SPC－07－29

直列および並列共振コンデンサを用いた移動型非接触給電システム
真也＊

松下
岩田

卓也

金子

裕良

及川 康史
阿部

茂（埼玉大学）Moving Pick-up Type Contactless Power Transfer System using Series and Parallel Resonant Capacitors
Shinya Matsushita＊, Yasuhumi Oikawa, Takuya Iwata, Yasuyosi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)
A moving pick-up type contactless power transfer system using series and parallel resonant capacitors is described. If the
primary series resonant capacitor and the secondary resonant capacitors are set proper values, the equivalent circuit of the system
becomes very simple at the resonant frequency. Ignoring the winding resistance and the core loss, the equivalent circuit is thesame as an ideal transformer. Therefore, the circuit analysis is easy, and if the input current is constant, the secondary pick-up coilcurrents are also constant. This paper describes the determination of the series and the parallel capacitor values, the derivation of
the equivalent circuit and the test results for the contactless power transfer system.
キーワード：非接触給電システム，等価回路，共振コンデンサ，インバータ, エレベータ(Contactless Power Transfer System, equivalent circuit, resonant capacitor, inverter, elevator)

ぼ理想トランスと等価になることを発表した(10)。しかし２

1. はじめに

次側受電部が１個の定位置型で負荷も抵抗負荷であったた

非接触給電は接点の不良、磨耗、火花がなく、クリーンルームなどの工場の搬送車で実用化されている(1)(2)。また、

将来のマルチカーエレベータでは不可欠の技術として研究(6)(7)

め、実用上重要な移動型の複数受電部への拡張、二次側交
流出力を直流に変換する方式の検討が残されていた。
本論文では、移動型複数受電部への拡張について述べる。

。非接触給電には給電線に沿って受電定位置型の場合と同様に、各受電部の二次側に並列共振コ部（ピックアップコイル）が移動する移動型(1)(2)(3)(5)(7)(9)と、ンデンサを、一次側の電源と給電線との間に直列共振コン

コア付きの一次巻線と二次巻線がほぼ定位置に置かれる定デンサを設置し、これらを適切な値にすると、二次側が抵位置型(4)(6)(8)(10)とがある。いずれも受電部のギャップ長が大抗負荷の場合、抵抗負荷の総和（直列和）に対して、理想

きく、低結合係数と大きな漏れインダクタンスの問題があトランスと同じ式が成り立つことを示す。各二次側電圧はり、電源周波数を 10kHz 以上にとり二次誘起電圧を上げ、接続された抵抗負荷の値で分圧される。このため定電圧源

漏れリアクタンスの補償のために共振コンデンサが用いらで駆動した場合、各抵抗負荷の値が等しい場合は、負荷のれている。

値に依らず各二次電圧は定電圧となるが、ある抵抗負荷のが進められている

筆者らは定位置型の非接触給電システムにおいて、トラ値だけが変化すると残りの抵抗負荷の電圧も分圧比に従っンスの二次側に並列共振コンデンサを、一次側に直列共振て変化する。しかし、抵抗負荷であるかぎり一次側力率はコンデンサを設置し、これらを適切な値にすると、共振周常に１となる。

波数においてコンデンサを含めたトランスの等価回路がほ

VDC
VAC

本文では複数受電部の場合の等価回路、並列および直列
コンデンサの値の決定法、抵抗負荷での実験結果などを示し、一次側直列・二次側並列共振コンデンサ方式が移動型

I1 CS

非接触給電システムに対しても有効であることを示す。

VIN

2. 移動型非接触給電システムの構成

CPCP

移動型非接触給電システムの構成を図１に示す。給電線V2V3は方形波インバータ電源で駆動し、電源と給電線との間に

RL2

RL3

直列コンデンサ CS を設置している。給電線に沿って移動可

図 1 移動型非接触給電システム
Fig. 1. Moving pick-up type contactless power transfer system.

能な受電部が複数個あり、みな同一仕様である。各受電部の端子には同じ値の並列コンデンサ CP を設置する。負荷は
1／6

CS
vIN

φ

φ12

φ2

CP

i1

φ13

v1

80
2900
38

28

160

10

20

φ3

i2

v2

RL3

図 3 ２受電部モデル

単位：mm

図 2 受電部

Fig. 3. Model of two pick-up coils system.

Fig. 2. Pick-up coils.

r1'

抵抗負荷とするが、各受電部の負荷電力に応じて抵抗の値

jx2

jx1'

r2

I1'

を変える。

I2
V2

jx'02

方形波インバータの周波数は CS や CP の値を小さくする
ため 20kHz とした。給電線には長さ 2.9m のリッツ線（φ0.25mm×24×16）を用いた。受電部は E 字断面で長さ 160mm

i3

v3
RL2

10

CP

jx3

V1 '

r3
I3

のフェライトコア（TDK PE22 EE80×76×20）にリッツ線（φjx'03

0.25mm×24×2）を 6 ターン巻いたものを使用した。受電部

1 V3を図２に示す。

3. 等価回路〈3･1〉

移動型の等価回路移動型では一般に複数個の受電部に電力を供給する。本論文では図３のように受電部が２個のモデルで考えるが、これを m 個に拡張するのは容易である。
一次給電線の諸量は添え字 1 で、二つの二次受電部の諸量は添え字 2 と 3 で表すことにすると、図３でコンデンサ
や抵抗負荷を除いた回路の方程式は(1)式で表される。

di
di1
di
+ M 12 2 + M 13 3 + r1i1
dt
dt
dt
di
di
v 2 = L2 2 + M 12 1 + r2 i 2......(1)
dt
dt
di
di
v 3 = L3 3 + M 13 1 + r3 i3dtdt
v1 = L1

ここで vj, ij, Lj, rj は各巻線(j=1,2,3)の瞬時電圧、瞬時電流、
自己インダクタンス、巻線抵抗で、Mjk は巻線 j と巻線 k の間の相互インダクタンスである。
巻数比 a (=N1/N2) とし、一次側諸量を二次側に変換し、漏れリアクタンス l1, l2, l3 を導入すると(2)式が得られる。

d (i ′ + i )di '1
d (i ′ + i )+ m′2 1 2 + m3′ 1 3 + r1′i1′
dt
dt
dt
di2
d (i1′ + i2 )...(2)
v2 = l 2+ m′2+ r2 i2dtdt
did (i ′ + i )v3 = l3 3 + m3′ 1 3 + r3i3dtdt

v1′ = l1′

図 4 受電部の詳細等価回路
Fig. 4.

Detailed equivalent circuit of pick-up coils.

ここで、

v1′ = v1 a i1′ = a i1

r1′ = r1 a 2

l1′ = L1 a 2 − M 12 a − M 13 am2′ = M 12 a m3′ = M 13 a..............(3)l 2 = L2 − M 12 a l3 = L3 − M 13 a(2)式の二次電流の向きを逆にし、電源周波数 f0 の定常状態の実効値で表すと(4)式となる。

′ (I1′ − I 3 ) + r1′I1′′ (I1′ − I 2 ) + jx03
V1′ = jx1′ I1′ + jx02...(4)′ (I1′ − I 2 ) − r2 I 2
V2 = − jx2 I 2 + jx02
′ (I1′ − I 3 ) − r3 I 3
V3 = − jx3 I 3 + jx03
ここで、

V1′ = V1 a I1′ = aI1 ω0 = 2πf 0x1′ = ω0 l1 a 2 x2 = ω0l 2′ = ω0 m2′ x03′ = ω0 m3′x02

x3 = ω0l3 ..................(5)V'1, I'1 は二次側に換算した一次電圧と一次電流の実効値
で、V2, I2, V3, I3 は受電部の二次側(j=2,3)の電圧、電流の実効値である。
(4)式から図４の移動型２受電部の等価回路が得られる。
受電部のフェライト鉄心は損失が小さいため、鉄損は無視
する。

2／6

A

- jx's

jx'1

B

jx2

C

I'IN=I'1
V'IN
Z

Z01

V'1

V02

jx'0

V2

- jxp

RL2

IL2
RL2
V'IN

C'

Z'

I2

jx2
V03

jx'0

RLm

IL3

I3

V3

- jxp

RL3
図６
Fig. 6.

A'

RL3V'IN / b

複数受電部等価回路

Equivalent circuit of multiple pick-up coils.

B'
図５

コンデンサと負荷を含めた簡略等価回路

Fig. 5.

Simplified equivalent circuit
including capacitors and loads.

.......................... (11)2 x0′ x2
1
= xS′ =+ x1′
ω 0 C S′x0′ + x2
こうすれば、AA'から見た負荷側のインピーダンス Z は(12)〈3･2〉 直列および並列共振コンデンサ

図４の等価回路で巻線抵抗 r1,r2,r3 は漏れリアクタンス x1,x2,x3 に比べ十分小さいので省略し、図５の簡略等価回路で解析を進める。
また受電部は同一仕様のため、′ = x03′ = x0′ , x2 = x3 ........................................(6)x02とし、励磁リアクタンス x0 は一次側に含めて、

x0′ = x0 a 2 , x0 = ω0l0........................................(7)式のように簡単になる。
2⎛ x0′ ⎞⎟ (RL 2 + RL3 ) ................................(12)Z = ⎜⎜⎟⎝ x0′ + x2 ⎠重要なことは並列コンデンサ CP の値も、直列コンデンサ CSの値も負荷に依らず、励磁リアクタンス値 x'0,と漏れリアク
タンス値 x'1, x2 と巻数比 a だけで決まることである。
〈3･3〉 コンデンサを含めた特性
各抵抗負荷 RL2, RL3の電圧 V2, V3 と電流 IL2, IL3 を求めよう。

とする。
まず図５で二次側の並列コンデンサ CP の値を、電源周波数 f0 において励磁リアクタンス x'0 と漏れリアクタンス x2 とb=x0′............................................................(13)x0′ + x2とおき、I'1、V01 を求め、V2 と V3 を求めると、共振するように(8)式の値に決める。
............................(8)1= xP = x0′ + x2 = ω0 L2
ω0C P

V2 =

VIN′
RL 2
b RL 2 + RL 3

Z 01 =

2
R L 2 x 0′ + jx 0′ x 2 ( x 0′ + x 2 )(x 0′ + x 2 )2V2 + V3 =..................(9)

Z′ =

′
VIN
b

I L 2 = I L3 =′VIN
1b RL 2 + RL 3...........................................(15)

BB'から負荷側を見たインピーダンス Z'は(10)式となる。

RL 2 x0′ + jx0′ x2 (x0′ + x2 ) RL3 x0′ + jx0′ x2 (x0′ + x2 )++ jx1′(x0′ + x2 )2(x0′ + x2 )2
2

VIN′
RL 3
b RL 2 + RL 3...........................................(14)

このとき図５の CC'から負荷側を見たインピーダンス Z01 は(9)式で表される。

V3 =

2

2

⎞
⎛ 2 x′ x⎛ x0′ ⎞⎟ (RL 2 + RL3 ) + j⎜ 0 2 + x1′ ⎟
= ⎜⎜
⎟
⎟
⎜
⎠
⎝ x0′ + x2
⎝ x0′ + x2′ ⎠....................................... (10)次に一次側直列コンデンサの値を、一次側力率が 1 となとなる。(15)式より図６の理想変圧器の等価回路が得られるが、移動型では抵抗負荷の総和（直列和）に対して、理想トランスの式が成り立つ。
また、各受電部の二次側電圧は接続された抵抗負荷の値で分圧されることを示している。
受電部が m 個の場合は、図４の等価回路で縦に m 個の受電側が並び、各受電部の２次電圧 Vi が(16)式となることは容易に推察できる。

るように、つまり(10)式の虚数部を相殺するように、(11)式の値に決める。

3／6

図７を見れば、入力電圧 VIN と入力電流 I1 の波形には高調

表 1 実験装置の定数
Table 1.

波成分が多く含まれるが、二次側の電圧 V2,V3 は正弦波で高Parameters of experiment.

l0 [µH]

0.68

a

1/6

l1

2.96

r1 [mΩ]

15

l2= l316.17

r2= r3

46

L1

4.32

CS [µF]

18.17

L2 = L3

40.73

CP

1.56

M12= M13

4.09

RL2=RL3[Ω]51.4

調波成分はほとんど含まれない。そこで VIN の基本波成分
VIN1 を波形から計算し、VIN1 の電圧を印加したときの各部の理論値を表２の（）内に示した。なお理論値は巻線抵抗を入れた図４の詳細等価回路で計算した。
実験値と理論値はほぼ一致している。前章の理論どおりに、二次電圧の和 V2+V3 はほぼ一定であり、V2 と V3 の比も抵抗の値の比に近い。抵抗の値が変わっても電圧と電流の位相は変化せず、一次側力率もほぼ１である。

Vi =

′
VIN
b

RLi

∑R

〈4･3〉

.................................................... (16)m定電流駆動特性

前節に示したように電源が定電圧であれば、ある抵抗負荷の値が変化すると他の抵抗

Lj

j =2

以上をまとめると、一次側に(11)式で決まる直列コンデ
ンサを、二次側に(8)式で決まる並列コンデンサを付加す
れば、巻線抵抗と鉄損を無視した場合、電源周波数にお

VIN

20V

I1

20A

いて、

50V

(1) 複数受電部の移動型でも、抵抗負荷の直列和をひとま

50V

VIN

VIN

I1

I1

V2
V2

V2
V3

V3

とめに考えれば、等価回路は定位置型と同じように理想変圧器と等価になる。

0

V3
0.10

0.05

(3) 理想変圧器の巻数比 b は、給電線と受電部の励磁リア

0.05

[ms]

(2) 各受電部の電圧は、抵抗負荷の値で分圧される。
(a)Case1 50Ω+50Ω

0.10(b)Case2 50Ω+100Ω

クタンス x0、二次漏れリアクタンス x2、巻数比 a だけで

0.05

[ms]

0.1
[ms]

(c)Case3 100Ω+100Ω

図 7 負荷変動特性

決まり、負荷の値に依らない。

Fig. 7. Characteristics of load change.

(4) 直列コンデンサ CS および並列コンデンサ CP の値は、給電線と受電部のリアクタンス値 x0, x1, x2 と巻数比 a だ
けで決まり負荷に依らない。

20V(5) 負荷抵抗が変化しても、定電圧源で駆動すれば各給電

20A

部の電圧の和は一定になり、定電流源で駆動すれば各給

50V

VIN

I1

I1

(6) 抵抗負荷の値を変えても一次側力率は常に 1 となる。

50V

I1

V2

V2

V3

V3

V3

(7) 効率と力率の改善の見通しを得やすい。

0などの良好な特性が得られることが分かる。

0.05

0.10

(a)Case1 50Ω+50Ω
図１の回路で受電部２個で実験を行った。給電線と受電部の定数測定結

0.1
[ms]

(b)Case4 50Ω+100Ω(c)Case5 50Ω+open

V IN

20V
20A

I1

の正弦波電圧を印加して一次と二次の電圧比を測定し、

50V

V2

50V

V3

コンデンサ CS と二次側並列コンデンサ CP はそれぞれ(11)0.05Characteristics of constant current drive and no-load.

よび二次側から一次側開放時の R と L を、一次側に 20kHz
これらの値から各種定数を算出した。また、一次側直列

0.10
[ms]

図 8 定電流駆動特性および無負荷実験
Fig. 8.

果を表１に示す。定数は LCR メータと正弦波信号発生器を用い 20kHz で測定した。一次側から二次側開放時、お

0.05

[ms]

4. 実験結果
実験回路と等価回路定数

VIN

V2

電部の負荷電流の値は一定になる。

〈4･1〉

VIN

VIN

VIN

I1

I1

V2

V2

V3

式と(8)式から計算し、実際に実験に用いたコンデンサの0

値を表１に記した。
〈4･2〉

負荷変動特性

入力電圧 VIN を一定にして、抵抗負荷 RL2+RL3 の値を 50Ω+50Ω、50Ω+100Ω、100Ω
+100Ωと変えた場合の二次電圧 V2,V3 の変化を調べた。実験結果を図７と表２の Case1,2,3 に示す。

0.05(a)Case6 50Ω+50Ω

0.10

0.05

0.10

0.05

0.1

[ms]

[ms]

[ms]

(b)Case7 50Ω+short(c)Case8 50Ω+remove

図 9 短絡および撤去実験
Fig. 9. Characteristics of short circuit and pick-up coil removal.
4／6

表 2 実験結果
Table 1.
Case

1

2

Experiment results.

3

4

5

6

7

8

RL2[Ω]

51.4

51.4

102.6

51.4

51.4

51.4

51.4

51.4

RL3[Ω]

51.4

102.6

102.6

102.6

開放

51.4

短絡

撤去

VIN[V]

10.8

10.3

10.4

13.7

11.0

6.75

3.82

3.69

VIN1[V]9.42(9.42)

9.12(9.12)

9.42(9.42)

12.5(12.5)

10.3(10.3)

5.82(5.82)

2.96(2.96)

2.84(2.84)

I1[A]

11.6

8.01

7.01

13.7

6.04

7.29

7.02

6.60

I11[A]

9.47(9.76)

6.44(6.68)

5.38(5.33)

9.54(9.15)

2.74(1.68)

5.97(6.03)

5.94(6.03)

5.76(5.78)

V2[V]

45.1(46.2)

31.8(31.6)

46.4(46.5)

43.9(43.3)

12.0(7.95)

27.9(28.5)

27.7(28.5)

26.7(27.4)

V3[V]

44.9(46.2)

56.0(58.2)

45.5(46.5)

77.6(79.8)

91.0(94.5)

27.7(28.5)

0.04(0.00)

－

P1[W]

87.1(91.9)

58.6(60.9)

49.6(50.3)

116(114)27.9(17.2)

34.0(35.1)

17.0(17.9)

15.5(16.4)

P2[W]

39.6(41.4)

19.6(19.4)

21.0(21.1)

37.4(36.5)

2.82(1.23)

15.1(15.8)

14.9(15.8)

13.9(14.6)

P3[W]

39.3(41.4)

30.6(33.0)

20.2(21.1)

58.7(62.1)

0.00(0.00)

14.9(15.8)

0.00(0.00)－

eff.[%]

90.5(90.2)

85.7(86.1)

83.1(83.9)

82.6(86.1)

10.1(7.17)

88.1(90.2)

87.9(88.7)

89.8(88.8)()：理論値、VIN, I1, V2, V3：実効値、VIN1, I11：VIN, I1 の基本波成分の実効値

負荷の電圧も変化する。図６より、定電流で駆動すればこのような問題は起きないこ とが分かる。 図８(a)と(b)は

5. 考察

RL2+RL3 の値がそれぞれ 50Ω+50Ω、50Ω+100Ωであるが、

〈5･1〉

周波数特性

４章までは主に電源周波数 f0 が

入力電流の基本波成分 I11 がほぼ一定になるよう入力電圧を一定で、システムの諸定数も変化しない場合を扱ってきた。

調整している。図８(a)(b)と表３Case1,4 より、RL3 を変えて実際には移動型では受動部の移動に伴い、大きくないにしも RL2 の電圧 V2 に変化のないことが確認できる。

ても諸定数の変化は避けられない。まず Z の周波数特性か受電部がら、電源周波数が変化した場合の特性変化や、電源が高調複数の場合、ある負荷が軽負荷や無負荷になる場合を考え

波成分を含む場合の特性を調べよう。前論文(10)で、固定型ておく必要がある。抵抗負荷は二次側に接続される様々な一負荷ではあるが、抵抗負荷の値が小さくなると Z のゲイ回路の等価抵抗を表していると考えると、無負荷は RL3=∞ン特性が電源周波数付近で谷形になり、高調波電流が流れで、負荷電流が流れない場合に相当する。図８(a)Case1 の状にくくなること、つまり一次電流が正弦波に近づくことを態から、V3 の端子を開放にしたのが図８(c)Case5 である。電

示した。

〈4･4〉

一つの受電部を無負荷にする実験

源電圧が一定であれば、RL3=∞なので(14)式で考えると V2

図１０(a)は抵抗負荷が 50Ω+50Ωの場合（図７(a)Case1 とが 0 になるが実際はそうはならない。巻線抵抗を考慮した

図９(a)Case6 の場合）の周波数特性を示している。これを見図４の詳細等価回路で計算すると、表３の Case5 の理論値にれば低次高調波が流れやすく一次電流波形が正弦波になら示す値となり、実験値に近づく。しかし無負荷になった受ないことが分かる。図１０(b)は抵抗負荷が 5Ω+5Ωの場合

電部の電圧 V3 が過電圧になり、他の負荷の電圧 V2 が大きくである。Z の周波数特性は谷形となり一次電流は正弦波にな下がるという悪影響が出る。また電源を定電流にすると軽ると予想できるが、電流が約 10 倍になるため実験はできな

負荷の受電部の電圧はさらに過電圧になる。

かった。

〈4･5〉

一つの受電部を短絡する実験と撤去する実験

次に受電部の個数が変化した時の Z の周波数特性を図１

前節の対策として軽負荷になった受電部を短絡する方法

１に示す。一次直列コンデンサ CS の値は受電部が 2 個の場が知られている(1)。一次電流 I11 を下げ、ほぼ一定に保ち図合の表１の値で計算した。受電部の個数が増えると、ゲイ９および表３Case6,7,8 の実験を行った。図９(b)Case7 は図

ン特性の形は大きくは変化しないが、全体にゲインが上が９(a)Case6 の状態で V3 の端子を短絡、すなわち RL3=0 としることが分かる。

た場合を示している。電源が電圧一定であれば他の受電部〈5･2〉

V2 の電圧は上昇するが、電流一定であるため電圧 V2 は変化化のため給電効率と電源力率が特に重要である。図４の詳しない。また図９(c)Case8 は一つの受電部を給電線の上から

細等価回路から、主な給電損失は巻線抵抗にあることは明撤去した場合の実験結果である。これを見れば、受電部のらかである。従って巻線抵抗を下げれば効率は向上する。

出力を短絡することは、この受電部を撤去するのとほぼ等

特に受電部の巻線抵抗 r2 を下げることは重要である。r2 に価であることが分かる。これは図６から明らかである。

は負荷電流に加えて大きな共振電流が流れるからである。

効率

非接触給電では、機器の小形化・廉価

V2 一定で抵抗負荷の値を下げれば、共振電流の比率が下がるため給電効率が上がる。二次巻線の並列数を増せば r2 は
5／6

|Z|
5

1

θ
100

|Z|
5

θ

|Z|

θ
100

θ
|Z|

0

と等価である。また電源力率は、抵抗負荷であるかぎり常に１となり電源の容量を小さくできる。

10.5

力を短絡すれば問題なく、これはこの受電部を撤去したの

0.5

0

今後の課題としては、受電部の出力を直流に変換する方式がある。高力率コンバータを用いれば、受電部の出力電

0.1
0.05

10

20

圧と出力電流を正弦波にできるため、本稿の抵抗負荷と等

0.1
-100
0.05
100

40
[kHz]

10

(a) 50Ω + 50Ω

20
[kHz]

40

-100
100

文

Frequency characteristics of Z.

|Z|
5

θ
100

1

1

0.5

0

0.1
0.05

|Z|
5

θ

|Z|

10

20

(a) one pick-up coil

θ
100
θ

|Z|

0.5

0.1
-100
0.05
100

40
[kHz]

0

10

20

40
[kHz]

-100
100

(b) two pick-up coils

図 11 周波数特性
Fig. 11.

いる。

(b) 5Ω + 5Ω

図 10 周波数特性
Fig. 10.

価になり、本論文で述べた良好な特性が得られると考えて

Frequency characteristics of Z.

減少し、CP を小さくできれば共振電流が減少するので効率が上がる。
〈5･3〉 一次電源電圧

本論文の一次側直列コンデン

サと二次側並列コンデンサの方式では、一次電源電圧 VIN が主に理想トランスの巻数比 b と負荷抵抗の直列和で決まる。
実験例でも VIN がかなり小さく、インバータ電源にとって好ましくない。給電線の長さが増して一次側漏れインダクタ
ンス l1 が大きくなっても直列コンデンサ CS で補償するため
VIN は大きくならない。もちろん給電部の個数が増え給電電力が増加すれば、それに比例して VIN は増大する。
一次電圧を上げるには、給電部のピックアップコイルの巻数を減らす方法もあるが、給電線の巻数を 1 ではなく 2, 3と増やす方法がある(9)。またインバータ電源と給電線の間に高周波トランスを設置する方法も考えられる。

6. むすび
本論文では移動型非接触給電の詳細等価回路を明らかにし、移動型においても一次側に直列コンデンサを、二次側

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SPC-06-46, pp.53-58 (2006)に並列共振コンデンサを入れる方式が有望であることを示した。
本方式では二次側が抵抗負荷の場合、抵抗負荷の総和（直列和）に対して、理想トランスと同じ式が成り立ち、各二次側電圧は各抵抗の値で分圧される。このため電源を定電流制御すれば、ある受電部の負荷が変化しても他の受電部の電圧が変化することはない。ある受電部が無負荷になれば端子電圧が高電圧になる恐れがあるが、この受電部の出6／6