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1500 Vdc 系統に連系する双方向
Current-Fed DAB コンバータの電流実効値低減法
大野 貴志＊

西川

滉大

渡辺

大貴

伊東

淳一（長岡技術科学大学）

Current-RMS Reduction Method for Bidirectional Current-Fed DAB Converter
Interconnected to 1500 V DC-gridTakashi Ohno*, Kodai Nishikawa, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University of Technology)
This paper proposes a control method to improve the efficiency of a flying capacitor-type current-fed dual active bridge (FCCF-DAB)
converter at operation conditions of low boost ratio. The proposed control method reduces the root mean square (RMS) of the transformer
current by changing the boost capacitor voltage. The boost capacitor voltage is determined by loss analysis and experimental result. The loss
analysis showed the lowest losses at the boost voltage of 480 V. However, the loss was lowest at 460 V bacause the experimental results haveunconsiderded losses such as turn-on loss, iron loss and so on. From the experimental results, the efficiency of up to 93.5% is achieved at the
input voltage from 150 V to 500 V and the input current of 0.5p.u.(20 A).
キーワード：Current-fed DAB，ワイドレンジ，マルチレベル，DC-DC, 中電圧 DC, 高昇圧比
(Current-fed DAB, Wide range, Multi-level, DC-DC, Medium voltage direct current (MVDC), High step-up voltage gain)

1.

はじめに

効値を低減できる。しかし，T 形 DAB コンバータでは低耐圧化可能なスイッチング素子は双方向スイッチのみのた

近年，電力変換回数削減によるシステム効率向上といっ

め，1500 V 系では高耐圧スイッチが必要となる。また，NPC

た観点から DC グリッドが注目されている(1)(2)。特に，1500

型 DAB コンバータは追加のダイオードやダイオードの冷却

V の比較的高電圧の DC グリッドは大容量化における高効器が別途必要となる課題がある。

率化手段として検討されている (3)。高効率な大容量絶縁型

これらの課題に対して，DAB コンバータの低圧側 H ブリ

DC-DC コンバータとして Dual Active Bridge (DAB)コンバー

ッジとインターリーブ方式昇圧コンバータを組み合わせた

タは候補の一つである。しかし，DAB コンバータは入出力

Current-fed DAB コンバータが提案されている(8)。Current-fed

電圧の変動によりハードスイッチングやトランスの循環電DAB コンバータは昇圧インダクタ電流を TCM (Triangular

流増加を引き起こし，効率が低下する課題がある。

Current Mode)で動作させることで，低圧側 H ブリッジの下

太陽光や風力等では発電状況，バッテリーでは充電率やアームを ZVS で動作できる(9)。さらに，1500 Vdc 系統への負荷により電圧，電力が大きく変動する。そのため，これら連系を想定し高圧側 H ブリッジにマルチレベル回路を用いの設備と DC グリッドを連系する DC-DC コンバータには広たフライングキャパシタ形 Current-fed DAB (FCCF-DAB)コ

い電圧，負荷範囲での高効率動作が要求される。

ンバータが提案されている(10)。それにより，回路の高耐圧化

広い動作範囲での DAB コンバータの高効率手法として，と広い動作範囲での高効率動作を実現できる。しかし，昇圧

拡張位相シフト(EPS)制御 (4) やトリプル位相シフト(TPS)制

比が著しく低い，または高い動作条件では，トランス電流実

御(5)が提案されている。これらの手法では広い動作範囲にお効値が増大することで電力変換効率が低下する課題があいて ZVS や低電流実効値を実現する。しかし，各レグやブり，広い動作条件下における高効率運転のボトルネックにリッジ間の位相，スイッチング周波数の最適な組み合わせなる。

を求める必要があるため計算が複雑化する問題がある。一

本論文では，昇圧比が著しく小さくなる動作条件におい方，回路トポロジーによる電流実効値低減手法としては，Tて FCCF-DAB コンバータの電力変換効率を改善する手法を形(6)や中性点クランプ(NPC)(7)等のマルチレベル回路の DAB提案する。提案法における最大の特徴は，損失を最小化するコンバータが提案されている。これらの回路ではトランスために昇圧比の条件をトランス巻数比に限定しないことにに印加する電圧レベルを切り替えることでトランス電流実ある。出力電力一定の条件の場合，昇圧キャパシタ電圧値を

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高くするとトランス電流実効値を低減できるため導通損失

Secondary sideは低減できる。一方で昇圧インダクタ電流リプルを制御す
損失が増加するといったトレードオフの関係がある。提案
する電流実効値低減法では，損失解析により最適な昇圧キ
ャパシタ電圧を決定する。実機検証の結果，損失を 26.7%低減し，効率を 92.5%から 94.5%へ改善したので報告する。

2.

回路構成と制御法〈2･1〉回路構成
図 1 に FCCF-DAB コンバータの回路構成を示す。FCCF-

Vin

S1

S3

LCA iLCALCB iLCB

vPri

S2

S4

S6

S10

iTr1 LDAB
vTr
N=n1/n2
S7

iTr2 Cfca
vSec

S8

S12

CC

Cfcb

Vgrid

S11

Fig. 1. Current-fed DAB converter with three-level flying capacitor: Vinfrom 150 V to 500 V, Vgrid 1500 V.

pwm_S2, pwm_S4
D1p D1ppwm_S5, pwm_S6, pwm_S9, pwm_S10
D2p D2p
vPri, vTr

2p

方式昇圧コンバータと DAB の H ブリッジのレグを共有している。高圧側となる二次側は十分な回路耐圧を確保するれる。

S9

Vin: 150–500 V
Vgrid: 1500 V

DAB コンバータの低圧側となる一次側ではインターリーブ

ためにフライングキャパシタ形マルチレベル回路で構成さ

S5

Primary side

るためにスイッチング周波数は高くなるためスイッチング

NVout
0.5NVout〈2･2〉FCCF-DAB コンバータの基本動作と課題



FCCF-DAB コンバータの動作モードには二次側 H ブリッ

iTrジの出力電圧振幅が二次側電源電圧であるフルボルテージ

Ioffset(FV)モードと二次側電源電圧の半分であるハーフボルテー

iLCA, iLCB

ジ(HV)モードがある。従来の FCCF-DAB コンバータでは，

Ibot

FV モードと HV モードの両方において，一次側の昇圧動作により常にトランス一次–二次間の巻数(n1/n2)とトランス電

t0 t1 t2 t3(a) Full voltage mode

圧比(VPri/VSec)を一致させて動作を行う。ここで，VPri と VSec

pwm_S2, pwm_S4
D1p D1ppwm_S5, pwm_S6, pwm_S9, pwm_S10
p D2p D2p
vPri, vTr

2pはそれぞれ一次側，二次側 H ブリッジの出力電圧振幅である。トランス巻き数比とトランス電圧比が一致することで，DAB コンバータと比較して広い入力電圧範囲でトランス電流実効値を低減できる。しかし，一次側 H ブリッジの昇圧比が小さい条件になった場合，トランス電流実効値が増加する課題がある。
そこで本稿では，HV モードでは全ての動作条件でトラン
ス巻数比とトランス電圧比を常に一致させずに，昇圧比をNVout
0.5NVout
iTr
IoffsetiLCA, iLCB

高く維持する動作モードを取り入れることでトランス電流

Ibot

実効値を低減する手法を提案する。トランス電流実効値についての詳細は 3 章で説明する。
〈2･3〉フルボルテージ(FV)モード
図 2(a)に FCCF-DAB コンバータを FV モードで動作させた際の定常波形を示す。一次側 H ブリッジではインターリーブを行うため，各下アームキャリアである S2 と S4 は，S2の基準キャリアに対して S4 のキャリアが 180 度シフトしたものとなっている。二次側 H ブリッジでは DAB コンバータ
として出力電力を制御するため，上アームキャリアである
S5 と S6 は S4 に対して，S9 と S10，は S2 に対してそれぞれ位
相シフト角だけシフトしている。
FV モードでは，二次側の各上下アーム 2 つのスイッチン
グ素子が同期してスイッチングするため，トランス二次側

t0 t1 t2 t3(b) Half voltage mode
Fig. 2. Steady-state waveform of the FCCF-DAB converterに DC グリッド電圧 Vgrid の 1500 V が印加される。一次側の昇圧キャパシタ電圧 VC はトランス巻数比 N(n1:n2=8:15)とト
ランス電圧比を一致させるために入力電圧 Vin 150–500 V から 800 V に昇圧している。
〈2･4〉ハーフボルテージ(HV)モード
図 2(b)に FCCF-DAB コンバータを HV モードで動作させた際の定常波形を示す。一次側は FV モードと同様に S2 のキャリアに対して S4 が 180 度シフトしている。一方で二次側は，S2 に対して S9 は位相シフト角，S10 は+180 度，S5 は

+90 度，S6 は+270 度だけ位相をシフトしている。そのたSPC-24-085
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め，HV モードではフライングキャパシタ電圧を出力することができ，トランス二次側電圧には DC グリッド電圧の半分の 750 V が印加される。また，トランス巻き数比とトランス
電圧比を一致させるために必要な一次側の昇圧キャパシタ
電圧も半分の 400 V となる。

( D  0.5, 0    (1 − D − D ) )
1

2

1



 = p ( D1 + D2 ) − 2 D1 D2 −

f S LDAB P* VC NVgrid (6)( D  0.5, 0    (1 − 2 D − D ) )1

2

1

るため，一周期ごとに充放電動作が切り替わる。このとき，

f L P*  = p ( D1 + 2 D2 ) − 2 2 D1 D2 − S DAB 
2VC NVgrid 

二次側 H ブリッジのスイッチング周波数は一次側 H ブリッ

ここで，LDAB はトランスの漏れインダクタンス Llek と追加

ジのスイッチング周波数に対して 1/2 となる。

インダクタンス LEX の和である。ただし，昇圧比が高い条〈2･5〉制御方式

件(D1>0.5)においては，FV モードは D1 と D2 を(1-D1)と(1-

図 3 に FCCF-DAB コンバータ制御ブロック図を示す。

D2)に置き換えることで(6)式により計算できる。HV モード

FCCF-DAB コンバータの一次側 H ブリッジでは昇圧キャパも同様に D1 と 2D2 を(1-D1)と(1-2D2)に置き換えることによ

シタの電圧制御を行う。そのため，一次側 H ブリッジの制り(7)式で計算できる。

HV モードはフライングキャパシタ電圧を Vgrid/2 に維持す

御はインナーループの昇圧インダクタ電流制御器とアウタ(7)

ーループの昇圧キャパシタ電圧制御器で構成される。昇圧

3.

インダクタ電流 ILCA，ILCB はそれぞれの個別の電流制御器で表 1 にシミュレーションによる損失解析および実機検証制御され，一次側各アーム Duty の D1A と D1B を決定する。

における回路パラメータを示す。定格電力 Prated は入力電圧

損失解析

FCCF-DAB コンバータは，一次側下アームスイッチを
ZVS させるために，(1)式で表されるスイッチング周波数で動作する。ただし，使用するスイッチング素子が IGBT とSiC-SBD であるため，スイッチング周波数は 10–30 kHz と

Boost voltage control block
VC*

設定した。
2

Vin D1fS =LC ( P* − 2Vin I bot )(10 kHz  f S  30 kHz )ンダクタンス，P*は電力指令値，Ibot は ZVS に必要な昇圧インダクタ電流のボトム値，D1 は一次側下アーム(S2，S4)のオ

二次側上アーム(S5，S6，S9，S10)のオン Duty D2 は，FV モー
ドと HV モードでそれぞれ(3)式，(4)式で表される。
2I
f L +V D
D2 = offset S DAB C 1
(3)
NVout

2 NVout(4)

ここで，Ioffset はトランス電流のオフセット電流値である。
FCCF-DAB コンバータの二次側 H ブリッジでは，出力電力を制御するために位相シフト制御を行う。位相シフト制
御による伝送電力 P は(5)式で表される。
1 2π
P=vPri ( ) iTr1 ( ) d
2π 0

(5)

ここで，vPri は一次側 H ブリッジの出力電圧，iTr1 はトラン
ス一次側電流である。(5)式を位相差 について解くと FV
モードは(6)式，HV モードは(7)式となる。

*

P

Eq.(1)

D1B

ICLB
fS* 1
0
1
0

S4, S3S6, S7
S9, S12



Eq.(6),(7)Eq.(3),(4)S2, S1S5, S8

Phase
Phase
Phase
Phase
shift
shift
shift
Carriershift(180-deg. shifted)(2)

ここで，VC*は昇圧インダクタ電圧の指令値である。また，

2 I offset f S LDAB + VC D1

VC

PI

(1)

ン Duty である。オン Duty D1 は(2)式と定義する。
V * −V
D1 = C * in
VC

D1A

PI

ICLA VC -Vin

VC

ここで，fS はスイッチング周波数，LC は昇圧インダクタのイ

D2 =

IC*

PI

S10, S11

D2

Phase shift, switching frequency andsecondary duty calculation block
Fig. 3. Control block diagram of the FCCF-DAB converter.
Table 1. Circuit parameters with loss analysis and experiments.

Element

SymbolValue

Rated power

PratedRated current

IratedMax. value of input current
Switching frequency
Input voltage
DC-grid voltage

Iin-rated
fs
Vin
Vgrid

Boost capacitor voltage

VC

Boost inductor
External inductor
Leakage inductor
Magnetizing inductor
Turn ratio
Dead-timeHybrid-SiC Module

LC
LDAB
Ll
LMg
N
Td
-

20 kW
13.3 A@Vin=500 V
40 A
10–30 kHz
150–500 V
1500 V(HV mode) 400 V(FV mode) 800 V
270 mH
60.8 mH
7.2 mH
16.2 mH
0.544 (37T/68T)
800 ns
CMH150DY-24NFH

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最大値 Iin-rated は 40 A として FCCF-DAB コンバータを設計した 。 ま た ， ト ラン ス は 巻 数比 が 0.533(n1:n2=8:15)に 近 い
0.544(n1:n2=27:68)のものを使用した。ただし，損失解析ではトランス巻数比と電圧比を一致させるため，巻数比を 8/15と設定している。
〈3･1〉FCCF-DAB の電流実効値
図 4 にフライングキャパシタ形 DAB(FC-DAB)コンバータと FCCF-DAB コンバータにおける入力電流 0.5p.u.時のトラ

30

Transformer current RMS ITr1[A]が最大となる 500 V 時で 20 kW とし，入力電流の直流成分

FC-DAB
25 HV Mode VC:400 V

20

HV Mode VC:480 V
HV Mode VC:500 V

10FV Mode5

Iin: 0.5p.u. (20 A)
0
150

200

250

ンス電流実効値を示す。FV モードでは，昇圧キャパシタ電

4 倍程度高くなるため，軽負荷条件では HV モードよりもス
イッチング損失が増大する。これにより，スイッチング損失が支配的になる軽負荷時においては HV モードが全損失の観点で優位となる。
また，図 4 では HV モードでのトランス電流実効値特性を，従来のトランス巻数比とトランス電圧比が一致する昇圧キャパシタ電圧 VC=400 V の条件と昇圧キャパシタ電圧を
480 V，500 V と増加させた時の条件で比較している。昇圧
比が 2 倍以上となる動作点においては，トランス電流実効値は昇圧比が高いほど低下している。これは，オン Duty D1が長くなることで，スイッチング周期中におけるゼロ電圧
期間が短くなるためトランス電流実効値が低減している。
つまり，HV モードでは昇圧比を増加させることでトランス
電流実効値を低減できる。
同様に，FV モードにおいても昇圧比を高くすることで電

400

450

500

Fig. 4. Transformer current at 0.5p.u. output.
Boost capacitor voltage
at min. loss[V]よりも 1.5–2 倍程度高く，二次側スイッチング周波数は 3.0–

350

550

Iin : 0.5p.u. (20 A)

510 V

500

480 V
460 V
450

410 V
400
250

275

300

325

350

Input voltage Vin[V]Fig. 5. Loss analysis result for boost capacitor voltage at minimum loss.

600

Switching devices andtransformer loss [W]

し，FV モードでは一次側スイッチング周波数が HV モード

300

Input voltage Vin[V]

圧が 800 V であるため，HV モードで同じ電力を出力する場合と比較してトランス電流実効値が低くなっている。しかCurrent RMS is reduced
by 30.4% @Vin:320 V

15

500

400
300
200
100
0

Pout: 6.4 kW

498 W

Transformer
conduction loss
Sec. switching loss

394 W

Pri. switching loss
Sec. diodeconduction loss
Sec. IGBT+23%+13%
conduction loss
Pri. diodeconduction loss
-28%
Pri. IGBT
conduction loss
VC:400 V VC:480 V VC:500 V

-58%

356 W

流実効値を低減する事は可能ではあるが，本論文においてFig. 6. Results of loss analysis with the HB mode FCCF-DAB converter:
Vin 320 V, Pout 6.4 kW.

は既に昇圧キャパシタ電圧を 800 V まで昇圧しているため

パシタ電圧は従来のトランス巻数比とトランス電圧比が一一次側のスイッチング素子耐圧の観点から検討を行ってい

致する 400 V および図 5 の解析結果で損失最小となる 480

ない。

V，さらに昇圧比を高くした 500 V の 3 条件で比較した。ス〈3･2〉各入力電圧に対する最適な昇圧キャパシタ電圧

イッチング素子の損失はシミュレーションソフトである

図 5 に入力電圧 250V–350V における損失最小となる昇圧

PLECS の熱モデルを用いて算出した。また，トランスの導キャパシタ電圧を示す。図 5 の損失解析は入力電圧 250V か

通損失は事前に LCR メータで測定した抵抗値を用いてシミ

ら 10V 刻みで行い，各入力電圧条件において損失が最小とュレーションによる電流値から算出した。ただし，IGBT はなる昇圧キャパシタ電圧をプロットし線形近似している。

全てターンオン時に ZVS を達成すると仮定し，ターンオン

図 5 の解析結果より入力電圧 250V–350V における損失が最損失はゼロとしている。また，ターンオフ損失についてもス

小となる昇圧キャパシタ電圧は(8)式で表される。
VC = Vin + 160

イッチング素子の出力容量に蓄積されるエネルギーに起因(8)

ただし，(8)式は電力条件によって損失最小となる昇圧キャパ
シタ電圧が変化するため動作点ごとに損失解析が必要となる。

する損失はターンオン時の ZVS によって負荷または電源に全て回生されると仮定し，データシート上のターンオフ損
失から減算している。
ダイオードのリカバリ損失は SiC-SBD〈3･3〉スイッチング素子とトランスの損失が内蔵されている事と自然転流によりゼロ電流でデバイス

図 6 に入力電圧 320 V，入力電流 0.5p.u.，出力電力 6.4 kWがオフしていることから十分小さい損失として損失解析ににおける損失解析結果を示す。動作は HV モード，昇圧キャおいては計上していない。

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トランス巻数比とトランス電圧比が一致する昇圧キャパ
シタ電圧 400 V 時では昇圧比が 1.25 と小さく，図 4 に示す

周波数が 480 V 時と比較して 6.5%増加する事も損失増加の要因と考えられる。

ようにトランス電流実効値は 29.9 A となっている。一方，

図 8 に入力電圧 320 V，出力電力 6.4 kW 時に昇圧キャパ

昇圧キャパシタ電圧 480 V の条件では，昇圧比が 1.5 と高く

シタ電圧を変化させた際の損失特性を示す。トランス巻数なるため電流実効値が 20.8 A と 400 V の条件より 30.4%低比とトランス電圧比が一致する昇圧キャパシタ電圧 400 V減する。その結果，昇圧キャパシタ電圧 400 V の条件と比較の条件から徐々に電圧を高くすることで損失が低減し，実して，480 V の条件では導通損失を 157 W から 65 W と 58%
低減している。また，一次側の IGBT 導通損失においても，

10.0 kHz

スイッチング素子を通流する電流が低減されるため，損失は 101 W から 73 W へと低減している。一方で，昇圧比をより高くするとスイッチング周波数もより高くなるため，一次側 IGBT のスイッチング損失は 92.5 W から 105 W へ 13%

vpri 300[V/div]

D1 : 0.2

vsec 500[V/div]

増加している。
昇圧比をさらに高くした昇圧キャパシタ電圧 500 V の条
件では昇圧比が 1.53 であり，480 V の条件と比較すると電流実効値が 20.7 A と 0.5%低減し，トランスの導通損失は64.2 W と 1.9%低減している。一方，一次側と二次側 IGBT

iTr1 40[A/div]

31.6 Arms

iLCA 20[A/div]
iLCB 20[A/div]のスイッチング損失は 155 W から 191 W へと 23%増加している。これは，スイッチング周波数の増加が要因である。

4.

実機検証

20[µsec/div](a) Boost capacitor voltage VC : 400 V.

13.0 kHz〈4･1〉昇圧比変更時の HV モード損失特性
図 7 に入力電圧 320 V，出力電力 6.4 kW 時において従来通りトランス巻き数比(37/68)とトランス電圧比(8/15)がほぼ一致する昇圧キャパシタ電圧 400 V，および図 6 の損失解析

vpri 300[V/div]

D1 : 0.33

vsec 500[V/div]により決定した昇圧キャパシタ電圧 480 V，500 V での動作波形を示す。ここで，vSec は二次側 H ブリッジの出力電圧である。
図 7(a)に示す昇圧キャパシタ電圧 400 V 時では，トランス
巻数比とトランス電圧比がほぼ一致しているため，一次側

iTr1 20[A/div]

20.4 Arms

iLCA 20[A/div]
iLCB 20[A/div]と二次側の H ブリッジの出力電圧振幅が同程度となる。これにより，トランス電流ピーク付近では入出力電位差がゼロに近くなることでトランス電流が一定で推移し，台形状

20[µsec/div](b) Boost capacitor voltage VC : 480 V.

13.9 kHzとなることでトランス電流実効値増加を抑制できる。一方
で，入力電圧 320 V に対して昇圧キャパシタ電圧が 400 V であり，昇圧比は 1.25 と小さいため，一次側下アームのオン

vpri 300[V/div]

Duty が小さくなり，結果としてトランス電流実効値は 31.6

vsec 500[V/div]

D1 : 0.36

A となっている。
図 7(b)は昇圧キャパシタ電圧 480 V 時の動作波形である。
昇圧キャパシタ電圧を意図的に高くすることで昇圧比を増加させ，下アームのオン Duty に起因する電流実効値増加を抑制している。このときトランス電流実効値は 20.4 A とな

iTr1 20[A/div]
iLCA 20[A/div]
iLCB 20[A/div]

20.7 Arms

り，400 V 時と比較すると 36.6%低減している。
図 7(c)は昇圧キャパシタ電圧 500 V 時の動作波形である。
昇圧比をさらに高くすることでトランス電流実効値は 480
V 時と比較して 1.5%増加している。さらに，スイッチング

20[µsec/div](c) Boost capacitor voltage VC : 500 V.
Fig. 7. Experimental waveform of each boost capacitor voltage at
Vin=320 V, Vout=1500 V, Pout=6.4 kW.

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験結果では 460 V で損失が最小になる。このとき，400 V の700

条件での損失 595 W に対して 363 W と変換器損失は 39.0%る。損失解析では損失が最小となるのは 480 V であり，実験結果との差異がみられる。これは，トランスの鉄損と昇圧インダクタの損失を考慮していないことが誤差の要因と考え

Total loss[W]低減する。また，損失解析と比較すると 1.7%で一致していExperimental result

られる。さらに，昇圧比を高くすると損失は増加する。これ600加したためと考えられる。
〈4･2〉入力電圧変更時の効率特性

300

ランス巻数比とトランス電圧比が一致する 400 V とした従来 HV モード，昇圧キャパシタ電圧を損失解析により決定した提案 HV モードの 3 条件で効率特性を比較する。最大効率は従来 HV モードにおける入力電圧 220 V 時の 95.4%で

460

480

95

Conventional HV mode (VC=400 V)
94.5%

92.5%である。
提案 HV モードでは，従来 HV モードの昇圧キャパシタ電
圧 400 V から 480 V へ電圧比を高くすることで，入力電圧
320 V 時の効率を 91.8%から 94.5%に改善している。
提案 HV
モードと従来法を比較すると，入力電圧 270 V–400 V 付近
で効率を向上させることができる。また，入力電圧 150–500
V，入力電流 0.5p.u.の条件において全動作点で効率が 93.5%以上を達成している。

5.

まとめ

本論文では，昇圧比が極端に低い条件下において効率を改善する手法を提案した。入力電圧 320 V の条件において，
HV モードでの昇圧キャパシタ電圧を従来の 400 V から 480
V へ高くすることでトランス電流実効値を 31.6 A から 20.4
A へと 36.6%低減し，損失を 39%低減した。また実機検証により，入力電圧 320V における効率を 92.5%から 94.7%に改善した。今後は，トランスの鉄損，インダクタの鉄損と銅損を考慮し，正確な損失解析を行うことで解析のみで昇圧キャパシタ電圧を設計する手法を検討する。これにより，各動作点における最適な昇圧キャパシタ電圧を適用し更なる高効率化を行う予定である。

文
(1)

献

H. Heydari-doostabad and T. O’Fonnell : “A Wide-Range High-VoltageGain Bidirectional DC-DC Converter for V2G and G2V Hybrid EV
charger”, IEEE Transactions on Industry Electronics, Vol. 69, No. 5, pp.
4718-4729 (2022)

95.0%

95.4%
Loss was reducedby 26.7%

94
93

93.5%

Proposed HV mode

92

92.5%

FV mode91

Iin: 0.5p.u.
(20 A)ある。従来法である従来 HV モードと FV モードの組み合わ
せおいて最も効率が低くなる点は，入力電圧 320 V 時の500

Fig. 8. Loss comparison for changing boost voltage: Vin 320 V, Pout 6.4
kW.
96

Efficiency h[%]とし，動作は FV モード，昇圧キャパシタ電圧を従来通りト

Loss analysis result
400
420
440

Boost capacitor voltage VC[V]

図 9 に入力電圧に対する FCCF-DAB コンバータの効率特性を示す。入力電圧は 150–500 V，入力電流は 0.5p.u.(20 A)

1.7% error

400は昇圧比が増加したことでスイッチング周波数が高くな
り，スイッチング損失やトランスとインダクタの鉄損が増Converter loss was
reduced by 39%

500

90
150

200

250

300

350

400

450

500

Input voltage Vin[V]Fig. 9. Efficiency characteristics of each mode : Iin-rated : 0.5p.u. (20 A).
(2)

石橋卓治，地道拓志，森修：「大規模洋上風力発電の直郵送配電シス
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