ワイドレンジ入力に対応する直並列切替型
フライバックコンバータにおける疑似共振制御の動作検証
学生員

河合 勇貴

正員

渡辺大貴

上級会員

伊東淳一 (長岡技術科学大学)

Operation Verification for Switched Flyback PFC Converter
Yuki Kawai, Student Member, Hiroki Watanabe, Member, Jun-ichi Itoh, Senior Member(Nagaoka University of Technology)
This paper proposes Switched flyback converter for wide ac input voltage range. The proposed circuit reduce thenumber of the switching devices by applying the devices which used in the flyback converter to switching circuit ofoperation mode as well. The experimental results show that the proposed circuit operates with quasi-resonant method
at 150~300 Vrms. In addition, the proposed circuit is confirmed dividing the voltage in the series mode, and dividing
the current in the parallel mode.
キーワード：フライバックコンバータ，疑似共振，ワールドワイド入力，ZVS

Keywords：Flyback converter, quasi-resonant, World Wide Input, Zero Voltage Switching1.

可能であることをシミュレーションにより確認しているはじめに(5) 。またこれまでの検討では電流不連続モード(DCM)にお現在，様々な国での電圧仕様に対応可能なワイドレンジ

いて直並列切替型フライバックコンバータの実験による基入力 AC/DC コンバータが広く開発されている(1)(2)。こうし礎検証を行っていたが疑似共振動作については未検討であた仕様に対して電力変換器を設計する場合，耐圧，電流容った。

量ともに高く設計する必要があり，各受動素子やスイッチ

本論文では，直並列切替型フライバックコンバータに疑

ング素子には電力変換器の電力容量に対して過剰なスペッ似共振制御を適用した際の動作を実験的に検証したので報クが要求される。その結果設計の自由度が損なわれ高効率告する。

化の観点からの素子選定が難しい。

2. 直並列切替型フライバックコンバータ

これに対して，入力電圧に応じて複数の小容量電力変換

図 1 に提案する直並列切替型フラ回路の接続方式を直列または並列接続で切り替えることで〈2･1〉 回路構成幅広い電圧，電流仕様が実現できる。しかし，直並列構成イバックコンバータの回路構成を示す。提案回路は入力段を切り替えるスイッチング素子が別途必要になる課題があにダイオード整流回路，後段に 2 台のフライバックコンバる。

ータ，および切り替え回路で構成される。フライバックコ

これらの問題に対して，著者らは直並列切替型フライバ

ンバータはトランスの漏れインダクタンスによりターンオックコンバータを提案している (5)(6) 。本方式は動作切り替フ時に過大なサージ電圧が発生する。そのためトランスにえ用のスイッチとフライバックコンバータのスイッチを兼は並列にアクティブクランプ回路を接続することでサージ用するため，追加素子不要で直並列切替が可能である。フ

電圧を抑制する。また，本回路は入力電圧に応じてフライライバックコンバータの高効率手法としては疑似共振方式バックコンバータの接続構成を切り替えて動作し，高い入が有効である。本手法ではゼロ電流期間中に発生する共振力電圧時は直列接続，低い入力電圧時は並列接続となる。

電圧のボトム付近にスイッチングを同期させることでスイ

さらに，切り替え回路のスイッチ S6，S7 は双方向構成とすッチング損失を抑制することができる。ここで本方式は可ることで電源短絡を防止する。二次側回路にはスイッチン変周波数で制御されるが，可変周波数制御を適用した場グ素子 S9，S10 を適用し，同期整流により導通損失を低減す

合，系統電圧に対して一次電流が非線形となるため入力電る。

流ひずみ率が増加する課題がある。そこで著者らはこの非〈2･2〉 直列運転および並列運転の動作原理線形を補償するため制御法を提案し，入力電流 THD が改善

直列運転時の動作モードを示す。直列運転では S5，S8 をオ1

図 2 に

フ，S6 をオン，S7 をスイッチングさせる。Mode1 では S7 をSwitching circuit

Rectifier

ターンオンし励磁インダクタンス Lm1，Lm2 それぞれに 1/2iinitra1の電源電圧が印加されることで磁気エネルギーを蓄積すD1る。同様に，本期間中に漏れインダクタンスに対してもエD2

iclamp1

L1lea kitra2

im1ネルギーが蓄積される。次に，Mode2 では S7 をオフし，二Lf

Cdc

vin Cf

次側スイッチ S9，S10 をターンオンさせることで負荷に対し

C1

N:1

D3プのスイッチ S11 をオンすることで漏れインダクタンスに蓄iclamp2

L2lea kS10Vout

im2

N:1
C2

S7L2m

S12D4積したエネルギーをアクティブクランプ回路-トランス間で

S6L1m

S11て蓄積エネルギーを放出する。同時に，アクティブクラン

S9S5S8Active clamp flyback converter

循環させサージ電圧を抑制する。

Fig. 1. The circuit configuration of proposed flyback converter.

図 3 に並列運転時の動作モードを示す。並列運転では
S6，S7 をオフし，S5，S8 をスイッチング動作させる。並列S9S5D1運転では入力電源に対してトランスが並列接続される。そのため，入力電流はそれぞれのフライバックコンバータに

D2Lfvin Cf

1/2 で分流されるため，単機のフライバックコンバータで動Cdc

S6C1S11作させる場合と比較して導通損失が 1/2 となる。

D3S7Vout

C2S12

D4S8

Mode3 では S5，S8 をターンオンし，磁気エネルギーを蓄積する。その後，Mode4 へ移行し，S5，S8 をターンオフ・

S10(a) Series operation (Mode1)

S9，S10 をターンオンさせることで負荷に対して蓄積エネル
ギーを放出する。
〈2･3〉 力率改善駆動

本回路はフライバックコンバータと同様に固定スイッチング周波数固定オン期間指令

D2Lfvin Cf

Ton*で動作させることで DCM 駆動による高力率動作が可能

Cdcである。しかし，Ton

D3

S7S10
C2S8(b) Series operation (Mode2)

る。その結果 1 章で記述した通り，入力電流にひずみが生

Fig. 2. Series operation in the proposed flyback converter.

じる。この時 1 次電流平均値は(1)式で表される。
V sin(t )iin_avg (t ) = in
Don (t )Ton* ................................. (1)
2 Le

S9S5
D1D2

Lfvin Cf

なお，オンデューティ Don(t)は(2)式で表される。

Cdc

S6C1
S11..................... (2)D3

S7S10C2S8(a) Parallel operation (Mode3)

自己インダクタンス，N は巻き数比，Vout は出力電圧を示

S9S5す。(1)式より，右辺第二係数の変動が大きいほど，一次電D1D2流と系統電圧の非線形性が増すため，入力電圧ピークでひLfvin Cfずみが増大する。そこで，著者らはこれまでに線形化係数

Cdc

D3を(3)式に示す。
.............................. (3)S7S10VoutC2S12D4S8(b) Parallel operation (Mode4)

Fig. 3 Parallel operation in the proposed flyback converter.の寄生容量で発生する共振電流を用いてソフトスイッチンa(t)を Ton に乗算することで(1)式の非線形項を相殺するこグを達成する。共振期間は励磁インダクタンスに蓄積されとができる。

3.

S6C1S11(t)を適用した入力電流ひずみ補償法を提案している。(t)1 + M (t ) | Vin sin(t ) |=+1M (t )
NVout

Vout

S12D4

ここで Vin は系統電圧振幅，Le はフライバックトランスの (t ) =

Vout

S12D4

じて放電期間 Toff(t)が変動するため，可変周波数制御とな

NVout
M (t )=
1 + M (t ) Vin sin(t ) + NVout

S6C1S11* での疑似共振駆動では入力電圧に応Don (t ) =S9S5
D1たエネルギーが負荷に供給され，励磁電流が 0A になったのちに共振期間を設ける。励磁電流が負荷に供給される期

疑似共振駆動間 Toff は(4)式で表される。

図 4 に疑似共振駆動におけるフライバックコンバータのToff =制御ブロック図を示す。疑似共振駆動ではトランスの励磁インダクタンスと漏れインダクタンス Lleak，1 次側スイッチ
2

Lm Vin sin( t )
Le

NVout

*

Ton − Tdaed .................................... (4)ここで，Lm はフライバックトランスの励磁インダクタン

DSPス，Tdead はデッドタイムを示す。

FPGATon*

放電期間後，ゼロ電流期間へ移行しフライバックトラン

Toff =

vin_det ABS
Vout_det
Detection

スの自己インダクタンスと Coss による直列共振が始まる。
Coss は電圧依存性があるが本論文では 1300 pF として計算を

Lm vin_det*
Le NVout_det Ton -Tde ad

Toff

Tde la y*
im_de tDetection行った。直列共振の共振周期 Tres を(5)式に示す。

Gate 8
Pulse
Gen. S5~12ZCD
ZCD: Zero current detection

Tres = 2 ( Lm + Lleak )  Coss ......................................... (5)Fig.4. Control block diagram of quasi-resonant operation.
Tde la y
Tde adTon
Tof f

1 次側スイッチに共振電流が流れることで共振電圧はほぼピーク付近から減衰を始めるため， 1 次側スイッチ vDS

Gate-signal(Series: S7 Parallel: S5,S8)

がバレー(谷)になる期間 Tdelay は共振周期の 1/2 となる。Tdelay
で充電期間へ移行することでソフトスイッチングを達成すGate-signal(Series, Parallel: S9,S10 ,)る。
DSP では入力電力から導出されるオン期間指令 Ton*が事

Gate-signal(Series, Parallel: S11 ,S12 )前に与えられ，(4)式より Toff が導出される。各期間の指令値(Ton*, Tdead, Toff, Tdelay)は FPGA へ送られ，各ゲート信号へ

Valley switching
Drain-Source voltage(Series: S7 Parallel: S5,S8)変換される。
図 5 に疑似共振駆動における定常動作波形を示す。各期

Drain-Source voltage(Series, Parallel: S11 ,S12 )間の詳細な動作は以下に示す。

ZVS<t0-t1:充電期間>
im

1 次側スイッチ(直列接続：S7, 並列接続 S5, S8)がターンオンし，フライバックトランスに入力電圧が印加される。こiclampの期間では入力電圧に比例して励磁電流が増加し，トランスに磁気エネルギーを蓄積する。

t0t1 t3
t4 t0t2
Fig.5. The waveform of active clamp flyback converter with quasiresonant operation.
Table. 1. Experimental parameters
SymbolValue
100 W
Input PowerP
Output Voltage
Vout
24 V
Input Voltage
vin150, 300 Vrms
Turns ratio
N:14:1
Magnetizing Inductance L1m
199.5 mH
Leakage InductanceL1lea k5.8 mH<t1-t2:デッドタイム&1 次側スイッチ充電期間>
1 次側スイッチがターンオフし，1 次側スイッチの寄生容量 Coss が充電される。寄生容量ヘの充電は 1 次側スイッチの vDS が(6)式の関係を満たすまで続く。

vpri_DS = Vin sin(t ) + NVout ........................................... (6)ただし，直列運転の場合は各トランスにそれぞれ出力電圧の巻数比倍の電圧が印加されるため，右辺第二項の NVoutは 2NVout となる。
<t2-t3:デッドタイム&クランプスイッチ放電期間>

Magnetizing Inductance

L2m

203.9 mH

t1-t4 期間中にクランプスイッチ(S11, S12)の寄生容量は放電

Leakage Inductance
Snubber CapacitorFilter Inductor

L2lea kC1,2Lf

6.6 mH3 mF
2.2 mH

Filter Capacitor
Smoothing Capacitor

CfCdc

1 mF
3.3 nFする。放電が完了次第，ボディーダイオードを介して励磁電流を循環する。この期間で寄生容量の放電を行うことで，t4 においてクランプスイッチの ZVS を達成する。
< t3-t4:放電期間>

4. 実験結果

2 次側スイッチ(S9, S10)がターンオンし，t0-t1 に蓄えられた磁気エネルギーを負荷へ出力する。このとき，励磁電流に

表 1 に実験条件を示す。実験では提案回路の妥当性を確

は放電電流とクランプによる循環電流が流れる。放電期間認するため，入力電圧 150 Vrms 時に並列動作，300 Vrms 時には(1)式で表すことができる。

直列動作を行った。また今回は，疑似共振駆動のゼロ電流

なお，Le は直列運転の場合，フライバックトランスの励期間を実験的に決定した。なお，今回は<2.3>章で言及した

磁インダクタンスと漏れインダクタンス Lleak の和を 2 倍，非線形補償は適用していない。

並列運転の場合は 1/2 倍する必要がある。

図 6(a)に 150 Vrms，100 W における並列運転動作時の系統<t4-t0:ゼロ電流期間>

電圧，系統電流の動作波形，図 6(b)に入力電流(i1)，第 1 ト

2 次側スイッチをターンオフし，フライバックトランス

ランス 1 次電流(itra1)，第 2 トランス 1 次電流(itra2)の拡大波の自己インダクタンスと Coss による直列共振が始まる。(2)形を示す。図 6(a)より入力電流が正弦波状に制御できてい式で表される Tres の 1/2 のタイミングでターンオンすることることを確認した。今回は非線形補償を適用していないがで，1 次側スイッチのソフトスイッチングを達成する。
3

4.0[ms/div]
1.55 %
Grid voltage:vin THD
250[V/div]

4.0[ms/div]
Input voltage:vin 250[V/div]
0V

0V

Input current:iin 500[mA/div]

Grid current:iin 1[A/div]
0A
0A

(a)

The waveform in the grid period.

(a)

The waveform in the grid period.

1.0[ms/div]

2.0[ms/div]
Grid voltage:vin 250[V/div]

0A

Input voltage:vin 250[V/div]
0V

0V
0A

Primary current:itra1 5[A/div]
Grid current:iin 1[A/div]

Input current:iin 500[mA/div]

Dividing voltage

0A
0A

0A

Primary current:itra2 5[A/div]
Input current:iin 5[A/div]
Current peak 5.2[A]0A

Dividing current

420[V]

Transformer voltage :vtra1 250[V/div]

0V

220[V]
Transformer voltage :vtra2 250[V/div]

0V

200[V]
Drain-source voltage :vDS_S7 250[V/div]

Current peak 2.6[A]
Achieving Soft-switching

0A

Primary current:itra1 5[A/div]

0V

0A
0V

Primary current:itra2 5[A/div]

Gate-source voltage :vGS_S7 25[V/div](b)Magnified waveform.

Fig. 7 Operation waveform in the series operation.

(b)Magnified waveform.

Fig. 6 Operation waveform in the parallel operation.

達成した。また，並列運転では 2 台のトランスによる入力

正弦波波形を維持できている。これは今回の条件では可変電流の分流効果を確認した。一方，直列運転では 2 台のト周波数範囲が低く非線形項の影響が少ないためであると考ランスによる入力電圧の分圧効果を確認した。

える。また，図 6(b)のトランス 1 次電流ピークより，並列今後は直並列切替動作による効率改善の評価，および入動作の分流効果を確認した。しかし，系統電圧 0V 付近で力電圧範囲を広げた場合の提案回路の有効性の検討を行

系統電流が流れず，THD が 4.7%である。これは，平滑コンう。

デンサによって整流器後段の電圧が系統電圧以上に保たれることに起因する。小容量の平滑コンデンサや同期整流器を使用することで改善が見込める。

文

図 7(a)に 300 Vrms，100 W における直列運転動作時の系統電(1)献

R. M. Burkart and J. W. Kolar “Comparative η–ρ–σ Pareto Optimization of
Si and SiC Multilevel Dual-Active-Bridge Topologies With Wide Input
Voltage Range”, IEEE Trans. on Power Electron, Vol. 32, No. 7, pp. 52585270 (2017)(2) Haibing Hu, Member, Xiang Fang, Frank Chen, Z. John Shen and Issa
Batarseh, : “A Modified High-Efficiency LLC Converter With Two
Transformers for Wide Input-Voltage Range Applications,” in IEEE Transon Power Electron, Vol.28, No.4, pp. 1946-1960 (2013)(3) L. Gu, W. Liang, M. Praglin, S. Chakraborty and J. Rivas-Davila, "A WideInput-Range High-Efficiency Step-Down Power Factor Correction
Converter Using a Variable Frequency Multiplier Technique," in IEEE Transon Power Electron, vol. 33, no. 11, pp. 9399-9411, Nov. (2018)(4) M. Pahlevaninezhad, P. Das, J. Drobnik, P. K. Jain and A. Bakhshai, "A ZVSInterleaved Boost AC/DC Converter Used in Plug-in Electric Vehicles," inIEEE Trans on Power Electron, vol. 27, no. 8, pp. 3513-3529, Aug. (2012)(5) 河合勇貴, 菊地尚斗, 渡辺大貴, 伊東淳一: 「幅広い入力電圧範囲に対応する直並列切り替え型フライバックコンバータの入力電流ひずみ補償法」, 2022 年度電気・情報関係学会北陸支部連合大会, Vol. ,No. , pp. (2022)(6) 河合勇貴, 菊地尚斗, 渡辺大貴, 伊東淳一: 「幅広い入力電圧に対応可能な直並列切替型フライバックコンバータ」, 電子デバイス/半導体
電力変換合同研究会, Vol. , No. SPC-22-187, pp. 93-97 (2022)

圧，系統電流の動作波形を，図 7(b)に第 1 トランス 1 次電圧，第 2 トランス 1 次電圧，1 次側スイッチ S7 vDS，1 次側スイッチ S7 vGS の拡大波形を示す。図 7(a)より，並列運転同様に系統電流を正弦波に制御できていることを確認した。並列運転時と比較して電流ひずみが増加しているが，直列運転時はスイッチング周波数が電流平均値の低下に伴い増加するため，上述した非線形の影響が大きいと考えられる。
図 7(b)よりトランス 1 次電圧の和が系統電圧と等しいた
め，直列動作の分圧効果が確認できる。また，疑似共振動作によって S7 はソフトスイッチングを達成している。

5. 結論
本論文では，直並列切替型フライバックコンバータの疑似共振駆動による各運転モードの動作検証を行った。実機検証では，疑似共振駆動によりソフトスイッチング動作を4