AN-928
アプリケーション・ノート
高速 DAC のテストと評価の理解
著者: Justin Munson
DPGは、複素波形の発生に使用できる最大 512 MBのRAMを提供しています。

このアプリケーション・ノートでは、高速 A/D コンバータ(DAC)の性能をキャラクタライゼーションする際にアナログ・
デバイセズの高速コンバータ・グループが使っているテスト方法について説明します。このアプリケーション・ノートは、デ
バイスのデータ・シートを使って高速 DAC を評価する際に参考として使用してください。

LVCMOS 16-BIT
I DATA PORT

ダイナミック・テストのハードウェア・セットア
ップ

DELAY
CONTROLDELAY

LVDS 16-BIT
DATA PORTFPGADATACLKIN(SMA)
DIRECT LVDSCONNECTORDATACLOCKOUT
CLOCK
DISTRIBUTION

図 1 に、スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ(SFDR)、
相互変調歪み(IMD)、ノイズ・スペクトル密度(NSD)のような交流(AC)条件テストの一般的なハードウェア・セットアップを示します。ダイナミック・テストの基本セットアップには、DAC
クロックの正弦波信号源、低ノイズ電源、スペクトル・アナラ
イザ、データ・パターン・ジェネレータが含まれます。任意波形ジェネレータ(AWG)からフィールド・プログラマブルなゲー
ト・アレイ(FPGA)に至るまでの様々なタイプのパターン・ジェ
ネレータを使って、DACへ入力するCMOSまたはLVDSデータを駆動することができます。また、アナログ・デバイセズは、ベンチ評価を支援するデータ・パターン・ジェネレータも提供しています。
CLOCK SOURCELVMOS
40-PINCONNECTORSLVCMOS 16-BIT
Q DATA PORT

USB 2.0
FULL
SPEED

PARALLEL TOSERIALCONVERTERSAND
LATCHESSERIALIZEDLVDSCONNECTOR

CLOCK
INPUTS
DELAY
RAM

DELAY
CONTROLDATACLOCKOUT

4-BIT SPI INTERFACE

RJ45
CONNECTOR

図 2.DPG のブロック図

EITHER USE PULSE GENERATOROR DATA
CLOCK OUT TO CLOCK DPG

SPECTRUM
ANALYZER

PULSE
GENERATOR

LVDS
PORTS

USB 2.0
FULL
SPEED

CMOS
PORTS

DATA CLOCK OUT
16
1.6GSPS LVDS
250 MSPS CMOSDRAM

TxDAC®
EVALUATION
BOARD

USB

06902-003

DAC
PATTERN
GENERATOR

06902-001

USB

06902-002

目的

図 1.一般的な AC キャラクタライゼーション・テストのセットアップ

データ・パターン・ジェネレータ
データ・パターン・ジェネレータ(DPG)は、アナログ・デバイ
セズの高速DAC製品の評価を簡素化するためにデザインされています。DPGのブロック図を 図 2 に示します。このDPGは、シ
リアルLVDSポートから最大 1.6 GSPSのLVDSデータを、ダイレ
クトLVDSポートから 800 MSPSのLVDSデータを、それぞれ出力することができます。また、各 16 ビットCMOSポートから最大 250 MSPSのCMOSデータも出力することができます。この図 3.DPG ボード

DPG 用の高レベル・ソフトウェアがダイナミック・リンク・ラ
イブラリ(DLL)として内蔵されています。この DLL を使うと、MATLAB®、LabVIEW™、DLL 内でルーチンを呼び出すことができるその他のソフトウェアから DPG を制御することができます。DPG で提供されるソフトウェアを使うと、ユーザはシング
ル・トーンとマルチ・トーンの正弦波を発生して、LabVIEW 実
行可能形式ファイルを使ってユーザ発生パターンをロードすることができます。

Rev. 0社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル
電話 03（5402）8200
大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪トラストタワー
電話 06（6350）6868
本AN-928
目次
目的......................................................................................................1

クロストーク................................................................................ 16

ダイナミック・テストのハードウェア・セットアップ ...............1

Sinx/xロールオフ ......................................................................... 16

データ・パターン・ジェネレータ...................................................1

DCテストの定義 .............................................................................. 17

DACベンチ・テスト用装置 ..............................................................3

フル・スケール・ゲイン ............................................................ 17

ベクタ生成用のLABVIEW実行可能形式 ....................................3

ゲイン誤差.................................................................................... 17

VisualAnalog....................................................................................4

オフセット.................................................................................... 17

DACクロックの信号源..................................................................6

オフセット誤差............................................................................ 17

スペクトル・アナライザ ..............................................................6

温度ドリフト................................................................................ 18

デジタル・マルチメータ ..............................................................7

電源変動除去比............................................................................ 18

電源..................................................................................................7

ゲイン・マッチング .................................................................... 18

ACテストの定義.................................................................................8

直線性............................................................................................ 18

シングル・トーン、帯域内、スプリアス・フリー・ダイナミ
ック・レンジ ..................................................................................8

積分非直線性誤差 ........................................................................ 18
微分非直線性誤差 ........................................................................ 18

帯域外スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ ...............9
総合高調波歪み ..............................................................................9
2 トーン相互変調歪み ...................................................................9

単調性............................................................................................ 18
デジタル入力タイミング ................................................................ 21

ノイズ・スペクトル密度 ............................................................12
隣接チャンネル・リーク除去比または隣接チャンネル電力除去比................................................................................................15

Rev. 0－ 2/21 －セットアップ・タイム ................................................................ 21
ホールド・タイム ........................................................................ 21
キープアウト・ウインドウ ........................................................ 21

AN-928
DACベンチ・テスト用装置
このセクションでは、高速 DAC のキャラクタライゼーションに必要なハードウェアとソフトウェアについて説明します。
アナログ・デバイセズは、ベンチ評価を支援する DPG を提供しています。DAC をテストするパターンは、DPG に添付されている LabVIEW 実行可能形式またはアナログ・デバイセズが提供する VisualAnalog™スイートを使って発生することができます。

ベクタ・ローダ・プログラム(LoadVector_ dpg_79_mr.vi)のメイ
ン・ウインドウを 図 5 に示します。ファイル内の値は、選択した分解能に応じたDACの入力範囲(0～FS)を表す符号なしフォー
マットの整数とする必要があります。このプログラムは、符号付きデータ・フォーマットをサポートしていません。このプロ
グラムはLVCMOSとLVDSをサポートしており、DPG Modeドロップダウン・ボックスから選択することができます。

ベクタ生成用のLABVIEW実行可能形式
DAC を評価するためは、シングル・トーンとマルチ・トーンの連続波形(CW)パターンを発生して、種々の通信規格に対するベクタをロードする必要があります。LabVIEW 実行可能形式がDPG に添付されているため、これらの両機能を実行することができます。DPG に添付されている CD 内にあります。

06902-005

LabVIEW CWトーン・ジェネレータ(Multitone_dpg_ 79_mr.vi)のメイン・ウインドウを 図 4 に示します。

図 5. LabVIEW LoadVector_dpg_79_mr.vi のメイン・ウインドウ

06902-004

最 終 LabVIEW VI ロ ー ド ・ ベ ク タ ・ ウ イ ン ド ウ は
LoadVector_dpg_79_mr.viウインドウと殆ど同じですが、2 ポー
トCMOSモードで動作する際にIおよびQベクタをロードできる
点が異なります。VIロード・ベクタのメイン・ウインドウを 図6 に示します。

図 4.LabVIEW Multitone_dpg_79_mr.vi のメイン・ウインドウDesired FOUT (MHz): CW トーンの周波数。



Fclk (MHz): DAC のサンプリング・レート。



DAC Res.:被テスト DAC の分解能。

Record Length: レコード長。DPG にロードするためにはこの長さを 16 で除算する必要があります。



Scale (dB): CW ベクタのデジタル・スケーリング。

Data Format:符号付きまたは符号なしバイナリ・データのパ
ターン。

06902-006

CW ベクタを発生するためには次のパラメータを設定する必要があります。

図 6.LabVIEW LoadVector_dpg_79iq_mr.vi のメイン・ウインドウ

Rev. 0－ 3/21 －AN-928
VisualAnalog

06902-007

VisualAnalogは、ADCとDACのテストとキャラクタライゼーシ
ョンを支援するためにアナログ・デバイセズが開発したソフト
ウェア・スイートです。このソフトウェアは、DPGとシームレスにインターフェースし、種々のデジタル・ベクタを発生することができます。VisualAnalogはLabVIEWソフトウェアと同様に、CWトーンを発生する機能を提供し、種々の通信規格のベクタをロードします。

シングル・トーンCWを発生するために必要なブロックを 図 7に示します。図 8 と 図 9 には、1 キャリアWCDMA (Wideband
Code Division Multiple Access)ベクタをロードするため、および
1 キャリア・ベクタから 4 キャリアWCDMAベクタを生成するために必要なブロックを示します。VisualAnalogはWCDMAベクタを生成できませんが、外部で発生したWCDMAベクタをロードすることができます。このベクタを再サンプルまたはミックス
して、1 つのベース・ベクタから種々のWCDMAベクタを生成することができます。

図 7.VisualAnalog によるシングル・トーン CW ベクタの生成

Rev. 0－ 4/21 －06902-008

AN-928

図 8.VisualAnalog を使って生成した 1 キャリア WCDMA ベクタ

Rev. 0－ 5/21 －06902-009

AN-928

図 9.VisualAnalog を使って 1 キャリア WCDMA ベクタから生成した 4 キャリア WCDMA ベクタ

図 8 と 図 9 でVisualAnalogにロードされたデータ・ファイルは、浮動小数点フォーマットを使っています。ベクタを整数フォー
マットでロードする場合は、入力フォーマッタ・ブロックを使って整数データ・ファイルを浮動小数点フォーマットへ変換する 必 要 が あ り ま す 。 VisualAnalog の 詳 細 に つ い て は 、VisualAnalogページをご覧ください。

DACクロックの信号源
クロック速度と所要性能に応じて、ダイナミック・テストのセ
ットアップでは、Agilent 社の E4426B ESG-AP/8644 ジェネレー
タまたは Rohde & Schwarz 社の SML01/SML02/SMA100A ジェネ
レータを使って DAC へクロックを供給します。これらのジェネ
レータは、被テスト DAC に応じて数 kHz～数 GHz のクロック
周波数を出力することができます。
これらのすべての信号源は、位相ノイズが非常に小さく、かつ
優れたジッタ性能を提供します。位相ノイズは、特にキャリア周波数から離れたオフセットでは(5 MHz～10 MHz)、DACの全体ノイズ性能に大きな影響を与えます。正弦波信号源によっては、低い周波数で優れたノイズ性能を提供するが、高い周波数では性能が低下するもの(あるいはその逆)があります。DACノイ
ズ性能に対する正弦波信号源の位相ノイズの影響については、
ノイズ・スペクトル密度のセクションを参照してください。

Rev. 0スペクトル・アナライザ
DAC のダイナミック性能を解析するときは、スペクトル・アナ
ライザを使います。DAC のキャラクタライゼーションでアナロ
グ・デバイセズが使用している 2 台のアナライザは、Agilent 社の E4443A PSA スペクトル・アナライザと Rohde & Schwarz 社の FSEA30 スペクトル・アナライザです。
Agilent社のPSAは、隣接チャンネル電力比(ACPR)測定機能、ノイズ・スペクトル密度(NSD)の測定に使うチャンネル電力測定、
位相ノイズ測定機能、復調機能、種々の無線通信規格のオプション・パーソナリティなどのDACダイナミック・テストに最適な多くの機能を持っています。また、PSAにはNSDの測定を支援するオプションの内蔵プリアンプがあります。この機能の詳細については、ノイズ・スペクトル密度のセクションを参照してください。
また、DAC のスプリアス性能を測定するときは、アナライザの高調波歪みも重要です。 アナライザの高調波性能は、RF 減衰量、分解能 BW、リファレンス・レベル、被測定 CW 信号の入力レベルなどの幾つかの設定に依存します。

－ 6/21 －AN-928

デジタル・マルチメータ
デジタル・マルチメータ(DMM)は、DACの主要直流(DC)パラメ
ータの測定に使います。Agilent社の 3458Aは、直流パラメータの高精度測定に適しています。3458Aは、最大 8.5 桁の分解能と種々のレンジ設定(DC電圧の 5 レンジ: 0.1 V～1000 V、およびDC
電流の 8 レンジ: 100 nA～1 A)を提供するため、nA～µA領域でのDAC また はDAC セ グメン トの オフセ ット測 定に最 適です 。
Agilent社の 3458AはDACの直流出力の測定に使うことができます。あるいは、電流から電圧への外部コンバータ(I-V)回路を使って、電流ではなく電圧を測定することができます。DCテストに使用するI-V回路を 図 10 に示します。この回路の全体ゲイン
は 100 であり、20 mAのフル・スケール(FS)電流が 2 V信号に変換されます。

電源
交流(AC)性能と DAC の電源除去比(PSRR)の最適化には、安定でノイズのない電源が重要です。
DAC評価ボードでは、Agilent社のE3631Aプログラマブル・ト
リプル出力電源または ADP3333、ADP3338、ADP3339 LDOレギ
ュレータを使った安定化電源の 2 つのソリューションを使うことができます。ADPシリーズ・レギュレータは、種々の電圧で非常に低いノイズと安定な電源を提供します。
ADP3339 の代表的なアプリケーション回路を 図 11 に示します。

R19
100kΩ
0.1µF

C30
0.1µF

–15V

–V

R15
33kΩ

2 U2
3 +V
7
+15V

6

0.1µF

+15V
R16
100kΩ
R17
49.9kΩ
C28
4700pF

7
3 +V
6
2 U3
–V
AD811
4 C31
0.1µF
–15V
R21
R20 652kΩ
47kΩ

R18
49.9kΩ

S406902-010

4 OP27

IOUTX

図 10.I-V コンバータ回路

Rev. 0－ 7/21 －ADP3339
VIN
1µF

10µH

OUT
OUT

IN

1µF

22µF

+

VOUT
0.1µF

GND
06902-011

DACのスプリアス性能が、指定された設定に対して、アナライ
ザのHD2 とHD3 より低い場合は、外部の方法を使ってデバイス
性能を測定する必要があります。高調波測定に対するスペクト
ル・アナライザの最適化については、シングル・トーン、帯域
内、スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジのセクションを参照してください。

図 11.ADP3339 の代表的なアプリケーション回路

AN-928
ACテストの定義
AC テストは通常、アナログ信号を使い約 0 dBm で行われます。
このテストは、ポートフォリオ内の大部分の DAC に対して、約20 mA のアナログ・フル・スケール値を使って行われています。
外部抵抗または内部ゲイン調整用 DAC を使って調整可能なフル・スケール電流を持つ DAC の場合、テストはデバイス性能がアナログ出力電力により変わることを調べるため種々のゲイン値で行われます。またテストは、温度とアナログ電源電圧に対しても行われます。AC テストを行うテスト条件については、
特定のデバイスのデータ・シートをご覧ください。

REF 0 dBm
PEAK LOG 10dB/

シングル・トーン、帯域内、スプリアス・フリ
ー・ダイナミック・レンジ

ATTEN 30dB

MKR1 20.06 MHz–79.57dBm

スプリアス・フリー・ダイナミック・レンジ(SFDR)は、出力信号のピーク振幅と規定ナイキスト帯域幅でのピーク・スプリア
ス信号との差を dBc で表したものです。一般に、支配的なスプ
リアスは高調波であり、通常、入力信号の 2 次または 3 次高調
波です。DAC の SFDR を測定する際に発生する主な問題は、ス
ペクトル・アナライザ自体ではなく DAC の真の高調波性能を測定するようにスペクトル・アナライザを最適化することです。

START 100kHzRES BW 5.1kHz

REF 0 dBm
PEAK LOG 10dB/

RF減衰量を 20 dBに設定すると(図 13 参照)、アナライザの測定
歪みが増えて、入力ミキサー・ステージで過負荷が発生します。
これは、DACの真の高調波性能を測定できないことを意味します。

ATTEN 20dB

MKR1 20.06 MHz–71.46dBm

START 100kHzRES BW 5.1kHz

VBW 5.1kHz

STOP 50.00MHzSWEEP 2.313 s (601pts)

06902-0131

図 13. 20 dB RF 減衰量での DAC 出力

RF減衰量の最適化は、80 dBc～100 dBcレンジでスプリアス性能を測定する際に特に重要です。これらのレベルでは、通常、DACのスプリアス性能の方が、指定RF減衰量設定でのアナライ
ザ自体のスプリアス性能より優れています。アナライザによる
DACコンバータの真の性能測定を確実にする 1 つの方法は、コンバータ出力とスペクトル・アナライザとの間にノッチ・フィ
ルタを使うことです(図 14 参照)。ノッチ・フィルタを使うと、RF減衰量レベルをゼロにまで下げることができるので(ノッチ
出力の信号レベルは 60 dBも減衰させられるため)、リファレン
ス・レベルを下げて実際の高調波近くをズーム拡大することができます。
MINI-CIRCUITSADT1-1WT
1:1

IOUT
CMOS
DAC

RDIFF
= 100Ω

6dB
ATTENTUATIONNOTCHFILTER

SPECTRUM
ANALYZER

IOUT

06902-014

図 12 では、RF減衰量が 30 dBに設定されています。RF減衰量が大き過ぎると、アナライザ内部のミキサー・レベルが低くな
り過ぎることに注意してください。この設定により、入力信号の信号対ノイズ比が必要以上に小さくなります。

STOP 50.00MHzSWEEP 2.313 s (601pts)

図 12. 30 dB RF 減衰量での DAC 出力スペクトル・アナライザの幾つかの制御(RF 減衰量、リファレ
ンス・レベル、スイープ時間)を使って、測定の最適化を試みる
ことができます。最も重要なパラメータである RF 減衰量は、
スペクトル・アナライザの最初のミキサー・ステージへの入力
レベルを最適化して、ミキサー・ステージの過負荷を防止して不要な歪みが生じないようにします。リファレンス・レベルは、ミキサーの後ろにある IF ゲイン・ステージを制御します。このリファレンス・レベルは RF 減衰量と関係していますが、リファレンス・レベルを変更しても、ミキサー入力の信号レベルには影響を与えず、表示のみが変わります。最後のパラメータは、分解能帯域幅とスイープ時間から制御されるスイープ・ジェネ
レータです。これらのパラメータは、測定に要する時間を最適化し、DAC の真のノイズ・フロアを測定する精度に影響を与えます。
RF減衰量は、DACの高調波を測定する際に、特にフル・スケー
ルのシングル・トーン正弦波が存在するときには、重要なパラメータです。図 12 と 図 13 に、RF減衰量の 2 つの設定を使って、10 MHzの正弦波を合成するDACを示します。

VBW 5.1kHz

06902-0121

図 14.ノッチ・フィルタを使用した SFDR 測定の構成

ノッチ・フィルタを使って高調波を測定する前に、その高調波の周波数でフィルタの減衰量をキャリブレーションすることが必要です。これは、各高調波の周波数で 0 dBm正弦波を 6 dBパ
ッドとノッチ・フィルタに加えて、ノッチ・フィルタ出力での減衰量を記録することにより実行することができます。次に測Rev. 0－ 8/21 －AN-928
定した高調波値とこの値を比べて、各高調波の実際の振幅を求めることができます。図 15 に、6 dBパッドの出力と入力に 0
dBmの 20 MHz信号を加えたときの 10 MHzノッチ・フィルタを示します。パッドとノッチ・フィルタまでの全体減衰量は 6.01
dBmであるため、高調波の周波数ではノッチ・フィルタ自体の減衰量は小さいかまたはゼロです。
REF 0 dBm
PEAK LOG 10dB/

ATTEN 20dB

MKR1 19.967 MHz–6.01dBm

インターポレーション・フィルタ付きのコンバータの場合、この周波数範囲は入力データ・レートのナイキスト周波数から
DAC 更新レートのナイキスト周波数までになります。一般に、この帯域内のエネルギはインターポレーション・フィルタにより除去されます。したがって、この仕様はインターポレーショ
ン・フィルタの効果と DAC 出力でのその他の寄生混入パスの影響を規定します。

総合高調波歪み1

総合高調波歪み(THD)は、基本波測定値(rms 値)と最初の 6 種類の高調波成分の rms 値の和との比を意味します。

2 トーン相互変調歪み
2F1±F2 と 2F2±F1

VBW 1kHzSPAN 5MHzSWEEP 6.029 s (601pts)

06902-015

CENTER 20MHzRES BW 1kHz

2F1±F2 項と 2F2±F1 項は、コヒーレントな 2 トーンを合成する
際の DAC の 3 次相互変調歪み(IMD)積を表します。 3 次 IMD 性
能は、各項ピーク値と入力 1 トーンまたは 2 トーンのピーク値とのワーストケース比です。 3 次 IMD 積の負項は 2 トーンの間隔に応じて相互変調積が必要信号の非常に近くに来るため、特に重要です。このために、相互変調積が非常に大きい場合、非常に急峻で高価なバンドパス・フィルタが必要になります。一般的な IMD テスト用の 2 トーンの間隔は 1 MHz です。

図 15.6 dB パッドとノッチ・フィルタの減衰量のキャリブレーション

3F1±2F2 と 3F2 ±2F1

図 16 に、ノッチ・フィルタを接続したコンバータ出力を示します。実際の高調波測定値は−87.5 dBです。6 dBの減衰量を追加
すると、最大スプリアスの実際のレベルは−81.5 dBです。ノッチ・フィルタと 20 dB RF減衰量がない場合は、このスプリアス
測定値は−71.5 dBになり、これは 10 dBの差となり、DAC自体ではなくアナライザの歪みで発生します。
REF –30 dBm
PEAK LOG 10dB/

ATTEN 0dB

MKR1 20.06 MHz–87.55dBm

3F1±2F2 項と 3F2±2F1 項は、DACの 5 次IMD積を表します。これらの項は通常 3 次IMD積より小さい振幅を持ち、かつ必要信号から離れているので、性能に大きな影響を与えません。図 17、
図 18、図 19 に、代表的なDACの 2 トーン出力スペクトルとそのIMD積を示します。IMD積を適切に測定するためには、周波数範囲を狭くし、かつリファレンス・レベルとRF減衰量を変更する必要があります。これは、図 17 から分かるように 2 トーンが存在する場合、このスペクトル・アナライザ設定では観測できないためです。
REF 0 dBm
AVG LOG 10dB/

ATTEN 30dB

MKR2 70.997MHz–10.358dBm
2

1

VBW 5.1kHz

STOP 50.00MHzSWEEP 2.313 s (601pts)

図 16.ノッチ・フィルタありでの SFDR の測定値

CENTER 70.500MHzRES BW 3kHz

帯域外スプリアス・フリー・ダイナミック・レ
ンジ

MARKER 1
MARKER 2

帯域外 SFDR は、出力信号のピーク振幅値と、入力データ・レートのナイキスト周波数から DAC 出力のサンプリング・レー
トの周波数までの周波数範囲内でのピーク・スプリアス信号との差を意味し、dB 値で表します。

Rev. 0－ 9/21 －TRACE:1
1

VBW 3kHz
TYPE:
FREQ
FREQ

SPAN 2MHzSWEEP 847.3 ms (601pts)
X-AXIS:
69.993MHz
70.997MHzAMPLITUDE:–11.25dBm–10.36dBm

06902-017

START 100kHzRES BW 5.1kHz

06902-0161

図 17.代表的な 2 トーン出力スペクトル(FOUT = 70、71 MHz)AN-928
REF –30dBm
AVG LOG 10dB/

MKR1 71.997MHz–10.358dBm

ATTEN 10dB

REF –30dBm
AVG LOG 10dB/

MKR2 68.993MHz–80.041dBm

ATTEN 10dB

1

2

2

MARKER 1
MARKER 2

TYPE:
FREQ
FREQ

SPAN 2MHzSWEEP 847.3 ms (601pts)
X-AXIS:
71.997MHz
72.997MHzAMPLITUDE:–77.83dBm–96.79dBm

CENTER 68.500MHzRES BW 3kHz
MARKER 1
MARKER 2

TRACE:1
1

VBW 3kHz
TYPE:
FREQ
FREQ

SPAN 2MHzSWEEP 847.3 ms (601pts)
X-AXIS:
67.993MHz
68.993MHz

06902-019

VBW 3kHzTRACE:
1
106902-018

CENTER 72.500MHzRES BW 3kHz

1

AMPLITUDE:–98.36dBm–80.04dBm

図 19.2F1-F2 と 3F1-2F2

図 18.2F2-F1 と 3F2-2F1

表 1.代表的な IMD の計算
Fundamental Amplitude

Third Order IMD Amplitudes

Fifth Order IMD Amplitudes

IMD (dBc)−11.25−10.36

−77.8
−80

−96.8
−98.4

66.55 (3rd)85.55 (5TH)

400MHz6dBm
DUAL POWER SUPPLY
5V

GND

AGILENT ESG/HP8644B

VOLTAGE REGULATORSVOLTAGE REGULATORSCLK INDAC1FMOD

AD9779DAC2SPIPAD AND NOTCHFILTER INSERTEDHERE FOR SFDRMEASUREMENTS.

PC

PARALLELPORTRHODE & SCHWARZ FSEA30
AGILENT PSA

図 20.1 トーンと 2 トーン AC テストのセットアップ

Rev. 0－ 10/21 －06902-020

DATA PATTERN
GENERATOR (DPG)AN-928
400MHz6dBm
DUAL POWER SUPPLY
5V

GND

AGILENT ESG/HP8644B

VOLTAGE REGULATORSVOLTAGE REGULATORSCLK INDAC1FMOD

AD9779DATA PATTERN
GENERATOR (DPG)

DAC2

SPI

PC

RHODE & SCHWARZ FSEA30
AGILENT PSA

図 21. NSD AC テストのセットアップ

Rev. 0－ 11/21 －06902-021

PARALLEL
PORT

AN-928

ノイズ・スペクトル密度(NSD)は、単位帯域幅あたりのコンバ
ータ・ノイズ電力です。これは通常、0 dBmのフル・スケール信号に対してdBm/Hzで規定されます。信号電力が 0 dBm以外場
合は、NSDをdBc/Hzで規定し、かつ出力信号電力を指定することが必要です。コンバータのNSDをクロック周波数とFOUT についてキャラクタライゼーションするときは、図 21 のセットアッ
プを使います。

プリアンプを内蔵するスペクトル・アナライザの場合、バンド
パス処理された信号をスペクトル・アナライザ入力に直接加えて、図 23 に示すようにNSDを直接測定することができます。図に示すNSDは、内蔵プリアンプのゲインを除いた値です。この値から正しいNSD値を計算するためには、フィルタの減衰量を次のように加える必要があります。
NSD = −160 + 1.25 = −158.75 dBm/Hz
REF –40dBm
AVG LOG 10dB/

ATTEN 0dB

規定周波数のバンドパス・フィルタを使って、DAC ノイズ・フ
ロアのセクションをアイソレーションして、スペクトル・アナ
ライザへ行く信号レベルを小さくします。スペクトル・アナラ
イザの内蔵プリアンプを使って、DAC のノイズ・フロアがアナ
ライザのノイズ・フロアより上にくるようにします。スペクト
ル・アナライザに内蔵プリアンプがない場合、外付け低ノイ
ズ・アンプ(LNA)を使って同じ結果を得るようにします。これ
らの測定に適する LNA は、Mini-Circuits 社の ZFL-500LN です。

CHANNEL POWER =–100.01 dBm/1.000MHz
PSD = –160.01dBm/Hz

SFDR 測定の場合と同様に、まずフィルタ・パスをキャリブレーションして、NSD の測定結果からフィルタ減衰量を除くことがでるようにする必要があります。一般に、NSD 性能は 70
MHz のバンドパス・フィルタを使って測定しますが、種々のバ
ンドパス・フィルタを使ってノイズ・フロアの数セクションをチェックして、ノイズ・フロアがナイキスト帯域全体で平坦であることを確認しておくことが重要です。
図 22 に、0 dBm70 MHzの正弦波入力での 70 MHzバンドパス・フィルタの出力を示します。フィルタ減衰量は約 1.25 dBである
ため、この値をNSD測定値から除く必要があります。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/

ATTEN 20dB

MKR1 70.000MHz–1.25dBm

1

CENTER 70.000MHzRES BW 10kHzVBW 100kHz
SPAN 10MHzSWEEP 291.9 ms (601pts)

06902-023

ノイズ・スペクトル密度

図 23.内蔵プリアンプを使用した NSD の測定値

プリアンプを内蔵しないスペクトル・アナライザの場合、外付
けLNAを使って内蔵プリアンプと同じ結果を得ることができます。測定パスでLNAを使用する前に、LNAの実際のゲインをキャリブレーションしておく必要があります。LNAのゲインを求めるときは、−30 dBm 70 MHzの正弦波をLNA入力に加えて、LNA出力をスペクトル・アナライザで測定します。このケース
では、LNAのゲインは約 29 dBです(図 24 参照)。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB/

ATTEN 20dB

MKR1 70.000MHz–0.95dBm

CENTER 70.000MHzRES BW 1kHzVBW 1kHzSPAN 5MHzSWEEP 6.029 s (601pts)

06902-022

1

CENTER 70.000MHzRES BW 1kHzVBW 1kHzSPAN 5MHzSWEEP 6.029 s (601pts)

06902-024

図 22.70 MHz バンドパス・フィルタの出力(FOUT = 70 MHz、0 dBm)

図 24. −30 dBm 70 MHz の正弦波入力信号での LNA 出力

Rev. 0－ 12/21 －AN-928
バンドパス・フィルタとその後ろにLNAを使用したときのNSD
測定値を 図 25 に示します。実際のNSDは次のように計算されます。
NSD = (−130.5) – (29) + (1.25) = −158.25 dBm/Hz
REF –40dBm
AVG LOG 10dB/

MKR1 100Hz
CARRIER POWER 5.09dBm ATTEN 2.00dB
REF –70.00dBc/Hz
1100351.75dBc/Hz

1

ATTEN 0dB

2

CHANNEL POWER =–70.48dBm/1.000MHz
PSD = –130.48dBm/Hz

3

50Hz

CENTER 70.000MHzRES BW 10kHzVBW 100kHz
SPAN 10MHzSWEEP 291.9 ms (601pts)

06902-025

MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4

FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2

TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ

X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz

5MHz

06902-027

4

VALUE:–104.49dBc/Hz–124.44dBc/Hz–144.83dBc/Hz–146.78dBc/Hz

図 27.Agilent 社の E4426B ESG 正弦波信号源の400 MSPS での位相ノイズ性能

図 25.外付け LNA を使用した NSD 測定値

CARRIER POWER 5.11dBm ATTEN 2.00dB
REF –70.00dBc/Hz

DACのNSD性能の主な低下要因は、デバイスのクロック駆動に使用する正弦波信号源です。図 26 に、400 MSPSで動作する
AD9783 のNSDを 3 種類の正弦波信号源(Rohde & Schwarz社のSMA100A、Agilent社のESG、Rohde & Schwarz社のSML02)を使ってFOUTに対して示します。

1

–140

2

–144
–148

4

ESG

–156

SMA100

–160

50Hz

–164

MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4

–168
–172

FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2

TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ

X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz

5MHz

06902-028

NSD (dBm/Hz)

3

SML02

–152

VALUE:–98.67dBc/Hz–124.77dBc/Hz–146.25dBc/Hz–149.16dBc/Hz

–176
0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

FOUT (MHz)200

図 28.Rohde & Schwarz 社の SML02 正弦波信号源の400 MSPS での位相ノイズ性能

06902-026–180

図 26.様々な正弦波信号源を使った FOUT 対
400 MSPS で動作する AD9783 の NSD

各正弦波信号源に対する位相ノイズ・プロット(図 27、図 28、
図 29)では、主な違いは、1 MHzオフセットと 5 MHzオフセット
で発生しています。隣接位相ノイズには大きな変化がないように見えるので、性能には大きな影響はありません。これは、正弦波信号源自体のノイズ性能が、DACの全体ノイズ性能を実現するためには最大の制約条件になることを意味しています。

Rev. 0－ 13/21 －AN-928
CARRIER POWER 5.10dBm ATTEN 2.00dB
REF –70.00dBc/Hz

Rohde & Schwarz 社の SML02 は、すべてのオフセット周波数でAgilent 社の ESG と Rohde & Schwarz 社の SMA100A より劣っています。これは、SML02 の最大周波数は 2.2 GSPS であるため、最大周波数規定値の近くでは性能が大幅に低下することが原因と思われます。ESG と SMA100A との間の主な違いは 5 MHz オ
フセットで発生しています。これは、400 MSPS での結果と同じ
です。

1

2

CARRIER POWER –2.56dBm ATTEN 0dB
REF –70.00dBc/Hz
1
3

50Hz

FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2

MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4

TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ

5MHz

X-AXIS:
100Hz
100kHz1MHz
5MHz

06902-029

4

2

VALUE:–103.66dBc/Hz–124.90dBc/Hz–147.17dBc/Hz–152.35dBc/Hz

34

表 2.400 MSPS での正弦波信号源位相ノイズの一覧

50Hz

OffsetSine Source

100 Hz

100 kHz

1 MHz

5 MHz

Agilent E4426B ESG
Rohde & Schwarz
SML02
Rohde & Schwarz
SMA100A−104.5−124.4−144.8−146.8−98.7−124.8−146.3−149.2−103.7−124.9−147.2−152.4

MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4

FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2

TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ

5MHz

X-AXIS:
100Hz
100kHz1MHz
5MHz

06902-031

図 29.Rohde & Schwarz 社の SMA100A 正弦波信号源の400 MSPS での位相ノイズ性能

VALUE:–120.52dBc/Hz–78.13dBc/Hz–139.16dBc/Hz–141.58dBc/Hz

図 31.Rohde & Schwarz 社の SML02 正弦波信号源の2.1 GSPS での位相ノイズ性能
CARRIER POWER –2.47dBm ATTEN 0dB
REF –70.00dBc/Hz

図 30 に、高速LVDS DACと同じ 3 つの正弦波信号源を使った
NSD測定値を示します。この場合、NSDは 2.1 GSPSで測定しています。高い動作周波数で性能の低下または改善があるかを調べるため、各正弦波信号源の位相ノイズは 2.1 GSPSで測定しています。

MKR4 5MHz
1100351.75dBc/Hz

1

2

–140
–144

3

–148

SML02

–156
–160

50Hz

–164

SMA100
MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4

–168
–172

100

200

300

400

500

600

700

800

900 1000 1100

06902-030

0

FOUT (MHz)図 30.様々な正弦波信号源による FOUT 対 NSD、2.1 GSPS

Rohde & Schwarz社のSML02 は、2.1 GSPSで高速LVDS DACに対して最悪ノイズ性能を提供しますが、400 MSPSでは、Agilent社のE4426B ESGが AD9783 に対して最悪のノイズ性能を提供します。AD9783 の場合と同様に、位相ノイズ・プロットからNSD
性能の低下が分かります。

Rev. 0FREQUENCY OFFSET
TRACE:
2
2
2
2

TYPE:
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ

X-AXIS:
100Hz
100kHz
1MHz
5MHz

5MHz
VALUE:–94.06dBc/Hz–123.63dBc/Hz–143.61dBc/Hz–145.92dBc/Hz

図 32.Agilent 社の E4426B ESG 正弦波信号源の2.1 GSPS での位相ノイズ性能

–176
–180

4

ESG

－ 14/21 －06902-032

NSD (dBm/Hz)–152

AN-928
CARRIER POWER –2.35dBm ATTEN 0dB
REF –70.00dBc/Hz

MKR4 5MHz–149.50dBc/Hz

表 6.CDMA2000 の ACLR 設定、IF < 1GHz

1Carrier
1st Adjacent Channel
2nd Adjacent Channel

Carrier
1st Adjacent Channel
2nd Adjacent Channel

3

MARKER 1
MARKER 2
MARKER 3
MARKER 4

FREQUENCY OFFSET
TYPE:SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ
SPOT FREQ

5MHz

X-AXIS:
100Hz
100kHz1MHz
5MHz

06902-033

4

TRACE:
22
2
2

Channel Bandwidth
1.228 MHz
30 kHz
30 kHz

表 7.TDSCDMA の ACLR 設定

2

50Hz

Offset (MHz)
0
0.885
1.25

Offset (MHz)Channel Bandwidth

0
0.750
1.98

1.228 MHz
30 kHz
30 kHz

図 34 と 図 35 に、WCDMAとCDMA2000 の代表的なACLR性能を 示 し ま す 。 WCDMA デ ー タ は 、 491.52 MSPS で 動 作 す るAD9736 に対して示してあります。CDMA2000 データは、122.88
MSPS、4 倍インターポレーション、FDAC/4 変調で動作する
AD9779 に対して示してあります。

VALUE:–91.46dBc/Hz–124.41dBc/Hz–142.43dBc/Hz–149.50dBc/Hz

図 33.Rohde & Schwarz 社の SMA100A 正弦波信号源の2.1 GSPS での位相ノイズ性能

REF –28.46dBm
AVG LOG 10dB

ATTEN 2dB

表 3.2.1 GSPS での正弦波信号源位相ノイズの一覧
Offset100 Hz

100 kHz

1 MHz

5 MHz

Agilent E4426B
Rohde & Schwarz
SML 02
Rohde & Schwarz
SMA100A−94.1−123.6−143.6−145.9−78.1−120.5−139.2−141.5−91.2−124.4−142.4−149.5正弦波信号源のノイズ性能は全動作周波数範囲で大幅に変化するため、NSD が重要パラメータである場合、与えられたアプリ
ケーションに対する正弦波信号源の選択には注意が必要です。

隣接チャンネル・リーク除去比または隣接チャンネル電力除去比隣接チャンネル・リーク(電力)除去比は、1 つのチャンネル内の測定電力値対隣接チャンネルの測定電力値の比をdBcで表したものです。表 4～表 7 に示すように、様々な規格で異なるチャ
ンネル帯域幅と隣接チャンネル間隔が規定されています。

CENTER 200.00MHzRES BW 30kHzVBW 300kHz
SPAN 33.84MHzSWEEP 109.8 ms (601pts)

RMS RESULTS
UPPER
LOWER
dBm
dBc
dBm
dBc
CARRIER PWR OFFSET FREQ REF BW
3.840MHz –78.59 –94.50 –78.29 –94.21
5.000MHz–15.92dBm/
10.000 MHz 3.840MHz –79.62 –95.53 –79.95 –95.87
3.84000MHz
15.000 MHz 3.840MHz –79.45 –95.36 –79.96 –95.88

06902-034

Sine Source

図 34.AD9736 の代表的な WCDMA 性能
REF –43.16dBm
AVG LOG 10dB

ATTEN 2dB

表 4.WCDMA の ACLR 設定
Carrier
1st Adjacent Channel
2nd Adjacent Channel
3rd Adjacent Channel
4th Adjacent Channel

Offset (MHz)Channel Bandwidth

0
5
10
15
20

3.84 MHz
3.84 MHz
3.84 MHz
3.84 MHz
3.84 MHz

表 5.CDMA2000 の ACLR 設定、IF > 1 GHz
Offset (MHz)Channel Bandwidth

0
1.6
3.2

1.228 MHz
1.228 MHz
1.228 MHzCENTER 127.255MHzRES BW 1kHzRMS RESULTSCARRIER PWR OFFSET FREQ
750.0MHz–19.63dBm/
1.980MHz
1.22880MHz

VBW 10kHzREF BW
30MHz
30MHz

SPAN 5MHzSWEEP 14.59 s (601pts)

UPPER
LOWER
dBm
dBc
dBm
dBc
–86.07 –105.70 –84.86 –104.49–14.88 –34.51 –91.17 –110.80

図 35.AD9779 の代表的な CDMA2000 性能

Rev. 0－ 15/21 －06902-035

Carrier
1st Adjacent Channel
2nd Adjacent Channel

AN-928
REF –30dBm
PEAK LOG 10dB
1 MKR1

クロストーククロストークは、マルチチャンネル DAC の 1 つのコンバータから別のコンバータへの混入を表します。クロストークは、次の2 つの方法を使って測定することができます。



TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 61.3MHz
AMPLITUDE:–85.04dBc/Hz

MKR4
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 339.2MHzAMPLITUDE:–71.17dBc/Hz

各 DAC を 1 つの周波数トーンで駆動し、各チャンネルに他のトーンが現れるのをチェックします。

EXT REFAC COUPLED: UNSPECIFIED BELOW 20MHz
START 100kHzVBW 5.1kHz
STOP 399.0MHz
RES BW 5.1kHz
SWEEP 18.49 s (601pts)

図 37.DAC2 に 0 を入力したときのDAC1 から DAC2 への混入

ATTEN 22dB

TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 61.3MHz
AMPLITUDE:–0.33dBc/Hz

MKR2
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 121.8MHz
AMPLITUDE:–77.15dBc/Hz

MKR4
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 339.2MHzAMPLITUDE:–17.97dBc/Hz

Sinx/xロールオフ

4

すべてのDACコンバータは固有のsinx/xロールオフ特性を持っています。このsinx/xロールオフは、出力信号がナイキスト周波数に近づくと振幅に影響を与えます。信号振幅の減少によりAC性能に与える影響を知るために、このロールオフをキャラクタラ
イゼーションすることが重要です。この影響を測定するときは、
DACから種々のフル・スケール正弦波を発生させて、出力周波数を上げながら基本波振幅を測定します。図 38 に、600 MSPS
で動作するの AD9783 を使ったこの測定値を示します。このデバイスは 2 番目および 3 番目のナイキスト・ゾーンのトーンを発生できるアナログ・ミックス・モードも持っているため、ミックス・モードでの振幅応答も示してあります。

MKR3
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 278.0MHz
AMPLITUDE:–70.80dBc/Hz

306902-036

2

EXT REFAC COUPLED: UNSPECIFIED BELOW 20MHz
START 100kHzVBW 5.1kHz
STOP 399.0MHz
RES BW 5.1kHz
SWEEP 18.49 s (601pts)

0–0.5

図 36. 60MHz 正弦波波形入力での DAC1 出力–1.0

基本波トーン: 60 MHz

2.

2 次高調波: 120 MHz

3.

FDAC と 2 次高調波との差: 280 MHz

4.

DAC の 1 次イメージ(FDAC − FOUT): 340 MHz

AMPLITUDE (dBm)

図 36 と 図 37 では、マーカは次のスプリアスに付けてあります。
1.

3

2

図 36 と 図 37 に、2 つ目の方法を使ったクロストーク測定を示します。基本波信号だけが混入するのではなく、高調波とイメージも混入します。クロストーク結果は評価ボード上の混入メ
カニズムからも影響を受けるので、評価ボードではなくコンバ
ータ自体から発生しているものを測定するように注意する必要があります。
REF 0dBm
PEAK LOG 10dB
1 MKR1MKR3TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 278.0MHz
AMPLITUDE:–89.55dBc/Hz

MKR2
TRACE: 1
TYPE: FREQ
X-AXIS: 121.8MHz
AMPLITUDE:–87.81dBc/Hz

1 つの DAC を 1 つのトーンで駆動し、かつ他の DAC を 0で駆動して、アイドル DAC のスペクトル上にそのトーンが現れるのを探します。

406902-037



ATTEN 10dB

NORMAL MODE

–1.5
–2.0
–2.5
–3.0

MIX MODE

–3.5
–4.0

–5.0

0

60

120

180

240

300

360

420

480

540

FOUT (MHz)図 38.ノーマル・モードとミックス・モードでのAD9783 の振幅応答

Rev. 0－ 16/21 －600

06902-038–4.5

AN-928
DCテストの定義
このセクションの DC テスト定義では、入力はバイナリ・データとします。

ゲイン誤差を予め設定したときのDAC伝達関数への影響を示します。

フル・スケール・ゲイン

オフセット

コンバータのフル・スケールは、すべての入力ビットを 1 に設定したときの出力電流測定値です。IOUTA (コンバータによってはピン IOUTP)では、フル・スケールはすべての入力を 1 に設定したときに発生します。IOUTB (コンバータによってはピン IOUTN)では、フル・スケールはすべての入力を 0 に設定したときに発生します。

コンバータのオフセットは、すべての入力ビットを 0 に設定したときの出力電流測定値です。IOUTA (コンバータによってはピ
ン IOUTP)では、0 mA はすべての入力を 0 に設定したときに発生します。IOUTB (コンバータによってはピン IOUTN)では、0 mA はすべての入力を 1 に設定したときに発生します。

オフセット誤差
ゲイン誤差

出力電流と理論ゼロとの差をオフセット誤差と呼びます。図 39に、オフセット誤差を予め設定したときのDAC伝達関数への影
響を示します。

理論出力範囲と実際の出力範囲の差をいいます。実際の出力範
囲は、すべての入力を 1 に設定したときの出力から、すべての入力を 0 に設定したときの出力を減算して求めます。図 39 に、3-BIT DAC TRANSFER FUNCTIONOFFSET ERRORIDEAL RELATIONSHIPFULL SCALE

7/8
1 LSB

NORMALIZED ANALOG OUTPUT

6/8

5/8
OFFSET
ERROR

4/8

3/8

SCALE-FACTOR ERROR
GAIN
ERROR

2/8

1/8

000

001

010

011

100

101

110

111

0

1/8

2/8

3/8

4/8

5/8

6/8

7/8

1

DIGITAL INPUT CODE AND FRACTIONAL VALUE

図 39.理論伝達関数へのオフセット誤差とゲイン誤差の影響

Rev. 0－ 17/21 －06902-039

0AN-928
温度ドリフトゲイン・マッチング

温度ドリフトは、全動作温度範囲TMIN～TMAX.での最大変化を表します。オフセットとゲイン・ドリフトの場合、ドリフトは1°C当たりのフル・スケール範囲に対するppm値で表されます。
リファレンス電圧ドリフトの場合は、ドリフトは 1°C当たりのppm値で表されます。1°Cあたりのppmで表すドリフトは通常、最大測定値から計算されます。代表的なリファレンス電圧ドリフトのプロットを 図 40 に示します。

ゲイン・マッチングは、1 つの DAC のゲインと別の DAC のゲ
インとの比として表されます。この測定は、複数の DAC を持
つデバイスに対してのみ有効で、次式から計算されます。

VREF (V)GAIN _ DAC1

 100

微分非直線性(DNL)と積分非直線性(INL)の 2 種類の直線性があります。コンバータの INL または DNL を計算するためには、
各デジタル入力コードに対する出力電流を測定してコンバータの伝達関数全体を最初に求めることが必要です。コンバータのすべてのコードの測定は、特に 14 ビットまたは 16 ビットのコンバータの場合、大変な作業です。コンバータがセグメント化されている場合は、すべてが必要となりません。

1.208

1.206

たとえば、16 ビット 1GSPS DACである AD9779 を例にします。
AD9779 は、上位 6 ビット(MSB)を構成する 63 個の等しい電流源からなるPMOS電流源アレイで構成されています。残りの 10
ビットは、MSB電流源の 2 進重みを持つ部分です(LSB)。

1.202–40 –30 –20 –10

0

10

20

30

40

50

60

70

80

TEMPERATURE (°C)

9006902-040

1.204

図 40.代表的なリファレンス電圧ドリフトのプロット

このケースでは、最大測定値は 85°Cで発生しているため、ドリフトはこの値から計算されます。このカーブのデータを 表 8 に示します。
表 8.リファレンス電圧ドリフトのデータ
Temperature

VREF

PPM from Maximum

85
65
45
25
0
−20
−40
Maximum
PPM/°C

1.20508
1.204974
1.204714
1.204352
1.203768
1.203126
1.202425
1.2050817.625520−88.035−303.092−604.217−1088.733−1621.428−2203.190

ppm _ from _ max 

伝達関数全体は、時間のかかる 65,535 回の測定ではなく 73 回の測定だけで求めることができます。16 ビット 500 MSPS DAC
である AD9786 のような他のコンバータは、MSB、ISB、LSBにセグメント化されています。AD9786 には、上位 7 ビットを構成する 127 個の等しい電流源があります。次の 4 ビット(ISB)は、15 個の等しい電流源(値はMSB電流源の 1/16)で構成されています。残りの 5 ビット(LSB)は、ISBの 2 進重みを持つ部分です。
この場合、伝達関数は 65,535 回の測定ではなく、147 回の測定で求めることができます。

積分非直線性誤差
INL誤差は、ゼロとフル・スケールを結ぶ直線により決定される理論出力と実際のアナログ出力との最大誤差として定義されます。理論伝達関数カーブと測定データを使って、3 ビット
DACのINL誤差を 図 41 に示します。

微分非直線性誤差
DNL誤差は、1 LSBの変化に対応するアナログ値の変化の測定値で、フル・スケールで正規化したものです。理論伝達関数カーブと測定データを使って、3 ビットDACのDNL誤差を 図 42に示します。

最大値からの PPM は次のように計算されます。

(VREF  VREFMAX ) 1e 6
VREFMAX

単調性
入力が増加したとき、出力が増加するか不変である場合に、DAC は単調であると見なします。デジタル入力シーケンス中に任意のポイントでアナログ出力が減少する場合、コンバータは単調でないといいます。

最後に、PPM/°C は次のように計算されます。

(PPMMAX  PPMMIN )125C

電源変動除去比
電源変動除去比(PSRR)は、電源が最小規定電圧値から最大規定
電圧値へ変化したときのフル・スケール出力の最大変化を意味します。

Rev. 0

GAIN _ DAC1  GAIN _ DAC2

直線性

1.210

PPM / C 

GainMatch － 18/21 －AN-928
FULL SCALE

1.25

7/8

1.00

6/8

0.75

ERROR (LSBs)

–INL
5/8
4/8

0.50
0.25
0

3/8

–0.25

1/8

–0.50

001

010

011

100

101

110

111

8192

16384

24576

32768

40960

49152

57344

65536

65536

CODE

06902-041

0
000

0

06902-043

2/806902-044+INL

図 43. AD9786 の代表的な INL プロット
図 41. INL の測定値
0.3
FULL SCALE
0.2

7/8

0.1

5/8

ERROR (LSBs)

6/8–DNL = 1LSB
MONOTONIC

4/8
3/8

0

-0.1

-0.2

+INL
2/8

-0.3
1/8

8192

16384

24576

32768

40960

49152

57344

001

010

011

100

101

110

111

06902-042

CODE
0
000

図 44. AD9786 の代表的な DNL プロット

図 42. DNL 測定値

Rev. 00－ 19/21 －AN-928
100MHz6dBm
DUAL POWER SUPPLY
5V

GND

AGILENT ESG/HP8644B

VOLTAGE REGULATORSVOLTAGE REGULATORSCLK INDAC1FMOD

AD9779DAC2SPI

I-V CONVERTEROP AMP
CIRCUITRYPC

PARALLEL
PORT

1.998765V
HP3458A MULITIMETER

図 45. DC 測定テストのセットアップ

Rev. 0－ 20/21 －06902-045

DATA PATTERN
GENERATOR (DPG)AN-928
この時間も通常最小時間として規定されます。 セットアップ・
タイムの場合と同様に、ホールド・タイムも 図 46～図 48 に示すように正と負の値が可能です。

デジタル入力タイミング
セットアップ・タイム

キープアウト・ウインドウ

DACのセットアップ・タイムは、クロックのラッチ・エッジの前でデータが安定するために要する時間です。 この時間は通常最小値として規定されます。 セットアップ・タイムは、 図 46
～図 48 に示すように、クロックのラッチ・エッジに対してキー
プアウト・ウインドウの位置に応じて正と負の値が可能です。

DAC のキープアウト・ウインドウは、クロック・ラッチ・エッ
ジの前後の合計ウインドウでセットアップ・タイムとホール
ド・タイムを含みます。
高速 CMOS 入力 DAC のセットアップ・タイムとホールド・タ
イムの測定については、アプリケーション・ノート AN-748 を参照してください。

ホールド・タイム
DAC のホールド・タイムは、データが正しく取得されるために、
クロックのラッチ・エッジの後でデータが安定する必要のある時間です。

INPUT CLOCKtH

06902-046

tS

INPUT DATA

図 46. ラッチ・クロック・エッジに対して対称なセットアップ・タイムとホールド・タイム (tS と tH は正値)

INPUT CLOCKtS

06902-047

tH

INPUT DATA

図 47. ラッチ・クロック・エッジから遅れたセットアップ・タイムとホールド・タイム (tS と tH は負値)

INPUT CLOCKtH

06902-048

tS

INPUT DATA

図 48. ラッチ・クロック・エッジより進んでいるセットアップ・タイムとホールド・タイム (tS 正値で tH は負値)

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