一般社団法人 電子情報通信学会
THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,INFORMATIONAND COMMUNICATION ENGINEERS
社団法人 電子情報通信学会

信学技報
IEICE Technical Report
信学技報 A･P2023-30(2023-07)

THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERSTECHNICAL REPORT OF IEICE.

［依頼講演］ソフトウェア無線機を用いたアンテナスイッチング方式
MIMO チャネルサウンダの開発
池上十五†

金ミンソク†† 新潟大学大学院自然科学研究科 〒950–2181 新潟市西区五十嵐 2 の町 8050 番地
E-mail: †f22c046h@mail.cc.niigata-u.ac.jp, ††mskim@eng.niigata-u.ac.jp
あらまし 電波伝搬路測定は無線通信システムを適切に設計するために必要不可欠である．伝搬路測定にはチャネルサウンダやベクトルネットワークアナライザが用いられるが，これらの機器は一般に高価であることや校正が複雑，用途が限定的であるという問題がある．本研究では，低コストかつ柔軟性の高い伝搬路測定装置を開発するために，ソフトウェア無線機（USRP）に着目した．さらに，伝搬路の空間特性を捉えるために，RF スイッチを用いてアンテナを切り替えるアンテナスイッチング方式を用いた MIMO 構成を採用した．本稿では，開発したチャネルサ
ウンダの概要と，その性能評価結果を報告する．今後，マルチリンク MIMO チャネル特性が取得できるようにシス
テムを拡張し，高精度屋内測位法の開発を行う予定である．
キーワード 伝搬路測定，ソフトウェア無線，USRP，UHD，MIMO，マイクロ波帯[Invited Lecture] Development of an Antenna Switching MIMO Channel
Sounder with Software Deﬁned Radio
Togo IKEGAMI† and Minseok KIM†
† Graduate School of Science and Technology, Niigata University 8050 2-no-cho, Nishi-ku, Niigata, Niigata Prefecture,
950–2181 JapanE-mail: †f22c046h@mail.cc.niigata-u.ac.jp, ††mskim@eng.niigata-u.ac.jp
Abstract Propagation channel measurement is essential for the proper design of wireless communication systems. Channelsounders and vector network analyzers are used for radio channel measurement, but those are usually expensive, complicated tocalibrate, and have limited measurement scenarios. This study focused on the software-deﬁned radio system (USRP) to develop
a low-cost and ﬂexible channel sounder. Furthermore, to capture the spatial channel characteristics, we employed a MIMO (multiple-input-multiple-output) scheme where antenna elements are switched using RF switches. This paper presents an overview
of the developed antenna-switching 8x8 MIMO channel sounder and its performance evaluation results. We plan to extend thesystem to acquire multi-link MIMO channel characteristics to achieve highly accurate indoor positioning.
Key words radio channel measurement, software deﬁned radio, USRP, UHD, MIMO, microwave band1.

置におけるこのような課題を考慮すると，低コストかつ柔軟まえがき性の高い伝搬路測定装置が求められている．

伝搬路の特性は無線通信システムの設計・評価において，必また，伝搬路の空間特性を捉えるためには，アンテナ回転，要不可欠な情報である．伝搬路特性を解明するために用いら仮想アレー，フルアレーの 3 方式が主に用いられる [1] [2]．ア

れている装置として，チャネルサウンダや VNA(Vector Network

ンテナ回転方式は，測定ごとに指向性アンテナを回転して測Analizer) がある．しかしながらチャネルサウンダは，一般に定する方法で，測定時間が長い欠点を持つが，角度領域の信号大型の機器であり校正が頻雑である．対して VNA は，チャネ処理（ビームフォーミング）が不要である．仮想アレー方式はルサウンダに比べて安価であるものの，周波数掃引に時間をアンテナをポジショナーに設置し，測定ごとにアンテナの位要すること，送受信回路が一体化されていることから動的変置を変更して測定する方法で，アンテナ回転方式と同様に測動の測定や移動測定が困難であるなどの問題がある．既存装定時間が長いが，アンテナの開口を大きくすることができる-1-—1—
This article is a technical report without peer review, and its polished and/or extended version may be published elsewhere.
Copyright ©2023 by IEICEFPGA

Lowpass
Filter
DAC

Transmit
Amplifierとアンテナスイッチングの 2 つの手法に分けられる．前者は80 MHz0Tx1/Rx1

送受信アンテナを複数配置し，それぞれのアンテナと送受信

PLL回路を接続することで，複数の送受信経路を同時に測定する．

Lowpass
FilterDAC

VCO

80 MHzLow Noise
AmplifierRx2

後者は，単一の送受信回路を複数のアンテナに切り替えて使

90

DUC

200 MS/s

DUC

200 MS/s

PCIe/SFP+

フルアレー方式はフル MIMO（Multiple Input Multiple Output）

Transmit Control

ため分解能の向上が容易である．分解能の向上が容易である．

用することで，複数の送受信経路を順次測定する．送信信号

ADC

Drive
AmplifierREF IN

80 MHz0はアンテナ間で区別するために，時間分割（TDM），周波数分INTERNAL
OSC割（FDM），符号分割多重化（CDM）手法が用いられる．フルGPS REF
GPS ANTMIMO 方式は測定時間が短い一方，アンテナ数分の送受信回

PLL

GPSDO

VCO

90

DDC

200 MS/s

Lowpass
Filter
ADC
80 MHzDDC

Receive Control

Lowpass
Filter

200 MS/s

図 1: USRP X310 + UBX 160 のブロック図

路が必要であるため開発コストが高く，また，回路構成の複雑さが問題になる．アンテナスイッチング方式は，切り替えに

表 1: USRP X310+UBX 160 の仕様

時間を要し，複数経路の同時測定ができないため，高速移動測定には不向きだが，低速または静的な環境における測定には有効である．さらに，それぞれ 1 系統の送受信回路で測定できるため校正が簡易で低コストである．
以上のことから，本研究では，比較的安価に入手できるソFPGA

Xilinx Kintex-7 XC7K410T

対応周波数帯10 MHz〜6 GHz

最大パスバンド帯域幅

160 MHzDA コンバータの性能

16 bit, 800 MS/s

AD コンバータの性能

14 bit, 200 MS/s

フトウェア無線機に着目し，アンテナスイッチング方式を採用することで低コストかつ柔軟性の高い Sub-6 GHz 帯 MIMO域幅を持つ送受信機として使用できる．本研究では，10 MHz〜チャネルサウンダを開発する．本稿では，最初に使用するソ6 GHz の周波数帯と 160 MHz のパスバンド帯域幅を持つ UBX

フトウェア無線機の概要と，アンテナスイッチング方式によ160 ドーターボードを用いている．本構成における USRP の主る MIMO チャネルサウンダの構成について記述する．また，なスペックを表 1 に示す．また，USRP X310 内部の回路構成を

USRP の電力増幅器の線形性を確認し，電波伝搬路測定装置と図 1 に示す．USRP とホスト PC との接続インターフェースにしての性能を評価する．次に，電波伝搬路測定に必要な信号処

は 10 ギガビット・イーサネットを用いており，最大 200 MS/s

理，送受信機のタイミング同期，スイッチング制御および送受（最大パスバンド帯域幅：200 MHz）のデータ転送が可能であ

信機特性の除去（Back-toBack 校正）について述べる．また，動る．このため，本構成では USRP の最大帯域幅はドーターボー

作検証のために DUT 測定とスイッチングによる位相変動特性の測定，および電波伝搬路測定を行い，その結果を評価する．

2.

ソフトウェア無線機

2. 1

ソフトウェア無線機の概要

ドの low pass ﬁlter(LPF) によって決定される．
USRP 内部出の信号処理は次のような手順で行われる．まず，送信側はホスト PC から転送された複素ベースバンド信号がデジタルアップコンバータ（DUC）で補間処理され，DC 付近の中間周波数（IF:Intermediate Frequency）の複素信号に変換

ソフトウェア無線機（SDR:Software Deﬁned Radio）は，回路される．その後高速 DA コンバータにより IF デジタル信号はにハードウェア的な変更を加えることなく，ソフトウェアを使アナログ信号に変換され，ドーターボードの RF アップコン用して無線通信システムの機能を実装することで，さまざまな方式の無線通信を実現出来る柔軟性の高い通信技術である．
中でも，USRP（Universal Software Radio Peripheral）（米 Ettus

バータ回路に入力される．受信側では，受信された信号がドーターボードの RF ダウンコンバータ回路で DC 付近の IF 複素信号にダウンコンバートされたのち，高速 AD コンバータにResearch 社）は，回路図や FPGA プログラムが公開されておよりサンプリングされる．その後 FPGA 内のデジタルダウンり，オープンソースのソフトウェアプラットフォームであるコンバータ（DDC）により複素ベースバンド信号に変換され，GNU Radio を用いて，様々な無線通信方式を実現できること

ホスト PC に転送される．

から，広く用いられている [4]．USRP の開発には，GNU Radio

2. 2のほか LabVIEW や MATLAB/Simulink などのソフトウェアが無線回路の評価

USRP に搭載されている電力増幅器の線形性を調べ，線形用いられている．さらに，UHD（USRP Hardware Driver）と呼領域で動作する条件を確認する．USRP の電力増幅性は，搬ばれるドライバと API（Application Programming Interface）が送波周波数 2 GHz のマルチトーン信号を送信し，アンテナ端提供されており，これを用いることで，C/C++ や Python など子における電力をスペクトラムアナライザで計測することにのプログラミング言語を用いてより柔軟な制御を行うことがよって評価した．USRP X310 においては，送信利得を 0 dB〜できる．
本研究では，送受信機として USRP X310（Ettus Research 社）を用いる．USRP X310 は，マザーボードと 2 つのドーターボー31.5 dB（0.5 dB 刻み）の範囲で選択可能である．本研究では，利得は 15 dB，20 dB，25 dB，30 dB，振幅は 0.1，0.5，0.7，1.0のそれぞれ 4 つの条件で測定を行った．電力増幅器の利得をドから構成されており，ドーターボードを変更することによっ変化させ測定した結果を図 2（a）に，振幅を変化させ測定して，DC〜6 GHz までの周波数，最大 160 MHz のパスバンド帯-2-—2—Gain 30
Gain 25
Gain 20
Gain 15

Level 1
Level 0.7
Level 0.5
Level 0.1

20Transmit Power [dBm]

Transmit Power [dBm]20100-1010

Tx10GbEthernet

0GPIO

100

Level

PPSRb
oscillator-10

Rx10GbEthernet

10MHz Ref.

図 3: 測定系の概要図-2010-1

GPIO

010（a） 利得特性

Gain [dB]2030（b） 振幅特性

Tx コマンド set_time_next_pps(0)Tx 内部時間[s]図 2: 電力増幅器の特性

搬送波周波数6 GHz（最大）200 MHz

信号帯域幅100 MHz

送信信号

NPM 信号副搬送波数256

副搬送波間隔781.25 kHz

シンボル長

1.28 µs

遅延時間分解能10 ns

FFT 点数256

送信電力

15 dBm(typ.)

測定時間

164 µs（8 × 8 MIMO の場合）

PPS信号??

0.0

1.0

2.0

3.0

4.0

Rx 内部時間??

??

0.0

1.0

2.0

3.0

Rx コマンド

set_time_next_pps(0)Tx 送信信号Rx 受信信号表 2: 測定系の仕様
サンプリング周波数

send（時間指定）

recv（時間指定）（a） 送受信タイミング同期

2 symbol

Tx

121

Rx 2
3

た結果を図 2（b）に示す．ここで，Level はベースバンド信号における振幅を示している．図より，伝送電力が 20 dBm 以下time

1 symbolの範囲ではゲイン及び振幅の増加に伴いそれぞれ線形に増加（b） アンテナスイッチングの制御（2 × 3MIMO の場合）していることがわかる．一方で，伝送電力が 20 dBm 程度を迎図 4: 送受信同期及びスイッチング処理のシーケンス図

えると，それ以上増加しなくなっており，USRP の最大伝送電力が 20 dBm 程度であることがわかる．

3.

表 3: RF スイッチの仕様

MIMO チャネルサウンダの開発

動作周波数帯挿入損失

3. 1

測定系の概要アイソレーション

USRP を用いたスイッチング方式 MIMO チャネルサウンダ

VSWR（オン状態）の先行研究として，Wang らは車車間伝搬路の測定を目的とし立上り/立下り時間たシステムを開発している [3]．この研究では，測定の安定性（10 % to 90 % RF, 90 % to 10 %RF）と測定時間の短縮に重点を置いて，搬送波周波数 5.9 GHz，帯On/Oﬀ 時間（50 % TTL to 90 % RF, 50 % TTL to 10 %RF）

域幅は 15 MHz としている．本研究では，後述の屋内測位シス

0.5 GHz〜12.4 GHz
3.0 dB Max
0.5〜6 GHz: 60 dB Min
6 GHz〜12.4 GHz: 50 dB Min
1.8:1 Max
40 ns Max90 ns Max

テムの応用のために，マルチリンク測定への拡張を想定して，100 MHz 帯域幅を持つ Sub-6 GHz 帯 MIMO チャネルサウンダ

信側と受信側で周波数同期及びタイミング同期を行う必要があを開発した．

る．USRP には，複数機器の同期インターフェースとして REF

本研究における測定系の概要図を図 3 に示す．また，測定系端子と PPS（Pulse Per Second）端子が備えられている．本研究の仕様を表 2 に示す．なお，USRP は，DDC のロールオフ特では，ルビジウム発振器を用いて送信側と受信側の REF 端子性により伝達関数の両端が歪む問題がある [5]．このため，得と PPS 端子に同期信号を供給することで，送信側と受信側のられた伝達関数の 256 点のうち，両端の 64 点を除く 128 点を周波数同期及びタイミング同期を行う．図 4（a）にタイミン用いる．これにより，サンプリング周波数 200 MHz，信号帯域グ同期の概要図を示す．UHD API には，PPS に合わせて USRP

幅は 100 MHz となる．のデバイス時間を設定する関数が提供されている [4]．この関

3. 2数を用いてデバイスとホスト PC との通信確立時にデバイス時送受信タイミング同期間を 0 に設定することで，送受信機のデバイス時間が PPS 信複数の無線機を使用して電波伝搬路測定を行うためには，送-3-—3—10号と同期した状態となる．さらに，UHD API の機能として送Before Calibration
After Calibration

Transfer function [dB]

受信の開始を任意の時間に設定することができる．これを用いて，送信側は 1 秒ごとに繰り返し信号を送信し，受信側はそれに合わせて受信を開始することで，送受信タイミングを同期することができる．
3. 3アンテナスイッチングアンテナスイッチング方式 MIMO を実現するために，RF スイッチを用いてドーターボードのアンテナ端子と接続するアンテナを切り替える．RF スイッチには，SR-J030-8S(Universal0-10-20

Microwave Components Corp.) を用いる．表 3 に RF スイッチの-302350

仕様を示す．
USRP X310 では，ドーターボードから独立してマザーボー

2400

Frequency [MHz]ド自体に 15 ピン汎用 GPIO（General Purpose Input/Output）端2450（a） 伝達関数子が備えられており，FPGA によって直接制御される．また，
UHD API にはこれらの GPIO ピンを制御するための関数が提供されている．本研究では，この GPIO を用いて RF スイッチを制御する．図 4（b）にアンテナスイッチングの制御シーケンス図を示す．送信側は，受信アンテナ素子数の 2 倍分の送信信号を送信した後に，送信アンテナを切り替え，受信側は送信信号長の 2 倍分の時間でアンテナ切り替えを行う．これによって，スイッチングによる遅延を考慮したアンテナスイッチングが実現できる．
3. 4

信号設計と Back-to-Back 校正

伝搬路測定とは，伝搬路のインパルス応答を測定することである．伝搬路測定に用いられる信号は広い帯域幅を持ち，均一のパワースペクトル，低 PAPR（Peak-to-Average Power Ratio）になるよう設計する必要がある．本研究では，Newman Phase（b） インパルス応答

Multitone（NPM）信号を用いてこれを実現する．複素 NPM 信

図 5: Back-to-Back 校正前後の伝達関数及びインパルス応答号は次式で与えられる [1]．
𝑁2 −1)(1 ∑𝑠(𝑡) = √exp j2𝜋Δ 𝑓 𝑡 + 𝑗 𝜙 𝑘𝑁𝑁

𝑌 ( 𝑓 ) = 𝐻Rx ( 𝑓 )𝐻 ( 𝑓 )𝐻TX ( 𝑓 ) 𝑋 ( 𝑓 )(1)

𝑘=− 2(3)

ここで，𝐻 ( 𝑓 ) は伝搬路の周波数特性，𝑌 ( 𝑓 ) は実際の伝搬路測( 2 )定での受信信号である．

ここで，𝜙 𝑘 = exp 𝑘𝑁𝜋 は PAPR 逓減のための Newman 位相で(2) 式と (3) 式を比較して 𝑋 ( 𝑓 )，𝐻TX ( 𝑓 )，𝐻RX ( 𝑓 ) を消去すある．また，𝑁 は副搬送波（トーン）の数であり，信号の帯域ることで，ハードウェア特性を除去した伝搬路の周波数特性

幅 2𝐵 に対して一様に割り当てられる．Δ 𝑓 は副搬送波の間隔𝐻 ( 𝑓 ) が得られる．

である．
また，正確な伝搬路測定を行うためには，ローパスフィルタ

𝐻( 𝑓 ) =やアンプ・減衰器の周波数特性などといったハードウェア特𝑌( 𝑓)𝐺
𝑌B2B ( 𝑓 ) ATT(4)性を除去する必要がある．これらの特性は，Back-to-Back 校正

𝐻 ( 𝑓 ) を逆フーリエ変換することで，ハードウェア特性を除去を行うことで除去することができる．Back-to-Back 校正は，送した伝搬路のインパルス応答 ℎ(𝜏) が得られる．

信信号を受信信号に直接接続することで行う．送信信号 𝑋 ( 𝑓 )図 5 に，Back-to-Back 校正を行ったときの伝搬路の伝達関での Back-to-Back 測定によって得られる周波数領域での受信数およびインパルス応答を示す．測定は，送信機と受信機を信号は次式で表される．

30 dB の減衰器を介して直接接続した状態で 2 回行い，1 回目

𝑌B2B ( 𝑓 ) = 𝐻RX ( 𝑓 )𝐺 ATT 𝐻TX ( 𝑓 ) 𝑋 ( 𝑓 )の測定結果を Back-to-Back 測定の結果（𝑌B2B ），2 回目の測定(2)

結果を実際の伝搬路測定の結果（𝑌 ( 𝑓 )）と想定し，2 回目の測ここで，𝑌B2b ( 𝑓 ) は Back-to-Back 測定（ケーブル直結時）によっ定結果を 1 回目の測定結果で除算することで，ハードウェアて得られる受信信号，𝐻RX ( 𝑓 ) は受信機の周波数特性，𝐺 ATT特性を除去した伝搬路のインパルス応答を求めた．また，搬は減衰器の伝達特性，𝐻TX ( 𝑓 ) は送信機の周波数特性である．

送波周波数は 2.4 GHz，送信信号は NPM 信号である．これら

一方，実際の伝搬路測定での受信信号は次式で表される．の図より，Back-to-Back 校正によってハードウェア特性を除去-4-—4—

w/ term.
w/o term.
calculated value-101

Path gain [dB]

Phase diff. [deg.]01測定（8×8MIMO）にかかる時間

20-1-20-30-40-50-60-70-200.5

11.5

2-80-100

2.50Time [ms]100200

Delay [ns]300400500

図 8: DUT 測定結果

図 6: 位相変動にして反射波を発生させた状態と，終端抵抗を接続して減衰30dB
ATTTxが軽減された状態で，それぞれ測定を行い，測定結果を比較す

Rxる．仕様により，ケーブルの波長短縮率は 77 %，搬送波周波

Cable (15m)

数 3 GHz における挿入損失は 1 m あたり −0.45 dB である．測定結果を図 8 に示す．ここで，測定における搬送波周波数はOpen or Termination resistor

3 GHz である．図より，終端の有無による差が遅延時間 130 ns

図 7: DUT 測定のイメージ図において顕著に表れており，終端により反射波の減衰が抑えられていることが確認できる．反射波の理論値は遅延時間 129 ns

された結果，伝搬路の伝達関数及びインパルス応答を推定でであり，測定結果とよく一致している．

きるようになったことがわかる．

4.

測定系の評価4. 1

位相安定性の評価

空間特性測定4. 3

開発したチャネルサウンダの空間特性測定の評価を行った．
図 9（a）に示すように，送受信アンテナにそれぞれ無指向性のスリーブアンテナを用いて，8×8 の MIMO チャネル測定を

MIMO チャネルサウンダにおいて空間特性を正確に測定す行い，ビームフォーミングにより放射角・到来角推定を実施るためには，素子間での受信信号の相関特性（コヒーレンス）した．送信アンテナと受信アンテナは図 9（b）に示すように，が非常に重要である．スイッチング方式 MIMO は同一信号をアンテナ高さに障害物のない環境で放射角・到来角がブロー繰り返し送信し，送受信アンテナを順次切り替えることで全ドサイド方向から −30° になるように設置した．ここで，搬送てのチャネルを測定する．このため，全てのチャネルを測定

波周波数は 2.4 GHz，送受信アンテナの素子間隔は半波長になする間の位相ドリフトが大きいと，空間特性の測定が困難にるように設定した．

なる．そこで，局部発振器の位相安定性の評価を行った．

測定した各チャネルのインパルス応答から双方向角度遅延評価は，送受信機を減衰器を介して直接接続した状態で，1時間電力スペクトル（DDADPS）を構築した．

信号 256 サンプルの NPM 信号を送信し，受信信号の位相を測𝐻
DDADPS(𝜙Tx , 𝜙Rx , 𝜏) = wR(𝜙Rx )h(𝜏)w∗T (𝜙Tx )定することで行った．搬送波周波数は 4.8 GHz とした．測定結果を図 6 に示す．ここで，位相変動は全信号の平均位相とのここで，h(𝜏) は測定した MIMO チャネル行列，wT (𝜙Tx )，wR (𝜙Rx )はそれぞれ送受信ビームフォーミングのステアリングベクト
ルである．

差分である．測定の結果，最大の位相差は 3° 程度，標準偏差は 0.62° であり，スイッチング方式 MIMO において与える影[()()]𝑇2 𝜋𝑑2 𝜋𝑑wT ( 𝜙Tx ) = 1, exp j
sin 𝜙Tx , · · · , exp j(𝐾 − 1) sin 𝜙Tx𝜆𝜆(6))()] 𝑇[(2 𝜋𝑑2 𝜋𝑑wR ( 𝜙Rx ) = 1, exp j
sin 𝜙Rx , · · · , exp j(𝐾 − 1) sin 𝜙Rx𝜆𝜆(7)響は小さく，空間特性の測定には十分に許容できる結果であると考えられる．
4. 2

(5)

DUT 測 定構築したシステムの伝搬路測定評価として，DUT（DeviceUnder Test）測定を行った．図 7 に DUT 測定のイメージ図を示
す．マルチパス環境を模擬するために，送信機と受信機の間にまた，導出した DDADPS から 200 ns まで遅延時間軸につい非整合の T-ジャンクション（Mini-Circuits：ZFRSC-42-S+）をて足し合わせた双方向角度電力スペクトル（DDAPS）を構築介し，15 m のケーブルを接続した．ケーブル端は，開放状態した．
図 9（c）に測定より求めた DDAPS を示す．図より，送受信-5-—5—RxAntennaTxAntenna

Rb.
Oscillator

80-80

Azimuth at Rx [deg.]

60
USRP USRP
RxTx（a） 測定系
Rx40-85200-90-20-40-95

300.0 cm

-60-80Tx 173.2 cm-80 -60 -40 -20020 40 60 80-100

Azimuth at Tx [deg.]（c） 測定結果（b） 測定シナリオ

図 9: 空間特性測定開発した MIMO チャネルサウンダについてその性能評価のた

USRP
Tx/Rx

USRP
Tx

めに，位相安定性の測定，DUT 測定，ビームフォーミングによる空間特性測定を行った．測定結果より，電波伝搬路測定装置としての実用性を示した．今後は，マルチリンク MIMO
チャネル測定を実現し，リアルタイム測位システムの構築を

USRP
Tx/Rx

USRP
Rx目指す．

謝

図 10: マルチリンク MIMO の概念図

辞本研究は，JAEA 英知を結集した原子力科学技術・人材育成
ともに −30° 付近にピークが現れており，送受信ビームフォー事業 JPJA22P22683407 の助成を受けたものです．

ミングにより放射角・到来角推定ができていることが確認で

文

きる．

5.

[1]

マルチリンク MIMO への拡張

今後の課題として，マルチリンク MIMO への拡張を行う．
[2]

筆者らのこれまでの研究において，屋内における人やロボットなどの移動物体の移動経路推定を目的として，多重波伝搬を利用した多重波電波トモグラフィーイメージング法（RTI）法を[3]開発した [7]．この多重波 RTI 法は屋内の伝搬路ごとの受信電力変化を利用して，移動物体の移動経路を推定する．実現のためには，移動物体の移動時間より充分に短い時間で伝搬路の変化を捉える必要がある．これらの背景から，本研究で開[4]発した MIMO チャネルサウンダを複数台用いて，送受信機を適宜切り替えることで，複数リンクの MIMO チャネルを短時[5]間で測定することを目指す．図 10 にマルチリンク MIMO の概念図を示す．図では，USRP を 4 台用いて，6 リンクの MIMO

[6]

チャネルを測定している．

6.

まとめ

[7]

本稿では，ソフトウェア無線機を用いたスイッチング方式

献

M. Kim, J. Takada and Y. Konishi, “Novel Scalable MIMO Channel Sounding Technique and Measurement Accuracy Evaluation With
Transceiver Impairments,” IEEE Transactions on Instrumentation andMeasurement, vol. 61, no. 12, pp. 3185–3197, Dec. 2012, DOI:
10.1109/TIM.2012.2205510.
M. Kim, J. Takada, and K. Saito, “Multi-Dimensional Radio Channel
Measurement, Analysis and Modeling for High Frequency Bands,”
IEICE Trans. Commun., vol. E101.B, no. 2, pp. 293–308, 2018,
DOI:10.1587/transcom.2017ISI0003.
R. Wang, C. U. Bas, O. Renaudin, S. Sangodoyin, U. T. Virk andA. F. Molisch, “A real-time MIMO channel sounder for vehicle-tovehicle propagation channel at 5.9 GHz,” 2017 IEEE International
Conference on Communications (ICC), pp. 1–6, Paris, France, 2017,
DOI:10.1109/ICC.2017.7996407.
“USRP x310 high performance software deﬁned radio,” Ettus Research, https://www.ettus.com/all-products/x310-kit/, 参照 Jun. 2023.
金ミンソク and アズリル・ハニズ, “オープンソースソフトウェ
ア無線プラットホーム GNU Radio,” 電子情報通信学会誌, vol.
96, no. 1, pp. 52 ‒ 57, Jan. 2013.
“Synchronizing USRP Events Using Timed Commands in UHD,”
Ettus Research, https://kb.ettus.com/Synchronizing_USRP_Events_Using_Timed_Commands_in_UHD 参照 Jun. 2023.
池上十五, 金ミンソク, “分散 MIMO センサを用いたパッシブ測位システム構築の机上検討,” 信学技報, vol. 122, no. 214,
AP2022-127, pp. 137–142, Oct. 2022.

MIMO チャネルサウンダを開発し，その詳細を述べた．また，-6-—6—