Extended Summary

本文は pp.174–180

Contactless Power Transfer Systems using Series
and Parallel Resonant Capacitors
Toshihiro Fujita Non-member (Saitama University)
Yasuyoshi Kaneko Member (Saitama University, kaneko@ees.saitama-u.ac.jp)
Shigeru Abe Member (Saitama University, abe@ees.saitama-u.ac.jp)
Keywords: contactless power transfer system, transformer, resonant capacitor, inverter, elevator
A new contactless power transfer system using series and parallel resonant capacitors is described. If the primary series resonantcapacitor and the secondary parallel resonant capacitor are chosen
appropriately, the equivalent circuit of the transformer with thesecapacitors becomes very simple at the resonant frequency. Ignoring the winding resistance and the core loss, the equivalent circuit is
the same as an ideal transformer. Therefore, the circuit analysis iseasy, and if the input voltage is constant, the output voltage is also
constant regardless the output current.
Fig. 1 shows the configuration of our contactless power transfer
system. The ferrite-core transformer with 10〜20 mm gap is drived
by 10 kHz rectangular waveform inverter. As the winding resistanceand the ferrite-core loss are very small, the simplified equivalent circuit of Fig. 2 can be used.
The parallel capacitor Cp at the secondary winding and the seriescapacitor Cs at the primary winding are determined as following
values.
1= xP = x0 + x2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (1)ω0CP
x0 x1 + x1 x2 + x2 x0
1= xS =· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (2)ω0CS
x0 + x2

resonant capacitors is the same as that of an ideal transformer at
the resonant frequency. Then the following good characteristics are
obtained.
( 1 ) The turn ratioa = x0 /(x0 + x2 ) is determined only by thereactance of the transformer and not by the load impedance.
( 2 ) If the primary voltage V1 is constant, the secondary voltage V2 is also constant regardless load change.
( 3 ) In the case of resistance load, the power factor of primaryis always 1.
Fig. 3 shows the experiment results of the resistance-load change.
The phases of V2 , I1 and I2 are equal with that of V1 . The secondary
voltage V2 is approximately constant with resistance change. The
eﬃciency between inverter output and the load (R = 100 Ω) is 96%
at 10 mm gap and 92% at 20 mm gap.
The other capacitor configuration is also discussed and the advantage of this configuration is shown in detail.

where x1 , x2 and x0 are the leakage reactance of primary and secondary windings and the magnetizing reactance.
The impedance Z in Fig. 2 that includes the resistance load R isgiven by2
x0
Z=
R· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (3)x0 + x2

Fig. 1.

Contactless power transfer system

The V1 and I1 can be expressed as follows.
⎡⎤  ⎢⎢ x0
0 ⎥⎥⎥⎥  ⎢⎢VV1= ⎢⎢⎢⎢⎢ x0 + x2 x0 + x2 ⎥⎥⎥⎥⎥ 2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)
I1
⎣ 0
⎦ I2
x0
This equation shows the equivalent cirquit of the transformer with(a) R = 50 Ω

Fig. 2.

(b) R = 100 Ω

Fig. 3. Characteristics with resistance-load change– 11 –

Simplified equivalent circuit(c) R = 200 Ω論 文

直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム
非会員

藤田 敏博∗,∗∗

正 員

阿部

正 員

金子

裕良∗

茂∗

Contactless Power Transfer Systems using Series and Parallel Resonant Capacitors
Toshihiro Fujita∗,∗∗ , Non-member, Yasuyoshi Kaneko∗ , Member, Shigeru Abe∗ , Member
A new contactless power transfer system using series and parallel resonant capacitors is described. If the primaryseries resonant capacitor and the secondary resonant capacitor are set proper values, the equivalent circuit of the transformer with these capacitors becomes very simple at the resonant frequency. Ignoring the winding resistance and thecore loss, the equivalent circuit is the same as an ideal transformer. Therefore the circuit analysis is easy, and if the
input voltage is constant, the output voltage is also constant regardless the output current. The paper describes thedetermination of the series and the parallel capacitor values, the derivation of the equivalent circuit and the test results
which shows the usefulness of the new contactless power transfer system.
キーワード：非接触給電システム，変圧器，共振コンデンサ，インバータ，エレベータ

Keywords: contactless power transfer system, transformer, resonant capacitor, inverter, elevator

1.

を設置している。非接触給電では，給電効率の向上，機器はじめにの小型化，負荷特性が重要である。これらの点から共振回路の構成方法やコンデンサの容量決定法にはまだ改善の余工場の搬送車やエレベータなどの移動体に対して，接触地があると思われる。

集電や制御ケーブルに代わる非接触給電が研究され，実用化が進んでいる。非接触給電は接点の不良，磨耗，火花がな

本論文では給電トランスの二次側に並列共振コンデンサ

く，クリーンかつ保守も容易である。エレベータでは，テを，一次側に直列共振コンデンサを接続し，これらを適切

レビ塔用などの屋外用エレベータで制御ケーブルが使えなな値にすると，共振周波数において給電部の等価回路が極いほか，将来のマルチカーエレベータでは制御ケーブルレ

めて簡単になり，巻線抵抗や鉄損を無視すると巻数比が励

ス化が不可欠である。

磁リアクタンスと漏れリアクタンスで決まる理想変圧器と等価になることを示す。これはトランス一般に成り立つこ

非接触給電には給電線に沿ってピックアップコイルが移動する移動型(1)〜(3) (5) (7)とであるが，非接触給電に適用すれば，特性解析が簡単にと，コア付きの一次巻線と二次巻線とがなるだけでなく，定電圧源で駆動すれば二次電圧も負荷にある。いずれもトランス部のギャップ長が大きく，移動型

依らず定電圧となり，抵抗負荷であればその値が変わって

では給電線も長くなるため，低結合係数と大きな漏れイン

も一次側力率は常に 1 であるなどの良好な特性が得られる。

ダクタンスの問題がある。これらの対策として，周波数を

本文では等価回路による理論計算，抵抗負荷での実験結果，

10 kHz 以上にとり二次誘起電圧を上げ，漏れリアクタンスの補償のため共振回路が用いられてきた。文献 (1) (2) では

一次二次逆構成の場合，抵抗負荷での周波数特性などを示

が空隙を隔ててほぼ定位置に置かれる定位置型(4) (6) (8)し，本方式の有効性と留意点を明らかにする。

給電線（一次巻線）とピックアップコイル（二次巻線）に

2.

並列コンデンサを設置している。文献 (3) (5) (8) は二次側非接触給電システムの構成

本論文では図 1 に示す定位置型の非接触給電システムをに並列コンデンサを設置し，文献 (3) (5) は給電線を定電流考えるが，移動型にも適用可能である。

で給電している。文献 (4) (6) では二次側に直列コンデンサ

高周波電源にはフルブリッジインバータを用い，給電ト∗ 埼玉大学

ランスは図 2 に示すように一次二次とも同じ形状のフェラ〒 338-8570 さいたま市桜区下大久保 255
Saitama University
255, Shimo-Okubo, Sakura-ku, Saitama 338-8570∗∗ 現，デンソー（株）

イトコアにリッツ線を巻いている。ギャップ長は 10 mm〜
20 mm 程度を考える。給電トランスの一次巻線に直列コンデンサを，二次巻線に並列コンデンサを設置している。
174

IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2, 2007

直並列コンデンサを用いた非接触給電

図1
Fig. 1.

非接触給電システム

Contactless power transfer system.

図 3 詳細等価回路
Fig. 3. Detailed equivalent circuit.

(a) Center winding

図2
Fig. 2.

(b) Core end winding

非接触給電トランス

図 4 簡略等価回路

Contactless Power Transformer.

Fig. 4.

1x2 x0
x0 x1 + x1 x2 + x2 x0= xS = x1 +=
ω0 C Sx0 + x2
x0 + x2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (3)非接触給電では通常二次側出力を直流に変換するが (1)〜(8) ，本論文では共振コンデンサを含むトランスの特性を明確にするため，図 1 のように負荷は抵抗とし，その値を変化させることで負荷電力変化を模擬し，特性変化を調べる。

3.

こうすれば，Z は (4) 式のように簡単になる。



等価回路

〈3・1〉 給電トランスの等価回路

Simplified equivalent circuit.

x0Z=x0 + x2

給電トランスを T

2

R· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)重要なことは並列コンデンサの値も直列コンデンサの値

形等価回路で表し，直列および並列共振コンデンサと抵抗も負荷に依らず，給電トランスのリアクタンス値 x0 ， x1 ，負荷を加えた詳細等価回路を図 3 に示す。解析を分かりや

x2 だけで決まることである。
〈3・3〉 コンデンサを含めた給電トランスの等価回路(4) 式の意味を明確にするため，図 4 の簡略等価回路をその下部に示すように，左から右に A〜E と 5 分割し，各部分の 4 端子回路の F 行列を A〜E で表すと，最初の部分 A

すくするため給電トランスの励磁アドミタンスは励磁イン
ピーダンスで表し，簡単のため巻数比は 1 としている。実際の給電トランスでは，〈4・1〉節で述べるように，フェライ
トコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0 と巻線抵抗 r1 ，
r2 は，高周波電源周波数においてトランスのリアクタンス
x0 ，x1 ，x2 に比べ十分小さい。従って巻線抵抗 r1 ，r2 と鉄損の r0 を省略し，図 4 の簡略等価回路で解析を進める。
〈3・2〉 直列および並列共振コンデンサ
まず図 4 の簡略等価回路で二次側の並列共振コンデンサ CP の値を，電源周波数において励磁リアクタンス x0 と二次漏れリアクタ
ンス x2 と共振するように (1) 式の値に決める。

は，

⎡ ⎤
⎡ ⎤
⎢⎢⎢V1 ⎥⎥⎥⎢ ⎥⎢⎢⎣ ⎥⎥⎦ = A ⎢⎢⎢⎢⎣V1 ⎥⎥⎥⎥⎦
I1
I1

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (5)となり，全体の F 行列は (6) 式のように簡単になる。

一次側の直列コンデンサ CS の容量性リアクタンスを −x sとすれば，トランスの一次側から見た抵抗負荷を含むイン
ピーダンス Z = V1 /I1 は (2) 式で表される。

x0x0 + x2



2

R+ j

V1 = aV2

x2 x0+ x1 − x s · · · · · · · · · (2)x0 + x2

I1 =

1
I2
a

(6) 式は，電源周波数（共振周波数）において，コンデン
サを含めた給電トランスの等価回路が理想トランスと等価

次に CS の値を，一次側力率が 1 となるように，つまりであり，(7) 式の関係が成り立つことを示している。

(2) 式の虚数部が 0 となるように，(3) 式の値に決める。
電学論 D，127 巻 2 号，2007 年⎤
0 ⎥⎥⎥⎥ ⎡⎢⎢V ⎤⎥⎥⎥ ⎢ 2⎥
x0 + x2 ⎥⎥⎥⎥ ⎢⎢⎣ ⎥⎥⎦⎦ I2
x0· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (6)x0a=· · · · · · · · · · · · · · (7)x0 + x2⎡ ⎤⎡ ⎤ ⎡⎢⎢ x0⎢⎢⎢V1 ⎥⎥⎥⎢ ⎥ ⎢⎢⎢⎣ ⎥⎥⎦ = ABCDE ⎢⎢⎢⎢⎣V2 ⎥⎥⎥⎥⎦ = ⎢⎢⎢⎢⎢ x0 + x2
⎢⎣ 0
I1
I2

1
= xP = x0 + x2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (1)ω0 C P

Z=⎤⎡⎢⎢⎢1 − j x0 x1 + x1 x2 + x2 x0 ⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎢x0 + x2
A = ⎢⎢⎢⎣⎥⎦
01

以上をまとめると，一次側に (3) 式で決まる直列コンデン175

サを，二次側に (1) 式で決まる並列コンデンサを付加すれは (8) 式で表されるので，(8) 式の R と X  を用いて一次側

ば，巻線抵抗と鉄損を無視した場合，電源周波数において，

並列コンデンサの値 CP1 を (9) 式の値とすれば，インピーダ（ 1 ） 給電トランス部の等価回路は理想トランスとなる，

ンス Z = V1 /I1 は (10) 式となり虚数部が無くなる。しかし（ 2 ） 巻数比 a は，励磁リアクタンスと二次漏れリアク(9) 式から明らかなように，並列コンデンサの値 CP1 は負荷
R に依存し，R を変えると CP1 の値も変える必要がある。
2x0x0 x1 + x1 x2 + x2 x0

Z =
R+ j
= R + jX 
x0 + x2
x0 + x2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (8)21R= x p1 =  + X  · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (9)
ω0CP1
X


2
2
x0 x1 + x1 x2 + x2 x0 1
x0R+Z=
x0 + x2
x0
R· · · · · · · · · · · · · · · · · · (10)タンスだけで決まり，負荷に依らない，（ 3 ） 直列および並列コンデンサの値はトランスのリア
クタンス値だけで決まり負荷に依らない，（ 4 ） 定電圧源／定電流源で駆動すれば，二次側も定電
圧特性／定電流特性となる，（ 5 ） 抵抗負荷の値を変えても一次側力率は常に 1 となる，（ 6 ） 効率と力率の改善の見通しを得やすい，などの良好な特性が得られることが分かる。
〈3・4〉 一次側並列コンデンサの場合

図 5 のように一次側が直列コンデンサの場合と並列コンデンサの場合

一次側に並列コンデンサを設置し，共振形コンバータを用いとを図 6 のベクトル図で比較すると，直列コンデンサの場合て正弦波電圧を印加する方式が有名であり実用化されてい。この方式でも入力力率を 1 にできる。図 5 でトラン

は一次と二次の電圧と電流がすべて同じ位相となり，入力電スの一次側から見た負荷 R を含むインピーダンス Z  = V1 /I1流 I1 に対する励磁電流 I0 の大きさも並列コンデンサの場合

る(1) (2)に比べ小さいことがわかる。なおトランス定数は〈4・1〉節のコイル中央巻の値をもとに抵抗は 0， x0 : x2 = 1 : 2，

V1 = 50 V，R = 100 Ω として計算した。
4.

実験結果

〈4・1〉 実験回路

図 1 の回路で実験を行った。高周

波電源には電圧形方形波インバータを用い，出力周波数 f0
は 10 kHz とした。図 2 に示す給電トランスは，フェライトコア（TDK PE22 UU120 × 160 × 20 2 段）とリッツ線

図 5 一次側並列コンデンサの等価回路
Fig. 5.

（0.25 mmφ × 24

Parallel capacitor at primary winding.

2 並列）を使用し，巻数は n1 = n2 = 50と一次二次同じ巻数とし，漏れインダクタンスによる特性変化を調べるため (a)，(b)2 種類用意した。負荷は 10〜200 Ωの抵抗負荷とした。
表 1 に図 2 に示したトランスの定数測定結果を示す。なおトランス定数は LCR メータで 10 kHZ で測定した。一次
側から二次開放時と短絡時，および二次側から一次開放時と短絡時の R と L を測定し，計算で導出した。
表 1 トランス定数
Table 1. Parameters of transformer.

(a) Series capacitor at primary winding(b) Parallel capacitor at primary winding

図6

ベクトル図

Fig. 6.

Vector diagram.
176

IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2, 2007

直並列コンデンサを用いた非接触給電

一次側の直列コンデンサ CS と二次側の並列コンデンサ

中央巻トランスでの実験結果を記す。

CP の値はそれぞれ (3) 式と (1) 式から計算し，実際に実験に用いたコンデンサの値を表 1 に記した。各コンデンサの内部抵抗は高周波用のため約 0.01 Ω（at 10 kHz）と小さい。
例えばコイル中央巻でギャップ長 10 mm の場合，10 kHz
で，x1 = 42.8 Ω，x2 = 45.1 Ω，x0 = 21.9 Ω，r1 = 0.127 Ω，
r2 = 0.167 Ω，r0 = 0 Ω となり，抵抗分は対応するリアクタ
ンス分に比べ十分小さい。これより〈3・1〉節の簡略等価回〈4・2〉 基本特性

図 1 の回路でコイル中央巻トランスを用いギャップ長 10 mm，負荷抵抗を 100 Ω とした場合の電圧電流波形を図 7 に，電圧電流値を表 2 の 10 mm-100 Ωの列に示す。カッコ内は図 3 と表 1 から求めた計算値である。
表 2 の実験結果は計算値とよく一致している。図 7 を見れば一次，二次の電圧と電流の位相はほぼ一致しており，理路が適用可能であることがわかる。

論どおりである。図 6 のベクトル図とも適合している。一結合係数 k の値をみれば，コイルをコア端部に巻くこと

次側の直列コンデンサの出力電圧 V1 ’ はピークで 200 V を（端巻）で漏れ磁束が大きく減少することが分かる。非接触

超えており，V1 の変化時に電圧ジャンプが見られる。

給電は結合係数が小さい場合が多いので，本章ではコイル〈4・3〉 負荷変動特性

入力電圧 V1 を一定にして，負荷抵抗を 50 Ω，100 Ω，200 Ω と変えた場合の出力電圧 V2の変化を調べた。実験結果を図 8 と表 2 に示す。負荷抵抗が小さくなると電流が増加し，巻線抵抗による電圧降下の影響が増すが，出力電圧 V2 は概ね一定であり，理論どおりの定電圧特性を示している。インバータ出力から抵抗負荷までの効率も 93%以上が維持されている。抵抗値が変わっても電圧と電流の位相は変化せず，一次側力率もほぼ 1 である。
〈4・4〉 ギャップ長 20 mm の特性

20 mm に拡大したときの特性を図 9 と表 1，表 2 に示す。
表 1 より結合係数 k は 10 mm のときの 0.332 から 0.220 に低下しているが，効率は 92%が得られている。結合係数の

図 7 電圧電流波形（中央巻 10 mm，R = 100 Ω）
Fig. 7. Voltage and current waveforms.

表2

ギャップ長を

実験結果

Table 2. Experiment results (center winding).

図 9 電圧電流波形（中央巻 20 mm，R = 100 Ω）
Fig. 9.

(a) R = 50 Ω

Voltage and current waveforms.

(b) R = 100 Ω

図 8 負荷抵抗を変化させたときの特性
Fig. 8. Characteristics with resistance-load change.
電学論 D，127 巻 2 号，2007 年

177(c) R = 200 Ω

低下と共に二次電圧 V2 は (7) 式のとおり，上昇することが

図 10 の回路では共振周波数の正弦波電源で駆動すれば確認できる。従って供給電力も (7) 式の 1/a の二乗にほぼ期待の特性が得られる可能性があるが，本論文提案の図 4

比例して増大している。

の回路のほうがシステム全体が簡単になると思われる。

今回はギャップ長毎に最適なコンデンサ値を選んだ。ギ〈5・2〉 抵抗負荷の値による特性変化

ャップ変動が大きい場合には，トランス定数変化（共振特性の変化）が小さいトランス形状を工夫する必要がある (6) 。

5.

考コイル中央巻のトランスの次にコイル端巻のトランスで実験を行ったと
ころ，図 4 の回路でも Z の周波数特性が重要であることがわかった。コイル端巻での Z の周波数特性を図 12 に示す。

察

負荷抵抗 R = 100 Ω では図 12(a) のように |Z| に谷が 2 つ〈3・3〉節にが生じ，方形波インバータで駆動した場合，図 13(a) のよう

おいて一次電流と二次電流の値を負に変えても (6) 式は成に電流波形 I1 が正弦波にならない。負荷抵抗を R = 10 Ω〈5・1〉 一次側と二次側を入れかえた場合立することから，図 10 に示すように一次側を並列コンデまで下げると，図 12(b) の特性および図 13(b) の波形とな

ンサ，二次側を直列コンデンサとしても同じような理想変り問題はなくなる。
ギャップ長 10 mm の端巻コイルで負荷抵抗を 10〜100 Ω

圧器特性が得られることが分かる。
コンデンサ CP1 と CS2 を (11)(12) 式の値とすれば，(13)と変えた場合の特性を表 3 に示す。

式の理想変圧器特性が得られることが分かる。

図 1 のように一次側に直列共振コンデンサ，二次側に並列共振コンデンサを用いた場合に，|Z| の周波数特性が図 12(b)1= xP1 = x0 + x1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (11)ω0CP1
1x0 x1 + x1 x2 + x2 x0= xS2 =
· · · · · · · · · · · (12)ω0CS2x0 + x1
1
x0 + x1· · · · · · · · · · (13)V1 = a V2 I1 =  I2 a =ax0のように谷が一つになり，方形波電圧の低次高調波に起因する高調波電流が流れにくくなる負荷抵抗 R の条件を求めよう。
図 4 の簡略等価回路で，Z の周波数特性を ZAB （直列コンデンサ Cs と一次漏れインピーダンス l1 の AB 部分）と Z0 （CDE 部分 + 負荷）の 2 つに分けて考えれば，

しかし，インバータ電源から見た負荷側のインピーダン
ス Z = V1 /I1 の周波数特性に注意しなければならない。

ZAB = 1/sCS + sl1 で |ZAB | の周波数特性は V 字形になり山は現れないため，|Z0 | の周波数特性が電源周波数 f0 付近に

図 11 は，図 4 と図 10 の回路に r1 ，r2 ，r0 を追加し
Z = V1 /I1 の周波数特性を比較したものである。図 4 の回路は共振周波数でインピーダンスが小さくなり（図 11(a)），
共振周波数の電流が主に流れることが分かるが，図 10 の回路は逆の特性（図 11(b)）のため大きな高調波電流が流れる。

(a) R = 100 Ω(b) R = 10 Ω

図 12 Z の周波数特性（端巻）Fig. 12. Frequency characteristics of Z.

図 10 一次並列二次直列コンデンサの等価回路
Fig. 10. Equivalent circuit with parallel and seriescapacitors.

(a) Series and parallel capacitors

表 3 端巻トランスの実験結果
Table 3. Experiment results (core end winding).

(b) Parallel and series capacitors

図 11 Z の周波数特性（中央巻）
Fig. 11. Frequency characteristics of Z.
178

IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2, 2007

直並列コンデンサを用いた非接触給電(a) R = 100 Ω(b) R = 10 Ω

図 13 電圧電流波形（端巻 10 mm）
Fig. 13. Voltage and current waveforms.



l0 2
1
s+ 1+
ω
CP R
l2 0
l0 l2
· · · · · (15)Z0 =1l0 + l2s + ω20s2 +CP Rl0 l2 (s − z1 )(s − z2 )(s − z3 )· · · · · · · · · · · · (16)=l0 + l2(s − p1 )(s − p2 )s s2 +

Z0 は (15) 式で表され，極と零点の配置は図 15 のようになる。(16) 式の分母 (s − pi ) や，分子 (s − zi ) は s = jω と極
pi ，零点 z j を結ぶ複素ベクトルであるため，極と零点の位置から周波数特性にピークが現れる条件を求めることができ

図 14 Z0 の周波数特性る。負荷抵抗 R が大きくなると極と零点は虚軸上の ±ω0 ，√±ω0 1 + l0 /l2 に近づくので，図 15 で 距離 A > 距離 B となる負荷抵抗であれば，これらの極や零点と s = jω を結ぶ
複素ベクトルは相殺し，|Z0 | の周波数特性はピークを持たFig. 14. Frequency chracteristics of Z0 .

ないと考えられる。従って，

1>
2C p R
l0 +l2
1+l0 /l2 −1 ×ω0 , R < π f0 √1+l0 /l2 −1· · · · · · · · · · · · · · · · · · (17)が得られる。表 1 のコイル中央巻コイルとコイル端巻について，ギャップ長 10 mm の場合の最大負荷抵抗を (16) 式より求めるとそれぞれ 153 Ω と 20 Ω となる。一次電流波形
を正弦波にする条件が R < 20 Ω であることは，図 13(a)(b)の実験結果と一致しており，(17) 式の有効性を示している。
〈5・3〉 給電効率向上策

本論文で提案した図 1 の回路で，(1)(3) 式の値のコンデンサを用いれば，〈4・4〉節の図 15 Z0 の極，零点配置

ように漏れ磁束が大きく結合係数が小さい場合でも，漏れFig. 15. Poles and zeros of Z0 .

リアクタンスはコンデンサで補償され，高い効率が得られる。しかし漏れ磁束が大きい場合，近くに導体があるとそ山（ピーク）を持たないようにすれば良いことが分かる。

こに誘導電流が流れ，効率が低下することに注意しなけれ

図 12(a) の周波数特性を ZAB と Z0 に分けて示したのがばならない。損失の小さい磁気シールドあるいは漏れ磁束

図 14 である。Cs と l1 の共振周波数は，(14) 式より電源周の少ない磁気回路を用いて誘導による損失を抑えることが波数 f0 より少し大きくなる。

重要である。またリッツ線や低損失のコンデンサの採用により効率が向上することは言うまでもない。

1x0 x1 + x1 x2 + x2 x0= xS =
ω0 C Sx0 + x2
x2 x0= x1 +· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (14)x0 + x2
電学論 D，127 巻 2 号，2007 年

6.

む す び

本論文では給電トランスの一次側に直列共振コンデンサ
179

を接続し，二次側に並列共振コンデンサを接続し，これら付を適切な値にすると，共振周波数において給電部の等価回路が極めて簡単になり，巻線抵抗や鉄損を無視すると巻線(2) 式の導出
図 4 の D と E の部分のインピーダンス ZDE は，
1.

比が励磁リアクタンスと漏れリアクタンスで決まる理想変圧器と等価になることを示した。これはトランス一般に成− jRx px2 x p − jR(x p − x2 )=R − jx p
R − jx p
x2 x p − jRx0=
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (付 1)
R − jx p

ZDE = jx2 +り立つことであるが，非接触給電に適用すれば，特性解析が簡単になるだけでなく，定電圧源で駆動すれば二次電圧も負荷に依らず定電圧となり，抵抗負荷であればその値が変わっても一次側力率は常に 1 であるなどの良好な特性が∴得られる。このことを実験によっても確認した。
また周波数特性から一次二次逆構成の場合の特性および方形波電源で駆動した場合に一次電流波形が正弦波となる
負荷抵抗の最大値の求め方を示した。

∴

非接触給電では二次側出力を直流に変換する場合が多く，
また移動型では二次側が複数の場合が多い。これらへの対応は今後の課題であるが，直流に変換する場合は抵抗負荷と等価になる高力率コンバータも検討すべきであり，本論
文の直列および並列共振コンデンサ方式は二次側が複数の(6) 式の B，C，D，E
⎤
⎡
⎤
⎡
⎢⎢⎢ 1
0⎥⎥⎥
⎢⎢⎢1 jx1 ⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥ C = ⎢⎢⎢⎢ 1
B = ⎢⎢⎣
⎥
⎢⎣− j
1⎥⎦
0 1 ⎦
x0
⎤
⎡
⎤
⎡
⎢⎢⎢
1
0⎥⎥⎥
⎢⎢⎢1 jx2 ⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥⎥ E = ⎢⎢⎢⎢⎢
D = ⎢⎢⎣⎥⎥⎢⎣ j 10 1 ⎦
1⎥⎦x0 + x2· · · · · · · · · · · · · · · · · (付 3)藤田

本研究の実験で多大なご協力を頂いた大学院生の及川康史氏に感謝いたします。
（平成 18 年 3 月 27 日受付，平成 18 年 10 月 3 日再受付）

献（ 1 ） A.W. Green and J.T. Boys: “10 kHz inductively coupled power transfer—concept and control”, IEE Power electronics and variable speed drives conference, PEVD, No.399, pp.694–699 (1994)（ 2 ） J.T. Boys, G.A. Covic, and A.W. Green: “Stability and control of inductively
coupled power transfer systems”, Proc. IEE Elect. Power Appl., Vol.147,
No.1 pp.37–43 (2000)（ 3 ） K.W. Klontz, D.M. Divan, D.W. Novotny, and R.D. Lorenz: “Contactless
power delivery system for mining applications”, IEEE Trans. IA, Vol.31,
No.1, pp.27–35 (1995)（ 4 ） D.A.G. Pedder, A.D. Brown, and J.A. Skinner: “A contactless electrical energy transmission system”, IEEE Trans. IA, Vol.46, No.1, pp.23–30 (1999)（ 5 ） H. Irie, N. Minami, H. Minami, and H. Kitayoshi: “Non-contact energy
transfer system using immittance converter”, T. IEE Japan, Vol.120-D,
No.6, pp.789–794 (2000-6) (in Japanese)
入江寿一・南 信之・南 秀明・北吉晴芳：「イミタンス変換器を用, 電学論 D, 120, 6, pp.789–794 (2000-6)
いた非接触給電装置」（ 6 ） H. Ayano, H. Nagase, H. Inaba: “Highly eﬃcient contactless electricalenergy transmission system”, IEEJ Trans. IA, Vol.123, No.3, pp.263–270(2003-3) (in Japanese)
綾野秀樹・長瀬 博・稲葉博美：「高効率非接触給電装置の検討」,電学論 D, 123, 3, pp.263–270 (2003-3)（ 7 ） T. Yumura, M. Iwata, A. Kuwata, and H. Araki: “Basic study of roped
double-car elevator system”, JSME[No.01-58], Elevator and Amusement
Rides Conference, pp.21–24 (2002) (in Japanese)
湯村 敬・岩田雅史・桑田朗子・荒木 宏：「ロープ式ダブルカーエ, 日本機械学会 [No.01-58], 昇降機・遊戯
レベーターの基礎技術開発」
施設等の最近の技術進歩技術講演会講演論文集, pp.21–24 (2002)（ 8 ） H. Abe, H. Sakamoto, and K. Harada: “A novel of output voltage stabilization with respect to load current variation in the non-contact energy transfer”, IEEJ Trans. IA, Vol.123, No.11, pp.1285–1294 (2003-11) (in Japanese)
安部秀明・坂本 浩・原田耕介：「負荷電流変化に対応した非接触給, 電学論 D, 123, 11, pp.1285–1294 (2003-11)
電出力電圧の安定化法」

Rx2 + jx0 x2 x p
jx0 ZDE= 0
jx0 + ZDE
(x0 + x2 )x p

2
x0
x0 x2
=
R+ j
x0 + x2
x0 + x2
Z = Z0 + j(x1 − x s )


2

x2 x0
x0
R+ j
+ x1 − x s=x0 + x2
x0 + x2· · · · · · · · · · · · · · · · · (付 2)
Z0 =

2.

場合へも拡張可能と考えられる。

文

録

敏

博 （非会員） 1982 年 1 月 15 日生。2004 年 3 月埼玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。2006
年 3 月同大学大学院理工学研究科修士課程電気電子システム工学専攻修了。同年デンソー（株）
入社。

金

子

裕

良 （正員） 1965 年 6 月 22 日生。1987 年 3 月埼玉大学工学部電気工学科卒業。1989 年 3 月同大学
大学院修士課程修了。同年新日本製鐵（株）入社。

1990 年 4 月埼玉大学工学部助手。1995 年 2 月同大学総合情報処理センター講師。2000 年 4 月工学部講師。現在電気機器の制御および産業ロボッ
トの知的情報処理・制御の研究に従事。工学博士。
計測自動制御学会，溶接学会各会員。

阿部

茂 （正員） 1949 年 3 月 29 日生。1971 年 6 月東京大学工学部電子工学科卒業。1976 年同大大学院博士課程修了。工学博士。同年三菱電機（株）入社。
中央研究所，産業システム研究所で電力系統，オ
ブジェクト指向，計算幾何応用のシステム研究開発に従事。1997 年同社稲沢製作所エレベーター
開発部長。2001 年ビルシステム事業本部技師長。

2004 年 4 月埼玉大学工学部教授，1985 年電気学会論文賞受賞。IEEE，電子情報通信学会，情報処理学会各会員。

180

IEEJ Trans. IA, Vol.127, No.2, 2007