SPC－08－23

直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電の受電部整流回路
真也＊

松下

金子 裕良

阿部 茂（埼玉大学）

Rectifier Circuits of Contactless Power Transfer Systems
using Series and Parallel Resonant Capacitors
Shinya Matsushita＊, Yasuyoshi Kaneko, Abe Shigeru (Saitama University)
Rectifier circuits suitable for the contactless power transfer systems using series and parallel resonantcapacitors are studied. If the primary series and the secondary parallel capacitors are set proper values, theequivalent circuit of the system without rectifier becomes the same as an ideal transformer and the systemshows good characteristics. However, it is unknown whether the system shows the same characteristics whena rectifier is connected to the secondary. We studied the diode rectifier, the diode rectifier with inductor andthe rectifier with input power factor correction for the system. This paper describes the comparison among
them and shows test results.
キーワード：非接触給電システム，共振コンデンサ，整流回路，昇圧形 PFC コンバータ(Contactless power transfer system, resonant capacitor, rectifier, boost type PFC converter)

交流出力の整流回路方式についての検討が残されていた。

1. はじめに一般的なダイオード整流回路を用いると、平滑コンデンサ

非接触給電は接点の不良、磨耗、火花がなく、クリーンのため電流が断続的に流れ、高調波の発生や力率の悪化をルームなどの工場の搬送車で実用化が進んでいる (1)(2) 。ま招く。特に、二次側交流出力の力率が悪化すると本非接触

た、プラグインハイブリッド自動車や電気自動車において給電方式の良好な特性が得られなくなる恐れがある。受電も利便性や急速充電による大電力化を考えると、非接触給部整流回路として力率改善回路を用いて基本波力率を 1 に(3)(4)

電方式が有望である

することができれば、負荷を等価的に抵抗負荷と見なすこ。

非接触給電には給電線に沿って受電部（ピックアップコ(1)(2)(5)(7)(9)とができ、この問題を解決できる可能性がある。

と、コア付きの一次巻線と本論文では、一次側直列二次側並列共振コンデンサを用

二次巻線がほぼ定位置に置かれる固定型(6)(8)とがある。いずいた非接触給電システムにおいて、理想変圧器特性を実現

れも受電部のギャップ長が大きく、低結合係数と大きな漏するにはどのような整流回路を用いるべきかについて述べ

れインダクタンスの問題があり、電源周波数を 10kHz 以上る。受電部整流回路の候補として、ダイオード整流回路、にとり二次誘起電圧を上げ、漏れリアクタンスの補償のた

チョーク入力ダイオード整流回路、昇圧形 PFC コンバータ

めに共振コンデンサが用いられている(1)～(9)。

を採り上げ、シミュレーションと実験で特性を比較する。

イル）が移動する移動型

筆者らは固定型および移動型の非接触給電システムにおいずれの整流回路を用いても理想変圧器特性は概ね成立いて、トランスの二次側に並列共振コンデンサを、一次側し、整流回路がある場合でも一次直列二次並列コンデンサに直列共振コンデンサを設置し、これらを適切な値にする方式が有効であることを示す。

と、共振周波数においてコンデンサを含めたトランスの等価回路がほぼ理想変圧器と等価になることを示した(8)(9)。
この理想変圧器特性を用いると、（1）抵抗負荷であれば

2. 非接触給電システム〈2･1〉 固定型 (8)固定型非接触給電システムの構成

電源力率がほぼ１となり電源の小型化と高効率化が可能でを図 1 に示す。給電トランスは方形波インバータ電源で駆ある、（2）コンデンサの値は負荷の値（給電電力）に依ら動し、一次側に直列コンデンサ CS を、二次側に並列コンデ

ず一定でよい、（3）電源を定電圧/定電流制御すれば負荷がンサ CP、整流回路、抵抗負荷を設置している。

変化しても、負荷も定電圧/定電流になる、（4）効率の理論
式(12)を用いれば給電トランスの最適設計や最大効率運転が可能である、などの利点があることが分かった。
しかし、二次側受電部の負荷は抵抗負荷であり、二次側

方形波インバータの周波数は 10kHz とし、給電トランスは図 2 のように一次二次ともにフェライトコア（TDK PE22
UU120×160×20

2 段）にリッツ線を 50 ターン巻いたものを使用した。給電トランスのギャップ長は 10mm とした。

1／6

VAC

core thickness 40

I2

IIN CS

primary

V2

VIN

RL

CP

secondarygap

120 60

coil

30
50
80

図 1 固定型非接触給電システム
Fig. 1. Fixed position type Contactless Power Transformer system.

Unit: mm

図 2 非接触給電トランス
Fig. 2. Contactless Power Transformer.

VDC
VAC

CS

IIN
VIN

CP

CP

V2

80

V3

2900

RL2

図 3 移動型非接触給電システム

RL3

10

10

Fig. 4. Pick-up coils.

移動型非接触給電システムの構成

x0, x1, x2 に比べ十分小さい。従って巻線抵抗 r1, r2 と鉄損のを図 3 に示す。給電線は方形波インバータ電源で駆動し、r0 を省略し、整流器の負荷は純抵抗と見なせるとして解析を電源と給電線との間に直列コンデンサ CS を設置している。

進める。

給電線に沿って移動可能な受電部が複数個あり、みな同一〈2･4〉仕様である。各受電部の端子には同じ値の並列コンデンサ

直列および並列共振コンデンサ

固定型と移動型は受電部の数が異なるだけで基本的には等価回路が同

CP および整流回路、抵抗負荷を設置する。

じなので、ここでは受電部が m 個の場合について考える。

方形波インバータの周波数は 20kHz とし、図 4 に示すよ

まず、二次側並列コンデンサ CP の値はそれぞれ、電源周

うに給電線には長さ 2.9m のリッツ線を用い、受電部は E 字

波数 f0 において励磁リアクタンス x'0 と漏れリアクタンス x2

断 面 で 長 さ 160mm の フ ェ ラ イ ト コ ア （ TDK PE22との和（二次巻線の自己インダクタンス L2）に共振するよEE80×76×20）にリッツ線を 6 ターン巻いたものを使用した。

うに(1)式の値に決める。

給電線と受電部との間のギャップ長は約 3mm である。

1
= xp = x0′ + x2
ω0 C P

図 1 の固定型の詳細等価回路を図〈2･3〉 等価回路

20

Unit：mm

図 4 受電部

Fig. 3. Moving pick-up type contactless power transfer system.
〈2･2〉 移動型 (9)

38

28

160

5(a)に、図 3 の移動型の詳細等価回路を図 5(b)に示す。また実験に用いた装置の等価回路定数を表 1 に示す。なお、等........................................(1)次に、一次側直列コンデンサの値を(2)式の値に決める。

価回路は巻数比を a=N1/N2 とし、一次側諸量は二次側に換算

mx0′ x2
1= xs′ =
+ x1′′
x0′ + x2
ω 0 CSし、’（ダッシュ）をつけて表す。実際の給電トランスでは、フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0 と巻線............................... (2)

抵抗 r1, r2 は、電源周波数においてトランスのリアクタンス- jx'S- jx'S
I'IN
V'IN

jx'1

r'1
jx'0

jx2

r2

I2

Vout

r'0

r'1

Cd

r2

RL

Vout2

V2

jx2

V'IN

図 5 詳細等価回路

I2

- jxP

jx'0

jx'0
(a) 固定型の詳細等価回路

jx2

I'IN

V2
- jxP

jx'1

r2

- jxP

Cd
I3

RL2

Vout3

V3
Cd

RL3

(b) 移動型の詳細等価回路

Fig. 5. Detailed equivalent circuit.
2／6

表 1 実験装置の定数

bI 'IN

Table 1.

I 'IN

RL2

V 'IN

V 'IN / b

RL3

RLm

図 6 等価回路
Fig. 6.
〈2･5〉

Equivalent circuit.

理想変圧器特性ここで、入力電圧 V'IN と各

二次電圧 Vi および入力電流 I'IN と各二次電流 Ii の関係を求めると、

x0′′ = Ii b , b =VIN′ = b ∑ Vi , I IN
x0′ + x2
i =2m+1...... (3)Moving pick-up typef0 [kHz]

10

20

a

1

1/6

l0 [µH]

233

0.61

l1

154

2.96

l2

130

17.9

r0 [mΩ]

6.12

0

r1

93.9

63.0

r2

93.9

91.5

CS [µF]

1.07

18.1

CP

0.698

1.59

k

0.622

0.307

b

0.641

0.552

10.3 or 50.8

50.8

RL [Ω]

ω0=2πf0 l1=x1/ω0 l2=x2/ω0 l0=x0/ω0 CS=1/ xSω0となり、図 6 に示すように巻数比 b の理想変圧器に抵抗

表 2 整流回路の定数

負荷を直列接続したものと等価であることが分かる。

Table 2.

以上をまとめると、一次側に(2)式で決まる直列コンデン
サを、二次側に(1)式で決まる並列コンデンサを付加すれば、
巻線抵抗と鉄損を無視した場合、電源周波数において、（1）給電トランス部の等価回路は理想トランスとなる。
（2）複数負荷の場合は抵抗負荷の直列和に対して理想トランスの式が成り立つ。
（3）負荷に依らず電源力率 1 が可能で電源の小型化と効率向上が実現できる。
（4）直列および並列コンデンサの値はトランスのリアクタ
ンス値 x0, x1, x2 と巻数比 a だけで決まり負荷に依らない。
（5）電源を定電圧/定電流制御すれば負荷が変化しても、負荷も定電圧/定電流になる。

Parameters of rectifier.

Fixed position typeMoving pick-up typeLC [µH]

24.6

2.05

Cd [µF]

470

200

[µH]

2.50

2.50

fSW [kHz]

200

400

Cd [µF]

470

200

Choke-input

PFC
LP

ータ回路を図 7(c) に示す。ダイオード整流回路にリアクト
ル LP、ダイオード DF、スイッチング素子 Q からなる昇圧チ
ョッパ回路を接続したものが昇圧形 PFC コンバータの基本

3. 整流回路(10)〈3･1〉 ダイオード整流回路

Parameters of experiment.
Fixed position type回路である。チョーク入力ダイオード整流回路よりも高調ダイオード整流回路を

図 7(a) に示す。最も簡単な整流回路であるが、その入力電流は多くの高調波を含み、力率も悪い。本非接触給電方式の良好な特性を保つためには基本波力率の改善が必要である。力率改善のために以下の二つの整流回路を検討する。
〈3･2〉 チョーク入力ダイオード整流回路

チョーク

入力ダイオード整流回路を図 7(b) に示す。受動素子のみで構成されるため、回路構成が簡単で低コストという利点がある。
ダイオード整流回路では平滑コンデンサのため、入力電流 IS の波形が高調波を多く含んだパルス状の波形となり力率も悪化する。チョーク入力ダイオード整流回路では、負荷と直列にリアクトル LC を接続することで、入力電流 IS の波形を完全に正弦波に近づけることはできないが、基本波
力率をほぼ 1 に近づけることができる。
〈3･3〉 昇圧形 PFC コンバータ(11)昇圧形 PFC コンバ

波の抑制や力率改善の効果が大きいが、スイッチング素子を高速でスイッチングさせる必要がある。
スイッチング素子 Q を ON させるとリアクトル LP にエネ
ルギーを蓄え、OFF させると負荷側にそのエネルギーを供給する。図 8 に示すように Q が ON すれば交流電源の入力
電圧 VS がリアクトルにかかり LP の電流が直線的に増加する。Q が OFF すれば、LP の電流が直線的に減少するので、
LP の電流のピーク値は整流電圧 VS の瞬時値に比例する。この動作によって、入力電流 IS の基本波を入力電圧 VS と同位相の正弦波に近づけることで力率が改善できる。
〈3･4〉

実験に用いた整流回路の定数実験に用いた整流回路の定数を表 2 に示す。チョーク入力回路と PFC 回路のリアクトル LC と LP はシミュレーションを行い最適な値を決定した。昇圧形 PFC コンバータのスイッチング周波数
fsw は通常、電源周波数に対して 100 倍程度に選ぶが、本非接触給電システムの電源周波数は 10kHz と高いため、fSW は
3／6

ILP LP

LC

IS

IS

Vout

VS

Lf

IS

Vout

RL VS

RL VS

(a) ダイオード整流回路

DF
Vout

Q

Cf

(b) チョーク入力ダイオード整流回路

RL(c) 昇圧形 PFC コンバータ

図 7 整流回路
Fig. 7. Rectifier.
200kHz あるいは 400kHz とした。また通流率は d=0.2 一定とInput Voltage VS

Reactor Current ILP

した。
Input Current IS

4. 実験結果
理想変圧器特性は、整流器の出力電力に依らず（1）トランス二次電圧と二次電流が同相で負荷を純抵抗と

図 8 昇圧形 PFC コンバータの波形見なせる、

Fig. 8. Boost type PFC converter waveforms.

（2）一次側が定電圧であれば二次電圧も定電圧となる、（3）一次電圧と二次電圧の関係が(3)式を満たす、

ば、電圧と電流の位相が一致し、一次側の基本波力率 pfIN

ならば、成り立つと判断することができる。これらを確認

がほぼ 1 に改善されている。

するために、一次側基本波力率および一次電圧と二次電圧〈4･1･2〉 負荷変動特性

および出力電圧の関係に着目して実験を行った。

入力電圧 VIN を一定とし、抵抗負荷 RL の値を 10Ω,20Ω,50Ω,100Ω と変化させた場合の一〈4･1〉 固定型

次側の基本波力率、二次電圧、出力電圧、給電効率の変化
抵抗負荷 RL の値を 20Ω としたと

〈4･1･1〉 基本特性を調べた。実験結果を図 10 に示す。

きの各整流回路の動作を確認した。実験結果を図 9 と表 3

図 10 で実験結果（マーク）とシミュレーション結果（線）に示す。

は良く一致している。チョーク入力ダイオード整流回路と

図 9 を見れば、入力電流 IIN と図 9(a)の二次電圧 V2 と二次昇圧形 PFC コンバータでは抵抗負荷の値に依らず一次側の電流 I2 の波形は正弦波に近いが、それ以外の波形は高調波

基本波力率（図 10(a)）はほぼ 1 となっている。

成分を多く含んでいる。そこで、各波形から基本波成分の実効値を計算で求め、表 3 に示した。なお、（

二次電圧（図 10(b)）はどの整流回路についてもほぼ等し）内に示す

く、抵抗負荷の値によらず一定となり、理想変圧器特性が値は Powersim.Inc.の PSIM によるシミュレーション結果の成り立っていることが分かる。出力電圧（図 10(c)）は、ダ値である。

イオード整流回路とチョーク入力ダイオード整流回路では

表 3 で実験結果とシミュレーション結果は良く一致して整流回路なしの場合と同様に抵抗負荷の値に依らずほぼ定いる。ダイオード整流回路では一次側の基本波力率 pfIN が電圧となっており、一次側を定電圧で駆動すれば出力電圧0.923 まで悪化してしまうが、力率改善回路であるチョークも定電圧となることが確認できる。また、昇圧形 PFC コン

入力ダイオード整流回路と昇圧形 PFC コンバータを用いれ
表 3 固定型の実験結果
Table 3.

V1

V1
V1

V1
10V

10V

2A
I1

I1

V2

V2

20V

I1

2A

I1

V2

20V

V2

0

I2

I2

I2

0.05

0.1

0.15

(a) 整流回路なし

0.2 0

[ms]

0.05

0.1

0.15

0.2 0

[ms]

(b) ダイオード整流回路

I2

0.05

0.1

0.15

0.2

[ms]

0

0.05

Case

without
rectifier

Diode
Bridge

Choke
input

PFC

RL[Ω]

20.6

20.6

20.6

20.6

pfIN

5A

2A

0.1

0.15

0.2

[ms]

Fig. 9. Experimental results of fixed position type.

0.989 (1.00) 0.923 (0.918) 0.991 (0.989) 0.999 (0.999)

VIN[V]

18.1 (18.0)

18.0 (18.0)

18.0 (18.0)

17.6 (18.0)

IIN[A]

2.04 (2.17)

2.97 (3.00)

3.14 (3.82)

4.87 (6.06)

V2[V]27.7 (27.7)

27.2 (27.5)

27.1 (27.3)

26.3 (26.8)

I2[A]1.32 (1.38)

1.94 (1.92)

2.02 (2.44)

3.15 (3.88)

VIN/V2 0.656 (0.651) 0.664 (0.654) 0.665 (0.659) 0.671 (0.671)(c) チョーク入力(d) 昇圧形 PFC コンバータ
ダイオード整流回路

図 9 固定型の実験結果

Experimental results of fixed position type.

(

Vout[V]－30.2 (30.1)

32.6 (35.7)

38.7 (43.6)

eff.[%]

98.5 (98.0)

90.5 (90.9)

92.2 (91.7)

85.8 (87.1))：Simulation result. pfIN：Fundamental power factor.

VIN, IIN, V2, I2：Fundamental component rms value.

4／6

80

40
Fundamental PFIN

20

Diode bridge
Choke-input
PFC
without rectifier

0.8
0.7
0

V2 [V]

0.9

20

40 60 80
Load [Ω]

0
0

20

40

60 80
Load [Ω]

(a)

0.7

100

50

60

40
20
0

70 80 90 100
Load [Ω]

50

60

(a)

(b)

70 80 90 100
Load [Ω]

(b)
95

100
Vout2+Vout3 [V]

80

100

60
Vout [V]EFF [%]

90

40

80

20
0
0

Diode bridge
Choke-input
PFC
without rectifier

0.8

10

100

60

0.9

V2+V3 [V]

30

20

40

60 80
Load [Ω]

100

70
0

20

40 60 80
Load [Ω](c)

90

EFF [%]

Fundamental PFIN

1

1

50

85

0

100

50

60

70 80 90 100
Load [Ω]

80

50

(c)

(d)

60

70 80 90 100
Load [Ω](d)

図 10 固定型の負荷変動特性

図 12 移動型の負荷変動特性

Fig. 10. Load change characteristics of fixed position type.

Fig. 12. Load change characteristics of moving pick-up type.
表 4 移動型の実験結果
Table 4.

V1

5V

V1

V1

5A
I1

V2
V2

without
rectifierDiodebridge

Choke
Input

PFC

RL2+RL3[Ω]50.8+102

50.8+102

50.8+102

50.8+102pfIN

1.00 (1.00)

0.986 (0.967) 0.999 (0.994) － (0.999)

VIN[V]

6.32 (6.30)

6.36 (6.30)

10A

I1

10V

Case

I1

I1

V2

10V

V2

1A

2A
I2

0

I2

I2

0.05

(a) 整流回路なし

0.1 0

0.05

[ms]

0.1 0

[ms]

(b) ダイオード整流回路

Experimental results of moving pick-up type.

V1

5V

I2

0.05

0.1

[ms]

(c) チョーク入力
ダイオード整流回路

0

0.05

0.1

[ms]

(d) 昇圧形 PFC コンバータ(Simulation result)

図 11 移動型の実験結果

バータでは通流率 d 一定で動作しているため抵抗負荷の値
えれば出力電圧は調整可能である。
給電効率（=出力電力／入力電力、図 10(d)）は、ダイオ－ (6.30)

IIN[A]

4.38 (5.64)

7.89 (9.55)

7.47 (9.93)－ (19.4)

V2[V]20.8 (23.8)

21.5 (24.9)

20.9 (24.4)－ (27.6)

I2[A]0.408 (0.475) 0.745 (0.831) 0.718 (0.869) － (1.74)

V3[V]39.6 (43.8)

I3[A]0.379 (0.438) 0.731 (0.798) 0.696 (0.834) － (1.72)

39.5 (42.1)

39.7 (42.5)－ (37.5)

VIN/(V2+V3) 0.628 (0.559) 0.626 (0.564) 0.633 (0.566) － (0.581)

Fig. 11. Experimental results of moving pick-up type.

に比例して出力電圧も大きくなっているが、通流率 d を変6.39 (6.30)(

Vout2[V]－26.8(30.9)

26.3 (32.2)－ (46.9)

Vout3[V]－51.9 (55.0)

52.2 (57.4)－ (77.7)

eff.[%]

84.3 (85.6)

81.7 (84.3)

84.5 (85.6)－ (85.0))：Simulation result. pfIN：Fundamental power factor.

VIN, IIN, V2, I2, V3, I3：Fundamental component rms value.

ード整流回路とチョーク入力ダイオード整流回路では 90%している。ダイオード整流回路では一次側の基本波力率 pfIN以上となるが、昇圧形 PFC コンバータはスイッチング損失が少し悪化する。チョーク入力ダイオード整流回路を用いのため給電効率が低い。なお、シミュレーションではスイ

ればほぼ 1 に改善されていることが確認できる。

ッチング損失が考慮されていない。

と Vout3 の比はほぼ抵抗 RL2，RL3 の比となっており、理論と〈4･2〉 移動型
〈4･2･1〉 基本特性

また、各受電部の二次電圧 V2 と V3 および出力電圧 Vout2

抵抗負荷 RL2，RL3 の値を各々50Ω，

一致していることが確認できる。
入力電圧 VIN を一定とし、抵100Ω としたときの各整流回路の動作を確認した。実験およ〈4･2･2〉 負荷変動特性

びシミュレーション結果を図 11 と表 4 に示す。表 4 には表

抗負荷 RL2 の値を 50Ω 一定、RL3 の値を 50Ω,70Ω,100Ω と変

3 と同様に各波形の基本波成分の実効値を示した。なお、移化させた場合の一次側の基本波力率、二次電圧、出力電圧、動型では昇圧形 PFC コンバータを 400kHz で運転するのが困難であったため、シミュレーション結果だけを示す。
表 4 の実験結果とシミュレーション結果はある程度一致

給電効率の変化を調べた。実験結果を図 12 に示す。
実験結果（マーク）とシミュレーション結果（線）はほぼ一致している。固定型の結果と同様に力率改善回路を用

5／6

いれば抵抗負荷の値に依らず一次側の基本波力率（図 12(a)）
はほぼ 1 となり、二次電圧（図 12(b)）についてもどの整流回路でもほぼ等しく、抵抗負荷の値に依らず一定となり理想変圧器特性が成り立っていることが分かる。出力電圧（図12(c)）についてもダイオード整流回路とチョーク入力ダイ
オード整流回路では整流回路なしの場合と同様に抵抗負荷の値に依らず定電圧となっており、一次側を定電圧で駆動すれば出力電圧も定電圧となることが確認できる。昇圧形
PFC コンバータの場合の出力電圧は、固定型の時と同様に抵抗負荷の値と共に大きくなる。
〈4･3〉 理想変圧器特性

チョーク入力ダイオード整流回路と昇圧形 PFC コンバータは、二次電圧 V2 と二次電流
I2 の基本波がほぼ同位相（基本波力率 1）で、負荷を抵抗負荷と見なすことができる。ダイオード整流回路は基本波力
率が多少悪化するが実用的には問題ない程度である。
二次電圧はどの整流回路でも抵抗負荷の値に依らずほぼ一定となる。一次と二次の電圧比（一次電圧／二次電圧の和）も整流回路なしの場合とほぼ同じ値で、表 1 に示した理論値（＝巻数比 b）との誤差は固定型では 8%、移動型では 15%以下であり、(3)式を満たすと言えよう。
出力電圧はダイオード整流回路とチョーク入力ダイオー
ド整流回路では抵抗負荷の値に依らずほぼ一定となる。昇圧形 PFC コンバータでは通流率 d を変えれば出力電圧を調整可能である。
以上の結果から、どの整流回路を用いても概ね理想変圧器特性が成り立ち、二次側に整流回路がある場合でも本非接触給電方式が有効であることが分かる。

5. 整流回路の選択
以上のようにダイオード整流回路でも本非接触給電方式の良好な特性はほぼ得られるので実用上は問題ないと思われる。しかし、良好な理想変圧器特性を求めるのであればチョーク入力ダイオード整流回路を選択すべきである。
昇圧形 PFC コンバータは理論的には理想的ではあるが、現実にはスイッチング損失が大きく実用的ではない。将来、より高速で損失の少ない素子の出現を期待したい。

6. むすび
本論文では一次直列二次並列共振コンデンサを用いた非接触給電システムの受電部整流回路について理想変圧器特性の視点から各種整流回路の比較を行なった。検討したい
ずれの整流回路についても理想変圧器特性が概ね成り立
ち、二次側に整流回路がある場合でも一次側直列二次側並
列コンデンサ方式が有効であることを示した。
実用上はダイオード整流回路で問題ないが、チョーク入力ダイオード整流回路や昇圧形 PFC コンバータのような力率改善回路を用いれば基本波力率をほぼ 1 に改善すること文献(１) A.W.Green and J.T.Boys ：“ 10kHz inductively coupled powertransfer – concept and control”, IEE Power electronics andvariable speed drives conference, PEVD, No.399 pp.694-699(1994)(２) J.T.Boys, G.A.Covic and A.W.Green：“Stability and control of
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今後は、大電力給電時の整流特性や二次電池への充電制
御を含む整流回路の検討を行ないたいと考えている。
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