平成 25 年電気学会産業応用部門大会

4-6

電気自動車非接触給電用インバータの容量性負荷対策
学生員

松村剛之＊

正員

金子裕良

正員

阿部茂

An Operating Method of Inverter with Capacitive Load in Wireless Chargerfor Electric Vehicles
Tsuyoshi Matsumura＊, Student Member, Yasuyoshi Kaneko, Member, Shigeru Abe, Member
In the wireless power transfer system characteristics of inverter load are changed with the gap length. Since full bride inverter
is not able to work with capacitive load, battery could have not been charged when inverter load became capacitive because of theshort gap length. This paper presents an operating method of inverter with capacitive load in wireless charger for electricvehicles.
キーワード：非接触給電システム，容量性負荷, 力率, 効率
Keywords：Wireless power transfer system, Capacitive load, Power factor, Efficiency

1. はじめに
近年環境への配慮や石油価格の高騰により，プラグインハイブリッド自動車(PHV)や電気自動車(EV)の普及が進んでいる，現在これらの自動車の給電方式はケーブルとコネクタで給電を行うコネクタ方式が一般的であるが，安全性や利便性を考えると，将来は非接触給電方式(1)~(3)が有望である。
電気自動車用非接触給電システムでは，地上の給電トラ
図１ンスと車載の受電トランス間のギャップ長変動が避けられない。我々は一次直列二次並列コンデンサ公式（SP 方式）

非接触給電システム

Fig.1.

Contactless power transfer system

図2

インバータ負荷詳細等価回路を用いることで標準ギャップ長でのインバータ出力部での力率を 1 としてきた。しかしギャップ長の変動が起きると，トランス間の結合係数が変化するためインバータ出力部のインピーダンス中のリアクタンス成分が変化する。このためギャップ長が大きくなると誘導性負荷，小さくなると容量性負荷となる。
インバータの特性として負荷が容量性の状態で運転した場合にスイッチング素子が破壊する恐れがある。インバー
タによっては容量性になると動作を停止する保護回路が内蔵されている。そのため非接触給電特有の問題として，イFig.2.

Detailed equivalent circuit

ンバータ出力部のインピーダンスが容量性負荷となると給しかし，この対策では標準ギャップにおいて対策前と比電を行うことができない問題がある。(4)
この問題に対し我々は直列コンデンサの値で対策を行ってきた。これは SP 方式における直列コンデンサ Cs およびべ効率が低下してしまうため，標準ギャップにおいても効率低下の少ない容量性負荷対策が求められていた。

並列コンデンサ Cp の値を想定される最小ギャップ長で最適

本論文ではインバータ出力部に並列にインダクタを接続な値に設定することにより，インバータからみた負荷が常する対策を提案する。標準ギャップ時に効率が低下するこに誘導性負荷になる対策である。なお Cp はギャップ長によとなく，容量性負荷接続時にも給電が可能となる。ってほとんど変化しないので，主に Cs の値が変わる。

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2. 非接触給電システム

Z IN = R IN + jX IN〈2･1〉 一次直列二次並列コンデンサ方式(x 0 x P ) R L.....................(7)(x P x P 2 ) + {R L (x P 2 − x P )}2
jx {x 2 x x − R2 (x − x )( x − x )}′ − jx′S
X IN = 0 P 2 P 2 2 L P 2 P 2 2 P + jx12
(8)(xP xP 2 ) + {RL (xP 2 − xP )}図 1 に一R IN =次直列二次並列コンデンサ方式（SP 方式）の非接触給電システム(2)の構成を示す。高周波電源にはフルブリッジインバータを用い，二次側整流器は全波整流回路を用いた。図 2に給電トランスを T 型等価回路で表し，トランスの一次側に直列コンデンサ CS を，二次側に並列コンデンサ CP を接続し，整流器と抵抗負荷を等価抵抗で置き換えた RL を接続した詳細等価回路を示す。これは図 1 に示した非接触給電システムにおけるインバータ負荷を表わす。
x0'は主磁束, x1', x2 は一次側，二次側の漏れリアクタンスであり，これらの値はギャップ長により変動する。なお，巻数比を a=N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換算し'（ダッシュ）をつけて表す。電源周波数において x0', x1', x2 に比べ r0',r1', r2 は十分小さいので r0', r1', r2 は省略して解析を進める。

.……………………………….......(6)22xS'は(3)式の値で一定であるため，ギャップ長変動によりx12', xP2 の値が変動すると式(8)で示されるリアクタンス成分
XIN の値が変動する。例としてギャップ長 100mm でのリアクタンス成分と共振する値にコンデンサを決定し，周波数を 50kHz とした場合のギャップ長変動による ZIN の変化の様子を表 1 に示す。ZIN= VIN/IIN であるため(8)式において XINが負の場合 VIN に対し IIN の位相が進みインバータ負荷部の特性は容量性負荷となる。反対に XIN が正の場合 VIN に対しIIN の位相が遅れ，誘導性負荷となる。

二次側並列コンデンサ CP の値は電源周波数 f0 において，3. 従来の対策における課題

励磁リアクタンス x'0 と漏れリアクタンス x2 との和と共振をとるように(1)式の値に定める。

1ω0C P

従来は CS，CP の値を想定できる最小ギャップでのリアクタンス成分と共振する値 CSm，CPm に設計することで小ギャ= x P = x 0′ + x 2 ...................................................... (1)

ップ時の給電を可能としてきた。

一次側直列コンデンサ CS の容量性リアクタンスを-xS とす
れば，インバータ負荷部のインピーダンス ZIN (=VIN/IIN）は式(2)のように表すことができる。これより一次側直列コンデンサの値を一次側力率が 1 となるように式(3)の値にすることで，インピーダンスは式(4)となる。このとき V'IN と V2，
I'IN と IL の関係は式(5)で表され巻数比 b の理想変圧器と等価であることが分かる（5）。

そのため給電電力が一定の場合，効率が低下すると考えられる。
これを確認するために給電実験を行った。このときの給電条件を表 2 に，効率を図 3 に示す。ここで CS，CP は標準ギャップ（=150mm）でのリアクタンス成分と共振する値であり。CSm，CPm はギャップ長 80mm でのリアクタンス成分2⎛ x 0′ ⎞x 'x⎟⎟ R + j ( 0 2 + x1 '− x S ' ).......(2)Z IN = ⎜⎜x 0 '+ x 2⎝ x 0′ + x 2 ⎠x′ x
1= x S′ = x1′ + 0 2…………………..….(3)ω 0 C S′x 0′ + x 2と共振する値とした。
本実験では標準ギャップにおいて CS，CP を用いた場合と比べて総合効率が 1.4%低下した。これより高効率での給電が求められる非接触給電の容量性負荷対策としては，この手法は有効でないと考えられる。

2⎛ x' ⎞Z IN = ⎜⎜ 0 ⎟⎟ RL⎝ x0 '+ x2 ⎠

非接触給電では動作周波数が高く，コンデンサの共振がずれた場合にインバータ出力部の力率が大きく変化する。

....................................................…….(4)′ = IL /b , b =VIN′ = bV2 , I IN

x 0′x 0′ + x 2

4. 並列インダクタによる対策.......(5)このように標準ギャップ長におけるリアクタンスの値を測定し式(1)，(3)よりコンデンサの値を決定することで，インピーダンス負荷でのリアクタンス成分を消去することがで3 章での検討より，小ギャップ時での動作を補償しつつ，標準ギャップ時に高効率で給電を行うためには，対策の前後で標準ギャップにおけるインバータ出力部の力率の変化を抑える必要がある。これより次に示す並列インダクタ挿き高効率，高力率での給電が可能である。
〈2･2〉 インバータ負荷特性の変化

二次側のコイルは車載されるため，自動車の積載量やタイヤの空気圧等によ

表１

各ギャップ長における ZIN

Table 1.

ZIN of each gap length

りギャップ長は変動する。ここでギャップ長が変動した場
合の主磁束，一次側，二次側の漏れリアクタンスを新たにx02', x12', x22 とする。インバータ負荷のインピーダンスを式(6)のように表わすと，レジスタンス成分 RIN，リアクタンス成分 XIN はそれぞれ式(7)，式(8)で表す事が出来る。ここでは簡単化のため x02'+x22= xP2 とした。

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表２
Table 2.

100

給電条件

Conditions of the experimentsηINV(Csm,Cpm)

ηINV(Cs,Cp)η[%]

95 ηTR(Csm,Cpm)
90

表3ηTR(Cs,Cp)

図5

並列インダクタ挿入回路

Fig.5.

Efficiency of each gap length

各対策における φ と力率（標準ギャップ時）

Table 3.

φ and Power factor of each measuresηALL(Csm,Cpm)
ηALL(Cs,Cp)

858050図3100150gap[mm]200ことが出来る。これより標準ギャップからずれた際の b の値を b'とすると，補償すべき電流量 IPM は標準ギャップでのIIN を用いて式 (10)のように表わすことが出来る。ここで IPM

各ギャップ長での効率(コンデンサによる対策)
Fig.3.

は IP の波高値を示す。

Efficiency of each gap length(CSm ,CPm)

また IPM は V =L×di /dt より式(11)となる。これら二つの式より LP の値を式(12)のように b と φ の関数として表わす入方式を提案する。
この方法はインバータ出力部ことが出来る。(12)式の右辺は VIN 反転時の I1 と IP の大きさに並列にインダクタを挿入することでインバータから見たが等しくなる LP の値を示している。この式を用いて各ギャ負荷を誘導性負荷とし運転を可能にするとともに，標準ギップでの LP を計算すると最小となる値は 174μH であった。

ャップにおいても効率の低下がなく給電が可能な方法であインダクタンス LP の値が小さいと IP の振幅は大きくなるたる。図 5 に並列インダクタ LP 挿入時の回路を示す。

め，補償出来る電流量は大きくなる。しかし IP はコイル巻〈4･1〉 補償方法の概要〈4･2〉 挿入するインダクタの値の検討

図 5 におけるLP の値について検討を行う。これを考える前提として，短線での損失に影響を与えるため，LP は 174μH に，マージンをもった値に決定するのが有効である。
LP の損失については後述するが，IP は小さく，LP を挿ギャップ時にコイルを挿入した場合には図 7 に示すように
I1 が VIN の符号よりも先に反転し，逆方向に電流が流れる。

入することでの損失は十分小さいと考えられる。

ここで容量性負荷状態になるのを防止するためには I1 が反〈4･3〉 従来の対策との力率比較

転してから VIN が反転するまでの間，常に I1 の絶対値よりもする並列インダクタによる対策をとった場合の ZIN の位相大きな電流 IP をコイルに流す必要がある。

差 φ，力率 cosφ を式(4)，(7)，(8)を用いて算出し，結果を表標準ギャップからずれた際の ZIN の位相差 φ は式(9)で表す

φ = tan −1 (X)R

力率がほとんど変化していないため，効率の低下を防ぐことが可能であると考えられる。
実験回路を図 5 に変更し、再び表 2.……………...............(10)〈4･4〉 実験結果……………...............(11)

CP を用い，挿入した LP の値は 100μH とした。図 6 は挿入しの条件で給電実験を行った。このときコンデンサには CS，

1 b2
I PM =⋅ ⋅ V IN ⋅ tLP b

た LP であり，寸法は 40×70×70mm である。

2⎛ b2 ⎞
⎜ ⎟ V IN t
2 ⋅ I INM sin(ϕ ) ⎝ b ⎠13 にまとめる。
表 3 に示されるように今回の対策では標準ギャップでの.……………………………….......(9)2bI PM =I IN sin( ϕ )b2LP =

従来の対策法と提案..................(12)ギャップ長 80mm で給電を行った際の動作波形を図 7 に示す。インバータから電圧 VIN が出力されると並列インダク
タ LP には電流 IP が，一次側トランスには進み位相である電流 I1 が流れる。この時インバータ出力電流はこれら二つのIV - 101Ⓒ 2013 IEE Japan平成 25 年電気学会産業応用部門大会

4-6100ηINV(Cs,Cp)

ηINV(Lp)

95 η

ηTR(Cs,Cp)

η[%]

TR(Lp)

90

ηALL(Lp)
ηALL(Cs,Cp)

85図6並列インダクタ LP

Fig.6.

Parallel inductor LP

8050
図8100Efficiency of each gap length(CS,CP,LP)

300
VIN
I10IIN-10Table 4.

100

各対策時の効率と損失
ηALL and PLOSS of each measures

V[V]

IP0

表4200

10I[A]

200

各ギャップ長での効率(並列インダクタによる対策)
Fig.8.

20150
gap[mm]-100-200-200

10Time[μs]図720-300

インダクタ並列挿入時の電圧電流波形

Fig.7.

力率を大きく変化させることがないため，従来問題となっ

Wave forms of Inverter output and LPていた標準ギャップでの効率低下が発生せず，標準ギャッ電流の和 IIN となるためインバータは誘導性負荷が接続されプ時に従来手法よりも 1.1%高効率で給電が可能となった。

た時と同じ動作となり小ギャップでの給電が可能となって電気自動車非接触給電用インバータの容量性負荷に対する対策として，提案法が役立つことを期待したい。

いる。
図 8 に図 5 の回路における各部効率を示す。並列インダクタを挿入した場合図 1 の回路では給電不可能であったギ
ャップ長 150mm 以下の範囲での給電が可能であった。また

文

標準ギャップにおいて従来の手法よりも 1.1%効率が改善さ

献(１) 江原夏樹・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・井田和彦：「電気自動車用角型非接触給電トランス」，電気学会産業応用部門大会
講演論文集, 2-25, (2009)(２) 藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」,電学論 D,Vol.127,No.2, pp.174-180(2007)(３) 金子裕良・松下真也・及川康史・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率」, 電学論 D, Vol.128,
No.7, pp.919-925 (2008)(４) C.-Y. Huang, J. T. Boys and G. A. Covic : “Resonant Network Design
Considerations for Variable Coupling Lumped Coil Systems” ,IEEE
ECCE, pp.3841-3847 (2012)(５) 阿部茂・金子裕良:「非接触給電技術」,電学誌，Vol.128,No12,pp.796-799(2008)

れ，長ギャップ時にも効率の低下が見られなかった。
表 4 に標準ギャップ時における各対策での総合効率ηALLと総合損失（インバータ損失＋トランス損失＋整流器での損失）を示す。インダクタの巻線抵抗は 78.5mΩ と小さく，損失は 0.88W であった。この値は総合損失に比べ十分小さいため，インダクタの挿入による総合効率の低下は無視できる。

5. まとめ
本論文では電気自動車用非接触給電用インバータで問題とされてきた容量性負荷での運転を可能にする手法として，並列インダクタによる対策を提案した。
今回提案した手法では対策の前後でインバータ出力部の4IV - 102Ⓒ 2013 IEE Japan