SNAP Application Report 42
超低歪広帯域ｱﾝﾌﾟの設計法および、特定 ch をｼｬｰﾌﾟに選択する高選択ﾌｨﾙﾀの設計法ならびに、両者を適用した地上ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送の受信性能向上方法

May15, 2007
Mr. Endo

１．序文① OFDM［Orthgonal Frequency Division Multiplexing ］を用いたﾏﾙﾁｷｬﾘｱ［Mode3 で5617 本/ch(帯域 6MHz)］方式ﾃﾞｼﾞﾀﾙ変調方式を採用した HDTV 規格の地上ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV放送が昨年末に全国展開されて、その普及が本格的に進んでいる。従来のｱﾅﾛｸﾞ放送で生じたｺﾞｰｽﾄやﾉｲｽﾞによる映像の乱れを除去し、鮮明な Hi-vision 映像を伝送するﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送の受信に於ける受信限界値は、TV 受信機に入力する受信信号の品質、即ちC/N、BER[Bit Error Rate]で決まる。
② 本ﾚﾎﾟｰﾄでは、受信信号の品質を向上する超低歪広帯域ｱﾝﾌﾟと特定 ch
選択 BPF/BEF の設計手法について詳説すると同時に、これらのｱﾝﾌﾟとﾌｨﾙﾀが受信品質向上に如何なる効果を発揮するか、理論解析手法にFig.1て定量的に解説する。
③ OFDM を採用したﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送は、現行のNTSC 方式ｱﾅﾛｸﾞ放送に比して、鮮明映像を得る受信感度が比較的に高い、ﾏﾙﾁﾊﾟｽやﾌｪｰﾃﾞｨﾝｸﾞ等の電波伝搬の影響を受け難い、放送される映像が高精細度である等、様々な利点を備えている。しかしながら、そのﾃﾞｼﾞﾀﾙ変調がﾏﾙﾁｷｬﾘｱ方式であるために、放送受信に際してのﾌﾞｰｽﾀｰ･ｱﾝﾌﾟ等の非線形歪の影響を、本質的に受け易く、その受信品質が低下することを避け難い。
④ 本ﾚﾎﾟｰﾄでは、放送受信側の非線形歪の影響を如何に低減するかの視点に立って、SNAPの解析能力を徹底的に活用して、超低歪広帯域ｱﾝﾌﾟおよび高選択ﾌｨﾙﾀの最適な設計を実現し、ﾃﾞｼﾞﾀﾙ放送の受信に対する受信信号の品質向上方法を簡潔明瞭に説明する。
２．超低歪広帯域ｱﾝﾌﾟの設計方法(1) 従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟ、最新技術超低歪広帯域ｱﾝﾌﾟの設計と特性解析[A]Si-Bipolar Transistor を使用した従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの設計①2SC5010 を使用した広帯域ｱﾝﾌﾟの設

1計事例を Fig.1 に示す。この広帯域ｱﾝﾌﾟは、［Fig.1−2］に示すように、利得約 18dB、3dB
帯域 0.2GHz−2.8GHz、NF≦3dB の優れた高周波特性を有している。
②この広帯域ｱﾝﾌﾟの歪特性は、Harmonic-Balance 解析で導かれる。相互変調歪 IM3 解析条件を Fig.2 に、表示条件を Fig.3 に示す。
設定内容の詳説は割愛するが、解析のﾎﾟｲﾝﾄは「ｽｨｰﾌﾟ設定に於ける信号ﾚﾍﾞﾙ」を、解析が収束する範囲に収めること、及び Harmonics の条件を適切に絞ることである。同解析を適用して求めた、ｆ＝500MHz に対する高調波歪特性をFig.5 に示す。電力利得が 1dB 抑圧される 1dB GainCompression Point は P1 0≒-5dBm である。
また、周波数 f1＝530MHz／f2＝536MHz の隣接 2 波に対する相互変調歪特性を Fig.4 に示す。出力P0≒-25dBm における相互変調波歪 IM3≒-40dBm となっている。
後述に、この従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの歪特性と、新技術広帯域ｱﾝﾌﾟの歪特性を、定量的に比較検討する。
さらに終章にて、両者広帯域ｱﾝﾌﾟの歪特性の相違が、ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送受信に際して及ぼす影響を調べる。

[B]HEMT を使用した新技術広帯域ｱﾝﾌﾟ［等価ﾓﾃﾞﾙ］の開発設計とその特性解析

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①広帯域ｱﾝﾌﾟに適用する増幅素子［単位HEMT と呼称］の非線形ﾓﾃﾞﾙ［Fig.6］をCurtice-Quadratic Model にて構築した。それ を 適 用 し て SNAP の 非 線 形 Library［Fig.7］を作成し、設計する広帯域ｱﾝﾌﾟの非線形解析を行えるように準備(適用するSymbol 作成を含めて)した。
②非線形ﾓﾃﾞﾙ［Fig.6］を、Excel で作成した
NF ﾊﾟﾗﾒｰﾀ自動計算表に適用して、単位 HEMTの NF ﾊﾟﾗﾒｰﾀ（NFmin／Γopt[MAG]／Γ
opt[ANG]／Rn/50）即ち NF 特性［Fig.8］を算出し、NF ﾓﾃﾞﾙ［SNAP の NF Library］を導出する。
③この非線形ﾓﾃﾞﾙと NF ﾓﾃﾞﾙを適用した広帯域ｱﾝﾌﾟ［Fig.9］を設計･構築した。この広帯域ｱﾝﾌﾟは、既製品の GaAs IC Amplifier の等価ﾓﾃﾞﾙであり、その IC Amplifier の等価的なS ﾊﾟﾗﾒｰﾀや、NF ﾊﾟﾗﾒｰﾀ並びに非線形ﾓﾃﾞﾙを構築して、この GaAs ICAmplifier を適用したﾕﾆｯﾄや機器の高周波特性や、非線形歪特性を定量的に解析できるようにした。
④広帯域ｱﾝﾌﾟ［等価ﾓﾃﾞﾙ］の特性とGaAs IC Amplifier の特性を比較検討することで、等価ﾓﾃﾞﾙの精度［妥当性］を検証･確認してみたい。
(A)高周波特性においては、ｹﾞｲﾝは約3dB 程度の差異を示すが、NF は UHF3

帯において 1dB 以内の誤差であり、この等価ﾓﾃﾞﾙ
は UHF 帯に対しては十分に適用できると考える。
(B)非線形特性において、
等 価 ﾓ ﾃ ﾞ ﾙ は GaAs IC
Amplifier に比して、飽和出力ﾚﾍﾞﾙが凡そ 10dB 低いが、相互変調歪 IM3 は類似の特性を示しており、歪特性に対しても十分に通用できると考える。
(2) 新技術広帯域ｱﾝﾌﾟと旧技術広帯域ｱﾝﾌﾟの性能比較
Si-Biploar を使用した旧技術広帯域ｱﾝﾌﾟと、
GaAs IC Amplifier の 等 価 ﾓ ﾃ ﾞ ﾙ で あ る
HEMT を使用した新技術の広帯域ｱﾝﾌﾟを、SNAP の同一解析条件で比較する。
① ｹﾞｲﾝや NF 等の高周波特性は、従来技術ｱﾝﾌﾟの［Fig.1−2］と新技術ｱﾝﾌﾟの［Fig.10］を対比して、概ね同様な性能を備えていると言える。
② 新技術ｱﾝﾌﾟの非線形特性を従来技術ｱﾝﾌﾟと同一条件で比較する。
(1)先ず、従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの相互変調歪IM3［Fig.4］と、新技術広帯域ｱﾝﾌﾟの相互変調歪 IM3［Fig.12］を比べてみると、入力-25dBm の条件にて、新技術広帯域ｱﾝﾌﾟはIM3 が約 25dB 小さいことが分かる。
(2)次いで 1dB Gain Compression Point は従
来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの P1 0≒-5dBm［Fig.5］に対して、新技術広帯域ｱﾝﾌﾟは P1 0≒20dBm［Fig.13］で、約 25dB 高い。
以上の如く、新技術広帯域ｱﾝﾌﾟは従来技術広4帯域ｱﾝﾌﾟに比して非線形歪が極めて少ないことが明白になった。この点がﾃﾞｼﾞﾀﾙTV 放送受信に際して、その受信品質向上に大きな効果を与える。
３．所定 ch をｼｬｰﾌﾟに選択する高選択ﾌｨﾙﾀの設計方法
ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送の受信障害の解決手法として、所定 ch の受信信号（電力）をｼｬｰﾌﾟに切り出し或いは、減衰させ、且つ隣接 ch の受信に及ぼす影響を最小限に抑えた BPF[Band PassFilter]、BEF［Band Elimination Filter］の設計方法について要点を簡潔に説明する。

本ﾌｨﾙﾀ設計に適用する誘電体共振器の機能や特性、ならびに SNAP 解析に使用する Macroや Symbol については、前報の Application Report に詳述されているので、割愛する。
[1] BPF の設計とその選択特性①基底減衰量を適切に設定できる単 ch 通過 BPF の回路構成を Fig.14 に示す。BPF は基底減衰量を設定する分岐結合回路 Rc、および通過帯域をｼｬｰﾌﾟに形成する複共振 BPF ﾒｲﾝ回路、低域側 Trap 回路および高域側 Trap 回路で構成される。
②この BPF の狭域通過特性、並びに広域通過特性を Fig.15 に示す。ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送の 24chを急峻に切り出す高選択 BPF は、複共振 BPF ﾒｲﾝ回路で形成される通過帯域 B と、低域側Trap 回路、高域側 Trap 回路で形成される左右のﾃﾞｨｯﾌﾟ A、C を有する。各部の急峻な形

5状は、各部を形成する BPF
ﾒｲﾝ回路や Trap 回路に於ける、ﾀﾝｸ回路の Q や結合回路定数を最適化することによって達成される。
[2] BEF の設計とその選択特性①所定 ch の受信信号を所定量減衰させる
単 ch 阻止 BEF の回路構成を Fig.16 に示す。BEF は、直列共振或いは並列共振作用を果たす５つの Trap で構成される。
②ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送 24ch をｼｬｰﾌﾟに所定量［この事例では約 25dB］
減衰させる BEFの通過特性は５つの Dip［谷］A、B、C、D、E で構成され、Dip-A は Center 直列共振 Trap で、その左右の Dip-B、Dip-C
は夫々に並列共振 Trap1、Trap2 で、両端の Dip-D、Dip-E は夫々に直列共振Trap3、Trap4 で形成される。各々の Dipの深さは、それを形成する Trap 回路のﾀﾝｸ回路の Q や、結合回路定数を均衡に最適化することによって達成される。
４．地上ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送受信の受信品質［C/N、BER］解析と受信品質向上方法[1] ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送の受信回線設計
電技審で規定されている、標準受信ﾓﾃﾞﾙに対する受信回線設計を果たす、受信品質自動計算書［Fig.18＝Excel使用］を用意した。
① Excel の所定欄に、全受信電力 PiT（ﾌﾞｰｽﾀｰ･ｱﾝﾌﾟに入力されるﾃﾞｼﾞﾀﾙ波、ｱﾅﾛｸﾞ波の全 ch 受信ﾚﾍﾞﾙの総合電力）、ﾌﾞｰｽﾀｰの利得、NF お6

よび 1dB Gain Compression
Point の出力電力 P1 ［飽和出0力に近似］、さらに受信対象とする弱電界受信ﾚﾍﾞﾙとその隣接ﾃﾞｼﾞﾀﾙ ch の受信ﾚﾍﾞﾙ（中高電界の受信ﾚﾍﾞﾙを想定）等の、所要ﾊﾟﾗﾒｰﾀを入力すると対象受信ﾚﾍﾞﾙに対応した C/N および BER が導出される。
② 前記の従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟと新技術広帯域ｱﾝﾌﾟをﾌﾞｰｽﾀｰ･ｱﾝﾌﾟ［ｱﾝﾃﾅ直下のﾌﾟﾘｱﾝﾌﾟとして働く］に適用（実際の適用条件としては、広帯域ｱﾝﾌﾟの入力端に、無損失の UHF TV 帯［通過帯域 470MHz−770MHz］通過広帯域 BPF を装着し、尚且つ入出力ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽを［ﾄﾗﾝｽ等を使用して］50Ω系から 75Ω系に変換するなどの準備を整える）して、これらの広帯域ｱﾝﾌﾟの性能［歪特性／ｹﾞｲﾝ／NF］に対応する受信品質を導出する。

③ さらに、受信品質が不足する従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟに、前記の基底減衰 BPF を挿入する
ことで、その受信品質がどのように改善［向上］されるか調べる。
[2]各受信条件に対する受信品質の導出とその向上対策①受信回線設計に適用する受信ﾓﾃﾞﾙ環境［Fig.19］を想定する。84dBuV のｱﾅﾛｸﾞ放送波（高7電界）および 74dBuV の広域ﾃﾞｼﾞﾀﾙ放送波（中電界）に囲まれた、受信ﾚﾍﾞﾙ 40dBuV (弱電界)付近の微弱受信ﾚﾍﾞﾙ地域放送を、受信する際の受信品質を求める。

②この受信環境において、歪量が新技術広帯域ｱﾝﾌﾟに比して約 25dB 大きい、従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟ［Si-Bipolar Tr 使用］の受信品質は Fig.20 に示すように、通過 ch［地域放送 ch］に対して、受信限界 20dB（Hi-vision の高精細度映像を鮮明に受信できる限界値は、Mode
３、内符号化率 3/4 の現行のﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送条件にて、C/N＝20.1dB と言われている）を3dB 下回る、C/N≒17dB となっている。
③歪量が極めて小さい新技術広帯域ｱﾝﾌﾟ［HEMT 使用］は、この受信環境に対して通過 ch［地域放送 ch］の受信品質［Fig.21］が C/N≒22dB と求まり、受信限界値を約 2dB 上回8る安定良好な受信が期待できる。
④従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの受信品質を改善するために、前記の基底減衰 BPF と同様な通過特性を有する BPF［基底減衰量＝18dB に規定］を、広帯域ｱﾝﾌﾟの入力端に装着した場合には、BPF＋従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟ＝総合受信品質は、Fig.22 に示すように、受信限 界 値 を 約 6dB 上 回 るC/N≒26dB が得られる。
従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの単独使用に比して、規定減衰BPF を付加した場合には、その受信品質が 9dB 程向上し、十分に安定･良好な受信ができるように改善される。
⑤詳説は省略するが、実際の電波を受信した実測評価［室内ﾃｽﾄ：Fig.23］において、従来技術広帯域ｱﾝﾌﾟの入力端に基底減衰 BPF を挿入することによって、受信品質 C/N が 8.7dB 向上することを確認･検証済みです。
５．本ﾚﾎﾟｰﾄの纏めと考察(1)VHF 帯−UHF 帯にわたる広帯域ｱﾝﾌﾟの設計と、その高周波特性［線形特性］ならびに非線形特性［非線形歪］の解析を、SNAP で簡易･高精度に実現できる。
(2)市販されている GaAs IC Amplifier の等価ﾓﾃﾞﾙを、SNAP の多才な機能を融合･活用することにより、高精度な等価ﾓﾃﾞﾙを構築できることを立証した。
(3)ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV 放送の受信品質向上に適用できる、単 ch 受信信号をｼｬｰﾌﾟに選択［通過／減衰］する高選択ﾌｨﾙﾀを、SNAP の適用によって円滑･精確に設計／ならびに解析できることを示した。
(4)今回紹介した広帯域ｱﾝﾌﾟや高選択ﾌｨﾙﾀを上手に適用することによって、地上ﾃﾞｼﾞﾀﾙ TV放送の受信性能･品質を、的確に向上･改善できることを解説した。
−以上−

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