MD-19-179
RM-19-117
VT-19-083

空間ベクトル変調によるデュアルインバータモータドライブの高変調率時におけるフェールセーフ動作
大音慶明＊

Melinda Badriatul Fauziah

野口季彦（静岡大学）

Fail-Safe Operation of Dual Inverter Motor Drive
Based on Space Vector Modulation at High-Modulation-Index
Yoshiaki Oto＊, Melinda Badriatul Fauziah, Toshihiko Noguchi, (Shizuoka University)
A dual inverter system feeding a PM Motor with open-end windings has been focused on, aiming for anutilization for autopilot techniques of hybrid and electric vehicles. The dual inverter motor drive has anadvantage of utilizing a redundancy in the switching states, which means to generate particular voltage vectors
with several redundant switching states. The redundancy can achieve some fault tolerant operations, that is,the dual inverter motor drive can keep operating the motor even if some failure is occurred in the system. In
this paper, the fault tolerant operation of the DC-bus battery of one of the inverters is discussed. In particular, aswitching over technique of the dual inverter motor drive from the normal condition to the fault tolerant
operation with a space vector modulation is proposed, focusing on the operation at a high-modulation-index. The
proposed technique is examined through several computer simulations.
キーワード：フェールセーフ，デュアルインバータモータドライブ，空間ベクトル変調，キャパシタ電圧制御，オープン巻線モータ(Fault Tolerance, Dual Inverter Motor Drive, Space Vector Modulation, Capacitor Voltage Control, Open-End
Winding Motor)

1.

はじめに

Three-Phase
Three-Wire Motor

近年，電気自動車やハイブリッド車の二酸化炭素排出量低減を目的とした燃費向上や自動運転技術に注目が集まっている。しかし，現行車の多くは Fig. 1 に示すようにバッChopper

テリー電圧を昇圧チョッパにより昇圧して 2 レベルインバ

図 1 従来のシングルインバータモータドライブータを動作させ，高電圧 PM モータを駆動している。そのFig. 1.

ため，モータの線間に形成される電圧波形は 3 レベルにな

故障すると，モータを駆動できなくなりフェールセーフのConventional single inverter motor drive.

Capacitor

り，マルチレベルに対して dv/dt や THD の点で不利である。
また，昇圧チョッパとインバータのうちどちらか一方でもInverter

Open-EndWinding Motor

Capacitor

Battery

Battery150 V150 V

点でも問題がある。そこで，オープンエンド巻線をもつモータを 2 台のインバータで駆動するデュアルインバータ方式が研究されている()～()。
デュアルインバータ方式は，モータの巻線両端にマルチレベルの電圧波形を形成でき，フェールセーフ動作が可能

INV1 (u1, v1, w1)(u2, v2, w2)’INV2

図 2 検討するデュアルインバータモータドライブ
Fig. 2.

Studied dual inverter motor drive.

である。これまで，デュアルインバータ方式のスイッチンい()～()。そこで筆者らは，デュアルインバータ方式のスイッグ素子の故障に対するフェールセーフは多く研究されてきチング状態の冗長性に注目し，空間ベクトル変調法を用いたが，直流バス電源のフェールセーフの検討はされていな

た片側のインバータ直流バス電源のフェールセーフを検討

1／6

してきた。検討方式では，両インバータの直流バスにバッテリーとキャパシタが並列に接続されており，バッテリーの故障を検知した際にはこのバッテリーをリレーによって解列させ，故障側のインバータをキャパシタのみによって駆動するフェールセーフ動作に移る。ただし，フェールセーフ動作では故障側インバータのキャパシタ電圧を一定に制御しつつ，同時にモータへの電圧波形形成を継続して行う必要がある()()。特に，スイッチング状態の冗長性を担保するためには，故障側インバータのキャパシタ電圧を他方の(000)(001)’(-) (110)(001)’(-)(111)(001)’(-)(010)(011)’(-)(100)(101)’(-)(110)(000)’(0)(110)(111)’(0)(000)(000)’(0)(000)(111)’(0)(111)(000)’(0)(111)(111)’(0)(001)(001)’(0)(010)(010)’(0)(100)(100)’(0)(011)(011)’(0)(101)(101)’(0)(110)(110)’(0)m = 0.5(000)(011)’(-)(111)(011)’(-)(101)(001)’(-)(110)(010)’(-)(100)(000)’(0)(100)(111)’(0)(100)(001)’(-)(110)(011)’(-)(110)(000)’(0) (110)(001)’(-)(110)(111)’(0)(110)(011)’(-)(000)(001)’(-)(100)(101)’(0)(111)(001)’(-)(110)(010)’(0)(110)(110)’(+)(000)(000)’(0)(100)(001)’(-)(000)(111)’(0)(111)(000)’(0) m = 0.25 m = 0.5 m = 0.75(111)(111)’(0)(100)(011)’(-)(000)(011)’(-) (100)(000)’(0)(111)(011)’(-) (100)(111)’(0)(100)(100)’(+)(+): Charging Mode(‐): Discharging Mode(0): Holding Modem = 1.0(100)(011)’(-)

正常なインバータの直流バス電圧の半分に制御することが(a) 1:1 DC-bus voltage ratio.

求められる。筆者らはこれまで，空間ベクトル変調を用い

図 3 デュアルインバータのスイッチング状態の冗長性

たデュアルインバータ方式における片側直流バス電源のフFig. 3.

Redundancy of switching state in dual inverter system.

ェールセーフ動作の基礎検討と，低変調率運転時のフェー

V60ルセーフ動作への切り換え手法を提案してきた()()。しかし，フェールセーフ動作ではデュアルインバータの出力電圧範V60×T60/Ts

囲が制限されるために，高変調率運転時のフェールセーフ
方式の高変調率時のフェールセーフを提案し，その妥当性

Fig. 4. Principle of SVM.

〈2･1〉 デュアルインバータの回路構成ュアルインバータ方式では，左側のインバータを INV1，右側のインバータを INV2 と呼び，両インバータの直流バスにはバッテリーとキャパシタが並列に接続されている。両インバータのスイッチング状態は（u1，v1，w1）（u2，v2，w2）’と表され，各レグは相補的にスイッチングさせる。このとき，各相の上アームが ON している状態を 1，OFF している状態を 0 と表す。

SVM の原理

図4

デュアルインバータ方式

するデュアルインバータ方式の回路図を示す。検討するデV0

V0×T0/Tsをシミュレーションにより確認したので報告する。

Fig. 2 にオープン巻線モータを 2 台のインバータで駆動

v*Vzが困難であった。そこで本論文では，デュアルインバータ2.

(b) 1:0.5 DC-bus voltage ratio.

SVM 1 Period
V0V0in(100)(000)’(0)(100)(111)’(0)(000)(011)’(-)(111)(011)’(-)

V30(110)(010)’(-)(100)(101)’(+)(100)(100)’(+)

HoldDischarge
Capacitor Voltage Command

V0in(000)(011)’(-)(111)(011)’(-)(100)(100)’(+)

ChargeDischarge・・・(+): Charging Mode(-): Discharging Mode(0): Holding Mode

Capacitor Voltage

図5

SVM によるキャパシタ電圧制御法

Fig. 5.

Capacitor voltage control with SVM.

デュアルインバータ方式では，シングルインバータ方式の直流バスバッテリーの半分に制御することが求められと比較してインバータとインバータ直流バス電源の数が増る。ここで，デュアルインバータのスイッチング状態と出える一方で，両インバータの出力電圧の和をモータに供給力電圧ベクトルの関係のうち 0 度から 60 度を抜き出したもできるため昇圧チョッパ回路が不要である。また，マルチのを Fig. 3 に示す。図中には，スイッチング状態の表記のレベルの電圧波形形成ができ，THD の改善による高調波銅後に定常状態でのキャパシタ充放電モードを記し，「+」は損や鉄損の低減や，巻線両端電圧の dv/dt 低減による伝導ノキャパシタ充電モード，「－」はキャパシタ放電モード，イズ・放射ノイズの低減に期待できる。そして，デュアル「0」はキャパシタ電圧保持モードを表している。Fig. 3 をインバータ方式のスイッチング状態には冗長性があり，特見ると，どちらの直流バス電圧比においてもスイッチング定の電圧ベクトルを異なる複数のスイッチング状態によっ状態が冗長性をもち，特定の電圧ベクトルを複数の異なるて同様に出力できる。この冗長性によって直流バス電源のスイッチング状態で出力できることがわかる。しかし，直故障に対するフェールセーフ動作が可能になる。

流バス電圧比が 1：1 の場合，冗長なスイッチング状態の中直流バス電源のフェールセーフ動作にキャパシタを充電するモードがなくキャパシタ電圧を制

本論文では，INV2 の直流バス電源の故障を想定し，故障御することが困難である。一方で，直流バス電圧比が 1：0.5〈2･2〉したバッテリーをリレーによって解列させた後のフェールの場合，冗長なスイッチング状態の中に充電モードと放電セーフ動作を検討する。検討するフェールセーフ動作では，モードの両方が存在しこれらを冗長に切り換えることが可

故障側のインバータをキャパシタのみで駆動するため，キ能である。したがって，検討するフェールセーフ動作ではャパシタの充放電を制御しキャパシタ電圧を一定に制御す

直流バス電圧比 1：0.5 を採用し，故障側インバータのキャる必要がある。特に，スイッチング状態の冗長性を担保すパシタ電圧を正常なインバータのバッテリー電圧の半分にるために，故障した INV2 のキャパシタ電圧は正常な INV1制御する。ただし，直流バス電圧比が 1：0.5 の場合でも，2／6

|v*|

最も外側の六角形を形成する電圧ベクトルには冗長性がな
くキャパシタ電圧の制御が困難なため，本論文ではこれら〈2･3〉

Field Weakening|vfw*|の電圧ベクトルを使用しない。すなわち，フェールセーフ回路の動作領域は変調率 m < 0.5 に制限される。
空間ベクトル変調法

デュアルインバータ方式は，スイッチング状態に冗長性があり特定の電圧ベクトルを複数の冗長なスイッチング状

m = 0.5 Operation Region
at Fail-Safe Condition

態で出力できる。したがって，特にデュアルインバータのフェールセーフ回路を制御する際には，冗長なスイッチン
グ状態の中から適切にキャパシタを充放電するものを適宜

図 7 界磁弱め制御を採用した高変調率運転時のフェール選択する必要がある。そこで，本論文では空間ベクトル変セーフ調法（SVM：Space Vector Modulation）を採用している。
Fig. 4 にインバータが出力可能な電圧ベクトルのうち 0 度

Fig. 7. Fault tolerant operation at high-modulation-index
employed field-weakening control.

から 60 度を抜き出したものを示し，SVM の原理を説明す

これを解列した後，速やかにキャパシタ電圧を目標値までる。Fig. 4 に示すようにインバータは離散的な電圧ベクトル放電しスムーズにフェールセーフする必要がある。ただし，しか出力できないため，任意位相・任意振幅の指令電圧ベINV2 のキャパシタ電圧を放電すると INV2 の出力電圧ベククトルを出力するにはこれらを適切な割合で合成する必要トルのノルムが小さくなるため，デュアルインバータの出がある。SVM では，指令電圧ベクトルを出力するために合力電圧ベクトルも変化する。Fig. 6 に INV2 のキャパシタ電成する電圧ベクトルを選択し，それぞれのベクトルの出力圧が変化した場合のデュアルインバータの出力電圧ベクト時間を演算する。図中では，指令電圧ベクトル v*を出力方ルのうち位相が 0 度から 60 度のものを抜き出して示した。

法を示しており，Ts は SVM 制御周期，T0 と T60 は電圧ベ

図中の左図はデュアルインバータが正常運転時の出力電圧クトル V0 と V60 の出力時間をそれぞれ表している。また，ベクトルを示しており，右図はフェールセーフ時の出力電指令電圧ベクトル v*を出力する際には v*が存在する領域を圧ベクトルを示している。したがって，フェールセーフ動囲む 3 つの電圧ベクトル（Fig. 4 では Vz，V0，V60）が選作に切り換える際には，キャパシタ電圧値を考慮して SVMに使用する出力電圧ベクトルを選択し，各電圧ベクトルの択される。
〈2･4〉

キャパシタ電圧制御法

直流バス電源のフェールセーフ動作では，故障側インバータのキャパシタ電圧一定制御とモータ巻線へのマルチレ出力時間を計算する必要がある。特に，変調率 0.25 < m ≤0.5 の場合は電圧ベクトルの選択と各ベクトルの出力時間の計算が複雑になる。

ベル電圧波形形成を SVM によって両立する必要がある。前〈3･1〉

述のように，デュアルインバータのスイッチング状態にはまず，変調率 0 < m ≤ 0.25 の場合について説明する。Fig.

低変調率運転時のフェールセーフ冗長性があり，特に直流バス電圧比を 1：0.5 にすることで6 (a)の左側に示すように，デュアルインバータの正常運転キャパシタ充電モードと放電モードを冗長に切り換えるこ

時には斜線で示した正三角形領域にて SVM を行う。そしてとができる。したがって，Fig. 5 に示すように SVM のスイ

INV2 の直流バス電源のフェールセーフ動作に切り換える

ッチングパターンが構成される場合，各電圧ベクトルを出際は，3 つの電圧ベクトル Vz，Va，Vb を使って SVM を行力する際，冗長なスイッチング状態の中から適切にキャパいモータの巻線両端に電圧波形を形成しつつ，キャパシタシタを充放電するモードを適宜選択することで，SVM によ

電圧を INV1 のバッテリー電圧の半分まで放電する。このってキャパシタの充放電を制御しつつ，同時に巻線にマルとき，Vz はゼロ電圧ベクトルを表しており，電圧ベクトルチレベルの電圧波形形成ができる。ただし，スイッチング

Va および Vb は INV1 がゼロ電圧ベクトルを出力し INV2状態毎のキャパシタ充放電モードは各相のモータ電流方向が 0 度および 60 度の位相をもつ電圧ベクトルを出力したとによって決定されるため，スイッチング状態を選択する際

きの和の電圧ベクトルを示している。また，Va，Vb を出力にはモータの瞬時力率を考慮しなければならない()。

3.

提案するフェールセーフ動作切り換え法

本論文では INV2 の直流バス電源の故障を想定している。

するスイッチング状態はキャパシタ放電モードである。したがって，デュアルインバータが出力する電圧ベクトル Va，Vb のノルムはキャパシタ電圧が放電するにつれて Fig. 6(a)に示すように変化するため，SVM によってキャパシタをデュアルインバータ方式は左右のインバータ出力の和をモ放電するスイッチング状態を適切に選択し，キャパシタ電ータに供給できるので，正常状態ではその運転領域を拡大圧を考慮して各電圧ベクトルの出力時間を計算する必要がするために直流バス電圧比 1：1 で運転している。一方でフある。

ェールセーフ動作では，故障した INV2 のキャパシタ電圧を正常な INV1 のバッテリー電圧の半分に制御する。したがって，INV2 のバッテリーの故障を検知しリレーによって次に変調率 0.25 < m ≤ 0.5 の場合について説明する。変

調率 0 < m ≤ 0.25 のときと同様に，デュアルインバータの正常運転時には Fig. 6 (b)の左図の斜線部で示した正三角形
3／6領域にて SVM を行う。一方でフェールセーフ動作では，3ルセーフすることが困難である。そこで，本論文では弱めつの電圧ベクトルで囲まれる 3 通りの正三角形領域（Va，界磁制御を採用した高変調率運転時におけるデュアルイン

Va’，Vc or Vc’に囲まれる正三角形，Va，Vb，Vc or Vc’に囲バータモータドライブのフェールセーフ動作を提案する。

まれる正三角形，Vb，Vb’，Vc or Vc’に囲まれる正三角形）

提案法では，式（1）に示す一般的なモータの電圧方程式ににて SVM を行う。前述のように，電圧ベクトル Va，Vb は，おいて，定常状態で巻線抵抗 R による電圧降下が小さいとINV2 のキャパシタ電圧によって電圧ベクトルのノルムが仮定し d 軸電流について解いた式（2）に従って，巻線に負変化する。一方で，Va’および Vb’は INV1 が 0 度および 60の d 軸電流を流し PM モータの磁石磁束を弱めることでモー度の位相をもつ電圧ベクトルを出力し，INV2 がゼロ電圧ベタの運転速度領域を拡大する。ここで， vd および vq は d 軸クトルを出力したときの和の電圧ベクトルであるため，そおよび q 軸電圧， id および iq は d 軸および q 軸電流， Ld おのノルムはキャパシタ電圧に依存して変化しない。また，

よび Lq は d 軸および q 軸インダクタンス， ω はモータ回転

Vc は INV1 が 60 度の位相の電圧ベクトルを出力し，INV2数，Ψ は磁束鎖交数を表している。

が 300 度の位相の電圧ベクトルを出力したときの和を表し

vd   R + pLd v  =  ωLd q ており，Vc’は INV1 が 0 度の位相の電圧ベクトルを出力し，INV2 が 120 度の位相の電圧ベクトルを出力したときの和を表している。したがって，Vc と Vc’のノルムと位相はキ-ωLq  id   0 +R + pLq   iq  ωΨ （1）2 v*fw   Lq  2Ψ -   i2
id = - ±  ωLd   Ld  qLdャパシタ電圧が放電するにつれて Fig. 6 (b)中の左図から右図にむかって変化する。

（2）以上のように SVM の領域分けを行い使用する電圧ベク

したがって提案法では，Fig. 7 に示す式（2）を用いて指トルを選択し，キャパシタ電圧を考慮して各電圧ベクトル

令電圧ベクトルのノルム v* がフェールセーフ動作可能なの出力時間を計算することで，変調率 m ≤ 0.5 の低変調率運

ノルム v*fw （変調率 m = 0.5 以下に相当する電圧ベクトルノ

転時にて巻線に電圧波形を形成しつつキャパシタ電圧を目ルム）になるようにモータの d 軸に負の電流を流し，高変標値まで放電し，デュアルインバータモータドライブをス調率運転時のフェールセーフを行う。界磁弱め制御によっムーズにフェールセーフ動作に切り換えることができる。て電圧ベクトルのノルム v*fw が変調率 m = 0.5 以下になった〈3･2〉

後は，前述の低変調率運転時のフェールセーフ動作によっ

高変調率運転時のフェールセーフ

しかし，図 3 (b)に示すように本論文で検討するデュアルて INV2 のキャパシタ電圧を一定に制御しながらデュアルインバータのフェールセーフ動作では，変調率 m > 0.5 の電インバータモータドライブをフェールセーフ駆動する。た圧ベクトルは冗長性をもたないためキャパシタの充放電制だし，モータに d 軸電流を流すと指令電圧ベクトルに対し御に使用できない。そのため，変調率 m > 0.5 における高変てモータ電流ベクトルの位相が進む電流進角制御になり，調率運転時にデュアルインバータモータドライブをフェー

これがキャパシタ充放電モードに影響を与えてしまう。

Vb
|v*|

VbVz

Vb

Vz
Va
Vdc2 = Vdc1

VbVz

Vz
VaVa
Vdc2 = Vdc1/2

Va(a) 0 < m ≤ 0.25.

Vb’

Vb’
Vc’
Vb

Vb,Vb’,Vc’|v*|
Vz
Va,Va’,Vc
Vdc2 = Vdc1

Vb

Vb’

Vc’

Vb

Vc

Vc

Va Va’Va Va’

Vc,Vc’Va Va’
Vdc2 = Vdc1/2(b) 0.25 < m ≤ 0.5.

図 6 デュアルインバータのフェールセーフ動作切り換え法
Fig. 6.

Switching over technique to fault tolerant operation of dual inverter system.
4／6

4.

界磁弱めによるキャパシタ電圧一定制御への影響

例えば，Fig. 8 の左図に示すような指令電圧ベクトル v* をCurrent
Polarity C
U－V＋
W−

V60

V120ic

SVM で出力する場合を考える。図中ではフェールセーフ動

対象のモータは誘導性負荷でありその電流ベクトルは v* にVz
V300inifは界磁弱め制御を採用しており，モータに負の d 軸電流をPolarity が B または C を考慮する必要がある。

V30

U－

B

Current
Polarity A
U＋
V－
W−

V0

W－
Charging
V＋

A

F

V－

V＋
Charging

W－
Discharging
V－U＋

V－Charging

W＋
Discharging

V－Fig. 8. Relationship between instantaneous motor power factor
and capacitor charging/discharging modes.

ω*m＋－PIT*

1/PΨ

iq*

Field
WeakeningControlid*＋－＋PIPIvd*v

dq↓αβ*q－tan−1tan−1

sw u1vα*v

swv1*βsww 1

θ v*
θi*

SVM

Vca pFaultSignal

ャパシタ充放電モードを示した。同図を見るとわかるよう

ωmに，例えばスイッチング状態（1，1，0）（0，1，0）’は Current

idiqPolarity が A または F のときキャパシタを放電するモードで

αβ↓dqiαiu

INV1

sw u2
sw v2
INV2
sww 2iviwPMMotor1siβuvw↓αβ

図 9 制御ブロック図あるが，電流進角制御のために Current Polarity が B または Cになるとキャパシタを充電するモードに変化する。したがFig. 9.って，SVM において冗長なスイッチング状態から適切にキ

表 1 シミュレーション条件

ャパシタを充放電するものを選択する際には，モータの瞬Control block diagram.

TABLE Ⅰ. SIMULATION CONDITIONS.
Switching frequency
10 kHzVoltage of batteries
150 V
Capacitor voltage command
75 ± 5 V
Capacitance
1330 µF
Motor rotational speed
2700 r/min
Dead time
0 µs
Number of poles
8
Number of flux linkage
0.174 Wb
Moment of inertia
0.00173 kgm2
Motorparameters
Damping coefficient
0.01 N/rad/s
Phase resistance
1.1 Ω
Phase inductance
5 mH

時力率を考慮しなければならない。

シミュレーション
シミュレーション条件

Myway プラスから提供されているパワエレ回路シミュ
レーターPSIM を使って，提案法の動作を検討した。制御ブ
ロック図とシミュレーション条件を Fig. 9 と TABLE I にそれぞれ示す。シミュレーションでは，オープン巻線をもつ
SPM のモータモデルを 2 台の 3 レベルインバータによって速度制御および電流制御する。INV2 の直流バスには故障したバッテリーを解列させるためにリレーが接続されており，Fault Signal を検出した後バッテリーを解列させ INV2

U＋

U＋
W＋

V＋Discharging

W－Charging

U＋W－

スイッチング状態について，各 Current Polarity に対するキ〈5･1〉

U＋

U＋
W－

Fig. 8 の右図に電圧ベクトル V30 を出力する冗長な 2 つの5.

(1, 0, 0) (1, 0, 1)’
U － Discharging

図 8 モータ瞬時力率とキャパシタ充放電モードの関係流すため SVM によって出力した電圧ベクトルに対して電流進角制御になる。したがって，Fig. 8 の左図において Current

v*Current
Polarity F
U＋
V−W＋

V300

Current Polarity は A または F のみを想定していた。一方で，

C

V330

＋: Current direction from INV1 to INV2－: Current direction from INV2 to INV1

対して最大で 90 度遅れることから， v* を出力したときの本論文で提案する高変調率運転時のフェールセーフ動作で

ib
V0in

ータ巻線を流れる電流ベクトルの位相と各相巻線の電流方(1, 1, 0) (0, 1, 0)’
V＋W－

ia度から 120 度の範囲を抜き出している。また，このときモ向の関係は Fig. 8 の左図に示すようになる。これまで，制御

V60in

V120in

作時のデュアルインバータの出力電圧ベクトルのうち-60

Redundant switching states generating V30

Current
PolarityCurrent
Polarity B
U＋V＋W−

変調率，三相電流，キャパシタ電圧，U 相巻線両端電圧をはキャパシタによって運転される。本シミュレーションで表している。結果からわかるように，モータモデルをデュは高変調率運転時のフェールセーフ動作を検討するために

アルインバータによって変調率 m = 0.95 付近で正常運転中変調率を m > 0.5 に設定し，Field Weakening Control ブロに INV2 のバッテリー解列信号を検出したとき，提案法にックでは式（2）を用いて d 軸電流指令値を計算している。

よってモータに負の d 軸電流を流し変調率を m < 0.5 に制御

SVM ブロックでは，dq 軸座標上の指令電圧ベクトルとモーすることで，キャパシタ電圧を目標値まで放電しスムーズタ電流の位相差から計算したモータの瞬時力率と INV2 のにフェールセーフ動作に切り換えができている。また，フキャパシタ電圧値を用いて，キャパシタ電圧を適切に充放ェールセーフ動作ではキャパシタ電圧を一定に制御しつつ電するスイッチング状態の選択および各電圧ベクトル出力

モータ巻線の両端にマルチレベル電圧波形を形成できてい時間の演算を行う。

る。

〈5･2〉

シミュレーション結果

シミュレーション結果を Fig. 10 に示す。上段からモータ回転数，INV2 のバッテリーの故障信号，d および q 軸電流，6.

まとめ

本論文では，空間ベクトル変調を用いたデュアルインバ
5／6Motor Speed(r/min)Fault Signal

3000
2000

ωm
ωm_ref1000
0U-Phase Voltage Capacitor Voltage Motor Currents dq-Axis Phase Modulation-Index
Vcap (V)mvu (V)iu, iv, iw (A)θv, θi (deg)dq-Axis Current
id, iq (A)103020100-10-20-30
1.2
1.00.8
0.6
0.4
0.2
0.0id
iqid_refiq_ref

200150Voltage Vector Phase θv
Current Vector Phase θi

1005020100-10-2016014012010080603002001000-100-200-3000iuiv
iw

102030405060708090100Time (us)図 10 シミュレーション結果
Fig. 10.

Simulation result.

ータ方式における直流バス電源のフェールセーフ動作について検討した。検討するフェールセーフ動作では，故障側インバータはキャパシタのみで駆動するためキャパシタ電圧を一定に制御する必要がある。特に，デュアルインバー
タのスイッチング状態の冗長性を担保するため，故障側インバータのキャパシタ電圧は他方の正常なインバータのバッテリー電圧の半分に制御しなければならない。しかしこの場合，デュアルインバータの出力電圧範囲が制限されてしまい高変調運転時のフェールセーフ動作が困難になる。
そこで，本論文では弱め界磁制御を採用し d 軸に負の電流を流すことで，高変調率運転時のフェールセーフを達成する方法を提案した。また，提案法の動作をシミュレーションし，高変調運転時にもデュアルインバータ方式の片側直流バス電源の故障に対するフェールセーフ動作にスムーズに切り替えができることを確認した。

文献(１) Y. Kawabata, M. Nasu, T. Nomoto, Emenike C. Ejiogu, and T.
Kawabata : “High-Efficiency and Low Acoustic Noise Drive
SystemUsing
Open-Winding
AC
MotorandTwo
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