光電気変換型コヒーレント光信号再生の研究
Study on Opto-Electronic Coherent Signal Regeneration(1)光信号を電気信号に変換せず、光のままで雑音除去や波形整形を行う全光型の再生器と、(2)光信号を一旦電気信号に変換して再生処理を行い、その後に再び光信号に変換する再生中継器に分類される。
(1)の全光型信号再生器については、多波長チャネル一括信号再生が実現される可能性があることから、これまでに多くの研究が報告されてきた[2][3]。しかしな

松本 正行 (Masayuki MATSUMOTO, Dr. Eng.)

がら、非線形光学媒体を用いて強い雑音除去特性を得

和歌山大学 システム工学部 教授

るためには、高い信号光電力が必要になることや、多(Professor, Wakayama University, Faculty of Systems Engineering)

重化された光信号に重畳された雑音を信号間のクロスIEEE OSA 電子情報通信学会 レーザー学会
受賞：電気学会優秀論文発表賞 (1991)
著書：Optical Solitons in Fibers, 3rd Ed. (共著) Springer (2003)
研究専門分野：光通信 非線形光学トークなしに除去することは困難であり、多値変調信号の多波長一括信号再生の実現の目処は立っていないと言える[4]。一方、(2)の方法では、光受信機と光送信機のペアが伝送路途中に挿入され、チャネルごとに電コヒーレント光受信*1 における受信光信号気信号領域で再生処理が施される。この方法によって、の位相推定と偏波追跡がデジタル領域における信号処確実な信号再生効果が得られるが、再生中継回数、す理によって可能になり、コヒーレント光信号伝送の実なわち総伝送距離に比例して信号伝送コストが増大す用化が進んだ。しかしながら、高速のアナログデジタる。現在、実用化されているコヒーレント光信号伝送

ル変換（ADC）や、高サンプル速度のデジタル信号処システムでは、高速のアナログデジタル変換（ADC）理（DSP）は、大きな電力消費を伴う。デジタル信号およびデジタルアナログ変換（DAC）と、電気信号領処理に頼らない、さらには、高速の電気信号処理を用域におけるデジタル信号処理（DSP）が光送受信器内いないコヒーレント信号伝送および信号処理への期待で用いられる[5]。伝送途中に配置される信号再生器には大きい。本研究では、ADC や DSP を用いない四位おいて、ADC、DAC やデジタル信号処理を省くこと相偏移変調（QPSK）光信号のホモダイン検波を行うができれば[6][7]、低コストかつ低消費電力の長距離信際に必要な位相同期局部発振光生成手法と、QPSK 光号伝送が実現される。そこで本研究では、多値変調光信号のコヒーレント再生への応用について検討した。

信号伝送の長距離化を目的とした、高速デジタル信号あらまし処理を用いないコヒーレント光信号再生に関する検討
１．まえがきを行った。

光ファイバ通信システムの容量の増大に飽和の兆しはなく、消費電力やコストの制約のもとで、より一層２．多値位相変調光信号のホモダイン検波の高速・大容量化を目指して様々な技術の可能性が模

DSP を用いないコヒーレント光信号再生では、入力索されている[1]。限られた光波長帯域を用いて情報の光信号のキャリアと周波数が同一で位相が同期した局伝送速度を上げるためには、変調の多値化による周波部発振光（LO 光）を信号再生器内で生成する必要が数利用効率*2 の向上が必須であるが、変調の多値度がある[5]。信号光の位相が 0〜2pの間で偏りなく変調さ上がるほど雑音や伝送路の非線形性による波形劣化へれる場合、信号に含まれるキャリア成分がゼロになり、の耐性が低下し、信号到達距離が短くなる。既存の標LO 光の位相を光源光に同期させるための基準がなく準的な光増幅器と伝送ファイバを用いるシステムにおなる。この場合、光源光と位相同期した LO 光を生成いて、信号の到達距離を延長するためには、雑音や波するためには、光領域または電気領域において何らか形劣化の累積をリセットする機能をもつ信号再生器をの非線形な信号処理を行う必要がある。これまでに、伝送路中に配置することが必要になる。信号再生器は、(i) 90°ハイブリッドを用いたホモダイン検出における

1TELECOM FRONTIER No.100 2018 SUMMER

光電気変換型コヒーレント光信号再生の研究
Study on Opto-Electronic Coherent Signal Regeneration

同相検波出力と直交位相検波出力の積を位相同期ルー

変調量は、それぞれ k cos(qs - qLO)および k sin(qs - qLO)

プのフィードバック信号として用いるコスタスループとなるので、2 つの位相変調器出力点 A および点 B に法や判定駆動（decision-driven）ループ法[8]、(ii)遅おける光の複素振幅は、それぞれ、延検出したデータを電気領域においてデコーディング

exp(iqs) exp[ikcos(qs - qLO)](1)

し、信号光を再変調してキャリア成分を回復する方法

exp(iqs) exp[iksin(qs - qLO)](2)[9]、(iii)二位相偏移変調（BPSK）信号を光縮退パラとなる。ただし、qs（0, p/2, p, 3p/2 のいずれかの値をメトリック発振器のポンプ光として用いることによっとる）は信号光の位相、qLO は LO 光の位相である。てキャリア光を生成する方法[10]、(iv)ポンプ光と信号

また、k は信号光および LO 光の振幅、平衡検波器の光、およびポンプ光と参照光との間の高次四光波混合応答度、検波器出力を増幅する増幅器の利得、位相変光の差周波電気信号を分周し、その値に等しい周波数調器の変調特性で決まる定数である。ここで、k = p/シフトを参照光に与える方法[11]、などが提案され、√2、qLO = p/4 とすると、点 A および点 B における位実験で検証されている。それぞれ優れた特徴を持つが、相再変調された光信号のベクトル図は、図 2(b)、2(c)(i)および(ii)ではシンボル速度以上の速度の電気信号のようになる。したがって、点 A の光にp/2 の位相シ処理が必要であり、(iii)および(iv)では効率の良い光非フトを与えて 2 つの光を合波すると、合波された光の線形媒質が必要になる。

位相はqs の値に関わらず 5p/4 となり、位相変調が消去

本研究では、信号光のホモダイン検波、信号光に対される（図 2(d)）。位相変調が消去されキャリア成分する位相再変調によるデータ消去、および半導体レーが回復された光を注入同期半導体レーザに入力し、キザの注入同期*3 発振による位相同期連続光の生成を、ャリア成分と周波数が等しく位相同期したレーザ光をフィードバックループ内に組み込んだ光キャリア抽出出力光として取り出すことで LO 光が生成される。

方式を四位相偏移変調（QPSK）信号からのキャリア抽出とホモダイン検波に適用する[12]。図 1 に、提案①③するキャリア抽出／ホモダイン検波回路の概略を示す。

② ④②①

cos(qs-qLO)
入力信号

iq

e s
iqe LO

遅延調整

90°
ハイブ
リッド

PM
PM

(I)
(Q)
sin(qs-qLO)
位相ずれ補償

BiC

①②③④

② ④④

光フィルタexp(iqs)(a)

注入同期レーザ①③(d)exp(iqs) exp[ik sin(qs-qLO)]

(c)

抽出された
キャリア光 D(a) QPSK 信号のベクトル図(b) 図 1 の点 A における光信号のベクトル図(c) 図 1 の点 B における光信号のベクトル図(d) 図 1 の点 C における光信号のベクトル図

PM：位相変調器
MZM：マッハツェンダー変調器

図１(b)③２電極MZM

Aexp(iqs) exp[ik cos(qs-qLO)]QPSK 光信号からのキャリア抽出およびホモダイン検波回路

k およびqLO は、k=p/√2、qLO=p/4 に選ばれている

図２

位相再変調による信号位相の消去

この回路では、90°光ハイブリッドと平衡検波器で検出した同相検波出力と直交位相検波出力のそれぞれを上で述べた位相変調消去が成立するためには、局部用いて、2 電極マッハツェンダー変調器（MZM）の各発振光の位相qLO をp/4（または-p/4）に安定化する必

アームを通過する光を位相変調する。各アームの位相要がある。図 1 の 2 電極 MZM 出力の光信号振幅は2TELECOM FRONTIER No.100 2018 SUMMER

光電気変換型コヒーレント光信号再生の研究
Study on Opto-Electronic Coherent Signal Regeneration

号のスペクトルを図 4(b)に示す。位相データの除去は、

E(qs,qLO) = exp(iqs) {i exp[ik cos(qs - qLO)]+ exp[ik sin(qs - qLO)]}(3)

不完全であるが、キャリア成分がある程度回復していで与えられ、この信号のキャリア成分の電力は、QPSKることがわかる。この信号が ILLD に注入されて、LO信号の位相偏移の値が等確率で 0, p/2, p,または 3p/2光が生成される。となるときP(qLO) = |E(0, qLO) + E(p/2, qLO) + E(p, qLO)

-10+ E(3p/2, qLO)|2(4)Power (dBm)= [sin2(k cosqLO) + sin2(k sinqLO)]に比例する。

図 3 に、k をパラメータとした場合の P と θLO の関係を示す。k ≤ pのとき、qLO = ±p/4 において P が最大になる。k = p/√2 のときは、qLO = ±p/4 において P が最大になると同時に QPSK データ変調が完全に消去-20-30-40-501555.8
1556
Wavelength (nm)される。したがって，k = p/√2 として 2 電極 MZM 後のキャリア成分電力が最大になるように LO 光位相1556.2(a) RZ-QPSK 信号qLO を制御することによって、変調雑音を含まないキャ-10源光と位相同期した LO 光を発生させることができる。

Power (dBm)

リア光成分が注入同期レーザ（ILLD）に注入され、光-20-30-40-501555.815561556.2(b) 位相が再変調されてデータがある程度消去された RZ パルス列（分解能 0.01nm）

図４信号の光スペクトル

図 5 は、2 つの平衡検波器から出力される同相信号
図３

位相が再変調された QPSK 信号に含まれるキャリア成分電力とqLO の関係と直交位相信号のアイパターンである。短い時間内では、アイが開き、正しいホモダイン検波出力が得られることがわかる。しかしながら、QPSK 信号からの位相データ除去が完全に行えておらず、長時間にわたる

３．光 QPSK 信号からのキャリア抽出とホモダイン安定な LO 光生成とホモダイン検波を達成することが検波の実験
2 節で述べた方法に従って、QPSK 信号からのキャ困難であった。安定なキャリア抽出／ホモダイン検波

リア抽出／ホモダイン検波の実験を行った[12]。速度を行うためには、できる限り正確な位相逆変調を行い、10 Gbaud、デューティー比 50 %の RZ-QPSK 信号のILLD に注入される信号に混入する変調雑音を小さく光スペクトルを図 4(a)に示す。この RZ-QPSK 信号にするとともに、ILLD にも制御を加え、同期引き込み対して、2 電極 MZM で位相再変調を加えた後の光信範囲を広げることが有効であると考えられる。
3

TELECOM FRONTIER No.100 2018 SUMMER

光電気変換型コヒーレント光信号再生の研究
Study on Opto-Electronic Coherent Signal Regeneration

５．おわりに
高速 ADC、DAC および電気信号領域での高速デジ同相信号

タル信号処理（DSP）を用いないコヒーレント光信号伝送は、信号劣化補償や信号多重分離の性能に限りがあるものの、消費電力やコストを抑制したシステムを作ることに適している。本研究では、ADC、DAC お
よび DSP に頼らない電気光変換型コヒーレント信号直交位相信号再生器の実現をめざして、QPSK などの光多値信号からのキャリア抽出と、ホモダイン検波方式の検討を行図５った。このキャリア抽出／ホモダイン検波器と、リミQPSK 信号の受信アイパターンティング増幅ならびに光 IQ 変調器を組み合わせることによって、光 QPSK 信号再生器を組み立てることができることを示した。

４．光 QPSK 信号のコヒーレント信号再生
3 節で述べたキャリア抽出においては、光キャリア

本研究では、単一偏波の QPSK 信号のホモダイン検の生成と同時に 2 つの直交振幅成分（I および Q 成分）波を取り扱ったが、光領域での偏波追跡と組み合わせがホモダイン検波されて、電気信号として出力される。て偏波多重伝送に適用させることが必須である。4 値

これらのデータに含まれる振幅揺らぎ、すなわち雑音を超える多値度の変調形式の信号からの雑音除去へのをリミティング増幅器*4 で除去した後、この電気信号拡張なども含めて課題は多いが、最小限のアナログ電によって光直交振幅（IQ）変調器を駆動し、光キャリ気信号処理を用いた低エネルギー消費で、コンパクトアを変調することによって再生光信号が得られる。リなコヒーレント信号伝送／処理方式の開発には意義がミティング増幅器は、正負 2 レベルの電圧の雑音を除あると考えられる。

去するので、本構成によって光 QPSK 信号再生が実現される。再生器の構成を図 6 に示す。リミティング増用語解説

幅器を用いた光電気変換型信号再生については、ホモ*1 コヒーレント光受信ダイン検波ではなく、遅延検波によって光信号を電気変調された光信号に参照光を加えたのちに信号強信号に変 換する構 成に関して実験を行な った。10度を検出する受信方法。光信号の位相を読み取るこGbaud の差動四位相偏移変調（DQPSK）信号伝送にとができる。光信号の搬送波（キャリア）周波数とおいて、リミティング増幅器を用いた雑音除去により参照光の周波数が等しい場合はホモダイン検波、光受信感度が 8 dB 向上することを確認した[13]。

信号の搬送波周波数と参照光の周波数差が光信号の帯域幅よりも大きい場合はヘテロダイン検波と呼ばれる。

検波出力（I）

out*2 周波数利用効率

in

情報伝送速度（ビット速度）を信号が占有する周生

入力
信号リミティング
増幅

キャリア抽出／ホモダイン
検波

図１の構成

抽出された
キャリア光

リミティング
検波出力増幅

電気光学効果光IQ変調器

再出力

波数スペクトル幅で除した値。bit/s/Hz という単位で表される。
*3 半導体レーザの注入同期

out

半導体レーザに外部から光を入力した場合に、レin

（Q）

図６

ーザ発振光の周波数が入力光の周波数と一致する現ホモダイン光 QPSK 信号再生器

象。周波数の引き込みが生ずる周波数範囲は、外部から注入される光の電力の大きさに依存する。
4TELECOM FRONTIER No.100 2018 SUMMER

光電気変換型コヒーレント光信号再生の研究
Study on Opto-Electronic Coherent Signal Regeneration*4 リミティング増幅器[7] J. K. Perin, A. Shastri, and J. M Kahn, "Design

入力信号の大きさが正負両方向にある値以上にな

of low-power DSP-free coherent receivers for

ると、出力信号の大きさが一定となる特性を持つ増data center links", J. Lightwave Technol., vol.

幅器35, no. 21, pp. 4650-4662 (2017).
[8] S. Norimatsu, K. Iwashita, and K. Noguchi, "10

参考文献

Gbit/sopticalPSK

homodynetransmission[1] P. J. Winzer and D. T. Neilson, "From scaling

experiments using external cavity DFB LDs",

disparities to integrated parallelism: A decathlon

Electron. Lett., vol. 26, no. 10, pp. 648-649 (1990).

for a decade", J. Lightwave Technol., vol. 35, no. 5,[9] S. K. Ibrahim, S. Sygletos, R. Weerasuriya, and A. D.
Ellis, "Novel real-time homodyne coherent receiverpp. 1099-1115 (2017).
[2] J. Kakande, R. Slavík, F. Parmigiani, P Petropoulos,

using a feed-forward based carrier extraction

and D. Richardson, "All-optical regeneration ofscheme for phase modulated signals," Opt. Exp., vol.

phase encoded signals: Phase sensitive optical19, no. 9, pp. 8320-8326 (2011).

regeneration", Optical Fiber Telecommunications VI[10] I. Kim, K. Croussore, X. Li, and G. Li, "All-optical

A, I. Kaminow, T. Li, and A. E. Willner Eds., ch. 16,carrier synchronization using a phase-sensitivepp. 589-639 (2013).

oscillator," IEEE Photon. Technol. Lett., vol. 19, no.
13, pp. 987-989 (2007).

[3] L. Li, P. G. Patki, Y. B. Lwon, V. Stelmakh, B. D.
Campbell, M. Annamalai, T. I. Lakoba, and M.

[11] R. Slavík, J. Kakande, and D. Richardson,

Vasilyev, "All-optical regenerator of multi-channel"Feed-forward true carrier extraction of high baudsignals", Nat. Commun., vol. 8, article #884 (2017).

rate phase shift keyed signals using photonic[4] P. Guan, F. Da Ros, M. Lillieholm, N. -K. Kjøller, H.

modulation stripping and low-bandwidth electronics,"

Hu, K. M. Røge, M. Galili, T. Morioka, and L. K.

Opt. Exp., vol. 19, no. 27, pp. 26594- 26599 (2011).

Oxenløwe, "Scalable WDM phase regeneration in[12] M. Matsumoto and R. Nishimura, "Opticala single phase-sensitive amplifier through opticalcarrierextraction

fromcarrier-lessphase

time lenses", Nat. Commun., vol. 9, article #1049

modulated optical signals", IEICE Electronics(2018). では毎秒 10 ギガビットのバイナリ位相変Express, vol. 12, no. 24, article #20150913 (2015).

調光信号を 50GHz の周波数間隔で 16 波長チャネ[13] M. Matsumoto, "Simple DQPSK signal regenerator

ルを多重した光信号の一括位相雑音除去方式の提using electrical limiting amplifier", IEEE Photonics

案と実験が報告されている。しかしながら、群速Journal, vol. 7, no. 6, article #7802313 (2015).

度分散を有する実際の光ファイバ伝送系への適用可能性や、多値変調信号再生への拡張は検討されていない。
[5] K. Kikuchi, "Fundamentals of coherent opticalfiber communications", J. Lightwave Technol.,vol. 34, no. 1, pp. 157-179 (2016).
[6] N. Nambath, R. K. Raveendranath, D. Banerjee, A.
Sharma, A. Sankar, and S. Gupta, "Analog domain
signalprocessing-based

low-power

100-Gb/s

この研究は、平成２５年度ＳＣＡＴ研究助成の対象と

DP-QPSK receiver", J. Lightwave Technol., vol. 33,

して採用され、平成２６～２８年度に実施されたもの

no. 15, pp. 3189-3197 (2015).

です。
5

TELECOM FRONTIER No.100 2018 SUMMER