XX-XX-XXX

2MHz 以上の TCM 駆動を想定した
DC-AC コンバータの設計要件の明確化
楠居 琳太郎

鵜澤匠宏＊

渡辺大貴

岩本拓巳

伊東淳一

（長岡技術科学大学）
Design for TCM drive at 2 MHz or higher Clarify design requirements for DC-AC converter.
Rintaro Kusui, Takuhiro Uzawa*, Hiroki Watanabe, Takumi Iwamoto, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University of Technology)
This paper proposed a DC-AC converter designed for TCM drive above 2 MHz, focusing on the inductor design. Simulation results
show the validity of the inductor design to obtain the desired minimum switching frequency and the trade-off between THD andmaximum switching frequency. In addition, it is shown that raising the minimum switching frequency to 2 MHz will result in noninterference with radiated noise and the AM radio bandwidth when the inverter is driven.
キーワード：TCM，インダクタ設計，ソフトスイッチング，高電力密度化，高スイッチング周波数化(Keywords, TCM, design of inductor, soft-switching, high-power density, high-switching frequency)

1.

はじめに駆動となるためインダクタに使用する磁性材料の限界周波

近年，電力変換器のさらなる高パワー密度化が求められ数を考慮した設計やスイッチング周波数の最大値の決定がている[1]~[3]。電力変換器の高周波化は高パワー密度化の手法必要である。しかし，これらの高周波インバータに用いるイとして注目されている[4]~[6]。高周波化によってインダクタやンダクタの設計要件は明確化されていない。

キャパシタなどの受動部品の体積を小型化可能である。しそこで本論文では，2MHz 以上の TCM 駆動を想定した

かし，スイッチング周波数の増加はスイッチング損失増大

DC-AC コンバータの設計要件を明確化する。明確化のため，の原因となり，必要な冷却器体積も増加する。この課題を解

高周波インバータに適した変調方式と電流の制御方式につ決するために，低損失かつ高速スイッチング可能な SiC やいて検討した。変調方式についてはユニポーラ変調とバイGaN などのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチポーラ変調の 2 方式について比較する。電流制御について，ングデバイスの利用や電流三角波モード(TCM)等によるソ

従来の多くの TCM コンバータは電流のゼロクロス等を検出フトスイッチング技術が検討されている[7]。これらの手法をして TCM 制御を行う。しかし ，2MHz 以上での TCM 制御用いることで最近の電力変換器のスイッチング周波数は数を想定するとシャント抵抗を用いた検出は困難である。そ

百 kHz～1MHz 程度まで引き上げられている[7]。

こで想定する商用周波数出力より十分に高く，最低スイッ一方で，高速かつ高周波なスイッチングをする電力変換

チング周波数より十分に低い 100kHz 程度のカットオフ周波器 か ら 放 射 す る 大 き な 電 磁 ノ イ ズ は AM ラ ジ オ 帯 域数を持つ LPF により TCM 制御されたインダクタ電流の平(526.5kHz～1.62MHz)に干渉する恐れがある[8]。このため，電均値を検出，制御を行う手法を提案する。また，電磁ノイズ

力変換器を駆動する場合には EMC フィルタの搭載が必要との原因となるコモンモード電流に関しても，等価回路を用なる[9]。EMC フィルタはインダクタやコンデンサなどの受いたシミュレーションにより評価する。

動部品で構成されるため回路の大型化の要因となる。

2.

回路構成および動作原理

本論文では，これら課題を解決するために電力変換器の図 1 にバイポーラ変調による TCM 制御を適用したインバスイッチング周波数を AM ラジオ帯域よりも高い 2MHz 以ータの回路構成と各動作モードの電流経路を示す。本回路上まで引き上げることを検討する。これにより，AM ラジオは単相のフルブリッジインバータであり，以下に示す 4 つ帯域のノイズは発生せず，EMC フィルタ無しに構成できるのモードで動作する。

ため，さらなる高パワー密度化が期待できる。また，スイッ(1) Mode Ⅰ(図 1(a)，vac>0)

Mode Ⅰは S1，S4 を ON してチング損失の増大を抑制するためにソフトスイッチング手おり，インダクタには正電圧+Vdc が印加される。この時のイ法として TCM 制御の適用を考える。このとき，可変周波数ンダクタに印加される電圧は Vdc – vac > 0 であるため，インXX-XX-XXX

ダクタ電流 IL は増加する。
(2) Mode Ⅱ(図 1(b)，vac>0)

S1

Mode Ⅱは S2，S4 が ON であり，インダクタには出力電圧 vac が印加される。このとき

S3Vdc

S2vacvac

L/2

S2

S4

Mode Ⅲは S2，S3 が ON

ia c
L/2

L/2は負方向に流れる。
(3) Mode Ⅲ(図 1(c) ，vac<0)S3Vdc

L/2のインダクタ電圧は –vac< 0 となるため，インダクタ電流 iac

S1ia c(a) ModeⅠ

S4(b) ModeⅡであり，インダクタには負電圧−Vdc が印加される。この時のインダクタ電圧は−Vdc – vac < 0 となるため，インダクタ電流iac は減少する

S1

S3Vdc

(4) Mode Ⅳ(図 1(d) ，vac<0)

L/2

Mode Ⅳは S2，S4 が ON

S1iac

S3iac

Vdc

L/2vac

L/2
S2vac

L/2

S2S4S4でありインダクタには出力電圧 vac が印加される。したがってインダクタ電圧は–vac > 0 となるため，インダクタ電流 iac(c) ModeⅢは増加する。

Fig.1

図 2 に Mode I~Mode IV の各モードにおけるインダクタ電of TCM inverter.

流 iac の波形を示す。図 2 よりインダクタ電流リプルΔIL はI(1)式で表される。
I L = I peak + I bot =Vdc − Vac
D  TswLout(d) ModeⅣ

Circuit configuration and operating mode(1)t-Ibot

図 3 にバイポーラ変調を適用した TCM 制御によるインバータの動作波形を示す。図 3 より，出力電圧を正方向に制御(a) IL (ModeⅠ,Ⅱ)する場合は ModeⅠと ModeⅡを，負方向に出力する場合はダクタ電流が Mode II から Mode I，Mode IV から Mode III に遷移する際にインダクタ電流を負に流す。これにより，デッON
S1 OFFON
S2 OFFD
Tsw(b) IL (ModeⅢ,Ⅳ)

ModeⅠ or ModeⅡ

ModeⅢ or ModeⅣ

ONS3 OFFON
S4 OFF+Vac

ドタイム期間中にスイッチング素子の寄生キャパシタに負電流が流れることで電荷が引き抜かれ，ゼロ電圧スイッチ

Vacング(ZVS)を達成する。

-Vac+Ipe ak

ユニポーラ変調-Ipe akFig.2 Inductor current waveform IL

Mode Ⅲと Mode Ⅳを交互に遷移させる。TCM では(1)式かせインダクタのインダクタ電流リプルを制御できる。インt
ΔI

D
Tsw

らデューティだけでなくスイッチング周期も動的に変化さ

ModeⅢ ModeⅣ+Ibot
ΔI

ここで，D は Duty 比，Tsw はスイッチング周期を表す。

〈2･2〉

I

ModeⅠ ModeⅡ+Ipe ak

図 4 にユニポーラ変調による TCM 制御を適用したインバ+Ibot
IL -Ibotータの回路構成と各動作モードの電流経路を示す。ユニポ-Ipe akーラ変調では以下に示す 2 つのモードのみを使い分けて動Fig.3

DC-AC conversion method with TCM control.

作する。
Mode Ⅰは S1，S4 を ON することによ

期間にスイッチング素子の寄生キャパシタに負電流が流れりインダクタに入力側から正電圧 Vdc を印加する。この時の(1) Mode Ⅰ(図 4(a))

ることで電荷が引き抜かれ，ゼロ電圧スイッチング(ZVS)をインダクタ電圧 VL は Vdc – Vac > 0 となるため，インダクタ電達成する TCM 動作となる。またインダクタの通電期間を変流 IL は正方向に流れる。

化させることによりインダクタ電流リプル幅を制御でき(2) ModeⅡ(図 4(b))

ModeⅡは S2，S3 を ON することにる。従って，出力電流が交流波形になるように ModeⅠのよりインダクタに入力側から負電圧-Vdc を印加する。この時ModeⅡのモード遷移やインダクタの通電期間を制御するこのインダクタ電圧 VL は (Vdc+Vout ) > 0 となるため，インダとで，ソフトスッチングを達成しながら DC-AC 出力を実現

クタ電流 IL は負方向に流れる。

する。

図 5 にユニポーラ変調による TCM 制御を適用した DC-

3.

AC 変換法を示す。図 5 より，出力電圧を正方向に制御する〈3･1〉

場合は ModeⅠへ，負方向に出力する場合は ModeⅡへ遷移させる。それぞれのモードへ遷移する場合のデッドタイム

インダクタ設計
必要インダクタンス値の導出

スイッチング周波数の最低値が設定値 fsw_min となる場合

XX-XX-XXXの必要インダクタンス値の算出式を導出する。(1)式より，fswについて解くと(2)式のようになる。ここで，D = Vac/Vdc である。
(Vdc − Vac ) Vacf sw =L( I peak + I bot ) Vdc

S1(2)

S3S1iac

Vd cL/2vac

S3Vdc

L/2(2)式より，交流電圧 Vac が最大の場合にスイッチング周波

S2iac

L/2
L/2S2S4S4数 fsw が最小値となる。この場合のインダクタンス値は(3)式で表される。

L=

〈3･2〉

(a) ModeⅠ(Vdc − Vac _ max )f sw _ min ( I peak + Ibot )Vac _ maxVdc

Fig.4. Circuit configuration and operating mode(3)

インダクタ平均電流誤差補償

図 6 にインダクタ平均値電流誤差補償のブロック図を示す。従来の TCM 制御ではシャント抵抗を用いてボトム電流を検出する。しかし，スイッチング周波数が MHz オーダーof TCM inverter with unipolar modulation.

+Vac

問題を解決するために，100 kHz 程度のローパスフィルタを介してインダクタの平均電流値を取得し，指令値との誤差-Vac+Ipe ak

を P 制御により補償する。これにより，ボトム電流を検出+Ibot
IL -Ibot

することなく TCM 制御を行う。

-Ipe ak

シミュレーション結果

ModeⅡON
S3 OFFON
S4 OFF

Vac

4.

ModeⅠ

ON
S1 OFFON
S2 OFFの場合，シャント抵抗を用いた検出は現実的ではない。この〈4･1〉(b) ModeⅡ

Fig.5. DC-AC conversion method with TCM control.

シミュレーション条件

表 1 にシミュレーション条件を示す。定格電力は 1 kW とし，交流側電圧は系統を想定した 200V，50Hz とする。また最低周波数が 2 MHz として(3)式よりインダクタンス L はIL*＋－P

I*＋

Icomp＋2L

LPF

1.46 μH とした。また，本回路は可変周波数駆動における最高周波数を設定し，最高周波数を超えた場合は DCM 制御をする。
〈4･2〉

1Vdc +Vacton1VactoffIacFig. 6. Block diagram of IL error compensation.
動作波形

図 7 にバイポーラ変調を使用し，最大周波数を最低周波数の 3 倍としたときの動作波形を示す。図 5(a)は系統電圧波形，(b)は出力電流 Iac と観測，検出用のカットオフ周波数
100kHz の LPF 後の波形，(c)は電流最大値付近の拡大波形をそれぞれ示す。図 5(a)，(b)より，インダクタ電流実効値が 5Aであり，力率もほぼ 1 である。また，ピーク時のスイッチン
グ周期は 2 MHz であり，スイッチング周波数が 6MHz とな

Table 1. Simulation Parameters.
Simulation conditions
DC-source voltage Vdc
AC-source voltage VacAC Command Current Icmd
AC-side inductor L
Switching minimum frequency fsw_min
Filter Capacitor Cf
Filter resistor Rf
Bottom current Ibot

Value
400 V
200 VRMS
5 ARMS3.5 μH
2 MHz
1 nF
79.6 Ω
0.0 A

る指令値から DCM に切り替わっている。したがって，設計したインダクタスにより所望の動作をしていることが確認

イポーラ変調を適用した場合と比べ，THD が大きく悪化しできた。ていることが確認できる。

図 8 にユニポーラ変調を使用した際の動作波形を示す。

図 9 に最大周波数と最小周波数の比が 2 としたときの 2

図 8 より，
電流最大値付近でスイッチング周波数が 2MHz に変調方式をそれぞれ適用した場合の出力電流波形を示す。

なっていること，平均値が約 7A であることから，所望の設図 9 より，ユニポーラ変調，バイポーラ変調ともに最大周波計がされていることが確認できる。また，スイッチング周波数が 6MHz の場合と比べて，THD が悪化していることが確

数が 6MHz となる動作点において，DCM に切り替わってい認できる。これは最大周波数が低下したことで，DCM でのる。したがって，ユニポーラ変調を適用した際にも，所望の動作領域が拡大する。これにより，TCM において指令値にインダクタが設計されていることが確認できる。しかし，バ追従するように導出されたディーティと周波数と異なる動XX-XX-XXX

200
20000-200-200
20 [ms/div]
20 [ms/div](a) Grid voltage(a) Grid voltage

Output current Iac[A]101000-10

Fig. 7(c)Fig. 8(c)Fig. 8(c)Fig. 7(c)-10
20 [ms/div]

20 [ms/div](b) Output current waveform(b) Output current waveform
101010100000-10-10-10-10200 [ns/div]

500 ns( fsw_min : 2 MHz )1 [ms/div]

500 ns( fsw_min : 2 MHz )200 [ns/div]

1 [ms/div](c) Enlarged output current waveform(c) Enlarged output current waveform

Fig. 7. Operation waveform with bipolar modulation.

Fig. 8. Operation waveform with unipolar moderation.

作をしたため，指令値に追従しないことが原因である。

制御によって最大周波数と最小周波数の比が小さい条件に

図 10 に提案する LPF を用いた検出電流値に基づく電流制おいても，電流ひずみを抑制できる。特に，スイッチング周御を適用したときの電流波形を示す。ここで，比例制御器の波数の最大値を最小値の 3 倍とした場合，電流制御無しでゲインは 5 とした。提案電流制御により，両変調方式ともにはバイポーラ変調が 0.19%，ユニポーラ変調が 10.2%である

電流 THD は大きく改善した。したがって，提案制御手法にが，電流制御ありではバイポーラ変調が 0.04%，ユニポーラ

よってシャント抵抗を用いた高速高精度な電流極性検出無変調が 1.74%となった。したがって，提案電流制御を適用すしに出力電流を TCM 制御可能であること，周波数制限によることで，周波数特性に劣る高透磁率のコア材料を用いてる動作モード切り替えに起因する電流ひずみを改善できるインダクタを作成し，インダクタをより小型に設計可能でことが確認できた。

ある。

〈4･3〉 スイッチング周波数の最大値と THD の関係〈4･4〉

コモンモード電流の測定と FFT 結果

図 11 にスイッチング周波数の最大値を変化させた場合

図 12 にコモンモード電流の測定回路構成を示す。
直流 DCの THD 測定結果を示す。図 11 は 2 つの変調方式に対し，電源の中点をグラウンドとし，系統を模擬する交流電圧源電流制御の適用の適用した場合としない場合の結果をそれの中点と浮遊キャパシタンスとその寄生抵抗を模擬した

ぞれ示している。図 11 より，スイッチング周波数の最大値RC 直列回路を接続する。これにより，電源ライン間と GNDを大きく設定するほどに，指令値との誤差が増大する DCM間に流れる電磁ノイズの主要因であるコモンモード電流が領域が現象するため THD 改善されている。また。提案電流簡易的に評価できる。

XX-XX-XXX

5.0 Arms
THD:4.95%

55.0 Arms
THD:0.04%

500-5-5

20 [ms/div]

20 [ms/div](a) Bipolar modulation(a) Bipolar modulation

5500-5-520 [ms/div]

20 [ms/div](a) Unipolar modulation

Fig. 9. Output current with maximum frequency of 4MHz.

Fig. 10. Output current with proposed current controller.

図 13 にバイポーラ変調を適用した場合のコモンモード

35

電流波形とその拡大波形，並びに高調波解析結果を示す。図13(a)より，コモンモード電流はピーク付近では 2MHz を基本波として発生しており，DCM 動作するゼロクロス付近では 6MHz を基本波として流れている。また高調波解析結果
より，2MHz ごとにピークが現れており，さらに AM ラジオ
図 14 にユニポーラ変調を適用した際のコモンモード電流波形を示す。波形より，ユニポーラ変調を適用した際にはコモンモード電流が流れておない。これはインダクタを U，V相それぞれに分割して配置したことと，シミュレーション
ではデッドタイムがなく，完全に対象な電圧が出力されてT otal harmonics distortion [%](b)Unipolar modulation

Unipolar modulation w/o FB3025Bipolar modulation w/o FB

20Unipolar modulation w/ FB

15Bipolar modulation w/ FB

10501234Ratio of maximum to minimum frequency

5いることが原因である。したがって，実機においては，デッFig. 11. THD characteristic of each modulation method with or

ドタイムや回路の寄生成分，インダクタンスのばらつき等

without proposed current control.

によってコモンモード電流が流れることが考えられる。以上の結果から，AM ラジオに干渉する周波数帯域である526.5kHz～1.62MHz の範囲においてはいずれもながれないことが確認できた。従って，最低スイッチング周波数を2MHz まで引き上げることにより，インバータ駆動時の放射ノイズと AM ラジオ帯域の非干渉化の可能性が示された。

5.

まとめ

本論文では，2MHz 以上の TCM 駆動を想定した DC-ACコンバータに関して設計要件を明確化するために，変調方式による電流制御特性やコモンモード電流の比較，また，高周波インバータに適用可能なシャント抵抗を用いない電流制御法を提案した。シミュレーションにより，所望の伝送特性を有するインダクタ設計できたことを確認した。また，ユニポーラ変調に比べバイポーラ変調は最大周波数が制限された場合にも歪なく電流を制御できる。提案制御法は周波数の制限により DCM に切かわった際の歪を抑制する。加えて，簡易的なコモンモード電流の評価により最低スイッチング周波数を 2MHz まで引き上げることにより，インバータ駆動時の放射ノイズと AM ラジオ帯域の非干渉化の可能性が示された。
今後は，実機実験により本手法の妥当性を確認する。

XX-XX-XXX

Common-mode current Icom[A]

2.0
S1

S3
iac

Vdc /2

L/2

Vdc /2L/2

1.0

vac /20S2

vac /2S4

Rf =79.6 Ω

Cf =1 nF

-1.0-2.0

5 [ms/div]

1.0

2.00

1.0

-1.00Fig. 12. Evaluation circuit for common mode current.
modulation

文献(１) 北村達也：「SiC を用いた高パワー密度インターリーブ型 DC/DC コンバータの開発」，
電気学会論文誌 D(産業応用部門詩)，
Vol.134，No.11
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500 [ns/div]

0.05-1.0

25 [ns/div]

Common-mode current Icom[A]

0.04
0.03
0.02
0.01
00

2.0

4.0
Frequency f[MHz]6.0Fig. 13 Common mode current with bipolar
modulation.
1.0

Common-mode current Icom[A]0-1.0Fig. 14. Common mode current with unipolar
modulation.

8.0