XX－XX－XX

インダクタモジュールを用いたマルチレベル電流形インバータの実機検証
池上 憲＊

野口 季彦（静岡大学）

Experimental Verification of Inductor Module Based Multilevel Current-Source Inverter
Akira Ikegami＊, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)
This paper discusses an inductor module based new power electronics circuit topology that realizes a multilevel current-source
inverter.

Component counts of the proposed and the conventional circuit topologies are compared, where the proposed circuit

allows significant reduction of the component counts.

Several simulation and experimental results show that the proposed

circuit can properly generate a five-level current waveform with a simple circuit topology.

The efficiency of the prototype

including a DC current power source is 90.6 % at 133 W output power.
キーワード：マルチレベル，電流形インバータ，インダクタモジュール，トポロジー，H ブリッジ
(multilevel, current-source inverter, inductor module, topology, H-bridge)

1. はじめにマルチレベルインバータは，動作原理の違いから電圧形インバータ（VSI）とその双対回路である電流形インバータ（CSI）に分類され，多段の電圧または電流波形を出力することができる。2 レベルインバータと比較すると，マルチレ
ベルインバータは，レベル数 M に対しスイッチング素子はM－1 分の 1 の耐圧のものを使用することができるので，高電圧に対応した大容量の装置を低耐圧なスイッチング素子で容易に実現することができる。しかも，出力波形の dv/dtや di/dt が小さくなるので，EMI ノイズを大幅に低減できるだけでなく出力高調波を効果的に改善することができる。
これまで，マルチレベル CSI の回路構成や制御法はいくつか提案されている(1)-(6)。従来回路には，H ブリッジ CSI を複数並列に接続した図 1 の並列 H ブリッジ CSI や図 2 のマル

図 1 並列 H ブリッジ CSI の構成
Fig. 1. Configuration of parallel H-bridge CSI.

チセル CSI などが報告されている(7)(8)。並列 H ブリッジ CSI

NIN +1

では各ブリッジに絶縁された直流電流源が必要となるの

Q4N-3Q9

一方，マルチセル方式ではインダクタが多数必要であり，

Q2Iュール方式を新規に提案する(9)(10)。従来回路と提案回路のトQ6ポロジーを比較検討し，5，7 レベル電流を出力する場合にQ5Q11ついてシミュレーションで動作検証を行った。さらに 5 レ
ベル電流を出力する提案回路の実機を試作し，提案する回路構成と動作原理の妥当性を確認したので報告する。

I
N +1Q1

従来のトポロジーでは部品点数が多いという問題がある。
そこで，本稿では H ブリッジ CSI を基にインダクタモジ

Q4N-1

Q4N-22I
N +1で，多くの直流電圧源または絶縁トランスが必要となる。

Q10Q4Q3
LoadioQ7I
N +12I
N +1NI
N +1Q8
Q12Q4N図 2 マルチセル CSI の構成
Fig. 2. Configuration of multicell CSI.
1／6

Qm(2N－3)
ILN

Qm1

Qm(2N－2)

Qm2

IL2I

Q1IL1Q4

Q3

vo

Q6

Q8

Q2

LoadioQ5

表 1 5 レベルインダクタモジュール CSI のスイッチング状態
Table 1. Switching states of five-level inductor module based CSI.
Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 Q6 Q7 Q8io00110110+I01010110+I/2
10100110+I/2
1100010101100101001010
100
1－I/2
010
1
100
1－I/2
001
1
1001－IQ7

図 3 マルチレベルインダクタモジュール電流形インバータ
Fig. 3. Multilevel inductor module based current-source inverter.

図 4 インダクタモジュール
Fig. 4. Inductor module.

図 5 5 レベルインダクタモジュール CSI
Fig. 5. Five-level inductor module based CSI.

(a) 電流保持モード（io = +I） (b) 電流保持モード（io = 0）(a) Current holding mode (io = +I). (b) Current holding mode (io = 0).

(c) 充電モード(d) 放電モード(c) Charging mode.
(d) Discharging mode.
図 6 各動作モードの電流経路
Fig. 6. Current paths of operation modes.

ール数である。

2. 回路構成と動作原理〈2･1〉

回路構成と動作原理

I Lk = I L(k −1) +図 3 に提案回路を示す。

この回路は H ブリッジ CSI を主インバータとして，図 4 に示すスイッチング素子，ダイオード，インダクタだけで構成されたインダクタモジュールを組み合わせたものである。提案回路は単一の直流電流源で構成されること，モジュール構造をもつこと，必要な絶縁ゲートドライブ電源がレベル数によらず同数であるという特長がある。提案回路

IN +1(k = 1, 2L N , I L0 = 0)

図 5 の 5 レベル電流を出力する場合を例に，提案回路の電流経路を説明する。提案回路のスイッチング状態を表 1に示す。5 レベル電流出力なので，+I，+I/2，0，－I/2，－Iの電流を負荷に出力する。このとき，インダクタモジュー
ルにおけるインダクタ電流は後述するようにスイッチングの冗長性を利用して，スイッチングモードを適切に切り換はスイッチングの冗長性を利用し，インダクタモジュールえることにより常に I/2 に制御される。また，図 6 に基本波の充電モードと放電モードを切り換えることで，インダク出力の正サイクルにおける 4 つの動作モードを示す。
図 6 (a)タ電流を一定に保ちつつマルチレベル電流を出力する。k 番目のインダクタモジュールの電流を ILk とおくと，ILk は次のような漸化式で表わすことができる。N はインダクタモジュの電流保持モードにおいて，インダクタは短絡されているのでインダクタ電流は保持され，最大レベル+I を出力する。
図 6 (b)の電流保持モードにおいても同様に，インダクタは短絡されているのでインダクタ電流は保持されるととも2／6

図 7 電流源をチョッパで構成した 5 レベルの提案回路
Fig. 7. Five-level proposed circuit with chopper based DCcurrent-source.

図 8 チョッパ制御ブロック図
Fig. 8. Control block diagram of buck chopper.

図 10 5 レベルマルチセル CSI
Fig. 10. Five-level multicell CSI.
表 2 5 レベルトポロジーの部品点数の比較
Table 2. Comparison of five-level topology component counts.
ParallelInductor
Circuit configuration
MulticellH-bridge
moduleSwitching devices
1099Diodes
1099Inductors
232
Gate drive
655power supplies
DC voltage-sources
211表 3 一般化した部品点数の比較
Table 3. Generalized comparison of component counts.
ParallelInductor
Circuit configuration
MulticellH-bridge
moduleSwitching devices
M+45(M－1)/22M－1
DiodesM+45(M－1)/22M－1
Inductors(M－1)/2M－2(M－1)/2Gate drive
M+1(M+5)/25
power supplies
DC voltage-sources11(M－1)/2

提案回路では図 7 に示すように降圧チョッパの電流制御を行うことにより制御電流源を構成する。降圧チョッパの制御ブロック図を図 8 に示す。まず，電流指令値とリアクトル電流の偏差を PI 制御器に入力し，次にチョッパ出力電圧指令値と三角波キャリア信号を比較することによりスイッ
図 9 5 レベル並列 H ブリッジ CSI
Fig. 9. Five-level parallel H-bridge CSI.

チング素子のゲート信号を生成する。このとき，三角波キャリア信号の周波数を高くするとともに，電流制御のループゲインを上げることによりリアクトルのインダクタンスに，負荷にはゼロレベルを出力する。充電モードでは負荷とインダクタが並列接続されるので，インダクタは直接電流源からエネルギーを供給される。放電モードでは電流源が短絡しているので，インダクタはエネルギーを放出する。
電源電流の 1/2 に相当する I/2 を負荷に出力する際，これら4 つの動作モードのうち図 6(c)の充電モードと同図(d)の放電モードを交互に切り換えることにより，インダクタに流れる電流を I/2 に制御する。
〈2･2〉

直流電流源

電流形インバータは直流電流源を必要とする。直流電流源を構成するには，直流電圧源と直列にインダクタンスの大きな平滑リアクトルを接続する方法があるが，装置の大型化や重量増加の原因となるので，を大幅に低減することができる。
〈2･3〉 部品点数の比較

並列 H ブリッジ CSI，マルチ

セル CSI と提案回路の部品点数を比較する。5 レベル出力の従来回路において直流電流源を上で述べたように構成するとそれぞれ図 9，図 10 のようになる。部品点数を数え上げると 5 レベルの場合は表 2 のようになり，一般化した回路構成では表 3 のようになる。ただし，M はレベル数を表す。
これらの表より提案回路は最も少ない部品点数で構成できることがわかる。特に，提案回路はレベル数を増加しても必要なゲートドライブ電源は常に 5 個であり，多レベル化する際に非常に有利である。出力レベル数と部品点数の関係を図 11～13 に示す。いずれの回路構成においてもレベル3／6

Number of Switching Devices

60
Parallel H-bridge
Multicell
Inductor module

5040*I im=1I
230201000510152025
Level Number of Output Current30

図 11 出力レベル数－スイッチング素子数
Fig. 11. Level number and number of switching devices.
図 14 5 レベル提案回路の制御ブロック図
Fig. 14. Control block diagram of five-level proposed circuit.

Number of Inductors

25
Parallel H-bridge
Multicell
Inductor module

201510500510152025Level Number of Output Current

30

Number of Gate Drive Power Supplies

図 12 出力レベル数－インダクタ数
Fig. 12. Level number and number of inductors.
30
Parallel H-bridge
Multicell
Inductor module

2520151084io (A) 0-4-880
40vo (V) 0-40-80
86Iim (A) 42086Ic (A) 420Time 5 (ms/div)
図 15 5 レベル提案回路のシミュレーション波形
Fig. 15. Simulation waveforms of five-level proposed circuit.

500510152025Level Number of Output Current30100

図 13 出力レベル数－ゲートドライブ電源数
Fig. 13. Level number and number of gate drive power supplies.

最も小さいことがわかる。

3. シミュレーションによる検証
提案回路の動作をシミュレーションで検証した。まず，5レベルを出力する場合について述べる。図 14 に 5 レベルト
ポロジーの制御ブロック図を示す。オフセットの異なる 4つの三角波キャリア信号を用いて出力電流指令値をパルス

FFT of io (%)

数増加に伴い部品点数も増加するが，提案回路は増加量が1010.1
0.01
0500

1000
Frequency (Hz)1500

図 16 出力電流の周波数スペクトル（シミュレーション結果）
Fig. 16. Frequency spectra of output current (simulation result).

幅変調（PWM）する。インダクタモジュール電流はその指令値との偏差をとり，偏差信号をヒステリシスコンパレー法により PWM されたスイッチング周波数と出力基本波周タで量子化する。量子化した極性信号が 1 ならば充電モー波数はそれぞれ 20 kHz，50 Hz とした。直流電流源の電流指ド，0 ならば放電モードのスイッチング状態を選択する。シ

令値は 4 A とした。図 15 にシミュレーション波形を示す。

ミュレーションの条件は直流電源電圧 140 V，チョッパのイ上から出力電流，負荷電圧，インダクタモジュール電流，ンダクタンス Lc を 4.89 mH，インダクタモジュールのイン直流電流を示す。最初の 2 ms はインダクタモジュールの電ダクタンス L1 を 0.89 mH，負荷を純抵抗で 16 Ωとし，15.5 μF流が 0 A で，直流電流源の出力電流も 0 A の状態からの起動のフィルタキャパシタを並列に接続している。三角波比較

時過渡状態を示している。このように，特にインダクタモ4／6I L2 =2I3I L1 =1I
3

図 17 7 レベルインダクタモジュール CSI
Fig. 17. Seven-level inductor module based CSI.

I L* 2 =84io (A) 0-4-81208040vo (V) 0-40-80-120

IL1 (A)

6420IL2 (A)64202I
3Time 5 (ms/div)
図 19 7 レベル提案回路のシミュレーション波形
Fig. 19. Simulation waveforms of seven-level proposed circuit.

I L*1 =

1I
3

図 18 7 レベル提案回路の制御ブロック図
Fig. 18. Control block diagram of seven-level proposed circuit.

ジュールのプリチャージを行っていなくとも，速やかに定84io (A) 0-4-88040vo (V) 0-40-8086Iim (A) 42086Ic (A) 420Time 5 (ms/div)
図 20 5 レベル提案回路の実験波形
Fig. 20. Experimental waveforms of five-level proposed circuit.
100

常的な運転状態に入ることができる。一方，定常状態の波ることがわかる。また，負荷電圧はフィルタキャパシタによって歪の少ない正弦波となっている。インダクタモジュール電流を見ると，5 レベル電流の中間レベルである 2 A に制御されており，直流電流源電流は 4 A 一定に制御できていることがわかる。図 16 に出力電流の周波数スペクトルを示す。第 30 次高調波までの総合歪率（THD）を求めると 0.475 %となった。
次に，7 レベル電流を出力する場合についてシミュレーションを行った。図 17 に 7 レベル出力の場合の提案回路を示

10FFT of io (%)

形から提案回路は 5 レベルの電流波形を適切に出力してい10.10.01
0500

1000
Frequency (Hz)1500

図 21 出力電流の周波数スペクトル（実験結果）
Fig. 21. Frequency spectra of output current (experimental result).

す。この回路では前述の漸化式に基づきインダクタ電流 IL1を I/3，IL2 を 2I/3 となるように制御する。図 18 に制御ブロセットの異なる 6 つの三角波キャリア信号を用いて出力電ック図を示す。原理は 5 レベル出力の場合と同様で，オフ流指令値を PWM する。インダクタモジュール電流はそれぞれ指令値との偏差をとり，偏差信号をヒステリシスコンパ
5／6Efficiency (%)

1009080706050403020100ータとして新たにインダクタモジュール方式を提案し，5 レベル電流を出力する場合と一般化した場合について従来回路と部品点数を比較した。提案回路は最も少ない部品点数で構成できることを示し，必要な絶縁ゲートドライブ電源は出力レベル数または回路構成の複雑化によらず 5 個で一定であることがわかった。提案回路の 5，7 レベルを出力する場合について，シミュレーションを通じ動作検証を行っ
020406080
Load (W)

100120140

図 22 負荷－効率特性Fig. 22. Load-efficiency characteristic.

た。更に，提案回路の妥当性を確かめるため，5 レベルトポ
ロジーの実機を試作して動作を検証した。直流電流源であるチョッパの電流制御を行い，インダクタモジュールの電流を中間レベルに保ちつつ，5 レベル電流を出力可能であることを確認した。出力電流の FFT 解析を行い，THD は 3.66 %レータにて量子化し，その極性信号に基づいてスイッチンであることを確認した。また，直流電流源を構成するチョグ状態を選択する。このシミュレーションでは理想電流源ッパを含めた効率は 133 W 出力時で 90.6 %となった。

を用い，直流電流源電流を 6 A，2 つのインダクタモジュー
ルのインダクタンスを 5 mH，その他の条件は 5 レベル出力の場合と同様にした。図 19 のシミュレーション結果は，上から出力電流，負荷電圧，インダクタ電流 IL1，IL2 を表している。同図より，提案回路は 7 レベルの電流波形を適切に出力していることがわかる。また，負荷電圧はフィルタキ
ャパシタによって歪の少ない正弦波となっており，IL1 は 2A，IL2 は 4 A を保つように制御できていることもわかる。

4. 実機検証
提案回路の動作を検証するため，5 レベルトポロジーの実機を試作した。スイッチング素子は STM 製 STW43NM60N（600 V，35 A），ダイオードは STM 製 STTH60L06（600 V，60 A）を用いた。各スイッチング素子はオーバーラップタイムを 2 μs つけて動作させている。104 W 出力時の実験波形を図 20 に示す。上から出力電流，負荷電圧，インダクタモジュール電流，直流電流源であるチョッパの出力電流を表している。提案回路は 5 レベルの電流波形を適切に出力していることがわかる。負荷電圧はスイッチングに伴うサージが見られるものの，フィルタキャパシタによって正弦波となっている。インダクタモジュール電流は中間レベルである 2 A を保つように制御できており，チョッパ電流も 4 A一定に制御できている。図 21 に出力電流の周波数スペクトルを示す。第 30 次高調波までの THD を求めると 3.66 %となった。また，YOKOGAWA 製の WT210 を用いてチョッパへの入力電力を測定した。出力電力は YOKOGAWA 製のDL850 で測定した出力電流と負荷電圧を用いて計算し，チョッパを含めた提案回路の効率を算出した。負荷－効率特性を図 22 に示す。入力が定電流源であるため，MOSFET のオン抵抗による導通損は，出力電力によらず一定となる。そのため，出力電圧が低い軽負荷時にはオン抵抗による電圧降下の影響が大きく効率が低下する。最高効率は 133 W 出力時で 90.6 %となった。

文献(１) Y. Minamoto and T. Ohnishi: “New PWM Method of Current Fed TypeMulti-level Inverter” IEEJ Trans., Vol.118-D, No.7/8, pp.855-860 (1998)(in Japanese)
皆本佳計・大西徳生：「三相電流形マルチレベルインバータの PWM制御法」，電学論 D，Vol.118, No.7/8, pp.855-860 (1998)(２) K. Iwaya and T. Noguchi: “Novel Current-Source Multi-Level Inverter
Driven by Single Gate Drive Power Supply” IEEJ Trans., Vol. 126-D,
No.1, pp.10-16 (2006) (in Japanese)
岩谷一生・野口季彦：「単一ゲートドライブ電源で駆動可能な電流形多レベルインバータ」，電学論 D，Vol. 126，No.1，pp. 10-16 (2006)(３) Suroso and T. Noguchi: “New Generalized Multilevel Current-Source
PWM Inverter with No-Isolated Switching Devices”, proceeding of 2009
IEEE International Conference on Power Electronics and Drive Systems(PEDS), pp. 314-319 (2009)(４) Suroso and T. Noguchi: “Novel H-Bridge Multilevel Current-Source PWM
Inverter with Inductor-Cells”, proceeding of 2010 IEEE International
Power and Energy Conference, pp. 445-450 (2010)(５) Suroso and T. Noguchi: “New H-Bridge Multilevel Current-Source PWM
Inverter with Reduced Switching Device Count”, proceeding of 2010
IEEE International Power Electronics Conference (IPEC-Sapporo), pp.
1228-1235 (2010)(６) T. Noguchi and Suroso: “Review of Novel Multilevel Current-Source
Inverters with H-Bridge and Common-Emitter Based Topologies”, IEEE
Energy Conversion Congress and Exposition, Vol. 5, pp.4006-4011 (2010)(７) F. L. M. Antunes, A. C. Braga and I. Barbi: “Application of a Generalized
Current Multilevel cell to Current-Source Inverters”, IEEE Trans. on
Power Electronics, Vol. 46, No. 1, pp. 31-38 (1999)(８) B. P. McGrath and D. G. Holmes: “Natural Current Balancing of Multicell
Current Source Converters”, IEEE Trans. on Power Electronics, Vol. 23,No. 3, pp. 1239-1246 (2008)(９) A. Ikegami and T. Noguchi: “Proposal of Inductor Module Current-SourceInverter”, IEEJ Proc Annual Conference, Vol. l, pp.61-62 (2013) (inJapanese)
池上憲・野口季彦：「インダクタモジュール電流形インバータの提案」，平成 25 年電気学会全国大会，Vol. 1, pp.61-62 (2013)(10) A. Ikegami and T. Noguchi: “Study on Generalized Inductor Module
Based Multilevel Current-Source Inverter”, IEEJ Proc. IAS AnnualConference Vol. l, pp.139-140 (2013) (in Japanese)
池上憲・野口季彦：「インダクタモジュールマルチレベル電流形インバータの一般化に関する検討」，平成 25 年電気学会産業応用部門大会，Vol. l, pp.139-140 (2013)

5. まとめ本稿では H ブリッジ CSI を基にしたマルチレベルインバ
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