SPC-09-39

電気自動車用非接触給電装置のトランス巻線方式による特性比較
岩田卓也＊
保田

江原 夏樹
富夫

金子 裕良

井田

阿部 茂（埼玉大学）

和彦（（株）テクノバ）

Comparison of characteristic by Transformer Winding Method ofContactless Power Transfer Systems for Electric Vehicle
Takuya Iwata＊, Natsuki Ehara, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)
Tomio Yasuda, Kazuhiko Ida (Technova Inc.)
This paper describes comparison of characteristics between double-sided winding and single-sided winding ofcontactless power transfer systems for electric vehicles. There is an issue that a self-inductance changes byelectric current with a fixed gap length in single-sided winding. However, the issue is resolved by controlling
secondary voltage constant. As for double-sided winding, a transformer can be miniaturized in comparison withsingle-sided winding. However, coupling factor is small, and a countermeasure for back leakage flux becomes
necessary, too. Leakage flux is shielded by putting an aluminum board on the back. In addition coupling factor
becomes larger.
キーワード：電気自動車，プラグインハイブリッド自動車，非接触給電，電磁誘導，共振，効率(Electric vehicle, Plug-in hybrid vehicle, Contactless power transfer, electromagnetic induction, resonance, efficiency)

1.

はじめに地球環境問題や石油価格の高騰により、家庭やスタンド御すれば負荷が変化しても、負荷も定電圧/定電流になる、（４）効率の理論式(6)を用いれば給電トランスの最適設計や最大効率運転が可能である、などの利点がある。

でバッテリに充電するプラグインハイブリッド自動車

本論文では、一次直列二次並列共振コンデンサを用いた（PHV）や電気自動車（EV）が現実のものとなってきた。

自動車用非接触給電システムにおいて、給電トランスの巻現在は電気コードとプラグで車に給電する方式であるが、線方式について比較検討を行う。非接触給電トランスではコードレス化による利便性、プラグの抜き忘れ、急速充電

図 2(a)に示すコアの両側にコイルを巻く両側巻トランス、図による大電力化を考えると、将来は図１に示す非接触給電

2(b)に示すコアの片側に巻く片側巻トランスの 2 種類が考え(1)(2)(7)~(10)方式が有望である。

非接触給電は接点の不良、磨耗、火花が無く、クリーンられる。給電実験と回路計算により、両者の特性を比較する。

ルームなどの工場の搬送車や家電品で実用化されている。
基本はギャップ長の大きなトランスで、漏れリアクタンスが大きく、結合係数が 0.5〜0.1 と小さい。このため電源周波数を 10kHz 以上にとり二次誘起電圧を上げ、漏れリアクタンスの補償のため共振コンデンサを用いる(1)〜(10)。従来は一次側二次側共に並列コンデンサを用いる方式(1)(3)(4)が多かった。筆者らは一次側を直列コンデンサとし一次と二次のﾓｰﾀ

インバータ
充電
充電回路

ｴﾝｼﾞﾝ
ｴﾝｼﾞﾝ
二次電池

コンデンサの値を特定の値に選ぶと、巻線抵抗を無視した給電送受電
トランス

場合、電源周波数において両コンデンサを含むトランスの等価回路が理想変圧器と等価になることを示した(5)(6)。

インバータ
インバータ

この理想変圧器特性を用いると、（１）抵抗負荷であれば電源力率１とゼロ電圧スイッチングが可能で電源の小型化

ハイブリ ッドカー電源
非接触 給電装置と高効率化ができる、（２）コンデンサの値は負荷の値（給電電力）に依らず一定でよい、（３）電源を定電圧/定電流制

図1

電気自動車用非接触給電装置

Fig.1. Contactless Power Transfer System for electric vehicle.
1／6

2. 自動車用非接触給電システム〈2･1〉

非接触給電システム

一次直列二次並列コンデンサ方式の非接触給電システムの構成を図 3 に示す。高周波電源にはフルブリッジインバータを用い、給電トランスのコアにはフェライトを巻線にはリッツ線を用いる。
〈2･2〉

等価回路

給電トランスを T 型等価回路で表し、直列及び並列共振コンデンサ Cs, Cp と抵抗負荷 RL を加(a) Double-sided winding

えた詳細等価回路を図 4 に示す。なお、巻数比を a=N1/N2

図2(b) Single-sided winding（一次側）とし、一次側諸量は二次側に換算しʻ（ダッシュ）をつけて

Fig. 2. Transformer

給電トランス表す。実際の給電トランスでは、フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0 と巻線抵抗 r1, r2 は、電源周波数においてトランスのリアクタンス x0, x1, x2 に比べ十分小さい。従って巻線抵抗 r1, r2 と鉄損 r0 を省略し、図 5（a）の簡略等価回路で解析を進める。
〈2･3〉

直列および並列共振コンデンサ

図3

まず二次側
Fig.3.

並列コンデンサ Cp の値を、電源周波数 f0 において励磁リア非接触給電システム

Contactless power transfer system.

クタンス x'0 と漏れリアクタンス x2 との和（二次巻線の自己リアクタンス L2）に共振するように(1)式の値に決める。

1

ω0 C P= xp = x0′ + x2

I........................................(1)

次に一次側直列コンデンサの値を(2)式の値に決める。
x′ x
1= xs′ = 0 2 + x1′ ....................................(2)x0′ + x2
ω 0CS′〈2･4〉理想変圧器特性

図 4 詳細等価回路
Fig.4. Detailed equivalent circuit.

ここで、V'IN と VL、I'IN と ILの関係を求めると、′ = b VL , I IN
′ = IL b, b =VINx0′x0′ + x2…......(3)(a) Simplified equivalent circuit.となり、図 5 (a) の回路は図 5 (b) の巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる。

図5(b) Ideal transformer.

簡略等価回路と理想変圧器特性

Fig.5. Simplified equivalent circuit and Ideal transformer.

以上をまとめると、一次側に(2)式で決まる直列コンデンサを、二次側に(1)式で決まる並列コンデンサを付加すれば、〈2･6〉

巻線抵抗と鉄損を無視した場合、電源周波数において、電トランスで結合係数を k=0.2 以上にするには、ギャップ長

両側巻トランスと片側巻トランス非接触給（1）給電トランス部の等価回路は理想トランスとなる。と同程度以上のコイル幅が必要である。トランスのコア幅（2）抵抗負荷であれば電源力率１とゼロ電圧スイッチング

は、片側巻では（コイル幅＋磁極幅）の２倍程度必要なのが可能で電源の小型化と効率向上が実現できる。

に対し、両側巻ではその半分で済む可能性がある。
（注（3）直列および並列コンデンサの値はトランスのリアクタ2(a)は本来半分の幅でもよい）。左右の許容位置ずれ幅は磁ンス値 x0, x1, x2 と巻数比 a だけで決まり負荷に依らない。

極の形状で決まるため、円形で中心磁極のある片側巻より

図（4）電源を定電圧（あるいは定電流）制御すれば負荷が変は、長方形で中心磁極のない両側巻が有利である。以上よ化しても、負荷も定電圧（定電流）になる。

り、両側巻のほうが片側巻よりトランスを小型化できる可〈2･5〉能性が高いことが分かる。

自動車用非接触給電の特徴

電気自動車用では更に次の特徴があり、これらの性能が重要となる。

これに対し片側巻には背面に磁束が存在せず、結合係数（1）ギャップ長が大きいが大きい特長がある。両側巻は背面に磁束遮蔽のためアル（2）位置ずれが大きいミ板を設置する必要があるが、これには結合係数を高める（3）トランスは小型軽量が望ましい効果もある(10)。
本論文で用いた両側巻トランスと片側巻トランスの写真を図 2 に、寸法を図 6 に、仕様を表 1 に示す。

2／6Al 板

奥行き y:150xz20102010Al 板
60300

90unit: mm30(a) Double-sided winding

30(b) Single-sided winding
図6Fig.6.

給電トランス寸法
Dimension of transformer.
表 1 給電トランスの仕様

3. 実験結果

Table 1.

い。両側巻トランスと片側巻トランスで.負荷変動・ギャップ長変動・位置ずれの特性を比較する。
今回、両側巻トランスでは一次側と二次側の背面に 1mm厚のアルミ板を設置して実験を行った。
両側巻トランスと片WeightCorePrimary
1p×22T
Secondary
2p×11T
Litz wire 0.25φ×24×16

側巻トランスのトランス定数は、一次側から二次開放時と表2短絡時、及び二次側から一次開放時と短絡時の R と L を LCR

デンサ Cp の値を表 2 に示す。以下、ギャップ長等が変化しても Cs と Cp の値は一定とした。前章で述べたように片側巻トランスはトランス背面に磁束が漏れないため、両側巻トランスより結合係数 k が高い。
〈3･2〉片側巻トランスの共振コンデンサ決定法

今回用

いた片側巻トランスには、両側巻トランスでは見られなかった、電流によって二次巻線の自己インダクタンス L2 が変化し、共振点がずれる現象が現れた。このため通常の運転点における正確な等価回路定数及び共振コンデンサ容量を求める必要が生じた。このため以下の方法で等価回路定数を求めた。
（1）LCR メータを用いて等価回路定数を求め、仮の共振コ

Resonant capacitors.

Double-sided winding
f0 [kHz]

Single-sided winding
10gap[mm]50k0.350.51

Cs[µF]

1.28

1.70

Cp

4.47

5.45

Z[Ω]
100

θ [°]

8050|Z|60

θ

040-50ンデンサ Cp の値を決める。

20（2）インバータ電源から見た負荷側のインピーダンス

0 3
10Z=VIN/IIN の周波数特性（負荷抵抗 RL=20Ω）を図 7 に示す。

1p×20T
2p×10T
Imax=38A

共振コンデンサ容量

Table 2.

メータで測定し、計算で導出した。(2)式と(1)式から計算した一次側の直列共振コンデンサ Cs と二次側の並列共振コンSpecification.

Double-sided winding
Single-sided winding
7.3kg×2
11.6kg×2
FDK 6H40 Bs=0.53T,µi=2400(at 0.1MHz)

電気自動車では二次電池に充電する際に給電電力（負荷）の変動、駐車時にギャップ長変動や位置ずれが避けられな〈3･1〉共振コンデンサの値の算出

90100340

104
f [Hz]

運転点付近で給電を行い、電源周波数を共振周波数前後で図7変化させ|Z|が極大値となる周波数と Cp から L2 を求める。

Fig.7.

（3）L2(=1/ω2Cp)を相互インダクタンス l0 と漏れインダクタ

105

周波数特性

Frequency characteristics of Z.

100ンス l2 に分解する。何も付けない状態のトランスの二次側L2L [μH]に電源周波数の交流電圧を印加し、二次側の電圧電流比から L2 を、一次二次の電圧比から l0 を求める。

l0（4）求めた等価回路定数から運転点の Cs,Cp を求める。
50

このようにして求めた片側巻きトランスの L2 の電流依存性を図 8 に示す。実線、破線は LCR メータを用いて計算し0た無負荷時の L2 と l0 の値である。電流が変化しても相互イ
図8ンダクタンス l0 はほぼ一定で、漏れインダクタンス l2 だけ
Fig.8.

1020
I [A]

3040

片側巻トランスの電流依存性

Current dependence of single-sides winding.
3／6

表3
Table 3.

実験結果

Experiment results.

Double-sided winding

Single-sided winding

10.1

RL[Ω]
f[Hz]

10020

10040

VIN[V]

105.(105.)

143.(143.)

IIN[A]

20.2(20.7)

14.0(13.2)

VL[V]146.(146.)

144.(138.)

IL[A]13.8(14.3)

13.6(13.5)

PIN[kW]

2.08(2.16)

2.00(1.87)

PL[kW]

2.00(2.07)

1.94(1.84)

η[%]

96.2(95.9)

97.3(98.4)

pf[%]

98.7(99.1)

99.8(99.6)

B1[T]

0.09

0.07

B2[T]

0.10

0.10

80V

VIN

VIN

12A

IIN

IIN

80V

VIN

IIN

VL

VL

VL

IL

IL

IL

12A

00.1

0.20

0.1

[ms]

(1)RL=20Ω

0.20

0.1

[ms]

(2)RL=10Ω

0.2
[ms]

(3)RL=7Ω(a) Double-sided winding
80V

VIN

VIN

VIN

12A

IIN

IIN

IIN

80V

VL

VL

VL

IL

IL

IL

（ ）：calculated value.
VIN,IIN,VL,IL：Fundamental component rms value.

12Aが変化することが分かる。
00.1

0.20を一定にして、抵抗負荷 RL の値を 7,10,20Ωと変えた場合の図9を表 3 に示す。図 9 を見ると、電源電圧 VIN は方形波である

Fig.9.

が負荷電圧 VL と電流 IL は正弦波であるため、実験値と計算）内に正弦波

150

うに、電源電圧 VIN 一定で負荷電圧 VL も一定となり、理論通り定電圧特性を示すことが分かる。また片側巻トランス
では負荷抵抗 RL が変化しても、前節の自己インダクタンスL の電流依存性の影響が見られず、入力、負荷の電圧、電流VIN100η
320

列共振コンデンサ Cp に流れる電流 Ip が負荷電流 IL に比べて十分大きく、負荷抵抗 RL が変化しても二次側のコイルに流PIN

710R L[Ω]Fig.10.

ギャップ

200長や位置が変化すると最適な Cp,Cs の値は変化するが、実際の装置では変更は不可能なため、一定の Cp,Cs 値を用いる。

L [μH]

電することが重要である。

乗用車では駐車時にギャップ長変動、位置ずれが避けら100れない。ギャップ長を 50mm から 30mm,70mm と変えた場合
030PIN

2Calculated value

710R L [Ω]20

負荷変動時の給電特性変化

Characteristics with resistance-load change.
1 200l1l0k

4010.5100kl10.5l0L250gap [mm]60変化し、理想変圧器の b も変化するため、入力負荷電圧比(a) Double-sided winding

VIN/VL が変化する。そのため片側巻トランスでは負荷電圧

図 11VL が一定となるよう電源電圧 VIN を調整する必要がある。

3(b) Single-sided winding

L2のトランス定数を図 11 に、給電実験結果を図 12 に示す。

η020図 10ため、片側巻トランスでは負荷電圧 VL 一定になるように給pf

100

1Calculated value(a) Double-sided winding

れる電流 I2 がほとんど変化しないためと考えられる。このギャップ長が変化すると図 11 に示すように、結合係数 k がVL

pf1の位相がほぼ一致しており、力率もほぼ 1 である。二次並〈3･4〉ギャップ長変動・位置ずれによる特性

VINVLkL [μH]

抵抗負荷 RL の値を変化させた場合は図 9、図 10 に示すよ

負荷変動特性150
PIN [kW], Voltage [V] η,pf [%]ス分 LL も含めて計算した。

0.2[ms](6)RL=7Ω

Characteristics with resistance-load.

入力電圧 VIN を印加した時の各部の計算値を示す。なお、計算値は図 4 の詳細等価回路で、抵抗負荷 RL のインダクタン

0.1[ms](5)RL=10Ω

(b) Single-sided winding

波形と実験結果を図 9 と図 10 に、負荷抵抗 10Ωの実験結果値の比較は基本波成分で行った。表 3 の（0.200.1[ms](4)RL=20Ωk

ギャップ長(50mm)と負荷電圧 VL

PIN [kW], Voltage [V] η,pf [%]〈3･3〉負荷変動特性

070030400705060
gap [mm](b) Single-sided winding

トランス定数のギャップ長特性

Fig.11.

Parameters with gap change.

片側巻トランスはギャップ長 30mm 時の力率の低下が大4／6

100pf200100

ηpf150

Voltage [V]η,pf [%]Voltage [V]η90VLVIN

10015080VIN

10060703040k

l1100

L200100.5

l0200100

L220x [mm]000403040y [mm]60000

位置ずれによるトランス定数の変化

Fig.13.

Parameters with horizontal gap change.

VIN
Calculated value

102030x [mm]9040ηη,pf [%]VL75095

VIN
Calculated value

20Fig.14.

40r [mm]40y [mm]

6090

150

600100VLpf

η

95
VIN

750(a) Double-sided winding
図 1420

Voltage [V]

95

η

100
pf

Voltage [V]VL

η.pf [%]

Voltage [V]

pf0.5(b) Single-sided winding

図 13100 150

150k

L2k20

l1l0(a) Double-sided winding

7501k0.5l01

L [μH]kL [μH]kCharacteristics with gap change.

200170ギャップ長変動時の給電特性変化

Fig.12.

l160(b) Single-sided winding

図 1220050gap [mm]η,pf [%]

50
gap [mm](a) Double-sided winding

10080

Calculated value

L [μH]

4090VL

Calculated value

30η,pf [%]200

Calculated value

2040r [mm]6090(b) Single-sided winding

位置ずれによる給電特性変化

Characteristics with horizontal gap change.

きい。図 11(b)のトランス定数で、30mm 時の自己インダクランスでは 94.1%とどちらも良好な結果となる。

タンス L2 の変動が大きく、Cp の値が共振条件と大きく異な〈3･5〉巻線方式によるトランスの特性比較ることが原因と考えられる。

イル幅 c / ギャップ長 g と結合係数の関係を示す。図 15 か図 15 にコ次に位置ずれによる特性変化を調べた。各巻線方式の位ら片側巻トランスでは磁束が背面に漏れないため両側巻ト置ずれによるトランス定数の変化を図 13 に、給電実験結果ランスと比べて結合係数が高い。k=0.2 以上にするには両側を図 14 に示す。図 6 にずれの方向 x,y を示す。片側巻トラ

巻トランスでは c/g=1.5、片側巻トランスでは c/g=1 以上にンス、両側巻トランスとも位置がずれると結合係数 k が減少する必要がある。

し、理想変圧器の b も減少するため、入力電圧負荷電圧

図 16(a)に両側巻トランスのコの字形のコアを、図 16(b)VIN/VL が変化する。そのため負荷電圧 VL が一定となるように片側巻トランスのトラック形のコアを示す。フェライト

電源電圧 VIN を調整した。実験結果より位置ずれが生じてもコアの磁極の横幅を a、縦幅を b、厚さを d とし、コイル厚共振コンデンサ Cp,Cs の値は一定で十分給電可能であることを e とする。ギャップ長、位置ずれ特性がほぼ同等になるトが分かる。左右方向の位置ずれに対しては、左右方向にランスの寸法はおよそ表 4 の寸法となる。これより両側巻70mm ずれた時の力率は両側巻トランスで 95.2%、片側巻トは小型化に有利である。
5／6

0.7性が良好であった。
Single-sided winding

0.6

文k0.50.40.30.20.1

Double-sided winding
32.521.51c/g

図 15Fig.15.

c/g の結合係数特性

Characteristics of coupling factor with c/g
車の進行方向2bcbceda(a) Double-sided winding
図 16Fig.16.

baed(b) Single-sided winding

巻線方式による寸法比較

Measure comparison with winding configuration
表4巻線方式による特性比較

献(１) Chwei-Sen Wang, Oskar H. Stielau, and Grant A. Covic：“Designconsideration for a contactless electric vehicle battery charger”,
IEEE Trans. Ind. Electronics, Vol.52, No. 5, pp.1308-1314 (2005)(２) R.Laouamer,M.Brunello,J.P.Ferrieux,O.Normand,N.Buchheit："A multi-resonant converter for non-contact charging withelectromagnetic coupling", IECON 97. 23rd InternationalConference
onIndustrialElectronics,ControlandInstrumentation, Vol.2, pp.792 - 797 (1997)(３) A.W.Green and J.T.Boys ： “10kHz inductively coupled powertransfer – concept and control”, IEE Power electronics andvariable speed drives conference, PEVD, No.399, pp.694-699(1994)(４) J.T.Boys, G.A.Covic and A.W.Green：“Stability and control ofinductively coupled power transfer systems”, Proc. IEE - Elect.
Power Applicat., Vol.147, No.1, pp.37-43 (2000)(５) 藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」,電学論 D,Vol.127,No.2, pp.174-180(2007)(６) 金子裕良・松下真也・及川康史・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率」,電学論
D,Vol.128,No.7, pp.919-925 (2008)(７) 阿部 茂・金子裕良：「非接触給電技術」,電学誌,Vol.128,No.12,pp.796-799 (2008)(８) 紙屋雄史・大聖泰弘・松木英敏：「電動車両用非接触急速充電システム」,電学誌,Vol.128,No.12, pp.804-807 (2008)(９) 岩田卓也・江原夏樹・金子裕良・阿部 茂・保田富夫：「直列及び並列共振コンデンサを用いた電気自動車用非接触給電装置」,電気学会
自動車研究会資料,VT-07-11,pp7-12(2007)(10) 江原夏樹・岩田卓也・辻 俊明・金子裕良・阿部 茂・保田富夫：「漏れ 磁 束 遮 蔽 ア ル ミ 板 付 き 非 接 触 給 電 の 特 性 」 , 平 20 電 学 全大,No.4-196 (2008)

Table 4. Characteristics comparison with winding configuration.
両側巻片側巻左右寸法○ a△ a+2c

前後寸法○ 2b+c△ 4b+2c

厚さ△ d+2e○ d+e△○

結合係数
電流によるL 変化○ ない△ ある（二次電圧一定制御で解決）

また、表 4 に示すように片側巻トランスは結合係数に優れるが電流によって L が変化するので注意が必要である。

4. むすび
本論文では自動車用非接触給電装置において、一次直列二次並列共振コンデンサ方式による両側巻トランスと片側巻トランスとの特性比較を行った。
片側巻トランスではギャップ長が一定でも電流によって自己インダクタンスが変化する問題があるが、負荷電圧を一定に制御することで解決可能である。両側巻トランスはトランスの小型化に有利であるが、結合係数が低く、背面漏れ磁束対策が必要である。
両トランスとも負荷変動特性、ギャップ長変動特性は良好であった。また両側巻トランスは左右方向の位置ずれ特6／6