平成 23年電気学会産業応用部門大会

2-12

倍速充電可能な電気自動車用小型非接触給電トランス

正正員

保田

浩也＊

高梨

学生員

員

金子裕良

富夫（(株)テクノバ）

山中学生員
正員

智裕

阿部鈴木

非会員

学生員

千明

将人

茂（埼玉大学）明（アイシン・エイ・ダブリュ(株)）Compact Contactless Power Transformer for Electric Vehicle 3kW Charger
Hiroya Takanashi＊, Tomohiro Yamanaka , Masato Chigira , Yasuyoshi Kaneko , Shigeru Abe (Saitama University)
Tomio Yasuda (Technova Inc) , Akira Suzuki (AISIN AW CO.,LTD.)
A contactless power transfer system for electric vehicles needs to have a high efficiency, a large air gap, good tolerance tomisalignment in the lateral direction and be compact and lightweight. In this paper, a 3kW transformer has been developed, thatsatisfies these criteria, and its characteristics are described. An efficiency of 95% was achieved across 70mm air gap. The resultsof temperature rise tests and leakage flux density measurements are also presented.
キーワード：電気自動車, 非接触給電, 倍速充電, 効率, コア, 温度上昇試験
Keywords：electric vehicle, contactless power transfer system, double speed charge, efficiency, core, temperature rise test

1. はじめに
電気自動車やプラグインハイブリッド自動車の充電は，現在は電気ケーブルとプラグを用いる接触給電方式であるが，将来は利便性・安全性・保守性に優れた非接触給電方式が有望であり，研究開発が進んでいる(1)。
電気自動車用の非接触給電トランスは，小型軽量かつギャップ長や位置ずれ許容量が大きく，高効率であることが求められる。我々はこれらの要求を満たすには，従来の円Fig.1.

Contactless power transfer system.

形コア片側巻トランスよりも角形コア両側巻トランス構造が適していることを発表してきた(2) (3)。2011 年 1 月には一般家庭での単相 AC100V1.5kW 普通充電を想定した 1.5kW H型コア両側巻トランスを発表した(3)。
最近は普通充電よりも充電時間を半減できる単相AC200V での 3kW 倍速充電を望む声が大きい。上記 1.5kW H型トランスは電流密度，磁束密度共に余裕があることから，Fig.2.

Detailed equivalent circuit.

1.5kW H 型トランスと同一のコア・巻線を放熱を考慮したケースに入れ 3kW H 型トランスを製作した。本論文では 3kW放熱特性の改善のためには，漏れ磁束遮蔽アルミ板に接H 型トランスの概要と特性を紹介する。

する部分のトランスケースをアルミ製とした。この結果，3kW 化では，1.5kW と 3kW 共に優れた給電特性（効率，自然冷却で 3kW の連続運転が可能となった。

ギャップ長と位置ずれ変動特性），放熱特性の改善による長トランスケースの一部アルミ化は，周辺の漏れ磁束密度時間連続運転，漏れ磁束の安全性の達成を目標とした。

を低減する効果も認められ，トランス設置個所を車底の中給電特性では，1.5kW と 3kW 給電時に共に給電効率が高央付近にすれば，車の外周より外では漏れ磁束密度も人体くなる給電電圧を検討し、機械的ギャップ長 70mm の標準への影響がないレベルまで低減できることが分かった。

位置で 1.5kW で 93%，3kW で 95%，ギャップ長変動や位置ずれが生じても 3kW で平均 94%の給電効率を達成できた。

1[II - 413]

平成 23年電気学会産業応用部門大会

2-1230040150Ferrite core150240x
Winding

yunit : mm

Ferrite core(a) Photograph 3kW Transformer.

(b) 3kW Transformer's dimension.

Fig.3. Transformer’s outline and it’s dimension.
Table 1.

Transformer specifications.

Type
Litz wire
Weight of the secondary
Size
Primary
Winding
Secondary
Aluminum sheet

Table 2.
Parameters.
30
f0 [kHz]r0 [mΩ]
0
L2[μH]
14.4
r1 [mΩ] 181.9
k0.35
r2 [mΩ] 19.13
b0.35
l0 [μH]
58.70 RLmax[Ω]8.07
l1 [μH]
110.2 ηmax [%]96.3
l2 [μH]
9.84
CS [μF]
0.189
L1 [μH] 170.6 CP [μF]1.85

H-shaped core
0.1mmφ×1200
4.8kg
255×315×40mm
2p×20T
6p×6T
400×600×1mm

2. 電気自動車用非接触給電システム〈2･1〉 一次直列二次並列コンデンサ方式(4)式を用いれば，給電トランスの最適設計や最大効率運転が可能となる。

一次直列二次並列コンデンサ方式 の非接触給電システムの構成を1

Fig.1 に示す。高周波電源にはフルブリッジインバータを用い，二次側整流回路には効率向上のため倍電圧整流回路を， RLmax  x P

1 r1
 1 .....(４)b 2 r2

非接触給電トランスの構造は，円できる。両側巻は，①磁気構造から長さで約 1/2，面積で約ランスの巻数比を a＝N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換1/4 に小型化可能，②磁極方向（Fig.3 の左右方向）の位置ず

算し'（ダッシュ）をつけて表す。実際の給電トランスでは，れに強い，③漏れ磁束遮蔽のアルミ板を設置すれば結合係フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0'と巻線数も片側巻と同等になる，などの特長がある。

抵抗 r1', r2 は，電源周波数においてトランスのリアクタンスx0', x1', x2 に比べ十分小さい。従って r0'と r1', r2 を省略した回

3. 3kW H 型トランス路で解析を進める(4)。また，整流回路と平滑コンデンサを省〈3･1〉3kW H 型トランス

略し，CP に並列に抵抗負荷 RL だけを接続した回路で考える。

Fig. 3(a)に示す 3kW H 型ト

ランスは Fig. 3(b) と Table 1 に示すように，既発表の 1.5kW

まず二次側並列コンデンサ CP の値を，電源周波数 f0 におH 型トランスとコアと巻線は同一仕様である(3)。放熱特性のいて励磁リアクタンス x0'と漏れリアクタンス x2 との和（二改善のため Fig. 3(a) に示すように漏れ磁束遮蔽のアルミ板

次巻線の自己リアクタンス ω0L2）に共振するように(1)式のと接するトランスケースの面をアルミ製とした。トランス値に決める。

定数（Table 2）はケース無しの 1.5kW トランスに比べ，巻1
 x P  x 0  x 2 ............................................... (１)0CP

線抵抗 r1,r2 の値が大きくなったが，インダクタンス l0,l1,l2と結合係数 k はほぼ同じ値である。

次に一次側直列コンデンサ CS の値を(2)式の値に決める。

x x1
 x S  x1  0 2 ...................................... (２) 0 C Sx 0  x 2〈3･2〉3kW 給電特性

3kW 給電時にも最大効率で給電するために，1.5kW 給電時に比べ二次電圧 V2 を約√2 倍に上げて，ギャップ長変動，位置ずれ変動に対する特性を調

ここで，V'IN と V2，I'IN と ID の関係を求めると，

b

1 r1
1b 2 r2形コア片側巻構造(1)(5)と角形コア両側巻構造(2)(3)(6)～(8)に大別

抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を Fig.2 に示す。給電ト  ID b,I IN

2r2xP〈2･2〉両側巻構造用いた。直列及び並列共振コンデンサ CS, CP と整流回路，

  bV 2 ,V IN

1 max (2)x 0
.............. (３)x 0  x 2べた。前後方向(x 方向)の位置ずれ許容範囲は，タイヤ止め等を用いれば小さくても良いが，左右方向(y 方向)は大きくとなり，巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる。

する必要がある。結果を Fig. 4、Fig.5 と Table 3 に示す。機

Fig.2 で倍電圧整流回路がない場合，(3)式よりトランス部の械的ギャップ長 70mm で位置ずれのない標準状態でのトラ最大効率 ηmax とそのときの抵抗負荷 RLmax は(4)式となる。

ンス効率は 94.%で，1.5kW 給電時とほぼ同じ値となった。
ギャップ長を±30mm，位置ずれ量を前後方向(x 方向)±2[II - 414]

平成 23年電気学会産業応用部門大会

2-123POUT

250
200

VIN

2.5V22150

1.5

100
50040

10.5k

L250

Table 3.Experimental results.
TypeH-shaped coref0 [kHz]30gap [mm]701000x [mm]04500y [mm]00150
RL [Ω]
60165
VIN [V]
211
185169160
V2 [V]
160160160426VL [V]426426426
POUT [W] 3016 3026 3011 3014
94.2 92.9 91.7 90.7
η [%]B2 [T]
0.2７ 0.27 0.27 0.27

POUT[kW],k,Voltage[V],L2[30060 70 80
gap[mm]

010090Fig.4. Transformer parameters with change in air gap.

2.5

VIN

200

2V2

150

1.5



100
L250001k30x[mm]

POUT

250
200

2.5

VIN

150

2V21.5



100

0.5

50

060

003

L21

P OUT[kW],k,

POUT

250

300

3
POUT[kW],k,Voltage[V],L2[Voltage[V],L2[3000.5

k306090120y[mm]150

1800Fig.5. Transformer parameters with change in position.
Table 4. Characteristics with resistance-load

3000

(calculeted value)

POUT A

1

Case A*

gap40mm gap70mm gap100mm

0.945
0.937

η[%]

94.5

93.7

92.7

94.5

0.92

0.927

B1
B2

0.9

Δ1
Δ2

0.09
0.19
0.64
0.70

0.17
0.20
1.25
0.82

0.08
0.26
0.47
0.96

0.13
0.27
0.90
0.99

2000


0.96



POUT [W]

0.98

1500

0.94
1000

POUT B0030

50 60

100 120
RL[Ω]

150

1.5
153
12.1
377
114
300

3.016423.6688117300Case B**Pout[kW]
VIN[V]IIN[A]
V1[V]
V2[V]
VL[V]

1.5
213
8.9328158426

3.0
217
16.9531160426*1.5kW 給電を最大効率で行う給電方式** 3kW 給電を最大効率で行う給電方式

Fig.6. Characteristics with resistance-load change.

45mm，左右方向(y 方向)±150mm の範囲で変化させた時の1.5kW と 3kW 給電時で VL を変えない場合，どの程度トラ効率も Fig. 4、Fig.5 のように 1.5kW 給電時と変わらなかっンス効率が変化するのかを調べた。実験結果を Fig.6 と Table

た。位置ずれ量よりもギャップ長変動量の方が効率への影

4 に示す。Table 4 の Case A は 1.5kW 給電で効率が最大とな響が大きいが、Table 3 より、ギャップ長 100mm でもトランる VL=300V で 3kW 給電も行う場合，Case B は逆に 3kW 給ス効率は 91%と高い値を得ることができた。

電で効率が最大となる VL=426V で 1.5kW 給電も行う場合を〈3･3〉1.5kW 普通充電と 3kW 倍速充電でのトランスの兼示している。Fig.6 には、VL=300V(Case A)で抵抗負荷を 30

トランス効率は抵抗負荷の値が RLmax の時に最大となΩ~60Ωに変化させたときの出力電力 POUT A と効率 ηA の変る。従って給電電力が変わる場合，トランス効率を常に最化と、VL=426V(Case B)で抵抗負荷を 60Ω~120Ωに変化させ用大にするには負荷電圧 VL を変える必要がある。しかし普通たときの出力電力 POUT B と効率 ηB の変化を示した。また、充電と倍速充電でトランスを兼用する場合は，VL を変えな

参考までにギャップ長 70mm の理論効率曲線（鉄損無視）

い方が車載充電器の容量を小さくできる。

を実線で，40mm と 100mm の場合の理論効率曲線を点線で3[II - 415]

平成 23年電気学会産業応用部門大会

2-12

Secondary winding

80

Secondary coreャップ 70mm，位置ずれのない状態で 1.5kW，3.0kW 給電時

2.4kW Secondarywinding
94.5
2.4kW Secondary core
Primary winding

6094の漏れ磁束密度を測定した。結果を Fig.8 に示す。トランスの電磁界暴露の目安として， ICNIRP1998 と ICNIRP2010 の公衆暴露指針の 30kHz の参考レベル値である 6.25μT と 27μTのラインも示した。トランス中心からの距離の約 2.8 乗に反比例して漏れ磁束密度が減少し，距離が 2 倍になると約 18%

Primary core
93.5
Secondary AL sheet

4020060に減少することがわかる。また，3kW 給電時は 1.5kW 給電時に比べ漏れ磁束密度は約 1.5 倍になっている。Fig.8 より，給電電力は漏れ磁束密度に大きく影響し，減少率には影響

93300120180240Time[min]Fig.7. Temperature rise test.

1000500
flux density [合であるため，トランス周辺には漏れ磁束が発生する。ギ95

Temperature[℃]100

しないことがわかる。
Fig. 8 より 3kW 給電でもトランスの中心から 600mm 離れれば 27μT 以下に，950mm 離れれば 6.25μT 以下に下がることが分かる。トランスを車底中央部に取り付ければ車の側

3kW x
3kW y
1.5kW x1.5kW y100
50 27面より外側では漏れ磁束密度は参考レベル値以下にできると思われる。

4. まとめ10 6.25510.5100

本論文では倍速充電可能な電気自動車用非接触給電装置について紹介した。試作した 3kW H 型トランスは，車載可能かつ放熱特性を考慮したケース入りで，3kW での長時間2004001000
distance from center [mm]連続運転が可能である。漏れ磁束密度もトランスを車底中2000央部に取り付ければ，車の側面より外側では ICNIRP 基準値

Fig.8. Leakage flux measurement.

以下になることが分かった。また，同じトランスで普通充電と倍速充電を使い分ける場合のトランス効率の変動幅に示した。

ついても検討した。

実用上は電源電流の制約から負荷電力は普通充電で1.2kW，倍速充電で 2.4kW 程度になると考えられるため，最後に本研究は，新エネルギー・産業技術開発機構「省1.2kW から 2.4kW の範囲で高い効率を得るには Case A の方ネルギー革新技術開発事業」の支援を受け実施したものでが良いように思われる。しかしギャップ長が 100mm に拡大あり，関係各位に深く感謝致します。

すると，効率曲線の左傾斜部での運転になり負荷変動による効率変動が大きくなるので，Case B の方が望ましい。

文以上のように様々な充電状態を考慮して、負荷電圧 VL を

(１) 「自動車技術ハンドブック⑩設計（EV・ハイブリッド）編」，自動車技術会，pp.322-336 (2011)(２) 岩田卓也･江原夏樹･金子裕良･阿部 茂･保田富夫・井田和彦：「電気自動車用非接触給電装置のトランス巻線方式による特性比較」，
電学半導体電力変換研究会資料,SPC-09-39,pp.109-114 (2009)(３) 千明将人･長塚裕一･金子裕良･阿部 茂･保田富夫・鈴木明：「新コア構造による電気自動車用非接触給電装置トランスの小型軽量化」，
電学半導体電力変換研究会資料,SPC-11-48,pp.139-144 (2011)(４) 阿部 茂・金子裕良：「非接触給電技術」,電学誌,Vol.128,No.12,pp.796-799 (2008)(５) M. Budhia, G.A. Covic and J.T. Boys：“Design and Optimisation ofMagnetic Structures for Lumped Inductive Power TransferSystems”,IEEE ECCE, pp.2081-2088 (2009)(６) Y.Nagatsuka, N.Ehara, Y.Kaneko, S.Abe and T.Yasuda ： “Compact
Contactless Power Transfer System for Electric Vehicles”, Proc. of 2010
International Power Electronics Conference (IPEC2010-Sapporo), IEE
Japan, pp.807-813 (2010)(７) M.Budhia, G.A.Covic, and J.T.Boys：“A New Magnetic Coupler for
Inductive Power Transfer Electric Vehicle Charging Systems”, IEEE
IECON 2010, pp. 2481-2486 (2010)(８) 野口真伍・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「電気自動車用小型非接触給電トランスの長ギャップ特性」，電気学会産業応用部門大会講演論文集, 2-6, (2010)

決める必要がある。
〈3･4〉 温度上昇試験

3kW 給電では給電損失も 1.5kW給電時の倍になるため，ケースの放熱特性が課題となる。
トランスケースの一部アルミ化（Fig. 3(a)参照）による放熱効果を長時間給電試験で調べた。温度の測定点は一次側のコアと巻線，二次側のコアと巻線，二次側アルミ板とした。
結果を Fig.7 に示す。
最も温度が高くなったのは二次側のコアと巻線で，給電開始から 3 時間で約 95℃に達し，熱平衡状態となった。実用上の倍速充電の約 2.4kW 連続運転では，最大温度は約60℃と大幅に下がった。なお室温は 20℃であった。ケースの一部アルミ化は十分な放熱特性があり，3kW 連続給電は十分可能と思われる。
給電時間によって効率の値が変動しているが，これはフェライトの温度上昇による損失低下と，コイルの温度上昇による銅損の増加が同時に進行することに起因する。
〈3･5〉漏れ磁束密度測定

献

非接触給電トランスは疎結

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