XX-XX-XXX

三角波電流モードで動作するアクティブバッファ回路を適用した
単相昇降圧 PFC 回路
宮田

湧気＊

大畠

慶太

渡辺

大貴

伊東

淳一（長岡技術科学大学）

Single-phase Buck-Boost PFC Converter with Active Power Decoupling Capability
Operated in Triangular Current Mode
Yuuki Miyada*, Keita Ohata, Hiroki Watanabe, Jun-ichi Itoh, (Nagaoka University of Technology)
Buck-boost PFC converter has a wider output voltage range than a typical boost PFC converter. Active power decoupling method
is effective for downsizing a single-phase buck-boost PFC converter, whereas an additional inductor is required. This paper
proposes a buck-boost PFC converter with an active power decoupling that utilizes the inductor of the PFC circuit. The proposed
circuit simultaneously achieves high power density, buck-boost operating, and active power decoupling, through Triangular current
mode. From the experimental results, it was verified that the efficiency was 95%. In addition, the 2nd-order harmonics (100 Hz) of
the output current was reduced by 88%.
キーワード：単相昇降圧 PFC 回路，アクティブパワーデカップリング，三角波電流モード，ゼロ電圧スイッチング(Single-phase Buck-boost PFC converter, Active power decoupling, Triangular current mode, Zero voltage switching )

1.

はじめに

イッチング(ZVS)が達成出来ないため，回路効率を向上することができない。

単相 PFC 回路は主に電源高調波低減への要求から様々な

本論文では，三角波電流モード(TCM)で動作する APD 回

アプリケーションで適用が進んでいる。PFC 回路として，路を適用した単相昇降圧 PFC 回路の制御法を提案する。本

昇圧型 PWM 整流器方式やダイオード整流器+降圧チョッ

提案法では，文献(8), (9)の DCM 動作の APD 制御法を拡張

パ型など様々な回路方式(1), (2)がこれまでに検討されている

し，TCM による力率改善動作と APD 動作を実現する。本

が ，出力直流電圧範囲が広い用途においては昇降圧機能を提案法によって ZVS が可能となり，スイッチング損低減に有する単相 PFC 回路が必要となる。

よる高効率化が達成できる。本提案法の有効性を実機実験

単相 PFC 回路の入力瞬時電力は系統周波数の 2 倍の周波数で脈動するため，従来の PFC 回路では直流側に大容量の電解コンデンサを接続し，電力脈動を吸収する方法が用いにより確認したため報告する。

2.

PFC 回路構成と従来制御方式

られている(3)。しかし，電解コンデンサは環境温度に寿命が

図 1 に提案する単相昇降圧 PFC 回路を示す。CLC 構成

大きく依存する。また，体積が大きいため回路の大型化の要の昇降圧 PFC のダイオード整流器後段に SW3 とバッファ因になる可能性がある(3)-(5)。この問題に対し，小容量のコン

コンデンサ Cbuf からなる APD 回路を追加している。バッフ

デンサで単相電力脈動を補償するアクティブパワーデカッァコンデンサの電圧を意図的に変動させることで，小容量プリング(APD)回路が提案されているが，コンデンサ電力を制御するためにインダクタと SW 素子を追加する必要があ

Active power decoupling circuit
Lf
Iin 1.3mHり，回路体積の大型化につながる(3), (6)-(7)。そこで，筆者らは
電流不連続モード(DCM)で動作する APD 回路を適用した
単相昇降圧 PFC 回路を提案している(8), (9)。文献(8), (9)では，
DCM によって PFC 動作と APD 動作を時分割することで，Vin

追加素子を削減することが可能である。しかし，ゼロ電圧ス

SW2p
IL

100V

Cf

Vdc

10μH

2 つの動作を両立する。さらに，PFC 動作と APD 動作それぞれで用いるインダクタ及び SW 素子を共通化することで，

Iout

SW3 SW1p

Input filter cut off
frequency :1.4kHz

ICbuf
Cbuf
49μF

VL
Vout

L

VCbuf

340μH

SW1n

SW2n

Leg1
Fig. 1. proposed circuit configuration.

Leg2

XX-XX-XXX

Tswのコンデンサでも単相電力脈動を補償することができる。
本論文では，昇降圧 PFC 回路の交流側レグを Leg 1 とし，直流側レグを Leg 2 とする。

T3で表される。
pin = Vm I m sin 2 (t ) =Vm I m1 − cos(2t ) ................. (1)2

電力が系統周波数の二倍の周波数で脈動することが分か

discharge

iL

T2

T1

charge
APD

PFC

T1

T2

T3

T4

PFC

APD

PFC
iL

APD
discharge(a) Charge operation(b) discharge operation
Fig. 2. Inductor current waveform for one switching period
at DCM
PFC
iL

ここで，Vm と Im はそれぞれ単相系統の電圧と電流の最大値，は系統角周波数である。(1)式の第 2 項より，入力瞬時

T40〈2･1〉単相電力脈動の補償原理
入力電流の力率を 1 とした場合，入力瞬時電力 pin は(1)式

Tsw

iL

APD
charge

0

IP
IN

0

る。出力瞬時電力を一定にするためには， (1)式の第 2 項を

SW1p

SW1p

打ち消す必要がある。そのため，バッファコンデンサの瞬時

SW1n

SW1n

電力 pCbuf が(2)式となるよう制御する。
V I
pCbuf = m m cos(2t ) ........................................... (2)
2

SW2p

SW2p

SW2n

SW2n

SW3

SW3

〈2･2〉従来制御方式

T1

T2

T3

IN

T2

T1

T4

(a) charge modeを示す。(a)は Cbuf 充電時，(b)は Cbuf 放電時である。DCM

T3

T4

Tsw

Tsw

図 2 に従来制御である DCM 動作時のインダクタ電流波形(b) discharge mode

で動作する従来制御方式(8), (9)では，1 制御周期内の前半にFig. 3. Inductor current waveform and switching pattern for one

PFC 動作を行い，後半に APD 動作を行う。図 2 のように，

switching period at Leg1 driving mode at TCM

従来制御方式では，DCM で動作することにより PFC, APD

PFCiL

動作が時分割できるため，独立して PFC 動作，APD 動作の

APD
charge0

制御が可能となる。さらに，時分割によってインダクタとス

PFC
iL

IP
IN

SW1p

SW1p

し，PFC 動作と APD 動作の切り替わり時にハードスイッ

SW1n

SW1n

チングが発生するため，さらなる高効率化が妨げられてい

SW2p

SW2p

た。

SW2n

SW2n

SW3

SW3

提案制御方式

T1

T2

T3

IP
IN

0

イッチング素子が共通化され，回路が小型化できる。しか

3.

T1

T4

T2-1 T2-2

提案制御方式では，前章で説明した DCM を用いた時分割

T3

T4

Tsw

Tsw

(a) charge mode

制御を拡張し，TCM によって時分割制御を達成する。従来

APD
discharge(b) discharge mode

手法と同様に，1 制御周期内の前半で PFC 動作を行い，後Fig. 4. Inductor current waveform and switching pattern for one

半で APD 動作を行う。PFC 動作では，ダイオード整流器出switching period at Leg2 driving mode at TCM

力電圧 Vdc と出力電圧 Vout の大小関係により，以下 3 つのPFC
iL

モードを切り替えて動作する。
1. Vdc > Vout：Leg 1 駆動モード (降圧動作)

APD
charge

0

IP
IN

PFC
iL
0

2. Vdc < Vout：Leg 2 駆動モード (昇圧動作)

SW1p

SW1p

3. Vdc ≈ Vout：4-arm 駆動モード

SW1n

SW1n

ダイオード整流器出力電圧 Vdc と出力電圧 Vout が等しく

SW2p

SW2p

なる条件では過変調が生じ，入力電流がひずむ。この問題を

SW2n

SW2n

解決するために 4-arm 駆動モードを導入した。4-arm 駆動

SW3

SW3

モードの導入により， Vdc ≈ Vout となる場合でも過変調が発生せず，ひずみのない入力電流を達成する。PFC 動作の 3
モードに加えて，APD 動作は，Cbuf 充電モードと Cbuf 放電
モードの 2 モードがあるため， 1 制御周期内で取りうる制

T1

T2

T3

Tsw

(a) charge mode

T4

APDdischarge
IN

T1

T2

T3

T4

Tsw

(b) discharge mode

Fig. 5. Inductor current waveform and switching pattern for one
switching period at 4-arm driving mode at TCM

XX-XX-XXX

Input current command
value calculation
Pn *sin(ωt)
Vin 2

Vin
Vout
VCbuf

Buffer capacitor voltage control
VCbuf_ave *
VCbuf

LPF
BEF

+

-

PI

VCbuf_ave

VCbuf
Vout

Vin
Vout
VCbuf

iin*
Cal. of

Tsw
Vout
VCbuf

Tsw

iAPD *+

Cal. ofIP_sig

T1*

T1*

Cal. of

T3*

T3*

+

iL_buf*
T1 and T3 command value calculation*
Pn cos(2ωt)
Vout
Buffer capacitor current pulsationcommand calculation

Switching 5
pulse
modulator SW

IN_sigFig. 6. Control block diagram.
PFC

御パターンは，合計 6 種類となる。

ipeak_P FC

図 3 に Leg 1 駆動モードのインダクタ電流とスイッチング
パターン，図 4 に Leg 2 駆動モードのインダクタ電流とス
イッチングパターン，図 5 に 4-arm 駆動モードのインダク
タ電流とスイッチングパターンを示す。本提案法では，
PFC 動作から APD 動作へ切り替わる時間 (T2 – T3 期間)で負電流を流す期間を設けて三角波状の電流を流す TCM 動作を行う。インダクタ電流を負電流切替値 IN 及び正電流切APDipeak_A PD

iL

ip ea k_P FC

0
IN
T1-2

T2-1 T2-2

T1-1

T3-2 T4-1
T3-1
T4-2

Tsw

PFC

APD

iL

ipeak_A PD

0
T1

T2

T3

T4

Tsw

(a) Theoretical current waveform(b) Current waveformwith approximation
Fig. 7. Inductor current waveform at Leg1 driving mode.

替値 IP で検出し，スイッチングパターンを切り替えること

動作の電流平均値と APD 動作の電流平均値が各電流指令値

で，入力電流とバッファキャパシタ電流をそれぞれ制御でと等しくなる条件を求める必要がある。これは，非線形連立

きる。TCM 駆動によりデッドタイム中のデバイス電流が負方程式となるため，解析的に一意に決定することが出来なとなったタイミングでターンオンを行い，ZVS を達成する。

い。そこで本論文では IN = IP = 0 と近似して Tsw を解析的

ただし，TCM 駆動の場合，電流指令値に応じて，スイッチに導出する。

ング周期 Tsw を変動させる必要がある。

図 7(a)に Leg 1 駆動モード時の放電モードのインダクタ電〈3･2〉提案制御法の電圧，電流制御系

流波形，図 7(b)に近似を用いた際のインダクタ電流波形を

図 6 に提案手法の制御ブロック図を示す。本提案法は入力示す。近似した場合，インダクタ電流波形は臨界電流モード

電流指令算出部，バッファコンデンサ平均電圧制御部，バッ(BCM)となる。

ファコンデンサ電力脈動指令算出部，T1 及び T3 指令値算出

近似適用時のスイッチング期間 T1，T3 は(4)式，(5)式で求部，スイッチングパターン生成部から構成される。電流指令

められる。

算出部では，電力指令値を元に入力電流指令値 iin*を算定する。バッファコンデンサ平均電圧制御部では，PI 制御器を

T1 =2 LTsw *iin ................................................. (4)Vin − VoutT3 =2 LVoutTsw
i*APD .................................... (5)VCbuf (VCbuf − Vout )用いてバッファキャパシタ電圧 VCbuf の平均値 VCbuf_ave を指令値に追従させる。APD 電流指令値 iAPD*は，入力電力脈動と逆位相の充放電電流指令 iLbuf*をバッファコンデンサ電圧制御の出力に加算することで VCbuf を脈動させ，電力脈動を補償する。ここで，iLbuf*は(2)式より(3)式で与えられる。

T1，T3 が決定すれば，PFC, APD 動作時における電流ピー

Pn cos 2t................................................. (3)Vout

ク値 ipeak_PFC と ipeak_APD が定まるため，T2，T4 は電圧条件

i*Lbuf =本制御により電圧制御系はバッファコンデンサの平均電から一意に導出できる。期間 T2,T4 は(6)式，(7)式となる。
V − Vout
T2 = in
T1 .................................................... (6)Vout

圧値のみを制御するだけでよいため，バッファコンデンサ
電圧制御の帯域は低く設定できる。
次に，各スイッチング時間の導出を行う。はじめに Tsw, T1,

T3 の導出について，Leg 1 駆動モード時の放電モードを例に説明する。まず，Tsw を求めるには 1 制御周期内の PFC

T4 =VCbuf − Vout
Vout

T3 ................................................. (7)近似を用いた際のスイッチング周期 Tsw は，(8)式で表される。(8)式に(4)，(5)，(6)，(7)式を代入し，Tsw について解く

XX-XX-XXX

4.

と，(9)式で表される。
Tsw = T1 + T2 + T3 + T4 ............................................. (8)実機実験

提案制御方式を用いた検討回路の有用性を確認するために，以下の 2 つの電圧・電力条件で実機検証を実施した。素

Tsw =


V V 2 i* i* V
− Vout )  V i*  Cbuf dc APD in ( Cbuf

Cbuf APDVout (Vdc − Vout )Vout (VCbuf − Vout ) 


4L

−

子パラメータは図 1 に記載の値を用いている。
1)

出力電圧 Vout = 200V，入力電力 Pin =180W(昇圧動作条件)*
2 *
2 L (Vdc2Vout iin* − VCbuf Vdc2 iin* + VCbuf VdcVout i APD− VCbuf Vouti APD )

2)

2
Vout
(VCbuf − Vout ) (Vdc − Vout )出力電圧 Vout = 100V，入力電力 Pin =60W
(昇降圧動作条件).......................................................................... (9)(9)式から導出した Tsw を用いて，期間 T1 及び T3 の指令値

T1*，T3*を導出する。T1*，T3*は近似を用いずに導出するため，負電流期間を考慮して決定する必要がある。期間 T1-1 及び T3-1 は(10)式で表される。
L
T1−1 = T3 −1 =I N ..................................... (10)VCbuf − Vout

また，負電流期間はバッファコンデンサ Cbuf を充電する経路で電流が流れるため，APD 動作のみ指令値を補正する必要がある。T1*は(3)式に期間 T1-1 を加算し，(11)式で表される。T3*は(4)式に期間 T3-1 を加算し，負電流期間の充電を考慮した補正項が追加され，(12)式で表される。

両条件で APD を適用し，負電流切替値 IN = -1.5A，正電流
切替値 IP = 1.5A に設定した。
図 8(a)に昇圧条件(Vout = 200V，Pin =180W)時の電圧，電流波形を示す。バッファコンデンサ平均電圧 VCbuf_ave は 280Vに設定した。入力電流力率は 0.98，入力電流 THD は 7.6%となり，昇圧条件での PFC 動作を確認した。
図 8(b)に昇降圧条件(Vout = 100V，Pin =60W)時の電圧，電流波形を示す。昇降圧条件では，出力電圧 Vout が入力電圧 Vinの最大値よりも小さくなるため，系統 1 周期内に昇圧動作と降圧動作が切り替わる。バッファコンデンサ平均電圧

VCbuf_ave は 230V に設定した。入力電流力率は 0.84，入力電流 THD は 9.7%となり，昇降圧条件での PFC 動作を確認した。
両条件での入力電流のひずみの原因として，近似による誤2 LTsw *
L
T1* =
iin +
I N ........................ (11)
Vdc − Vout
VCbuf − Vout

差が考えられる。近似による誤差は，電流指令値が小さい時に影響が大きくなるため，両条件で APD 電流指令値が小さい時に波形がひずんでいると考えられる。今後，近似誤差を

2 2
N

2 LVoutTsw
2L I
i*APD +
VCbuf (VCbuf − Vout )(VCbuf − Vout ) 2

T3* =
+

L
IN
VCbuf − Vout

補償する方法を検討する予定である。
........... (12)した結果を付録に示す。導出した T1*，T3*と電流切替値検出
信号 IN_sig，IP_sig を元に，各動作モードに応じたスイッチ
ングパターンを生成する。

0A

インダクタ電流波形を示す。図 8 より，設定した IN 及び IPにインダクタ電流が達するタイミングのスイッチングによ同様に，他の駆動モードでの Tsw，T1*,ならびに T3*を導出

0V

図 9 に昇圧条件での Cbuf 充電動作及び Cbuf 放電動作時のり，TCM 動作となっている。
図 10 に両条件での出力電流の周波数解析結果を示す。昇圧条件で 100Hz 成分を 88%，昇降圧条件で 100Hz 成分を76%低減できたことを確認した。
以上の結果より，検討回路および提案制御法によって PFC

Vin, Vout, VCbuf[200V/div] 0V
Input current Iin [5A/div]
THD:7.66%

0A

Vin, Vout, VCbuf[200V/div]
Input current Iin [2A/div]
THD:9.7%

0A

0A

Inductor current IL [10A/div]

Inductor current IL [10A/div]
0A

0A
Output current Iout [10A/div]

Output current Iout [10A/div][4ms/div][4ms/div](a) Boost operation condition(Vout = 200V, Pn = 180W)
Fig. 8. Operating waveform.

(b) Buck-boost operation condition(Vout = 100V, Pn =60W)

XX-XX-XXX

Vin, Vout, VCbuf [200V/div]

Vin, Vout, VCbuf [200V/div]
0V

Input current Iin [5A/div]
Inductor current IL [5A/div]

0A

0V
Input current Iin [5A/div]
Inductor current IL [5A/div]

0A

1.5A
0A

0A

-1.5A

Output current Iout [5A/div]-1.5A

Output current Iout [5A/div]

0A

0A[40μs/div][40μs/div](a) Charge operation(b) Discharge operation

Fig. 9. Inductor current waveform at boost operation condition.

70: 0.75A

6060

4040

50

Without active powedecoupling

76% reduces

10
00

22

(100Hz)

44

66

8 10
12
14
8
10
12
14
Harmonic number

16
16

18
18

20
20

With active power
decoupling

(100%

2020

00

8080

4040 power
With active
decoupling
30

30

100W

Without active power decouplingWith active power decoupling90

70 active power
Without
decoupling
6060

88% reduces

50

200W
100

: 0.54A:0.83A)

8080

100:0.65A)

Without active power decouplingWith active power decoupling

90

(100%

Harmonic component ratio
based on DC component[%]100

Harmonic component ratio
based on DC component[%]

100

2020
10

00

2
2

00

(100Hz)

66

44

88
10
12
14
10
12
14
Harmonic number

16
16

18
18

20
20

(a) Boost operation condition(b) Buck-boost operation condition(Vout = 200V, Pin = 180W)(Vout = 100V, Pin =60W)
グラフ タイトル
Fig. 10. Output current harmonics analysis results.

図 11 に TCM 動作方式の効率と DCM 動作方式の効率の比較を示す。入力電力 180W 時に DCM 動作と比較して損失を 11W 低減し，効率 95%を達成した。入力電力 60W 時に DCM 動作と比較して損失を 1.5W 低減し，効率 94%を
達成した。

5.

まとめ

本論文では，アクティブバッファ回路を適用した単相昇降

100
9898
96
9494 Loss: 1.5W

Tsw =

+

T1* =

今後は，入力電流ひずみの改善やインダクタなどの回路の最適化などを行う予定である。

下のように導出できる。

2
Vout(VCbuf − Vout ) (Vin − Vout )).................................................................(A-1)

減できる。TCM 動作により，DCM 動作時と比較して入力

レグ 1 駆動かつ充電モードにおける Tsw，T1*，T3*は以

Vout=200V ,Pn=180W
2


VCbuf Vin2 (VCbuf − Vout )iin* i*APD 
4L
*
V

Cbuf i APD +Vout (Vin − Vout )Vout (VCbuf − Vout ) (

逆方向に電流を流すことで，ZVS を達成し，SW 損失を低

付録

90.2%

2
2 L −Vin2Vout iin* + VCbuf Vin2iin* − VCbuf VinVout i*APD + VCbuf Vouti *APD

追加素子を削減することができる。また，TCM 動作により電力 180W 時に損失が 11W 低下し，効率 95%を達成した。

95.8%

Fig. 11. Comparison of efficiency between TCM operation
and DCM
operation
DCM
TCM

路と APD 回路の動作を時分割する。時分割制御により，
PFC と APD の制御の干渉を防ぎ，追加インダクタおよびLoss: 11W
Efficiency: 5.6pt
reduces

4.0pt
92 Efficiency:
reduces
94.3%
9090
88
90.3%
8686
Vout=100V ,Pn=60W
1

圧 PFC 回路の TCM 制御法を提案した。提案法は DCM で動作する従来制御法を拡張し，TCM 動作によって PFC 回

DCM operation
TCM operation

Efficiency [%]動作と APD 動作を両立可能であることを確認した。

T3* =2 LTsw *L
iin +IN
Vin − Vout
VCbuf − Vout
2 L (VCbuf − Vout ) Tsw
VoutVCbuf

i*APD +.............................(A-2)

2 2
P2
out Cbuf

LI
V V

+

L
IP
Vout

..........(A-3)

レグ 2 駆動かつ放電モードにおける Tsw，T1*，T3*は以下のように導出できる。

XX-XX-XXX............................................................... (A-12)*

VCbuf ViniAPD
iin* (Vout − Vin ) 4L*Vout iin +Vin (Vout − Vin ) VCbuf − Vout




Tsw =

+

4 アーム駆動かつ充電モードにおける Tsw，T1*，T3*は以下

*
3 *
2 *
2 L (VCbuf Vin2iAPD− VCbuf VinVout i *APD − Voutiin + VCbuf Voutiin )のように導出できる。

VinVout (VCbuf − Vout ) (Vin − Vout )Tsw =................................................................. (A-4)
2 L(Vout − Vin )iin* Tsw − L2 I P2
L+IN
VinVout
VCbuf

T =
*
1

(

.................... (A-5)

2 2

+

3 *
2 *
2 *
2 L(Voutiin − VCbuf Vin2iin* − VCbuf Voutiin + 2VinVout
iin + Vin2Vout iin*
2
VinVout(VCbuf − Vout )−2VCbuf V V i + VCbuf VinVout i*APD )*in out in

L I N VCbuf + VoutVCbuf − Vout
2 LVoutTsw*
iAPD+
VCbuf (VCbuf − Vout )VCbuf 2 (VCbuf − Vout ) 2

T3* =

−


VCbuf (VCbuf − Vout )iin* i*APD *VCbuf iAPD + (Vin + Vout )VinVout
Vout (VCbuf − Vout ) 



2

2

)

.................................................................... (A-13)

L
IN
VCbuf − Vout

T1* =................................................................. (A-6)
ように導出できる。

+

+

2

Vout
VCbuf (VCbuf − Vout )iin* i*APD *VCbuf i APD +Vin (Vout − Vin )Vout (VCbuf − Vout )(VinVout (VCbuf − Vout ) (Vin − Vout )文

2 L(Vout − Vin )Tsw *L2 I P2
L
iin +
+
IN
VinVout
VinVout VCbuf
2 L (VCbuf − Vout ) Tsw

T3* =VoutVCbuf................. (A-8)

L (VCbuf − Vout ) (VCbuf I N − Vout I P )L2 I N2+2
2
VoutVCbuf
Vout
VCbuf
2

*
iAPD
+

2

L
+
IP
Vout

....................................................................... (A-9)
4 アーム駆動かつ放電モードにおける Tsw，T1*，T3*は以下のように導出できる。

V i* i* V− Vout )  V i* + (V + V ) Cbuf APD in ( Cbuf

Cbuf APD
inout
VinVout
Vout (VCbuf − Vout ) 


3 *
2
2 *
2 L(Voutiin − Vin2VCbuf iin* − Vout
VCbuf iin* + VinVout
iin
4L

Tsw =
−

2
VinVout(VCbuf − Vout )+V V i + VCbuf VinVout i*APD − 2VCbuf VinVout iin* )2*
in out in................................................................... (A-10)................................. (A-11)

T1* =2 LTsw *
L
iin +
IN
Vin
VCbuf

T3* =

2
2
L2 I N2 ( 2VCbuf− Vout)2 LVoutTsw
i*APD + 2
2
VCbuf (VCbuf − Vout )VCbuf (VCbuf − Vout )+LIN
VCbuf − Vout

L
IP
Vout

)

................................................................. (A-7)
T1* =.................................. (A-14)...................................................................... (A-15)

4L

*
3 *
2 *
2 L −VCbuf Vin2 iAPD
+ VCbuf VinVout i*APD + Voutiin − VCbuf Voutiin

2 LTsw *
L
iin +
IN
Vin
VCbuf

2 L (VCbuf − Vout ) Tsw *L2 I N2 (VCbuf − Vout ) L2 I P2 (VCbuf − Vout )L2 I N2
iAPD +−+
2
VoutVCbuf
VoutVCbuf
VoutVCbuf
Vout2 VCbuf

T3* =レグ 2 駆動かつ充電モードにおける Tsw，T1*，T3*は以下の

Tsw =

4L

2

献

(１) Fariborz Musavi, Wilson Eberle, and William G. Dunford, “A HighPerformance Single-Phase Bridgeless Interleaved PFC Converter for Plugin Hybrid Electric Vehicle Battery Chargers,” IEEE Transactions on
Industry Applications, vol. 47, no. 4, pp. 1833-1843 (2011)(２) Laszlo Huber, Liu Gang, and Milan M. Jovanovic, “Design-Oriented
Analysis and Performance Evaluation of Buck PFC Front End,” IEEE
Transactions on Power Electronics, vol. 25, no. 1, pp. 85-94 (2010)(３) D. Neumayr, G. C. Knabben, E. Varescon, D. Bortis and J. W. Kolar,“Comparative Evaluation of a Full- and Partial-Power Processing Active
Power Buffer for Ultracompact Single-Phase DC/AC Converter Systems”,
IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 9,
no. 2, pp. 1994-2013 (2021)(４) H. Wang, M. Liserre and F. Blaabjerg, “Toward Reliable Power Electronics:
Challenges, Design Tools, and Opportunities,” IEEE Industrial Electronics
Magazine, vol. 7, no. 2, pp. 17-26 (2013)(５) Z. Zhao, P. Davari, W. Lu, H. Wang and F. Blaabjerg, “An Overview ofCondition Monitoring Techniques for Capacitors in DC-Link Applications”,
IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 36, no. 4, pp. 3692-3716(2021)(６) 外山佳祐, 清水敏久：「パワーデカップリング機能を持つ高効率単相系統連系インバータとその制御法」, 電気学会論文誌 D, Vol. 135,
No. 2, pp. 147-154 (2015)(７) S. Qin, Y. Lei, C. Barth, W. -C. Liu and R. C. N. Pilawa-Podgurski, “A highefficiency high energy density buffer architecture for power pulsation
decoupling in grid-interfaced converters,” 2015 IEEE Energy Conversion
Congress and Exposition (ECCE), pp. 149-157 (2015)(８) 宮田湧気,大畠慶太,渡辺大貴,伊東淳一：「電流不連続モードで動作するアクティブバッファ回路を適用した単相昇降圧 PFC 回路」，SPC22-146，MD-22-081, pp. 19- 24 (2022)(９) 宮田湧気,山ノ口皓喜,渡辺大貴,伊東淳一：「電流不連続モードで動作する単相昇降圧 PFC 回路の昇降圧動作時における入力電流ひずみの低減」，IEE Japan Annual Meeting，4-064，pp.111-112 (2023)