一般社団法人 電子情報通信学会
THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,INFORMATIONAND COMMUNICATION ENGINEERS
社団法人 電子情報通信学会

信学技報
IEICE Technical Report
A･P2023-156(2023-12)

信学技報
TECHNICAL REPORT OF IEICE.

THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,
INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS

マルチリンク 8 × 8MIMO チャネル測定系の構築と評価実験
池上 十五†

トンサヴァンクーラプ†

佐藤 正宗†

金ミンソク†† 新潟大学大学院自然科学研究科 〒950–2181 新潟市西区五十嵐 2 の町 8050 番地
E-mail: †f22c046h@mail.cc.niigata-u.ac.jp, ††mskim@eng.niigata-u.ac.jp
あらまし

生活環境課や災害現場において有用な利用者が端末の携帯を必要としないパッシブ型測位法（デバイスフリー測位：DFL）のひとつに，RF センサネットワーク内の多数の無線リンクを用いて，測位対象領域における人の居場所をマッピングする RTI（Radio Tomographic Imaging）法がある．先行研究において，我々はセンサーノード間のマルチパス成分を個別に分離して扱うことで従来法に比べセンサーノードの数を大幅に低減し高精度な測位を行う多重波 RTI（Multipath-RTI）法を提案した．また，マルチリンク MIMO センサを用いてビームフォーミングにより伝搬路の分離・抽出を行う手法を検討し，シミュレーションによりその有効性を確認した．本稿では，この多重波 RTI 法の実現に向けて，先行研究により開発したソフトウェア無線機を利用したアンテナスイッチング方式 Sub-6 GHz 帯伝搬路測定装置を複数用いて，これらの装置を連携することで短時間に複数のアンカーノード間リンクの伝搬路測定を行うことのできるシステムを開発し，評価実験により性能を確認した．
キーワード

伝搬路測定，ソフトウェア無線，USRP，UHD，MIMO，マイクロ波帯

Multi-Link 8 × 8 MIMO Channel Measurement System Construction
and Evaluation Experiment
Togo IKEGAMI† , Koularp THONGSAVANH† , Masamune SATO† , and Minseok KIM†
† Graduate School of Science and Technology, Niigata University 8050 2-no-cho, Nishi-ku, Niigata, Niigata
Prefecture, 950–2181 Japan
E-mail: †f22c046h@mail.cc.niigata-u.ac.jp, ††mskim@eng.niigata-u.ac.jp
Abstract A passive localization method (Device-Free Localization: DFL) is useful in disaster scenarios as well as daily life
applications because it does not require users to carry a terminal. RTI (Radio Tomographic Imaging), which is one of thepassive localization methods, maps the location of a moving target in a target area using many wireless links in an RF sensor
network. In our previous study, we proposed the Multipath-RTI method, which reduces the number of sensor nodes signiﬁcantly
and achieves highly accurate localization by separating the multipath components among sensor nodes. We also developed
a method of separating and extracting propagation paths by beamforming using distributed MIMO sensors and conﬁrmed its
eﬀectiveness through simulations. In this paper, we propose a new method to measure the propagation paths of multiple MIMO
links between anchor nodes in a short time by using four switched-antenna MIMO channel sounders conﬁgured based on asoftware radio developed in our previous study. The performance of the system was conﬁrmed through evaluation experiments.
Key words radio channel measurement, software deﬁned radio, USRP, UHD, MIMO, microwave band
生活環境下においては，利用者が端末の携帯を必要とするアク

1. ま え が き

ティブ型測位法より，端末を携帯する必要のないパッシブ型測近年注目を集めているスマートホームやスマートビルディン

位法（デバイスフリー測位：DFL）がより望ましい．これらのグにおいて，対象となる施設内における利用者の居場所同定法

背景から，RF センサネットワーク内の多数の無線リンクを用（屋内測位法）は重要な技術となっている．また，災害現場や分いて，測位対象領域における人の居場所をマッピングする RTI

厚いコンクリートで囲まれた原子炉建屋内での作業など，GPS（Radio Tomographic Imaging）法は DFL の有力な手法の一つで等の電波が届かない劣悪な無線環境下における作業者や作業ロある．

ボットの位置推定技術も同様に重要である．特に，災害現場や-7-RTI 法は，測位対象領域を一様に分割したボクセルを定義し，—1—
This article is a technical report without peer review, and its polished and/or extended version may be published elsewhere.
Copyright ©2023 by IEICE

FPGA
DAC

80 MHz0

Tx1/Rx1

PLL

90

Rx2

200 MS/s

Lowpass
FilterDAC

VCO

80 MHzLow NoiseAmplifier

DUC

DUC

されており，これを用いることで，C/C++ や Python などのプロ

200 MS/s

ADC

DriveAmplifier

80 MHz0

INTERNAL
OSC
GPS REFGPS ANT

PLL

GPSDO

90

DDC

200 MS/s

Lowpass
FilterADC

VCO

80 MHz

本研究では，送受信機として USRP X310（Ettus Research 社）を用いる．USRP X310 は，マザーボードと 2 つのドーターボー

DDCドから構成されており，ドーターボードを変更することによって，DC〜6 GHz までの周波数，最大 160 MHz のパスバンド帯

Receive Control

Lowpass
FilterREF IN

グラミング言語を用いてより柔軟な制御を行うことができる．

PCIe/SFP+

Transmit
AmplifierTransmit Control

Lowpass
Filter域幅を持つ送受信機として使用できる．本研究では，10 MHz〜

6 GHz の周波数帯と 160 MHz のパスバンド帯域幅を持つ UBX
160 ドーターボードを用いている．本構成における USRP の主200 MS/s

図 1: USRP X310 + UBX 160 のブロック図

なスペックを表 1 に示す．また，USRP X310 内部の回路構成を
図 1 に示す．USRP とホスト PC との接続インターフェースには 10 ギガビット・イーサネットを用いており，最大 200 MS/s

表 1: USRP X310+UBX 160 の仕様
FPGAXilinx Kintex-7 XC7K410T（最大パスバンド帯域幅：200 MHz）のデータ転送が可能であ

対応周波数帯10 MHz〜6 GHzる．このため，本構成では USRP の最大帯域幅はドーターボー

最大パスバンド帯域幅160 MHz

DA コンバータの性能

16 bit, 800 MS/s

USRP 内部出の信号処理は次のような手順で行われる．まず，AD コンバータの性能

14 bit, 200 MS/s

送信側はホスト PC から転送された複素ベースバンド信号がデドの low pass ﬁlter(LPF) によって決定される．

ジタルアップコンバータ（DUC）で補間処理され，DC 付近の各ボクセル値を測定された無線リンクの RSS（Received Signal

中間周波数（IF:Intermediate Frequency）の複素信号に変換されStrength）から不良設定逆問題を解くことで推定する．Wilson

る．その後高速 DA コンバータにより IF デジタル信号はアナロ

らは，各伝搬経路で測定された RSS は，見通し線（LoS）経路グ信号に変換され，ドーターボードの RF アップコンバータ回に沿ったボクセル値の加重和で合成されると仮定した単純な重路に入力される．受信側では，受信された信号がドーターボーみづけモデルを開発した [1]．我々は，新しい RTI 手法として

ドの RF ダウンコンバータ回路で DC 付近の IF 複素信号にダ多重波 RTI（Multipath-RTI）法を提案している [2]．また，実用ウンコンバートされたのち，高速 AD コンバータによりサンプ化に向けた新たなアプローチとして，アンカーノードに複数のリングされる．その後 FPGA 内のデジタルダウンコンバータ

アンテナ素子を持つアレイアンテナを用いることで，送受信ア（DDC）により複素ベースバンド信号に変換され，ホスト PC にンカーノード間で MIMO システムを構築し，ビームフォーミン転送される．

グにより多重波の経路を個別に扱う手法を提案し, シミュレー

3. マルチリンク MIMO 測定系の構築ションによってその有効性を確認した [3]．
本稿では，マルチリンク MIMO センサを用いた多重波 RTI 法

3. 1 測定系の概要の実現に向けて，先行研究により開発したソフトウェア無線機

各送受信アンテナと制御系の組み合わせをノード，各ノードを利用した Sub-6 GHz 帯伝搬路測定装置 [4] を複数用いて，こ間の伝搬路をリンクと呼ぶ．ノード数を 𝑁 とすれば， 𝑁 C2 通れらの装置を連携することで短時間に複数のアンカーノード間りのリンクが存在する．本研究では，4 ノード 6 リンクの測定リンクの伝搬路測定を行うことのできるシステムを開発し，評系を構築した．

価実験を行った結果を報告する．

測定系の概要図を図 2 に示す．各ノードに USRP を 1 台ずつ用い，各 USRP を制御する Slave PC と，Slave PC に対して送2. ソフトウェア無線機

受信命令を行う Master PC がある．Master PC から Slave PC へ

2. 1 ソフトウェア無線機の概要の送受信命令は，TCP 通信により行い，各 Slave PC で受信さソフトウェア無線機（SDR:Software Deﬁned Radio）は，回路れたデータは UDP 通信により Master PC に転送される．また，にハードウェア的な変更を加えることなく，ソフトウェアを使測定系の仕様を表 2 に示す．なお，USRP は，DDC のロールオ用して無線通信システムの機能を実装することで，さまざまフ特性により伝達関数の両端が歪む問題がある [6]．このため，な方式の無線通信を実現出来る柔軟性の高い通信技術である．

得られた伝達関数の 256 点のうち，両端の 64 点を除く 128 点

中でも，USRP（Universal Software Radio Peripheral）（米 Ettusを用いる．これにより，サンプリング周波数 200 MHz，信号帯Research 社）は，回路図や FPGA プログラムが公開されており，域幅は 100 MHz となる．

オープンソースのソフトウェアプラットフォームである GNU

3. 2 送受信タイミング同期

Radio を用いて，様々な無線通信方式を実現できることから，複数の無線機を使用して電波伝搬路測定を行うためには，送広く用いられている [5]．USRP の開発には，GNU Radio のほ

信側と受信側で周波数同期及びタイミング同期を行う必要があか LabVIEW や MATLAB/Simulink などのソフトウェアが用いる．USRP には，複数機器の同期インターフェースとして REFられている．さらに，UHD（USRP Hardware Driver）と呼ばれ端子と PPS（Pulse Per Second）端子が備えられている．本研究るドライバと API（Application Programming Interface）が提供

では，ルビジウム発振器を用いて各ノード USRP の REF 端子-8-—2—

2 symbol

表 2: 測定系の仕様
搬送波周波数4.850 01 GHz

サンプリング周波数200 MHzTx信号帯域幅

100 MHz

送信信号

ニューマン位相マルチトーン信号 [7]副搬送波数256

副搬送波間隔781.25 kHz

シンボル長

1.28 µs

遅延時間分解能10 ns

FFT 点数256

121Rx 23time

1 symbol

送信電力

15 dBm(typ.)

図 4: アンテナスイッチング処理のシーケンス図（2 × 3MIMO

測定時間

164 µs（8 × 8 MIMO の場合）の場合）

Slave 1

Slave 2

表 3: RF スイッチの仕様
動作周波数帯10Gb
Ethernet

10Gb
Ethernet

USRP 1GPIO

USRP 2GPIO
PPS
Rb
oscillator

挿入損失
アイソレーション

VSWR（オン状態）
立上り/立下り時間
10MHz Ref.

（10 % to 90 % RF, 90 % to 10 %RF）

On/Oﬀ 時間USRP 3
10Gb
Ethernet

GPIO

GPIO

（50 % TTL to 90 % RF, 50 % TTL to 10 %RF）

USRP 4

Slave 310Gb
Ethernet

0.5 GHz〜12.4 GHz
3.0 dB Max
0.5〜6 GHz: 60 dB Min
6 GHz〜12.4 GHz: 50 dB Min
1.8:1 Max
40 ns Max90 ns Max

指定は，UHD API に提供されている関数を用いて，送受信を開始するデバイス時間を設定することで実現できる．

Slave 4

3. 3 アンテナスイッチング

TCP・UDP

アンテナスイッチング方式 MIMO を実現するために，RF スイッチを用いてドーターボードのアンテナ端子と接続するアMasterンテナを切り替える．RF スイッチには，SR-J030-8S(Universal

図 2: 測定系の概要図

Microwave Components Corp.) を用いる．表 3 に RF スイッチのPPS信号に合わせて内部時間の小数点以下は同期送受信機内部時間（小数点以下）[s]0

一定間隔で繰り返し送信

0.1

仕様を示す．

USRP X310 では，ドーターボードから独立してマザーボード自体に 15 ピン汎用 GPIO（General Purpose Input/Output）端0.2子が備えられており，FPGA によって直接制御される．また，

Tx 送信信号UHD API にはこれらの GPIO ピンを制御するための関数が提供されている．本研究では，この GPIO を用いて RF スイッチ

Rx 受信信号を制御する．図 4 にアンテナスイッチングの制御シーケンス図を示す．送信側は，受信アンテナ素子数の 2 倍分の送信信号を任意の時間で1サンプル分受信送信した後に，送信アンテナを切り替え，受信側は送信信号長

図 3: 送受信タイミング同期のイメージの 2 倍分の時間でアンテナ切り替えを行う．これによって，スイッチングによる遅延を考慮したアンテナスイッチングが実現と PPS 端子に同期信号を供給することで，送信側と受信側の周できる．

波数同期及びタイミング同期を行う．UHD API には，PPS に

3. 4 Back-to-Back 校正

合わせて USRP のデバイス時間を設定する関数が提供されてい正確な伝搬路測定を行うためには，ローパスフィルタやアンる [5]．この関数を用いてデバイスとホスト PC との通信確立時プ・減衰器の周波数特性などといったハードウェア特性を除去にデバイス時間を 0 に設定することで，USRP のデバイス時間する必要がある．これらの特性は，Back-to-Back 校正を行うこが PPS 信号と同期した状態となる．これにより，送受信機間でとで除去することができる．Back-to-Back 校正は，送信機と受内部時間の秒以下（毎 PPS からの経過時間）が同期する．図 3

信機を図 5 に示すキャリブレーションキットを介して接続すに同期された送受信タイミングのイメージを示す．この図では，ることで行う．キャリブレーションキットは，制御によって内送信機は 0.1 秒 ごとに送信を行っている．受信機は，送信周期部で各送信ポートと受信ポートの接続を切り替えることがでに合わせて任意のタイミングで受信を行う．送受信タイミングきるため，手動で繋ぎ変えることなく，8 × 8 全てのチャネル-9-—3—

Master

Tx

Rx

送信開始命令1Input (from Tx)

送信開始通知Output (to Rx)

1

送信開始
2

受信開始命令1-��dB

3

DIV

ATT
8

信号受信

8受信データ送信（UDP）

Control PC

受信完了通知図 5: キャリブレーションキット

5

受信データ確認（上：外観，下：内部結線のイメージ）

4

送信終了命令
ノード1

ノード2

1
3

6

4

送信終了通知

5

2

6

ノード3

送信終了
7

Master

ノード4

Tx

Rx

図 7: 各フェーズの通信シーケンス図
第1フェーズ第2フェーズ

第3フェーズ

図 6: マルチリンク測定のイメージを適宜切り替えることで，マルチリンク測定を行う．図 6 に，各矢印の始点は送信ノード，終点は受信ノード，各リンク測定における送受信の組み合わせを示す．この実装で数字はリンク番号を表す．

は，3 回のフェーズに分けて全リンクの測定を行う．第 1 フェーで Back-to-Back 測定を行うことができる．送信信号 𝑋 ( 𝑓 ) でのBack-to-Back 測定によって得られる周波数領域での受信信号は次式で表される．

ズでは，ノード 1 を送信ノードとして，リンク 1∼3 の測定を，第 2 フェーズでは，ノード 2 を送信ノードとして，リンク 4∼5の測定を行う．最後に，第 3 フェーズでは，ノード 3 を送信ノードとして，リンク 6 の測定を行う．

𝑌B2B ( 𝑓 ) = 𝐻RX ( 𝑓 )𝐻C ( 𝑓 )𝐻TX ( 𝑓 ) 𝑋 ( 𝑓 )各フェーズでは図 7 に示すように Master PC と Slave PC 間で(1)通信を行う．受信開始時に送信が開始されていることを担保す
ここで，𝑌B2B ( 𝑓 ) は Back-to-Back 測定によって得られる受信信るために，受信 Slave PC への受信開始命令は，送信 Slave PC か号，𝐻RX ( 𝑓 ) は受信機の周波数特性，𝐻C ( 𝑓 ) はキャリブレーショらの送信開始通知を受け取った後に行う．送信開始命令を受けンキットの伝達特性，𝐻TX ( 𝑓 ) は送信機の周波数特性である．

取った送信ノードは，0.1 秒間隔で繰り返し送信を行う．対し

一方，実際の伝搬路測定での受信信号は次式で表される．て，受信開始命令を受け取った受信ノードは，送信タイミング

𝑌 ( 𝑓 ) = 𝐻Rx ( 𝑓 )𝐻 ( 𝑓 )𝐻TX ( 𝑓 ) 𝑋 ( 𝑓 )に合わせて必要サンプルの受信を行う．受信ノードが複数存在(2)する場合は，各受信側 Slave PC に対してブロードキャストを行

ここで，𝐻 ( 𝑓 ) は伝搬路の周波数特性，𝑌 ( 𝑓 ) は実際の伝搬路測

い，同時に受信を開始する．受信したデータは，各 Slave PC で定での受信信号である．

UDP 通信により Master PC に転送される．Master PC 側で，受(1) 式と (2) 式を比較して 𝑋 ( 𝑓 ) ，𝐻TX ( 𝑓 ) ，𝐻RX ( 𝑓 ) を消去す信したデータの確認を行い，次のフェーズの送信を開始する．

ることで，ハードウェア特性を除去した伝搬路の周波数特性

また，高速化のために，各 Slave PC で受信したデータをファイ𝐻 ( 𝑓 ) が得られる．

ルに保存し，Master PC へのデータ転送を行わずに次のフェー𝑌( 𝑓)𝐻( 𝑓 ) =𝐻 (𝑓)𝑌B2B ( 𝑓 ) Cズへ移行することも可能である．

(3)

4. 測定系の評価

𝐻 ( 𝑓 ) を逆フーリエ変換することで，ハードウェア特性を除去構築した測定系の評価のために，伝搬実験を行った．図 8 にした伝搬路のインパルス応答 ℎ(𝜏) が得られる．
なお，マルチリンク測定においては，測定を行う全リンクに構築した測定系の写真を示す．この系を用いて 4 ノード 6 リン
クの 8 × 8MIMO チャネル測定を行い，ビームフォーミングについて Back-to-Back 校正を行う必要がある．

3. 5 マルチリンク測定

より放射角・到来各推定を行った．各ノードには等間隔リニア

前述の方法により，送受信ペアごとに伝搬路のインパルス応アレーアンテナを用いており，素子間隔は半波長である．各ア

答を測定することができる．これを拡張し，各ノードの送受信ンテナは，図 9（b）で示す障害物のない部屋内において，丸印- 10 -—4—

-30
AntennaTx1 - Rx1
Tx3 - Rx4
Tx8 - Rx8-40

Rb.
Oscillator

Power [dB]

-50

USRP

-60-70-80-90

図 8: 構築した測定系-100
4.84.81 4.82 4.83 4.84 4.85 4.86 4.87 4.88 4.89

Frequency [GHz]（a） 伝達関数-30
Tx1 - Rx1
Tx3 - Rx4
Tx8 - Rx8-40

Power [dB]-50（a） 測定のようす-60-70-803-90-1006.31 m4-600-400-2000200400600

Delay [ns]（b） インパルス応答2

図 10: 測定結果（リンク 4）
凡例は送受信アンテナの素子番号

17.04 m（b） 測定シナリオ

はそれぞれ送受信アンテナのアレーマニフォールドである．さ図 9: 空間特性測定

らに，導出した DDADPS から 100 ns まで遅延時間軸について足し合わせた双方向角度電力スペクトル（DDAPS）を構築しの位置に設置した．このとき，各アンテナの高さは，すべて床から 1.4 m とし，ブロードサイド方向が壁と反対側になるように壁に対して平行に設置した．
図 10 にリンク 4 の一部のチャネルの伝達関数とインパルス応答を示す．リンク 4 の直線距離は 5.15 m であるため，遅延時間の理論値は 17.2 ns である．また，自由空間伝搬損失は 60.4 dBた．図 11 に測定より求めた DDAPS を示す．また，図 12 に実験環境をモデル化しレイトレーシングシミュレーションにより伝搬路を計算した結果から導出した DDAPS を示す．図 11 と図 12 を比較すると，それぞれ LoS 方向のピークが顕著にみられ，近い結果が得られており，測定が正しく行われていることが確認できる．

5. ま と め

で，送受信アンテナ利得は 4 dBi であるため，伝搬損失の理論値は 52.4 dB である．図 10（b）を見ると，遅延時間 20 ns に各チャネルのピークが現れており，受信電力は −50 ∼ −60 dB 程度と確認できる．構築した系の遅延時間分解能が 10 ns である
ことから，理論値と照らしても妥当な結果が得られていることがわかる．
つづいて，測定した各リンクのチャネルインパルス応答から双方向角度遅延時間電力スペクトル（DDADPS）を構築した．
𝐻DDADPS(𝜙Tx , 𝜙Rx , 𝜏) = AR(𝜙Rx )h(𝜏)A∗T (𝜙Tx )本稿では，パッシブ測位システムへの応用を目的とした，マルチリンク 8 × 8MIMO チャネル測定系を構築し，その詳細を述べた．また，構築した測定系を用いて，4 ノード 6 リンクの8 × 8MIMO チャネル測定を行い，その結果を示した．今後は，構築した測定系を用いて，多重波 RTI 法の実験的検討を行う予定である．また，制御系の処理の簡略化・最適化を行うことで，より高速な測定を実現することを目指す．

(4)

ここで，h(𝜏) は測定した MIMO チャネル行列，AT (𝜙Tx ) ，AR (𝜙Rx )- 11 -—5—-100-20-50-305050-100-20-50-30-40-50Az@Rx [deg]-100-20-50-3050Az@Tx [deg]Az@Tx [deg]link:5050050-100-20-50-30-40-500-20-50-30Az@Rx [deg]05050link:60-10-500-40Az@Rx [deg]50-40050Az@Rx [deg]link:4-500Az@Tx [deg]0link:30Az@Tx [deg]50-50link:20Az@Tx [deg]Az@Tx [deg]link:1050-100-20-50-30-40-50Az@Rx [deg]050-40Az@Rx [deg]図 11: 測定結果から導出した DDAPS-100-20-50-30

5050-100-20-50-30-40-50Az@Rx [deg]-100-20-50-3050Az@Tx [deg]Az@Tx [deg]link:5050050-40Az@Rx [deg]-100-20-50-30-40-500-20-50-305050link:60-1000-40Az@Rx [deg]50-50050Az@Rx [deg]link:4-500Az@Tx [deg]0link:30Az@Tx [deg]50-50link:20Az@Tx [deg]Az@Tx [deg]link:1050-100-20-50-30-40Az@Rx [deg]-50050-40Az@Rx [deg]図 12: シミュレーション結果から導出した DDAPS

謝辞

本研究は，JAEA 英知を結集した原子力科学技術・人材育成
事業 JPJA22P22683407 の助成を受けたものです．
文

献[1] J. Wilson, and N. Patwari, “Radio Tomographic Imaging with Wireless Networks,” IEEE Trans. Mobile Computing, Vol.9, No.5, pp.621–632, May 2010. DOI:10.1109/TMC.2009.174[2] M. Kim, T. Tasaki, and S. Yamakawa, “Millimeter-Wave Radio Tomographic Imaging Technique using Multipath Components for Indoor
Localization, Proc. 2019 Intl. Symp. Antennas Propag. (ISAP 2019),
Oct. 2019.
[3] 池上十五, 金ミンソク, “分散 MIMO センサを用いたパッシブ測位システム構築の机上検討,” 信学技報, vol. 122, no. 214, AP2022-127,- 12 -pp. 137–142, Oct. 2022.
[4] 池上十五, 金ミンソク, “ソフトウェア無線機を用いたアンテナス
イッチング方式 MIMO チャネルサウンダの開発,” 信学技報, vol.
123, no. 103, AP2023-30, pp. 1–6, Jul. 2023.
[5] “USRP x310 high performance software deﬁned radio,” Ettus Research, https://www.ettus.com/all-products/x310-kit/,
参照 Jun. 2023.
[6] 金ミンソク and アズリル・ハニズ, “オープンソースソフトウェア
無線プラットホーム GNU Radio,” 電子情報通信学会誌, vol. 96,
no. 1, pp. 52–57, Jan. 2013.
[7] M. Kim, J. Takada and Y. Konishi, “Novel Scalable MIMO Channel
Sounding Technique and Measurement Accuracy Evaluation With
Transceiver Impairments,” IEEE Transactions on Instrumentationand Measurement, vol. 61, no. 12, pp. 3185–3197, Dec. 2012, DOI:10.1109/TIM.2012.2205510.

—6—