S-NAP Microwave Suite Application Report 47

3 ﾎﾟｰﾄ S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析を活用した、GaAs MMIC SPDT SW 使用「広帯域 IC SW 回路」の性能最適化と応用製品の実践開発指針

Aug.16, 2009
Mr. Endo

１．序文①３ﾎﾟｰﾄ S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析を活用して、Fig.1 に示す
GaAs MMIC の SPDT[Single Pole DoubleThrow] SW−NLG1512V を使用した高 Isolation
Fig.1

広帯域 SW の、高周波特性−解析評価方法と SW
ON/OFF 性能の最適化について解説する。
②この SW 回路は、周波数 100MHz−3GHz のVHF 帯／UHF 帯信号を ON/OFF する「RF 信号切替回路」や、π型 ATT 回路を組み合わせて任意の 2 進数減衰量（0dB−63dB）を得る「広帯域減衰器」に適する。なお、同 IC SW を適用した実践回路の設計方法を後述する。
２．広帯域 IC SW 等価回路［50Ω系］の作成(1) 広帯域回路の形成に必要な分布定数線路のﾏｲｸﾛｽﾄﾘｯﾌﾟﾗｲﾝ[MSL：Micro-Strip Line]の設計について簡単に触れる。
(2) SNAP のﾕｰﾃｨﾘﾃｨ機能から「ﾏｲｸﾛｽﾄﾘｯﾌﾟの特性ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ」を呼び出して、Fig.2 のようにﾌﾟﾘﾝﾄ基板のﾊﾟﾗﾒｰﾀを記入すると、所望の特性ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ Zo を有する MSL の線路幅等を求めることができる。

Fig.2(3) ここでは、IC SW や周波数特性補償回路のﾁｯﾌﾟ部品を MSL に実装するために、MSLの両側に MSL の線路幅と略同じ幅のｸﾘｱﾗﾝｽを介して、ﾍﾞﾀ GND を設けることを考慮して、MSL の特性ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽ Zo を規定の 50Ωに対して、約 2−3%程度大きく選定する。
Fig.3(4) それは MSL 両側の GND に
よって MSL の特性ｲﾝﾋﾟｰﾀﾞﾝｽが 2−3%低下することを補償するためである。
(5) ｼﾐｭﾚｰｼｮﾝ回路全体を Fig.3に示す。IC SW は、3 ﾎﾟｰﾄﾈｯﾄﾜｰｸ回路で表される。即ち、２つの入力ﾎﾟｰﾄ［端子］（P1、P2）と１つの出力ﾎﾟｰﾄ(PC)を有し、1

Fig.4

各ﾎﾟｰﾄに対して ON（入出力間導通）／OFF（入出力間遮断）の２つの S ﾊﾟﾗﾒｰﾀが用意されているので、各入力ﾎﾟｰﾄ毎に 2 系統の SW 切換回路
［Fig.4 参照］を「集中定数素子群¥電圧制御ｽｲｯﾁ」を使用して形成する。

(6) IC SW の入出力は、SW を通過する高周波信号に対して可逆特性を有するので、２つのSPDT SW を対向して縦続し、SW の ON/OFF ｱｲｿﾚｰｼｮﾝを向上する。 具体的には、
SW[SPDT SW-A]では出力端を入力ﾎﾟｰﾄとし、２つの入力端を各々出力ﾎﾟｰﾄとして機能させる。出力側の IC SW[SPDT SW-B]では、通常通り２つの入力端をそれぞれ入力ﾎﾟｰﾄとし、出力端を出力ﾎﾟｰﾄとして機能させる。
(7) SPDT SW-A のﾎﾟｰﾄ P2 と SPDT SW-B のﾎﾟｰﾄ P2 を伝送線路 MSL で接続し、その間に周波数特性補償回路を挿入する。これによって、SW 回路を ON に働かせると同時に、目標帯域内の通過特性を平坦にする。
(8)SPDT SW-A のﾎﾟｰﾄ P1 と SPDT SW-B のﾎﾟｰﾄ P の夫々は、50Ω終端で接続して SW 回路 OFF のときに、発生する漏洩信号を終端負荷に吸収させる。これによって、SW の遮断性能を達成して ON/OFF のｱｲｿﾚｰｼｮﾝを向上させる。
(9)各電圧制御 SW
はﾏﾄﾘｯｸｽ状に結線Fig.5され、ｲﾝﾊﾞｰﾀを介して電源ﾗｲﾝに接続された SW［結線］をｼｮｰﾄ／ｵｰﾌﾟﾝにすることで、上記各ﾎﾟｰﾄのON/OFF の S ﾊﾟﾗﾒｰﾀを同時に切替えることが出来る。
３．広帯域 IC SW 等価回路の S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析

Fig.6(1) SW ON の通過特性を Fig.5 に示す。MSL に周波数特性補償回路を挿入して、SNAP のﾁｭｰﾆﾝｸﾞ機能で、その定数を最適化することによって、20MHz−3GHz の広帯域に亘って、通過損失の帯域内偏差を約 0.5dB 程度に向上させることが出来た。

2(2) SW OFF の通過特性を Fig.6 に示す。3GHz 以下で通過損失は-70dB 以下を示し、上記の SW ON の通過損失と対比してみると、SW 回路の ON/OFF ｱｲｿﾚｰｼｮﾝは、20MHz−3GHz の広帯域に亘って、約 65dB 以上と優れた性能を表している。
４．広帯域 IC SW コア回路［75Ω系］の基礎検証

Fig.7［Ａ］広帯域 IC SW コア回路の試作評価①GaAs MMIC の SPDT SW−NLG1512V を使用した試作装置を Fig.7 に示す。3V の DC 電圧をトグル SW にて切替えて、制御端子 VCTR1／VCTR2 に印加することにより、RF 信号の通過を経路を PC⇔P1／PC⇔P2 に高速で切替えることが出来る。トグル SW の代わりに、論理信号(TTL や ECL)で切替制御すれば、IC SW の応答性能を考慮して、数 ns 程度の切替制御は十分に可能である。

Fig.8②SW 切替制御端子 VCTR1／VCTR2 直近には、数 100pF−1,000pF の RF ﾊﾞｲﾊﾟｽ用のﾁｯﾌﾟ･ｺﾝﾃﾞﾝｻを GND に接地することにより、SW の ON／OFF の周波数特性を向上させる。
③IC SW の ON/OFF ｱｲｿﾚｰｼｮﾝを向上させる
ためには、２つの切替経路 PC⇔P1／PC⇔P2を分離するｼｰﾙﾄﾞ板や、MSL と同軸ｺﾈｸﾀの伝播ﾓｰﾄﾞの違いによる RF 信号の反射･放射を低減する入出力同軸ｺﾈｸﾀ部分のｼｰﾙﾄﾞが有効［Fig.8］であることを確認した。
④Simulation 解析には反映されないが、実験検証では、SPDT SW−B［出力側の RF 切替IC SW2］側の反射終端 75Ωを GND に短絡［Fig.10］することにより、SW OFF 時の減衰量を 10dB 近く向上できることが、分かっている。これは入力側の SPDT SW−A［RF切替 IC SW１］の終端抵抗 75Ωと SPDTSW

Fig.93Fig.10−B［出力側の RF 切替 IC SW2］の反射終端 75Ωが隣接することによって、両者の電磁誘導結合或いはｱｰｽﾎﾟﾃﾝｼｬﾙ結合が微少に生じ、SWOFF 時の両 IC SW が僅少に干渉することを、防いでいる[Fig.10]
ものと推定される。
⑤ICSW1 と ICSW2 の導通側の伝送路 MSL の中途にｲｺﾗｲｻﾞ回路を挿入して、Fig.11

通過周波数特性を補償することにより、Fig.11 に示すように通過損失の偏差を約 3dB から約 1dBに低減できる。
［Ｂ］広帯域 IC SW コア等価回路の Simulation 解析と試作評価の比較検証①導通側／遮断側を接続する
MSL を除いた、SPDT SW−A4［入力 SW1］、SPDT SW−B
［出力 SW2］、および周波数特性補償用のｲｺﾗｲｻﾞで構成される、等価回路[Fig.12]を形成する。
②SW ON 時の通過減衰周波数特性を、補償回路無しの場合と、補償回路有りの場合を比較して Fig.13 に示す。
使用周波数 3GHz 以下の帯域に於いて、通過減衰量の帯域偏差を、補償回路無の約 3dB から補償回路有の約 0.5dB に、大きく低減させている。
③補償回路の働きによる、SW ON 時の通過減衰量−帯域偏差の改善効果は、前記の試作評価の結果と、上記 Simulation 解析の改善効果が、実に良く一致している。
④SW OFF 時の通過減衰量［遮断］は、前記の試作評価の SW-A 改良後２の減衰特性［3GHz 以下］と、上記の Simulation 解析の減衰特性が、相似していることが判る。
５．広帯域 IC ATT コア回路［75Ω系］の基礎検証［Ａ］広帯域 IC ATT コア回路の試作評価①前記の広帯域 IC SW コア回路において、入力側の SPDT SW−A［RF 切替 IC SW１］の終端抵抗 75Ωと SPDTSW−B［出力側の RF切替 IC SW2］の終端抵抗 75Ωを接続する替わりに、π型 ATT 回路を介して両端を接続する。
②Fig.15 の基板に於いて、入力ｺﾈｸﾀ→IC SW1→上側 MSL→IC SW2→出力ｺﾈｸﾀの RF 信号伝5

送路が導通側［非 ATT 側］となり、入力ｺﾈｸﾀ→IC SW1→下側 MSL［途中にπ型ATT を含む］→IC SW2→出力ｺﾈｸﾀの RF 信号伝送路が ATT 側になる。
③10dB ATT をπ型 ATT 回路で構成した、広帯域 IC 10dB ATT 回路の ATT 側の通過減衰特性を Fig.16 に示す。
3GHz 以下の通過帯域偏差は概ね 6dB あることが分かる。

［Ｂ］広帯域 IC ATT コア等価回路の Simulation 解析と試作評価の比較検証①導通側／遮断側を接続する MSL を除いた、SPDT SW−A［入力 SW1］、SPDT SW−B
［出力 SW2］、および周波数特性補償回路で構成される、10dB ATT 等価回路[Fig.17]を形成する。

②上記 10dB ATT 等価回路の ATT 側の減衰特性を Fig.18 に示す。3GHz 以下における減衰特性の帯域偏差は、補償回路 2 無しで約 5dB 有り、前記の試作評価[Fig.16]の偏差約 6dBに相似していることが分かる。

6試作評価で実際に検証できていないが、Simulation 解析[Fig.18]
では、補償回路２の働きで、減衰特性の偏差を約1dB に低減できるものと推測される。

６．デジタル衛星放送受信装置用 広帯域 SW 装置の設計開発［１］機能
BS IF 信号／CS IF 信号を切替え、併せて同 RF 信号レベルを任意に減衰調整する。
［２］背景①地上デジタル TV 放送の 2011 年 7 月完全以降が終了すると、次世代のデジタル放送普及の目玉政策として、大容量 Hi-Vision 衛星放送［HDTV を 50ch−100ch 同時放送］を 2015年頃に導入する、準備を関係機関で推進している。 さらには 2020年頃の実用化を目指して、地上デジタル放送の 4 倍の解像度を有する超 Hi-Vision 放送を、衛星放送する研究開発も行われている。
②このような背景に対して、Hi-Vision 受信機に各種デジタル TV 放送［地デジ／BS デジタ
ル／CS デジタル］を選択受信させるためには、デジタル衛星放送をアンテナ受信した BS IF信号／CS IF 信号を切替える広帯域 SW 装置が必要になる。

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③各種デジタル放送は伝播経路が異なるために、その受信レベルが大幅に異なる。そのために切替選択した RF 信号レベルを、広帯域SW ATT により所定レベルに調整して、適切な信号レベルを Hi-Vision 受信機に入力することが必要になる。
［３］20dB 広帯域方向性結合器の設計①SNAP デザイン機能を利用して、低域遮断周波数 685MHz の広帯域 20dB 方向性結合器[Fig.19]を設計する。この方向性結合器は Fig.20 に示すように、BS/CS の IF 周波数帯域 約1.2 GHz−2.7GHz に亘って、結合度約 20dB の平坦特性を得ている。

②この広帯域 20dB 方向性結合器の形状［MSL の配置・結合間隔等］を下に、PCB 基板パターンを CAD 設計した結果を Fig.21 に示す。
［４］RF２信号を切替える広8帯域 高分離度 SW の設計①BS／CS IF 信号を切替える広帯域SW（50Ω系）は、２つの入力ﾎﾟｰﾄ P1、P2［切替対象となる２つの RF 信号の入力端子］に接続された、コア SW 回路１（前記の広帯域 SW コア回路 Fig.12と同一構成）とコア SW 回路２、および両コア SW 回路１、２の出力を切替
え る SPDT SWB で 構 成 さ れ る 。
[Fig.22]②RF２信号の切替特性を S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析で調べてみると、Fig.23 に示すように 3GHz 以下の帯域に於いて、SW ON 時の通過損失は約 6dB［偏差 0.5dB 以下］、SW OFF 時の通過損失は約 150dB 以上となり、RF２信号の切替ｱｲｿﾚｰｼ
ｮﾝは 140dB 以上と極めて良好な SW 性能が期待できる。
③この広帯域 SW および前記広帯域 20dB 方向性結合器を一緒に構成した、広帯域 SW 装置のPCB ﾚｲｱｳﾄを Fig.24 に示す。なお参考までに、
RF２信号切替ＳＷの部品実装イメージ図を Fig.25 に示す。
［５］広帯域 SW２進数 ATT回路の設計①広帯域 SW２進数 ATT 回路
は、前記の広帯域 IC ATT コ
ア回路を 50Ω系で形成した、ﾕﾆｯﾄ ATT を 6 段に縦列接続した構成になっている。
②その広帯域 SW２進数 ATT回路の等価回路(Fig.17)を、9

S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析した、代表的な周波数特性を Fig,27−Fig.29 に示す。
通過 ATT 0dB で、6 段の ATT ﾕﾆｯﾄの導通側を全て通過した場合の通過損失は約 22dB［帯域内偏差0.5dB 以下］となり、この通過損失が ATT 0dB の基準値(Fig.27)になる。

③ATT 16dB の条件では、5 段目の ATT ﾕﾆｯﾄで16dB ATT 側を通過し、その他の ATT ﾕﾆｯﾄでは全て導通側を通過する。このときの全通過損失は約38dB(＝基準値 22dB＋ATT 16dB、帯域内偏差1dB 以下)になっている。
④ATT 63dB の条件では、6 段の ATT ﾕﾆｯﾄの ATT側を全て通過する。このときの全通過損失は約85dB(＝基準値 22dB＋ATT 63dB、帯域内偏差1dB 以下)になっている。
⑤SPDT IC SW を 2 つ直列に接続した構成の ATTﾕﾆｯﾄを、6 段に縦列接続した広帯域 SW２進数 ATT回路は、30MHz−3GHz の広帯域に亘って、高精度に ATT［通過減衰量］を 2 進数制御できる見通しが得られた。
⑥よって、広帯域 SW２進数 ATT 回路は、BS／CS IF 信号の信号レベルを、高速（1us 以下）に且つ高精度（ATT 減衰量精度1dB 以内）に任意［論理的］にFig.30制御できると推測される。
⑦なお、広帯域 SW２進数 ATT回路の PCB CAD 設計を Fig.30に示す。前記の広帯域 IC ATT コア回路を、MSL で接続されたｲｺ

10Fig.31

ﾗｲｻﾞ (周波数補償)回路)を介して、6 段に縦列接続されている。参考として、単位ステップ ATT［広帯域 IC ATT コア回路］の部品実装配置を FIg.31 に示す。
［６］広帯域 SW 装置の全体構成
同 SW 装置の構成(ｺﾝｾﾌﾟﾄ)を Fig.32 に示す。
SPDT IC SW を適用した広帯域 SW からなる、RF 2 信号切替器[Fig.22]および広帯域 SW２進数 ATT 回路（減衰 ATT６段）[Fig.26]を基本回路とし、それに RF 信号の減衰量を補償する、広帯域ｱﾝﾌﾟを適切に組み合わせることによって、次世代デジタル衛星放送受信装置に適合する広帯域 SW 装置を、SNAP Simulation 解析の活用によって実現できる見通しを得た。
７．GaAs MMIC SPDT SW 使用 した「広帯域 IC SW 回路」の纏め（１）３ﾎﾟｰﾄ S ﾊﾟﾗﾒｰﾀの解析を縦横無尽に駆使することによって、広帯
Fig.32域 IC SW 応用回路の適応範囲を顕著に拡大すると共に、次世代デジタ
ル衛星放送時代に適した新規製品開拓を、高性能･高品質で且つスピーディに達成できることを、明らかにした。
（２）S ﾊﾟﾗﾒｰﾀ解析は、数 MHz−
数 GHz 以上に渡る広帯域の周波数領域に於いて、数 dB から数 100dB以上の超高ﾀﾞｲﾅﾐｯｸ･ﾚﾝｼﾞに及んで、GaAs MMIC で構成される IC SW 等の特性を、高精度且つ高速に、さらに柔軟に解析できることを検証した。
（３）デジタル放送･通信時代の機器設計に、SNAP ｼﾐｭﾚｰﾀは最適であること、その上、機器の試作評価と比較検証することで、機器の性能を最適化、高性能化できる能力を備えていることを、立証することが出来た。
−以上−

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