Extended Summary

本文は pp.734–741

Comparison of Transformer Winding Methods
for Contactless Power Transfer Systems of Electric Vehicle
Yasuyoshi Kaneko Member (Saitama University, kaneko@ees.saitama-u.ac.jp)
Natsuki Ehara Non-member (Saitama University)
Takuya Iwata Non-member (Saitama University)
Shigeru Abe Member (Saitama University, abe@ees.saitama-u.ac.jp)
Tomio Yasuda Member (Technova Inc.)
Kazuhiko Ida Non-member (Technova Inc.)
Keywords: electric vehicle, plug-in hybrid vehicle, contactless power transfer, electromagnetic induction, resonance, eﬃciency
Figure 4 shows the experimental results obtained for diﬀerent gap
lengths. The load voltage is maintained almost constant. The resonance capacitor values are decided from the circuit constant when
the gap length is 50 mm. Even if the gap length changes by ±20 mm,
the eﬃciency is almost 95% or higher. Figure 5 shows the experimental results obtained by changing the relative horizontal. The efficiency does not decrease even if the horizontal position (displacement) in the y-direction (traveling direction of EV) is greater thanthat in the x-direction (width direction of EV). This is because thelength of the ferrite core in the y-direction is longer than that in thex-direction.

The important characteristics and eﬃciency of contactless powertransfer systems used in electric vehicles (EV) are described. If the
primary series capacitor CS and secondary parallel capacitors CP in
Figure 1 are appropriably chosen and the winding resistances are ignored, the equivalent circuit of the transformer with these capacitors
becomes identical to an ideal transformer at the resonant frequency.
Using this circuit, we carry out a power feed experiment for thecomparing the characteristics of the double- and single-sided windings of contactless power transfer systems for Figure 2.
The coupling factor for double-sided windings is smaller thanthat for single-sided windings. Therefore, an aluminum sheet isfixed behind the double-sided winding transformer to decrease theback leakage fluxs as shown in Figure 2(a). The transformer forthe double-sided winding can be miniaturized in comparison withthat for the single-sided winding if the coupling factor is improved.
However, the self-inductance changes with the electric current in
the case of single-sided windings. Hence, the resonance frequencychanges, and the eﬃciency decreases when the resonance capacitors
are constant. This issue is resolved by maintaining the secondary
voltage constant. Figure 3 shows the experimental results obtainedby changing the resistance load. The eﬃciency of the single-sided
winding is constant and becomes almost 95% or higher when theload voltage is constant.

(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

Fig. 3. Characteristics when resistance load is changed

Fig. 1. Contactless power transfer system(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

Fig. 4. Characteristics for diﬀerent gap lengths(a) Double-sided winding(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding(b) Single-sided winding

Fig. 5. Characteristics when horizontal position ischangedFig. 2. Dimensions of the transformer
–4–

論 文

電気自動車用非接触給電装置のトランス巻線方式による
特性比較
正 員

金子 裕良∗

非会員

江原 夏樹∗

非会員

岩田 卓也∗

正阿部

正 員

保田 富夫∗∗

非会員

員

茂∗

井田 和彦∗∗

Comparison of Transformer Winding Methods
for Contactless Power Transfer Systems of Electric Vehicle
Yasuyoshi Kaneko∗ , Member, Natsuki Ehara∗ , Non-member, Takuya Iwata∗ , Non-member,
Shigeru Abe∗ , Member, Tomio Yasuda∗∗ , Member, Kazuhiko Ida∗∗ , Non-member
This paper describes the comparison of the characteristics of double- and single-sided windings of contactless powertransfer systems used in electric vehicles. The self-inductance changes with the electric current when the gap lengthis fixed in single-sided windings. The issue is resolved by maintaining the secondary voltage constant. In the case of
double-sided windings, the transformer can be miniaturized in comparison with the single-sided winding transformer.
However, the coupling factor is small, and appropriate countermeasures must be adopted to reduce the back leakage
flux. The leakage flux is reduced by placing an aluminum board behind the transformer. Thus, the coupling factor
increases.
キーワード：電気自動車，プラグインハイブリッド自動車，非接触給電，電磁誘導，共振，効率

Keywords: electric vehicle, plug-in hybrid vehicle, contactless power transfer, electromagnetic induction, resonance, eﬃciency

1.

来は一次側二次側共に並列コンデンサを用いる方式 (1) (3) (4) がはじめに多かった。筆者らは一次側を直列コンデンサとし一次と二地球環境問題や石油価格の高騰により，家庭やスタンドで次のコンデンサの値を特定の値に選ぶと，巻線抵抗を無視

バッテリに充電するプラグインハイブリッド自動車（PHV）

した場合，電源周波数において両コンデンサを含むトランや電気自動車（EV）が現実のものとなってきた。現在は電スの等価回路が理想変圧器と等価になることを示した (5) (6) 。

気コードとプラグで車に給電する方式であるが，コードレ

この理想変圧器特性を用いると，（ 1 ）抵抗負荷であればス化による利便性，プラグの抜き忘れ対策，急速充電による電源力率 1 とゼロ電圧スイッチングが可能で電源の小型化

大電力化を考えると，今後は図 1 に示す非接触給電方式 (1) (2)と高効率化ができる，（ 2 ）コンデンサの値は負荷の値（給が有望である。

電電力）に依らず一定でよい，（3）一次側電源を定電圧/定

非接触給電は接点の不良，磨耗，火花が無く，クリーンルームなどの工場の搬送車や家電品で実用化されている。
基本はギャップ長の大きなトランスで，漏れリアクタンスが大きく，結合係数が 0.1〜0.5 と小さい (1) (3) (5) 。このため電源周波数を 10 kHz 以上にとり二次誘起電圧を上げ，漏れリ
アクタンスの補償のため共振コンデンサを用いる (1)〜(7) 。従∗ 埼玉大学〒 338-8570 さいたま市桜区下大久保 255
Saitama University
255, Shimo-Okubo, Sakura-ku, Saitama 338-8570∗∗（株）テクノバ〒 100-0011 東京都千代田区内幸町 1-1-1
Technova Inc.
1-1-1, Uchisaiwai-cho, Chiyoda-ku, Tokyo 100-0011

c 2010 The Institute of Electrical Engineers of Japan.


図 1 電気自動車用非接触給電装置
Fig. 1. Contactless power transfer system for electricvehicle.
734

EV 用非接触給電トランスの巻線方式

電流制御すれば負荷が変化しても，負荷側も定電圧/定電流になる，（ 4 ）効率の理論式(6)

並列コンデンサ Cp の値を，電源周波数 f0 (ω0 = 2π f0 ) において励磁リアクタンス x0 (= ω0 l0 ) と漏れリアクタンス

を用いれば給電トランスの最x2 (= ω0 l2 ) との和（二次巻線の自己リアクタンス ω0 L2 ）に共振するように (1) 式の値に決める。

適設計や最大効率運転が可能である，などの利点がある。
本論文では，一次直列二次並列共振コンデンサを用いた
自動車用非接触給電システムにおいて，給電トランスの巻

1= xp = x0 + x2 = ω0 L2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (1)ω0 C P

線方式の影響について検討を行う。実用例として多く報告されている渦巻状コイルを円形コアの片側だけに巻いた円

次に一次側直列コンデンサ CS （CS は二次側換算値）の値

形コア片側巻トランス（以下，片側巻トランス）(8) と，角形を (2) 式の値に決める。

コアの両側にコイルを巻いた角形コア両側巻トランス（以x0 x21
=x=+ x1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)sω0CS
x0 + x2

下，両側巻トランス）(9) (10) の 2 種類について比較する。両トランスについて等価回路計算と給電実験を行い，自動車
用非接触給電システム特有の条件であるギャップ長変化や〈2・4〉 理想変圧器特性

位置ずれに対する特性を比較検討する。


ここで，VINと VL ，IINと ILの関係を求めると，

2.

自動車用非接触給電システム〈2・1〉 非接触給電システム

VIN= bVL ,

図 2 に本論文で比較する両側巻トランスと片側巻トランスの外形を示す。一次直x0· · · · · · · · · (3)x0 + x2と等価となる。よって，(1)，(2) 式で決定された値のコン

図 3 に示す。高周波電源にはフルブリッジインバータを用

デンサを用い，かつ巻線抵抗と鉄損を無視した場合，電源

い，給電トランスのコアにはフェライトを，巻線にはリッ

周波数において，以下の特性が得られる (5) (6) 。

ツ線を用いる。

（ 1 ） 給電トランス部の等価回路は理想トランスとなる。

給電トランスを T 型等価回路で表（ 2 ） 抵抗負荷であれば電源力率 1 とゼロ電圧スイッチ

し，直列及び並列共振コンデンサ Cs ，Cp と抵抗負荷 RL を加ングが可能で電源の小型化と効率向上が実現できる。

えた詳細等価回路を図 4 に示す。なお，巻数比を a = N1 /N2（ 3 ） 直列および並列コンデンサの値はトランスのリアとし，一次側諸量は二次側に換算し （ダッシュ）をつけてクタンス値 x0 ，x1 ，x2 と巻数比 a だけで決まり負荷表す。実際の給電トランスでは，フェライトコアとリッツに依らない。

線を用いると鉄損を表す r0 と巻線抵抗 r1 ，r2 は，電源周波（ 4 ） 電源を定電圧（あるいは定電流）制御すれば負荷数（一般に 10 kHz 以上）においてトランスのリアクタンスが変化しても，負荷も定電圧（定電流）になる。

x0 ，x1 ，x2 に比べ十分小さい。従って巻線抵抗 r1 ，r2 と鉄
損 r0 を省略し，図 5(a) の簡略等価回路で解析を進める。
〈2・3〉 直列および並列共振コンデンサ
まず二次側(a) Double-sided windingb=となり，図 5(a) の回路は図 5(b) の巻数比 b の理想変圧器

列二次並列コンデンサ方式の非接触給電システムの構成を〈2・2〉 等価回路


IIN
= IL /b,〈2・5〉 自動車用非接触給電の特徴

本研究では乗用

車用非接触給電システムについて検討する。実用化されている工場内搬送用および家電用非接触給電システムなどに(b) Single-sided winding (Primary)

図 4 詳細等価回路

図 2 給電トランス

Fig. 4. Detailed equivalent circuit.

Fig. 2. Transformer.

(a) Simplified equivalent circuit

図3
Fig. 3.

図5

非接触給電システム

Contactless power transfer system.

電学論 D，130 巻 6 号，2010 年

Fig. 5.
735(b) Ideal transformer

簡略等価回路と理想変圧器特性

Simplified equivalent circuit and Ideal transformer.

(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

図 6 給電トランス寸法
Fig. 6. Dimensions of the transformer.

表1

表 2 共振コンデンサ容量

給電トランスの仕様

Table 1.

Specification.

Table 2. Resonant capacitors.

3.

比べて，乗用車用の非接触給電システムには次の特徴があり，これらの性能が重要となる。

共振コンデンサの決定

両側巻と片側巻のトランス定数を測定し，共振コンデン（ 1 ） ギャップ長が大きい

サの値を決定する。両側巻トランスでは一次側と二次側の（ 2 ） 位置ずれが大きい

背面に 1 mm 厚のアルミ板を設置して実験を行う。

（ 3 ） トランスは小型軽量が望ましい〈3・1〉 共振コンデンサの値の算出

両側巻トランス

乗用車は最低地上高が 150 mm 程度のため，ギャップ長と片側巻トランスのトランス定数は，一次側から二次開放は 30〜80 mm 以上必要である (8) 。トランスの結合係数は高時と短絡時，及び二次側から一次開放時と短絡時の R といほど良いが，ギャップ長を考慮して k = 0.2 以上に選ばるが，左右方向は運転技量に依るので大きくする必要があ

L を LCR メータで測定し，計算で導出した。電源周波数
10 kHz，ギャップ長 50 mm のとき，(2) 式と (1) 式から計算した一次側の直列共振コンデンサ Cs と二次側の並列共振
コンデンサ Cp の値を表 2 に示す。
〈2・6〉で述べたようにる。駐車場で乗用車 30 台の駐車位置を調査し，前後方向

片側巻トランスはトランス背面に磁束が漏れないため，両±40 mm，左右方向 ±150 mm を位置ずれ許容量と設定した。
本論文で〈2・6〉 両側巻トランスと片側巻トランス
用いた両側巻トランスと片側巻トランスの寸法を図 6 に，仕様を表 1 に示す。両トランスとも巻数比 a = N1 /N2 = 2

側巻トランスより結合係数 k が高い。

れることが多い (1) 。
前後方向の位置ずれ許容量はタイヤ止等で小さくでき〈3・2〉 片側巻トランスの共振コンデンサ決定法

今回用いた片側巻トランスでは，両側巻トランスでは見られない電流による二次巻線の自己インダクタンス L2 の変動とし，主磁束がほぼ同じになるように設計した。両側巻トが生じ，共振点がずれる現象が現れた。このため通常の運ランスは，x 方向を自動車の進行（前後）方向に一致させ，転点における正確な等価回路定数および共振コンデンサの磁極の長い y 方向（300 mm）を車幅（左右）方向とした。

値を以下の方法で求めた。

非接触給電トランスの結合係数を k = 0.2 以上にするに（ 1 ）〈3・1〉と同様に LCR メータを用いて等価回路定数は，後述するように，ギャップ長と同程度以上のコイル幅がを求め，仮の共振コンデンサ Cp0 の値を決める。

必要となる。このため両トランスのコイル幅は共に 90 mmとした。両側巻トランスのコア幅はコイル幅と磁極幅の和（ 2 ） インバータ電源から見た負荷側のインピーダンス
Z = VIN /IIN の周波数特性（負荷抵抗 RL = 20 Ω）を図 7 にで良いのに対し，片側巻では構造上その 2 倍程度の寸法が示す。一次直列二次並列共振コンデンサを用いた非接触給必要となる。これに対し片側巻には背面に磁束が存在せず，

電システムでは，負荷抵抗の値が大きいと共振周波数でイン結合係数が大きい特長がある。両側巻は背面に磁束遮蔽のピーダンスが極大値をとる (5) 。共振コンデンサを取り付けためアルミ板を設置する必要があるが，これには結合係数

たトランス回路で運転点付近の二次電流で給電実験を行い，を高める効果もある(10)

電源周波数を共振周波数前後で変化させ |Z| が極大値となる。
736

IEEJ Trans. IA, Vol.130, No.6, 2010

EV 用非接触給電トランスの巻線方式

図7
Fig. 7.

周波数特性(a) Double-sided winding

Frequency characteristics of Z.

(b) Single-sided winding

図8
Fig. 8.

片側巻トランスの電流依存性

図 9 負荷変動特性

Current dependence of single-sides winding.

Fig. 9.

Characteristics with resistance load.

周波数 f1 を測定し，ω1 (= 2π f1 ) と Cp0 から L2 (= 1/ω21Cp0 )を求める。
（ 3 ） 共振コンデンサを撤去し，一次側を解放状態にしたトランスの二次側に電源周波数 f0 の交流電圧を印加し，二次側の電圧電流比および一次二次の電圧比から相互イン
ダクタンス l0 を求める。
（ 4 ） 求めた等価回路定数から運転点の Cs ，Cp を求める。
上記の
（2）
，
（3）
で求めた片側巻トランスの L2 の電流依存性を図 8 に示す。実線および破線は LCR メータで測定した値をもとに計算した無負荷時の L2 および l0 の値である。二次電流 I2 が変化しても相互インダクタンス l0 はほ(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

ぼ一定で，漏れインダクタンス l2 だけが変化する。

図 10 負荷変動時の給電特性変化

トランス巻線方式による特性比較

Fig. 10. Characteristics when resistance load is changed.

4.

電気自動車では二次電池に充電する際に給電電力（負荷）の変動，駐車時にギャップ長変動や位置ずれが避けられな計算値を示す。なお，計算値の算出には巻線抵抗を含む図 4

い。両側巻トランスと片側巻トランスで，負荷変動・ギャッの詳細等価回路を用い，抵抗負荷 RL のインダクタンス分

プ長変動・位置ずれの特性を比較する。
圧 VL を一定にして，抵抗負荷 RL の値を 7，10，20 Ω と

LL も含めた。
抵抗負荷 RL の値を変化させた場合は図 9，図 10 に示す
ように，両トランスとも電源電圧 VIN 一定で負荷電圧 VL も変えた場合の波形と給電特性を図 9 と図 10 に，負荷抵抗一定となり，理論通り定電圧特性を示すことが分かる。ま10 Ω の実験結果の値を表 3 に示す。図 9 を見ると，電源
電圧 VIN は方形波であるが負荷電圧 VL と電流 IL は正弦波

た給電効率 η もともに 95%以上である。片側巻トランスでであるため，実験値と計算値の比較は基本波成分で行った。

ンダクタンス L2 の電流依存性の影響が見られず，入力，負表3の（ ）内に正弦波入力電圧 VIN を印加した時の各部の荷の電圧，電流の位相がほぼ一致しており，力率 p f もほ〈4・1〉 負荷変動特性

ギャップ長（50 mm）と負荷電電学論 D，130 巻 6 号，2010 年

は負荷抵抗 RL を変えて負荷電流 IL が変化しても，自己イ

737

表3
Table 3.

実験結果

Experiment results.

(a) Double-sided winding

ぼ 1 である。これは二次並列共振コンデンサ Cp に流れる
電流 Ip が負荷電流 IL に比べて十分大きく，負荷抵抗 RL が(b) Single-sided winding

変化しても二次側のコイルに流れる電流 I2 がほとんど変化
しないためと考えられる。このため，片側巻トランスでは

図 11 トランス定数のギャップ長特性

Ip が一定となるように負荷電圧 VL 一定で給電することがFig. 11. Parameters for diﬀerent gap lengths.

重要となる。
〈4・2〉 ギャップ長変動・位置ずれによる特性

ギャッ

プ長や位置が変化すると最適な Cp ，Cs の値は変化するが，実際の装置では変更は不可能なため，ギャップ長 50 mm のときの Cp ，Cs 値を用いる。
乗用車では駐車時にギャップ長変動，位置ずれが避けられない。ギャップ長を 50 mm から 30 mm，70 mm と変えた場合のトランス定数を図 11 に，給電特性を図 12 に示す。どちらのトランスもギャップ長が 30〜70 mm の範囲で変化しても給電効率は 95%以上が得られている。しかし，(a) Double-sided winding

ギャップ長が変動すると入力負荷電圧比 VIN /VL は変化する。これは図 11 に示すようにインダクタンスや結合係数k が変動し，(3) 式の b も変化するためで，ギャップ長が変動しても (3) 式の理想変圧器特性は成り立つ。二次側回路（車載の充電回路など）を簡単にするためには，図 12 のよ
うに負荷電圧 VL が一定となるよう電源電圧 VIN を調整する必要がある。
片側巻トランスはギャップ長 30 mm 時の力率の低下が大きい。図 11(b) のトランス定数で，30 mm 時の自己インダ(b) Single-sided winding

クタンス L2 が大きく，Cp の値が共振条件とかなり異なることが原因と考えられる。両側巻トランスは片側巻トラン

図 12 ギャップ長変動時の給電特性変化

スに比べギャップ変動による L2 の変動幅が小さい。これ

Fig. 12. Characteristics for diﬀerent gap lengths.

は両側巻の漏れ磁束が背面側だけ多いためと考えられる。
次に位置ずれによる特性変化を調べた。各巻線方式の位
置ずれによるトランス定数の変化を図 13 に，給電特性をと給電効率および力率も低下する。しかし，両側巻トラン

図 14 に示す。図 6 にずれの方向 x，y を示す。 x 方向を車

スの前後方向（ x 方向）の全長 150 mm に対し 40 mm 以下，の前後方向とした。両トランスとも位置がずれると結合係

左右方向（y 方向）の全長 300 mm に対し 130 mm 以下，片数 k が減少し b も減少するため，入力電圧負荷電圧 VIN /VL

側巻トランスの直径 340 mm に対し 70 mm 以下の位置ずれが変化する。そのため負荷電圧 VL が一定となるよう電源

では，給電効率 95%以上となっている。位置ずれが生じて

電圧 VIN を調整した。実験結果より位置ずれが大きくなるも共振コンデンサ Cp ，Cs の値は一定で十分給電可能であ738

IEEJ Trans. IA, Vol.130, No.6, 2010

EV 用非接触給電トランスの巻線方式(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

図 13 位置ずれによるトランス定数の変化
Fig. 13.

Parameters when horizontal position is changed.

(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

図 14 位置ずれによる給電特性変化
Fig. 14.

Characteristics when horizontal position is changed.

(a) Double-sided winding(b) Single-sided winding

図 16 巻線方式による寸法比較
Fig. 16. Measure comparison with winding configuration.

図 15 c/g の結合係数特性
Fig. 15. Characteristics of coupling factor with c/g.

ランスは磁束が背面に漏れないため両側巻トランスと比べて結合係数が高い。k = 0.2 以上にするには両側巻トランスることが分かる。位置ずれ量に対する特性変化は位置ずれ

では c/g = 1.5，片側巻トランスでは c/g = 1 以上にする必方向の磁極の形状と長さとに依存している。両側巻トラン要がある。

スでは左右方向（y 方向）に磁極が長いため，効率 95%以

〈2・5〉で述べたように，乗用車では前後方向の位置ずれ

上の位置ずれ許容範囲は前後方向（ x 方向）に比べ左右方

許容量は ±40 mm 程度でよいが，左右方向は ±150 mm 程向の方が広い。また，円形で中心磁極のある片側巻より長度は必要となる。両側巻トランスの x，y 方向の位置ずれ許方形で中心磁極のない両側巻の方が左右方向の位置ずれ許容範囲と磁極の形状および大きさの関係を参考に，左右方

容範囲は広い。

向の位置ずれが両側巻トランスと同程度の片側巻トランス〈4・3〉 巻線方式によるトランスの特性比較

図 11 のを設計し全体的な寸法を比較する。図 16 はこの点を考慮

ギャップ長変動時の結合係数の特性から求めたコイル幅 c/

した左右方向の磁極幅の大きな両側巻トランス（図 16(a)）

ギャップ長 g と結合係数の関係を図 15 に示す。片側巻トと片側巻トランス（図 16(b)）との寸法比較図である。フェ

電学論 D，130 巻 6 号，2010 年

739

表 4 巻線方式による特性比較
Table 4. Characteristics comparison with winding
configuration.

ing Series and Parallel Resonant Capacitors”, IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2,
pp.174–180 (2007-2) (in Japanese)
藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」, 電学論 D, 127, 2, pp.174–180 (2007-2)（ 6 ） Y. Kaneko, S. Matsushita, Y. Oikawa, and S. Abe: “Moving Pick-up TypeContactless Power Transfer Systems and their Eﬃciency using Series andParallel Resonant Capacitors”, IEEJ Trans. IA, Vol.128, No.7, pp.919–925(2008-7) (in Japanese)
金子裕良・松下真也・及川康史・阿部 茂：「直列および並列共振
コンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率」, 電学論 D, 128, 7,
pp.919–925 (2008-7)（ 7 ） Y. Kaneko and S. Abe: “Contactless Power Transfer Systems”, IEEJ Journal, Vol.128, No.12, pp.796–799 (2008) (in Japanese)
阿部 茂・金子裕良：「非接触給電技術」, 電学誌, 128, 12, pp.796–799(2008)（ 8 ） Y. Kamiya, Y. Daisho, and H. Matsuki: “Inductive Power Supply System
for Electric-driven Vehicles”, IEEJ Journal, Vol.128, No.12, pp.804–807(2008) (in Japanese)
紙屋雄史・大聖泰弘・松木英敏：「電動車両用非接触急速充電システム」, 電学誌, 128, 12, pp.804–807 (2008)（ 9 ） T. Iwata, N. Ehara, Y. Kaneko, S. Abe, and T. Yasuda: “Contactless Power
Transfer Systems for Electric Vehicle using Series and Parallel Resonant
Capacitors”, IEEJ, VT-07-11, pp.7–12 (2007) (in Japanese)
岩田卓也・江原夏樹・金子裕良・阿部 茂・保田富夫：「直列及び並列共振コンデンサを用いた電気自動車用非接触給電装置」, 電学自動車研資, VT-07-11, pp.7–12 (2007)（10） N. Ehara, T. Iwata, T. Tuji, Y. Kaneko, S. Abe, and T. Yasuda: “Characteristics of Contactless Power Transfer Systems Equipped with Aluminum-plate
Leakage Flux Shield”, The 2008 National Convention Record, IEE Japan,
No.4-196 (2008) (in Japanese)
江原夏樹・岩田卓也・辻 俊明・金子裕良・阿部 茂・保田富夫：「漏れ磁束遮蔽アルミ板付き非接触給電の特性」, 平 20 電学全大, No.4-196(2008)

ライトコアの磁極の横幅を a，縦幅を b，厚さを d とし，コ
イル厚を e とする。ギャップ長，位置ずれ特性がほぼ同等になるトランスの寸法はおよそ表 4 の寸法となる。片側巻
は両側巻に比べて前後（ x 方向）寸法が約 2 倍になり，図 15の c/g 特性を考慮しても，片側巻トランスは小型化に限界がある。両側巻の短所である結合係数が小さい点は漏れ磁
束遮蔽のアルミ板で改善可能である。従って設置スペースに制約がある乗用車用では小型化可能な両側巻が有利である。また，片側巻トランスは電流による自己インダクタン
ス L の変化に注意する必要がある。

5.

む す び
金

子

裕

本論文では乗用車用非接触給電装置において，一次直列

良 （正員） 1965 年 6 月 22 日生。1987 年 3 月，埼玉大学工学部電気科卒業。1989 年 3 月同大学大二次並列共振コンデンサ方式による両側巻トランスと片側

学院修士課程卒業。同年新日本製鐵（株）入社。

巻トランスとの特性比較を行った。

1990 年 4 月埼玉大学工学部助手。1995 年 2 月同片側巻トランスではギャップ長が一定でも電流によって

大学総合情報処理センター講師。 2000 年 4 月工

自己インダクタンスが変化する問題があるが，負荷電圧を学部講師。2008 年 4 月同大学大学院理工学研究科

一定に制御することで解決可能である。両巻線方式とも給准教授。現在電気機器の制御および産業用ロボッ
トの知的情報処理・制御の研究に従事。工学博士。

電効率は 95%以上で，負荷変動特性，ギャップ長変動特性

計測自動制御学会，溶接学会各会員。

も良好であった。両側巻トランスは位置ずれ特性に優れ，結合係数が低い問題も背面漏れ磁束対策のアルミ板で改善江できる。両側巻トランスは小型化において特に有利である。

原

夏

玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。2010

今後はトランス軽量化のためのコア形状や，二次側電圧

年 3 月同大学大学院修士課程修了。同年本田技研を一定に制御する方法などについて検討する必要がある。

工業（株）入社。在学中は非接触給電システムの（平成 21 年 5 月 14 日受付，平成 22 年 1 月 28 日再受付）

文

樹 （非会員） 1984 年 6 月 13 日生。2008 年 3 月，埼研究に従事。

献（ 1 ） C.-S. Wang, O.H. Stielau, and G.A. Covic: “Design consideration for acontactless electric vehicle battery charger”, IEEE Trans. Ind. Electronics,
Vol.52, No.5, pp.1308–1314 (2005)（ 2 ） R. Laouamer, M. Brunello, J.P. Ferrieux, O. Normand, and N. Buchheit: “A
multi-resonant converter for non-contact charging with electromagnetic coupling”, IECON 97. 23rd International Conference on Industrial Electronics,
Control and Instrumentation, Vol.2, pp.792–797 (1997)（ 3 ） A.W. Green and J.T. Boys: “10 kHz inductively coupled power transfer—concept and control”, IEE Power Electronics and Variable Speed Drives
Conference, PEVD, No.399, pp.694–699 (1994)（ 4 ） J.T. Boys, G.A. Covic, and A.W. Green: “Stability and control of inductively coupled power transfer systems”, Proc. IEE - Elect. Power Applicat.,Vol.147, No.1, pp.37–43 (2000)（ 5 ） T. Fujita, Y. Kaneko, and S. Abe: “Contactless Power Transfer Systems us-

岩

田

卓

也 （非会員） 1984 年 00 月 00 日生。2007 年 3 月，埼玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。2009
年 3 月同大学大学院修士課程修了。同年パナソニック（株）入社。在学中は非接触給電システムの研究に従事。

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IEEJ Trans. IA, Vol.130, No.6, 2010

EV 用非接触給電トランスの巻線方式
阿 部

茂 （正員） 1949 年 3 月 29 日生。1971 年 6 月，東京

井大学工学部電子工学科卒業，1976 年同大大学院博彦 （非会員） 1955 年 7 月 27 日生。1979 年 3 月，

士課程修了。工学博士。同年三菱電機（株）入社。

理学研究科博士課程中退。1985 年三菱油化（株）

中央研究所，産業システム研究所で研究開発に従（現三菱化学）入社。中央研究所で研究開発に従事。1997 年同社稲沢製作所エレベータ開発部長。

事。2001 年大阪工研協会工業技術賞受賞。 2006

2001 年ビルシステム事業本部技師長。2004 年 4年（株）テクノバ出向。2008 年（株）テクノバ転月埼玉大学大学院理工学研究科教授。現在パワー

籍，現在蓄電デバイス及び蓄電技術の開発動向のエレクトロニクス応用とシステム技術の研究に従

調査・解析に従事。日本化学会会員。

事。1985 年電気学会論文賞受賞。IEEE，電子情報通信学会，情報処

富和

九州大学理学部化学科卒業。 1985 年同大大学院

理学会各会員。

保 田

田夫 （正員） 1952 年 2 月 1 日生。1974 年 3 月，東京
電機大学卒業。アイシン精機（株）入社後，カーエレクトロニクス技術及び ITS システム技術の開発に従事。1999 年（株）テクノバに出向。現在，
自動車用パワーエレクトロニクス技術及びシステ
ム技術の調査研究に従事。2007 年より「自動車用パワーエレクトロニクスの現状調査専門委員会」
委員。自動車技術会会員。

電学論 D，130 巻 6 号，2010 年

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