平成 20年電気学会産業応用部門大会

1-100

マトリックスコンバータの入出力直接電力制御法
学生員

岡部 奨＊

正 員

野口 季彦

Direct Power Control Applied to Input and Output of Matrix Converter
Tsutomu Okabe＊, Student Member, and Toshihiko Noguchi, Member
This paper describes a control technique of a direct-power-control (DPC) based matrix converter, where the DPC is applied toboth the input and the output of the converter. This strategy is based on a virtual AC/DC/AC conversion system, and the virtual
rectifier and the virtual inverter employ the DPC on the basis of instantaneous active and reactive power. Some computer
simulations are conducted and their results prove feasibility of the proposed technique to control the matrix converter.
キーワード：マトリックスコンバータ，直接電力制御法，仮想電力変換システム
Keywords：matrix converter, direct power control, virtual power conversion system

1. はじめに筆者らはこれまでに直接電力制御法をマトリックスコンバータの入力側にのみ適用したシステムを提案し，その有効性を実験的に確認してきた(1)。本稿では，直接電力制御法の適用を更に拡張し，マトリックスコンバータの入出力双方に適用したシステム構成を検討する。計算機シミュレー(a) マトリックスコンバータ(b) 仮想変換システム

ションにより基本的な運転特性を検証した結果，良好な入図2

出力制御特性を確認できたので報告する。

Fig. 2. Matrix converter and virtual AC/DC/AC conversion system.

マトリックスコンバータと仮想 AC/DC/AC 変換システム想 AC/DC/AC 変換システムを図 2 に示す。仮想 AC/DC/AC

2. 制御原理

変換システムの PWM 整流器と PWM インバータのスイッチ〈2･1〉 スイッチングパターンの合成

入出力双方にング関数を用いると，マトリックスコンバータのスイッチ直接電力制御法を適用したマトリックスコンバータのシスング関数は(1)のように合成することができる。ただし，各テム構成を図 1 に示す。本システムでは仮想 AC/DC/AC 変⎡ Sau⎢⎢ S av⎢⎣ S aw

換方式によりスイッチングパターンの合成を行う(2)(3)。制御対象であるマトリックスコンバータと，それに対応した仮Sbu
Sbv
Sbw

Scu ⎤ ⎡ Sup⎥ ⎢Scv ⎥ = ⎢ Svp
Scw ⎥⎦ ⎢⎣ S wp

Sun ⎤⎥ ⎡S
Svn ⎥ ⎢ ap
SS wn ⎥⎦ ⎣ anSbp
Sbn

Scp ⎤⎥Scn ⎦図 1 マトリックスコンバータの入出力に直接電力制御法を適用したシステムブロック図
Fig. 1. Block diagram of direct-power-control system applied to input and output of matrix converter.

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平成 20年電気学会産業応用部門大会

1-100va

スイッチング関数は 1 か 0 のいずれの値しかとらない。
〈2･2〉 仮想電流形 PWM 整流器の制御

0

仮想電流形

100 (V/div)

PWM 整流器の制御に，高速な電力制御が可能な直接電力制

ia

御法を適用する(4)。まず，電源電圧と電流に三相－二相絶対0変換を施し，vα ，vβ および iα ，iβ を得る。これらの値を用い5 (A/div)て，交流側の瞬時有効電力 P と瞬時無効電力 Q を算出する。

vuv

瞬時有効電力指令値 P*は仮想電圧形インバータから要求さ0れる負荷有効電力を用いる。瞬時無効電力指令値 Q*は所望200 (V/div)の入力力率に応じて外部から直接与え，総合入力力率 1 制

Time 10 (ms/div)

御を行う場合は Q* = 0 とする。各瞬時電力の偏差ΔP，ΔQ は(a) 電源電圧，入力電流，出力線間電圧

ヒステリシス要素で二値化し量子化信号 Spi，Sqi とする。ま100

FFT of ia (%)

た，ΔQ のヒステリシス幅からの逸脱を検出して補償するために別のヒステリシス要素で二値化した量子化信号 Sqis も設ける。電源電圧ベクトルの位相も 12 の領域Θin に量子化

FFT of vuv(%)

する。Spi，Sqi，Sqis およびΘin の組み合わせに応じて仮想電流形 PWM 整流器のスイッチングモード Sa，Sb，Sc をスイッチングテーブルで直接決定することにより P と Q の高速なリレー制御を行う。図 3 にこのスイッチングテーブルと各スイッチングモードの定義を示す。
〈2･3〉 仮想電圧形 PWM インバータの制御

流 iu ，iv ，iw とその指令値 iu* ，iv* ，iw*の偏差を P 制御器に0.01
1001010.1
0.01

0500

100015002000(b) 入力電流と出力電圧の FFT 解析結果
図 5 30Hz 出力における各種波形（シミュレーション結果）

Fig. 5. Waveforms at 30-Hz output (simulation result.)

入力し，インバータ出力電圧指令値 vu* ，vv* ，vw*を得る。

3. 計算機シミュレーションによる検証

そして，前述の仮想電流形 PWM 整流器に要求する負荷有効*10.1

Frequency (Hz)

仮想電圧形 PWM インバータにも直接電力制御法を適用する。出力電10*

電力 PL と負荷無効電力 QL を下式により算出する。

PL* = vu*iu + vv*iv + vw*iw{QL* = 3 (vv* − vw* )iu + (vw* − vu* )iv + (vu* − vv* )iw}

提案するシステムの制御特性を検証するためにシミュレーションを行った。電源電圧 200V，電源周波数 50Hz， 入(2)力フィルタ Lf =2.7mH（0.04 p.u.） および Cf =40μF（0.28 p.u.）,瞬時有効電力の偏差ΔP と QL*はヒステリシスで二値化し，量子化信号 Spo，Sqo とする。また，出力電圧ベクトルの位相も 6 つの領域Θout に量子化する。Spo，Sqo およびΘout の組み合わせに応じて仮想電圧形 PWM インバータのスイッチン
グモード Su，Sv，Sw をスイッチングテーブルで直接決定する。図 4 にこのスイッチングテーブルと各スイッチングモ

負荷 L=3.7mH および R=25Ωの条件とした。図 5 に出力電流指令値を 30Hz とした場合のシミュレーション結果を示す。
入力電流波形は 50Hz の正弦波となっており，力率 1 制御が達成されていることが確認できる。また入力電流および出力線間電圧のスペクトルより，大きな高調波が発生しておらず良好に制御が行われていることがわかる。

4. まとめードの定義を示す。

本稿では直接電力制御法をマトリックスコンバータの入出力に適用したシステムについて検討した。シミュレーシ
ョン結果より，入力電流は良好な正弦波状に制御され力率 1制御を達成すると同時に，出力電圧も高調波の少ない良好な波形に制御できることを確認した。

文

図 3 仮想 PWM 整流器のスイッチングテーブル

Fig. 3. Switching-state table of virtual PWM rectifier.

献(１) 竹内・佐藤・野口：「直接電力制御法を適用したマトリクスコンバータの新制御法」，電学産応，1，309-312 (2004)(２) 伊藤・高橋：「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，電学 SPC，SPC-01-121 (2001)(３) 佐藤・野口：「直接電力制御法による PWM コンバータ平滑コンデンサ小容量化」，電学 SPC，SPC-04-15 (2004)(４) 佐藤・野口：「電流形 PWM コンバータの直接電力制御法」，電学全大，4-026 (2004)

図 4 仮想 PWM インバータのスイッチングテーブル

Fig. 4. Switching-state table of virtual PWM inverter.

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