SPC－11－180
MD－11－041

双方向非接触給電の基礎検討
望月

大樹＊

渡辺 宏

金子 裕良

阿部 茂（埼玉大学）

Study of Bidirectional Contactless Power Transfer Systems
Shigeru Mochizuki＊, Hiroshi Watanabe, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe, (Saitama University)
Contactless power transfer systems with series resonant capacitors both at primary and secondary windings has characteristics
of immittance converter. However, these characteristics are not suited for bidirectional power transfer of electric vehicles. In thispaper, we propose a new circuit which is added another immittance converter to the above circuit and describe the characteristicsof this new circuit. The experimental results of 1.5kW bidirectional power transfer are shown. The efficiency was 94.3% and94.2% in each direction.
キーワード：非接触給電，電気自動車，双方向(contactless power transfer, electric vehicle, bidirectional)

1. はじめに力を制御している。しかし，給電効率については述べられていない。

地球環境問題や石油への依存度を軽減するため，電気自名雪らは，当初一次直列二次直列コンデンサ方式（SS 方

動車（EV）やプラグインハイブリッド自動車（PHV）の普式）とその両側にブリッジ型インバータを用い，受電側イ及が期待されている。現在，EV への充電は電気ケーブルとンバータは全波整流器として動作させる方式を採用した(5)。

コネクタを用いて行われているが，利便性・安全性・保守

しかし，SS 方式では抵抗負荷の値を下げないと（受電電圧容易性を考えると，非接触給電方式が有望であり，世界各を低くしないと）給電効率を上げられないため，一次直列

国で研究開発が進められている。

二次並列方式（SP 方式）を用い，給電方向にあわせて回路

また，充電方向も電力系統から自動車側への一方向給電を切り替える方式に変更した。この方式で 2kW の給電実験（G2V）が一般的である(1) (2)。震災後の電力不足で明らかにを行い，90%の給電効率を達成している。しかし回路の切りなったように，EV のバッテリは電力系統の負荷平準化だ

替えがなく，定格電力を定格電圧で双方向に高効率で給電けでなく緊急時の電源としても有望である。これらを実現可能な方式が望ましい。

するためには電力系統と EV 間での双方向給電（G2V とまた、SS 方式については移動型非接触給電の分野で入江V2G）が不可欠である。双方向給電を考えた場合，G2V とらが解析し，イミタンス変換特性を有することやその有効

V2G で回路や特性が同じであること，すなわち給電システ

活用方法について言及している(6)。

ムの一次側と二次側の回路や特性が対称であることが望ま

本論文では，EV 自動車用の双方向非接触給電システムにしい。現在提案されている多くの非接触給電システムの回SS 方式を採用し，そのイミタンス変換特性を理想変圧器特路では，二次側の整流器をインバータに換えないと，双方性に変換するために，系統側に新たに別のイミタンス変換

向給電はできない。

器(6)を追加する回路を提案する。この回路では，追加したイ

双 方 向 非 接 触 給 電 の 研 究 報 告 と し て ， Auckland 大 のミタンス変換器と非接触給電トランスとコンデンサから成U.K.Madawala らと電力中央研究所の名雪らの論文がある

る主要部分の特性が，双方向からみてほぼ同一となり，双(3)(4)

方向給電に適している。特に給電効率が最大となる抵抗負。U.K.Madawala らは，系統側の送受電部一つに対して車側の送受電部が複数の一対多の双方向非接触給電システム

荷の値が双方向とも同じ値となる。一方 SS 方式ではこの抵を提案し，900W の給電実験を行なっている。一次並列二次

抗負荷の値が小さいことが課題とされてきたが、この値を並列コンデンサ方式（PP 方式）を採用し，さらにその両端上げる方法についても検討する。

に直列リアクトルを挿入した回路構成となっている。系統

以下，2 章では提案回路の概要と等価回路を用いた特性解側と車側の両方にブリッジ型インバータを用い，両インバ

析について述べ，系統側と車側の電圧が異なる場合の対処

ータ間のスイッチングの位相差によって給電方向と給電電法や，電気自動車で問題となるギャップ長変動や位置ずれ

1／6

図1
Fig. 1.

双方向非接触給電システム

Bidirectional contactless power transfer system.

(a)T-LCL 形

1

ω0C s 2(b)T-CLC 形

図3

イミタンス変換器

Fig. 3.

Immittance converters.

= ω 0 L2 = x s 2 = x0 + x 2 ....................................... (2)すると，一次側と二次側の電圧電流は次式の関係となる。
図2

一次直列二次直列コンデンサ方式詳細等価回路

Fig. 2.

Detailed equivalent circuit for method of SS.

⎡ 0⎡V11 ⎤ ⎢=⎢I ⎥ ⎢ 1
⎣ 1⎦
⎣ jx0

− jx0 ⎤
⎥ ⎡V22 ⎤0 ⎥ ⎢⎣ I 2 ⎥⎦ ........................................... (3)⎦

これはイミタンス変換特性と呼ばれ，一次側を定電圧（定が起きた場合の特性変化について述べる。3 章では双方向と電流）で駆動すれば二次側は定電流（定電圧）になる。

もに定格電力を最大効率で給電するための条件について論〈2･3〉 イミタンス変換器

じる。4 章では，1.5kW の給電実験結果を示し，2 章と 3 章

ンス変換器には T-LCL 形と T-CLC 形がある。イミタンス変で述べた理論の検証を行う。

換器の LIM，CIM をそれらのリアクタンス xIM が給電トラン
スの励磁リアクタンス x0 と等しくなるように(4)式の値に決2. 提案する双方向非接触給電システム〈2･1〉 イミタンス変換器を備えた SS 方式

める。
図 1 に提案する双方向非接触給電システムの構成を示す。商用交流
を双方向に給電可能な高力率 PWM 整流器で直流に変換する。ブリッジ型インバータを系統側と車側の両方に配置
し，送電側は高周波インバータとして動作させ，受電側はIGBT を常にオフとし，ダイオードのみを使用して全波整流器として使用する。以上により双方向給電を可能にする。
一次直列二次直列コンデンサ方式(SS 方式)の非接触給電トランスの系統側にイミタンス変換器を付け加えると，理想
変圧器特性を得る。
〈2･2〉 一次直列二次直列コンデンサ方式

図 3 に示すように，イミタω 0 LIM =1

ω 0 C IM= x IM = x0 ............................................... (4)

このときイミタンス変換器の F 行列はそれぞれ，⎡ 0
1
FLCL = ⎢⎢−⎣ jx IM

jx IM ⎤⎥
0 ⎥ ................................................ (5)⎦⎡ 0FCLC = ⎢ 1⎢⎣ jx IM− jx IM ⎤⎥0 ⎥ ................................................ (6)⎦で表される。
給電トラ

また，LIM，CIM を(7)式の値に決めると，F 行列は(8)(9)式とンスを T 型等価回路で表し，一次二次の直列共振コンデンなるような特徴を持つ。ここで，c は LIM，CIM のリアクタ

サ CS1，CS2 と抵抗負荷 RL を加えた SS 方式の詳細等価回路

ンス xIM とトランスの励磁リアクタンス x0 の比である。

を図 2 に示す。簡単のために，給電トランスの巻数比は a(＝N1/N2)＝1 とする。実際の給電トランスでは，フェライト
コアとリッツ線を用いると，鉄損を表す r0 と巻線抵抗 r1，
r2 は，電源周波数 f0 においてトランスのリアクタンス x0(=2πf0l0=ω0l0)，x1，x2 に比べ十分小さい。従って r0 と r1，r2を省略した回路で解析を進める。また，受電側のインバータ（整流回路）と平滑コンデンサを省略し，直列コンデン
サに直列に抵抗負荷 RL だけを接続した回路で考える。
直列コンデンサ CS1，CS2 の値を，電源周波数 f0 において

ω 0 LIM =1

ω 0 C IM= x IM = cx0 ............................................. (7)⎡ 0
1FLCL = ⎢⎢−⎣ jx IM

jx IM ⎤ ⎡ 0⎥=⎢ 1
0 ⎥ ⎢−⎦ ⎣ jcx0

jcx0 ⎤⎥
0 ⎥ ................... (8)⎦⎡ 0FCLC = ⎢ 1⎢⎣ jx IM− jx IM ⎤ ⎡ 0
⎥=⎢ 1
0 ⎥ ⎢
⎦ ⎣ jcx0− jcx0 ⎤⎥0 ⎥ ................... (9)
⎦

〈2･4〉

イミタンス変換器＋SS 方式の特性

T-LCL 形

巻線の自己インダクタンス L1，L2 に共振するように(1)，(2)のイミタンス変換器を系統側に挿入した，SS 方式の非接触式の値に決める。
1= ω 0 L1 = x s1 = x0 + x1 ........................................ (1)ω 0 C s1

給電部の詳細等価回路を図 4 に示す。直列共振コンデンサ
CS1，CS2 を(1)(2)式の値に，イミタンス変換器の LIM，CIM を(4)式の値に決める。このとき，鉄損 r0 と巻線抵抗 r1，r2 を

2／6

(a) G2V

図6
Fig. 6.

巻数比変更時等価回路

Detailed equivalent circuit case of turn ratio a.

車への非接触給電を考えた場合，非接触トランス間のギャ
ップ長は車載重量によって変動し，駐車時には位置ずれが生じる。このため給電トランスのリアクタンス x0, x1, x2 や結合係数 k が変動する。イミタンス変換器の LIM や CIM の値は(b) V2G
図4
Fig. 4.

一定値であるため，x0 の変動の影響について調べる。

詳細等価回路イミタンス変換器と直列コンデンサのリアクタンス xIM,

Detailed equivalent circuit.

xS1, xS2 を定数とすると，SS 方式の F 行列は，

|Z|

θ

|Z|

θ

100

50 100

50

0

0

50

50
-50

0
1

5

10

50 100

500

-50
0
1

5

10

50 100

[kHz]

[kHz]

(a)T-LCL(b)T-CLC

図5
Fig. 5.

500⎡1FSS = ⎢⎣0j (x1 − x S 1 )⎤ ⎡ 1
1⎥⎢
1⎦ ⎢⎣ jx00 ⎤ ⎡1⎥1 ⎥ ⎢0⎦⎣j ( x2 − x S 2 )⎤⎥ ...... (12)1⎦となる。ここで，トランスの自己インダクタンス L1，L2 の値はトランスの巻線によって決まり，位置ずれやギャップ
長変動によって変化しない。つまり，励磁リアクタンス x0と漏れリアクタンス x2，x1 の比（x2/x0，x1/x0）は変化しても，それらの和（x0+x1，x0+x2）は変化しないことを考慮し(13)式を用いれば，(12)式は(14)式に書き直すことができる。

Z の周波数特性

x1 − x S 1 = − x0 ,Frequency characteristics of Z.

無視すると，(3)式と(5)式から一次側と二次側電圧電流の関係が，⎡VIN 1 ⎤ ⎡1 0⎤ ⎡VIN 2 ⎤⎢ I ⎥ = ⎢0 1 ⎥ ⎢ I ⎥ ................................................ (10)⎦ ⎣ IN 2 ⎦⎣ IN 1 ⎦ ⎣で表される。入出力の電圧電流が等しくなり，巻数比 a＝1x2 − x S 2 = − x0 .................................. (13)1
⎡1 − jx 0 ⎤ ⎡ 1⎢
FSS = ⎢
1 ⎥⎦ ⎢ jx
⎣0
⎣ 0

⎡ 0
0⎤ 1 − jx
⎡
0⎤
⎢ 1
⎥⎢
=
1⎥ 0
1 ⎥⎦ ⎢⎣⎦⎣ jx0− jx0 ⎤⎥
0 ⎥ ...... (14)⎦

これより，位置ずれやギャップ長変動が起きても SS 方式はイミタンス変換特性を持ち，励磁リアクタンス x0 が変化す
ること以外は，(3)式と同じ特性を示すことがわかる。
また，T-LCL 形イミタンス変換器の F 行列(5)式と掛け合わせることで，回路全体の F 行列は(15)式で表される。

とした理想変圧器特性が成り立つ。
また，系統側から見たときのインピーダンス Z は，V
Z = IN 1 = RL .............................................................. (11)I IN 1

⎡ 0
1
F=⎢
⎢−
⎣ jx IM

jx IM ⎤ ⎡ 0
⎥⎢ 1
0 ⎥⎢
⎦ ⎣ jx0となる。

⎡x− jx0 ⎤ ⎢ IM
⎥ = ⎢ x0
0 ⎥ ⎢
⎦ ⎢ 0
⎣

⎤
0 ⎥
⎥ ..... (15)x0 ⎥x IM ⎥⎦

図 5(a)は抵抗負荷を車側に接続し系統側から見た場合（図これより，ギャップ長変動や位置ずれが起きても理想変圧4(a)の G2V の場合）と，抵抗負荷を系統側に接続し車側か

器特性は成り立ち，一次二次の電圧比（電流比）は xIM /x0

ら見た場合（図 4(b)の V2G の場合）のインピーダンス Z の（x0 / xIM）となることがわかる。非接触給電では，受電側の周波数 特 性 の 例 を 示し た も の で あ る （ 共 振 周 波 数 f0 ＝電圧を一定に制御する必要がある。図 1 の主回路構成では，

30kHz）。太線が G2V を細線が V2G の特性を示し、実線が高力率 PWM 整流器，あるいはフルブリッジ型インバータのゲイン特性を点線が位相特性を示す。どちらもほぼ同じ形

パルス幅制御で電圧制御することが考えられる。

となっており，双方向でほぼ対称な特性が実現できている〈2･6〉 トランスの巻数比

ことがわかる。イミタンス変換器を T-CLC 形に変えた場合

トランスの巻数比 a＝1 として扱ってきた。実際に用いる非を図(b)に示すが大きな相違はない。

接触給電トランスは系統側と車側の電源電圧に合わせるた〈2･5〉 ギャップ長変動と位置ずれの影響

電気自動

これまで，簡単のために

め，a≠1 のものが多い。系統側と車側の電圧調整法につい3／6

て検討する。
図 6 にトランスの巻数比 a＝N1/N2 とし，二次側の諸量をηV 2 G =

一次側に換算し'(ダッシュ)をつけて表した場合の簡易等価回路を示す。このとき入出力関係は(16)式となる。

⎡VIN 1 ⎤ ⎡1 0⎤ ⎡VIN′ 2 ⎤ ⎡a
⎢ I ⎥ = ⎢0 1 ⎥ ⎢ I ′ ⎥ = ⎢ 0⎦ ⎣ IN 2 ⎦ ⎢⎣⎣ IN 1 ⎦ ⎣0 ⎤ ⎡V ⎤1 ⎥ ⎢ IN 2 ⎥ ...................... (16)Ia ⎥⎦ ⎣ IN 2 ⎦2⎛ R ⎞ ...................................... (23)
R L + r2 + r1 ⎜⎜ L ⎟⎟⎝ x0 ⎠

以上より，給電効率 η は給電方向に関わらず同一の式で扱うことができる。
ここで，RL を変数として，給電効率の最大値 ηmax と，その時の抵抗負荷の値 RLmax を求めると(24)式となる。

さらに，(8)式の場合と組み合わせると，⎡VIN 1 ⎤ ⎡ac⎢I ⎥ = ⎢ 0⎣ IN 1 ⎦ ⎢⎣RL

0 ⎤ ⎡V ⎤1 ⎥ ⎢ IN 2 ⎥ ........................................... (17)I
ac ⎥⎦ ⎣ IN 2 ⎦η max =となる。これより，系統側と車側の電圧を，トランスの巻

1
2r
1+ 2
x0

r1
r2

, RL max = x0

r2
r1 .......................... (24)数比だけでなくイミタンス変換器の LIM，CIM のリアクタン

また，コイルの Q を(25)式で定義すると，(24)式は(26)式とス xIM とトランスの励磁リアクタンス x0 の比 c によっても調なる(8)。

節できることが分かる。

Q1 =3. 双方向最大効率運転
T-LCL 形イミタンス変換器と SS 方式を用い，給電トラン
スの巻数比 a=1 の場合について，G2V と V2G の給電効率を

ω0 L1

η max =

r1

1
1+

共に最大にするための条件について検討する。なお，イミタンス変換器に損失は無く，効率は 100%と仮定する。

Q2 =

,

2
k Q1Q2

ω0 L2
r2
,

, k=

M ............... (25)
L1 L2

RLmax = kr2 Q1Q2

〈3･2〉 最大効率時の抵抗負荷の値............. (26)

一般に受電側電圧

図 4 に示すVL は予め決まっているので，定格電力 PL から等価な抵抗負詳細等価回路において，鉄損を表す r0 を無視し巻線抵抗 r1，

荷の値 RL=VL2/PL が決まる。最大効率 ηmax で給電するには，

r2 の損失だけを考慮する。図 4(a)に示す G2V の給電効率 ηG2V

最大効率のときの抵抗負荷の値 RLmax を RL に一致させる必は，イミタンス変換器の損失がないため(18)式で表せる。

要がある。例えば，受電側電圧が 200V で 1.5kW を給電する〈3･1〉 給電効率の最大値と抵抗負荷の値

2
RL I IN2
η G 2V =2
2
2
RL I IN2+ r2 I IN
2 + r1 I 1

場合 RLmax＝27Ω となるように給電トランス部を設計する必........................... (18)

トランスの仕様と総巻線数が等しければ，(25)式で定義した Q1 と Q2 もほぼ等しくなる。このことを考慮して(27)式を

ここで，(3)式より(19)式が得られ，

I1 =

1
1
V IN 2 =RL I IN 2 ,
jx0
jx 0

2

2

⎛ I1 ⎞ ⎛ RL ⎞⎜⎜⎟⎟ = ⎜⎜⎟⎟ ...... (19)
⎝ I IN 2 ⎠ ⎝ x0 ⎠

これを(18)式に代入すると効率 ηG2V は(20)式で表される(7)。

η G 2V =

要がある。

RL
2

⎛ R ⎞ ....................................... (20)
RL + r2 + r1 ⎜⎜ L ⎟⎟⎝ x0 ⎠

次に図 4(b)に示す V2G の給電効率 ηV2G は(21)式で表される。
2
RL I IN1
ηV 2 G =22
2 ...................................... (21)RL I IN1+ r2 I IN
2 + r1 I 1

用いれば，提案する方式と SP 方式の RLmax は(28)式と(29)式で表される。

Q1 = Q2 = Q ................................................................ (27)rQ
RL max SP = 2 ............................................................. (28)k

RL max = kr2 Q = k 2 RL max SP ............................................ (29)
ここで，結合係数 k は 1 以下の値を取るため，提案する方式
では RLmax の値が SP 方式に比べてかなり低くなる(8)。
提 案 す る 方 式 で は (24) 式 よ り ， 励 磁 リ ア ク タ ン ス x0(=2πf0l0)と巻線抵抗 r1，r2 で調整するしかない。a=1 の双方

ここで，(10)式より IIN1＝IIN2 なので，
RLRL=ηV 2 G =
2
2
2
⎛I ⎞
⎛ I ⎞
⎛ I ⎞ .. (22)
RL + r2 ⎜⎜ IN 2 ⎟⎟ + r1 ⎜⎜ 1 ⎟⎟RL + r2 + r1 ⎜⎜ 1 ⎟⎟⎝ I IN 1 ⎠⎝ I IN 1 ⎠⎝ I IN 2 ⎠向給電では，r1=r2 となるため，励磁リアクタンス x0 の値でとなり，さらに(19)式を用いれば，V2G の給電効率 ηV2G は(23)スの端子電圧 V1,V2 が大きくなる。V1,V2 が過大になるときの式で表される。

対策としては，巻線と直列コンデンサを分割して，直列コ調整するしかなく、巻数 N1, N2 を上げて励磁インダクタンス
l0 を大きくするか周波数 f0 を上げるかしかない。l0 を大きくすると自己インダクタンス L1, L2 も大きくなり，給電トラン

ンデンサを分散配置する方法が考えられる。

4／6

表 2 実験結果
Table 2.

Experimental results.

Direction

G2V

V2G

Frequency[kHz]図7

非接触給電トランス

Fig. 7. Transformer.

30

VIN1[V]

95.0

IIN1[A]

19.8

92.7
19.0

V1[V]

260.5

293.6

V2[V]

310.7

335.7

VIN2[V]

92.5

102.8

IIN2[A]

18.7

18.6

P1[kW]

1.66

1.57

P2[kW]

1.57

1.67

ηmax[%]

96.1

96.1

η[%]

94.3

94.2

VIN1

VIN1

100V

100V

20A

図8

20A

IIN1

実験回路

IIN1

VIN2

VIN2

100V

Fig. 8. Experimental circuit.

100V

20A

表 1 トランス定数

20A

IIN2

IIN2

Table 1. Transformer parameters.
Gap[mm]

0

20

30

40

30

30

0,0

0,0

0,0

30,0

0,30

r0[mΩ]

0.0

0.0

0.0

0.0

0.0

r1[mΩ]

107.4

110.8

105.9

112.9

106.2

r2[mΩ]

106.1

109.6

105.2

106.6

105.6

l0[µH]

36.3

29.4

23.0

23.5

27.8

l1[µH]

52.4

55.9

59.6

60.0

57.1

〈4･2〉

Position(x[mm],y[mm])0.02 0.04 0.06 0.08 0.1
Time[ms]

00.02 0.04 0.06 0.08 0.1
Time[ms](a)G2V(b)V2G
図9

実験波形

Fig. 9. Experimental waveform.
トランス定数の測定

ギャップ長 30mm で位

l2[µH]

52.9

56.1

60.4

60.4

57.7

置ずれがない状態を標準状態として，ギャップ長変動と位L1[µH]

88.7

85.3

82.6

83.5

84.9

置ずれが生じた場合のトランス定数の変化を表 1 に示す。

L2[µH]

89.2

85.5

83.4

83.9

85.5

ギャップ長変動は±10mm，位置ずれは前後方向ずれ x，左

k

0.408

0.344

0.277

0.281

0.326

右方向ずれ y ともに 30mm とした。表 1 より，ギャップ長
変動が起きた場合，自己インダクタンス L1，L2 の値にはほとんど変化が無いのに対し，励磁インダクタンス l0 と結合

4. 給電実験〈4･1〉 実験トランスと実験回路

係数 k が大きく変動することがわかる。
実験に使用したト〈4･3〉

1.5kW 給電実験

周波数 30kHz，受電電力ランスの写真を図 7 にを示す。トランスの巻数は N1＝N2＝

1.5kW，抵抗負荷の値は RLmax の 5.5Ωとして，G2V と V2G

18，標準ギャップ長は 30mm，周波数は f0=30kHz である。

の双方向給電実験を行った。実験結果の値を表 2 に，そのフェライトコアを使用し，巻線にはリッツ線，トランスの時の入出力電圧電流波形を図 9 に示す。給電効率は G2V で背面には電磁遮蔽用にアルミ板を用いた。図 8 には G2V で94.3%，V2G で 94.2%で双方向とも高効率で，給電方向によの実験回路を示す。今回は高周波電源にフルブリッジ型イ

る効率の差はほとんど見られない。表 2 に示す理論効率

ンバータ，受電側の整流にはダイオード全波整流器を用い

ηmax=96.1%との相違は鉄損やイミタンス変換器の損失によた。イミタンス変換器の LIM と直列共振コンデンサ CS1 は，ると思われる。図 9 に示す実験波形から，VIN1 と VIN2，IIN1(30)式より CIMS1 として 1 つにまとめた。

と IIN2 の波形が大きさ位相共にほぼ一致し，(10)式の電圧電

1= x IMS 1 = x S 1 − x IM = x0 + x1 − x0 = x1 ......... (30)
ω 0 C IMS 1

流特性を満足していることが確認できた。以上より，提案

V2G の実験の場合は，車側に高周波電源，系統側にダイオ切り替えを行わずに，理想変圧器特性を保ちながら双方向ード全波整流器と抵抗負荷を接続して給電を行った。

共にほぼ同じ効率での非接触給電が可能である。

した主回路構成では，給電方向が変わってもコンデンサの5／6

表 3 位置ずれギャップ長変動特性
Table 3.

た理論値と同様に，ギャップ長と位置ずれが大きくなると kCharacteristic with position gap andが低下し，効率が下がっていることがわかる。

gap length change.

〈4･5〉 巻数の変更

トランス巻数の変更による励磁イ

20

30

40

30

30

ンダクタンス l0 の変化を確認するために，図 7 のトランス

0,0

0,0

0,0

30,0

0,30

で巻数が N1＝N2＝9 の巻線も製作し，巻数に依るトランス

VIN2/VIN1 calc

1.23

1.0

0.78

0.80

0.95

VIN2/VIN1 G2V

1.17

0.97

0.79

0.78

0.93

VIN2/VIN1 V2G

1.39

1.11

0.87

1.01

1.06

ηcalc[%]

96.9

96.1

95.2

95.1

96.1

RLmax=1.39Ωに対し，N1＝N2＝18 では RLmax=5.51Ωとなり，

Gap[mm]Position(x[mm],y[mm])定数の変化を調べた。測定結果を表 4 に示す。図 10 は抵抗
負荷 RL の値を変えたときの理論効率を(20)(23)式で計算したグラフである。表 4 と図 10 から，N1＝N2＝9 のときに

ηG2V[%]

94.6

94.3

93.5

93.2

94.2

RLmax が巻数の 2 乗で大きくなることが分かる。これは(24)ηV2G[%]

95.3

94.2

92.4

92.5

94.0

式および〈3･2〉の議論を裏付ける結果である。SS 方式で巻数を上げて RLmax を大きくする方法の有効性が確認でき

表 4 巻き数変更時トランス定数

た。

Table 4. Transformer parameters.
Freqency[kHz]5. まとめ

30

N1

9

18

18

本論文では電気自動車を想定した双方向非接触給電につ

N2

9

18

9

いて，一次直列二次直列コンデンサ方式（SS 方式）の系統

r0[mΩ]

0.0

0.0

0.0

r1[mΩ]

24.4

110.8

107.1

r2[mΩ]

27.1

109.6

26.8

l0[µH]

6.99

29.4

29.2

l1[µH]

13.8

55.9

55.6

で給電できることを示した。1.5kW 給電実験では G2V で

l2[µH]

14.8

56.1

14.4

94.3%，V2G で 94.2%の給電効率であった。提案方式では効Winding

イミタンス変換器の追加により，理想変圧器特性がなり
たち電圧電流の制御が容易になる上に，双方向共に高効率

k

0.33

0.34

0.34

率が最大となる抵抗負荷の値が双方向とも同じ値となるこ

RLmax[Ω]

1.39

5.51

1.38

とを示し，SS 方式で従来問題とされてきたこの抵抗負荷の

ηmax

96.2

96.1

96.3

値が小さいことに対して，トランスの巻数を上げ励磁イン
ダクタンスをあげることが有効であることを示した。

1
0.9

文

η

0.8
0.7
0.6
0.5
0 1.39N1=N2=18
N1=N2=9
5.51

10
RL[Ω]

図 10

理論効率

20

Fig. 10. Theoretical efficiency curve.
〈4･4〉

側にイミタンス変換器を加える主回路方式を提案した。

位置ずれギャップ長変動試験

ギャップ長30mm で位置ずれがない状態を標準状態として，ギャップ長
変動と位置ずれが生じた場合の 1.5kW の給電実験を G2V とV2G の両方で行った。ギャップ長変動は±10mm，位置ずれ
は x，y ともに 30mm とした。その時の入出力電圧比と効率を表 3 に示す。ギャップ長と位置ずれが大きくなると，励
磁 リ ア ク タ ン ス x0 が 小 さ く な る た め 入 出 力 電 圧 比（VIN2/VIN1）が小さくなっているのがわかる。逆に，ギャプ
長が短くなると x0 が大きくなり入出力電圧比は大きくなっている。また，その値は(15)式から算出した値とも同様の特献(１) S.Abe and Y.Kaneko : “ Contactless Power Transfer Systems ” , IEEJ
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H10007(2011)(５) 名雪琢弥, 根本孝七, 池谷知彦：「双方向非接触給電システムに向けた要素技術開発」, 電力中央研究所報告, H09015(2010)(６) 入江寿一：「非接触給電装置における T-LCL 形と T-CLC 形イミタン
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論文集, 2-27 (2009)(８) 遠井敬大, 金子裕良, 阿部茂：「非接触給電の最大効率の結合係数 kとコイルの Q による表現」, 電気学会半導体電力変換研究会, (2011)

性を示している。給電効率についても(20)(23)式より算出し6／6