SPC-11-048

新コア構造による電気自動車用非接触給電トランスの小型軽量化
千明
保田将人＊

長塚 裕一

富夫（(株)テクノバ）

金子 裕良

阿部 茂（埼玉大学）

鈴木 明（アイシン・エィ・ダブリュ(株)）Small-size Light-weight Transformer with New Core Structure for Contactless Power Transfer Systemof Electric Vehicle
Masato Chigira＊, Yuichi Nagatsuka, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)
Tomio Yasuda (Technova Inc.), Akira Suzuki (AISIN AW CO.,LTD.)
A contactless power transfer system for electric vehicles needs to have a high efficiency, a large air gap, good tolerance tomisalignment in the lateral direction and be compact and lightweight. In this paper, a new 1.5kW transformer has been developed
using novel H-shaped core which is more efficient, more robust to misalignment and lighter than previous rectangular core tosatisfy these criteria, and its characteristics are described. An efficiency of 95% was achieved across 70mm air gap. The results oftest at wide air gap of 100mm, temperature rise test and 3kW operation test are also presented.
キーワード：電気自動車，非接触給電，効率，コア，温度上昇試験(electric vehicle, contactless power transfer system, efficiency, core, temperature rise test)

1. はじめに

2. 自動車用非接触給電システム

電気自動車用非接触給電トランスは，ギャップ長および左右方向の位置ずれ許容範囲を大きく，小型軽量で高効率にする必要がある。トランス構造として円形コア片側巻構造が多く採用されてきたが(1)～(3)，筆者等は左右方向の位置ずれ許容範囲を大きくし小型軽量にするには，角形コア両側巻構造の方が優れていることを発表してきた(4)～(8)。
電磁誘導方式の非接触給電の先駆的研究開発を行ってきた Auckland 大の Boys 氏等も，電気自動車用として円形コア片側巻構造が位置ずれに弱いことを 2009 年秋に発表し(3)，

図1
Fig.1.

非接触給電システム

Contactless power transfer system.

2010 年秋にはこの問題を解決する両側巻の Flux pipe 構造を発表した(9)(10)。今後，自動車用は両側巻構造が主流になると思われる。
本論文では従来の角形コア両側巻トランスを改良し，小型軽量化，高効率化，位置ずれ許容範囲等で性能向上をめざした新コア構造両側巻トランス（Ｈ型トランス）について紹介する。試作した給電電力 1.5kW，標準ギャップ長70mm のＨ型トランスは，外寸 240×300×40mm，車載側重量3.9kg で，左右方向位置ずれ±150mm の平均効率が 94%であった。新トランスの各種実験結果について述べる。また，
標準ギャップ長 100mm での給電実験，連続給電時の温度上昇試験，倍速充電のための 3kW 給電実験についても実験結果を紹介する。

図2Fig.2.

詳細等価回路Detailed equivalent circuit.

〈2･1〉非接触給電システム

一次直列二次並列コンデンサ方式(11)の非接触給電システムの構成を図 1 に示す。高周波電源にはフルブリッジインバータを用い，二次側整流回路には効率向上のため倍電圧整流回路を用いた。

1／6

直列及び並列共振コンデンサ CS, CP

Secondary windingと整流回路，抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を図 2 に示

Position (A)〈2･2〉等価回路

Position (B)す。給電トランスの巻数比を a＝N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換算し'（ダッシュ）をつけて表す。実際の給電ト
ランスでは，フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0'と巻線抵抗 r1', r2 は，電源周波数においてトランスのリアクタンス x0', x1', x2 に比べ十分小さい。従って r0'と r1', r2Magnetic flux lineを省略した回路で解析を進める。また，整流回路と平滑コ

of primary winding

ンデンサを省略し，CP に並列に抵抗負荷 RL だけを接続したPrimary winding

回路で考える。
〈2･3〉直列および並列コンデンサ(a)まず二次側並列コ

Single-sided winding transformer.

ンデンサ CP の値を，電源周波数 f0 において励磁リアクタン
ス x0'と漏れリアクタンス x2 との和（二次巻線の自己リアク

Position (B)Secondary winding

タンス ω0L2）に共振するように(1)式の値に決める。
Position (A)1 x P  x 0  x 2 ............................................... (１)0 CP

Ferrite core

次に一次側直列コンデンサ CS の値を(2)式の値に決める。

x x1
 x S  x1  0 2 ..................................... (２)0CSx 0  x 2〈2･4〉理想変圧器特性(12)Magnetic flux lineof primary winding
Primary windingz : Vertical direction
y : Lateral direction

ここで，V'IN と V2，I'IN と IDの関係を求めると，

  bV 2 ,VIN

x : Forward direction  ID b,I INbとなり，巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる。
〈2･5〉給電効率(12)(13)

Double-sided winding transformer.

図3Fig.3.

片側巻と両側巻トランス

Single and double-sided winding transformers.

図 2 で整流回路がない場合，(3)式よりトランス部の給電効率 η は(4)式で表され，最大効率
ηmax とそのときの抵抗負荷 RLmax は(5)式となる。(4)(5)式を用いれば，給電トランスの最適設計や最大効率運転が可能となる。

R L I L22
 r2 I 22
R L I L2  r1I IN(b)x 0............. (３)x 0  x 2RL  R  2  ... (４)r
R L  12  r2 1   L  b  x P  

40%の時に給電電力がゼロになる問題が指摘されている(3)。
図 3(a)に示すように片側巻では地上一次コイルが発生する
磁束は，車載二次コイルを位置(A)では上方向に貫くが，位置(B)では下方向に貫く。従って位置(A) と位置(B) の間で車載コイルを貫く磁束の総和が０となる位置があり，結合係数 k が０になり給電できなくなる。このため片側巻では位置ずれ許容範囲の約 4 倍の直径が必要と言われている。一方，両側巻は車載コイルが y 方向に位置(A)から位置(B)に変 max 12r
1 2xP1 r1
1b 2 r2， RLmax  x P〈2･6〉片側巻と両側巻トランス1 r1
 1 .. (５)b 2 r2化しても，車載コイルを貫く磁束量の変化は小さく，結合係数 k の低下が小さいため，位置ずれに強い。

3. 平板型トランスと H 型トランスの特性比較
非接触給 電トランスの構造は，円形コア片側巻構造(1)～(3)と角形コア両側巻構造(4)～(8)に大別できる。従来，トランス背面に磁束が存在せず結合係数 k の高い片側巻が多く用いられてきた。両側巻は背面に磁束が漏れるため一見不利だが，アルミ板を設置すれば磁束遮蔽が可能で結合係数 k を高めることができる。またコ
ア幅は片側巻では（コイル幅＋磁極幅）の 2 倍程度必要なのに対し，両側巻ではその半分で済むため，両側巻のほうが大幅に小型化できる。
また円形コア片側巻構造には，位置ずれ量が直径の約〈3･1〉平板型トランスと H 型トランス

筆者等は，電気自動車用には，位置ずれに強く小型軽量化が可能な角形コア両側巻構造が最適と考え，図 4(a)に示す平板型トランスやすのこ型トランスを製作し，これらの特性について発表してきた(5)。ギャップ長や位置ずれ特性は磁極形状（長さ，幅）とコイル幅（図 4 では x 方向の長さ）で決まり，コイルは幅さえあれば起磁力（アンペアターン）を提供するだけである。従ってコアを図 4(b)に示す新コア構造（Ｈ型コア）に変えれば，様々な性能の向上が期待できる。
2／6

表1

給電トランスの設計目標

表2

Table 1.

Table 2.

Rated power
WeightGap length
Tolerance toMisalignment

Design goal.

xy1.5kW
4.0kg
70±30mm±45mm±150mm

TypeCore
Litz wire
Weight of the secondary
Size
Primary
Winding
Secondary
Aluminum sheet

トランスの仕様Specification.

RectangularH-shaped core
FDK 6H20
FDK 6H20, TDK PC40
0.25mmφ×24×16
0.1mmφ×800
4.6kg
3.9kg
240×250×40mm
240×300×40mm
1p×18T
3p×20T
2p×9T
9p×6T
400×600×1mm

300

40

Ferrite core

Winding150

Winding150240

45

Ferrite core150

240250xFerrite coreyFerrite core(a) Transformer with rectangular core.

図4unit : mm(b) Transformer with H-shaped core.

両側巻角形トランスの外形と寸法

Fig.4. Transformer’s outline and it’s dimension.
Ｈ型トランスは，(1) 巻線長短縮とフェライト量削減による軽量化，(2)表3

巻線長短縮（巻線抵抗低減）による高効率化，(3) 磁極長延長による左右位置ずれ許容範囲の拡大，更には，(4) より高い電源周波数の採用による高効率化などを狙いとして開発した。
Ｈ型トランスの設計目標を表 1 に示す。前後方向(x 方向)の位置ずれ許容範囲は，タイヤ止め等を用いれば小さくても良いが，左右方向(y 方向)は大きくする必要がある。また
Ｈ型トランスと平板型トランスの仕様を表 2 に，写真と寸法を図 4 に比較して示す。表 2 よりＨ型トランスの車載側重量は 3.9kg で，平板型の 4.6kg より軽量化できている。
巻線重量は 2.9kg から 2.0kg に減少した。
自動車用非接触給電では駐車時にトランスの位置ずれや，車両重量変動等によるトランスのギャップ長の変動が標準状態のトランス定数
Table 3.

Typef0 [kHz]r0 [mΩ]
r1 [mΩ]
r2 [mΩ]
l0 [μH]l1 [μH]l2 [μH]L1 [μH]L2 [μH]kb
RLmax [Ω]ηmax [%]

Parameters.

Rectangular200.45
82.5
20.9
40.2
64.3
17.2
104
27.3
0.38
0.37
9.85
96.6

H-shaped core
3001069.30
55.4
115
9.70
170
14.70.330.348.6997.9で特性を測定した。

避けられない。機械的ギャップ長 70mm で位置ずれがない

以下，Ｈ型トランスの定数と給電実験結果を，平板型ト状態を標準状態とし，ギャップ長は±30mm，位置ずれは前ランスと比較して示す。本論文中のギャップ長は，平板型

後方向(x 方向)±45mm，左右方向(y 方向)±150mm の範囲

はトランスケース無しの場合の値を，Ｈ型は厚さ 5mm のト3／6

表4

標準状態の給電実験結果

Table4. Experimental results.
Rectangular
2070*045002350112
117139178
186
241
1489
1166
95.3
91.9
0.14
0.180.696
2.30

0150
2386.6
137
186
1528
93.1
0.14

H-shaped core30
704500150
80
143
128
129
12934634615031506
93.7
93.00.21
0.220.189
1.91

00168
128
346
1507
94.9
0.21

0 ***
02261824913060
94.70.29

VIN15A

IIN200V

V250A

ID0

* H-shaped core と同じケースを付けると 60mm に相当** Rectangular は全波整流，H-shaped core は倍電圧整流

図5*** 3kW 給電

1V250

η(standard gap100mm) 0.5
L2k

040 50 60 70 80 90100110120130
gap [mm]

200

1150
100

V20.5k

50
L20

図6η

VIN

50100y [mm]150200

POUT

η

VIN

1150
V2100

0.550k

L201.5
POUT [kW], k, ηη(standard gap70mm)

150
100

0.1[ms]
Ｈ型トランスの各部電圧電流波形

2501.5POUTPOUT [kW], k, η

VIN

250

1.5Voltage [V], L2 [μH]

200

POUT

POUT [kW], k, η

Voltage [V], L2 [μH]

250

0.05

Fig.5. Wave forms.

Voltage [V], L2 [μH]

Typef0 [kHz]gap [mm]
x [mm]y [mm]RL [Ω]
VIN [V]V2 [V]VL [V]**
POUT [W]η [%]B2 [T]CS [μF]CP [μF]

200V

153045x [mm]H 型トランスの給電実験結果
Fig.6.

Experimental results.

ランスケース付きの場合の値を示す。従って平板型にＨ型

械的ギャップ長 70mm の同じ条件で比較すると，平板型がと同じ厚さのケースを付けると機械的ギャップ長は 70mm94.6%，Ｈ型が 94.9%であった。図 5 に示すようにＨ型トラから 60mm に縮小する。基本定数測定はトランスの一次側ンスはトランスの入力電圧 VIN，電流 IIN が二次電圧 V2 とほから二次側開放時と短絡時，及び二次側から一次側開放時ぼ同位相になっており，理想変圧器特性が成り立つことがと短絡時の R と L を LCR メータで測定し，計算で導出した。

確認できる。

共振コンデンサ CS と CP の値は平板型トランスとＨ型トラ〈3･3〉ギャップ長変動特性

ンスとも(1), (2)式を用いて導出した。

ずれが生じたときの給電実験結果を図 6 に示す。位置ずれ

ギャップ長変動および位置給電実験は図 1 の回路で行った。電源にフルブリッジイの方向は図 4 に示す。ギャップ長または位置ずれが大きくンバータを用い，二次側には倍電圧整流回路と抵抗負荷をなると主磁束が通る磁路の磁気抵抗が大きくなり，相互イ接続した。実験はトランスの背面に漏れ磁束遮蔽用のアルンダクタンス l 0 と結合係数 k が低下する。しかし二次巻線ミ板（400mm×600mm，厚さ 1mm）を設置して行った。
〈3･2〉標準状態の特性
ギャップ長 70mm で位置ずれがの自己インダクタンス L2 はほぼ一定であるため，CP の値を一定としても(1)式の共振条件からずれない。実験では共振ない状態を標準状態とする。標準状態におけるトランス定コンデンサ CS と CP の値は一定とし，抵抗負荷 RL は図 2 の数を表 3 に示す。Ｈ型は平板型に比べ結合係数 k は低いが理回路で V2 と VL の電圧比(VL / V2)を考慮して 80Ωとして行っ論最大効率 ηmax は高い。この理由はＨ型に改良したことでた。
ギャップ長が大きくなると結合係数 k が減少し理想変圧巻線長が短くなり二次側巻線抵抗 r2 が平板型より減少した
ことと，一次側巻数を増やし周波数 f0 を上げたことで励磁器の巻数比 b が低下し，(3)式より電圧比(V2 / VIN)が増大す

リアクタンス x0(=2πf0 lo)が増加しためと考えられる。

る。ギャップ長変動特性では出力電力 POUT＝1.5kW となる

標準状態における給電実験の結果を表 4 に電圧電流波形ように入力電圧 VIN を調節した。ギャップ長が変動しても入を図 5 に示す。トランス効率 η (=P2/P1)は，ケース付きで機力電圧 VIN と二次電圧 V2 は(3)式を概ね満たした。トランス4／6

25095.2%，94.9%，93.1%と減少した。
ギャップ長は 70mm 一定，前後方的にずらして給電実験を行った。給電実験結果を表 4 と図 6に示す。位置ずれが生じるとギャップ長変動時と同様に電圧比(V2 / VIN)が変化する。左右方向ずれ y が最大時のトランス効率 η は平板型が 93.1%でＨ型が 93.0%であった。標準状態での効率と比較すると，y 方向位置ずれによる効率低下

1.5VIN

1501V2100

η(experimental value)η(calculated value)

は，平板型の 2.2%に対しＨ型は 1.9%であった。Ｈ型は磁極500を長くしたため，少し位置ずれに強くなった。
〈3･5〉負荷変動特性

ギャップ長 70mm，位置ずれ x=y=050の標準状態で出力電圧 VL を一定とし抵抗負荷 RL を 60~240Ω
図7まで変化させたときの給電実験結果を図 7 に示す。図 7 の抵抗負荷 RL の値は倍電圧整流回路の電圧比(VL / V2)で補正(6)している 。トランス効率 η の実験値と計算値はよく一致する。また，トランス入力電圧 VIN と二次電圧 V2 および電圧比(V2 / VIN)はほぼ一定であり，理論通り抵抗負荷が変化しても理想変圧器特性を満たしている。

4. H 型トランスの諸特性〈4･1〉長ギャップ特性

Fig.7.

100 150 200 250
RL [Ω]

負荷変動時の給電特性変化

Characteristics with resistance-load change.

96100
Temperature [℃]

破線はトランス効率の(4)式による計算値である。計算の際，

0.5

η
9580
Secondary core

Secondary winding

9460

Primary core

40Primary winding

非接触給電トランスの特性はギη [%]向ずれ x を 45mm まで，左右方向ずれ y を 150mm まで段階

POUT

200
Voltage [V]〈3･4〉位置ずれ特性

2
POUT [kW], η効率 η はギャップ長が 40mm，70mm，100mm と増すにつれ

93

Secondary aluminum sheet200

ャップ長によって大きく左右される。今回は標準ギャップ長 70mm を設計目標としたが，より大きな標準ギャップでの利用を求める意見も多い。厚さ 40mm の地上トランスを

92
60 120 180 240 300 360 420 480
Time [min]図8

駐車場の路面に直接置く場合，車の最低地上高を 140mm とFig.8.

すると，ギャップ長は 100mm となるため，標準ギャップ長温度上昇試験
Temperature rise test.

を 100mm とした給電実験を行った。共振コンデンサ CS とCP の値は，ギャップ長 100mm で最適な値を(1)，(2)式を用に示す。温度が最も高いのは二次側のコアと巻線で，給電いて再調整した。出力電力 POUT＝1.5kW となるように入力開始から 3 時間で熱平衡に達し，温度上昇が止まった。室

電圧 VIN を調節して実験を行った。ギャップ長 100mm では

温 20℃で，温度上昇が一番大きな二次側のコアと巻線の温結合係数 k は 0.24，b も 0.24 と 70mm の時に比べ大きく減

度は共に 60℃程度であり，8 時間以上の給電に問題のない少するため， VIN はかなり低くなる。トランス効率 η はギことが確認できた。また温度上昇と共にフェライトの損失

ャップ長が 70mm，100mm，130mm と増すにつれ，93.5%，が減少し，実験開始時に比べトランス効率 η は約 1.0%向上92.1%，89.7%と減少した。標準ギャップ長±30mm のトランした。

ス部の平均効率は 91.9％で，標準ギャップ長 70mm での平〈4･3〉3kW 給電特性均効率 94.5％に比べ，2.5%低下した。二次側の平均磁束密AC100V での充電と AC200V での倍速充電がある。倍速充度 B2 は 0.24 T（飽和磁束密度 0.51T）であり，効率は低下す

電は充電時間が半分で済むため，一般の駐車場で採用が増るがギャップ長 100mm±30mm でも 1.5kW 給電に支障はなえている。Ｈ型トランスには巻線の電流密度やコアの磁束かった。

密度に余裕があるため 3kW 給電実験を行った。ギャップ長電気自動車の普通充電には，電気自動車への充電は長時間にな70mm，位置ずれ x=y=0 の標準状態での給電実験結果を表 4るため，コアと巻線の温度上昇が問題となる。Ｈ型トランの最右列に示す。トランス効率 η は 94.7%で，二次側の平均〈4･2〉温度上昇試験

スは従来の円形コア片側巻構造より小型にできる分，温度磁束密度 B2 は 0.29 T であった。3kW 給電時もインバータの上昇はより重要になる。AC100V での 1.5kW 普通充電は充出力電圧を調整し，1.5kW 給電時と同じ負荷条件 RL=80Ωで電時間がプラグインハイブリッド自動車で約 4 時間，電気給電すれば，1.5kW 時と同程度の高いトランス効率となるこ自動車で 10 時間以上と想定される。とが分かる。Ｈ型トランスで 3kW 給電も可能であることがＨ型トランスを長時間連続運転し温度上昇試験を行っ確認できた。

た。温度測定点は一次側のコアと巻線，二次側のコアと巻線，二次側アルミ板について行った。給電実験結果を図 85／6

5. まとめ
電気自動車用非接触給電トランスでは，円形コア片側巻構造に比べ，角形コア両側巻構造が小型軽量化，位置ずれ許容範囲等の特性で勝ることが広く認識されるようになってきた。
本論文では角型両側巻構造において，新コア構造（Ｈ型コア）を採用し，従来の角形コアに比べ，更なる性能向上をはかった新コア構造両側巻トランス（Ｈ型トランス）について評価を行った。試作した給電電力 1.5kW，標準ギャッ
プ長 70mm のＨ型トランスは，外寸 240×300×40mm，車載側重量 3.9kg で，左右方向位置ずれ±150mm の平均効率が94%であった。標準ギャップ長 100mm での 1.5kW 給電，8時間以上の 1.5kW 連続給電，更には倍速充電を想定した3kW 給電も可能であることを示した。
本研究は，新エネルギー・産業技術開発機構「省エネルギー革新技術開発事業」の支援を受け実施したものであり，関係各位に深く感謝致します。

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6／6