電気自動車用小型角形非接触給電トランス
学生員

江原夏樹，学生員 長塚
正員

保田裕一，正員

金子富夫，非会員 井田裕良，正員

阿部茂 (埼玉大学)

和彦 ((株)テクノバ)

Compact and Rectangular Transformer of Contactless Power Transfer System for Electric Vehicle
Natsuki Ehara, Yuichi Nagatsuka, Yasuyoshi Kaneko,

Shigeru Abe (Saitama University)

Tomio Yasuda, Kazuhiko Ida, (Technova Inc.)
Characteristics of the contactless power transfer system for electric vehicles or plug-in hybrid vehicle is described. The
weight of secondary core and winding located in car is needed to be light. At parking, the air-gap and displacement between
primary core and secondary core become large. A novel transformer which satisfies these requirements has developed. It
consists of a set of compact rectangular-shaped ferrite-core and double-sided winding. To reduce the cost of expensive
ferrite-core the drain-board type core is also proposed. The performance of these proposed transformers is shown in test results.
キーワード：電気自動車，プラグインハイブリッド自動車，非接触給電，巻線，コア
Keywords：electric vehicle, plug-in hybrid vehicle, contactless power transfer system, winding, core

1. はじめに力）に依らず一定でよい，（3）電源を定電圧/定電流制御す地球温暖化等の環境問題や原油価格の高騰により，家庭れば負荷が変化しても，負荷も定電圧/定電流になる，（4）や充電スタンドでバッテリに充電するプラグインハイブリ

効率の理論式(6)を用いれば給電トランスの最適設計や最大ッド自動車（PHV）や電気自動車（EV）が現実のものとな効率運転が可能である，などの利点がある。ってきた。現在は電気ケーブルとプラグで車に給電する方自動車用では，（1）1 次 2 次間のギャップ長が大きい，（2）式であるが，コードレス化による利便性や安全性の向上，1 次 2 次間の位置ずれが発生する，（3）車載装置は小型軽量プラグの抜き忘れ対策，急速充電による大電力化を考えるが必要という制約があり，これら制約に対しても理想変圧と，今後は非接触給電方式(1)が有望である。

器特性を維持することが重要になる(11)。

非接触給電は接点の不良，磨耗，火花が無いなどの特徴

給電トランスは巻線方式とコア形状によって分類するこからクリーンルームの搬送車や家電品で実用化されていとができる。巻線方式は，1:両側巻，2:片側巻に，コア形状る。基本はギャップ長の大きいトランスで，漏れリアクタは a:角形，b:円形，c:楕円形に，さらに磁極は足の有り無し，ンスが大きく，結合係数が 0.5～0.1 と小さい。このため電に分類される。従来は，コアは円形磁極無しで巻線は片側源周波数を 10kHz 以上にとり二次誘起電圧を上げ，漏れリ巻のものが一般的に用いられてきたが，岩田等の研究で角アクタンスの補償のため共振コンデンサを用いる(1)～(6)。従形両側巻が（1）~（3）の点で有利である(11)ことがわかった。

来は一次側二次側共に並列コンデンサを用いる方式(1)(3)(4)が

しかし岩田のコアには磁極があり，自動車用非接触給電ト多かった。筆者らは一次側を直列コンデンサとし二次側をランスとしては大きさ・重量の点で改善の余地があった。

並列コンデンサとして一次と二次のコンデンサの値を特定

今回，給電トランスの小型軽量化のため磁極のない平板の値に選ぶと，巻線抵抗を無視した場合，電源周波数にお型コアを採用した装置を試作し，特性について検討を行っいて両コンデンサを含むトランスの等価回路が理想変圧器た。なお一般家庭での利用を想定し，100V 電源から 1.5kWと等価になることを示した(5)(6)。

給電可能なトランスを設計した。また平板型コアの位置ず

この理想変圧器特性を用いると，（1）抵抗負荷であればれに対する頑健性を保ちつつ，給電トランスの構成要素の電源力率 1 とゼロ電圧スイッチングが可能で電源の小型化中では高価で重量のあるフェライトコアを間引いた，すのと高効率化ができる，（2）コンデンサの値は負荷（給電電こ型コアの有効性についても検討を行った。

表 1 給電トランスの設計目標
VAC

IIN

VDC

IL

IOUT

V2VOUT

CS
VIN

RLCPη

P1

Table 1.
PowerWeightGapx
Tolerance fordisplacementy
表2P2CS′

Fig.1.

Contactless power transfer system.

r1′l1′

l2I′IN
VIN′

IL

I OUT

V2+ VOUT

I2CPl0′RLSpecification.
FDK 6H40 Bs=0.53T,μi=2400(at 0.1MHz)

Corer2r0′

両側巻角形トランスの仕様
Table 2.

図 1 非接触給電システム

Design goal.
1.5kW
4.0kg
70±20mm±125mm±45mm

Litz wire
Primary
WeightSecondaryPrimary
Coilturns
Secondary
Aluminum plate

0.25mmφ×24×16
4.4kg
4.6kg
1p×18T
2p×9T
600×400×1.0mm

図 2 詳細等価回路
Fig.2.

Detailed equivalent circuit.

2. 自動車用非接触給電システム〈2･1〉非接触給電システム

一次直列二次並列コンデンサ方式の非接触給電システムの構成を図 1 に示す。フルブリッジインバータを用いて商用電源を f0=20kHz の高周波に変換し，給電トランスのコアにはフェライトを，巻線にAl plateはリッツ線を用いる。
〈2･2〉等価回路

給電トランスを T 形等価回路で表し，z

直列及び並列共振コンデンサ CS, Cp と抵抗負荷 RL を加えた

gap

詳細等価回路を図 2 に示す。給電トランスの巻数比を a＝y(進行方向)

N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換算し'（ダッシュ）をつけて表す。実際の給電トランスでは，フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0'と巻線抵抗 r1', r2 は，電源周波数においてトランスのリアクタンス x0', x1', x2 に比べ十分小さい。従って r0'と r1', r2 を省略した回路で解析を進める。
〈2･3〉直列および並列コンデンサ

奥行き：250x (左右方向)

5.0

Al plate
4515045unit: mm

図 3 両側巻角形トランス
Fig.3. Transformer.

まず二次側並列コンデンサ Cp の値を，電源周波数 f0 において励磁リアクタン〈2･5〉片側巻と両側巻トランス

非接触給電トランス(11)

ス x'0 と漏れリアクタンス x2 との和（二次巻線の自己リアクの巻線の巻き方には両側巻と片側巻タンス）に共振するように(1)式の値に決める。

ランス背面に漏れ磁束が存在せず結合係数の高い片側巻が1= xp = x0′ + x2
ω0C P用いられてきた(8)。自動車用では車両側設置スペースの問題........................................(1)x′ x
1= xs′ = 0 2 + x1′ ....................................(2)x0′ + x2
ω 0 CS′
ここで，V'IN と V2，I'IN と IL の関係を求めると，

VIN′ = b V2 ,から，小型化が可能な両側巻が有利である。片側巻ではコ
ア幅は（コイル幅＋磁極幅）の 2 倍程度必要なのに対し，次に一次側直列コンデンサの値を(2)式の値に決める。

〈2･4〉理想変圧器特性がある。今まではト′ = IL b, b =I INx 0′x 0′ + x 2

両側巻はその半分で済む。両側巻の背面に磁束が漏れる問題も，磁束遮蔽のアルミ板を設置すれば解決可能で，結合係数も高まる(10)。片側巻には電流によってインダクタンスが変化する好ましくない特性が報告されている(11)。

3. 平板型コア給電トランスの特性
電気自動車用非接触給電トランスの設計目標を表 1 のよ…......(3)となり，巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる。

うに設定し給電トランスを製作した。巻線には小型化に有利な両側巻方式を採用し，磁極のない平板型のコア（240×250×5mm）を使用した。両側巻で問題になるトランス背面

L[μH]

0.3k400.22050L2600.22090L250x [mm]図4k0.3400.2
L2200.1

00.4

600.3

k400.17080
gap[mm]0.460L [μH]k0.5l1

L [μH]

0.460800.5l1k800.5l1k80

01000.1

153045y [mm]トランス定数測定結果
Fig.4. Parameters.

B25050607080
gap[mm]90100VINη

0.5

B250050x [mm]図5V2150100

POUT 1VIN

η

0.5

B25001001.5

153045y [mm]給電実験結果Fig.5. Experimental results.の漏れ磁束対策として，一次側と二次側のトランス背面に

表3漏れ磁束遮蔽用アルミ板（600×400×1mm）を設置した。
製作した平板型コアの両側巻角形トランスの仕様を表 2 に，写真と寸法を図 3 に示す。
自動車用非接触給電では駐車位置の変動（トランスの位置ずれ）や，乗員・積荷による車高(トランスのギャップ長)の変動が避けられない。ギャップ長 70mm で位置ずれがない状態を標準状態とし，ギャップ長は±20mm，位置ずれは進行方向±45mm，左右方向±125mm の範囲で特性を測定した。
以下，給電実験では交流電源電圧 VAC＝100V，インバータ周波数 f0＝20kHz 一定とし，給電トランス二次側には全波200整流器と抵抗負荷を接続した。

2

ギャップ長変動及び位置を図 5 と表 3 に示す。位置ずれの方向は図 3 に示す。ギャップ長または位置ずれが大きくなると主磁束が通る磁路の磁気抵抗が大きくなり，相互インダクタンス l0 と結合係数 kが低下する。二次巻線の自己インダクタンス L2 はほぼ一定であり， (1)式より決まる CP の値の変動は小さい。
共振コンデンサ CS と CP の値は一定とし実験を行った。
ギャップ長が大きくなると結合係数 k が減少し理想変圧器

POUT100η5020ように負荷抵抗 RL の値を調節した。ギャップ長が変動して30も入力電圧 VIN と二次電圧 V2 は(3)式を概ね満たした。トラ

図61.51VINの巻数比 b も低下するため，(3)式より二次電圧 V2 が増大する。ギャップ長変動特性では出力電力 POUT＝1.5kW となる

V2150

50RL[Ω]POUT[kW]

ずれが生じたときのトランス定数を図 4 に，給電実験結果

Voltage[V], η[%]〈3･1〉ギャップ長変動特性

給電実験結果Table.3. Experimental results.
freq[kHz]
20gap[mm]70x[mm]0125y[mm]045RL[Ω]23.150.0
VIN[V]*
112110V2[V]*139200VOUT[V]
186281
POUT[kW]
1.49
1.57
η[%]
95.3
90.2
B2[T]
0.14
0.20
*rms value

0.5
100

負荷変動時の給電特性変化

Fig.6. Characteristics with resistance-load change.

POUT[kW], B2[T]0.5

η

POUT 1

Voltage[V], η[%]100150

POUT[kW], B2[T]

1VIN

200

1.5
V2

Voltage[V], η[%]

V2

150

200

1.5

POUT

POUT[kW], B2[T]Voltage[V], η[%]

200

240y

進行方向x 左右方向

unit: mm

250250250(b) すのこ型#1(a) 平板型

図7(c) すのこ型#2給電トランスの軽量化

Fig.7. Lightweight transformer.

10 0V

V INV IN

V IN10 AI IN

I IN

I IN

10 0V

V2V2V22 0AILILIL00 .05

0.100.0 50. 1[m s ][ms ](b) すのこ型#1(a) 平板型
図800 .05

0.1[m[ms]m](c) すのこ型#2

各部電圧電流波形

Fig.8. Experimental results.
ンス部の給電効率 η はギャップ長が最大の 90mm でも 93.4%

表4であった。
〈3･2〉 位置ずれ特性

位置ずれが生じるとギャップ長変動時と同様に電圧比(VIN/V2)が変化する。入力電圧 VIN と負荷抵抗 RL が一定の場合は，ずれが大きくなると二次電圧 V2が上がり，給電電力 POUT も大きくなる。
交流電源電圧 VAC＝100V，負荷抵抗 RL＝50.0Ω一定とし，ギャップ長は 70mm 一定，左右方向ずれ x を 125mm まで，進行方向ずれ y を 45mm までずらしたときの位置ずれ給電を行った。図 5 の給電結果より平板型コアを用いた場合，給電効率 η はいずれも 90%以上である。位置ずれが最大の x＝125mm，y＝45mm の状態でも表 3 の結果より 1.5kW 給電が可能で，給電効率 η は 90%以上を維持している。
このことから平板型コアを使用した角形トランスは位置ずれに強いことがわかる。

core type
freq[kHz]gap[mm]x [mm]y [mm]kRL[Ω]VIN[V]*
V2[V]*
VOUT[V]POUT[kW]η[%]
B2[T]CS[μF]
CP[μF]

実験結果

Table.4. Experimental results.
平板型
すのこ型#1 すのこ型#22070000.38
0.340.28
23.1
26.540.3112111106139147178186195245
1.471.49
1.54
89.2
95.3
94.1
0.14
0.24
0.45
0.696
0.751
0.897
2.30
2.46
3.04
*rms value

607080
gap[mm]0.2900

図9POU T 1.5
1150
VIN100η

0.5607080
gap[mm]

POUT150

η

V2100

1V IN

B20.5

η
5050

607080gap[mm]0.5

1.5
V2PO UT150

1VIN

1000.5η
B25001.5

P OUT 1VIN
B2100

η500

図 11〈3･3〉 負荷変動特性

1100

V21509045:すのこ型#115y [mm]3045

すのこ型#1 トランスの給電実験結果
Fig.10. Experimental results.

200
POUT [kW], B2[T]150

1.550x [mm]Voltage[V], η[%]Voltage[V], η[%]POUT30200

B2500

図 1020015:すのこ型#21.5

VIN

100

9000.1y [mm]V2B25050

100

L2

すのこ型トランスのトランス定数
Fig.9. Parameters.

200
POUT [kW], B2[T]V2Voltage[V], η[%]Voltage[V], η[%]20050x [mm]0.2200.10.3

k40k20

L20.3

POUT [kW], B2 [T]500.1k50x [mm]

0.5

V2200

1001.5

POUT 1150VIN
B21000.5

POU T[kW], B2[T]0.2

400.460L [μH]

20L20.30.4kk

l10.5l1Voltage[V], η[%]406080POU T[kW], B2[T ]l 1 0.40.5

POU T[kW], B2[T]Voltage[V], η[%]6080

L [μH]

0.5k

L[μH]

80

η
500

15y [mm]3045

すのこ型#2 トランスの給電実験結果
Fig.11. Experimental results.

ギャップ長 70mm，位置ずれ用する量は少ないほうが望ましい。

x＝y＝0mm の標準状態で負荷抵抗 RL を 20Ω，30Ω，50Ω，〈4･1〉 すのこ型コア

100Ωと変化させたときの給電実験結果を図 6 に示す。電源で重要なことはギャップ長変動や位置ずれに対する給電ト電圧を一定（VAC＝100V）にして負荷抵抗 RL を大きくするランスの性能を維持することである。これらの性能はトラと，電源電流が減少し電源フィルタ部の電圧降下も減少す

ンスの外形寸法に依存するので外形寸法は変更しない。図るため，入力電圧 VIN と二次電圧 V2 は少し高くなる，トラ7(b)，(c)に示すようにフェライトコアを間引いてすのこ型コンス部電圧比(VIN/V2)はほぼ一定であり，理論通り負荷抵抗アのトランスを製作した。なお巻線は平板型コアの場合とが変動しても理想変圧器特性を満たしている。

同一である。すのこ型#1 は図 7(a)の平板型コアと比較して4. すのこ型コア給電トランスの特性

フェライトコアを軽量化する上フェライト使用量を 40%（0.6kg）軽量化でき，すのこ型#2
では 60%（0.9kg）軽量化できた。共に一次側と二次側トラ平板型コアを用いた角形トランスの重量は，一次側 4.4kg，ンスの重量は表 1 の設計目標以下となった。コアの断面積

二次側 4.6kg と設計目標(表 1)の 4.0kg を満たしていなかっもそれぞれ 40%と 60%減少するから，コアの磁束密度は逆た。給電トランスのコアの磁束密度は一次側よりも二次側に平均 1.7 倍と 2.5 倍になる。の方が大きくなるが，図 5 に示す給電実験結果の二次側コ〈4･2〉 ギャップ長変動・位置ずれ特性

アの平均磁束密度 B2 の値は飽和磁束密度 BS（＝0.53T）と比次側と二次側共に製作したすのこ型コアを使用し，ギャッべいずれも余裕がある。フェライトは高価で重いために使プ長変動・位置ずれ時のトランス定数を測定した。結果をトランスの一図 9 に示す（すのこ型#1 は実線で，#2 は破線）。フェライト量が減少し主磁束磁路の磁気抵抗が増えるため，結合係数 k は平板型コアの場合に比べ低下した。すのこ型#1，#2コストが可能である。
今後は巻線の最適設計を行い更なる軽量化，高出力化，給電効率の向上を図りたい。

共にギャップ長変動・位置ずれによる二次の自己インダク
タンス L2 の変化は小さく，共振コンデンサ値は一定で良い文ことが分かる。
給電実験を平板型コアの場合と同様に行った。ギャップ長変動では交流電源電圧 VAC＝100V 一定で出力電力 POUT が1.5kW となるように負荷抵抗 RL をその都度調整した。位置ずれ給電では，VAC＝100V 一定ですのこ型#1 は RL＝59.8Ω
一定，すのこ型#2 では RL＝81.2Ω 一定で給電した。なお，
すのこ型#2 の左右方向ずれ x＝125mm の給電実験は過大な電流が流れるため電源の制約から実験は行わなかった。図
10 にすのこ型#1 の，図 11 にすのこ型#2 の給電実験結果を示す。また，すのこ型#１，#2 の，標準状態での各部の電圧値を表 4 に電圧・電流波形を図 8 に示す。
図 8 に示したとおり平板型コアとすのこ型コアでは電圧・電流波形はほとんど変わらない。図 10，図 11 より二次側コア磁束密度 B2 は，どちらのすのこ型コアも平板型に比べ高くなっている。すのこ型#1 の磁束密度はどの場合も飽和磁束密度以下であるが，#2 ではコアの飽和磁束密度に近い 0.5T 付近で推移しておりコアが飽和していると見られる。
〈4･3〉 平板型コア給電トランスとの特性比較

すのこ型コアは平板型コアに比べ結合係数 k が低下するため，トランス二次電圧 V2 がすのこ形トランスのほうが高くなり，主に二次側の銅損が増えて給電効率 η は低下する。表 4 を見れば，すのこ型#1 では効率の低下は軽微であるが，すのこ型#2 では二次側コアの飽和によって η は 89%台と平板型コアに比べ大きく減少する結果となった。
標準状態での給電実験の結果からすのこ型#1 の磁束密度は平板型コアの 1.7 倍に，すのこ型#2 は 3.2 倍になった。#2の磁束密度が予想値よりも大きくなっているが，給電時にコアが部分的に飽和し，より高い電圧が二次側にかかったためであると推測される。
以上よりフェライトを間引いたすのこ型コアは，コアが飽和しなければギャップ長変動・位置ずれが発生しても平板型コアと同等の性能を発揮できることがわかる。

5. まとめ
自動車用非接触給電装置では，ギャップ長が大きく，位置ずれも考慮する必要があり，小型軽量，低コスト化が不可欠である。これらの要求を満たす 1.5kW 小型角形コア両側巻トランスとその発展型であるすのこ型トランスを製作し，性能を評価した。
コア外形 240mm×250mm，ギャップ長 70±20mm，位置ずれ許容値前後±45mm 左右±125mm，車両側トランス重量は平板型コア使用時 4.6kg/すのこ型コア#1 使用時 4.0kg で給電電力 1.5kW，給電効率 90～95%の目標性能を確認した。
すのこ型は位置ずれ特性を損なうことなく，軽量化や低(1)献Chwei-Sen Wang, Oskar H. Stielau, and Grant A. Covic ：“ Designconsideration for a contactless electric vehicle battery charger”, IEEE
Trans. Ind. Electronics, Vol.52, No. 5, pp.1308-1314 (2005)(2) R.Laouamer,M.Brunello,J.P.Ferrieux,O.Normand,N.Buchheit："A multi-resonant converter for non-contact charging with electromagneticcoupling", IECON 97. 23rd International Conference on Industrial
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