参考資料

高電圧システムにおける電力変換の簡素化

Sheng-yang Yu
System Manager
Power Design Services高電圧アプリケーションで効率的な電力変換を実現するには、実に多くの課題がありますが、部品、トポロジ、システム レベルの各技術革新によって、設計を簡素化しながら、高電圧電力変換システムの効率と密度を大幅に向上させることができます。

概要

グ技術、機能絶縁や安全絶縁に対する絶縁要件の理解、電このホワイト ペーパーでは、効率的な高電圧電力変換の課などが求められます。

題を検討し、車載用および産業用の各アプリケーションで電高電圧電源設計を簡素化することは非常に難しい課題です

源設計の簡素化につながる部品、トポロジ、システム レベルが、決して不可能なことではありません。

磁両立性に関する専門知識、パワー コンバータの制御技術の技術革新の例を紹介します。

高電圧である理由
世界的な電動化のトレンドが勢いを増すにつれ、今日のパワ部品の技術革新によるワイド バンドギャップ
FET 性能の最適化

1ー エレクトロニクス システムでは、より高い電力レベルでの効率的なエネルギー伝送が重要な検討事項になっています。

ワイド バンドギャップ電界効果トランジスタ (FET) は、金属酸化物電界効果トランジスタ (MOSFET) に代わる抵抗性損失 (I2R) は、電源が供給できる電力量を制限する中高効率のトランジスタですが、その性能を最大限に発揮するためには、絶縁型ゲート ドライバやデジタル コ心的な要素です。システム効率を向上させるためには、送配ントローラなどの特殊な補完デバイスが必要です。

な電流を削減し、熱による損失を最小限に抑えることができま電に使用される電圧を上げることで、同じ電力レベルで必要す。

トポロジの技術革新による電力密度の最大化

2

今日の電力ネットワークで広く採用されている高電圧システ

適切なトポロジを選択することは、高電圧電源設計の電力密度と効率に大きな影響を与えます。

ムの例としては、家庭用 AC 配電電源システム、通信システ
ムとサーバー電源システム、再生可能エネルギー システムの DC マイクログリッド、エネルギー ストレージ システム、電システム レベルの技術革新による高い効率目標の達成

3

気自動車 (EV) の車載 / 非車載チャージャなどが挙げられます。たとえば、EV 用バッテリは現在 400V ですが、加速性向システム アーキテクチャと制御システムにおける技術上を目的にトラクション インバータへの瞬間的な電力伝達を革新によって、設計者はより高い効率と電力密度を達成することができます。

可能にするため、徐々に 800V へと移行する傾向にあります。

電源設計者は常に多忙を極めています。電力水準の継続的高電圧での動作は電力変換にシステム効率の面でメリットをな上昇に対応する必要があるだけでなく、電源の効率と電力もたらしますが、安全なヒューマン インターフェイスを実現す

密度を継続的に改善する独創的な方法を見つける必要もありるには、適切なガルバニック絶縁と絶縁が不可欠です。さらます。高電圧を取り扱う場合、これらの課題はいっそう重要にに、閉ループ システムでは、一般的に絶縁境界をまたいだ信なります。

号通信を行う必要があります。これに、トポロジの選定、磁気高電圧システムで効率的な電力変換を実現するには、高電回路の設計、電磁干渉に関する検討事項、動作モード、熱管圧部品に関する深い知識、電気回路や磁気回路のモデリン理、レイアウトと制御の最適化などが加わると、高電圧システ

高電圧システムにおける電力変換の簡素化2November 2023

ムを使用する際の設計上の重要な課題のいくつかが理解でート ドライバでは、適切な電圧レギュレーションが得られなかきるようになります。総じて、部品、トポロジ、システム レベルったり、ワイド バンドギャップ設計で高い同相電圧の過渡現の 3 つの主要分野における技術革新によって、設計を簡素象に対応できなかったりする可能性があるため、スイッチング化しながら、高電圧電力変換システムの効率と密度を大幅に損失をさらに最小限に抑えるには、ワイド バンドギャップ FET向上させることができます。には、ゲート容量を高速に充放電できる適切なゲート ドライバが必要になります。

部品の技術革新によるワイド バンドギャップ FET性能の最適化

図 2 に示すように、スイッチング イベントが発生すると、スイッシリコン カーバイド (SiC) MOSFET や窒化ガリウム (GaN)

チング ノードの電圧変化によって、ドライバの寄生容量を介しFET などのワイド バンドギャップ FET は、シリコン MOSFETて電流が生成されます。ドライバに十分な同相モード過渡耐性 (CMTI) がない場合、図 3 に示すように、同相モード電流よりも高効率をもたらし、図 1 に示すように、シリコンによってゲート ドライバの誤動作が発生する可能性がありま

MOSFET と同じ電圧レベルにおいて、オン抵抗が低いだけです。

なく、逆回復電荷 (Qrr) が非常に低いか、または全くありません。

VDD

CByp

IN

VDC+CByp

ISOLATION BARRIER

VCC

Q1

OUT

GND

- VCM +

Q2

dV/dt(V/ns)
VDC-

図 1. 理論上のオン抵抗とブロッキング電圧の関係

図 2. スイッチング イベントが原因で発生する同相モード電流

さらに、ゲート電荷 (Qg) や出力容量 (Coss) を含む他のほとんどすべての寄生容量は、シリコン MOSFET よりもワイド バン
ドギャップ FET の方がはるかに低くなっています。そのため、スイッチング速度が非常に速くなり、スーパージャンクション
シリコン MOSFET のスルーレートが 80V/ns 未満であるのに対し、150V/ns 以上となります。スイッチング速度が速くなると、パワー スイッチのオン / オフに要する時間が短くなり、ス
図 3. ゲート ドライバ CMTI の不具合例

イッチング損失が減少します。

ゲート ドライバの課題や CMTI の問題に対処するために、エ最適なゲート ドライバの選択

ンジニアはミラー クランプ、高い CMTI 定格、調整可能なス

ワイド バンドギャップ技術への切り替えには、その電気的特ルーレート機能を備えた新しいゲート ドライバを使用すること性と実現可能な性能から、熟考を重ねたアプローチと慎重なで、シュートスルーやゲート ドライバの誤動作を防止すること補完部品の選択が必要であり、シリコンを使用した設計とはができます。TI の UCC5880-Q1 強化絶縁型ゲート ドライバ

まったく異なる課題があります。従来のシリコン MOSFET ゲ

高電圧システムにおける電力変換の簡素化は、最大 20A のリアルタイム可変ゲート ドライブ能力を備え

3November 2023

ています。この機能を活用すると、安全性と性能に関する目DRAIN

標を達成しながら、電力密度の向上、システム設計の複雑性Slew
Rateの緩和とコスト削減を実現できます。TI の 300kW DC/AC

Direct-Drive『大出力、高性能車載 SiC トラクション インバータのリファレ

INンス デザイン』には、さまざまな負荷条件で駆動速度を調整

VDD

GaN

SOURCE

RDRV

VNEG

することにより、効率と、ここで取り上げた課題のバランスを取る方法を示しています。

LDO5V

スイッチングの高速化はスイッチング損失の低減を意味しま

TEMP

すが、不要な電圧リンギングや同相モード ノイズなどの問題

LDO,BB

OCP, SCP,OTP, UVLO

Current

FAULTにつながる可能性もあります。図 4 は、ディスクリート ゲート

OCドライバを搭載した GaN FET 示します。2 つのデバイス自体
SOURCEの寄生インダクタンスだけでなく、プリント基板 (PCB) の接続
図 5. 簡略化した LMG3526R030 ブロック図

銅のトレース インダクタンスもあります。駆動ループの総インダクタンスによって GaN FET の VDS 遷移が遅くなるため、適切なコントローラの選択

GaN FET が低減できるスイッチング損失が制限されます。このため、LMG3526R030 (図 5 を参照) などの TI の GaN

今日の高電圧システムでは、電力変換段全体において磁気FET はゲート ドライバを同じパッケージに統合しています。ゲ部品が大きな割合を占めています。磁気部品を小型化するには、動作周波数を高くする必要があります。その結果、高電ート ドライバが統合されているため、PCB におけるインダクタ圧システムの多様な高性能要件に対応する専用のデジタルンス (Lg_pcb および Ls_pcb) は存在しません。また、ゲート ドラ制御が必要となります。これらのコントローラはリアルタイムでイブ ループにはケルビン ソース接続が行われるため (Lcs を動作し、システム パラメータ (電圧、電流、温度など) を正確に最小化)、TI の GaN FET は高い過渡電圧でスイッチングで測定して、制御アルゴリズムを適用して出力コマンドを計算き、スイッチング損失を最小限に抑えることができます。

し、電力密度の向上に必要な高周波に対応している必要があ

Drain

ります。リアルタイム制御を実現するために重要なのは、センGaN

Driver

シング、処理、制御の各機能間の時間をできるだけ短くするこLd

Ldrv_Vddとです。リアルタイム シグナルチェーンの性能が向上すれば、過渡応答が高速化し、電力変換がより安定して、高精度

Ldrv_outIn

1⑥

Lg_PCB

Lg_GaN23

Ldrv_gndになり、電力密度が向上します。
リアルタイム制御における課題の 1 つはサイクル制限です。
Lcs

これは、パルス幅変調 (PWM) 出力が数学的な制御規則の4解に物理的に収束できないことを指します。これにより、PWM
Ls_PCB

出力が真の解の周辺で振動し、制御システムが不安定になり5ます。TI の C2000™ リアルタイム MCU などのマイコン

図 4. ディスクリート ゲート ドライバとループ上の寄生インダクタンスがある GaN FET(MCU) に搭載されている高分解能 PWM (HRPWM) モジュールは、PWM エッジを 150ps 単位で変調する機能を備えています。これは、システム クロック レートに基づく従来のPWM 作成技術と比べて 60 倍の改善であり (図 6 を参照)、PWM エッジの配置において高い精度を実現できます。波形

高電圧システムにおける電力変換の簡素化

4November 2023

の周期、補数との位相関係、デッドバンド挿入時間はいずれために、コンデンサ付きブリッジ ダイオード整流器を使用しても、この高分解能技術の実現に役立ちます。

いました。

VACLoad

図 6. HRPWM 機能と従来の PWM 生成方式の関係

図 7. フル ブリッジ整流器

リアルタイム制御のもう 1 つの課題は、3 レベル インバータ

このような整流器の力率は、出力コンデンサと負荷の合計イトポロジ特有の障害保護の必要性です。2 レベル インバータ

ンピーダンスに応じて、一般的に 0.5 より低くなります。このですべての FET を即時に同時にオフにする代わりに、3 レベ設計では未使用電力 (無効電力) が多すぎるため、エネルギ

ル インバータでは、FET の損傷を防止するために正しいスイー効率は良くありません。

ッチ オフ シーケンスを維持する必要があります。過去には、低力率の問題を解決するために、エンジニアがアクティブ力フィールド プログラマブル ゲート アレイ (FPGA) や コンプレッ

率補正 (PFC) 回路というアイデアを考え出しました。図 8 は

クス プログラマブル ロジック デバイス (CPLD) などの外部ハ昇圧 PFC 回路を示します。この回路では一般的にユニバーードウェア回路を使用して、このレベルの保護を実現した設計

サル AC 電圧 (90VAC～264VAC) を受け取り、出力で調整さ者もいましたが、こうした回路を使用すると、システムのコストれた 400V 電圧に昇圧します。入力電圧センシングにより、コや開発労力が増加することになります。

ントローラは AC 正弦波形状を追従してインダクタ電流を調整

この問題を解決するために、C2000 コンフィギュラブル ロジッし、ほぼ 1 の力率を達成します。

ク ブロックは、ソフトウェアを使用してチップ内にカスタム ロジ

Voutックを作成するメカニズムを備えており、外部 FPGA やCPLD によって実現される機能を置き換えるシンプルなオプションを提供して、システムのコストや開発労力の低減に貢献

VACLoadしています。
ワイド バンドギャップ デバイスは、理論上では、効率と電力密度の大幅な向上に役立つとされていますが、絶縁型ゲート

図 8. 昇圧 PFC 回路

ドライバやデジタル コントローラなどの他の革新的なコンポーネントがなければ、設計において効率向上を十分に実現する

このタイプの昇圧 PFC 整流器は、スーパージャンクション シことはできません。

リコン MOSFET と SiC ダイオードによって、非常に高い効率(98% 超) を実現することができます。

トポロジの技術革新による電力密度の最大化

昇圧 PFC 整流器のフルブリッジ ダイオード整流器は、キロワ部品レベルの技術革新に加えて、トポロジの技術革新は、高ット レベルの高電圧システムで、全体の効率損失の 1% 以電圧システムにおける電力変換の簡素化に寄与します。

上を消費するものです。たとえば、2kW の整流器では、フルAC/DC 整流器は、電力密度を向上させ、設計を簡素化する

ブリッジ ダイオード整流器に 20W を超える損失が予測されために、ワイド バインドギャップ技術によって、周知のトポロジます。単一のデバイスから 20W の損失を放散させることは非をいかに改善できるかを示す格好の例です。これまでエンジ常に困難であるため、フルブリッジ ダイオード整流器の損失

ニアは、図 7 に示すように、AC 電圧を DC 電圧に整流する

高電圧システムにおける電力変換の簡素化を低減するために、図 9 に示すトーテムポール ブリッジレス

5November 2023

I

PFC が良い代替案を示しています。整流機能は昇圧コンバ

irrータに組み込まれており、(4 個のダイオードの代わりに) 2 個VDCtの MOSFET が追加されているだけなので、整流器 (2 個のQrr

低周波 FET を含む) の総損失は、元のブリッジ整流器の例よ

HFFET_HS

LFFET_HS

りもはるかに小さくなります。
VACHFFET_HS

irr+–Load

LFFET_HSLoad

HFFET_LS

VAC

LFFET_LS0

図 10. トーテムポール ブリッジレス PFC における逆回復電荷に起因するスイッチング損失
HFFET_LS

ほとんどの場合、新しいトーテムポール ブリッジレス PFC ト

LFFET_LS

ポロジでは、ワイド バンドギャップ FET の存在が Qrr に関連する損失問題を解決するのに効果的です。SiC MOSFET

図 9. トーテムポール ブリッジレス PFC 回路

は、同じオン抵抗レベルのスーパージャンクション MOSFET

連続導通モード (CCM) トーテムポール ブリッジレス PFCに比べて 約 1/20 の Qrr を達成することができ、GaN FET はは、高電圧整流器に広く使用されているハードスイッチング コゼロ Qrr を達成することができます。整流器の例で部品とトポンバータです。そのため、トーテムポール ブリッジレス PFC

ロジの技術革新を組み合わせると (ワイド バンドギャップ FETにシリコン MOSFET を使用すると、シリコン MOSFET は Qrrとトーテムポール ブリッジレス PFC を組み合わせると)、99%によって生じる高いスイッチング損失を受けてしまいます。図を超える効率 (1%超の効率向上) を達成し、電力密度の向上

10 に示すように、左上の MOSFET ボディダイオード電流がと設計の簡素化を実現することができます。

導通した後、Qrr は 逆方向回復電流を生成し、左のハーフブシステム レベルの技術革新による高い効率目標の達成

リッジのデッドタイム中に左下の MOSFET Coss を充電します。左下の MOSFET がオンになると、Qrr に起因するエネル

今日の部品とトポロジの技術革新によって、これまでよりもはギーは左下の MOSFET に放散されます。Qrr に関連する損るかに高効率の電力変換システムの実現が可能になりまし

失によって、フルブリッジ ダイオード整流器の損失低減が消た。新たな DC グリッド システムでは、従来の集中型 AC グリ費されます。

ッド システムよりもさらにシンプルで効率的、かつ信頼性の高い高電圧ソリューションが提供されています。たとえば、太陽光発電 (PV) 電源システムでは、PV パネルから 120V または240V の AC グリッドへの電力変換段はわずか 1 つしか必要ありません。分散型 DC グリッド システムは、高電圧電力変換を大幅に簡素化し、システムの可用性と信頼性を向上させることができます。
システム アーキテクチャの技術革新にとどまらず、制御システムの技術革新も高電圧電力変換システムを簡素化し、改善する方法の 1 つです。PFC を事例に説明します。AC を使う

高電圧システムにおける電力変換の簡素化

6November 2023

大電力アプリケーションでは、インダクタの電流リップルを低く効率と差動 EMI ノイズ レベルの適切なバランスをもたらす 3抑えることがきるため CCM PFC を第一に選択すべきです。

つ目のオプションは、マルチモード動作 (AC サイクルごとにそのため、より小型の差動電磁干渉 (EMI) フィルタが必要にCCM 動作と CRM 動作を組み合わせた動作) です。マルチなります。臨界導通モード (CRM) PFC は、CCM PFC と比較モード動作では、PFC が 1 つの AC サイクルで CCM として、PFC インダクタ電流が常にゼロから始まるか、またはそCRM の両方の動作を行えるようにするために、PFC インダれよりも小さいインダクタンスでマイナスから始まるため、タークタのインダクタンスは CCM 動作で使用される PFC インダンオンの瞬間のパワー スイッチの電流がほぼゼロになって、クタよりも小さく、かつ CRM 動作で使用される PFC インダクスイッチング損失が大幅に低減され、効率が高くなります。た

タよりも大きくする必要があります。図 11 に、これら 3 つのモだし、同じ電力を供給する場合、インダクタの電流リップルはードにおける電流リップルのエンベロープを示します。

CCM PFC よりもはるかに高くなるため、EMI フィルタの設計が困難になる可能性があります。

図 11. CCM、CRM、マルチモードの各動作における PFC インダクタ電流 (左から右)

高電圧システムにおける電力変換の簡素化

7November 2023

図 12 に、同じ仕様のマルチモード PFC と CRM PFC (ゼロ電圧スイッチングが保証されるとした場合) の損失比較を示します。マルチモード PFC 設計では、動作周波数範囲 60kHz～250kHz の 150µH PFC インダクタを搭載しているのに対し、CRM PFC 設計では、動作周波数範囲 75kHz～750kHzの 25µH PFC インダクタを搭載しています。その結果、CRM
PFC は、より高い動作周波数とより小さなインダクタによって、半分の負荷で FET 損失を 40% 以上低減します。このことは、高効率の高電圧電力変換システムが、ソフト スイッチン
グ トポロジを採用する方向に移行すべきことを示しています。

図 12. 1.8kW 電源ユニットに搭載されたマルチモード PFC (左) とCRM PFC の周波数スペクトルと FET 損失

EMI の課題への対処
図 13 に示すように、エンジニアは PFC インダクタを 2 つに分割することで、EMI フィルタの設計上の課題に対処できます。1 つは高インダクタンスのインダクタ (Lg) を AC 電源に接続し、もう 1 つは低インダクタンスのインダクタ (Lb) をコンデンサと直列に配置し、電力段と並列に配置するというものです。
インダクタを分割してセットアップするのは、大きな AC リップ
ル電流が直列インダクタとコンデンサ (総インピーダンスが低い) を通って流れるようにし、Lb (インピーダンスが高い) と AC電源に流れる電流リップルを最小限に抑えるためです。これによって、差動モードのノイズが小さくなり、EMI フィルタの設計がさらに容易なります。

高電圧システムにおける電力変換の簡素化

8November 2023

HFET_HS のオン時間を短くすると、2 乗平均平方根電流が最小化され、効率が向上します。これにより、FET のオン時間
HFFET_HS

はサイクル毎に更新されなくなり、ソフト スイッチングしていな

LFFET_HSいときにのみ調整されるため、MCU リソースの使用量を大幅Lg
LbVACLoadに節約できます。
必要なソフト スイッチング センシング回路を FET に統合すれ
ば、システムをさらに簡素化できます。図 5 に示すように、
LMG3526R030 デバイスは、GaN FET、ドライバ、保護機

HFFET_LS

能、FET のドレイン - ソース間の電圧センシング機能を 1 つ

LFFET_LSのパッケージに統合しています。チャネル導通の前に GaNFET が第 3 象限導通になると、LMG3526R030 はソフト スイ

図 13. 改良型トーテムポール ブリッジレス PFC 回路

ッチングを示すゼロ電圧検出パルスを送信します。

改良型ソフトスイッチング CRM PFC を使用すると、EMI フィ

図 14 に、LMG3526R030 の第 3 象限導通の有無による 波ルタ設計上の課題を回避することができますが、CRM PFC形の例を示します。

自体は、ソフトスイッチングを実現するために、PFC アクティブスイッチのターンオン タイミングを判定するための追加的なセンシングと制御を必要とします。オプションの 1 つとして、電流トランスなどの電流センシング デバイスを追加してゼロ電流ポイントを検出し、FET Coss に基づいてアクティブ FET の ターンオン タイミングを計算することができます。センシング システムや制御システムの伝搬遅延と、部品の許容差によって、アクティブ FET のターンオン タイミングには誤差が生じます。この制御方式では、サイクルごとのセンシングと制御が必要なため、MCU リソースの使用量が増えることが予想されます。
別の方法としては、PFC インダクタンスと FET Coss とともに、入力電圧と出力電圧のセンシング結果に基づいて、必要なFET のオン時間とオフ時間を計算するやり方があります。この場合、FET のドレイン - ソース間の電圧センシングを使用して、ソフト スイッチングが行われたかどうかを判断できます。ゲート信号がハイになる前にドレイン - ソース間の電圧が

図 14. LMG3526R030 での第 3 象限導通あり (上) と なし (下) の場合の波形負にならなければ、FET はハード スイッチングしています。
図 13 に示す FET を例にしてみると、HFET_HS のオン時間を延長することで、ソフト スイッチングを実現するためにHFFET_LS Coss を放電する負電流を増やすことができます。
ゲート信号がハイになる前にドレイン - ソース間の電圧が負になる場合、FET はすでにソフト スイッチングしています。

高電圧システムにおける電力変換の簡素化

9November 2023

LMG3526R030 のゼロ電圧検出機能を使用して、『可変周波その他の資料

数、ZVS、5kW、GaN ベース、2 相トーテムポール PFC のリ• GaN (窒化ガリウム) IC

ファレンス デザイン』では、部品、トポロジ、制御システムの各• 絶縁型ゲート ドライバ

技術革新を組み合わせることにより、99.1% 上回るピーク効• 絶縁型 DC/DC コンバータとモジュール率を実証しています。

• C2000 リアルタイム マイコン

まとめ
今日、高電圧電力変換システムの設計は 10 年前に比べてはるかに容易になりましたが、新しい技術に伴い、新しい課題が発生しています。たった一度のブレークスルーで、高電圧システムに技術革新がもたらされるようなことはないでしょう。エンジニアが高電圧システムの効率、電力密度、性能を最大限に引き出せるようにするには、設計のあらゆる部分が共に進化する必要があります。
GaN IC 、絶縁型ゲート ドライバ、絶縁型 DC/DC コンバータとモジュール、C2000 リアルタイム マイコンなど、TI の高電圧電力変換技術は、部品、トポロジ、システム レベルのそれぞれの技術革新を活用して、高効率で電力密度の高い、高電圧電力変換システムの設計を簡素化することができます。
TI の高電圧技術の詳細については、TI.com/highvoltage をご覧ください。

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JAJY139

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