「周波数選択性に優れた逓倍回路」の設計と2004.11.23「ﾊｰﾓﾆｯｸ･ﾊﾞﾗﾝｽ 解析」を適用したｽﾌﾟﾘｱｽ除去性能の向上

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１．序文
水晶発振器の出力を５逓倍或いは６逓倍してｽﾌﾟﾘｱｽの殆ど無い、純粋な 300MHz 帯〜400MHz 帯の局発信号を発生する逓倍回路の高安定化／高性能化を行う。併せて、ｼｬｰﾌﾟな周波数選択性の設計を S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析で行うと共に、SNAP の Harmonic Balance 解析を利用してそのｽﾌﾟﾘｱｽ除去特性および入出力特性の最適化を達成する。

２．概要（１）本逓倍回路は、出力回路に単同調回路を設け水晶発振器出力の基本波を入力して高調波を発生し、効率よく逓倍出力する初段回路と、出力回路に３段の複同調回路を接続し高調波から希望波をｼｬｰﾌﾟな周波数選択特性で抽出する終段回路から構成される。
（２）初段は、入力回路を基本波に同調させて基本波に対する逓倍効率を向上させると共に、出力共振回路に基本波帯に同調するﾄﾗｯﾌﾟ回路を組み込んで増幅の安定度を向上させ、且つ逓倍効率の向上を図る。
（３）終段は、出力側に容量結合の３段複同調回路を構成し希望波に対する隣接ｽﾌﾟﾘｱｽを60dB 以上減衰させることを目指す。
（４）各段の性能はＳﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析によりその特性［利得／周波数特性／増幅の安定性等］の最適化を達成し、総合性能の逓倍特性／ｽﾌﾟﾘｱｽ特性／入出力特性についてはﾊｰﾓﾆｯ
ｸ･ﾊﾊﾞﾗﾝｽ解析で詳細に解析評価する。

３．局発ﾕﾆｯﾄの構成と逓倍回路の基本構成
局発のﾌﾞﾛｯｸ構成を(図１)に示す。
C31ch から C53ch の映像信号を
作 る た め に 67.000MHz か ら
78.000MHz の水晶発振器で［11種類の］基本波を発生させ、逓倍回路にて 5 逓倍ないし 6 逓倍させて（表１）に示すような［11 種類：342.000MHz〜462MHz］の局発信号をｽﾌﾟﾘｱｽ無し［基本波に対してｽﾌﾟﾘｱｽのﾚﾍﾞﾙは-60dB 以下］に発生する。このとき終段回路に使用する複同調回路［3 段BPF］の周波数選択特性は希望波（逓倍波）が双方特性の中央の谷

Table.11Fig.1

付近に来るようにして温度変化等で f 特が若干変動しても、希望波が同調回路の山から外れ難いように設定する。

４．初段回路の最適化設計（１）基本回路［ｽﾀｰﾄ時点］
設計ｽﾀｰﾄ時点の基本回路を（図２）に示す。
入力を直結にし、出力回路を複同 調 回 路( 約 共 振 周 波 数500MHz)に選んで逓倍の変換効率を高める。

Fig.2

S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析で初段回路の特性を調べてみると、(図３)に示すように約 600MHz 以下で安定指数KF≦1 となり、又 400MHz 付近で S11≧1 となり不安定であることが分かる。

Fig.3（２）最終改良回路①基本波帯(60MHz〜80MHz)
か ら 逓 倍 波 帯 (300MHz 〜500MHz)の広帯域に渡って安定に増幅させるために、ﾍﾞｰｽ
抵抗 R3 を付加し、ｴﾐｯﾀ側のﾊﾞｲﾊﾟｽ･ｺﾝﾃﾞﾝｻの容量を増やし、更に出力回路に 100MHz 付近Fig.42のﾄﾗｯﾌﾟ回路を接続している。また入力回路は基本波に同調させることによって逓倍の効率を高め、出力回路は中心周波数約400MHz 付記に選び共振の Q を低くしてC33ch から C53ch の局発周波数帯を広帯域に通過させるようにしている。
この初段回路の最終版を（図４）に示す、改良箇所とその理由を図に記載している。
②その結果、(図５)に示すように、利得は凡そ 200MHz〜500MHz まで平坦特性になり、安定指数 KF が約 50MHz 以上で KF≧1 になり基本波から逓倍波の帯域まで安定に増幅することが分かる。

Fig.5

４．初段回路の最適化設計（１）基本回路［ｽﾀｰﾄ時点］

Fig.6（図６）に示すように、出力回路に容量結合の３段の共振回路[BPF]を接続して、基本波を逓倍した高調波から希望波を抽出し、隣接のｽﾌﾟﾘｱｽを 60dB 以上減衰するように設定した。

この基本回路に対する S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析の結果(図７)を分析してみると、約 300MHz 以下の帯域で安定指数 KF が１以下になり、また反射係数 S11 も１以上となり増幅が不安定になっていることが分かる。また希望波を抽出する同調周波数付近 では
S11 が谷状波形を描いておらず、入力の整合が旨く取れていないことも分かる。

3Fig.7

（２）最終改良回路

Fig.8①（図８）に示すよ
うに、3 段 BPF を形成する複同調回路の定数の最適化、並びにﾍﾞｰｽに直列抵抗を付加して、安定性の向上並びに逓倍された希望波の抽出特性（即ち周波数選択性）を向上する。

②安定指数 KF の約 200MHz 以上で KF≧1 になり、反射係数 S11 も全般的に 1 以下になり増幅機能が安定向上したことが (図９)から分かる。更に反射係数 S11 は希望波を選択する同調周波数付近で谷状形を示しており、入力側の整合が概ね取れていることも分かる。

Fig.9

５．初段／終段複合回路［逓倍回路］の構成と総合特性の解析
前記の初段回路［C33ch〜C53ch に渡って共通］と終段回路（複合同調回路の共振条件を選定）を組み合わせた 11 種類の逓倍回路の内から代表的な１つを選んで最終設計回路の性能について簡潔に説明する。
（１）C53ch(局発周波数：fL＝462MHz)にﾁｭｰﾆﾝｸﾞされた逓倍回路の構成

4（２）C53ch(局発周波数：fL＝462MHz)の逓倍回路の特性解析① C53ch の局発信号を発生する逓倍回路の回

Fig.11路図を(図１０)に示す。初段回路は水晶発振器出力の基本波を 5 ないし 6 倍に周波数逓倍する C33ch から C53ch まで共通の高調波発生回路である。終段回路の出力回路は、各同調回路の共振回路定数 L、C のみが希望波に合わせて選定される。

Fig.10② 具体的 には 最 終 段の 同調回路 の共振定数
C11 と L5 が希望波 fL を抽出するように例えば、C11＝CM ＝23.2pF、L5＝5nH に定まると、L3＝L4＝L5 に、C7＝CM −1PF［ｺﾚｸﾀ容量＋結合容量］、C9＝CM −0.5PF［結合容量］と自動的に算出されるように設計されている。
③ 複合回路の周波数特性は（図１１）のＳﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析が示すように、希望波の局発周波数
fL＝462MHz を中心とする双方特性を有し、所望の周波数選択性をｼｬｰﾌﾟに達成していることが分かる。
④ この逓倍回路の入出力特性はﾊｰﾓﾆｯｸ･ﾊﾞﾗｯｽの解析を利用すると、(図１２)に示す条件を設定することにより、基本波 fx＝77.000NHz に対する 6 次高調波の局発周波数 fL＝6fx＝462MHz の電力特性を精確に求めることができる。詳細に調べてみると、基本波入力5

が-20dBm を越えると局発信号の出力が非線形領域に入り、基本波入力 10dBm で凡そそれに近い逓倍波出力［局発信号出力］が得られることが分かる。

Fig.12⑤ さらにこの逓倍回路にﾊｰﾓﾆｯ
ｸ･ﾊﾞﾗｯｽの解析を適用すると、(図１３)に示す条件を設定することにより、
基 本 波 fx ＝77.000NHz に対する 6 次高調波の希望波である局発周
波数 fL＝6fx＝462MHz に 隣接する ｽﾌﾟ ﾘｱｽのﾚﾍﾞﾙを精確に求めることができる。
⑥ 詳細に分析す
ると、６次高調波である希望波 6fx に対して下側に発生する５次高調波のｽﾌﾟﾘｱｽ 5fx は約 65dB 以下であり、上側に発生する 7 次高調波のｽ ﾌﾟﾘｱｽ
7fx は約 63dB以下であり、設計目標値を達成したことを確認できる。

6Fig.13

６．考察(1) SNAP の解析結果を逓倍回路の初段、終段に反映させて、回路改良(定数の最適化を含め)すると、増幅機能の安定化や、整合性の向上或いは周波数特性などの向上を容易に達成することができる。
(2) 今回の逓倍回路の結果では、初段回路を C33ch から C53ch の 342MHz−462MHzの広帯域に渡って共通化することが出来た。終段回路は使用 ch 毎の設定(ﾁｭｰﾆﾝｸﾞ)が必要になるが、その出力側に接続される 3 段の複同調回路の際終段共振回路の共振定数を希望波である局発信号周波数 fL に合わせることにより、1 段目および 2 段目の共振定数を簡単に算定できる。
(3) ﾊｰﾓﾆｯｸ･ﾊﾞﾗﾝｽの解析法を適用することにより、基本波に対する逓倍波（希望波）の入出力特性を解析することが出来る。
(4) 更には、希望波に対するｽﾌﾟﾘｱｽ（特に隣接ｽﾌﾟﾘｱｽ）の信号ﾚﾍﾞﾙがどの程度低減･除去できたかを、定量的に且つ精確に解明･評価することが可能である。
(5) SNAP の多面的な活用により、非線形特性を有する高周波回路に対しても簡単に、最適な回路設計を実現できることが判った。

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