PE-24-028
PSE-24-040
SPC-24-082

電流連続/不連続モード混在制御を用いた
電力脈動補償機能を有する系統連系インバータの実機検証
東出

稜平＊
渡辺

宮田
大貴

湧気
伊東

楠居

琳太郎

山ノ口

皓喜

淳一（長岡技術科学大学）

Experimental Verification of Grid-tied Inverter in both Continuous and Discontinuous Current Modewith Active Power Decoupling Capability
Ryohei Higashide*, Yuki Miyada, Rintaro Kusui, Koki Yamanokuchi,
Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University of Technology)
This paper proposes an active power decoupling method for a grid-tied inverter with both continuous current mode (CCM) anddiscontinuous current mode (DCM). The proposed method does not require additional components for the active power decoupling.
The operation in CCM has a non-compensation period for neutral current. On the other hand, the operation in DCM increases theinductor current value. The proposed method switches from CCM to DCM in the non-compensation period in order to reduce thecurrent value. The operation of the proposed method is confirmed by experiment with 1-kW prototype. The result shows that the
proposed system reduces the second harmonic component of the input current by 90.1% compared with the operation without theactive power decoupling. Furthermore, the THD of the output current was 6.2% and the RMS value was 22.1 A.
キーワード：系統連系インバータ，電流連続モード，電流不連続モード，単相電力脈動(Keywords, grid-tied inverter, continuous current mode, discontinuous current mode, single phase power pulsation)

1.

はじめに

償法が提案されている(8)。この方式では直流側コンデンサ間に流れる中性点電流を制御することで電力脈動の補償を行

近年，環境問題を背景に太陽光発電(PV)などの再生可能エっている。この方式は中性点電流制御と出力電流制御を共ネルギーの導入が進んでいる。一般に PV を単相系統に連系

通のインダクタで行っているため，追加の磁気素子，スイッ

する場合，DC-DC コンバータと系統連系インバータで構成

チング素子が不要である特徴がある。電力脈動補償を実現されるパワーコンディショナ(PCS)が必要となる(1)。ここで，する制御法として電流連続モード(CCM)が検討されている。

単相系統の瞬時電力は系統周波数の 2 倍の周波数で脈動す

しかし，この制御手法では出力電流制御と中性点電流制御るのに対し，太陽電池の出力電力は MPPT の観点から一定が干渉し，出力電流のゼロクロス付近で電力脈動補償が困の直流である必要がある。そのため，PCS では電力脈動を補難となる補償不可期間が存在する。そのため CCM では補償償するために大容量の電解コンデンサが用いられる。しか不可期間に脈動補償効果が低下する。

し，電解コンデンサの寿命は温度に大きく依存することに上記の問題に対し，著者らは電流不連続モード(DCM)によ

加え，許容リプル電流が小さいことから，システムの低寿命

る電力脈動補償法を提案している(9)。この手法ではゼロ電流化と大型化を招く恐れがある(2)。一方で，追加回路を用いて期間を設けることで，出力電流と中性点電流を独立して制電力脈動補償を行うアクティブパワーデカップリング方式

御できる。しかし，CCM を用いた電力脈動補償法に対してが提案されている(3)-(7)。この方式では小容量かつ高寿命なフ

電流実効値が増加する課題がある。そこで両制御手法の課

ィルムコンデンサや積層セラミックコンデンサを電力脈動

題に対し，著者らは電流連続/不連続モード混在制御を適用補償に用いることができるため，システムの長寿命化が期した電力脈動補償法を提案しているが，実機での検証がさ待できる。しかし，追加回路の磁気素子によってシステムのれていない(10)。

大型化やコストの増加が懸念される。
上記の課題に対し，T-type インバータを用いた電力脈動補

本論文では文献(10)で提案した制御法について，電力脈動
補償と電流実効値の低減の効果を実験にて検証する。提案

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制御手法では，中性点電流制御の補償不可期間に DCM，そIdcの他の期間に CCM を適用する。提案制御手法において，補C1
ic1

償不可期間に DCM となるよう連系インダクタを選定すると，CCM と DCM のスイッチング周波数が等しい場合には

Vdc

ic2
C2

いずれの区間においても電流が不連続となり，CCM 動作を実現できない。そこで，CCM のスイッチング周波数を DCM

Fig. 1.

期間において DCM，その他の期間で CCM を実現する。
実機検証において，提案制御の適用により DCM に対してを 90.1%低減することを確認したため報告する。
0

図 1 に T-type インバータの回路構成を示す。本回路を用

iout

iL

Vc2

Lf
Cf

S4

vout

S2

Circuit configuration of the T-type inverter.
Buffer power [W]pbuf
Discharge
Charge=t

Output power [W]
Pout

+
0

t

0

t

Fig. 2. Principle of active power decoupling capability.

いた電力脈動補償法では，直流側コンデンサ C1，C2 をエネ表される。
Pout = voutiout = Vout I out − Vout I out cos(2t ) ······················· (1)

S1

Vinv.

constant

T-type インバータの単相電力脈動補償ると仮定すると，インバータの出力瞬時電力 Pout は(1)式で

S3L

Input power [W]Pin

電流実効値を 8.8%低減しつつ，入力電流の 2 次高調波成分

ルギーバッファとして利用する。交流出力の力率が 1 であ

S5

S7 S8

のスイッチング周波数に対して高くすることで，補償不可

2.

S6
Vc1
in

3.

従来制御手法〈3･1〉

CCM による電力脈動補償法

図 3 に出力電流

指令 iout*と中性点電流指令 in*の関係を示す。CCM を適用し

図 2 に単相電力脈動の補償原理を示す。入力電力 Pin を一た電力脈動補償法では出力側に常に電流が流れている状態定とするには，(1)式の脈動分を打ち消すよう直流側コンデで中性点電流制御を行っている。中性点電流は，出力電流のンサ電力を制御する必要がある。そこで 2 つのコンデンサ

一部を利用して制御している。このため，中性点電流 in は出

電圧 Vc1，Vc2 を直流電圧 Vdc の半分の値を基準に，振幅 Vc の

力電流 iout 以上に流すことができない。文献(8)では|in*| > |iout*|

逆位相の正弦波となるよう制御する。

が要求される期間では|in*| = |iout*|とし，電力脈動を十分に補VdcVc1 = 2 − Vc sin(t + 4 ) Vdc  Vc  2  ························ (2)VV = dc + V sin(t + ) c c2 24

償できない期間を有していた。また，文献(8)の制御では中性

ここで，振幅 Vc は直流電圧 Vdc の半分以下である必要があり，電流制御器が出力するインバータ電圧指令値と異なるる。また，(2)式より，各コンデンサに流れる電流 ic1，ic2 は値をインバータは出力するため電流ひずみの原因となって(3)式にて表すことができる。

いた。そこで，本論文では中性点電流制御のためにインバーic1 = −C1Vc sin(t − 4 ) V 
Vc  dc  ·························· (3)2 
i = C V sin(t −  ) 
2 c
 c2
4
ここで，(2)式と(3)式から得られるコンデンサの充放電電力と(1)式の脈動分が逆位相となることから，各コンデンサ電圧の振幅 Vc は以下の(4)式で表すことができる。

Pout
Vc =
························································ (4)C1点電流制御のためにインバータがコンデンサ電圧 Vcx (Vc1 もしくは Vc2)を出力することを変調器が考慮せず，中性点電流
指令に追従させることを優先的に変調していた。これによタがコンデンサ電圧 Vcx を出力することを考慮しつつ，イン
バータ出力電圧 Vinv.が指令値に追従することを優先して変調する。そのため本制御においても文献(8)の制御法同様に，
インバータ出力電圧指令とコンデンサ電圧によっては中性
点電流が指令値に追従しない，補償不可期間が生じる。
図 4 に CCM におけるインバータ出力電圧 Vinv.，連系インダクタ電流 iL，中性点電流 in の波形を示す。T-type インバー
タは直流電圧 Vdc もしくはコンデンサ電圧 Vcx，ゼロ電圧のいずれかが出力される。そのうち Vcx が印加されている期間
では出力電流が中性点を介して直流側コンデンサに流れさらに，(3)式と(4)式から中性点電流 in を求めると以下の(5)る。中性点電流の方向は動作モードによって決定する。しか式が得られる。(5)式に基づいて中性点電流制御を行い，Vc1，

し，従来の CCM を用いた電力脈動補償法では，中性点電流

Vc2 を制御することで，電力脈動補償を行う。
in = ic2 − ic1 = 2 C1Pout sin(t − ) ··························· (5)4制御のために Vcx が出力されることを考慮しておらず，出力電流に歪みが生じている。そこで本論文ではコンデンサ電圧が出力される期間を考慮した Duty 指令を導出し用いる。

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ここでは，直流電圧を出力する期間を Dout とし，コンデンサi|iout*|

電圧を出力する期間を Dn とする。各 Duty 指令からインバ

non-compensation period

ータ出力電圧 Vinv.と中性点電流|in*|は(6)，(7)式で表される。
Dinv. = DoutVdc + DnVcx ············································ (6)| in * |= Dn | iout * | ···················································· (7)(6)，(7)式に電流制御器から出力されるインバータ出力電圧
指令と中性点電流指令を代入すると各 Duty 指令 Dout，Dn はmode 1

Vinv. − DnVcx|i |，Dn = n * ······························· (8)Vdc| iout |(8)式に基づいて Duty 指令を計算した際，出力電圧が小さ

そこで Dout < 0 となった場合には，インバータ出力電圧 Vinv.
が Vinv.*に等しいかつ最も中性点電流を流すための Duty 指令

Vcx
Vinv.*0Iと，1 スイッチング周期中に占める Dn の割合が大きくなる。

0t(Dout+Dn)Tsw
D0
Dn
T
T
2 sw 2 sw

Fig. 4.

大きく必要となり過変調(Dout + Dn>1)となる。そこで Dout +Dn>1 となった場合には，中性点電流を最大限流すため Dout
+ Dn = 1 として Duty 指令を決定する。したがって，Dout +Dn>1 の場合の Dout 及び Dn は以下の(10)式により決定する。
V −V
Dout = 1 − Dn，Dn = inv. dc ( Dout + Dn  1) ············· (10)Vcx − Vdc
表 1 および(8)-(10)式に基づいて制御を行うことで Vcx が印加されることを考慮しつつ，補償不可期間以外において中性点電流制御を行うことができる。

Table 1.
mode control
iout*+
1
in*0V
iout*+
2
in*+
0V
iout*3in*+
0V
iout*4
in*0V

Vinv.
Vdc
Vc2
0
Vdc
Vc1
0
-Vdc
-Vc1
0
-Vdc
-Vc2
0

図 5 に CCM による電力脈動補償法の制御ブロック図を示す。図 5 でははじめに，(8)式に基づいて Dout および Dn の算

表 1 のスイッチングテーブルを用いて変調を行う。しかし，

iL
in*

iout*

間では中性点電流が指令値と一致しない。そのため CCM にFig. 5.

が残存する問題がある。
〈3･2〉 DCM による電力脈動補償法
図 6 に DCM 制御における出力電流と中性点電流の関係を示す。DCM における出力電流制御と中性点電流制御は，図

off
off
D0
off
off
off

Vinv.
abs

Vcx
a/b
a
abs
÷
b

表 1 および(8)-(10)式に基づいた制御によって，補償不可期
よる電力脈動補償法では，補償不可期間において電力脈動

ON

Switching table.

S2
off
off
D0
off
off
off
Dout
off
off
ON

a

S3
off
off
off
off
off
D0
ON
Dout
off
off

S4

S5
off
off
off
off
off
off
off
Dn
off
off
off
off

ON
Dout
off
off
off
off
off
off
off
D0

a/b DoutDout÷
Eq.(9)bDn&Vdc
Dn Eq.(10)

1

S6
off
Dn
off
off
off
off
off
off
off
off
off
off

S7
off
off
off
off
off
off
off
off
off
off
Dn
off

8

Modulation

する場合は各式に基づいて Duty 指令を計算する。最後に，

PI

S1
Dout
off
off

Switchingtable

出を行う。次に(9)-(10)式に該当するかどうかを判定し，該当

vout

iL*

Dn
D0
T
T
2 sw 2 sw

DoutTsw

Operation waveforms of Vinv., iL and in in CCM.

しかし，このときコンデンサ電圧 Vcx が小さいと DnVcx も小さくなる。このため，直流電圧 Vdc から出力する期間 Dout が

t

in

iL

iL*

を(9)式により決定する。
V
Dout = 0，Dn = inv. ( Dout  0) ······························· (9)Vcx
また，|in*|が大きいとき|in*|に従った制御を行おうとする

2

Tsw

Vdc

Inductor current iL[A]となり，出力電圧指令 Vinv.*に従った電圧を出力できない。

1Vく，かつ，中性点電流が大きい場合にはコンデンサからの出
力 VcxDn だけで Vinv.*を超えてしまう。この期間では Dout < 04

neutral point current command.
Inverter output
voltage Vinv. [V]Dout =

3

Absolute value of output current command and(8)式となる。
*

in*2

Fig. 3.

t

|in*|

iout*

S8
off
off
off
off
Dn
off
off
off
off
off
off
off

4

S1~S4

4

S5~S8

D0

abs

Control block diagram in CCM.

6(a)に示す出力電流と中性点電流を逆方向に通流させるモードと，図 6(b)に示す同一方向に通流させるモードのどちらかによって制御を行う。図 6(a)のモードでは中性点電流によって出力電流が減少するため，連系インダクタに流れる電流が，本来の出力電流の実効値より大きくなる。一方で，図PE-24-028
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6(b)のモードでは中性点電流を出力電流の一部とすることができるため，図 6(a)のモードと比較して連系インダクタに

iout

iout
iout_peak

図 7 に DCM による電力脈動補償法の制御ブロック図を0示す。図 6 に示す Duty 比 d1 ~ d4 は，連系インダクタのインtiout control
d1
d2

ダクタンス，印加される電圧，電流指令値，スイッチング周期から算出する。d1 ~ d4 の算出式は以下の(9)-(12)式によりFig. 6.

d1 =L iout  in (d3 + d 4 )Tsw  (Vdc + vout )*TswVdc (Vdc − vout )

d3 d4

vout*

··················· (9)iout*vout*comp

P
in*

Vc2*

in*comp

P
Vc2

d3 =

*

2 Lin
·········································· (11)Tsw (Vcx* + vout* )

d1，d2

4

Switching tableiout

Duty calculation

L iout*  in* (d3 + d 4 )Tsw  (Vdc + vout* ) Vdc − vout*···· (10)d2 =TswVdc (Vdc − vout* )Vdc + vout*tiout control
d1 d2 d3 d4

Relationship between iout and in in DCM.

*

*

0

(a) iout and in different polarity (b) iout and in same polarity

表される。
*

in control

in compensation iout_peak
in control

流れる電流実効値を低減することができる。

d3，d4

4

S1~S4

S5~S8

iout*，Vdc ，Vc1*，Vc2*，L，Tsw

Fig. 7.

Control block diagram for active power decoupling.
non-compensation period

d4 =

2 Lin
V − vout cx···························· (12)Tsw (Vcx* + vout * ) Vdc + vout ****DCM による電力脈動補償法では d1 ~ d4 を演算した時点の電

Vc2

Vdc
2

Vc1
vout

0

t

圧値と，制御中の実際に連系インダクタに印加される電圧
CCM

値が大きく異なる。そのため出力電流，中性点電流ともに離Fig. 8.

散化による誤差が発生する。これは経路の異なる 2 つの電Waveforms of current mode changing in theiout*

図 8 に提案制御法における電流モード切り替え波形を示す。提案制御法では，CCM における補償不可期間において

図 9 に提案制御法の制御ブロック図を示す。
図 9 は図 5 と図 7 を組み合わせたものである。提案制御法では補償不可
期間の判定時に CCM の制御系から DCM の制御系に切り替えを行う。ここで，補償不可期間で DCM となる連系インダ

D0

iout*

vout*comp

P
iout

in*

Vc2*

P

in*compVc2
iout*，Vdc ，Vc1*，Vc2*，L，Tsw

d1，d2

d3，d4

Switching table

り電流実効値が低減できる。

1

8

abs

Duty calculation

より電力脈動補償効果を改善しつつ，DCM のみの動作時よ

Dn

vout*

DCM により電力脈動補償を行い，それ以外の期間は CCM
により電力脈動補償を行う。これにより CCM のみの動作時

Switching
table

提案制御法

Dout
Duty limitiL

CCM duty generation
vout
Vinv.
a/b Dout
a
PI
abs
÷
b
Vcx Vdc
a/b
Dn
in* abs a ÷b8Change around non-compensation period & ModulationiL*

ダクタ電流の実効値が増加する課題がある。

4.

DCM

8 S1

~

こで離散化誤差を補償するために P 制御を適用する。本論
流 iout をフィードバックに用いる。しかし，DCM ではイン

CCM

proposed active power decoupling method.

流を 1 スイッチング周期中に制御しているためである。そ文では検出の容易さから直流側コンデンサ電圧 Vc2 と出力電

DCM

S8

DCM duty generation

Fig. 9.

Control block diagram in proposed method.

実現できる(10)。

クタを選定すると，CCM と DCM のスイッチング周波数がしかし，補償不可期間となる瞬間に CCM から DCM への等しくした場合にいずれの区間においても電流が CCM と切り替えを行うと出力電流の状態によっては DCM のスイならない。そこで，CCM のスイッチング周波数 fsw_CCM をッチング周期の途中から DCM となり，電流にオーバーシュ

DCM のスイッチング周波数 fsw_DCM に対して高くすることートが生じる恐れがある。そこで補償不可期間かつ新たにで，補償不可期間において DCM，その他の期間で CCM を

DCM のスイッチング周期が始まるタイミングで制御系の切り替えを行う。

PE-24-028
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SPC-24-082(a) CCM(b) DCM
Fig. 10.

5.

(c) Proposed

Experimental results at 1 kW in each current mode.

実機検証〈5･1〉 定格動作試験

Table 2.
提案制御動作およびその妥当性を検証するため，定格 1 kW の試作器を用いて実機検証を行う。CCM に PI 制御器を用いた場合，DCM から CCM へ切
り替わる際に，電流制御器として使用する積分器が不連続となることにより電流にオーバーシュートが生じる恐れがある。そのため今回は負荷を抵抗として PI 制御器を用いずに，オープンループによる動作検証を行う。実験条件を表 2に示す。直流側コンデンサの容量は，電圧振幅 Vc が Vdc/2 を超えないよう(4)式を基に設計する必要がある。今回の実機検証では Vc が Vdc/2 の 80%となるよう設計し，120 μF とした。また，fsw_CCM を 50 kHz，fsw_DCM を 10 kHz とし，連系インダクタを 95 µH とした。連系インダクタには，両モードの動作を可能させるという制約があるため，系統側の LC フ
ィルタのみでスイッチング周波数成分を抑制させる必要がある。そのため LC フィルタのカットオフ周波数を fsw_DCMの 1/10 としてフィルタの設計を行う。今回の実機検証では
フィルタインダクタ Lf を 1.3 mH (%Z = 4%)，フィルタコン
デンサ Cf を 20 µF とした。
図 10 に各電流モードにおける定格動作時の実験結果を示す。図 10(a)の CCM による電力脈動補償法では，補償不可
期間において中性点電流が制御できず，Vc1，Vc2 がアンバラ
ンスしている。また，入力電流 Idc に脈動が残存しており，十分に脈動補償ができていない。これに対し，図 10(b)の
DCM による電力脈動補償法では，補償不可期間無しに Vc1，
Vc2 を制御できている。その結果，CCM と比較して Idc の脈動成分を補償できている。しかし，インダクタ電流のピーク
値が 70.5 A と大きい。図 10(c)の提案制御法では，補償不可
期間なく Vc1，Vc2 が制御できていることに加え，インダクタ

Experimental condition.

Parameter

SymbolValue

Output power
Input voltage
Output voltage
Output frequency
Compensated capacitor
Filter capacitor
Grid-tied inductor
Filter inductor
LC filter cutoff frequency
CCM switching frequency
DCM switching frequency

Pout
VDC
Vout
fout
C1,C2
Cf
L1
Lf
fc
fsw_CCM
fsw_DCM

1 kW
400 V
100 V
50 Hz
120 µF
20 µF(%Y 6.3%)
95 µH(%Z 0.3%)
1.27 mH(%Z 4%)
1 kHz
50 kHz
10 kHz電流からも明らかに CCM と DCM の切り替えができている。CCM と DCM の切り替わり時に iout に歪みが確認できる
ものの，Idc をみると図 10(b)と同様に全期間で脈動補償ができている。
〈5･2〉 入力電流高調波解析

図 11 に各電流モードにおける入力電流高調波解析結果を示す。CCM による電力脈動補償法には補償不可期間が存在するため，2 次高調波成分
は 55.2%の低減に留まる。対して DCM による電力脈動補償法では 89.6%，提案制御法では 90.1%まで 2 次高調波成分を低減できている。これは補償不可期間なしに脈動補償を行っているためである。提案制御および DCM において，入力
電流の 2 次高調波成分を完全に除去できていない。これは電流モード切り替わり時の歪みや DCM に適用している P 制
御の定常偏差が原因である。
〈5･3〉 出力電流 THD・インダクタ電流実効値の評価
図 12 に各電流モードにおける出力電流 THD とインダクタ
電流実効値の評価を示す。図 12(a)に示すインダクタ電流実

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効値は CCM が 9.6 A，DCM が 24.0 A，提案制御法が 22.1 A

A となった。最大 0.9 A の誤差があるが，実験結果とシミュ
レーション結果がおよそ一致しており，低減効果の妥当性を確認した。提案制御では DCM と比較して電流実効値が8.8%低減できている。これは補償不可期間以外で CCM を適用しているためである。
図 12(b)に示す出力電流 THD は CCM

10

1

0.1

が 3.9%，DCM が 1.2%，提案制御法が 6.2%となった。提案

2

4

6

Fig. 11.

は，電流モードの切り替わりタイミングが DCM のスイッチ
Inductor current RMS value [A]ング周期と同期できていないこと，デッドタイム誤差による CCM 期間の電流実効値の低下が原因である。上記 2 つの原因によって，切り替わり時に電流にオーバーシュートが発生し，DCM 期間にオフセットが乗った出力電流波形となっている。今後は，CCM へデッドタイム誤差補償を適用，電流モードの切り替わりタイミングと DCM のスイッチン
グ周期の同期を行うことで提案制御手法の THD 改善を行う。

24.0 A25

22.1 A

20
15

10

9.6 A

5
0

(a) Inductor current RMS

本論文では，電流連続/不連続モード混在制御を用いた電Fig. 12.

実験の結果，提案制御法では全期間の電力脈動補償を達成
しつつ，出力電流 THD が 6.2%，インダクタ電流実効値が22.1A となった。入力電流の 2 次高調波成分は従来のインバータ制御と比べて，提案制御法では 90.1%低減できており，十分な低減効果が確認できた。
今後の予定として，出力電流 THD の改善と効率評価，系
統連系動作の実機検証を行う。

文

(2)

(3)

(4)

献

X. Liu and H. Li: “A new three-phase high-power soft-switched DC-DC
converter based on fuel cell power conditioning system with minimized DC
capacitor”, IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), pp.
4617-4672, (2013)
D. Neumayr, G. C. Knabben, E. Varescon, D. Bortis and J. W. Kolar:“Comparative Evaluation of a Full-and Partial-Power Processing Active
Power Buffer for Ultracompact Single-Phase DC/AC Converter Ststems”,
IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, Vol.9,
No.2 pp.1994-2013 (2021)
Y. Shen, D. Zakzewski, A. Hasnain, R. Resalayyan and A. Khaligh:“Reduced Sensor Control Approach for Active Power Decoupling Circuit in
PV Microinverter Application” IEEE Energy Conversion Congress andExposition (ECCE), pp. 13-18 (2023)
T. Wei, A. Cervone and D. Dujic: “Second Harmonic Ripple Voltage
Suppression for Single-Phase ISOP Solid-State Transformer by Active
Power Decoupling,” IEEE Applied Power Electronics Conference and

12

14

16

18

20

10
8
6.2%

6

4 3.9%
2
0

1.2%
CCM

DCM

Proposed

Current mode(b) Output current THD

Evaluation of output current THD and inductor
current RMS value in each current mode.

い，実機検証により提案制御動作とその有用性を確認した。

(1)

DCM Proposed

Current mode

まとめ

力脈動補償機能を有する系統連系インバータの提案を行

10

Harmonic components of input current in eachcurrent mode.

CCM

6.

8

Hurmonic order

制御では CCM と DCM の切り替わり時に発生している電流歪みに起因して THD が悪化している。切り替わり時の歪み

CCM
DCM
Proposed

Reduced by 90.1%
with proposed method

Output current THD [%]

実効値は CCM が 9.7 A，DCM が 24.9 A，提案制御法が 22.7

100
Hurmonic component ratio
based on DC component [%](100% : 2.5 A)となった。また，シミュレーションにおけるインダクタ電流

Exposition (APEC), pp. 1496-1502, (2023)
S. Qin, Y. Lei, C. Barth, W. Liu and R. C. N. Pilawa-Podgurski: “A HighEfficiency High Energy Dencity Buffer Architecture for Power Pulsation
Decoupling in Grid-Interfaced Converters”, IEEE Energy Conversion
Congress and Exposition, pp.149-157 (2015)(6) K. Toyama and T. Shimizu: “A High Efficiency Single-Phase Utility
Interactive Inverter with an Active Power Decoupling Function and its
Control Method”, IEEJ Transaction on Industry Applications, Vol.135-D,
No.2 pp.147-154 (2015) (in Japanese)(7) X. Xu, M. Su, Y. Sun, B. Guo, H. Wang and G. Xu: “Four-Switch SinglePhase Common-Ground PV Inverter with Active Power Decoupling”, IEEE
Transactions on Industrial electronics, Vol.69, No.3 pp.3223-3228 (2022)(8) M. Abe, H. Haga and S. Kondo: “Power Decoupling Method NPC Singlephase AC/DC Converter using Neutral Point Voltage Control ” , IEEJ
Transaction on Industry Applications, Vol.136-D, No.12 pp.937-943 (2016)(in Japanese)(9) A. Omomo, N. Takaoka, H. N. Le, K. Kusaka and J. Itoh: “T-type NPC
Inverter with Active Power Decoupling Capability Using Discontinuous
Current Mode”, European Conf. on Power Electronics and Applications(EPE), pp.1-10, (2018)(10) R. Higashide, K. Yamanokuchi, H. Watanabe, J. Itoh: “Clarification of
Operating Range for Active Power Decoupling with Mixed Current ModeControl in T-type Inverter”, IEEJ Workshop of Semiconductor Power
Conversion, SPC-23-182, MD-23-079, pp.1-6, (2023)(5)