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幅広い入力電圧に対応可能な直並列切替型
フライバックコンバータの実機検証
河合 勇貴＊

菊地尚斗

渡辺大貴

伊東淳一（長岡技術科学大学）

Experimental Verification of switched flyback PFC converter for wide ac input voltage range
Yuki Kawai＊, Naoto Kikuchi, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University of Technology)
This paper proposes Switched flyback converter for wide ac input voltage range. The power factor correction circuits with universal input
voltage are required switching devices which have high drain-source voltage and big continuous drain current. In proposed circuit resolve
the problems by exchanging series-parallel connection to 2 flyback converters. The experimental results show the operation waveform of
the proposed circuit using Discontinuous Current Mode (DCM). In parallel operation, the THD of the input current is 1.73% and the input
power factor is 0.99 at the rated power(240W). In series operation, the THD of the input current is 2.85% and the input power factor is 0.99
at the rated power.
キーワード：フライバックコンバータ，高調波抑制，ワールドワイド入力，ZVS(Flyback converter, Harmonics Suppression, World Wide Input, Zero Voltage Switching)1.

はじめにとしてダイオード整流器の後段に昇圧形 PFC 回路を接続する方式が一般的に用いられる[10]。また昇圧用のインダクタ

近年，世界各国の商用電源の電圧に対応可能なワールドが別途必要になるため，回路体積の大型化を招く。これにワイド入力方式が検討されている[1-3]。ワールドワイド入対し，フライバックコンバータを用いた力率改善手法がこ力方式は主に入力電圧 85~265Vrms に対応する電力変換器がれまでに提案されている[11-12]。フライバックコンバータ

盛んに検討されている。一方で，工場等の大容量用途に適は部品点数が少なく，昇降圧動作が可能といった特徴があ用する場合，最大 400Vrms の入力電圧に対応する必要があるる。本手法では電流不連続モード(DCM)を用いて，オンデュ[4-6]。設計においては最大電圧を考慮する必要があり，スーティ，スイッチング周波数を一定値とすることでフライイッチング素子や受動素子では高圧入力の仕様を満たしたバックコンバータの一次電流を常に全波整流状の波形に制設計をしなければならない。また低圧の条件においても定御することができる。

格運転が要求されるため，インダクタやトランスは低圧時また，フライバックコンバータの高効率制御手法としての最大電流で設計される。その結果，実際の運転条件より疑似共振方式や電流三角波モード(TCM)を利用したゼロ電も大きな装置容量が必要であり，回路の大型化や効率の低圧スイッチング(ZVS)制御が有力である[13]。疑似共振では下が懸念される。

ゼロ電流期間中に発生する共振電流を利用してスイッチン

この課題の解決手段として，複数の電力変換回路の接続グ素子の寄生容量をターンオン直前のデッドタイム期間中を切り替える方式が有効である[7-9]。本方式では入力条件に放電することで ZVS を実現する。また TCM では同期整に応じて電力変換回路の接続を直列，もしくは並列に切り流のオン期間を調整することで励磁電流に負の電流期間を替えることで，装置容量の小さな回路で幅広い電圧・電流設けることで，疑似共振同様に ZVS を行うことができる。

範囲での動作が可能となる。基本的に，高圧側は直列，低しかし，これらの高効率制御は可変周波数駆動を基に実装

圧側は並列接続を取ることで各電力変換回路に印加されるされ，スイッチング周波数が負荷に応じて変動する。その電圧，および電流を均等に分担することができる。しかし，結果，可変周波数駆動により，負荷に応じて Duty 比が変動直並列構成の切り替えを行うスイッチが別途必要になるた

し，入力電流を全波整流状に制御できなくなる。

め，部品点数が増加するという課題がある。

本論文では切り替え回路と 2 台のフライバックコンバー

また，ワールドワイド入力方式では異なる国際規格に対タを統合した絶縁型 AC/DC コンバータとその制御法を提案応する必要があり，高調波は IEC 61000-3-2 により規制されする。提案回路は入力電圧条件に応じて 2 台のフライバッている。そこで，AC/DC コンバータにおける力率改善手法

クコンバータの接続構成を直列と並列で切り替える。本回

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i1 ileakLleak

路はフライバックコンバータのスイッチを切り替え回路としても利用することで追加素子を最小限に抑えることができる。さらに，TCM を適用した際における，入力電流高調波抑制手法を提案する。広い入力電圧範囲の対応による，回路体積が大型化する問題に対して，提案制御を適用することで可変周波数駆動においても電源高調波を大幅に抑制

S1S2 C1Lfvin

S9im
Lm

S5C2S11S6Cf
S3S4

より有効性を確認した。また，実機実験において提案回路での直列および並列動作を電流不連続モード(DCM)にて動作確認を行い，直並列運転において力率 0.99 の動作を確認

Additionalswitch

提案回路構成

〈2･1〉

回路構成

S8Lleak
C1Lm

S7Lleak
Lm

S12

S8

本回路は入力電圧に応じてフライバックコンバータの接続

Switching state: ON: S6,S7
OFF:S5,S8,S9,S10 ,S11 ,S12(c)は高電圧となる入力電圧を 2 台のトランスで分圧すること

Mode1Lleakができ，トランスの巻線数を抑制可能である。一方で，並C1で，導通損失の低減が見込める。フライバックコンバータ
はトランスの漏れインダクタンスによりターンオフ時に過10S5S6ックコンバータ，および回路切り替え回路から構成される。

列運転では低電圧大電流を 2 台のトランスで分流すること

S9 S
C2S11回路構成を示す。提案回路は同期整流回路，2 台のフライバ力電圧が低い条件では並列運転で動作させる。直列運転でS12Fig. 1. Circuit configuration of proposed converter.

図 1 に提案する直並列切替型フライバックコンバータの構成を切り替える。入力電圧が高い条件時は直列運転，入Vdc

Two Active clamp
flyback converter

Synchronousrectifier

したため報告する。

2.

Lm

S7でき，力率改善動作と高効率制御を両立することができる。
提案回路およびその制御法について，シミュレーションに

S10LleakS11大なサージ電圧が発生する。そのためトランスには並列に

Lm

S9 SLleakC2S6S7アクティブクランプ回路を接続することでサージ電圧を抑10S5LmS12制する。さらに，回路切り替え回路のスイッチ S6，S7 は双S8方向構成とすることで電源短絡を防止する。二次側回路にはスイッチング素子 S9，S10 を適用し，導通損失の低減を図る。
図 2 に直列運転時の動作モードを示す。直列運転では S5，S8 を常にオフし，S6 を常時オン，S7 をスイッチング動作させる。Mode1 では励磁インダクタンス及び漏れインダクタ
ンス Lm1，Lm2 に電源電圧を印加し，磁気エネルギーを蓄積する。次に，Mode2 では S7 をオフし，二次側スイッチ S9，S10 をスイッチングさせることで負荷に対して蓄積エネルギーを放出する。ここで，アクティブクランプのスイッチ S11がオンすることで漏れインダクタンスのエネルギーをアクティブクランプ回路-トランス間で循環し，サージ電圧が抑制される。
図 3 に並列運転時の動作モードを示す。並列運転では S6，
S7 を常にオフし，S5，S8 をスイッチング動作させる。並列運転では入力電源に対して励磁インダクタンスが並列接続となる。よって一次電流は 2 台のフライバックコンバータ

Switching state: ON: S6,S9,S10 ,S11 ,S12
OFF:S5,S7,S8(d) Mode2
Fig. 2. Switching state of series operation.

で分流する。
〈2･3〉 制御方式及び入力電流ひずみ補償法
図 4 に励磁電流波形及びスイッチング状態，フライバックスイッチのドレイン-ソース間電圧波形を示す。本制御法
では ZVS 手法として電流三角波モード(TCM)を採用した。
本制御では BCM 制御を基に，放電期間後に遅延時間 Tdelayを実装する。ここで，励磁インダクタンスはオン期間指令Ton*に基づき充電される。その後，二次側スイッチ S9，S10をオンすることで励磁インダクタンスの蓄積エネルギーを負荷に供給する。ここで BCM では ZCD 回路により励磁電流のゼロ点を検出し，インダクタ電流を制御する。一方，
TCM では負の励磁電流を生成するために二次側スイッチのMD-23-199
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オフのタイミングを BCM 制御時より遅延させる。その後一Lleak

次側スイッチをオンすることで，ZVS を達成可能である。

C1

デッドタイム期間中に TCM 駆動で負電流に制御した励磁電流を用いて，S9,S10,S11,S12 の寄生容量に蓄積された電荷をLm

C2Lm

S7

遅延時間 Tdelay だけ Mode2, Mode4 のスイッチング状態を継続する。S5, S7, S8 の寄生容量はデッドタイム中，励磁電流のS12S8負電流によって放電される。結果として，全ての素子でのZVS が達成できる。

Switching state: ON: S5,S8
OFF:S6,S7,S9,S10 ,S11 ,S12

図 5 に提案制御の制御ブロックを示す。制御ブロックで(g)はゲート信号生成に必要となる可変周波数キャリアは，励Mode3

Lleak

磁電流 itra1,2 の検出値とゼロ電流検出(Zero Current Detection :ZCD)回路からの信号を基に生成する。生成した可変周波数

C1

キャリアを固定オン期間指令 Ton*と比較し，切替回路及びアクティブクランプ回路のゲート信号を生成する。

Lm

S9 S

10S5LleakC2S11S6TCM 制御を適用した際の 1 次電流の平均値 ipri_avg(t)・昇圧

Lm

S7比 M(t)を(1)及び(2)式に示す。

Vin sin(t )M (t )M (t )
Ton − I bot
2 ( Lm + Lleak ) 1 + M (t )1 + M (t )NVdc
M (t ) =Vin sin( t )Lleak

S6れるまで続く。その後図 4 のように，あらかじめ設定したipri_avg (t ) =10S5S11放電する。また Mode2, Mode4 では励磁電流で 0A が検出さ

S9 S

S12(1)

S8Switching state: ON: S6,S9,S10 ,S11 ,S12
OFF:S5,S7,S8....................................................... (2)(h) Mode4
Fig. 3. Switching state of parallel operation.

ここで，Vin は入力電圧振幅，Lm はトランスの励磁インダ

Tonクタンス，Lleak は漏れインダクタンス，Ton はオン期間指令，
Ibot は負電流量，N はトランスの巻き数比，Vdc は出力直流電圧を示す。TCM 制御では系統電圧によってスイッチング周波数が変動する。周波数変動は入力電流に非線形性を持たToff

Magnetizing current im [A]Tde la y0-Ibot*
Gate signals(Series: S7 Parallel: S5,S8)

せ，その結果入力電流でひずみが発生してしまう。そこで，適用する線形化係数(t)を以下に示す。

 (t ) =1 + M (t ) | Vin sin(t ) |=+1
M (t )
NVdc.............................. (3)Gate signals(Series, Parallel: S9,S10 ,S11 ,S12 )a(t)を Ton に乗算することで(1)式の非線形項を相殺することができる。ここで，(1)式における第 2 項は計算の簡単化を目的に無視する。一方で，線形化係数適用により 1 次電流が増大するため，入力電力を調整する必要がある。
次に 2 次側デバイスのオン期間である Toff を以下に示す。

Vin sin(t )Lleak
Toff (t ) =(Ton* − Td )Lm + Lleak N (Vdc + V f )................. (4)Gate signals(Series: S6 Parallel: S6,S7)
S6: Always ON (Series ope.)
S6,S7: Always OFF (Parallel ope.)
Series: S7 Parallel: S5,S8

Series, Parallel:
S9, S10,S11,S12
ZVS

ZVS

ここで，Vf は 2 次側デバイスのボディーダイオード順方向
電圧，Td はデッドタイムを示す。

Drain-source voltage [V]Fig.4. Operation principle of transformer current and drain-source
voltage.

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3.

シミュレーション結果に並列動作，入力電圧 600Vrms 時に直列動作を行い，各動作での入力電流 の THD 特性を をシミュレーションによりTon

vin_det ABS
Vdc _de t
Detection取得した。また，シミュレーションでは入力部のローパス

図 6 に並列運転における線形化係数適用前後の波形を示幅な改善が見られた。
図 8 に線形化係数適用前後の直並列運転での THD 特性を示す。並列運転は，線形化係数適用により 0.1p.u.時 にGate 8Pulse
Gen. S5~12

Tde la y*

Output power
Output DC voltage
Input voltage
Turn ratio
Magnetizing inductance
Grid frequency

ZCDPVdcvin
N:1Lmf240 W
24 V
200,600 Vrms
4:1
0.22 mH
50 Hz

Input voltage : vin [V]

92.2%，1.0p.u.時に 99.2%の高調波含有量を低減した。 直列運転は，提案法により 0.1p.u.時に 76.9%，1.0p.u.時 に 86.7%

Tab. 1. Simulation parameters
SymbolValueす。図 6 より，並列運転において線形化係数適用前後で THDす。図 7 より，直列運転でも同様に 24.28 %から 3.24 %と大Ton

ZCD: Zero current detection
Fig. 5. Control block diagram of proposed circuit.

ダクタンスを考慮しない。

図 7 に直列運転における線形化係数適用前後の波形を示

Cal. of (t)Eq.(5)

im_de tDetection

フィルタとアクティブクランプ回路を接続せず，漏れインが 20.5 %から 0.17 %と大幅に改善した。

FPGA*×表 1 にシミュレーション条件を示す。
入力電圧 200Vrms 時

DSP200の高調波含有量を低減した。以上より，提案回路は補助スイッチを用いずに直並列の切替動作が実現でき，TCM 及び0線形化係数を適用することで入力電流ひずみの抑制効果を確認した。

-2000.02 s/div

ここで，各運転モードの THD 改善効果に差が出来た理由は，

Input current : iin [A]Duty 比の変動幅の違いが原因だと考えられる。線形化係数は入力電圧が大きいほど変動幅は大きい。つまり，入力電THD 20.5 %0.5

圧が大きい直列運転において，近似による誤差が大きくなり，補償効果に違いが出たと考えられる。

4.

実験結果

0.0-0.5

表 2 に実験条件を示す。
並列運転時の入力電圧を 150Vrms,(a) without proposed control

直列運転時の入力電圧を 300Vrms, 定格出力電力を 240W,

Input voltage : vin [V]

出力電圧を 24Vdc とする。また，入力部ではダイオード整流器と平滑コンデンサを使用した。本実験ではまず提案回路

200の動作確認として DCM を適用し，直並列での動作を確認する。また，疑似共振を適用し直並列での動作を確認する。

0

図 9 に提案回路での DCM による動作波形を示す。図 9(a)は並列運転の動作波形，図 9 (b)は直列運転の動作波形を示-2000.02 s/divす。DCM での直並列動作において，力率が 0.99 となり，良好な PFC 動作の実現を確認した。
図 10 に DCM 動作時の THD 特性を示す。両運転動作とも定格動作において THD3%以下を達成しており，中負荷領域より THD が 5%以下を達成している。一方，軽負荷領域
では両運転動作時にて THD が 10%を超える結果となってInput current : iin [A]
THD 0.17 %0.50.0-0.5いるため，今後の課題とする。
(b) with proposed control.
Fig.6. The simulation waveform in parallel operation.

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Input voltage vin 250[V/div]

Input voltage : vin [V]

4.0[ms/div]
600000-6000.02 s/div
Input current iin 2.5[A/div]

Input current : iin [A]

THD 24.3 %0.1

00.0

Primary current itra1 5[A/div](a) Operation waveform in Parallel operation.
Input voltage vin 250[V/div]-0.1(a) without proposed control

4.0[ms/div]

Input voltage : vin [V]0600
00-600

Input current iin 1[A/div]

0.02 s/div
Input current : iin [A]

THD 3.24 %
00.1
0.0

Primary current itra1 5[A/div](b) Operation waveform in Series operation.
Fig. 9 Operation waveform using the DCM operation in the parallel andseries operation.
40-0.1(b) with proposed control.
Fig.7. The simulation waveform in Series operation.
25251.0p.u = 240W.

Input current THD [%]Input current THD [%]1.0p.u = 240W.
20
2018.3% reduction

151518.6% reduction
1010Red line: Series operation
Black line: Parallel operation
Proposed method (Vin=600V)
Conventional method (Vin=600V)
Proposed method (Vin=200V)
Conventional method (Vin=200V)

30

20
Series (vin=300V)
Parallel (vin=150V)
1055

00000

0.2
0.2

0.4
0.6
0.4
0.6
Output power [p.u.]

0.8
0.8

1.01Fig. 8. THD characteristics compared with the conventional and proposedmethod.
Tab. 2. Experimental parameters
SymbolValue

Output power
Output DC voltage
Input voltage
Turn ratio
Magnetizing inductance
Leakage inductance
Magnetizing inductance
Leakage inductance
Clamp capacitor
Input capacitor
Input inductor

PVdc
vinN
Lm1
Lleak1
Lm2
Lleak2
C1
Cf
Lf

240 W(1.0 p.u)
24 V
150, 300 Vrms
4:1
221 mF9.18 mF
223 mF8.95 mF
5 mF
1 mF
2.2 mH

00.2

0.4
0.6
Output power [p.u.]

0.8

1.0Fig. 10 THD characteristics in a parallel and series operation using DCM

5.

結論
本論文では，広い入力電圧範囲の対応による，回路体積が大型化する問題に対して直並列切り替え型フライバックコンバータを提案した。本提案回路では,入力電圧により 2ダインフライバックコンバータの直並列運転を切り替える。これにより装置容量の増大という問題を解決できる。
加えて，固定オン期間指令での TCM 駆動時に入力電流歪みが発生する問題に，線形化係数を使用した入力電流ひずみ補償法を提案した。
シミュレーションにおいて線形化係数を適用すること

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で，直列運転，並列運転どちらでも入力電流ひずみが改善され，定格負荷時の入力電流 THD は，直列運転では 3.24 %，並列運転では 0.17%となった。
実機実験では，提案回路による直並列運転を DCM 動作により確認した。
今後は実機実験において，疑似共振方式を適用したソフトスイッチングによる効率の改善を行う。

文

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Auxiliary Power-Supply of an 800 V Inductive-Charging System forElectric Vehicles " in IEEE Access (2022)(13) D. Đ. Vračar, "Quasi-Resonant Flyback Converter as Auxiliary
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