マトリックスコンバータを用いた三相 DAB 型
AC-DC コンバータの同期 PWM 制御
山ノ口皓喜＊，伊東淳一(長岡技術科学大学)

A Synchronous PWM Control Strategy of Three-Phase DAB Type AC-DC Converters with Matrix Converter
Koki Yamanokuchi, Jun-ichi Itoh (Nagaoka University of Technology)

１．はじめに
近年，電気自動車(EV)等の充電器や交流-直流系統間の電力変換器などにおいて，高パワー密度化の観点から PWM
整流器と三相 Dual Active Bridge (DAB)コンバータ(1)(2)で構成した電力変換器が研究されている。本電力変換器は PWM
整流器の昇圧インダクタや平滑キャパシタにより大型化するため，著者らは三相 DAB コンバータの 1 次側をマトリッirvrisvsvt
it 255mH200V(%ZL:1%)50Hz
fc:5kHz

クスコンバータ(MC)とした三相 DAB 型 AC-DC コンバータを提案している(3)。しかし，仮想 AC/DC/AC 変換方式の変調では，低い入力電流ひずみ率(THD)や直流重畳抑制の観点

50V
5kW

Fig.1. Three-phase DAB type AC-DC converter.
1Carrierからスイッチング周波数を伝送周波数の 3 倍以上とする必Smax

要があり，スイッチング損失が増加する。

Smid

本論文では，伝送周波数と同じスイッチング周波数を達Sru
Ssu vuNPro.:1Stu
Srv
Ssv vv
Stv
Srw vw
Ssw 57.74mH
Stw

20W
1.33mF(z:0.2) (%Yc:1%)010
1010Smin

成する MC の同期 PWM(4)を三相 DAB 型 AC-DC コンバータに適用することを提案する。
定格 5kW のシステムにおいて，Output current

スイッチング回数を最大 44%に低減したため報告する。

２．回路構成Fig.2. Gate pulse waveform of conventional method.
1Ex) vmid > 0

図 1 に三相 DAB 型 AC-DC コンバータを示す。本回路はCarrier

三相-三相 MC と三相の高周波トランス，三相 DAB コンバ

Smaxータの 2 次側として動作する PWM 整流器で構成される。

Smid

トランス構造は ZVS 範囲の拡大，出力電流リプルの低減等

Sminの観点から Y-Δトランスとする(2)。

0101010











Output current

３．変調方式
図 2 に従来手法として仮想 AC/DC/AC 変換方式を用いた

Fig.3. Gate pulse waveform of synchronous PWM strategy.

場合における出力 1 相分のゲートパルス波形を示す。
なお，

文献(3)の変調法を用いる。本手法での伝送 1 周期当たりのS の添え字は入力相電圧の大小関係を表し，ゲートパルス転流回数は出力 1 相分で最大 9 回となる。の 1 はオン，0 はオフを示している。この方式は仮想整流器

図 3 に MC の同期 PWM を用いた場合における出力 1 相と仮想インバータに分けて変調し，合成することでスイッ分のゲートパルス波形を示す。本方式は 3 レベルインバーチングするため，従来の高周波インバータの変調法がそのタの同期 PWM 制御を基とし，は 3 レベルインバータの 1まま適用できる。しかし，出力高周波用途では，仮想整流パルス動作におけるゼロ電圧期間，は電圧レベルの違いに器と仮想インバータのスイッチング合成により三相対称なよる電圧時間積の誤差を補償する期間を示している。MCスイッチング波形の生成が困難となり，入出力三相平衡おの同期 PWM 制御では出力電流の直流重畳抑制と入力電流よび電圧時間積一定の条件を満足できなくなる。そのため，制御を両立するためにとを以下で与える。

スイッチング周波数を伝送周波数と同程度にすることができない。そこで，従来手法のスイッチング周波数は入出力三相平衡を満足する最低限度である伝送周波数の 3 倍とし16= (1)vmid1 v−vtan  max min = tan −1 (2)ここで，vmax, vmid, vmin は入力相電圧を大小関係で示している。
(1)および(2)式で動作することで入力電流を力率 1 の正弦波で制御し，かつ直流重畳を抑制することができる。本方式での伝送 1 周期当たりの転流回数は出力 1 相分で 4 回であり，従来法に対してスイッチング回数を最大 44%(=4/9)に低減できる。
図 4 に同期 PWM 制御における入力相電圧の大小関係切り替わり時のゲートパルス波形例を示す。同期 PWM 制御
において，各ゲートパルスは U 相キャリアリセットに同期してパルス幅や入力電圧大小関係を更新している。そのたW-phase
Carr ier

1V-phase
Carr ier10
Srw 101
Ssw
01
Stw 0

Data Update

Sam e ON Time(a) vr ≒ vs < vt
0

Data Update

Srv 101Ssv
01
Stv 0

Sam e ON Time(b) vr > vs ≒ vt
Fig.4. Gate pulse waveform at voltage relationship change.

め，入力相電圧の最大相が切り替わる場合は U 相と W 相，ir最小相が切り替わる場合は V 相のスイッチングが不連続と

is

irit

isit

なり，各相の接続時間に誤差が発生するため，入力電流がひずむ。そこで，切り替わりが発生する相で 1 周期のみ同じ電流が流れるようゲートパルスを同じ長さにすることで，10A/div 5ms/div

入力電流ひずみを低減する。なお，スイッチングは切り替わり時のゲートパルスを保持するように設定している。

４．シミュレーション結果(a) Conventional strategy(b) Synchronous PWM strategy
Fig.5. Operating waveforms of conventional method and synchronousPWM strategy.

図 5 に従来方式と同期 PWM における定格電力動作波形を示す。転流手法は理想転流としている。図 5 において，10A/div 5ms/div12ir

isit

0.2ms/div

102A/div8

入力電流 THD は従来方式で 0.93%，同期 PWM で 1.30%と(b) Expanded waveform without gate puls e change

なり，5%以下に制御できている。この誤差の要因は入力フ12ィルタによる入力電圧の変化およびスイッチングによる 2次側電流高調波の影響である。
図 6 に電圧大小関係切り替わり時に実装するゲートパル
ス変更の有無による比較結果を示す。ゲートパルスを変更

10A/div 5ms/div(a) Input current without gate pulse changeiris

ミタンス%Yc で 1.0%から 0.33%に小さくした場合の動作波形比較を示す。なお，入力フィルタのインダクタを調整してカットオフ周波数を一定にしている。図 7 では入力電流のピーク付近のひずみ増加により入力電流 THD が 2.37%となり，図 5(b)の結果に対して 1.07%悪化している。これは入力フィルタのキャパシタ電圧がスイッチング周期で一定に保てず，それに伴って 1 次側トランス電圧が増減して出力電力が変化したためである。そのため，入力フィルタのキャパシタンスはある程度大きく設計する必要がある。ただし，キャパシタンスの増加は電圧転流失敗時の短絡電流や無負荷時の循環電流を増加させるため，極端に大きくすることは望ましくない。

vvvw

20ms/div

it
100V/div(b) Primary transfer voltage at %Yc = 0.33%

転流の遅延や転流誤差によってさらに大きなひずみが発生
図 7 に入力フィルタのキャパシタ容量をパーセントアド

8(c) Expanded waveform with gate pulse changevuの結果が得られため，問題とはならない。なお，実機ではする可能性があるため，今後実機にて確認を行う。

2A/div

Fig.6. Comparison with/without gate pulse change.

しない場合，電圧大小関係切り替わり時の入力電流ひずみが大きくなるが，入力電流 THD は 1.40%と図 5 とほぼ同等

0.2ms/div

10Distortion
10A/div

vu

5ms/div(a) Input current at %Yc = 0.33%

vvvw

20ms/div

100V/div(c) Primary transfer voltage at %Y c = 1.0%

Fig.7. Comparison of operating waveforms for input filter
capacitance %Yc = 1.0% and 0.33%.

以上より，三相 DAB 型 AC-DC コンバータに同期 PWM制御を適用することで従来手法と同等の特性を達成しつつ，スイッチング回数を最大 44%に低減することが明らかとなった。今後は転流手法やソフトスイッチングに関する検討し，実機評価を行う。
文 献(1) J. Hu, et al.: IEEE Trans. Power Electron., vol. 36, no. 8, pp.
9609-9622 (2021)(2) 周藤龍 他, 電気学会 D 部門大会, No.1-49 (2010)(3) 山ノ口皓喜 他, 電気学会 D 部門大会, No.1-83 (2022)(4) 真木康次 他：SPC 宇都宮, No. SPC-08-163 (2008)