SPC－14－015
MD－14－015

前後方向の大きな位置ずれを許容する電気自動車用ハーフピッチ型
ラダーコア非接触給電システム
駒崎伸也＊

金子 裕良

阿部 茂 （埼玉大学）

Half-pitch type ladder core wireless power transfer systems for electric vehicles which allows large misalignment in thebackward and forward direction
Shinya Komasaki＊, Yasuyoshi Kaneko, Shigeru Abe (Saitama University)
When using the wireless power transfer systems for a public, it are need to permit a large misalignment in the backward andforward direction of vehicles since vehicle types and parking direction differ. As the solution of this problem, this paper proposesthe transformer having new ferrite-core structure and the performances checked in feeding experiments.
キーワード：電気自動車，非接触給電，位置ずれ許容範囲，高効率
Keywords：Electric vehicle, Wireless power transfer, Tolerance of misalignment, High efficiency

1. はじめにるハーフピッチ型は，前後位置ずれによる結合係数の低下が小さくなるため，左右方向の位置ずれ性能も低下しない。

近年，地球環境問題や石油価格の高騰により，プラグイ

JARI 資料の前後方向±350mm の位置ずれを考慮し，一次ンハイブリッド自動車（PHV）や電気自動車（EV）の普及側コイル数を 6 とした。その結果，ギャップ 150mm におけが進んでいる。現在は電気ケーブルとコネクタで車に給電る 3kW 給電実験で，92%以上のトランス効率を前後方向位するコネクタ給電方式であるが，利便性や安全性を考える置ずれ±360mm で達成した。また，端側のコイルの巻数をと，将来は非接触給電方式(1)が有望である。

調整すれば力率調整用の直列コンデンサを共通化でき，電街中の駐車場用の非接触給電設備では，様々な車に給電可能な送電装置が必要となる。その場合の課題は車種により受電装置の位置が異なることである。日本自動車研究所

源回路を簡素化できることも示す。

2. 自動車用非接触給電システム（JARI）によれば，車種の違いにより最大 700mm（±350mm）〈2･1〉 非接触給電システムの構成

程度は前後位置が異なるため，地上の送電装置には大きな直列二次並列コンデンサ方式の非接触給電システム(1) を採前後方向の給電可能範囲が求められる(2)（Fig. 1）。

用する。その構成を Fig. 2 に示す。高周波電源にはフルブリ位置ずれを大きく許容するトランスとして，オークラン

本論文では一次ッジインバータを用い，給電トランスの出力には整流器，ド大学の DDQ トランス(3)や走行中給電トランス(4)などがある。しかし，DDQ トランスは前後方向の位置ずれ許容範囲が±400mm 以上と大きいが，受電コイルが 770×410mm と大きい(3)。小型の受電コイルも発表されているが位置ずれ性能は不明である。また，走行中給電は KAIST の例を参考にするとインバータ-バッテリー間（DC-DC 間）効率が 70%程度と低く，改善が必要と思われる(4)。
本論文では車載側を従来の小型軽量まま、前後方向位置ずれ許容範囲を拡大する方法としてラダーコア非接触給電トランスを提案する。これは一次側にコイルを複数個並べた構造で，受電装置の位置に合わせて給電するコイルを切替える方法である。特に，一次側のコイル幅を二次側の半Fig. 1.

Misalignment by car model.

分の大きさにし，一次側を連続する 2 個のコイルで駆動す

1／6

バッテリーを模擬した抵抗負荷が接続されている。インバ

く高調波成分は小さい(1)。よって以下の解析では基本波成分

ータは方形波電圧出力であるが，非接触給電システムは一だけを扱う。

次二次共に共振回路であるので，コイル電流は正弦波に近〈2･2〉 等価回路と共振コンデンサの決定給電トランスを T 形等価回路で表し，直列および並列共振コンデン
サ Cs，Cp と抵抗負荷 RL を加えた詳細等価回路を Fig. 3 に示す。尚，巻数比を a=N1/N2 とし，一次側諸量は二次側に換算し’（ダッシュ）をつけて表す。実際の給電トランスでは，フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表す r0 と巻線
抵抗 r1, r2 は，電源周波数においてトランスのリアクタンスx0, x1, x2 に比べ十分小さい。従って入出力間の電圧と電流の関係は，r 成分を省略した回路で解析を進める。
Fig. 2.

Contactless battery charger.

まず二次側並列コンデンサ Cp の値を，電源周波数 f0 において励磁リアクタンス x'0 と漏れリアクタンス x2 との和に共振するように(1)式の値に決める。

1
 xp  x0  x2 ............................................. (1)0CP
次に一次側直列コンデンサの値を(2)式の値に決める。
Fig. 3.

Detailed equivalent circuit.

x x1
 xs  0 2  x1 .................................. (2)0CS
x0  x2
ここで，V'IN と V2，I'IN と IL の関係を求めると，(3)式が成り立ち巻数比 b の理想変圧器と等価となる。

 VIN  b V2 , I INx0
IL, b
..................... (3)bx0  x 2〈2･3〉 トランス効率の理論式

効率計算には巻線抵抗 r 等を考慮する必要があるため，Fig.3 の回路で解析を行う。この回路で鉄損を表す r0 を無視したトランス効率 ηmax
は，トランスの結合係数 k と一次二次コイルの Q 値 Qn(a)Secondary side.

(n=1,2)を用い，次式となることが知られている(5)。
1.............................. (4)  L ， max Qn 
21rk Q1Q2

3 ラダーコア非接触給電トランス〈3･1〉 ラダーコアトランスの概要

Fig. 4 にトランスの一次側および二次側の外形を示す。二次側は以前我々が提案したトランス(6)で，Fig. 4.(a)に示すように通常のＨ型ト(b)Full-pitch type primary side.

ランスと同じくフェライトコアに１個のコイルが巻かれている。一次側が提案するラダーコア構造であり，Fig. 4.(b)，(c)の通りフェライトコアに複数個のコイルが巻かれ，各コイルの両端にはフェライトの磁極が設けられている。ラダーコアトランスでは二次側の位置ずれに合わせて，適切な一次側コイルを選択して給電し，x 方向（前後方向）の大きな位置ずれ許容範囲を実現する。なお，給電すべき一次側コイルは，各コイルに一定電圧を印加したときの二次側コイルの誘起電圧の大きさ等で判断できる。

(c)Half-pitch type primary side.
Fig. 4.

Outline of ladder core transformer.

〈3･2〉 フルピッチ型ラダーコアトランス

Fig. 4.(b)に示すフルピッチ型ラダーコアトランスは，各コイルの幅2／6（以下，コイル幅）が，一次側と二次側で同一の 240mm であり，一次側には A～C の 3 個のコイルが巻かれている。
フルピッチ型では位置ずれ状態に合わせて A～C のいずれか１個のコイルに給電する。Fig. 5.(a)のような状態ではコイル B に給電し，点線のような主磁束を発生させる。こ(a)Full-pitch type.のトランスでは Fig. 6.(a)において二次側の中心点 O がコイ
ル B および C の中間点 Pm1 付近に位置するとき，二次側とコイル B および C の k が等しい給電コイル切替え位置となる。二次側がコイル C の中心点 PM2 付近にあるとき k は極大となる。切替え点 Pm1 ではコイル幅の半分以上の 140mm(b)Half-pitch type.の位置ずれが生じるため，k が x=0mm の標準状態から大きFig. 5.

Image of main flax.

く低下し，左右方向の位置ずれ性能の劣化が懸念される。
Fig. 4.(c)〈3･3〉 ハーフピッチ型ラダーコアトランスに示すハーフピッチ型ラダーコアトランスは，コイル幅が二次側の半分の 120mm であり，一次側コイルには A～F の6 個のコイルが巻かれている。
ハーフピッチ型では，コイル A～F において二次側との結合が強い 2 個のコイルをコア内部で磁束方向が一致するよ(a)Full-pitch type.

うに給電する。Fig. 5.(b)のような状態では C-D のコイルに給電し，点線のような主磁束を発生させる。このトランス
では Fig. 6.(b)において 3･2 節と同様に考えると点 Pm1 および Pm2 付近が給電コイル切替え点となるが，k の極大点 PM1，PM2，PM3 から 80mm 程度の位置ずれとなるため，フルピッチ型よりもコイル切替え点における k の低下が小さいと予(b)Half-pitch type.

想される。しかし，2 個の給電コイルの間の利用しない磁極

Fig. 6.

Definition of misalignment in x distance.

（中央磁極）から漏れ磁束が多い場合は，標準状態でのトランス性能の劣化が危惧される。
〈3･4〉 磁界解析による結合係数の特性

磁界解析ソフト JMAG（JSOL 製）を用い，x 方向位置ずれによる k の変化を調べた。解析するモデルは Fig. 3 のフルピッチ型およびハーフピッチ型ラダーコアトランスと一次側が二次側と同一コア形状の基本トランスである。3D-CAD を用いて実際と同じ寸法の各トランスモデルを作成し解析を行った。ギャ(a)Individual.

ップは各モデルとも 150mm とした。また，Fig. 6 のように

Fig. 7.

(b)Connect the primary side.

Definition of each inductance.

二次側の中心点 O が一次側の中心点 PM1 に位置する場合をx=0mm の標準状態とし，トランスの対称性より＋方向のみ0.3

Full-pitch typeHalf-pitch type
Basicの位置ずれについて解析した。なお，ハーフピッチ型は一次側の 2 個の給電コイルを一組のコイルとみなし，二次側0.25コイルとの k を計算する必要がある。

0.2間の相互インダクタンス（Mαβ,Mβγ,Mγα）および自己インダクタンス（Lα,Lβ,Lγ）のみが得られるため，Fig. 7.(b)のように電圧・電流を定義し，次のように k を求めた。
各コイルの電圧方程式は次式となる。

didi di M  M  r i ............ (5)dt
dt
dt
dididiv   L   M    M    r i ............ (6)dtdtdt
dididiv  L
 M    M  r i ............ (7)dt
dtdtv  Lk

シミュレーション解析では Fig. 7.(a)に定義する各コイル

0.15
0.1
0.05
00Fig. 8.

100200300x[mm]400500

Simulation result of k vs. misalignment
in x distance.

3／6

(a)Full-pitch type.

(b) Half-pitch type.
Fig. 9. Ladder core transformer.

Transformer
Misalignment x[mm]Exciting coil
Mechanical gap[mm]Frequency[kHz]Primary winding
Secondary winding
Self inductance L[uH]r1[mΩ]
r2[mΩ]
l0[uH]
l1[uH]
l2[uH]
CS[uF](Power factor)
CP[uF]k
Q1
Q2
ηmax[%]

Table 1.
Full-pitch type
Situation1 Situation20140
BC

14T(4p)16T(3p)

106.5
142.5
7.62
18.1
88.4
4.36
0.0344(1.00)
0.601
0.207
399
408
97.8

118.9
148.1
7.71
19.8
99.1
4.71
0.0306(0.91)
0.589
0.186
428
438
97.6

Specification and parameters.
Half-pitch type
Situation1Situation20160
C
DE
150
85
14T(2p)14T(2p)15T(2p)4T(15p)
149.1
147.0
161.3
143.4
150.8
6.25
6.31
18.0
18.2
92.8
96.0
4.43
4.39
0.03300.0320(1.00)(0.98)
0.595
0.597
0.201
0.200
413
404
504
497
97.9
97.8

ここで Fig. 7.(b)のように α,β を直列接続したとするとv  v  v , i  i  i ................................. (8)(8)式に(5),(6)式を代入し，Mαβ=Mβα とすればv  (L  L  2M )didt (M  M )didt

 (r  r )i....................................................................................... (9)クタンスは(9)式の第一項係数部，γ との相互インダクタンスは第二項係数部となる。よって k は次式となる。

M   M L  ( L  L  2 M  )F17T(2p)
157.1
142.0
6.18
18.2
91.8
4.76
0.0329(1.00)
0.595
0.178
413
539
97.6とハーフピッチ型で標準状態とコイル切替え点の k の変動を比較する。フルピッチ型は，それぞれ 0.254，0.191 となり 24.8%変動した。一方，ハーフピッチ型は 0.245，0.228（x=80,240mm とも同値）となり k の変動は 6.9%と小さく，α,β を一組のコイル αβ とみなしたとき，αβ の自己インダkSituation3320前後の位置ずれ性能に優れている。
また，標準状態においてハーフピッチ型とフルピッチ型の k の差は 0.009 であり，ハーフピッチ型の中央磁極による性能劣化の影響は小さい。

4. ラダーコアトランスの仕様〈4･1〉 外形とトランス定数................................ (10)実験に用いた各ラダーコ

アトランスの外形を Fig. 9，仕様とトランス定数を Table 1に示す。トランス定数は二次側中心が各給電コイルの中心各モデルの位置ずれ-結合係数特性の解析結果を Fig. 8 に上にある位置で測定した。なお，ハーフピッチ型は一次側示す。ラダーコアトランスは x=0mm の標準状態で基本トラの給電する 2 個のコイルを並列接続して測定した。3･2 節でンスより 10%程度 k が大きい。また，ラダーコアトランス

は計算が容易な直列接続で検討したが，実験は並列接続では標準状態から位置ずれすると k が低下するが給電コイル行った。

を切り替えることで 0.2 程度の k を維持する。フルピッチ型
4／6

〈4･2〉 巻数調整による直列コンデンサ共通化

Table 1に示す通り，ラダーコアトランスでは一次側の各コイルで巻数を変えている。この巻数調整により力率補償用の直列コンデンサ CS の値を各コイルでほぼ等しい値にした。CS の値は(2)式より一次側コイルの自己インダクタンスの値が大きく影響する。各コイルの巻数が同じでも，コア全体における各コイルの位置が異なるため，自己インダクタンスに差が生じる。この場合，それぞれに適合した CS が必要とな

Fig. 10.

Circuit configuration of ladder core transformer.

る。しかし，巻数調整で各コイルのインダクタンス定数の差を小さくすることで CS を共通化できる。

0.3

Table 1 に記載の力率は回路シミュレーションソフト
ときのインバータ出力（トランス入力）電圧・電流（VIN・0.2で最も大きい値（フルピッチ型，ハーフピッチ型でそれぞれ 0.0344，0.0330[uF]）とした。フルピッチ型ではコイルにより力率が 0.09 低下する。しかし，CS を共通化すればコイ
ルの切替えにはスイッチを使用し，Fig. 10 のように電源回路を簡素化できる。

5. 実験結果〈5･1〉 定数測定による結合係数特性kIIN）力率の計算値である。CS はトランス部がインバータ動作に影響のある進相負荷にならないよう考慮し，各コイル

Full-pitch typeHalf-pitch type
Basic0.25

PSIM を用いて，給電コイルによらず CS の値を一定とした

0.150.1
0.0500Fig. 11.

100200300x[mm]400500

k vs. misalignment in x distance by experiment.

Fig. 11 に x 方向位置ずれにおける特性の実験値を示す。各トランスともにギャップは 150mm である。Fig. 8 の解析結果と比べ，特性の傾向は同様であるが，実験値は解析値に比べ 20%程度小さい値となった。このためフルピッチ型のコイル切替え点付近では k が 0.15 以下と小さい。一方，フルピッチ型はコイル切替え点においても 0.175 以上の k を維持している。
〈5･2〉 3kW 給電実験
〈5･2･1〉位置ずれ-トランス効率特性

給電実験によりx,y 方向位置ずれにおけるトランス効率 ηTR を測定した。実験条件はいずれも給電電力 3kW，電源の基本波周波数(a)Full-pitch type.

85kHz，ギャップ 150mm である。また，Fig. 2 の回路のRL をフルピッチ型，ハーフピッチ型でそれぞれ 30Ω，35Ωとした。
実験結果を Fig. 12 に示す。実際の測定は x，y 方向ともに＋方向のみの位置ずれについて行い，トランスの対称性から測定データを全領域に拡大して図示している。また，
Fig. 2 に定義する非接触給電システムの全体効率 ηALL は位置ずれ状態においても 85%以上が望ましい。その 15%の損失の約半分の 8%をトランス損失，7%をその他変換器の損失として，位置ずれ許容範囲を ηTR≧92%と定義する。Fig.
12 の点線が ηTR≧92%の範囲を表す。

(b)Half-pitch type.
Fig. 12.

ηTR by misalignment.

フルピッチ型はコイル切替え点で k の低下が大きいため，コイル切替え点で ηTR が 91.1%となり位置ずれ許容範囲から外れた。

位置ずれ許容範囲は x 方向のみで±360mm となり，±一方，ハーフピッチ型は x 軸上の x=0mm で ηTR が 93.7%，350mm 以上を達成した。また，y 方向については最大±コ イ ル 切 替 え 点 (x=60,220[mm]) に お い て も そ れ ぞ れ150mm であり，コイル切替え点においも y 方向±125mm93.1,93.3[%]でありほとんど効率は低下しない。その結果，以上の位置ずれ許容範囲が得られた。
5／6

30030030VIN

202002020010010100

10100

1000IIN

20IIN

IIN[A]IIV[A]

VIN[V]

IIN

VIN[V]

30VIN

VIN[V]

20030VIN0000-100-10-100-10-100-10-200-20-200-20-200-20-30-3000-30-300-3000510Time[us]15(a)Situation1(x=0mm)

10Time[us]15051015-30

Time[us](b)Situation2(x=160mm)
Fig. 13.

〈5･2･2〉巻数調整の妥当性

5IIN[A]

300(b)Situation3(x=320mm)

Power factor of inverter in each situation.

4･2 節で述べた巻数調整により，5･2 節での給電実験では給電コイルによらず同じ直列コンデンサ CS を使用した。Fig. 13 に 5･2 節で良好な結果が得られたハーフピッチ型における各給電コイルのインバータ出力（トランス入力）電圧・電流（VIN・IIN）の波形を示す。インバータ効率 ηINV は(a)で 99.5%，(b)で 99.8%，(c)で 99.4%となり，巻数調整で CS を共通化しても ηINV への影響は小さい。よって巻数調整は有効である。

6. おわりに
本論文では，従来と同じ小型軽量な車載トランスを用いて，前後方向の位置ずれ許容範囲を大きく拡大できる，ラダーコア地上トランスを提案した。特に，ハーフピッチ型
では一次側のコイル幅を二次側の半分の大きさにし，連続する２個のコイルを給電することで，標準状態での性能を

文

献(１) 藤田敏博・金子裕良・阿部 茂：「直列および並列共振コンデンサを用いた非接触給電システム」，電学論 D，Vol.127，No.2 pp.174-180(2007-2)(２) 三木隆彦：「電動車両用電池充電標準化への取り組み状況」，ワイヤレス給電 EV･PHEV 用標準化と実証実験の最新動向，pp.1-17(2013-5)(３) John T. Boys・Grant A. Covic・Chang-Yu Huang“Development of aSingle-sided Flux Magnetic Couple for Electric Vehicle IPT Charging
Systems”IEEE Trans. Ind. Electron.,vol.60,no,1,pp.318-328(jan.2011)(３) Sungwoo Lee ・ Jin Huh ・ Changbyung Park ･ Nam-Sup Choi ･Gyu-HyeoungCho ･ Chun-Taek Rim“On-Line Electric Vehicle using
Inductive Power Transfer System”IEEE,ECCE,pp.1598-1601(2010)(５) 遠井敬大・金子裕良・阿部 茂：「非接触給電の最大効率の結合係数k とコイルの Q による表現」，電学論 D，Vol.132，No.1 pp.123-124(2011)(６) 佐藤亨耶・高梨浩也・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「電気自動車用非接触給電トランスの長ギャップ化」，電気学会全国大会，4-205 (2012)

劣化させずにコイル切替え位置での k の低下を抑えた。
3kW，ギャップ長 150mm のＨ型コア非接触給電トランスの効率 92%以上の前後方向位置ずれ許容範囲を，従来の±80mm から±360mm に大幅に拡大できることを実験で確認した。また，端側のコイルの巻数を調整することで力率調整用の直列コンデンサを共通化でき，電源回路を簡素化できることも示した。
本論文では一次側コイル数が 6 であったが，コイル数を増やすことで位置ずれ許容範囲を自由に拡張可能である。
例えば，タクシー等の縦列駐車時の複数台同時充電などが可能となる他、低速の走行中給電への応用に期待できる。

6／6