LTC3111
15V、1.5A 同期整流式
昇降圧 DC/DC
コンバータ

特長

概要

出力電圧より高い、低い、または等しい入力電圧で出力電圧を安定化
n 入力および出力電圧範囲：2.5V 〜 15V
n 1.5A の連続出力電流：VIN ≥ 5V、VOUT ＝ 5V、PWM モード
n 単一インダクタ構成
n 高精度の RUNピンしきい値
n 効率：最大 95%
n 800kHzのスイッチング周波数、600kHz ～ 1.5MHzの範囲で同期可能
n Burst Mode® 動作時の無負荷時静止電流：49μA
n シャットダウン時の出力切断
n シャットダウン電流：1µA 未満
n 内部ソフトスタート
n 熱特性が改善された小型 14ピン
（3mm×4mm×0.75mm）
DFN パッケージおよび 16ピンMSOP パッケージLTC®3111は、入力および出力電圧範囲の広い固定周波数
同期整流式昇降圧DC/DCコンバータです。独自の4スイッチ・
シングル・インダクタ・アーキテクチャにより、出力電圧より高い、低い、または等しい入力電圧から低ノイズで継ぎ目のない動作を実現します。

n

LTC3111は入力および出力電圧範囲が 2.5V 〜 15Vと広いので、1セルまたは複数セルのバッテリ、バックアップ・コンデン
サ、ACアダプタなどのさまざまな電源アプリケーションに適しています。RDS(ON) の小さなNチャネルMOSFETスイッチを内蔵しており、PWM 動作とBurst Mode 動作を選択可能なので、広範な動作条件にわたって高い効率を実現します。
高精度のRUNピンにより、コンバータのオンしきい値電圧をユーザが設定できます。このほかに、短絡保護、内部ソフトス
タート、サーマル・シャットダウンなどの特長を備えています。
LTC3111は、熱 特 性 が 改 善 され た14ピン（3mm 4mm
0.75mm）DFN パッケージおよび 16ピンMSOP パッケージで供給されます。

アプリケーション
1セル、2セルまたは3セルのリチウムイオン・バッテリ、マルチセルのアルカリ/NiMH バッテリによる3.3Vまたは
5Vの供給
n RFトランスミッタ
n 軍用、産業用電源システム
n

L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ、Burst Mode, LTspiceはリニアテクノロ
ジー社の登録商標です。No RSENSE および PowerPathはリニアテクノロジー社の商標です。
その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。6404251、6166527、5481178、6304066、6580258を含む米国特許により保護されています。

標準的応用例
入力電圧範囲の広い 5V、800kHz 昇降圧レギュレータ

効率、VOUT ＝ 5V
100

4.7µH

VIN
2.5V TO 15V

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN
10µF

VOUT
LTC3111

0.1µF

680pF

COMP
BURST PWM
OFF ONPWM/SYNC

26.1k

1M

20k
33pF

27pF

RUN

FB

SNSGND
SGND

VCC
PGND

1µF

VOUT
5V
1.5A
22µF (VIN > 5V)

80
EFFICIENCY (%)

0.1µF

PWM

90
BURST

70
60
50

191k
3111 TA01a

VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V

40
30
0.0001

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)1

103111 TA01b

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

1

LTC3111
絶対最大定格 （Note 1、3）
VIN 電圧 ..................................................................–0.3V ～ 16V
VOUT 電圧 ...............................................................–0.3V ～ 16V
SW1 電圧（Note 4）...................................–0.3V ～（VIN ＋0.3V）
SW2 電圧（Note 4）................................ –0.3V ～（VOUT ＋0.3V）
BST1 電圧 ....................................（VSW1–0.3V）～（VSW1 ＋6V）
BST2 電圧 ....................................（VSW2–0.3V）～（VSW2 ＋6V）
RUNの電圧 ............................................................–0.3V ～ 16V
PWM/SYNC、VCC の電圧 ..........................................–0.3V ～ 6V
FB、COMPの電圧 .....................................................–0.3V ～ 6V

動作接合部温度範囲（Note 2、5）
LTC3111E、LTC3111I ..................................... –40°C ～ 125°C
LTC3111H ...................................................... –40°C ～ 150°C
LTC3111MP ................................................... –55°C ～ 150°C
最大接合部温度（Note 3）................................................150°C
保存温度範囲................................................... –65°C ～ 150°C
リード温度（半田付け、10 秒）
MSOP ............................................................................300°C

ピン配置
TOP VIEWTOP VIEW

COMP

114 SGNDFB

213 PWM/SYNC

SNSGND

3

RUN

4

15
PGND

COMP 1FB 2
SNSGND 3
RUN 4
VIN 5
SW1 6
BST1 7
PGND 8

12 VCC
11 NC

VIN

5

SW1

6

10 VOUT
9 SW2

BST1

7

8 BST2

17
PGND

16
15
14
13
12
11
10
9

SGND
PWM/SYNC
VCC
NC
VOUT
SW2
BST2
PGND

MSE PACKAGE
16-LEAD PLASTIC MSOP

DE PACKAGE
14-LEAD (4mm × 3mm) PLASTIC DFNTJMAX = 150°C, θJA = 43°C/W, θJC = 5°C/W
EXPOSED PAD (PIN 15) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCBTJMAX = 150°C, θJA = 40°C/W, θJC＝10°C/W
EXPOSED PAD (PIN 17) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB

発注情報
無鉛仕上げ

テープアンドリール

製品マーキング *

パッケージ

温度範囲

LTC3111EDE#PBF

LTC3111EDE#TRPBF

3111

14-Lead (4mm × 3mm) Plastic DFN–40°C to 125°C

LTC3111IDE#PBF

LTC3111IDE#TRPBF

3111

14-Lead (4mm × 3mm) Plastic DFN–40°C to 125°C

LTC3111HDE#PBF

LTC3111HDE#TRPBF

3111

14-Lead (4mm × 3mm) Plastic DFN–40°C to 150°C

LTC3111MPDE#PBF

LTC3111MPDE#TRPBF

3111

14-Lead (4mm × 3mm) Plastic DFN–55°C to 150°C

LTC3111EMSE#PBF

LTC3111EMSE#TRPBF

3111

16-Lead Plastic MSOP

–40°C to 125°C

LTC3111IMSE#PBF

LTC3111IMSE#TRPBF

3111

16-Lead Plastic MSOP

–40°C to 125°C

LTC3111HMSE#PBF

LTC3111HMSE#TRPBF

3111

16-Lead Plastic MSOP

–40°C to 150°C

LTC3111MPMSE#PBF

LTC3111MPMSE#TRPBF

3111

16-Lead Plastic MSOP

–55°C to 150°C

更に広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。

3111fa2

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
電気的特性 l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 C の値（Note 2）。
注記がない限り、VIN ＝ VOUT ＝ PWM/SYNC ＝ RUN ＝ 5V。
PARAMETERCONDITION

MIN

Input Operating Range
VIN UVLO Threshold

Rising

l

2.5

l

1.9

VIN UVLO Hysteresis
VCC UVLO Threshold

TYP
2.1

MAX

UNITS

15

V

2.3

V

200
Risingl

2.2

VCC UVLO Hysteresis

2.35

mV
2.5

190

Output Voltage Adjust Range

l

2.5

l

3.9

V
mV

15

V

4.2

4.5

V

INTVCC Clamp Voltage

VIN = 5V or 15V

Quiescent Current—Burst Mode Operation

FB = 1V, PWM/SYNC = 0V

55

80

µA

Quiescent Current—Shutdown

RUN = VOUT = VCC = 0V, Not Including Switch Leakage

0

1

µA

Feedback Voltage

PWM Operation

0.8

0.82

V

Feedback Leakage

FB = 0.8V

0

50

nA

NMOS Switch Leakage

Switches A, B, C, D, VIN = VOUT = 15V

0.5

5

µA

NMOS Switch On-Resistance

Switch A

90mΩ

Switch B, C, D

105

mΩ

l

Input Current Limit

l

0.78

2.3

Peak Current Limit

3

3.7

A

5.8

A

Burst Current Limit

PWM/SYNC = 0V

0.8

A

Burst Zero Current Threshold

PWM/SYNC = 0V

0.1

A

-1

A

90

%

Reverse Current Limit
85

Maximum Duty Cycle

Percentage of the Period SW2 is Low in Boost Mode
(Note 7)l

Minimum Duty Cycle

Percentage of the Period SW1 is Low in Buck Mode
(Note 7)l

SW1, SW2 Minimum Low Time

(Note 7)Frequency

PWM/SYNC = 5Vl

700

SYNC Frequency Range(Note 6)

l

600

l

0.5

0
160

PWM/SYNC Threshold
RUN Threshold to Enable VCC

Risingl

0.35

RUN Threshold to Disable VCC

Fallingl

0.3

RUN Threshold to Enable Switching

Risingl

1.15

RUN Hysteresis

800

Note 2：LTC3111はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3111Eは、0°C ～85°Cの接合部温度で仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3111Iは–40°C ～ 125°Cの接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保

ns
900

kHz

1500

kHz

0.9

1.5

V

0.8

1.15

V
V

1.18
120

Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに回復不可能な損傷を与える可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える恐れがある。

%

1.23

V
mV

証されている。LTC3111Hは–40°C ～ 150°Cの接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。LTC3111MPは–55°C ～ 150°Cの接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証され、テストされている。接合部温度が高いと動作寿命が短くなる。125°Cを超える接合部温度では動作寿命はディレーティングされる。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

3

LTC3111
電気的特性
Note 3：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は 150°Cを超える。規定された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れがある。
Note 4：デモボード、またはデータシートやアプリケーションノートに使用または説明されている
ような良好なレイアウト方法が使用されていれば、絶対最大定格で規定されているDC 制限値
を超える電圧トランジェントがスイッチ・ピンにかかっても、通常動作が中断されることはない。

Note 6：SYNCの周波数範囲は方形波を使ってテストされる。100nsの最小“H”時間または最小“L”時間での動作は設計によって確認されている。
Note 7：スイッチ・タイミングの測定は開ループ・テスト構成で行われる。スイッチ・ピンの電圧がインダクタ電流の大きさと方向に左右される場合、非重複期間の間スイッチ・ピンに電圧差が生じることにより、アプリケーションのタイミングがこれらの値からいくらか変化する可能性がある。

Note 5：接合部温度（T（°C））
は周囲温度（T（）
および電力損失（P（）
から次式に従って
J
A °C）
D W）
計算される。
TJ = TA + (PD • θJA)
ここで、θJA（°C/W）はパッケージの熱インピーダンスである。

標準的性能特性

注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 5V、VOUT ＝ 5V。
Burst Mode 動作の最大負荷電流とVIN

最大出力電流、PWM モードとVIN
2.0

1.2
1.0
0.8
0.6

INPUT CURRENT LIMIT = 2.3A
VOUT = 3.3V, L = 4.7µH
VOUT = 5V, L = 6.8µH
VOUT = 12V, L = 10µH

0.4
0.2
0

600

400
300

90

EFFICIENCY (%)

POWER LOSS (W)

80

BURST

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)1

VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V

3111 G04

10

PWM
1

BURST

70
60

30
0.0001

1

広い VIN から3.3VOUT の電力損失

PWM

0.1

0.01

BURST

0.001

40
10

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)1050
VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V

0.001

3111 G03

広い VIN から3.3VOUT の効率

10.00010.000130
0.00012 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)100

0.1

VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V

40

100

広い VIN から5VOUT の電力損失

0.001

60

3111 G02

10

0.01

70

50

200

3111 G01

PWM

BURST

80

500

0

2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)

PWM

90

EFFICIENCY (%)

1.4

VOUT = 3.3V
VOUT = 5V
VOUT = 12V

700

POWER LOSS (W)

MAXIMUM OUTPUT CURRENT (A)

1.6

MAXIMUM OUTPUT CURRENT (mA)

800

1.8

広い VIN から5VOUT の効率
100

0.01
0.1
0.001
LOAD CURRENT (A)13111 G05

0.00010.0001

VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V
0.001
0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)13111 G06

3111fa4

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 5V、VOUT ＝ 5V。
広い VIN から12VOUT の効率

広い VIN から12VOUT の電力損失
10

PWM
BURST
POWER LOSS (W)EFFICIENCY (%)

80
70
60
50
VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V

40
30
0.0001

0.01
0.1
0.001
LOAD CURRENT (A)1

0.1

0.00010.0001

450

16

350
VIN CURRENT (µA)

6

VIN = 2.7V
VIN = 5V
VIN = 12V
0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)

1

50
0

2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)

4.1

VCC FROM VIN

3.1

2.7

VCC FROM VOUT

2.5

2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)

4.1

1.25

3.8
3.7
3.6
70

80

3111 G13

2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)
3111 G12

正規化したN チャネル MOSFET の
抵抗と温度
1.6
NORMALIZED MOSFET RESISTANCE

1.30
NORMALIZED MOSFET RESISTANCEVCC (V)

3.3

正規化したN チャネル MOSFET の
抵抗とVCC

4.2

20 30 40 50 60
CURRENT FROM VCC (mA)

3.7
3.5

3111 G11

VCC 電圧とVCC 電流

10

3.9

2.9

31111 G100

VCC 電圧とVIN（PWM モード、
負荷なし）
4.5

150

0

1

4.3

200

2

3.9

0.1
LOAD CURRENT (A)3111 G09

VOUT = 5V

250

100

3.5

30
0.01

10

300

4

4.0

f = 600kHz
f = 800kHz
f = 1MHzf = 1.5MHz

40

3111 G08

400

8

60

Burst Mode の無負荷時入力電流、VCC は VIN またはオプションのダイオードを使ってVOUT から
バックフィード

20

10

70

50

0.001

18

12

BURST

0.01

800kHz の PWM モードの無負荷時
入力電流

14

90
80

3111 G07

VIN CURRENT (mA)PWM

1EFFICIENCY (%)

90

100

VCC VOLTAGE (V)100

12V 入力、12V 出力時の効率
f ＝ 600kHz、800kHz、1MHz および
1.5MHz（L ＝ 10µH）

1.20
1.15
1.10
1.05
1.00
0.95
0.90
2.5

3.0

3.5

4.0
VCC (V)

4.5

5.0
3111 G14

1.5
1.4
1.3
1.2
1.1
1.0
0.9
0.8
0.7
0.6
–50

0

50
100
TEMPERATURE (°C)

1503111 G15

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

5

LTC3111
標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 5V、VOUT ＝ 5V。
VCC および VIN の UVLO 電圧
しきい値と温度

帰還ピンのプログラム電圧 と温度
800.0
799.5
799.0
798.5
798.0
797.5
797.0
0

50

100
TEMPERATURE (°C)

1.00

2.3

0.95

VCC UVLO RISING

2.2

VCC UVLO FALLING

2.1
2.0

VIN UVLO RISING

1.9

VIN UVLO FALLING

1.8
1.7
1.6
1.5
–50

150

0

50

3111 G16

RUN THRESHOLD TO ENABLE SWITCHING (V)RUN THRESHOLDS TO ENABLE VCC (V)

0.90
0.85
0.80
0.75

RISINGFALLING

0.70
0.65
0.60
0.55
0.50
–50

0

50
100
TEMPERATURE (°C)

150

1.30
1.25
RISING

1.20
1.15
1.10

FALLING

1.05
1.00

2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)PWM モードの入力電流、ピーク
電流および逆電流の制限と温度

ILMIT, IPEAK, AND IREVERSE (A)ILIMIT, IPEAK AND IREVERSE (A)

0.9

INPUT CURRENT LIMIT

2
1
0

–2
–50

0.65
0.60
0.55
2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
VIN (V)

スイッチングをイネーブル /ディスエーブルするRUN のしきい値と温度
1.30
1.25
RISING

1.20
1.15
1.10

FALLING

1.05
1.00
–50

0

100
50
TEMPERATURE (°C)

1503111 G21

1.0

PEAK CURRENT LIMIT

4

–1

0.70

Burst Mode のピーク電流、IZERO の
制限と温度

6

3

FALLING

0.75

3111 G20

3111 G1950.803111 G18

スイッチングをイネーブル /ディスエーブルするRUN のしきい値とVIN

0.95

RISING

3111 G17

VCC をイネーブル /ディスエーブル
するRUN のしきい値と温度
1.00

0.90
0.85

0.50

150

100
TEMPERATURE (°C)

RUN PIN THRESHOLD TO ENABLE SWITCHING (V)

796.5
–50

2.4
RUN THRESHOLD TO ENABLE VCC (V)VCC AND VIN UVLO THRESHOLDS (V)FEEDBACK PIN PROGRAM VOLTAGE (mV)

800.5

VCC をイネーブル /ディスエーブル
するRUN のしきい値とVIN

REVERSE CURRENT LIMIT

0

50

100
TEMPERATURE (°C)

PEAK CURRENT LIMIT

0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2

IZERO

0.1

150

0
–50

3111 G22

050
100
TEMPERATURE (°C)

1503111 G23

3111fa6

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 5V、VOUT ＝ 5V。
（0.05A 〜 0.25A）の3VIN から5VOUT
負荷応答

5VIN から5VOUT（0.05A 〜 0.5A）
の
負荷応答
VOUT
200mV/DIV

VOUT
200mV/DIVINDUCTORCURRENT
500mA/DIVLOAD
CURRENT
200mA/DIV

VOUT
500mV/DIVINDUCTORCURRENT
500mA/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIVLOAD
CURRENT
500mA/DIVLOAD
CURRENT
500mA/DIV
500µs/DIVFRONT PAGE APPLICATION

3111 G24

500µs/DIVFRONT PAGE APPLICATION

5VIN から5VOUT、バーストからPWM への負荷応答
VOUT
200mV/DIVINDUCTORCURRENT
500mA/DIV
500µs/DIV

7.5VIN から5VOUT のスタートアップ
応答20µs/DIV

1.5MHz SYNC 信号のキャプチャとリリース

500µs/DIV

3111 G30

3111 G29

12VIN から5VOUT の SW1 およびSW2 の波形

SW1
10V/DIVINDUCTORCURRENT
500mA/DIVINDUCTORCURRENT
500mA/DIVILOAD = 500mA
L = 4.7µH
COUT = 22µF

1µs/DIV

SW2
5V/DIVPWM/SYNC
5V/DIV

VOUT
2V/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIVILOAD = 500mA
L = 4.7µH
COUT = 22µF

3111 G28

VOUT
200mV/DIV

RUN
5V/DIV

12VIN から5VOUT、PWM の VOUT
リップル

INDUCTORCURRENT
500mA/DIVILOAD = 50mA
L = 4.7µH
COUT = 22µF

3111 G27

3111 G26

VOUT
50mV/DIVPWM/SYNC
5V/DIVILOAD = 10mA
L = 4.7µH
COUT = 22µF

500µs/DIVFRONT PAGE APPLICATION

3111 G25

12VIN から5VOUT、Burst Mode の
VOUT リップル

VOUT
200mV/DIVINDUCTORCURRENT
500mA/DIV

12VIN から5VOUT（0.05A 〜 0.5A）の負荷応答

100µs/DIV

3111 G31

1µs/DIV

3111 G32

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

7

LTC3111
標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 5V、VOUT ＝ 5V。
VOUT の短絡に対する応答と回復

3.3VOUT のダイ温度の上昇と連続負荷電流、4 層デモボード（25 C）VCC の短絡に対する応答と回復
50

VCC
5V/DIV45
SOFT-START

VOUT
2V/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIV
1ms/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIV

3111 G33

DIE TEMPERATURE RISE (°C)

VOUT
2V/DIV

1ms/DIV

3111 G34

VIN = 2.7V

40

VIN = 12V

35
30
25

VIN = 5V

20
15
10
5
0

0

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0
LOAD CURRENT (A)3111 G35

5VOUT のダイ温度の上昇と連続負荷電流、4 層デモボード（25 C）

12VOUT のダイ温度の上昇と連続負荷電流、4 層デモボード（25 C）

60

80

DIE TEMPERATURE (°C)

DIE TEMPERATURE RISE (°C)

7050

VIN = 12V

40
VIN = 2.7V

30

VIN = 5V

20
10
0

60
50

VIN = 12V

40 VIN = 2.7V

VIN = 5V

30
20
10
0

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0
LOAD CURRENT (A)0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0
LOAD CURRENT (A)03111 G37

3111 G36

SW1、SW2 の最小“L”時間 と温度

SW1、SW2 の最小“L”時間とVCC
250

ILOAD = 300mA
SW1, SW2 MINIMUM LOW TIME (ns)SW1, SW2 MINIMUM LOW TIME (ns)

300
250

SW1, VIN = 4V
200
150

SW2, VIN = 6V

100
50
0

2

2.5

3

3.5
VCC (V)

4

4.5

5

230

ILOAD = 300mA

210

SW1, VIN = 4V

190
SW2, VIN = 6V

170
150
130
110
90
70
50
–50

3111 G38

050
100
TEMPERATURE (°C)

1503111 G39

3111fa8

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
ピン機能 （DFN/MSOP）
COMP（ピン1/ピン1）：エラーアンプの出力。このピンからFBに接続されたR-Cネットワークにより、電圧コンバータのルー
プ補償が設定されます。コンポーネントの選択の詳細については、「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。
FB（ピン2/ピン2）：帰還電圧の入力。VOUT 抵抗分割器のタップをこのピンに接続します。出力電圧は、次の式に従って
2.5V 〜 15Vの範囲で調節できます。
 R1
VOUT = 0.8V •  1+ 
 R2 

ここで、R1はVOUTとFBの間の抵抗、R2はFBとGNDの間の抵抗です。
SNSGND（ピン3/ピン3）：このピンはグランドに接続する必要があります。
RUN（ピン4/ピン4）：デバイスのイネーブルとディスエーブル、および個別の入力低電圧ロックアウト（UVLO）
しきい値の設定を行う入力。RUNピンを外部ロジック信号によってドライブすることにより、デバイスのイネーブルとディスエーブルを行うことができます。また、入力電源に接続された抵抗電圧分割器
によってこのピンの電圧を設定すると、次の式によって求められる高精度なオンおよびオフ（UVLO）
しきい値が得られます。
 R5 
VIN(RUN) = 1.2V •  1+ 
 R6 

RUNピンの電圧が公称 1.2Vを超えると、デバイスはイネーブ
ルされます。デバイスがイネーブルされた後、UVLOしきい値
は約 120mVの内部ヒステリシスを備えているため、RUNピンの電圧が公称 1.08Vを下回るとデバイスはオフになります。デバイスを継続的にイネーブルするために、RUNを絶対最大定
格までの入力電圧に直接接続することができます。このピンを未接続のままにしないでください。
VIN（ピン5/ピン5）：入力電源電圧。このピンは少なくとも10μFの低ESR、低ESLのセラミック・コンデンサを使ってグランド・プレーンにバイパスします。このコンデンサはできるだけピンの近くに配置し、グランド・プレーンへのリターン経路をできるだけ短くします。
SW1（ピン6/ピン6）：外部インダクタと内部スイッチAおよび
B がここに接続されます。

BST1（ピン7/ピン7）：Aスイッチ・ドライバの昇圧されたフロート・ドライバ電源。このピンとSW1の間に0.1μFのコンデンサを接続します。
BST2（ピン8/ピン10）：Dスイッチ・ドライバの昇圧されたフロート・ドライバ電源。このピンとSW2の間に0.1μFのコンデンサを接続します。
SW2（ピン9/ピン11）：外部インダクタと内部スイッチCおよび
D がここに接続されます。
：安定化出力電圧。このピンは低 ESR
VOUT（ピン10/ピン12）のセラミック・コンデンサに接続します。コンデンサはできるだ
けピンの近くに配置し、グランド・プレーンへのリターンを短くします。
NC（ピン11/ピン13）：接続されていません。このピンはグランドに接続する必要があります。
：安定化されたVCC 電源の外部コンデ
VCC（ピン12/ピン14）
ンサ接続。この電源は内部回路とスイッチ・ドライバを動作させるのに使われます。VCC は標準で最大4.2VまでVINをトラッ
キングしますが、VIN が 4.2Vを超えるとこの電圧に留まります。
このピンとGNDの間に1μFのセラミック・コンデンサを接続します。このピンは最大 5.5Vの外部電源に接続することができます。詳細については、このデータシートの
「動作」
のセクショ
ンの
「外部ソースによるVCC への給電」
を参照してください。
PWM/SYNC（ピン13/ピン15）：Burst Modeの制御および同期入力。負荷電流に関係なく、0.5V 未満のDC 電圧ではBurst
Mode 動作、1.5Vを超えると800kHzの固定周波数モードが指定されます。600kHzと1.5MHzの間のデジタル・パルス列を
このピンに与えると、内部発振器を無効にして動作周波数を設定します。パルス列の最小“H”時間と最小“L”時間は100nsを超えるようにします（Note 6）。LTC3111はBurst Mode 動作
で動作するとき電力能力を下げていることに注意してください。このピンを未接続のままにしないでください。
SGND（ピン14/ピン16）：信号グランド。RUNの入力電圧分割器と出力電圧分割器をSGNDで終端します。
PGND（露出パッドのピン15/ピン8、9、露出パッドのピン
17）：電源グランド。露出パッドはPCBに半田付けし、できるだ
け短く最小のインピーダンスの接続を介して電気的にグランドに接続する必要があります。

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

9

LTC3111
簡略ブロック図
4.7µH

BST1

VIN

SW1

SW2 VOUT

BST2

VCC

CIN

VCC

ADRV

DDRV

VCC

VCC

BDRV

CDRV

COUT

GND

GND

ADRV BDRV CDRV DDRVDRIVERS

RUN

STOP

VCC

+
–

IPEAK

5.8A

ILIMIT

3A

+
–

1.2V

+
–

0.8V

+
–

2.1V

+
–

2.35V

+
–

VIN

IZERO

LOGIC
VCC

+
–

START

VIN UVLOVCC UVLO–1A+–

VIN VOUT÷STARTREFERENCE

1.2V

ERROR AMP

FB
0.8V
SOFT-START
RAMP

COMP

800k
OSCILLATOR

PLL
PWM/SYNC

Burst Mode
OPERATION

4.2V
REGULATOR/
CLAMP

+
+
–

RUN

REVERSE
ILIM

+
–

0.1A

–
+

VCC

3111 BD

3111fa10

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
動作
はじめに

VOUT

LTC3111は、様々なアプリケーション向けに最適化された、入力範囲と出力範囲が拡張された1.5A同期整流式昇降圧 DC/
DCコンバータです。LTC3111は、入力電圧に対して出力電圧を高く、低くまたは等しく安定化することができる独自のスイッ
チング・アルゴリズムを利用しています。COMP 上のエラーアン
プ出力により、スイッチの出力デューティ・サイクルが決まります。RDS(ON) が小さくゲート電荷が少ない同期スイッチが、高効率でパルス幅変調制御を行います。また、Burst Mode 動作を使用すると、軽負荷時に高い効率を実現します。

低ノイズの固定周波数動作
発振器、フェーズロック・ループ
内部発振器回路は通常の動作周波数を800kHzに設定します。PWM/SYNCピンに与えられるパルス列により、内部フェー
ズロック・ループ回路を介して、動 作周波 数を600kHz 〜
1.5MHzにプログラムすることができます。正常な動作を保証するため、パルス列は、最小“H”状態または最小“L”状態が少なくとも100ns 必要です（「電気的特性」の「Note 6」を参照）。

LTC3111
R1

RFF
0.8V
FB

CFF

R2

RFB

CFB

VIN VOUT

+
–

÷

PWM
COMPARATORS

SW1
SW2

COMP
SGND

CPOLE

3111 F01

図 1．エラーアンプと補償ネットワーク

シートの「アプリケーション情報」のセクションを参照してください。
電流制限動作

LTC3111は、出力電圧レギュレーションを維持する制御ルー
プの周波数補償を行う高利得オペアンプを内蔵しています。
このループを安定させるため、アプリケーション回路に外部補償ネットワークを実装する必要があります。ほとんどのアプ
リケーションには図 1に示すようなタイプ IIIの補償ネットワー
クを推奨します。それは、コンバータのトランジェント応答を最適化する柔軟性を与えると同時に、出力電圧のDC 誤差を最小限に抑えるからです。

この昇降圧コンバータは2つの電流制限回路を備えています。
入力電流制限回路は、スイッチAの電流が標準 3Aを超えた
場合に電流を帰還分割器ネットワークに注入します。この帰還ループは利得が大きいので、この注入された電流は、スイッ
チAを流れる平均電流がほぼ電流制限値まで減少するまでエラーアンプの出力が低下するよう強制します。この入力電流制限回路はエラーアンプをアクティブ状態に保つので、電流制限フォールト状態が解消するとスムーズに回復しオーバーシュートを最小限に抑えます。電流制限はスイッチAを流れる
平均電流に基づいているので、電流制限時のピーク・インダク
タ電流は過電流状態でのデューティ・サイクル（つまり入力電
圧と出力電圧）に依存します。この電流制限機能が最も有効に働くには、FB からグランドへのテブナン抵抗が 100kΩを超えるようにします。

図 1に示すように、エラーアンプには内部アナログ除算器が接続されています。この除算器は、コンバータが降圧モードのときは入力電圧の逆数によって、また昇圧モードのときは出力電圧によってループ利得を調整し、入力電圧の変化に対する
ループ利得の変動を最小限に抑えます。これにより、補償ネッ
トワークの設計が簡素化され、入力電圧の全範囲でのトラン
ジェント応答が最適化されます。LTC3111のアプリケーション
での補償ネットワークの設計の詳細については、このデータ

入力電流制限回路の速度はコンバータ・ループの動特性によって制限されます。ハードな出力短絡では、入力電流制限
回路が応答する前に、インダクタ電流が入力電流制限値を超えてかなり増加する可能性があります。このため、ピーク電流
制限回路があり、スイッチAを流れる電流が入力電流制限値の約 190%を超えると、スイッチAをオフします。これにより、
短時間のハードな出力短絡に対する追加の保護が与えられます。

エラーアンプ

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

11

LTC3111動作
出力電圧に短絡が生じると、入力電流制限が通常動作の電流制限の約 2 分の1に減少します。
逆電流制限
固定周波数動作の間、スイッチDの逆電流コンパレータは
VOUTピンに入ってくる電流をモニタします。
この電流が1A（標準）を超えると、スイッチDはスイッチング・サイクルの残りの時
間オフします。この機能は、昇降圧コンバータの出力が安定化電圧より高い電圧に保たれる場合に、昇降圧コンバータを過度の逆電流から保護します。
内部ソフトスタート
LTC3111 昇降圧コンバータは、公称持続時間が 2msの独立した内部ソフトスタート回路を備えています。コンバータはソフ
トスタートの間レギュレーション状態を維持するので、この間に生じる出力負荷トランジェントに応答します。さらに、出力電圧の立ち上がり時間は、出力コンデンサのサイズや起動中の負荷電流にはほとんど左右されません。ソフトスタート回路はサーマル・シャットダウンの間にリセットされます。

熱に関する検討事項
LTC3111 が最大出力電力を供給できるようにするには、パッケージ内部で発生した熱を放散できるだけの十分な熱経路を確保することが不可欠です。これは、デバイス底部にある大きなサーマル・パッドをうまく活用することで実現できます。プ
リント回路基板のビアを多数使って、できるだけ面積の大きな銅プレーンにデバイスの熱を逃がすことを推奨します。
コンバータが連続的に大きな電力を供給する必要があるときや、高い周囲温度で動作する必要があるときは、LTC3111の効率と最大出力電流能力は低下します。出力電流がどの程度低下するかは、基板のグランド・プレーンやヒートシンクの面
積、周囲動作温度、
アプリケーションの入力電圧 /出力電圧などの要因に依存します。熱設計が良くないと過度の熱が生じ、性能や信頼性が損なわれることがあります。
「標準的性能特性」のセクションに記載されている温度上昇
曲線を目安として使って、周囲温度を超える接合部温度の上昇を予測することができます。これらの曲線は、図 4に示されている4 層 FR4デモボードのプリント回路基板のレイアウトに
LTC3111を実装して得られたものです。この曲線は室温で得られており、周囲温度が上昇すると、NチャネルMOSFETのRDS(ON) が温度とともに増加するため、熱上昇率が大きくなります。LTC3111のダイ温度は、Eグレードおよび Iグレードでは
125 C、Hグレードおよび MPグレードでは150 Cの最大接合部温度定格より下に保つようにします。
接合部温度が高くなり過ぎると（約 170 C）、入力電流制限が標準値から直線的に減少します。接合部温度が上昇を続けて約 175 Cを超えると、LTC3111はディスエーブルされます。
全てのパワーデバイスがオフし、全てのスイッチ・ノードが高イ
ンピーダンス状態になります。コンバータのソフトスタート回
路はサーマル・シャットダウンの間にリセットされ、過熱状態が解消するとスムーズに回復します。ダイの温度が約 170 Cに下がると、LTC3111は再起動します。

低電圧ロックアウト
LTC3111 昇降圧コンバータはVCC 電源が 2.35V（標準）に達するまでディスエーブルされ、全てのパワーデバイスはオフします。ソフトスタート回路は低電圧ロックアウトの間にリセットされ、入力電圧が低電圧ロックアウトしきい値を上回るとスムー
ズに再起動します。VIN が上昇方向 2.1V、下降方向 1.9V（標準）を下回ると、2 番目のUVLO 回路が全てのパワーデバイス
をディスエーブルします。これにより、スタートアップ後にVCC
が代替ソースまたはVOUT から給電されるアプリケーション
で、VIN の動作範囲を下げることができます。

インダクタの減衰
LTC3111 が ディスエ ーブル され るか（RUN＝0V）、Burst
Mode 動作でスリープに入ると（PWM/SYNC＝0V）、アクティ
ブ回路が SW1および SW2とGNDの間の1kΩ（標準）のイン
ピーダンスによってインダクタの電圧を減衰させて、リンギン
グとEMIを軽減します。

3111fa12

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
動作
PWM モードの動作
PWM/SYNCピンが“H”に保たれていると、LTC3111 昇降圧
コンバータは電圧モード制御を使った固定周波数パルス幅
変調（PWM）
モードで動作します。最大出力電流はPWMモー
ドでのみ利用可能です。独自のスイッチング・アルゴリズムにより、コンバータは、インダクタ電流の不連続を発生させることなく、降圧、昇降圧および昇圧の各モードの間を移行することができます。昇降圧コンバータのスイッチ・トポロジを図 2に
示します。
VIN

A

B

VOUT

L

このスイッチング・アルゴリズムにより、動作モード間のシーム
レスな移行が可能となり、全ての動作モードで平均インダクタ
電流、インダクタ電流リップル、およびループの伝達関数の不連続性が除去されます。これらの利点により、従来の4スイッ
チ昇降圧コンバータに比べて効率と安定性が向上します。

出力電圧のプログラミング
図 1に示すように、出力電圧は抵抗 R1および R2で構成される外付け抵抗分割器によって設定されます。抵抗分割器の値は次式に従って出力のレギュレーション電圧を決定します。
 R1
VOUT = 0.8V •  1+ 
 R2 

D

出力電圧の設定に加えて、R1の値は補償ネットワークの動作を制御する手段にもなります。この抵抗の値を変更するときは、それが補償ネットワークに与える影響を理解する必要があります。

C
3111 F02

図 2．昇降圧用スイッチのトポロジ

入力電圧が出力電圧よりかなり高いと、昇降圧コンバータは降圧モードで動作します。スイッチDは最大デューティ・サイク
ルでオンし、スイッチCはスイッチDをドライブするのに使われるBST2コンデンサの電圧をリフレッシュするのに十分な時間だけオンします。スイッチAとスイッチBはパルス幅変調され、出力レギュレーション電圧を維持するのに必要なデューティ・
サイクルを発生します。
入力電圧が出力電圧に近づくにつれ、スイッチング周期のうちスイッチAとスイッチD がオンする部分が長くなり、VIN から
VOUT への直接電流経路を与えます。スイッチBとスイッチCは、適切なレギュレーションの確保またはBST1とBST2のコ
ンデンサの充電、あるいはその両方に十分な時間だけオンします。内部制御回路が全ての動作モード（負荷電流によって変化する）の適切なデューティ・サイクルを決めます。
入力電圧が出力電圧をかなり下回ると、コンバータは昇圧
モードでのみ動作します。スイッチAは最大デューティ・サイク
ルでオンし、スイッチBはスイッチAをドライブするのに使われるBST1コンデンサの電圧をリフレッシュするのに十分な時間だけオンします。スイッチCとスイッチDはパルス幅変調され、出力電圧を安定化するのに必要なデューティ・サイクルを発生します。

さらに、抵抗分割器のテブナン等価抵抗によって入力電流制限の利得が制御されます。このループ内で十分な利得を維持するために、テブナン抵抗を100kΩより大きくすることを推奨します。
RUNピンのコンパレータ
RUNピンは、デバイスをイネーブルするロジック・レベル入力として機能するほか、高精度内部コンパレータを備えているので、外付け抵抗分割器を追加することにより、個別の上昇時
および下降時のオン/オフしきい値を設定するのに使用できます。RUN がロジックしきい値（標準 0.8V）
より上に駆動されると、LDOレギュレータがイネーブルされ、これによりデバイスの内部制御回路に電力が供給されます。RUNの電圧がさらに増加してRUNコンパレータの高精度アナログしきい値（標準 1.2V）
を超えると、昇降圧コンバータのすべての機能がイ
ネーブルされ、起動シーケンスが開始されます。
RUN が高精度コンパレータのしきい値を下回ると、昇降圧コ
ンバータはスイッチングを停止しますが、RUN がロジックしき
い値を下回らない限り、LDOレギュレータと制御回路は給電されたままです。したがって、デバイスを完全にシャットダウン
するには、RUNを0.3Vのワーストケースの最低ロジックしきい値よりも下げる必要があります。RUNは高電圧入力であり、

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

13

LTC3111動作
入力電源が接続されている場合、VIN に直接接続してデバイスを継続的にイネーブルすることができます。RUNの電圧が15Vの動作範囲内である限り、RUNピンはVIN またはVOUT
を超えて駆動することができます。
図 3に示すオプションの抵抗分割器を追加することにより、
RUNピンを使用して、プログラム可能なオンしきい値とオフしきい値を設定できます。
VIN
R5

1.2V
RUN

R6

–
+

LTC3111ENABLE SWITCHING

ACCURATE
THRESHOLD
0.8V

–
+

ENABLE SWITCHING LDO
AND CONTROL CIRCUITSLOGICTHRESHOLD
3111 F03

図 3．RUN の高精度コンパレータ

この昇降圧コンバータは、RUNの電圧が 1.2V（公称）に達す
るとイネーブルされます。したがって、VIN のオン電圧しきい値は、次の式から得られます。
 R5 
VIN(RUN) = 1.2V •  1+ 
 R6 

コンバータがイネーブルされると、RUNコンパレータは約120mVの内部ヒステリシスを備えているため、オフしきい値はオンしきい値より約 10% 低くなります。言い換えると、デバイス
がイネーブルされた後、RUNコンパレータの内部しきい値レベルは1.08Vのように見えます。
RUNコンパレータは比較的ノイズの影響を受けにくい部品
ですが、PCBレイアウト、R5とR6の非常に大きな抵抗値、またはノイズを発生する部品への近接が原因で、ノイズ・ピック
アップが不可避となり、デバイスのオンとオフが中断される問題が生じる場合があります。そのような場合、R6の両端にフィルタ・コンデンサを追加して、正しい動作を確保できます。

外部ソースによるVCC への給電
LTC3111のVCC レギュレータは最大 5.5Vの外部ソースから給電またはバックフィードすることができます。4.2Vを超える
電圧からVCC にバックフィードする利点は、効率が向上することです。5VOUT のアプリケーションの場合、「標準的応用例」のセクションのアプリケーション回路に示すように、外付けの低電流ショットキ・ダイオードを使用してVOUT からVCC に簡
単に給電することができます。
また、VCC へのバックフィードは、スイッチ・ピンのアンチクロス
導通時間を減少させることにより、インダクタがゼロ電流を通過するとき生じる軽負荷 PWMモードの出力電圧リップルを改善します。VOUT からVCC に給電することの欠点は、「標準的性能特性」に示されているように、（VIN からVCC に給電するのに比べて）Burst Mode 動作で低入力電圧のとき無負荷時の静止電流が増加することです。
Burst Mode 動作
PWM/SYNCピンを“L”に維持すると、昇降圧コンバータは、
軽負荷時の効率を改善しゼロ負荷時のスタンバイ電流を減らすように設計された可変周波数スイッチング・アルゴリズムを使って動作します。Burst Mode 動作では、インダクタはピーク
振幅が固定された電流パルスによって充電されるので、Burst
Mode 動作のときは最大出力電流の一部分だけを供給することができます。
これらの電流パルスは出力レギュレーション電圧を維持するのに必要な頻度で繰り返されます。Burst Mode 動作で供給可能な最大出力電流（IMAX）
は、次式で近似されるように入力電圧と出力電圧に依存します。


I
VIN
IMAX = PK • η• A
2
 VIN + VOUT 

ここで、IPK はアンペアを単位とするBurst Modeのピーク電流制限（標準 0.8A）
で、ηは効率です。
昇降圧コンバータの負荷が Burst Modeの最大電流能力を超えると、出力レールがレギュレーションを失います。Burst
Mode 動作では、エラーアンプは低消費電力動作に設定され、補償ピン（COMP）
をホールドするのに使われて、Burst Mode
動作とPWMモード動作の間の移行時に生じる過渡を減らします。

3111fa14

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
アプリケーション情報
LTC3111の基本的なアプリケーション回路は、このデータ
シートの最初のページに記載されています。外部部品の選択
は、PCBの面積、出力電圧、出力電流、リップル電圧、効率な
どのトレードオフにより、それぞれ特定のアプリケーションで必要とされるデバイスの性能に依存します。ここでは、外付け部品の選択とアプリケーション回路の設計に役立ついくつかの基本的ガイドラインと検討事項について説明します。
インダクタの選択
高効率を達成するには、昇降圧コンバータに低 ESRのインダクタを利用します。さらに、昇降圧用のインダクタは、飽和電流定格がワーストケースの平均インダクタ電流にリップル電流の2 分の1を加えた電流を超えている必要があります。降圧
または昇圧モード動作のピーク・トゥ・ピーク・インダクタ電流
リップルは次式で計算できます。
∆IL(P-P_BUCK) =ドの場合、特に大きな昇圧比では、出力電流能力は電力段の総抵抗損失によっても制限されます。これらにはスイッチ抵
抗、インダクタ抵抗およびPCBのトレース抵抗が含まれます。
DC 抵抗が大きいインダクタを使用すると、出力電流能力が、このデータシートの「標準的性能特性」のセクションのグラフに示されている値から低下することがあります。
インダクタのコア材と種類により、所定の電流定格でのインダクタのサイズと価格が異なります。シールドされた構造は、他の回路との干渉の可能性を最小限に抑えるので一般に適しています。インダクタの種類の選択は、価格、サイズ、および
特定のアプリケーションのEMIに対する要件に依存します。
LTC3111 昇降圧コンバータの多くのアプリケーションに最適なインダクタの例を表 1に示します。各ファミリ内では（つまり、一定のサイズでは）、一般にインダクタンスの増加とともにDC
抵抗は増加し、最大電流は減少します。

VOUT  VIN – VOUT   1
• •  f – tLOW 
L 
VIN

表 1．昇降圧用の代表的な表面実装インダクタ

VIN  VOUT – VIN   1••  – tLOW L  VOUT  f

Coilcraft
LPS6225
LPS6235

4.7
6.8

Cooper-Bussmann
FP3-8R2-R
CD1-150-R∆IL(P-P_BOOST) =ここで、fはHzを単位とするスイッチング周波数、Lはヘンリーを単位とするインダクタの値、tLOW は秒を単位とするスイッチ・ピンの最小“L”時間（標準 160ns）
です。
出力電流リップルへの影響以外に、インダクタの値は帰還ループの安定性にも影響を与えます。昇圧モードの場合、コンバータの伝達関数には、インダクタの値に反比例する周波数に右半平面のゼロが存在します。その結果、インダクタの値が大きいと、帰還ループの位相マージンを低下させるのに十分なほど低い周波数に、このゼロが移動することがあります。コンバータを昇圧領域で使用する場合は、15μH 未満のインダクタ値を選択することを推奨します。800kHz 動作では、
5VOUT には4.7μHのインダクタ、12VOUT には10μHのインダクタを推奨します。
インダクタのDC 抵抗は、低い入力電圧で昇降圧コンバータの効率および最大出力電流能力に影響を与えることがあります。降圧モードでは、出力電流は、インダクタ電流が電流制限値に達することによってのみ制限されます。ただし、昇圧モー

最大ＤＣ
電流（A）

サイズ（mm）
W L H

65
75

3.2
2.8

6.2 × 6.2 × 2.5
6.2 × 6.2 × 3.5

8.2
15

74
50

3.4
3.6

7.3 × 6.7 × 3.0
10.5 × 10.4 × 4.0

スミダ電機
CDRH8D28/HP
CDRH8D28NP

10
4.7

78
24.7

3.0
3.4

8.3 × 8.3 × 3.0
8.3 × 8.3 × 3.0

東光
B1047AS-6R8N
B1179BS-150M

6.8
15

36
56

2.9
2.7

7.6 × 7.6 × 5.0
12.0 × 12.0 × 6.0

Würth7447789004
744311470

4.7
4.7

33
19.5

2.9
6

7.3 × 7.3 × 3.2
6.9 × 6.9 × 3.8

製品番号

DCR
値（μH） （mΩ）

出力コンデンサの選択
出力電圧リップルを最小限に抑えるため、昇降圧コンバータの出力には低 ESRの出力コンデンサを使用します。X5RとX7Rの誘電体の積層セラミック・コンデンサはESR が小さく、実装面積の小さいものが入手できるので最適です。十分大きな値のコンデンサを選択して出力電圧リップルを許容レベル

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

15

LTC3111
アプリケーション情報に下げます。所与の出力電圧リップルに対して必要な最小出力コンデンサは（コンデンサのESRおよび ESLを無視すると）次の式を使って計算できます。
I•t∆VP-P(BUCK ) = LOAD LOW
COUT∆VP-P(BOOST ) =ILOAD  VOUT – VIN + tLOW • f • VIN •f •COUT 
VOUT

ここで、fはHzを単位とする周波数、COUT はμFを単位とする
出力容量、ILOAD はアンペアを単位とする出力電流、tLOW は秒を単位とするスイッチ・ピンの最小“L”時間（標準 160ns）
です。
出力コンデンサの両端に生じる出力リップルに加えて、出力コ
ンデンサの内部抵抗の両端にも出力リップルが生じます。ESRによって発生する出力電圧リップルは、出力コンデンサの直列抵抗に比例し、次の式で与えられます。
I•R∆VP-P(BUCK ) = LOAD ESR ≅ILOAD •RESR
1– tLOW • f
•R
•V
•R
•V
I
I
∆VP-P(BOOST ) = LOAD ESR OUT ≅ LOAD ESR OUT
VIN (1– tLOW • f )VIN

ここで、RESR は出力コンデンサの直列抵抗であり、他の全ての項は既に定義済みです。
入力コンデンサの選択
少なくとも10µFの容量を持つ低 ESRのセラミック・コンデンサを、できるだけVIN ピンの近くに取り付けることを推奨します。
さらに、ピンからグランド・プレーンへのリターン・トレースをできるだけ短くします。コンバータからバッテリまたは電源への浮遊抵抗を最小限に抑えることが重要です。LTC3111をバッテリまたは電源に接続するケーブル配線が必要な場合は、ケーブルのインダクタンスによって発生するリンギングを減衰させるために、高 ESRのコンデンサまたは低 ESRコンデンサ付き直列抵抗を、低 ESRのコンデンサと並列に接続しなければならない場合があります。

コンデンサ・メーカーに関する情報
LTC3111に使われる入力バイパス・コンデンサと出力コンデン
サは両方とも低 ESRのもので、スイッチング・コンバータが発生する大きなAC 電流を扱うように設計されている必要があります。これはデバイスの適切な動作を維持し、入力/出力リップルを減らすのに重要です。最近の低電圧セラミック・コンデ
ンサの多くは、DC バイアス電圧が上昇するにつれ、容量が定格値から大きく減少します。たとえば、小型表面実装セラミッ
ク・コンデンサがその定格電圧近くで動作するとき、その定格
容量の50% 以上を失うことは珍しくありません。そのため、場合によっては、最大動作電圧で意図する容量を実現させるため、大きな値の容量や必要以上にケース・サイズの大きいコン
デンサを使用する必要があります。詳細については、コンデン
サ・メーカーの「容量とDC バイアス電圧」の曲線を参照してください。
表 2に示すコンデンサは、LTC3111のアプリケーション回路に最適な小型表面実装セラミック・コンデンサの例です。温度に対する容量低下を最小限に抑えるため、示されている全てのコンデンサはX5RまたはX7Rの誘電体のものです。
表 2．代表的なバイパス・コンデンサおよび出力コンデンサ
値
（μF）

電圧
（V）

サイズ（mm）L W H（実装面積）

AVX
12103D226MAT2A

2225

3.2 × 2.5 × 2.79
X5R セラミック

Kemet
C220X226K3RACTU

2225

A700D226M016ATE030

22

16

5.7 × 5.0 × 2.4
X7R セラミック
7.3 × 4.3 × 2.8
Al Poly、25mΩ

村田製作所
GRM32ER71E226KE15L

22

25

3.2 × 2.5 × 2.5
X7R セラミック

Panasonic
ECJ-4YB1E226M

2225

3.2 × 2.5 × 2.5
X5R セラミック

三洋
25SVPF47M

47

25

6.6 × 6.6 × 5.9
OS-CON、30mΩ

Vishay94SVPD476X0035F1247

3510.3 × 10.3 × 12.6
OS-CON、30mΩ

製品番号3111fa16

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
アプリケーション情報
PCBレイアウトに関する検討事項
LTC3111は大きな電流を高い周波数でスイッチングします。ノ
イズのない安定した効率の良いアプリケーション回路にするには、PCBのレイアウトに特に注意する必要があります。図 4に代表的なPCBのレイアウトを示し、いくつかの主要な検討事項を示します。主なガイドラインを以下に説明します。
1. 全ての循環する高電流経路をできるだけ短くします。これは図中の円で囲まれた全ての部品への配線をできるだけ短くかつ幅広くすることによって実現できます。コンデンサのグランドはできるだけ短い配線を通し、ビアを使ってグランド・プレーンに接続します。VIN のバイパス・コンデンサはできるだけデバイスの近くに配置し、グランドへの経路をできるだけ短くします。

2. 露出パッドはLTC3111の電力グランド接続です。多数のビアでバックパッドを直接グランド・プレーンに接続します。さらに、バックパッドに接続されるメタルを最大にすると熱環境が改善され、デバイスの電力処理能力も改善されます。
3. 円で囲まれた部品とそれらの接続は全て完全なグランド・
プレーン上に配置し、ループの断面積を最小限に抑えます。これにより、EMI が最小限に抑えられ、誘導性の電圧降下が減ります。
4. 全ての円で囲まれた部品への接続をできるだけ幅広くして直列抵抗を減らします。これにより、効率が改善され、昇降
圧コンバータの出力電流能力が最大化されます。

THERMAL AND
PGND VIAS
CIN

COUT

CBST1

CBST2

図 4a．PCB の例のトップ /ファブリケーション層

図 4b．PCB の例のボトム/ファブリケーション層

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

17

LTC3111
アプリケーション情報
5. 大きな循環電流が出力電圧検出を妨げないように、デバイスの近くに電力接続から離して配置したビアを使って、各抵抗分割器のグランドをグランド・プレーンに戻します。
6. 抵抗分割器から帰還ピン（FBピン）への接続はできるだけ短くし、スイッチ・ピンの接続からできるだけ離します。
7. 利用可能であれば内部の銅層で交差接続を行います。交差接続をグランド・プレーン上に配置する必要がある場合
は、グランド・プレーン上のトレースをできるだけ短くして、
グランド・プレーンへの影響を最小限に抑えます。
降圧モードの小信号モデル
LTC3111は電圧モード制御ループを使って出力電圧のレ
ギュレーションを維持します。外部補償されたエラーアンプ
はCOMPピンをドライブして、パワースイッチの適切なデュー
ティ・サイクルを発生します。外部補償ネットワークを使用する
ことにより、広い範囲の出力電圧、スイッチング周波数、および LTC3111 がサポートする外付け部品の値に対する閉ループ特性を柔軟に最適化できます。
昇降圧コンバータの小信号伝達関数は降圧モードと昇圧モードの動作で異なるので、両方の動作領域で確実に安定するように注意する必要があります。高い入力電圧から低い
出力電圧に降圧する場合、コンバータは降圧モードで動作し、エラーアンプの出力COMP からコンバータの出力電圧への小信号伝達関数は次式で与えられます。
VO

VCOMP BUCK

1+= GBUCK1+s2 • π • fZ

 s 
s
+
2 • π • fO •Q  2 • π • fO 2

利得の項 GBUCK は、次の式で与えられるアナログ除算器の利得、パルス幅変調器の利得、および電力段の利得の3つの異なる要素からなります。ここで、VIN はコンバータの入力電圧、fはスイッチング周波数、Rは負荷抵抗、tLOW はスイッチ・ピンの最小“L”時間（標準で160ns）です。パラメータRS は電力段の平均直列抵抗を表しており、平均パワースイッチ抵抗の2倍とインダクタのDC抵抗の和で近似することができます。
GBUCK = GDIVIDER •GPWM •GPOWERGDIVIDER =18
VIN

GPWM = 2.5 • (1– tLOW • f )GPOWER =VIN •R
(1– tLOW • f ) • (R+RS )アナログ除算器の利得によって電力段の入力電圧への依存が解消される点に注意してください。その結果、降圧モードの利得は次式で与えられる定数によって近似されます。
GBUCK = 45 •R
≅ 45 = 33dB
R+RS

降圧モードの伝達関数は、出力コンデンサのESRによって生じる単一のゼロを有します。ゼロ周波数 fZ は次式で与えられます。ここで、RCとCO はそれぞれ出力フィルタ・コンデンサのESRと値です。
fZ =1
2 • π •RC •CO

ほとんどのアプリケーションでは、出力電圧リップルを許容レ
ベルに下げるため、ESR が非常に小さい出力コンデンサが使用されます。コンデンサのESRのこのように小さい値は非常に高い周波数のゼロを生じるので、このゼロは帰還ループの補償に大きな影響を与えるには一般に周波数が高すぎます。降圧モードの伝達関数の分母は電力段のLCフィルタによって生じる1 対の共振ポールを示しています。電力段の共振周波数 fO は次式で与えられます。ここで、Lはインダクタの値です。
fO =

R +RS
1
1
•
≅
2 • π L •CO (R+RC ) 2 • π • L •CO

3111fa18

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
アプリケーション情報
クオリティ・ファクタQは電圧ループの補償に大きく影響します。高いQファクタによって共振周波数の近くで位相が急激に遅延するからです。クオリティ・ファクタは電力段の減衰量に対して反比例の関係にあり、電力段の平均直列抵抗RSによって大きく影響されます。RS の値が小さいとQ が増加して共振周波数の近くで位相が急激に遅延するので、位相ブーストを強めるか、または適切な位相マージンを維持するために帯域幅を狭める必要があります。
Q=≅

L •CO (R +RC ) • (R +RS )GDIVIDER =GPOWER =18
VOUT

VOUT 2(1– tLOW • f ) • VIN

個々の項を結合することにより、昇圧モードの総利得は次式にまとめることができます。降圧モードの場合とは異なり、昇圧モードの利得は入力電圧と出力電圧両方の関数であることに注意してください。

R •RC •CO +L +CO •RS • (R +RC )
L •CO
L
+C •R
R O S

V
GBOOST = 45 • OUT
VIN

昇圧モードの小信号モデル
低い入力電圧から高い出力電圧に昇圧する場合、昇降圧コ
ンバータは昇圧モードで動作し、制御電圧 VCOMP から出力電圧への小信号伝達関数は次式で与えられます。
VO=G
VCOMP BOOST BOOST

昇圧モードの利得 GBOOST は、アナログ除算器、パルス幅変調器、電力段の3つの要素からなります。PWMの利得は降圧モード動作と同様ですが、昇圧モードのアナログ除算器と電力段の利得は次式で与えられます。



s  
s
 1+ 2 • π • f  •  1– 2 • π • fZ
RHPZ 
 s 
s
+
1+
2 • π • fO •Q  2 • π • fO 

2

昇圧モード動作では、降圧モードと同様に、1 対の共振ポー
ルと出力コンデンサのESRによって生じる1 個のゼロによって伝達関数の特性が決まります。ただし、これらに加えて右半平
面のゼロがあり、高い周波数では利得が増加し、位相が遅延します。したがって、十分な位相マージンを維持するため、昇圧モード動作のクロスオーバー周波数は一般に降圧モードの場合より低く設定する必要があります。

昇圧モード動作では、右半平面のゼロの周波数 fRHPZ は次式で与えられます。右半平面のゼロの周波数は高負荷および大きなインダクタでは減少します。
R • (1– tLOW • f ) • VIN
2 • π •L • VOUT 22fRHPZ −

2

昇圧モードでは、次式で示されているように、電力段の共振
周波数は入力電圧と出力電圧に依存します。
R • VIN2
VOUT 2
1
1
V
1
fO =
•
≅
• IN •
2 • π L •CO • (R+RC ) 2 • π VOUT
L •CO
RS +

最後に、昇圧モード動作の電力段のクオリティ・ファクタの大
きさは次式で与えられます。
R • VIN2 L •CO •R •  RS +VOUT 2 Q=
L +CO •RS •R

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

19

LTC3111
アプリケーション情報
電圧ループの補償

GAIN

図 5のボード線図に示すように、
エラーアンプの出力COMP から出力電圧への伝達関数の特性は、1 組の共振ポールと出力コンデンサのESRによって生じる可能性のある1 個のゼロによって決まることを、LTC3111の小信号モデルは明らかにしています。昇圧モード動作では、右半平面に追加のゼロがあり、高い周波数では位相遅延を生じて利得が増加します。一般に、ループのクロスオーバー周波数が十分低くて右半平面のゼロによる位相の遅延が最小限に抑えられるように、
補償ネッ
トワークは設計されます。降圧モードの低周波数利得は一定
ですが、昇圧モードではVINとVOUT の両方に伴って変化します。

–40dB/DEC–20dB/DEC
PHASE

BUCK MODE
BOOST MODE

充電など最適化された出力電圧の過渡応答を必要としない
アプリケーションでは、図 6に示すようなシンプルなタイプ I の補償ネットワークを使って電圧ループを安定化することができます。十分な位相マージンを確保するため、制御ループのク
ロスオーバー周波数が共振周波数より十分低くなるようにエラーアンプの利得を十分小さくする必要があります。

fO

3111 F05

図 5．昇降圧コンバータのボード線図

VOUT

LTC3111R1

ほとんどのアプリケーションでは、タイプ Iで補償されたループが狭帯域なので、十分なトランジェント応答性能が得られません。広い帯域幅の帰還ループを実現し、トランジェント応答を最適化し、出力コンデンサのサイズを最小限に抑えるには、
図 7に示すようなタイプ IIIの補償ネットワークが必要です。
タイプ IIIの補償ネットワークのボード線図を図 8に示します。
タイプ IIIの補償ネットワークは原点近くのポールを与え、DCで非常に高いループ利得を生じ、レギュレーション電圧の定常状態の誤差を最小限に抑えます。fZERO1とfZERO2 に位置す
る2 個のゼロは十分な位相ブーストを与えるので、ループのク
ロスオーバー周波数を電力段の共振周波数 fOより上に設定することができます。タイプ IIIの補償ネットワークは2 番目と3番目のポールも生じます。周波数 fPOLE2 に位置する2 番目のポールはエラーアンプの利得をゼロ勾配に減少させて、ループのクロスオーバーが高すぎる周波数に拡張するのを防ぎます。周波数 fPOLE3 に位置する3 番目のポールは高周波スイッ
チング・ノイズを減衰させます。

fRHPZ

0.8V
FB
C1

R2

+
–

COMP
SGND
3111 F06

図 6．タイプ I の補償を備えたエラーアンプ

VOUT

R1

LTC3111

RFF

0.8V
FB

CFF

R2

RFB
CPOLE

CFB

+
–

COMP
SGND
3111 F07

図 7．タイプ III の補償を備えたエラーアンプ

3111fa20

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
アプリケーション情報
タイプ IIIの補償ネットワークのポールとゼロの周波数は以下の式を使って計算することができます。ここで、すべての周波数の単位はHz、抵抗の単位はオーム、容量の単位はファラッ
ドです。

GAIN
–20dB/DEC–20dB/DEC

PHASE
fZERO1fPOLE2 fPOLE3

f

fZERO1 =1
2 • π •RFB •CFB

fZERO2 =1
1≅
2 • π (R1+RFF ) •CFF 2 • π •R1•CFF

fPOLE2 =3111 F08

fZERO2

図 8．タイプ III の補償のボード線図

補償されたタイプ IIIのエラーアンプの、抵抗分割器の入力か
らエラーアンプの出力COMPへの伝達関数は次のとおりです。

VCOMP= GCOMP •VOs 1+ 2 • π • f s •  1+ 2 • π • fss •  1+ 2•π • f s •  1+ 2 • π • f

ZERO1

POLE2

ZERO2




POLE3




補償利得は次式で与えられます。CFB は一般にCPOLEよりはるかに値が大きいので、ほとんどの場合、簡単な近似値で十分高精度です。
GCOMP ≅

1
1≅
R1• (CFB +CPOLE ) R1•CFB

fPOLE3 =1
1≅
CFB •CPOLE2•π•RFB •CPOLE2•π ••R
CFB +CPOLE FB
1
2 • π •RFF •CFF

ほとんどのアプリケーションでは、ループのクロスオーバー周
波数が電力段の共振周波数を上回っても、昇圧モードの右半平面のゼロを十分下回るように補償ネットワークが設計され、追加の位相遅延を最小限に抑えます。クロスオーバー周
波数が決定されると、位相マージンを最大にするため、補償
ネットワークによって与えられる位相ブーストはそのポイントを中心にします。ゼロと高次のポールの周波数が大きく離れていると、大きなピーク位相ブーストが与えられますが、エラーアン
プの利得も増加して、ループのクロスオーバー周波数を押し上げることがあります。

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

21

LTC3111
アプリケーション情報
電力段のQはどれだけ急速に電力段の180 の位相遅延が生じるかを決定するので、このQは補償ネットワークの設計に大きく影響する可能性があります。直列抵抗RS の値が非常に小さいとQ が大きくなり、急峻な位相遅延が生じます。このような場合、共振周波数より上で電力段の位相は急速に–180 に遅延し、総位相マージンは補償ネットワークによって与える必要があります。ただし、電力段の損失が大きい（RS が大きい）と、Qファクタは小さくなり、位相遅延は徐々に生じます。その結果、電力段の位相はクロスオーバー周波数で–180 にそれほど近づかず、補償ネットワークに要求される位相ブーストは小さくなります。
LTC3111のエラーアンプは、スイッチング・ノイズを除去してそれが制御ループに干渉するのを防ぐため、固定最大帯域幅になるように設計されています。周波数領域の観点からは、
図 9に示されているように、これは追加のシングル・ポールと見ることができます。このポールの公称周波数は400kHzです。
約 60kHzより下の標準的ループのクロスオーバー周波数の場合、この追加ポールが寄与する位相は微小です。ただし、クロスオーバー周波数の高いループでは、この追加の位相遅延を考慮に入れて補償ネットワークを設計します。

周波数が選択されています。このアプリケーションでは、最大インダクタ電流リップルは最大入力電圧で発生します。ワース
トケースのインダクタ電流リップルをピーク・トゥ・ピークで1A未満に制限するため、4.7µHのインダクタの値が選択されています。値が 22µFの低 ESR出力コンデンサが指定され、（ワース
トケースの昇圧比と最大負荷電流で生じる）約 20mVのワー
ストケースの出力電圧リップルを生じます。まとめると、このLTC3111のアプリケーションの電力段の主な仕様は以下のとおりです。
f = 0.8MHz、tLOW = 160ns
VIN = 3.5V ～ 15V
VOUT = 5V、R = 10Ω
COUT = 22µF、RC = 10mΩL = 4.7µH、RL = 25mΩRS = 200mΩ

図 9．内部ループ・フィルタ

電力段のパラメータが規定されたので、補償ネットワークを設計することができます。ほとんどのアプリケーションでは、最も補償の困難な箇所は最大の昇圧比および最大の負荷電流での昇圧モード動作です。この条件では、周波数が最小の右半平面のゼロが発生し、そのため位相が最も遅延するからです。したがって、妥当な方法として、このワーストケースの箇所
で補償ネットワークを設計し、他の動作条件全体で十分な位相マージンが存在することを検証します。この応用例（VIN＝3.5V、最大 500mAの負荷電流）では、右半平面のゼロは136kHzに位置し、これが制御ループの帯域幅を決定する支配的要素になります。

このセクションでは、LTC3111の標準的なアプリケーション回路の補償ネットワークの設計を例を使って説明します。この例
では、3.5V 〜 15Vの範囲の入力電力源から500mAの負荷に給電する能力のある5V 安定化出力電圧を発生します。スイッ
チング損失を減らすため、この例では800kHzのスイッチング

補償ネットワークの設計の最初のステップとして、補償される
ループの目標クロスオーバー周波数を決定します。妥当な出発点として、補償ネットワークは約 60 のピーク位相ブーストを発生するとします。
したがって、
60 の位相マージンを得るため、
ループのクロスオーバー周波数 fC を、そこで昇降圧コンバー
タの位相が­ 180 に達する周波数として選択します。その結果、ループのクロスオーバー周波数では、以下に示すように、

LTC3111
0.8V
FB

+
–

RFILT
CFILT

COMP
3111 F09

ループ補償の例

3111fa22

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
アプリケーション情報
合計された位相は単にエラーアンプによって与えられる60 の位相になります。
位相マージン＝ϕBUCK–BOOST ＋ϕERRORAMPLIFIER ＋180＝–180 ＋60 ＋180 ＝60
同様に、45 の位相マージンが必要であれば、目標とするク
ロスオーバー周波数は、そこで昇降圧コンバータの位相が–195 に達する周波数を選択して、クロスオーバー周波数での合計位相が望みの45 の位相マージンになるようにします。
この例では、パラメータのばらつきや動作条件の変動にわたって適切な性能が得られるように、60 の位相マージンで設計します。その結果、目標クロスオーバー周波数 fC はそこで昇降圧コンバータの位相が –180 に達するポイントになります。この周波数を解析的に求めることは、電力段の共振のQファクタに大きく影響されるため、一般に困難です。そのため、
図 10に示すように、昇降圧コンバータのボード線図から求めるのが最善です。このボード線図は前に規定した電力段のパラメータを使ったLTC3111 昇降圧コンバータのものであり、LTspice® ソフトウェアを使って小信号モデルの式から作成しました。この場合、位相は40kHzで–180 に達するので、fC ＝40kHzが補償ループの目標クロスオーバー周波数になります。

40

90

30

45
GAIN

20

–45

PHASE

0

–90

–10

–135

–20

–180

–30
–40

100

1k

10k

設計プロセスのこの時点で、補償ネットワークに対して設定された3つの制約があります。利得はfC＝40kHzで–13.5dB、
ピー
ク位相ブーストは60 、位相ブーストの中心はfC ＝40kHzでなければなりません。これらの目標を満たす補償ネットワーク
を設計する1つの方法として、このデータシートの表紙に示されている標準的補償ネットワークの補償エラーアンプのボード線図をLTspiceでシミュレーションします。次に、要求される制約を満たすまで、利得、ポール周波数およびゼロ周波数を繰り返し調整することができます。代わりに、解析的手法を使って、望みの位相ブースト、中心周波数および利得を備えた補償ネットワークを設計することができます。タイプ IIIの補償ネットワークは自由度が大きいため、この手順は一般に容易ではありません。ただし、両方の補償のゼロが同じ周波数
fZ で生じ、両方の高次ポール（fPOLE2とfPOLE3）が共通の周
波数 fP で生じると仮定することにより、設計プロセスを簡素化することができます。ほとんどの場合、これは妥当な仮定です。
ゼロは一般に1kHzと10kHzの間に位置し、ポールは一般にはるかに高い周波数で互いに近くに位置するからです。これを仮定すると、補償エラーアンプによって与えられる最大位相ブーストは、次式で示されるように、単にポールとゼロの間隔によって決まります。
φMAX = 4 • arctan fP – 270°
fZ –255

fC = 40kHz
10

(DEG)

(dB)

10

0

図 10のボード線図から、目標クロスオーバー周波数での電力段の利得は13.5dBです。したがって、この周波数を補償されたループのクロスオーバー周波数にするため、fC での全ループ利得を0dBに調整する必要があります。これを達成するため、補償ネットワークの利得を、クロスオーバー周波数で–13.5dBに設計する必要があります。

100k

–270
1M

(Hz)
3111 F10

図 10．コンバータのボード線図、VIN ＝ 3.5V、VOUT ＝ 5V、R ＝ 10Ω

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

23

LTC3111
アプリケーション情報
妥当な選択として、ポールの周波数 fP がゼロの周波数 fZ の50倍になるように選択します。これにより、前に仮定したように、
約 60 のピーク位相ブーストが与えられます。次に、ピーク位相が目標クロスオーバー周波数で生じるように位相ブーストの中心を定める必要があります。最大位相ブーストの周波数
fCENTER は、次のようにポール周波数とゼロ周波数の相乗平均になります。
fCENTER = fP • fZ = 50 • fZ ≅ 7 • fZ

したがって、ポールとゼロ周波数の間に50 倍の開きがある場
合に位相ブーストの中心を定めるには、以下の式で与えられているように、ゼロをクロスオーバー周波数の1/7に位置させ、ポールをクロスオーバー周波数の7 倍に位置させます。
f 40kHzfZ = C == 5.71kHz
7
7
fP = 7 • fC = 7 • 40kHz = 280kHz

ポールとゼロのこの配置により、クロスオーバー周波数 fC を中心とした60 のピーク位相ブーストが生じます。次に、望みの目
標クロスオーバー周波数を実現するため、最大位相ブースト・
ポイントでの補償ネットワークの利得 GCENTER を–13.5dBに設定する必要があります。位相利得のポイントでの補償されたエラーアンプの利得は次式で与えられます。

2 • π • fP
 dB
GCENTER = 10 •log  ( 2 • π • fZ )3 • (R1•CFB )2 

ポール周波数とゼロ周波数の間の50 倍の開きを仮定すると、上式は次式に簡略化されます。

50
GCENTER = 20 •log dB 2 • π • fC •R1•CFB 

この式は補償部品の値の決定に必要な1 組の制約をすべて満たします。特に、2つのゼロ（fZERO1とfZERO2）は5.71kHzの 近くに位 置させます。2つのポール（fPOLE2とfPOLE3）は280kHzの近くに位置させ、クロスオーバー周波数の利得
GCENTER ＝ –13.5dBとなるように利得を設定します。
補償部品の値を定める最初のステップとして、抵抗分割器を流れる暗電流を許容できる程度に小さくするR1の値を選択します。妥当な選択値はR1＝1MΩです。次に、
クロスオーバー
周波数でのエラーアンプの利得を–13.5dBに設定するため、CFB の値を次のように求めることができます。

50
GCENTER = –13.5dB = 20 •log  2 • π • 40kHz •1MΩ•CFB 
50

CFB =

2 • π • 40kHz •1MΩ •10

–

13.5
20

≅ 1000pF

前のセクションに与えられているポールとゼロの周波数の式を使って、補償ポールを280kHzに、ゼロを5.71kHzに設定することができます。最初のゼロの周波数 fZERO1 を5.71kHzに設定すると、RFB は次の値になります。
RFB =1≅ 28.0kΩ
2 • π • 5.71kHz•1000pF

3111fa24

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
アプリケーション情報
これにより、自由なパラメータCPOLE が次のように、周波数fPOLE1 を280kHzの共通ポール周波数に設定します。
1≅ 22pF2 • π • 280kHz • 28kΩ

40kHz, 57°

20

45

40kHz, –14dB

10

PHASE

GAIN

0

0

(DEG)

次に、CFF を選択して、2 番目のゼロfZERO2 を5.71kHzの共通
ゼロ周波数に設定することができます。
C FF =30(dB)

CPOLE =

90

40

–10

1
≅ 27pF2 • π • 5.71kHz •1MΩ

–45

–20
–30

最後に、抵抗値 RFF を選択して2 番目のポールを280kHzに配置することができます。

–40

10

100

1k

10k

–90
1M

100k

(Hz)
3111 F11

1
RFF =≅ 20kΩ
2 • π • 280kHz • 27pF

図 11．補償エラーアンプのボード線図

設計プロセスの最後のステップとして、設計された補償ネット
ワーク全体のボード線図を計算し、その位相マージンとクロ
スオーバー周波数を確認します。この例のループ全体のボード線図を図 12に示します。ループのクロスオーバー周波数は40kHzで、位相マージンは約 59 です。

60

180

50

135

PHASE

(dB)

40

40kHz, 59°

90

30

45

20

0

10

–45

GAIN

0

–90

–10

–135

–20

–180

–30

–225

–40

ループ全体のボード線図を全動作条件および部品の値のばらつきに対してチェックして、すべての場合に十分な位相マージンが存在することを確認します。時間領域のシミュレーショ
ンによって、また実際の回路でのコンバータのトランジェント
応答によって、ループの安定性も確認します。

10

100

1k

(DEG)

補償ネットワークのポール周波数、ゼロ周波数および利得が確定したので、次のステップでは、補償されたエラーアンプのボード線図を作成して利得と位相の特性を確認します。設計された補償部品の値を使ったエラーアンプのボード線図を図11に示します。
ボード線図から、
ピーク位相が40kHzに生じ、そのポイントの位相ブーストが 57 であることが確認できます。
さらに、ピーク位相周波数での利得は–14dBで、設計目標に近い値です。

10k

100k

1M

–270

(Hz)
3111 F12

図 12．ループ全体のボード線図

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

25

LTC3111
標準的応用例
1セル、2セルまたは 3セル・リチウムイオン・バッテリから5V
4.7µH
0.1µF
VIN
3V TO 12.6V
1 TO 3-CELL
Li-Ion+NUMBEROF CELLS
R
1
274k
2
698k
3
1.13M

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN

VOUT

10µF

0.1µF

680pF

LTC3111COMP
BURST PWM

PWM/SYNC
RUN

R

SNSGND
SGND

26.1k

1M

20k

VOUT
5V
750mA
22µF VIN > 4V

33pF

27pF
FB
191k

VCC
PGND

1µF
3111 TA02a

154k

広い VIN から5VOUT の効率
100
90

EFFICIENCY (%)

80
70
60
50
VIN = 3.6V
VIN = 7.2V
VIN = 10.8V

4030
0.0001

0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)1

103111 TA02b

3111fa26

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
標準的応用例
1.5MHzクロックに同期したLTC3111、5V/1A 出力
2.2µH
0.1µF
VIN
2.5V TO 15V

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN

VOUT

10µF

0.1µF

270pF

LTC3111COMP

1.5MHz CLOCK

22µF

57.6k

1M
15pF

PWM/SYNCOFF ONRUN

MBR0520L
OPTIONALFB

SNSGND

191k

VCC

SGND

VOUT
5V
1A
VIN > 5V

1µF

PGND

3111 TA03a

PWM/SYNC
5V/DIVSW1
10V/DIV
SW2
5V/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIV
500ns/DIV

3111 TA03b

500mA 負荷で VIN ＝ 2Vまで高電圧コンデンサ・バンクから動作する3.3V バックアップ電源
4.7µH
0.1µF
VIN
2V TO 15V

CIN
214mF

100µF

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN

VOUT
LTC3111

VCC

0.1µF

1600pFCOMP
PWM/SYNC

1M

FB

SNSGND

VCC
PGND

20k

33µF

36pF

33pF

RUN
SGND

24.3k

VCC

VOUT
3.3V
500mA
MBR0520L
OPTIONAL

316k

1µF
3111 TA04a

VIN
5V/DIV
VOUT
2V/DIV

POWER SUPPLY REMOVED

IOUT
500mA/DIV
2 SEC/DIV

3111 TA04b

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

27

LTC3111
標準的応用例
1セルまたは 2セル・リチウムイオン・バッテリから12Vアダプタ・ソースへのステップ応答、VOUT ＝ 5V
1- OR 2-SERIES
Li-Ion CELLS
LT®4352
IDEAL
DIODE

4.7µH
0.1µF

B520C
12V
ADAPTER

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN

VOUT

47µF

0.1µF

680pF

LTC3111COMP
PWM/SYNC

BURST PWM
OFF ON

20k

1M

FB

SNSGND

VCC

22µF

33pF

27pF

RUN

SGND

26.1k

VOUT
5V
1.5A
VIN > 5V

191k
1µF

PGND

3111 TA05a

VOUT
500mV/DIV
VIN
2V/DIVTWO Li-Ion CELLSINDUCTORCURRENT
1A/DIVIOUT = 500mA

1ms/DIV

3111 TA05b

個別の入力低電圧ロックアウトしきい値
4.7µH
0.1µF
VIN
5V TO 15V

10µF

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN

VOUT

680pF

LTC3111VCC

COMP

ENABLED WHEN
VIN REACHED 5V

1M

PWM/SYNCDISABLED WHEN VINFALLS BELOW 4.5V

RUN

FB

316k

SNSGND

VCC

SGND

26.1k

20k

1M

33pF

27pF
VCC

PGND

VOUT
5V
22µF 1.5A

191k
1µF
3111 TA08a

VIN
10V/DIV

VIN
10V/DIV
VOUT
5V/DIV

VOUT
5V/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIVINDUCTORCURRENT
1A/DIVRLOAD = 3.3Ω

28

0.1µF

2ms/DIV

3111 TA08b

RLOAD = 3.3Ω

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

2ms/DIV

3111 TA08c

3111faLTC3111
パッケージ

最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。

DE Package
14-Lead Plastic DFN (4mm × 3mm)

(Reference LTC DWG # 05-08-1708 Rev B)

0.70 ±0.05
3.30 ±0.05

3.60 ±0.05
2.20 ±0.05

1.70 ±0.05
PACKAGEOUTLINE
0.25 ±0.05
0.50 BSC
3.00 REF

RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONSAPPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED

4.00 ±0.10(2 SIDES)

R = 0.115
TYP

8

R = 0.05
TYP

0.40 ±0.10
143.30 ±0.10

3.00 ±0.10(2 SIDES)

1.70 ±0.10

PIN 1 NOTCH
R = 0.20 OR
0.35 × 45°
CHAMFERPIN 1
TOP MARK(SEE NOTE 6)(DE14) DFN 0806 REV B

70.200 REF

1
0.25 ±0.05
0.50 BSC

0.75 ±0.05
3.00 REF
0.00 – 0.05

BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD

NOTE:
1. 図は JEDEC パッケージ・アウトライン MO-229 のバージョンのバリエーション（WGED-3）として提案。
2. 図は実寸とは異なる
3. 全ての寸法はミリメートル
4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。
モールドのバリは（もしあれば）各サイドで 0.15mm を超えないこと
5. 露出パッドは半田メッキとする
6. 網掛け部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない

3111fa

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

29

LTC3111
パッケージ

最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。

MSE Package
16-Lead Plastic MSOP, Exposed Die Pad(Reference LTC DWG # 05-08-1667 Rev F)

BOTTOM VIEW OFEXPOSED PAD OPTION
2.845 ±0.102(.112 ±.004)

5.10(.201)
MIN

2.845 ±0.102(.112 ±.004)

0.889 ±0.127(.035 ±.005)

81

1.651 ±0.102(.065 ±.004)

1.651 ±0.102 3.20 – 3.45(.065 ±.004) (.126 – .136)

0.305 ±0.038(.0120 ±.0015)
TYP

16

0.50
(.0197)BSC

4.039 ±0.102(.159 ±.004)(NOTE 3)

RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT

0.254(.010)

0.35
REF

0.12 REF

DETAIL “B”
CORNER TAIL IS PART OF
DETAIL “B” THE LEADFRAME FEATURE.
FOR REFERENCE ONLY
9NO MEASUREMENT PURPOSE

16151413121110 90.280 ±0.076(.011 ±.003)
REF

DETAIL “A”
0° – 6° TYP

3.00 ±0.102(.118 ±.004)(NOTE 4)4.90 ±0.152(.193 ±.006)

GAUGE PLANE

0.53 ±0.152(.021 ±.006)
DETAIL “A”

1.10(.043)
MAX

0.18(.007)SEATING
PLANE

0.17 – 0.27(.007 – .011)
TYP

1234567 8

0.50

NOTE:
(.0197)1. 寸法はミリメートル（/ インチ）BSC
2. 図は実寸とは異なる
3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、またはゲートのバリを含まない。
モールドのバリ、突出部、またはゲートのバリは、各サイドで 0.152mm（0.006"）を超えないこと
4. 寸法には、
リード間のバリまたは突出部を含まない。
リード間のバリまたは突出部は、各サイドで 0.152mm（0.006"）を超えないこと
5. リードの平坦度（成形後のリードの底面）は最大 0.102mm（0.004"）
であること
6. 露出パッドの寸法には、モールドのバリを含む。
E-PAD 上のモールドのバリは、各サイドで 0.254mm（.010"）
を超えないこと。

0.86(.034)
REF

0.1016 ±0.0508(.004 ±.002)
MSOP (MSE16) 0213 REV F

3111fa30

詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LTC3111
改訂履歴
REV

日付

A

1/14

概要

グラフを明確化。

ページ番号
1、4、5、63111fa

リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。

31

LTC3111
標準的応用例
広い入力電源範囲から安定化された12V 出力

広い VIN から12VOUT の効率
100

10µH

PWM

90

VIN
2.5V TO 15V

SW1

SW2

BST1

BST2

VIN

VOUT

10µF

LTC3111VCC

BURST PWM
OFF ON

1000pFCOMP

PWM/SYNC

44.2k

FB

SNSGND

VCC
PGND

BURST

80

2.21M

20k

VOUT
12V
0.5A, VIN > 5V
22µF 1.0A, VIN > 9V

18pF

39pF

RUN
SGND

0.1µF
EFFICIENCY (%)

0.1µF

70
60
50
40

158k
1µF

30
0.00013111 TA06a

VIN = 5V
VIN = 12V
0.001

0.01
0.1
LOAD CURRENT (A)1

103111 TA06b

関連製品
説明

LTC3533

2A（IOUT）、2MHz 同期整流式昇降圧 DC/DC
コンバータ

注釈

LTC3113

3A（IOUT）、低ノイズの2MHz 昇降圧 DC/DC
コンバータ

VIN：1.8V 〜 5.5V、VOUT：1.8V 〜 5.5V、IQ ＝40µA、ISD < 1µA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC3534

7V、500mA（IOUT）、同期整流式昇降圧 DC/DC
コンバータ

VIN：2.4V 〜 7V、VOUT：1.8V 〜 7V、IQ ＝25µA、ISD < 1µA、DFNおよび GN パッケージ

LTC3129/
LTC3129-1

静止電流が 1.3µAの15V、200mA（IOUT）、
同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ

VIN：2.42V 〜 15V、VOUT：1.4V 〜 15.75V、IQ ＝1.3µA、ISD < 100nA、QFNおよび MSOP パッケージ

LTC3112

15V、2.5A（IOUT）、同期整流式昇降圧 DC/DC
コンバータ

VIN：2.7V 〜 15V、VOUT ＝5V、IQ ＝50µA、ISD < 1µA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC3785

10V、高効率、同期整流式 No RSENSE ™昇降圧
コントローラ

VIN：2.7V 〜 10V、VOUT：2.7V 〜 10V、IQ ＝86µA、ISD < 15µA、QFN パッケージ

LTC3115-1/
LTC3115-2

40V、2A（IOUT）、同期整流式昇降圧 DC/DC
コンバータ

VIN：2.7V 〜 40V、VOUT ＝2.7V 〜 40V、IQ ＝30µA、ISD < 1µA、DFNおよび TSSOP パッケージ

LTC3789

高効率、同期整流式 4スイッチ昇降圧コンバータ

VIN：4V 〜 38V、VOUT：0.8V 〜 38V、IQ ＝3mA、ISD < 60µA、QFNおよび SSOP パッケージ

LTC3122

出力切断機能を備えた15V、2.5A（IOUT）、
同期整流式昇圧 DC/DCコンバータ

VIN：1.8V 〜 5.5V、VOUT：2.2V 〜 15V、IQ ＝25µA、ISD < 1µA、DFNおよび MSOP パッケージ

製品番号

VIN：1.8V 〜 5.5V、VOUT：1.8V 〜 5.25V、IQ ＝40µA、ISD < 1μA、DFN パッケージ

3111fa32

リニアテクノロジー株式会社〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LTC3111

LT 0114 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2013