オーディオ用スイッチング電源の超低ノイズ特性を実現するためのＺＶＳ条件について負荷変動に対する過度応答についても検討する。
フィデリックス
九州大学

中川 伸
二宮 保

フィデリックスはオーディオアンプメーカー
ＣＤ化によって切り捨てられた超高域を修復する装置を販売中
SH‑20K(左）とAH‑120K(下）

オーディオ用スイッチング電源に要求される２大条件・スイッチングノイズがとにかく少ないこと。
スイッチングノイズが多いとなぜか高音がぎらぎらする。

・負荷変動に対する応答の振る舞い方。
瞬間的な負荷電流の供給能力と、その応答波形が音のパワー感や音色に影響を与える。

オーディオアンプのノイズ測定条件• オーディオアンプの消費電流は常に変動する。負荷インピーダンスも定まっていない。どの電流値で測定をするのか？
• 消費電力の測定条件• 高調波電流の測定条件

オーディオアンプの消費電力★入力電圧は定格の１１０％にて測定をする。日本では５０Hzと６０Hzについて発熱と消費電力の不利な方で測定をする。
★負荷インピーダンスはカタログや取説の表示ではなく、本体表示である。書いてなければ８オームで測定。
★１ｋＨｚで実際にクリップする出力を先ずは測定する。ステレ
オの場合は２チャンネルを同時に働かせた状態で、５．１チャンネルのものは６チャンネルを同時に働かせた状態である。このクリップする出力の８分の１の出力時に温度上昇や消費電力を測定。
★８分の１の出力時の信号はピンクノイズを使う。
★この時の温度上昇分が４０℃以下ならＯＫである。明らかにの出口と分かる形状であるなら、６５℃の温度上昇分までＯＫである。
★消費電力はこの時の値に少し余裕を見た大きい値を表示する。

オーディオアンプの電源高調波電流
１００％の電圧で１ｋHzでのクリップする出力を測り直し、この８分の１で測定し、そのポイントで高調波規格に入っていればOKである。信号原は超低域と超高域をカットしたホワイトノイズまたはピンクノイズを使う。固定の周波数は使わない。
なお、アメリカには高調波規格がない。日本の規格は２００４
年５月時点でクラスDなので、７５W以下なら何ら対策をする必要がない。ヨーロッパではオーディオ機器は甘いクラスAで良いことになった。日本もクラスAに変更された。そのため、かなり大きい出力のアンプでも特に対策をする必要は無くなった。
現実の製品では商用トランスを使ったものはほとんど何もしなくてOKである。スイッチング電源の場合は商用周波数で働くチョークを入れて対策をしているものが多い。最大出力時はチョークが飽和しても特に問題はない。PFCまで入っているものは極くまれである。

アンプのクラスによる測定条件の違い• 定格出力１００Ｗのアンプが仮に理想的な動作をし、電源の効率も１００％とした場合、８分の１である１２．５Ｗ出力時の消費電力は• クラスＤ（効率１００％）の場合、１２．５Ｗ• クラスＢ（効率７８％）の場合、４５Ｗ• クラスＡ（効率５０％）の場合、２００Ｗになるが、これはあくまでも目安である。
• つまりクラスＤは電源高調波に有利である。

共振周波数について

f =1
2π C1 ×4 L1 × L 2
4 L1 + L 2

上式の誤差が大きい原因は、スイッチング周波数ではなく、その２倍がＬ１に流れていることにあった。

f =12π C1L 2

実質的にはこれでほぼＯＫ

より正確なＺＶＳのための工夫
自励発振化• 完全なＺＶＳのためにタイミングを検出する

より適したＺＶＳのための原理

トリガ検出ポイント

遅れた実際のトリガ

他励の場合は測定条件で最適なＺＶＳになるよう発振周波数を調整できる。
・自励の場合も測定条件で最適なＺＶＳになるよう発振周波数を調整できる。
・この電源方式は負荷電流や入力電圧が変動しても、最適な周波数は安定している。
このため、他励と自励で大きな差は無かった。
すでにノイズが少ない電源なので差を見つけることは困難。

すでに超ローノイズであるため、他励と自励の差は出なかった。

電圧の式
Vsw = Vin × π × sin θ0 ≤θ ≤π

Vsw = 0π ≤θ ≤ 0Vcent =Vin × π × sin θ2

チョークに流れる電流波形

ＬＣの共振電流はスイッチには流れないスイッチ電流チョークのインダクタンス値が無限の場合はスイッチとダイオードの電流は方形波になる

Vin × π × sin θVin −di2=dt
L1
上式のインダクタンス電流を方形波に重畳した電流がスイッチの電流となる。

チョーク電流チョーク電圧実際の波形

負荷変動に対する応答

実際の波形

電源のシミュレーション

・電源の出力インピーダンスに含まれるインダクタ成分が圧倒的に少ないスイッチング
電源方式である。
ＲとＣのシミュレーション

結合しない電源のシミュレーション

82.2u H

ＬとＲとＣのシミュレーション・結合しない場合に比べ、イン

82.2u H
850m o h m
90o h m90V
470u F180o h m

ダクタ成分が激減するので、瞬間的な電流供給能力が高まり、リンギングも生じないのでオーディオ用に最適。

セリニティー電源の効率
10.950.9効率

入力電圧 入力電流 出力電圧 出力電流 効率140.0130.067
92.71
00139.985
0.2
92.05
0.2 0.65757
139.953
0.331
91.78
0.4 0.792497
139.926
0.463
91.58
0.6 0.84815
139.895
0.594
91.39
0.8 0.879833
139.8670.726
91.23
1 0.898433
139.8370.859
91.09
1.2 0.90999
139.808
0.992
90.97
1.4 0.918296
139.778
1.125
90.84
1.6 0.924285
139.7491.258
90.73
1.8 0.928954
139.7181.392
90.62
2 0.931885

セリニティー電源の効率(ＤＣ１４０Ｖ入力、±４５Ｖ出力）

0.85
0.8
0.75
0.7
0.65
0.6
00.5

11.5

22.5

出力電流

・スイッチングノイズが減り、効率が落ちがちなノイズ対策は不要。
・電流が方形波に近いので実効電流が少なく、高効率にできる。

まとめ１• 全期間が電圧共振し、ＺＶＳの動作をするので対策が難しいコ
モンモードノイズが少なく、ノイズ規格を約３０ｄＢ下回る超低ノイズである。
• スイッチの耐圧は入力電圧のπ倍以上、ダイオードの耐圧は出力電圧のπ倍以上が必要である。(日米ではＭＯＳＦＥＴ、欧ではＩＧＢＴでＯＫ)• スイッチやダイオードの電流は５０％時比率の方形波に近く、２つが交互に加算されるので入力電流も出力電流もリップル成分は非常に少なくなる。
• スイッチングロスが無く、実効電流が少ない方形波のため効率は９３％と高効率である。
• 結合チョーク側は共振周波数に殆ど関係しておらず、共振周波数はトランスのインダクタと等価的に並列に加わる共振コンデンサの値で支配的に決まり安定である。

まとめ２• もともと周波数安定性が高いため他励発振でも自励発振でも大差は認められなかった。
• 負荷の過度応答はスイッチング動作には関係しておらず、等価出力抵抗と等価出力インダクタンスと平滑コンデンサによってのみで決まる。
• チョークを結合させることで、等価出力インダクタンスは漏れインダクタンスだけになるので激減する。このため過度的な負荷変動はリンギングが生じず、非常に安定である。
• チョークを結合させることで、瞬間的なピーク電流が流れても結合チョークのコアは飽和しない。
• 制御を掛けることで出力電圧を安定化するのは困難な回路ではあるが、制御をかけなくともオーディオ用途には十分なレギュレーションである２％が得られる。（一部のクラスＤを除く）• ワールドワイド入力には対応できない。

ご静聴有難う御座いました。

社団法人 電子情報通信学会
THE INSTITUTE OF ELECTRONICS,
INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS

信学技報
TECHNICAL REPORT OF IEICE

オーディオ用スイッチング電源の超低ノイズ特性を実現するためのＺＶＳ条件について
中川 伸１

二宮 保２1)フィデリックス〒204‑0022 東京都清瀬市松山2‑15‑14
Tel / Fax: 042‑493‑7082, E̲mail: MXF06217@nifty.ne.jp
2) 九州大学大学院システム情報科学研究院 〒819‑0395 福岡市西区元岡744番地
Tel: 092-802-3709, Fax:092-802-3703, E-mail: ninomiya@ees.kyushu-u.ac.jp
あらまし
電圧波形がサイン波となるため、オーディオ用に最も適合しうるフル電圧共振スイッチングコンバ
ーターの、より厳密なＺＶＳ動作を目指す。実質的に自励発振化させる工夫により、更なるローノイズ化を求める。
また、負荷変動に対する過度応答についても検討する。
キーワード オーディオ機器用電源、共振形ロイヤー・コンバータ、電圧共振、自励発振、過度応答

ZVS Conditions for Extremely Low Noise Characteristics ofSwitched-Mode Power Supply for Audio Amplifiers
Shin NAKAGAWA1) andTamotsu NINOMIYA2)

1) FIDELIX Co., 2-15-14 Matsuyama, Kiyose, Tokyo 204-0022, JAPANTel / Fax: 0424-93-7082,

E_mail: MXF06217@nifty.ne.jp

2) Dept. of EESE, Kyushu University, 6-10-1 Hakozaki, Higashi-ku, Fukuoka 812-8581, JAPAN
Tel: 092-642-3901,

Abstract

Fax : 092-642-3957,

E-mail: ninomiya@ees.kyushu-u.ac.jp

The conditions of the complete ZVS operation are discussed.

It is required for realization of the extremely low noisecharacteristics in the audio-oriented switched-mode power supply. The Royer-type resonant converter with self excitation is discussed as a
typical topology with the extremely low noise characteristics. Tangents response for load change is discussed.

KeywordPower supply for audio amplifier,oscillation, Tangents response for load change,

Royer-type resonant converter,

Voltage-mode resonance, Self

１．まえがきなく、本体表示である。本体に４Ω〜１６Ωと書かれ筆者らは本セリニティー電源のあらましについてていれば低い方の４Ωにて測る。最近では６Ω表示も先 に 述 べ た [2]。今 回 は 細 部 に つ い て の 動 作 解 析 と 更 なあり、何も書いてなければ８Ωにて測定する 。

る低ノイズ化のためのより正確なＺＶＳ動作のため、(3)基 準 と す る 最 大 出 力 は 定 格 出 力 で は な く 、１ ｋ Ｈ ｚ

自励発振に似た動作を試みた。また、負荷変動に対する過度応答についても検討したので結果を報告で実際にクリップする出力である。ステレオアンプのする。

チャンネルのものは６チャンネルを同時に働かせた状場合は２チャンネルを同時に働かせた状態で、５．１

なお、低ノイズ化を議論するに際し、オーディオア態である。歪率についての規定は特に無いようである

ンプのノイズを測定するための動作条件について述べが、歪率１％とするのが一般的である。真空管アンプ

なければならないが、先ずは消費電力の測定についてではさらに大きい歪でクリップを始めるものもある。

述べる。

そのためカタログに書かれている定格出力とはかなり２．オーディオアンプの消費電力と電源高調波電流異なった値になる。このクリップする出力の８分の１(1) 入 力 電 圧 は １ １ ０ V に て 測 定 を す る 。 電 源 電 圧 はの出力時に温度上昇や消費電力を測る。

±１ ０ ％ ほ ど 変 動 し 、 １ １ ０ V 時 の 消 費 電 力 の 方 が １(4)信 号 は サ イ ン 波 で は な く 、ピ ン ク ノ イ ズ を 使 う 。こ

００V 時より多くなるとの前提に基づいている。日本

れは統計的に最も音楽信号に似ていると思えるからでに お け る 電 源 周 波 数 は 、５ ０ Hz と ６ ０ Hz に つ い て 発 熱ある。Ｂ級アンプではサイン波でもピンクノイズでもと消費電力の不利な方にて測定をする。

殆ど同じ結果になるが、Ｄ級アンプでは異なった値を(2)負 荷 イ ン ピ ー ダ ン ス は カ タ ロ グ や 取 説 の 表 示 で は示すようである。

(5)こ の 時 に 触 れ る こ と が で き る 部 分 の 温 度 上 昇 分 が調波規格そのものがない。日本の規格は２００４年５４０℃以下なら温度規格はＯＫである。つまり、室温

月 時 点 で ク ラ ス D な の で 、７ ５ W 以 下 な ら 何 ら 対 策 を

２ ０ ℃ な ら ６ ０ ℃ ま で Ｏ Ｋ と い う こ と に な る 。し か し 、する必要がない。しかし、ヨーロッパではオーディオ

明らかに熱の出口と分かる形状であるなら、つまり、機 器 は 甘 い ク ラ ス A で 良 い こ と に な っ た 。日 本 も 国 際

危険を感じさせるような形状なら６５℃の温度上昇分的な整合性をとる必要性から近いうちにクラス A に変までＯＫである。

更される予定だそうである。そうなれば、かなり大き(6)消 費 電 力 は こ の 時 の 値 を 表 示 す る が 、ば ら つ き な ど

い出力のアンプでも特に対策をする必要は無くなる。

で表示以上になるといけないため、余裕を見ていくら現実の製品では商用トランスを使ったものはほとか多めの値を表示する。

ん ど 何 も し な く て OK の よ う で あ る 。 ス イ ッ チ ン グ 電

以上をまとめると、Ａ級アンプ、Ｂ級アンプ、ＡＢ源の場合は商用周波数で働くチョークを入れて対策を級アンプ、Ｄ級アンプでノイズの測定条件はまったくしているものが多い。最大出力時はチョークが飽和し異なることになる。て も 特 に 問 題 は な い 。 PFC ま で 入 っ て い る も の は 極 くまれである。

電源高調波電流については１００V の電圧にもどし、定格出力１００Ｗのアンプが仮に理想的な動作を１ ｋ Hz で の ク リ ッ プ す る 出 力 を 測 り 直 し 、こ の ８ 分 のし、電源の効率も１００％とした場合の１２．５Ｗ出１で測定するが、そのポイントで高調波規格に入って力時の消費電力は

い れ ば OK で あ る 。 信 号 原 は 超 低 域 と 超 高 域 を カ ッ トクラスＤ（効率１００％）の場合、１２．５Ｗしたホワイトノイズを使う。ヨーロッパでは超低域とクラスＢ（効率７８％）の場合、４５Ｗ超高域をカットしたピンクノイズである。どちらのノクラスＡ（効率５０％）の場合、２００Ｗになるが、イズでも大差は生じない。固定の周波数は高調波測定

これはあくまでも目安である。に影響を与えるので使わない。なお、アメリカには高図１３．共振周波数についてとして加わる。これにより、周波数は高くなって、あ[2]で は 共 振 周 波 数 の 計 算 式 に つ い て チ ョ ー ク 、 ト

たかも自励発振のような動作をする。Ｒ１１８とＲ１ランスのインダクタをＬ１，Ｌ２、並列キャパシタを１７の分圧比を変えることでＩＣの時間遅れとあいまＣ１とした場合にって、厳密にＺＶＳの条件に設定することができる。

f =1
4 L1 × L 2
2π C1 ×4 L1 + L 2

結局のところ定格出力においてはどちらも最適な（１）設定が可能である。もしも無信号時には最適な周波数が大きく変化するのであれば自励発振にする効果はあるが、実はかなり変化が少なく安定であった。また、とした。しかし、厳密なシミュレーションを行ってみ無信号時は消費電流が少なくなってノイズはさらに小たら誤差が以外にも大きかったので、その原因についさくなるのでノイズの量を安定に測定するのは困難で、て述べる。

図２のようにすでにノイズが小さい電源からすれば明仮にチョーク側のインダクタンス値がトランスの確に優位性が認められる測定結果は得られなかった。

インダクタンス値に比べて十分に大きければトランスのインダクタンスＬ２と並列キャパシタンスＣ１での共振周波数ｆは次式で決まる。

f =1
2π C1L 2（２）しかし、チョーク側が現実的なインダクタンス値の場 合 、（ １ ）式 の 計 算 値 ほ ど に は 共 振 周 波 数 は 上 が ら ず 、その原因を調べると、インダクタに流れる電流は共振周波数の２倍の電流が流れていて共振周波数は流れないことにあった。そのため、現実的なインダクタ値ではインダクタの値はあまり共振周波数の上昇には関係しておらず、殆どがトランスのインダクタと共振コンデンサの値のみで支配的に決定される。しかし、実際

図 2(90V で 0.5A 負 荷 時

約 50W の 電 源 入 力 時 )には６％ほど上がるが、共振周波数そのものはさほど５．電圧波形重要ではないので、今回は特にこれ以上の検討を行わトランスのセンタタップの電圧波形はサイン波をない。
４ ． 最 適 な ZVS の た め の 動 作

全波整流した形になりその平均電圧が入力電圧と等しくなる動作となる。したがって回路図１でＩＣ１２５のＳＧ３５２５ＡのＳＹＮ
Ｃ端子がオープンでトリガ信号が加わらない場合は他

Vcent =

Vin × π × sin θ（３）励発振となり、この場合の周波数はＲ１１６とＣ１１2５によってのみ発振周波数が決定される。オーディオ

すると、スイッチに加わる電圧はアンプでは消費電力の測定ポイントでノイズが最小に

Vsw = Vin × π × sin θ
Vsw = 0なるように周波数をあわすのが普通である。

0 ≤θ ≤ππ ≤θ ≤ 0（４）他励発振では、入力電圧や負荷電流が変化し最適な共振周波数が変わっても発振周波数は変わらない。し結局、スイッチに加わるピーク電圧は入力電圧のπかし、この回路図１のようにＳＹＮＣ端子にトリガ信倍になる（ＡＣ２４０Ｖ地域では、１２００ＶのＩＧ号が加わる場合の動作は以下のように自励発振のよう

Ｂ Ｔ が 実 質 的 に 使 え る ）。解 析 が や さ し い よ う に １ 次 とな動作となる。

２次の巻き線比を同じにすると出力電圧も入力電圧と先ずはＲ１１６とＣ１１５で想定される最適な発等しくなる。２次側のダイオードの耐圧も同様にπ倍振周波数より少し低い周波数で起動させる。Ｒ１１８になって、１次と２次が鏡に映ったかのような動作ととＲ１１７でセンタタップの電圧を分圧した電圧はトなる。２次側の電圧を変える場合は、２次側のトランランジスタ１１９に加わりこのエミッター電圧と比較

スとチョークの巻き数比を一定に保つたまま、シフトされることで所定の閾値電圧以下になるとＲ１２０にすることになる。

は正パルスが発生する。これがＣ１２１を通じてＩＣ

６．電流波形

１２５のＳＧ３５２５ＡのＳＹＮＣ端子にトリガ信号

セ リ ニ テ ィ ー 電 源 (図 ３ )で イ ン ダ ク タ の 値 を 極 限 にまで上げた場合の、スイッチング周波数におけるの等現実的な値のＬ１の場合、定電流回路にチョークのインダクタンスＬ１が並列に接続されることになり、価回路は図４のようになる。
この場合入力電流も出力電流も直流に近くなり、ス

こ の 電 流 が 方 形 波 に 重 畳 さ れ る 形 に な る (図 ５ )。

イッチとダイオードに流れる電流波形は時比率５０％

チョークに流れる電流は以下のようになる。の方形波に近くなる。この時、トランスのインダクタと並列キャパシタンスを流れる共振電流はスイッチを流れない。

di=dt

Vin −

Vin × π × sin θ
2L1（５）

図３

図６実際の波形

７．応答について
出力電圧９０Ｖ、定格電流２Ａ仕様のセリニティー
電 源 の 負 荷 応 答 を 実 測 し て み た 。図 ７ は ０ ．５ Ａ と １ ．
５ Ａ を 時 比 率 ５ ０ ％ の ５ ０ Hz で ス イ ッ チ ン グ し た 応答波形である。電圧の段差が０．８V で電流の段差が１A であることから内部抵抗は０．８Ωと求められ、出力の平滑コンデンサは４７０ｕＦである。この電源をＳＣＡＴでシミュレーションをしたものが図８であ
図４り、両者は非常によく一致している。

スイッチ電流チョーク電流チョーク電圧図５

図７

実際の応答波形そこでこの応答をスイッチング動作ではない単純ＬＲＣとみなしてシミュレーションした。

なＲＣとみなしてシミュレーションしたものが図９である。これについても殆ど同じになっている。

図１１

等価インダクタと抵抗と平滑コンデンサの応答

このリンギングは１次のインダクタを巻き数比に
図８電源の応答シミュレーション応じて換算し、２次側に移動して２次側のインダクタと加算したものと仮定して、シミュレーションしたものが図１１である。この回路は図１２であるが、この波形も殆ど図１０と同じになっている。

１次インダクタは２次側に換算
82.2uH

82.2uH
850mohm
90ohm

90V470uF

図９

出力抵抗と平滑コンデンサのみの応答

180ohm次に、インダクタの１次と２次を結合させない電源のＳＣＡＴのシミュレーションが図１０である。

図１２

簡略化した等価回路

つまり、この電源の応答に関する動作は等価回路（図１２）であり、スイッチング動作は負荷の過度応答には何ら関係しておらず、単純にインダクタと内部抵抗と出力の平滑コンデンサのみで求められることが分かる。そして、１次のインダクタと２次のインダクタが結合することによってインダクタンスはキャンセルされ、漏れインダクタンスのみになるので、等価インダクタンスの値は激減し、応答が改善されることになる。
８．チョーク、トランスともコアが飽和しない
本方式はトランスが飽和しないのは当然として、チョー側も１次と２次を結合させることによって、磁束
図１０

結合がない電源の応答シミュレーションがキャンセルされて、あたかもコモンモードチョーク

こ の よ う に リ ン ギ ン グ が 観 測 さ れ だ す 。結 合 さ せ な いのような動作をする。このため、瞬間的な大きいピー場合についての応答もスイッチング動作でない単純なク電流でも飽和することがないので、太鼓のように瞬間的に大きな電流が流れる音楽ソースであってもコアが飽和することがない。このため電源を小型化するこ流も出力電流もリップル成分は非常に少なくなる。
●とができる。

スイッチングロスが無く、実効電流が少ない方形波のため効率は９３％と高効率である。

９．効率について● 結合チョーク側は共振周波数に殆ど関係しておらスイッチングロスは生じないし、電流波形は方形波ず、共振周波数はトランスのインダクタと等価的に 近 く な っ て 実 効 電 流 が 減 る の で 、導 通 損 失 も 少 な く 、に並列に加わる共振コンデンサの値で支配的に決

高 効 率 が 得 ら れ る 。（ 表 １ と 図 １ ３ ）な お 、ス イ ッ チ ン

まり安定である。

グ周波数は約１２０ｋＨｚである。

● もともと周波数安定性が高いため他励発振でも自励発振でも大差は認められなかった。

セリニティー電源の効率● 負荷の過度応答はスイッチング動作には関係して入力電圧 入力電流 出力電圧 出力電流 効率140.0130.06792.7100
139.9850.2
92.05
0.2 0.65757
139.953
0.331
91.78
0.4 0.792497
139.926
0.463
91.58
0.6 0.84815
139.895
0.594
91.39
0.8 0.879833
139.8670.726
91.23
1 0.898433
139.8370.859
91.09
1.2 0.90999
139.808
0.992
90.97
1.4 0.918296
139.778
1.125
90.84
1.6 0.924285
139.7491.258
90.73
1.8 0.928954
139.7181.392
90.62
2 0.931885
表１

詳細なデータ効率

タンスは漏れインダクタンスだけになるので激減する。このため過度的な負荷変動はリンギングが生じず、非常に安定である。
● チョークを結合させることで、瞬間的なピーク電流が流れても結合チョークのコアは飽和しない。
● 制御を掛けることで出力電圧を安定化するのは困難な回路ではあるが、制御をかけなくとも殆どのオーディオ用途には十分なレギュレーションである２％が得られる。
ワールドワイド入力には対応できない。

文

0.950.90.85
0.80.75
0.70.65
0.6
00.5

11.5

22.5

出力電流
図１３

効率特性図

１０．まとめ全期間が電圧共振し、ＺＶＳの動作をするので対策が難しいコモンモードノイズが少なく、ノイズ規格を約３０ｄＢ下回る超低ノイズである。
スイッチの耐圧は入力電圧のπ倍以上、ダイオードの耐圧は出力電圧のπ倍以上が必要である。
(日 米 で は Ｍ Ｏ Ｓ Ｆ Ｅ Ｔ 、 欧 で は Ｉ Ｇ Ｂ Ｔ で Ｏ Ｋ )●● チョークを結合させることで、等価出力インダク

献[1] 中 川 伸 特 願 2004-146552 号 ス イ ッ チ ン グ 電 源 装置 平成１６年０５月１７日[2] 中 川 伸 ， 二 宮 保 「 オ ー デ ィ オ 用 に 適 し た 諸 特 性を 備 え る ス イ ッ チ ン グ 電 源 装 置 」、 信 学 技 報
Vol.106 No.53, pp.49-53, 5 月 (2006).

1●と平滑コンデンサによってのみで決まる。

●

セリニティー電源の効率(ＤＣ１４０Ｖ入力、±４５Ｖ出力）●

おらず、等価出力抵抗と等価出力インダクタンス

スイッチやダイオードの電流は５０％時比率の方形波に近く、２つが交互に加算されるので入力電