XX－XX－XX

ゲートドライブ電源を利用した
MOSFET スイッチングアシスト回路の設計法
学生員

村田 宗洋＊正員

野口 季彦（静岡大学）

Design Approach of MOSFET Switching Assist Circuit Using Gate Drive Power Supply
Munehiro Murata＊ , Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)
This paper describes a circuit parameter design of a MOSFET switching assist auxiliary circuit fed by a gate drive power supply.
The circuit parameters are derived mathematically by two approaches.

By applying the designed circuit parameters to a chopper anda half-bridge inverter, a turn-off time of the MOSFET can be effectively reduced, which allows a high-frequency drive and reductionof the switching loss.

It has been confirmed through experimental tests that the turn-off dv/dt of the MOSFET can be increased 9times of the conventional circuit by employing the proposed method, especially in a low-load range.

キーワード：MOSFET，高速スイッチング，パラメータ設計，ターンオフ，補助回路，チョッパ，インバータ(MOSFET, high-speed switching, parametric design, turn-off, auxiliary circuit, chopper, inverter)

1. はじめにることでターンオフ時間を短縮する手法やゲート駆動回路にゲートドライブ電源昇圧補助回路を設けてターンオフ時今後，SiC（Silicon Carbide）-MOSFET に代表される新し間を短縮する手法を提案している(2) ~ (5)。しかし，ゲートドい電力用半導体スイッチング素子が実用化され，パワーエライブ電源昇圧補助回路のパラメータ設計に関しては詳し

レクトロニクス分野へ広く普及すると予想されている。従い報告を行っていない。

来の Si（Silicon）を基材とする電力用半導体スイッチング素

そこで，本稿ではゲートドライブ電源昇圧補助回路の動子と比べて，SiC-MOSFET は高耐圧，高温動作，高速スイ作原理を述べるとともに，補助回路のパラメータ設計を 2ッチング，低損失など数々の特長をもっており，電力変換通りの手法を用いて検討する。ここで述べる MOSFET のス器のパワー密度を飛躍的に向上させる切札と期待されていイッチングアシストとは，ソフトスイッチングを目的とする。しかし，一般に MOSFET では低オン抵抗や大電流化にるものではなく，ハードスイッチングの dv/dt を高めて高速伴って各種寄生容量が増加する傾向にあり，SiC 素子ではそかつ高効率なスイッチングを可能にするものである。設計の固有物性も相伴って，さらに寄生容量が増大すると考えしたパラメータを用いたゲートドライブ電源昇圧補助回路られる。これにより，入力容量や出力容量の高速充放電がを降圧チョッパとハーフブリッジインバータに適用し，実妨げられ，本来有している高速スイッチング特性を十分に験を通じて運転特性を検証した。提案する手法で MOSFET発揮することが困難となる。

を高速スイッチングすることにより，降圧チョッパでは軽高速スイッチングを実現するためには，ターンオン時間負荷領域においてオンデューティサイクルを 14.4 pt 改善だけでなくターンオフ時間を短縮することが求められる。

し，ハーフブリッジインバータでも軽負荷領域において 9.0

ターンオン時間は入力容量を高速に充電することにより短pt の効率改善を実験的に確認したので報告する。

縮することができる。従来採用されている手法としては，ゲート抵抗を小さくすることやゲート抵抗と並列にスピー2. ゲートドライブ電源昇圧補助回路
図 1 にゲートドライブ電源ドアップコンデンサを用いることが挙げられる。近年では〈2･1〉 補助回路の構成

新しいゲート駆動回路の研究も行われており，筆者らはイ昇圧補助回路を示す。C1 は主スイッチング素子であるンダクタインパルス重畳方式を用いた超高速スイッチング

MOSFET の出力容量を示しており，スナバ回路ではない。

ゲート駆動回路を提案した(1)。一方，ターンオフ時間は出力

補助回路はゲートドライブ電源 Ed1，補助ダイオード Dc1，容量を充電する時間によって決定される。筆者らは主回路

Dc2，インダクタ Lc1，ツェナーダイオード ZD1，補助素子の負荷素子と並列にスイッチングアシスト補助回路を設けSc1 から構成される。S1 と Sc1 のソースが Ed1 と共通であ
1／6

Lc1

Dc1

Dc2〈2･3〉 補助回路の設計

ZD1

提案する補助回路を用いて高速スイッチングを行うとき，Lc1 に蓄えたエネルギーを

Ed1

Sc1

S1

vgsc1

vgs1

C1(1)

ここで，E は S1 がオフしているときに S1 にかかる電圧，I

Main Switching
DeviceAuxiliary Switch
図1C1 に転送するため(1)を満たす必要がある。
11
C1E 2 = Lc1I 222ゲートドライブ電源昇圧補助回路

Fig. 1. Voltage boost auxiliary circuit fed by gate drive power supply.

は Lc1 に流れる電流のピーク値である。I は Ed1，Lc1，Sc1のオン時間 t によって決定され(2)となる。
Ed1I=tLc1(2)(2)を(1)に代入することによって Lc1 に蓄えられるエネルギ

S1on
offon

Mode

12うに表わされる。

C1E 2 =

Sc1 off
図2ーと C1 に蓄えられるエネルギーの釣り合い条件は(3)のよEd12 2t
Lc1(3)

C1，E，Ed1 のパラメータは与えられているため，Lc1 と t
補助回路のスイッチングパターンを決定すればよい。そこで，Lc1 と t について拘束条件を定

Fig. 2. Switching pattern of auxiliary circuit.

め，2 種類の式を用いることによって補助回路のパラメータるため，S1 と Sc1 を単一のドライブ電源で駆動することが可能である。
Sc1 は高周波駆動が可能でスイッチング損失が少ない寄
生容量の小さな素子を選ぶことが望ましい。また，Sc1 の耐圧は S1 と同程度の素子，電流容量は S1 より小さい素子を使用することができる。ZD1 は S1 がオンしているときに補助回路から主回路に電流が流入するのを防ぐため，Dc1，Dc2は主回路から補助回路に電流が流れるのを防ぐために必要である。1 個あたりの電流耐量が小さいため，ZD1 には 3素子を並列に接続する。
〈2･2〉 補助回路の動作原理

降圧チョッパやハーフブリッジインバータなどの電力変換器の従来回路では主素子がターンオフすると出力容量の充電が開始される。このとき，出力容量の充電時間は負荷抵抗と出力容量の時定数によって決定される。このため，重負荷のときはターンオフ時間が短く，軽負荷のときはターンオフ時間が長くなる。
そこで，提案回路では S1 をオフする直前までインダクタ
Lc1 にエネルギーを蓄えておき，S1 をオフした直後に Sc1をオフすることで C1 を高速充電することにより，軽負荷領域においても高速なスイッチングを実現する。図 2 に補助回路のスイッチングパターンを示す。Mode1 で S1 がオン
し て い る 期 間 中 に Sc1 を オ ン す る こ と に よ っ て
Ed1→Dc1→Lc1→Sc1→Ed1 の経路で電流が流れ Lc1 にエネルギーを蓄える。Mode2 で S1 がオフした直後に Sc1 をオフすることによって Ed1→Dc1→Lc1→Dc2→ZD1→C1→Ed1 の経路でインパルス状の電流を流して高速に C1 を充電する。
このとき，充電にかかる時間は Lc1 と C1 の共振周波数のを決定する。
まず，Lc1 を決めてから t を導出する手法を述べる。C1の充電時間は Lc1 と C1 の共振周期の 1/4 で決定されるため，動作周期 T の x %を充電に充てるとすれば Lc1 は(4)となる。
Lc1 =4 x 2T 2

(4)

π 2C1

これより，補助素子のオン時間 t は(3)，(4)より(5)のように求めることができる。
E 2 xTt=
Ed1 π(5)t は動作周期 T によって制限を受けるため，t が一定の時間に達したらこの条件は使わないものとする。このような場
合は，決定した x を xu（制限値），導出した t を tc（計算値）とする。
次に，t を決めてから Lc1 を導出する手法を検討する。補助素子のオン時間を t とすると Lc1 は(3)より(6)となる。
2⎛ Ed1 ⎞ t 2
Lc1 = ⎜⎟⎝ E ⎠ C1
また，(6)より x は(7)と求めることができる。
π Ed1x=
t2T E

(6)

(7)

x が過度に大きいと高速スイッチングを目的とした補助回路の効果が半減してしまうため，x が一定の割合に達したらこの条件は使わないものとする。このとき，決定した t を tu（制限値），導出した x を xc（計算値）とする。

1/4 周期で決定される。

2／6

図 5 従来の降圧チョッパの実験波形
Fig. 5. Experimental waveforms of conventional buck chopper.

図3

補助回路のパラメータを決定するフローチャート

Fig. 3. Flow chart to determine parameter of auxiliary circuit.

図 6 提案する降圧チョッパの実験波形
Fig. 6. Experimental waveforms of proposed buck chopper.

図4

補助回路つき降圧チョッパ

Fig. 4. Proposed buck chopper with auxiliary circuit.

以上のように 2 つの拘束条件を設けることによって 2 種類の式を導出し，それぞれの計算値が制限値を越えないという条件下で補助回路のパラメータを決定する。図 3 に補助回路のパラメータを決定するフローチャートを示す。始めに設定値である xu，tu を決定する。次に(5)と(7)より計算値 xc，tc を求める。計算値が設定値より大きくなった場合には，その条件は使えなくなるため xu＞xc かつ tc＞tu の場合はt = tu として，Lc1 を(6)より導出する。一方，xc＞xu かつ tu＞tc の場合は t = tc として，Lc1 を(4)より導出する。xu = xcかつ tc = tu の場合はどちらの条件を使用してもよい。最後に(2)で求めた Lc1 と t を代入することによって補助素子の電流定格を決定する。以上より補助回路のパラメータ設計に必要な Lc1，t，I を決定する。なお，前述のとおり ZD1 はEd1 と同じ電圧の素子を用いる。

3.

実検による動作特性の検証〈3･1〉降圧チョッパ

図 4 に S1 のドレイン－ソースに補助回路を設けた主回路構成を示す。従来回路では S1 がオフしてから C1 が充電される時間，すなわちターンオフ時間は S1 の出力容量と負荷抵抗の時定数で決定されていた。したがって，負荷電流が小さい軽負荷時にはターンオフ時間が長くなる。そこで，提案回路では S1 をオフした直後に Sc1をオフすることで Lc1 に蓄えたエネルギーを C1 に転送することで高速充電を行い，負荷電流によらない高速なスイッチングを実現する。
提案した手法の有効性を確認するため，補助回路を降圧チョッパに適用して実機検証を行った。スイッチングパターンは図 2 に示したとおりである。主回路の電源電圧 E を140 V，Ed1 を 12 V，S1 には ST 製 Y60NM60（600 V，60A，Coss = 2000 pF），動作周波数 100 kHz という条件において補助回路のパラメータを設計した。xu = 2.5 %，tu = 4 μs と決定したとき，(5)と(7)より xc = 5.3 %，tc = 1.8 μs となる。よってxc＞xu かつ tu＞tc であるため t = tc となり (4)より Lc1 = 13 μHと導出される。しかし，導出は全て理想状態で計算したが実際には補助ダイオードの Vf などで損失があるため，ここ3／6

図 7 負荷－実際のオンデューティサイクル特性
Fig. 7. Load-actual on-duty cycle characteristic.
図 9 補助回路つきハーフブリッジインバータ
Fig. 9. Proposed half-bridge inverter with auxiliary circuit.

図8

負荷－効率特性

図 10

補助回路付きインバータのスイッチングパターン

Fig. 8. Load-efficiency characteristic.

Fig. 10. Switching pattern of inverter with auxiliary circuit.

では t = 3 μs として(1)を満たすように調節した。また，(2)従来回路と提案回路はどちらもほぼデューティーサイクル

より I = 2.8 A となるため，Sc1 には ST 製 P12NM60（550 V，50 %に近い運転を行うことができる。これは，重負荷の場12 A），Dc1 および Dc2 には infineon 製 D06S60（600 V，6 A），

合は負荷電流が大きく，従来回路においても C1 を高速に充ZD1 には ON Semiconductor 製 1N5349BG（12 V，5 W）を 3電できるためである。ただし，提案回路においても常に 1.5並列で用いた。

pt 程デューティサイクル 50 %からの乖離が見られるが，こ従来回路および提案回路で駆動周波数 100 kHz，デューテ

れは Lc1 と C1 で決定される C1 の充電時間によるものであィサイクル 50 %，負荷素子のパラメータを 800 Ω－0.8 mHる。x = 2 %であり設計値との間に 0.5 pt の誤差が認められるとした場合の動作波形を図 5，図 6 に示す。図 5 から読み取が，これは C1 の値がドレインーソース間にかかる電圧によれるように，従来回路では S1 のドレイン－ソース電圧 vds1って変化するためであると考えられる。また，図 8 に示しの立ち上がりが遅いことが確認できる。これは，負荷抵抗たように従来回路に比べ提案回路は低効率であり，13 W 出の値が大きいために C1 の充電に時間がかかり，ターンオフ力時において効率は 15 pt 悪化した。これは，提案回路では時間が長くなって高速スイッチングできていないことを表補助回路によるスイッチング損および導通損が発生し，こしている。一方，図 6 からわかるように，提案回路では vds1れらの損失が付加されたためである。

が急速に立ち上がっている。デューティーサイクル 50 %駆動時における実際の vds1 のオンデューティサイクルは従来回路と提案回路でそれぞれ 66.4 %，52.0 %となった。また，
ターンオフ dv/dt はそれぞれ 0.16 kV/μs，1.49 kV/μs であり，〈3･2〉ハーフブリッジインバータ

図 9 にハーフブリッジインバータの上アームと下アームの主素子 S1 と S2 に補助回路を設けた提案回路を示す。前述のとおり C1 と C2は主スイッチング素子の出力容量を表している。

提案回路では約 9 倍の高速スイッチングを実現できること

従来回路では主素子のターンオフ時間は出力容量と負荷がわかる。負荷力率 0.85 を一定としたときの負荷電力と実抵抗の時定数で決定される。そのため軽負荷時においては際のオンデューティサイクルを図 7 に示し，負荷電力と効デッドタイム期間中に出力容量の電荷を消費できず高速ス率の関係を図 8 に示す。図 7 より従来回路に比べて提案回イッチングが困難となる。また，S1 がターンオンするとき路の方が，高周波動作時でもデューティサイクル 50 %に近に C1 の電荷を回収しないまま S1 をターンオンすると，単い運転を維持できることが確認できる。軽負荷領域では負純に C1 に蓄えられたエネルギーが消費されるとともに荷電流が小さいので，従来回路では C1 を充電する時間が負E1→S1→C2→E2→E1 の経路で大きな短絡電流が流れる。こ荷抵抗と出力容量の時定数で決定されターンオフに長時間のときの短絡電流は数十 A となり，主素子の損失原因にもを要するのに対して，提案回路では負荷に無関係にほぼ一なる。そこで，提案回路では S1 をオフした直後に Sc1 をオ定の時間で充電が可能である。一方，重負荷時においては4／6図 11 従来インバータの S1 ターンオフ実験波形
Fig. 11. Experimental waveforms of S1 turn-off in conventionalinverter.

図 13

負荷－効率特性

Fig. 13. Load-efficiency characteristic.

図 14

デッドタイム－効率特性

図 12 提案インバータの S1 ターンオフ実験波形
Fig. 12. Experimental waveforms of S1 turn-off in proposed inverter.

Fig. 14. Dead time-efficiency characteristic.

フすることにより高速かつ高効率なスイッチングを実現す来回路ではデッドタイム期間終了後 S2 がオンするときに，る。

C1 の電荷を放電できていないため，電源が短絡され大きな提案した手法の有効性を確認するために補助回路をハー短絡電流が流れることがわかる。また， S1 のゲート－ソー

フブリッジインバータに適用して実機検証を行った。図 10

ス波形 vgs1 がターンオフ後に振動しているが，これは高にスイッチングパターンを示す。E1 および E2 を 70 V，Ed1，dv/dt により S1 の帰還容量を通じて入力容量に電流が流れおよび Ed2 を 12 V，S1 および S2 には ST 製 Y60NM60（600るためである。一方，図 12 より提案回路では補助回路を動V，60A，Coss = 2000 pF），動作周波数 100 kHz，デッドタイ作させることによって C1 を高速に充電できるため，S2 をム 250 ns という条件において補助回路のパラメータを設計オンさせるときの出力容量の電荷消費がなくなり短絡電流した。デッドタイムが終わる前に出力容量の充電を終えるを低減できる。また，提案回路では vgs1 の振動が従来回路ため xu = 1.5 %，tu = 4 μs と決定したとき，(5)と(7)より xc =に比べて抑制されていることも確認できる。これは提案回

5.3 %，tc = 1.1 μs と導かれる。よって，xc＞xu かつ tu＞tc であ路では主素子のターンオフ時間は補助回路のインダクタとるため t = tc となり(4)より Lc1 = 4.5 μH と導出される。しか出力容量の共振周波数で決定されるため，従来回路と比べし，降圧チョッパの場合と同様に導出は全て理想状態で計て dv/dt が抑制されて，帰還容量を通じて大きな電流が流れ算を行い，またハーフブリッジインバータの場合は出力容ないためである。従来回路と提案回路で S1 のターンオフ時

量を充電する際に C1 に流れる電流と E1 に流れる電流に分間はそれぞれ 450 ns と 390 ns になり，ターンオフ時間を流するため t = 2 μs として(1)を満たすように調節した。また，

13 %改善でき，短絡電流も 13.7 A から 0 A まで低減するこ(2)より I = 5.3 A となるため， Sc1 には ST 製 P12NM60（550とができる。また，負荷力率 0.85 を一定とした条件での負V，12 A），Dc1 には infineon 製 IDH12S60C（600 V，12 A），荷電力と効率の関係を図 13 に示す。同図からわかるように

Dc2 には infineon 製 D06S60（600 V，6 A）， ZD1 には ON

41 W 以下の軽負荷領域において従来回路に比べて提案回路

Semiconductor 製 1N5349BG（12 V，5 W）を 3 並列で用いた。の方が高効率であり，26 W 出力時に 9.0 pt の効率改善を確

下アームの補助回路パラメータは上アームと同一の物を用認できる。これは，従来回路では軽負荷時において主素子いた。

出力容量の充放電時間が長くなり，デッドタイム期間中に従来回路および提案回路でデューティーサイクルを主素子出力容量の充放電を完了することができず，デッド50 %，デッドタイムを 250 ns，負荷素子を 200 Ω－0.2 mH

タイム期間終了後に主素子をオンする際に短絡電流によりとした場合の動作波形を図 11，図 12 に示す。図 11 より従ターンオン損失が発生するのに対し，提案回路では主素子5／6

出力容量の充放電を高速に行うことができ，デッドタイムる手法は MOSFET の出力容量が大きい場合にさらに有効で期間終了後に主素子をオンする際のターンオン損失を低減ある。例えば，大電流化に対応するために MOSFET を並列できるためである。重負荷時においては提案回路にくらべ駆動する場合や，各種寄生容量が大きな低オン抵抗のて従来回路の方が高効率になるが，これは補助回路の損失MOSFET を駆動する際に効果的である。

がないためである。41 W 以上の領域においては補助回路を動作させないようにすることで従来回路と同等の効率を得ることができる。また，14 W 出力時のデッドタイムと効率の関係を図 14 に示す。同図よりデッドタイムが 400 ns 以下で従来回路に比べて提案回路では高効率な運転が可能である。これは，従来回路ではデッドタイムが短いとその期間中に主素子出力容量の充放電を行うことができないが，提案回路ではデッドタイムが短くても出力容量の充放電を高速に行えるためである。デッドタイム期間が 400 ns 以上であれば提案回路に比べて従来回路の方が高効率となる。換
言すれば，デッドタイムが長くなると従来回路でもデッドタイム期間中に主素子出力容量の充放電が行えるため，ターンオン損失が減少し効率が改善するからである（6）。デッドタイムが 250 ns のときに 21 pt の効率上昇を確認した。一般的に電力変換器ではデッドタイムはスイッチング 1 周期の 5 %以下にすることが望ましく，100 kHz 駆動時では 500ns 以下のデッドタイムが求められる（7）。100 kHz のような高周波で軽負荷運転の場合，デッドタイム期間中に主素子出力容量の充放電が行えないため，高速かつ高効率なスイッチングを実現するためには，本稿で提案したゲートドライブ電源昇圧補助回路を用いた手法が有効である。また，ハーフブリッジインバータのような電力変換器における損失は，導通損とスイッチング損の合計であり，従来回路と提案回路では負荷電流が等しいため，主素子の導通損はほぼ同じであると考えられる。よって，従来回路と比べ提案回路の方が効率改善できるのはスイッチング損が減少したためであり，提案する手法は MHz 級の高周波電力変換器において，更に有効であると考えられる。

4. まとめ本稿では電力変換器の主スイッチング素子であるMOSFET を高速にスイッチングするゲートドライブ電源昇圧補助回路について述べた。補助回路のパラメータ設計に関する検討を行い，設計した提案回路を降圧チョッパ，ハーフブリッジインバータに適用し，実験を通じて設計法の妥当性と各種運転特性を検証した。
降圧チョッパでは効率は悪化するものの，軽負荷時においても 100 kHz 駆動を実現し，50 %デューティーサイクル駆動時に実際のオンデューティーサイクルを 66.4 % から52.0 %に 14.4 pt 改善できることを確認した。更にターンオ
フ dv/dt を 0.16 kV/μs から 1.49 kV/μs と約 9 倍高速化できることも確認した。また，ハーフブリッジインバータでは 14 W
出力の軽負荷時にターンオフ時間を 450 ns から 390 ns と13 %短縮し，効率も 35.0 %から 66.0 %と最大 21 pt 改善できることを確認した。

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本稿で提案したゲートドライブ電源昇圧補助回路を用い6／6