パワーエレクトロニクス学会創設記念大会
講 演 予 稿 集

2004年11月26日

パワーエレクトロニクス学会
The Japan Institute of Power Electronics

パワーエレクトロニクス学会創設記念大会
講 演 予 稿 集

2004年11月26日

パワーエレクトロニクス学会
The Japan Institute of Power Electronics

パワーエレクトロニクス学会創設記念大会講演予稿集――――――――――――――――――――――――――――――――――――――――――――――――

目

次
連名の○印は講演者

前-１．電気自動車のスリップ制御に関する比較検討○福井慶一，井上馨，加藤利次（同志社大学大学院） ･･････

1

後-１．遺伝的アルゴリズムによるコンバータのトレランス解析
馨（同志社大学大学院） ･･････

2○小野力正，西方正司（東京電機大学） ･･････

3○西前和哉，加藤利次，井上
前-２．単相 UPS システムの並列運転制御の一方法後-２．PWM インバータ電源を用いたフラッシュ溶接制御 -インバータ制御とメカニカル制御の協調制御○熊本佳人，佐藤之彦，石田宗秋（三重大学） ･･････ 4
前-３．直流ループ型配電システムにおける事故時の制御法に関する検討○佐藤亮，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････

5

後-３．SI トランジスタを用いたマルチレベル方式による二次電池電力貯蔵用交直電力変換器の効率向上○尾崎雄亮，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････

6

前-４．直流側で多数台並列接続された風力発電システムに関する研究○立石真一，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････

7

後-４．UPS の並列接続運転における電力融通方式に関する研究○宮越貴史，多部顕史，林祐輔，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････

8

前-５．並列形瞬時電圧低下補償装置を活用した常時の負荷高調波電流と電源電圧変動補償○松本俊輔，小島鉄也，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････

9

後-５．需要地系統のループコントローラへのマトリクスコンバータの適用○牧洋佑，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････ 10

前-６．パッシブ素子による三相 PFC の回路○仙田成弘，松井景樹，山本勇（中部大学大学院） ･･････ 11

後-６．電池電力貯蔵用双方向電流形インバータの一方式○小倉康弘，枡川重男，飯田祥二（東京電機大学） ･･････ 12-i-前-７．インバータ駆動時における誘導電動機高調波等価回路を用いた脈動トルク特性○近藤昌典，松井景樹，長谷川勝，高取克彦（中部大学） ･･････ 13
後-７．高周波インバータの PLL による高力率制御○神谷友貴，松井景樹（中部大学大学院），八尾祐吾（高周波熱錬） ･･････ 14
前-８．スタンドアローン型太陽光発電システムの並列運転における電力融通制御方式○羽鳥憲司，Mohammed Dakkak，伊瀬敏史（大阪大学大学院） ･･････ 15
後-８．単相三線式配電系統用電流バランサにおける多機能化の検討○藤田崇之，飯田祥二（東京電機大学） ･･････ 16
前-９．インバータのスイッチング周波数を用いた LSynRM の可動子位置検出○中島琢也，真田雅之，森本茂雄，武田洋次（大阪府立大学） ･･････ 17
後-９．高調波を低減する電子安定器の開発○倉谷俊寛，加藤義人，岡村優希（鳥取大学），高橋信雄（松江高専） ･･････ 18
前-１０．中性点形昇降圧コンバータを用いた小型ランプ用高周波バラスト○岡村優希，加藤義人，倉谷俊寛（鳥取大学），高橋信雄（松江高専） ･･････ 19
後-１０．GA による用途指向形 SRM の自律最適設計○硯里宏幸，小坂卓，松井信行（名古屋工業大学），加納善明（名古屋産業科学研究所） ･･････ 20

前-１１．リニア電磁アクチュエータの推力に銅鉄複合巻線が及ぼす影響○小川卓郎，真田雅之，森本茂雄，武田洋次（大阪府立大学） ･･････ 21
後-１１．直列補償（MERS）による交流回路の力率改善○本間彦，鳴島じゅん，磯部高範，高久拓，嶋田隆一（東京工業大学） ･･････ 22

前-１２．トランスレス単一パルスソフトスイッチング三相 PFC コンバータ○下森亘，谷口勝則，木村紀之，森實俊充（大阪工業大学） ･･････ 23

後-１２．変形台形波変調信号による PM モータの駆動○三枝暁，谷口勝則，木村紀之，森實俊充（大阪工業大学） ･･････ 24

前-１３．PIC を用いた太陽電池における MPPT 制御装置の開発○岡田豪，中川重康，西村萬平，平地克也（国立舞鶴工業高等専門学校） ･･････ 25

後-１３．IH 用 ZVS-PWM インバータの高周波化に関する一検討○中島啓介，石飛-ii-

学（奈良工業高等専門学校） ･･････ 26

前-１４．風力発電用誘導発電機の特性○平尾充広，木村紀之，谷口勝則，森實俊充（大阪工業大学） ･･････ 27
後-１４．モデルマッチングを用いたマニピュレータ制御○林拓真，木村紀之，谷口勝則，森實俊充（大阪工業大学） ･･････ 28

前-１５．非接触給電装置におけるイミタンス変換器を用いた高周波定電流源の実験○浅見篤志，入江寿一（大阪電気通信大学） ･･････ 29
後-１５．イミタンス変換器を使用した直流定電流源○鳥越怜，氏原章雄，入江寿一（大阪電気通信大学） ･･････ 30

前-１６．ハーフブリッジ形イミタンス変換器の入出力特性○山下亮，山本裕之，入江寿一（大阪電気通信大学） ･･････ 31

後-１６．超高速 MOSFET を用いた高周波インバータの試作とスイッチング特性○木村周作，吉村源，米森秀登，八坂保能（神戸大学） ･･････ 32

前-１７．超高速 MRI 用スイッチング電源の電流リプル低減法
八坂保能，福田博也，川上雄，○福地健二（神戸大学） ･･････ 33

後-１７．高周波 AC リンク DC-AC コンバータに関する研究○田口久徳，足立大，道平雅一，尼子邦之，津吉彰（神戸高専） ･･････ 34

前-１８．新しい充電方式を用いたバッテリーチャージャーの特性評価○橋本卓也(専)，田村晃子(専)，山口隆司(学)，道平雅一，尼子邦之，津吉彰（神戸高専） ･･････ 35

後-１８．太陽光発電システム用ストリングパワーコンディショナ○西俊輔，江口政樹（シャープ株式会社） ･･････ 36

前-１９．船用インバータ式電動ウインチについて○光嶋久夫（西芝電機株式会社） ･･････ 37
後-１９．回生充電機能付き電動ハイブリッド自転車○植田哲司，横谷和展（三洋電機株式会社） ･･････ 38
前-２０．インバータ制御用マイコン AMCP シリーズ
○小原勝，今村勝幸，森-iii-

淳一（松下電器産業株式会社） ･･････ 39

プ

ロ グ

ラ ム

12:45〜13:25

プレプレゼンテーション（約40分）

13:25〜14:10

休憩(45分)

14:10〜15:30

ポスターセッション前半

15:30〜15:40

休憩(10分)

15:40〜17:00

ポスターセッション後半

17:30〜19:00

バンケット

-iv-

!

"

"
!

$

-1-

#

!

! ! !

単相 UPS システムの並列運転制御の一方法小野力正* , 西方正司 (東京電機大学)
A Method of Parallel-Operating Control for Single-phase UPS Systems
Yoshitaka ONO , Shoji NISHIKATA (Tokyo Denki University)
1.まえがき高度情報化社会の発展と共に，銀行や鉄道のコンピュータシステムなど社会的に大きな役割を担う情報通信機器が数多く使用されるようになり，それらの電源システムには通常，無停電電源システム(UPS:Uninterruptible Power

Supply) が採用される。これら電源システムの容量が増加する場合，複数台による UPS の並列運転が行われることがある。この時，各 UPS の電圧振幅，位相などがわずかでも異なると UPS 相互間に横流が流れ全体の出力容量の低下やUPS に悪影響を及ぼすことも想定される。そのためこのような問題を解決する制御法が必要となる。本稿では，単相 UPS システムの並列運転制御の一方法について検討したので報告する。

図 2 並列運転制御ブロック図

2.システム構成と制御方法

Fig.2.Control block diagram for parallel-operated UPS systems

図 1 はオブザーバなどを用いた出力電圧制御並びに突入電流抑制制御を適用した [1],2 台の単相 UPS を並列接続した回路構成を示したものである。負荷は図示のような非線形負荷とした。表1 に各 UPS のパラメータを示し，ローパスフィ
ルタは変圧器の漏れインダクタンスとコンデンサで構成した。図 2 は本研究の並列運転制御ブロック図である。各 UPS の入力電源はそれぞれ別電源であるとし入力電圧の初期位相として,UPS1,2 にそれぞれ , を与えている。図 2 の並列運転制御法における Synchronization Controller(図 3) ではまず基準信号波の位相と UPS 出力電圧信号を用いて d-q 変換を行い，各基準信号波と UPS 出力電圧との位相差情報 1 及び電圧振幅を得る。これらを用いて基準信号 vref 1,vref 2 を作成する。また，図 2 に示すように，検出した各 UPS 出力電流を加え合わせ，台数

図 3 同期化制御ブロック図(ここでは 2) で除算する事により各 UPS が本来分担すべき電流値を算出し，さFig.3.Synchronization control block diagram

らに横流成分を算出してこれを Parallel Running Controller に入力する。その出力により横流による電圧降下の補償信号 vc1,vc2 を作成しこれを vinref に加えて各インバータ入力直流電圧 vdc1,vdc2 で除算することにより横流抑制が可能となる変調信号 u 1,u 2 を作成する。

である。図 4 は実験結果の一例を示したものである。図 (a)は提案する制御法を適用したUPS 出力電圧波形でありその歪み率は1.93[%]であった。また図(b) は，

3.実験結果及びシミュレーション
表 1 のパラメータを持つ図 1 のシステムを構成し，システムを無負荷で運転している状態から t=0 で SW を投入し負荷を接続したときの各部の電圧，電流波形を実測した。

また PSIM ( Powersim Technologies Inc.) を用いたシミュレーションを併せて実施し，ここで提案する制御法の有用性を検証した。負荷の皮相電力は 0.6[kVA]

提案する制御法を適用した横流波形であり，図 (c)は Output Voltage Controller(図 2) のみを用いた横流波形である。図 (c) に対して図 (b) の場合の横流は大幅に減少していることから提案する制御法の有用であることが分かる。

(a) Output voltage(b) Cross current
with parallel running control
図4(c) Cross current
without parallel running control
実験結果の一例

Fig.4. Example of experimental result
図 1 システム構成図

4.まとめ

Fig.1. Configuration of parallel UPS systems
表1

供試システムのパラメータ
Table.1.System parameters

今回提案した制御法により，各 UPS のパラメータに相違が生じても横流の抑制に有効であることを確認した。
今後は出力容量が互いに違う複数の UPS の並列運転制御について検討する予
定である。
参考文献
[1] S.Nishikata, M.Omura and T.kataoka : "Parallel operated three-phase UPS
systems with inrush current suppression and cross current control loops," EPE(10thEuropeanConference on Power Electronics and Applications), Toulouse, France,
CD-ROM, 2003.

-3-

PWM インバータ電源を用いたフラッシュ溶接制御-インバータ制御とメカニカル制御の協調制御熊本

佳人＊，佐藤之彦，石田宗秋(三重大学)

Flash Welding Control by Use of PWM Inverter Power Supply-Collaboration control by inverter control and mechancal controlYoshihito Kumamoto, Yukihiko Sato, Muneaki Ishida (Mie University)

１．まえがき３．フラッシュ過程とプロセス制御

フラッシュ溶接は高品質・高生産能率・大断面積溶接にフラッシュ過程は主に加熱を行うことを目的とする加有利という特長をもっており，主に工場溶接においてレー

熱過程と主に部材の酸化皮膜を飛散させることを目的とルやホットコイルの溶接に用いられている．

するファイナル過程に分けられる．フラッシュ過程におい本研究はインバータ技術をフラッシュ溶接に応用してて，ファイナル過程は酸化皮膜飛散のために絶え間なくフフラッシュ溶接の高精度・高応答制御を目指している．

ラッシュを発生させる連続フラッシュが必要であるが，加本稿では従来のメカニカル制御に既に提案してきたイ

熱過程においてはフラッシュを必要最小限として，ジュー

ンバータフラッシュ制御を組み合わせてフラッシュ過程

ル加熱を優先させれば良いと考えられる．そこでインバー全体をプロセス制御する方法について検討する．

タ制御とメカニカル制御の基準値を，加熱過程ではジュー

２．フラッシュ溶接制御

ル加熱，ファイナル過程では連続フラッシュとなるように設定し，この間を時間とともに変化させればフラッシュ過

本研究で用いた実験装置の構成を Fig.1 に示す．PWM イ

程のプロセス制御を実現できると考えられる．インバータ

ンバータは任意の周波数，任意の電圧の単相方形波交流電制御とメカニカル制御の基準値を 2 つの時間関数で変化圧を出力する．インバータから出力された方形波交流は巻させてフラッシュ過程のプロセス制御実験を行った．

数比 46:1 の溶接トランスにより低電圧大電流に変換され，溶接起動時から 15 秒後までのフラッシュの発生比率を

電極兼部材クランプを通して部材に印加される．溶接トラ

Fig.2 に示す．
（a）より溶接起動時はフラッシュの発生がンスの一次電流と電極間電圧を検出し DSP に取り込みイ

少なくジュール加熱になっている．時間が経つにつれてフンバータと部材送りのためのサーボモータを制御していラッシュ発生比率が増加しており，所定の制御が行われてる．

いることが確認された．また（b）はインバータ制御の基本研究で提案してきたイン

準値で整理したものであり，関数によらず同じような傾向

バータ制御の一つにフルパワー制御があり，この制御を応に成っている．これらの結果より基準値と発生率には良い用することでフラッシュの発生状況を制御できる．この制相関があり，基準値により発生率が制御できると考えられ

御は電圧や電流を検出し基準値（VrefやIref）と比較してそる．

の結果により変調率を切り替える制御である．
＜2・2＞メカニカル制御

４．まとめ

メカニカル制御は電圧や電流

インバータ制御とメカニカル制御を組み合わせてフラや電極間のインピーダンスを検出して部材送り速度をPI

ッシュ過程全過程の制御を行った．時間関数によってフラ制御しており基準値（IrefやZref）と比較して部材の前進とッシュの発生比率を制御できることを明らかにした．

後退の制御を行っている．基準値の設定により部材の接触

文 献

状態を制御できフラッシュの発生状況を制御できる．
Drive
circuitDSP

circuit熊本．他：電気学会全国大会，4-025,36〜37, 2004

(2)

熊本．他：電気学会東海支部，P-049
100

100

Servo
motor
Clamp
Materials

Flashing ratio [%]PC

Detectingcurrent
Drive &voltage(1)

Flashing ratio[%]＜2・1＞インバータ制御

80
60
40
20
0

3 phase AC
Rectifier

IGBT
inverter

Welding
Transformer（46:1）

Clamp

0

5

■：Linear

10
15Time ▲：Square
[s]

80
60
40
20
0

20

0

（a）

Fig.1 Block diagram of flahing control using PWM inverter（b）Fig.2 Flashing ratio

-4-

50
100
I ref (t )[A]150

直流ループ型配電システムにおける事故時の制御法に関する検討
佐藤

亮*

伊瀬

敏史

１．まえがき製鉄工場のような大規模工業団地においては、
数多くのインバータ負荷が存在しており、停電や瞬時電圧低下の発生しないより高品質な電力が必要となる。そこで、図１に示すような直流配電システムを提案し、事故時に関して検討を行った。
２．直流ループ型配電システムの構成と特徴

図１

直流ループ型配電システムの構成

図２

シミュレーション回路

図３

シミュレーショ結果１

図４

シミュレーショ結果２直流ループ型配電システムの構成を図１に示す。主な特徴は、以下の通りである。
整流器をまとめることにより、変換効率が向上する。
直流出力型の分散電源や電力貯蔵装置を設置しやすい。

３．事故時の制御法
図２に示すような事故が直流ループ上で発生した場合、事故個所をシステムから切り離し、事
故後、一方の交流システムが過剰に電力を出力す
ることなく負荷側へ電力を供給する必要がある。
高品質ループにおいて双方向整流器の制御系で出力電力にリミッタを設け整流器に過電流が生じないようにしたうえで不足する電力を図２のように双方向整流器に並列接続した二次電池により補うものとする。

５．まとめ
事故時などの電圧や電流が変動した場合の電力変動成分を、双方向整流器に並列に接続した二次電池により補償することで、双方向整流器に過電流が生じることなく運転を継続することができることを確認した。
参考文献
税所真前, 伊瀬敏史, 辻毅一郎 : 「分散電源を含む直流ル４．シミュレーション結果補償しない条件でのシミュレーション結果を図３に示す。また、二次電池を用いて補償を行った場合を図４に示す。

ープ型配電システムの一構成とその制御法」, 電気学会論文誌 B, 123 巻 8 号, pp.964-973, 2003

-5-

SI トランジスタを用いたマルチレベル方式による二次電池電力貯蔵用交直電力変換器の効率向上
尾崎雄亮、伊瀬敏史（大阪大学）
も低オン電圧である IRGPS60B120KD を用いた。なお、

1. はじめに

BSIT のモデルはデータシートより、その特性を取り入れ

現状において二次電池電力貯蔵用交直電力変換器の変て作成した。BSIT のオン電圧は定格電流内で約 0.3V 程

換効率は片道 95％、往復 90％程度である。二次電池電度であるので、素子を 2 直列で用いても 0.6V 程度であり、力貯蔵装置の普及のため、電力変換器の更なる効率向上

IGBT のオン電圧よりも低いので効率向上が見込まれが望まれる。そこで本研究では IGBT よりも低オン電圧

る。

かつ高速スイッチングという優れた特性をもつノーマリ

全スイッチにおける損失を求め、直流側の入力電力にオフ特性の SIT（Bipolar-mode SIT:BSIT）をスイッチ

対する割合を図 2 に示す。

ング素子に用いて交直電力変換器の変換効率の向上を検討した。

2. BSIT による効率向上
ここでは簡単のため図 1 に示すハーフブリッジ回路について検討した。直流側電圧源には二次電池を想定し、E=500(V)とした。現状において BSIT にはドレイン・ソース間電圧の定格が 500Ｖ程度の素子しかないため、耐圧を低減可能な 3 レベルキャパシタクランプ形のハーフ
ブリッジ回路への BSIT の適用を検討する。この回路は電圧 1/2E のクランプキャパシタ（E は直流側の定格電圧

BSIT
ダイオード部の損失である）を上下 2 組の素子の中性点に接続することによ

導通損失

り、素子が分担する電圧を直流側の 1/2 にする。一方、IGBT
スイッチング損失

横軸：キャリア周波数(kHz)IGBT は比較的高い電圧の素子も開発されているため、

縦軸：半導体スイッチの損失／入力電力（％）

損失を低減可能な 2 レベルの回路について検討する。両

図 2 入力電力に対する半導体スイッチ全ての損失比較

回路の PWM インバータ動作における条件でスイッチン

4.まとめ

グ素子での損失について比較検討した。

スイッチにおける損失をほぼ半減できたことから
IGBT を２レベルで用いるよりも BSIT を３レベルで用いた方が電力変換効率は優れていることを示すことができた。同一の THD で比較した場合は片道約 2％の効率向上となる。
三相ブリッジへ適用しても BSIT を用いた３レベルキャパシタクランプ形の方が変換効率は優れていると考え
図 1 BSIT をスイッチング素子として用いたられる。また BSIT は電流駆動型であるため IGBT に比３レベルキャパシタクランプ形ハーフブリッジ回路

べて駆動電力が大きい。そのために駆動電力の小さいゲート駆動回路の考案が必要である。今後は実験により

3. シミュレーション結果と損失比較

BSIT を３レベルで用いた場合と IGBT を２レベルで用いた場合の変換効率を比較する予定である。

諸パラメータは比較のため同じ値にしている。回路シ
ミュレーションプログラム(Saber)を用いてシミュレー
ションを行い、損失を比較した。素子モデルとして BSIT

参考文献

は TSM506 を、IGBT は Saber に存在するモデルの中で

西澤潤一: 「SI デバイス」, オーム社出版局,(1995)-6-直流側で多数台並列接続された可変速形風力発電システムに関する研究
立石 真一、伊瀬敏史（大阪大学）

１．はじめに近年、エネルギーの安定供給と地球環境問題対策として新エネルギーの導入促進が重要となっている。
日本においても風力発電の導入を急速に進めているが、日本特有の大気の乱れによる発電量の変化が電

図２ １台目の風車に入力した風速

力品質に影響を及ぼさないようにする必要がある。

２．風力発電システムの構成
本研究で用いる風力発電システムの構成を図１に示す。
図３ １台目の発電機の出力

図１ 風力発電システムの構成
このシステムは多数台の発電機に対してコンバー

図４ ２台目の風車に入力した風速

タで直流変換し、直流部で並列接続する。また直流部にＳＭＥＳを接続することで、変動する電力の補償を行う。このとき、発電機には永久磁石同期発電機を用いることとし、可変速運転を行う。発電機側の変換器では MPPT 制御を行い、系統側の変換器では直流電圧一定制御を行う。

図５

２台目の発電機の出力

３．シミュレーション結果
シミュレーションソフト PSCAD/EMTDC を用いてシミュレーションを行った結果を図２～図６に示す。このとき風力発電機は２台を並列接続した。
図６ 系統側への出力[参考文献]

４．まとめ
本研究でのシミュレーション結果より、風力発

Weixing Lu , Boonj-Teck Ooi 「Optimal Acquisition and電システムにおける可変速運転での MPPT 制御とAgregation of Offshore Wind Power by Multiterminal

SMES を用いた電力補償が実現できていることを

Voltage-Source HVDC 」 IEEE TRANSACTIONS ON

示すことができた。

POWER DELI- VERY ,Vol.18 No.1 January ,2003-7-

UPS の並列接続運転における電力融通方式に関する研究
宮越図１

貴史*，多部

顕史，林

祐輔，伊瀬

敏史

多数の UPS を含む配電システム

１．想定システム
図１のように，多数の UPS や重要負荷を含むシステムを想定する。オフィスビルには多数のオフィスが存在し，各オフィスは UPS，重要負荷，一般負荷をそれぞれ持つ。
オフィス間は商用電源系統と高品質系統という２つの系
統で繋がれている。これらの系統のうち，UPS と重要負荷で構成された高品質系統について考察する。各オフィスの UPS の容量は様々であり，また重要負荷の消費電力も様々に変動する。そのため，重要負荷が UPS に対して過負荷となるオフィスや，逆に UPS 出力に余裕があるオフ
ィスがでてくる。ここで，高品質系統を介してオフィス間の電力を融通することにより，この過不足を補い合うことができる。本研究では，並列接続の各 UPS のインバータ
出力を制御することにより，オフィス間で電力の過不足を融通しあうことを考える。

図２

実験回路

負荷の消費電力[W]

2 5 0 02000

2 0 0 0
1 5 0 0

Load1

1000

1 0 0 0
5 0 0

0

0

Load2
ＵＰＳの出力 （電圧・電流制御併用方式）

[W]

[W]

2 5 0 02000

2 0 0 0
1 5 0 0

UPS1

1000

1 0 0 0
5 0 0

0

0

UPS2
ＵＰＳの出力 （全電圧制御方式（位相制御））

[W]

[W]

2 5 0 02000

2 0 0 0
1 5 0 0

UPS1

1000

1 0 0 0
5 0 0

0

0

UPS2
ＵＰＳの出力 （全電圧制御方式（周波数制御））

[W]

2 [W]
5 0 0

2000

2 0 0 0

UPS1

1 5 0 01000

1 0 0 0

UPS2

5 0 0
0

２．制御方式

00
0

0 .1

0.1

0 .2

0.2

0 .3

0.3

0 .4

0.4

[sec]

以下に示す３種類の制御方式を各 UPS のインバータに適用し，比較検討した。

図３ 実験結果

手法１）電圧・電流制御併用方式
電圧制御を１台の UPS に適用し，その他の UPS に出力電力を制御できる電流制御を適用するマスタースレイ
ブ方式である。
手法２）全電圧制御方式（位相制御）
１台の UPS を位相固定の電圧制御とし，その他の UPS
は位相を制御して電力を制御できる電圧制御としたマス
タースレイブ方式である。
手法３）全電圧制御方式（周波数制御）
全ての UPS に周波数を制御できる電圧制御を適用する。
それぞれの UPS は，出力が自身の容量を超えないように
自律分散的に制御を行う。

-8-

３．実験
図２に実験回路を示す。２ヶ所のオフィスからなる系統を想定し，インバータ２台並列とした。UPS の出力容量を UPS1 は 3000W，UPS2 は 1200W とした。Load1 の消費電力を 1270W で一定とした状態で，Load2 の消費電力を 730W から 2080W に変化させ，オフィス２が過負荷状態に移行するようにした。図 3 に実験結果を示す。一番上の負荷の消費電力を表すグラフにおいて，オフィス２の負荷である Load2 の消費電力が上がっていることが分かる。それに伴いオフィス２では過負荷となるため，3 種類
全ての制御方式においてオフィス 1 の UPS１が出力を上げることによりオフィス２の不足分を補っていることが分かる。

並列形瞬時電圧低下補償装置を活用した常時の負荷高調波電流と電源電圧変動補償
松本

俊輔，小島

鉄也，伊瀬

敏史（大阪大学）

１．はじめに筆者らはエネルギー貯蔵装置にキャパシタを用いた並列形瞬時電圧低下補償装置について検討を進めている．本装置の特長はキャパシタ容量を従来に比べ低減することができるとともに，定常時には無効
電力補償装置やアクティブフィルタとして用いることが出来ることが挙げられる．本研究では並列形瞬時電圧低下補償装置を用いた，定常時の高調波低減や電圧変動補償の有効性について検討したので報告する．

図２：シミュレーション回路
送電側の電流[A]

２．並列形瞬時電圧低下補償装置の原理提案する並列形瞬時電圧低下補償装置の構成を図１に示す．定常時の電力の流れは，ハイブリッド高速解列スイッチを通り負荷に電力を供給すると同時に，一方で高力率整流回路を通してキャパシタを充電する．瞬低発生時の電力の流れは，ハイブリッド
高速解列スイッチを作動させ,負荷を系統から切り離す.そして負荷へは充電されたキャパシタによりインバータを通して電力を供給する.
本研究では定常時にキャパシタに充電されている電力を用いて，高調波の低減と電圧変動を補償する
制御方法について検討した．

[sec]

送電側の相電圧[V]

0.5秒に電圧低下を発生させた[sec]

負荷側の相電圧[V]

0.5秒に電圧低下が起こっているが，ほとんど変化がないことが分かる。

３．シミュレーション結果[sec]

図３：シミュレーション結果

シミュレーション回路を図２に示す．高力率整流
回路は直流電源で模擬した．負荷は高調波の発生源となるダイオード整流回路を用いた．

図３はシミュレーション結果を表していて，送電側の電流が正弦波となっており，高調波が補償されていることが分かる。また送電側の電圧が低下した
ときも，負荷側の電圧に変化がみられず電圧変動を補償できていることが分かる。

４．まとめ
高調波低減と電圧変動補償に関して並列形瞬時電圧低下補償装置で良好な特性を得ることをシミュレ
ーション結果により確認した。
参

考

文

献

(1) 小島 鉄也：「高力率コンバータによりキャパシ
タ容量を低減した並列形瞬時電圧低下補償装置」平成 15 年電気学会全国大会 (2003)

図１.並列形瞬時電圧低下補償装置-9-需要地系統のループコントローラへのマトリクスコンバータの適用
牧 洋佑*, 伊瀬敏史 (大阪大学)

1

4

はじめに

スイッチング関数の合成

PWM パルスを合成するだけでは零ベクトルが外乱として作用するため同期させ零ベクトルを低減したスイッチングパルスを発生させることにより零ベクトルの影響

需要地系統は、ループコントローラ (LPC)(現状はBTB) により、短絡容量を増加させることなく分散型
電源の大量導入による問題の発生を防ぐことができる。

を低減することとする。

マトリクスコンバータは BTB に比べ、変換器の小型

5化、低メンテナンス化が可能となる可能性があり、導通損失の低減が見込まれる等、BTB と比較して有利な点

シミュレーション結果
回路図を図 2 に示す。

が多い。

਄૏♽⛔
77kV

以上の観点から、筆者らは LPC にマトリクスコンバー

㈩㔚↪
ᄌ㔚ᚲ

㜞࿶㈩㔚✢
6.6kV

タを適用することを検討している。
R1

2

Cf1

Vrms1
R2

L2

AC/DC/AC 変換方式がある。以下に示す。

RMS



Vrms2

Sup Sap +Sun San Sup Sbp +Sun Sbn Sup Scp +Sun Scn

制御系の構成abc
dq

vd2 vq2

PLL

ǰ2

abc
dq

id2 iq2

0.90

Power[MW]

電流形、電圧形の制御系を図 1、図 2 に示す。
౒ᝄᛥ೙೙ᓮ
࠳ࡦࡇࡦࠣⷐ⚛㊀⇥᦭ല㔚ജ೙ᓮ

P_CsideP_Vside

0.85
0.80
0.75
0.70

P*

id1*

k1Tf1s1+Tf1sVd1

iq1*♽⛔㔚࿶቟ቯൻ೙ᓮ

k1Tf1s1+Tf1s

Vq1

dq

i a*
ib*

abc ic*Space
Vector
PWM

1
Tq1s

Vrms1*

Sap
San
Sbp
Sbn
Scp
Scn

0.50

౒ᝄᛥ೙೙ᓮ
࠳ࡦࡇࡦࠣⷐ⚛㊀⇥᦭ല㔚ജ೙ᓮ
1
Tps

6

0.58

0.60

まとめ

タを適用した場合について検討した。マトリクスコン
バータは現在 LPC として検討されている BTB よりも

k2Tf2s
1+Tf2s

id2

ȁL

Vq2

iq2

ȁL

k2Tf2s
1+Tf2s
1
Tq2s

0.56

需要地系統で用いられる LPC にマトリクスコンバー੤ᵹ㔚ᵹ೙ᓮ

Vd2

Vrms2

0.54

図 4: P =0.8MW 時のシミュレーション結果

K

P

0.52

Time[sec]

図 1: 電流形制御系

Vrms2*

LPC
ᄌ࿶ེ

∗
∗
Vrms1
,Vrms2はいずれも 6.6kV として、制御系により電流形変換器、電圧形変換器の PWM パルスを発生させ、合成してマトリクスコンバータの PWM パルスとした。

Swp Sap +Swn San Swp Sbp +Swn Sbn Swp Scp +Swn Scn

P*L

図 3 は有効電力指令値 P ∗=0.8MW、系統電圧指令値(1)= Svp Sap +Svn San Svp Sbp +Svn Sbn Svp Scp +Svn Scn 

Vrms1

vd1 vq1

図 3: システムの構成

Saw Sbw Scw

3

Tr2

Cf2

Sav Sbv Scv 

PLL abcdq
ǰ1

RMS

マトリクスコンバータの制御法の 1 つとして、仮想

Sau Sbu Scu

Matrix Converter

Tr1

L1

マトリクスコンバータの制御方式

࡞࡯ࡊࠦࡦ࠻ࡠ࡯࡜(LPC)

vu* Space
vv* Vector
abc vw* PWM
dq

Sup
Sun
Svp
Svn
Swp
Swn

小型化、メンテナンスの面で有利であると考えられる。

参考文献

K

♽⛔㔚࿶቟ቯൻ೙ᓮ

図 2: 電圧形制御系

1[1] 山上 直 :「需要地系統のループコントローラへのマトリ
クスコンバータの適用」、SPC-04-4、pp.19-24(2004-1)-10-

パッシブ素子による三相ＰＦＣの回路
仙田 成弘*，松井 景樹，山本 勇（中部大学）
A Modified Three-phase PFC Circuit with Passive Element
Naruhiro Senda，Keiju Matsui，Isamu Yamamoto (Chubu University)

１．まえがきデンサと拡張ひずみ率Ｄの関係を示したものである。Ｄは図中に示される。コンデンサ容量の増加に伴い，拡張ひず
み率は増加しているが，cosφ=1 を与える共振用コンデンサの場合に最小値を持つことが分かる。また、図 5 は 8.5kW
での入力波形である。最小の拡張ひずみ率を用いることにより入力電流が正弦波化されていることが確認できる。
100

50

90

45

基本波電流振幅 [A]

8.5kW
7.0kW

力率 [%]

各種非線形半導体回路は整流回路を中心に家庭用及び産業用エレクトロニクスにおいて広く用いられている。このような整流回路は電力系統において様々な高調波を発生させていることはよく知られている。そのような整流回路の普及により今後も電力系統に高調波が発生すると予想される。従来の方法はスイッチング素子を使用することで入力
電流を正弦波化する方法が研究の主流である。スイッチン
グ素子を用いると制御回路等で複雑な回路構成になる。このため簡単なパッシブ素子のみの構成で高調波抑制することを従来より検討している。すなわち，本研究ではスイッ
チング素子を使用しないで高調波を低減する新しい三相ダイオードブリッジ整流回路を提案しているなかで，今回出力フィルタリアクトルなど除去しても特性に与える影響は小さいことが分かったので，これについて報告する。
２．回路構成

80
5.8kW
70

60

40
8.5kW
35
7.0kW

30

5.8kW

25

50
50

100

150

200

250

300

共振用コンデンサ [μF]2050

図 2 共振用コンデンサと力率の関係

euLu

Dv Cv Dw Cw

Lw

Cd

Dx

Dy

拡張ひずみ率 [%]

Lv

Ｒo

ew

150

200

共振用コンデンサ [μF]

250

300

150

Du Cu

120

ev

100

図 3 共振用コンデンサと基本波電流振幅の関係

I e2 − I12 cos φ12

D=

90

0
5.8kW

60
7.0kW

0
50

図 1 回路構成

Iu

35

30

Dz

Eu

170

I1 cos φ1

100

150

8.5kW

200

250

300

ひずみ率
2.35%
力率
100.0%
拡張ひずみ率 2.35%

共振用コンデンサ [μF]

図 1 は提案している回路構成である。図中の Du〜Dz は整流用ダイオード，Lu〜Lw および Cu〜Cw は入力電流を正弦波化するための共振用素子である。また，Cd は出力波形の脈動を平滑にするための平滑用コンデンサである。Ro は負荷抵抗である。本研究では線間電圧Ｅ＝200Ｖ，共振用インダ
クタンス Lu〜Lw=12mH，Cd=4700μＦとしている。

３．シミュレーション結果
図 2 は共振用コンデンサと基本波力率の関係をコンピュー
タシミュレーションにより求めたものである。各出力電力
5.8,7.0,8.5kW においてコンデンサ容量を変化させ，入力電流をフーリエ級数展開より基本波の位相φを求め cosφより計算をした。出力電力によって異なるがコンデンサ容量の違いにより cosφ=1 となる値は異なる。cosφ=1 になる共
振用コンデンサを基準にＣu〜Cw が減少すると入力電流位
相は遅れ，また，増加すると入力電流位相は進むので最大値を有する力率曲線が描かれると考えられる。図 3 は共振用コンデンサと基本波電流振幅の関係を示したものである。
コンデンサ容量が増加するにつれて電流は増加する。このため前図で示すように力率は減少する。図 4 は共振用コン

図 4 共振用コンデンサと拡張ひずみ率の関係

図 5 8.5kW の入力波形

4．あとがき今回は従来の回路において出力の平滑リアクトルを除去した回路において提案した回路の特性とその波形のシミュ
レーションを行った。出力抵抗や共振用素子によって特性が変化する。軽負荷では電流位相は進み重負荷では位相は遅れるなどの特性を示す。ＬＣ共振動作を用いた方式であるため軽又は重負荷状態とするとひずみ率特性は満足されるものの基本波力率は低下し拡張ひずみ率も低下してしまう。しかし、各出力電力において cosφ=1 の場合に最適値を持つこのため，共振用素子を適正に選択する必要がある。
また、広範囲に変化する負荷の場合はＤも変化する。欠点の一つは負荷変動に適用する最適の範囲は狭いことである。
文献（１）

仙田,松井,長谷川,山本「パッシブ素子を用いた三相ダイ（２）

高橋勲・堀和宇：「パッシブ素子を用いたダイオード整流

オード整流回路」平成 15 年度 産業応用部門大会，Y-29-11-回路の入力電流波形改善」電学論，119-D，1 号，ｐ.13〜18(平 9-1)

電池電力貯蔵用双方向電流形インバータの一方式
小倉

康弘＊,

枡川

重男,

飯田

祥二（東京電機大学）

A Method of Bidirectional Current Source Inverter for Battery Electric Power Storage System
Yasuhiro Ogura, Shigeo Masukawa, and Shoji Iida (Tokyo Denki University)

1. はじめに整することにより充放電動作が確認できた。今後は実際に回路を作製し、測定する予定である。

単相電流形インバータは、直流電流の脈動抑制のために一般に直流部に大容量の平滑リアクトルが必要である。また、これを電池電力貯蔵システムに適用するためには、充電と放電の双方向動作が要求されるため、直流電流の充放電時の切り替えが必要になる。
筆者らはこれらの一解決策として、電流形インバータに DC-DC コンバータを付加する方式[1]を応用し、平滑リアクトルの小容量化と同時に、インバータ動作、コンバータ動作の双方向動作が可能な方式を提案する。シミュ

図 1. 回路構成

レーションにより、その効果を確認したので、以下に報告する。

2. 回路構成及び動作原理
図 1 に回路構成を示す。単相三線式電流形インバータ[2]と DC-DC コンバータを通してバッテリーを系統に連系する。
図 2 にコンバータ動作時における制御パターンを示す。基準信号波 Ws と、互いに 90 度位相をずらした三角
波 WC1,WC2 を比較する事により IGBT S1〜S6 の制御信号を生成し、5 レベルからなる系統電流波形を得る。また
Sa を sin2 関数で制御することにより、DC-DC コンバータ
は 2 倍の周波数成分を含んだ電圧を出力する。Sb は常に
図 2. 制御パターン(コンバータ動作時)

オフ状態を維持する。なお、インバータ動作とする場合
は、図 2 の IGBT S1〜S6 の制御信号の位相を 180 度ずら
し、Sa の信号を反転させ、さらに Sb は常にオン状態を維持する。

3. シミュレーション波形
図 3 に平滑リアクトル Ld=50[mH]での双方向動作の各部シミュレーション波形を示す。同図(a)は変調率 M=0.75
におけるインバータ動作時の波形で、電源電流 is の総合
歪み率は 2.45[%]、直流電流 id の脈動率は 5.92[%]である。
同図(b)は変調率 M=0.9 におけるコンバータ動作時の波形で、電源電流 is の総合歪み率は 2.06[%]、直流電流 id の脈(a) インバータ動作

動率は 7.84[%]である。双方向動作において電源電流の総(b) コンバータ動作

図 3. シミュレーション波形

合歪み率 3[%]以下、また直流電流の脈動率 10[%]以下という結果が得られた。

4. まとめ参考文献

本論文では、電池電力貯蔵用双方向電流形インバータ[1]門田,枡川,飯田；「電流形インバータと DC-DC コンバータを用回路を提案し、シミュレーションによる充放電動作についた太陽光発電系統連系システム」D 部門誌,Trans.IEE of Japan,

いて検討を行った。DC-DC コンバータを付加することに

Vol.116-D, No.6, June, 1996

より平滑リアクトルを小容量化しても直流電流の脈動を[2]岩田,枡川,飯田；「単相三線式系統連系用電流形インバータの十分に抑制し、低歪みの電源電流を出力できた。また

検 討 と 電 池 電 力 貯 蔵 シ ス テ ム へ の 応 用 」 D 部 門 誌 ,IEEJ

IGBT S1〜S6 の位相切り替えと Sa、
Sb の制御パターンを調Trans.IA,Vol.123, No.8, 2003

-12-

インバータ駆動時における誘導電動機高調波等価回路を用いた脈動トルク特性
近藤昌典＊，松井 景樹，長谷川勝，高取克彦(中部大学)

Characteristic of Torque Ripple using Harmonic Equivalent Circuit for Induction Motors by Inverter drive
Masanori Kondo, Keiju Matsui, Masaru Hasegawa, Katsuhiko Takatori (Chubu University)iu1

１．まえがき

L1

R1

L2

R2

iu2
iuM

誘導電動機(以下，IM と略記)は安価で堅牢であるため汎用的な用途で用いられ，しばしばインバータで速度制御など

iuRP

iuR

e u1

e u3

がなされる。IM の等価回路は，電圧・電流・磁束・トルクなどのLM

電気的諸量を計算によって表現できる回路モデルである。一
般的な T 型等価回路を用いて機械的出力を求める場合，歪

L

C

R

Fig.1 Equivalent circuit for induction motor drive.

みを含んだ入力波形については一回路で簡易的な計算によ

0.4って等価的な機械的出力を表現することはできない。このような問題を研究背景とし，本稿では高調波成分を考慮した誘導

0.3

電動機高調波等価回路を提案し，インバータ駆動時の脈動ト⊿τ[Nm]ルク⊿τ解析結果について報告する。

２．誘導電動機高調波等価回路
Fig.1 に，インバータ駆動時における提案回路を示す。この0.2
fr(Strategy A)
2fr(Strategy A)
fr(Strategy B)
2fr(Strategy B)

0.1

回路は負荷抵抗 R で基本波成分を，LC 共振回路部で高調波
短絡部を表すため，簡単に等価的な機械的出力を表現できる。

0

負荷抵抗 R においてほぼ完全な正弦波となる基本波成分を10表現するため，共振周波数は電源周波数 fs と常に一致させておく必要がある。
⊿τ[Nm]

ーションにより検討した。DC リンク電圧 Vdc が一定で fs によって-0.5

⊿τ[Nm]

Vdc を調節し，V/f 制御を行う方法(Strategy B)の二通りの PWM
LM=106mH，R2=0.52Ω，L2=2mH，LC 共振回路部のパラメータ式における⊿τの fr と 2fr の周波数成分を示す。Strategy A では 2fr の成分が fr 成分よりも大きくなる。それに対し Strategy B
では，どちらもほぼ同等の値を示す結果となった。また, 変調
方式の違いにより，⊿τ の出現状況が異なることが確認できた。両方の変調方式の fs =20Hz における⊿τ波形を Fig.3，
Fig.4 に示す。波形について Vdc を調節しない Strategy A の振Fig.3 Waveform of ⊿τ(Strategy A) .

0
-0.5

は fs 領域において適切な共振の鋭さを持つ値とした。キャリヤ

2fr の周波数成分であることが分かった。Fig.2 に二つの変調方

60

0.5

方 式 を 比 較 す る 。 回 路 素 子 値 は R1=0.935Ω ， L1=2mH ，脈動トルク⊿τを周波数解析した結果から,主たる成分が fr と500

変調率αを調節する方法(Strategy A)，α一定で fs に応じて運転とする。

40

Fig.2 ⊿τ characteristic (Strategy A and Strategy B).

PWM インバータ駆動時における IM の⊿τ成分をシミュレの基本波振幅が 200V，α=0.9 とした。なお，IM 側は無負荷と30

fundamental frequency [Hz]0.5

３．V/f 制御時における脈動トルクの比較

周波数 fr=2.5kHz，V/f の条件として fs =60Hz の際，線間電圧20Fig.4 Waveform of ⊿τ(Strategy B) .

に対し，Vdc を低減する Strategy B では Strategy A で大きく表れる 2fr 成分が低減されるという良好な結果が得られた。

4． まとめ
本方式は定常時に対して有効である。動特性に関しては
LC 共振回路部に外部からエネルギーの授受が行われるため，
LC 共振回路部の回路素子値なども含め，現段階では検討段階である。しかしながら本トルク解析法は，簡便な脈動トルク解析法としての利点を有している。
文

献(1) 村井，杉本，常広，岩崎：｢PWM インバータで駆動される誘導機のトルク波形の簡易解析法｣ p.661, 電気学会全国大会講幅値が大きいと予想され，結果もそのように表れている。これ

演論文集, 1981.

-13-高周波インバータのＰＬＬによる高力率制御
神谷友貴* , 松井景樹（中部大学） 八尾祐吾（高周波熱錬）
High Power Factor Control with PLL of High Frequency Inverter System
Yuhki Kamiya, Keiju Matsui (Chubu University) Yugo Yao (Neturen Co.,Ltd.)
matching circuit(LC resonance)iINVhigh voltage
transformer

1.まえがきパワーエレクトロニクスにおいて各種制御技術の展開は多方面にわたり応用されている。オゾン等の高周波インバータの応用もその一である。オゾンは比較的扱い易く、多くの利点や特長があることから各方面に応用が広がりつつあり高濃度かつ高効率なオゾン生成法が検討されている。各種オゾン発生法が考えられる
中、本研究では高周波放電現象を利用したオゾン発生効率向上
に関し、上記の高周波インバータを応用し検討を行った。

current sourcehigh frequency
inverterFig.1. Ozone generation system.

本実験ではシミュレーションによる電流波形と、実測による電流波形を比較し、それぞれのコンデンサを変えた印加電流波形におけるオゾン生成濃度を比較した。波形変化の方法として LC 共
振部での放電開始後の静電容量を変えオゾン濃度の比較を行った。入力電流実効値は一定の 4.7A としている。（電極間電圧
5～6 ㎸）

LC
resonance（1） 小西義弘、石橋正其、中岡睦雄：オゾン発生用負荷共振インバー
タの PDM 制御特性、平成 9 年電気学会全国大会、No.881、4-156、
1997

Iu

＋
－
vR

includingdischarge
electrode

vp
iINV

LPF

VCO

(PI controller)(inverter)

L

R1
Cu

Fig.2. PLL controller for highfrequency discharge.

C0

Lu

C1
R

Fig.3. Equivalent circuit ofozone generator

5µs/div 5A/div 200V/div00

Cu=4.05 ㎌

C=4.05 ㎌

Fig.4. Simulation waveform and current waveform foreach capacitance.
350
2.70µF300

2.97µF250

4.05µF

200
150
100
50
0
0

50

100

Time[sec]

150

200

Fig.5. Ozone concentration characteristic
for various current waveforms.
2.0
1.8

Power P [㎾]

1.6
1.4
1.2
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0.0

1

10

Capacitance Cu[㎌]Fig.6. Simulation of power in each capacity.

-14-

R1

R2

4.まとめと検討
今報告ではシミュレーション電流波形と実測電流波形の比較を行った。シミュレーション波形が実測波形とかなり近似なものになった（Fig.4 参照）。また、印加電流波形変化によるオゾン発生
濃度特性において電流波形の改善による発生効率向上が確認できた（Fig.5 参照）。そのほかに、各静電容量に対する注入電力のシミュレーションでは 4～5 ㎌付近（Fig.6 参照）で最大となった。
実験でも同様な傾向であった。供給電源として PLL 制御の高周波インバータを用いたことで、LC 共振電圧波形に追従し、高力率運転をすることを確認できた。
文 献

R3

starting frequency 25kHz

PC

Ozone Concentration[ppm]3.実験条件discharge
electrode

L

C

PLL
controller

2.オゾン発生装置
本研究では放電用電源として高周波インバータを検討し、印加電圧波形による制御を行い実験を行った。放電による容量性負荷変動は大きな損失となり、電力改善を行うには電源からの制御が重要なファクターとなる。PLL(Phase Locked Loop,位相同期回路)を用いることにより、整合部（LC 共振部）で発生する LC 共振
電圧波形とインバータ出力電流波形の位相を一致させることで力率補償をし、最大限にインバータの高効率運転を可能にする
方式を検討した。Fig.1 は実験に用いたオゾン発生システムの概略図であり電流形高周波インバータ回路を主体とした構成となっている。インバータ出力からの高周波電流が PLL 制御回路で力率調整された後、LC 共振回路（整合部）及び、変圧器を介し電極へ電圧が印加される。Fig.2 では PLL 回路構成を示している。
LC 共振部（放電電極部含む）vR とインバータ電流 iINV の位相差を PC（位相比較器）部にて検出し LPF（ローパスフィルタ）で補償するための信号をインバータに送り、VCO（電圧発振器）にて発振周波数を変え力率補償を行っている。また、Fig.3 のシミュレー
ション時におけるオゾン発生等価回路のトランス部分は、予め 1
次側を 2 次側に変換した設定値なので回路上では省略する。放電電極部分は平行平板コンデンサに置換え、誘電体部分（C0）と放電する空隙部分（C1）の 2 つに分けている。上記のことを踏まえ、
印加電流波形がどのように変化するかシミュレーションを行った。

i0

vR

100

スタンド アローン型太陽光発電システムの並列運転における電力融通制御方式
羽鳥憲司, Mohammed Dakkak, 伊瀬敏史 (大阪大学)

1

はじめに

.

+)$6
㧗

ᦨᄢM9

VPV1
㧙

筆者らは スタンド アローン型太陽光発電システムを

㧗

%QWV

%KP

4

Vload1㧙ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ
㒠࿶࠴࡚࠶ࡄ

並列に運転し ，電力を融通するシステムを提案してき✢〝ᛶ᛫ 4l

た [1] 。本研究では二次電池が飽和し て遮断された際，

+)$6
㧗

ᦨᄢM9

MPPT（ Maximum Power Point Tracking: 最大電力点追尾）制御と電圧一定制御を組み合わせることで，サブシステム間の電力融通を行う方法を提案し ，シミュ

VPV2

㧗

%QWV

%KP

㧙

㧙

㒠࿶࠴࡚࠶ࡄ

下回ったため，MPPT 制御に切り替わり，電力融通が行われている。

各サブシステムにおけるモード 切替の概念図を図 1

⽶⩄㔚ജ=M9?

3.0
2.0
1.0
0.0

に示す。

⽶⩄ᄌേ

ੑᰴ㔚ᳰ߇㘻๺㔚ജਇ⿷ߩࠨࡉ
ࠪࠬ࠹ࡓߥߒ

㔚ജਇ⿷ߩࠨࡉ
ࠪࠬ࠹ࡓ޽ࠅ

㔚ജⲢㅢ޽ࠅ

0.5
0.0
-0.5
-1.0
-1.5

図 1: 運転モード 切替の概念図
本研究では二次電池遮断時における運転モード 切替ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ

⽶⩄㔚࿶=8?

28಴ജ㔚࿶=8?
300
250
200
150
1.0
2.0

できないため基本的には負荷電圧一定制御を行う。あるサブシステムにおいて負荷電力が PV 発電量よりも大きくなった場合，電力融通を行う必要があるため，そのサブシステムにおいて MPPT 制御に切り替えること
で電力融通を実現した。MPPT 制御に切り替える条件を以下に示す。

VP V < VP V _min

(1)

本シミュレ ーションでは VP V _min は 160V とし た。

3ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ

Ⲣㅢ㔚ജ=M9?

50
48
46
44
42

について検討した。二次電池遮断時は余剰電力を充電/226ߦಾᦧ

28⊒㔚㊂=M9?

2.5
2.0
1.5
1.0
0.5

㔚ജⲢㅢߥߒ

ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ

ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ

ੑᰴ㔚ᳰㆤᢿ

ࠪࠬ࠹ࡓో૕ߢ
㔚ജਇ⿷

Vload2

図 2: シミュレーション回路

各サブシステムの制御モード 切替ㅢᏱㆇォࡕ࡯࠼

4ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ

レーションによりその妥当性を検証した。

2.

ࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ

2.37

3.0
6KOG Uࠨࡉࠪࠬ࠹ࡓ
4.0

5.0

図 3: シミュレーション結果

4

まとめ
二次電池遮断時における電力融通手法と制御モード切替の方法について提案し ，その有効性をシミュレ ー

シミュレーション結果

ションにより確認した。

図 2 に示したように，PV 最高発電量を 2.00kW とし ，
サブシステム 1 の負荷電力を 2.00s において 1.15kW から 2.30kW に変化させた。また，サブシステム 2 の負荷電力は 0.77kW である。
シミュレーション結果を図 3 に示す。負荷変動のためサブシステム 1 において電力不足となりサブシステ
ム 1 の PV 出力電圧 (VP V 1 ) が 2.37s において 160V を

-15-

参考文献
[1] M.Dakkak ，A.hirata，R.Muhida ，Z.Kawasaki”Operation strategy of residential centralized
photovoltaic system in remote area” Renewable
Energy, Vol.28 ，No.7，pp.997-1012 ，2003

単相三線式配電系統用電流バランサにおける多機能化の検討
○藤田

崇之,

飯田

祥二

（東京電機大学）

Investigation of Functionalization in Current Balancer for Single-phase Three-wire Distribution System
Takayuki Fujita, Shoji Iida

1.

概要

(Tokyo Denki University)

無効電力補償機能

4.

著者らはすでに、高力率整流回路を応用して、単相三線

無効電力補償機能を追加するために、図 2 において破線式配電系統における不平衡電流を平衡させるための、電流で示した it の算出部を図 4 のように変更する。図 4 では、検バランサシステムを提案した（1）。

出した系統電圧 vs(=vs1=vs2)を用いてそれぞれの負荷電流に

本論文では提案したシステムに、制御回路の一部を変更

おける瞬時有効分 iz1p、iz2p を抽出する。これらの平均値をすることで、無効電力補償機能の追加を試みる。以下に、

it とすることで、負荷電流の無効分を補償し、かつ系統電流

実測とシミュレーションによる検討を示す。

が平衡するように i1*、i2*が算出される。

2.

システム構成上記した制御を適用した際の、シミュレーションによる

図 1 に、本研究システムの主回路構成を示す。中性線と各電流特性を図 5(a)に示し、(b)図に系統と負荷の総合力率

直流コンデンサを共通とした、2 組の高力率ハーフブリッジを示す。Z1 は純抵抗負荷であり、その実効値 Iz1 を 10[A]一コンバータから成り立つ電流バランサを、単相三線式配電定とする。また Z2 を総合力率 86.6[%]（遅れ）とし、Iz2 を 9系統と並列に接続する。交流リアクトル L と、スイッチンから 0[A]まで変化させた。(a)図より、不平衡の度合いが増グによって生じる高次高調波成分を低減するための小容量

すほど、また、補償に必要とする無効分が大きいほど I2 ものローパスフィルタ Lf、Cf を、系統側に挿入する。

大きくなるが、系統電流は Iz2 に関わらず平衡する。さらに

3.

電流バランス機能(b)図から、系統の総合力率は常にほぼ 100%に維持される。

図 2 を用いて、電流バランサの制御原理を説明する。同

まとめ

5.

本論文では電流バランサシステムに、無効電力補償機能

図では、負荷電流 iz1、iz2、リアクトル電流 iL1、iL2、さらに、の追加を試みた。シミュレーション結果から、系統電流の直流全電圧 vDC と直流コンデンサ電圧 vc2 を検出する。
まず、iz1、iz2 を加算し、ゲイン 0.5 を乗じて負荷電流の平平衡化と無効分の補償が可能であることを確認した。

均値 it を算出する。この平均値から iz1、iz2 をそれぞれ引き

文(1)

算した波形を補償電流目標値 i1*、i2*とし、ヒステリシスコ

献藤田・飯田：「単相三線式配電系統用電流バランサの試作」，半導体
電力変換研究会資料，SPC‐04‐3，pp.13―18 (2004.1)

ンパレータによる電流追従制御によって iL1、iL2 を追従させ制御し、vc1 と vc2 の電圧不平衡を解消する。
図 3 に、負荷電流 Iz1=10[A]一定とし、Iz2 を 9 から 0[A]まsource current I ,I

力を i2*に加え、i2 がコンデンサ C1、C2 を充電する電荷量をs1 s2ってバランサの入出力量を制御し、vDC を VDC*に維持する。
また、直流コンデンサ電圧 vc2 と vDC／2 から得られた PI 出

10

1 2

直流電圧目標値 VDC*から得た PI 出力を it に乗じることによcompensator current I ,I [A]る。さらに、直流全電圧 vDC の低下を防止するため、vDC と
I

S2

I

S1

(I +I )/2
z1

z2

6

I

4

2

I

1

2

0

で減少させた時の実測による各電流特性を示す。なお、負

0

2

4

6

8

10

load current I [A]Z2

図 3. 実測による電流バランサ

図 4. 無効電力補償機能を追加って、図 2 の制御により自動的に補償電流が増大し、系統の定常特性するための it 算出部

Converter1
Converter2

is2
i1

S1

i L1

S2
D2

D1

Lf

Cf L

Lf

Cf

vc1

C1

8

I
S1

6

I

TPF

z1

100

TPF

s2

z1

S2

I

105

z2

z2

95

TPF

s1

s2

Z2

z1

2

4

90

TPF

s1

i z2 LO AD(I +I )/2

total power factor
TPF ,TPF ,TPF ,TPF

Z1
s1 s2

vs2

i z1 LO AD

source current I ,I

is1

[%]

10

1 2

compensator current I ,I [A]

荷は純抵抗とする。同図から、不平衡の度合いが増すに伴電流はほぼ平衡となる。
vs1

8

I
2

1

z2

85

v

DC

L

i 2 i L2

Bala nce r

80

0
S1'

S2'
D1'

図 1. 主回路構成

vc2
D2'

0

2

4

6

8

10

load current I [A]C2Z2

図 2. 電流バランサの制御(a) 電流実効値

0

2

4

6

-16-

10
Z2

(b) 総合力率

図 5. シミュレーションによる定常特性

ブロック図

8

load current I [A]インバータのスイッチング周波数を用いた LSynRM の可動子位置検出
中島琢也
真田雅之
森本茂雄
武田洋次
大阪府立大学大学院 工学研究科

10

0
-5
-10

空隙長0.6mm
空隙長0.8mm
空隙長1.0mm
空隙長1.2mm
空隙長1.4mm

-15
-20
0

0.1

0.2
0.3
電流指令値[A](a)空隙長変化

スイッチング周波数の変化率[％]

105
水平位置 0°

0.4

図3

0.5

5
水平位置

スイッチング周波数の変化率[％]

水平位置

スイッチング周波数[kHz]スイッチング周波数[kHz]1. まえがき リニア同期リラクタンスモータ(LSynRM)は、ダイレ スイッチング周波数に容易に修正できることが分かった。
クトドライブが可能で、耐環境性、低コスト、高速運転に適してい
このことより、実際の制御では、スイッチング周波数を検出し、る等の利点がある。しかし、可動子と固定子の間に大きな垂直 それを基準の電流指令値におけるスイッチング周波数に修正し、力が発生するため、支持機構に高い剛性が要求され、このこと その値を上下電機子間で和及び差を取る事により、可動子位がリニアモータの普及を妨げる大きな要因となっていた。筆者ら 置が検出できることが分かった。
は、この大きな垂直力を利用する両側式 LSynRM の磁気支持
参考文献について検討を行っている。しかし、磁気支持制御には、可動子が移動する範囲に多数の検出用センサが必要となるため、 (1)西川, 真田, 森本, 武田:「両側式 LSynRM におけるセンサレス可動子位置検出の検討」 平成 15 年電気学会リニアドライブ研究会,
信頼性や低価格化の妨げとなる。本論文では、可動子の空隙
LD-03-118, pp.25-29
長と水平位置のセンサレス検出について検討している。
固定子 C
2. 解析モデル 2 次元静磁場解析を有限要素法を用いて行う。
固定子 D
搬送台
図 1 に本研究で検討している搬送システムのモデルを示す。4固定子 A個の可動子を剛体棒でつなぎ、各固定子の電流を制御することによって磁気支持および推進を行う。
3. センサレス可動子位置検出 電機子コイルを駆動している電y
流瞬時値制御形インバータは、空隙長、水平位置の変化に対z
してスイッチング周波数が変化する。このことを利用して可動子のセンサレス位置推定を行う。簡単のため、FEM モデルでは片
剛体棒
x
固定子 B
可動子
側のみを考慮して各相巻線の空隙長と可動子位置に対するイ
y : 垂直方向
x : 水平方向
ンダクタンスを解析し、そのインダクタンスによってスイッチング
図 1 解析モデル
周波数を算出している。ここで、電流瞬時値制御形インバータ
8のヒステリシスバンドを 5mA、印加電圧を 200V とした。
7
上下の電機子電流指令値が一定の場合、可動子の空隙長6は上側と下側のインバータのスイッチング周波数差で求められ、
5
また、水平位置は周波数和によって求めることができる。(1)4
空隙長0.6mm
4. 励磁電流の変化によるスイッチング周波数の影響 実際の
3
空隙長0.8mmシステムにおいては、可動子を三相交流で励磁し、推進・浮上
2
空隙長1.0mm
水平位置 0°空隙長1.2mm制御を行うため、上下電機子の電流指令が個別に変化する。
1
1.4mm
空隙長
そこで、電流指令値の変化がスイッチング周波数に及ぼす影響
0について検討した。図 2 に U 相の電流指令値に対するスイッチ
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
ング周波数の変化を示す。ここで、(a)図は空隙長、(b)図は水平
電流指令値[A](a)空隙長変化
位置が変化した場合の影響を示している。図 2 より、電流指令
8
値が変化するとスイッチング周波数が変化している事が分かる。
7
また、スイッチング周波数は可動子の位置によっても様々に変6化するため、単純に上下インバータのスイッチング周波数の和5や差を取る事によって、可動子の位置を検出する事は困難であ0°430°る。ここで、電流指令値が 0.3A の時のスイッチング周波数を基60°3
空隙長 1mm90°
準として、指令値が変化した時のスイッチング周波数の変化率2120°を計算した。結果を図 3 に示す。ここで、(a)図は空隙長、(b)図1
150°は水平位置が変化した場合を示している。 図 3 より、スイッチン
0グ周波数の変化する割合は、空隙長や水平位置に影響されず、
0
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
電流指令値[A]
電流指令値によってのみ決まることが分かった。
(b)水平位置変化
5. まとめ スイッチング周波数は、電流指令値によって変化する
図2
電流指令値-スイッチング周波数
が、その変化率は一意に決定されるため、基準値における

0
-5
-10
-15

空隙長 1mm

-20
0

0.1

スイッチング周波数の変化率

-17-

0°
30°
60°
90°
120°
150°

0.2
0.3
電流指令値[A](b)水平位置変化

0.4

0.5

高調波を低減する電子安定器の開発
倉谷俊寛 加藤義人 岡村優希 (鳥取大学電気電子工学科)
高橋信雄(松江高専電子制御工学科)
1.はじめに
従来、照明用電子安定器では入力電流の高調波を規制する IEC 規格クラス C を満たすため、それぞれ独立したコンバータ回路とインバータ回路からなるツーコンバータ方式が提案された。しかしながらこの方法の問題点として部品点数の増加、小型化、コスト等が挙げられる。
そこで我々の研究室では中性点形昇圧インバータを考案し、スイッチング素子を兼用したワンコンバータ方式の電子安定器に貢献してきた。しかしながら兼用形の昇圧回路は、突入電流の問題や、素子耐圧の問題点が挙げられる。その為以前に我々の研究室より昇降圧形電子安定器を紹介した。
今回は以前紹介した昇降圧形のインダクタを兼用等により更なる部品点数の削減を図った。
2.回路構成と動作DC
今回提案する電子安定器を図 1 に示す。この回路は以
D
D
D
D
S
C
前に紹介した回路方式の電子安定器(図 2)のスイッチング
ＶT
素子の部分で折り返し、インバータ部の一次側:T1 とコンC
T
バータ部の L とを兼用した。又インバータ部の C1,C1ʼを図
D
D
C
D
D
S
1 に示すように接続される。ここで更なる回路素子の軽減の た め C1ʼ と D10 を 除 い た 。 こ の 回 路 は 、 Vin,
D
D1,D2,S1,S2,T1 に よ り 構 成 さ れ る イ ン バ ー タ 部 と図 1 提案回路図
C1,C3,D3,D4,D9 により構成される昇降圧チョッパ部によっDて構成している。D7,D8 は C3 により平滑された直流電圧を
C
D
D
D
D
S
C
入力電圧の低い区間を補充している。S1,S2 は発振器にＶTより交互にスイッチング動作を行っている。C2 は共振用のCL
コンデンサで、蛍光灯が点灯するまではフィラメントを予熱
C
D
D
D
D
S
する働きも行う。
D
3.結果
コンバータ回路部
インバータ回路部
提案回路を実際に製作し、ランプの点灯実験を行った。
実験結果を図 3 に示す。図 3(a)には入力電圧電流波形、
図 2 昇降圧形電子安定器
図 3(b)には出力電圧包絡波形を示す。入力電流波形は
V.I
V
ほぼ正弦波となり、出力電圧包絡波形もリップルを含まない安定した電圧が確認された。また図 4 に示すように入力
Ｔ
Ｔ
電流は IEC 規格クラス C を満足する結果が得られた。
Ｔ
0
0
4.まとめ
提案した電子安定器回路により目的としていた部品点数の削減、それにより、小型化を実現できた。また回路は(a) 入力電圧電流波形(b) 出力電圧波形
昇降圧形であるため、回路素子の耐圧が低くてすみ、電(a) V:50V/div I:236mA/div T:2ms/div
源投入時の突入電流も抑えられる特徴がある。出力電圧(b) V:100V/div T:1ms/divの低リップル化、入力電流の IEC 規格クラス C の十分な満図 3 実験結果
足、高効率、高力率が実現できた。
120
5.参考文献100[1] S.Adachi,Y.Kato,N.Takahashi,I..Yokozeki,M.Nakaoka
80”Development of back-boost inverter with two switches
60
and the application to the electronic ballast” Proc. IEEE
40
Conf. on Power Electronics and Drive Systems
20
REDS2003,LS5.3-04,Nov.
７

2

１

９

1ʼ

３

５

１

４

６

２

in

３

1

２

10

１

８

７

2

１

９

３

５

１

1ʼ

10

４

６

２

1

in

３

２

高調波含有率（%）

８

0

1

2

3

測定値

図4

-18-

5
7
9
11
高調波次数(次）
ＩＥＣ規格Cクラス限度値

IEC 規格との比較

13

中性点形昇降圧コンバータを用いた小型ランプ用高周波バラスト
岡村優希

加藤義人
高橋信雄

倉谷俊寛

（鳥取大学電気電子工学科）（松江高専電子制御工学科）

1.はじめに
現在、電球形小型蛍光ランプには、通常の規格である IEC 規格クラス C よりも緩い規制が課せられている。しかし、小型ではあっても照明であることに変わりはなく、小型蛍光ランプについても例
外なく IEC 規格を満足するべきであると考えられる。
そこで、本報告は新たに中性点形昇降圧コンバータを応用した電子バラストを製作し、上記の点について改善の一提案をするものである。
D
2.回路構成と動作S
DD
提案するインバータ回路の基本構成を図 1 に示す。こ
C
C
D
V
L
の回路は、電源,ダイオード D1･D2,スイッチ S1･S2 で構
ラ ンプ
C
成される中性点インバータと、インダクタ L､およびコンDC
デンサ Cs･C1･C2,ダイオード D5･D6 で構成される降圧S
D
D
コンバータによって形成されている。
D
この回路は、スイッチ S1･S2 のオン/オフによりイン
ダクタ L に蓄積される磁気エネルギーをコンデンサ C1･
図１ 提案回路
C2,ダイオード D5･D6 を通して平滑コンデンサ Cs に蓄積･平滑するというコンバータとしての動作と、負荷に高周波交流を供給するインバータとしての動作を同時に行っている。
また、ランプをインバータ回路内部に入れることでインダクタを兼用し、部品点数を削減している。
3.結果
図 2 は入力電圧･電流波形を示しており、電流波形がV:100V/div I:94mA/div T:2ms/div
正弦波に近くなっていることが確認できる。また図３か
図２ 入力波形
ら負荷電流波形はほぼ正弦波になっている。さらに図４から分かるように、負荷には安定した電力が供給されていることがわかる。
4.まとめ
提案する回路により、入力電流波形を正弦波に改善することが出来た。これにより IEC 規格クラス C も十分に満足することができた。さらに負荷電流波形も正弦波に保ち、安定した電力を供給することができた。
また、インバータ部とコンバータ部のスイッチング素I:200mA/div T:10us/div
子の兼用、及びコンバータ用の L と蛍光灯用のバラストとの兼用により部品点数を削減し小型化が期待できる
図３ 負荷電流波形回路となっている。
5.参考文献[1]S.Adachi,Y.Kato,N.Takahashi,I.Yokozeki,M.Nakaoka“Development of back-boost inverter with two switches
and the application to the electronic ballast” Proc. IEEE
Conf. on power Electronics and Drive Systems
REDS2003,LS5.3-04,Nov.
7

3

1

1

4

1

5

in

ｓ

6

2

2

2

4

8

I:200mA/div T:2ms/div

図４

-19-

負荷電流抱絡波形

GA による用途指向形 SRM の自律最適設計
硯里宏幸，小坂 卓，松井信行 (名工大)，加納
トルク T [Nm]1. まえがき
既に筆者らは，低コスト駆動システムの一案として三相汎用パワーモジュール単体で構成される変換器で駆動可能な二相スイッチトリラクタンスモータ(SRM)を提案し、想定用途への適用を前提に第一次試作機をベースとしてセンサレス制
御技術とモータ設計に関する検討を行ってきた(1)，(2)。一般に
SRMの最適構造設計では, その特徴を活かすべく磁気的な非線形性を考慮した運転特性評価法及び構造設計法の確立が必須となる。これに対し筆者らは，SRMを対象とした簡易運転
特性評価法にGAを組み合わせた自律的最適構造設計法を提案し、この手法を用いた形状の最適化を行ってきた。
本稿では，提案設計法により設計した二相 SRM を試作し，要求トルク特性の実験検証から提案設計法の有用性を検証し
ている。

1.4
要求性能
設計値
実測値

1.2
1.0
0.8
0.6
0.4

A

0.2
0.0
0

12.02mm
2.35mm40°

1.50mmータの自動チューニングを包括した最適構造設計を自律的にS

60°

13.60mm
S

6.40mm

成し遂げるもので，以下の三点の要素技術を融合させて構成

0.50mm

6.64mm25.0mm
2.03mm

している。

R

簡易非線形磁気解析によるモータ形状固有の磁化特R50°

13.26mm107.0mm性解析
遺伝的アルゴリズム

S

6.23mm

寸法・電源仕様制約を入力に，運転条件に応じた制御パラメ

(iii)

3000
4000
5000
回転速度N [rpm]R

R（最適構造設計法） 本設計法は，要求性能仕様および形状磁化特性に基づく非線形運転特性解析

2000

図 1 代表動作点

S

(ii)

1000

6.00mm

2. 二相 SRM の最適構造設計法および設計結果(i)

善明(名産研)図 2 設計した二相 SRM の構造

この詳細については文献(2)を参照されたい。
（設計条件と設計結果） 制約条件は以下の 3 つで①想定機器への搭載サイズ制約から固定子外径，積厚，シャフト径をそれぞれ 107mm，36mm，25mm，②加工精度の観点からギャップ長を 0.3mm，③従来変換器との互換性から駆動回路直流電圧を 282.8V，最大電流を 5.5A としている。設計要求性
能目標は，図 1 内灰色実線で示す想定用途の要求最大 N-T 特
性を満足することを必要条件に，(a)運転時間頻度の高い動作
点 A(1620rpm-0.237Nm)での効率最大化，(b)低騒音化の観点かる。実測値は設計値に比べ全体的に低くなっているものの、要求トルク性能を満足していることがわかる。なお、実測値と設計値の差異は、提案設計法を構成する簡易非線形磁気解
析では三次元的な漏れ磁束を考慮していないためで、非対向近傍での磁化特性の傾きに誤差を持つためである。一方，動作点 A での騒音は、第一次試作機で 75.9dBA に対し最適設計
試作機は 68.5dBA と大幅な改善を実現している。以上より，
提案設計法の有用性が確認できる。

4. あとがきら 5A 一定通電時 1 ストロークにおける最大ラジアル力と A
点での速度脈動率の低減の優先順で評価を行っている。
以上の条件の下、提案設計法により得られた最適形状寸法を図 2 に、設計形状の最大トルク性能評価結果を図 1 に併記

本論文では，既に提案の二相SRM用簡易設計法により想定用途における要求トルク性能を満たす最適設計を行い，試作機による性能評価試験から設計目標を満足することを確認し，提案設計法の有用性を検証した。

している（図中設計値）。同図より、設計モータは要求トルク特性を満足していることがわかる。

3. 試作機による実験検証

文 献
(1)

村瀬，他：
「二相SRMの位置センサレス制御」，平14電学全大講
演論文集, Vol.4, pp.164-165 (2002)

(2)

加納，他：
「非対称形状を有する二相SRMのコンピュータ援用最適設計」，平16電学全大講演論文集, Vol.5, pp.119-120 (2004)

図 1 の黒丸実線は，試作機の最大トルク特性評価結果であ-20-リニア電磁アクチュエータの推力に銅鉄複合巻線が及ぼす影響
小川卓郎
真田雅之
森本茂雄
武田洋次
大阪府立大学大学院 工学研究科
1.

の効果は小さくなるが、これは本実験装置ではギャップ長に対するコイル部分の厚さが短すぎるためである。しかし若干の推力改善効果があることは確認できる。
5. まとめ
銅と鉄の複合巻線を用いて実験を行った結果、推力改善効
果が確認できた。
参考文献（1）正田英介：「リニアドライブ技術とその応用」, pp.61-64, オーム社,
1991（2）小川・真田・森本・武田：「銅鉄複合巻線を用いたリニア電磁アクチュエータの大推力化に関する研究」, G4-4, 関西支部連合大会, 2003
（3）小川・真田・森本・武田：「銅鉄複合コイルを用いたリニア電磁アクチュエータの大推力化についての検討」, 5-044, 電気学会全国大会, 2004

鉄

等価比透磁率3.5

磁気的ギャップ長=巻線厚さ+
エアギャップ

1

2

図2

3

4 5 6 7 8コイルの厚さ[mm]9 10モデルの違いによる影響

0.12

銅

3

0.1

銅

2.5

鉄

2

0.08
0.06

1.5
1

0.04

外側が鉄
内側が鉄
抵抗値

0.5
0
0

20
40
60
80
巻線断面積に対する鉄の割合[%]

図1

0.02

0
100

複合巻線の特性

Permanent magnet
DC power supplyA

SheaveCombined line
S
N
Iron yoke
Wood base

Weight（a）

実験機の模式図
Iron

Copper
1.6

2.0
40
80
複合巻線の拡大図（単位[mm]）

（b）

図3

実験装置の模式図と複合巻線の拡大図
250

120

銅巻線

90

複合巻線

推力[mN]

磁気的ギャップ長≫巻線厚さ0.14等価比透磁率

1mあたりの抵抗値[Ω]

4

150

2
1.8
1.6
1.4
1.2
1
0.8
0.6
0.4
0.2
0

推力[mN]

銅巻線モデルに対する最大推力比

まえがき
リニアモータはダイレクトドライブであり、減速機構による推力増加ができない。このため、大推力を要求される場合にはモー
タ自体が大きくなり、このことが様々な応用への妨げとなっている（1）。本論文ではリニアモータの中でも特にリニア電磁アクチュ
エータ（LEA）について、モータ体積を増やすことなく大推力化を図るために、電機子巻線に銅と鉄の複合線を用いる効果について有限要素法を用いて解析を行い、実験により発生推力が改善されることを明らかにしている。
2. 複合巻線の解析
LEA やボイスコイルモータのように巻線を鉄心のスロット内に設置しないタイプのモータでは電機子巻線の存在する空間の磁束密度を高めることができれば推力は増加する。そこで、非磁性体である銅線に、強磁性体である鉄を組み合わせる（2）（3）。
しかし、鉄の割合を多くした場合、鉄は銅に比べておよそ 5.7倍の体積抵抗率を有するために巻線部での損失が大きくなってしまう問題がある。銅線に内側または外側に同心円状に鉄の部分を設けた二つのタイプの複合巻線について有限要素法で解析を行った。各々の複合巻線の磁束量を銅のみの巻線の磁束量で割ると、等価比透磁率が計算できる。その結果を図 1 に示す。外側を鉄にした複合巻線は、巻線断面積に対する鉄の割合が 40%程度の場合に等価比透磁率が大きく、抵抗値も純粋な銅線に近い値なので、効果的と考えられる。
3. モデルの違いによる影響
モデルの違いによる影響を図 2 に示す。今回の実験モデル（磁気的ギャップ長≫コイル厚さ）では複合巻線を用いても推力改善効果は低いが、一般的な LEA（磁気的ギャップ長=巻線部分の厚さ+エアギャップ）に複合巻線を用いた場合、推力が大幅に改善されることが分かる。
4. 複合巻線を用いた実験
複合巻線を用いた場合の推力改善効果を確認するため、
図 3 に示す装置について有限要素法での解析と実験を行った。
永久磁石は一辺が 30mm で厚さが 8mm のフェライト磁石、複合線は全長 80mm のうち 40mm の部分が鉄で覆われているものを作成し、27 本の複合線を 2.7mm ピッチで等間隔に並べている。この巻線に直流電流を流した。また永久磁石とヨーク間のエアギャップは 14 mm である。電流を変化させ、永久磁石に働く力と釣り合うおもりの重さを測定した。同様の構成の巻線を直径 2mm の銅線で作成し、同様の解析と測定を行った。解析
結果を図 4、測定結果を図 5 に示す。解析によれば、複合巻線を用いた場合、垂直力が約 1.4 倍程度に大きくなる。そのため摩擦力が大きくなり、解析結果に比べて測定結果では複合巻線の推力が大きく現れている。摩擦力を考慮すると複合巻線

60
30

200

銅巻線

150

複合巻線

100
50

0

0
0

1

図4

2

3

4 5
電流[A]

6

7

実験機の推力解析結果

-21-

8

0

1

図5

2

3

4 5
電流[A]

6

7

実験機の推力測定結果

8直列補償（ＭＥＲＳ）による交流回路の力率改善◎本間 彦， 鳴島 じゅん， 磯部 高範， 高久 拓， 嶋田 隆一 (東京工業大学)

2

MERS について
我々は電流スイッチの理想である双方向に流すことのできる MERS を提案している[1]。MERS を交流回路に応用することにより，交流電圧に対して任意の位相で電流を遮断し，負荷のインダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを回生する。そして、そのエネルギーを次回オン時に負荷に回生し，遮断前の逆方向の電流に変換し維持することが可能となる。
これは，力率改善用直列コンデンサと同様の動作ではあるが，MERS の利点は周波数・負荷によらず、簡単な制御で力率を 1 にできる点である。

3

シミュレーション

図2

送電における等価回路

図 2 のように、送電における並列補償と直列補償
二つの場合を等価回路で表した。交流電圧を 100Vとし、電流 1A において、負荷 R と XL がそれぞれ 1puとなるように L を定めたところ、L は 318.5mH となった。一つの送電線でどれだけ電流が流せるかを模擬するために、L を一定とし R を変えることで電流を変化させた。その際 C を最適な値としながらシミュレーションを行ったところ、図 3 のような結果となった。
直 列 補 償
1 0 0

[V]

はじめに
送配電において力率改善は発電機・送配電線・変圧器等の設備容量の低下だけではなく、送電損失の低減による省エネルギーの観点からも重要である。
現在このような問題を解決する主な無効電力補償法
は、進相コンデンサかアクティブフィルタという並列補償が利用されている。しかし、この方法では後述するように送電できる電力がインダクタンスにより制限されてしまう。
そこで、本研究は直列補償である MERS（磁気エネルギー回生スイッチ）を適用することで、無効電力を補償し力率を改善させることについて検討する。

電圧1

並 列 補 償
5 0

0

0

1

図3

電 流

2

3

[A ]

過電流時における出力電圧以上により、XL を 1pu としたときに、負荷 R が 1pu
より減少し、電流が増加すると並列補償では無効電力補償ができなくなってしまうことがわかった。

4

図1

MERS 構成図

図 1 に MERS の構成を示す。上下対称形をしているため，電流を双方向に流すことが可能であり、逆直列にした MOSFET を 2 組並列に接続されている。
また、間にあるコンデンサの充電される極性は電流方向によらず常に同じである。

まとめ
直列補償では送電できる電力の制限がないことが確認できた。また、MERS を用いた直列補償では負荷によらず自動的に力率を改善できる。さらに、使用するコンデンサがスイッチングにより制御されており、コンデンサの切り離しも可能であるという点から直列補償における不安定という短所も改善される。以上により、MERS による直列補償を送電に適用することで効果を得られると考えられる。

-22-

文

献

(1 嶋田隆一，高久拓，磯部高範,
磁気エネルギー回生電流スイッチの進展
平成 15 年電気学会全国大会, 4-071, 2003

トランスレス単一パルスソフトスイッチング三相 PFC コンバータ
下森亘

谷口勝則

木村紀之

森實俊充

（大阪工業大学）

１．まえがき整流回路から発生する高調波を低減するために 数多く

Lr1の研究が行われ、各種回路が提案され、実用化が進められ

iuv

ている。

D1

D2 D
r1

iu

Tr2

本論文では、電源の半周期の間に１回のスイッチング動D3

作により高周波スイッチングによる諸問題を解決し、三相

eu

ew

D4

iuw

Cr1

D8

力率化とＥＭＩ(Electro Magnetic Interference)ノイズのD9

D10

ッチング三相ＰＦＣ(Power Factor Correction)コンバー

Tr3
Cr 2

２．回路構成D15

図１に今回検討したトランスレス単一パルスソフトス
イッチング三相ＰＦＣコンバータを示す。この回路は、昇

図１

D16

Dr4

Lr5

D12
D17

Dr5

Tr6

Rout Ed

D11

Lr3
D13 D
14

Cd

D6

Dr3
Tr4

タ」について述べる。

Dr2

Lr2
D7

低減を目的とした、「トランスレス単一パルスソフトスイ

Tr1

Lr 4

ev

構成により電流波形を改善しながら、大容量化ならびに高

D5

Tr5
Cr3

Dr6

Lr6

D18

回路構成図

圧チョッパのスイッチ 部分をソフトスイッチング 回路に置き換えたもの３相分作り、入力側をΔ結線し、直流出力を並列に接続している。また、入力の絶縁トランスをなくiuしたために生じる各相の干渉電流を各相の直流出力負荷
側にリアクトル とダイオード を追加することで低減させ
ている。

vu

３．回路動作各相の動作モードは５つの動作モードが存在する。各相の入力電圧の半周期に一回スイッチ 素子を同時にオン状態にする。入力電圧がゼロ付近において共振コンデンサに

図２

充電されていた電荷を放電することで、入力電流の立ち上提案する回路の動作波形

がりを大きくすることができ、入力電流波形改善が行える。
ターンオン時にスイッチ素子を流れる電流はゼロであり、４．まとめ

ZCS(Zero Current Switching)となる。また、スイッチ素トランスレス単一パルスソフトスイッチング三相子が同時にターンオフすると、スイッチ素子にかかる電圧

PFC コンバータでは、入力電流に３ｎ次高調波が含まれはゼロであり、共振コンデンサ の充電作用により ZＶ

ないため、力率・歪み率の改善を行うことができる。また、

S(Zero Voltage Switching)動作となる。この動作を三相に三相化したことで大容量化が可能となる。変圧器を取り除組み合わせている。本回路は常にソフトスイッチング動作

くことで、さらに小型化が可能である。

をしており EMI ノイズの低減が可能である。さらに三相化し入力側をΔ結線することで入力電流波形に３ｎ次高

参考文献

調波が抑制されることとなり力率、歪み率の改善を行うこ（１）谷口勝則、馬場啓貴、伊勢敏史：「大阪コンバータ：とができる。

大容量ソフトスイッチング三相高力率コンバータ」
半導体電力変換研究会-23-

ＳＰＣ−０３−３２（２００４）変形台形波変調信号による PM モータの駆動
三枝暁、谷口勝則、木村紀之、森實俊充（大阪工業大学）
図 3 ではγ=0.15 でトルクリプルが最小となる。正弦波誘

１．まえがき交流機をインバータ で駆動すると出力電圧に高調波成起電圧時では変調信号 が正弦波の場合とほとんど 変わら分を含んだ非正弦波出力のためトルクリプルが発生し、電ない値まで抑えられることが 可能であることを示してい動機自体の振動や騒音を招く原因となる。

る。また図 3 では変調信号が変形台形波の方が正弦波に比PWM インバータによるトルクリプル低減駆動についべて抑えられている。

て、誘起電圧が正弦波状、台形波状の PM モータ（永久磁トルクリプルの比較
トルクリプル [%]石同期電動機）を用いて、変調信号を正弦波とする場合と変形台形波とする場合を比較する。変調信号を変形台形波とした場合、インバータのスイッチング損失の減少や直流
電源電圧の利用率が高いという利点がある。
以上の事を理論式とシミュレーションで検証する。

変形台形波
正弦波

15
10
5
0
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1γ

２．変形台形波変調信号の特徴
図2

Es

γEs

(1- γ)Es

トルクリプル [%]トルクリプルの比較

π 7π/6 11π/6
0 π/6

5π/6

2π

-(1- γ)Es-Es
図1

トルクリプルの比較（誘起電圧正弦波）
変形台形波
正弦波

20
15
10
5
0
0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1γ

変形台形波変調信号
図3

トルクリプルの比較（誘起電圧台形波）

図 1 に変形台形波変調信号を示す。この変形台形波変調
信号は台形波に方形波を重ねた変調信号である。図中のγ

4．まとめは 0 ≤ γ ≤ 1 の範囲で台形波に方形波を重ねる割合を示し、誘起電圧が正弦波、台形波である PM モータで変調信号

γ=0 で台形波、γ=1 で方形波となる。非正弦波変調信号

を正弦波、変形台形波とした場合でシミュレーションを行

で電動機を駆動するとトルクリプルが発生する。変形台形った。

波変調信号は出力波形 に含まれる低次高調波成分 をγで

図 2 より誘起電圧が正弦波の場合ではトルクリプルは制御することによりトルクリプルの発生を抑制する。また

変調信号が正弦波でも変形台形波でもほぼ 同じ値となっ変形台形波変調信号は 120 度の平坦部が二箇所あるため、た。台形波の場合では変調信号が変形台形波の方が、トル

変調度 M が M=1 の状態で最もインバータの転流回数が少クリプルを抑制される結果となった。どちらの場合も変調なくなる。

度を 1 に固定することによりスイッチング損失も低減す
ること出来る。また、非正弦波出力なので電源電圧の利用

3．正弦波、台形波誘起電圧時の特性率は正弦波よりもよくなる。

図 2 に負荷 100％時における正弦波誘起電圧でのγとトルクリプルの関係を示す。図 3 に同条件で台形波誘起電5．参考文献圧でのγとトルクリプルの関係を示す。図 2、図３が示す(1)岡元裕則、谷口勝則、木村紀之、森實俊充、米澤裕之：「PMように、変調信号が変形台形波の場合ではγの値によってモータ駆動に適した変形台形波変調信号の実験的考察」、15 年度

トルクリプルが変動しており、図２ではγ = 0.43 の時、電気学会産業応用部門大会、pp415-418、(2003)-24-

PICを用いた太陽電池におけるMPPT制御装置の開発
岡田 豪，中川 重康，西村 萬平，平地 克也
舞鶴工業高等専門学校 電気・制御システム工学専攻

太陽電池には最適動作点で発電するように最適動作点追従(Maximum Power Point Tracking : 以降MPPT)制御が行われている．MPPT制御は制御装置として，コンピュータあるいはマイコンボードを用い，制御方法として山登り法を用いたものが一般的である．しかしこれら装置は，コストが高く，山登り法については，太陽電池に部分影が生じたとき発電電力の極大値に追従する問題がある．本研究で開発するMPPT
制御装置は，コンデンサ負荷方式の短絡回路を用い，短絡から開放の発電特性をワンチップマイクロコンピュータである PIC(Peripheral Interface Controller)で計測制御するものである．発電特性を計測することにより部分影による問題が解
消し，PICを用いることにより，従来に比べて軽量でコスト
パフォーマンスの高い制御装置が実現可能である．本報告では，本制御装置の構成およびPICでの制御の有効性について述べる．

検出し，チョッパ制御するものである．また，短絡回路を用いた実測データを元に，PICでの計測シミュレーションを行った．その結果，発電損失が最大で5 %以内の計測ができる
ことを確認し，本装置の有効性を確認した．今後は，PICでの実測，最適動作点の検出およびPWM制御を行ない，MPPT制御装置を実現する．また，本装置の評価を行ない，実用化の基礎を確立する．
Trigger Signal
Short
Circuit

Solar
Cell

Power Part

3．PICによる計測の検討
本装置では，発電電流および発電電圧をPIC(16F877)によって計測する．その方法は両者を交互にサンプリングし，各データの補間により発電電力を算定する．PICのサンプリン
グ周期およびデータメモリ量には限度があり，1回の短絡時にサンプルできるデータ量が限られる．図2に，PICによる特性計測シミュレーションによる発電電力の時系列を示す．
比較のため，実測値を実線で共存する．日射強度は375 W/m2とする．短絡回路におけるコンデンサの容量は940 μFとする．サンプリング周期は500 μs ，10 bitの量子化を行い，1次補間した値である．シミュレーションより，電力損失が最大で5 %の計測誤差に収まることを確認した．

4．まとめ
本研究におけるMPPT制御装置の構成および，PICと短絡回路を用いた発電特性の計測シミュレーションとその実現性について述べた．本装置はコンデンサ負荷方式の短絡回路を用いて太陽電池の発電特性をPICで計測し，最適動作点を

-25-

図1

I,V

PWM Signal

Control Signal Part

MPPT制御装置の構成

400

Current [mA], Power [mW]

本研究における MPPT 制御装置の構成を図 1 に示す．電力部は太陽電池，短絡回路およびチョッパ回路から構成する．
短絡回路はコンデンサ負荷方式とする．制御信号部は PIC
および増幅器から構成する．制御の流れは，PIC で短絡回路にトリガを与え，短絡回路におけるコンデンサの充電中に，増幅器を介して発電電圧および電流を PIC で計測する．次に，PIC で最適動作点を探索し，PWM 出力をチョッパ回路に与える．チョッパ回路により，発電電流を最適動作点に一致するように制御して発電損失を解消する．

Amp.

PIC
Chopper
Circuit2．装置構成I,V

2Current
Voltage

300

1.5

Power
200

1

100

0.5

0

Voltage [V]1．はじめに

0
5

10

15

20

Time [msec]
図2 PICによる計測シミュレーション

参考文献
1)

2)

氏家，他: “瞬時短絡補正法による P-V 特性検出を用いた最大電力追従制御”, 電気学会産業応用部門大会, Vol.1, No.
217, p.423, 2000
黒田，他: “部分影を有する太陽電池の最適動作点の瞬時短
絡 法 ”, 電 気 学 会 全 国 大 会 講 演 論 文 集 , Vol.2002, No.4,
PP.67-68, 2002

-26-

風力発電用誘導発電機の特性
平尾充広，木村紀之，谷口勝則，森實俊充（大阪工業大学）
１．概要
風力エネルギーは無尽蔵でクリーンな自然エネルギー
源として有望視されている。しかし、エネルギー密度その

INV2

INV1

ものが低く、風向・風速の変動に大きく左右されるため、系統実際に利用される量は限られている [1] 。そのため、原子力発電や火力発電などに比べて効率が悪く、同じ電力を得
IM with CR

るためにかかるコストが高くなる。風力発電の最大の課題

図 2 提案する風力発電装置

はトータルコストの削減である。

提案する回路では図 2 に示したように複数のかご形誘

２．問題点
トータルコストの削減を目指すために、誘導機を用いた導発電機を使用する。これは誘導機が 1 つの場合で比較す

発電方法について考える。ひとつの問題点は、低風速ではると、同期機の方がコストメリットがある。複数代の場合、誘導機の回転速度が同期速度を超えないため発電できな

緩い風が吹いている場合に一部の風車が少しずつ発電でいということである。

きるようになる。

また、誘導機では無効電力が電圧変動を起こすという問

例えば系統が 60Hz だとすると通常誘導発電機の同期

題点もある。図 1 に示す誘導機の等価回路で励磁インダク

速度は 4 極なら 1800rpm だが INV を 2 台用いて周波数

タンスにより発生する無効電力 Qo は下式(1)で表される変換装置にすることで誘導機の同期速度を任意に決める

ので、周波数が低くなるにつれて無効電力は上がっていく

ことが可能になる。

ことが判る。そのため、低周波数で発電しようとすると無効電力が増えていき電圧変動を起こしやすいという問題

４．現在行っている研究
現在は図 2 の点線で囲まれた部分について研究を行っがある。

ている。提案した複数のかご形誘導機が様々な周波数で発

V2
−(1)
Qo =
ω L0

そのとき誘導機に流れる電流や電力を計測している。実験rでは「2.問題点」で示したように、理論上低周波数では無電するので、INV で 40,50,60Hz などの交流電圧を発生し、x

効電力が大きくなるが、実際はどれぐらいの無効電力を生

V

Y0

r0

L0

1− s
r2
s

じるのかを計測している。

５．今後の課題
誘導機の特性からすべりがゼロ以下になり発電を始め

図 1 誘導機の等価回路

ると、有効電力と無効電力が増加し始める。同時に電流も流れ始める。
「2.問題点」で示したように、無効電力により電圧変動

３．提案する風力発電装置
低風速の風でも発電できるように提案した風力発電装
置を図 2 に示した。

がおこるため、周波数をどうすれば効率がよいか調べていく。

かご形誘導機(図 2 では IM with CR と表した)を用いる
ことで巻線形誘導機よりコストを抑えることができると参考文献考えられる。また、2 台の INV で低回転数でも 50Hz や[1]60Hz の周波数を供給できると考えられる。

㈱電気学会

-27-

小倉悟 「電気学会誌

特集・導入進む風力発電」

pp,503−506 (2000)

モデルマッチングを用いたマニピュレータ制御
林拓真，木村紀之，谷口勝則，森實俊充
１．はじめにGDAGADJ
G(s) =
D 
D 
G G


a s2 + s  − H1  s2 + s  − H2 DA AD
J 
J 
J


aK

マニピュレータの制御においては、様々な環境において複雑な動作や高速かつ高精度でロバスト的にも安定な制御が求められてきた。
本稿ではマニピュレータ制御を行うために、モデルマッ
チングを用いた制御系の設計を行い、Ｐ型位置制御系とのが成り立つ。

akωn 2 = aK

２．モデルマッチングを用いた制御系
モータの位置制御にモデルマッチングを適応した例をa ( s s + 2ζωn s + ωn 2 )図１に示す。

θref1

1

Js ＋ D

s

θ

−(３)

−(４)

ここで、 a = s + a0 、 H1 = h10 、 H 2 = h21s + h20 とおき、 k 、 ζ 、 ωn 、 a0 の値を任意に決めることで設計でH1きる。今回は k = 1 、 ζ = 1 、 ωn = 10 とし、 a0 の値がaH2変化した時のステップ応答をＰ型位置制御系と比較した。

a４．ロバスト性

Filter2
図１

GDAGAD
J

D 
D 
G G


= a  s2 + s  − H1  s2 + s  − H2 DA AD
J 
J 
J



MODEL
Filter1 ＋＋−(２)

式(１)と(２)の分母分子の値が等しくなればよいので下式比較を行った。

＋＋(大阪工業大学)

モデルマッチングの例

実際のモーターでは慣性モーメントや摩擦係数の値がモデルマッチングとは制御対象を希望するモデルの伝一定であるとは限らない。そのため、それらの値が変化し達関数に一致するように設計する手法である。例えば、制ても応答が大きく変化しないような制御系が望ましい。そ御入力、制御出力をそれぞれ Filter1、Filter2 に通しそのういった制御系をロバスト性が高い制御系と言う。
今回は制御対象の慣性モーメント J、摩擦係数 D の値を

和を指令値に加え制御対象を制御することで実現できる。

0.5 倍、2 倍にし、２つの制御系(モデルマッチング制御系、

３． 設計
図１の例でモデルマッチングにより制御系の設計を試みる。今回用いた 制御対象(図１の MODEL 部分)は図２

Ｐ型位置制御系)のステップ応答の比較を行った。
５． まとめに示す。

モデルマッチングを用いた制御系とＰ型位置制御系を

1/ J

1

s ＋ D/ Js

GAD

比較した結果、制御対象が理想的なときはステップ応答出(J=0.27,D=1.08,ＧDA=1/3276.7,ＧAD=32595)

でモデルマッチングの設計データが適切なことがわかる。

GDA

図２

力波形は一致した。Ｐ型位置制御系も２次遅れ系となるの

制御対象

また、J、D の値を変化させた時もほぼ一致した。今回

モデルマッチングでは全体の伝達関数が希望するモデの結果ではモデルマッチングを用いた制御系とＰ型位置

ルになるように Filter1、Filter2 を決める。今回は希望の制御系とに大きな差は出なかったが、これは制御対象が２モデルを２次遅れ系にするので全体の伝達関数 G(s)は式次遅れ系であるためＰ型位置制御系で十分制御できてい(１)のように表すことができる。

るためであると考えられる。

kω n 2G( s ) = s
s + 2ζωn s + ωn 2

６．参考文献(1) 中野道雄−(１)「制御基礎理論」

昭晃堂 pp59-63（2003）

また、図１、２よりシステムの伝達関数 G(s)は式(２)のよ(2) 山本修他 「高速演算プロセッサによるマニピュレ

うになる。

ータの制御」-28-

卒業論文

pp1-43 (2004)非接触給電装置におけるイミタンス変換器を用いた高周波定電流源の実験
浅見篤志
1.

入江寿一(大阪電気通信大学)
りにリアクトル L f ，ピックアップコイルの代わりに負荷抵抗 R を接続して実験を行った。
L f のリアクタンスが 3Ω のとき，過剰リアクタンス∆X L = 0 で あ る 。 高 周 波 イ ン バ ー タ の α = 0.75 ,入力電圧 Vd = 250V 一定とする。
図 3 に共振周波数 f =15.3kHz，負荷抵抗 R =0.85Ω
一定で，インダクタンス L f を変化させたときの過剰リ
アクタンス ∆X L に対する電流 I d , I s , I f ，力率 cos θ sと効率 ηdf を示す。

まえがき

本非接触給電システムとは，高周波電源から給電線に電流を流し，電気的に非接触で磁気的に結合された移動可能なピックアッップコイルを介して，負荷へ電力を伝送するシステムである。
本論文では，イミタンス変換器を用いて給電線に定電流を供給することができる高周波定電流電源について述べ，周波数一定で過剰リアクタンスに対する力率と電流について述べる。

100

1

s

L1

L2

f Lf

L

s

45.8μH 15.1μH

C

2.25μFZ 0 =4.51Ω

s'

f'

R

L

∆X L

45.8μH 45.8μH
2.25μFC＝R
Z 0 =4.51Ω

s'

イミタンス変換器

過剰リアクタンス

図 2 過剰リアクタンス
3.

I d Is I f (A)

0.5

電流

cosθs

If
Vd = 250Vf= 15.3KHz

50

R = 0.85Ω

25

α = 0.75

Is

Id
0

0

–2

0

0

2

過剰リアクタンス Δ XL (Ω)

図 3 リアクタンスに対する力率と効率
4.

（L 2 +L f－L ）

ηdf

50

cosθs

図１に高周波定電流電源の回路構成を示す。
商用電源からダイオード整流回路によって直流電圧
Vd を得る。直流電圧 Vd は高周波インバータによって，
周波数 15.3kHz の両極性 PWM 出力電圧 VS に変換する。
電圧 Vs は高周波インバータのデューティファクタαで調節できる。イミタンス変換器の共振周波数
f = 1 2π LC (ただし， L = L1 = L2 )は，高周波インバータの出力周波数と一致させてある。イミタンス変換器は電圧 Vs の基本波に比例した高周波電流 I f を給電線に出力する。給電線のインダクタンス L f は L2 の一部として動作させる。給電線 1m 当たりのリアクタ
ンスは約 0.1Ω である。
図 2 に過剰リアクタンス ∆X L の定義を示す。

効率 ηdf (％)

高周波定電流電源の構成

力率

2.

むすび

給電線のリアクタンスはイミタンス変換器の出力側
リアクタンスの一部として使用できる。
本研究の電源は給電線約±10m の過不足に対して，90%以上の高い効率で動作することができる。
参考文献

実験結果

イミタンス変換器の L2 = 15.1µΗ としてそのリアク
タンスを 3Ω 不足の状態にし，f-f ’端子に給電線の代わ

1)籔内，入江：平成 15 年電気学会産業応用部門大会
Y-42

ダイオード整流回路 パワーメータ 高周波インバータ パワーメータ イミタンス変換器 パワーメータ
L1
Id
d
L2
Vd

200[V]
Vd

Tr1

Vs

Tr3

Is

Id
Pd

Tr2

Ps

Tr4

cosθ scosθ d

s Is

2

Vs

C
22.9μH

s'

d'

L1
2

図１ 高周波定電流電源の回路構成

-29-

If

22.9μH 45.8μH
2.25μF

Vf
If
Pfcosθ f

f
Vf

f'

Lf
R

イミタンス変換器を使用した直流定電流源
鳥越

怜

氏原

章雄

入江

寿一

モード 2 は i2 が増加して I DC に達すると i2 = I DC となり
電流 i2 は, D1, D4 を通り, 高調波成分は平滑コンデンサ
Cs に, 直流成分は負荷抵抗 RL にそれぞれ流れる。
モード 3 はモード 1 の逆極性となり, モード 4 はモー
ド 2 の逆極性となる。

1. まえがきイミタンス変換器は, 共振周波数で使用することにより, 定電圧源を定電流源に変換することができる。本文
では, ハーフブリッジ形イミタンス変換器を用いた直流
定電流源の回路構成とシミュレーション結果について述べる。
2. ハーフブリッジ形イミタンス変換器(1)ハーフブリッジ形イミタンス変換器の四端子定数は ,共振角周波数 ω = ωr = 1/ LC とき , 特性インピーダンス
Z 0 = L C 2 で表すと式(1)となる。A=D=0 となるのがイ
ミタンス変換器の特徴である。
jZ 0 ⎤ ⎡ & ⎤⎡V&1 ⎤ ⎡a 0 ⎤ ⎡ 0⎥ ⎢V 2 ⎥ ･･････････････(1)⎢ ⎥ = ⎢0 1 ⎥ ⎢ j 1
0&⎢⎥ ⎢I& ⎥⎣⎢I 1 ⎦⎥ ⎢⎣a ⎥⎦ ⎣ Z 0⎦⎣ 2 ⎦
3． 回路動作・シミュレーション結果
イミタンス変換器

i1 1

iL

整流回路

L

1

V1 a

2'

C

図 3 ダイオードの動作モードにおける回路
400

CS

RL

VDC
Ｃ
Ｄ

D4

変圧器 (a:1:1)

電

i

0V 0A

2

I

500.06ms

10：シュミレーション値
：理論値

20

0
30

入出力特性を図 4 に示す。図 4 より, 負荷抵抗 RL が変化しても, イミタンス変換器の出力電流 I 2 = 7.07 [A],直流出力電流 I DC = 7.85 [A]で一定となる。しかし, 直流
出力電流 I DC は, 負荷抵抗 RL が小さいとき変動が生じ,理論値より大きな値となる。また, イミタンス変換器の入力電流 I1 と出力電圧 V2 , 直流出力電圧 VDC は負荷抵抗
RL に比例して増加する。
4． むすび波形よりダイオードの動作モードを明らかにした。
負荷が大きいとき, ダイオード 4 個が同時に流れるモードが現れず, 直流定電流源の入出力特性よりシミュレーション値と計算値が一致している。
軽負荷の時, 4つのダイオードが同時にオンとなるモードが現れ, 直流出力電流は変動が大きい。
参考文献(1) 高山, 入江：「ハーフブリッジ形イミタンス変換器の特性」, 電気学会研究会, SPC-04-52(2) 野矢, 入江：「イミタンス変換器を用いた直流定電
流源の出力特性」, 電気学会全国大会, 4-036DC2500.04ms

IDC

図 4 負荷抵抗 RL に対する電流と電圧の特性

C

500.02ms10圧
電

負荷抵抗 RL(Ω)

v-300V -20A
500.00ms

２

VDC

0
0

L

i

Ｃ
Ｄ

Ｖ
，
200 Ｖ

I2 (基本波成分)

Mode4

i

V2 (基本波成分)

I1 (基本波成分)

●▲■◆

となる。
Mode2

V1 =70.7V
fr =20kHz
Z0=10Ω
a =1１直流定電流源の回路構成

図 1 にハーフブリッジ形イミタンス変換器を使用した
直流定電流源の回路構成(2)を示す。交流の定電圧 V1 はイ
ミタンス変換器により定電流 I 2 に変換される。定電流
I 2 は, ダイオードブリッジにより整流し, 平滑リアクト
ル Ls , 平滑コンデンサ Cs により平滑化され, 負荷抵抗には直流の定電流 I DC として供給される。イミタンス変換器の出力電流 i2 は
i2 = iC + iL ･･････････････････････････････(2)300V 20A

20

Ｉ
，
Ｉ
，
流Ｉ
２

図1

(c)モード3(d)モード4

D2

D3(b)モード2(a)モード1

I DC

V2

1
iC

1'

D1

i2 2

電流の流れ

負荷抵抗

i LS L S（大阪電気通信大学）

500.08ms

負荷抵抗R L=20Ω
図 2 各部の電圧・電流

図 3 にインバータ整流サイクルのダイオード電流の流れを動作モードによって説明する。
モード 1 はイミタンス変換器の出力電圧 v2 が 0 になった瞬間, イミタンス変換器 L の電流 iL は正の方向に初期値を持っている。 C の電流 iC は 0 である。このモード
では出力電圧が 0 であり, イミタンス変換器の出力電流
i2 が直流出力電流 I DC より小さく, 4 つのダイオードに電流が流れる。

-30-

ハーフブリッジ形イミタンス変換器の入出力特性
山下

亮

山本

裕之

入江

寿一

（大阪電気通信大学）

ーメータ(PZ4000)を使用し，電圧，電流，力率，電力，インピーダンスを同時に表示する。

1.

まえがき
イミタンス変換器は共振周波数で使用すると定電圧
源は定電流源に変換することができる。ハーフブリッジ型イミタンス変換器は，センタタップトランスとＬ、Ｃがそれぞれ一個ずつで構成される。本文では、ハーフブ
リッジ型イミタンス変換器の解析を行い，その入出力特性について述べる。

C in
V1
I1
P1

V
fr

Tr(a:1:1)

.

r

AMP

L

Z2

cosθ2

V4
I4
P4

回路構成・計算式
I1

V2
I2
P2
Z2

cosθ 3

cosθ1

2.

L

V3
I3
P3

POWER METER

cosθ 4C

POWER METER
POWER METER

half-bridge immitance converter

図２
.

V1

実験回路

.

1

I2

.

a

実験の緒設定値と，共振周波数 14.7kHz における入出力特性の実験結果を図３に示す。

Z2

1

.

V2

η（C,Lのみ）

C

変圧器

図1

60 10

Ｉ
Ｉ

Ｖ

図 1 の四端子定数は，リアクトルＬの損失を表す抵抗を

ｒ，電源周波数を ω として，

１

圧
電

0

･･････････････(2)70

図３より、共振周波数において一定電圧 20Ｖを入力
した時、出力電流は負荷インピーダンスに関係なく 2.0
Ａのほぼ一定となった。電力が 35Ｗの時、最大効率
98.2％となった。理想変圧器の場合ハーフブリッジ形イ
ミタンス変換器は特性インピーダンスと負荷インピーダ
ン ス が 等 し い Z 2 = Z 0 = 10 Ω の 時 、 効 率 の 計 算 値 は99.2％となる。測定値との差は，変圧器の効率と考えら
れえる。

1
2

100

V1 =20V
fｒ =14.70ｋHz
Z0 =10.0Ω
Q =123
a =1
C =0.53μF
L =214μH

図３ 共振周波数における入出力特性⎤

Z 2 ⎞⎟ ⎫⎪⎬Z 0 ⎟⎠ ⎪50

マーク：測定値
実線 ：計算値

効

80

0
0

η

電力 P (Ｗ）

リアクトルＬの Q = ω r L rとなる。式(2)は Q = ∞ の時，四端子定数Ａ=Ｄ=0 とな
りイミタンス変換器の特徴を示す。
力率が１の時に，効率は次式のようになる

Z0
−
Z2

I1

I2

ただし，特性インピーダンス Z 0 = L C 2

⎧
1 ⎪
1⎛
1+
⎨1 + ⎜⎜
Q ⎪
2⎝
⎩

90
率

20

となる。共振周波数 ω = ωr =1 LC のとき式(1)は，

η =

40流
電

（

V2

I

V1

･････････････････(1)jZ 0 ⎥ &⎡V ⎤⎥ 2
1 ⎥ ⎢ I& ⎥
⎣ 2⎦
j
2Q ⎥⎦

）
％

１

5

⎤
⎡ rωC + j (ω2CL −1)
r + jωL0a&⎢ − rωC − j (ω2CL +1) 1 + ω2CL − jrωC ⎥ ⎡V& ⎤
⎡
⎤
⎡V1 ⎤
⎥ ⎢ 2⎥⎢ & ⎥ = ⎢0 1 ⎥ ⎢
2
4
ω
1
ω
ω
C
CL
jr
C
−
+
⎥ ⎣⎢I&2 ⎦⎥⎣⎢I 1 ⎦⎥ ⎢⎣ a ⎥⎦ ⎢⎢⎣ − rωC − j (ω2CL +1) 1 + ω2CL − jrωC ⎥⎦⎡ 1
0 ⎤⎢ j1 ⎥ ⎢ 2Q
1
a ⎥⎦ ⎢ j⎢⎣ Z 0Ｖ

η（変圧器を含む）

２

２⎡V&1 ⎤ ⎡a⎢ & ⎥ = ⎢0
⎣ I 1 ⎦ ⎢⎣100

ハーフブリッジ形イミタンス変換器

４．むすび
共振周波数において入力電圧が一定の時、出力の変化に関係なく出力電流はほぼ一定となる。
最大効率は 98.2％となり，電力変換器としても十分実用可能と考えられる。

･････････････(3)⎭３．実験および結果
図２は実験回路である。Ｖは発信器で，コンデンサ
C in は直流除去用であり，負荷抵抗 Z 2 はカーボン抵抗を１～７個直列に接続して使用している。測定にはパワ

参考文献 高山，入江：「ハーフブリッジ型イミタ
ンス変換器の特性」，電気学会研究会 SPC-04-52-31-

    !#"%$& '( *)+,.-0/1
2 3545687:95;<JL4>K:=?MO9<N5@>P A5Q B8C:9>D>EGFIH.R STVUXW
Y[Z]\_^a`cb[dfecgihajlkfml\_nporqtsXu[vaw]x[y{z}|~aliiut iuali[[iXiuX]xfhty]z| ~aa{\a_¡ct¢ Lc}<£ ucheiv©£¥fg§¤§a¨t¦ÂX¨©¬h[mi_mfÃ\lk_v©mlª¬³Xf\«®´a­¬®µ·u¬x[¶©¯]y]¸l£azÁ¹©|v®º¥l»au¬i¼X©²cX£c½chtÆ©¾lucji¿Ç°¥ÁÈiªÀ±c½ª©² É «Ês]ÌËlÛ¬ÜfÍ ÝfÂ¥ÞlÎÎª¥ª_­]ßf¨àf½¥½XÏfá]ÐÒª©ÑÓ«À ât¢l~tãXÔi©äiÕ¥Äff\ÖlÅ ©×ÒvaØ wÒ¶f[y®åÌÙ nçæéÕ¥èëÚ êÛ©²]kiìyutñ]ò h{É vf¥{xiyzô|~»liu ¢fõ ¡¥uaúö{fÇ©~î{íÈu©ï{Û®Ýl÷ið Þ øÛ·©û\©µ¢l¨aó¶®î¸Xmc¹ak Ê ªtùl«©²âcv[ül¥ý¥¥¥^[l\ºþklma¨[÷c®ø§miÿ¬ìiuuli \É Ê Ó[À{åÌìnçæéèëhêu]¥xckcy·m[zVüc| ýc~lÎ· ª©h « [10V/div]

Vds

0

0

!]*a_ ¢[ó ±"Vgs
[20ns/div][5V/div]

Vg

âh%$fÎiã¥«äiþ htjck[a\m®ÌñX[òåÓ npæéìièëy ê'~_&)(ÌíXè+ï]*-,/ð.102"43-*657u3989:<Û; Ûî²l!#k "[m[îj\iÊ ùt\>=¥Î y@ª  ?iy ÛØ DxfEtyÂczÁ|Î ~aª{ ûÁh[tji®µ°iFªtÇ_GVÈAµ@HcÛ ¨B!²¯³_ ¢[ó ´*
u_RmlSk{T ª¬ï§« Ø Ø ¡@¶©& Vè C yîU<Ù (<(WNP "Q.6l\; Û XXØ ¶©² y ¬Ùi\_²J8I tq<L&KIML< [(<(7i0ONPc"Qu.6;
xcyzô| ~l Y ò Û®÷iøtì]« XX²®ì?[åÓnpæéèëê uZ[ Ûf\\]"h$iÎi«µ·¶¸¹îUZ[. tL h[jX°ªtxlyzô| ~fY ò õ h[jiklm r svu i\na`ab>\^cPd9"9e _ [@åÓf/npgpæéohb>èëê]ijblu kmf/n ohoPp9q
r y u É 7Ê º "43/oq u»aÀ½áªt«­À{OfåÌnpæéèëê{u@¨`kl¼Amc\½]u Å¦ ¾Æ¿Xl^Ðhalà·£ ®ì Aõ À É¨ Â¨ ÈÁ©Ê Ã  Áì ÀGËªaÌ]« \ !ÄÍAÎ¬¯ôhcÿ[½j"439363w U7x
rtsvurÕ ÒfÇ ½ Ê uÏÐ¥½ÓXk«­©uiìAÔl\*63w U7x
rPy u

u
@
Ï
X
Ð

½
J
»
Â
Ñ
j

©
Í

Î
Ê
.w U~QoPqxz-{P|Qz-}Ø ¶lyaÙ]Õ² I q§u×x Ö]®z FÙØmH Ø Ö®ÚH§h ÛiÎª[uf½"49393w  æ x
 uu»aÀ \ rjy u ÍÎ®ÿf½ Ê ½ »ÜÑ_£ tmlk ª©« ÆlÐc£ ÕÇ h ¬Ýª%ÞX°tYXk¤¥]Û%RST ïØ h@¨i`lÎaÀAßX\[Ý·åÓªnpÂ¨ æéèëãAê¥ä®u À>ª ªa#ï « « åh]æÉ ufÊ Ï à®Z á ¨[%£ ®¤Am ¥i [®Û ¨cåÓnp`[æéÎ èëê·ª uâ[A½ ¬¶yÏ¬ÙZ ]@á]¨cªt`« ¤¥iuçè @ ÛÙéêëêaÛ®²Xklm ¢fó Î·Ø ª
0

0

Vin

[200ns/div]! "9_= ï Ùtz¥y ~ íïð !
¢ [Û óZ[Û6U ì@Û*6./U !h*L· hî$cmÎi«86URi Sÿ]T hï Ø Zu©Î^tºXª^ ¨
Y òa½ Z h[£ô ìc«Û¡¶ty Êm¢ °%I qf{£ uhf¬ \` Rr Sy TÛ ­ï­ôZ Ø  _h2Rìc¤S«®¥ !°T r §ï·¯ ¦ h[ØÛ\>h[¨ À©[]ÛåÌ1ª ®nçæél$ïlèëÎ ê«Ø íì^íîïð
ñóò2ôõ)ö÷møùûúü+ýúü+þÿ õMú  õ)ö -ò  !#"ù +-) %/.  %'& 02130 % 5476  õ)ö÷mø<ùûúü+ý ú+ü+9þ 8$ %'& (*)# õ ,ÿûõ ú  þëÿtþA:ø   & <;/== ò >ñ; @
ô ? %'&A& #BDCE>F %  % G ýëü H8òQò = ò IC ò J7> /KL?MN(ù Otþø-P
ø +Qü  $ +  +ëüþÿúR
ü +-F þ OTSþëÿ õ ú  ?ú 8
SOT+U6  * ! & 4V+-#/"  Wõ !>  Hÿ  !5*! %/.  0 & >-32-

超高速 MRI 用スイッチング電源の電流リプル低減法
八坂保能

1.

*福田博也 川上雄 福地健二
神戸大学工学部*神戸大学発達科学部

はじめに

磁気共鳴イメージング (MRI)装置は生体内 に豊富に含まれる 1H 原子核の磁気共鳴現象を利用した医用画像診断装置であり，X 線 CT や超音波診断装置などに比べて，生体を構成する軟部組織 を高いコントラストで画像化することができる。
現在，MRI において磁場を作り出す回路はスイッチン
グ電源を用いている。大容量かつ高速応答が可能な反面，切り替え時に生じるリプルが問題となっている。これまで
は並列多重化したブリッジ回路等で制御系を工夫するこ

図１

提案回路（1arm）とでリプル の低減化を図ってきたが, 除去できる量には限りがあった。そこで今回新たに，ブリッジ回路に 3 レベ
ルインバータを用いることで, 更なるリプル低減化の方法を提案する。

2.

提案方式

電流の立ち上がり・下がり速度を向上させるために，常に同じ電圧強度で切り替えを行ってきた。しかし傾斜磁場に求められる電流波形，すなわち矩形波や正弦波の平坦部
分は高電圧で切り替える必要は無く，むしろリプルの問題を考えると低電圧で切り替えたほうが望ましいと考えられる。そこで電源電圧の値を変化させる回路として 3 レベ
ルインバータ回路の使用を提案する。

図2

出力電流波形

図１に提案する回路におけるフルブリッジ回路の１アーム部分を示す。この回路の特徴として中性点クランプ方

4.

結論式を利用しており，任意の時刻において，負荷にかかる電3 レベルインバータを用いることでリプルの改善が見圧を電源電圧 Ec，Ec/2，0 に制御することが可能である．

られた。今後は切り替えのタイミング等をはかり，更なる平坦部分を電源電圧の半分で切り替えることにより，リプリプル改善を図りたい。

ル低減が見込まれる。

5.

3.

(1) MRI 傾斜磁場発生用多並列ブリッジ電流増幅器とデシミュレーション結果

参考文献

提案した回路を用いてシミュレーションを行った。各々のィジタル最適制御設計法，渡辺修治，福田博也，中岡睦雄，

回路定数は実機と同程度とした。図 2 に出力電流波形を示

平木英治

す。

(2) パワーエレクトロニクス回路

オーム社

電気学会・半導体電力変換システム調査専門委員会 編-33-

高周波 AC リンク DC‑AC コンバータに関する研究
田口久徳

足立大

道平雅一

1． 緒論
近年、クリーンかつ無尽蔵な自然エネルギーを用いた新エネルギーに目を向けられている。接続される電力変換装置について、最も有効と考えられるソフトスイッチングが可能な高周波ACリン

尼子邦之

津吉彰

(神戸高専)

特性となり二次側から一次側へ電力が回生されていることを確認した。
図 5 は誘導性負荷を接続した時の負荷の出力波形図である。図を見ても分かるように、正弦波の出力を得ることを確認した。

クDC‑ACコンバータを提案し、シミュレーション解析の検討を行う。
2． 二次側 PWM 制御を用いた高周波 AC リンク
DC‑AC コンバータ
二次側 PWM 制御を用いた高周波 AC リンク DC‑AC
コンバータの回路図を図 1 に示す。基本動作は、負荷への電力供給 または電源側への回生を行わない期間において、負荷の有効電力、無効電力を二次側だけで処理する。そのため、トランスやパ
ワーデバイスに電流がほとんど流れない。これにより、導通損失を減少させ、あらゆる負荷に対しても ZVS を実現させることができる。
ここで、スイッチングパターンによりトランスの電圧・電流の極性が同特性となるインバータモ

図2

整流モード動作図

ード、トランスの電圧・電流の極性が逆特性となる整流モードに分けられる。DC‑AC コンバータにおいては、整流モードを適用する。

図3

高周波 AC リンク DC‑AC コンバータの出力波形図

4．結論
提案された高周波 AC リンク DC‑AC コンバータに二次側 PWM 制御は、従来の方式より効率よく、負荷の出力を正弦波に制御できることを確認した。今後、負荷の力率を変化させ、制御方式の有効性を検討していく。
図1

高周波 AC リンク DC‑AC コンバータ回路図

参考文献
3．動作解析
図 2 は整流モードのトランスの出力電圧、電流波形である。図 2 のように、V1 と i1 の極性が逆[1]2 次側位相シフト PWM 制御を適用した高周波AC リンク電力変換装置に関する研究 学術論文
道平雅一

-34-

新しい充電方式を用いたバッテリーチャージャーの特性評価
橋本卓也(専) 田村晃子(専) 山口隆司(学) 道平雅一 尼子邦之 津吉彰 (神戸高専)
1. 研究背景

4. シミュレーション による解析

近年、環境汚染問題も高まっており、一次電池である

バッテリーチャージャー のシミュレーション を行なった

乾電池は廃棄処理時 に水銀などの有害物質 の排出が結果、不安定 な部分が三次側ダイオードであるというこ問題となっている。それに比べ二次電池は繰り返し使用とが確認できた。この部分の波形を図 2 に示す。

でき、資源を有効利用することができる。
そこで、二次電池のより一層の普及のため電池の寿命を延ばすことが 望まれている。本研究では電池を延命できると考えられている、新しい充電方式を用いたバッ
テリーチャージャーを採用し、その特性を評価する。
2. 新しい充電方式
電池の充電電圧を上げていくと、充電電流は図 1 に

図2

示すような変化をする。

三次側ダイオードの電流波形

図 2 はスイッチを切り替える際に一瞬電流が流れない

従来の充電方式では不可逆化学反応領域に入り充状態の場合を模擬したものであり、本来電流は流れな電している。そのため電池に−ΔV 現象(発熱現象 )がいはずである。しかし、回路上の問題により電流が振動現れ、その現象により電池に劣化あるいは損傷が起き、してしまっている。その結果この部分で発熱が起こり、そ寿命を短くしていると考えられる。

れが不安定となっている原因だと考えられる。

それに比 べ新しい充電方式、I.C & C（Interrupted

5. サイクル耐久試験

Check & Charge）では不可逆化学反応領域に入らず、放電電流 800mA で従来方式と新しい充電方式のバ

可逆化学反応領域だけで充電できるような 制御が行わッテリーチャージャー で充放電を行ない電池の寿命をれている。そのため−ΔV 現象は現れないので、電池比較し、評価する。図 3 に現在の結果を示す。

は発熱せずに理 想 的な環境で充 電できると考えられる。

図3

サイクル耐久試験結果

I.C&C 方式の結果（左）従来の方式（右）6. まとめ
図1

充電時の電圧―電流特性

本研究では、二次電池の寿命を延ばすため、新しい3. 研究内容

充電方式を用いた充放電 の特性評価を行った。それに研究に用いるバッテリーチャージャーには不安定な部

より、以下の結果が得られた。

分がある。そこでシミュレーション により不安定な部分の・ 回路の不安定な部分を確認することができた。

確認と改善を行なうことが一つと、本当に従来方式に比・ 現時点では従来方式よりも寿命が延びていることがべて寿命が延びているのかを確認するためにサイクル耐久試験を行うことの二つである。

-35-

わかった。

太陽光発電システム用ストリングパワーコンディショナ
西 俊輔
江口 政樹 （シャープ株式会社）
1. はじめに動作周波数 15kHz〜70kHz の部分共振形ソフトスイッチン

近年、太陽光をはじめとする再生可能エネルギーを利用

グ PFM コンバータである。入出力は高周波トランスで絶した分散電源システムに注目が集まっており、その中で太縁されおり、該トランスのリーケージインダクタンス分を陽光発電システムが急速に普及している。当社ではこれま電流共振に利用している。

C2

で太陽光発電システム用ストリングパワーコンディショ
ナを実用化しており、本稿ではこれの概要と特長について

S2

説明する。

C1

D2

L1
D1

2. システム構成と特長
Fig. 1 に、ストリングパワーコンディショナシステム構

S1

成概略図を示す。太陽電池入力側には、1 つのストリングに 1 つの DC-DC コンバータが対応する形で備えられ、AC側にはインバータ部を備える。DC-DC コンバータは、各々の入力電力が最大となるように独立に MPPT 制御され、コンバータ群の出力は、パワーコンディショナ内で並列に接続されて後段のインバータ部に入力される。後段インバータ部は、フルブリッジ回路とフィルタ回路より構成され、単相 200V 出力で系統連系する。フルブリッジ回路の正弦

Fig. 2 DC-DC コンバータ主回路構成

4. 変換効率特性
Fig. 3 に、ストリングパワーコンディショナ(4.5kW 定格
機種 JH-L404, DC-DC コンバータ 4 ユニット内蔵)の変換効率特性を示す。出力電力 2kW 以下の領域では各 PFM コン
バータの動作周波数が高くスイッチング損失が増えるこ

波 PWM スイッチングは動作周波数 19kHz で、4 素子のうとにより変換効率が低下するが、負荷率 50%以上の領域でち 1 レグは高周波スイッチングを行い、残り 1 レグは、系

は 91%以上の変換効率を達成している。
92

統電圧ゼロクロス点のみでスイッチングを行っている。ま90
変換効率[%]

た、インバータ部入力である Vout は出力電流 Io を制御することにより所定値となるよう制御している。
・Vin×Iin→Maxとなるように Vin 制御
・Vout＞350V のとき
出力絞る

Iin
Vin

・Vout が 350V 以下の所定値になるように
I0制御

ｲﾝﾊﾞｰﾀ制御部

DC-DC ｺﾝﾊﾞｰﾀ制御部

86
84
82

I0

DC-DC ｺﾝﾊﾞｰﾀ

88

80
0

Vout

Vout

ｲﾝﾊﾞｰﾀ

1000

2000
3000
出力電力[W]

4000

5000

Fig. 3 変換効率特性

4. まとめDC-DC ｺﾝﾊﾞｰﾀ

住宅屋根の太陽電池モジュール設置スペースの有効活用の観点から、異なる直列数のモジュールで構成されたス

Fig. 1 系統連系インバータシステム図
上記のように DC-DC コンバータが独立して制御を行っているため、各ストリングのモジュール数に関してシステ

トリングを入力可能なように、ストリングパワーコンディ
ショナの入力を 2〜5 系統と調整することで効率的なシス

ム構成の自由度が高く、寄棟などの複雑な屋根形状であっテム構成が可能となる。更に上記システム構成と、ストリても、発電ロスの少ないシステムを構成することができる。

ング単位の独立した MPPT 制御により、従来のシステム

3. DC-DC コンバータ回路

では取り除くことのできなかった MPPT ミスマッチ損失

Fig. 2 に DC-DC コンバータ主回路構成を示す。Fig. 2 はをほぼゼロに低減することができる。

-36-

-37-

回生充電機能付き電動ハイブリッド自転車
三洋電機株式会社 エコ・エネシステム技術開発ｾﾝﾀｰBU
植田哲司、横谷和展

１．概要
近年、電動ハイブリッド自転車は、一層の軽量化、低コスト化に加え、デザインの多様化や長距離走行が求められている。今回、回生充電が可能な小型・軽量ハブモータを新規開発し、さらに、業界で初めてブレーキ連動型の電力回生機能、および走行中に発電し充電できる走行充電機能を搭載した。これにより、走行距離の大幅向上を可能にした電動ハイブリッド自転車を開発した。
ハブモータ

バッテリー

２．特長

（１）小型・軽量ハブモータの開発
電力回生を行うためにクラッチを廃止したことで、モータの振動(コギングトルク)が自転車本体まで伝わるという問題が発生した。このため、電磁界解析技術を活用してモータ形状を最適化し、性能を損なわずにコギングトルクを低減することで、駆動回路
トルクセンサ
モータの大幅な小型化と快適な走行を実現した。
電動ハイブリッド自転車
小型・軽量化により前輪車輪軸部(ハブ)に搭載可能とし、自転車デザインの自由度をあげるとともに、人力により駆動される後輪と合わせた両輪駆動方式を実現した。これにより、これまでにない安定した乗り心地と、自然でやさしいアシスト感での走行が可能となった。

３．まとめ
電磁界解析技術を活用して低コギングで高出力を両立するハイブリッド自転車用小型・軽量ハブモータを開発した。
さらに、独自開発の最適回生電力制御アルゴリズムを使った業界初のブレーキ充電機能と走行充電機能の併用により、走行距離の大幅向上を可能にした電動ハイブリッド自転車を実現した。

-38-

回生電力(W)（２）ハイブリッド自転車用電力回生制御技術の開発
下り坂等で減速する際の後輪ブレーキレバー操作と連動し、モータ部で発電、バッテリーに充電する｢回生ブレーキ充電システム｣を業界で初めて採用した。この電力回生では独自開発した最適回生電力制御アルゴリズムを搭載し、回生ブレーキ制動力と回生電力効率の最適化を実現した。このブレーキ充電機能と走行充電機能の175
併用により、ブレーキ充電・走行充電を未使用の場合に比べ150て 1 回充電あたり「最大約 2 倍」の走行距離が可能となる。
125
100
75
50
25
00

ハブモータ

10
20
自転車速度(km/h)

回生電力特性30インバータ制御用マイコン AMCP®シリーズ
Inverter Controlled Microcontroller AMCP® series
松下電器産業（株）半導体社システムLSI開発本部
Corporate System LSI Development Division, Semiconductor Company, Matsushita Electric Industrial Co., ltd.
小原 勝
今村 勝幸
森 淳一

■概

要

AMCPシリーズは､C言語によるプログラム開発を指向した使いやすさとコストパフォーマンスを追及したシンプルで高性能なアーキテクチャを持つ32ビットマイクロコントローラです。32ビットCPUを中心に、割込みコントローラ、ウオ
ッチドッグタイマと、汎用タイマ、シリアルインタフェースなどの標準的な周辺回路、3相モータを制御するのに最適な相補3相PWM回路、またモータの位置検出のための高速A/Dコンバータなどを集積しています。
AM32シリーズの高速なCPUと豊富な周辺機能によって、従来のマイクロコントローラでは実現が困難な高速性が要求されるインバータモータ制御や電源制御に対して、低コストかつ高性能／高機能なシステムを容易に開発することができます。
 Overview
AMCP series is a 32-bit microcontroller with high-performance C language-oriented architecture which enhances usability andcost performance.compact 32-bit CPU is embedded as is interruption controller,watchdog timer,8bit/16bit timer,serialinterface,3-phase PWM for motor control and High-speed A/D converter for position detection.Developers can achieve systems
with inverter control or power control at low cost with high performance and multi-functions due to the high-speed AM32 CPU
and various peripherals, all difficult to do with previous microcontrollers.

■特

用 途

長

● システム制御と高効率インバータ制御を１チップで実現● 高速10ビットADコンバータを複数内蔵（変換時間1〜1.5μsec)

エアコン室外機(1)、冷蔵庫、洗濯機、食器洗浄機、空気清浄機等のモータ制御● 豊富なラインアップ（パッケージ、ROMサイズ）■応用ブロック図

ＡＣ（エアコン室外機）

ゼロクロス
検知

電流センス

ＰＷＭ

整流回路

３２ビット
CPUコア

（３）ＰＦＣ制御（３）ＰＦＣ制御

外部割込み
Ｉ／ＯポートＮＦ

AM32
インバータ制御
ブロック（ＰＷＭ：16bitタイマ）

ＲＯＭ 256ｋ

ＲAＭ 8ｋEEPROM

シリアル ｘ３
同期式／UART

他のマイコン

ウオッチドッグ
タイマ
Ａ/Ｄ06〜19

パワー
モジュール

（１）メインモーター制御（１）メインモーター制御
Fo検出

８bitタイマ Ｘ12

外部IRQ

16bitタイマ Ｘ6

汎用ポート

各種センサー

外部割込み

6
メイン
モータ

位置検出
（モータ電流）インバータ制御ブロック（3相ＰＷＭ）（２）ファンモータ制御（２）ファンモータ制御

Ｉ／ＯポートＰＷＭ

Ｉ／Ｏポート

ドライバ

インバータ制御ブロック（3相ＰＷＭ）

Ａ/Ｄ０1

ドライバ
Ａ/Ｄ０4

Ａ/Ｄ02

PWM

Ａ/Ｄ05

6
ＦＡＮ
モータ

位置検出
（モータ電流）

■機能概要
一覧表
（新製品）

項目 description
Instruction execute time
Operation voltage
Oscillation
ROM
RAM
external Interrupts
Inverter Control
多機能タイマMultifunctional timer

MN103SA7G

12ch
6ch (PWM output × 4)

Package
Flash Memory Built-in TYPE

64K
4K

6 phase PWM output (16bit counter, triangular/asymmetric, dead-time control) x 2ch

16bit

other analog circuit
Serial Interface(UART / synchronous)
I/O Pins
Operating temperature

MN103SA7D

最小 minimum 16.7ns (external 15MHz oscillation)
4.5V〜5.5V (internal voltage 1.8V)
4逓倍回路内蔵 Internal 4x-speed clock generator
256K
128K
8K
4K
9ch

8bit

10bit A/D converter参考文献

MN103SA5K

20 ch × 3 unit
（ Speed： 1.0〜1.5usec)

16 ch × 3 unit （ Speed： 1.0〜1.5usec)
Built-in Reset IC
3ch
I/O ： 62 (shared)

I/O ： 82 (shared)-40℃〜85℃
100pin QFP,18mm□,
0.65mm pitch

80pin LQFP,14mm□,0.65mm pitch

MN103SFA5K

MN103SFA7K(1)松城、他３名：「インバータ母線電流センシングによるPMモータの正弦波駆動」、平成１４年電気学会全国大会,NO4-126 (2002-3)

-39-

1
前-1

2
後-1

3
前-2

4
後-2

5
前-3

6
後-3

7
前-4

8
後-4

電気自動車のスリップ制御に関する比較検討
研究者名
所属： ○福井慶一 井上 馨

加藤利次

： 同志社大学大学院

遺伝的アルゴリズムによるコンバータのトレランス解析
研究者名
所属： ○西前和哉： 同志社大学大学院

単相UPSシステムの並列運転制御の一方法
研究者名
所属： ○小野力正 西方正司
： 東京電機大学

PWMインバータ電源を用いたフラッシュ溶接制御-インバータ制御とメカニカル制御の協調制御研究者名
所属： ○熊本佳人 佐藤之彦 石田宗秋
： 三重大学直流ループ型配電システムにおける事故時の制御法に関する検討
研究者名
所属： ○佐藤 亮伊瀬敏史

： 大阪大学大学院

SIトランジスタを用いたマルチレベル方式による二次電池電力貯蔵用交直電力変換器の効率向上
研究者名
所属： ○尾崎雄亮 伊瀬敏史
： 大阪大学大学院

直流側で多数台並列接続された風力発電システムに関する研究
研究者名
所属： ○立石真一 伊瀬敏史
： 大阪大学大学院

UPSの並列接続運転における電力融通方式に関する研究
研究者名
所属： ○宮越貴史 多部顕史 林 祐輔
： 大阪大学大学院

伊瀬敏史

並列形瞬時電圧低下補償装置を活用した
常時の負荷高調波電流と電源電圧変動補償

9
前-5

10
後-5

研究者名
所属

12
後-6

13
前-7

14
後-7

研究者名
所属

16
後-8

： ○牧 洋佑

伊瀬敏史： 大阪大学大学院

パッシブ素子による三相PFCの回路
研究者名
所属： ○仙田成弘 松井景樹 山本 勇
： 中部大学大学院

電池電力貯蔵用双方向電流形インバータの一方式
研究者名
所属： ○小倉康弘 枡川重男 飯田祥二
： 東京電機大学

インバータ駆動時における誘導電動機高調波等価回路を用いた脈動トルク特性
研究者名
所属： ○近藤昌典 松井景樹 長谷川勝 高取克彦
： 中部大学高周波インバータのＰＬＬによる高力率制御
研究者名
所属： ○神谷友貴 松井景樹 八尾祐吾
： 中部大学大学院

スタンドアローン型太陽光発電システムの並列運転における電力融通制御方式

15
前-8： 大阪大学大学院

需要地系統のループコントローラへのマトリクスコンバータの適用

11
前-6： ○松本俊輔 小島鉄也 伊瀬敏史

研究者名
所属

： ○羽鳥憲司 Mohammed Dakkak

伊瀬敏史： 大阪大学大学院

単相三線式配電系統用電流バランサにおける多機能化の検討
研究者名
所属： ○藤田崇之 飯田祥二
： 東京電機大学

17
前-9インバータのスイッチング周波数を用いたLSynRMの可動子位置検出
研究者名
所属

19
前-10

20
後-10

21
前-11

22
後-11

23
前-12

24
後-12

： 大阪府立大学

高調波を低減する電子安定器の開発

18
後-9： ○中島琢也 真田雅之 森本茂雄 武田洋次

研究者名
所属

： ○倉谷俊寛 加藤義人 岡村優希 高橋信雄
： 鳥取大学

中性点形昇降圧コンバータを用いた小型ランプ用高周波バラスト
研究者名
所属： ○岡村優希 加藤義人 倉谷俊寛 高橋信雄
： 鳥取大学

ＧＡによる用途指向形ＳＲＭの自律最適設計
研究者名
所属： ○硯里宏幸 小坂 卓

松井信行 加納善明： 名古屋工業大学

リニア電磁アクチュエータの推力に銅鉄複合巻線が及ぼす影響
研究者名
所属： ○小川卓郎 真田雅之 森本茂雄 武田洋次
： 大阪府立大学

直列補償（
MERS）
による交流回路の力率改善
研究者名
所属： ○本間 彦 鳴島じゅん 磯部高範 高久 拓 嶋田隆一
： 東京工業大学

トランスレス単一パルスソフトスイッチング三相ＰＦＣコンバータ
研究者名： ○下森 亘谷口勝則 木村紀之 森實俊充

所属

： 大阪工業大学

変形台形波変調信号によるPMモータの駆動
研究者名： ○三枝 暁谷口勝則 木村紀之 森實俊充

所属

： 大阪工業大学

25
前-13

26
後-13

PICを用いた太陽電池におけるMPPT制御装置の開発
研究者名
所属

28
後-14

29
前-15

30
後-15

31
前-16

32
後-16

中川重康 西村萬平 平地克也

： 国立舞鶴工業高等専門学校

IH用ZVS-PWMインバータの高周波化に関する一検討
研究者名： ○中島啓介 石飛 学所属

： 奈良工業高等専門学校

27
前-14

： ○岡田 豪

風力発電用誘導発電機の特性
研究者名
所属： ○平尾充広 木村紀之 谷口勝則 森實俊充
： 大阪工業大学

モデルマッチングを用いたマニピュレータ制御
研究者名： ○林 拓真

木村紀之 谷口勝則 森實俊充

所属

： 大阪工業大学

非接触給電装置における
イミタンス変換器を用いた高周波定電流源の実験
研究者名
所属： ○浅見篤志 入江寿一
： 大阪電気通信大学

イミタンス変換器を使用した直流定電流源
研究者名
所属： ○鳥越 怜氏原章雄 入江寿一： 大阪電気通信大学

ハーフブリッジ形イミタンス変換器の入出力特性
研究者名
所属： ○山下 亮山本裕之 入江寿一： 大阪電気通信大学

超高速MOSFETを用いた高周波インバータの試作とスイッチング特性
研究者名
所属： ○木村周作 吉村 源
： 神戸大学

米森秀登 八坂保能

33
前-17

34
後-17

35
前-18

36
後-18

超高速MRI用スイッチング電源の電流リプル低減法
研究者名： 八坂保能所属： 神戸大学

38
後-19

39
前-20

○福地健二

高周波ACリンクDC-ACコンバータに関する研究
研究者名
所属： ○田口久徳 足立 大 道平雅一 尼子邦之 津吉 彰
： 神戸高専新しい充電方式を用いたバッテリーチャージャーの特性評価
研究者名
所属： ○橋本卓也 田村晃子 山口隆司 道平雅一 尼子邦之
： 神戸高専

津吉 彰

太陽光発電システム用ストリングパワーコンディショナ
研究者名
所属

37
前-19

福田博也 川上 雄： ○西 俊輔

江口政樹： シャープ株式会社

船用インバータ式電動ウインチについて
研究者名
所属： ○光嶋久夫： 西芝電機株式会社

回生充電機能付き電動ハイブリッド自転車
研究者名
所属： ○植田哲司 横谷和展
： 三洋電機株式会社

インバータ制御用マイコンAMCPシリーズ
研究者名
所属： ○小原 勝

今村勝幸 森 淳一： 松下電器産業株式会社

学生幹事名簿
大阪工業大学Ｍ２ 山本 幸佑Ｍ２ 和田 哲平

Ｍ１
Ｍ１

澤近 尚海
増田 透

大阪大学
Ｍ２ 北 正憲

Ｍ２

小島 鉄也

大阪電気通信大学
B4
浅見 篤志

B4

山下 亮

大阪府立大学Ｍ２ 貴志 武輝

Ｍ１

加藤 創

神戸市立工業高等専門学校
AE２ 柳本 真吾
AE1
AE1

田口 久徳
橋本 卓也

神戸大学
Ｍ２ 門谷 章之Ｂ４ 木村 周作

吉村 源
本多 正徳

Ｍ１
Ｂ４

同志社大学
Ｍ１ 大塩 伸太郎
パワーエレクトロニクス学会担当評議委員
神戸市立工業高等専門学校
道平 雅一
神戸大学
米森 秀登
三社電機
壇上 謙三
鳥取大学
加藤 義人
福井大学
杉本 秀彦
立命館大学
小松 康広

発
編

行

者
集

発 行 年 月 日
庶 務 幹 事パワーエレクトロニクス学会会長
谷口 勝則
パワーエレクトロニクス学会
若手幹事会
平成16年11月26日〒535-8585
大阪市旭区大宮 5-16-1
大阪工業大学 電気電子システム工学科内
パワーエレクトロニクス学会事務局
森實 俊充