平成 25 年電気学会産業応用部門大会

4-7

電気自動車用非接触充電トランスの高調波電流の削減
学生員

徐将希＊

学生員

佐藤亨耶

正員

金子裕良

正員

阿部茂（埼玉大学）

Reduction of Harmonic Current Flowing Transformer of Wireless Charging System for Electric Vehicles
Masaki Jo＊, Yukiya Sato, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)
A wireless charging system has a problem of leakage electric field caused by harmonic current flowing transformer windings.
This paper proposes reduction measures of harmonic current by using a pulse width control inverter at a primary side, and using aresonant rectifier or using an inductor at a secondary side. The effectiveness of these measures was confirmed by simulations.
キーワード：非接触充電，高調波電流，漏洩電界
Keywords：Wireless charging system, Harmonic current, Leakage electric field

1. はじめに
近年，環境問題や石油依存度の軽減から電気自動車（EV）やプラグインハイブリット車（PHV）が注目されている。
現在の EV 等への給電はケーブルを用いたコンダクティブ方式が主流であるが，利便性，安全性，保守容易性から非接触充電方式(1)が注目されており，研究が進められている。

図1

電気自動車用の非接触充電トランスには，磁界構造の違Fig. 1.

非接触充電システム
Wireless charging system..

いから，角形コア両側巻（H 型(2)，Solenoid 巻，Polarized type(3)とも呼ばれる）と円形コア片側巻（Circular type とも呼ばれる）の 2 方式がある。角形は小型軽量化，長ギャップ化，左右方向の位置ずれ許容量の点で優れているが，円形に比べ漏洩電界のレベルが高く，方形波インバータを用いた場合，電波法の規制ラインを超えてしまう問題がある。漏洩電界は基本波と第 3 次高調波の割合が高い。高調波成分は電力伝送に貢献しないので，できるだけ小さくしたい。このためにはトランス巻線を流れる高調波電流を低減する必図2要がある。非接触充電の効率向上のため，低次高調波電流

Fig. 2.

詳細等価回路Detailed equivalent circuit.

を低減する研究(4)もある。
本稿では H 型トランスにおけるトランス巻線に流れる高平滑コンデンサを含む抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を調波対策として，(I)一次側でインバータのパルス幅制御を

図 2 に示す。給電トランスの巻数比を a とし，一次側諸量用いる方法，(II)二次側でリアクトルを挿入する方法，(III)は二次側に換算しダッシュをつけて表す。CS， CP を式(1)

二次側で共振型整流器を用いる方法を検討した。回路シミのように選び，電源周波数において l0，l1，l2 より十分小さュレーションにより，これらの対策の高調波電流低減効果

い r0，r1，r2 を無視すると，詳細等価回路は式(2)のような巻を比較し有効性を確認した。

数比 b の理想変圧器と等価となる。
11x′ x= xP = x0′ + x2 ，
= xS′ = x1′ + 0 2 ···· (1)ω0CP
ω0CS′x0′ + x2

2. 非接触充電システム〈2･1〉 一次直列二次並列コンデンサ方式′ = bV2 ， I IN
′ = ID b ， b =VIN

図 1 に一次直列二次並列コンデンサ方式（SP 方式）の非接触充電システムの構成を示す。高周波電源は方形波フル〈2･2〉 インバータ，整流器による高調波の発生ブリッジインバータを用い，二次側整流回路には全波整流器を用いる。直列および並列コンデンサ CS，CP と整流器とx0′·················· (2)x0′ + x2

電気自動車非接触充電においては一次側，二次側回路でそれぞれ高調波電流が発生する。

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一次側では方形波インバータを用いた場合，方形波電圧

δには式(3)に示すように基本波以外に基本波の奇数倍の高調E波成分を含み，その大きさは次数に反比例する。ここで Eはインバータ直流電源電圧である。
v in =

4Eπ∞

∑
n =1

θ01
sin [(2n − 1)ωt ] ··························(3)2n − 1−E

一次電流 IIN は SP 方式の入力インピーダンスの周波数特性

図3

インバータのパルス幅制御

により正弦波に近い波形となるが，方形波電圧の高調波成Fig. 3.

Pulse width control inverter.

分の影響で IIN には高調波成分が含まれる。
二次側では，全波整流器を使用した場合，整流器に流れる電流は電圧波形のピーク付近だけ流れるパルス状の波形となるため，二次電流 I2 にも高調波成分が含まれる。このため一次側，二次側共に高調波対策が必要となる。

3. 高調波低減法〈3･1〉 一次側インバータパルス幅制御方式

図4

図 3 にインバータのパルス幅制御の波形を示す。また，

Fig. 4.

リアクトル挿入L inserted in secondary side.

パルス幅制御の出力電圧の理論式を式(4)に示す。図 3 のパルス幅 δ を調整することで出力電圧の大きさを変えることができる。また，δ によって高調波の割合が変化する。例えば δ を 120°に設定すると，式(4)より電圧の第 3 次，第 9次高調波成分を 0 にすることができる。これにより一次電流 IIN の第 3 次，第 9 次高調波成分を低減することができる。
v in =4Eπ∞(− 1)(n −1) sin (2n − 1)δ sin [(2n − 1)ωt ] ·······(4)∑ 2n − 1n =12

図5共振型整流器

Fig. 5.

Resonant rectifier.

〈3･2〉 二次側リアクトル挿入方式
全波整流器の前にリアクトル LS を挿入することで，整流表1

回路にパルス状に流れる高調波電流を抑制し，二次電流 I2Table 1.

パラメータ
Parameter.の高調波成分を低減できる。図 4 に二次側にリアクトル LS

f[kHz]

50

L1[μH]

145.8を挿入した場合の回路図を示す。

POUT[W]

3000

L2[μH]

6.01

SP 方式に対して二次側コンデンサ CP と全波整流器の間

r1[mΩ]

135.5

CS[μF]0.0729にリアクトル LS を追加する。この際， LS の大きさにより高r2[mΩ]5.25CP[μF]

1.662

調波の低減率が変化すると考えられるので，式(5)のように

l0[μH]

28.41

RL1[Ω]

20

LS の大きさを二次側自己インダクタンス L2 を基準に c 倍しl1[μH]

117.4

RL2[Ω]12.3た値とする。この場合，CS の値を式(6)のように変更するこ

l2[μH]

4.87

RL3[Ω]

20とで，式(2)の SP 方式と同様の理想変圧器特性が成り立つ。

ω 0 LS = ω 0 cL2 = c(x 0′ + x 2 ) ································(5)電圧や力率が変化する。そこで入出力電圧比は 1 に近い値に，共振型整流器への入力の力率が 1 になるように L，C1，C2 の値を決める。このように設定すると，従来方式とほぼcx ′ 2 + x 0′ x1′ + x1′ x 2 + x 2 x 0′1···············(6)= x S′ = 0
ω 0 C S′x 0′ + x 2等しい特性で二次側高調波電流を低減することができる。
なお，L，C1，C2 の値の決定法は文献(6)を参考にした。

〈3･3〉 二次側共振型整流器方式

4. シミュレーションによる検証

二次側整流回路に共振型整流器(5)を使用することで，リアクトル挿入方式と同様に整流回路にパルス状に流れる高調〈4･1〉 シミュレーション方法

波電流を抑制し，I2 の高調波成分を低減できる。図 5 に共振H 型トランスを用いた 50kHz，3kW 給電を対象に，方形型整流器の回路図を示す。全波整流器の前に L を直列に挿波インバータを用いる従来法と，(I)一次側でインバータの入し，上側の 2 つのダイオードに C1，C2 を並列に追加した

パルス幅制御を用いる方法， (II)二次側でリアクトルを挿入形となる。共振型整流器は L，C1，C2 の決め方により出力する方法，(III)二次側で共振型整流器を用いる方法のトラン

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目標ライン

目標ライン

(b)二次電流 I2(a)一次電流 IIN
図6Fig. 6.

高調波電流の割合（インバータパルス幅制御）

Current ratio for fundamental wave (the pulse width control inverter).

目標ライン(a)一次電流 IIN
図7Fig. 7.

目標ライン(b)二次電流 I2高調波電流の割合（パルス幅制御＋L 挿入）

Current ratio for fundamental wave (the pulse width control inverter and L).

目標ライン

目標ライン

(a)一次電流 IIN
図 8 高調波電流の割合（パルス幅制御＋共振型整流器）
Fig. 8.

(b)二次電流 I2

Current ratio for fundamental wave (the pulse width control inverter and the resonant rectifier).

ス巻線に流れる高調波電流の比較を行った。H 型トランス型整流器）を用いた。実験定数を表 1 に示す。ここで，RLを用いた電波暗室での漏洩電界測定から，電波法の電磁誘はそれぞれの回路の最高効率となる負荷の値とした。なお，

導加熱式調理器（IH）の規制値以下にするには，第 3 次高シミュレーションソフトは PSIM（Ver. 9.0）を用いた。

調波を 18dB（約 87.4%）下げる必要があることが分かった。

〈4･2〉 シミュレーション結果

IIN，I2 の第 3 次高調波電流をこの目標値以下に低減すること(１)

インバータのパルス幅制御

従来の方形波インバータの場合と比較する。一次側インバータのパルス幅 δを目標とし，以下の図では目標ラインを点線で示す。
シミュレーション回路は図 1，図 4（LS 挿入），図 5（共振を 120°に設定した場合との第 11 次までの高調波電流の割IV - 105Ⓒ 2013 IEE Japan平成 25 年電気学会産業応用部門大会

4-7を示す。共振型整流器では給電電力を下げると力率が大き100
力率（全波整流器）
力率（L挿入）

6040

2000

力率（共振型整流器）
電力
1000

20

振型整流器から見た負荷抵抗 RL を一定とすれば良く，共振型整流器の後に昇圧チョッパを挿入すれば解決できる(6)。蓄POUT[W]

力率[%]

800

く下がることが分かる。この問題は，給電電力に依らず共3000電池の充電制御のために既に昇圧チョッパが存在する場合は問題ない。
リアクトル LS を挿入する場合は c を 2 倍より大きくすると I2 の基本波成分が増え，効率が低下する問題がある。LS50100
RL[Ω]はできるだけ小さくすべきであろう。

05. まとめ

力率特性

トランス巻線に流れる高調波電流の低減法として，(I)一Power-factor characteristics.

次側でインバータのパルス幅制御を用いる方法，(II)二次側

図9Fig. 9.

150でリアクトルを挿入する方法，(III)二次側で共振型整流器を合を比較した。図 6 にそれぞれの一次電流 IIN と二次電流 I2用いる方法を提案し，シミュレーションで比較した。

を基本波成分で規格化した第 11 次までの高調波成分を示

その結果，(I)で一次電流 IIN の第 3 次高調波を大幅に低減す。グラフにおける電流の添え字の n，1 はそれぞれ n 次高可能であること，(II)(III)で二次電流の第 3 次高調波を低減調波，基本波を表す。IIN を見ると第 3 次高調波および第 9可能であることを確認した。

次高調波電流の割合が従来に比べ小さくなっていることが本稿では漏洩電界がトランス電流に比例すると仮定して分かる。IIN の第 3 次高調波電流は約 80.3%低減される結果いる。今後，漏洩電界と一次電流 IIN，二次電流 I2 との関係となった。しかし，I2 を見るとインバータのパルス幅制御をを実験で検証する予定である。また，漏洩電界の基本波成行っても高調波電流の低減効果は見られない。従って I2 の分を下げる方法については別の機会に報告したい。

高調波は二次側回路で対策が必要と考えられる。

(２)

インバータパルス幅制御＋リアクトル挿入

文

方形波インバータの場合と，パルス幅制御において二次側コ(１) 阿部茂・金子裕良：「非接触給電技術」，電気学会誌，Vol.128，No.12，pp.796-799 (2008)(２) 千明将人・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「新コア構造による電気自動車用非接触給電装置トランスの小型軽量化」，電学半導体電力変換研資，SPC-11-48，pp.139-144 (2011)(３) M.Budhia, G.A.Covic, and J.T.Boys：“A New Magnetic Coupler forInductive Power Transfer Electric Vehicle Charging Systems”,
IEEEIECON 2010, pp. 2481-2486 (2010)(４) 岡田康嗣・星伸一・春名順之介：「電磁誘導型非接触給電における低次高調波消去方式適用時の特性解析」，電学自動車研資，VT-13-004，pp. 19-24 (2013)(５) 山本勇・松井景樹・八尾祐吾：「商用周波の共振で入力電流を正弦波化する高力率単相整流回路」，電学論 D，Vol.122，No.8，pp.838-844(2002)(６) 日下佳祐・伊東淳一：「非接触給電向け入力インピーダンス整合形高周波 AC-DC コンバータのパラメータ設計法」，
電学全大，4-084 (2013)

ンデンサと全波整流器の間にリアクトル LS を挿入した場合とを比較した。挿入する LS の値は L2 を基準に 1，2，5 倍した値とした。それに伴い，CS の値を式(5)のように調節した。
図 7 にそれぞれの IIN と I2 を基本波成分で規格化した第 11次までの高調波成分を示す。IIN を見ると，挿入する LS の値を大きくすると IIN の第 3 次高調波成分が低減されることが分かる。I2 を見ると各高調波成分が低減されていることが分かる。2 倍の LS を挿入した場合を見ると，IIN，I2 の第 3 次高調波はそれぞれ 94.7%，55.5%低減される結果となった。

(３)インバータパルス幅制御＋共振型整流器

献

方形波インバータの場合と，パルス幅制御において二次側整流回路に共振型整流器を用いた場合とを比較した。共振型整流器のパラメータは L=24.5μH，C1=C2=0.173μF とした。図 8にそれぞれの IIN と I2 を基本波成分で規格化した第 11 次までの高調波成分を示す。図 6 と比較すると二次側に共振型整流器を用いることで I2 の高調波成分が大きく低減されていることが分かる。また IIN の第 3 次高調波成分も低減されている。IIN，I2 の第 3 次高調波はそれぞれ 96.6%，74.4%低減される結果となった。
〈4･3〉二次側対策の比較
二次側対策としては，共振型整流器を使用する方が高調波電流の低減効果が高い。しかし，共振型整流器の場合，負荷が変動する，つまり給電電力が変化する場合に力率が悪化してしまう問題がある。図 9 に出力電圧を一定としたときの負荷変動に対する力率特性のシミュレーション結果
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