招待論文
電気光学計測による準ミリ波 FMCW レーダ電界の可視化
山口航輝†

久武信太郎†† a)内田裕久†††

及川陽一††††

宮地邦男††††

永妻忠夫†

東條誠††††

Visualization of Electric-Field Radiation from Quasi-Millimeter-Wave FMCW
Radar Based on Electrooptic Measurement
Koki YAMAGUCHI† , Shintaro HISATAKE††a) , Hirohisa UCHIDA††† ,Makoto TOJYO†††† , Yoichi OIKAWA†††† , Kunio MIYAJI†††† ,and Tadao NAGATSUMA†
あらまし 車載ミリ波レーダは自動車の安心・安全運転を支援しており，近年，自動運転実現への社会的ニーズの高まりにより，更なる高性能化を目指した研究開発が盛んである．ミリ波レーダは，実車搭載時における電波放射特性の確保が課題であり，放射電界の空間分布計測は，周囲の車両部品の影響を実際の環境下で評価できる点で有効である．我々は，現在広く普及している周波数変調連続波（Frequency Modulated ContinuousWave: FMCW）方式レーダを対象とした，非同期電気光学（Electrooptic: EO）計測システムの開発を進めている．本論文では，フィードバック制御に基づく準ミリ波 FMCW レーダ電界の可視化技術について紹介する．
検出信号のドリフトを抑制することで測定の長期安定化が実現される．本技術に基づき標準ゲインホーンアンテ
ナから放射される中心周波数 24 GHz，周波数偏移幅 160 MHz，変調周波数 400 Hz の FMCW 信号の電界分布イメージングを行った結果，電磁界シミュレーションによる結果と良く一致し，本計測技術の有効性が示された．
キーワード

EO 計測，非同期計測，FMCW 信号，車載ミリ波レーダ，電界計測

ものから劣化することがしばしば問題となる [2]．こ1. ま え が き

れはレーダ装置の周囲に位置する金属ボディ，エンブ

車載ミリ波レーダは自動車の走行支援システムにおレム，バンパ等によって放射電波が反射，回折，散乱いて周囲の車両や障害物を検知する役割を果たしていし，放射パターンなどの電波放射特性が変化することる．天候等に左右されず周囲の把握が可能という特長に起因する．一般に，車両部品の形状や材質，レーダから，ミリ波レーダは自動運転技術の実現に欠かせな装置の搭載位置が良好な特性を得るうえで重要な設計いデバイスともされており [1]，高性能化に向けた研パラメータとされる [3]〜[6]．設計開発段階において，究開発が盛んである．ところが車載ミリ波レーダは実電磁界シミュレーションの活用は非常に有効であるが，車搭載時，その検知性能などがレーダ単体時における確度の高い解析を行うには実際の構造に忠実なモデルの生成が鍵となる．しかし，車両部品の複雑な形状や†大阪大学大学院基礎工学研究科，豊中市

材質，周囲の環境などを全てモデルに含めることは困

Graduate School of Engineering Science, Osaka University,††

1–3 Machikaneyama-cho, Toyonaka-shi, 560–8531 Japan難である [7]．一方，実計測によるアプローチは，レー岐阜大学工学部，岐阜市

ダ装置が置かれる実際の環境下における評価が可能でFaculty of Engineering, Gifu University, 1–1 Yanagito,†††Gifu-shi, 501–1193 Japanあり，ミリ波レーダの高性能化・高信頼化に大きく寄アークレイ株式会社，京都市与するものと考えられる．

ARKRAY, Inc., Yousuien-nai, 59 Gansuin-cho, Kamigyoku, Kyoto-shi, 602–0008 Japan††††Think-Lands Co.,Ltd.,

5–1 Ono-machi,

Yokohama-shi, 230–0064 Japana) E-mail: hisatake@gifu-u.ac.jp336

電子情報通信学会論文誌

我々はこれまで，電気光学結晶からなる EO（Elec-trooptic）センサをプローブとして空間走査し，放射シンクランド株式会社，横浜市
Tsurumi-ku,電界の振幅と位相分布を可視化する，EO 計測技術の開発に取り組んできた [8]．EO センサは誘電体のみで

c 一般社団法人電子情報通信学会 2018
C Vol. J101–C No. 9 pp. 336–343 招待論文／電気光学計測による準ミリ波 FMCW レーダ電界の可視化構成され，電界に対して低侵襲であり [9], [10]，更に，実現された，FMCW 信号の振幅と位相を高安定かつ被測定対象との電気的結合が問題とならないため，例高精度に計測する技術 [14] について紹介する．まず 2.

えば車のボディ近傍の電界分布も正確に測定できるとでは，我々が開発を進めてきた非同期 EO 計測システ考えられる．また，電界の振幅分布に加え位相分布もムの基本原理を説明する．次に 3. では，LO（Local

測定することによりアンテナの励振分布の診断 [11] がOscillator）周波数の変調による FMCW 信号の検出できるほか，遠方界放射パターンの算出 [12] が可能に手法と，測定の長期安定化を目的とした，フィードバッなるというメリットがある．位相の測定には一般に比ク制御によるドリフト抑制技術について説明する．4.

較用の参照信号が必要とされ，通常，ベクトルネット

では，実際に 24 GHz 帯 FMCW レーダ信号の放射電ワークアナライザを用いて参照信号を被測定アンテ界分布の計測を行った結果を示す．5. で本論文をまとナに入力し，参照信号と受信信号との位相差を計測す

め，今後の展望について述べる．

る [13]．しかし，ミリ波レーダは自身が内部に発振器を有するため，外部から参照信号を入力できない．一2. 非同期 EO 計測システムの構成

方，我々の計測システムでは，空間走査する測定用プ

非同期 EO 計測システムの構成を図 2 に示す．本シローブとは別に，波源近傍に固定したプローブで参照ステムは大きく二つに分けられる．前段の電界検出部

信号を取得し，両受信信号の位相差を測定する．測定は主に LO 光源，EO センサ，光検出器で構成され，ミ系と被測定系の間で直接的な信号同期を行わないこと

リ波電界を MHz 帯の IF（Intermediate Frequency）から，我々は本手法を非同期測定と呼んでいる．図 1電気信号として検出する．後段の信号処理部では，測は非同期測定手法による，レーダ放射電界評価の概念定用，参照用の二つの IF 信号出力をアナログ電気回路図を表したものである．図のように，本手法は車両やで信号処理した後，ロックインアンプで振幅と位相をレーダ自体に改造を加える必要がないため，車載レー測定する．それぞれについて，詳細を以下で説明する．

ダ評価に好適といえる．

2. 1 電界検出部

計測対象とするのは，現在広く普及している方式の電界検出の原理は，EO センサによる非偏光変調技一つである，三角波型に周波数変調を施した連続波を術 [15] に基づくヘテロダイン検出である．図 3 にそ用いる FMCW（Frequency Modulated Continuousの原理図を示す．LO 信号として 2 周波成分をもつ光Wave）レーダである．この FMCW 信号のように，数信号を用い，光ファイバを通じて EO センサに入力す

百 MHz にわたる偏移幅をもつ信号の非同期測定にはる．測定する RF（Radio Frequency）周波数を fRF

計測システムの帯域をその分広くとることが必要となとすると，光周波数差 fLO は fLO = fRF + fIF ，あるが，それにより信号対雑音比（SNR）が劣化する点が問題となる．そのため我々の計測システムでは，測定系の帯域を拡張せずに FMCW 信号を検出する手法を用いる．
本論文では，フィードバック制御機構の導入により

図 1 非同期計測手法による車載レーダ放射電界測定の概念図
Fig. 1 Asynchronous measurement of the electricﬁeld radiation from the millimeter-wave radar
equipped inside a vehicle.

図 2 非同期 EO 計測システムの構成図
Fig. 2 Construction of the asynchronous EO
measurement system.

337

電子情報通信学会論文誌 2018/9 Vol. J101–C No. 9の IF 信号出力の位相差に相当し，信号処理の過程でコモンモード雑音成分が相殺されるため高安定な測定が可能となる．
本計測システムの帯域は回路中のフィルタによって制限されている．フィルタの帯域を広げることで広帯域化が可能であるが，その反面，検出される雑音が増加し SNR の低下を招く．現状，実用面を考慮してフィルタの帯域は約 1 MHz としている．

3. FMCW 信号の検出手法
Fig. 3図 3 電界検出部の原理
Schematic of the electric-ﬁeld detection.

3. 1 LO 周波数変調による FMCW 信号検出
ミリ波レーダから放射される FMCW 信号を計測対象とする場合，2.2 で述べた IF 段の帯域を考慮する必要がある．FMCW 信号の周波数偏移幅は比較的狭帯域な 24 GHz 帯レーダでも 200 MHz 程度である [16]．

IF 帯域を拡大せずに計測を行うため，あらかじめ既知である FMCW 信号の周波数情報に基づき LO 周波数を偏移させ（周波数変調），IF 周波数を帯域内に収める手法を，我々は以前提案した [17]．その手法について説
図 4 信号処理部の原理
Fig. 4 Schematic of the signal processing.

明する．測定する FMCW 信号が，中心周波数 fRF 0 ，周波数偏移幅 W ，変調周波数 F であり，それを帯域内の中間周波数 fIF 0 にダウンコンバートすることとるいは fLO = fRF − fIF （ただし，fLO , fRF  fIF ）する．このとき電界検出部では，LO 信号として光コになるよう設定する．これにより，フォトダイオード

ムの ±m 次成分を用いたとき，シンセサイザで中心周の出力には，RF 電界の振幅と位相情報をもつ周波数波数 (fRF 0 + fIF 0 )/2m あるいは (fRF 0 − fIF 0 )/2m，fIF の電気信号が得られる．すなわち，本手法により周波数偏移幅 W/2m，変調周波数 F の三角波型 FM

ミリ波帯の電界を MHz 帯以下の電気信号にダウンコ信号を発生する．変調信号の位相を調整することで，ンバートでき，IF 段に汎用の計測器を用いることが可

IF 信号の周波数は fIF 0 で一定となり信号を帯域内に能となる．また本システムでは，LO 光源として CW収めることが可能になる．

レーザ，光変調器，シンセサイザからなる光コム発生

3. 2 フィードバック制御による IF 周波数安定化器を用いている．光コムの周波数間隔はシンセサイザ

電界分布のイメージングを行うには，測定時間すなで発生する信号の周波数に等しいため，周波数安定性

わち，EO センサを空間走査するのに要する時間内はが極めて良好な LO 光の生成が可能になる．

検出信号が IF 帯域内に存在することが必要である．と2. 2 信号処理部

ころが実際には，LO 及び RF の三角波変調信号の周信号処理部の構成を図 4 に示す．二つの EO セン波数（FLO と FRF ）は同期されていないため，そのサで検出される IF 信号（IF1 と IF2）は RF 信号由

大小に応じて，IF 周波数は図 5 に示すようにドリフ来である共通の周波数及び位相揺らぎをもつが，これトし，帯域から外れることにより信号が計測できなくはアナログ回路による信号処理で除去することができなってしまう．周波数偏移幅 W の三角波型 FMCWる．まず IF1 をミキサにより，周波数安定な外部信号信号を考えた場合，両三角波の位相が揃っている状態fs とミキシングする．次に，生じた和と差の周波数を基準にすると，時間 t 秒後におけるドリフト量 Δf成分のうち一方をフィルタリングし，IF2 とミキシンは下式で表される，グを行う．その結果 IF 信号は，周波数 fs にロックされ，外部信号を参照信号とする 2 位相ロックイン検出により振幅と位相が測定できる．ここでの位相は二つ338

Δf = 2W |FLO − FRF |t(1)

W は数百 MHz オーダーであることから，FLO と FRF

招待論文／電気光学計測による準ミリ波 FMCW レーダ電界の可視化

図 5 変調周波数の差異による IF 周波数ドリフト
Fig. 5 Drift of IF frequency due to the diﬀerence ofmodulation frequencies between LO and RF.

図 7 PID パラメータのチューニング
Fig. 7 Tuning of the PID parameters.

ΔFLOn = Kp (en − en−1 ) + Ki en(3)+ Kd (en − 2en−1 + en−2 )ただし，制御偏差 e = fIF − fIF 0 で，Kp ，Ki ，Kd
は PID パラメータ（定数値）である．
図 6 フィードバック制御系のブロック図
Fig. 6 Block diagram of the feedback control system.の微小な誤差が IF 周波数の時間ドリフトとして観測される．そこで，ドリフトを抑制するために FLO を操作量とするフィードバック制御系を構築した．図 6にブロック図を示す．EO センサで検出した IF 信号を一部分岐し，高速フーリエ変換（FFT）を行うことでIF 周波数を解析する．このとき，FM のアップスイープ及びダウンスイープ由来の二つの周波数成分（それぞれ fU と fD とする）が存在するが，いずれかを IF
周波数 fIF とし，一定時間間隔でディジタルサンプリングを行う．目標値を fIF 0 とした PID 制御により，変調信号発生用のファンクションジェネレータの周波数 FLO を操作する．その出力はシンセサイザの外部変調信号入力に送られる．本研究ではディジタル PID制御を用い，また実装のし易さから速度型を採用した．

シンセサイザで発生した中心周波数 fRF 0 = 24 GHz，周波数偏移幅 W = 160 MHz，変調周波数 F = 400 Hzの FMCW 信号を EO センサで検出し，PID 制御を行うことで IF 周波数を安定化する実験を行った．本
検証実験では，IF 周波数検出に FFT 方式のシグナルアナライザを用い，そのデータ収集時間に合わせて IF周波数のサンプリング周期を 38 ms とした．制御部では，目標値 fIF 0 = 3.6 MHz とし，比例制御と積分制御を用いた（PI 制御）．パラメータ Kp ，Ki を調整し，測定開始から一定時間経過後に制御を実行した結果を
図 7 に示す．比例制御のみを用いた場合（Ki = 0）のとき，IF 周波数は一定値に収束するものの，最小で数十 kHz 程度の残留偏差が生じた．しかし積分制御の導入により IF 周波数は目標値に収束し，制御が正しく機能していることを確認できた．

4. FMCW 信号の非同期電界計測

操作量の演算式は下式で表される [18]．

FLOn = FLOn−1 + ΔFLOn

3. 3 検 証 実 験(2)

前章で述べたフィードバック制御に基づく FMCW339

電子情報通信学会論文誌 2018/9 Vol. J101–C No. 9Fig. 8

図 8 アンテナ放射電界測定の配置図
Conﬁguration for the measurement of electricﬁeld radiation from the antenna.

信号検出手法を用い，測定用と参照用 EO センサの

図9PI 制御による FMCW 信号の振幅位相測定の安定化

Fig. 9Stabilization of measured amplitude and phaseof FMCW signal by using PI control.

二つの IF 出力を信号処理部に入力し，アンテナ放射電界の振幅と位相を計測した．アンテナと EO センサの配置を図 8 に示す．参照信号供給のため，RF信号を方向性結合器を用いて分岐した．測定用センサは，K バンド帯標準ゲインホーンアンテナ（CorryMicronics Inc. 製，CMILB-42-20A，利得 20 dBi）の開口面から約 15 mm 離れた位置に配置した．中心周波数 fRF 0 = 24 GHz，周波数偏移幅 W = 160 MHz，変調周波数 F = 200 Hz の FMCW 信号をシンセサイザで発生し，方向性結合器への入力パワーを約 250 mWとした．また，LO 光として光コムの ±1 次成分を使用し，ロックインアンプの時定数は 100 ms に設定した．まず，測定用センサを固定し振幅と位相を測定した結果を図 9 に示す．なお，測定開始から一定時間経過後に PI 制御を実行した．制御なしの状態では，IF

図 10 FMCW 信号の振幅位相測定の長期安定性
Fig. 10 Long-term stability of the amplitude andphase measurement of FMCW signal.

周波数のドリフトとともに振幅と位相が大きく変化していることがわかる．これは，信号がフィルタの帯域FMCW 信号の振幅と位相を測定したもので，振幅，を外れることで検出振幅が減少し，更にフィルタの遅位相ともに一定の値を示した．電界分布のイメージン

延特性の影響で位相が回転することによると考えられグに要する時間を考慮してもこれは十分な安定性といる．制御開始後は，約 1 秒の整定時間を経て，振幅とえる．

位相がともに安定化していることが確認できる．IF 周

最後に，ホーンアンテナから放射される FMCW 信号

波数は目標値 fIF 0 = 3.6 MHz から偏差約 20 kHz 以の空間電界分布を計測した．イメージング結果を図 11内，すなわち約 0.6%の範囲で制御されており，フィに示す．測定した FMCW 信号は，24 GHz 帯レーダのルタの帯域を狭帯域化することで，更なる高 SNR 化周波数仕様に相当し，中心周波数 fRF 0 = 24 GHz，周が期待される．続いて，測定の長期安定性について評

波数偏移幅 W = 160 MHz，変調周波数 F = 400 Hz価を行った結果を図 10 に示す．約 40 分間，固定点でである．アンテナの近傍界領域において，XY，XZ，340

招待論文／電気光学計測による準ミリ波 FMCW レーダ電界の可視化

図 12 電磁界シミュレーション結果（24 GHz）
Fig. 12 Electromagnetic simulation results
at 24 GHz.

図 11

標準ゲインホーンアンテナから放射される 24 GHz
帯 FMCW 信号電界分布計測結果（W = 160 MHz，F = 400 Hz）
Fig. 11 Measurement results of 24-GHz FMCW signal emitted from the standard gain horn antenna (W = 160 MHz，F = 400 Hz).
表1

電磁界シミュレーションにおける計算リソース及び解析環境
Table 1 Calculation resources and analysis
environment.

計算リソース

解析環境

CPU

メモリ
解析方法
メッシュ数
解析時間

Intel Core i7-3960X@3.30 GHz，コア数 6
DDR3 PC3-10600 8 GB × 4
有限積分法
3,530,142
10 分 20 秒ると考える．この結果は高い計測精度を表すものであり，同時に本非同期 EO 計測技術の有効性が示された．

5. む す び
本論文では，フィードバック制御に基づく FMCW信号の非同期 EO 計測技術について紹介した．検出信号のドリフトを抑制することにより測定の長期安定化が実現され，高精度な電界分布イメージングが可能となる．実験では FMCW 信号の発生源として周波数確度の高いシンセサイザを用いたが，実際のレーダへの適用を考慮すると，IF 周波数の安定化にはより高い制御性能が要求されると考えられる．今後は，制御部に微分動作を加えるなどして，より外乱に強い制御系を構築していく．また現在，ミリ波レーダの高分

YZ の 3 面のイメージングを行い，1 面あたり約 30 分解能化を狙いとして最大 4 GHz の帯域が利用可能なの時間を要した．比較用に，電磁界解析ソフト（CST79 GHz 帯レーダが開発され，実用化間近という状況

Microwave Studio）を用い，周波数 24 GHz において，である．このような背景を踏まえ，我々の計測システ

アンテナ放射電界のシミュレーションを行った．そのムも 79 GHz 帯へと拡張を行っていく予定である．

際の計算リソース及び解析環境を表 1 に示す．図 12

謝辞 この開発は国立研究開発法人科学技術振興機

は，図 11 と同じ領域における電界分布の解析結果で構の研究成果展開事業（先端計測分析技術・機器開発あり，FMCW 信号の測定結果は CW 信号の解析結果プログラム）による成果である．
文と良く一致していることが確認できる．これは，今回測定した FMCW 信号の周波数偏移幅 W = 160 MHz
は中心周波数 fRF 0 = 24 GHz に対して十分小さいので，その変化分が平均化されて可視化されたためであ[1]

献J. Dickmann, J. Klappstein, M. Hahn, N. Appenrodt,
H.-L. Bloecher, K. Werber, and A. Sailer, “Automotive radar the key technology for autonomous driving: From detection and ranging to environmental

341

電子情報通信学会論文誌 2018/9 Vol. J101–C No. 9[2]

understanding,” 2016 IEEE Radar Conf., Philadel-tation and positioners for millimeter-wave antennaphia, PA, USA, May 2016.

measurements,” Proc. 36th Annual Symp. of the An-

K. Suzuki, C. Yamano, and Y. Miyake “Bias angle

tenna Measurement Techniques Association (AMTA2014), Vancouver, BC, USA, Nov. 2014.

error self-correction for automotive applications using phased array radars installed behind bumpers,”

[3]

[14]

2017 IEEE MTT-S Int’l Conf. on Microwaves for In-

Y. Oikawa, K. Miyaji, and T. Nagatsuma, “Visu-telligent Mobility (ICMIM), Nagoya, Japan, Marchalization of frequency-modulated electric ﬁeld based2017.

on photonic frequency tracking in asynchronous elec-H.-L. Bloecher, M. Andres, C. Fischer, A. Sailer,

trooptic measurement system,” Appl. Phys. Express,
vol.11, 046601, March 2018.

M. Goppelt, and J. Dickmann, “Impact of systemparameter selection on radar sensor performance in[15]tion,” Appl. Phys. Express, vol.5, 012701, Dec. 2012.

pp.33–37, Sept. 2012.
F. Pfeiﬀer and E.M. Biebl, “Inductive compensation[16]range radar radomes,” IEEE Trans. Microw. Theory
Tech., vol.57, no.11, pp.2627–2632, Nov. 2009.
D. Inoue, K. Takahashi, H. Yano, N. Murofushi,S. Matsushima, and T. Iijima, “Development of 24[17]

GHz-band high resolution multi-mode radar,” Furukawa Electric Technical Review, no.44, pp.9–13,Sept. 2013.
[6]

松沢晋一郎 “自動車搭載ミリ波レーダの超大規模電磁界シ” 東京工業大学 TSUBAME 共同利用成ミュレーション，[7]

K. Yamaguchi, H. Nakajima, H.H. Nguyen Pham,

果報告書（平成 24 年度），2012.

総 務 省 ， “情 報 通 信 審 議 会 情 報 通 信 技 術 分 科 会 移 動 通信システム委員会報告，” 情報通信審議会情報通信技術 分 科 会 移 動 通 信 シ ス テ ム 委 員 会（ 第 7 回 ）資 料 ，
http://www.soumu.go.jp/main content/000159471.
pdf，参照 Nov. 5, 2017.

of high-permittivity coatings on automobile long-[5]S. Hisatake and T. Nagatsuma, “Nonpolarimetrictechnique for homodyne-type electrooptic ﬁeld detec-automotive applications,” Adv. Radio Sci., vol.10,[4]

S. Hisatake, K. Yamaguchi, H. Uchida, M. Tojyo,[18]

山口航輝，中島 滉，久武信太郎，内田裕久，東條 誠，及川陽一，宮地邦男，永妻忠夫，“FMCW 信号波の非同期” 2017 信学総大，C-14-13, March
計測技術の原理検証，
2017.
須田信英，PID 制御（システム制御情報ライブラリー 6），システム制御情報学会（編），朝倉書店，東京，1992.

（平成 29 年 12 月 25 日受付，30 年 3 月 15 日再受付，8 月 9 日公開）

S. Hisatake, H. Uchida, M. Tojyo, Y. Oikawa, K.
Miyaji, and T. Nagatsuma, “Electric-ﬁeld visualization technique for evaluating radiation from auto
motive millimeter-wave radar,” 2017 IEEE MTT-S
Int’l Conf. on Microwaves for Intelligent Mobility

山口 航輝

（学生員）

(ICMIM), Nagoya, Japan, March 2017.
[8]

S. Hisatake, H. Nakajima, H.H. Nguyen Pham, H.
Uchida, M. Tojyo, Y. Oikawa, K. Miyaji, and T.
Nagatsuma, “Mapping of electromagnetic waves generated by free-running self-oscillating devices,” Sci.

2016 年大阪大学基礎工学部卒．同年大阪大学大学院基礎工学研究科入学．現在，電気光学センサを用いたミリ波電界計測システム開発に従事．

Rep., vol.7, 9203, Aug. 2017.
[9]

M. Hirose, T. Ishizone, and K. Komiyama, “Antenna pattern measurements using photonic sensor
for planar near-ﬁeld measurement at X band,” IE-

久武信太郎 （正員）

ICE Trans. Commun., vol.E87-B, no.3, pp.727–734,March 2004.
[10]

D.J. Lee and J.F. Whitaker, “An optical-ﬁberscale electro-optic probe for minimally invasive highfrequency ﬁeld sensing,” Opt. Express, vol.16, no.26,
pp.21587–21597, Dec. 2008.

[11]

J.J. Lee, E.M. Ferren, D.P. Woolen, and K.M. Lee,
“Near-ﬁeld probe used as a diagnostic tool to locate
defective elements in an array antenna,” IEEE Trans.
Antennas Propag., vol.36, pp.884–889, June 1988.

[12]

R.C. Johnson, H.A. Ecker, and J.S. Hollis, “Determination of far-ﬁeld antenna patterns from near-ﬁeldmeasurements,” Proc. IEEE, vol.61, no.12, pp.1668–1694, Dec. 1973.

[13]

342

B. Schluper and P. Pelland, “Advances in instrumen-

平 15 同志社大学大学院博士課程了．同
年大阪大学大学院基礎工学研究科助手．平19 同助教．平 29 岐阜大学工学部准教授．
ミリ波・テラヘルツ波フォトニクス，超高速光エレクトロニクスの研究に従事．博士（工学）．平成 28 年度科学技術分野の文部科学大臣表彰若手科学者賞受賞．

招待論文／電気光学計測による準ミリ波 FMCW レーダ電界の可視化内田裕久

2004 年千葉工業大学工学部卒．同年第一化学薬品株式会社に入社，2008 年積水メディカル株式会社を経て，2009 年よりアークレイ株式会社に入社．現在に至る．
有機非線形光学結晶の結晶成長，品質評価，デバイス化に関する研究開発に従事．2012
年名古屋大学大学院工学研究科博士後期課程修了．博士（工学）．

東條誠1989 年株式会社応用光電研究室入社．
2001 年株式会社アルネアラボラトリ入社．
2015 年シンクランド株式会社入社．

及川陽一

1984 年北海道大学工学部電気工学科学士課程修了．同年富士通株式会社入社，株式会社富士通研究所出向．1999 年富士通株式会社光デバイス開発部異動．1999 年
株式会社北海道ディジタル・テクノロジ出向．2007 年富士通株式会社退職，同年株
式会社トリマティス入社．2015 年株式会社トリマティス退社，同年シンクランド株式会社入社．現在，光渦レーザ加工技術によるマイクロニードルの開発，テラヘルツ発生装置の開発，
OCT 装置の開発，電界センサーデバイスの開発などに従事．

宮地邦男

1986 年金沢大学理学部化学科放射化学講座学士課程修了．同年住友セメント株

式会社（現住友大阪セメント株式会社）入社．1992 年株式会社応用光電研究室出向．
2001 年株式会社アルネアラボラトリ創業．
2004 年同社取締役就任．2005 年同社代表取締役専務就任．2014 年シンクランド株式会社創業．

永妻

忠夫（正員：フェロー）昭 56 九大・工・電子卒．昭 61 同大大学
院博士課程了．同年日本電信電話（株）入社．平 19 大阪大学大学院基礎工学研究科教授．マイクロ波フォトニクス，テラヘルツ波フォトニクスの研究に従事．工博．平19 年度本会業績賞，平 23 年度文部科学大臣賞受賞．IEEE フェロー．

343