非接触給電システムにおける放射ノイズを低減する
パッシブフィルタの構成に関する実験的考察
学生員

楠居琳太郎

上級会員

伊東正員

中田祐樹

正員

日下佳祐

(長岡技術科学大学)

淳一

Fundamental Evaluation of Passive Filter Configuration
for Radiated Emissions Reduction from Wireless Power Transfer System
Rintaro Kusui, Student Member, Yuki Nakata, Member, Keisuke Kusaka, Member,
Jun-ichi Itoh, Senior Member (Nagaoka University of Technology)

This paper experimentally considers the passive filter configuration for radiated emission reduction from wirelesspower transfer (WPT) system. The radiated emissions are measured from WPT system with or without normal modefilter and common mode transformer. The experimental result shows the LCC-LCC compensation reduces the radiatedemission by over 30dB and CMT reduces by about 5dB in higher components. In addition, the shield cable may reduce
the higher components of noise from gate drivers and signal wires.
キーワード：非接触給電システム，放射ノイズ，パッシブフィルタ，SS 補償，LCC-LCC 補償

Keywords：Wireless power transfer, Radiated emissions, Passive filter, S-S Compensation, LCC-LCC compensation

1. はじめに

2. 非接触給電システムの構成

これまでに非接触給電システムから生じる放射ノイズの〈2･1〉 実験回路構成

図 1 に非接触給電システムの基本波や低次高調波を低減する手法が提案されている (1)-構成を示す。一次側と二次側の変換器はフルブリッジイン(5) 。しかし，これらの手法では高次高調波については原因バータを適用し，二次側インバータは導通損失を低減するや対策等は十分に検討されていない。一方で，電力変換器ために同期整流する。一次側と二次側の直流部は接続してにおける放射ノイズはコモンモードとノーマルモードの電おり，電力を循環させる。これにより直流電源はシステム流が原因であることが示されており，コモンモードトランで生じる損失のみを出力する。また，それぞれの直流部にス(CMT)やノーマルモードフィルタ(NMF)等により低減ではコモンモードチョークと Y キャパシタが接続されていきる(6) 。多くの電力変換器は出力周波数とノイズが生じるる。これにより，電力循環によるノイズへの影響をなくし周波数帯域が大きく離れているため，回路動作とはほぼ独ている。インバータと伝送コイルの間に，補償回路とフィ立に CMT や NMF を設計できる。しかし，非接触給電シスルタを接続し，それらの構成は図 2 に示す。

テムはスイッチング周波数と出力周波数が等しく，放射ノ

図 2 に補償回路とフィルタの構成を示す。図 2(a)は伝送イズを低減する必要がある帯域も伝送周波数と非常に近コイル L1，L2 と変換器の間に直列に共振コンデンサ C1，C2い。このため，回路動作に干渉しないフィルタ構成が要求が接続される直列-直列(SS)補償である。図 2(c)は SS 補償にされる。

直列インダクタ Lf1，Lf2 と並列キャパシタ Cf1，Cf2 を適用しそこで本論文では，非接触給電システムにおける放射ノた LCC-LCC 補償の構成である。追加したインダクタとコイズの要因について，NMF として働く LCC-LCC 補償の適ンデンサによって，ノーマルモードのインピーダンスが大用や CMT の有無による放射ノイズの変化を実験により評きくなるため伝送コイルに流れる高調波が低減できる。ま

価・考察し，放射ノイズを有効的に抑制可能なフィルタのた，追加したインダクタとキャパシタの共振周波数を伝送構成や設計指針等を明らかにする。

周波数に合わせることで，電力伝送に影響を与えることな1

く動作可能である。図 2(b)と(d)，(e)は SS 補償もしくはS11LCC-LCC 補償に CMT を追加した構成である。本実験では

S1 3

S21

S2 3CYCMT に用いる磁性体として，フェライトとファインメット

CYkVDCを使用し，それぞれの動作の比較も行う。図 2(b)と(e)の構

Fig. 2. L1

CDC

成では一般的な CMT 同様に結合係数を高く作成し，ノーマ

S12

L2 Fig. 2.

S1 4CY

ルモードの経路に影響を与えないようにする。一方でフェCDC
S22S24CY

ライトは伝送周波数である 85kHz や 3 次，5 次高調波においても良好な特性を示す。そのため，図 2(d)の構成ではFig. 1. Configuration of wireless power transfer system.
2Cx
2Csx
2Cx
L /2CMT の結合係数を意図的に弱め，漏れインダクタンスをフfxィルタインダクタとして積極的に共振に使用することがで

Lcmx

きる。これにより，磁性体の追加無しで CMT と LCC-LCCkCfx

1

補償を適用できる。
SS 補償において所望の〈2･2〉 直列-直列(SS)補償

共振角周波数，結合係数 k で電力 P を伝送するときの伝2Csx

28 VDCx
Lx = 2( x = 1,2) ........................................ (1) k P
1
Cx = 2( x = 1, 2 ) .............................................. (2)
 Lx

kCfx

LCC-LCC 補償は(3)式の共振k

1

Lfx/2

Cfx
2Csx

(d) LCC-LCC with CMT (ferrite) (e) LCC-LCC with CMT (Finemet)
Fig. 2. Configuration of compensator and filter.と伝送コイルの比 は結合係数 k となる。そのときのインダクタンス比も(6)式より k となる。したがって，LCC-LCC

C1 + C f 1
C2 + C f 2
11.. (3)2 ====
L1C1C f 1
L2C2C f 2
L f 1C f 1
L f 2C f 2

補償におけるフィルタインダクタは(7)式で設計できる。
28 VDC2( x = 1,2) ....................................... (7) 2 P
図 2(d)の構成を適用する場合，CMT の巻数を適切に設計

Lf 2 =

LCC-LCC 補償では，4 つのコイルのインダクタを設計する必要があるが，出力電圧の式のみでは 4 つのパラメータを導出できない。そこで 2 つの無次元数，と 1 つの仮定する必要がある。所望の Lfx (x = 1, 2)を得るために必要な励を適用してインダクタンスを設計する。  は等価交流抵抗

磁インダクタは結合係数を kt とすると(8)式より求まる。

Req と二次側伝送コイルのインピーダンス L2 の比とし，
は L1 と Lf1，L2 と Lf2 の比である。ここで，ダイオード整流

Lcmx =は(4)式により求められる(8)。

28 VDC
2............................................................... (4)2 P(3)式を満たしているとき LCC-LCC 補償における一次側と二次側の直流電圧比は 2 つの無次元数 = Req/L2,  = Lf1/L1

Req =1 L fx................................................................ (8)2 1 − kt

ここから，コアの断面積 Ae，磁路長 le，比透磁率r とす
ると CMT の巻数 Nx は(9)式で求められる。

Nx == Lf2/L2 を用いて(5)式で表せる。

Lcmxler 0 Ae.............................................................. (9)

ここで，CM チョークに最大電流 Imax が流れたときにコ

L1............................................................ (5)L2アに生じる磁束密度は(10)式より導出され，これが使用する磁性体の飽和磁束密度を超えた場合，コアの再選定が必

ここで，仮定として一般的な変圧器と同様，巻数比と電要となる。

圧比が一致するようにインダクタを設計する。これによBmax =り，定義した 2 つの無次元数が(6)式を満足することで，所望の電力を得ることができる。
k=2Csx

Lfx/2
Lf_cmx2Csxを得ることができる(1)。

VDC1  2=
VDC 2  k

0.992Csx(c) LCC-LCC compensation

Lf_cmx

条件を満足させることで，SS 補償と同様の定電流出力特性器の等価交流抵抗 Req

2Cx(a) SS compensation (b) SS with CMT

送コイルと共振キャパシタは(1)，(2)式で設計できる(7)。

〈2･3〉 LCC-LCC 補償

Lfx/22Cx

Lcmx I max............................................................ (10)N x Ae3. 実験による比較

2.......................................................................... (6)〈3･1〉 実験条件

非接触給電システムでは伝送コイルが放射ノイズのアン

表 1 に実験条件を示す。実験は直流電圧 200V, 定格電力 1kW とし伝送周波数は 85kHz としテナとなるため，比較のためにすべての構成で同じ伝送コた。また，一次側と二次側のコンバータは同一のコントロイルを使用するとし，SS 補償での設計値を適用する。(1)式ーラによって駆動した。フィルタインダクタとフェライトから二次側コイルのインダクタンス L2 を設計すると，負荷2

Table 1. Experimental condition.
Prameters
Symbol
DC voltage
VDC,VDC2Rated output power
PoutTransmission frequency
fCoupling coefficient
kTransmission coil
L1,L2
Filter inductor
Lf1,Lf2
CM choke for SS
Lcm1,Lcm2
CM choke for LCC
Lf_cmf_1,Lf_cm2
Series capacitors for SS
C1,C2
Series capacitors for LCC
Cs1,Cs2
Filter capacitors
Cf1,Cf2を 使 用 す る CMT に つ い て は 同 一 の コ ア (EPCOS ETD
49/25/16)を使用した。また，図 2(b)の構成で使用するフェライト CMT の巻数はフィルタインダクタの巻数と同数とし，ギャップはゼロである。ファインメットを使用した
CMT はトロイダルコアに一層だけ巻き，巻数は 5 である。
〈3･2〉 動作波形

図 3(a)に図 2(a)の構成における動作波形を，図 3(b)に図 2(c)の構成における動作波形を示す。動作波形から SS 補償，LCC-LCC 補償共に，一次側と二次側の力率がおおよそ 1 であり，インバータと整流器の出力電圧にサージ電圧が発生していないことから共振条件を満たし，ZVS が達成されていることが確認できる。
〈3･2〉 漏えい磁界評価

図 4 に SS 補償と LCC-LCC0補償をそれぞれ適用した非接触給電システムの漏えい磁界

Value
200 V
1 kW
85.0 kHz0.2 216 H
42 H318 H
1.69 mH
16.2 nF
19.9 nF
84.7 nF

Inverter output voltage va c1 [200V/div]の測定結果を示す。シールドルーム内にて漏えい磁界は伝Primary coil current iac1 [20A/div]

送コイルの中心から 80cm の距離でループアンテナ(EM-06992，6cm H-field プローブ)を用いて測定した。フロアノ
イズは実験と同じ状態かつ直流電圧がゼロである条件で測0定した結果である。フロアノイズで現れている 9MHz 近傍のノイズは接地線から，25MHz 近傍ではゲート信号線並び

Rectifier output voltage va c2 [200V/div]

ゲートドライバより発生する放射ノイズである。
図 4 の測定結果より，LCC-LCC 補償によって数百 kHz か0

Secondary coil current ia c2 [20A/div]

4[s/div]

ら 8MHz 以下にかけて 30dB 以上低減している。これはフィ(a) SS compensation without CMT

ルタインダクタとフィルタキャパシタがノーマルモードに対するカットオフ周波数 85kHz の LPF として働き，伝送コInverter output voltage vac1 [200V/div]

イル電流の高調波が抑制されるからである。一方で，カッ0

トオフ周波数に近い 3 次や 5 次の低次成分は大きな低減効

Primary coi l current i1 [20A/div]

果が得られない。これらの帯域では変換器の構成や制御，0コイル構造の変更により低減する必要がある。

Primary inverter output current ia c1 [20A/div]

図 5 に SS 補償，LCC-LCC 補償に CMT を接続したときの0構成を示している。フェライトで作成した CMT は自己共振

Rectifier output voltage va c2 [200V/div]

点が 1MHz 程度であり，10MHz 以上ではアドミタンスが高0くなり有効な低減効果が得られない。一方，ファインメッ

Secondary coi l current i2 [20A/div]
Secondary rectifier input current iac2 [20A/div]

トは Q 値が低く 30MHz においても十分高いインピーダンスを持つため，5~10dB 程度放射ノイズを低減した。
〈3･3〉 有効なフィルタ構成と設計指針

4[s/div](b) LCC-LCC compensation without CMT
Fig. 3. Operation waveforms

表 2 に従来方式と本実験で得られたで放射ノイズの効果的に低減する

次成分はフィルタインダクタの自己共振周波数を 10MHz 以ためのフィルタ設計指針についてまとめた表を示す。放射上となるよう，寄生容量の小さき巻き方を取ることで改善

ノイズの基本波や低次高調波はノーマルモードの電流が要される。また，高次成分は主回路の動作によるだけでなく因としては非常に大きいため，LCC-LCC 補償が有効であ駆動回路や信号線からもノイズが発生。そのため，主回路る。しかし，NMF のカットオフ周波数に近い基本波付近やと制御回路間の配線を短くすることやシールド線を採用す自己共振点を超える高次成分は効果が低い。基本波成分にることが効果的であると考えられる。また，実験では主回関しては回路構造やコイル構造により低減できる(3)~(5)。高路と伝送コイル間が近く，コモンモード電流が放射ノイズに与える影響が小さいため CMT による低減効果が小さかっ

Table 2. Reduction effect by each additional method

Converter or coilconfiguration(3)~(5)Normal mode filter
CMT

Fundamental

Lower

Higher(below 0.5MHz)(0.5MHz ~ 10M Hz)(over 10MHz)

Converter: PWM or Multilevel
Coil: Shield winding or material
WPT operates in resonance condition.
Not to affect in this band.
CMT has low impedance
Not to affect in this band.

Dose not reduce noise by configuration of converters or coils.
LCC-LCC compensation
Designed by (3) and (6).
If CMT operate in this band,
higher components is increased.
3

Lf reduces noise
if self resonance frequency is high.
CMTwith high impedance and low Q
Finemet CMT can reduce the noise.

Finemet CMT reduce noiseby 5-10dB.
Ferrite increase noiseby self resonance of CMT

From gate driverand gate signal wire
From earth wire
SS comp.

With CMT(ferrite)
With CMT(Finemet)
Floor noise

Floor noise(a) SS compensation(a) SS compensation

Increase noisecaused by resonance of filter inductor

Suppressedby filter inductor and capacitor

Finemet CMT reduce noiseby 5-10dB.

LCC-LCC comp.

With CMT(ferrite)
With CMT(Finemet)
Floor noise

Floor noise(b) LCC-LCC compensation(b) LCC-LCC compensation

Fig. 4. Measurement results of radiated emission

Fig. 5. Measurement results of radiated emissionた。しかし，走行中給電のような，電源回路とコイル間のfrom WPT system without CMTfrom WPT system with CMT

距離が遠いことが想定されるアプリケーションにおいては文

コモンモード電流に起因する放射ノイズが大きいことが予献(１) 松尾 他, “Bipolar コイルを用いたワイヤレス給電システムの損失解析に基づく高効率動作指針”,電力技術/電力系統技術/半導体電力変換合同研究会, SPC-23-079, pp.55-60 (2023)(２) 三沢 宣貴：「CISPR での不要輻射許容値の国際検討状況」，自動車技術会 2019 年春季大会フォーラム EV への給電システムの最新動向, No. 20194438, pp.15-20 (2019)(３) A. Tejeda, etc., "A Hybrid Solenoid Coupler for Wireless Charging
Applications," in IEEE Trans. on Power Electronics, vol. 34, no. 6, pp. 56325645 (2019)(４) 永井 他: ｢高速スイッチング技術を利用した磁界共振型非接触給電の低次高調波における漏洩磁界低減｣, 電気学会論文誌 D, Vol. 142,
No. 5, pp. 385-392(2022)(５) R. Kusui, etc.,: "Wireless Power Transfer system with Flying Capacitor
Converter for Current Harmonics Reduction", IEEE ECCE-US 2023, pp.
1646-1651 (2023)(６) 小笠原 他: ｢PWM インバータを用いた交流電動機駆動システムが発生する EMI の測定とその低減法｣, 電気学会論文誌Ｄ, Vol. 116, No.
12, pp. 1211-1219 (1996)(７) R. Bosshard, etc.,: “Modeling and eta-alpha-Pareto Optimization ofInductive Power Transfer Coils for Electric Vehicles”, IEEE Journal of
Emerging and Selected Topics in Power Electronics, Vol.3, No.1, pp.50–64(2015)(８) R. Steigerwald: “A comparison of half-bridge resonant converter
topologies”, IEEE Trans. on Power Electronics, Vol.3, No.2, pp.174–182(1988)

想される。そのような場合には，CMT のコア材として透磁率が高く Q 値が低いファインメットのような磁性体を用いることや，フェライト等も用いる場合は同じ巻数の追加巻線を付加し，両端を数 kの抵抗で短絡することで Q 値下げることも有効と考えられる。

4. まとめ
本論文では電気自動車向けの非接触給電システムにおける漏えい磁界を低減するパッシブフィルタの構成について実験により設計指針を明らかにした。その結果，LCC-LCC補償により漏えい磁界の低次成分を 30dB 程度低減した。また，コモンモードに起因する放射ノイズについては主回路側にファインメットのような Q 値の低い磁性体を適用した
CMT によって抑制可能である。さらに。高次高調波については主回路，伝送コイルの影響だけでなく駆動回路や信号線からも放射ノイズが発生する。これらは信号線を短くすることやシールド線の適用が効果的と考えられる。
今後の予定として，10MHz 以上で生じる放射ノイズについてさらに詳細に要因を分析し，抑制手法を検討する。

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