小特集の発行にあたって

超高速無線通信― 駆け抜けるワイヤレス通信 ―編集チームリーダ

高橋応明

ユビキタス社会の到来に伴い，いつでもどこでも簡単に情報を入手できる社会になってきました．携帯電話も当初の文字ベースのメールサービスから，第3 世代の携帯電話の普及に伴い動画の配信まで行われ，更に高画質化が図られています． 100 Mbit/s 以上を目指す第 3.9 世代も目の前に迫っており，更には 1 Gbit/s を目指す第 4 世代の携帯電話の研究も行われています．また，今年は
40 Mbit/s を可能とする WiMAX のサービスも開始されました．一方，無線 LAN
は当初 2 Mbit/s で開始されましたが，変調方式やマルチチャネル化など様々な技術開発により 300 Mbit/s を達成しています．
ワイヤレス通信の伝送速度が上がるたびに，どのようなサービスに使うのかという議論がいつも起きます．しかし，伝送速度が向上すると低価格化が進み，同時に新たなサービスが登場します．人々はすぐにその速度に慣れてしまい，更なる高速化を望むようになります．人はワイヤレス通信にも有線通信と同様な伝送速度を求め，数年後には，Gbit/s クラスの高速なワイヤレス通信が必要となってくるでしょう．このような高速なワイヤレス通信は実現できるのでしょうか？
本特集ではこの疑問に答えるべく，Gbit/s クラスの高速ワイヤレス通信を実現するために克服すべき技術課題と最新の技術動向について紹介します．高速化する技術として，高周波数化，広帯域化，マルチチャネル化など，様々なアプローチがあります．これらをそれぞれの視点から概説し，今後の取り組む方向について論述して頂きました．この特集を読んで，高速ワイヤレス通信の技術を理解して頂
くだけではなく，皆様を取り巻く新しいワイヤレス社会に思いをはせたりして頂くと面白く読んで頂けると思います．また，関連する新しい技術課題を見つける一助となれば幸いです．

通信ソサイエティマガジン［2009 SUMMER］

解説論文

小特集｜超高速無線通信―駆け抜けるワイヤレス通信―

無線通信はどこまで高速化できるか？
How Fast Will Be Required, How Fast Can Be Realized in Future
Wireless Communications?
庄木裕樹†

Hiroki Shoki

†

田邉康彦

†

Yasuhiko Tanabe†

無線通信システムは，通信速度の高速化への要求とその実現によって発展してきた．そして，現在も，更なる高速化を目指して，研究開発や標準化が進められている．では，今後，どこまで高速化されるのか？ 高速化できるのか？ 本論文では，無線通信の更なる高速化に対する要求とその可能性について探る．
無線通信，高速通信，MIMO，ミリ波，UWB

10 年で伝送速度が 300 倍になったことになる．更に，今後

1. ま え が き

は，IEEE 802.11ac や IEEE 802.11ad など 1 Gbit/s を超える
無線 LAN の規格も検討されている［2］．また，無線 LAN

携帯電話など加入者数は， 我が国で既に 1 億人を超よりも近距離領域で無線伝送を行う無線 PAN（Personal

え，世界では 40 億人を達成している．そのほとんどのArea Network）システムでは，既に WirelessHD［3］などでユーザが，インターネットアクセスや画像などのデータ

数 Gbit/s が達成され，高精細度テレビジョン放送（HDTV：

通信など高速通信サービスを普通に利用している．現在

High Deﬁnition Television，ハイビジョンとも呼ぶ）の非圧縮の形の携帯電話が普及した 1990 年代前半，例えば PDC

画像の無線伝送が実現されている．

®

（Personal Digital Cellular）方式の第 2 世代携帯電話では以上の例のように，無線通信システムは伝送速度の高

その伝送速度は高々 10 kbit/s 程度であった．しかし，そ速化とともに発展してきており，今後もその流れは続くの後，携帯電話の伝送速度はどんどん高速化され，現在と考えられている．図 1 には，各無線システムの今後の実用化が進められている 3.9 世代携帯電話の代表である

動向を示す．ここに示した無線システムは最終的に第 4LTE（3GPP Long Term Evolution）［1］では，下世代無線システムとして統合され，静止状態で 1 Gbit/s

り回線（基地局から端末への通信）で最大 100 Mbit/s を

以上，移動時に 100 Mbit/s 以上達成される見込みである．

達成している．つまり，この 20 年弱の間に携帯電話のその後，更に高速化が進み，10 Gbit/s を超える無線シス

通信速度は 1 万倍になったことになる．その結果，元々，テムが将来的に実現されていくと考えられる．

TM

3GPP

音声のみの通信しかできなかった携帯電話が，動画など

本論文では，この無線通信の高速化の流れがあることの大容量のデータも自由にアクセスできるようになった．

を前提に，「どこまで高速化が必要か」，「どこまで高速

一方，家庭やオフィスで普及が進んでいる無線 LAN化が可能か」という点をポイントに議論を行う．2 章では，

（Local Area Network）システムにおいても，1997 年に無線システムを利用するユーザ側からの視点を基に，世規格化された IEEE 802.11では伝送速度が 2 Mbit/s での中の無線システムがどこまで高速化を必要としている

あ ったが，2009 年中に正式に規格化される予定の次かについて説明する．次に，3 章では，その高速化を実世代無線 LAN システム IEEE 802.11n［2］では最大で現するための課題や技術について議論する．

TM

600 Mbit/s が達成される． 無線 LAN の世界では， ここ† （株）東芝，川崎市
Toshiba Corporation, Kawasaki-shi, 210-8582 Japan.

12

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

2015年

カバレッジエリアセルラ

第3世代（3 G: W -CDMA,
第3.5世代CDMA2000 1X（3.5 G: HSDPA,
A,など）
EV -DO）

MAN

10 Gbit/s を
超える無線
システムへ

2009年に実現

第3.9世代（3.9 G: LTE, UMB）

第 4世代
（IMT-Advanced）

次世代PHS

PHS

2020年

静止:1 Gbit/s以上（IEEE 802.20）
MBWA

移動:100 Mbit/s 以上（IEEE 802.16a 16e）
FWA
IEEE 802.11

LAN

802.11b

Bluetooth

PAN

802.11ac802.11ad（IEEE 802.15.3a，
UWB
WiMedia など）
ミリ波 PAN（IEEE 802.15.3c, Wireless HD など）

ZigBee（IEEE 802.15.4）

100 k

802.11a/g 802.11n

1M

10 M

MAN：Metropolitan Area Network
LAN：Local Area Network
PAN：Personal Area Network

1G

100 M

10 G

伝送速度（bit/s）

図1

無線システムの動向

れ，2010 年過ぎには 4 K × 2 K テレビ，2020 年までに

2. 更なる高速化への要求

はスーパハイビジョンが実用化されると考えられる［4］．
4 K × 2 K テレビでは現行のハイビジョンの約 4 倍の画

無線通信の更なる高速化（超高速化）には，その前提

素数，スーパハイビジョンでは約 16 倍になり，これをとして，無線通信を利用するユーザが本当に無線通信の非圧縮で無線伝送する場合，単純計算で各々約 6 Gbit/s，

超高速化を要求しているかどうかが重要になる．そこで，

約 24 Gbit/s の伝送速度が必要になる．

本章では， 今後無線通信が応用される具体的な利用

WirelessHD® では， テレビなどディジタル家電間でシーンを考え，超高速無線通信の必要性を議論する．

WirelessHD では，フルハイビジョン放送の非圧縮画

テレビ放送画像の高精細度化により画像データの無線接続されているる
伝送速度が大形ディスプレイ 10Gbit/s クラスに像のリアルタイム無線伝送を実現している．フルハイビ

HDMIの無線化
DMIの無線

2 .1

家庭で

画像データの無線伝送®

ジョンの画像では，1,920×1,080 ピクセルの解像度でテレビ受信機のほかにハード
信機のほかにディスクやDVDレコーダを内蔵したセットトップ
ボックス

ム（＝30 ﬂame/s）の画像データが伝送される．これは約1.5 Gbit/s に相当する．非圧縮画像をリアルタイムで無線伝送を行うことは，今後大画面の液晶テレビや DVD
機器，ゲーム機器を無線接続する上での利便性を高めることができる．例えば，図 2 に示すように，テレビ受信機を内蔵するセットトップボックスからディスプレイに向けてハイビジョン放送の非圧縮画像を無線伝送する

基地局，アクセス
ポイントなどと接続
高臨場感化のため
画像データの非圧縮・
リアルタイム伝送

オフィスで
どこにでも移動できるテレビ
会議用カメラとディスプレイなどの利用シーンが予想される．また，将来的には，臨場感を高めるため更にテレビ放送の高精細度化が進めら
解説論文：無線通信はどこまで高速化できるか？

図2

画像データの無線伝送の将来イメージ例

13

小特集｜超高速無線通信

RGB 各々 8 bit の色深度があり，1 秒当たり 30 フレー

のディジタルデータの接続を行うための HDMI（High-2.2 ディジタルデータの無線転送

Deﬁnition Multimedia Interface）規格［5］の無線化を目的

近年，TransferJet［9］など高速の近接無線システムのに検討されているが，これ以外にも HDMI の無線化が登場により，音楽用メモリなど携帯用のディジタル家電

検討されている［6］．表 1 に HDMI 規格の概要を示す

機器へのデータ転送を無線通信により行うことができが，この HDMI 規格をそのまま無線化する場合，将来るようにな った．将来的には，情報 KIOSK［10］など

的には HDMI 1.3 対応として 10.2 Gbit/s を達成する必要から，音楽，映画，電子雑誌や電子新聞といったディジがある．HDMI は，既に画像を扱うディジタル機器に広タルデータを瞬時に携帯家電機器に取り込むことができ

く普及していることから，HDMI の無線化への要求も高るようになると考えられる．このような利用シーンの場

くなっていくと考えられる．

合，ユーザの利便性は，「瞬時に無線でデータ転送でき

表1

る」ことがポイントになる．では，このようなデータ転HDMI 規格の概要

仕 様

伝送速度
規格化年月
（Gbit/s）

HDMI1.0

2002 年 12 月

HDMI1.1
HDMI1.2

送が現在の無線システムで，どの程度まで実現できるか追加機能などを考えてみる．例えば，DVD に記憶されている 2 時間

4.95

1080p への対応の映画が 9.4 GByte（=75.2 Gbit）のデータ量として，こ2004 年 5 月

4.95

DVD Audio への対応など

2005 年 8 月

4.95

SACD 対応など

ステムがあったとしても，最低 75 秒程度かかってしま

HDMI1.2a 2005 年 12 月

4.95

1.2 に機器間の制御機能の追加う．これだととても利便性が良いとはいえない．例えば，

2006 年 6 月

10.2

1440p への対応など

HDMI1.3a 2006 年 11 月

10.2

1.3 に機器間の制御機能の追加

HDMI1.3

れを次世代無線 LAN の IEEE802.11n（100 Mbit/s）で転送した場合，最低でも 752 秒かかる．1 Gbit/s の無線シ「瞬時」を 10 秒以内なら許容できるとした場合，逆算す
ると，10 Gbit/s クラスの超高速無線システムが必須となる．以上のようなディジタルデータの無線転送に関する具体的な利用シーンのイメージ例を図 3 に示す．

このほか，画像データの無線化が加速する分野として，
医療診断装置が挙げられる．例えば，X 線診断装置や超情報 KIOSK などから

音波診断装置における画像データの無線伝送，MRI 診断

電子新聞，電子雑誌などを携帯形端末に瞬時にダウンロード

装置の磁気センサのデータ伝送の無線化［7］などである．
医療用画像データの場合，高精度の色のデータが要求され，色深度が通常の 8 bit よりも高くなる．また，最近
では，診断画像の三次元化も行われ，医療用画像データは大きくなってきている．例えば，ハイビジョンクラス
の解像度 1,920 × 1,080 ピクセルでW_Bp_KY1_S RGB 各々 12 bit の
色深度があり，三次元化のため 150 スライスデータを
1 秒当たりに伝送する場合，約 11 Gbit/s となる．医療用診断装置では，被検診者への負担低減やセンサ部のワイDVD（2 時間番組）を瞬時にデータ転送

ヤレス化のため，画像データなどの無線伝送の要求は高まっていくと考えられる．
以上の応用例以外にも，テレビスタジオ内でのリアル

図3

ディジタルデータの無線転送の将来イメージ例

タイムの画像伝送［8］なども要求されている．これまでの議論から，画像伝送を無線化する利用シーンにおいて，ここ数年以内に最低でも 10 Gbit/s 以上を達成する
超高速無線への需要があるといえる．

2.3 オフィス環境をどこでも実現するための無線
近年では，無線 LAN が広く普及し，家庭やオフィスで利用している人も多い． 現在は，IEEE 802.11a や gが多く利用されているので，通信ネットワークに接続

14

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

するための実効的な伝送速度として，一人当たり 10 〜

2.4 10 Gbit/s を超える無線システムへの期待

20 Mbit/s のスループットで利用していると考えられる．

以上のユーザ視点からの議論により，今後，最低でもこの場合，オフィスなどでは，複数のユーザが同時に無10 Gbit/s を超える無線システムは必須であるといえる．

線 LAN を用いるわけであるから，インフラ側では同時

これまで，無線通信の伝送速度が 10 年で 100 倍になっ利用するユーザ数の分だけの伝送速度を確保できる通ている事実を考慮すると，2015 年ごろまでには 10 Gbit/s

信システムが必要である．インフラ側が必ずしも無線を超える無線システムが実現することが期待される．

である必要はないが，列車など移動体の内部など，無線が必要になる利用例は多い．この例として，東海道新幹線での無線 LAN サービスがある［11］．東海道新幹線
での無線 LAN サービスは 2009 年春から開始されているが，線路沿いに設けられた漏えい同軸ケーブルにより列車との無線通信を行うため，全体で最大 2 Mbit/s（下3. 超高速の実現のための技術
2 章を受けて，本章では，10 Gbit/s 以上を実現するための技術及び課題について論ずる．

り回線）しか達成できていない．一編成の新幹線に例えば 100 人のユーザが無線 LAN に同時接続するとした場

3.1 超高速化へのアプローチ合，一人当たり 20 kbit/s しか達成できない．オフィスな

無線通信に限らず，通信の最高速度は通信路によってどで 20 Mbit/s クラスの無線 LAN を利用しているユーザ

一意に制限されることが 1948 年にシャノン（Shannon）

にとっては 1/1,000 以下の伝送速度になるので，これはによ って導かれている［12］，［13］．シャノンは，図 5

とても快適な環境とはいえない．この場合，列車との無に示すように，送信された情報に通信路で雑音が加わる

線接続を最低でも現在の 1,000 倍，つまり 2 Gbit/s にす

モデルにおいて，式（1）で示す C（bit/s）以下の速度で送る必要がある．図 4 に示すように，今後のマルチメディ

信するのであれば誤りがなく伝送できる符号化方式が存ア化に伴い，ユーザ一人当たりが利用したい伝送速度は在することを示した．

更に増すとは容易に想像できるので，実際には 10 Gbit/sクラスの伝送速度が要求されると考えられる．前述の画像データやディジタルデータの無線を行う応用例と違い，高速移動体への無線通信になる難しさは当然あるが，世の中の需要として，高速移動体に対して 10 Gbit/s クラスの無線接続への要求があるといえる．

雑音
情報

送信機

図5
2 G〜10 Gbit/s
新幹線

無線インフラ（ネットワーク）
との接続

復号
通信路

情報

受信機

シャノンが想定した通信路モデル

C ＝ W log（1＋
）
2

（1）

ここで，W は通信に用いる信号の周波数帯域幅（Hz），
は SN 比を表している．C は通信路容量と呼ばれ，与えられた通信路に許容される通信速度の最高値となる．
なお，一般に無線通信の通信路は送信機と受信機間に存在するさまざまな障害物で反射・散乱・回折が生じるた

一人当たり 20 M 〜 100 Mbit/s
×
一列車編成で 100 人
トータル 2 G 〜 10 Gbit/s で列車と無線接続

め，フェージングと呼ばれる通信路の瞬時変動が発生す
る．この結果，通信路の SN 比も時変動し，図 5 に示すような雑音が付加されるだけの簡易なモデルでは表せない．しかしながら，通信路の変動が無視できる時間内においては図 5 のモデルとほぼ等価とみなすことができ，

図4

オフィス環境をどこでも実現（新幹線での例）

解説論文：無線通信はどこまで高速化できるか？

無線通信においても式（1）に示した通信路容量から通信
15

小特集｜超高速無線通信

無線LAN
アクセスポイント符号化

の最高速度を評価することができる．式（1）に示した通路容量は次式のように表すことができる．

信路容量は非常にシンプルな表記ではあるが，通信の本
質をすべて表しており，高速伝送を実現するためには以下の二つのアプローチが存在することを示唆している．
①

信号の周波数帯域幅を広帯域化する．

②

信号の SN 比を高くする．

（2）
ここで，各チャネルの帯域幅と SN 比は等しいと仮定

また，SN 比が十分に大きい場合，通信路容量は SN

した．以上のような並列伝送を行った場合の通信路容量比の対数に近似することができる．よって，SN 比の増を図 7 に示す．並列伝送数を増加することにより，同じ加に対する通信路容量の増加は SN 比に反比例するた

総送信電力で通信速度を高速化できることが分かる．

め，SN 比がある一定以上になると，SN 比が増加して

35

図 6 に SN 比に対する式（1）で示した通信路容量を示し，具体的な数値例を用いて説明する．図 6 のような通信路で SN 比が 20 dB のときの通信路容量は約6.7 bit/（s・Hz）となっている．このとき，送信電力を半分にすると，SN 比が 3 dB 低下するが， 通信路容量は
約 1 bit/（s・Hz）しか減少しない．一方，品質が同一の異なる通信路に削減した送信電力を用いて信号を伝送すると，一つ目の通信路の容量と同一の容量を持つ通信路が生成される．この結果，約 5.7 bit/（s・Hz）通信路容量が増加し，合計で 11.4 bit/（s・Hz）の通信路容量が得られる．

Capacity（bit/（s・Hz））

も増加する伝送速度は小さくなっていく．

30

並列数 10

25
20

並列数 5

15

並列数 2

10
5
0

並列数 1
0

5

図7

10
γ（SN比）
（dB）

15

20

並列伝送による高速化の概念

つまり，送信電力を二つの通信路に半分に分けて通信を

このように，式（1），（2）に示した通信路容量の式から，行うことにより，一つの通信路の場合に比較して通信路

通信速度を高速化するには，①信号帯域幅を広帯域化す

容量が 4.7 bit/（s・Hz）上回り，二つの通信路を用いて並ること，② SN 比を高めること，③並列伝送を適用する

列伝送を行うことによって通信路容量が増加することにことによって実現できることが分かる．以下に，それぞなる．

れの高速化手法がどのように適用され，どのような課題

このように，送信電力を L 個のチャネルに等しく分配があるか説明する．

し，各チャネル間で干渉が生じない場合，式（1）の通信

Capacity（bit/（s・Hz））

送信電力を 1/2 にしても通信路容量は 1 bit/（s・Hz）しか減らない

ディジタル変調を施して通信を行うことを前提にする

7と，情報ビットを基にマッピングした変調シンボルを伝6送する際，変調シンボルに含まれるビット数が等しけれ5ば，異なる変調シンボルを次々と高速に送信できれば通4信速度を高速化できることは容易に理解できる．
T 秒間隔で変調シンボルを伝送する際，前後のシンボ

3

ルと干渉せずに伝送するために必要な信号の周波数帯2

域幅は 1/T（Hz）となる．よって，信号帯域幅 W に反比減らした分を別のチャネルに（s・Hz）増加
割り当てると 5.7 bit/

1
0

0

5
図6

16

3.2 広帯域化及び高周波数化

1015

例した間隔で変調シンボルを送信することができ，通20

信速度は信号帯域幅 W に比例する．この関係は式（1）γ（SN比）（dB）に示した通信路容量に示されており，通信速度を高速並列伝送による高速化の概念化する際は一般に信号の周波数帯域幅が広く割り当て
通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

られている．

Band）方式や，ミリ波帯を用いた 1 GHz 以上の帯域幅のしかし，前述したように無線通信では送受信間の様々利用も検討されている．

な障害物で反射・ 散乱・ 回折が生じるため，受信機でOFDM 伝送技術などの適用により波形ひずみの補償

受信する電波は，送受信間を直接伝搬した波だけでなが実現できるのであれば，低速通信の場合と同様の通信

く，様々な経路をたどった波を受信することになる．こ方式で信号帯域幅を広帯域化するだけで通信速度を高のとき各到来波間に生じる伝搬遅延時間は変調シンボル

速化できるため，広帯域化による高速化は原理的には容の送信間隔が長ければ無視できるが，高速化のために変易に実現可能である．一方，無線通信は空間を利用者全調シンボルの送信間隔を短くすると伝搬遅延時間差が無員で共有しているため，無尽蔵に帯域幅を広帯域化でき視できなくなり，シンボル間干渉による波形ひずみが生るわけではなく，利用できる帯域幅は電波法で制限されじる．この波形ひずみは等化器を適用することによ っる．また，広帯域を確保するためには利用する周波数帯て補償することができるが［14］，変調シンボル間隔でを一般的に高める必要があり，高周波回路の設計が困難

規格化した遅延時間差に応じて処理が複雑になり，かつになる課題もある．

ては信号の帯域幅を十分に広く設定することが困難で3.3 高 SN 比化

あった．
なお，複雑な等化器を適用せずに波形ひずみを補償す

SN 比が高くなっても，同一の通信方式を用いていてることが可能な伝送方式として，図 8 に示すように複は通信速度を高めることはできないが，SN 比が高くな

数の直交する周波数チャネルを用いて伝送する OFDM

るにつれて，変調シンボルに含まれる情報ビットの量（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）伝送方式

を増やすことや符号化率（符号化ビットに含まれる情報も検討されていたが，送信機と受信機のそれぞれで FFT

ビットの割合）を高めることが可能になり，SN 比に応（Fast Fourier Transform）を適用する必要があり，かつて

じて通信方式を変更することによって通信速度を高めるのハードウェアでは実時間処理が困難であり，実用化にことができる．

至っていなかった［15］，［16］．しかし，近年の半導体

SN 比を高める方式としては主に以下の 4 点が挙げら

技術の目覚ましい進歩により等化器や OFDM 伝送を実れる．

時間処理することが可能になり，周波数帯域幅の広帯域①

送信電力を高くする．

化も可能にな ってきた．現在は PDC 方式に比べ約 200②受信電力を高くする．

倍の帯域幅となる 3.84 MHz が W-CDMA（Wide Band-③

アンテナ利得を上げる．

Code Division Multiple Access）方式では適用されており，④

雑音電力を低下させる．

無線 LAN（IEEE 802.11n）では約 2,000 倍の 40 MHz が送信電力を高めることによって一般に SN 比を高くす適用されている．また，信号の広帯域化はこれに留まらることはできるが，送信電力の最大値も電波法で制限さず，500 MHz 以上の帯域幅を用いる UWB（Ultra Wide

れており，規定の電力以上の大きさで信号を送信することはできない．また，携帯端末などの場合には，電池サう．以上のような点から，送信電力増加による SN 比の00 10

s2 01 11

増加には限界がある．

00 10

s3 01 11

アナログ
回路

00 10

…

sN 01 11

また， 同一の送信電力で信号の受信強度を高める手段として，アンテナの利得を高める手法が考えられる．
アンテナ利得を高めると指向性が生じ，特定の方向への信号系列 s1 s2 s3 … sN を
逆離散フーリエ変換する
ことと等価

00 10

放射や特定の方向からの受信のみを強く受信することができる．よって，移動通信のように，電波が到来する方
向が時と場合によって異なるようなシステムでは，アン

図8

OFDM の概念図

解説論文：無線通信はどこまで高速化できるか？

テナ利得が高い方向と電波の到来方向が一致せず，必ず
17

小特集｜超高速無線通信

イズや使用時間の制限により出力電力が抑えられてしま

s1 01 11

しも受信電力を高めることはできないが，静止衛星との① 増幅器の非線形ひずみ：増幅器への入力が大きく通信など，特定の位置に設置された装置間の固定通信のなると飽和が生じ，入出力特性が非線形になること

場合はあらかじめアンテナの向きを設定することができによって生じるひずみ．一般に，信号の大電力化・る．実際に各家庭に設置されている衛星通信用のパラボ

広帯域化，増幅器の高効率化によって顕著になる．

ラアンテナは指向性アンテナとなっており，衛星からの② 発振器の位相誤差：所定の無線周波数帯にディジ受信電力を高めるために利用されている．

タルで生成したベースバンド信号を変換する際に乗そのほか，固定通信においても送受信間を人が遮る可算する正弦波に生じている位相の揺らぎ．発振器が能性がある無線 PAN などの場合も同様の問題が発生す生成するクロックのジッタや周波数を一定に保つたる．このような環境下でアンテナ利得を高くするためにめの phase lock loop で生じる雑音によって生じ，一は電波の到来方向に対して適応的にアンテナの指向性を般に，周波数が高くなるほど顕著になる．

制御することが必要になる．このような機能を実現する③ 直交変復調器の振幅誤差：sin 波と cos 波に異な方式としてミリ波帯の通信ではフェーズドアレーを用いる情報を乗せることにより，複素平面状で変調信号た指向性制御が検討されており，PHS（Personal Handy-

点を生成する際に，sin 波と cos 波に振幅の差が生phone System）の基地局や車載用の地上波ディジタル放じてしまったり，二つの搬送波の位相差が 90 度か送の受信機ではアダプティブアレーアンテナが適用されらずれてしまうことにより，複素平面がゆがんでしている［17］〜［19］．フェーズドアレーが移相器を用いまう現象．直交変復調と周波数の変換を同時に行うて特定の方向への指向性を強めるだけであるのに対し，ダイレクトコンバージョン方式で顕著に生じる．

アダプティブアレーアンテナでは，ディジタル信号処理④ ローカルリーク：発振器が出力する正弦波が高周により各アンテナで受信される信号に異なる振幅と位相波の変調信号にもれこむことによ って生じるひずを乗算することにより，より細かい制御が可能である．

み．ベースバンド信号に変換したときに直流信号の一方，ディジタルで制御する数だけ無線器を実装する必

ひずみとなって現れる．

要があり，装置の肥大化，コストや消費電力の増加が課⑤ 量子化誤差：実数を固定のビット数の演算器で処題となる．そのほか，アンテナの指向性の制御は，移相理する際に生じる誤差．ビット数を増加させれば誤器を用いずに変えることでも可能であり［20］，制御の差は小さくなるが，回路規模や消費電力が増加する

自由度は制限されるものの，ほかの方式に比べてコスト

ため，両者のトレードオフとなる．

や消費電力の増加を抑えることができる．

これらの不完全性は回路の原理上発生するものもあ

なお，信号の受信電力は一般に送受信間の通信距離にり，完全に抑圧することは困難である．また，一般に，依存することが知られており，自由空間では距離の 2 乗

小形化や消費電流の削減，高周波化によってこれらの不［21］，屋外の伝搬ではおおよそ距離の 3.5 乗程度に反比完全性は大きくなるため，これらの要求とのトレードオ

例するといわれている．よって，通信速度の高速化は通フとなり，マイクロ波帯の CMOS-IC における SN 比は

信距離が短ければ短いほど実現が容易になり，通信距離

おおむね 30 dB 前後で頭打ちとなる．また，3.2 節「広が長くなると困難になる．

帯域化」で述べたミリ波伝送は，マイクロ波帯の伝送に最後に雑音電力を低下させる手法としては，回路の雑比べこれらのひずみが顕著になり，広帯域化は実現で音指数の低下や不完全性を削減することによ って実現きるものの SN 比が制限されることが課題となる．よっ可能である．逆に，送信機の回路が不完全で，ひずみをて，このような回路の不完全性の抑圧が高 SN 比を実現

含んだ信号を送信していたり，受信機の回路が不完全でするためのポイントとなる．

受信信号の大きさに応じたひずみを付加してしまう場

そのほか，これらの回路内部で発生する雑音のほかに，合，どんなに受信電力が強くても SN 比が一定の値に収同一周波数を利用した他者からの干渉や，地磁気によっ

束してしまうことが課題として挙げられる．具体的にて発生する雑音などの外来雑音も存在するため，雑音電は，次のような課題がある．

力の低減は環境にも依存する．

18

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

3.4 並列伝送の適用
マルチパス電波伝搬環境する必要がある．ここで，並列伝送に適用可能なチャネルとして主に以下の 3 点が挙げられる．
① 周波数多重② 符号多重

送信
信号

受信信号処理あるが，並列伝送を行うためには異なるチャネルを用意

送信信号処理並列伝送による高速化の効果は図 7 に示したとおりで

受信
ナ
アンテナ

送信
アンテナ

③ 空間多重受信信号互いに干渉しない独立な伝送路

周波数チャネルを用いた多重は，フィルタを用いて各チャネルで送信された信号をそれぞれ抽出することに

図9

MIMO の概念

よ って実現可能であり，例えば PHS などで実際に用いられている．また，OFDM 伝送も直交した複数のサブ表すことができる．

キャリヤで多重を行っているので，原理的には周波数多（3）重の一つと考えることができる．
符号多重方式は，並列伝送する信号ごとに異なる拡
散符号を適用して送信する方式であり，類似の伝送方

ただし，H は i 行 j 列が i 番目の送信アンテナと j 番式として CDMA（Code Division Multiple Access）方式

目の受信アンテナ間の伝搬路の複素振幅を表し， 送信が挙げられる．CDMA 方式との違いは，CDMA 方式

アンテナ数を N，受信アンテナ数を M とし，det（・）はが利用者ごとに異なる符号を割り当てるのに対し，符行列の行列式，IM は M 次の単位行列，H は複素共役転号多重方式では 1 人の利用者の並列伝送する信号に対置を表している．

して異なる符号を割り当てることだけであり，技術的MIMO 伝送は無線 LAN（IEEE 802.11n）， モバイルに本質的な差異は無い．CDMA 方式と同様に並列伝送

WiMAX（IEEE 802.16e），3GPP LTE で採用されることする信号を増やすためには拡散符号長を長くする必要が決定しており，様々な無線システムで適用されている．

があり，拡散率が高くなるため拡散率に応じて広帯域

MIMO 伝送は並列伝送数に応じた数の無線器を実装するな回路が必要になる．なお，符号多重方式を適用する必要があり，回路規模の肥大化，コストや消費電力の増場合，広帯域化の際に述べたマルチパス伝搬路の遅延加が欠点として挙げられるが，周波数帯域幅を拡張せず

時間差が無視できなくなると符号間の直交性が欠如し，に高速化を実現できる利点がある．この結果，周波数利信号間の干渉が発生してしまう．このような環境でも用効率が高く，この点が評価され，様々なシステムで採並列伝送された信号を同時に判定する Joint Detection

用されている．

［22］を適用することによって干渉による劣化を最小限に抑えることができるが，演算負荷が増加することが以上，通信速度を向上させるために現在検討されてい空間多重方式は一般に MIMO（Multiple Input Multiple

る技術の概要を紹介した．なお，今回紹介した技術はそOutput）伝送方式と呼ばれる方式で，図 9 に示すようにれぞれ個別に適用しなければならない方式ではなく，そ

並列伝送する信号をそれぞれ異なる位置に配置された複

れぞれ併用することが可能である．例えば，無線 LAN

数のアンテナを用いて送受信する方式である．MIMO 伝の規格である IEEE 802.11n では広帯域化の技術で紹介

送では各送信アンテナから送信した電波がマルチパス伝

した OFDM 伝送と並列伝送で紹介した MIMO 伝送を併

搬路を介すことによって混信するため，各受信アンテナ

用した MIMO-OFDM 伝送が適用されている．同様に，

ではすべての送信アンテナから送信された電波を受信す

UWB やミリ波帯の通信に MIMO 伝送やアダプティブア

ることになる．よって，式（2）に示したような直交関係

レーを適用することも可能であり，要求される通信速度は一般に成り立たず，MIMO 伝送の通信路容量は次式でのハードルが高いほど，複数の技術を併用する必要が生

解説論文：無線通信はどこまで高速化できるか？

19

小特集｜超高速無線通信

課題となる．

3.5 その他の技術

表2

超高速化のための手段と技術課題

超高速化の方法① 広帯域化・高周波数化

具体的な手段・無線信号の広帯域化
・ミリ波など高周波帯の利用② 高 SN 比化③ 並列伝送・送信電力を高電力化
・受信電力の向上
・アンテナの高利得化
・雑音や干渉量の低減

・周波数多重化
・符号多重化
・空間多重化（MIMO）

・SN 比の増加に比較して通信容量
・FFT の大規模・複雑化の向上の度合いは小さい・広帯域な回路デバイス
・フェージングによる波形ひずみ ・電波法による送信電力の制限の必要性
・アンテナの狭ビーム化による指向
主な技術的な課題 ・デバイス特性の広帯域化性制御の必要性，遮へいの問題 ・信号処理の複雑化，演・高周波デバイスのコスト
算負荷，消費電力
・回路デバイスの雑音，非線形性や
不完全性

表3

10 Gbit/s を実現するための具体的方法

A 方式

C 方式

B 方式

方針 広帯域化だけで 10 Gbit/s を実現

並列化だけで 10 Gbit/s を実現

広 帯 域 化，並 列 伝 送 を 併 用 し て
10 Gbit/s を実現（多値変調も適用）

10.5 Gbit/s
帯域幅：14 GHz
変調方式：BPSK
内訳
符号化率：3/4
並列伝送：なし

10.05 Gbit/s
帯域幅：100 MHz
変調方式：BPSK
符号化率：3/4
並列伝送：134×134 MIMO

10.2 Gbit/s
帯域幅：425 MHz
変調方式：16QAM
符号化率：3/4
並列伝送：8×8 MIMO

じる．

伝送の中で，先に述べたように②高 SN 化は SN 比のまた，無線通信ではフェージングによる伝搬路の変動向上の割に通信路容量は増えないため，①広帯域化とや SN 比の観点から誤り訂正符号の適用が現状では必須③並列伝送をポイントに超高速化を考えていく方が良である．シャノンの情報理論では式（1）以下の通信速度

いと思われる．この点を念頭に，具体的に，10 Gbit/sであれば誤りなしで伝送できる符号化方式が存在するこを超える無線システムがどのように実現できるかを以とは示唆されているが，具体的な符号化方式までは示さ下に考えてみる．

れていなかった．また，当時はハードウェアの制限など

極端な方式として，表 3 に示すように，広帯域化のみ

から，訂正能力の高い誤り訂正符号を適用することがでにより実現する方式（A 方式），並列伝送を主体に実現す

きず，電話回線などの有線通信においても，シャノンがる方式（B 方式）
，広帯域化と並列伝送を併用する方式（C示した通信路容量の 300 分の 1 程度の通信速度しか実現

方式）の 3 方式を考えてみる．なお，ここで，変調方式

することができなかった．しかし，最近 15 年の研究で，や符号化率については，現在の無線システムの仕様など

ターボ符号［23］や LDPC（Low Density Parity Check）符を考えて適当なものを設定した．

号［24］がシャノンの通信路容量に 0.5 bit/（s・Hz）程度まA 方式のように広帯域化だけで 10 Gbit/s を実現しよで迫る特性を現実的な処理量で実現できることが示されうとすると，10 GHz 以上の周波数帯域幅を確保しなけており，シャノンが示した通信路容量に極めて近い速度ればならない．現在の電波法では，60 GHz 帯のミリ波で通信を実現できるようになっている．

を用いてもこのような帯域を確保することはできないので，法令改正なども含めた検討が必要になる．ここで，

3.6 10 Gbit/s を実現するために広い周波数帯域が確保しやすい 100 GHz 以上の周波数帯

ここまでに議論した超高速化を実現するための手段やテラヘルツ帯の利用の検討も重要になるだろう．どち

W_Bp_KY6_Sと技術課題を表 2 にまとめた．通信速度を高速化する

らにしても，ミリ波帯以上の高い周波数帯の利用が不可

ための三つの方法，①広帯域化，②高 SN 比，③並列

欠であり，一般ユーザ向けにリーズナブルなコストで提20

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

供するための低コストなデバイスやシステムの研究開発

域の無線システムにおいても 2020 年ごろに達成されるが必要である．

だろうと考えられる．2009 年 7 月にまとめられた総務

また，B 方式のように MIMO 伝送のみで 10 Gbit/s を省電波政策懇談会の報告書［25］でも，2020 年までに実現しようとすると，並列伝送数が 100 以上になる．つ10 Gbit/s を超えるスーパーブロードバンドシステムが実

まり，100 個以上の無線回路部を装置に実装する必要

現されると予想している．

があり，装置の肥大化が課題となる．ディジタル処理

次に，「 どこまで高速化が可能か」という点について

デバイスはこれからも進展していくと思われるが，こは，ターゲットとなる 10 Gbit/s の実現可能性について技

れだけの無線回路部を効率良く実装するためには，こ術的な検討を行った．高速化のため利用されている広帯

れまでにまだ発案されていないような工夫も必要にな域化技術や並列伝送技術などについて検討を行い，概念ると思われる．

設計レベルではあるが，広帯域化技術と MIMO による

一方，C 方式のように広帯域化と並列伝送，更に高並列伝送技術を組み合わせることにより 10 Gbit/s を達

SN 化も併用し多値変調を利用することによ って，A成できる可能性があることを示唆した．しかし，一方で，方式や C 方式に比較して，現状のデバイスや回路技術

これを実現するために必要な無線システム設計や信号処でも現実味のある数値で 10 Gbit/s を実現できると考え

理技術，回路技術など技術課題はまだまだ多いことにつられる．それでも 400 MHz 以上の帯域が必要であり，いても述べた．これらの課題解決については，無線通信

広帯域化のみで実現する場合に比べ要求は緩和されるに関わる研究者・技術者の今後の研究に大きく期待する

ものの高周波帯の利用が要求される可能性があり，伝ところである．

搬損による信号電力の低下，回路の不完全性による雑なお，本論文では，ここ 10 年間くらいの期間におい音レベルの上昇から生じる SN 比の低下は依然問題とては 10 Gbit/s が超高速化のターゲットであると位置付なる．C 方式は多値変調を用いた場合であるが，もし，けた．しかし，高速化への要望・ 期待には限界がなく，A，B 方式と同じ変調方式である BPSK を用いた場合将来的には，10 Gbit/s を超えて 100 Gbit/s クラスを必要には，1.7 GHz 程度の帯域が必要になり，ミリ波などとする無線システムへの要求も出てくると考えられる．

の高周波数帯の利用が必須になると考えられる．このハードルは高くなると考えられるが，無線通信に関わる

ほか，C 方式の場合には，8 × 8 の MIMO を実現する

研究者・技術者の超高速化に対する研究課題は尽きるこために 8 系統の無線回路部を実装するコストや回路規とがないだろう．

模，消費電力など，利用者のニーズに応える無線機を提供するための実装技術も重要になる．
文 献

4. む す び速化が必要か」，「どこまで高速化が可能か」という点について議論を行った．
「どこまで高速化が必要か」という点に関しては，ユー
ザ側の視点からの検討を行い，画像データやディジタ
ルデータの伝送のために無線通信の更なる高速化の需要が高いことと，10 Gbit/s が次のターゲットになることを示した．図 1 の無線システムの動向に示すように，
10 Gbit/s の実現は，無線 PAN など比較的近距離の無線
通信システムにおいては 2015 年ごろ，セルラーなど広解説論文：無線通信はどこまで高速化できるか？

21

小特集｜超高速無線通信

本論文では，今後の無線通信において，「 どこまで高［1］ 3GPP LTE, http://www.3gpp.org/article/lte［2］ IEEE 802.11, http://www.ieee802.org/11/［3］ Wireless HD, http://www.wirelesshd.org/［4］ 特集 美に挑む，規格外テレビ 第 1 部〈総論〉画像
処理技術の進化が，テレビを放送から解き放つ， 日経エレクトロニクス，2009/02/09 号，pp. 38-45，Feb.
2009．
［5］ あらゆる機器へ搭載狙う USB，HDMI は携帯機器に再挑戦―第 1 部〈勝負の行方〉， 日経エレクトロニク
ス，2009/02/23 号，pp. 38-43，Feb. 2009.
［6］ 壁張りテレビをケーブルレスに，HDTV を無線で飛ばす ― 第 3 部〈 無線伝送〉，日経エレクトロニクス，
2007/11/19 号，pp. 64-73，Nov. 2007．
［7］ T. Sekiguchi, K. Akita, T. Nakanishi, S. Kato, K. Adachi,
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ISMRM 17th Scientiﬁc Meeting, 3068, April 2009.
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スタジオ MIMO 伝送 NHKTV スタジオにおけるミリ
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［9］ 特集 2 超・近距離ワイヤレスのしくみ「TransferJet」，
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開始， 速度は 200 k 〜 400 kbps 新幹線での無線 LAN
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22

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http://www.soumu.go.jp/menu_news/s-news/ 02kiban09_
090713_1.html，2009．
（平成 21 年 5 月 19 日受付，7 月 29 日再受付）

庄 木 裕 樹（正員：フェロー）
昭 57 北大・工・電子卒，昭 59 同大大学院修士課程了．同年（株）東芝入社，以来，アンテナ及び無線システムの研究開発に従事．現在，同社研究開発セン
ター・ワイヤレスシステムラボラトリー・研究主幹．工博（平 4）．IEEE シニア会員．
将来の夢はハワイに住むこと．

田 邉 康 彦（正員）
平 8 北大・工・電子卒，平 10 同大大学院工学研究科修士課程了，平 13 同
博士後期課程了．平 14（株）東芝入社，以来，無線通信システムの研究開発に従事．IEEE 会員．現在，大きな雪の結晶がゆっくりと舞う景色を懐かしむ今
日このごろです．

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009最近の研究開発成果の紹介

60 GHz 帯無線伝送用小形開口面アンテナモジュール
日本電信電話株式会社 NTT 未来ねっと研究所
ブロードバンドの普及に伴い，現のための技術である．以下，技術のポ化したミリ波システムインパッケー

在，超高速データ伝送が可能なミリ波

イントについて述べる．

ジ（ 図 1） で あ り，12 mm 角 に 57 〜帯と呼ばれる高い周波数帯の使用が注■ 広帯域・高利得・小形化を実現し66 GHz（60 GHz 帯）で動作するアン

目されている．特に 60 GHz 帯を用いた小形平面形開口面アンテナを開発

テナ，高周波部を集積化した IC を多た無線システムは IEEE において標準

多層低温焼成セラミック（LTCC）基層基板の表裏に搭載している．本モ化活動が終了し，各機関で研究開発が板を用いて多層基板内に擬似開口面

ジュール（図 2）は小形・高集積のみ

活発に行われている．60 GHz 帯は自アンテナ（ショートバックファイアアン

ならず，ミリ波信号の処理をモジュー

由空間波長が 5 mm であり，無線装置テナ） を 形 成 す る こ と で，12 mm ×ル内で完結するため，損失増加を危惧の小形化に有利であるとともに使用

12 mm × 1 mm サイズで 12 dBi 以上のせずにモジュール実装を行うことが可可 能 帯 域 が 9 GHz（57 〜 66 GHz 帯 ）アンテナ利得を実現した（図 1）．原

能となり，実装そのものを簡易にすると，広い帯域を利用できるなど高速通理としては給電素子としてマイクロス

ことが可能である．

信に極めて有効と考えられる．しかトリップアンテナを用い，その上部の■ 60 GHz 帯での複数チャネル並列伝送

し，光ファイバと整合性の良い伝送速

多層基板の最上層にスロット付きの一技術を用いた 10 Gbit/s 無線伝送シス

度 10 Gbit/s を実現した 60 GHz 帯無線次反射板を配置し，かつ多層基板内にテムを可能とする基本技術を開発

伝送技術及びそれを実現する小形無線

ドーナツ状の金属を上層にいくにつIEEE 802.15.3c で の 標 準 化 に 準 拠モジュールはまだ実現されていない．

れ，大きくなるように配置することにした方式として，ベースバンド信号

NTT では小形携帯端末での 10 Gbit/s

より，擬似的な反射鏡面を構成する．

を高周波帯で周波数軸上複数並列配

無線伝送システムを実現するため，今これにより二次反射鏡面を構成するこ

置し，同時に並列して無線伝送する

回 60 GHz 帯 無 線 伝 送 用 小 形 開 口 面とで擬似的な開口面アンテナを構成し技術であり，今回のミリ波システム

アンテナモジュールを実現したので紹ている．これによって，平面基板であインパッケージでは 1 チャネル当た介する．なお，本モジュールはワイヤ

りながら，開口面アンテナを構築する

り 2.5 Gbit/s の伝送速度を実現するこ

レスパーソナルエリアネットワーク

ことが可能であり，高利得アンテナをとで，4 チャネルを並列伝送すること（WPAN）などの端末・機器間での超実現できる．

により 10 Gbit/s の伝送速度が実現可

高速データダウンロードや超高精細映■ア ン テ ナ 集 積 化 ミ リ 波 シ ス テ ム

能である．並列 4 チャネル伝送は上像伝送や高速ホームネットワークなど

インパッケージ技術を用いた小形無

記広帯域無線モジュールによって初を実現に向けた，小形携帯端末・機器

線モジュールを開発めて実現された．

への搭載が可能な無線モジュール実現

小形平面形開口面アンテナを集積
高集積 MMIC

LTCC 多層基板

アンテナ

スロット
広帯域アンテナ・高周波数技術
アンテナ

接地導体

主基板
接続用パット 高集積 MMIC

一次反射器
フィルタなどの
受動素子

給電素子

図 1 ミリ波システムインパッケージと小形平面形開口面アンテナ

最近の研究開発成果の紹介

高集積
MMIC

擬似反射
鏡面

ミリ波システムインパッケージ部

図2

小形無線モジュール

23

解説論文

小特集｜超高速無線通信 ―駆け抜けるワイヤレス通信―

超広帯域無線システムの高速化展望
Perspective of Giga Bit Transmission with Ultra Wideband
眞田幸俊†

Yukitoshi Sanada†

超広帯域無線システム（Ultra Wideband： UWB）は USB の無線化や薄形 HDTV
パネルとチューナ間の接続に実用化されている．現状の規格では伝送レートは約 500 Mbit/s であるが，業界団体は今後伝送レートを Gbit/s クラスに引き上げることを表明している．本論文ではUWB の伝送レートの高速化手法を，特許情報，Web に公開された白書及び報道資料，論文誌論文，国際会議論文などを手掛かりに整理する．またその際の課題についても検討する．
超広帯域無線システム，Ultra Wideband，MB-OFDM，HDTV 伝送

信電力と帯域幅の関係を示す．UWB はマイクロ波帯の

1. UWB の概要

周波数が割り当てられており，CMOS デバイスで送受信機が構成できるため，低コストかつ低消費電力であ

1.1 UWB の応用

る．またその広帯域性を利用して数百 Mbit/s 以上の高超広帯域無線システム（UWB）はその名のとおり非常

いデータレートを必要とする無線アプリケーションに実に広い帯域を利用して高データレートの無線通信を行う用化されてきた．特に USB の無線化や薄形 HDTV パ

システムである．ただし，既存の無線システムが割り当

ネルとチューナ間の無線伝送に用いられてきている．まてられている周波数を利用するため，ほかの無線システ

た次世代の Bluetooth は物理層に UWB の採用を表明しムとの共用条件が定められ，特に送信電力については電ている［2］．

子機器の不要放射雑音程度に抑えられている．したがって主な用途としては，10 m 以下の短距離の無線通信への応用に限られている［1］．

1.2

UWB の定義及び強制規格

2002 年 2 月に米国連邦通信委員会（Federal Communi-

図 1 に UWB 及びほかの屋内無線通信システムの送

cations Commission： FCC） は UWB の商用利用を認可

送信電力密度（W/MHz）

した［3］．米国では図 2（a）に示すように 3.1 〜 10.6 GHzの帯域が UWB に割り当てられた．日本では 2006 年 8月に省令改正が行われ，図 2（b）に示す 3.4 〜 4.8 GHz

1

及び 7.25 〜 10.25 GHz の帯域が認可された［4］． 送信IEEE 802.11a/n−2

10

出力は−41.3 dBm/MHz である． ただし 3.4 〜 4.8 GHz−410IEEE 802.15.3c

−6

10
10

は干渉軽減機能がない場合には−70.0 dBm/MHz に送信

UWB

−8

0

5

図1

10 55
60
周波数
（GHz）

65

UWB の送信電力密度と帯域幅

電力を落とさなければならない（4.2 〜 4.8 GHz については 2010 年末まで干渉軽減機能に関して経過措置がある）．また欧州のスペクトルマスクを図 2（c）に示す［5］．
電波法施行規則によれば，UWB は 450 MHz（米国の500 MHz，欧州の 50 MHz と異なる）以上の帯域幅でデー† 慶應義塾大学理工学部電子工学科，横浜市
Dept. of Electronics and Electrical Engineering, Keio University,
Yokohama-shi, 223-8522 Japan24

タ通信を行う無線システムである．また使用条件として屋内が明記されている．
通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

上り
リンク

−40
屋内

dBm/MHz−50−60

Zone 3:
Zone 2:
上りリンク信号
Zone 1:
上りリンク信号 上りリンク信号 ＞−61 dBm＞−61 dBm＞−38 dBm

屋外

−70

被干渉
システム

−80
−90

−100

1

2

3

4

5
6
7
8
周波数
（GHz）

9

10 11

dBm/MHz周りをゾーン分割し，ゾーンごとに UWB の送信電力を規定している［6］．実際には UWB 端末が被干渉システ

時限措置（2010 年末まで）

ム（主に WiMax やレーダを想定）の上りリンクの信号を−50

受信し，その電力をもって UWB 端末自身がどの領域に−60存在するかを判断する．図 3 に 3.4 〜 4.8 GHz 帯におけ−70

3.4 4.2 4.8

−80

−100

7.25

10.25

干渉軽減機能
が必要

−90
1

2

3

4

5
6
7
8
周波数
（GHz）

9

10 11

3.1

−80

6

3.4 3.8 干渉軽減機能
が必要

−90
−100

4.2 4.8

1

2

3

4

干渉軽減機能
が必要

5
6
7
8
周波数
（GHz）

電源投入時
検出時間
電源投入時
検出確率
検出電力
レベル
UWB の
最大送信電力Zone2
14 秒以上99％−38 dBm 以上−38 dBm 未満−70 dBm/MHz−41.3 dBm/MHz（b）3.4 〜 4.8 GHz 帯における領域分割
9

10 11

（c）欧州のスペクトルマスク

UWB のスペクトルマスク

Zone1
電源投入時
検出時間
電源投入時
検出確率
検出電力
レベル

Zone2

Zone3

5.1 秒以上
99％−38 dBm
以上−61 dBm
以上−61 dBm
未満−65−80 dBm/MHz
UWB の
最大送信電力 3.8 〜 4.8 GHz： dBm/MHz−41.3
dBm/MHz

3.4 〜 3.8 GHz：

1.3 UWB の干渉軽減機能
日本及び欧州の強制規格ではローバンドの UWB に対して干渉軽減機能を要求している．欧州では干渉軽減機能として被干渉側の信号を検出して送信電力制御を行う
DAA（Detection and Avoidance）と送信信号のデューティ比を制限した LDC（Low Duty Cycle）が検討されている．
日本においては 2009 年 3 月現在，総務省において干渉軽減機能の検討が行われている．
解説論文：超広帯域無線システムの高速化展望−70 dBm/MHz

小特集｜超高速無線通信

図2

欧州 DAA の領域分割のパラメータ
Zone1

8.5 9.0−70

末は電源投入時に被干渉システムの上りリンク信号を検（a）3.1 〜 3.4 GHz 帯における領域分割

−50
−60

数帯及び領域における最大送信電力を示す．例えば表 1

表1

時限措置
（2010 年末まで）−40

る欧州 DAA の領域分割の概念，表 1（a）〜（c）に各周波（b）のように 3.4 〜 4.8 GHz 帯では，すべての UWB 端（b）日本のスペクトルマスク

dBm/MHz

3.4 ～ 3.8 GHz 帯における領域分割

欧州の DAA においては被干渉システムの移動端末の（a）米国のスペクトルマスク

−40

図3

（c）8.5 〜 9 GHz 帯における領域分割
Zone1
電源投入時
検出時間
電源投入時
検出確率
検出電力
レベル
UWB の
最大送信電力Zone2
14 秒以上99％−61 dBm 以上−61 dBm 未満−65 dBm/MHz−41.3 dBm/MHz

25

出し，検出電力レベルに応じて UWB の最大送信電力を（DFT）を用いて時間軸上の信号に変換した部分（DFT 出決定する．信号検出時間は 5.1 秒以上，検出確率は 99％

力）242 ns と 70 ns の無信号部分（Zero-padded sufﬁx）で以上と規定されている．

構成される．無信号部分は送信信号の周波数スペクトルを平滑化する．また同一バンドで送信されるシンボルの1.4 UWB の標準規格

間隔を広げて，遅延して受信機に届くマルチパスによる

UWB の標準化は IEEE 802.15.3a グループにおいて干渉を避けるために用いられる．また各バンドグループ

2004 年 3 月から行われた．しかし直接拡散を用いた DS-

内では図 5 のように OFDM シンボルごとの周波数ホッUWB 方式と OFDM 変調と周波数ホッピングを用いた

ピングが用いられる．この周波数ホッピングを行うこと

MB-OFDM 方式の二つの提案をまとめることができず，によって平均電力密度を−41.3 dBm/MHz に保つ．つま15.3a グループは 2006 年 1 月に解散した．

り各バンドにおいては瞬間的に＋5 dB の送信電力で送信

MB-OFDM 方式を策定した規格団体 WiMedia Allianceすることになる．周波数ホッピングはマルチパスによるは情報・通信分野の国際標準化団体 ECMA International

シンボル間干渉を防ぐ効果もある．また同一ピコネット

においても標準化活動を行い，2005 年 12 月に PHY 層に属する UWB 端末は同じ TFC（Time Frequency Code）と MAC 層 を 定 め た ECMA-368 と PHY/MAC 層 間 のと呼ばれるホッピングパターンを用いて情報を伝送す

インタフェースを定めた ECMA-369 を規格化した［7］，る．したがって TFC によってピコネットを区別し，ほ［8］．ここでは MB-OFDM 方式について説明する．

かのピコネットからの干渉を緩和する．

MB-OFDM は図 4 のように UWB に割り当てられた

表 2 に MB-OFDM のデータレートと各パラメータを

帯域を約 500 MHz ごとに 14 バンドに分割する． そし

示す．一次変調，符号化率及び時間周波数方向の拡散率て 3 バンドごと（第 13，14 バンドは 2 バンド）にバンを変更することによ って 55 〜 480 Mbit/s の範囲のデー

ドグループを構成する．ただし，灰色のチャネルは各地

タレートをカバーする［7］．例えば，53.3 Mbit/s の伝送域の規制により利用できないことを示す．各バンド内

レートでは QPSK 変調を用い， 符号化率 1/3 の畳込み

ではサブキャリヤ数 122 本の OFDM 変調方式によって符号で符号化して伝送する．符号化されたシンボルは異符号化した信号を送信する．1 シンボルは各サブキャリ

なるサブキャリヤ及び連続するシンボルで 4 回送信されヤ（周波数軸）上の情報信号を Discrete Fourier Transformる（ 拡散率 4）．他方 480 Mbit/s の伝送レートにおいて拡散率は 1 となるが，その代わりに DCM（Dual CarrierBand Group #1

Band Group #2

Band Group #3

Band Group #4

Band
Group #5

Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band Band
#1
#2
#3
#4
#5
#6
#7
#8
#9
#10
#11
#12
#13
#14

米国

符号化ビット（b
［g
（k）
］
，
［g
b （k）
＋1］
，
［g
b （k）
＋50］
，
［g
b （k）
＋51］
）を二つの 16QAM 信号点に配置し（ただし，配置

DAA

DAA
after
2010

日本

DAA

中心 3.432
周波数 GHz

DAA
after
2010

3.960 4.480 5.016 5.544 6.072 6.600 7.128 7.656
GHz GHz GHz GHz GHz GHz GHz GHz

欧州

Modulation） という変調方式が用いられる．DCM は 4

DAAの仕方は異なる），図 6 に示すように 50 サブキャリヤ離DAAして送信する変調方式である．DCM の信号点配置を図

図48.184 8.712 9.240 9.768 10.296
GHz GHz GHz GHz GHz

MB-OFDM のバンド分割

7（a），（b）に示す．UWB が用いられる屋内伝搬路は壁などの反射により多数のマルチパスが発生する．このマ
表2

1OFDM シンボル Zero-padded Suﬃx
（DFT 出力）
242 ns 70 ns

53.3
80
106.7
160
200
320
480
データレート Mbit/s Mbit/s Mbit/s Mbit/s Mbit/s Mbit/s Mbit/s

3.432

変調 /
OFDM/ OFDM/ OFDM/ OFDM/ OFDM/ OFDM/ OFDM/
信号点配置 QPSK QPSK QPSK QPSK QPSK DCM DCM

3.960

DFT サイズ

4.488

符号化率（K＝7）R＝1/3 R＝1/2 R＝1/3 R＝1/2 R＝5/8 R＝1/2 R＝3/4

周波数
（GHz）

図5

26

MB-OFDM のデータレートと各パラメータ

1 シンボル
312.5 ns

MB-OFDM の周波数ホッピング

時間

128

4

128

128

128

128

128

128

4

2

2

2

1

1

シンボル長（ns） 312.5

312.5

312.5

312.5

312.5

312.5

312.5

チャネルビット
640
レート（Mbit/s）

640

640

640

640

640

640

拡散率

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

ルチパスにより伝搬路は周波数選択性を示す．つまり周波数上で離れたサブキャリヤは，異なる通信路応答の影
響を受ける．このことから，図 6 に示すように DCM に

1.5 UWB の実用化例
UWB は 2007 年度辺りから実用化されている．その応用先としては

より周波数ダイバーシチ効果を利用することができ伝送① ワイヤレス USB

特性を改善する．

②

HDMI の無線伝送③

UWB over Coaxなどが主である．
ワイヤレス USB は表 3 に示すように Laptop PC 及びその周辺機器への搭載が進んでいる．また図 8 のように
薄形 HDTV パネルとチューナ間の HDMI 無線伝送も実

…
+ jd［
d［
I k］
Q k］

f

d［
+ jdQ［k+50］
I k+50］［g（k）］［g（k）+1］b,b,［g（k）+50］［g（k）+51］b,b
図6

用化されている．
表3
製

品

USB Hub

周波数選択制フェージング路の応答と DCM による
周波数ダイバーシチのイメージ

USB Adapter

主な MB-OFDM 搭載製品
メーカ

型番 / 仕様BELKIN

F5U302/4 ポート HUB

ラトック
システム

REX-WUSB1/
4 ポート HUB

CABLES
Wireless USB Kit
UNLIMITEDOLIDATAd［
Q k］

Docking Station Kinsington

Wireless USB
Adapter
Wireless USB
Docking Station

0011

0111

1011

1111

DELL

Inspiron Series
XPS Notebooks

0010

0110

1010

1110

Fujitsu

LifeBook
A6220

LENOVO

Thinkpad
T61/T61P

NEC

LaVie G タイプ J

Toshiba

Portege R400 &Wireless

External HDD

lmationApollo Pro WX

Projector

lmationWireless
Projection Link

Wireless HDMI

HitachiTP-WL700H

d［
I k］
0001

0101

1001

1101

0000

0100

1000

1100

（b
）
［g
（k）］
［g
（k）+1］［g（k）+50］［g（k）+51］,b,b,b（a）サブキャリヤ k

dQ［k +50］
1110

0010

1010

0100

1100

0000

1000

受信機

d［
I k +50］
0111

1111

0011

1011

0101

1101

0001

1001

小特集｜超高速無線通信

0110

Laptop PCs

受信機
送信機

（b
）
［g
（k）］
［g
（k）+1］［g（k）+50］［g（k）+51］,b,b,bW̲Bp̲KM3̲S（b）サブキャリヤ k +50
送信機

図7

DCM の信号点配置

解説論文：超広帯域無線システムの高速化展望

図 8 （株）日立製作所の HDMI の UWB ワイヤレスユニット

27

更に同軸ケーブル上に UWB 信号を流し家庭内の高速

ず，また次世代 MB-OFDM 規格も公表されていない．そこネットワークを構築する UWB over Coax も検討されてで WiMedia Alliance が Web で公開している白書及び主要

いる［9］
．

メンバが申請している特許申請情報などから，次世代 MBOFDM 規格の検討内容を推察する．また IEEE 802.15.3aに提出された資料及び国際会議論文から，MB-OFDM 規

2. UWB 高速化の検討と課題＊

格の高速化に対する課題を検討する ．
（1）バンド結合

2.1 広帯域性と高速化
広く知られているように，通信路容量は以下の式に与えられる［10］．
C ＝ B log（1＋SNR）
2ECMA-368 では約 500 MHz ごとに 13 バンドの割当てが規定されている．これに対して文献［14］は複数のバンドを結合して利用することを検討している．例えば
文献［15］では，図 9 のようにトリプレクサを用いて三

ここで，C は通信路容量，B は通信路の帯域，SNR

つのバンド（1.584 MHz）を同時に利用すれば，1.44 Gbit/s

は受信信号の信号対雑音電力比である． 通信路容量は（MB-OFDM 規格の最大伝送レート 480 Mbit/s×3）の伝送

信号対雑音電力比が改善すれば増加するが，UWB は単

レートが達成可能であるとしている．

位帯域当たりの送信電力が制限されており，信号対雑音
電力比を改善することが難しい．これに対して通信路容量は帯域に比例して増加するため，広帯域が利用可能な
UWB は比較的容易にデータレートを増加できるように考えられる．例えば現行の MB-OFDM システムの帯域幅を米国で割り当てられている 3.1 〜 10.6 GHz の帯域に広げたとすると，非常に単純に考えれば500 Mbit/s × 7/0.5 ＝ 7,000 Mbit/s ＝ 7 Gbit/s
以上のデータレートが実現できる．また，広帯域化する

WiMedia TxRx
Band 1
WiMedia TxRx
Band 2

Triplexer

WiMedia TxRx
Band 3

図9

トリプレクサによる複数バンドの利用（2）高次変調

ことにより分解できるマルチパスが増加し，フェージン

表 2 のように，ECMA-368 で規格化された PHY 層でグによる受信信号レベルの落込みを防ぐ効果もあり，無は一次変調方式として QPSK 若しくは DCM が用いられ

線リンクの信頼性改善につながる［11］
，
［12］
．しかし

ている．これを 16QAM に変更すれば，PHY 層の伝送

実際には広帯域化及びデータレートの高速化は，後述のレートは 2 倍になる．

ように特に伝送距離や受信機の消費電力などとのトレー

しかし一次変調を 16QAM に変更した場合，一シンボ

ドオフとなる．そこで広帯域化と同時に MIMO など等

ルを一つのサブキャリヤで伝送することになり，周波数

価的に SNR を改善する手法や，周波数をより効率良くダイバーシチ利得は得られなくなる．そこで 256QAM

利用するほかの高速化手法も検討されている．

を利用した DCM 方式が検討されている［16］．この方式では，4 符号化ビットを用いて 16QAM 信号を生成し，2.2 MB-OFDM の高速化検討
前章で述べたように，MB-OFDM はワイヤレス USB

二つの 16QAM 信号［Sk Sk ＋ p］を組み合わせて次式より
二つの 256QAM 信号［Dk Dk ＋p］を生成する．

として USB2.0 のデータレートである 480 Mbit/s をサポートする．しかし，このデータレートで薄形 HDTV パ
ネルにチューナから画像情報を伝送するには情報源符号化による情報量の圧縮が必要になる．
他方，WiMedia Alliance では MB-OFDM 規格を Gbit/s
単位の伝送レートへ拡張することを明言している［13］．ただし，WiMedia Alliance の検討内容は一般に公開されておら28＊：な お，2009 年 3 月現在 WiMedia Alliance は活動を停止し，Bluetooth
SIG 及び USB Implementers Forum（USB-IF）が引き続き技術的検討を行うことがアナウンスされている．

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging TechnologiesT

ここで，p は正の整数，T ＝ T である．例えばプリアンブルの比率が下がる．ただし復調誤りによる再送の影響などを考慮する必要がある［15］
，
［18］
．

を選択すると，16QAM 信号［1＋ j，3−3j］ は二つの2.3 高速化における課題

256QAM 信号（1）RF 及びアナログ部
UWB の 送信信号 を 広帯域化 す る 際 に 原状 の MBOFDM の規格との互換性を保つことを考えると，サブキャリヤ間隔を維持したままサブキャリヤ数を増加する方法がある．この場合 OFDM 信号のピーク対平均電に変換される．この 256QAM 信号を異なるサブキャリ

力比（Peak-to-Average Power Ratio： PAPR）が増加する

ヤで送信することにより，周波数ダイバーシチを達成しため送信機側のパワーアンプに高い線形性が求められるかつ伝送レートを増加する．

［19］．高い線形性は効率を犠牲にするため，送信機の消（3）MIMO 伝送

費電力が増加する．

複数の送受信アンテナ素子を利用した MIMO による

また高次変調や MIMO 伝送を用いた場合，受信信号

伝送レートの高速化も検討されている［17］．MIMO にの信号点が等価的に増加し雑音の影響を受けやすくな

よる伝送は，DCM による周波数ダイバーシチだけでなる．したが って，受信機のアナログ部のダイナミック

く，受信側で複数のアンテナを用いることによるアンレンジを広げる必要がある．標準的なトランスコンダク

テナダイバーシチ効果も同時に実現することができる．

タンスアンプ（電圧 - 電流変換アンプ）のダイナミック

文献［18］
では 5 bit の A-D 変換器を受信側で用いた（b）その変調スペクトルの測定結果

レンジはMIMO-DCM 方式，6 bit の A-D 変換器を用いた MIMOQPSK 方式及び 6 bit の A-D 変換器を用い Alamouti 符号を用いた 16QAM 変調方式の 3 方式を比較している．比で与えられる［19］． ここで，g m はトランスコンダク

較の結果，MIMO を用いた 2 方式は受信側のアンテナダ

タンス，k はボルツマン定数（1.38 × 10

イバーシチにより，Alamouti 符号を用いた 16QAM 変調

対温度，∆ f は周波数帯域幅，I方式よりも 1 〜 2 dB 特性を改善している．また MIMO-

したがって，ダイナミックレンジを広げることにより消DCM 方式は MIMO-QPSK 方式よりも 1 dB 程度良い特費電力が増加する．

性を示している．

−23

2
bias

J/K）
，T は絶

はバイアス電流である．

更にバンド結合のように信号の帯域幅を増加すれば，（4）MAC レイヤの改良

図 11 に示すような LC 同調回路の Q 値を下げる必要がPHY 層のデータレートを改善するわけではないが，ある．LC 同調回路は RF 回路の負荷として用いられる．

MAC 層におけるスループット改善にはペイロードを増LC 同調回路の Q 値を下げると，負荷に流れる電流が増加する方法も考えられる． 図 10 は MB-OFDM の送信

加し，これも消費電力を増加する．
そして図 9 のようにトリプレクサを用いて複数の号，ヘッダ信号及びデータ信号で構成されている．デー

UWB モジュールを用いれば，当然ながら消費電力はモ

タ信号は 53.3 〜 480 Mbit/s で伝送され，その長さは 0 〜

ジュール数に比例して増加する．

4,096 octet である．ペイロードを増加すると，相対的にR

PLCP Preamble
e PLCP Header
39.4 Mbit/s

PSDU
53.3 〜480 Mbit/s

PLCP：Physical Layer Convergence Protocol
PSDU：PLCP Service Data Units
図 10

L

パケット構成解説論文：超広帯域無線システムの高速化展望

C

図 11

LC 同調回路29

小特集｜超高速無線通信

パケットの構成である．各パケットはプリアンブル信る．バンド結合により広帯域化し DFT サイズを増加す（2）A-D 変換
高次変調及び MIMO 伝送を利用した場合 A-D 変換器のダイナミックレンジも広くとる必要がある．またバン

ると，DFT 処理のためにゲート数を増加する必要がある．
したがって消費電力及び製造コストが増加する．

ド結合によ って信号帯域幅を広げた場合，当然ながらビタビ復号処理も同様にスループットを確保するた

A-D 変換器のサンプリング速度を増加する必要がある．

めに並列化する必要がある．480 Mbit/s を実現するには

A-D 変換器のダイナミックレンジとサンプリング速0.13 mTSMC プロセスを用いて 4 並列で処理する必要度，そして消費電力の関係として一般に次のような式ががあると見積もられている．960 Mbit/s を実現するには与えられている［20］．

8 並列で処理する必要があると予想される．これに従い必要なゲート数と消費電力が増加する．また複数の誤り（6N ＋ 1.76）/10

Pmin ＝kTfs 10

訂正符号器及び復号器を並列に用いる方式も検討されてここで，fs はサンプリング周波数，N はビット数，Pmin
は最小消費電力である．したがって，高次変調・MIMO

いる［22］．
MIMO 伝送を用いた場合には異なるアンテナからの信も広帯域化も A-D 変換器の消費電力を増加させる．

号を分離する処理が必要になる．この処理においても高（3）ディジタル信号処理

いスループットが求められる．高スループットかつ低計

伝送レートを高速化した場合にディジタル信号処理部

算量で最ゆう（Maximum Likelihood）復号に近い特性をで課題となるのは DFT 処理とビタビ（Viterbi）復号処理得る方式も［23］などで検討されている．

である．これらの信号処理については IEEE 802.15.3a グ（4）消費電力及び伝送距離以上のように UWB の伝送レートを増加するには回路

ループにおいて議論されている［21］．
DFT 処理のスループットを増加するためには並列に処

規模及び消費電力が増加することが予想される．しかし，理する必要がある．表 4 は DFT サイズ，並列数，スルー

これらの課題は CMOS プロセスの微細化によ って解決

プットとゲート数の関係を示している．ここでは 16 bit

し得ると予想される．

の DFT 及び TSMC 社の 0.13 m プロセスを想定してい一方で現在の ECMA 規格との互換性を重視し，同一

表 4 N ポイント 16 bit P 並列 DFT のゲート数のバンド幅で MIMO などにより伝送レートを高速化し

ポイント数
並列数 P
N

64

128
256
512

1,024

4,096

30

た場合，最高データレートにおける通信距離は減少する．

スループット（ µ s）

ゲート数

1

0.512

37 k

2

0.256

62 k

4

0.128

104 k

8

0.064

173 k

16

0.032

341 k

1

1.024

48 k

2

0.512

85 k

1

2.048

67 k

2

1.024

111 k

1

4.096

89 k

2

2.048

145 k

1

8.192

124 k

2

4.096

193 k

本解説論文ではまず UWB の位置付け，強制規格を概

4

2.048

311 k

1

16.384313 k

観した．そして WiMedia Alliance が推進する MB-OFDM

2

8.192

408 k

4

4.096

550 k

また伝搬減衰は周波数の約 2 乗に比例する［24］．したが って，伝送距離は 3 〜 10 GHz の UWB 用の帯域のう
ちどのバンドを利用するかにも依存する．広帯域化のために高い周波数のバンドを利用すると，伝送距離は短くなってしまう．
したがって，伝送レートの高速化は UWB デバイスの用途に応じてコスト及び消費電力を鑑みながら適切に実現する必要がある．

3. む す びの概要を説明した．次世代 MB-OFDM については情報が限られているが，特許情報などから MB-OFDM の高速化について推察した．一般的には高速化は信号帯域幅
通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologiesを増加することによって達成し得るが，消費電力及びコストの増加につながる．ほかの高速化手法も同様である．
しかし，将来的には CMOS プロセスの微細化によ って解決する問題であると予想される．プロセスの進化に伴い，Gbit/s の伝送レートを実現する UWB デバイスが市場に現れるであろう．また低コスト化のためには日米欧の強制規格を適切に調和し，同一デバイスが世界中に流通するようにすることが望まれる．
謝 辞
本解説論文はマルチメディア移動アクセスフォ ーラ
ム UWB ワーキンググループメンバーの協力により作成しました．記してここに謝意を示します．
文 献

解説論文：超広帯域無線システムの高速化展望（平成 21 年 5 月 12 日受付，7 月 30 日再受付）

眞 田 幸 俊（正員）
平 4 慶大・理工・電気卒．平 9 同大
大学院理工学研究科博士課程了．同
年東工大・工・助手．平 12（株）ソニー
コンピュータサイエンス研究所入社．
平 13 慶大・理工・講 師．平 16 同大・理工・助教授．平 19 同大・理工・准教授，現在に至る．MMAC フ ォーラ
ム UWB-WG リーダ．

31

小特集｜超高速無線通信［1］ 野田正樹， 高速 UWB（Ultra wideband）通信の最新動
向， 情報処理，vol .49，no. 12，pp. 1445-1453，Dec.
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at Constanta on the harmonised conditions for devices
using Ultra-Wideband（UWB）technology in bands
below 10.6 GHz, ECC Decision, ECC/DEC/（06）04,
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Matters（ERM）；Short Range Devices（SRD）；Technicalcharacteristics of Detect-And-Avoid（DAA）mitigation
techniques for SRD equipment using Ultra Wideband（UWB）technology, ETSI TS 102 754, June 2008.
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［16］ A. Batra and D. W. Waters, System and method for dualcarrier modulation encoding and decoding, US Patent
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［17］ J. Yang, A. Seyedi, D. Birru, and D. Wang, Design andperformance of multi-band OFDM UWB system withmultiple antennas, Proc. IEEE PIMRC 2007, Athens,
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［19］ R. Harjani, J. Harvey, and R. Sainati, Analog/RF
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［22］ D. W. Waters and A. Batra, System and method forincreased data rate modes using multiple encoders/
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［23］ J. Yang and M. Ghosh, System, apparatus and method
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Proc. IEEE, vol.97, iss. 2, pp.353-371, Feb. 2009.

解説論文

小特集｜超高速無線通信 ―駆け抜けるワイヤレス通信―

MIMO による超高速化
MIMO Technologies for Ultra High-speed Wireless Transmission
小川恭孝†

Yasutaka Ogawa

†

大鐘武雄

†

Takeo Ohgane

†

西村寿彦

†

Toshihiko Nishimura†

数十 Gbit/s 以上の超高速通信が必要になった場合，
MIMO 伝送が必須技術となることは容易に想像できる．しかし，実際に超高速伝送を実現できるかどうかは，
アンテナ本数のみならず，周波数帯，伝搬環境，実装技術に大きく依存する．特に超高速伝送が使用されると考えられる見通しのある解放空間では，空間相関が高くなるため，MIMO 伝送の効果が減少する．したがって，アンテナ配置や伝搬構造の能動的最適化など，改善手法について述べる．
無線通信，超高速，アンテナ，MIMO

1. ま え が き

（
x t）

（
y t）
（
z t）

家庭内ネットワークや KIOSK 端末との無線通信アプ
リケーションなど高速な無線伝送への要求が現実的な

図1

単一アンテナ対の伝送路モデル

ものとなっている．例えば，1 層 Blu-ray Disc の容量はパルス応答が単一インパルスで与えられるとき，シャ約 25 GByte である． この 1 枚のデータを無線 LAN 規

ノンのチャネル容量は以下の式で表される．

格 IEEE 802.11a を用いて 54 Mbit/s で伝送した場合，1c ＝ log（1＋ ）（1）

時間以上の時間を必要とする．しかし，50 Gbit/s の伝送

ただし， は受信信号 W̲Bp̲KO1̲S（y t）の SN 比，c は 1 秒 1 Hz 当が可能となれば，4 秒で伝送できてしまう．このように，たりのチャネル容量である．この単純な式は，単一アン

近い将来には数十 Gbit/s 以上の超高速伝送が必要となる

テナ対の伝送システムでは，超高速伝送が非常に困難かもしれない．現在では非常識といえるこのような超高であることを示している．例えば，SN 比が 10 dB（ 真

速伝送を実現する上で，MIMO（Multiple-Input Multiple-

値 10）であるとき，チャネル容量は約 3.5 bit/（s・Hz）でOutput）伝送は最も重要な技術の一つである．ここでは，ある． これを 10 倍にするためには，SN 比を dB 値で

MIMO 伝送による超高速化を想定し，その実現性につい約 10 倍にしなければならない．実際， ＝100 dB（真値て検討を行う．

10,000,000,000）としても，得られるチャネル容量は約33.2 bit/（s・Hz）にすぎない．
以上の問題を解決する最も簡単な手法は，もう一つ伝

2. シャノン（Shannon）のチャネル容量

送路を増やすことである．図 2 に二つの並列化を行った
例を示す．このとき，全体のチャネル容量は各チャネル容

図 1 に送受信機に単一のアンテナのみを有する場合の量の和で与えられる．仮に，図 1 の場合と全体の送信電システムモデルを示す．ここで （x t）は送信信号，z（t）は力が同一になるよう制限を加えると，各チャネルの SN 比白色ガウス雑音，y（t）は受信信号である．伝送路のインは，図 1 の場合の 1/2 になる．前述の SN 比 10 dB の例
では，図 2 の場合，各チャネルの SN 比が 7 dB となる．

† 北海道大学大学院情報科学研究科，札幌市
G raduate School of Information Science and Technology, Hokkaido
University, Sapporo-shi, 060-0814 Japan32

このとき，それぞれのチャネル容量は約 2.6 bit/（s・Hz）となり，全体で 5.2 bit/（s・Hz）が達成できる．このように
通信ソサイエティマガジンNo.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

x（
1 t）

y（
1 t）
z（
1 t）
y（
2 t）

x（
2 t）

z（
2 t）
図2

とで，次式のように定式化する．
（t）y ＝ Hx（t）＋（t）
z
ここで，H は Nrx × Ntx 次元のチャネル行列と呼ばれる．
このとき，Telatar［1］によって導出された MIMO のチャ
ネル容量は
（2）

単一アンテナ対伝送システムの並列化

単純に二つの並列化を行うことで，約 1.5 倍の改善が得で与えられる．ここで，I は単位行列， は Ntx 個の送信られるのである．

信号の全送信電力を一つの送信信号に集中し送信アンテ

このような並列化は，有線伝送では想像しやすい．しかし，無線伝送では，送信された信号が空間に広く放射W̲Bp̲KO2̲S

ナ 1 本で送信したときの受信 SN 比である．また，detは括弧内の行列の行列式を表す．

されるため，図 2 のような単純な並列伝送では表すことができない．次に，このような複数の送受信アンテナ対

x（
1 t）

y（
1 t）

1

を持つ無線伝送システムについて考えよう．
1

図4

有するシステムを MIMO システムと呼ぶ．図 3 は送信アンテナ本数 Ntx，受信アンテナ数 Nrx としたときのシス1
伝送距離

図 1 と異なり，送受信機がともに複数のアンテナを

z（
1 t）

y（
2 t）

x（
2 t）

3. MIMO 伝送システム

1

z（
2 t）

チャネル容量が低い例

このままでは，MIMO システムのチャネル容量が具体的に想像できないので，簡単な例を考えてみよう．図 4

テムモデルである．

は，送信アンテナの間隔，及び受信アンテナの間隔と比
x（
1 t）

y（
1 t）
z（
1 t）

x（
2 t）

較して，伝送距離が極めて大きい，自由空間伝搬の例である．このとき，各チャネルの伝送距離はどれもほぼ同一となるため，チャネル行列 H は

y（
2 t）
z（
2 t）

…

…

（t）
yNrx

と表すことができる．これに，例として SN 比 10 dB（真値 10）と送信アンテナ数 2 を代入すると，式（2）の括弧
内の行列は

zN（
tx t）
図3

MIMO システムモデル

今，i 番目の送信アンテナから j 番目の受信アンテナへの伝送路応答を hji とするととなり， 行列式として 21 が， チャネル容量として4.4 bit/（s・Hz）が得られる．これは，図 1 の場合より 0.9
bit/（s・Hz）しか増加していない．
一方，図 5 に送信アンテナを離し，受信アンテナの配置方向と平行な方向に設置した場合を示す．このとき，
受信アンテナの間隔を中心周波数の半波長程度として，W̲Bp̲KO3̲Sと書くことができる．これをベクトル / 行列表示するこ
解説論文：MIMO による超高速化

h11 と h21 との位相差が /2 となるようにし，それ以外の伝送距離をほぼ同一とすると，チャネル行列 H は
33

小特集｜超高速無線通信

xN（
tx t）

W̲Bp̲KO4̲Sフェージングを発生させて平均化した）結果を図 6 に示
す．ここで，送受信アンテナ数は等しいものとし， が

x（
1 t）

10 dB と 20 dB の二つの場合について調べた． 図から，
平均チャネル容量は送受信アンテナ数に「比例して」増加していることが分かる．MIMO 伝送が超高速伝送の鍵−1 1となるのは，このような性質があるからである．

y（
1 t）
1
x（
2 t）

具体的な数値で表してみよう．レイリーフェージング

z（
1 t）

1

環境では，前述の SN 比 10 dB の場合にアンテナ 1 本で約 2.9 bit/（s・Hz）となる．これをアンテナ本数 10 本にす

y（
2 t）

ると，約 30 bit/（s・Hz），すなわち，ほぼ 10 倍のチャネ

z（
2 t）
図5

ル容量が達成できる．これは SN 比を 100 dB にするよりは，現実的であるといえる．

チャネル容量が高い例

では，実際に多素子数の MIMO 環境を実現する場合，
このような特性が得られるのだろうか．次に，実伝搬環
境も考慮した特性について議論する．

と表すことができる．これに，前と同じパラメータを代入すると，式（2）の括弧内の行列は4. 実伝搬環境での MIMO 伝送特性W̲Bp̲KO5̲Sとなり， 行列式として 121 が， チャネル容量として超高速伝送の一つのアプリケーションに家庭内ネット

6.9 bit/（s・Hz）が得られ，図 1 の約 2 倍の容量が達成でワークが考えられる．そこで，図 7 のような送受信アン

きる．このように，MIMO 伝送の性能は，チャネル行列

テナ間が見通せる解放空間での MIMO 伝搬特性を取得の性質に大きく依存する．

した結果
［3］
について見てみよう．ここでは，送受信アン

理論的には，チャネル行列の特異値分解を用いること
でより詳細な議論ができる［1］，［2］．ここでは，数値結果のみを確認してみよう．一例として，チャネル行列の各要素が独立な平均値 0 の複素ガウス過程に従う（レイリーフェージングする）ものとし，平均的なチャネル
容量を求めた（モンテカルロ法により 10,000 回の異なる

Average Capacity（bit/（s・Hz））

120

Average SNR＝20 dB
Average SNR＝10 dB

10080

解放空間の一例

図7

60
40

#3
#4

20
0
0

5

10

15

TX
#1
#2

y
#2
#1
x

20

RX
#4
#3

y

x

Number of TX/RX Antenna Elements（Ntx＝Nrx）

図6

34

送受信アンテナ数対平均チャネル容量

図8

送受信アレー配置

通信ソサイエティマガジンNo.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

テナがそれぞれ図 8 に示すように，4 素子線形アレーが波長とした場合（図 9（a））と 1 波長とした場合（図 9（b））

対向している場合を考える．なお，送受信機の間隔はの結果である．ただし，Rrx の各要素の絶対値を三次元

4 m とした．

的に表示した．

このような伝搬環境において，送信アンテナ及び受信

図 9 の結果から，0.75 波長程度では，空間相関が非常

アンテナ間のフェージング相関（空間相関）を取得した．

に大きいことが分かる．この影響を探るため，空間相関

それを行列形式で表したものをフェージングの空間相関を以下の指数減衰モデル

行列と呼び，次式のように定義する．
で表し，チャネル行列をクロネッカー（Kronecker）モ
ここで，Rtx の第（i, j）要素は i 番目と j 番目の送信アンデル［4］で表した場合の平均チャネル容量を評価する．

テナ間のフェ ージング相関を表す．Rrx も同様である．

ただし，［ ］ij は括弧内の行列の第（i, j）要素，また，

例えば，どの送受信アンテナでも同一のフェージング変は［0, 1］の実数である．なお，本稿で想定する超高速伝動をしているとき，Rtx，Rrx ともに要素がすべて 1 の行

送は，本来見通し環境で実用化されると考えられる．こ列となる．このとき，図 4 の特性が悪いチャネルである

こでは，簡単のため，指数相関モデルを用いたレイリー

ことが分かる．一方，素子間でフェージングが独立な場

フェージング環境を考えることにする．

合であれば，単位行列となる．すなわち，平均的には，

図 10 はこのモデルにおける，平均チャネル容量であ

図 5 のような特性の良いチャネルであることが分かる．

る． ただし， は 20 dB とした． 実線は ＝ 0 の場合

このように，空間相関行列は，MIMO 伝送品質を定性的（チャネル行列の各要素が独立な場合）であり，図 6 の実に調べる上で，重要な指標となる．

線と等しい．これに対し，図 9（a）の結果から ＝ 0.9 とここでは送受信配置が同一であるため，受信空間相関した場合が点線である．アンテナ素子数の増加とともにのみ図 9 に示す．周波数は 5 GHz 帯で，素子間隔を 0.75

劣化が顕著になり，10 素子以上では，独立の場合の半分以下のチャネル容量しか得られないことが分かる．

（a）0.75 波長

Average Capacity（bit/（s・Hz））

120100

ρ ＝0.0ρ ＝0.9Average SNR＝20 dB

80
60
40
20
5
10
15
20
Number of TX/RX Antenna Elements（Ntx＝Nrx）

図 10

平均チャネル容量と空間相関

このように空間相関が MIMO チャネル容量に与える影響は非常に大きい．したがって，実伝搬環境では，空間相関を低減することが重要である．図 9 の例は，アン（b）1 波長図9

解放空間における空間相関の一例

解説論文：MIMO による超高速化

テナ間隔を 1 波長に増加させることで相関を大きく低減
W̲Bp̲KO10̲S

できることを示している．そこで，図 10 と同一条件で，送受信アンテナ数をそれぞれ 10 と固定し， をパラメー
35

小特集｜超高速無線通信

00Average Capacity（bit/（s・Hz））

60

Average SNR＝20 dB
Ntx＝Nrx＝1050

張出しアンテナ

40

30

20
0

通信機器

0.2

0.4

0.6

0.8

1

Correlation ρ

図 11

図 12

アンテナ分散配置の例

空間相関とチャネル容量

クなどの場合には不向きである．そのため，分散されたタとして平均チャネル容量を求めた結果を図 11 に示す．
＝ 0 では約 54.9bit/（s・Hz）が達成できるのに対し，アンテナと通信機器とのリンクを無線光通信に置き換えることなどが考えられる．
W̲Bp̲KO12̲S＝ 0.9 では半分以下の約 26.4bit/（s・Hz）しか得られない．

一方，より積極的に MIMO 伝搬路を制御するには図

しかし，図 9（b）の例と同等のρ＝ 0.5 で得られる平均13 のような通信機器が必要かもしれない．相関が高い場

W̲Bp̲KO11̲S
チャネル容量は約 48.9bit/（s・Hz）であり， ＝ 0 からの合には，左右の金属製反射板をモータで移動させること

劣化量は 10％程度に抑えられている．このように，空間で反射パスの経路を変化させたり，上部の噴出口から小相関を少しでも低減できれば，チャネル容量の劣化は十さな金属片を吹き出すことで乱反射を増加させることが分避けられると期待される．

可能である．

金属片噴出口5. 空間相関の低減手法
ここでは，具体的な空間相関低減手法について，幾つか検討してみよう．
原理上最も簡易な手法は，図 9（b）のように素子間隔可変反射板を増加させることである．例えば，周波数が 5 GHz の場
合，波長は約 6 cm であり，1 波長間隔の 10 素子線形アレーの大きさは約 54 cm となる．大形の液晶テレビには

図 13

伝搬路を制御可能な MIMO 送受信テレビ？

取付け可能なサイズかもしれないが，ノートパソコンよりは大きくなってしまう．この問題は後述するように周

反射物体

波数を上げることで解消される．
素子間隔を更に拡大する手法には，図 12 に示すようなアンテナ分散配置が考えられる．送受信アンテナのみ

x（
1 t）

z（
1 t）

（ あるいは周波数変換も含めて）を通信機器から遠くに分散させて配置すれば，空間相関の低減とともに，カバ
レッジの拡大も図ることができる．

x（
2 t）

36

W̲Bp̲KO13̲S

y（
2 t）
z（
2 t）

ただし，実際にアンテナを分散させるためには長いケーブルを使用しなければならず，家庭内ネットワー

y（
1 t）

図 14

反射物体による空間相関の低減

通信ソサイエティマガジンNo.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

図 13 のように乱反射を増加させれば，図 14 のように最大チャネル容量からの劣化を十分抑えることができ送受信機間のパスが増加する．種々の伝送距離を持つパる．したがって，理論上はどこまでも伝送速度を増加さスが存在すれば，図 4 のような特性の悪いチャネルを改せることが可能である．

善できると期待できる．

例えば，周波数を 5 GHz とし，割り当てる帯域幅をしかし，このような機器は，あくまでも架空のもので，100 MHz（比帯域 2％）とする．このとき，SN 比 20 dB，

実際には極めて受け入れ難い．より現実的な解としては，

空間相関 0.5 の場合では，図 11（ 送受信アンテナ数 10

図 15 に示すように，寄生素子などを用いて各素子の指の場合）より帯域 1 Hz 当たりの平均チャネル容量が約向性を可変にし，最もチャネル容量が増加する指向性の48.9 bit/（s・Hz）であることから，全帯域でのチャネル容組を用いるなどすることが必要であろう［5］．

量は約 5 Gbit/s が達成可能である．この更に 10 倍，す例えば図 16 の例では，図 14 のパスのうち，灰色の指

なわち 50 Gbit/s を達成するためには，送受信アンテナ素

向性アンテナを用いることで図 5 のような性質の良いも子数を 100 としなければならない．1 波長間隔の線形アのだけを選択し，チャネル容量を増加させると考えられる．

レーでは，サイズが 5 m 以上となってしまう．
仮に大開口のアレーが設置できたとしても，百次元のリアクタンスを変化させ指向性を切り換える
実効単体素子実効単体素子

行列処理を取り扱い，50 Gbit/s の速度で処理可能な信号処理回路が必要である．これは，MAP 検出はもちろん，
空間フィルタなどの逆行列演算を考えても非常に困難で
ある．

………

一方，周波数を 50 GHz とすると，同じ比帯域 2％の条件で 1 GHz の帯域幅を確保することができる．この場

可変リアクタンス
寄生素子

合，同一 SN 比 / 空間相関の条件では，送受信アンテナ
を 10 素子とすることで 50 Gbit/s が実現可能である．こMIMO 送信機 / 受信機のとき，信号処理の次元は十次元に低減されるとともに，
図 15

素子指向性を可変とする MIMO 送受信機

1 波長間隔の線形アレーの大きさも約 5 cm になり，コン
パクトに実装できる利点も得られる．
ただし， 自由空間伝搬損が周波数の 2 乗に比例する反射物体

ことに注意しなければならない．周波数が 5 GHz から
50 GHz に増加すると，減衰量も 20 dB 増加する．一方，

x（
1 t）

y（
1 t）

W̲Bp̲KO15̲Sx（2 t）

受信増幅器を使用すると仮定すると，雑音電力も 10 dB増加する．したが って，同一の送信電力（5 GHz で SN

y（
2 t）

比 20 dB となる送信電力）とすると，SN 比は−10 dB と

z（
2 t）

なってしまう．このとき，空間相関 0.5 の条件では帯域指向性制御によるパスの選択

1 Hz 当たりの平均チャネル容量が約 1.3 bit/（s・Hz）とな
り，帯域全体でも約 1.3 Gbit/s にしかならない．
周波数と伝搬損の結果も考慮し，5 GHz 帯での受信SN 比を基準として，同一送信電力，同一距離，同一雑6. 実装上の問題

音指数（すなわち SN 比が周波数の 3 乗に反比例）とい
う条件と，空間相関 0.5，比帯域 2 ％ を仮定した場合にこれまで述べたように，MIMO 伝送は送受信アンテナ

おいて，全帯域での平均チャネル容量を求めたものを図数と比例してチャネル容量を増加させることが可能であW̲Bp̲KO14̲S

16 に示す．5 GHz と 50 GHz で同一伝送距離という仮定

り，伝搬路の状況が劣悪でなければ，理想的に得られるには無理があるものの，高周波数化 MIMO が「超高速伝解説論文：MIMO による超高速化

37

小特集｜超高速無線通信

図 16

z（
1 t）

雑音の帯域が 10 倍となるため，同一の雑音指数を持つ

文 献

Average Total Capacity（Gbit/（s・Hz））

25

20

Average SNR @ 5GHz = 40 dB
Average SNR @ 5GHz = 30 dB
Average SNR @ 5GHz = 20 dB
Bandwidth Ratio = 2%

15

10
5
0
5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

Frequency（GHz）

図 17

SN 比が周波数の 3 乗に反比例すると仮定したときの全帯域での平均チャネル容量（比帯域 2％，送受信アンテナ数 10 × 10，空間相関 0.5）

送」の単純な解とはならないことだけは理解してほしい．
以上から，超高速化を図るためには，多素子 MIMOを実装する上で［1］ E. Telatar, Capacity of multi-antenna Gaussianchannels, European Trans. Telecommun., vol. 10, no. 6,
pp. 585-595, Nov./Dec. 1999.
（URL：http：//mars.bell-labs.com/papers/proof/）［2］ 大鐘武雄，小川恭孝，わかりやすい MIMO システム技術，
オーム社，東京，2009.
［3］ H. Nishimoto, Y. Ogawa, T. Nishimura, and T. Ohgane,
Measurement-based performance evaluation of
MIMO spatial multiplexing in a Multipath-Rich indoor
environment, IEEE Trans. Antennas and Propag., vol.
55, no. 12, pp. 3677-3689, Dec. 2007.
［4］ D. Shiu, G. Foschini, M. Gans, and J. Kahn, Fading
correlation and its effect on the capacity of multi-element
antenna systems, IEEE Trans. Commun., vol. 48, no. 3,
pp.502-513, March 2000.
［5］ D. Piazza, N. J. Kirsch, A. Forenza, R. W. Heath,Jr., and K. R. Dandekar, Design and evaluation of areconﬁgurable antenna array for MIMO systems, IEEE
Trans. Antennas and Propag., vol. 56, no. 3, pp. 869-881,
March 2008.
（平成 21 年 5 月 8 日受付，8 月 3 日再受付）① 多素子 MIMO 信号処理
② 多素子アンテナ配置（＋低相関化）③ 高周波数化による SN 比劣化の補償の問題を同時に解決しなければならないといえる．
ただし，これは技術者にとって決して悲観的なことではない．単に送受信素子数を増加させるだけでなく，幾つかの技術課題が待ち受けていることこそ，まさにこれからの技術革新を期待させるのである．

小 川 恭 孝（フェロー）
昭 53 北大大学院博士課程了．昭 54
同大工学部講師，現在，同大大学院情報科学研究科教授．この間，
アダプティ
ブアレーアンテナ，ディジタル通信シ
ステムに関する研究に従事．平 4 ～5 米国オハイオ州立大客員研究員．平18 年度本会論文賞など受賞．工博．

大 鐘 武 雄 （正員）

7. む す び
以上，超高速伝送時の MIMO 伝送技術について，発生すると思われる問題点や，改善手法について簡単に述
べた．MIMO 伝送の理論は，チャネル容量がアンテナ構造を含んだ伝搬環境に大きく依存していることを如実に

昭 61 北大大学院修士課程了．同年郵政省電波研究所入所．
（株）ATR 光電波通信研究所を経て，現在北大大学院
情報科学研究科准教授．この間，移動通信の研究に従事．平 17 ～ 18 英国
ブリストル大客員研究員．平 18 年度
本会論文賞など受賞．博士（工学）．

示している．したがって，超高速伝送がどのような環境

西 村 寿 彦（正員）

で必要になるかをイメージすることが重要である．また，

平 10 北大大学院工学研究科博士後期課用いられる信号処理量と回路規模も当然考慮しなければならない．超高速伝送の MIMO 伝送による実現は，理論上は簡単でも，実装には努力が必要であろう．

程了．同年同大大学院工学研究科助手，
現在，同大大学院情報科学研究科助教．
この間 MIMO システムによる高速通信に関する研究に従事．平 11 年度本会学術奨励賞，平 18 年度本会論文賞など受
賞．博士（工学）．

38

通信ソサイエティマガジンNo.11［冬号］2009最近の研究開発成果の紹介

インパルス無線方式による 10 Gbit/s 超の伝送
富士通株式会社，（株）富士通研究所
まえ がき
山間，離島など光ファイバによる基開口を持つ良好な検波出力を得ることとで生成する．波束の幅は BPF の通過に成功した．

−1

帯域幅の逆数（B ）に比例する．

無線伝送特性

幹回線整備が困難な地域では，ファイ

RF 送信部には，70 〜 100 GHz 帯でバ並みの伝送速度を有する固定無線シ

平たんなエネルギーを取り出すため，半ホーンアンテナを取り付けた送受信

ステムの導入が待たれている．毎秒 10

値幅 10 ps 以下の極短パルスを出力する装置を対向させ，OC-192 準拠の伝送速

ギガビット（10 Gbit/s）を超える無線通PG が必要となる．そこで，高速特性及度（9.95328 Gbit/s）において無線伝送特

信には，周波数帯域の確保が容易で，大び低雑音特性に優れたゲート長 0.1 m性を評価した（図 2）．その結果，ミリ気減衰が極小とな って比較的長距離のインジウムリン系 HEMT（InP HEMT）

波帯 IR 方式では世界で初めて，ビット通信に適した 70 〜 100 GHz 帯ミリ波のを 用 い て PG を 開発 し た．InP HEMT

誤り率 10−12 以下で 10 Gbit/s データの利用が有効である．しかし，そのようの遮断周波数 fT は 270 GHz である．評

伝送を確認した．

な高周波で動作する電子部品は単機能価の結果，半値幅 6.5 ps，ピークジッタ

品が多く，装置の小形・ 低コスト化が1.3 ps の世界最高性能を確認した．このむすび

進んでいない．そこで，従来方式より極短パルスは 100 GHz まで平たんなス

ミリ波 IR 通信装置を開発し 10 Git/s

小形・ 低コスト化が可能なインパルス

ペクトルを有する．一方 BPF は，アル無線伝送を実証した．これにより，小無線（IR）方式の適用を提案し，それにミナ基板上マイクロストリップ結合線

形・ 低コストな大容量無線基幹回線を基づく通信装置を開発した［1］．本稿で路の 5 段接続構成とし，通過帯域 78 〜

構築するための基盤技術を確立するこは，開発した無線通信装置とその伝送

93 GHz， 通過損 1.5±0.1 dB， 群遅延とができた．

特性について報告する．

100±10 ps と低損失かつ平たんな特性〈謝辞〉
本研究は総務省委託研究「電波資源拡大のための研究開発」の一環として実施した．

を示す．

開発したミリ波 IR 通信装置

RF 受信部には，高利得・広帯域に加開発した IR 通信装置（図 1）は，従え，波形ひずみを抑制するため群遅延来の通信装置で不可欠だ った発振器や平たん性も要求される．InP HEMT を■ 参考文献その周辺回路が不要となり部品点数が用いて試作した低雑音増幅器（LNA）

減少するため，より小形・ 低コスト化の群遅延偏差は＋10 ps と正の値を有が可能となる．送信ミリ波パルス（波束）し，アンテナとの結合導波部の群遅延

は，短パルス発生器（PG）で出力する超偏差（−20 ps）を補償する．その結果，

広帯域短パルスから，フィルタ（BPF）

10 Gbit/s において非常にクリアなアイ

ミリ波パルス
（波束）

フィルタ
（BPF）

短パルス
発生機
（PG）

送信
増幅器
（PA）

RF 送信部

光ファイバ
通信網（10 Gbit/s）
光信号

光信号

送信信号処理部

図1

アンテナ

低雑音
後置増幅機
増幅機
（LAN） （LA）

RF 受信部

受信信号処理部

インパルス無線（IR）通信装置

最近の研究開発成果の紹介

ビット誤り率検波器（DET）［1］Y. Nakasha, M. Sato, T. Tajima, Y. Kawano,
T. Suzuki, T. Takahashi, K. Makiyama,
T. Ohki, and N. Hara, IEEE MTT-S Int.
Microwave Symposium 2009, pp. 553-556.

10 Gbit/s 光信 号
（入力）
（出 力）

10

−2

10

−4

10

−6

10

−8

10

−10

10

−12

受信機

電気信号

送信機

電気信号

により所要帯域成分のみを抽出するこ

送信 信号処理 部

RF 送信部

受 信信号処 理部

RF 受信部

OC-192, FEC On
PN31

0

10
20
送受信機間の距離（cm）

図230

無線伝送試験結果

39

解説論文

小特集｜超高速無線通信 ―駆け抜けるワイヤレス通信―

高周波数帯無線による超高速化
Ultra High-speed by High-frequency Wireless Communication
上羽正純

†1

Masazumi Ueba

†1

東

充宏

†2

Mitsuhiro Azuma

清水

†2

聡

†3

Satoru Shimizu†3

近年移動通信システムにおいては，さまざまな高速伝送サービスが提供されつつあり，今後更なる高速伝送が期待されている．このような状況において，高周波数帯無線を用いた高速伝送も一つの候補であり，最近では米国を中心にギガビットクラスの伝送速度の製品が提供されつつある．本稿では，このような状況において我が国でのミリ波を用いた高速伝送に関する研究開発の一つである超高速ギガビット無線 LAN の取組みを紹介する．
ミリ波帯，ギガビット伝送，セクタ切換アンテナ，変復調 , メディアアクセス制御

達情報量の増大により世界的に通信速度の高速化が求

1. ま え が き

められている．無線 LAN の物理層での伝送速度の動向
を図 1 に示す．現在マイクロ波で一般的に利用されて多くの人やモノがネットワークを通してつながるユ

いる無線 LAN は IEEE802.11a/g であり，物理層での伝ビキタスネットワーク社会に向け，無線通信の役割，重送速度 54 Mbit/s，スループットが約 20 Mbit/s 程度であ要性は今後ますます増大していく．現在の無線 LAN のる．このスループットは普及段階では十分であったもの

通信速度は数 M 〜数十 Mbit/s である．今後ディジタルの，動画配信をはじめ広帯域なアプリケーションの増大

コンテンツの容量が増大し，多人数が同時に利用するこには不十分となってきている．次世代の無線 LAN につとを想定すると，将来的には更なる高速化が必要である．

いては，LAN の標準化委員会である IEEE802 委員会傘

このため，ホットスポットサービスやオフィス・住宅

下の Working Group 11 にて数百 Mbit/s の伝送速度を実における LAN の高速化を目的として，ミリ波と呼ばれ現する IEEE802.11n の標準化完了が間近である．更に高る高周波数帯を用いた 超高速ギガビット無線 LAN の研速化を目指し 5 GHz 帯，60 GHz 帯の二つの Task Group究開発 を推進している．本論文では，その研究開発のTGac，TGad において MAC 層で 1 Gbit/s 以上を目標と成果並びに更なる超高速化に向けての課題を紹介する．

する標準化が進められ，2013 年ごろの標準化完了を目

2. ミリ波を用いた無線通信の技術・製品動向
2.1

無線 LAN 通信速度のトレンド

近年， 無線 LAN モジュ ールのパソコン内蔵化が進
み，家庭，オフィスでの利用が急増している．また，伝†1 （株）国際電気通信基礎技術研究所 波動工学研究所，京都府
	ATR Wave Engineering Laboratories, Kyoto-fu, 619-0288 Japan†2 富士通株式会社，川崎市
	Fujitsu Limited, Kawasaki-shi, 211-8588 Japan†340

沖電気工業株式会社，東京都
Oki Electric Industry Co., Ltd, Tokyo, 105-8460 Japan

物理層伝送速度（Mbit/s）

指している．
10,000802.11ac

1,000

802.11n100

802.11a/g
802.11b10
1
1995

802.11
2000

2005

2010

2015 年

Source:IEEE 802.11, The working group setting the standards
for wireless LANs, http://www.ieee802.org/11/
図1

無線 LAN 速度の動向

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

2.2

ミリ波 WPAN の技術及び標準化動向

ミリ波を用いた高速伝送無線通信システムの WPANに近年ミリ波帯性能が著しく向上し，ギガビット伝送実
現レベルに到達しつつある．

（Wireless Personal Area Network）は，2003 年ごろから
情報通信研究機構（NICT），沖電気工業を中心に IEEE
802 の Working Group15 に て TG3c が 立 ち 上 げ ら れた． その後， 国内企業中心のミリ波 WPAN 実用化推

表260 GHz-CMOS デバイスの技術動向

電力増幅器
低雑音増幅器 変復調器 発振器
テクノロジー
飽和出力
位相雑音
ノード
利得 雑音指数 変換利得
電力 P1dB（ / ）（nm）（dBm）（dB） （dB） （dB） dBc Hz（dBm）
＠1 MHz

進組織である CoMPA（Consortium for Millimeter Wave

90

11.31） 10.51）

154）

4.44）

―

−957）

Practical Applications）が主導的に進めている［1］．

6511.52） 2.52）

22.35）

6.15）

―

―

6）

6）

一方，家電メーカを中心とする団体 WirelessHD では，
AV 機器，例えば DVD プレーヤや STB（セットトップボックス）から HDTV への無線接続をねらってデファク
トスタンダード化が進められており，2009 年 4 月から
製品が市場に出回っている．これら二つの規格は，干渉回避技術導入で共存を図り，2009 年内には日本主導の技術として標準化の予定である．
2.3

45

3）

13.8

3）

11

26

6

6）

25

−758）

1）NEC（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.558-559，Feb. 2008）
2）Deft 大学，IBM（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.380-381，Feb. 2009）3）IMEC，KU Leuven，Vrije 大 学（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.382383，Feb. 2009）4）Intel，Electrical Engineering Technion（2008 IEEE RFIC
Symposium，pp.61-64，Jun.2008）
5）Ruhr 大学（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.192-193，Feb. 2008）
6）IMEC，KU Leuven，Vrije 大 学（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.492493，Feb. 2009）7）Georgia 工科大学（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.130-131，Feb. 2008）8）IMEC，Vrije 大学（ISSCC Dig. Tech. Papers，pp.494-495，Feb. 2009）

ミリ波関連の技術開発・製品動向

ミリ波の広帯域性を利用して，国内外では古くからミ

3. 超高速ギガビット無線 LAN システム

リ波を用いた高速伝送システムの研究開発が推進されている．これらの結果，試作並びに製品として，表 1 に示すような物理層での伝送速度を達成している．
表1
年

ミリ波による高速伝送の達成成果（研究開発レベル，製品）
機

関

伝送速度

内

容

1997 NICT

52 Mbit/s ATM ベース 1）

1998 NICT64 Mbit/s IP ベース 2）

1999 NICT156 Mbit/s 38 GHz 帯無線 LAN3）

2005 NEC

1.5 Gbit/s ASK による Ether・画像 4）

利用環境と目標

3.1

本無線 LAN の研究開発では， 図 2 に示すようにオ
フィスを代表的な例とした利用環境を想定している．天井に設置したアクセスポイント（以下，AP）と，デスク上にある複数のユーザ端末（ 以下，UT）であるノート
PC との間でのギガビット伝送を行う．
アクセスポイント（AP）
5m

2007 エムメックス 1.5 Gbit/s ASK による画像伝送 5）2007 Georgia 工科大

5 Gbit/s ASK によるデータ・画像伝送 6）2008 WirelessHD

3.8 Gbit/s OFDM を用いた画像伝送 7）

r

θ

h

ユーザ端末
（UP）
10 m
図2

3.2

利用環境

ミリ波帯による超高速無線 LAN の課題

また，ミリ波高速伝送実現のためのミリ波デバイス特高速化という点では，ミリ波帯はほとんど利用されて性は，
OFDM 変復調方式の場合，電力増幅器の P（dB）＞
1

いない周波数帯のため数 GHz という広い帯域幅の確保

16 dBm， 低雑音増幅器の NF ＜ 6 dB， 発振器の位相雑が容易なことが大きなメリットである．このため，変復音＜−100 dBc/Hz@1MHz などが挙げられる．商用回路

調によっては簡単な回路構成が採用でき，かつ，アンテ

実現のキーデバイスである CMOS は，表 2 に示すよう

ナは，小口径で所望の利得が達成できる．しかしながら，

解説論文：高周波数帯無線による超高速化

41

小特集｜超高速無線通信

1）http://www.soumu.go.jp/main̲sosiki/joho̲tsusin/pressrelease/japanese/sonota/980210j901.html2）http://nag.nict.go.jp/inoue/mmlan/version2/version2-news3）http://nag.nict.go.jp/inoue/mmlan/version3/version3-news4）K. Ohata, et al., NEC J. Advanced Technol., vol.2, no.3, 2005.
5）T.Yoneyama, et al., IEICE Trans. Electron，vol.E90-C, no.12,
pp.2170-2177, 2007.
6）Georgia 工科大学，IEEE IMS2007 Exhibition7）http://www.wirelesshd.org/

3m

W̲Bp̲KU2̲S

コンポーネントへの要求特性

表4

本周波数帯において広帯域で表 3 に示す性能を有する超高速の無線 LAN を実現するには，下記の課題を克服する必要がある．
① 大きな伝搬損と遅延分散（スプレッド）の把握と補償② 変復調回路での広帯域特性及び高速動作特性，高速 A-D，D-A 変換③ ビーム走査・切換えのためのスイッチなどの受動回

アンテナ

高利得

狭ビーム

変復調

N/A

遅延耐性

パワーアンプ

高効率

N/A

受信機

低雑音

N/A

に対して表 4 に示すような性能が必要となる．

④ システム全体として低遅延なリソース制御

項

遅延分散

損が極めて大きいことが特徴である．これら二つの要因

路における広帯域で低損失な特性．高速スイッチング

表3

伝搬損

狭ビームのマルチパス軽減の効果を把握するため，想定利用環境でのミリ波帯での遅延分散を二次元レイト

目標性能

レース法により計算した．その結果，アクセスポイント，

目

内

容

使用周波数帯60 GHz 帯

ユーザ端末の両方にビーム利得半値幅 22.5 〜 90°の指向

最大伝送速度3 Gbit/s性アンテナを用いることにより，主波に対する遅延波の最大スループット

1.5 Gbit/s

所望品質

BER＝10−5（誤り訂正後）電力をおおむね 30 dB 以下に抑制可能という結果が得ら

送受信間最大距離5m

カバー角度範囲

仰 角：0 〜 66°
方位角：0 〜 180°

れた［2］．これより，狭ビームアンテナにて高利得化し，遅延分散の影響を軽減させるとともに，所望のエリアをカバーするために可変指向性機能を持たせることとした．
一方，マルチパスに対しては時間・周波数領域による

3.3

超高速無線通信方式

信号処理として OFDM によるマルチキャリヤ伝送が依然有効である．遅延分散が正確に把握できない設計段階

高速伝送を実現する変復調として実績と更なる高速においては，本伝送方式も検討対象とした．

化の可能性を重視して，OFDM（Orthogonal Frequency
Division Multiplexing） 伝送及び FSK（Frequency Shift

また，本 OFDM 変復調により 3 Gbit/s という高速伝

Keying）伝送の両方を検討・試作・評価を行った．前者

送を実現することとし，その局部発振器に表 5 に示す要は，現在の無線 LAN で実績があり，後者は電力効率が

表5高く，簡易な回路構成で実現可能という特徴を有する．

位相雑音

まず，無線通信システムとしてはマルチパスによる遅延を考慮することが重要である．また，ミリ波は，伝搬W̲Bp̲KU4̲S
局部発振器への要求性能@10 kHz オフセット−50 dBc/Hz@1 MHz オフセット−108 dBc/Hz

周波数安定度

100 ppm

無線機きょう体

mod

DAC

LPF

dem

ADC

LPF

dem

FFT

dem

dem

−π/4

GI 付加
GI 付加

mod

IFFT

mod

8 セクタ切換形
アンテナ

LPF

パラレル／シリアル

DAC

mod

シリアル／パラレル

インタリーバデインタリーバ

秘密鍵
生成

ﾀｲﾐﾝｸﾞ 3G
管理
bit/s
誤り
制御
端末
管理
セクタ
管理
3G
ANT
RSSI
制御
W̲Bp̲KU3̲S
bit/s
制御

Ether
パケット
伝送

OFDM 変復調部
ＦＥＣデコーディング

大容量
ファイル

MAC部

ＦＥＣデコーディング

端末 PC（アプリ部）

OSC

放射器（最大 8 本）

+

＃1 ＃2

PA

＃8

＋π/4

TR
SW
−π/4

OSC
＋π/4
ADC

LPF

LNA

ANT 制御部ANTไᚚ

セクタ切換指令SW 部

スイッチ切換信号

無線機の構成並びに要素技術
図3

42

無線機構成

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009W̲Bp̲KU5̲STopics of Emerging Technologies

上記の要求利得を達成するにはビーム走査機能を有す

求性能を設定した．
遅延耐性を有する点を重視して，OFDM 変復調を基るアンテナが必要である．その一つにフェーズドアレー

本的な変復調方式として，図 3 に示すように，高利得でがあるが，移相器制御が複雑である．また，従来のアンビーム走査可能なセクタ切換アンテナに，無線リンクのテナ素子は比帯域幅が数％程度と狭帯域である．

時間・空間を MAC（Media Access Control）により制御

そこで本システムでは，制御方法が簡易であり，低損失・高速切換えできる多ポートスイッチを用いたセクタ

する無線機構成とした．
最大伝送速度 3 Gbit/s を達成するための所要 C/N 約

切換方式［3］〜［5］を採用した．各セクタのアンテナには，

13.5 〜 16 dB，及びシステムマージン約 3 dB 確保を条件

新たに提案した，広帯域・高利得アンテナ［6］を用いる．

に回線設計を行い，目標性能を達成するために必要な各（2）セクタ切換アンテナの構成と動作原理

コンポーネントへの要求性能を表 6 のように設定した．
表6

最大 13 dBi

セクタ数8アンテナ スイッチ損失部

7.0 dB 以下（Single Pole Eight Throw：SP8T）スイッチ及びその制御回路で構成される．1 セクタの角度範囲は，垂直面内で0°θ 66°，水平面内で−11.25°φ 11.25°である．

スイッチ速度

100 ns

各セクタのアンテナは，4 × 4 素子の導波管スロット

帯域幅

3 GHz

アレーを採用している．導波管は，PTFE 基板内のポス

リターンロス

10 dB 以上

占有帯域幅 /（ch）1.2 GHz

送信出力

10 dBm

変復調部 PAPR（ピーク対平均電力比）
NF

6 dB
6 dB

ト壁導波路で構成される．広帯域な反射特性を得るた
め，複数のスロット素子を 4 分の 1 管内波長以下の間隔で配置した．また，本アレー構成でビームチルトを実現
し，66°の広角範囲をカバーする．

4 Gbit/s

データ伝送速度MAC 部に配置した 8 個のアンテナ，セクタ切換用の単極八投各コンポーネントへの要求性能

アンテナ利得図 4 に 8 セクタ切換アンテナの構成を示す．放射状

複信方式

TDD

多元接続方式

TDMA

帯域・アンテナセクタ管理

集中形制御

スループット

1.5 Gbit/s

Eight-sector antenna
#4

#5

#3
#2

#7

SP8T
SW

#1

#8
Bias voltage

4. 要 素 技 術
4.1#6

Control unit
60 GHzin/outセクタ切換アンテナ部（1）問題の所在と提案構成

Control codefrom MAC（a）提案アンテナ構成

小特集｜超高速無線通信

送受両方で同じ利得パターンを持つアンテナを使用する．表 6 の要求性能の利得については，垂直面の角度範
囲 0° θ 66°
で，角度θ（伝搬距離 r）によらず一定電力で送受信するためには一般に sec θパターンが必要で

#8

#1

2

あるが，本システムではAP と UT は同じアンテナなのW̲Bp̲KU6̲S
で，それぞれは secθに比例する．また，θ＝ 66°で最大

#7

#2
#6

#3
#5

利得 13dBi となり，要求利得 G は
G ＝ 13 ＋ 10 × log10（cos 66°/cosθ）（dBi）と表される．この要求利得を方位角φによらず，0°φ180°の範囲で達成する．
解説論文：高周波数帯無線による超高速化#4（b）試作アンテナ
図4

セクタ切換アンテナ

43

SP8T スイッチは，7 個の PIN ダイオード形単極双投

このように，提案アンテナ方式にてミリ波での所望の（Single Pole Double Throw：SPDT）スイッチ IC の 3 段

ビーム走査機能，広帯域性かつ高利得特性を確認した．

トーナメントで構成した．制御回路は，MAC からの指カバー率の向上を図るためには，本アンテナを用いた指示で任意のポートをオンし，ビーム方向を切り換える．

向性合成の設計が今後の課題である．

（3）試作による性能確認
図 5（a）に，試作アンテナ（1 セクタ分）の反射特性の4.2 PHY（変復調）部

測定結果とシミュレーション結果の比較を示す．給電に（1）FSK 変復調

は，背面に実装された V バンド同軸コネクタを用いた．

（a）問題の所在と提案方式

57〜66 GHz（ 比帯域約 14.6 ％）でリターンロス 10 dB

3.3 節で述べたように，狭ビームアンテナの使用によの広帯域を実現している．また，ポート間アイソレー

り，マルチパスの影響が軽減される．このため遅延補償

ションも測定し，40 dB 以上が得られている．

が不要となり，シングルキャリヤ方式で n の多値化により伝送速度を上げる手法も有効となる．そこで，その方式の一つである FSK による高速伝送を確認する．FSK

0−10

S 11（dB）

は定包絡線変調であるため， 電力増幅器の PAPR が

Tar getfrequencyband

0 dB，簡単な回路で構成可能など OFDM と比べて利点がある．
FSK で 3 Gbit/s のミリ波帯高速通信を実現するために−20

は，占有帯域幅を 3 GHz，シンボルレートを 1.33 Gbit/s，−30

符号化率を 3/4 とすると，4 値 FSK（2.66 Gbit/s），8 値

Measured
Simulated−40
55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67（GHz）
Frequency（a）反射特性

.3
No

0.4

0

（バラクタ）を使用し，その容量変化により発振周波数を−1 −0.8 −0.6 −0.4 −0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8
sinθ cos φ

変化させる手法がある．しかし，ミリ波帯ではバラクタ

1

−5.0
5.0
0.0
Gain diﬀerence（dB）（b）61 GHz における要求利得達成率（利得差 0 dB 以上の領域がエリアとして通信可能な範囲）
図5

られる発振器が必要である．この切換えには，一般的に用いられる．VCO の一つとして，可変容量ダイオード

No
.6

No.8

0.2

れる［7］．これには，発振周波数を 1 ns 以下で切り換え
VCO（Voltage Controlled Oscillator：電圧制御発振器）が

No.1
.1

0.6

No..5
5

No
.2

0.8

4
No..4

.7
No

sinθ sin φ

1

FSK（4.00 Gbit/s）が可能なミリ波変復調回路が要求さ

試作アンテナの特性の容量変化が高速な周波数切換えに追従できないという問題がある．そのため，本変復調回路に，スイッチにより高速で容量値を切り換えて発振周波数を変化させる，
スイッチ切換形発振器を採用した．
（b）ミリ波 2 周波数切換発振器の構成と評価結果
2 周波数切換発振器 MMIC を 0.15μm GaAs p-HEMTプロセスを用いて開発し，本変復調回路の基本動作を確認した．図 6（a）に等価回路を示す．30 GHz が基本発振に，その 2 倍波を出力し，2 周波数の発振周波数はλ/2利得については，カバーエリア全体の利得を測定し，波長共振器の両端に設けたコンデンサを高速に切り換え

カバー率（要求利得達成率）で評価した．図 5（b）に，て実現した．図 6（b）はこの発振器を 1.48 Gbit/s の擬似

61 GHz での実測値と要求値との利得差を示す．図中のランダム符号で変調した場合のスペクトルである．

扇形の頂点がθ＝ 0°，弧がθ＝ 66°に対応する．セクタ

上記 2 周波数切換発振器を変調器として用いてミリ波

境界付近以外の広範囲で要求値以上の利得が得られていFSK 送信機を製作し，受信側は開発した遅延検波方式のる．59.5 〜 62.5 GHz のカバー率は 78 〜 88％である．

復調 MMIC を用い伝送実験を行った（ 図 7（a））．送信

44

通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

出力は 10 mW，送受信アンテナ間の距離は 5.1 m に設

出力定し，誤り率は，2 値の擬似ランダム符号を送信し，受信した符号と比較して算出した．擬似ランダム符号で伝λ/2 波長共振器
C1

送速度を 0.74 〜 1.95 Gbit/s の範囲で受信部でのアイパ

発振回路

C1

ターンを観測できた．図 7（b）に 1.95 Gbit/s のときのアSW

イパターンを示す．本速度範囲ではビット誤り率は 10

−12

SW

以下であることを確認した［8］．
本実験は，基礎評価として送受信間のクロックはカン（a）試作した 2 周波数切換発振器 MMIC チップと等価回路

るギガビット伝送が簡易な回路で実現できることを確認

10

した．

0
Power (dBm)

ニング，帯域制限なしにて実施し，60 GHz 帯 FSK によ（2）OFDM 変復調−10（a）問題の所在と提案構成

−20
−30

PHY 高速化の実現には，広い占有帯域幅の確保が必−40要である．マイクロ波帯無線 LAN の占有帯域幅は 10 〜

−50

20 MHz であり， 伝送速度は 54 〜 150 Mbit/s 程度であ

−60
50

52

54

56

58 60 62 64
Frequency (GHz)

66

68

70

が，本開発では現状のデバイス性能，A-D，D-A の動（b）その変調スペクトルの測定結果
図6

る．ミリ波帯では 7 GHz もの帯域幅が利用可能である作速度より実現可能な帯域幅を算定し，帯域幅 1.2 GHzのチャネルを 2 本用いる構成とした．

FSK 変調器の構成と特性

一方， マイクロ波帯無線 LAN では， 変復調方式に
OFDM が使用され，室内 LAN 運用で実績がある．また，地上波デジタルテレビジョン，無線 MAN（Wireless

FSK Tx66䁸䁸

Metropolitan Area Network）への採用もあり，遅延耐性5.1mに優れ，他規格との相互接続可能性を高められる．これにより，変復調方式を OFDM に決定した．

66䁸䁸
BER measurement（b）設計法とシミュレーション検討

FSK Rx①

伝送速度の設計：OFDM 変復調方式において，帯域 1.2 GHz 間に有効サブキャリヤを 480 本配置（a）電波暗室内での伝送実験系の写真する．OFDM シンボル長を 480 ns， 一次変調を
16 QAM， 符号化率を 3/4 としたとき， 伝送速度②

OFDM ガードインタバル（GI）の決定：室内無線 LAN 実現のため，オフィス環境におけるインパ

500mV

ルス応答のシミュレーションを行った［9］．その結果を図 8 に示す．53 ns の GI を挿入することにより，遅延波電力を直接波電力に対し−25 dB 以下にできるため，16 QAM でも十分な SN 比が確保され0.6 ns（b）1.95 Gbit/s のアイパターン
図7

FSK 変復調伝送実験

解説論文：高周波数帯無線による超高速化

ると判断した．
（c）試作による伝送特性確認
試作 PHY の構成を図 9 に示す．ベースバンド（BB）
45

小特集｜超高速無線通信

3 Gbit/s が可能となる．

2

2

−30

1

1

−35

0

−1

−40

−50
10

53 ns 100

1,000

時 間
（ns）

4.3

誤り訂正
符号化

一次変調

IFFT

16QAM（R ＝ 3/4）コンスタレーション

MACて効率的に割当てを行う部分で，「集中制御形」と「分

SW

＋45°

散制御形」 に大別される． 前者は AP 側で帯域を管理
し，UT は AP の指示に従って通信を行うもので，ARIB
STD-T74 として標準化された RS-ISMA［10］などが該

ADC

ベースバンド（BB）部

図9

2

＋45°

ー 45°

FFT

ガードインタバル
除去0I ch（b）空間伝送MAC 部は，周波数帯域というリソースを必要に応じ

ADC
一次復調

−2
−2

ー 45°

DAC

誤り訂正
復号

2

（1）問題の所在と提案構成

DAC

アンテナ部

ガードインタバル
付加0I ch（a）有線伝送図 10

インパルス応答シミュレーション結果

図8

0

−1

−2
−2

−45

MAC 部

Q ch

−25

Q ch

レスポンス（dB）−20

ミリ波 RF 部

当する．前述の IEEE 802.15.3c［11］は UT 間で直接通信するが，その制御は UT が属する無線ネットワークを管理する機能を有するピコネットコーディネータが一

試作 PHY の構成

括して行う集中制御形となる．後者は UT が個々に通信部とミリ波 RF 部で構成される．BB 部は Gbit/s クラ制御するもので，IEEE 802.11 の無線 LAN などが属す

スの高速伝送対応の設計を容易にするため，複数個のる．今回のミリ波通信の場合，ゲインを稼ぐために指向

FPGA により構築した．ミリ波 RF 部は，部品点数が少性アンテナを用いるのでほかの端末の送信状態を容易なく，小形化に適したダイレクトコンバージョン方式をには確認することができないこと，帯域を一括管理しス採用し，安定かつ短納期で部品入手を行える市販 IC 部

ループットを高くしたいなどの理由から集中制御形とし品により構築した．

た．このため，各部での処理・遅延時間を正確に把握し（b）その変調スペクトルの測定結果

有線伝送試験及び空間伝送試験： 有線伝送試験は，つつ，時間に加え空間（指向性）の管理を含む複雑な処送受信部をミリ波帯のアッテネータを介して結合し，理を行うとともに，伝送品質に応じたスループット確保

アッテネータ減衰量に対してコンスタレーションを観のため，再送制御に加え，PHY と連携した適応変調も測するとともに BER 特性を測定した．同様に，空間伝実装した．これらを実装したメディアアクセス制御方式

送試験は，送受信部にホーンアンテナを用い距離 2 m（Gbit/sb）その変調スペクトルの測定のもと，伝送速度 3 Gbit/s に対して 1.5のスルーで試験を行った．

プットを目標とした．

図 10 に有線伝送と空間伝送の両試験で得た 16QAMのコンスタレーション図を示す．有線伝送試験におけ−5る BER は， 最小で 1.7×10
BER＝ 10−5（2）メディアアクセス制御方式
AP で管理する帯域（時間）は，図 11 に示すように通であ った． これにより，

常タームと検索タームに分けられる．ここでのターム程度での 3 Gbit/s の伝送速度を確認した．

は，一種の時間割当てを意味する．検索タームは一定周

−5

であり，有

期ごとに AP が UT，データ発生有無を確認する時間で線伝送と比較し，空間伝送での劣化は少ない．これによ（b）その変調スペクトルの測定結果あり，通常タームは，AP が UT のデータ発生状況に応

また，空間伝送試験での BER は，5 ×10
り，遅延分散耐性が確認できた．
46

じてスロットを割り当て，データを送受信する時間で通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies䞉䞉䞉t

セクタ 1 セクタ 3 セクタ 4 セクタ 1 セクタ 3 セクタ 4 セクタ 1

検索ターム

通常ターム
図 11

検索ターム

帯域割当て例

スループット（Gbit/s）

2.9
2.7
2.5
2.3
2.1
1.9
1.7
1.5

単発

2

3

4

5

6

7

連続送信回数
図 13

スループット測定結果（Gbit/s）

表7

図 12

テストモードの測定結果

セクタ

テスト
モード

緊急
モード

基本
アップ

基本
ダウン

基本
端末間

同一

2.7

2.2

0.95

0.7

0.4

異

−

−

0.85

0.7

0.35

MAC 部

ある．両タームとも，ビーコンパケット，下りデータパ

あるか異なるセクタにあるかを示している．二つの UT

ケット，上りデータパケットからなるミニスロットに分が同一セクタにある場合，アップリンクは 0.95 Gbit/s，

かれている．

ダウンリンクは 0.7 Gbit/s，AP を介した端末間のトータ

また，AP は各 UT を管理下にある状態と，通信帯域が割り当てられたコネクション状態に分けることで，不要な帯域割当てを行うことを回避している．開発した

ルスループットは 0.4 Gbit/s となった．このように，テ（b）その変調スペクトルの測スト・緊急モードでは 1.5 Gbit/s を大幅に達成するとともに，P-MP の動作も確認することができた．

MAC 部を図 12 に示す．
（3）試作による特性確認
本装置は，以下の三つのモードをサポートしている．

5. 実 証 実 験① テストモード：片リンクでデータを送受信するだけの動作モード② 緊急モード： 双方向で IP 通信は可能であるが無線 LAN システムとして動作することを確認するた
め，開発した要素技術を用いて AP，UT を模擬した実1 対 1 通信を行う動作モード③ 基本モード：双方向，P-MP（Point to MultiPoint）

実証機

でプロトコルが完全にシステム制御する動作モード
擬 PHY，模擬伝送路に MAC 部を接続して実施した．ま小特集｜超高速無線通信

各モードでの測定を PHY 部や空間伝搬を模擬する模PAPず，テストモードでの測定結果を図 13 に示す．横軸のW̲Bp̲KU7̲S

連続送信回数とは，PHY 部との一度の制御信号で送信する MAC パケット数，縦軸がスループットである．連2ｍ

続送信を行わない場合でも 1.8 Gbit/s，連続送信回数を 7回とした場合，スループットは 2.7 Gbit/s となり目標でUT

ある 1.5 Gbit/s を大幅に超えることができた．
結果を表 7 にまとめた． 基本モードは二つの UT を
AP に接続して行った．セクタはその UT が同一セクタに
解説論文：高周波数帯無線による超高速化

図 14実証試験の環境47

最大 2.2 Gbit/s のスループットを達成した．

証機を製作し，各種機能・性能を確認した（図 14）．

スループットは PER（Packet Error Rate）特性，すな

無線 LAN 機能

5.1

わち BER 特性に大きく依存する．このため，図 15 に示
すように，実証機での設定を反映して，各変調方式での無線 LAN として，3 Gbit/s の無線伝送路が確立されBER とスループットの関係を明確にした．

た状態で，表 8 に示す機能を有することが必要である．
表8機

本実証機で調整の完了している変調方式及び符号化率

無線 LAN 機能

能についてスループットを測定し，表 9 に示すように設計確認方法どおりのスループットが得られることを確認した．

TCP/IP 送受信

ファイル転送ができること

複数端末の収容AP を介して，UT-A から UT-B へのファ
イル転送ができること

複数チャネルでの同時運用2 系統の AP-UT が，それぞれ異なるチャネルを用いた運用状態で，単一チャネルでの運用時と比べて，スルー
プットが低下しないこと

表9

無線 LAN のリンクレベルでの基本機能は， 複数のスループット測定結果（R ＝ 3/4）

変調方式

スループットBER

BPSK

440 Mbit/s

Quasi Error Free

QPSK

586 Mbit/s

6.0×1016QAM

648 Mbit/s

2.4×10−6−5

UT が収容できることである．そのため，1 台の AP に，2 台の UT が収容できることを確認した．更に，①

1 台の UT が通信中に新たな UT が加入②

2 台の UT が通信中に 1 台の UT が離脱

6. むすび ― 更なる超高速化に向けての課題

とい った状況においても，問題なく通信を確立することができ，柔軟なリンクを実現した．また，隣接した 2

今回の研究開発においては，当初想定した広帯域特チャネル（2ch）での同時運用においても，干渉によるス性，高速動作特性と低遅延の課題が引き続き重要である

ループットの低下がないことを示した．

ことが明確になっている．アンテナについては，今回採用の構造では限界に近い比帯域十数 ％ 以上を達成してスループット

5.2

いるため，新たな構造による更なる広帯域化が必要であ

MAC 装置と模擬 PHY 装置を用いてスループット

る．OFDM については，BB 部での残留エイリアシングを測定した．2 台の UT が同時に接続した状況下では，信号除去用フィルタの開発による BB 信号品質向上，ミ

1 UT 当たり上り ／ 下り合わせて最大 800 Mbit/s，2 UT

リ波 RF 部では，利用帯域の高周波化・広帯域化に対し合計では最大 1.5 Gbit/s のスループットが得られた．まてデバイスの余裕度が小さいため，CMOS 化をはじめ

た，1 UT のみ接続している P-P（Point to Point）では，とした高性能デバイス開発によって，広帯域化を図るとともに A-D，D-A の更なる高速動作が必要である．FSKW̲Bp̲KU8̲S

2,000については，制御線の均一実装などによるスイッチのよ

スループット（Mbit/s）

BPSK
16QAM

フェースにおける制御ラインとデータラインのパラレル
W̲Bp̲KU9̲S
処理，あるいは PHY 部との一体化による低遅延化など，

1,000

各コンポーネントの着実な改良により，高性能化が達成されるべきものと考えている．

500
0
10−9

謝 辞
−8

10

−7

10

−6

10

−5

10

Bit Error Rate（4,096 Byte/Packet）
図 15

48

り高速動作，MAC 部については，PHY 部とのインタ

QPSK

1,500

BER とスループットの関係（R ＝ 3/4）

−4

10

本研究は情報通信研究機構の研究委託「 超高速ギガ
ビット無線 LAN の研究開発」により実施されたものである．
通信ソサイエティマガジン No.11［冬号］2009

Topics of Emerging Technologies

文 献［1］ 荘司洋三，原田博司，加藤修三，豊田一彦，高橋和晃，川崎研一，池田秀人，大石泰之，丸橋建一，中瀬博之，安藤 真，
パーソナルエリアネットワークを進化させるミリ波技術と標準化活動， 信学通誌，no. 2，pp. 92-102，2007.
［2］ M. Ueba, A. Miura, S. Kitazawa, S. Saito, and T. Ohira,
Feasibility study on millimeter wave multi-gigabit
wi reless LA N system, 37th Eu ropean Microwave
Conference, pp.688-691, Munich, Germany, Oct. 2007.
［3］ 本間尚樹，関 智弘，常川光一，吉良文夫，長 敬三， 導波素子共有パッチ八木・ 宇田アレーアンテナを用いた小形
マルチセクタアンテナ， 信学論（B），vol. J87-B，no. 9, pp.
1363-1371, Sept. 2004.
［4］ 大野健， 小川晃一， 60GHz 帯屋内高速無線 LAN 用

誘電体装荷セクタアレー， 信学論（B），vol. J88-B, no. 9,
pp.1738-1751, Sept. 2005.
［5］ Y. Murakami，T. Kijima，H. Iwasaki，T. Ihara，T.
Manabe，and K. Iigusa， A switchable multi-sector
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band, IEEE Trans. Microw. Theory Tech., vol. 46, no. 6,
pp. 841-843, June 1998.
［6］ 大平昌敬，三浦 周，上羽正純， 超高速ギガビット無線
LAN の研究開発（24）―素子近接配置による 60 GHz 帯
スロットアレーアンテナの広帯域化―， 信学ソ大，B-588, p.401, Sept. 2008.
［7］ 太郎丸真，フンツカー・トーマス， 超高速ギガビット

上 羽 正 純 （正員）
昭和 57 東大・工・航空卒．昭 59 同大大学院修士課程了．同年，日本電信電話公社入社．以来，衛星搭載アンテナの高精度指向方向制御系，ブロードバンド移動衛星通信システムの研究に従事．平 19-04 より，（株）国際
電気通信基礎技術研究所波動工学研
究所長，無線通信における周波数有効利用及び未利用周波数帯開拓技術の研究に従事．博士（工学，平 8），日本航空宇宙学会，米国航空宇宙学会会員．

東充 宏 （正員）

昭 56 筑波大大学院理工学研究科電子・情報工学分野修士課程了．同年（株）富士通研究所入社．以来，通信ネットワーク管理と制御技術，次世代移動通信技術の研究開発並びに国際標準化活動に従事．米国ベル通信研究所客員研究員（平 3 ～ 5）
，平 13
～ 14 年度本会 TM（現 ICM）研究専
門委員会副委員長，平 13 年度本会通信ソサイエティ活動功
労賞，平 20 年度電気通信普及財団賞（第 24 回テレコムシス
テム技術賞奨励賞）受賞．博士（工学，平 19）．IEEE 会員．

無線 LAN の研究開発（4）―シングルキャリヤ多値 FSK

清水による変調方式の検討 ―， 信学総大，B-5-199, p.552,

昭 62 京大・工・電子卒．同年沖電気工業（株）入社．平 7 千葉大大学院博士課程了．ディジタル信号処理，音響分析，無線通信，ITS の研究開発に従事．
平 7 海洋音響学会論文賞．工博（平 7）．

March 2006.
［8］ 北沢祥一，阿野 進，太郎丸真，上羽正純， 超高速ギガ
ビット無線 LAN の研究開発（26）―FSK 変調方式の伝送に関する実験的評価―， 信学ソ大，B-5-90，p.403, Sept.
2008.

聡（正員）

［9］ S.-K. Yong, TG3c Channel Modeling Sub-committee
Final Report, IEEE802.15.07-0584-01-003c, March 2007.
［10］ M. Inoue, G. Wu, Y. Hase, A. Sugitani, E. Kawakami, S.
Shimizu, and K. Tokuda, An IP-Over-Ethernet-Based
Ultrahigh-Speed wireless LAN prototype operating in the
60 GHz band, IEICE Trans. Commun., vol. E83-B, no. 8,
pp. 1720-1730, Aug. 2000.

小特集｜超高速無線通信［11］ 表 昌佑， MAC protocol design for 802.15.3c millimeterwave WPAN， 信学総大，BP-3-3, pp.SS-35-36，March
2009.
（平成 21 年 5 月 11 日受付，7 月 30 日再受付）

解説論文：高周波数帯無線による超高速化

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