電気学会論文誌 D（産業応用部門誌）

IEEJ Transactions on Industry Applications
Vol.132 No.1 pp.9–16
DOI: 10.1541/ieejias.132.9

論文

電気自動車用非接触給電トランスの新コア構造と鉄損のモデル化
学生員

千明 将人∗

正 員

阿部

茂∗

非会員

長塚 裕一∗正 員

金子 裕良∗

正

保田 富夫∗∗

非会員

鈴木

員

明∗∗∗

Novel Core Structure and Iron-loss Modeling for Contactless Power Transfer System ofElectric Vehicle
Masato Chigira∗ , Student Member, Yuichi Nagatsuka∗ , Non-member, Yasuyoshi Kaneko∗ , Member,
Shigeru Abe∗ , Member, Tomio Yasuda∗∗ , Member, Akira Suzuki∗∗∗ , Non-member（2011 年 3 月 25 日受付，2011 年 10 月 3 日再受付）

A contactless power transfer system for electric vehicles needs to have a high eﬃciency, a large air gap, good tolerance to misalignment in the lateral direction and be compact and lightweight. In this paper, a new 1.5 kW transformer
has been developed using novel H-shaped core which is more eﬃcient, more robust to misalignment and lighter thanprevious rectangular core to satisfy these criteria, and its characteristics are described. An eﬃciency of 95% wasachieved across 70 mm mechanical gap. The modeling of iron-loss in the equivalent circuit is also presented. The
calculated eﬃciency using this model shows good agreement with experimental results.
キーワード：電気自動車，非接触給電，効率，コア，温度上昇試験，鉄損

Keywords: electric vehicle, contactless power transfer system, eﬃciency, core, temperature rise test, iron-loss

1.

本論文では従来の角形コア両側巻トランスを改良し，小はじめに型軽量化，高効率化，位置ずれ許容範囲等で性能向上をめざした H 型コア構造の両側巻トランスについて紹介する。試電気自動車用非接触給電トランスは，ギャップ長および左右方向の位置ずれ許容範囲を大きく，小型軽量で高効率作した 1.5 kW トランスは，外寸 240 × 300 × 40 mm，車載にする必要がある。トランス構造として円形コア片側巻構

重量 3.9 kg，ギャップ長 70 mm で左右位置ずれ ±150 mm

造が多く採用されてきたが (1)〜(3) ，筆者等は左右方向の位置の平均効率が 94%である。各種実験結果について述べる。

ずれ許容範囲を大きくし小型軽量にするには，角形コア両また従来は，鉄損を省略した等価回路で理論効率を求めていた。非接触給電トランスは結合係数 k が小さく，従来側巻構造の方が優れていることを発表してきた (4)〜(8) 。
電磁誘導方式の非接触給電で著名な Auckland 大の Boysの無負荷試験で鉄損を表す r0 を決めることが困難であっらも，電気自動車用として円形コア片側巻構造が位置ずれた。本論文では r0 の値の決定法を提案し，提案法で求めた

r0 を用いると，理論効率が実験効率とよく一致することを(3)に弱いことを 2009 年秋に発表し ，2010 年秋にはこの問題を解決する両側巻の Flux pipe 構造を発表した(9) (10)示す。

。今後，自動車用は両側巻構造が主流になると思われる。
∗

2.

自動車用非接触給電システム〈2・1〉 非接触給電システム

埼玉大学〒 338-8570 さいたま市桜区下大久保 255

一次直列二次並列コン

デンサ方式 (11) の非接触給電システムの構成を Fig. 1 に示す。

Saitama University
255, Shimo-Okubo, Sakura-ku, Saitama 338-8570, Japan

高周波電源にはフルブリッジインバータを用い，二次側整（株）テクノバ〒 100-0011 東京都千代田区内幸町 1-1-1〈2・2〉 等価回路

流回路には効率向上のため倍電圧整流回路を用いた。

∗∗

∗∗∗

直列及び並列共振コンデンサ CS , CP

Technova Inc.
1-1-1, Uchisaiwai-cho, Chiyoda-ku, Tokyo 100-0011, Japanと整流回路，抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を Fig. 2 にアイシン・エィ・ダブリュ（株）〒 444-1192 安城市桜藤井町高根 10

量は二次側に換算し （ダッシュ）をつけて表す。実際の給示す。給電トランスの巻数比を a = N1 /N2 とし，一次側諸電トランスでは，フェライトコアとリッツ線を用いると鉄AISIN AW CO., LTD.
10, Takane, Fujii-cho, Anjo 444-1192, Japanc 2012 The Institute of Electrical Engineers of Japan.


損を表す r0 と巻線抵抗 r1 , r2 は，電源周波数（> 数 10 kHz）
9

EV 非接触給電トランスと鉄損モデル（千明将人，他）

Fig. 1. Contactless power transfer system.

(a) Single-sided winding transformer.

Fig. 2. Detailed equivalent circuit.

においてトランスのリアクタンス x0 , x1 , x2 に比べ十分小さい。従って r0 と r1 , r2 を省略した回路で解析を進める。
また，整流回路と平滑コンデンサを省略し，CP に並列に抵抗負荷 RL だけを接続した回路で考える。
〈2・3〉 直列および並列コンデンサ

まず二次側並列コンデンサ CP の値を，電源周波数 f0 (= ω0 /2π) において(b) Double-sided winding transformer.

励磁リアクタンス x0 と漏れリアクタンス x2 との和（二次Fig. 3. Single and double-sided winding transformers.

巻線の自己リアクタンス ω0 L2 ）に共振するように (1) 式を満たす値に決める。

1= xp = x0 + x2 = ω0 L2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (1)ω0 C P1

ηmax =
1+

次に一次側直列コンデンサ CS の値を (2) 式を満たす値に決

2r2
xP

1 r1
+1
b2 r2

RLmax = xP,

める。

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (5)x0 x21
=x=+ x1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)sω0CS
x0 + x2

〈2・6〉 片側巻と両側巻トランス
スの構造は，円形コア片側巻構造〈2・4〉 理想変圧器特性

(12)

造

ここで，文献 (11) (12) に

IIN= ID /b,(4)〜(8)(1)〜(3)

非接触給電トランと角形コア両側巻構に大別できる。従来，トランス背面に磁束が存在せず結合係数 k の高い片側巻が多く用いられてきた。両側巻


記載のように CS ，CP を (1)，(2) 式により値を決め，VINと
V2 ，IINと ID の関係を求めると，
VIN= b V2 ,

1 r1
+1
b2 r2

は背面に磁束が漏れるため一見不利だが，アルミ板を設置すれば磁束遮蔽が可能で結合係数 k を高めることができる。

x
b =  0 · · · · · · · · · (3)x0 + x2

またコア幅は片側巻では（コイル幅＋磁極幅）の 2 倍程度必要なのに対し，両側巻ではその半分で済むため，両側巻のほうが大幅に小型化できる。

となり，巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる。
詳細等価回路 Fig. 2 で整流回

また円形コア片側巻構造には，位置ずれ量が直径の約

路がない場合，鉄損を表わす r0 のみを無視すると，(3) 式式を用いれば，給電トランスの最適設計や最大効率運転が40%の時に給電電力が零になる問題が指摘されている (3) 。
Fig. 3(a) に示すように片側巻では地上一次コイルが発生する磁束は，位置 (A) では車載二次コイルを上方向に貫くが，
位置 (B) では下方向に貫く。従って位置 (A) と位置 (B) の可能となる。

間で車載コイルを貫く磁束の総和が零となる位置があり，〈2・5〉 給電効率(12) (13)よりトランス部の給電効率 η は (4) 式で表され，最大効率

ηmax とそのときの抵抗負荷 RLmax は (5) 式となる。(4)，(5)結合係数 k が零になり給電できなくなる。このため片側巻

RL IL2RL⎧η== 2 ⎫
2
 2
 2

⎪
RL IL + r1 IIN + r2 I2
⎪
⎪
r1
RL ⎪
⎨
⎬
RL + 2 + r2 ⎪
1
+
⎪
⎪
⎩
⎭
xP ⎪
b

では位置ずれ許容範囲の約 4 倍の直径が必要と言われてい· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)さく，結合係数 k の低下が小さいため，位置ずれに強い。

る。一方，両側巻は車載コイルが y 方向に位置 (A) から位置 (B) に変化しても，車載コイルを貫く磁束量の変化は小10

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EV 非接触給電トランスと鉄損モデル（千明将人，他）

3.

狙いとして開発した。

平板型トランスと H 型トランスの特性比較〈3・1〉 平板型トランスと H 型トランス

H 型トランスの設計目標を Table 1 に示す。前後方向（ x方向）の位置ずれ許容範囲は，タイヤ止め等を用いれば小さ

筆者らは，

電気自動車用には，位置ずれに強く小型軽量化が可能な角

くても良いが，左右方向（y 方向）は大きくする必要がある。

形コア両側巻構造が最適と考え，Fig. 4(a) に示す平板型ト

また H 型トランスと平板型トランスの仕様を Table 2 に，ランスやすのこ型トランスを製作し，これらの特性につい写真と寸法を Fig. 4 に比較して示す。Table 2 より H 型トて発表してきた (5) 。ギャップ長や位置ずれ特性は磁極形状

ランスの車載側重量は 3.9 kg で，平板型の 4.6 kg より軽量

（長さ，幅）とコイル幅（Fig. 4 では x 方向の長さ）で決ま化できている。巻線重量は 2.9 kg から 2.0 kg に減少した。

り，コイルは幅さえあれば結合係数 k は大きく変わらない。

自動車用非接触給電では駐車時にトランスの位置ずれや，従ってコアを Fig. 4(b) に示す新コア構造（H 型コア）に変え

車両重量変動等によるトランスのギャップ長の変動が避け

れば，巻線長が短くなり，様々な性能の向上が期待できる。

られない。機械的ギャップ長 70 mm で位置ずれがない状態

H 型トランスは，(1) 巻線長短縮とフェライト量削減による軽量化，(2) 巻線長短縮（巻線抵抗低減）による高効率化，(3) 磁極長延長による左右位置ずれ許容範囲の拡大，更には，(4) より高い電源周波数の採用による高効率化などを

を標準状態とし，ギャップ長は ±30 mm，位置ずれは前後方向（ x 方向）±45 mm，左右方向（y 方向）±150 mm の範囲で特性を測定した。
以下，H 型トランスの定数と給電実験結果を，平板型トラ(a) Transformer with rectangular core.

(b) Transformer with H-shaped core.

Fig. 4. Transformer’s photographs and their dimensions.
Table 1. Design goal.

Table 2. Specification.

11

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EV 非接触給電トランスと鉄損モデル（千明将人，他）

ンスと比較して示す。本論文中のギャップ長は，平板型はれがない状態を標準状態とする。標準状態におけるトラン

トランスケース無しの場合の値を，H 型は厚さ 5 mm のトス定数を Table 3 に示す。H 型は平板型に比べ結合係数 k

ランスケース付きの場合の値を示す。従って平板型に H 型

は低いが理論最大効率 ηmax は高い。この理由は H 型に改と同じ厚さのケースを付けると機械的ギャップ長は 70 mm

良したことで巻線長が短くなり二次側巻線抵抗 r2 が平板型

から 60 mm に縮小する。基本定数測定はトランスの一次側より減少したことと，一次側巻数を増やし周波数 f0 を上げから二次側開放時と短絡時，及び二次側から一次側開放時たことで励磁リアクタンス x0 (= 2π f0 l0 ) が増加したためとと短絡時の R と L を LCR メータで測定し，計算で導出し考えられる。

た。共振コンデンサ CS と CP の値は平板型トランスと H

標準状態における給電実験の結果を Table 4 に電圧電流波形を Fig. 5 に示す。トランス効率 η (= P2 /P1 ) は，ケース型トランスとも (1)，(2) 式を用いて導出した。
給電実験は Fig. 1 の回路で行った。電源にフルブリッジ付きで機械的ギャップ長 70 mm の同じ条件で比較すると，インバータを用い，二次側には倍電圧整流回路と抵抗負荷を平板型は 95.3%から 94.6%に低下し，H 型は 94.9%であっ接続した。実験はトランスの背面に漏れ磁束遮蔽用のアル

た。Fig. 5 に示すように H 型トランスはトランスの入力電

ミ板（400 mm × 600 mm，厚さ 1 mm）を設置して行った。

圧 VIN ，電流 IIN が二次電圧 V2 とほぼ同位相になり，理想〈3・2〉 標準状態の特性

変圧器特性が成り立つことが分かる。VIN は方形波である

ギャップ長 70 mm で位置ずが IIN や二次電流 I2 はほぼ正弦波である。これは二次側がL2 と CP の共振回路になっているからである。
〈3・3〉 ギャップ長変動特性
ギャップ長変動および位置ずれがあるときの H 型トランスの給電実験結果を Fig. 6に示す。位置ずれの方向 x，y は Fig. 4 に示す。ギャップ長

Table 3. Parameters of standard position (gap =70 mm).

または位置ずれが大きくなると主磁束が通る磁路の磁気抵抗が大きくなり，相互インダクタンス l0 と結合係数 k が低下する。しかし二次巻線の自己インダクタンス L2 はほぼ一定であるため，CP の値を一定としても (1) 式の共振条件からずれない。実験では共振コンデンサ CS と CP の値は一定とし，抵抗負荷 RL は Fig. 2 の回路で V2 と VL の電圧比
Table 4. Experimental results (gap = 70 mm).

Fig. 5. Wave forms of transformer with H-shaped core.

(a) With change in gap length.

(b) With change in positions.

Fig. 6. Experimental results for transformer with H-shaped core.
12

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Fig. 8. Temperature rise test.

Fig. 7. Characteristics with resistance-load change.

（VL /V2 ）を換算し 80 Ω で行った。

すると，ギャップ長は 100 mm となるため，標準ギャップ長

ギャップ長が大きくなると結合係数 k が減少し理想変圧を 100 mm とした給電実験を行った。共振コンデンサ CS と器の巻数比 b が低下し，(3) 式より電圧比（V2 /VIN ）が増大

CP の値は，(1)，(2) 式を用いてギャップ長 100 mm で最適な値に再調整した。出力電力 POUT = 1.5 kW となるように入力電圧 VIN を調節した。この結果，ギャップ長 100 mm では結合係数 k は 0.24，b も 0.24 と 70 mm の時に比べ大きく減少するため，VIN はかなり低くなる。ギャップ長変動に対するトランス効率 η の変化を Fig. 6(a) に示す。ギャップ長が 70 mm，100 mm，130 mm と増すにつれ，効率は 93.5%，
92.1%，89.7%と減少した。標準ギャップ長 ±30 mm のト
ランス部の平均効率は 91.9%で，標準ギャップ長 70 mm での平均効率 94.5%に比べ，2.5%低下した。二次側コアの平均磁束密度 B2 は 0.24 T（飽和磁束密度 0.51 T）となり，効率は低下するがギャップ長 100 mm ± 30 mm でも 1.5 kW

する。ギャップ長変動特性では出力電力 POUT = 1.5 kW となるように入力電圧 VIN を調節した。ギャップ長が変動しても入力電圧 VIN と二次電圧 V2 は (3) 式を概ね満たした。
トランス効率 η はギャップ長が 40 mm，70 mm，100 mmと増すにつれ 95.2%，94.9%，93.1%と減少した。
〈3・4〉 位置ずれ特性

ギャップ長は 70 mm 一定，前後方向ずれ x を 45 mm まで，左右方向ずれ y を 150 mmまで段階的にずらして給電実験を行った。給電実験結果をTable 4 と Fig. 6(b) に示す。位置ずれが生じるとギャップ
長変動時と同様に電圧比（V2 /VIN ）が変化する。左右方向
ずれ y が最大時のトランス効率 η は平板型が 93.1%で H 型
が 93.0%であった。標準状態での効率と比較すると，y 方
向位置ずれによる効率低下は，平板型の 2.2%に対し H 型
は 1.9%であった。また，H 型の y 方向位置ずれの平均効率
は 94%であった。H 型は磁極を長くしたため，少し位置ずれに強くなった。左右方向ずれ y が最大時の一次側と二次側のコアの平均磁束密度はそれぞれ 0.12 T，0.22 T（飽和磁束密度 0.51 T）となり，1.5 kW 給電に支障はなかった。
ギャップ長 70 mm，位置ずれ〈3・5〉 負荷変動特性
x = y = 0 の標準状態で出力電圧 VL を一定とし抵抗負荷 RL
を 60〜240 Ω まで変化させたときの給電実験結果を Fig. 7に示す。Fig. 7 の破線はトランス効率の (4) 式による計算値である。計算の際，抵抗負荷 RL の値は倍電圧整流回路の電圧比（VL /V2 ）で補正している (6) 。トランス効率 η の実
験値は計算値より低くなる。また，トランス入力電圧 VINと二次電圧 V2 および電圧比（V2 /VIN ）はほぼ一定であり，給電に支障はなかった。
〈4・2〉 温度上昇試験

電気自動車への充電は長時間になるため，コアと巻線の温度上昇が問題となる。H 型ト
ランスは従来の円形コア片側巻構造より小型にできる分，
温度上昇はより重要になる。AC100 V での 1.5 kW 普通充
電は充電時間がプラグインハイブリッド自動車で約 4 時間，
電気自動車で 10 時間以上と想定される。

H 型トランスを長時間連続運転し温度上昇試験を行った。
温度測定点は一次側のコアと巻線，二次側のコアと巻線，二次側アルミ板である。給電実験結果を Fig. 8 に示す。温度が最も高いのは二次側のコアと巻線で，給電開始から 3 時間で熱平衡に達し，温度上昇が止まった。室温 20◦ C で，温度上昇が一番大きな二次側のコアと巻線の温度は共に 60◦ C程度であり，8 時間以上の給電に問題のないことが確認できた。また温度上昇と共にフェライトの損失が減少し，実理論通り抵抗負荷が変化しても理想変圧器特性を満たして験開始時に比べトランス効率 η は約 1.0%向上した。

いる。

〈4・3〉 3 kW 給電特性
電気自動車の普通充電には，
AC100 V での充電と AC200 V での倍速充電がある。倍速4.

H 型トランスのその他の特性〈4・1〉 長ギャップ特性

充電は充電時間が半分で済むため，一般の駐車場で採用が非接触給電トランスの特性は多い。H 型トランスでは，巻線の電流密度やコアの磁束密ギャップ長によって大きく変化する。今回は標準ギャップ

度に余裕があるため 3 kW の給電実験を行った。ギャップ

長 70 mm を設計目標としたが，より大きな標準ギャップで長 70 mm，位置ずれ x = y = 0 の標準状態での給電実験結の利用を求める意見も多い。厚さ 40 mm の地上トランスを

果を Table 4 の最右列に示す。トランス効率 η は 94.7%で，駐車場の路面に直接置く場合，車の最低地上高を 140 mm と二次側の平均磁束密度 B2 は 0.29 T であった。3 kW 給電時
13IEEJ Trans. IA, Vol.132, No.1, 2012

EV 非接触給電トランスと鉄損モデル（千明将人，他）

PC1 (V10 ) + PC2 (V20 ) = PA + PC − PB = PD · · · · · (9)も電源の出力電圧を調整し，1.5 kW 給電時と同じ負荷条件

RL = 80 Ω で給電すれば，1.5 kW 時と同程度の高いトランス効率となる。H 型トランスで 3 kW 給電も可能であるこ
5 r0 を省略し抵抗負荷 RL を接続した Fig. 2 の回路で励磁電流 I0 を計算し，(10) 式より r0 を求める。

とが確認できた。

5.

r0 =鉄損のモデル化（等価回路定数の決定法）〈2・5〉の給電効率の計算では (4) 式に示すように鉄損を示

H 型トランスを用いて 1.5 kW と 3 kW 給電時の鉄損を求めるため無負荷試験を行った。結果を Table 5 に示す。
Table 5 で V21 , V22 は V20 に比べ十分小さく，(9) 式での仮定は妥当と思われる。また PC は十分小さいため，PA とPB はそれぞれ二次側コアと一次側コアの鉄損に近いと考えられる。r0 の値は給電電力に依らずほぼ同じ値となった。
Table 6 は H 型トランスの 1.5 kW と 3 kW 給電時の損失の実測値である。Table 5 の鉄損 PD の値は Table 6 のその他の損失（Other loss）と良く一致する。
Fig. 2 の詳細等
〈5・2〉 鉄損を考慮した効率の理論式
価回路で鉄損 r0 を考慮し，〈2・5〉と同様に給電効率 η，効率が最大となる抵抗負荷 RL の値とそのときの ηmax を求めると (11)，(12)，(13) 式となる。

す r0 を無視していた。非接触給電トランスは結合係数 k が小さいため，一般の変圧器で用いられてきた方法では r0 を決めることができない。本章ではこのような場合でも，無負荷試験から r0 を同定可能な方法を提案し，その値が妥当か評価する。
〈5・1〉 無負荷試験

PD
PC1 (V10 ) + PC2 (V20 )=· · · · · · · · · · · · · · (10)
2
I0
I02

鉄損はコアの磁束密度で決まる

ため，端子電圧 V1 , V2 によって変化する。商用周波数のト
ランスは運転時の V1 , V2 がほぼ一定であるが，非接触給電
トランスはギャップ長変動や位置ずれで V1 , V2 の比が大きく変化する。ギャップ長変動や位置ずれがない場合は，(3)式の b が一定で理想変圧器特性により V1 , V2 の比もほぼ一定となるため，定電圧（＝定格電圧）給電するのであれば，給電電力（抵抗負荷 RL の値）が変化しても r0 は一定と考RL IL2

η=

えて良い。

RL IL2 + r1 I  2IN + r2 I22 + r0 I  20
RL=
⎧  2 ⎫⎧ 2 ⎫

⎪
⎪
⎪
⎪
⎪
r1
RL ⎪
⎨
⎬ ⎪
⎨ (1 − b)2 RL ⎪⎬RL + 2 +r2 ⎪
+
1+
+r0 ⎪
⎪
⎪
⎪
⎪
⎪
⎩
⎩ b2
⎭
xP ⎭
xP ⎪
b

1 〜
5 の手順で上記の条件下で Fig.9 の回路を用い，以下
無負荷試験を行い，r0 を決定する。


1 Fig. 9(a) の回路で V2 が定格電圧 V20 になるよう VINを調整し，(6) 式より鉄損 PA を求め V1 = V11 を記録する。
IIN が小さいため，V11 は V1 の定格電圧 V10 よりかなり低い。ここで PC1 (V11 ) は一次側コアの端子電圧 V11 での鉄損を示し，PC2 (V20 ) は二次側コアの端子電圧 V20 での鉄損を· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(11)1 r1 + r2 + r0 (1 − b)
· · · · · · · · · · ·(12)r2 + r0b2
1
2

RLmax = xP示す。

ηmax =

2
PA = PC1 (V11 ) + PC2 (V20 ) = P1 − r1 IIN− r2 I22

1+· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (6)
2 Fig. 9(b) の回路で V1 = V11 (< V10 ) になるように VINを調整し，(7) 式より鉄損 PB を求める。V21  V20

2r2 + r0xP

1 r1 + r2 + r0 (1 − b)r2 + r0
b2· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(13)2Fig. 7 の計算値は (4) 式で計算した。これを (11) 式で計2PB = PC1 (V11 ) + PC2 (V21 ) = P1 − r1 IIN· · · · · · · · (7)
3 Fig. 9(b) の回路で V1 が定格電圧 V10 になるよう VINを少し上げ，(8) 式より鉄損 PC を求める。V22  V20

Table 5. No-load test results.

2
PC = PC1 (V10 ) + PC2 (V22 ) = P1 − r1 IIN· · · · · · · · (8)
4 PC2 (V21 ) ≈ PC2 (V22 ) ≈ 0 と仮定すると，Table 6. Breakdown of transformer loss.

(a) With resonant capacitors.

(b) Without resonant capacitors.

Fig. 9. Circuit for no-load test.
14

IEEJ Trans. IA, Vol.132, No.1, 2012

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江原夏樹・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・井田和彦：, 平 21 電学産業応用部「電気自動車用小型角型非接触給電トランス」
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野口真伍・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：, 平 22 電「電気自動車用小型非接触給電トランスの長ギャップ特性」
学産業応用部門全大講演論文集, No.2-6, pp.II-259–262 (2010)（ 7 ） Y. Nagatsuka, N. Ehara, Y. Kaneko, S. Abe, and T. Yasuda: “Compact
Contactless Power Transfer System for Electric Vehicles”, Proc. of 2010 International Power Electronics Conference (IPEC2010-Sapporo), IEE Japan,
pp.807–813 (2010)（ 8 ） Y. Nagatsuka, S. Noguchi, Y. Kaneko, S. Abe, T. Yasuda, K. Ida, A.
Suzuki, and R. Yamanouchi: “Contactless Power Transfer System for Electric Vehicle Battery Charger”, Proc. of 25th World Battery, Hybrid and Fuel
Cell Electric Vehicle Symposium and Exhibition (EVS-25), shenzhen China(2010)（ 9 ） M. Budhia, G.A. Covic, and J.T. Boys: “A New Magnetic Coupler for Inductive Power Transfer Electric Vehicle Charging Systems”, IEEE IECON
2010, pp.2481–2486 (2010)（10） G.A. Covic, J.T. Boys, M. Budhia, and C.-Y. Huang: “Electric VehiclesPersonal transportation for the future”, Proc. of 25th World Battery, Hybrid
and Fuel Cell Electric Vehicle Symposium and Exhibition (EVS-25), shenzhen China (2010)（11） T. Fujita, Y. Kaneko, and S. Abe: “Contactless Power Transfer Systems using Series and Parallel Resonant Capacitors”, IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2,
pp.174–180 (2007-2) (in Japanese)
藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」, 電学論 D, Vol.127, No.2, pp.174–180(2007-2)（12） Y. Kaneko, S. Matsushita, Y. Oikawa, and S. Abe: “Moving Pick-up TypeContactless Power Transfer Systems and their Eﬃciency using Series andParallel Resonant Capacitors”, IEEJ Trans. IA, Vol.128, No.7, pp.919–925(2008-7) (in Japanese)
金子裕良・松下真也・及川康史・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率」, 電学論 D, Vol.128,
No.7, pp.919–925 (2008-7)（13） Y. Kaneko and S. Abe: “Contactless Power Transfer Systems”, IEEJ Journal, Vol.128, No.12, pp.796–799 (2008) (in Japanese)
金子裕良・阿部 茂：「非接触給電技術」, 電学誌, Vol.128, No.12, pp.796–
799 (2008)

Fig. 10. Eﬃciency as a function of resistance load.

算すると Fig. 10 の計算値となり，実験値と良く一致することが分かる。また，この鉄損の値は銅損の約 1.5 倍程度であることが分かる。
以上より，LCR メータによりトランス定数を測定し，上述した鉄損のモデル化の方法を用いれば，定格電力を供給できる容量のインバータ電源がなくても，定格電力給電時のトランス効率を計算できる。また，給電実験での総損失と，鉄損を無視した等価回路で計算した総損失との差は，ほぼ鉄損に等しいと考えられる。

6.

ま と め

電気自動車用非接触給電トランスには，角形コア両側巻構造が小型軽量化，位置ずれ許容範囲の点で適している。
本論文では角型両側巻構造において，新コア構造（H 型
コア）を提案し，従来の角形コアに比べ更なる小型軽量化と位置ずれ性能の向上が可能であることを示した。試作した 1.5 kW 用，標準ギャップ長 70 mm の H 型トランスは，
外寸 240 × 300 × 40 mm，車載側重量 3.9 kg で，左右方向
位置ずれ ±150 mm の平均効率が 94%であった。
また，今まで定数の決定法が明らかでなかった鉄損を表す等価回路定数 r0 について定数決定法を提案した。提案法で求めた r0 を用いた理論効率は，実験効率とよく一致した。
上記成果は電気自動車用非接触給電の性能向上や特性解析に役立つものと考える。
本研究は，新エネルギー・産業技術開発機構「省エネル
ギー革新技術開発事業」の支援を受け実施したものであり，関係各位に深く感謝致します。

千明

将 人 （学生員） 1987 年 10 月 15 日生。2010 年 3 月埼玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。同年4 月同大学大学院理工学研究科博士前期課程数理文

献

電子情報系専攻に進学。主に非接触給電システムの研究に従事。

（ 1 ） C.-S. Wang, O.H. Stielau, and G.A. Covic: “Design consideration for acontactless electric vehicle battery charger”, IEEE Trans. Ind. Electronics,
Vol.52, No.5, pp.1308–1314 (2005)（ 2 ） Y. Kamiya, Y. Daisho, and H. Matsuki: “Inductive Power Supply System forElectric-driven Vehicles”, IEEJ Journal, Vol.128, No.12, pp.804–807 (2008)(in Japanese)
紙屋雄史・大聖泰弘・松木英敏：「電動車両用非接触急速充電システム」, 電学誌, Vol.128, No.12, pp.804–807 (2008)（ 3 ） M. Budhia, G.A. Covic, and J.T. Boys: “Design and Optimisation of Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems”, IEEE

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IEEJ Trans. IA, Vol.132, No.1, 2012

EV 非接触給電トランスと鉄損モデル（千明将人，他）
長塚裕

一 （非会員） 1987 年 1 月 19 日生。2009 年 3 月埼保田富 夫 （正員） 1952 年 2 月 1 日生。1974 年 3 月東京電玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。2011

機大学卒業。アイシン精機（株）入社後，カーエ

年 3 月同大学大学院修士課程修了。在学中は非接レクトロニクス技術及び ITS システム技術の開発

触給電システムの研究に従事。

に従事。1999 年（株）テクノバに出向。現在，自動車用パワーエレクトロニクス技術及びシステム
技術の調査研究に従事。2007〜2009 年の間「自動車用パワーエレクトロニクスの現状調査専門委
員会」委員。自動車技術会会員。

金

子

裕

良 （正員） 1965 年 6 月 22 日生。1987 年 3 月埼玉鈴木明 （非会員） 1958 年 7 月 31 日生。1981 年 3 月岐阜大学工学部電気科卒業。1989 年 3 月同大学大学院

大学工学部電子工学科卒業。同年アイシン・エィ・

修士課程卒業。同年新日本製鐵（株）入社。1990

ダブリュ（株）入社。技術本部にて自動変速機制

年 4 月埼玉大学工学部助手。1995 年 2 月同大学

御システム，電気自動車駆動システム開発などに

総合情報処理センター講師。 2000 年 4 月工学部従事。自動車技術会会員。

講師。2008 年 4 月同大学大学院理工学研究科准教授。現在電気機器の制御および産業用ロボットの知的情報処理・制御の研究に従事。工学博士。
計測自動制御学会，溶接学会各会員。

阿部

茂 （正員） 1949 年 3 月 29 日生。1971 年 6 月東京大学工学部電子工学科卒業。1976 年同大大学院博士課程修了。工学博士。同年三菱電機（株）入社。
中央研究所，産業システム研究所で研究開発に従事。1997 年同社稲沢製作所エレベータ開発部長。

2001 年ビルシステム事業本部技師長。2004 年 4月埼玉大学大学院理工学研究科教授。現在パワーエレクトロニクス応用とシステム技術の研究に従事。1985 年電気学会論文賞受賞。IEEE，電子情報通信学会，情報処
理学会各会員。

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