広帯域小電力ｱﾝﾌﾟの設計における「S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析」及び「ﾊｰﾓﾆｯｸ･ﾊﾞﾗﾝｽ 解析」を適用した性能の最適化

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１．序文
映像 IF 信号を局発信号で Up-Convert (周波数変換)した VHF/UHF 帯の映像 RF 信号を、+10dBm 以上の小電力信号に増幅するｱﾝﾌﾟの性能を S ﾊﾟﾗﾒｰﾁｬ解析で最適化すると共に、Harmonic Balance 解析を利用してその入出力特性および高調波特性の最適化を達成する。

２．概要（１）本小電力ｱﾝﾌﾟは、利得の微調整が可能なｺﾚｸﾀ同調型増幅回路の初段回路と広帯域 ICｱﾝﾌﾟを用いた終段回路から構成される。
（２）初段ｱﾝﾌﾟは、入力回路に中心周波数約 150MHz の広帯域ﾄﾗｯﾌﾟを接続して低域側の安定指数 KF を増大して増幅の安定性を向上し、出力回路の同調容量を調整して広帯域の通過特性を達成する。更に Harmonic Balance 解析を利用して初段ｱﾝﾌﾟの入出力特性と高調波特性を詳細に解析し、その最適化を達成する。
（３）終段に適用する NEC の広帯域 IC ｱﾝﾌﾟの uPC1678GV は S ﾊﾟﾗﾒｰﾀが用意されているので、前段のｱﾝﾌﾟと終段ｱﾝﾌﾟを組み合わせた複合回路の総合利得性能を求める。
（４）広帯域 IC ｱﾝﾌﾟの uPC1678GV の入出力特性のﾃﾞｰﾀに前段ｱﾝﾌﾟの入出力特性を反映して総合の入出力性能を導出する。

３．周波数変換器の構成と広帯域ｱﾝﾌﾟの基本構成
Fig.1

Up-Converter（周波数変換器）は(図１)に示すように、約 6MHz の帯域を有する映像信号（搬送波：fp＝58.75MHz）を局発信号 fL で Up-Convert して RF 信号に周波数変換するDBM(Double Balance Mixer)と、その変換出力を C33ch(中心周波数：285MHz)～C53ch(中心周波数：403MHz)の帯域に亘って+15dBm 程度の RF 映像信号に増幅する Wide Band
Amplifier（広帯域小電力ｱﾝﾌﾟ）で構成される。

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４．広帯域ｱﾝﾌﾟの具体的な設計法
４．１

初段ｱﾝﾌﾟの最適化Fig.2(1) 基本回路とその特性①設計をｽﾀｰﾄする基本回路を（図２）に示す。入力回路は中心周波数約150MHz の同調回路に設定し、出力回路はｺﾚｸﾀ容量 Cc≒1pF を含めて中心周波数約 550MHz の同調回路として、（図３）に示すように通過帯域300MHz～500MHz の広帯域特性を達成する。
② 285MHz(C33ch) ～ 405MHz(C53ch) の 帯 域に対して 10dB 以上の利得を達成できているが、安定指数 KF が凡そ 200MHz 以下で KF≦1 となり、ｱﾝﾌﾟの動作が不安定になっていることが分かる。
また反射係数の S11 も-5dB 以下に入っておらず、入力側の整合が旨く取れていないことが明Fig.3

らかである。

（２）回路の性能最適化の検討
最適化の詳細過程は紙面の都合で割愛するが、入力回路に 100Ωの抵抗を直列に接続した中心周波数約 150MHz の Q の低いﾄﾗｯﾌﾟ回路を接続し、ﾍﾞｰｽ結
合容量 C1 とﾍﾞｰｽ抵抗 R3並びに出力同調回路の容量 C3 をﾁｭｰﾆﾝｸﾞの方法で最適化した改良ｱﾝﾌﾟを（図４）に示す。

2Fig.4４．２

最適化された初段ｱﾝﾌﾟの詳細解析(1) S ﾊﾟﾗﾒｰﾀを使用した線形特性の解析結果①まず安定指数 KF は（図５）に示すように、285MHz ～405MHz の所要帯域に亘って KF≧1 となりｱﾝ

Fig.5

ﾌﾟの動作が十分に安定していることが分かる。
②また（図６）に示すように、
電力利得 S21 は上記の帯域において S21≧13dB を示しその利得偏差は凡そ 2dB 以内の性能を得ている。
③さらに、反射係数 S11 は所要帯域にわたってS11≦-10dB を示し、入力側の整合が取れていることが分かる。
このようにｱﾝﾌﾟの小信号特性は適正な特性を与え、初段ｱﾝﾌﾟは直線領域において最適な性能を達成できていることが判る。

Fig.6④ﾍﾞｰｽ抵抗 R3 を Rx＝27Ω～100ΩにFig.7

ﾄﾘﾏ抵抗で可変することによって、利得を 15dB から 10dB の範囲で約5dB 微調整できることが（図７）から判る。これは映像 RF 信号の出力ﾚﾍﾞﾙを適正値に調整する際に便利な機能である。

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(2) Harmonic Balance 解析による非線形特性の解析結果

Fig.8

Fig.9

[A] ﾊｰﾓﾆｯｸ･ﾊﾞﾗﾝｽ解析の設定条件については、表示設定およびｸﾞﾗﾌ設定を（図８）に示すように設定し、信号設定ならびに解析条件(ｽｨｰﾌﾟ／ﾊｰﾓﾆｯｸ)を（図９）に示すように設定す
ると非線形の特性解析を精確に行うことが出来る。

[B] 入出力特性の結果
例えば C43ch における基本波から第 4 高調波対す

Fig.10

る入力電力と出力電力の特性は、（図 10）に示す様に得られる。
入力電力が-15dBm に近づ
くとｱﾝﾌﾟの非線形領域に入り、入力電力約+10dBmでｱﾝﾌﾟ出力が+10dBm 付近に飽和することが判る。

4４．３

初段ｱﾝﾌﾟと終段ｱﾝﾌﾟの複合回路の総合性能Fig.11[A] 回路構成
改良した初段ｱﾝﾌﾟと広帯域 IC ｱﾝﾌﾟ(uPC1678GV)を使用した後段ｱﾝﾌﾟを接続した、複合回路で構成される広帯域小電力ｱﾝﾌﾟの回路構成を（図 11）に示す。IC ｱﾝﾌﾟは非線形解析のﾓﾃﾞﾙがﾒｰｶ側で用意されていないので S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析で総合特性を調べる。

［総合特性］（図 12）を参照して、① 増 幅 の 安 定 指 数 KF は100MHz 以上の周波数範囲で概ね KF≧10 であり十分安定していることが分かる。
②C33ch～C53ch の所要帯域に亘って電力利得は 30dB 以上で、Fig.12

利得偏差は 2dB 以下の性能が得られている。
③反射係数 S11 も略 S11≦-10dBであり整合が十分に取れていることが分かる。

5[C] 入出力特性の推定

Fig.14Fig.13

前述の前段ｱﾝﾝﾌﾟの入出力特性(図 10)を(図 13)に示す IC 広帯域ｱﾝﾌﾟの入出力特性に反映して概略計算すると、（図 14）に示すような総合の入出力特性を推定特性として得ることができる。この特性を分析してみると、入力ﾚﾍﾞﾙが-20dBm に達すると複合回路の広帯域ｱﾝﾌﾟは非線形領域に入り、出力ﾚﾍﾞﾙは概ね+17dBm で飽和することが推測される。

５．考察(1) SNAP の解析結果を広帯域小電力ｱﾝﾌﾟの初段ｱﾝﾌﾟの設計に反映させて、回路を改良すると、増幅機能の安定化や、整合性の向上或いは周波数特性などの向上を容易に達成することができる。
(2) 今回の広帯域小電力ｱﾝﾌﾟの設計では、C33ch から C53ch の 285MHz～405MHz の広帯域にわたって直線利得約 33dB、利得偏差 3dB 以内で、且つ飽和出力：+15dBm(122dBuV：50Ω) 以上の優れた増幅性能を達成することが出来た。
(3) ﾊｰﾓﾆｯｸ･ﾊﾞﾗﾝｽの解析法を適用することにより、基本波および高調波を含めた入出力特性を精確に解析することが出来る。
(4) 初段ｱﾝﾌﾟのﾍﾞｰｽ抵抗に 100Ωのﾄﾘﾏを採用することにより約 5dB の範囲で利得を微調整できることが判った。
(5) SNAP の多面的な活用により、非線形特性を有する高周波回路に対しても簡単に、最適な回路設計を実現できることが判った。
－以上－

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