電流形アクティブコモンモードノイズキャンセラによるマルチセル Solid-State Transformer でのノイズ低減効果の実機検証
学生員

大倉惇稔

正員

渡辺大貴

上級会員

伊東淳一

(長岡技術科学大学)
Experimental verification for reduction of Conducted emission voltage
using current type active common-mode noise canceller in a multi-cell Solid-State Transformer.
Atsutoshi Okura, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Jun-ichi Itoh, Senior Member(Nagaoka University of Technology)
This paper proposes a common mode (CM) noise reduction for a multi-cell solid-state transformer (SST) using acurrent type active common mode noise canceler (ACC). ACC effectively reduces electromagnetic noise in power
converters with many cells despite the complexity of the noise paths. The significance of this approach is demonstrated
in our experimental results. The conducted emission voltage is reduced by 118.2 dBV when the SST is operated withthree cells. The conducted emission voltage is reduced to 104.4 dBV when a current-type ACC is connected, with asignificant improvement of 13.8 dBV.
キーワード：Solid-State Transformer, コモンモードノイズ，アクティブコモンモードノイズキャンセラ

Keywords： Solid-State Transformer, Common mode noise, Active common mode noise canceler

1.

はじめに一方で，能動素子を使用したアクティブコモンモードキ
ャンセラ(ACC)が盛んに研究されている (5-6)。ACC は，CM近年，SiC(炭化ケイ素)や GaN(窒化ガリウム)などのワイ電圧または電流を検出し，アンプを介して逆位相の CM 電ドバンドギャップ半導体の実用化により，電力変換回路の圧を印加または電流を注入することで電磁ノイズを低減す高パワー密度化が盛んに研究されている (1-3)。ワイドバンる方式である。ACC は受動素子のみで構成されるパッシブドギャップ半導体により，従来の半導体に比べてスイッチフィルタと比較して，広帯域化した際に回路体積を小さくング速度が向上し，高周波駆動が可能となるため，インダ設計できる利点がある。しかし，多数のセルを使用する電クタなどの受動素子の小型化やスイッチング素子の低損失力変換器ではノイズ経路が複雑であるため ACC による電磁化による冷却体の小型化が実現されている。一方で，スイノイズ低減が困難である。

ッチング速度の向上は急峻な電位変動を引き起こすため，電磁ノイズの影響が顕著となる。

そこで，本論文では双方向の電力制御や無効電力補償等の機能を有する Solid-state transformer(SST)をマルチセル動電磁ノイズの主要因であるコモンモード(CM)ノイズを抑作させた際に発生する電磁ノイズを ACC により低減を行制するため，一般的にパッシブ型の CM フィルタが広く用う。実機実験により 3 セルで動作させた際に電流形 ACC を(4)。パッシブ CM フィルタは構成する素子の接続することで雑音端子電圧が 13.8dBV 低減したので報いられているインダクタンスとキャパシタンスから得られるカットオフ周波数以上の周波数帯の電磁ノイズを低減する。しかし，広帯域で高いノイズ低減効果を得るためにはカットオフ周告する。

2.

システム構成波数を低く設計する必要がある。そのため，コモンモード〈2･1〉 ACCフィルタの受動素子が大型化し，パワー密度が低下する原

電流形 ACC は CM 電流検出部，増幅回路, 補償電流注入因となる。

部から構成される。本論文では CM 電流検出部にロゴスキーコイルを用いた電流形 ACC(7)によりノイズ低減効果の検Noise source

Current detection

討を行う。
図 1 にコモンモード等価回路における電流形 ACC のブロ+ック図を示す。電流形 ACC は電源側へ流入する CM 電流を0フィードバック制御系として構成し，指令値 0A として比Gde t例制御することで CM 電流を抑制する。ACC のノイズ低減-Voltage/Current

効果は，検出部の検出電流‐検出電圧比とアンプゲインにCM
impedance

Kp
Amplifiergain

よって決定され，ゲインが高くなると雑音端子電圧の低減
Fig. 1. Equivalent block diagram of ACC

効果も高くなる。

in common mode circuit.

CM 電流の検出部には広帯域化を目的としてロゴスキーコイルを適用している。従来の電流形 ACC の検出には変流器(CT: Current transformer)が広く用いられている (8-9) が一次RG
29.4

側巻き数増加による体積の増加や周波数特性により検出可

Vcc
15 V

RF5640.1 F

6.8 F

能な周波数帯に制限がある。対してロゴスキーコイルは 1+次側が 1 ターンであるため CT に対し体積の低減が可能であり，1 次側に対し電流値が低い 2 次側の巻き数を増加さ

VoutTHS3491(Texas Instrument)せることで周波数帯域の広域化が達成できる。また，ロゴ0.1 F
Vee-15 V

スキーコイルは絶縁性能にも優れているため 6.6kV といった中圧を扱う回路への適用も可能となっており幅広い回路

6.8 F

Fig.2. Noninverting amplifier circuit.に使用可能である。
増幅回路部には DC バス電圧をコンデンサ分圧し，レギ

Cell
#1Lb

ュレータにより 15V まで降圧し，アンプ部分に印加されるCdc

電圧を低耐圧化することで，高性能な電流帰還形オペアンプを用いた非反転増幅回路を適用する。

RoutCr

図 2 に本論文で用いた電流帰還形オペアンプを使った非Cell#2反転増幅回路を示す。ACC のアンプ部も広域で動作する必要があるため理想状態動作時に最大帯域幅が 900MHz で動作可能な高出力電流帰還アンプ(THS3491(Texas Instruments))

Cdc
Vinを採用した。本オペアンプは所望のゲインを得るために最Cr適な抵抗の組み合わせがデータシートに記載されている。

Cell
#3

本検討では，データシートに示される最大ゲインの 26dB になるように抵抗値を決定し，非反転増幅回路を作成した。

Cdc〈2･2〉 SSTCr

図 3 に SST の回路構成を示す。本回路は入力段に昇圧チョッパ回路からなる PFC と電圧型直列共振 DC/DC コンバータで構成される。これを 1 つのセルコンバータとし多段化する。PFC はダイオードブリッジ整流器後段のインダクタに通流する電流を全波整流状に制御し，系統電圧から PLL を か け る こ と で 力 率 補 償 動 作 を 行 う 。 共 振 型
DC/DC コンバータは漏れインダクタンスと Ls とコンデンサ Cr による直列共振を使用し，共振周波数で動作する。

3.

Fig. 3. Circuit configuration of the three-phase SST.
を行った。
〈3･1〉 CM 等価回路シミュレーション
図 4 に 3 セル構成時の SST におけるコモンモード等価回路を示す。ヒートシンクとデバイス間の寄生成分は RLC直列回路でのモデル化を行った。複数段接続時の各セルの寄生成分は並列接続としてモデリングを行った。

シミュレーションおよび実機検証

表 1 にシミュレーションおよび実験条件を示す。本実験
では，SST を 3 段接続し，定格容量を 100W とし，雑音端子電圧の測定を行った。電流形 ACC のロゴスキーコイルは検出電流‐検出電圧比が 20 倍(26dB)，カットオフ周波数が20kHz となるように巻き数を 120 回，検出抵抗を 2.4kに決定した。アンプゲインも 26dB としてノイズ低減効果の測定

図 5 にコモンモード等価回路を用いた雑音端子電圧のシミュレーション結果を示す。図より ACC が動作していない
時は 2.5MHz で 116 dBV 雑音端子電圧が発生していることがわかる。ACC を接続した際の雑音端子電圧は 79.5dBVとなっており 36.5 dBV 低減していることがわかる。またシミュレーション結果では ACC 接続時に 150kHz から30MHz のすべての範囲で雑音端子電圧が低減しており，測定範囲での雑音端子電圧低減に電流形 ACC が有効であるこ

Table 1. Circuit parameters.とがわかる。
〈3･2〉 実機検証
図 6 に作成したロゴスキーコイルの周波数変化による検出電流‐検出電圧比の特性を示す。測定結果より作成したロゴスキーコイルは設計値に対して透磁率の変化や配線インピーダンスの相違等により 1.5%の誤差が発生したが25.6dB の検出ゲインを取得できた。また，カットオフ周波数が 20kHz であり 150kHz に対し十分に小さくなっていることがわかる。 また検出ゲインが 30MHz まで一定となっParameter
Input voltage [V]Output power [W]
Switching frequency [kHz]Boost inductor [mH]Resonant capacitor [ns]DC link Capacitor [F]

SymbolVinPoutfsw
LbCr
Cdc

Amplifier gain [dB]
I/P1 [dB]
Detective voltage / current-I/P1-26
26

Number of turns
Detection resistance[k]

N
R

120
2.4ているためノイズ測定範囲の 150kHz から 30MHz までの帯ZLISNCell #1

Value
300
100
30
5.0
204
1500

I/P1

Cell #2

Cell #3

NoisesourceNoisesourceNoisesourceCM
Impedance
Zcm1

CM
Impedance
Zcm2

CM
Impedance
Zcm3域で設計した検出ゲインで CM 電流検出部として使用することが出来ることがわかる。
図 7 にアンプの周波数-ゲイン特性の測定結果を示す。高周波では配線インダクタンスの影響が大きくなりアンプのゲイン特性が低下するが 12MHz まで設計通りのゲインで動作していることが確認できる。
図 8 に SST に ACC を接続した際の回路図を示す。本回
Fig. 4.

路では疑似電源回路網(LISN)を使用し電源側に発生する雑音端子電圧を測定する。電流形 ACC の電流検出部であるローコイルの 2 次側で電圧に変換され増幅回路部に印加される。本回路を使用しアンプ回路の電源を cell #1，cell #2，cell #3 の直流電圧部分に接続した際と DC 側に接続し際の雑音端子電圧の低減効果の測定を行う。
図 9 にヒートシンクに接続された接地線に通流する CM電流と，ACC により補償された LISN へ流れる CM 電流の測定結果を示す。図よりモータから最大 1.4A の CM 電流が発生しているが，ACC により LISN へ流れる CM 電流を低減していることがわかる。

Conducted emission voltage [dBV]

ゴスキーコイルは LISN の後段に接続してあり回路に流れる CM 電流の検出を行う。検出された CM 電流はロゴスキ

12036.5dB

Without ACC

10080604020
With ACC

00.1

図 10(a)にアンプ電源を AC 側に接続した際の雑音端子電圧の測定結果を示す。図より ACC が動作していない時は

Equivalent block diagram of SST
in common mode circuit.

1Frequency [MHz]10Fig. 5. Conducted emission voltage of the equivalent circuit.

2.5MHz で 118.2dBV 雑音端子電圧が発生していることが28わかる。ピーク値が等価回路のシミュレーションとほぼ一致しており等価回路モデルは妥当であるといえる。また，効果が得られた。同様に cell #2 に接続時は 12.8dBV，cell#3 に接続時は 12.2dBV の低減効果が得られた。以上より

Gain [dB]cell #1 にアンプ電源を接続時は 2.5MHz で 13.8dBV の低減

26

ACC のノイズ低減効果はアンプ電源の接続するセルに依存2422しないことがわかる。図 10(b) にアンプ電源を DC 側に接200.01続した際の雑音端子電圧の測定結果示す。図より 2.5MHzで 9.0dBV の低減効果が得られた。AC 側にアンプ電源を接続した際に比べノイズ低減効果が低下しているのは CM
電流の経路が電源，スイッチング素子，ヒートシンク，電源で流れており DC 側は経路となっていないため補償電流を十分に注入できなかったと考えられる。しかし，電流形
ACC 接続時に 150kHz から 30MHz のすべての範囲で雑音端子電圧が低減していることが確認できた。電流形 ACC が測
定範囲のすべての周波数帯域で電磁ノイズ低減に有効であ

0.1
1Frequency [MHz]10Fig. 6. Rogowski coil frequency characteristics.
るといえる。

5.

まとめ

本論文では電流形 ACC でのマルチセル SST の雑音端子電圧低減を行った。実験結果よりアンプ電源を cell #1 の AC

30
CM current icm

25
Gain [dB]020

15
Leak current il
0100.1

1Frequency [MHz]10400 ns1AFig. 7. Amplifier gain characteristics.

Fig. 9. CM current waveforms.

+ VCC

Conducted emission voltage [dBV]

Regulator
7815+LISNLbCell#1

Amplifier power supplyVinVEE

Amplifier power supply7915
Regulator

Cr

RoutCdc
CrCell#3Cr1009080il低減効果が得られた。また，CISPR に定められた周波数帯域である 150kHz から 30MHz のすべての帯域でノイズ低減効果が確認でき，ACC がマルチセル回路の伝導ノイズの低減に効果的であることが確認できた。
今後はマルチセル回路の詳細なノイズ経路の解析を行いマルチセル回路のノイズ低減に適した ACC の設計を行う。

(3)

(4)

(5)

献

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Conducted emission voltage [dBV]

iCM

C0側に接続した際，ピーク値である 2.5MHz で 13.8dBV の(2)With ACC (cell #1)
With ACC (cell #2)
With ACC (cell #3)

70

60
0.1

1
Frequency [MHz]10(a) Connection of the amplifier power supply to AC side

Fig. 8. Circuit configuration of the three-phase SST with ACC.

(1)

Without ACC

13.8dBCdc

文

12.2dB

110

Cell#2- VCC+VEE

12.8dB

120

120

9.0dB

Without ACC

1101009080
70

With ACC (DC side)

600.1

1
Frequency [MHz]10(b) Connection of the amplifier power supply to DC sideFig. 10. Conducted emission voltage.
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