パワーエレクトロニクス学会
第 251 回定例研究会~若手のための研究発表会~

講演予稿集
2023 年 12 月 16 日

パワーエレクトロニクス学会

1

2

3

4

プログラム(a) 現地参加者
・開会式

11:00~11:10

・ポスターセッション A

11:10~12:20

および企業ブース
・昼食休憩＆カフェテリア

12:20~13:10

・特別講演 (3 号館 3 階 321 教室)

13:10~14:00

・休憩

14:00~14:20

・ポスターセッション B

14:20~15:30

および企業ブース・投票

15:30~15:40

・集計

15:40~16:10

・閉会式

16:10~16:20

・懇親式 (6 号館 3 階食堂)

17:00~※開会式、ポスターセッションおよび企業ブース、閉会式の会場は 5 号
館 6 階ラーニングコモンズです。
※カフェテリアの会場は 3 号館 2 階のフリースペースなどです。

5

(b) オンライン参加者
ポスターセッション B

11:10~12:20

休憩

12:20~13:10

特別講演

13:10~14:00

休憩

14:00~14:20

ポスターセッション A

14:20~15:30

投票

15:30~15:40※発表者の方は A,B の 2 つのグループに分かれて発表を行っていただきます。

※オンラインの発表では指定された発表時間中は必ずご自身のブレイク
アウトルームで発表をお願い致します。オンラインの発表についての詳細は次のページをご参照ください。

6

第 251 回定例研究会～オンラインの発表について～
オンライン発表は、5 号館の 5 階にある 3 つの部屋（ラーニングコモンズ 2、3、4）にそれぞれ分かれて頂き指定時間に発表する形式となります。発表の 5 分前には、各部屋の前に待機しておいてください。当日は持参した PC を用いるか、運営側が用意した PC に USB メモリからデータを移した状態での発表となります。Zoom に関しての詳細な説明は、最後のページをご参照ください。各部屋には、若手運営メンバーが 1 人在中していますので何か分からないことがあればお聞きください。最後に、ご自身の発表時間以外は別グループのポスター発表や企業ブースの参加が可能となりますが、時間厳守でお願い致します。オンライン参加用リンク：(Zoom)

(a)場所

(b)室内

ラーニングコモンズ

以下に、プログラムを示しますのでご参照ください。次のページには、講演者と発表タイトルを記載しております。
【プログラム】発表・質疑時間 13 分（例：発表 10 分、質疑 3 分）
、移動 1 分です。

プログラム
A グループB グループ

7

A グループ

B グループ8

Zoom の使用について
USB メモリの方

1.

Zoom が既に立ち上がっていますので PC 内にある発表用データを共有し、名前を「講演者_氏名」に変更してください。カメラとマイクを ON にした状態で自分の所属するラーニングコモンズの部
屋に参加し、指定の時間になりましたら発表を始めて下さい。運営側から、8 分、11 分経過毎にチャットで時間をお知らせします。13 分前になりましたら運営側から終了の案内をしますので、マイクとカメラを OFF にして、発表用資料の共有を解除しメインルームに戻った後にご退出するようお願いします。発表終了後、発表用資料は運営側で削除致します。



PC を持参の方

注意：PC を持参する方は、充電されている状態で持参しますようよろしくお願いします。また、当日までに以下に示す手順で Zoom に参加できるかどうかお確かめください。参加できない場合は運営まで
お問い合わせください。
1. メールもしくは HP に記載の Zoom の URL をクリックすると、ミーティング登録の画面が表示されますので必要事項を記入し登録してください。
（当日、Wi-Fi をお伝えする予定です。
）
2. Zoom が自動的に開きますのでご参加ください。自動的に開かない場合は、メールに Zoom の案内が届きますのでそちらからご参加ください。
3. Zoom に参加した後、名前を「講演者_氏名」に変更し、カメラとマイクを ON にした状態で自分の所属するラーニングコモンズの部屋に参加し、指定の時間になりましたら発表を始めて下さい。運営側から、8 分、11 分経過毎にチャットで時間をお知らせします。13 分前になりましたら運営側か
ら終了の案内をしますので PC を持参する方は Zoom よりご退出するようお願いします。

9

~特別講演~(JIPE-49-23)

ダイヤモンド半導体の概要、課題、展望について

氏名:

嘉数 誠 (教授)

所属:

佐賀大学

10

一般公演題目及び講演者 一覧
顔写真及び連盟の○印は講演者‒ A グループ ‒(JIPE-49-24)

電源側と負荷側に分離した電子機器のイミュニティノイズ対策法の検討(JIPE-49-25)

氏名:〇荻原 遼成 , 西島 健一

所属:

富山高等専門学校

分野:

特定用途システム

共振タンクを有する非接触給電システムの設計方法と受電側の回路構成による電力伝送特性への影響(JIPE-49-26)

氏名:〇岩岡 潤 , 稲田 淳志 , 米森 秀登 , 竹野 祐正

所属:

神戸大学

分野:

電力変換器

ステータスロット内ブリッジを有する車載用可変鎖交磁束モータの自動設計とその特性
氏名:〇新田 裕之, 真田 雅之 , 森本 茂雄 , 井上 征則

所属:

大阪公立大学大学院

分野:

電動機及び発電機

11

(JIPE-49-27)

セラミックコンデンサの直流重畳特性を考慮したパルスプラズマス
ラスタの放電回路設計(JIPE-49-28)

氏名:〇亀井 啓城 , 民田太一郎

所属:

大阪電気通信大学院

分野:

特定用途システム

電流センサレス双方向チョッパにおける PID 制御のモデル誤差に関する検討(JIPE-49-29)

氏名:〇鷲山 敦哉* , 鎌田 空良* , 柿ヶ野 浩明**

所属:

*立命館大学大学院 , **立命館大学

分野:

電力変換器

同期発電機の回転数変化に応じてマルチレベル出力が可能な MMCの基礎検討(JIPE-49-30)

氏名:〇関口 大智** , 柿ヶ野 浩明*

所属:**立命館大学大学院 , *立命館大学

分野:

電力変換器

IPMSM の駆動時に発生するモータ電力高調波の測定と抑制
氏名:〇内藤 太一 , 井上 馨 , 加藤 利次

所属:

同志社大学

分野:

電動機及び発電機

12

(JIPE-49-31)(JIPE-49-32)

三相系統連系インバータの複素ベクトル制御法の安定性の検討
氏名:〇井上 大聖 , 加藤 利次 , 井上 馨

所属:

同志社大学

分野:

電力変換器

複素ベクトル理論に基づくドループ制御の影響を考慮した Grid
-Forming Inverter の安定性解析(JIPE-49-33)(JIPE-49-34)

氏名:〇山下 大貴, 加藤 利次 , 井上 馨

所属:

同志社大学

分野:

電力変換器

総合力率 99.9%超を実現する欧州向けパッシブ PFC 整流器
氏名:〇赤井 恒太 , 〇天埜 崇雅 , 河野 孝太郎 , 茂木進一

所属:

神戸市立工業高等専門学校

分野:

電力変換器

リニア誘導モータの浮上推進制御時のオーバーシュート対策
氏名:〇堀本 拓夢 , 西浦 駿介 , 山本 恭太郎
神野 崇馬 , 又吉 秀人 , 森實 俊充

所属:

大阪工業大学分野:

電動機及び発電機

13

(JIPE-49-35)

双方向絶縁型 Dual Active Bridge コンバータにおける制御手法の比較検討(JIPE-49-36)(JIPE-49-37)(JIPE-49-38)

氏名:〇橋本 悠 , 佐々木 壮太 , 川上 太知

所属:

大阪公立大学工業高等専門学校

分野:

電力変換器

Static 法と熱解析による熱抵抗評価
氏名:〇大橋 一輝 , 高木 茂行

所属:

東京工科大学分野:

特定用途システム

風速変動下における風力発電機の追従性と発電電力に関する調査
氏名:〇三橋 雅也* , 又吉 秀人** , 森實 俊充** , 神野 崇馬**所属:

*大阪工業大学大学院 , **大阪工業大学

分野:

電力システム２台の制御器を持つ DAB 型 DC/DC コンバータを構えた磁界共鳴方式ワイヤレス給電の同期手法
氏名:〇西川 わか , 杉山 滉平 , 清水 悠生 , 川畑 良尚

所属:

立命館大学

分野:

電力システム14‒ B グループ ‒(JIPE-49-39)

太陽光発電が多数連系する低圧配電系統における電力潮流制御システムとその効果について(JIPE-49-40)(JIPE-49-41)

氏名:〇泉 吉源 , 米森 秀登 , 竹野 祐正

所属:

神戸大学

分野:

電力変換器

非対称ロータ構造を有する 2 層 IPMSM のコギングトルク低減
氏名:〇奥田 啓太 , 森本 茂雄 , 真田 雅之 , 井上 征則

所属:

大阪公立大学大学院

分野:

電動機及び発電機

PMSM の動力線に接続した変圧器から得られる電力特性の実験検証
氏名:〇淪 晴稀* , 桐淵 岳*,** , 井上 征則* , 森本 茂雄*
真田 雅之*

所属:

大阪公立大学分野:

電動機及び発電機

15

(JIPE-49-42)(JIPE-49-43)(JIPE-49-44)(JIPE-49-45)

高速立ち上がりバーストパルス共振回路の設計と実証
氏名:〇林 雅美 , 民田 太一郎

所属:

大阪電気通信大学

分野:

電力変換器

電流マイナーループを含む単相 GFM インバータの制御法の検討
氏名:〇田井中 爽空* , 柿ヶ野 浩明**

所属:

*立命館大学大学院 , **立命館大学

分野:

電力変換器

∆ 結線 MMC-STATCOM に疑似慣性力を加える制御法の検討
氏名:〇則久 滉生 , 柿ヶ野 浩明

所属:

立命館大学大学院

分野:

電力変換器

ファジィ推論を用いた電動車両の最大トルク推定法
氏名:〇鈴木 絢大 , 井上 馨 , 加藤 利次

所属:

同志社大学

分野:

特定用途システム

16

(JIPE-49-46)

複素ベクトル理論に基づく Grid-Forming Inverter の ドループ制御法の検証(JIPE-49-47)

氏名:〇久保 聡輝 , 渡部 倖世 , 加藤 利次 , 井上 馨

所属:

同志社大学

分野:

電力システム

電圧形インバータにおけるデッドタイム誤差の新しい補償方法
氏名:〇菅田 瑞季* , 河野孝太郎* , 茂木 進一* , 豊川 泰輔**
西田 保幸**(JIPE-49-48)(JIPE-49-49)

所属:

神戸市立工業高等専門学校

分野:

電力変換器

太陽電池の特性を利用した PVC-Droop 制御の実機検証
氏名:〇宮 大岳 , 又吉 秀仁 , 真島 聡 , 森實 俊充 , 神野 崇馬

所属:

大阪工業大学分野:

電力システムZETA コンバータの特定条件下における制御系設計用の伝達関数導出
氏名:〇竹中 敬士 , 川上 太知

所属:

大阪公立大学工業高等専門学校

分野:

電力変換器

17

(JIPE-49-50)

PMSM の並列駆動に向けた変流器付きベクトル制御の基礎検討
氏名:〇丹羽 恒喜* , 西村 歩高*
下村 徹** , 清水 悠生* , 川畑 良尚*(JIPE-49-51)(JIPE-49-52)

所属:*立命館大学 , **草津電機株式会社

分野:

電動機及び発電機

HIL シミュレーションを利用した同期モータ制御
氏名:〇花上 功成 , 高木 茂行

所属:

東京工科大学分野:

電動機及び発電機

PWM 信号生成を容易に実現可能なマイクロコントローラの調査
氏名:〇藤原 光汰 , 蒲原 天真 , 南 政孝

所属:

近畿大学

分野:

特定用途システム

18‒ Aグループ ‒JIPE-49-24

電源側と負荷側に分離した電子機器のイミュニティノイズ対策法の検討
○荻原

遼成

西島

健一

富山高等専門学校
Study of Immunity Noise Countermeasure Methods for Electronic Equipment Separated into Power Supply Side and Load Side
Ryousei Ogihara, Kenichi Nishijima
National Institute of Technology, Toyama College

1.

はじめに

Noise

スイッチング(SW)電源の入力側に EFT/B(バースト)ノイ
ズを印加した時、出力側に接続した負荷(デジタル時計）の誤動作発生時の出力(実負荷側)スペクトラムは SW 電源が変わっても同等レベルと先行研究で確認されている。[1]図 1 実験の主回路

本研究では負荷に直接 EFT/B ノイズを印加し、負荷の誤Fig. 1. Main circuit for ezperiment.

動作発生時の出力スペクトラムを比較・調査している。負荷側のイミュニティノイズの見える化を行い、電源側と負荷

表 1 実験条件側に分離した評価・対策ができる事を研究目的としている。

2.

Probing point

Table.1 Conditions for experiment.

実験結果〈2･1〉負荷への直接印加実験の主回路を図 1 に、各実験の条件を表 1 に示す。測定した周波数帯と図 1 の C と R は先行研究の SW 電源(DC12V、
32W 出力)の出力側と同様になるようにした。各実験での誤動作発生時のノイズスペクトラムを図 2 に示す。誤動作時の電圧はそれぞれ実験①830V、②850V、③820V とほとんど変化しなかったが、ノイズレベルは実験①、②、③と順に低減していることが確認できた。
〈2･2〉先行研究との比較
誤動作発生時の出力スペクトラムについては、先行研究(SW 電源入力にバーストノイズ印加)の結果を約 62dBµV と(a)Experiment ①(b)

Experiment ②(c)Experiment ③

見ることができる。電源出力と同条件(C、R 付加)にした実
験③では約 63dBµV とほぼ同じ数値指標を得ることができ
た。

3.

まとめ

以上の検討結果より、電源メーカ側の電源ノイズ評価・対策とセットメーカ側の負荷のノイズ評価・対策を分離して行えると判断できる。これはセットに電源を組み込んだ時の評価結果の違いを避け、開発期間短縮に結びつくことが期待できる。
本研究は JSPS 科研費 JP23K03830 の助成を受けたものです。

文
[1]

献

Tatsuhito Hashimoto, Kenichi Nishijima : “Immunity Performnce of

図 2 誤動作発生時における実負荷側のスペクトラム

Switching Power Supply based on the Presence or Absence of Malfunctions
under Actual Load”, パワーエレクトロニクス学会誌, vol.48, pp.107113(2023).

Fig.2. Spectrum of actual load side under malfunctions.

19

JIPE-49-25

共振タンクを有する非接触給電システムの設計方法と受電側の回路構成による電力伝送特性への影響
○岩岡

潤

稲田

淳志

米森

秀登

竹野

裕正（神戸大学大学院）

Design method of wireless power transfer system with resonant tank circuit and influence on thetransmission efficiency depending on the receiving side rectifier circuit configuration○Iwaoka Jun, Inada Atsushi, Yonemori Hideto, Takeno Hiromasa (Kobe University)

1. 序論〈2･2〉 受電側の回路構成による伝送効率への影響

近年, 磁界共鳴方式による非接触電力伝送が比較的長距

磁界共鳴による電力伝送の伝送効率や受電電力は受電側離での伝送を可能にすることから注目されており, 小型機の負荷抵抗や送受電間の結合係数などにより決定されると器から電気自動車まで幅広い応用が期待されている. しかされてきた. しかし, 非接触給電システムでは送電側でイ

し, 磁界共鳴方式は総合的な電力伝送効率の向上や電力変ンバータ回路, 受電側では整流回路を含む構成になってお換回路を含めたシステムの設計等において改善する余地がり, 電源から整流後を含めた総合的な検討が必要である.

多い. 本研究では, 伝送効率の向上を目的とした回路構成

実際, 先行研究より提案回路における受電側の回路構成がの設計方法と, 受電側の回路構成による電力伝送特性への異なると, 負荷抵抗に対する伝送効率に違いが生じる. 以

影響について検討したので報告する.

下の図 2 に, 提案回路において受電側の回路構成の違いが

2. 共振タンク回路を有する非接触給電システム

伝送効率に与える影響を示す. 受電側の回路構成として,〈2･1〉 提案回路と回路方程式

つのダイオードをコンデンサに置き換えた回路(共振形ハー本研究室では, 電力伝送効率を改善する手法の一つとしフブリッジ方式)の 3 つの回路を検討し, 負荷抵抗に対する整流回路を除いた回路と全波整流回路, 全波整流回路の 2て, 共振タンクと呼ばれるインダクタとコンデンサで構成

伝送効率を表している.

された並列共振回路を送電コイルに電気・磁気的に直列に接続した回路構成を検討している[1]. その回路構成の概念
図を図 1 に示す.

図1

送電側に共振タンクを設けた回路の概念図
図2

受電側の回路構成の違いによる負荷抵抗-伝送効率特性

図 1 における等価回路の回路方程式を以下に示す.
(𝑟1 + 𝑟2 ) + j (𝜔(𝐿1 + 𝐿2 + 2𝑀12 ) −
𝐸
[0] =
0

1
)
𝜔𝐶1

𝑟2 + j𝜔(𝐿2 + 𝑀12 )[j𝜔(𝑀13 + 𝑀23 )𝑟2 + j𝜔(𝐿2 + 𝑀12 )j𝜔(𝑀13 + 𝑀23 )1)
𝑟2 + j (𝜔𝐿2 −
𝜔𝐶2

j𝜔𝑀23

j𝜔𝑀23

1
)
𝑟3 + 𝑅𝐿 + j (𝜔𝐿3 −
𝜔𝐶3 ]

3. 結論

𝑖1
[𝑖2 ]
𝑖3

本研究では, 送電コイルに共振タンクを電気・磁気的

この回路方程式をそれぞれの電流値𝑖1 , 𝑖2, 𝑖3 について解くこに直列に接続した回路構成を検討し, 整流回路を含めとにより, 理論的な検討をすることができる.

た受電側の回路構成の違いによって負荷抵抗に対する伝送効率に差異が生じることを説明した. 研究会では,文

受電側の回路構成を変化させてシミュレーションを行献った結果を報告する.
[1]

西谷拓人 加藤孝祐 米森秀登 竹野裕正 : “非接触給電システムに適用する共振タンクを有する送-受電コイルの構成と電力伝送特性の検討”, パワーエレクトロニクス学会誌, Vol.45, p.138-145.

20

JIPE-49-26

ステータスロット内ブリッジを有する
車載用可変鎖交磁束モータの自動設計とその特性
○新田

裕之*

真田

雅之*

森本

茂雄*

井上

征則*

*大阪公立大学
Automatic Design and Characteristics of Automotive Variable Flux Linkage Motorwith Bridge in Stator Slot
Hiroyuki Nitta, Masayuki Sanada, Shigeo Morimoto, Yukinori Inoue*Osaka Metropolitan University

まえがき

フラックスバリア3
6

近年，環境保全の意識の高まりから，電気自動車やハイブ
リッド自動車の普及が進んでいる。これらの車両に使用される埋込磁石同期モータ（IPMSM）は，小型・高出力という特徴を有しているが，永久磁石による電機子鎖交磁束（Ψa）
がほぼ一定であるという特徴から，低速大トルク化と高速高出力化の両方の特性を満たすことが難しい。この課題に対して，これまでに筆者らは，鎖交磁束を可変にするためにステータスロット内にブリッジを設ける手法が有効である
ことを，自動設計システムを用いて設計を行うことにより示してきた[1]。本稿では，車載用モータを想定した場合に，この手法を用いて自動設計システムにより得られたモデルの特性について報告する。

2.

x4

3.43

内側
外側
スロットスロット(b) ステータ構造(a) ロータ構造
図 1 解析モデルと設計変数（単位：[mm]）表 1 解析モデルの共通仕様
項目 [単位]値
項目 [単位]値
160
60
ステータ径 [mm]
電流 [A]
50
25.5
積厚 [mm]最大電流密度 [A/mm2]
0.5
24
エアギャップ長 [mm]
巻線数 [回/相]112
ロータ外径 [mm]巻線抵抗 [mΩ]19.2
36
シャフト径 [mm]
鋼板材料
35H3008/48
極数/スロット数
永久磁石
N32H
巻線方式
分布巻
残留磁束密度 [T]
1.146
37.44
電圧制限値 [V]
保磁力 [kA/m]
886

解析モデルと設計目標

8.1

2.45

得られたモデルとその特性
26.1

0.08
(a) ロータ構造

14

3000
2500

8

2000
モデルA

6

1500

P

1000
基本モデル

0

500

0
1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000

速度 [min-1]
図 3 速度―トルク，出力特性

21

3500

10

2

新田，真田，森本，井上： RM/LD/HCA 合同研究会資料，RM-23-049，
LD-23-063，HCA-23-033，pp. 13-18（2023）

4000

12

4

献

Vam=37.44 V
Ie=60 AT

0文(b) ステータ構造

図 2 モデル A（単位：[mm]）16

トルク [Nm]

まとめ

車載用モータを想定して，低速大トルク化と高速高出力化の両方の特性向上を目指した可変鎖交磁束モータの自動設計を行った。その結果，最大トルクと出力限界速度が向上
したモータを設計することができ，最大トルクに関しては 1割近く向上する特性となった。

[1]

6

x1

自動設計システムにより得られたモデルをモデル A として図 2 に示す。モデル A は，基本モデルに比べて磁石幅は6.1 mm 増加し，ブリッジはスロットの中央に位置しギャッ
プを伴う構造となった。次に，これらのモデルの速度―トル
ク，出力特性を図 3 に示す。モデル A は，基本モデルと比べて最大トルクが約 1.1 倍になり，約 3000 min-1 までは出力が大きいことが分かる。また，出力限界速度は大きくは向上しなかったが 54 min-1 向上する結果となった。

4.

x2

ブリッジ

永久磁石

本検討で用いる解析モデルと設計変数を図 1 に示す。解析モデルは 8 極 48 スロット分布巻を採用している。磁石量を増加することにより最大トルクを向上し，ブリッジを設けることにより出力限界速度の向上を図っている。また，解析モデルの共通仕様を表 1 に示す。設計目標は，磁石幅を20 mm としブリッジを設けていないモデルを基本モデルとした場合に，基本モデルより最大トルクが大きく出力限界
速度が向上することとする。

3.

x3

0.7

出力 [W]

1.

JIPE-49-27

セラミックコンデンサの直流重畳特性を考慮したパルスプラズマスラ
スタの放電回路設計○亀井 啓城* 民田太一郎**大阪電気通信大学
Discharge circuit design of pulse plasma thruster considering DC

1.

superposition characteristics of ceramic capacitors
Hiroki Kamei
Taichiro Tamida*Osaka Electro-Communication University
電圧を印加し、得られた波形を Q（電荷）V（電圧）の関係で研究目的表して、Q の V 依存性の近似式を求めた。結果を図２に示

本研究は超小型衛星に搭載が予定されている電気推進の一す。また、図２の波形を用いて、シミュレーションを行い、つであるパルスプラズマスラスタ（PPT）の研究を行っておフィルムコンとセラコンの比較を行う。それを図 3 に示す。

り、他大学と共同で PPT の駆動回路を改善し、その推進性

4.

実験結果

能を向上させる検討を行っている。
PPT の動作原理はコンデンサに貯めた電荷を電極間に流しアーク放電を起こすことによって放電室の PTFE（テフロン）が昇華しノズルから放出されることで推進力を得る仕組みになっている。
（１）PPT の構造図を図１に示す。

図 2 セラコンの VQ リサジュー図と近似曲線

図1

PPT の構造図

現在使用しているコンデンサ容量は 2 ㎌、1kV でこれに合わせて設計していく。まず、推進性能を改善するためには、

図3

セラコンとフィルムコンのエネルギー波形

より短パルス大電流の放電を作るのが望ましいと推測する。そのためには放電経路のインダクタンスを軽減する必

図 2 はオレンジの波形がセラコンの VQ リサジュー図であり要があると考えた。従来ではフィルムコンデンサを使用し青色の波形がフィッティングした近似曲線である。

ていたが、我々は近年高誘電率系の積層セラミックコンデ

図 3 は青色がフィルムコンで赤色がセラコンである。

ンサの大容量化が進んでおり、小型化もしやすくインダク

5.

タンスも低減でき耐環境性も高いセラミックコンデンサ

セラコン容量の電圧依存性を測定結果からモデル化し、回（セラコン）を PPT に運用することを考えた。一方で、セラ路シミュレーションを行うことで、セラコンの直流重畳特コンには直流重畳特性がありパルス放電で使用するにはコ性を考慮した回路設計に成功した。結果、現行２F のフィル

ンデンサの特性を十分に把握する必要がある。

2.

まとめ

ムコンデンサを、0.47μF のセラコン１８個に変更することで同等の放電エネルギーが得られることが予測された。パ

実験内容

ルス放電時のエネルギー蓄積デバイスとして直流重畳特性
セラコンの直流重畳特性のコンデンサ容量への影響を確認を持つセラミックコンデンサを用いる場合の設計手法を確する。セラコン容量の電圧依存性を測定し、結果を近似関数

立することができたと考えている。

でフィッティングする。得られた近似式を用いてセラコンの特性を回路シミュレータ上でモデル化し、これを用いて

文

回路の設計を行う。セラコンのコンデンサ容量は、一つ 0.47㎌、１kV を使用する。

3.

[1]

献

宇根川他、
「高総力積発生用電熱加速型パルスプラズマスラスタシス
テムの開発－作動
電気エネルギー/電力・キューブサット 1U(1kg)用 1J/1W から 50cm 立方体(50kg)用 50J/50W まで－」第 65 解宇宙科学技術連合講演会 4L03（2021)

実験方法

セラコンの直流重畳特性を測定するためインバータで交流

22

JIPE-49-28
電流センサレス双方向チョッパにおける PID 制御のモデル化誤差に関する検討○鷲山 敦哉*

鎌田 空良*

柿ヶ野 浩明***立命館大学大学院 , **立命館大学

A Study on Modeling Error of PID Control in Current Sensorless Bidirectional Chopper
Atsuya Washiyama*, Sora Kamada*, Hiroaki Kakigano*** Ritsumeikan University Graduate School, ** Ritsumeikan Universityとを確認した。今後は実機を用いて，検証をさらに進める。

はじめに

太陽光発電システムの需要拡大に伴い、システム全体の長寿命化が望まれている。手法としては平滑コンデンサに耐久性の高い積層セラミックコンデンサを採用することが考えられるが，静電容量が小さく電圧変動抑制性能が低下してしまう懸念がある。そこで，ロバスト性に優れた双方向
チョッパの昇圧動作時の制御法が求められている。本稿では先行研究の制御法[1]においてモデル化誤差が存在する場合を想定し，その制御法の安定性について報告する。

η(s) (Vi(s) and / or io(s))pη(s) : 入力電圧と負荷電流の外乱伝達関数Vo* (s)Vo(s) : 出力電圧の実測値

d (s)Vo* (s): 出力電圧指令値

C(s)

p(s)

PID Controller

Plantη(s) : 外乱(入力電圧，負荷電流)

Fig. 1. control structure.

検討対象の PID 制御法の概要

Table 1. Circuit parameters
昇圧動作

vin < vc

iin

L

S1
iload

r
C

vin

S2

Fig. 2. Bidirectional chopper

青 : 基準値
赤 : 条件１（150%）
黄 : 条件２ （50%）

ゲイン (dB)

3. 検証条件

青 : 基準値
赤 : 条件１（150%）
黄 : 条件２ （50%）

位相 (deg)

位相 (deg)

Fig. 2 に制御対象の回路図を示す。パラメータは Table 1に示し，制御器は L や C の基準値をもとに設計する。
(1)ボード線図を用いた安定余裕の確認
プラントの L や C の値を基準値に対して，50%，100%，150%とした際のボード線図を描き，安定余裕を確認する。
(2)入力電圧変動時のシミュレーションによる検証
入力電圧を 0.02 秒の時に 16.8 V → 31.2 V ，0.06 秒の時に31.2 V → 16.8 V に変更した際の出力電圧を測定した。

周波数 (rad/s)

周波数 (rad/s)

条件1
ゲイン余裕 : 10.3 dB
位相余裕 : 57.0 deg

条件2
ゲイン余裕 : 10.3 dB
位相余裕 : 69.2 deg

条件1
ゲイン余裕 : 13.3 dB
位相余裕 : 64.0 deg

Fig. 3. Bode plot (L)条件2
ゲイン余裕 : 4.31 dB
位相余裕 : 48.4 deg

Fig. 4. Bode plot (C)Output voltage [V]検証結果(1)ボード線図を用いた安定余裕の確認
Fig. 3 が L，Fig. 4 が C にモデル化誤差が存在する場合のボード線図である。安定余裕を見ると C を 50%にした際のゲイン余裕，位相余裕がともに低くなることが確認された。
(2)入力電圧変動時のシミュレーションによる検証
Fig. 5 が L，Fig. 6 が C にモデル化誤差が存在する場合の入力電圧変動時のシミュレーション結果である。C の誤差の値が 50% の時に制御が不安定になることが確認された。

5.

Vo(s)

d(s) : デューティ比(1)検討対象の PID 制御法の特徴
本稿で検討する PID 制御法のブロック線図を Fig. 1 に記す。本制御法は制御対象に対してプラントモデルが正確である前提のうえで制御器が設計されている。
(2)本研究の目的
先行研究の制御器はプラントモデルが正確である前提で設計されている。本研究ではモデル化誤差が存在する場合の本制御法の安定性について検討する。

4.

pη (s)

DisturbanceC(s) : PID制御器

ゲイン (dB)2.

p(s) : 制御器から出力までの伝達関数

緑線：指令値
赤線：100%
青線：150%黄線： 50%

Output voltage [V]1.

緑線：指令値
赤線：100%
青線：150%黄線： 50%Time [s]Time [s]Fig. 6. Waveforms of vc (C)Fig. 5. Waveforms of vc (L)

文
[1]

終わりに

本稿では先行研究の PID 制御法について安定性の検討を行い，C の値が 50%の場合に制御の安定性が損なわれるこ

23

献

T. Kobaku, R. Jeyasenthil, S. Sahoo, and T. Dragicevic, “Experimental
Verification of Robust PID Controller Under Feedforward Framework for
Nonminimum Phase DC-DC Boost Converter,” IEEE J. Emerg. Sel. Topics
Power Electron., vol. 9, no 3, pp. 3373-3383, Jun. 2021.

JIPE-49-29

同期発電機の回転数変化に応じてマルチレベル出力が可能な MMC の基礎検討
○関口

大智**

柿ヶ野

浩明*

**立命館大学院, *立命館大学
A Fundamental Study on MMC for Multi-level Output in Response to Changes in Synchronous
Generator Speed
Taichi Sekiguchi, Hiroaki Kakigano**Ritsumeikan University, *Ritsumeikan University

１． はじめに
近年，地球温暖化問題の解決策の一つとして，再生可能エ
ネルギーの導入が拡大している。洋上風力発電の適地は，大電力消費地から遠く離れているため，コストや損失の面から，HVDC(高圧直流)送電が適しているといえる[1]。
HVDC に適用可能な自励式交直変換器である MMC(モジュラーマルチレベル変換器)は，大容量化，高電圧化が可能であり，マルチレベルの交流電圧波形を出力できる。しかし，低回転時の交流側と直流側での電圧差によって，マルチレ
ベル波形が出力されない課題がある。
本稿では， MMC を内側セルと外側セルに分けた構成を提案し，同期発電機と接続した場合のシミュレーションによる検証を行う。

図１

回路構成

Fig. 1. Circuit configuration.

2 ．回路構成
図 2 全体の制御ブロック

内側のセルには，損失やコストの面からハーフブリッジ構造を採用し，各アームの上下に 2 段ずつ接続した。外側セルには，3 相分のセルを並列に接続し，キャパシタの部分に可変電圧源を接続した（図 1 参照）。

Fig. 2.

Overall control system.

3．MMC の制御
（1）内側セルの制御
電流と電圧は三相交流成分，循環成分，直流成分，に分解して制御を行う。この時，各成分は独立して制御可能である。バランス制御に用いるパラメータとして，三相交流成分と循環成分には正相逆相分離を行った。
バランス制御として，逆相交流電流を用いた相間アームバランス制御，正相循環電流を用いた上下一括バランス制御，逆相循環電流を用いた上下アームバランス制
御，直流電流を用いた直流キャパシタ平均電圧制御，各アームの平均値を用いた個別バランス制御を行った（図2 参照）。キャパシタ電圧の指令値は，交流電圧の最大値を段数で除した値とした。
（2）外側セルの制御
可変電圧源に直流電圧と交流電圧の差分を指令値として加える。スイッチング周波数を 10 kHz，デューテ
ィー比を 0.5 として，周期的にスイッチングすることで制御を行った。

図 3 キャパシタ電圧
Fig. 3. Capacitor voltage.

5．終わりに
本研究では，洋上風力発電を想定した PMSG に外側セルと内側セルで分けた MMC を接続したシステムの構成について説明し，そのシステムを構成する回路構成についての検討を行った。また，想定するシステムにおいて MMC の内側セルのキャパシタ電圧を一定にするための制御法を提案
し，シミュレーションによる検証を行った。
今後は，外側セルの可変電圧源をキャパシタにした場合の制御法について検討する。

4．シミュレーション

文

内側セルのキャパシタ電圧に着目すると，バランス制御
適用後，三相交流電圧の最大値の値を段数で除した値に追従していることが確認できた（図 3 参照）。

[1]

24

献

石橋 卓弘，地道 拓志，森 修：「大規模洋上風力発電の直流送電シ
ステム向け高圧大容量 DC/DC 変換器の回路方式と制御法」，電学論
D ，Vol 131，No. 12，pp. 1424-1432，2011.

JIPE-49-30

IPMSM の駆動時に発生するモータ電力高調波の測定と抑制
○内藤

太一

井上

同志社大学

馨

加藤

利次

理工学部

Measurement and Suppression of Power Harmonics in an IPMSM
Taichi Naitou, Kaoru Inoue, Toshiji Kato
Department of Electric Engineering, Doshisha University

1.

緒言

IPMSM では, その構造により空間高調波が発生し, モー
タ電力にあらわれる。この高調波は損失の原因になるだけ
でなく, 電解コンデンサレスインバータで駆動する場合には, 電源への影響を考慮する必要がある[1]。
本報告では位相補償を用いて IPMSM のモータ電力に含まれる 6 次の高調波成分を測定し, 文献[1]の方法で抑制した結果について報告する。

2.

モータ電力高調波

Fig. 1

Block diagram of the speed control

Fig. 1 にシステムに適用した速度制御の構成を示す。モータは, 極対数が 3 で定格 750W の IPMSM(MM-EFS71M) であり, インバータの出力電圧の電気的な周波数が 50 Hz にな
るように, IPMSM を駆動させた。各相のインバータの出力
電流と出力負荷電圧をデジタルオシロスコープで測定し,モータ入力電力を計算した。算出された電力を MATLAB で
周波数解析した結果を Fig. 2 に示す。
モータの入力電力は電気的な周波数 50 Hz の 6 倍である

Fig. 2Frequency spectrum of motor input power.

300 Hz の高調波成分が大きく出ているため, 6 次の高調波成
分を抑制することを考える。

3. 位相補償
位相補償はインバータの出力電圧の位相を変化させることでモータ電力高調波を抑制する制御法であり, d, q 軸電圧は次式を用いる[1]。
𝑉𝑑 ∗− sin{𝛿 + 𝐴 sin(6𝜔𝑒 𝑡 + 𝐵)}[ ∗ ] = 𝑉𝑎 []𝑉𝑞cos{𝛿 + 𝐴 sin(6𝜔𝑒 𝑡 + 𝐵)}

Fig. 3

Experimental result of motor harmonics suppression

𝐴はモータ電力高調波補償の振幅成分, 𝐵はモータ電力高control

調波補償の位相角であり, この 2 つの値を変化させて d, q 軸
電圧を電気角周波数の 6 倍で脈動させる。その結果, 電気角

5. 結言

周波数 6 倍のモータ入力電力高調波を抑制する。

実験結果よりモータ入力電力の電気角周波数 6 次の高4. 実験結果

調波成分𝑃𝑖𝑛6 を無補償時と比べて抑制できた。今後は振幅補償を適用することでさらなる抑制を目指す。

位相補償を適用した場合のモータ入力電力の 6 次の高調波成分を Fig. 3 に示す。無補償時のモータ入力電力の 6 次の 高 調 波 成 分 は 平 均 す る と 𝑃𝑖𝑛6 = 4.81 W で あ り , 𝐴 =文

0.20 rad, 𝐵 = 150 deg. の場合𝑃𝑖𝑛6 = 0.36 W で最も 𝑃𝑖𝑛6 を小[1]

さくでき, 無補償時と比べて, 𝑃𝑖𝑛6 を 92.50 % 抑制できた。

25

献

宮島孝幸，井上達貴，土井弘宜：”電解コンデンサレスインバータ技
術による空調機向けモータドライブの小型軽量化”，電気学会産業応用部門大会，3-43，2021．

JIPE-49-31

三相系統連系インバータの複素ベクトル制御法の安定性の検討○井上 大聖
同志社大学

加藤 利次
理工学部

井上 馨

電気工学科

Investigations on a Three-Phase Grid-Following Inverterby the Complex Vector Theory
Taisei Inoue, Toshiji Kato, Kaoru Inoue
Department of Electrical Engineering, Doshisha University
1

はじめに

本稿では、3 相系統連系インバータシステムに関して正弦波補償器を用いた状態フィードバック (FB) 制
御系を構成して出力電流の良好なトラッキングを確保しつつ、安定な制御系の設計法 [1] について検討を行ったものである。その際、制御系は複素ベクトル理論に基づいて 3 相の各変数を αβ 領域に変換し、同領域で出力の LCL フィルタと正弦波補償器を含めた簡潔な
4 次の SISO の状態 FB 制御系の設計を行い、安定性の検討を行う。

2

Fig. 1 Control system of Grid-connected inverter.

αβ 領域での系統連系インバータのディジタル制御
Amplitude[dB]0

LCL フィルタ付 3 相系統連系インバータシステムの回路構成を Fig.1 に示す。この複素ベクトル理論による
αβ 領域での複素変数 xαβ = [ iL1 αβ vcαβ iL2 αβ ]Tに関する状態方程式を以下とする。

これをサンプリング周期 Ts で離散化する。
}
xαβ [i + 1] = Axαβ [i] + buαβ [i] + hvsαβ [i]yαβ [i] = [0 0 1]xαβ [i] = cxαβ [i]

-40
-60

102

103

Frequency[Hz](1)Analytical
Simulation
Experiment

180

Phase[deg]dxαβ = Ac xαβ + bc uαβ + hc vsαβ
dt

-20

(2)

90
0
-90
-180

102

103

Frequency[Hz]

補償器には基本角周波数 ω0 の正弦波補償器を用い、その制御ゲインを krαβ 、状態 FB ゲインを kf αβ とする。また補償器の複素補助変数 wαβ [i] に基づいて複素制御入力 uαβ [i] を決定する。従って、全体の状態方程式は 4 次の SISO システムとなる。
krαβ
wαβ [i] =(irαβ [i] − cxαβ [i])(3)(jωz − ε 0 −k0 )Ts

uαβ [i] = −kf αβ xαβ [i] + krαβ wαβ [i]3Fig. 2 Frequency characteristics of the inverter output admittance Yoαβ .
これに対して、SaberRD で周波数スキャン (frequency scan) 法によるシミュレーション結果を赤丸、また実機による測定結果を×で示す。全般的に受動性はみられるが、実測結果では基本周波数付近で位相が± 90 度を超えて受動性が崩れており、これはゼロク
ロスによる系統との位相同期制御の影響が原因と考えられる。このため今後は、位相同期制御法の影響も含めて、安定性を考えていきたい。

(4)

設計例の周波数特性と安定性の検討

Fig.1 の系統連系インバータに関して、出力アドミ
タンスの周波数特性の解析解を、Fig.2 の上より振幅および位相特性の順に青線で示す。制御システムは状態 FB のみであるが、位相特性は ±90 度の範囲に収まり、受動的となった。

参考文献[1] 与村和希, 加藤利次, 井上馨: 「複素ベクトル理論によるグリッド連系インバータシステムの受動性に基づく安定化制御法」, 半導体電力変換/モータドライブ合同
研究会, SPC-21-032, 2021.

26

JIPE-49-32

複素ベクトル理論に基づくドループ制御の影響を考慮した

Grid-Forming Inverter の安定性解析
〇山下

大貴

同志社大学

加藤

利次

理工学部

井上

馨

電気工学科

Stability Analysis with Droop Control Eﬀects for a Grid-Forming
Inverter by the Complex Vector Theory
Daiki Yamashita, Toshiji Kato, Kaoru Inoue
Department of Electrical Engineering Doshisha University

1

はじめに

近年再生可能エネルギーの普及に伴い、系統連系インバー
タの運用が検討されている。本研究では、αβ 領域でのドループ制御された Grid-Forming Inverter システムに対して、イ
ンピーダンス法に基づいた安定性解析を行う。そのために同インバータの出力インピーダンスの周波数特性の解析法を導出し、シミュレーション結果との比較により検証を行う。

ȟɘ

pr[i]

+
-

pm[i]

ɘȽ[i] ɘȽȾ[i]
+
+

+
+

ɅȽȾ[i]
T
z-1

ɘ1
Vr0

qr[i]

複素位相を用いたドループ制御系の構成

eɅȽȾ

Vr[i]

ɘȾ[i]

+
GLPF[z]

mb



q[i]

Fig. 1 Block diagram of droop control with complex
phase vector.

対象とする Grid-Forming Inverter の複素ドループ制御器のブロック線図を Fig.1 に示す。出力電圧、電流 vαβ ,ioαβ から、有効・無効電力 pm , qm を計算し、それらの目標値 pr , qrの差をそれぞれゲイン ma ,mb 倍したのち、基準角周波数 ω1を実部に加え、複素角周波数 ωαβ を計算する。さらにその積分により複素位相角 θαβ を求め、基準電圧 Vr の大きさと位相角に分離する。

3p[i]

GLPF[z]

qm[i]

2

ma

周波数成分間のカップリングを考慮した出力インピーダンスの計算法出力電圧・電流および電力関連の各変数のドループ制御における周波数成分のカップリング関係を Fig.2 に示す。カップリング関係にある角周波数 ω の成分と 2ω1 − ω の成分に関して、各生成過程を考慮して、vαβ ,ioαβ から基準電圧成分
Ṽr を求め、出力インピーダンス Z o を導出し周波数解析を行う。

4

出力インピーダンスの周波数特性解析

設計ゲインにおける Z o の周波数特性の解析解の 2 つの固有値を実線、SaberRD を用いた周波数スキャン法によるシ
ミュレーションの結果を times として横軸を周波数 f で示した結果を Fig.3 に示すが、両者がよく一致している。周波数解析の動作として 1.3kHz のピークは出力フィルタの共振
周波数 fr に対応し、fr と fr − 2f1 に対応した 2 つの山となる。50Hz のピークは基本周波数 f1 = ω1 /(2π) に対応している。このインバータの安定性解析のためには、出力イン
ピーダンスの周波数解析過程における周波数成分間のカップ
リング関係の考慮が必要であり、これに基づく安定性解析結果を、当日、報告する。

Fig. 2 Flow chart of Small-signal components in thecomplex droop control.
Magnitutude[dB]

50

0

-50
101

102

103

Phase[deg]Frequency[Hz]

90
0
-90

参考文献
[1] 山下 大貴, 大上 皓, 渡部 倖世, 加藤 利次, 井上 馨 : 「αβ での複素ベクトル制御による Grid-Forming Inverter の安定性解析」, 第 247 回パワーエレクトロニクス学会定例研究会, 大阪, 2023 年 4 月.

101

102

103

Frequency[Hz]Fig. 3 Frequency characteristics of eigenvalues of Zo
for ma =0.0005.

27

JIPE-49-33

総合力率 99.9% 超を実現する欧州向け三相パッシブ PFC 整流器－ KOBE 整流器による限界への挑戦 －○赤井恒太＊○天埜崇雅＊

河野孝太郎＊

茂木進一＊＊ 神戸市立工業高等専門学校

Three-Phase Transformerless Passive PFC Rectifier - the KOBE Rectifier - for European Use with 99.9%+ TPF
Kota AKAI＊, Soma AMANO＊, Kotaro KAWANO＊, and Shin-ichi MOTEGI＊＊Kobe City College of Technology

1. まえがき

3. 実験結果

従来から, 三相ダイオード整流器には入力力率の改善やFig. 2 に定格（PO =11 kW）における実験結果を示す. ここ

入力電流に含まれる高調波の低減などが求められている.

で, 計測には日置電機のパワーアナライザ PW8001（入力ユこのような背景のもと, スイッチング素子を用いず, キャ

ニット：U7005, 電流センサ：CT6873）を使用している.

パシタ, インダクタ, 変圧器（単巻変圧器を含む）, ダイオー

まず, Fig. 2 (a)に示すように入力電流 i X , i Y , i Z は, 一部にドなどのパッシブ素子のみを用いて上記を解決する手法がひずみが生じているが電源相電圧 v XN とほぼ同相の正弦波検討されている[1][2]. これに対して著者らは, スイッチングとなっている. このときの, 総合力率 TPF は 99.92%, 入力電素子だけでなく絶縁変圧器や単巻変圧器も利用しない三相流 i X , i Y , i Z の全高調波ひずみ率 THD は, それぞれ 2.21%,

パッシブ PFC 整流器である KOBE 整流器を提案している[3].

2.20%, 2.21%と目標仕様③④を満足しており, スイッチング

本稿では, このKOBE 整流器の可能性を探るため, 以下の目素子を使用するアクティブ整流器 なみに良好である. 次に,

標仕様を満足する機能試作機による検証を実施する.

Fig. 2 (b)に示す入力電流 i X のスペクトラムから, 同電流の高① 欧州向け（VS = 400 VRMS , fS = 50Hz）

調波は最大でも 230 mA 程度（第11 次高調波）に抑制され, 全② 定格直流出力電力 PO = 11.0 kWての高調波次数において目標仕様⑤である高調波限度値③ 定格時に総合力率 TPF≧99.90%

IEC 61000-3-2（Class A）を満足している. 最後に, 直流出力電④ 定格時に電源電流の総合ひずみ率 THD≦3.0%

圧VO は 503.3VAVG（電圧変動率は 12.4 %）であり目標仕様⑥を[4]

満足している. なお, 変換効率 η は 98.3%である.

⑤ 定格時に高調波限度値 IEC 61000-3-2（Class A） を満足⑥ 定格時に直流出力電圧 VO ≧500 VAVG

4. あとがき

2. 主回路構成と主回路定数

著者らが先に提案した KOBE 整流器において, アクティブ

本稿で議論する KOBE 整流器を Fig. 1 に示す. この KOBE

整流器なみの総合力率（TPF = 99.92%）と入力電流の総合ひ整流器は, 先に報告している単相パッシブ PFC 整流器[5]におずみ率（THD = 2.21%）を実現できることを実験結果から示しけるインダクタとキャパシタで構成される力率改善ユニッ

た. 今後は, より実用的な目標仕様に対する主回路定数のト（PFC-Unit: LA, CA, LB）を三相各相の電源ラインに接続し設計手法について検討を進める予定である.

ている. これにより, 従来の多パルス整流器のような電源

文

周波数で動作する絶縁変圧器や複雑な単巻変圧器 [1][2]を用[1] C. Niermann: “New Rectifier Circuits with Low Main Pollution and Additional Low Cost Inverter for Energy Recovery,” EPE’89, pp.1131-1136, 1989
[2] H. Mochikawa, J. Tsuda, M. Uesugi, T. Yamashita, and T. Kobayashi: “A New
18-Pulse Rectifier Circuit with Small Phase-Shifting Transformer,” IPEC
2005, pp.1838-1842, 2005
[3] 茂木進一：「スイッチング素子や変圧器を用いない三相高力率ダイオー
ド整流器」, 電学論D, Vol.140, No. 6, pp. 495-496, 2020
[4] IEC 61000-3-2, “Electromagnetic compatibility (EMC)-Part 3-2: Limits forharmonic current emissions (equipment input current ≤16A per phase),” 2018[5] 茂木進一：「欧州向け単相パッシブ高力率整流器における主回路定数の最適化による小型化の検討」, 電学論D, Vol.141, No.10, pp. 818-824, 2021

いずに高力率かつ低ひずみ率の整流動作が可能となる. 加
えて本稿では, 目標仕様を満足するために 1,500 万通りを越える計算機シミュレーションを実施し, 各主回路定数を LS =0 mH, LA=12 mH, CA = 40 μF, LB = 8 mH, LD = 24 mHとしている（設計の詳細については稿を改めて報告する）.
PFC-Unit
LA

v XN

iX

CA

LB

LD

LS

20A

iY
iZ

CO

vO

献

0

RO

-20

400VL-L
50Hz

iY

iX
v XN

iZ

400V 10A i X

0
-400

0
10
20ms
(a) source voltage and currents

Fig. 1. A three-phase passive PFC rectifier (KOBE Rectifier).

1
0.1
0.01

IEC 61000-3-2（Class A）

1
10
20
30 40th(b) spectrum of i X and limits

Fig. 2. Experimental results of rated condition（PO = 11 kW）.

28

JIPE-49-34

リニア誘導モータの浮上推進制御時のオーバーシュート対策
○堀本

拓夢*

西浦

駿介*

山本

恭太郎*

神野

崇馬*

又吉

秀仁*

森實

俊充*

*大阪工業大学
Measures against overshooting during levitation and propulsion control of linear induction motors
Horimoto Takumu, Nishiura Shunsuke, Yamamoto Kyoutaro, Jinno Souma, Matayoshi Hidehito, Morizane Tosimitsu,* Osaka Institute of Technology

1.

はじめに

リニア誘導モータ(LIM)を用いた搬送システムの１つとして電磁吸引式磁気浮上搬送装置がある。本システムの抱える課題として、推進用の LIM と浮上用電磁石が別々の機構となっており、エネルギー効率の面で課題がある。そこ
で、本研究では、推進と浮上を１つの機構で行う方式を提案することで、低コスト化、省スペース化等を目指す。そのため、システムの構成で二周波数重畳電源を用い、推進のための周波数成分𝑓𝑑 の電流と浮上のための周波数成分𝑓𝑚 の電流を同一の LIM へ入力し、推進力と浮上力を得る（図 1 参照）。

2. 現状の課題及び対策案
先行研究において浮上推進制御を行った際に目標値の入力後、速度指令値がステップ状に入力されていた。そのため、実機速度と速度指令値との差が大きくなることで(図(a)速度特性1(a)参照)、吸引力が突発的に大きくなり、瞬発的に一次側と(b)ギャップ長の変化

二次側の距離が短くなるオーバーシュートが発生するとい

図 1 システムの概要と速度指令値をステップ入力した際の各特性

う課題が起こっていた（図 1(b)参照）。そこで突発的な吸引

Fig. 1.

Overview of the system and each characteristic when a speedcommand value is input in steps.

力の発生を低減するため、速度指令値と実機速度の差が少ないように速度指令値が緩やかに変化する制御を行った。

3. 結果及び今後
今回は周波数𝑓𝑑 による推進制御時に発生する吸引力の影響を測定するため、𝑓𝑚 を用いた浮上制御を行わず、𝑓𝑑 のみを(s)用いた推進制御を行ったときの吸引力の変化を AND 社のロ(s)ードセルを用いて測定した。条件はギャップ長 3mm、速度変化は 0→1→2→3 [m/s]の順に入力した。上図が入力した速度指令値であり、下図がその時の吸引力である（図 2 参照）。
結果としては、最大約 60N(110N→50N)ほどの吸引力の低減が見られた（図 2 参照）。したがって今回の対策案の目的であった吸引力の低減を達成できたと考える。
今後は浮上推進制御を行うことにより、オーバーシュー

(s)

(s)

トの有無、もしくは低減具合を検証していく予定である。
図 2 ステップ状の速度指令値(左)と台形波状の速度指令値(右)の

文
[1]

献

時の吸引力
Fig. 2.

. Akiho Onoue, et al. Verification of levitation attitude in maglev transportsystem using only linear induction motor. Proceedings of Maglev2022, No
38. (2022)

Attractive force at step-like velocity command value (left)

and trapezoidal wave-like velocity command value (right).

29

JIPE-49-35

双方向絶縁型 Dual Active Bridge DC-DC コンバータにおける制御手法の比較検討
○橋本

悠

佐々木

壮太

川上

太知

大阪公立大学工業高等専門学校
Comparative Study of Control Methods for Bidirectional Isolated Dual Active Bridge DC-DC Converter
Haruka Hashimoto, Sota Sasaki, Taichi Kawakami
Osaka Metropolitan University College of Technology

1.

はじめに
Vi

Dual Active Bridge(DAB)DC-DC コンバータは双方向絶縁

Q1_1

Q1_3

Q1_2

Q1_4

Q2_1

Q2_3

Q2_2

Q2_4

L

N:1

Q1_5

Q1_7

Q1_6

Q1_8

Q2_5

Q2_7

Q2_6

Q2_8

VO

Ci

CO

型直流電力変換器の一方式であり，近年注目されている直流送電システムにおいて重要な役割を担っている。そのたL

N:1

め，DAB コンバータは信頼性の高いラインレギュレーショ
ンとロードレギュレーションを確保するために高速な応答が求められており，様々な制御手法が提案されている[1]。

Fig.1 Bidirectional DAB Converter with BTB system

そこで本研究では，直流送電システムにおいて使用されている Back to Back(BTB)方式を DAB コンバータに実装し，Feedforward

安定性を維持しつつ，高速な応答が可能とされている電力

Io

平衡モード制御(PBMC)を適用する[2]。双方向切り替え時に×Vo*

対する応答性について，一般的な制御手法である電圧モー1/Kv

ド制御(VMC)と PBMC を比較及び検証することによって双

Vref

÷

+

-

Gc(s)

+

+

+

-

IL*

Fm
Ki

Ki

Gvd (s)Vo

Gid (s)IL+ΔILKv

Vi

Current Mode Control

Fig2. Block Diagram of Power Balance Mode Control

方向 DAB コンバータの動作改善を行う。

DAB コンバータと PBMC

49.0
0.5% of steady stateOutput Voltage Vo [V]

2.

Po*

Vref

〈2･1〉DAB コンバータの解析条件
Fig.1 に解析を行った双方向 DAB コンバータの回路図を示す。BTB 方式の DAB コンバータが降圧動作する条件において，双方向切り替え時の出力キャパシタ Co にかかる電圧

48.0
1.28V

47.0
46.0

10ms/div
3.15V

1.87V

PBMC
VMC

45.0

Vo の変動を測定し，VMC と PBMC で比較する。また，シミ
44.0ュレーションには Altair 社の PSIM を使用する。

Time [msec]

Fig3. Output Voltage Response during Bidirectional Switching〈2･2〉PBMC による応答性の改善
PBMC のブロック線図を Fig.2 に示す。PBMC は電流モ

4. まとめード制御(CMC)の補償器を主体に，入出力電力を一致させよ
うと動作するフィードフォワード制御を追加している。そ双方向 DAB コンバータの通常の動作だけでなく，双方向のため，定常状態においては CMC と同じ動作を行うが，入切り替え時においても PBMC の有効性を確認することがで

出力電力不平衡時では，フィードフォワード制御が影響し，きた。今後は実機での検証を検討する。

応答性が改善される。

3. 双方向切り替え時における応答性の評価

文[1]

VMC と PBMC の双方向切り替え時に対する応答を Fig.3に示す。整定条件を定常時の 0.5%とし，出力電圧が収束す
る整定時間は VMC が約40.0ms，PBMC が約 27.7ms となり，
PBMC の方が約 12.3ms ほど早く収束している。また，電圧[2]

変動量においても PBMC が VMC より約 1.87V 抑制できており，改善率は約 59.3%である。

30

献

Miad Nasr, Shahab Poshtkouhi, and Nikolay Radimov : “Fast Average
Current Mode Control of Dual-Active-Bridge DC-DC converter using
Cycle-by-Cycle Sensing and Self-Calibrated Digital Feedforward”,2017
IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC) ，pp1129-1133(2017)．
Taichi Kawakami, Kenta Yamada, Kazuhiro Umetani, and Shigeo
Morimoto: “Design and Analysis of Power Balance Mode Control Using
Digital Control for Boost-Type DC-DC Converter”, IEEJ Transactions on
Electrical and Electronic Engineering, Vol.17, No.3 pp.739-748 , 2022.

JIPE-49-36

Static 法と熱解析による熱抵抗評価
○ 大橋

一輝

，高木

茂行

東京工科大学
Thermal resistance evaluation using static method and thermal analysis.
Kazuki Ohashi ，Shigeyuki TakagiTokyo University of Technology

1.

4.

はじめに

まとめ

Static 法による熱抵抗測定と熱解析による熱抵抗測定を試

近年，半導体の高性能化・高速化実現のために小型化が期待されている。しかし，小型化に伴い，一部デメリットも生み，両者の結果が一致することを確認できた。

じる。例えば，小型化により機器の配線などの抵抗の増大してしまうなどの問題が発生してしまう。また，発熱や消費電力の増大にも繋がってしまう。そのため，半導体にとって重要な特性である熱抵抗に着目した。熱抵抗の測定のため，
Static 法を用いて熱抵抗測定が可能な T3Ster 使用し測定方法を確立する。また，測定された熱抵抗を再現できる熱気流
解析シミュレーションモデルを構築する。

2. Static 法による熱抵抗測定

図1

K-factor

Fig. 1

K-factor

図2

構造関数

半導体デバイスは温度によって熱抵抗が変化するため，
Static 法ではこれを利用して半導体デバイスの抵抗から温度を推定する。一定電流を流しておくと，温度変化に対応して熱抵抗が変化し，電圧が変化する。この温度と電圧の関係をグラフで表した時の傾きを K-factor と呼ぶ。K-factor に基づ
き温度へ変換したものが冷却曲線となり，このデータを数値演算したものが構造関数となる[1]。
温度と電圧の関係を測定した関係を図 1 に示す。K-factor

Fig.2

は-0.00174 V/°となった。この値を使って，冷却曲線を求め，

structure function

熱抵抗を構造関数で表した結果を図 2 に示す。構造関数では変曲点が異なる部品の接触面を表す。図 2 の丸で示す最初の変化点はジャンクションの熱抵抗であり，0.5 K/W となった。これはデータ使途に記載されたジャンクション熱抵
抗 0.6 K/W とほぼ一致し，熱抵抗が正確に測れている事を示している。この時，デバイスの全熱抵抗は 10 K/W となった。

3.

熱解析モデル

測定したデバイスを分解し，構造を調べると共に同パッ

図3

ケージの構造データを参考にし，3 次元のシミュレーション

シミュレーションモデル
Fig.3

モデルを構築した。図 3 にこのシミュレーションモデルを

simulation model示す。計算は熱源により気流が上昇する自然対流モデルを文用いた。Static 法の測定に合わせ，金属面を 20℃に固定し，献

ジャンクションに 2 W を投入し，その時のジャンクション[1] S. Takagi et al. : “Evaluation of heat dissipation characteristicsの上昇温度を計算した。この結果，20℃の温度上昇となり，of quantum cascade laser with diamond submount using structure

10 K/W と求まり，Static 法で測定した全熱抵抗とほぼ一致

function and three-dimensional thermal fluid”, Jpn. J. Appl. Phys.

した。

60, 124003 (2021).

31

JIPE-49-37

風速変動下における風力発電機の追従性と発電電力に関する調査
○三橋

雅也*

又吉

秀仁**

森實

*大阪工業大学大学院 ,

俊充**

神野

崇馬**

**大阪工業大学

Investigation of Wind Turbie Tracking and Power Generation Under Wind Speed Fluctuation
Masaya Mitsuhashi, Hidehito Matayoshi, Toshimitsu Morizane, Jinno Souma*Osaka Institute of Technology Graduate School, ** Osaka Institute of Technology

1. はじめに
近年, 地球環境問題への関心の高まりから風力発電を含めた再生可能エネルギーの導入が進められている.
風力発電では, これまで回転速度の追従性と電力量の関係性について明確な指標がされていなかった. そこで, 本研究では先行研究[1] の問題解決と共に時間変化に対応した電力量の数式化を目指す.

Fig. 1 シミュレーションモデル

2. 風力発電機の回転速度追従性〈2･1〉 検証内容
回転速度の追従性と電力量の関係を確認するために, 速
度上昇を重視した制御と発電と速度上昇の両方を行う制御の電力量の違いについて Fig. 1 に示すシミュレーションモ
デルを用いて検証を行った. なお, 条件として風速 7-9m/s,
周期 10s の正弦波の風として検証を行った.

(a) 回転速度〈2･2〉 シミュレーション検証結果
Fig. 2 (a) に回転速度, Fig. 2 (b) に電力量の関係を示す. (a)での実線が速度上昇を重視した制御, 破線が発電, 速度上昇両方行う制御であり, 速度上昇を重視する方が回転速度の追従が早く, 電力量も多いことが確認した.

3. 風力発電機の電気出力電力量の数式化(b) 発電電力量

Fig. 2 回転速度と発電電力の関係性

シミュレーションでの結果を基に近似を利用し, パワー係数が最大になるまでの時間と最大になった後の時間での電力量と分け, 出力電力量の数式化を行い, (1), (2)式を導出
した.
𝑊𝑒 = 𝑃𝑒 𝑡1 + 𝑃𝑚𝑎𝑥 (𝑡2 − 𝑡1 ) ........................................... (1)𝑡1 = 5 × 10−5 𝑃𝑒2 − 0.0017𝑃𝑒 + 0.5535 ...................... (2)Fig. 3 計算結果とシミュレーション結果比較

4. 謝辞

ただし, 𝑊𝑒：負荷電力量[J], 𝑃𝑒：負荷電力[W], 𝑃𝑚𝑎𝑥：最大負荷電力[W], 𝑡1：𝐶𝑝 が最大になるまでの時間[s], 𝑡2：風速が

本研究は JSPS 科研費 JP21K14153 の助成を受けたものです.

切り替わる時間(周期 T の半分)[s]である.
(1), (2)式から導出した電力量とシミュレーションでの電文

力量の値の関係性を Fig. 3 に示す. 結果より, 数式による導[1]出が可能であることを確認した. また. 今後の目標として,風速の変動域が変更された場合を検討する.

32

献Ryouma Onoe, Toshimitsu Morizane, Hideki Omori, Hidehito Matayoshi,
and Tomonobu Senju “A Novel Rotational Speed Maintenance Control forWind Power Generation System Under Wind Speed Fluctuations” IEEE The
International Council on Electrical Engineering Conference, July 2021.

JIPE-49-38

2 台の制御器を持つ DAB 型 DC/DC コンバータを構えた
磁界共鳴方式ワイヤレス給電の同期方法
○西川

わか*

杉山

滉平*

清水

悠生*

川畑

良尚*

*立命館大学
Synchronization method for magnetic resonance wireless power transfer using a DAB type DC/DC
converter with two controllers
Waka Nishikawa, Kohei Sugiyama, Yuki Shimizu, Yoshitaka Kawabata*Ritsumeikan University

1. はじめに

3. 実験結果

近年，ワイヤレス給電が注目されている。筆者らは，文献

図 1 の実機装置にて，定格電力 1kW，入力直流電圧（𝐸𝑑𝐴 =[1]において DAB 型 DC/DC コンバータを用いたワイヤレス

200V），スイッチング周波数 8.8kHz で 1kW 電力伝送を行っ給電を提案してきたが，送電側と受電側を個別に制御するた。実験結果を図 2 に，主要パラメータは表 1 に示す。

場合，A 側と B 側の演算装置の内部クロックの違いにより，電力伝送効率は演算装置 2 台の時 85.9%，1 台の時 86.8%

制御信号を生成する搬送波にずれが生じるため，2 台の搬送であり，同期システムによる損失は約 1%だった。1kW 電力

波を同期させる必要がある。

伝送時の波形は演算装置の台数を問わず似た形であった

本研究では，送電側インバータ交流電圧の情報を用いて，が，位相差は，1 台の時 18.4°，2 台の時 15.2°と変化した。

2 台の演算装置内の搬送波の同期手法を検討し，製作した実以上の結果から，検出用変圧器にはあまり電流が流れず，主機より結果が得られたので報告する。

のワイヤレスコイルには影響がないと考えられる。
Table 1.

2. 検討内容

parameters

設計結合係数検討するシステムを図 1 に示す。はじめに，B 側インバー𝑑0.3(5.1cm)

外付けインダクタンス

A側

𝐿

98.99

自己インダクタンス

B側

𝐿

98.90

ワイヤレスコイル（鉄心無）

A側

1.1

（𝐸𝑑𝐴 ）を 20V まで上げ，A 側インバータと並列接続されて𝐿𝐴

自己インダクタンス

B側

𝐿

99

いるギャップ付き検出用変圧器（𝐿𝑠𝑐𝐴 , 𝐿𝑠𝑐𝐴′ ）を介して，A 側

共振コンデンサ

A側

𝐶𝑠

298.6

キャパシタンス

B側

𝐶

タをダイオード整流動作させる。スライダックで入力電圧

インバータ電圧（𝑣𝐴）の位相情報をもつ同期電圧（𝑣𝑠𝑦𝑛 ）をギャップ付き変圧器（鉄心有） 一次側 𝐿 𝑠𝑐𝐴

生成し，演算装置 B に入力する。得られた同期電圧（𝑣𝑠𝑦𝑛 ）自己インダクタンスの情報から搬送波の値を更新し，同期を行う。なお，この同

負荷抵抗

二次側 𝐿 𝑠𝑐𝐴

𝑅

3.30
1.69
93.7
41.0 (103%)

期が完了する時間までマイコン内で B 側に制御信号を入力しないよう制御する。一定時間経過後，B 側インバータをインバータ動作させ，電力伝送を行う。
𝐼𝑑𝐴
スライダック

𝑄3𝐴
𝑣𝐴

𝐸𝑑𝐴
𝑄2𝐴
𝑆1𝐴
Wireless Coils (鉄心なし)

𝑄4𝐴

Wireless
𝐿𝑎 𝐶𝑠1 Coils
𝐿𝐴 𝐿𝐵
𝑖𝐴

𝐿𝑏 𝑄1𝐵

𝑄3𝐵

𝑖𝐵

𝑣𝐵

Synchronous
Coils
𝑖𝑠𝑐𝐴 𝑖𝑠𝑐𝐴 ′𝑆2𝐴 𝑆3𝐴 𝑆4𝐴
絶縁ドライブ𝑣𝐿𝑠𝑐𝐴

上下短絡防止𝐼𝑑𝐵Inverter-B

Inverter-A

𝑄1𝐴

演算装置A

𝑆1𝐵

𝑣𝐿𝑠𝑐𝐴′

𝐿𝑠𝑐𝐴 𝐿𝑠𝑐𝐴 ′

𝑅

𝐸𝑑𝐵

𝑄4𝐵

𝑄2𝐵

𝑆2𝐵 𝑆3𝐵 𝑆4𝐵
絶縁ドライブFig 2.

上下短絡防止 直流電流
同期電 𝑆
検出
𝑆𝑉𝐵
𝑈𝐵
圧生成
𝐼𝑑𝐵
直流電圧
演算装置B
𝑣𝑠𝑦𝑛
検出
𝐸

4. おわりに𝑑𝐵

𝑣𝑠𝑦𝑛

Synchronous Coils（鉄心あり）

電圧制御(PI制御)∗
電圧指令値 𝐸𝑑𝐵

Fig. 1.

変調波
搬送波

B側制御信号
位相差指令 𝜃 ∗を確認した。今後は，様々な電力状態において同期および電

更新

更新

搬送波
電流制御
(PI制御)

提案手法を用いた実機試験より，同期が実現できること

𝐸𝑑𝐵

コンペアマッチ

変調波∗
電流指令値 𝐼𝑑𝐵

𝐼𝑑𝐵

𝑆𝑉𝐵

𝑆𝑈𝐵

コンペアマッチ
IRQ

Results of 1 kW power transmission

A/D
𝐼𝑑𝐵

力伝送ができることを確認する。
文

A/D
𝐸𝑑𝐵

[1]

演算装置B

System configuration

[2]

33

献
杉山滉平，太田盛人，清水悠生，川畑良尚：“双方向電力伝送が可能
な SP 型共振方式ワイヤレス給電の設計と実機検証”,パワーエレク
トロニクス学会誌，Vol.48，p.122-128（2022）
杉山滉平, 加藤大地, 川畑良尚 : “ワイヤレス給電向け同期手法の一考察”, 電気学会産業応用部門大会，1-19（2022）

‒Bグループ ‒JIPE-49-39

太陽光発電が多数連系する低圧配電系統における電力潮流制御システムとその効果について
◯泉 吉源

米森 秀登

竹野 裕正

(神戸大学)
Power ﬂow control system and its eﬀectiveness evaluation in low-voltage grid with many
interconnected PV systems
Yoshimoto Izumi, Hideto Yonemori, Hiromasa Takeno
Kobe University

1 序論

を取り去り、従来の位相シフトに相当する柱上コンバータ

近年、二酸化炭素の排出量の削減を推進するため、太陽光発電や EV/PHEV が、我々の生活に身近なものになりつつある。また、近年では EV のバッテリーを蓄電設備と内における電力供給用インバーターに電圧維持機能を付加した。この場合において、回路動作の結果を図 3∼5 に示す。

して利用する VtoH や、もう少し広範囲に大容量バッテ
リーを有効利用するために連系も視野に入れて考慮すべき状況となりつつある。しかしながら、このような分散電源システムが多数連系し、発電量が需要を上回った際には逆潮流が発生し連系点電圧が上昇し、電気事業法に定められる範囲を逸脱する。これらの問題に対処するための一方式

図 3: 力率制御の有無による電圧変動

図 4: 位相シフト直下出力電圧

として、低圧配電系統の電圧上昇を抑制する電力潮流制御システムの提案を行なってきた*1 。本研究では、システムの小型・高性能化を目指した検討を行ったので報告する。

2 電力潮流制御システムの概要
従来の制御システムを図 1、今回のシミュレーションで用いた回路の概要図を次の図 2 で示す。

図 5: 位相シフト直下入力電力

図 3 より、本回路の制御システムによって、従来通り、
電圧抑制効果が見られ、図 4 より、出力電圧も指令電圧通りとなっている。また、図 5 より、今回設計した回路にお図 1: 従来の制御システム

いても低圧配電系統に電力を供給し、余剰電力を戻す双方

図 2: 今回提案する制御システム

向電力供給が可能であることがわかる。
低圧配電系統は一般家庭を再現したモデルを使用し、10軒の家を集約して 3 軒としている。縮約モデルのおける 1

3 結論

軒目は 1 軒目、2 軒目は 2∼5 軒目、3 軒目は、6∼10 軒目と今回の研究では、従来回路で柱上変圧器と位相シフト用している。太陽光発電の出力は、4 kVA,16 kVA,20 kVAの変圧器二つ有していた回路から、柱上変圧器を取り去るとしてシミュレーションを行った。

ことで、回路の小型化を目指した。インバーターの制御回

今回示した回路は、従来回路に存在していた柱上変圧器

路に電圧維持機能の追加を行なった。また、回路動作の結果のグラフより、従来通り電圧抑制機能を有し、系統電圧*1 矢嶋 秀行, 米森 秀登, 竹野 裕正「電力潮流制御コンバータによる太陽光発電導入系統の電圧上昇抑制機能の検討」パワーエレクト
ロニクス学会誌 vol.42 p. 47-52が指令電圧に追従できていることも確認でき、双方向電力伝達が可能であることもわかる。

34

JIPE-49-40

非対称ロータ構造を有する 2 層 IPMSM のコギングトルク低減
○奥田

啓太*

森本

茂雄*

真田

雅之*

井上

征則*

*大阪公立大学
Cogging Torque Reduction of Double-Layer IPMSM with Asymmetric Rotor Structure
Keita Okuda, Shigeo Morimoto, Masayuki Sanada, Yukinori Inoue*Osaka Metropolitan University

1.

はじめに

筆者らは，Nd フリーボンド磁石を用いた 2 層 IPMSM において，非対称ロータ構造によるトルクリプル低減について検討し，トルクリプル低減を実現する構造を明らかにし
B

た[1]。

B

C

本稿ではトルクリプルを低減した非対称ロータ構造を有する 2 層 IPMSM に対して，ロータ表面溝を設けることによ

図1

るコギングトルク低減を，磁界解析により検討する。

2.

A

非対称ロータ構造を有する 2 層 IPMSM

am

図 1 に研究対象とする非対称ロータ構造を有する 2 層

CType N の構造図（1/2 モデル）

Wm

Wm

am

IPMSM（Type N）を示す。図 1 のロータ構造において同色の部分は同じ磁石形状（以後 A，B，C と呼ぶ）となっている。各部分では磁石の円弧形状の曲率が異なっている。それにより，個々のトルク変動成分（位相や振幅）が平均化されDて低トルクリプルを実現できる。また Type N は点対称かつ線対称となっていることから，CCW と CW の両回転方向に

図 2 ロータ表面溝の構造（位置 am，幅 Wm，深さ D）

対して，瞬時トルク波形が一致するようになっている[1]。

3.

ロータ表面溝によるコギングトルク低減

表 1 ロータ表面溝の設計パラメータ
磁石形状
位置 am [°]
幅 Wm [°]
深さ D [mm]文献[2]で用いたコギングトルクの低減設計手法に基づいて，Type N にロータ表面溝を設けた。図 2 にロータ表面溝

A
5
6.00
0.45

B
7
6.21
0.20

C
9
7.11
0.10

の構造を，表 1 に A，B，C 各部分に設けたロータ表面溝の設計パラメータを示す。Type N にロータ表面溝を設けたモType N
コギングトルク [Nm]

デルを Type NX と称する。
図 3 に JMAG の磁界解析結果による Type N と Type NX のコギングトルク波形を示す。Type NX はコギングトルクがType N と比較して 83.9 %低減できた。個々のコギングトル
ク変動成分（位相や振幅）がうまく平均化されたことによって大幅な低減が実現したと考えられる。一方で，定格電流時の平均トルクは 1.3 %低下し，トルクリプル率は 10.7 pt 増加
して 17.8 %となった。

4.

0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
-0.1 0
-0.2
-0.3
-0.4
-0.5
図3

10

20

Type NX

30

40

50

60

ロータ角度[°]
Type N と Type NX のコギングトルク波形

まとめ
文

ロータ表面溝による，非対称ロータ構造を有する 2 層
IPMSM のコギングトルク低減について検討した。
その結果，

[1]

ロータ表面溝を設ける前と比較して，コギングトルクが83.9 %低減された。一方で，定格電流時の平均トルクとトル[2]

クリプルはわずかに悪化した。

35

献奥田，他：「Nd フリーボンド磁石を用いた 2 層 IPMSM の磁極非対称ロータ構造によるトルクリプル低減」，電気学会 モータドライブ/回転機合同研究会資料，MD-23-120，RM-23-095(2023)
奥田，他：「Nd フリーボンド磁石を用いた 2 層 IPMSM のロータ表面
溝によるコギングトルク低減」，令和 5 年電気関係学会関西連合大会
講演論文集，G4-21（2023）

JIPE-49-41

PMSM の動力線に接続した変圧器から得られる電力特性の実験検証○淪 晴稀*

岳*,**

桐淵

井上

征則*

*大阪公立大学,

森本

茂雄*

真田

雅之*

**オムロン

Experimental Verification of Secondary Power Characteristics Using a Single-Phase Transformer in thePower Line of a PMSMHaruki Sazanami, Takeshi Kiribuchi, Yukinori Inoue, Shigeo Morimoto, Masayuki Sanada

1.

*Osaka Metropolitan University, **OMRON己インダクタンスである。

まえがき〈2･2〉 変圧器 2 次側電力特性

図 2 に PMSM の速PMSM は一般に位置検出器を備え，電力変換器より動力

度・トルクを変化させた場合の変圧器 2 次側電力特性を示

線と位置情報線が配線される。 近年，動力の電動化に伴っす。図 2(a)は MTPA 条件(供試機は SPMSM のため id* = 0 A)て PMSM の使用が増加し，配線数が増加することで，装置で駆動した場合の結果である。1500 min-1 以上，0.208 Nm

内の複雑な配線が課題となっている。本課題を解決するた

以上の領域で概ね 1 W を超える電力が得られた。図 2(b)はめ，位置情報線の削減が望まれている。位置情報線には，位低トルク領域において負の d 軸電流を与え，変圧器 2 次側

置検出用の電力と情報が含まれ，これらを動力線に重畳す

電力を増加させた場合の結果である。(1)式の関係をもとにることで，位置情報線が削減できる[1]。本稿では，表面磁石

求めた d 軸電流を id*として与えることにより 1200 min-1 以

同期モータ(SPMSM)の動力線に接続した変圧器から得られ

上，0.208 Nm 未満の領域で 1 W 以上の電力が得られた。

る電力特性を実機で確認する。

2.

3.

動力線に変圧器を接続した PMSM 駆動システム〈2･1〉 電流ベクトル制御システム

まとめ

本稿では，SPMSM の動力線に接続した変圧器から得られる電力を実測した。MTPA 条件および低トルク領域において，速度とトルクに対する電力特性を示し、所望の 1W 以上

本研究で用いるとなる電力が得られる領域を明らかにした。

PMSM の動力線に変圧器を接続した電流ベクトル制御シス
テムを図 1 に示す[1]。ただし，id*，iq*は d, q 軸指令電流，

文

vd*, vq*は d, q 軸指令電圧，id, iq は d, q 軸電流，iu, iv, iw は u,

[1]v, w 相電流，viu, viv, viw はインバータ三相電圧，vmu, vmv, vmw は
PMSM 三相電圧，vxu, vxv, vxw は変圧器 2 次側三相電圧，はロータ位置(電気角)，RL は変圧器 2 次側に接続した負荷抵抗id*である。また，RL で消費される変圧器 2 次側電力 Pdqx2 は id，iq

iq を用いて(1)式で表される[1]。
2

Pdqx 2 =2( 2 + iq 2 ) M x R L id
Rx 22

+ 2 RL R x 2 + RL

22
+  Lx 2

*

vu*
viu
vv *
三相
viv
uvw vw* インバータ viw

v d*

電流
制御

vq
id
iq

......................... (1)2献

桐淵, 他:「PMSM の動力線への単相変圧器を用いた位置検出用電力
重畳の二次側電力制御法」, 電気学会電力技術/電力系統技術/半導体
電力変換合同研究会, PE-23-024/PSE-23-030/SPC-23-080, pp. 1-6, 2023

dq

*

uvw

dq

iu
iv
iw



vxu
抵抗
変圧器 vxv
vxw RLvmu vmv vmw
SPMSM

ただし，は電気角速度，Rx2 は変圧器 2 次側の巻線抵抗，

図 1 電流ベクトル制御システム

Mx は変圧器の相互インダクタンス，Lx2 は変圧器 2 次側の自Fig. 1. Current Vector Control System.

(a)MTPA 条件(id* = 0 A)の場合(b)低トルク領域で id* < 0 A を与え Pdx2 ≧ 1 W にした場合

図 2 電力特性（RL = 1 , Rx2 = 0.012 , Lx2 = 960 H, Mx = 950 H）
Fig. 2.

負荷Power Characteristics. (RL = 1 , Rx2 = 0.012 , Lx2 = 960 H, Mx = 950 H)

36

JIPE-49-42

高速立ち上がりバーストパルス共振回路の設計と実証
○林

雅美*

民田

太一郎*

*大阪電気通信大学
Design and demonstration of a fast rising burst pulse resonance circuit
Masami Hayashi,Taichiro Tamida* *Osaka Electro Communication University

1.

3. シミュレーション

背景

バースト波形とは時間領域で信号が存在する領域と存在インバータの ON 期間・OFF 期間はそれぞれ 1ms で、SW5

しない領域を繰り返した波形である。またバースト波形にの ON 期間は式(2)、周期はインバータの ON 期間と一致さ

は 1 つの周波数成分をもつシングルトーンバースト波、複せシミュレーションした。その波形を図 3 に示す。交流波形数の周波数成分をもつマルチトーンバースト波があり非接での高速化が成功しバースト波形が出力されているが、こ触音響探査法などに利用されている[1]。本研究ではバースト

れは SW5 の遅延時間が正弦波のピーク値に一致したからだ

波形を一定の周波数で駆動させるために共振回路を用いてと考えられる。よって立ち上がり・立ち下がりの高速化は理いるが立ち上がりが緩やかになるという問題が発生する。

論式と一致しているが、𝐶𝑝 と𝐶𝑏 の初期電圧を完全に移行すそこで外部からパルス電流を供給することで高速な立ち上

るには SW5 の遅延時間が影響していることが判明した。

がりを実現する回路方式を提案する。

2.

4. まとめ理論

提案回路の理論解析を行い条件のもとからシミュレーシ

提案する回路を図1に示す。バースト波形を駆動するために
は図1を定常時と立ち上がりの過渡時に分けて考える必要がある。そこで図1をそれぞれモデル化し図2に示す。
定常時ではインバータと並列共振回路を組み合わせた回ョンをした。シミュレーションではバースト波形が出力されているが SW5 の遅延時間が影響していることが判明した。したがってその原因を解明すること、回路を実装しシミュレーションとの違いを検証することが次の課題である。

路について解析する。この回路の入力は直流電源とインバータで構成されリアクタンス素子が並列接続されているので𝐿𝑖𝑛 は大きい値に設計する必要がある。しかし𝐿𝑖𝑛 が大きす
ぎると出力電流が大幅に減少するので伝達関数を求めてLin の設計範囲を決定した。電流を減少させないためには電圧ゲインが最大値となる入力周波数と固有角周波数を一致させる必要がある。その条件のもと𝑣𝑜𝑢𝑡 が昇圧できる𝐿𝑖𝑛 の

図 1 提案回路

設計範囲が式(1)である。
𝑅√𝐿p 𝐶p > 𝐿𝑖𝑛

Fig1. Proposed circuit(1)

過渡時では正弦波の立ち上がり・立ち下がりを高速化させるため𝐶𝑝 もしくは𝐶𝑏 に初期電圧を加える必要がある。解析を容易にするため𝐶𝑝 と𝐶𝑏 は等しく、𝑉𝐶𝑏(0) は𝐶𝑏 の初期電圧、𝑉𝐶𝑝(0) は𝐶𝑝 の初期電圧である。𝐶𝑝 から𝐶𝑏 に電荷を移行するためには𝑣𝑏 が0になる瞬間にSW5をONにする。その期間が式(2)である。
𝐿𝑏 𝐶𝑏
𝑡𝑜𝑛 = √𝜋2

図 2 立ち上がり時(左)と定常時(右)のモデル化
Fig2. Circuit modeling of pulse (left) and steady (right) operation(2)
図 3 シミュレーション

立ち上がり・立ち下がりの高速化をするためには並列共振回路の出力に初期電圧を足すので、正弦波の1/4周期より短
く𝑡𝑜𝑛 を設計する必要がある。よって𝐿𝑏 は𝐿𝑝 の1/2以下に設計するべきである。しかし𝑡𝑜𝑛 を短くするとSW5に大電流が流れるので対応できる素子が限定される。

Fig3. Simulation

文
[1]

37

献

杉本 恒美, 杉本和子, 黒田千歳, 歌川紀之「マルチトーンバースト
波を用いた高速非接触音響探査法の検討」コンクリート工学年次論
文集, Vol.38，No.1，2016

JIPE-49-43

電流マイナーループを含む単相 GFM インバータの制御法の検討
○田井中

爽空*

柿ヶ野

*立命館大学大学院 ,浩明****立命館大学

A Study on Control Method including Current Minor Loop for Single-Phase GFM Inverter
Sota Tainaka, Hiroaki Kakigano* Ritsumeikan University Graduate School, ** Ritsumeikan University

1.

はじめに

たせることで，電力系統の安定化を目指した。シミュレーシ

近年，日本では脱炭素化社会の実現に向けて再生可能エョンでは，系統周波数の変動に伴って有効電力が出力されネルギーの主力電源化に向けた検討がされている。そこで，ていることを確認することができた。

火力発電等の安定的に電力を送るために重要な慣性力を持
つ同期発電機が減少し，それらを持たない太陽発電や風力文発電などのインバータ電源が増加することで，電力系統の[1]

安定性が低下することが問題となっている。このような状態で大規模な事故が発生すると，周波数の低下が著しく，大規模な停電に繋がるリスクが高まる。この問題を解決する

献Shinya Sekizaki, Yutaka Sasaki, Naoto Yorino, Yuki Nakamura, Yoshifumi
Zoka, Ichiro Nishizaki: “Experimental study on power system stabilization
by pseudo-synchronizing power inverter with multiple synchronousmachines”, IEEE Innovative Smart Grid Technologies (2016)

ために，インバータに同期発電機と同様の動作を再現する
制御を組み込むことで，慣性力を模擬する GFM インバータの制御法についての研究が進められている。GFM に関する先行研究では，三相インバータを対象としたものが多い[1]。
本稿では単相 GFM インバータについて検討を行う。

2.

システムと提案する制御法

Fig. 1 に本研究で検証を行う単相インバータの回路構成と

図 1 系統周波数変動下でのシミュレーション結果

制御システムを示す。インバータの出力側には平滑用の LC

Fig. 1. Configuration diagram for single-phase GFM inverter.

フィルタを接続する。また、200 V，60 Hz の交流電圧源を接続することで系統を模擬する。系統周波数が変動した場合を想定し，慣性力による電力の安定化を図る。さらに、電流マイナーループを組み込むことで過電流に対する抑制機能を追加する。PSC で dq 変換に必要な位相角を算出する。また、有効電力指令値、dq 軸電圧、電圧指令値を用いて電流指令値を算出する。算出した電流指令値を用いて電流制御を行い、算出した電圧指令値を dq/αβ 変換した vα を入力電圧で規格化し、変調率を導出する。

3. シミュレーションによる検証(a)Frequency.

(b)

Active Power.

2 秒後，0.5 秒間で系統周波数を 60 Hz から 59 Hz までランプ変化させる。Fig.2 に系統周波数を 60 Hz から 59 Hz ま
でランプ変化させた際の有効電力，周波数，電圧それぞれの波形の応答結果を示す。また、有効電力指令値 Pref は 1000
W とした。系統周波数の変動に伴って有効電力が出力されており、インバータが算出した周波数は系統周波数に追従していることが確認できる。

4. まとめ

図 2 系統周波数変動下でのシミュレーション結果

本研究では，単相 GFM インバータに擬似的な慣性力を持

Fig. 2.

38

Simulation results under grid frequency variation.

JIPE-49-44

Δ結線 MMC-STATCOM に疑似慣性力を加える制御法に関する研究
○則久滉生
柿ヶ野
立命館大学

浩明

A study on Control for Δ-connected MMC-STATCOM with Pseudo Inertia Force
Kosei Norihisa, Hiroaki Kakigano
Ritsumeikan University
Table 1. Simulation parameters.

１． はじめにFig. 2. Overall control block.
60.2

160

インバータ周波数
系統周波数
有効電力

60

59.8

120

80

59.6

40

59.4

2．制御法
Fig. 1 に回路構成を，Fig. 2 に本研究で提案する制御のブ
ロック線図を示す。この制御ブロックは電流指令値計算，
直流キャパシタ電圧制御，電流制御，三相座標系変換，PWM 生成ブロックで構成されている。dq 座標系における位相は，出力電力と電力指令値の偏差を P 制御することで算出している。また d 軸電圧と q 軸電圧の指令値との偏差から電流指令値を算出し，直流キャパシタ電圧制御による電流指令値を足し合わせ電流制御を行う。

59.2

0

59

-40

58.8

Power [W]Frequency[Hz]近年，地球温暖化対策として二酸化炭素の排出量削減が求められている。そのため化石燃料の消費量を削減するために再生可能エネルギーの導入が進行している。そのうち
太陽光発電などの直流出力の分散電源はインバータによって交流に変換し電力系統に連系している。一方で，従来の発電機では同期発電機が使用されており電力系統と直接連系している。この同期発電機には，慣性エネルギーがあり，これによって事故時の系統の周波数変化率や周波数最大偏差を小さくする働きを持っており，電力システムの安定化に寄与している。一般に，連系インバータには慣性が考慮されておらず，再生可能エネルギーの割合が大きくなるにつれて，事故時の系統の停電リスクが大きくなる懸念がある。そこで，インバータに仮想的に慣性を持たせる GFM
インバータ[1]や，使われなくなった火力発電などの同期発電機を同期調相機として利用することなどが提案されている。しかし，同期調相機のように STATCOM（自励式無効
電力補償装置）に慣性力を持たせる研究例は著者らの知る限りない。本研究では，Δ 結線 MMC を用いた STATCOMに慣性力を持たせる場合の制御法と効果の検証を行う。

-80
3

3.2

3.4

3.6

3.8

4

Times[s]

4.2

4.4

4.6

4.8

5

Fig. 3. Frequency and Active power response.
60.3

Vdc_ab1

DC Capacitor
Voltage[V]60.2

Vdc_bc1

Vdc_ca1

60.1
60
59.9
59.8
59.7
59.6
3

3.2

3.4

3.6

3.8

4

4.2

4.4

4.6

4.8

5

Times[s]Fig. 4. Cell capacitor voltage.

3．シミュレーションによる検証
本稿で提案した制御の有効性についてシミュレーションによる検証を行った。パラメータを Table. 1 に示す。𝑡 =3.5 [s] において，系統周波数を 60 Hz から 59 Hz にステップ変化させ，制御の確認を行った。Fig. 3 に系統周波数・
インバータ出力周波数・有効電力を，Fig. 4 に直流キャパ
シタ電圧を示す。系統周波数の低下に伴う，有効電力の放出及び慣性を確認できた。直流キャパシタ電圧が 60 Ｖに追従することも確認できた。

4．まとめ
提案した制御についてシミュレーションを用いて，有効性を検証した。今後は実機を用いて検証を行う予定である。
文

献[1] F. Zhao, X. Wang, Z. Zhou, Y. Sun, L. Harnefors and T. Zhu, "Robust GridForming Control With Active Susceptance," IEEE Trans. Power Electron,
vol. 38, no. 3, pp. 2872-2877, Mar. 2023.

Fig 1. Delta-connected MMC-STATCOM

39

JIPE-49-45

ファジィ推論を用いた電動車両の最大トルク推定法
○鈴木

絢大

井上

同志社大学

馨

加藤

利次

理工学部

Fuzzy Inference-Based Maximum Torque Estimation Method for Electric Vehicles
Kenta Suzuki, Kaoru Inoue, Toshiji Kato
Department of Electrical Engineering, Doshisha University

1. はじめに次に Fig. 1 に示す Dry Asphalt と Wet Asphalt 間で, ピークの電動車両の特徴をいかしたトラクションコントロールの動作点をとるトルクが𝑇 = 3 48[Nm]となる路面を走行していると仮定した場合, 推定結果は𝑇̂𝑜𝑝𝑡 = 340[Nm]となる。2

研究が多数行われている。その中で, ファジィ推論を用いた駆動力の最大化を目的とした最適スリップ率推定器[1] が提つの推定結果から, どの路面状況であっても, 駆動力が最大案されており, 路面変化に対して高い適応性を示している。

となるトルクを推定することが可能となる。

本報告では, 加速性能とスリップ抑制の両方の観点から
路面の摩擦係数が最大となる, すなわち駆動力が最大となるトルクの推定をファジィ推論を用いて検討する。

5

2. 最大トルク推定法
2.1

6 7 8 9 10 114摩擦特性と集合分け3

推 論 を 行 う に あ た り 摩 擦 特 性 の デ ー タ と し て Magic

12

メンバーシップ関数の幅2Formula とよばれる近似関数を用いる[2]。この特性曲線より
ファジィルールの条件部にスリップ率と摩擦係数、結論部

1にトルクを設定し、それぞれについてファジィ集合を設定する。本研究では摩擦係数とスリップ率が得られる場合を想定し, 駆動力が最大となるトルクの推定を行う。仮想的な路面として Fig. 1 に示す, Dry Asphalt・Wet Asphalt・Snow・

Fig. 1 𝜇 − 𝜆 curves.

Ice の 4 路面を設定する。関数の非線形性を表現するため,傾きが急な部分は細かく分け, スリップ率の集合ごとに摩擦係数について集合を設定する。
2.2

推定アルゴリズム

設定したファジィ集合を Fig. 2, Fig. 3 に示すメンバーシッ
プ関数で表す。このとき, スリップ率と摩擦係数の適合度がFig. 2

Fuzzy variable of 𝜆.

1 となる値は Fig. 1 に示す集合を表す横線と摩擦関数の交点の値となるように設定する。スリップ率では横線の幅, 摩擦
係数では矢印の長さを各メンバーシップ関数の幅として設定する。最後に各路面における駆動力が最大となるトルクを重みとした加重平均より𝑇̂𝑜𝑝𝑡 として出力する。計算式を(2)Fig. 3に示す。ここで, 𝑤𝐷 , 𝑤𝑊 , 𝑤𝑆 , 𝑤𝐼 は路面の Dry Asphalt・Wet
Asphalt・Snow・Ice の適合度を表し, 𝑇̂𝑜𝑝𝑡 𝐷 , 𝑇̂𝑜𝑝𝑡 𝑊 , 𝑇̂𝑜𝑝𝑡 𝑆 , 𝑇̂𝑜𝑝𝑡 𝐼

4. おわりには各路面についての駆動力が最大となるトルクを表す。
𝑤𝐷 𝑇𝑜𝑝𝑡 𝐷 + 𝑤𝑊 𝑇𝑜𝑝𝑡 𝑊 + 𝑤𝑆 𝑇𝑜𝑝𝑡 𝑆 + 𝑤𝐼 𝑇𝑜𝑝𝑡 𝐼

𝑇̂𝑜𝑝𝑡 =

𝑤𝐷 + 𝑤𝑊 + 𝑤𝑆 + 𝑤𝐼

Fuzzy variable of 𝜇 in case of number 4.

駆動力を最大化するためのトルク推定を行った。今後は(1)推定されたトルクをこえないようにトルクを制御することで, スリップを抑制し, 車両安定性を確保する。

3. 推定結果

文

一定のスリップ率と摩擦係数に対して, 最大トルクの推[1]定結果を示す。まず初めに, Dry Asphalt 路面を走行していると仮定し, 𝜆 = 0.08, 𝜇 = 0.6とした場合の推定を行い, 結果
は𝑇̂𝑜𝑝𝑡 = 435[Nm]と推定される。これは Fig. 1 における Dry[2]Asphalt のピーク付近を動作点にとるトルクである。

40

献

片岡、佐渡、坂井、堀 : “ファジィ推論を用いた電気自動車
用トラクションコントロールシステムのための最適スリッ
プ率推定器”, 電気学会論文誌 D, Vol.120-D, No.4, pp.581-586(2000)．
H.B.Pacejka, and E.Bakker: “ The Magic Formula Tire Model,”Proc,1st International Colloquium on Tire Models for Vehicle
Dynamics Analysis held in Delft ,The Netherlands (1991)

JIPE-49-46

複素ベクトル理論に基づく Grid-Forming Inverter のドループ制御法の検証〇久保 聡輝* 渡部 倖世* 加藤 利次* 井上 馨**同志社大学 理工学部 電気工学科
Investigation on a Grid-Forming Inverter with a Droop Control by the Complex Vector Theory
Toshiki Kubo*,Kosei Watanabe*,Toshiji Kato*, and Kaoru Inoue**Doshisha University

はじめに

200

系統連系インバータの運用の拡大に伴って、より柔軟な運用を可能とするため、自ら出力電圧と周波数が制御可能な Grid-Forming Inverter の制御法が様々に検討されている。Grid-Forming Inverter の出力電力制
御法に関して、筆者らはすでに位相の検出不要な αβ領域でのドループ制御系および複素ベクトル理論に基づいたフィードバック制御系の設計法を提案した [1] 。
本稿は、同法により設計された Grid-Forming Inverter
システムに関して、動作検証を行った結果を報告する。

10

150

Voltage [V]

100

5

50
0

0

-50
-100

vu

-150
-200
0.0

Current [A]

1

-5

iou
0.01

0.02

0.03

-10
0.05

0.04

Time [s](a) Output current and system voltage waveforms
1500

1000

複素位相を用いたドループ制御系の設計

Power [W,Var]2

時刻 t=iT における測定有効無効電力 pm [i],qm [i] を
αβ 領域でドループ制御することを考える。
}
pm [i] = vα [i]ioα [i] + vβ [i]ioβ [i](1)qm [i] = vα [i]ioβ [i] − vβ [i]ioα [i]

0.01

0.02

0.03

0.04

0.05

Time [s](b) Output power waveforms

Fig. 1 Experimental output waveforms for k0 = 10.
3制御パラメータの決定および実験による動作検証

DSP ベース (TMS320C6657) のディジタル制御系を用いて、C 言語による設計パラメータに基づく制御プ
ログラムを作成し、SiC インバータを駆動した場合のu 相の定常動作波形を Fig.1(a) に示す。力率１で制御しているため、三相線間 200V の系統電圧に対して同期した電流波形となっている。またこの時の出力の有効および無効電力を Fig.1(b) に示す。これら電力は青線の 3 次のリップルを含んだ波形 (pm , qm ) となるが、これらをフィルタリングした波形 (p, q) は赤および橙色のほぼ一定の指令値となるように制御されている。
出力電力はローパスフィルタ後においては指定電力に制御されているものの、瞬時波形には 3 次のリップルが含まれているため、今後はその低減を図っていくとともに、制御パラメータ等のチューニングも検討していきたい。

ma (pr [i] − p[i]) + ω1
jmb (qr [i] − q[i])

q

-500
0.0

有効無効電力 p[i], q[i] とそれらの目標値 pr [i], qr [i]の偏差をそれぞれドループゲイン ma , mb 倍し、基準角周波数 ω1 を実部に加えることで複素角周波数 ωαβを計算する。

+

pqm

0

これらをローパスフィルタ Gl [z] に通した電力をそれぞれ p[i], q[i] とする。
}
p[i] = Gl [z]pm [i](2)q[i] = Gl [z]qm [i]ωαβ [i] =

pm
500

(3)

複素角周波数 ωαβ を積分することで複素位相 θαβ を計算し、基準キャパシタ電圧振幅および複素位相から電圧制御における目標電圧 Vr [i] を導出する。
}
T
ωαβ [i]θαβ [i] = z−1(4)
Vr [i]= Vr0 εjθαβ [i] = Vr0 ε−θβ [i] εjθα [i]参考文献[1] 大上 皓, 矢野 颯汰, 佐野 竣哉, 加藤 利次, 井上 馨: 「複素ベクトルを用いた Grid-Forming Inverter の αβ 領域における制御系設計」, 電気学会論文誌 D, Vol.142
No.9, pp. 680-688, 2022

ここで、複素位相は θαβ [i]=θα [i] + jθβ [i] である。

41

JIPE-49-47

電圧形インバータにおけるデッドタイム誤差の新しい補償方法○菅田瑞季＊

河野孝太郎＊

茂木進一＊

豊川泰輔＊＊

西田保幸＊＊＊ 神戸市立工業高等専門学校, ＊＊ ヘッドスプリング株式会社

Novel Compensation Method of Dead-Time Error for Voltage-Fed Invertors
Mizuki KANDA＊, Kotaro KAWANO＊, Shin-ichi MOTEGI＊, Taisuke TOYOKAWA＊＊, and Yasuyuki NISHIDA＊＊
Kobe City College of Technology, ＊＊Headspring Inc.

＊

1. まえがきAP のドライブ信号の立ち上がりをデッドタイム時間分遅延

一般に電圧形インバータ（Fig. 1）は, 上下アームをともに（➡）させ, 下側アーム AN のドライブ信号の立ち下がりをデオフとするデッドタイムを付加する必要があるが, これにッドタイム時間分延長（➡）する. 以上の操作により, デッよりデッドタイム誤差が生ずる. このデッドタイム誤差をドタイム誤差がドライブ信号において補償される.

補償する方法については, 従来から様々な手法が検討され

3. 実験結果実用化されている[1]. そこで本稿では, 従来のアプローチにFig. 3 に実験結果を示す. ここで, 直流側電圧VDC = 400V,は依らない新しいデッドタイム誤差の補償方法を提案する.

変調度 λ = 0.8, キャリア周波数 fCAR =10 kHz, デッドタイムTDT

2. 提案するデッドタイム誤差の補償方法= 4 μsとする. また, 主回路とコントローラはヘッドスプリ

Fig. 2 に本稿で提案するデッドタイム誤差補償法のモデル

ング社の SiC インバータ実験セット HEK-INV-Aを使用し, パ

波形を示す. ここで, AP , AN がデッドタイムが付加された上ルスパターンの生成（三角波比較 PWM）とデッドタイムの付下アームのドライブ信号の波形, AP’, AN’ がデッドタイム誤

与はコントローラ内のマイコンに, 提案補償法は同コント差補償後の上下アームのドライブ信号の波形である.

ローラ内の FPGA にそれぞれ実装している.

まず, Fig. 2(a)に示すように交流側出力電流 i O＞0の場合に

まず, Fig. 3(a)に示すデッドタイム誤差補償法を適用しなは, デッドタイムが付加された上側アーム AP のドライブ信

い場合は, 交流側出力電圧 v O の変調周期平均値 v O [k]# にひ号の立ち下がりをデッドタイム時間分延長（➡）し, 下側アずみが生じており, 交流側出力電圧 v O のスペクトラムにもームAN のドライブ信号の立ち上がりをデッドタイム時間分

高調波が多く含有される. 一方, Fig. 3(b)に示す提案するデ遅延（➡）させる. 逆に, Fig. 2 (b)に示すように交流側出力電ッドタイム誤差補償法を適用する場合は, 交流側出力電圧

流 i O＜0 の場合には, デッドタイムが付加された上側アーム

v O の変調周期平均値v O[k]# にひずみがなくほぼ正弦波となっており, 交流側出力電圧 v O のスペクトラムにも高調波が

VDC

AP

2

vO
VDC

ほとんど含まれていないことが確認できる.

i O 1mH

4. あとがき
新しいデッドタイム誤差補償方法を提案し, 実験結果か

5Ω

らその効果を確認した. 今後は, デッドタイム誤差レス
PWM法[2][3]などとの比較や三相化[4]を実施する予定である.

AN

2

文

Fig. 1. A single-phase half-bridge voltage-fed inverter.
+VDC /2

v CAR+VDC /2

v O＊

v O＊

-VDC /2-VDC /2

ON
AP OFFAN ON
OFFAP OFF

AP’ OFFON

AP’ OFFAN’ ONOFF

AN’ ONOFF+VDC /2
vO 0-VDC /2+VDC /2
vO 0-VDC /2

v CAR

ON

AN ON
OFF

200V

ON

Dead-Time Dead-Time
(TDT)
(TDT)

200
-200
100V
10
1
0.1

Dead-Time
(TDT)

TCAR

(a) i O＞0(b) i O＜0200V

v O[k]#

0

TCAR

献

[1] 電気学会 半導体電力変換システム調査専門委員会：「パワーエレクト
ロニクス回路」, オーム社, pp. 202-205, 2000
[2] 茂木：「インバータの制御装置」, 特開 2006-166557, 2006[3] 岡本・茂木：「電圧形 3 レベル変換器のためのデッドタイム誤差レス
PWM 法の提案」, 電気学会論文誌 D, Vol. 137, No. 4, pp. 367-368, 2017[4] 池内・茂木：「各種 PWM 法を適用した三相電圧形インバータにおけるデッドタイム誤差及びその補償」, パワーエレクトロニクス学会誌, Vol.
48, JIPE-48-05, pp. 62-69, 2023

0

10

20 ms

vO

0
20
40 th
(a) w/o DT-error compensation

Fig. 2. Model waveforms for proposed method.

v O[k]#

0

200
-200
100V
10
1
0.1

0

10

vO

0
20
40 th
(b) w/ proposed method

Fig. 3. Experimental results.

42

20 ms

JIPE-49-48

太陽電池の特性を利用した PVC-Droop 制御の実機検証〇宮 大岳＊ 又吉 秀仁＊ 真島 聡＊ 森實 俊充＊ 神野 崇馬＊＊
大阪工業大学
Experimental Verification of PVC-Droop Control Using Characteristics of Photovoltaic Panels
Hirotake Miya, Hidehito Matayoshi, Satoshi Majima, Toshimitsu Morizane, Souma Jinno*Osaka Institute of Technology

1.

研究背景
環境問題の解決のアプローチとして，太陽光発電（PV:Photovoltaic ）などの再生可能エネルギー電源が注目されているが気象条件によって出力が左右されるため，現在の電力系統に多量導入が難しい[1]．そこで本研究ではシンプルな制御シス
テムにて PV システムの出力を抑制し，電力の需給バランスを

図 2 負荷消費電力

維持することを目的とする．

2.

PVC-Droop 制御の概要
PVC-Droop 制御では 図 1 に示す PV アレイの電圧－電力特性を用い，最適端子電圧以下の領域において, 端子電圧と出力電力の関係はほぼ線形と見なすことができる. この特性に
図 3 母線電圧

より, シンプルな制御系で出力の調整が可能となる.

図 4 PV システムの出力電力

4.
図1

3.

まとめと今後の課題
マイクログリッド内の負荷が変動した場合において PV システ

PV アレイの電圧―電力特性

ムは母線電圧に基づき出力電力を制御することを確認した.

実機検証

今後は, PV システムを複数台導入し各システムが母線電圧

PV システムでは, 需給バランスに応じて太陽電池の出力を調整するため, 母線電圧 VDC＜24V 時には MPPT 制御により情報のみで同比率出力可能であるか検証する.

最大電力点を追従し 100%の出力を行い，VDC＝24V 時には

謝辞

最大電力点における出力の 100%，上限電圧である VDC＝26V
時には 0%となる PVC-Droop 特性を設定した．図 2 に示すようこの研究は JST の 1125809 の助成を受けた．

に , 負荷消費電力が変動した場合における母線電圧の応答

文

は図 3 となり, その際の PV システムの応答は図 4 となった. PV
システムは設計通りに母線電圧の変動に対応した出力となっ[1]ていることが確認された.

43

献Hidehito Matayoshi, Mitsunaga Kinjo, Shriram S. Rangarajan, Girish
Ganesan Ramanathan, Ashraf M. Hemeida, Tomonobu Senjyu “Islanding
operation scheme for DC microgrid utilizing pseudo Droop control ofphotovoltaic system” Energy for Sustainable Development,Volume 55,
Pages 95-104, April, 2020.

JIPE-49-49s2

sGid2 ( s )

K id2

s2
2
n1

2 3

2
z

2 1
n1

s 1

s 1

z

s2

2 2
2

n2

s 1

n2

44

JIPE-49-50

PMSM の並列駆動に向けた変流器付きベクトル制御の基礎検討
下村

○丹羽

恒喜*

徹**

清水

*立命館大学 ,

西村
悠生*

歩高*
川畑

良尚*

**草津電機株式会社

Basic study of vector control with current transformer for parallel drive of PMSM
Koki Niwa, Hodaka Nishimura, Toru Shimomura, Yuki Shimizu, Yoshitaka Kawabata* Ritsumeikan University, ** KUSATSU ELECTRIC CO.,LTD.

1.

4.

研究目的

まとめと今後永久磁石同期電動機（以下，PMSM と呼ぶ）は，誘導電実機検証より，PMSM のベクトル制御で駆動させる上で動機と比べ高効率より，世界中の電気自動車や電気鉄道車

変流器の有無による影響は殆ど無いことが示せた。本研究両などで利用され始めている。

結果を用いて 1 台のインバータによる PMSM の並列駆動に筆者らは，複数台の PMSM を低コストかつ低電力で駆動関する研究を進め，その成果を報告したい。

することをめざし，変流器を用いた 1 台のインバータによる，PMSM の並列駆動のシミュレーションシステムを提案した[1]。本研究では，提案システムの実機による基礎検討を行うにあたり，変流器を用いた 1 台の PMSM のベクトル制御を実機検証し，その影響について検討を行う。

2.

検証内容

PMSM を 1 台のインバータで並列駆動する際に，2 つのFig. 1.

System configuration diagram

PMSM にかかる負荷が異なる際の回転速度の脈動防止のため，シミュレーションでは理想的な変流器を用いたが[1]，実機検証では，用いた変流器のインダクタ成分や内部抵抗が原因で制御が安定しない可能性がある。そのため本研究では，図 1 のように変流器を接続し，影響を検討した。変流器には図 1 の拡大図に示したように電流が流れるため，このときダンピング抵抗に電流が流れていないことの確認と，Fig. 2.

変流器による制御への影響を検証する。

(left: with current transformer, right: without current transformer)

3.

Actual measurement and command of rotational speed

検証結果と考察

定格回転速度まで回転させたときの検証結果を図 2 に示す。図から，変流器を挿入してもベクトル制御で駆動でき，指令に実測が追従したことが示せる。また，変流器の有無による回転速度の実測の違いについて比較すると，図のように殆ど同じ波形を得ることができたため，変流器を挿入しても回転速度の制御に影響がないといえる。
各相に流れる電流は図 3 のようになった。図から，電流はFig. 3. Current of each phase

変流器の有無に殆ど影響しないといえる。そのため，電流を(left: with current transformer, right: without current transformer)

用いた制御であるベクトル制御において殆ど影響がないといえる。また，変流器に接続されたダンピング抵抗が 1kΩ の文とき，電流が 5mA 以下であったことから，変流器が正しく[1]接続されており，またその役割を果たしているといえる。

45

献

西村 歩高, 下村 徹, 清水 悠生, 川畑 良尚 : “センサレスベクトル制御による 3 台の PMSM の並列駆動方式”, パワーエレクトロニク
ス学会第 248 回定例研究会, JIPE-49-06 (2023)

JIPE-49-51

HIL シミュレーションを利用した同期モータ制御
○花上

功成

髙木

茂行

東京工科大学PMSM control using HIL simulation
Kousei Hanaue, Shigeyuki TakagiTokyo University of technology
100

HIL(Hardware-in-the-Loop)とはHIL シミュレーションは，実際のハードウェアとシミュレーション環境を組み合わせたシステムのテスト手法である。
モデル化したモータやインバータなどを含む主回路を，あたかも実機の制御対象として，実機コントローラを動作させることが可能であるため，実機の制御対象を使用せずに，

60
40
20

コントローラの性能を評価することが可能である。実際の

0

モータを制御した効率を HIL で再現できるか検証した。

2.

MTPA…
Id=0制御80
消費電力 [W]1.

0

MTPA 制御と id=0 のベクトル制御の比較

0.2

0.4
0.6
0.8
負荷トルク [Nm]1

図 1 制御方法の効率比較

PE-Expert4 を用いて，id=0 のベクトル制御と最大トルク/

Fig. 1.

Efficiency comparison of control methods

電流制御(Maximum Torqe Per Ampere)制御を比較した。使用したモータは埋込型永久磁石同期で，モータ特性は固定子
抵抗 0.1 Ω，Ld =0.1205 [mH]，Lq= 0.3454 [mH]，電気子鎖交磁束 0.024 Wb である。
実験の結果，図 1 に示すように，負荷トルクが 0.8 Nm のとき，消費電力を約 8 %削減できた。また，PISM で PEExpert4 の実験回路を模擬し，id=0 と MTPA モデルで再現した。MTPA は PISM の MPT モデルを用いた。両者の制御方法で MTPA 制御に約 5.5 ％の優位性が確認できた。

3.

HIL による評価

実験結果と PSIM の結果をもとに HIL 用ソフト(HIL

図2

id=0 制御のモデル

Control Center)を用いて実験の制御回路をモデル化した。図

Fig. 2.

Model for id=0 control

2 に回路モデルを示す。このモデルでも PISM と同様にMTPA 制御の優位性が確認できた。次に PE-Expert4 の実験装置と HIL との接続を行った。使用した HIL は Typhoon HIL
TYP-HIL402-AP である。PE-Expert4 用の PE-ViewX で HIL
上のモータ動作を制御し，動作特性を HIL 用ソフトでモニタした。この Typhoon HIL と PE-Expert4 を用いた実験系を
図 3 に示す。HIL 上に実際のモータモデルを構築でき，PEViewX から HIL モータモデルを駆動できることを確認した。

4.

まとめ

モータの効率をヴァーチャル空間で評価を試みた。PSIMと HIL で MPTA 制御の優位性を確認した。
さらに PE-Expert4による HIL モータモデルの駆動を確認した。

図3
Fig. 3.

46

HIL と Expert4 を用いた実験系

Experimental system using HIL and Expert4

JIPE-49-52

PWM 信号生成を容易に実現可能なマイクロコントローラの調査
○藤原

光汰*

蒲原

天真*

南

政孝*

*近畿大学
A Survey of Microcontroller to Generate PWM Signals
Kota Fujiwara*, Tenshin Kamahara*, Masataka Minami**Kindai University

１．はじめに今日, マイクロコントローラは電化製品から産業用機器にまで搭載され, 我々の生活には欠かせないものである［1］.
マイクロコントローラを用いる例として, インバータや
DC/DC コンバータを制御する際に, PWM 信号でスイッチン
グ素子のゲートを駆動する場合がある［2］. このように, マイクロコントローラはゲート駆動を含めた多くの場面で使用される. しかし, パワーエレクトロニクスの研究室では, ロジック半導体を中心的に研究しておらず, 新たなマイクロFig.1. Simulation Model of Outputting Single-Phase AC

コントローラの選定には注意を払う必要がある.

from TI's PWM Module

そこで本稿では, 導入しやすいマイクロコントローラを選定することを目的として, 多数のマイクロコントローラを調査する.

２．マイクロコントローラの比較
前提条件として, 比較に用いるマイクロコントローラは① F28004xC2000(Texas

Instruments),② NuMaker-EVB-

KM1M&-HQFP100(Nuvoton Technology), ③ CYTll-B-E-1MSK(Infineon Technologies)とする. 初めに, データシート上での仕様を比較するとともに, ソフトウェアの開発元や利用料について調べた. その後, サンプルプログラムを用いて,
Fig.2. Output Waveforms of the DAC and PWM

LED を点滅させるために, マイクロコントローラと PC をセットアップした. 詳細に関しては, 当日のポスター発表で４．実験結果述べる.

inside TI’s Controller

Fig.2.に観察した電圧波形を示す. 𝑣PWM と𝑣DAC はボード

３．実験方法と実験条件

上の 80 番(PWM)と 70 番(DACA)ピンから出力される電圧で

本稿では, PLECS 4.7.5 という電気回路シミュレータ（以ある. ここで, 𝑣PWM の周期を測定すると, 100µs であったた

下, “PLECS”と呼ぶ）と親和性のある①のマイクロコント

め, 10kHz の PWM 波形であると言える. 𝑣DAC の出力電圧をローラを使用する実験について述べる. Fig.1.に示すように,確認すると, 連続でない正弦波が出力された. ここで,

PLECS を用いて, 振幅 0.5, バイアス 0.5 と設定した単相交

PLECS 上の設定を変えることにより, 時間分解能を上げる

流電圧波形を生成し, シミュレータ上でキャリア周波数をことは可能である.

10kHz に設定した PWM モジュールに信号を入力する. さら

５．おわりにに, マイクロコントローラ内部で生成された波形を確認す

本 稿 に お け る 実 験 を 含 め た 調 査 を 通 し て , ① F28004x

るため, 同じ波形生成器からの信号をマイクロコントロー

C2000(Texas Instruments)のマイクロコントローラが, 開発環ラの DACA から出力させる. そのため, DACA にも PWM モ

境の導入難易度の観点から見て, 実験の用途での使用が比ジュールと同じ信号を入力する. ここで DACA にはモジュ較的に容易であった.

ール内部で入力された信号を 3.3 倍にするように設定する.
これは振幅 1.55, バイアス 1.55 の正弦波を出力することに文等しい. その後, ①のボードの 80 番(PWM)と 70 番(DACA)[1]

ピンから信号を取り出し, オシロスコープ(Teledyne LeCroy[2]wavesurfer 3024z )で PWM 波形と DAC 波形を観察する.

47

献

A.H.G AI-Dhaher: “Integrating hardware and software for the developmentof microcontroller-based systems”, ELSEVIER,Vol. 25, pp. 317-328 (2001)
谷内利明, 黒川不二雄, 古川雄大：「パワーエレクトロニクス入門等価回路で理解する」, 数理工学社 (2023)

～第 251 回パワーエレクトロニクス学会 若手幹事団～

ダイキン工業株式会社

奥園 広大
橋場 知広
習田 眞莉香

近畿大学

蒲原 天真

大阪公立大学

袴田 陽介
新田 裕之

岡山理科大学

穂積 大樹
豊田 実成

⾧岡技術科学大学

門田 修平（サブリーダー）

同志社大学

小川 浩希
玉利 克夫（サブリーダー）

舞鶴工業高等専門学校

⾧谷川 和也
森 真澄

大阪工業大学

河合 克樹
名合 真一

奈良工業高等専門学校

井上 水輝（リーダー）
一ノ宮 遼

GS ユアサ小島 大和

48

～パワーエレクトロニクス学会 担当評議員～

舞鶴工業高等専門学校

七森 公碩

神戸市立工業高等専門学校

道平 雅一

徳島大学

北條 昌秀

株式会社ダイヘン

服部 将之

大阪工業大学

又吉 秀仁

ダイヤゼブラ電機株式会社

福井 康浩

49

パワーエレクトロニクス学会
第 251 回 定例研究会~若手のための研究発表会~

発行者

パワーエレクトロニクス学会

会⾧

山際

編集者

若手幹事

発行年月日

2023 年 12 月 16 日

昭雄

〒535-8585 大阪市旭区大宮 5-16-1
大阪市旭区大宮 5-16-1
庶務幹事 ： 浅野 能成
発行所〒670-0933 姫路市平群町 62 番地
小野高速印刷株式会社
TEL: 0120-979-456【無断複写・転載を禁ずる】

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