マイクロ波帯域における高感度・広帯域な光電界センサ測定システムの開発
電子技術部 電子システムチーム
電子技術部㈱ノイズ研究所
青山学院大学 理工学部

菅土日
石橋

間
屋高田本秀明直武晃
久美志修

LPDA(Log-Periodic Dipole Antenna Array)型光電界センサの感度向上のため，マッハツェンダー型光導波路による反射式の光電界センサを試作した。電磁界シミュレーションによって，アンテナ電極構造を改良し，アンテナ受信電圧と光導波路を伝播する光の位相整合を最適化することで，1.8 GHz～6 GHz において従来の単一光導波路型よりも約 30 dB の感度向上を実現した。測定システムを構築し，マイクロ波帯域の EMI（電磁波防害）測定を試みた。
キーワード：LPDA，光電界センサ，マッハツェンダー，マイクロ波帯域，電磁環境測定

１ はじめにICT（情報通信技術）の発展により，最近の電子機器は，タイプの光電界センサよりも高感度な特性が得られた。しかし，通常のアンテナと比べると受信感度が低く，EMI測定に用いるには感度が不足していた。そのため，光導波

無線 LAN(2.4 GHz,5 GHz)，Bluetooth(2.4 GHz)，モバ

路を単一導波路の透過式から図1(b)に示すマッハツェン

イル WiMAX(2.5 GHz)，Wireless USB(3.1 GHz～4.8

ダー型光導波路の反射式に変更した。そして， (ⅰ)光とGHz)など複数のマイクロ波を利用した無線通信機能を搭

マイクロ波の位相を整合させるようにアンテナ配列を最適載している。また，パソコン（以下，PC）や情報家電に化する，(ⅱ)アンテナ電極の位相反転を行う，(ⅲ)光導波

おいては，データ量の増大により，PCI-Express(5 Gbps)，路とアンテナを別々の基板上に作製することで，従来の単S-ATA(3 Gbps)，HDMI(3.5 Gbps)など差動データ伝送技

一導波路型より約30 dB の感度向上を実現した。そして，術の高速化が進み，マイクロ波帯域の電磁ノイズが増加しこの光電界センサを応用した３次元電磁界測定システムにている。そして，ITE（情報技術装置）のマイクロ波帯域より，電子機器の EMI 測定を試みたので報告する。

における EMI 規制は，測定機器，アンテナ，測定サイト難航していたが，1 GHz～6 GHz で行われようとしてい２ マッハツェンダー型光導波路のLPDA 型光電界センサ開発る状況である。

２．１ 単一光導波路（透過式）など様々な問題点があり，国際規格 CISPR22 の規格化がニオブ酸リチウム LiNbO3（以下，LN）などの電気光

従来の LPDA 型光電界センサは，図 1(a)に示すように学結晶は電界が印加されると屈折率が変化する。光電界セ

単一光導波路構造で透過式である。LN 基板上に光導波路ンサは，この現象を利用して電波の強度と周波数が測定でとアンテナを形成している。また，光源の波長は 1.3 μmきる。光ファイバを用いることでアンテナ部以外が非金属である。この光電界センサでは測定器の分解能帯域幅（以であり，周囲電磁界への擾乱を抑えることができるため，下，RBW）が 1 kHz の場合，最小受信電界強度は 2 GHz

高精度測定が可能な電磁界センサとして期待されているで約 70 dBμV/m であった。しかし，CISPR22 において1)～3)。

1 GHz 以上の EMI 測定で要求される感度は 50 dBμ

我々は，電磁波問題の対策手法として高精度な電波測定V/m(at 3 m)である。さらに，RBW は 1 MHz と規定され技術の確立を目指して，光電界センサのマイクロ波帯域にているため，ノイズレベルは RBW が 1 kHz の場合に比おける高感度化と広帯域化に関する研究を行い，図1(a)にべて約 30 dB 増加する。そこで，EMI 対策用の電磁界セ示すような対数周期アンテナアレイ(Log-Periodic Dipole

ンサとして光電界センサの利用を考えた場合， 30 cm 程

Antenna Array)構造の光電界センサ（以下，LPDA 型光度の距離で測定を行うと仮定すると，目標受信感度は 70電界センサ）を開発してきた2)～5)。LPDA 型光電界センサ

dBμV/m(RBW=1 MHz)となり，30db 以上の感度向上がはアンテナ共振を利用するため，アンテナ共振を用いない必要となる。

4

神奈川県産業技術センター研究報告 No.14／2008

２．２ マッハツェンダー型光導波路（反射式）
icalfiber

マッハツェンダー型光導波路は，単一光導波路に対してOpt

10 倍以上変調効率が高い。今までは，光導波路の作製がSingle waveguide

容易なことから，単一光導波路を用いて光電界センサの開Output light wave
(Modulated wave)

Antenna elements

発を行ってきたが，EMI 測定を可能にする感度を得るのは難しい。また，単一光導波路型では，センサとしての操作性が悪い。そこで，感度の向上と操作性を考慮し，図1(b)のような反射式に変更した。さらに，2.3 項で述べる
ように， (ⅰ)光とマイクロ波の位相を整合させるように

Input light wave
Polarizerアンテナ配列を最適化し，(ⅱ)アンテナ電極の位相反転をLiNbO3Microwave施した。また，低コスト化のために，(ⅲ)光導波路とアンテナを別々の基板上に作製するといった改良を行った。

(a)

単一光導波路（透過式）

光学的な安定性を確保するため，光源の波長 λo を1.55 μm とした。そして，レーザ光源(1.55 μm)，光サーキュレータ，O/E 変換器(0.7 V/W)およびプリアンプ(32 dB)は，システムの小型化と信頼性を確保するため，
図 2 に示すように一体化した。
２．３ 電磁界シミュレーション解析
光と電磁波の位相関係を明確にし，光電界センサの設計を確実にするため，電磁界シミュレーションでアンテナ構造の詳細な検討を行った。検討に用いた解析モデルを図 3に示す。アンテナ電極は LN 基板上に作製し，アンテナは高周波回路基板 AD-1000（比誘電率 εr =10.5）上に作製して，高周波回路基板上のアンテナと LN 基板（幅 2mm，厚さ 1 mm）上の電極はワイヤボンディングで接続することとした。ただし，シミュレーションでは LN 基(b) マッハツェンダー型光導波路板およびワイヤボンディングは考慮していない。

（反射式）

アンテナ電極は十分短い場合，静電容量 Ck のコンデンサとして表すことができる 6)。電磁界シミュレーションに

図 1 LPDA 型光電界センサ

より，LN 基板上に形成した電極の単位長さ当たりの静電容量 C0 は，電極間隔 d が 15 μm では約 0.6 pF/mm であった。アンテナ素子数 N は，30 本とした。光導波路の屈折率 ne は 2.15 である。光導波路に入射した光がアンテ
ナ Ant k の位置から反射点 X に到達するまでの時間を Tkとすると，その往復時間τは，

τ= 2TkLight Source and Detector(1)1.55μm,20mWである。そして，光とマイクロ波の位相が強め合う位相整合条件は，アンテナ Ant k が周波数ｆmk で共振するとき，角周波数をωmk (= 2πfmk)とすると，

ω mk ⋅τ = 2π(2)である。よって，X から Ant k までの距離を Dk とすると，Dｋとｆmk との関係が，τπv
Dk = v = v=2
ωmk 2 fmk

神奈川県産業技術センター研究報告 No.14／2008

O-I/O(FC/A-PC)

OpticalCirculator

Laser Diode

0.7V/W

LPDA-type
OEFS

Photodiode

32dB

Amplifier

RF-O
(SMA)

図 2 光源／検出部ユニット(3)5

２．４ 感度特性および指向特性

v = c / nec : 真空中の光の速度試作した LPDA 型光電界センサは，電波暗室において

n e：光導波路の屈折率 2.15

マ イ ク ロ 波 ネ ッ ト ワ ー ク ア ナ ラ イ ザ (Agilent PNAとなるように共振アンテナを配置することで，位相整合E8363B)を用いて特性評価を行った。図 4 に測定値とシ条件を満たすことができる。また，式(4)に示すような関ミュレーション結果を受信感度の最大値で規格化して示す。

係に Dn，アンテナ長 An，アンテナ幅 Wn，電極長 Ln を測定値とシミュレーションが 1 GHz～6 GHz において良設計することで，広帯域にわたり位相整合条件を満たす対好に一致しており，設計手法の妥当性が確認できた。図 5数周期構造のアレー・アンテナが実現できる。にセンサ本体に光コネクタ搭載した最新の LPDA 型光電Dn + 1 An + 1 Wn + 1 Ln + 1 Cn + 1
===
==α
Dn
AnWn
Ln
Cn
n = 1,2,⋅ ⋅ ⋅, N − 1界センサ（2008）を示す。この測定システムの最小受信(4)電界強度特性を測定し，マイクロ波の EMI 測定に用いられているダブル・リッジド・ガイド・アンテナ（以下，アンテナ Ant n で受信した電極電圧により光が受けるDRGA），半波長共振ダイポール・アンテナと比較したも位相変化量は，マイクロ波の角周波数をωm とすると式(5)のを図 6 に示す。ただし，各アンテナは同軸ケーブル 20で表される 7)。

m（SUCOFLEX 106; 15 m + SUCOFLEX 104; 5 m）を

r n 3πΔδn = 2 33 e LnVmn sin{ω m (t − Tn) − φ mn } (5)dλo接続した状態で評価したものである。この条件で LPDA型光電界センサの受信感度特性は半波長ダイポール・アンテナに近いことがわかる。そして，単一光導波路型の光電ここで，光導波路に入射した光がアンテナ Ant n の位界センサに対しては，約 30 dB の感度向上が図られた。

置から反射点 X に到達するまでの時間を Tn ，Vmn とφmnこれは，30 cm 以下の近距離において，CISPR22 の規格は電極電圧の振幅と位相，d は電極間隔，λo は光源の波値(ピーク検波)に対する評価測定が可能なレベルである。

長，r33 は LN の電気光学定数である。

また，この光電界センサ・システムのアンテナ・ファクタ

光が光導波路を通る間にマイクロ波から受ける位相変化

AF は，AF が既知の DRGA 3115 と受信感度比較から求量は，各アンテナから受ける位相変化量の総和になる。光めて図 7 に示す。AF を用いると，測定器の読み値 V から導波路に入射してから反射点 X に到達するまでの位相変化量がδF， X から光導波路を出るまでの位相変化量がδR とすると，Capacitor

CN

Antenna Element
Ant Nr n3π N
δF = 2 33 e ∑[LnVmn sin{ωm (t −Tn) −φmn}] (6)dλo n=1333 er nπδR = 2∑[LnVmn sin{ωm (t + Tn) −φmn}] (7)dλo n=1Nとなり，位相変化量の総和δT は往復で，

δT = δF + δR(8)

bsub

Ck

Wk

Ant kMicrowave

Ak

Substrate
AD-1000,εr=10.6
asub=60[mm]bsub=45[mm]tsub=1.6[mm]C1

Θ=63.2°

XCu 18[μm]となる。

Dk
Ant 1Hasub

光電界センサの感度は，δT に比例するため，電磁界シミュレーションにより各アンテナの電極電圧の振幅 Vmnおよび位相φmn を正確に求めることで感度特性が計算でN = 30α = 1 .085

きる。

A1 = 4 .62[ mm ], A30 = 49 .18[ mm ]共振アンテナに隣接するアンテナは，逆位相となっていD 1 = 3 .76[ mm ], D 30 = 40 .00[ mm ]るため，位相反転を施さない場合は感度の低下を招く 8)。

W 1 = 0 .09[ mm ], W 30 = 1.00[ mm ]そのため，図１(b)に示すようにマッハツェンダー光導波路の２本の導波路をアンテナ電極で交互に挟むように位相E
1[V/m]

tsub

L1 = 0.25[ mm ], L 30 = 2 .67[ mm ]C 0 = 0 .6[ pF / mm ], C k = C 0 ⋅ L k

反転を行った。計算では，偶数番目のアンテナの電圧振幅を式(6)，(7)に代入するとき，マイナス符号を付ける必要がある。
6

図 3 解析モデル

神奈川県産業技術センター研究報告 No.14／2008

次式で電界強度 E が求められる。

軸ケーブルの損失が大きいため，規格値に対して十分低い

E[dBµV / m] = V [dBµV ] + AF[dB / m]

ノイズレベルの確保が困難となり，電波暗室内に測定器を(9)電波測定においては，感度特性の他に指向性が重要であ持ち込んで測定している。光電界センサは光ファイバで信る。周波数 2 GHz，4 GHz，6 GHz における指向特性を号を伝送するため，10 m 法の電波暗室においても，別室

図 8 に示す。E 面，H 面で指向性があることが確認できに測定器を配置した測定が可能である。

る。全周波数においてほぼ 0°方向に最大感度をもつことを確認した。
以上の結果から，EMI 対策に用いる電磁界センサとし100て必要な特性を達成することができた。現状のマイクロ波帯の EMI 測定は，RBW の設定値が 1 MHz と大きく，同Antenna Factor [dB/m]

80

10Relative sensitivity [dB]0-10-20-30-40-6040200Measurement
Simulation-5060

12-70

345Frequency [GHz]678

図 7 アンテナ・ファクタ-80
12345678Frequency [GHz]90

図 4 シミュレーションと実測値-40120602G4G6G-50-60

光源／OE変換／プリアンプ
一体ユニット30-70-80-90-1000-110

光ファイバー

210

LPDA型光電界センサ(2008)

330240光コネクタ

300270(a) E 面
90

図 5 LPDA 型光電界センサ(2008)-40-50-60-70-80-90-100-110-120

Minimum receiving sensitivity[dBμV/m]120

CISPR 22 PK(30cm)

10080

1202G4G6G

60

30060
LPDA type OEFS(2008) + Optical Fiber 20m

40DRGA 3115 + Coaxial Cable 20m
SA: E4407B
RBW: 1MHｚ
AVE: 3220210

Dipole + Coaxial Cable 20m

0330240

12345Frequency [GHz]図 6 最小受信電界強度特性の比較
神奈川県産業技術センター研究報告 No.14／2008

6300270(b) H 面
図 8 指向特性7向上は不可欠であった。RBW を 1 MHz に設定し，Max３ マイクロ波帯域の EMI 測定

Hold により測定した結果を図 9 に示す。PC の微弱な電

３．１ 電子機器の電波強度測定

波から無線機の強い電波まで測定でき，機器特有の周波数PC(CPU 2.6 GHz)，電子レンジ(2.45 GHz)，3G 携帯電話(2 GHz)，無線 LAN(2.4 GHz,5 GHz)の電波測定を行っ分布が観測できている。
３．２ ３次元電界分布測定

た。測定はマイクロ波スペクトラムアナライザ(Agilent

従来の EMI 対策では微小な電界・磁界プローブを用いESA E4407B)により行った。クロック信号やデジタル通た近傍測定によりノイズ解析を行っているが，最大放射源

信ではスペクトラム拡散されているので，掃引型のスペクが実際に EMI に大きく寄与しているか不明な場合が多い。

トラムアナライザは RBW を 1 MHz 以上に設定しなけれそこで，３次元的に小型電磁界センサを移動させて放射源ば，電波を受信することが困難である。そのため，測定器の近傍（5 cm 程度）から遠方（1 m 程度）までの電界分のノイズレベルが上昇するので，光電界センサの受信感度布を測定することは，電波の発生源と伝播特性がわかり，EMI 解析に有効な手段と考えられる。

110

そこで，図 10 に示す３次元エミッション測定装置

100(EPS-01A)に LPDA 型光電界センサを搭載し，筐体カLevel [dBμV]

9080

バーをはずした状態のデスクトップ PC の電界分布測定を7060行った。LPDA 型光電界センサは 1 軸のみの電界センサ

5040
1.522.5
Frequency [GHz]3Optical fiber

3.5(a) PC の EMI 対策測定

YZ30

X

110
100
Level [dBμV]

Light source / Detector
Units

LPDA type
OEFS

9080

Coaxial cable
GPIB

Spectrum analyzer

7060

PC

50

Control box

40
30

1.5

22.5Frequency [GHz]33.5

3D-Emission
Viewer System(b) 電子レンジの漏れ電波測定

図 10 3 次元エミッション測定システム

110

Level [dBμV]

1009080
70

Desktop PC

60

0.5m

50
4030

1.5

22.5Frequency [GHz]33.5(c) 3G 携帯電話の電波測定

Y=0110X

Level [dBμV]

10090（0,0）

YZX

Z0.5m

X：0.5m×Y:0.5m×Z:1m

2.4GHz805.2GHz

70
6050

Y403022.533.544.5Frequency [GHz](d) 無線 LAN の電波測定

55.5Y6X
Z=5cm

X=0Z

図 9 マイクロ波帯域の EMI 測定(RBW=1 MHz)8

図 11 PC の電界分布測定(1.8 GHz)神奈川県産業技術センター研究報告 No.14／2008

であるが，この測定システムにおいては，水平偏波と垂直偏波を自動で切り替えられるため，2 軸の測定が可能である。前面 5 cm から X:0.5 m×Y:0.5 m×Z:1 m の空間で行った結果を図 11 に示す。測定ステップは 10 cm であり，

境工学情報， 20 (10)， 63-78(2008).
2) 日高直美；“LPDA 型光電界センサと電磁環境測定”，
電磁環境工学情報，19 (4)，60-70(2006).
3) 菅間秀晃，日高直美，臼井亮，小林賢，田邊義博，ステップ間を補間して電磁界分布を可視化している。この

石田武志， 中村孝， 橋本修；
“LPDA 型光電界セン測定結果から，放射源が２箇所あり，上側の放射は上方へ

サによる 3 次元電界強度分布測定”，神奈川県産業技

伝播していることがわかる。また，距離が離れるにつれ，

術総合研究所研究報告，11，5(2005).

位相関係により電波強度が変化するので，距離を変化させ

4) N. Hidaka, K. Kobayashi, H. Sugama, R. Usui, Y.

測定することは，EMI に大きく寄与する放射源を探索す

Tanabe,O.Hashimoto ； “ Log-Periodicるのに重要である。そして，近傍での測定結果は放射源のAntenna Array-type Optical Electric Field Sensor ”,

位置特定に，遠方での測定結果は，規格試験の予備測定とIEICE Trans. Electron., E88-C(1) , 98-104( 2005).

して活用できる。

４ おわりにDipole5) 日高直美，菅間秀晃，土屋明久，石田武志，大林亮
佑，橋本修；“LPDA 型光電界センサ（反射型）の特性”，信学技報，A･P2007-163，1-5(2008).

マイクロ波帯域の電磁環境測定用センサとして，マッハ6) K. Tajima, R. Kobayashi, N. Kuwabara, andツェンダー光導波路型（反射式）の LPDA 型光電界セン

m.Tokuda；“Development of Optical Isotropic E-サを開発し，測定システムを構築した。従来困難であった

Field Sensor Operating More than 10 GHz Using

高感度と広帯域特性を両立したことで，マイクロ波帯域のMach-Zehnder Interferometers ” , IEICE Trans.

EMI 対策測定が可能となった。

Electron., E85-C(4), 961-968(2002).

無線方式がアナログからデジタルへの大きな変革期を迎7) 日高直美，菅間秀晃，臼井亮，土屋明久，小林賢，えたことで，電波測定技術も変革が求められている。光電石田武志，中村孝，大林亮佑，橋本修；“偏光状態を界センサが，従来のアンテナに代わりうる性能に到達した

考 慮 し た LPDA （ Log-Periodic Dipole Antenna

ことで，今後，活用の機会が広がると期待できる。

Array ) 型光電界センサのシミュレーション解析” ，神奈川県産業技術センター研究報告，12，1(2006).

謝 辞8) 大林亮佑, 菅間秀晃,日高直美, 臼井亮，土屋明久,小本研究の一部は，財団法人日本自転車振興会の機械工業振興補助事業の支援を受けて行われた。

林賢，石田武志, 中村孝，橋本修；“LPDA 型光電界センサにおけるアンテナ素子の位相関係と感度特性の検討”，信学技報，MW2006-33，47-52 (2006).

文 献1) 大沢隆二；“光電界センサの構造と適用領域”,電磁環

Development of Microwave Measurement Systemusing Optical Electric Field Sensor
Hideaki SUGAMA，Akihisa TSUCHIYA，Naomi HIDAKA，
Takeshi ISHIDA，and Osamu HASHIMOTO
We improved the reception sensitivity of Log-Periodic Dipole Antenna Array (LPDA) -type opticalelectric field sensor with reflective Mach- Zehnder interferometer. The antenna structure of the sensor
was improved by electromagnetic field simulation. By phase matching of light and modulated microwave,sensitivity of the sensor increased by 30 dB in comparison with the conventional one on frequency from
1.8 GHz to 6 GHz. Using this sensor, we constructed the electromagnetic field measurement system forEMI measurements.

神奈川県産業技術センター研究報告 No.14／2008

9