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Introduction

LTspice ではんだごて不要な電子回路実験をしよう 川田 章弘
本書の内容と構成
本書は，次の内容で構成されています．オーディオ
周波数帯から VHF 帯までの回路設計を，LTspice を使って効率よく行う方法をマスタします．LTspice の使い方を覚えれば，本書では取り扱っていない高精度直流回路の設計検証を効率的に行うことも可能です．
▲「第 1 部

超入門！ 電子回路シミュレーション」

バイポーラ接合トランジスタを使ったスイッチング
回路のシミュレーションを例に，LTspice の使い方の基本をマスタします．電子回路の教科書に出てくる少数キャリア蓄積効果の影響を軽減させる「スピードア
ップ・コンデンサ」の効果もシミュレーションと実験により検証します．バイポーラ接合トランジスタを使った信号増幅や OP アンプ回路を使った I −V 変換回路などについても解説します．
▲「第 2 部OP アンプ回路超入門」

各社から提供されている OP アンプのマクロ・モデ
ル（ビヘイビア・モデル）を使って回路シミュレーショ
ンする方法を解説します．各種 OP アンプ回路の動作についても，ここで復習することができます．教科書を読んだだけでは理解できなかった OP アンプの使い方を本書を片手にシミュレーションしながら再学習することができます．OP アンプ回路の動作に対する理
解をより深めることができるでしょう．
▲「第 3 部ョン」

LTspice を活用することで試作実験によるカット＆ト
ライを大幅に減らすことができます．
1 GHz 帯を超えた高周波回路（分布定数回路）設計には，高周波回路 / 電磁界シミュレータが必要になります．しかし，高周波回路であっても，数百 MHz 程度の集中定数回路ならば LTspice を用いて十分に検証できます．LTspice は無償で回路規模制限なしです．はんだごてと同様，電子回路エンジニア必携の道具として活用しましょう．
● 初心者向け電子工作キットの回路動作確認
プロの電子回路技術者だけではなく，アマチュア（趣味 人 ）や 学 生 に と っ て も， 回 路 規 模 制 限 の な い
LTspice は役立ちます．例えば，雑誌や電子工作キットに掲載されている回路の動作を調べたいときにもLTspice が使えるからです．
図 A に文献（1）に掲載されているノイズ・インジェ
クタ（コムジェネレータ）回路を示します．図 A の回路のトランジスタ（BJT）は，キットの組立説明書とは異なり，現在入手の容易な表面実装タイプのものに変更
しています．キットの説明書によると，この発振回路
は，基本波が 250 Hz 程度でその高調波が櫛（Comb）状に発生する回路です．
LTspice により周波数スペクトラムを確認した結果

やってみよう！ 電子回路シミュレーシ

具体的な応用回路を例に，実設計に LTspice を積極的に活用する方法を紹介します．実際の回路設計にどのように LTspice を活用すれば良いかのヒントになるでしょう．
LTspice を活用することで，単純な設計ミス（計算間違い）の有無を試作前に確認できるほか，部品定数の最適化も効率よく行えます．回路に含まれる特定の部品定数を増減させたとき，全体の特性がどのように変 化 す る か を 定 性 的 に 把 握 す る こ と が 容 易 で す．

4

図 A（1） ノイズ・インジェクタ回路
ラジオの調整などに使用する．

LTspice ではんだごて不要な電子回路実験をしよう

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第1部

超入門！ 電子回路シミュレーション
第1章

入門Ⅰ

LED を点滅させたりモータを回したり止めたり

トランジスタのスイッチング
駆動技術
登地 功
本章では，マイコンや FPGA の出力で LED やフォトカプラ，小型のリレーなどを駆動できる回路を例にシミュレーションに TRY します．本章は次の STEP で構成されています．STEP1 基礎知識，STEP2 シミュレーションの準備，STEP3
シミュレーションを使って波形観測，STEP4 実験！ スイッチング速度を上げる．

STEP 1

トランジスタの用途とスイッチング回路への応用

トランジスタとは

基礎知識
本書の実験で使用する定番
バイポーラ・トランジスタ
2N3904

何十年間も超定番と呼ばれ続けていたバイポーラ・トランジス
タ 2SC1815．2010 年ディスコンになってしまった…

バイポーラ・トランジスタは，増幅素子として使われていた真空管に代わるものとして，ベル研究所のShockley
BardeenBrattain
ショックレー，バーディーン，ブラッテンの 3 人によって発明された，最初の半導体増幅素子です．
写真 1 に示すように，トランジスタには次の三つの端子があります．
●

コレクタ

ベース
（base）：コントロール信号や小さなアナ
ログ信号を入力する端子● コレクタ（collector）：電流を収集する端子

高周波トランジス
タ 2SC3837K（fT＝1.5GHz，
Cob ＝0.9pF）

エミッタ

エミッタ（emitter）：電流を排出する端子●

トランジスタにはバイポーラ・トランジスタと，JFET や MOSFET などのユニポーラ・トランジスタがありますが，ただトランジスタといった場合にはバイポーラ・トランジスタを意味することがほとんどです．
バイポーラ・トランジスタは，P 型または N 型と呼

ベース
コレクタ
ベース
エミッタ
写真 1

3 本足の増幅素子 バイポーラ・トランジスタ

第 1 章と第 2 章の実験で使う．

P

ばれる 2 種類の半導体で構成されています．P 型半導体の電気の運び屋（キャリア）は正孔で，N 型半導体の場合は電子です．これがそのバイポーラ（bi−polar，
二つの極性）と呼ばれる理由です．
▶ダイオードが 2 個接続された部品と見ていい

汎用小信号トラン
ジスタ 2SC1623（2SC1815と特性が似ている）

N

N

P

N

P

（a）NPN型バイポーラ・
トランジスタ（b）PNP型バイポーラ・
トランジスタ

図1

バイポーラ・トランジスタには NPN と PNP の 2 種類ある

図 1 に示すように，バイポーラ・トランジスタには，NPN 型と PNP 型があります．両者は P と N がサンドイッチされた構造になっており，P と N の接合部が 2箇所あります．PN 接合が二つあるので，等価回路としてダイオードを 2 個接続したように見えます．しかダイオードと同じ PN 接合を二つもっているので，等価的にダイオード

し二つのディスクリートのダイオードを単につなぎ合です．

が 2 個接続された部品として見ていい．

わせても増幅作用は起きません．なぜなら，増幅作用のかぎは二つの接合間の距離が極めて近いことだから

トランジスタとは

7

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入門Ⅱ
第2章

弱弱しい信号の電圧や電流を大きく力強く

トランジスタを使った信号増幅技術登地 功

本章では，トランジスタにアナログ信号を入力し，その形ができるだけ壊れないようにしたまま振幅を大きくする「増幅」の技術をマスタします．本章は次の STEP で構成されています．
STEP1 トランジスタ 1 個で信号を増幅する方法，
STEP2 シミュレー
ションの準備，STEP3 シミュレーションを使った回路の評価，STEP4 半導体メー
カが提供する部品モデルを使う，STEP5 実際に組み立てて答え合わせ，STEP6 コ
レクタ接地増幅回路のシミュレーションと実験．

増幅動作させる方法とそのメカニズム

STEP 1 トランジスタ1個で信号を増幅する方法● 増幅とは…入力信号の電力を大きくすること
増幅とは，簡単に言うと小さな信号を大きくすることです（イラスト）．
電子回路では，電圧が大きくなって電流が小さくなったのでは，増幅されたとは言いません．入力電力より出力から得られる電力のほうが大きくなっていなけ
ればなりません．
例えば，1 次巻き線より 2 次巻き線の巻き数が多い
トランスの 1 次側に電圧を入力すれば，2 次側に大きな電圧の信号が出力されますが，これは増幅とはいいません．というのは，2 次側から出力される電流は 1次側に入力する電流よりも小さくなっているからです．

つなぎ方と信号の出入口が異なる
3 種類のトランジスタ増幅回路
図 1 〜図 3 にトランジスタ 1 個の増幅回路を 3 種類
示します．
（1）エミッタ接地接続（図 1）
多くの教科書に最初に書いてある接続です．図 1 からわかるように，エミッタがグラウンドに接続されています．ベースに信号を入力してコレクタから出力を取り出します．電圧と電流の両方がそこそこ大きくなって出力されます．入力信号の電力と出力信号の電力の比（電力ゲイン）は，三つの増幅回路の中で一番大きく取ることができます．
入力インピーダンスが比較的低く，出力インピーダンスが高いので，負帰還をかけたり，コレクタ接地増
幅回路（エミッタ・フォロワ）と組み合わせて特性を改善して利用することが多い回路です．
（2）コレクタ接地接続（図 2）
ベースに信号を入力して，エミッタから出力を取り出します．コレクタは，グラウンドではなく，電源にイラスト 小さなものを大きくするのが増幅

28

第 2 章 トランジスタを使った信号増幅技術接続されていますが，交流の信号から見れば，電源もグラウンドも電位が変動しないので同じです．つまり
図 2 のコレクタは接地されていると考えることができます．
この回路は，電流を大きくして出力することができます．電圧ゲインはほぼ 1 倍です．
入力インピーダンスが高く，出力インピーダンスが低いだけでなく，小さな入力電流で大きな電流を出力

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実践Ⅰ
第3章

確実に動く増幅技術をマスタする

オーディオ・アンプ回路
川田 章弘
の設計
本章では，ヘッドホン・アンプを例に，シミュレーションを使った増幅回路の設計法とその手順をお見せします．本章は次の STEP で構成されています．
STEP1 手計算とシミュレーションで特性をチューニング，STEP2 シミュ
レーションで仕上がり特性をチェック，STEP3 実際に組み立てて特性を測る．

無信号時の直流電位と帰還前のゲイン周波数特性をチェック

STEP 1 手計算とシミュレーションで特性をチューニング
こんな回路● 市販のアンプを参考にします
本章では，± 12 V 直流電源で動作するヘッドホン・
アンプを設計してみます．
ヘッドホン・アンプの回路には種々の方式があります．個人的には，図 1 に示すような OP アンプ型のアーキテクチャ
（高ゲインのアンプを極分離によって位相補償するというワイドラー型）が好みなのですが，今回は世間で音質が良いと評判の回路を参考に設計してみました．
ベースとした回路は，参考文献（1）（p.34）に載っている A−S2000 というヤマハのプリメイン・アンプに内蔵されているヘッドホン・アンプです．元の回路は± 60 V 電源で動作させる回路ですが，ヘッドホン・
アンプのためだけに高電圧の電源回路を用意するのはカレント・ VCC
ミラー回路

出力インピーダンス RO

CC とRO ででき

極分離位相補償る零点の影響をなくすバッファ・
アンプ

CC

差動アン
プ
（初段）

2段目
アンプ

入力

テール電流

出力
バッファ

帰還抵抗

VEE
図1

56

アンプのアーキテクチャの一例（OP アンプ・タイプ）

第 3 章 オーディオ・アンプ回路の設計

出力

大変ですから，より一般的な± 12 V 電源で動作する
ように再設計しました．
設計に使用するトランジスタは，SPICE モデル・
パラメータの充実しているトランジスタ（ローム）を使用し，入力差動回路にはペア JFET
（三洋半導体，現
オン・セミコンダクター，現在は廃品種）を使いました．この JFET のみ，自作の簡易 SPICE モデル・パラ
メータを使用しています．
CPH6901 は，表面実装タイプのペア JFET です．自作の簡易モデルは下記のようなものです．

.model JCPH6901 NJF(beta=3.8m
vto=-0.80 cgd=0.9p cgs=5.0p)

手計算で回路各部の無信号時の電位「直流動作点」をチューニングします● まず初段の増幅回路に着目設計したヘッドホン・アンプの回路を図 2に示します．
初段の差動増幅回路には，JFET ペアの CPH6901 を使用し，トランジスタを併用してカスコード・ブート
ストラップ回路を構成しました．ドレイン−ソース間電圧を固定することで，差動増幅回路から発生するひずみ率の改善が期待できます．固定電圧は，ツェナー・
ダイオードの 2 V で決めます．このツェナー・ダイオ
ードは，LED でもよいでしょう．
差動増幅回路のテール電流I tail は，2 mA にしました．
テール電流の大きさによってアンプのスルーレートな
ど の 特 性 が 変 化 し ま す． 電 流 は 小 さ く し す ぎ る とJFET の V GS 電圧のばらつきが大きくなります．このばらつきを吸収するには，抵抗 R 1 と R 2 を大きくする

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実践Ⅱ
第4章

D − A コンバータの周辺回路を例に

電流−電圧変換とフィルタリングの技術 川田 章弘
本章では，ディジタル信号をアナログ信号に変換する IC D − A コンバータの周辺回路の設計にシミュレーションを生かす方法を紹介します．本章は次のSTEP で構成されています．STEP1 D − A コンバータ用の電流−電圧変換回路の設計，STEP2 オーディオＤ−Ａコンバータ用ロー・パス・フィルタの設計

ディジタル信号をアナログ信号に変換する IC と組み合わせる

STEP 1 D−Aコンバータ用の電流−電圧変換回路の設計● カットオフ周波数 100 kHz の I −V 変換回路の定数を手計算で求める
図 1 に示すのは，電流を電圧に変換する典型的な回路（I −V 変換回路）です．低周波の電流−電圧変換でよく使われています．− 3 dB 遮断周波数はRC フィルタの特性と同じです．
フォト・ダイオード用の I −V 変換回路では，パルス応答特性と安定性を考慮して，図 2 のような計算によって位相補償コンデンサの値を決めます．
オーディオ用の D−A コンバータの場合，なぜか出
力電流源の並列容量 C D が記載されていないことが多いため，図 2 のような計算によってコンデンサを最適化することができません．− 3 dB 遮断周波数によってコンデンサの値を決めることが一般的なようです．
▶定数の決めかた● シミュレーションでゲインと群遅延の周波数特性を調べます
図 4 にシミュレーション回路を示します．ゲイン−
周波数特性と群遅延特性をシミュレーションした結果を図 5 に示します．
図 3 に示した設計から，トランスインピーダンスは820 Ωですから，トランスインピーダンス・ゲイン G
は次のとおりです．

G ＝ 20 log（820）＝ 58.276 dB
図 5 の結果から，フラットな周波数帯域でのトラン
スインピーダンス・ゲインは 58.276 dB であり，設計
CF

こ こ で は， オ ー デ ィ オ 用 の D − A コ ン バ ー タ
PCM1795（ テキサス・インスツルメンツ）に使う I −V
変換回路を想定して，図 3 のような手順で定数を決め
ました．

RF

電流出力タイプのD-Aコンバータ

Iin

CCM
CDI FF

CD

CCM
CCM ：入力容量（同相）
CDI FF ：入力容量（差動）DACの出力容量
位相補償

CF

Iin

トランスインピーダンスRF は，

RF
入力

RF ＝
出力

Vout
Vout ＝RF Iin
トランスインピーダンス：RF
図1

Vout

OP アンプを使った代表的な I −V

変換回路
（トランスインピーダンス・ア
ンプ）

Vout

Iin

より求める．CF は次式で求める．
Cin ＝CD ＋CDI FF ＋CCMとすると，次のようになる．

CF ＝

Cin

πGBW RF
ただし，GBW：OPアンプのゲイン帯域幅積
図 2 I −V 変換回路の一般的な設計法

D−A コンバータ用の電流−電圧変換回路の設計

73

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第2部

OP アンプ回路超入門
第5章

汎用 OP アンプでシミュレーションの基本を学ぼうOP アンプから始める
登地 功
OP アンプ回路のシミュレーション，最初は汎用 OP アンプを使った反転アン
プを取り上げます．
本章では，回路図入力を行ってから，信号波形をオシロスコープのように表示する「過渡解析」を実行して信号を観測します．

本章では，アナログ回路を設計するときに避けて通る こ と の で き な い IC「OP ア ン プ 」 の 動 作 を，
LTspice を使って確認しながらマスタしていきます．
LTspice は，誰でも無償でダウンロードでき，パソコ
ン上で電子回路の設計や学習が可能なシミュレーショ
ン・ソフトウェアです．本書付属の CD−ROM に収録されており，すぐにインストールできます．
気を付けなければならないのは，シミュレーションと現実の回路は必ずしも動作が一致しないということです．第 2 部では，LTspice で回路動作を理解したら実験で動作を確認する，という流れで進めます．

今すぐ誰でもパソコンで試せる● 0 円なのに実用にも十分使える「LTspice」
電子回路シミュレータはいろいろあるのですが，無料で使えるものの多くは，機能や使用期限が限定された「評価版」です．
ところが，LTspice はシミュレーションできる回路規模に制限がなく，機能的にも製品版のシミュレータと比較して見劣りしません．IC の内部回路や高周波回路など特殊な用途を除き，アナログ回路シミュレー
タとして十分に実務で使用できるレベルです．
どうしてこんなにおいしい話があるかというと，LTspice の製造元は，アナログ IC メーカ（リニアテクノロジー）で，あくまで IC を販売するサポート・ツー
ルとして位置付けているからです．LTspice に標準で付属している部品モデルは，リニアテクノロジー社製がほとんどですが，他社の IC やディスクリート半導体を組み込んで使うこともできます．
● 無料でどこでも簡単ダウンロードできることのメ
リット
LTspice は，会員登録などの面倒なことも不要で，リニアテクノロジーのウェブ・サイトにアクセスすれば， ツ ー ル を ダ ウ ン ロ ー ド で き ま す． 本 書 CD −ROM からインストールすればダウンロードも不要です．
このことで，筆者がパソコン上で検討した結果を，みなさんのところ（パソコン上）で再現できます（図 1）．
無料なので，回路設計上困ったときに，相談相手と同じツールを使いながら，疑問点をクリアにしていく

筆者宅（ベテラン・エンジニア）

読者宅

筆者（ベテラン・エンジニア）の設計プロセスを擬似体験できる

図1

LTspice を使えばわざわざ回路を作らなくても検討できる

他人の作った回路も再現できる．

86

第 5 章 OP アンプから始める

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第6章

反転アンプを使ってさまざまな特性を調べようOP アンプ回路を動かしてみる
登地 功
前章に続いて反転アンプ回路のシミュレーションを行います．
アンプに方形波信号を入力して過渡応答特性を観測し，続いて「AC 解析」
でアンプの周波数特性をネットワーク・アナライザのように表示してみます．
周波数−位相特性から，負帰還アンプの安定性についても考察します．

図 1 は，OP アンプを使った反転アンプ回路です．
今回は，シミュレータの機能を使いながら，この回路の動作についてもう少し詳しく見てみます．

いろんな信号を入れて出てくる信号の波形を見てみる■ 正弦波を入れてみる
回路図を描いたら，信号源を設定します．信号源
V1 を正弦波出力に設定するには，まず右クリックして現れるダイアログで［Advanced］ボタンをクリッ
クします．
次に，メニューから［Simulate］−［Edit Simulation
Cmd］でダイアログを呼び出します．Transient タブ
を選び，Stop Time を 10 m に設定し，［OK］をクリックします．回路図ウィンドウに戻るので .tran 10 mというコマンドを適当な位置に張り付けます．

VIN をクリックすると，図 2 のように波形が表示されます．
出力振幅は 10 V，信号源に設定した入力電圧は 1 Vでしたから，設計通り 10 倍のゲインが得られています．
● 0 V であるはずの OP アンプ入力端子の電圧は？
反転入力端子の電圧を見てみましょう．電圧振幅が非常に小さいので，そのまま波形を追加しても 0 V にしか見えません．別のグラフに表示しましょう．
波形ウィンドウをアクティブにして，図 3 のようにメニューから［Plot Setting］−［Add Plot Pane］を選びます．すると，中身のない新しいグラフが上に追加されるので，回路図の「VSUM」をクリックして波形を追加します．図 4 のように，OP アンプの反転入力
端子の電圧が上のグラフ中に表示されます．
OP アンプの反転入力端子は，仮想接地点と呼ばれて理想的には接地電位なのですが，OP アンプのゲイ● 入出力の波形は？
シミュレーションを実行し，回路図上の VOUT，
コンポーネントから［Opamps］
フォルダを開いてLT1013を配置

VI N
VOUT

ゲインは
R1
≒10倍
R2

ラベル

図2

VOUT，VIN をクリックしてその 2 点の波形を表示させる

図 1 のシミュレーション結果．

電圧源voltage．
［Advanced］のメニューでSI NEを指定
電圧源．15Vに設定同じラベルは
接続される

電圧源．
−15V
に設定

図 3 微少振幅の波形を見るた
めグラフを追加する
波形ウィンドウを

図 1 OP アンプを使って構成したアンプ（反転型）（第 5 章図 12と同じ）アクティブにした

電源電圧± 15 V は LT1013 のデータシートにある特性測定時の条件．

操作．

選ぶ

状態でメニューをいろんな信号を入れて出てくる信号の波形を見てみる

91

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第7章

定番から高速 OP アンプまで自由にシミュレーションしてみよう

各社の OP アンプを動かしてみる

登地 功

本章では，デバイス・メーカが提供している OP アンプの Spice マクロ・モ
デルを使って，LTspice でシミュレーションする方法を紹介します．
汎用 OP アンプに続いて，高速 OP アンプを使った回路をシミュレーション
して，高速 OP アンプを使う上での注意点を検証します．

LTspice に標準で添付されている OP アンプの部品
モデルはすべてリニアテクノロジー製です．しかし，OP アンプのメーカは他にもたくさんありますから，
リニアテクノロジー社以外のメーカの OP アンプを使ってみたいという方も多いでしょう．
LTspice は，太っ腹にもリニアテクノロジーの製品に限らず，他社の製品でも SPICE マクロ・モデルが入手できれば，そのモデルを組み込んでシミュレーシ
ョンできます．
本章では別のメーカから提供されているシミュレー
ション・モデルを使ってみましょう．

新日本無線の OP アンプでシミュレーション● セカンド・ソースあり！ 定番 NJM324を使ってみる
汎用 OP アンプとしてよく使われている，新日本無線（JRC）の NJM324 を使ってシミュレーションしてみます．モデル・ファイル名は “njm324.lib” です．
NJM324 は，定番 OP アンプ LM324 のセカンド・ソースです．ナショナル・セミコンダクター社がオリジナルですが，多くの半導体メーカがセカンド・ソース品を生産しています．とりたてて大きな欠点がない八方美人的な性能，入手性の良さ，そして低価格が受けていて広く使われています．
▶要注意！ 電源電圧範囲を超えてしまっていても動● シミュレーション・モデルをダウンロードする
新日本無線のホームページ（http://semicon.njr.
co.jp/jpn/product）からシミュレーション・モデルをダウンロードします．図 1 のように「ホーム・製品情報」のページから PSpice 用のマクロ・モデルがダウンロードできます．ユーザ登録すれば，OP アンプの他にもコンパレータや電源用 IC など，いろいろな製品のシミュレーション・モデルをダウンロードすることができます．
シミュレーション・ライブラリは PSpice 用ということになっていますが，試してみた限りでは LTspice
での使用に問題はないようです．ただし，提供元はシミュレーション結果についての保証はしていないので，自己の責任の元で使ってください．
ダウンロードした zip ファイルを解凍すると，品種ごとにたくさんのファイルができます．拡張子が .libのファイルがシミュレーション・モデルです．

ホーム・製品情報のページを表示

いてしまう
NJM324 の フ ァ ミ リ に は， 動 作 温 度 範 囲 が 広 い
NJM2902 も あ り ま す． オ リ ジ ナ ル は LM2902 で す．
こちらも多数のメーカが製造していますが，電源電圧の許容範囲がメーカによって違う場合があります．
NJM2902 は 32 V まで使用可能ですが，メーカによっては 26 V までしか許容していない場合がありますから，データシートでよく確認しておきましょう．
残念ながら LTspice では , 過大な電源電圧が加わったときの信頼性テストまではシミュレーションできません．

マクロ・モデルのダウン
ロードのページに移動

図 1 新日本無線のホームページから NJM324 のモデルをダウンロードする

新日本無線の OP アンプでシミュレーション

99

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第8章

広帯域アンプを作って実験！

高速アンプを試作してシミュ
レーションと比べる
登地 功
本章では，前章でシミュレーションした高速 OP アンプによる反転アンプを実際に組み立てて，シミュレーション結果と比較してみます．高速，広帯域の増幅回路を組み立てるためのノウハウも紹介します．

前章では汎用 OP アンプ NJM2902 と高速 OP アンプ
THS4271 で作った反転アンプをシミュレーションしました．
本章では，この回路を実際に作ってみます．ゲイン
20 dB で帯域が 40 MHz もある広帯域アンプの実験に挑戦します．40 MHz という高い周波数の信号を扱う回路を作ったりシミュレーションしたりするときは，
これまで扱ってきた低周波回路では必要のなかった「高周波センス」が欠かせません．
● 帯域 400 MHz のアンプを作ってみます
汎用 OP アンプの応用回路は，シミュレーションをしなくてもほぼ設計値どおりに動作します．ここでは
高速 OP アンプであるテキサス・インスツルメンツの
THS4271 を使い，図 1 に示す電圧ゲイン 10 倍の広帯域アンプを試作して，前回のシミュレーション結果と比べてみます．
データシートによれば，電圧ゲイン 10 倍のとき− 3dB 帯域幅は約 40 MHz，ゲインが 0 dB になる周波数は約 400 MHz です．
一般に，このくらいの広い帯域を持ったアンプで電圧ゲインを 10 倍も取ることはあまりないのですが，シミュレーション結果と比べてみるために，あえてゲインを 10 倍にしてみました．
このような広帯域のアンプは，ブレッドボードに実装するとまったく動きません．測定するときも高周波特有の技術が必要です．

ると，1 GHz では 31 Ωのインピーダンスを持ちます．
シミュレーションでは，電源は内部インピーダンス
0 の理想的な電圧源として扱えます．実際の基板には電源から伸びる長い配線があるので，高周波ではとても電圧源として見なすことができません．高周波で電源 と し て 電 気 エ ネ ル ギ ー を 供 給 す る の は， 電 源 とGND の間に入れるバイパス・コンデンサ（パスコン）
です．図 1 ではC 1 〜 C 4 がパスコンです．
部品も理想的なものとは見なせません．チップ・セ
ラミック・コンデンサのインダクタンスは，サイズによりますが，0.3 n 〜 1 nH くらいあります．
パスコンなどは，なるべく小さなサイズのものをOP アンプの電源ピンの直近に取り付けます．コンデ
ンサは自己共振周波数以上ではインダクタンスに見えますから，複数並列にしてインピーダンスを下げるとともに，インピーダンスにピークが生じないよう配慮
しなければなりません．
● 二つ目…接続するものどうしのインピーダンスを合わせる
ほとんどの高周波の測定器の入出力インピーダンス
は 50 Ωなので，被測定回路の入出力インピーダンス
も 50 Ωにしなければなりません．インピーダンス整
VCC
ネットワーク・アナライザの信号源

Vin R 2
RSません．
とくに部品や配線のインダクタンスの影響が大きく，
長
さ 5 mm のリード線のインダクタンスを 5 nH と仮定す

R1

C2

510Ω

高周波ならではのこと三つ● 一つ目…目に見えないものにも気を配る
実際に回路を組み立てるときは，シミュレーション
では考慮しなかったパスコンなどを加えなければなり

ネットワーク・アナライザの0.1μ 2.2μ 受信部

C1

50Ω

V1

51Ω

＋
U1
＋
−

−

Vout R 3

C3
THS4271
0.1μ
テキサス・
インスツル
メンツ
VEE

51Ω

C4

RL
50Ω

2.2μ

図 1 前章でシミュレーションした帯域 400 MHz の広帯域アンプを実際に試作して周波数特性を確認する

高周波ならではのこと三つ103

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非反転アンプの特徴をシミュレーション
で理解しよう

第9章

非反転アンプのシミュレーション
登地 功
本章では，もう一つの基本増幅回路である非反転アンプを解説します．
非反転アンプの特徴のひとつである高入力インピーダンス特性を生かすために，
CMOS OP アンプのマクロモデルを使ってシミュレーションしてみました．

よく使われる OP アンプ増幅回路には次の 2 種類あります．
（1）非反転アンプ（2）反転アンプ（第 6 章）
本章では，（1）の非反転アンプの特徴と応用を紹介します．低消費電力の OP アンプ TLV2252 をシミュレーションで動かしてみます．

な感じです．
交流信号の場合は，低周波では入出力の位相は同じで，位相差 0°です．したがって，入力信号がそのま
ま定数倍されて出力に現れます．
周波数が高くなると OP アンプの中で信号の位相が遅れるため，入出力の位相差が生じます．これは反転アンプでも同様ですが，反転アンプの場合は低周波での入出力位相差が 180°でした．

非反転アンプの特徴● 動作のイメージ
図 1 に非反転アンプの動作を示します．OP アンプの反転入力と非反転入力の電位差（電圧のちがい）は，アンプが飽和していない限りほぼ 0 V です．もし電位差があれば，OP アンプの電圧ゲインは非常に大きい
ので，出力がプラスかマイナスのどちらかに振り切れます．この OP アンプの性質のおかげで周辺抵抗の比で電圧ゲインが決まります．
イメージとしては，支点が端にある「てこ」のよう同電位（と見なす）● 使い方の基本
非反転アンプの低周波での入力インピーダンスは非
常に高くなっています．回路の入力インピーダンスは，
OP アンプの入力バイアス電流を流す抵抗でほぼ決まります．
JFET 入力や CMOS 入力の OP アンプを使った回路
で，特に高入力インピーダンスが必要な場合は，絶縁に注意するとともに，ガード・パターンなどを設けるといった配慮が必要です（図 2）．
周波数が高くなると，アンプや配線の静電容量の影
響が出てきて，入力インピーダンスが下がります．また負帰還抵抗が高いと，位相が遅れて回路が発振した

＋
−

Vin
R1

10V

Vout

支点

1V

Vout
R2

90k

10k

Vin
（a）回路

R1

R2
（d）動作のイメージ

Vout
抵抗分圧の式から，
電位差＝0

R1

Vin ＝

R1
V
R 1 ＋ R 2 out

Vout について解くと，電圧ゲインGV が求まる
図1
非反転アンプの動作と
ゲイン設定

106

Vin

R2
ここもVin（b）ゲイン計算用に単純化

第 9 章 非反転アンプのシミュレーション

GV ＝

Vout
R1 ＋R2
R2
＝
＝1＋
Vin
R1
R1
（c）ゲインの計算式

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実験＆シミュレーション！

第 10 章 単電源非反転アンプの特性を調べる

単電源アンプの過渡応答と
登地 功
周波数特性
本章も LTspice を使ってアンプの動作をシミュレーションで考察し，試作して実験します．アンプのタイプは，単電源で動作する非反転型です．OP アンプは，
非反転アンプの高入力インピーダンスをより生かせるよう，入力インピーダンス
が高い CMOS 型から TLV2252 を選びました．電源電圧 2.7 〜 8 V で動かします．

構成して，正弦波（1kHz，0.1V）を入力してみましょう．
回路の電圧ゲインは 10 倍ですから，出力は 1 V の正弦波になるはずです．信号源の V 1 を 1 kHz 正弦波に設正弦波を入力して出力信号の波形を調べる● 単電源型は入力信号が少しぐらいなら負になっても大丈夫
TLV2252 は入力ピンの電圧（コモン・モード入力電圧範囲．データシートではV ICR という項目）がマイナ
ス電源を含んでいますから，単電源でも 0 V，実力としては− 0.3 V くらいの信号を扱えます．単電源用のOP アンプというのは，このように 0 V 付近の入力信号を許容するものが一般的です．
逆にプラス側の入力電圧範囲は，電源電圧 5 V のときに 3.5 V までしか保証されていませんので，プラス
電源に近い入力電圧は扱うことができません．
OP アンプのマイナス電源は GND ですから，入力電圧は− 0.3 V くらいまで許容範囲です．入力信号が0.1 V ならそのままでも大丈夫なはずです．
● 正弦波を入力してみると…波形がおかしい？
図 1 に示すように，教科書どおりに非反転アンプを定します．図 2 のように設定を変えてください．
トランジェント解析（過渡解析）
で 5 ms までシミュレーションしてみると，出力は図 3 のような波形になります．これでは正弦波ではありませんね．正弦波の上半分しかないようです．
入力信号に設定した振幅 0.1 V の意味は，正弦波の振幅は＋ 0.1 V 〜− 0.1 V です．
これを 10 倍に増幅するのですから，出力電圧の振幅は＋ 1 V 〜− 1 V になります．ところが，OP アン
プのマイナス電源は GND（0 V）です．マイナスの電圧は出力できません．そのため，出力がマイナスになる
正弦波の下半分がなくなってしまったのです．
● 単電源アンプに入力する信号の電圧は少し持ち上げてやる
それではきれいな出力信号を得るにはどうしたらよ

ゲイン10倍に設定

1Mは1MEGと入力

CMOS
OPアンプ

電源電圧
5Vに設定
忘れると動かない

図1①チェックする②0.1Vなど
を入力

使って
いない

非反転アンプのシミュレーション（N3−5−1.asc）

図2

信号源を正弦波に設定する

TLV2252 を 5 V 単電源で動かすゲイン 10 倍のアンプ．AC 解析時 V3 がV 1 を右クリックで選択して出てくるダイアログで［Advanced］ボタン

あると未接続エラーが出る．消去するかダミーで抵抗などを付けておく．

をクリックすると設定画面が出てくる．

110

第 10 章 単電源アンプの過渡応答と周波数特性

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第3部 やってみよう！ 電子回路シミュレーション
第 11 章 無難な周波数特性で一番よく使う

バターワース型ロー・パス・
フィルタ
川田 章弘
これまで，OP アンプ回路などの基本的なアナログ回路の設計にシミュレーショ
ンを生かす方法を紹介しました．この第 3 部では，フィルタ回路や高周波回路，
アナログ回路など，実際の設計に LTspice を役立てる方法を紹介します．

■ 遮断周波数 100 MHz，
7 次タイプを設計する● オーソドックスな周波数特性
バターワース（Butterworth）型ロー・パス・フィル
タは，減衰量とパルス応答の両方が「ほどほど」なフ
ィルタが欲しいときに使います．LPF が必要になったときに，まず最初に検討します．
チェビシェフ特性やエリプティック特性と比較する
7次バターワース-正規化LPF
1.24698H

2.0H

1.24698H

0.44504F

1.80194F

1.80194F

0.44504F

遮断周波数：

1［Hz］，入出力インピーダンス：1Ω2π

設計手順
遮断周波数 f 0＝100MHzとすると，周波数スケーリング
係数M は，f
100×106
M＝ 0 ≒
1
0.1591552π≒628.32×106
インピーダンス・スケーリング係数K は，
Z
50
K＝ 0 ＝＝50
1
1
各 LC を以下のようにスケーリングする
1
K，C ＝ Cnom ×
L＝ Lnom ×

M

KM

したがって，
1.24698H
2.0H
0.44504F
1.80194F

50≒100nH
628.32×106
50
2.0×≒160nH
628.32×106
10.44504×≒14pF
50×628.32×106(15pF)
1
1.80194×≒57pF
50×628.32×106(56pF)● 正規化フィルタを使って設計する
ベッセル LPF（次章で詳述する）と同じように，正規化フィルタを使えば簡単に設計できます．フィルタの次数は 7 次，遮断周波数は 100 MHz です．
図 1 に，バターワース型ロー・パス・フィルタの設
計手順を示します．シミュレーションは計算値をもとに行いますが，参考までに実際に製作するときに使える定数をカッコ内に示しました．

■ 周波数特性と方形波応答
設計した回路をもとに作成したシミュレーション回
路を図 2 に示します．
シミュレーションを実行すると，S パラメータを表示させることができます．結果は，図 3 のようになりました．群遅延特性は図 4 のとおりです（S パラメータと群遅延の表示法については p.121 の Column を参照）．
阻止域で |S 11 | が 0 dB に近づく点は，次章のベッセ
ル・フィルタと同じです．ベッセル LPF と異なるのは，減衰量（減衰傾度）がベッセル LPF よりも大きいことです．逆に，群遅延の平坦性はベッセル LPF よりも悪いです．

1.24698×となる
図1と群遅延特性は良好ですが，それでもパルス応答特性を調べると波形が崩れます．
いっぽう次章のベッセル・フィルタはパルス応答は良好ですが，同じ次数で比較したときに，バターワー
ス・フィルタなど他のフィルタほど減衰量が得られま
せん．

7 次バターワース LPF の設計手順

L 1 100nVS
AC1
Rser＝50

L 2 160n

L 3 100n

50Ω

C1

C2

C3

C4

14p

57p

57p

14p

RL

.ac oct200 0.1 1G
VS.net I（RL ）図 2 設計し終えた 7 次バターワース LPF（ f C ＝ 100 MHz）（J3−1−2.asc）

バターワース型ロー・パス・フィルタ

115

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素直なパルス応答が得られてディジタル

第 12 章 信号伝送に最適

ベッセル型ロー・パス・
川田 章弘
フィルタの設計
前章は，減衰量とパルス応答の両方が「ほどほど」なバターワース・フィルタを
LTSpice を使って設計し，LTspice のアイ・パターン表示機能を利用して，ランダムなデータ・ビット列に対する応答を調べました．本章は，パルス応答が良好で，ディジタル信号の通信ラインによく利用されているベッセル・フィルタを設計してみます．

■ 素直なパルス応答が得られるフィルタ● パルス信号の波形はフィルタを通過するとゆがむ
昔は，多数の音声を 1 本の信号線に乗せるために，複数の周波数の信号を重ね合わせていました．この多7次ベッセル正規化LPF
1.105164H 0.702009H 0.325888H

2.265901F 0.869027F 0.524893F 0.110562F
1遮断周波数：
Hz，入出力インピーダンス：1Ω2π
設計手順
遮断周波数f 0＝50MHzとすると，周波数スケーリング
係数 M は，次のとおり．
50×106≒≒314.16×106
0.15915512π
インピーダンス・スケーリング係数 K は，次のとおり．

f0

M＝

Z0

50
＝
＝50
1
1
各 LC を以下のようにスケーリングする．
K
1
L ＝Lnom × ，C ＝Cnom ×

K ＝

M

KM

したがって，次のように求まる

試作時の値
計算値

50
1.105164H→1.105164×≒176nH
314.16×106(0.18μH)500.702009H→0.702009×≒112nH
314.16×106(0.1μH)50
0.325888H→0.325888×≒52nH
314.16×106(0.056μH)
12.265901F→2.265901×≒55pF
50×314.16×106(56pF)
1
0.869027F→0.869027×≒33pF
50×314.16×106
0.110562F→0.110562×

1≒7pF
50×314.16×106

重化を行うには，一つの音声の周波数帯域をフィルタを使って狭くする必要がありました．
このような狭帯域のフィルタは一般に群遅延特性が乱れがちで，このようなフィルタに，音声ではなくパルス信号を通すと波形がひずみます．パルス状の信号を扱うディジタル回路は，ある電圧しきい値を基準にして “L” になったり “H” になったりしています．パル
ス波形がひずむと，しきい値をまたぐタイミングやレベルが変動し，高速パルス伝送ではビット誤りを生じる可能性があります．
● ディジタル信号の波形を崩さずに伝送するにはディジタル回路が出力するパルス信号は，さまざまな振幅と位相をもつ正弦波信号の集合体です．正弦波
信号の位相は時々刻々と直線的に増加しています．その位相変化を時間で微分したものが周波数です．周波数成分によって複数の正弦波を切り分けることが可能
です．
パルス信号の波形を保つには，各正弦波信号（複数の周波数）間の位相（時間的な位置）関係を崩さないよ
うにしなくてはいけません．タイミングを狂わさずに
時間軸上での位置関係を一定に保ったまま複数の正弦波（周波数）を伝送することができれば，パルス波形はひずみません．
各正弦波信号の周波数差は，d ωで，位相関係はdθで表されます．これらの比は，dθ/d ωと表すことができます．この値の前に負の符号を付けた− dθ/d ωを群遅延と呼びます．
群遅延が一定ということは，複数の正弦波信号間の位相関係が変化しないということです．

■ 手計算で設計正規化フィルタをもとに，任意のインピーダンスと遮断周波数のフィル

ベッセル応答は，波形品質が重要になる用途で使われ る 伝 達 特 性 で す． こ こ で は， − 3 dB 遮 断 周 波 数
50 MHz の LC 型ベッセル LPF を設計し，アイ・パタ

タを作れる．

ーンなどを確認してみます．

図1
で

118

遮断周波数 50 MHz の 7 次ベッセル LPF の定数が決まるま

第 12 章 ベッセル型ロー・パス・フィルタの設計

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高速パルス信号の立ち上がりを第 13 章 思いのままに

トランジション・タイム・
川田 章弘
コンバータの設計
不要な周波数成分をカットする帯域制限フィルタとしては，第 11 章，第 12 章で解説したバターワース型やベッセル型が有名です．
本章で紹介するのは，ベッセル・フィルタと同様にパルス波形に乱れが生じないようにして，立ち上がりだけ鈍らせるフィルタ「トランジション・タイム・コンバー
タ」です．パルス波形の整形にとても便利な回路です．

● トランジション・タイム・コンバータとは
図 1 に示すのは，トランジション・タイム・コンバ
ータ（transition time converter）の基本形（n ＝ 4）です．
特徴は，「定抵抗回路」を使っていることです．周波数によらず抵抗値が一定になる理由を図 2 に示します．
トランジション・タイム・コンバータは，アジレン
ト・テクノロジーの信号の立ち上がり時間を調節できるモジュールの製品名です．ライズ・タイム・リミッ
タと書いている文献もあります．
私がトランジション・タイム・コンバータの回路を知ったのは参考文献（1）を通してです．参考文献（1）に示す文献が発表されたころ、私はまだ大学生でした．
その後，社会人となり高速パルス信号を扱うにあたってアジレント・テクノロジーのトランジション・タイ
ム・コンバータを使うこともありました．参考文献（4）で紹介している実験の一部にもトランジション・タイ
ム・コンバータを使っています．

ない）クロック回路に ECL（Emitter−Coupled Logic；
エミッタ結合論理）デバイスが使われています．このECL デバイスが出力する立ち上がり時間が数百 ps の
高速パルス信号を，良質な波形のまま伝送するには高度な回路技術が必要です．というのは，ほんの少し線
路インピーダンス間のミスマッチングがあるだけで，波形にオーバーシュートなどが乗ったりするからです．
オーバーシュートやリンギングがある劣化したパル
ス波形は，信号に含まれる高調波成分を減らす（波形を鈍らせる）ことで改善できます．トランジション・
タイム・コンバータは，高調波を減らす低域通過フィ
ルタとして機能します．そのパルス応答は，RC フィルタと同様な特性（Q ＝ 0.5）であるため，本質的にオーバーシュートなどのフィルタ固有の波形品質の劣化
a
ZC

ZL

R

R

Zab

どんなメリットがあるの？
b● メリット 1…乱れた波形に含まれる高調波を取り除いてくれる計測器では，低ジッタな（タイミングのゆらぎが少

上図において端子 a , b から見たインピーダンスZab は，（ ZC ＋R （）ZL＋R ）Zab＝
ZC ＋ZL＋2 R

ZC ZL＋R 2 ＋R（ ZC ＋ZL ）ZC ＋ZL＋2 R
ここで，ZC ZL＝R 2 ならば，
2 R 2 ＋R（ ZC ＋ZL ）Zab ＝
ZC ＋ZL＋2 R
R（ ZC ＋ZL ＋2 R ）＝＝R
ZC ＋ZL＋2 R＝

インピーダンス： Z 0

インピーダンス： Z 0

L

ZS ＝Z 0

L

L

L

C

C

C

C

Z0

Z0

Z0

Z0

ZL ＝Z 0

n ＝1

n ＝2

n ＝3

n ＝4

Z 0 ＝ R として，
L
R＝Cとなるように L とC を決めると定抵抗回路になる
図1

トランジション・タイム・コンバータの基本形（n ＝ 4）122

第 13 章 トランジション・タイム・コンバータの設計となり，Zab は定抵抗 R となる．
1
ZC ＝
，ZL ＝ j ωL とすると，
j ωC
j
ω
L
L
∴R ＝
R2＝
C
j ωC
とすればよい図 2 トランジション・タイム・コンバータの原理（定抵抗回路）周波数特性はもつが，入出力インピーダンスが一定の回路網．

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不要な雑音を除去して信号の取り出しを第 14 章 可能にする

76 M 〜 108 MHz 帯域通過
フィルタの設計
川田 章弘
本章は，高周波用によく使われる帯域通過フィルタを設計します．シミュレー
ション（LTspice）で特性を確認し，実測データと比較してみます．FM 放送を受信するときに使うフィルタを例題とします．

ここで設計するフィルタは，FM 放送帯域外の成分を除去するために，アンテナ，高周波増幅回路の間に挿入される回路です．

例 題● FM 放送の電波を受けるアンテナのすぐ後ろにあるフィルタ
従来の FM ラジオは，アンテナから受信した高周波信号を増幅し，中間周波数（10.7 MHz）に変換して，さらに増幅してから，PLL や遅延回路によって周波数の差分を電圧信号に変換（復調）することで，オーディ
オ信号を取り出しています．
最近のディジタル方式のラジオやソフトウェア・ラ
ジオでも，アンテナと高周波増幅回路はなくなっていません．この場合，アンテナで受信した高周波信号は，高周波増幅回路を経て直交復調器によってIQ 信号（sin
成分と cos 成分）になります．IQ 信号を A−D 変換した
ら，ディジタル演算によってオーディオ信号に復調します．アナログ方式と違って，回路特性のばらつきや温度変動の影響を受けないディジタル方式が今後も使われ続けていくと思います．
しかし，アンテナから入力した高周波信号を扱うア
ナログ回路をなくすことは，電波がアナログ信号であるかぎり不可能です．アンテナから入力される高周波信号には，FM 放送周波数以外の成分も含まれています．アンテナの直下にある高周波増幅回路に放送周波数以外の信号が混入すると，相互変調ひずみが発生し復調に支障をきたします．アナログ回路上の問題は依然として残ります．

設計の方法● FM ラジオ放送の周波数帯をもとに設計仕様を決める
FM ラジオの放送周波数帯は，国内では 76 M 〜 90
MHz です．欧米では 87.5 M 〜 108 MHz です．設計する帯域通過フィルタ（Band Pass Filter；BPF）は，国内 と 欧 米 の ど ち ら に も 対 応 で き る よ う に 76 M 〜
108 MHz の通過帯域にします．
パルス信号の伝送を行うわけではありませんから，
帯域内のゲイン平坦性は要求されません．しかし，通過帯域内でレベルが大きく変動しすぎると，周波数によって受信レベルが変動してしまいます．許容値は1 dB 程 度 と 考 え， 設 計 条 件 と し て 帯 域 内 リ プ ル を
0.5 dB とします．回路構成は，コイルの数が少なくなるように，共振器結合型にしました．以下に，設計条件をまとめて示します．
通過帯域

ポート1
1Ω
ポート1

K 12

ポート2

二つの共振器を結合係数 K 12 で接続して実現する
図1

共振器結合型帯域通過フィルタの基本形（2 次）：76 M 〜 108 MHz

帯域内リプル ：0.5 dB
フィルタ・タイプ：共振器結合型
フィルタ伝達関数：チェビシェフ（リプル 0.5 dB）

図2

g 1 ＝1.4029

g 2 ＝0.70708

ポート2

1.98406Ω

通過帯域リプル 0.5 dB の 2 次チェビシェフ正規化 LPF

種々の正規化 LPF の素子値は参考文献の表などを参照するとよい．設計
ソフトウェアを自作するときは，基本に立ち返って素子値を計算する．

設計の方法

129

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雑音源「抵抗」を使わないアクティブ・

第 15 章 バイアス方式を試作

帯域 100 k 〜 100 MHz の
低雑音プリアンプ
川田 章弘
高周波用の低雑音アンプは希望の性能を得るために，個別トランジスタで作る必要があります．LC 素子を使った帯域の狭いアンプを使うことも多いのですが，本章では，なるべく広帯域のアンプを設計してみます．

低雑音と広帯域のトレードオフ● 高周波の低雑音アンプは帯域が狭いものが普通
無線通信に使われる受信機には，入力信号を選別するための帯域通過フィルタ群（フィルタ・バンク）と低雑音アンプが組み込まれています．
低雑音アンプを実現するためには，抵抗を使わずに，

LC によってインピーダンス・マッチングを行うのが基本です．抵抗を使用するということは，エネルギーを損失させることになり，信号振幅も小さくなるからです．信号振幅が小さくなると，信号対雑音比（SNR ；Signal to Noise Ratio）が悪化するので好ましくありま
せん．
ところが，LC によるインピーダンス・マッチングを行った場合，アンプの周波数帯域は狭くなります．
LC 回路網による Q は RC（または LR ）による Q（0.5）よりも高いためです．周波数帯域の狭いアンプしか使えないときは，受信用低雑音アンプを帯域ごとに複数用意して，スイッチで切り替える必要があります．

確保することが挙げられます．もう一つの大きな問題
は，広帯域のインピーダンス・マッチングです．
低雑音な高速 OP アンプを使用すれば，容易に広帯域な低雑音アンプができると思うかもしれません．しかし OP アンプは，入力インピーダンスの大きいアンプですから，入力インピーダンスを 50 Ωにマッチングさせるためには，50 Ωの入力抵抗を必要とします．
抵抗によってマッチングを取った場合，そのマッチン
グ抵抗から雑音が発生するので，ノイズ・フィギュア（NF ；Noise Figure）を 3 dB 以下にできません．さらに，OP アンプの等価入力雑音電圧源 / 電流源の影響もあるので，アンプ全体としてみれば無線通信の世界における低雑音性能（NF ＝ 3 dB 以下）は得られません．
高周波で使用する 50 Ω入力の低雑音アンプは，以上のような事情によりディスクリート（トランジスタなどの個別素子）で実現されることがほとんどです．
ディスクリート回路でアンプを構成するうえで，いくつかの問題があります．

雑音の原因となる抵抗を省きつつ動作を安定化する● 広帯域のアンプがあればシステムがシンプルになる
広帯域で低雑音なアンプが一つあれば広い周波数帯域の信号を増幅できますから，アンプの切り替えスイッチが不要になります．さらにアンプが 1 回路で済みますので，回路規模や部品点数も削減できます．
低雑音性能が得やすい LC によるインピーダンス・● 問題点…雑音の元「エミッタ抵抗」をなくしたい
バイポーラ接合トランジスタでアンプを作る場合，マッチングに頼らず，入力インピーダンス 50 Ωを実現し，低雑音トランジスタの性能を温度安定性を含めて確保することが，ここでの設計課題です．

入力● 中波帯から FM 放送帯をカバーする低雑音アンプを設計してみる50 Ωでインピーダンス・マッチングのとれた広帯域アンプを作るうえで，問題になることが何点かあります．特に難しい問題として，低雑音性能を広帯域でVCC

ここの電圧はRC

RA とRB で決

RA

まる

RB

出力

VBE
VRE

VBE は温度で変化する

RE

RE で発生した熱雑音は増幅されて出力に現れるRE は付けたくない

RE にVBE 程度（約0.6〜0.7V）の電圧を加えて温度安定性を確保する
図 1 バイアスを安定化させるのに必要なエミッタ抵抗は熱雑音源でもある

雑音の原因となる抵抗を省きつつ動作を安定化する

133

このPDFは，CQ出版社発売の「実験&シミュレーション!電部 本です．
内容・購
内容
購
法

回路の作り

(SP No.123)」の法などにつきましては以下のホームページをご覧下さい．
http://shop.cqpub.co.jp/hanbai/books/MSP/MSP201307.htm
http://www.cqpub.co.jp/order.htm