自動車用非接触給電装置の二次電圧制御法
岡本尭保田

金子
富夫

裕良井田

阿部茂（埼玉大学）

和彦（（株）テクノバ）

Secondary voltage control method of Contactless Power Transfer Systems for Electric Vehicle
Takashi Okamoto, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)
Tomio Yasuda, Kazuhiko Ida (Technova Inc.)
Secondary voltage control method of Contactless Power Transfer System for Electric Vehicle is proposed. In case of using theprimary series capacitor and the secondary parallel capacitor method, the secondary voltage varies with the gap change or
horizontal position deviation between primary coil and secondary one. The proposed method can control the secondary voltage
without communication devices. The test result is presented, which shows good performance of voltage control.
キーワード：電気自動車，プラグインハイブリッド自動車，非接触給電，電磁誘導

Keywords：Electric vehicle, Plug-in hybrid vehicle, Contactless power transfer, Electromagnetic induction

1. はじめにる。車両側の受電装置を小型軽量にするには，二次電圧を一地球環境問題や石油価格の高騰により，家庭やスタンドでバッテリに充電するプラグインハイブリッド自動車(PHV)定にしたいが，それには通信装置により二次電圧の値を一次側に伝え，一次電圧を制御する必要があった。

や，電気自動車(EV)の販売が計画されている。現在は電気ケ

この問題の解決策として本論文では，一次直列二次並列共ーブルとプラグで車に給電する方式であるが，利便性，プラ

振コンデンサ方式の特性を利用した，通信装置を用いない二グの抜き忘れ，急速充電による大電力化を考えると，将来は次電圧制御法を提案し，その概要と実験結果を示す。

非接触給電方式(3)(5)〜(9)が有望である。
ームや工場の搬送車，家電品で実用化されている。基本はギ2. 自動車用非接触給電システム〈2･1〉 非接触給電システム
図 1 に実験に用いたトラャップ長の大きなトランスで，漏れリアクタンスが大きく，ンスの写真と寸法を示す。周波数が高いため，コアにフェラ結合係数が 0.5〜0.1 と小さいため，電源周波数を 10kHz 以上

イトを，トランスの巻線にリッツ線を用い，一次側を 18 タにとり二次誘起電圧を上げ，漏れリアクタンスの補償のためーン 1 並列，二次側を 9 ターン 2 並列とした。また，給電電

非接触給電は接点の不良，磨耗，火花が無く，クリーンル共振コンデンサを用いる(1)〜(10)。従来は一次側二次側共に並(1) 〜(3)

力は 1.5kW を目標とし，ギャップ長変動は 70±20mm，位置が多かった。筆者らは一次ずれは左右方向±125mm，前後方向±45mm を考慮した。ギ側を直列コンデンサとし一次と二次のコンデンサの値を特ャップ長 70mm 位置ずれ無しの状態を基準とした。また，漏定の値に選ぶと，巻線抵抗を無視した場合，電源周波数におれ磁束対策としてトランスの上下にアルミ板を設置した(8)。

列コンデンサを用いる方式

いて両コンデンサを含むトランスの等価回路が理想変圧器

図 2 に一次直列二次並列コンデンサ方式の非接触給電シス(4)(5)(7)〜(10)テムの構成を示す。商用電源単相 100V を用いて実験を行い，この理想変圧器特性を用いると，(1)抵抗負荷であれば電源高周波電源として，フルブリッジインバータで周波数と等価になることを示した。

力率１とゼロ電圧スイッチングが可能で電源の小型化と高f0=20kHz で装置を駆動した。

効率化ができる， (2)電源を定電圧/定電流制御すれば負荷が〈2･2〉

(10)

等価回路

図 2 の ab 間を T 型等価回路で表わ変化しても，負荷も定電圧/定電流になる，(3)効率の理論式し，抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を図 3 に示す。なお，を用いれば給電トランスの最適設計や最大効率運転が可能

巻数比を a（=N1/N2）とし，一次側諸量は二次側に換算し'（ダである，などの利点がある。

ッシュ）をつけて表す。実際の給電トランスでは，フェライ

しかし，自動車用非接触給電装置はギャップ長の変動や位トコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r'0 と巻線抵抗 r'1,置ずれによる結合係数の変化が避けられない。一次側が定電r2 は，電源周波数においてトランスのリアクタンス x'0, x'1, x2

圧駆動の場合は，このために二次電圧が変化する問題が生じに比べ十分小さい。従って巻線抵抗 r'1, r2 と鉄損 r'0 を省略

図2

非接触給電システム

Fig.2. Contactless power transfer system.
これらの値に決めると，電源から見たインピーダンス Z は(3)式のように簡単になる(4)(5)(7)〜(10)。
2Z=VIN ⎛ x0′ ⎞⎟ RL=⎜I IN ⎜⎝ x0′ + x2 ⎟⎠................................................(3)理想変圧器特性

ここで，V'IN と V2，I'IN と IL の〈2･4〉関係を求めると，
x0′ .......(4)x0′V
NN x′ + x2
I IN , b =VIN , I 2 = 1
V2 = IN = 2 0x0′ + x2
N 2 x0′ + x2
ab N1 x0′(a)Transformer.となり，巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる。
Al板zx: 250〈2･5〉

自動車用非接触給電装置の課題

自動車用非接触給電装置は，トランスのギャップ長や位置が変動するこy(進行方向)

gapップ長，位置ずれ変動が生じた場合の定数の変化を示す (x0=5.0Al板
1504545ω0l0，ω0=2πf0) 。x'0，x2 が変化することで b が変化し，V'IN

unit: mmが一定の場合は，これらの定数変化によって V2 が変動する。
車両側の受電装置は，二次電池への充電装置であり，整流(b)Dimention of Transformer.
図1とでリアクタンス x'0，x'1，x2 が大きく変化する。図 4 にギャ器と直流チョッパ等で構成される。受電装置を小型軽量にす

角形トランスるには，一次電圧 VIN を制御して二次電圧 V2 を一定にする必Fig.1. Transformer.

要がある。

3. 二次電圧制御法
二次電圧 V2 は b によって変動するが，駐車中などトランスが不動の状態であれば，その間一定の値となる。従って，二次電圧 V2 を一定に制御するためには，まず充電制御前に低電圧かつ小電力で b を測定し，その後測定した b に基づい
図3て VIN を制御すれば良い。ここで，VIN の制御はフルブリッジ

詳細等価回路Fig.3. Detailed equivalent circuit.

インバータを位相シフト制御して行う。
b を測定するための装置として図 2 の bc 間に示すように二して解析を進める。
二次側並列コン次側に b 測定用の抵抗 Rb と電子スイッチ（トライアック）

デンサ Cp を(1)式の値に，一次側直列コンデンサ CS の値を(2)を設置する。図 2 のように降圧チョッパを用いる場合は，こ式の値に決める。

れを運転停止し上記電子スイッチをオンすれば，二次側負荷〈2･3〉 一次直列二次並列コンデンサ

1= xp = x0′ + x2
ω0 C Pは既知の値の Rb だけとなり，(3) ，(4)式を用いて一次電圧..................................................(1)x′ x
1= xs′ = 0 2 + x1′
ω 0 CS′x0′ + x2

VIN，電流 IIN から b を測定することができる。その後，電子スイッチをオフし，降圧チョッパを運転開始すれば二次側負荷は整流器と降圧チョッパとなり，充電制御が可能となる。

........................................(2)これらの操作は電子スイッチの切り替えのみで行う。

l0b200.6

400.4
l20.2

800.8

60
bl0,l1,l2[μH]

0.6

401
l10.860l0,l1,l2[μH]80l1600.4

200.2

l06070gap[mm]0908000

図40.4

b200.2l2

l20500.80.640l0b1b1
l1bl0,l1,l2[μH]8050100x[mm]15000010表1各 Case の説明

2030y[mm]400トランス定数測定結果

Fig.4. Parameter of Transformer.
200200VL
電圧[V]

電圧[V]

VL
VIN V2100012CaseVIN
10003(a) before control.
図5Table.1. state of gap and horizontal gap change.
123CaseV25000gap[mm]位置ずれ(x)[mm]位置ずれ(y)[mm]12Case3(b)after control.

ギャップ長変動，位置ずれによる電圧変化

Fig.5. Voltage change with gap and horizontal gap change.

701000

なお，抵抗負荷の値は負荷電力が 1.5kW となるように調整した。図 5(a)より，ギャップ長，位置ずれ変動によって二次電圧 V2 は 105~143V，負荷電圧 VL は 139~196V まで大きく変動した。
〈4･2〉 b の測定

以下詳細を説明する。

7000

図 2 の回路を b 測定モードにし，b の測定を行った。一次電圧 VIN(m)の制御は位相シフト制御で行
図 2 においてトライアックをオンい，Case.2 において VIN(m)=40V，測定用抵抗負荷 Rb=30Ωでかつ充電制御部をオフすると，cc’より後は無視でき，二次側実験を行った。この時，負荷電力は 30W とした。各 Case にが抵抗負荷 Rb のみとなり，理想変圧器特性が成り立つ。こおける b 測定時の波形を図 6 に示す。図より，VIN，IIN の波

こで(3) ，(4)式から得られた(5)式より b を測定することがで形には高調波成分が多く含まれる。そこで，b の算出に次のきる。VIN(m)，IIN(m)は測定時の一次電圧，電流である。

二通りの方法を用いた。第一の方法は波形の実効値に基づく〈3･1〉 b 測定モード

b =............................................................(5)'V IN(m)'I IN(m)Rb

実行値法，第二の方法はフーリエ変換から求めた基本波成分に基づく基本波法である。
結果を表 2 に示す。定数測定から求めた b(理論値)と比較

b 測定モードで b を測定しして，実効値法で求めた b(RMS)は誤差 9〜38%，基本波法でた後，トライアックをオフし，制御部を運転する。b から(6)

求めた b(基本波)は誤差 0.7〜4.9%となった。今回の実験は基式のように VIN を制御することで，二次電圧 V2 を所望の値に本波法の精度が良かった。

制御することが可能となる。

〈4･3〉 b を用いた二次電圧制御結果〈3･2〉二次電圧制御モード

V IN = abV 2 =N1N2'V IN(m)'I IN(m)Rb

V2..................................(6)図 2 の回路を二次電圧制御モードにし，表 2 の基本波法で求めた値を用いて電圧制御を行った。
〈4･1〉との比較を行うため，降圧チョッパを接続しない整流器と抵抗負荷の回路(dd’に RL を接続した

この方法は測定する値が全て一次側の電圧 VIN 電流 IIN で，回路)において，抵抗負荷 RL=12.5Ωで 1.5kW 給電となるようRb は既知のため，二次側の電圧電流を測定する必要が無く，実験を行った。波形を図 7 に，各部電圧を図 5(b)，表 3 に示通信を用いず二次電圧制御を行うことができる。

す。図 5(b)，図 7，表 3 より，位相シフト制御で一次電圧 VINを制御することで，V2 は 93.0~103.4V，VL は 123.0~138.3V と4. 実験結果ほぼ一定に制御できた。
以上のように b を測定し，その結果を用いて一次電圧 VIN〈4･1〉 ギャップ長変動や位置ずれによる二次電圧変化
図 2 の回路で降圧チョッパを接続せず dd’の後に抵抗負荷をを制御すれば，二次電圧をほぼ一定(約±10%)に出来ること

接続した回路において，一次電圧として振幅 110V の方形波が分かった。

を印加しトランスのギャップ長と位置ずれ変動が生じた場
合の三つの Case において実験を行った。各 Case の説明を表
1 に，実験結果を図 5(a)に示す。VIN，V2，VL は実効値である。

表2100V

VIN

100V

VIN

100V

VIN

5A

IIN

5A

IIN

5A

IIN

20V

V220V

20V

V2Ib

2A

0

V2

2A

0.05

0.1

0Ib

2A

Ib

0.05

0.1

00.05

t[ms]

t[ms]

Case.1

Case.2

Case.3

12A

VIN

100V

IIN

12A

IIN

誤差(基本波)[%]0.7-1.54.5電圧制御結果12312.5

RL[Ω]

12.5

12.5

VIN[V]

112.2

81.7

74.7

VL[V]

138.3

128.8

123.0

PIN[W]

1642

1440

1337

PL[W]

1530

1364

1266

I220A

I2

図737.9

IIN20A

Case.2

23.0

12A

I2

Case.1

9.1

93.0

10A

t[ms]

b(基本波)
誤差(RMS)[%]

97.3

V20.05

0.400
0.303

103.4

100V

00.455
0.364

V2[V]

V2

0.1

0.512
0.473

VIN

100V

t[ms]

b(RMS)

100V

V20.05

30.29

Case

100V

020.37

表3b 測定時の各波形

VIN

10.47

Table.3. Experimental result of voltage control.

Fig.6. Wave of measurement of “b”.
100V

Caseb(理論値)

0.1t[ms]

図6b の測定結果

Table.2. Experimental result of “b”.

0.1

00.05

0.1t[ms]

Case.3二次電圧制御時の各波形

Fig.7. Wave of secondary voltage control.

5. むすび
本論文では，一次直列二次並列コンデンサ方式を用いた自動車用非接触給電装置において，一次電圧電流から回路のパラメータ b を測定し，求めた b から通信装置を用いず二次電圧を一定に制御する方法を提案し，実験で動作を確認した。
実験では一次電圧を制御しない場合，二次電圧 V2 は約 1.4倍変化したが，提案法で一次電圧を制御した場合，約 1.1 倍に抑えることができた。

文

献(１) A.W.Green and J.T.Boys : “10kHz inductively coupled power transfer –concept and control”,IEE Power electronics and variable speed drives
conference, PEVD, No.399 pp.694-699(1994)(２) J.T.Boys, G.A.Covic and A.W.Green：“Stability and control of inductively
coupled power transfer systems”, Proc. IEE - Elect. Power Applicat.,Vol.147, No.1, pp.37-43 (2000)( ３ ) Chwei-Sen Wang, Oskar H. Stielau, and Grant A. Covic ： “Designconsideration for a contactless electric vehicle battery charger”, IEEE Trans.
Ind. Electronics,Vol.52, No. 5, pp.1308-1314 (2005)(４) 藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用 い た 非 接 触 給電 シ ス テ ム 」 , 電 学 論 D,Vol.127,No.2, pp.174-180(2007)(５) 阿 部 茂 ・ 金 子 裕 良 ：「 非 接 触 給 電 技 術 」 , 電 学 誌 ,Vol.128,No.12,pp.796-799 (2008)(６) 紙屋雄史・大聖泰弘・松木英敏：「電動車両用非接触急速充電システム」,電学誌,Vol.128,No.12, pp.804-807 (2008)(７) 岩田卓也・江原夏樹・金子裕良・阿部 茂・保田富夫：「直列及び並列共振コンデンサを用いた電気自動車用非接触給電装置」,電気学会
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