PE－15－022
PSE－15－044
SPC－15－075

Ｈｃ型受電トランスと両側巻及び片側巻受電トランスにおける給電特性の比較
清水良太郎＊

徐 将希

金子裕良（埼玉大学）

Comparison of Power Transfer Characteristics of an Hc Core Receiver with Single-Sided Winding Receivers
and Double-Sided Winding Receivers
Ryotaro Shimizu＊, Masaki Jo, Yasuyoshi Kaneko(Saitama University)
As a possible solution for incompatibility between a single-sided winding transformer and a double-sided
winding transformer, we have proposed the Hc core transformer and evaluated the performance as transmitter.
This paper presents the experimental results when power is transferred from both types transmitter to the Hc
core receiver and compares the performance of the Hc core receiver with both types of receivers.
キーワード：電気自動車，ワイヤレス給電，トランス，互換性，効率，漏洩電磁界(Electric Vehicle, Wireless Power Transfer, Transformer, Compatibility, Efficiency, Leakage Electromagnetic
Field)
ランスの開発が重要となる。

1. はじめにこれに対し，Auckland 大学では両側巻及び片側巻方式と近年，地球環境問題や石油価格の高騰により，プラグイ給電可能な DDQP(6)，BPP(7)と呼ばれるコイル構造を提案しンハイブリッド自動車（PHV）や電気自動車（EV）の普及ている。論文で示されている DDQP や BPP は，寸法が幅が進んでいる。電気ケーブルとコネクタにより車両に給電700mm 以上と大きく，小型な受電コイルも発表されているするコンダクティブ方式が主流であるが，コードレス化にが，給電結果等の詳細は明らかにされていない。

よる利便性・安全性・保守性の向上から非接触給電方式の(1)研究開発が進められている 。
現在は，停車中給電の開発が盛んであるが，今後は走行中給電の開発も本格化していくことが予想される。走行中

一方，我々は，H 型コア両側巻トランス(3)コイルを 2 分割し，中央部に磁極を追加した構造の Hc 型トランス(8)を提案している。しかし，車載側に Hc 型トランスを用いた場合における給電特性の評価は不十分である。

給電では，送電トランスを埋設することが望ましく(2)，車の本論文では，車載用 Hc 型トランスを提案し，特性評価を最低地上高以上の長いギャップ長を達成する必要がある。

行った結果を報告する。地上側に H 型及び円形トランスを一方，駐車場における停車中給電では，送受電トランス間用い，車載側に Hc 型受電トランスを用い，同一面積におけのずれに対する許容量を小さくできるが，トランス周囲へる 3 種のトランスについてトランス効率と漏洩電界強度をの漏洩電磁界規制はより厳しくなることが想定される。給比較した。H 型との給電では，H 型同士とほぼ同等のトラン電トランスにおける要求は，給電環境に応じて異なる。

ス効率を，円形との給電では，短ギャップにおいて円形同電気自動車用の非接触給電トランスには，磁界構造の違士とほぼ同等のトランス効率を得た。また，漏洩電界強度いから，角形コア両側巻（H 型）(1), (3)と円形コア片側巻（円も両方式のトランス同士と比較して，ほぼ同等か小さくな(4), (5)形）の 2 方式がある。両側巻は小型軽量化，長ギャップることがわかり，Hc 型トランスの有用性が確認できた。

化，位置ずれ許容量の点で優れ，片側巻は漏洩電磁界のレ以下，2 章ではワイヤレス給電システムと給電トランスのベルが低い点で優れる。両側巻と片側巻は磁界構造の相違

磁界構造について，3 章では車載用 Hc 型トランスの構造及からそのままでは共用化できない。車載側の受電トランス

び給電方法について，4 章では Hc 型受電トランスと H 型（両に比べ長期間の利用が求められるインフラ側の送電トラン側巻）トランス及び円形（片側巻）トランスとの給電特性

スは，給電環境に適した構造であることが望ましい。したの比較について，5 章でまとめを述べる。

がって，両側巻及び片側巻トランスと給電可能な車載側ト1／6

図 1 ワイヤレス給電システム

Fig. 1. Wireless power transfer system.

(a) 両側巻トランス

図 2 詳細等価回路

Fig. 2. Detailed equivalent circuit.

2. ワイヤレス給電トランス〈2･1〉 ワイヤレス給電システム

一次直列二次並列コンデンサ方式のワイヤレス給電システム(9)の構成を図 1 に示す。高周波電源に f0 = 85kHz のフルブリッジインバータを(b) 片側巻トランス用い，二次側整流器は全波整流回路を用いる。給電トラン

図 3 磁界構造

スを T 型等価回路で表し，直列及び並列共振コンデンサ CS，Fig. 3. Structure of Magnetic field.

CP と抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を図 2 に示す。なお，巻数比を a = N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換算しる。停車中給電と走行中給電では，給電トランスの要求は'（ダッシュ）をつけて表す。フェライトコアとリッツ線を異なることが考えられる。駐車場などの停車給電の標準が用いたトランスでは，巻線抵抗 r'1，r2 と鉄損 r'0 はほぼ無視

決まった場合，走行中給電におけるインフラ側の送電トラできるため，これらを省略して解析を進める。

ンスに自由度を持たせるために，両側巻及び片側巻トラン

まず二次側並列コンデンサ CP の値を，電源周波数 f0 において励磁リアクタンス x'0 と漏れリアクタンス x2 との和（二次巻線の自己インダクタンス ω0L2）に共振するように(1)式の値に決める。
1 xp  x0  x2 ········································ (1)0 C  p
次に一次側直列コンデンサ CS の値を一次側電源力率が 1になるように(2)式の値に決める。
x0 x21 xs  x1  0 C sx0  x2 ································ (2)
ここで，V'IN と V2，I'IN と ID との関係を求めると，
x0V IN  bV2，I IN  I D b ，b ·················· (3)x0  x2が成り立ち，巻数比 b の理想変圧器と等価となる。
〈2･2〉

スと互換性のある車載用（二次側）トランスが必要となる。

3.

両側巻及び片側巻トランスと給電可能なＨｃ型トランス〈3･1〉 Ｈｃ型トランスの構造

両側巻及び片側巻ト

ランスと互換性のある Hc 型トランスついて，図 4 に寸法，
表 1 に主な仕様を示す。Hc 型トランスの磁界構造は，両側巻（H 型）と給電する場合，図 5(a)のように，片側巻（円形）では図 5(b)のようになる。中央磁極の形状は，両側巻との結合係数 k を保ちつつ，片側巻との結合係数 k を高めるよう決める必要がある。Hc 型トランスは片側巻の x 方向の磁束と結合する必要があるため，中央磁極を両端の磁極に比べ y方向は短く x 方向は長くし，x 方向の磁気抵抗を下げている。
〈3･2〉

Ｈｃ型トランスの磁界構造とコイル間接続

両側巻及び片側巻トランスの磁界構造の相違

両側巻トランスと給電する場合，主磁束 Φ は図 5(a)に示し

電気自動車用ワイヤレス給電トランスには，両側巻と片側たように，2 分割されたそれぞれのコイル（coil1，coil2）を巻の 2 方式があり，コア・巻線方式が違うため磁界構造が同一方向に貫く。片側巻トランスと給電する場合，主磁束 Φ

図 3 のように異なる。したがって，両方式の組み合わせでは図 5(b)に示したように，coil1 と coil2 を貫く磁束は逆方向

は，互いのコイルを磁束が十分に鎖交できないため，そのとなる。給電を行うトランス方式に応じて，coil1 と coil2 のままでは給電できない（互換性がない）。

接続を切り替え，各コイルに発生する電圧の位相を揃える〈2･3〉 互換性のあるトランスの必要性

現在，欧米必要がある。この時，Hc 型トランスは coil1 と coil2 の接続を中心に停車中給電の標準化活動が進められているが，今方法によって，自己インダクタンスが異なる。Hc 型トラン

後は走行中給電の開発も本格化していくことが予想されスを二次側で利用する場合，車載システムを簡素化するた
2／6

(a)

図 4 Hc 型受電トランス寸法

Fig. 4.

H 型送電トランスと Hc 型受電トランス

Hc core receiver’s dimensions.

表 1 Hc 型受電トランス仕様

Table 1. Hc core receiver’s specifications.
Coil winding

90 mm × 2

Litz wire0.1 mm × 800

Weight7.61 kg

Size360 × 300 × 35 mmWinding

4 T (6 parallel) × 2

Aluminum sheet (weight)

600 × 600 × 1 mm (1.06 kg)

めに，一次側トランス方式に関わらず二次側共振コンデン
サ CP は一定であることが望ましい。CP は二次側トランスの自己インダクタンス L2 によって決まるため，Hc 型トランスの L2 が最も近くなる接続を行う必要がある。そこで，両側巻との給電では並列接続（図 5(a)において，端子 A-C 接続
及び端子 B-D 接続）に，片側巻との給電では直列接続（図5(b)において端子 B-D 接続）にコイル接続を切り替える。

4.

(b) 円形送電トランスと Hc 型受電トランス.

図 5 Hc 型受電トランスの磁界構造Fig. 5. Magnetic field of Hc core receiver.

Ｈｃ型受電トランスと両側巻及び片側巻受電トランスとの特性比較それぞれ示す。表 2 より，二次側に Hc 型を用いると，一次Hc 型受電トランスるため，円形との運用はギャップ長を縮める対策が必要との性能を評価するため，H 型（両側巻）トランス及び円形なる。二次側共振コンデンサ CP の値は，Hc 型受電トランス（片側巻）トランスを設計した。H 型及び円形の写真及びを用いた場合，一次側のトランス方式によって異なること〈4･1〉

比較に用いるトランス側が H 型の場合 k は同等であるが，円形の場合 18%低下す

寸法を図 6，図 7 にそれぞれ示す。比較に用いるトランスは，が分かる。車載システムは簡素であることが望ましいため，車載側に要求される寸法 300×300mm 程度である 360mm 四巻数の調整など磁界構造によらず一定の L2 となるよう設計方とした。各トランスの背面にはアルミ板（H 型はする必要がある。（式(1)参照）

600×600×1mm，円形は 360×2mm）を配置した。アルミ板〈4･2〉

3kW 給電実験概要

Hc 型トランスと H 型トの面積が異なるのは，円形の効率はアルミ板の面積が大きランス及び円形トランスとの性能を比較するために，表 2いほど低下するためである。H 型と円形の結合係数 k が等しに示した組み合わせで実験を行った。図 1 の回路において，いギャップ長（H 型は 150mm，円形は 100mm）をそれぞれ電源周波数 85kHz，インバータ出力 VIN ＜ 350V，IIN ＜ 35A標準状態とし，H 型同士及び円形同士の性能と，各トランの範囲で抵抗負荷 RL に 3kW 給電を行い，トランス効率TR

スの二次側を Hc 型に入れ替えた場合の性能を比較する。図

及び漏洩電界強度を比較した。一次側が円形では，コンデ

8 に Hc 型を二次側に用いた際のトランス写真を，表 2 に標ンサ CS 分割(9)した回路を用いて給電実験を行った。これは，準状態での LCR メータによる各トランスの定数測定結果を

円形はギャップ長や位置ずれが大きくなると結合係数 k が3／6

(a)H 型トランス(b) 円形トランス

図 6 トランス写真

Fig. 6. Transformer’s outline.

gapyx(a) 地上側：H 型送電トランス(a)

H 型トランス(b) 円形トランス

図 7 トランス寸法

Fig. 7. Transformer’s dimensions.
著しく低下し，一次巻線端子電圧 V1 が過大となり一次側直列コンデンサ CS の耐圧や一次巻線の絶縁が問題になるためである。接続する共振コンデンサ CS，CP 及び抵抗負荷 RL(b) 地上側：円形送電トランス

は，ギャップ長毎に最適値とした。トランス効率TR 及び漏洩電界は，上記の給電範囲において，ギャップ長変動特性

図 8 Hc 型受電トランス写真及び図 8 に示した標準状態から x，y 方向に二次側を位置ず

Fig. 8.

れさせた場合の特性を測定した。漏洩電界強度は，標準状

表 2 トランス定数態の基本波と高調波及び基本波の位置ずれ特性を測定した。実験結果の図には CISPR11 で定められている IH 調理器の基準値を参考として示した。実験は全面電波吸収体である電波暗室で行い，測定器は直径 60cm のループアンテナを用いた。ループアンテナは，標準状態のトランス間の中心から 3m 水平に離れ，かつ漏洩電界強度の絶対値が最大となる位置に配置した。
〈4･3〉 H 型トランスとの比較

図 9 にトランス効率

TR のギャップ特性及び位置ずれ特性をそれぞれ示す。図 9よりギャップ変動特性，位置ずれ特性共に平均 1%未満の効率低下であった。位置ずれ給電範囲は，二次側が Hc 型の場合，x ≦ 100mm，y ≦ 150mm，H 型トランスの場合 x ≦125mm，y ≦ 200mm であった。これは，位置ずれによってHc 型トランスの中央磁極部分の鉄損が増加し，効率が低下したためと考えられる。図 10 に標準状態における漏洩電界強度及び基本波の漏洩電界強度の位置ずれ特性をそれぞれ示す。漏洩電界が最大となるループアンテナの位置は，Hc型，H 型共にトランス x 方向に配置した場合であった。図

Hc core receiver’s outline.

Table 2. Transformer’s parameters.
Secondary

Hc coreH-shaped core

Hc coreCircularPrimaryH-shaped coref0[kHz]8585

gap[mm]150

100

N2[T](parallel)
N1[T](parallel)

4 (6p)×2

4 (15p)Circular core

4 (6p)×2

14 (4p)

4 (8p)

14 (2p)r1[mΩ]

103

71.9

124

125

r2[mΩ]

9.91

7.43

8.77

5.32

L1[μH]

68.7

67.8102

102

L2[μH]

5.92

6.07

10.5

8.21

CS[μF]0.0532

0.05390.03530.0357

CP[μF]

0.592

0.578

0.332

0.427

k0.201

0.198

0.160

0.195

RLmax[Ω]

15.6

15.6

39.8

31.2

ηmax[%]

0.980

0.979

0.971

0.983

Q1516

500

375436

Q2488

434

469

82410(a)より，標準状態の漏洩電界強度は，二次側が Hc 型では4／6

100100

secondary: Hc core (x)secondary: Hc core (y)secondary: H-shaped core (x)secondary: H-shaped core (y)95TR [%]

TR [%]

secondary: Hc coresecondary: H-shaped core

9085
50

100150gap [mm]9590850200(a) ギャップ変動特性

100misalignment [mm]200(b) 位置ずれ特性（ギャップ長 150mm）

図 9 トランス効率TR の比較（一次側：H 型トランス）

Fig. 9.

Comparison of transfer efficiency TR (Primary: H-shaped core).

160

E field intensity [dBV/m]secondary: Hc core (x)secondary: Hc core (y)secondary: H-shaped core (x)secondary: H-shaped core (y)155150145
1400Frequency [kHz](a) 漏洩電界強度（ギャップ長 150mm）

50100150
misalignment [mm]200(b) 基本波の位置ずれ特性（ギャップ長 150mm）

図 10 基本波及び高調波の漏洩電界強度の比較（一次側：H 型トランス）

Fig. 10.

Comparison of leakage electric field of fundamental and harmonic components (Primary: H-shaped core).

基本波は 1dB 低く，5 次高調波までは Hc 型の方が低いことが小さくなることが分かった。図 12 に標準状態における漏がわかった。図 10(b)より，各位置ずれ方向においても，漏洩電界強度及び基本波の漏洩電界強度の位置ずれ特性をそ洩電界強度の基本波成分は Hc 型を用いると低下した。これ

れぞれ示す。漏洩電界が最大となるループアンテナの位置

らは，表 2 より Hc 型の自己インダクタンス L2 が，H 型に比は，二次側が Hc 型ではトランス y 方向に配置した場合であべ 2.47%低いためであると考えられる。

った。これは，Hc 型は 2 台配置された H 型に近い構造と捉以上から，Hc 型トランスは H 型トランスに比べ，位置ずえることができ，円形と給電する際の磁界構造では x 方向のれ許容範囲はやや狭まるが，同様の運用が可能であると考漏洩電界が低減できる(10)ためである。円形同士では水平方向の磁界構造が対称的であるため，トランス x 方向にループえられる。
〈4･4〉

円形トランスとの比較

図 11 にトランス効アンテナを配置した。図 12(a)より，基本波の漏洩電界強度率TR のギャップ特性及び位置ずれ特性をそれぞれ示す。図は Hc 型では 139dBV/m，円形では 135dBV/m であり，そ11 より，最大ギャップ長は円形が 175mm（効率は 87.7%）の差は 4dB と，Hc 型を用いても円形同士に近い値となった。

に対し，Hc 型は 130mm（効率は 90.8%）であったが，ギャ

図 12(b)より，位置ずれ特性では，y 方向の位置ずれが 75mm

ップ長 100mm における効率の差は 1%未満であった。位置の地点における漏洩電界強度の基本波成分は，Hc 型の方がずれ給電範囲は，二次側が Hc 型の場合，x ≦ 50mm，y ≦低いことがわかった。

75mm，円形の場合半径方向 ≦ 75mm であった。各位置ず以上から，Hc 型トランスは，低ギャップ長で位置ずれもれにおける平均の効率低下は，x 方向では 1.92%，y 方向で小さい環境であれば，円形トランスと十分同等な給電が可は 1.28%であった。y 方向位置ずれが 75mm では効率低下は能であると考えられる。

0.589%と，Hc 型は y 方向位置ずれでは円形より効率の低下

5／6

100

10095

TR [%]

TR [%]

secondary: Hc coresecondary: Circular core908550100150gap [mm]9590850200(a) ギャップ変動特性

secondary: Hc core (x)secondary: Hc core (y)secondary: Circular core

25 50 75 100
misalignment [mm](b) 位置ずれ特性（ギャップ長 100mm）

図 11 トランス効率TR の比較（一次側：円形トランス）

Fig. 11.

Comparison of transfer efficiency TR (Primary: Circular core).

E field intensity [dBV/m]

150
145

secondary: Hc core (x)secondary: Hc core (y)secondary: Circular core

140
135
130
0Frequency [kHz](a) 漏洩電界強度（ギャップ長 100mm）

25 50 75 100
misalignment [mm](b) 基本波の位置ずれ特性（ギャップ長 100mm）

図 12 基本波及び高調波の漏洩電界強度の比較（一次側：円形トランス）

Fig. 12.

Comparison of leakage electric field of fundamental and harmonic components (Primary: Circular core).

5. まとめ
本論文では，車載用 Hc 型トランスを提案し，同一面積における Hc 型受電トランス，H 型（両側巻）トランス，円形（片側巻）トランスを試作し，給電特性を評価した。H 型同士，円形同士，二次側を Hc 型とした 4 パターンについて，トランス効率と漏洩電界強度を測定し，Hc 型と H 型の比較及び，Hc 型と円形の比較を行った。その結果，Hc 型と H型はほぼ同等の性能であり，Hc 型と円形では，低ギャップ長であればほぼ同等の性能であることが分かった。

Hc 型受電トランスは，片側巻トランスとの給電ではギャップ長を縮める必要があるが，両側巻トランス及び片側巻トランスと共用化可能であることを示した。

文

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