4-037

平成 24 年電気学会全国大会

DC 電流源モジュールと可変電流源を用いた
ハイブリッドマルチレベル電流形インバータ
山口創太＊，野口 季彦 (静岡大学)

Hybrid Multilevel Current-Source Inverter Using DC-Current Modules and Variable Current-Sources
Sota Yamaguchi, Toshihiko Noguchi (Shizuoka University)

１．まえがきIlin1

これまでに報告されているマルチレベルインバータの多IP4

くは PWM 出力であるため，出力高調波とスイッチング損IP3の低減が困難である。一方，リニアアンプは高調波歪のなI/5I/5

い交流波形を出力できるが，アンプ部での損失が大きく電Q9Q7I/5IP2Q5Iout
I/5Q1IP1Q2力が可能な電力変換器として，DC 電流源モジュールと可変電流源を用いたハイブリッドマルチレベル電流形インバータ（CSI）を提案する。電流源の種類別に 3 通りのシミュレ

Q10Q8I/5I/5Q6I/5IN2Q3I/5IN4する。

DC-Current Module 9-level CSI

IN1Ilin2２．動作原理および回路構成

図１

図 1 に提案するハイブリッドマルチレベル CSI の構成を示す。破線で囲まれた部分が主インバータとなる DC 電流源モジュール方式 9 レベル CSI であり，表 1 のようにスイッチングすることにより 9 レベル電流波形を出力することができる(1)。また，全てのスイッチング素子がエミッタ共通となっているため，単一のドライブ電源ですべての素子を駆動することができる。この主インバータに上下１つずつリニア出力が可能な小容量の可変電流源を並列接続する。
実際の回路では，各電流源は１つの直流電圧源を共通として複数のチョッパにより電流制御して得られる。DC 電流源モジュールは定電流源とし，PI レギュレータを用いて電提案するハイブリッドマルチレベル CSI
Fig. 1. Proposed hybrid multilevel CSI.

表１ DC 電流源モジュール方式 9 レベル CSI のスイッチング
Table 1. Switching states of DC-current module based 9-level CSI.
Q1 Q2 Q3 Q4 Q5 Q6 Q7 Q8 Q9 Q10Iout00110
1010
1+4I/500
110
101
1
1+3I/5
00
1
10
111
1
1+2I/5
00
1
11111
1
1+I/5
101111111
10
1
110
1
111
1
10
1
100
1
11
1
1
1-I/5
1
100
10
1
11
1-2I/5
110010
101
1-3I/51100
1010
10-4I/5

流制御を行う。可変電流源の場合は，目標値への高速な追I/5

IP1 , IN1レー制御を採用する。なお，可変電流源としてリニアアンプを利用することもできる。この場合は効率の低下が懸念されるが，その出力電流振幅は小さいためハイブリッドマ
ルチレベル CSI 全体としての効率を損なうことはない。

IP2 , IN200

グ損を大幅に低減することができる。また，主インバータの出力レベル数を増加させるほど Ilin1 ，Ilin2 の振幅を小さく-63( 第 4 分冊 )

I/5t

I/50

I/5t

I/5

Ilin1 , Ilin2I/5t

I

ら Ilin1，Ilin2 を出力して負荷側で重畳することにより，スイより，主インバータで PWM を行わないため，スイッチンt
I/5

図 2 に提案回路の動作波形を示す。主マルチレベルインッチングを行わない完全なリニア波形を生成する。これにI/50IP3 , IN3力し，同時に主インバータに並列接続された可変電流源かtI/5IP4 , IN4バータから階段状のマルチレベル電流 IP1～IP4，IN1～IN4 を出I/50

従が必要であるためヒステリシスコンパレータを用いたリ広島

Q4IN3ーションを行い，それぞれ良好な動作を確認したので報告

2012/3/21～23

LoadVload

Cf

力変換効率が低い。そこで本稿では，高効率かつリニア出Iout0t-I

図２ ハイブリッドマルチレベル CSI の動作波形
Fig. 2. Operation waveform of hybrid multilevel CSI.

©2012 IEE Japan

4-037平成 24 年電気学会全国大会

20100-10-20

10050V(V)0load-50-100

2412I(A)
0out-12-24
10050(V)V0load-50-100

4.5
3.0
1.50.0i(A)lin14.5
3.0
1.50.0i(A)lin2

4.5
3.0
1.50.0I (A)outi(A)
lin1

4.5i(A)
lin2

3.0
1.50.0Time 10 (ms/div)(a) 理想 DC 電流源モジュールと理想可変電流源使用時(a) With ideal DC-current sources and variable current-sources.

I(A)
out

図４ チョッパによる電流源使用時のシミュレーション結果
Fig. 4. Simulation result using chopper based current-sources.

24120-12-24

源の平滑リアクトルを 90 μH，電流換算のヒステリシス幅を 1.78 A とした。このとき，すべてのチョッパは 130 V の直流電圧源を共通に電源としている。
理想可変電流源を使用した場合のシミュレーション結果

10050V(V)
0load-50-100i(A)lin1を図 3 に示す。(a)は DC 電流源モジュール，可変電流源とも理想的なリニア電流源の場合であり，同図から出力電流Iout，負荷電圧 Vload の歪みがなく，純正弦波出力が得られて4.53.01.50.0いることがわかる。また，(b)は DC 電流源モジュールをチョッパで構成した場合のシミュレーション結果である。同図から，出力電流にはチョッパの電流リプルがわずかに含4.5i(A)lin2Time 10 (ms/div)

3.0

まれているが，負荷電圧は良好な正弦波になっている。ま1.50.0た，全ての電流源をチョッパによって構成した場合のシミュレーション結果を図 4 に示す。リニア出力電流 Ilin1 ，Ilin2Time 10 (ms/div)の電流リプルにより，出力電流，負荷電圧の波形歪が大き(b) チョッパによる DC 電流源モジュールと理想可変電流源使用時(b) With chopper based DC-current sources and ideal variablecurrent-sources.
図３ 理想可変電流源使用時のシミュレーション結果
Fig. 3. Simulation results using ideal variable current-sources.

くなっている。各シミュレーション結果について，第 30 次高調波成分までの出力電流 THD を計算したところ，理想電流源使用時は 0.06 %，直流電流源のみチョッパ使用時ではすることもできるため，前述のように全体に占めるリニア0.80 %，チョッパ使用時は 0.95 %となった。

４．まとめアンプ部の損失を低減することができる。

本稿では，DC 電流源モジュールと可変電流源を用いた新３．シミュレーションによる検証
提案するハイブリッドマルチレベル CSI について，DC 電流源モジュール，可変電流源ともに理想リニア電流源の場
合，DC 電流源モジュールのみチョッパを使用した場合，全ての電流源をチョッパで構成した場合の 3 通りでシミュレーションを行った。回路パラメータは，出力周波数を 60 Hz，負荷を誘導性（R = 5 Ω，L = 0.6 m H）とし，これに 26 μFのフィルタキャパシタを並列接続した。

しいハイブリッドマルチレベル CSI を提案し，電流源の種類別に 3 通りのシミュレーションを行った。その結果，理想状態では出力電流，負荷電圧は歪みのない完全な正弦波が得られ，DC 電流源モジュールをチョッパとした場合にもほとんど歪みのない出力電流波形が確認された。しかし，可変電流源にチョッパを用いると，そのスイッチングリプルによって出力波形歪が若干悪化することが確認された。

文献

各電流源については DC 電流源モジュールを 4 A，可変電流を 0～4 A とした。さらに，チョッパ使用時には，DC 電(1)流源モジュールの平滑リアクトルを 400 μH とし，可変電流2012/3/21～23-64広島( 第 4 分冊 )Suroso and Toshihiko Noguchi: “Multilevel Current-Source
Inverters using Inductor-Cells and DC-Current Modules: A
Comparative Discussion,” 研究会資料, SPC-11-113 (2011)©2012 IEE Japan