平成 28 年電気学会産業応用部門大会

1-94

磁界構造の異なる非接触給電トランスの共用化に関する研究
学生員

山本

達哉＊

学生員

山田

潤

正

員

金子

裕良(埼玉大学)

A Study of the Common Use of Wireless Power Transfer System
Which Has a Difference in the Magnetic Field Structure
Tatsuya Yamamoto＊, Student Member, Jun Yamada, Student Member, Yasuyoshi Kaneko, Member (Saitama University)
There are two types of the transformers in a wireless power transfer system for electric vehicles which has a difference in themagnetic field structure; a H-shaped core and a circular core. So far a transmitter usable in both these two types of the cores has
been proposed. However, the efficiency for a circular core receiver is too low when a gap length between a transmitter and a receiver
is long. In this study, I propose a new method to add two coils on the outside of the conventional coils in order to improve theefficiency for a circular core receiver. I made an experiment to transfer 1.5kW power to a load and the efficiency is kept up to or is
improved more than conventional methods.
キーワード：電気自動車，非接触給電，トランス，コイル，磁界構造，互換性，効率
Keywords：Electric vehicle, Wireless power transfer, Transformer, Coil, Magnetic field structure, Compatibility, Efficiency

1.

高効率で給電を行うことが可能である。送電側と受電側をはじめに入れ替えることも可能である。

近年，地球環境問題やエネルギー問題を受け，プラグイン

しかし，Hc 型トランスを円形トランスと組み合わせた場

ハイブリット自動車(PHV)や電気自動車(EV)の普及が進め

合，ギャップ長が長くなるにつれ効率が大幅に低下してしられている。これらの充電には，電気ケーブルとコネクタをまうという問題点が指摘されている(12)。

用いて給電するコンダクティブ方式が採用されている。し

本論文では，円形トランスへの給電効率の向上を目的とかし，コードレス化による利便性や安全性，保守性の向上として，従来の Hc 型トランスの外側にコイルを追加した構造

いった観点から，非接触給電方式(1) (2)での充電方法の確立がのトランスを新たに提案する。本提案トランスでは，円形ト期待されている。

ランスとの給電時に従来の Hc 型トランスのコイルと追加し電気自動車用の非接触給電トランスには，形状の違いかたコイルを接続する。これにより，実質的なコイルの巻幅がら，両側巻(H 型(3)，角形(4)，Solenoid 巻，Polarized type(5)と長くなり，送電側と受電側のコイルの結合係数が向上するも呼ばれる)と片側巻(円形(6)，Circular type(7) (8)とも呼ばれる)ことで，長ギャップ時の高効率給電を可能にしている。まの 2 方式がある。円形は漏洩電磁界のレベルが低い点で優た，H 型トランスと給電する場合は，追加コイルを開放する

れており，駐車中給電において実用化されつつある。H 型はことで従来の Hc 型トランスと同等の効率で給電を行うこと

小型軽量化，長ギャップ化，水平方向の位置ずれ許容量の点ができる。

で優れ，走行中給電への利用など今後の展望に期待されて

以下，2 章では非接触給電装置の概要や H 型トランスといる。しかし，トランス形状に起因する磁界構造の相違から

円形トランスの磁界構造の相違，コイル長と給電効率の関両者には互換性がなく，標準化の妨げ(6)となっている。

係について，3 章では本提案トランスの構造と H 型及び円

この問題を解決するため，H 型及び円形トランスと互換性のあるトランス構造が Auckland 大学から提案されている。DDQP(9)，BPP(10) (11)と呼ばれるトランスを受電側に用いれば，送電側に Polarized type あるいは Circular type のトラ

形トランスとの給電方法について，4 章では給電実験の概要と結果について述べ，5 章でまとめを述べる。

2.

電気自動車用非接触給電トランス

ンスを用いても給電可能となる。一方，埼玉大学では H 型〈2･1〉 非接触給電トランスの等価回路をベースにコイルを 2 分割することで，H 型と円形の 2 種

次並列コンデンサ方式 (13) の非接触給電システムの構成を類のトランスと給電を行えるようにした Hc 型(12)と呼ばれFig. 1 に示す。高周波電源に f0=85kHz のフルブリッジイン

るトランスを提案した。このトランスを送電側に用いるこ

バータを用い，二次側整流器は全波整流回路を用いる。給電とで，受電側が H 型と円形のどちらのトランスであっても，トランスを T 型等価回路で表し，直列及び並列共振コンデ［ I - 327 ］

一次直列二Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

1-94
VDC IDC

VIN IIN

VL IL

V2 ID

I2

V1

CS
+

Regulated DC
Power Supply

Secondary winding

+
RL

Cp

ηTR

P1

POUT

P2

Fig. 1. Wireless power transfer system.
V’IN I’IN

I2
r’1

-jx’S

jx’1

V2 ID

Primary winding

jx2

r2

r’0
-jxp

Magnetic
flux line

RL

jx’0

(a) H-shaped core.

Secondary winding

Fig. 2. Detailed equivalent circuit.
Table 1. A new Hc core transmitter specifications.
Coil winding

90 mm × 2, 120 mm × 2

Litz wire

0.1 mm, φ × 800

Size

700 × 300× 40 mm

Winding

14 T (2 parallel) × 4

Aluminum sheet

700 × 600 × 1 mm

Primary winding

Table 2. Transformer specifications.

Magnetic
flux line

Type

H-shaped core

Circular coreSize

360 × 300× 35 mm

360 × 360× 25 mm

Winding

4 T (15 parallel)

4 T (8 parallel)

ンサ CS，CP と抵抗負荷 RL(b) Circular core.

Fig. 3. Magnetic field.

を加えた詳細等価回路(12)を Fig. 2に示す。なお，巻数比を a = N1/N2 とし，一次側諸量は二次

1

 max 
1

2r2
xp

1 r1
1
b 2 r21 r1
1b 2 r2······· (４)，RL max  x p

側に換算し'(ダッシュ)をつけて表す。実際の給電トランスで〈2･2〉 H 型及び円形トランスの磁界構造の相違

は，フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損 r'0 と巻線抵

気自動車用非接触給電トランスには，H 型と円形の 2 方式

抗 r'1，r2 は，電源周波数 f0 においてトランスのリアクタンがあるが，コアや巻線形状が違うことから磁界構造が Fig. 3

ス x'0，x'1，x2 に比べ十分小さい。従って，巻線抵抗 r'1，r2 とのように異なる(12)。そのため，H 型トランスと円形トランス

鉄損 r'0 を省略して解析を進める。

には互換性がなく，これらを組み合わせて高効率で給電を電

まず二次側並列コンデンサ CP の値を，電源周波数 f0 にお行うことができない。そこで，両者を共用することが可能な

いて励磁リアクタンス x'0 と漏れリアクタンス x2 との和(二Hc 型と呼ばれるトランスが提唱されている。ところが，ギ

次巻線の自己インダクタンス ω0L2)に共振するように(1)式

ャップ長が拡大したときの円形トランス同士の給電効率はの値に決める。

H 型同士の場合よりも低いうえ(14)，一次側か二次側に Hc 型

1
 xp  x 0  x2 ···························· (１)0 Cp
次に一次側直列コンデンサ CS の値を一次側電源力率が 1になるように(2)式の値に決める。

x 0 x2
1
 xs  x1 
 0 C sx 0  x2

トランスを使用するとさらに低下してしまう (12)という問題点がある。乗用車よりも車高が高い大型バスやトラックに給電することを想定すると，積載量の変化を考慮してギャップ長が 150mm 程度まで広がったとしても(1)高効率で給電できることが必要となる。また，現状 Hc 型トランスから H·················· (２)型トランスへの給電は 92%以上の高効率であることから，これを維持することも考慮する必要がある。

ここで，V'IN と V2，I'IN と ID との関係を求めると，
x0V IN  bV2，I IN  I D b ，b ··············· (３)x0  x2するコイル長の比をある程度大きくすることで結合係数をが成り立ち，巻数比 b の理想変圧器と等価となる。

イル長を長くすれば最大効率を向上させることができると続いて，銅損のみを考慮したトランス部の最大効率 ηmax と考えられる(16)。一方，H 型トランスへの給電時はコイルを長

その時の抵抗負荷 RLmax の値は(4)式となる。

〈2･3〉 コイル長と給電効率の関係

ギャップ長に対上昇できる(15)ことから，円形トランスに給電する場合にコくすると，一次側と二次側の磁極間の距離が長くなるために結合係数が低下してしまう恐れがある。これを防ぐため，［ I - 328 ］Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

1-94
40

40

120

90

80

Fig. 4. Dimensions of a new Hc core transmitter.
(a) H-shaped core(b) Circular coreFig. 6. Transformer dimensions.

に給電する場合は Fig. 7(a)に示すように，coil1b，coil1c に流れる電流の向きを揃え，同じ方向に磁束を発生させる。円形
トランスに給電する場合は Fig. 7(b)に示すように，coil1b，
coil1c に加え coil1a，coil1d にも電流を流し磁束を発生させる。このとき coil1c，coil1d に流れる電流を逆向きにし，
coil1a，coil1b と逆向きの磁束を発生させる。
〈3･4〉 一次側の各コイル間の接続

前述した磁界構造を作るために，一次側トランスのコイル間を適切に接続し，電流の流れる向きを調整する必要がある。H 型トランスに給電する時の接続を Fig. 8 に，円形トランスに給電する時の接続を Fig. 9 に示す。複数のコイルを Fig. 8，Fig. 9 のよ
うに並列あるいは直列接続することで，1 つのコイルとみなFig. 5. Photograph of a new Hc core transmitter.

すことできる。
H 型トランスに給電する際の一次側のコイルの長さは従来

従来の Hc 型トランスの研究においては，二次側トランス

通りのままが望ましい。そこで，円形トランスへの給電時との種類が変わってもインバータの出力電圧及び電流が大幅

H 型トランスへの給電時で実質的なコイルの長さを変えらに変動するのを防ぐため，一次側トランスの見かけ上の巻れるトランスを提案した。

数をそろえるよう，H 型トランスへの給電時は並列に，円形

3.

トランスへの給電時は直列に，それぞれ一次側トランスの外側コイルを追加した新 Hc 型トランス〈3･1〉 新 Hc 型トランスの構造と仕様

コイルを接続していた(12)。これに加え，本研究においては以〈2･3〉で提下の観点からコイル間の接続方法を決定した。

案した，外側コイルを追加した新 Hc 型トランスを作製しH 型トランスに給電する場合，中央の 2 つのコイルにのた。Fig. 4 に寸法，Fig. 5 に写真，Table 1 に主な仕様を示す。

み電流を流すので，従来の Hc 型トランスと同様に並列(12)に円形トランスに給電する際は，新たに設置した外側コイ接続する。一方，円形トランスに給電する場合，本提案手法

ルに電流を印加して磁束を発生させることで，実質的なコにおいては一次側トランスのコイルは 4 つすべて使用する

イル長を大きくする。一方，H 型トランスに給電する際は，ことを前提にしている。この際，コイルに流れる電流に偏り

外側コイルには電流を印加せず，従来の Hc 型トランスとコがあると発生する磁界構造にアンバランスが生じ，二次側イル長を同じ長さにする。

トランスとの結合が低下する恐れがある。そこで，すべての内側の 2 つのコイルは，全長 360mm の H 型，円形トラン
スと高い互換性を持つ，従来の Hc 型トランスで使用していたものである。
〈3･2〉 H 型，円形トランスの仕様

本提案トランス

コイルに等しく電流を流せるよう直列に接続する。

4.

給電実験

〈4･1〉 給電実験の条件と使用したコンデンサ

一次を用いてギャップ長拡大時に高効率での給電が可能である

側に Hc 型トランス及び本提案トランスを，二次側に H 型ト

ことを確かめるため，Fig. 6 の H 型及び円形トランス(14)をランス及び円形トランスをそれぞれ用いて，1.5kW 給電実験用いた。Table 2 に H 型及び円形トランスの仕様を示す。給を行った。

電時には二次側にこれらの H 型及び円形トランスを配置する。
〈3･3〉 新 Hc 型トランスの磁界構造

二次側が円形トランスでかつ一次側が本提案トランスの場合は Fig. 10 の回路で，それ以外の場合は Fig. 1 の回路でH 型トランス［ I - 329 ］

それぞれ実験を行った。Fig. 10 は一次巻線及び一次側直列Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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z

x

y
(a) A new Hc core transmitter and H-shaped core receiver.

(b) A new Hc core transmitter and Circular core receiver.

Fig. 7. Magnetic field.

VDC IDC

VIN IIN

I2

V1
CS1a

Regulated DC
Power Supply

+

+

RL

Cp

CS1b

CS1c

Fig. 8. Connection methods to H-shaped core.

VL IL

V2 ID

POUT

CS1d

P1

ηTR

P2

Fig. 10. Experimental circuit for the Circular core receiver.

Fig. 9. Connection methods to Circular core.

コンデンサ CS を 4 分割した回路(17)となっている。これは，二次側が円形トランスの場合はギャップ長が大きくなると結合係数 k が著しく低下し，一次巻線端子電圧 V1 が過大となって一次側直列コンデンサ CS の耐圧不足や一次巻線の絶Fig. 11. A new Hc core transmitter and H-shaped or Circular core receiver.

縁破壊が発生する恐れがあるためである (12)。ギャップ長変
動は 100 ~ 200mm で，位置ずれは後述する標準状態におい

Table 4 に実験で用いた直列及び並列共振コンデンサ CS，て x 方向，y 方向ともに 0 ~ 100mm で測定した。一次側トラ

CP と抵抗負荷 RL の値を示す。ギャップ長が小さい時のインンスのコイル間の接続は，〈3･4〉節で述べた通りとした。な

バータの進相運転を防ぐため(12)，CS は 100mm での最適値に

お，外側コイルを追加した新 Hc 型トランスから H 型トラン設定した。また，CP は(1)式より二次側トランスの自己インスへ給電する際，一次側の 4 つのコイル全てを並列接続しダクタンス L2 と電源周波数 f0 によってのみ決まることから，た場合についても参考として給電実験を行った。

一次側トランスのコイル間の接続やギャップ長が変わって

二次側トランスが円形トランスの場合は H 型トランスのも変更する必要はない。そこで，ギャップ長が 100mm のと場合に比べて結合係数 k が少し下がる。そこで，同一形状の

きに H 型及び円形トランス同士で給電する場合に最適な場

トランスが正対しているときに結合係数 k ≈ 0.2 となるギャ

合の値を用いた。

ップ長(H 型トランスは 150mm，円形トランスは 100mm)(12)〈4･2〉 H 型トランスへの給電実験結果

をそれぞれ標準状態とした。Fig. 11 に H 型および円形トラ

12 (a)に対 H 型時の定数測定結果から算出した結合係数 k，ンスへの給電時の写真を，Table 3 に標準状態での LCR メー

Table 4 と Fig. 12 (b)に 1.5kW 給電時のトランス効率 ηTR のギ

タによる定数測定結果を示す。

ャップ変動特性を示す。ギャップ長 150mm の標準状態での［ I - 330 ］

Table 3 と Fig.

Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

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Table 4. Parameters of experiments.

Table 3. Transformer parameters.
SecondaryH-shaped core
A new
A new
Hc coreHc coreHc core
**
***
A
B
C
85.0
150
0
0
23.1
71.2
130
61.2
7.86
7.30
8.47
11.6
16.5
8.51
42.6
68.5
49.6
5.11
4.81
5.55
0.06700.0431
0.0613
0.579
0.570
0.561
0.183
0.206
0.128
0.156
0.218
0.111
18.1
18.4
23.3
97.4
97.6
96.6
406
350
507
412
450
394

Primarycase
f0[kHz]gap[mm]r0[mΩ]
r1[mΩ]
r2[mΩ]
l0[uH]
l1[uH]
l2[uH]
CS[uF]
Cp[uF]
kb
RLmax[Ω]ηmax[%]Q1
Q2

Secondary

Circular core
A new
Hc coreHc Core**D
E

Primarycase
f0[kHz]gap[mm]CS[uF]
Cp[uF]RL[Ω]
VIN[V]IIN[A]
V1[V]
V2[V]
POUT[kW]ηTR[%]

100
26.9
181
10.1
33.3
81.6
7.37
0.03130.435
0.156
0.0844
31.0
96.7
340
424

H-shaped core
A new
A new
Hc coreHc coreHc core
**
***
A
B
C
85.0
150
0.06640.04530.0664
0.584
36.2
36.8
46.6
154
225
157
13.3
9.36
18.4
448
516
613
203
205
240
1.50
92.2
92.0
85.6

245
444
9.49
127
248
7.50
0.009610.430
0.164
0.0795
27.1
97.4
451
458

Circular core
A new
Hc coreHc core**DE
100
0.03050.0106
0.423
60.0
55.0
147
299
13.2
6.57
849
253
244
92.6

94.2

** The proposed method.
*** The control experiment; all of the coils are connected electrically.

95

96

0.2
0.1

case:A
case:Bcase:C

0
100

88

90

85

TR[%]

TR[%]

k0.3

80

case:A
case:Bcase:C

case:A (x)case:B (x)case:C (x)case:A (y)case:B (y)case:C (y)72150
gap[mm]100200(a) Gap length vs. k

150

200

0

gap[mm]50
misalignment[mm](b) Gap length vs. ηTR(c) Misalignment vs. ηTR

100

Fig. 12. Experimental results (secondary: H-shaped core).
96

95

0.3

case:D
case:E

0.1
0
100

90

TR[%]

TR[%]

k

88

0.2

85

80
case:D (x)case:E (x)case:D
case:E

case:D (y)case:E (y)72150
gap[mm](a) Gap length vs. k

200

100

150
gap[mm]200(b) Gap length vs. ηTR

050
misalignment[mm]100(c) Misalignment vs. ηTR

Fig. 13. Experimental results (secondary: Circular core).

k は，従来手法(case:A)に比べると本提案手法(case:B)では若

一次側の全コイルを並列接続した case:C の方が，提案手干向上した。また，ηTR は，case:A が 92.2%だったのに対し，法である case:B より損失が多い理由について，定数測定や

case:B では 92.0%と 0.2 ポイント減少しただけでほとんど変給電実験の結果を元に検討を行った。Table 3 より case:C でわらず，高効率を維持することができた。この傾向はギャッ

は一次側の並列数が増えたことで巻線抵抗 r1 が約 0.5 倍にプ長が 200mm に拡大しても同じであった。一方，一次側のなったものの，Table 4 よりコイルに流れる電流 Iin が約 2 倍

4 つ全てのコイルを並列に接続した場合(case:C)，標準状態になっていた。銅損 Pc は抵抗値と電流の 2 乗の積によっての k は case:A，case:B のどちらの場合よりも低かった。ま求まることから，case:C の一次側で発生した Pc は case:B のた，ηTR は 85.6%と大きく低下し，ギャップ長が拡大すると約 2 倍になったことになる。また，Table 4 より一次側のコ

その度合いはより顕著になった。

イルにかかる電圧 V1 は 1.19 倍大きくなった。鉄損 Pi は電圧

Fig. 12 (c)に 1.5kW 給電時のトランス効率 ηTR の位置ずれの 2 乗に比例することから，case:C の一次側で発生した Pi特性を示す。こちらも同様な傾向が得られ，case:C ではどのは 1.41 倍増えたことになる。これらより，一次側の全コイ位置においても ηTR が case:A や case:B より約 6.5 ポイント

ルを並列接続することによって，銅損・鉄損がともに増加し低下した。

トランス効率の低下につながったと考えられる。

［ I - 331 ］Ⓒ 2016 IEE Japan平成 28 年電気学会産業応用部門大会

1-94〈4･3〉 円形トランスへの給電実験結果

Table 3 とFig. 13 (a)に対円形時の定数測定結果から算出した結合係数k，Table 4 と Fig. 13 (b)に 1.5kW 給電時のトランス効率 ηTRの，ギャップ変動特性を示す。ギャップ長 100mm の標準状
態での k は，従来手法(case:D)に対し本提案手法(case:E)では若干向上した。また，ηTR は case:D が 92.6%だったのに対し
case:E では 94.2%となり，1.6 ポイント向上した。ギャップ
長を 150mm に拡大すると case:E における ηTR は 89.3%で向上の度合いは 4.7 ポイントとなり，ギャップ長が広がるにつれて本提案手法による効果がより大きくなることがわかった。これは結合係数 k や一次側コイルの性能を表す Q 値が大きくなるからと考えられる。
Fig. 13 (c)に 1.5kW 給電時のトランス効率 ηTR の位置ずれ特性を示す。case:E の場合でも y 方向では ηTR が case:D とほ
ぼ変化しなかった。それに対し，x 方向では ηTR が大きく向上しており，ずれ幅が大きくなるほどその差が顕著に現れた。特に 100mm 時においては 16.5 ポイントもの差がついた。
Hc 型トランスの外側に〈4･4〉 給電実験結果まとめコイルを追加した本提案トランスを一次側に用いることで円形トランスへの給電時の結合係数 k 及びトランス効率 ηTRが向上することが確認できた。また，H 型トランスへの給電
時は一次側のトランスのうち中央の 2 つのコイルのみを並列接続することで，従来の Hc 型トランスを使用した場合と同等の結合係数 k 及びトランス効率 ηTR で給電が可能である
ことが確認できた。更に外側のコイルまでも並列に接続す
ると，銅損や鉄損が増加してかえって ηTR が低下することが
わかった。

5.

まとめ

従来の Hc 型トランスの外側にコイルを追加して円形トラ
ンスへの給電効率を改善し，長ギャップでも高効率で給電が可能な新たなトランス構造を提案した。
円形トランスとの給電では一次側の 4 つのコイルすべてを直列接続することで，一次側トランスの Q 値や二次側ト(１) 自動車技術会：「自動車技術ハンドブック⑩設計(EV・ハイブリッド)編」，自動車技術会，pp.322-336 (2011)(２) 電気学会・移動体用エネルギーストレージシステム技術調査専門委
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ランスとの結合係数を大きく向上させることができ，ギャップ長拡大時や位置ずれ時の給電効率が向上することを示した。一方，H 型トランスとの給電では一次側トランスのう
ち中央の 2 つのコイルのみを並列接続することで，従来のHc 型トランスと同等の効率で給電が行えることを示した。
また，追加コイルも並列に接続した場合，一次側の電流や電圧の上昇等に起因して銅損や鉄損が増加し，かえって給電効率が低下することを示した。
以上より本論文で提案した新たなトランス構造を用いることで，ギャップ長拡大時に円形トランスと H 型トランスのどちらへも高効率で給電ができることが示された。これ
らの共用化がより一層促進されると期待できる。

文献［ I - 332 ］Ⓒ 2016 IEE Japan