電気学会論文誌 D（産業応用部門誌）

IEEJ Transactions on Industry Applications
Vol.133 No.7 pp.707–713
DOI: 10.1541/ieejias.133.707

論文

一方向非接触給電から拡張容易な双方向非接触給電システム
正 員

望月 大樹∗

学生員

仲達崇一郎∗

非会員

渡辺

宏∗

正 員

境野

翔∗

正 員

金子 裕良∗

正 員

阿部

茂∗

正 員

保田 富夫∗∗

Bidirectional Contactless Power Transfer System expandable from Unidirectional Systems
Shigeru Mochizuki∗ , Member, Soichiro Nakadachi∗ , Student Member, Hiroshi Watanabe∗ , Non-member,
Sho Sakaino∗ , Member, Yasuyoshi Kaneko∗ , Member, Shigeru Abe∗ , Member, Tomio Yasuda∗∗ , Member（2012 年 9 月 26 日受付，2013 年 3 月 19 日再受付）

Contactless power transfer systems with primary series and secondary parallel resonant capacitors (SP topology)
are useful for electric vehicle charging. However, SP topology is not suitable for the bidirectional power transfer. In
this paper, we propose a new bidirectional contactless power transfer system with a secondary series reactor added to
the SP topology’s circuit (SPL topology). The experimental results of 3 kW bidirectional power transfer are shown toverify the eﬀectiveness of the proposed system. The transformer eﬃciencies of the SPL topology are 94.4% (G2V) and
94.8% (V2G) against 95.4% of the SP topology at a 70 mm gap. Both eﬃciencies of the SPL topology are consistently
high, regardless of the change in the gap length and misalignment.
キーワード：非接触給電，電気自動車，双方向，V2G，効率，インバータ

Keywords: contactless power transfer, electric vehicle, bidirectional, V2G, eﬃciency, inverter

1.

U.K. Madawala らは一次並列二次並列コンデンサ（PP 方はじめに式）の両外側に直列にリアクトルを加えた回路構成を採用

地球環境問題や石油への依存度を軽減するために，家庭している。系統側と車側の両方にブリッジ型インバータをや充電スタンドでバッテリーに充電するプラグインハイブ

用い，各インバータのスイッチングの位相差により給電方

リッド自動車（PHV）や電気自動車（EV）が注目されている。

向と電力の制御を行っており，900 W の給電実験を行って現在，PHV や EV への給電は電気ケーブルを用いるコンダ

いる。しかし給電効率は示されていない。

クティブ方式が主流だが，利便性・保守容易性などから非

名雪らは双方向ともに一次直列二次並列コンデンサ

接触方式が有望であり，各国で研究開発が進められている。

（Series-Parallel Capacitor 方式，以下 SP 方式と略す）とこれらの研究のほとんどは電力系統から車へ（G2V）の一なるように，機械式リレーを用いて給電方向によりコンデ

方向給電を想定している (1) (2) 。EV のバッテリーを電力系統

ンサを切り替えている。系統側と車側の両方にブリッジ型の負荷平準化，移動電源・緊急時電源にも利用する研究開発

インバータを用い，受電側インバータはスイッチング素子が進められているが，これには車から電力系統へ（V2G）のをオフにしダイオード整流器として使用している。2 kW の給電も可能な双方向給電システムが必要となる。双方向非給電実験では 90%の給電効率を達成している。
我々は一次直列二次直列コンデンサ（SS 方式）の一次側接触給電として Auckland 大の U.K. Madawala らの研究 (3)(4)にイミタンス変換器を追加した双方向ともに高効率な回路

や電力中央研究所の名雪らの研究 がある。
∗

を発表した (5) が，より簡単な構成で，現在の EV 用一方向埼玉大学
〒 338-8570 さいたま市桜区下大久保 255

非接触給電システムから拡張容易で，かつ双方向ともに給電効率が高いシステムをめざし，研究を進めてきた。

Saitama University
255, Shimo-okubo, Sakura-ku, Saitama 338-8570, Japan

本論文では，非接触給電で一般的な SP 方式を基に二次∗∗（株）テクノバ〒 100-0011 東京都千代田区内幸町 1-1-1側に直列リアクトル Ls を追加し，一次側の直列コンデンサの値を変更する方式（SPL 方式）を提案する。SPL 方式はTechnova Inc.
1-1-1, Uchisaiwai-cho, Chiyoda-ku, Tokyo 100-0011, Japanc 2013 The Institute of Electrical Engineers of Japan.


SP 方式と同じ理想変圧器特性を保持し，給電方向による回707

双方向非接触給電システム（望月大樹，他）

路変更が不要で，双方向ともに定格電力を最大効率で給電次の漏れリアクタンスを表す。二次側の蓄電池は抵抗負荷できる。実用上は一方向用の非接触給電トランスをそのまRL で近似し，受電電力の変化は RL の値の変化で表現する。

ま利用できる拡張容易性に大きな特長がある。この SPL 方

給電トランスの巻数比を a = N1 /N2 とし，一次側諸量は二式は従来の双方向非接触給電方式に比べ，制御が容易，共次側に換算し （ダッシュ）をつけて表す。実際の給電トラ

振用の LC 素子が少ない，スイッチが不要などの特長があンスでは，フェライトコアとリッツ線を用いると鉄損を表り，給電効率に加え，信頼性や低コスト化の面でも優れて

す r0 と巻線抵抗 r1 ，r2 は，電源周波数 f0（> 数十 kHz）においてトランスのリアクタンス x0 ，x1 ，x2 に比べ十分小さいる。
本論文では提案方式の LC 定数の決定法，基本特性，入い。従って r0 と r1 ，r2 を省略した回路で解析を進める。F

出力電圧の調整法，双方向ともに最大効率で運転するため

行列より入出力特性を求めると (1) 式のような理想変圧器の条件などについて述べる。さらに給電実験により，提案特性が得られる (1) 。

⎡⎤ ⎡ x0⎢⎢⎢ V  ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢⎢ x +xIN1⎥⎥ = ⎢⎢ 0 2⎢⎢⎣ 
IIN1 ⎦ ⎣⎢ 0

方式を検証し，自動車用非接触給電で問題となる駐車時の位置ずれやギャップ長変動による特性変化に対しても問題ないことを示す。

⎤⎡⎤⎥⎥⎥ ⎢⎢ V
⎥⎥⎥
IN2
⎥
⎢
⎥⎥ · · · · · · · · · · · (1)⎥⎥ ⎢⎢⎣
x0 +x2 ⎥⎦IIN2 ⎦x00

本論文の新規性は，双方向非接触給電に適した SPL 方式

しかし SP 方式での双方向化を考えた場合，V2G 運転時にを提案し，SPL 方式が一方向非接触給電で一般的な SP 方

二次側方形波出力インバータの出力端子に並列コンデンサ式からの拡張が容易であり，SP 方式と等しい理想変圧器特が直接接続される回路は，電流過大となり採用困難である。

性を有することを示し，双方向での最大効率運転条件を導〈2・3〉 SPL 方式

今回提案する SPL 方式は，一方向出したこと，また，実際に給電実験を行い以上の事項の妥の SP 方式を基に，二次側並列コンデンサ CP と二次側イン当性を検証したことにある。

バータとの間に直列リアクトル LS を追加する。CP ，LS の2.

値を，電源周波数 f0 （= ω0 /2π）において二次側の自己リ

双方向非接触給電システム〈2・1〉 双方向非接触給電回路

アクタンス（ω0 L2 = x0 + x1 ）と共振するように，(2)，(3)提案する双方向非接式を満たす値に決める。一次直列コンデンサ CS は従来の触給電システムの構成を Fig. 1(a) に示す。商用電源を双方

一方向給電の SP 方式とは異なり一次側の自己リアクタン

向から給電可能な高力率 PWM 整流器で直流に変換し，ブス（ω0 L1 = x0 + x2 ）と共振するように，(4) 式を満たす値

リッジ型インバータを系統側と車側の両方に配置し，送電側に決める。

はインバータとして動作させ，受電側は IGBT を常にオフ

1= ω0 L2 = ω0 LS = xP = x0 + x2 · · · · · · · · · · · (2)ω0 C P
LS = L2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (3)1= ω0 L1 = xS = x0 + x1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)ω0CSとし，ダイオードのみを用いた全波整流器として使用する。
インバータは Fig. 1(b) のハーフブリッジ回路を用いても良い。この場合送電側はハーフブリッジインバータとして駆動し，受電側は IGBT を常にオフとし倍電圧整流器として使用する。コンデンサ方式は従来の SP 方式を採用し，二SPL 方式の詳細等価回路を Fig. 3(a)，(b) に示す。F 行列

次側並列コンデンサと二次側インバータ間に直列リアクトから G2V 運転時の入出力特性を求めると，従来の SP 方式

ル Ls を追加する。

と同じ (5) 式の理想変圧器特性が得られる。

〈2・2〉 SP 方 式⎡⎤ ⎡ x0⎢⎢⎢ V  ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢⎢ x +x⎢⎢⎣ IN1 ⎥⎥⎦ = ⎢⎢⎢ 0 2

⎣ 0
IIN1

従来の SP 方式の等価回路を Fig. 2に示す。ここで，x0 は相互リアクタンス，x1 ，x2 は一次二⎤⎡⎤⎥⎥⎥ ⎢⎢ V
⎥⎥
IN2 ⎥
⎥
⎢
⎥⎥⎦ · · · · · · · · · · · (5)⎥⎢x0 +x2 ⎥⎥⎦ ⎢⎣ I
IN2

x
0

0

ここで，巻数比 a と b = x0 /(x0 + x2 ) を用いると (6) 式を
得る。

⎡
⎤ ⎡
⎤
⎤⎡
⎢⎢⎢ VIN1 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ ab
0 ⎥⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢⎢ VIN2 ⎥⎥⎥⎥⎢⎢⎣⎥⎥⎦ = ⎢⎢⎣
⎥ · · · · · · · · · · · · · · (6)⎥⎢IIN1
0 1/ab ⎦ ⎣ IIN2 ⎦b は結合係数 k の値にほぼ等しくなり，結合係数 k に応じて

(a) Full-bridge(b) Half-bridge

Fig. 1. Bidirectional contactless power transfer system.

Fig. 2. Equivalent circuit of SP topology.
708

IEEJ Trans. IA, Vol.133, No.7, 2013

双方向非接触給電システム（望月大樹，他）

2

2

RL
IIN2
x0 + x2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(11)VIN2
IIN2 RL
I2 = j = j ,
x0 + x2
x0 + x2

I2=

= IIN2 /b と (11) 式を (9) 式に代入
(6) 式より導出した IIN1(a) G2V

すると，

ηG2V =

Fig. 3. Equivalent circuit of SPL topology.

ηmax G2V =すると電圧比は 1 となる。(5) 式は従来の SP 方式の持つ理

運転時の入出力特性も (7)，(8) 式のように理想変圧器特性ηV2G =となる。

⎤⎡⎡⎤ ⎡ x +x⎤⎢⎢⎢ VIN2 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢⎢ 0x 2⎥⎥⎥
0 ⎥⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ VIN1
0⎥⎥⎦ = ⎢⎢⎢⎥⎥⎦ · · · · · · · · · · · (7)⎥⎥⎥ ⎢⎢⎣

⎢⎢⎣
x

0
⎦ I
⎣ 0
IIN2
IN1
x0 +x2
⎤ ⎡
⎤ ⎡
⎤
⎡
⎤⎡
⎢⎢⎢ VIN2 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ 1/ab 0 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ VIN1 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ VIN1 /ab ⎥⎥⎥⎥⎥ = ⎢⎢⎥⎥⎥⎥ ⎢⎢⎥⎥ = ⎢⎢⎢⎢⎣
IIN2 ⎦ ⎣ 0
ab ⎦ ⎣ IIN1 ⎦ ⎣ abIIN1 ⎦· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (8)x0 + x2

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(13)

2 

x0

r1
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(14)r2

RL I  2IN1
r1 I  2IN1 + r2 I22 + RL I  2IN1

· · · · · · · · · · · · · · · · (15)

⎤⎡
⎤

⎥⎥⎥
− jx0 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ VIN1⎥⎥⎥ ⎢⎢⎥⎥⎦ · · · · · · · · · · · · (16)
⎣ I
⎦
0
IN1

⎡
⎤ ⎡ x +x⎢⎢⎢ V2 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ 0x 2
0⎥⎥ = ⎢⎢⎢⎢⎢⎣
I2 ⎦ ⎣ − j x1
0

これより，

I2 = j

電側から受電側の電圧電流制御を容易に行える。


VIN1
I  R
= j IN1 L ,

x0
x0

RL 2
· · · · · · · (17)
x0

2

I2

IIN1

=

(17) 式を (15) 式に代入すると，

なお，SPL 方式はイミタンス変換器特性を持つ SS 方式の二次側に LCL 型のイミタンス変換器を追加し，SS 方式

ηV2G =の二次側の C とイミタンス変換器の L の値が相殺する場合と見ることもできるが (6) ，上記の説明のように理想変圧器
特性を持つ SP 方式の拡張と見るほうが簡単と思われる。

RL
RL + r1 + r2  2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (18)RLx0

よって，V2G 運転時の ηmax ，RLmax は (19)，(20) 式となる。

〈2・4〉 最大効率運転条件

SPL 方式では最大効率で給電するために RL を適切な値に設定する必要がある。Fig. 3の等価回路において，鉄損 r0 は十分小さいので巻線抵抗 r1 ，
r2 のみを考慮すると，Fig. 1 の G2V 運転時における PIN1から PIN2 までのトランス効率 η は (9) 式のようになる。なお直列リアクトル Ls の抵抗値は無視している。

ηmax V2G =1
1 + x2
0RL max V2G =r1 r2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(19)1
RL max V2G = x0
a2

r1
· · · · · · · · · · · ·(20)r2

このように G2V では RLmax G2V ，V2G では RLmax V2G で給電できれば双方向共に最大効率で給電が可能となる。なお· · · · · · · · · · · · · · · · · · (9)受電電圧が決まっている場合，RLmax の値により最大効率となる給電電力が決まることになる。

ここで V2 I2 と VIN2 IIN2 の入出力関係は (10) 式で表される。

0r1 r2
ここで V2 ，I2 と VIN1，IIN1の入出力関係は (16) 式となる。

このように双方向ともに理想変圧器特性を有するので，送j x0 + x2
0

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (12)から PIN1 までのトランス効率 η は (15) 式で表される。

をそのまま用いて高効率な双方向給電が可能となる。V2G( x0 +x2 )+ b12

一方，RL (= RL /a2 ) を一次側に置いた V2G 運転時では，PIN2

想変圧器特性 (1) 式と等しいため，一方向用の給電トランス⎡⎤ ⎡⎢⎢⎢ V2 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ 1⎢⎢⎣⎥⎥ = ⎢⎢
1I2 ⎦ ⎣ j x +x2

2

1

RL max G2V =を任意の値に設定することができる。特に a = 1/k に選定

2
r1 I  2IN1 + r2 I22 + RL IIN2

r

R2L

1 + x20

巻数比 a を調節することで一次二次間の電圧比（VIN2 /VIN1 ）ηG2V =

R L + r2(12) 式で RL を変数とすると，給電効率が最大となる ηmax G2Vとその時の抵抗負荷 RLmax G2V の値は (13)，(14) 式となる。

(b) V2G

2RL IIN2

RL⎤⎤⎡⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ VIN2 ⎥⎥⎥⎥⎥ · · · · · · (10)⎥⎥⎦ ⎢⎢⎣
IIN2 ⎦〈2・5〉 双方向最大効率運転条件時の電力特性式で定義する結合係数 k とコイルの Q

(7)

(21)

を用いて，前節の(13)，(14) 式を表わすと (22)，(23) 式となる。

これより，

k= √
709

M
,
L1 L2

Q1 =

ω0 L1
,
r1

Q2 =

ω0 L2
· · · · · · ·(21)r2

IEEJ Trans. IA, Vol.133, No.7, 2013

双方向非接触給電システム（望月大樹，他）

Table 1. RLmax and ηmax of each topology.

Fig. 4. Regulation of voltage ratio adding reactance.

〈2・6〉 位置ずれやギャップ長変動の影響

自動車では駐車時に位置ずれやギャップ長変動が起こるが，今回提案する SPL 方式では CS ，CP ，LS は (2)–(4) 式に示すようにそれぞれ接続する側の自己インダクタンスの値で決まる。
位置ずれやギャップ長変動により，結合係数 k が変化し，相互インダクタンスと漏れインダクタンスの比が変化しても，
自己インダクタンスの値はほとんど変わらないため，位置ηmax G2V =1 + 2k

RL max G2V =1r 2 Q2
k

1
Q1 Q2



ずれやギャップ長変動により CS ，CP ，LS の値を変更する· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(22)

必要はなく，実用性は高いと考えられる。
〈2・7〉 C，L の挿入による二次電圧の調節

段に C または L を挿入すれば，二次側の自己インダクタン

Q2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(23)Q1

ス L2 を増減することと等価なため，簡単に二次電圧を調節（一次二次の電圧比を調節）できる。

同様に V2G 運転時では (19)，(20) 式は (24)，(25) 式となる(7)

Fig. 4 のように，追加する C ，L のリアクタンスを xα とし，CP ，LS を (30) 式のように設定した場合，電圧比と理。ただし，r1 = r1 /a2 である。

ηmax V2G =1 + 2k1
RL max V2G = kr1

1
Q1 Q2

· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(24)論効率，その時の抵抗負荷の値は以下のようになる。

1= ω0 LS = xP = xL = x0 + x2 ± xα · · · · · · ·(30)ω0 C P⎡⎤ ⎡⎤⎡⎤⎢⎢⎢ VIN1 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ ab 0 ⎥⎥⎥ ⎢⎢⎢ VIN2 ⎥⎥⎥⎢⎢⎣⎥⎥⎦ = ⎢⎢⎣ c⎥⎥⎦ ⎢⎢⎣⎥⎥⎦ · · · · · · · · · · · · · · ·(31)c0IIQ1 Q2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(25)(14)，(20) 式より G2V と V2G の RLmax は (26) 式の関係を
持ち，



1
RL max G2V = 2 x0b

IN1

PG2V = RL max G2V ,R
r1
RL max V2G= L max2 V2G =
r2
b
a2 b2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(26)RL max G2V =

c=

2
VIN1

PV2G = RL max V2G · · · · · · · · · · · (27)

ここで，(6) 式および (27) 式から，
2
VIN1

RL max V2G=(abVIN2 )2
a2 b2 R

L max G2V

=

IN2

ab

ηmax G2V = ηmax V2G =最大効率となる場合の電力は，(27) 式で表される。
2
VIN2

CP の前

1
1 + x20
2 
c2 x0 + x2
r1r1 r2· · · · · · · · · · · · ·(32)


r1
r2
r2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(33)x0,RL max V2G = x0x0 + x2 ± xα
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(34)x0 + x2

ここで，c は (34) 式で定義される昇降圧比であり，xα の2
VIN2

RL max G2V

符号が+の場合は L の挿入による L2 の増加，− の場合は C· · · · · · · (28)の挿入による L2 の減少を表す。(32)，(33) 式より，従来 a，b でしか調節出来なかった電圧比を，昇降圧比 c によってとなる。これは，SPL 方式では G2V と V2G で最大効率とも調節でき，その際の理論最大効率は変化せず，高効率でなる電力は等しくなることを表す。G2V で定格電力給電時の給電が行えることが分かる。

が最大効率であれば，V2G に変えても定格電力給電時に最3.

大効率になることが保証されるのである。

SP 方式，SPL 方式の RLmax ，ηmax を k と Q で表した理給電実験〈3・1〉 実験トランスと実験回路

Fig. 5 に示した H 型
コア両側巻給電トランス を用いて Fig. 1(a) に類似の回路
で給電実験を行った。トランス定数を Table 2 に示す。二次側リアクトルには TDK 製 PQ107X87X70 のコアを使用

論最大効率 ηmaxQ を Table 1 に示す。表より ηmaxQ はどの方(8)式を用いても変わらないことがわかる。なお，SP 方式では

(29) 式による近似を行なっている (7) 。
1 Q2
 1· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (29)
k 2 Q1した。実験では受電側に全波整流器を用い，高周波電源と整流器・抵抗負荷を入れ替えることで双方向給電の実験を
710

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双方向非接触給電システム（望月大樹，他）

Fig. 5. Dimension of transformer.
(a) G2V

Table 2. Parameters of transformer.

(b) V2G

Fig. 6. Experimental waveform of SPL topology.

Table 3. Experimental results (normal).

Fig. 7. Experimental waveform of SP topology.

行った。電力測定には確度 ±0.06%の電力計（YOKOGAWA

WT3000）を用いた。また，抵抗負荷 RL は (14) 式および(20) 式より求めた理論値 G2V：10 Ω，V2G：17.5 Ω を用いた。比較のため同じ給電トランスを用いて二次側直列リア
クトルを持たない SP 方式の単方向給電実験も行った。SP
Fig. 8. Transformer eﬃciency with load change.

方式では Cs を文献 (1) の共振条件式より算出した 0.081 μFに変更し，最大効率時の理論式より求めた抵抗負荷 RL の
値は G2V と同じく約 10 Ω となった。
であり，基本波実効値で計算を行なっている事と，整流器

Fig. 6 より入出力電圧の位相が一致しており，理想変圧器
特性が確認できる。また Table 3 より，G2V で 94.4%，V2G
で 94.8%の給電効率が得られ，従来の SP 方式（95.4%）と前後での電圧比を考慮し，(27) 式より換算を行う必要があ

比べてほとんど変わらず高効率であることが確認できる。

る。SPL 方式では，VIN1 ，VIN2 共に方形波となり，方形波流器を使用した場合，電圧が 10/9 倍，RLmax は 10/9 の二乗

G2V と SP 方式で効率に若干差が出るのは直列リアクト
ル LS による損失の有無と考えられる。Fig. 6 と Fig. 7 のIIN2 の波形を比べれば，直列リアクトル Ls の挿入でチョー倍に換算する。実験では整流器での電圧降下を考慮し 15 Ω

ク入力整流となることが確認できる。

また，等価回路での RLmax は整流器を含めた等価抵抗値の基本波実効値は波高値の 0.9 倍であることから，全波整〈3・3〉 抵抗負荷変動試験を用いた。
〈3・2〉 3 kW 双方向給電実験

機械ギャップ 70 mm でFig. 8 に抵抗負荷 RL の値による給電効率変化の理論値（(13) および (19) 式による）位置ずれのない標準状態で，50 kHz で 3 kW を双方向から給と実験値の比較を示す。SP 方式の実験結果は整流器入力部

電した実験結果を Table 3，入出力電圧電流波形を Fig. 6 に2分においた値（RL ∗ = VIN2
/PIN2 ）で換算した値を示す。理示す。また SP 方式の入出力電圧電流波形を Fig. 7 に示す。

論値は鉄損を無視しているため，実験値より効率が高くな
711

IEEJ Trans. IA, Vol.133, No.7, 2013

双方向非接触給電システム（望月大樹，他）

Table 4. Experimental results.

(a) Change in gap length(b) Change in forward direction(c) Change in lateral direction

Fig. 9. Eﬃciency with change in position and air gap.

る。受電電圧がほぼ一定の蓄電池の場合，Fig. 8 は給電電力4.

による給電効率の変化を示している。図より求めた最適抵

Fig. 1(b) の電源/整流器にハーフブリッジ回路を用いた場
合の双方向給電を PSIM によるシミュレーションで確認した。双方向ともにトランス部の電圧が Fig. 1(a) のフルブリッジ回路に比べて 1/2 になる以外は動作に問題はなかった。

抗負荷の時に効率が最大となっていることが確認できる。
〈3・4〉 位置ずれ・ギャップ長変動試験

ハーフブリッジ回路

自動車用非接触給電では前後左右の駐車位置の変動（トランスの位置ずれ）や，積載重量による車高（トランスのギャップ長）の変動が避けられない。位置ずれが生じたりギャップ長が大一次二次の電圧比を調整する方法には，トランスの巻数きくなると結合係数が低下し効率も低下する。機械ギャッ比による調整，フルブリッジ回路とハーフブリッジ回路のプ 70 mm で位置ずれの無い状態を標準状態とし，前後方向選択，さらに〈2・7〉で述べたコンデンサ分圧や L の挿入が（ x 方向）位置ずれ ±60 mm，左右方向（y 方向）位置ずれある。ハーフブリッジ回路を用いると電流が流れる素子数±200 mm，ギャップ長変動 ±30 mm の範囲で特性変化を調が減るため，効率向上や低コスト化が期待できる。

べた。

5.

Table 4 に標準状態と x，y 各方向の位置ずれ時，ギャッ
プ長 40 mm，100 mm 時の給電結果を示す。また位置ずれ，ギャップ長変動時の効率の変化を Fig. 9 に示す。実験で使

ま と め

電気自動車やプラグインハイブリッド自動車用の双方向
非接触給電について，一方向の SP 方式から受電側整流器

用した高周波インバータには入力電圧に上限があり，出力をインバータに変更し，直列リアクトル 1 個を追加し，直電圧 PIN2 を 3 kW まで上げられないため，電圧比の低くな

列コンデンサの値を変更するだけで，双方向給電が実現でる G2V のギャップ長 40，50 mm では 1.5 kW の給電結果をきる SPL 方式を提案した。

掲載した。同様に G2V の左右位置ずれ 200 mm 時も一次

SPL 方式は SP 方式の理想変圧器特性を維持し，SP 方式

側電圧 V1 が高くなるため，1.5 kW の給電結果を掲載した。

のトランスをそのまま利用可能で，双方向ともに定格電力

Fig. 9 より，SPL 方式の効率は位置ずれ・ギャップ長変
動ともに SP 方式とほぼ同じ特性であり，車の左右方向（yを最大効率で給電できることを示した。

方向）の位置ずれに強いことがわかる。

の 95.4%の給電効率とほぼ等しい G2V で 94.4%，V2G で3 kW の双方向給電実験で基本性能を確認し，SP 方式
94.8%の給電効率が得られることを示した。
提案方式は電気自動車以外の非接触給電にも適用可能である。双方向非接触給電の応用が広がることを期待したい。
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IEEJ Trans. IA, Vol.133, No.7, 2013

双方向非接触給電システム（望月大樹，他）

文

渡

献

辺

宏 （非会員） 1990 年 3 月 3 日生。2012 年 3 月埼玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。現在ニチコン草津（株）勤務。在学中は非接触給電シス（ 1 ） S. Abe and Y. Kaneko: “Contactless Power Transfer System”, IEEJ Jounal,
Vol.128, No.12, pp.769–799 (2008) (in Japanese)
阿部 茂・金子裕良：「非接触給電技術」, 電学誌, Vol.128, No.12, pp.796–
799 (2008)（ 2 ） M. Budhia, G. Covic, and J. Boys: “A New IPT Magnetic Coupler for Electric Vehicle Charging Systems”, IEEE IECON 2010, pp.2481–2486 (2010)（ 3 ） U.K. Madawala and D.J. Thrimawithana: “A Bidirectional Inductive PowerInterface for Electric Vehicles in V2G Systems”, IEEE Trans. on Industrial
Electronics, Vol.58, No.10, pp.4789–4796 (2011)（ 4 ） T. Nayuki, K. Fukushima, N. Gibo, K. Nemoto, and T. Ikeya: “Preliminary Demonstrations of a Bi-directional Inductive Power Transfer System”,
CRIEPI Research Report, H10007 (2001) (in Japanese)
名雪琢弥・福島健太郎・宜保直樹・根本孝七・池谷知彦：「双方向
非接触給電システムの提案と基本性能の実証」, 電中研報告, H10007(2001)（ 5 ） S. Mochizuki, H. Watanabe, Y. Kaneko, and S. Abe: “Study of Bidirectional
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望月大樹・渡辺 宏・金子裕良・阿部 茂：「双方向非接触給電シス
テムの基礎検討」, 半導体電力変換研究会, SPC-11-180 (2011)（ 6 ） S. Irie and Y. Tahara: “Cascade Configuration of T-LCL-Type and T-CLCType Immittance Converters in Non-Contact Energy Transfer Systems”,
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入江寿一・田原陽介：「非接触給電における T-LCL 形と T-CLC 形イミ
タンス変換器のカスケード構成」, 電学論 D, Vol.129, No.5, pp.511–518(2009)（ 7 ） T. Tohi, Y. Kaneko, and S. Abe: “Maximum Eﬃciency of Contactless Power
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遠井敬大・金子裕良・阿部 茂：「非接触給電の最大効率の結合係, 電学論 D, Vol.132, No.1, pp.123–124
数 k とコイルの Q による表現」(2012)（ 8 ） M. Chigira, Y. Nagatsuka, Y. Kaneko, S. Abe, T. Yasuda, and A. Suzuki:“Novel Core Structure and Iron-loss Modeling for Contactless Power Transfer System of Electric Vehicle”, IEEJ Trans. IA, Vol.132, No.1, pp.123–124(2012) (in Japanese)
千明将人・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「電気自動車用非接触給電トランスの新コア構造と鉄損のモデル化」,
電学論 D, Vol.132, No.1, pp.1–16 (2012)

テムの研究に従事。

境野

翔 （正員） 1983 年 2 月 6 日生。2011 年 3 月慶應義塾大学理工学研究科総合デザイン工学専攻博士課程修了。現在埼玉大学工学部電気電子システム工学科助教。工学博士。2011 年電気学会産業応用部門論文賞受賞。主としてロボティクス，メカト
ロニクス，ハプティクスの研究に従事。

金子 裕

良 （正員） 1965 年 6 月 22 日生。1987 年 3 月埼玉大学工学部電気科卒業。1989 年 3 月同大学大学院修士課程卒業。同年新日本製鐵（株）入社。1990
年 4 月埼玉大学工学部助手。1995 年 2 月同大学
総合情報処理センター講師。 2000 年 4 月工学部講師。2008 年 4 月同大学大学院理工学研究科准教授。現在電気機器の制御および産業用ロボットの知的情報処理・制御の研究に従事。工学博士。

IEEE，計測自動制御学会，溶接学会各会員。

阿部

茂 （正員） 1949 年 3 月 29 日生。1971 年 6 月東京大学工学部電子工学科卒業。1976 年同大大学院博望

月 大 樹 （正員） 1987 年 10 月 5 日生。2011 年 3 月茨城士課程修了。工学博士。同年三菱電機（株）入社。

大学工学部電気電子工学科卒業。同年 4 月埼玉大

中央研究所，産業システム研究所で研究開発に従学大学院理工学研究科博士前期課程数理電子情報事。1997 年同社稲沢製作所エレベータ開発部長。

系専攻に入学，2013 年 3 月修了見込み。同年 42001 年ビルシステム事業本部技師長。2004 年 4

月より，日立オートモーティブシステムズステア

月埼玉大学大学院理工学研究科教授。現在パワーリング（株）に勤務予定。主に非接触給電システ

エレクトロニクス応用とシステム技術の研究に従ムの研究に従事。

事。1985 年電気学会論文賞受賞。IEEE，電子情報通信学会，情報処
理学会各会員。

仲保

達 崇一郎 （学生員） 1989 年 1 月 5 日生。2012 年 3 月埼玉

田 富夫 （正員） 1952 年 2 月 1 日生。1974 年 3 月東京電機大学卒業。アイシン精機（株）入社後，カーエ大学工学部電気電子システム工学科卒業。同年 4月同大学大学院理工学研究科博士前期課程数理電

レクトロニクス技術及び ITS システム技術の開発

子情報系専攻に入学。主に非接触給電システムのに従事。1999 年（株）テクノバに出向。現在，自研究に従事。

動車用パワーエレクトロニクス技術及びシステム
技術の調査研究に従事。2007〜2009 年の間「自動車用パワーエレクトロニクスの現状調査専門委
員会」委員。自動車技術会会員。

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