1 コンバータ高力率 LED ドライバ IC

データシートLC5581AS/LS
概要

パッケージ

LC5581AS/LS は擬似共振方式を採用した LED 照
明用制御 IC です。PWM 方式でも動作可能です。フライバック方式の絶縁回路と非絶縁回路、昇降圧
コンバータに対応します。
入力に電解コンデンサを使用しない 1 コンバータ
方式で、軽負荷動作時でも高調波規制（IEC 610003-2 Class C）に対応可能です。
平均電流制御により高力率で、かつ擬似共振動作により高効率・低ノイズな電源を実現できます。充
実した保護機能により構成部品が少なく、コストパ
フォーマンスの高い電源システムを容易に構成できます。

VSOP16特長• 代表特性● 800 V 高耐圧起動回路内蔵● アナログ調光機能● 平均電流制御により高力率● ソフトスタート機能● 起動時に LED が点灯するまでの時間を短縮– COMP 端子急速充電機能– 2 段階のバイアスアシスト機能（VCC 端子のコンデンサの低容量化）● スタンバイ機能● リーディング・エッジ・ブランキング機能● 最大オン時間制限機能● 保護機能過電流保護（OCP） ：パルス･バイ･パルス
過負荷保護（OLP）：自動復帰
過電圧保護（OVP）：ラッチ／自動復帰

ゲートドライブ出力電圧 VDRV = 8.2 V
DRV 端子出力インピーダンス RDRV(SOURCE) = 45 Ω
DRV 端子入力インピーダンス RDRV(SINK) = 15 Ω
• 保護動作

原寸大ではありません。

シリーズラインアップ

保護動作

製品名

OLP
自動復帰
自動復帰

LC5581AS
LC5581LS

OVP
自動復帰
ラッチ

アプリケーション● LED 照明機器
● LED 電球

応用回路例
F1

L1
D1

D2

D3

D4

L2

C11

T1

VOUT

C1

VAC

D10

R5

C2

C8
LED

P
D9

C10
S

Dimming Signal

R9

U1
ISENSE

NC

1

R10

16
VREF

C7

R1

D5

COMP

D

D6

C4

DZ1

C12

OCP

VCC

C3

R4

GND
ST

Q1

C6

DRV

8

LC5581AS/LS

C5

9

D7
C9
R3

ROCP

LC5581AS/LS-DSJ Rev.1.1
サンケン電気株式会社
2022.12.15
http://www.sanken-ele.co.jp© SANKEN ELECTRIC CO.,LTD. 2022

1

LC5581AS/LS
目次
概要 --------------------------------------------------------------------------------------------------------------- 1
1. 絶対最大定格 ---------------------------------------------------------------------------------------------- 3
2. 電気的特性 ------------------------------------------------------------------------------------------------- 3
3. 機械的特性 ------------------------------------------------------------------------------------------------- 4
4. ブロックダイアグラム ---------------------------------------------------------------------------------- 5
5. 各端子機能 ------------------------------------------------------------------------------------------------- 5
6. 応用回路例 ------------------------------------------------------------------------------------------------- 6
7. 外形図 ------------------------------------------------------------------------------------------------------- 7
8. 捺印仕様 ---------------------------------------------------------------------------------------------------- 8
9. 動作説明 ---------------------------------------------------------------------------------------------------- 99.1. 起動動作 ---------------------------------------------------------------------------------------------- 99.2. 低入力時動作禁止回路 （UVLO：Undervoltage Lockout） ----------------------------- 99.3. バイアスアシスト機能 ---------------------------------------------------------------------------- 99.4. ソフトスタート機能 ----------------------------------------------------------------------------- 10
9.5. スタンバイ機能 ----------------------------------------------------------------------------------- 11
9.6. オン幅制御動作 ----------------------------------------------------------------------------------- 11
9.7. アナログ調光機能 -------------------------------------------------------------------------------- 12
9.8. 擬似共振動作とボトムオンタイミング------------------------------------------------------ 12
9.8.1. BD ブランキング時間---------------------------------------------------------------------- 15
9.9. 最大オン時間制限機能 -------------------------------------------------------------------------- 15
9.10. 過電流保護機能（OCP） ----------------------------------------------------------------------- 15
9.10.1. OCP の検出方法 ---------------------------------------------------------------------------- 15
9.10.2. リーディング・エッジ・ブランキング機能 ------------------------------------------ 16
9.10.3. 入力補正機能 -------------------------------------------------------------------------------- 16
9.10.4. OCP 入力補正回路の定数の計算式 ---------------------------------------------------- 17
9.10.5. ユニバーサル入力電圧仕様の OCP 入力補正定数設定例（参考） ------------- 18
9.11. 過負荷保護機能（OLP） ----------------------------------------------------------------------- 19
9.12. 過電圧保護機能（OVP） ----------------------------------------------------------------------- 20
9.12.1. ラッチタイプ（LC5581LS） ------------------------------------------------------------- 20
9.12.2. 自動復帰タイプ（LC5581AS）---------------------------------------------------------- 20
10. 設計上の注意点 ----------------------------------------------------------------------------------------- 20
10.1. 外付け部品 ----------------------------------------------------------------------------------------- 20
10.2. トランス設計 -------------------------------------------------------------------------------------- 22
10.3. パターン設計 -------------------------------------------------------------------------------------- 24
注意書き ------------------------------------------------------------------------------------------------------- 26

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1.

絶対最大定格

電流値の極性は、IC を基準として流入（シンク）を“＋”、流出（ソース）を“－”と規定します。特記がない場合の条件は TA = 25 °C です。
本 IC のサージ耐量（ヒューマンボディモデル）の保証値は 2000 V です。ただし、8 番端子の保証値は1000 V です。
項目

記号

測定条件

端子

定格

単位

OCP 端子電圧

VOCP

13 – 10−2.0～5.0

V

COMP 端子電圧

VCOMP

14 – 10−0.3～7.0

V

VREF 端子電圧

VREF

16 – 10−0.3～5.0

V

ISENSE 端子電圧

VISEN

1 – 10−0.3～5.0

V

ST 端子電圧VST

8 – 10−0.3～800

V

DRV 端子電圧

VDRV

9 – 10−0.3～VDRV+0.3

V

制御部電源電圧

VCC

11 – 1035V

動作周囲温度TOP—−55～125

°C

保存温度

TSTG

—

−55～125°C

ジャンクション温度

TJ

—

150

°C

2.

電気的特性

電流値の極性は、IC を基準として流入（シンク）を“＋”、流出（ソース）を“－”と規定します。特記がない場合の条件は TA = 25 °C です。
項目

記 号

測定条件

端子

Min.

Typ.

Max.

単位

電源起動動作動作開始電源電圧

VCC(ON)

11 – 10

13.8

15.1

17.3

V

動作停止電源電圧(1)VCC(OFF)

11 – 10

8.4

9.4

10.7

V

動作時回路電流ICC(ON)

11 – 10

—

—

4.7

mA

最低起動電圧VST(ON)8 – 10

19

22

25

V

VCC 端子短絡時起動電流

ICC(ST)_S

VCC = 0 V

11 – 10

−600

−300

−100

µA

起動電流

ICC(ST)

VCC = 13.5 V

11 – 10

−9.5

−6.3

−3.2

mA

VCC(BIAS_NOM)

ICC = −500 µA

11 – 10

9.5

11.0

12.5

V

VCC(BIAS_IN)

ICC = −500 µA

11 – 10

14.5

16.0

17.5

V

VCC(BIAS_OUT)

ICC = −500 µA

11 – 10

15.1

16.6

18.1

V

定常時バイアスアシスト
しきい電圧(1)
起動時バイアスアシスト
しきい電圧(1)
起動時バイアスアシスト
解除しきい電圧(1)(1)

常に VCC(OFF) < VCC(BIAS_NOM) < VCC(BIAS_IN) < VCC(BIAS_OUT)の関係が成り立つ

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LC5581AS/LS
項目

記 号

測定条件

端子

Min.

Typ.

Max.

単位

fOSC

9 – 10

50

60

70

kHz

最大オン時間tON(MAX)

9 – 10

8.0

10.0

13.5

µs

COMP 端子急速充電電流

ICOMP(CHG)

14 – 10

−100

−75

−50

µA

COMP 端子急速充電停止
電圧

VCOMP(CHG_STOP)

14 – 10

0.20

0.68

1.00

V

COMP 端子制御下限電圧

VCOMP(MIN)

14 – 10

0.40

0.85

1.10

V

エラーアンプ基準電圧

VISEN(TH)ICOMP = 0 µA

1 – 10

0.285

0.300

0.315

V

ICOMP(SOURCE)VSENSE = 0 V

14 – 10

−22

−14

−6

µA

ICOMP(SINK)VSENSE = 0.6 V

14 – 10

6

14

22

µA

IREF

VREF = 4.5 V

16 – 10

−33

−23

−13

µA

通常動作
PWM 動作周波数(2)

エラーアンプ COMP 端子
ソース電流
エラーアンプ COMP 端子
シンク電流
VREF 端子流出電流
擬似共振動作しきい電圧 1

VBD(TH1)

13 – 10

0.14

0.24

0.34

V

擬似共振動作しきい電圧 2

VBD(TH2)

13 – 10

0.11

0.16

0.21

V

VDRV

9 – 10

7.5

8.2

8.9

V

RDRV(SOURCE)

—

—

45

—

Ω

RDRV(SINK)

—

—

15

—

Ω

過電流検出しきい電圧 1

VOCP1

13 – 10

−0.66

−0.60

−0.54

V

過電流検出しきい電圧 2

VOCP2

13 – 10

−1.8

−1.6

−1.4

V

OCP 端子流出電流

IOCP

13 – 10

−120

−40

−10

μA

リーディング･エッジ･ブ
ランキング時間tBW

9 – 10

350

700

1400

ns

VCOMP(OLP)

14 – 10

4.15

4.60

5.00

V

IISEN

1 – 10

−1.0

−0.5

−0.1

μA

VCC(OVP)

11 – 10

28.5

31.5

34.0

V

θJ-C

—

—

—

16

°C/W

Min.

Typ.

Max.

単位

—

0.070

—

g

DRV 出力特性
DRV 端子出力電圧
DRV 端子出力インピー
ダンス
DRV 端子入力インピー
ダンス
保護動作

OLP しきい電圧
ISENSE 端子流出電流
VCC 端子 OVP しきい電圧
熱抵抗
ジャンクション－ケース間
熱抵抗(3)

3.

機械的特性
項目

条件

質量
(2)
(3)

図 9-9 VREF 端子電圧－VISEN(TH) 曲線参照
設計保証

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4

LC5581AS/LS
4.

ブロックダイアグラム
VCC

11Startup

6.3 mA

8 ST
UVLO

Reg
Bias
(Latched s hutdown type)

OVP

9 DRV

Drv

OLP
0.5 µASOSC

OCP 13

BottomDetection

OTA

R Q

1 ISENSE±14 µA
75 µA

OCP1

LEB

Feedback
Control

OCP2

5.

23 µA

10

14

16

GND

COMP

VREF

各端子機能
ISENSE

1

16

VREF

端子番号

端子名

NC

2

15

NC

1

ISENSE

フィードバック電流検出

NC

3

14

COMP

2～7

（NC）

非接続

8

ST

起動電流入力

NC

4

13

OCP

9

DRV

ドライブ出力

NC

5

12

NC

10

GND

グランド

NC

6

11

VCC

11

VCC

制御回路電源入力、過電圧保護信号入力

NC

7

10

GND

12

（NC）

非接続

ST

8

9

DRV

13

OCP

過電流保護、擬似共振信号入力

14

COMP

フィードバック位相補償

15

（NC）

非接続

16

VREF

調光信号入力、スタンバイ信号入力

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機能5

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6.

応用回路例

図 6-1、図 6-2 に擬似共振動作の場合の非絶縁フライバック回路例と非絶縁昇降圧コンバータ回路例を示します。MOSFET のドレイン端子のサージ電圧が大きくなる電源仕様の場合は、P 巻線間に CRD クランプスナ
バ回路（図 6-1）や、ドレイン端子とソース端子間に C または RC ダンパースナバ回路（図 6-1、図 6-2）を追加します。
PWM で動作させる場合、擬似共振信号の検出回路は不要です。図 6-1 の場合は D6、D7、R4、C9 が不要、
図 6-2 の場合は D6、R2 が不要です。
F1

L1
D1

D2

D3

D4

L2

C11

T1

VOUT

C1

VAC

D10

R5

C8

C2

LED

P

C10

D9

S

Dimming Signal

R9

U1

R10

16

ISENSE

VREF

C7

R1

D5

COMP

NC

1

D

DZ1

D6

C4

C12

OCP

VCC

C3

R4

GND
ST

8

Q1

C5

C6

DRV

9

LC5581AS/LS

D7

R6
R8

D8
C9

R7
R3

ROCP

図 6-1

非絶縁フライバック回路例（擬似共振動作）

R4

C8

16

1
ISENSE

VREF

C7
NC

U1

C6

COMP
OCP

C5
VCC

C4

GND
ST

R6

DRV

8

9

R10

LC5581AS/LS

F1

D8

L1

R7
D1

VAC

R3

D2

L2

D5

Q1

R1

R2
D6

R8

C1

D3

ROCP

D4
C2

R9

D9

C3

LED
C9

R5

L3

VOUT

図 6-2

非絶縁昇降圧コンバータ回路例（擬似共振動作）

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6

LC5581AS/LS
7.

外形図● VSOP16

備考：● 単位：mm● 端子部 Pb フリー（RoHS 対応）● はんだ付けをする場合は、以下の条件内で、できるだけ短時間で作業してください。
フロー：260 °C、10 s（1 回）
はんだごて：350 °C、3.5 s（1 回）

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7

LC5581AS/LS
8.

捺印仕様

• LC5581AS
16

製品コード

LC 5 5 8 1
SKY MD

ロット番号

Y = 西暦下一桁 (0～9)
M = 月 (1～9、O、N、D)

1

D =日 (1～3)
1 : 1～10

2 : 11～20
3 : 21～ 31
管理番号• LC5581LS
16

LC 5 5 8 1
製品コードSKY MD L

ロット番号

Y = 西暦下一桁 (0～9)
M = 月 (1～9、O、N、D)

1

D =日 (1～3)
1 : 1～10

2 : 11～20
3 : 21～ 31
管理番号

表 8-1 製品コード
製品コード

製品名

LC5581

LC5581AS

LC5581L

LC5581LSLC5581AS/LS-DSJ Rev.1.1
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8

LC5581AS/LS
9.2.

9.1.

起動動作

VCC 端子周辺回路を図 9-1 に示します。本 IC は起動回路を内蔵し、起動回路は ST 端子に接続しています。ST 端子の電圧が最低起動電圧 VST(ON) = 22 Vになると起動回路が動作します。IC 内部で定電流化した起動電流 ICC(ST) = −6.3 mA は、VCC 端子に接続したコンデンサ C4 を充電し、VCC 端子電圧が動作
開始電源電圧 VCC(ON) = 15.1 V まで上昇すると、制御回路が動作を開始します。制御回路が動作すると、VCC 端子への印加電圧は、図 9-1 の補助巻線電圧 VD
を整流平滑した電圧になります。
電源起動後、起動回路は自動的に IC 内部で遮断するため、起動回路による電力消費はなくなります。
補助巻線 D の巻数は、電源仕様の入出力変動範囲内
で、VCC 端子電圧が次式(1)の範囲になるように、調整します。補助巻線電圧の目安は 20 V 程度です。
VCC(BIAS) (max. ) < VCC < VCC(OVP) (min. )(1)⇒12.5 (V) < VCC < 28.5 (V)IC の起動時間は、
C4 のコンデンサ容量で決まり、起動時間の概算値は次式(2)で算出します。
t START = C4 ×

VCC(ON) − VCC(INT)|ICC(ST) |

(2)

ここで、
tSTART ：IC の起動時間 (s)VCC(INT) ：VCC 端子の初期電圧 (V)
T1
VAC
C2 P
8
ST

VCC

11

D5

R1

C4

VD

U1
GND

図 9-1

10

D

VCC 端子周辺回路

VCC 端子電圧と回路電流 ICC の関係を図 9-2 に示します。制御回路動作後、VCC 端子電圧が動作停止
しきい値 VCC(OFF) = 9.4 V に低下すると、低入力時動作禁止（UVLO：Undervoltage Lockout）回路により、制御回路は動作を停止し、再び起動前の状態に戻ります。
回路電流 ICCICC（ON）

図 9-2

9.3.

起動

特記のない場合の特性数値は Typ.値を表記します。
電流値の極性は、IC を基準として、シンクを“+”、
ソースを“−”と規定します。本項では、擬似共振動作の非絶縁フライバック回路（図 6-1）をベースに説明します。

低入力時動作禁止回路（UVLO：Undervoltage Lockout）

停止

動作説明

9.

VCC（OFF）

VCC
VCC（ON） 端子電圧

VCC 端子電圧と回路電流 ICC

バイアスアシスト機能

本 IC は、バイアスアシスト機能を搭載しています。バイアスアシスト機能が動作している間は、起動回路から起動電流を供給します。バイアスアシス
ト機能は、起動時と定常時の 2 種類があります。
• 起動時
電源起動時の VCC 端子電圧波形例を図 9-3 に示します。VCC 端子電圧が VCC(ON) = 15.1 V に達すると、IC が動作を開始して IC の回路電流が増加する
ため、VCC 端子電圧が低下します。それと同時に補助巻線電圧 VD は出力電圧の立ち上がり電圧に比例して上昇します。これら電圧のバランスが VCC 端子
電圧を作ります。
パワーMOSFET がターンオフした瞬間に発生するサージ電圧は、出力巻線に誘起します。起動時の出力負荷が軽負荷の場合、この誘起した電圧が原因でフィードバック制御がかかり、出力へ送る電力を抑制する場合があります。出力電力が低下すると、VCC
端子電圧も低下し、VCC 端子電圧が VCC(OFF) = 9.4 Vに達すると、制御回路が停止して起動不良が生じる
場合があります。これを防ぐため VCC(BIAS_IN) = 16.0 Vに低下すると、起動回路から起動電流を供給し、VCC
端子電圧の低下を抑制します。
起動時のバイアスアシスト機能のしきい値
VCC(BIAS_IN)は、VCC(OFF)に対して余裕があるため、C4は低い容量（4.7 μF 程度のセラミックコンデンサ）

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9

LC5581AS/LSを使用できます。これにより、電源投入時の起動時間を短くできます。また、出力過電圧時に VCC 端子
電圧の上昇が早くなるため、過電圧保護機能の応答時間も短縮できます。なお、起動不良が起きないよ
う、最終的に実機で動作を確認し、定数を調整します。
VCC端子電圧

バイアスアシスト期間
IC動作開始VCC(BIAS IN)

起動成功
設定電圧

出力電圧の
立ち上がりによる上昇

VCC(ON)VCOMP(OLP) = 4.60 V 未満であること）
IC が 動 作 を 開 始 し た 後 、 COMP 端 子 電 圧 が
VCOMP(MIN) = 0.85 V になると、PWM 動作でスイッチン
グ動作を開始します。PWM 動作周波数 fOSC は、
60 kHz です。
ソフトスタート期間
COMP端子電圧 IC動作開始
VCOMP(MIN)
GND
VCC端子
電圧
VCC(BIAS_IN)

VCC(OFF)
起動不良時

GND

時間

図 9-3

起動時の VCC 端子電圧

• 定常時
IC が起動した後、以下のいずれかの条件になると、VCC 端 子 の バ イ ア ス ア シ ス ト し き い 電 圧 が
VCC(BIAS_IN) = 16.0 V から、VCC(BIAS_NOM) = 11.0 V に切り替わります。
– VCC 端子電圧が VCC(BIAS_OUT) = 16.6 V 以上
– COMP 端子電圧が 0.6 V 以上
– ISENSE 端子電圧が 0.2 V 以上
定 常 動 作 時 に VCC 端 子 電 圧 が 低 下 し 、VCC(BIAS_NOM)に低下すると、起動回路から起動電流を供給します。これにより VCC 端子電圧の低下を抑制
し、VCC 端子電圧がほぼ一定になるように動作しま
す。

9.4.

ソフトスタート機能

図 9-4 に起動時の動作波形を示します。本 IC は、
電源起動時にソフトスタート機能が動作します。ソフトスタート機能は、電源起動時のパワーMOSFET、および出力側の整流ダイオードの電圧・電流ストレスを低減します。ソフトスタートの動作期間は、COMP 端子電圧が制御下限電圧 VCOMP(MIN) = 0.85 Vに達してから、出力電流を定電流制御するまでの期間で、徐々に出力電力が増加します。
電源起動時は、次の確認が必要です。

定電流制御

出力電流
IOUT

設定電流

GND(IOUT)
擬似共振動作（QR）

PWM動作

ドレイン電流
ID
GND

時間

A

図 9-4

起動時の動作波形

出力電圧が立ち上がるとともに、補助巻線電圧が上昇して OCP 端子のプラス側電圧が増加します。その後、OCP 端子電圧が擬似共振動作しきい電圧 1
VBD(TH1) = 0.24 V に達すると、擬似共振動作（QR）に切り替わります。図 9-5 に、PWM 動作から擬似共振動作（QR）モードに切り替わるときの OCP 端子
電圧拡大波形を示します（図 9-4 の A 点）。

OCP端子電圧

PWM動作

擬似共振動作（QR）

VBD(TH1)
GND
ドレイン電流ID
GND（ID）

図 9-5

時間

OCP 端子電圧拡大波形 (A 点拡大)

• VCC 端子電圧が、動作停止電圧 VCC(OFF)まで低下していないこと• 過負荷保護機能（OLP）が動作する前に、出力電流が設定電流まで立ち上がっていること（このとき、COMP 端子電圧が OLP しきい電圧
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9.5.

スタンバイ機能本 IC はスタンバイ機能を搭載しています。VREF
端子に外部から電圧を印加し、VREF 端子電圧を 0.7
V 以下にすると、スタンバイ動作に移行します。ス
タンバイ動作に移行すると、IC は発振を停止します。
スタンバイ動作から復帰する際は、VREF 端子の電圧を 1.4 V 以上にします。VREF 端子の電圧が 1.4
V 以上になると、IC はソフトスタート動作で発振を開始します。

• LED 負荷電流が設定電流より減少した場合
負荷電流が設定電流より減少すると、ISENSE 端子
電圧が低下し、COMP 端子電圧が高くなります。このためオン幅が広くなり、出力電流が増加します。
• LED 負荷電流が設定電流より増加した場合
負荷電流が設定電流より増加すると、上記と逆の動作になり、COMP 端子電圧が低くなります。このためオン幅が狭くなり、出力電流が減少します。
U1

9.6.

COMP端子電圧

オン幅制御動作

図 9-6 に COMP 端子周辺回路、図 9-7 にオン幅制
御について示します。オン幅を制御する電圧制御と平均電流制御により、出力負荷に応じた出力制御を
行います。

FB

-

OSC

COMP 14

+

-

OTA

IIN

+

L2

LED

D8

OSC

-

ID
U1

C12

+

Q1
NC

10

GND

COMP

1

DZ1

COMP
端子電圧

R7

14

C6

図 9-6

定電流
検出抵抗

R6
C10

ROCP

R7

10
S

ISENSE

R6

GND

C2
P

9 DRV

1

VOUT

T1

VAC
VC2

VISEN(TH)LED

C6ISENSECOMP 端子周辺回路

図 9-7 に示すように、本 IC の平均電流制御は、定電流検出抵抗の電圧降下と内部エラーアンプ基準電
圧 VISEN(TH) = 0.300 V を OTA 回路で比較し、OTA 回路の出力を COMP 端子に接続した C6 で平均化します。この COMP 端子電圧を、FB コンパレータで IC
内部発振器（OSC）出力と比較し、オン幅制御を行います。この IC 内部発振器（OSC）とは、PWM の周波数制御、擬似共振の発振制御、最大オン時間制
限などを行う回路です。
図 9-8 に、平均入力電流波形 IIN(AVG)を示します。
入力のコンデンサ C2 は容量の小さいフィルムコン
デンサなので、C2 の両端電圧 VIN は正弦波になります。出力負荷が一定になると COMP 端子電圧は一定になり、オン時間 tON が決まります。tON が一定になると、ドレイン電流のピーク IDP は VIN に比例するた
め、平均入力電流は正弦波になり、高力率を実現できます。COMP 端子に接続する C6 の容量は 1 µF 程度です。出力の定電流制御は、負荷に応じて次のよ
うに制御します。

ゲートオン幅ドレイン電流

図 9-7

オン幅制御

COMP端子
電圧
GND
VC2

ID拡大

ID

IIN(AVG)

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図 9-8

平均入力電流波形

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9.7.

アナログ調光機能

エラーアンプ基準電圧 VISEN(TH) (V)本 IC は、アナログ調光機能を搭載しています。調光機能を使用する場合は、VREF 端子に外部から電圧を印加します。
本 IC は、定電流検出抵抗の電圧降下と内部エラー
アンプ基準電圧 VISEN(TH)を OTA 回路で比較しての平均電流制御を行います（図 9-7 参照）。VREF 端子電圧と VISEN(TH)には図 9-9 のような関係があり、この特性を使用して調光を行います。調光する場合の印
加電圧は 1.4 V～3.8 V 程度です。
VREF 端子を 0.7 V 以下にすると、スタンバイ動作に移行するため注意が必要です（0 項参照）。
調光機能を使用しない場合は、VREF 端子に電圧を印加する必要はありません。
調光の有無にかかわらず、VREF 端子には、安定動作用に 0.01 μF 程度のセラミックコンデンサ C7 を接続します。

0.35
0.30
0.25
0.20
0.15
0.10
0.05
0.00
0

2

3

4

5

6

VREF端子電圧 VREF (V)

図 9-9

9.8.

1

VREF 端子電圧－VISEN(TH) 曲線とスイッチングノイズが低減し、高効率で低ノイズな電源を実現できます。
VF
NP
VFLY
ID

C2

IOFF
P

VOUT
C10

S

CV

図 9-10

フライバック方式

図 9-10 内の記号の意味は以下のとおりです。
VIN ：入力電圧
VDS ：パワーMOSFET のドレインとソース間の電圧
ID ：パワーMOSFET のドレイン電流
IOFF ：パワーMOSFET がオフのとき、出力側整流ダイオードに流れる電流
CV ：電圧共振コンデンサ
LP ：入力側インダクタンス
VFLY ：フライバック電圧
NP
VFLY =× (VOUT + VF )NS
ここで、
NP ：入力側巻数
NS ：出力側巻数
VOUT ：出力電圧
VF ：出力側整流ダイオード順方向電圧降下

tONDLY

擬似共振動作とボトムオンタイミング

図 9-10 にフライバック方式の回路を示します。フライバック方式とは、パワーMOSFET がターンオフ
したときに、トランスに蓄えたエネルギを出力側へ供給する方式です。フライバック方式では、出力側にエネルギを放出した後も、パワーMOSFET がオフを継続します。このとき、ドレインとソース間の電圧 VDS は、トランスの入力側インダクタンス LP とドレインとソース間のコンデンサ CV で決まる周波数
で自由振動します。
擬似共振動作とは、この自由振動の期間に、VDS 電
圧波形のボトム点でパワーMOSFET をターンオンする動作です（ボトムオン動作）。
図 9-11 に、理想的なボトムオン動作時の波形を示します。ボトムオン動作により、スイッチング損失

D8

LP

VIN
VDS

NS

T1

自由振動の半周期
t ONDLY ≒  L P  C V

VFLY
VIN
VDS 0

ボトム点

IOFF 0ID 0tON

図 9-11 理想的なボトムオン動作（VDS 電圧波形のボトム点でターンオン）

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図 9-12 に OCP 端子の周辺回路、図 9-13 に補助
巻線電圧波形を示します。
ボトムオン動作の制御には、VDS に同期した補助
巻線電圧を用います。パワーMOSFET がオフの期間
は、補助巻線電圧が遅延回路（図 9-12 の D6、R4、
C9、D7）を経由して、OCP 端子にプラスの電圧を供給します。これを擬似共振信号 VBD とします。
本 IC は OCP 端子で VBD を検出し、パワーMOSFETのオン／オフ信号を制御します。
パワーMOSFET のターンオフ時に、VBD が擬似共振動作しきい電圧 1 VBD(TH1) = 0.24 V 以上になると、パワーMOSFET はオフ期間を継続します。その後、VBD が低下し、VBD が擬似共振動作しきい電圧 2
VBD(TH2) = 0.16 V になると、パワーMOSFET がターンオンします。VBD が VBD(TH2)に達すると、擬似共振動
作しきい電圧が VBD(TH1)に上がります。このように、
擬似共振信号のしきい電圧を切り替えることで OCP
端子のノイズによる誤動作を防止します。
VDS 波形の自由振動開始から、パワーMOSFET を
ターンオンさせるまでの時間を遅延時間 tONDLY とします。遅延時間 tONDLY は、遅延回路の定数で決まります。そのため、VDS 波形のボトム点でターンオンするように、R3 と R4 の定数を調整します。
R3 と R4 は、電源仕様の入出力変動範囲内において、擬似共振信号のピーク電圧 VBD(PK)が 1.5 V～2.0
V の範囲内、有効期間 tQR が 1.2 μs 以上になるように調整します。このとき、R3、R4 のばらつきを考慮してください。ここで、tQR は VBD が VBD(TH1)の最大値
0.34 V に達してから VBD(TH2)の最大値 0.21 V に低下するまでの時間です（図 9-14）。

補助巻線
電圧
VD
Vrev1

0
Vfw1

ｔON
擬似共振
信号VBD

VBD(TH1)

VBD(TH2)0

図 9-13

擬似共振信号
VBD

補助巻線電圧波形tQR
VBD(PK)

VBD(TH1) max.
VBD(TH2) max.

図 9-14

擬似共振信号の有効期間

以下に、遅延回路の定数の設定方法を示します。
クランプスナバ
T1
VIN

P
C2
VIN VFLY

D5

U1
C3

9

11
VCC

D

D6

R4

DRV

• C5 の設定
C5 の推奨値は 100 pF～470 pF 程度です。

Vfw1

Vrev1

C4
Q1

R1

• R3 の設定
R3 の推奨値は 100 Ω～330 Ω 程度です。

フォワード電圧
フライバック電圧• R4 の設定
電源仕様範囲で VCC 端子電圧が最も低くなる条件で VBD(PK) ≥ VBD(TH1)となるように R4 を調整します。
ROCP が R3 よりも非常に小さく、ROCP の影響がな
いとした場合、R4 は次式で算出できます。

D7
OCP 13
GND
10

C9
R3
VBD

C5
ROCP

図 9-12

OCP 端子周辺回路

R4 =(VCC(MIN) − VBD(PK) − 2 × VF ) × R3
VBD(PK)(3)

ここで、
VCC(MIN)：電源仕様範囲における VCC 端子の下限電圧
VBD(PK)：擬似共振信号のピーク電圧
VF：D6、D7 の順方向電圧降下

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VCC(MIN) = 16 V、VBD(PK) = 1.5 V、VF = 0.8 V、
R3 = 220 Ω の場合、R4 ≈ 1.89 kΩ となり、E12 系列の抵抗では 1.8 kΩ を選択します。
ここで、有効期間 tQR が確保できない場合は、以下の調整を行います。

ターンオンがボトム点より早い– R3 の値を大きくして、VBD(PK)を高くする– R4 の値を小さくして、VBD(PK)を高くする– 電圧共振コンデンサ C3 の容量を増やして自由振動周期を長くする（C3 の容量を増やす場合、パワーMOSFET のターンオン時のスイッチング損失が増加するため、パワーMOSFET の発熱の確認が
必要です）

ボトム点

• C9 の設定
tONDLY は C9 で調整します。C9 は、電源入力電圧
上限、かつ出力負荷最大の条件で、理想的なボトム
オン（図 9-11 参照）になるよう、各動作波形（VDS、ID、OCP 端子の擬似共振信号 VBD）を確認しながら次のように調整します。波形は、VDS の振幅が最大になる部分 VDS(PEAK)で確認します（図 9-15 参照）。
動作確認点

自由振動周波数 fR

fR ≒1
2 L P  C V

VDS 0

IOFF 0ID 0ｔON

VBD(TH1)

VBD(TH2)

OCP端子 0電圧
補助巻線電圧
VD 0

図 9-16

ターンオン点が自由振動のボトム点より早い場合

ターンオンがボトム点より遅い

自由振動周波数 fRfR ≒VDS(PEAK)

1

2 L P  C V

VDS
VC2

VDS 0

図 9-15

IOFF 0

C9 設定時動作確認点

C9 の初期定数は、1000 pF 程度が目安です。C9 の初期定数におけるターンオン点が、自由振動のボト
ム点より早い場合は、（図 9-16 参照）C9 の容量を少しずつ増やしながら、ターンオン点が自由振動のボトム点と一致するように調整します。
一方、初期定数におけるターンオン点が、自由振動のボトム点より遅い場合（図 9-17 参照）は、C9 の容量を少しずつ減らしながら、ターンオン点が自由振動のボトム点と一致するように調整します。

ボトム点

ID 0
VBD(TH1)ｔON
VBD(TH2)

OCP端子 0電圧
補助巻線電圧
VD 0

図 9-17

ターンオン点が自由振動のボトム点より遅い場合

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9.8.1. BD ブランキング時間
図 9-18 に OCP 端子電圧の正常時の波形と、ト
ランスの入力側と出力側巻線の結合が悪いときの波形を示します。出力負荷が小さい仕様など、入力側
巻線と出力側出力巻線の巻数比（NP / NS）が、極端に大きい場合は、トランスの結合が悪くなります。
正常なOCP端子波形 (トランスの結合が良い)

VBD(TH1)
VBD(TH2)0

好ましくないOCP端子波形 (トランスの結合が悪い)

VBD(TH1)
VBD(TH2)0端子の動作波形を確認するプローブは、OCP 端子とGND 端子の近くに接続します。

9.9.

最大オン時間制限機能

電源入力電圧が低い状態や、電源入力電圧オン／
オフ時などの過渡状態では、パワーMOSFET のオン
時間を、最大オン時間 tON(MAX) = 10.0 μs に制限します。これにより、トランスの音鳴りを抑制し、パワー
MOSFET や出力側整流ダイオードなどの部品ストレスを低減します。
電源設計時に、電源入力電圧下限、かつ負荷最大の条件で、パワーMOSFET のオン時間が tON(MAX)未満かどうかを確認してください。このとき、tON(MAX)以上になるような設計のトランスを使用した場合、電源入力電圧下限で、パワーMOSFET のオン時間がtON(MAX)以上にならないため、出力電力が低くなります。この場合、以下を考慮してトランスを再設計します。
– トランスのインダクタンス LP を下げてスイッ
チング周波数を上げオン時間を短くする– 入力側と出力側の巻数比 NP / NS を小さくしてデューティを小さくする

BDブランキング時間250ns（max.）

9.10. 過電流保護機能（OCP）
図 9-18

OCP 端子電圧波形

また、リーケージインダクタンスが大きい場合は、
パワーMOSFET がターンオフする際に、補助巻線を介して OCP 端子電圧にもサージ電圧が発生する場
合があります。OCP 端子は、BD ブランキング時間
250 ns (max.)を設けているので、この期間に擬似共振信号を検出しません。しかし、サージ電圧の発生時間が BD ブランキング時間より長くなると、IC は擬似共振信号の入力と認識し、パワーMOSFET が高周
波でスイッチングする場合があります。この高周波動作により、パワーMOSFET の損失が過大になり、チャネル温度が最大定格を超えると、パワー
MOSFET はダメージを受けます。このような高周波動作が生じた場合は、次の調整が必要です。
– OCP 端子に接続しているコンデンサ C5 を OCP 端子と GND 端子の近くに接続する– OCP 端子と GND 端子間のパターンループを大電流パターンから離す– 入力側巻線と補助巻線の結合が低くなる巻き方にする– クランプスナバの定数を調整する
ここで、正確にサージ電圧を測定するため、OCP

9.10.1. OCP の検出方法
過電流保護機能（OCP：Overcurrent Protection）は、
パワーMOSFET のドレインピーク電流値が、OCP し
きい電圧に達すると、パワーMOSFET をターンオフ
して電力を制限します（パルス・バイ・パルス方式）。
パワーMOSFET のドレイン電流は、図 9-19 のよ
うに OCP 端子と GND 端子間の電流検出抵抗 ROCP で検出します。この検出電圧 VROCP を、R3 を介して、
OCP 端子に入力します。
VROCP が次式に達すると、パワーMOSFET がターンオフします。
VROCP = −|R OCP × IDP(OCP) |= −|VOCP | + R3 × |IOCP |

(4)

ここで、
ROCP
：ROCP の抵抗値
IDP(OCP)：OCP 動作時のドレイン電流ピーク
VOCP：過電流検出しきい電圧 1（−0.60 V）
R3：R3 の抵抗値
IOCP：OCP 端子流出電流（−40 μA）

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C（CR）
ダンパースナバ

P

C2
U1

T1
9

Logic

C3

Drive DRVC210OCP Comp.
+

-0.6V

GND

13

C5

DRV

OCP

Reg

Q1
ROCP

C（CR）
ダンパースナバ

VROCP

ROCP
R3

マイナス検出 OCP 回路

9.10.2. リーディング・エッジ・ブランキン
グ機能
本 IC は出力の定電流制御にピーク電流モード制
御方式を使用しています。ピーク電流モード制御方式の場合、パワーMOSFET がターンオンしたときに発生する急峻なサージ電流により、過電流保護回路(OCP)が応答し、パワーMOSFET がオフする可能性があります。この現象を防ぐため、パワーMOSFETがターンオンした瞬間から、リーディング・エッジ・
ブランキング時間 tBW = 700 ns を設けています。この期間は、ターンオン時のドレイン電流サージに応答しないようにしています。
ターンオン時に OCP 端子に生じるサージ電圧の幅は、図 9-20 のように tBW 以下にする必要があります。サージ電圧を抑えるため、電流検出抵抗 ROCP のパターンレイアウトは注意が必要です。10.3 項のパターン設計を参照し、レイアウトを設計します。
MOSFET のターンオンタイミングが VDS の自由振動のボトム点に合っていない場合は、9.8 項を参照し、
tONDLY を調整します。また、図 9-21 のようにダンパー
スナバ回路がある場合、サージ電圧を抑えるため、コンデンサの容量を小さくします。
tBW

OCP検出期間

GND

図 9-21

ダンパースナバ

9.10.3. 入力補正機能
過電流入力補正機能により、電源入力電圧に応じて過電流検出しきい電圧 VOCP を補正できます。擬似
共振型コンバータをユニバーサル入力（AC85V～
AC265V）で使用する場合、出力電力を一定とすると、電源入力電圧が高いほど動作周波数が上がるため、ドレイン電流のピーク値が低くなります。ここで、過電流検出しきい電圧を一定とし、最大負荷を考慮して調整した場合、図 9-22 の“OCP 入力補正なし”のように、過電流保護動作点における出力電流 IOUT(OCP)
は、電源入力電圧が高いほど増加します。
電源入力電圧範囲の上限において、IOUT(OCP)を抑える場合は、OCP 入力電圧補正回路（DX1、DZX1、RX1）を追加します（図 9-23 参照）。これにより過電流検
出しきい電圧を変えて、出力電力を抑えます。
入力補正なし過電流保護動作点における出力電流 IOUT(OCP) （A）

図 9-19

適切な入力補正
IOUT
出力電流仕様
過度な入力補正→IOUTが取得できない
85V

265V 電源入力電圧（V）

図 9-22 OCP 入力補正機能あり／なしの場合の入力電圧と過電流保護動作時出力電流特性

ターンオン時のサージ電圧幅

図 9-20

OCP 端子電圧波形

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OCP 入力電圧補 正後 の 過電流検出しきい電圧
VROCP' は、次式になります。

T1
P

C2

VIN

D5

R1

VROCP ′ = −|R OCP × IDP(OCP) ′|フライバック電圧
Vrev1

D

C4
C3

U1

D6

DX1

VCC
9
DRV

IOCP
GND
10

R4

DZX1

D7

RX1

C9

OCP

IDP(OCP)= −(|VOCP | − |R3 × IOCP | − R3 × I)

フォワード電圧
Vfw1

11

ここで、
ROCP
：ROCP の抵抗値
IDP(OCP)' ：OCP 入力補正回路を接続した場合の OCP
動作時のドレイン電流ピーク
I：入力補正電流R3：R3 の抵抗値
VOCP：過電流検出しきい電圧（−0.60 V）
IOCP：OCP 端子流出電流（−40 μA）

入力補正電流I

13

OCP入力電圧補正回路

R3

OCP入力電圧
Vfw2

C5
ROCP

入力電圧（VIN）が高くなると、入力補正電流 I による電圧降下（R3 × I）が大きくなるので、入力補正量も大きくなり、VROCP' の絶対値は小さくなります。
OCP 入力電圧の補正開始電圧は、ツェナーダイ
オード DZX1 のツェナー電圧 VZX1 で設定します。
VZX1
は、OCP 入力電圧の補正開始時の Vfw1 と同じ電圧に設定します。
VROCP' は 、 電 源 入 力 電 圧 範 囲 の 上 限 と 下 限 でIOUT(OCP)の差を少なくし、電源入力電圧の上限における IOUT(OCP)が、
図 9-22 の“適切な入力補正”のように、設定電流 IOUT 以上に調整します。
OCP 端子の電圧は、絶対最大定格（−2.0 V～5.0 V）
以内になるように、電源入力電圧の上限においてサージ電圧も含めた確認と調整が必要です。

図 9-23 外付け OCP 入力電圧補正回路

100V

230V

0

AC
VZX1

Vfw1
0

Vfw2

図 9-24

AC

入力補正開始点
Vfw1≒VZX1

9.10.4. OCP 入力補正回路の定数の計算式

電源入力電圧に対する Vfw1、Vfw2 電圧

過電流検出しきい電圧の入力補正量は、入力補正
電流 I と抵抗（RX1、R3、ROCP）の定数で決まります。
入力補正電流 I は、次式になります。
Vfw1 − VZX1 − VFX1I=
R X1 + R3 + R OCP

(6)

(5)

ここで、
I：入力補正電流
Vfw1：入力電圧に比例した補助巻線 D のフォワー
ド電圧
VFX1：整流ダイオード DX1 の順方向電圧
VZX1：ツェナーダイオード DZX1 のツェナー電圧

本項で使用する計算式の記号は、以下のとおりです。その他、抵抗値などの定数記号は、図 9-23 を参照してください。
VFX1
VZX1
VOCP
IOCP

：整流ダイオード DX1 の順方向電圧：ツェナーダイオード DZX1 のツェナー電圧：過電流検出しきい電圧 VOCP = −0.60 V：OCP 端子流出電流 IOCP = −40 μA

OCP 入力電圧の補正をしない場合、OCP 動作時のドレイン電流ピーク IDP(OCP)は、式(7)になります。このとき、IDP(OCP)は、電源入力電圧下限における OCP
入力補正なし時の過電流検出しきい電圧で制限されるドレイン電流と同じになります。

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9.10.5. ユニバーサル入力電圧仕様の OCP
入力補正定数設定例（参考）R OCP × |IDP(OCP) | = |VOCP | − R3 × |IOCP ||VOCP | − R3 × |IOCP |⇒ |IDP(OCP) | =
R OCP

(7)

OCP 入力電圧の補正をした場合、OCP 動作時のドレイン電流ピーク IDP(OCP)' は式(8)になります。
R OCP × |IDP(OCP) ′| = |VOCP | − R3 × |IOCP | − R3 × I⇒ |IDP(OCP) ′| =|VOCP | − R3 × (|IOCP | + I)
R OCP

(8)

電源入力電圧の上限における IDP(OCP)' は、図 9-22の“適切な入力補正”の出力電流になるときのドレイン電流値に設定します。
式(7)、式(8)より、入力補正電流 I は次式になります。
I = (|IDP(OCP) | − |IDP(OCP) ′|) ×

R OCP
R3

(9)

ま た 、 電 源 入 力 電 圧 上 限 の C2 ピ ー ク 電 圧
VIN(PK)MAX によるフォワード電圧 Vfw1 は、次式になります。
ND × VIN(PK)MAX
Vfw1 =
NP(10)

ここで、電源入力電圧上限時に入力補正電流 I を流せるような設定とすると、入力補正電流 I は次式になります。
I=

Vfw1 − VZX1 − VFX1
R X1 + R3 + R OCP(11)

ここで、R3 << RX1、ROCP << RX1 なので、RX1 は次式になります。
Vfw1 − VZX1 − VFX1
R X1 =
I(12)

式(12)に式(10)を代入すると、RX1 は次式になります。
ND × VIN(PK)MAX− (VZX1 + VFX1 )NP
R X1 =
I

入力電圧がユニバーサル仕様（AC85 V～AC265 V）の場合、OCP 入力電圧補正回路（DZX1、RX1）の定数
は、実働動作で確認しながら、以下のように設定します。
1) OCP 入力電圧の補正開始電圧を仮設定します。
仮 設 定 す る 補 正 開 始 電 圧 VIN(OCP_ST) の 値 は 、100 VAC～130 VAC 程度です。
今回の仮設定値は VIN(OCP_ST) = 120 VAC です。
2) 回路の定数は表 9-1 のように設定します。

(13)

表 9-1 回路定数（参考）項目
電源入力電圧

記号
VIN

出力電力
POUT
トランスの巻数（入力側）
NP
トランスの巻数（補助巻線） ND
OCP 検出抵抗値
ROCP
OCP 端子フィルタ抵抗値
R3
VFX1DX1 の順方向電圧降下

定数AC85 V～
AC265 V
40 W
40 T
6T
0.2 Ω
220 Ω
0.8 V

3) 電源入力電圧下限（AC85 V）で、OCP 動作時のドレイン電流 IDP(OCP)を測定します。
4) 電 源 入 力 電 圧 上 限 （ AC265 V ） の ド レ イ ン 電 流
IDP(OCP)' は、電源入力電圧上限（AC265 V）時に、出力電流 IOUT(OCP)が図 9-22 の“適切な入力補正”の出力電流になるときのドレイン電流を測定します。
5) 表 9-1 および 3)、4)の結果より、OCP 入力電圧補正
回路の部品定数を設定します。以下に各部品の定数の設定方法を示します。
• DZX1 の設定
VIN(OCP_ST) = AC120 V と設定すると、補助巻線のフォワード電圧 Vfw1 は、式(10)より、Vfw1 =ND
× VIN(PK)MAX
NP

=

ND
× VIN(OCP_ST) × √2
NP

=

6T
× 120 VAC × √2 = 25.5 V
40 T

本設定例では、ツェナーダイオード DZX1 のツェ
ナー電圧 VZX1 は、27 V を選定します。
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18

LC5581AS/LS• 入力補正電流 I の計算
3) 、 4) の 結 果 が 、 そ れ ぞ れ IDP(OCP) = 3.0 A 、
IDP(OCP)' = 1.9 A とすると、式(9)より、
I = (|IDP(OCP) | − |IDP(OCP) ′|) ×= (3.0 A − 1.9 A) ×

R OCP
R3

0.2 Ω
= 1 mA220 Ω• RX1 の設定
式(13)より、
ND × VIN(PK)MAX− (VZX1 + VFX1 )NP
R X1 =
I

ると、起動回路が動作して IC は再起動します。このとき IC は C6 を放電し、COMP 端子電圧は低下します 。 起 動 回 路 に よ り VCC 端 子 電 圧 が 上 昇 し て
VCC(ON) =15.1 V に達すると、制御回路が動作を開始します。同時に起動回路がオフして、VCC 端子電圧は下降します。起動時は、バイアスアシスト機能が動作し、VCC 端子電圧がほぼ一定電圧になるように動作します。制御回路が動作を開始したときに、過負荷要因が排除されていなければ、再度 C6 が充電されます。これにより、COMP 端子電圧は上昇し、COMP 端子制御下限電圧 VCOMP(MIN) = 0.85 V に達す
ると、再度発振を開始します。その後、過負荷要因が排除されるまで、発振停止と再起動を繰り返す間
欠発振動作になります。
7V RegU1= 28.4 kΩ

LED

COMP 14

6 T × 265 VAC × √2
− (27 V + 0.8 V)
40 T
=
1 mA

C6
OTA

ISENSE
1

GND
10

よって、RX1 は、E12 系列より 27 kΩ になります。
6) 5)で設定した定数で実働動作確認を行い、すべての電源入力電圧範囲において、OCP 動作時の出力
電流 IOUT(OCP)が図 9-22 の“適切な入力補正”のようになることを確認します。必要に応じて OCP 入力電圧の補正開始電圧 VIN(OCP_ST) を変更し、DZX1 、RX1の定数を再調整します。

図 9-25

COMP 端子周辺回路

VCC端子
電圧
VCC(ON)VCC(BIAS_NOM)

VCC(OFF)9.11. 過負荷保護機能（OLP）
図 9-25 に COMP 端子の周辺回路、図 9-26 に OLP
動作時の波形を示します。過負荷状態（過電流動作によりドレインピーク電流値を制限している状態）になると、出力電圧が低下するため、VCC 端子電圧が低下します。VCC 端子電圧が VCC(BIAS＿NOM) = 11.0
V になると、バイアスアシスト機能が動作し、VCC
端子電圧の低下を抑えます。また、同時に ISENSE 端
子電圧も低下します。ISENSE 端子電圧が内部のエ
ラーアンプ基準電圧 VISEN(TH) = 0.300 V まで低下すると、IC 内部の OTA 回路出力がなくなるため、COMP
端子内部の定電流源で COMP 端子に接続した C6 を充電します。COMP 端子電圧が OLP しきい電圧
VCOMP(OLP)= 4.60 V に 達 す る と 、 過 負 荷 保 護 機 能（OLP：Overload Protection）が動作してスイッチン
グ動作を停止します。スイッチング動作が停止すると、VCC 端子電圧は低下し、VCC(OFF) = 9.4 V に達す

COMP端子電圧
VCOMP(OLP)
VCOMP(MIN)
ドレイン電流ID

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図 9-26

OLP 動作波形

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9.12. 過電圧保護機能（OVP）

10. 設計上の注意点

VCC 端子と GND 端子間に、VCC 端子 OVP しき
い電圧 VCC(OVP) = 31.5 V 以上の電圧を印加すると、過電圧保護機能（OVP：Overvoltage Protection）が動作します。OVP を検出後の動作は、ラッチタイプ（LC5581LS）と、自動復帰タイプ（LC5581AS）で異なります。
VCC 端子電圧は出力電圧に比例するため、LED 負荷オープン時などの出力過電圧を検出できます。な
お、過電圧保護動作時の出力電圧 VOUT(OVP)は、次式で概算できます。

10.1. 外付け部品
各部品は使用条件に適合したものを使用します。
図 10-1 に IC の周辺回路を示します。

D2

D3

D4

L2

T1
D8
R5

C8

C2

C10
P
R6
S

(14)

DZ1
1

ISENSENC

VOUT(NORMAL)
× 31.5 (V)VCC(NORMAL)

LED

VAC

D9

VOUT(OVP) =C11

CRDクランプスナバ
D1

16
VREF

C7

COMP

C6

R7 C12

OCP

U1

D5

C5

R1

VCC
GND

9.12.1. ラッチタイプ（LC5581LS）OVP が動作すると、ラッチ状態でスイッチング動作を停止します。スイッチング動作が停止すると、
VCC 端 子 電 圧 は 下 降 し ま す 。 VCC 端 子 電 圧 が
VCC(BIAS_NOM)まで低下すると、バイアスアシスト機能が動作し、VCC 端子電圧を VCC(OFF)以上に保持します。これにより、ラッチ状態が保持されます。
ラッチ状態の解除は、電源電圧をオフし、VCC 端
子電圧を VCC(OFF)以下に下げることで行います。

9.12.2. 自動復帰タイプ（LC5581AS）OVP が動作すると、スイッチング動作を停止します。OVP 動作時は、バイアスアシスト機能が無効になり、VCC 端子の UVLO による間欠発振動作を繰り返します。過電圧の要因を取り除くと、通常の動作に自動復帰します。
VCC端子
電圧
VCC(OVP)
VCC(BIAS_IN)
VCC(ON)VCC(OFF)

ドレイン電流ID

図 9-27

VCC_OVP 動作波形（自動復帰タイプ）

ST

DRV

8

C3

D6

C4

9

D

Q1
ROCP
R3

D7

R4

C9

C（RC）ダンパースナバ

図 10-1

IC 周辺回路• 出力の平滑用電解コンデンサ
電解コンデンサは、リップル電流・電圧・温度上昇に対し、適宜設計マージンを設けます。また、リッ
プル電圧を低減するため、スイッチング電源設計に適した、低 ESR タイプを推奨します。
• OCP 端子周辺回路
ROCP は、電流検出用抵抗です。高周波スイッチン
グ電流が流れるので、内部インダクタンスが小さく、かつ許容損失を満足するものを使用します。
OCP 端子に接続する R3 と C5 は、ノイズ除去用のフィルタです。R3 は内部抵抗のばらつきの影響を小さくするために、100 Ω～330 Ω 程度を接続します。
C5 は温度による容量変化の少ないものを使用し、100 pF～470 pF 程度を接続します。この容量が大きすぎると OCP の応答が遅くなるため、電源起動時な
どの過渡状態で、ドレイン電流のピークが増える場
合があります。
• COMP 端子周辺回路
COMP 端子のコンデンサ C6 の容量は、0.47 μF～
2.2 μF 程度が目安になります。C6 の容量が小さすぎると、入力電源を停止して再起動する際に OLP が動作する場合があります。最終的に実働動作で確認し、C6 の容量を調整します。

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VCC端子電圧

R1がない場合

R1がある場合線 D の巻き位置に注意が必要です。
– トランスの入力側と出力側の結合が悪く、サージ電圧が高くなる場合（低出力電圧、大電流負荷仕様など）– 補助巻線 D と出力巻線の結合が悪く、サージ電圧の変動を受けやすい場合
VCC 端子のサージ電圧の影響を低減するため、補助巻線 D の巻き位置を考慮したトランス参考例を
図 10-3 に示します。
＜巻線構造例①＞
補助巻線 D を入力側巻線 P1 と P2 から離す構造（P1、P2 は入力側巻線を 2 分割した巻線）＜巻線構造例②＞
出力巻線 S1 と補助巻線 D の結合を良くする構造

Bobbin• VCC 端子周辺回路
一般的な電源仕様の場合、C4 の容量は 4.7 μF～22
μF 程度を接続します。C4 は起動時間に影響するので、注意が必要です（9.1 項参照）。
また、実際の電源回路は、図 10-2 のように出力電流 IOUT により VCC 端子電圧が増加し、過電圧保護
動作（OVP）になる場合があります。これは、パワー
MOSFET がターンオフした瞬間に発生するサージ電圧が補助巻線にも誘起し、C4 をピーク充電するためです。これを防止するには、図 10-1 のように、整流用ダイオード D5 と直列に、抵抗 R1（数 Ω～数十 Ω）の追加が有効です。ただし、出力電流に対する VCC
端子電圧の変化は、使用するトランスの構造により異なるため、実際に使用するトランスに合わせて R1の最適値を調整する必要があります。

P1、P2： 入力側巻線
D： VCC用補助巻線
S1： 出力側巻線

P1 S1 P2 S1 D

出力電流IOUT
巻線構造例①

R1 による出力電流 IOUT－VCC 端子電圧

• スナバ回路VDS サージ電圧が大きくなる電源仕様の場合は以下のような回路を追加します（図 10-1）参照。
– P 巻線間に CRD クランプスナバ回路を追加する– MOSFET のドレイン端子とソース端子間に C、または RC ダンパースナバ回路を追加する。
ダンパー
スナバ回路を追加する場合は、ドレイン端子とソース端子の直近に接続する

Bobbin

図 10-2P1 S1 D S1 P2

巻線構造例②

図 10-3

巻線構造例• トランス
トランスは、銅損・鉄損による温度上昇に対し、適宜設計マージンを設けます。スイッチング電流は高周波成分を含むため、表皮効果が影響する場合があります。このためトランスに使用する巻線の線径は、動作電流の実効値を考慮し、電流密度が 3～4
A/mm2 前後を目安に選定します。表皮効果の影響などで、さらに温度対策が必要な場合は、巻線表面積を増加させるため、次を検討します。
– 巻線の本数を増やす– リッツ線を使用する– 線径を太くする
次の場合、出力電流 IOUT に対する VCC 端子電圧の変化率が悪化するため、トランス設計時は補助巻LC5581AS/LS-DSJ Rev.1.1
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10.2. トランス設計
平均電流制御において、電源入力電圧が正弦波の場合の理想的な波形を図 10-4 に示します。図 10-4 内の記号の詳細は以下のとおりです。
VINRMS：正弦波電源入力電圧の実効値
IIN：入力電流
IINP：入力電流のピーク
ID：パワーMOSFET ドレイン電流
IDP：パワーMOSFET ドレイン電流のピーク
IS：出力側整流ダイオードの順方向電流
ISP：出力側整流ダイオードの順方向電流のピーク
2×V INRMS

VINRMS

ISP

IS

平均電流制御は、商用周波数の正弦波電源入力電
圧 VIN に対し、COMP 端子電圧を一定電圧に制御します。そのため、ドレイン電流ピーク IDP の包絡線
（IDP をつなぐ曲線）、および IDP を平均した入力電流 IIN は、電源入力電圧と相似な正弦波の波形になります。なお、COMP 端子電圧が一定になるように、この端子に接続する C6 容量や出力側電流検出抵抗の定数を調整します。
ト ラン ス の 設計 は 、 RCC 方 式 （Ringing Choke
Converter：自励式フライバックコンバータ）の基本
式をベースに用います。ただし、擬似共振動作により、ターンオンのタイミングを遅延するため、デュー
ティが変化します。また、入力電解コンデンサレスのため、トランスの印加電圧は商用周波数の正弦波
電源入力電圧 VIN になります。
そこで、RCC 方式の基本式に、擬似共振遅延時間分のデューティ補正を加え、これを正弦波電源入力
電圧 VIN に変換した計算式を用います。
擬似共振遅延時間を考慮し、正弦波電源入力電圧を印加した場合の入力側インダクタンス LP' は、式(15)になります。

IDP

ID

IIN

IINP
tON tOFF図 10-4理想的な電流波形

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2(VINRMS(MIN) × DON )LP ′ =

2

2 × POUT × fS(MIN)(√+ VINRMS(MIN) × DON × fS(MIN) × π√CV )
η

(15)

ここで、
VINRMS(MIN)：正弦波電源入力電圧下限時の実効値
POUT：最大出力電力。式(16)で算出。
fS(MIN)：正弦波電源入力電圧の波高値部の周波数（最低動作周波数）
η：電源効率（η = 80%～90%）
CV：電圧共振コンデンサ（C3）一般的に 47 pF～470 pF が目安
DON：正弦波電源入力電圧下限時の擬似共振遅延時間分を補正していない最大オンデューティ。式(17)で算出。

POUT = VOUT × IOUT

(16)

ここで、
VOUT：出力電圧
IOUT：最大出力負荷電流

DON =

VFLY
√2 × VINRMS(MIN) + VFLY

(17)

ここで、
VINRMS(MIN)：正弦波電源入力電圧下限時の実効値
VFLY：フライバック電圧。式(18)で算出。
フライバック電圧は、パワーMOSFET の耐圧、サージ電圧を考慮して決定します。ユニバーサル入力仕様
で、パワーMOSFET の耐圧が 650 V の場合、一般的に VFLY = 100～150 V 程度が目安です。

VFLY =

NP
× (VOUT + VF )
NS

(18)

ここで、
NP：入力側巻数
NS：出力側巻数
VF：出力側整流ダイオード（D10）の順方向電圧降下（約 0.7 V）

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また、擬似共振遅延時間 tONDLY は、次式になります。

入力側巻線 NP、出力側巻線 NS、VCC 補助巻線 ND
は、次式より求めます。

(19)

t ONDLY = π√LP ′ × CVLP ′AL‐ value

(24)

NS =

VOUT + VF
× NP
VFLY

(25)

ND =

VCC
× NS
VOUT + VF(26)

NP = √

擬似共振遅延時間 tONDLY を考慮し、デューティ補
正後の最大オンデューティ を DON' とすると、次式になります。
DON ′ = (1 − fS(MIN) × t ONDLY ) × DON(20)

正弦波 電源 入力電 圧下 限 時の入 力電 流実効 値
IINRSM(MAX)は、次式になります。
IINRMS(MAX) =POUT
η × VINRMS(MIN)(21)

擬似共振遅延時間 tONDLY を考慮したドレイン電流
ピーク IDP(DLY)は、次式になります。
IDP(DLY) =2√2 × POUT
η × DON ′ × VINRMS(MIN)(22)

トランスに使用するフェライトコアの AL-value
値は、入力側巻線 NP とドレイン電流ピーク IDP(DLY)から求まる NI-Limit（AT）（= NP × IDP(DLY)）の値を考慮し、磁気飽和を生じない AL-value 値を選定します。
NI-Limit と AL-value の関係を満足するフェライ
トコアを選ぶときは、温度などのばらつきに対する設計マージンを考慮し、算出した NI-Limit 値がコア
データの NI-Limit に対し、磁気飽和マージン 30%程
度低い、図 10-5 の NI-Limit vs. AL-value 特性曲線内（斜線）設定を推奨します。

NI-Limit (AT)

スイッチング電源は、高周波かつ高電圧の電流経路が存在し、基板のパターンや部品の実装条件が、動作、ノイズ、損失などに大きく影響します。そのため、高周波電流ループは極力小さくし、パターンを太くして、ラインインピーダンスを低くする必要があります。
また、グランドラインは輻射ノイズに大きな影響を与えるため、極力太く、短く配線します。
さらに、以下に示す内容を配慮したパターン設計が必要です。
図 10-6 に IC 周辺回路の接続例を示します。

(23)(1) 主回路パターン
スイッチング電流が流れる主回路パターンです。
このパターンは極力太く、電流ループを小さく配線します。入力コンデンサ C2 は、高周波電流ループのインピーダンスを下げるため、トランスの近くに接続します。

磁気飽和マージン= 30%程度（推奨）(2) 制御系グランドパターン
制御系グランドパターンに主回路の大電流が流れると、IC の動作に影響を与える可能性があります。
制御系のグランドは専用パターンにし、ROCP のできるだけ近くに一点で配線します（図 10-6 の A 点）。

NI‐ Limit ≤ NP × IDP(DLY) × 130%

磁気飽和点

NI-Limit選定
ポイント例

Al-Value (nH/T2)

図 10-510.3. パターン設計(3) VCC 端子周り
このパターンは、IC の電源供給用パターンのため、極力電流ループを小さく配線します。IC とコンデン
サ C4 の距離が離れている場合は、VCC 端子と GND
端子の近くにフィルムコンデンサ C（0.1μF～1.0 μFf程度）などを追加します。

コアの NI-Limit vs. AL-Value 特性例

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LC5581AS/LS(4) 電流検出用抵抗 ROCP 周り
ROCP は、MOSFET のソースと OCP 端子の近くに配置します。
OCP 端子の周辺部品 R3 への配線は、専用パターンで ROCP の根元から接続します。
(5) IC の周辺部品
IC に接続する制御系の部品は IC の近くに配置し、最短で各端子に接続します。

(6) 出力側整流平滑回路
このパターンは、スイッチング電流が流れる出力側主回路パターンです。このパターンは極力太く、
電流ループを小さく配線します。
このパターンのインピーダンスを下げると、パワーMOSFET がターンオフする際に発生するサー
ジ電圧を減らすことができます。これにより、パワーMOSFET の耐圧マージンを増やし、クランプス
ナバ回路のストレスや損失を低減できます。

(1) 主回路パターン
太く、ループを小さく配線

C11

T1

VOUT

D8

R5

C2

(6) 出力側主回路パターン
太く、ループを小さく配線

C8
LED

P
D9

C10
S

R6
D5

U1
1

ISENSE

R7

16
VREF

R1

NC

C4

D

C12

D6

COMP
OCP

DZ1

C7
VCC

ISENSE

C6 C5

R4

GND

C3
Q1

ST

8

DRV

(3) 電源供給パターンは
ループを小さく配線

9

D7

C9

(5)ICに接続する部品はICの近くに配置し、最短で各端子に接続

A

R3
ROCP

(2)制御系GNDは、専用パターンで、ROCPの近くに一点で配線(4)ROCPは、ソース端子とOCP端子の近くに配置。

図 10-6(4)ROCPの根元から専用パターンで接続

電源 IC 周辺回路の接続例

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各種安全装置など）に本製品を使用することを検討する際は、必ず事前にその使用の適否について弊社販
売窓口へ相談いただき、納入仕様書に署名または記名押印のうえ、返却をお願いします。本製品は、極めて高い信頼性が要求される機器または装置（航空宇宙機器、原子力制御、その故障や誤動作が生命や人体に危害を及ぼす恐れのある医療機器（日本における法令でクラスⅢ以上）など）（以下「特定用途」という）に使用されることは意図されておりません。特定用途に本製品を使用したことでお客様または第三者に生じた損害などに関して、弊社は一切その責任を負いません。
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