Application Note
パワーMOSFET シリーズ

インバータ回路におけるスイッチング素子の逆回復特性の重要性と PrestoMOSTM の有用性について
インバータ回路とは電力変換方式の 1 つであり、直流(DC)から交流(AC)に変換する回路のことを指します。インバータ回路が最も多く使用される用途としてモーター駆動が挙げられます。モーター駆動用途でのインバータ回路は動作電圧や周波数を調節することでモーターのトルクや回転速度を制御します。モーターを駆動するためのインバータ回路のスイッチング素子には MOSFET や還流用 Diode 付の IGBT が用いられており、最近では SiC MOSFET が採用されるケースも増えてきています。この理由としてインバータ回路の動作上、内蔵されている Diode の逆回復特性が損失に大きく影響することが挙げられます。本アプリケーションノートではインバータ回路の動作において、スイッチング素子に内蔵されている Diode の逆回復特性の重要性および Body Diode の逆回復特性が業界最高クラスの性能を有する Super Junction MOSFET(以下 SJMOS)である
PrestoMOSTM の有用性について説明します。

インバータ回路の種類と通電方式についてインバータ回路の種類は主に単相インバータ回路と三相インバータ回路の 2 つに分類されます。単相インバータ回路の回路図と出力電流の概略波形をそれぞれ図 1、2 に示します。単相インバータ回路は直流を単相交流に変換する構成となっているので、一般家庭の商用電源用途を想定したパワーコンディショナーや無停電電源(UPS)等に用いられています。

図 1.単相インバータ回路図

図 2.単相インバータ回路の出力電流の概略図

次に三相インバータ回路の回路図と出力電流の概略波形をそれぞれ図 3、4、5 に示します。
図 4、5 は、それぞれ正弦波駆動(180°通電)と矩形波駆動(120°通電)の電流波形です。
三相インバータ回路は直流を三相交流に変換する構成となっており、エアコンのコンプレッサーや電気自動車等のモーターを駆動させるために用いられています。
単相インバータ回路でもモーターを駆動することは可能です。しかしながら、単相インバータ回路の構成上、負荷の電力が必ず 0W になる期間が存在します。これにより、モーターのトルクの変動が大きくなってしまい、モーターの振動や駆動音が増大してしまいます。これに対して、三相インバータ回路は三相のいずれかに常に電流が流れる制御方式であるので負荷の電力の変動が単相インバータ回路と比較して小さいため、安定したトルクを供給することができ、振動や騒音を抑えることができます。この理由からモーター駆動には三相インバータ回路が用いられます。

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図 3.三相インバータ回路図

図 4.三相インバータ回路の出力電流波形の概略図(180°通電)

図 5.三相インバータ回路の出力電流波形の概略図(120°通電)

三相インバータを動作させるための通電方式としては、表 1 のように、矩形波駆動(120°通電)、正弦波駆動(三相変調、二相変調)などが挙げられます。図 5 の電流波形のような 120°通電のメリットとしては、半波 180°区間のうち 120°のみスイッチングするため、スイッチング損失が低減するというメリットがあります。その反面、相電流が矩形波状になるため、高調波の増大、モーター効率の悪化といったデメリットがあります。それに対して、正弦波駆動は、相電流が基本周波数に近似するため、高調波が低減できるメリットがあります。
しかし、半波 180°区間全てでスイッチングするので、AC 周波数 1 周期あたりのスイッチング回数が増加するため、スイッチング損失が増大するといったデメリットがあります。
表 1.各種通電方式とその特徴

スイッチング損失
出力AC高調波
モータ効率制御

矩形波駆動(120°通電)
小
大
低
容易

正弦波駆動
(三相変調)
大
小
高
やや難しい

正弦波駆動
(二相変調)
中小高
難しい

本アプリケーションノートでは、モーター駆動でよく用いられる正弦波駆動(三相変調)方式に着目し、PrestoMOSTM の有用性について確認します。

三相変調インバータ回路の基本動作
図 6 に、U 相における三相変調インバータ回路のタイミングチャートを示します。
U 相のプラス極性時、High Side(Q1)が励磁を行うため、U 相電流のピークに近づくにつれてデューティが増加し、マイナス極性に近づくほどデューティが減少し、還流動作を行います。
U 相のマイナス極性時はその逆で、Low Side(Q2)が励磁を行い、プラス極性で還流動作を行います。この駆動パターンでは、V 相、W 相も同様の PWM 動作および還流動作を行っているため、High Side、Low Side 共に常にスイッチングしている事が特徴です。
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図 6.三相変調インバータ回路(U 相)のタイミングチャート

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そのため、AC 出力のどのタイミングにおいても三相全てがスイッチングしているので、三相変調と呼ばれます。
このとき、各スイッチングのタイミングにおけるデューティD(𝑡)は、インバータ出力 AC 周波数𝑓および位相差𝜃を用いて、以下の式で表されます。
D(𝑡) = Dmax sin⁡(2𝜋𝑓𝑡 + 𝜃)・・・・・・・・・・(1)
ここで、Dmax は AC 出力のピークにおけるデューティであり、変調率と呼ばれます。
図 7 に、U 相電流ピーク付近(プラス極性)における U 相の相電流波形 Q1、Q2、Q3、Q4、Q5、Q6 のゲート駆動波形を示します。
U 相電流ピーク付近では、励磁スイッチ(※1)である U 相 High Side(Q1)が ON してから OFF し、再び ON するまでの区間を(1)～(13)までの動作モードに分けて説明する事ができます。
※1:インダクタにエネルギーを蓄積するためのスイッチ

図 7.U 相電流ピーク付近における各スイッチ(Q1～Q6)のゲート駆動波形© 2019 ROHM Co., Ltd.

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U 相から見た電流経路の変化について、次の図 8～図 10 で説明します。(U 相ピーク付近)
Mode (1)・Q1、Q4 及び Q6 が ON、Q2、Q3 及び Q5 が OFF です。
𝐿U
𝐿V
𝐿W

・Q4 及び Q6 のドレイン電位が 0V になります。
・Q2 のドレイン電位が𝑉in となり、U 相のインダクタ𝐿U には、𝑉in の電圧が印加されます。
・𝐿U に励磁電流が流れる事により、𝐿U にエネルギーが蓄積されます。

Mode (2)・Q1、Q6 が ON、Q2、Q3、Q4 及び Q5 が OFF です。
𝐿U
𝐿V
𝐿W

・Q6 のドレイン電位は引き続き 0V の状態です。
・𝐿𝑈 の励磁電流によって励磁されていた𝐿V は、Q4 が OFF したことによりQ3 の Body Diode を ON する事によって還流電流が流れます。
・この還流電流と、𝐿W への励磁電流により𝐿U に励磁電流と還流電流が流れます。

Mode (3)・Q1、Q3 及び Q6 が ON、Q2、Q4 及び Q5 が OFF です。
𝐿U
𝐿V
𝐿W

・Q6 のドレイン電位は引き続き 0V の状態です。
・Q3 が ON し、Q3 の Body Diode を流れていた還流電流は、Q3 のチャネルへ流れることにより、同期整流動作となります。
・引き続き𝐿U に励磁電流と還流電流が流れます。

Mode (4)・Q1、Q3 が ON、Q2、Q4、Q5 及び Q6 が OFF です。
𝐿U
𝐿V
𝐿W

・𝐿U の励磁電流によって励磁されていた𝐿W は、Q6 が OFF したことによりQ5 の Body Diode を ON する事によって還流電流が流れます。
・これにより、𝐿V 、𝐿W が還流状態となり、この還流電流の合成電流によって𝐿U に流れる電流は保持されます。

図 8.Mode(1)～(4)における三相変調インバータの電流経路(U 相電流ピーク付近)© 2019 ROHM Co., Ltd.

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Mode (5)・Q1、Q3 及び Q5 が ON、Q2、Q4 及び Q6 が OFF です。
𝐿U

・Q5 が ON し、Q5 の Body Diode を流れていた還流電流は、

𝐿V

Q5 のチャネルへ流れることにより、同期整流動作となります。

𝐿W

・このとき、引き続き𝐿V 、𝐿W が還流状態となり、𝐿U に流れる電流は保持されます。

Mode (6)・Q1、Q3 が ON、Q2、Q4、Q5 及び Q6 が OFF です。
𝐿U

・まず Q5 が OFF することにより、還流電流が再び Q5 の Body Diode

𝐿Vに流れ、Mode(4)と同様の電流経路で還流電流が𝐿W流れます。
・引き続き𝐿𝑉 、𝐿𝑊 が還流状態となり、𝐿𝑈 に流れる電流は保持されます。

Mode (7)・Q1、Q3 及び Q6 が ON、Q2、Q4 及び Q5 が OFF です。
𝐿U

・再び Q6 が ON する事で、Q6 のドレイン電位は 0V に𝐿V引き下げられます。

𝐿W

・Q6 のドレイン電位が引き下げられる事で、再び𝐿U の端子間に𝑉in の電圧が印加されます。
・Mode(3)と同様の電流経路となり、𝐿U に還流電流と励磁電流が流れます。
Mode (8)・Q1、Q6 が ON、Q2、Q3、Q4 及び Q5 が OFF です。

𝐿U

・再び Q3 が OFF する事で、還流電流が Q3 の Body Diode

𝐿Vに流れます。

𝐿W

・Mode(2)と同様の電流経路となり、引き続き𝐿U に還流電流と励磁電流が流れます。

Mode (9)・Q1、Q4 及び Q6 が ON、Q2、Q3 及び Q5 が OFF です。
𝐿U

・再び Q4 が OFF する事で、Q4 のドレイン電位が 0V に𝐿V引き下げられます。

𝐿W

・Mode(1)と同様の電流経路となり、還流電流が流れなくなります。
・𝐿U 、𝐿V 、𝐿W が励磁状態となり、再び大きな励磁電流が𝐿U に流れ、𝐿U にエネルギーが蓄積されます。

図 9.Mode(5)～(9)における三相変調インバータの電流経路(U 相電流ピーク付近)© 2019 ROHM Co., Ltd.

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Mode (10)・Q4、Q6 が ON、Q1、Q2、Q3 及び Q5 が OFF です。
𝐿U

・Q1 が OFF する事により、𝐿U に流れていた励磁電流が𝐿V流れなくなります。

𝐿W

・この時、𝐿U はエネルギーを保持しているため、Q2 の Body Diode をON させて還流電流が流れます。

Mode (11)・Q2、Q4 及び Q6 が ON、Q1、Q3 及び Q5 が OFF です。
𝐿U

・Q2 が ON することにより、Q2 の Body Diode に流れていた𝐿V

還流電流を Q2 のチャネルに流すことにより、𝐿W同期整流動作となります。
・引き続き、𝐿U は蓄積したエネルギーを放出させて、還流電流が流れます。

Mode (12-1)
・Q4、Q6 が ON、Q1、Q2、Q3 及び Q5 が OFF です。
𝐿U
𝐿V
𝐿W

・Q2 が OFF することにより、再び還流電流が Q2 の Body Diode に流れます。
・引き続き、𝐿U は蓄積したエネルギーを放出させて、還流電流が流れます。

Mode (12-2)
・Q4、Q6 が ON、Q2、Q3 及び Q5 が OFF です。
𝐿U
𝐿V
𝐿W

・Q1 が OFF 状態からターン ON する Mode です。
・Q2 の Body Diode 還流中に Q1 がターン ON するため、
Q1 のチャネルと Q2 の Body Diode の逆回復電流が発生します。
この逆回復電流により、ターン ON のスイッチングロスが発生します。
・逆回復電流が流れ終わり、Body Diode が OFF したあと、Mode(13)に移行します。
Mode (13)・Q1、Q4 及び Q6 が ON、Q2、Q3 及び Q5 が OFF です。

𝐿U

・逆回復電流が流れ終わり、Mode(1)と同様の経路で電流が𝐿V流れます。

𝐿W

・𝐿U に励磁電流が流れる事により、𝐿U にエネルギーが蓄積されます。

図 10. Mode(10)～(13)における三相変調インバータの電流経路(U 相電流ピーク付近)© 2019 ROHM Co., Ltd.

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以上の動作モードより、Mode(12-2)のような Body Diode の逆回復電流が発生しますが、これらは Q1～Q6 の全てのスイッチングデバイスで発生するので、逆回復特性に注意が必要となります。逆回復電流により考えられる悪影響は、以下の通りです。
(i).逆回復電流(ピーク電流)が大きい場合
例えば Mode(12-2)のように、Q1 がターン ON した時には Q2 の逆回復電流が流れます。逆回復電流ピーク𝐼rr が大きいと、Q1 に過大な電流が流れます。このとき、チップの定格を超えると(電流密度が大きくなると)MOSFET の D-S 間がショート破壊を起こし、アーム短絡状態となるため、Q1、Q2 双方の MOSFET が破壊する可能性があります。
(ii).逆回復時間が長い場合
Body Diode の逆回復電流が流れる時、Mode(12-2)において Q2 の Body Diode が導通している時は、Q1 の D-S 間は𝑉in 分の電圧が印加されています。
このとき、ターン ON のスイッチング波形は、図 11 のようになります。
逆回復時間𝑡rr が長いほど、ターン ON するとき、Q1のドレイン電流𝐼D (𝑡)が流れている時間とドレイン-ソース間電圧𝑉DS (𝑡)が印加されている時間が長くなります。
この時のスイッチング損失𝑃SW は、スイッチング 1 周期を𝑇S として、次の式で表されます。
𝑃SW =1∫ 𝐼D (𝑡) × 𝑉DS (𝑡)𝑑𝑡 ・・・・・・・・・・(2)𝑇S(2)式より、𝐼D (𝑡)と𝑉DS (𝑡)の積に時間をかけた面積分が損失のエネルギー𝐸ON となるので、逆回復が遅いほどスイッチング損失が増大します。
インバータ回路の場合、インダクタに流れている電流が正弦状に変化するため、スイッチングのタイミングによってターン ON の逆回復電流が変化します。
正弦波のピーク付近ほど逆回復電流が大きくなります。
したがって、正弦波のピーク付近のスイッチングでは、逆回復電流による損失が大きくなるので、この特性による損失の影響に注意する必要があります。
以上のように、逆回復時間や逆回復電流が大きいことにより、インバータ回路においてデメリットとして働きます。逆回復時間が小さく、かつ逆回復電流ピークの小さい PrestoMOSTM を用いることにより、

図 11.MOSFET ターン ON 波形(L 負荷動作時)

インバータ回路での損失を低減し、スイッチング素子の破壊を防止する事ができます。
インバータ回路の単アーム評価では、一般的にダブルパルス試験回路が用いられます。
このダブルパルス回路により、PrestoMOSTM と通常の SJMOS との損失比較を行う事で、PrestoMOSTM の優位性を確認します。

ダブルパルス試験による PrestoMOSTM と通常の SJMOS の損失比較(実測定結果)
図 12 にダブルパルス試験回路を示します。
Low Side の MOSFET(Q2)を ON/OFF させ、Q1 に還流させてスイッチング損失を測定します。ダブルパルス回路の測定原理は、以下の通りです。
①Q2 を ON し、L1 に電流を流し、エネルギーを L1 に蓄積します。
②Q2 を OFF し、L1 から Q1 の Body Diode に還流電流を流す事で、L1 に蓄積したエネルギーを放出します。(このとき、ターン OFF 損失を測定します。)③Q1 の Body Diode 還流中に Q2 をターン ON し、逆回復電流が流れている時のターン ON 損失を測定します。(電流プローブと電圧プローブで測定します。)

図 12.ダブルパルス試験測定回路※ダブルパルス試験測定回路の詳細な動作原理については、[1]の参考資料をご参照ください。
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評価対象デバイスとして、PrestoMOSTM である R6030JNx と、通常の SJMOS である R6030KNx を比較しました。
また、他社品についても比較評価しました。図 12 の測定回路で、測定条件は次の通りです。
(1) Low Side スイッチング(High Side 還流)(2) ゲート駆動電圧𝑉GS ：0V to 12V(3) 電源電圧𝑉in :280Vdc(4) インダクタ𝐿1 ：1mH(5) 定常時ドレイン電流𝐼D :2A、4A、6A、8A、10A(6) ゲート抵抗𝑅G (on)：デバイスにより変更(ターン ON の𝑑𝑖 ⁄𝑑𝑡を、100A/us に合わせるため)
R6030JNx：60Ω(180Ωを 3 並列) / R6030KNx：180Ω
(7) ゲート抵抗𝑅G (off)：22Ω
ダブルパルス試験にて実測定したターン ON のスイッチング電流波形と、電圧波形をそれぞれ図 13、14 に示します。
また、ターン OFF のスイッチング電流波形と、電圧波形をそれぞれ図 15、16 に示します。
これらの波形は、定常時ドレイン電流𝐼D が 6A の時のものです。
R6030KNx と比較して、R6030JNx の方がターン ON 時の逆回復電流が非常に小さく、かつ逆回復時間も早い事が分かります。
これにより、後述するターン ON 損失を大幅に削減する事が可能です。

図 13.ターン ON スイッチング波形(ドレイン電流)

図 15.ターン OFF スイッチング波形(ドレイン電流)© 2019 ROHM Co., Ltd.

図 14.ターン ON スイッチング波形(ドレインドレイン-ソース間電圧)

図 16.ターン OFF スイッチング波形(ドレインドレイン-ソース間電圧)

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次に、スイッチング損失測定結果について示します。
ターン ON 時にスイッチが消費するエネルギー𝐸ON (図 17)とターン OFF 時にスイッチが消費するエネルギー𝐸OFF (図 18)について比較しました。
その結果、スイッチング波形通り、R6030JNx の損失が小さくなりました。

図 17.ターン ON スイッチング損失

図 18.ターン OFF スイッチング損失

三相インバータ回路による PrestoMOSTM と通常の SJMOS の効率比較(シミュレーション)
PrestoMOSTM の有用性を確認するために、三相インバータ回路で、シミュレーションを用いて効率比較を行いました。
三相インバータ回路(三相変調)のシミュレーション回路図を、図 19 に示します。

図 19.三相インバータのシミュレーション回路図
また、シミュレーション条件は、ダブルパルス試験回路で用いた条件より、以下の通りです。
(1) ゲート駆動電圧𝑉GS ：0V to 12V(2) 電源電圧𝑉in :280Vdc(3) インダクタ𝐿U /𝐿V /𝐿W ：8mH(4) スイッチング周波数𝑓sw ：5kHz(5) ゲート抵抗𝑅G (on)：デバイスにより変更(ターン ON の𝑑𝑖 ⁄𝑑𝑡を、100A/us に合わせるため)
R6030JNx：60Ω(180Ωを 3 並列) / R6030KNx：180Ω
(6) ゲート抵抗𝑅G (off)：22Ω
(7) 出力電力𝑃OUT ：100W、300W、500W、700W、1000W© 2019 ROHM Co., Ltd.

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PrestoMOSの有用性について

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次の図 20 に、効率結果を示します。
また、シミュレーション時の MOSFET1 つあたりの損失を、図 21 に示します。
この結果より、R6030JNx を用いる事により、効率が改善されました。
また、損失結果より、100W 時において 0.5W/pcs の損失が改善され、MOSFET6 つあたりの損失では、3W の損失改善となりました。

図 20.効率結果(シミュレーション結果)

図 21.MOSFET1 つあたりの損失(シミュレーション結果)

まとめ・三相変調インバータ回路では、MOSFET のスイッチング回数が増加するため、軽負荷動作時にスイッチング損失が支配的となり、効率が悪化します。特に、MOSFET がターン ON 時の逆回復電流による損失の影響が大きいため、ターン ON 損失を低減する工夫が必要になります。
・ダブルパルス試験結果より、軽負荷(2A)、重負荷(10A)ともに PrestoMOSTM のターン ON 損失が低減できました。
これによりスイッチング損失の低減できるので、インバータ回路の効率向上に貢献できます。

参考文献[1]ダブルパルス試験を用いたPrestoMOSTMのデバイス特性の優位性実証, アプリケーションノート(No.60AN116J), ローム株式会社.

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