MWE 2017 FR1A-1

マイクロ波増幅器の基礎―基本原理から最新の話題まで－

Fundamentals of Microwave Power Amplifier Design-From Basis to Advanced Topics本城 和彦
Kazuhiko Honjo
電気通信大学 先端ワイヤレスコミュニケーション研究センタ―
和文概要
マイクロ波電力増幅器は，通信やレーダ，さらには無線電力伝送を含めたパワーエレクトロニクスなど、エレクトロニクス全般における基本構成要素です．本講座では，このような電力増幅器に共通する
具体的構造をデバイスと回路の両面で原点に立ち返って解説し，直面する課題ならびにこれに対する解決手法を提示します．電力増幅器の動作は，理論的に確立している線形回路理論をベースとした小信号
動作状態と、非線形回路としてトランジスタのドレーン（コレクタ）電圧・電流の波形を制御して電力
効率やひずみ特性を改善する大信号動作状態に分類できます．これらに対する理論的および実験的な取扱い手法について初学者向けに解説します．またマイクロ波 GaN HEMT 電力増幅器を例にとり，100％の電力効率を目指す基本波・高調波回路設計手法、ならびにこれら高効率増幅器の広帯域化ならびに複数バンド同時増幅に関する手法を解説します．さらに，高効率増幅器の原型となる飽和型増幅器は，時間反転双対原理により、整流器としても動作することも説明し, 電力増幅器理論がエレクトロニクスの中で有する一般性について理解します．

図

図

高効率増幅器の分類

マイクロ波電力増幅器の実施形態

Abstract
In this course, the specific structure common to such power amplifiers will be explained back to the origin byboth device and circuit viewpoints, and the challenges to be faced and solutions to those will be presented. The
operation of the power amplifier is analyzed both as the small signal operating state based on the theoreticallyestablished linear circuit theory, and is analyzed as the large signal nonlinear operating state. Basically the power
gain and stability is improved with the linear circuit theory and the power efficiency and distortion characteristics
are improved by means of controlling voltage-current nonlinear waveforms of the transistor. Theoretical andexperimental handling methods for these power amplifiers using GaN HEMT’s will be explained for beginners.
As examples, the load circuit design method considering the fundamental and harmonic frequencies aiming at
100% power efficiency and the broadband and concurrent design method of high efficiency power amplifiers will
be explained.

1. はじめにマイクロ波電力増幅器は，通信やレーダ，さらには無線電力伝送を含めたパワーエレクトロニクスなど、エレクトロニクス全般における基本構成要素です．本講座では，このような電力増幅器に共通する課題をデバイスと回路の両面で原点に立ち返って抽出し，基本的な動作原理と理論，直面する技術的課
題ならびにこれに対する解決手法を解説します．
2. 電力増幅器の実情と技術的課題の把握
マイクロ波電力増幅器は，トランジスタチップの増幅特性評価治具，ロード・ソースプル測定装置，
高出力増幅器モジュール，ＭＭＩＣ，内部整合回路，
増幅器装置など数々の形態をとりますが，その動作原理や設計手法は同じです．一例として図１に示す
増幅特性評価治具では，信号源とトランジスタゲー
ト電極との間に無損失の入力整合回路，トランジス
タと負荷抵抗との間には無損失出力回路が其々設けられ，直流バイアスはチョークインダクタ（ＲＦで無限大インピーダンス，直流での抵抗は略零）を介して加えられます．信号源と負荷抵抗は直流阻止キャパシタで直流的に分離されています．ＲＦ信号電圧がゲート電極に加わると，RF ドレーン電流 iD (トランジスタに流れ込む電流)が制御され，これに応じて RF ドレーン電圧 vD が生じます．負荷に流れ込む
電流は-iD なので，負荷インピーダンス ZL は vD/-iD により周波数毎に定義されます．電圧と電流の位相差が 180 度で一定（逆相）の場合は，純抵抗負荷となり，負荷線は直線となります．
ところが，実際の電圧電流波形を入出力電力特性の各電力レベルに応じて計算してみると、図２に示すように，信号レベルが大きくなると電圧電流位相
差は 180 度からずれていくことが分かります[1]．

図１増幅器の一般的構成と動作

図２ 電力増幅器の入出力電力特性と電圧電流波形

図３

図２の電圧電流波形から求めた動的負荷線

電圧と電流の時間周期波形から，それぞれ電流・電圧の座標を読み取り，トランジスタＩＶ特性上にプロットすると、図 3 に示す動的負荷線が得られます．マイクロ波増幅器では負荷インピーダンスは純
抵抗とはならず一般に楕円状になり，大信号状態では波形はさらに歪みます．トランジスタの内部消費
電力は瞬時消費電力の時間平均値となりますが, 図
3 中にＬ字型で示す理想負荷線が実現されると，電圧が生じているときには電流は零で、電流が流れているときには電圧は零であるため時間平均消費電力は零となりトランジスタは発熱しません．このとき高調波電力が無効電力化処理されていれば，ドレーン
効率は 100％となります． 図 2 中Ｅからも分るように電流波形，電圧波形ともに高調波成分を含み，これは前述したように高調波負荷インピーダンスの存在と同義で，これらの制御が高効率化達成には重要であることが分かります．
図 4 に GaN HEMT の静特性と直流消費電力が示されています．ＩＶ特性上の各点にバイアスを固定す
ると，それぞれにおいて直流消費電力が異なりデバ
イスのチャンネル温度も異なります．バイアス点に

図4

GaN HEMT の静特性と直流消費電力

応じたデバイスパラメータを抽出する際に，チャネ
ル温度が異なったパラメータを抽出してしまうことになるので注意が必要です．またデバイスの温度時
定数は熱抵抗と熱容量（実際は多段回路で表現される）で決まりますが，通常は数十マイクロ秒程度あり，搬送波そのものには追従しないが，数 Mbps から
数十 Mbps の変調波とは干渉するという問題（熱メモリ効果）が生じます[2]．なお図 4 中には高効率増幅器のマイクロ波動的負荷線の例も表示されていますが，この動的負荷線の平均の消費電力（発熱）に対応したチャネル温度でのデバイスパラメータを用いて回路設計する必要があります．パラメータ抽出は，温度制御された恒温槽内で熱応答が追従しない短パルスを用いて行われます．また図 2 からも分るように回路が線形となる小信号状態と回路が非線形となる大信号状態に分かれます．線形回路理論は確立した理論であり、非線形回路理論は種々工夫が必要で研究が進められています．
3. 線形回路理論による電力利得の把握
能動素子はバイポーラトランジスタ系と電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）系の２種類に大別できます．
バイポーラ系では図 5 に示すように，低入力抵抗で導入された入力電流が，そのまま高抵抗の出力側に現れることにより、出力側が整合されたときに得られる出力有能電力と正味入力電力（入力回路発熱量）の比が大きくとれることが電力増幅発生の原理です．
このときのメカニズムである電流の抵抗遷移（Transfer Resister）が Transistor の語源です．
一方ＦＥＴ系では図 6 に示すように，電子管と同様，入力電流により生ずるゲート端子電圧によって出力電流が変調されます．このときの出力有能電力と正味入力電力の比は，出力抵抗と入力抵抗の比と相互コンダクタンスの自乗に比例し，この意味でト
ランジスタの範疇に入ります．

図5

バイポーラトランジスタの電力利得発生の原理

図6

ＦＥＴの電力利得発生の原理

能動素子に対しては，入力抵抗をできるだけ小さ
く，出力抵抗（出力コンダクタンス）をできるだけ大きく（小さく）するとともに，入力容量をできるだけ小さくし, 相互コンダクタンスをできるだけ大きくすることが重要です．
電力利得の一般的表現をするために，同じ増幅器を図７で示すＳ行列とＹ行列で表現します．
Ｓ行列で用いる入射電力波 a1，反射電力波 b1 とＹ行列で用いる入力端子フェーザ電圧 V1  V1  V1 と入力
端子フェーザ電流 I1  V1  V1  Z0 の間には(1)式の関係があります．ただしV1 ,V1 はそれぞれ電圧進行
波，電圧後進波で， a1  V1 Z0 b1  V1 Z0 です．
1 V
a1   1  Z 0 I1 
2  Z01 V
b1   1  Z 0 I1 
2  Z0(1)

正味入力電力 P1NET は電力波，端子電圧電流を用いて，
1
2
2
(2)
P1NET  a1  b1   I1V1  I1V1   Re  I1V1 
2
22
同様に正味出力電力 P2NET も b2  a2 となります．

 b1   S11
 
 b2   S21

S12  a1 
 
S22  a2  I1   Y11 Y12  V1 
 
 
 I 2   Y21 Y22  V2 

図７ Ｓ行列とＹ行列
以上より，正味出力電力と正味入力電力の比を電力
利得 GP と定義すると，22b  a2
 I 2V2  I 2V2 Re   I 2V1 (3)GP  2 2
2
I1V1  I1V1
Re  I1V1 
a1  b1と表現でき，信号源反射係数ΓS，入力反射係数ΓIN,
出力反射係数ΓOUT，負荷反射係数ΓL には以下の関係があるので，GP は(4)式のようにも表現できます．
abab IN  1
OUT  2
L  2S  1a1
a2
b1
b2
b2  a22

a1  b1

2

2

GP 

2



S21

2



1  S22  L

1 L
2



2



1   IN

2

2

Is

2

 1  S 
4Y0 Re  1  S GAMAX は入力側と出力側の両方における共役整合条
件であるΓ S=Γ IN*とΓ L=Γ OUT*を連立させて二次方
程式の根から求めることができ， (6)式で表される．
GAMAX は増幅器の限界電力利得を表しています．
GAMAX (4)

I s 1  S2

2

4Y0 1   S



2



(5)

また負荷側もインピーダンス整合条件が常時維持されている場合と，50Ωで一定である場合とでは電力の値が異なります．そこで，図８に示されたように，トランスデューサ電力利得ＧＴ，有能電力利得Ｇ
Ａ，および最大有能電力利得 GAMAX の３つの電力利得が定義されます．このなかで最も有効でよく使われる指標は，最大有能電力利得 GAMAX で，信号源側と負荷側で共役インピーダンス整合が同時に成り立っているときの電力利得です．

S21
 K  K 2 1S12



1  S11  S22  S11S22  S12 S21
2 S12 S21
2K

しかしながら，入力電力を単にトランジスタに入力される正味電力として捉えるよりも，信号源が供給できる最大の電力を意味する信号源有能電力 PAV1として捉えた方が，システム全体の最適化の指標という観点では実用に近い状態になります．この場合，信号源有能電力を増幅器が有効に使いきっているか
否かは新たな別の問題です．なお信号源有能電力は，ノルトンの定理から得られる短絡電流 IS と信号源ア
ドミタンス YS，または信号源反射係数ΓS から以下のように求まります．
Is
PAV 1 

4 Re YS 

図８ トランスデューサ電力利得，有能電力利得と最大有能電力利得2(6)2(6)式中のＫは，Ｋファクタと呼ばれ１より大きな値
も，小さな値もとりえます．Ｋ＜１はトランジスタの内部帰還による不安定性から生じますが，もともと実数で定義された GAMAX の値は虚数となり，(6)式は使用できなります．このため(6)式において K=1 のときの GAMAX を最大安定電力利得 MSG として定義します．
SS
MSG  21
MSG  dB   10 log 21
(7)
S12
S12
MSG は図９の増幅器の出力側完全反射時のループ
利得を，減衰器により(8)式に示すように零に抑えた
2
ときの順方向電力利得 10log S21  L と一致します．

10log S21  L  10log S12  L  0
2

図９

2

(8)

出力端子が完全反射した場合の安定性確保

Ｋ＜１の状態は，逆方向の利得となるＳ12 の存在により生じ,トランジスタ内部の寄生容量や寄生インダ
クタンスによる帰還回路の形成が原因です．そこで電力利得を計算するときに，図 10 に示すようにトランジスタのドレーン・ソース間容量 CDG を，相反回路（y21=y12）である並列外部インダクタにより常に中和（並列共振）させることにすると，計算上増幅器は単方向化され安定化します．単方向化は能動素
子内部に複雑な帰還回路を有していても計算上実施することができ，この時の電力利得をメイソンのユ
ニラテラル電力利得Ｕと呼びます．なお電力利得が１となる場合には帰還回路の有無が利得に影響を与えないため，0dB 利得の周波数（最大発振周波数 fmax）
は U から求めても，GAMAX から求めても同じ値となります．表 1 にＳパラメーラ，Y パラメータによる
GAMAX, MSG, および U の表式を示します．

カットオフ点に置くＢ級バイアスを実施し，半波整流電流波形の存在を前提とすることが基本です．
図 11 に 4 次高調波までを含む規格化ドレーン半波
整流電流と，直流ドレーン電圧 VD を中心として零と2VD の間の無ひずみ規格化ドレーン電圧を考えます．
この状態では，電流成分には直流，基本波，二倍波と四倍波が存在し，電圧成分としては直流と基本波成分のみが存在します．したがって規格化基本波負荷インピーダンスは１となり，規格化二倍波および四倍波負荷インピーダンスは零となります．
トランジスタ時間平均消費電力は(9)式で計算され,最右辺第一項は直流消費電力，第二項は基本波出力電力となり，ドレーン効率ηD はπ/4（=78.5％）とな
ります．このようにＢ級増幅器は単にＢ級バイアス
するだけでは高効率は得られず，高調波負荷インピーダンスの調整が必要です．
2

P

1
V  I   d2 0

2 1  2
 4 1
  1
cos     cos 22
VD I D   2   
2 1
3

2



d  VD I D   
2 0  4

4
4
 2
cos 4 cos  cos 2 
cos  cos 4 

3
15
 15


(9)

図 10 内部帰還素子の中和による単方向化
図 11

表 1 GAMAX, MSG, および U の表式

半波整流電流波形に対する電圧波形最適化
電力増幅器に入力する信号レベルが、大信号レベ
ルに達すると、高調波の発生を伴う非線形動作トな
り，出力波形整形による増幅器設計が行われます．
このとき，ゲート直流バイアスをドレーン直流電流

Ｂ級増幅器の電圧・電流波形

Ｂ級増幅器のドレーン電圧に 1-sinθの項を掛けて図12 のように歪ませると，規格化負荷インピーダンス
は基本波に対して 1+j で，二倍波に対しては-j3π/4，４倍波に対しては零となります. この場合のドレー
ン効率ηD はＢ級増幅器と同様 78.5%となり[3] [4]，Ｂ級増幅器の，負荷の変動に対する耐性（負荷デザインスペース）を示しています．

4.

図 12 変形Ｂ級増幅器の電圧・電流波形

Ｊ級増幅器は図 13 に示されるように，規格化ドレーン電圧を(1-αcosθ)(1-βsinθ)(1+γcosθ)と表した波形で表されます．周波数毎の電圧と電流成分の比をとり，規格化インピーダンスが定義されます[4]．
α=β=1, でγ=0 とすると,図 12 の変形Ｂ級動作と同じです．図 14 にα=β=1, でγ=0.2 の J 級増幅器と変形 B 級増幅器の負荷インピーダンスの比較を示し
ます．Ｊ級増幅器では，二倍波インピーダンスがス
ミスチャート外周から内側に入り回路設計し易いと言えますが，第二高調波で損失を生じていることが分ります．また基本波インピーダンスも低抵抗側にシフトしています．γ=0.2 のＪ級増幅器のドレーン
効率は 69.7%となり，B 級増幅器より低下します．

位相差－90°の容量性負荷のみを用いる場合が E 級
高調波負荷となり，誘導性負荷と容量性負荷が混在を許容するのがＲ級高調波負荷となります[5]．特に零インピーダンスの偶数次高調波負荷と無限大イン
ピーダンスの奇数次高調波負荷を有する場合は，Ｆ級高調波負荷となります．いずれの場合もトランジ
スタでの消費電力は，高調波に関しては全て無効電力化あるいは零となり，直流と基本波のみから表現されます．
Pave 

1 T
vd id dt  VDC I DC  V1I1 cos   0
T 0

(11)

(11)式右辺が零となるように VDC, IDC, V1, I1, およびθを調整してトランジスタでの消費電力を零と sure
ば，ドレーン効率ηD は 100％となります．cosθは力率と呼ばれ，V1 と I1 の値を大きく保つことと並んで効率最適化のための重要なファクタとなります[5]．

図 13 Ｊ級増幅器の電圧・電流波形

図 15 Ｆ級増幅器（左）とＥ級増幅器の電圧・電流波形

Ｆ級増幅器の場合は cosθ=-1 です．(12)式で表されるＦ級増幅器の電流・電圧波形を図 15（左），(13)式で表されるＥ級増幅器の電流・電圧波形を図 15 右側に示します．ともに電流と電圧の波形の重なりはな
いが，基本波電流と電圧の位相差が異なっています．
(F 級増幅器の電流・電圧)

図 14 Ｊ級増幅器（γ=0.2）の規格化負荷インピーダンス（Ｅ級増幅器の電流と電圧）(12)5. エネルギーバランスによる負荷最適化
一般化したひずみ交流理論を用いてトランジスタ
ドレーン電流とドレーン電圧を(10)式で表します．但し高調波における電流と電圧の位相差は±90°として直交化されています．
id  t   I DC  2 I1 sin ot   2 I n sin  n0t  n 
n2



vd  t   VDC  2V1 sin ot  1    2Vn sin  n0t  n  
2

n2
(10)

(13)

ＺOBJ(s) とＺL(s)を同一にすることがＦ級負荷回路の設計作業であり、 (14) 式を連分数化して係数比較することにより直ちにＦ級増幅器の回路パラメータが求まります[7]．また図 17 の集中定数回路は，図 18の分布定数回路に変換でき，マイクロストリップ線
路等でＦ級負荷回路を実現できます．
．

図 16 Ｆ級増幅器とＲ級増幅器の負荷
インピーダンスデザインスペース

Ｆ級増幅器とＲ級増幅器の基本波および高調波の負荷インピーダンスをスミス図上に示したのが図 16です．高調波に関してはともにスミス図外周上にあり完全反射状態であり，基本波に関しては等力率線上にあり[6]，Ｊ級増幅器とは大きく異なっています．
高調波リアクタンス制御と高効率設計
これまで述べてきたように，大信号増幅器設計は，トランジスタの電流源からみた基本波と高調波の負荷インピーダンスを制御することを意味します．一
般には真性トランジスタと負荷回路との間には寄生素子が介在しているため，寄生素子を考慮した高効率設計が必要です．100％のドレーン効率を目指す増幅器では，高調波の完全反射を実現するため，図 17に示すように負荷回路には必ず高調波短絡回路を並列に設けます．このため高調波に限っては純リアク
タンス回路網となるので零点と極を交互にもちます．
これら極・零点の周波数をＦ級動作の高調波周波数に一致させ，さらに寄生素子によるダミー極ωD を一
つ与えることで(14)式で示す目標インピーダンス関数ＺOBJ(s) を設定することができます[8]．
6.

Z OBJ  s  

b1s  b3 s 3  b5 s 5
a0  a2 s 2  a4 s 4  a6 s 6







s s 2   20  s 2   40 
b5

a6 s 2  D2 s 2   30 2 s 2   50 2



2



2





(14)

一方図 17 の梯子型回路のインピーダンスは連分数
インピーダンス関数ＺL(s)と直ちに表現できます．

ZL  s 

1
C0 s 

図 18 分布定数化 F 級回路
一方 R 級増幅器は図 19 に示すように周波数 fa での四分の一波長開放スタブ短絡点と電気長θa から fa での純リアクタンス値を決定し，次に fb での短絡点と
θa, θb, 前記 fa 用スタブから fb での純リアクタンス
値を決定します．基本波のインピーダンス整合は，
上記４本の伝送線路で構成される基本波残留リアク
タンスを含めて設計されます．図 19 において fa を第二高調波，fb を第三高調波と考えると，３次高調波までを処理するＲ級負荷回路となります[10]．一方図
19 により，複数バンドにおける高調波リアクティブ
終端条件を順繰りに実現し，高効率増幅帯域の広帯域化を計ることもできます．

(15)

1
L0 s 

図 17 寄生素子を補償する集中定数Ｆ級回路

1
C1s 

1
L1s 

1
C2 s 

1
L2 s

図 19 高調波リアクティブ終端（Ｒ級）増幅回路

7． Ｒ級 GaN HEMT 高効率電力増幅器の例
図 20 は GaN HEMT チップの基本波における最適ソースインピーダンスと最適負荷インピーダンスを固定した状態で，第二高調波ソース/ロードプルシミュレーションした結果です．一般にソース側，負荷側ともに短絡付近で PAE（付加電力効率）の最大値と最小値が接近し 8％程度の落差が存在します．ちな
みに PAE とは，増幅器が付加する電力 Pout-Pin と PDCの比で定義され，ηD(1-1/GP)を意味します．第二高
調波インピーダンスを最適値付近に設定すると，帯域が狭くなる現象が生じます．これを避けるため，
第二高調波のソースならびに負荷インピーダンスは，
規格化スミス図のｊ(Ω)付近に設定しています．
図 21 は試作した GaNHEMTＲ級増幅器の等価回路
図および写真です．入力側および出力側ともにバイ
アス給電回路と 2f0 における短絡点を発生する回路とを共用化していますが，等価回路は基本的に図 19の R 級増幅器と同じで，設計法も同じです．この増幅器は 2GHz において 85%のドレーン効率，80%のPAE, 70W の出力が得られています．また 70%以上のPAE が比帯域 22%の広帯域で得られています[9]．
なお，増幅器の低ひずみ化は，バイアス給電回路の低周波帯インピーダンスの低減による電気メモリ
ー効果除去や熱メモリー効果補償電気回路[2]を設置するとともに， AM/AM，AM/PM 増幅特性の逆特性を発生するアナログやデジタル型式のプリディストータを前段に設置することで実現できます[11]．

図 21

図 22

2GHz 帯 GaN HEMT 電力増幅器

入出力電力特性実験値 (2GHz)

図 20

GaNHEMT の第二高調波ソースプル（上）と第二高調波ロードプル（下）シミュレーション

図 23 Ｒ級電力増幅器の帯域特性実験値

7. コンカレントデュアルバンド化
第五世代移動体通信システムでは複数の周波数の異なった無線システムに同時（コンカレント）にア
クセスすることが求められ，電力増幅器にも複数帯
域を低ひずみ，高電力効率で同時増幅することが求められます．一般に f1, f2 の複数周波数をメモリー効果を有する非線形システムに入力すると±nf1 ±mf2の信号が発生するとともに，強い信号が弱い信号を駆逐する弱肉強食の状態となります．これらを避けるために増幅器には高調波を発生しないことと，最適化された電圧・電流波形を乱さないことが求めらDC 電力に変換される整流器となります．図 25 はＥ級増幅器の電圧電流波形を基準として，電圧電流双対である逆Ｅ級増幅器と，時間反転双対であるＥ級整流器の関係を示しています．電圧電流双対回路では単に電流と電圧の波形が入れ替わるだけですが，
時間反転双対では電流の向きが逆で，時間反転した
電圧と電流の波形となります．整流器では負荷が電源となっていることが分かります．

図 24 コンカレントデュアルバンド電力増幅器

れます．Ｒ級増幅器にはもともと高調波成分は増幅器内部で短絡されているため出力されないという特徴があり，さらに図 24 に示すように高アイソレーシ
ョンで分波することにより基本波を除く不要な±nf1±mf2 成分を全て遮断することができます[14]．
8. 時間反転双対原理 ―増幅器と整流器―
端子の電圧電流が v(t), i(t)と表されたとき v(-t),-i(-t)となる状態を時間反転双対と呼びます[13]．時間
反転双対回路では表 1 に示すように電力の流れが逆転します. 時間反転双対波形は一般に無損失回路において信号を逆側から注入すると実現できます．電力分配器が電力合成器としても使えることはその一例です．増幅器は直流をＲＦ信号に変換する機能を有しますが，電力のフローを逆転させると RF 電力が
表1

図 25 Ｅ級増幅器と時間反転双対のＥ級整流器

第 5 章で述べた高効率電力増幅器は図 26 の回路構成で表されますが，入力信号ならびに入力回路をトランジスタスイッチングのための制御回路と考えると，飽和動作時には簡略化され，図 27(a)のように理想ス
イッチを用いた回路で表されます．この回路の時間反転双対は，同じ回路に逆から信号を注入してスイッチのタイミングを反転することにより実現され，電力フローが逆転し高効率整流器動作を行います．

時間反転双対と電圧電流双対
図 26 電力増幅器の一般的構成

図 27 電力増幅器の時間反転双対動作

文

図 28 高効率増幅・整流共用モジュール (5.4GHz)

トランジスタにはドレーン・ソース間容量 CDG のよ
うな寄生帰還素子が内部に含まれており，外部同期回路を設けなくても内部帰還と信号源インピーダン
スの制御により反転スイッチング動作が実現できます．図 28 は電圧制御により最適化ソースインピーダンスを実現できる 5.4GHz 帯Ｒ級増幅/整流共用モジ
ュールであり，増幅器モードで 76%のドレーン効率，整流器モードで 66%の RF-DC 変換効率が実現できています[12]．このように，高効率の増幅器が実現できると高効率整流器も同様に実現できることになり，増幅/整流共用モジュールが実現できます．これにより双方向の無線電力伝送が実現できます．また取扱
い電力はパルス幅変調を用いることにより電力効率を低下させずに調整することができます．
9. おわりに本講座では高効率電力増幅器を実現する上で必要な基礎知識を，なるべく現実に直面する課題に沿って説明しました．古典的な線形回路理論と三角関数列を用いた大信号波形整形理論により増幅器の高利得化，高効率化の方向が確認できます．さらに高効率増幅器と高効率整流器は時間反転双対原理により同一設計手法が適用できることを示しました. また
これらの原理をマイクロ波に展開する場合の技術的課題について実例を示しながら解説しました．内容が多岐にわたり高密度実装原稿となりましたが，皆様の今後の研究開発の一助になれば幸いです．
最後に，本解説で紹介したコンカレントデュアルバ
ンド増幅器の開発は平成 29 年度総務省電波利用料研
究開発により実施されました．また高効率増幅整流共用モジュールの開発は平成 26 年度総務省 SCOPE
により実施されました．

献[1] 本城，“マイクロ波半導体回路 基礎と展開”
日刊工業新聞社，1993 年[2] R.Ishikawa,
J.Kimura, K.Honjo,”Analytical
Design Method for a Low-Distortion Microwave
InGaP/GaAs HBT Amplifier Based on Transient
Thermal Behavior in a GaAs Substrate,” IEEE
Transactions on Components, Packaging andManufacturing Technology, vol.3, No.10, pp.1705-1712 , Oct. 2013[3] S.C.Cripps, P.J.Tasker, A.L.Clarke, J.Lees,
J.Benedikt, “On the Continuity of High Efficiency
Modes in Linear RF Power Amplifiers,” IEEE
Microwave and Wireless Components Letters,vol.19,
No.10, pp.665-669, Oct. 2009[4] Z.Hu, C. Huang, et al,”C-Band General Class-J
Power Amplifier Using GaN HEMT,” IEICE ELEX,
vol.13, No.12. pp.1-6, Dec. 2016.
[5] 本城，高山，石川,”マイクロ波電力増幅器の統一的設計理論とその応用,”電子情報通信学会論文誌, J97-C/ 12, pp.456-462, 2014 年 12 月
[6] Kazuhiko Honjo, Ryo Ishikawa, Yoichiro
Takayama,” Ultra High Efficiency Microwave Power
Amplifier for Wireless Power Transmission,” 2012
European Microwave Conference Proceedings, pp.
1339-1342, Oct.2012[7] Kenta Kuroda, Ryo Ishikawa, Kazuhiko Honjo,”
Parasitic Compensation Design Technique for a C-BandGaN HEMT Class-F Amplifier,” IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques, vol.58, No.11, pp.
2741-2750, Nov.2010[8] Osamu Miura, Ryo Ishikawa, Kazuhiko Honjo,”
Parasitic-Element
Compensation
Basedon
Factorization Method for Microwave Inverse Class-F/Class-F Amplifiers,” IEEE Microwave and WirelessComponents Letters, vol.22,No.10,pp.1-3, Oct. 2012[9] Jun Enomoto, Ryo Ishikawa, Kazuhiko Honjo,”
Second Harmonic Treatment Technique for Bandwidth
Enhancement of GaN HEMT Amplifier With Harmonic
Reactive Terminations,” IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques, PP/ 99, 1-6, May
2017[10] Masahiro Kamiyama, Ryo Ishikawa, Kazuhiko
Honjo,” 5.65-GHz High-Efficiency GaN HEMT Power
Amplifier with Harmonics Treatment up to Fourth
Order,” IEEE Microwave and Wireless Components
Letters,vol.22,No.6,pp.315-317, June 2012.
[11] Akihiro Ando, Yoichiro Takayama, Tsuyoshi
Yoshida, Ryo Ishikawa, and Kazuhiko Honjo, ” A
predistortion diode linearizer technique with automatic
average power bias control for a class-F GaN HEMT
power amplifier,” IEICE Transactions on Electronics,
vol.E94-C,No.7,pp.1193-1198, July 2011.
[12] Kazuhiko Honjo, Ryo Ishikawa,” High Efficiency GaN
HEMT Power Amplifier/Rectifier Module Design Using Time
Reversal Duality,” 2015 IEEE Compound Semiconductor IC
Symposim, pp. 227-230, Oct.2015[13] D.C. Hamil, ”Time reversal duality and thesynthesis of double class E DC-DC converter,” 21st
AnnualIEEE
PowerElectronics
Specialist
Conference, San Antonio, pp.512-521, 1990.
[14] Kazuhiko Honjo, Yoichiro Takayama, Ryo Ishikawa,”
Concurrent Dual-Band Amplifier Design Technique for 5G
Wireless Systems,” 12th Topical Workshop on Heterostructure
Microelectronics, Aug. 2107