電気学会論文誌 D（産業応用部門誌）

IEEJ Transactions on Industry Applications
Vol.137 No.11 pp.815–826
DOI: 10.1541/ieejias.137.815

論文

可変インピーダンスを考慮した非接触給電システムの回路解析と特性評価
学生員
非会員

山田
潤∗
小林 涼太∗

学生員
正 員

津田 和真∗
金子 裕良∗

Circuit Analysis and Characterization of Contactless Power Transfer System with Variable
Impedance
Jun Yamada∗ , Student Member, Kazuma Tsuda∗ , Student Member, Ryota Kobayashi∗ , Non-member,
Yasuyoshi Kaneko∗ , Member（2016 年 12 月 20 日受付，2017 年 6 月 9 日再受付）

A contactless power transfer system using a repeater coil (Repeater Coil topology) has been proposed as a method of
suppressing overcurrent without power control during misalignment or no-load. By installing a repeater coil between
the primary and secondary coils, it is possible to increase the input impedance in the case of misalignment of thesecondary coil or no-load condition. In addition, another a contactless power transfer system using primary paralleland secondary series resonance capacitors (PS Capacitor topology) has been proposed. In the PS Capacitor topology,
the input impedance can be increased during misalignment of the secondary coil or no-load condition similar to the
Repeater Coil topology. In this paper, we evaluated the characteristics of both these topologies. First, we conducted acircuit analysis of the Repeater Coil topology and proposed a design method. In addition, we theoretically clarified thecharacteristic diﬀerence of the two topologies and experimentally evaluated the characteristics.
キーワード：走行中非接触給電，電気自動車，中継コイル，PS 方式，効率，フィルタ

Keywords: dynamic contactless power transfer, electric vehicle, repeater coil, PS capacitor topology, eﬃciency, filter

1.

二次直列にコンデンサを配置した SS 方式や，一次直列二

はじめに次並列に配置した SP 方式による検討が主流であり，両回

環境問題や石油枯渇問題などの背景から，化石燃料の依路方式とも位置ずれや二次コイル不在時にインピーダンス

存度を軽減するために，家庭や充電スタンドでバッテリーが低下し，過大な電流が流れてしまう。このため，過大なに充電するプラグインハイブリッド自動車（PHV）や電気電流が流れるのを防ぐため，負荷の変動に対しても実効値

自動車（EV）への関心が高まっている。現在，PHV や EVが一定となる電流源駆動（定電流駆動）(6) や給電範囲判定 (7)への給電は電気ケーブルを用いるコンダクティブ方式が主による制御等の対策が不可欠である。

流だが，利便性・保守性などの観点から非接触給電方式

制御機構なしで過電流を抑える方法として中継コイルを(1) (2)が注目されており，研究開発が盛んにおこなわれている (3) 。

用いた可変インピーダンス方式（中継コイル方式，Repeater

EV はバッテリー容量の制約により連続航続距離に大きCoil topology）が提案されている (8) 。一次と二次コイルのく影響され，既存のガソリン車等と比較し短いという欠点

中間に中継コイルを設け，中継コイルに共振するようコンがあるが，非接触給電により駐車中だけではなく走行中もデンサを設置することで，位置ずれ時や二次コイル不在時給電が可能であり，連続航続距離を拡大することができる。

にインピーダンスを増大させ，過大な電流が流れることを抑えることができる。走行中給電においては短時間に大き(4)

移動型非接触給電の方式はループコイル方式 ，飛び石にな位置ずれが発生するため，制御機構を必要としない中継(5)配置する方式 が提案されているが，回路方式は一次直列∗コイル方式は非常に有用である。現在，中継コイルを用い
埼玉大学〒 338-8570 さいたま市桜区下大久保 255

た可変インピーダンス方式で検討されている非接触給電部（トランス）は，円形（Circular type (9) (10) ，円形コア片側巻 (11)

Saitama University
255, Shimo-Okubo, Sakura-ku, Saitama 338-8570, Japanc 2017 The Institute of Electrical Engineers of Japan.
とも呼ばれる）で行われており，ソレノイド型（Solenoid815

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）

巻，角形コア両側巻 (12) ，H 型 (13) ，Polarized type (14) とも呼ば

荷抵抗 RL を接続した簡易等価回路となっている。Fig. 1(a)れる）での検討がなされていない。ソレノイド型，特に磁の中継コイル方式は，一次，中継部，二次にそれぞれ直列

極部分を拡張した H 型トランスは小型軽量化，長ギャップにコンデンサ C1 ，Cr ，C2 を設置している。Fig. 1(b) の PS化，左右方向の位置ずれ許容量に優れ，走行中給電におい方式は，一次に並列コンデンサ C1 を，二次に直列コンデンては大きなメリットである。また，入出力特性や効率を考

サ C2 を設置している。Fig. 1(c) の SP 方式は，一次に直列慮した設計方法についても明らかにされていない。

コンデンサ C1 を，二次に並列コンデンサ C2 を設置してい別の回路方式として，一次並列二次直列にコンデンサを接続した PS 方式がある(15)る。中継コイル方式では，一次，中継部，二次全てに結合。PS 方式も一次コイルと共振すがあるものとする。

るよう並列にコンデンサを設置することで，二次コイル不3.

在時にインピーダンスを増加させることができる。さらに，〈3・1〉 二次コイル不在時の入力インピーダンス

一次と二次の両コンデンサを含むトランスの等価回路が理
想変圧器と同様の特性（理想変圧器特性(3) (4) (7) (12) (13)中継コイル方式の回路解析）として二次コイルがない場合，過大な入力電流を抑えるため扱える様なコンデンサパラメータの設計方法も提案されて入力インピーダンス ZIN が最大となるよう設計する必要がいる (16) 。しかしながら実機を用いた検討はあまり見られず，ある。Fig. 1(a) より回路方程式は以下となる。


1
VIN = r1 + jω0 L1 +IIN + jω0 M1r Ir · · · · (1)
jω0C1


1
0 = jω0 M1r IIN + rr + jω0 Lr +Ir · · · · · · · (2)jω0Cr

位置ずれや二次コイル不在時などの給電特性が不明な点も多い。
本稿では，H 型トランスを用い，中継コイル方式，PS 方式の特性評価を行った。そこで，中継コイル方式の回路解析を行い，設計方法を提案した。さらに，両方式の給電特(1)(2) 式より，入力インピーダンス ZIN は (3) 式となる。

性や二次コイル不在時の特性差異を理論的に明らかにするとともに，給電実験を行い特性の比較を行った。

2.

ZIN =

非接触給電トランスについて

本稿で検討する中継コイルを用いた中継コイル方式と，

VIN1= r1 + jω0 L1 +
IIN
jω0C1
(ω0 M1r )2· · · · · · · · · · · · · · · (3)+rr + jω0 Lr + 1/( jω0Cr )一次並列二次直列にコンデンサを配置した PS 方式，従来方

ここで，中継コイルのコンデンサ値について，以下の (4)式である一次直列二次並列にコンデンサを配置した SP 方式が成り立つとき，第 4 項において，分母の虚数成分が 0式の等価回路を Fig. 1 に示す。電源電圧 VIN は f0 = 85 kHzとなる。分母の巻線抵抗 rr は電源周波数 f0 において，分の正弦波入力とし，二次側の出力部には整流器を用いず負子のリアクタンス ω0 M1r に比べ十分小さいため，ZIN が最
大となる。

Cr =

1
ω20 Lr· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (4)〈3・2〉 入出力特性

二次コイルがある場合の入出力特性を求める。回路方程式は以下となる。


VIN = jω0 L1 +


1
IIN + jω0 M1r Ir + jω0 M12 I2
jω0C1· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (5)1
Ir + jω0 Mr2 I2
0 = jω0 M1r IIN + jω0 Lr +jω0Cr
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (6)1
0 = jω0 M12 IIN + jω0 Mr2 Ir + jω0 L2 ++RL I2jω0C2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (7)(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology

巻線抵抗 r1 ，rr ，r2 は電源周波数 f0 においてリアクタン
ス ω0 L1 ，ω0 Lr ，ω0 L2 に比べ十分小さいため，抵抗成分を省略した回路で検討を進める。
入力電流 IIN と二次コイルの電流 I2 の関係式は，(4)(6)式より，(8) 式となる。
(c) SP Capacitor topology

IIN = −

Fig. 1. Equivalent circuit.
816

Mr2I2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (8)M1r
IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）(8)(17) 式及び I2 = −ID を (16) 式に代入する。

(5)(7)(8) 式より，入力電圧 VIN は I2 の式に整理できる。






Mr2
1
1
M1r
M1r
VIN = −
jω0 L1 +−jω0 L2 ++ 2 jω0 M12 − RL I2
M1r
jω0C1 Mr2
jω0C2
Mr2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (9)

η=



Mr2
M1r

r1

2

RL
⎧
2 
2 ⎫
⎪⎪⎨ M
RL ⎪⎪⎬
ω0 L2 − 1/(ω0C2 )12+ rr ⎪⎪−+⎪ + r2 + R L⎩ M1r
ω0 Mr2
ω0 Mr2 ⎪⎭· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (18)

I2 = −ID ，VD = RL ID より，(8)(9) 式を整理するとトランスの入出力特性が得られる。




Mr2
M1r
1
VIN =
VD +
jω0 L1 +
Mr2
M1r
jω0C1



M1r
1
+
jω0 L2 +− 2 jω0 M12 ID
Mr2
jω0C2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(10)
Mr2
IIN =
ID · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(11)M1r
ここで，(12) 式が成り立つとき，(10)(11) 式が (13)(14) 式となる。(13) 式の電圧比は (14) 式の電流比の逆数であり，コンデンサを含めたトランスの等価回路は巻数比 b の理想(18) 式には二次のコンデンサ C2 が含まれている。C2 は効率が最大となるよう決定すればよい (17) 。つまり，(19) 式が成り立つときトランス効率 η は最大となり (20) 式が得ら
れる。

1
1
=

 · · · · ·(19)
Mr2
kr2
2
2
ω0 L2 −M12
ω0 L2 1− k12
M1r
k1r
RL
η= 
· · · · · · · · ·(20)
2

2
Mr2
RL
r1
+ rr
+ r2 + R L
M1r
ωMr2

C2 =

よって，最適負荷 RLmax ，最大効率 ηmax が求まる。

変圧器と等価に扱うことができる。





Mr2
1
1
M1r
jω0 L1 ++jω0 L2 +−2 jω0 M12 = 0
M1r
jω0C1 Mr2
jω0C2
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(12)VIN
M1r k1r L1=== b · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(13)VD
Mr2 kr2 L2IIN
Mr2 kr2 L2 1==
= · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(14)ID
M1r k1r L1 b
 2
k1r L1ZIN =RL · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(15)kr2 L2


2
r1 Mr2
r2+ · · · · · · · · · · · · · ·(21)rr M1rrr
1
ηmax =· · · · · · · · · ·(22) 2
r1 Mr22rr
r2
1++
ω0 Mr2 rr M1r
rr

RL max = ω0 Mr2

また，(21)(22) 式は，k と Qi (= ω0 L/r) (i = 1, 2, r) を用いて表すことができ (18) ，以下の (23)(24) 式となる。


2 Qr
2 Qr
kr2
+ k1r
· · · · · · · · · · · · ·(23)Q1
Q2
1
ηmax =· · · · · · · · ·(24)

Qr
Qr
2
2
2
1+
kr2
+ k1r
k1r kr2 Qr
Q1
Q2
kr2
RL max =r 2 Q2
k1r

ここで knm は n 次コイルと m 次コイルの結合係数を表し
ている。



√

一次と二次コイルが同形状の場合， L1 /L2 は一次と二次の巻数比となる。(13)(14) 式の示す通り，中継コイルのインダクタンス Lr の影響がないため，入出力特性は中継コ
イルの巻数に関わらず一次と二次コイルの巻数比で決定さ〈3・4〉 コンデンサの決定れることがわかる。さらに (15) 式より，二次コイルが位置

サは (4)(19) 式で導出済みである。残りの一次のコンデン

ずれで kr2 が低下すると ZIN が増加することから VIN 一定

サ C1 は，(12) 式と (19) 式から求められる。

とした場合 IIN が低下し，過大な入力電流が流れない。

C1 =つまり，位置ずれや二次コイル不在時に入力電力を抑えることができるため，負荷の変動に対しても実効値が一定となる電圧源駆動（定電圧駆動）が可能となる。
〈3・3〉 トランス効率，最適負荷ンサを決定するには以下の観点から導出することとなる。

• 一次のコンデンサは入出力特性から決定。
• 中継部のコンデンサは二次コイル不在時にインピーダ

効率は (16) 式となる。

RL ID22
r1 IIN+ rr Ir2 + r2 I22 + RL ID2

1
1
=

 · · · · · (25)
M
k1r
1r
2
2
ω0 L1 −M12
ω0 L1 1− k12
Mr2
kr2


これで全てのコンデンサを決定した。まとめるとコンデ

トランス効率を求める。鉄損を無視し，銅損のみを考慮した場合，トランスη=

中継部と二次のコンデン· · · · · · · · · · · · · · · · · (16)ンス最大となるよう決定。
（中継コイルのインダクタン
スと共振）(7)(8) 式より，Ir を I2 の式で表すと以下の (17) 式となる。

 

 M12 ω0 L2 − 1/(ω0C2 )
RL
−
+j
I2 
|Ir | = 
 M1r
ω0 Mr2
ω0 Mr2


2 
2
RL
M12 ω0 L2 −1/(ω0C2 )
−
+
=
|I2 |
M1r
ω0 Mr2
ω0 Mr2· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (17)

• 二次のコンデンサは効率が最大となるよう決定。
4.

PS 方式の回路解析

Fig. 1(b) より回路方程式は以下の式となる。

1
VIN = r1 ++ jω0 L1 I1 + jω0 MI2 · · · · · ·(26)
jω0C1
817

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）

1IC1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(27)jω0C1I1 = IIN + IC1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(28)
1
0 = jω0 MI1 + r2 + jω0 L2 ++RL I2 · · · · · · ·(29)jω0C2の入出力特性が得られる。

VIN = −

1
1
· · · · · · · · · · · · ·(39) , C2 = 2
ω20 L1 1 − k2
ω0 L2

L1
VIN
M
=
=k
= bSP · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(40)
VD
L2
L2

IIN
L2 1 L2
1===· · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(41)ID
M
k L1 bSP
L1
ZIN = k2 RL · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(42)
L2

C1 =

巻線抵抗 r1 ，r2 は電源周波数 f0 においてリアクタンス
ω0 L1 ，ω0 L2 に比べ十分小さいため，抵抗成分を省略した回路で検討を進める。
文献 (16) より，PS 方式のコンデンサは以下の (30) 式で決定され，(31)〜(33) 式の通り入出力特性が得られる。k は(40)(41) 式より中継コイル方式や PS 方式同様，電圧比と一次コイルと二次コイルの結合係数である。

C1 =

1
,
ω20 L1C2 =電流比は逆数であり，巻数比 bSP の理想変圧器と等価に扱

1
 · · · · · · · · · · · · ·(30)ω20 L2 1 − k2

うことができる。また，最適負荷と最大効率を k と Qi を用いて表すと (18) (19) ，以下の (43)(44) 式となる。


VIN
L1 1 L1=== bPS · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(31)
VD
M
k L2

IIN
L2
M
1
=
=k
=
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(32)ID
L1
L1 bPS
1 L1
ZIN = 2 RL · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(33)k L2r 2 Q2
RL max =k

Q2+ k2 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(43)Q1
1· · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(44)ηmax =

Q2
2
2
1+
+k
kQ2 Q1(31)(32) 式より電圧比と電流比は逆数であり，巻数比 bPS6.

の理想変圧器と等価に扱うことができる。(33) 式より，k が中継コイル方式と PS 方式の特性比較

中継コイル方式と PS 方式の特性の差異について整理する。

低下すると入力インピーダンス ZIN が増加することから，入〈6・1〉 入出力特性

力電圧 VIN を一定とした場合，過大な入力電流が流れず，定第 3，4 章で導出した 2 方式についてのコンデンサ C ，入出力特性，入力インピーダンス
ZIN ，最適負荷 RLmax ，最大効率 ηmax についてまとめた表をTable 1 に示す。参考として第 5 章で示した SP 方式のパラメータも併せて掲載した。Table 1 でわかる通り，全ての方

電圧駆動が可能となる。二次コイル不在時の入力インピー
ダンスは，(26)〜(28) 式と M = 0 より以下の (34) 式となる。

ZIN =



(r1 + jω0 L1 )/( jω0C1 )· · · · · · · · · · · · · · · · · (34)
r1 + jω0 L1 + 1/( jω0C1 )式には類似性がみられる。入出力特性を見ると，全て理想一次コイルのコンデンサ値は (30) 式であるため，(34) 式

変圧器特性を示し，一次と二次の巻数比で特性を決定できに代入すると分母の虚数成分が 0 となり，ZIN が最大となる。

る点である。そのほか，中継コイルの位置によって類似性

また，最適負荷と最大効率は以下の式となる。

に変化がみられる点である。



2
M
r2
+ · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(35)L1
r1
1
ηmax =· · · · · · · · · · · · · · · ·(36)
 
2
M
2r1
r2
1+
+
ω0 M
L1
r1

RL max = ω0 M

Table 1. C, I/O characteristics, ZIN , RLmax and emax.

(35)(36) 式は，k と Qi を用いて表すと (18) ，以下の (37)(38)
式となる。


Q1
k2 +
· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(37)Q21· · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(38)ηmax =

2
Q1
2
1+
k +
kQ1
Q2

RL max = kr2 Q2

5.

SP 方式の回路特性

上記 2 方式との比較のため，従来から検討されている SP
方式の特性について説明する。Fig. 1(c) に示す SP 方式の回路のコンデンサは，(39) 式で決定され (16) ，(40)〜(42) 式
818

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）
Table 2. Each Voltage and Current of transmitter.
(a) Repeater Coil topology

つまり，VIN ，IIN の力率が 1 の場合，第 3 項が 0 となり，中継コイル方式と同様，二乗の和となるが，力率が低下する(b) PS Capacitor topologyと第 3 項が加算されるため，I1 が増加し損失に影響が出る。
中継コイルの巻数は Ta〈6・3〉 中継コイルの巻数
ble 1 より，入出力特性に影響はしないが，中継部に流れる電流に影響する。
例えば，中継部の巻数を N 倍した場合を考える。元の電圧・電流を Vr ，Ir ，巻数を N 倍したときの電圧・電流を Vr ’，
例えば，中継コイルの位置を一次コイルと同位置とする。

Ir ’ とする。L は巻数の二乗，M は 2 巻線の巻数の積に比例するため，Table 2 より以下の (46) 式が成り立つ。

一次コイルと中継コイルに同じコイルを使用し（Q1 = Qr ），かつ密結合（k1r = 1）とした場合，中継コイル方式の特性がVr =PS 方式と等しくなる。逆に，中継コイルの位置を二次コイ
ルと同位置とする。中継コイルと二次コイルに同じコイル

Lr × N 2
VIN = NVr ,M1r × Nを使用し（Qr = Q2 ），かつ密結合（kr2 = 1）とした場合，

1
1
VIN = Irjω0 M1r × N
N· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (46)Ir =中継コイル方式の特性は SP 方式と同じものとして表せる。

つまり，中継部の巻数で中継部の電圧・電流比を変えるこPS 方式と SP 方式の違いは，結合係数 k とインピーダン
ス ZIN との関係性である。PS 方式は k が小さくなると ZINが増加するのに対し，SP 方式は ZIN が低下する。このため，位置ずれ等で結合が小さくなった場合，PS 方式では入力電流は減少するが，SP 方式では過大な電流が流れる。本稿でとができる。中継部では，Lr と共振するようコンデンサを設置しているため，大きな共振電流 Ir が流れるが，中継コ
イル方式では中継部の巻数変更で電流が抑えられるメリットがある。PS 方式でも，L1 を増加させることで共振電流

IC1 の低減は可能であるが，(31) 式より入力電圧も増加す検討する中継コイル方式では，一次側に中継コイルを設置るため，電源の制約上，共振電流を大きく低減することはするため，PS 方式と同様の特性となる。

難しい。

〈6・2〉 各部の電圧・電流

トランス各部の電圧・電流7.

を Table 2 に示す。中継コイルの電流 Ir は，(5) 式に (8)(25)

トランスの仕様と回路構成

式を代入して求めることができ，Vr は，Vr = jω0 Lr Ir より〈7・1〉 トランスの仕様導出できる。ここでも中継コイル方式と PS 方式に類似性が特性を確認するため，2 種類のトランスを作製した。鳥瞰図

みられ，一次コイルと中継コイルに同じコイル（Q1 = Qr ）中継コイル方式と PS 方式のとトランス寸法を Fig. 2 に，ギャップ長 160 mm で位置ずを使用し，かつ密結合（k1r = 1）とした場合，Vr は VC1 ，Ir

れのない状態を標準状態とし，そのときのトランス定数をは IC1 に相当する。PS 方式の I1 は，中継コイル方式の一次コイルに流れる電流 IIN と中継コイルに流れる電流 Ir のTable 3 に示す。特性の差異を確認するため，2 方式は同形状とした。トランスは H 型トランスを基本形状として比較和に等しい。

した。トランスのコアにはフェライト，巻線にはリッツ線，

中継コイル方式の Vr ，Ir は，入力電圧 VIN に依存しておトランス背面には電磁遮蔽用アルミ板を使用した。Fig. 2(c)り，二次コイルとの結合や二次コイルのインダクタンスのに示す通り，中継コイル方式は中継コイルを一次コイル上影響を受けない。これは，定電圧駆動（VIN 一定）では，二に巻いた形状となっている。二次コイルは 2 方式共に同形

次コイルの状態に依らず中継コイルの Vr ，Ir が変化しない状のコイルを使用した。一次と二次の巻数は共に 4T，14T

ことを意味する。PS 方式も同様であり，二次コイルの状態とし，中継コイルの巻数は 28T とした。コンデンサ，負荷にかかわらず IC1 ，VC1 は変わらない。I1 には IIN が加算さ

抵抗 RL は Table 3 のトランス定数を基に決定した。また，れているため，インピーダンス ZIN によって変化するが，中比較として，SP 方式の定数も併せて掲載した。SP 方式の継コイル方式の一次コイルに流れる電流 IIN も同様に変化

トランス定数は PS 方式の一次と二次を逆転させた定数とするため，2 方式に大きな差異はない。

なっている。

ただし，巻線の銅損を考慮した場合，差異が出る場合が〈7・2〉 入力インピーダンスある。中継コイル方式は IIN ，Ir それぞれの二乗の和となる

中継コイル方式と PS 方式の 2 方式の入力インピーダンスを Fig. 3 に示す。基本周が，PS 方式は IIN と IC1 のベクトル和の二乗となる。式で波数付近では 2 方式は同程度である。しかし，高調波領域表すと以下の (45) 式となる。

では異なっており，さらに 2 方式共に基本波と比べて低次

I1

2


2
1


= IIN − j
VIN 
ω0 L1

2
VIN
2
2
= IIN ++|IIN | |VIN | sin θ
ω0 L1
ω0 L1
2
2
2
+ IC1
+
= IIN
|IIN | |VIN | sin θ · · · · · · · · · · (45)
ω0 L1

高調波のインピーダンスは低い。このため，方形波電源で駆動すると高調波電流の影響により効率が低下するほか，
基本波における特性の比較が難しい。よって，本稿ではインバータ電源の後にフィルタを接続し，疑似的な正弦波を出力する電源を用いて実験を行った。フィルタを用いることによりシステム全体の効率低下が懸念されるが，入力電819

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）(a) Bird’s-eye view(b) Secondary(c) Primary (Repeater Coil topology)(d) Primary (PS Capacitor topology)

Fig. 2. Bird’s-eye view and Transformer dimensions.
Table 3. Transformer Parameters.

Fig. 3. Input impedance.

ある (20) 。走行中給電では大電力の給電が想定されるため，
漏洩電磁界の低減対策は必須である。今後は大容量の正弦波インバータが開発され，高調波の低減対策が不要となることも考えられるが，当面はフィルタ等を用い，疑似的な正弦波電源としたシステムで検討する必要がある。
〈7・3〉 回路構成

2 方式の回路構成を Fig. 4 に示す。

電源は f0 = 85 kHz のフルブリッジ方形波インバータを用
い，二次側の整流器は全波整流回路を用いる。基本波での特性を比較するため，トランスの前にバンドパスとなる LC
源の高調波成分が低減できるため，基本波での給電が可能

直列フィルタを使用した。フィルタの定数を Table 4 に示となるほか，高調波の漏洩電磁界が低減できるメリットがす。負荷抵抗 RL は，トランス効率が最大となるよう設定
820

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）
Table 5. Experimental and Theoretical values at standard position.
(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology

Fig. 4. Circuit structure.
Table 4. LC Filter Parameters.

(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology

Fig. 6. Input waveform at standard position.
Table 6. Experimental values without 2nd coil.
(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology(a) Without winding partition(b) With winding partition(a) Repeater Coil topology

Fig. 5. Divided winding circuit and Voltage vector figure.

Fig. 7. Input waveform without 2nd coil.

した。
〈7・4〉 中継コイルの高電圧対策(b) PS Capacitor topology

8.

中継部の巻数は一給電実験

なので，分割数に関わらず VAB は銅損のみとなる。分割し作製した Fig. 2 のトランスを使用して中継コイル方式，
PS 方式の給電実験を行った。標準状態で 3.0 kW 給電となるよう VIN を決定した。
〈8・1〉 標準状態時の特性
標準状態での給電実験を行い，理論値との比較と 2 方式の給電特性差異を確認した。標準状態時の実験値と理論値を Table 5 に，入力波形を Fig. 6に示す。Table 5 の電圧・電流は実効値である。
Table 5 より，2 方式は理論値とよく一致しており，入出力特性はほぼ同程度である。また，Fig. 6 より，入力電圧・電流波形は共に正弦波であり，力率はほぼ 1 である。よっない場合，巻線のリアクタンスがそのまま Vr に影響する。

て理論式の妥当性が確認できた。

次コイルの 7 倍であるため Vr も 7 倍となる。コンデンサ
Cr の耐圧不足や巻線間の絶縁破壊を防ぐため，巻線とコンデンサを 4 分割した。巻線とコンデンサの分割数に応じて電圧が抑えることができる (21) 。

2 分割した場合を例として説明する。Fig. 5 に巻線分割した回路とベクトル図を示す。Fig. 5(a) は分割前，Fig. 5(b)は分割後の回路とベクトル図である。中継コイルの巻数を半分に分け，Cr の 2 倍の容量にしたコンデンサを 2 つ用いて，巻線と交互に接続する。リアクタンスの和は変わらず 0

巻数を分割する場合，2 分割した巻数の間にあるコンデン2 方式の特性差異について比較する。共振電流を比較す

サの電圧ベクトルがコイルと逆向きとなるため，コイル部

ると，PS 方式の IC1 は 66.3 A と大きな電流が流れているのの電圧 Vr を大幅に低減させることができる。

に対し，中継コイル方式の Ir は 9.9 A と約 1/7 である。これ
821

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）(a) PL(b) ZIN(c) Eﬃciency

Fig. 8. PL , ZIN and Eﬃciency at misalignment.

(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology

Fig. 9. Each Voltage and Current by misalignment.

は，中継部の巻数が PS 方式の 7 倍であるためであり，設計

り，位置ずれの拡大に伴いインピーダンスが増加している

通り電流が抑えられていることが確認できる。また，中継ためである。250 mm の位置ずれで中継コイル方式のイン部の Vr は VIN の 7 倍で 1,400 V を超える値となるが，巻線

ピーダンスは 13.2 Ω から 39.5 Ω へ，PS 方式は 15.7 Ω かを 4 分割しているため約 7/4 倍の 360 V 程度となっている。

ら 44.6 Ω へ約 3 倍増加している。

二次コイル不在時

効率は，2 方式とも 200 mm の位置ずれでも 90%付近のの給電実験を行い，2 方式の給電特性差異を確認した。実高い効率を維持しているが，どの位置においても中継コイ

験結果を Table 6 に，入力波形を Fig. 7 に示す。Table 6 のル方式の効率は 1%以上高い。PS 方式の一次コイルには約〈8・2〉 二次コイル不在時の特性

電圧・電流は実効値である。両方式ともインピーダンスが70 A の電流が流れるため損失が大きい。並列数を増やし，増加し，IIN が大きく低減できることが確認できた。また，

巻線抵抗を低減することで PS 方式も中継コイル方式と同消費電力も抑えられており，入力電力 PIN は 100 W 程度で程度まで効率を高めることができる。

ある。これは，一次側コイルの銅損とフェライトの鉄損で参考として定電流駆動で SP 方式の給電も行ったが，PLある。共振電流を確認すると，中継コイル方式の Ir ，PS 方

は中継コイル，PS 方式の定電圧駆動と同程度の特性が得ら式の IC1 ともに二次コイルの有無に関わらず変動が見られれた。インピーダンスは，位置ずれと共に低下するため，定ない。Table 2 で示した通りほぼ一定である。PS 方式の I1が標準状態時より 0.3 A 増加しているが，これは力率が低電圧では駆動できない。250 mm の位置ずれで 8.8 Ω から
3.1 Ω と約 1/3 となり，中継コイル方式，PS 方式の逆数で下したためである。また，両方式の電流波形は共に三角波ある。

2 方式の各部の電圧・電流を Fig. 9 に示す。Fig. 9 の電となったが，原因については次章で述べる。

圧・電流は実効値である。インピーダンスに差異は見られ〈8・3〉 位置ずれ特性

x 方向への位置ずれ特性を確認した。標準状態から x = 250 mm まで 50 mm 間隔で給電を行った。参考として，SP 方式の結果も併せて比較した。定電圧駆動（VIN 一定）では位置ずれ時に過大な電流が流れてしまうため，定電流駆動（IIN 一定）とした。Fig. 8 に位置ずれ時の出力電力 PL とインピーダンス ZIN ，効率 η をるが，入力の VIN ，IIN ，出力の VD ，ID は 2 方式共に特性はほぼ同等である。一次側の特性を見ると，中継コイル方式の電圧 VIN ，Vr ，電流 Ir は，どの状態でも一定であり，IIN のみが変化する。これは PS 方式の特性も同様である。I1 は，Table 2(b) より IIN が含まれているが変動が見られない。こ示す。

れは位置ずれで VIN と IIN の基本波の位相がずれ力率が低

Fig. 8(a) より，出力電力は 2 方式とも同等の特性であり，位置ずれと共に出力が抑えられている。Fig. 8(b) に示す通下したことが原因と考えられる。

822

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）

9.

vIN,1 (t) =二次コイル不在時の電流値

4VINV jω0 te· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(48)π

三角波となった原因について説明する。Table 3 の定数を用(47)(48) 式の虚数成分をインバータ出力電圧 vINV (t)，vIN,1 (t) の瞬時値とする。インピーダンスは (3) 式である

いて二次コイル不在時のインピーダンスを求めると，(3)(34)

が，中継部のインピーダンスが大きいため，一次の成分は式より，中継コイル方式は 1132.4 Ω，PS 方式は 1345.4 Ω

無視でき，(49) 式と近似できる。

前章の二次コイル不在時の給電実験において，入力電流がとなり，Table 6 に示す実験値 112.9 Ω，122.3 Ω から大きZIN,1 ≈

くかい離している。二次コイルの有無による定数の比較をしたところ，差異がみられた。Table 7 に示す。二次コイル(ω0 M1r )2· · · · · · · · · · · · · · · · (49)rr + jω0 Lr + 1/( jω0Cr )ではインピーダンスの変動は小さく，インダクタンスの変(48)(49) 式より，入力電流 iIN,1 は (50) 式となる。
vIN,1 (t) 4VINV
rr
iIN,1 (t) ==e jω0 tZIN,1π
(ω0 M1r )2ω0 Lr − 1/(ω0Cr ) j(ω0 t+π/2)+e· · · · · · · · (50)(ω0 M1r )2動による影響を受けにくい。しかし，二次コイルがない場

二次コイル不在時のインダクタンスを Lr ’，M1r ’ とする。

合，Fig. 10 より共振周波数付近でインピーダンスは大きく

さらに，(4) 式より Cr を消去すると (50) 式は，以下 (51) 式

変動する。このため，入力電流 IIN に大きく影響を与える。

に整理できる。ΔLr は設計値 Lr の変化量である。

不在時のインピーダンスは，インダクタンスの変化により低下していることが確認できる。これは，二次コイルの有無により一次コイルがつくる磁路が変化したためと考えられる。二次コイルがある場合，Fig. 3 より，共振周波数付近

⎫
⎧
⎪
⎪
⎪
⎪
4VINV ⎪
ΔLr j(ω0 t+π/2) ⎪
rr
⎬
⎨
jω0 t
iIN,1 (t) =
e
+
e
⎪
⎪


⎪
⎪
2
2
⎪
π ⎪
ω0 M  1r⎭⎩ ω M

よって，二次コイル不在時の入力電流 IIN はインダクタン
スの変化を考慮して導出する必要がある。
〈9・1〉 基本波による影響（中継コイル方式）

最初に

0

1r

中継コイル方式の解析を進める。インバータ出力電圧は方· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(51)形波であるため，以下の (47) 式で表すことができ，基本波

ΔLr = Lr − Lr · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(52)成分は (48) 式となる。VINV はインバータ電圧の波高値である。また，(47) 式は交流の方形波であるため，波高値と〈9・2〉 基本波による影響（PS 方式）

実効値は同値となる。

コイル方式と同様，インダクタンスの変化でインピーダン

vINV (t) =
4VINV jω0 t 1 j3ω0 t 1 j5ω0 t
+ e
+ e
+ ...
e
π
3
5
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(47)PS 方式も中継スが低下しているため，同様に解析を進める。
インピーダンスは (34) 式であるが，分子の巻線抵抗 r1 はリアクタンス ω0 L1 に比べ十分に小さい。分子の r1 を省略すると以下の (53) 式となる。

ZIN,1 ≈

Table 7. Comparison of parameters with and without
2nd coil.

L1 /C1· · · · · · · · · · · · · · · (53)
r1 + jω0 L1 + 1/( jω0C1 )(48)(53) 式より，入力電流 iIN,1 は (54) 式となる。
vIN,1 (t)
ZIN,1


r1
4VINV
jω0 t ω0 L1 −1/(ω0 C 1 ) j(ω0 t+π/2)
=
e +
e
π
L1 /C1
L1 /C1· · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · (54)iIN,1 (t) =二次コイル不在時のインダクタンスを L1 ’ とする。さらに，(30) 式より C1 を消去すると (54) 式は，以下 (55) 式となる。ΔL1 は設計値 L1 の変化量である。

⎧⎫⎪⎪
4VINV ⎪
ΔL1 j(ω0 t+π/2) ⎪
⎨ r1
⎬
jω0 t
iIN,1 (t) =
e
+
⎪
⎪
 e
⎪
⎪
2

⎩
⎭
π
ω0 L1 L1
ω0 L1 L1
· · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(55)ΔL1 = L1 − L1 · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(56)〈9・3〉 高調波による影響

入力電圧 VIN は，方形波に LC フィルタを追加した疑似的な正弦波であるため，実際には高調波成分が残る。二次コイル不在の場合は入力電Fig. 10. Input impedance without 2nd coil.

流 IIN の基本波成分が小さく，高調波の影響を受けやすい。
823

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）(a) Repeater Coil topology(b) PS Capacitor topology

Fig. 11. Input impedance without 2nd coil with LC filter.

このため，入力電流 IIN には高調波による影響を考慮する+C必要がある。
インバータ出力電圧の高調波成分は (57) 式となる。

（中継コイル方式）

1
4VINV
·
e j(2n−1)ω0 t · · · · · · · · ·(57)vIN,2n−1 (t) =π(2n − 1)(n = 2, 3, 4, . . .)

A=

rr
,
(ω0 M  1r )2

B=

ΔLr
,
ω0 M  21r

C=−1· · · (61)
ω0 L f（PS 方式）vIN,2n−1 は 2n − 1 次高調波の電圧である。二次コイル不在時のトランスに LC フィルタを加えたインピーダンス特性を Fig. 11 に示す。Fig. 10 より，二次コイル不在時のイ
ンピーダンス特性を比較すると，Fig. 3 と同様に基本周波数付近では 2 方式は同程度であるが，高調波領域では異なる。
しかし，Fig. 11 より，LC フィルタを加えたインピーダン
ス特性を比較すると，高調波領域ではフィルタの Lf が支配

A=

r1
,
ω20 L1 L1

B=

ΔL1
,
ω0 L1 L1

C=

−1
· · · · · (62)
ω0 L f(60) 式の A，B，C 値は回路方式で異なり，中継コイル
方式は (61) 式，PS 方式では (62) 式が適用される。
ここで，VINV を基準に導出した (60) 式から，VIN を基準に置き換える。Fig. 6 及び Fig. 7 よりフィルタを介したト
ランスの入力電圧 VIN は正弦波となっており，インバータ
電源の方形波電圧 VINV の基本波とほぼ等しい。よって，インバータ電源電圧の基本波成分を表す (48) 式から (63) 式を得る。(63) 式より入力電圧の実効値 VIN を基準に置き換えたのち，複素形式から瞬時値に直すと (64) 式となる。また，実効値は (65) 式と表すことができる。
√
4VINV= 2VIN · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(63)
π
⎧
⎪
√
⎪
⎨
iIN (t) = 2VIN ⎪A sin ω0 t + B cos ω0 t
⎪
⎩
⎫
∞
⎪

⎪
1
⎬
+C
cos (2n − 1) ω0 t⎪· · · · · ·(64)
⎪
2
⎭
(2n
−
1)
n=2


 4
π
− 1 C 2 · · · · · · · · · · · · ·(65)IIN = VIN A2 + B2 +96

的な領域であることがわかる。つまり，高調波については

Lf のみ考慮すればよい。よって，インピーダンスは (58) 式
として表せる。

ZIN,2n−1 = j(2n − 1)ω0 L f · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · · ·(58)(n = 2, 3, 4, . . .)ZIN,2n−1 は 2n − 1 次高調波のインピーダンスである。
(57)(58) 式より，入力電流 iIN,2n−1 は以下の (59) 式となる。
vIN,2n−1 (t)ZIN,2n−1
1
4VINV
·
=−
e j{(2n−1)ω0 t+π/2}
πω0 L f (2n − 1)2

iIN,2n−1 (t) =· · · · · · · · · · · · · · (59)〈9・4〉 二次コイル不在時の電流波形と実効値⎤⎥⎥
1j{(2n−1)ω0 t+π/2} ⎥⎥⎥⎦ · · · · · · · · (60)e2n=2 (2n − 1)

∞


イン

バータ出力電圧 VINV は方形波であるため，入力電流 IIN は，
基本波成分と高調波成分の和として扱う。つまり，中継コ(64)(65) 式の各項について整理すると，第一項 (A) は基

イル方式は (51)(59) 式の和となり，PS 方式は (55)(59) 式

本波の抵抗成分，第二項 (B) は L の変化による成分，第三項 (C) は高調波 + フィルタ成分となる。例えば，正弦波入の和となる。整理すると以下の (60)(61)(62) 式となる。

iIN (t) = iIN,1 (t) +∞力，かつ L の変化がない（ΔL = 0）場合は力率が 1 となるが，方形波入力や ΔL  0 であれば，cos 成分が加算される

iIN,2n−1 (t)ため，力率が低下する。ΔL の大きさは (65) 式より IIN の

n=2⎡
4VINV ⎢⎢⎢⎢ jω0 t=+ Be j(ω0 t+π/2)⎢Ae
π ⎣大きさに影響するため，L の変動を考慮した設計をする必
要がある。
824

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）が低下し，過大な電流が流れてしまう問題がある。制御機
構なしで過電流を抑え，トランスの入力電圧を一定とした駆動が可能となる中継コイル方式が提案されている。現在，
中継コイル方式の入出力特性や効率を考慮した設計方法については明らかにされていない。本稿では位置ずれに強い

H 型トランスを用いて中継コイル方式の回路解析を行い，(a) Repeater Coil topology (Exp)

特性評価を行った。

(b) Repeater Coil topology (Theory)

また，別の回路方式として，PS 方式がある。PS 方式も位置ずれや二次コイル不在時での過電流を抑えることができ，かつトランスの入力電圧を一定とした駆動が可能な方式である。PS 方式との比較を行い，特性の差異を明らかにした。
中継コイル方式の回路解析では，二次コイル不在の場合(c) PS Capacitor topology (Exp)にインピーダンスが最大となるような設計方法，給電時に(d) PS Capacitor topology (Theory)

おいては高効率であり，理想変圧器特性が得られる設計方

Fig. 12. Input waveform without 2nd coil by experimentand theory.

法を示した。2 方式の理論式を比較すると，特性に類似性がみられ，中継コイルを一次コイルと密結合となるよう設計

Table 8. VINV , VIN , IIN and ZIN without 2nd coil by experiment and theory.

することで PS 方式と同様の特性が得られることが分かった。入出力特性は共に一次と二次コイルの巻数比で決定で(a) Repeater Coil topology

き，中継部の巻数に依存していないことが分かった。中継
コイル方式のみの特徴として，中継部の巻数を変更することにより，電圧・電流比を変えることができるため，中継部の共振電流を抑えられることが分かった。
また，給電実験から 2 方式の特性差異を確認した。標準状態，位置ずれ特性では，インピーダンスの違いがみられ(b) PS Capacitor topology

るが，近い特性を示し，理論式の妥当性が確認できた。二次コイル不在時での給電特性では 2 方式は同等の特性を示
し，電流波形は三角波となった。三角波となった原因は，インダクタンスの変化と入力の高調波による影響であり，理論的な観点から明らかにした。
今後，走行中非接触給電システムの検討を進めていく上で，回路方式の特性を考慮した設計方法を検討していく。

〈9・5〉 電流値の確認

理論式の妥当性を確認するため，また，安全性の観点から無効電流が抑えられるようインダ

二次コイル不在時の実験値と比較した。電流波形を Fig. 12

クタンスの変化を考慮したトランスの設計を行っていく。

に入力電圧・電流，インピーダンスを Table 8 に示す。Ta-

なお，本研究は JSPS 科研費 JP16K06208 の助成を受け

ble 8 の電圧・電流は実効値である。Fig. 12 の理論波形は第15 次高調波まで加算した。2 方式とも波形はほぼ同形状でたものである。

あり，三角波となっている。インピーダンスの差異は見ら文

れるが，実効値も理論値とほぼ同等であり，理論式の妥当性が確認できた。

（ 1 ） JSAE: “The Handbook of Automotive Engineering No.10: Design (EV ・Hybrid Vehicles)”, JSAE, pp.322–336 (2011) (in Japanese)
10 設計（EV・ハイブリッ
自動車技術会：「自動車技術ハンドブック
, 自動車技術会, pp.322–336 (2011)ド）編」（ 2 ） IEEJ: “Battery System Technology”, Ohmsha, Ltd., pp.236–264 (2012)
電気学会・移動体用エネルギーストレージシステム技術調査専門委
員会編：「電池システム技術」, オーム社, pp.236–264 (2012)（ 3 ） S. Abe: “Technology Trends of Contactless Power Transfer Systems
for Electric Vehicle and Plug-in Hybrid Electric Vehicle”, IEEJ Journal,
Vol133, No.1, pp.25–27 (2013) (in Japanese)
阿部 茂：「EV・PHEV 用非接触給電の技術動向」, 電学誌, Vol.133,
No.1 pp.25–27 (2013)（ 4 ） Y. Kaneko, S. Matsushita, Y. oikawa, and S. Abe: “Moving Pick-Up TypeContactless Power Transfer Systems and their Eﬃciency Using Series andParallel Resonant Capacitors”, IEEJ IA, Vol.128, No.7, pp.919–925 (2008.7)(in Japanese)

ここで，ΔL = 0 とした場合，IIN の波形は三角波から崩れ，実効値が低下している。中継コイル方式は 0.49 A，PS
方式は 0.53 A まで減少した。ΔL の影響で IIN が悪化し三角波となっているといえる。Table 7 より L の変動は 2 方式
とも約 −2.6%であるが，IIN は 3 倍以上増加している。ΔLの変動が電流値に大きく影響していることが確認できた。

10.

献

ま と め

従来の走行中非接触給電システムで検討されている回路方式では，位置ずれや二次コイル不在時にインピーダンス
825

IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017

Zin を考慮した非接触給電システム（山田潤，他）
金子裕良・松下真也・及川康史・阿部 茂：「直列および並列共振コ, 電学論 D, Vol.128,
ンデンサを用いた移動型非接触給電と給電効率」
No.7, pp.919–925 (2008.7)（ 5 ） N. Oba, T. Yasuda, and M. Sato: “Proposed Dynamic Contactless Transfer
System”, JSAE Annual Congress (Autumn), 297-20145827 (2014.10) (inJapanese)
大場紀章・保田富夫・佐藤元久：「走行中非接触給電システムの提案」, 自動車技術会秋季学術講演会, 297-20145827 (2014.10)（ 6 ） J. Konno, K. Tsuda, Y. Kaneko, H. Kishi, and T. Yasuda: “Study about Resonant Capacitor Method and Power control of Wireless Power Transfer System by Series Connected Coils”, National Convention Record, IEE Japan,
4-210, pp.353–354 (2015) (in Japanese)
今野純也・津田和真・金子裕良・岸 洋之・保田富夫：「直列接続コ
イルを用いた非接触給電システムの共振コンデンサ方式・電源駆動方法の検討」, 電学全大, 4-210, pp.353–354 (2015)（ 7 ） Y. Kanno, Y. Mita, Y. Kaneko, S. Abe, T. Yasuda, and A. Suzuki: “Parking
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System of Electric Vehicle”, The Papers of Technical Meeting on Semiconductor Power Converter (SPC), SPC-12-007 (2012) (in Japanese)
菅野勇一・三田祐輔・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「電気自動車用非接触給電装置のサーチコイルを用いた給電可能位置判定法」, 半導体電力変換研究会, SPC-12-007 (2012.1.27)（ 8 ） K.K. Ean, T. Imura, and Y. Hori: “New Wireless Power Transfer via Magnetic Resonant Coupling for Charging Moving Electric Vehicle”, EVTeC
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千明将人・長塚裕一・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「新コア構造による電気自動車用非接触給電装置トランスの小型軽量化」, 電学半導体電力変換研資, SPC-11-48, pp.139–144 (2011)（14） M. Budhia, J.T. Boys, G.A. Covic, and C. Huang: “Development of a SingleSided Flux Magnetic Coupler for Electric Vehicle IPT Charging Systems”,
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居村岳広・堀 洋一：「電磁誘導方式と磁界共鳴結合方式の統一理, 電学論 D, Vol.135, No.6, pp.697–710 (2015)
論」（18） T. Tohi, Y. Kaneko, and S. Abe: “Maximum Eﬃciency of Contactless Power

Transfer Systems using k and Q”, IEEJ Trans. IA, Vol.132, No.1, pp.123–
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遠井敬大・金子裕良・阿部 茂：「非接触給電の最大効率の結合係, 電学論 D, Vol.132, No.1, pp.123–124
数 k とコイルの Q による表現」(2012)（19） K. Tsuda, C. Kato, Y. Kaneko, T. Fujita, and T. Yasuda: “Study about
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津田和真・加藤千裕・金子裕良・藤田稔之・保田富夫：「走行中非接触給電用モジュールコイルの検討」, JIASC2015, 4-2, pp.IV113–IV118(2015)（20） M. Jo, Y. Kaneko, and S. Abe: “Methods for Reducing Leakage Electric Field of a Wireless Power Transfer System for Electric Vehicles”,
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山中智裕・野口真伍・金子裕良・阿部 茂・保田富夫・鈴木 明：「電気自動車の急速充電用非接触給電システム」, JIASC2011, 2-11,
pp.II407–II412 (2011)

山田潤 （学生員） 1980 年 1 月 18 日生。2002 年 3 月茨城大学工学部システム工学科卒業。 2004 年 3 月
同大学大学院理工学研究科博士前期課程システム
工学専攻修了。同年（株）富士テクニカルリサー
チ入社。2007 年衆議院事務局入局。2015 年 4 月
埼玉大学理工学研究科博士後期課程に進学。主に非接触給電システムの研究に従事。

津田

和 真 （学生員） 1993 年 3 月 23 日生。2015 年 3 月埼玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。同年4 月同大学大学院理工学研究科博士前期課程数理電子情報系専攻に進学。主に非接触給電システムの研究に従事。

小林

涼 太 （非会員） 1991 年 9 月 1 日生。2014 年 3 月埼玉大学工学部電気電子システム工学科卒業。2016
年 3 月同大学大学院理工学研究科博士前期課程数理電子情報系専攻修了。同年（株）東芝入社。

金子

裕 良 （正員） 1965 年 6 月 22 日生。1987 年 3 月埼玉大学工学部電気科卒業。1989 年 3 月同大学大学院修士課程卒業。同年新日本製鐵（株）入社。1990
年 4 月埼玉大学工学部助手。1995 年 2 月同大学
総合情報処理センター講師。 2000 年 4 月工学部講師。2008 年 4 月同大学大学院理工学研究科准教授。2014 年 4 月教授。現在電気機器の制御および産業用ロボットの知的情報処理・制御の研究に従事。工学博士。IEEE，溶接学会各会員。

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IEEJ Trans. IA, Vol.137, No.11, 2017