SNAP Application Report 48

SNAP の豊富・高度な機能を活用した、「地上デジタル TV 放送受信性能を大幅向上」する低雑音_低歪 UHF アンプの迅速－製品開発

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MEL Inc. 2019

１．序 文
(1) 使 用 す る 増 幅 デ バ イ ス GaAs MMIC のAE308［RFHIC 社製］について、受信したオ
リジナル・データからＳパラメータを用意すると共に、他社類似デバイスの Data Sheet に記載された Noise Parameter 典型値を数値加工して、拡張 Noise Parameter を構築し、両パラメータ［ＳParameter＋Noise Parameter］を融合した新設複合Ｓパラメータを創作した。
(2)上記の新設パラメータを使用した「UHF アンプの回路設計と S パラメータ解析および最適性能評価」を反映した、「基板試作評価と性能チューニング」を同時進行させ、ハード評価 ( 基 板 試 作 評 価 ) と ソ フ ト 評 価 (SNAPSimulation 解析)をサイクル循環させた。この
サイマル評価検証の導入によって、Gain／NF両性能を均衡向上した最適機能アンプを、短期間に開発することが出来た。
(3)開発した UHF アンプの相互変調歪 IM3
特性を台上評価して、非線形歪を定量評価すると共に、アナログ TV 放送強電界の受信環境等で UHF アンプの受信性能をフィールド・テストにて実地検証した。
(4)上記評価に平行して、UHF アンプの高温加速寿命試験や雷サージ印加試験等の信頼性評価を進め、UHF アンプ製品の品質評価を検証した。
(5)開発した地上デジタル放送受信シミュレーションを使用して、UHF アンプの受信性能を定量評価解析すると共に、上記のフィールド評価を反映・考慮して、同アンプの受信性能の特長を鮮明にした。
２．新設複合Ｓパラメータの作成① メ ー カ か ら 受 信 し た Network

1Analyzer の測定値[Fig.1]から使用周波数帯域データを抽出し、Excel 表で自動計算して、Magnitude(真数)／Angle(角度)の通常 S パラメータ[Fig.2]に変換する。
②同メーカでは使用する IC アンプ AE308 の NoiseParameter を準備できなかったので、類似性能を有する適切な代替デバイス MGA-631P8 を見出し、そのデータシートからノイズ典型値［Fig.3］を抽出した。ノイズ典型値はその特性をグラフ表示してみると、急峻な凹凸や不連続性が見られたので、ノイズ典型値を詳細間隔で補間した拡張 Noise Parameter［Fig.4］ を作成するに当たって、そのグラフが円滑曲線になるように、パラメータ値を部分的に修正･補正した。
③上記の通常 S Parameterと、この拡張 NoiseParameter を融合した、新設複合Ｓパラメータを［Fig.5］創作し、UHF アンプ製品開発を迅速に推進できる、Simulation 解析環境を構築した。
３．Design 機能を適用した UHF アンプの基本回路設計
3.1 UHF アンプの全体回路構成（１）UHF アンプは大別して RF 信号を帯域制限して増幅する RF 増幅部と、同アンプを作動させる電源供給部から構成される。[Fig.6]（２）RF 増幅部は、入力信号源 75Ωを増幅デバイス AE308 のΓopt［NF を最小限にする信号源インピーダンス］に整合させる入力広帯域
HPF 融合 NF 整合回路、増幅デバイスの出力インピーダンス 75Ω前後を、負荷インピーダンス 75Ωに、使用周波数帯域を制限2して整合させる出力広帯域
LPF 整合回路、および増幅デバイスの出力を入力に負帰還して利得を平坦にする RF フィードバック回路から構成される。
3.2

入力 広 帯 域 HPF 融 合
NF 整合回路の設計①信号源インピーダンス 75Ωを、
AE308 の UHF 帯中心周波数 600MHz 前後に於けるΓopt≒50Ω＊0.30[MAG]∠12 (deg)≒30＋j15（Ω）-----[01]に広帯域整合させる。先ず、デザイン機能の「広帯域整合」を使用して、信号源 75Ωを AE308 のΓopt 付近の 25Ωに対して、UHF 帯域 470MHz－770MHz に渡って広帯域整合させる。
その広帯域整合回路の周波数特性を Fig.7 に示す。
②次いで、この広帯域整合回路の容量 C3 を L3 に入れ換えて、HPF 作用［Tuning の結果で最適値：L3=15nH］を持たせ、HPF 融合広帯域 NF 整合回路を形成する。
③この広帯域整合回路を、線路長 L≒15－20mm のMSL[Micro Strip-Line] を中心に形成すると、MSL を介してΓopt をみた合成Γ
opt ： Γ opt-syn は 、 Γopt-syn≒Γopt＊ej(π[2L／λg])------[02]で与えられる。

f=600MHz に於ける線路波
長 λ g ≒ 300mm[1GHz] ＊0.66［波長短縮率］÷0.6[GHz]≒330mm を適用すると、2L／λg≒１／10----- [03]を得る。
[02]に[01]、[03]を適用すると、最終的に合成Γopt：Γopt-syn≒Γopt＊ej(π／10)≒30＋j30（Ω）------[03]を得る。
④信号源 75Ωを［最小 NF を与える信号源インピーダンス］合成Γopt：Γopt-syn に整合させることは、信号源 75Ωを前記の HPF 融合広帯域 NF 整合回路を介して、合成Γopt：Γopt-syn の共役複素インピーダンス：Γopt-syn＊≒30－j30(Ω)-----[04]、に整合［合致］させることになる。
⑤信号源 75Ωを共役複素インピーダンス：Γopt-syn＊≒30－j30(Ω)に整合させる、HPF
融合広帯域 NF 整合回路と、その周波数特性を Fig.8 に示す。
UHF 帯の 470MHz－770MHz

3に亘って、通過損質 S21［絶対値］≦0.5dB と、優れた低損失の通過特性を与えると同時に、-3dB 遮断周波数：fＬ≒
300MHz と良好な HPF 特性を実現している。
3.3出力広帯域 LPF 整合回路の設計①デザイン機能の「LPF 設計」を使用して、増幅デバイス AE308 の出力インピーダンス75Ω前後と負荷インピーダンス 75Ωを、上限遮断周波数 fH＝770MHz で通過させる LPF回路を導出す る。このLPF 回路と周波数特性を Fig.9 に示す。
②LPF 回路の各定数を最適化［丸めを含めて］
すると共に、 出力側にL4 と C7 を 接 続 し て
VHF 放送帯を遮断する
ことによって、UHF 帯をシャープに切り出す、出力広帯域 LPF 整合回路を形成する。この整合回路の平坦な UHF 周波数選択特性を Fig.10 に示す。
４．UHF アンプの安定性向上ならびに Gain／NF 性能向上
（１） 増幅安定性の向上検討[1] 量 産 モ デ ル を ベ ー ス と し た
UHF アンプ[Fig.11]を対象に、増幅の安定性を左右する要因および影響度合いを、詳細に解析・検討した。安定性を左右する回路定数は、フィードバック回路を中心に、IC アンプ AE308 の出力側に4接続されるものが主体になっている。
[2]主要定数①の初期状態にあっては、900MHz 付 近 に て 強 い 発 振 ピ ー ク[Fig.12]が現れる。S パラメータ解析結果と同様に、基板試作評価［NetworkAnalyzer 測定］に於いても、同様な現象が観測される。
[3]IC アンプの出力に広域利得を抑圧する容量 Ct=5pF を接続すると、同時にフィードバック回路を Rs=300Ωで接地すると、Fig.13［主要定数②］に示すように発振のピーク波形は無くなるが、f=800MHz 以上では安定指数 KF≦1 で、且つ S11≧0dB［|S11|≧1］になっているため、依然として不安定状態に陥っている。
[4]フィードバック回路の帰還容量を Cf=1pF と大幅に小さくすると共に、IC アンプの出力に直列に抵抗Xo=12Ωを挿入すると、Fig.14 に示すように安定係数 KF≧1 となり、且つ S11≦0dB になって、アンプの増幅作用は総合安定の状態に至る。

（２）NF 性能の向上検討[1]初期回路条件では、NF≧1.3dB の雑音性能[Fig.15]を示している。
[2]フィーダ・バック回路に直列接続されている２つの帰還容量を、Cf=100pF→1pF、Ca=10pF→0.5pF と極端に縮小し、入力側の NF 広帯域整合回路に及ぼす、フィードバック回路のインピーダンス結合の影響を、無視できるほどに減少させる。その結果、信号源インピーダ
ンス 75Ωと IC アンプのΓopt 整合が、理想的な状態になり IC アンプが保有する最良の NF 性能を引き出すことができると考えられる。この回路条件で5

は 、 NF ≦ 0.9dB の 良 好 な 性 能[Fig.16]が得られている。
[3]フィードバック回路の帰還容量
Cf、Ca の縮小［前者：Fig.16］の代わりに、同回路の直列抵抗
Rf=300 Ω → 2k Ω に 増 大 ［ 後 者 ：Fig.17 ］ し て フ ィ ー ダ ・ バ ッ ク
Impedance を増大させることにより、上記インピーダンス結合の影響を解消できるが、NF 改良の効果は前者に比べて小さいと同時に、利得の平坦性も良くない。実際に、基板試作による実測評価に於いて、この傾向が確認されている。
[4]詳細な理由は明確ではないが、フィードバック回路を形成する分布定数線路と帰還容量 Cf 、Caが織り成す微妙な回路条件が、NF 低減および利得平坦性向上（負帰還の周波数補償）に巧みに、働いているものと思われる。
４．IC アンプ単体性能と UHF アンプ性能の比較評価
4.1

IC アンプ AE308 の単体性能[1]各種サークル解析を適用して、IC アンプ単体の NF 性能［NF サークル］ならびに安定性［スタビリティサークル］を解析した。両サークルを解析する際の所要条件(代表値)を整理して、Fig18 に纏めた。
[2]入力側のスタビリティサークルをみると、信号源インピーダンス：Zg=Rg＋jXgとしたときに、Xｇ＞0 の誘導性で増幅が不安定[Fig.19]になることが分かる。

64.2 UHF アンプの性能[1]量産モデル UHF アンプの、入出力側スタビリティサークルを表示してみると、信号源インピーダンスおよび負荷インピーダンスの全領域に亘って、増幅が安定［Fig.20：不安定領域が両インピーダンスを示す Smith Chart 上に重なっていない］していることを確認できる。
[2] NF サークルについて、UHF アンプと ICアンプ単体を比較してみると、信号源インピーダンス 75Ω点に於いて、NF は約 0.2dB悪化しているが、Fig.16 に 示 す よ う にUHF 帯域全体に渡って、良好な NF 性能を実現している。

５．UHF アンプ_量産モデルの性能台上評価［Simulation 解析と実測性能の比較検証］
5.1 UHF アンプの等価回路構成と Simulation 性能解析
①UHF アンプ量産モデルの等価回路を Fig.21 に示す。
②UHF アンプを S パラメータ解析[Fig.22]した結果、デジタル放送帯域［470MHz－710MHz］に於いて、NF≦1.0dB、利得 20dB±1dB の良7好な性能を得た。
5.2 UHF 量産モデルの台上評価①量産試作品を Network Analyzer で測定した、実測波形を Fig.23 に示す。
S21 について Simulation 波形と実測波形を比較してみると、実測値は22dB ± 1dB と Simulation よ り 約1dB 高いが、全体波形は類似している。
②S11 については、そのピーク点周波数は実測値が約 500MHz で、Simulation では約600MHz になり、およそ 100MHz の差があるが、両者の波形は概ね相似している。
③上記のように、実機を使用した実測評価と、等価回路を用いた Simulation 解析は総じて良好な近似を示すことが確認された。
④量産試作品について NF メータを使用して、その NF およびゲインを実測評価した結果を、Fig.24 に示す。
Simulation 解析で得た NF 性能[Fig.22]と実測評価した NF 性能［Fig.24］は、両方とも 0.7dB－1.0dB の範囲に分布しており、650MHzから 700MHz の付近で、ピークになる波形も相似している。
前述のように、ゲインの実測値と Simulation 解析値は約 1dB の差があるが、両者のプロファイルは良好に一致していることを、再確認できた。

8

６．UHF ブースタ・アンプの基板実装構造ならびに詳細回路構成
6.1 UHF アンプの詳細回路[1]UHF アンプは、入力整合回路、出力整合回路および、利得を平坦化するフィードバック回路で構成される
RF 増幅部、RF 信号ラインに重畳した供給 DC電源を分離する
LPF および、DC電源を安定化してIC アンプのバイアスを供給するレギ
ュレータから構成される電源供給部に、大別 [Fig.25]される。
[2]またアンテナ受信出力を増幅する UHF アンプは、近隣への落雷で生ずる誘導雷サージが入出力された場合に、その高電圧サージによるアンプの破損を保護することが必要である。このために、入力端には高圧サージを吸収する短絡コイルが、出力端には高圧サージを低電圧にクランプする雷サージ保護素子や、そのクランプ・パルスを平滑するチョークコイルが設置されている。
6.2 UHF アンプの基板実装構造[1]UHF アンプは、直径約17.5mm、長さ約 65mm の円筒形の金属ケースに収容されており、その両端には FP／FJ の同軸コネクタが一体構造に接続されている。チップ部品を主体にした実装基板は、一端を金属ケースで加締めると同時に、他端にはアーチ状の接地金具が設け9られており、基板の両端で金属ケースに GND 接地される構造[Fig.26]になっている。
[2]4 項の増幅安定性や NF 性能向上の観点から、性能の最適化に重要な役割を果たす、主要回路定数の配置を Fig.27 に示す。
[3]増幅の安定性向上には、定数 Rs、Ct および Xo が効果を示し、NF の低減には、フィードバック回路の Cf、Ca や入力整合回路の Lh1 や Ch が有効に作用することが、試作評価の Cut & Try ならびに S パラメータ解析［チューニング］で明らかになっている。
７．UHF ブースタ・アンプの品質向上の評価検証
7.1 UHF アンプの非線形歪特性①信号レベル 93dBuV の２波 f1=543MHz、f2=549MHz を UHF アンプの入力に加えて、第 3 次相互変調歪 IM3 を SpectrumAnalyzer で測定評価[Fig.28]した。
②この IM3 のデータからインターセプトポイント IP3 を算出し、UHF アンプの最大定格出力［1dB 飽和出力］P-1dB≒20dBmを導出する。
7.2

高温加速寿命試験①UHF アンプの試験サンプルを、恒温槽を使用して 90℃の高温環境に 96 時間［4日間］設置することによって、加速寿命試験を実施した。その結果、UHF アンプの寿命は、35℃の常温環境に於いて 25 年以上［Fig.29］であることを確認検証した。
②高温加速寿命試験に於ける、試験サン
プルの寿命は、IC アンプ AE308 の活性10エネルギ Ea を適用することによって、アレニウスの式を用いて Fig.30の理論的考察から、Excel 自動計算シートを使用して、簡単に算出することができる。
7.3

雷サージ印加試験[1]

試験サンプルの UHF アンプの入出力、およびアンプ出力に接続された同軸ケーブルの外導体に、パルス尖頭値 15KV、立ち上がり時間 1.2us、パルス半値幅 100us の高電圧パルスを印加して、UHF アンプに故障が発生するか否か、雷誘導サージに対する耐性を実施検証した。

[2]前述の雷サージ対策回路の効果によって、UHF アンプの入出力および外導体に対する 15KV の雷サージ印加で、故障［破損］を発生せずに合格［Fig.31］した。
[3]UHF アンプの入力に、雷サージを印加する試験環境を Fig.32 に示す。雷サージの出力を放電抵抗 50Ω［アンテナ整合器の等価インピーダンスを想定］を介して、同アンプの入力端に印加する。このとき、高圧プローブを使用して印加電圧波形を同時に観測する。

11８．UHF ブースタ・アンプの受信性能の机上評価
8.1 UHF ブースタ・アンプの機器定格本 UHF アンプの量産モデルに対する暫定規格を Fig.33 に示す。地上デジ
タル放送の占有周波数帯［470MHz－710MHz］に対して、利得 21dB±1dB、NF1.0dB 以下、VSWR 約 3.0の性能を有し、適正入力範囲は 30dBuV から 80dBuV の広範囲に及んでいる。
8.2 UHF ブースタ・アンプの受信シミュレーション[1]地上デジタル放送の受信対策に適用する、各種フィルタやブースタ・アンプの受信性能を、定量的に机上評価できるようにする目的で、Fig.34 に示
す、「微弱デジタル ch の受信品質 C/Nの導出計算式」をベースにした、受信Simulation［Excel 自動計算書］を研究開発した。

[2]受信環境を Fig.37 に設定し、Fig.33に記載した UHF アンプの定格を、この受信 Simulation に適用すると、次のような受信性能向上が顕著に現れた。
[3]本 UHF アンプの NF 性能は 1dB であるので、Fig.35 に示すように、市販品の約 3dB に比して、受信マージンを約 2dB 向上［受信品質 C/N＝2dB 増大］することが期待される。

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[4]ブースタ・アンプのゲインを変化させたときに、受信品質 C/N はゲイン20dB 前後で最良になることが Fig.36に示されている。受信品質 C/N を最大にする最良のゲインは本 UHF アンプの利得に一致しており、東京都区内のような中高電界の受信環境に於いて、微弱放送 ch を受信する際に、最良の受信性能が得られることが十分に推測・期待される。
９．UHF ブースタ・アンプの受信性能のフィールド評価検証① UHF アンプの現行品［利得 22dB ± 1dB 、 NF ≒3dB］、UHF アンプ量産モデル（後継機）および市販品［八木ブースタ：12dB ～ 15d Ｂ 、 NF ≒1.5dＢ］に対する受信性能を、圏外デジタル放送波の微弱受信 27ch、28chを対象に、フィールド評価[Fig.38]した。
②集中雨に於ける受信テス
ト［図 A］では、U28ch について UHF アンプ後継機［本開発品］の受信品質 C/N が突出しているが、これは NF 性能差 2dB を上回っており、天候等のフェーディングに対して、本 UHF アンプは受信マージンが大きいことを、如実に表していると考えられる。
③快晴天候での、アナログ放送 U25ch、U35ch の中強電界の受信環境において、本開発品
は、現行品に対して受信品質が 1dB－3dB 向上しているが、Fig.35 の受信マージン増大に対応しているものと判断する。
９．UHF アンプの製品開発に対する SNAP シミュレーション解析効果の纏めと考察

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(1)目標性能を設定し、Simulation 解析による性能向上の見通しを、試作評価に反映して効果を実機にて検証する。さらに、そこで得られた知見や仮説を Simulation 解析にフィードバック［循環］的に評価・確認する。このように試作評価の実機検証と、Simulation 解析の知見・成果をサイクル的に循環させることによって、製品開発をスピーディに成功させることが出来る。
(2)部品実装した実機アンプの性能評価と、その等価回路表示したバーチャルアンプ(仮想現実)の Simulation 解析は、SNAP の豊富な機能と、技術屋の鋭い洞察力／勘を、匠に織り成すことによって、両者［解析評価と実測評価］は緊密且つ高精度に一致することを、今回 UHF アンプの製品開発を通して、実証することができた。
(3)このような視点から SNAP の将来性・発展性を展望すると、ユーザの情熱と創意に拠って、SNAP 機能および柔軟性は無尽蔵であるように思えてならない。
－以上－

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