrix
Yuki Kumakiri＊, Toshihiko Noguchi, Kuniyoshi Noguchi (Shizuoka University)
This paper proposes a new method of output current reconstruction of a multi-phase inverter and describes the concept of aswitching-state time-series matrix. The proposed method extends and generalizes a theory to reconstruct output currents of athree-phase inverter to an N-phase inverter. First, simulations of the output current reconstruction of a five-phase inverter and afifteen-phase inverter show effectiveness of this method. Finally, this paper shows some experimental results of the current
reconstruction in the prototype five-phase inverter.
キーワード：スイッチング状態時系列行列，多相インバータ，電流復元，電流センサレス(Switching-state time-series matrix, multi-phase inverter, current reconstruction, current sensorless )1. はじめに電流復元シミュレーションを行うことにより，提案法と線形外挿を用いた補正の有効性を確認する。また，五相と d-q

一般的な三相インバータの電流センサレスシステムは空軸回転座標の相互変換を導入し，復元された電流で回転座調機などに適用されており，製品のコストダウンや回路構標における電流制御のシミュレーションを行い，復元電流成の簡素化に役立っている。このシステムはインバータのによる電流制御の実用性を確認する。さらに極端な多相化スイッチング状態に対応した直流バス電流と各相の電流のを行った場合でも提案法が有効であることを確認するた関係から，直流バスに設置された CT のみを用いてインバーめ，十五相インバータでの電流復元シミュレーションを行タの出力電流を復元するものである。これにより本来相電った。最後に五相インバータを試作して実際に電流復元を流のフィードバック等に必要であった CT を減らし，システ行い，復元精度等について実機検証を行ったので報告する。

ムのコスト削減，省スペース化に貢献することができる。
さらに，多相化されたシステムでは，相数の増加に応じて2. 三相インバータの出力電流復元法

多くの CT が必要となるため，電流センサレスシステム導入

三角波キャリア比較 PWM を用いた三相インバータの出によるコスト削減と省スペース化の効果は非常に大きい。

力電流復元法は種々の論文で述べられている(1)。ここでは，本稿では新たにスイッチング状態時系列行列を提案し，こ三相インバータの出力電流復元法を概説する。まず，図 1れを用いて各スイッチング状態における相電流と直流バスの一般的な三相フルブリッジインバータを例としてインバ電流の関係を再検討することで，多相インバータの出力電ータ，モータ制御システムのブロック図を示す。三角波キ流復元アルゴリズムを一般化した。このアルゴリズムは三ャリア一周期の PWM スイッチング波形の一例を図 2 に，一相の出力電流復元法を内包し，共通のアルゴリズムをもっ制御周期内に出現するスイッチング状態とそのときの相電て，より多くの相数をもつインバータの出力電流復元を単流，直流バス電流の関係を表 1 に示す。このように三角波純な演算で実現できる。しかし，実際の装置では AD コンバキャリアの一周期内に二相分の電流値を取得し，残りの一ータの変換時間により復元に必要な直流バス電流値を取得

相を三相交流の平衡条件できない期間が存在する。この区間においては，従来スイ

Ia + Ib + Ic = 0(1)ッチングパルスを強制的にずらし，電流値を取得するなどから演算する。ただし，Ts の間に電流の時間的変化が少なの工夫がとられているが，本稿では線形外挿を用いて補正いことが前提となる。

する手法を採用し，変換時間を考慮した五相インバータの1／6

3. スイッチング状態時系列行列
SaSbSc

三相インバータにさらにレグを並列接続した五相インバに各スイッチング状態で直流バスから電流値を取得する方Sa
Idc法をとる。一制御周期内に現れるスイッチング状態の一例を図 3 に示す。図に示したスイッチング状態を縦に分割し，そのときのスイッチング状態 Sa～Se の組み合わせをベクト

DC-buscurrent

る電流をまとめると表２のようになる。ここで，ベクトルチング状態時系列行列と定義して(2)のように表現する。
⎡ I dc1 ⎤ ⎡1
⎥ ⎢⎢⎢ I dc 2 ⎥ ⎢1
⎢ I dc3 ⎥ = ⎢1
⎥ ⎢⎢⎢ I dc 4 ⎥ ⎢1
⎢ I ⎥ ⎢1
⎣ dc5 ⎦ ⎣1 1 1 1⎤ ⎡ I a ⎤⎥⎢ ⎥0 0 0 0⎥ ⎢ I b ⎥1 0 0 0⎥ ⎢ I c ⎥⎥⎢ ⎥1 1 0 0⎥ ⎢ I d ⎥1 1 1 1⎥⎦ ⎢⎣ I e ⎥⎦SwitchingSingle-phasepatterncarrier PWM

va*,vb*,vc*

Ts
Phase a(2)Phase bPhase cSampling
Sa0 1 1 1 1 1 1 0

バス電流値を表し，一行目は直流バスに電流が流れないという点で等価なスイッチング状態(1, 1, 1, 1, 1)に置き換えてにほかならない。(2)のスイッチング状態時系列行列の逆行列を用いて(2)を変形すると(3)のようになり，取得された電流値 Idcn から相電流を復元することができる。

(3)

Sb

0 0 1 1 1 1 0 0

Sc0 0 0 1 1 0 0 0

図 2 三角波比較ＰＷＭパターン
Fig. 2. Sub-harmonic PWM pattern.

いる。この一行目の成分を展開した式は平衡交流の条件式

表 1 スイッチング状態と直流バス電流および相電流の関係
Table 1. Switching states and relationship between DC-bus current andphase currents.

SwitchingStates
Sa ,Sb ,Sc000001010011

100101110111

Idc

0Ic

Ib-Ia

Ia-Ib-Ic

0Ts

スイッチング状態時系列行列はベクトルⅠ～Ⅴの組み合
Phase a

わせにより多数の形が存在するが規則性があり，例えばパPhase b

ルス幅が最大である相の電流値を演算する行は必ず(0，1，0，

Phase c0, 0)で固定される。このような規則性を用いて N 相インバ

Phase dータに拡張し，その出力電流復元法を考える。規則性を整Phase eSaSbScSdSe

理すると，スイッチング状態時系列行列の逆行列は(3)の左0 1 1 1 1 1 10 0 1 1 1 1 10 0 0 1 1 1 10 0 0 0 1 1 10 0 0 0 0 1 0Vector Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅰ

辺を PWM パルス幅が最大相から最小相の順となるように行の入れ換えを行うことで，常に同一の逆行列を用いて(3)に基づきインバータ出力電流の復元を実現することができる。これをさらに N 相インバータの場合に拡張すると，(4)(4)

各スイッチング状態に対応した直流バス電流を N－１回

11100110001000000000

図 3 五相インバータのＰＷＭパターンの例
Fig. 3. Example of PWM patterns of five-phase inverter.のように表すことができる。
⎡ I n max ⎤ ⎡0 1 0 L 0 ⎤ ⎡ I dc1 ⎤⎥ ⎢⎢⎥⎥⎢⎢ M ⎥ ⎢0 − 1 1 L 0 ⎥ ⎢ M ⎥⎢ M ⎥ = ⎢M M O O 0 ⎥⎢ M ⎥⎥ ⎢⎢⎥⎥⎢⎢ M ⎥ ⎢0 0 L − 1 1 ⎥ ⎢ M ⎥⎥ ⎢⎢I⎥⎥⎢⎣ n min ⎦ ⎣1 0 L 0 − 1⎦ ⎣ I dcn ⎦Sc

図 1 三相インバータと制御ブロック図
Fig. 1. Block diagram of three-phase inverter and controller.

なお，Idcn はそれぞれのスイッチング状態で取得された直流

000 ⎤ ⎡ I dc1 ⎤⎡ I a ⎤ ⎡0 1⎥⎢ ⎥ ⎢⎥⎢I01100 ⎥ ⎢ I dc 2 ⎥−⎢ b⎥ ⎢⎢ I c ⎥ = ⎢0 0 − 1 10 ⎥ ⎢ I dc3 ⎥⎥⎢ ⎥ ⎢⎥⎢I00011−⎢ d⎥ ⎢⎥ ⎢ I dc 4 ⎥⎢ I ⎥ ⎢1 000 − 1⎥⎦ ⎢⎣ I dc5 ⎥⎦⎣ e⎦ ⎣SbACmotor

Three-phase ia,ib,ic
Current
AC currentcontrol
reconstruction
Micro controller

ルⅠ～Ⅴとする。ベクトルⅠ～Ⅴの区間に直流バスに流れⅠ～Ⅴを行成分とし，上から時系列に並べた行列をスイッia
ib
ic+

Vdcータを例に挙げて検討する。この場合も図 2 に示したよう

表 2 スイッチング状態Ｉ～Ｖにおける直流バス電流
Table 2. DC currents in switching states from I to V.

Switching
StateVector

ⅠⅡⅢⅣⅤ

Idc

0Ia

Ia＋Ib

Ia+Ib+Ic

Ia＋Ib+Ic＋Id

取得し，(4)のようにその電流ベクトルとスイッチング状態時系列行列の逆行列をかけることにより Inmax～Inmin を演算する。それを PWM パルス幅の大小関係に基づいて各相電流に振り分けることでインバータのすべての相の出力電流2／6を復元することができる。

Sa4. シミュレーションによる検証〈4･1〉 線形外挿による補正

Vdc

各スイッチング状態で直Sbする点でそれに対応したパルス幅が等しくなる状態が出現

id*+-する。実際の機器の場合，この近傍では AD コンバータの変換時間に起因して電流取得ミスが発生する。よってこの期

+PI

Sb

Vd＊

PI
OptionalFrequencySe

Va*～Ve*/+

5φ

2φ
θ
id

Triangular
Carrier

2φ

iq

iα

5φ/

OutputCurrent

iar～ier Reconstruction Switchingstateiβdqる。

（GenerateReconstructed
Phase Current
iar～ier )2φDC buscurrent idc

図 4 五相インバータ電流制御ブロック図
Fig. 4. Block diagram of five-phase inverter and current controller.

(5)〈4･2〉 五相電流制御シミュレーション

Vβ＊/用いる。N 回目の復元電流の値を Ik として Ik は(5)で表されSdVα＊ 2φ

Vq＊行うものとする｡以降のシミュレーションではこの補正を

I k = I k −1 + ( I k −1 − I k − 2 )Scdq-間では復元を行わず，過去の復元履歴を用いた線形外挿を

Se
ia
ibic
idie/
iq*

Sd+Sa
Idc

流バス電流値を取得する本手法は各相の電圧指令値が交差

Sc

表 3 五相インバータのシミュレーションパラメータ
Table 3. Simulation parameters of five-phase inverter.
Power Supply Voltage
480 V

ここではシミュレーションで提案法を用いた出力電流復元の有効性を確認する。また，復元電流を用いて任意の周波数で回転する

Carrier Frequency

10 kHzd－q 軸座標上で電流制御を行い，復元電流を用いた電流制

Operation Frequency

100 Hz

御の可能性についても検証する。図 4 に五相インバータのDead Time

2 μs

主回路と制御ブロック図を示す。制御回路はスイッチング

Acquisition Time

1 μs

状態と直流バス電流の情報から五相の復元電流を出力し，Load

R = 0.3 Ω , L = 5 mH

復元電流に対して五相－二相変換および二相－回転座標変d-Axis Reference Current

0A換を施す。その後，PI 制御器により電圧指令値を生成し，q-Axis Reference Current

50 A

回転座標－五相の変換が行われ，再び PWM 信号が出力される。五相－二相変換および二相－回転座標変換の式をそれぞれ(6)，(7)に，その逆変換を(8)，(9)に示す。
246⎡⎡iα ⎤ 2 ⎢1 cos 5 π cos 5 π cos 5 π⎢ ⎥= ⎢
246⎣⎢iβ ⎦⎥ 5 ⎢ 0 sin π sin π sin π
555⎣⎢⎡vd ⎤ ⎡ cosθ⎢ ⎥=⎢⎢⎣ vq ⎥⎦ ⎣− sin θsin θ ⎤ ⎡vα ⎤⎥⎢ ⎥cosθ ⎦ ⎢⎣vβ ⎥⎦⎡ 12⎢⎡i a ⎤⎢cos 5 π⎢ ⎥⎢⎢ ib ⎥ 2 ⎢cos 4 π⎢ ic ⎥ = ⎢5
⎢ ⎥ 5⎢
6i⎢d⎥⎢cos 5 π
⎢i ⎥
⎢
⎣ e⎦
⎢cos 8 π
5⎣⎢⎡vα ⎤ ⎡cos θ⎢ ⎥=⎢⎣⎢v β ⎦⎥ ⎣ sin θ0 ⎤2 ⎥sin π ⎥5 ⎥4sin π ⎥ ⎡iα ⎤5 ⎥⎢ ⎥6 ⎥ ⎣⎢i β ⎦⎥sin π ⎥58 ⎥sin π ⎥5 ⎦⎥− sin θ ⎤ ⎡v d ⎤⎥⎢ ⎥cos θ ⎦ ⎣⎢ v q ⎦⎥⎡ia ⎤8 ⎤ ⎢i ⎥cos π ⎥ ⎢ b ⎥5 ⎢i ⎥8 ⎥⎥ ⎢ c ⎥sin π ⎢i ⎥5 ⎦⎥ d⎢i ⎥⎣ e⎦

(6)

(7)

(8)

70
60
50
40
30
20
10070
60
50
4030
20
10030
25
20
15
1050-5-1030
25
20
15
10
50-5-106040
200-20-40-6060
40200-20-40-60
Time 50(ms/div)

Time 50(ms/div)

図 5 五相インバータの電流制御シミュレーション結果
Fig. 5. Result of current control simulation in five-phase inverter.

行ったときのシミュレーション結果を図 5 に示す。図 5 か(9)シミュレーションにおいては前述の線形外挿を導入し，かつ電流取得にかかる時間とデッドタイムを考慮した場合を想定する。各シミュレーションパラメータを表 3 に示す。
演算に用いられる直流バス電流は各相のオン信号に同期してサンプルされるが，電流値はオン信号が出力された後，表 3 に示す取得時間が経過した後の電流値が用いられる。
なお電圧指令値に対しては 10 kHz の三角波キャリアでら復元電流が実電流と相似な波形であることがわかる。
また，復元電流を用いて回転座標上で電流制御を行った場
合でも実電流による制御と同等の制御が実現されていることがわかる。電流取得時間により復元不可能な期間の影響を線形外挿を行うことで排除したため，復元電流波形に大きな誤差は生じていない。以上のシミュレーション結果から統一された提案アルゴリズムにより，多相インバータでも出力電流を復元できることを確認した。

PWM を行う。提案法を用いた五相インバータで電流制御を3／6

〈4･3〉 十五相電流復元シミュレーションSa

ここではより極端な多相化を行った場合について，提案する電流復元法をシミュレーションにより検証する。図 6 に本稿で取りLoad扱う一般的な多相フルブリッジインバータの構成を示す。
Sa十五相インバータは一相分の上下アームを並列に 15 組並べた回路である。表 4 に十五相インバータのシミュレーションパラメータを示す。なお，このシミュレーションにおいてはデッドタイムや電流取得時間は考慮していない。位相2差が π rad である十五相電圧指令値をオープンループで15入力し，三角波キャリア比較 PWM を行う。図 7 に全相の復元電流と実電流のシミュレーション波形を示す。

Controller

図 6 一般化された多相インバータ
Fig. 6. Generalized configuration of multi-phase inverter.
表 4 十五相インバータのシミュレーションパラメータ
Table 4. Simulation parameters of fifteen-phase inverter
Power Supply Voltage
480 VCarrier Frequency

10 kHz

案する一般化された電流復元アルゴリズムを用いて，各相Operation Frequency

100 Hzの出力電流が良好に復元され，復元電流と実電流が相似でLoad

R = 0.3 Ω , L = 5 mH

比べて復元不可能な期間が基本波一周期内に多く存在するため，線形外挿による誤差が大きいことがわかる。以上のように，極端な多相化を行った場合でも提案法により電流復元を行うことができるが，多相化するにつれて復元不可能な期間の頻度が多くなり，そのような期間でどのように電流取得を行うのかが今後の課題である。

5. 実機検証〈5･1〉 実験回路および復元動作

前章では提案する出力電流復元法の有効性をシミュレーションにより確認した。ここでは試作した五相フルブリッジインバータを用いて，実際の電流復元可能性とともに復元精度について検証

12080400-40-80-120120

Phase Current [A]あることを確認できる。ただし，五相インバータの場合とReconstructed Phase Current [A]

同図から十五相フルブリッジインバータにおいても，提を行う。

80400-40-80-120Time 5(ms /div)

図 8 に試作した五相インバータの制御ブロック図と主回路を示す。負荷は R－L 負荷とし，主回路は三菱電機製インテリジェントパワーモジュール PS21994 を 2 個使用して，最大で六相フルブリッジインバータとして動作が可能であ

図 7 十五相インバータの電流復元シミュレーション結果
Fig. 7. Simulation result of current reconstruction of fifteen-phase
inverter.

る。直流バスの電流センサは LEM 製ホール CT LA-25-NP

SaSb

Sc

SdSeiaibic
idieを使用する。また，電流取得に必要な時間は主に AD 変換にかかる時間が占めるため，実機においては

65 Msps（sample per second）の高速 AD コンバータを用いて電流取得時間の影響をできるだけ排除している。PWM の制御に関してはルネサスエレクトロニクス製マイコン V850IH4-H を使用し，オンチップデバッグエミュレータ MINICUBE2 を用いてマイコンへの書き込みを行う。プログラミングソフト

Vdc+

Sa
Idc

SbTriangular
Reference
Va*～Ve*Sc

SdSe+Triangular
Carrierは CubeSuite+を用いている｡
25

電圧指令値は位相差が π rad である 100 Hz の三角波を正弦波に代えてオープンループで入力し，三角波キャリア比
較 PWM を行う。出力されたスイッチング状態と直流バス電流から復元電流を出力し，各相の実電流と比較する。制御

iar
ibr
icr
idr
ier

OutputCurrent
Reconstruction（Generate
Reconstructed
Phase Current
iar～ier )Switchingstate
DC buscurrent idc

図 8 実機五相インバータの制御ブロック図
Fig. 8. Block diagram of test circuit of five-phase inverter.

回路側は，PWM 信号の出力を行うとともに各相の上アームサンプリングと同時に各相がどの順番でオンしたのかも記信号に同期して電流値のサンプリングを開始する。また，録する。全ての相の上アームがオンになり，キャリア三角波が最小値をとる点で電流復元が行われる｡先ほど記録さ4／6

れた順番がそのまま電圧指令値の大小関係となり，この情報と直流バス電流の情報を基に各相の電流が(4)に基づいて復元される。
また，実験波形とシミュレーションとの整合性を取るた

表 5 五相インバータのシミュレーションおよび実機パラメータ
Table 5. Simulation and test circuit parameters of five-phase inverter.
Carrier Frequency
10 kHz
Reference Frequency
100 HzDC Supply Voltage
50 or 100 VLoad
R = 4.6 Ω , L = 3.23 mH

め，実機と同様のパラメータでシミュレーションを行った。
表 5 にシミュレーションおよび実機の各パラメータを，図 9に実験回路の写真を示す。変調率を下げすぎると各相のパルス幅がほぼ等しくなり，復元可能な期間が狭くなるため，電源電圧を変化させて変調率を変更しないように実験を行った。
〈5･2〉

実験結果

図 10 の左にシミュレーションで得られた一相分の相電圧，電流および線間電圧を，右に実機波形を示す。同図から試作した実機がシミュレーションと同様に五相インバータとして正しく動作していることがわかる。
図 11 左に復元不可能な期間において線形外挿を行わなかった場合のシミュレーション結果を，右に実機波形を示す。

図 9 実験回路写真
Fig. 9. Photograph of test circuit.

なお，インバータの直流バス電源電圧は 50 V である。電圧指令値が交差し，五相中二相のパルス幅がほぼ等しくなる点において，電流取得時間に起因する電流復元ミスが生じ4期間とそうでない期間が生じているが，これについては今後の検討課題である。ただし，最も精度の良い期間においては平均相対誤差が 3.3%となり，十分な精度で電流復元を一相分の復元電流と実電流の比較を示す。これ以降の実験結果は全てインバータの直流バス電源電圧を 100 V として

Phase Current [A]

0-2-4-4606040200-20-40-60実現できている。
図 12 に線形外挿を行った場合の全相の復元電流波形と，26040200-20-40-60

Line Voltage [V]外挿などの補償を行う必要がある。また，復元精度の良い-240200-20-40-60

Phase Voltage [V]でも同様に起こり得る現象であり，このような期間で線形0Line Voltage [V]ていることがわかる。これはシミュレーション上でも実機

2Phase Voltage [V]Phase Current [A]46040200-20-40-60
Time 4(ms/div)

Time 4(ms/div)

得られたものである。これを見てわかるように線形外挿に(a) Simulation waveforms.

より復元不可能な期間における電流復元ミスがなくなり，(b) Experimental waveforms.

図 10 シミュレーションおよび実機回路動作波形

全相で実電流波形と相似な復元相電流波形が得られていFig. 10. Simulation and experimental waveforms of test circuit.

図 13 に一相ごとの復元相電流と実相電流との比較波形を，図 14 に全相の実相電流および復元相電流波形を示す。
なお，図 13 と図 14 は同時に取得されたものであり，単純に比較できる。図 11 および図 12 と同様に復元精度の悪い期間と良い期間が存在するが最も精度の良い区間で，全ての相が平均相対誤差 5%以内の良好な復元精度をもっている。また全ての相で実相電流波形と相似かつほぼ一致する復元電流波形が得られた。

6. まとめ
本稿では三相インバータ電流センサレスシステムの直流

Reconstructed Phase Current
Phase Current [A]Reconstructed Phase Current [A]

復元動作が行えている。

6420-2-4-66420-2-4-66420-2-4-6Phase Current [A]

最も精度の良い期間で平均相対誤差は 3.2 %であり，良好なReconstructed Phase Current
Phase Current [A]Reconstructed Phase Current [A] Phase Current [A]る。図 11 と同様に復元精度が良い期間と悪い期間があるが，Time 4(ms/div)(a) Simulation waveforms.

64
20-2-4-664
20-2-4-664
20-2-4-6Time 4(ms/div)(b) Experimental waveforms.

バス電流から各相の出力電流を復元する手法について，三図 11 復元電流と実電流の比較(線形外挿なし)

相システムを内包する概念としてスイッチング状態時系列

Fig. 11. Comparison of reconstructed current and real current without

行列を提案するとともに，それを用いてより多相化されたouterpolation (simulation and experimental results).
5／6

で取得される N-1 個の直流バス電流を利用して各相の電流を復元することが可能である。電流復元は相数に関わらず(4)で表される統一されたアルゴリズムで行われる。また，各スイッチング状態で直流バス電流を取得するこの手法は根本的に各相のパルス幅に差がない場合は復元を行うこと

86644

Phase Curre nt [A]

820-2-4

提案法の有効性を確かめるため五相インバータの電流制

0-4-6-8-888664
20-2-4-6-8Time 4(ms/div)ができない。本稿ではこの問題を解決する方策として線形外挿を用いた補償を導入した。

2-2-6Re constructed Pha se Current
Phase Curre nt [A]周期内に出現するスイッチング状態と各スイッチング状態

Rec onstructed Phase Current [A ]て述べた。N 相のフルブリッジインバータにおいては一制御

Reconstructe d Phase Curre nt [A]

フルブリッジインバータの出力電流を復元する手法につい420-2-4-6-8Time 4(ms/div)

図 12 全相復元電流波形および一相分の比較
Fig. 12. Reconstructed waveforms of all phase currents and comparison
between reconstructed and real

御シミュレーションおよび十五相インバータの電流復元シミュレーションを行った。五相インバータのシミュレーシ
ョンでは提案法による出力電流復元が三相以上の多相インバータでも可能であることを示すとともに，復元電流を用いて回転座標上で電流制御を行い，実電流を用いた場合と同等の制御が期待できることを示した。十五相インバータの電流復元シミュレーションでは更なる多相化を行った場合でも，提案法を用いることにより出力電流を復元可能であることを示した。
実機検証では試作した五相インバータを用いて出力電流の復元を行った。実験結果から五相全ての相で実電流と相のように提案法によって復元された電流は実機でも平均相対誤差 5%以内の良好な復元精度をもつことが確認された。
また，復元不可能な期間による影響は大きく，線形外挿や復元不可能期間に直流バス電流を取得するための工夫が重要であることも示した。

文 献(1) Y. Murai, Y. Tanizawa, and M. Yoshida, "Three-Phase
Current-Waveform-Detection on PWM Inverters from DC
Link Current-Steps," Proceedings of 1995 International
Power Electronics Conference (IPEC-Yokohama '95), vol.
1, p.p. 271-275, 1995.
(2) H. Kim and T. M. Jahns : "Phase Current Reconstruction
for AC Motor Drives Using a DC Link Single Current
Sensor and Measurement Voltage Vectors," IEEE Trans.
Power Electron., vol. 21, no. 5, pp. 1413-1419, Sep. 2006.
(3) 金丸就吾・野口季彦：「インバータの直流バス電流を用いた三相交流電流復元法とそれに適したパルス幅変調法」，平成 20 年電気学会産業応用部門大会，vol. 1，No.
3p.p. 101-104，（2008 年）
(4) 野口有理・野口季彦 「スイッチング状態時系列行列を

図 13 一相ごとの復元電流と実電流比較波形
Fig. 13. Comparison between reconstructed and real currents of every
phase .
Phase Current [A] Reconstructed Phase Current [A]

似かつほぼ一致する復元電流波形を得ることができた。こ86420-2-4-6-886420-2-4-6-8Time 4(ms/div)

Time 4(ms/div)

図 14 全相の復元電流および実電流
Fig. 14. Reconstructed current and real current (all phases).

用いた多相インバータの出力電流復元法」，平成24 年電気学会全国大会，4‐079，（2012）(5)

野口有理・野口季彦 「スイッチング状態時系列行列の提案と多相インバータの出力電流復元への応用」，平成
24 年電気学会産業応用部門大会，vol.1,
I‐103，（2012）

6／6