SPC-08-07

電解コンデンサレス超薄形フライバックコンバータの開発
高木信太郎＊清野一喜

野口季彦（長岡技術科学大学）

宇野松夫（株式会社エ－ダブリュ・ジャパン）

Development of Electrolytic-Capacitor-Less Ultra-Thin Flyback Converter
Shintaro Takagi*, Toshihiko Noguchi (Nagaoka University of Technology),
Kazuyoshi Kiyono, and Matsuo Uno (AW JAPAN Co., Ltd.)
Abstract ― This paper describes two novel approaches to develop an ultra-thin switching power supply for display
devices and illumination equipment.

One of the approaches is minimization of capacitance in the front-end rectifier of a

DC/DC converter, where discharge timing of the capacitor is controlled to reduce the rectified DC-bus voltage ripple.
The other approach is based on an integrated multi-core technique of the switching transformer, which allows reducing
implementation height and area of the transformer.

Several experimental tests as well as computer simulations havebeen conducted to examine operations of a prototype 24-W ultra-thin flyback converter, of which thickness is less than 5.5mm.

As a result, the maximum efficiency and total input power factor were confirmed to be approximately 70 % alongwith the lower DC-bus voltage ripple than conventional switching power supplies.
キーワード：スイッチング電源，フライバックコンバータ，電解コンデンサ，超薄形トランス(switching power supply, flyback converter, electrolytic capacitor, ultra-thin transformer)

1．はじめに
近年，液晶や有機 EL などの表示素子をはじめ，冷陰極管（CCFL）や LED などによるバックライト技術の発展に伴デンサに蓄えられた電荷の利用率を向上させる手法を提案する。この手法により電解コンデンサと比べて極めて小容量の積層セラミックコンデンサでも，電圧の平滑が可能となる。

い，薄形液晶ディスプレイや薄形照明装置の開発が広く行

一方，絶縁トランスについては，マルチコア技術を応用われている。しかし，これらに必要なスイッチング電源はした最適形状のフェライトコアにより一体形マルチコアト

大容量の電解コンデンサや絶縁トランスなどの高背部品をランスを構成し，トランスの大容量化，超薄形化を実現し有するため，装置全体の薄形化を困難にしている。電解コ

た。また，ボビンや巻線，絶縁テープはプリント基板の配ンデンサは入力の交流電圧を整流後，平滑するとともに後線パターンにより置き換えることで，トランスの超薄形化段の DC/DC コンバータで発生する高調波を吸収する役割がをさらに推し進めるとともに構造の大幅な簡素化を図っある。この平滑コンデンサは，入力の周波数が低いため大た。

容量のものを使用せざるを得ない。また，絶縁トランスはコア，ボビン，巻線，絶縁テープなどから構成されており，構造が複雑である上，薄形化という制約を課したままコアを大容量化することは困難である。

2．一次側平滑回路の容量低減法〈2･1〉回路構成と動作原理
平滑コンデンサを小容量化するための手法として，コンそこで，本論文では制御方式と実装の 2 つのアプローチデンサの充放電タイミングを制御する。一般的なコンデンでスイッチング電源の超薄形化に関する検討を行った。一サ入力ダイオード整流回路の充放電は，整流された交流電般的なコンデンサ入力ダイオード整流回路では，整流した圧が平滑コンデンサの電圧より高ければ充電，低ければ放電圧を大容量の電解コンデンサで平滑している。この平滑電と自動的に行われる。このコンデンサ入力ダイオード整コンデンサは入力の交流電圧によって自動的に充放電を行流回路に図 1 のような補助回路を加えることによってコンい，放電が必要ない期間でも放電を開始するため，コンデデンサの放電タイミングを制御することができる。この回ンサに蓄えられた電荷を無駄に消費している。そこで，コ路の動作を図 2 と図 3 を用いて説明する。図 2 でⅠの期間ンデンサの充放電タイミングを制御することにより，コンは平滑コンデンサ C1 の電圧 Vc より交流電源の電圧 Vac が高1／6

Iin

Ⅰ
Vac

DB1

Lf

Cf

T1
Sb
Db

C1

図 1 提案回路
Fig. 1. Proposed circuit.

Load

C2

Vdc

Ic

D1

S1

Vc

(a)
Iin

Ⅱ|Vac|Vc
Vdc

Vac

DB1

Lf

Cf

T1
Sb

Vdc (V)

Db

C1

D1

Load

C2Vdc
S1Vc(b)
Iin

Ⅲ
Vac

DB1

LfCf

T1
Sbt (s)Db

図 2 直流バス電圧波形
Fig. 2. DC-bus voltage waveform.

C1くなっているので，図 3(a)のように整流された Vac から，ダイオード Db を通して C1 に充電電流が流れるとともに，後段下がり始め，Vac よりも Vc の電圧が高くなる期間である。こ電流が供給される。本来ならばコンデンサの C1 は放電が始まる期間であるが，スイッチ Sb が OFF であるため放電されずに電荷を維持し続ける。Ⅲは Vac がある閾値 Vth 以下にな

S1(c)図 3 回路動作
Fig. 3. Circuit operation.の DC/DC コンバータにも電流供給が行われる。Ⅱは Vac がの期間は図 3(b)のように Vac からのみ，DC/DC コンバータへ

Load

C2

Vdc
Vc

D1のように求められる。

t on = T − 2t off(3)

このとき，C1 から放出されるパワーPc はスイッチング電源った時点から始まる。この期間は図 3(c)のように，まず Sbが要求するパワーPout より大きくなる必要があるので，C1が ON となって C1 の放電が始まり，DC/DC コンバータへ電の最低容量を(6)のように求めることができる。
11Pc = C1 (V max 2 − Vth 2 )2t on流が供給される。再び Vac が Vc よりも大きくなるとⅠの期間となり，Ⅰ～Ⅲの動作が繰り返される。
これら動作の結果として，1 周期あたりのコンデンサの電Pout ≤ Pc

力負担期間が短くなるため，コンデンサの小容量化が可能になる。このとき整流波形の平滑に必要なコンデンサ C1 の容量は以下のように求めることができる。
ダイオード整流後のピーク電圧を Vmax，コンデンサが放電を開始する閾値電圧を Vth とすると，スイッチが ON するまでの電荷保持期間 toff は次式のように表される。
Vth = V max cos 2πft offV
1t off =cos −1 th2πfVmax

C1 ≥2 Pout t on
V max 2 − Vth 2

(4)
(5)
(6)

〈2･2〉シミュレーションによる動作確認
提案法の動作確認のためディジタルシミュレーションを行った。シミュレーション条件として，入力電圧 Vac を 100(1)

V，50 Hz とし，平滑コンデンサ C1 を 30 μF，スイッチ Sbが ON する閾値 Vth を 75 V，コンバータの出力 Pout を 30 W

(2)

C1 が放電を開始し，Vac が Vth まで上昇したとき放電から充電に切り換わるとすれば，コンデンサの放電時間 ton は次式と設定した。図 4 にシミュレーションで得られた動作波形を示す。上から入力電圧 Vac，入力電流 Iin，コンデンサ電圧Vc，直流バス電圧 Vdc である。
次に，各種パラメータは変えずにコンバータの出力 Pout
2／6図 5 負荷に対するリプル電圧特性（シミュレーション）
Fig. 5. Ripple voltage characteristic (simulation).

図 6 入力電流 Iin の FFT 解析結果（シミュレーション）
Fig. 6. FFT analysis result of input current (simulation).
よる改善を図らなければならない。

3．超薄形スイッチングトランス
絶縁トランスを薄形化する手法としてプリント基板の配図 4 動作波形（シミュレーション）
Fig. 4. Operation waveforms (simulation).

線パターンを巻線に用いたものがある。このトランスの問を 30 W まで変化させたとき，補助回路がある場合と無い場きくできないことや，高さが制限されているためコアの実合での直流バスリプル電圧の比較を図 5 に示す。このとき効断面積を大きくできないことが挙げられる。これらの問

リプル電圧はΔV = (Vmax－Vmin) / (Vmax＋Vmin) %で規格化して題を解決するために，図 7 のような構造の一体形マルチコ

題点として，巻線の方向とその構造上，巻線の窓面積が大いる。補助回路が無い場合は，負荷に応じて直流バスリプアトランスを検討した。このトランスは 4 個の CI コアが横ル電圧が変化するが，補助回路がある場合は，負荷が変化につなげられた構造となっており，4 個のコアと等価に使用してもリプル電圧は一定に制御される。負荷が軽いときは，することができる。これにより，不足していたコアの実効補助回路が無い場合のリプル電圧が少なく，良い特性を示

断面積は複数のコアを直列に使うことで補うことができしているように見えるが，Pout が 19 W 付近で特性が逆転し，る。また，二次側を並列に接続すれば細かい変圧比の調整

定格出力では補助回路によるリプル電圧の抑制効果が顕著も可能となり，複数のコアを一体化した形状により製造コとなる。もし，DC/DC コンバータの入力（一次側）リプルストの削減も可能である。

電圧許容値が 30 %しか無かったとすれば，補助回路を用いなければ重負荷時に許容値を超える。

一般にトランスの設計を行う場合，コアの磁束密度が下の基本波振幅で規格化している。補助回路によって平滑コ式で示される飽和磁束密度 Bm 以下になるよう留意する。
V(7)B m = in
AfNSンデンサを小容量化したため，入力電流の高調波成分が大ただし，Vin は印加電圧実効値，A は波形率，f は周波数，Nきくなることがわかる。特に 3 次と 7 次の高調波が基本波は巻数，S は実効断面積である。この設計指針はトランスをに対して 40 %を超える値となるため，入力フィルター等にマルチコア化したときにも適用でき，n 個のコアでマルチコ

図 6 に入力電流 Iin の周波数スペクトルを示す。縦軸は Iin

3／6

Vac

Lf

Cf

DB1
Th1

AC100V
50Hz

DC24V
1Amax

C2R2D1Q1
ZD1C1

図 7 一体形マルチコアの構造
Fig. 7. Structure of integrated multi-core.

D2T1
R1Controlcircuit

図 9 フライバックコンバータ試作機の構成
Fig. 9. Circuit configuration of prototype flyback converter.
表 1 従来コアと一体形マルチコアの比較
Table 1. Comparison between conventional
and integrated multi-cores.

Effective Cross
Section Area
Mean Lengthof Magnetic Path
Number of Turns
Core CountInductanceSize

Integrated multi-coreSS

L1l2 (=l1/2)

N1
1μS 2
N1
l1
50 mm × 82 mm

N2 (=N/2)
2μS 2 μS 22
N1
N2 =l1l250 mm × 60 mm

表 2 フライバックコンバータ試作機の仕様
Table 2. Specifications of prototype flyback converter.

(a) 従来形 EI コア(b) 一体形マルチコア
図 8 コアと巻線構成の比較(a) Conventional-core.
(b) Integrated multi-core.
Fig. 8. Comparison of core and winding configuration.
ア化した場合，下式のようになりコアの個数分だけ磁気飽和が生じにくくなる。
V1B m = in ⋅AfNS nConventional-core

Input
OutputSwitching frequencySize

AC 100 V
DC 24 V, 1 A, 24 W
75 kHz
195 × 105 × 5.5 mm

表 3 試作機の構成部品
Table 3. Components used in prototype.

(8)

ると同時に，巻数が少ないため漏れインダクタンスや銅損

SymbolCfLf
DB1D1, D2Th1C1Q1T1C2の低減にも効果がある。

製 HS10 材を，T1 には TDK 製 PC95 材を用いている。巻線一体形マルチコアの特性を同じ実効断面積の EI コアと比較するため，実装形状を図 8 のように想定して検討した結果を表 1 に示す。設計条件として，両者の実効断面積と巻線の占積率，インダクタンス値を等しくした。このように，一体形マルチコアは従来の EI コアよりもコア 1 個あたりの巻数が少ないにもかかわらず，実装面積を 25 %程度低減することができる。したがって，より小さな面積で実装でき

4．試作機と実験結果〈4･1〉試作機の構成

Component
GA355 330000 pF
HS10 2 μH
S1NB60
CMF01
USF5G49
THC 200 V, 2.2 μF
2SK3438
PC95
THC 50V, 22 μF

Thickness (mm)3.0
5.5
2.60.98
2.63.03.05.5
3.0Quantity
81121201120は基板の配線パターンを利用し，ターン数を多く取れるよう多層基板を用いた。（ただし，今回は試作のため，片面基板とフレキシブル基板を併用し，模擬的に多層基板として試作機の設計仕様を表 2 に示す。この試作機の回路構成いる。）絶縁トランスの巻数比はフライバックコンバータのは図 9 のようになっており，平滑コンデンサと直列にサイ電圧変換式から求め，(8)の飽和磁束密度を超えないよう設リスタで構成された補助回路が入っている以外は一般的な計した。

フライバックコンバータと同様である。
今回の試作の目的はスイッチング電源の超薄形化である
ため，構成部品はできる限り薄いものを選定した。主要部品とそれらの実装上の高さを表 3 に示す。ラインフィルタ

Vin _ min ≥n1 Toff⋅⋅ Voutn 2 Ton(9)

その結果，トランスの巻数は以下のように決定した。

Lf と絶縁トランス T1 はフェライトのバルク材を切削して製一次側巻数：10 ターン作し，図 10 に示したような外形寸法とした。Lf には TDK

二次側巻数：4 ターン(24 V, 1 A 出力)
4／6図 10 一体形マルチコアの寸法
Fig. 10. Dimensions of integrated multi-core.

図 11 試作機の写真
Fig. 11. Photograph of prototype.
補助巻線巻数：3 ターン(20 V 出力)
これらは入力のリプル電圧が大きくても支障の無いよう，リプルの最低値に合わせて設計を行っている。コア単体の厚さは 5 mm であるが，ギャップや固定用テープの厚さを含めると合計の厚さは 5.5 mm である。

図 12 動作波形（実験）Fig. 12. Operation waveforms (experiment).
上から入力電圧 Vac，入力電流 Iin，コンデンサ電圧 Vc，直流

平滑コンデンサ C1 には日本ケミコン製 THC シリーズ積

バス電圧 Vdc である。この実験結果より，図 4 のシミュレー

層セラミックコンデンサを使用している。容量を大きくすションと良く一致した波形が得られていることがわかる。

るために，複数のコンデンサを並列に接続している。今回，定格負荷時における入力電流の FFT 解析結果を図 13 に示

一次側の平滑用に使用した積層セラミックコンデンサはす。これも図 6 のシミュレーションと同様である。

200 V 耐圧，2.2 μF を 20 個並列に使用しているので，全体試作した回路において，従来のコンデンサ入力ダイオーの容量は 44 μF である。しかし，積層セラミックコンデンサド整流回路と提案する補助回路を加えた場合の各種特性をは印加される直流量に応じて，容量が減少する特性をもっ測定した。使用した平滑コンデンサの容量はどちらも同じているので，実際には容量が半減すると考えなければならである。図 14 は負荷に対する効率特性であるが，両者ともない。平滑コンデンサの容量と提案法のコンデンサを ONにほぼ 70 %の最大効率を達成している。図 15 は負荷に対すするための閾値 Vth は，出力 24 W にコンバータの効率を考る総合入力力率特性であり，提案法は従来法に対して 10 %慮して 35 W 程度に耐えられるよう設計した。なお，閾値以上改善されていることがわかる。これは，平滑コンデンVth は 75 V で設計した。試作機の外観を図 11 に示す。基板

サの電荷維持期間により交流電源の導通期間が大きくなる部品で最も高い部品は絶縁トランスとラインフィルタであためである。負荷に対するリプル率特性を図 16 に示す。シり，面積に関しては，トランスや平滑コンデンサが最も大ミュレーションと同様にΔV = (Vmax－Vmin) / (Vmax＋Vmin) %できな面積を占めている。

規格化している。従来法はリプル率がほぼ線形的に上昇し〈4･2〉実験結果ているが，提案法は値こそ大きいもののほぼ一定の値を示

試作機の定格負荷（24 V，1 A）時動作波形を図 12 に示す。

しており，重負荷においては従来法を下回っていることが5／6図 13 入力電流 Iin の FFT 解析結果（実験）Fig. 13. FFT analysis result of input current (experiment).

図 14 負荷に対する効率特性（実験）Fig. 14. Efficiency characteristic (experiment).
わかる。

図 15 負荷に対する総合入力力率特性（実験）Fig. 15. Total input power factor characteristic (experiment).

図 16 負荷に対するリプル電圧特性（実験）Fig. 16. Ripple voltage characteristic (experiment).
電圧形単相系統連系インバータ」平成 19 年電学産応大，1-21，p.p.
241-245（平成 19 年）

5．まとめ
本稿では，小容量直流電源の超薄形化という課題に対して 2 つのアプローチで検討を行った。1 つは平滑用電解コンデンサについて蓄積電荷の放電タイミングを制御することにより小容量化を実現する手法である。もう 1 つは，絶縁トランスを超薄形化するもので，一体形マルチコアトラン
スによって大容量，超薄形化を実現した。これらの技術を用いて厚さ 5.5mm の超薄形フライバックコンバータの試作を行い，実験的に良好な動作を確認した。

文献(１) 高木信太郎・野口季彦・清野一喜・宇野松夫:｢照明用 RCC 電源に用いる超薄形トランスの検討｣平成 19 年電学新潟支大，P-23，pp.89（平成 19 年）(２) Naotaka Tsuji, and Seiji Kondo: “Development of High Efficiency Low
Voltage / High Current DC Power Supply”, Semiconductor Power
Conversion Technical Meeting, SPC-03-141, p.p. 45-50 (2003) (inJapanese).
辻 修立・近藤正示：「薄型トランスを用いた低電圧大電流 DC 電源の高効率化」電気学会半導体電力変換研究会，SPC-03-141，p.p. 45-50（平成 15 年）(３) Fumihiro Shinjo, Keiji Wada, and Toshihisa Shimizu: “Single-Phase Grid
Connected Inverter utilizing a Power Decoupling Function”, Proc. of the2007 Japan Ind. Appl. Soc. Conf., 1-21 (2007) (in Japanese).
新庄史浩・和田圭二・清水敏久：「パワーデカップリング機能を持つ6／6