VT－14－008

電気自動車用非接触給電のコンデンサ接続方式による電源容量・漏洩電界の比較
仲達崇一郎＊

金子裕良

阿部茂（埼玉大学）

Comparison of Voltage Source Capacity and Leakage Electric Field in the Capacitor Topology for A
Wireless Power Transfer System for EVs
Soichiro Nakadachi＊, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)

The wireless power transformer for EVs needs the capacitors to compensate for large leakage inductance.
There is the SS topology and the SP topology as the most common circuit topology. In this paper, the SS and SP
topology were compared with Voltage Source Capacity and Leakage Electric Field.
キーワード：非接触給電，コンデンサ方式，SP 方式，SS 方式，電気自動車(contactless power transfer, capacitor topology, SP topology, SS topology, electric vehicle)

1.

はじめに近年，環境問題や石油依存度の軽減という観点から電気自動車（EV）やプラグインハイブリット車（PHV）が注目され，実用化が進んでいる。現在，これらの自動車の充電方法はプラグとケーブルを用いるコンダクティブ方式が主流である。しかし，これに代わる充電方法として，利便性，安全性が高く，また保守も容易である非接触給電方式（図 1）が注目されている。
図 1 非接触給電システム（SP 方式）

電気自動車用の非接触給電では一次，二次巻線からなる

Fig.1.

非接触給電トランスが用いられる。一次巻線を所定の駐車

Wireless Power Transfer system

位置に，二次巻線を自動車に取り付け，両者間の電力伝送接触給電トランスをそれぞれ設計製作し，電源容量，漏洩を高周波磁界によって行う。

電界を中心に両方式の特性を比較した結果を報告する。

非接触給電トランスは一次，二次巻線間のギャップ長が大きい点が特徴である。このため通常のトランスに比べ結2.

合係数が非常に小さく，漏れインダクタンスが極めて大きコンデンサ方式による特性の相違

一次，二次コンデンサと抵抗負荷 RL を含む非接触給電トくなる。この漏れインダクタンスを補償するため，一次，ランスの詳細等価回路を図 2 に示す。ここでは一次側諸量二次それぞれの巻線にコンデンサが接続される。
最も一般的なコンデンサ方式として，一次巻線に直列，は巻数比 a=N1/N2 を用いて二次側の値に換算しダッシュを二次巻線に並列に接続する SP 方式と，両方とも直列に接続つけて表す。表 1 に，SP 方式と SS 方式のコンデンサの値，する SS 方式がある

入出力特性，負荷に対する効率の最大値，及び効率を最大(1)~(4)。これまで SP 方式，SS 方式におけにする最適負荷の値をまとめて示す。

る給電効率や入出力特性等の特性比較は数多く発表されている。しかし，それぞれのコンデンサ方式を採用した非接まず，SP 方式，SS 方式のコンデンサの値の決め方及び入触給電トランスが要求する電源容量や非接触給電トランス出力特性について述べる。ここでは電源周波数 f0(=ω0/2π)にの漏洩電界といった比較は十分になされていない。

おいて鉄損を表わす r'0 と巻線抵抗を表わす r'1，r2 がトランスのリアクタンス x'0(=ω0M/a)，x'1，x2 に比べ十分小さいと

本論文では，SP 方式，SS 方式に適した 85kHz，3kW の非2014/2/20©2014IEEJapan－37－次に各コンデンサ方式における理論効率について述べる。SP，SS 方式の効率 ηSP，ηSS は，鉄損を無視(r'0=0)すると下式のように抵抗負荷 RL の関数で表わすことができる。

(a) SP 2
RL I OUT
2 2  r2 I 22  RL I OUTr1I IN

 SS 2
RL I OUT2 2  r2  RL I OUT
r1I IN

SP topology(a)houRL  R  2 r1
RL  2  r2 1   L  xb  P  RL

R RL  r2  r1 L  x0 2

この時，効率を最大にする最適負荷が存在する。各コン
デンサ方式における効率の最大値 ηmaxSP，ηmaxSS と最適負荷の値 RLmaxSP ，RLmaxSS は，結合係数 k と各巻線の Q1,2(=ω0L1,2/r1,2)値を用いて，表 1 のように簡単な式で表すことが(b)

図2
Fig.2.

SS topology

できる。Q 値は巻線の性能を表わすパラメータである。

(b) hou 方式の等価回路
SP 方式、SS

最大効率は SP 方式の方がほんの少し低くなることが分か

Equivalent circuit of SP and SS topology

るが，非接触給電トランスでは k が非常に小さくなることを考慮し Q1k2/Q2<<1 とすれば，SS 方式と同じ式で表わすこと表1が出来る。一方，SP 方式の最適負荷は k に反比例するが，SP 方式、SS 方式の各種変数

Table 1.

SS 方式では k に比例する。この為，k=0.1~0.4 において同一

Variables of SP and SS topologyのトランスを用いた場合では RLmaxSP は RLmaxSS の 6~100 倍程

SP topology

SS topologyx x1
 x S  x1  0 2
 0 C Sx 0  x 2

度大きな値となる。従って SS 方式は充電電圧の低いバッテ

primarycapacitor1
  0 L1  xS  x0  x1
 0 CS1

リーの充電に適し，SP 方式は充電電圧の高いバッテリーのsecondarycapacitor1 0L2  xP  x0  x2
0CP1
 0L2  xS2  x0  x2
0CS2列コンデンサを分割することにより電圧の低いバッテリー

input-output
characteristic0  V OUT V ΙΝ   ab
 I    0 1 / ab   IIN  OUT  

 jx0 / a  VOUT VIN   0
 I    ja x0   I OUT 0 IN  r2Q2
k

R lmaxQ2Q1kr 2

充電に適していることが分かる。なお SP 方式は，二次側並にも対応できる(7)。

3.

〈3･1〉 3kW 非接触給電トランスの設計Q 1Q 21
η max

k Q1Q 21
12k Q1Q2SP，SS 方式の特性比較を行うため，各コンデンサ方式に適した非接触

123kW 非接触給電トランスの設計と給電実験給電トランスを設計，製作した。製作したトランスの仕様
Q1 1 k 2Q2


Q1 2k  1Q2を表 2 に示す。

112非接触給電トランスの一次（二次）巻線に並列にコンデk Q1Q2ンサを接続すると，入力（出力）電圧が巻線電圧と等しくなるが，直列にコンデンサを接続した場合，巻線電圧が大幅に上昇する。今回は一次巻線電圧 V1 が 1200V 以下となる

して r'0=r'1=r2=0 と考える。なお，M は相互インダクタンス，ように SP 方式用トランス，SS 方式用トランスともに一次巻線を 14 ターンとした。

2L1(=a (x'1+x'0)/ ω0)，L2(=(x2+x'0)/ ω0)はそれぞれ一次，二次巻一方，二次巻線抵抗 r2 により最適負荷が大きく変化する線の自己インダクタンスである。
表 1 のように一次，二次コンデンサの値を決め，ため，二次巻線の巻数は給電電力と出力電圧仕様を考慮しb(=x'0/(x'0+x2))というパラメータを用いれば，SP 方式の入出て設計する。二次側巻数は SP 方式用トランスを 4 ターン，力特性は巻数比が ab で表わされる理想変圧器と等価にな

SS 方式用トランスを一次側と同じ 14 ターンとした。

る。b は一次，二次巻線のコアが同形状であれば結合係数 k製作した非接触給電トランスの定数を表 3 に示す。
〈3･2〉 標準状態における特性とほぼ等しい。SP 方式では定電圧入力の場合，二次側は定

図 3 に示す実験回路電圧出力となる(5)。一方 SS 方式の入出力特性はイミタンスを用いてギャップ長 150mm で，位置ずれ無しの状態（標準変換器と等価となり，定電圧入力の場合は定電流出力とな状態）で 3kW 給電実験を行った。結果を図 4，表 4 に示す。

る(6)。この入出力特性の相違が SP 方式，SS 方式の特徴の一図 4 には各コンデンサ方式の非接触給電装置における入出力の電圧・電流波形を示した。SP 方式は入出力の位相がつである。

2014/2/20©2014IEEJapan－38－表 2 非接触給電トランスの設計目標
Table 2.

200V

VIN

200V

VIN

20A

IIN

20A

IIN

Design objectives of wirelesspower transformery
VOUT

200V

x

gap

core

IOUT

20A

H-shaped core
power

03kW

frequency

85kHz

gap

70~150mm

displacement

x±100mm

y±200mm

10Time [s]200

Table 4.

(b) SS topology

Experimental result at normal
position

表 3 非接触給電トランス定数

SP topology

Transformer parameters.
SS topology

Secondary 4T (15 parallel) 14T (4 parallel)

f 0 [kHz]

85

gap

150

k0.192

0.199

Q1 / Q2

449 / 406

460 / 480

r 1/r 2 [mΩ]Primary Capacitor(C S or C S1) [μF]
Secondary Capacitor(C P or C S2) [μF]
η max [%]
R Lmax [Ω]3000

P L [W]

14T (4 parallel)

SS topology
150

gap [mm]

Winding20

表 4 標準状態での 3kW 給電実験結果

150~250V

SP topology

10Time [s]図 4 標準状態における入出力波形
Fig. 4. Waveforms of experiment result at normal position.

output voltage

Primary

IOUT

20A(a) SP topology

input voltage

Table 3.

VOUT

200V

P IN [W]

3265

3246

P OUT [W]

3065

3071

V 2 [V]236710I 2 [A]

75.1

19.4

η TR [%]

93.9

94.6

R L [Ω]301085.8 / 7.55

81.7 / 77.4

0.0500.049た。
二次巻線電圧 V2 は SP 方式では 236V であったのに対し，0.614

0.050

SS 方式では 710V となった。このように SS 方式の二次巻線

97.497.9

電圧は SP 方式に比べ高くなるため注意が必要である。
一方，

15.57.3

二次巻線電流は SP 方式が 75.1A であったのに対し，SS 方式
では 19.4A となり，SP 方式の方が約 4 倍大きな電流が流れた。従って，SP 方式では二次巻線の銅損が大きくなり，SS方式では二次巻線の鉄損が大きくなることが予想される。
〈3･3〉 ギャップ長変動特性

位置ずれのない状態でギャップを 70~150mm の範囲で変化させたときの一次二次巻線電圧，インバータ出力電圧，非接触給電トランスの給電効率を図 5 に示す。SP 方式ではギャップ 80mm 以下，SS

図 3 実験回路
Fig. 3. Experimental circuit.

方式ではギャップ 70mm で直流安定化電源の出力電圧が，出力上限の 350V を超えた為 3kW 給電はできなかった。

一致しているのに対し，SS 方式では，出力が入力に対してSP 方式も SS 方式も一次巻線電圧 V1 は同様の特性を示し，90°遅相となった。これは SS 方式の入出力特性を示す F 行

ギャップが広がるにつれ上昇した。ギャップ 90mm で SP 方列からも確認できる。また，出力電圧波形 VOUT は SP 方式

式では 462V，SS 方式では 479V，ギャップ 150mm で SP 方

では正弦波，SS 方式では方形波となった。

式では 753V，SS 方式では 811V であった。

表 4 にトランスの給電効率 ηTR，接続した抵抗負荷 RL，二二次巻線電圧 V2 は給電電力を 3kW 一定とした為，ギャッ次巻線電圧 V2，二次巻線電流 I2 を示した。なお，RL は給電プ長変動によらず一定となり，SP 方式は 236V，SS 方式は実験において ηTR が最大となる負荷であり，表 3 で示した最適負荷 RLmax に比べ整流器の入出力電圧比分のずれがある。
給電効率は SP 方式では 93.9%，SS 方式では 94.6%となり710V であった。
給電効率は両方式とも同様の特性を示し，ギャップを90mm まで縮めると SP 方式では 95.5%，SS 方式では 96.5%

理論計算通り，わずかに SS 方式の効率が高くなったが，ほまで上昇した。

ぼ同等の効率である。二次側の特性に大きな相違が見られインバータ出力電圧 VIN も互いに同様の特性を示した。ギ2014/2/20©2014IEEJapan－39－表 5 トランスの状態と結合係数
Table 5. Condition of the transformer and coupling

100800600

coefficientTR SP

95

V2 SS

400 V1 SS
V
200 IN SS
0V1 SP

VIN SP

80

90150

V2 SP
100120gap [mm]8514070

V2 SS

600 TR SP
400 VIN SP

TR SS

0.195

10000.136

0.131

0200

0.130.126

000.398

0.412

50

VIN [V]

95

30200
IIN (3kW)

20IIN (500W) 10

00.1900.20.30.40k

V2 SP(a)VIN SS

40

VIN (500W)200000.193100

TR [%]

V1[V]，V2[V]

V1 SS

800

0300

100
V1 SP

SS (14:14)

0

VIN (3kW)

Fig 5. Experimental results with change in air gap.

1000

SP (14:4)

400

図 5 ギャップ長変動特性

1200kgap [mm] x [mm] y [mm]

IIN [A]

V1[V]，V2[V]1000

TR SSTR [%]

1200

SP topology

85100

50x [mm]

400(a) Change in forward direction (x direction)

50
VIN (3kW)

V1[V]，V2[V]

V1 SP
95
V2 SS

800

TR SP600

TR SS
90400 VIN SP

TR [%]

V1 SS

1000

30200
IIN (500W)
100

IIN (3kW)

00.1V2 SP

20000VIN [V]100
12000.20.320IIN [A]40300

10VIN (500W)
00.4kVIN SS50100y [mm]15085200(b)SS topology

図 7 インバータ出力電圧・電流(b) Change in lateral direction (y direction)

Fig 7. Inverter output voltage and current

図 6 位置ずれ特性を示した。一次巻線電圧 V1 は，位置ずれが大きくなるにつFig 6. Experimental results with change in x and y position.

れ上昇し，x=100mm 時に SP 方式では 1029V，SS 方式では
ャップ 90mm で SP 方式では 305V，SS 方式では 293V，ギ1189V，y=200mm 時に SP 方式では 1102V，SS 方式では 1168V

ャップ 150mm では SP 方式では 181V，SS 方式では 169V ととなった。給電効率は x=100mm 時に SP 方式で 88.6%，SSなった。

方式で 90.0%，y=200mm 時に SP 方式で 90.2%，SS 方式で〈3･4〉 位置ずれ特性90.4%であった。

ギャップ長を 150mm とし，表二次巻線電圧 V2 はいずれの位置ずれに対しても一定とな2 のように定めた x 方向，y 方向に位置ずれが生じた際の一り，SP 方式で 236V，SS 方式で 710V となった。

次二次巻線電圧，インバータ出力電圧，非接触給電トラン

インバータ出力電圧 VIN は位置ずれが大きくなるにつれスの給電効率を図 6 に示した。
給電効率，一次巻線電圧，インバータ出力電圧は，ギャて低下し，x=100mm 時に SP 方式で 118.3V，SS 方式で 121V，ップ長変動時と同じくコンデンサ方式に依らず同様の特性

y=200mm 時に SP 方式で 128V，SS 方式で 122V であった。
2014/2/20©2014IEEJapan－40－

E field intensity [dB V/m]

E field intensity [dB V/m]

150

SP topology
SS topology

100501050 100
frequency [kHz]

500

150

SP topology
SS topology

1005010(a) x direction

50 100frequency [kHz]500(b) y direction

図83m 地点での電界強度

Fig 8. Electric field intensity at 3m(a) x direction(b) y direction

図9基本波及び高調波の電界強度比較

Table 9. Comparison of electric field intensity of fundamental and harmonic components

4.

少し，給電電力の変化を考慮したインバータ出力電流は最インバータ容量の比較

大値が 30.7A，最小値が 3.7A であった。

2 章で述べたように SP 方式，SS 方式では入出力特性が異SS 方式も SP 方式と同様に結合係数の上昇に伴いインバなる。このため，インバータ電源に要求される特性が異なータ出力電圧 VIN は上昇し，出力電流が減少した。しかし，ることが予想される。今回は充電過程においてバッテリー給電電力を変化させた場合の特性は SP 方式と異なり，3kW電圧が変化しないと仮定して，SP，SS 方式で必要となる電から 500W にするとイミタンス変換器特性のため，インバー源容量について検討した。

タ出力電圧が低下した。ギャップ長変動，位置ずれ，給電

ここでは SP 方式，SS 方式において負荷電圧を一定に保電力の低下を考慮した場合のインバータ出力電圧の最大値った状態で 3kW 給電と 500W 給電を行った場合についてシは 362V，最小値は 31V となった。一方インバータ出力電流ミュレーションを行い，インバータ出力について調べた。の最大値は 32.3A，最小値は 9.2A であった。この結果 SS 方

図 7 に結果を示す。なお，負荷電圧は 3kW 最大効率給電時式の場合，SP 方式に比べより低い電圧を出力可能な電源をの負荷電圧とし，シミュレーションを行ったトランスの状用いる必要がある。またインバータ出力電圧が低下するこ態と各状態における結合係数を表 5 に示す。とからインバータの効率が低下することが予想される。

SP 方式は結合係数の上昇に伴い，インバータの出力電圧5.

VIN は上昇し，最小値は 110V，最大値は 374V であった。一漏洩電界方，出力電流は結合係数の増加に伴い減少した。また給電

非接触給電では給電時の漏洩電界が懸念されている。こ電力を 3kW から 500W に変更すると，さらに出力電流が減

こでは SP 方式，SS 方式の漏洩電界を標準状態の 3kW 給電
2014/2/20©2014IEEJapan－41－時に測定し，両方式の測定結果を比較する。参考として、界に差はなかったものの、最適負荷，二次電圧・電流，必誘導式調理器具のエミッション規格である CISPR11 の基準要とされる電源の出力範囲において相違があることが分かと比較した。なお，CISPR11 には磁界強度の限度値が示さった。実用化の上では、これらの特性を総合的に判断してれているため，今回はこれを電界の値に換算した。電界のコンデンサ方式を選択することが必要である。

測定には電波暗室を用いて，非接触給電トランスから 3m 離れた点での測定を行った。用いた電波暗室は全面電波吸収体 で あ り 、 測 定 器 は 直 径 60cm の ル ー プ ア ン テ ナ（ETS-LINDGREN 社製）である。
図 8 に両コンデンサ方式における x 方向，y 方向で漏洩電界の測定結果を示し，図 9 に 7 次高調波までの電界強度を文示した。漏洩電界は一次二次巻線に生じる起磁力の和（N1I1献－N2I2）に比例すると考えることができる(8)。標準状態での実験結果から基本波における|N1I1－N2I2|は SP 方式で 368A，SS 方式で 399A であり両方式による差はほぼ無いと予想されたが，実測結果も両方式の漏洩電界は同レベルとなった。
いずれのコンデンサ方式においても x 方向と y 方向での電界強度は同レベルとなった。参考として比較した誘導式調理器の基準値に対して，基本波で約 37dB 三次高調波で約35dB，五次高調波で約 27dB，七次高調波で約 20dB 程度上回る結果となった。基本波については、非接触充電用のエミッション規制値として適切な値の設定が望まれる。一方、高調波については、大幅な漏洩低減対策が必要である。

6.

まとめ

本論文では，85kHz，3kW 給電用に最適な SP 方式用トランス（巻数比 14:4）と SS 方式用トランス（巻数比 14:14）を新規に設計・試作し，両方式で必要とされる電源容量・電源特性の比較や漏洩電界の比較を行った。
ギャップ 150mm の標準状態での 3kW 給電実験では，給電効率は両者共に約 94%と相違はなかった。しかし，二次側の諸特性には大きな相違が見られた。

(１) Cong Zheng, Rui Chen, Eric Faraci, Zaka Ullah Zahid, Matthew
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前刷集 No.110-13(2013)

SP 方式では二次電流が 75.1A と大きくなり、SS 方式では二次電圧が 710V と高くなった。また両方式の最適負荷は，SP 方式が結合係数に反比例するのに対し SS 方式は結合係数に比例するため，SS 方式の最適負荷は SP 方式に比べ小さくなる。従って SS 方式は充電電圧の低いバッテリー，SP方式は充電電圧の高いバッテリーに適していると言える。
なお SP 方式はコンデンサ分割により電圧の低いバッテリーにも対応可能である。
電源容量について検討した所，両方式ともに結合係数により電圧電流の比率が変化するが，必要な電源容量に差は無く，いずれも 10kVA 程度であった。ただし充電の最終段階で給電電力を下げる場合，SS 方式では電源電圧を下げる必要があり、低電圧を出力可能なインバータを用いる必要がある。
漏洩電磁界については一次二次巻線に生じる起磁力の和（N1I1－N2I2）に比例すると考えると両方式による差は無く，実測でも同レベルとなり優劣は無かった。
以上のように SP 方式と SS 方式では電源容量や漏洩電磁
2014/2/20©2014IEEJapan－42－