1

第パワー・デバイス IGBT 活用の基礎と実際

章

IGBT の基礎知識
IGBT（Insulated Gate Bipolor Transistor，絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタ）
は，MOSFET とバイポーラ・トランジスタの長所を活かしたパワー半導体デバイスです．パワー半導体デバイスとは，電源やモータ制御などのように電力を消費する電子回路で使用される半導体素子です．ディスクリートのパワー半導体デバイスとしては，整流ダイオード，トランジスタ，サイリスタなどがありますが，IGBT はトランジスタに分類されます．
これらのパワー半導体デバイスは，電流あるいは電圧を ON/OFF することによって電力をコントロールすることが重要な役割になります．このときのスイッチ
ング速度は，主として直流から低周波領域ではサイリスタが，中速度ではバイポーラ・トランジスタが，そして高速度では MOSFET が使用されています．このスイッチング速度は，効率の向上と装置の小型化の要求により高速化が進んでいます．
IGBT は，バイポーラ・トランジスタと MOSFET の中間に位置しており，モータ可変速駆動装置や産業用ロボット装置，コンピュータの無停電電源装置（UPS）な
ど，スイッチング周波数が数 kHz 〜 20kHz 程度の中容量の装置に使われています．
最近では，小容量（家庭用・業務用エアコン，冷蔵庫のコンプレッサ駆動など）から大容量では電車のモータ駆動装置など，我々の周りのいろいろな電気機器にIGBT が使われるようになってきました．

1.1

パワー半導体デバイスの種類

パワー・エレクトロニクスは，パワー半導体デバイスを用いて電力を変換する技術として発展してきました．本節では，パワー・エレクトロニクスのキー・パーツであるパワー半導体デバイスの代表例とその動作や機能について説明します．
図 1-1 に，主なパワー半導体デバイスの発展のようすを示します．サイリスタは，水銀整流器に代わるパワー半導体デバイスとして高耐圧化，大容量化が進められ，さらに高電圧パワー半導体デバイスとして光サイリスタや，ON/OFF 制御が可能

1.1

パワー半導体デバイスの種類

009

010

第1章

IGBT の基礎知識

ON／OF
F
機
能可制
御O
N
機
能可制御1961

GTO

1957

サイリスタ

1960

バイポーラ・トランジスタ 1971

1985

1978（2.5kV，1kA）

1980

1989（4.5kV，3kA）

1992（8kV，4kA）

1987（500V，100A）

BJT-IPM

1988

1985（1kV，25A）

IGBT-IPM

1992

2010
［年］

2010
（3.3kV，1.2kA）

2007（1.7kV，3.6kA）

2005

1995（2.5kV，1kA 平形）1992（2kV，400A）

1991（600V，600A）

1987（1.2kV，400A）［図 1-1］パワー半導体デバイスの発展（1）

IGBT

2000

MOSゲート・サイリスタ

1986（1.4kV，80A）1992（1.2kV，1kA）

MCT 1984

1983（4.5kV，3kA） 1994（6kV，6kA）

1990（4.5kV，4kA）

1985（2.5kV，100A）

1980（600V，50A）

トランジスタ・モジュール

1976

1995

1989（12kV，1kA）

1990

1983（8kV，1.5kA）

1980（2.5kV，1kA）

MOSFET

逆導通 GTO

光サイリスタ1980（4kV，1.5kA）

1977（4kV，2.5kA）

1975

逆導通サイリスタ

1970

1967 大容量平形サイリスタ（2.5kV，0.5kA） 19781965

な GTO に分化しました．一方，三極真空管に代わって登場したバイポーラ・トランジスタ（BJT）は，1970 年代に ON/OFF 制御が可能なデバイスとして中小容量の電力変換装置に適用されました．その後，MOSFET を電力用途に改良したパワーMOSFET（以下，MOSFET）が開発されました．1980 年代に入り，MOS ゲート制御動作とバイポーラ・トランジスタ動作を併せ持った IGBT が開発され，大容量でありながら高速スイッチング特性を両立させたパワー半導体デバイスが登場しました．
また，性能の向上に加えて，使いやすさを追求して保護回路や駆動回路までシステム化したパワー IC や IPM（Intelligent Power Module）などのパワー半導体デバイスが開発されました．今後もさらに，パワー半導体デバイスの性能向上とシステム化は進んでいくと考えられます．
図 1-2 は，各パワー半導体デバイスの動作周波数と変換器出力容量を示したもの
です．サイリスタは，スイッチング速度は低いのですが，数 10MVA という大電力装置に適用できます．MOSFET は，スイッチング速度が 20kHz 以上の高周波領域で，数 kVA 以下の小容量の装置に適用されています．IGBT は，高速スイッチング動作と大電力容量を備えた素子で，その適用範囲が拡大しつつあり，従来はサイリ
スタや GTO が使用されていた数 MVA の大容量装置にも応用されています．
表 1-1 に，主なパワー半導体デバイスの構造，シンボルおよび電気的特性の数値例を示します．ダイオードは，電流の方向が一方向で，順電圧がかかると ON しま
す．サイリスタは，順電圧がかかって制御信号を加えると ON しますが，一度 ON
すると信号を取り除いても ON し続けます．バイポーラ・トランジスタ，MOSFET，IGBT，GTO などは，制御信号によって ON も OFF もできます．

10M
1M
100k
10k
1k
100
1010

サイリスタ／トライアック

装置の出力容量［VA］

100M
GTO

IGBT

BJT

MOSFET

1001k
10k 100k 1M
スイッチング周波数［Hz］［図 1-2］パワー半導体デバイスの適用領域

1.1

パワー半導体デバイスの種類

011

［表 1-1］主なパワー半導体デバイスの構造と等価回路
ダイオード
Kn＋接合構造サイリスタ
GK
npn−np＋p

A
K

A
K

G

シンボル

電気的特性の数値例

オン電圧［V］
スイッチング時間［μs］
定格電圧［V］
定格電流［A］

A

A

1.8
─
4000
1600

2.5
400
4000
3000

パワー半導体デバイスの構造と特徴

1.2

本節では，サイリスタ，バイポーラ・トランジスタ，MOSFET そして IGBT のそれぞれの構造と特徴，動作原理について説明します．
● サイリスタサイリスタは，図 1-3 に示すように PNPN の 4 層構造になっており，等価回路に示すように，上面側の NPN トランジスタと下面側の PNP トランジスタが組み合わされた構造と考えることができます．アノード電極（A）とカソード電極（K）を順バイアスした状態で，ゲート電極（G）とカソード電極（K）間に正の電圧を印加すると，上面側の NPN トランジスタにベース電流が流れて，このトランジスタが ON します．すると，カソード側 n＋層から，ゲート p 層を通って n−層に電子電流が流れます．
この電子電流は，下面側の PNP トランジスタにとってはベース電流になるため，これが ON し，アノード側 p 層からゲート側 p 層に正孔（ホール）電流が流れます．
すると，この電流は再び上面の NPN トランジスタのベース電流に重畳されます．
このように，サイリスタは上面側の NPN トランジスタと，下面側の PNP トラン

012

第1章

IGBT の基礎知識

GTOGpBJTKGBMOSFETEnBnpnGSAKn−P＋DCEGGC

D

2.5（ダーリントン）
181200600

カソード電極（K）
n＋n＋pn＋pS

B

3.5
2545003000

E＋EA

Gn−nCGESn＋
pn＋pnp

IGBT

C5（0.1Ω）
0.35
500
50

2.2
1.5
1200400

ゲート電極（G）

pK

Gn−A
p
アノード電極（A）（a）基本構造（b）等価回路［図 1-3］サイリスタの構造と等価回路

ジスタの出力電流がお互いのベース電流となるので，最初に上面側の NPN トラン
ジスタを ON させるだけのパルス状の電流（トリガ電流）を流してやれば，導通状態に遷移させることができます．また，導通後は両方のトランジスタが飽和状態に遷

1.2

パワー半導体デバイスの構造と特徴

013

移するので，非常に低い ON 電圧になります．図 1-4 に，サイリスタの I ‑V 特性を示します．
サイリスタは，この低い ON 電圧を活かして，主に高電圧・大電流の用途に用いられます．しかしながら，一般的なサイリスタは外部からの制御信号で OFF にできる自己消弧能力を持たないため，導通を停止（ターンオフ）させるためには，印加電圧を反転させるなどしてアノードとカソード間の電流を一定値以下にする（これを保持電流と呼ぶ）必要があります．転流回路と呼ばれる付加回路を追加することで直流の制御は可能ですが，回路が複雑になる上に，転流回路で損失も発生するため，通常は図 1-5 のような交流の電力制御に使用されます．
一方，自己消弧能力を持つサイリスタに GTO（Gate Turn Off thyristor）があります．GTO はカソードを細かく分割し，その周りをゲートで囲むことにより，ゲートを逆バイアスしたときにキャリアを引き抜きやすいように工夫した構造になっています．しかしながら，ターンオフのためには負荷電流の数分の一という非常に大きなゲート電流を流す必要があります．このため，制御回路が高価になり，かつ損失や発熱も大きくなるという問題があるので，近年は IGBT に置き換えられつつあります．
アノード電流保持電流
逆方向の降伏電圧

ゲート電流

ⅠG 2＞ⅠG 1＞ⅠG ＝0

カソード - アノード間電圧
ブレークオーバ電圧［図 1-4］サイリスタの I -V 特性

K
G

負荷

交流電源

A

負荷電流

ゲート信号

［図 1-5］サイリスタを使った交流の電力制御

014

第1章

IGBT の基礎知識時間● バイポーラ・トランジスタ
バイポーラ・トランジスタの動作原理については，すでに多くの著書で解説されているので，ここではスイッチング素子として用いた場合の動作に限定して解説します．図 1-6 に，バイポーラ・トランジスタの基本構造の概略図を示します．
まず，ON 状態への移行について説明します．コレクタ電極（C）とエミッタ電極（E）を順バイアスした状態で，ベース電極（B）とエミッタ電極（E）間に正の電圧を印加すると，ベースからエミッタにホール電流が流れ，それに応じてエミッタからベースに電子が注入されます．この電子はベース層中を拡散し，これがコレクタ‑ベース間の接合に達するとドリフトでコレクタに達し，トランジスタは ON 状態に遷移します．
トランジスタが ON 状態に移行すると，コレクタ‑エミッタ間の電圧は低下し，最終的にベース‑エミッタ間の電圧よりも低くなります（飽和状態）．その結果，ベース‑コレクタ間も順バイアスされるので，ベースからコレクタ側にもホールが注入され，電圧を支えるドリフト層部分の抵抗が大幅に下がります（これを伝導度変調と呼ぶ）．このため，サイリスタと同様に，導通時の損失を低くすることが可能になります．
次に，OFF 状態への移行について説明します．ベース‑エミッタ間の電圧を 0Vあるいは負の電圧を印加してベース電流の供給を止めると，素子内の蓄積キャリアは減少し，最終的にベース‑コレクタ間が逆バイアスされ，トランジスタはオフ状態になります．このように，バイポーラ・トランジスタは自己消弧能力があるため
エミッタ電極（E）

ベース電極（B）
活性領域

n＋p

飽和領域

VBE
VCEn−VBE
VCE

伝導度変調n＋
コレクタ電極（C）

VCE >VBE

VCE <VBE［図 1-6］バイポーラ・トランジスタの構造

1.2

パワー半導体デバイスの構造と特徴

015

飽和領域

ⅠCE

準飽和領域

順方向活性領域

ドリフト領域の抵抗

ⅠB［図 1-7］バイポーラ・トランジスタの I -V 特性（B. J. Baliga 著，「Power Semiconductor Devices」，
VCE PWS Publishing, 1996 より引用）

00直流回路へ容易に適用できます．
図 1-7 に，バイポーラ・トランジスタの I ‑V 特性を示します．出力電流はベース電流によって変化し，かつこれが飽和することが分かります．したがって，素子自身に電流制限機能を持たせることができるため，サイリスタと比べて特に短絡時の破壊耐量を拡大させることができます．また，コレクタ側に PN 接合を持たないため，接合電圧が生じないという利点があります．この結果，電流がVCE ＝0V から立ち上がるため，特に低電流領域の導通損失を小さくすることができます．
このような特徴から，バイポーラ・トランジスタは比較的小容量でスイッチング周波数の低いアプリケーションに用いられてきました．しかしながら，サイリスタと同様にベースを電流駆動する必要があるため，制御回路が高価になること，二次降伏（ブレークダウン後に降伏電圧がさらに下がる現象）が生じるため，安全動作領域が狭いことなどから，MOSFET や IGBT への置き換えが進んでいます．
● MOSFET
パワー半導体デバイスとして用いられる MOSFET も，ロジック IC に用いられる
MOSFET も動作原理は同じです．ただし，単位面積あたりの電流を大きくするために，縦型の素子が主流であることと，高い電圧を支えるために，厚くて濃度の低いドリフト層を持っています．図 1-8 に，パワー MOSFET の基本構造を示します．
ドレイン電極（D）とソース電極（S）の間を順バイアスした状態で，ゲート電極（G）に正の電圧を印加すると，酸化膜下に電子の層（チャネル）が誘起され，ソース領域とドリフト領域が電気的につながり，電流が流れるようになります．ゲート電圧を0V，または負の電圧を印加するとチャネルが消滅するため，素子は OFF 状態になります．
図 1-9 に，MOSFET の I ‑V 特性を示します．ON 時はドリフト層‑チャネル‑ソー016

第1章

IGBT の基礎知識ゲート酸化膜

ソース電極（S）
pV

pn−n＋＋ゲート・バイアス

15107

スレッショルド電圧＝1V6

直線領域n＋20正規化ドレイン電流
［mA］

ゲート電極
（G）

電流飽和境界50054322846
ドレイン・バイアス［V］

10［図 1-9］MOSFET の I -V 特性（B. J. Baliga 著，「PowerSemiconductor Devices」，PWS Publishing, 1996 より引用）

ドレイン電極（D）［図 1-8］MOSFET の構造

ス領域の抵抗体となるため，電流はVDS ＝0V から直線的に立ち上がります．また，ゲート電圧によって，I ‑V 特性の傾きと飽和電流が変化することが分かります．
このように MOSFET では，ゲートに印加する電圧によってドレイン‑ソース間の電流を制御することができます．したがって，ゲートの制御回路は MOSFET のゲート容量を充電/放電するための電流を流すだけの能力があればよく，サイリスタやバイポーラ・トランジスタに比べて，この制御回路を著しく小型・低損失化することが可能になります．また，ドリフト層へのキャリアの蓄積がないため，スイッチングを非常に高速化することができます．サイリスタやバイポーラ・トランジス
タでは実現できない 100kHz 以上のスイッチングも可能になります．その反面，キャリアの蓄積がないため，高耐圧化するためにドリフト層の濃度を薄く，厚さを厚くしていくと，それがそのまま ON 抵抗に反映されて，導通損失が著しく大きくなるという問題があります．
以上の得失から，MOSFET は主に 600V 以下の素子耐圧で，かつスイッチング周波数の高い領域のアプリケーションに用いられます．
● IGBT
前述したように，MOSFET はゲートを電圧で駆動できること，出力電流が飽和特性を示すこと，二次降伏がないため安全動作領域が広いことなど，スイッチング素子として優れた特性を持ちます．このため，バイポーラ・トランジスタに置き換

1.2

パワー半導体デバイスの構造と特徴017

ゲート電極（G）

ゲート酸化膜

エミッタ電極（E）
pEn＋pG

n−n＋Cp＋
コレクタ電極（C）（a）基本構造（b）等価回路［図 1-10］IGBT の構造と等価回路

ⅠD

VDSⅠC

VCE

電流テールt（a）MOSFET のターンオフ波形

t（b）ⅠGBT のターンオフ波形［図 1-11］IGBT と MOSFET のターンオフ波形の比較

えられて適用範囲が拡大していますが，唯一の欠点として伝導度変調効果を利用しない素子であるため，高耐圧化した場合の導通損失が著しく大きくなるという問題があります．
そこで，この欠点を補うために開発されたのが，IGBT（Insulated Gate BipolarTransistor）です．図 1-10 に IGBT の基本構造を示しますが，その構造は MOSFETのドレイン側に p 層を追加しただけの非常にシンプルなものです．これを等価回路で表すと，ちょうど MOSFET に PIN ダイオードを直列に接続した形になることが分かります．
動作原理を簡単に示すと，コレクタ電極（C）‑エミッタ電極（E）間を順バイアスした状態で，上面側の MOSFET を ON させると，下面側のダイオードの PN 接合が018

第1章

IGBT の基礎知識

column

IGBT の等価回路の表記について
従来，IGBT の等価回路は図 1-A のように MOSFET と PNP トランジスタの組み合わせで表記されていました．上面側の MOSFET が ON すると，この電子電流がベース電流となって下面側の PNP トランジスタが動作するというものです．このため，当初 IGBT はバイポーラ・トランジスタと同様に安全動作領域が狭く，また2,000V 以上の耐圧を持つデバイスは作れないといわれていました．しかしながら，実際の IGBT はバイポーラ・トランジスタの 10 倍以上の破壊耐量を持ち，耐圧クラスも 6,500V のデバイスが商品化されています．また，このモデルで計算される ON時のキャリア分布より，実デバイスの方がよりダイオードに近い理想的な分布になることも分かってきました．以上のことから，最近は IGBT の等価回路は本文中で示したような「MOSFET」と，部分的にカソード側に p 層を持つ「不完全な PINダイオード」との直列モデルが正しいものとして認識されつつあります．
ゲート電極

ゲート酸化膜

エミッタ電極pEn＋pGn−n＋Cp＋コレクタ電極（a）基本構造（b）等価回路［図 1-A］PNP トランジスタ表記の IGBT の等価回路

順バイアスされ，p 層からホールが注入してドリフト層が伝導度変調されます．また，MOSFET を OFF させると上面側の PN 接合が逆バイアスされるので，下面側のダイオードからのホール注入も止まります．すなわち，MOSFET のゲートの電圧駆動と，バイポーラ・トランジスタやサイリスタの伝導度変調効果のよいところ

1.2

パワー半導体デバイスの構造と特徴

019

ⅠCE

ⅠCE

VG
拡大VG

VCE

VCE

接合電位

［図 1-12］IGBT の I -V 特性（B. J. Baliga 著，「Power Semiconductor Devices」，PWS Publishing, 1996 より引用）を取ったデバイスが IGBT といえます．
しかしながら，伝導度変調効果で ON 電圧を下げているため，OFF 時にはドリフト層に溜まったキャリアを吐き出す必要があります．図 1-11 は，IGBT と MOSFETのターンオフ時の波形を比較したものです．図のように IGBT ではターンオフの後半に電流が流れ続ける期間があることが分かります．これは，ドリフト層内に蓄積したキャリアが再結合で消滅するまで流れる電流で「テール電流」と呼ばれています．このため，IGBT では ON 電圧とターンオフ時のスイッチング損失はトレードオフの関係にあり，このトレードオフをいかに改善するかが IGBT の特性向上のポイントになります．
また，サイリスタと同様，コレクタ側に PN 接合を持つために ON 電圧に必ず接合電位が重畳されます．図 1-12 に IGBT の I ‑V 特性を示しますが，電流はVCE ＝0V ではなく，接合電位（シリコンの場合，約 0.6V）を超えた点から立ち上がっていることが分かります．このため，低い耐圧の領域ではむしろVCE が 0V から立ち上がる MOSFET やバイポーラ・トランジスタの方が有利になるため，IGBT は主に600V 以上の高い素子耐圧を必要とするアプリケーションで用いられます．

IGBT の最新技術

1.3

前節で説明したように，IGBT は伝導度変調効果で ON 電圧を下げているため，ドリフト層に蓄積されたキャリアによって生じるテール電流によってターンオフ損失が増加します．

020

第1章

IGBT の基礎知識

キャリア密度キャリア密度
エミッタ側

コレクタ側

p＋p

エミッタ側

コレクタ側

p＋

pn＋n＋−−nny（A）

y（B）［図 1-13］IGBT の蓄積キャリア分布
キャリア密度
エミッタ側

コレクタ側
デプリーション層pp＋

空乏層内のキャリアは電界によって吐き出される

この領域のキャリアは再結合で消滅するしかない→テール電流になる

n＋n−y［図 1-14］ターンオフ中の蓄積キャリアの振る舞い

テール電流を減らすためには，例えばドリフト層中にわざと欠陥を作ってライフタイムを下げることによりキャリアの消滅速度を速める方法がありますが，そうすると導通損失が増大するという問題があります．IGBT の特性改善の歴史は，この導通損失とターンオフ損失のトレードオフ改善の歴史そのものでした．
● IGBT の理想的なキャリア分布
それでは，どのようなキャリア分布が IGBT の特性改善にとって有効なのでしょうか．図 1-13 に示すように，エミッタ側が高く，コレクタ側が低い分布（A）と，逆にエミッタ側が低く，コレクタ側が高い分布（B）を考えます．
図 1-14 は，IGBT がターンオフするときの蓄積キャリアの振る舞いです．コレ
クタ ‑ エミッタ間の電圧上昇に伴って，ドリフト層内に空間電荷領域が広がるため，この領域の蓄積キャリアは電界によって急速に吐き出されます．一方，空間電荷領域が届かないコレクタ側のキャリアは再結合でゆっくりと消滅するため，長いテー

1.3IGBT の最新技術

021

キャリア密度ドリフトに電子 よる移動 ドリフトに−よる移動 ホール pp
拡散による移動 拡散による移動 ＋nn−y［図 1-15］電子とホールの移動方向ル電流を生じます．したがって，コレクタ側のキャリア密度が高く，エミッタ側のキャリア密度が低い（A）の分布の方が，導通損失とターンオフ損失のトレードオフ改善に有効であることが分かります．
また，（A）の分布では，図 1-15 に示すように電子の拡散とドリフトが同じ方向なのに対し，ホールの拡散とドリフトの方向は逆になっていることが分かります．
つまり，キャリアの移動が主に移動度の高い電子によって行われるため，蓄積キャリアの総量が同じであっても，（B）の分布より低い導通損失を実現することが可能になります．
● 理想的なキャリア分布を実現するための技術革新（1）低注入コレクタ＋ Field Stop 構造
下面側のキャリアの再結合を早める方法として，前述したようにドリフト層内に欠陥を形成してライフタイムを下げる方法がありますが，この方法では図 1-16 に示すように蓄積キャリアが全体的に下がってしまいます．そこで同図（b）に示すよ
うに，コレクタ層から注入されるホールを絞ってやれば，下面側のキャリアだけを効果的に下げることができるようになります．コレクタからのホールの注入を抑えるには，コレクタ層の濃度を下げる必要があります．しかしながら，これまでのIGBT は，高濃度の p 型層を基板に持つ EPI ウェハを使っていたため，どうしてもライフタイム制御が必要でした．
これをブレークスルーしたのが，NPT（Non Punch Through）‑IGBT の技術です．
図 1-17 に示すように，EPI ウェハを使った IGBT では基板の高濃度 p 層をそのままコレクタ層として用いるのに対し，NPT‑IGBT では FZ ウェハを所望の厚さまで薄く削った後，イオン注入によって裏面コレクタ層を形成します．この結果，ライフ022

第1章

IGBT の基礎知識

キャリア密度キャリア密度
エミッタ側

コレクタ側

コレクタ側
エミッタ側

p＋

pp−pn＋n＋−−nny

キャリア密度が全体的に下がってしまうy

コレクタ側のキャリア密度を効率良く下げられる（a）ライフタイムを制御する（b）注入されるホールを制御する［図 1-16］テール電流を低減する方法

n＋ppn−n＋ppn−n＋ppn−n＋n＋p−−p＋p（c）FS-ⅠGBT（b）NPT-ⅠGBT（a）PT-ⅠGBT［図 1-17］IGBT の構造の比較

タイム制御を行わなくてもコレクタからのホールの注入量を正確に制御することが可能になりました．
しかしながら，NPT‑IGBT では電界を止める働きをする FS（Field Stop）層を持たないため，その名のとおり，空乏層が下面にパンチ・スルーしないように設計する必要があります．このため EPI‑IGBT に比べてドリフト層が厚くなるという問題がありました．
そこで，コレクタ層だけでなく，この FS 層もイオン注入で形成したのが FS‑
IGBT です．FS‑IGBT では，電界を止める FS 層を追加することで EPI‑IGBT 並みのドリフト層の厚さを実現し，かつ NPT‑IGBT と同等のコレクタの注入制御を併せ持つことにより，大幅な特性改善を実現しました．

1.3

IGBT の最新技術

023